(57)【要約】  抵抗加熱の熱損失式の圧力計において、異なるデューティ・サイクルで感知素子と補償素子との間で電流が切り替えられる。その結果、感知素子が補償素子に比べて加熱される。固定抵抗が、少なくとも補償素子に直列に配置される。感知素子の抵抗が補償素子と固定の抵抗素子との合成抵抗に一致する温度まで、感知素子を加熱するように、電流源が電流を加える。【選択図】  図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周囲の気体の圧力を測定する熱損失式の圧力計であって、
前記周囲にさらされた抵抗性の感知素子と、
前記周囲にさらされ、前記感知素子の回路内に配置された抵抗性の補償素子と、
前記補償素子に比べて前記感知素子をより加熱するために、より長いデューティ・サイクルにわたって前記感知素子に電流が加えられるように、前記感知素子と前記補償素子との間で電流を切り替えるように接続された電気源と、
前記感知素子および前記補償素子の電気的応答にもとづいて、前記感知素子および前記補償素子がさらされている前記周囲の気体の圧力を求める測定回路とを備えた圧力計。
【請求項２】
請求項１において、前記感知素子および前記補償素子への電流が、共通の電流源から切り替えられる圧力計。
【請求項３】
請求項１において、前記気体の圧力が、前記感知素子を通過する加熱電流と、前記感知素子に生じる電圧のいずれか一方または両方にもとづいて求められる圧力計。
【請求項４】
請求項１において、前記補償素子が、固定抵抗性の素子と直列である圧力計。
【請求項５】
請求項４において、前記感知素子の抵抗が前記補償素子と前記固定抵抗性の素子との合成抵抗に一致する温度まで、前記感知素子を加熱するように、前記電気源が電流を加える圧力計。
【請求項６】
請求項４において、前記補償素子と前記固定抵抗性の素子との全体にかかる電圧が、前記感知素子の電圧と比較されて、前記切り替えられる電流を制御する圧力計。
【請求項７】
請求項４において、前記固定抵抗性の素子が、前記感知素子および前記補償素子の両方と直列であり、
前記感知素子と前記固定抵抗性の素子との全体にかかる電圧との比較のために、前記固定抵抗性の素子の電圧が、前記補償素子と前記固定抵抗性の素子の全体にかかる電圧に加えられて、前記切り替えられる電流を制御する圧力計。
【請求項８】
請求項１において、前記感知素子の抵抗が、固定抵抗が加えられた前記補償素子の合成抵抗に一致する温度まで、前記感知素子を加熱するように、前記電気源が電流を加える圧力計。
【請求項９】
請求項１において、前記感知素子および前記補償素子に固定のデューティ・サイクルで電流が加えられ、電流レベルが制御される圧力計。
【請求項１０】
請求項１において、前記感知素子および前記補償素子に加えられる電流は一定であり、前記感知素子および前記補償素子の少なくとも一方への電流のデューティ・サイクルが制御される圧力計。
【請求項１１】
請求項１において、前記感知素子および前記補償素子に加えられる電流と、前記感知素子および前記補償素子の少なくとも一方への電流のデューティ・サイクルとの両方が制御される圧力計。
【請求項１２】
周囲の気体の圧力を測定する方法であって、
前記周囲にさらされた抵抗性の感知素子と抵抗性の補償素子との間で電流を切り替える工程であって、この電流は、前記補償素子に比べて前記感知素子をより加熱するために、より長いデューティ・サイクルにわたって前記感知素子に加えられる工程と、
前記感知素子および前記補償素子の電気的応答にもとづいて、前記周囲の気体の圧力を求める工程とを備えた圧力測定方法。
【請求項１３】
請求項１２において、前記感知素子および前記補償素子への電流が、共通の電流源から切り替えられる圧力測定方法。
【請求項１４】
請求項１２において、前記気体の圧力が、前記感知素子を通過する加熱電流と、前記感知素子に生じる電圧のいずれか一方または両方にもとづいて求められる圧力測定方法。
【請求項１５】
請求項１２において、前記補償素子が、固定抵抗性の素子と直列である圧力測定方法。
【請求項１６】
請求項１５において、前記感知素子の抵抗が前記補償素子と前記固定抵抗性の素子との合成抵抗に一致する温度まで、前記感知素子を加熱するように、電気源が電流を加える圧力測定方法。
【請求項１７】
請求項１５において、前記補償素子と前記固定抵抗性の素子との全体にかかる電圧が、前記感知素子の電圧と比較されて、前記切り替えられる電流を制御する圧力測定方法。
【請求項１８】
請求項１５において、前記固定抵抗性の素子が、前記感知素子および前記補償素子の両方と直列であり、
前記感知素子と前記固定抵抗性の素子との全体にかかる電圧との比較のために、前記固定抵抗性の素子の電圧が、前記補償素子と前記固定抵抗性の素子の全体にかかる電圧に加えられて、前記切り替えられる電流を制御する圧力測定方法。
【請求項１９】
請求項１２において、前記感知素子の抵抗が、固定抵抗が加えられた前記補償素子の合成抵抗に一致する温度まで、前記感知素子を加熱するように、電気源が電流を加える圧力測定方法。
【請求項２０】
請求項１２において、前記感知素子および前記補償素子に固定のデューティ・サイクルで電流が加えられ、電流レベルが制御される圧力測定方法。
【請求項２１】
請求項１２において、前記感知素子および前記補償素子に加えられる電流は一定であり、前記感知素子および前記補償素子の少なくとも一方への電流のデューティ・サイクルが制御される圧力測定方法。
【請求項２２】
請求項１２において、前記感知素子および前記補償素子に加えられる電流と、前記感知素子および前記補償素子の少なくとも一方への電流のデューティ・サイクルとの両方が制御される圧力測定方法。
【請求項２３】
周囲の気体の圧力を測定する熱損失式の圧力計であって、
前記周囲にさらされた抵抗性の感知素子と抵抗性の補償素子との間で電流を切り替える手段であって、この電流は、前記補償素子に比べて前記感知素子をより加熱するために、より長いデューティ・サイクルにわたって前記感知素子に加えられる切替手段と、
前記感知素子および前記補償素子の電気的応答にもとづいて、前記周囲の気体の圧力を求める処理手段とを備えた圧力計。
【発明の詳細な説明】
【関連出願】
【０００１】
本出願は、2005年6月7日付の米国特許出願第11/146,721号の継続出願である。この米国特許出願第11/146,721号は、2005年3月1日付の米国特許出願第11/070,819号の継続出願である。この米国特許出願第11/070,819号は、2004年7月28日付の米国特許出願第10/900,504号の部分継続出願である。上記出願の教示の全体は、ここでの言及によって本明細書に取り入れられたものとする。
【背景技術】
【０００２】
気体を通じての伝熱速度は、気体圧力の関数である。したがって、特定の条件のもとで、加熱されている感知素子からの伝熱速度の測定を、適切な較正をともなって、気体の圧力を測定するために使用することができる。この原理が、広く知られたピラニ真空計（Pirani gauge）において使用されている。
【０００３】
多くのピラニ真空計は、温度に敏感な感知抵抗および補償抵抗を、ホイートストン・ブリッジの別々のアームに有している。補償抵抗は、２つの抵抗を通って加えられる電流による自己発熱を最小限にするようなサイズである。感知抵抗の加熱によって得られる抵抗の差分が、周囲の環境の圧力を表わしている。
【０００４】
米国特許第6,658,941号に提示されているより最近の熱損失式圧力計の実施例においては、感知素子と補償素子とが同様の寸法であるが、感知素子に追加の加熱電流を加えることで、感知素子の温度を高めている。この場合も、感知素子の温度を上昇させることで、感知素子と補償素子の相対的な抵抗が、周囲の環境の圧力を表わしている。一実施例はホイートストン・ブリッジによる一方で、他の実施例は、感知抵抗に応答するフィードバック回路の制御のもとで、抵抗素子を流れる電流の比を一定にすることによる。
【発明の開示】
【０００５】
本発明は、熱損失式の圧力計の改良であって、精度の低い部品を用いることにより低コストで、より高い性能を提供する可能性を有する改良に関する。米国特許第6,658,941号の実施例のように電流源の比を制御するのではなく、本発明のシステムは、非対称な切り替え技法を使用して感知素子および補償素子への電力を制御する。
【０００６】
電気源が、好ましくは共通の電流源から、感知素子と補償素子との間で電流を切り替えるように接続されている。補償素子に比べて感知素子をより加熱するために、より長いデューティ・サイクルにわたって感知素子に電流が加えられる。測定回路が、感知素子および補償素子の電気的応答にもとづいて、これらの素子が暴露されている周囲の気体の圧力を求める。
【０００７】
特定の実施形態においては、感知素子および補償素子に固定のデューティ・サイクルで電流が加えられ、電流のレベルが制御される。他の実施形態においては、加えられる電流が固定され、感知素子および補償素子の少なくとも一方への電流のデューティ・サイクルが制御される。さらに他の実施形態においては、電流およびデューティ・サイクルの両方が制御される。
【０００８】
気体の圧力は、感知素子を通過する加熱電流のレベルおよび／または感知素子に生じる電圧にもとづいて求めることができる。
【０００９】
種々の実施形態においては、補償素子が固定抵抗性の素子と直列に配置されている。電気源が、感知素子の抵抗が補償素子と固定抵抗性の素子との合成抵抗に一致する温度まで、感知素子を加熱するように、電流を加える。特定の実施形態においては、固定抵抗性の素子が補償素子にのみ直列であり、切り替えられる電流を制御するために、補償素子と固定抵抗性の素子とをまたぐ電圧が、感知素子の電圧と比較される。他の実施形態においては、固定抵抗性の素子が、感知素子および補償素子の両方と直列であり、感知素子と固定抵抗性の素子とをまたぐ電圧との比較のために、固定抵抗性の素子の電圧が、補償素子と固定抵抗性の素子の電圧に加えられる。
【００１０】
本発明の以上の目的、特徴、および利点、ならびに他の目的、特徴、および利点が、添付の図面に示されている本発明の好ましい実施形態についての以下のより詳細な説明から、明らかになるであろう。添付の図面においては、種々の図の全体を通じて、同一部品を指し示すために同一参照符号が使用されている。図面は必ずしも比例尺でなく、本発明の原理を説明することに重点がおかれている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下に本発明の好ましい実施形態を説明する。
【００１２】
図１は、本発明を具現化する制御および測定の回路の概略図である。センサ制御回路の目的は、感知素子Ｒｓの温度を、補償素子Ｒｃの温度よりも一定量だけ高い温度に正確に維持することにある。このように温度を維持するためには、感知素子の電圧および／または感知素子を流れる電流が必要とされる。電圧および／または電流は測定されて、次いでここでの言及によって全体が本明細書に取り入れられたものとする米国特許第6,023,979号および米国第6,658,941号に記載の方法で、圧力に変換される。共用の電流源Ｉ１からの電流が、スイッチＳ３を使用して感知素子Ｒｓと補償素子Ｒｃのいずれかを通るように交互に切り替えられる。各サイクルの間において、電流が感知素子Ｒｓを通って流れる時間の割合は、電流が補償素子Ｒｃを通って流れる時間の割合よりも大きい。したがって、Ｒｓで消費される平均電力は、Ｒｃにおいて消費される平均電力よりも大きい。これにより、ＲｓがＲｃよりも高い温度に上昇することになる。
【００１３】
低い圧力において、熱は、抵抗から周囲の環境に容易に伝導しない。その結果、低い圧力では、所与の入力で抵抗Ｒｓの温度は大きく増加する。すなわち、所与の温度までの上昇に必要な電力が少なくなる。温度に依存しない差分抵抗ＲｄをＲｃと直列に接続して、ＲｓがＲｃとＲｄとの和に等しくなるレベルまで抵抗Ｒｓを駆動することによって、抵抗Ｒｓが抵抗Ｒｃをどの程度上回るかを容易に求めることができる。この結果、これら抵抗の等しさを維持するために必要とされる電気的入力を、圧力を計算するために使用することができる。代わりに、例えば直列抵抗Ｒｄを使用することなく、ディジタル化されてマイクロプロセッサにおいて処理されるＲｓおよびＲｃの測定値によるものとしてもよい。
【００１４】
電流が交互に切り替えられるときに素子の温度つまり抵抗値が変化することがないように、この処理のサイクル期間はセンサ配線の熱時定数よりも極めて短く保たれる。
【００１５】
固定抵抗ＲｄがＲｃと直列に挿入され、温度依存性の抵抗と温度に依存しない抵抗との和が形成されている。スイッチＳ３が電流源Ｉ１からの電流を抵抗Ｒｃに通しているとき、スイッチＳ１が閉じられ、コンデンサＣ１がＲｄの上部のピーク電圧Ｖ１（信号ｖ１）に充電される。次いで、Ｓ３が電流源Ｉ１からの電流を抵抗Ｒｓに切り替えると、スイッチＳ１が開かれてスイッチＳ２が閉じられて、コンデンサＣ２がＲｓの上部のピーク電圧Ｖ２（信号ｖ２）に充電される。このようにして、電圧Ｖ１およびＶ２が、信号ｖ１およびｖ２のピーク値まで充電される。
【００１６】
ＲｓおよびＲｃの下部が共に接続されているため、Ｒｓの抵抗値がＲｃ＋Ｒｄに等しい（Ｒｓ＝Ｒｃ＋Ｒｄ）とき、Ｖ１はＶ２に等しくなる。差Ｖ１−Ｖ２が、高利得積分増幅器Ａ１において増幅され、この増幅器Ａ１が、等しい電圧および等しい抵抗という状態を維持するための適切なレベルに共用の電流源Ｉ１を駆動する。増幅器Ａ１の利得は、Ｖ１およびＶ２の間の誤差の無視できるように十分大きい。また、増幅器Ａ１の時間応答は、切り替えサイクル時間の間に電流源Ｉ１が電流値を変化することがないように保証するため、十分に遅い。
【００１７】
電流計Ｉｓが、感知素子の電流を測定する。計器内の圧力が定常である場合には、増幅器Ａ１は切り替えサイクルの両方の部分についてＩ１の電流を等しく保つ。これにより、電流計Ｉｓを通る電流は、電流源Ｉ１の電流のＤＣレベルに等しい定常のＤＣレベルとなる。したがって、電流計Ｉｓにおいて測定される電流は、ピーク感知素子電流Ｉｓに等しくなり、これは電流源Ｉ１の電流に等しい。Ｒｓの平均電圧が、電流切り替えサイクルのサイクル時間よりも少し長い時定数を持つＲＣフィルタのＣ３に現れる。感知素子の平均電圧Ｖｓおよび電流Ｉｓが、標準的なＡ／Ｄ変換技法を使用してディジタル形式に変換される。次いで、ディジタル・プロセッサが、米国特許第6,023,979号および米国特許第6,658,941号に記載されているような経験的な三次元表面の当てはめ技法を使用して開発されたアルゴリズムを使用して、ＶｓおよびＩｓの関数として圧力を計算する。
【００１８】
この切り替え式の設計によれば、米国特許第6,658,941号の図７の実施例において使用されていた高精度な構成部品を少なくすることができる。従来の設計においては、２つの電流源が正確な電流比を有していた。正確な電流比にするために、整合させた２つの演算増幅器および高精度な抵抗が使用されていた。また、電流源を制御するフィードバック回路に正確な乗算比をもたらすために、高精度な抵抗が使用されていた。本設計においては、単一の電流源が、回路の両方のアーム部に電流を加える。さらに、電圧ｖ１およびｖ２が、一方を他方に対して除算する必要なく、増幅器Ａ１に直接戻される。電流および電圧の比を精密に制御するのではなく、本設計は、低コストのディジタル回路によって容易に制御される時間の比によるものである。
【００１９】
実際に機能する回路の設計が、図２に示されている。この回路において、Ｓ１が、電流が補償素子に切り替えられた後に閉じられ、電流が感知素子に切り替えられる前に開かれることと、Ｓ２が、電流が感知素子に切り替えられた後に閉じられ、電流が補償素子に切り替えられる前に開かれることとを保証するために、タイミング回路がディジタルのタイミング信号Ｂ、Ｃ、およびＤを生成する。
【００２０】
この回路において、電流源Ｉ１は、ＦＥＴ  Ｑ１ならびに抵抗Ｒ１およびＲ２で構成されている。スイッチＳ３は、それぞれタイミング信号ＢおよびＡによって駆動されるＦＥＴ  Ｑ２およびＱ３を備える。３ｋＨｚを超えるサイクル周波数であれば熱時定数の問題がなくなることが、実験データから明らかになっており、周波数が１０ｋＨｚとなるように選択された。切り替えのデューティ・サイクルは、補償素子に対して２５％で、感知素子に対して７５％に設定された。最高約５０％のディーティ・サイクルまで機能するが、より短いデューティ・サイクルが、補償素子の望ましくない自らの加熱を少なくする。
【００２１】
２５％以下のデューティ・サイクルであれば、補償素子の温度を装置の外囲容器内の周囲の温度に近く保つことができ、不要な電力消費およびケースの温度の上昇を最小限にすることができる。なお、電力消費、すなわち補償素子の温度の上昇は、感知素子の温度上昇の１／（補償素子に対する感知素子の時間比）２倍よりもわずかに小さい（約８０％）。例えば、感知素子が７０℃の温度上昇で動作しており、時間のうちの２０％において補償素子に電力がもたらされている場合には、補償素子に電流が流れている時間は感知素子の１／４であり、補償素子の温度上昇は、約０．８×（１／１６）×７０℃＝３．５℃になる。
【００２２】
トランスデューサおよび接続配線における温度勾配が、制御および測定の回路に小さなＤＣ誤差を生み、圧力測定における誤差および不安定化につながる可能性がある。これらの熱電効果が、図３に電圧源Ｖth‐cおよびＶth‐sとして示されている。これらの熱電効果を交流同期の検出の仕組みを使用して取り除くことができるように、上述した方法をさらに改善することが可能である。電流が２つの素子の間で交互に切り替えられるため、各素子の電圧を、各サイクル状態の間においてそれぞれ検出することができる。所与の素子に現れて検出される２つの電圧間の差が、より正確な抵抗および加熱電圧の測定値をもたらす。なぜならば、熱電誤差電圧が、両方の読み取り値に存在していることより、これらが相殺されるためである。
【００２３】
この方法は、以下の追加の構成を伴って、図１において説明した方法と同様に機能する。信号ｖ１がサンプリングされて保持され、コンデンサＣ１に電圧Ｖ１を蓄えている時間期間において、信号ｖ２が同時にサンプリングされて保持され、Ｃ３にＶ３が蓄えられる。次に、信号ｖ２がサンプリングされて保持され、コンデンサＣ２に電圧Ｖ２を蓄えるとき、信号ｖ１が同時にサンプリングされて保持され、コンデンサＣ４にＶ４が蓄えられる。４つのコンデンサに蓄えられた４つのＤＣ電圧が、信号ｖ１およびｖ２の以下の瞬時の電圧成分を表わす。
【００２４】
Ｖ１＝電流が補償素子を流れているときのＲｃおよびＲｄ＋Ｖth‐cの電圧
Ｖ２＝電流が感知素子を流れているときのＲｓ＋Ｖth‐sの電圧
Ｖ３＝電流が補償素子を流れているときのＲｓ＋Ｖth‐sの電圧
Ｖ４＝電流が感知素子を流れているときのＲｃおよびＲｄ＋Ｖth‐cの電圧
【００２５】
Ｖth‐cは、補償素子について電圧を測定しているときに生じる望ましくない熱電電圧であり、Ｖth‐sは、感知素子について電圧を測定しているときに生じる望ましくない熱電電圧である。
【００２６】
等しい利得を有する計装用増幅器Ａ２およびＡ３が、それぞれ、Ｖ１−Ｖ４およびＶ２−Ｖ３に比例する出力電圧を生成する。これら２つの増幅器の出力においては、Ｖth‐cおよびＶth‐sの影響がどちらも取り除かれている。これら２つの増幅器の出力は、先に説明したフィードバック・ループ内の高利得の積分増幅器Ａ１および共用の電流源Ｉ１を使用した方法と同様に、維持される。これが、Ｒｓ＝Ｒｃ＋Ｒｄを保証する。
【００２７】
感知素子の加熱電圧は、差電圧Ｖ２−Ｖ３を測定することによって、やはりＶth‐sの影響を除いて検出される。このように、熱電誤差が、制御および測定の両機能において、この改善された方法を使用して取り除かれる。
【００２８】
いくつかの設計は、接続経路における制御できない浮遊抵抗を回避するために、固定抵抗器を補償素子に直列に配置することができない、という問題を抱えている。この問題が、米国特許第6,658,941号の図８において、２つではなく３つの差分電圧を積分増幅器に加えることによって対処されており、この手法を、ここでも同様に使用することができる。しかしながら、本発明の切り替え式の設計によれば、図４に示した別の手法を使用することが可能である。図４の回路は、感知素子の抵抗値が補償素子の抵抗値を一定のオーム数だけ上回って増加するように、両素子に正確な電流を加えるようにする。
【００２９】
切り替え式の設計においては、励起電流が固定抵抗を流れ、この固定抵抗の電圧が、補償素子への接続からサンプリングされた電圧に加えられる。これは、いくつかの方法で実行可能であるが、図４に示した方法は、電流デューティ・サイクルの長い方の状態の間において浮遊コンデンサが固定抵抗の電圧まで充電される「コンデンサ切り替え」技法を使用する。スイッチを設定して、このコンデンサが、電流デューティ・サイクルの短い方の状態の間において補償素子の検出電圧と直列に接続され、この補償素子の電圧用のサンプリングおよび保持のコンデンサを、２つの電圧の合計まで充電させる。これは、元の回路に３つのアナログ・スイッチおよび１つのコンデンサを追加することによって達成される。
【００３０】
この新規な方法は、より低いコストに加え、より高い性能をもたらす可能性を有している。前述のＤＣ法は、小さな温度勾配からもたらされる熱電誤差を前提としている。この方法は、より高い電圧信号レベルが生み出されるという利点を有しており、熱電誤差を信号レベルに比べて小さいものにしている。さらに、電力の比が増加したとき、従来の方法において存在するような信号レベルの損失が存在しない。したがって、補償素子は、感知素子の電力に比べて極めて低い電力レベルで動作でき、望ましくない熱の浪費を少なくできる。この方法はパルスモードで動作するため、図４のＡＣ測定技法を使用することによって、すべての熱電的な不安定性を取り除いて、さらなる性能の向上を達成することができる。計器の性能向上の重要な利点は、実現できる圧力範囲の拡大である。
【００３１】
図４において、固定抵抗Ｒｄは、感知素子Ｒｓおよび補償素子Ｒｃの両方に直列である。したがって、抵抗の電圧は、信号ｖ２およびｖ１の両方に存在する共通のレベルを有している。図４の回路は、先の設計と同様となるように、サンプリングされるｖ１のピーク値にＲｄの電圧をさらに加えている。このために、電流がＲｓおよびＲｄを通って流れるとき、Ｒｄの電圧が、スイッチＳ６およびＳ７を閉じることによってＣ４に蓄えられる。電流がＲｃおよびＲｄを流れるサイクルの次の部分において、スイッチＳ６およびＳ７が開かれて、コンデンサＣ４がｖ１からＳ１までの部分に直列に接続される。このようにして、Ｃ１に蓄えられる電圧は、ｖ１のピーク値とＶＣ４との和である。
【００３２】
さらに別の実施形態が、図５に示されている。図５は、図１の回路の改良に相当するが、この手法は、先の実施形態のいずれにも適用可能である。この回路において、主としてディジタル回路であってよいスイッチ・タイミング制御部ＳＴＣが、電圧ｖ１およびｖ２に応答して、スイッチＳ３が感知素子Ｒｓに接続されている時間長さおよび補償素子Ｒｃに接続されている時間長さについて、適切な時間長さを決定する。この手法においては、ＲｓおよびＲｃに加えられるパルスの相対的な長さが制御されるため、電流源Ｉ１の電流を一定に保つことができる。
【００３３】
補償素子Ｒｃへのパルスに対する感知素子Ｒｓへの電流パルスの時間長さが、センサを指定の抵抗値にまで優先的に加熱する制御パラメータである。電流パルスの大きさは、好ましくは、固定であり、ＲｓおよびＲｃの両方に対して同一である。Ｒｃへのパルスの時間長さは、典型的には固定であるが、可変であってもよい。
【００３４】
さらに別の実施形態では、スイッチ・タイミング制御部ＳＴＣから電流源Ｉ１まで破線によって示されているように、電流源の電流のレベルならびにＲｓおよびＲｃへのパルスの長さの両方が制御される。
【００３５】
本発明を、好ましい実施形態を参照しつつ詳しく示して説明したが、添付の特許請求の範囲に包含される本発明の技術的範囲から逸脱することなく、これらの実施形態において形態または細部について種々の変更が可能であることを、当業者であれば理解できるであろう。例えば、感知用の抵抗素子および補償用の抵抗素子は、一般的にはほぼ一致しているが、全体がここでの言及によって本明細書に取り入れられたものとする米国特許出願公開第US-2003-0097876-A1号に教示されているように、いくらかの意図的な不一致が好都合であるかもしれない。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の一実施形態を示す図である。
【図２】図１の実施形態をより詳細に示す図である。
【図３】同期検出技法を使用して熱電効果を低減するように設計された本発明の別の実施形態を示す図である。
【図４】接続経路の浮遊抵抗の影響を回避するための別の実施形態を示す図である。
【図５】電流のデューティ・サイクルを変化させる別の実施形態を示す図である。
【符号の説明】
【００３７】
Ｉ１  電流源
Ｒｃ  補償素子
Ｒｓ  感知素子
【図１】
2008508517.tif 000003
【図２】
2008508517.tif 000004
【図３】
2008508517.tif 000005
【図４】
2008508517.tif 000006
【図５】
2008508517.tif 000007
【国際調査報告】
2008508517.tif 000008
2008508517.tif 000009