(57)【要約】本発明は、拡散符号（ｃｋ）を用いたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ（直交周波数分割多重−符号分割多重アクセス）型の伝送のＳＩＮＲ（信号対干渉雑音比）を推定する方法に関し、前記ＳＩＮＲは前記拡散符号の値と独立に推定される。
2008514076.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
拡散符号（ｃｋ）を用いたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ（直交周波数分割多重−符号分割多重アクセス）型の伝送のＳＩＮＲ（信号対干渉雑音比）を推定する方法であって、
前記ＳＩＮＲは前記拡散符号の値と独立に推定される方法。
【請求項２】
前記拡散符号は直交し、前記ＳＩＮＲは前記拡散符号の直交性を考慮して推定される請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記拡散符号は２次元または単一次元である請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記ＳＩＮＲは下記の式を用いて算出され、
【数１】
2008514076.tif 000030
ここで、Ｉ０は等化および訂正の後のユーザのための有効な信号の振幅であり、Ｉ１は他のサブバンドにおいて前記ユーザのデータによって生成される干渉を表わし、Ｉ２は他の拡散符号によって生成される多重アクセス雑音であり、Ｉ３は等化器および前記ユーザの系列によってフィルタリングされたガウス雑音であり、αはシステム負荷であり、
【数２】
2008514076.tif 000031
は平均受信電力であり、Ｐ０はＳＩＮＲが算出される前記拡散符号を用いて拡散された信号の電力であり、ＡおよびＧはそれぞれチャネル減衰行列および等化行列であり、ＤはＳＴ個のＯＦＤＭシンボルにおける符号ごとのデータシンボルの数を表わす請求項１から３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送を用いて送信される信号を受信する方法であって、
請求項１から４のいずれか１項による伝送のＳＩＮＲを推定する方法に従って前記拡散符号と独立の等化が行われる方法。
【請求項６】
ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送によって送信される信号を受信する方法であって、
請求項１から４のいずれか１項による伝送のＳＩＮＲを推定する方法に従ってＭＲＣまたはＥＧＣまたはＺＦまたはＭＭＳＥＣ型の等化が実行される方法。
【請求項７】
信号を送信する方法であって、
前記信号は送信器（６０）によって無線電話器（８０，１００）に向けて送信され、
前記無線電話器の少なくとも１つは請求項１から４のいずれか１項による伝送のＳＩＮＲを算出または推定し、
前記ＳＩＮＲは前記送信器に返送される方法。
【請求項８】
ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送のＳＩＮＲを算出する手段（１２２，１２４，１２６）を具備する無線電話器（８０，１００）であって、
前記無線電話器は拡散符号（ｃｋ）を用い、
前記ＳＩＮＲは前記拡散符号の値と独立に推定される無線電話器。
【請求項９】
前記拡散符号が直交するならば、前記ＳＩＮＲは前記拡散符号の直交性を考慮して推定される請求項８に記載の無線電話器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理の分野に関し、特に、ＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）型の多重アクセスを用いたマルチキャリアシステムにおけるダウンリンクについて信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ（Signal to Interference-plus-Noise Ratio））を推定する方法を提供することを目的とする。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、電気通信、すなわち、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送と組み合わせたＣＤＭＡ多重アクセス技術：ＭＣ−ＣＤＭＡ（Multi Carrier Code Division Multiple Access）、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ（Multi Carrier Direct Sequence Code Division Multiple Access）、２次元時間／周波数拡散、を利用した通信システムにおいて用いられる。
本発明は、拡散符号が直交すると仮定して、同期エラーの影響を考慮する。これは、送信器と受信器との間のキャリア周波数のオフセット、および、送信器と受信器との間のサンプリングクロックのオフセットが原因である。例えば、ＳＩＮＲは、受信器におけるビット誤り率を推定するために用いられ、それは通信品質を示す。また、ＳＩＮＲは、電力制御アルゴリズムによって用いられ得る。
【０００３】
図１は、従来のデジタル無線伝送を表わす図である。送信されるビットは、まず、デジタル送信器２によって処理され、フォーマットされる。そして、デジタルサンプルストリームが、周波数Ｆｓ１で動作するデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）４によってアナログに変換される。そして、結果として生じる信号が、フィルタリングされ、増幅され、周波数Ｆｏ１に変換され、アンテナ８を通して送信される。送信された信号は、受信前に伝播チャネル１０を通して伝達される。受信アンテナ１２からの出力信号は、増幅され、フィルタリングされ、周波数Ｆｏ２によってベースバンドに変換される。アナログ信号は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１４によって周波数Ｆｓ１においてサンプリングされ、デジタル受信器１６によって処理されて受信されたビットを出力する。
【０００４】
以下、送信器および受信器のＲＦヘッドのフィルタは、グローバルチャネルにおいて考慮されると仮定する。完全な同期のためにはＦｓ１＝Ｆｓ２かつＦｏ１＝Ｆｏ２である。実際のシステムにおいて、送信器と受信器との間のキャリア周波数のオフセットΔＦ＝Ｆｏ１−Ｆｏ２、および、送信器と受信器との間のサンプリングクロックのオフセットΔＴ＝１／Ｆｓ１−１／Ｆｓ２が存在する。
以下、一般的な技術ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡによって示される時間／周波数拡散を用いたシステムに言及する。このシステムは、一般的なケースをモデル化する。拡散が周波数のみであるならば従来のＭＣ−ＣＤＭＡシステムであり、拡散が時間のみであるならばＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムである。また、ベースバンドにおけるチャネルのモデル化におけるオフセットΔＦおよびΔＴの影響を説明する。
【０００５】
図２は、基地局から移動端末へのダウンリンクについてのＯＦＤＭ−ＣＤＭＡデジタル送信器２０の一般的なモデルを表わす。個々のユーザデータは、まず、拡散モジュール２２によって処理され、拡散された信号は、それを時間／周波数の格子に配置するチップ割当モジュール２４によって処理され、モジュール２５は直列−並列変換を行う。結果として生じる信号は、サイズＮを有する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）モジュール２８を用いるＯＦＤＭ変調器２６に送信される。そして、データは並列−直列変換（モジュール２９）に従う。従来のＯＦＤＭ技術は、非特許文献１に記載されている。
【０００６】
図３は、送信器の拡散モジュール２２の詳細を表わす。まず、振幅√Ｐｋがユーザｋの各シンボルｄｋ（ｎ）に割り当てられる。そして、レートが係数Ｌによって増加され、最後に、ｃｋ（ｚ）によってデジタルフィルタリングが行われ、ｃｋ（ｚ）の係数はユーザｋの拡散系列のチップに等しい。
チップ割当モジュール２４は、拡散モジュール２２からのサンプルを時間／周波数の格子に分散する。拡散係数Ｌ＝ＳＦ×ＳＴであり、ここで、ＳＦは周波数領域における拡散係数、ＳＴは時間領域における拡散係数である。ＳＴ＝１ならば、特性は従来のＭＣ−ＣＤＭＡシステムと同様である。図４に表わされているように、Ｄ＝Ｎ／ＳＦ個のデータシンボルが１つのＯＦＤＭシンボルにおける符号によって送信される。ＳＦ＝１ならば、特性は従来のＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡシステムと同様である。図５に表わされているように、１つのデータシンボルがＳＴ個のＯＦＤＭシンボルにおける符号によって送信される。ＳＦおよびＳＴが任意ならば、時間／周波数拡散である。図６に表わされているように、Ｄ＝Ｎ／ＳＦ個のデータシンボルがＳＴ個のＯＦＤＭシンボルにおける符号によって送信される。
チップ割当モジュール２４からの出力において、ＦＦＴ
【０００７】
【数１】
2008514076.tif 000003
【０００８】
のサイズに対応するサイズＮを有するベクトルが存在する。
ＩＦＦＴを用いた時間領域への変換の後、手段３０（図２）は循環プレフィックスを付加する。これはＮＧ≧Ｗ−１個のサンプルを含み、Ｗは、上記で既に説明した非特許文献１において説明されているように、グローバルチャネルのパルス応答の最大持続時間である。
【非特許文献１】W. Zhendao、G. B. Giannakis、“Wireless Multicarrier Communications - Where Fourier meets Shannon”、ＩＥＥＥ信号処理学会誌、（米国）、２０００年５月、第１７巻、第３号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図７は、従来のデジタルＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ受信器の構成を表わす。粗い同期モジュール３６は、ＯＦＤＭシンボルの開始を検出し、オフセットΔＦおよびΔＴの初期推定を行う。この推定の変動は大きいので、この推定は粗い。これは、受信器の動作範囲内に導くが、要求される性能に到達するために精密な訂正を必要とする。従って、同期は２つのステップで行われる。
粗い同期の後に、循環プレフィックスが除去され（モジュールまたは手段３８）、信号がＮ個のサンプルＭｉ（ｍ），ｍ＝０，・・・，Ｎ−１のベクトルに調整される。添字ｉは受信されたＯＦＤＭシンボルの番号を表わす。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うモジュールまたは手段４０は、送出の間、逆変換を行うために用いられる（図２）。
次のステップは、各チャネルの対応する受信電力を推定する手段４２、等化手段４４、訂正手段４６である。手段４８は、ＳＩＮＲ（信号対干渉雑音比）の推定値を算出するために用いられる。このＳＩＮＲは、符号の推定を行うことによって周知の方法で推定され、符号は任意に＋１または−１に等しいと仮定する。従って、ＳＩＮＲは方式的に実際より小さく推定される。この推定値を用いると、符号の直交性の情報が損失される。従って、より信頼性の高いＳＩＮＲを推定する方法を発見する課題が生じる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
まず、本発明は、拡散符号（ｃｋ）を用いたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送のＳＩＮＲを推定する方法に関し、前記拡散符号の値と独立に前記ＳＩＮＲが推定される。そのような方法は、従来技術において行われたような符号の推定の必然的な影響を除去することが可能である。特に、本発明は、時間および周波数領域における２次元拡散を用いたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステム、または、時間においてチャネルが変動する２次元拡散を用いたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムのためのＳＩＮＲを推定するために用いることが可能であり、符号が直交するならば、ＳＩＮＲは符号の直交性を考慮して推定することが可能である。上述したように、拡散符号は２次元または単一次元、例えば、ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ型とすることが可能である。ＳＩＮＲは次の式を用いて算出することが可能である。
【００１１】
【数２】
2008514076.tif 000004
【００１２】
ここで、Ｉ０は等化および訂正の後のユーザのための有効な信号の振幅であり、Ｉ１は他のサブバンドにおいて前記ユーザのデータによって生成される干渉を表わし、Ｉ２は他の拡散符号によって生成される多重アクセス雑音であり、Ｉ３は等化器および前記ユーザの系列によってフィルタリングされたガウス雑音であり、αはシステム負荷（system load）であり、
【００１３】
【数３】
2008514076.tif 000005
【００１４】
は平均受信電力であり、Ｐ０はＳＩＮＲが算出される前記拡散符号を用いて拡散された信号の電力であり、ＡおよびＧはそれぞれチャネル減衰行列および等化行列であり、ＤはＳＴ個のＯＦＤＭシンボルにおける符号ごとのデータシンボルの数を表わす。
【００１５】
また、本発明は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送を用いて伝送される信号を受信する方法に関し、上述した伝送のＳＩＮＲを推定する方法に従って、拡散符号と独立の等化が行われる。
また、本発明は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送によって伝送される信号を受信する方法に関し、上述した伝送のＳＩＮＲを推定する方法に従って、ＭＲＣ（Maximum Ratio Combining（最大比合成））またはＥＧＣ（Equal Gain Combining（等利得合成））またはＺＦ（Zero-Forcing（ゼロフォーシング））またはＭＭＳＥＣ（Minimum Means Square Error Combining（最小平均２乗誤差合成））型の等化が行われる。
【００１６】
また、本発明は、信号を伝送する方法に関し、無線電話器に向けて送信器によって信号が送信され、前記無線電話器の少なくとも１つが上述した伝送のＳＩＮＲを算出または推定し、前記ＳＩＮＲが送信器に返送される。
また、本発明は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送のＳＩＮＲを算出する手段を具備する無線電話器に関し、前記無線電話器は拡散符号（ｃｋ）を使用し、前記ＳＩＮＲは前記拡散符号の値と独立に推定される。拡散符号が直交するならば、ＳＩＮＲは拡散符号の直交性を考慮して推定することが可能である。そのような機器において、ＳＩＮＲは上述した式を用いて推定することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
ここで、本発明によるＳＩＮＲを推定する方法を説明する。第１ステップは、ＦＦＴからの出力において見られるチャネルのモデルを作ることであり、そして、信号が、訂正モジュール（図７のモジュール４６）からの出力において受信される。そして、本発明によるＳＩＮＲを推定する方法を説明する。以下、次の要素が用いられる。
ｇｉ（ｋ）：ｉ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアについての等化器の係数、
Ｐ０：ＳＩＮＲが算出される、拡散符号で拡散された信号の電力、
【００１８】
【数４】
2008514076.tif 000006
【００１９】
：拡散符号の平均電力、
ΔＦ＝Ｆｏ１−Ｆｏ２：送信器と受信器との間のキャリア周波数のオフセット、
ΔＴ：送信器と受信器との間のサンプリングクロックのオフセット、
σ２：付加的ガウス雑音の分散、
Ｌ：拡散符号の長さ、
Ｋ：送信される拡散符号の数、
Ｎ：ＦＦＴのサイズ、
また、システム負荷はα＝Ｋ／Ｌで表わされ、平均受信電力は
【００２０】
【数５】
2008514076.tif 000007
【００２１】
で表わされる。これらの値の大部分は、通常、ＳＩＮＲが推定される前に知られている。あるパラメータはシグナリングを通して知られ、他はチャネル推定メカニズムを用いて得られ、例えば、H. Schmidt他による論文“Channel Tracking in Wireless OFDM Systems”（SCI 2001（World Multi-Conference on Systematics, Cybernetics and Informatics 2001）、米国フロリダ州オーランド、２００１年７月２２〜２５日）に記載されている。
まず、図２〜図７に関して説明したように信号が送信され、本発明は、好ましくは、単一次元拡散システム（図５に表わされたような拡散図を有するＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ、または、図４に表わされたような拡散図を有するＭＣ−ＣＤＭＡ）または時間周波数拡散システム（図６に表わされたような拡散図を有し、ＳＦおよびＳＴは両方とも≠１である）に適用される。
【００２２】
＜チャネルをモデル化する＞
H. SteendamおよびM. Moeneclaeyによる論文“The Effect of Synchronisation Errors on MC-CDMA Performance”（ICC’99（IEEE International Conference on Communications ’99）、カナダ、バンクーバー）に説明されているように、ＨｎＬ＋ｓ（ｔｉ，ｍ）は、サンプリング時点ｔｉ，ｍ＝ｉ（Ｎ＋ＮＧ）（ＴＳ＋ΔＴ）＋ｍ（ＴＳ＋ΔＴ）（ｍ＝０，・・・，Ｎ−１およびＴＳ＝１／Ｆｓ２）におけるＦＦＴからの出力におけるサブキャリアｎＬ＋ｓの減衰を表わす。
【００２３】
【数６】
2008514076.tif 000008
【００２４】
この式は不完全な同期のために有効である。
【００２５】
【数７】
2008514076.tif 000009
【００２６】
は完全な同期のためのｉ番目のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアｎＳＦ＋ｓについてのチャネル減衰である。従って、チャネルは（ｉに応じて）ＯＦＤＭシンボルごとに変化し得ると仮定する。チャネルの周波数応答はゼロ付近を中心とする周波数
【００２７】
【数８】
2008514076.tif 000010
【００２８】
であると仮定する。粗い同期の後の残存オフセットは次のように考慮される。
【００２９】
【数９】
2008514076.tif 000011
【００３０】
図８は、周波数Ｆｓ２におけるサンプリングの後に受信された信号のスペクトルを表わす。サブキャリアは、通常、折り重なる問題を除去するように、スペクトルの各々の側方において打ち消される。従って、上記のチャネルモデル（１）は次のように単純化することができる。
【００３１】
【数１０】
2008514076.tif 000012
【００３２】
＜（手段４４による）等化および（手段４６による）訂正の後の信号をモデル化する＞
このセクションにおいて、ユーザｋ＝０のシンボルをデコードするために行われる処理を示す。他のユーザについて得られる結果は同一である。また、等化器の係数は拡散符号と独立に算出されると仮定する。Maryline Helard、Rodolphe Le Gouable、J. F. Helard、J. Y. Baudaisによる論文“Multicarrier CDMA techniques for future wideband wireless networks”（Ann. Telecomm.、２００１年、第５６巻、第５−６号、ｐ．２６０−２７４）に記載されているようにＭＲＣ、ＥＧＣ、ＺＦ、またはＭＭＳＥＣの等化器とすることが可能である。
受信器において、ガードインターバルの除去、ＦＦＴ、サブキャリアによる係数ｇｉ［ｑＳＦ＋ｐ］を用いた等化、および訂正の後に、推定されたシンボルは
【００３３】
【数１１】
2008514076.tif 000013
【００３４】
である。ここで、
【００３５】
【数１２】
2008514076.tif 000014
【００３６】
は、時点ｔｉ，ｍ＝ｉ（Ｎ＋ＮＧ）（ＴＳ＋ΔＴ）＋ｍ（ＴＳ＋ΔＴ）（ｍ＝０，・・・，Ｎ−１）においてサンプリングされた受信信号であり、ｗｉ［ｐ］は、分散σ２を有する複素ガウス雑音のサンプルである。
要素Ｔｕ（ｎ，ｑ）（ｓ，ｐ）を定義する。
【００３７】
【数１３】
2008514076.tif 000015
【００３８】
この項は、ｎ＝ｑを除いて、完全な同期についてゼロである。この式は関数Ｈの存在によってチャネル減衰を考慮する。受信された信号は次のように表わすことができる。
【００３９】
【数１４】
2008514076.tif 000016
【００４０】
この式を行列およびベクトルを用いて表わすことを試みる。これは、ランダム行列理論から導かれる結果を適用することを可能とする。まず、行列Ｇ（ｑ）（Ｌ×Ｌのサイズを有する等化行列）、Ｑ（（Ｋ−１）×（Ｋ−１）のサイズを有するユーザ“０”についての電力以外の電力行列）、Ｕ（Ｌ×（Ｋ−１）のサイズを有するユーザ“０”についての符号以外の符号の行列）、およびｎ番目のサブバンドにおいてユーザ０と干渉するユーザの（Ｋ−１）個のシンボルを含むベクトル
【００４１】
【数１５】
2008514076.tif 000017
【００４２】
を定義する。
【００４３】
【数１６】
2008514076.tif 000018
【００４４】
（ｃｋは列ベクトルである。）（Ｌ×Ｌのサイズを有する）行列Ａ（ｎ，ｑ）を定義する。
【００４５】
【数１７】
2008514076.tif 000019
【００４６】
これらの行列はチャネル減衰を表わす。Ｔｕの式は、この式（式（５）を参照）における関数Ｈの存在によってチャネル減衰を考慮することに留意すべきである。この式（８）は、ｎ＝ｑを除いて、完全な同期についてゼロである。これらの記号を用いて式（４）は次のように表わすことができる。
【００４７】
【数１８】
2008514076.tif 000020
【００４８】
ここで、Ｉ０は等化および訂正の後の有効な信号の振幅であり、Ｉ１は他のサブバンドにおいてユーザ０のためのデータによって生成される干渉を表わし、Ｉ２は他の拡散符号によって生成される多重アクセス雑音であり、Ｉ３は等化器およびユーザ０の系列によってフィルタリングされたガウス雑音である。データソースは独立同一分布（independently and identically distributed（iid））に従い、ゼロの平均値を有すると仮定する。さらに、異なるサブバンドにおいて任意の１ユーザによって送信されるシンボルは独立同一分布に従うと仮定する。これらの仮定を用いて、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３は独立であり、サブバンドｑにおけるユーザ０のＳＩＮＲは
【００４９】
【数１９】
2008514076.tif 000021
【００５０】
である。ＳＩＮＲは、同時に時間および周波数領域における拡散を用いたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムについて評価することが可能である。次のように仮定すると（この仮定は、移動通信システムにおいて常に有効である）、
【００５１】
【数２０】
2008514076.tif 000022
【００５２】
次のように表わすことができる。
【００５３】
【数２１】
2008514076.tif 000023
【００５４】
従って、ＳＩＮＲの算出は、式（１１）の結果を式（１０）に代入することからなる。しかし、算出は、用いられる個々の拡散符号のチップの値に依存すると考えられる。これは、符号の直交性を考慮する。不運なことに、式（１１）の算出はたいへん複雑であり（長い算出時間となる）、ｃ０、ｃ０Ｈ、行列Ｕの存在によって拡散符号が変化するごとに再び算出を開始しなければならないので、これは実際たいへん不利である。
従って、符号の直交性を正しく考慮して、拡散符号の値と独立にこれらの式を算出することが望ましい。この結果は、ランダム行列理論から生じる２つの結果を用いて得られる。
最初に、J. EvansおよびD. N. C. Tseによる論文“Large System Performance of Linear Multiuser Receivers in Multipath Fading Channels”（IEEE Transactions on Information Theory、（米国）、２０００年９月、ｐ．２０５９−２０７８）において用いられている特性を適用する。ＡはＬ×Ｌのサイズを有する一様な有界の決定行列（deterministic matrix）であり、ｃｋ＝（ｃｋ（０），・・・，ｃｋ（Ｌ−１））、ここで、ｃｋ（ｉ）は平均値０、分散１を有し、かつ次数８の有限モーメントを有するランダム複素変数であるならば、値ｋに関係なく、特にｋ＝０について、
【００５５】
【数２２】
2008514076.tif 000024
【００５６】
この特性は
【００５７】
【数２３】
2008514076.tif 000025
【００５８】
を評価するために適用される。
次に、J. M. Chaufray、W. Hachem、Ph. LoubatonによってIEEE Transactions on Information Theoryに投稿された論文“Asymptotical Analysis of Optimum and Sub-Optimum CDMA Downlink MMSE Receivers”のappendix IVにおいて証明された定理を適用する。Ｃ＝（ｃ０Ｕ）がハール（Haar）分布を有するランダム行列ならば、
【００５９】
【数２４】
2008514076.tif 000026
【００６０】
この式は用いられる符号の直交性を考慮している。α＝Ｋ／Ｌはシステム負荷であり、
【００６１】
【数２５】
2008514076.tif 000027
【００６２】
は平均受信電力である。ハール分布の仮定は純粋に技術的である。しかし、得られる結果はこの仮定とかなり独立である。ウォルシュ・アダマール（Warsh-Hadamard）行列から抽出された行列Ｕを用いて得られるシミュレーションの結果は、理論によるこれらの予測と非常に似ている。この前提は、
【００６３】
【数２６】
2008514076.tif 000028
【００６４】
を評価するために用いられる。等化器の係数が拡散符号と独立ならば（例えば、従来のＭＲＣ、ＥＧＣ、ＺＦ、またはＭＭＳＥＣ）、次の式が得られる。
【００６５】
【数２７】
2008514076.tif 000029
【００６６】
これらの式は、ｎ≠ｑならばＡ（ｎ，ｑ）＝０であるので、同期エラーが存在しないとき単純化される。ＳＩＮＲの算出に含まれる個々の要素の算出は、行列のトレースを算出することからなり、これは実装することがかなり容易である。この算出は、行列ＧおよびＡを用いるのみであり、受信器はいかなる場合にも、Ａはチャネル推定であり、Ｇは対角等化行列であることを知っている。この算出は、用いられる符号の独立を維持し、直交性を維持する。
従って、本発明によるＳＩＮＲを推定する方法の一実施形態は、式（８）の行列Ａ（ｎ，ｑ）を用いて、式（１１）または式（１４）に従って、変数Ｅ｜Ｉ０｜２，Ｅ｜Ｉ１｜２，Ｅ｜Ｉ２｜２，Ｅ｜Ｉ３｜２を算出することを含む。
【００６７】
本発明による推定方法は、上述したように、行列ＡおよびＧについてのデータを含み得る携帯電話のような受信器にプログラムすることが容易に可能である。
ここで、本発明を用いた携帯機器および伝送システムを図９および図１０を参照して説明する。このシステムは、ネットワークサーバおよび伝送インフラ、例えば、無線伝送からなる携帯電話配信ネットワーク６０、および、ネットワークに接続された受信器、無線、移動または携帯の、例えば、携帯電話８０、１００、・・・の集合を具備する。メッセージ１３０、１５０が携帯電話８０、１００に送信され、携帯電話８０、１００は情報７０、９０を返信し、例えば、それらの各々によって算出されたＳＩＮＲに関する情報を送信する。
【００６８】
各移動通信機器は図１０に表わされているような構成を有し、マイクロプロセッサおよびメモリ領域が設けられている。組立て品は、少なくとも１つのプロセッサ１２２、一揃いの（データ記憶のための）ＲＡＭメモリ１２４および（例えば、プログラム命令を記憶するための）ＲＯＭメモリ１２６を具備する。これらの各構成要素はバス１２８を通して接続されている。
【００６９】
（図９の符号８１および１０１によって示されている）キーボードのような周辺の構成要素は、例えば、ユーザがディスプレイ画面に表示されるメッセージに応答してデータを入力することを可能とする。データを入力するために、例えば、音声制御機器またはタッチスクリーンのような他の周辺の構成要素を用いることが可能である。また、例として上述したような周辺機器の組み合わせを用いてデータを入力することが可能である。符号１２５は、入力１２７および出力１２９を管理する手段を示す。また、各装置は、図７を参照して上述した機能を用いると考えることが可能である。オペレーティングシステムに関するデータは携帯電話に記憶される。携帯電話の場合において、ＳＩＭ（Subscriber Identification Module）カード（ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）方式の場合）またはＵＳＩＭ（Universal Subscriber Identity Module）カード（ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications Service）方式の場合）を、これらのカードを読み取る手段とともに付加することが可能である。上述したようにＳＩＮＲを算出するプログラムデータは各々の携帯電話のメモリ領域にロードされる。
【００７０】
機器８０、１００のような移動機器は、行列ＡおよびＧ、および上記の式（１４）において用いられる各パラメータに関するデータを記憶するメモリ手段が設けられている。ＳＩＮＲは、各移動機器によって算出され、各伝送パラメータ（例えば、各ユーザに割り当てられる電力、または各ユーザに割り当てられる流量）を調整するために、異なるユーザからのＳＩＮＲ情報を用いる基地局６０に送信される。上述したように、本発明によって行われる推定は、従来行われた推定より信頼性が高い。従って、基地局はより信頼性の高い情報を有するので、基地局の動作パラメータの向上した管理を可能とする。上記の式（１４）を得るために行われた各仮定にもかかわらず、それらはより汎用かつ有効であり、従来技術よりもＳＩＮＲの良好な推定を与える。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】従来技術によるデジタル無線伝送を表わす図である。
【図２】従来技術によるＭＣ−ＣＤＭＡ送信器を表わす図である。
【図３】拡散手段を表わす図である。
【図４】ＭＣ−ＣＤＭＡについての拡散図を表わす。
【図５】ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡについての拡散図を表わす。
【図６】時間―周波数についての拡散図を表わす。
【図７】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ受信器について表わす図である。
【図８】携帯電話器によって受信される信号のスペクトルを表わす。
【図９】携帯電話器へのメッセージ配信システムの構成を表わす。
【図１０】携帯電話器における構成要素を表わす。
【符号の説明】
【００７２】
７０、９０  情報
８０、１００  携帯電話
８１、１０１  キーボード
１２２  プロセッサ
１２４  ＲＡＭメモリ
１２５  入力１２７および出力１２９を管理する手段
１２６  ＲＯＭメモリ
１２７  入力
１２８  バス
１２９  出力
【図１】
2008514076.tif 000032
【図２】
2008514076.tif 000033
【図３】
2008514076.tif 000034
【図４】
2008514076.tif 000035
【図５】
2008514076.tif 000036
【図６】
2008514076.tif 000037
【図７】
2008514076.tif 000038
【図８】
2008514076.tif 000039
【図９】
2008514076.tif 000040
【図１０】
2008514076.tif 000041
【手続補正書】
【提出日】平成18年7月18日(2006.7.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
拡散符号（ｃｋ）を用いたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ（直交周波数分割多重−符号分割多重アクセス）型の伝送のＳＩＮＲ（信号対干渉雑音比）を推定する方法であって、
前記ＳＩＮＲは、次の式
【数１】
2008514076.tif 000042
に従って、次の式
【数２】
2008514076.tif 000043
を用いて、前記拡散符号の値と独立に推定され、
ここで、Ｉ０は等化および訂正の後のユーザのための有効な信号の振幅であり、Ｉ１は他のサブバンドにおいて前記ユーザのデータによって生成される干渉を表わし、Ｉ２は他の拡散符号によって生成される多重アクセス雑音であり、Ｉ３は等化器および前記ユーザの系列によってフィルタリングされたガウス雑音であり、αはシステム負荷であり、
【数３】
2008514076.tif 000044
は平均受信電力であり、Ｐ０はＳＩＮＲが算出される前記拡散符号を用いて拡散された信号の電力であり、ＡおよびＧはそれぞれチャネル減衰行列および等化行列であり、ＤはＳＴ個のＯＦＤＭシンボルにおける符号ごとのデータシンボルの数を表わし、ｑは前記ＳＩＮＲが算出されるサブバンドである方法。
【請求項２】
前記拡散符号は直交し、前記ＳＩＮＲは前記拡散符号の直交性を考慮して推定される請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記拡散符号は２次元または単一次元である請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送を用いて送信される信号を受信する方法であって、
請求項１から３のいずれか１項による伝送のＳＩＮＲを推定する方法に従って前記拡散符号と独立の等化が行われる方法。
【請求項５】
ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送によって送信される信号を受信する方法であって、
請求項１から３のいずれか１項による伝送のＳＩＮＲを推定する方法に従ってＭＲＣまたはＥＧＣまたはＺＦまたはＭＭＳＥＣ型の等化が実行される方法。
【請求項６】
信号を送信する方法であって、
前記信号は送信器（６０）によって無線電話器（８０，１００）に向けて送信され、
前記無線電話器の少なくとも１つは請求項１から３のいずれか１項による伝送のＳＩＮＲを算出または推定し、
前記ＳＩＮＲは前記送信器に返送される方法。
【請求項７】
ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ型の伝送のＳＩＮＲを算出する手段（１２２，１２４，１２６）を具備する無線電話器（８０，１００）であって、
前記無線電話器は拡散符号（ｃｋ）を用い、
前記ＳＩＮＲは、次の式
【数４】
2008514076.tif 000045
に従って、次の式
【数５】
2008514076.tif 000046
を用いて、前記拡散符号の値と独立に推定され、
ここで、Ｉ０は等化および訂正の後のユーザのための有効な信号の振幅であり、Ｉ１は他のサブバンドにおいて前記ユーザのデータによって生成される干渉を表わし、Ｉ２は他の拡散符号によって生成される多重アクセス雑音であり、Ｉ３は等化器および前記ユーザの系列によってフィルタリングされたガウス雑音であり、αはシステム負荷であり、
【数６】
2008514076.tif 000047
は平均受信電力であり、Ｐ０はＳＩＮＲが算出される前記拡散符号を用いて拡散された信号の電力であり、ＡおよびＧはそれぞれチャネル減衰行列および等化行列であり、ＤはＳＴ個のＯＦＤＭシンボルにおける符号ごとのデータシンボルの数を表わし、ｑは前記ＳＩＮＲが算出されるサブバンドである無線電話器。
【請求項８】
前記拡散符号が直交するならば、前記ＳＩＮＲは前記拡散符号の直交性を考慮して推定される請求項７に記載の無線電話器。
【国際調査報告】
2008514076.tif 000048
2008514076.tif 000049
2008514076.tif 000050
2008514076.tif 000051
2008514076.tif 000052
2008514076.tif 000053