(57)【要約】  ＩＦＤＭＡシステムにおける周波数ホッピングは、時間によって変化する時間変化ＩＦＤＭＡ変調符号の利用によって起こる。詳細には、変調器（１０２）はシンボルストリームおよびユーザ固有のＩＦＤＭＡ変調符号（ｂｉ（ｔ））（１１２）を受信する。変調器の出力は、一定の周波数（即ち、サブキャリア）に存在する信号（ｘｉ（ｔ））（１１４）を含む。信号ｘｉ（ｔ）の利用する実際のサブキャリアは、シンボルブロックの反復および利用される特定のＩＦＤＭＡ変調符号（１１８）に応じて異なる。
2008505587.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＩＦＤＭＡ通信システム内の周波数ホッピング用の方法であって、
シンボルストリームを受信するシンボル受信工程と、
第１のＩＦＤＭＡ変調符号を受信する第１変調符号受信工程と、
第１の期間に、第１のＩＦＤＭＡ変調符号によってシンボルストリームを変調し、周波数の第１のセットに存在する信号を生成する第１シンボル変調工程と、
第２のＩＦＤＭＡ変調符号を受信する第２変調符号受信工程と、
第２の期間に、第２のＩＦＤＭＡ変調符号によってシンボルストリームを変調し、周波数の第２のセットに存在する第２の信号を生成する第２シンボル変調工程と、からなる方法。
【請求項２】
第１の期間および第２の期間は第１のシンボル期間および第２のシンボル期間を含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
第１変調符号受信工程および第２変調符号受信工程は、第１のＩＦＤＭＡブロック変調符号および第２のＩＦＤＭＡブロック変調符号を受信する工程と、第１のＩＦＤＭＡ位相ランプ変調符号および第２のＩＦＤＭＡ位相ランプ変調符号を受信する工程とのうちの１つ以上を含む請求項１に記載の方法。
【請求項４】
ＩＦＤＭＡ通信システム内の周波数ホッピング用の方法であって、
シンボルストリームを受信するシンボル受信工程と、
第１および第２のＩＦＤＭＡシンボル期間の各々において用いられるＩＦＤＭＡ変調符号を変更することによってシンボルストリームを周波数ホッピングさせる変調符号変更工程と、からなる方法。
【請求項５】
変調符号変更工程は、ＩＦＤＭＡ位相ランプ変調符号を変更する工程と、ＩＦＤＭＡブロック変調符号を変更する工程とのうちの１つ以上を含む請求項４に記載の方法。
【請求項６】
ＩＦＤＭＡ通信システムにおいて周波数ホッピングされている信号を受信するための方法であって、
第１の複数のチャネルを通じてシンボルストリームを受信する第１シンボル受信工程と、
第１のＩＦＤＭＡ変調符号を用いてシンボルストリームを復調する第１シンボル復調工程と、
第２の複数のチャネルを通じてシンボルストリームを受信する第２シンボル受信工程と、
第２のＩＦＤＭＡ変調符号を用いてシンボルストリームを復調する第２シンボル復調工程と、からなる方法。
【請求項７】
第１のシンボルストリームおよび第２のシンボルストリームは第１のフレームおよび第２のフレームを通じて受信される請求項６に記載の方法。
【請求項８】
第１シンボル復調工程および第２シンボル復調工程は、第１のＩＦＤＭＡブロック変調符号および第２のＩＦＤＭＡブロック変調符号を用いる工程と、第１のＩＦＤＭＡ位相ランプ変調符号および第２のＩＦＤＭＡ位相ランプ変調符号を用いる工程とのうちの１つ以上を含む請求項７に記載の方法。
【請求項９】
ブロック反復シンボルストリームを出力するシンボルブロックリピータと、
時間変化ＩＦＤＭＡ変調符号を出力する変調符号ベクトル生成器と、
ブロック反復シンボルストリームおよび時間変化ＩＦＤＭＡ変調符号を受信し、ＩＦＤＭＡ変調符号に応じて異なる周波数のセットに存在する信号を出力するＩＦＤＭＡ変調器と、からなる装置。
【請求項１０】
ＩＦＤＭＡ変調符号はブロック変調符号または位相ランプ変調符号を含む請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
時間変化ＩＦＤＭＡ変調符号はフレーム毎に変化するＩＦＤＭＡ変調符号を含む請求項９に記載の装置。
【請求項１２】
周波数ホッピングされているＩＦＤＭＡ信号を受信し、複数の周波数に存在するベースバンドフィルタ信号を出力するベースバンド変換器と、
時間変化変調符号および複数の周波数を受信し、時間変化変調符号に基づき復調された信号を出力する復調器と、からなる装置。
【請求項１３】
時間変化変調符号は時間変化ブロック変調符号と、時間変化ランプ変調符号とのうちの１つ以上を含む請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
周波数ホッピングされているＩＦＤＭＡ信号はフレーム毎に周波数ホッピングされている請求項１２に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信に関する。詳細には、本発明は無線システム用の改良された変調方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
柔軟かつ効率的な物理層変調方式を開発することは、高度なセルラーシステムの設計における挑戦的な側面である。物理層の望ましい属性には、適度な平均−ピーク電力比によって加入者装置の電力増幅器のコスト、サイズおよび電力消費を低減すること、広い範囲のデータレートをサポートすること、受信した信号の品質に基づきデータレートを変化させる性能、適応性の変調をサポートすること、「狭帯域」データレートにて送信するときにも広帯域チャネル（例えば２０ＭＨｚ）の周波数ダイバーシチをサポートすること、ならびにセル内干渉を最小化してキャパシティを最大化するために、セル内の異なるユーザによる伝送間の直交性を保持する性能が含まれる。
【０００３】
インタリーブされている周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）は、物理層に対する上述の基準の多くを満たし得るマルチキャリヤ変調方式である。ＩＦＤＭＡは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）と単一のキャリヤ変調との両方の望ましい特性の幾つかが組み合わされた、改良型の変調である。ＩＦＤＭＡでは、ベースバンド信号は単一のキャリヤの４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）または直交振幅変調（ＱＡＭ）のシンボルストリームとして開始する。ＩＦＤＭＡは（ブロッキングおよび反復に先立って）単一のキャリヤ方式として開始するので、そのピーク−平均比は単一のキャリヤ変調と同じであり、周波数ダイバーシチを提供する。しかしながら、ＩＦＤＭＡ方式では、各ユーザは同数のサブキャリアを用いて送信する必要がある。これに加えて、周波数ホッピングを行う性能は存在しない。このため、異なるユーザによる異なるデータレートの使用が妨げられ、高度な通信システムにおけるＩＦＤＭＡの柔軟性は制限される。したがって、直交性および低いピーク−平均比を保持しつつ、高度なデータレート柔軟性と周波数ホッピングとを提供する、改良された変調方式の必要が存在する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述の必要に対処するために、周波数ホッピングされるＩＦＤＭＡ通信システムを提供するための方法および装置を本明細書に開示する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
ＩＦＤＭＡシステムにおける周波数ホッピングは、時間によって変化する時間変化ＩＦＤＭＡ変調符号の利用によって起こる。詳細には、変調器はシンボルストリームおよびユーザ固有のＩＦＤＭＡ変調符号（ｂｉ（ｔ））を受信する。変調器の出力は、一定の周波数（即ち、サブキャリア）に存在する信号（ｘｉ（ｔ））を含む。信号ｘｉ（ｔ）の利用する実際のサブキャリアは、シンボルブロックの反復および利用される特定のＩＦＤＭＡ変調符号に応じて異なる。
【０００６】
本発明はＩＦＤＭＡ通信システム内の周波数ホッピング用の方法を含む。この方法は、シンボルストリームを受信する工程と、第１のＩＦＤＭＡ変調符号を受信する工程と、第１の期間に、第１のＩＦＤＭＡ変調符号によってシンボルストリームを変調し、周波数の第１のセットに存在する信号を生成する工程と、を含む。次いで、第２のＩＦＤＭＡ変調符号が受信され、第２の期間に、第２のＩＦＤＭＡ変調符号によってシンボルストリームが変調され、周波数の第２のセットに存在する第２の信号が生成される。
【０００７】
さらに、本発明はＩＦＤＭＡ通信システム内の周波数ホッピング用の方法を含む。この方法は、シンボルストリームを受信する工程と、第１および第２のＩＦＤＭＡシンボル期間の各々において用いられるＩＦＤＭＡ変調符号を変更することによってシンボルストリームを周波数ホッピングさせる工程と、を含む。
【０００８】
さらに、本発明はＩＦＤＭＡ通信システムにおいて周波数ホッピングされている信号を受信するための方法を含む。第１の複数のチャネルを通じてシンボルストリームを受信する工程と、第１のＩＦＤＭＡ変調符号を用いてシンボルストリームを復調する工程と、第２の複数のチャネルを通じてシンボルストリームを受信する工程と、第２のＩＦＤＭＡ変調符号を用いてシンボルストリームを復調する工程と、を含む。
【０００９】
さらに、本発明は、ブロック反復シンボルストリームを出力するシンボルブロックリピータと、時間変化ＩＦＤＭＡ変調符号を出力する変調符号ベクトル生成器と、ブロック反復シンボルストリームおよび時間変化ＩＦＤＭＡ変調符号を受信し、ＩＦＤＭＡ変調符号に応じて異なる周波数のセットに存在する信号を出力するＩＦＤＭＡ変調器と、からなる装置を含む。
【００１０】
さらに、本発明は、周波数ホッピングされているＩＦＤＭＡ信号を受信し、複数の周波数に存在するベースバンドフィルタ信号を出力するベースバンド変換器と、時間変化変調符号および複数の周波数を受信し、時間変化変調符号に基づき復調された信号を出力する復調器と、からなる装置を含む。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
ここで図面を参照する。図面では同じ参照符号は同じ構成要素を指す。図１は、本発明による代表的なシステム１００のブロック図である。システム１００は１つ以上の送信機１０２を含む。送信機１０２は各々、特定のユーザに相当し、通信チャネル１０６によって１つ以上の受信機１０４と通信する。通信チャネル１０６は、セルラーシステム、ページングシステム、移動無線システムなどのマルチユーザ通信システムにおける、無線周波数（ＲＦ）チャネルであることが可能である。示すように、ユーザｉ、ユーザｊ、ユーザｋなど複数のユーザ（例えば、Ｎ人のユーザ）は、チャネル１０６を通じて同時にデータを送信することが可能である。送信機１０２および受信機１０４は、携帯電話やページャなどの移動加入者ユニットと、基地局とのうちの１つ以上であり得る。送信機１０２および受信機１０４は、本発明の変調方式を実装するためのハードウェア・コンポーネントおよびソフトウエア・コンポーネントのうちの１つ以上の適切な組み合わせを含むことが可能である。示すように、図１のユーザｉの送信機１０２は、ブロックリピータ１０８、巡回拡張子装置１１０、変調器１１２およびパルス成形フィルタ１１４を含む。以下にさらに詳細に記載するように、受信機１０４は受信した信号を復調・等化するための処理を含む。
【００１２】
さらに本明細書では、システム１００においてＩＦＤＭＡ型システム内のユーザのデータレートが異なることが可能であり、周波数ホッピングが存在し得る場合について記載する。異なるデータレートの直交区別を行う２つの符号化手法（ブロック変調符号および位相ランプ変調符号）を開示する。また、異なるユーザ間において直交性を保持するための条件、即ち、多重アクセス干渉（ＭＡＩ）の生じない条件について、詳細に記載する。
【００１３】
ＩＦＤＭＡでは、ベースバンド信号は単一のキャリヤの位相偏移変調（ＰＳＫ）または直交振幅変調（ＱＡＭ）のシンボルストリームとして開始する。シンボルは、フィルタリング（典型的にはルートコサインフィルタによる）および伝送に先立って、Ｌ回反復されているブロックへグループ化される（リピータ１０８を介して）。ここで、Ｌは整数である。シンボルブロックの反復によって、一定のサブキャリア周波数においてのみ（即ち、第Ｌ番目のサブキャリア毎に）、送信信号のスペクトルが非ゼロとなる。したがって、パルス成形前の送信信号のスペクトルは、データシンボルが直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）信号の第Ｌ番目のサブキャリア毎でのみ変調される場合に見られるものと同様である。詳細には、この種のＯＦＤＭ伝送は櫛状ＯＦＤＭと呼ばれることがある。しかしながら、ＩＦＤＭＡスペクトルはＯＦＤＭと比較して、パルス成形後、急速に減衰する。信号はＬ個のサブキャリア毎に１つのサブキャリアのみを占有するため、全部でＬ人の異なるユーザが同時に送信することが可能である。また、異なる布置（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）サイズを用いる異なるユーザの場合にも、本発明は適用可能である（例えば、ＱＰＳＫ、多値ＱＡＭ、８−ＰＳＫ）。
【００１４】
ＩＦＤＭＡ伝送では、１）ＩＦＤＭＡのユーザ固有変調符号（ｂｉ（ｔ））によって、サブキャリアの異なるセットが占有され、２）伝送に付加される巡回拡張子（即ち、ガード期間）がチャネルパルス応答より長く、３）信号が受信機１０４と時間同期されている限り、直交が保たれる。
【００１５】
したがって、変調器１１２はシンボルストリームおよびユーザ固有ＩＦＤＭＡ変調符号（ｂｉ（ｔ））（簡単に、変調符号と呼ぶこともある）を受信する。変調器１１２の出力は、一定の周波数（即ち、サブキャリア）に存在する信号（ｘｉ（ｔ））を含む。信号ｘｉ（ｔ）の利用する実際のサブキャリアは、シンボルブロックの反復および利用される特定の変調符号に応じて異なる。したがって、変調符号（ｂ）を変更することによって、サブキャリアのセットが変更される。しかしながら、ｂｉ（ｔ）を変更することによって伝送に利用されるサブキャリアが変更されても、サブキャリアが均一に離間されているという性質は保持されることが留意される。したがって、本発明の好適な実施形態では、変調符号ベクトル生成器１０５は、時間により変化する時間変化のユーザ固有変調符号を定期的に出力する。この変調符号はユーザに応じて異なる。変調符号ｂｉを定期的に変更することによって、特定のユーザに対する周波数ホッピングが行われる。本発明の好適な実施形態では、ｂｉはＩＦＤＭＡシンボル毎に１回、変更される。したがって、各ＩＦＤＭＡシンボルはサブキャリアの異なるセットを占有する。
【００１６】
ここで図２を参照する。図２には、図１の送信機１０２の動作の一例を示すフローチャート１５０を示す。各アクティブユーザｉ（ｉ＝１，．．．，Ｋ）に対して、移動通信システム１００の１つのセル内において、Ｑｉ個のデータシンボルのブロック伝送、ｄ（ｉ）＝［ｄ０（ｉ），ｄ１（ｉ），．，ｄ（Ｑｉ−１）（ｉ）］が実行される。
【００１７】
工程１５２では、ユーザｉに対するデータシンボルはシリアルシンボル形式からパラレルシンボルフォーマットへ変換され、次いで、ブロックリピータ１０８によって受信される。工程１５４では、Ｑｉ個のデータ（例えば、ＱＡＭ）シンボルのブロック反復（Ｌｉ回）によって、シンボルブロックが形成される。ユーザ固有のブロック反復レートが用いられる。ブロック反復によって、送信信号の占有する帯域幅はＬｉ倍に増大され、第Ｌｉ番目のサブキャリア周波数毎にのみ、そのスペクトルは非ゼロとなる（サブキャリア間隔＝１／ＱｉＬｉ）。図３には、反復シンボルブロックの一例を示す。
【００１８】
図２の工程１５６では、反復シンボルブロックの変調およびパルス成形に先立って、ガード期間（プレフィックス、ポストフィックスまたは両方を含む巡回拡張子）が付加される。図３に示すように、ガード区間および反復シンボルブロックは一体となってＩＦＤＭＡシンボルを形成する。図３の場合、ガード区間は巡回プレフィックスである。また、反復ブロックの変調の後、かつ、パルス成形の前に、ガード区間を付加することも可能である。長さｖの巡回プレフィックスを用いて、時間を−ｖ〜ＱｉＬｉ−１と表すと、反復シンボルブロックｆｉの要素は次式となる。
【００１９】
【数１】
2008505587.tif 000003
工程１５８では、変調器１１２によって時間変化のユーザ固有変調符号が適用される。この変調符号は、本明細書に開示の符号割り当て条件を満たす任意の適切な符号であることが可能である。ユーザ固有変調符号の適用後、送信シンボルのベクトルは次式となる。
【００２０】
【数２】
2008505587.tif 000004
ここで、ｂｌｉはデータレートＲｉ（Ｑｉに比例する）を有するユーザｉに対し割り当てられる変調符号である。
【００２１】
以下の記載では、データレートは、反復シンボルブロック中の全シンボル数に対するシンボルブロック中のシンボル数の比として、即ち、次式のように定義される。
【００２２】
【数３】
2008505587.tif 000005
変調符号およびユーザデータレートを適切に選択することによって、反復シンボルブロック持続期間に対して低速にチャネルが変化する限り、マルチパス条件においてさえもデータレートの異なるユーザ間の直交性を保持することが可能である。直交性を保持するために、反復シンボルブロック持続期間は全てのユーザに対して同一である、即ち、次式が成立する。
【００２３】
【数４】
2008505587.tif 000006
工程１６０では、シンボルベクトルに対しパラレル−シリアル変換が実行される。次いで、シリアル化されたベクトルは、チャネル１０６上で送信される前に、パルス成形フィルタ１１４を用いてフィルタリングされる（工程１６２）。
【００２４】
本発明は、ユーザ固有のデータブロックおよび反復サイズと、時間変化のユーザ固有変調符号とを用いてマルチレート伝送を提供することによって、異なるユーザに異なるデータレートを提供して、周波数ホッピングと共に高度なデータレートの柔軟性を提供する。また、本発明は、低いピーク−平均比を保持し、ユーザ固有変調符号の２つの選択肢（ブロック変調符号および位相ランプ変調符号）を提供する。これらの変調符号はマルチパスチャネルにおいてさえも、異なるデータレート間の直交性を保持する（即ち、ＭＡＩはほとんど存在しないか、全く存在しない）。
【００２５】
ここで、帯域幅Ｂと、データレート要件の異なる４人のユーザとの代表的なシステムについて検討する。帯域幅Ｂ全体を占有する単一のユーザが得られる最大データレートをＲｓとする。図４のテーブル１８０には、ユーザ固有のデータレート要件を示す。また、本発明のマルチレートＩＦＤＭＡにおけるユーザ固有のパラメータおよび可能な符号割り当ても示す。テーブル１８０に示すように、本発明では、異なるユーザに対し、ユーザ固有のシンボルブロックおよび反復サイズとユーザ固有変調符号とを割り当てることによって、異なるデータ要件を完全に満たすことが可能である。
【００２６】
周波数領域では、変調符号はシステム１００の様々なマルチレートユーザのスペクトルをインタリーブする効果を有する。図５には、インタリーブの一例を示す。詳細には、図５には、本明細書に開示の変調方式において４人のユーザによって占有されるサブキャリアのグラフ１９０を示す。図５に見られるように、より高いデータレートのユーザ（ユーザＡ）には、他のより低いデータレートのユーザ（ユーザＢ，Ｃ，Ｄ）より多くの帯域幅（サブキャリア）が割り当てられる。本発明は、図５の例に示すユーザまたはサブキャリアの割り当ての数によって限定されない。
【００２７】
［受信機信号処理］
図６，８には、図１の受信機１０４として使用可能な２つの代替の受信機アーキテクチャを示す。これらのアーキテクチャの各々を以下にさらに詳細に記載する。しかしながら、最初に受信機１０４の一般的な動作を記載する。マルチパスチャネル１０６を通じて伝播し付加的なホワイトガウスノイズによって汚染された（ｃｏｒｒｕｐｔｅｄ）後の、Ｋ人のユーザからの受信信号の結合された合成包絡線は、次式によって与えられる。
【００２８】
【数５】
2008505587.tif 000007
ここで、ｐｌｉ＝ｔｌ＊ｈｌｉ＊ｒｌはユーザｉに対する等価なベースバンドのチャネルパルス応答（ＣＰＲ）であり（次元＝Ｍ＋１）、ｈｌ＝等価なローパスチャネルパルス応答、ｔｌ＝等価な送信機ベースバンドパルス、ｒｌ＝等価な受信機ベースバンドパルス、ｎｌ＝受信機ノイズ（ＡＷＧＮ）である。上述のように、受信信号は送信機によって用いられる現在の変調符号ｂｌｉ（ｔ）に応じて異なる複数のチャネルを通じて伝播される。
【００２９】
受信機１０４は式（４）における受信信号の最後のＮ個のサンプル（即ち、巡回拡張子の除去後）を選択し、ユーザデータを復調することが可能である。ユーザｉに対する復調処理は、チャネルパルス応答ｐｌｉの等化、変調符号の関連付けｂｌｉ（ｔ）およびＬｉの反復の結合からなる。動作の順序に応じて、以下の記載のように２つの受信機構造が可能である。ｂｌｉ（ｔ）が送信機によって用いられる現在のｂｌｉ（ｔ）と同一となり、フレーム毎に変化することは明らかである。本発明の好適な実施形態では、ｂｌｉ（ｔ）を変化させることによって、チャネルの利用しているデータレートおよび現在の周波数のうちの１つ以上を変化させることが可能である。したがって、ｂｌｉ（ｔ）はデータレートの変化する場合に伝送中に変化してもよく、周波数ホッピングにおいてフレーム毎に変化してもよい。
【００３０】
［第１の受信機構造］
図６には、第１の受信機構造２００を示す。このアーキテクチャでは、信号を時間変化のユーザ固有変調符号と関連付けることに先立って、チャネル等化が行われる。第１の受信機２００は、ＲＦ−合成ベースバンド変換回路２０４を備える。ＲＦ−合成ベースバンド変換回路２０４は、Ａ／Ｄ変換器／サンプリング回路、ベースバンドフィルタ２０６、巡回拡張子除去器２０８、等化器２１０、復調器２１２、シンボルブロック結合部２１４およびシンボル判定装置２１６を備える。復調器２１２、シンボルブロック結合部２１４およびシンボル判定装置２１６は、特定ユーザに対する機能を実行する。
【００３１】
図７は、第１の受信機２００の動作を示すフローチャート２３０である。工程２３２では、Ａ／Ｄ変換器／サンプリング回路２０４によって受信信号が合成ベースバンド信号へダウンコンバートされ、フィルタリングされ（イメージ除去、隣接チャネル除去、エイリアシング回避）、ディジタル化される。工程２３３では、ベースバンド信号は複数の周波数に存在するベースバンドフィルタリングされた信号、典型的には、送信パルス成形フィルタにマッチしたマッチフィルタである。工程２３４では、巡回拡張子が除去される。
【００３２】
工程２３６では、サンプリングされベースバンド結合された全てのユーザからの受信信号（巡回拡張子除去後の、受信機における１×オーバーサンプリング用のＮ個のサンプル）は、周波数領域等化手法を用いて各ユーザのチャネル応答に対して等化される。各ユーザが（ユーザ固有のブロック反復および変調符号のため）サブキャリアの直交セットを用いるので、わずか１回のＮ点変換を用いて全てのユーザが周波数領域において同時に等化され得る。しかしながら、等化器係数は各ユーザに対して異なり、そのユーザによって占有されたサブキャリアに対してのみ適用される。したがって、工程２３６では、共通の処理とユーザ固有の処理との組み合わせが実行される。これに代えて、線形のトランスバーサル時間領域等化器、決定フィードバック等化器、最尤系列推定、反復等化器、符号間干渉（ＩＳＩ）キャンセラおよびターボ等化器など、他の手法に基づき、等化を行うことも可能である。
【００３３】
工程２３８では、次いで、復調器２１２によって各ユーザに対し、等化された信号の符号の関連付けが行われる。工程２４０では、関連付けられた信号が結合され、Ｑｉ個の送信シンボルのソフト推定値ｚ（ｉ）を生じる。送信機において誤り訂正符号化が用いられた場合、ソフト決定は順方向誤り訂正（ＦＥＣ）デコーダへ渡される。工程２４２では、推定されたシンボルに基づき論理決定が行われ、シンボルの値が決定される。このシンボルは各々１つ以上のビットを含み得る。
【００３４】
［第２の受信機アーキテクチャ］
図８には、第２の受信機構造２６０を示す。このアーキテクチャでは、チャネル等化に先立って、ユーザ固有の符号との関連付けが行われる。第２の受信機２６０は、ＲＦ−合成ベースバンド変換回路２６４を備える。ＲＦ−合成ベースバンド変換回路２６４は、Ａ／Ｄ変換器／サンプリング回路、ベースバンドフィルタ２６６、巡回拡張子除去器２６８、復調器２７０、シンボルブロック結合部２７２、等化器２７４およびシンボル判定装置２７６を備える。復調器２７０、シンボルブロック結合部２７２、等化器２７４およびシンボル判定装置２７６は、ユーザ固有に機能を実行する。
【００３５】
図９は、第２の受信機２６０の動作を示すフローチャート２８０である。図９には、この種の受信機構造２６０における受信機信号処理を示す。工程２８２では、Ａ／Ｄ変換器／サンプリング回路２６４によって受信信号が合成ベースバンド信号へダウンコンバートされ、フィルタリングされ（イメージ除去、隣接チャネル除去、エイリアシング回避）、ディジタル化される。工程２８３では、ベースバンド信号はベースバンドフィルタリングされ、典型的には、送信パルス成形フィルタにマッチしたマッチフィルタである。工程２８４では、巡回拡張子が除去される。
【００３６】
工程２８６では、復調器２７０によって各ユーザに対し、サンプリングされベースバンド結合された全てのユーザからの信号（巡回拡張子の除去後）が関連付けられる。工程２８８では、関連付けられた信号はユーザ固有のブロック反復を用いて結合される。次いで、結果として得られる信号（１×受信機オーバーサンプリング用のＱｉ個のサンプル）は等化され（時間領域または周波数領域）、Ｑｉ個の送信シンボルの推定値ｚ（ｉ）を生じる（工程２９０）。線形のトランスバーサル時間領域等化器、決定フィードバック等化器、最尤系列推定、線形周波数領域等化器、反復等化器、ＩＳＩキャンセラおよびターボ等化器を含む様々な手法を用いて、等化を行うことが可能である。周波数領域等化を用いる場合、各ユーザに対しＱｉ点変換が必要である。工程２９２では、推定されたシンボルに基づき論理決定が行われ、シンボルの値が決定される。このシンボルは各々１つ以上のビットを含み得る。
【００３７】
［受信機解析］
以下の解析は図６の第１の受信機２００に基づく。しかしながら、以下の解析の結果は、図８に示す第２の受信機２６０においても有効である。
【００３８】
解析は以下の通りである。等価な第ｉ番目のユーザ等化フィルタｅｌｊに対する第ｊ番目のユーザチャネルパルス応答ｐｌｊの応答をｇｌｉｊとする。即ち、ｇｌｉｊ＝ｐｌｊ×ｅｌｌとする。したがって、ユーザｉに対する等化した受信信号サンプルは、次式によって与えられる。
【００３９】
【数６】
2008505587.tif 000008
直交するユーザを区別するための条件を導出するため、無ノイズ伝送（ｎｌ＝０）を仮定すると、次式が得られる。
【００４０】
【数７】
2008505587.tif 000009
等化した受信信号サンプルを対応する第ｉ番目のユーザ変調符号ｂｌｉと関連付け、Ｌｉ回の反復における情報を結合することによって、ユーザｉの送信されたＱｉ個のデータシンボルの推定値は次式のように得られる。
【００４１】
【数８】
2008505587.tif 000010
［変調符号の選択］
本明細書には、ブロックと位相ランプとの、２つの形式の変調符号を記載する。以下の記載によって、システム１００においてデータレートの異なるユーザ間の直交性を保持するために必要な条件および符号が導出される。利用される変調符号の形式にかかわらず、周波数ホッピングが可能であるように、個々の送信機／受信機の変調符号を時間により変化させることが可能である。
【００４２】
［ブロック変調符号］
ユーザｉに対する変調符号ｂｌｉ（ｔ）を以下の形式とする。
【００４３】
【数９】
2008505587.tif 000011
ここで、直交したユーザを区別するためのチャネル識別（ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎ）符号ベクトル
【００４４】
【数１０】
2008505587.tif 000012
の特性（および値）は、次のように決定される。
【００４５】
式（８）からは、図１０のブロックシーケンス３００に示すように、反復シンボルブロック内ではユーザｉの変調符号ｂｌｉは異なるＬｉ個の値のみを取り、第ｌ番目のシンボルブロックの反復
【００４６】
【数１１】
2008505587.tif 000013
の全てのデータシンボルに対して一定（ｃｌｉ）であることが分かる。したがって式（２）および式（８）より、
【００４７】
【数１２】
2008505587.tif 000014
ここで、（ａ）ｂ＝ａ  ｍｏｄ  ｂであり、
【００４８】
【数１３】
2008505587.tif 000015
は床関数である。式（７）に式（８）を用いると、ブロック変調符号を用いるユーザｉの送信されたＱｉ個のデータシンボルの推定値は次式のように与えられる。
【００４９】
【数１４】
2008505587.tif 000016
ここで、ユーザｉのデータレートがユーザｊのデータレートの整数倍である場合を考えると、
【００５０】
【数１５】
2008505587.tif 000017
したがって、式（１２）より、図１１に示すように、反復シンボルブロック持続期間（Ｎ）が全てのユーザに対し同一であるとき、ユーザｉに対するデータブロック反復の数（Ｌｉ）はユーザｊに対する数（Ｌｊ）よりｗｉｊ倍小さい。図１１には、ユーザｉおよびユーザｊに対する代表的なシンボルブロック反復３１０〜３２０を示す。式（１０）および式（１２）を用いると、ユーザｊに対しては次のように示される。
【００５１】
【数１６】
2008505587.tif 000018
式（１１）に式（１３）を用いるとともに、Δ＝−ｍと置き換えると、ブロック変調符号を用いるユーザｉの送信されたＱｉ個のデータシンボルの推定値は次のように書ける。
【００５２】
【数１７】
2008505587.tif 000019
ここで、ｕおよびｖを長さＬの周期的シーケンスとする。ｕとｖとの間の周期的な交差相関は次式で与えられる。
【００５３】
【数１８】
2008505587.tif 000020
次式を定義すると、
【００５４】
【数１９】
2008505587.tif 000021
式（１４）は次のように書き直すことが可能である。
【００５５】
【数２０】
2008505587.tif 000022
式（１６）において、シーケンスｕｌｊはｃｌｊがｗｉｊによってデシメーションされたバージョンであり、δｊはデシメーション位相である。ここで式（１７）より、ＭＡＩの存在しない条件、即ち、直交するユーザを区別するための条件においては、次式が成立する。
【００５６】
【数２１】
2008505587.tif 000023
即ち、データレートの異なるユーザのブロック変調符号間のデシメーションされた周期的な交差相関のゼロラグ成分は、全てのデシメーション位相に対しゼロである必要がある。
【００５７】
上述の解析では、ユーザ伝送は受信機にて同時に受信されると仮定している（式（４）を参照）。非同期ユーザの場合（巡回拡張子は充分に長いため、ユーザ間の相対信号到着遅延およびチャネルパルス応答持続期間が最悪な場合も許容される）、ＭＡＩが存在しないためには、デシメーションされた周期的な交差相関シーケンスの全てのラグ（シフト）も０である必要があることが分かる。したがって、一般にＭＡＩの存在しない条件では、次式が成立する。
【００５８】
【数２２】
2008505587.tif 000024
式（１９）に基づき、ブロック変調符号を用いるユーザｉの送信されたＱｉ個のデータシンボルの推定値である式（１７）は、次式のように約される。
【００５９】
【数２３】
2008505587.tif 000025
理想的な等化（符号間干渉、即ちＩＳＩ、の完全な除去）、即ち、マルチパスのない場合、次式が成立する。
【００６０】
【数２４】
2008505587.tif 000026
同様に、式（１９）の条件が満たされる場合、データレートがより低いユーザｊの復調の式（１７）によりＭＡＩが存在しないことが分かる。
【００６１】
式（３），（１２）および（１９）をまとめると、式（８）により定義されるブロック変調符号を用いるマルチパスチャネルにおいては、直交するユーザを区別するための条件、即ち、データレートの異なるユーザに対してＭＡＩの存在しない条件は、次のとおりである：
１．全てのユーザの反復シンボルブロック持続期間が同じであること。
【００６２】
【数２５】
2008505587.tif 000027
２．全てのユーザのデータレートは互いの整数倍（Ｋ）または整数分の１（１／Ｋ）であること。
【００６３】
【数２６】
2008505587.tif 000028
３．全てのユーザのチャネル識別符号ベクトルｃＬｉ，ｉとｃＬｊ，ｊとの間のデシメーションされた周期的な交差相関シーケンスの全てのラグ（シフト）がゼロであること。
【００６４】
【数２７】
2008505587.tif 000029
［ユーザ間の有理数の複数のデータレートの拡張］
ブロックコード用の上述の直交性条件を拡張し、図１２に示すように有理数の複数のデータレート、即ち、有理数のシンボルブロック反復因子を用いてユーザをサポートすることが可能である。
【００６５】
【数２８】
2008505587.tif 000030
図１２に示すのは、反復シンボルブロック内でのユーザｉ（３３０〜３３４）およびユーザｊ（３３６〜３４０）のシンボルブロック反復の例である。直交するユーザを区別して図１２のｗｉｊ＝３／２などの有理数の複数のユーザデータレートをサポートすることによって、変調の柔軟性が改良され、広い範囲のユーザデータレート要件がサポートされる。ブロック変調符号を用いるマルチパスチャネルにおける、直交するユーザを区別するための条件、即ち、データレートの異なるユーザにおいてＭＡＩの存在しない条件は、次のように更新される。
１．全てのユーザの反復シンボルブロック持続期間が同じであること。
【００６６】
【数２９】
2008505587.tif 000031
２．全てのユーザのデータレートは互いの有理数倍であること。
【００６７】
【数３０】
2008505587.tif 000032
３．全てのユーザのデシメーションされたチャネル識別符号ベクトルｃＬｉ，ｉとｃＬｊ，ｊとの間の周期的な交差相関シーケンスの全てのラグ（シフト）が、全ての可能なデシメーション位相においてゼロであること。
【００６８】
【数３１】
2008505587.tif 000033
各符号ベクトルに対するデシメーション因子は次の形式である。
【００６９】
【数３２】
2008505587.tif 000034
ここで、δｉおよびδｊはデシメーション位相であり、Ｒｕｖｊｉ（α）は次式である。
【００７０】
【数３３】
2008505587.tif 000035
［ブロックチャネル識別符号］
直交するユーザを区別するための条件を再び参照すると、チャネル識別符号のうち、直交性要求の条件３を満たす特定のファミリーは、Ｌ次元の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列（ＣＬ）の行に基づく。
【００７１】
【数３４】
2008505587.tif 000036
ＤＦＴに基づくチャネル識別符号ｃＬ，ｋを適切に割り当てることによって、データレートの異なるユーザが条件２を満たし、マルチパスチャネルにおいて直交するユーザを区別することが可能となるが、しかしながら、可能な割り当ての数は多い。符号木構造３５０〜３８０を用いる少数のチャネル識別符号割り当ての例を、図１３に示す。
【００７２】
図１３の符号木３５０〜３８０の例から分かるように、原理的には、（特定の段の）木の各ノードをさらにｂ個の枝へ分割することによって、広い範囲のデータレートが可能である。このとき、続く各々の枝によって得られるデータレートは、その親のデータレートよりｂ倍小さい。符号木において同じ深さにある全ての符号は同じ反復因子を有するため、同数のサブキャリアを占有する。したがって、符号木において同じ深さにある任意の符号を用いることによって得られるデータレートは、同じである。しかしながら、任意の符号によって占有されるサブキャリアは、符号木において同じ深さにある任意の他の符号によって占有されるサブキャリアに直交している。したがって、以下の規則および制約に従うチャネル識別符号のうちの１つを適切に割り当てることによって、データレート要件の異なるユーザをサポートすることが可能である。
１．特定の符号が用いられるとき、その符号から根への経路、およびその符号の下の二次的な木（サブツリー）にある他の符号を用いることは不可能である。
２．木中の任意の深さにある全ての符号は、その次元（Ｌ）のＤＦＴ基底関数（ＣＬ＝｛ｃＬ，ｋ｝）のセットである。
【００７３】
送信機／受信機の間で利用される符号が時間により変化するとき、上述の制約を満たすことの複雑さは増大する。本発明の好適な実施形態では、ベクトル生成器１０５はＩＦＤＭＡシンボル毎に１回、各送信機１０２において利用される特定のチャネル識別符号を変更して、上述の制約を確実に満たす。
【００７４】
図１４には、チャネル識別符号割り当ての方法を概説するフローチャート４００を示す。工程４０１では、ユーザデータレート要件が受信される。工程４０２では、ユーザデータレート要件を満たす符号木の深さが決定される。決定工程４０４では、要求されたデータレートにて現在利用可能な未使用の符号が存在するか否かを判定するためにチェックが行われる。現在利用可能な未使用の符号が存在する場合、ユーザは利用可能な符号に割り当てられ、割り当てられた符号から根への経路にある全ての符号、および割り当てられた符号の下のサブツリーにある全ての符号は、利用不可能な符号としてマークされる（工程４０８）。
【００７５】
要求されたレートにて利用可能な符号が存在しない場合、ユーザは後の伝送に再スケジューリングされるか、これに代えて、より高いデータレートまたはより低いデータレートに対応する符号がユーザに割り当てられる（工程４０６）。
【００７６】
［位相ランプ変調符号］
位相ランプ変調符号用の解析は上述のブロック変調符号用の解析と同様である。ユーザｉに対する変調符号ｂｌｉを以下の形式とする。
【００７７】
【数３５】
2008505587.tif 000037
ここで、直交したユーザを区別するために必要なチャネル識別符号θｉの特性（および値）が決定される。式（２４）から、ユーザｉの変調符号ｂｌｉの位相は、シンボル持続期間を通じて直線的に増大する。したがって式（２）および式（２４）より、
【００７８】
【数３６】
2008505587.tif 000038
ここで、（ａ）ｂ＝ａ  ｍｏｄ  ｂである。
【００７９】
式（７）に式（２４）を用いると、位相ランプ変調符号を用いるユーザｉの送信されたＱｉ個のデータシンボルの推定値は次のように書ける。
【００８０】
【数３７】
2008505587.tif 000039
ここで、ブロック変調符号と同様に、ユーザｉのデータレートがユーザｊのデータレートの整数倍である場合、即ち、次式の場合を考える。
【００８１】
【数３８】
2008505587.tif 000040
したがって、式（２８）より、図１１に示すように、反復シンボルブロック持続期間（Ｎ）が全てのユーザに対し同一であるとき、ユーザｉに対するシンボルブロック反復の数（Ｌｉ）はユーザｊに対する数（Ｌｊ）よりｗｉｊ倍小さい。
【００８２】
式（２６）および式（２８）を用いると、ユーザｊに対しては次のように示される。
【００８３】
【数３９】
2008505587.tif 000041
式（２７）に式（２９）を用いるとともに、Δ＝−ｍと置き換えると、位相ランプ変調符号を用いるユーザｉの送信されたＱｉ個のデータシンボルの推定値は次のように書ける。
【００８４】
【数４０】
2008505587.tif 000042
式（３１）より、ＭＡＩの存在しない条件、即ち、直交するユーザを区別するための条件においては、次式が成立する。
【００８５】
【数４１】
2008505587.tif 000043
式（３２）より、式（３１）を満たす位相ランプ変調符号を用いるユーザｉの送信されたＱｉ個のデータシンボルの推定値は、次式のように約される。
【００８６】
【数４２】
2008505587.tif 000044
式（２１）によって示されるように、理想的な等化（符号間干渉、即ちＩＳＩ、の完全な除去）、即ち、マルチパスのない場合、次式が成立する。
【００８７】
【数４３】
2008505587.tif 000045
同様に、式（３２）の条件が満たされる場合、データレートがより低いユーザｊの復調によりＭＡＩが存在しないことが分かる（式（２８））。
【００８８】
したがって、式（３），（２８）および（３２）をまとめると、式（２４）により定義される位相ランプ変調符号を用いるデータレートの異なるユーザに対し、マルチパスチャネルにおいて、直交するユーザを区別するための条件、即ち、ＭＡＩの存在しない条件は、次のとおりである：
１．全てのユーザの反復シンボルブロック持続期間が同じであること。
【００８９】
【数４４】
2008505587.tif 000046
２．全てのユーザのデータレートは互いの整数倍（Ｋ）または整数分の１（１／Ｋ）であること。
【００９０】
【数４５】
2008505587.tif 000047
３．全てのユーザの変調符号（したがって、チャネル識別符号）は次式を満たすこと。
【００９１】
【数４６】
2008505587.tif 000048
［ユーザ間の有理数の複数のデータレートの拡張］
ブロック変調符号のように、位相ランプ符号用の上述の直交性条件を拡張し、図１２に示したように有理数の複数のデータレート、即ち、有理数のシンボルブロック反復因子を用いてユーザをサポートすることが可能である。直交するユーザを区別して有理数の複数のユーザデータレートをサポートすることによって、変調の柔軟性が改良され、広い範囲のユーザデータレート要件がサポートされる。位相ランプ変調符号を用いるマルチパスチャネルにおける、直交するユーザを区別するための条件、即ち、データレートの異なるユーザにおいてＭＡＩの存在しない条件は、次のように更新される。
１．全てのユーザの反復シンボルブロック持続期間が同じであること。
【００９２】
【数４７】
2008505587.tif 000049
２．全てのユーザのデータレートは互いの有理数倍であること。
【００９３】
【数４８】
2008505587.tif 000050
３．全てのユーザの変調符号（したがって、チャネル識別符号）は次式を満たすこと。
【００９４】
【数４９】
2008505587.tif 000051
［位相ランプチャネル識別符号］
上述の条件３の直交性要件を満たすチャネル識別符号は次の形式である。
【００９５】
【数５０】
2008505587.tif 000052
したがって、チャネル識別符号θＬｉ，ｉを適切に割り当てることによって、データレートの異なるユーザが条件２を満たし、マルチパスチャネルにおいて直交するユーザを区別することが可能となる。しかしながら、ブロック変調符号と同様に、可能な割り当ての数は多い。符号木構造４２０〜４５０を用いる少数のチャネル識別符号割り当ての例を、図１５に示す。
【００９６】
図１５の例から分かるように、（特定の段の）木の各ノードをさらにｂ個の枝へ分割することによって、広い範囲のデータレートが可能である。このとき、続く各々の枝によって得られるデータレートは、その親の枝のデータレートよりｂ倍小さい。符号木において同じ深さにある全ての符号は同じ反復因子を有するため、同数のサブキャリアを占有する。したがって、符号木において同じ深さにある任意の符号を用いることによって得られるデータレートは、同じである。しかしながら、任意の符号によって占有されるサブキャリアは、符号木において同じ深さにある任意の他の符号によって占有されるサブキャリアに直交している。したがって、特定の符号が用いられるとき、その符号から根への経路、およびその符号の下のサブツリーにある他の符号を用いることは不可能である、という条件に従うチャネル識別符号のうちの１つを適切に割り当てることによって、データレート要件の異なるユーザをサポートすることが可能である。周波数ホッピングはユーザの用いる符号を変更することによってサポートされる。
【００９７】
ブロックチャネル識別符号の使用と同様に、送信機／受信機の間で利用される符号が時間により変化するとき、上述の制約を満たすことの複雑さは増大する。本発明の好適な実施形態では、ベクトル生成器１０５はＩＦＤＭＡシンボル毎に１回、各送信機１０２において利用される特定のチャネル識別符号を変更して、上述の制約を確実に満たす。図１４のフローチャート４００には、チャネル識別符号割り当ての方法を示す。この方法は、ブロック変調符号と位相ランプ変調符号とにおいて同じである。
【００９８】
また、上述において導出された、ブロック変調符号および位相ランプ変調符号を用いて、直交するユーザを区別するための条件は、受信機における逆順の動作（即ち、図８のように符号の関連付けに等化が続く）においても有効である。加えて、周波数領域等化手法を用いて、全てのユーザを一度に等化することが可能である。
【００９９】
［非同期ユーザ］
非同期ユーザの場合には、直交性を保持するため、ユーザ間の最悪の場合の相対信号到着遅延（ＰＤ）よりも長い追加のガード期間が必要である。次いで、受信機は、Ｎ個のシンボルサンプルについて、全てのユーザに対し多重アクセス干渉（ＭＡＩ）の存在しないような、適切な時間的な位置（ウィンドウ）を選択する（１×オーバーサンプリングを仮定）。図１６には、３人の非同期ユーザの場合の一例を示す。
【０１００】
図１６に見られるように、巡回拡張子の長さｖおよび基準ユーザ（例えば、ユーザＡ）に対するユーザｉの相対遅延／先行Δｉにおいて、ＭＡＩの存在しない時間的なウィンドウの開始位置Δは次の関係を満たす。
【０１０１】
【数５１】
2008505587.tif 000053
したがって式（３６）より、相対遅延が最大遅延ＰＤ未満である場合、複数の汚染されていないＮ個のシンボルサンプルウィンドウが可能である。受信機は、さらなる処理のため、これらのサンプリングインスタンスのうちの任意の１つを選択することが可能である。
【０１０２】
図１７には、非同期ユーザの場合の時間的なウィンドウの選択処理用のフローチャート４８０を示す。工程４０１では、受信機１０４によって信号が受信される。工程４８２では、基準ユーザと比較したユーザの相対遅延が算出される。これらの相対遅延から、最小遅延および最大遅延が決定される（工程４８４）。工程４８６では、ＭＡＩの存在しないウィンドウの可能な時間的な開始点が決定される。工程４８８では、ウィンドウからサンプルが選択される。工程４８９では、図５〜８に関連する記載のように、これらのサンプルが受信機の等化・符号関連付け機能に対し提供される。
【０１０３】
追加の冗長なサンプルを付加情報（ｓｉｄｅ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）として用い、受信信号対雑音比を改良すること、したがって、受信機における検出器性能を改良することが可能である。また、順方向誤り訂正復号に先立って、復調データシンボルのユーザ依存回転を用いることが可能であることも留意される。
【０１０４】
マルチレートのユーザを可能とするための代替の一方法は、特定のユーザに対し１より多くの符号を割り当て、個々の符号変調信号を線形結合することである。しかしながら、そのような方式では、変調信号を線形的に加算するため大きなピーク−平均比の影響を受け得る。加えて、本明細書に記載のマルチレートＩＦＤＭＡ方式と共に時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）または符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）プロトコルなど他の多重アクセスプロトコルを用いることが可能である。あるいは、それらのプロトコルを本明細書に記載のマルチレートＩＦＤＭＡ方式の上で動作させることが可能である。
【０１０５】
図１８には、ユーザ固有変調符号の変更による周波数ホッピングを示す。簡単のため、図１９には、データレートは同じであり、チャネル識別符号の割り当てが各々異なる４人のユーザを示す。明らかであるように、周波数ホッピングが利用されないときには、ユーザ固有変調符号（ｂｉ（ｔ））は各ユーザに対し固定されたままである。このため、全てのＩＦＤＭＡシンボル期間において、一定のサブキャリア周波数（即ち、図１９の例では４サブキャリア毎）にて送信機の送信した信号は非ゼロとなる。したがって、各ユーザにおいて、パルス成形の前に送信される信号スペクトルは、全てのシンボル期間を通じて同じサブキャリアを占有する。この信号スペクトルは、直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）信号の４サブキャリア毎においてのみデータシンボルが変調される場合に見られるものと同様である。
【０１０６】
一方、ｂｉ（ｔ）が時間を通じて変化することが可能であるとき、詳細には、各ＩＦＤＭＡシンボル期間においてｂｉ（ｔ）が変化することが可能であるとき、周波数ホッピングが起こる。なお、各シンボル期間において、各送信機の送信信号は、直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）信号の４サブキャリア毎においてのみデータシンボルが変調される場合に見られるものと同様であることが留意される。したがって、各シンボル期間において、ユーザ伝送は利用可能な帯域幅の全てを占有する。各ＩＦＤＭＡシンボル期間においてｂｉ（ｔ）を変更することによって、伝送のＯＦＤＭ性を依然として保持したまま、送信機の伝送が周波数ホッピングされることは明らかである。詳細には、図１９の各送信機の送信信号は４サブキャリア毎（均一に離間されている）を占有する。チャネル識別符号を適切に割り当ててユーザ間の直交性を保持したまま、ＩＦＤＭＡシンボル毎にユーザ固有変調符号（ｂｉ（ｔ））を変更することによって、各送信機の送信信号が、先のＩＦＤＭＡシンボルと比較して、４サブキャリア毎に等しく離間されている、サブキャリアの異なるセットを占有する。詳細には、図１９では、特定のシンボルにおいて占有されるサブキャリアは、先のシンボルにおいて占有されたサブキャリアの巡回シフトである。ここで巡回シフトは１つのサブキャリアである。
【０１０７】
図１９は送信機の動作を示すフローチャートである。論理フローは工程１９０１にて開始する。工程１９０１では、第１の期間にて、ユーザのブロック反復シンボルストリームが変調器１１２によって受信される。工程１９０３では、第１のＩＦＤＭＡ変調符号が変調器によって受信され、工程１９０５では、シンボルストリームが第１の変調符号により変調される。上述のように、変調器１１２の出力は周波数の第１のセット、即ち、サブキャリア、に存在する信号を含む。信号の利用する実際のサブキャリアは、シンボルブロックの反復および利用される特定の変調符号に応じて異なる。
【０１０８】
工程１９０７では、第２の期間にて、第２のＩＦＤＭＡ変調符号が受信される。このシンボルストリームは第２の期間に第２の変調符号により変調され（工程１９０９）、周波数の第２のセット、即ち、サブキャリア、に存在する信号を生成する。上述のように、好適には、第１および第２の期間は第１および第２の連続するシンボル期間に対応する。処理は、各シンボル期間においてユニークなＩＦＤＭＡ変調符号が利用されるように、シンボルストリームの伝送中を通じて継続する。
【０１０９】
異なるチャネル識別符号が用いられるときには占有するサブキャリアを変更するように、周波数ダイバーシチを増大し、他のセルの干渉の平均化を改良するので、ＩＦＤＭＡチャネル識別符号ホッピングは有益である。したがって、ＩＦＤＭＡ符号木の同じレベルおよび同じレベルのＩＦＤＭＡサブツリーのうちの１つ以上にあるチャネル識別符号を用いる異なるユーザを、シンボル毎または少数のシンボル毎に混ぜることによって、追加の干渉の平均化および周波数ダイバーシチを得ることが可能である。ユーザはホッピング毎に、サブキャリアの異なるセットを占有する。
【０１１０】
図２０は、周波数ホッピングされているＩＦＤＭＡ信号を受信する受信機の動作を示すフローチャートである。論理フローは工程２００１にて開始する。工程２００１では、第１フレーム中、ベースバンド変換器２０４にて、第１の複数のチャネルを通じて伝播されたユーザｉからの信号が受信される。上述のように、複数のチャネルは送信機によって用いられる現在の変調符号ｂｌｉ（ｔ）に応じて異なる。工程２００３では、信号は第１のＩＦＤＭＡ変調符号を用いて復調される。説明したように、ユーザｉに対する復調処理は、チャネルパルス応答ｐｌｉの等化、変調符号の関連付けｂｌｉ（ｔ）およびＬｉの反復の結合からなる。
【０１１１】
工程２００５では、第２のフレーム中に信号が受信される。しかしながら、第２のフレーム中には、第２の複数のチャネルを通じて信号が受信される。最後に、工程２００７では、第２のＩＦＤＭＡ変調符号を用いて信号が復調される。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】本発明によるシステムのブロック図。
【図２】図１に示すシステムの送信機の動作を示すフローチャート。
【図３】代表的な反復シンボルブロックの図。
【図４】図１のシステムによって使用される変調方式の特性値を示すテーブル。
【図５】代表的な動作シナリオにおいて図１のシステムのユーザによって占有されるサブキャリアを示す周波数チャート。
【図６】図１に示すシステムにおいて使用可能な代表的な第１の受信機のブロック図。
【図７】図６に示す第１の受信機の動作を示すフローチャート。
【図８】図１に示すシステムにおいて使用可能な代表的な第２の受信機を示すブロック図。
【図９】図８の第２の受信機の動作を示すフローチャート。
【図１０】チャネルを通じて送信されるシンボルブロックの代表的なシーケンスの図。
【図１１】システムの複数のユーザに対する代表的なシンボルブロック反復の図。
【図１２】有理数の複数のデータレートを使用するシステムの複数のユーザにおける代表的なシンボルブロック反復の図。
【図１３】ブロック変調符号における代表的なチャネル識別符号割り当てを示す符号木。
【図１４】チャネル識別符号割り当ての方法のフローチャート。
【図１５】位相ランプ変調符号における代表的なチャネル識別符号割り当てを示す符号木。
【図１６】図１のシステムに含めることの可能な受信機によって受信される非同期伝送の時間的な相対位置を示す図。
【図１７】非同期伝送を処理する方法を示すフローチャート。
【図１８】時間変化変調符号を利用する周波数ホッピングを示す図。
【図１９】時間変化変調符号を利用することによって周波数ホッピングを実行する送信機の動作を示すフローチャート。
【図２０】周波数ホッピングされている信号を受信する受信機の動作を示すフローチャート。
【図１】
2008505587.tif 000054
【図２】
2008505587.tif 000055
【図３】
2008505587.tif 000056
【図４】
2008505587.tif 000057
【図５】
2008505587.tif 000058
【図６】
2008505587.tif 000059
【図７】
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【図８】
2008505587.tif 000061
【図９】
2008505587.tif 000062
【図１０】
2008505587.tif 000063
【図１１】
2008505587.tif 000064
【図１２】
2008505587.tif 000065
【図１３】
2008505587.tif 000066
【図１４】
2008505587.tif 000067
【図１５】
2008505587.tif 000068
【図１６】
2008505587.tif 000069
【図１７】
2008505587.tif 000070
【図１８】
2008505587.tif 000071
【図１９】
2008505587.tif 000072
【図２０】
2008505587.tif 000073
【国際調査報告】
2008505587.tif 000074