(57)【要約】  無線通信システムは、シリアルデータビットをパラレルデータビットに変換するシリアルパラレル変換器を備える送信機、シリアルパラレル変換器に接続された信号マッパ、及びシリアルパラレル変換器に接続されたアンテナセレクタを含む。信号マッパはパラレルビットストリームから第１のビットグループを入力として受信し、第１のビットグループをチャネルシンボルにマップする。アンテナセレクタは、パラレルビットストリームから第２のビットグループを入力として受信する。送信アンテナアレイはアンテナセレクタ及び信号マッパに接続される。送信アンテナアレイは、アンテナセレクタからの第２のビットグループに基づいて、チャネルシンボルを送信するために選択された送信アンテナパターンの１つを含む複数の送信アンテナパターンを生成する。
2008530911.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シリアルデータビットをパラレルビットストリームに変換するためのシリアルパラレル変換器と、
前記パラレルビットストリームから第１のビットグループを入力として受信し、チャネルシンボルに前記第１ビットグループをマッピングする信号マッパと、
前記パラレルビットストリームから第２のビットグループを入力として受信するアンテナセレクタと、
前記アンテナセレクタ及び前記信号マッパに接続された送信アンテナアレイであって、前記アンテナセレクタからの前記第２のビットグループに基づいて、前記チャネルシンボルを送信するために選択された前記送信アンテナパターンの１つを含む複数の送信アンテナパターンを生成するための送信アンテナアレイと
を備える送信機を備えたことを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
前記複数の送信アンテナパターンは、複数の指向性アンテナパターンを含むことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３】
前記複数の送信アンテナパターンは複数の無指向性アンテナパターンを含むことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項４】
前記送信機は周期的に各送信アンテナパターンから基準信号（reference signal）を送信することを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項５】
受信アンテナアレイと、
前記受信アンテナアレイに接続され、各送信アンテナパターンから前記周期的に送信された基準信号を受信し、各個別の送信アンテナパターンと前記受信アンテナとの間で無線周波数（ＲＦ）特性を推定するチャネル推定器を構成する受信機とをさらに備えたことを特徴とする請求項４に記載の無線通信システム。
【請求項６】
前記送信されたチャネルシンボルを受信するための、及び、どのチャネルシンボルが送信され及びどの送信アンテナパターンが前記チャネルシンボルを送信するために利用されたかを判定するための、前記チャネル推定器に接続される復調装置をさらに備えたことを特徴とする請求項５に記載の無線通信システム。
【請求項７】
前記復調装置は、前記チャネルシンボルを各送信アンテナパターンから送信された前記推定チャネルシンボルと比較することにより、どのチャネルシンボルが送信され及びどの送信アンテナパターンが前記チャネルシンボルを送信したかを判定することを特徴とする請求項６に記載の無線通信システム。
【請求項８】
前記シリアルパラレル変換器にシリアルデータビットを供給するためのチャネルエンコーダをさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項９】
前記送信アンテナアレイは、位相配列を形成するための複数の活動アンテナ要素を備えたことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項１０】
前記送信アレイは、切替ビームアンテナを形成するための少なくとも１つの活動アンテナ要素及び複数の能動アンテナ要素を備えたことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項１１】
前記受信アレイは、１又は複数の受信アンテナパターンを生成するための１又は複数のアンテナ要素を備えたことを特徴とする請求項４に記載の無線通信システム。
【請求項１２】
無線通信システムにおける送信機と受信機との間の通信方法であって、
前記送信機においてシリアルデータビットをパラレルビットストリームに変換することと、
前記送信機において前記パラレルビットストリームを第１のビットグループ及び第２のビットグループに分割することと、
前記送信機において前記第１のビットグループをチャネルシンボルにマッピングするために前記第１のビットグループを信号マッパに提供することと、
前記第２のビットグループを送信アンテナセレクタに提供することであって、前記送信アンテナセレクタは複数の送信アンテナパターンを生成するために送信アンテナアレイに接続されていることと、
前記送信アンテナセレクタからの前記第２のビットグループに基づいて前記チャネルシンボルを送信するために送信アンテナパターンのひとつを選択することと
を備えたことを特徴とする方法。
【請求項１３】
前記複数の送信アンテナパターンは、複数の指向性アンテナパターンを含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記複数の送信アンテナパターンは、複数の無指向性アンテナパターンを含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
各送信アンテナパターンから基準信号を周期的に送信することをさらに備えたことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
各送信アンテナパターンから前記周期的に送信された基準信号を前記受信機に接続された受信アンテナアレイで受信することと、
各個別の送信アンテナパターンと受信アンテナと間の無線周波数（ＲＦ）の特性を前記受信機で推定することとをさらに備えたことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
どのチャネルシンボルが送信されたか、及び前記チャネルシンボルを送信するためにどの送信アンテナパターンが使用されたかを判定することをさらに備えたことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
どのチャネルシンボルが送信されたか及びどのアンテナパターンが前記チャネルシンボルを送信したかを判定することは、前記チャネルシンボルを各送信アンテナパターンから送信された前記推定されたチャネルシンボルと比較すること、及び受信した信号を各送信アンテナパターンから送信された前記推定されたチャネルシンボルと比較することを含むことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記シリアルデータビットをエンコードすることをさらに備えたことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項２０】
前記送信アンテナアレイは、位相配列を形成するための複数の活動的な（active）アンテナ要素を備えたことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項２１】
前記送信アレイは、切替ビームアンテナを形成するための少なくとも１つの活動的なアンテナ要素と複数の活動的でない（passive）アンテナ要素とを備えたことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項２２】
前記受信アレイは、１又は複数の受信アンテナパターンを生成するための１又は複数のアンテナ要素を備えたことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムの分野に関し、より詳細には、無線データ通信システムについての変調及び復調技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線データ通信システムにおいて、情報ビットは送信前に変調される。従来の変調方法は、振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）及び位相変調（phase keying modulation）（ＰＳＫ）を含む。
【０００３】
これらの変調方式では、情報ビットのシーケンスは、固有の振幅、位相及び／又は周波数を有する信号にマップされる。したがって、受信機は復調を行い、受信した信号を変換して情報ビットに戻す。
【０００４】
図１には送信機１０の例が示されている。チャネルエンコーダ１２は、情報ビット１４をシリアルパラレル変換器１６に供給する。シリアルパラレル変換器１６の出力は、信号マッパ２０にチャネルビット１８（１）−１８（５）を提供する。信号マッパ２０は、５つのチャネルビット１８（１）−１８（５）をチャネルシンボル２２にマップする。そして、信号マッパ２０により行われる変調に基づいて、変調チャネルシンボル２２が送信アンテナ２４によって無線で送信される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
各変調方式はビットエラーレートを有しており、このビットエラーレートは、２つの異なる変調信号間の最小ユークリッド距離によって漸近的に（asymptotically）決定される。進歩する無線標準規格において高いデータレートを達成するために、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭ等の高位の（high-order）変調方式が使用される。
【０００６】
しかしながら、これらの高位の変調方式は、特定のビットエラーレート（ＢＥＲ）を達成するために、より高い信号対雑音比（ＳＮＲ）が必要となる。特定のビットエラーレートを達成するために高いＳＮＲが必要な変調方式は、マルチパスのフェージング環境において悪影響を与え、これにより無線リンクが信頼できなくなる。
【０００７】
前述の背景に鑑みて、本発明の目的は、低減した信号対雑音比で所望するビットエラーレートを達成する変調／復調方式を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明による目的及び他の目的、特徴、及び効果は、シリアルデータビットをパラレルビットストリームに変換するためのシリアルパラレル変換器と、シリアルパラレル変換器に接続された信号マッパと、シリアルパラレル変換器に接続されたアンテナセレクタとを備える送信機と、を備える無線通信システムによって提供される。信号マッパは、パラレルビットストリームから入力として第１のビットグループを受信し、チャネルシンボルに第１のビットグループをマップする。アンテナセレクタは、パラレルビットストリームから入力として第２のビットグループを受信する。
【０００９】
送信機は、アンテナセレクタ及び信号マッパに接続された送信アンテナアレイをさらに備える。送信アンテナアレイは、アンテナセレクタからの第２のビットグループに基づいて、チャネルシンボルを送信するために選択された送信アンテナパターンの１つを含む複数の送信アンテナパターンを生成する。
【００１０】
情報ビットはアンテナパターンによって変調されるので、異なるビットシーケンスを異なるアンテナパターンによって送信することができる。各送信アンテナパターンに関連する固有のＲＦ特性のために、受信機は送信ビットを復調することができる。アンテナパターン変調は、従来の変調技術と組み合わせることもできる。この組合せは、従来の変調技術と比較した場合、同じデータ送信レートを達成するにもかかわらず、効果的により少ない信号群を使用する。結果として、同じＢＥＲを達成するために使用する送信電力を減らすことができる。
【００１１】
送信アンテナアレイによって生成される複数の送信アンテナパターンは、複数の無指向性又は指向性アンテナパターンを構成する。送信されたアンテナアレイは、位相配列を形成するための複数の活動的アンテナ要素を構成する。代替として、送信アレイは、切替ビームアンテナを形成するための少なくとも１つの活動的アンテナ要素及び複数の活動的でないアンテナ要素を構成する。
【００１２】
送信機は、送信アンテナアレイによって生成された各送信アンテナパターンから基準信号（reference signal）を周期的に送信する。無線通信システムは、受信アンテナアレイ、及び受信アンテナアレイに接続された受信機をさらに備える。受信機は、各送信アンテナパターンから前記周期的に送信された基準信号を受信するためのチャネル推定器を備えることができ、各個別の送信アンテナパターンと受信アンテナとの間の無線周波数（ＲＦ）特性を推定する。
【００１３】
受信機は、どのチャネルシンボルが送信されたか及び当該チャネルシンボルを送信するためにどのアンテナパターンが使用されたかを判定するために、送信チャネルシンボルを受信するためのチャネル推定器に接続された復調器をさらに備える。復調器は、どのチャネルシンボルが送信されたか、及び、チャネルシンボルを各送信アンテナパターンから送信された推定チャネルシンボルと比較することによりどの送信アンテナパターンがチャネルシンボルを送信したかを決定する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の好適な実施形態が示されている図面を参照して、本発明をより詳細に説明する。しかしながら、本発明は、多くの異なる形式で実現され、以下の実施形態に限定されたものと限定して解釈すべきでない。むしろ、これらの実施形態はこの開示が詳細で完全であり、当業者に対して発明の範囲を十分に伝達するように提供される。同様の数字は全体を通じて同様の要素を指す。
【００１５】
本発明による無線データ通信システムは、アンテナパターン変調を従来の変調技術と組み合わせる。この組合せは、従来の変調技術のみを使用した場合と比較すると、同じデータ転送速度を達成するためにより少ない信号のコンステレーションを効果的に使用する。さらに、この組合せは、同じビットエラーレート（ＢＥＲ）を達成するためにより少ない送信電力を必要とする。
【００１６】
図２を参照すると、図示される送信機５０は、シリアルパラレル変換器５６に情報ビット５４を提供するチャネルエンコーダ５２を含む。シリアルパラレル変換器５６の出力は２つのグループに分割される。
【００１７】
比較の目的で、シリアルパラレル変換器５６は、図１におけるシリアルパラレル変換器１６のように、同じ数のビット５８（１）−５８（５）を出力する。５つの情報ビットは例示に過ぎず、当業者には容易に理解されるように、実際のビット数は意図するアプリケーションに基づいて変化する。
【００１８】
図２におけるシリアルパラレル変換器５６によって出力される５つの情報ビット５８（１）−５８（５）は、第１と第２のグループに分けられる。第１のグループは、シングルマッパ６０に入力される３チャネルビット５８（４）、５８（５）及び５８（６）を含む。第２のグループは、アンテナセレクタ６４に入力される２つのアンテナ選択ビット５８（１）及び５８（２）を含む。
【００１９】
信号マッパ６０は、チャネルシンボル６２を生成するために３チャネルビット５８（４）−５８（６）を変調する。３つの情報ビットがあるため、変調を８ＰＳＫとすることができる。これに対して、図１における信号マッパ２０は、各シンボルが５つの情報ビットで生成されているため、３２ＱＡＭである。
【００２０】
当業者には容易に理解できるように、図１におけるシングルマッパ２０は、ｘ−ｙ平面上に、３２の可能な（possible）シンボルポイントを有する信号コンステレーションを生成するが、図２における信号マッパ６０は、ｘ−ｙ平面上に８つの可能なシンボルポイントを有する信号コンステレーションを生成する。
【００２１】
送信機５０がｘ−ｙ平面において等価な３２シンボルポイントを生成するために、アンテナパターン変調が使用される。アンテナセレクタ６４は、チャネルシンボル６２を送信するために、４つのアンテナ要素８１、８２、８３、８４のうちの１つを選択する。４つのアンテナ要素８１−８４は無相関であり、このため４つの異なるアンテナパターンが生成される。異なるアンテナパターンを使用して、８つの可能なシンボルポイントの各々を送信可能であるため、受信機９０は３２個の可能なシンボルを検知することができる。
【００２２】
アンテナ変調は、記載の実施形態に限定されない。代替として、３つ以上のアンテナパターンを生成するために、アンテナアレイの各要素に異なる重みを適用することにより、２つの要素を有するアンテナアレイを使用してもよい。したがって、アンテナアレイは例えば位相アレイアンテナ又は切替ビームアンテナであってもよい。
【００２３】
アンテナアレイに適用可能なアンテナパターンは、指向性又は無指向性とすることができる。複数の無指向性アンテナがある場合、各無指向性アンテナは、マルチパスフェージングのために、受信機によりやはり異なって認識される。
【００２４】
図２において信号マッパ６０を使用する利点は、図１における信号マッパ２０と比較すると、より少ない信号コンステレーションを有することである。信号マッパ６２によって使用される８ＰＳＫ変調に対する信号コンステレーションは、信号マッパ２０によって使用される３２ＱＡＭ変調に対する信号コンステレーションよりも著しく少ない。したがって、同じ送信電力に対して、８ＰＳＫのコンステレーションの２つの異なる信号ポイント間の最小距離は、３２ＱＡＭのコンステレーションの２つの異なる信号ポイント間の最小距離よりもかなり大きい。したがって、８ＰＳＫ変調を使用する場合、３２ＱＡＭ変調を使用する場合とは対照的に、同じＢＥＲを達成するために必要な送信電力は少ない。
【００２５】
この特定の例において、信号マッパ６２に対する信号コンステレーションサイズは、信号マッパ２０に対する信号コンステレーションのサイズの１／４である。これにもかかわらず、各送信機１０、５０から送信されたデータ速度は同じである。特定の環境において、本発明による送信機５０は、同じ品質のサービスを実現するため、又は、同じ品質のサービスを有する広い範囲をカバーするために、送信電力がより少ないことが必要となる。
【００２６】
受信機９０が各アンテナ８１−８４のＲＦ特性を計るために、周知の基準ビット（reference bit）が送信機５０によって周期的に送信される。これらの基準ビットは、例えばパイロットビットと呼ばれる。
【００２７】
アンテナ変調チャネルシンボルを受信するための受信機９０のブロック図が図３に示される。受信アンテナアレイ９２は、アンテナ変調チャネルシンボルを含む信号を受信する。受信アンテナアレイ９２は、１又は複数の受信アンテナパターンを生成するための１又は複数のアンテナ要素を含むことができる。
【００２８】
受信信号は、復調器９４及び推定器９６に入力として利用される。チャネル推定器９６は、受信信号から周知の基準ビットを抽出する。これらの基準ビット（例えば、パイロットビットとすることができる）が使用され、各送受信アンテナ対に関連する受信信号の無線周波数（ＲＦ）特性が推定される。チャネル推定器９６はＲＦ特性を推定する。
【００２９】
各送受信アンテナ対に関連する受信信号のＲＦ特性は、振幅、位相、遅延拡散及び周波数応答等の属性を含むことができる。そして、各送受信アンテナ対に対して推定されたＲＦ特性は、復調器９４に送信される。
【００３０】
復調器９４は、受信信号と各送受信アンテナ対に関連する推定信号との間のユークリッド距離（ＥＤ）を計算する。復調器９４は、最短のユークリッド距離に関連するビットを最後の入力として選択する。
【００３１】
図４に示す重ね合わせたコンステレーションを参照しながら、復調器９４をより詳細に説明する。ＱＰＳＫ復調がチャネルシンボルに対して使用されるものとする。次いで、受信機は、ＱＰＳＫコンステレーションの２つのサブセットで構成された重なり合ったコンステレーションを見る。外側リングのコンステレーションは参照番号１２０で示され、内側リングのコンステレーションは１２２で示される。
【００３２】
内側リング１２２は、チャネルシンボルが１つのアンテナ（例えば、アンテナ０）を介して送信される場合に、可能な受信信号を表す。外側のリング１２０は、チャネルシンボルが他のアンテナ（例えば、アンテナ１）を介して送信される場合に、４つの可能な受信信号を表す。受信機が信号１２４を受信した場合、復調器９４は受信信号と８つの候補各々との間の距離を計算する（内側のリング１２２上の４つについてはアンテナ０が使用されているものとし、外側のリング１２０上の４つについてはアンテナ１が使用されているものとする）。次いで、復調器９４は、受信信号１２４に最も近いポイントを選択する。この例において、チャネルビット００に対応するドット１２６が選択される。一旦信号ポイントが選択されると、選択ポイントが外側のリング１２０にあるため、受信機はチャネルビットが００であること及びアンテナ選択ビットが１であることを知る。
【００３３】
ユークリッド距離の計算はＲＦ特性に依存する。どのようにユークリッド距離を計算するか、及びこれがいかに良好な性能を提供するかを実例で説明するために、以下に例を与える。
【００３４】
この例では、狭い帯域システムが検討され、各送受信アンテナ対間のＲＦ特性がコンプレックスチャネルゲインによって表される。この例では相関関係のないレイリーチャネルモデルも仮定され、これは、各チャネルゲインが、各次元に０．５の分散を有する、ゼロミーンコンプレックスガウスランダム変数（zero mean complex Gaussian random variable）であることを意味する。２つの異なる送受信アンテナ対のチャネルゲインは、相関関係がない。この例では複数の受信アンテナについて検討する。
【００３５】
８ＰＳＫ及びＱＰＳＫチャネルシンボルへの対応するビットのマッピングは、図５ａ及び図５ｂに示されている。情報ビット毎の単一エネルギーを考えると、８ＰＳＫ信号コンステレーションに対する最小平方ユークリッド距離は、
【００３６】
【数１】
2008530911.tif 000003
【００３７】
である。
【００３８】
ＱＰＳＫ信号コンステレーションに対する最小平方ユークリッド距離は、
【００３９】
【数２】
2008530911.tif 000004
【００４０】
である。
【００４１】
ＱＰＳＫ信号コンステレーションに対する信号分割は６であるが、８ＰＳＫ信号コンステレーションに対する信号分割は約１．７６である。以下でより詳細に説明するように、２つの異なるチャネルシンボルの間の信号分離が大きくなるほど、復調のために望ましいポイントに配置するのが容易になる。
【００４２】
ここで、ｎ番目の送信アンテナとｍ番目の受信アンテナとの間のチャネルゲインがαnmであるＭ受信アンテナを有するシステムを考える。従来の送信機において、アンテナ０が使用されるものとする。受信機は、受信信号と可能なチャネルシンボル各々との間のユークリッド距離を計算する最大尤度（ＭＬ）受信機である。周知の基準信号を用いて、可能なチャネルシンボルが可能な送受信アンテナ対間全てにおいて計算される。決定は計算されたユークリッド距離に基づいて行われる。かかる最大尤度受信機の性能は、受信機９０によって受信した２つの異なるチャネルシンボル間の最小平方ユークリッド距離に依存する。
【００４３】
ビットシーケンスＳ０がチャネルシンボルｘ０及びアンテナ選択コマンドｐとなり、ビットシーケンスＳ１がチャネルシンボルｘ１及びアンテナ選択コマンドｑとなった場合、２つの受信チャネルシンボル間の平方ユークリッド距離は
【００４４】
【数３】
2008530911.tif 000005
【００４５】
として計算される。従来の方法では、２つの異なるチャネルシンボル間の最小平方ユークリッド距離は、
【００４６】
【数４】
2008530911.tif 000006
【００４７】
となる。改良された送信機５０については、最小平方ユークリッド距離は、
【００４８】
【数５】
2008530911.tif 000007
【００４９】
である。外側の括弧内の最初の項目は、２つのチャネルシンボルが同じアンテナから送信される場合に対応する。下付文字ｎは０又は１とすることができる。第２の項目は、２つのチャネルシンボルが異なるアンテナから送信される場合に対応する。
【００５０】
受信アンテナＭの数が大きくなる場合、我々は直感的に
【００５１】
【数６】
2008530911.tif 000008
【００５２】
を得る。
【００５３】
コンプレックスチャネルフェージングに関する式３及び式１及び２の平均を使用して、我々は、従来の送信機及び改良した送信機５０に対する平均最小平方ユークリッド距離を以下の通り得る。
【００５４】
【数７】
2008530911.tif 000009
【００５５】
改良された送信機５０は、従来の方法に比較して、明らかに２つの異なるチャネルシンボル間のより大きい分離を提供する。受信アンテナＭの数が大きい場合、改善は約５ｄＢの増加に対応する。
【００５６】
図６では、受信アンテナ要素Ｍの数が２、３及び４にそれぞれ等しい場合に、従来の又は先の技術方法を本発明による改良された方法と比較したシミュレーション結果のグラフが提供されている。受信アンテナの数が増加した場合、従来及び改良した方法の両方の性能が向上する。
【００５７】
線１３０は、アンテナパターン変調を伴わない従来の送信機についてのＭ＝２に対応し、線１３２もＭ＝２に対応するがアンテナパターン変調を伴う。同じ信号対雑音比（ＳＮＲ）に対して、アンテナパターン変調を伴わない場合のＢＥＲは低い。同じＢＥＲを達成するために、アンテナ変調を伴う場合は伴わない場合よりも低いＳＮＲを必要とする。例えば、０．１％のＢＥＲを達成するために、アンテナ変調を伴わない従来のアプローチは１４ｄＢのＳＮＲを必要とするが、本発明では同じＢＥＲを達成するために１２ｄＢで十分である。本発明については２ｄＢの優位性がある。
【００５８】
同じように、線１３４は、アンテナパターン変調を伴わない従来の送信機についてのＭ＝３に対応し、線１３６もＭ＝３に対応するがアンテナパターン変調を伴う。さらに、線１３７は、アンテナパターン変調を伴わない従来の送信機についてのＭ＝４に対応し、線１３９もＭ＝４に対応するがアンテナ変調を伴う。
【００５９】
図に示すように、改良した方法の性能は従来の方法よりも速く改善する。改良した方法と従来の方法との隔たりは、Ｍが増加するにつれて増加する。
【００６０】
上記記述及び関連する図に示された教示の利益を有する当業者は、本発明の多くの改良及び他の実施形態を推考可能である。したがって、本発明は開示された特定の実施形態に限定されるものではなく、複数の改良や実施形態は請求項の範囲内に含まれることが理解される。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】従来技術による送信機のブロック図である。
【図２】本発明による送信機のブロック図である。
【図３】本発明による受信機のブロック図である。
【図４】本発明による重ね合わせた（superimposed）ＱＰＳＫ信号コンステレーションのマッピングである。
【図５ａ】本発明による８ＰＳＫ信号コンステレーションに対するビットのマッピングである。
【図５ｂ】本発明によるＱＰＳＫ信号コンステレーションに対するビットのマッピングである。
【図６】従来技術の通信システムと本発明による通信システムとの間の性能比較である。
【図１】
2008530911.tif 000010
【図２】
2008530911.tif 000011
【図３】
2008530911.tif 000012
【図４】
2008530911.tif 000013
【図５ａ】
2008530911.tif 000014
【図５ｂ】
2008530911.tif 000015
【図６】
2008530911.tif 000016
【国際調査報告】
2008530911.tif 000017