(57)【要約】  本発明は、間歇モードで動作する同期整流型直列共振コンバータに関するものである。  本発明は、入力直流電圧を供給する入力電源と、入力電源と連結されて入力側スイッチング素子をスイッチングして入力直流電圧を交流電圧に変換する入力側スイッチング部と、入力側スイッチング部と連結されてＬＣ共振現象を用いて共振インダクタ（Ｉｒ：Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  Ｉｎｄｕｃｔｏｒ）と共振キャパシタ（Ｃｒ：Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）にエネルギーを貯蔵してから出力に伝達するＬＣ共振回路部と、１次側巻線がＬＣ共振回路部と連結されて共振電圧を巻線比によって所定のレベルの電圧に変換して２次側電圧を生成し、２次側巻線を通じて伝達する変圧器と、変圧器の２次側巻線に連結されて出力側スイッチング素子をスイッチングして２次側電圧を出力直流電圧に変換する出力側スイッチング部と、変圧器の２次側巻線に連結され、出力側スイッチング部に連結されて、２次側巻線に流れる２次側電流の極性を感知し、デッドタイム（Ｄｅａｄ  Ｔｉｍｅ）を生成して極性に従って出力側スイッチング部の出力側スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成した後、出力側スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御するゲート駆動回路部と、を含むことを特徴とする同期整流型直列共振コンバータを提供する。  本発明によると、簡便な方式と簡素な構成により無負荷特性を制御できるのみならず、簡単な抵抗を追加することによって、デッドタイムを生成できるので、ゼロ電圧スイッチング時に生じられるスイッチング損失を簡便に減らすことができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧を前記入力直流電圧と異なるレベルを有する出力直流電圧に変換する直列共振コンバータ（ＳＲＣ：Ｓｅｒｉｅｓ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）であって、
前記入力直流電圧を供給する入力電源と、
前記入力電源と連結されて入力側スイッチング素子をスイッチングして前記入力直流電圧を交流電圧に変換する入力側スイッチング部と、
前記入力側スイッチング部と連結されてＬＣ共振現象を用いて共振インダクタ（Ｉｒ：Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  Ｉｎｄｕｃｔｏｒ）と共振キャパシタ（Ｃｒ：Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）にエネルギーを貯蔵してから出力に共振電圧を伝達するＬＣ共振回路部と、
１次側巻線が前記ＬＣ共振回路部と連結されて前記共振電圧を巻線比によって所定のレベルの電圧に変換して２次側電圧を生成し、２次側巻線を通じて伝達する変圧器と、
前記変圧器の前記２次側巻線に連結されて出力側スイッチング素子をスイッチングして前記２次側電圧を前記出力直流電圧に変換する出力側スイッチング部と、
前記変圧器の前記２次側巻線に連結され、前記出力側スイッチング部に連結されて、前記２次側巻線に流れる２次側電流の極性を感知し、デッドタイム（Ｄｅａｄ  Ｔｉｍｅ）を生成して前記極性に従って前記出力側スイッチング部の前記出力側スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成した後、前記出力側スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御するゲート駆動回路部と、
を含むことを特徴とする同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項２】
前記同期整流型直列共振コンバータは、
前記出力側スイッチング部と連結されて前記出力直流電圧をフィルタリングして、フィルタリング電圧を伝達する出力側キャパシタと、
前記出力側キャパシタと連結されて前記フィルタリング電圧を出力する出力段と、
を更に含むことを特徴とする請求項１記載の同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項３】
前記入力側スイッチング部は、フルブリッジ形態で連結された４個の前記入力側スイッチング素子と、前記入力側スイッチング素子の各々に内蔵された入力側ボディーダイオードとを含み、かつ前記４個の入力側スイッチング素子のうち、前記フルブリッジ形態で対角線に配列された２個の入力側スイッチング素子を各々一対のスイッチング素子にして、前記一対のスイッチング素子を交番的にスイッチングすることで、前記入力直流電圧を前記交流電圧に変換することを特徴とする請求項１記載の同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項４】
前記入力側ボディーダイオードは、前記４個の入力側スイッチング素子がターンオフされた際、前記同期整流型直列共振コンバータ内に充電された電流が流れるようにして、逆回復時間を短縮することを特徴とする請求項３記載の同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項５】
前記入力側スイッチング部は、前記４個の入力側スイッチング素子をターンオン及びターンオフする駆動回路を含み、かつ前記駆動回路は間歇モードで前記４個の入力側スイッチング素子をターンオン及びターンオフして、前記ＬＣ共振回路部に入力される電流を０に近づけるように制御することによって、無負荷状態または軽負荷状態の出力を制御することを特徴とする請求項３記載の同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項６】
前記間歇モードは、前記４個の入力側スイッチング素子の全体のターンオン時間、ターンオフ時間、及びターンオン周期のうち、いずれか一つ以上を変更して、前記４個の入力側スイッチング素子を動作させるスイッチング方法であって、前記４個の入力側スイッチング素子のターンオン周期を一定に維持し、ターンオン時間とターンオフ時間の割合のみを変更する一定周期（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｐｅｒｉｏｄ）方式、前記４個の入力側スイッチング素子のターンオン周期とターンオン時間を一定に維持し、ターンオフ時間を変更する一定動作時間（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｏｎ  Ｔｉｍｅ）方式、前記４個の入力側スイッチング素子のターンオン周期とターンオフ時間を一定に維持し、ターンオン時間を変更する一定停止時間（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｏｆｆ  Ｔｉｍｅ）方式、及び前記４個の入力側スイッチング素子のターンオン周期、ターンオン時間、ターンオフ時間を全て変更する可変周波数／時間方式のうち、いずれか一つ以上の方式を含むことを特徴とする請求項５記載の同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項７】
前記ゲート駆動回路部は、
１次側巻線が前記変圧器の前記２次側巻線に連結されて、前記変圧器の２次側電流を前記２次側電流と異なるレベルの変流器２次側電流に変換して、２次側巻線に伝達する変流器と、
前記変流器の前記２次側巻線と並列に連結されて前記変流器の２次側電流を電圧に変換し、変換された電圧を伝達して前記デッドタイムを生成するデッドタイムジェネレータと、
前記デッドタイムジェネレータと連結されて前記変換された電圧が印加される４個のダイオードがフルブリッジ形態で連結されたブリッジダイオードと、
前記ブリッジダイオードと連結され、前記ブリッジダイオードがターンオンされて前記変流器２次側電流が流れると、前記変流器２次側電流の極性を感知することによって、前記変圧器の２次側電流の極性を判断して、前記極性に従って前記駆動信号を生成した後、前記駆動信号を伝達する比較器と、
前記比較器と連結されて前記比較器から受信した前記駆動信号を用いて、前記出力側スイッチング素子をスイッチングするゲートドライバと、
を含むことを特徴とする請求項１記載の同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項８】
前記出力側スイッチング部は、
フルブリッジ形態で連結された４個の前記出力側スイッチング素子と、前記出力側スイッチング素子の各々に並列に連結された出力側ショットキーダイオード（Schottky Diode）とを含み、かつ前記４個の出力側スイッチング素子のうち、前記フルブリッジ形態で対角線に配列された２個の出力側スイッチング素子を各々一対のスイッチング素子にして、前記一対のスイッチング素子を交番的にスイッチングすることで、前記変圧器の前記２次側電圧を前記出力直流電圧に変換することを特徴とする請求項１記載の同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項９】
前記出力側ショットキーダイオードは、前記４個の出力側スイッチング素子がターンオフされた時に、前記同期整流型直列共振コンバータ内に充電された電流が流れるようにして、逆回復時間を短縮することを特徴とする請求項８記載の同期整流型直列共振コンバータ。
【請求項１０】
スイッチング素子とＬＣ共振回路とを用いて入力直流電圧を前記入力直流電圧と異なるレベルの出力直流電圧に変換する直列共振コンバータ（ＳＲＣ）で無負荷または軽負荷状態の出力を制御する方法であって、
間歇モードを用いて前記スイッチング素子をスイッチングして、前記ＬＣ共振回路に流れる動作電流を０に近づけるように、前記無負荷または前記軽負荷状態の出力を制御し、かつ前記間歇モードは、前記スイッチング素子のターンオン時間、ターンオフ時間、及びターンオン周期のうち、いずれか一つ以上を変更して、前記スイッチング素子を動作させるスイッチング動作方法であることを特徴とする間歇モードを用いる出力制御方法。
【請求項１１】
前記間歇モードは、
前記スイッチング素子のターンオン周期を一定に維持し、ターンオン時間とターンオフ時間の割合のみを変更する一定周期（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｐｅｒｉｏｄ）方式、前記スイッチング素子のターンオン周期とターンオン時間を一定に維持し、ターンオフ時間を変更する一定動作時間（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｏｎ  Ｔｉｍｅ）方式、前記スイッチング素子のターンオン周期とターンオフ時間を一定に維持し、ターンオン時間を変更する一定停止時間（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｏｆｆ  Ｔｉｍｅ）方式、及び前記スイッチング素子のターンオン周期、ターンオン時間、及びターンオフ時間を全て変更する可変周波数／時間方式のうち、いずれか一つ以上の方式を含むことを特徴とする請求項１０記載の間歇モードを用いる出力制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、間歇モードで動作する同期整流型直列共振コンバータ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ  Ｔｙｐｅ  Ｓｅｒｉｅｓ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に関し、より詳しくは、直流電圧を所定レベルの直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの高周波整流器を同期整流器に交替し、同期整流器のスイッチング損失を減らすために、デッドタイムジェネレータを簡単な方法により具現して、低い出力電圧で変換効率を極大化し、ＤＣ／ＤＣコンバータの直列共振回路を間歇モードに制御して無負荷特性を改善するだけでなく、変換効率を改善し、製作コストを低減する間歇モードで動作する同期整流型直列共振コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを具現するための回路方式は数多く存在するが、その一例が直列共振型コンバータ（Ｓｅｒｉｅｓ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；以下、‘ＳＲＣ’と称する）である。
【０００３】
図１は、従来のＳＲＣと共振電流特性曲線を示す図である。
【０００４】
図１の１Ａは、従来のＳＲＣを示すものであって、従来のＳＲＣはインダクタ（Ｉｎｄｕｃｔｏｒ）とキャパシタ（Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）の共振現象を用いるものであって、変換効率が良好な方に属する。このような従来のＳＲＣの回路は、直流の入力電源（Ｖ）１１０、入力電源（Ｖ）１１０の入力電圧を交番的にスイッチングして、直流電圧を交流電圧に変換して伝達する４個のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）１２０、伝えられた交流電圧の周波数特性を変換するＬＣ共振回路部（共振インダクタＬｒ１３２、共振キャパシタＣｒ１３４を含んで構成される）１３０、ＬＣ共振回路部１３０から伝達された交流電圧、即ち、１次側電圧を要求される所定レベルの電圧に変換し出力して、２次側電圧を伝達するように所定の巻線比を有する変圧器（Ｔ：Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）１４０、変圧器１４０の２次側に誘導された交流電圧を直流電圧に整流するブリッジ整流回路１５０、整流された直流電圧をフィルタリングするキャパシタ（Ｃ）１６０、及びフィルタリングされた直流電圧を出力する出力段（Ｒ）１７０から構成される。ここで、ＬＣ共振回路部１３０を構成するインダクタは、別に追加することもあるが、変圧器１４０の漏洩インダクタンスを大きくして用いることもある。
【０００５】
このようなＳＲＣを用いてＤＣ／ＤＣ変換を行う動作過程を簡略に説明すると、入力電源（Ｖ）を通じて入力される直流電圧は、前述したスイッチング素子のうち、一対のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ４）は半周期の間に導通し、残りの一対のスイッチング素子（Ｑ３、Ｑ４）は残りの半周期の間に導通する過程を周期的に繰り返しながら、正（＋）の電圧と負（−）の電圧が交番する交流の矩形波パルス電圧に変換される。
【０００６】
変換された交流の矩形波パルス電圧は、共振インダクタ１３２と共振キャパシタ１３４から構成されたＬＣ共振回路部１３０に伝達され、ＬＣ共振回路部１３０はエネルギーを貯蔵してから出力に伝達する。
【０００７】
この際、ＬＣ共振回路部１３０の共振電圧と共振電流は、印加される矩形波の周波数に従ってそのサイズが変わる特性を有する。
【０００８】
変圧器１４０は、入力電流を巻線比によって出力電流に変換して２次側に伝達し、変換された変圧器１４０の２次側電流はブリッジ整流回路１５０を通じて直流に整流されて、キャパシタ（Ｃ）１６０によりフィルタリングされた後、出力段（Ｒ）１７０に出力電圧が出力される。
【０００９】
この際、前述したスイッチング素子を通じてスイッチングする周波数をスイッチング周波数といい、このようなスイッチング周波数が高ければ高いほど、出力フィルタリングのためのキャパシタ１６０、共振インダクタ１３２、及び共振キャパシタ１３４などのサイズを縮めることができるので、全体回路のサイズと重さを低減できることになる。一方、過度的スイッチング期間に電流と電圧の重複による損失があるが、これをスイッチング損失といい、スイッチング周波数が高まることに比例して、このようなスイッチング損失も共に増加して回路の効率が低くなる問題点がある。
【００１０】
一方、図１の１Ｂは、スイッチング周波数（ＦＳＷ）に従う共振電流（Ｉｒ）の特性を示す図である。
【００１１】
スイッチング周波数が共振周波数（Ｆｒ）である
【数１】
2008541689.tif 000003
になると、共振電流（Ｉｒ）は最大となり、スイッチング周波数が共振周波数より高まれば高まれるほど共振電流が減少し、スイッチング周波数が共振周波数より低まれば低まるほど共振電流は減少する。このような特性により、大部分の通常的なＳＲＣは、パルス周波数変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、‘ＰＦＭ’と称する）方式を用いて出力を制御する。
【００１２】
しかしながら、このようなＳＲＣの大きい短所の一つは、図１の１Ｂに図示した特性曲線から分かるように、周波数をいくら高めても共振電流が‘０’にならないということである。即ち、スイッチングを続ける限り、出力電流が０になる無負荷状態を動作領域に包含できないというものである。このような無負荷状態での制御特性を改善するために、現在の産業現場ではＬＬＣ  ＳＲＣとＬＣＣ  ＳＲＣを数多く使用している。
【００１３】
図２は、無負荷特性を改善するための通常的なＬＬＣ直列共振コンバータとＬＣＣ直列共振コンバータを示す図である。図２の２Ａは通常的なＬＬＣ直列共振コンバータを示すものであり、図２の２Ｂは通常的なＬＣＣ直列共振回路を示すものである。図示したように、ＬＬＣ  ＳＲＣとＬＣＣ  ＳＲＣは、各々変圧器１４０の１次側巻線と並列に並列インダクタ（ＬＰ）２１０と並列キャパシタ（ＣＰ）２２０を追加したものである。
【００１４】
この場合には全体共振電圧が各部品のインピーダンスに比例して分けられて分圧されるが、変圧器１４０の１次側電圧が出力電圧より小さければ、２次側整流ダイオードが導通しないので、無負荷状態の出力制御が可能になる。
【００１５】
ＬＬＣ  ＳＲＣは変圧器１４０と並列にインダクタ２１０を追加した方式であり、ＬＣＣ  ＳＲＣは変圧器と並列にキャパシタ２２０を追加した方式である。各回路方式の長短所は、次の通りである。
【００１６】
ＬＬＣ ＳＲＣは、実際に適用される時には変圧器１４０の漏洩インダクタンスを共振インダクタ（Ｌｒ）に利用し、変圧器のコア（Core）にギャップを挿入して磁化インダクタンス（Magnetizing Inductance）を調節して並列インダクタ２１０に利用する。即ち、共振キャパシタ１３４の以外の追加部品がないという長所がある。
【００１７】
しかしながら、変圧器１４０の１次側巻線に、この磁化インダクタンスに流れる電流が常に流れているので、変圧器１４０の１次側巻線は２次側巻線に比べて相対的に太い巻線を利用しなければならないので、変圧器が大きくなる短所を伴っている。即ち、１、２次巻線電流が巻線比に比例しないものである。
【００１８】
ＬＣＣ  ＳＲＣは、並列キャパシタ２２０を変圧器１４０の２次側巻線に置けば、並列キャパシタ２２０に流れる電流が変圧器１４０の１、２次側巻線に全て流れることになって、ＬＬＣ  ＳＲＣより変圧器１４０のサイズがさらに大きくなる。したがって、共振インダクタ１３２を別に装着し、並列キャパシタ１３４を１次側巻線に置くことになれば、変圧器１４０は最適の状態で製作が可能である。しかしながら、この場合にも変圧器１４０の漏洩インダクタンスを用いられなくて、製作コストが上昇する短所を伴うことになる。
【００１９】
以上、説明したように、従来の直列共振コンバータは、無負荷状態を出力できない問題点、即ち、出力電圧が異常的に上昇して出力電圧を制御できない問題点があった。また、無負荷状態を制御できる直列共振コンバータが現在提供されてはいるが、この場合、具備しなければならない電力素子のサイズが大きくなるか、製作コストが上昇する短所を含んでいた。したがって、別途の外部部品無しで、無負荷特性を制御することができ、また、電力変換効率を極大化できる直列共振コンバータが要求される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
このような問題点を解決するために、本発明は、直流電圧を所定レベルの直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの高周波整流器を同期整流器に交替し、同期整流器のスイッチング損失を減らすために、デッドタイムジェネレータを簡単な方法により具現して、低い出力電圧で変換効率を極大化し、ＤＣ／ＤＣコンバータの直列共振回路を間歇モードに制御して無負荷特性を改善するだけでなく、変換効率を改善し、製作コストを低減する間歇モードで動作する同期整流型直列共振コンバータを提供することをその目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
このような目的を達成するために、本発明は、入力直流電圧を入力直流電圧と異なるレベルを有する出力直流電圧に変換する直列共振コンバータ（ＳＲＣ：Series Resonant Converter）であって、入力直流電圧を供給する入力電源と、入力電源と連結されて入力側スイッチング素子をスイッチング（Switching）して入力直流電圧を交流電圧に変換する入力側スイッチング部と、入力側スイッチング部と連結されてＬＣ共振現象を用いて共振インダクタ（Ｉｒ：Resonance Inductor）と共振キャパシタ（Ｃｒ：Resonance Capacitor）にエネルギーを貯蔵してから出力に伝達するＬＣ共振回路部と、１次側巻線がＬＣ共振回路部と連結されて共振電圧を巻線比によって所定のレベルの電圧に変換して２次側電圧を生成し、２次側巻線を通じて伝達する変圧器（Transformer）と、変圧器の２次側巻線に連結されて出力側スイッチング素子をスイッチングして２次側電圧を出力直流電圧に変換する出力側スイッチング部と、変圧器の２次側巻線に連結され、出力側スイッチング部に連結されて、２次側巻線に流れる２次側電流の極性を感知し、デッドタイム（Dead Time）を生成して極性に従って出力側スイッチング部の出力側スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成した後、出力側スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御するゲート駆動回路部と、を含むことを特徴とする同期整流型直列共振コンバータを提供する。
【００２２】
また、本発明の他の目的によると、スイッチング素子とＬＣ共振回路とを用いて入力直流電圧を入力直流電圧と異なるレベルの出力直流電圧に変換する直列共振コンバータ（ＳＲＣ：Series Resonant Converter）で無負荷または軽負荷状態の出力を制御する方法であって、スイッチング素子を間歇モードを用いてスイッチング（Switching）して、ＬＣ共振回路に引き込まれる動作電流を０に近づけるように、無負荷または軽負荷状態の出力を制御し、かつ間歇モードは、スイッチング素子のターンオン時間、ターンオフ時間、及びターンオン周期のうち、いずれか一つ以上を変更して、スイッチング素子を動作させるスイッチング動作方法であることを特徴とする間歇モードを用いる出力制御方法を提供する。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によると、スイッチング素子の簡便な操作により間歇モード制御方式を具現することによって、従来に提案されたＳＲＣが有する、無負荷特性を制御できなかったり、このために複雑な装置を構成したりしなければならないので、装置構成が複雑になり、コスト高となる短所を解消して、簡便な方式と簡素な構成により無負荷特性を制御することができる。
【００２４】
また、ゼロ電圧スイッチングのためにスイッチング素子を駆動するためのゲート駆動回路に複雑な別途のデッドタイム生成のための回路を内蔵せず、簡単な抵抗を追加することによって、デッドタイムを生成することができる。これによって、ゼロ電圧スイッチング時に生じられるスイッチング損失を簡便に減らすことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明の好ましい実施形態を添付した図面を参照しつつ詳細に説明する。まず、各図面の構成要素への参照符号の付加において、同一な構成要素に対しては、たとえ他の図面上に表示されてもできる限り同一な符号が与えられていることに留意しなければならない。また、本発明の説明において、関連した公知構成または機能に対する具体的な説明が本発明の要旨を曖昧にすることができると判断される場合にはその詳細な説明は省略する。
【００２６】
本発明の構成は、無負荷特性を制御するための直列共振コンバータ（Series Resonant Converter；以下、‘ＳＲＣ’と称する）の制御方法と電力変換効率を極大化し、その具現を簡略にするための同期整流器の具現方法の２種類に大別されるが、説明の便宜のため、まず図３〜図６を通じて同期整流器の具現方法について説明し、その後に図７を通じて間歇モード制御方式を用いて、ＳＲＣの無負荷特性を改善する方法について詳細に説明する。
【００２７】
以下、図３〜図６を通じて、本発明の好ましい実施形態にかかるＳＲＣの変換効率を改善する同期整流型直列共振コンバータの具現方法について詳細に説明する。
【００２８】
図３は、本発明の好ましい実施形態にかかる同期整流型直列共振コンバータを簡略に示す回路図である。
【００２９】
図３に図示された本発明の好ましい実施形態にかかるＳＲＣの変換効率を改善する同期整流型直列共振コンバータは、入力電源（Ｖ）３１０、入力側スイッチング部（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）３２０、ＬＣ共振回路部３３０、変圧器（Ｔ）３４０、ゲート駆動回路部３５０、出力側スイッチング部（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）３６０、出力キャパシタ（Ｃｏ）３７０、及び出力段（Ｒｏ）３８０を含む。
【００３０】
入力電源３１０は、直流電源を供給する供給電源である。
【００３１】
入力側スイッチング部３２０は、フルブリッジ形態で連結された４個のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）と、各々のスイッチング素子に内蔵された入力側ボディーダイオード（Body Diode）（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）から構成されて、印加される周波数に対応する周期でスイッチング動作を遂行して、入力電源３１０から伝えられる直流電源を交流電源に変換して伝達する機能を遂行する。
【００３２】
即ち、入力電源３１０から伝えられた直流電圧は、入力側スイッチング部３２０のうち、一対のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ４）は半周期の間に導通し、残りの一対のスイッチング素子（Ｑ２、Ｑ３）は残りの半周期の間に導通する周期的過程により異なる極性に交番する矩形波パルスの電圧で出力される。各スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）に内蔵された入力側ボディーダイオード（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）は、各スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）がターンオフされる際、変圧器１４０の２次側電流が流れることになる。
【００３３】
また、入力側スイッチング部３２０は、前述したように、一対のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ４）を半周期の間に導通し、残りの一対のスイッチング素子（Ｑ２、Ｑ３）を残りの半周期の間に導通させるために、スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）を駆動するゲート駆動回路（図示せず）を含む。これは、一般的なゲート駆動回路であって、当業者に自明な事実であるので、それに対する詳細な説明は省略する。また、これは後述する過程で説明する本発明の好ましい実施形態にかかる間歇モード制御方法のためのスイッチングのために使われる。
【００３４】
ＬＣ共振回路部３３０は、入力側スイッチング部３２０と連結されており、入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）が発生させる矩形波パルス電圧を通過させて、ＬＣ共振現象を用いて変圧器３４０の１次側電圧を制御する機能を遂行する。即ち、パルス周波数変調（Pulse Frequency Modulation；以下、‘ＰＦＭ’と称する）方式によりスイッチング周波数を調節することによって、共振電流（Ｉｒ）と共振電圧（Ｖｒ）を制御して変圧器３４０の２次側電圧を調節する。また、本発明の好ましい実施形態において、ＬＣ共振回路部は１次側巻線と直列に連結する共振インダクタ（Ｌｒ）３３２及び共振キャパシタ（Ｃｒ）３３４からなることと構成したが、必ずこれに限定されるものではない。
【００３５】
変圧器３４０は、１次側電圧、即ちＬＣ共振回路部３３０から伝えられた共振電圧を巻線比によって２次側電圧に変換して出力側スイッチング部３６０へ伝達する。即ち、入力電圧を要求される所定のレベルの電圧値に変換する。
【００３６】
ゲート駆動回路部３５０は、変圧器３４０の２次側巻線に流れる２次側電流（Ｉｏ）の極性を感知して、その極性に従って出力側スイッチング部３６０を制御する。即ち、ゲート駆動回路部３５０は、前述した入力側スイッチング部３２０のゲート駆動回路（図示せず）のように、外部の操作により各スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）をターンオンまたはターンオフするものでなく、２次側電流（Ｉｏ）の極性に従って出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）を自動でターンオンまたはターンオフする。これに対する詳細は、図４の説明で後述する。
【００３７】
出力側スイッチング部３６０は、交流の変圧器３４０の２次側電圧を直流電圧に変換する役割を遂行する。即ち、前述したゲート駆動回路部３５０の制御に従ってスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）の２つの対（各々Ｑ１１、Ｑ１４とＱ１２、Ｑ１３）が周期的にターンオン（Ｔｕｒｎ  Ｏｎ）、ターンオフ（Ｔｕｒｎ  Ｏｆｆ）されながら交流電圧を直流電圧に整流する。特に、本発明の好ましい実施形態では、スイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）として、一般的なダイオード整流器の代りに逆導通が可能な金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；以下、‘ＭＯＳＦＥＴ’と称する）を整流器に用いる。
【００３８】
即ち、本発明の好ましい実施形態に従うＳＲＣの変換効率を改善する同期整流型直列共振コンバータは、一般的なダイオード整流器の代りに逆導通が可能なＭＯＳＦＥＴを整流器に採択することによって、ＭＯＳＦＥＴがターンオン状態になれば、逆導通（Ｒｅｖｅｒｓｅ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ）が可能な逆導通抵抗（Ｒｄｓｏｎ）の特性を見せることを用いて、整流器の導通損失を減らすようにした。例えば、１０Ａの電流が一般のシリコンダイオード（Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｄｉｏｄｅ）を通じて流れれば、約１Ｖの電圧降下が発生して１０Ａ×１Ｖ=１０Ｗ位の導通損失が発生し、ショットキーダイオード（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ  Ｄｉｏｄｅ）を通じて流れれば、約０．４Ｖの電圧降下が発生して１０Ａ×０．４Ｖ＝４Ｗの導通損失が発生する。しかしながら、逆導通抵抗（Ｒｄｓｏｎ）が０．０１ΩであるＭＯＳＦＥＴに同期整流を行うと、１０Ａ×１０Ａ×０．０１Ω＝１Ｗの導通損失が発生するので、従来の通常的なシリコンダイオードを用いる時に比べて導通損失を効果的に減らすことができる。
【００３９】
また、出力側スイッチング部３６０は、前述したように、各々のスイッチング素子に出力側ショットキーダイオードが並列に連結されている。図示したように、出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）に出力側ショットキーダイオード（Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４）を連結する理由は、変圧器３４０の２次側電流である共振電流（Ｉｒ）が０になる前に、スイッチング素子がターンオフされる際、スイッチング素子に内蔵されたボディーダイオード（Ｂｏｄｙ  Ｄｉｏｄｅ）が導通することになることを防止するためのものである。
【００４０】
参考に、図３には入力側スイッチング部３２０の各々のスイッチング素子に入力側ボディーダイオードが連結されているように図示したが、これは、説明の便宜のために図示したものであり、実際には、入力側ボディーダイオードはスイッチング素子に内蔵されている。また、出力側スイッチング部３６０の各スイッチング素子は出力側ショットキーダイオードが並列に連結されているように図示しているが、各スイッチング素子は、入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子のように、内部に出力側ボディーダイオードを内蔵し、後述するように、逆回復時間を減らすために、並列にショットキーダイオードが連結されるものである。
【００４１】
スイッチング素子として使用するＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードは、前述したように、通常的なダイオードスイッチング素子よりは逆導通損失が少ないが、逆回復時間が長くて、それによる整流損失は看過し難い損失であることに違いない。一方、ショットキーダイオードは、導通時に順方向電圧降下がＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードの順方向電圧降下より少ない。
【００４２】
したがって、本発明の好ましい実施形態のように、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴと並列にショットキーダイオードを連結すれば、ＭＯＳＦＥＴがターンオフされる際、変圧器１４０の２次側電流は、ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードを通じず、ショットキーダイオードを通じて流れることになる。ところが、ショットキーダイオードは、逆回復時間がほぼ０に近いので、整流損失を格段に減らすことができる。
【００４３】
出力側キャパシタ３７０は、出力側スイッチング部３６０の出力電圧を平滑にするフィルタリング役割を遂行して、フィルタリングされた電圧を出力段３８０に伝達する。図３では、キャパシタ（Ｃｏ）を連結したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００４４】
出力段３８０は負荷と連結されて負荷電圧を出力する。図３では、抵抗（Ｒｏ）を連結したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００４５】
一方、本発明の好ましい実施形態にかかる同期整流型直列共振コンバータは、前述したように、ゲート駆動回路部３５０を含む。
【００４６】
図４は、本発明の好ましい実施形態にかかるゲート駆動回路部を簡略に示す回路図である。
【００４７】
図４に示すように、ゲート駆動回路部３５０は、同期整流型直列共振コンバータの変圧器３４０の２次側巻線と出力側スイッチング部３６０の４個のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）のゲート及びソースと連結されており、各々のスイッチング素子の動作を制御する役割を遂行する。
【００４８】
本発明の好ましい実施形態にかかるゲート駆動回路部３５０は、変流器（ＣＴ：Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）４１０、デッドタイムジェネレータ（Ｒｄｇ）４２０、ブリッジダイオード（Ｄｇ１、Ｄｇ２、Ｄｇ３、Ｄｇ４）４３０、比較器４４０、及びゲートドライバ（Ｇａｔｅ  Ｄｒｉｖｅｒ）４５０を含む。
【００４９】
変流器４１０の１次側巻線は、変圧器３４０の２次側巻線に連結されて変圧器３４０の２次側電流（Ｉｏ）を変流器４１０の巻線比によって所定のレベルの電流に変換し、２次側巻線は、ブリッジダイオード４３０の４個のダイオード（Ｄｇ１、Ｄｇ２、Ｄｇ３、Ｄｇ４）、比較器４４０と連結されて変換した電流をブリッジダイオード４３０と比較器４４０へ伝達する。即ち、変流器４１０は、変圧器３４０の２次側電流（Ｉｏ）をブリッジダイオード４３０、比較器４４０とゲートドライバ４５０で使用するに適したレベルの電流に変換して、ブリッジダイオード４３０と比較器４４０へ伝達する。
【００５０】
デッドタイムジェネレータ４２０は、抵抗として変流器４１０の２次側巻線と並列に連結されてブリッジダイオード４３０へ伝えられる電圧を減少させて、変流器４１０の２次側電流の極性に従って自らターンオンまたはターンオフされるブリッジダイオード４３０の各ダイオード（Ｄｇ１、Ｄｇ２、Ｄｇ３、Ｄｇ４）の引き込み電圧を調節する。
【００５１】
即ち、デッドタイムジェネレータ４２０の抵抗値に従ってブリッジダイオード４３０に引き込まれる電圧が減少し、それによって、ブリッジダイオード４３０の各ダイオードは、さらに大きい引き込み電圧（比較器４４０のしきい電圧より大きい引き込み電圧）が入力されてこそ、その極性に従ってブリッジダイオード４３０の各ダイオード（Ｄｇ１、Ｄｇ２、Ｄｇ３、Ｄｇ４）が各々交番的にターンオンすることになって、変流器４１０の２次側に電流が流れることになる。
【００５２】
従って、変圧器３４０の２次側電流（Ｉｏ）、即ち変流器４１０の１次側電流がその絶対値が０から所定のレベル以上になってこそ、その巻線比に従う変流器４１０の２次側電流がブリッジダイオード４３０の各ダイオード（Ｄｇ１、Ｄｇ２、Ｄｇ３、Ｄｇ４）にしきい電圧以上の電圧を印加するため、結果的には出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４とＱ１２、Ｑ１３が同時にターンオンされることを防止することができる。即ち、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４とＱ１２、Ｑ１３とが同時にターンオフされるデッドタイムを生成することができる。
【００５３】
従来の同期整流型直列共振コンバータは、ゲートドライバ４５０にデッドタイムを生成するために複雑な回路を別途内蔵しなければならなかったが、本発明では、変流器２次側に抵抗（Ｒｇ）を並列に連結して、デッドタイム生成の役割を担当するようにして、出力側スイッチング部３６０を駆動するためのゲート駆動回路、即ち、ゲート駆動回路部３５０の構成を簡単にし、それによる費用低減の効果を得ることができる。
【００５４】
一方、本発明の好ましい実施形態にかかるデッドタイムジェネレータ４２０は、図４の４Ａに図示されたように、変流器４１０と並列に、直ちに抵抗（Ｒｄｇ）を連結して具現されることもできるが、図４の４Ｂに図示されたように、ブリッジダイオード４３０のダイオード（Ｄｇ３、Ｄｇ４）と各々並列に抵抗（Ｒｄｇ１）４２２、（Ｒｄｇ２）４２４を連結して具現されることもできる。
【００５５】
ブリッジダイオード４３０は、４個のダイオードが変流器４１０の２次側巻線に連結されるが、ツェナーダイオード（Ｚｅｎｅｒ  Ｄｉｏｄｅ）であるＤｇ１とＤｇ３が変流器４１０の２次側巻線の一部分に、ダイオードであるＤｇ２とＤｇ４が他の一部分に連結される。ブリッジダイオード４３０は、デッドタイムジェネレータ４２０を過ぎた電圧の絶対値が比較器４４０のしきい電圧以上になれば、比較器４４０をして変流器４１０の２次側電流の極性を感知することによって、変圧器３４０の２次側電流（Ｉｏ）の極性を判断するようにする。
【００５６】
即ち、ブリッジダイオード４３０は、引き込み電圧が比較器４４０のしきい電圧以上である場合、その引き込み電圧の極性が正（＋）であれば、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４がターンオンされ、負（−）であれば、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１３がターンオンされるようにして、比較器４４０が動作するようにする。
【００５７】
比較器４４０は、ブリッジダイオード４３０の各ダイオード（Ｄｇ１、Ｄｇ２、Ｄｇ３、Ｄｇ４）と連結され、ゲートドライバ４５０と連結されて２次側電流の極性を感知して、その極性に従ってゲートドライバ４５０に駆動信号を伝達する。
【００５８】
即ち、比較器４４０は、変流器４１０の２次側電流の極性を感知して、その極性が正（＋）の場合には、出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１４）をターンオンするために、Ｑ１１ゲートドライバ４５２とＱ１４ゲートドライバ４５８に駆動信号を同時に伝達し、負（−）の場合には、第１出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子（Ｑ１２、Ｑ１３）をターンオンするために、Ｑ１２ゲートドライバ４５４とＱ１３ゲートドライバ４５６に駆動信号を同時に伝達する。
【００５９】
ゲートドライバ４５０は、Ｑ１１ゲートドライバ４５２、Ｑ１２ゲートドライバ４５４、Ｑ１３ゲートドライバ４５６、及びＱ１４ゲートドライバ４５８を含み、各ゲートドライバ４５２、４５４、４５６、４５８は、比較器４４０と連結され、各ゲートドライバ（Ｑ１１ゲートドライバ４５２、Ｑ１２ゲートドライバ４５４、Ｑ１３ゲートドライバ４５６、及びＱ１４ゲートドライバ４５８）は、各々出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４の各々のゲート（Gate）に連結され、比較器４４０から駆動信号を受信して、その駆動信号に従い前述したように、出力側スイッチング部３６０の各スイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）をターンオンまたはターンオフする。
【００６０】
このために、各ゲートドライバ４５２、４５４、４５６、４５８は、比較器４４０から受信した小さな駆動信号で大きいゲート駆動電流を供給できるように増幅器（Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を含む。さらに、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２を絶縁し、また、スイッチング素子Ｑ１３、Ｑ１４の場合には、ソース（Ｓｏｕｒｃｅ）電圧が制御回路の接地と異なる場合に、駆動信号を絶縁するための絶縁器（Ｉｓｏｌａｔｏｒ）を含む。従来のゲートドライバ４５０は、デッドタイムを生成するための別途のデッドタイムジェネレータを具備しなければならないが、本発明の好ましい実施形態にかかるゲートドライバ４５０は、別途のデッドタイム生成のための装置を具備する必要無しで、デッドタイムジェネレータ４２０によりデッドタイムを生成することは、前述した通りである。
【００６１】
図５は、本発明の好ましい実施形態にかかる同期整流型直列共振コンバータの動作波形を説明するための図である。
【００６２】
図５は、図３に図示された本発明の好ましい実施形態にかかる同期整流型直列共振コンバータの回路の主要部分に出力される電圧及び電流を示すものであって、以下では、説明の便宜のため、図５のように、入力電源３１０がＶｄｃの電圧を出力すると仮定し、入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のゲート−ソース（Ｇａｔｅ−Ｓｏｕｒｃｅ）電圧を各々Ｖｑ１、Ｖｑ２、Ｖｑ３、Ｖｑ４、スイッチング素子Ｑ３のドレイン（Ｄｒａｉｎ）−ソース電圧をＶｄｓ３、スイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソース電圧をＶｄｓ４、ＬＣ共振回路部３３０の出力電圧を共振電圧（Ｖｒ）、出力電流を共振電流（Ｉｒ）、変圧器３４０の２次側電圧をＶｔｘ、電流をＩｏ、出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子（Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４）のゲート−ソース電圧を各々Ｖｑ１１、Ｖｑ１２、Ｖｑ１３、Ｖｑ１４、及び出力側スイッチング部３６０の出力電圧をＶｏと仮定する。
【００６３】
図６は、本発明の好ましい実施形態にかかる同期整流型直列共振コンバータの動作波形を示す図である。
【００６４】
以下、図５及び図６を通じて本発明の好ましい実施形態に従う同期整流型直列共振コンバータの主要部分における出力波形により同期整流型直列共振コンバータの動作を説明する。
まず、図６に示すように、入力側スイッチング部３２０と出力側スイッチング部３６０のスイッチング時点を基準にして、時間をｔ０からｔ１２に区分することにする。
【００６５】
入力電源電圧Ｖｄｃが入力側スイッチング部３２０に印加されて入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ４）がターンオンされるにつれて、ｔ０時点までＶｄｓ３はＶｄｃに、Ｖｄｓ４は０に出力される。ｔ０の時点で共振電流（Ｉｒ）は正（＋）の値に流れているので、スイッチング素子Ｑ１１とＱ１４はターンオンされ、ＶｏはＶｔｘの値になって出力される。この際、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がターンオフされると、Ｖｄｓ３の値は下降し始めて、Ｖｄｓ４の値は上昇し始める。ｔ１時点でＶｄｓ３の値は０となり、Ｖｄｓ４がＶｄｃとなる。
【００６６】
ｔ１時点で共振電流（Ｉｒ）は入力側ボディーダイオードＤ２とＤ３を通じて流れることになり、この区間、即ち、共振電流（Ｉｒ）が入力側ボディーダイオードＤ２とＤ３を流れる間、スイッチング素子Ｑ２とＱ３をターンオンすると、スイッチング損失が０となるゼロ電圧スイッチング（Ｚｅｒｏ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）になる（入力側ボディーダイオードの導通電圧がＶｄｃより十分に小さく、０と見做すものである）。
【００６７】
ｔ２時点で、スイッチング素子Ｑ２とＱ３をターンオンすると、ｔ２時点にも共振電流（Ｉｒ）が正（＋）の値であるため、スイッチング素子Ｑ１１とＱ１４は相変わらずターンオン状態であるが、共振インダクタ（Ｌｒ）に貯蔵されたエネルギーが減少しながら共振電流（Ｉｒ）の値が減少し、共振電流（Ｉｒ）の値が０になる直前に、即ち、ｔ３時点でスイッチング素子Ｑ１１とＱ１４はデッドタイムジェネレータ４２０によりターンオフされる。即ち、デッドタイムジェネレータ４２０によりブリッジダイオード４３０に印加される電圧が比較器４４０のターンオンしきい電圧より小さくなって、比較器４４０がターンオフされ、これによって、スイッチング素子Ｑ１１とＱ１４がターンオフされる。また、この際、変圧器３４０の２次側電流（Ｉｏ）は、出力側ショットキーダイオードＤ１１とＤ１４を通じて流れることになって、スイッチング損失が０となるゼロ電圧スイッチングになる。
【００６８】
ｔ３時点でスイッチング素子Ｑ１１とＱ１４はターンオフされ、共振電流（Ｉｒ）は徐々に減少して、その値が０となる。この時点がｔ４時点であって、この時まで変圧器の２次側電流（Ｉｏ）は出力側ショットキーダイオードＤ１１とＤ１４を通じて流れる。
【００６９】
ｔ４時点が到来して、共振電流（Ｉｒ）は、その値が０になると、ｔ４時点からは共振電流（Ｉｒ）の値が負（−）となって、変圧器３４０の２次側電流（Ｉｏ）は、出力側スイッチング部３６０のショットキーダイオードＤ１１とＤ１４を通じて流れなくなり、Ｖｔｘが減少して０になると、その時からはＤ１２とＤ１３を通じて流れることになる。
【００７０】
この区間、即ち、変圧器３４０の２次側電流（Ｉｏ）がショットキーダイオードＤ１２とＤ１３を通じて流れる間、その値（負（−）の値）が増加してブリッジダイオード４３０に引き込まれる電圧が比較器４４０のしきい電圧より大きくなれば、出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子Ｑ１２とＱ１３がターンオンされる。この時がｔ５時点である。
【００７１】
ｔ５時点において、出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子Ｑ１２とＱ１３がターンオンされると、Ｖｔｘは−Ｖｏ値となって出力され、この値を維持する間、ｔ６時点で入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ２、Ｑ３）がターンオフされると、この時の共振電流（Ｉｒ）は、その値が負（−）であるため、Ｖｄｓ３は増加し、Ｖｄｓ４は減少して、ｔ７時点でＶｄｓ３はＶｄｃとなり、Ｖｄｓ４は０となる。
【００７２】
ｔ７時点から共振電流（Ｉｒ）は、入力側ボディーダイオードＤ１とＤ４を通じて流れることになり、この区間中に入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子Ｑ１とＱ４をターンオンすることになれば、ゼロ電圧スイッチングが可能になる。入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子Ｑ１とＱ４がターンオンされる時点がｔ８時点である。
【００７３】
ｔ５時点からｔ６、ｔ７、ｔ８、ｔ９時点までＶｔｘは共振電流（Ｉｒ）の値が負（−）であるため、−Ｖｏ値で出力され、共振電流（Ｉｒ）の値が正（＋）になると、＋Ｖｏ値を出力することになる。その前に、共振電流（Ｉｒ）が負（−）の値で０に近づけば（ｔ９からｔ１０）、デッドタイムジェネレータ４２０により、出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子（Ｑ１２、Ｑ１３）はターンオフされ、共振電流（Ｉｒ）が０から正（＋）の値へ上昇すると、その時からＶｔｘが上昇して＋Ｖｏになると、その時からＤ１１とＤ１４が導通する。共振電流が一定以上の値になると、比較器４４０により出力側スイッチング部３６０のスイッチング素子Ｑ１１とＱ１４がターンオンされる。この時がｔ１１時点であり、この時点からＶｔｘは＋Ｖｏ値を出力する。
【００７４】
Ｖｔｘが＋Ｖｏを出力する途中で、ｔ１２時点で入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子Ｑ１とＱ４をターンオフすることになり、その後の過程は前述した過程を繰り返すことになる。したがって、これに対する詳細な説明は省略する。
【００７５】
以下、図７を通じて、本発明の好ましい実施形態に従う同期整流型直列共振コンバータにおける無負荷特性を制御するための間歇モード制御方法について説明する。
【００７６】
図１を通じて説明したＳＲＣの最も一般的な制御方法は、前述したように、周波数変調方式（Ｐｕｌｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、‘ＰＦＭ’と称する）である。しかしながら、ＳＲＣをＰＦＭに制御すると、前述したように、無負荷では制御が可能でなくなる。勿論、周波数を必要なところまで上昇させれば、動作可能な電流の範囲が広くなるが、スイッチング電源装置（ＳＭＰＳ：Ｓｗｉｔｃｈ  Ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ）のスイッチング素子１２０でスイッチング周波数を無制限増加させるということは、実際には非常に具現化が困難であり、また製作コストも格段に増加して、事実上、具現化は不可能であるということができる。これを解決するために、本発明では、間歇モードという方法を採択して使用する。
【００７７】
図７は、本発明の好ましい実施形態にかかる間歇モードの動作方法を説明するための図である。
【００７８】
本発明の好ましい実施形態にかかる周波数制御方法は、基本的にはＰＦＭであるが、無負荷での制御を可能にするために、間歇モード（Ｉｎｔｅｒｍｉｔｔｅｎｃｅ  Ｍｏｄｅ、または、Ｈｉｃｃｕｐ  Ｍｏｄｅ）という概念を導入した。
【００７９】
間歇モードとは、スイッチング素子のターンオン時間やターンオン周期を変更して、スイッチング素子を連続して動作させるものでなく、全体区間を動作する区間と動作しない区間とに区分して動作させることをいう。例えば、動作可能な最大周波数で出力電流が最大電流の２０％とすれば、動作電流１０％を具現するために２０％の動作電流で全体時間の５０％の間動作し、残りの５０％の間は動作を止めるものである。即ち、スイッチング周波数が同一である場合、スイッチング素子のターンオン時間、ターンオフ時間、及びターンオン周期のうち、いずれか一つ以上を全体動作の５０％だけを動作させることをいう。
【００８０】
このように、直列共振コンバータを間歇モードに制御する場合、図２を通じて説明したＬＬＣ  ＳＲＣとＬＣＣ  ＳＲＣの並列部品（ＬｐとＣｐ）に流れていた無効電力を０とし、それによって発生する導通損失を減らすことができるので、変換効率を改善し、また、トランスフォーマーのサイズを減らすことができるので、製作コストを低減できることになる。
【００８１】
このような間歇モードは、多様な方法により具現可能であるが、これは、図７に図示した通りである。図７の７Ａは一定周期（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｐｅｒｉｏｄ）方式を示すものである。一定周期方式とは、入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のターンオン周期を一定に維持し、ターンオン時間とターンオフ時間の割合のみを変更する方式である。
【００８２】
図７の７Ｂは、一定動作時間（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｏｎ  Ｔｉｍｅ）方式を示すものである。一定動作時間方式とは、入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のターンオン周期とターンオン時間を一定に維持し、ターンオフ時間を変更する方式である。
【００８３】
図７の７Ｃは、一定停止時間（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｏｆｆ  Ｔｉｍｅ）方式を示すものである。一定停止時間方式とは、入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のターンオン周期とターンオフ時間を一定に維持し、ターンオン時間を変更する方式である。
【００８４】
図７の７Ｄは、可変周波数／時間（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｐｅｒｉｏｄ／Ｔｉｍｅ）方式を示すものである。可変周波数／時間方式とは、入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のターンオン周期、ターンオン時間、及びターンオフ時間を全て変更する方式である。
【００８５】
本発明の好ましい実施形態にかかる間歇モード制御方式は、入力側スイッチング部３２０のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）を前述した一定周期方式、一定動作時間方式、一定停止時間方式、及び可変周波数／時間方式などを用いて、ターンオン及びターンオフさせることによって、ＬＣ共振回路部３３０に引き込まれる電流を０に近づけるように制御して、無負荷または軽負荷特性を制御するものであって、図３〜図６を通じて説明した同期整流型直列共振コンバータに限定されて使用するものでなく、通常的なＳＲＣで使われて無負荷特性を制御することができる。
【００８６】
以上、説明したように、本発明の好ましい実施形態に従う同期整流型直列共振コンバータは、ゼロ電圧スイッチングに従う損失を減らすためのデッドタイムを簡便に具現することができ、それによって発生する逆回復損失を効率良く減らすことができるので、変換効率を極大化し、間歇モード制御により無負荷状態または軽負荷状態の出力を制御することができる。
【００８７】
以上の説明は、本発明を例示的に説明したことに過ぎないものであって、本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者であれば、本発明の本質的な特性から外れない範囲で多様な変形が可能である。したがって、本明細書に開示された実施形態は本発明を限定するためのものでなく、説明するためのものであり、このような実施形態により本発明の思想と範囲が限るのではない。本発明の範囲は下記の請求範囲により解されなければならなくて、それと同等な範囲内にある全ての技術は本発明の権利範囲に含まれることと解されているべきである。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】従来の直列共振コンバータと共振電流特性曲線を示す図である。
【図２】無負荷特性を改善するための従来のＬＬＣ直列共振コンバータとＬＣＣ直列共振コンバータを示す図である。
【図３】本発明の好ましい実施形態にかかる同期整流型直列共振コンバータを簡略に示す回路図である。
【図４】本発明の好ましい実施形態にかかるゲート駆動回路部を簡略に示す回路図である。
【図５】本発明の好ましい実施形態にかかる同期整流型直列共振コンバータの動作波形を説明するための波形図である。
【図６】本発明の好ましい実施形態にかかる同期整流型直列共振コンバータの動作波形を示す図である。
【図７】本発明の好ましい実施形態にかかる間歇モードの動作方法を説明するための図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2008541689.tif 000009
【図７】
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【国際調査報告】
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