(57)【要約】システムは、同じワイヤレスネットワーク内にＴＨ−ＩＲ、ＴＲ−ＩＲ及び非コヒーレント送受信器を組み込む。送信器は、入力系列のビットの現部分系列に基づいて直交符号化系列又は擬似直交符号化系列のセットから１つの符号化系列を選択し、各系列に対し波形対の基準波形及びデータ波形を生成することにより、ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列を変調する。
2008533755.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列をＭ−ａｒｙ変調する方法であって、
前記ビットの系列のうちのＭビットの部分系列を、Ｍ−ａｒｙ変調される対応するシンボルにマップするステップと、
各現シンボルに対し、前記シンボルに従って符号化系列のセットのうちの１つの符号化系列を選択するステップと、
各シンボルに対し複数のフレームを生成するステップであって、フレームの数は前記選択された符号系列におけるビットの数に等しい、複数のフレームを生成するステップと、
各フレームにおける各ビットに対し、基準波形を生成するステップであって、前記基準波形の位相は前記ビットによって決まる、基準波形を生成するステップと、
各フレームにおける各ビットに対し、データ波形を生成するステップであって、前記基準波形と前記データ波形との位相の差は、前記ビットと前記符号化系列の前ビットとによって決まる、データ波形を生成するステップと
を含む、ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列をＭ−ａｒｙ変調する方法。
【請求項２】
前記符号化系列は、直交である
請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記符号化系列は、擬似直交である
請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記系列は３値であり、前記セットは１６個の符号化系列を含む
請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記基準波形の後に複数のデータ波形が続く
請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記符号化系列の１番目のビットの前記基準波形は、前記符号化系列におけるすべてのビットに対する基準波形としての役割を果たす
請求項４記載の方法。
【請求項７】
各フレームにおける各データ波形の極性は、前記選択された符号系列に従って確定される
請求項５記載の方法。
【請求項８】
前記基準波形の極性は、前記シンボルを構成する前記ビットの部分系列における前記ビットのうちの１つと符号語系列の極性とによって確定される
請求項６記載の方法。
【請求項９】
各フレームにおける１つの波形は、前記符号語シンボルによって確定される極性を有する基準波形である
請求項７記載の方法。
【請求項１０】
前記フレームの残りのデータ波形の相対極性は、ビットの部分系列に従って確定される
請求項８記載の方法。
【請求項１１】
前記符号化系列における前記ビットのすべてに対する前記基準波形及び前記データ波形はフレームを構成し、前記基準パルスの前記位相は、前記符号化系列の前シンボルによって確定され、前記基準パルスと前記データパルスとの前記位相差は、前記現シンボルによって確定される
請求項１記載の方法。
【請求項１２】
ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列をＭ−ａｒｙ変調する方法であって、
前記ビットの系列のうちのＭビットの部分系列を、Ｍ−ａｒｙ変調される対応するシンボルにマップするステップと、
各シンボルに対し、前記シンボルに従って符号化系列のセットのうちの１つを選択するステップと、
前記符号化系列における１番目のビットに対し、基準波形を生成するステップであって、前記基準波形の位相は前記ビットによって決まる、基準波形を生成するステップと、
前記符号化系列における各ビットに対し、前記ビットの前記波形対のデータ波形を生成するステップであって、前記基準波形と前記データ波形との位相の差は、前記ビットと前記符号化系列の前ビットとによって決まる、データ波形を生成するステップと
を含む、ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列をＭ−ａｒｙ変調する方法。
【請求項１３】
ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列をＭ−ａｒｙ変調する方法であって、
前記ビットの系列のうちのＭビットの部分系列を、Ｍ−ａｒｙ変調される対応するシンボルにマップするステップと、
各シンボルに対し、前記シンボルに従って符号化系列のセットのうちの１つを選択するステップと、
前記符号化系列における各ビットに対し、前記ビットの波形対の基準波形を生成するステップであって、前記基準波形の位相は前記ビットによって決まる、基準波形を生成するステップと、
前記符号化系列における各ビットに対し、前記ビットの前記波形対のデータ波形を生成するステップであって、前記波形対における前記基準波形と前記データ波形との位相の差は、前記符号化系列のｍ番目のビットによって決まる、データ波形を生成するステップと
を含む、ワイヤレス通信ネットワークにおいてビットの系列をＭ−ａｒｙ変調する方法。
【請求項１４】
前記基準波形の極性は、前シンボルに従って選択され、前記基準波形と前記データ波形との前記位相差は、前記現シンボルに従って選択される
請求項１２又は１３記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には通信システムに関し、特にワイヤレス通信システムにおいて用いられる変調フォーマットに関する。
【背景技術】
【０００２】
米国では、連邦通信委員会（ＦＣＣ）が、「First Report and Order」（２００２年２月１４日）において超広帯域（ＵＷＢ）信号をワイヤレス通信システムに、制限付きで免許なしで使用することを認めた。ＵＷＢ信号は、周波数範囲３．１〜１０．６ＧＨｚになければならず、且つ最小帯域幅５００ＭＨｚを有さなければならない。また、ＦＣＣの指示により、ＵＷＢ信号の電力スペクトル密度及びピーク放射電力は−４３．１ｄＢｍ／ＭＨｚ未満に制限されている。
【０００３】
ＵＷＢの１つの変調方法は、極めて短い、たとえば１／１，０００，０００，０００秒以下のタイムパルスを用いて、波長約３００ｍｍに対応する５００ＭＨｚよりも広い帯域幅を有する信号を生成する。短パルスを用いるシステムは一般に、インパルス無線（ＩＲ）システムと呼ばれる。
【０００４】
図１Ａに示すように、４つの異なる変調技法、すなわち、パルス位置変調（ＰＰＭ）１１、パルス振幅変調（ＰＡＭ）１２、オンオフキーイング（ＯＯＫ）１３、及び二相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）１４をワイヤレス通信システムに使用することができる。
【０００５】
利点として、ＵＷＢシステムは高速データ速度を実現し、マルチパス障害に対して耐性がある。これは、処理利得が多いことによる。さらに、ＩＲをベースとするＵＷＢ技術の利用により、低コスト、低衝撃係数、ヘテロダインのための局部発振器を必要としない低電力送受信器のインプリメンテーションが可能となる。ＵＷＢ無線機器（radios）は、主にデジタル回路であるため、半導体チップに容易に集積することができる。ＵＷＢシステムでは、センサネットワークと同様に、複数のユーザが、互いに干渉することなく同じスペクトルを同時に共用することができ、このシステムは家庭及びビジネスでの高速ネットワークに理想的である。
【０００６】
センサネットワークでは、複数の安価な検出デバイス間で直接通信が可能であることが望ましい。ＩＥＥＥ８０２．１５．４ａ規格は、低電力、低データレートネットワークに対し、１Ｋｂｓ〜１Ｍｂｐｓの拡張可能なデータレートで通信するための物理層を定義している（「IEEE P802.15.4a WPAN Alternate PHY - PAR」、2003を参照）。
【０００７】
一般に、ＩＲシステムは、タイムホッピング（ＴＨ−ＩＲ）型、又は基準送信（transmitted-reference）（ＴＲ−ＩＲ）型のいずれかである。両システムともに、持続時間の短いパルスｐ（ｔ）の系列を使用する。しかしながら、ＴＨ−ＩＲとＴＲ−ＩＲでは変調及び復調が大幅に異なり、そのためＴＨ−ＩＲとＴＲ−ＩＲは同じネットワークで互換性がない。
【０００８】
ＴＨ−ＩＲシステムについては、M. ウィン（Win）及びR. A. ショルツ（Scholtz）著「Ultra-Wide Band Width Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-Access Communications」（IEEE Trans. On Communications, Vol. 48, No. 4 April 2000, pp. 679-691）に述べられている。ＴＨ−ＩＲシステムでは、各ビット又は各シンボルがＮｆ個のパルスで表される。但し、Ｎｆは正の整数である。ビット送信時間はＴｓである。これはシンボル持続時間と呼ばれる。時間ＴｓはさらにフレームＴｆに分割され、そのフレームはチップＴｃに分割され、これが通常、パルス持続時間に相当する。Ｎｃがフレーム内のチップ数を表し、Ｎｆがシンボル内のフレーム数を表す場合、Ｔｓ、Ｔｆ、及びＴｃは、
【０００９】
【数１】
2008533755.tif 000003
【００１０】
により関連する。
【００１１】
図１Ｂは、例としての従来技術による「０ビット」のＴＨ−ＩＲ波形１１０並びに「１ビット」の波形１２０のパルス１０４のシンボル時間Ｔｓ１０１、フレーム時間Ｔｆ１０２、及びチップ時間Ｔｃ１０３の間の関係を示す。通常、パルスは、「タイムホッピング」符号に従って、マルチユーザ干渉の影響を最小にするようにフレームの空きチップの中で疑似ランダムに離間される。
【００１２】
上述したように、変調は二相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）であることができる。ＢＰＳＫを用いる場合、各ビットｂは正又は負の１として表される。すなわち、ｂ∈｛−１，１｝である。送信信号は、
【００１３】
【数２】
2008533755.tif 000004
【００１４】
の形を有する。但し、ｃｊはＴＨ符号のｊ番目の値を表し、範囲は｛０，１，…，Ｎｃ−１｝であり、ｂはｉ番目の変調シンボルである。さらに、ｈｉ，ｊとして示されるオプションの系列を送信信号の各パルスに付加して、送信信号のスペクトルを整形するとともに、スペクトル線を低減することができる。系列ｈｉ，ｊは極性スクランブル系列（polarity scrambling sequence）と呼ばれ、値＋１又は−１を有する。スペクトルの整形にさらなる自由度を与えるために、異なる振幅が可能である。
【００１５】
図２は、従来のコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信器２００を示す。受信器は、受信アンテナ２３０に接続された増幅器２２０に結合された自動利得制御（ＡＧＣ）ユニット２１０を備える。受信器はまた、同期ユニット２４０、タイミング制御ユニット２５０、チャネル推定ユニット２６０、ＭＭＳＥ等化器ユニット２７０及び復号器ユニット２８０も備える。ＲＡＫＥ受信器フィンガ２９０が加算器２９５に入力する。各ＲＡＫＥフィンガは、パルス系列発生器、相関器及び重み結合器を有する。ＲＡＫＥフィンガは、マルチパス干渉を低減する。ＵＷＢ信号のマルチパスの密度が高いため、妥当な性能を得るために必要なＲＡＫＥフィンガの数が多くなる可能性がある。加算器の出力は等化され復号される。通常のＴＨ−ＩＲ受信器は、著しく複雑である。
【００１６】
ＴＲ−ＩＲシステムは、ＲＡＫＥ受信器の必要性をなくす（R. ホクター（Hoctor）及びH. トムリンソン（Tomlinson）著「Delay-Hopped Transmitted-Reference RF Communications」（IEEE Conference on Ultra Wide Band Width Systems and Technologies, 2002, pp.265-269））。ＴＲ−ＩＲシステムでは、情報は系列内の連続したパルスの位相差として符号化される。ＴＲ−ＩＲシステム内の各シンボルは、一連のタイムホッピング「ダブレット」又は連続パルス対である。通常、対中の最初のパルスは「基準パルス」と呼ばれ、２番目のパルスは「データパルス」と呼ばれる。各対の２つのパルスは、一定の単位の時間Ｔｄだけ離間される。１つの情報ビットに複数の対を送信することができる。送信波形は、
【００１７】
【数３】
2008533755.tif 000005
【００１８】
の形を有する。但し、Ｔｆ、Ｔｃ、ｈｉ，ｊ、及びＮｆはＴＨ−ＩＲの場合と同じである。
【００１９】
図３は、例としての「０」ビットのＴＨ−ＩＲ波形３１０並びに「１」ビットの波形３２０のパルス３０４のシンボル時間Ｔｓ３０１、フレーム時間Ｔｆ３０２、及び、チップ時間Ｔｃ３０３の間の関係を示す。
【００２０】
図４は、図２のＴＨ−ＩＲ受信器よりもはるかに単純な従来のＴＲ−ＩＲ受信器４００を示す。受信器は、遅延ユニット４０１、乗算ユニット４０２、積算ユニット４０３、サンプルユニット４０７、及び確定ユニット４０４を備える。受信器は本質的に、受信信号４０５に、受信信号を遅延させたもの４０６を相関付ける。明らかに、ＴＲ−ＩＲ４００受信器は、ＴＨ−ＩＲ受信器２００よりも複雑ではない。しかし、複雑さの低減により、２倍のパルス数が必要になり、且つ基準パルスに必要なエネルギーが、公称では３ｄＢ以上増すことになる。
【００２１】
ＴＨ−ＩＲ変調又はＴＲ−ＩＲ変調のいずれかを使用するという判断により、互換性のないシステム構造となることは明らかである。したがって、共通のワイヤレスネットワーク内でコスト、複雑性及び性能のトレードオフが可能であるように、ＴＨ−ＩＲ送受信器及びＴＲ−ＩＲ送受信器の両方で機能するシステム構造を提供することが望まれている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
本発明は、同じワイヤレスネットワーク内にＴＨ−ＩＲ送受信器とＴＲ−ＩＲ送受信器とを組み込むシステム及び方法を提供する。本発明はまた、ＴＨ−ＩＲ受信器とＴＲ−ＩＲ受信器とがともに同じ信号を復調することができるように情報ビットを符号化する変調フォーマットも提供する。さらに、この変調フォーマットでは、ＴＨ−ＩＲ受信器が使用される場合に固有の３ｄＢ損失がない。本発明を、狭帯域、広帯域及び超広帯域無線システムに適用することができる。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
より詳細には、方法は、ワイヤレス通信ネットワークにおいて、現ビットの各々に対し波形対の基準波形、たとえばパルスと、データ波形、たとえば別のパルスとを生成することにより、ビットの系列を変調する。基準波形の位相は、先に変調されたビットによって決まり、基準波形とデータ波形の対の間の位相の差（極性）は現ビットによって決まる。
【００２４】
現ビットのシンボル期間を、複数の時間間隔に分割し、現ビットによって決まる時間間隔のうちの選択された１つにおいて基準波形及びデータ波形を符号化する。
【００２５】
本発明はまた、直交符号化系列又は擬似直交符号化系列を使用して、基準パルスの位相差及びデータパルスの位相差の両方において情報ビットの部分系列を符号化することができる。この場合、パルスの個々の極性がシンボルを構成する。このフォーマットでは、異なる符号化系列が異なるデータシンボルを示す。
【発明の効果】
【００２６】
本発明による変調フォーマットを、非コヒーレント受信器と同様に、コヒーレント受信器、ＲＡＫＥ  ＴＨ−ＩＲ受信器、差動コヒーレントＴＲ−ＩＲ受信器によって復調することができる。ＲＡＫＥ  ＴＨ−ＩＲ受信器では、基準パルスの送信による３ｄＢ損失がなく、それは、この時このパルスは送信されている電流に関する情報を含むためである。さらに、これにより、別の方法が、変調シンボル毎に複数のビットを送信する、より高次の変調フォーマットを達成することができる。
【００２７】
信号例はＵＷＢシステムに対するものであるが、本発明を、狭帯域幅ワイヤレス通信システム、及びパルス以外の波形、ＣＤＭＡ変調、ＦＳＫ変調及びＰＳＫ変調を使用するＵＷＢシステムに対して使用することも可能である、ということが理解されるべきである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明は、同じワイヤレスネットワークにおいてＴＨ−ＩＲ送受信器とＴＲ−ＩＲ送受信器とがともに存在することを可能にするシステム及び方法を提供する。本発明の概念は、ＴＲ−ＩＲシステムが、情報ビットを基準パルスとデータパルスとの間の位相差として符号化する、という本発明者による観察に基づく。さらに、基準パルスの極性は、ＴＲ−ＩＲシステムの正しい動作に対して重要ではない。
【００２９】
したがって、本発明では、ＴＨ−ＩＲ受信器が性能を向上させて情報を復号することができるように基準パルスに冗長情報を符号化する一方で、ＴＲ−ＩＲもまたその情報を復号することができるように必要な位相差又は極性を維持する。本発明では、この変調を「ハイブリッドＩＲ」（Ｈ−ＩＲ）と呼ぶ。
【００３０】
図５は、本発明によるＨ−ＩＲ送信器５００を示す。送信器は、入力ビット５０１に対するプリプロセッサ５１０を有する。プリプロセッサは、遅延器５０２及び加算器５０３を有する。加算器は、各入力ビット５０１を、そのビットの遅延バージョンに加算し、その和は反転される５０４。
【００３１】
前処理により、２つの連続した情報ビットから一対の変調ビットが生成される。各情報ビットに対して変調ビットの２つ以上の対を使用することができる、ということが留意されるべきである。各シンボル期間中、シンボルは変調される５１１、５１２。系列における基準波形、たとえばパルス５０５は、入力ビット５０１に従ってＢＰＳＫ変調され５１１、データ波形、たとえばパルス５０６は、反転された和に従ってＢＳＰＫ変調される。ホッピング系列５３０及び遅延Ｔｄ５３１に従って、波形発生器５２１、５２２が適用され、結果が結合される５４０。
【００３２】
送信信号ｓ（ｔ）５４１を、
【００３３】
【数４】
2008533755.tif 000006
【００３４】
として表すことができる。式（４）による変調は、基準パルスとデータパルスとの位相差が従来のＴＲ−ＩＲシステムと同一であることを示す。表Ａは、前ビットと現ビットの４つのあり得る組合せと、基準波形及びデータ波形の対応する値と、それらの位相差又は極性を示す。
【００３５】
【表１】
2008533755.tif 000007
【００３６】
現ビットが０である場合、基準パルスとデータパルスとの位相差は、前ビットの値に関わらず常に１８０°である。現ビットが１である場合、位相差は０°である。
【００３７】
本発明によりＴＲ−ＩＲ受信器が信号を復調することができることが明らかなはずである。しかしながら、ＴＨ−ＩＲ受信器によっても、性能を向上させて信号を復調することができる。性能の利得は、基準パルスとデータパルスとの両方において情報が符号化されるという事実に基づく。このため、ＴＨ−ＩＲ受信器は、基準パルスのエネルギーを使用して、送信ビットの値に関する判断を行うことができる（表Ａを参照）。各シンボル期間中、Ｎｆ／２個の対の系列が送信される。各フレームの対は、パルスの系列として記述され、それらは各々、送信される現ビット及び前ビットによって決まるパルスの極性を有する。４つのあり得る対の組合せがある。
【００３８】
【数５】
2008533755.tif 000008
【００３９】
式における係数１／√（ＮｆＥｐ）は、送信シンボルを単位エネルギーに正規化する。ここで、Ｅｐはパルスのエネルギーであり、Ｎｆはシンボルにおけるパルスの数である。２つの直交基底関数Ψ０及びΨ１を用いて、この４つの信号のセットを記述することができる、ということに留意されたい。ここでは、基底関数として
【００４０】
【数６】
2008533755.tif 000009
【００４１】
を選択する。そして、４つのあり得る対を
【００４２】
【数７】
2008533755.tif 000010
【００４３】
として表すことができる。
【００４４】
また、信号をベクトル
【００４５】
【数８】
2008533755.tif 000011
【００４６】
として表すことも可能である。
【００４７】
したがって、送信信号を以下のように記述することができる。各シンボル期間中、送信器はＮｆ／２個の対の系列を送信する。４つのあり得る対は、式（７）によって与えられる。これらの対は、任意に、タイムホッピングされ極性符号とスクランブルされる。
【００４８】
利点として、本発明は、変調フォーマットに「記憶（memory）」を提供する。記憶とは、ここでは、各ビットの符号化が先に符号化されたビットに関する情報を含むことを意味する。記憶を有する変調フォーマットを、トレリス図で表し、それに従ってビタビ（Viterbi）復号器により復号することができる。さらに、送信信号は、この時、一対の信号を表すために２つの基底信号Ψ０（ｔ）及びΨ１（ｔ）が使用されるため、２次元信号である。
【００４９】
図６は、トレリスを使用するビタビ復号器の図６００を示す。トレリスは２つの状態を有し、状態「０」６０１は前の０ビットの値であり、状態「１」６０２は前の１ビットの値である。トレリスの枝は、あり得る遷移を示す。枝には、現ビットの値と送信対のベクトル表現とが付されている。たとえば、現状態が０であり、「１」ビットが送信される場合、状態１への遷移が発生し、対ｓ１＝［−１  −１］が送信される。
【００５０】
ハイブリッドＩＲ変調のこの説明により、信号を復調するためにコヒーレントＴＨ−ＩＲ受信器を使用することができることが分かる。本発明によるＴＨ−ＩＲ受信器は、本発明により、シンボル波形の２次元記述と連続したシンボル間の記憶とに対応するように適合される。
【００５１】
図７は、本発明によるＴＨ−ＩＲ受信器７００を示す。上述したように、ここではＲＡＫＥ構造７９０を使用する。しかしながら、ここでＲＡＫＥフィンガは、到来信号を２つの基底パルスΨ０（ｔ）及びΨ１（ｔ）の系列と相関させる。各フィンガの出力は、この時２次元ベクトル７０１である。フィンガの出力が加算される７１０ことにより、従来の最尤系列検出器（ＭＬＳＤ）７２０に対する軟入力観測値７０２が生成される。ＭＬＳＤ検出器は、観測値７０２の所与の系列に対しトレリス６００を通る最もあり得るパスを確定する。ビタビ復号等、ＭＳＬＤ検出器に近い方法を使用することも可能である。
【００５２】
図８は、シンボル、ビット及び変調波形間の関係を示す。変調される系列８０１の６つのシンボルにｂ０〜ｂ５を付し、前の符号化シンボルを「０」とする。この系列例におけるシンボルは、
｛０，１，１，０，０，１｝８０２
であり、それは、基準ビット
｛−１，−１，＋１，＋１，−１，−１｝８０３
及びデータビット
｛＋１，−１，＋１，−１，＋１，−１｝８０４
と、基準パルスとデータパルスの対８０６を有する波形８０５と、に対応する。ここで、「ダウン」パルスは「−１」を符号化し、「アップ」パルスは「＋１」を符号化する。
【００５３】
図８から、波形８０５が上述した特性を有することが分かる。特に、各対８０６における基準パルスとデータパルスとの間の位相差は、送信されている現ビットに関する情報を含む。各対に対し、「０」ビットが送信される場合、位相差は１８０°であり、「１」ビットが送信される場合、位相差は０°である。
【００５４】
さらに、対の系列はまた、基準パルスの極性における前ビットに関する情報も含む。この場合もまた、これは図８から分かる。図８において、各対における基準パルスは、先に符号化されたビットの値を示す＋／−極性を有する。すなわち、前ビットが「１」であった場合、正の極性であり、前ビットが「０」であった場合、負の極性である。極性をすべて反転させることにより同じ結果が得ることができる、ということが理解されるべきである。
【００５５】
したがって、この波形により、同じネットワークにおいて、それぞれ図４及び図７に示すようなコヒーレント受信器と差動コヒーレント受信器とをともに使用することができる。受信器の選択は、必要な性能、実装のコスト又は所望の伝送距離等の考慮事項に基づくことができる。シンボルを送信するために複数の対が使用される場合に対する一般化は簡単である。この場合、各対は複数回繰り返され、極性スクランブル符号を使用して波形のスペクトル特性を向上させることができる。
【００５６】
他の変調フォーマット
本発明では、上述したＨ−ＩＲ方式を、シンボル内に他の変調フォーマットを含めることによって一般化することができる。たとえば、現ビットのシンボル期間をＮ個の時間間隔に分割する場合、Ｎ個の間隔のうちの選択された１つで先に定義された波形を送信することができる。選択された間隔を、符号化されるビットによって決めることができる。このように、本発明では、ＰＰＭで行われるように波形の位置にビットを符号化するより高次の変調を含めることができる。これについては、J.G. Proakis著、「Digital Communications」（New York, NY: McGraw-Hill, 4thEd, 2001）を参照されたい。
【００５７】
この方式の主な利点は、非コヒーレントエネルギー検出器を使用してＰＰＭ信号を受信することができる、ということである。シンボル期間を複数の間隔にさらに分割することにより、送信器は、上述したＨ−ＩＲ技法と同様にＰＰＭを介してビットを変調することができる。ここで、コヒーレントＲＡＫＥ受信器と同様に、エネルギー収集に基づく受信器又は差動コヒーレントタイプの受信器を使用してもよい。当然ながら、これらの受信器の性能は、より優れた全体的なビット誤り率（ＢＥＲ）性能を達成するより複雑なアーキテクチャによって異なる。ＰＰＭ変調を追加することにより、変調フォーマットの「記憶」も増大し、差動コヒーレント受信器及びコヒーレント受信器で見られるような信号を記述するトレリスを、後述するように変更する必要がある。
【００５８】
一実施形態では、バイナリＰＰＭ（ＢＰＰＭ）を追加する最も単純な場合を考慮する。この場合、シンボル間隔を２つの間隔、前半（Ｆ）及び後半（Ｓ）に分割し、本発明におけるビットストリームの現ビットを使用して２つのあり得る位置のうちの１つを選択する。すなわち、ビット「１」を第１の間隔で符号化し、ビット「０」を第２の間隔で符号化する。
【００５９】
さらに、送信される波形は、上記Ｈ−ＩＲ方式について説明したように構成されるものと仮定する。この場合、波形の位置を変調するために現ビットが使用されているため、シンボル波形のダブレットを構成する基準パルス及びデータパルスを変調するために、２つの直前のビットを使用する。このため、単純な非コヒーレント受信器が、選択された送信間隔、すなわちパルス位置を簡単に復号することができる。さらに、ここではまた、差動コヒーレント受信器又はコヒーレントＲＡＫＥ受信器を使用することができ、より高レベルのトレリス符号化／復号によって性能を向上させることができる。
【００６０】
さらなる一般化が可能である。本発明により、ダブレットを、複数のパルス、すなわち２つ以上のパルスを含む波形に拡張することができる。このように、波形におけるパルスのうちの１つが他のパルスに対する基準として作用する、より高次のＴＲ方式を展開することができる。そして、単一シンボル期間に複数のビットを送信するより高次の変調を達成することができ、すなわち、このフレームワーク内でＭ−ａｒｙ変調フォーマットを考慮することができる。この場合、送信波形は、単一ビットではなく複数のビットを伝達する。本方法は、連続したシンボルに「記憶」。したがって、差動コヒーレント受信器又はコヒーレント受信器は、受信シンボルの系列に対してトレリス復調を使用することができる。
【００６１】
なお、基準パルスの極性を変調するために前ビットのさらなるマッピングを採用することができ、データパルスとの適当な位相関係が保存される、ということに留意されたい。さらに、この方式を、マルチパルス波形に対するＰＰＭ変調を追加することによりさらに一般化することができる、ということに留意されたい。
【００６２】
次に、拡張されたＨ−ＩＲ変調の受信を可能にするコヒーレント受信器の実施形態について説明する。ここでまた、上述したＢＰＰＭの使用を考慮する。
【００６３】
ＢＰＰＭは情報ビットを搬送するために波形位置を使用するため、ここでは、差動コヒーレント受信器又はコヒーレントＲＡＫＥ受信器を使用する場合、各フレームにおいてより長い「記憶」長を取得する。この場合、記憶の長さは２ビット、すなわち、現ビットｂｉの直前の符号化されたビットである。すなわち、上記Ｈ−ＩＲ方式により基準パルスの極性を変調するために、ビットｂｉ−２及びｂｉ−１を使用し、ビットｂｉ−１は、基準パルスの位相差及び極性を確定し、現ビットｂｉはシンボル持続時間内の波形位置を確定する。そして、後述するようにトレリス変調を実行することができる。
【００６４】
図１１は、図５のＨ−ＩＲ送信器５００に対する変更を示す。入力ビットに対するプリプロセッサ５１０は、さらなる変調フォーマットの追加を具現化するように変更される。ここで、加算器に対する２つの入力ビット５０１は、２つの遅延ユニット１１１０及び１１１１の追加のため、２つの前ビットである。そして、２つの前ビットの合計が反転される５０４。ここで、現ビット５０１は、より高次の変調を達成する別の変調フォーマット１１２０、たとえばＢＰＰＭによって符号化される。符号化されるビットの選択及び構成を、多くの異なるオプションに対して一般化することができる。
【００６５】
表Ｂは、現ビット及び２つの前ビットのあり得る８つの組合せと、基準波形及びデータ波形の対応する値と、それらの位相差又は極性を示す。
【００６６】
【表２】
2008533755.tif 000012
【００６７】
受信器エネルギーが最大である時間間隔（前半又は後半）を選択する非コヒーレントＢＰＰＭ受信器を使用して、信号を復調することができる。また、信号を、性能を向上させて差動ＴＲ受信器又はコヒーレントＲＡＫＥ受信器によって復調することも可能である。性能の利得は、前ビットの情報、すなわち記憶が現ビットの基準パルスとデータパルスとの両方で符号化されるという事実に基づく。追加の情報は、ＴＲ受信器又はＲＡＫＥ受信器が送信ビットの値に対する判断を行うのに役立つことができる。これについては、表Ａを参照されたい。
【００６８】
ＴＲ復調に対するこの手法の一例として、波形位置（前半又は後半）が現受信ビットを表し、基準パルスとデータパルスとの位相差が先に受信されたビットを表す、ということに留意する。
【００６９】
図９は、復号に使用することができる２状態トレリス９００復号器を示す。ここで、状態「０」９１０は前ビット「０」にマップし、状態「１」９２０は前ビット「１」にマップする。トレリスの枝９３０は、あり得る状態遷移を示す。枝には、現ビットの値と送信対のベクトル表現とが付されており、前ビットは基準パルスとデータパルスとの位相差によって変調され、現ビットは波形位置によって変調され、Ｆ及びＳは、それぞれ前半と後半とを表す。
【００７０】
図１２は、本発明によるＴＲ受信器１２００を示す。受信信号を、送信波形に整合したマッチドフィルタ（ＭＦ）１２１０で事前フィルタリングした後、受信器は、本質的に、受信信号１２６０を遅延バージョン１２２０に相関させる。しかしながら、従来技術とは異なり、判断を、積分１２３０及びダンプ１２７０の後に行わない。代りに、ＭＬＳＤ検出器１２４０が、２つのあり得る波形位置における相関器の出力と、入力からのパルス間の相対位相差とを観測し、それらの観測に基づいてトレリス９００を通る最もあり得るパスを確定する。復号器１２５０がこれに続く。ビタビ復号器等のＭＳＬＤ検出器に近い方法を使用することも可能である。
【００７１】
コヒーレントＲＡＫＥ復調の場合、ここでは、各シンボルに３つの情報源、すなわち、基準波形、データ波形及びダブレット位置を有する。したがって、ここでは、現ビットを復調するために位置を使用し、上述したように先の２つのビットを復調するためにパルス極性の組合せを使用することができる。
【００７２】
図１０は、本発明によるコヒーレントＲＡＫＥ受信器に対する４状態トレリス１０００を示す。ここで、状態「００」１０１０は前ビット００にマップし、状態「０１」１０２０は前ビット「０１」にマップし、状態「１０」１０３０は前ビット「１０」にマップし、状態「１１」１０４０は前ビット「１１」にマップする。トレリスの枝１０５０はあり得る遷移を示す。枝には、現ビットの波形位置と、送信パルス対のベクトル表現とが付されている。トレリス復調を、図７のＲＡＫＥ受信器７００のＭＬＳＤ検出器７２０に組み込むことができる。ＭＬＳＤ検出器７２０は、観測の所与の系列に対しトレリス１０００を通る最もあり得るパスを確定する。ビタビ復号器等のＭＳＬＤ検出器に似た方法を使用することも可能である。
【００７３】
直交系列を用いるＭ−ａｒｙ変調フォーマット
本発明の別の実施形態は、直交符号化系列又は擬似直交符号化系列を使用して、基準パルスとデータパルスの位相差と、シンボルを構成するパルスの個々の極性との両方において情報ビットの部分系列を符号化する。このフォーマットでは、異なる符号化系列は異なるデータシンボルを示す。
【００７４】
図１３は、本発明の代替の一実施形態を示し、ここでは、ビットの部分系列１３００が変調され、すなわち、Ｍビット１３００の部分系列が、対応するシンボル１３０５、すなわち２Ｍ個のシンボルのうちの１つにマップされる１３０１。そして、各シンボルを使用して、２Ｍ個の対応する符号化系列１３０６のうちの１つが選択される１３０２。Ｍの値は、任意の妥当なサイズであってもよい。符号化系列は、互いに直交であるか又は擬似直交であることが好ましい。そして、符号化系列を使用して、波形１３０７が生成される１３０３。符号化系列１３０６に従って、波形の基準パルス及びデータパルスの極性及び相対位相が確定される。
【００７５】
いずれの場合も、送信波形は、基準パルスと、一定の遅延だけ離間される１つ又は複数のデータパルスとを含む。ここでの遅延１３０４は任意であり、波形の基準パルスとデータパルスとの間の遅延と同じではない。場合によっては、ここでは、データを符号化するために符号化系列を直接使用する。他の場合では、現系列と前系列とが基準パルス及びデータパルスを生成するように、遅延１３０４は符号化系列の長さと等しくてもよい。
【００７６】
別法として、遅延は、符号化系列全体の長さより小さい何らかの値である。このように、現系列の或る一部又は同等に部分系列を使用して基準パルスが生成され、現系列の前の部分系列がデータパルスを生成する。
【００７７】
ここでは、以下のように入力シンボルを処理する。まず、本発明による入力ビットストリームからの長さＭビットのビットの部分系列を変調されるシンボルにマップする。このシンボルを使用して、符号化系列のセットのうちの１つが選択される。符号化系列は、直交であっても擬似直交であってもよい。符号化系列のセットのサイズは、少なくとも２Ｍである。このサイズにより、送信波形すべてが直交であるか又は擬似直交であることが確実になる。
【００７８】
たとえば、部分系列の長さが４である場合、符号化系列のセットは１６個の要素を有する。部分系列の２値は、セットに対する指標として使用される。たとえば、部分系列が「００１１」である場合、セットの４番目の符号化系列が選択される。
【００７９】
この説明を簡単にするために、まず、２値系列の場合を考慮する。ここでの例を表Ｃに示す。
【００８０】
【表３】
2008533755.tif 000013
【００８１】
「＋」及び「−」シンボルは、現位置において符号化系列の値が「＋１」又は「−１」のいずれかであることを示す。符号化系列から送信波形を構成するために、上述した構造、特に、シンボル持続時間が「フレーム」に分割され、そして各フレーム内で「チップ」に分割されることを考慮する。ここでは、必要な帯域幅を達成するために２つ以上の短パルスを送信する。
【００８２】
各フレームのパルスを、一定の時間遅延Ｔｄだけ離間する。２つのパルスを、上述したように、基準パルスとデータパルスと呼ぶ。ここで波形は、基準パルスの極性と、基準パルスとデータパルスとの位相関係とをともに定義するために各系列値の値を使用することにより、２Ｍ個の符号化系列のうちの選択された１つを符号化する。
【００８３】
たとえば、シンボルを表す系列により１番目のパルスの極性が与えられ（表Ｃを参照）、基準パルスとデータパルスとの位相差は、現送信シンボルの情報ビットによって確定される。
【００８４】
シンボルに符号化されたビットの数が１より大きいため、各フレームの基準パルスとデータパルスとの間の０度及び１８０度の位相シフトとして情報を符号化することは不可能である。そうではなく、ここでは以下の可能性に従う。
【００８５】
（ｉ）各フレームでＭ＋１個のビットを送信することにより、複数のパルスの間の位相差でＭ個のビットを符号化することができるようにする。特に、この場合、各フレームはこの時Ｍ＋１個のパルスを含む。ここでは、１番目のパルスを基準パルスと呼ぶ。このパルスの極性は、送信されている特定の符号語から確定される。続くＭ個のパルスはデータパルスとみなされ、これらのパルスの間の相対位相が、現シンボルを構成するビットの部分系列を符号化する。このため、ここでは、本質的に、Ｎｆ個（Ｎｆは符号語の長さ）のフレームを有するシンボルを生成し、各フレームは、１つの基準パルスと複数のデータパルスとを有する。位相関係の系列は、Ｍ−ａｒｙシンボルを確定するビットの部分系列に対応する。そして、この位相関係の系列が、Ｎｆ個のフレームの各々において繰り返される。
【００８６】
（ｉｉ）フレームをＭ個のグループにグループ化することにより、各グループ内の基準パルスとデータパルスとの間の位相差が、現シンボルのｍ番目のビット（ｍ＝１，…，Ｍ）によって確定されるようにする。特に、ここでは、フレームのグループを、１つのビットの情報と同時にＭ個のシンボルのうちの１つを符号化するフレームのセット全体とを符号化するものと考える。この場合、フレームの各サブグループにおけるデータパルスの位相は符号語によって確定されるが、データパルスと基準パルスとの間の相対位相は、シンボルの現ビットの符号化を含む。たとえば、上述したようにＭ＝４である場合、送信波形を、各々が８つのフレームを含む４つのサブグループに分割することができる。グループの各々において、データパルスは符号語におけるパターンに従い、基準パルスは現ビットによって決まる。すなわち、現ビットが０である場合、現グループにおける８つの基準パルスはすべて、符号語からの１８０度位相シフトを有する。
【００８７】
（ｉ）及び（ｉｉ）の場合、前シンボルに従って基準パルスの極性を選択することも可能であり、基準パルスとデータパルスとの位相差は、上述したように現シンボルに従って選択される。
【００８８】
ここではまた、以下の可能性もある。
【００８９】
（ｉｉｉ）各フレームにおける位相差は、このフレームに対する符号化系列の値と同一である。たとえば、「＋１」は２つの正のパルスとして送信され、「−１」は1つの負のパルスとそれに続く１つの正のパルスとして送信される。このため、ＴＲ検出器の出力は送信系列と同一であり、最適な検出を実行することができる。しかしながら、この方式は、コヒーレントに検出される場合、性能が低下する。２つ目のパルスは常に正であるため、検出のために有益に使用することはできない。
【００９０】
（ｉｖ）基準パルスの位相は、符号化系列の前シンボルによって確定され、基準パルスとデータパルスとの位相差は、符号化系列の現シンボルによって確定される。その結果、位相差は、フレーム毎に異なる可能性がある。この場合、図１３における遅延は、全符号語長に等しい。各フレームにおける基準パルスの位相は、先に選択された符号語に従って設定され、データパルスの相対位相は、図５におけるように確定される。この場合、現符号語シンボルと前符号語シンボルとの組合せを使用してこの位相が設定される。
【００９１】
別法として、３値（ternary）符号化系列、すなわちＭ＝４を使用することができ、セットは２４（１６）個の符号化系列を有する。表Ｄは、使用することができる直交３値系列のセットの一例を示す。これは、多くのあり得る系列のうちの１つの特定の例にすぎない。より大きいアルファベット系列を構成することも可能である。なお、セットの要素は、対応するフレームにおける波形の「ランダム」な極性と存在又は不在とを定義する。すなわち、符号シンボルが「０」である場合、波形は送信されない。アルファベットがより大きい場合、符号は振幅、位置等を定義することができる、ということが理解されるべきである。
【００９２】
【表４】
2008533755.tif 000014
【００９３】
この例では、系列の長さＭは４であり、系列の総数は１６である。「＋」及び「−」のシンボルは、現位置において符号化系列の値が「＋１」又は「−１」のいずれかであることを示し、シンボル「０」はゼロを示す。
【００９４】
この例では、符号化系列は、直交である循環シフトで構成される。しかしながら、直交である任意の符号化系列又は符号語を使用してもよい。
【００９５】
図１４は、表Ｃからの１番目の直交系列による符号化例を示す。この例は、送信シンボル「００００」１４０４と、対応する３値符号化系列又は「シンボル」１４０１と、送信波形１４００とを示す。符号化系列ビットが「＋」である時、極性が正である一対のパルス１４０２が送信される。系列ビットが「−」である場合、一対の負のパルスが送信される。しかしながら、この場合、基準パルスの極性は負であり、データパルス１４０３の極性は正である。
【００９６】
３値符号化系列の場合、上記の方式（ｉｖ）による単純な符号化は不可能である。「０」が送信される場合、その特定のチップにおいて追加の情報を符号化することはできない。この理由により、上述した他の方式のうちの１つが適用される。
【００９７】
これら変調方式を用いて、上述した受信器のうちの任意のもの、すなわちコヒーレント、差動コヒーレント又は非コヒーレント受信器を使用して送信信号を回復することができる。差動コヒーレント受信器の場合、図４に示すように単純な遅延及び相関受信器を使用することができる。
【００９８】
さらに、図５に示すようなコヒーレントＲＡＫＥ受信器を使用して最適な性能を達成することができる。なお、基準パルスが現直交系列シンボルに関する情報を搬送することにより、コヒーレント受信器が受信系列を推定するために基準パルスを利用することができる、ということに留意する。
【００９９】
本発明を好ましい実施形態の例として説明したが、本発明の精神及び範囲内で他のあらゆる適応及び変更を行うことができる、ということが理解されるべきである。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲内にあるこうした変形及び変更をすべて包含することである。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１Ａ】従来技術による変調技法のタイミング図である。
【図１Ｂ】従来技術によるＴＨ−ＩＲ変調のタイミング図である。
【図２】従来技術によるＴＨ−ＩＲ受信器のブロック図である。
【図３】従来技術によるＴＲ−ＩＲ変調のタイミング図である。
【図４】従来技術によるＴＲ−ＩＲ受信器のブロック図である。
【図５】本発明によるハイブリッドＩＲ送信器のブロック図である。
【図６】本発明によるビタビ復号器のトレリス図である。
【図７】本発明によるハイブリッドＩＲ受信器のブロック図である。
【図８】本発明によるハイブリッドＩＲ変調の図である。
【図９】本発明による差動ＴＲ受信器に対する２状態トレリス図である。
【図１０】本発明によるコヒーレントＲＡＫＥ受信器に対する４状態トレリス図である。
【図１１】他の変調フォーマットを使用する、本発明によるハイブリッドＩＲ送信器のブロック図である。
【図１２】本発明によるハイブリッドＩＲ差動受信器のブロック図である。
【図１３】本発明によるビットの部分系列を変調する方法のフローチャートである。
【図１４】本発明による符号化例を示す図である。
【図１Ａ】
2008533755.tif 000015
【図１Ｂ】
2008533755.tif 000016
【図２】
2008533755.tif 000017
【図３】
2008533755.tif 000018
【図４】
2008533755.tif 000019
【図５】
2008533755.tif 000020
【図６】
2008533755.tif 000021
【図７】
2008533755.tif 000022
【図８】
2008533755.tif 000023
【図９】
2008533755.tif 000024
【図１０】
2008533755.tif 000025
【図１１】
2008533755.tif 000026
【図１２】
2008533755.tif 000027
【図１３】
2008533755.tif 000028
【図１４】
2008533755.tif 000029
【国際調査報告】
2008533755.tif 000030