(57)【要約】一次巻線（２ａ）と少なくとも１つの二次巻線（２ｂ）とを有する変圧器（２）と；前記一次巻線に結合され、この一次巻線に入力電圧を選択的に供給する一次側の能動スイッチ装置（Ｓ１）と；前記少なくとも１つの二次巻線（２ｂ）に結合された出力フィルタ（６、１２）と、前記少なくとも１つの二次巻線（２ｂ）及び前記出力フィルタ間に結合された第１及び第２能動スイッチ装置（１６、１４）とを有する二次側整流回路とを具える切換式電力変換器を提供する。前記第１及び第２能動スイッチ装置は、これらの各能動スイッチ装置が、前記少なくとも１つの二次巻線及び前記出力フィルタ間の電流を、他方の能動スイッチ装置に対し反対方向で阻止するように、他方の能動スイッチ装置と独立して動作しうるように構成配置されている。このようにすることにより、変換器の良好な調整を容易にするとともに現存の構成で遭遇するスパイク電圧の発生を回避する。
2008533959.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
‐一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを有する変圧器と、
‐前記一次巻線に結合され、この一次巻線に入力電圧を選択的に供給する一次側の能動スイッチ装置と、
‐前記少なくとも１つの二次巻線に結合された第１出力フィルタと、前記少なくとも１つの二次巻線及び前記第１出力フィルタ間に結合された第１及び第２能動スイッチ装置とを有する第１二次側整流回路と
を具える切換式電力変換器であって、前記第１及び第２能動スイッチ装置は、これらの各能動スイッチ装置が、前記少なくとも１つの二次巻線及び前記第１出力フィルタ間の電流を、他方の能動スイッチ装置に対し反対方向で阻止するように動作しうるとともに他方の能動スイッチ装置に対し異なる時間で切り換えうるように構成配置されている切換式電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の切換式電力変換器において、前記第１及び第２能動スイッチ装置の各々が制御端子を有し、前記切換式電力変換器は、これらの制御端子に結合された制御手段を有し、この制御手段は、これら制御端子にそれぞれ異なる制御信号を供給して前記第１及び第２能動スイッチ装置を開閉するように動作しうるようになっている切換式電力変換器。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の切換式電力変換器において、前記第１及び第２能動スイッチ装置の各々が、ソース、ドレイン及びゲートを有するＦＥＴを具えており、それぞれの前記制御端子がこれらのそれぞれのゲートに結合されている切換式電力変換器。
【請求項４】
請求項３に記載の切換式電力変換器において、前記第１及び第２能動スイッチ装置のドレインが二次巻線の第１端部及び第２端部にそれぞれ接続されている切換式電力変換器。
【請求項５】
請求項４に記載の切換式電力変換器において、この切換式電力変換器が第２二次側整流回路を具え、この第２二次側整流回路が、第２出力フィルタと第３能動スイッチ装置とを有し、この第３能動スイッチ装置は、ソース、ドレイン及びゲートを有するＦＥＴを具えており、このＦＥＴのドレインは前記第２能動スイッチ装置のドレインに結合され、このＦＥＴのソースは前記第２出力フィルタに結合されている切換式電力変換器。
【請求項６】
請求項５に記載の切換式電力変換器において、前記第２及び第３能動スイッチ装置が、共通のリードフレーム上に装着されている切換式電力変換器。
【請求項７】
請求項５又は６に記載の切換式電力変換器において、前記第２及び第３能動スイッチ装置が、単一のダイ片内に集積化されている切換式電力変換器。
【請求項８】
請求項３に記載の切換式電力変換器において、前記第２及び第３能動スイッチ装置のドレインが互いに結合されている切換式電力変換器。
【請求項９】
請求項８に記載の切換式電力変換器において、前記第１及び第２能動スイッチ装置が、共通のリードフレーム上に装着されている切換式電力変換器。
【請求項１０】
請求項８又は９に記載の切換式電力変換器において、前記第１及び第２能動スイッチ装置が、単一のダイ片内に集積化されている切換式電力変換器。
【請求項１１】
請求項８〜１０のいずれか一項に記載の切換式電力変換器において、この切換式電力変換器が第２二次側整流回路を具え、この第２二次側整流回路が、第２出力フィルタと第３能動スイッチ装置とを有し、この第３能動スイッチ装置は、ソース、ドレイン及びゲートを有するＦＥＴを具えており、このＦＥＴのドレインは前記第１及び第２能動スイッチ装置のドレインに結合され、このＦＥＴのソースは前記第２出力フィルタに結合されている切換式電力変換器。
【請求項１２】
請求項１１に記載の切換式電力変換器において、前記第１、第２及び第３能動スイッチ装置のうちの少なくとも２つが、共通のリードフレーム上に装着されている切換式電力変換器。
【請求項１３】
請求項１１又は１２に記載の切換式電力変換器において、前記第１、第２及び第３能動スイッチ装置のうちの少なくとも２つが、単一のダイ片内に集積化されている切換式電力変換器。
【請求項１４】
請求項１〜１３のいずれか一項に記載の切換式電力変換器を具えるＰＣ電源。
【請求項１５】
請求項１〜１３のいずれか一項に記載の切換式電力変換器の動作方法であって、前記第２能動スイッチ装置が、前記少なくとも１つの二次巻線から前記第１出力フィルタへの方向に電流が流れるのを阻止するように動作しうるように構成配置された切換式電力変換器の動作方法において、この方法が、前記少なくとも１つの二次巻線の両端間の電圧が負である場合に前記第２能動スイッチ装置をオフに切り換える過程を有する切換式電力変換器の動作方法。
【請求項１６】
請求項１〜１３のいずれか一項に記載の切換式電力変換器の動作方法又は請求項１５に記載の切換式電力変換器の動作方法であって、前記第１能動スイッチ装置が、前記第１出力フィルタから前記少なくとも１つの二次巻線への方向に電流が流れるのを阻止するように動作しうるように構成配置された切換式電力変換器の動作方法において、この方法が、前記少なくとも１つの二次巻線の両端間の電圧が実質的に予め決定した正の値よりも低いか、又は実質的にゼロに等しい場合に前記第１能動スイッチ装置をオフに切り換える過程を有する切換式電力変換器の動作方法。
【請求項１７】
請求項１〜１３のいずれか一項に記載の切換式電力変換器の動作方法又は請求項１５又は１６に記載の切換式電力変換器の動作方法であって、一次側に能動クランプ回路が設けられ、この能動クランプ回路は、互いに直列に且つ一次巻線と並列に結合された容量性手段及び第４能動スイッチ装置を具えている切換式電力変換器の動作方法において、この方法が、前記第４能動スイッチ装置がターンオフしてから、入力電圧に依存する予め決定した時間後に前記一次側の能動スイッチ装置をターンオンさせる過程を有する切換式電力変換器の動作方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換分野に関するものである。特に、本発明は、切換式電力変換器及びこのような変換器を動作させる方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
切換式電力変換器は、あるＤＣレベル電圧を、負荷に供給するための他のＤＣレベル電圧に変換する電子産業で広く用いられている。代表的には、一次側の電圧源をその二次側の負荷から分離する変圧器が設けられている。ＤＣ入力電圧は、１つ以上の電力スイッチを用いて変圧器の一次側で周期的に切換えられる。エネルギーは出力インダクタに蓄積され、この出力インダクタへの電流の流れを切換えることにより、調整された電圧が二次側の負荷に供給される。
【０００３】
切換えられ且つ分離された、二次巻線の両端間の電圧は、二次側の２つのダイオードにより整流される。これらのダイオードには、二次巻線と直列に接続され、この二次巻線の両端間に正電圧が存在する場合に、電流を負荷に流す順方向ダイオードと、二次巻線を短絡するように接続され、二次巻線の両端間に電圧が存在しないか又は負の電圧が存在する場合に、電流を負荷に流すフリーホイールダイオードとが含まれる。
【０００４】
このような回路の効率を改善するのに、整流用のダイオードを、電力スイッチ、例えば、制御手段により調整されるＭＯＳＦＥＴ装置で置き換えることが知られている。
【０００５】
米国特許出願公開ＵＳ‐Ａ‐２００４／０１３６２０７の明細書には、順方向ダイオードの代わりに２つのＭＯＳＦＥＴ装置が用いられた切換式電力変換器が開示されており、これらのＭＯＳＦＥＴ装置のソースが互いに接続されているとともにこれらのゲートも互いに接続され、これら２つの装置が同期して能動的に切換わり、能動状態でない場合に、各装置が反対方向の電流を阻止するようになっている。
【０００６】
この米国特許出願公開ＵＳ‐Ａ‐２００４／０１３６２０７による構造の変換器を図１に示す。この変換器は、一次巻線２ａと二次巻線２ｂとを有する変圧器２を具えている。一次巻線２ａの、ドットを付した端部は入力電圧源Ｖinに結合され、一次巻線の他端は電力スイッチ装置Ｓ１を経て大地に結合されている。
【０００７】
特に、電力スイッチはＭＯＳＦＥＴ装置を有し、そのドレイン端子は一次巻線２ａに結合され、ソース端子は大地に結合され、ゲート端子は一次側のコントローラ４に結合されている。このコントローラ４は、順方向変換器の二次側から受ける帰還信号に応答して、又は入力電圧に依存して、周期的な起動信号を電力スイッチ装置Ｓ１に供給する。入力電圧端子１０には入力電圧源が接続されている。
【０００８】
二次側では、二次巻線２ｂと出力インダクタ６との間でＭＯＳＦＥＴ装置Ｓｂ及びＳｒが直列に結合されている。出力インダクタ６は出力端子８に結合され、この出力端子８と大地との間にキャパシタ１２が結合されている。出力インダクタ６とキャパシタ１２とは、大地電位に対する平滑ＤＣ出力電圧Ｖout を出力端子８に生じるフィルタを構成する。
【０００９】
この場合、フリーホイールダイオードの代わりに、ＭＯＳＦＥＴ装置Ｓf が用いられ、そのソース端子は大地に結合され、ドレイン端子は出力インダクタ６とＭＯＳＦＥＴ装置Ｓr との相互接続点に結合されている。
【００１０】
順方向変換器の出力は、双方向スイッチ装置として作用する順方向のＭＯＳＦＥＴ装置Ｓb 、Ｓr のオン時間を調節することにより調整される。
【００１１】
ＭＯＳＦＥＴ装置Ｓb 、Ｓr 及びＳf のそれぞれの本体内部のダイオード（ボディダイオード）１４、１６及び１８をも示してある。
【００１２】
上述したように、順方向のＭＯＳＦＥＴ装置Ｓb 及びＳr のゲート端子は互いに結合されている。二次側のコントローラ２０は、共通の入力ゲート端子に制御信号を供給する。
【特許文献１】米国特許出願公開ＵＳ‐Ａ‐２００４／０１３６２０７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図１に示す回路構成の欠点を、図２に示す波形を参照して確認する。図２には４つの代表的な波形を示しており、（ａ）は電力スイッチ装置Ｓ１の論理状態を示し、（ｂ）は変圧器２の二次巻線の両端間の電圧（Ｖsec ）を示し、（ｃ）はスイッチＳb 及びＳr の論理状態を示し、（ｄ）は出力インダクタ６を流れる電流（ＩL ）を示す。
【００１４】
（特に高負荷電流がある場合に）電力スイッチ装置Ｓ１のゼロ電圧のスイッチングを可能にするためには、電圧Ｖsec が正となった後のある時間内でＳb 及びＳr をターンオンさせることができないようにする。その理由は、Ｓb 及びＳr がターンオンする前に電力スイッチ装置Ｓ１がターンオンするようにする為である。この時間を図２に“t1”で示す。Ｓb 及びＳr がターンオンした時に、出力電流が、ＭＯＳＦＥＴ装置Ｓf からＭＯＳＦＥＴ装置Ｓb 及びＳr に転流するようにする必要がある。ノードＪにおける電圧はほぼゼロボルトである為、変圧された電圧が完全に変圧器の漏洩インダクタンス（Ｌｓ）の両端間に存在する。従って、漏洩インダクタンスによって決定される割合で、変圧器の二次巻線とスイッチＳb 及びＳr とを流れる電流が増大するとともに、Ｓf を流れる電流（又はＳf がターンオフされている場合には、Ｓf のボディダイオードを流れる電流）が減少する。
【００１５】
出力電流がＳf 及びＳb ／Ｓr を流れている時間中は、電圧Ｖsec が、ほぼゼロであるノードＪにおける電圧に等しくなる。この時間を転流時間と称する。
【００１６】
最後に出力電流が完全にＳb 及びＳr を流れると、ノードＪにおける電圧は二次巻線の電圧（Ｖsec ）に等しくなるまで上昇する。この時点で、変圧器の漏洩インダクタンス及びＳf のドレイン‐ソースキャパシタンスにより、比較的小さなスパイク電圧がＶsec 上に生ぜしめられる。
【００１７】
Ｓb 及びＳr は、電圧Ｖsec が負になる前にターンオフさせる必要がある。その理由は、Ｓf （又はそのバックゲートダイオード１８）及びＳb 、Ｓr を介して巻線が短絡するのを回避する為である。Ｓb 、Ｓr のターンオフ時と電圧Ｖsec が負に向かう時との間の時間を“t2”として示してある。
【００１８】
従って、Ｓb 及びＳr は、電圧Ｖsec が依然として正にあり、高電流がＳb 及びＳr を流れることができた時点でターンオフする。従って、変圧器２の漏洩インダクタンスによりスパイク電圧が生ぜしめられる。このことが、図２の波形（ｂ）に表されている。この漏洩インダクタンスは変圧器の一次側及び二次側間の結合特性が理想的でないことによるものであることが分かっている。このようなスパイク電圧は極めて不所望なものであり、究極的にはスイッチＳb 、Ｓr 及びコントローラ２０の双方又は何れか一方を破壊するおそれがある。このスパイク電圧を回避するためにクランプ回路を用いることができるが、このようにすると、最小に保つ必要がある電力消費量を増大させる傾向にある。
【００１９】
本発明は、
‐一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを有する変圧器と、
‐前記一次巻線に結合され、この一次巻線に入力電圧を選択的に供給する一次側の能動スイッチ装置と、
‐前記少なくとも１つの二次巻線に結合された第１出力フィルタと、前記少なくとも１つの二次巻線及び前記第１出力フィルタ間に結合された第１及び第２能動スイッチ装置とを有する第１二次側整流回路と
を具える切換式電力変換器であって、前記第１及び第２能動スイッチ装置は、これらの各能動スイッチ装置が、前記少なくとも１つの二次巻線及び前記第１出力フィルタ間の電流を、他方の能動スイッチ装置に対し反対方向で阻止するように動作しうるとともに他方の能動スイッチ装置に対し異なる時間で切り換えうるように構成配置されている切換式電力変換器を提供する。
【００２０】
本発明によれば、電力変換器の良好な調整及び上述した従来の構成と関連するスパイク電圧の回避を容易とする。更に、本発明によれば、フリーホイールスイッチ装置／ダイオードから第１及び第２能動スイッチ装置への、及びその逆の比較的平滑な転流をも可能にする。特に、電力変換器を順方向電力変換器とすることができる。
【００２１】
第１及び第２能動スイッチ装置は互いに直列に結合するか、又は前記少なくとも１つの二次巻線の両端にそれぞれ結合することができる。
【００２２】
本発明の一例では、前記第１及び第２能動スイッチ装置の各々が制御端子を有し、前記切換式電力変換器は、これらの制御端子に結合された制御手段を有し、この制御手段は、これら制御端子にそれぞれ異なる制御信号を供給して前記第１及び第２能動スイッチ装置を開閉するように動作しうるようにする。前記第１及び第２能動スイッチ装置の各々は、ソース、ドレイン及びゲートを有し、それぞれの前記制御端子がこれらのそれぞれのゲートに結合されているＦＥＴと、ソース‐ドレイン接続ラインに対し並列で集積化されたボディダイオードとを具えており、このボディダイオードの陽極がソースに接続され、陰極がドレインに接続されているようにするのが好ましい。
【００２３】
他の一例では、第１及び第２能動スイッチ装置のドレインをこれらの双方向構造で互いに結合することができる。この場合、これらの能動スイッチ装置の半導体ダイ片を共通のリードフレーム上に装着することにより、これらの能動スイッチ装置を単一のパッケージ内に容易に収容することができる。従って、これらの能動スイッチ装置を別々に収容する場合に比べて、費用の低廉化と必要とするスペースの減少との双方を達成しうる。更に、第１及び第２能動スイッチ装置のドレインを互いに結合することにより、これらを単一のダイ片内に集積化でき、これにより費用を更に低減させることができる。或いはまた、第１及び第２能動スイッチ装置のソースを互いに結合することができる。
【００２４】
本発明の他の例では、第１及び第２能動スイッチ装置を変圧器の二次巻線の異なる端部にそれぞれ結合し、各能動スイッチ装置が二次巻線と出力フィルタとの間の何れかの方向で電流を阻止しうるようにすることができる。
【００２５】
更に他の例では、切換式電力変換器が第２二次側整流回路を具え、この第２二次側整流回路が、第２出力フィルタと第３能動スイッチ装置とを有し、この第３能動スイッチ装置は、ソース、ドレイン及びゲートを有するＦＥＴを具えており、このＦＥＴのドレインは前記第２能動スイッチ装置のドレインに結合され、このＦＥＴのソースは前記第２出力フィルタに結合されているようにする。この構成によれば、第１二次側整流回路の能動スイッチ装置の１つが第２二次側整流回路の双方向スイッチ装置の半部をも有効に構成し、必要とする構成素子の個数を低減させ、従って、更なる費用の節約を行う。更に、第１及び第２能動装置のドレインを互いに結合した構成によれば、第１、第２及び第３能動スイッチ装置を単一のパッケージ内の共通のリードフレーム上に装着することができ、特に単一のダイ片内に集積化することができる。或いはまた、第１及び第２能動装置のドレインを二次巻線の両端にそれぞれ接続する場合には、第１及び第２能動スイッチ装置を共通のリードフレーム上に装着するか、又は単一のダイ片内に集積化することができる。
【００２６】
本発明の他の観点によれば、上述した形態の切換式電力変換器の動作方法であって、前記第２能動スイッチ装置が、前記少なくとも１つの二次巻線から前記第１出力フィルタへの方向に電流が流れるのを阻止するように動作しうるように構成配置された切換式電力変換器の動作方法において、この方法が、前記少なくとも１つの二次巻線の両端間の電圧が負である場合に前記第２能動スイッチ装置をオフに切り換える過程を有するようにする切換式電力変換器の動作方法を提供する。従って、この二次巻線の両端間の電圧が負になると、電流は第１及び第２能動スイッチ装置からフリーホイールスイッチ装置へ転流される。その後、大きないかなるスパイク電圧をも生ぜしめること無しに、第２能動スイッチ装置をターンオフさせることができる。その理由は、能動スイッチ装置を流れる電流がほぼゼロに等しくなる為である。二次巻線の両端間の電圧が負である間は、第２能動スイッチ装置を如何なる時にもスイッチオフさせることができる。
【００２７】
一次側のスイッチ装置がスイッチオフされると、二次巻線の両端間の電圧がゼロとなり、変圧器の、漏洩インダクタンス側とは反対側に大きな負電圧が形成される。従って、漏洩インダクタンスを流れる（従って、第１及び第２能動スイッチ装置を流れる）電流が減少し、コイルを流れる電流は殆ど一定に維持される為、フリーホイールスイッチ装置のボディダイオードを流れる電流は上昇する。この電流の変化率は、漏洩インダクタンスの大きさ及びその両端間に生じる電圧に依存する。この瞬時はフリーホイールスイッチ装置をスイッチオンしうる瞬時である。
【００２８】
この場合、第１能動スイッチ装置は、これを流れる電流がゼロになる前に、すなわち、前記少なくとも１つの二次巻線の両端間の電圧が、予め決定した正の値よりもかなり低くなるか又はゼロに等しくなる際にスイッチオフさせる必要がある。この第１能動スイッチ装置がスイッチオフされると、電流がそのボディダイオードを流れ始める。実際に、この第１能動スイッチ装置をスイッチオフさせる好ましい瞬時は、二次巻線の両端間の電圧がゼロとなった時である。理論的には、効率を最大にするために、第１能動スイッチ装置が遅れて、最も遅くでは、その電流がゼロとなった時に、スイッチオフされるようにすることができるが、これを実際に達成するのは極めて困難である。第２能動スイッチ装置は、第１能動スイッチ装置のボディダイオードを流れる電流がゼロに降下するまでオン状態に維持されている。この電流がゼロに降下すると、第１能動スイッチ装置のボディダイオードが遮断されて、二次巻線の両端間の電圧が負になる。その瞬時に、又はある遅延後に、第２能動スイッチ装置はスイッチオフされてその電流がゼロとなる。漏洩インダクタンスを流れる電流はゼロとなる為、スパイク電圧は生じない。
【００２９】
本発明は、更に、上述した形態の切換式電力変換器の動作方法であって、一次側に能動クランプ回路が設けられ、この能動クランプ回路は、互いに直列に且つ一次巻線と並列に結合された容量性手段及び第４能動スイッチ装置を具えている切換式電力変換器の動作方法において、この方法が、前記第４能動スイッチ装置がターンオフしてから、入力電圧に依存する予め決定した時間後に前記一次側の能動スイッチ装置をターンオンさせる過程を有する切換式電力変換器の動作方法を提供する。このようにすると、一次側の電力スイッチ装置の両端間の最大電圧が最小化され、この両端間の電圧がほぼゼロに等しい間にこの一次側の電力スイッチ装置のターンオンを容易にする。
【００３０】
上述した改善された切換式電力変換器の構造は種々の分野に適している。特に、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）の電源のような、比較的大きな電流を必要とする分野にこのような構造の切換式電力変換器を用いるのが有益である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
以下に、添付図面を用いて本発明の実施例を例示的に説明する。
図３に示す本発明の実施例では、ＭＯＳＦＥＴ装置Ｓb 及びＳr （これらの装置Ｓb 及びＳr は、以下に述べる第２及び第１能動スイッチ装置をそれぞれ構成する）は、これらのドレインが互いに接続されるように構成配置されており、このことが、ソースが互いに接続されている図１の従来の構成配置と相違している。これらの各装置は、二次側のコントローラ２２からのそれぞれのゲート信号を用いることにより他の装置とは独立して調節される。
【００３２】
装置Ｓb は電流の流れを制御するもので“双方向”スイッチ装置と称され、装置Ｓr は“整流”スイッチ装置と称され、装置Ｓf は“フリーホイール”スイッチ装置である。
【００３３】
図３では、寄生インダクタンス、すなわち、変圧器２の漏洩インダクタンスを表す追加のインダクタンスＬs を、二次巻線と装置Ｓr との間に示してある。
【００３４】
キャパシタ２４及びこれと直列の能動スイッチ装置Ｓ２より成り、変圧器２の一次巻線と並列に接続された能動クランプ回路が一次側に設けられている。一次側の能動スイッチ装置Ｓ１及びＳ２の双方が、一次側のコントローラ２６から調節用の制御信号を受ける。能動クランプ回路を設けることにより、一次側の能動スイッチ装置と二次側のスイッチ装置Ｓb 及びＳr との必要な定格ブレークダウン電圧を（デューティサイクルが入力電圧に反比例するという条件の下で）低減させ、その結果、（米国特許第４４４１１４６号明細書に開示されている回路のような）低価格の装置を用いることができる。
【００３５】
図３に示す回路の動作中に発生される典型的な波形を図４に示す。測定された信号は、この場合装置Ｓr 及びＳb を互いに独立して制御するために、それぞれ別々の制御信号（ci）及び（cii ）を示している点を除いて図２に示す信号に相当する。
【００３６】
二次巻線の両端間の電圧Ｖsec が正になると、装置Ｓr がターンオンしうる。最も早期の機会での装置Ｓr のターンオンを図４の制御信号（ci）に点線で示してある。この段階で装置Ｓb は依然としてオフ状態にあり、従って、装置Ｓ１のゼロ電圧の切換えが容易となる。
【００３７】
装置Ｓb は、必要とする電圧に応じて、コントローラ２２によりある時間後にターンオンされる。効率を最大にするために、この時点で装置Ｓr をもターンオンさせる必要がある。図４に示す実施例では、装置Ｓr は、後にノードＪが正になるとターンオンされる。二次巻線の両端間の電圧が、装置Ｓ１のターンオフに続いて降下すると、装置Ｓr がターンオフし、装置Ｓb がオン状態に維持される。二次巻線電圧が負になると、装置Ｓr 及びＳb から装置Ｓf に電流が転流される。その後、いかなる大きなスパイク電圧をも生ぜしめることなしに、装置Ｓb をスイッチオフさせることができる。二次巻線電圧が負になると、電流が１つのループから他のループに転流され、第１及び第２能動スイッチ装置における電流がゼロとなる。
【００３８】
変圧器の固有の漏洩インダクタンスＬs の為に、二次巻線の両端間の電圧はこの転流時間中ゼロとなる。
【００３９】
図４の波形（ｂ）から明らかなように、電圧Ｖsec は、負になる前の僅かな期間の間ゼロである。この期間は、装置Ｓr をスイッチオフさせる必要がある時でもある。装置Ｓr は、電圧Ｖsec が負になる前にオフ状態にする必要がある為、この期間は、電圧Ｖsec がゼロである間に装置Ｓr をスイッチオフさせる必要がある適切な時間窓である。電圧Ｖsec がゼロであるこの短期間は、漏洩インダクタンスにより生ぜしめられる。その後、スイッチ装置Ｓb は、二次巻線の両端間の電圧が負である間のいかなる時にもスイッチオフさせることができる。
【００４０】
図５は、次の代表的な波形（ｅ）〜（ｈ）を追加していることを除いて、図４に類似している。
（ｅ）は、図３に示すＳb 、インダクタ６及びＳf に対する相互接続点Ｊにおける電圧を示す。
（ｆ）は、スイッチ装置Ｓb 及びＳf を流れる電流を示す。
（ｇ）は、フリーホイールスイッチ装置Ｓf の論理状態を示す。
（ｈ）は、フリーホイールスイッチ装置Ｓf を流れる電流を示す。
符号“Ａ”及び“Ｂ”の対は転流期間を示す。
【００４１】
図５から明らかなように、スイッチ装置Ｓb が二次側のコントローラによりターンオンされると、スイッチ装置Ｓf がターンオフし、このスイッチ装置Ｓf のボディダイオードが電流を流し始める。理論的には、効率を最大にするために、スイッチ装置Ｓf が遅れて、最も遅くでは、その電流がゼロとなった時に、スイッチオフされるようにすることができるが、これを達成するのは極めて困難である。電流がスイッチ装置Ｓf のボディダイオードを流れている限り、相互接続点（ノード）Ｊにおける電圧が実際にゼロを維持する。スイッチ装置Ｓb はオン状態にある為、電圧Ｖsec も実際にゼロとなる。漏洩インダクタンスＬs の反対側には大きな正電圧が形成される。その結果、電流がスイッチ装置Ｓf からスイッチ装置Ｓr 及びＳb に転流する。相互接続点Ｊにおける電圧が正になると、スイッチ装置Ｓr も同様にターンオンされる。或いはまた、スイッチ装置Ｓr をスイッチ装置Ｓb と同時に、又は電圧Ｖsec が正になる時にもスイッチオンさせることができる。
【００４２】
一次側のスイッチ装置がスイッチオフされると、二次巻線の両端間の電圧Ｖsec がゼロとなり、変圧器の、漏洩インダクタンス側とは反対側に大きな負電圧が形成される。従って、漏洩インダクタンスを流れる（従って、スイッチ装置Ｓr 及びＳb を流れる）電流が減少し、コイルを流れる電流は殆ど一定に維持される為、スイッチ装置Ｓf のボディダイオードを流れる電流は上昇する。（この電流の変化率は、漏洩インダクタンスの大きさ及びその両端間に生じる電圧に依存する。）
【００４３】
スイッチ装置Ｓr は、これを流れる電流がゼロとなる前にスイッチオフさせる必要がある。スイッチ装置Ｓr がスイッチオフされると、電流がそのボディダイオードを流れ始める。実際に、スイッチ装置Ｓr をスイッチオフさせる好ましい瞬時は、電圧Ｖsec がゼロとなった時である。理論的には、効率を最大にするために、スイッチ装置Ｓr が遅れて、最も遅くでは、その電流がゼロとなった時に、スイッチオフされるようにすることができるが、これを実際に達成するのは極めて困難である。スイッチ装置Ｓb は、スイッチ装置Ｓr のボディダイオードを流れる電流がゼロに降下するまでオン状態に維持されている。この電流がゼロに降下すると、スイッチ装置Ｓr のボディダイオードが遮断されて、電圧Ｖsec が負になる。その瞬時に、又はある遅延後に、スイッチ装置Ｓb はスイッチオフされてその電流がゼロとなる。漏洩インダクタンスを流れる電流はゼロとなる為、スパイク電圧は生じない。
【００４４】
図６は、本発明による、スイッチ装置Ｓb を調整するように動作する二次側のコントローラ２２の部分の構成例を示す。図示の例では、電流モードのコントローラを示す。電圧モード制御又はデューティサイクル制御のような他の種類の調整を採用することができること明らかである。
【００４５】
抵抗３０及びキャパシタ３２は互いに直列に接続され、この直列接続回路がインダクタ６と並列に接続されている。キャパシタ３２の両端には電圧‐電流変換器（“Ｖ／Ｉ変換器”）３４の入力端が接続されている。Ｖ／Ｉ変換器３４の負入力端は、他のＶ／Ｉ変換器３６の負入力端に接続されており、この他のＶ／Ｉ変換器３６の正入力端子には基準電圧Ｖref が印加される。Ｖ／Ｉ変換器３６の出力端はノード３８に接続され、このノードには、ランプ波（三角波）電流４６も供給される。Ｖ／Ｉ変換器３６の出力電流とランプ波電流４６とがノード３８で互いに加算される。ノード３８は比較器４４の正入力端に接続され、この比較器４４の負入力端には変換器３４の出力端が接続されている。抵抗４０及び４２は、ノード３８及び変換器３４から到来する電流を電圧に変換する。
【００４６】
電圧比較器４４の出力端はリセット優先ラッチ回路４８の“ｓ”入力端に結合されている。その“ｒ”入力はその“ｓ”入力に対して優先している。（電圧Ｖsec が負である場合に論理的に“１”であり、そのほかの場合に“０”である）信号“Reset Sb”がラッチ回路４８の“ｒ”入力端に供給される。その出力端“ｑ”は、レベルシフタＬＳ及び出力バッファ５０を介してスイッチ装置Ｓb のゲートに接続されている。
【００４７】
図６に示す回路の動作を次に説明する。回路の動作中に発生される代表的な波形を図７に示してある。波形（１）は二次巻線２ｂの両端間の電圧Ｖsec であり、波形（２）は信号“Reset Sb”の論理状態であり、波形（３）はスイッチ装置Ｓb の論理状態である。
【００４８】
出力インダクタ６の両端間に接続された、抵抗３０及びキャパシタ３２より成るＲＣ回路網は出力電流ＩL を測定する。抵抗３０及びキャパシタ３２の値は、
ＲＣ＝Ｌ／ＲL 
となるように選択する。ここで、Ｌはインダクタ６のインダクタンスであり、ＲL はその直列抵抗（図示せず）である。この場合、キャパシタ３２の両端間の電圧はインダクタの直列抵抗の両端間の電圧に等しく、従って、測定される電圧は出力電流を表す。
【００４９】
キャパシタ３２の両端間の電圧はＶ／Ｉ変換器３４により電流に変換され、従って、このＶ／Ｉ変換器３４の出力電流は出力電流ＩL を表し、従って、図６に≒ＩL として表してある。Ｖ／Ｉ変換器３４の負入力端における電圧と基準電圧Ｖref との間の差がＶ／Ｉ変換器３６により電流に変換される。デューティサイクルが５０％よりも低い場合の不安定性を回避するために、Ｖ／Ｉ変換器３６の出力にランプ波電流４６を加え、これにより電流Ｉref を得る。
【００５０】
信号≒ＩL がＩref よりも降下すると、出力電流は、必要とされる出力電圧を得るのに必要とする出力電流よりも低くなり、これらの条件の下で且つ信号Reset Sb＝０の条件の下で、比較器４４とラッチ回路４８とが協同して装置Ｓb をターンオンさせる。
【００５１】
二次巻線の両端間の電圧Ｖsec が負になると有効（アクティブ）になる信号Reset Sbに応答して、装置Ｓb がターンオフされる。
【００５２】
図８は更に、図７に示す波形（１）〜（３）に相当する波形を示し、これに加えて、出力端８における電圧Ｖout を波形（４）として示している。この図８は、回路の出力端８における過渡波形に対する、図６に示す実施例の応答を示す。本例では、出力電圧が一時的に降下する。この出力電圧の降下は、例えば、出力電流が増大することにより生じるおそれがある。
【００５３】
出力電圧が降下すると、電流Ｉref が増大する。これにより、装置Ｓb のオン時間を増大させる。出力電圧が所要レベルになると直ちに、装置Ｓb のデューティサイクルが再び安定化される。変圧器の二次巻線の両端間の電圧Ｖsec が正である時間が、過渡出力電圧にかかわらず、同じに保たれ、従って、このことは、負荷レギュレーションが二次側で達成されることを意味する。この負荷レギュレーションは、装置Ｓb がスイッチオンする瞬時を決定する。負荷の過渡現象は二次側のスイッチ装置のデューティサイクルのみに影響を及ぼすだけである為、一次側のスイッチ装置Ｓ１のデューティサイクルは変化しない。このように、スイッチ装置Ｓ１の両端間の電圧は、例えば、IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 17, No. 1, January 2002に記載されているような従来の回路構成に比べて、最小値に保たれる。
【００５４】
図１に示す従来の回路を変更して他の（第２の）出力電圧の供給回路を追加するには、この追加の回路に２つの他のスイッチ装置をＳb 及びＳr と同じように配置する必要がある。これとは相違し、スイッチ装置Ｓr 及びＳb のドレインを互いに接続した図３に示す本発明の実施例を変更するには、本発明によらない場合に必要とするよりも少ないスイッチ装置を用いて追加の回路を設けることができる。２つの電圧出力が得られる本発明の実施例を図９に示す。
【００５５】
図９においては、第１の回路のスイッチ装置Ｓr 及びＳb を、Ｓr1及びＳb1として示してある。第２の回路は双方向スイッチ装置Ｓb2を有する。双方向での電流阻止を行うために第２の回路に他の整流スイッチ装置Ｓr2を設ける代わりに、スイッチ装置Ｓb2のドレインを第１の回路におけるスイッチ装置Ｓr1及びＳb1のドレインに接続する。このようにすることにより、１つの整流スイッチ装置Ｓr1が第１の回路と第２の回路とに共有される。１つの他のスイッチ装置に対する必要性を排除することが費用の節約につながること明らかである。
【００５６】
更に、スイッチ装置Ｓr1、Ｓb1及びＳb2のドレインは全て互いに接続されている為、これらを単一のパッケージ（囲み４０で線図的に示す）内で共通のリードフレーム上に装着するか、又は単一のダイ片内に集積化することができ、これにより費用を更に低減させることができる。このことは、完成装置におけるヒートシンク上に装着させる必要があるパッケージ数が少なくなり、必要とするスペース量を著しく低減させることをも意味する。
【００５７】
図１０は、２つの電圧出力を有する本発明による回路の他の実施例を示す。図１０の回路は、図９の回路と同様な素子を有し、これらには図９と同じ符号を付してある。
【００５８】
図１０に示すように、第１の能動スイッチ装置Ｓr1及び第２の能動スイッチ装置Ｓb1のドレインは、それぞれ変圧器の二次巻線の異なる端部に接続されており、双方向スイッチ装置Ｓb1が高電圧側にある為、スイッチ装置Ｓr1及びＳb1の対は、変圧器と出力フィルタとの間の何れの方向でも電流を阻止する（すなわち、双方向電流阻止を行う）ことができる。
【００５９】
当業者にとって理解しうるように、能動スイッチ装置Ｓr1及びＳb1を接続するこの変形配置を、図３の実施例におけるスイッチ装置Ｓr 及びＳb の代わりに用いて、本発明による単一の出力電圧を有する回路を形成することができる。このような構成配置では、所望の実施に応じてスイッチ装置Ｓr 及びＳb のソース又はドレインのいずれかを二次巻線の異なる端部に接続することができる。
【００６０】
更に、図１０の実施例は、第３の能動（電流制御）スイッチ装置Ｓb2と、フリーホイールスイッチ装置Ｓf2と、インダクタ及びキャパシタより成る第２の出力フィルタとを有し、第２の出力電圧を生じる第２の整流回路を具えている。第３の能動スイッチ装置Ｓb2のドレインはスイッチ装置Ｓb1のドレインに結合され、これら第２のスイッチ装置Ｓb1及び第３のスイッチ装置Ｓb2の双方は変圧器の高電圧側に結合されている。この構成により、第２の回路における更なる能動スイッチ装置の必要性を回避する。その理由は、双方向電流阻止を行うスイッチ装置Ｓr1が第１及び第２の整流回路間で共有されている為である。
【００６１】
図３に示す回路の動作中における一次側のスイッチ装置Ｓ１のスイッチング損失を最少にするためには、その両端間の電圧がゼロになった際にこのスイッチ装置をターンオンさせる。このことは、スイッチ装置Ｓ１の寄生キャパシタンスが磁化電流により放電された時点で可能となる。従って、変換器システムは、スイッチ装置Ｓ２がターンオフした後、スイッチ装置Ｓ１をターンオンさせるまで、ある“不感時間”だけ待つ必要がある。この不感時間の欠点は、変圧器をリセットするのに要する時間が、不感時間の長さだけ低減されるということである。変圧器をリセットするのに要する時間がこの不感時間に比べて長い場合には、リセット電圧の増大が最小となる。しかし、入力電圧が低い場合、リセット時間が短くなり、このリセット時間のいかなる減少によっても、リセット電圧を著しく増大させる。これにより、スイッチ装置Ｓ１の両端間の最大電圧を増大させる。このことは、上述した理由で不所望なことである。
【００６２】
図１１は、不感時間（Ｔｄ）を異ならせた場合の、入力電圧Ｖinに対するスイッチ装置Ｓ１の両端間の電圧のプロットを示す。不感時間がゼロの場合に生じるプロットを点線で示し、不感時間が有限である場合のプロットを波線で示す。後者の場合、スイッチ装置Ｓ１の両端間の電圧が低入力電圧時に著しく増大することが分かる。
【００６３】
本発明の実施例によれば、図１２に示すように、不感時間（ｔdeadtime）を所定の入力電圧（例えば、２５０Ｖ）以下で直線的に低減させる。このしきい値電圧よりも高い状態で不感時間を一定レベルに維持させる。このように不感時間をゼロまで変化させると、入力電圧に対するスイッチ装置Ｓ１の両端間の電圧の変化は図１１に実線で示すようになる。この図１１から明らかなように、低入力電圧時のスイッチ装置Ｓ１の両端間の電圧は波線に比べて著しく低減される。
【００６４】
実際には、入力電圧を減少させた場合に、不感時間をゼロまで減少させずに、例えば、Ｖin＝１５０Ｖの際のＶreset ＋Ｖinの電圧（一次側の主スイッチ装置の両端間の電圧）がＶin＝４００Ｖの際のＶreset ＋Ｖinの電圧に等しくなるような値まで減少させるのが好ましい。このようにすると、一次側の主スイッチ装置の両端間の電圧が最小になるが、不感時間は依然として最小値に保たれる。（Ｖinminimum ＝１５０Ｖ、Ｖinmaximum ＝４００Ｖ）。しかしながら、ある寿命条件に達するまでの制限された期間中は、降伏電圧よりも低い高ドレイン電圧が許容されることも真実である。
【００６５】
上述した電力変換器の構造にとって代表的な適用分野はパーソナルコンピュータ（“ＰＣ”）の電源である。このような電源は、例えば、本願人に係る同時係属の欧州特許出願第03104073.6号明細書に記載されている。より多くの電力を生じうるが、効率を高くし廉価にしたＰＣ用の電源の需要が益々高まっている。本発明を具体化した電源はこれらの問題を解決するように構成しうる。
【００６６】
上述したところからその他の変形例が可能であること、当業者にとって明らかである。このような変形例には、当該技術分野で既知で上述したのと等価の及びその他の特徴をも含むものであり、これらの特徴は上述した特徴の代わりに又はこれらに加えて用いることができる。
【００６７】
特許請求の範囲は特徴の特定の組み合わせに基づいて記載したが、本発明の開示範囲には、何れかの請求項に述べたのと同じ発明に関するものであるか否かにかかわらず、且つ本発明と同じ技術問題の何れか又は全てを軽減するか否かにかかわらず、明確に又は暗黙的に述べた如何なる新規な特徴をも、又はこれら特徴の如何なる組み合わせをも、又はその如何なる一般化をも含まれるものである。
【００６８】
別々の実施例で述べた特徴は、単一の実施例で組み合わせて設けることもできる。これとは逆に、単一の実施例で簡略に述べた種々の特徴を別々に又は如何なる適切な幾つかの特徴の組み合わせで設けることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】図１は、既知の切換式順方向電力変換器を示す回路図である。
【図２】図２は、図１に示す回路の動作中に発生される代表的な波形を示す線図である。
【図３】図３は、本発明の第１実施例による切換式順方向電力変換器を示す回路図である。
【図４】図４は、図３に示す回路の動作中に発生される代表的な波形を示す線図である。
【図５】図５は、図３に示す回路の動作中に発生される代表的な波形を示す線図である。
【図６】図６は、本発明の実施例によるスイッチ装置Ｓb のスイッチング動作を調整する構成を示す回路図である。
【図７】図７は、図６に示す回路の動作中に発生される波形を示す線図である。
【図８】図８は、図６に示す回路の動作中に発生される波形を示す線図である。
【図９】図９は、本発明の他の実施例による、２つの電圧出力を有する切換式電力変換器を示す回路図である。
【図１０】図10は、本発明の更に他の実施例による、２つの電圧出力を有する切換式電力変換器を示す回路図である。
【図１１】図11は、第４の能動スイッチ装置のターンオフと一次側の電力スイッチ装置のターンオンとの間の遅延（不感時間）を異ならせた場合の、入力電圧に対する一次側の電力スイッチ装置の両端間の電圧のプロットを示す線図である。
【図１２】図12は、本発明の実施例による、入力電圧に対する不感時間のプロットを示す線図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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