(57)【要約】好ましい実施形態では、オシロスコープの帯域幅を改善するための方法は、インターリーブだけによって達成可能な帯域幅を有意に超えるシステム帯域幅を得るために周波数のアップコンバージョン及びダウンコンバージョン技術の使用を伴う。例示的な実施形態では、この技術は、入力信号を高域周波数成分及び低域周波数成分に分離する段階と、オシロスコープのアナログフロントエンドによって処理することができるようにアナログ領域の高域周波数成分をダウンコンバージョンする段階と、低域周波数成分及びダウンコンバージョンされた高域周波数成分をデジタイズする段階と、デジタイズされた低域周波数成分及び高域周波数成分から受信アナログ信号のデジタル表現を形成する段階とを含む。好ましい実施形態は、インターリーブ及び増幅器及びADC設計における最新技術に関連する制限を超えて帯域幅を向上させることができるという有意な利点を達成する。【選択図】図２
2008521014.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ信号をデジタイズする方法であって、
ある周波数レンジに及ぶアナログ信号を第１の周波数帯域を占有する第１の信号と、少なくとも実質的な部分が前記第１の周波数帯域よりも高い第２の周波数帯域を占有する第２の信号とに分離する段階と、
前記第２の信号をより低い周波数帯域に変換する段階と、
前記アナログ信号周波数レンジよりも低い周波数レンジを有するデジタイズ要素を用いて前記変換された第２の信号をデジタイズする段階と、
前記第１の信号をデジタイズする段階と、
前記デジタイズされた第１の信号及び前記デジタイズされた第２の信号から、前記アナログ信号の周波数レンジに実質的に及ぶアナログ信号のデジタル表現を形成する段階と、を含む方法。
【請求項２】
前記アナログ信号は、実質的に分離した周波数帯域を各々が占有する３つ又はそれ以上の信号に分離される、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第１の周波数帯域及び前記第２の周波数帯域が実質的に重なり合う、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記第１の周波数帯域及び前記第２の周波数帯域は、共同で前記アナログ入力信号周波数レンジの実質的な部分を省略する、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記デジタイズされた第１の信号及び前記デジタイズされた第２の信号から前記アナログ信号のデジタル表現を形成する段階は、前記デジタイズされた第２の信号を周波数変換して、前記変換されデジタイズされた第２の信号を前記デジタイズされた第１の信号と合成する段階を含む請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記合成段階の前に、前記デジタイズされた第２の信号を前記第２の周波数帯域信号に実質的に周波数変換する段階を更に含む請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記周波数変換段階が周期関数と混合する段階を含む請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記周期関数は正弦関数ではない、
ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記低周波数帯域は前記第１の周波数帯域と実質的に異なる、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記第２の信号に対して前記第１の信号を遅延させる段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
前記形成段階が正弦関数とデジタル混合する段階を含む請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
前記変換段階がある周波数を有する第１の周期関数と混合する段階を含む請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
前記形成段階は、前記第１の周期関数と実質的に同じ周波数を有する第２の周期関数と
デジタル混合する段階を含む請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記変換された第２の信号のイメージをフィルタリングにより除外する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
前記低周波数帯域において前記変換された第２の信号は、前記デジタル表現の形成前にアップサンプリングされる、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
前記デジタル表現、前記第１の信号、又は前記第２の信号から誤差信号を除去する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項１７】
前記第１の信号又は前記第２の信号の位相を補正する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項１８】
前記デジタル表現の形成中に前記第１の信号又は前記第２の信号から誤差信号を除去するか、又は前記第１の信号又は前記第２の信号の位相を補正する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項１９】
前記デジタル表現は、実質的に前記周波数レンジ全体にわたる前記アナログ入力信号の実質的に正確な表現である、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項２０】
前記デジタル表現をデジタルオシロスコープ内のデジタル信号処理ハードウェアに出力する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項２１】
前記アナログ信号は評価中のデバイスからの入力信号である、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項２２】
一定のオフセットを有する第１の局所発振器の位相を求めるのに用いられる位相情報を保持する基準トーンを発生させる段階を更に含み、前記第１の局所発振器は、前記第２の信号を前記低周波数帯域に変換させるのに用いられることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項２３】
前記基準トーンをデジタイズする段階を更に含む請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記位相及び一定のオフセットに従って第２の局所発振器を生成する段階を更に含む請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記変換した第２の信号を実質的に前記第２の周波数帯域に周波数変換するために前記第２の局所発振器を用いる段階を更に含む請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
前記基準トーンを前記変換した第２の信号に挿入する段階を更に含む請求項２２に記載の方法。
【請求項２７】
前記基準トーンを前記第１の信号に挿入する段階を更に含む請求項２２に記載の方法。
【請求項２８】
前記アナログ入力信号を少なくとも実質的な部分が前記第２の周波数帯域よりも高い第３の周波数帯域を占有する第３の信号に分離する段階を更に含む請求項１に記載の方法。
【請求項２９】
前記第３の信号を前記第２の信号と実質的に同じ低周波数帯域に変換する段階を更に含む請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
対象となる信号が前記周波数領域の一部分だけに及ぶ、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３１】
アナログ信号を収集するためのシステムであって、
第１の周波数帯域と該第１の周波数帯域よりも高く前記第１の周波数帯域と実質的に重なり合わない第２の周波数帯域とを含む周波数レンジに及ぶアナログ入力信号を受信するためのアナログ入力部と、
前記第１の周波数帯域を占有する第１の信号を伝送する第１の信号経路と、
前記第２の周波数帯域を占有する第２の信号を伝送する第２の信号経路と、
前記第２の信号を低周波数帯域に変換する周波数変換器と、
前記アナログ信号の周波数レンジよりも低い周波数レンジを有する、前記第１の信号及び第２の信号をデジタイズするためのデジタイズシステムと、
前記デジタイズされた第２の信号を前記第２の周波数帯域に実質的に復元するための第２の周波数変換器と、
前記第１の信号及び前記第２の信号を結合して前記アナログ入力信号のデジタル表現を形成するためのデジタル合成器であって、前記デジタル表現は実質的に前記アナログ信号の周波数レンジに及ぶことを特徴とするデジタル合成器と、
を備えるシステム。
【請求項３２】
前記周波数変換器は、第１の周期波形を発生させる発振器に結合されたミクサーを含む、
ことを特徴とする請求項３１に記載のシステム。
【請求項３３】
前記第１の信号経路内に遅延要素を更に備える請求項３１に記載のシステム。
【請求項３４】
前記第２の周波数変換器は、第２の周期波形を受信するデジタルミクサーを含む、
ことを特徴とする請求項３２に記載のシステム。
【請求項３５】
前記第１の周期波形及び前記第２の周期波形の周波数が実質的に同じである、
ことを特徴とする請求項３４に記載のシステム。
【請求項３６】
前記第２の信号経路内にイメージ阻止フィルタを更に備える請求項３１に記載のシステム。
【請求項３７】
前記第２の信号経路内にアップサンプラを更に備える請求項３１に記載のシステム。
【請求項３８】
前記第１の信号、第２の信号、又はデジタル表現内の誤差信号を除去するためのフィルタを更に備える請求項３１に記載のシステム。
【請求項３９】
前記第１及び第２の周波数帯域が重なり合うクロスオーバ領域において前記第１の信号又は第２の信号の位相を変更するための位相補正システムを更に備える請求項３１に記載のシステム。
【請求項４０】
前記デジタル表現は、前記アナログ信号の実質的に周波数レンジ全体にわたる前記アナログ入力信号の実質的に正確な表現である、
ことを特徴とする請求項３１に記載のシステム。
【請求項４１】
デジタルオシロスコープ内のデジタル信号処理ハードウェアに結合された出力部を更に備える請求項３１に記載のシステム。
【請求項４２】
前記第２の周波数帯域を実質的に上回り、前記第２の周波数帯域と実質的に重なり合わない第３の周波数帯域を占有する第３の信号を伝送するための第３の並列信号経路を更に備える請求項３１に記載のシステム。
【請求項４３】
前記第１の周波数帯域及び前記第２の周波数帯域は、共同で前記アナログ入力信号によって占有される周波数レンジの実質的な部分を省略する、
ことを特徴とする請求項３１に記載のシステム。
【請求項４４】
前記デジタル合成器は、前記デジタイズされた第２の信号及び前記第１の信号のデジタイズ形式を受信する、
ことを特徴とする請求項３１に記載のシステム。
【請求項４５】
前記第２の信号を前記低周波数帯域に変換するのに用いられる一定のオフセットを有する第１の局所発振器の位相を求めるのに用いられる位相情報を保持するトーンを発生させる基準トーン発生器を更に備える請求項３１に記載のシステム。
【請求項４６】
前記変換した第２の信号を実質的に前記第２の周波数帯域に周波数変換するための第２の局所発振器を更に備える請求項４５に記載のシステム。
【請求項４７】
前記第１及び第２の周波数帯域は、予め設定された実質的に連続な周波数レンジに及ぶ、
ことを特徴とする請求項３１に記載のシステム。
【請求項４８】
前記デジタル表現は、前記予め設定された実質的に連続な周波数レンジに実質的に及ぶ、
ことを特徴とする請求項３１に記載のシステム。
【請求項４９】
デジタル収集システムによってアナログ信号を収集するための方法であって、
受信アナログ信号を低周波数帯域信号及び少なくとも１つの高周波数帯域信号を含む複数の周波数帯域に分割する段階と、
前記低周波数帯域信号をデジタイズする段階と、
前記デジタイズされた低周波数帯域信号をインターリーブ誤差補正する段階と、
前記補正された信号をアップサンプリングする段階と、
前記アップサンプリングされた信号を低域通過フィルタリングする段階と、
前記低域通過フィルタリングされた信号をクロスオーバ位相補正して処理済み低周波数帯域信号を発生させる段階と、
前記少なくとも１つの高周波数帯域信号を変換済み低周波数帯域信号に周波数変換し、前記少なくとも１つの高周波数帯域信号の高域周波数成分が高周波数帯域から変換済み低周波数帯域に変換されるようにする段階と、
前記高周波数帯域信号を前記変換済み低周波数帯域信号に周波数変換するのに用いられる、一定のオフセットを有する第１の局所発振器の位相を求めるのに必要とされる前記位相情報を保持する基準トーンを発生させる段階と、
前記変換済み低周波数帯域信号に前記基準トーンを挿入する段階と、
前記変換済み低周波数帯域信号及び基準トーンをデジタイズする段階と、
前記第１の局所発振器の位相を求めるのに用いられる前記位相情報を抽出する段階と、
一定のオフセットを有する前記第１の局所発振器の位相を求める段階と、
前記決定された位相及び一定のオフセットに従って第２の局所発振器を発生させる段階
と、
前記デジタイズされた変換済み低周波数帯域信号及び基準トーンの高周波数帯域信号をインターリーブ誤差補正する段階と、
前記インターリーブ誤差補正された信号をアップサンプリングする段階と、
前記アップサンプリングされた信号を低域イメージフィルタリングして、前記高周波数帯域信号の高周波数帯域外にある周波数成分を阻止する段階と、
前記低域イメージフィルタリングされた信号をノッチフィルタリングして、前記基準トーンを除去する段階と、
前記変換された低周波数帯域内の前記ノッチフィルタリングされた信号を前記第２の局所発振器を用いて前記高周波数帯域内の変換された高周波数帯域信号に周波数変換して戻す段階と、
前記変換された高周波数帯域信号を高域イメージフィルタリングして、あらゆる望ましくないイメージ情報を除去し、処理された変換済み高周波数帯域信号を発生させる段階と、
前記処理済み低周波数帯域信号及び前記処理済み変換済み高周波数帯域信号を合成して、前記受信アナログ信号の帯域幅の実質的に全てにわたる前記受信アナログ信号の実質的に同じ表現にする段階と、
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
（関連出願に対する相互参照）
本出願は、i）Ｐｕｐａｌａｉｋｉｓによって２００４年１１月１８日に出願された名称「Ｈｉｇｈ  Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  Ｏｓｃｉｌｌｏｓｃｏｐｅ（高帯域幅オシロスコープ）」の米国特許仮出願第６０／６２９，０５０号、ｉｉ）Ｐｕｐａｌａｉｋｉｓ他によって２００５年２月２５日に出願された名称「Ｔｈｅ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｉｎｇ  Ｏｓｃｉｌｌｏｓｃｏｐｅ（デジタルヘテロダインオシロスコープ）」の米国特許仮出願第６０／６５６，８６５号、及びｉｉｉ）Ｍｕｅｌｌｅｒ他によって２００５年２月２５日に出願された名称「Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ｆｏｒ
Ｓｐｕｒｉｏｕｓ  Ｔｏｎｅ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｏｆ  Ｍｉｓｍａｔｃｈｅｄ  Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ  Ｄｉｇｉｔｉｚｅｒｓ（不整合インターリーブ構成デジタイザシステムにおけるスプリアストーン低減のための方法及び装置）」の米国特許仮出願第６０／６５６，６１６号に対する利益を主張する。本出願はまた、Ｐｕｐａｌａｉｋｉｓ他によって２００２年１０月２４日に出願された名称「Ｈｉｇｈ  Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  Ｒｅａｌ  Ｔｉｍｅ  Ｏｓｃｉｌｌｏｓｃｏｐｅ（高帯域幅リアルタイムオシロスコープ）」の米国特許出願第６０／４２０，９３７号の利益を主張する、Ｐｕｐａｌａｉｋｉｓ他によって２００３年１０月２４日に出願された名称「Ｈｉｇｈ  Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  Ｒｅａｌ  Ｔｉｍｅ  Ｏｓｃｉｌｌｏｓｃｏｐｅ（高帯域幅リアルタイムオシロスコープ）」の現在係属中の米国特許出願第１０／６９３，１８８号の一部継続出願である。
【０００２】
デジタルオシロスコープは、電子回路における信号を観測するためにエンジニアによって利用されるツールである。回路及び信号が益々高速化するにつれて、こうした高速信号をデジタイズし、表示し、更に解析することができるデジタルオシロスコープを有することは有益である。高速信号をデジタイズするデジタルオシロスコープの性能は、その帯域幅及びサンプリングレートによって評価することができる。サンプリングレートは、所与の時間量内に取得される波形のサンプルポイントの数であり、サンプリング周期すなわちサンプル間の時間に反比例する。帯域幅とは、正弦波周波数掃引がＤＣから高域周波数まで行われる場合、デジタルオシロスコープ画面上に表示される信号が入力正弦波よりもおよそ３０％小さくなる周波数である。
【０００３】
デジタルオシロスコープの用途の１つは新しい電子デバイスの設計及び解析であるので、最高水準のデジタルオシロスコープは一般に、エレクトロニクスにおける現在の最先端よりも遙かに高速で動作する。これらの速度は、更に高速なサンプリングチップを使用すること、又は所要の帯域幅をもたらす別の方法を利用することによって達成することができる。
【０００４】
１つのかかる方法は、周期的事象で繰り返しトリガすることを含む。事象が周期的に繰り返される場合には、複数のトリガ事象から得られるデータを組み合わせて、良好な観測波形を得ることができる。更に具体的には、オシロスコープは、事象で繰り返しトリガし、各トリガ事象で波形の数ポイントだけ（場合によっては波形の１ポイントのみ）を収集する。この機能を有するスコープは、「サンプリングスコープ」と呼ばれる場合もある。繰り返しトリガした後、ポイントはサンプリングアルゴリズムに従って再構築され、より高い「有効」サンプリングレートの波形形態を生成する。更に、繰り返しトリガ事象によって平均化が可能になり、これを用いて、信号対雑音比（ＳＮＲ）を高め、従って帯域幅をより増大させることが可能になる。しかしながら、かかるサンプリングスコープは、多数のトリガにわたる波形表示を生成することができるように繰り返しの入力信号を前提と
している。
【０００５】
この技術は、解析されることになる信号が繰り返さない場合には好適ではない場合がある。例えば、オシロスコープのユーザは、電子システムにおける何らかの故障の原因等の非繰り返し事象の取り込みを望む場合がある。トリガ事象は繰り返し発生することがあるが、トリガ事象前後の信号は異なる可能性がある。従って、単一のトリガ事象だけで高帯域幅及びサンプリングレートを達成することが望ましい。かかるデジタルオシロスコープは、リアルタイムスコープと呼ばれることもあり、単一のトリガ事象のみを利用した収集は、単一ショット収集と呼ばれる。
【０００６】
リアルタイムデジタルオシロスコープの設計では、サンプリングシステムの必要なサンプリングレートは、収集されることになるアナログ信号の帯域幅の関数である。信号を正確に表示するために、サンプリングシステムのサンプリングレートはデジタイズされる最高域周波数のサンプリングレートの少なくとも２倍でなければならない。これは「ナイキストレート」と呼ばれることが多い。
【０００７】
サンプリングレートを改善するための１つの方法は、時間インターリーブである。この方法は、異なる時間ポイントで同じ波形をサンプリングする複数のデジタイズ要素を利用し、これらの複数のデジタイザ上で収集された波形を合成することによって得られる波形が高サンプリングレート収集を形成するようにする。例えば、２つのアナログ−デジタル変換器すなわちＡＤＣを有するシステムでは、第１のＡＤＣが信号をサンプリングし、次いで第２のＡＤＣが信号をサンプリングし、更に第１のＡＤＣがサンプリングする、以下同様である。次に、ＡＤＣのデジタル出力を多重化又は他の方法で合成し、アナログ入力信号に対応する複合デジタルを生じる。従って、インターリーブを使用することで、個々のＡＤＣの各々の速度要件が軽減される。
【０００８】
従って、デジタルオシロスコープにおいてインターリーブを使用することにより、オシロスコープの有効帯域幅を増大させる有意な利点が得られる。ＡＤＣの所与の組では、インターリーブの使用によって実質的に高いサンプリングレートを達成することができる。サンプリングレートが高くなることに応じて、システムがサンプリングすることができる最大周波数が高くなり、これは通常オシロスコープの「帯域幅」と呼ばれる。帯域幅という用語は、上限ではなく周波数レンジを意味する。オシロスコープでは周波数レンジの下端は０Ｈｚ付近であると一般的に理解されているので、オシロスコープの公称帯域幅は一般に、システムがサンプリングすることができる最大周波数に相当する。従って、サンプリングレートの２倍の増大は、オシロスコープ帯域幅の２倍の増加をもたらすことができる。
【０００９】
インターリーブが用いられる場合には、各デジタイズ要素のタイミング関係、利得、及びオフセットは、通常は整合される。これらの特性でデジタイザが不整合であると、デジタイズされた波形の精度が損なわれる。
【００１０】
不整合デジタイザの１つの兆候はエラー信号の発生である。特定のタイプのエラー信号は、インターリーブプロセスにおけるエラーによって生成されるアーティファクト信号である。１つの一般的なアーティファクト信号は、スプリアストーンである。波形をデジタイズするためのインターリーブ構成設定において複数のデジタイザが作動し、システムに単一のトーンが印加されると複数トーンが生じる。スプリアストーンの周波数位置は、入力周波数及び利用されるデジタイザの数によって決まる。スプリアストーンの振幅及び位相は、入力周波数の振幅及び位相だけでなく、各デジタイズ要素につながる様々な信号経路の応答特性を含む、個々のデジタイザの応答特性によっても決まる。これらのスプリアストーンは、上述の仕様を用いて評価するとデジタイズシステムの品質を劣化させる働き
をする。
【００１１】
これら及び他の設計の問題は、デジタルオシロスコープにおいて用いられるインターリーブの程度又は次数に対する実用上の制約を加える。デジタルオシロスコープの帯域幅の更なる改善は、一般により高速なフロントエンド増幅器及びＡＤＣを設計し使用することによって達成されている。しかしながら、増幅器及びサンプラーの性能は、一般的に集積回路製造における到達水準によって制限される。
【００１２】
【特許文献１】米国特許仮出願第６０／６２９，０５０号公報
【特許文献２】米国特許仮出願第６０／６５６，８６５号公報
【特許文献３】米国特許仮出願第６０／６５６，６１６号公報
【特許文献４】米国特許出願第６０／４２０，９３７号公報
【特許文献５】米国特許出願第１０／６９３，１８８号公報
【非特許文献１】Ａｄａｍ，Ｓｔｅｐｈｅｎ  Ｆ、「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（マイクロ波の理論と応用）」Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ、１９６９年、４９０〜５００頁
【非特許文献２】Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ，Ｅａｇｌｅｗａｒｅ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ、２００４年、１０８〜１１０頁
【非特許文献３】Ｊｏｎｇ、「Ｍｅｔｈｏｄｓ  ｏｆ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｓｉｇｎａｌ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ａｎａｌｙｓｉｓ（離散信号及びシステム解析）」、ＭｃＧｒａｗ  Ｈｉｌｌ、１９８２年、３６９頁
【非特許文献４】Ｐｕｐａｌａｉｋｉｓ、「Ｂｉｌｉｎｅａｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｍａｄｅ  Ｅａｓｙ（やさしい双一次変換）」、ＩＣＳＰＡＴ２０００会報、２０００年
【非特許文献５】「Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｕｓｉｎｇ  Ｔｈｅ  ＡＤＳＰ−２１００  Ｆａｍｉｌｙ(ＡＤＳＰ−２１００系列を用いたデジタル信号処理アプリケーション)」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ、１９９０年、４５８頁
【発明の開示】
【００１３】
好ましい実施形態では、オシロスコープの帯域幅を改善するための方法は、インターリーブだけによって達成可能な帯域幅を有意に超えるシステム帯域幅を得るために周波数のアップコンバージョン及びダウンコンバージョン技術の使用を伴う。例示的な実施形態では、この技術は、入力信号を高域周波数成分及び低域周波数成分に分離する段階と、オシロスコープのアナログフロントエンドによって処理することができるようにアナログ領域の高域周波数成分をダウンコンバージョンする段階と、低域周波数成分及びダウンコンバージョンされた高域周波数成分をデジタイズする段階と、デジタイズされた低域周波数成分及び高域周波数成分から受信アナログ信号のデジタル表現を形成する段階とを含む。デジタル表現は、成分をその元の周波数帯域にアップコンバージョンし、次いで高域周波数成分を低域周波数成分と再合成することによって様々な実施において形成される。好ましい実施において、これは、高域周波数成分を高域通過フィルタに通過させる段階と、この成分を正弦波形と混合して高域及び低域周波数イメージを生成する段階と、低域通過フィルタを用いて高域周波数イメージを実質的に排除する段階と、低域周波数イメージをデジタイズしてアップサンプリングする段階と、デジタイズされアップサンプリングされた成分を正弦波形と実質的に同じ周波数を有する周期波形と混合して高域及び低域周波数イメージを生成する段階と、高域周波数イメージを低域周波数イメージと合成して元の入力波形のデジタル表現を形成する段階とによって達成される。この方法において、好ましい実施形態は、インターリーブ及び増幅器及びＡＤＣ設計における最新技術に関連する制限を超えて帯域幅を向上させることができるという有意な利点を達成する。
【００１４】
同様に本明細書においてアーティファクト信号補正システムが開示され、該システムは好ましい実施形態ではインターリーブ中に発生する誤差トーンを補償するために用いられる。アーティファクト信号補正システムは、誤差トーン等のアーティファクトに応じた波形を発生させる混合要素を含むことができ、その結果、この波形を入力波形と合成してアーティファクトを実質的に排除することができる。一実施形態では、入力波形及び周期的デジタル波形をミクサーに供給し、周波数が反転され位相成分が負であること以外は入力波形と実質的に同じ周波数成分を有する混合波形を発生させる。周期的デジタル波形はデジタイズ要素に同期させることができ、これによって波形は、第１のデジタイズ要素によってサンプリングされる波形の一部の間に正の振幅を有し、第２のデジタイズ要素によってサンプリングされる波形の一部の間に負の振幅を有するようになる。次いで、混合波形は、誤差トーンの位相及び振幅を入力波形内の対応するトーンの実質的に同じ位相及び振幅に変換するデジタルフィルタに入力することができる。次に、変化及び混合された波形は、入力波形に対して上述の混合及び変換動作に適合させる遅延を加えることによって入力波形と同期させることができる。従って、混合波形の反転形態を入力波形に付加し、誤差トーンを実質的に低減又は排除することができる。
【００１５】
好ましい実施形態では、帯域の重なりの実質的な部分又はクロスオーバ部分の全体にわたって帯域合成が強め合うものとなるように相対位相差を補償する信号処理システムを備えることによって、複数の周波数帯域間の位相差を適合させることができる。一実施形態では、信号合成システムは、予め定められたクロスオーバ領域内の２つの信号間の相対位相差を求めるための比較器、２つの信号のうちの１つの位相を調節するための位相調節要素、及び位相調節済み信号を２つの信号の他方と合成するための合成器を含むことができる。別の態様では、加算されている複数の周波数帯域からの信号間で位相関係を調節するための方法は、整数サンプル遅延、非整数サンプル遅延フィルタ、及び全域通過フィルタバンクを適用することによって信号のうちの第１のものをフィルタリングする段階と、フィルタリングされた第１の信号を第２の信号に加算する段階とを含むことができる。
【００１６】
添付図面及び下記の説明において様々な追加の特徴の詳細が記載される。他の態様及び利点は、これらの説明、図面、及び請求項から明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
好ましい実施形態をより完全に理解するために、以下の説明及び添付図面について説明する。種々の図面において同じ参照番号及び名称は同じ要素を表す。
以下の説明では、様々な好ましい実施の特定の動作及び構造的態様を詳述し、関連する設計考慮事項について検討している。これらの実施の詳細事項は例示的なものであり、限定ではないものとする。明示的に別に記載しない限り、以下で説明する構成要素及び設計手法は、他の特定の用途に適合させるよう修正することができることを理解されたい。
【００１８】
図１は、４つのフロントエンド［５］［６］［７］［８］の各々への入力部に接続される４つの入力チャンネルＣＨ１［１］、ＣＨ２［２］、ＣＨ３［３］、及びＣＨ４［４］を有するデジタルオシロスコープ［１１］を示している。本明細書で説明される実施形態によれば、オシロスコープ［１１］は、最大２０ＧＳ／ｓのサンプリングレート、最大６ＧＨｚの帯域幅で最大５０Ｍポイント長のメモリに波形をデジタイズするように構成することができる。チャンネル１［１］及び２［２］は、チャンネル１／２グループ［９］にグループ化され、チャンネル３［３］及び４［４］はチャンネル３／４グループ［１０］にグループ化される。チャンネル１／２グループ［９］では、チャンネル１の入力部［１］は、ＲＦリレー［１２］に接続され、チャンネル２の入力部［２］は、ダイプレクサ［１４］に接続される。チャンネル１／２グループ［９］における低周波数帯域（ＤＣ〜６ＧＨｚ）のダイプレクサ出力部［１６］は、オシロスコープのフロントエンド２［６］に接続される。同様に、チャンネル３／４グループ［１０］では、低域周波数ダイプレクサ
の出力部［１７］はフロントエンド３［７］に接続される。通常のリレー設定では、チャンネル１／２グループ［９］のＲＦリレー［１２］は、入力チャンネル１［１］をオシロスコープのフロントエンド１［５］に接続し、チャンネル３／４グループ［１０］のＲＦリレー［１３］は、入力チャンネル４［４］をオシロスコープのフロントエンド４［８］に接続する。
【００１９】
高帯域幅モード動作では、低周波数帯域において利用されるオシロスコープのチャンネル２［２］は、ＤＣから６ＧＨｚまでの入力信号の周波数帯域をダイプレクサ出力部［１６］からオシロスコープのフロントエンド２［６］に連続して送信し、オシロスコープのチャンネル３［３］は、ダイプレクサ出力部［１７］をフロントエンド３［７］に送信する。しかしながらこのモードでは、ダイプレクサ［１８］からの高周波数帯域（６から１１ＧＨｚまでの）出力は、チャンネル［２０］（ミクサー記号として簡易的に描いている）に入る。このチャンネルは、この周波数帯域を５００ＭＨｚから５．５ＧＨｚに変換する役割を果たす。チャンネル出力部［２２］におけるこの変換出力はＲＦリレー［１２］に接続され、このＲＦリレー［１２］は、この信号をオシロスコープのフロントエンド１［５］に接続する。同様に、ダイプレクサ［１５］の高周波数帯域出力部［１９］からの高周波数帯域出力は、チャンネル［２１］に入り、このチャンネル［２１］の出力部［２３］はＲＦリレー［１３］を通してオシロスコープのフロントエンド４［８］に接続される。このようにして、オシロスコープのフロントエンド１［５］及び２［６］は、２つの周波数帯域を受信する。オシロスコープのフロントエンド１［５］はチャンネル２の入力部［２］に印加される信号の高域周波数成分を受信するので、オシロスコープのフロントエンド１［５］が受信する帯域をＨＦ帯域と呼ぶ。オシロスコープのフロントエンド２［６］は、チャンネル２の入力部［２］に印加される信号の低域周波数成分を受信するので、フロントエンド２［６］が受信する帯域をＬＦ帯域と呼ぶ。同様にオシロスコープのフロントエンド３［７］及び４［８］は、それぞれチャンネル３の入力部［３］に印加される信号のＬＦ及びＨＦ帯域を受信する。
【００２０】
オシロスコープは、ＬＦ及びＨＦ周波数帯域を同時に収集し、波形処理中にＨＦ帯域を６から１１ＧＨｚの適正な位置に変換して戻し、その後ＬＦ及びＨＦ帯域は再合成され、１１ＧＨｚ帯域幅収集を形成する。この処理の結果は、１つがチャンネル２の入力部［２］から生成される波形と、もう一つがチャンネル３の入力部［３］から生成される波形の２つの波形である。チャンネル入力部１［１］及び４［４］はこの動作では停止される。
【００２１】
この処理中、両チャンネルのデジタイズ要素が用いられてサンプリングレートの２倍化が生じ、更に両方のチャンネルが利用されるので、メモリ長の２倍化もまた生じる。その結果、帯域幅がほぼ２倍になる。
【００２２】
図１は、２チャンネルの実施を示しているが、どのような数のチャンネルを用いてもよい。この例示的な実施では、チャンネル１［１］及び２［２］は、チャンネル１／２グループ［９］として共にグループ化され、チャンネル３［３］及び４［４］は、チャンネル３／４グループ［１０］として共にグループ化される。
【００２３】
上述のように、高帯域幅モード動作に対してチャンネル２が選択される場合には、チャンネル１［１］は無効にされ、フロントエンド１［５］及び２［６］を共に用いて、チャンネル２［２］に印加される入力の高帯域幅収集を実行する。従って、チャンネル２に対し高帯域幅モードが選択される場合、この構成を高帯域幅モードチャンネル２と呼ぶ。
【００２４】
図２５は、このグループ化及び選択をユーザインターフェース（ＵＩ）の観点から例示している。図２５は、オシロスコープ画面を示しており、水平軸構成メニュー［１３７］が表示されている。このメニューにおける１つの構成ブロックは、高帯域幅構成［１３８
］である。高帯域幅構成［１３８］は、チャンネル１／２［１３９］及びチャンネル３／４［１４０］の２つのチャンネルグループを示している。各グループは、チャンネル１／２［１４１］及びチャンネル３／４［１４２］の通常動作と、高帯域幅モードチャンネル２［１４３］及び高帯域幅モードチャンネル３／４［１４２］との間でトグル切り替えを行う２つのボタンを有する。図２５は、オシロスコープが高帯域幅チャンネル２及び３上の高帯域幅モードで動作するのを示している。
【００２５】
高帯域幅モードで動作する高帯域幅チャンネル２を考えると、オシロスコープのフロントエンド２にはＤＣから６ＧＨｚまでの帯域が供給される。この帯域を低周波数帯域又はＬＦ帯域と呼び、チャンネル２の入力部からシステムを通る経路をＬＦ経路と呼ぶ。ダイプレクサから出力される６から１１ＧＨｚ帯域は、高帯域幅回路を通過し、最終的にはＲＦリレーを通してオシロスコープのフロントエンド１に接続される。この帯域をＨＦ帯域と呼び、システムを通る経路をＨＦ経路と呼ぶ。
【００２６】
この実施形態は高帯域幅チャンネルにつき２つの周波数帯域を有するが、高帯域幅チャンネルにつき任意選択的に３つ、４つ又はそれ以上の周波数帯域を用いてもよい。特定の用途では隣接しない帯域を利用してもよいが、以下の説明から明らかになるように、これらの帯域が隣接するように帯域を構成することが有利である。
【００２７】
図２は、高帯域幅ハードウェアを表すブロック図を示している。このブロック図は、２つの高帯域幅チャンネルを示しており、上部には高帯域幅チャンネル２［２７］、下部に高帯域幅チャンネル３［２８］が示され、これらの間には共有回路を備えている。図２では、チャンネル２の入力［２７］はダイプレクサ［２９］に入り、ダイプレクサ［２９］は、信号を２つの周波数帯域に分離する。ダイプレクサは、良好な電圧定在波比（ＶＳＷＲ）性能を備えるのが好ましい。言い換えると、ダイプレクサは、入力信号の反射が僅かであるのが好ましい。ＤＣから６ＧＨｚまでの帯域［３１］は、ダイプレクサ［２９］を出てノッチフィルタ［３０］を通過し、このノッチフィルタ［３０］は、オシロスコープの内部で用いられる１０ＧＨｚのサンプルクロックによってオシロスコープのフロントエンド２［３２］から生じる可能性があるＬＦ経路内のあらゆる１０ＧＨｚをカットするように設計される。次いで、ＬＦ信号は、直接オシロスコープのフロントエンド２［３２］に続く。ＬＦ信号経路の残りの部分は、オシロスコープのフロントエンド及びオシロスコープのフロントエンド２［３２］に付随する２０ＧＳ／ｓのデジタイザを含む。
【００２８】
次に、ＨＦ信号経路について詳細に説明する。６から１１ＧＨｚまでのＨＦ帯域［３３］はダイプレクサ［２９］を出ると、減衰器［３４］に入る。この減衰器［３４］は、低域周波数で９ｄＢの減衰量、高域周波数において更に６ｄＢの減衰量（合計１５ｄＢの減衰量）を加えるように設計される。この周波数依存減衰器におけるブレークポイントは６ＧＨｚ付近である。この周波数依存減衰の理由は、ＬＦ経路上に完全ＤＣから６ＧＨｚまでを供給するようにダイプレクサ［２９］通過帯域端周波数が設計されており、従って低域周波数において６から１１ＧＨｚ帯域の幾らかの減衰が存在することに起因する。この周波数依存減衰器は、高域周波数に対し低域周波数で信号成分の一部を戻し、これによってＨＦ帯域を平坦化する役割を果たす。次いで、ＨＦ帯域信号は、減衰量の１から４１ｄＢをもたらすように設計された可変減衰器［３５］に入る。続いてＨＦ帯域信号は、１３から２４ｄＢの利得をもたらすように設計された可変利得増幅器（ＶＧＡ）［３６］に続く。可変減衰器［３５］及びＶＧＡ［３６］の両方は、オシロスコープユーザによって指定される電圧／ｄｉｖ（ｖｄｉｖ）設定のデジタルオシロスコープ画面上でのフルスケール信号に相当する一定レベルのＶＧＡ最大出力パワーを定める利得／減衰の全体量をもたらすように設計される。利用されるＶＧＡ最大出力レベルは、−１０．４８ｄＢｍに設計される。このレベルの意味は後で説明する。
【００２９】
ＶＧＡ［３６］の出力は、別の帯域通過フィルタ［３７］を通過し、３ｄＢパッド［３８］を通して−１４．４８ｄＢｍの最大レベルでミクサー［４０］の無線周波数（ＲＦ）入力部［３９］に入る。このレベルの意味は後で説明する。高域周波数ミクサーは、ＲＦ入力部［３９］と中間周波数（ＩＦ）出力部［４２］とを完全には絶縁しない傾向があるので、帯域通過フィルタ［３７］を設けて、周波数成分を６ＧＨｚと１１ＧＨｚの間で明確に制限する。ミクサーのＲＦ−ＩＦ絶縁は通常、−２０ｄＢである。このことは、ミクサーのＲＦ入力部［３９］に入るあらゆる信号は同じ周波数でＩＦ出力部［４２］に出現することができるが、２０ｄＢだけ減衰することを意味する。更には、ダイプレクサ［２９］の主仕様の１つは、入力リターンロス（又は上述のように良好なＶＳＷＲ）であるので、ダイプレクサ［２９］の周波数阻止の一部は、より良好なリターンロスと相殺されており、この帯域通過フィルタ［３７］は追加の阻止を提供するように設計される。
【００３０】
ミクサーの局部発振器（ＬＯ）入力［４１］は、イットリウム−鉄−ガーネット（ＹＩＧ）調整された、固定周波数の内部位相同期発振器（ＰＬＯ）［４３］から発生する。ＰＬＯ［４３］は、内部１００ＭＨｚ基準を１１５で乗算し、２１ｄＢｍの出力パワーの１１．５ＧＨｚ出力［４４］を供給する。１００ＭＨｚ基準は、ＰＬＯの出力部［４５］で供給され、オシロスコープの１００ＭＨｚ基準入力部（図示していない）に接続される。これは、高帯域幅ユニットのＬＯとオシロスコープのサンプルクロックとの間の固定された周波数及び位相関係を形成するためのものである。１１．５ＧＨｚ出力［４４］は、２０ｄＢの方向性結合器［４６］を通過し、該方向性結合器［４６］は、ＬＯをピックオフして分周器［４７］への入力に向かう。分周器［４７］の用途については以下で説明する。次いで、信号はＷｉｌｋｉｎｓｏｎ分配器［４８］を通して分割され、このＷｉｌｋｉｎｓｏｎ分配器［４８］の用途は、１１．５ＧＨｚの帯域通過フィルタ［４９］を通して両方の高帯域幅チャンネルに１１．５ＧＨｚのＬＯを送信することである。ミクサーは、十分なＲＦ−ＩＦ絶縁、ＲＦ−ＬＯ絶縁、及び／又はＩＦ−ＬＯ絶縁を有さない可能性があるので、帯域通過フィルタ［４９］が利用される。帯域通過フィルタ［４９］は、同じＬＯを共有する２つの高帯域幅チャンネル間でのクロストークを制限する。
【００３１】
ＬＯは、ミクサーのＬＯ入力部［４１］に＋１５ｄＢｍ前後で入り、ミクサーＲＦ入力部［３９］に存在する６から１１ＧＨｚ帯域と混合される。ミクサーのＩＦ出力部［４２］における結果は、異なる周波数における６から１１ＧＨｚ帯域の２つのイメージである。低域周波数イメージは、５００ＭＨｚから５．５ＧＨｚの帯域で出現し、周波数反転される。言い換えれば、ミクサーのＲＦ入力部での６ＧＨｚは、ＩＦ出力部で５．５Ｈｚにおいて出現し、ミクサーのＲＦ入力部での１１ＧＨｚは、ＩＦ出力部で５００ＭＨｚにおいて出現する。高域周波数イメージは、１７．５ＧＨｚから２２．５ＧＨｚの帯域で出現する。これらの２つの帯域に加えて、不完全なＬＯ−ＩＦ絶縁に起因して、ミクサーのＩＦ出力部［４２］においてＬＯ入力部［４１］からのある量の１１．５ＧＨｚ漏洩も存在する。ＬＯ漏洩パワーはほぼ０ｄＢｍである。５００ＭＨｚから５．５ＧＨｚの帯域における望ましい信号パワーは約−２３ｄＢｍである。
【００３２】
ミクサーのＩＦ出力［４２］は、３ｄＢのパッド［５０］を通過し、５．７５ＧＨｚを阻止するノッチフィルタと共に設計されるイメージ阻止低域通過フィルタ［５１］に入る。ノッチフィルタの用途は以下で説明する。フィルタ［５１］の主用途は、１１．５ＧＨｚのＬＯ漏洩と共に高域周波数イメージを実質的に阻止することである。
【００３３】
低域通過フィルタ［５１］の出力は、固定利得増幅器（ＦＧＡ）［５２］に渡され、この固定利得増幅器（ＦＧＡ）［５２］は、この信号をおよそ２ｄＢの最大出力パワーに増幅する。このパワーレベルの意味については下記で説明する。
【００３４】
ＦＧＡ［５２］出力は、ＤＣ阻止フィルタ［５３］に入り、更に６ｄＢパワー分配／合
成器［５４］に入り、この分配器／合成器［５４］の用途は、一方の入力部［５５］に存在するＨＦ帯域を他方の入力部［５６］に存在する基準パイロットトーンと合成することである。別の実施形態では、分配器／合成器［５４］の代わりに加算増幅器を用いてもよい。
【００３５】
ここでＬＯ基準パイロットトーンの発生について説明する。上述のように、１１．５ＧＨｚのＬＯ［４４］は、２０ｄＢの方向性結合器［４６］を通してピックオフされ、１ｄＢｍ前後でピックオフから出る。この１ｄＢｍのＬＯ信号は分周器［４７］に入り、この分周器［４７］の用途は、１１．５ＧＨｚの信号周波数を半分に分割することで、５．７５ＧＨｚの出力を生成することである。分周器は差動出力を有する。従って、これは、互いに１８０度位相がずれた２つのシングルエンド出力［５７］及び［５８］の生成と見なすことができる。
【００３６】
ＬＯ基準パイロットトーン、又は単にＬＯ基準と呼ばれるこの５．７５ＧＨｚ信号は、ＤＣ遮断コンデンサ［５９］、帯域通過フィルタ［６０］、及び減衰器［６４］を通り、これによって次に分配器／合成器［６４］に入る前におよそ５０ｍＶｐｋ−ｐｋ又は約−２２ｄＢｍまで減衰される。帯域通過フィルタ［６０］の用途は、単一分周器の相互使用による各高帯域幅チャンネル間のクロストークを制限しながら、ＬＯ基準を通過させることである。
【００３７】
分配器／合成器の出力［６１］は、５００ＭＨｚから５．５ＧＨｚレンジの周波数帯域（周波数反転された６から１１ＧＨｚ帯域のヘテロダイン形式表示）と５．７５ＧＨｚのＬＯ基準との総計からなる。基準トーンは−２８ｄＢｍであり、最大ＨＦ信号パワーは−４ｄＢｍである。言い換えると、ＨＦ帯域は、５００ＭＨｚから５．５ＧＨｚの帯域にダウンコンバージョンされ周波数反転された６から１１ＧＨｚ帯域の信号成分を表し、信号上に小さな５．７５ＧＨｚトーンが重なる。
【００３８】
上述のように、ＲＦリレー［６２］は、オシロスコープ入力チャンネル１［１］と分配器／合成器［５４］の高帯域幅回路出力部との間でフロントエンド１［６３］への入力を切り替える機能を果たし、従って高帯域幅モードでは、リレーはこのＨＦ帯域をオシロスコープのフロントエンド１［６３］に接続する。ＨＦ信号経路の残りの部分は、オシロスコープのフロントエンド及びオシロスコープのフロントエンド１［６３］に付随する２０ＧＳ／ｓのデジタイザを含む。
【００３９】
フロントエンド１［６３］及び２［３２］から波形を収集し処理して高帯域幅チャネル２波形を形成する方法を説明する前に、高帯域幅回路の設計における幾つかの検討事項を考察することは有用である。１つの検討事項はダイナミックレンジである。オシロスコープ［１１］では、７つの異なる固定電圧／目盛り（ｖｄｉｖ）設定が可能である。これらは、１０、２０、５０、１００、２００、５００ｍＶ／ｄｉｖ、及び１Ｖ／ｄｉｖである。オシロスコープ画面は８つの垂直目盛りを有し、表２に見られるようにこれは、−１８から＋２２ｄＢｍにわたるフルスケール信号、又は約４０ｄＢのダイナミックレンジになる。上述のように、高帯域幅回路は、可変減衰器［３５］及びＶＧＡ［３６］からなり、この減衰と利得の組み合せは、−１１．４８ｄＢｍのＶＧＡ［３６］出力一定の最大パワーを供給するよう機能する。これは、表２において各ｖｄｉｖに対して指定されている減衰器及び利得設定の使用を通して達成される。減衰は、可変減衰器［３５］のデジタル制御によって設定され、可変利得は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）のデジタル制御によって設定される。ＤＡＣは、入力コードに応じたアナログレベルを提供し、ＶＧＡ［３６］に供給されるアナログレベルは、１３ｄＢから２４ｄＢの間で利得を制御する。表１は、ＨＦ信号経路の各ステージに割り当てられた説明及びステージ番号、並びに各ステージの利得／減衰及び雑音指数を示している。
【表１】
2008521014.tif 000003
【００４０】
ステージ４及び５における利得は可変であり、表２で決定される点に留意されたい。ここで留意すべきことは、ステージのサブセットのみが示されていることである。
【表２】
2008521014.tif 000004
【００４１】
表２における設定の結果によって、ＶＧＡ［３６］の出力部（ステージ５）及びその下流側の全ステージにおける最大パワーが設定される。これは図３に見ることができ、各ステージでの最大信号パワーが見られる。図３の入力パワーは、オシロスコープのｖｄｉｖ設定に応じて−１７ｄＢｍから＋２２ｄＢｍの間で変化するが、ステージパワーは、ステージ５以降の出力は一定である。従って、システム設計に加えて利得／減衰設定が望ましい入力レンジを提供することが分かる。
【００４２】
別の検討事項は雑音である。この実施形態で言及されるオシロスコープは、およそ３６ｄＢの信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する。これは、存在する雑音量に対する所与のｖｄｉｖ設定でのオシロスコープのフルスケールレンジを考慮することによって算出することができる。雑音が「白色雑音」と仮定された場合、言い換えれば雑音パワーが機器の６ＧＨｚ帯域幅全体にわたって均一に広がっていると仮定される場合、高帯域幅回路が雑音が無い場合でも、オシロスコープのチャンネルは最大達成可能ＳＮＲを制限するように機能することを考慮すると、帯域幅の２倍化はＳＮＲにおいて最良条件で３３ｄＢまでの３ｄＢ減少を生じることになると仮定することができる。高帯域幅回路は通常は雑音無しではないので、設計目標は、理論上最良の３３ｄＢを下回るＳＮＲ劣化を最小にすることである。ＨＦ経路をおよそ３９ｄＢよりも高く維持することができる場合、１ｄＢのＳＮＲ劣化
を許容することができ、３２ｄＢのＳＮＲを達成することができることが計算されている。
【００４３】
これを計算するために、最初に、室温における５０オーム抵抗器の理論雑音パワーを−１７３．９１ｄＢｍ／Ｈｚ又は６ＧＨｚ帯域幅において−７６．１３ｄＢｍとして用いて、入力雑音パワーを計算することができる。これは図５に示す入力雑音パワーである。次いで、指定されたｖｄｉｖ設定の各々、並びにこれらのｖｄｉｖにおける利得／減衰設定及び表１に示す各ステージの雑音指数に対して許容可能な技術を用いてカスケード雑音指数を計算することができる。好適なカスケード雑音指数計算は、Ａｄａｍ，Ｓｔｅｐｈｅｎ  Ｆ、「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（マイクロ波の理論と応用）」Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ、１９６９年、４９０〜５００頁に説明されている。ＨＦ信号経路の各ステージにおいて計算された全体の雑音指数を図７に示しており、ここでは最終ステージの雑音指数のみが特に重要である。この雑音指数を用いて、図５の各ステージの雑音パワーを計算することができる。図３に示すステージパワー及び図５に示す雑音パワーは、図６に示す各ステージにおけるＳＮＲを計算するために用いることができる。図６は、ＨＦ信号経路の最終ＳＮＲが全てのｖｄｉｖについて３９ｄＢよりも高く維持されることを示している。あらゆる望ましいＳＮＲ仕様について同様の一連の計算を行うことができる。
【００４４】
別の検討事項は歪みに関するものである。歪みは、周波数スペクトル内に望ましくないトーン又はスプリアスを生じる恐れがあり、システムの有効ビット数（ＥＮＯＢ）を減少させるよう作用する。これは、ＥＮＯＢ計算が雑音及び歪み成分を含み、雑音だけでないことに起因する。同様に、最大スプリアスのサイズは、スプリアス無しのダイナミックレンジ（ＳＦＤＲ）、及び別の関連仕様を決定付ける。スプリアスは、波形デジタイズプロセスによってオシロスコープのフロントエンド及びデジタイザ内部で生成される可能性がある点に留意されたい。当初のオシロスコープ性能を著しく劣化させるスプリアスが無い場合には、許容可能とみなすことができる。一例として、高帯域幅ハードウェアによって生成される全スプリアスを−４０ｄＢｃよりも下に維持することを１つの設計目標とすることができる。
【００４５】
歪みは、２つのアクティブな要素であるＦＧＡ［５２］及びＶＧＡ［３６］、並びにミクサー［４０］によって生成される可能性がある。歪み成分は、一般的に良好な増幅器及びミクサー設計、並びにこれらのデバイスにおいてパワーレベルを低く維持することによって最小限に保持される。
【００４６】
ミクサー［４０］の場合には、歪みに影響を与える１つの因子は、ミクサーのトポロジーである。好ましい実施では、三重平衡の「中間レベル」のミクサーが利用される。「中間レベル」という用語は、ミクサーのＬＯ入力部［４１］に送信されるＬＯのパワーを意味する。第２の因子はダウンコンバージョンの方法である。周波数ダウンコンバージョンプロセスは、対象の周波数帯域を下回る周波数（低側ダウンコンバージョン）、又は対象の帯域を上回る周波数（高側ダウンコンバージョン）に置かれたＬＯ周波数で実施することができる。低側ダウンコンバージョンは、帯域の周波数次数を保持する（すなわち周波数を反転しない）が、有意な数の比較的大きなスプリアスを生成する傾向がある。高側ダウンコンバージョンは、帯域内で周波数を反転する複雑な問題を生じる場合、より少くより小さなスプリアスしか生成しない。どちらの方法も適当であるが、好ましい実施では、高側ダウンコンバージョンを利用する高帯域幅設計が利用される。
【００４７】
表３は、歪み成分に関係する特定のミクサー仕様を示している。ミクサーは、１５ｄＢｍのＬＯパワーを利用する。通常、入力３次インターセプトポイント（ＩＩＰ３）はＬＯパワーよりも５ｄＢ高く、入力２次インターセプトポイント（ＩＩＰ２）はそれよりも１
０ｄＢ高い。上述のように、ミクサーＲＦ入力パワーは、この実装において−１４．４８ｄＢｍ以下に維持される。表３はまた、２つのトーン（それぞれＩＭ２及びＩＭ３）による２次及び３次の相互変調積、及び第２及び第３高調波（Ｈ２及びＨ３）である、４つの最大歪み積の計算を示している。これらは、Ｇｅｎｅｓｙｓ２００４ＲＦマイクロ波設計ソフトウェア−Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ，Ｅａｇｌｅｗａｒｅ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ、２００４年、１０８〜１１０頁で与えられた一般的に用いられる経験則を用いて計算された。これらは幾分控えめな計算であり、実際の歪み成分が実質的に小さい可能性がある。表３は、最大計算歪み成分が−４４．４８ｄＢｃのＩＭ２であることを示している。
【表３】
2008521014.tif 000005
【００４８】
ＶＧＡ［３６］の場合における、１つの歪み関連の検討事項は、出力の１ｄＢ圧縮ポイント（Ｐ１ｄＢ）である。これは、出力信号が１ｄＢ低く出現するポイントまで出力が圧縮されるポイントである。このポイントは通常、増幅器の飽和レベル近くで発生する。歪みを回避するために、出力パワーをこのポイントよりも十分低く維持することが望ましい場合がある。表４は、ＶＧＡ仕様及び歪み計算を示している。これらの計算は、ミクサーの計算と同様である。表４は、−１０．４８ｄＢｍのＶＧＡ出力パワーに対する上述の制限では、最大歪み成分が−４０．４８ｄＢｍのＩＭ２及び−４６．４８ｄＢｍのＨ２であることを示している。この場合も同様に、これらは幾分控えめな計算である傾向があり、実際の歪み成分は実質的に小さい可能性がある。
【表４】
2008521014.tif 000006
【００４９】
ＦＧＡ［５２］の計算はＶＧＡの計算と同様である。ＦＧＡ出力は＋２ｄＢｍで設定されるので、表５に示すように、高電力増幅器は＋２０ｄＢｍのＰ１ｄＢを用いて利用される。表５は、最大歪み成分が−３８ｄＢｍでＩＭ２及び−４４ｄＢｍでＨ２であることを示している。この場合も同様に、この計算は控えめな傾向があり、実際の歪み成分はより小さい可能性がある。
【表５】
2008521014.tif 000007
【００５０】
従って、上述の技術を任意選択的に用いて、ハードウェア設計の観点からダイナミックレンジ、雑音、歪み、クロストーク、及び入力リターンロス（又はＶＳＷＲ）等の性能及
び信号の忠実性の態様に対処することができる。
【００５１】
高帯域幅モードが選択されると（図２５に示すように）、ＲＦリレー［６２］構成を構成することができ、可変利得及び減衰量を選択（チャンネルのｖｄｉｖ設定に基づいて）し、可変減衰器［３５］及びＶＧＡ［３６］に印加することができ、オシロスコープのフロントエンドに入力信号を連続的に印加することができる。高帯域幅チャンネル２の入力［２７］の場合には、ＬＦ帯域をオシロスコープのフロントエンド２［３２］に印加することができ、上述の高帯域幅ハードウェアを通るＨＦ帯域がオシロスコープのフロントエンド１［６３］に印加される。ＬＦ帯域は、高帯域幅ハードウェアによって印加される更なる利得又は減衰量を任意選択的に有することができず、高帯域幅チャンネルに対して指定されたｖｄｉｖにおいて収集される。図３で分かるように、この実施形態におけるＨＦ帯域の最終最大出力パワーは、−３．９７６ｄＢｍであり、これは表２に見られるように、５０ｍＶ／ｄｉｖのオシロスコープ設定に対応するフルスケールパワーである。従って、この実施形態におけるＨＦ帯域は、５０ｍＶ／ｄｉｖのオシロスコープによって収集される。
【００５２】
図２７は、可変利得（ＧｅｍＶＧで表示）［１５４］及び可変減衰量設定（ＧｅｍＡｔｔで表示）が設定されたことを示す内部較正メニューを示している。これらの設定はユニットの工場較正の間に行われる。
【００５３】
図２６は、波形収集を進める方法を制御するのに用いることができる幾つかの追加情報を示している。図２６は、収集の最小持続時間［１４８］、開始時間［１４９］、及び停止時間［１５０］を示している。これらは、画面上に表示されたときに、最小収集持続時間、波形の左側部に必要な追加時間、及び波形の右側部に必要な追加時間をそれぞれ制御するために用いられる設定である。この追加時間は、下記に更に説明するＬＯ基準の回復、並びにフィルタの始動のために波形の左側部にあるポイントを消費する、又は場合によってはフィルタ遅延を考慮するために波形の右側部にあるポイントを消費する波形デジタル処理を提供することができる。
【００５４】
収集が構成されると、オシロスコープは、収集の態勢を整えて入力信号のＬＦ及びＨＦ部分を収集することができる。このセクションの残りの部分では、例示的実施形態におけるＬＦ及びＨＦ波形のデジタル処理、並びに単一の高帯域幅波形収集へのこれらの波形の再合成について説明する。
【００５５】
図９は、単一の高帯域幅チャンネルを処理するのに利用されるデジタルシステムのブロック図である。図８は、オシロスコープの処理システム（処理ウェブとも呼ばれる）におけるチャンネル２の高帯域幅プロセッサ［６６］及びチャンネル３の高帯域幅プロセッサ［６７］を示しており、図９は、１つのかかるプロセッサの動作を示すブロック図として機能する。
【００５６】
オシロスコープのフロントエンド［３２及び６３］において印加される信号が収集される。好ましい実施では、収集システムは、インターリーブＡＤＣ、バッファ、及びデジタイズされたデータストリームを受け取るためのＳＲＡＭ又は修正ＤＲＡＭ（図示していない）等の高速メモリを含む。
【００５７】
波形は、オシロスコープによって収集された後に、図９のＨＦ入力部［７０］及びＬＦ入力部［６９］に適切に印加することができる。オシロスコープによって収集された各波形は、電圧レベルのアレイからなる波形データだけでなく、水平オフセット、水平インターバル、ポイント数、ＡＤＣサンプリング位相、垂直オフセット、及び垂直ステップを含むデータポイントの解釈に有用な追加情報を含むことができる。この実施においては、水
平オフセットは波形の最初のポイントに関連する時間（オシロスコープのトリガポイントに対する）である。またこの実施では、水平インターバルは各サンプルポイント間の時間（逆数はサンプリングレートである）であり、ポイント数は波形内のポイント数である。ＡＤＣサンプリング位相は、２つのインターリーブ１０ＧＳ／ｓデジタイザのうちのどちらが最初の波形ポイントをサンプリングしたか（１つおきのポイントが１つおきのデジタイザから取得されることを理解された上で）を記述する。この実施における垂直オフセットは、コード０、すなわち最低ＡＤＣ出力に関連する電圧である。垂直ステップは、ＡＤＣ出力における各コード又はステップ間の電圧である。
【００５８】
図２７は、各ｖｄｉｖに対して求められた可変利得［１５４］及び減衰量［１５５］設定に加えて、ＨＦ遅延［１５６］と呼ばれる較正値を示している。この実施では、ＨＦ遅延は、ＬＦ経路に対して測定されるＨＦ経路の経路遅延である。言い換えると、信号のＬＦ部分及びＨＦ部分は異なる経路を通って進み、この実施形態では、ＨＦ部分はアナログ処理要素の比較的長いアレイを通って進む。この経路は、ＬＦ波形に対してＨＦ波形を遅延させることができる。ＨＦ遅延値［１５６］は、経路伝搬時間において計算された差分を補正するために用いられ、ｖｄｉｖ設定に依存する。負のＨＦ遅延は、適正時間に到達するためにはＨＦ経路を進む必要があることを意味する。高帯域幅システムは、ハードウェア内での経路伝搬時間差を考慮することができ、又は好ましい実施形態において、処理の前に収集されたＨＦ波形の水平オフセットにＨＦ遅延を付加することによってデジタルシステムにおいて伝搬量を測定し考慮することができる。
【００５９】
好ましい実施では、図９に示すＨＦ及びＬＦ経路内のデジタル要素は、波形処理の前にアダプタ（［７２］及び［７９］）と呼ぶ要素、並びにアップサンプラ及び非整数遅延フィルタ（［７３］及び［８０］）を除いて組み合わせられる。フィルタは、図１０のダイアログに示される仕様に従って構築することができる。これらの要素が組み合わせられると、これらの要素で構築されたシステムを解析し、アップサンプリング係数、始動サンプル、及び遅延といった各フィルタの３つの可能性のある作用を考慮することができる。この実施形態では、アップサンプリング係数は、波形がフィルタ要素を通過するときにその波形のサンプリングレートが高くなる因子であり、アップサンプリング係数が一般的に２であるアップサンプラ及び非整数遅延フィルタを除くフィルタの全てにおいてこの因子は一般的に１である。この実施形態では、始動サンプルは、インパルス応答が終了又は許容可能量まで弱まるのに必要とされる時間に相当する。高帯域幅システムの場合には、設計を簡略化するためにフィルタは好ましくは有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであり、遅延及び始動の計算における簡略化のために、これらのフィルタは対称である（群遅延変動を避けるため）。非対称フィルタ、無限インパルス応答フィルタ、或いは他の離散時間又は連続時間フィルタは、特定の用途に対してはより好適とすることができる。対称ＦＩＲフィルタの場合には、始動時間はフィルタ長であり、遅延（サンプルにおける）はフィルタ長の半分とすることができる。フィルタのアップサンプリング係数、始動サンプル数及び考慮される遅延を有するシステム経路の解析によって、波形入力部から混合ノード及び加算ノードにつながるデジタル信号経路におけるこれらの３つの因子の観点から見た総合等価フィルタが生成される。これらの等価フィルタの計算は、各経路の他の経路に対する整数及び非整数遅延の決定につながる。アダプタ（［７２］及び［７９］）の設計において整数遅延部分が考慮され、このアダプタの主な用途は、波形を適切な整数サンプル数だけ遅延させることである。この実施形態では、アップサンプラ（［７３］及び［８０］）の設計において非整数遅延部分が考慮される。
【００６０】
各アップサンプラ（［７３］及び［８０］）は、各フィルタ位相がＳｉｎｃ（Ｓｉｎ  ｘ／ｘ）パルスをサンプリングすることによって計算される多相フィルタ構成を利用して設計される。サンプリングの前にＳｉｎｃを単純にシフトさせることによって非整数遅延が得られる。好適な非整数遅延フィルタ及びアップサンプリングフィルタ（内挿フィルタ
と呼ばれる場合もある）設計は、Ｓｍｉｔｈ，Ｊｕｌｉｕｓ  Ｏ．，ＭＵＳ４２０／ＥＥ３６７Ａ  講義  ４Ａ、「Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｄ  Ｄｅｌａｙ  Ｌｉｎｅｓ，  Ｉｄｅａｌ  Ｂａｎｄｌｉｍｉｔｅｄ  Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ，  ａｎｄ  Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ  Ｄｅｌａｙ  Ｆｉｌｔｅｒ  Ｄｅｓｉｇｎ（内挿遅延線、理想的な帯域制限内挿、及び非整数遅延フィルタ設計）」、Ｓｔａｎｆｏｒｄ大学で見られる。
【００６１】
好ましい実施形態では、アダプタ（［７２］及び［７９］）、並びにアップサンプラ及び非整数遅延フィルタ（［７３］及び［８０］）を除くデジタル処理要素デジタル処理要素の全ては開始時に構築される。好ましくはこれらの処理要素は、水平方向の波形情報における変化を考慮するために各波形収集において構築される。またこれらの処理要素は、処理済み波形が加算ノードに適切な時間に到達するように構築されるのが好ましい。
【００６２】
図９のＬＦ入力部［６９］を考察する。経路は、ＬＦ信号がＬＦインターリーブ補正フィルタ［７１］に入ることから始まる。好適なフィルタ［７１］の説明は、２００５年１１月１６日にＭｕｅｌｌｅｒ他によって出願された名称「Ｍｅｔｈｏｄ  Ａｎｄ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  Ｆｏｒ  Ａｒｔｉｆａｃｔ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ  Ｉｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｏｆ  Ｍｉｓｍａｔｃｈｅｄ  Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ  Ｄｉｇｉｔｉｚｅｒｓ（不整合インターリーブデジタイザシステムにおけるアーティファクト信号低減のための方法及び装置）」の米国特許出願に記述されており、これは引用により本明細書に組み込まれる。同時係属中の特許出願において説明されるように、このフィルタは、２０ＧＳ／ｓのサンプリングレートを生成する２つのインターリーブ１０ＧＳ／ｓデジタイザのデジタイザ整合を改善するように設計することができる。従って、このフィルタは、不十分なデジタイザ周波数応答整合から生じる歪み成分を低減する役割を果たす。
【００６３】
次いで、ＬＦ波形は、整数のサンプル数だけ波形を遅延させるよう機能するＬＦアダプタ［７２］に入る。次に、波形は、アップサンプラ及び非整数遅延フィルタ［７３］に入る。上述のようにこのフィルタ［７３］は、サンプリングレートを２０ＧＳ／ｓからほぼ４０ＧＳ／ｓに高め、波形の非整数サンプル遅延を提供する役割を果たす。ＬＦ入力信号の周波数成分は、高帯域幅チャンネル入力部においてダイプレクサによって、更にこの実施形態においてオシロスコープのフロントエンドの制限条件によって、６ＧＨｚに帯域制限されているので、このアップサンプリングは許容可能である。アップサンプラ［７３］は、図１０に示すダイアログにおけるアップサンプラ設定に基づいて構成することができる。このダイアログは、アップサンプリング係数［９４］、サンプリング距離［９５］、及び最適化［９６］を指定する。アップサンプリング係数［９４］は一般に２に設定されるが、より大きなアップサンプリング係数を利用してもよい。サンプル距離［９５］は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘの内挿を適用するための入力波形からのサンプルの距離を意味する。言い換えるとこれは、各フィルタ位相長の半分であり、位相数はアップサンプリング係数［９４］によって決定される。
【００６４】
再び図９を参照すると、次いで、アップサンプリングＬＦ波形は、低域通過フィルタ［７４］に入る。例示的な低域通過フィルタの応答を図１２に示す。このフィルタ［７４］は、周波数サンプリングと呼ばれる技術を用いて図１０に示す低域通過フィルタ仕様［９７］に従って好ましくは構築され、この技術についての好適な説明は、Ｊｏｎｇ、「Ｍｅｔｈｏｄｓ  ｏｆ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｓｉｇｎａｌ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ａｎａｌｙｓｉｓ（離散信号及びシステム解析）」、ＭｃＧｒａｗ  Ｈｉｌｌ、１９８２年、３６９頁で提供されている。低域通過フィルタ仕様［９７］では、フィルタ係数４００［９８］、低域遮断０［９９］、高域遮断６ＧＨｚ［１００］、及び遷移帯域８００ＭＨｚ［１０１］に規定される。この実施形態では、このフィルタ［７４］の主用途は、ＬＦ経路における６ＧＨｚを超える雑音及びスプリアスを阻止することである。
【００６５】
次に、ＬＦ波形は、クロスオーバ位相補正要素［７５］に入る。図示するように、この実施形態では、ＬＦ及びＨＦ帯域が干渉するおよそ２００〜３００ＭＨｚ幅の領域がある。この領域をクロスオーバ領域と呼ぶ。この干渉は本質的に強め合う干渉であるのが好ましい。これを達成する１つの方法は、帯域が遷移している間はＨＦ経路に対するＬＦ経路の位相が本質的にゼロであるように規定することである。１つの関連設計基準は、鋭いフィルタは帯域エッジ近くで極度の位相変化を有する傾向があることである。クロスオーバ位相補正要素［７５］は、クロスオーバ領域全体を通して相対位相をほぼゼロにすることによってこれを補償することができる。好適なクロスオーバ位相補正要素［７５］の説明は、２００５年１１月１６日にＰｕｐａｌａｉｋｉｓ他によって出願された名称「Ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  Ｃｒｏｓｓｏｖｅｒ  Ｒｅｇｉｏｎ  Ｐｈａｓｅ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ
Ｗｈｅｎ  Ｓｕｍｍｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｂａｎｄｓ（複数の周波数帯域を加算した時のクロスオーバ領域位相補正の方法）」の米国特許出願で見られ、その内容は引用により本明細書に組み込まれる。
【００６６】
位相が補正され、次いで、低域通過フィルタリングされたＬＦ帯域がスケール調整要素［７６］に入り、次に加算ノード［７７］に入る。この動作については、ＨＦ経路処理の説明の後に説明する。
【００６７】
ＨＦ波形［７０］は、インターリーブ補正フィルタ［７８］、アダプタ［７９］、更にアップサンプラ及び非整数遅延フィルタ［８０］に入り、好ましい実施形態ではこのアップサンプラ及び非整数遅延フィルタ［８０］は、ＬＦ経路について上述したものと同様に動作するが、ＨＦ信号経路のＡＤＣ整合及びＨＦ経路の遅延に応じて異なる内部設計仕様を備える。
【００６８】
図９を更に参照すると、ＨＦ波形はＨＦ低域イメージフィルタ［８１］に入る。このフィルタは、図１０に示すＨＦ低域イメージフィルタ仕様［１０２］に従って設計され、図１３に示す応答を形成することができる。このフィルタは、上述の周波数サンプリング法を利用して構築される対称ＦＩＲフィルタとすることができる。例示的な仕様では、フィルタ係数４００［１０３］、低域遮断３００ＭＨｚ［１０４］、高域遮断５．５ＧＨｚ［１０５］、及び遷移帯域８００ＭＨｚ［１０６］に規定される。このフィルタ［８１］は、５００ＭＨｚから５．５ＧＨｚの対象の帯域外にある全ての周波数成分を阻止するように設計することができる。またこれは、チャンネルのあらゆるＤＣオフセットが１１．５ＧＨｚの周波数成分として解釈することができ、これによって信号を劣化させることになるので、ＤＣを阻止するように設計することができる。また、フィルタ［８１］は、対象の帯域外の雑音及びスプリアスを阻止するように特に設計することができる。
【００６９】
次いで、ＨＦ波形は５．７５ＧＨｚのノッチフィルタ［８２］に入る。このフィルタは、信号に重なる５．７５ＧＨｚのＬＯ基準トーンを除去するように設計することができる。このトーンの用途を簡潔に説明するが、加算ノード［７７］へのＨＦ経路では、このトーンは好ましくは阻止される。ノッチフィルタ［８２］は、図１０に示すノッチフィルタ仕様［１０７］に従って設計することができ、その応答を図１４に示している。このフィルタは、次のアナログプロトタイプフィルタをデジタルに変換するために双一次変換を利用して設計された単一の双二次フィルタである。
【数１】
2008521014.tif 000008
ここで、ω０＝２・π・ｆ０及びＱ＝ｆ０／Δｆであり、これらは、ｆ０（ノッチフィルタ周波数［１０８］）及びΔｆ（ノッチフィルタ帯域幅［１０９］）のノッチフィルタ仕
様によって規定される。双一次変換は、Ｐｕｐａｌａｉｋｉｓ、「Ｂｉｌｉｎｅａｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｍａｄｅ  Ｅａｓｙ（やさしい双一次変換）」、ＩＣＳＰＡＴ２０００会報、２０００年において更に説明されている。この実施形態におけるフィルタは、無限インパルス応答（ＩＩＲ）であるので、これ自体にはフィルタ長が存在せず、従って、フィルタ始動を考慮するようにフィルタ始動サンプル［１１０］が指定される。ＨＦ低域イメージフィルタの処理は、ノッチフィルタ処理の前に発生すると説明されているが、これらの順番は、どのような悪影響も伴わずに逆にすることができる（この詳細説明の関連において理解されように、本明細書にて説明する他のフィルタトポロジーの多くに同様に適用する設計選択枝）。
【００７０】
ＨＦ低域イメージフィルタ［８１］及び５．７５ＧＨｚノッチフィルタ［８２］の合成応答が図１５に示され、５．７５ＧＨｚのＬＯ基準の阻止を示す拡大セクションを図１６に示している。図１６は、好ましい実施形態において、５．７５ＧＨｚのＬＯ基準がおよそ５０ｄＢ減衰しており、ＨＦ波形から本質的に除去されていることを示している。
【００７１】
この実施形態ではデジタルＬＯ［８４］の発生は、ＨＦ経路［８５］の分割から始まる。デジタルＬＯが発生する前に、最初にＬＯの位相を求めることができる。ＬＯ位相は、ＨＦ波形に重なるＬＯ基準に基づいて決定することができる。図２を再度参照すると、１つの信号経路に沿ってＰＬＯ出力［４４］をミクサーのＬＯ入力部［４１］に送信することができると同時にピックオフし、分周して、分配器／合成器［５４］においてＬＯ基準としてＨＦ波形に挿入することができる。このＬＯ基準信号は、ミクサーに送信されるＬＯ波形に対し一定の位相関係を有する。ＬＯ基準は、ＬＯに対して一定の位相関係を有することが好ましい。従って、ＬＯ基準トーンは、ＬＯの位相（一定のオフセットを伴う）を決定するのに必要な位相情報を保持することができる。ＬＯ基準と実際のＬＯとの間の一定オフセット差は、図２７に示すＨＦ遅延［１５６］の較正により考慮することができる。上述のように、図２に示すＨＦハードウェア経路には入力部から入来するあらゆる５．７５ＧＨｚを阻止するノッチフィルタ［５１］が存在する。従って、５．７５ＧＨｚのトーンは、実質的にこの実施形態の分配器／合成器［５４］において挿入される５．７５ＧＨｚのＬＯ基準によるものである。
【００７２】
ＬＯ基準トーンに対し位相ロックされたデジタルＬＯを発生させる１つの方法は、デジタル位相ロックループ（ＰＬＬ）を利用することである。この実施形態で用いられるあまり計算集約的でない選択肢では、１００ＭＨｚのＰＬＯ基準出力［４５］がオシロスコープのサンプルクロックを発生させる基準としてオシロスコープに供給されるという理由で、オシロスコープのサンプルクロックに対するＬＯ基準トーンの周波数が比較的安定していることが利用される。更に、この実施形態におけるＬＯ基準は周波数が比較的高い（６ＧＨｚの帯域幅を有するオシロスコープのフロントエンドによる取り込みができる限り高いのが好ましい）ので、ＬＯ基準の位相を正確に求めるのに必要なサイクル数は少数に過ぎない。
【００７３】
５．７５ＧＨｚのＬＯ基準の位相を求める１つの方法は、ＨＦ波形のある数のサンプルの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を取り、５．７５ＧＨｚで発生する周波数成分を取り出すことである。この実施形態では、この周波数成分の位相はＬＯ基準の位相である。オシロスコープにおけるサンプルクロック発生器及びＬＯは、同じ１００ＭＨｚの基準を用いて発生（すなわちＬＯ及びサンプルクロックは相互に固定される）されるので、５．７５ＧＨｚ成分を含むＤＦＴにおける厳密な周波数ビンに関しては曖昧性が無い。言い換えれば、ＬＯ及び従って５．７５ＧＨｚＬＯ基準の厳密な周波数において僅かな誤差があったとしても、これらの僅かな誤差はサンプルクロック周波数において同時に発生することになり、オシロスコープのサンプリングレートが厳密に２０ＧＳ／ｓであれば、ＬＯ基準は５．７５ＧＨｚで測定されることになる。
【００７４】
ＤＦＴ、及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）は比較的計算集約的であり、この実施形態ではＤＦＴは実際に必要とされるよりも多くの情報を提供するので、トーン検出には別の方法が好ましい。この方法は、Ｇｏｅｒｔｚｅｌアルゴリズムと呼ばれ、「Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｕｓｉｎｇ  Ｔｈｅ  ＡＤＳＰ−２１００  Ｆａｍｉｌｙ(ＡＤＳＰ−２１００系列を用いたデジタル信号処理アプリケーション)」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ、１９９０年、４５８頁において説明されている。ＬＯ基準位相を達成するデジタル処理要素のブロック図を図１１に示す。図１１では、利用されるポイント数（Ｋ）及び周波数ビン（ｎ）は、局所発振器及び図１０に示す基準仕様［１１１］によって決定することができる。この実施形態では、ＬＯ基準が５．７５ＧＨｚ［１１２］にあって、ＬＯ決定［１１３］のために最大５０００サイクルを用い、サイクルが２３の整数倍［１１４］となることが仕様で規定されている。サイクルの倍数によってサンプル数は整数になり、従って、ウィンドウイング技術に頼ることなく位相検出が可能になる。所与の波形において利用可能なＬＯ基準サイクルの最小数は、図２６に指定されているように最小収集持続時間［１４８］の仕様によって間接的に決定付けられる。
【００７５】
位相検出器［８６］がＬＯ基準の位相を測定すると（好ましくは収集された全ての個々の波形について実行される）、この位相をデジタルＬＯ発生器［８７］に渡すことができる。ＬＯ発生器［８７］のブロック図を図１７に示す。図１７は、局所発振器及び図１０に示す基準仕様［１１１］を利用するルックアップテーブル［１３１］を利用してトーンを発生させることができることを示している。この実施形態では、この仕様は、サイクル倍数［１１４］が２３であることを規定し、これは、位相に係わらず正弦波が８０サンプル毎に繰り返すことになることを意味する。従って、８０個の正弦波の値のテーブルがルックアップテーブル［１３１］用に生成される。ルックアップテーブルを用いて、要素ｍｏｄ（ｋ，Ｋ）における値をルックアップ検索してポイントｋにおける適正なＬＯ波形値を求めることによって、各ポイントｋについてのＬＯ正弦波の値を計算することができる。
【００７６】
このことは、ＨＦ信号における全ての波形ポイントについて、これに伴うＬＯ波形信号値を求めることができ、この値は、ＨＦ信号に対して位相ロックされ、図２に示すミクサーのＬＯ入力部［４１］に印加されるアナログＬＯ信号がＨＦ信号と共にサンプリングされた場合に求められることになる値に実質的に同じであることを意味する。
【００７７】
ＨＦ経路、特に図９のミクサー［８３］の説明に戻ると、デジタルで発生したＬＯは、ミクサーに印加されるＨＦ波形と乗算することができる。このデジタル混合動作によって、５００ＭＨｚから５．５ＧＨｚの入力周波数帯域は図１８に示す２つの新しいイメージを生じる。６から１１ＧＨｚに位置する帯域［１３５］は、５００ＭＨｚから５．５ＧＨｚレンジ内で提供される望ましい周波数成分を含むが、周波数は反転される。高側ダウンコンバージョンに起因して高帯域幅ハードウェアにより引き起こされた周波数反転動作はここでは元に戻り、周波数帯域はその正しい周波数帯域位置に復元されている。１２から１７ＧＨｚの別のイメージが生成され［１３６］、この実施形態ではこれは望ましくないイメージである。この時点で、アップサンプリングの基本原理をこの実施形態において理解することができ、すなわち、ＨＦ波形がアップサンプリングされなかった場合には、１２から１７ＧＨｚ帯域［１３６］は、３から８ＧＨｚの帯域へのエイリアシングになる。この実施形態では、アップサンプリングによってこの帯域が良性の効果を有することが可能になる。
【００７８】
入力ＤＣ成分の適正な阻止を行ったことを検証するために、１１．５ＧＨｚ前後の領域を調べる必要がある。図１９を参照すると、１１．５ＧＨｚの成分が少なくとも５０ｄＢ
だけ減衰していることが分かる。
【００７９】
ＨＦ波形は、デジタルミクサー［８３］からＨＦ高域イメージフィルタ［８８］に進む。このフィルタ［８８］は、図１０に示す高域イメージフィルタ仕様［１１５］に従って構築することができる。これは、周波数サンプリング法を利用して構築された対称ＦＩＲとすることができる。この仕様は、好ましい実施形態では、フィルタ係数４００［１１６］、低域遮断５．８ＧＨｚ［１１７］、及び遷移帯域５００ＭＨｚ［１１９］を規定している。この応答を図２０に示す。このフィルタの主用途は、図１８に示す１２から１７ＧＨｚレンジ［１３６］での混合動作によって生成されるイメージを阻止することである。
【００８０】
ＨＦ経路内のフィルタの全ての合成を図２１に示す。これは、ＨＦ入力部への好ましい実施形態のデジタルシステムの応答を表している。
【００８１】
この時点で、処理済みＬＦ及びＨＦ波形は加算する準備がほぼ整っている。波形は、好ましくは加算の前にスケール調整される。この実施形態では、ＨＦ波形のスケール調整は、高帯域幅チャンネルのｖｄｉｖ設定（ＬＦフロントエンドのｖｄｉｖ設定と同じ）とＨＦ波形を収集するのに用いられる５０ｍＶ／ｄｉｖレンジとの関係に依存する。ＨＦ波形のスケール調整は次式で計算される。
ＨＦＧａｉｎ＝（ＬＦＶｄｉｖ／ＨＦＶｄｉｖ）・２
この状況ではＨＦｖｄｉｖは、定数５０ｍＶ／ｄｉｖであり、係数２は、混合動作によって生成される各周波数帯域が半分のサイズであることの説明となる。この係数は、デジタルＬＯのサイズを２倍にすることによって考慮することができるが、オーバーフローを引き起こす可能性のある整数演算を利用するオシロスコープ内で処理が実行される場合には、上述の技術が好ましい。
【００８２】
ＬＦ利得要素［７６］を用いてＬＦ波形をスケール調整し、ＨＦ利得要素［８９］を用いてＨＦ波形をスケール調整した後、スケール調整された波形は、これらを互いに加える加算器［７７］によって合成することができる。上述のように、伝送経路の位相シフト、振幅変動、伝送遅延、位相応答、及び他の歪み特性は、フィルタステージの発生の際に考慮に入れた。従って、２つのチャンネルにおける信号の合成は補償された波形の加算になる。
【００８３】
この初期のステージにおいて波形を補償せずに、合成ステージにおいて補償を実行することができる。従って、より複雑なフィルタ／加算ステージを用いることができ、このステージは、同じ２つの基本機能、すなわち伝送チャンネルを通る伝搬によって発生する歪み特性について信号を補償する段階と、拡大帯域幅を有する単一波形に信号を合成する段階とを実行することになる。
【００８４】
この処理の結果としての好ましい実施形態のデジタルシステムの全体的な応答が図２２に示されており、ここではＬＦ及びＨＦ経路応答を合成応答と共に示している。デジタル処理は、この実施形態の１１ＧＨｚ帯域幅仕様を保持することが分かる。
【００８５】
図２３は、この実施形態におけるクロスオーバ領域での再合成の結果を示している。６．０３５ＧＨｚに領域の中心が生じ、各フィルタの応答はほぼ望ましい−６ｄＢであることが分かる。領域の幅（ＬＦ及びＨＦ帯域の強度の差が互いに２０ｄＢ未満である領域として定義される）は、およそ５．８５ＧＨｚから６．２１ＧＨｚの間の周波数でおよそ３６０ＭＨｚの帯域を含む。
【００８６】
図２４は、帯域合成によって生じた非平坦性を示している。非平坦性は＋／−０．５ｄＢ程度であることが分かる。フィルタ仕様の小さな変更に基づいて、結果として生じる信
号の平坦性を更に改善することができる。
【００８７】
この時点までの図９における処理の結果は、信号を２つの周波数帯域に分割し、これらの２つの帯域を２つの独立したオシロスコープフロントエンドに注入し、波形を収集し、更に波形をデジタル処理して１１ＧＨｚの波形収集を行うものである。これらの波形のアナログ処理は、振幅応答及び群遅延の非平坦性をもたらす可能性があり、これによりシステムの周波数応答及び時間領域応答に歪みが生じる。このため、振幅応答及び群遅延を補償して良好な総合応答を生じさせる技術を利用することができる。例えば、入力波形のチャンネル応答特性を補償することができる信号処理システムは、入力仕様、フィルタビルダ、及びフィルタを含むことができる。入力仕様は、フィルタの設計を指定するのに用いることができ、入力波形を収集するのに用いられるチャンネルの応答特性を定義するチャンネル応答特性と、望ましい周波数応答及び望ましい周波数応答に対するコンプライアンス度を指定するためのユーザ仕様とを含む。フィルタビルダは、フィルタ係数を発生させることができ、最終性能仕様を出力する。フィルタは、チャンネル応答特性の逆数をベースとした補償応答に対応する係数を発生させるための補償フィルタ発生器と、ユーザ仕様をベースとして理想応答及び雑音低減応答の合成応答に対応する係数を発生させるための応答フィルタ発生器とを有することができる。フィルタは入力波形をフィルタリングし、望ましい周波数応答を有する総合応答波形を出力することができる。フィルタは更に、フィルタビルダが生成する係数を記憶するためのフィルタ係数キャッシュ、補償応答に対応するフィルタ係数キャッシュ内に記憶された係数に従って、入力波形をフィルタリングするための補償フィルタ部分、及び総合応答波形を出力する、この補償フィルタ部分からの補償済み波形出力をフィルタリングするための応答フィルタステージ及び雑音低減ステージを有する応答フィルタ部分を含むことができる。応答フィルタ部分は、理想応答と雑音低減応答との合成に応じてフィルタ係数キャッシュ内に記憶された係数を用いてフィルタリングすることができる。
【００８８】
好ましい実施形態の最終システム出力を図２５に示しており、ここでは、３１ｐｓの立ち上がり時間を有する印加段階が適用されている。高帯域幅装備オシロスコープは、１１ＧＨｚのオシロスコープに相当する立ち上がり時間である４０．５ｐｓの内部オシロスコープ立ち上がり時間に対して、５１ｐｓの測定立ち上がり時間でこの波形を収集した。
【００８９】
従って、例示的な実施形態では、連続時間記録の高帯域幅信号の収集は、複数の狭帯域を用いるシステムによって実行され、これによって帯域幅及びサンプリングレート制限等の物理特性の制限を有するシステムが最適に利用される。複数の狭帯域によって収集された信号部分がデジタイズされ、デジタル処理され、更に、これらへの処理の影響を最小にするような方法で再合成される場合には、元の信号の帯域幅の実質的に全てにわたる高帯域入力信号の実質的に同じ表現であるデジタル出力を生成することができる。
【００９０】
この詳細な説明では、一例として１１ＧＨｚのオシロスコープに言及しているが、本明細書に説明する技術は、あらゆる帯域幅での信号収集を用いるオシロスコープ又は他のデバイスに同しく適用可能である。
【００９１】
アナログ入力信号は、評価中のデバイスと通信状態にあるアクティブ又はパッシブのいずれかのプローブから受信するのが好ましい。プローブは、任意的に電流プローブ又は差動プローブとすることができる。
【００９２】
更に、上述のように、あらゆる数の成分周波数帯域を入力信号から得ることができる。３、４、５、又はそれ以上の帯域を入力信号から得ることができる。帯域は隣接又は重なり合う必要はない。様々な実施形態では、帯域は離間しており、入力信号周波数帯域の一部は省略される。
【００９３】
高域周波数成分のダウンコンバージョンは、何らかの低周波数帯域と同じ周波数帯域への変換である必要はなく、アップコンバージョンは、何らかの高周波数帯域と同じ周波数への変換である必要はない。あらゆる望ましい周波数変換量を用いることができる。例えば上記変換は、隣接する周波数帯域と重なり合うが、実質的に同時発生しない周波数帯域を占有する信号を発生させることができる。
【００９４】
収集又はデジタイズの後に行われる処理段階は、必要に応じて集約又は分離することができる。一実施形態では、全てのデジタイズ後の処理段階は、アナログ入力波形のデジタル表現を出力する単一のデジタル処理要素に集約される。他の実施形態では、誤差トーン除去及び遅延等の上述のデジタル処理段階のサブセットが離散デジタル処理要素にグループ化される。
【００９５】
デジタル処理要素の各々は、開始時又は各収集時に動的に構築することができる。複数の離散デジタル処理要素が用いられる場合には、幾つかは開始時に構築することができ、その他は、必要に応じて信号が収集される毎に再構築することができる。
【００９６】
好ましい実施形態では、高域周波数成分のダウンコンバージョンは、デジタイズ前のあらゆる時点で行うことができる。コンポジットアナログ入力信号が分離される前、或いは高域周波数成分がダウンコンバージョンされる前に、デジタイズ前フィルタリング及び信号処理をこの信号に実施することができる。
【００９７】
本明細書で考察する周波数変換技術において用いられる周期的波形は正弦曲線である必要はない。ある特定の実施形態では、インパルス列及び矩形波等の他の周期的波形を利用してもよい。
【００９８】
ダイナミックレンジ、雑音、歪み、クロストーク、及び入力リターンロス（又はＶＳＷＲ）補償は各々任意である。様々な実施形態では、これらの補償の一部又は全ては省略される。
【００９９】
２つの周波数帯域の再合成によって形成されるアナログ入力信号のデジタル表現は、下流側のデジタル信号処理ハードウェアに出力され、この信号を更にフィルタリングし、又は他の方法で処理することができる。
【０１００】
対象となる信号は、アナログ入力信号の帯域幅全体にわたることができないことを当業者であれば理解されるであろう。好ましい実施形態では、対象の信号（評価中のシステムのクロック信号等）がシステム帯域幅の小部分又は１ポイントのみを占有する場合であっても、説明した方法で入力帯域幅全体が処理されデジタイズされる。
【０１０１】
明示的に記載されない限り、本明細書で説明する特定の回路トポロジーは、特定の好ましい実施形態に好適な例示的アーキテクチャに過ぎない。例えば入力信号は単向二路通信される必要はない。代わりに、信号を５０オーム分配器に通し、更に帯域通過フィルタに通す等の他の手法を利用することができる。同様に、イメージ阻止ミクサー又は三重平衡ミクサーを用いてミクサーの絶縁問題を阻止することができる。異なる主クロックが利用される場合にはノッチフィルタリングを省略することができる。ＬＦ成分は、フロントエンドに伝送される前に増幅、或いは他の方法で処理することができる。フルスケール信号を提供するＶＧＡは省略することができ、雑音を補償するデジタル処理要素で置き換えることができる。アップコンバージョン及びダウンコンバージョン用の両方の周期関数を発生させるために同じＬＯ基準を用いる必要はなく、代わりに、固定位相又は拡散スペクトル技術を用いることができる。アップサンプリング段階は任意的であり、様々なシステム
において適切ではない可能性がある。簡潔にするために、本明細書では残りの回路要素を個別に扱うことはないが、本開示の文脈内で特定のトポロジーに様々な修正を加えることができる点を理解されたい。
【０１０２】
従って、上記に記載した目的、とりわけ上記説明から明らかになった目的は効率的に達成され、更に、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく上記方法の実施及び記載された構造において特定の変更を加えることができるので、上記の説明及び添付図面に含まれる全ての内容は例証であり、限定を意味しないものと解釈すべきである。
【０１０３】
添付の請求項は、本明細書に説明した本発明の一般的及び特定の特徴の全て、及び言葉の問題としてこれらの範囲内にあると考えられる本発明の範囲の全ての表現を対象とすることが意図されていることも理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】オシロスコープの概略表示である。
【図２】２チャンネルオシロスコープのフロントエンドのブロック図表示である。
【図３】高域周波数（ＨＦ）信号経路の各ステージにおける無線周波数（ＲＦ）パワーのグラフ表示である。
【図４】ＨＦ信号経路の各ステージにおける総合利得のグラフ表示である。
【図５】ＨＦ信号経路の各ステージにおける雑音パワーのグラフ表示である。
【図６】ＨＦ信号経路の各ステージにおける信号対雑音比（ＳＮＲ）のグラフ表示である。
【図７】ＨＦ信号経路の各ステージにおける総合雑音メトリックのグラフ表示である。
【図８】信号処理構成設定のブロック図表示である。
【図９】デジタル信号処理（ＤＳＰ）システムのブロック図表示である。
【図１０】構成設定メニューの表示である。
【図１１】基準トーンの位相計算のブロック図表示である。
【図１２】低域周波数（ＬＦ）低域通過（ＬＰ）フィルタの振幅応答のグラフ表示である。
【図１３】高域周波数（ＨＦ）低域イメージフィルタの振幅応答のグラフ表示である。
【図１４】ＨＦノッチフィルタの振幅応答のグラフ表示である。
【図１５】ＨＦ低域イメージ及びノッチフィルタ応答の合成のグラフ表示である。
【図１６】基準トーン周波数における阻止を示す、ＨＦ低域イメージ及びノッチフィルタ応答の合成のグラフ表示である。
【図１７】デジタル局所発振器（ＬＯ）のトーン発生器の表示である。
【図１８】ＨＦ低域イメージ及びノッチフィルタ応答のデジタル混合合成のグラフ表示である。
【図１９】ＨＦ低域イメージ及びノッチフィルタのデジタル混合合成のグラフ表示である。
【図２０】ＨＦ高域イメージフィルタの振幅応答のグラフ表示である。
【図２１】総合ＨＦデジタルフィルタ応答のグラフ表示である。
【図２２】ＬＦ経路デジタルフィルタ応答及びＨＦ経路デジタルフィルタ応答のグラフ表示である。
【図２３】ＬＦ経路デジタルフィルタ応答及びＨＦ経路デジタルフィルタ応答のグラフ表示である。
【図２４】ＬＦ経路デジタルフィルタ応答及びＨＦ経路デジタルフィルタ応答のグラフ表示である。
【図２５】水平軸設定メニューを示すデジタルオシロスコープ画面である。
【図２６】内部収集設定を示すデジタルオシロスコープ画面である。
【図２７】収集システム設定を示すデジタルオシロスコープ画面の一部である。
【符号の説明】
【０１０５】
２７  高帯域幅チャンネル
２８  高帯域幅チャンネル
２９  ダイプレクサ
３０  ノッチフィルタ
３２  フロントエンド
３４  減衰器
３６  可変利得増幅器（ＶＧＡ）
３７  帯域通過フィルタ
３９  ＲＦ入力部
４３  内部位相同期発振器（ＰＬＯ）
４７  分周器
５１  低域通過フィルタ
５２  固定利得増幅器（ＦＧＡ）
５３  ＤＣ阻止フィルタ
５４  分配器／合成器
５７、５８  シングルエンド出力
５９  ＤＣ遮断コンデンサ
６０  帯域通過フィルタ
６３  フロントエンド
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【国際調査報告】
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