(57)【要約】本発明は、スイッチトモード電力変換装置及びこうした変換装置の動作方法に関するものである。本発明によるスイッチトモード電力変換装置は、一次巻線(2a)及び少なくとも１つの二次巻線(2b)を有する変圧器(2)と、前記少なくとも１つの二次巻線(2b)に結合された出力フィルタ(6, 10)及び前記少なくとも１つの二次巻線と前記出力フィルタとの間に結合された能動スイッチデバイス(S3)を含む整流回路とを具えている。この変換装置はさらに、それぞれ一次側及び二次側スイッチのスイッチングを調整するための一次側及び二次側制御手段(12, 16, 18)を具え、これらの制御手段は、変換装置の低電力動作モード中に、前記一次側スイッチ(S1)のデューティサイクルを低減するように構成され、前記一次側スイッチのデューティサイクルの低減は、前記二次側スイッチ(S3)のデューティサイクルを参照して決定される。このことは、低電力モードにおける動作の効率の大幅な増加をもたらす。
2008533960.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線及び少なくとも１つの二次巻線を有する変圧器と；
前記一次巻線に結合され、入力電圧を前記一次巻線に選択的に供給するための一次側能動電源スイッチデバイスと；
前記少なくとも１つの二次巻線に結合された出力フィルタ、及び前記少なくとも１つの二次巻線と前記出力フィルタとの間に結合された二次側能動スイッチデバイスを含む二次側整流回路と；
前記一次側能動電源スイッチデバイスのスイッチングを調整する一次側制御手段及び前記二次側能動スイッチデバイスのスイッチングを調整する二次側制御手段とを具えたスイッチトモード電力変換装置であって、前記一次側制御手段及び前記二次側制御手段は、前記電力変換装置の低電力動作モード中に、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルを低減するように構成され、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルの低減量は、前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルを参照して決定されることを特徴とするスイッチトモード電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換装置が、連続的な出力電流と不連続な出力電流とを選択的に発生するように動作可能であり、前記不連続な出力電流は、前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルを低減することによって得られることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記一次側制御手段及び前記二次側制御手段が、前記電力変換装置の低電力動作モード中に、前記電力変換装置の動作周波数を、前記電力変換装置の高電力動作モード中の動作周波数に比べて低減するように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記二次側制御手段が、前記一次側能動電源スイッチデバイスのターンオフを示す入力信号を受信して、前記入力信号、及び前記二次側能動スイッチデバイスのターンオン時刻に応じた出力信号を発生するように構成され、前記出力信号は前記一次側制御手段に結合されることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記二次側制御手段が、前記少なくとも１つの二次巻線の端子間電圧を示す信号を受信して、前記信号から前記一次側能動電源スイッチデバイスのターンオン時刻を決定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記二次側能動スイッチデバイスのドレインと接地との間に容量手段が結合されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記一次側制御手段が、前記一次側能動電源スイッチデバイスの端子間電圧を監視するための谷検出回路を具え、前記一次側能動電源スイッチデバイスのターンオン時刻は前記谷検出回路の出力に依存することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記一次側制御手段及び前記二次側制御手段が、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルを、前記電力変換装置の低電力動作モード中に、前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルにほぼ等しくなるように調整するように構成されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記一次側制御手段及び前記二次側制御手段が、前記一次側能動電源スイッチデバイスのスイッチングを、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルが前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルより短くなるように調整するように動作可能であることを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換装置を具えたパーソナルコンピュータ用電源装置。
【請求項１１】
スイッチとモード電力変換装置を動作させる方法であって、前記電力変換装置が、
一次巻線及び少なくとも１つの二次巻線を有する変圧器と；
前記一次巻線に結合され、入力電圧を前記一次巻線に選択的に供給するための一次側能動電源スイッチデバイスと；
前記少なくとも１つの二次巻線に結合された出力フィルタ、及び前記少なくとも１つの二次巻線と前記出力フィルタとの間に結合された二次側能動スイッチデバイスを含む二次側整流回路と；
前記一次側能動電源スイッチデバイスのスイッチングを調整する一次側制御手段及び前記二次側能動スイッチデバイスのスイッチングを調整する二次側制御手段とを具え、
前記方法が、
前記電力変換装置の低電力動作モード中に、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルを、前記電力変換装置の高電力動作モード中における前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルに比べて低減するステップを具え、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルの低減量は、前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルを参照して決定されることを特徴とするスイッチトモード電力変換装置の動作方法。
【請求項１２】
さらに、前記電力変換装置の低電力動作モード中に、前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルを低減して、不連続な出力電流を発生するステップを具えていることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換の分野に関するものである。特に、本発明はスイッチトモード電力変換装置（パワーコンバータ）、及びこうした変換装置を動作させる方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチトモード電力変換装置は、電子産業において、１つのレベルのＤＣ（直流）電圧を、負荷への供給用の他のレベルに変換するために広範に使用されている。一般に、変圧器を設けて、一次側の電圧源を二次側の負荷から絶縁する。入力ＤＣ電圧は、１つ以上の電源スイッチを用いて変圧器の一次側で周期的にスイッチング（導通遮断）される。エネルギーは出力インダクタに蓄積され、出力インダクタに流入する電流をスイッチングすることによって、調整された電圧が負荷に供給される。
【０００３】
二次側にある２つのダイオードが、スイッチングされ絶縁された二次巻線の端子間電圧を整流し、これらのダイオードは二次巻線に直列接続され、二次巻線の端子間に正電圧が存在する際に電流を負荷に導く順方向ダイオードと、二次巻線に並列接続され、二次巻線の端子間に電圧が存在しないか負電圧が存在する際に電流を負荷に導くフリーホイーリング（環流）ダイオードとを含む。
【０００４】
こうした回路の効率を改善するために、これらの整流ダイオードの一方または両方をスイッチ、例えば制御手段によって変化されるＭＯＳＦＥＴデバイスに置き換えることが知られている。
【０００５】
【特許文献１】米国特許出願US-A-2004/0136207
【０００６】
米国特許出願US-A-2004/0136207は、順方向ダイオードを２つのＭＯＳＦＥＴデバイスに置き換えたスイッチトモード電力変換装置を開示し、これらのＭＯＳＦＥＴデバイスは、そのソースどうしが接続され、ゲートどうしが接続されて、これら２つのデバイスは同時に活性化される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
より大きなエネルギー効率という一般的必要性を考慮すれば、新たな設計に伴う追加的コストを最小化しつつ、より大きな効率で動作する電力変換装置を提供することが望まれる。特に、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）の利用の拡大を考慮すれば、その電源の効率の小さな改善も大きな効果を有し得る。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明はスイッチトモード電力変換装置を提供し、このスイッチトモード電力変換装置は：
一次巻線及び少なくとも１つの二次巻線を有する変圧器と；
前記一次巻線に結合され、前記一次巻線に入力電圧を選択的に供給するための一次側能動電源スイッチデバイスと；
前記少なくとも１つの二次巻線に結合された出力フィルタ、及び前記少なくとも１つの二次巻線と前記出力フィルタとの間に結合された二次側能動スイッチデバイスを含む二次側整流回路と；
前記一次側能動電源スイッチデバイス及び前記二次側能動スイッチデバイスのスイッチングを調整するためのそれぞれ一次側制御手段及び二次側制御手段とを具え、これらの制御手段は、前記電力変換装置の低電力動作モード中に、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルを低減するように構成され、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルの低減量は、前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルを参照して決定される。
【０００９】
既存の電力変換装置は、いわゆる「スタンバイ（待機）」モード中、あるいは変換装置の負荷が低減された際の低電力動作モード中にはなおさら、貧弱なレベルの効率で動作する。本発明によれば、前記制御手段は、スタンバイモード中に前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルを低減するように動作して、エネルギーを一次側から二次側に転送するのに要する時間を最小化する。このことは、スタンバイモードにおける動作の効率の大幅な増加をもたらす。
【００１０】
好適例では、前記二次側制御手段が、前記一次側能動電源スイッチデバイスのターンオン（オン状態への切換）を示す入力信号を受信して、この入力信号及び前記二次側能動スイッチデバイスのターンオン時刻に応じた出力信号を発生するように構成され、この出力信号は前記一次側制御手段に結合される。
【００１１】
前記電力変換装置は、連続的な出力電流または不連続な出力電流を選択的に発生すべく動作可能であることが好ましく、この不連続な出力電流は、前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルを低減することによって得られる。このシステムをＰＣの電源用に用いる場合には、通常モード中にはほとんど、システムは連続モードである。スタンバイモードでは、システムは要求される出力電力次第で、連続モードにも不連続モードにもなり得る。スタンバイモードでは、システムが不連続モードで動作する際には、デューティサイクルをさらに低減して効率をさらに増加させる。
【００１２】
前記制御手段は、スタンバイモード中に、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルが前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルにほぼ等しくなるように調整するように構成することができる。
【００１３】
好適例では、前記制御手段が、まず、（その動作周波数は不変のままにして、）スタンバイモード中の変換装置の動作デューティサイクルを、通常モード中のデューティサイクルに比べて低減するように構成されている。特定時点において前記一次側能動電源スイッチのオン期間がその最小時間（一般に１〜２マイクロ秒であり、前記一次側制御手段によって規定される）に達して、前記一次側主スイッチ（能動電源スイッチデバイス）のゼロ電圧スイッチングが達成されると、前記一次側能動電源スイッチデバイスの周波数をさらに低減する。このオン期間を一定に保つと、このことはより低いデューティサイクル及びより低い周波数を共に生じさせ、さらなる効率の改善をもたらす。これは、変換装置の効率は、変圧器がエネルギーを一次側から二次側に転送するように動作する時間によってほとんど決まるからである。
【００１４】
変圧器の磁気損失は次式のように表わされ：
Ｐloss＝Ｃ×ｆa×ΔＢb
ここに、Ｃは定数であり、ｆは周波数であり、そしてＢは磁束密度である。ａの値は一般に約1〜1.5であり、ｂは一般に2〜2.5のオーダーである。変換装置のデューティサイクルを低減することは自動的に磁束密度の値を低減する。この式ではｂはａより大きいので、このことは最高の効率増加をもたらす。
【００１５】
１つの好適例では、前記制御手段が、前記少なくとも１つの二次巻線の端子間電圧を示す信号を受信して、この信号から前記一次側能動電源スイッチデバイスのオン時間を決定するように構成されている。不連続モードでは、前記一次側能動電源スイッチのデューティサイクルが前記出力電流に依存し、変換装置回路の二次側と一次側との間の通信または結合が必要になり得る。前記二次巻線の端子間電圧の正エッジの変化は前記一次側能動電源スイッチデバイスのターンオンを示し、前記制御手段は、この変化と前記二次側能動スイッチデバイスのターンオンとの間の時間を測定して、この時間に応じて前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルを適宜調整するように動作可能である。
【００１６】
別な好適例では、前記二次側能動スイッチデバイスのドレインと接地との間に容量手段を結合する。
【００１７】
前記制御手段は、前記一次側能動電源スイッチデバイスの端子間電圧を監視するための谷（バレー）検出回路を具え、前記一次側能動電源スイッチデバイスのターンオンはこの谷検出手段の出力に依存する。最小負荷では、前記一次側能動電源スイッチデバイスは、その端子間に０の電圧が印加されている間にターンオンしないことがある。従って、前記谷検出回路を用いて、このスイッチデバイスの端子間に最小電圧が存在する時点を検出し、これにより、このスイッチデバイスをその時点でターンオンすることができる。このことは、前記一次側制御手段と前記二次側制御手段との間に光カプラのような結合器を必要とせずに実現することができる。
【００１８】
この谷検出回路をより高い電力モードで用いて、前記一次側能動電源スイッチデバイスのターンオン時点を決定することができる。
【００１９】
他の好適例では、前記二次側能動スイッチデバイスと接地との間に容量手段を結合する。回路の動作中には、この容量手段の端子間電圧が常に正であり、前記二次側能動スイッチデバイスを任意時刻にターンオンすることを可能にする。特に、この容量手段の存在は、前記制御手段を、前記一次側能動電源スイッチデバイスのスイッチングのデューティサイクルが前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルより短くなるように前記一次側能動電源スイッチデバイスを調整するように構成することを可能にする。
【００２０】
本明細書に記載する種類の電力変換装置は、例えば効率的な5Vのスタンバイ出力電源を供給するために、ＰＣ電源に内蔵するのに特に好適であり得る。
【００２１】
本発明はさらに、スイッチトモード電力変換装置を動作させる方法を提供し、この電力変換装置は：
一次巻線及び少なくとも１つの二次巻線を有する変圧器と；
前記一次巻線に結合され、前記一次巻線に入力電圧を選択的に供給するための一次側能動電源スイッチデバイスと；
前記少なくとも１つの二次巻線に結合された出力フィルタ、及び前記少なくとも１つの二次巻線と前記出力フィルタとの間に結合された二次側能動スイッチデバイスを含む二次側整流回路と；
前記一次側能動電源スイッチデバイス及び前記二次側能動スイッチデバイスのスイッチングを調整するためのそれぞれ一次側制御手段及び二次側制御手段とを具え、これらの制御手段は、前記電力変換装置の通常動作モード中に連続的な出力電流を発生し、
前記方法は：
前記電力変換装置の低電力動作モード中に、前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルを、前記電力変換装置の高電力モード中における前記一次側能動電源スイッチデバイスのデューティサイクルに比べて低減するステップを具えている。
【００２２】
この方法はさらに、前記変換装置の低電力動作モード中に前記二次側能動スイッチデバイスのデューティサイクルを低減して、不連続な出力電流を発生するステップを具えている。
【００２３】
以下、従来技術の装置及び本発明の実施例を、図面を参照しながら例示的に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
各図に示す変形及び異なる実施例において、対応または類似する特徴は一般に同一参照符号を用いて参照する。
【００２５】
図１に、既知の電力変換構成、特にフォワードコンバータを示す。この構成は、一次巻線２ａ及び二次巻線２ｂを有する変圧器２を含む。一次巻線２ａのドット（黒点）付きの端は入力電圧源Ｖinに結合され、一次巻線の他方の端は電源スイッチＳ1を通して接地に結合されている。
【００２６】
電源スイッチＳ1はＭＯＳＦＥＴデバイスで構成され、そのドレイン端子は一次巻線２ａに結合され、そのソース端子は接地に結合され、そしてそのゲート端子は一次側コントローラ１２に結合されている。コントローラ１２は周期的な活性化信号を電源スイッチＳ1に供給する。
【００２７】
二次側では、スイッチＳ3が二次巻線２ｂのドット付きの端と出力インダクタ１０との間に結合されている。フリーホイーリングダイオード４のアノード（陽極）は接地に接続され、そのカソードは、スイッチＳ3とインダクタ１０の間のノード（節点）Ｊに接続されている。出力インダクタ１０はさらに出力端子に結合され、この出力端子と接地との間にキャパシタ６が結合されている。出力インダクタ１０及びキャパシタ６は、接地に対する平滑なＤＣ出力電圧を出力端子に供給するフィルタを形成する。二次側コントローラは、周期的な活性化信号を二次側電源スイッチＳ3に供給する。図１の回路は周知の態様で動作して出力電圧を供給することができ、そして出力端子には負荷７が結合されている。
【００２８】
低負荷では、この回路は連続モードから不連続モードに切り替わることができ、これについては以下に図２〜５を参照しながら説明する。
【００２９】
図１に示す回路の動作によって連続モードで発生される波形を図２に示す。Ｓ1及びＳ3のラベルを付けた波形は、それぞれコントローラ１２及び１４から受信した制御信号によって動作するそれぞれのスイッチの状態を示す。波形”Ｖsec”は、変圧器２の二次巻線２ｂの端子間電圧を表わす。波形”ＩL”は、出力インダクタ１０を通る電流を示す。ＩLの平均値に”ｌout_av”のマークを付け、これは負荷７が出力端子Ｖoutから取り出した電流である。
【００３０】
連続モードでは、スイッチＳ1のデューティサイクルは入力電圧Ｖinに逆依存するようにされる。連続導通モード（ＣＣＭ：Continuous Conduction Mode）では、出力電圧は次式に等しい：
Ｖout＝δ×Ｖin×(ｎｓ／ｎｐ)
ここに、δはシステムのデューティサイクルであり、ｎｐ及びｎｓはそれぞれ、変圧器２の一次巻線及び二次巻線の巻数である。この式より、システムのデューティサイクルを次式のように導出することができる：
δ＝(Ｖout／Ｖin)×(ｎｐ／ｎｓ)
【００３１】
Ｖout及び上記巻数が一定であるものと仮定すれば、このデューティサイクルはＶinに逆比例する。図１のシステムでは、スイッチＳ1のデューティサイクルはスイッチＳ3でＶinに逆比例するようにされ、このことは、要求される出力電圧をスイッチＳ3の調整によって達成することができる方法で行われる。Ｓ1のデューティサイクルはＳ3のデューティサイクルより大きく、従って遷移（突発的な負荷の増加／減少）はスイッチＳ3によって、Ｓ1のデューティサイクルを変化させることなしに対処することができる。
【００３２】
以上より、連続モードでは、システムのデューティサイクルは出力電流に依存しないことを結論付けることができる。
【００３３】
不連続モードで動作する際には、図３に示す波形を発生することができる。出力インダクタを通る電流は周期的に０に降下することがわかる。
【００３４】
回路の不連続モードにおける２つの異なるデューティサイクルでの動作中に発生される波形を図４に示し、短い方のデューティサイクルが（太い）破線の波形を生成する。長い方のデューティサイクルは、短い方のデューティサイクルによって発生される平均出力電流ｌoutav(δ2)に比べて、より大きい平均出力電流ｌoutav(δ1)を発生する。この平均出力電流は、出力インダクタを通る平均電流に等しい。出力インダクタを通る電流のリップルは出力キャパシタによって濾波される。従って、出力電流はほぼ一定値に等しい。
【００３５】
図４では、出力電流が減少するとデューティサイクルも減少し、従ってシステムのデューティサイクルは出力電流ｌoutの関数であることがわかる。
【００３６】
不連続モードでは、（一次側コントローラ１２によって決定される）スイッチＳ1のデューティサイクルは出力電流にも依存する。例として、図５に、出力電流に対するデューティサイクルのプロットを、デューティサイクルδを縦軸にとって示し、不連続モードから連続モードへの遷移は例えば0.9Aの出力電流で発生する。
【００３７】
本発明の実施例によれば、電力変換装置の制御手段は、一次側スイッチＳ1のデューティサイクルを低減するように動作する。例えば、この方法は変換装置が500mWを負荷に給電する際に50%またはそれ以上の効率を達成する。この制御を達成するためには、回路の二次側と一次側との間の通信が必要である。
【００３８】
Ｓ1のデューティサイクルを低減することは、エネルギーを一次側から二次側に転送する時間を低減し、効率の増加をもたらす。
【実施例１】
【００３９】
本発明を具体化する電力変換装置の回路図を図６に示す。
【００４０】
上記制御手段は２つの調整（レギュレーション）回路を二次側に具え、即ち第１調整回路１６及び第２調整回路１８である。この制御手段は一次側コントローラ１２も具えている。回路１８からの出力は光カプラ２１を経由して一次側コントローラ１２に結合される。
【００４１】
第１調整回路１６は、例えば既知の回路または電圧モード制御レギュレータ（調整器）を具えることができる。第１調整回路１６はＳ3のデューティサイクルを規定する。図６に示す実現は、既知の電流または電圧レギュレータ５６、比較器（コンパレータ）５２、及びディジタルＡＮＤ（論理和）ポート５４から成る。
【００４２】
上記出力電圧は、電流または電圧レギュレータ５６内で基準電圧と比較される。上記出力電圧が要求される基準電圧を下回る場合には、レギュレータ５６の出力は能動的にハイ（高）である。レギュレータ５６の出力はディジタルＡＮＤポート５４の入力に接続されている。Ｓ3のターンオンは変圧器２の二次側の電圧が正である条件時のみに発生し得るので、このＡＮＤポートが必要になる。従って、ディジタルＡＮＤポートの他の入力は比較器５２に接続されている。比較器５２のそれぞれの入力は二次電圧Ｖsec及び接地に接続されている。Ｖsecが正である際に、比較器５２の出力は能動的にハイである。
【００４３】
第２調整回路１８は、Ｓ1のデューティサイクルをＳ3のデューティサイクルと（あるいはより正確には、レギュレータ５６によってＳ3がオン状態になるべき時刻と）比較してＳ1のデューティサイクルを調整し、適時にこれを低減して回路の電力消費を低減し、そして特定の動作モード中には、Ｓ1のデューティサイクルをＳ3のデューティサイクルに等しくする。このことは例えば以下に述べる方法で達成することができる。
【００４４】
第２調整回路１８は、変圧器２の二次側の電圧を測定する。この電圧が最大になると、このことはＳ1がターンオンされたことを示す。第２調整回路１８は、Ｓ3の制御信号を第１調整回路から受信し、この信号はＳ3をターンオンすべき時点（レギュレータ５６によって決定される）を示す。これら２つの事象間の時間差を示す信号は、第２調整回路１８によって一次側コントローラ１２に送られ、一次側コントローラ１２はこの信号に応答してＳ1のデューティサイクルを調整する。
【００４５】
この装置の動作中に、出力電流の突発的増加が存在する場合には、システムが不連続モードである際にはデューティサイクルを増加させる必要がある。しかし、Ｓ1がターンオンされる前にＳ3をターンオンすることができないので、上記制御手段は、Ｓ3のデューティサイクルを増加させることができる前に、まずＳ1のデューティサイクルを増加させなければならない。この遅延はシステムの過渡応答を低下させ得るものであり、スイッチＳ1のデューティサイクルがスイッチＳ3のデューティサイクルより大きいことを保証することによって回避することができるが、このことはシステム全体の効率をやや低下させ得る。
【００４６】
図７に、図６に示す回路の動作中に発生される波形の好例を示す。波形”ＶS1”はスイッチＳ1の端子間電圧を表わす。その最大値は入力電圧Ｖin＋Ｖresetに等しく、ここにＶresetは、変圧器をリセットするために必要な変圧器の端子間の保留電圧である。
【００４７】
図７の波形はＳ1のゼロ電圧スイッチングを仮定し（矢印”Ａ”で示す）、このことは、能動的なクランプリセットメカニズム（図示せず）を一次側で使用し、これと組み合わせてＶS1が０である期間中にスイッチＳ3を開放状態に保つ際に可能である。コントローラ１２内の谷検出回路を用いて、Ｓ1のターンオンを制御する。
【００４８】
Ｓ3のターンオン時には、変圧器２の二次側の端子間電圧は、出力電流次第では一時的に０に降下し得る。この期間中には、この電流はダイオード４から変圧器２及びスイッチＳ3に伝わる。
【００４９】
第２調整回路１８は、Ｓ1のデューティサイクルを低減してＳ3のデューティサイクルに近づけることによって、”ｔ”のマークを付けた（Ｓ1のターンオンとＳ3のターンオンとの間の）時間間隔を低減するように動作する。時間間隔”ｔ”の始点は、変圧器２の二次側の電圧を監視し、ピーク検出を用いてこの電圧が最大に達した時点を特定することによって推定され、この時点は、（図７に矢印”Ｂ”で表わす時点で）Ｓ1がターンオンされたことを示す。
【００５０】
Ｓ1がターンオンされる前に、Ｓ1の端子間電圧が許容可能なレベルに下降することを保証するために、Ｓ1のオン時間は最小値を有する。この最小値は、Ｓ1の寄生容量を最終的に放電する最小の励磁電流を与える。Ｓ1の最小オン時間（０付近の電圧のスイッチングを保証するために、一般に１〜２マイクロ秒）に達するまでに、一旦、Ｓ1のデューティサイクルが低減されると、動作の周波数を低下させ、この最小オン時間を保つことによって、回路の効率はさらに低減され得る、というのは、このことはデューティサイクルのさらなる低減をもたらすからである。
【実施例２】
【００５１】
本発明の第２実施例を示す回路図を図８Ａに示す。この実施例は、システムの過渡応答を改善するための手段を提供する。
【００５２】
図８Ａでは、図６で概略的に示したスイッチＳ3をより詳細に示す。特に、整流ダイオード２２が変圧器２の二次巻線２ｂのドット付きの端に直列に接続され、そしてＭＯＳＦＥＴスイッチデバイスＳbがダイオード２２及び出力インダクタ１０に直列に結合されている。Ｓbのドレインはダイオード２２に接続され、そのソースはインダクタ１０に接続され、そしてそのゲートは第１及び第２調整回路１６及び１８に接続されている。
【００５３】
キャパシタ２４は、ダイオード２２とスイッチＳbとの間のノード”Ｋ”及び接地に接続されている。回路の動作中には、キャパシタ２４の端子間電圧は常に正である、というのは、このキャパシタは、変圧器２の二次巻線の電圧が正である際には充電され、この電圧が負になると、ダイオード２２によって放電が阻止（ブロック）されるので放電されないからである。このことは、スイッチＳbが任意時点でターンオンされることを可能にする、というのは、必要な場合に負荷がこのキャパシタからスイッチＳb経由で電流を引き出すことができるからである。
【００５４】
キャパシタ２４のサイズ（従ってそのコスト）を最小化するために、ダイオード２２とスイッチＳbとは同時に導通すべきである。従って、ＳbとＳ1のデューティサイクルは連続して同期させるべきである。このことは、出力電流の大部分をキャパシタからではなく変圧器から送り出すことを保証する。一部の場合には、キャパシタ２４が存在する際に、Ｓ1のデューティサイクルをＳbのデューティサイクル以下に低減することが好ましいことがある。
【００５５】
キャパシタ２４を含めることから生じる他の利点は、定常状態の下で、変圧器の二次側の電圧が特定の高レベルに達すると、変圧器の二次側に電流が引き出されることである。このことは、Ｓ1の端子間電圧が最小値に達するとＳ1がターンオンすることを保証する。
【００５６】
キャパシタ２４の存在は、Ｓ1のデューティサイクルをそれほど精密に測定する必要はないことを意味する。例えば、（ピーク検出に比べて）より費用効果的な方法は、図８Ｂに示すように、レベル検出器を用いてこの推定を実行することになる。
【００５７】
図６のシステムは、図７の波形によって示すようにピーク検出器を必要とする。このことは、スイッチＳ1がターンオンする時点を正確に知る必要があるからである。ピーク検出器は実際に実現可能であるが、レベル検出器よりも実現が複雑になり得る。
【００５８】
図８Ａのキャパシタを用いる際には、Ｓ1がターンオンされる時点をそれほど正確に知る必要はない、というのは、Ｓ1とＳ3（または図８ＡのＳb）との間のあらゆる「ミスマッチ（不一致）」を、このキャパシタによって補償することができるからである。例えばＳ1がターンオンされる前にＳbがターンオンされた場合には、Ｓbはこのキャパシタから電流を引き出し、一旦Ｓ1がターンオンされると、このキャパシタは再び充電される。
【００５９】
Ｓ1のターンオン時点は正確に知る必要がないので、この時点は推定することができる。Ｓ1の端子間電圧が最小になると、即ち、二次側の電圧がその最小値に達すると、Ｓ1がターンオンされる。この事象の時点は、二次側の電圧を監視して、この電圧が図８Ｂに”Ｄ”で表わす特定レベル（例えば10V）に達した時点を検出し、その後に所定時間Δｔをおいて推定され、Δｔは、ＶsecがレベルＤからその最大値に達するのに要する時間の推定値である。このことは、図８Ｂに”Ｅ”で表わす時刻を識別したことになる。この方法は、キャパシタを遅延回路と共に使用して実現することができ、このことはピーク検出器よりも複雑でなく、かつより信頼性がある。
【００６０】
さらに、キャパシタ２４の存在により、Ｓbのターンオンが、Ｓ1のターンオン時にＳ1の端子間電圧に与える影響は、あってもわずかである。
【００６１】
例として、レベル検出回路を用いる図８Ａの第２調整回路１８の可能な実現を図１０Ａ及び１０Ｂに示す。スイッチＳ4のオン切換及びターンオフ（オフ状態への切換）はスイッチＳ3のターンオン及びターンオフと同一である。
【００６２】
比較器３０の正入力は二次巻線２ｂのドット付きの端に接続されている。その負入力は基準電圧に接続され、図には10Vの例を示す。比較器３０の出力を用いてスイッチ２８の動作を制御する。比較器３０は遅延回路３１経由でスイッチ２８に結合され、遅延回路３１は比較器３０の出力の正のエッジを遅延させる（が負のエッジは遅延させない）。スイッチＳ4とスイッチ２８の間に２つの電流源３２及び３４が接続されている。スイッチＳ4の他方の端子には電圧源（図示せず）が接続されている。キャパシタ３６が、電流源３４及びスイッチ２８と並列に接続されている。電圧−電流変換器３８が、電流源３２、３４の中点と光カプラ２１との間に接続されている。
【００６３】
Ｓb（Ｓ4）は、変圧器２の二次側の電圧が正である（即ち、この例では10Vより大きい）のと同じ期間（定常状態、ｔ＝０ではこれから遅延Δｔを減じた期間）だけオン状態であるが、キャパシタ３６の電圧は定常状態にある。そして出力電流が増加した場合には、Ｓbのデューティサイクル（従ってＳ4のデューティサイクル）も増加する。キャパシタ３６の端子間電圧は増加する。その結果、光カプラ２１を通る電流も増加し、電圧−電流変換器３８を介して一次側に伝わる。そして一次側コントローラはスイッチＳ1のデューティサイクルを増加させる。こうして、変圧器の二次側が正である時間が増加し、従って、キャパシタ３６の端子間電圧は再び減少する、というのは、スイッチ２８は今度はより長時間、新たな定常状態が設定されるまでオン状態であるからである。出力電流が減少した場合には、これらの変化が逆になる。
【００６４】
図９に示すように、二次側コントローラが、一次側のデューティサイクル（δ）を減少させなければならないことを判定すると、以上で説明したように、光カプラ２１を通る電流は減少する。その結果、一次側コントローラはまず、図９に点ａとｂの間の線分で示すように、スイッチＳ1のオン時間を低減する。この期間には上記オン時間が低減されるので、従ってデューティサイクルが低減され、周波数は一定に留まる。
【００６５】
一旦、最小オン時間を一次側で検出すると、一次側コントローラは、光カプラ２１を通る電流がさらに減少した際にスイッチＳ1のオフ時間を増加させる。このことは、点ｂとｃの間の線分で示す、より低いデューティサイクル及びより低い周波数を生じさせる。一旦、一次側コントローラが最小周波数を検出すると、一次側コントローラはそのデューティサイクルを低下させることを停止して、可聴周波数スペクトルに入ることを回避する。
【００６６】
一次側の主スイッチＳ1の端子間電圧を、このスイッチがターンオンされた際に測定し、この電圧を用いて一次側の主スイッチＳ1のデューティサイクルを適応させる際には、図８Ａの二次制御（第２調整）回路１８は省略することができる。前述したように、二次側のスイッチＳbはＳ1の前にターンオンすることができる。その結果は、スイッチＳ1が谷検出によってターンオンされた際に、この特定瞬時におけるスイッチＳ1の電圧はキャパシタの放電の量に依存する、ということである。キャパシタの放電は、一次側の主スイッチＳ1がターンオンされた際に、その端子間により高い電圧をもたらす。このより高い電圧を検出し、これを用いて一次側の主スイッチＳ1のデューティサイクルを増加させることができる。
【実施例３】
【００６７】
本発明の別な実施例を図１１に示す。第１調整回路１６は電圧−電流変換器４０を具えている。電力変換回路の出力（Ｖout）は変換器４０の負入力に接続され、その正入力には基準電圧、例えば5Vが接続されている。その出力は光カプラ２１経由で一次側コントローラ１２に結合され、Ｓ1のデューティサイクルを規定する。
【００６８】
図１１に示す回路の動作によって発生される波形を図１２に示す。谷検出器が、Ｓ1の端子間電圧が最小値に下降したことを検出すると（点”Ｋ”）、Ｓ1がターンオンされる。コントローラ（第２調整回路）１８は、信号Ｖsecに適用されるピーク検出（点”Ｌ”）によって、一次側のスイッチＳ1がターンオンする時点を検出する。点Ｌの短時間（０であり得る）後に、コントローラ１８がＳbをターンオンする。Ｓ1のデューティサイクルは、Ｖoutと基準電圧（例えば図１１に示す5V）との差を測定することによって、コントローラ（第１調整回路）１６によって規定される。
【００６９】
本明細書を読めば、他の変形及び変更は当業者にとって明らかである。こうした変形及び変更は、現在技術において既に知られた等価な特徴及び他の特徴を含むことができ、これらの特徴は本明細書で既に述べた特徴の代わりに、あるいはそれに加えて用いることができる。
【００７０】
本願の請求項は、特徴の特定の組合せに基づいて表現しているが、本発明の開示の範囲は、本明細書に明示的にせよ暗示的にせよ開示した新たな特徴またはその新たな組合せ、及びその一般化も含むことは明らかであり、本願の請求項に係る発明と同じ発明に関するか否かにはよらず、本発明が解決する問題と同じ問題のいずれか、あるいはすべてを軽減するか否かにはよらない。
【００７１】
別個の実施例の関係で記述した特徴を組み合わせて、単一の実施例で提供することができる。逆に、簡単のため単一の実施例の関係で記述した種々の特徴は、別個に、あるいは何らかの適切な副次的組合せで適用することもできる。本願または本願より導出されたさらなる出願の手続遂行中に、こうした特徴及び／またはこうした特徴の組合せに基づいて新たな請求項を作成し得ることを、出願人はここに予告する。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】既知のフォワードコンバータの回路図である。
【図２】図１に示す回路の動作中に発生される波形の好例を示す図である。
【図３】図１に示す回路の動作中に発生される波形の好例を示す図である。
【図４】図１に示す回路の動作中に発生される波形の好例を示す図である。
【図５】出力電流に対するデューティサイクルを示すグラフである。
【図６】本発明の第１実施例によるフォワードコンバータの回路図である。
【図７】図６に示す回路の動作中に発生される波形の好例を示す図である。
【図８Ａ】本発明の第１実施例によるフォワードコンバータの回路図である。
【図８Ｂ】図８Ａに示す回路の動作中に発生される波形の好例を示す図である。
【図９】動作周波数に対するデューティサイクルを示すグラフである。
【図１０Ａ】図８Ａに示す好適な実現の一部分の回路図である。
【図１０Ｂ】図８Ａに示す好適な実現の一部分の回路図である。
【図１１】本発明の第３実施例によるフォワードコンバータの回路図である。
【図１２】図１１に示す回路の動作中に発生される波形の好例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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