(57)【要約】本発明は、スイッチト動作モードに基づいて入力信号を所定値の出力信号に変換するコンバータ回路及び変換方法に関するものであり、出力信号の所定値を第１基準値と比較し、比較結果に応じてフィードバック信号を発生する第１制御ループ(40)を用意し、そして、上記フィードバック信号が発生されるまでに経過した期間を第２基準値と比較し、比較結果に応じてスイッチト動作モードのスイッチングパラメータを制御する第２制御ループ(60)を用意する。その結果、出力信号は、出力負荷に対してだけでなく、入力信号の広範囲にわたっても適正に制御され、電力効率及び信頼性を最適化することができる。
2008517575.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチト動作モードに基づいて入力信号を所定値の出力信号に変換するコンバータ回路において：
a) 前記出力信号の前記所定値を第１基準値と比較し、この比較結果に応じてフィードバック信号を発生する第１制御ループ(40)と；
b) 前記フィードバック信号が発生されるまでの期間を第２基準値と比較し、この比較結果に応じて前記スイッチト動作のスイッチングパラメータを制御する第２制御ループ(60)と；
を具えていることを特徴とするコンバータ回路。
【請求項２】
前記所定値が前記出力信号の電圧値であることを特徴とする請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項３】
前記第２制御ループ(60)が、前記第２基準値に達しないうちに完了した動作サイクル数を測定する測定手段(62)を具えていることを特徴とする請求項１または２に記載のコンバータ回路。
【請求項４】
前記スイッチングパラメータが、前記スイッチト動作モードの動作周波数(ＯＦ)であることを特徴とする請求項３に記載のコンバータ回路。
【請求項５】
前記第２制御ループ(60)が分周手段(66)を制御すべく構成され、前記分周手段(66)を用いて、前記測定した動作サイクル数が前記基準値に関連する所定数を超えた場合に前記分周手段(66)の分周比を増加させる方法で、前記動作周波数(ＯＦ)を発生することを特徴とする請求項４に記載のコンバータ回路。
【請求項６】
前記測定手段が、前記動作サイクルをカウントして前記所定数に達した場合に制御信号を出力する第１カウンタ手段(62)を具え、前記第１制御ループ(40)が前記フィードバック信号を発生した際に、前記第１カウンタ手段(62)がリセットされることを特徴とする請求項５に記載のコンバータ回路。
【請求項７】
前記測定手段が第２カウンタ手段(63)を具え、前記第２カウンタ手段(63)のカウント動作は前記第１カウンタ手段(62)の前記制御信号によって制御され、前記第２カウンタ(63)のカウント方向は、前記第１制御ループ(40)が前記フィードバック信号を発生した時点で前記第１カウンタ手段(62)から得られる出力値に基づいて制御されることを特徴とする請求項６に記載のコンバータ回路。
【請求項８】
前記分周手段(66)の前記分周比が、前記第２カウンタ手段(63)の出力値に応じて制御されることを特徴とする請求項７に記載のコンバータ回路。
【請求項９】
前記第２制御ループ(60)が、前記分周比が所定の最大比に達した場合にオーバーロード状態を指示すべく構成されていることを特徴とする請求項５〜８のいずれかに記載のコンバータ回路。
【請求項１０】
前記所定の動作サイクル数以内に前記第２基準値に達した際に、前記分周比を、前記第２制御ループ(60)のメモリー手段(65)に記憶することを特徴とする請求項５〜８のいずれかに記載のコンバータ回路。
【請求項１１】
前記変換が少なくとも１つのスイッチト・インダクタンス(Ｌ)に基づくことを特徴とする請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項１２】
さらに、１つの動作サイクルが完了して初めて前記スイッチングパラメータの制御を可能にするシーケンサ手段(70)を具えていることを特徴とする請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項１３】
スイッチト動作モードに基づいて入力信号を所定値の出力信号に変換する方法において：
a) 前記出力信号の前記所定値を第１基準値と比較する第１比較ステップと；
b) 前記第１比較ステップの結果に応じてフィードバック信号を発生する発生ステップと；
c) 前記フィードバック信号が発生されるまでの期間を第２基準値と比較する第２比較ステップと；
d) 前記第２比較ステップの結果に応じて前記スイッチングパラメータの制御を開始する制御ステップと
を具えていることを特徴とする変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、スイッチト（切り換え）動作モードに基づいて入力信号を所定値の出力信号に変換するコンバータ（変換器）回路、及びこれに対応する変換（コンバージョン）方法に関するものである。
【０００２】
（発明の背景）
調整または制御される電源は、バッテリ充電器（バッテリチャージャ）、セルラ電話機、コンピュータ、コンピュータモニタ、テレビジョン、オーディオ（音響）製品、及びビデオカメラを含む実質的にすべての電子装置において見出される。１つの代表的な電源は、直流−直流コンバータ（以下では簡単にＤＣコンバータとして表わす）のようなコンバータであり、電源から動作し、中間過程として交流信号を発生し、そして出力信号を負荷に送り届ける。ＤＣコンバータはＤＣ入力電圧を受け取り、ＤＣ出力信号を生成する。一般に、生成される出力電圧は入力電圧とは異なる値またはレベルである。
【０００３】
一般的なパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）レギュレータ（調整器）回路では、スイッチングデバイスの制御端子に方形波を供給してそのオン状態及びオフ状態を制御する。スイッチングデバイスのオン時間の増加は出力電圧を増加させ、その逆も成り立つので、出力電圧は方形波のデューティサイクルを操作することによって制御することができる。この操作は制御ループ内の制御回路によって達成され、この制御回路は出力電圧を基準電圧と連続して比較し、方形波のデューティサイクルを調整してほぼ一定の出力電圧を維持する。
【０００４】
代案として、電圧調整（レギュレーション）のパルス周波数変調（ＰＦＭ：Pulse Frequency Modulation）は、小さい出力電流レベルでは上記ＰＷＭモードより良い効率を提供する。第１に、ＰＦＭモードが一定の出力電圧を維持するために必要とするターンオン・トランジスタはＰＷＭモードより少数であり、従って、結果的にスイッチングトランジスタのゲート駆動電力の消失がより小さい。第２に、ＰＦＭモードは、より少数の構成要素を有するずっと単純な制御回路で達成することができるので、ＰＦＭモードの制御ループにおける電力消失はＰＷＭモードの制御ループにおける電力消失より小さい。しかし、出力電流が中程度のレベルに達すると、電圧調整のＰＦＭモードは非実用的なものとなる、というのは、ＰＦＭモードから得られる最大出力は一般に、ＰＷＭモードから得られる最大電力よりずっと小さくなる。
【０００５】
図１に、変動する入力電圧Ｖinから調整された出力電圧Ｖoutを発生する従来のコンバータ回路の概略ブロック図を示す。入力電圧Ｖin及び出力負荷は変化し得るが、出力電圧Ｖoutは入力電圧Ｖinより高い値を持つことができ、そしてほぼ一定である。こうしたＤＣ電圧コンバータは通常、インダクタＬを用いて、インダクタＬ及びスイッチングデバイス２０を通って流れる電流によって発生されるエネルギーを蓄積し、スイッチングデバイス２０はパワートランジスタまたは他の可制御の半導体スイッチングデバイスとすることができる。スイッチングデバイス２０を用いてそれぞれの電流経路をスイッチオフ（オフ切替）し、これにより、インダクタＬ内に蓄積されたエネルギーは電流としてダイオードＤを経由して出力に伝送され、出力端子に並列に接続されたキャパシタＣを充電する。スイッチングデバイス２０を連続してスイッチオン（オン切替）及びスイッチオフすることによって、インダクタＬに蓄積されたエネルギーを連続的にダイオードＤ経由でキャパシタＣに転送してキャパシタＣを充電する。ダイオードＤは、キャパシタＣの電圧とスイッチングデバイス２０の電圧との間のデカップリング（減結合）を提供する働きをし、これにより出力電圧Ｖoutを入力電圧Ｖinより高くすることができる。既に説明したように、スイッチングデバイス２０はＰＷＭ動作モードでは固定周波数で制御することができ、ここではスイッチング位相のデューティサイクルまたは持続時間を制御して、出力電圧Ｖoutをほぼ一定に保つ。
【０００６】
他方では、スイッチングデバイス２０はＰＦＭ動作モードで動作させることができ、ここではスイッチング周波数を変化させて出力電圧Ｖoutをほぼ一定に保つ。スイッチト動作モードはオシレータ（発振器）及び駆動回路１０によって制御され、駆動回路１０は方形波信号のような対応する制御信号を発生し、この信号はスイッチングデバイス２０の制御端子に供給される。
【０００７】
出力Ｖoutはフィードバック（帰還）ループ４０によって調整又は制御され、フィードバックループ４０は出力電圧Ｖoutの値を基準電圧と比較し、そしてこの比較結果に応じてスイッチング周波数またはデューティサイクルを調整する。コンバータの効率を改善するために、追加的なスイッチングデバイス３０をダイオードＤに設けてダイオードＤのスレッショルド（しきい値）電圧をなくすことができる。追加的なスイッチングデバイス３０は、別個のドライバ（駆動回路）装置によって、あるいはスイッチングデバイス２０を制御するドライバ装置１０によって制御することができる。
【０００８】
以下では、ＤＣコンバータの完全な動作サイクルをその３つの段階によって説明する：
【０００９】
第１段階では、スイッチングデバイス２０をスイッチオンし、追加的なスイッチングデバイス３０をスイッチオフし、これにより電流はインダクタＬ及びスイッチングデバイス２０を通って流れ、オシレータの１サイクル分のエネルギーがインダクタＬ内に蓄積される。
【００１０】
第２段階では、スイッチングデバイス２０をスイッチオフし、追加的なスイッチングデバイス３０をスイッチオンし、これにより、今度は電流はキャパシタＣに流れ、エネルギーはキャパシタＣに伝送される。
【００１１】
第３段階、即ち、例えば第１段階と第２段階との間、あるいは出力電圧Ｖoutが適正または所望の電圧値に達した際に、スイッチングデバイス２０及び追加的なスイッチングデバイス３０もスイッチオフされる。
【００１２】
出力電圧Ｖoutはフィードバックループ４０によって制御され、このことは、出力電圧Ｖoutが低過ぎる場合に新たな動作サイクルの開始を可能にするか起動し、これにより、スイッチング周波数またはデューティサイクルを増加させる。スイッチング位相をドライバ装置１０によって慎重に制御して、スイッチングデバイス２０と追加的なスイッチングデバイス３０とが同時にスイッチオンされることを避けなければならない。
【００１３】
出力に伝送することのできるエネルギーの量は、インダクタＬのインダクタンス値及びドライバ装置内のオシレータのスイッチング周期に直接結び付く。所定のインダクタンス値及びオシレータ周波数に対して、限られた入力電圧範囲のみについて所望の出力電力を送り届けることができる。
【００１４】
【特許文献１】米国特許US 5,945,820
【００１５】
特許文献US 5,945,820は、瞬間的なスイッチングレートにおいて固定幅のパルスを用いるスイッチングレート制御を有するＤＣコンバータを開示している。所望周波数を変更することによって、負荷がその電力の必要性を伝える。フィードバック装置は、上記所望周波数から、ＤＣ出力電圧、瞬間的なスイッチングレート及びその後のスイッチングレートを計算し、これらに基づいて、チョッピング装置が電圧変換の動作を行う。
【００１６】
（発明の目的及び概要）
本発明の目的は、効率の高い動作を広範囲の入力電圧にわたって達成することのできるコンバータ回路及び変換方法を提供することにある。
【００１７】
本発明の目的は、スイッチト動作モードに基づいて入力信号を所定値の出力信号に変換するコンバータ回路によって達成され、このコンバータ回路は：
前記出力信号の前記所定値を第１基準値と比較し、この比較結果に応じたフィードバック信号を発生する第１制御ループと；
前記フィードバック信号が発生されるまでの期間を第２基準値と比較し、この比較結果に応じて、前記スイッチト動作モードのスイッチングパラメータを制御する第２制御ループと
を具えている。
【００１８】
本発明の目的はさらに、スイッチト動作モードに基づいて入力信号を所定値の出力信号に変換する方法によって達成され、この方法は：
前記出力信号の前記所定値を第１基準値と比較する第１比較ステップと；
前記第１比較ステップの結果に応じたフィードバック信号を発生する発生ステップと；
前記フィードバック信号が発生されるまでの期間を第２基準値と比較する第２比較ステップと；
前記第２比較ステップの結果に応じて、前記スイッチングパラメータの制御を開始する制御ステップと
を具えている。
【００１９】
従って、前記第１制御ループによって前記フィードバック信号が発生されるまでの期間、即ち前記出力信号が所定値に達するまでの期間の変化をもたらすコンバータの入力または出力のあらゆる変化の場合に、前記スイッチングパラメータを自動的に変化させる追加的な第２制御ループを設ける。その結果、出力負荷に対してだけでなく、前記入力信号の値の広い範囲に対しても、前記出力信号の値を適正に制御または調整することができる。こうして、変換方式の電力効率及び信頼性を最適化することができる。さらに、スイッチングパラメータの最適値が自動的に設定され、このことは変換プロセスの、パラメータまたは構成要素値、例えば入力電圧、インダクタンス、出力キャパシタンス（容量）、等のあらゆる広がりに対する感受性をより小さくし、そして、配線抵抗、即ち構成要素間の接続の抵抗のような寄生構成要素に対する感受性をより小さくする。従って、追加的な端子または入力電圧測定手段は必要でなくなる。
【００２０】
特に、前記所定値は前記出力信号の電圧値とすることができる。これにより、本発明が提案する二重ループ・コンバータ回路の特定例として、改善されたＤＣ電圧コンバータを得ることができる。
【００２１】
前記第２制御ループは、前記第２基準値に達しないうちに完了した動作サイクルの数を測定する測定手段を具えることができる。動作サイクル数の測定値は、ディジタルタイマーまたは複雑なアナログ時間測定回路用の追加的なクロック信号を必要とせずに、コンバータ回路のスイッチング動作から容易に導出することができる。これにより、前記第２制御ループに必要な回路構成要素の数及び複雑性を低く保つことができる。
【００２２】
前記スイッチングパラメータは、前記スイッチト動作モードの動作周波数とすることができる。前記動作パラメータとして動作周波数を用いることは、電圧制御オシレータのような単純な可制御のオシレータを有する単純なドライバ装置の利点を提供する。
【００２３】
例として、前記第２制御ループは分周手段を制御するように構成することができ、この分周手段を用いて、前記測定した動作サイクル数が前記第２基準値に関連する所定数を超えた場合に分周比を増加させる方法で前記動作周波数を発生する。従って、前記測定した動作サイクル数が前記所定数を超えた場合には分周比を増加させ、従って動作周波数が低減されて最初に述べた第１段階の持続時間が増加する。従って、より多くのエネルギーがインダクタンスに蓄積され、従って、出力に伝達するためのエネルギーがより多く利用可能になる。これに加えて、前記測定手段が第２カウンタ手段を具え、そのカウント（計数）動作を第１カウンタ手段の制御信号によって制御することができ、前記第２カウンタ手段のカウント方向は、前記フィードバック信号が前記第１制御ループによって発生された時点で前記第１カウンタ手段から得られた出力値に基づいて制御することができる。従って、前記第１カウンタからの各制御信号を前記第２カウンタによってカウントし、前記第２カウンタの出力値を増加または減少させ、この出力値を用いて、例えば、前記分周手段の分周比を前記第２カウンタ手段の出力値に応じて制御することによって、前記スイッチング周波数を制御することができる。
【００２４】
さらに、前記第２制御ループは、前記分周比が所定の最大比に達した場合にオーバーロード（過負荷）状態を指示するように構成することができる。例として、この指示を前記第２カウンタ手段のキャリー（桁上げ）出力から導出することができ、このキャリー出力は所定値に達した際に発生される。これにより、弊害をもたらす、スイッチングデバイスの過度の導通サイクルを回避することができる。さらに、この方策は、例えば入力電圧または出力負荷の誤った値の使用に対する保護を提供する。
【００２５】
前記分周比は、所定の動作サイクル数以内に前記第２基準値に達した際に、前記第２カウンタ手段のメモリー手段に記憶することができる。従って、適正な出力値に達した際に前記分周比が記憶される。
【００２６】
さらに、シーケンサ手段を設けて、１つの動作サイクルが完了して初めてスイッチングパラメータの制御を可能にすることができる。このことは、動作サイクルが常に適正に終了し、そして段階変化による出力信号に対する悪影響が存在しないことを保証する。
【００２７】
以下、本発明をその好適な実施例に基づいて図面を参照しながら説明し、これらの実施例は本発明の範囲を限定するものではない。
【００２８】
（実施例の詳細な説明）
以下、好適な実施例を、スマートカードのような電子デバイス用の電源を発生する集積回路内で使用可能なＤＣコンバータに基づいて説明する。
【００２９】
図２に、本発明の好適な実施例によるＤＣコンバータの概略ブロック図を示す。図１の従来の回路に加えて、この好適な実施例は追加的な第２制御ループ６０を具え、第２制御ループ６０は、所望の出力電圧Ｖoutに達するまでに必要な期間を所定の基準値と比較し、これに続いて、この比較結果に基づいて動作周波数ＯＦを変化させる制御動作を実行する。本明細書に記載の好適な実施例の特定例では、前記第２制御ループ６０は、所望の出力電圧Ｖoutに達するまでの動作サイクル数をカウントし、カウント結果が第１の値より小さい際に動作周波数ＯＦを増加させ、カウント結果が第２の値を超えると動作周波数ＯＦを低減するように構成されている。
【００３０】
ＤＣコンバータの効率及び出力電流能力を動作周波数ＯＦに応じて検討すると、電流負荷状況が動作周波数ＯＦの変化を許すものとすれば、動作周波数ＯＦの変化がより高い効率をもたらすことが明らかになる。例えば、1.6MHzの動作周波数ＯＦでは、約60%の効率で最大出力負荷は70mAとすることができる。より大きな出力電流が必要であれば、効率を犠牲にして周波数を低減しなければならない。しかし、必要な出力電流がより小さければ、ＤＣコンバータをより高い動作周波数ＯＦで動作させてより良い効率を達成する方が良い。インダクタンスＬ、出力キャパシタＣ、または入力電圧Ｖinの値が変化する場合には、ＤＣコンバータの挙動は同じままであるが、最適な動作周波数ＯＦは異なり得る。従って、所望の出力電圧値Ｖoutを、出力負荷及び入力電圧の広範囲の変化に対して最良の効率で得るために、オシレータ１０の出力周波数を第２フィードバックループ６０によって調整し、第２フィードバックループ６０はスイッチングデバイス２０用のドライバの挙動を監視し、そして第１フィードバックループ４０によって与えられる情報も考慮に入れる。シーケンサ７０を設けて適正な動作サイクルを維持し、即ち、１つの動作サイクルが完了後して初めて、即ち新たな動作サイクルの始点において動作周波数ＯＦの制御を可能にする。
【００３１】
第１オシレータ１０は最高の動作周波数ＯＦに設定され、第２フィードバックループ６０は分周器として作用してスイッチングデバイス２０の動作周波数ＯＦを調整する。従って、ＤＣコンバータは常に最高の動作周波数ＯＦで動作を開始し、このことが最大効率をもたらす。第２フィードバックループ６０はドライバの状態及び第１フィードバックループ４０の出力をチェックして、適正な出力電圧値Ｖoutに達しないうちに完了した動作サイクル数をカウントする。このことは、出力電圧Ｖoutが基準電圧発生器５０によって供給される基準電圧に達した際にフィードバックループ４０から出力されるストップポンプ信号ＳＰによって達成される。
【００３２】
なお、スイッチングデバイス２０、オシレータ１０を有するドライバ装置、追加的なスイッチングデバイス３０、及び第１フィードバックループ４０は基本的に、図１に関連して説明した従来の回路に相当し、従って回路におけるこれらの部分の説明は、ここでは簡単のため省略する。
【００３３】
第２フィードバックループ６０によって測定される動作サイクル数がプリセット（事前設定）値を超えた場合には、第２フィードバックループ内でオシレータ１０の出力周波数に適用される分周比が増加し、従ってシーケンサ７０に送り届けられる動作周波数ＯＦが低減されてＤＣコンバータの第１段階の持続時間が増加し、このためインダクタンスＬ内により多くのエネルギーが蓄積されて、出力に伝送するために利用可能なエネルギーが増加する。
【００３４】
スイッチングデバイス２０が導通している際には、第２フィードバックループ６０がリセットされ、シーケンサ７０が発生するスイッチオン信号ＳＯに基づいて動作サイクルのカウントが再開され、このことは新たな動作サイクルが開始されたことを意味する。上記出力値に達していなければ、第２フィードバックループ６０内で上記分周比は再び増加する。最後に、特定動作周波数ＯＦに対して、第１フィードバックループ４０から出力されるストップポンプ信号ＳＰによって指示される出力値に達する。そして、最大可能な動作周波数ＯＦに達して、電流出力負荷、入力電圧、インダクタンス及び他のコンバータ・パラメータにおける最良の効率を保証する。
【００３５】
これに加えて、最小動作周波数、即ち最大分周比を第２フィードバックループ６０によって設定して、スイッチングデバイス２０を損傷させ得るスイッチングデバイス２０の長過ぎる、あるいは過剰な導通サイクルを回避することができる。この方策は、インダクタンスＬ、入力電圧Ｖin、あるいは出力負荷についての誤った値に対する保護として用いることができる。特に、この最小周波数に達すると、第２フィードバックループ６０は悪い動作条件の警告として信号、例えばオーバーロード信号ＯＬを発行することができる。適正な出力電圧値に達すると、第２フィードバックループ６０において分周比を記憶することができる。
【００３６】
第２フィードバックループ６０が、適正な出力電圧に達する前に動作サイクルを１つしかカウントしていない際には、分周比を低減し、これにより動作周波数ＯＦを増加させる。これにより、ＤＣコンバータはあらゆる出力負荷または他のパラメータの変化に適応することができ、最良の効率が保証される。
【００３７】
好適な実施例によるＤＣコンバータは、第２フィードバックループ６０を使用して、ＤＣコンバータの入力状態または出力状態のあらゆる変化の場合に、その動作周波数を自動的に変化させる。従って、出力電圧Ｖoutは出力負荷条件に対してだけでなく、広い電圧範囲にわたって適正に制御することができる。このことは、最適な電力効率及びＤＣコンバータの信頼性をもたらす。さらに、スイッチングデバイス２０の保護は、オーバーロード条件を検出することによって達成される。本発明が提案するＤＣコンバータは最良の動作周波数ＯＦを自動的に見出し、このことはＤＣコンバータの、パラメータまたは構成要素値、例えば入力電圧Ｖin、インダクタンスＬ、出力キャパシタンスＣ、等のあらゆる拡散に対する感受性をより小さくし、そして配線抵抗のような寄生構成要素に対する感受性をより小さくする。結果的に、入力条件またはパラメータまたは構成要素値を管理または監視するための追加的な端子または回路が不要になる。
【００３８】
以下では、第２フィードバック制御ループ６０の実現例を図３を参照しながら説明する。
【００３９】
図３に、第２フィードバックループ６０の概略ブロック図を示す。この第２フィードバックループ６０は、あらゆるパラメータまたは用途の変化に対して出力値を調整して回路効率を最適化する必要のあるあらゆるＤＣコンバータに用いることができる。例として、第２フィードバックループ６０は、スマートカードのように、電子装置用の電源を発生する回路内に集積されたＤＣコンバータに関連して用いることができる。図３に示すこの例は、ＤＣコンバータのオシレータ１０を具えたプログラマブル・ディジタルアレイの形で実現することができる。
【００４０】
特に、第２フィードバックループ６０は、スイッチングデバイス２０のドライバを含み得るシーケンサ７０を含むＤＣコンバータ１００の残りの回路が発生する２つの入力信号に基づいて動作する。既に述べたように、上記入力信号は、シーケンサ７０が発生するスイッチオン信号ＳＯ、及び第１制御ループ４０が発生するストップポンプ信号ＳＰを含む。ストップポンプ信号ＳＰは、出力電圧Ｖoutがその適性値に達したことを示し、このことは、追加的な動作サイクルが必要でないことを意味する。
【００４１】
第２フィードバック制御ループ６０は、可変動作周波数ＯＦを、ＤＣコンバータの残りの回路１００に供給する。図３に示す特定の実現例では、第２フィードバックループ６０は第１カウンタ６２を具え、第１カウンタ６２は、第１カウンタ６２のクロック端子Ｃlkに供給されるスイッチオン信号ＳＯに基づいて動作サイクル数をカウントする。ストップポンプ信号ＳＰが発生され、第１カウンタ６２のプリセット端子Ｐに供給されると、第１カウンタ６２内にプリセット値が設定される。従って、第１カウンタ６２は動作サイクル数をプリセット値までカウントし、プリセット値に達するとキャリー信号Ｃyの制御を出力する。従って、キャリー信号Ｃyが出力されると、このことは、出力電圧Ｖoutが修正され、従って動作周波数ＯＦの減少が必要であることをストップポンプ信号ＳＰが指示していないことを意味する。第１カウンタ６２はプリセット（事前設定された）分周比を有する分周器として作用する。ストップポンプ信号ＳＰがアクティブ（活性）状態、例えばハイ（高）の論理レベルに設定される毎に、プリセット分周比は所定値、例えば値「４」にプリセットされ、この値は、動作周波数ＯＦの変更が行われる前に完了すべき動作サイクル数を定める。
【００４２】
第１カウンタ６２によって生成される各キャリー信号は、第２カウンタ６３のクロック入力に供給され、従って第２カウンタ６３によってカウントされる。出力電圧Ｖoutが適正であることをストップポンプ信号ＳＰが指示すると、デコーダ回路６７は第１カウンタ６２の出力値を受信する。この出力信号に基づき、デコーダ回路６７は方向制御信号を発生して、第２カウンタ６３のカウント動作のカウント方向（アップ（上昇）またはダウン（下降））を制御する。例えば、ストップポンプ信号ＳＰがアクティブである際に第１カウンタ６２の出力値が「１」に等しい場合には、このことは、動作周波数ＯＦが低過ぎ分周比を減少させなければならないことを意味し、その逆も成り立つ。従って、第２カウンタ６３のプリセット端子Ｐに供給されるパワーオン（電源投入）リセット信号ＰＯＳが示すように、電源がスイッチオン（投入）された際に、第２カウンタ６３の出力値を増加または減少させる。
【００４３】
第２カウンタ６３の出力値は、メモリーまたはトランスポート・ラッチ６５を経由してプログラマブル分周器６６に供給され、プログラマブル分周器６６は、第２カウンタ６３の出力値に基づいてその分周比を設定する。出力電圧が適正であることをストップポンプ信号ＳＰが指示すると、トランスポート・ラッチ６５は第２カウンタ６３の出力信号を記憶し、従って分周比を記憶する。
【００４４】
第２カウンタ６３が発生する第２キャリー信号Ｃyは、オーバーロード信号ＯＬとして使用することができる。このキャリー信号が出力されると、このことは、第２カウンタ６３が最大値に達し、動作周波数ＯＦがその最低値であるが、出力値Ｖoutはまだ適正でないことを意味する。この場合には、動作周波数ＯＦが低過ぎるならば、スイッチングデバイス２０を通って流れる電流が高過ぎることがあり得る。この弊害のある状況はオーバーロード信号ＯＬによって指示される。
【００４５】
要約すれば、プログラマブル分周器６６の分周比を変更してＤＣコンバータの最良の効率を得る。オシレータ１０の出力信号の周波数は、第２カウンタ６３の出力値に関連または相当する分周比で除算される。プログラマブル分周器６６の出力信号は、ＤＣコンバータに供給される動作周波数ＯＦに対応する。なお、第２フィードバックループ６０は、標準的なディジタル回路で実現することができ、あるいは、処理装置またはディジタルシグナルプロセッサを制御するソフトウェア・ルーチンとして実現することができる。
【００４６】
図４に、ストップポンプ信号ＳＰ、スイッチオン信号ＳＯ、出力信号Ｖout、及び動作周波数ＯＦのそれぞれの波形を示す信号図を示す。図４よりわかるように、ストップポンプ信号ＳＰはロー（低）レベルにあり、従って図４に示す期間全体を通してインアクティブ（不活性）状態にあり、図に示す期間の終点でアクティブ状態に変化し、このことは、図４に示す期間の終点において出力電圧Ｖoutが適正な値に達していることを意味する。さらに、スイッチオン信号ＳＯの波形より、第２フィードバックループ６０の制御が動作周波数ＯＦの減少をもたらし、このことはスイッチングデバイス２０の導通期間を長くし、従ってインダクタンスＬに蓄積されるエネルギーを増加させる。出力に供給すべく利用可能なエネルギーのこうした連続的な増加は出力電圧Ｖoutの連続的な増加をもたらし、この増加は、出力キャパシタンスＣの充電及び放電による指数的な挙動を示す。動作周波数ＯＦの波形は、動作サイクル４つ毎に周波数が変化することを示し、このことは、第１カウンタ６２のプリセット値が「４」に設定されていることを意味する。さらに、動作周波数ＯＦの波形からわかるように、信号図の上右部分において、出力電圧Ｖoutがストップポンプ信号ＳＰによって指示される適正な値に達するまで、動作サイクル４つ毎にプログラマブル分周器６６の分周比を増加させることによって周波数が低減されることがわかる。ストップポンプ信号ＳＰがアクティブ状態に戻ると、動作周波数ＯＦは再び増加する。
【００４７】
なお、本発明は上述した好適な実施例に限定されるものではなく、スイッチト動作モードを用いて入力信号を所定値の出力信号に変換するあらゆるコンバータ回路に用いることができる。さらに、本発明が提案する追加的な制御ループは、ステップダウン・バックコンバータ、セットアップ・ブースト（昇圧）コンバータ、バックブースト・コンバータ、ＣＵＫコンバータ、絶縁型ＤＣコンバータ、フライバック・コンバータ、フォワード・コンバータ及び電流コンバータのようなすべての種類のコンバータ回路に使用することができ、これらのすべてがスイッチト動作モードに基づく。従って、好適な実施例は請求項に記載の範囲内で変化し得る。
【００４８】
なお、特許請求の範囲を含めた明細書中で用いている「具える」及びその活用形は、記載した特徴、手段、ステップまたは構成要素の存在を指定するものであるが、１つ以上の他の特徴、手段、ステップ、構成要素またはこれらのグループの存在または追加を排除するものではない。さらに、各構成要素は複数存在し得る。さらに、各請求項中の参照符号は特許請求の範囲を限定するものではない。本発明はソフトウェア及びハードウェアの両方によって実現することができ、いくつかの「手段」は同じアイテムまたはハードウェアによって表わすことができる。
【００４９】
なお、この時点では、単独または組合せで現われる本発明の特徴を組み合わせまたは分離して、本発明の多数の変形及び応用を容易に想到することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】従来のＤＣコンバータ回路の概略ブロック図である。
【図２】本発明の好適な実施例によるＤＣコンバータ回路の概略ブロック図である。
【図３】本発明の好適な実施例による第２フィードバックループの実現例の概略ブロック図である。
【図４】実現例から得られた特性信号の波形図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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