(57)【要約】  直流リンクにより給電され、ＰＷＭコントローラにより制御される多相インバータによって駆動される多相負荷の相電流を復元する装置であって、直流リンクのセンサーと、前記センサーからの出力を得ることにより、直流リンクの電流をサンプリングする第１サンプリング装置は、前記多相インバータの第１スイッチングパターンに相当する第１期間中に、直流リンクの電流の第１サンプルを取得して、これを格納し、同じく第２サンプリング装置は、前記第１期間後に、多相インバータの第２スイッチングパターンに相当する第２期間中に、直流リンクの電流の第２サンプルを取得し、この第２サンプルを格納する第１および第２サンプリング装置と、前記第１期間後の期間中に、前記第１サンプルをディジタル信号に変換し、次の第３期間中に、前記第２サンプルをディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを備えている。【選択図】      図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流リンクにより給電され、ＰＷＭコントローラにより制御される多相インバータによって駆動される多相負荷の相電流を復元する装置であって、
前記直流リンクのセンサーと、
前記センサーからの出力を得ることによって、前記直流リンクの電流をサンプリングする第１および第２サンプリング装置であって、前記第１サンプリング装置は、前記多相インバータの第１スイッチングパターンに相当する第１期間中に、前記直流リンクの電流の第１サンプルを取得して、この第１サンプルを格納し、前記第２サンプリング装置は、前記第１期間後に、前記多相インバータの第２スイッチングパターンに相当する第２期間中に、前記直流リンクの電流の第２サンプルを取得して、この第２サンプルを格納する第１および第２サンプリング装置と、
前記第１期間後の期間中に、前記第１サンプルをディジタル信号に変換し、次の第３期間中に、前記第２サンプルをディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
を備える装置。
【請求項２】
第１および第２サンプリング装置は、サンプルホールド回路を備えている請求項１に記載の装置。
【請求項３】
ある期間中に、サンプリング装置は、その期間の直流リンクの電流をサンプリングし、Ａ／Ｄ変換器がサンプルを前の期間のディジタル値に変換するように、前記サンプリング装置は動作するようになっている請求項１に記載の装置。
【請求項４】
インバータは、３相変調されるようになっている請求項１に記載の装置。
【請求項５】
第１サンプリング装置がサンプリングし、次に第２サンプリング装置が２回サンプリングし、その後に、第１サンプリング装置がＰＷＭ期間内に続くように、前記サンプリング装置は、順次にサンプリングするようになっている請求項４に記載の装置。
【請求項６】
インバータは、２相変調されるようになっている請求項１に記載の装置。
【請求項７】
第１サンプリング装置がサンプリングし、次に第２サンプリング装置がサンプリングし、その後に、第１サンプリング装置がＰＷＭ期間内に続くように、前記サンプリング装置は、順次にサンプリングするようになっている請求項６に記載の装置。
【請求項８】
第１および第２サンプリング装置と、Ａ／Ｄ変換器との間に配置されたマルチプレクサ回路を、さらに備える請求項１に記載の装置。
【請求項９】
センサーに結合されたマルチプレクサ回路をさらに備え、第１および第２サンプリング装置は、前記マルチプレクサからの出力が与えられ、かつＡ／Ｄ変換器に出力を与えるようになっている請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
センサーは、直流リンク内に抵抗を備えている請求項１に記載の装置。
【請求項１１】
センサーは、ホール効果センサーを含む請求項１に記載の装置。
【請求項１２】
Ａ／Ｄ変換器は、第２期間中に第１サンプルをディジタル信号に変換するようになっている請求項１に記載の装置。
【請求項１３】
Ａ／Ｄ変換器は、第３期間中に第２サンプルをディジタル信号に変換するようになっている請求項１に記載の装置。
【請求項１４】
サンプルおよびホールド回路は、ともに、スイッチおよび蓄積コンデンサを備えている請求項２に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、「直流リンクによってモーター相電流を復元する回路」という発明の名称をもって、２００５年１月３日に提出した米国仮特許願第６０／６４１１７５号に関連するものである。
【０００２】
本発明は、モーター相電流の復元に関する。
【背景技術】
【０００３】
ディジタルＰＷＭ交流インバータをベースにしているモーター駆動装置では、閉ループ電流制御を実行するために、良質のモーター相電流フィードバックが要求される。装置のコストを削減し、電流検出装置を単純化するために、多様なモーター相電流情報を、直流リンク電流情報によって復元することがある。
【０００４】
直流リンクによって、モーター相電流の復元を行う従来の回路は、Ａ／Ｄ変換器と組み合せた単一サンプルホールド回路を使用している。しかし、能動電圧ベクトルを発生するスイッチングパターンの期間が小さいとき、ライン間能動電圧がＰＷＭ論理回路によって小さくなる場合に、この方法は、復元にかなりの制限を加える。能動電圧ベクトルに関する期間制限を最小にするために、１つのサンプルホールド回路の代わりに２つの並列のサンプルホールド回路を有する、新しい方法について説明する。この新しい回路によると、モーター電流復元の忠実性は改善され、直流リンク電流復元を永久磁石モーターおよび誘導モーターを含む広範囲の交流モーターに適用することができる。
【０００５】
従来の相電流についての直流リンク電流検出および復元は、ディジタルモーター制御応用において、ハードウェアおよびソフトウェアアルゴリズムの両方を使用する。ハードウェア回路は、通常、増幅器、サンプルホールド回路、マルチプレクサ、およびＡ／Ｄ変換器から成っている。サンプルホールド回路の位置は異なることがあるが（図１および図２参照）、それは、唯一のサンプルホールド回路を共通アプローチとして有する。３相交流モーターへの応用では、３つの交流相電流を同時に供給するために、２つの相電流情報を復元する必要がある。
【０００６】
図３は、図４のＰＷＭサイクルのスイッチングパターン（１００）に相当する特定の電流が流れる、典型的なインバータ回路を、交流モーターとともに示す。単一分流器Ｒ（図３）またはホール効果型電流センサーによって実現され得る直流リンク電流検出は、通常、ＰＷＭサイクル内に２相電流情報を含んでいる。図４では、例として、相Ｕおよび相Ｗ電流情報を含んでいる。直流リンクの２相電流情報の各々の期間は、ＰＷＭサイクルの特定のＰＷＭスイッチングパターンと同期して変化する。
【０００７】
図４は、インバータスイッチのスイッチング状態を示し、「１」は上部スイッチがオンであることを意味する。従って、能動電圧ベクトル状態「１００」は、上部スイッチＵ1（図３）がオン（Ｕ2がオフ）、Ｖ1がオフ（Ｖ2がオン）、そしてＷ1がオフ（Ｗ2がオン）である場合である。これは、図３の状態である。図４に示すように、スイッチング状態または能動電圧ベクトル１１０の間に、直流リンクの電流は相電流ＩＵであり、これは、−（ＩＶ＋ＩＷ）と等しい。
【０００８】
図１または図２に示す従来の復元回路の場合には、第１相電流はサンプルホールド回路Ｓ／Ｈによってデータを収集され、続いて、Ａ／Ｄ変換器によってディジタル量に変換される。この第１相電流サンプリングおよび変換後に、第２相電流は、サンプルホールド回路Ｓ／Ｈによってデータ収集され、Ａ／Ｄ変換器によって変換される。
【０００９】
従って、これらの２つの相電流アナログ・ディジタル変換は、次のように順次に行われる。
１）第１モーター相電流のデータを、サンプルホールド回路によって収集する。
２）第１モーター相電流を、Ａ／Ｄ変換器によって変換する。
３）第２モーター相電流のデータを、サンプルホールド回路によって収集する。
４）第２モーター相電流を、Ａ／Ｄ変換器によって変換する。
【００１０】
典型的な３相電流中心配向ＰＷＭ変調方式では、上の遂次事象は、図４に示すように、ＰＷＭサイクルで２度起こる。各相電流の順序は、第１モーター相電流（Т１期間）、第２モーター相電流（Т２期間）、第２モーター相電流（Т２期間）、第１モーター相電流（Т１期間）ということになる。２つの事象は、電流が流れないゼロ電圧ベクトル１１１によって分離される。
【００１１】
この例では、第１モーター相電流は、モーター相Ｕ電流を表わすのに対して、第２モーター相電流は、負の数であるモーター相Ｗ電流を表わす。相Ｖモーター相電流は、３つの相モーター電流すべての合計がゼロに等しいという事実によって導き出される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
２つの相モーター電流復元のこの従来の方法は、相電流の持続時間（図４のТ１および／またはТ２）が、サンプルホールド回路、およびＡ／Ｄ変換器が相電流アナログ値のデータを収集し、Ａ／Ｄ変換を完了するのを、両方とも行うのに要する時間よりも短くなる場合に制約がある。サンプルホールド回路が、アナログ値のデータを収集するための標準時間は、約数百ナノ秒〜１マイクロ秒であるのに対して、Ａ／Ｄ変換の標準時間は、１２ビットＡ／Ｄ変換器の場合には、数マイクロ秒〜１０マイクロ秒である。
【００１３】
従って、実際には、３マイクロ秒が、それ未満では電流復元を達成することが出来ない限界である。持続時間（Т１およびТ２）は、能動電圧ベクトルの正確な時間である。図３の例では、それらは、Т１およびТ２期間それぞれに対する（１００）および（１１０）ベクトルである。
【００１４】
電圧ベクトルが空間ベクトルドメインで回転するとき（図５）、それが斜線部分として示すいわゆる「セクタークロッシング」領域に達する場合に、モーター相電流復元を達成することができない。これらの領域では、Т１かそれともТ２は、非常に小さくなり、データ収集およびＡ／Ｄ変換の両方に十分な時間を与えない。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、この問題に対する解決策を与えるもので、先行技術と比べて小さい期間のパルス幅について、データ収集およびＡ／Ｄ変換を可能にするものである。
【００１６】
本発明によれば、直流リンクにより給電され、ＰＷＭコントローラにより制御される多相インバータによって駆動される多相負荷の相電流を復元する装置が提供される。
【００１７】
この装置は、直流リンクのセンサーと、前記センサーからの出力を得ることによって直流リンクの電流をサンプリングする第１および第２サンプリング装置であって、第１サンプリング装置は、前記多相インバータの第１スイッチングパターンに相当する第１期間中に、直流リンクの電流の第１サンプルを取得して、この第１サンプルを格納し、第２サンプリング装置は、前記第１期間後に、前記多相インバータの第２スイッチングパターンに相当する第２期間中に直流リンクの電流の第２サンプルを取得して、この第２サンプルを格納する第１および第２サンプリング装置と、前記第１期間後の期間中に、前記第１サンプルをディジタル信号に変換し、次の第３期間中に、前記第２サンプルをディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを備えている。
【００１８】
次に本発明について、図面を参照してさらに詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
能動ベクトル（Т１およびТ２）の期間による制約を最小にするために、新しい回路が開発されたが、その実施形態を図６に示す。それは、直流リンクに現れる２つのモーター電流信号のデータを収集するために、２つの並列のサンプルホールド回路Ｓ／Ｈ１およびＳ／Ｈ２を備えている。この回路では、たとえ電圧ベクトルが「セクタークロッシング」領域にとどまっても、関連するモーター相電流をサンプリング時間でデータを収集できる。
【００２０】
Ａ／Ｄ変換は、必ずしも相電流フィードバックのアナログ値のデータを収集した直後に処理されるとは限らず、むしろ変換は、第２相電流のデータ収集が完了した後に行われる。
【００２１】
この方法の利点は、第１モーター相電流復元に関するＡ／Ｄ変換に要する時間を削減することによって、能動電圧ベクトル（Т１およびТ２）に対する制約を最小にすることである。
【００２２】
回路は、演算増幅器Ａと、２つの並列のサンプルホールド回路Ｓ／Ｈ１およびＳ／Ｈ２とを含んでいる。演算増幅器Ａは、直流リンク分流器Ｒの両端子間に生じるアナログ入力電圧を調整するために、使用される。演算増幅器は、装置に現れるコモンモードノイズを排除するために、差動モード増幅器を備える。２つの並列のサンプルホールド回路Ｓ／Ｈ１およびＳ／Ｈ２は、ＰＷＭスイッチングパターンに同期することによって、２つのモーター相裁断電流情報のデータを収集するように設計される。
【００２３】
各サンプルホールド回路は、通常、図示のように、スイッチおよびコンデンサから成っている。スイッチは通常直列のパスＭＯＳトランジスタによって実現され、ホールドコンデンサは、パストランジスタスイッチの後に接続され、収集されたアナログ値を電圧降下無しに保持するように設計される。
【００２４】
サンプルホールドスイッチ（Т１およびТ２スイッチ）は、通常それぞれの能動電圧ベクトルの中心点で開閉される。Т１スイッチが開である間に、コンデンサに蓄積されたアナログ値は変わらず、続いて、Ａ／Ｄ変換が第１モーター相電流をディジタル化するために行われる。
【００２５】
一実施形態では、第１モーター相電流のＡ／Ｄ変換が進行している間に、たとえТ１期間が非常に小さくなっても、スイッチТ２は、第２モーター相電流のデータを独立して収集できる。
【００２６】
第１モーター相電流と関連するＡ／Ｄ変換が完了するとすぐに、第２モーター相電流のＡ／Ｄ変換は、スイッチТ２用のホールドコンデンサに蓄積されたアナログ値に基づいて開始する。このようにして、回路は、第２モーター相電流のデータ収集と、第１モーター相電流のＡ／Ｄ変換との並行作用を実行しうる。
【００２７】
この新しい方法では、Т１またはТ２期間に対する時間制約は、ホールドコンデンサのサイズにもよるが、通常、５００ナノ秒未満であるサンプルホールド回路のデータ収集時間だけによって制限される。従って、上述した従来の方法と比較すると、この新しい方法は、相電流を決定できない空間ベクトルドメインのセクタークロッシング領域を著しく減らすので、復元電流波形の忠実性は改善され、ひずみは小さくされる。
【００２８】
図７は、２つの別個のサンプルホールド作用による、３相ＰＷＭ変調の典型的なスイッチングパターンを示す。この例では、たとえТ１期間が非常に小さくなっても、その情報は、Т１期間の中央でスイッチТ１のホールドコンデンサによって、データ収集される。Т１期間（Ｓ／Ｈ１）のＡ／Ｄ変換の継続時間は、専用サンプルホールドによるТ２期間（Ｓ／Ｈ２）のデータ収集と重複させることができる。
【００２９】
図８は、２つの別個のサンプルホールド回路による、２相ＰＷＭ変調の典型的なスイッチングパターンを示す。この２相ＰＷＭでは、相Ｗスイッチはいつも同じ状態である。すなわち、上部スイッチＷ1はオフであり、Ｗ2は、いつもオンである。Т１期間が小さくなると、同じように、２つの作用、すなわちТ１期間のＡ／Ｄ変換、およびサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ２）によるТ２期間モーター電流のデータ収集が行われる。
【００３０】
従って、新しい回路は、３相および２相ＰＷＭ変調方式の両方で動作する。
【００３１】
以上本発明を、その特定の実施形態に即して説明したが、他の多くの変形例や変更態様、および他の用途が、当業者には明らかであると思う。従って本発明は、本明細書の特定の開示によってではなく、添付の特許請求の範囲によってだけ、解釈されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】モーターコントローラの直流リンクからのモーター相電流を決定する先行技術の回路を示す。
【図２】別の先行技術の回路を示す。
【図３】モーターコントローラの直流リンクおよびインバータを示す。
【図４】スイッチングパターン、すなわち能動電圧はどのようして発生するかを示す、インバータのＰＷＭサイクルを示す。
【図５】インバータの空間ベクトル図を示す。
【図６】本発明による回路の一実施形態を示す。
【図７】３相変調用の図６の回路のスイッチングパターンおよびサンプル時間を示す。
【図８】２相変調のスイッチングパターン、およびサンプル時間を示す。
【図９】インバータ回路の別の実施形態を示す。
【符号の説明】
【００３３】
１００  能動電圧ベクトル
１１０  電圧ベクトル
１１１  ゼロ電圧ベクトル
Ａ  演算増幅器
ＩＵ  相電流
ＩＶ  相電流
ＩＷ  相電流
Ｒ  直流リンク分流器
Ｓ／Ｈ  サンプルホールド回路
Ｓ／Ｈ１  サンプルホールド回路
Ｓ／Ｈ２  サンプルホールド回路
Т１  期間
Т２  期間
Ｕ  相
Ｕ1  上部スイッチ
Ｕ2  下部スイッチ
Ｖ  相
Ｖ1  上部スイッチ
Ｖ2  下部スイッチ
Ｗ  相
Ｗ1  上部スイッチ
Ｗ2  下部スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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