(57)【要約】  音響的な体積波でもって動作するフィルタのフィルタ特性および電気的な適合を改善するために、２つの信号経路が構成されている、体積波共振器の両側が対称的に動作可能な装置を設けることが提案される。各信号経路は少なくとも１つのインピーダンスと結線される。
2008505573.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響波でもって動作するフィルタにおいて、
−入力ポート（Ｔ１）と出力ポート（Ｔ２）を有し、該ポートは両方が対称的に動作可能であり、
−信号経路（ＳＰ１，ＳＰ２）を有し、該信号経路（ＳＰ１，ＳＰ２）はそれぞれ前記入力ポートの端子から前記出力ポートの端子へと延びており、
−前記信号経路に関して相互に電気的に対称的に構成されている体積波共振器の装置（ＲＡ）を有し、
−各信号経路は電気的な適合のために複素インピーダンス（Ｚ，ＭＡ）と結線されていることを特徴とする、音響波でもって動作するフィルタ。
【請求項２】
少なくとも１つのポート（Ｔ）の端子が複素インピーダンス（Ｚ，ＭＡ）と結線されている、請求項１記載のフィルタ。
【請求項３】
各信号経路（ＳＰ１，ＳＰ２）は少なくとも１つの複素インピーダンス（Ｚ，ＭＡ）と直列に結線されている、請求項１または２記載のフィルタ。
【請求項４】
２つの信号経路（ＳＰ１,ＳＰ２）は並列に複素インピーダンス（Ｚ，ＭＡ）と結線されている、請求項１または２記載のフィルタ。
【請求項５】
ポート（Ｔ）の複数の端子が横断分岐路を用いて架橋されており、前記横断分岐路内に複素インピーダンス（Ｚ）が配置されている、請求項４記載のフィルタ。
【請求項６】
ポート（Ｔ）の複数の端子が横断分岐路を用いてアースに接続されており、前記横断分岐路内に複素インピーダンス（Ｚ）が配置されている、請求項４または５記載のフィルタ。
【請求項７】
−一方のポート（Ｔ）の端子が複素インピーダンス（Ｚ，ＭＡ）と直列に結線されており、
−他方のポートの端子が複素インピーダンス（Ｚ，ＭＡ）と並列に結線されている、請求項１から６までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項８】
前記フィルタは体積波共振器の梯子型装置（ＴＳ１）を有する、請求項１から７までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項９】
前記フィルタは体積波共振器の格子型装置（ＴＳ４）を有する、請求項１から８までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１０】
前記フィルタは体積波共振器のスタック型共振器装置またはＣＲＦ装置を有する、請求項１から９までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１１】
前記フィルタは少なくとも２つの相互に直列に結線されている、体積波共振器の部分構造を有し、該部分構造は相互に依存せずに、梯子型装置、格子型装置およびＣＲＦ装置から選択されている、請求項１から１０までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１２】
前記複素インピーダンス（Ｚ，ＭＡ）はインダクタンスを有する、請求項１から１１までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１３】
前記体積波共振器は共通の基板（Ｓ）上に配置されており、該基板（Ｓ）は多層の支持体（ＴＳ）上に配置されており、前記支持体（ＴＳ）には複素インピーダンス（Ｚ）を有する回路構造と受動的な構成素子が設けられている、請求項１から１２までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１４】
−前記体積波共振器は、半導体から構成されている共通の基板（Ｓ）上に配置されており、
−前記複素インピーダンス（Ｚ）は少なくとも部分的に前記基板に統合されて構成されている、請求項１から１３までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１５】
一方の電気的なポート（Ｔ）にはバランスを取って結線されており、他方のポートにはバランスを取らずに結線されている、請求項１から１４までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１６】
少なくとも１つのＣＲＦフィルタが設けられており、該ＣＲＦフィルタは少なくとも１つの第１の体積波共振器（ＳＥ１，ＳＲ１，ＳＥ２）、少なくとも１つの結合層（ＫＳ）および少なくとも１つの第２の体積波共振器（ＳＥ３，ＳＲ２，ＳＥ４）からなる積層体を有し、前記第１の体積波共振器の２つの電極（ＳＥ１，ＳＥ２）は第１のポートと接続されており、前記第２の体積波共振器の２つの電極は第２のポートと接続されている、請求項１から１５までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１７】
２ＧＨｚの範囲にある動作周波数を有し、各信号経路は少なくとも１つの複素インピーダンス（Ｚ，ＭＡ）と直列に結線されており、前記インピーダンスは０．１〜１０．０ｎＨのインダクタンスを有する、請求項１から１６までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１８】
２ＧＨｚの範囲にある動作周波数を有し、２つの信号経路は複素インピーダンスと並列に結線されており、前記インピーダンスは１０〜１００ｎＨのインダクタンスを有する、請求項４から１６までのいずれか１項記載のフィルタ。
【請求項１９】
ダイプレクサにおける請求項１から１８までのいずれか１項記載のフィルタの使用。
【請求項２０】
ｘ個のポートからｙ個のポートへのカスケードにおける請求項１から１８までのいずれか１項記載のフィルタの使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
現代の移動無線システムの性能は実質的に信号処理のために必要とされるフィルタの品質に依存する。殊にバンドパスフィルタに関しては、種々様々なそれぞれの移動無線システムないし規格によって設定されている多数の要求が充足されるべきである。
【０００２】
バンドパスフィルタを種々の技術で実現することができる。例えば具体的なＬＣ格子から構成されているフィルタが公知である。さらにはマイクロ波セラミック共振器が公知である。それにより、音響表面波でもって動作するフィルタ、いわゆるＳＡＷフィルタが殊に十分に発達しており、また達成される特性に関して種々のバリエーションが存在する。
【０００３】
近年の発達により、体積波共振器から構成されており体積波でもって動作するフィルタも著しい技術的な潜在能力を有することが証明されており、このような潜在能力により有利なフィルタ技術がもたらされる可能性がある。
【０００４】
通常の場合、散乱行列のＳパラメータとして表される伝送曲線に基づき認識することができるフィルタの純粋な伝送特性以外にも、別の電気的な機能、例えば非対称的な（シングルエンドの）信号を対称的な信号またはバランスが取れた信号へと変換する機能をフィルタに組み込むことができる。フィルタ入力側とフィルタ出力側の間において、インピーダンス変換をフィルタ自体において行うことも可能である。
【０００５】
そもそも、フィルタを最適に機能させるためには、どのような電気的な環境および回路技術的な環境においてフィルタが使用されるかが重要である。また、フィルタリングすべき信号がフィルタの入力側においてどのような形で存在するか、非対称的であるか対称的であるか、またフィルタの出力側に生じるフィルタリングされた信号がシステム内の後続の処理段にどのように転送されるか、もしくはどのように後段によって必要とされるかも重要である。フィルタの入力側も出力側も非対称的であるフィルタ、すなわち基準として常にアースに対して決定されている、ただ１つの「非接地の」電位ないし情報を担持する電位が処理されるフィルタは全く問題無く製造することができる。
【０００６】
そのような非対称的な信号を対称的な信号に変換すること、またはそれどころか対称的な信号を処理し、出力側においても再び対称的に供給することはより難しくなる。両側がバランスを取って動作するその種のフィルタを殊に体積波でもって動作するフィルタにおいて実現することは困難である。
【０００７】
体積波共振器を備えた両側が対称的に動作可能なフィルタは大抵の場合、通過帯域において満足のいくフィルタ特性を示すものではなく、そのようなフィルタ特性は、挿入損失に影響が及ぼし、フィルタ特性を損なわせる過度に高いリプルを有する。
【０００８】
したがって本発明の課題は、殊に通過帯域におけるフィルタ特性に関して改善されている、体積波共振器を備えた両側が対称的に動作可能なフィルタを提供することである。
【０００９】
本発明によればこの課題は、請求項１の特徴を備えたフィルタによって解決される。本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。
【００１０】
本発明によるフィルタは体積波共振器から構成されている。このフィルタは電気的な入力ポートと電気的な出力ポートを有し、これらのポートは対称的に動作可能である。相応にフィルタは２つの信号経路を有し、これらの信号経路はそれぞれ入力ポートの端子から出力ポートの端子へと延びている。これらの信号経路に関して、体積波共振器は相互に電気的に対称的に配置されている。これら２つの信号経路はそれぞれ複素インピーダンスと結線されている。
【００１１】
本発明によるフィルタを用いることにより、音響体積波でもって動作する公知の対称的なフィルタに比べて実質的に改善された伝送特性が達成される。殊に本発明によるフィルタは平滑化された通過帯域を有し、この通過帯域は公知のフィルタに比べてより少ない挿入損失を有する。別の表記では、本発明によるフィルタはスミスチャートにおいて最適な適合点から実質的により少ない偏差を有し、また良好に最適な領域において変動する。したがってフィルタは最適な電気的な適合を示し、これにより結果として挿入損失が減少され、リプルが低減され、またフィルタ特性が改善される。複素インピーダンスを変更することにより、フィルタを任意の外部環境に最適に適合させることができる。
【００１２】
本発明の範囲において複素インピーダンスとは、インピーダンスを有する個々の実際の回路素子と解されるが、同様にインピーダンスを有する理想化された実際の個々の構成要素の組み合わせであるとも解される。
【００１３】
体積波共振器は従来のように個々の体積発振器でよい。しかしながら体積共振器を薄膜共振器として構成することもできる。有利にはフィルタ全体が薄膜共振器の集積装置として構成されており、個々の薄膜共振器の構造化およびその結線は製造プロセスに組み込まれた薄膜技術および構造化技術を用いて行われる。理想的な場合には全ての体積波共振器が単一の共通の基板上に配置されている。しかしながら、フィルタの構成要素を種々の基板上に構成し、その基板を適切なやり方で相互に結線することも可能である。
【００１４】
各信号経路には少なくとも１つの複素インピーダンスが設けられており、１つの電気的なポートまたは２つの電気的なポートにおいてフィルタとの結線を行うことができる。このことは、フィルタの内部において他の回路位置に別の複素インピーダンスを設けることを除外するものではない。このように別の複素インピーダンスを設けることは更なる利点を提供する。
【００１５】
本発明の有利な実施形態においては、各端子が複素インピーダンスを有する各ポートに結線されている。
【００１６】
本発明の実施形態においては、各信号経路が複素インピーダンスと直列に結線されているので、このインピーダンスはそれぞれの信号経路の一部である。本発明の別の実施形態においては、２つの信号経路が複素インピーダンスと並列に結線されている。この場合インピーダンスを、２つの信号経路を接続している横断分岐路に配置することができる。
【００１７】
フィルタを共振器のリアクタンス回路網としても構成することができ、この際共振器を直列分岐および並列分岐に配置することができる。これらの場合には、複素インピーダンスを２つの信号経路を架橋する並列分岐のいずれかに設けることも可能である。
【００１８】
本発明の別の変形形態においては、ポートの両方の端子が複素インピーダンスと直列に結線されており、これに対し他方のポートの両方の端子が別の複素インピーダンスと並列に結線されている。フィルタにおいて実現されている複素インピーダンスと信号経路との種々の結線様式に関しては、両方の可能性のそれぞれに対して前述の変形形態が該当する。
【００１９】
本発明によれば体積波共振器を梯子型装置において結線することができる。体積波共振器を格子型装置において結線することも可能である。殊に面積を節約する、ないし僅かな体積波共振器から構成できるフィルタは、ＣＲＦ装置（結合共振器フィルタ）とも称される、スタック型装置において体積波共振器を有する。この種のＣＲＦフィルタは積層体内に重ねられて形成されている薄膜共振器から構成されており、この場合積層体において隣接している共振器は共通の中央電極を有することができる。しかしながら、重ねられて配置されている２つの薄膜共振器の間に結合層を設けることも可能である。結合層の厚さおよび材料に依存して、重ねられて配置されている第１の共振器と第２の共振器との間の音響的な結合の割合が決定される。積層された音響的に結合されている僅か２つの薄膜共振器からなるその種のフィルタを両側において対称的に動作させることができる。
【００２０】
本発明によるフィルタは相互に直列に結線されている体積波共振器の２つの部分装置を有することができ、この場合各部分装置は相互に依存せずに、体積波共振器フィルタ装置の前述のタイプの一方に対応する。結線のために第１の部分装置の第１のポートが第２の装置の第２のポートと接続される。この際、結線の枠内において２つの部分装置間に複素インピーダンスを設けることも可能である。
【００２１】
有利な実施形態において複素インピーダンスはインダクタンスを有する。その種のインダクタンスを簡単に形成することができ、また必要とされるインダクタンス値に依存して、例えば簡単な導体路、電気的な接続部、さらにはバンプの形で実現することもできる。比較的大きいインダクタンスはコイルまたはメアンダ状の導体路部分の形で形成され、このインダクタンスは集積された受動的な構成要素としても実現することができる。
【００２２】
本発明の実施形態においては、本発明によるフィルタの体積波共振器が共通の基板上に配置されており、この基板はやはり多層の支持体上に固定されている。多層の支持体には回路構造および受動的に構成要素が設けられており、これらは複素インピーダンス、またさらには別の回路素子を有することができる。このようにして殊に小型のモジュールが得られ、このモジュールは薄膜共振器装置以外には基板上に別の離散的な構成素子を有さない。このモジュールにおいては、必要とされるその他の全ての受動的な構成要素が支持体内に集積されているか、必要に応じて付加的に薄膜共振器装置の基板内に集積されている。
【００２３】
体積波共振器が配置されている基板が半導体から構成されている場合には、複素インピーダンスを少なくとも部分的に半導体基板内に集積することもできる。それ自体公知のやり方で、半導体に任意の回路構造、受動的な構成要素および能動的な構成要素を実現することができる。
【００２４】
複素インピーダンス、殊にインダクタンスを有するインピーダンスを正確に構成して寸法設計するために、インピーダンスの正確な結線が重要である。直列に結線されているインピーダンスに関しては例えば０．１〜１０ｎＨの範囲にあるインダクタンスが選択される。並列に結線されているインピーダンスは、外部の回路環境への最適な適合を達成するために、例えば１０〜１００ｎＨの範囲にあるインダクタンスを有するよう構成することができる。
【００２５】
最適に適合された、本発明による両側が対称的に動作可能なフィルタは改善されたフィルタ特性以外にも、別の同様にバランスが取れているフィルタ／バランスが取れて動作可能なフィルタとの結線においても問題なく動作し、また２つのフィルタが異なる周波数帯域において動作する限り、この２つのフィルタは相互に殆ど影響を及ぼさないという利点を有する。このことは、本発明によるフィルタの個々の通過帯域の領域がスミスチャートにおいてそれぞれ小さい面積しか取らないために可能であり、このことは良好に適合されていることと同等である。つまり、例えば入力側のダイプレクサにおいては非常に僅かな付加的な素子しか必要とされない。
【００２６】
このようにして、同様に構成されている他のフィルタとの良好な結線可能性に基づき複数のフィルタバンク、例えばダイプレクサのカスケード装置を実現することができ、この際そのようなカスケードの階層的に上位に位置するダイプレクサの２つの個々のフィルタを共通の端子と固定的に接続することができる。この場合信号は階層的に下位の段の相応のフィルタのリプルに応じて出力側に供給される。
【００２７】
以下では、本発明を実施例および付属の図面に基づき詳細に説明する。それらの図面は本発明の理解を深めるために用いるものにすぎず、したがって概略的に示されており、縮尺通りには描かれていない。同一の部分または同様に作用する部分には同一の参照記号が付されている。
【００２８】
図１は公知の対称的なフィルタを示し、
図２はこのフィルタに関する通過帯域特性を示し、
図３は公知のフィルタに関するスミスチャートを示し、
図４は種々の本発明によるフィルタを示し、
図５は本発明によるフィルタの構成要素を示し、
図６は本発明によるフィルタの可能な実施形態を示し、
図７は別の本発明によるフィルタの通過帯域特性およびスミスチャートを示し、
図８は別の本発明によるフィルタの通過帯域特性およびスミスチャートを示し、
図９は２つの本発明によるフィルタを用いて構成されており、且つ一般的にカスケード式の構造を有するダイプレクサを示し、
図１０は基板上に固定されている複素インピーダンスが統合されたフィルタを示す。
【００２９】
図１は例えばEP1 017 170 A2から公知であるフィルタを示し、このフィルタは信号経路ＳＰ１およびＳＰ２に関して対称的に配置されている体積波共振器ＲＳ，ＲＰを有する。２つの信号経路ＳＰ１，ＳＰ２は第１のポートＴ１の２つの端子を第２のポートＴ２の２つの端子と接続している。例えば、第１のポートＴ１に対称的な信号が印加され、その信号の２つの成分が同一の振幅においては１８０°の位相差を有する場合、第２のポートＴ２においては同様に対称的に１８０°の最適な位相差を有し、且つ振幅が等しいフィルタリングされた信号を得ることができる。体積波共振器は格子型配置で結線されており、また信号経路内に配置されている直列共振器ＲＳと、直列の経路ＳＰを相互に接続する横断分岐路ＱＺ内に配置されている並列共振器ＲＰとを有する。格子型配置の基本素子は、２つの信号経路ＳＰの各信号経路におけるそれぞれ１つの直列共振器ＲＳ１１，ＲＳ２１と、同様にそれぞれ１つの並列共振器ＲＰ１，ＲＰ２が配置されている２つの交差する横断分岐路ＱＺ１，ＱＺ２とから構成されている。公知のフィルタ１はこの実施形態において２つの基本素子を有する。
【００３０】
このような配置構成を用いて１００Ｏｈｍに適合されているＧＳＭフィルタを実現する場合には、図２にその制御パラメータが示されている伝送特性が得られる。図２ａは制御パラメータＳ２１の全体の経過を示し、他方図２ｂは通過帯域の領域を拡大して部分的に示している。公知のフィルタは最適化されているにもかかわらず通過帯域においては高いリプルを有し、また通過帯域の中央において顕著な急激な変化、いわゆるＤＩＰを有することがはっきりと見て取れる。このようなＤＩＰによりフィルタ特性は劣化し、また挿入損失は適切でなくなる。図３は２つの制御パラメータＳ１１およびＳ２２をスミスチャートで示したものであり、これらの制御パラメータからチャートの中央における比較的大きい輪に基づきフィルタ特性および適合が劣悪であることが見て取れる。
【００３１】
これに対して図４は本発明によるフィルタに関する種々の実施形態を示し、これらのフィルタはフィルタ特性に関して図１から図３に示されている公知のフィルタに比べて実質的に改善されている。
【００３２】
図４ａは、第１のポートＴ１および第２のポートＴ２と結線されている共振器装置ＲＡを備えた本発明の第１の実施形態を示す。共振器装置を介する２つのポートＴの結線は、２つの信号経路ＳＰ１，ＳＰ２を介して行われており、これらの信号経路ＳＰ１，ＳＰ２内には体積波共振器が配置されている。さらにこれら２つの信号経路はそれぞれインピーダンスＺと結線されており、これらのインピーダンスＺはここでは共振器装置ＲＡとそれぞれのポートとの間に配置されている。図４ａは４つの複素インピーダンスＺ１１，Ｚ１２，Ｚ２１，Ｚ２２が直列に共振器装置ＲＡと結線されている実施形態を示す。
【００３３】
図４ｂは同様に２つのポートＴ１，Ｔ２が体積波共振器の共振器装置ＲＡと２つの信号経路ＳＰを介して相互に結線されている第２の実施形態を示す。２つの信号経路は２つのポートの領域においてそれぞれ１つの複素インピーダンスＺ１，Ｚ２と結線されているが、これらの複素インピーダンスＺ１，Ｚ２は信号経路に対して並列に配置されている。図４ｂは複素インピーダンスがポートの領域において２つの信号経路を接続している横断分岐路内に配置されている実施形態を示す。
【００３４】
図４ｃは本発明の別の実施形態を示し、この実施形態においては４つの複素インピーダンスＺ１１，Ｚ１２，Ｚ２１，Ｚ２２が信号経路に対して並列に結線されており、且つ信号経路をアース端子と接続している。
【００３５】
本発明のように体積波共振器の装置と結線されている複素インピーダンスを用いることにより、通過帯域においてもフィルタの電気的な適合においても実質的な改善が達成される。この改善は例えば、低減されたリプルを有し、さらには中央における急激な変化を有していない通過帯域において識別することができ。スミスチャートにおいては縮小された「輪」が観測される。
【００３６】
図５Ａは、本発明によるフィルタに使用できるような共振器装置ＲＡを一般化された総和の形でリスト化して示している。共振器装置ＲＡは例えば４つの異なる部分構造ＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３およびＴＳ４を有することができ、これらの部分構造は２つの相互に対称的な信号経路が生じるように任意の順序と副次的な組み合わせで相互に結線することができる。各部分構造ＴＳは何度現れてもよく、ここで梯子型構造として構成されている第１の部分構造ＴＳ１の数であるインデクスｍ、格子型装置として構成されている第３の部分構造ＴＳ３に対するインデクスｐは相互に依存せずに０から約１００の値を取ることができる。和（ｍ＋ｎ＋ｐ＋ｑ）に関しては、その和が１つのフィルタにおいて１よりも大きくなければならない。第２の部分構造ＴＳ２は１組の直列体積波共振器ＲＳ１，ＲＳ２を有し、この組に対するインデクスｎは０≦ｎ≦１００である。第３の部分構造ＴＳ３は並列共振器ＲＰ１を有する。したがって本発明によるフィルタに使用可能な共振器装置は同一の部分構造も異なる部分構造も有することができ、これらの部分構造を任意の数および順序で相互に組み合わせることができる。
【００３７】
しかしながらフィルタに関する良好な特性は１つまたは２つの部分構造で既に達成される。
【００３８】
図５ｂは本発明によるフィルタに使用することができる共振器装置の別の変形形態を示す。共振器装置は音響的に相互に結合されている体積波共振器の積層体、いわゆるＣＲＦフィルタ（結合共振器フィルタ）を有し、このＣＲＦフィルタにおいては第１の積層体共振器ＳＲ１および第２の積層体共振器ＳＲ２がそれぞれ２つの電極層ＳＥ１，ＳＥ２ないしＳＥ３，ＳＥ４の間に配置されており、この際第１の積層体共振器ＳＲ１と第２の積層体共振器ＳＲ２との間には結合層ＫＳが配置されており、この結合層ＫＳの材料および厚さは２つの積層化された共振器ＳＲ１，ＳＲ２間の結合の度合いを決定する。第１の積層体共振器ＳＲ１の２つの電極ＳＥ１およびＳＥ２が第１のポートと対称的に接続されており、且つ第２の積層体共振器ＳＲ２の２つの電極ＳＥ３，ＳＥ４が第２のポートと対称的に接続されている場合には、この共振器装置ＲＡも対称的に動作することができる。
【００３９】
その種の共振器装置もカスケードにすることができ、その場合装置は何度も連続的に直列に接続される。ＣＲＦとして構成されている共振器装置ＲＡは有利には面積の大きい基板上に薄膜共振器の形で構成されている。
【００４０】
図５Ｃは、直列または並列のインピーダンスＺｓ，Ｚｐとして構成することができる複素インピーダンスの種々の配置構成を示す。ここでもまた同様に共振器装置において部分ユニットは任意の数と順序で現れてよく、ここでｒは直列のユニットの個数、ｓは並列のユニットの個数を表す。また０〜１００の間でのｒとｓの任意の変化において本発明による複素インピーダンスが表される。インピーダンスは常に対称的に存在するか、フィルタ内に対称的に配置されているので、そのように構成されている複素インピーダンスを以下ではまた一般的な記述様式でマッチングユニットＭＡとして表す。
【００４１】
図６は一般的な書き方での、２つの共振器装置ＲＡ１，ＲＡ２が複素インピーダンスないしその複素インピーダンスから形成されるマッチングユニットＭＡの中間回路のもとでどのように相互に結線することができるか、またどのようにして本発明によるフィルタの一部となるかについての種々の可能性を示す。原則としてケースＡとケースＢを区別することができる。ケースＡにおいては２つの共振器装置ＲＡ１，ＲＡ２が信号経路内の直列インピーダンスＺ１，Ｚ２を介して２つの共振器装置の間に結線されている。このケースにおいてはｒ＝１且つｓ＝０である。ケースＢにおいては２つの共振器装置ＲＡ１，ＲＡ２が信号経路の間の横断分岐路内の並列インピーダンスＺを介して２つの共振器装置の間に結線されている。このケースにおいてはｒ＝０且つｓ＝１である。
【００４２】
図６に示されている結線構成を図４に示されている実施形態とも組み合わせることができる。このようにして本発明による共振器装置の変形の多様性はさらに高められ、この際には個々のケースにおいてそのような実施形態の有利な特性を得ることができる。
【００４３】
本発明によるフィルタは通常の場合、共振器とインピーダンスＺの対称的な配置構成を有する。対称性は殊に装置が相互に対称的に構成されている２つの信号経路に関係する。しかしながら対称性をさらに２つのポートＴ１，Ｔ２に関連させることができるので、第１のポートＴ１の結線構造を第２のポートＴ２の結線構造に対して対称的にすることができる。しかしながらまた、第１のポートＴ１においては第２のポートＴ２とは異なるようにインピーダンスとの結線を行うことができ、また例えば第１のポートにおける直列のインピーダンスと第２のポートにおける並列のインピーンダンスとを組み合わせることができる。
【００４４】
図７は制御パラメータＳ１１およびＳ２２に基づき、本発明により達成されるフィルタ特性に関する改善を例示的に示す。図７ａおよび７ｂには本発明によるフィルタの通過帯域特性が制御パラメータＳ２１の経過として示されている。図７ｃはそれに属するスミスチャートを示す。図４ａに従い構成されているフィルタの特性が示されており、このフィルタにおいては共振器装置が図５に従い構成されており、ここでパラメータはｍ＝ｎ＝０且つｐ＝２に調整されている。図７のグラフにおいては本発明によるフィルタに関する曲線Ｎの他に、既に図２および３に示した公知のフィルタの特性に対応する曲線Ｂも示されている。２つの曲線ＢおよびＮを重ねることによって、本発明によるフィルタの利点が殊に明らかになる。図７ｂは実質的に改善されており、ここでは拡大して示されているフィルタの通過帯域を示す。
【００４５】
図７ｃは相応のスミスチャートを示し、左側には制御パラメータＳ１１が表されており、右側には制御パラメータＳ２２が表されている。ここでもまた測定曲線Ｎにおいては、本発明によるフィルタの「輪」が曲線Ｂで表されている公知のフィルタの輪に比べて実質的に小さく、したがってより中央に配置されていることが示されている。
【００４６】
図８は、図４ｂに従い構成されており、且つその共振器装置は所属のパラメータｍ＝０＝ｎ且つｐ＝２を有するよう図５に従い構成されているフィルタを用いても達成される改善を示す。ここでもまたＮで表されている本発明によるフィルタの測定曲線が公知のフィルタの測定曲線Ｂに重ねられて示されている。このフィルタの有利な特性は殊に図８ｂにおいて急激な変化を有さない平坦な通過帯域の領域に示されており、また図８ｃにおいてもフィルタの本発明による改善された適合が殊に良好に表されている。
【００４７】
図９は、本発明によるフィルタの改善された電気的な適合に基づく、ダイプレクサ回路としての本発明によるフィルタの殊に有利な使用を示す。図９Ａによるダイプレクサにおいては２つのフィルタＦ１，Ｆ２が並列に相互に結線されており、この際第１のフィルタＦ１は第１のポートＴ１を第２のポートＴ２に接続し、これに対し第２のフィルタＦ２は第１のポートＴ１を第３の部分ポートＴ３に接続する。両方のフィルタは共振器装置ＲＡ１，ＲＡ２を有し、また本発明によれば複素インピーダンスと結線されており、これらの複素インピーダンスは図面においてマッチングユニットＭＡとして示されている。ケースａ）においては例えば信号経路に直列に配置されているインピーダンスが設けられており、この際ＭＡ１１およびＭＡ２１に関してはｒ＝１且つｓ＝０である。ＭＡ３においてはｒおよびｓは０である。
【００４８】
考えられるケースｂ）は類似するものであるが、この場合例えば前段に接続されているマッチングユニットＭＡ３に関してはｒおよびｓは２である。
【００４９】
ダイプレクサを殊に良好に２つの本発明によるフィルタの並列的な結線から実現することができる。何故ならばこれらのフィルタは非常に良好に適合されているからである。本発明によるフィルタを良好に適合させることによって、全部で４つのフィルタからなるフィルタバンクに実質的に相当する本発明によるフィルタのカスケードを個々のフィルタ間の妨害が生じることなく実現することができる。このようにして、例えば移動無線用の端末機器においては、入力信号を純粋に受動的にスイッチを要することなく４つの入力フィルタ（ＲＸフィルタ）に対称的にダイプレクスすることができ、この際４つのフィルタ出力段を例えばＧＳＭ帯域、ＧＳＭ８５０，ＧＳＭ９００，ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００に対応付けることができる。フィルタの結線は付加的なスイッチを要することなく、例えば図９Ａに示されているような直接的な結線によって達成される。
【００５０】
図９Ｃには本発明によるフィルタの別のカスケードが前段に接続されており、このカスケードは入力ポートＴ１を全部で４つのポートＴ２〜Ｔ５に接続する。図５による構造ユニットに関するインデクスを具体的な実施例において以下のように選択することができる：
【表１】
2008505573.tif 000003
【００５１】
図９Ｂは、本発明によるフィルタの複雑な結線を表す簡略化された可能性を示し、この際２つのマッチングユニットＭＡ１およびＭＡ２はその間に接続されている共振器装置ＲＡと共に組み合わされた共振器／マッチングユニットＲＡとなり、そのインデクスを所定の限界内で任意に選択することができ、また０を取ることもできる。このように簡略化することによって、例えば複雑な結線を図９Ｄに示されているように簡略化して表すことができる。６個の組み合わされている共振器／マッチングユニットＲＭからなる図示されているカスケードは入力ポートを２つの段により４つの出力ポートに分ける。図５による構造ユニットに関するインデクスを具体的な実施例において以下のように選択することができる：
【表２】
2008505573.tif 000004
【００５２】
この変形でもってまさに図９Ｃの構造が得られる。
【００５３】
このカスケードをさらなる段を介して継続することも可能であり、その場合一般的にはｘ個の入力ポートからｙ個の出力ポートにカスケードされ、この際ｘ、ｙは自然数であり、且つｘ＜ｙである。
【００５４】
図１０は、所望の対称的な共振器装置において体積波共振器が基板Ｓ上に配置ないし形成されている装置の概略的な断面図に基づいた本発明の別の実施形態を示す。基板Ｓはフリップチップ方式でバンプＢＵを介して支持基板ＴＳと接続されている。支持基板ＴＳは複数の誘電層を有し、この際層の上、層の下および層の間には導体路および回路構造へと構造化された金属化平面が設けられている。このようにして、支持基板上または支持基板内に回路構造を実現することができ、また殊に本発明による複素インピーダンスを支持基板ＴＳの内部に集積化して設けることができる。図示されている断面図においては例えば２つのインピーダンスＺ１，Ｚ２を見て取ることができ、これらのインピーダンスＺ１，Ｚ２は共振器装置ＲＡと、支持基板ＴＳの裏面上に配置されている端子面ＡＦとの間における電気的な信号経路に直列に接続されている。２つの端子面ＡＦ１，ＡＦ２を例えば本発明によるフィルタの電気的なポートの内の一方に対応付けることができる。
【００５５】
複素インピーダンスが例えばインダクタンスとして構成されている場合には、有利にはインダクタンスの寸法設計の際に全体の構造が考慮される。何故ならば、支持基板内に実現されるスルーコンタクトおよび導体路部分自体がインダクタンスを有しており、そのようなインダクタンスは共振器装置ＲＡと端子面ＡＦとの間の全体のインダクタンスに寄与するからである。この場合、本発明によるフィルタにとって最適な複素インピーダンスは個々の結線構造ないし結線構成部分のインピーダンスの和および、支持基板ＴＳの内部に設けられている線路に付加的に構成されている具体的なインピーダンス素子Ｚにより表される。これらのインピーダンスが信号経路内に直列に挿入されて、インダクタンスとして実現されている場合は、約２ＧＨｚで動作するフィルタを１００Ｏｈｍの環境に適合させるためには、０．１〜１０ｎＨのインダクタンスで十分であり、この際少なくとも、比較的低いインダクタンス値を既にバンプと、例えば図１０に示されているスルーコンタクトおよび導体路部分でもって実現することができる。本発明による複素インピーダンスとして使用されている、並列に結線されたインダクタンスは比較的高いインダクタンスを必要とし、したがって有利には、インピーダンスを有する具体的な構造として、例えばコイルまたはメアンダ状の導体路部分として構成されている。
【００５６】
本発明をごく僅かな実施例に基づき説明したが、本発明はそれらの実施例に制限されるものではない。詳細には説明していない複素インピーダンスは最も簡単な場合にはインダクタンスが考えられるが、実際の実施形態においてはインピーダンスを有する種々の回路素子の任意の結線でよい。体積波共振器を公知のやり方で構成することができ、また例えばＦＢＡＲ共振器として構成することができる。本発明による共振器装置に使用される部分構造の種類および数を任意に選択することができる。さらにはインピーダンスを基板の表面において、支持基板の表面において、または例えば図１０に示されている装置以外の具体的な構成要素として実現することができる。
【００５７】
本発明によるフィルタは対称的に動作可能であるにもかかわらず、片側または両側が非対称的に動作することを排除するものでもない。この場合そのようなフィルタは例えばバランスを取って／バランスを取らずに動作させることができる。そのような動作様式においても、本発明によるフィルタの有利なフィルタ特性は何も変化しない。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】公知の対称的なフィルタ。
【図２Ａ】公知のフィルタに関する通過帯域特性。
【図２Ｂ】公知のフィルタに関する通過帯域特性。
【図３】公知のフィルタに関するスミスチャート。
【図４Ａ】本発明によるフィルタ。
【図４Ｂ】本発明によるフィルタ。
【図４Ｃ】本発明によるフィルタ。
【図５Ａ】本発明によるフィルタの構成要素。
【図５Ｂ】本発明によるフィルタの構成要素。
【図５Ｃ】本発明によるフィルタの構成要素。
【図６】本発明によるフィルタの可能な実施形態。
【図７Ａ】別の本発明によるフィルタの通過帯域特性。
【図７Ｂ】別の本発明によるフィルタの通過帯域特性。
【図７Ｃ】別の本発明によるフィルタのスミスチャート。
【図８Ａ】別の本発明によるフィルタの通過帯域特性。
【図８Ｂ】別の本発明によるフィルタの通過帯域特性。
【図８Ｃ】別の本発明によるフィルタのスミスチャート。
【図９Ａ】２つの本発明によるフィルタを用いて構成されており、且つ一般的にカスケード式の構造を有するダイプレクサ。
【図９Ｂ】２つの本発明によるフィルタを用いて構成されており、且つ一般的にカスケード式の構造を有するダイプレクサ。
【図９Ｃ】２つの本発明によるフィルタを用いて構成されており、且つ一般的にカスケード式の構造を有するダイプレクサ。
【図９Ｄ】２つの本発明によるフィルタを用いて構成されており、且つ一般的にカスケード式の構造を有するダイプレクサ。
【図１０】基板上に固定されている複素インピーダンスが統合されたフィルタ。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図８Ｃ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図９Ｄ】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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