(57)【要約】  複数のアンテナ（１０１〜１０Ｎ）により感知された直交波周波数分割多重バンドを受信するための、サブキャリア選択方法及び受信器アーキテクチャ。フィルタリング（１８）が所定の直交分割多重周波数バンドの部分を個別に通過させるために適用される。それぞれの個別部分は、所定の直交分割多重周波数バンドの１またはそれ以上のサブバンドを包含している。所定の直交分割多重周波数バンドの個別部分のそれぞれに対し、複数のアンテナの１つから受信された信号が選択される。各個別部分に対して選択された信号群は、この後、時間（アナログ）ドメインにおいて合成される。【選択図】図１
2008514138.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブバンドを含む所定の直交分割多重周波数バンドを受信する複数サブキャリア選択合成受信器であって、
複数のアンテナのそれぞれにより感知される、前記所定の直交分割多重周波数バンドの中の信号を受信するフィルタ（１８）であり、前記複数のアンテナのそれぞれからの前記所定の直交分割多重周波数バンドの複数の個別の部分を別々に通過させるためのフィルタリングを実行するフィルタ、および
前記フィルタの出力を評価し、前記所定の直交分割多重周波数バンドの前記個別部分のそれぞれに対して、前記複数のアンテナの１つによって感知された信号を選択し、選択された信号群を時間（アナログ）ドメインにおいて合成して前記所定の直交分割多重周波数バンドをカバーする合成信号を生成する、セレクタ及びコンバイナ（２８）を含む受信器。
【請求項２】
前記所定の直交分割多重周波数バンドをカバーする前記合成された信号を変換する、単一のアナログデジタルコンバータ（３２）と、
前記単一のＡ／Ｄコンバータの前記出力を受信する、単一の離散型フーリエプロセッサ（３４）とを更に含む、請求項１に記載の複数サブキャリア選択合成受信器。
【請求項３】
前記フィルタは、チャネル選択フィルタの一部として、オンチップの実装を含む、請求項１に記載の複数サブキャリア選択合成受信器。
【請求項４】
前記フィルタは、前記所定の直交分割多重周波数バンドの低い方の１／３を通過させる低帯域通過フィルタ（２２）と、前記所定の直交分割多重周波数バンドの中間の１／３を通過させる中帯域通過フィルタ（２４）と、前記所定の直交分割多重周波数バンドの高い方の１／３を通過させる高帯域通過フィルタ（２６）とを含む複素フィルタバンクを含む、請求項１に記載の複数サブキャリア選択合成受信器。
【請求項５】
前記複数のアンテナのそれぞれにより感知される前記所定の直交分割多重周波数バンドの中の前記信号を前記複素フィルタバンクへと切り替えるスイッチ（１６）を更に含む、請求項４に記載の複数サブキャリア選択合成受信器。
【請求項６】
前記複数のアンテナのそれぞれにより感知される前記所定の直交分割多重周波数バンドの中の前記信号を前記フィルタへと切り替えるスイッチ（１６）を更に含む、請求項１に記載の複数サブキャリア選択合成受信器。
【請求項７】
複数のサブバンドを含む所定の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）周波数バンドを受信する方法であって、
前記所定の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）周波数バンドを、複数のアンテナ及び１つの無線受信器によって感知及び分離するステップと、
前記複数のアンテナのそれぞれに対し、前記所定の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）周波数バンドの部分を別々にフィルタリングするステップと、
前記所定の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）周波数バンドの前記部分のそれぞれに対し、前記複数のアンテナの１つから信号を選択するステップと、
時間（アナログ）ドメインにおいて、前記選択するステップにより選択された信号群を合成するステップとを含む方法。
【請求項８】
前記合成するステップにより生成される信号をデジタル変換するステップと、
前記デジタル変換するステップにより生成される信号を周波数ドメイン変換するためのステップとを更に含む、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
複数のサブバンドを含む所定の直交分割多重周波数バンドを受信するための複数サブキャリア選択合成受信器であって、
前記所定の直交分割多重周波数バンドの中の信号を受信するための、及び前記複数のアンテナのそれぞれに対し、前記所定の直交分割多重周波数バンドの部分を別々にフィルタリングするためのフィルタ手段（１８）と、
前記所定の直交分割多重（ＯＦＤＭ）周波数バンドの前記部分のそれぞれに対して、複数のアンテナの１つからの信号を選択するための、及び選択された信号群を時間（アナログ）ドメインにおいて合成するための、時間（アナログ）ドメイン選択手段（２８）とを含む受信器。
【請求項１０】
前記複数のアンテナのそれぞれからの前記所定の直交分割多重周波数バンドの中の前記信号を、別々に前記フィルタ手段に適用するためのスイッチ手段を更に含む、請求項９に記載の複数サブキャリア選択合成受信器。
【請求項１１】
前記スイッチ手段は、前記複数のアンテナのそれぞれからの前記所定の直交分割多重周波数バンドの中の前記信号を、連続的に前記フィルタ手段に適用する、請求項９に記載の複数サブキャリア選択合成受信器。
【請求項１２】
前記スイッチ手段は、前記所定の直交分割多重周波数バンドのチャネル選択のためのフィルタリングを更に提供する、請求項９に記載の複数サブキャリア選択合成受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の分野は無線通信である。本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）受信器アーキテクチャに関する。本発明は、例えば８０２．１１ａ／ｂ／ｇのような無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）に適用可能であるが、例えば、移動体通信ネットワーク及び衛星通信（衛星無線及び衛星テレビジョンネットワークなど）のような、ＯＦＤＭを用いる及びＯＦＤＭを受け入れるように代わる可能性のある任意の無線通信に対する一般的な適用性を有している。
【背景技術】
【０００２】
高いデータ転送レートが、無線通信において実現される。無線バンド上で高いレートで成功裏にデータを転送するためには、いくつかの困難を乗り越えなければならない。例えば、符号間干渉（ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、フェーディング（ｆａｄｉｎｇ）などのノイズは、受信器のアンテナにより受信される信号を劣化させる。これに対処する技術の１つは、複数のアンテナ及び直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いることである。ＯＦＤＭでは、無線バンドは複数のサブバンドに分割され、情報送信は受信器端において複数のアンテナにより受信される。各アンテナからのアンテナ信号は、デジタルに変換され、次に周波数ドメインへと変換され、ここで各サブバンドに対する信号の選択が行われ、その後サブバンドは合成及び復号化される。
【０００３】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、高データレートを実現し、及び無線通信におけるマルチパスフェーディングに対する効果があるため普及が進んだ。現在、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ、ＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ  ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２、及びＤＶＢ−Ｔなどの、ブロードバンド無線通信に対するほとんどの標準は、キーテクノロジーとしてＯＦＤＭを採用している。ＯＦＤＭは、キャリアをいくつかの個別に変調される直交サブキャリアへと更に分割する。すなわち、周波数選択フェーディングチャネル全体が、複数のフラットフェーディングチャネルへと分解されて、遅延拡散及び符号間干渉（ＩＳＩ：ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の影響を効果的に緩和することができる。
【０００４】
例えば、８０２．１１ａでは、各チャネルは２０ＭＨｚ幅であり、二相若しくは四相位相変調（ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ：ｂｉｎａｒｙ  ｏｒ  ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）、１６直交振幅変調（ＱＡＭ：ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、又は６４ＱＡＭを用いて変調される、５２のサブバンドへと更に分割される。これらはそれぞれ３１２．５ｋＨｚ離れている。これらのサブバンドのうちの４８は、データのために用いられ、残りの４つは、エラー修正のためのパイロットトーンである。８０２．１１ａ標準は、５．１５〜５．２５、５．２５〜５．３５、及び５．７２５〜５．８２５ＧＨｚの無認可の全米情報構造（Ｕ−ＮＩＩ）バンドでの運用について仕様を定めている。８０１．１１ａ方式は、６、９、１２、１８、２４、３６、４８及び５４Ｍｂｉｔ／ｓのデータペイロード通信能力を提供する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
チャネルフェーディングを緩和するために、複数のアンテナを受信器の中に用いて、空間ダイバーシティを実現することができる。複数アンテナ合成技術は、基本的には周波数ドメイン合成と時間ドメイン合成の２つのグループに分かれる。周波数ドメイン合成は、離散型フーリエ変換（ＤＦＴ：ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）プロセッサの後のサブキャリア情報に基づいて信号を合成することにより、ＯＦＤＭシステムの性能を強化することができ、一方、時間ドメイン合成は同じことをＤＦＴプロセッサの前で行って、ハードウエアが複雑になるのを緩和する。
【０００６】
ビットエラーレート（ＢＥＲ：ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ）の観点では、サブキャリアをベースとした周波数ドメイン合成技術が最適である。例えば、Ｂｕｔｌｅｒ  ｅｌ  ａｔ．，“Ｔｈｅ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２  Ｓｙｓｔｅｍ  ｗｉｔｈ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａｓ，”Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００１．ＶＴＣ  ２００１  Ｓｐｒｉｎｇ．ＩＥＥＥ  ＶＴＳ  ５３ｒｄ，Ｖｏｌｕｍｅ：３，６−９（Ｍａｙ  ２００１）を参照。しかしながら、周波数ドメイン合成技術は、複数のアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ：ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  ｄｉｇｉｔａｌ）及び離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）プロセッサ（各受信器アンテナに対しＡ／Ｄ及びＤＦＴ１台ずつ）を用いる。合成はその後周波数ドメインにおいて起こる。従って、周波数ドメイン合成は、ポストＤＦＴ合成と呼ぶことができる。ポストＤＦＴ合成は、アクセスポイント（ＡＰ）においては大きな問題ではないが、ハードウエアが複雑でないことによって及び電力要求が低いことによって恩恵をこうむるモバイル端末にとっては、大きな関心ごとである。周知の周波数ドメイン合成技術には、選択ダイバーシティ（ＳＤ）、等利得合成（ＥＧＣ：ｅｑｕａｌ  ｇａｉｎ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）、及び最大比合成（ＭＲＣ：ｍａｘｉｍａｌ  ｒａｔｉｏ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）の３つのタイプがある。
【０００７】
複数の受信アンテナを伴うＯＦＤＭシステムのハードウエアの複雑性を低減するために、いくつかの時間ドメイン合成技術が提案された。プレＤＦＴ（ｐｒｅ−ＤＦＴ）合成を伴う一手法においては、ＤＦＴプロセッサの数を、多少の性能低下を伴うものの１台に劇的に減らすことができる。例えば、Ｍ．Ｏｋａｄａ，Ｓ．Ｋｏｍａｋｉ，“Ｐｒｅ−ＤＦＴ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  Ｓｐａｃｅ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ａｓｓｉｓｔｅｄ  ＣＯＦＤＭ，”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈ．，ｖｏｌ．５０，Ｎｏ．２，ｐｐ．４８７−４９６（Ｍａｒｃｈ  ２００１）を参照。しかしながら、このアプローチは、複数のＡ／Ｄを必要とし、また、チャネル内の個別経路の数が極めて限られている場合のみに適用可能である。提案された別のアプローチは、複数の受信アンテナと単一のベースバンド復調器を備えた単一のアナログフロントエンドを用いるが、データ転送レートを犠牲にし、また、送信器側で追加の処理が必要となる。Ｊｕｎｇ  ｅｔ  ａｌ．，“Ａ  Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，”ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｖｏｌ．Ｅ８６−Ｂ，Ｎｏ．７（Ｊｕｌｙ  ２００３）を参照。
【０００８】
ハードウエアの複雑性は、単純なアンテナ選択ダイバーシティを通じても同様に、劇的に低減することができる。しかしながら、周波数選択性チャネルについては、選択されたチャネルから復調されるＯＦＤＭシンボルの一部のサブキャリアは、他の受信アンテナの対応するサブキャリアよりもより小さい振幅を有し得る可能性が常に存在している。例えば、Ｊｕｎｇ  ｅｔ  ａｌ．，“Ａ  Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，”ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｖｏｌ．Ｅ８６−Ｂ，Ｎｏ．７（Ｊｕｌｙ  ２００３）を参照。結果として、２つのアンテナのケースに対し、アンテナ選択ダイバーシティは、最適サブキャリアベースの最大比合成（ＭＲＣ）の場合に比較し、大幅に性能が劣化した。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の好ましい実施形態のサブキャリア選択方法及び受信器アーキテクチャでは、所定のＯＦＤＭ周波数バンドが複数のアンテナにより感知される。フィルタリングが、所定の直交分割多重周波数バンドの部分を個別に通過させるために適用される。各個別部分は、所定の直交分割多重周波数バンドの１またはそれ以上のサブバンドを包含している。直交分割多重周波数バンドの各個別部分に対しては、複数のアンテナの１つから受信された信号が選択される。各個別部分に対して選択された信号は、次に、時間（アナログ）ドメインにおいて合成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明は、複数のアンテナを伴うＷＬＡＮ  ＯＦＤＭシステムのための、複数サブキャリア選択ダイバーシティ受信器アーキテクチャに関する。本発明を用いることで、わずかにアナログ的複雑さが増すだけで、顕著な利益が得られる。本発明の実施形態は、１つのＡ／Ｄ及びＤＦＴのみを要求し、これがベースバンドハードウエアの要件を緩和する。本発明の実施形態においては、各アンテナＲＦフロントエンドに複素アナログフィルタバンクが挿入され、これはまたチャネル選択フィルタの一部でもある。各複素フィルタ出力におけるパワーレベルを検出することにより、各アンテナフィルタからの最適バンドを選択して受信器出力を最大化し得る。
【００１１】
本発明の好ましい実施形態のサブキャリア選択方法及び受信器アーキテクチャにおいては、例えば、８０２．１１ａバンドなどの所定のＯＦＤＭ周波数バンドが、複数のアンテナにより感知される。フィルタリングが、所定の直交分割多重周波数バンドの一部分を個別に通過させるために適用される。各個別部分は、所定の直交分割多重周波数バンドの１またはそれ以上のサブバンドを包含している。直交分割多重周波数バンドの各個別部分に対しては、複数のアンテナの１つから受信された信号が選択される。各個別部分に対して選択された信号は、次に、時間（アナログ）ドメインにおいて合成される。好ましくは、最も強い信号が選択される。単一Ａ／Ｄ及びＤＦＴは、次に、所定の直交分割多重周波数バンドのサブバンドのそれぞれを含む、合成されたアナログ信号を変換するために用いることができる。復号化がこの後従来手法により適用される。
【００１２】
本発明の好ましい実施形態は、単一のＡ／Ｄ及び単一のＤＦＴのみを伴う、ハードウエアの複雑性の低い受信器アーキテクチャを提供し、同時に良好な性能を提供する。本発明の好ましいアーキテクチャは、例えばバッテリなどの携帯型電源に依存するということで電力の節約が要求されるモバイルデバイスに、特に好適である。モバイルデバイスの例には、ノート型コンピュータ、ＰＤＡ（ｐｅｒｓｏｎａｌ  ｄｉｇｉｔａｌ  ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、携帯電話、及びＯＦＤＭを用いるＷｉＦｉ、携帯電話、衛星、又は他の周波数バンドを有する他のデバイスが含まれる。
【００１３】
本発明が、８０２．１１ａ／ｇ無線ＯＦＤＭアプリケーションのための、好ましい実施形態のサブキャリア選択（ＭＳＣＳ）ダイバーシティ合成受信器アーキテクチャを記述することにより例示される。このアーキテクチャは、選択合成についての単純なハードウエアを伴いながら、最適サブキャリアベース合成の性能に近づくことができる。当業者は、この好ましい実施形態の記述から、本発明のより広い態様について理解するであろうし、任意のＯＦＤＭ無線受信器への本発明の一般的な適用性を理解するであろう。
【００１４】
図１は、本発明の好ましい実施形態の無線ＯＦＤＭ受信器アーキテクチャを示す。図１では、複数のアンテナ１０１〜１０Ｎが、ＯＦＤＭに対する複数のサブバンドを有する、例えば８０２．１１ａ／ｇのような所定の周波数バンドに対応する信号を受信する。低ノイズ増幅器１２１〜１２Ｎ及びミキサ（ｍｉｘｅｒ）１４１〜１４Ｎは、アンテナ１０１〜１０Ｎから、所定の直交分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）周波数バンドに対するアナログ信号を従来の方法で生成する。スイッチ１６は、各アンテナを、複数のフィルタを含むか又は複数のフィルタ機能を実装する、フィルタバンク１８に切り替える。スイッチは、例えば、アンテナ１０１から始めてアンテナ１０Ｎで終わるように、各アンテナを順次フィルタバンクに切り替える。このような順次の切り替えは、非常に簡単なコントローラで実現することができる。例示を簡単にするために、また好ましい実施形態を示すものとして、図１のフィルタバンク１８は低帯域通過フィルタ２２、中帯域通過フィルタ２４、及び高帯域通過フィルタ２６の３つのフィルタを示している。低帯域通過フィルタ２２は、所定の直交分割多重周波数バンドの周波数範囲の低い方の１／３に対応する周波数を通過させる。中帯域通過フィルタ２４は、所定の直交分割多重周波数バンドの周波数範囲の中間の１／３に対応する周波数を通過させる。高帯域通過フィルタ２６は、所定の直交分割多重周波数バンドの周波数範囲の高い方の１／３に対応する周波数を通過させる。
【００１５】
セレクタ及びコンバイナ２８は、各フィルタ２２、２４、２６から最良の信号を選択する。このようにして、複数のアンテナ１０１〜１０Ｎの中の、最良の信号を提供する特定のアンテナからの信号が、所定の直交分割多重周波数バンドの低、中、高部分のために選択される。セレクタ及びコンバイナ２８は、例えば選択ダイバーシティ（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）のような従来の方法で、時間（アナログ）ドメインの最良信号の選択及び合成を行うことができる。好ましい実施形態での最良の信号とは、最も強い信号である。最も強い信号は、各フィルタ２２、２４、２６の出力におけるパワーレベルを検出することにより判断しても良い。充分なメモリがセレクタ及びコンバイナ２８の中に準備されて、所定の直交分割多重周波数バンドの低、中、高部分のそれぞれに対する、各アンテナからの対応信号を格納し、これにより最良信号の選択を可能にする。プログラマブル利得増幅器（ＰＧＡ）３０が、アナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２に合成された信号を提供し、Ａ／Ｄ３２はこのデジタル信号を単一の離散型フーリエ変換器（ＤＦＴ：ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）３４に提供する。
【００１６】
図１と一致する好ましい実施形態においては、フィルタバンク１８は複素フィルタバンクであり（これは同様にチャネル選択フィルタの一部である）、これは、受信器のＲＦフロントエンドに挿入される。アナログ／ＲＦ受信器に対する追加されるハードウエアの複雑さは最小限であり、ただ１つのＡ／ＤとＤＦＴが図１の受信器アーキテクチャに要求される。ベースバンドＤＳＰチップ及びアクセスポイント送信器側に対する追加的なコストはない。その代わり、変更はＲＦ受信器のフロントエンドにおいて、寸法及び電力損失についての最小限の影響を伴ってなされる。
【００１７】
図１の実施形態と一致する特定の実施形態の例として、本発明を伴って修正されるＩＥＥＥ８０２．１１ａ  ＰＨＹ仕様が、プラットフォームの例として考えられる。当業者は、この特定の実施形態についての説明から本発明の追加的な特徴を理解し、また、他の無線ＯＦＤＭ標準への本発明の一般的な適用性を理解するであろう。
【００１８】
本発明の実施形態は、ＷＬＡＮ  ＯＦＤＭシステムに対するより良いシステム性能を、ＲＦフロントエンドにおける一部の変更のみで実現する。複数の受信アンテナ１０１〜１０Ｎを伴う８０２．１１ａ  ＯＦＤＭに対しては、各受信アンテナ１０１〜１０Ｎからの受信無線周波数信号（周波数５ＧＨｚにおける）は、ベースバンドへと低ノイズ増幅器１２１〜１２Ｎ及びミキサ１４１〜１４Ｎを含む無線受信器により低い周波数に変換され、これらは、式（１）により与えられ且つ図２Ａ及び図２Ｂに表された伝達関数を伴うアナログ２次複素フィルタバンクを通過する。ここで、図２Ａは、８０２．１１ａバンドのサブキャリアの位置を、図２Ｂは、複素応答（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）を表す：
【００１９】
【数１】
2008514138.tif 000003
【００２０】
ω０は極周波数、ωｋは周波数偏移である。図１の実施形態の例では、ハードウエアの複雑さを最も小さくするために、３つの複素フィルタ２２、２４、２６（低バンドパス、バンドパス、及び中バンドパス）が実装されている。追加のフィルタにより所定の直交分割多重周波数バンドをより小さい部分に分割すると性能は増すが、複雑性がいくらか増す。加えて、性能の向上はフィルタを追加するごとに減少する。最高受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）を伴う受信アンテナ１０１〜１０Ｎからのフィルタ出力は、８０２．１１ａバンドの各部分に対して選択され、結果としての信号群は、Ａ／Ｄコンバータ３２への単一の同相且つ直角位相（Ｉ／Ｑ：ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ａｎｄ  ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）出力のために、セレクタ及びコンバイナ２８により加えられる。
【００２１】
低コスト及び低電力消費のために、直接変換アーキテクチャが好ましい。ミキサの後では、１０−ＭＨｚの複素ベースバンド信号が利用可能である。設計の実行の観点からは、２次標準フィルタバンクを有するのはずっと容易である。しかしながら、これはいくつかの不利な点、すなわち、直接変換によるベースバンド信号のオーバーラッピングのために、これは、レーリーフェーディング（Ｒａｙｌｅｉｇｈ  Ｆａｄｉｎｇ）により引き起こされる強いフェーディングを、効率的に除去することができない点で不利である。またこれは、フィルタ合成により、大幅なヌル（ｎｕｌｌ）を生成する可能性が高い。本発明のアーキテクチャの潜在能力を十分に実現するために、複素ベースバンドフィルタバンクを利用することが本発明では好ましい。
【００２２】
好ましい実施形態では、ベースバンドＩ及びＱストリームは、８０２．１１ａ標準により要求される隣接及び非隣接チャネルリジェクションの殆どを提供する、オンチップのチャネル選択ローバンドパスフィルタ（ｌｏｗ  ｂａｎｄ  ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）に供給される。これらは通常、４次〜７次のチェビシェフのローバンドパスフィルタを用いることにより実装される。本発明の実施形態は、２次の複素フィルタバンクを信号ダイバーシティ合成のために用いることができるので、これらのフィルタバンクは５次のチェビシェフフィルタとチャネル選択のために組み合わせることができる。従って、チャネル選択フィルタへの要求は、複素フィルタバンク１８による部分的チャネル選択フィルタリング（ｐａｒｔｉａｌ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ  ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）で緩和される。
【００２３】
レイリーフェーディングチャネルに対しては、フェーディング振幅αはレイリー分布を有し、従って、このためフェーディングパワーα２は自由度２のχ２分布を有する。フェーディングチャネルによる信号対雑音比γの確率密度関数は、
【００２４】
【数２】
2008514138.tif 000004
【００２５】
で与えられ、ここでΓは信号対雑音比の平均値である。それぞれ瞬間ＳＮＲ＝γを有するＭ個のアンテナと、ｎ個の独立したフラットなレイリーフェーディングサブバンドがあるとすると、アンテナ選択ダイバーシティに対するＳＮＲの確率密度関数の一般式は、
【００２６】
【数３】
2008514138.tif 000005
【００２７】
で表され、ここでΓは各アンテナの平均ＳＮＲ（ダイバーシティを用いない場合）である。次に、Γに対する平均のＳＮＲ向上は、
【００２８】
【数４】
2008514138.tif 000006
【００２９】
（４）により与えられる。
もし、複素フィルタリングバンクの対象とされるサブバンドが、全てフラットなフェーディングを示していると想定される場合は、ＭＳＣＳ合成の性能は、単一のフラットサブバンドを伴うアンテナ選択（式（３）のｎ＝１）と等しい。アンテナ選択に対する、本発明による合成についての平均ＳＮＲ向上は、図３に表されている。これは、アンテナ選択に対する本発明による合成についての性能向上は、アンテナ数とともに増加し、５つのアンテナで１．６ｄＢと同じくらいになり得ることを明らかに示している。一方、周波数選択性チャネルに対するサブバンド数ｎが増加するにつれ、アンテナ選択の性能は、選択されたアンテナからの一部のサブキャリアが他の受信アンテナの対応するサブキャリアよりも低い振幅を有するかもしれない確率が増えるため、劣化するであろう。従って、アンテナ選択に対する本発明による合成の向上は、より顕著になるが、より多くのフィルタも要求される。
【００３０】
好ましい実施形態をモデル化するためにシミュレーションが行われた。本発明の態様が当業者に認識されるであろう。この方式は、６４ＱＡＭ変調及び符号化速度３／４を伴う、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ  ＰＨＹレイヤの５４−Ｍｂ／ｓのデータレートモード［ＩＥＥＥ  Ｓｔａｎｄａｒｄ  ８０２．１１ａ−１９９９：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＬＡＮ  ＭＡＣ  ａｎｄ  ＰＨＹ  ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ−Ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ  ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ  ｉｎ  ｔｈｅ  ５ＧＨｚ  ｂａｎｄ，Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ，ＩＥＥＥ，２０００を参照］を用いてシミュレートされた。１８パスの、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２チャネルモデル「Ａ」が用いられた。これは、非見通し状態且つ５０ｎｓの平均ｒｍｓ遅延拡散に対する典型的なオフィス環境を表す。この実施形態の例についての利点及び軽微な制限を示すいくつかの典型的なシミュレーション結果は次に続く。
【００３１】
図４及び５は、典型的なシミュレーション結果を示し、単純選択ダイバーシティに比較してＳＮＲ全体がおよそ２ｄＢ改善されている。図４は、２つのアンテナとともに実装された本発明（ＭＳＣＳ）に対する、典型的なチャネルインパルス応答を示すシミュレーション結果を表している。図５は、本発明（プロット（ａ））及び従来のアンテナ選択（プロット（ｂ））に対するパケットエラーレートのシミュレーション結果を示している。まれに、アナログフィルタにおける異なる位相の応答が、図６に示されるように新たな「実質的な（ｖｉｒｔｕａｌ）」チャネルヌルを生成する（ＭＳＣＳ出力）。明らかに、これが発生するとシステム性能は低下する可能性があり、そうすると、選択ダイバーシティは最良の性能を提供する。図７は、この場合のシミュレートされたパケットエラーレートを示す。「実質的な」ヌルが生成された時にアンテナダイバーシティに切り替える、知的なスイッチングをここで設計することもできる。
【００３２】
本発明の特定の実施形態が示され説明されたが、他の変形例、代用物、及び代替手段が当業者には明らかであるということが理解されるべきである。このような変形例、代用物、代替手段は、添付の請求項から決定されるべき本発明の精神の範囲から逸脱することなく成すことができる。
本発明の様々な特徴が、添付の請求項において説明されている。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の好ましい実施形態の無線ＯＦＤＭ受信器アーキテクチャを例示しているブロック図である。
【図２】図１による好ましい実施形態において用いるための好ましいアナログ２次複素フィルタバンクに対する、伝達関数を示し、ここで図２Ａは、８０１．１１ａバンドのサブキャリア位置を示し、図２Ｂは、複素フィルタ応答を示す。
【図３】本発明による合成の、従来のアンテナ選択を超える平均ＳＮＲ向上を表す。
【図４】２つのアンテナを伴って実装された本発明（ＭＳＣＳ）に対する、典型的なチャネルインパルス応答を示しているシミュレーション結果を表す。
【図５】本発明（プロット（ａ））及び従来のアンテナ選択（プロット（ｂ））に対するパケットエラーレートのシミュレーション結果を示す。
【図６】２つのアンテナについての本発明（ＭＳＣＳ出力）に対する、チャネルインパルス応答のシミュレーション結果を表し、まれな実質的ヌル（ｖｉｒｔｕａｌ  ｎｕｌｌ）が示されている。
【図７】本発明（プロット（ａ））及び従来のアンテナ選択（プロット（ｂ））に対する、実質的ヌルが生成されるまれな条件下での、パケットエラーレートのシミュレーション結果を示す。
【図１】
2008514138.tif 000007
【図５】
2008514138.tif 000008
【図７】
2008514138.tif 000009
【図２】
2008514138.tif 000010
【図３】
2008514138.tif 000011
【図４】
2008514138.tif 000012
【図６】
2008514138.tif 000013
【国際調査報告】
2008514138.tif 000014