(57)【要約】プラズマ負荷へのＲＦ電力送出の安定性を改善する方法を開示する。この方法は、ＲＦ電力系内の多くの固有の位置の一つにＲＦ抵抗器や電力減衰器を追加し、整合回路をＲＦ伝送ラインに実質的に同調させて保持しながら、インピーダンスの微分係数を低減することを含んでいる。
2008517429.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
プラズマ処理システム内でプラズマを少なくとも生成することに使用するために構成した所定の高周波（ＲＦ）生成器を製造する方法であって、
所定の安定なプラズマの組用のＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の第一組を表す複数のデータ点と、前記プラズマ処理システムに対応した所定のＲＦケーブル長を受け取り、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組内の項ＰGが第一ＲＦ生成器の出力電力を表し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組内の項∂ＺT／∂ＰGが、前記第一ＲＦ生成器の前記出力電力に対する負荷インピーダンスの微分係数を表し、
前記所定のＲＦ生成器のＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を表すＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の第二組を獲得し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組内の項ＰGが前記所定のＲＦ生成器の出力電力を表し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組内の項∂ＺT／∂ＰGが、前記所定のＲＦ生成器の前記出力電力に対する負荷インピーダンスの微分係数を表し、
前記所定のＲＦ生成器の設計パラメータを変更し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組に、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組を実質的に包含させる方法。
【請求項２】
さらに、
グラフ上にＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組をプロットすることを含み、ここでＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組の実部を前記グラフのｘ軸上にプロットし、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組の虚部を前記グラフのｙ軸上にプロットする請求項１記載の方法。
【請求項３】
さらに、
前記グラフ上にＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組をプロットすることを含み、ここでＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組の実部を前記グラフの前記ｘ軸上にプロットし、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組の虚部を前記グラフの前記ｙ軸上にプロットする請求項２記載の方法。
【請求項４】
ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組のプロットされた値を含む前記グラフ上の第一領域が、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組のプロットされた値を含む前記グラフ上の第二領域を実質的に包含するとき、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組がＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組を実質的に包含すると考えられる請求項３記載の方法。
【請求項５】
ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組が、測定値の第一組を表す請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記プラズマ処理システムの整合ネットワークに関連した調整素子の値を固定して保持しながら、前記第一ＲＦ生成器の前記出力電力を変更することによって測定値の前記組を獲得する請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記第一ＲＦ生成器の前記出力電力を変更しながら入力インピーダンスの値ＺMを測定し、∂ＺM／∂ＰGの値を獲得し、∂ＺM／∂ＰGの前記値を∂ＺT／∂ＰGの値に変換することによってＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組を獲得する請求項６記載の方法。
【請求項８】
式ｄＺT／ｄＺM＝（１＋ｔａｎ2θ）／（１＋ｊｔａｎθ）2を用いて、∂ＺM／∂ＰGの前記値から∂ＺT／∂ＰGの値への前記変換を実行し、
ここで前記θ≡２πＬ／λであり、前記Ｌが伝送ラインの長さを表し、前記λが前記伝送ライン内のＲＦ信号の波長である請求項６記載の方法。
【請求項９】
前記プラズマ処理システムが、誘導結合プラズマ処理システムを表す請求項１記載の方法。
【請求項１０】
前記プラズマ処理システムが、容量結合プラズマ処理システムを表す請求項１記載の方法。
【請求項１１】
所定のＲＦ生成器を用いて、プラズマ処理システムのプラズマ処理チャンバ内の基板を処理する際、安定なプラズマを獲得する方法であって、
前記所定のＲＦ生成器とは異なる第一ＲＦ生成器を用いて複数のデータ点を生成し、前記複数のデータ点が所定の安定なプラズマの組用のＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の第一組と、前記プラズマ処理システム内の前記第一ＲＦ生成器に対応した第一ＲＦケーブル長を表し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組内の項ＰGが前記第一ＲＦ生成器の出力電力を表し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組内の項∂ＺT／∂ＰGが、前記第一ＲＦ生成器の前記出力電力に対する負荷インピーダンスの微分係数を表し、
ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の第二組を獲得し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組が、前記所定のＲＦ生成器の安定な動作領域内のＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を表し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組内の項ＰGが前記所定のＲＦ生成器の出力電力を表し、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組内の項∂ＺT／∂ＰGが、前記所定のＲＦ生成器の前記出力電力に対する負荷インピーダンスの微分係数を表し、
前記プラズマ処理システムと共に前記所定のＲＦ生成器を用いる際、前記所定のＲＦ生成器からＲＦ信号を導く第二ＲＦケーブル長を用い、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組が、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組を実質的に包含するように前記第二ＲＦケーブル長を選択する方法。
【請求項１２】
さらに、
グラフ上にＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組をプロットすることを含み、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組の実部を前記グラフのｘ軸上にプロットし、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組の虚部を前記グラフのｙ軸上にプロットする請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
さらに、
前記グラフ上にＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組をプロットすることを含み、ここでＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組の実部を前記グラフの前記ｘ軸上にプロットし、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組の虚部を前記グラフの前記ｙ軸上にプロットする請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組のプロットされた値を含む前記グラフ上の第一領域が、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組のプロットされた値を含む前記グラフ上の第二領域を実質的に包含するとき、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第二組が、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組を実質的に包含すると考えられる請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組が、測定値の第一組を表す請求項１１記載の方法。
【請求項１６】
前記プラズマ処理システムの整合ネットワークに関連した調整素子の値を固定して保持しながら、前記第一ＲＦ生成器の前記出力電力を変更することによって測定値の前記組を獲得する請求項１１記載の方法。
【請求項１７】
前記第一ＲＦ生成器の前記出力電力を変更しながら入力インピーダンスの値ＺMを測定し、∂ＺM／∂ＰGの値を獲得し、∂ＺM／∂ＰGの前記値を∂ＺT／∂ＰGの値に変換することによって、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の前記第一組を獲得する請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
式ｄＺT／ｄＺM＝（１＋ｔａｎ2θ）／（１＋ｊｔａｎθ）2を用いて、∂ＺM／∂ＰGの前記値から∂ＺT／∂ＰGの値への前記変換を実行し、
ここで前記θ≡２πＬ／λであり、前記Ｌが伝送ラインの長さを表し、前記λが前記伝送ライン内のＲＦ信号の波長である請求項１６記載の方法。
【請求項１９】
前記プラズマ処理システムが、誘導結合プラズマ処理システムを表す請求項１１記載の方法。
【請求項２０】
前記プラズマ処理システムが、容量結合プラズマ処理システムを表す請求項１１記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、プラズマ処理システム内のプラズマ負荷へのＲＦ電力送出安定性を改善する方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
しばらくの間に、プラズマ処理システムがよく見られるようになっている。長年、誘導結合プラズマ源、電子サイクロトロン共鳴（ＥＣＲ）源、容量源などを用いるプラズマ処理システムは、半導体基板やガラスパネルを処理するために様々な度合で導入され用いられている。
【０００３】
処理中、複数の堆積およびエッチングステップが一般に利用される。堆積中、基板表面（ガラスパネルまたはウェハの表面など）には材料を堆積させる。例えば、基板表面上には、シリコン、二酸化シリコン、窒化シリコン、金属などの様々な形態を有する堆積層を形成できる。逆に、基板表面上の所定の領域から材料を選択的に除去するためにエッチングが用いられる。例えば、基板の層内に、ビア（ホール）、接点または溝などのエッチング形状を形成できる。なお、いくつかのエッチング処理では化学反応およびパラメータを利用して、プラズマ対向面上で薄膜のエッチングと堆積を同時に行うこともできる。
【０００４】
プラズマは、誘導結合、ＥＣＲ、マイクロ波および容量結合プラズマ法を含む様々なプラズマ生成法を用いて生成し維持できる。誘導結合プラズマ処理チャンバ内では、例えば、誘導源を用いてプラズマを生成する。議論を容易にするために、図１は従来技術のプラズマ処理チャンバ１００を示しており、この例はエッチング用に構成されている。プラズマ処理チャンバ１００は、実質的に円筒のチャンバ壁部１０２と、誘電体窓１０６上に配置したアンテナまたは誘導コイル１０４を有する。一般に、アンテナ１０４は、第一高周波（ＲＦ）電力源１０８に動作可能なように結合し、第一ＲＦ電力源１０８は図のようにＲＦ生成器１１０とＲＦ整合ネットワーク１１２を有することができる。ＲＦ生成器１１０は、例えば、４ＭＨｚの周波数で動作できる。一般的にいって、ＲＦ生成器からのＲＦ信号は、正弦波、パルス、または非正弦波であってもよい。誘電体窓１０６は一般に、高抵抗炭化ケイ素（ＳｉＣ）などの高抵抗誘電体材料から形成される。
【０００５】
プラズマ処理チャンバ１００内では、誘電体窓１０６と基板１１４の間のＲＦ誘導プラズマ領域内で、例えば、エッチングソースガスなどの気体のソース材料の導入を促進するために一組の吸入ガスポート（図示せず）を一般に設ける。基板１１４はチャンバ１００内に導入し、チャック１１６上に配置する。チャック１１６は一般に電極として機能し、第二ＲＦ電力源１１８に動作可能なように結合し、第二ＲＦ電力源１１８は図のようにＲＦ生成器１２０とＲＦ整合ネットワーク１２２を有することができる。ＲＦ生成器１２０は、例えば、１３．５６ＭＨｚのＲＦ周波数で動作可能である。上記のように、ＲＦ生成器１２０からのＲＦ信号はＲＦ生成器からの他のＲＦ信号と同様に、正弦波、パルス、または非正弦波であってもよい。
【０００６】
プラズマを生成するために、処理ソースガスは上記の組の吸入ガスポートを介してチャンバ１００内に吸入する。それから、ＲＦ電力源１０８を用いて誘導コイル１０４に、ＲＦ電力源１１８を用いてチャック１１６に電力を供給する。誘電体窓１０６を介して結合したＲＦ電力源１０８から供給したＲＦエネルギは処理ソースガスを励起し、それによってプラズマ１２４を生成する。
【０００７】
その具体的な製造業者や特定の処理の要件に依存して、チャンバ１００には異なる部品を設けることができる。例えば、集束リング、プラズマスクリーン、磁石、圧力制御リング、ホットエッジリング、様々なガス噴射器ノズル、プローブ、チャンバ裏地などを設けることもできる。図を簡略化するために、これらの既知の部品は図１から省略されている。
【０００８】
一般的にいって、満足なエッチング結果を獲得するために、エッチング処理の厳密な制御を維持することが重要である。従って、アンテナＲＦ電圧、アンテナＲＦ電力、バイアスＲＦ電圧、バイアスＲＦ電力、プラズマ密度、チャンバ内の汚染物の量などのパラメータは注意深く制御しなければならない。その上、できるだけ広い処理窓全体で、エッチング処理の厳密な制御を維持することが重要である。この点では、プラズマ負荷へのＲＦ電力送出の安定性は特に重要な問題である。所定の処理法に対して、確実な処理結果を獲得するには処理全体でＲＦ電力送出を安定に維持することが重要である。
【０００９】
この発明は、プラズマ処理チャンバ内のプラズマへのＲＦ電力送出の安定性を向上させる方法と装置、およびプラズマへのＲＦ電力送出の安定性に寄与するパラメータを所定のパラメータ設定で定量化する方法を取り扱う。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
この発明は、一実施例では、プラズマ処理システムを構成する方法に関する。プラズマ処理システムは、半導体基板を処理するように構成する。この方法はＲＦ電力構成を提供することを含み、それはＲＦ生成器出力を備えたＲＦ生成器、動作中、ＲＦ生成器出力からＲＦ電流を受け取るように結合し、ある特性インピーダンスを備えた第一ＲＦ伝送ライン、第一ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスと実質的に等しい入力インピーダンスを備え、ＲＦ生成器から第一ＲＦ伝送ラインを介してＲＦ電流を受け取るように構成した整合ネットワークを有する。この方法は、ＲＦ生成器と整合ネットワークの間の電流経路内に、ＲＦ電力減衰器を結合させることを含んでいる。
【００１１】
別の実施例では、この発明はプラズマ処理システムに関し、前記システムはＲＦ生成器出力を備えたＲＦ生成器を有する。そこには、ＲＦ生成器出力からＲＦ電流を受け取るように結合した第一ＲＦ伝送ラインが含まれ、第一ＲＦ伝送ラインはある特性インピーダンスを有する。それに加えて、第一ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスと実質的に等しい入力インピーダンスを備えた整合ネットワークが含まれ、整合ネットワークはＲＦ生成器から第一ＲＦ伝送ラインを介してＲＦ電流を受け取るように構成する。さらに、ＲＦ生成器と整合ネットワークの間の電流経路内に結合したＲＦ電力減衰器が含まれる。
【００１２】
さらに別の実施例では、この発明は半導体基板を処理するプラズマ処理システムに関し、前記システムはＲＦ生成器出力を備えたＲＦ生成器を有する。そこには、ＲＦ生成器出力に結合したＲＦ伝送ラインが含まれ、ＲＦ伝送ラインはある特性インピーダンスを有する。さらに、ＲＦ伝送ラインに結合した整合回路が含まれ、整合回路は第一抵抗器と整合ネットワークを有し、整合ネットワークは複数のインピーダンス素子を有し、前記第一抵抗器は複数のインピーダンス素子の一つの少なくとも一つの端子に結合させ、前記整合回路の入力インピーダンスはＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスと実質的に等しい。
【００１３】
別の実施例では、この発明はプラズマ処理システムに関し、前記システムはＲＦ生成器出力を備えたＲＦ生成器を有する。そこには、ＲＦ生成器出力からＲＦ電流を受け取るように結合した第一ＲＦ伝送ラインが含まれ、ＲＦ伝送ラインはある特性インピーダンスを有する。それに加えて、ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスと実質的に等しい入力インピーダンスを備えた整合ネットワークが含まれ、整合ネットワークはＲＦ生成器からＲＦ伝送ラインを介してＲＦ電流を受け取るように構成し、前記整合ネットワークの入力インピーダンスと、ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスは両方とも所定の値に実質的に等しく、所定の値は５０Ωより低くなるように設計し、ＲＦ生成器は所定の値を備えた負荷内にＲＦ電力を送出するように構成する。
【００１４】
さらに別の実施例では、この発明はプラズマ処理システムを構成する方法に関し、プラズマ処理システムは半導体基板を処理するように構成する。この方法は、ＲＦ生成器出力を備えたＲＦ生成器を提供することを含んでいる。この方法はさらに、ＲＦ生成器出力からＲＦ電流を受け取るように第一ＲＦ伝送ラインを構成することを含み、ＲＦ伝送ラインはある特性インピーダンスを備えている。この方法はそれに加えて、ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスと実質的に等しい入力インピーダンスを備えた整合ネットワークを提供することを含み、整合ネットワークはＲＦ生成器からＲＦ伝送ラインを介してＲＦ電流を受け取るように構成し、前記整合ネットワークの入力インピーダンスと、ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスは両方とも所定の値に実質的に等しく、所定の値は５０Ωより低くなるように設計し、ＲＦ生成器は所定の値を備えた負荷内にＲＦ電力を送出するように構成する。
【００１５】
この発明のこれらの特徴および他の特徴は、発明の詳細な説明において次の図面と共に以降でさらに詳しく説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
この発明は、添付の図面に示されているように、それらのいくつかの好ましい実施例を参照しながらここで詳しく説明する。以降の説明では、この発明を完全に理解できるように多数の具体的な詳細を述べる。しかし、当業者には明らかなように、この発明はこれらの詳細の一部または全てを用いることなく実施することもできる。他の例では、この発明を不必要に曖昧にしないために既知の処理ステップおよび構造は詳しくは説明していない。
【００１７】
送出されるＲＦ電力に対する電気的負荷インピーダンスの微分係数がＲＦ電力安定性に及ぼす影響を議論するために、典型的なＲＦ電力送出構成を簡単に見直すことは有用である。図２は典型的なＲＦ電力送出構成の様々な電気部品を示すブロック図であり、その構成は典型的な誘導結合プラズマ処理チャンバ内のプラズマにＲＦ電力を送出することを含んでいる。なお、議論を容易にするために、誘導結合プラズマ処理システムを任意に選択したが、この発明は容量結合プラズマ処理システム、および他の方法を用いてそれらのプラズマの生成や維持を行う他のプラズマ処理システムにも等しくうまく適用できる。
【００１８】
図２では、制御コンピュータ２０４とソースＲＦアンテナ２０６に結合したソースＲＦ電力系２０２が示されている。制御コンピュータ２０４は、センサ２０８と２１０やソースＲＦ生成器２１２からの帰還信号を用いて、ソースＲＦ生成器２１２とインピーダンス整合ネットワーク２１４を制御する帰還制御ループの一部である。センサ２０８は、ソースＲＦ生成器２１２の性能を反映するパラメータを監視するセンサを含んでいる。従って、ＲＦ電力と電圧の振幅や位相、ソースＲＦ生成器からインピーダンス整合ネットワークへの進行ＲＦ電力、インピーダンス整合ネットワークからソースＲＦ生成器への反射ＲＦ電力などのパラメータはセンサ２０８によって測定できる。センサ２０８によって得られる情報は、処理中、ソースＲＦ生成器２１２からのＲＦ電力送出を調整するために制御コンピュータ２０４とソースＲＦ生成器２１２によって用いられる。
【００１９】
センサ２１０は、インピーダンス整合ネットワーク２１４の性能を反映するパラメータを監視するセンサを含んでいる。従って、ＲＦ電流と電圧の振幅や位相、ソースＲＦ生成器からインピーダンス整合ネットワークへの進行ＲＦ電力、インピーダンス整合ネットワークからソースＲＦ生成器への反射ＲＦ電力などのパラメータはセンサ２１０によって測定できる。動作中、ソースＲＦ生成器はＲＦ電力を生成し、それは図のように、ソースＲＦ伝送ライン２１６とインピーダンス整合ネットワーク２１４を介してソースＲＦアンテナ２０６に送出される。
【００２０】
図２では、制御コンピュータ２０４とバイアスＲＦ電極２２６に結合したバイアスＲＦ電力系２２２が示されている。制御コンピュータ２０４は、バイアスＲＦ電力系２２２内で同様の役割を実行する。つまり、制御コンピュータ２０４は、センサ２２８と２３０やバイアスＲＦ生成器２３２からの帰還信号を用いて、バイアスＲＦ生成器２３２とインピーダンス整合ネットワーク２３４を制御する帰還制御ループの一部である。センサ２２８と２３０は、ソースＲＦ電力系２０２内のセンサ２０８と２１０によって実行されるものと同様の機能を実行する。動作中、バイアスＲＦ生成器２３２はＲＦ電力を生成し、それは図のようにバイアスＲＦ伝送ライン２３６とインピーダンス整合ネットワーク２３４を介してバイアスＲＦ電極２２６に送出される。
【００２１】
図３は図２のソースＲＦ電力系２０２をより詳しく示しており、系内の様々な点での様々な電気的パラメータ用のラベルを含んでいる。図２では、インピーダンス整合ネットワークは、議論を容易にするためにＴ型整合ネットワークとなるように任意に選択した。しかし、当然のことながら、この発明はＬ型またはπ型整合ネットワークなどの他の種類の整合ネットワークにも適用できる。
【００２２】
図３を参照すると、プラズマインピーダンスＺPを備えたプラズマが示されており、それはプラズマの複素インピーダンスを表している。
【００２３】
ＺP＝ＲP＋ｊωＬPであり、ここで、ＲPとＬPは各々プラズマ抵抗とインダクタンスであり、ｊ＝√−１、ω＝２πｆ（ｆはＲＦ周波数（単位：Ｈｚ）である）。
【００２４】
誘導プラズマソースのこの例では、プラズマは、ＲＦアンテナを主ループとする変圧器の第二ループとしてモデル化できる。このモデルでは、プラズマインピーダンスＺPはアンテナに直列の実効インピーダンスＺSに変換される。
【００２５】
ＺS＝ＲS＋ｊＸSであり、ＲSとＸS（リアクタンス）は次式で与えられる。
【００２６】
【数１】
2008517429.tif 000003
ここで、ＭはコイルＬAとＬPの間の相互インダクタンスである。
【００２７】
（この導出は、例えば、Ａｌｂｅｒｔ  Ｌａｍｍの「均一な伝送ラインとしてモデル化した誘導プラズマセル上の定在波の観察」、Ｊ．Ｖａｃ．Ｓｃｉ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ａ１５，２６１５（１９９７）に見出され、参照によってここに組み込まれる）。
【００２８】
ソースＲＦアンテナのインダクタンスＬA（単位：Ｈ）は、図２のソースＲＦアンテナ２０６に起因する。
【００２９】
ＸA＝ωＬAは、ソースＲＦアンテナの誘導リアクタンス（単位：Ω）である。
【００３０】
図２のインピーダンス整合ネットワーク２１４は、議論のために図３ではＴ型の整合ネットワークとして任意に選択され、三つの典型的なコンデンサＣa、Ｃb、Ｃcによって表され、その中でＣaとＣcは調整可能であってもよい。図３において、インピーダンス整合ネットワークはコンデンサによって実現されているが、コイルまたはコンデンサとコイルの組み合わせを用いることもできる。終端コンデンサＣdも、ソースＲＦアンテナインダクタンスＬAと直列に示されている。
【００３１】
Ｘa＝−１／ωＣa；Ｘb＝−１／ωＣb、Ｘc＝−１／ωＣcは、コンデンサＣa、ＣbおよびＣcの容量性リアクタンス（単位：Ω）である。Ｃb
【００３２】
Ｘd＝−１／ωＣdは、終端コンデンサＣdの容量性リアクタンス（単位：Ω）である。
【００３３】
ＺMはインピーダンス整合ネットワークの入力インピーダンスであり、実効直列プラズマインピーダンスＺS、ソースＲＦアンテナインダクタンスＬA、整合ネットワーク部品Ｃa、Ｃb、Ｃcのインピーダンス、および任意の終端コンデンサＣdのインピーダンスを含んでいる。
【００３４】
ＺM＝ＲM＋ｊＸM
【数２】
2008517429.tif 000004
【数３】
2008517429.tif 000005
【００３５】
ここで、Ｘ3＝Ｘc＋ＸS＋ＸA＋Ｘd
【００３６】
インピーダンス整合ネットワークの通常動作中、コンデンサＣaとＣcを一般に調整し、ＸM＝０およびＲM＝Ｒ0にする。ここで、Ｒ0はソースＲＦ伝送ラインの特性抵抗である。
【００３７】
インピーダンス整合ネットワークの入力インピーダンスＺMは、ソースＲＦ伝送ラインによって変換された値ＺTに変換され、それは（式１）で与えられる。
【数４】
2008517429.tif 000006
（式１）
【００３８】
ここで、Ｒ0はＲＦ伝送ラインの特性抵抗、ＬはＲＦケーブル長、λは伝送ライン内のＲＦ波の波長である（損失のないケーブルであると仮定する）（例えば、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ’  Ｈａｎｄｂｏｏｋ，Ｔｈｉｒｄ  Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｄ．ＦｉｎｋおよびＤ．Ｃｈｒｉｓｔｉａｎｓｅｎ，発行者ＭｃＧｒａｗ―Ｈｉｌｌ，ＮＹ，１９８９，ページ９−３参照）。
【００３９】
通常に調整された動作では、ＺM＝Ｒ0、ＺT＝Ｒ0となる。
【００４０】
ＰGは生成器の出力電力（単位：Ｗ）を表し、ＰPはプラズマに実際に送出される電力を表す。ＰGは、ＰPと、生成器に反射するか、または整合回路の素子内で散逸される任意の電力の合計に等しい。
【００４１】
上記のように、ＲＦ電力送出の安定性は、満足な処理結果の実現に非常に重要である。図４Ａは、所定のソースＲＦ送出電力設定点において、ソースＲＦ電力送出不安定性が受ける処理を示す典型的なグラフである。典型的な図４Ａでは、ソースＲＦ送出電力設定点が３７０Ｗより高い場合に安定である。３７０Ｗ未満では、プラズマに送出されるソースＲＦ電力はもはや安定ではなく、反射ＲＦ電力は（例えば、図２のセンサ２０８で測定されるように）高くなる。
【００４２】
図４Ｂは、ソースＲＦ送出電力が不安定になったときに観察されるプラズマの発光を示している。図のように、広帯域の発光強度が広く変動し、振幅の揺れは不安定な期間中２５％を超えている。当業者には明らかなように、このような変動は処理結果を著しく劣化させ、修正が必要となる。
【００４３】
従来は、ＲＦ電力送出の不安定性の問題は、所定の処理法に対して安定なＲＦ電力送出が実現されるまで、異なるＲＦ生成器／伝送ケーブル長の組み合わせを試行することで対処していた。典型的な誘導結合ソースＲＦ電力系を電気的な用語で特徴付けると、ここで任意のＲＦ電力系のＲＦ電力不安定性の問題は、図２と３について行われる特徴付けの観点で議論できる。
【００４４】
一般に、負荷インピーダンスＺLは（整合ネットワークで見られるように）、プラズマに送出される電力ＰPに依存するＺSを有する。整合ネットワークは、負荷インピーダンスＺLを整合ネットワークの入力インピーダンスＺMに変換する。その結果、整合ネットワークの入力インピーダンスＺMは、プラズマに送出される電力ＰPの関数、つまり、
ＺM＝ＺM（ＰP）となる。
【００４５】
整合ネットワークを調整すると、ＺMは一般に（５０＋０ｊ）Ωとなる。
【００４６】
ＲＦ生成器系は一般に能動型帰還ループを有し、それは生成器の進行（つまり出力）電力または送出電力（つまり、進行電力−反射電力）をある所定の値と等しく維持する。負荷インピーダンスＺTの変化が（生成器で見られるように）帰還回路の応答時間に比べて遅い時間スケールで変化する場合、生成器の進行（送出）電力は帰還回路の動作によって一定に維持できる。
【００４７】
しかし、負荷インピーダンスＺTの変化が、帰還回路の応答時間以上に速い時間スケールで発生する場合は、生成器の出力電力ＰGはそれに応じて変化しない。従って、帰還回路の応答時間以上に速い時間スケールの場合、生成器の出力電力ＰGは負荷インピーダンスＺTの関数、つまり
ＰG＝ＰG（ＺT）となる。
【００４８】
上記のように、負荷インピーダンスＺLは（整合ネットワークで見られるように）、プラズマに送出される電力ＰPに依存する。プラズマインピーダンスＺSの変化が、インピーダンス整合ネットワークの応答時間より遅い時間スケールで発生する場合、整合ネットワークの入力インピーダンスＺM＝Ｒ0となり、整合ネットワークの入力インピーダンスＺMと負荷インピーダンスＺTは、プラズマに送出される電力ＰPまたは生成器の出力電力ＰGに依存しない。
【００４９】
しかし、プラズマインピーダンスＺSの変化が、インピーダンス整合ネットワークの応答時間以上に速い時間スケールで発生すると、ＺM≠Ｒ0となり、負荷インピーダンスＺTはプラズマに送出される電力ＰPの関数、つまりＺT＝ＺT（ＰP）となる。ＰGとＰPの関係が既知であれば、負荷インピーダンスはＰGの関数として次のように表される。
ＺT＝ＺT（ＰG）
【００５０】
整合ネットワークの入力インピーダンスＺM、負荷インピーダンスＺT、および生成器の出力電力ＰGの関係は、図５に記号的に示されている。
【００５１】
ＲＦ電力送出不安定性は、生成器の負荷インピーダンスＺTと生成器の出力電力ＰGの間の帰還ループのループ利得に依存する。より具体的には、負荷インピーダンスＺTと生成器の出力電力ＰGの相互依存ループの全体の利得が、ＲＦ電力送出不安定性に実質的に寄与する。
【００５２】
ＺTの値がＲ0の値の周りにあり負荷インピーダンスＺTの変化が小さい場合、生成器の出力電力ＰGに対するＺTの依存性は、複素数である微分係数∂ＺT／∂ＰG（ＺT＝Ｒ0）として表すことができる。
【００５３】
負荷インピーダンスＺTに対する生成器の出力電力ＰGの依存性は、同様に複素数である勾配▽ＰG（ＺT）として表される。
【００５４】
ＰGに対するＺT、およびＺTに対するＰGの相互依存性は図６に概略的に示されており、ここでＰGは実数、ＺTは複素数である。ＲＦ電力送出系が安定か、不安定かの傾向は∂ＺT／∂ＰG・▽ＰGに依存し、ここで・はドット積である。
【００５５】
さらに、∂ＺT／∂ＰG・▽ＰGの値を低減すると、プラズマへのＲＦ電力送出はより安定になる傾向があることが仮定される。この発明の一形態によると、∂ＺT／∂ＰGの低下は、ＲＦ生成器の出力電力ＰGの一部を「浪費」させ、プラズマに送出される電力ＰPを同じに維持するためにＰGの増加を要求する技術によって実現される。しかし、ＲＦ生成器の出力電力ＰGの増加が、∂ＺT／∂ＰGの低下の恩恵を打ち消す▽ＰG（ＺT）の有害な変化を引き起こさないことを確認する必要がある。図７Ａと７Ｂは、これがそういう場合でないことを示している。
【００５６】
生成器の負荷インピーダンスの変化が生成器の帰還制御帯域幅より速い時間スケールで発生する場合、ＲＦ生成器は出力インピーダンスＺOUTと負荷インピーダンスＺLOADを備えたＲＦ電圧源としてモデル化できる。このモデルは、図７Ａに示されている。
【００５７】
このようなモデルの場合、規格化された電力出力等高線が存在することが観察され、前記等高線は生成器の特性によって決定され、一般的な形状Ｇ（ＺLOAD）を有し、前記形状は出力電力に依存しない。図７Ｂは、負荷インピーダンスＺLOADの変化が生成器の帰還回路の応答時間より速い時間スケールで発生するとき、仮想的ＲＦ生成器の負荷インピーダンスＺLOADの関数として典型的なＲＦ電力出力等高線を示している。図７Ｂでは、生成器の出力インピーダンスＺOUTは（５＋０ｊ）Ωに任意に選択され、ＲＦ生成器は５０Ωの負荷内に１００％の公称出力電力を有する。出力電力は４０Ωの負荷内で１２０％、６０Ωの負荷内で８６％である。仮想的な生成器は一般的なＲＦ生成器を適切にモデル化できるが、実際には、一般的な生成器の出力インピーダンスの虚部はゼロではないが、高レベルの効率を維持するために、一般的な生成器の出力インピーダンスの実部は数Ω程度と一般に低い。ゼロではない虚部を有することは電力等高線の形状をやや変化させるが、これらの電力等高線が存在する前提は変化させない。
【００５８】
この点で注意すべきことは、負荷インピーダンスＺLOADの変化が、生成器の帰還回路の応答時間よりずっと遅く発生する場合、生成器の帰還回路は出力電力をほぼ一定に保持する傾向があることである。さらに、負荷インピーダンスＺLOADの変化が生成器の帰還回路の応答時間と同様の時間スケールで発生する場合、出力電力は帰還回路の詳細に依存し、電力等高線は図７Ｂに示したものより複雑な形状を有することができる。
【００５９】
負荷インピーダンスＺLOADの変化が生成器の帰還回路の応答時間より速く発生する場合、ＲＦ電力等高線は個々の生成器の固有の特性によって決定されるように見えるが、一般的な形状Ｇ（ＺLOAD）を有し、前記形状は出力電力に依存しない。負荷インピーダンスＲ0に対して生成器の出力電力がＰG（Ｒ0）であると仮定すると、任意の他の負荷インピーダンスＺLOADに対する生成器の出力は次式で与えられる。
ＰG（ＺLOAD）＝ＰG（Ｒ0）*Ｇ（ＺLOAD）、および▽ＰG＝ＰG▽Ｇ
【００６０】
この仮定の下では、ＲＦ電力送出安定性は（式２）によって与えられる。
【数５】
2008517429.tif 000007
式２
ここで、項▽Ｇは生成器の特性に依存し、一般に生成器の出力電力ＰGに依存しない。項∂ＺT／∂ＰPは、プラズマの特性（ガス組成、圧力、送出電力ＰPなどによって定義される）、インピーダンス整合ネットワーク、およびＲＦ伝送ラインの長さに依存する。なお、当然ことながら、ＲＦ伝送ラインの長さはインピーダンスの微分係数の方向には影響を与えるが、その大きさには影響を与えない（付録Ａ参照）。
【００６１】
所定のＲＦ生成器の場合、ＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の値が低いプラズマ（ガス組成、圧力、送出電力ＰPなどによって定義される）は、ＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の値が高いプラズマより広い範囲のＲＦ伝送ラインの長さ全体で安定である。
【００６２】
これらの観察および推論から、プラズマ負荷へのＲＦ電力送出安定性は少なくとも二つの機構によって改善できると考えられる。一つはインピーダンス整合ネットワークを変化させ、ＺT＝Ｒ0において評価されるＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の大きさを低減することである。この改善は、任意の既存のまたは将来のＲＦ生成器によって実行できる。もう一つは生成器の出力特性を変化させ、｜▽Ｇ｜＝｜▽ＰG｜／ＰGの大きさを低減することである。
【００６３】
一実施例では、ＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の値は、整合ネットワークの入力と直列の追加の抵抗や、整合ネットワークのインピーダンス素子の端子の一つに接続した追加の抵抗を意図的に導入し、入力端子に流れ込む電流が追加の抵抗にも流れるようにすることによって低減できる（例えば、これ以降で議論する図８Ｂと８Ｄに示した場合）。
【００６４】
その用語がここで用いられる際、整合ネットワークは入力端子と出力端子を有する。整合ネットワークの入力端子はＲＦ生成器に向かって配置した端子を表し、整合ネットワークの出力端子は負荷に向かって配置した端子（例えば、ＲＦアンテナ）を表す。
【００６５】
既存の整合ネットワークと追加の抵抗器を有する整合回路は、この実施例では調整されたままであり、つまり調整ずれしていない。その入力インピーダンスがＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスと実質的に等しいとき、つまり、実世界では絶対的に正確な整合は必ずしも可能または現実的ではないので、これらの二つの値が産業的に許容可能な精度内で等しいと考えられるとき、その用語がここで用いられる際、整合回路は調整されている、または同調していると考えられる。
【００６６】
図８Ａは、この実施例を示す典型的な回路図である。図８Ａでは、抵抗器ＲXをＴ整合ネットワーク８０２の入力に直列に挿入する。議論を容易にするために、ＲXの値は２５Ωであると仮定する。整合ネットワーク８０２の入力に直列に２５Ωの高電力ＲＦ抵抗器を追加することによって、整合ネットワーク８０２自体は現在２５Ωに調整しても（つまり、ＺM1＝２５＋０ｊΩ）、ＲXを含む修正された整合回路は５０Ωに調整したままにできる（つまり、ＺM2＝５０＋０ｊΩ）。整合ネットワーク８０２をＺM1＝２５Ωに調整することでＲMの値を半分だけ効率的に低減し、付録Ｃの（式Ｃ６）に従ってインピーダンスの微分係数｜ｄＺM／ｄＺS｜を半分だけ低減する。
【００６７】
当然のことながら、整合ネットワークはＺSをＺM1＝（２５＋０ｊ）Ωに変換し、処理中、インピーダンスの微分係数を比率｜ｄＺM1／ｄＺS｜＝２５Ω／ＲSだけ拡大する。しかし、ＺM2＝２５Ω＋ＺM1である（２５Ωの部分はプラズマに送出される電力ＰPに依存しない）ので、｜∂ＺM2／∂ＰP｜＝｜∂ＺM1／∂ＰP｜＝（２５Ω／ＲS）*｜∂ＺS／∂ＰP｜となり、これは未修正の整合ネットワークの（５０Ω／ＲS）*｜∂ＺS／∂ＰP｜の値の半分だけの大きさになる。
【００６８】
不安定性を招くと考えられる全ループ利得は、次式で与えられる。
【数６】
2008517429.tif 000008
【００６９】
この例では、ＲX＝２５Ωの場合、ＰGはＲX＝０の場合の二倍の大きさになり、ｄＺT／ｄＺMの大きさは１になり、ｄＺM／ｄＺSはＲX＝０の場合の半分の大きさになり、ｄＰP／ｄＰG＝０．５、∂ＺS／∂ＰPと▽Ｇは同じであり、全体の効果は係数２ｘだけループ利得の大きさを低減する。
【００７０】
なお、この場合、整合ネットワーク８０２と抵抗器ＲXを有する整合回路８０６は、ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスに同調したままである。ＲＦ電力は、整合ネットワークから全く反射されない。生成器の電力の約半分は２５Ωの抵抗器ＲXで散逸されるので、プラズマに同じ電力ＰPが送出されるように、生成器の出力ＰGは二倍の大きさにすべきである。さらに、抵抗器ＲXは大量の電力散逸を処理する必要があり、適切な選択や設計を行うべきである。例えば、いくつかの場合、液冷高電力抵抗構成を用いることができる。
【００７１】
なお、図８Ａでは、抵抗器は可変コンデンサＣaを介して流れる電流経路に沿って、整合ネットワークの可変コンデンサＣaの左側に配置するように示した（つまり、抵抗器はＲＦ伝送ラインと整合ネットワークの入力端子の間に配置した）が、抵抗器は可変コンデンサＣaと整合ネットワークの端子８０４（図８ＡのＴ接合部）の間に配置することもできる。別の実施例では、整合ネットワーク８０２の可変コンデンサＣaと終端コンデンサＣdはどちらも、アースに結合させる前に共に結合させる。これは、図８Ｂに示されている。この場合、抵抗器ＲXは、並列のコンデンサＣbとＣd、およびアースによって形成される等価インピーダンスを介して流れる電流経路に沿って配置される。
【００７２】
さらに、図８ＡではＴ整合ネットワークを一例として用いたが、当然のことながら、Ｌ整合およびπ整合ネットワークでも同様の結果が得られる（ここで付録ＢとＣを参照）。Ｌ整合の場合、例えば、図８Ｃに示したようにＲＦ伝送ラインとＬ整合の入力端子の間に追加の抵抗を設けることも、並列のインピーダンス素子ＺL1とＺL2、およびアースの間に形成される等価インピーダンスの間に直列に（図８Ｄに示したように）設けることもできる。どちらの場合でも（例えば、図８Ｃまたは図８Ｄ）、追加の抵抗は整合ネットワークの入力と直列であると考えられる。
【００７３】
図８ＣのＬ整合の場合（図８Ｄでも同様）、追加の抵抗は代わりに位置８４０または８４２に設けることもできる。位置８４０または８４２に配置した場合、追加の抵抗は整合ネットワークの入力と直列であるとは考えられないが、これらの位置における追加の抵抗の提供もインピーダンスの微分係数を低減し、プラズマの安定性の改善をもたらす。
【００７４】
図８Ｅに示したものなどのπ整合の場合は、追加の抵抗は、例えば、参照番号８５０によって示した位置において、π整合の入力端子８６２とライン側Ｔ接合部８６０の間に設けることができる。追加の抵抗は、例えば、参照番号８５８に示した位置において、π整合のライン側Ｔ接合部８６０とコンデンサＺπ2の間に代わりに設けることもできる。追加の抵抗は、例えば、参照番号８５６に示した位置において、π接合の電極側Ｔ接合部８６４とコンデンサ3の間に代わりに設けることもできる。追加の抵抗は、例えば、参照番号８５２に示した位置において、π整合のライン側Ｔ接合部８６０と、π整合コンデンサＺπ2の電極側Ｔ接合部８６４の間に代わりに設けることもできる。要点は、追加の抵抗がより低い値に調整された整合ネットワークと共に、ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスと実質的に等しい入力インピーダンスを備えた整合回路を共同で提供することである。
【００７５】
例えば、位置８５２、８５６、または８５８に追加の抵抗を実装する際、所定の％点だけインピーダンスの微分係数を低減するために必要な追加の抵抗の値は、例えば、位置８５０において、整合ネットワークの入力インピーダンスに直列に、その追加の抵抗ＲXを実装する際、同じ％点だけインピーダンスの微分係数を低減するために必要な追加の抵抗ＲXの値とは異なっていてもよい。
【００７６】
さらに、整合ネットワーク（Ｔ整合８０２、Ｌ整合、またはπ整合）の可変インピーダンス素子は、コイルまたはコイル／コンデンサの組み合わせを代わりに用いて実装できる。抵抗器ＲXは、整合ネットワークのインピーダンス素子用のコイルまたはコイル／コンデンサの組み合わせを用いて、上で議論した方法と同様にＲＦ電力系内に配置できると予想される。
【００７７】
さらに、議論を容易にするためにＲXの値に２５Ωを選択したが、ＲXは所望の任意の値を有することができる。一実施例では、追加の抵抗器の抵抗値は、整合回路（例えば、図８Ａの８０６）の全入力インピーダンスの１０〜９０％の間である。別の実施例では、抵抗器の抵抗値は、整合回路の全入力インピーダンスの２０〜８０％の間である。従って、追加の抵抗器ＲXの抵抗値は、既存のＲＦ電力系内の同じ電流経路に沿った一般的な固有抵抗より大きいが、所定の処理用の所望のプラズマ安定効果を提供しながら電力の「浪費」を低減するように変更できる。
【００７８】
さらに、追加の抵抗器ＲXは、可変抵抗器またはスイッチ付きの抵抗器であってもよい。つまり、追加の抵抗器ＲXは、異なる処理に対応するために抵抗を変更可能にすることも、不必要な場合にオフにすることもできる。例えば、いくつかの処理は、抵抗ＲXを使用しなくても安定な場合がある。この場合、抵抗器ＲXはオフにすることができ、別の処理法でその余分なプラズマ安定効果を必要とするときだけオンにできる。より大きな抵抗器は大量の電力を「浪費」するので、所定の処理に所望のプラズマ安定効果を提供するために十分な適切な大きさの抵抗器の値を用いることができるように、可変抵抗器を用いることが望ましい。
【００７９】
当然のことながら、抵抗器ＲXは必ずしも個別抵抗器でなくてもよい。例えば、固定コイルいくつかの（整合ネットワーク内で用いられるもの）などの部品用の低導電性（例えば、より高い抵抗の）材料、ＲＦ伝送ラインと整合ネットワークの入力の間の導体またはストラップなどのコネクタ、または関連の電流経路（例えば、図８Ａの例ではコンデンサＣaと端子８０４の間）に沿った整合ネットワークの素子と、それらの端子の間の導体またはストラップを意図的に用いることもできる。低導電性材料は、その抵抗が一般的な導体（銅、銀メッキした銅、アルミニウム、またはそれらの合金）に対応するものより高い材料を表し、例えば、３１６ステンレス鋼、ニクロム、クロメル、グラファイト、ＳｉＣなどを含むことができる。要点は、抵抗器ＲXが典型的な導体の固有抵抗より一般に大きく様々な方法で実装できることである。
【００８０】
図９はさらに代わりの実施例を示しており、ここでは、有効直列プラズマインピーダンスＺSと直列に抵抗ＲYを意図的に追加することによってインピーダンスの微分係数を低減している。付録Ｃの（式Ｃ６）を参照すると、図９の典型的な回路の実装は基本的に、インピーダンスＺS＝ＸS＋ＲSを新しいインピーダンスＺS＋ＲY＝ＸS＋ＲS＋ＲYに置き換えている。従って、付録Ｃの修正された（式Ｃ６）は、次式となる。
【数７】
2008517429.tif 000009
【００８１】
この場合、ＲYは固定値の抵抗器であり、その値はプラズマに送出される電力ＰPに依存しない。そして、
【数８】
2008517429.tif 000010
【００８２】
追加の抵抗器ＲYを用いると、直列のプラズマインピーダンスＺSに対する整合ネットワークの入力インピーダンスＺMの変化の大きさ｜ｄＺM／ｄＺS｜は、ＲYが存在しない場合より係数ＲS／（ＲS＋ＲY）だけ低下する。
【００８３】
この例では、生成器の出力電力ＰGの一部ＲY（ＲS＋ＲY）が抵抗器ＲY内で散逸されるので、プラズマに送出される電力ＰPを同じに維持するために、生成器の出力電力を係数（ＲS＋ＲY）／ＲSだけ増大させなければならない。
【００８４】
不安定性を招くと考えられる全ループ利得は、次式によって与えられる。
【数９】
2008517429.tif 000011
【００８５】
抵抗器ＲYを追加すると、追加の抵抗器ＲYがない場合に比べてＰGを（ＲS＋ＲY）／ＲSだけ増大させる必要がある。ｄＺT／ｄＺMの大きさは１となり、ｄＺM／ｄＺSは係数ＲS／（ＲS＋ＲY）だけ小さい大きさを有し、ｄＰP／ｄＰGはＲS／（ＲS＋ＲY）だけ小さくなり、∂ＺS／∂ＰPと▽Ｇは同じであるので、全体の効果は係数ＲS／（ＲS＋ＲY）だけループ利得の大きさを低減させる。
【００８６】
なお、整合ネットワーク９０２と追加の抵抗器ＲYを有する整合回路は、例えば、５０ΩのＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスに好ましくはなお調整することが望ましい。例えば追加の抵抗器ＲYの追加によって既存の整合回路を手直しする場合、追加の抵抗器ＲYを追加した後、整合ネットワークのインピーダンス素子を調整し、整合回路の入力インピーダンスをＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスと実質的に等しく調整できる。
【００８７】
我々の例のＲS＝ＲYの場合、不安定なループ利得の大きさはＲYが存在しない場合の半分の大きさにすぎない。ＲY＝ＲSの例では、生成器の電力の約半分が抵抗器ＲYで散逸されるので、プラズマに同じ電力ＰPが送出されるように、生成器の出力ＰGは少なくとも二倍の大きさにすべきである。図８Ａの例のように、抵抗器ＲYは大量の電力散逸を処理する必要があり、それに応じて選択すべきである。さらに、ＲYは図９の場合のＲSに等しく、それは実質的に２５Ωより低くてもよい。さらに当然のことながら、図９のコンデンサＣb、Ｃc、およびＬAによって形成されるＬＣ共振回路にかかる電圧が高くなることがある。これらの要因は、抵抗器ＲYを選択する際に考慮する必要がある。
【００８８】
なお、図９では、抵抗器ＲYは誘導コイル（ソースＲＦアンテナのインダクタンスＬAによって表されている）を介して流れる電流経路に沿って、整合ネットワークの可変コンデンサＣcの間に配置するように示されているが、抵抗器ＲYは電流ループに沿った他の位置に配置することもできる。例えば、抵抗器ＲYは、図９の代わりの位置９１０、９１４、９１６、９１８、９２０、または９２２のいずれに配置することもできる。
【００８９】
さらに、図９では、一例としてＴ整合ネットワークを用いたが、当然のことながら、同様の結果はＬ整合およびπ整合ネットワーク（ここで付録ＢとＣ参照）についても獲得できる。Ｌ整合の場合、図９のコンデンサＣcとＣbはＬ整合の二つのコンデンサとして考えることもできる（コンデンサＣaは図から欠落し、コンデンサＣbは可変である）。この場合、抵抗器ＲYは、例えば、Ｔ整合と共に議論した同じ位置に結合させることもできる。π整合の場合も同様である。
【００９０】
さらに、整合ネットワーク（Ｔ整合、またはＬ整合、またはπ整合）のインピーダンス素子は、代わりにコイルを用いて実装することもできる。抵抗器ＲYは、整合ネットワークのインピーダンス素子にコイルを用いて、ＲＦ電力系内で上で議論した方法と同様に配置できる。
【００９１】
さらに当然のことながら、議論を簡略化するために、ＲYはＲS（つまり、直列の等価プラズマ負荷抵抗）の値を有するように選択したが、ＲYは所望の任意の値を有することができる（その値は、もちろん、それによって散逸される電力の量、および安定性改善の度合を変化させる）。一実施例では、追加の抵抗器の抵抗値はＲS＋ＲYの１０〜９０％の間である。別の実施例では、抵抗器の抵抗値は、抵抗ＲS＋ＲYの２０〜８０％の間である。従って、追加の抵抗器ＲYの抵抗値は既存のＲＦ電力系内の同じ電流経路に沿った一般的な固有抵抗より大きいが、所定の処理用の所望のプラズマ安定品質を提供しながら電力の「浪費」を低減するように変更できる。
【００９２】
さらに、追加の抵抗器ＲYは、可変抵抗器またはスイッチ付きの抵抗器であってもよい。つまり、追加の抵抗器ＲYは、異なる処理に対応するために抵抗を変更可能にすることも、不必要な場合にオフにすることもできる。例えば、いくつかの処理では、抵抗器ＲYを使用しなくても安定な場合がある。この場合、抵抗器ＲYはオフにすることができ、別の処理法でその余分なプラズマ安定効果を必要とするときだけオンにできる。より大きな抵抗器は大量の電力を「浪費」するので、所定の処理に所望のプラズマ安定効果を提供するために十分な適切な大きさの抵抗器の値を用いることができるように可変抵抗器を用いることが望ましい。
【００９３】
当然のことながら、抵抗器ＲYは、必ずしも個別抵抗器でなくてもよい。例えば、固定コイルなど（いくつかの整合ネットワーク内で用いられるものなど）の部品用の低導電性材料、整合ネットワークの素子と関連の電流経路に沿った（例えば、可変コンデンサＣbおよびＣc、ＺS、ＬA、およびコンデンサＣdを介した電流経路に沿った）内部の端子の間の導体またはストラップなどのコネクタ、または関連の電流経路に沿った部品間のコネクタを意図的に用いることもできる。低導電性材料は、その抵抗が一般的なＲＦ導体（銅、銀メッキした銅、アルミニウム、またはそれらの合金）に対応するものより高い材料を表し、例えば、３１６ステンレス鋼、ニクロム、クロメル、グラファイト、ＳｉＣなどを含むことができる。要点は、抵抗器ＲYが典型的な導体の固有抵抗より一般に大きく、様々な方法で実装できることである。
【００９４】
図１０Ａは、ＲＦ電力減衰器を用いることによってインピーダンスの微分係数を低減する別の実施例を示している。図１０Ａでは、減衰器はＴネットワーク内に配置した三つの抵抗器からなるが、当然のことながら、πネットワーク（図１０ｂ）、Ｌネットワーク、ブリッジ型Ｔネットワークなどを含む複数の異なる減衰器構成のいずれについても同じ結果が得られる。
【００９５】
図１０Ａでは、ＲＦ電力減衰器１００２とＲＦ伝送ライン１００４は、図のようにＲＦ伝送ライン１００６と整合ネットワーク１００８の間に直列に挿入する。なお、図１０Ａでは、整合ネットワーク１００８は５０Ωに調整されたままである。ＲＦ生成器１０１０の出力には５０Ωの負荷インピーダンスがある。ＲＦ電力減衰器１００２は、ＲＦ生成器の出力における負荷インピーダンスを５０Ωに変換する。言い換えると、インピーダンスに関する限りＲＦ電力減衰器１００２は基本的に影響を与えない。しかし、ＲＦ電力減衰器１００２は、他方の端部にインピーダンスを出力する前に、ある割合で一方の端部でインピーダンス変化の大きさを拡大することによってインピーダンス変化に影響を与える。
【００９６】
抵抗器Ｒ1、Ｒ2、およびＲ3の値は必要に応じて変更し、インピーダンスの変化に応じて所望の電力減衰を獲得できる。Ｒ1＝Ｒ3＝８．５５Ω、Ｒ2＝１４１．９Ωであれば、ＲＦ電力減衰器は電力の５０％を伝達し５０％を散逸させる。
【００９７】
しかし、減衰器は以降で示すように、｜ｄＺT／ｄＺM｜の大きさを０．５まで低減する。図１０Ａを参照すると、ＺMは整合ネットワークの入力インピーダンスであり、Ｚ4はＲＦ伝送ライン１００４によって変換された際の整合ネットワークのインピーダンスであり、Ｚ５は減衰器の入力インピーダンスであり、ＺTはＲＦ伝送ライン１００６によって変換された際の減衰器の入力インピーダンスである。｜ｄＺ4／ｄＺM｜と｜ｄＺT／ｄＺS｜の大きさは、付録Ａに示したように１．０に等しい。減衰器１００２は、次式で与えられる入力インピーダンスＺ5を有する。
【数１０】
2008517429.tif 000012
【００９８】
Ｚ4＝５０Ω、Ｒ1、Ｒ2、およびＲ3の値が上で与えられたものの場合、Ｚ5＝５０Ωとなる。
【００９９】
Ｚ5についての式を微分し、Ｚ4の変化に対するＺ5の変化を与えることができる。
【数１１】
2008517429.tif 000013
【０１００】
Ｚ4＝５０Ωで評価すると、
【数１２】
2008517429.tif 000014
【０１０１】
こうして、生成器で見られる負荷インピーダンスの微分係数は低減され、プラズマ安定性を向上させる。
【０１０２】
なお、図１０Ａの場合、整合ネットワークは同調しており、つまり調整ずれしていない。図１０Ａの例では、生成器の出力の約半分がＲＦ電力減衰器内で散逸されるので、プラズマに同じ電力ＰPが送出されるように生成器の出力ＰGは二倍の大きさにすべきである。当然のことながら、図１０Ａの実装を議論するためにＴ型減衰器構成を用いたが、他の種類の減衰器を用いることもできる。例えば、Ｒ1＝Ｒ3＝２９２．４Ω、Ｒ2＝１７．６Ωのπ型ＲＦ電力減衰器を用いて、５０％の減衰を実現することもできる。図１０Ｂは、このようなπ型ＲＦ電力減衰器の構成を示している。任意のＲＦ電力減衰器構成において構成要素の抵抗器の値を必要に応じて修正し、インピーダンスの変化に応じて所望の電力減衰を獲得できる。
【０１０３】
不安定性を招くと考えられる全ループ利得は、次式で与えられる。
【数１３】
2008517429.tif 000015
【０１０４】
減衰器がＲＦ電力の１／２を散逸させるこの例では、プラズマに送出される電力が減衰器なしの場合と同じになるようにＰGは二倍にしなければならない。ｄＺT／ｄＺ5とｄＺ4／ｄＺMの大きさは１、ｄＺ5／ｄＺ4の大きさは０．５、ｄＰP／ｄＰG＝０．５、およびｄＺM／ｄＺS、∂ＺS／∂ＰPと▽Ｇは同じであるので、全体の効果はループ利得の大きさを係数２ｘだけ低減する。
【０１０５】
図８Ａと９の場合のように、ここでの整合ネットワークは、他の構成（例えば、Ｌ整合、π整合、変圧器など）を有することができる。さらに、整合ネットワーク内のインピーダンス素子は、代わりのコイルを用いて、またはコイルとコンデンサの組み合わせを用いて実装できる。
【０１０６】
なお、図１０ＡはＲＦ伝送ライン１００４と１００６の両方を示しているが、両方のＲＦ伝送ラインが絶対に必要というわけではない。例えば、図１０ＡのＲＦ電力系はＲＦ伝送ライン１００４だけを用いて実装することも、ＲＦ伝送ライン１００６だけを用いて実装することもできる。ＲＦ生成器で見られるようなインピーダンスの微分係数の位相を決定するのは、１００４と１００６を組み合わせた長さであり、この組み合わせた長さは一つまたは複数のＲＦ伝送ラインによって実装できる。
【０１０７】
図１１は、より低い特性インピーダンスＲ0を有するようにＲＦ伝送ラインを設計することによって、インピーダンスの微分係数を低減した別の実施例を示している。図１１の例では、ＲＦ伝送ライン１１０２は広く許容された５０Ωの代わりに、２５Ωの特性インピーダンスＲ0を有する。例えば、二つの並列の５０ΩのＲＦラインを用いて、２５Ωの特性インピーダンスＲ0を備えたＲＦ伝送ラインを提供できる。その場合、インピーダンス整合ネットワーク１１０４は、広く許容された５０Ωの代わりに２５Ωの公称値に調整し、ＲＦ生成器１１０６は広く許容された５０Ωの代わりに２５Ωの負荷を用いて動作するように設計する。
【０１０８】
整合ネットワークはＺSをＺM＝２５Ωに変換し、処理中、プラズマ送出電力ＰPに対してインピーダンスの微分係数を２５Ω／ＲSだけ拡大する。従って、ｄＺM／ｄＰPの大きさは、ＺM＝５０Ωの場合の半分だけの大きさになる。
【０１０９】
なお、この場合、整合ネットワークは同様に同調しており、つまり調整ずれしていない。しかし、図８Ａ〜８Ｅ、９、および１０Ａ〜１０Ｂの状況とは異なり、安定性の改善を実現するために生成器の電力の一部は整合回路内で散逸される。さらに、議論を容易にするために、ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスの値を２５Ωに選択したが、ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスＲ0は所望の値だけ低減できる（それは、もちろん、インピーダンスの微分係数を低減する値を変化させる）。
【０１１０】
認識すべき重要なことは、ＲＦ電力送出安定性を改善するのはインピーダンスの微分係数の大きさを低減することであって、電力送出効率それ自体を低減することではないということである。この要点は明らかではなく、強調する必要がある。この要点は図１１の実装によって証明されており、そこではＲＦ電力送出安定性を改善するために電力を散逸させる必要は必ずしもない。この発明の非自明性をさらに示すために、図１２は追加の抵抗器内で電力を散逸するだけで、ＲＦ電力送出安定性の改善の利点を受けない実装を示している。図１２では、追加の抵抗器ＲZはＲＦ生成器１２０２とＲＦ伝送ライン１２０４の間に直列に追加し、ＲＦ伝送ライン１２０４はこの例では５０Ωの特性インピーダンスを有する。
【０１１１】
議論を簡略化するために、追加の抵抗器ＲZにも５０Ωの値を与える。電力送出を低減するにもかかわらず、インピーダンスの微分係数に変化がないことの証明は下記に示されている。
【数１４】
2008517429.tif 000016
従って、｜ｄＺ6／ｄＺT｜＝Ｒ0／ＲSとなり、変化はない。
【０１１２】
言い換えると、追加の抵抗器ＲZ＝５０Ωである場合、｜ｄＺ6／ｄＺP｜の変化なしで生成器の出力電力ＰGの半分が散逸される。図１２の実装では、生成器１２０２（５０Ωの負荷に対して設計）と全負荷インピーダンスの間に不整合があり、それはＲZ＝５０Ωの場合で１００Ω以下である。当然のことながら、図１２の場合、プラズマのインピーダンス変化に応じて不整合の度合が変化する際、ＲＦ電力送出安定性はなお影響を受けることがある。同様に、ＲＦ生成器が異なる負荷に送出し、▽Ｇを評価する値を変化させる場合も、ＲＦ電力送出安定性は影響を受ける。
【０１１３】
図１３Ａと１３Ｂは、インピーダンスの微分係数の低減がＲＦ電力送出安定性に与える影響を示している。図１３Ａについては、プラズマ電力（ＰP）とＲＦケーブル長の様々な組み合わせに対して、二つの実験的に決定した不安定領域１３０２と１３０４が示されている。図１３では、ＲＦ電力減衰器を用いることによって（図１０に示したように）インピーダンスの微分係数を低減し、図１３Ｂの不安定領域１３０６は図１３Ａのものより実質的により小さくなっている。
【０１１４】
それは、各プラズマ処理がＰG（∂ＺT／∂ＰG）のある値を有する場合である。これは、大きさＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜と位相θ＝ａｒｇ（∂ＺT／∂ＰG）を備えた複素数である。プラズマ安定性を改善するために、この発明は一実施例において不安定なプラズマのＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を変更し、安定なプラズマのそれと実質的に同一にしたり、それにより接近させるために既存のＲＦ電力系に追加可能な抵抗値を確認することを含んでいる。
【０１１５】
図１６は、この発明の一実施例に従って、不安定なプラズマをより安定にする追加の抵抗値（例えば、図８ａのＲX）を確認する技術を示している。開始点では、不安定なプラズマ用と安定なプラズマ用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の二つの値を最初に確認する（ステップ１６０２とステップ１６０４）。
【０１１６】
安定なプラズマ用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の値は測定値であってもよく、安定なプラズマに対応する既知の値の範囲内から選択した値であってもよい。発明者は、安定なプラズマ用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の値は、任意の適切なパラメータ設定で任意のガスを用いる任意の適切な処理に対して獲得できると考えている。あるプラズマ処理システムの一つ以上の安定なプラズマ用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の目標値がいったん獲得されれば、所定の処理用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の値を見出した目標値まで低減し、所定の処理用の安定なプラズマを獲得できる。
【０１１７】
不安定なプラズマ用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の値は測定値であっても、例えば、不安定なプラズマについて測定が困難な場合、外挿値であってもよい。例えば、ＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の測定は、プラズマが安定であることが知られているパラメータ設定で行うことができ、その後、これらの測定を外挿し、所定のパラメータ設定におけるＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の外挿値を獲得できる。
【０１１８】
生成器の出力電力ＰGは、生成器の既知の出力電力である。一実施例では、∂ＺT／∂ＰGの値は、その公称値における生成器の出力電力を用いて整合ネットワークを調整することによって測定する。いったん整合ネットワークがそのように調整されると、整合ネットワークの調整素子の値を固定して保持し、それから生成器の出力電力ＰGを変更する。
【０１１９】
その後、図２のセンサ２０８などの適切なセンサを用いてＰGの関数として負荷インピーダンスＺTを測定し、∂ＺT／∂ＰGを獲得できる。別の実施例では、∂ＺT／∂ＰGの値は、その公称値における生成器の出力電力を用いて整合ネットワークを調整することによって測定する。いったん整合ネットワークがそのように調整されると、整合ネットワークの調整素子の値を固定して保持し、それから生成器の出力電力ＰGを変更する。その後、図２のセンサ２１０などの適切なセンサを用いて、インピーダンス整合ネットワークの入力インピーダンスＺMを測定し、∂ＺM／∂ＰGを獲得する。ｄＺTとｄＺMは（式Ａ４）に従って関連付けられるので、（式Ａ４）は∂ＺM／∂ＰGを∂ＺT／∂ＰGに変換するために用いることができる。
【０１２０】
不安定なプラズマと目標の安定なプラズマ用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の値がいったん決定されると、不安定なプラズマ用に調整した整合ネットワークの入力インピーダンスＺMを、不安定なプラズマ用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜と安定なプラズマ用のＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の比率（（式Ａ６）または（式Ｂ５）参照））だけ低減できる（ステップ１６０６）。
【０１２１】
上記のように、整合ネットワークは任意のより低い調整点まで調整し、安定なプラズマを獲得するために追加の抵抗器が差を補うようにできる。例えば、一実施例では、整合ネットワークの入力インピーダンスは約５Ωに調整し、それは約９０％の電力の「浪費」をもたらす（ＲＦ伝送ラインの特性インピーダンスは５０Ωであると仮定する）。別の実施例では、整合ネットワークの入力インピーダンスを約４５Ωに調整し、約１０％の電力の「浪費」をもたらす。他の実施例では、整合ネットワークの入力インピーダンスを約１０Ωに調整し、約８０％の電力の「浪費」をもたらす一方、整合ネットワークの入力インピーダンスを約４０Ωに調整し、約２０％の電力の「浪費」をもたらす。処理法に依存して、整合ネットワークの入力インピーダンスはもちろん任意の所望の値まで下に調整し、追加の抵抗器で差を補って安定なプラズマを獲得できる。
【０１２２】
その後、十分な抵抗（図８Ａ〜８ＥのＲXまたは図９のＲY）を追加して、「整合回路」の入力インピーダンス（ここでは追加の抵抗器と整合ネットワークを有する）を整合ネットワークの元の値、例えば、５０Ωまで戻す。これは、ステップ１６０８に示されている。
【０１２３】
必要であれば、（式Ａ６）に従ってＲＦ伝送ライン（図２の２１６または２３６）の長さを修正し、不安定なプラズマ用の∂ＺT／∂ＰGの（ＲXを追加した）位相を安定なプラズマ用の∂ＺT／∂ＰGの位相に一致させることができる（ステップ１６１０）。しかし、いくつかの場合、ＰG｜∂ＺT／∂ＰG｜の大きさが十分に小さければシステムは全ての位相値で安定となり、その場合、ＲＦケーブル長を変更する必要はない。
【０１２４】
特定のＲＦ生成器の場合、所定のプラズマが安定であるかどうかは、複素量のＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値が決定すると考えられる。安定または不安定であるＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値の範囲は生成器の特性に依存するので、特定の生成器の不安定なＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値が異なる生成器では安定なこともある。
【０１２５】
従来、所定の全ての処理に対して安定なプラズマを生成するＲＦ生成器を構成するために必要なパラメータまたは特性を、ＲＦ生成器の製造業者とやり取りすることは困難であった。この困難の一つの理由は、プラズマの不安定性の基本的な原因の理解が欠けていたことにある。実際、一般的なプラズマについての現在の科学では、多くのことがまだ十分には理解されていない。別の理由は、所定の処理のプラズマ安定性に影響を与えるＲＦ生成器設計に対応して、パラメータを定量化することが困難であるという事実に関連している。
【０１２６】
この発明の一実施例によると、ＲＦ生成器の製造業者とパラメータをやり取りし、それを指定する技術を提案し、それらのパラメータが満たされた場合、得られるＲＦ生成器は所定の処理用の安定なプラズマを形成する可能性がある。
【０１２７】
固定されたＲＦケーブル長の場合、図１７Ａに示したようにｘ軸がＰG（∂ＺT／∂ＰG）の実部によって与えられ、ｙ軸がＰG（∂ＺT／∂ＰG）の虚部によって与えられるグラフ上の点として特定のプラズマを表すことができる。一実施例によると、所定の全てのプラズマ（つまり、所定の全ての処理のプラズマ）は同様にプロットされ、所定の全てのプラズマのＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を表す全てのデータ点の座標を獲得できる。
【０１２８】
さらに、与えられたＲＦ生成器は安定な動作領域を有し、安定な領域のプロットは実験的に測定することも、ＲＦ生成器の製造業者から得ることもできる。典型的なプロットは、典型的なＲＦ生成器用の図１７Ｂに示されている。この生成器では、網掛け領域内のＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を有するプラズマは安定になる。網掛け領域の外側のＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を有するプラズマは不安定になる。図１７Ｂでは、安定な領域は楕円として示されているが、実際には任意の形状を有することができる。図１７Ｂの場合、ＲＦ生成器の安定な動作領域は、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の位相にかかわらず常に安定な中央部（図１７Ｃのクロスハッチ領域）を有する。この領域内のプラズマ点は、ＲＦケーブル長にかかわらず安定になる。図１７Ｂの生成器の安定な動作領域は、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の位相がある値の場合には安定であり、別の値の場合には不安定な別の部分（図１７Ｄのクロスハッチ領域）を有する。最後に、この生成器は、位相にかかわらず全ての点が不安定である領域（図１７Ｅのクロスハッチ領域）を有する。他のＲＦ生成器も同様の領域を有することができるが、それらは図１７Ｂ〜１７Ｅに示したものとは形状や大きさが異なっていてもよい。
【０１２９】
ＲＦ生成器の安定な動作領域を表す図１７Ｂのプロットと、所定の全てのプラズマのＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を表す全てのデータ点のプロットを比較することによって、ＲＦ生成器が所定の全ての処理で安定なプラズマを生成するかどうかを予測できる。
【０１３０】
さらに、所定の全てのプラズマのＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を表す全てのデータ点のプロットは生成器の仕様として機能できる。この仕様によって、生成器は図１７Ｂのように、所定の全てのプラズマのＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を表す全てのデータ点を取り囲む安定領域を有することとなる。それから、この情報は、所定の全ての処理で安定なプラズマを生成するＲＦ生成器を設計するためにＲＦ生成器の製造業者によって用いられる。
【０１３１】
必要であれば、ＲＦ製造業者は、データ点の位相が所定の量だけ回転した場合（例えば、ＲＦ伝送ラインの長さを変えることによって）提供されるＲＦ生成器の安定領域が実際に所定の全てのプラズマの（位相回転後の）ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の値を表すデータ点を取り囲むことを示すことができる。位相回転の正確な値は、数学的または経験的に決定できる。それから、この情報は、ＲＦ伝送ラインの正確な長さを選択する際、ＲＦ電力系の設計者によって利用され、提供されたＲＦ生成器を用いて所定の全ての処理で安定なプラズマが実現されるようにする。
【０１３２】
付録Ａ．インピーダンスの微分係数に対するＲＦケーブル長の影響を示すＲＦケーブル用の｜ｄＺT／ｄＺM｜の計算：
（式１）から、
【数１５】
2008517429.tif 000017
式Ａ１
【０１３３】
（式Ａ１）は、（式Ａ２）として書き換えることができる。
【数１６】
2008517429.tif 000018
式Ａ２
ここでθ≡２πＬ／λ
Ｌは伝送ラインの長さ、λは伝送ライン内のＲＦの波長である。
【数１７】
2008517429.tif 000019
式Ａ３
調整点において、ＺM＝Ｒ0であり、
【数１８】
2008517429.tif 000020
式Ａ４
【数１９】
2008517429.tif 000021
式Ａ５
【数２０】
2008517429.tif 000022
式Ａ６
【０１３４】
言い換えると、（式Ａ５）に示したように、終端抵抗ＲMが伝送ラインの特性抵抗Ｒ0と等しいとき、損失のない伝送ラインの長さはインピーダンスの微分係数の大きさを変化させない。位相はケーブルの両端（ＲＦケーブルにかかるＺM対ＺT）で変化することがあるが、変化の大きさ（つまり、微分係数）は同じである（例えば、変化の大きさが変化しない場合、ＺMが１Ω変化するとＺTは１Ω増大または減少する）。
【０１３５】
付録Ｂ．Ｌ整合のｄＺM／ｄＺSの計算
【０１３６】
図１４のＬ整合ネットワークの場合、
【数２１】
2008517429.tif 000023
式Ｂ１
【０１３７】
ここでＺ2＝ｊＸ2はシャントインピーダンスであり、Ｚ3＝ＲS＋ｊＸ3は有効直列プラズマインピーダンスＺSを含むいくつかのインピーダンスの合計である。微分すると、
【数２２】
2008517429.tif 000024
式Ｂ２
【０１３８】
ＺSは、所定の時間スケールで変化するＺ3の一部だけである（つまり、整合回路の応答時間より速く、整合コンデンサは固定されていると仮定できる）ので、ｄＺM／ｄＺ3＝ｄＺM／ｄＺSとなる。
【０１３９】
ＺMがＲMに等しく、ＸMが０に等しいという条件では、
【数２３】
2008517429.tif 000025
式Ｂ３
【０１４０】
調整点では、＋または−の解の一方に対して、
【数２４】
2008517429.tif 000026
【数２５】
2008517429.tif 000027
式Ｂ４
そして、
【数２６】
2008517429.tif 000028
式Ｂ５
【０１４１】
従って、整合ネットワークがプラズマインピーダンスの実部ＲSに加えるものと同じ倍率だけ、インピーダンスの微分係数を拡大する。ＲSの任意の％変化は、インピーダンスの微分係数の同じ％変化をもたらす。
【０１４２】
従って、｜ｄＺM／ｄＺS｜を低減するために、ＲMを低減するか、またはＲSを増大させることができる。
【０１４３】
付録Ｃ．Ｔ整合のｄＺM／ｄＺSの計算
【０１４４】
図１５はＴ整合の概略図であり、インピーダンスＺ3はコンデンサＣcとＣd、ＴＣＰコイル、および直列等価プラズマ負荷インピーダンスＺSを含んでいる。
【数２７】
2008517429.tif 000029
式Ｃ１
【０１４５】
ここで、Ｚ1＝ｊＸ1およびＺ2＝ｊＸ2は二つの整合コンデンサ、Ｚ3＝ＲS＋ｊＸ3であり、ＲSは直列等価プラズマ負荷インピーダンスの実部である。高周波不安定性に興味があるので、Ｚ1はその調整点に固定されていると考えられる。微分すると（式Ｃ２）が与えられる。
【数２８】
2008517429.tif 000030
式Ｃ２
ＺSはＺ3の所定の時間スケールで変化する部分だけなので、ｄＺM／ｄＺ3＝ｄＺM／ｄＺSである。
【０１４６】
ＺMがＲMに等しく、ＸMが０に等しい条件では、
【数２９】
2008517429.tif 000031
式Ｃ３
【０１４７】
Ｘ3の上の値を（式Ｃ２）に代入すると、ＺM＝ＲM、ＸM＝０のとき、直列等価プラズマ負荷インピーダンスに対する整合入力インピーダンスの微分係数が与えられる。
【数３０】
2008517429.tif 000032
【数３１】
2008517429.tif 000033
式Ｃ４
【数３２】
2008517429.tif 000034
式Ｃ５
【数３３】
2008517429.tif 000035
式Ｃ６
【０１４８】
これは、Ｌ整合の（式Ｂ５）の場合の結果と同じである。同様に、整合ネットワークが、プラズマインピーダンスの実部ＲSに加えるものと同じ倍率だけ、インピーダンスの微分係数を拡大する。同様に、｜ｄＺM／ｄＺS｜を低減するために、ＲMを低減するか、またはＲSを増大させることができる。
【０１４９】
当然のことながら、同じ結果はπ整合ネットワークの場合にも得られる。簡略化のために、計算はここでは繰り返さない。
【０１５０】
従って、この発明はいくつかの好ましい実施例に関して説明してきたが、その変更、置き換え、および等価物もこの発明の範囲内にある。例えば、整合ネットワークのインピーダンス素子はコンデンサであるように示してきたが、当然のことながら、このようなインピーダンス素子はコイルやコイルとコンデンサの組み合わせ（固定および可変の両方）によって実装することもできる。別の例として、全てのチャンバ構成上において、別個の終端コンデンサＣd（図９で示したものなど）が要求されるわけではない。
【０１５１】
さらに別の例として、典型的なＲＦ電力系内のＲＦ電極として上部ＲＦ電極を議論してきたが、当然のことながら、電極がバイアス電極などの主に容量型であったり、容量結合プラズマシステム内の電極である場合にもこの発明は適用できる。さらに、いくつかの部品は選択的であってもよく、他の選択的部品や既存の部品を図から省略することもできる。互いに結合されるように部品を示し、指示し、言及する際、当然のことながら、これらの部品はいくつかの例では物理的に接続することもでき、他の例では、間に配置した一つ以上の部品を備えた同じ電流経路内にあるだけでもよい。
【０１５２】
さらに、ここで議論した典型的なＲＦ電力構成はＲＦ伝送ラインを有するように開示されているが、このようなＲＦ伝送ラインはこの発明の実施に絶対的に必要とされるわけではない。例えば、いくつかの一体型ＲＦ電力構成では、整合ネットワークをＲＦ生成器に結合させるためにＲＦ伝送ラインを使用する必要はない。代わりに、これらの一体型ＲＦ電力構成はＲＦ生成器の出力を整合ネットワークに直接結合させることができ、いくつかの場合、整合ネットワークはＲＦ負荷（ＲＦアンテナまたはＲＦ電極など）に直接接続される。ＲＦ伝送ラインが存在するかどうかにかかわらず、電力に対する負荷インピーダンスを低減し、プラズマ安定性の改善を実現するために、追加の抵抗や電力減衰器を用いることはなお適用できる。さらに、この発明を用いて、このような一体型ＲＦ電力構成の製造業者とプラズマ安定性の要件をやり取りし、特定のＲＦ生成器や整合ネットワークがプラズマ安定性に対する要件を満足できるかどうかを決定する効率的な方法を製造業者に提供できる。
【０１５３】
さらに、当然のことながら、この発明の方法および装置を実装する多くの代替方法が存在する。従って、以降の添付の請求項は、この発明の真の精神および範囲内にあるこのような全ての変更、置き換え、および等価物を含むと解釈されるものとする。
【図面の簡単な説明】
【０１５４】
この発明は添付の図面の形態で限定的な目的ではなく例示的な目的で示され、図面では同様の参照番号は同様の要素を指している。
【図１】議論を容易にするために、エッチング用に構成した従来技術の誘導プラズマ処理チャンバを示す図である。
【図２】典型的な誘導結合プラズマ処理チャンバ内で、ＲＦ電力をプラズマに送出する際に含まれる典型的なＲＦ電力送出構成の様々な電気部品を示すブロック図である。
【図３】図２のソースＲＦ電力系をより詳細に示す図である。
【図４Ａ】所定のソースＲＦ送出電力設定点において、ソースＲＦ電力送出安定性を受ける処理を示す典型的なグラフである。
【図４Ｂ】ソースＲＦ送出電力が不安定になる際、観察されるプラズマ発光を示す図である。
【図５】整合ネットワークの入力インピーダンスＺM、負荷インピーダンスＺT、および発生器の出力電力ＰGの関係を記号的に示す図である。
【図６】ＰG上のＺTと、ＺT上のＰGの相互依存性を概略的に示す図であり、ここでＰGは実数、ＺTは複素数である。
【図７Ａ】生成器の負荷インピーダンスの変化が生成器の帰還制御帯域幅より速い時間スケールで発生する場合において、出力インピーダンスＺOUTと負荷インピーダンスＺLOADを備えたＲＦ電圧源を有するＲＦ生成器のモデルである。
【図７Ｂ】生成器の負荷インピーダンスの変化が生成器の帰還制御帯域幅より速い時間スケールで発生する際、仮想的なＲＦ生成器用の負荷インピーダンスＺLOADの関数として典型的なＲＦ電力出力を示す図である。
【図８Ａ】この発明の様々な実施例を示す典型的な回路図であり、余分な抵抗を用いてインピーダンスの微分係数を低減し、プラズマ安定性を改善している。
【図８Ｂ】この発明の様々な実施例を示す典型的な回路図であり、余分な抵抗を用いてインピーダンスの微分係数を低減し、プラズマ安定性を改善している。
【図８Ｃ】この発明の様々な実施例を示す典型的な回路図であり、余分な抵抗を用いてインピーダンスの微分係数を低減し、プラズマ安定性を改善している。
【図８Ｄ】この発明の様々な実施例を示す典型的な回路図であり、余分な抵抗を用いてインピーダンスの微分係数を低減し、プラズマ安定性を改善している。
【図８Ｅ】この発明の様々な実施例を示す典型的な回路図であり、余分な抵抗を用いてインピーダンスの微分係数を低減し、プラズマ安定性を改善している。
【図９】インピーダンスの微分係数を低減しプラズマ安定性を改善するために、ＲYなどの余分な抵抗によって意図的にインピーダンスの微分係数を低減する別の実施例を示す図である。
【図１０Ａ】ＲＦ電力減衰器を用いることによって、インピーダンスの微分係数を低減する別の実施例を示す図である。
【図１０Ｂ】典型的なπ型ＲＦ電力減衰器の構成を示す図である。
【図１１】より低い特性インピーダンスＲ0を有するようにＲＦ伝送ラインを設計することによって、インピーダンスの微分係数を低減する発明の別の実施例を示す図である。
【図１２】発明の非自明性をさらに示すために、ＲＦ電力送出安定性の改善の利点を受けることなく、追加の抵抗器内の電力を単に散逸させる実装を示す図である。
【図１３Ａ】インピーダンスの微分係数を低減することがＲＦ電力送出安定性上に有する効果を示す図である。
【図１３Ｂ】インピーダンスの微分係数を低減することがＲＦ電力送出安定性上に有する効果を示す図である。
【図１４】ｄＺM／ｄＺSの計算を容易にするために、Ｌ整合ネットワークのインピーダンス成分を示す図である。
【図１５】ｄＺM／ｄＺSの計算を容易にするために、Ｔ整合ネットワークのインピーダンス成分を示す図である。
【図１６】この発明の一実施例に従って、不安定なプラズマをより安定にするために追加した抵抗（例えば、図８ａのＲX）の値を確認する技術を示す図である。
【図１７Ａ】ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の実部をｘ軸に沿ってプロットし、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の虚部をｙ軸に沿ってプロットしたプラズマを示す図である。
【図１７Ｂ】典型的なＲＦ生成器について、ＲＦ生成器の安定な動作領域を示す図である。
【図１７Ｃ】典型的なＲＦ生成器について、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の位相にかかわらず常に安定な生成器の出力電力と、プラズマインピーダンスの微分係数を乗算した値を示す図である。
【図１７Ｄ】典型的なＲＦ生成器について、安定であるが、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の位相の変化に対して不安定になる可能性がある生成器の出力電力と、プラズマインピーダンスの微分係数を乗算した値を示す図である。
【図１７Ｅ】典型的なＲＦ生成器について、ＰG（∂ＺT／∂ＰG）の位相にかかわらずＰG（∂ＺT／∂ＰG）が不安定な動作をもたらす領域を示す図である。
【図１】
2008517429.tif 000036
【図２】
2008517429.tif 000037
【図３】
2008517429.tif 000038
【図４Ａ】
2008517429.tif 000039
【図４Ｂ】
2008517429.tif 000040
【図５】
2008517429.tif 000041
【図６】
2008517429.tif 000042
【図７Ａ】
2008517429.tif 000043
【図７Ｂ】
2008517429.tif 000044
【図８Ａ】
2008517429.tif 000045
【図８Ｂ】
2008517429.tif 000046
【図８Ｃ】
2008517429.tif 000047
【図８Ｄ】
2008517429.tif 000048
【図８Ｅ】
2008517429.tif 000049
【図９】
2008517429.tif 000050
【図１０Ａ】
2008517429.tif 000051
【図１０Ｂ】
2008517429.tif 000052
【図１１】
2008517429.tif 000053
【図１２】
2008517429.tif 000054
【図１３Ａ】
2008517429.tif 000055
【図１３Ｂ】
2008517429.tif 000056
【図１４】
2008517429.tif 000057
【図１５】
2008517429.tif 000058
【図１６】
2008517429.tif 000059
【図１７Ａ】
2008517429.tif 000060
【図１７Ｂ】
2008517429.tif 000061
【図１７Ｃ】
2008517429.tif 000062
【図１７Ｄ】
2008517429.tif 000063
【図１７Ｅ】
2008517429.tif 000064
【国際調査報告】
2008517429.tif 000065