(57)【要約】  フィルタは、分割給電線路の間に、分割給電線路と同じ面に配置された、結合共振器対を有する。フィルタは二対の共振器を有する。分割給電線路の結合支線路は互いに実質的に平行である。共振器は結合支線路において分割給電線路と結合する。それぞれの対の共振器は相互にも結合する。この構造形態は高い近接周波数除去能力をもつ楕円関数応答帯域フィルタを有効に形成する。フィルタは縦続して、向上した周波数除去を提供することができる。さらに、この構造形態は標準的リソグラフィ技術を用いて比較的低費用で作成することができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタにおいて、
第１の結合支線路及び第２の結合支線路に接続された第１の幹線路を有する第１の給電線路、
第３の結合支線路及び第４の結合支線路に接続された第２の幹線路を有し、前記第１の結合支線路が前記第３の結合支線路に実質的に平行であり、前記第２の結合支線路が前記第４の結合支線路に実質的に平行である、第２の給電線路、及び
前記第１の給電線路と前記第２の給電線路と同じ面に配置された４つのリング共振器であって、前記４つのリング共振器が前記給電線路に結合されて第１の共振回路を形成するように、前記リング共振器の内の２つが前記第１の結合支線路と前記第３の結合支線路の間に配置される第１の対を形成し、前記リング共振器の内の別の２つが前記第２の結合支線路と前記第４の結合支線路の間に配置される第２の対を形成する、４つのリング共振器、
を備えることを特徴とするフィルタ。
【請求項２】
それぞれの前記リング共振器のそれぞれの辺の長さが選択された中心波長の実質的に４分の１波長であり、前記フィルタの通過帯域の中心が実質的に前記選択された中心周波数にあることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項３】
少なくとも１つの前記リング共振器が正方形リング共振器であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項４】
前記正方形リングのそれぞれの辺の長さが選択された中心周波数の実質的に１/４波長であり、前記フィルタの通過帯域の中心が実質的に前記選択された中心周波数にあることを特徴とする請求項３に記載のフィルタ。
【請求項５】
それぞれの前記正方形共振器の一辺に隣接するそれぞれの前記結合支線路の一部が結合点を形成し、それぞれの前記結合点が実質的に１/４波長結合器であることを特徴とする請求項４に記載のフィルタ。
【請求項６】
前記給電線路及び前記リング共振器が基板上の導電性信号層構造体であることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項７】
前記第１の結合支線路と前記第３の結合支線路の間の第５のリング共振器及び前記第２の結合支線路と前記第４の結合支線路の間の第６のリング共振器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項８】
それぞれの前記リング共振器が隣接する共振器における共振に影響し、よって前記フィルタの通過帯域が定められて、前記フィルタが同調調整されるように、前記リング共振器が互いに対して配置されることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項９】
電磁スペクトルの比較的低い無線周波数領域で動作するように構成されることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項１０】
電磁スペクトルのマイクロ波領域で動作するように構成されることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項１１】
電磁スペクトルのミリ波領域で動作するように構成されることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項１２】
前記第１の共振回路に直列に第２の共振回路をさらに備え、前記第２の共振回路が、
第５の結合支線路及び第６の結合支線路に接続された第３の幹線路を有する第３の給電線路、
第７の結合支線路及び第８の結合支線路に接続された第４の幹線路を有し、前記第５の結合支線路が前記第７の結合支線路に実質的に平行であり、前記第６の結合支線路が前記第８の結合支線路に実質的に平行である、第４の給電線路、及び
前記第３の給電線路及び前記第４の給電線路と、直交して、同じ面に配置された第２の組の４つのリング共振器であって、前記第２の組の４つのリング共振器が前記第３の給電線路及び前記第４の給電線路に結合されて第２の共振回路を形成するように、前記第２の組のリング共振器の内の２つが前記第５の結合支線路と前記第７の結合支線路の間に配置され、前記第２の組のリング共振器の内の別の２つが前記第６の結合支線路と前記第８の結合支線路の間に配置される、第２の組の４つのリング共振器、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項１３】
前記フィルタが帯域フィルタであることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項１４】
フィルタリング方法において、
第１の給電線路及び第２の給電線路を提供する工程、
前記給電線路と、実質的に直交して、同じ面に配置された、２つのリング共振器からなる２つの対として構成された４つのリング共振器を提供する工程、及び
前記第１の給電線路に連なる第１の対の結合支線路及び前記第２の給電線路に連なる第２の対の結合支線路を、前記第１の対の結合支線路が前記第２の対の結合支線路に実質的に平行であり、前記給電線路が前記４つのリング共振器に結合して第１の共振回路を形成するように、提供する工程、
を有してなることを特徴とする方法。
【請求項１５】
比較的低い無線周波数で動作するように、前記第１の給電線路、前記第２の給電線路、前記４つのリング共振器及び前記結合支線路を構成する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
マイクロ波周波数で動作するように、前記第１の給電線路、前記第２の給電線路、前記４つのリング共振器及び前記結合支線路を構成する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
ミリ波周波数で動作するように、前記第１の給電線路、前記第２の給電線路、前記４つのリング共振器及び前記結合支線路を構成する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】
４つのリング共振器を提供する前記工程が実質的に正方形のリング共振器を提供する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１９】
４つのリング共振器を提供する前記工程が正方形リング共振器を提供する工程をさらに含み、それぞれの前記正方形リングのそれぞれの辺の長さが選択された中心周波数の実質的に１/４波長であり、フィルタの通過帯域の中心が実質的に前記選択された中心周波数にあることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記第１の共振回路と直列の第２の共振回路を、前記第１の共振回路及び前記第２の共振回路が明確に定められた通過帯域を有する帯域フィルタを形成するように、提供する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項２１】
前記第１の給電線路、前記第２の給電線路、前記４つのリング共振器及び前記結合支線路を、プリント配線基板技術を用いて、基板の同じ面上の構造体として形成する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項２２】
前記第１の給電線路、前記第２の給電線路、前記４つのリング共振器及び前記結合支線路を、薄膜技術を用いて、基板の同じ面上の構造体として形成する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項２３】
前記第１の給電線路に第１の信号を印加する工程、及び
前記第２の給電線路から、前記共振器によってフィルタリングされた濾波信号である、第２の信号を受け取る工程、
をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項２４】
フィルタにおいて、
入力信号を受け取るように構成された入力、
出力信号を提供するように構成された出力、
平面の二等分線を定める前記入力と前記出力の中間線、及び
前記入力と前記出力の間に対称に配置された一組の共振器であって、少なくとも２つの共振器が前記二等分線の一方の側で実質的に前記平面内に配置され、少なくとも２つの別の共振器が前記二等分線の他方の側で実質的に前記平面内に配置され、前記一組の共振器が、前記出力信号を前記入力信号に基づかせる、前記入力と前記出力の間の信号結合を提供する、一組の共振器、
を備えることを特徴とするフィルタ。
【請求項２５】
前記入力が、
前記入力信号を受け取るように構成された第１の末端及び第２の末端を有する入力給電線路、及び
一組の入力結合支線路であって、それぞれの前記入力結合支線路が前記入力給電線路に実質的に垂直な態様で前記入力給電線路の前記第２の末端から延びる、一組の入力結合支線路、
を有し、前記フィルタの前記出力が、
前記出力信号を提供するように構成された第１の末端及び第２の末端を有する出力給電線路、及び
一組の出力結合支線路であって、それぞれの前記出力結合支線路が前記出力給電線路に実質的に垂直な態様で前記出力給電線路の前記第２の末端から延びる、一組の出力結合支線路、
を有し、
前記入力結合支線路が前記出力結合支線路に実質的に平行であり、偶数個の共振器が前記一組の入力結合支線路と前記一組の出力結合支線路の間に一列に配置されていることを特徴とする請求項２４に記載のフィルタ。
【請求項２６】
前記一組の入力結合支線路が第１の直線縁端を定め、前記一組の出力結合支線路が第２の直線縁端を定め、それぞれの前記共振器が、前記第１の直線縁端及び前記第２の直線縁端のいずれとも隣接する、実質的に正方形の形状を有することを特徴とする請求項２５に記載のフィルタ。
【請求項２７】
送信器において、
入力信号を提供するように構成された信号源回路、
出力信号を送るように構成された出力回路、及び
前記信号源回路に結合された入力、前記出力回路に結合された出力及び一組の共振器を有し、前記入力と前記出力の中間線が平面の二等分線を定め、少なくとも２つの共振器が前記二等分線の一方の側で実質的に前記平面内に配置され、少なくとも２つの別の共振器が前記二等分線の他方の側で実質的に前記平面内に配置され、前記一組の共振器が、前記出力信号を前記入力信号に基づかせる、前記入力と前記出力の間の信号結合を提供する、フィルタ、
を備えることを特徴とする送信器。
【請求項２８】
受信器において、
入力信号を受け取るように構成された入力回路、
出力信号を与えるように構成されたレンダリング回路、及び
前記入力回路に結合された入力、前記レンダリング回路に結合された出力及び一組の共振器を有し、前記入力と前記出力の中間線が平面の二等分線を定め、少なくとも２つの共振器が前記二等分線の一方の側で実質的に前記平面内に配置され、少なくとも２つの別の共振器が前記二等分線の他方の側で実質的に前記平面内に配置され、前記一組の共振器が、前記出力信号を前記入力信号に基づかせる、前記入力と前記出力の間の信号結合を提供する、フィルタ、
を備えることを特徴とする受信器。
【請求項２９】
信号をフィルタリングするための方法において、
入力信号を捕捉する工程、
フィルタリング構造の出力上に出力信号を生成するために前記フィルタリング構造の入力に前記入力信号を印加する工程であって、前記フィルタリング構造は一組の共振器を有し、前記入力と前記出力の中間線が平面の二等分線を定め、少なくとも２つの共振器が前記二等分線の一方の側で実質的に前記平面内に配置され、少なくとも２つの別の共振器が前記二等分線の他方の側で実質的に前記平面内に配置され、前記一組の共振器が、前記出力信号を前記入力信号に基づかせる、前記入力と前記出力の間の信号結合を提供する、工程、及び、
前記出力から前記出力信号を伝達する工程、
を含むことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はフィルタに関し、特に結合リング共振器対帯域フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電気回路内のフィルタは選択された信号を「通過」させ、同時に他の信号を遮断する。フィルタの一タイプは帯域フィルタである。一般的な帯域フィルタは、特定の周波数範囲の信号は通過させるが、他の周波数の信号は遮断する、電気素子または電気回路である。
【０００３】
帯域フィルタは、ラジオ、テレビ、コードレス電話または携帯電話、無線通信システム、レーダー、センサ及びあるタイプの製造測定／計装システムなどの装置の電気回路に用いられることが多い。これらの装置は電磁波を用いて信号を送受する。
【０００４】
送信器における帯域フィルタの第一義的な機能は出力スペクトルの帯域幅を制限することである。受信器において、帯域フィルタは受信器に選択された範囲の周波数を受信させ、不要な周波数の信号は除去する。帯域フィルタは受信器の信号対雑音（感度）の最適化も行う。送信用途及び受信用途のいずれにおいても、用いられる通信モード及び通信速度に対して最適な帯域幅を有する、上手に設計された帯域フィルタは、システムに伝達され得る信号の数を最大化し、信号間の干渉または競合を最小限に抑える。
【０００５】
エレクトロニクスにおけるフィルタの用途の一例はマイクロ波通信、すなわち、電磁スペクトルのマイクロ波領域における信号を用いる無線通信である。高周波における動作を目的とした従来のフィルタ構成には、端結合フィルタ、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタ、誘電体共振器フィルタ及び導波路フィルタがある。マイクロ波通信に用いられる別のタイプの従来型フィルタは、２つの正方形ループ共振器を有し、正方形ループ共振器がコア材料の両面に、ループの中心が互いにオフセットされて、配置されている、フィルタである。このタイプのフィルタは、例えば、プリント配線基板の２つの層で実現することができる。動作において、正方形ループ共振器は互いに交差結合し、よって、それぞれが他方の電気応答に影響して、マイクロ波通信に有用な信号をつくる。このフィルタの応答は、共振器の相対位置におけるオフセット量を変えることによって制御される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来型フィルタの構成及び動作には様々な難点から生じる問題がある。例えば、従来の信号フィルタリング技術では一般に、不要周波数が選択された通過周波数に近い場合には、十分なフィルタリングが行われない。このため、不要信号の遮断に困難が生じることが多い。このような状況において、フィルタは一般に、熱雑音を帯域制限するため並びに影像周波数及びその他の近接スプリアス信号を除去するために用いられる。高周波数帯域フィルタに対する要請には一般に、小型の構造形態、狭く厳密な通過帯域、高い近接周波数除去及び低い総製造／同調調整費用がある。上述した従来の、端結合フィルタ、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタ、誘電体共振器フィルタ及び導波路フィルタでは、共振器構造形態が、比較的高い費用がかかり、かさばり、同調調整が困難である。所望の周波数を通過させるための感度が高く、同時に近接する望ましくない周波数は除去する、帯域フィルタのための方法及び装置を有することが未だに望まれている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の実施形態は、結合リング共振器構造形態を有する新規なフィルタリング構造を用いる、フィルタリングのための技法を提供することにより上記の欠点をかなり克服する。そのような構造は、高近接周波数除去楕円応答を提供することから、帯域フィルタリングに良く適している。そのような構造により、小さく、挟帯域のフィルタが得られる。さらに、この構造形態は、比較的低費用の標準的なリソグラフィ技術を用いて実現できる点で有利である。
【０００８】
さらに詳しくは、本発明の実施形態はフィルタ回路において給電線路に直交して配置されたリング共振器対を用いる方法及び装置を提供する。給電線路は２つの共振器対との結合のために分割される。それぞれの共振器対の共振器は互いに結合し、給電線路とも結合する。フィルタ回路を同調調整して選択された周波数を通過させるために、別の共振器に対する共振器の配置及び共振器結合長が用いられる。給電線路に対する共振器配置及び共振器幅もフィルタ回路を同調調整するために用いられる。一実施形態において、この構造形態は高近接周波数除去能力をもつ楕円関数応答帯域フィルタを有効に形成する。さらに、本発明の実施形態のそのような構造形態は、プリント配線基板製造または薄膜製造において用いられる技術などの、標準的なリソグラフィ技術によって比較的低費用で作成することができる。
【０００９】
フィルタのそのような実施形態の１つは、第１の結合支線路及び第２の結合支線路に接続された第１の幹線路を有する第１の給電線路並びに第３の結合支線路及び第４の結合支線路に接続された第２の幹線路を有する第２の給電線路を有し、第１の結合支線路は第３の結合支線路に実質的に平行であり、第２の結合支線路は第４の結合支線路に実質的に平行である。本実施形態はさらに、第１及び第２の給電線路と同じ平面上に配置された４つのリング共振器を有し、４つのリング共振器が給電線路に接続されて第１の共振回路を形成するように、リング共振器の内の２つは第１の結合支線路と第３の結合支線路の間に配置され、リング共振器の内の別の２つは第２の結合支線路と第４の結合支線路の間に配置される。この構造形態の共振回路は、選択された周波数の信号は通過させるが近接周波数は遮断できる、明確な通過帯域を提供する。
【００１０】
本発明の別の実施形態において、それぞれのリング共振器は、それぞれの辺の長さが実質的に４分の１波長（λ/４）であり、選択された周波数を実質的に中心とする通過帯域を与える。したがって、共振器長を波長に比例して拡縮することによって、フィルタの通過帯域中心を特定の周波数におくことができる。
【００１１】
本発明の別の実施形態において、それぞれのリング共振器は正方形リング共振器である。正方形リング共振器は給電線路と、また相互に、円形リング共振器よりも有効に結合する。本発明の別の実施形態において、正方形リング共振器のそれぞれの辺の長さは実質的に、選択された中心周波数の４分の１波長（λ/４）である。さらに、それぞれの結合支線路のそれぞれの正方形リング共振器の辺に隣接する部分が結合点を形成し、それぞれの結合点は４分の１波長結合器である。これにより、共振回路全体にわたる平衡共振が得られる。
【００１２】
本発明の別の実施形態において、給電線路、結合支線路及びリング共振器は基板上の導電性信号層構造体である。本発明のそのような実施形態において、開示される本発明の特徴を用いて形成される帯域フィルタは回路の一部である。
【００１３】
本発明の別の実施形態において、帯域フィルタはさらに、第１の結合支線路と第３の結合支線路の間に第５のリング共振器を有し、第２の結合支線路と第４の結合支線路の間に第６のリング共振器を有する。帯域通過フィルタの追加の共振器により、通過帯域の境界限定が向上する。
【００１４】
本発明の別の実施形態において、リング共振器は、それぞれのリング共振器が隣接する共振器の共振に影響し、よって帯域フィルタの通過帯域が定められるように、互いに対して配置される。リング共振器の相互配置により帯域フィルタが有効に同調調整される。
【００１５】
本発明の実施形態において、帯域フィルタは電磁スペクトルの比較的低い無線周波数領域で動作するように構成される。このようにしておけば、選ばれる周波数にしたがって、帯域フィルタの構造の寸法が比較的低い無線周波数の範囲から変えられる。
【００１６】
本発明の別の実施形態において、上述したようなリング共振器を有する第１の共振回路及び上述したようなリング共振器を有する第２の共振回路が直列に接続される。これはフィルタの「縦続」とも称される。直列接続されたフィルタは１つのフィルタだけの場合よりもさらに急峻な通過帯域を与える。
【００１７】
本発明の方法実施形態は、第１の給電線路及び第２の給電線路を提供する工程、給電線路に対して直交配置された一対のリング共振器を提供する工程及び、給電線路が一対のリング共振器に結合して第１の共振回路を形成するように、それぞれの給電線路に連なる結合支線路を設ける工程を含む、フィルタリングの方法を含む。
【００１８】
本発明の別の実施形態において、本方法はさらに、少なくとも２つのリング共振器を、それぞれのリング共振器が隣接する共振器に影響し、よって帯域フィルタの通過帯域が定められて、帯域フィルタが同調調整されるように、互いに対して配置する工程を含む。
【００１９】
本発明の別の実施形態において、本方法はさらに、第１の給電線路、第２の給電線路、少なくとも二対のリング共振器及び結合支線路を比較的低い無線周波数で動作するように構成する工程を含む。
【００２０】
本発明の別の実施形態において、本方法はさらに、第１の給電線路、第２の給電線路、少なくとも二対のリング共振器及び結合支線路を、プリント配線基板技術を用いて基板の同じ面上の構造体として形成する工程を含む。本発明の別の実施形態において、本方法はさらに、第１の給電線路、第２の給電線路、リング共振器及び結合支線路を、薄膜技術を用いて基板の同じ面上の構造体として形成する工程を含む。このようにすれば、比較的低費用の標準的な製造技術を用いて帯域フィルタを構成することができ、よって、帯域フィルタを比較的安価にし、実施を容易にすることができる。
【００２１】
本発明の上記及びその他の目的、特徴及び利点は、様々な図面を通して同様の参照符号が同じ要素を指す、添付図面に示されるような、本発明の特定の実施形態の以下の説明から明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
無線通信では、小型で、挟帯域であり、高近接信号除去を提供する、フィルタが得られるフィルタ構造形態が必要とされる。本発明の実施形態はそのようなフィルタを与える結合リング共振器構造形態についての機構及び手法を提供する。さらに、本発明の実施形態は、プリント配線基板製造または半導体製造に用いられる技術などの、比較的低費用の標準的なリソグラフィ技術を用いて実現できる点で有利である。本発明の実施形態は二対のリング共振器を有する。一構成において、リング共振器は、互いに横並びに、また入力線路及び出力線路に対して直交して、配置される。一構成において、共振器は正方リング共振器である。それぞれのリング共振器の辺の長さは実質的に回路動作周波数のλ/４に同調調整される。入力線路及び出力線路は構成内にある全てのリング共振器との結合のために分割される。それぞれのリング共振器は、リングと給電線路がλ/４結合器を実質的に形成するような態様で分割給電線路に対して配置される。本発明のフィルタ構造形態の一実施形態によって達成される楕円関数応答により、等価なチェビシェフフィルタよりも１０％狭い帯域幅及び高い除去が可能になる。
【００２３】
図１〜６は、特に高周波数用途に用いられるフィルタについて、フィルタ及びフィルタ信号応答の理解を読者が得られるように提示される。例えば、無線通信においては、無線信号及び搬送波が信号ミクサーへの入力であり、それぞれの周波数が変えられる。この変換を行う際に、回路または環境またはこれらの組合せによってスプリアス信号が不作為に生じる。多くの場合、スプリアス信号は所望の信号に極めて近い。図１は、従来型フィルタ回路における周波数対信号のグラフ１００であり、グラフは所望の信号及びスプリアス信号を示す。グラフにおいて、横軸はヘルツを単位として測定された周波数であり、縦軸は振幅である。選択された通過周波数１０５は最大信号振幅を有する信号である。所望の周波数の両側に、所望の信号１０５に近接してスプリアス信号１１０がある。従来型フィルタでは、所望の信号を通過させるが、スプリアス信号、特に近接スプリアス信号は遮断するような、挟い帯域だけを通過させる帯域フィルタは得られない。しかし、本発明の実施形態では、一帯域の信号は通過させるが、その他の周波数は、それらが通過周波数に近くとも、遮断することが可能になる。
【００２４】
特に、現今のマイクロ波システムでは、通過帯域における線形位相すなわち平坦な群速度とともに、低い挿入損失及び高い感度をもつ、高性能で挟帯域の帯域フィルタが必要とされる。これらの基準は一般に、楕円関数応答を有する従来型フィルタによって満たされる。一般に楕円関数応答フィルタ特性の実現には隣接していない共振器の間の交差結合が必要である。
【００２５】
図２は、チェビシェフフィルタ応答を与える、従来型５共振器−端結合帯域フィルタの基板上の素子の上面図である。これらの素子の一構成において、素子はプリント配線基板上のプリント信号層素子である。これらの素子の別の構成において、素子は基板上に薄膜技術を用いて作成される。
【００２６】
図２の従来型帯域フィルタは、重畳する、端結合態様で縦続された、複数の半波長共振器で構成される。この従来型帯域フィルタ１５０は、第１の給電線路１５５-１及び第２の給電線路１５５-２を有する。それぞれの給電線路１５５は１/４波長結合器１６５に接続された１/４波長トランス１６０を有する。第１の給電線路１５５-１と第２の給電線路１５５-２の間に、５−縦続半波長共振器または導波路１７０-１，１７０-２，１７０-３，１７０-４，１７０-５（一括して１７０）を有する５ノード共振器がある。それぞれの半波長共振器１７０の長さは、選択された中心周波数の１/２波長である。それぞれの半波長共振器１７０はストリップの実質的な中心点に接地点を有する。それぞれの半波長共振器１７０はさらに半波長共振器１７０の両端で開放である。図２において、接地及び開放は半波長共振器１７０-１について示されている。
【００２７】
図２の従来型フィルタにおいて、半波長共振器１７０は互いに、また給電線路１/４波長結合器１６５とも、端結合されている。すなわち、第１の給電線路１５５-１の１/４波長結合器１６５-１は隣接する半波長共振器１７０-１に端結合され、第２の１/４波長結合器１６５-２は隣接する半波長共振器１７０-５に端結合される。中間の３つの共振器１７０-２，１７０-３，１７０-４はそれぞれの両端で共振器１７０-１，１７０-５に端結合される。それぞれの半波長共振器の中点、すなわち接地点は基準点である。基準点から半波長共振器の末端まで振動の１/４波がある。共振器１７０は特定の周波数帯域でしか共振しない。それぞれの共振器１７０が僅かにオフセットされていれば、より広い通過周波数帯域が形成される。共振器１７０は相互に作用する。共振器１７０間の間隙が大きければ、共振器間の相互作用は弱くなる。共振器１７０間の間隙が小さければ、それぞれの共振器は隣接する共振器に重なる。
【００２８】
フィルタの急峻度を高めるための従来の解決策は、図２に示される帯域フィルタにおけるようにいくつかの共振器を縦続することであった。実際には、多くの従来型共振器が回路内で組み合されると、必ずしも所望の出力が得られない。共振器を付加していくことでフィルタの急峻度が高められるにつれて、挿入損失及び帰還損失が悪化し、フィルタの製造性も悪化する。
【００２９】
図３Ａは図２の共振器１７０に対する基本的な直列共振器表現２００を示す。半波長共振器１７０に対する共振器表現２００はインダクタンス成分２０５及びキャパシタンス成分２１０を有する。
【００３０】
図３Ｂは従来型フィルタに対する半波長共振器１７０の通過帯域応答の振幅対周波数のグラフを示す。キャパシタをインダクタと組み合せると、非常に急峻な周波数特性を有する回路を作成することが可能である。キャパシタンス及びインダクタンスを有する回路は、式１：
【数１】
2008508788.tif 000003
【００３１】
に示されるように、キャパシタンスとインダクタンスの積の平方根に反比例する共振周波数を有する。
【００３２】
インダクタとキャパシタの相反する挙動のため、並列インダクタ／キャパシタ（ＬＣ）共振回路の理論インピーダンスは共振周波数Ｆ共振において無限大になり、この結果、理論的に、図３Ｂに示されるピーク２１５と同様に、共振周波数において回路応答にピークが生じる。実際には、インダクタ及びキャパシタにおける損失のため、応答ピークの急峻性が制限される。
【００３３】
図４は仮構の従来型帯域フィルタの通過帯域応答の出力電力対周波数のグラフ２５０である。図４は、従来型帯域フィルタの期待される信号応答を示すため及び、図２に示されるフィルタによってつくられるタイプの応答を有する濾波信号応答の要素を説明するために、ここに含められる。図４は、周波数ｆ１２５５と周波数ｆ２２６０の間の、共振周波数ｆ０２６５をほぼ中心とする、通過帯域を示す。遮断周波数、ｆ１２５５及びｆ２２６０は、出力信号電力がｆ０２６５における出力信号レベルの１/２に低下する周波数である。周波数間の差の値、すなわち（ｆ１−ｆ２）がフィルタ帯域幅を定める。周波数ｆ１２５５と周波数ｆ２２６０の間の周波数範囲がフィルタ通過帯域である。図４は望ましい帯域フィルタ応答曲線の態様を示すために含められる。曲線の立ち上がり端及び立ち下がり端は裾２７０と呼ばれる。理想的には、帯域フィルタ応答曲線の裾２７０は急峻であり、帯域幅応答２７５は平坦であり、裾が曲線の上部に合する肩２８０は丸くならない。図４のグラフは従来技術の帯域フィルタを用いたときに得られる典型的な応答である。近接スプリアス周波数をフィルタリングするための通過帯域応答には応答曲線の全ての態様において改善が必要である。
【００３４】
図５Ａは、図２の帯域フィルタの、パーツ表示による、部分回路図を示し、図２の結合ストリップライン帯域フィルタをモデル化するためにここに提示される。図２の給電線路１５５はＶ入力１５５-１’リード及びＶ出力１５５-２’リードで表されている。図２のそれぞれの共振器１７０は、ここでは共振器概念図１７０’で表されている。それぞれの回路コンポーネントは隣接コンポーネントに影響されて、図５Ｂに示される応答を与える。
【００３５】
図５Ｂは図５Ａに示されるタイプの帯域フィルタ回路の出力信号の振幅対周波数のグラフを示す。（破線で示される）応答曲線は（実線で示される）回路内の個々の共振器のそれぞれの応答が複合された結果である。上述したように、フィルタの急峻性を高めるための従来技術の解決策は、図２に示され、図５Ａに表される帯域フィルタにおけるように、多くの共振器を導入することであった。図５Ｂに示される回路応答が図４に示される回路応答と同様であることに注意すべきである。しかし、上述したように、共振器を付加していくことでフィルタの急峻性が高められていくにつれて、フィルタの電気特性は悪化する。
【００３６】
図６は、図２の従来技術のフィルタのシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフである。図６のグラフは振幅対周波数のグラフであり、振幅は規格化されてデシベルで与えられている。曲線Ｓ２１３００は図２の従来技術の帯域フィルタ１５０のシミュレーションによる通過帯域応答の例である。図からわかるように、曲線３００の裾３０５-１，３０５-２はそれほど急峻ではなく、したがって図２の帯域フィルタ１５０による近接周波数遮断能力は最適ではないであろうということがわかる。図２の帯域フィルタの構造形態の最小帯域幅は中心周波数のほぼ１０％である。通過帯域の挟化は、周囲回路及び環境に対してこの構造形態の通過帯域「形状」を非常に敏感にする、半波共振器間の間隙の広化を意味する。図２に示されるような端結合フィルタの近接周波数除去を強めるために、構成に追加の半波共振器をさらに付加して、フィルタの裾の急峻性を高めることができる。しかし、追加の極の付加はフィルタの性能及び製造性（すなわち再現性）を悪化させる。
【００３７】
本発明は、給電線路間に、直交して、すなわち重なり合わずに、配置されるリング共振器を採用する。そのような構成により、先に開示されたフィルタに比較して近接スプリアス信号を遮断できる能力を向上させる、急峻な裾を有する、厳密に定められた通過帯域が得られる。
【００３８】
図７は本発明の原理にしたがう結合リング帯域フィルタの基板上の素子の上面図である。結合リング帯域フィルタは、給電線路の間に直交して配置され、給電線路に結合された、複数のリングで構成される。本明細書における結合は電磁結合を意味し、物理的な接続は必要ではない。フィルタについての代表的な動作範囲は、電磁スペクトルの高周波数範囲である。この範囲には、一般に３×１０９Ｈｚより低い周波数と定義される比較的低い無線周波数範囲（ＲＦ）、一般に３×１０９Ｈｚ〜３×１０１０Ｈｚの範囲の周波数と定義されるマイクロ波範囲、及び一般に３×１０１０Ｈｚ〜３×１０１１Ｈｚの範囲の周波数と定義されるミリ波範囲が含まれる。
【００３９】
一構成において、図７に示される素子はマイクロストリップ回路として実現される。マイクロストリップにおいて、素子はコア材料の上面上の信号面層の一部であり、コア材料はコア材料の背面に接地面を有する。マイクロストリップの接地面は一般に金属被膜層である。第２の構成において、図７に示される素子は、素子が、例えば、多層プリント配線基板に埋め込まれた信号層の一部である、ストリップラインとして実現される。コア材料の外側、すなわち構造の外側には、接地面としてはたらく金属被膜層がある。第３の構成において、図７に示される素子は、接地が素子と同じ面に配置される、共面導波路として実現される。これらの構成は、プリント配線基板技術または薄膜技術のような、標準的なリソグラフィ技術を用いて作成することができる。
【００４０】
図７の結合リング帯域フィルタ４００は第１の給電線路４０５-１及び第２の給電線路４０５-２を有する。動作において、一方の給電線路は入力であり、他方の給電線路は出力であるが、回路は対称的であり、よって入力及び出力は、簡潔さのため、同一用語で示される。給電線路４０５-１，４０５-２の中心は実質的に、回路４００の面の二等分線を定める中間線上にある。それぞれの給電線路４０５は分割され、幹線路４１０を有し、幹線路４１０は幹線路４１０の両側に延びる２本の結合支線路４２０を有する横材に実質的に垂直に接続される。結合支線路４２０への接続点４０７に、それぞれの幹線路４１０は１/４波長トランス４１５を有する。本用途におけるトランスはインピーダンス変成器であり、一方の線路のインピーダンスを他方の線路の異なるインピーダンスと整合させる１/４波長素子である。第１の給電線路４０５-１の結合支線路４２０-１は第２の給電線路４０５-２の結合支線路４２０-２と実質的に平行である。入力結合支線路は第１の直線縁端を形成し、出力結合支線路は第２の直線縁端を形成する。それぞれの結合支線路４２０は１/４波長トランス４２５及び１/４波長結合器４３０を有し、トランス４２５はそれぞれの結合支線路４２０上のそれぞれの結合器４３０対の間にある。
【００４１】
第１の給電線路４０５-１と第２の給電線路４０５-２の間の、給電線路と同じ面に、複数のリング形共振器４３５がある。共振器４３５の内の２つが中間線４０９の一方の側にあり、共振器４３５の内の２つが中間線４０９の他方の側に配置されるように、共振器４３５が配置される。リング形共振器４３５は給電線路４０５との、また相互の、よりよい結合を提供するための直線領域を有し、よって、それぞれのリング形共振器４３５は概ね正方形である。すなわち、それぞれの共振器４３５は正方形状を有する。それぞれのリング形共振器４３５の各辺の長さは実質的に４分の１波長（λ/４）である。選択される周波数は、フィルタ４００の通過帯域の実質的に中心となる、共振周波数である。選択される周波数は、基本的に、帯域フィルタ４００によって通過させられるべき周波数である。それぞれのリング形共振器４３５は理論的開放端及び理論的接地を有する。さらに、それぞれのリング形共振器４３５は第１の給電線路４０５-１上の第１の結合器４３０-１と結合し、第２の給電線路４０５-２上の第２の結合器４３０-２とも結合する。リング形共振器４３５は互いに端結合し、給電線路１/４波長結合器４３０とも端結合する。
【００４２】
リング共振器４３５は特定の周波数帯域でしか共振しない。リング共振器４３５は対で相互作用する。対のそれぞれのリング共振器４３５は隣接する共振器と相互作用して他方の共振器の共振周波数に影響を与える。したがって、それぞれのリング共振器４３５は若干同調が外れ、複合された通過周波数帯域を与える。リング共振器４３５間の間隙４３７が大きければ、共振器４３５間の相互作用は弱められる。リング共振器４３５間の間隙４３７が小さければ、それぞれの共振器は隣接する共振器に大きく重なる。このようにして、帯域フィルタを同調調整するために共振器配置が用いられる。フィルタの同調調整におけるその他の因子には、共振器の全長及び給電線路に対する共振器の配置がある。上に開示したその他の因子より効果は小さいが、共振器線路の幅をフィルタの同調調整に用いることができる。
【００４３】
ここでは二対のリング共振器しか示されていないが、本発明の別の実施形態は、給電幹線路のそれぞれの側の３つのリング共振器で合せて６つの共振器を有する、三重共振器を形成することができよう。さらに別の実施形態は、給電幹線路のそれぞれの側の４つのリング共振器で合せて８つのリング共振器を有し、四対のリング共振器を形成する。以下同様である。本発明の範囲は二対のリング共振器に限定されない。本発明のまた別の実施形態はリングが開いている共振器を有する。詳しくは、リングは、共振器の一辺、一般には隣接共振器または給電線路と結合していない辺に空隙を有するであろう。空隙を有するリング共振器の辺は「開放」辺であるが、共振器の他の三辺と同じく実質的にλ/４長のままである。
【００４４】
図８は、本発明の原理にしたがって動作しているときの、図７の結合リング共振器フィルタのシミュレーションによる通過帯域応答を示すグラフである。図８のグラフは振幅対周波数のグラフであり、振幅は規格化されてデシベルで与えられている。Ｓ２１曲線４５０は図７の帯域フィルタ１５０のシミュレーションによる通過帯域応答の例である。図８に示される通過帯域応答は上述した従来技術の帯域フィルタの応答と異なっている。図からわかるように、曲線４５０の近接裾４５５は、図６に示される従来技術による曲線に比較して、より急峻である。したがって、図７の帯域フィルタ４００によって近接周波数のフィルタリング能力が向上し、従来技術の帯域フィルタに優るであろうことがわかる。フィルタの裾が急峻であれば、通過帯域は厳密に定められる。この場合、（図４に関連して上で定められた）遮断周波数を通る線の勾配はほぼ垂直である。グラフのサイドローブ４６０はフィルタの除去帯域の一部である。グラフのサイドローブ４６０は楕円応答フィルタに一般にみられる除去帯域におけるリップル部分である。縦続フィルタにおいてわかるであろうように、通過帯域はさらに改善することができる。
【００４５】
図８に示されるシミュレーションによる通過帯域応答を、実作した回路を試験することによって確かめた。図９は図７に示されるタイプの結合リング共振器の試験による通過帯域応答の一例のグラフである。図９のグラフは振幅対周波数であり、振幅は規格化されてデシベルで与えられている。図９のグラフに示される周波枢軸は２３.８５ＧＨｚから３３.８５ＧＨｚの範囲である。曲線Ｓ２１５００は２８.８５ＧＨｚに、０ｄＢの基準振幅より２.５ｄＢ低い、最大振幅を有する。曲線の裾５０５の、２７.１５ＧＨｚと２８.０７ＧＨｚの間の第１の裾５０５-１及び２９.９０ＧＨｚと３０.６０ＧＨｚの間の第２の裾５０５-２は、図８に示されるシミュレーションによる通過帯域応答で予測されたように、急峻である。通過帯域及び裾５００の形状は、通過帯域５１０及び拒絶帯５１５-２のいずれにも特性楕円関数応答リップルを有する。
【００４６】
図１０は縦続構成の２つの結合リング共振器の上面図である。上で開示された結合リング共振器は通過帯域応答を改善するために縦続することができる。図１０において、入力給電線路４０２-１及び出力給電線路４０５-２を有する図７の結合リング共振器フィルタ４００が第２の結合リング共振器フィルタ４０２に、第１のフィルタ４００の出力給電線路４０５-２を第２のフィルタ４０２の入力給電線路４０６-１に接続することによって直列接続されている。得られる通過帯域応答が図１１に示される。本発明の別の実施形態において、通過帯域の外側での除去を強めるために、３つまたはそれより多くの結合リング共振器フィルタを縦続することができる。
【００４７】
図１１は、本発明の原理にしたがって動作しているときの、図１０の縦続された結合リング共振器フィルタ４００，４０２についてのシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフである。図１１のグラフは振幅対周波数のグラフであり、振幅は規格化されてデシベルで与えられている。曲線Ｓ２１５５０は図１０の縦続された帯域フィルタ４００，４０２のシミュレーションによる通過帯域応答の例である。図１１に示される通過帯域応答は上述した従来技術の帯域フィルタ１５０の応答と異なっている。図からわかるように、曲線５５０の裾５５５は急峻であり、図７に示される単一の結合リングフィルタ４００より近接スプリアス信号５６０の除去が改善されている。したがって、図１０の縦続された帯域フィルタ４００，４０２により近接周波数のフィルタリング除去能力が向上し、従来技術の帯域フィルタ１５０に優るであろうことがわかる。
【００４８】
図１２は図７に示されるフィルタ４００の組立及び動作のフローチャートである。ステップ６００において、信号伝送のための第１の給電線路４０５-１及び第２の給電線路４０５-２が設けられる。さらに、フィルタ回路４００における共振のための複数のリング共振器４３５が設けられる。複数の結合支線路４２０も設けられる。結合支線路４２０は給電線路４０５に実接続され、共振器４３５に信号結合される。それぞれの給電線路４０５は２本の結合支線路４２０を有する。リング共振器４３５は、信号のフィルタリングを行うことができる共振回路４００を形成するように、結合支線路４２０の間に配置される。
【００４９】
ステップ６０５において、ステップ６００で確立された第１の共振回路４００に第２の共振回路４０２が直列に設けられる。第２の共振回路４０２は第３及び第４の給電線路を有し、第３の給電線路は第２の給電線路に接続されて第１の共振回路の出力信号を受け取る。直列接続された２つの回路の濾波出力は第４の給電線路で利用できる。
【００５０】
ステップ６１０において、信号が第１の給電線路に印加される。第１の共振回路、次いで第２の共振回路が、信号をフィルタリングする。ステップ６１５において、濾波信号が第４の給電線路において受け取られる。
【００５１】
図１３は本発明の原理にしたがうフィルタを備える送信器システムを示し、図１４は本発明の原理にしたがうフィルタを備える受信器システムを示す。送信器システム及び受信器システムは、例えば、ラジオ、テレビジョン、レーダー、コードレス電話及びセル式携帯電話、衛星通信システム及びいくつかのタイプの試験、測定及び計装システムを含む、いかなる周波数依存用途にも用いることができよう。
【００５２】
図１３は、本発明の原理にしたがうフィルタを備える送信器システム６５０のブロック図である。送信器６５０は出力装置６６５に接続されたフィルタ６６０に接続された信号源６５５を有する。フィルタ６６０は、上に開示された本発明の原理にしたがって構成され、動作する。信号源６５５はフィルタ６６０に信号を供給する。フィルタ６６０は信号をフィルタリングし、濾波信号を出力装置６６５に供給する。
【００５３】
図１４は、本発明の原理にしたがうフィルタを備える受信器システム７００のブロック図である。受信器７００は濾波入力受信器に接続されたフィルタ７１０に接続された信号受信装置７０５を有する。信号受信装置７０５はフィルタリングされるべき信号を受信する。信号受信装置７０５は信号をフィルタ７１０に送る。フィルタ７１０は信号をフィルタリングし、濾波信号を濾波入力受信器７１５に送る。
【００５４】
要約すれば、結合リング共振器フィルタ４００は通過帯域の両端に近接する周波数において厳密な楕円関数遮断を与える。上述した本発明の構造形態の使用により、比較的小型で、挟帯域であり、高近接周波数除去を与える、フィルタが得られる。結合リング共振器４００の構造形態により、挟帯域（１０％より狭い帯域幅）で、比較的Ｑが高い、フィルタの実用実現が可能になる。本発明の構造形態は、薄膜技術またはプリント基板技術のような、比較的低費用の標準的なリソグラフィプロセスを用いて実現できる点においても有利である。
【００５５】
上に開示した結合リング共振器フィルタ４００，４０２を高周波環境における使用について説明したが、本発明の構造形態を別の周波数範囲において使用することも可能である。フィルタ４００，４０２はより低い周波数における動作のために有効に寸法を変えることができる。共振器４３５間の間隔を、また共振器と給電線路結合器４２０の間隔も、別の通過帯域特性を達成するために、変えることができる。
【００５６】
本発明のまた別の実施形態において、リング共振器は正方形ではなく円形リングとすることができよう。この実施形態において、結合支線路は直線であるか、あるいはリング共振器の輪郭にしたがうことができよう。また別の実施形態において、給電幹線路は小割りを有し、小割りの両端は、給電線路上の結合接続部が相互ではなく小割りの一端に実接続され、小割りが次いで給電幹線路に接続されるように、結合接続部に接続される。
【００５７】
上述した実施形態が単に本発明の原理の説明にすぎないことは当然である。本発明の原理を具現化し、本発明の精神及び範囲内に入るであろう、様々な、またその他の改変及び変更が当業者によってなされ得る。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】従来技術のフィルタ回路における振幅対周波数のグラフである
【図２】従来技術の５共振器−端結合帯域フィルタの基板上の素子の上面図である
【図３Ａ】簡単な従来技術の共振器の概念図である
【図３Ｂ】図３Ａの従来技術の共振器の電気性能のグラフである
【図４】仮構の従来技術の帯域フィルタについての通過帯域応答の出力信号電力対周波数のグラフである
【図５Ａ】図２の従来技術の帯域フィルタの、パーツ表示の、部分回路図である
【図５Ｂ】図５Ａの従来技術の帯域フィルタの代表的な通過帯域応答の振幅対周波数のグラフである
【図６】図２の従来技術の共振器のシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフである
【図７】本発明の原理にしたがう結合リング共振器フィルタの基板上の素子の上面図である
【図８】図７の結合リング共振器フィルタのシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフである
【図９】図７に示されるタイプの結合リング共振器の試験された通過帯域の一例のグラフである
【図１０】縦続配置された図７の２つの結合共振器の上面図である
【図１１】図１０の縦続された結合リング共振器フィルタについてのシミュレーションによる通過帯域応答の一例を示すグラフである
【図１２】図７のフィルタの組立及び動作のフローチャートである
【図１３】図７のフィルタを備える送信器である
【図１４】図７のフィルタを備える受信器である
【符号の説明】
【００５９】
４００    結合リング帯域フィルタ
４０５    給電線路
４０９    中間線
４１０    幹線路
４１５，４２５    １/４波長トランス
４２０    結合支線路
４３０    １/４波長結合器
４３５    リング共振器
【図１】
2008508788.tif 000004
【図２】
2008508788.tif 000005
【図３Ａ】
2008508788.tif 000006
【図３Ｂ】
2008508788.tif 000007
【図４】
2008508788.tif 000008
【図５Ａ】
2008508788.tif 000009
【図５Ｂ】
2008508788.tif 000010
【図６】
2008508788.tif 000011
【図７】
2008508788.tif 000012
【図８】
2008508788.tif 000013
【図９】
2008508788.tif 000014
【図１０】
2008508788.tif 000015
【図１１】
2008508788.tif 000016
【図１２】
2008508788.tif 000017
【図１３】
2008508788.tif 000018
【図１４】
2008508788.tif 000019
【国際調査報告】
2008508788.tif 000020
2008508788.tif 000021
2008508788.tif 000022