(57)【要約】第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するために、電力コンバータに含まれる第１のブリッジ回路は、第１の直流電圧を第１の交流電圧へ変換するよう制御される。第１の交流電圧は、第２の、場合により更なる交流電圧へ変換される。第２の及び夫々の、場合により更なる交流電圧は、夫々のブリッジ回路によって直流電圧へ変換される。電力コンバータの効率を増大させるよう、電力コンバータのスイッチは、ソフトスイッチングで動作するよう制御される。それに加えて、夫々の交流電圧のデューティサイクルが制御される。一実施形態で、夫々の交流電圧の半周期電圧時間積分は、実質的に等しくなるよう制御される。
2008543271.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の数のスイッチを有する第１のブリッジ回路により第１の直流電圧を第１の交流電圧へ変換するステップと、
前記第１の交流電圧を第２の交流電圧へ変換するステップと、
第２の数のスイッチを有する第２のブリッジ回路により前記第２の交流電圧を第２の直流電圧へ変換するステップと
を有する、前記第１の直流電圧を前記第２の直流電圧へ変換する方法であって、
前記第１の交流電圧及び前記第２の交流電圧の位相間の位相シフトを制御するステップと、
前記第１のブリッジ回路及び前記第２のブリッジ回路のスイッチがソフトスイッチングをなされるように前記第１の交流電圧及び前記第２の交流電圧のうちの少なくとも１つの交流電圧のデューティサイクルを制御するステップと
を有する方法。
【請求項２】
前記第１の交流電圧を前記第２の交流電圧へ変換するステップが前記第１の交流電圧を第３の交流電圧へ変換するステップを更に有する場合に、
第３の数のスイッチを有する第３のブリッジ回路により前記第３の交流電圧を第３の直流電圧へ変換するステップと、
前記第１の交流電圧及び前記第３の交流電圧の位相間の位相シフトを制御するステップと、
前記第１のブリッジ回路、前記第２のブリッジ回路及び前記第３のブリッジ回路のスイッチがソフトスイッチングをなされるように前記第１の交流電圧、前記第２の交流電圧及び前記第３の交流電圧のうちの少なくとも１つの交流電圧のデューティサイクルを制御するステップと
を有する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
少なくとも１つの交流電圧のデューティサイクルを制御する前記ステップは、前記少なくとも１つの交流電圧の半周期電圧時間積分が少なくとも１つの他の交流電圧の半周期電圧時間積分に等しいように前記デューティサイクルを制御するステップを有する、請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
電源及び負荷を少なくとも有する多数の装置の間で電力を交換するためにソフトスイッチングレンジにおいて直流／直流電力コンバータを動作させる方法であって、
前記電力コンバータは変圧器を有し、該変圧器は少なくとも２つの巻線を有し、
前記電力コンバータは少なくとも２つのブリッジ回路及び少なくとも２つのポートを更に有し、夫々のポートは前記多数の装置のうちの１つへ接続可能であり、夫々のブリッジ回路を介して前記変圧器の夫々の巻線へ夫々結合され、夫々のブリッジ回路は多数の制御可能なスイッチを有し、
当該方法は、
前記変圧器の夫々の巻線へ印加される交流電圧を夫々のブリッジ回路において発生させるステップと、
前記ポートへ結合される前記多数の装置の間の電力伝達を制御するために、夫々の巻線において夫々の交流電圧の位相間の位相シフトを制御するステップと、
巻線における少なくとも１つの交流電圧のデューティサイクルを、前記巻線での前記交流電圧を該巻線へ結合される前記ポートでの所望の電圧へと適応させるよう、且つ、前記巻線での前記交流電圧を少なくとも１つの他の巻線での交流電圧へと適応させるよう制御するステップと
を有する方法。
【請求項５】
前記少なくとも１つの交流電圧は矩形パルス波電圧である、請求項４記載の方法。
【請求項６】
巻線での電圧のデューティサイクルを制御する前記ステップは、前記巻線での前記電圧の半周期電圧時間積分が前記少なくとも１つの他の巻線での電圧の半周期電圧時間積分に等しいように前記デューティサイクルを制御するステップを有する、請求項４又は５記載の方法。
【請求項７】
前記電源が比較的遅い過渡応答を有し、前記多数の装置がエネルギバッファとしてコンデンサを更に有する場合に、
前記コンデンサへ結合される巻線での電圧のバッファデューティサイクルを、前記巻線での前記電圧を前記コンデンサの電圧へと適応させるために制御するステップを有する、請求項５記載の方法。
【請求項８】
前記負荷へ結合される巻線の電圧の位相と、前記電源へ結合される巻線の電圧の位相との間の負荷位相シフトと、
前記コンデンサへ結合される巻線の電圧の位相と、前記電源へ結合される巻線の電圧の位相との間のバッファ位相シフトと
を決定するステップを有し、
電源から引き出される電力が実質的に一定であるように、
前記コンデンサへ結合される巻線での電圧の前記バッファデューティサイクルを、前記巻線での前記矩形パルス波電圧の半周期電圧時間積分が他の巻線での電圧の半周期電圧時間積分に等しいように決定するステップと、
前記決定された負荷位相シフト、バッファ位相シフト及びバッファデューティサイクルに従って夫々のブリッジ回路のスイッチを制御するステップと
を有する、請求項７記載の方法。
【請求項９】
前記電源へ結合される巻線での電圧のソースデューティサイクルを、前記巻線での前記電圧の少なくとも一部の半周期電圧時間積分が前記負荷へ結合される巻線での電圧の少なくとも一部の半周期電圧時間積分に等しいように決定するステップと、
前記決定される負荷位相シフト、バッファ位相シフト、バッファデューティサイクル、及びソースデューティサイクルに従って夫々のブリッジ回路のスイッチを制御するステップと
を有する、請求項８記載の方法。
【請求項１０】
負荷位相シフトを決定するステップは、
負荷電圧と所定の所望負荷電圧との間の負荷電圧差を決定するステップと、
前記負荷電圧差に応答して前記負荷位相シフトを決定するステップと
を有する、請求項８記載の方法。
【請求項１１】
バッファ位相シフトを決定するステップは、
前記電源から引き出される電力と所定の所望ソース電力との間の電力差を決定するステップと、
前記電力差に応答して前記バッファ位相シフトを決定するステップと
を有する、請求項８記載の方法。
【請求項１２】
前記所定の所望ソース電力は、前記コンデンサを充電するために又は放電するために変化するよう制御される、請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記電力コンバータを起動するステップを有し、
前記電力コンバータを起動するステップは、前記ブリッジ回路が前記負荷へ結合されて、前記コンデンサが整流器として動作する間、ソースデューティサイクルを徐々に増大するよう制御して、前記電源から他の装置への電力伝達を徐々に増大させるステップを有する、請求項７記載の方法。
【請求項１４】
前記電力コンバータを起動するステップを有し、
前記電力コンバータを起動するステップは、前記ブリッジ回路を比較的高い周波数で動作するよう制御して、比較的低い電力伝達を可能にするステップを有する、請求項７記載の方法。
【請求項１５】
少なくとも２つの巻線を有する変圧器と、少なくとも２つのブリッジ回路及び少なくとも２つのポートとを有し、
夫々のポートは多数の装置のうちの１つへ接続可能であり、夫々のブリッジ回路を介して前記変圧器の夫々の巻線へ夫々結合され、
夫々のブリッジ回路は多数の制御可能なスイッチを有し、
夫々のスイッチは制御装置へ動作上接続され、
前記制御装置は、請求項１乃至１４のうちいずれか一項記載の方法に従って前記スイッチを制御するよう構成される、直流／直流電力コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ソフトスイッチングレンジで電力コンバータを動作させる方法と、ソフトスイッチングレンジで動作するよう構成される電力コンバータとに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力コンバータは、電源のある特性が、夫々、例えば公称電圧及び動作電圧など、負荷のある特性に適合しない場合に電源から負荷へ電力を供給するために、当該技術において知られている。
【０００３】
直流／直流（ＤＣ／ＤＣ）変換に関し、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）電力コンバータが知られている。ＤＡＢコンバータは、第１のアクティブブリッジを用いて、第１のポートへ結合される電源の直流電圧を交流電圧へ変換する。交流電圧は、例えば変圧器のような電磁結合装置を用いて、第２のアクティブブリッジへ送られる。第２のアクティブブリッジは、交流電圧を直流電圧へ変換する。直流電圧は、電力コンバータの第２のポートへ供給される。このようにして、電力コンバータは、電源から、第２のポートへ結合される負荷へと電力を供給することができる。
【０００４】
更に、トリプルアクティブブリッジ（ＴＡＢ）電力コンバータが知られている。ＴＡＢコンバータは、上述された第１のポートへ結合される第１のアクティブブリッジ及び第２のポートへ結合される第２のアクティブブリッジに加えて、第３のポートへ結合される第３のブリッジを有する。エネルギバッファは、エネルギ蓄積のために第３のポートへ結合され得る。
【０００５】
ＴＡＢコンバータは、特に、一定電力を供給するのに適した、即ち、遅い過渡応答を有する電源と、比較的速く変化する電力を消費しうる負荷との組合せに適する。負荷が電源によって供給されるよりも少ない電力を消費する場合には、エネルギバッファは残りの電力を蓄積し、一方、負荷が電源によって供給されるよりも多く電力を消費する場合には、エネルギバッファは必要とされる追加の電力を供給する。
【０００６】
変圧器結合マルチポートコンバータ、即ち、電源、負荷及びエネルギバッファ用に３よりも多いポート及び夫々のブリッジを有するコンバータが、また、当該技術において知られていることが知られる。更なるポートは、更なる負荷、電源又はエネルギバッファへ結合され得る。
【０００７】
ＤＡＢコンバータ及びＴＡＢコンバータにおいて、夫々のブリッジは、変圧器の巻線での移相シフトされた高周波の矩形波電圧を夫々のポートでの電圧へ結合する。夫々のブリッジのスイッチのソフトスイッチング、即ち、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）及び／又は零電流スイッチング（ＺＣＳ）により、コンバータの効率はハードスイッチングに比べて改善され得、より高いスイッチング周波数が可能である。しかし、既知のコンバータは、ソフトスイッチングを維持しながらポートでの幅広い電圧変化に対応するよう構成されておらず、従って、それらは、例えば、エネルギバッファリングのためのコンデンサのような、幅広い電圧入力範囲適用に適さない。
【０００８】
ソフトスイッチング動作範囲を広げるために、例えば電圧キャンセルといった、幾つかの方法が提案されている。しかし、上述されたＤＡＢ及びＴＡＢコンバータ構成に関し、電圧キャンセル法は、例えば、ルックアップテーブルの使用に起因して、実施するには複雑である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
簡単で、費用効果が高く、実施が容易であるソフトスイッチングレンジの拡大方法を提供することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１に記載される本発明に従う方法は、ソフトスイッチングレンジが拡大される場合に電力コンバータを動作させるための方法を提供する。
【００１１】
少なくとも１つが比較的幅広い範囲で動的に変化する電圧を有するところの２つの装置を結合するために使用されるＤＡＢコンバータにおいて、動的に変化する電圧を有する前記装置へ結合される変圧器の巻線での矩形パルス波の正（又は負）の部分の半周期電圧時間積分は、第２の巻線での矩形パルス波の正（又は負）の部分の半周期電圧時間積分に等しくなるよう制御される。前記半周期電圧時間積分は、巻線電圧の半周期の時間積分として定義される。矩形パルス波電圧に関し、積分はパルスのデューティサイクル及び振幅の積へ簡約化する。実電圧は巻線の巻き数比を補償されることが知られる。巻線の電圧−秒の積を等しく保つために電圧のデューティサイクルを制御することによりソフトスイッチングレンジが拡大されることは、明らかである。
【００１２】
遅い過渡応答を有する電源と、負荷と、例えばコンデンサのような、幅広く変化する電圧を有するエネルギバッファとを結合するために使用されるＴＡＢコンバータにおいて、コンデンサへ結合される巻線の電圧のデューティサイクルを制御することが有利である。更に、このような構成においてソフトスイッチングレンジが動作範囲全体へ拡大されることは、明らかである。
【００１３】
ブリッジ回路の制御可能なスイッチは、矩形パルス波電圧を発生させる。かかる矩形パルス波電圧は、前記ブリッジ回路へ結合された変圧器の巻線へ印加される。矩形パルス波はデューティサイクル及び位相を有する。ここで使用される電圧のデューティサイクルは、矩形パルス波電圧が矩形パルス波電圧の半周期の期間に対して零でないところの期間を示す。従って、電圧が半周期全体の間高い（ハイである）場合、デューティサイクルは１であり、また、電圧が半周期全体の間零である場合、デューティサイクルは０である。デューティサイクルについては、後に図２を参照して更に説明する。
【００１４】
矩形パルス波電圧の位相は、変圧器の他の巻線へ印加される矩形パルス波電圧の位相に対して関係がある。かかる電圧間の位相シフトは、当該技術において知られるように、電力伝送の量を決定する。
【００１５】
一実施形態で、負荷位相シフトは、電源へ結合される矩形パルス波電圧の位相と、負荷へ結合される矩形パルス波電圧の位相との間の位相シフトとして決定される。更に、バッファ位相シフトは、電源へ結合される矩形パルス波電圧の位相と、エネルギバッファへ結合される矩形パルス波電圧の位相との間の位相シフトとして決定される。負荷位相シフト及びバッファ位相シフトは、電源から引き出される電力が実質的に一定であるように電力コンバータにおける電力伝送が行われるよう決定され、制御され得る。実質的に一定である電力を引き出すことは、例えば、電源の比較的遅い過渡応答のために好ましい。
【００１６】
上述される実施形態でソフトスイッチングを達成するために、エネルギバッファへ結合された巻線での矩形パルス波電圧の少なくともデューティサイクル（以降、バッファデューティサイクルと呼ぶ。）は、かかる巻線での矩形パルス波の正（又は負）の部分の半周期電圧時間積分が、前記変圧器の他の巻線での矩形パルス波の正（又は負）の部分の半周期電圧時間積分に実質的に等しくなるように決定され、制御される。上述されるように、半周期電圧時間積分は、後に図面に関して説明されるように、ピーク電圧及びデューティサイクルの積であっても良い。
【００１７】
電源が、例えば燃料電池のように、自身から引き出される電力の量に依存して、比較的幅広い直流電圧範囲を有するところの実施例で、前記電源は、電力コンバータの電源側（ソース側）でデューティサイクル制御を用いて、異なる電力レベルにおいて動作することができる。それに加えて、電源へ結合された巻線での電圧のソースデューティサイクルは、かかる巻線での電圧の正（又は負）の部分の半周期電圧時間積分が、例えば負荷へ結合された巻線といった、他の巻線での電圧の正（又は負）の部分の半周期電圧時間積分に実質的に等しくなるよう決定される。
【００１８】
負荷電圧、即ち、負荷にかかる電圧が、実質的に一定であるべき場合、例えば、前記負荷の一定動作電圧に等しい場合、前記負荷へ供給される電力量を決定する負荷位相シフトは、前記負荷電圧に応答して制御され得る。前記負荷がその電力消費を変更しようとする場合、前記負荷はその抵抗を変更することを必要とする。従って、前記負荷電圧及び対応する負荷電流は、供給される電力が変化しないので、両方とも最初に変化する。実際の負荷電圧を所定の所望負荷電圧、例えば前記負荷の動作電圧と比較することにより、負荷電圧差が決定される。この負荷電圧差に応答して、変化する負荷位相シフトは決定され得る。例えば、前記負荷がより高い電力を引き出そうとする場合、前記実際の負荷電圧は、対応するより高い電力が電力コンバータによって供給されない限り、前記所定の所望負荷電圧から外れる。前記負荷電圧の変化に応答して、前記電力コンバータは、前記実際の負荷電圧が前記所定の所望負荷電圧に実質的に等しくなるまで、より多くの電力を供給するように前記負荷位相シフトを変化させるよう制御される。
【００１９】
一実施形態で、前記負荷は、その電力消費に依存して、変化する動作電圧を有しうる。このような実施形態で、本発明に従うデューティサイクル制御は、前記負荷へ結合された変圧器の巻線での結果として得られる半周期電圧時間積分変化を補償し、それによって電力コンバータにおいてソフトスイッチングを維持するために、かかる巻線での矩形パルス波電圧において用いられ得る。
【００２０】
一実施形態で、バッファ位相シフトは、電源から引き出される実際のソース電力と、所定の所望ソース電力との間の電力差に基づいて決定される。前記所定の所望ソース電力は、前記電源の公称電力を表しても良く、あるいは、ユーザ選択される動作電力であっても良い。引き出される電力と所望の電力との間の前記電力差は、エネルギバッファによって供給されるべき又は引き出されるべき電力の大きさである。バッファ位相シフトは、このようにして使用され、電源から引き出される電力を実質的に一定であるよう制御しながら、エネルギバッファへの又はエネルギバッファからの電力伝送を制御する。
【００２１】
一実施形態で、当該方法は前記所定の所望ソース電力を制御するステップを有する。コンデンサが所定の最大レベルを上回って充電される場合に、又は、コンデンサが最低レベルを下回って放電される場合に、前記所定の所望ソース電力は、コンデンサを放電又は充電するために充電され得る。前記電源の電力容量に依存して、かかる充電は一時的でありうる。同様に、前記負荷がより長い時間期間にわたってより多い又はより少ない電力を消費する場合であって、且つ、前記電源が他の電力レベルで電力を供給するのに適する場合に、前記所定の所望ソース電力は、より長い時間期間の間変更され得る。
【００２２】
電力コンバータの動作開始時には、過電流が、前記電力コンバータの負荷側及び／又はバッファ側での低電圧に起因して観測される。簡単な解決法は、起動中に電源ブリッジのデューティサイクルを制御することである。その間、負荷ブリッジ及びバッファブリッジは制御されず、整流器として動作する。開ループ制御を用いて徐々にデューティサイクルを増大させることによって、負荷側コンデンサ及び／又はバッファは、ゆっくりとある電圧レベルへと充電され得る。次いで、閉ループ制御が出力電圧を調整するよう引き継ぐ。
【００２３】
一実施形態で、起動時の過電流にかかる欠点は、比較的高い周波数で動作するようブリッジを制御することによって解消される。高い周波数により、より低い電力が伝送され得、それによって電流を制限する。再び、ある電圧レベルに達すると即座に、周波数は、できる限り徐々に、所定の動作周波数へと下げられ得る。
【００２４】
本発明の態様で、本発明の方法に従って動作するよう構成される電力コンバータが提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、本発明に従う方法及び電力コンバータについて説明し、それらの更なる態様、特徴及び効果について、添付の図面を参照して記載する。
【００２６】
図１は、本発明に従うデュアルアクティブブリッジ電力コンバータ１０の実施例を示す。電力コンバータ１０は、ポート端子２１及び２２を有する第１のポート２０と、スイッチ３１〜３４及びノード３５、３６を有する第１のブリッジ回路３０とを有する。電力コンバータ１０の変圧器４０は、第１の巻き数Ｎ１を有する第１の巻線４１と、第２の巻き数Ｎ２を有する第２の巻線４３とを有する。電力コンバータ１０は、スイッチ５１〜５４及びノード５５、５６を有する第２のブリッジ回路５０と、ポート端子６１及び６２を有する第２のポート６０とを更に有する。
【００２７】
電源７０は、ポート端子２１及び２２へ結合され得る。動作において、ソース電圧Ｖｓは、ポート端子２１及び２２へ印加され得る。負荷８０は、ポート端子６１及び６２へ結合され得る。動作において、負荷電圧Ｖｌは、ポート端子６１及び６２の間に存在し得る。更に、動作において、第１の矩形パルス波電圧Ｖｗ１はノード３５及び３６の間、即ち、変圧器４０の第１の巻線４１の両端に存在し、第２の矩形パルス波電圧Ｖｗ２は、ノード５５及び５６の間、即ち、変圧器４０の第２の巻線４３の両端に存在し得る。
【００２８】
図２は、第１のデューティサイクルＤ１を有する矩形パルス波電圧信号Ｓ１と、第２のデューティサイクルＤ２を有する矩形パルス波電圧信号Ｓ２とを示す。矩形パルス波電圧信号Ｓ１と矩形パルス波電圧信号Ｓ２との間の位相シフトφ１２は、基準ライン６とともに示される。更に、時間期間Ｔ１及びＴ２は、ソース電圧レベルＶｓ、負荷電圧レベルＶｌ及び最低動作負荷電圧Ｖｌ，ｍｉｎとともに示される。
【００２９】
電圧信号Ｓ１は、２つの電圧レベルＶｓ及び−Ｖｓを有する矩形波電圧である。従って、電圧信号Ｓ１がレベルＶｓ（又は−Ｖｓ）である期間は、矩形波信号の半周期である。ここで使用されるデューティサイクルの定義、即ち、電圧信号が半周期期間にわたって零でない（従って、Ｖｓ又は−Ｖｓに等しい。）ところの半周期の期間に従って、デューティサイクルＤ１は１である。電圧信号Ｓ２のデューティサイクルＤ２は、Ｔ２をＴ１及びＴ２の和（即ち、半周期期間）で割ったもの：
Ｄ２＝Ｔ２／（Ｔ１＋Ｔ２）          （１）
に等しい。
【００３０】
ここで図１及び図２を参照して、例えば、電源７０が遅い過渡応答を有するために、ソース電圧Ｖｓが実質的に一定であるとする。負荷電圧Ｖｌは、比較的広い範囲にわたって動的に変化しうる。変圧器の巻き数比Ｎ１／Ｎ２は、負荷８０の最低動作電圧Ｖｌ，ｍｉｎに従って：
Ｎ１／Ｎ２＝Ｖｓ／Ｖｌ，ｍｉｎ          （２）
のように設計される。
【００３１】
デューティサイクルＤ１及びＤ２は、ポート２０及び６０での実電圧に従って調整され得る。実質的に一定のソース電圧により、以下：
Ｄ１＝１、Ｄ２＝Ｖｌ，ｍｉｎ／Ｖｌ          （３）
のように、ソースデューティサイクルＤ１は１であるよう設計され、負荷デューティサイクルＤ２は、実際の負荷電圧Ｖｌ及び最低動作電圧Ｖｌ，ｍｉｎに依存する。
【００３２】
デューティサイクルＤ１、Ｄ２が式（３）によって制御される場合、半分のスイッチング周期にわたって変圧器４０へ印加される矩形パルス波の正（又は負）の部分の対応する半周期電圧時間積分は：
Ｖｓ×Ｄ１＝（Ｎ１／Ｎ２）×Ｖｌ×Ｄ２        （４）
に等しい。
【００３３】
従って、負荷電圧Ｖｌにおける変動は、式（３）に従ってデューティサイクルＤ２を調整することによって補償され得る。上述されるようにデュアルアクティブブリッジ電力コンバータ１０を制御することにより、電力コンバータ１０のソフトスイッチングレンジは拡大される。
【００３４】
図３は、本発明に従うトリプルアクティブブリッジ電力コンバータ１１０の実施例を表す。電力コンバータ１１０は、ポート端子１２１及び１２２を有する第１のポート１２０と、スイッチ１３１〜１３４及びノード１３５、１３６を有する第１のブリッジ回路１３０と、第１の巻き数Ｎ１を有する第１の巻線１４１及び第２の巻き数Ｎ２を有する第２の巻線１４２を有する変圧器１４０と、スイッチ１５１〜１５４及びノード１５５、１５６を有する第２のブリッジ回路１５０と、ポート１６１及び１６２を有する第２のポート１６０とを有する。更に、変圧器１４０は、第３の巻き数Ｎ３を有する第３の巻線１４３を有し、電力コンバータ１１０は、スイッチ１９１〜１９４及びノード１９５、１９６を有する第３のブリッジ回路１９０と、コネクタ２０１及び２０２を有する第３のポート２００とを有する。
【００３５】
電源１７０は、ポート端子１２１及び１２２へ結合され得る。動作において、ソース電圧Ｖｓは、ポート端子１２１及び１２２へ印加され得る。負荷１８０は、ポート端子１６１及び１６２へ結合され得る。動作において、負荷電圧Ｖｌは、ポート端子１６１及び１６２の間に存在し得る。更に、動作において、第１の矩形パルス波電圧Ｖｗ１は、ノード１３５及び１３６の間、即ち、変圧器１４０の第１の巻線１４１の両端に存在し、第２の矩形パルス波電圧Ｖｗ２は、ノード１５５及び１５６の間、即ち、変圧器１４０の第２の巻線１４２の両端に存在し得る。
【００３６】
例えばコンデンサ２１０のようなエネルギバッファは、ポート端子２０１及び２０２へ結合される。動作において、バッファ電圧Ｖｂは、ポート端子２０１及び２０２に存在し得る。ノード１９５及び１９６の間には、第３の矩形パルス波電圧Ｖｗ３が存在し得る。
【００３７】
図４は、ソースデューティサイクルＤ１を有するソース矩形パルス波電圧信号Ｓ１と、負荷デューティサイクルＤ２を有する負荷矩形パルス波電圧信号Ｓ２と、バッファデューティサイクルＤ３を有するバッファ矩形パルス波電圧信号Ｓ３とを示す。デューティサイクルは、図２に関して記載されるように定義される。矩形パルス波電圧信号Ｓ１と矩形パルス波電圧信号Ｓ２との間の位相シフトφ１２及び矩形パルス波電圧信号Ｓ１と矩形パルス波電圧信号Ｓ３との間の位相シフトφ１３は、基準ライン６とともに示される。更に、ソース電圧レベルＶｓ、負荷電圧レベルＶｌ及び最低動作負荷電圧Ｖｌ，ｍｉｎは、最低バッファ電圧Ｖｂ，ｍｉｎ及びバッファ電圧Ｖｂとともに示される。
【００３８】
ソース電圧信号Ｓ１は、２つの電圧レベルＶｓ及び−Ｖｓを有する矩形波電圧であり、ソースデューティサイクルＤ１は１である。電源７０は遅い過渡応答を有し、従って、実質的に一定な電力を供給するのに適するとする。
【００３９】
負荷電圧信号Ｓ２の負荷デューティサイクルＤ２は１であるよう選択される。これは、実質的に一定な動作電圧を有する負荷にとって適切である。従って、図３の例となる実施形態で、動作負荷電圧Ｖｌは実質的に一定であり、Ｖｌ，ｍｉｎに等しいとする。負荷電圧Ｖｌは変化しないので、デューティサイクル制御は電力コンバータ１１０の負荷側では必要とされない。位相シフトφ１２は、負荷１８０へ伝達される電力の量を決定する。
【００４０】
エネルギバッファ２１０は、コンデンサ、望ましくは、比較的大きい容量を有するコンデンサであるよう選択される。当該技術において、このようなコンデンサはスーパーキャパシタ又はウルトラキャパシタと呼ばれる。しかし、実際の実施形態では、例えばコンデンサのバンクのような他の装置又は配置がエネルギバッファとして用いられても良い。コンデンサの効果は、充電状態がその電圧の単純な関数であるという事実において見つけられる。一般に、コンデンサは、過渡的なエネルギ蓄積のための適切な装置である。充電状態と電圧との間の結合により、図３の例となる実施形態におけるコンデンサは、幅広く変化する電圧を有する。変化する電圧に関する問題を解消するよう、トリプルアクティブブリッジ電力コンバータ１１０は、本発明に従って動作しうる。即ち、エネルギバッファ２１０は、デューティサイクルを用いて制御され得る。
【００４１】
デューティサイクル制御は、変圧器の巻線での矩形パルス波の正（又は負）の部分の半周期電圧時間積分を実質的に等しく保つことを目標とする。巻き数Ｎ１、Ｎ２及びＮ３は：
Ｎ１／Ｎ２＝Ｖｇ／Ｖｌ及びＮ１／Ｎ３＝Ｖｓ／Ｖｂ，ｍｉｎ      （５）
となるように選択される。図３に示される電圧レベルの図示を簡単にするために、Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３とすることが知られる。以降、この仮定に従う。
【００４２】
バッファデューティサイクルＤ３は、
Ｄ３＝Ｖｂ，ｍｉｎ／Ｖｂ          （６）
であるよう制御される。従って、Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３を用いて式（５）及び（６）から、
Ｖｓ×Ｄ１＝Ｖｌ×Ｄ２＝Ｖｂ×Ｄ３          （７）
が求まる。
【００４３】
本発明に従う動作方法は、電源１７０から引き出される電力が実質的に一定であり、且つ、負荷１８０が必要とする電力を供給されるように、負荷位相シフトφ１２及びバッファ位相シフトφ１３を制御する。バッファ２１０は、負荷１８０が電源１７０から引き出される電力よりも少ない電力を消費する場合には、一時的な余剰電力を蓄積し、また、バッファ２１０は、負荷１８０が電源１７０から引き出されるよりも多く電力を消費する場合には、一時的な補助電力を提供する。
【００４４】
本発明に従う制御方法が、具体的に、変化する電圧を有する装置が結合されるポートでのデューティサイクル制御によって、電力コンバータ１１０の全動作範囲においてソフトスイッチングを達成することは、例えば、簡単化されたπモデルと呼ばれる第１原理を用いて示され得る。
【００４５】
図３の例となる実施形態で、全てのブリッジは、４つのスイッチを有するフルブリッジとして示される。しかし、デューティサイクル制御が実行されない巻線へ結合されるブリッジは、２つのスイッチしか有さないハーフブリッジであっても良い。従って、図３の例となる実施形態で、ブリッジ１３０及びブリッジ１５０はハーフブリッジとして具体化され得、一方、ブリッジ１９０は、巻線１４３での矩形パルス波電圧におけるデューティサイクル制御に起因してフルブリッジである必要がある。
【００４６】
更に、図４の例となる実施形態で、負荷動作電圧は一定とされる。即ち、それは、一定であるよう調整される。また、電源１７０によって供給される電圧は一定であるとされる。かかる仮定により、デューティサイクル制御は、それらに結合されるポートでは必要とされない。しかし、電力コンバータ１１０は、かかるポートにおいてデューティサイクル制御を実行して、かかるポートで変化する電圧を実現するよう設計され得る。例えば、電源１７０が燃料電池であるならば、燃料電池によって供給される電力は、公称の電力よりも低いことがある。このような場合において、ポート１２０での電圧は、然るべくより高くなりうる。このように、ブリッジ１３０を制御することによって巻線１４１へデューティサイクル制御を適用することは、異なる電力レベルにおいて燃料電池を動作させることを可能にする。
【００４７】
当業者には容易に理解されるように、図３及び図４の実施例は、３よりも多いアクティブブリッジ及びポートを有する電力コンバータに拡張され得る。電圧が変化しうるところのポートにおいて同様にデューティサイクル制御を用いて電力コンバータを制御する場合、ソフトスイッチングは動作範囲全体で達成され得る。このようなＮポート変圧器結合マルチアクティブブリッジＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、例えば負荷ポートといった、少なくとも１つの出力ポート電圧が調整される。このことは、かかるポートのＤＣ電圧が一定のままであることを意味する。したがって、かかるポートは、常に、矩形波モード（デューティサイクル＝１）で動作する。電圧を調整されたポートが１つしかない場合が最悪の場合である。即ち、２又はそれ以上のポートの電圧が一定のままであるならば、スイッチング条件はより一層良い。次いで、変圧器の巻き数比は、式（２）及び（５）と同様に各ポートにおける最低動作電圧に従って設計され得る。巻線での電圧のデューティサイクルは、式（４）及び（７）と同様の条件が満足されるように、式（３）及び（６）と同様にポートの電圧に依存して制御される。
【００４８】
図５は、本発明に従う電力コンバータ１１０を動作させるための制御装置３００の配線図を示す。制御装置３００は加算装置３１０を有する。加算装置３１０へは、所望の動作負荷電圧Ｖｌ，ｏｐ３０１及び実際の負荷電圧Ｖｌ３０２が供給される。実際の負荷電圧３０２は、電力コンバータ１１０の負荷ポートにおいて決定される。加算装置３１０は、第１の比例積分器（ＰＩ）回路３２０へ負荷電圧差分信号３１１を供給する。第１のＰＩ回路３２０は、制限回路３３０へ第１の積分電圧差分信号３２１を出力する。制限回路３３０は、負荷位相シフトφ１２を表す制限された積分電圧差分信号３３１を、例えば位相シフト変調器のような適応制御回路３４０へ供給する。
【００４９】
制御装置３００は、加算装置３５０を更に有する。加算装置３５０へは、所定の所望ソース電力信号３０３及び実際のソース電力３０４が供給される。実際のソース電力３０４は、実際の電源電圧３０６及び実際の電源電流３０７を乗じることによって決定される。実際の電源電圧３０６及び実際の電源電流３０７は、電力コンバータ１１０の電源ポートにおいて決定される。加算装置３５０は、第２の比例積分器（ＰＩ）３６０へ電力差分信号３５１を出力する。第２のＰＩ回路３６０は、制限回路３７０へ第２の積分電力差分信号３６１を出力する。制限回路３７０は、バッファ位相シフトφ１３を表す制限された積分電力差分信号３７１を処理ユニット３８０へ供給する。処理ユニット３８０は、また、デューティサイクル制御装置３９０からデューティサイクル信号３９１を受信する。デューティサイクル制御装置３９０は、電力コンバータ１１０のバッファポートで決定されるバッファ電圧３０５の関数としてバッファデューティサイクルＤ３を決定する。
【００５０】
処理ユニット３８０は、第１及び第２の制御信号３８１、３８２を決定する。第１及び第２の制御信号３８１、３８２は、適応制御回路３４０へ供給される。後述されるように、処理ユニット３８０は、制御回路３４０において削除されても、あるいは組み込まれても良い。その場合に、制限積分信号３７１及びデューティサイクル信号３９１は、制御回路３４０へ直接に供給される。
【００５１】
制御回路３４０は、スイッチ制御信号３４１−１〜３４１−Ｎを出力する。なお、Ｎは、電力コンバータ１１０のブリッジのスイッチの数に等しい。スイッチ制御信号３４１は、制御装置３００によって決定される位相シフトφ１２及びφ１３並びにデューティサイクルＤ３に従ってブリッジを動作させるために、電力コンバータ１１０のスイッチへ供給される。
【００５２】
図５の例となる実施形態で、所望のソース電力３０３は、電力コンバータ１１０へ結合されたバッファの充電状態（ＳＯＣ）に応答して、ＳＯＣ制御装置４００によって制御される。それに加えて、ＳＯＣ制御装置４００は、バッファ（例えばコンデンサであるバッファ。）の充電状態を示す実際のバッファ電圧３０５を供給される。
【００５３】
どのように制御装置３００が機能するかは、当業者には明らかである。負荷電圧、ソース電圧、ソース電流及びバッファ電圧は、電力コンバータ１１０において測定又は決定され、制御装置３００への入力として供給される。負荷電圧３０２は、加算装置３１０によって所定の所望負荷電圧３０１から減じられる。結果として得られる負荷電圧差分信号３１１は、第１の比例積分器（ＰＩ）回路３２０へ供給される。負荷電圧差分が零であり、従って、実際の負荷電圧３０２は所定の所望負荷電圧３０１に等しい場合、第１のＰＩ回路３２０の出力は一定のままである。しかし、負荷電圧差分が零でない場合、第１のＰＩ回路３２０の出力は、負荷電圧差分信号３１１が零の負荷電圧差分を表すまで変化する。制限回路３３０は、制御回路３４０の入力を所定の範囲内にあるよう制限する。制限回路３３０は、それが、第１のＰＩ回路３２０の出力が過剰値を表す場合にのみその出力を変更するので、削除されても良い。なお、過剰値は普通でない状況に起因する。制御回路３４０は、負荷位相シフトφ１２を表す制限回路３３０の出力３３１を用いて、電力コンバータ１１０の電源ポートブリッジのスイッチと、負荷ポートブリッジのスイッチとを、変圧器の夫々の巻線での矩形パルス波電圧が所望の位相シフトφ１２を有するように切り替えるべく制御する。
【００５４】
同様に、所定の所望電力３０３及び実電力３０４から第２の加算装置３５０によって決定される電力差分信号３５１は、第２のＰＩ回路３６０及び第２の制限回路３７０へ供給される。結果として得られる制限された積分電力差分信号３７１は、処理ユニット３８０へ供給される。処理ユニット３８０は、更に、デューティサイクル制御装置３９０からデューティサイクル信号３９１を受信する。デューティサイクル制御装置３９０は、実際のバッファ電圧３０５に基づき、式（６）に従ってデューティサイクルＤ３を決定する。
【００５５】
図５の例となる実施形態で、処理ユニット３８０は、
φＡ＝φ１３＋（π／２）×Ｄ３、φＢ＝φ１３＋（π／２）×（２−Ｄ３）  （８）
に従って変圧器の夫々の巻線へ供給される矩形パルス波電圧の第１のエッジの第１の位相値φＡ及び第２のエッジの第２の位相値φＢを決定するよう構成される。
【００５６】
結果として得られる制御信号３８１、３８２は、制御回路３４０の簡易な動作が、バッファへ結合された巻線での矩形パルス波電圧が決定されたバッファ位相シフトφ１３及び決定されたデューティサイクルＤ３を有するように、電力コンバータのブリッジのスイッチを制御することを可能にする。しかし、制限された積分電力差分信号３７１及びデューティサイクル信号３９１は、制御回路３４０がこれらの信号３７１及び３９１から正確な切替え時点を決定するよう構成されるならば、直接に制御回路３４０へ供給されても良い。
【００５７】
上述されるように、図５の実施例は、ＳＯＣ制御装置４００を有する。バッファの充電状態（ＳＯＣ）を示すバッファ電圧３０５が所定動作範囲外（例えば、範囲［Ｖｂ，ｍｉｎ、２×Ｖｂ，ｍｉｎ］の外側。）となる場合、所望のソース電力３０３は変更され得る。所望のソース電力３０３を変更することによって、電力コンバータ１１０は、電源から変更された電力量を引き出すよう制御される。電源からの変更された電力量は、充電状態が再び所定範囲内となるまで、バッファを充電又は放電することを可能にする。
【００５８】
図６ａ及び図６ｂはシミュレーション結果を示す。図６ａでは６つのグラフが示される。縦軸は電圧及び／又は電流を表し、横軸は時間を表す。第１のグラフＶ１は、変圧器のソース巻線での矩形パルス波電圧を示し、第２のグラフＩ１は、その巻線での対応する電流を示す。第３及び第４のグラフＶ２、Ｉ２は、負荷巻線での矩形パルス波電圧及び電流を表す。第５及び第６のグラフＶ３、Ｉ３は、バッファ巻線での矩形パルス波電圧及び電流を表す。“●”によって示される切替え時点は、ソフトスイッチングが達成されるような時点で起こる。図６ｂは、本発明に従うデューティサイクル制御を用いずに電力コンバータを動作させる同様のグラフＶ１〜Ｖ３、Ｉ１〜Ｉ３を示す。図６ｂからは、（電力コンバータのソース側及び負荷側において）“◆”によって示される切替え時点でハードスイッチングが起こることが分かる。電力コンバータのバッファ側でのみソフトスイッチングが起こる（“●”によって示される。）。
【００５９】
図７ａ〜７ｃは実験結果を示す。図７ａは３つのグラフを示す。縦軸は電圧を表し、横軸は時間を表す。第１のグラフＶ１は、本発明に従って動作するトリプルアクティブブリッジ電力コンバータ１０の変圧器の巻線でのソース電圧を表す。第２のグラフＶ２は、かかる変圧器の夫々の巻線での負荷電圧を表し、第３のグラフＶ３は、かかる変圧器の夫々の巻線でのバッファ電圧を表す。ソース電圧Ｖ１及び負荷電圧Ｖ２は、デューティサイクル１を有する矩形波電圧である。バッファ電圧Ｖ３は、約０．７５のデューティサイクルを有するよう本発明に従って制御されるデューティサイクルである。負荷電圧Ｖ２は、ソース電圧Ｖ１に対して約０．３５ラジアンの負荷位相シフトを有する。バッファ電圧Ｖ３は、ソース電圧Ｖ１に対して約０．１７ラジアンのバッファ位相シフトを有する。
【００６０】
図７ｂは３つのグラフを表す。縦軸は電流を表し、横軸は時間を表す。示されるグラフは、図７ａで示される夫々の電圧に対応する電流である。電流Ｉ１〜Ｉ３は、ソフトスイッチングがハードスイッチングに代わって起こることを示す。従って、実験結果は、図６ａで示されたシミュレーション結果に対応する。
【００６１】
図７ｃは更なる実験結果を示す。４つのグラフが示される。縦軸は電流及び／又は電圧を表し、横軸は時間を表す。
【００６２】
第１のグラフＶ１は、電力コンバータの巻線での負荷電圧を表す。第２のグラフＩ１はソース電流を表し、第３のグラフＩ２は負荷電流を表し、第４のグラフＩ３はバッファ電流を表す。図７ｃから明らかなように、負荷電圧Ｖ１は時間において実質的に一定であり、一方、負荷電流Ｉ２は、短い時間期間にわたってより高い値となる。従って、かかる短い時間期間において、負荷によって消費される電力はより高い。ソース電流Ｉ１は、ソース電圧が一定であるので、時間において実質的に一定であり、電源から引き出される電力は時間において一定であり、従って、負荷による電力消費の一時的な増大によって影響を及ぼされない。第４のグラフＩ３から明らかなように、負荷によって消費される追加の電力はバッファから取り出される。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】デュアルアクティブブリッジ電力コンバータを表す。
【図２】本発明に従って動作する図１のデュアルアクティブブリッジ電力コンバータの変圧器の巻線へ印加される矩形パルス波電圧を表す。
【図３】トリプルアクティブブリッジ電力コンバータを表す。
【図４】本発明に従って動作する図３のトリプルアクティブブリッジ電力コンバータの変圧器の巻線へ印加される矩形パルス波電圧の組を表す。
【図５】本発明の方法に従って電力コンバータを動作させる制御方式を示す。
【図６ａ】本発明に従う方法を用いて電力コンバータを動作させるシミュレーションのグラフを示す。
【図６ｂ】従来の方法を用いて電力コンバータを動作させるシミュレーションのグラフを示す。
【図７】ａ〜ｂは、本発明に従う方法を用いて電力コンバータを動作させる実験のグラフを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図７ｃ】
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【国際調査報告】
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