(57)【要約】  電圧積分器は、抵抗（４）、入力電圧（Ｖ）と接地との間に接続されたキャパシター（５）を有する。当該抵抗の抵抗値（Ｒ）及び当該キャパシターのキャパシタンス（Ｃ）は、当該キャパシターに渡る電圧（ＶＣ）が入力電圧（Ｖ）の積分に近くなるよう適応される。キャパシター電圧（ＶＣ）が下限、望ましくはゼロより下に降下するのを防ぐ手段が提供される。これにより各積分周期後の積分の自動初期化を保証する。
2008528997.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧積分器であって、入力電圧と接地との間に直列に接続された抵抗及びキャパシターを有し、前記抵抗の抵抗値及び前記キャパシターのキャパシタンスは、前記キャパシターに渡る電圧が入力電圧の積分に近くなるよう適応され、前記キャパシター電圧が下限より下に降下するのを防ぐ手段を特徴とする、電圧積分器。
【請求項２】
フィルターのＲＣ時定数は、積分されるべき時間間隔より有意に大きく、望ましくは５−１０倍大きい、請求項１記載の電圧積分器。
【請求項３】
前記下限はゼロより大きい、請求項１又は２記載の電圧積分器。
【請求項４】
前記防ぐ手段はクランプトランジスターを有し、前記クランプトランジスターは、前記抵抗とキャパシターとの間の接点に接続されたエミッター、供給電圧と接続されたコレクター、及び固定ベース電圧と接続されたベースを有する、前記請求項の何れか１項記載の電圧積分器。
【請求項５】
前記保証手段は、前記固定電圧を供給するよう配置された電圧源を更に有する、請求項４記載の電圧積分器。
【請求項６】
前記防ぐ手段は、前記クランプトランジスターのベースと接続された電流源、及び前記クランプトランジスターのベースと接続されたエミッターと接地と接続されたコレクター及びベースとを有する第２のトランジスター、を更に有する、請求項４記載の電圧積分器。
【請求項７】
前記第１のトランジスターのコレクターに接続されたコレクター及びベースと供給電圧に接続されたエミッターとを有する第３のトランジスター、及び前記第１のトランジスターのベースに接続されたコレクターと第３のトランジスターのベースに接続されたベースと前記供給電圧に接続されたエミッターとを有する第４のトランジスター、を更に有する請求項６記載の電圧積分器。
【請求項８】
前記防ぐ手段は、前記キャパシター電圧の帰還により制御される電流源であり、それにより前記キャパシター電圧の下限を調整する、請求項１乃至３の何れか１項記載の電圧積分器。
【請求項９】
前記電圧制御電流源は：
前記キャパシター電圧の帰還に接続された負入力と基準電圧に接続された正入力とを有する演算増幅器、  前記演算増幅器の出力に接続されたベースと接地に接続されたエミッターと第１の抵抗を介して供給電圧に接続されたコレクターとを有する第１のトランジスター、及び
前記第１のトランジスターのコレクターに接続されたベースと第２の抵抗を介し供給電圧に接続されたエミッターと前記抵抗及びキャパシターの間の接点に接続されたコレクターとを有する第２のトランジスター、を有する、請求項８記載の電圧積分器。
【請求項１０】
前記防ぐ手段は、接地に接続されたアノードを有する、前記キャパシターに並列接続されたダイオードである、請求項１又は２記載の電圧積分器。
【請求項１１】
前記キャパシター電圧を増幅する増幅器を更に有する、前記請求項の何れか１項記載の電圧積分器。
【請求項１２】
装置であって、変圧器内の磁束を測定し、前記変圧器の補助巻線電圧に接続された前記請求項の何れか１項記載の積分器を有する装置。
【請求項１３】
電力コンバーターであって、変圧器及び請求項１２記載の装置を有する電力コンバーター。
【請求項１４】
フライバックトポロジーとして実施された、請求項１３記載の電力コンバーター。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、抵抗、入力電圧と接地との間に接続されたキャパシターを有する電圧積分器に関する。当該抵抗の抵抗値及び当該キャパシターのキャパシタンスは、当該キャパシターに渡る電圧が当該入力電圧の積分に近くなるよう適応される。
【背景技術】
【０００２】
このような容量性積分回路を用いる場合、積分間隔の開始時に当該積分器の出力電圧を初期化することがしばしば必要である。ある例は、スイッチモード電源の変圧器内の磁束が測定される時である。良く知られているように、当該磁束は、変圧器巻線に渡る電圧を積分することにより決定され得る。積分器が電源の各スイッチ周期の開始時に初期化されない場合、積分器の出力波形は、依然として磁束の波形に似ている。しかしながら、当該積分器の出力波形の接地に対する位置は、実際の磁束を反映しない。
【０００３】
通常、この初期化は、キャパシターと並列接続されたスイッチ要素により実行され、各期間の始めにキャパシターを放電する。当該スイッチ要素は、追加制御回路により駆動されなければならず、また電源のスイッチ周波数と同期される必要がある。このような制御の例及びそれに関連する困難は、非特許文献１に記載されている。２つの基本的問題は、初期化速度がＲＣ放電時間及び／又は用いられるスイッチ要素のスイッチ時間により制限されること、及び初期化を提供するスイッチ要素の（周期的）制御が困難であることである。
【０００４】
これらの問題のための利用可能な解決策は、複雑且つ高価である。更に、大部分の積分器は、接地と如何なる恒久的接続も有さず正確な制御を更に困難にする浮遊積分キャパシターを用いる。纏めると、従来方式を用いた十分な積分器の初期化は、複雑且つ高価な回路を必要とする。
【非特許文献１】ティーツェ、シェンク（Ｕ．Ｔｉｅｔｚｅ、Ｃｈ．Ｓｃｈｅｎｋ）、半導体回路設計（Ｈａｌｂｌｅｉｔｅｒ  Ｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｔｅｃｈｎｉｋ）、シュプリンガー出版（Ｓｐｒｉｎｇｅｒ  Ｖｅｒｌａｇ）、１９８６年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、これらの問題を克服すること、背景技術に記載されたような如何なるスイッチ要素も有さずに初期化が達成される積分器回路を提供すること、である。
【０００６】
本発明の更なる目的は、実施が簡単であり且つコスト効率の良い、十分な性能を備えた積分器回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
これら及び他の目的は、前記キャパシター電圧が下限より下に降下するのを防ぐ手段を更に有する、冒頭に述べられた種類の積分器で達成される。
【０００８】
本発明によると、積分は、正確な積分器に近いよう大きさを決定された単純なＲＣフィルターにより実行される。ＲＣフィルターは接地に接続されるので、浮遊キャパシターに伴う問題は回避される。更に、手段は、キャパシター電圧が下限より下に降下するのを防ぐよう配置され、従ってキャパシターに渡る最小電圧を保証する。
【０００９】
本発明は、最小キャパシター電圧を所定レベルに調整することにより、各積分周期の後に、積分器出力電圧の自動初期化が達成されるという見識に基づく。当該初期化は、非スイッチ方法であり、キャパシターと並列のスイッチ要素を有する伝統的方法と関連した全ての問題を除去する。
【００１０】
キャパシター電圧が下限より下に降下するのを防ぐ手段がＩＣ内に実施される場合、単純なＲＣ積分器の使用は、非常に有益である。接地されたキャパシターを積分器内で用いるので、抵抗及びキャパシターをＩＣと接続するために必要なＩＣのピンは１本のみである。従来の積分器は、浮遊キャパシターを有し、２本のピンを必要とする。接地されたキャパシターを用いる他の積分器の解決策があるが、それらの解決策は標準的に、十分な性能を提供するために互いに整合されなければならない複数の抵抗及びキャパシターを有する。このような解決策は、ＩＣ内に実施するのに実用的ではない。
【００１１】
望ましくは、ＲＣ時定数は、積分されるべき信号の間隔より有意に大きい。例えば、時定数は５−１０倍大きい。
【００１２】
多くの用途では、前述の磁束測定のように、積分されるべき信号は周期的信号である。この場合、各期間は、積分されるべき間隔を有する。これら積分間隔の間に、上述のように積分器は初期化される。このような抵抗及びキャパシターの大きさの決定は、抵抗が信号期間の間、定電流源のように動作することを保証する。従ってキャパシターに渡る電圧は線形に上昇及び下降する。ＲＣフィルターは、従って積分器に非常に厳密に近い。これは、図９に示される。図９は、フライバックコンバーターからの巻線電圧Ｖａｕｘの、１次スイッチがオンに切り替えられる期間の間（ｔｏｎ）、及びフライバックストロークの間（ｔｆｌｙ）の積分を示す。Ｖａｕｘ電圧の領域Ａ１及びＡ２は等しい（ｔｏｎ＋ｔｆｌｙの間に測定された平均Ｖａｕｘは０に等しい）ことが物理的に決定される。従って、Ｖａｕｘをｔｏｎ＋ｔｆｌｙの間に積分すると、積分器出力の終了値は開始値と等しい。波形Ｖ１は、積分器が正確な積分器である理想的な場合を表す。この場合は、ＲＣ＞＞（ｔｏｎ＋ｔｆｌｙ）の場合に得られる。波形Ｖ２は、非理想的な場合を表し、ＲＣは非常に小さく選択される。またＶ２波形は従って線形でなく指数関数になる。更に、Ｖ２は実際には電圧Ｖａｕｘの積分ではないので、変圧器が消磁される実際の瞬間（ｔｄｅｍａｇ）より遥か前にゼロ交差する。この誤差は図９にｔｘにより示される。
【００１３】
ＲＣフィルターのこの大きさの決定に伴う更なる利点は、フィルターが低域通過フィルターとして動作し、及び積分されるべき信号内の如何なる高周波数成分も効率的にダンプすることである。これは、自励発振フライバックコンバーター内の磁束を測定する積分器を実施する場合、巻線電圧の如何なる正弦波成分もダンプされるので、特に重要である。
【００１４】
保護手段は、キャパシター電圧の下限を調整するために用いられ、キャパシターと並列接続され、アノードを接地と接続されたダイオードとして実施され得る。いくつかの用途では、しかしながら、積分器電圧の下限は、キャパシターに渡る正電圧を保証するため、望ましくはゼロより大きい。例えば、クランプ回路が単一の電源から動作するよう設計されたＩＣに統合される場合、正電圧のみが扱われ得る。設計の柔軟性を最大にするため、実際のＲＣ積分器は外部に保たれる。積分器の出力は、ＩＣピンの１つを介し内部クランプに接続され、負になるのを防止される。
【００１５】
キャパシターに渡る正電圧を保証するため、保護手段はクランプトランジスターとして実施され得る。クランプトランジスターは前記抵抗とキャパシターとの間の接点に接続されたエミッター、供給電圧と接続されたコレクター、及びベース電圧と接続されたベースを有する。ベース電圧は固定であるか、又は如何なる温度変動も補償さるよう配置され得る。
【００１６】
本発明による積分器は、有利なことに、変圧器内の、及び特に変圧器コアの励磁が片側のみである順方向及びフライバックトポロジーのような電源トポロジー内の磁束を測定するために用いられ得る。フライバック電源は、セットトップボックス、衛星受信機、ＤＶＤプレーヤー、及びテレビジョン用途のような消費家電内で非常に広く用いられている。
【００１７】
本発明の上述の及び他の態様は、本発明の現在の好適な実施例を示す添付の図面を参照し、以下により詳細に記載される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図１に、本発明による積分器のブロック図が示される。ＲＣフィルター１は、抵抗４、入力電圧と接地との間に直列接続されたキャパシター５を有する。また抵抗及びキャパシターは、積分器として動作するよう大きさを決定される。フィルター１の次にブロック２が続く。ブロック２は、電圧が最小レベルより上にとどまることを保証する。電圧は次に、多くの用途で有益である増幅器３により増幅され得る。本発明の主要な態様は、ブロック２の電圧レベル保証手段を提供することである。以下では、当該保証手段を実現する複数の異なる方法が記載される。
【００１９】
図２ａ及び２ｂに示される第１の実施例では、調整は単純なクランプにより提供される。原則的に、及び図２ａに示されたように、キャパシターと並列接続されたダイオード９は、調整クランプとして動作し、キャパシター電圧ＶＣが−Ｖｆより下に降下するのを防ぐ。Ｖｆはダイオードの順方向電圧（標準的に０．６Ｖである）を表す。しかしながら、正電圧がここでは望ましいので、トランジスターはクランプとして用いられる。図２ｂは、ＮＰＮトランジスター１０を示す。ＮＰＮトランジスター１０のエミッターはＲＣフィルター１の抵抗４とキャパシター５との間の接点１１と、コレクターは供給電圧ＶＣＣと、及びベースは固定電圧Ｖｂと接続される。クランプトランジスター１０は、キャパシターに渡り最小電圧の所望の調整をもたらすクランプ電流ｉｃを生じる。
【００２０】
図３に示されるクランプ実現の代案の実施例では、トランジスター１０のベースは、第２のトランジスター１２及び電流源１３により固定電圧に保たれる。トランジスター１２はＰＮＰトランジスターであり、トランジスター１０のベースと接続されたエミッター、並びに接地と接続されたコレクター及びベースを有する。電流源は、供給電圧ＶＣＣにより電力供給され、及びトランジスター１２のエミッターと接続される。この場合、電流源１３からの電流は、トランジスター１２のベース−エミッター接合を通じて流れる。またクランプトランジスター１０のベース電圧は、トランジスター１２のベース−エミッター電圧降下により決定される。従って、クランプ電流ｉｃの温度補償が達成される。
【００２１】
図４に示されるクランプ実現の更なる代案では、電流帰還が、２個の追加トランジスター１５及び１６により提供される。トランジスター１５及び１６は共に、トランジスター１０のコレクター電流をトランジスター１２のエミッターに複製する電流ミラーを形成する。トランジスター１０のコレクター電流は、ＶＣをゼロより上に保つために必要であり、またトランジスター１２を通じて流れる。結果として、より高いコレクター電流がトランジスター１０を通じて必要である場合、トランジスター１０のベース−エミッター電圧降下は増大する。それにより、トランジスター１０のベース電圧は増大する。そしてトランジスター１０の所要のより高いコレクター電流が、ＶＣの最小レベルを減少することなく容易になる。従って、このような電流帰還を適用することにより、ＶＣの最小レベルは、一層一定に保たれ得る。電流源１３は、トランジスター１０のコレクター電流が非常に小さい場合、トランジスター１２を十分にバイアスするために依然として必要である。
【００２２】
図５に、フライバック電源の変圧器内の磁束を測定する、図３の実施例による積分器の実施を示す。ＲＣフィルターの右側の回路（クランプ、増幅器）は、有利なことにＩＣ内に実施され得る。ＩＣの１つのピンは、従って接点１１と接続される。
【００２３】
更に、主要出力巻線ｎｓは主要出力電圧Ｖｏを供給し、負出力電圧Ｖｎｅｇが引き出され得る補助巻線ｎａが使用される。当該補助巻線の補助電圧Ｖａｕｘは、変圧器磁束に比例する電圧を引き出すために用いられる。電圧ＶａｕｘはＲＣフィルター１へ供給される。ＲＣフィルター１は、ＲＣ＞＞（ｔｏｎ＋ｔｆｌｙ）であるように大きさを決定される。ここでｔｏｎは１次スイッチＳの導通時間、ｔｆｌｙはフライバックストロークの期間である。
【００２４】
変圧器磁束は、各フライバックストロークｔｆｌｙの終了時にゼロに達する（変圧器コアは消磁される）。消磁の直後、１次インダクタンスＬｐは１次スイッチの寄生キャパシタンスと発振を開始し、そして発振はスイッチＳにかかる電圧で生じる。１次スイッチ内のスイッチ損失を最小化するため、スイッチＳはこの正弦関数の「谷」において毎回オンに切り替えられる。自励発振フライバックコンバーターの場合、負荷の減少及び／又は入力電圧の増加は、各スイッチがオンになる前の正弦関数期間の数を増加させる。
【００２５】
スイッチＳにかかる電圧の正弦関数成分はまた、Ｖａｕｘで表され、及び従って標準的に磁束を測定する時に積分される。本発明による積分器では、しかしながら、Ｖａｕｘの正弦関数部分は、低域通過フィルター１を形成するＲＣ積分器により大部分ダンプされる。
【００２６】
上述のように、ＲＣ＞＞（ｔｏｎ＋ｔｆｌｙ）は良好な積分動作を有する。一般に、正弦関数の発振周波数は、フライバックコンバーターのスイッチ周波数より非常に高い。正弦関数の発振時間期間がＴｏｓｃにより表されるならば、ＲＣ＞＞Ｔｏｓｃ又はｆｋ＝１／（２πＲＣ）＜＜ｆｏｓｃである。ここで、ｆｋはＲＣフィルターの−３ｄＢ周波数であり、及びｆｏｓｃは正弦関数の発振周波数である。
これは、ＲＣ積分器がＶａｕｘの正弦関数部分を効果的にダンプすることを意味する。
【００２７】
実用的なフライバックコンバーターでは、１次スイッチに渡る電圧は、１次スイッチＳがオフに切り替わった直後に高周波数信号を有する。この信号は、１次スイッチの寄生キャパシタンスと共振する１次漏れインダクタンスにより引き起こされる。漏れ信号の振幅は、電源の動作条件に依存し、及び最大負荷を有する最小入力電圧の場合に最高になる。この漏れ信号は、全ての変圧器巻線電圧内にある程度存在している。２次変圧器巻線に現れる漏れ信号の量は、この巻線の１次巻線との結合に依存する。
【００２８】
従って、いくらかの漏れ信号はまた、Ｖａｕｘ電圧内に存在し、積分器の出力電圧のいくらかの歪みを生じる。この信号を低減又は除去するため、追加抵抗６及びキャパシター７は、ＲＣフィルター１の前に存在し得る。追加抵抗６及びキャパシター７は共に、時定数ＲｆＣｆを有する第２のＲＣフィルターを形成する。漏れ信号はフライバックコンバーターのスイッチ周波数より非常に高い周波数を有するので、ＲｆＣｆ時定数は、実際の積分器フィルター４、５のＲＣ時定数より非常に小さく選択され得る。これは従って、ＲｆＣｆフィルターが、コンバーターのスイッチ周波数に近い周波数に対し、唯一の抵抗Ｒｆとして動作することを意味する（スイッチ周波数におけるＣｆのインピーダンスは依然として大きい）。従って、実際の積分は、この漏れフィルターの追加により邪魔されない。巻線電圧Ｖａｕｘの正確な積分を得るための設計制約は、（Ｒ＋Ｒｆ）Ｃ＞＞（ｔｏｎ＋ｔｆｌｙ）になる。
【００２９】
留意すべき点は、フィルター１のみで、ＶＣ波形が入力電圧Ｖｉｎ及び電源の負荷に依存してゼロ近傍でシフトすることである。ここで、クランプトランジスター１０はＶＣが負になるのを防ぎ、及びこのように各スイッチ周期の開始時にＶＣの自動初期化が達成される。
【００３０】
補助巻線数ｎａに依存して、ＶＣの振幅は実用的使用には小さすぎ、及び非反転増幅器３、抵抗Ｒ１及びＲ２を有する帰還が必要であって良い。
【００３１】
図６ａ及び６ｂは、図５の設定で実行された２個の関連する測定を、それぞれ自励発振フライバック電源の最大の及び低減された負荷の場合に示す。グラフは、巻線電圧Ｖａｕｘ（Ｃｈ１）、積分器出力電圧ＶＣ（Ｃｈ２）、トランジスター１０のベース電圧（Ｃｈ３）及びトランジスター１０を通る電流ｉｃ（Ｃｈ４）を示す（Ｃｈ２の接地レベルはＣｈ３と同一である）。
【００３２】
図６ａ及び６ｂは、クランプ電流ｉｃ（Ｃｈ４）が電源の動作条件に大きく依存することを示す。必要な電流量（ｉｃのピーク値）は、抵抗４及び６の選択で非常に容易に設定され得る。抵抗４及び６のより高い値の抵抗値は、より低いレベルのｉｃをもたらす。
【００３３】
図６ａ及び６ｂは、より低いレベルのＶＣが必要に応じてゼロより僅かに上であることを示す。しかし、このより低いレベルは、電源の動作条件に依存して少しシフトする。これは、より少ないクランプ電流ｉｃが必要とされ、クランプトランジスター１０のベース−エミッター電圧が減少しなければならず、及びその結果としてエミッター電圧が上昇しなければならない場合、クランプトランジスター１０の固定ベース電圧により引き起こされる。従って、ＶＣのより低いレベルは、図６ｂが示すようにより少ないクランプ電流ｉｃが必要な場合、上方へシフトする。
【００３４】
より低いレベルのＶＣのこのシフトが許容範囲外である場合、図４に示された実施が使用され得る。代案として、クランプトランジスター１０は、より低いレベルのＶＣを一定に保つよう制御される電圧制御電流源により置き換えられ得る。このような電圧制御電流源は、図７に参照符号２０で示され、及び図１のブロック２の更なる実施例である。
【００３５】
図８は整流電流源２０の実用的な実現を示す。ここで、ＰＮＰトランジスター２１は、フィルター１の抵抗４とキャパシター５との間の接点とコレクターで、及び供給電圧ＶＣＣと２個の抵抗２２及び２３を介しエミッター及びベースで接続される。抵抗は、トランジスター２１の電流ｉｃとトランジスター２４のコレクター電流との間の関係を定めるよう機能する。更に、ＰＮＰトランジスター２１のベースは、ＮＰＮトランジスター２４のコレクターと接続される。ＮＰＮトランジスター２４のエミッターは接地に接続される。ＮＰＮトランジスターのベースは、基準電圧Ｖｒｅｆに接続された正入力を有する演算増幅器２５の出力と接続される。演算増幅器２５の負入力は、キャパシター５に渡る電圧ＶＣと、２個の抵抗Ｒ１及びＲ２により設けられる分圧器を介し接続される。
【００３６】
図８の回路は従って、積分器キャパシター５に渡る最小電圧ＶＣを、当該電圧を演算増幅器２５へ帰還することにより調整する抵抗Ｒ１及びＲ２により設定されるキャパシター電圧ＶＣが、基準電圧Ｖｒｅｆを下回る傾向がある場合、演算増幅器２５の出力はＨｉｇｈになり、両方のトランジスター２１、２４は導通する。演算増幅器２５は、帰還システム内で誤差増幅器として動作する。周波数補償は、帰還システム（示されない）を安定化するために必要であって良い。
【００３７】
留意すべき点は、Ｖｒｅｆ（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２により与えられる電圧ＶＣが基準電圧Ｖｒｅｆより下に減少する傾向にある場合のみ、演算増幅器２５が誤差増幅器として動作することである。スイッチ期間の大部分の間、電圧ＶＣはより高く、及び演算増幅器の出力はＬｏｗである。これは、各スイッチ期間の間、帰還システムがオン及びオフに切り替えられ、そして誤差増幅器の出力は、特定の整定時間の後にのみ定常状態値に達する。結果として、電流源により制御されるこの電圧の動作は、比較的低い周波数に限られる。この問題は、勿論、克服され得るが、利用可能な解決策はシステムの複雑さを増す。
【００３８】
当業者は、本発明が如何様にも上述の好適な実施例に限定されないことを理解する。反対に、多くの変更及び変化が、特許請求の範囲内で可能である。例えば、上述の実施例で用いられたバイポーラトランジスターは、回路の適切な調整が行われる限り、電界効果トランジスター又は他のトランジスターにより置き換えられ得る。
【００３９】
更に、積分器は、ここで主に変圧器の磁束の測定に関連して記載された。このような測定は、積分器の出力電圧ＶＣを基準電圧と比較することにより、フライバックコンバーターの消磁を検出するために用いられ得る。この基準電圧は、ゼロであって良い積分器の出力電圧の最小レベルと等しい。ここで、積分器の出力電圧が基準電圧まで低下すると、比較器は崩壊し、フライバックストロークの終了を示す。この用途では、積分の近似は、タイミング誤差（図９のｔｘ）を回避するため、非常に良好でなければならない。また、積分器の出力電圧の最小レベルのシフトを回避することは重要である。これは、クランプがより厳しい要件を満たすべきであることを意味する。
【００４０】
しかしながら、積分器は、勿論有利なことに、周期的電圧の積分が必要である他の用途で用いられて良い。１つの例は、電源の切り替え周波数と同期している三角波形の導出である。この三角波は、本発明による積分器の使用でゼロより上に保たれ、ＰＷＭ制御システムで用いられ得る。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の実施例による積分器のブロック図である。
【図２ａ】電圧クランプ形式の電圧保証手段を備えた図１の積分器を示す。
【図２ｂ】電圧クランプ形式の電圧保証手段を備えた図１の積分器を示す。
【図３】温度補償を更に有する電圧クランプを備えた図２の積分器を示す。
【図４】電流帰還を更に有する電圧クランプを備えた図２の積分器を示す。
【図５】フライバックコンバーター変圧器の補助巻線と接続された、図３と同様の積分器を示す。
【図６ａ】２個の異なるフライバックコンバーターの負荷に対する、図５の積分器の性能を示す。
【図６ｂ】２個の異なるフライバックコンバーターの負荷に対する、図５の積分器の性能を示す。
【図７】整流電流源形式の電圧保証手段を備えた図１の積分器を示す。
【図８】図７の整流電流源の実現を示す。
【図９】図５のフライバックコンバーターからの補助電圧の積分を図示する。
【図１】
2008528997.tif 000003
【図２ａ】
2008528997.tif 000004
【図２ｂ】
2008528997.tif 000005
【図３】
2008528997.tif 000006
【図４】
2008528997.tif 000007
【図５】
2008528997.tif 000008
【図６ａ】
2008528997.tif 000009
【図６ｂ】
2008528997.tif 000010
【図７】
2008528997.tif 000011
【図８】
2008528997.tif 000012
【図９】
2008528997.tif 000013
【国際調査報告】
2008528997.tif 000014
2008528997.tif 000015
2008528997.tif 000016