(57)【要約】  本発明は、式(I)のように対数尤度比(LLR)を計算することに存する、推定された複素シンボルy(k)(k = 1, 2, ..., K)を柔軟に復調する方法であって、bI, qは発信された信号の同相部のq番目の符号化されたビットであり、βは漸近的な信号対干渉雑音比であり、y(k)はy(k)に関連する正規化されたシンボルであり、λはM-QAM変調に関連する基準QAM信号点配置シンボルであり、S(1)I, qおよびS(0)I, qは、それぞれ位置(I, q)に1を有する全てのλ基準シンボルおよび位置(I, q)に0を有する全てのλ基準シンボルを1つにまとめる複素平面の区画であり、同様のLLRの式が、発信された信号の直交部のp番目の符号化されたビットであるビットbQ, pに対して与えられる、復調する方法に関する。本発明は、符号分割多重接続伝送システムに適する。【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信複素シンボル(a(1), a(2), ..., a(k), ..., a(K))に対応する複素数シンボル(y(1), y(2), ..., y(k), ..., y(K))の対数尤度比(LogLR)の計算による軟判定デマッピング方法において、前記複素シンボルが、符号分割多重接続マルチキャリア送信機で送信される信号に含まれ、畳み込み符号化によって符号化された、またMが2mに等しい整数でありmが1以上の整数であるM-QAM変調によって直交変調されたバイナリデータで構成され、ランクk(k = 1, 2, ..., K)の送信複素シンボルa(k)が、ランクkのユーザに関連する拡散符号で拡散され、畳み込み符号化によって符号化された前記バイナリデータが、ランクkの前記ユーザに対して、ビット系列{bI, 1; bI, 2; ..., bI, q; ..., bI, r; bQ, 1; bQ, 2; ..., bQ, p; ..., bQ, s}を構成し、前記ビットbI, qは前記送信される信号の同相部のq番目の符号化されたビットであり、前記ビットbQ, pは前記送信される信号の直交部のp番目の符号化されたビットである、方法であって、前記ビットbI, qの前記対数尤度比(LogLR)および前記ビットbQ, pの前記対数尤度比(LogLR)が、それぞれ、
【数１】
2008533785.tif 000067
と書かれ、ただし、
β=η2 / V  ここで
ηは、前記送信複素シンボルa(k)を以下のように重み付けする確率変数ηkの、拡散符号の総数Kおよび前記拡散符号の長さNが無限大に近づき、かつ量α(α= K / N)が1以下であるときの有限極限であり、
y(k) =ηk a(k) +τk
ここで、y(k)は前記送信複素シンボルa(k)に対応するランクkの前記複素数シンボルであり、τkは多元接続による雑音および熱雑音のフィルタリングにより発生する雑音値を表す確率変数であり、
Vは前記確率変数τkの分散の有限極限であり、
【数２】
2008533785.tif 000068
は
【数３】
2008533785.tif 000069
のように正規化された複素数シンボルであり、
λは前記M-QAM変調に関連するQAM信号点配置の基準複素シンボルであり、
S(1)I, qは、位置(I, q)に「1」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(0)I, qは、位置(I, q)に「0」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(1)Q, pは、位置(Q, p)に「1」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(0)Q, pは、位置(Q, p)に「0」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であることを特徴とする方法。
【請求項２】
aが1以上の整数であるM = 22aの正方M-QAM変調の場合、前記ビットbI, qの前記対数尤度比(LogLR)および前記ビットbQ, pの前記対数尤度比(LogLR)が、以下のそれぞれの式にしたがって(a = 1に対して)書かれ、または(a > 1に対して)近似される、すなわち、
LogLR (bI, q) =β×MI, q  ただし、
q = 1に対して
【数４】
2008533785.tif 000070
かつ
q > 1に対してMI, q = -|MI,q-1| + mI, q
ここで、
【数５】
2008533785.tif 000071
は前記正規化された複素数シンボル
【数６】
2008533785.tif 000072
の同相成分であり、mI, qは前記複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1であり、
LogLR (bQ, p) =β×MQ, p  ただし、
p = 1に対して
【数７】
2008533785.tif 000073
かつ
p > 1に対してMQ, p = -|MQ, p-1| + mQ, p
ここで、
【数８】
2008533785.tif 000074
は前記正規化された複素シンボル
【数９】
2008533785.tif 000075
の直交成分であり、mQ, pは前記複素平面の区画S(0)Q, pとS(1)Q, pの間の距離の2分の1であることを特徴とする請求項1に記載の軟判定デマッピング方法。
【請求項３】
βが、
【数１０】
2008533785.tif 000076
と書かれ、ここで、
h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
【数１１】
2008533785.tif 000077
はK個全ての前記拡散符号に関連する平均電力であり、
pkはランクkの前記ユーザの前記拡散符号に関連する電力であり、
σ2は熱雑音の分散であることを特徴とする請求項1または2のいずれか一項に記載の軟判定デマッピング方法。
【請求項４】
βが、
【数１２】
2008533785.tif 000078
と書かれ、ここで、
h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
【数１３】
2008533785.tif 000079
はK個全ての前記拡散符号に関連する平均電力であり、
pkはランクkの前記ユーザの前記拡散符号に関連する電力であり、
σ2は熱雑音の分散であることを特徴とする請求項1または2のいずれか一項に記載の軟判定デマッピング方法。
【請求項５】
βが、式、
【数１４】
2008533785.tif 000080
の解であり、ここで、
μpower(p)は、α= K / Nが一定のままNおよびKが無限大に近づくときの、種々の前記拡散符号に関連する種々の電力に関する電力の極限分布であり、
h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
pkはランクkの前記ユーザの前記拡散符号に関連する電力であることを特徴とする請求項1または2のいずれか一項に記載の軟判定デマッピング方法。
【請求項６】
前記ビットbI, qの前記対数尤度比および前記ビットbQ, pの前記対数尤度比が、以下の式にしたがって(a = 1に対して)書かれ、または(a > 1に対して)近似される、すなわち、
LogLR (bI, q) = (η/ V) ZI, q  ただし、
q = 1に対してZI, q = yI  かつ
q > 1に対してZI, q = -|ZI, q-1| +η×mI, q
ここで、yIは前記複素数シンボルy(k)の同相成分であり、mI, qは前記複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1であり、
LogLR (bQ, p) = (η/ V) ZQ, p  ただし、
p = 1に対してZQ, p = yQ  かつ
p > 1に対してZQ, p = -|ZQ, p-1| +η×mQ, p
ここで、yQは前記複素数シンボルy(k)の直交成分であり、mQ, pは前記複素平面の区画S(0)Q, pとS(1)Q, pの間の距離の2分の1であることを特徴とする請求項2に記載の軟判定デマッピング方法。
【請求項７】
対数尤度比(LogLR)の計算によって軟判定デマッピングする段階と、畳み込み符号化によって符号化されたビット系列とビット単位に対応するビット系列を前記対数尤度比(LogLR)から計算するために軟判定入力復号アルゴリズムによって復号する段階とを含む、複素数シンボル(y(1), y(2), ..., y(k), ..., y(K))を復号する方法であって、前記軟判定デマッピングする段階が請求項1から6のいずれか一項に記載の方法によって実行されることを特徴とする方法。
【請求項８】
前記軟判定入力復号アルゴリズムが軟判定入力ビタビアルゴリズムであることを特徴とする請求項7に記載の復号方法。
【請求項９】
前記畳み込み符号化が畳み込みターボ符号化であり、前記軟判定入力復号アルゴリズムが、最尤基準を使用する軟判定入力および軟判定出力ビタビアルゴリズム、または事後最大基準を使用する事後確率最大化アルゴリズムであることを特徴とする請求項7に記載の復号方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複素数シンボルの軟判定デマッピングの方法、および本発明による軟判定デマッピングを含む複素数シンボルの復号方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、「符号分割多重接続」(CDMA)として知られる技術を実現する伝送システムに適用される。
【０００３】
複素数シンボルは、CDMA受信機で処理されるデータである。複素数シンボルは、畳み込み符号化によって符号化され、Mが2mに等しい整数でありmが1以上の整数であるM-QAM変調によって直交変調されたバイナリデータで構成されておりCDMA送信機で送信複素シンボルに等しい。
【０００４】
畳み込み符号化はB個の符号化ビットからなるブロックをA個の情報ビットからなるブロックに関連付け(B > A)、ここでB個の符号化ビットはA個の情報ビットおよび符号器の状態の関数である。
【０００５】
知られている畳み込み符号化の構造はトレリス構造である。トレリスは、枝で接続された一群の節点によって形成される。節点は符号器の異なる状態を表し、枝はある節点から隣接する節点への異なる可能な遷移を表す。トレリスは2ν個の節点を含み、ここでνは符号の拘束長から1を引いた値に等しい符号器のメモリである。
【０００６】
畳み込み符号化によって符号化されたバイナリデータを復号するために一般的に使用されるアルゴリズムは、ビタビアルゴリズムである。その場合、復号は、最も確からしい系列、すなわち受信された系列からの距離が最も近い系列に対応する経路をトレリスにおいて探索することに存する。したがって、ビタビアルゴリズムは、送信されたビット系列が受信された完全なビット系列から再配置されることを可能にする。
【０００７】
ビタビアルゴリズムの1つの利点は、復号器の入力における軟判定値またはメトリック値の使用である。軟判定値は、「0」または「1」などの硬判定バイナリ値ではない値を意味すると理解されるべきである。したがって、ビタビ復号器の入力で与えられるべき最適なメトリックは、LogLRと表記される対数尤度比によって与えられる。
【０００８】
LogLRは、復号器の入力ビットが復調の後で「0」または「1」である確率を測定する。直交振幅変調(QAM)が行われる場合、LogLRはQAMの複素シンボルの各ビットに関連付けられた軟判定値であり、したがって同一のQAM受信シンボルのビットに対して独立している。また、受信された信号は、その符号が硬判定検波器によって供給されたビットに対応し、その絶対値が直交復調モジュールの判定の信頼性を示す軟判定ビットに復調される。
【０００９】
MC-CDMA送信機(MC-CDMAは「マルチキャリア符号分割多重接続」を意味する)としても知られる従来技術によるマルチキャリアCDMA送信機が図1に示されている。
【００１０】
MC-CDMA送信機は、K個のユーザチャネルCNk(k = 1, 2, ..., K)と、加算器1と、シリアル-パラレル変換回路2と、直交周波数分割多重回路3とを含む。
【００１１】
ランクk(k = 1, 2, ..., K)のユーザに関連するチャネルCNkは、チャネル符号器CDkと、変調器MDkと、スペクトル拡散回路ETkとを含む。チャネル符号器CDkは、直列に取り付けられた畳み込み符号器と、スポットパンチと、ビットインターリーブ回路とを含む。スポットパンチはアプリケーションに対して必要な符号化効率が得られることを可能にし、ビットインターリーブ回路は受信におけるバースト誤りを防ぐ。
【００１２】
一連の情報ビットストリームd(k)がチャネル符号器CDkの入力に与えられる。次にビットストリームd(k)のデータが符号化され、チャネル符号器CDkは変調器MDkに送られる符号化されたビットストリームb(k)を生成する。変調器MDkは複素M-QAMシンボルa(k)を生成し、ここでMは複素シンボルa(k)の状態の数に等しい。
【００１３】
当業者に知られているように、複素シンボルa(k)のM個の状態は、I軸が同相信号軸であり、Q軸が直交信号軸である複素平面(I, Q)内のM個の信号点の配置によって表されることができる。送信される複素シンボルa(k)は次のように書かれる。
a(k) = aI(k) + j aQ(k)
ここで、aI(k)とaQ(k)は、それぞれI軸およびQ軸に沿ったa(k)の成分である。
【００１４】
例えば、M = 22mである場合、複素平面(I, Q)内の信号点配置または一群の状態は正方QAM信号点配置であり、この正方QAM信号点配置に対して、符号化されたバイナリ系列b(k)は以下のように書かれる。
(bI, 1, ..., bI, q, ..., bI, m; bQ, 1, ..., bQ, p, ..., bQ, m)
ここで、符号化されたビットbI, qは(I軸に沿った)信号の同相部のq番目のビットであり、符号化されたビットbQ, pは(Q軸に沿った)信号の直交部のp番目のビットである。
【００１５】
また、ランクkのユーザの複素シンボルa(k)は、ランクkの拡散回路ETkに固有の拡散符号によって拡散される。異なる拡散回路で生成された拡散シンボルe(k)は加算器1において加算される。次に、加算器1によって生成された信号はシリアル-パラレル変換回路2に送られ、回路2によって並列に生成された信号は直交周波数分割多重回路3に送られる。回路3は、逆高速フーリエ変換(IFFT)を行う。
【００１６】
この事例では、IFFT処理の後に得られるMC-CDMAシンボルは、ISI(「符号間干渉」を意味する)として一般的に知られているシンボル間の干渉を排除するのに十分なだけ長いガード区間によって隔てられていることが想定される。この目的で、回路3は、2つの連続するシンボルの間のサイクリックプレフィックスの形式でガード区間(GS)を導入する。有利なことに、ガード区間の巡回的な性質は、周波数領域の伝播チャネルの簡素化された表現を可能にする。サイクリックプレフィックスの使用は、直交周波数分割多重を備えたマルチキャリアシステム(またはOFDMシステム)に共通しており、これらのシステムに特有である。
【００１７】
図2は、図1の送信構造に対応する受信構造を示す。
【００１８】
受信構造は、第1の処理回路4と、チャネル推定回路5と、シングルまたはマルチユーザ検波器6と、軟判定デマッピング処理を実行する復調器8および軟判定入力チャネル復号器9によって構成される復号ユニット7とを含む。
【００１９】
処理回路4は、受信された信号Sr内のサイクリックプレフィックスをなくし、信号Srに対して高速フーリエ変換(FFT)を実行する。処理回路4によって生成された周波数信号rfは、チャネル推定回路5を使用して各サブキャリアに対するチャネル推定を実行するために使用される。次に、チャネル推定回路5によって生成された推定値
【００２０】
【数１】
2008533785.tif 000002
【００２１】
は、検波器6において、線形等化としても知られる受信されたシンボルの直線検波を実行するために拡散符号と共に使用される。
【００２２】
処理回路4によって生成された信号rfは以下のように書かれる。
【００２３】
【数２】
2008533785.tif 000003
【００２４】
ここで
-  nは分散σ2の複素ガウス雑音サンプルを含むN×1次元の雑音ベクトルであり、ここでNは信号rfに含まれるサブキャリアの数であり、
-  Hはチャネルを表すN×N次元の対角行列であり、ここでi番目のサブキャリアに関する対角係数は以下のように書かれ、
H(i) = h(ej2πi/N)  (2)
-  PはK個の拡散符号のそれぞれに適用される電力を含むK×K次元の対角行列であり、
-  aはN×1次元の送信シンボルのベクトルであり、
-  CはN×K次元の拡散符号の行列である。
【００２５】
例えばシングルユーザ検波の場合、ユーザkに関する送信複素シンボルa(k)に等しい複素数シンボルy(k)を供給するために、直線検波と、その後に続くユーザkの符号Ckによる逆拡散が信号rfに適用される。これは以下の式を与える。
【００２６】
【数３】
2008533785.tif 000004
【００２７】
ここで、ckおよびgkは、それぞれランクkのユーザの拡散符号行列Cおよび等化行列の(ランクkのユーザに関する)ランクkの列ベクトルであり、指数部Hはエルミート共役を取ることを表す。
【００２８】
シングルまたはマルチユーザ検波器または等化器6の目的は、受信された信号を、その信号が元の信号点配置に応じた基準信号点配置の信号点にできる限り一致するように再構成することである。雑音(熱雑音および/または多元接続による雑音)が存在する場合、再配置された信号点は基準信号点配置に一致しない。このような理由により、信号が等化された後で、信号が復号される前に直交デマッピングI/Qが実行される。
【００２９】
復号処理は、送信されたバイナリ値d(k)を直線検波器によって生成された複素シンボルy(k)から再配置することに存する。復調器8は軟判定デマッピング処理を実行し、軟判定入力復号器9に対して軟判定LogLR値を生成する。このように、4ビットの16-QAM変調が使用される場合、I/Q軟判定デマッピングは16-QAM変調の4ビットに対応する4つの軟判定値を計算することに存する。
【００３０】
ビットbI, qに関連する対数尤度比は以下のように書かれる。
【００３１】
【数４】
2008533785.tif 000005
【００３２】
ここで、Pr[a(k) =λ/ y(k)]は、受信されたシンボルがy(k)である場合に、送信シンボルa(k)が値λを有する確率であり、λは送信複素シンボルa(k)に関連するQAM信号点配置の複素基準シンボルである。非限定的な例として、4-QAM信号点配置の複素基準シンボルλは以下である。
λ1 = (1 + i)、
λ2 = (1 - i)、
λ3 = (-1 + i)、
λ4 = (-1 - i)
【００３３】
概して言えば、ビットbI, qに関して、QAM信号点配置は基準複素シンボルλの2つの相補的なブロック、位置(I, q)に「0」を有するシンボルλを含むブロック
【００３４】
【数５】
2008533785.tif 000006
【００３５】
、および位置(I, q)に「1」を有するシンボルλを含むブロック
【００３６】
【数６】
2008533785.tif 000007
【００３７】
に分割される。同様の分割がビットbQ, pに対しても存在する。
【００３８】
例として、図3は、16-QAM信号点配置の場合の、ビットbI, 1に関する複素平面(I, Q)の相補的ブロックへの分割を示す。16-QAM信号点配置に関しては、複素シンボルは4つのビットbI, 1、bI, 2、bQ, 1、bQ, 2から成る。定義より、ビットbI, 1、bI, 2、bQ, 1、bQ, 2はそれぞれ位置(I, 1)、(I, 2)、(Q, 1)、(Q, 2)を有する。
【００３９】
また、ビットbI, 1、bI, 2、bQ, 1、bQ, 2に対する2つの相補的な区画はそれぞれ以下である。
【００４０】
【数７】
2008533785.tif 000008
【００４１】
図3において、区画
【００４２】
【数８】
2008533785.tif 000009
【００４３】
は破線の領域によって示され、区画
【００４４】
【数９】
2008533785.tif 000010
【００４５】
は、実線の領域によって示される。
【００４６】
ベイズの定理を適用すること、および送信シンボルが同程度の蓋然性で分散されていると仮定することによって、ビットbI, qに関連するLogLRは以下の式で表されることができる。
【００４７】
【数１０】
2008533785.tif 000011
【００４８】
ここで、Pr[y(k)|a(k) =λ]は、送信シンボルa(k)がλに等しいことが分かっているときの、シンボルy(k)を受信した確率である。
【００４９】
上記の式(5)における対数の分子は、位置(I, q)のビットに対して「1」を有する全てのシンボルについての確率を加算し、分母は、位置(I, q)に「0」を有する全てのシンボルについての確率を加算する。これらの確率は、受信されたシンボルと基準シンボルλの間のユークリッド距離の減少指数関数である。結果はビットbI, qに関する信頼度を示す軟判定値であり、正の値は「1」を示す一方、負の値は「0」を示す。
【００５０】
直交軟判定デマッピング処理の後で、復号が実行され、送信において符号器によって実行された双対的な処理が実行される。次に、送信されたバイナリデータd(k)を再配置するために、ビットデインターリーブ、デパンチ、およびビタビ復号処理が実行される。
【００５１】
以下に与えられているのは、従来技術のMC-CDMAシステムにおいて一般的に使用されるLogLR計算である。
【００５２】
データがN個のサブキャリア上で送信され、それらのサブキャリアに拡散されたと考えられる場合、シングルユーザ検波の後にユーザkに関して受信されたi番目の複素データシンボルは以下の形式で表される(参考文献[1]を参照のこと)。
【００５３】
【数１１】
2008533785.tif 000012
【００５４】
ウォルシュアダマール拡散符号が検討される場合(値Ck, l =±1を取る実数の直交符号)、以下の式を得る。
【００５５】
【数１２】
2008533785.tif 000013
【００５６】
周波数インターリーバが適用される場合、シンボルa(k)を割り当てるチャネルの複素係数Hlは独立と考えられてよい。このように、十分に長い拡散符号(N≧8)に対して、複素多元接続および雑音干渉の項は、ゼロ平均および以下のそれぞれの分散の(中心極限定理による)加法性複素ガウス雑音によって近似されることができる。
【００５７】
【数１３】
2008533785.tif 000014
【００５８】
式(8)は全てのユーザが同一の電力を有する場合に対応し、式(9)はユーザの電力がユーザ毎に異なる場合に対応する。
【００５９】
大数の法則は、検討される項の実験的な平均で数学的期待値を置き換えることによって当該期待値を評価することを可能にする。その結果、N≧8の場合、雑音およびMAIの項の分散は、一方において、同一の電力に対して以下のように定式化されることができ、
【００６０】
【数１４】
2008533785.tif 000015
【００６１】
他方において、異なる電力に対して以下のように定式化されることができる。
【００６２】
【数１５】
2008533785.tif 000016
【００６３】
そのとき、M-QAM変調の場合にビタビ復号を得るために復号器の入力においてビットbI, qに対して使用されるべきLogLRは以下のように書かれる。
【００６４】
【数１６】
2008533785.tif 000017
【００６５】
同様の関係が直交チャネルのビットQにも当てはまる。
【００６６】
式(12)から、例えば、異なる電力の場合に一般化された4-QAM変調に関する以下の厳密な式が得られる。
【００６７】
【数１７】
2008533785.tif 000018
【００６８】
ここで、yI(k)は、等化後の受信された複素シンボルy(k)の実部に対応する。同一の関係がQ軸に沿った虚部にも当てはまる。
【００６９】
大きな分布係数に対して、式(13)で実行される計算は以下のように簡素化されることができる。
【００７０】
【数１８】
2008533785.tif 000019
【００７１】
実際、大きな分布係数に対して重み付けの項yI(k)はほぼ一定になり、したがって軟判定入力復号プロセスに影響を与えない。
【００７２】
小さな分布係数に対しては、中心極限定理がもはや成り立たないので、簡素化された式(14)は式(13)よりも明らかに劣る結果をもたらす。最小平均2乗誤差(MMSE)シングルユーザ等化を使用しても式(13)を使用する手法と同等の性能を発揮する手法は、受信されたシンボルを以下の方法で重み付けすることに存する。
【００７３】
【数１９】
2008533785.tif 000020
【００７４】
実際のところ、性能の大きな劣化なしに計算の複雑性が軽減されるので、シングルユーザMMSE等化器が使用される場合には式(15)は式(13)よりも好ましい。しかし、式(15)は、「最大比合成」(MRC)等化器および「ゼロフォーシング」(ZF)等化器に対しては式(13)よりも明らかに劣る結果をもたらすことが留意されるべきである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００７５】
上記の従来技術のLogLR計算方法は、サブキャリアが独立しているという仮定に基づいている。実際には、送信において周波数インターリーブが実行されない場合、または実行されたとしても周波数インターリーブがサブキャリアを十分に無相関化しない場合、サブキャリアの独立の仮定はもはや妥当ではなく、したがって上記のLogLRの式はもはや最適ではない。その結果、ビタビ復号器はより少ない誤りしか訂正せず、このことは欠点となる。
【００７６】
従来技術の復号方法は、さらに拡散符号の値の情報を必要とする。これは別の欠点となる。
【００７７】
本発明は上述の欠点を持たない。
【課題を解決するための手段】
【００７８】
具体的に言えば、本発明は、送信複素シンボル(a(1), a(2), ..., a(k), ..., a(K))に対応する複素数シンボル(y(1), y(2), ..., y(k), ..., y(K))の対数尤度比(LogLR)を計算することによる軟判定デマッピングの方法において、複素シンボルが、符号分割多重接続マルチキャリア送信機で送信される信号に含まれ、畳み込み符号化によって符号化された、またMが2mに等しい整数でありmが1以上の整数であるM-QAM変調によって直交変調されたバイナリデータからなり、ランクk(k = 1, 2, ..., K)の送信複素シンボルa(k)が、ランクkのユーザに関連する拡散符号で拡散され、畳み込み符号化によって符号化されたバイナリデータが、ランクkのユーザに対して、ビット系列{bI, 1; bI, 2; ..., bI, q; ..., bI, r; bQ, 1; bQ, 2; ..., bQ, p; ..., bQ, s}を構成し、ビットbI, qは送信される信号の同相部のq番目の符号化されたビットであり、ビットbQ, pは送信される信号の直交部のp番目の符号化されたビットである方法に関する。
【００７９】
ビットbI, qの対数尤度比(LogLR)およびビットbQ, pの対数尤度比(LogLR)は、それぞれ以下のように書かれる。
【００８０】
【数２０】
2008533785.tif 000021
【００８１】
ただし、
-  β=η2 / V  ここで
ηは、送信複素シンボルa(k)を以下のように重み付けする確率変数ηkの、拡散符号の総数Kおよび拡散符号の長さNが無限大に近づくとき、かつ量α(α= K / N)が1以下であるときの有限極限であり、
y(k) =ηk a(k) +τk
ここで、y(k)は送信複素シンボルa(k)に対応するランクkの複素数シンボルであり、τkは多元接続による雑音および熱雑音をフィルタリングすることにより発生する雑音値を示す確率変数であり、
-  Vは確率変数τkの分散の有限極限であり、
-  
【００８２】
【数２１】
2008533785.tif 000022
【００８３】
は
【００８４】
【数２２】
2008533785.tif 000023
【００８５】
のように正規化された複素数シンボルであり、
-  λはM-QAM変調に関連するQAM信号点配置の基準複素シンボルであり、
-  S(1)I, qは、位置(I, q)に「1」を有する全ての基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
-  S(0)I, qは、位置(I, q)に「0」を有する全ての基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
-  S(1)Q, pは、位置(Q, p)に「1」を有する全ての基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
-  S(0)Q, pは、位置(Q, p)に「0」を有する全ての基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画である。
【００８６】
本発明の更なる特徴によれば、aが1以上の整数であるM = 22aの正方M-QAM変調の場合、ビットbI, qの対数尤度比(LogLR)およびビットbQ, pの対数尤度比(LogLR)は以下の式にしたがって(a = 1に対して)書かれ、または(a > 1に対して)近似される。
LogLR (bI, q) =β×MI, q  ただし、
q = 1に対して
【００８７】
【数２３】
2008533785.tif 000024
【００８８】
かつ
q > 1に対してMI, q = -|MI, q-1| + mI, q
ここで、
【００８９】
【数２４】
2008533785.tif 000025
【００９０】
は正規化された複素数シンボル
【００９１】
【数２５】
2008533785.tif 000026
【００９２】
の同相成分であり、mI, qは複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1である。
および
LogLR (bQ, p) =β×MQ, p  ただし、
p = 1に対して
【００９３】
【数２６】
2008533785.tif 000027
【００９４】
かつ
p > 1に対してMQ, p = -|MQ, p-1| + mQ, p
ここで、
【００９５】
【数２７】
2008533785.tif 000028
【００９６】
は正規化された複素シンボル
【００９７】
【数２８】
2008533785.tif 000029
【００９８】
の直交成分であり、mQ, pは複素平面の区画S(0)Q, pとS(1)Q, pの間の距離の2分の1である。
【００９９】
本発明の別の更なる特徴によれば、βは以下のように書かれる。
【０１００】
【数２９】
2008533785.tif 000030
【０１０１】
ここで、
-  h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
-  
【０１０２】
【数３０】
2008533785.tif 000031
【０１０３】
はK個全ての拡散符号に関連する平均電力であり、
-  pkはランクkのユーザの拡散符号に関連する電力であり、
-  σ2は熱雑音の分散である。
【０１０４】
本発明のまた別の更なる特徴によれば、βは以下のように書かれる。
【０１０５】
【数３１】
2008533785.tif 000032
【０１０６】
ここで、
-  h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
-  
【０１０７】
【数３２】
2008533785.tif 000033
【０１０８】
はK個全ての使用される拡散符号に関連する平均電力であり、
-  pkはランクkのユーザの拡散符号に関連する電力であり、
-  σ2は熱雑音の分散である。
【０１０９】
本発明のさらに別の特徴によれば、βは以下の式の解である。
【０１１０】
【数３３】
2008533785.tif 000034
【０１１１】
ここで、
-  μpower(p)は、α= K / Nが一定のままNおよびKが無限大に近づくときの、種々の拡散符号に関連する種々の電力に関する電力の極限分布であり、
-  h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
-  pkはランクkのユーザの拡散符号に関連する電力である。
【０１１２】
本発明のさらに別の特徴によれば、ビットbI, qの近似された対数尤度比およびビットbQ, pの近似された対数尤度比はそれぞれ以下のように書かれる。
LogLR (bI, q) = (η/ V) ZI, q  ただし、
q = 1に対してZI, q = yI  かつ
q > 1に対してZI, q = -|ZI, q-1| +η×mI, q
ここで、yIは複素数シンボルy(k)の同相成分であり、mI, qは複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1である。および
LogLR (bQ, p) = (η/ V) ZQ, p  ただし、
p = 1に対してZQ, p = yQ  かつ
p > 1に対してZQ, p = -|ZQ, p-1| +η×mQ, p
ここで、yQは複素数シンボルy(k)の直交成分であり、mQ, pは複素平面の区画S(0)Q, pとS(1)Q, pの間の距離の2分の1である。
【０１１３】
また、本発明は、対数尤度比(LogLR)を計算することによって軟判定デマッピングする段階と、畳み込み符号化によって符号化されたビット系列とビット単位に対応するビット系列を当該対数尤度比(LogLR)から計算するために軟判定入力復号アルゴリズムによって復号する段階とを含む、複素数シンボル(y(1), y(2), ..., y(k), ..., y(K))を復号する方法であって、軟判定デマッピングする段階が本発明による方法によって実行されることを特徴とする、復号する方法に関する。
【０１１４】
本発明の復号方法の更なる特徴によれば、軟判定入力復号アルゴリズムは軟判定入力ビタビアルゴリズムである。
【０１１５】
本発明の復号方法のまた別の更なる特徴によれば、畳み込み符号化は畳み込みターボ符号化であり、軟判定入力復号アルゴリズムは、最尤基準を使用する軟判定入力および軟判定出力ビタビアルゴリズム、または事後最大基準を使用する事後確率最大化アルゴリズムである。
【０１１６】
本発明による軟判定デマッピング方法は、サブキャリアが相互に関連付けられている場合に、およびその符号の値を知る必要がない直交拡散符号に対して、軟判定入力復号器の入力において与えられるべき最適な軟判定を計算する。有利なことに、この方法は任意の種類のM-QAM変調を対象とする。
【０１１７】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して、与えられた優先的な実施形態を読むことにより明らかとなるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【０１１８】
図1〜3は既に説明した。したがって、それらに戻る必要はない。
【０１１９】
図4に示された、本発明による畳み込み復号を備えた受信機は、処理回路4、等化器6、推定器10、および復号ユニット11を含む。復号ユニット11は、軟判定デマッピング回路12および軟判定入力復号器13を含む。
【０１２０】
本発明によれば、軟判定デマッピング回路12は、以下の式にしたがってビットbI, qに関するLogLRを計算する。
【０１２１】
【数３４】
2008533785.tif 000035
【０１２２】
ここで、係数βは、この記述の残りの部分で詳細に説明される漸近的な信号対干渉雑音比である。ビットbQ, pに関するLogLRは同様の式によって与えられる。係数βは、推定器10によって生成される。
【０１２３】
MC-CDMAおよびDS-CDMAシステム用のシングルまたはマルチユーザ線形受信機の出力において、ランクkのユーザに関する複素数シンボルy(k)は以下のように書かれることができることが知られている。
y(k) =ηk a(k) +τk  (17)
ここで、ηkおよびτkは、チャネル行列、拡散符号、および符号電力に複雑に依存する確率変数である。大きさτkは、多元接続による雑音および熱雑音をフィルタリングした結果である。次に、変数ηkおよびτkが以下で説明される。
【０１２４】
ランダム行列理論は、DS-CDMA(直接拡散符号分割多重接続)およびMC-CDMA(マルチキャリア符号分割多重接続)システム用の拡散符号などの確率変数を含むシステムに当てはまる。システムの次元(符号の数、符号の大きさ)が大きくなる場合、ランダム行列理論は非常に強力な分析ツールを提供する。漸近解析の主な結果は以下の通りである(参考文献[2]および[3]を参照のこと)。
NおよびK→∞かつα≦1 (α= K / N)が一定のとき、ηkは有限で確定的な極限ηに収束し、
NおよびK→∞かつαが一定のとき、τkはガウス分布となり、τkの分散は有限で確定的な極限Vに収束する。
【０１２５】
ηkが収束し、τkがガウス分布の特性を有すると仮定すると、式(17)は以下のように書かれる。
y(k) =ηa(k) +τk  (18)
この式は、加法性白色ガウス雑音(AWGN)チャネルを通した伝送を表す。
【０１２６】
これらの結果を得るために、符号行列はHaar分布を持つと仮定される(参考文献[3]を参照のこと)。このことは、適用されるべき自由確率論の有力な結果を可能にする。さらに、分布係数の実際的な値(N≧16)に対して漸近的極限が達成される。
【０１２７】
信号点配置が2より大きい(2は含まない)次数mのものであると考えられる場合(M = 2m  ただしm > 2)、判定はもはや単に等化器によって生成されたシンボルの実部および虚部の符号に対してはなされない。その場合、等化器によって生成されたシンボルは、「軟判定デマッピング」処理が実行される前に正規化されなければならない。そうしない場合、基準シンボルとの比較処理は誤っている。
【０１２８】
この説明の残りの部分では、等化器6の出力において標準化後に得られるシンボルは
【０１２９】
【数３５】
2008533785.tif 000036
【０１３０】
と表記される。これは以下の式を与える。
【０１３１】
【数３６】
2008533785.tif 000037
【０１３２】
従来技術の式(12)は、多元接続による雑音
【０１３３】
【数３７】
2008533785.tif 000038
【０１３４】
の分散の推定を導き出す。この項は使用される拡散符号、チャネル行列、および符号電力に依存するため、概して計算するのが難しい。文献で提案されている知られている解決方法は、サブキャリアが独立であると仮定すること、および+1と同じぐらい多くの-1を有する実数の直交拡散符号を用いることに存する。したがって、従来技術のLogLR計算は拡散符号に依存するために複雑であることが分かる。
【０１３５】
式(16)に基づき、本発明によるデマッピング方法はこれらの欠点を持たない。また、例えば4-QAM変調に対して使用されるべき厳密な式を提供することができる。ユーザkに関する直線検波の後の受信されたシンボルの実部がyI(k)と表記され、直線検波および正規化の後の受信されたシンボルの実部が
【０１３６】
【数３８】
2008533785.tif 000039
【０１３７】
と表記される場合、これはビットbI, qに関する対数尤度比についての以下の関係を与える。
【０１３８】
【数３９】
2008533785.tif 000040
【０１３９】
ここで、
【０１４０】
【数４０】
2008533785.tif 000041
【０１４１】
は、推定器10によって生成された漸近的SINRであるβを表す。
【０１４２】
言うまでもなく、上述の式と同様の形式の式が受信されたシンボルの虚部に適用されることができる。
【０１４３】
例えば2-QAM(BPSK)または4-QAM(QPSK)変調との関連で言えば、ここで、式(19)から導かれるLogLRの特定の異なる式が異なる種類の線形受信機6に対して計算されることになる。
【０１４４】
a)  MRC受信機(MRCは「最大比合成」を意味する)のためのシナリオ
シングルユーザの状況では、MRC受信機は、等化器の出力における信号対雑音比(SNR)を最大化する。適合されたフィルタは、逆拡散処理を実行する前に、受信されたエネルギーを最大化するために各サブキャリアに係数を適用する。
gk = H ck
ただし
【０１４５】
【数４１】
2008533785.tif 000042
【０１４６】
この受信機はシングルユーザの状況では最適であるが、多元接続による雑音に非常に影響を受けやすいためにマルチユーザ(ひいてはマルチコード)の状況では性能が低い。
【０１４７】
したがって、MRC受信機に関して、非エルゴード的チャネルの場合のηおよびVの値は以下のようになることが示された(参考文献[4]を参照のこと)。
【０１４８】
【数４２】
2008533785.tif 000043
【０１４９】
その結果、式(19)のLogLRの式は以下のようになる。
【０１５０】
【数４３】
2008533785.tif 000044
【０１５１】
この式は以下のように書かれることもできる。
【０１５２】
【数４４】
2008533785.tif 000045
【０１５３】
さらに、チャネルの周波数応答が各サブキャリア上で平坦であると考えられる場合、以下の式を得る。
【０１５４】
【数４５】
2008533785.tif 000046
【０１５５】
b)  準最適最小平均2乗誤差(MMSE)受信機
この受信機は、各サブキャリアについて送信された信号と受信された信号の間の平均2乗誤差を最小化し、次いで、その結果得られた信号を各シンボルを推定するために逆拡散する。
【０１５６】
【数４６】
2008533785.tif 000047
【０１５７】
サブキャリア技術によるこのMMSE等化は、等化器における計算の際に逆拡散プロセスを考慮せずに伝送チャネルを単に等化するので最適ではない。それでもなお、このMMSE等化は、多元接続干渉の減少と雑音レベルの上昇の間のバランスを取るという利点を確かに有する。
【０１５８】
参考文献[5]として挙げた文献には、準最適MMSE受信機に関して、項ηおよびVが、非エルゴード的チャネルの場合に以下の形式で書かれることが示されている。
【０１５９】
【数４７】
2008533785.tif 000048
【０１６０】
したがって、式(16)で与えられたLogLRは以下になる。
【０１６１】
【数４８】
2008533785.tif 000049
【０１６２】
さらに、チャネルの周波数応答が各サブキャリア上で平坦であると考えられる場合、以下の式を得る。
【０１６３】
【数４９】
2008533785.tif 000050
【０１６４】
有利なことに、シングルユーザMMSE受信機の場合のLogLRの定式化は従来技術の定式化よりも実現するのが易しいことが留意される。
【０１６５】
c)  最適MMSE受信機
ここで、等化器の係数g(k)は以下のように書かれる。
【０１６６】
【数５０】
2008533785.tif 000051
【０１６７】
この種の受信機は、拡散符号および伝播チャネルを考慮することによってシンボルレベルでチャネルを反転させる。この技術は、拡散系列の先験的な情報、および各アクティブユーザの電力に基づいている。
【０１６８】
また、最適MMSE受信機の出力におけるユーザkに関する瞬時SINRは以下のように書かれる([6]を参照のこと)。
【０１６９】
【数５１】
2008533785.tif 000052
【０１７０】
ここで、
-  Ukは、その行列からランクkのユーザの符号に対応する列ベクトルckが抽出される拡散符号行列Cに等しく、
-  Qkは、その行列からランクkのユーザの電力Pkが抽出される電力行列Pに等しい。
【０１７１】
非エルゴード的チャネルの場合、SINRは以下の陰伏的な式に対するそのSINRの漸近値であるβの解に収束することが[6]に示されている。
【０１７２】
【数５２】
2008533785.tif 000053
【０１７３】
また、ここでμpower(p)は、NおよびKが無限大に近づき、かつα(α= K / N)が一定のままであるときの電力の極限分布である。例えば、システムがKc個の電力クラスp1 ..., pKcを含む場合、
【０１７４】
【数５３】
2008533785.tif 000054
【０１７５】
であり、ここで、γiは電力piのクラスiに属する符号の比率であり、δ(p - pi)は変数pに関するディラック分布である。
【０１７６】
式(31)は、βの値のみが計算可能であり、
【０１７７】
【数５４】
2008533785.tif 000055
【０１７８】
の値は得られないままであることを示している。
【０１７９】
つまり、対数尤度比の厳密な式がそれから導かれることができる。すなわち、
【０１８０】
【数５５】
2008533785.tif 000056
【０１８１】
ここで、βは式(31)から与えられる。
【０１８２】
上述のシナリオa)、b)、およびc)で与えられた式は、QPSK変調に等しい式(19)に基づいている。
【０１８３】
4より大きいか又は等しい次数の正方M-QAM変調に対して(M = 22aただしa > 1)、本発明の方法は簡素化された手法を提供する。
【０１８４】
参考文献[7]として挙げた文献においては、LogLR計算に関する簡素化は、符号化OFDMシステム(COFDMシステム)の4以上の次数の正方M-QAM信号点配置に対して説明されている。この簡素化は、以下の形式で書かれる、ビットbI, qに関する対数尤度比をもたらす。
LogLR (bI, q) = |H|2 MI, q  ただし、
Hはチャネルの周波数応答であり、
q = 1に対して
【０１８５】
【数５６】
2008533785.tif 000057
【０１８６】
かつ
q > 1に対してMI, q = -|MI, q| + mI, q
ここで、
【０１８７】
【数５７】
2008533785.tif 000058
【０１８８】
は正規化された複素数シンボルの同相成分であり、mI, qは複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1である。
【０１８９】
驚くべきことに、本発明に関連して言えば、4以上の次数の正方M-QAM変調による直交変調された送信複素シンボルに対応する複素数シンボルのデマッピングのための対数尤度比の式は以下のように近似されることができることが示された。
LogLR (bI, q) = β×MI, q  ただし、
q = 1に対して
【０１９０】
【数５８】
2008533785.tif 000059
【０１９１】
かつ
q > 1に対してMI, q = -|MI, q-1| + mI, q
ここで、
【０１９２】
【数５９】
2008533785.tif 000060
【０１９３】
は正規化された複素数シンボル
【０１９４】
【数６０】
2008533785.tif 000061
【０１９５】
の同相成分であり、mI, qは複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1である。
および
LogLR(bQ, p) = β×MQ, p  ただし、
p = 1に対して
【０１９６】
【数６１】
2008533785.tif 000062
【０１９７】
かつ
p > 1に対してMQ, p = -|MQ, p-1| + mQ, p
ここで、
【０１９８】
【数６２】
2008533785.tif 000063
【０１９９】
は正規化された複素シンボル
【０２００】
【数６３】
2008533785.tif 000064
【０２０１】
の直交成分であり、mQ, pは複素平面の区画S(0)Q, pとS(1)Q, pの間の距離の2分の1であり、係数βは必要とされるシナリオに応じて上述の式のいずれか1つによって与えられる。
【０２０２】
LogLRの式におけるこの近似は、本発明の実施の簡素化をもたらす。有利なことに、この簡素化は、等化器の出力において、正規化された変数
【０２０３】
【数６４】
2008533785.tif 000065
【０２０４】
ではなく正規化されていない変数
【０２０５】
【数６５】
2008533785.tif 000066
【０２０６】
を使用することを可能にする。有利なことに、結果として、等化器によって生成された信号をηで割る必要はなく、このことは構成要素の簡素化を実現する。常に、除算は乗算よりも実行にコストがかかる。
【０２０７】
そして、このことは以下の式を与える。
LogLR (bI, q) = (η/ V) ZI, q  ただし、
q = 1に対してZI, q = yI  かつ
q > 1に対してZI, q = -|ZI, q-1| +η×mI, q
ここで、yIは複素数シンボルy(k)の同相成分であり、mI, qは複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1である。および
LogLR (bQ, p) = (η/ V) ZQ, p  ただし、
p = 1に対してZQ, p = yQ  かつ
p > 1に対してZQ,p = -|ZQ, p-1| +η×mQ, p
ここで、yQは複素数シンボルy(k)の直交成分であり、mQ, pは複素平面の区画S(0)Q, pとS(1)Q, pの間の距離の2分の1である。大きさηおよびVは、推定器10によって生成される。
【０２０８】
参考文献
[l] "OFDM Code Division Multiplexing in Fading Channels" (Stefan Kaiser), IEEE Transactions On Communication, vo1.50, No. 8, August 2002.
[2] "Asymptotic distribution of large random matrices and performance of large CDMA systems" (P. Loubaton), Proceedings, Seventh ISSPA Conf., Volume 2, 1-4 July 2003, pages 205-214.
[3] "Linear Precoders for OFDM Wireless Communications" (M. Debbah), PhD Thesis, University of Marne la Vallee, October 2002.
[4] "Simple polynomial MMSE Receivers for CDMA Transmission on frequency Selective Channels" (W. Hachem), presented at the conference IEEE Transactions on Information Theory, July 2002, published on the internet site at "http://www.supelec.fr/ecole/radio/hachem.html".
[5] "Asymptotic Analysis of Optimum and SubOptimum CDMA Downlink MMSE Receivers" (J.M. Chaufray, W. Hachem, and Ph. Loubaton) presented at the ISIT’2002 conference at Lausanne, published on the internet site at http://syscom.univ-mlv.fr/loubaton/index.html.
[6] "Asymptotical Analysis of the Multiuser MMSE Receiver for the downlink of a MC-CDMA system" (P. Jallon, M. des Noes, D. Ktenas and J.M Brossier), VTC Spring 2003, Jeju, Korea.
[7] "Simplified Soft-Output Demapper for Binary Interleaved COFDM with Application to HIPERLAN/2" (F. Tosato, P. Bisaglia), IEEE International Conference on Communications 1CC 2002, pp.664-668, vo1.2.
【図面の簡単な説明】
【０２０９】
【図１】従来技術による畳み込み符号化を備えたMC-CDMA送信機を示す図である。
【図２】知られている技術による等化および畳み込み復号を備えたMC-CDMA受信機を示す図である。
【図３】例として、16-QAM信号点配置の場合のビットbI, 1に関する複素平面(I, Q)の相補的区画を示す図である。
【図４】本発明による畳み込み復号を備えた受信機を示す図である。
【符号の説明】
【０２１０】
1    加算器
2    シリアル-パラレル変換回路
3    直交周波数分割多重回路
4    第1の処理回路
5    チャネル推定回路
6    シングルまたはマルチユーザ検波器、等化器、線形受信機
7    復号ユニット
8    復調器
9    軟判定入力チャネル復号器
10    推定器
11    復号ユニット
12    軟判定デマッピング回路
13    軟判定入力復号器
CNk    ユーザチャネル
CDk    チャネル符号器
MDk    変調器
ETk    スペクトル拡散回路
【図１】
2008533785.tif 000081
【図２】
2008533785.tif 000082
【図３】
2008533785.tif 000083
【図４】
2008533785.tif 000084
【手続補正書】
【提出日】平成18年11月28日(2006.11.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信複素シンボル(a(1), a(2), ..., a(k), ..., a(K))に対応する複素数シンボル(y(1), y(2), ..., y(k), ..., y(K))の対数尤度比の計算による軟判定デマッピング方法において、前記複素シンボルが、符号分割多重接続マルチキャリア送信機で送信される信号に含まれ、畳み込み符号化によって符号化された、またMが2mに等しい整数でありmが1以上の整数であるM-QAM変調によって直交変調されたバイナリデータで構成され、ランクk(k = 1, 2, ..., K)の送信複素シンボルa(k)が、ランクkのユーザに関連する拡散符号で拡散され、畳み込み符号化によって符号化された前記バイナリデータが、ランクkの前記ユーザに対して、ビット系列{bI, 1; bI, 2; ..., bI, q; ..., bI, r; bQ, 1; bQ, 2; ..., bQ, p; ..., bQ, s}を構成し、前記ビットbI, qは前記送信される信号の同相部のq番目の符号化されたビットであり、前記ビットbQ, pは前記送信される信号の直交部のp番目の符号化されたビットである、方法であって、前記ビットbI, qの対数尤度比LogLR(bI, q)の計算および前記ビットbQ, pの対数尤度比LogLR(bQ, p)の計算を含み、その結果、
【数１】
2008533785.tif 000085
であり、ただし、
β=η2 / V  ここで
ηは、以下のような確率変数ηkの、拡散符号の総数Kおよび前記拡散符号の長さNが無限大に近づき、かつ量α(α= K / N)が1以下であるときの有限極限であり、
y(k) =ηk a(k) +τk
ここで、y(k)は前記送信複素シンボルa(k)に対応するランクkの前記複素数シンボルであり、τkは多元接続による雑音および熱雑音のフィルタリングにより発生する雑音値を表す確率変数であり、
Vは前記確率変数τkの分散の有限極限であり、βが、
【数２】
2008533785.tif 000086
によって与えられ、ここで、
h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
【数３】
2008533785.tif 000087
はK個全ての前記拡散符号に関連する平均電力であり、
pkはランクkの前記ユーザの前記拡散符号に関連する電力であり、
σ2は熱雑音の分散であり、
【数４】
2008533785.tif 000088
は
【数５】
2008533785.tif 000089
のように正規化された複素数シンボルであり、
λは前記M-QAM変調に関連するQAM信号点配置の基準複素シンボルであり、
S(1)I, qは、位置(I, q)に「1」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(0)I, qは、位置(I, q)に「0」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(1)Q, pは、位置(Q, p)に「1」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(0)Q, pは、位置(Q, p)に「0」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であることを特徴とする方法。
【請求項２】
送信複素シンボル(a(1), a(2), ..., a(k), ..., a(K))に対応する複素数シンボル(y(1), y(2), ..., y(k), ..., y(K))の対数尤度比の計算による軟判定デマッピング方法において、前記複素シンボルが、符号分割多重接続マルチキャリア送信機で送信される信号に含まれ、畳み込み符号化によって符号化された、またMが2mに等しい整数でありmが1以上の整数であるM-QAM変調によって直交変調されたバイナリデータで構成され、ランクk(k = 1, 2, ..., K)の送信複素シンボルa(k)が、ランクkのユーザに関連する拡散符号で拡散され、畳み込み符号化によって符号化された前記バイナリデータが、ランクkの前記ユーザに対して、ビット系列{bI, 1; bI, 2; ..., bI, q; ..., bI, r; bQ, 1; bQ, 2; ..., bQ, p; ..., bQ, s}を構成し、前記ビットbI, qは前記送信される信号の同相部のq番目の符号化されたビットであり、前記ビットbQ, pは前記送信される信号の直交部のp番目の符号化されたビットである、方法であって、前記ビットbI, qの対数尤度比LogLR(bI, q)の計算および前記ビットbQ, pの対数尤度比LogLR(bQ, p)の計算を含み、その結果、
【数６】
2008533785.tif 000090
であり、ただし、
β=η2 / V  ここで
ηは、以下のような確率変数ηkの、拡散符号の総数Kおよび前記拡散符号の長さNが無限大に近づき、かつ量α(α= K / N)が1以下であるときの有限極限であり、
y(k) =ηk a(k) +τk
ここで、y(k)は前記送信複素シンボルa(k)に対応するランクkの前記複素数シンボルであり、τkは多元接続による雑音および熱雑音のフィルタリングにより発生する雑音値を表す確率変数であり、
Vは前記確率変数τkの分散の有限極限であり、βが、
【数７】
2008533785.tif 000091
によって与えられ、ここで、
h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
【数８】
2008533785.tif 000092
はK個全ての前記拡散符号に関連する平均電力であり、
pkはランクkの前記ユーザの前記拡散符号に関連する電力であり、
σ2は熱雑音の分散であり、
【数９】
2008533785.tif 000093
は
【数１０】
2008533785.tif 000094
のように正規化された複素数シンボルであり、
λは前記M-QAM変調に関連するQAM信号点配置の基準複素シンボルであり、
S(1)I, qは、位置(I, q)に「1」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(0)I, qは、位置(I, q)に「0」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(1)Q, pは、位置(Q, p)に「1」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(0)Q, pは、位置(Q, p)に「0」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であることを特徴とする方法。
【請求項３】
送信複素シンボル(a(1), a(2), ..., a(k), ..., a(K))に対応する複素数シンボル(y(1), y(2), ..., y(k), ..., y(K))の対数尤度比の計算による軟判定デマッピング方法において、前記複素シンボルが、符号分割多重接続マルチキャリア送信機で送信される信号に含まれ、畳み込み符号化によって符号化された、またMが2mに等しい整数でありmが1以上の整数であるM-QAM変調によって直交変調されたバイナリデータで構成され、ランクk(k = 1, 2, ..., K)の送信複素シンボルa(k)が、ランクkのユーザに関連する拡散符号で拡散され、畳み込み符号化によって符号化された前記バイナリデータが、ランクkの前記ユーザに対して、ビット系列{bI, 1; bI, 2; ..., bI, q; ..., bI, r; bQ, 1; bQ, 2; ..., bQ, p; ..., bQ, s}を構成し、前記ビットbI, qは前記送信される信号の同相部のq番目の符号化されたビットであり、前記ビットbQ, pは前記送信される信号の直交部のp番目の符号化されたビットである、方法であって、前記ビットbI, qの対数尤度比(LogLR)(bI, q)の計算および前記ビットbQ, pの対数尤度比(LogLR)(bQ, p)の計算を含み、その結果、
【数１１】
2008533785.tif 000095
であり、ただし、
β=η2 / V  ここで
ηは、以下のような確率変数ηkの、拡散符号の総数Kおよび前記拡散符号の長さNが無限大に近づき、かつ量α(α= K / N)が1以下であるときの有限極限であり、
y(k) =ηk a(k) +τk
ここで、y(k)は前記送信複素シンボルa(k)に対応するランクkの前記複素数シンボルであり、τkは多元接続による雑音および熱雑音のフィルタリングにより発生する雑音値を表す確率変数であり、
Vは前記確率変数τkの分散の有限極限であり、βが、
【数１２】
2008533785.tif 000096
によって与えられ、ここで、
μpower(p)は、α= K / Nが一定のままNおよびKが無限大に近づくときの、種々の前記拡散符号に関連する種々の電力に関する電力の極限分布であり、
h(e2iΠf)はチャネルの周波数応答であり、
pkはランクkのユーザの前記拡散符号に関連する電力であり、
【数１３】
2008533785.tif 000097
は
【数１４】
2008533785.tif 000098
のように正規化された複素数シンボルであり、
λは前記M-QAM変調に関連するQAM信号点配置の基準複素シンボルであり、
S(1)I, qは、位置(I, q)に「1」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(0)I, qは、位置(I, q)に「0」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(1)Q, pは、位置(Q, p)に「1」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であり、
S(0)Q, pは、位置(Q, p)に「0」を有する全ての前記基準複素シンボルをまとめる複素平面の区画であることを特徴とする方法。
【請求項４】
aが1以上の整数であるM = 22aの正方M-QAM変調の場合、前記ビットbI, qの前記対数尤度比および前記ビットbQ, pの前記対数尤度比が、以下のそれぞれの式にしたがって(a = 1に対して)書かれ、または(a > 1に対して)近似される、すなわち、
LogLR (bI, q) =β×MI, q  ただし、
q = 1に対して
【数１５】
2008533785.tif 000099
かつ
q > 1に対してMI, q = -|MI,q-1| + mI, q
ここで、
【数１６】
2008533785.tif 000100
は前記正規化された複素数シンボル
【数１７】
2008533785.tif 000101
の同相成分であり、mI, qは前記複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1であり、
LogLR (bQ, p) =β×MQ, p  ただし、
p = 1に対して
【数１８】
2008533785.tif 000102
かつ
p > 1に対してMQ, p = -|MQ, p-1| + mQ, p
ここで、
【数１９】
2008533785.tif 000103
は前記正規化された複素シンボル
【数２０】
2008533785.tif 000104
の直交成分であり、mQ, pは前記複素平面の区画S(0)Q, pとS(1)Q, pの間の距離の2分の1であることを特徴とする請求項1から3のいずれか一項に記載の軟判定デマッピング方法。
【請求項５】
前記ビットbI, qの前記対数尤度比および前記ビットbQ, pの前記対数尤度比が、以下のそれぞれの式にしたがって(a = 1に対して)書かれ、または(a > 1に対して)近似される、すなわち、
LogLR (bI, q) = (η/ V) ZI, q  ただし、
q = 1に対してZI, q = yI  かつ
q > 1に対してZI, q = -|ZI, q-1| +η×mI, q
ここで、yIは前記複素数シンボルy(k)の同相成分であり、mI, qは前記複素平面の区画S(0)I, qとS(1)I, qの間の距離の2分の1であり、
LogLR (bQ, p) = (η/ V) ZQ, p  ただし、
p = 1に対してZQ, p = yQ  かつ
p > 1に対してZQ, p = -|ZQ, p-1| +η×mQ, p
ここで、yQは前記複素数シンボルy(k)の直交成分であり、mQ, pは前記複素平面の区画S(0)Q, pとS(1)Q, pの間の距離の2分の1であることを特徴とする請求項4に記載の軟判定デマッピング方法。
【請求項６】
対数尤度比(LogLR)の計算によって軟判定デマッピングする段階と、畳み込み符号化によって符号化されたビット系列とビット単位に対応するビット系列を前記対数尤度比(LogLR)から計算するために軟判定入力復号アルゴリズムによって復号する段階とを含む、複素数シンボル(y(1), y(2), ..., y(k), ..., y(K))を復号する方法であって、前記軟判定デマッピングする段階が請求項1から5のいずれか一項に記載の方法によって実行されることを特徴とする方法。
【請求項７】
前記軟判定入力復号アルゴリズムが軟判定入力ビタビアルゴリズムであることを特徴とする請求項6に記載の復号方法。
【請求項８】
前記畳み込み符号化が畳み込みターボ符号化であり、前記軟判定入力復号アルゴリズムが、最尤基準を使用する軟判定入力および軟判定出力ビタビアルゴリズム、または事後最大基準を使用する事後確率最大化アルゴリズムであることを特徴とする請求項6に記載の復号方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１５９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１５９】
【数４７】
2008533785.tif 000105
【国際調査報告】
2008533785.tif 000106
2008533785.tif 000107
2008533785.tif 000108
2008533785.tif 000109