(57)【要約】  本発明は、改良されたＰＴＡＴ電流源と、ＰＴＡＴ電流を生成するためのそれぞれの方法とに関する。適切なコレクタ電流が、トランジスタのベース−エミッタ電圧とコレクタ電流の間の対数関係を利用する２つのトランジスタにおいて生成され、強制される。前記２つのトランジスタのベース端子の間に接続された抵抗器が、同じまたは異なる面積のどちらかをもち得る２つのトランジスタのベース−エミッタ電圧の間の電圧差を感知する。抵抗器を流れる電流の一部は、トランジスタのコレクタへと強制され、出力電流を提供するために出力トランジスタによってミラーされる。この原理によって、従来のＰＴＡＴ電流源でのようにｐｎｐトランジスタを必要としない、全ｎｐｎトランジスタＰＴＡＴ電流源が、提供されることができる。本発明は一般に、ＰＴＡＴ電流基準を必要とする、様々な異なるタイプの集積回路に適用可能である。
2008520028.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶対温度に比例する電流を生成するための回路であって、前記回路が、
−第１のノードで結合される第１の抵抗素子と第１のトランジスタ手段とを含む第１の電流経路と、前記第１の電流経路に並列し、第２のノードで結合される第２の抵抗素子と第２のトランジスタ手段とを含む第２の電流経路と、
−前記第１および第２の電流経路に並列し、前記第１のノードからの信号によって制御されるように構成される第１の電流源と、前記第２のノードからの信号によって制御されるように構成される第２の電流源と、前記第１の電流源および前記第２の電流源の間にそれぞれ第３のノードおよび第４のノードで中間結合される電流感知素子と、を含むＰＴＡＴ電流経路と、
−前記第４のノードに結合される、前記第１のトランジスタ手段の制御端子と、前記第３のノードに結合される、前記第２のトランジスタ手段の制御端子と、を備える、回路。
【請求項２】
前記第２のノードの前記信号によって制御されるように、また電流ミラー手段に基準電流を生じさせるように構成される第３の電流源を含む第３の電流経路をさらに備える、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記第２の電流源が、前記電流ミラー手段のミラー電流源である、請求項２に記載の回路。
【請求項４】
第４の電流源の電流が前記第２の電流源の電流に比例するように構成される前記第４の電流源を含む第４の電流経路をさらに備える、請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記第４の電流経路が、前記第１のノードからの前記信号によって制御されるように構成される第５の電流源をさらに含む、請求項４に記載の回路。
【請求項６】
第３の抵抗素子と第３のトランジスタ手段とを含む第５の電流経路をさらに備え、前記第３のトランジスタ手段の制御端子が、前記第３のノードに結合される、請求項１に記載の回路。
【請求項７】
第５のノードで結合される第６の電流源と第７の電流源とを含む第６の電流経路をさらに備え、前記第６の電流源が、前記第２のノードの信号によって制御されるように構成され、前記第７の電流源が、前記第３のノードの信号によって制御されるように構成され、前記第２の電流源が前記第５のノードからの信号によって制御されるように構成される、請求項１に記載の回路。
【請求項８】
前記それぞれの電流源が、それぞれのトランジスタ手段によって実装される、請求項１から請求項７のいずれかに記載の回路。
【請求項９】
前記回路の前記トランジスタ手段が、全ｎｐｎトランジスタか、または全ｐｎｐトランジスタのどちらかである、請求項８に記載の回路。
【請求項１０】
請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載の回路を含み、絶対温度に比例する電流を生成するための電流源回路を備える、無線周波電力増幅器、無線周波タグ内の回路、または衛星マイクロ波フロントエンド内の回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１に記載の回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電流基準器［current reference］は、よく知られた回路であり、Ａ／ＤおよびＤ／Ａコンバータから、電圧レギュレータ、メモリ、およびバイアス回路にいたる、広い範囲の応用例で大いに使用されている。電流基準器の最も重要な種類の１つは、温度に対して線形的に変化する電流を生成する、いわゆる絶対温度比例（ＰＴＡＴ：Proportional To Absolute Temperature）電流源である。簡略化された従来のＰＴＡＴ電流源の図解が、図８に示されており、それは、例えば、Ｈ・Ｃ・ノータ［H. C. Nauta］およびＥ・Ｈ・ノードホルト［E. H. Nordholt］の「高性能ＰＴＡＴ電流源の新たなクラス［New class of high-performance PTAT current sources］」、エレクトロン・レット［Electron. Lett］ｖｏｌ．２１、３８４〜３８６ページ、１９８５年４月に見出され得る。
【０００３】
このＰＴＡＴ基準回路の背後にある基本的考えは、２つのｎｐｎトランジスタＴ１およびＴ２と抵抗器Ｒとからなる中核である。等しい電流が、２つのｐｎｐトランジスタＴ４およびＴ３によって構成される電流ミラー［current mirror］によって生成される電流源によって、トランジスタＴ１およびＴ２に供給される。したがって、等しいコレクタ電流Ｉｃ１、Ｉｃ２が、両方のトランジスタＴ１およびＴ２へと強制される。トランジスタＴ１およびＴ２の接合面積は、係数ｎだけ異なるので、トランジスタＴ１およびＴ２には、等しくない電流密度が存在し、それが、トランジスタＴ１およびＴ２のベース−エミッタ電圧Ｖｂｅ１およびＶｂｅ２の間に差を生じさせる。この差は、抵抗器ＲにＰＴＡＴ電流を発生させるために使用される。すべてのトランジスタＴ１、Ｔ２が理想的であり、順バイアスされていると仮定すると、以下の関係が成り立つ。
【数１】
2008520028.tif 000003
【０００４】
式（１）において、
【数２】
2008520028.tif 000004
はボルツマン定数ｋと絶対温度Ｔの積を電子電荷ｑで除算したものによって定義される熱電圧［thermal voltage］であり、ηは前方放出係数［forward emission coefficient］である。トランジスタＴ１およびＴ２におけるそれぞれのコレクタ電流Ｉｃ１Ｉｃ２およびＩｃ２は同じであるので、出力ＰＴＡＴ電流は、
【数３】
2008520028.tif 000005
と書き表されることができる。
【０００５】
式（２）からわかるように、出力電流ＩＰＴＡＴは、絶対温度に比例するばかりでなく、供給電圧から独立している。
【０００６】
しかし、図８の回路は、電流がゼロである、別の可能な安定状態をもつ。したがって、従来のＰＴＡＴ電流源の実際の実施においては、図８の回路のより手の込んだ修正が必要とされる。例えば、追加の起動回路が、ゼロ電流をもつ状態を回避する。Ａ・ファーブル［A. Fabre］の「二方向性電流制御ＰＴＡＴ電流源［Bidirectional current-controlled PTAT current source］」、回路およびシステムに関するＩＥＥＥトランザクション−Ｉ［IEEE Trans. On Cir. And Sys. -I］、ｖｏｌ  ４１、Ｎｏ．１２、１９９４年１２月は、双方向ＰＴＡＴ電流を可能にする、起動回路を用いないより精巧な実施を開示している。
【０００７】
しかし、既知のＰＴＡＴ電流源の難点はｎ型およびｐ型トランジスタの両方が必要とされることである。このことは、これらの回路が例えばＲＦおよびマイクロ波アプリケーション用に好ましく使用される、燐化インジウム（ＩｎＰ）、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）、例えば、ＲＦタグの新たな市場において使用される絶縁体上シリコン（ＳＯＩ：Silicon on Insulator）、あるいはｎ型もしくはｐ型どちらかの半導体デバイスだけが利用可能である、または相補型の半導体デバイスが貧弱な性能をもつ、その他の任意の技術などのプロセスで実施される場合、大きな問題となり得る。さらに、上述のＰＴＡＴ電流源の原理は、ベース−エミッタ電圧の差の生成のために、面積に差をもつ２つのバイポーラ・トランジスタを必要とする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、温度依存電圧差を生成するために、等しいトランジスタを用いても実装され得るＰＴＡＴ電流源を提供することである。本発明のさらなる目的は、起動回路を必要としないＰＴＡＴ回路トポロジーを提示することである。本発明のまたさらなる目的は、ｎ型半導体デバイスだけを使用することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は独立請求項によって定義される。従属請求項は有利な実施形態を定義する。
【００１０】
絶対温度に比例する電流を生成するための回路であって、第１のノードに結合される第１の抵抗素子と第１のトランジスタ手段とを含む第１の電流経路と、第１の電流経路に並列し、第２のノードに結合される第２の抵抗素子と第２のトランジスタ手段とを含む第２の電流経路と、を備える回路が提供される。さらに、第１および第２の電流経路に並列して、前記第１のノードからの信号によって制御されるように構成される第１の電流源と、前記第２のノードからの信号によって制御されるように構成される第２の電流源と、前記第１の電流源および前記第２の電流源の間にそれぞれ第３のノードおよび第４のノードで結合される電流感知素子と、を含むＰＴＡＴ電流経路が提供される。第１のトランジスタ手段の制御端子は、第４のノードに結合されて、第２のトランジスタ手段の制御端子は、第３のノードに結合される。
【００１１】
本発明によれば、従来のＰＴＡＴ電流源でのような必要とされる相補的トランジスタを回避するために、それぞれのベース−エミッタ電圧とそれぞれのコレクタ電流の間の対数関係を利用する第１および第２のトランジスタ手段における適切なコレクタ電流が、生成され、強制される。さらに、ＰＴＡＴ電流源回路は、等しい第１および第２のトランジスタ手段を用いて実装されてもよい。
【００１２】
第１の実施形態によれば、回路はさらに、前記第２のノードの前記信号によって制御されるように、また電流ミラー手段に基準電流を生じさせる［emboss―浮き上がらせる―］ように構成される第３の電流源を含む第３の電流経路を備える。有利には、前記第２の電流源は、前記第２のノードの前記信号によって前記第３の電流源を介して間接的に制御される、前記電流ミラー手段のミラー電流源によって提供されることができる。
【００１３】
第２の実施形態によれば、回路はさらに、第３の抵抗素子と第３のトランジスタ手段とを含む第５の電流経路を備える。前記第３のトランジスタ手段の制御端子は、前記第３のノードに結合される。
【００１４】
第３の実施形態によれば、前記回路はさらに、第５のノードで結合される第６の電流源と第７の電流源とを含む第６の電流経路を備える。前記第６の電流源は、前記第２のノードの信号によって制御されるように構成され、前記第７の電流源は、前記第３のノードの信号によって制御されるように構成され、前記第２の電流源は、前記第５のノードからの信号によって制御されるように構成される。
【００１５】
絶対温度比例出力電流を提供するため、第１、第２、および第３の実施形態による前記回路はさらに、第４の電流源の電流が前記第２の電流源の電流に比例するように構成される前記第４の電流源を含む第４の電流経路を備える。さらなる発展において、前記第４の電流経路は、前記第１のノードからの前記信号によって制御されるように構成される第５の電流源を含んでよい。
【００１６】
本発明による回路の主な利点として、前記それぞれの電流源は、それぞれのトランジスタ手段によって実装されることができる。一般に、前記トランジスタ手段は、任意の種類の適用可能トランジスタ素子とすることができる。有利には、前記回路の前記トランジスタ手段は、好ましくはｎｐｎトランジスタが使用される、全ｎ型トランジスタ素子か、または全ｐ型トランジスタ素子のどちらかでよい。
【００１７】
本発明は、添付の図面に関連する本発明の様々な実施形態についての以下の詳細な説明を検討することで、より完全に理解されよう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１は、本発明の一般的原理を説明するための簡略化された概略回路図を示している。絶対温度比例電流を生成するための回路は、第１の電流経路１０と、第１の電流経路１０に並列する第２の電流経路２０とを備える。第１の電流経路１０および第２の電流経路２０に並列する、絶対温度比例（ＰＴＡＴ）電流経路３０がさらに存在する。第１の電流経路１０は、第１のノードＮ１で結合される、第１の抵抗素子Ｒ１と、第１のトランジスタ手段Ｔ１とを含む。第２の電流経路２０は、第２のノードＮ２で結合される、第２の抵抗素子Ｒ２と、第２のトランジスタ手段Ｔ２とを備える。ＰＴＡＴ電流経路は、第１の電流源Ｉ１と、第２の電流源Ｉ２と、第１の電流源Ｉ１および第２の電流源Ｉ２の間にそれぞれ第３のノードＮ３および第４のノードＮ４の間に結合［inter-couple］される電流感知素子としての抵抗器Ｒとを備える。第１の電流源Ｉ１は、前記第１のノードＮ１からの信号Ｓ１によって制御されるように構成され、第２の電流源Ｉ２は、前記第２のノードＮ２からの信号Ｓ２によって制御されるように構成される。前記第１のトランジスタ手段Ｔ１の制御端子Ｂ１は、前記第４のノードＮ４に結合され、前記第２のトランジスタ手段Ｔ２の制御端子Ｂ２は、前記第３のノードＮ３に結合される。
【００１９】
供給電圧Ｖｃｃが回路に供給されると、抵抗素子Ｒ１およびＲ２が、第１のノードＮ１および第２のノードＮ２の電位をＶｃｃに引き上げ、そのことが、第１および第２の電流源に電流をＰＴＡＴ電流経路に供給させる。このことが、第１および第２のトランジスタ手段の導通を引き起こし、電流が、それぞれの第１および第２の電流経路１０、２０に流れ始め、その電流は、第１および第２のトランジスタ手段Ｔ１およびＴ２のそれぞれのベース−エミッタ電圧に指数関数的に関係する、それぞれのコレクタ電流Ｉｃ１およびＩc2に対応する。回路の構成のため、ベース−エミッタ電圧Ｖbe1およびＶbe2の差は、抵抗器Ｒの両端の電圧降下に等しく、抵抗器Ｒの電圧降下およびそれぞれの電流は、線形関係に従っている。したがって、この発明の回路は、安定状態、すなわち動作点へと自己バイアス［self bias］していく。やはり、抵抗器Ｒを通る電流が、絶対温度Ｔに比例して、関係（１）によって記述されることは明らかである。
【００２０】
すなわち、本発明のＰＴＡＴ電流源は、図８の従来のＰＴＡＴ電流源でのように、ｐ型トランジスタＴ１およびＴ２を必要としない。有利には、必要とされるｎ型トランジスタ素子だけが存在し、その自己バイアス挙動のため、回路は起動回路を必要としない。したがって、本発明によるＰＴＡＴ電流源の原理は、燐化インジウム、ガリウム砒素、およびｐ型半導体デバイスが利用可能でないその他の任意の技術などの新しいプロセスでの回路にとって特に適している。
【００２１】
図２は、本発明のＰＴＡＴ電流源の第１の実施形態を示している。この回路には、第１の電流経路１０と、第１の電流経路１０に並列する第２の電流経路２０とが存在し、両方とも、供給電圧Ｖccと回路の基準電位、例えば接地との間に接続されている。絶対温度比例（ＰＴＡＴ）電流経路３０がさらに存在し、やはり、供給電圧Ｖccと回路の基準電位との間に結合される。第１の電流経路１０は、第１のノードとしてのノードＮ１で結合される、第１の抵抗素子としての抵抗器Ｒc3と、第１のトランジスタ手段Ｔ１としてのトランジスタＱ３とを含んでいる。第２の電流経路２０は、第２のノードとしてのノードＮ２で結合される、第２の抵抗素子としての抵抗器Ｒc4と、第２のトランジスタ手段としてのトランジスタＱ４とを含んでいる。ＰＴＡＴ電流経路は、第１の電流源Ｉ１としてのトランジスタＱ５と、第２の電流源Ｉ２としてのトランジスタＱ２と、トランジスタＱ５およびトランジスタＱ２の間にそれぞれ第３のノードＮ３および第４のノードＮ４で中間結合される電流感知素子としての抵抗器Ｒとを含んでいる。トランジスタＱ５は、第１のノードＮ１からの信号によって制御されるように構成され、トランジスタＱ２は、第２のノードＮ２からの信号によって制御されるように構成される。トランジスタＱ３の制御端子、すなわちＱ３のベースは、第４のノードＮ４に結合され、トランジスタＱ４の制御端子、すなわちＱ４のベースは、第３のノードＮ３に結合される。
【００２２】
第３の電流経路４０がさらに存在し、やはり、供給電圧Ｖccと回路の基準電位との間に結合される。第３の電流経路４０は、第３の電流源としてのトランジスタＱ６と、トランジスタＱ７およびＱ２から構成される電流ミラー１００の入力トランジスタとしてのダイオード構成のトランジスタＱ７とを含む。トランジスタＱ６の制御端子、すなわちＱ６のベースは、第２のノードＮ２に結合される。トランジスタＱ７の制御端子、すなわちＱ７のベースは、トランジスタＱ７のコレクタおよびトランジスタＱ６のエミッタに結合される。
【００２３】
また、第４の電流経路５０が存在し、供給電圧Ｖdcと回路の基準電位との間に接続される。第４の電流経路５０は、第４の電流源としてのトランジスタＱ１を含む。トランジスタＱ１は、そのベースが、トランジスタＱ７のベースおよびトランジスタＱ２のベースにそれぞれ結合されるように構成される。したがって、トランジスタＱ１は、トランジスタＱ７およびＱ２の電流をそれぞれミラーする。トランジスタＱ７、Ｑ２、Ｑ１は、Ｍ＝１によって示される等しい面積を有しているので、それぞれのコレクタ電流Ｉc7、Ｉc2、およびＩｃ１は、実質的に同じである。
【００２４】
図２の回路がどのように働くかを説明するために、回路の電流がＩc4＝２Ｉc3であるように構成されることに留意されたい。簡単な考察からキルヒホッフの電流則を使用して、
【数４】
2008520028.tif 000006
であることが導かれることができ、ここでは、簡単のため、Ｉcx≒Ｉex（すなわち、
【数５】
2008520028.tif 000007
）であることが仮定されることができる。ＩcxおよびＩexは、トランジスタＱｘのコレクタおよびエミッタ電流である。
【００２５】
順バイアス状態におけるトランジスタのベース−エミッタ電圧とコレクタ電流の間の一般的関係は、
【数６】
2008520028.tif 000008
であるので、与えられた飽和電流をＩｓとすると、
【数７】
2008520028.tif 000009
と書き表されることができ、ここでは、Ｑ４のサイズおよび飽和電流が、Ｑ５、Ｑ６、およびＱ７のサイズおよび飽和電流、すなわち、Ｍ＝１の２倍、すなわち、Ｍ＝２であるという事実が利用されている。
【００２６】
抵抗器Ｒc3およびＲc4は、回路が公称電圧でＩc4＝２Ｉc7であるように構成され、その場合、以下の関係はβから独立、すなわち、プロセスから独立である。
【００２７】
Ｖbe6＋Ｖbe7＝Ｖbe5＋Ｖbe4＝２ＶD
電流経路２０に対するＱ６のベース電流の影響は、電流経路１０に対するＱ５のベース電流の影響に実質的に等しいので、
【数８】
2008520028.tif 000010
とも書き表されることができる。
【００２８】
この回路では、Ｒc3＝２Ｒc4であるので、上で示された公式から、先に仮定されたように、Ｉc4＝２Ｉc3であることが導かれる。これに基づいて、抵抗器Ｒを流れる電流は、
【数９】
2008520028.tif 000011
であり、Ｑ３はＱ４と同じサイズをもつので、
【数１０】
2008520028.tif 000012
である。
【００２９】
この電流の一部［fraction］χ≒１は、Ｑ２のコレクタにおいて強制され、Ｑ１によってミラーされる。その場合、Ｒloadを流れる出力電流は、
【数１１】
2008520028.tif 000013
である。
【００３０】
熱電圧ＶTが、ＩPTATの温度依存を支配する。したがって、出力電流は、供給電圧およびプロセスから独立なＰＴＡＴ電流である。
【００３１】
図３は、本発明のＰＴＡＴ電流源の第２の実施形態を示している。簡潔さのため、図２の回路と図３の回路の間の相違だけが以下で説明される。第５の電流経路２５が存在し、やはり、供給電圧Ｖｃｃと回路の基準電位との間に接続される。第５の電流経路２５は、第３の抵抗素子としての抵抗器Ｒc8と、第３のトランジスタ手段としてのトランジスタＱ８とを含む。トランジスタＱ８の制御端子、すなわちＱ８のベースは、第３のノードＮ３に結合される。さらなる相違として、トランジスタＱ４およびＱ８の面積が、図２のトランジスタＱ４の面積の半分であることに留意されたい。
【００３２】
図３の回路がどのように働くかを説明するために、この実施形態では、Ｒc3＝Ｒc4が成り立ち、トランジスタＱ３はＱ４のサイズの２倍であるように、回路が構成されることに留意されたい。Ｉc4＝Ｉc3であることを仮定すると、
【数１２】
2008520028.tif 000014
が導かれ、その場合、
【数１３】
2008520028.tif 000015
である。
【００３３】
抵抗器Ｒc3およびＲc4は、回路が公称電圧で
Ｉc4＝Ｉc7
であるように選択され、その場合はやはり、以下の式はβから独立、すなわち、プロセスから独立である。
【００３４】
Ｖbe6＋Ｖbe7＝Ｖbe5＋Ｖbe4＝２ＶD
今度も、電流経路１０および２０に対するベース電流の影響は、実質的に等しいので、
【数１４】
2008520028.tif 000016
とも書き表されることができる。
【００３５】
回路はＲc3＝Ｒc4であるように構成されるので、Ｉc4＝Ｉc3であることが明らかになる。したがって、やはり、抵抗器Ｒの両端の差Ｖbe4−Ｖbe3が、望まれるＰＴＡＴ電流
【数１５】
2008520028.tif 000017
を生成し、Ｑ３はＱ４のサイズの２倍であるので、
【数１６】
2008520028.tif 000018
である。
【００３６】
図４は、本発明の第２の実施形態のさらなる発展を示している。トランジスタＱ１のアーリー効果［early effect］による第４の電流経路５０の供給電圧Ｖdcに対する感度も低減させるため、図３に示される回路の出力抵抗が、図４に提示されるようなトランジスタＱ１およびＱ９のカスケード構造を使用して高められる。さらに、トランジスタＱ９によって吸収される追加のベース電流を補償するため、トランジスタＱ６、Ｑ７、およびＱ８のサイズが２倍（Ｍ＝２）にされる。このようにして、プロセス依存は再び最小化される。
【００３７】
図５は本発明のＰＴＡＴ電流源の第３の実施形態を示している。図５の回路の構造は、図２のものと類似している。したがって、やはり簡潔さのため、図２の回路と図５の回路の間の相違だけが以下で説明される。トランジスタＱ７は、図２、図３、および図５でのようにダイオード構成で構成されないが、図５では、トランジスタＱ７のベースは第３のノードＮ３に接続され、Ｒc3＝Ｒc4である。さらに、トランジスタＱ４のサイズは、図２のトランジスタＱ４のサイズの半分である。
【００３８】
本発明の回路のこの構成について、
【数１７】
2008520028.tif 000019
であることが容易にわかる。
【００３９】
第１および第２の実施形態の場合のように、Ｒc3およびＲc4は、
Ｉc4＝Ｉc2
Ｖbe6＋Ｖbe2＝Ｖbe5＋Ｖbe4＝２ＶD
であるように構成され、上の式は、βの絶対値から独立、すなわち、プロセスから独立である。
【００４０】
これが、Ｑ３およびＱ４のコレクタにおいて等しい電流を強制し、抵抗器Ｒの両端の差Ｖbe4−Ｖbe3が、望まれるＰＴＡＴ電流を生成する。
【００４１】
本発明の有効性の説明のため、上で提示された本発明の実施形態が、Ｔ＝２５℃において３０の典型的βを特徴とする、燐化インジウム単一へテロ接合トランジスタ（ＩｎＰ・ＳＨＢＴ：Indium Phosphide Single Heterojunction Bipolar Transistor）プロセスを使用して実施された。使用されたモデルは、ＶＢＩＣ（垂直バイポーラ・インターカンパニ―Vertical Bipolar Inter-Company―）であり、トランジスタは、１μｍ×５μｍのエミッタ・サイズを有する。実施のため、Ｒc3＝２Ｒc4＝３ｋΩおよびＲ＝４５Ωが選択された。第１の実施形態の概略図に対するシミュレーション結果が、パラメータとして温度を使用する出力電流対供給電圧を示す図６に提示されている。Ｖcc＝２．５…４．５Ｖの範囲におけるＩPTAT対供給電圧の最大平均変化は、２５℃で０．９８％であり、１２５℃で０．２４％である。さらに、図７は、Ｖcc＝２．５Ｖ（実線）、Ｖcc＝３．５Ｖ（点線）、Ｖcc＝４．５Ｖ（破線）の３通りの異なる供給電圧についてのＰＴＡＴ電流変化対温度を示している。
【００４２】
本発明によって、改良されたＰＴＡＴ電流源と、ＰＴＡＴ電流を生成するためのそれぞれの方法が開示された。一般に、適切なコレクタ電流が、トランジスタのベース−エミッタ電圧とコレクタ電流の間の対数関係を利用する２つのトランジスタにおいて生成され、強制される。抵抗器が、同じまたは異なる面積のどちらかをもち得る２つのトランジスタのベース−エミッタ電圧の間の電圧差を感知する。抵抗器を流れる電流の一部は、トランジスタのコレクタへと強制され、出力電流を提供するために出力トランジスタによってミラーされる。この原理によって、従来のＰＴＡＴ電流源でのようにｐｎｐトランジスタを必要としない、全ｎｐｎトランジスタＰＴＡＴ電流源が、提供されることができる。本発明は一般に、ＰＴＡＴ電流基準を必要とする、様々な異なるタイプの集積回路に適用可能であり、特にｐ型デバイスが利用可能でないＩｎＰおよびＧａＡｓなどの現代の先端技術において適用可能である。例えば、本発明のＰＴＡＴ電流源回路は無線周波電力増幅器、無線周波タグ回路、衛星マイクロ波フロントエンドにおいて使用されることができる。
【００４３】
最後になるが、重要なこととして、請求項を含む本明細書で使用される「備える／含む［comprising］」という用語は、述べられた特徴、手段、ステップ、または構成要素を指定することが意図されているが、１つまたは複数のその他の特徴、手段、ステップ、構成要素、またはそれらのグループの存在または追加を排除しないことに留意されたい。さらに、請求項の要素の前に置かれる「１つの［a/an］」という単語は、複数のそのような要素の存在を排除しない。さらに、参照符号は、請求項の範囲を限定しない。さらに、「結合される［coupled］」は、結合されるそれらの要素の間に電流経路が存在することとして理解されるべきこと、すなわち、「結合される」は、それらの要素が直接接続されることを意味しないことに留意されたい。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の一般的原理の説明のための概略回路図である。
【図２】本発明のＰＴＡＴ電流源の第１の実施形態を示す図である。
【図３】本発明のＰＴＡＴ電流源の第２の実施形態を示す図である。
【図４】本発明のＰＴＡＴ電流源の第２の実施形態のさらなる発展を示す図である。
【図５】本発明のＰＴＡＴ電流源の第３の実施形態を示す図である。
【図６】第１の実施形態のパラメータとして温度を使用する出力電流対供給電圧を示す図である。
【図７】第１の実施形態の３通りの異なる供給電圧についてのＰＴＡＴ電流変化対温度を示す図である。
【図８】従来技術の簡略化された従来のＰＴＡＴ電流源回路を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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