(57)【要約】  光最小シフトキーイング(minimum shift keying, MSK)変調された信号を生成する方法、光ＭＳＫ変調された信号を生成するために、入力データストリームをプレコーディングする方法、光ＭＳＫ変調された信号を復号する方法、ＭＳＫ送信機、光ＭＳＫ変調された信号を生成するために、入力データストリームを符号化する符号器構造、および光ＭＳＫ変調された信号を復号する受信機構造。光最小シフトキーイング(ＭＳＫ)変調された信号を生成する方法は、クロック周波数をもつクロック信号を利用して、第１の光信号を振幅変調し、搬送波を抑圧されたゼロ復帰（carrier suppressed return-to-zero, CS-RZ)の第２の光信号を生成することと、第２の光信号を、第１および第２のアームにおいて第３および第４の光信号にそれぞれ分割することと、第１のアームにおいて実質的に１ビットの時間遅延を加え、第２のアームにおいて位相シフトを加え、第１のアームと第２のアームとの位相差がπ／２になるようにすることと、それぞれのビット系列にしたがって、第１および第２のアームにおいて位相変調を加えることと、第１および第２のアームからの第３および第４の信号を、光ＭＳＫ変調された信号に結合することとを含む。【選択図】    図１０
2008530900.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光最小シフトキーイング(minimum shift keying, MSK)変調された信号を生成する方法であって、
クロック周波数をもつクロック信号を利用して、第１の光信号を振幅変調し、搬送波を抑圧されたゼロ復帰（carrier suppressed return-to-zero, CS-RZ)の第２の光信号を生成することと、
第２の光信号を、第１および第２のアームにおいて第３および第４の光信号にそれぞれ分割することと、
第１のアームにおいて実質的に１ビットの時間遅延を加え、第２のアームにおいて位相シフトを加え、第１のアームと第２のアームとの位相差がπ／２になるようにすることと、
それぞれのビット系列にしたがって、第１および第２のアームにおいて位相変調を加えることと、
第１および第２のアームからの第３および第４の信号を、光ＭＳＫ変調された信号に結合することとを含む方法。
【請求項２】
第２の光信号は、クロック周波数の実質的に２倍の変調周波数をもつ請求項１記載の方法。
【請求項３】
第２の光信号を、実質的にデュアルモードの光学場として概算することができる請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
それぞれのビット系列は、入力データストリームから生成されたプレコーディングされたビット系列を含み、方法は、排他的論理和(exclusive-OR, EXOR)ゲートを利用して、入力データストリームをプレコーディングすることと、プレコーディングされたデータストリームを、偶数ビット系列と奇数ビット系列とに分けることと、実質的に１ビットの遅延を偶数ビット系列に加えることと、それぞれ偶数ビット系列と奇数ビット系列とにしたがって、第１および第２のアームにおいて位相変調を加えることとをさらに含む請求項３記載の方法。
【請求項５】
光ＭＳＫ変調された信号を生成するために、入力データストリームをプレコーディングする方法であって、
排他的論理和(ＥＸＯＲ)ゲートを利用して、入力データストリームを符号化することと、
符号化されたデータストリームを、偶数ビット系列と奇数ビット系列とに分けることと、
実質的に１ビットの遅延を偶数ビット系列に加えることとを含む方法。
【請求項６】
光ＭＳＫ変調された信号を復号する方法であって、
光ＭＳＫ変調された信号を、実質的に１ビットの遅延干渉計(delay interferometer, DI)に入力することと、
ＤＩの第１および第２の出力ポートにおいて、出力信号を検出するためにバランス受信機を利用することとを含む方法。
【請求項７】
ＤＩは、ＤＩのアーム間に実質的にπ／２の位相シフトをもち、復号された光信号は、バランス受信機からの出力である請求項６記載の方法。
【請求項８】
ＤＩは、ＤＩのアーム間に実質的にゼロの位相シフトをもち、方法は、バランス受信機からの出力をＥＸＯＲゲートに入力することをさらに含み、復号された光信号は、ＥＸＯＲゲートからの出力である請求項６記載の方法。
【請求項９】
クロック周波数をもつクロック信号を利用して、第１の光信号を振幅変調し、搬送波を抑圧されたゼロ復帰（ＣＳ−ＲＺ)の第２の光信号を生成する振幅変調器と、
第２の光信号を、第１および第２のアームにおいて第３および第４の光信号にそれぞれ分割するスプリッタと、
第１のアームにおいて実質的に１ビットの時間遅延Δｔを加える遅延素子と、
第２のアームにおいて位相シフトを加えて、第１のアームと第２のアームとの位相差がπ／２になるようにする位相シフト素子と、
それぞれのビット系列にしたがって、それぞれ第１および第２のアームにおいて位相変調を加える第１および第２の位相変調器と、
第１および第２のアームからの第３および第４の信号を、光ＭＳＫ変調された信号に結合する結合器とを含む光最小シフトキーイング(ＭＳＫ)送信機。
【請求項１０】
第２の光信号は、クロック周波数の実質的に２倍の変調周波数をもつ請求項９記載の送信機。
【請求項１１】
第２の光信号を、実質的にデュアルモードの光学場として概算することができる請求項９または１０記載の送信機。
【請求項１２】
それぞれのビット系列は、入力データストリームから生成されたプレコーディングされたビット系列を含み、構造は、
入力データストリームをプレコーディングする排他的論理和(ＥＸＯＲ)ゲートと、
プレコーディングされたデータストリームを、偶数ビット系列と奇数ビット系列とに分けるセパレータと、
実質的に１ビットの遅延を偶数ビット系列に加える別の遅延素子とを含み、
それぞれ偶数ビット系列と奇数ビット系列とにしたがって、第１および第２のアームにおいて位相変調が加えられる請求項９ないし１１の何れか１項記載の送信機。
【請求項１３】
光ＭＳＫ変調された信号を生成するために、予め入力データストリームをプレコーディングする符号器構造であって、
入力データストリームを符号化する排他的論理和(ＥＸＯＲ)ゲートと、
符号化されたデータストリームを、偶数ビット系列と奇数ビット系列とに分けるセパレータと、
実質的に１ビットの遅延を偶数ビット系列に加える遅延素子とを含む符号器構造。
【請求項１４】
セパレータが、１：２の電気デマルチプレクサを含む請求項１４記載の符号器。
【請求項１５】
光ＭＳＫ変調された信号を復号する受信機構造であって、
入力ポートにおいて、光ＭＳＫ変調された信号を受信する実質的に１ビットの遅延干渉計(ＤＩ)と、
ＤＩの第１および第２の出力ポートにおいて出力信号を検出するバランス受信機とを含む受信機構造。
【請求項１６】
ＤＩは、ＤＩのアーム間に実質的にπ／２の位相シフトをもち、復号された光信号は、バランス受信機からの出力である請求項１５記載の構造。
【請求項１７】
ＤＩは、ＤＩのアーム間に実質的にゼロの位相シフトをもち、構造は、バランス受信機からの出力に連結されたＥＸＯＲゲートをさらに含み、復号された光信号は、ＥＸＯＲゲートからの出力である請求項１５記載の構造。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、光最小シフトキーイング(minimum shift keying, MSK)変調された信号を生成する方法、光ＭＳＫ変調された信号を生成するために入力データストリームをプレコーディングする方法、光ＭＳＫ変調された信号を復号する方法、ＭＳＫ送信機、光ＭＳＫ変調された信号を生成するために入力データストリームを符号化する符号器構造、および光ＭＳＫ変調された信号を復号する受信機構造に関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信ネットワークに対する増加する容量要求により、障害、例えば、増幅された自然雑音（amplified spontaneous noise）、分散、およびファイバの非線形効果から起きる障害に対してより良い耐性を与え、さらに加えて、より高いチャネル密度またはスペクトル効率を可能にする変調フォーマットを開発する必要が生じた。多くの研究が、オンオフキーイング（on-off-keying, OOK）フォーマット、差動位相シフトキーイング（differential phase shift keying, DPSK）、ゼロ復帰（return-to-zero (RZ)）−ＤＰＳＫ、差動直交ＰＳＫ（differential quadrature PSK, DQPSK）、連続位相周波数シフトキーイング(continuous-phase frequency shift keying, CPFSK)に対して行われてきた。具体的には、ＲＺ−ＤＰＳＫは、光信号対雑音比（optical signal to noise ratio, OSNR）要求を３ｄＢ低減することによる送信における期待できる性能（promising performance）と、相互位相変調(cross-phase modulation, XPM)に対するより高いロバスト性とを示した。
【０００３】
しかしながら、とくに、高速度および高スペクトル効率の波長分割多重化(wavelength division multiplexing, WDM)システムにおいて、タイトな（tight）光フィルタリングによって生じるシンボル間干渉(inter-symbol-interference, ISI)作用に対する限られたロバスト性、並びに限られた分散許容差は、変調フォーマットとしてのＲＺ−ＤＰＳＫの欠点として残されたままである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
したがって、上述の欠点の少なくとも1つに対処しようとする変調フォーマットおよび技術を提供する必要がある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第１の態様にしたがって、光最小シフトキーイング(ＭＳＫ)変調された信号を生成する方法であって、クロック周波数をもつクロック信号を利用して、第１の光信号を振幅変調し、搬送波を抑圧されたゼロ復帰（carrier suppressed return-to-zero, CS-RZ)の第２の光信号を生成することと、第２の光信号を、第１および第２のアームにおいて第３および第４の光信号にそれぞれ分割することと、第１のアームにおいて実質的に１ビットの時間遅延を加え、第２のアームにおいて位相シフトを加え、第１のアームと第２のアームとの位相差がπ／２になるようにすることと、それぞれのビット系列にしたがって、第１および第２のアームにおいて位相変調を加えることと、第１および第２のアームからの第３および第４の信号を、光ＭＳＫ変調された信号に結合することとを含む方法を与える。
【０００６】
第２の光信号は、クロック周波数の実質的に２倍の変調周波数をもち得る。
【０００７】
第２の光信号は、実質的にデュアルモードの光学場として概算され得る。
【０００８】
それぞれのビット系列は、入力データストリームから生成されたプレコーディングされたビット系列を含むことができ、方法は、排他的論理和(exclusive-OR, EXOR)ゲートを利用して、入力データストリームをプレコーディングすることと、プレコーディングされたデータストリームを、偶数ビット系列と奇数ビット系列とに分けることと、実質的に１ビットの遅延を偶数ビット系列に加えることと、それぞれ偶数ビット系列および奇数ビット系列にしたがって、第１および第２のアームにおいて位相変調を加えることとをさらに含み得る。
【０００９】
本発明の第２の態様にしたがって、光ＭＳＫ変調された信号を生成するために、入力データストリームをプレコーディングする方法であって、排他的論理和(ＥＸＯＲ)ゲートを利用して、入力データストリームを符号化することと、符号化されたデータストリームを、偶数ビット系列と奇数ビット系列とに分けることと、実質的に１ビットの遅延を偶数ビット系列に加えることとを含む方法を与える。
【００１０】
本発明の第３の態様にしたがって、光ＭＳＫ変調された信号を復号する方法であって、光ＭＳＫ変調された信号を実質的に１ビットの遅延干渉計(delay interferometer, DI)に入力することと、ＤＩの第１および第２の出力ポートにおいて出力信号を検出するために、バランス受信機を利用することとを含む方法を与える。
【００１１】
ＤＩは、ＤＩのアーム間に実質的にπ／２の位相シフトをもち、復号された光信号は、バランス受信機からの出力である。
【００１２】
ＤＩは、ＤＩのアーム間に実質的にゼロの位相シフトをもち、方法は、バランス受信機からの出力をＥＸＯＲゲートに入力することをさらに含み、復号された光信号は、ＥＸＯＲゲートからの出力である。
【００１３】
本発明の第４の態様にしたがって、第１の光信号を振幅変調して、搬送波を抑圧されたゼロ復帰（ＣＳ−ＲＺ)の第２の光信号を生成する振幅変調器と、第２の光信号を、第１および第２のアームにおいて第３および第４の光信号にそれぞれ分割するスプリッタと、第１のアームにおいて実質的に１ビットの時間遅延Δｔを加える遅延素子と、第２のアームにおいて位相シフトを加えて、第１のアームと第２のアームとの位相差がπ／２になるようにする位相シフト素子と、それぞれのビット系列にしたがって、それぞれ第１および第２のアームにおいて位相変調を加える第１および第２の位相変調器と、第１および第２のアームからの第３および第４の信号を、光ＭＳＫ変調された信号に結合する結合器とを含む光最小シフトキーイング(ＭＳＫ)送信機を与える。
【００１４】
第２の光信号は、クロック周波数の実質的に２倍の変調周波数をもち得る。
【００１５】
第２の光信号は、実質的にデュアルモードの光学場として概算され得る。
【００１６】
それぞれのビット系列は、入力データストリームから生成されたプレコーディングされたビット系列を含み、構造は、入力データストリームをプレコーディングする排他的論理和(ＥＸＯＲ)ゲートと、プレコーディングされたデータストリームを、偶数ビット系列と奇数ビット系列とに分けるセパレータと、実質的に１ビットの遅延を偶数ビット系列に加える別の遅延素子とを含み、それぞれ偶数ビット系列および奇数ビット系列にしたがって、第１および第２のアームにおいて位相変調が加えられる。
【００１７】
本発明の第５の態様にしたがって、光ＭＳＫ変調された信号を生成するために、入力データストリームをプレコーディングする符号器構造であって、入力データストリームを符号化する排他的論理和(ＥＸＯＲ)ゲートと、符号化されたデータストリームを、偶数ビット系列と奇数ビット系列とに分けるセパレータと、実質的に１ビットの遅延を偶数ビット系列に加える遅延素子とを含む符号器構造を与える。
【００１８】
セパレータは、１：２の電気デマルチプレクサを含み得る。
【００１９】
本発明の第６の態様にしたがって、光ＭＳＫ変調された信号を復号する受信機構造であって、入力ポートにおいて、光ＭＳＫ変調された信号を受信する実質的に１ビットの遅延干渉計(ＤＩ)と、ＤＩの第１および第２の出力ポートにおいて出力信号を検出するバランス受信機とを含む受信機構造を与える。
【００２０】
ＤＩは、ＤＩのアーム間に実質的にπ／２の位相シフトをもち、復号された光信号は、バランス受信機からの出力である。
【００２１】
ＤＩは、ＤＩのアーム間に実質的にゼロの位相シフトをもち、構造は、バランス受信機からの出力に連結されたＥＸＯＲゲートをさらに含み、復号された光信号は、ＥＸＯＲゲートからの出力である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
本発明の実施形態は、例示的に、添付の図面に関連して記載された次の記述から、当業者により良く理解され、容易に明らかになるであろう。
【００２３】
図１（ａ）は、例示的な実施形態における高速光最小シフトキーイング(minimum shift keying, MSK)送信機100の構成を示している。第１のマッハ−ツェンダ変調器102(first Mach-Zehnder modulator, MZM1)は、連続波(continuous wave, CW)のレーザ源103からの搬送波信号から、搬送波を抑圧されたゼロ復帰（carrier suppressed return-to-zero, CS-RZ)パルスを生成し、オフセット直交位相シフトキーイング（offset quadrature phase shift keying, OQPSK)に基づく実施のために、正弦波の重み付けを生成するのに使用される。変調器102は、システムのビットレートＢの４分の１の周波数をもつクロック信号104によって駆動され、送信ヌルポイントにおいてバイアスをかけられる。次に、ＣＳ−ＲＺパルスは、第２の変調器106(以下、光ＭＳＫ変調器と呼ぶ)に供給される。第２の変調器106は、２本のアーム108、110から構成されている。３ｄＢの１対２のスプリッタまたはＹ接合（Y-junction）が、ＣＳ−ＲＺパルスをアーム108、110へ分割するのに使用され得る。一方のアーム108は、１ビット遅延素子112(Δτ＝Ｔｂ＝１／Ｂ、なお、Ｔｂは、ビットの持続期間である)とＭＺＭ114(ＭＺＭ２)とをもち、他方のアーム110は、別のＭＺＭ116(ＭＺＭ３)と位相シフタ118とをもち、その結果、２本のアーム108、110は、実質的に９０度の位相差をもつ。ＭＺＭ２ 114とＭＺＭ３ 116とは、送信ヌルポイントにおいてバイアスをかけられ、それぞれ２本のデータストリーム120(偶数ビット)および122(奇数ビット)によって２Ｖπの駆動電圧で駆動される。この駆動条件は、ビットストリームの値にしたがって、各アーム108、110において０またはπの位相シフトを与える。偶数ビットのデータ系列120および奇数ビットのデータ系列122は、Ｂ／２のビットレートであり、図１（ｂ）に示されている符号器構造123から生成される。例示的な実施形態において、変調器102、114、および116は、ＬｉＮｂＯ３マッハ−ツェンダ変調器(LiNbO3 Mach-Zehnder modulator, LN MZM)の形態をとる。変調器114および116は、他の形態で、例えば、(マッハ−ツェンダ構造ではなく)直線構造をもつＬｉＮｂＯ３位相変調器として与えられてもよい。
【００２４】
例えば、組立ておよび処理精度の制限のために、アーム108において正確な１ビットの遅延を達成することができないときは、それに応じて、アーム110内の位相シフタ118における位相変化を調節することによって、これを補うことができる。
【００２５】
図１（ｂ）に示されている構成において、疑似ランダムな２値数列(pseudo-random binary sequence, PRBS)源124からのデータストリームは、最初に、１ビットの持続期間のフィードバックループ127を含む排他的論理和(exclusive-OR, EXOR)ゲート126を使用して、プレコーディングされ、次に、（直列対並列変換器として機能する）１：２の電気デマルチプレクサ（demultiplexer, DeMux）128によって分けられ、それぞれ、ＭＺＭ３ 116およびＭＺＭ２ 114(図１（ａ）参照)を駆動するための偶数ビット系列120と奇数ビット系列122とを形成する。偶数ビット系列120は、ＭＺＭ２ 114で変調するのに使用される前に、アーム108のＣＳ−ＲＺパルスと同期するために、図１（ａ）の参照符号130で示されているように、１ビットの持続期間（Δτ＝Ｔｂ）分遅らされる。
【００２６】
光ＭＳＫ検出のための２つの受信機構成200、250が、図２に示されている。図２（ａ）に示されているように、第１の受信機200は、２本のアーム204、206間にπ／２の位相シフトをもつ１ビット遅延干渉計(delay interferometer, DI)202と、バランス受信機208とから構成されている。図２（ｂ）において、受信機250は、２本のアーム254、256間に０度の位相差をもつ１ビットＤＩ252と、ＥＸＯＲゲート258とを含む。ＥＸＯＲゲート258は、１ビットの持続期間のフィードバックループ259を含み、バランス受信機260の後に位置する。事実上、検出されたデータが、元のデータに対応する同じビットレートおよびパターンをもっていることにおいて、２つの構成200、252は同等であり(equivalent)、その前に、元のデータは、図１（ｂ）を参照して既に記載したように、異なって符号化されており、それについては、より詳しく別途記載される。
【００２７】
図２（ｃ）に示されているように、バランス受信機208および260は、ＤＩ202またはＤＩ252のそれぞれの出力ポートに連結された２つのＰＩＮ検出器270、272から構成されている。ＰＩＮ検出器270、272からの出力は、減算器274に入力され、参照番号276において検出された出力を与える。
【００２８】
図３は、例示的な実施形態において光ＭＳＫを生成および検出するためのビットストリームの例を示している。なお、“Ａ”ないし“Ｆ”は、図１および２に示されている位置に対応する位置におけるデータパターンを示している。より具体的には、“Ａ”は、Ｔｂ＝１／Ｂ＝１００ｐｓで送信することを意図された元のデータストリーム300を示している。“Ｂ”は、ＥＸＯＲゲート126(図１（ｂ）参照)後のプレコーディング後のデータのビットストリーム302を示し、“Ｃ”は、１：２の電気デマルチプレクサ128(図１（ｂ）参照)後のデマルチプレックスされた奇数ビット系列304を示している。“Ｄ”は、１：２の電気デマルチプレクサ128(図１（ｂ）参照)後の１ビットの遅延を加えられたデマルチプレックスされた偶数ビット系列306を示している。“Ｅ”は、ＭＳＫ変調器106(図１（ａ）参照)から出力された送信される光ＭＳＫ信号の位相308および周波数310を示している。最後に、“Ｆ”は、受信機構成200、250(図２参照)における検出された信号312を示している。検出された信号312は、元のデータストリーム300と同じである。
【００２９】
ここで、図１（ａ）に戻って、変調器ＭＺＭ１ 102の出力からのＣＳ−ＲＺパルス列は、デュアルモードの光学場によって概算され得る。
【数１】
2008530900.tif 000003
【００３０】
なお、ｆ０は、光搬送周波数であり、Ｅｉｎは、光学場の振幅である。理想的なデュアルモードのパルス源は、バンドパスフィルタを使用して、ＣＳ−ＲＺパルスの光スペクトル内のより高次のモードを取り除くことによって得ることができることに注意すべきである。
【００３１】
次に、デュアルモードのパルス列は、ＭＳＫ変調器106に入力され、２本のアーム108、110に分けられる。アーム108において、パルスは、１ビット(Δｔ＝１／Ｂ)遅らされ、(ビットレートＢ／２で)偶数系列ビットによって位相変調される。偶数系列ビットは、既に記載されたように、元のデータストリームからデマルチプレックスされ、さらに１ビット遅らされて、そのパルスと同期する。アーム108の光学場は、次のように表現することができる。
【数２】
2008530900.tif 000004
【００３２】
なお、Ｔｂ＝１／Ｂは、ビットの持続期間であり、ａｕｐ＝Ｄａｔａｅｖｅｎ／Ｖπは、ビット値であり、ビットの持続期間内で１または０である。アーム110の光学場は、次のように表現することができる。
【数３】
2008530900.tif 000005
【００３３】
なお、φは、同調可能な位相シフトであり、δは、残余位相である。式（２）において、ｆ０は、Ｂよりも相当により大きく、したがって、ｆ０／Ｂ＞＞１である。しかしながら、２πｆ０／Ｂ＝２Ｎπ＋δと表現することができる。なお、Ｎは大きい整数であり、０＜δ＜２πである。φを調節して、δ−φ＝π／２になるようにして、既に記載したように、２本のアーム108、110に２分の１πの位相差をもたせると、２本のアーム108、110の光学場を結合した後で、ＭＳＫ変調器106の出力は次のようになる。
【数４】
2008530900.tif 000006
【００３４】
なお、ｆ０は、光搬送周波数であり、Ｅｉｎは、光学場の振幅であり、ａｏｄｄおよびａｅｖｅｎは、ビットの持続期間内で０または１のビット値であり、それぞれ、奇数ビット系列122および偶数ビット系列120に対応する。
【００３５】
光学場Ｅｏｕｔ（ｔ）の実数部は、式（５）を与える。
【数５】
2008530900.tif 000007
【００３６】
これは、ディジタル通信におけるＭＳＫ信号の数学的表現と同じである。
【００３７】
ｃｏｓ（πａｏｄｄ（ｔ））＝±１と見なすと、式（５）は、次のようにも表現することができる。
【数６】
2008530900.tif 000008
【００３８】
なお、プラス記号またはマイナス記号は、時間インターバルｋＴｂ≦ｔ≦（ｋ＋１）Ｔｂ内で同じまたは反対のビット値をもつａｏｄｄ（ｔ）およびａｅｖｅｎ(ｔ−Ｔｂ)にそれぞれ対応する。なお、ｋは、整数である。
【００３９】
式（６）は、光ＭＳＫ信号が一定の振幅をもち、図３の“Ｅ”の曲線308に示されているように、その位相が、時間インターバルｋＴｂ≦ｔ≦（ｋ＋１）Ｔｂ内で連続的に線形に、各ビット送信の瞬間（例えば、参照番号314）における傾斜の変動を伴って変化することを示している。この傾斜の変動は、周波数シフトキーイングに対応し、周波数変調310のビットパターンｂ(ｔ)は、図１（ｂ）内の点Ａにおける、差動符号化前の元のデータ300と同じパターンをもつ。
【数７】
2008530900.tif 000009
【００４０】
再び、２πｆ０／Ｂ＝２Ｎπ＋δと表現する。なお、Ｎは、大きい整数であり、０＜δ＜２πである。既に記載したように、φを調節して、δ−φ＝π／２になるようにして、２本のアーム108、110に２分の１πの位相差をもたせ、高周波の光搬送波の項を無くすと、式（７）は、次のようになる。
【数８】
2008530900.tif 000010
【００４１】
ｂ（ｔ）およびｂ（ｔ−Ｔｂ）に“０”または“１”を代入することによって、式（８）は、図３に示されているように、復調されたビットストリーム312が元のデータストリーム300と同じパターンをもつことを示す。
【００４２】
上述の理論的導出は、変調器ＭＺＭ１ 102(図１（ａ）)からのＣＳ−ＲＺパルス列が、理想的なデュアルモードであることを仮定している。なお、より高次のサイドモードは無視される。これは、デューティサイクルを６７％から５０％に低減し、光バンドパスフィルタを使用することによって達成することができる。２Ｖπ未満の駆動スイング（drive swing）でＭＺＭ１ 102を駆動すると、より高次のサイドモードを最小化することもできる。しかしながら、より詳しく別途記載されるように、より高次のサイドモードは、光ＭＳＫ信号の生成に影響を与えず、むしろ、ファイバの分散および非線形効果に対するより良い許容差を達成するのを助けることが分かった。
【００４３】
図１（ａ）を参照すると、例示的な実施形態を示す実験上の設定では、第１の変調器102(ＭＺＭ１)は、１０．７／４ＧＨｚのクロック信号104によって駆動され、１０．７／２ＧＨｚのＣＳ−ＲＺパルス列を出力する。１０．７Ｇｂ／ｓのＭＳＫ変調器106は、ＰＬＣ−ＬＮハイブリッド統合技術を使用して組み立てられている。２２３−１のワード長のＰＲＢＳ源124からの１０．７Ｇｂ／ｓの非ゼロ復帰（non return to zero, NRZ）データは、奇数ビット系列122および偶数ビット系列120に分けられ、各ストリーム122、120は、１０．７／２Ｇｂ／ｓのビットレートをもつ。変調器114、ＭＺＭ２および変調器116、ＭＺＭ３は、およそ２Ｖπ、すなわち、約９Ｖの電圧によって駆動される。ＭＳＫ変調器106の出力は、１０．７Ｇｂ／ｓの光ＭＳＫ信号である。多項式によって生成されたＰＲＢＳを差動符号化すると、オフセットをもつ同じＰＲＢＳが得られるので、（図１（ｂ）の126および図２（ｂ）の258と比較して)ＭＳＫ送信機および受信機の実験上の設定では、ＥＸＯＲゲートは使用されなかった。
【００４４】
図４は、生成された光ＭＳＫ信号のアイパターンおよび光スペクトルを示し、比較のために、ＲＺ−ＤＰＳＫのための光スペクトルも示されている。図４（ａ）に示されているように、光ＭＳＫ信号の光スペクトル400は、ＲＺ−ＤＰＳＫ信号のスペクトル402よりも狭く、さらに加えて、光ＭＳＫスペクトルのサイドローブ、例えば、参照番号404は、より小さい。したがって、光ＭＳＫ信号は、より高いスペクトル効率、より大きい分散許容差を達成し、隣接チャネルからのクロストーク、およびタイトな光フィルタリングから生じるＩＳＩ作用を低減すると予想される。図４（ｂ）および（ｃ）は、図２（ａ）の受信機構成200が使用されるとき、ＤＩ202の２つの出力ポートからの出力が、似た光スペクトル406、408をもつことを示している。出力406および408は、中心周波数に関して鏡像（mirror image）である。これらの２つのスペクトル406、408は、互いに重ね合わせると、光ＭＳＫ信号のスペクトル400を形成する（図４（ａ）の挿入部（Ａ）と比較せよ）。当業者には分かるように、スペクトル406、408は、ＲＺ−ＤＰＳＫ信号で通常得られる対応するスペクトルとは異なる。しかしながら、図２（ｂ）の受信機構成250を使用すると、復調された光ＭＳＫスペクトルは、１つの建設的ポート（constructive port）および１つの破壊的ポート(destructive port)をもつＲＺ−ＤＰＳＫスペクトルのスペクトルに似る。しかしながら、両者の受信機構成において、光ＭＳＫは、ＲＺ−ＤＰＳＫ信号よりも、より狭いスペクトルおよびより小さいサイドローブを示す。
【００４５】
図４(a)内の挿入部（Ｂ）は、(図２（ａ）に示されている受信機構成200を使用した)バランス受信機によって検出されるアイパターン410を示し、図４（ｂ）および（ｃ）内の挿入部（Ｂ）は、ＤＩの２つの出力ポートにおける、光スペクトルに対応するアイパターン412、414を示している。ここでは、ＣＳ−ＲＺパルスを生成するためのＭＺＭ１ 102(図１（ａ）)の駆動スイングは、２Ｖπよりも小さく、より高次のサイドモードにおいて強度が低減される。図４のアイパターン410、412、414は、アイ（eye）の上側部分および下側部分の両者において比較的にフラットな境界を示している。
【００４６】
次に、光ＭＳＫフォーマットと、２つの他の高度な変調フォーマット、すなわち、ＲＺ−ＤＰＳＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)およびＲＺ−ＯＯＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)間の特性の詳細な比較を、市販のソフトウェア、ＶＰＩｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｍａｋｅｒを使用して記載する。ファイバの分散および非線形効果に対する許容差を評価し、比較した。これらは、高度なデータフォーマットの比較における重要な側面である。その残余の動的な分散における潜在的な変化に対する分散許容差が大きいと、とくに、４０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の高ラインレートにおいて、コスト効率の良いリンクの設計およびシステムの設置を容易にするのに非常に望ましい。良い非線形許容差は、信号が、より長距離にわたって、著しい障害を取り込むことなく送信されることを可能にする。
【００４７】
異なるデータフォーマットの分散許容差を評価し、比較するために、シングルモードファイバ(signal mode fiber, SMF)または分散補償ファイバ(dispersion compensation fiber, DCF)の何れかの一方のスパンの変動を経る信号送信をシミュレートし、要求分散レベルを生成した。ファイバ入射電力を十分に制御し、そのような短い距離内で、非線形効果によって生じる電力ペナルティを無視できるものにした。シミュレーションにおいて、ＲＺ−ＯＯＫでは、受信信号は、ＰＩＮ光検出器から構成される受信機によって直接に検出され、一方で、光ＭＳＫおよびＲＺ−ＤＰＳＫでは、受信信号は、１ビット遅延干渉計および２つのＰＩＮフォトダイオードから構成されるバランス受信機を使用して検出された。遅延干渉計の２本のアーム間の位相差は、光ＭＳＫにおいて９０度、ＲＺ−ＤＰＳＫにおいて０度に設定された。受信機モジュール内の電気フィルタのバンド幅は、評価される３つのフォーマットの全てにおいて、１ビットレートに設定された。
【００４８】
図５は、光ＭＳＫフォーマット、ＲＺ−ＤＰＳＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)、およびＲＺ−ＯＯＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)を比較するために、残余分散の関数として、シミュレーションのアイ開口ペナルティ（eye opening penalty）を示している。光ＭＳＫの生成において、ＯＱＰＳＫに対する正弦波の重み付けを達成する２つの技術が検討された。第１の技術では、図１に示されている従来のＣＳ−ＲＺパルスを使用し、一方で、第２の技術では、ＭＺＭ１ 102の後で、追加の光バンドパスフィルタを使用し、より高次のサイドモードを取り除き、理想的なデュアル モード パルスを得た。図５に示されているように、従来のＣＳ−ＲＺパルスを使用して生成された光ＭＳＫフォーマット(曲線500)と、理想的なモードのパルスを使用して生成された光ＭＳＫフォーマット(曲線502)との両者は、ＲＺ−ＤＰＳＫ(曲線504)およびＲＺ−ＯＯＫ(曲線506)と比較して、アイ開口ペナルティによって定められた１ｄＢの分散許容差がより大きいことを示し、従来のＣＳ−ＲＺパルス(曲線500)を使用して生成された光ＭＳＫは、これらのフォーマットの全ての中で最も広い分散許容差をもつ。
【００４９】
ファイバの非線形効果に対する許容差を評価するために、再び、光ＭＳＫフォーマット、ＲＺ−ＤＰＳＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)、およびＲＺ−ＯＯＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)の異なるデータフォーマットで、８×８０ｋｍの送信リンクにわたる１つのチャネル送信をシミュレートした。各スパンは、８０ｋｍのＳＭＦ、および完全に分散を補償する対応するＤＣＦから構成される。２段のエルビウム添加ファイバ増幅器(erbium doped fiber amplifier, EDFA)が、各スパンにおける全ファイバ損失を補償するのに使用され、ＤＣＦの前および後に置かれた。シミュレーションでは、ＤＣＦへの入射電力は、６ｄＢｍに固定し、一方で、ＳＭＦへの入射電力は、累積自己位相変調(self-phase modulation, SPM)を変更するように変えた。シミュレーションでは、増幅された自然放出(amplified spontaneous emission, ASE)雑音をデアクティブにし、ＳＰＭの作用に焦点を当てる。このシミュレーションで使用された受信機モジュールは、分散許容差を評価したものと同じである。
【００５０】
図６は、光ＭＳＫフォーマット、ＲＺ−ＤＰＳＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)、およびＲＺ−ＯＯＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)を比較するために、ファイバ入射電力の関数として、シミュレーションのアイ開口ペナルティを示している。図６は、従来のＣＳ−ＲＺパルスを使用して生成された光ＭＳＫフォーマット(曲線600)と、理想的なモードのパルスを使用して生成された光ＭＳＫフォーマット(曲線602)との両者は、ＲＺ−ＤＰＳＫ(曲線604)およびＲＺ−ＯＯＫ(曲線606)と比較して、ファイバの非線形効果に対してより良い許容差を与え、従来のＣＳ−ＲＺパルスを使用する光ＭＳＫ(曲線600)は、これらのフォーマットの全ての中で最良の非線形許容差を示している。さらに加えて、ファイバ入射電力が、１２ｄＢｍよりも低いときは、従来のＣＳ−ＲＺパルスを使用して生成された光ＭＳＫフォーマット(曲線600)のアイ開口ペナルティは、ファイバ入射電力と共に、負で増加し、一方で、他のフォーマットのアイ開口ペナルティは、正で増加していることにも注意すべきである。この負のペナルティを理解するために、光ＭＳＫ送信機の出力におけるチャープを調べた。変調器ＭＺＭ１(図１（ａ）の102)によって生成された従来のＣＳＲＺパルス列が、正弦波の重み付けに使用されると、図７（ａ）に示されているように、より高次のサイドモードが存在するために、チャープに対する追加の変調(周波数シフトキーイング)があることが分かった。図８（ａ）ないし（ｃ）は、バランス受信機、ＤＩ202の出力ポート１、およびＤＩ202の出力ポート２(それぞれ図２（ａ）と比較せよ）における結果のアイパターン800、802、804を示している。これらは、図４のアイ410、412、414と比較して、アイの上側または下側、あるいはこの両者において、より平坦でない境界を示している。理想的なデュアルモードが、正弦波の重み付けに使用されると、図７（ｂ）から分かるように、チャープに対するこの変調は存在せず、光ＭＳＫ信号のアイ開口ペナルティは、正である(図６の曲線602と比較せよ)。この負のペナルティは、チャープに対する変調のためであり得ると考えられる。
【００５１】
図９は、光ＭＳＫフォーマット、ＲＺ−ＤＰＳＫフォーマット、およびＲＺ−ＯＯＫフォーマット間のクロストークの比較を示している。より具体的には、図９は、従来のＣＳ−ＲＺパルス列を使用した光ＭＳＫ(曲線900)、理想的なデュアルモードを使用した光ＭＳＫ(曲線902)、ＲＺ−ＤＰＳＫ(曲線904)、およびＲＺ−ＯＯＫ(曲線906)に対するスペクトル効率の関数として、電力ペナルティを示している。理解されるように、電力ペナルティがより低く、スペクトル効率がより大きいと、より多くのチャネルを、限られたスペクトルバンド幅に詰め込むことができるか、またはチャネル間隔をより小さくすることができるので、好ましい。図９から分かるように、従来のＣＳ−ＲＺパルスを使用して生成された光ＭＳＫフォーマット(曲線900)と、理想的なモードのパルスを使用して生成された光ＭＳＫフォーマット(曲線902)との両者は、ＲＺ−ＤＰＳＫ(曲線904)およびＲＺ−ＯＯＫ(曲線906)と比較して、より良いクロストーク特性を備え、理想的なデュアルモードのパルスを使用する光ＭＳＫ(曲線902)が、これらのフォーマットの全ての中で最良のクロストーク特性を示している。
【００５２】
図１０は、例示的な実施形態にしたがって、光最小シフトキーイング(ＭＳＫ)変調された信号を生成する方法を説明するフローチャート1000を示している。ステップ1002において、第１の光信号は、クロック周波数をもつクロック信号を利用して、振幅変調され、搬送波を抑圧されたゼロ復帰（carrier suppressed return-to-zero, CS-RZ）の第２の光信号を生成する。ステップ1004において、第２の光信号は、第１のアームおよび第２のアームにおいて３分の１および４分の１の光信号にそれぞれ分割される。ステップ1006において、実質的に１ビットの時間遅延を第１のアームに加え、位相シフトを第２のアームに加え、第１のアームと第２のアームとの位相差がπ／２になるようにする。ステップ1008において、それぞれのビット系列にしたがって、第１および第２のアームにおいて位相変調を加える。ステップ1010において、第１および第２のアームからの第３および第４の信号を、光ＭＳＫ変調された信号に結合する。
【００５３】
図１１は、例示的な実施形態にしたがって、光ＭＳＫ変調された信号を生成するために、入力データストリームを符号化する方法を説明するフローチャート1100を示している。ステップ1102において、入力データストリームは、排他的論理和(exclusive-OR, EXOR)ゲートを利用して、プレコーディングされる。ステップ1104において、プレコーディングされたデータストリームは、偶数ビット系列と奇数ビット系列へ分けられる。ステップ1106において、実質的に１ビットの遅延が、偶数ビット系列に加えられる。
【００５４】
図１２は、例示的な実施形態にしたがって、光ＭＳＫ変調された信号を復号する方法を説明するフローチャート1200を示している。ステップ1202において、光ＭＳＫ変調された信号が、実質的に１ビットの遅延干渉計(delay interferometer, DI)に入力される。ステップ1004において、バランス受信機が、ＤＩの第１および第２の出力ポートにおいて出力信号を検出するのに利用される。
【００５５】
上述の例示的な実施形態における光ＭＳＫ信号の生成および検出は、非常にコンパクトな光スペクトルを示し、これは、高いスペクトル効率、大きい分散許容差、および低いチャネル間のクロストークを達成すると期待される。分散および非線形の許容差のシミュレーション結果の比較により、例示的な実施形態の光ＭＳＫ信号が、ＲＺ−ＤＰＳＫフォーマットおよびＲＺ−ＯＯＫフォーマットと比較して、１ｄＢのアイ開口ペナルティによって定められた分散および非線形の許容差がより良いことが確認された。例示的な実施形態の光ＭＳＫデータ生成方式は、高スペクトル効率のＷＤＭの応用に期待できる。
【００５６】
当業者には、特定の実施形態に示されているように、概略的に記載された本発明の意図または範囲から逸脱することなく、本発明に対する多数のバリエーションまたは変更、あるいはこの両者が作成され得ることが分かるであろう。したがって、本発明の実施形態は、全ての点に関して、例示的であって、限定的ではないと考えられる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１ａ】高速光最小シフトキーイング(minimum shift keying, MSK)送信機100の構成を示す図。
【図１ｂ】符号器構造を示す図。
【図２ａ】光ＭＳＫ検出のための受信機構成を示す図。
【図２ｂ】光ＭＳＫ検出のための別の受信機構成を示す図。
【図２ｃ】図２（ａ）および図２（ｂ）の受信機構成内のバランス受信機の詳細を示す図。
【図３】光ＭＳＫの生成および検出のためのビットストリームを示す図。
【図４ａ】光ＭＳＫ信号の光スペクトルと、ＲＺ−ＤＰＳＫ信号のスペクトルとを示す図。
【図４ｂ】光ＭＳＫ変調された信号のための受信機の１ビット遅延干渉計の２つの出力ポートの一方からのスペクトルおよびアイパターンを示す図(これは、図２（ａ）に示されている受信機構成のみに対して有効である。図２（ｂ）に示されている受信機構成を使用しているときは、当てはまらない。)。
【図４ｃ】光ＭＳＫ変調された信号の受信機の１ビット遅延干渉計の２つの出力ポートの一方からのスペクトルおよびアイパターンを示す図(これは、図２（ａ）に示されている受信機構成のみに対して有効である。図２（ｂ）に示されている受信機構成を使用しているときは、当てはまらない。)。
【図５】光ＭＳＫフォーマット、ＲＺ−ＤＰＳＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)、およびＲＺ−ＯＯＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)を比較するために、残余分散の関数として、シミュレーションのアイ開口ペナルティを示す図。
【図６】光ＭＳＫフォーマット、ＲＺ−ＤＰＳＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)、およびＲＺ−ＯＯＫフォーマット(５０％のデューティサイクル)を比較するために、ファイバ入射電力の関数として、シミュレーションのアイ開口ペナルティを示す図。
【図７ａ】従来のＣＳ−ＲＺパルス列が光ＭＳＫにおける正弦波の重み付けに使用されるときの、より高次のサイドモードが存在することによるチャープ(周波数シフトキーイング)を示す図。
【図７ｂ】理想的なデュアルモードの光信号が光ＭＳＫにおける正弦波の重み付けに使用されるときのチャープ(周波数シフトキーイング)を示す図。
【図８ａ】従来のＣＳ−ＲＺパルス列が光ＭＳＫにおける正弦波の重み付けに使用されるときの、バランス受信機における結果のアイパターンを示す図。
【図８ｂ】従来のＣＳ−ＲＺパルス列が光ＭＳＫにおける正弦波の重み付けに使用されるときの、１ビット遅延干渉計の出力ポート1における結果のアイパターンを示す図。
【図８ｃ】従来のＣＳ−ＲＺパルス列が光ＭＳＫにおける正弦波の重み付けに使用されるときの、１ビット遅延干渉計の出力ポート２における結果のアイパターンを示す図。
【図９】光ＭＳＫ、ＲＺ−ＤＰＳＫ(５０％のデューティサイクル)、およびＲＺ−ＯＯＫ(５０％のデューティサイクル)に対するスペクトル効率の関数として電力ペナルティを示す図。
【図１０】例示的な実施形態にしたがって、光最小シフトキーイング(ＭＳＫ)変調された信号を生成する方法を示すフローチャート1000。
【図１１】例示的な実施形態にしたがって、光ＭＳＫ変調された信号を生成する入力データストリームを符号化する方法を示すフローチャート1100。
【図１２】例示的な実施形態にしたがって、光ＭＳＫ変調された信号を復号する方法を示すフローチャート1200。
【符号の説明】
【００５８】
100・・・光最小シフトキーイング送信機、108,110,204,206,252,256・・・アーム、112・・・１ビット遅延素子、118・・・位相シフタ、123・・・符号器構造、127,259・・・１ビットの持続期間のフィードバックループ、200,208,250,260・・・受信機構成、202,252・・・遅延干渉計、270,272・・・遅延干渉計、274・・・減算器、276・・・出力、300,302・・・データストリーム、304・・・奇数ビット系列、306・・・偶数ビット系列、308・・・光ＭＳＫ信号の位相、310・・・光ＭＳＫ信号の周波数、312・・・検出された信号、400・・・光ＭＳＫ信号の光スペクトル、402・・・ＲＺ−ＤＰＳＫ信号のスペクトル、404・・・光ＭＳＫスペクトルのサイドローブ、406,408・・・光スペクトル、410,412,414,800,802,804・・・アイパターン、1000・・・光ＭＳＫ変調された信号を生成する方法を示すフローチャート、1100・・・入力データストリームを符号化する方法を説明するフローチャート、1200・・・光ＭＳＫ変調された信号を復号する方法を説明するフローチャート。
【図１ａ】
2008530900.tif 000011
【図１ｂ】
2008530900.tif 000012
【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図２ｃ】
2008530900.tif 000015
【図３】
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【図４ａ】
2008530900.tif 000017
【図４ｂ】
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【図４ｃ】
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【図５】
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【図６】
2008530900.tif 000021
【図７ａ】
2008530900.tif 000022
【図７ｂ】
2008530900.tif 000023
【図８ａ】
2008530900.tif 000024
【図８ｂ】
2008530900.tif 000025
【図８ｃ】
2008530900.tif 000026
【図９】
2008530900.tif 000027
【図１０】
2008530900.tif 000028
【図１１】
2008530900.tif 000029
【図１２】
2008530900.tif 000030
【国際調査報告】
2008530900.tif 000031
2008530900.tif 000032
2008530900.tif 000033