(57)【要約】  ワイヤレス通信機器の送信経路のための信号スケーリングデバイス（Ｄ）は、送信すべき位相および／または振幅変調信号（Ｉ／Ｑ）を受信し、かつ前記位相および／または振幅変調信号を、選択された複素利得により乗算して、選択されたスケーリングの振幅および選択された位相オフセットを有する前記位相および／または振幅変調信号を出力するように構成されている処理手段（ＰＭ）を備える。
2008508767.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイヤレス通信機器の送信経路のための信号スケーリングデバイスであって、
送信すべき位相および／または振幅変調信号を受信し、かつ前記位相および／または振幅変調信号を、選択された複素利得により乗算して、選択されたスケーリングの振幅および選択された位相オフセットを有する前記位相および／または振幅変調信号を出力するように構成されている、処理手段を備える、
ことを特徴とする信号スケーリングデバイス。
【請求項２】
前記位相および／または振幅変調信号は、Ｉ＋ｊＱに等しく、ここで、Ｉは同相成分信号であり、Ｑは直交成分信号であり、前記複素利得は、ｋ１＋ｊｋ２に等しく、ここで、ｋ１およびｋ２は、選択された利得係数であり、
前記スケーリングされた振幅は、（ｋ１２＋ｋ２２）１／２に等しい利得係数に依存し、前記位相オフセットは、ａｒｃｔａｎ（ｋ２／ｋ１）に等しい、
ことを特徴とする請求項１に記載の信号スケーリングデバイス。
【請求項３】
前記利得係数ｋｊ（ここでｊ＝１，２）は、
【数１】
2008508767.tif 000008
に等しく、ここで、ａｉ，ｊは、０または１のいずれかに等しいビット係数であり、ｂは、ダイナミックレンジの値が構成される選択されたバイナリ数ηの小数部分を表すビットの数であり、Ｂは、前記選択されたバイナリ数ηの整数部分を表すビットの数であり、
前記処理手段は、ｉ）前記選択された利得係数ｋ１およびｋ２を定義する前記ビット係数ａｉ，ｊを出力するように構成された選択手段と、ｉｉ）送信すべき位相および／または振幅変調信号の前記同相成分信号および直交成分信号が供給されており、前記出力されたビット係数ａｉ，ｊに応じてスケーリングされた振幅を有する前記位相および／または振幅変調信号を出力するように構成されているスケーリング手段と、を備える、
ことを特徴とする請求項２に記載の信号スケーリングデバイス。
【請求項４】
前記スケーリング手段は、前記ビット係数ａｉ，ｊの供給を受けており、
ｉ）送信すべき前記同相成分信号を記憶するための第１のレジスタ手段と、
ｉｉ）前記第１の入力レジスタ手段の内容を、前記出力されたビット係数ａｉ，１に応じてｉ＝−ｂ〜Ｂ−１ビットによりシフトするための第１のシフト手段と、
ｉｉｉ）送信すべき前記直交成分信号を記憶するための第２のレジスタ手段と、
ｉｖ）前記第２の入力レジスタ手段の内容を、前記出力されたビット係数ａｉ，２に応じてｉ＝−ｂ〜Ｂ−１ビットによりシフトするための第２のシフト手段と、
ｖ）前記第２のレジスタ手段の内容を、前記第１のレジスタ手段の内容から減算して、選択されたスケーリングの振幅を有する同相成分信号を出力するための第１の計算手段と、
ｖｉ）送信すべき前記同相成分信号を記憶するための第３のレジスタ手段と、
ｖｉｉ）前記第３の入力レジスタ手段の内容を、前記出力されたビット係数ａｉ，２に応じてｉ＝−ｂ〜Ｂ−１ビットによりシフトするための第３のシフト手段と、
ｖｉｉｉ）送信すべき前記直交成分信号を記憶するための第４のレジスタ手段と、
ｉｘ）前記第４のレジスタ手段の内容を、前記出力されたビット係数ａｉ，１に応じてｉ＝−ｂ〜Ｂ−１ビットによりシフトするための第４のシフト手段と、
ｘ）前記第３のレジスタ手段の内容を、前記第４のレジスタ手段の内容に加算して、選択されたスケーリングされた振幅を有する直交成分信号を出力するための第２の計算手段と、を備える、
ことを特徴とする請求項３に記載の信号スケーリングデバイス。
【請求項５】
スイッチコマンド信号における前記ビット係数ａｉ，ｊを、前記ビット係数ａｉ，ｊの値に応じて変換するように構成されている制御手段を備え、前記スケーリング手段は、
ｉ）前記ビット係数ａｉ，１に、それぞれ関連付けられており、それぞれが、入力と出力とを備え、かつ対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、前記出力が、第１の出力端子に接続されている、スイッチの第１の群と、
ｉｉ）それぞれが、絶縁されたゲートを有し、前記絶縁されたゲートは、送信すべき前記同相変調信号と同一の第１の同相変調信号が供給されている第１の入力端子に直列に接続されており、それぞれが、前記第１の群の前記スイッチのうちの１つの入力と接続されたドレインを有し、異なるアスペクト比を有する、トランジスタの第１の群と、
ｉｉｉ）前記ビット係数ａｉ，２に、それぞれ関連付けられており、それぞれが、入力と出力とを備え、かつ対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、前記出力が、前記第１の出力端子に接続されている、スイッチの第２の群と、
ｉｖ）それぞれが、絶縁されたゲートを有し、前記絶縁されたゲートは、マイナスの直交変調信号で乗算された送信すべき前記直交変調信号と同一の第１の直交変調信号が供給されている第２の入力端子に直列に接続されており、それぞれが、前記第２の群の前記スイッチのうちの１つの入力と接続されたドレインを有し、異なるアスペクト比を有する、トランジスタの第２の群と、
ｖ）前記ビット係数ａｉ，２に、それぞれ関連付けられており、それぞれが、入力と出力とを備え、かつ対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、前記出力が、第２の出力端子に接続されている、スイッチの第３の群と、
ｖｉ）それぞれが、絶縁されたゲートを有し、前記絶縁されたゲートは、前記第１の同相変調信号が供給されている前記第１の入力端子に直列に接続されており、それぞれが、前記第３の群の前記スイッチのうちの１つの入力と接続されたドレインを有し、異なるアスペクト比を有する、トランジスタの第３の群と、
ｖｉｉ）前記ビット係数ａｉ，１に、それぞれ関連付けられており、それぞれが、入力と出力とを備え、かつ対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、前記出力が、第２の出力端子に接続されている、スイッチの第４の群と、
ｖｉｉｉ）それぞれが、絶縁されたゲートを有し、前記絶縁されたゲートは、送信すべき前記直交変調信号と同一の第２の直交変調信号が供給されている第３の入力端子に直列に接続されており、それぞれが、前記第４の群の前記スイッチのうちの１つの入力と接続されたドレインを有し、異なるアスペクト比を有する、トランジスタの第４の群と、
ｉｘ）前記ビット係数ａｉ，１に、それぞれ関連付けられており、それぞれが、入力と出力とを備え、かつ対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、前記出力が、第３の出力端子に接続されている、スイッチの第５の群と、
ｘ）それぞれが、絶縁されたゲートを有し、前記絶縁されたゲートは、マイナスの同相変調信号で乗算された送信すべき前記同相変調信号と等しい第２の同相変調信号が供給されている第４の入力端子に直列に接続されており、それぞれが、前記第５の群の前記スイッチのうちの１つの入力と接続されたドレインを有し、異なるアスペクト比を有する、トランジスタの第５の群と、
ｘｉ）前記ビット係数ａｉ，２に、それぞれ関連付けられており、それぞれが、入力と出力とを備え、かつ対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、前記出力が、前記第３の出力端子に接続されている、スイッチの第６の群と、
ｘｉｉ）それぞれが、絶縁されたゲートを有し、前記絶縁されたゲートは、前記第２の直交変調信号が供給されている前記第３の入力端子に直列に接続されており、それぞれが、前記第６の群の前記スイッチのうちの１つの入力と接続されたドレインを有し、異なるアスペクト比を有する、トランジスタの第６の群と、
ｘｉｉｉ）前記ビット係数ａｉ，２に、それぞれ関連付けられており、それぞれが、入力と出力とを備え、かつ対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、前記出力が、第４の出力端子に接続されている、スイッチの第７の群と、
ｘｉｖ）それぞれが、絶縁されたゲートを有し、前記絶縁されたゲートは、前記第２の同相変調信号が供給されている前記第４の入力端子に直列に接続されており、それぞれが、前記第７の群の前記スイッチのうちの１つの入力と接続されたドレインを有し、異なるアスペクト比を有する、トランジスタの第７の群と、
ｘｖ）前記ビット係数ａｉ，１に、それぞれ関連付けられており、それぞれが、入力と出力とを備え、かつ対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、前記出力が、前記第４の出力端子に接続されている、スイッチの第８の群と、
ｘｖｉ）それぞれが、絶縁されたゲートを有し、前記絶縁されたゲートは、前記第１の直交変調信号が供給されている前記第２の入力端子に直列に接続されており、それぞれが、前記第８の群の前記スイッチのうちの１つの入力と接続されたドレインを有し、異なるアスペクト比を有する、トランジスタの第８の群と、を備える、
ことを特徴とする請求項３に記載の信号スケーリングデバイス。
【請求項６】
スイッチコマンド信号における前記ビット係数ａｉ，ｊを、前記ビット係数ａｉ，ｊの値に応じて変換するように構成されている制御手段を備え、前記スケーリング手段は、
ｉ）それぞれ並列に設けられた分岐の第１および第２の群であって、各分岐が、前記ビット係数ａｉ，１のうちの１つに関連付けられたスイッチを備え、前記スイッチが、対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、かつ選択された抵抗の抵抗器に直列に接続されている、分岐の第１および第２の群と、
ｉｉ）それぞれ並列に設けられた分岐の第３および第４の群であって、各分岐が、前記ビット係数ａｉ，２のうちの１つに関連付けられたスイッチを備え、前記スイッチが、対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、かつ選択された抵抗の抵抗器に直列に接続されている、分岐の第３および第４の群と、
ｉｉｉ）前記第１の群の分岐の入力に接続され、かつ送信すべき前記同相変調信号と同一の第１の同相変調信号が、選択された抵抗の第１の抵抗器を通して供給されている反転入力と、前記第２の群の分岐の入力に接続され、かつマイナスの同相変調信号で乗算された送信すべき前記同相変調信号と等しい第２の同相変調信号が、選択された抵抗の第２の抵抗器を通して供給されている非反転入力と、前記第１の群の分岐の出力に接続された正の出力と、前記第２の群の分岐の出力に接続された負の出力と、を有する第１の演算増幅器と、
ｉｖ）前記第３の群の分岐の入力に接続され、かつ送信すべき前記直交変調信号と同一の第１の直交変調信号が、選択された抵抗の第３の抵抗器を通して供給されている反転入力と、前記第４の群の分岐の入力に接続され、かつマイナスの直交変調信号で乗算された送信すべき前記直交変調信号と等しい第２の直交変調信号が、選択された抵抗の第４の抵抗器を通して供給されている非反転入力と、前記第３の群の分岐の出力に接続された正の出力と、前記第４の群の分岐の出力に接続された負の出力と、を有する第２の演算増幅器と、
ｖ）選択された抵抗の第５の抵抗器を通して、前記第１の演算増幅器の前記正の出力に、選択された抵抗の第６の抵抗器を通して、前記第２の演算増幅器の前記負の出力に接続されている反転入力と、選択された抵抗の第７の抵抗器を通して、前記第１の演算増幅器の前記負の出力に、選択された抵抗の第８の抵抗器を通して、前記第２の演算増幅器の前記正の出力に接続されている非反転入力と、選択された抵抗の第９の抵抗器を通して前記反転入力に接続されている正の出力と、選択された抵抗の第１０の抵抗器を通して前記非反転入力に接続されている負の出力と、を有する第３の演算増幅器と、
ｖｉ）それぞれ並列に設けられた分岐の第５および第６の群であって、各分岐が、前記ビット係数ａｉ，２のうちの１つに関連付けられたスイッチを備え、前記スイッチが、対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、かつ選択された抵抗の抵抗器に直列に接続されている、分岐の第５および第６の群と、
ｖｉｉ）それぞれ並列に設けられた分岐の第７および第８の群であって、各分岐が、前記ビット係数ａｉ，１のうちの１つに関連付けられたスイッチを備え、前記スイッチが、対応するスイッチコマンド信号の値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるようにされており、かつ選択された抵抗の抵抗器に直列に接続されている、分岐の第７および第８の群と、
ｖｉｉｉ）前記第５の群の分岐の入力に接続され、かつ前記第２の同相変調信号が、選択された抵抗の第１１の抵抗器を通して供給されている反転入力と、前記第６の群の分岐の入力に接続され、かつ前記第１の同相変調信号が、選択された抵抗の第１２の抵抗器を通して供給されている非反転入力と、前記第５の群の分岐の出力に接続された正の出力と、前記第６の群の分岐の出力に接続された負の出力と、を有する第４の演算増幅器と、
ｉｘ）前記第７の群の分岐の入力に接続され、かつ前記第１の直交変調信号が、選択された抵抗の第１３の抵抗器を通して供給されている反転入力と、前記第８の群の分岐の入力に接続され、かつ前記第２の直交変調信号が、選択された抵抗の第１４の抵抗器を通して供給されている非反転入力と、前記第７の群の分岐の出力に接続された正の出力と、前記第８の群の分岐の出力に接続された負の出力と、を有する第５の演算増幅器と、
ｘ）選択された抵抗の第１５の抵抗器を通して、前記第５の演算増幅器の前記正の出力に、選択された抵抗の第１６の抵抗器を通して、前記第６の演算増幅器の前記負の出力に接続されている反転入力と、選択された抵抗の第１７の抵抗器を通して、前記第５の演算増幅器の前記負の出力に、選択された抵抗の第１８の抵抗器を通して、前記第６の演算増幅器の前記正の出力に接続されている非反転入力と、選択された抵抗の第１９の抵抗器を通して前記反転入力に接続された正の出力と、選択された抵抗の第２０の抵抗器を通して前記非反転入力に接続された負の出力と、を有する第６の演算増幅器と、を備える、
ことを特徴とする請求項３に記載の信号スケーリングデバイス。
【請求項７】
前記第１乃至第２０の抵抗器は、同一の選択された抵抗を有する、ことを特徴とする請求項６記載の信号スケーリングデバイス。
【請求項８】
前記位相および／または振幅変調信号は、ＧＭＳＫ  Ｉ／Ｑ信号または８ＰＳＫ  Ｉ／Ｑ信号である、ことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の信号スケーリングデバイス。
【請求項９】
ワイヤレス通信機器の送信経路のためのベースバンドおよび音声インターフェイスデバイス（ＢＡＩ：Baseband and Audio Interface device）であって、
請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の信号スケーリングデバイスを備える、ことを特徴とするベースバンドおよび音声インターフェイスデバイス。
【請求項１０】
ワイヤレス通信機器の送信経路のためのベースバンドデバイス（ＢＢＤ：Baseband Device）であって、
請求項１乃至請求項４および請求項８のいずれかに記載の信号スケーリングデバイスを備える、ことを特徴とするベースバンドデバイス。
【請求項１１】
ワイヤレス通信機器の送信経路のための無線周波数デバイス（ＲＦＤ：Radiofrequency Device）であって、
請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の信号スケーリングデバイスを備える、ことを特徴とする無線周波数デバイス。
【請求項１２】
送信経路を備えるワイヤレス通信機器であって、
前記送信経路は、請求項１０に記載のベースバンドデバイスおよび／または請求項９に記載のベースバンドおよび音声インターフェイスデバイスおよび／または請求項１１に記載の無線周波数デバイスを備える、
ことを特徴とするワイヤレス通信機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相および／または振幅変調信号を用いるワイヤレス通信機器の送信経路（またはセクション）に関し、より正確には、そのような機器での信号スケーリングに関する。
【背景技術】
【０００２】
当業者に知られるように、ＧＳＭまたはＵＭＴＳ携帯電話などの、特定のワイヤレス通信機器の送信経路は、送信信号の利得を変化させる信号スケーリングデバイスを備える。この信号スケーリングデバイスは、送信経路のアナログおよび／またはデジタル部分に設けることが可能である。
【０００３】
デジタル分野における利得変化に適応した、多くの信号スケーリングデバイスが、提案されている。これらのほとんどは、データ信号および選択された利得が、“シフト−加算−記憶（shift-add-store）”手順を介してバイナリ乗算される、乗算器である。他は、全ての可能な事前計算された値が、記憶され、選択されたアドレスに従って選択される、ルックアップ表に基づいている。これらのデバイスのいくつかは、対数領域における信号処理に基づくアルゴリズムを実施して、乗算を、簡素なバイナリ加算へと縮小するものであり、このバイナリ加算は、利得がデシベル（ｄＢ）で与えられることが多い音声または通信信号の場合に有用である。
【０００４】
アナログ分野における利得変化に適応した、いくつかの信号スケーリングデバイスも、提案されている。このようなスケーリングは、電流モードまたは電圧モードのいずれかにおいて行なうことができる。これらのデバイスのいくつかは、トランジスタの複製および電流ミラーを介した電流スケーリングに基づいている。他は、例えば、２００１年のニューヨーク、マグローヒル（McGraw-Hill）社の、Ｂ．ラザビィ（Razavi）の文献、“アナログＣＭＯＳ集積回路の設計（Design of analog CMOS integrated circuits）”に述べられているように、利得を決定する構成要素として、抵抗器を備える標準的な演算増幅器アーキテクチャまたはキャパシタ比率に基づいている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
アナログおよびデジタル分野の両方において、利得変化の精度は、通常、必要とされる基本動作において使用される量子化レベル、すなわち、デジタル分野における有限ワード長、またはアナログ分野における不一致／有限成分の分解能、に限定される。従って、これらのデバイスは、不十分な低い精度、あるいはアーキテクチャ、チップ面積および／または計算に関する高い複雑さをもたらす可能性がある。
【０００６】
よって、本発明の目的は、この状況を改善することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この目的のために、ワイヤレス通信機器の送信経路における利得変化に専用の信号スケーリングデバイスが提供され、デバイスは、送信すべき位相および／または振幅変調信号を受信し、かつ位相および／または振幅変調信号を、選択された複素利得により乗算して、選択されたスケーリングの振幅および選択された位相オフセットを有する位相および／または振幅変調信号を出力する処理手段を備える。
【０００８】
すなわち、本発明は、一定の位相オフセットに対して不変の信号向けに、すなわち、例えばＧＭＳＫおよび８ＰＳＫなどの移動体通信で用いられる、全ての標準的な搬送波変調送信スキーム向けに、複合型の信号スケーリングを使用することを提案する。位相の不変性の特性を活用することにより、高精度の信号スケーリングを、低いか中程度の実施の複雑さで達成することができる。
【０００９】
位相および／または振幅変調信号が、Ｉ＋ｊＱに等しく、ここで、Ｉは同相成分信号であり、Ｑは直交成分信号である場合、および複素利得が、ｋ１＋ｊｋ２に等しく、ここで、ｋ１およびｋ２は、選択された（正の）利得係数である場合、スケーリングされた振幅は、有利に、（ｋ１２＋ｋ２２）１／２に等しい利得係数に依存し、位相オフセットは、ａｒｃｔａｎ（ｋ２／ｋ１）に等しい。
【００１０】
この場合、利得係数ｋｊ（ここでｊ＝１，２）は、例えば、
【数１】
2008508767.tif 000003
に等しくてもよく、ここで、ａｉ，ｊは、０または１のいずれかに等しいビット係数であり、ｂは、ダイナミックレンジの値が構成される選択されたバイナリ数ηの小数部分を表すビットの数であり、Ｂは、前記選択されたバイナリ数ηの整数部分を表すビットの数である。次いで、処理手段は、ｉ）選択された利得係数ｋ１およびｋ２を定義するビット係数ａｉ，ｊを出力するように構成された選択手段と、ｉｉ）送信すべき位相および／または振幅変調信号の同相成分信号および直交成分信号が供給されており、出力されたビット係数ａｉ，ｊに応じてスケーリングされた振幅を有する位相および／または振幅変調信号を出力するように構成されているスケーリング手段と、を備えてもよい。
【００１１】
本発明は、また、上述したものなどの信号スケーリングデバイスを備える、ワイヤレス通信機器の送信経路のためのベースバンドおよび音声インターフェイスデバイスを提供する。
【００１２】
スケーリングデバイスが、デジタルで実施された場合、これも、ベースバンドデバイス（デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）とコントローラとを備える）の一部とすることができる。
【００１３】
本発明は、また、上述したものなどの信号スケーリングデバイスを備える、ワイヤレス通信機器の送信経路向けの無線周波数（ＲＦ）デバイスも提供する。
【００１４】
本発明は、また、上述したものなどのベースバンドデバイス、上述したものなどのベースバンドおよび音声インターフェイスデバイス、および／または上述したものなどの無線周波数デバイスを有する送信経路を備えるワイヤレス通信機器を提供する。
【００１５】
このような機器は、例えば、携帯電話であってもよい。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な明細書および添付の図面を考察することにより明らかとなるであろう。
【００１７】
添付の図面は、本発明の完成に役立つだけでなく、必要であれば、その定義にも寄与する。
【００１８】
図１に概略的に示されるように、ワイヤレス通信機器の送信経路は、デジタルベースバンドプロセッサ（またはデバイス）ＢＢＤと、ベースバンドおよび音声インターフェイスデバイスＢＡＩと、無線周波数（ＲＦ）デバイスＲＦＤと、電力増幅器ＰＡとを主に備える。
【００１９】
以下の説明において、ワイヤレス通信機器は、位相および／または振幅変調信号を送信（および受信）するようにされた携帯電話、例えばＧＳＭ／ＧＰＲＳ携帯電話またはＵＭＴＳ携帯電話であるものとする。しかし、本発明は、この種の機器に限定されない。機器は、例えば、通信デバイスを備えるラップトップまたはＰＤＡ（Personal Digital Assistant）であってもよい。
【００２０】
送信方向に関して、デジタルベースバンドプロセッサは、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）と、ベースバンドおよび音声インターフェイスデバイスＢＡＩとのインターフェイスとなるコントローラデバイス（例えばＡＲＭ）と、を主に備える。ベースバンドおよび音声インターフェイスデバイスＢＡＩは、変調器Ｍと、デジタル−アナログコンバータＤＡＣと、無線周波数デバイスＲＦＤとのインターフェイスとなるポストフィルタＰＦと、を主に備える。変調器Ｍは、例えば、ＧＳＭフレームの連続時間スロットにおいて、ＧＭＳＫ変調スキームから８ＰＳＫ変調スキームおよびその逆に、マルチモード動作でスイッチするようにしたジョイント８ＰＳＫ／ＧＭＳＫ  Ｉ／Ｑ変調器であってもよい。しかし、本発明は、電力増幅器ＰＡの線形および非線形モード間でのスイッチングを要求し得る、この種のスイッチングに限定されない。実際に、本発明は、どのような変調器のスイッチングスキームにも概ね適合する。無線周波数デバイスＲＦＤの送信セクションは、フィルタと、利得ステージと、オシレータと、ミキサとを主に備える。電力増幅器ＰＡは、無線周波数アンテナＡＮに接続される。
【００２１】
デジタルのベースバンドプロセッサＢＢＤ、ＢＡＩおよび無線周波数（ＲＦ）デバイスＲＦＤは、同一のチップまたは個別のチップで定義してもよく、また、これら３つのデバイスのうちの２つの任意の組合せを、同じチップで定義してもよい。よって、これらは、“チップ―チップ（chip-to-chip）接続モード”または“ブロック―ブロック（block-to-block）接続モード”において一方から他方へ接続してもよい（これらが同一のチップに集積化されている場合）。
【００２２】
通常、送信経路は、ベースバンドおよび音声インターフェイスデバイスＢＡＩ（デジタルまたはアナログの形態）および／または無線周波数デバイスＲＦＤ（好ましくはアナログの形態）の内部に配置することができる、少なくとも１つの利得ステージまたは信号スケーリングデバイスＤを備える。
【００２３】
本発明は、制限された複雑さにより高精度のスケーリングを提案する信号スケーリングデバイスＤを提供することを目的としている。図１に示すように、本発明に係るデバイスＤ（または利得ステージ）は、ベースバンドおよび音声インターフェイスデバイスＢＡＩおよび／または無線周波数デバイスＲＦＤの内部に配置してもよい。さらに、後述するように、本発明に係るデバイスＤは、デジタル形態またはアナログ形態を有してもよい。
【００２４】
信号スケーリングデバイスＤ（以下“デバイスＤ”）は、受信する位相および／または振幅変調信号（送信されるべきである）ごとに、選択された複素利得で乗算し、選択されたスケーリングの振幅および選択された位相オフセットを有する位相および／または振幅変調信号を出力するように構成されている処理モジュールＰＭを、少なくとも備える。
【００２５】
本発明の理解を容易にするために、複合乗算の数学的定義が、以下に想起される。
【００２６】
極形式で、ｘ１を、ｘ１＝ｒ１（ｃｏｓθ１＋ｊ  ｓｉｎθ１）、ｘ２を、ｘ２＝ｒ２（ｃｏｓθ２＋ｊ  ｓｉｎθ２）とする。次いで、積Ｘ＝ｘ１ｘ２は、次のように書き換えることができる。
Ｘ＝ｘ１ｘ２＝ｒ１ｒ２［ｃｏｓ（θ１＋θ２）＋ｊ  ｓｉｎ（θ１＋θ２）］  （ｅｑ．１）
【００２７】
式（ｅｑ．１）の両側で、絶対値および引数を取ると、次のようになる。
｜ｘ１ｘ２｜＝｜ｘ１｜｜ｘ２｜  （ｅｑ．２ａ）
ａｒｇ（ｘ１ｘ２）＝（ａｒｇ（ｘ１）＋ａｒｇ（ｘ２））ｍｏｄｕｌｏ  ２π  （ｅｑ．２ｂ）
【００２８】
式（ｅｑ．２ａ）および（ｅｑ．２ｂ）は、どのような実数または複素数の乗算に対しても有効である。従って、ｘ１が、ｒ１＝（Ｉ２＋Ｑ２）１／２である同相成分Ｉおよび直交成分Ｑ（ｘ１＝Ｉ＋ｊＱ）を有する送信すべき位相および／または振幅変調信号であり、ｘ２が、ｒ２＝（ｋ１２＋ｋ２２）１／２である複素利得（ｘ２＝ｋ１＋ｊｋ２）と仮定すると、変調信号と複素利得の積Ｘの絶対値は、その個別成分の絶対値の積と等しくなり、結果として生じる引数は、個別の引数の合計から生じる。
【００２９】
そこで、送信すべき変調信号が、例えば任意の位相変調信号でそうであるように、受信器の視点からのどのような一定の位相オフセットによる影響も受けない場合、選択された複素利得ｘ２を有するこの信号ｘ１の積Ｘは、結果として、固定された位相オフセット（ａｒｇ  ｘ２＝ａｒｃｔａｎ（ｋ２／ｋ１））による選択された振幅信号スケーリング（ｒ２＝（ｋ１２＋ｋ２２）１／２）となる。デカルト座標において、積Ｘ＝ｘ１ｘ２は、次のように書き換えることができる。
Ｘ＝ｘ１ｘ２＝（Ｉ＋ｊＱ）（ｋ１＋ｊｋ２）＝（Ｉｋ１−Ｑｋ２）＋ｊ（Ｉｋ２＋Ｑｋ１）  （ｅｑ．３）
【００３０】
この乗算は、デジタル形態のみならずアナログ形態でも実施可能である。さらに、この乗算は、単純な形態または差動形態において実施可能である。
【００３１】
単純な形態では、その成分の対｛Ｉ，Ｑ｝により定義される、送信すべき変調Ｉ／Ｑ信号から開始して、式（ｅｑ．３）に従って、ＩＴ＝Ｉｋ１−Ｑｋ２およびＱＴ＝Ｉｋ２＋Ｑｋ１とする、成分の対｛ＩＴ，ＱＴ｝により定義される、スケーリングされた振幅を有する変調Ｉ／Ｑ信号を得る。
【００３２】
差動形態においては、Ｉ＋＝−Ｉ−およびＱ＋＝−Ｑ−とする（同相モード電圧は、この例では明確さのためにゼロと仮定される）４つ組みの差動成分｛Ｉ＋，Ｑ＋，Ｉ−，Ｑ−｝により定義される、送信すべき変調Ｉ／Ｑ信号から開始して、式（ｅｑ．３）に従って、Ｉ＋Ｔ＝Ｉ＋ｋ１＋Ｑ−ｋ２，Ｑ＋Ｔ＝Ｉ＋ｋ２＋Ｑ＋ｋ１，Ｉ−Ｔ＝Ｉ−ｋ１＋Ｑ＋ｋ２，Ｑ−Ｔ＝Ｉ−ｋ２＋Ｑ−ｋ１とする、４つ組みの成分｛Ｉ＋Ｔ，Ｑ＋Ｔ，Ｉ−Ｔ，Ｑ−Ｔ｝により定義される、スケーリングされた振幅を有する変調Ｉ／Ｑ信号を得る。
【００３３】
そうすることにより、追加的な信号の反転を、省略することができる。
【００３４】
利得を定義する成分ｋ１およびｋ２は、ｎ≧１とするｎビットレベルに量子化することができる。
【００３５】
例えば、利得ステップごとに、ｎ＝３と、［−９；３］ｄＢの乗算範囲と、１ｄＢの分解能とを選択することができる。ここで、ｋ１＝ｋ２＝［１；０．８７５；０．７５；．．．；０．２５；０．１２５］として、利得Ｋ（ｄＢ）が、２０ｌｏｇ１０（（ｋ１２＋ｋ２２）１／２）に等しい場合、結果を並べ替えて、１ｄＢの分解能の利得ステップに最も近い利得値を維持した後に、続く利得値Ｋ＝［−９．０３；−８．０６；−６．９２；−５．７５；−５．０５；−４．０８；−３．０１；−２．０４；−１．０７；０．０７；０．９７；１．９４；３．０１］ｄＢが得られる。０．２５ｄＢの利得の精度が、Ｋの全範囲について達成され、０．０５ｄＢの利得の精度が、［−５；３］ｄＢに属する利得値Ｋについて達成される。
【００３６】
固定小数点表示でのＢビットで表すことができる負でない整数ηの範囲が、０≦η≦２Ｂ−１により与えられ、ｂビットで表すことができる正の小数ηの範囲が、０≦η≦１−２−ｂによって与えられることが、想起される。さらに、ηｍａｘおよびηｍｉｎが、それぞれ、Ｂビットの固定小数点表示で表すことができる数の最大および最小の値をそれぞれ示す場合、ダイナミックレンジＲが、Ｒ＝ηｍａｘ−ηｍｉｎにより与えられ、この表示の分解能（または量子化レベル）が、δ＝Ｒ／（２Ｂ−１）またはＲ／（２ｂ−１）で定義される。δは、ゼロと等しくないＢおよびｂに対してのみ定義される。
【００３７】
さらに、Ｂ整数ビットおよびｂ小数ビットから成るバイナリ数ηの同等の小数は、
【数２】
2008508767.tif 000004
により与えられ、ここで、各ビットａ１は、０または１のいずれかに等しい。よって、利得Ｋは、以下のように書き換えることができる。
【数３】
2008508767.tif 000005
【００３８】
例えば、Ｂ＝１およびｂ＝３である場合、ηは、１〜０．１２５の範囲であり、よってＲは、０．８７５に等しく、δは、０．１２５に等しい。この例は、不必要な正確さおよび複雑さを加え、その理由は、ｋｊ＝０（ｊ＝１，２）のケースは存在しないからである。よって、Ｂを０に設定して、ｂを３と等しく保ち、ケースｋｊ＝０を、ケースｋｊ＝１で置き換えることが、より有利である。この場合、式（ｅｑ．４）は、以下のように書き換えることができる。
【数４】
2008508767.tif 000006
【００３９】
ここで図２および図３を参照して、式（ｅｑ．５）を実施するように適応された、本発明に係るデジタル信号スケーリングデバイスＤの実施形態の第１の例を説明する。
【００４０】
この第１の例では、デバイスＤは、選択された利得係数ｋｊ（ｊ＝１，２）を選択し、これらを定義するヒット係数ａｉ，ｊを出力するように構成された選択モジュールＳＮＭと、送信すべき位相および／または振幅変調信号の同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑとビット係数ａｉ，ｊとが供給されており、振幅スケーリング後の位相および／または振幅変調信号を定義する成分ＩＴおよびＱＴを出力するように構成されているスケーリングモジュールＳＧＭと、を備えるデジタル回路である。
【００４１】
例えば、スケーリングモジュールＳＧＭは、ＩおよびＱが供給されている、ＩＴ専用の第１のサブモジュールＳＭ１と、ＩおよびＱが供給されているがＱＴ専用の第２のサブモジュールＳＭ２と、に分割してもよい。
【００４２】
第１のサブモジュールＳＭ１は、例えば、
―好ましくは、送信すべき同相成分信号Ｉを記憶するための第１の入力レジスタＩＲ１Ｉと、
―Ｉとｋ１の積（Ｉｋ１）の値を記憶するための第１のクリアレジスタＣＲ１Ｉと、
―式（ｅｑ．５）を実施する第１のシフタ／加算器ＳＡ１Ｉであって、より正確には、第１の入力レジスタＩＲ１Ｉの内容を、ｉ＝−ｂ〜Ｂ−１ビットにより連続的にシフトするように構成されており、次いで、対応する値ａｉ，１が１である場合、特定のシフトｉの結果を、第１のクリアレジスタＣＲ１Ｉに記憶される値に加える第１のシフタ／加算器ＳＡ１Ｉと、
―好ましくは、送信すべき直交成分信号Ｑを記憶するための第２の入力レジスタＩＲ１Ｑと、
―Ｑとｋ２の積（Ｑｋ２）の値を記憶するための第２のクリアレジスタＣＲ１Ｑと、
―式（ｅｑ．５）を実施する第２のシフタ／加算器ＳＡ１Ｑであって、より正確には、第２の入力レジスタＩＲ１Ｑの内容を、ｉ＝−ｂ〜Ｂ−１ビットにより連続的にシフトするように構成されており、次いで、対応する値ａｉ，２が１である場合、特定のシフトｉの結果を、第２のクリアレジスタＣＲ１Ｑに記憶される値に加える第２のシフタ／加算器ＳＡ１Ｑと、
―第２のクリアレジスタＣＲ１Ｑの内容を、第１のクリアレジスタＣＲ１Ｉ（Ｉｋ１−Ｑｋ２）の内容から減算し、選択されたスケーリングの振幅ＩＴを有する同相成分信号を出力するための第１の計算モジュールＣＭ１と、を備える。
【００４３】
第２のサブモジュールＳＭ２は、第１のサブモジュールＳＭ１と同様のものである。第１のサブモジュールＳＭ２は、例えば、
―好ましくは、送信すべき同相成分信号Ｉを記憶するための第１の入力レジスタＩＲ２Ｉと、
―Ｉとｋ２の積（Ｉｋ２）の値を記憶するための第１のクリアレジスタＣＲ２Ｉと、
―式（ｅｑ．５）を実施する第１のシフタ／加算器ＳＡ２Ｉであって、より正確には、第１の入力レジスタＩＲ２Ｉの内容を、ｉ＝−ｂ〜Ｂ−１ビットによってシフトするように構成されており、次いで、対応する値ａｉ，１が１である場合、特定のシフトｉの結果を、第１のクリアレジスタＣＲ２Ｉに記憶される値に加える第１のシフタ／加算器ＳＡ２Ｉと、
―好ましくは、送信すべき直交成分信号Ｑを記憶するための第２の入力レジスタＩＲ２Ｑと、
―Ｑとｋ１の積（Ｑｋ１）の値を記憶するための第２のクリアレジスタＣＲ２Ｑと、
―式（ｅｑ．５）を実施する第２のシフタ／加算器ＳＡ２Ｑであって、より正確には、第２の入力レジスタＩＲ２Ｑの内容を、ｉ＝−ｂ〜Ｂ−１ビットによってシフトするように構成されており、次いで、対応する値ａｉ，２が１である場合、特定のシフトｉの結果を、第２のクリアレジスタＣＲ２Ｑに記憶される値に加える第２のシフタ／加算器ＳＡ２Ｑと、
―第２のクリアレジスタＣＲ２Ｑの内容を、第１のクリアレジスタＣＲ２Ｉ（Ｉｋ２−Ｑｋ１）の内容に加算し、選択されたスケーリングの振幅ＱＴを有する直交成分信号を出力するための第２の計算モジュールＣＭ２と、を備える。
【００４４】
シフトは、２に等しい因数による、その符号（すなわち方向）に応じた乗算または除算である。より正確には、右方向（“≫１”）のシフトは、２による除算に対応しており、一方、左方向（“≪”）のシフトは、２による乗算に対応している。
【００４５】
例えば、利得ステップが０．２５に等しい場合、ｋ１＝０．２５による値Ｉの乗算は、２の右シフト（“≫２”）に対応し、これは、Ｉ／４を与える。例えば、“Ｉ≫２−Ｑ≫２”は、Ｉ／４−Ｑ／４に対応し、“Ｉ≫２＋Ｉ≫３−Ｑ≫１”は、Ｉ／４＋Ｉ／８−Ｑ／２、すなわち３Ｉ／８−Ｑ／２に対応し、“Ｉ＋Ｑ≫１”は、Ｉ＋Ｑ／２に対応する。
【００４６】
以下の表は、異なる利得値と、対応する利得係数ｋ１およびｋ２と、ＩＴおよびＱＴの計算に必要なシフト動作との間の対応の例を示している。
【表１】
2008508767.tif 000007
【００４７】
このデジタル実施では、シフタ／加算器ＳＡ１またはＳＡ２により行なわれる主な関数は、簡素なシフトおよび加算演算であり、これは、ハードウェアまたはソフトウェアで実施することができる。
【００４８】
ここで図４および図５を参照して、本発明に係るアナログ信号スケーリングデバイスＤの実施形態の第２の例を説明し、このデバイスも、式（ｅｑ．５）を実施するように適応されているが、これをアナログで行なう。より正確には、この第２の例は、電流モード実施に対応する。
【００４９】
この第２の例では、デバイスＤは、選択された利得係数ｋｊ（ｊ＝１，２）を選択して、これらを定義するビット係数ａｉ，ｊを出力するように構成された選択モジュールＳＮＭと、スイッチコマンド信号ＳＣＳにおけるビット係数ａｉ，ｊを、ビット係数ａｉ，ｊの値（０または１）に応じて変換するように構成された制御モジュールＣＴＭと、送信すべき位相および／または振幅変調信号の差動同相成分信号Ｉ＋およびＩ−ならびに直交成分信号Ｑ＋およびＱ−とスイッチコマンド信号ＳＣＳとが供給されており、振幅スケーリング後の位相および／または振幅変調信号を定義する差動成分Ｉ＋Ｔ，Ｉ−Ｔ，Ｑ＋ＴおよびＱ−Ｔを出力するように構成されているスケーリングモジュールＳＧＭ’と、を備えるアナログ回路である。
【００５０】
例えば、スケーリングモジュールＳＧＭ’は、Ｉ＋およびＱ−が供給されておりＩ＋Ｔを出力する第１のサブモジュールＳＭ１’と、Ｉ＋およびＱ＋が供給されておりＱ＋Ｔを出力する第２のサブモジュールＳＭ２’と、Ｉ−およびＱ＋が供給されておりＩ−Ｔを出力する第３のサブモジュールＳＭ３’と、Ｉ−およびＱ−が供給されておりＱ−Ｔを出力する第４のサブモジュールＳＭ４’と、に分割してもよい。
【００５１】
例えば、図５に示されるように、第１のサブモジュールＳＭ１’は、Ｉ＋の振幅スケーリング専用の第１の実体ＳＭ１１と、Ｑ−の振幅スケーリング専用の第２の実体ＳＭ１２とを備える。
【００５２】
第１の実体ＳＭ１１は、例えば、ビット係数ａｉ，１（ａ３，１〜ａ０，１）にそれぞれ関連付けられたスイッチＳ１ｉ（ここでｉ＝−３〜０）の第１の群ＧＳ１１を備える。各スイッチＳ１ｉは、入力と出力とを備え、かつ制御モジュールＣＭにより供給される対応するスイッチコマンド信号ＳＣＳの値に応じてオン状態（電流の流れを許す）またはオフ状態（電流の流れを禁じる）に設定されるように適応されている。さらに、これらのスイッチＳ１ｉの出力は、全て第１の出力端子に接続される。
【００５３】
第１の実体ＳＭ１１は、例えば、それぞれが絶縁されたゲートを有する電界効果トランジスタＴ１ｉ（例えばＭＯＳ技術）の第１の群ＧＴ１１も備える。トランジスタＴ１ｉの全ての絶縁されたゲートは、第１の同相変調信号Ｉ＋が供給されている第１の入力端子に直列に接続される。その上、各トランジスタＴ１ｉは、第１の群ＧＳ１１のスイッチＳ１ｉのうちの１つの入力に接続されたドレインを有する。さらに、これらのトランジスタＴ１ｉは、異なるアスペクト比（すなわち面積比）を有する。例えば、第１のトランジスタＴ１ｉ−３は、１のアスペクト比を有し、第２のトランジスタＴ１−２は、２のアスペクト比を有し、第３のトランジスタＴ１−１は、４のアスペクト比を有し、第４のトランジスタＴ１０は、８のアスペクト比を有する。
【００５４】
好ましくは、図示されるように、第１の実体ＳＭ１１は、第１の追加の電界効果トランジスタＡＴ１１をさらに備え、この追加のトランジスタＡＴ１１は、好ましくは、最大のアスペクト比（ここでは８に等しい）を有するトランジスタＴ１０と同じものである。第１の追加のトランジスタＡＴ１１の絶縁されたゲートは、それ自体のドレインと、第１の同相変調信号Ｉ＋が供給されている第１の入力端子とに接続されている。よって、この第１の追加のトランジスタＡＴ１１は、“ダイオード接続トランジスタ”である。
【００５５】
この追加のトランジスタＡＴ１１は、そのドレインに導入されるどのような電流も低下させ、選択されたゲート−ソース電圧ＶＧＳを発生させる。その絶縁されたゲートに接続された全てのトランジスタＴ１ｉは、同一のゲート−ソース電圧ＶＧＳを共有する。従って、追加のトランジスタＡＴ１１と同じアスペクト比を有するトランジスタＴ１ｉはどれも、同じ電流を発生させる。電流ミラーは、入力電流がダイオード接続トランジスタへと低下され、かつ出力電流が出力トランジスタへと低下された場合に、符号の変化なしに出力にこの入力電流をコピーすることが、想起される。
【００５６】
よって、制御モジュールＣＭが、オン状態スイッチコマンド信号ＳＣＳを、第１の群ＧＴ１１のスイッチＳ１０に送ると、Ｉ＋が、このスイッチを流れ（かつＩ＋＝−Ｉ＋Ｔであり）、制御モジュールＣＭが、オン状態スイッチコマンド信号ＳＣＳを、第１の群ＧＴ１１のスイッチＳ１−１に送ると、Ｉ＋／２が、このスイッチを流れ（かつＩ＋／２＝−Ｉ＋Ｔ／２であり）、制御モジュールＣＭが、オン状態スイッチコマンド信号ＳＣＳを、第１の群ＧＴ１１のスイッチＳ１−２に送ると、Ｉ＋／４が、このスイッチを流れる、などとなる。オン状態にあるスイッチを流れる全ての電流は、次いで合計され、Ｉ＋Ｔに寄与する。上述したように、ダイオード接続トランジスタは、電流をグランドまで低下させ、出力電流も、電流をグランドまで低下させる。これは、電流ミラー機能の通常の動作である。
【００５７】
第２の実体ＳＭ１２は、第１の実体１１と同様のものである。第２の実体ＳＭ１２は、例えば、ビット係数ａｉ，ｊ（ａ３，２〜ａ０，２）にそれぞれ関連付けられたスイッチＳ２ｉ（ここでｉ＝−３〜０）の第２の群ＧＳ１２を備える。各スイッチＳ２ｉは、入力と出力とを備え、制御モジュールＣＭにより供給される対応するスイッチコマンド信号ＳＣＳの値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるように適応されている。さらに、これらのスイッチＳ２ｉの出力は、全て第１の出力端子に接続されている。
【００５８】
第２の実体ＳＭ１２は、例えば、それぞれが絶縁されたゲートを有する電界効果トランジスタＴ２ｉ（例えばＭＯＳ技術）の第２の群ＧＴ１２も備える。トランジスタＴ２ｉの全ての絶縁されたゲートは、第１の直交変調信号Ｑ−（Ｑ＋＝−Ｑ−）が供給されている第２の入力端子に直列に接続される。その上、各トランジスタＴ２ｉは、第２の群ＧＳ１２のスイッチＳ２ｉのうちの１つの入力に接続されたドレインを有する。さらに、これらのトランジスタＴ２ｉは、異なるアスペクト比を有する。この例では、第１のトランジスタＴ２−３は、１のアスペクト比を有し、第２のトランジスタＴ２−２は、２のアスペクト比を有し、第３のトランジスタＴ２−１は、４のアスペクト比を有し、第４のトランジスタＴ２０は、８のアスペクト比を有する。
【００５９】
好ましくは、図示されるように、第２の実体ＳＭ１２は、第２の追加の電界効果トランジスタＡＴ１２をさらに備え、この追加のトランジスタＡＴ１２は、好ましくは、最大のアスペクト比（ここでは８に等しい）を有するトランジスタＴ２０と同じものである。第２の追加のトランジスタＡＴ１２の絶縁されたゲートは、それ自体のドレインと、第１の直交変調信号Ｑ−が供給されている第２の入力端子とに接続されている。
【００６０】
第２のサブモジュールＳＭ２’は、第１のサブモジュールＳＭ１’と同じものである。第２のサブモジュールＳＭ２’は、例えば、Ｉ＋の振幅スケーリングに専用の第１の実体ＳＭ２１［ＧＳ２１，ＧＴ２１，ＡＴ２１を備える］と、Ｑ＋の振幅スケーリングに専用の第２の実体ＳＭ２２［ＧＳ２２，ＧＴ２２，ＡＴ２２を備える］と、を備える。第１のＳＭ２１および第２のＳＭ２２実体の出力は、両方とも、差動成分Ｑ＋Ｔを出力する第２の出力端子に接続されている。
【００６１】
第３のサブモジュールＳＭ３’も、第１のサブモジュールＳＭ１’と同じものである。第３のサブモジュールＳＭ３’は、例えば、Ｉ−の振幅スケーリングに専用の第１の実体ＳＭ３１［ＧＳ３１，ＧＴ３１，ＡＴ３１を備える］と、Ｑ＋の振幅スケーリングに専用の第２の実体ＳＭ３２［ＧＳ３２，ＧＴ３２，ＡＴ３２を備える］と、を備える。第１のＳＭ３１および第２のＳＭ３２実体の出力は、両方とも、差動成分Ｉ−Ｔを出力する第３の出力端子に接続されている。
【００６２】
最後に、第４のサブモジュールＳＭ４’も、第１のサブモジュールＳＭ１’と同じものである。第４のサブモジュールＳＭ４’は、例えば、Ｉ−の振幅スケーリングに専用の第１の実体ＳＭ４１［ＧＳ４１，ＧＴ４１，ＡＴ４１を備える］と、Ｑ−の振幅スケーリングに専用の第２の実体ＳＭ４２［ＧＳ４２，ＧＴ４２，ＡＴ４２を備える］と、を備える。第１のＳＭ４１および第２のＳＭ４２実体の出力は、両方とも、差動成分Ｑ−Ｔを出力する第４の出力端子に接続されている。
【００６３】
このデバイスＤの第２の例において、入力される位相および／または振幅変調信号は、電流であり、スケーリングは、電流ミラー動作の利点を得ることによって行なわれ、電流ミラー動作も、必要であれば信号の符号を反転することができる。
【００６４】
ここで図６および図７を参照して、本発明に係るアナログ信号スケーリングデバイスＤの実施形態の第３の例を説明し、このデバイスも、式（ｅｑ．５）を実施するように適応されているが、これをアナログで行なう。より正確には、この第３の例は、電圧モード実施に対応する。
【００６５】
この第３の例では、デバイスＤは、選択された利得係数ｋｊ（ｊ＝１，２）を選択して、これらを定義するビット係数ａｉ，ｊを出力するように構成された選択モジュールＳＮＭと、スイッチコマンド信号ＳＣＳにおけるビット係数ａｉ，ｊを、ビット係数ａｉ，ｊの値（０または１）に応じて変換するように構成された制御モジュールＣＴＭと、送信すべき位相および／または振幅変調信号の差動同相成分信号Ｉ＋およびＩ−ならびに直交成分信号Ｑ＋およびＱ−とスイッチコマンド信号ＳＣＳとが供給されており、振幅スケーリング後の位相および／または振幅変調信号を定義する差動成分Ｉ＋Ｔ，Ｉ−Ｔ，Ｑ＋ＴおよびＱ−Ｔを出力するように構成されているスケーリングモジュールＳＧＭ’’と、を備えるアナログ回路である。
【００６６】
例えば、スケーリングモジュールＳＧＭ’’は、Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋およびＱ−が供給されておりＩ＋ＴおよびＩ−Ｔを出力する第１のサブモジュールＳＭ１’’と、Ｉ＋、Ｉ−、Ｑ＋およびＱ−が供給されておりＱ＋ＴおよびＱ−Ｔを出力する第２のサブモジュールＳＭ２’’と、に分割してもよい。
【００６７】
例えば、図７に示すように、第１のサブモジュールＳＭ１１’’は、第１の実体ＳＥ１１と、第２の実体ＳＥ２１と、第３の実体ＳＥ３１と、を備えてもよい。
【００６８】
第１の実体ＳＥ１１は、例えば、並列に設けられた分岐Ｂ１１ｉ（ここでｉ＝−３〜０）の第１の群ＦＧ１１を備える。各分岐Ｂ１１ｉは、ビット係数ａｉ，１（ａ３，１〜ａ０，１）のうちの１つに関連付けられたスイッチＳ１ｉを備え、スイッチＳ１ｉは、対応するスイッチコマンド信号ＳＣＳの値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるように適応されており、かつ選択された抵抗の抵抗器ＲＢ１ｉに直列に接続されている。
【００６９】
第１の実体ＳＥ１１は、また、並列に設けられた分岐Ｂ２１ｉ（ここでｉ＝−３〜０）の第２の群ＦＧ２１を備える。各分岐Ｂ２１ｉは、ビット係数ａｉ，１（ａ−３〜ａ０）のうちの１つに関連付けられたスイッチＳ２ｉを備え、スイッチＳ２ｉは、対応するスイッチコマンド信号ＳＣＳの値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるように適応されており、かつ選択された抵抗の抵抗器ＲＢ２ｉに直列に接続されている。
【００７０】
第１の実体ＳＥ１１は、また、第１の群ＦＧ１１の分岐Ｂ１１ｉの入力に接続され、かつ第１の同相変調信号Ｉ＋が、選択された抵抗の第１の抵抗器Ｒ１１を通して供給されている反転入力と、第２の群ＦＧ２１の分岐Ｂ２１ｉの入力に接続され、かつ第２の同相変調信号Ｉ−が、選択された抵抗の第２の抵抗器Ｒ２１を通して供給されている非反転入力と、第１の群ＦＧ１１の分岐Ｂ１１ｉの出力に接続された正の出力と、第２の群ＦＧ２１の分岐Ｂ２１ｉの出力に接続された負の出力と、を有する第１の演算増幅器ＯＡ１１を備える。
【００７１】
ここで、第１の演算増幅器ＯＡ１１は、ｋ１による乗算に専用のものである。
【００７２】
第２の実体ＳＥ２１は、第１の実体ＳＥ１１と同様のものである。第２の実体ＳＥ２１は、並列に設けられた分岐Ｂ３１ｉ（ここでｉ＝−３〜０）の第３の群ＦＧ３１を備える。各分岐Ｂ３１ｉは、ビット係数ａｉ，２（ａ３，２〜ａ０，２）のうちの１つに関連付けられたスイッチＳ１ｉを備え、スイッチＳ１ｉは、対応するスイッチコマンド信号ＳＣＳの値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるように適応されており、かつ選択された抵抗の抵抗器ＲＢ１ｉに直列に接続されている。
【００７３】
第２の実体ＳＥ１１は、また、並列に設けられた分岐Ｂ４１ｉ（ここでｉ＝−３〜０）の第４の群ＦＧ４１を備える。各分岐Ｂ４１ｉは、ビット係数ａｉ，２（ａ３，２〜ａ０，２）のうちの１つに関連付けられたスイッチＳ２ｉを備え、スイッチＳ２ｉは、対応するスイッチコマンド信号ＳＣＳの値に応じてオン状態またはオフ状態に設定されるように適応されており、かつ選択された抵抗の抵抗器ＲＢ２ｉに直列に接続されている。
【００７４】
第２の実体ＳＥ２１は、また、第３の群ＦＧ３１の分岐Ｂ３１ｉの入力に接続され、かつ第１の直交変調信号Ｑ＋が、選択された抵抗の第３の抵抗器Ｒ３１を通して供給されている反転入力と、第４の群ＦＧ４１の分岐Ｂ４１ｉの入力に接続され、かつ第２の直交変調信号Ｑ−が、選択された抵抗の第４の抵抗器Ｒ４１を通して供給されている非反転入力と、第３の群ＦＧ３１の分岐Ｂ３１ｉの出力に接続された正の出力と、第４の群ＦＧ４１の分岐Ｂ４１ｉの出力に接続された負の出力と、を有する第２の演算増幅器ＯＡ２１を備える。
【００７５】
ここで、第２の演算増幅器ＯＡ２１は、ｋ２による乗算に専用のものである。
【００７６】
第３の実体ＳＥ３１は、例えば、選択された抵抗の第５の抵抗器Ｒ５１を通して第１の演算増幅器ＯＡ１１の正の出力に、選択された抵抗の第６の抵抗器Ｒ６１を通して第２の演算増幅器ＯＡ２１の負の出力に接続されている反転入力と、選択された抵抗の第７の抵抗器Ｒ７１を通して第１の演算増幅器ＯＡ１１の負の出力に、選択された抵抗の第８の抵抗器Ｒ８１を通して第２の演算増幅器ＯＡ２１の正の出力に接続されている非反転入力と、選択された抵抗の第９の抵抗器Ｒ９１を通してその反転入力に接続されており、差動成分Ｉ＋Ｔ（ここではｋ１＊Ｉ＋＋ｋ２＊Ｑ−と等しい）を出力する正の出力と、選択された抵抗の第１０の抵抗器Ｒ１０１を通してその非反転入力に接続されており、差動成分Ｉ−Ｔを出力する負の出力と、を有する第３の演算増幅器ＯＡ３１を備える。第３の演算増幅器ＯＡ３１は、合計のために使用される。
【００７７】
好ましくは、第１のＲ１１〜第１０のＲ１０１抵抗器は、同一の選択された抵抗を有し、この抵抗も、好ましくは、分岐Ｂｌ１０の抵抗ＲＢｌ０（ここでｌ＝１〜４）に等しい。なおも、好ましくは、分岐Ｂｌ１−１の抵抗ＲＢｌ−１は、ＲＢｌ０／２に等しく、分岐Ｂｌ１−２の抵抗ＲＢｌ−２は、ＲＢｌ０／４に等しく、分岐Ｂｌ１−３の抵抗ＲＢｌ−３は、ＲＢｌ０／８に等しい。
【００７８】
この電圧モードの例では、電圧入力は、標準的な演算増幅回路を用いてスケーリングされている。
【００７９】
例えば、制御モジュールＣＭが、オン状態スイッチコマンド信号ＳＣＳを、第１の群ＦＧ１１のスイッチＳ１０に送ると、Ｉ＋の入力端子に見られる電圧はどれも、第１の演算増幅器ＯＡ１１の正の出力に（−８／８）ミラーされる。制御モジュールＣＭが、オン状態スイッチコマンド信号ＳＣＳを、第１の群ＦＧ１１のスイッチＳ１−１に送ると、Ｉ＋の入力端子に見られる電圧はどれも、第１の演算増幅器ＯＡ１１の正の出力に（−４／８）ミラーされる。制御モジュールＣＭが、オン状態スイッチコマンド信号ＳＣＳを、第１の群ＦＧ１１のスイッチＳ１０およびＳ１−１に送ると、Ｉ＋の入力端子に見られる電圧はどれも、第１の演算増幅器ＯＡ１１の正の出力に［−（（４＊８）／（８＋４））／８＝−１／３）］ミラーされる。これは、上述の抵抗値に従う、ＲＢ１０／Ｒ１１、ＲＢ１−１／Ｒ１１と（（ＲＢ１０＊ＲＢ１−１）／（ＲＢ１０＋ＲＢ１−１））／Ｒ１１の抵抗比の結果である。
【００８０】
第２のサブモジュールＳＭ２’’は、第１のサブモジュールＳＭ１’’と同じものである。第２のサブモジュールＳＭ２’’は、例えば、Ｉ−（ＦＧ１２を通して）およびＩ＋（ＦＧ２２を通して）の振幅スケーリングに専用の第１の実体ＳＥ１２［ＦＧ１２，Ｂ１２ｉ，ＯＡ１２，Ｒ１２，Ｒ２２，ＦＧ２２，Ｂ２２ｉを備える］と、Ｑ＋（ＦＧ３２を通して）およびＱ−（ＦＧ４２を通して）の振幅スケーリングに専用の第２の実体ＳＥ２２［ＦＧ３２，Ｂ３２ｉ，ＯＡ２２，Ｒ３２，Ｒ４２，ＦＧ４２，Ｂ４２ｉを備える］と、第３の演算増幅器ＯＡ３２の負および正の出力において、それぞれ差動成分Ｑ−ＴおよびＱ＋Ｔを出力する第３の実体ＳＥ３２［ＯＡ３２，Ｒ５２，Ｒ６２，Ｒ７２，Ｒ８２，Ｒ９２，Ｒ１０２を備える］と、を備える。この場合、第１の演算増幅器ＯＡ１２は、ｋ２による乗算に専用であり、一方で、第２の演算増幅器ＯＡ２２は、ｋ１による乗算に専用である。
【００８１】
本発明は、単なる例として上述した信号スケーリングデバイス（Ｄ）、ベースバンドおよび音声インターフェイスデバイス（ＢＡＩ）、無線周波数デバイス（ＲＦＤ）およびワイヤレス通信機器の実施形態に限定されず、しかし、添付の特許請求の範囲内で当業者によって考察することができる、全ての代わりの実施形態を包含する。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】図１は、本発明に係る信号スケーリングデバイスを備える送信経路の例を概略的に示している。
【図２】図２は、本発明に係るデジタル信号スケーリングデバイスの実施形態の第１の例を概略的に示している。
【図３】図３は、図２の信号スケーリングデバイスの一部を、より詳細に示している。
【図４】図４は、本発明に係るアナログ信号スケーリングデバイスの実施形態の第２の例を概略的に示している。
【図５】図５は、図４の信号スケーリングデバイスの一部を、より詳細に示している。
【図６】図６は、本発明に係るアナログ信号スケーリングデバイスの実施形態の第３の例を概略的に示している。
【図７】図７は、図６の信号スケーリングデバイスの一部を、より詳細に示している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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