(57)【要約】  ｋ番目の時間間隔の中で送信される送信シーケンスのｋ番目の集合をある情報シーケンスから送信シーケンスのｋ番目の集合を得る装置は、複数の符号行列のうちのある符号行列を情報シーケンスへ割り当てる割り当て器（１０１）と、ある乗算スキームを使用して送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合で符号行列を乗算し、送信シーケンスのｋ番目の集合を得る乗算器（１０７）とを含んでいる。符号行列は、符号行列成分を含んでおり、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合は、（ｋ−１）番目の時間間隔の中で送信される。符号行列成分は、符号行列の行及び列を形成するように配列される。前記乗算スキームに依存して、符号行列の少なくとも１つの列が符号行列の他の列に対して非直交であるか、あるいは符号行列の少なくとも１つの行が符号行列の他の行に対して非直交である。
2008514059.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｋ番目の時間間隔の中で送信されるべきものである送信シーケンスのｋ番目の集合をある情報シーケンスから得る装置であって、
複数の符号行列のうちのある符号行列を前記情報シーケンスへ割り当てる割り当て器（１０１）であって、前記符号行列が符号行列成分を含む割り当て器と、
ある乗算スキームを使用して前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合で前記符号行列を乗算して前記送信シーケンスのｋ番目の集合を得る乗算器（１０７）であって、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が（ｋ−１）番目の時間間隔の中で送信されるものである乗算器とを含んでおり、
前記符号行列成分が前記符号行列の行及び列を形成するように配列されており、前記乗算スキームに依存して、前記符号行列の少なくとも１つの列が前記符号行列の他の列に対して非直交であるか、あるいは前記符号行列の少なくとも１つの行が前記符号行列の他の行に対して非直交である、
装置。
【請求項２】
前記符号行列が非ユニタリである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の中の送信シーケンスが、（ｋ−１）番目の送信行列を形成するように配列され、前記（ｋ−１）番目の送信行列が、行及び列を形成するように配列された成分を含んでおり、
前記乗算スキームが、前記（ｋ−１）番目の送信行列の行を前記符号行列の列で乗算することを含むとき、前記符号行列の列が、前記符号行列の他の列に関して非直交であり、
前記乗算スキームが、前記（ｋ−１）番目の送信行列の列を前記符号行列の行で乗算することを含むとき、前記符号行列の行が、前記符号行列の他の行に関して非直交である、請求項１又は２に記載の装置。
【請求項４】
前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、複数の送信シーケンスを含み、各々の送信シーケンスが、ｋ番目の時間間隔の中の異なった時点で送信されるか、あるいは、
前記送信シーケンスのｋ番目の集合からのある送信シーケンスが、ｎT個の値を含み、各々の値が、ｎT個の送信点の異なる送信点によってある時点で送信されるものである、請求項１ないし３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項５】
前記符号行列成分が、信号空間コンステレーションポイントを表しており、
ある符号行列成分が、あるマッピング・スキームに従った信号空間コンステレーションポイントを表し、更なる符号行列成分が、前記マッピング・スキームとは異なる更なるマッピング・スキームに従った信号空間コンステレーションポイントを表している、請求項１ないし４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項６】
前記符号行列成分が、マッピング・スキームに従った信号コンステレーションポイントを表している、請求項１ないし５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項７】
前記マッピング・スキームが、異なった位相を有する信号空間コンステレーションポイントを含んでいる、請求項４ないし６のいずれか一項に記載の装置。
【請求項８】
前記マッピング・スキームが、異なった振幅を有する信号空間コンステレーションポイントを含んでいる、請求項６又は７に記載の装置。
【請求項９】
前記マッピング・スキームが次のマッピング・スキーム、すなわち、ＱＰＳＫ、ＰＡＭ、ＱＡＭ、ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、及びＭ−ＰＳＫのいずれか１つであり、Ｍが１以上の数である、請求項１ないし８のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１０】
正規化因子を使用して前記送信シーケンスのｋ番目の集合を正規化するように構成されている、請求項１ないし９のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１１】
前記正規化因子が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合によって形成される（ｋ−１）番目の行列のエネルギーによって決定されるようになっている、請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記正規化因子が、前記送信シーケンスの集合のエネルギー期待値によって決定されるようになっている、請求項１０又は１１に記載の装置。
【請求項１３】
次式、
【数１】
2008514059.tif 000056
に基づいて正規化因子Ａkを決定するように構成され、Ｘk-1が（ｋ−１）番目の送信行列を表し、Ｘkがｋ番目の送信行列を表し、Ｌがｋ番目の送信行列の列の数を表し、Ｈが転置及び共役を表す、請求項１０ないし１２のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１４】
次式、
【数２】
2008514059.tif 000057
に基づいて正規化因子を決定するように構成され、Ｘkがｋ番目の送信行列を表し、Ｌがｋ番目の送信行列の列の数を表し、Ｈが転置及び共役を表し、εkが期待値演算子を表す、請求項１０ないし１３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１５】
前記乗算器（１０７）が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を前記正規化因子で事前に乗算するか、前記符号行列を前記正規化因子で事前に乗算するか、前記送信シーケンスのｋ番目の集合を前記正規化因子で事後に乗算するかのいずれかで正規化するように構成されるものである、請求項１０ないし１４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１６】
前記符号行列を前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合で乗算するとき、前記符号行列の行又は列を位相因子で乗算して零系列を回避するように構成されている、請求項１ないし１５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１７】
送信シーケンスのｋ番目の集合をある情報シーケンスから得るような、請求項１ないし１４のいずれか一項に記載の装置であって、前記送信シーケンスのｋ番目の集合の中の各々の送信シーケンスがｎT個の値を含む、装置と、
前記送信シーケンスのｋ番目の集合をｋ番目の時間間隔の中で送信するｎT個の送信点であって、ｋ番目の時間間隔の中のある時点における前記送信シーケンスのｎT個の値を同時に送信し、更なる送信シーケンスのｎT個の値をｋ番目の時間間隔の中の更なる時点で同時に送信するように構成されている、送信点と
を含む送信機装置。
【請求項１８】
受信シーケンスのｋ番目の集合と、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合とから符号行列を導き出し、前記受信シーケンスのｋ番目の集合が、送信シーケンスのｋ番目の集合の受信可能なバージョンであり、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の受信可能なバージョンであり、前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を前記符号行列で乗算することから生じ、前記符号行列が、送信される情報を表し、前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、エネルギーを正規化するために導入される正規化因子を含んでおり、前記正規化因子が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合に依存するものである、装置であって、
前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を使用して前記正規化因子を推定し、前記正規化因子の推定値を得る推定器と、
前記受信シーケンスのｋ番目の集合と、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合と、前記正規化因子の推定値とを使用して、前記符号行列を検波する検波器と
を含む装置。
【請求項１９】
前記正規化因子がｋ番目の正規化因子であり、前記推定器が、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合と、受信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合と、（ｋ−１）番目の正規化因子との間のエネルギー比からｋ番目の正規化因子を反復的に推定するように構成されており、前記受信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合が、送信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合の受信可能なバージョンであり、（ｋ−１）番目の正規化因子が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合に含まれている、請求項１８に記載の装置。
【請求項２０】
前記推定器が、次式、
【数３】
2008514059.tif 000058
に基づいて（ｋ＋１）番目の正規化因子Ａk+1を決定するように構成され、Ｙk-1が、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を表し、Ｙkが、受信シーケンスのｋ番目の集合を表し、双方が、行列を形成するように配列され、αkが、因子を表す、請求項１８又は１９に記載の装置。
【請求項２１】
前記検波器が、次式、
【数４】
2008514059.tif 000059
に基づいて符号行列Ｃkを検波するように構成され、Ｙk-1が、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を表し、Ｙkが、受信シーケンスのｋ番目の集合を表し、双方が、行列を形成するように配列されている、請求項１８ないし２０のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２２】
前記検波器が軟出力検波器である、請求項１８ないし２０のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２３】
前記検波器が、次式、
【数５】
2008514059.tif 000060
に基づいて行列Ｃkを検波するように構成され、Ｙk-1が、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を表し、双方が、行列を形成するように配列され、
【数６】
2008514059.tif 000061
であり、σ2が雑音分散を表す、請求項１８ないし２２のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２４】
前記検波器が、次式、
【数７】
2008514059.tif 000062
に基づいて符号行列成分を検波するように構成され、Ｙk-1が、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を表し、Ｃk,1が符号行列成分を表し、
【数８】
2008514059.tif 000063
であり、
【数９】
2008514059.tif 000064
である、請求項１８ないし２３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２５】
複数の情報シーケンスからのある情報シーケンスを符号行列へ割り当てて、送信される情報を含む情報シーケンスを得る手段を含む、請求項１８から２３に記載の装置。
【請求項２６】
前記検波器が、次式、
【数１０】
2008514059.tif 000065
に基づいて軟出力値を提供するように構成され、
【数１１】
2008514059.tif 000066
がｋ番目の正規化因子の推定値であり、Ｃkがｋ番目の符号行列であり、Ｙkが受信シーケンスのｋ番目の集合であり、Ｙk-1が受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合であり、Ｈが共役及び転置を表し、Ｌα（ｕk）が入力シーケンスｕkの先験的情報を表し、ｕkの先験的情報が利用不可能であれば、Ｌα（ｕk）がゼロへ設定される、請求項２２ないし２５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２７】
前記検波器が、次式、
【数１２】
2008514059.tif 000067
に基づいて軟出力値を提供するように構成され、ここで
【数１３】
2008514059.tif 000068
がｋ番目の正規化因子の推定値であり、ｃk,lが符号行列成分であり、
【数１４】
2008514059.tif 000069
が受信シーケンスの成分であり、Ｙk-1が受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合であり、Ｈが共役及び転置を表し、Ｌα（ｕk）が入力シーケンスｕkの先験的情報を表し、ｕkの先験的情報が利用不可能であれば、Ｌα（ｕk）がゼロへ設定され、Ｍがマッピング・スキームの基数を表す、請求項２２ないし２５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２８】
ｋ番目の時間間隔の中で送信されるべきものである送信シーケンスのｋ番目の集合をある情報シーケンスから得る装置であって、
複数の符号行列のうちのある符号行列を前記情報シーケンスへ割り当てるステップであって、前記符号行列が、符号行列成分を含むものである、ステップと、
ある乗算スキームを使用して前記符号行列を送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合で乗算して、前記送信シーケンスのｋ番目の集合を得るステップであって、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が、（ｋ−１）番目の時間間隔の中で送信されるものである、ステップとを含んでおり、
前記符号行列成分が、前記符号行列の行及び列を形成するように配列され、前記乗算スキームに依存して、前記符号行列の少なくとも１つの列が、前記符号行列の他の列に関して非直交であるか、あるいは前記符号行列の少なくとも１つの行が、前記符号行列の他の行に関して非直交である、
方法。
【請求項２９】
請求項２８に記載の情報シーケンスから送信シーケンスのｋ番目の集合を得る方法を含み、前記送信シーケンスのｋ番目の集合の各々の送信シーケンスがｎT個の値を含んでおり、
前記送信シーケンスのｋ番目の集合をｋ番目の時間間隔の中で送信し、前記送信シーケンスのｎT個の値が、ｋ番目の時間間隔の中のある時点で送信され、更なる送信シーケンスのｎT個の値が、ｋ番目の時間間隔の中の更なる時点で同時に送信されることを含む送信方法。
【請求項３０】
受信シーケンスのｋ番目の集合と受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合とから符号行列を導き出し、前記受信シーケンスのｋ番目の集合が、送信シーケンスのｋ番目の集合の受信可能なバージョンであり、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の受信可能なバージョンであり、前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を前記符号行列で乗算することから生じ、前記符号行列が、送信される情報を表し、複数のアンテナによって送信される前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、正規化因子を含み、該正規化因子が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合に依存するものである、差分時空間変調方法であって、
前記受信シーケンスのｋ番目の集合を使用して前記正規化因子を推定し、前記正規化因子の推定値を得るステップと、
前記受信シーケンスのｋ番目の集合と、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合と、前記正規化因子の推定量とを使用して前記符号行列を検波するステップと
を含む方法。
【請求項３１】
コンピュータ上で、請求項２５ないし３０のいずれか一項に記載の方法の少なくとも１つを実行するようなコンピュータ・プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気通信の分野に関し、特に、差分時空間変調（differential space-time modulation）の分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線リンクの両方の端で複数のアンテナを使用することによって、フェージング環境で著しい容量利得が得られることが示されている（非特許文献１、非特許文献２）。
【０００３】
時空間符号（space-time code）及び空間多重化を含む多様な多入力多出力（MIMO）スキームは、これら自身の容量を有効に利用するために提案されている。しかしながら、多くのＭＩＭＯ手法は、受信機でのチャネル係数（channel coefficient）の知識を必要とする。これは、チャネル推定から取得可能である。しかしながら、ＭＩＭＯシステムのチャネル推定は、シングルアンテナ・システムよりも厳しい問題である。なぜなら、推定されるべきサブチャネルが多くなり、パイロット信号のエネルギーを幾つかのアンテナの上に配分する必要があるからである。したがって、受信機でのチャネル推定を必要としない非特許文献３、非特許文献４及び非特許文献５で提案されるような差分ＭＩＭＯ伝送スキームが魅力的な代替手法である。一般的に、それらのスキームは、コンステレーション（constellation）がユニタリ行列から成る差分時空間変調方法（differential space-time modulation）とみなすことができる。コンステレーション成分がユニタリ行列となるための要件により、達成可能なデータ速度及び性能には制限がかけられる。
【０００４】
非特許文献６では、２つの送信アンテナに対して直交設計（orthogonal design）からの差分送信ダイバーシティ（differential transmit diversity）が提案されており、非特許文献７では、より多くのアンテナに対して一般化されている。
【０００５】
非特許文献８及び非特許文献９では、ユニタリ差分時空間変調（unitary differential space-time modulation）が提案されている。非特許文献１０では、ユニタリ時空間変調の、より帯域幅が効率的であるバージョンが提示されている。
【０００６】
非特許文献１１では、複数の振幅レベルを有する差分送信ダイバーシティが提案されている。このアプローチは、非特許文献１２で提案されるようなＤＡＰＳＫ信号を、非特許文献１３によるユニタリ時空間変調器の入力として使用する。
【０００７】
非特許文献１４による直交設計からの差分送信ダイバーシティの拡張は、非特許文献１５で提案されている。この提案は、直交設計からの送信ダイバーシティに限定されている。付加行列ノルム変調（additional matrix norm modulation）によるユニタリ時空間変調の拡張は、非特許文献１６で提案されている。
【０００８】
非特許文献１７、非特許文献１８、非特許文献１９、及び非特許文献２０では、ＱＡＭ変調を有する直交設計に基づく非ユニタリ時空間変調が提案されている。しかしながら、上記の従来技術のアプローチは、硬出力検波（hard-output detection）のみを考慮しており、非特許文献２１で説明されるような直交設計又は準直交設計（quasi-orthogonal design）に基づいている。
【０００９】
下記では、差分時空間変調スキームを説明する。
【００１０】
ｎT個の送信アンテナとｎR個の受信アンテナとを有するフラット・フェージング・多入力多出力（MIMO）チャネルを考える。チャネル係数は、次の行列の中にまとめられる。
【数１】
2008514059.tif 000003
ここで、ｈk(ij)は、時間ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのチャネル係数である。
【００１１】
周波数選択環境において、フラット・フェージング・チャネルは、例えば、十分に大きなガード間隔を有するＯＦＤＭによって達成可能である。
【００１２】
受信機では、次のことが観察される。
Ｙk＝ＨkＸk  ＋  Ｎk                （２）
ここで、
【数２】
2008514059.tif 000004
および
【数３】
2008514059.tif 000005
は、それぞれ、送信された符号と受信された符号とを含んでおり、
【数４】
2008514059.tif 000006
は、ノイズサンプルである。このノイズサンプルは、独立であって、実次元（real dimension）当たりの分散
【数５】
2008514059.tif 000007
を有するガウス分布であると仮定する。
【００１３】
差分時空間変調スキームの１つの例は、時空間変調を有する差分ユニタリである。
【００１４】
差分ユニタリ時空間変調（differential unitary space-time modulation）は、非特許文献２２及び非特許文献２３で同時に発表されている。ｂ1＝ｌｏｇ2（Ｍ1）個のデータ・ビットの群ｕk(1)＝ｕk,1，．．．，ｕk,b1、ｕk,t∈｛＋１，−１｝が、行列Ｃkの中のＬ×Ｌへマップされる。ｎT×Ｌ送信行列Ｘkは、差分符号化規則（differential encoding rule）
Ｘk＝Ｘk-1Ｃk                    （７）
に従って、Ｃk及び前に送信された行列Ｘk-1によって決定される。
【００１５】
非同期式検波を可能にするため、Ｃkはユニタリである。即ち、
ＣkＣkH＝ＩL                      （８）
ここで、ＣHはＣの共役転置を表し、ＩLはＬ×Ｌ恒等行列である。ユニタリ参照行列Ｘ0が最初に送信されなければならない。全ての送信行列Ｘkはユニタリである。（７）を（２）へ代入すると、次式が得られる。
Ｙk＝Ｙk-1Ｃk  −  Ｎk-1Ｃk  ＋  Ｎk              （９）
【００１６】
これは、Ｌ個の送信アンテナと、ｎR個の受信アンテナと、チャネル係数
【数６】
2008514059.tif 000008
と、（Ｃkはユニタリであるので）各々の受信アンテナで実次元当たりの雑音分散
【数７】
2008514059.tif 000009
とを有する等価チャネルの上の情報行列Ｃkの伝送を記述している。
【００１７】
ユニタリ時空間変調はＰＳＫ記号に基づいているため、帯域幅効率がより良い伝送に対しては、すなわちユニタリ行列がＭ＞８のＭ−ＰＳＫ記号に基づくときは、性能が貧弱になる。
【００１８】
改善された性能と共に、より高い帯域幅効率を得るための、付加振幅変調あるいは行列ノルム変調によるユニタリ時空間変調の拡張は、非特許文献２４、非特許文献２５、非特許文献２６、及び非特許文献２７で提案されている。非特許文献２８において、差分時空間変調器へ入力される符号は、ＡＰＳＫ・コンステレーション、即ち、異なった振幅を有するコンセントリック・ＰＳＫ・コンステレーション（concentric PSK constellation）から選択される。
【００１９】
非特許文献２９では、非特許文献３０による付加差分振幅変調（additional differential amplitude modulation）によって拡張された差分時空間ブロック符号（differential apace-time block）が開示されている。任意の差分ユニタリ時空間変調スキーム２２の拡張として適用可能な、より一般的なアプローチは、非特許文献３１、非特許文献３２で提案されている。ここで、差分時空間変調器の入力ビットは、２つの集合へグループ化される。最初のｂ1個のビットは、前のセクションで説明したようにユニタリ行列Ｃkへマップされる。最後のｂ2個のビットは、前に送信された行列Ｘk-1と比較されたときの送信行列Ｘkの振幅差を決定する。このスキームの欠点は、符号ごとではなく行列ごとに振幅変調が実行されることであり、これは、特に行列が大きくなると、帯域幅効率が低減される結果を生じる。
【非特許文献１】Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ，Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ著，「Ｏｎ  ｌｉｍｉｔｓ  ｏｆ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  ａ  ｆａｄｉｎｇ  ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ  ｗｈｅｎ  ｕｓｉｎｇ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｎｔｅｎｎａｓ」，Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，６：３１１−３３５，１９９８
【非特許文献２】Ｅ．Ｔｅｌａｔａｒ著，「Ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」，Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  （ＥＴＴ），１０（６），Ｎｏｖｅｍｂｅｒ／Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９９９
【非特許文献３】Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ，Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ著，「Ａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１８（７）：１１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００
【非特許文献４】Ｂ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４６（７）：２５６７−２５７８，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２０００
【非特許文献５】Ｂ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ，Ｗ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，４８（１２）：２０４１−２０５２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２０００
【非特許文献６】Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ，Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ著，「Ａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１８（７）：１１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００
【非特許文献７】Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ，Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ著，「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ａｎｔｅｎｎａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｆｒｏｍ  ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４７（６）：２６２６−２６３１，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２００１
【非特許文献８】Ｂ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ，Ｗ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，４８（１２）：２０４１−２０５２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２０００
【非特許文献９】Ｂ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４６（７）：２５６７−２５７８，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２０００
【非特許文献１０】Ａ．Ｓｔｅｉｎｅｒ，Ｍ．Ｐｅｌｅｇ，Ｓ．Ｓｈａｍａｉ著「Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｏｆ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ  ｃｏｄｅｄ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｍａｔｒｉｘ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，５０（１０）：２３８５−２３９５，Ｏｃｔｏｂｅｒ  ２００２
【非特許文献１１】Ｘ．−Ｇ．Ｘｉａ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ  ｅｎ／ｄｅｃｏｄｅｄ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｗｉｔｈ  ＡＰＳＫ  ｓｉｇｎａｌｓ」，ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，６（４）：１５０−１５２，Ａｐｒｉｌ  ２００２
【非特許文献１２】Ｈ．Ｒｏｈｌｉｎｇ，Ｖ．Ｅｎｇｅｌｓ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ（ＤＡＰＳＫ）−  ａ  ｎｅｗ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ＤＴＶＢ」，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ，ｐａｇｅｓ  １０２−１０８，１９９５
【非特許文献１３】Ｂ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ，Ｗ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，４８（１２）：２０４１−２０５２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２０００
【非特許文献１４】Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ，Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ著「Ａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１８（７）：１１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００
【非特許文献１５】Ｇ．Ｂａｕｃｈ著，「Ｔｕｒｂｏ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｌｅｎｇｔｈ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，３rd  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｔｕｒｂｏ  Ｃｏｄｅｓ  ａｎｄ  Ｒｅｌａｔｅｄ  Ｔｏｐｉｃｓ，ｐａｇｅｓ  ３２７−３３０，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２００３
【非特許文献１６】Ｇ．Ｂａｕｃｈ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ａｎｄ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ＩＴＧ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｓｏｕｒｃｅ  ａｎｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｃｏｄｉｎｇ，ｐａｇｅｓ  １３５−１４２，Ｊａｎｕａｒｙ  ２００４
【非特許文献１７】Ｍ．Ｔａｏ，Ｒ．Ｓ．Ｃｈｅｎｇ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ」，ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐａｇｅｓ  １０９８−１１０２，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００１
【非特許文献１８】Ｚ．Ｃｈｅｎ，Ｇ．Ｚｈｕ，Ｊ．Ｓｈｅｎ，Ｙ．Ｌｉｕ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｆｒｏｍ  ａｍｉｃａｂｌｅ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎｓ」，Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ａｎｄ  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＷＣＮＣ），ｐａｇｅｓ  ７６８−７７２，Ｍａｒｃｈ  ２００３
【非特許文献１９】Ｃ．−Ｓ．Ｈｗａｎｇ，Ｓ．Ｈ．Ｎａｍ，Ｊ．Ｃｈｕｎｇ，Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｕｓｉｎｇ  ＱＡＭ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎｓ」，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ，Ｉｎｄｏｏｒ  ａｎｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＰＩＭＲＣ），Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２００３
【非特許文献２０】Ｃ．−Ｓ．Ｈｗａｎｇ，Ｓ．Ｈ．Ｎａｍ，Ｊ．Ｃｈｕｎｇ，Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｕｓｉｎｇ  ｎｏｎｃｏｎｓｔａｎｔ  ｍｏｄｕｌｕｓ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，５１（１１）：２９５５−２９６４，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００３
【非特許文献２１】Ｙｕｎ  Ｚｈｕ，Ｈａｍｉｄ  Ｊａｆａｒｋａｎｉ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｑｕａｓｉ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｃｏｄｅｓ」，Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ａｎｄ  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００４，ＷＣＮＣ  ２０４  ＩＥＥＥ，ｖｏｌ．１，２１−２５，Ｍａｒｃｈ  ２００４，ｐａｇｅｓ  ５３１−５３６
【非特許文献２２】Ｂ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ，Ｗ．Ｓｗｅｌｄｅｎ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，４８（１２）：２０４１−２０５２，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２０００
【非特許文献２３】Ｂ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４６（７）：２５６７−２５７８，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２０００
【非特許文献２４】Ｘ．−Ｇ．Ｘｉａ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ  ｅｎ／ｄｅｃｏｄｅｄ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｗｉｔｈ  ＡＰＳＫ  ｓｉｇｎａｌｓ」，ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，６（４）：１５０−１５２，Ａｐｒｉｌ  ２００２
【非特許文献２５】Ｇ．Ｂａｕｃｈ著，「Ａ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ−ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｎｏｎ−ｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，Ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２００３
【非特許文献２６】Ｇ．Ｂａｕｃｈ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ａｎｄ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ＩＴＧ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｓｏｕｒｃｅ  ａｎｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｃｏｄｉｎｇ，ｐａｇｅｓ  １３５−１４２，Ｊａｎｕａｒｙ  ２００４
【非特許文献２７】Ｇ．Ｂａｕｃｈ著，「Ｈｉｇｈｅｒ  ｏｒｄｅｒ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｍａｔｒｉｘ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（ＩＳＩＴ），Ｊｕｎｅ／Ｊｕｌｙ  ２００４
【非特許文献２８】Ｘ．−Ｇ．Ｘｉａ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ  ｅｎ／ｄｅｃｏｄｅｄ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｗｉｔｈ  ＡＰＳＫ  ｓｉｇｎａｌｓ」，ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，６（４）：１５０−１５２，Ａｐｒｉｌ  ２００２
【非特許文献２９】Ｇ．Ｂａｕｃｈ著，「Ａ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ−ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｎｏｎ−ｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  ２００３
【非特許文献３０】Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ，Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ著，「Ａ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１８（７）：１１６９−１１７４，Ｊｕｌｙ  ２０００
【非特許文献３１】Ｇ．Ｂａｕｃｈ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ａｎｄ  ｕｎｉｔａｒｙ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  ＩＴＧ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｓｏｕｒｃｅ  ａｎｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｃｏｄｉｎｇ，ｐａｇｅｓ  １３５−１４２，Ｊａｎｕａｒｙ  ２００４
【非特許文献３２】Ｇ．Ｂａｕｃｈ著，「Ｈｉｇｈｅｒ  ｏｒｄｅｒ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｍａｔｒｉｘ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ（ＩＳＩＴ），Ｊｕｎｅ／Ｊｕｌｙ  ２００４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
本発明の目的は、帯域幅効率が良い差分時空間変調スキームを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
この目的は、請求項１に記載の送信シーケンスのｋ番目の集合を得る装置、又は請求項１７に記載の送信機、又は請求項１８に記載の受信シーケンスのｋ番目の集合から符号行列を導き出す装置、又は請求項２８に記載の方法、又は請求項２９に記載の方法、又は請求項３０に記載の方法、又は請求項３１に従ったコンピュータ・プログラムによって達成される。
【００２２】
本発明は、直交設計を使用する代わりに、送信されるべき情報シーケンスを表す非直交情報行列（non-orthogonal information matrix）を使用すると、差分時空間変調スキームの帯域幅効率を増進させることができるという知見に基づいている。
【００２３】
この明細書において、「非直交行列」の用語は、ある行列とその共役（複素共役）及び転置されたバージョンとの積が、非対角行列、すなわち対角成分だけでなく他の成分がゼロとは異なる行列を得るような特性を有する行列に関連する。例えば、ある行と他の行の共役転置バージョンとの積、あるいは同様に、ある列と他の列の共役転置バージョンとの積が、非直交性の場合においてはゼロとは異なる。
【００２４】
更に具体的には、送信されるべき情報を表す非直交情報行列（符号行列）の次元当たりで送信される情報量は、直交設計の場合よりも増加可能であることが発見されており、これは、例えば、同じ変調スキームの場合において、同じ次元を有する直交情報行列よりも、非直交情報行列へマップする方が長い情報シーケンスをマップできるためである。したがって、従来技術のアプローチと比較したとき、同じ情報量を送信しながら情報行列の次元の低減を導入することができる。したがって、例えば、同じ情報を送信するために必要な送信アンテナは少なくなる。
【００２５】
帯域幅効率の増加は、本発明によれば、情報行列の成分が相互から独立に選択されるという事実に起因する。この選択は、情報行列の非直交の行又は列を生じる。成分は相互に独立であるから、本発明の情報行列の行及び／又は列は相互に独立である。このことは、行列の中にビットを配置するための、より効率的な方法である。なぜなら、必要な直交性に起因して行列設計へ課される従来技術の制約が緩和されるからである。使用可能な異なる行列の数が増加するので、従来技術の直交性アプローチと比較したとき、より多くの情報を情報行列へ割り当てることができる。
【００２６】
本発明は、更に、送信シーケンスのエネルギーに対する非直交情報行列の影響に関連した問題への解決手法を提供する。なぜなら、本発明の非直交設計により、送信シーケンスのエネルギーあるいは電力に対する影響は、異なった行列が使用されるときには異なっていてよく、そのような異なった行列により、受信機での情報検波を悪化させる信号の高電力増幅あるいは消失が生じてもよいからである。
【００２７】
本発明は、更に、効率的な検波概念を提供する。この検波概念では、非直交情報行列（符号行列）に起因するエネルギーのスケーリングが明白に考慮に入れられる。
【００２８】
本発明の更なる実施形態は、下記の図面で説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
図１は、本発明の実施形態に従って、送信シーケンスのｋ番目の集合を得るように構成されている装置のブロック図を示している。装置は、入力１０３と出力１０５とを有する割り当て器１０１を備えており、出力１０５は乗算器１０７へ結合されている。乗算器１０７は、更なる入力１０９と出力１１１とを備えている。
【００３０】
図１で示されている装置は、入力１０３を介して割り当て器１０１へ提供されているある情報シーケンスから送信シーケンスのｋ番目の集合を得るように構成されている。ここで、送信シーケンスのｋ番目の集合は、ｋ番目の時間間隔の中で送信されるべきである。
【００３１】
割り当て器１０１は、複数の符号行列のうちのある符号行列Ｃkを情報シーケンスへ割り当てるように構成されている。ここで、符号行列は符号行列成分（code matrix entry）を含んでおり、この符号行列成分は本発明に従って相互から独立に選択される。差分時空間変調スキームに従って、情報シーケンスへ割り当てられた符号行列は、その情報シーケンス、即ち、送信されるべき情報を表す。
【００３２】
送信された情報を送信機で明瞭に回復するため、ある情報シーケンスへのある符号行列（情報行列）の割り当ては好ましくは一意である。更に、本発明によれば、符号行列の次元はサイズ、即ち、情報シーケンスの長さに依存しない。なぜなら、好ましくは信号空間コンステレーションを表す符号行列の成分が、相互に独立だからである。したがって、２×２行列でも、３つ以上の成分を有する情報シーケンスへ割り当て可能である。
【００３３】
本発明の符号行列は非直交設計から得られるので、符号行列とその共役転置バージョンとの間の積により、図１で示されているような非対角行列が得られる。ここで、演算子「Ｈ」は共役及び転置を表す。
【００３４】
割り当て器１０１は、入力シーケンスを値ごとに解析して、入力シーケンスに関連づけられた符号行列を割り当てるように構成することができる。情報シーケンスに取って代わった符号行列は、出力１０５を介して乗算器１０７へ提供される。乗算器１０７は、送信シーケンスのｋ番目の集合Ｘkを得るため、乗算スキームを使用して送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合Ｘk-1で符号行列を乗算するように構成されている。ここで、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合は、（ｋ−１）番目の時間間隔の中で送信される。
【００３５】
本発明によれば、符号行列成分は、符号行列の行及び列を形成するように配列される。ここで、乗算スキームに依存して、少なくとも１つの列が他の列に対して非直交であり、したがって、その列と、例えば、他の列の複素共役バージョンとの積がゼロに等しい。又は、少なくとも１つの行が他の行に対して非直交であり、したがって、その行と、例えば、他の行の複素共役バージョンとの積がゼロに等しい。
【００３６】
本発明の更なる態様によれば、符号行列は非ユニタリであり、対角行列のスケールされたバージョンである、例えば、恒等行列とは異なる。
【００３７】
乗算器１０７は、送信シーケンスのｋ番目の集合を提供するために乗算スキームを適用するように構成されている。ここで、乗算スキームは、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を、右から又は反対から、符号行列で乗算することを含むことができる。
【００３８】
更に具体的には、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合における送信シーケンスは、（ｋ−１）番目の送信行列を形成するように配列され得る。（ｋ−１）番目の送信行列は、行及び列を形成するように配列された成分を含んでいる。
【００３９】
乗算スキームが、（ｋ−１）番目の送信行列の行を符号行列の列で乗算すること、即ち、（ｋ−１）番目の送信行列を符号行列で右から乗算することを含むならば、符号行列の列は、符号行列の他の列に対して非直交である。それに対応して、乗算スキームが、（ｋ−１）番目の送信行列の列を符号行列の行で乗算すること、即ち、（ｋ−１）番目の送信行列を符号行列で左から乗算することを含むならば、符号行列の少なくとも１つの行が、符号行列の他の行に対して非直交である。
【００４０】
これに関連して、例えば、行と列の複素共役バージョンとの積がゼロとは異なるとき、例えば、符号行列の行は送信行列の列に対して非直交である。その逆も同様である。
【００４１】
帯域幅効率を増加させるためには、他の行又は列に対して非直交である行あるいは列を１つだけ導入すれば十分であるが、好ましくは、符号行列の任意の行が符号行列の任意の他の行に対して直交であり、及び／又は、符号行列の任意の列が符号行列の任意の他の列に対して非直交であるようにするのがよい。
【００４２】
本発明によれば、送信シーケンスのｋ番目の集合が、複数の送信シーケンスを含んでおり、各々の送信シーケンスが、ｋ番目の時間間隔の異なる時点で送信されてもよい。図１で示されているように、送信シーケンスの集合Ｘkは、列及び行を有する行列を形成するように配列されている。ここで、行列の列は、ある時点でｎT個の送信アンテナによって送信されるべき送信シーケンスを構成している。それに対応して、行列Ｘkの行の成分は、ｎT個の送信機アンテナの送信アンテナによって送信される時間的に連続する成分に対応している。
【００４３】
図１で示されているように、送信シーケンスのｋ番目の集合からのある送信シーケンスは、ｎT個の値を含むことができ、各々の値は、ｎT個の送信点の送信アンテナに含まれる異なった送信点によって、ある時点で送信されることが可能である。言い換えれば、行列Ｘkは、ｋ番目の時間間隔の中で列ごとに送信され、各々の列は、ｋ番目の送信時間間隔の中の異なる時点で送信される。ｋ番目の時間間隔は、ｋ番目の送信行列の列の後続の送信、即ち、送信シーケンスのｋ番目の集合における送信シーケンスの後続の送信に関連づけられる間隔である。
【００４４】
差分符号化プロセスが零系列（zero sequence）を生じることを避けるため、符号行列Ｃkを含む符号行列の集合の選択には留意しなければならない。例えば、Ｃkの１つの列又は各々の列、あるいは１つの行又は各々の行が、項ｅjΦiを含む特定の位相係数（phase factor）で乗算されるならば、零系列を避けることができる。ｉは行又は列のインデックスである。代替として、全ての成分を特定の位相係数で乗算することができる。
【００４５】
好ましくは、位相係数は、追加の減衰又は増幅を避けるために単一の大きさを有する。しかしながら、位相係数の大きさは１とは異なっていてもよく、必要であれば、追加の減衰又は増幅を導入することができる。
【００４６】
したがって、本発明によれば、符号行列を、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合で乗算するとき、零系列を避けるため、符号行列の行又は列を位相係数で乗算するように装置を構成することができる。前述したように、各々の行又は各々の列は、異なる位相係数又は同一の位相係数で乗算されてもよい。更に、零系列、例えば、乗算の結果としての消失していくシーケンスに関連づけられた行又は列のみが、位相係数で乗算されてもよい。
【００４７】
本発明によれば、符号行列成分は信号空間コンステレーションポイント（signal space constellation point）を表しており、したがって、一般的に複素数である。例えば、符号行列成分は、同じマッピング・スキームに関連づけられて独立に選択される信号空間コンステレーションポイントを表している。しかしながら、符号行列成分は、異なるマッピング・スキームに属する信号空間コンステレーションポイントを表してもよい。例えば、ある符号行列成分が、あるマッピング・スキームに従った信号空間コンステレーションポイントを表し、更なる行列成分が、更なるマッピング・スキームに従った信号空間コンステレーションポイントを表し、あるマッピング・スキームは更なるマッピング・スキームとは異なっていてもよい。例えば、あるマッピング・スキームがＰＳＫ（ＰＳＫは位相偏移変調）スキームであり、更なるマッピング・スキームが１６−ＱＡＭ（ＱＡＭは直交振幅変調）である。
【００４８】
マッピング・スキームは、例えば、ＰＳＫのように、異なる位相を有する異なる信号空間コンステレーションポイントを含んでもよい。更に、マッピング・スキームは、異なる振幅、例えば、異なる絶対値を有する信号空間コンステレーションポイントを含んでよい。この場合は、異なる信号空間コンステレーションポイントが信号空間のコンステレーション定義域の中の異なる半径に関連づけられ、各々の半径が絶対値、又は言い換えれば、信号空間コンステレーションポイントの振幅を表すマッピング・スキーム、例えば、１６−ＱＡＭに対応する。
【００４９】
例えば、マッピング・スキームは、次のマッピング・スキーム、即ち、ＱＰＳＫ（ＱＰＳＫは４相位相変調）、ＰＡＭ（ＰＡＭはパルス振幅変調）、ＱＡＭ、ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、Ｍ−ＰＳＫの１つであってもよい。Ｍは、１以上の数であり、Ｍ元のマッピング・スキームを定める。
【００５０】
前述したように、符号行列の非直交性に起因して、送信シーケンスの集合から得られた送信シーケンスは、異なるエネルギーに関連づけられてよく、したがって受信機では、符号行列の検波（detecting）の間に信号の高電力増幅又は消失に起因する検波の誤りが起こる可能性がある。
【００５１】
本発明の更なる態様によれば、送信シーケンスのｋ番目の集合を得るための装置は、したがって、例えば、前に送信された送信シーケンスから誘導可能な正規化因子(normalization factor)を使用して、送信シーケンスのｋ番目の集合を正規化するように構成されてもよい。
【００５２】
本発明の１つの態様によれば、正規化因子は、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合によって形成される（ｋ−１）番目の送信行列のエネルギーによって決定されてもよい。この場合、正規化因子は、送信シーケンスの各々の集合について異なっていてもよい。
【００５３】
本発明の更なる態様によれば、正規化因子は、送信シーケンスのある集合のエネルギー、例えば、送信シーケンスのｋ番目の集合あるいは送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の、エネルギーの期待値によって決定されてもよい。
【００５４】
送信シーケンスのｋ番目の集合を正規化するため、例えば、符号行列を正規化因子で乗算するための正規化因子、即ち、事前の乗算を実行する正規化因子で、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を乗算することによって、正規化因子が導入されてもよい。これに対応して、事後の乗算を実行することができる。その場合、送信シーケンスのｋ番目の集合が、乗算器１０７によって出力される前に正規化因子によって乗算されてもよい。事前の乗算又は事後の乗算は乗算器１０７によって実行可能である。
【００５５】
留意すべきは、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の送信の後に乗算されることである。
【００５６】
使用されるべき正規化因子が、前述した正規化因子の逆数であれば、事前の乗算又は事後の乗算は、正規化因子による除算又は正規化因子の逆数による乗算によって置換することができる。
【００５７】
本発明によれば、送信シーケンスは、本発明の装置によって反復的に提供され得る。したがって、次の反復ステップでは、前述したように、送信シーケンスの（ｋ＋１）番目の集合が、送信シーケンスのｋ番目の集合に基づいて提供される。
【００５８】
しかし、反復処理を初期化するため、送信シーケンスの参照集合（reference set）が提供されるべきである。好ましくは、送信シーケンスの参照集合は、主対角(main diagonal)に１を含み、他の部分にゼロを含む恒等行列である。
【００５９】
本発明の更なる態様によれば、符号行列の行が送信シーケンスに対して直交であれば、符号行列の行を非直交化因子で乗算するように装置を構成することができ、又は、符号行列の列が送信シーケンスに対して直交であれば、符号行列の列を非直交化因子で乗算するように装置を構成することができる。例えば、非直交化因子は、送信シーケンスの集合に依存して選択される。好ましくは、非直交化因子は、１に等しい振幅を有する位相係数である。
【００６０】
本発明は、更に、前述したように、情報シーケンスから送信シーケンスのｋ番目の集合を提供する装置を含む送信装置を提供する。
【００６１】
例えば、送信シーケンスのｋ番目の集合における各々の送信シーケンスは、ｎT個の値を含んでおり、各々の値は、ｎT個の送信点の異なる送信点によって送信される。また、ｎT個の送信点は、ｋ番目の時間間隔の中で送信シーケンスのｋ番目の集合を送信するように構成され、送信シーケンスの値は、ｎT個の送信点によって同時に送信される。この各々の送信点は、１つの送信アンテナを含んでいる。
【００６２】
更に具体的には、ｎT個の送信点は、ｋ番目の時間間隔の中のある時点で送信シーケンスのｎT個の値を同時に送信するように構成されており、またｋ番目の時間間隔の中の更なる時点で更なる送信シーケンスのｎT個の値を同時に送信するように構成されている。
【００６３】
好ましくは、送信シーケンスのｋ番目の集合を得る、本発明の装置は、差分時空間変調器として動作するように構成されている。
【００６４】
符号行列によって表されている情報を受信機で検波するため、本発明は、更に、受信シーケンスのｋ番目の集合及び受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合から符号行列を導き出す装置を提供する。
【００６５】
これに関連して、受信シーケンスのｋ番目の集合は、送信シーケンスのｋ番目の集合の受信可能なバージョンであり、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合は、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の受信可能なバージョンである。前述したように、（送信シーケンスのｋ−１）番目の集合は、（ｋ−１）番目のシーケンスを、送信されるべき情報を表す符号行列で乗算することから得られる。
【００６６】
送信された符号行列の非直交性を考慮に入れるため、送信シーケンスのｋ番目の集合は、送信シーケンスの集合のエネルギーを正規化するために導入された正規化因子、即ち、エネルギー正規化因子（energy normalization factor）を含んでもよい。エネルギー正規化因子は、送信シーケンスを提供する本発明の装置に関連して説明したように、例えば、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合に依存する。
【００６７】
符号行列を導き出す装置は、更に、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を使用して正規化因子を推定し、正規化因子の推定値を得る推定器（estimator）を含むことができる。正規化因子は、検波器（detector）によって、続いて実行される検波に必要である。検波器は、受信シーケンスのｋ番目の集合と、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合と、正規化因子の推定値とを使用して符号行列を検波するようになっている。
【００６８】
本発明によれば、検波器は、受信シーケンスのｋ番目の集合と受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合とを使用して符号行列を検波する間に正規化因子を考慮に入れるように構成されている。
【００６９】
前述したように、送信機において、正規化因子は、前に送信された送信シーケンスの集合を使用して決定され得る。言い換えれば、正規化因子は反復的に決定することができる。
【００７０】
したがって、推定器は、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合、受信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合、及び（ｋ−１）番目の正規化因子の間のエネルギー比からｋ番目の正規化因子を反復的に推定するように構成され得る。ここで、受信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合は、送信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合の受信可能なバージョンであり、（ｋ−１）番目の正規化因子は、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合よって含まれる。
【００７１】
本発明の更なる態様によれば、推定器は、次の近似式に基づいて（ｋ＋１）番目の正規化因子Ａk+1を決定するように構成され得る。
【数８】
2008514059.tif 000010
ここで、Ｙk-1は、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合であり、Ｙkはｋ番目の集合を表す。双方の集合は行列を形成するように配列されており、αkは因子（factor）を表す。
【００７２】
正規化因子を推定したとき、検波器は、例えば、後で導き出される式（２４）を使用して符号行列を検波するように構成され得る。
【００７３】
検波器は、符号行列の推定値の信頼性を示す軟出力値を提供するように構成される軟出力検波器であってもよい。
【００７４】
例えば、検波器は、後で導き出される式（３１）に基づいて符号行列を検波するように構成されている。
【００７５】
更に、検波器は、式４１に基づいて符号行列の成分を検波するように構成され得る。非直交設計の場合、このアプローチは、複雑性の更なる低減をもたらすような更なる近似法である。
【００７６】
（検波された）符号行列によって表される情報を取り出すため、符号行列を導き出す装置は、更に、複数の情報シーケンスからのある情報シーケンスを符号行列へ割り当てて、送信されている情報を含む情報シーケンスを得る手段を含むことができる。言い換えれば、割り当て手段により、例えば、符号行列と一意にリンクされる情報シーケンスが割り当てられる。
【００７７】
更なる態様によれば、本発明は、更に、受信シーケンスのｋ番目の集合から符号行列を導き出す装置を含む受信機装置を提供する。ここで、各々の受信シーケンスは、複数の受信アンテナによって受信することができる。複数の受信アンテナは、受信シーケンスより成る複数の値に対応している。
【００７８】
本発明の更なる実施形態は、図２〜図８に関して説明される。
【００７９】
図２は、本発明の実施形態に従った送信機を示している。送信機は、情報ビットを符号行列Ｃkへ割り当てるように構成されている割り当て器２０１を含むものである。送信機は、更に、乗算構成要素２０３を含んでいる。図２で示されているように、乗算構成要素２０３は、符号行列Ｃkを、行列Ｘk-1を形成するように配列された送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の正規化バージョンで乗算するように構成されるものである。
【００８０】
更に、送信機は、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を正規化因子１／Ａkで乗算するように構成される乗算構成要素２０５を含んでいる。
【００８１】
次に、例えば、行列Ｘkを形成するように配列された送信シーケンスのｋ番目の集合が、更なる処理ブロック２０７を介して提供される。処理ブロック２０７は、図２で示されている複数のアンテナによって送信されるべき送信シーケンスのｋ番目の集合からある送信信号を提供するように構成されている。
【００８２】
本発明のアプローチは、差分時空間変調スキームで使用される符号行列（情報行列）のために非直交設計を使用することにより帯域幅効率を増進させる。更に、本発明のアプローチは、非ユニタリ差分時空間変調スキームを使用することにより、帯域幅効率を増進させる。
【００８３】
従来技術とは対照的に、本発明においては、別々のユニタリ行列変調及び振幅変調を実行しない。その代わりに、非ユニタリ行列を使用する差分行列変調が実行される。図２で示されている差分送信機（differential transmitter）を再び参照すると、送信行列Ｘkの入力ビットは、複素成分Ｃk,nmを有する行列Ｃkへマップされる。一般的に、任意のマッピングが可能である。しかしながら、２つのアプローチが有望である。即ち、例えば、非特許文献３３で定められるように、Ｃkは直交設計であってよく、その成分はＱＡＭ変調から引き出される。
【非特許文献３３】Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ，Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ，Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ著，「Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｆｒｏｍ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４５（５）：１４５６−１４６７，Ｊｕｎｅ  １９９９
【００８４】
前述したように、差分符号化プロセスが零系列を生じることを避けるため、符号行列Ｃkを含む符号行列の集合の選択には、留意しなければならない。Ｃkの１つの列又は各々の列又は、１つの行又は各々の行が、項ｅjΦiを含む特定の位相係数で乗算されるならば、例えば、零系列を避けることができる。ｉは、行又は列のインデックスである。代替としては、全ての成分を特定の位相係数で乗算することができる。
【００８５】
他のアプローチは、Ｌ×Ｌ行列ＣkをＰＳＫ又はＱＡＭコンステレーションの独立符号で充填することである。変調スキームの基数がＭであれば、行列当たりＭL・L個のビットを送信することができる。ＱＡＭ記号を有する直交設計に基づく非ユニタリ差分時空間変調は、例えば、非特許文献３４で提案されており、好ましいアプローチは、行列Ｃkへのビットのマッピングを使用することであり、特に、Ｌ・Ｌ個の独立したＰＳＫ又はＱＡＭ符号で行列を充填することである。
【非特許文献３４】Ｍ．Ｔａｏ，Ｒ．Ｓ．Ｃｈｅｎｇ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ」，Ｉｎ  ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐａｇｅｓ  １０９８−１１０２，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００１
【００８６】
ユニタリ時空間変調において、差分符号化
Ｘk＝Ｘk-1Ｃk                    （１０）
は、送信エネルギーを変化させない。なぜなら、Ｃk及びＸk-1は、ユニタリだからである。しかし、非ユニタリ行列Ｃkの場合、正規化因子１／Ａｋで乗算することによって送信行列を正規化する必要がある。即ち、
【数９】
2008514059.tif 000011
それは、エネルギー制約（energy constraint）
【数１０】
2008514059.tif 000012
を満足させるためである。ここで、εk,lはｋ及びｌに関する期待値を表し、Ｅsは、すなわち、異なったアンテナから同時に送信される符号から成るハイパーシンボル（hypersymbol）Ｘk(1)，．．．，ｘk(nT)の、時間スロット当たりの総平均送信エネルギー（total average transmit energy）である。正規化は、送信電力が増加すること及び信号が消失することを回避する。更に、正規化は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を低減させる。
【００８７】
Ｃkが直交設計であれば、次式を得る。
ＣkＣkH＝αkＩL                        （１３）
ここで、ＩLはＬ×Ｌ恒等行列である。その結果、行列Ｃkの振幅（amplitude）はαkとして容易に定義可能である。したがって、エネルギー制約（１２）は、次の正規化因子を選択することにより満たされる。
【数１１】
2008514059.tif 000013
【００８８】
しかしながら、直交設計が使用されなければ、行列の振幅は明瞭でなくなる。本発明者らは３つの正規化オプションを提案する。即ち、
１．正規化因子は、前に送信された行列のエネルギーによって決定される。即ち、
【数１２】
2008514059.tif 000014
【００８９】
これは、エネルギー制約（１２）が満足されることを保証する。直交設計の場合、これは（１４）に等しい。その他の点では、これは新しい提案である。
２．正規化因子は、送信行列のエネルギーの期待値によって決定される。即ち、
【数１３】
2008514059.tif 000015
【００９０】
これは、正規化因子が全ての送信行列について同じであることを意味する。このことは、後で示すように、軟出力検波器を簡素化する。
３．正規化因子は、全ての送信行列について任意の定数値である。
Ａk＝ｃｏｎｓｔ                      （１７）
【００９１】
これは、正規化の特別の場合、即ち、Ａk＝１を含む。再び、全ての送信行列について、同じ正規化因子が使用される。このことは、後で示すように、軟出力検波器を簡素化する。しかしながら、ここでは送信エネルギーを制御することはできない。この提案は、せいぜい、短いブロック長には適しているかもしれない。
【００９２】
要するに、送信機側では、本願の新しい提案は、ＱＡＭ記号を有する直交設計とは異なった非ユニタリ情報行列Ｃkの使用を含んでいる。更に、本願は、正規化因子の選択について幾つかの可能性を提案している。（１４）に従った振幅ａk-1を直交設計と組み合わせて使用することは別にして、前述の幾つかの可能性は、当方が知る限り新規である。
【００９３】
図３は、図２で示されている送信機と受信機とを含む本発明の伝送システムを示している。受信機は、複数の受信アンテナと、受信シーケンスのｋ番目の集合Ｙkを提供するように構成された受信ユニット３０１とを含んでいる。受信機は、更に、受信シーケンスの前に受信された集合Ｙk-1を提供するユニット３０３を含んでいる。受信機は、更に、ユニット３０１及び３０３及び軟出力検波器３０７へ結合されたパラメータ推定器３０５を提供する。軟出力検波器は、１つの出力あるいは複数の出力を有している。
【００９４】
下記では、非ユニタリ差分時空間変調の軟出力検波器が導き出される。
【００９５】
これは、硬出力検波のみを考慮するような既存の刊行物に対する改善である。例えば、非特許文献３５を参照されたい。このセクションで導き出される検波器は図３で示されている。
【非特許文献３５】Ｍ．Ｔａｏ，Ｒ．Ｓ．Ｃｈｅｎｇ著，「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ」，ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐａｇｅｓ  １０９８−１１０２，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  ２００１
【００９６】
シンプルな非コヒーレント受信機（non-coherent receiver）は、連続的に受信された２つの行列を考慮に入れる。
Ｙk-1＝Ｈk-1Ｘk-1Ｎk-1              （１８）
【数１４】
2008514059.tif 000016
ここで、チャネルは２つの行列の伝送中に一定であると仮定される。即ち、
Ｈk-1＝Ｈk                            （２０）
【００９７】
（１８）を（１９）へ代入すると、次式を生じる。
【数１５】
2008514059.tif 000017
【００９８】
これは、Ｌ個の送信アンテナと、ｎR個の受信アンテナと、チャネル係数
【数１６】
2008514059.tif 000018
と、加法的ガウス雑音を有する等価チャネルとにおける情報行列Ｃkの伝送を表している。前記の加法的ガウス雑音は、各々の仮想的な受信アンテナにおける実次元当たりの分散
【数１７】
2008514059.tif 000019
を有する。ここで、σ2は各々の受信アンテナにおける実次元当たりの雑音分散（noise variance）である（図４を参照）。軟出力検波の問題は、受信機がＡk及びＣkを知らないことである。軟出力検波器（soft output detection）は、等価チャネルモデルのパラメータＡk及びσ2の知識を必要とする。
【００９９】
（２２）に従って、σ2は次式によって与えられる。
【数１８】
2008514059.tif 000020
【０１００】
したがって、有効な雑音分散だけに関する限り、１／ＡkＣkを同時に推定することで十分である。本願発明は、
【数１９】
2008514059.tif 000021
の必要な推定値をｖkで表している。それらのパラメータの推定値を得る１つの可能性は、（２１）における加法的雑音を無視し、次の近似値を計算することである。
【数２０】
2008514059.tif 000022
ここで、ｉｎｖ｛Ｙk-1｝は、例えば、ムーア・ペンローズ疑似逆元（Moore-Penrose-Pseudo-Inverse）を計算することによって得ることができる。
【数２１】
2008514059.tif 000023
【０１０１】
しかし、これは疑似逆行列（pseudo inverse）の計算を必要とし、したがってコンピュータ的な計算量が比較的大きい。
【数２２】
2008514059.tif 000024
の近似値を得る他の可能性は、次式を計算することである。
【数２３】
2008514059.tif 000025
【０１０２】
無雑音伝送の場合、Ｃkが直交設計であれば、式（２６）は
【数２４】
2008514059.tif 000026
の正確な式を生じる。直交設計でなければ、（２６）はラフな近似値になる。
【０１０３】
正規化因子Ａkが、送信されたデータとは独立に選択されなかったならば、更に、Ａk自身の推定値が必要である。他方、Ａkが定数であれば、１／ＡkＣkの同時推定で十分である。
【０１０４】
図５は、前の硬判定に基づいて正規化因子Ａkを推定する本発明の推定スキームを示している。
【０１０５】
下記のセクションでは、Ａkの推定値を
【数２５】
2008514059.tif 000027
で表す。
【数２６】
2008514059.tif 000028
は、前に送信された行列Ｘk-1によって決定されるから、
【数２７】
2008514059.tif 000029
は行列ｋまでの硬判定から取得可能である。その手順は図５に示されている。Ｃkの硬判定
【数２８】
2008514059.tif 000030
は、次式から取得され得る。
【数２９】
2008514059.tif 000031
この式は、次のセクションで説明されるようにして計算可能である。最初の送信行列Ｘ0は既知の参照行列であるから、全ての正規化因子Ａkの推定値
【数３０】
2008514059.tif 000032
は、差分符号化規則（１１）を考慮に入れて、硬判定
【数３１】
2008514059.tif 000033
と、ｔ＜ｋとに基づいて取得可能である。更に正確には、Ｘk-1を得れば、Ｃkを検波するための
【数３２】
2008514059.tif 000034
が得られる。硬判定
【数３３】
2008514059.tif 000035
から、
【数３４】
2008514059.tif 000036
などを生じるＸkの推定値が得られる。このアプローチの問題点は、誤り伝搬を起こすことである。
【０１０６】
非ユニタリ直交設計（non-unitary orthogonal design）については、他のパラメータ推定方法を見出すことができる。この方法は、誤り伝搬を回避するが、雑音を無視する。行列Ｃkが直交設計に基づいていないのであれば、この方法はラフな推定方法である。雑音を無視すると、次の近似式が得られる。
【数３５】
2008514059.tif 000037
ここで、αkは（１３）で定義されるような直交設計の振幅である。（１４）から、次式が知られる。
Ａk+12＝αk                        （２９）
【０１０７】
最初の送信行列Ｘ0は既知の参照行列であるから、Ａ1は受信機で知られる。典型的には、参照行列は恒等行列であり、したがってＡ1＝１である。ｋ＞１について、推定値
【数３６】
2008514059.tif 000038
は、次式から（２８）及び（２９）を使用する。
【数３７】
2008514059.tif 000039
【０１０８】
この手順は、図６に示されている。
【０１０９】
軟出力検波については、次の対数確率を計算する必要がある。
【数３８】
2008514059.tif 000040
ここで、
Ｌα（ｕk）＝［Ｌα（ｕk,l，．．．，Ｌα（ｕk,b）］T              （３２）
は、情報行列Ｃｋを介して送信されるｂ個のビットのビット先験的情報（bit a priori information）
【数３９】
2008514059.tif 000041
を含むベクトルである。この先験的情報は、例えば、ターボ・フィードバック又は情報ビット統計の知識から得ることができる。先験的情報が利用可能でなければ、Ｌα（ｕk）＝０である。次の記数法により表される。
【数４０】
2008514059.tif 000042
ＡＰＰ対数尤度比は、次式によって与えられる。
【数４１】
2008514059.tif 000043
ここで、分子の和は、ｕk,t＝＋１に関連づけられた全ての情報行列Ｃｋについて計算され、分母の和は、ｕk,t＝−１に関連づけられた全ての情報行列Ｃｋについて計算される。（３１）及び最大対数近似値
【数４２】
2008514059.tif 000044
を使用して、次式が得られる。
【数４３】
2008514059.tif 000045
【数４４】
2008514059.tif 000046
【０１１０】
式（３６）は、依然としてＡk及び雑音分散σ2の知識を必要とする。近似値
【数４５】
2008514059.tif 000047
は、前のセクションで説明したように、Ａkに使用可能である。
【０１１１】
雑音分散σ2の推定を行わないため、単純に（３６）をσ2で掛け算し、次式を計算する。
【数４６】
2008514059.tif 000048
【０１１２】
合理的な仮定として、雑音分散がフレームにわたって一定であれば、全ての対数尤度比は、定数因子σ2によってスケールされる。これは、外部ビタビ（outer Viterbi）の硬出力、又は最大対数型ＡＰＰ復号器の硬出力に影響を与えない。しかしながら、外部復号器のＡＰＰ対数尤度比は、更に、同じ因子によってスケールされる。ターボ・スキームにおいても、これは、最大対数成分のみが適用される限り劣化を生じない。なぜなら、フィードバックされた先験的な情報は、必要に応じて（３８）でスケールされるからである（非特許文献３６）。しかし、ターボ・スキームの外部で得られた先験的情報が使用されるならば、正しく加重するために雑音分散を知る必要がある。
【非特許文献３６】Ｇ．Ｂａｕｃｈ，Ｖ．Ｆｒａｎｚ著，「Ａ  ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｏｆ  ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｆｏｒ  “ｔｕｒｂｏ−ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ”」，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＴ），Ｊｕｎｅ  １９９８
【０１１３】
Ｃkが、非特許文献３７で説明されているような直交設計であれば、検波器を単純化することができる。なぜなら、Ｍ元記号Ｃk,l、ｌ＝１，．．．，Ｋについて、切り離された式を取得できるからである。したがって、最も確からしい送信データを得るため、ＭL・Lの代わりにＫ  Ｍの比較だけでよい。（１９）から始めて、上記の文書で説明されるように、標準の時空間ブロック符号ダイバーシティ結合器（space-time block code diversity combiner）を適用することができる。その場合、チャネル係数の行列Ｈkは、Ｙk-1で置換される。これによって、次の等価システムが得られる。
【数４７】
2008514059.tif 000049
これは、雑音分散
【数４８】
2008514059.tif 000050
を有するＫ個の単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）チャネルの等価システムである。
【非特許文献３７】Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ，Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ，Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ著，「Ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅｓ  ｆｒｏｍ  ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，４５（５）：１４５６−１４６７，Ｊｕｎｅ  １９９９
【０１１４】
【数４９】
2008514059.tif 000051
及び
【数５０】
2008514059.tif 000052
の推定値を使用すると、次式が得られる。
【数５１】
2008514059.tif 000053
ここで、ｕk,lは記号Ｃk,lを決定するビットを含む。ＡＰＰ対数尤度比により次式が得られる。
【数５２】
2008514059.tif 000054
【数５３】
2008514059.tif 000055
【０１１５】
図７は、本発明の伝送スキームの更なる実施形態を示している。図３で示されている実施形態とは異なり、受信機は、ユニット３０１及び３０３へ結合されたダイバーシティ結合器３０５を含んでいる。ユニット３０３は、Ｙk-1を、チャネル状態情報としてダイバーシティ３０５へ提供するように構成されている。受信機は、更に、軟出力復号器３０９へ結合されたパラメータ推定器３０７を含んでいる。図７で示されている受信機は、十分に説明されたシンプルな推定スキームを実行するように構成されている。
【０１１６】
図８は、非同期検波を有しない直交設計の等価チャネルモジュールを示している。
【０１１７】
留意すべきは、乗算要素２０３及び２０５が、乗算器１０７の一部分であってもよいことである。
【０１１８】
更に、直交設計に関して説明された単純化検波器は、更に、非直交設計に応用されてもよい。
【０１１９】
更に、本発明の方法のある実現要件に依存して、本発明の方法はハードウェア又はソフトウェアにより実現可能である。その実現は、ディジタル記憶媒体、特に、電子的に読み取り可能な制御信号が記憶されているディスク又はＣＤを使用して達成することができる。ディジタル記憶媒体は、本発明の方法が達成されるようにプログラム可能なコンピュータ・システムと協働することができる。したがって、一般的に、本発明は、機械読み取り可能なキャリアに記憶されたプログラム・コードを有するコンピュータ・プログラム・プロダクトであり、プログラム・コードは、コンピュータ・プログラム・プロダクトがコンピュータで実行するとき本発明の方法を達成するように構成されている。したがって、言い換えれば、本発明の方法は、コンピュータ・プログラムがコンピュータで実行する際に、本発明の方法を達成するようなプログラム・コードを有するコンピュータ・プログラムである。
【図面の簡単な説明】
【０１２０】
【図１】本発明の実施形態による、送信シーケンスのｋ番目の集合を得る装置のブロック図を示している。
【図２】本発明の実施形態による送信機を示している。
【図３】本発明の実施形態による非同期軟出力検波器を示している。
【図４】非同期検波を有する等価チャネルモジュールを示している。
【図５】本発明の実施形態に従ったパラメータ推定スキームを示している。
【図６】本発明の実施形態に従ったパラメータ推定スキームを示している。
【図７】非ユニタリ直交設計の非同期軟出力検波器のブロック図を示している。
【図８】非同期検波を有する直交設計の等価チャネルモデルを示している。
【図９】ユニタリ差分時空間変調送信機を示している。
【図１】
2008514059.tif 000070
【図２】
2008514059.tif 000071
【図３】
2008514059.tif 000072
【図４】
2008514059.tif 000073
【図５】
2008514059.tif 000074
【図６】
2008514059.tif 000075
【図７】
2008514059.tif 000076
【図８】
2008514059.tif 000077
【図９】
2008514059.tif 000078
【手続補正書】
【提出日】平成17年8月31日(2005.8.31)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナによってｋ番目の時間間隔の中で送信されるべきものである送信シーケンスのｋ番目の集合をある情報シーケンスから得る差分時空間変調装置であって、
複数の符号行列のうちのある符号行列を前記情報シーケンスへ割り当てる割り当て器（１０１）であって、前記符号行列が符号行列成分を含む割り当て器と、
ある乗算スキームを使用して前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合で前記符号行列を乗算して前記送信シーケンスのｋ番目の集合を得る乗算器（１０７）であって、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が（ｋ−１）番目の時間間隔の中で送信されるものである乗算器とを含んでおり、
前記符号行列成分が前記符号行列の行及び列を形成するように配列されており、前記乗算スキームに依存して、前記符号行列の少なくとも１つの列が前記符号行列の他の列に対して非直交であるか、あるいは前記符号行列の少なくとも１つの行が前記符号行列の他の行に対して非直交である、
装置。
【請求項２】
前記符号行列が非ユニタリである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の中の送信シーケンスが、（ｋ−１）番目の送信行列を形成するように配列され、前記（ｋ−１）番目の送信行列が、行及び列を形成するように配列された成分を含んでおり、
前記乗算スキームが、前記（ｋ−１）番目の送信行列の行を前記符号行列の列で乗算することを含むとき、前記符号行列の列が、前記符号行列の他の列に関して非直交であり、
前記乗算スキームが、前記（ｋ−１）番目の送信行列の列を前記符号行列の行で乗算することを含むとき、前記符号行列の行が、前記符号行列の他の行に関して非直交である、請求項１又は２に記載の装置。
【請求項４】
前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、複数の送信シーケンスを含み、各々の送信シーケンスが、ｋ番目の時間間隔の中の異なった時点で送信されるか、あるいは、
前記送信シーケンスのｋ番目の集合からのある送信シーケンスが、ｎT個の値を含み、各々の値が、ｎT個の送信点の異なる送信点によってある時点で送信されるものである、請求項１ないし３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項５】
前記符号行列成分が、信号空間コンステレーションポイントを表しており、
ある符号行列成分が、あるマッピング・スキームに従った信号空間コンステレーションポイントを表し、更なる符号行列成分が、前記マッピング・スキームとは異なる更なるマッピング・スキームに従った信号空間コンステレーションポイントを表している、請求項１ないし４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項６】
前記符号行列成分が、マッピング・スキームに従った信号コンステレーションポイントを表している、請求項１ないし５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項７】
前記マッピング・スキームが、異なった位相を有する信号空間コンステレーションポイントを含んでいる、請求項４ないし６のいずれか一項に記載の装置。
【請求項８】
前記マッピング・スキームが、異なった振幅を有する信号空間コンステレーションポイントを含んでいる、請求項６又は７に記載の装置。
【請求項９】
前記マッピング・スキームが次のマッピング・スキーム、すなわち、ＱＰＳＫ、ＰＡＭ、ＱＡＭ、ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、及びＭ−ＰＳＫのいずれか１つであり、Ｍが１以上の数である、請求項１ないし８のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１０】
正規化因子を使用して前記送信シーケンスのｋ番目の集合を正規化するように構成されている、請求項１ないし９のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１１】
前記正規化因子が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合によって形成される（ｋ−１）番目の行列のエネルギーによって決定されるようになっている、請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
前記正規化因子が、前記送信シーケンスの集合のエネルギー期待値によって決定されるようになっている、請求項１０又は１１に記載の装置。
【請求項１３】
次式、
【数１】
2008514059.tif 000079
に基づいて正規化因子Ａkを決定するように構成され、Ｘk-1が（ｋ−１）番目の送信行列を表し、Ｘkがｋ番目の送信行列を表し、Ｌがｋ番目の送信行列の列の数を表し、Ｈが転置及び共役を表す、請求項１０ないし１２のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１４】
次式、
【数２】
2008514059.tif 000080
に基づいて正規化因子を決定するように構成され、Ｘkがｋ番目の送信行列を表し、Ｌがｋ番目の送信行列の列の数を表し、Ｈが転置及び共役を表し、εkが期待値演算子を表す、請求項１０ないし１３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１５】
前記乗算器（１０７）が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を前記正規化因子で事前に乗算するか、前記符号行列を前記正規化因子で事前に乗算するか、前記送信シーケンスのｋ番目の集合を前記正規化因子で事後に乗算するかのいずれかで正規化するように構成されるものである、請求項１０ないし１４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１６】
前記符号行列を前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合で乗算するとき、前記符号行列の行又は列を位相因子で乗算して零系列を回避するように構成されている、請求項１ないし１５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１７】
送信シーケンスのｋ番目の集合をある情報シーケンスから得るような、請求項１ないし１４のいずれか一項に記載の装置であって、前記送信シーケンスのｋ番目の集合の中の各々の送信シーケンスがｎT個の値を含む、装置と、
前記送信シーケンスのｋ番目の集合をｋ番目の時間間隔の中で送信するｎT個の送信点であって、ｋ番目の時間間隔の中のある時点における前記送信シーケンスのｎT個の値を同時に送信し、更なる送信シーケンスのｎT個の値をｋ番目の時間間隔の中の更なる時点で同時に送信するように構成されている、送信点と
を含む送信機装置。
【請求項１８】
受信シーケンスのｋ番目の集合と、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合とから符号行列を導き出し、前記受信シーケンスのｋ番目の集合が、送信シーケンスのｋ番目の集合の受信可能なバージョンであり、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の受信可能なバージョンであり、前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を前記符号行列で乗算することから生じ、前記符号行列が、送信される情報を表し、複数のアンテナによって送信される前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、エネルギーを正規化するために導入される正規化因子を含んでおり、前記正規化因子が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合に依存するものである、差分時空間変調装置であって、
前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を使用して前記正規化因子を推定し、前記正規化因子の推定値を得る推定器と、
前記受信シーケンスのｋ番目の集合と、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合と、前記正規化因子の推定値とを使用して、前記符号行列を検波する検波器と
を含む装置。
【請求項１９】
前記正規化因子がｋ番目の正規化因子であり、前記推定器が、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合と、受信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合と、（ｋ−１）番目の正規化因子との間のエネルギー比からｋ番目の正規化因子を反復的に推定するように構成されており、前記受信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合が、送信シーケンスの（ｋ−２）番目の集合の受信可能なバージョンであり、（ｋ−１）番目の正規化因子が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合に含まれている、請求項１８に記載の装置。
【請求項２０】
前記推定器が、次式、
【数３】
2008514059.tif 000081
に基づいて（ｋ＋１）番目の正規化因子Ａk+1を決定するように構成され、Ｙk-1が、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を表し、Ｙkが、受信シーケンスのｋ番目の集合を表し、双方が、行列を形成するように配列され、αkが、因子を表す、請求項１８又は１９に記載の装置。
【請求項２１】
前記検波器が、次式、
【数４】
2008514059.tif 000082
に基づいて符号行列Ｃkを検波するように構成され、Ｙk-1が、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を表し、Ｙkが、受信シーケンスのｋ番目の集合を表し、双方が、行列を形成するように配列されている、請求項１８ないし２０のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２２】
前記検波器が軟出力検波器である、請求項１８ないし２０のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２３】
前記検波器が、次式、
【数５】
2008514059.tif 000083
に基づいて行列Ｃkを検波するように構成され、Ｙk-1が、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を表し、双方が、行列を形成するように配列され、
【数６】
2008514059.tif 000084
であり、σ2が雑音分散を表す、請求項１８ないし２２のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２４】
前記検波器が、次式、
【数７】
2008514059.tif 000085
に基づいて符号行列成分を検波するように構成され、Ｙk-1が、受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を表し、Ｃk,1が符号行列成分を表し、
【数８】
2008514059.tif 000086
であり、
【数９】
2008514059.tif 000087
である、請求項１８ないし２３のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２５】
複数の情報シーケンスからのある情報シーケンスを符号行列へ割り当てて、送信される情報を含む情報シーケンスを得る手段を含む、請求項１８から２３に記載の装置。
【請求項２６】
前記検波器が、次式、
【数１０】
2008514059.tif 000088
に基づいて軟出力値を提供するように構成され、
【数１１】
2008514059.tif 000089
がｋ番目の正規化因子の推定値であり、Ｃkがｋ番目の符号行列であり、Ｙkが受信シーケンスのｋ番目の集合であり、Ｙk-1が受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合であり、Ｈが共役及び転置を表し、Ｌα（ｕk）が入力シーケンスｕkの先験的情報を表し、ｕkの先験的情報が利用不可能であれば、Ｌα（ｕk）がゼロへ設定される、請求項２２ないし２５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２７】
前記検波器が、次式、
【数１２】
2008514059.tif 000090
に基づいて軟出力値を提供するように構成され、ここで
【数１３】
2008514059.tif 000091
がｋ番目の正規化因子の推定値であり、ｃk,lが符号行列成分であり、
【数１４】
2008514059.tif 000092
が受信シーケンスの成分であり、Ｙk-1が受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合であり、Ｈが共役及び転置を表し、Ｌα（ｕk）が入力シーケンスｕkの先験的情報を表し、ｕkの先験的情報が利用不可能であれば、Ｌα（ｕk）がゼロへ設定され、Ｍがマッピング・スキームの基数を表す、請求項２２ないし２５のいずれか一項に記載の装置。
【請求項２８】
複数のアンテナによってｋ番目の時間間隔の中で送信されるべきものである送信シーケンスのｋ番目の集合をある情報シーケンスから得る差分時空間変調装置であって、
複数の符号行列のうちのある符号行列を前記情報シーケンスへ割り当てるステップであって、前記符号行列が、符号行列成分を含むものである、ステップと、
ある乗算スキームを使用して前記符号行列を送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合で乗算して、前記送信シーケンスのｋ番目の集合を得るステップであって、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が、（ｋ−１）番目の時間間隔の中で送信されるものである、ステップとを含んでおり、
前記符号行列成分が、前記符号行列の行及び列を形成するように配列され、前記乗算スキームに依存して、前記符号行列の少なくとも１つの列が、前記符号行列の他の列に関して非直交であるか、あるいは前記符号行列の少なくとも１つの行が、前記符号行列の他の行に関して非直交である、
方法。
【請求項２９】
請求項２８に記載の情報シーケンスから送信シーケンスのｋ番目の集合を得る方法を含み、前記送信シーケンスのｋ番目の集合の各々の送信シーケンスがｎT個の値を含んでおり、
前記送信シーケンスのｋ番目の集合をｋ番目の時間間隔の中で送信し、前記送信シーケンスのｎT個の値が、ｋ番目の時間間隔の中のある時点で送信され、更なる送信シーケンスのｎT個の値が、ｋ番目の時間間隔の中の更なる時点で同時に送信されることを含む送信方法。
【請求項３０】
受信シーケンスのｋ番目の集合と受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合とから符号行列を導き出し、前記受信シーケンスのｋ番目の集合が、送信シーケンスのｋ番目の集合の受信可能なバージョンであり、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合が、送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合の受信可能なバージョンであり、前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合を前記符号行列で乗算することから生じ、前記符号行列が、送信される情報を表し、複数のアンテナによって送信される前記送信シーケンスのｋ番目の集合が、正規化因子を含み、該正規化因子が、前記送信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合に依存するものである、差分時空間変調方法であって、
前記受信シーケンスのｋ番目の集合を使用して前記正規化因子を推定し、前記正規化因子の推定値を得るステップと、
前記受信シーケンスのｋ番目の集合と、前記受信シーケンスの（ｋ−１）番目の集合と、前記正規化因子の推定量とを使用して前記符号行列を検波するステップと
を含む方法。
【請求項３１】
コンピュータ上で、請求項２５ないし３０のいずれか一項に記載の方法の少なくとも１つを実行するようなコンピュータ・プログラム。
【国際調査報告】
2008514059.tif 000093
2008514059.tif 000094