(57)【要約】      （修正有）【課題】安定した出力電圧を供給するためのスイッチモード電源を提供する。【解決手段】励磁巻線Ｌｐ、副出力巻線Ｌａおよびアクティブスナバ回路１０が、フライバックに基づく変圧器の一次側に接続される。主出力巻線Ｌｏが、変圧器Ｔの二次側に接続される。一次側ＰＷＭコントローラ２０および二次側ＰＷＭコントローラ４０が、それぞれ変圧器Ｔの一次側および二次側に接続される。時分割エネルギー伝達法（ｔｉｍｅ−ｓｈａｒｅｄ−ｅｎｅｒｇｙ−ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｍｅｔｈｏｄ）により、主出力巻線Ｌｏおよび副出力巻線Ｌａは、同じスイッチングサイクル中に、要求される電気を変圧器Ｔから順次抽出するように制御される。さらに、時分割エネルギー変換により、変圧器Ｔの二次側の出力電圧が、重負荷状態および軽負荷状態を満足させるために、安定した最小電圧およびより高いプリセット電圧の間で提供されるように安定化される。【選択図】図１
2015042132.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
安定した出力電圧を提供するためのスイッチモード電源であって：
変圧器であって：
励磁巻線およびＮａ巻きの副出力巻線を有する一次側であって、前記励磁巻線の第１の端子が、入力電力および入力コンデンサに接続され、前記副出力巻線は、副出力ダイオードを介して一次側位相補償回路に接続され、前記副出力ダイオードのカソードが、接地された節電コンデンサに接続される一次側；および
Ｎｓ巻きの主出力巻線を有する二次側を有し；
前記変圧器の巻きの比が
【数１】
2015042132.tif 000016
を満たし、ここで、Ｖｓは前記前記主出力巻線の電圧であり、Ｖａは前記副出力巻線の電圧である変圧器；
前記変圧器の励磁巻線および接地の間に直列に接続された一次側スイッチ；
第１のダイオード、第２のダイオード、第３のダイオード、スナバコンデンサ、エネルギー蓄積インダクタおよびスナバスイッチを有するアクティブスナバ回路であって、
前記第２のダイオード、前記エネルギー蓄積インダクタおよび前記第３のダイオードは、直列に順次接続され、前記入力電力に接続され；
前記スナバコンデンサは、前記第３のダイオードおよび前記エネルギー蓄積インダクタの間のノードに接続された第１の端子、ならびに前記第１のダイオードを介して前記一次側スイッチおよび前記励磁巻線の間のノードに接続された第２の端子を有し；
前記スナバスイッチは、前記スナバコンデンサおよび前記第１のダイオードの間のノードに接続された第１の端子、ならびに前記接地に接続された第２の端子を有するアクティブスナバ回路；
第１の駆動信号および第２の駆動信号を前記スナバスイッチおよび前記一次側スイッチにそれぞれ提供するために、前記スナバスイッチおよび前記一次側スイッチに接続された一次側パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ；
前記主出力巻線および出力端子の間に接続された二次側スイッチ；
前記出力端子から出力電圧を、外側から設定コマンドを受け取り、前記出力電圧を前記設定コマンドと比較する二次側位相補償回路；
前記二次側位相補償回路から比較結果を受け取り、二次側スイッチ駆動信号を提供して、前記二次側スイッチを制御する二次側ＰＷＭコントローラ；および
前記主出力巻線から電圧変動を検出するために前記主出力巻線に接続され、前記電圧変動に従って前記二次側ＰＷＭコントローラに同期信号を提供する同期回路
を備えるスイッチモード電源。
【請求項２】
前記エネルギー蓄積インダクタを通って流れる電流を検知し、かつ検知された結果を前記一次側ＰＷＭコントローラに送り出すために前記エネルギー蓄積インダクタに接続された第１の変流器；および
前記励磁巻線を流れる励磁電流を検知し、かつ他の検知された結果を前記一次側ＰＷＭコントローラに送り出すために、前記一次側スイッチおよび前記励磁巻線の間に直列に接続された第２の変流器
をさらに備える、請求項１に記載のスイッチモード電源。
【請求項３】
前記スナバコンデンサの両端の電圧降下を検出し、前記検出された結果を前記一次側ＰＷＭコントローラに送り出す電圧検出回路；および
前記励磁巻線を通って流れる励磁電流を検知し、かつ検知された結果を前記一次側ＰＷＭコントローラに送り出すために、前記一次側スイッチおよび前記励磁巻線の間に直列に接続された第２の変流器
をさらに備える、請求項１に記載のスイッチモード電源。
【請求項４】
前記一次側ＰＷＭコントローラは、前記一次側位相補償回路から受け取ったフィードバック結果をプリセット値と比較して、前記出力端子上での負荷状態を判定する、請求項１〜３のうちいずれか一項に記載のスイッチモード電源。
【請求項５】
前記二次側位相補償回路が受け取った前記設定コマンドは、前記出力電圧を設定するためのものである、請求項４に記載のスイッチモード電源。
【請求項６】
同じスイッチングサイクルの間、前記スナバスイッチ、前記一次側スイッチおよび前記二次側スイッチは、同期してオンになり；前記スナバスイッチ、前記一次側スイッチおよび前記二次側スイッチは順次オフになる、請求項５に記載のスイッチモード電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチモード電源（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｍｏｄｅ  ｐｏｗｅｒ  ｓｕｐｐｌｙ、ＳＭＰＳ）に関し、より詳細には、重負荷または軽負荷により影響を受けない安定した出力電圧を提供するための、フライバックに基づく電力変換器を備える電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）が電源システムで一般に使用されている。スイッチモード電源は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方法を使用することにより、スイッチに活動化信号および非活動化信号を提供する。したがって、スイッチは、交互にオンおよびオフになる。スイッチモード電源は、周辺デバイスと協調して、入力電力を、要求される直流出力電力に変換する。
【０００３】
スイッチモード電源では、負荷が重負荷状態の下で動作するとき、または電源がより高い電圧を提供しなければならないとき、安定した出力電力を提供することは、より容易に達成される。これに反して、負荷が軽負荷状態の下で動作するとき、または電源がより低い電圧を提供しなければならないとき、安定した出力電力を提供することは、はるかに困難である。理論的には、電源は、ＰＷＭ制御信号のデューティーサイクルを低減して、低い出力電圧を提供することができる。たとえば、図１１の波形Ａが、より長いデューティーサイクルを有するＰＷＭ制御信号を示し、図１１の波形Ｂが、より短いデューティーサイクルを有するＰＷＭ制御信号を示す。事実上、デューティーサイクルがより短くなるとき、ＰＷＭ制御信号はより弱くなる。ＰＷＭ制御信号は、システムノイズに近づくとき、安定化させるのが困難であり、それに対応して、出力電圧が浮動する。さらに、スイッチの最小活動化時間が制限される。デューティーサイクルが最小活動化時間より小さいとき、出力電圧をほとんど制御することができない。
【０００４】
低い電圧を提供するスイッチモード電源を制御する従来の方法が２つある。
【０００５】
（１）周波数低減法
【０００６】
図１２の波形Ａを参照すると、負荷が重負荷状態の下で動作するとき、または高い電圧を電源が提供しなければならないとき、より高いスイッチング周波数を使用して、スイッチを制御する。図１２の波形Ｂを参照すると、負荷が軽負荷状態の下で動作するとき、または低い電圧を電源が提供しなければならないとき、より低いスイッチング周波数を使用して、スイッチを制御する。しかしながら、スイッチング周波数が可聴周波数（２０ｋＨｚ）より低くなるように低減された場合、電源は機械的ノイズを作り出す。したがって、機械的ノイズを避けるために、出力電圧を非常に低い電圧で提供することができない。
【０００７】
（２）バーストモード法
【０００８】
図１３の波形Ａを参照すると、負荷が軽負荷状態の下で動作するとき、または非常に低い電圧を電源が提供しなければならないとき、バーストモード法によりスイッチを制御する。複数のサイクルが故意に省略され、その結果、このサイクル中にスイッチは活動化されない。スイッチは、比較的短い期間バーストモードＰＷＭ制御信号により活動化される。パルス信号の周波数は変更されていないが、比較的長い期間の下で観察されるバーストモードＰＷＭ制御信号の包絡曲線を示す図１３の波形Ｂを参照すると、包絡曲線の周波数がはるかに低い。その結果、従来のスイッチモード電源内のエネルギー蓄積要素が機械的ノイズを依然として作り出す。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来のスイッチモード電源は、軽負荷状態または低電圧出力状態の下で安定した電圧を提供することができない。本発明の目的は、スイッチモード電源を提供することである。本発明の電源は、電源内でプリセットされる非常に低い最小電圧Ｖｍｉｎおよびより高いプリセット電圧Ｖｍａｘの間になるように出力電圧を線形に制御することができる。本発明の電源は、スイッチに対してスイッチング周波数を維持することができ、出力電圧の電圧レベルまたは負荷状態により影響を受けない安定した電圧を提供することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
スイッチモード電源は、変圧器、一次側スイッチ、アクティブスナバ回路、一次側ＰＷＭコントローラ、二次側スイッチ、二次側位相補償回路、二次側ＰＷＭコントローラおよび同期回路を備える。
【００１１】
変圧器は、一次側および二次側を有する。一次側は、励磁巻線およびＮａ巻きの副出力巻線を有する。励磁巻線の第１の端子が、入力電力および入力コンデンサに接続される。副出力巻線は、副出力ダイオードを介して一次側位相補償回路に接続される。副出力ダイオードのカソードが、接地された節電コンデンサに接続される。二次側は、Ｎｓ巻きの主出力巻線を有する。変圧器の巻きの比が、
【００１２】
【数１】
2015042132.tif 000003
【００１３】
を満たし、ここで、Ｖｓは主出力巻線の電圧であり、Ｖａは副出力巻線の電圧である。
【００１４】
一次側スイッチは、変圧器の励磁巻線および接地の間に直列に接続される。
【００１５】
アクティブスナバ回路は、第１のダイオード、第２のダイオード、第３のダイオード、スナバコンデンサ、エネルギー蓄積インダクタおよびスナバスイッチを有する。第２のダイオード、エネルギー蓄積インダクタおよび第３のダイオードは、直列に順次接続され、入力電力に接続される。スナバコンデンサは、第３のダイオードおよびエネルギー蓄積インダクタの間のノードに接続された第１の端子、ならびに第１のダイオードを介して一次側スイッチおよび励磁巻線の間のノードに接続された第２の端子を有する。第１のダイオードのカソードが、スナバコンデンサに接続される。スナバスイッチは、スナバコンデンサおよび第１のダイオードの間のノードに接続された第１の端子、ならびに接地に接続された第２の端子を有する。
【００１６】
一次側パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラは、第１の駆動信号および第２の駆動信号をスナバスイッチおよび一次側スイッチにそれぞれ提供するために、スナバスイッチおよび一次側スイッチにそれぞれ接続される。
【００１７】
二次側スイッチは、主出力巻線および出力端子の間に接続される。
【００１８】
二次側位相補償回路は、出力端子から出力電圧を、外側から設定コマンドを受け取り、出力電圧を設定コマンドと比較する。
【００１９】
二次側ＰＷＭコントローラは、二次側位相補償回路から比較結果を受け取り、二次側スイッチ駆動信号を提供して、二次側スイッチを制御する。
【００２０】
同期回路は、主出力巻線から電圧変動を検出するために主出力巻線に接続され、それに応じて、電圧変動に従って二次側ＰＷＭコントローラに同期信号を提供する。
【００２１】
変圧器は、一次側から二次側に電気を伝達する。励磁巻線の他に、変圧器は、一次側に副出力巻線を有する。副出力巻線上の電圧が、一次側スイッチを制御するために戻される。アクティブスナバ回路のスナバスイッチは、エネルギー蓄積インダクタの電流変動、またはエネルギー蓄積コンデンサの電圧変動により制御される。変圧器の二次側は、個々の二次側ＰＷＭコントローラを有する。二次側ＰＷＭコントローラは、一次側ＰＷＭコントローラと同期する。時分割エネルギー伝達法（ｔｉｍｅ−ｓｈａｒｅｄ−ｅｎｅｒｇｙ−ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｍｅｔｈｏｄ）を使用することにより、主出力巻線および副出力巻線は、同じスイッチングサイクル中に、要求される電気を変圧器から順次抽出するように制御される。
【００２２】
本発明は、アクティブスナバ回路および時分割エネルギー伝達法を使用して、負荷状態に従って、主出力巻線上の出力電圧を最小電圧Ｖｍｉｎまたはより高いプリセット電圧Ｖｍａｘとなるように制御する。出力電圧のスイッチング周波数は、安定した周波数で維持される。したがって、スキップサイクルが避けられる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態の詳細な回路図である。
【図２】重負荷状態の下での波形図である。
【図３】軽負荷状態または低電圧出力状態の下での波形図である。
【図４】重負荷状態の下での、時間セグメントＴ１の間の回路活動図である。
【図５】重負荷状態の下での、時間セグメントＴ３の間の回路活動図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の詳細な回路図である。
【図７】複数の出力電圧を提供するための、第３の実施形態の回路構成図である。
【図８Ａ】軽負荷状態の下での、二次側スイッチ駆動信号の波形図である。
【図８Ｂ】軽負荷状態の下で主出力巻線を通って流れる電流Ｉ７の波形図である。
【図９Ａ】重負荷状態の下での、出力電圧Ｖｏｕｔの波形図である。
【図９Ｂ】重負荷状態の下での、出力電圧Ｖａｕｘの波形図である。
【図１０Ａ】軽負荷状態の下での、出力電圧Ｖｏｕｔの波形図である。
【図１０Ｂ】軽負荷状態の下での、出力電圧Ｖａｕｘの波形図である。
【図１１】ＰＷＭ制御信号の波形図である。
【図１２】ＰＷＭ制御信号の波形図である。
【図１３】バーストモードＰＷＭ制御信号の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
図１を参照すると、本発明の電源は、基本構造としてフライバック電力変換器を有する。電源は、変圧器Ｔ、一次側スイッチＱ２、アクティブスナバ回路１０、一次側ＰＷＭ（パルス幅変調）コントローラ２０、一次側位相補償回路３０、二次側スイッチＱ３、二次側ＰＷＭコントローラ４０および二次側位相補償回路５０を主に備える。一次側スイッチＱ２、アクティブスナバ回路１０、一次側ＰＷＭコントローラ２０および一次側位相補償回路３０は、変圧器Ｔの一次側に取り付けられる。二次側スイッチＱ３、二次側ＰＷＭコントローラ４０および二次側位相補償回路５０は、変圧器Ｔの二次側に取り付けられる。
【００２５】
変圧器Ｔの一次側は、Ｎｐ巻きの励磁巻線ＬｐおよびＮａ巻きの副出力巻線Ｌａを有する。励磁巻線Ｌｐの第１の端子が、入力電力Ｖｉｎおよび入力コンデンサＣｂｕｌｋに接続される。励磁巻線Ｌｐの第２の端子が、インダクタデバイスに直列に接続される。インダクタデバイスは、変圧器Ｔの漏洩インダクタＬｋを表す。変圧器Ｔの二次側は、Ｎｓ巻きの主出力巻線Ｌｏを有する。時分割エネルギー伝達原理の目的を実現するために、変圧器Ｔの巻きの比が、
【００２６】
【数２】
2015042132.tif 000004
【００２７】
を満たし、ここで、Ｖｓは主出力巻線Ｌｏの電圧であり、Ｖａは副出力巻線Ｌａの電圧である。変圧器Ｔの巻きの比に基づき、各スイッチングサイクルの間、主出力巻線Ｌｏは、副出力巻線Ｌａが励磁される前に励磁され、その結果、出力巻線Ｌｏ、Ｌａは、前の活動手順および後の活動手順を作り出すことができる。
【００２８】
一次側スイッチＱ２は、変圧器Ｔの励磁巻線Ｌｐおよび接地の間に直列に接続される。励磁巻線Ｌｐを通って流れる励磁電流Ｉ１を検知するために、一次側スイッチＱ２および励磁巻線Ｌｐの間に第２の変流器ＣＴ２接続することができる。
【００２９】
アクティブスナバ回路１０は、変圧器Ｔの一次側に接続される。アクティブスナバ回路１０は、第１のダイオードＤＳ１、第２のダイオードＤＳ２、第３のダイオードＤＳ３、スナバコンデンサＣｓ、エネルギー蓄積インダクタＬｓ、スナバスイッチＱ１および第１の変流器ＣＴ１を備える。第２のダイオードＤＳ２、エネルギー蓄積インダクタＬｓおよび第３のダイオードＤＳ３は、直列に順次接続され、入力電力Ｖｉｎに接続される。スナバコンデンサＣｓの一方の端子が、第３のダイオードＤＳ３およびエネルギー蓄積インダクタＬｓの間のノードに接続される。スナバコンデンサＣｓのもう一方の端子が、第１のダイオードＤＳ１を介して一次側スイッチＱ２および第２の変流器ＣＴ２の間のノードに接続される。第１のダイオードＤＳ１のカソードが、スナバコンデンサＣｓに接続される。スナバスイッチＱ１の第１の端子が、スナバコンデンサＣｓおよび第１のダイオードＤＳ１の間のノードに接続される。スナバスイッチＱ１の第２の端子が接地される。エネルギー蓄積インダクタＬｓを通って流れる電流ＩＬｓを検知するために、第１の変流器ＣＴ１が、エネルギー蓄積インダクタＬｓに直列に接続される。
【００３０】
一次側ＰＷＭコントローラ２０は、第１の駆動信号（ｓｄｒｖ）および第２の駆動信号（ｍｄｒｖ）をスナバスイッチＱ１および一次側スイッチＱ２にそれぞれ提供するために、スナバスイッチＱ１および一次側スイッチＱ２にそれぞれ接続される。一次側ＰＷＭコントローラ２０の２つの入力端子（ｓｃｓ）（ｍｃｓ）が、検知された結果を第１の変流器ＣＴ１および第２の変流器ＣＴ２からそれぞれ受け取る。一次側ＰＷＭコントローラ２０のフィードバック入力端子ＦＢが、一次側位相補償回路３０からフィードバック結果を受け取る。
【００３１】
変圧器Ｔの副出力巻線Ｌａは、副出力ダイオードＤａを介して一次側位相補償回路３０に接続される。副出力ダイオードＤａのアノードが、副出力巻線Ｌａに接続される。副出力ダイオードＤａのカソードが、一次側位相補償回路３０に接続される。副出力ダイオードＤａのカソードが、接地された節電コンデンサＣａに接続される。
【００３２】
二次側スイッチＱ３の第１の端子が、主出力ダイオードＤ３を介して主出力巻線Ｌｏの第１の端子に接続される。二次側スイッチＱ３の第２の端子が、本発明の電源の出力端子に接続される。電源の出力端子から提供される電圧が、Ｖｏｕｔとして規定される。
【００３３】
二次側位相補償回路５０は、電源の出力端子から出力電圧Ｖｏｕｔを受け取り、電源の外側から設定コマンド（外部デジタルコマンド）を受け取る。二次側位相補償回路５０は、フィードバック結果を二次側ＰＷＭコントローラ４０に送り出す。設定コマンドは、電源のＶｏｕｔを設定するように適合される。
【００３４】
二次側ＰＷＭコントローラ４０のフィードバック入力端子ＦＢが、フィードバック結果を二次側位相補償回路５０から受け取り、二次側スイッチ駆動信号（ｄｒｖ）を提供して、二次側ＰＷＭコントローラ４０を活動化する。二次側ＰＷＭコントローラ４０の同期信号端子ＳＹＮＣが、同期回路６０に接続される。同期回路６０は、主出力巻線Ｌｏから電圧変動を検出するために主出力巻線Ｌｏに接続され、電圧変動に従って二次側ＰＷＭコントローラ４０に同期信号を提供する。したがって、二次側ＰＷＭコントローラ４０は、同期回路６０により主出力巻線Ｌｏから電圧変動を検出することができ、電圧変動に従って一次側ＰＷＭコントローラ２０の第２の駆動信号（ｍｄｒｖ）の作動時系列を得る。
【００３５】
プリセット値、および一次側ＰＷＭコントローラ２０のフィードバック入力端子ＦＢから受け取ったフィードバック結果の比較により、変圧器Ｔの二次側の一次出力端子上のプリセット負荷状態を、重負荷状態として、または軽負荷状態もしくは低電圧出力状態として判定することができる。以下の説明は、２つの状態に対する回路動作を開示する。
【００３６】
（１）重負荷状態
【００３７】
一次側ＰＷＭコントローラ２０のフィードバック入力端子ＦＢから受け取ったフィードバック結果がプリセット値より高いとき、変圧器Ｔの二次側の一次出力端子上の負荷状態は、重負荷状態と判定される。
【００３８】
図２を参照すると、重負荷状態の下で、各スイッチングサイクルを、回路動作を説明するための６つの異なる時間セグメントＴ１〜Ｔ６に分割することができる。相対的な電圧波形および電流波形を以下のように規定する：
ｓｄｒｖ：一次側ＰＷＭコントローラ２０からスナバスイッチＱ１に提供される第１の駆動信号；
ｍｄｒｖ：一次側ＰＷＭコントローラ２０から一次側スイッチＱ２に提供される第２の駆動信号；
Ｉ１：変圧器Ｔの励磁巻線Ｌｐを通って流れる励磁電流；
Ｉ２：一次側スイッチＱ２を通って流れる電流；
Ｖｃｓ：スナバコンデンサＣｓの両端の電圧降下；
Ｉｃｓ：スナバコンデンサＣｓを通って流れる電流；
ＩＬｓ：エネルギー蓄積インダクタＬｓを通って流れる電流；
ｄｒｖ：二次側ＰＷＭコントローラ４０から二次側スイッチＱ３に提供される二次側スイッチ駆動信号；
Ｉ７：変圧器Ｔの主出力巻線Ｌｏを通って流れる電流；
Ｉ８：変圧器Ｔの副主出力巻線Ｌａを通って流れる電流。
【００３９】
時間セグメントＴ１で、図４を参照すると、スナバスイッチＱ１および一次側スイッチＱ２は、一次側ＰＷＭコントローラ２０から提供される第１の駆動信号（ｓｄｒｖ）および第２の駆動信号（ｍｄｒｖ）に従って同時にオンになる。次いで、入力電力Ｖｉｎから発生した電流が、励磁巻線Ｌｐを通って流れる。このとき、変圧器Ｔの励磁電流Ｉ１は、一次側スイッチＱ２を通って流れる電流Ｉ２に等しく、その結果、変圧器Ｔは電気を蓄積し始める。その一方で、スナバスイッチＱ１はオンになっているので、スナバコンデンサＣｓは、スナバスイッチＱ１、第２のダイオードＤＳ２およびエネルギー蓄積インダクタＬｓを通して以前のスイッチングサイクルで蓄積されたエネルギーを放出する。その後、スナバコンデンサＣｓの電圧極性が、徐々に正から負になる。関連する電圧波形図および電流波形図、たとえばＩＬｓ、ＶｃｓおよびＩｃｓを図２に示す。電流ＩＬｓまたは電圧Ｖｃｓがそれぞれプリセット値に到達したと判定することによって、スナバスイッチＱ１をオフにして、時間セグメントＴ１を終了させる。この実施形態では、第１の変流器ＣＴ１は、エネルギー蓄積インダクタＬｓを通って流れる電流（ＩＬｓ）を検知し、検知された結果を一次側ＰＷＭコントローラ２０に送り出す。したがって、一次側ＰＷＭコントローラ２０は、電流検出結果に従って、スナバスイッチＱ１をオフにするタイミングを判定する。他の実施形態を示す図６を参照すると、一次側ＰＷＭコントローラ２０は、上述のように第１の変流器ＣＴ１を使用する代わりに、電圧検出回路を使用することによりスナバコンデンサＣｓの両端の電圧降下の電圧変動を検知する。電圧検出回路により検知された電圧は、一次側ＰＷＭコントローラ２０の入力端子（ｓｃｓ）に戻される。
【００４０】
時間セグメントＴ２で、変圧器Ｔの副出力巻線Ｌａ上の電圧Ｖａｕｘが、一次側位相補償回路３０を介して一次側ＰＷＭコントローラ２０に戻される。したがって、一次側ＰＷＭコントローラ２０は、Ｖａｕｘに従って一次側スイッチＱ２をオフにする。
【００４１】
時間セグメントＴ３で、図５を参照すると、一次側スイッチＱ２がオフになったとき、変圧器Ｔの励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋ上の電圧極性が反転し、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋ上の電圧は上昇し始める。変圧器Ｔの一次側の極性反転に従って、変圧器Ｔの二次側の主出力巻線Ｌｏの電圧極性が、それに対応して変転し、主出力巻線Ｌｏ上の電圧が上昇し始める。主出力巻線Ｌｏ上の電圧をＶｓと規定する。Ｖｓは、以下のように表すことができる：
【００４２】
【数３】
2015042132.tif 000005
【００４３】
ここで、Ｖｐは、励磁巻線Ｌｐの両端の電圧である。
【００４４】
主出力巻線Ｌｏ上のＶｓが、電源の出力端子からのＶｏｕｔより高くなるように上昇しているとき、主出力ダイオードＤ３は、順バイアスを得て、その結果、主出力ダイオードＤ３は、カットオフ状態から導通状態になる。主出力ダイオードＤ３がオンになっている限り、主出力巻線ＬｏのＶｓの電圧レベルが、電源のＶｏｕｔの電圧レベルにクランプされる。変圧器Ｔの二次側の電圧レベルが、電源のＶｏｕｔの電圧レベルにクランプされるので、変圧器Ｔの一次側の励磁巻線Ｌｐの両端の電圧Ｖｐも、同じく固定された電圧レベルにクランプされ、フライバック電圧を形成する。励磁巻線の両端のこの電圧Ｖｐは、
【００４５】
【数４】
2015042132.tif 000006
【００４６】
と表すことができる。その一方で、副出力巻線Ｌａの両端の電圧Ｖａは、
【００４７】
【数５】
2015042132.tif 000007
【００４８】
と表すことができる。ＶａはＶａｕｘより低く、その結果、副出力ダイオードＤａはカットオフとなる。
【００４９】
たとえば、一次側スイッチＱ２がオフになったとき、励磁電流をＩｐｋ１と規定する。インダクタエネルギー蓄積式に基づき、漏洩インダクタＬｋに蓄積されるエネルギーは、
【００５０】
【数６】
2015042132.tif 000008
【００５１】
に等しい。漏洩インダクタＬｋ内のこのようなエネルギーは、第１のダイオードＤＳ１、スナバコンデンサＣｓ、第３のダイオードＤＳ３、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋを備えるループを介して、スナバコンデンサＣｓに伝達される。
【００５２】
時間セグメントＴ３での全体の回路動作に関して、一次側スイッチＱ２がオフになったとき、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋは極性反転を起こし、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋ上の電圧は上昇し始める。第１のダイオードＤＳ１、スナバコンデンサＣｓ、第３のダイオードＤＳ３、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋは、ループを構築する。次に、時間セグメントＴ１の間にスナバコンデンサＣｓにすでに蓄積された電気は、変圧器Ｔに戻され、スナバコンデンサＣｓは、励磁巻線Ｌｐ上のフライバック電圧（Ｖｓ＊Ｎｐ／Ｎｓ）から、および漏洩インダクタＬｋから、電気をさらに吸収する。したがって、スナバコンデンサＣｓの両端の電圧降下の電圧極性は、負から正になる。スナバコンデンサＣｓの両端の電圧降下が、Ｖｓ＊Ｎｐ／Ｎｓより高いとき、主出力ダイオードＤ３はオンになる。漏洩インダクタＬｋ内のエネルギーが伝達された後、スナバコンデンサＣｓは充電を停止する。スナバコンデンサＣｓの両端のこの電圧降下Ｖｃｓは、
【００５３】
【数７】
2015042132.tif 000009
【００５４】
に近づく。
【００５５】
時間セグメントＴ４で、二次側スイッチＱ３から生成された二次側スイッチ駆動信号（ｄｒｖ）の波形図を参照すると、二次側ＰＷＭコントローラ４０は、同期回路６０により検知された電圧に従って、時間セグメントＴ１でスナバスイッチＱ１および一次側スイッチＱ２の導通タイミングを得て、二次側スイッチＱ３が二次側スイッチ駆動信号（ｄｒｖ）によりオンになる前に、スナバスイッチＱ１および一次側スイッチＱ２がオンになったと判定する。しかしながら、変圧器Ｔの一次側巻線および二次側巻線の巻線方向は互いに逆である。スナバスイッチＱ１および一次側スイッチＱ２がオンになったとき、逆バイアスをかけられた主出力ダイオードＤ３はオフになる。二次側スイッチＱ３はオンになるが、主出力巻線Ｌｏは、依然として電流を出力しない。
【００５６】
スナバコンデンサＣｓが励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋにより充電された後、次いで、主出力ダイオードＤＳ３はオンになる。変圧器Ｔの主出力巻線Ｌｏは、エネルギーを解放して、主出力巻線Ｌｏに接続されたエネルギー蓄積コンデンサＣｏｕｔを充電する。主出力巻線Ｌｏを通って流れる電流の波形図を図２にＩ７として示す。二次側位相補償回路５０は、検知された電源の出力電圧Ｖｏｕｔを外側からの設定コマンドと比較して、比較結果を得る。比較結果を二次側ＰＷＭコントローラ４０に戻して、二次側スイッチＱ３をオフにする。次いで、時間セグメントＴ４は終了する。
【００５７】
時間セグメントＴ５で、二次側スイッチＱ３がオフになった後、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋに蓄積されたエネルギーが再び伝達される。時間セグメントＴ３と同様に、このようなエネルギーは、第１のダイオードＤＳ１、スナバコンデンサＣｓ、第３のダイオードＤＳ３、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋを備えるループを介して、スナバコンデンサＣｓに伝達される。時間セグメントＴ３およびＴ５の間の差が、伝達されたエネルギーの大きさである。時間セグメントＴ５で、励磁巻線Ｌｐ上のフライバック電圧は、
【００５８】
【数８】
2015042132.tif 000010
【００５９】
である。二次側スイッチＱ３がオフになった後、励磁電流をＩｐｋ２と規定する。スナバコンデンサＣｓ上の電圧Ｖｃｓは、
【００６０】
【数９】
2015042132.tif 000011
【００６１】
と表される。
【００６２】
時間セグメントＴ６で、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋがスナバコンデンサＣｓの充電を終了した後、次いで、副出力ダイオードＤａがオンになる。その後、副出力巻線Ｌａは、次のスイッチングサイクルまで、エネルギー蓄積コンデンサＣａに電気を放出し、副出力巻線Ｌａの放電電流を図２のＩ８として示す。
【００６３】
上述の時間セグメントＴ１〜Ｔ６での回路活動は、重負荷状態の下で動作する。
【００６４】
（２）軽負荷状態または低電圧出力状態
【００６５】
一次側ＰＷＭコントローラ２０のフィードバック入力端子ＦＢから受け取ったフィードバック結果がプリセット値より低いとき、一次側ＰＷＭコントローラ２０は軽負荷状態を識別する。電源のＶｏｕｔは、一例として０．１Ｖと規定される。
【００６６】
図３を参照すると、軽負荷状態の下で、回路活動を説明するための異なる継続期間Ｔ１、Ｔ２１、Ｔ２２、Ｔ３〜Ｔ６からなる複数の時間セグメントに各スイッチングサイクルを分割することができる。相対的な電圧波形および電流波形は、上述のような重負荷状態と同じであり、ここで説明しない。
【００６７】
時間セグメントＴ１で、スナバスイッチＱ１および一次側スイッチＱ２は、一次側ＰＷＭコントローラ２０から提供される第１の駆動信号（ｓｄｒｖ）および第２の駆動信号（ｍｄｒｖ）に従って同時にオンになる。次いで、入力電力Ｖｉｎから発生した電流が、励磁巻線Ｌｐを通って流れる。このとき、変圧器Ｔの励磁電流Ｉ１は、一次側スイッチＱ２を通って流れる電流Ｉ２に等しく、その結果、変圧器Ｔは電気を蓄積し始める。その一方で、以前のスイッチングサイクルで蓄積された、スナバコンデンサＣｓに蓄積されたエネルギーが、エネルギー蓄積インダクタＬｓに伝達される。関連する電圧波形図および電流波形図、たとえばＩＬｓ、ＶｃｓおよびＩｃｓを図３に示す。エネルギー蓄積インダクタＬｓを通って流れる電流（ＩＬｓ）がピークまで増大した、またはスナバコンデンサＣｓ上の電圧Ｖｃｓが０Ｖであると一次側ＰＷＭコントローラ２０が判定したとき、一次側ＰＷＭコントローラ２０はスナバスイッチＱ１をオフにする。次いで、時間セグメントＴ１は終了する。
【００６８】
時間セグメントＴ２１で、スナバスイッチＱ１がオフになった後、第２のダイオードＤＳ２および第３のダイオードＤＳ３が、変圧器Ｔの一次側の入力電圧（Ｖｂｕｌｋ）の電圧レベルにクランプされるようになるまで、エネルギー蓄積インダクタＬｓの両端の電圧が増大し続ける。ダイオードＤＳ２、ＤＳ３はオンになるので、エネルギー蓄積インダクタＬｓは入力コンデンサＣｂｕｌｋに電気を放出する。したがって、最初にエネルギー蓄積インダクタＬｓに蓄積されたエネルギーを、変圧器Ｔの入力端子に再循環させることができる。
【００６９】
時間セグメントＴ２２で、変圧器Ｔの副出力巻線Ｌａから生成された電圧Ｖａｕｘが、一次側位相補償回路３０を介して一次側ＰＷＭコントローラ２０に戻された後、次いで、一次側スイッチＱ２はオフになる。
【００７０】
時間セグメントＴ３で、一次側スイッチＱ２がオフになった後、変圧器Ｔの一次側の励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋに蓄積されたエネルギーは、第１のダイオードＤＳ１、スナバコンデンサＣｓ、第３のダイオードＤＳ３、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋを備えるループを介してスナバコンデンサＣｓに伝達され、その結果、この場合の回路動作は、重負荷状態の下の時間セグメントＴ３での回路動作と類似する。スナバコンデンサＣｓが時間セグメントＴ１の間に完全に放電されるので、スナバコンデンサＣｓ上の電圧Ｖｃｓは０Ｖに近づく。したがって、一次側スイッチＱ２がオフになった後、変圧器Ｔに戻されるエネルギーが存在しない。変圧器Ｔは、励磁巻線Ｌｐおよび漏洩インダクタＬｋだけからエネルギーを得る。ＶｃｓおよびＩｃｓの波形図を図３に示す。図３の波形図は、電源のＶｏｕｔが０．１Ｖであるという条件の下で得られた。スナバコンデンサ上の電圧Ｖｃｓは、
【００７１】
【数１０】
2015042132.tif 000012
【００７２】
と表すことができる。
【００７３】
このとき、主出力巻線上のＶｓは、電源のＶｏｕｔおよび主出力ダイオードＤ３の順バイアスＶｆの和に近づき、ここでＶｓ≒Ｖｏｕｔ＋Ｖｆである。Ｖｃｓの表現によれば、明らかに、スナバコンデンサＣｓにより得られるエネルギーは、変圧器Ｔの漏洩インダクタＬｋから与えられる。時間セグメントＴ３の間のスナバコンデンサ上の電圧Ｖｃｓは、はるかに低い。
【００７４】
時間セグメントＴ４〜Ｔ６の間の回路活動は、重負荷状態の下での時間セグメントＴ４〜Ｔ６の間の回路活動と同じである。図８Ａおよび図８Ｂを参照すると、本発明の作動時系列では、二次側スイッチＱ３がまず一定の期間オンになる。その後、主出力ダイオードＤ３がオンになり、したがって、二次側スイッチＱ３をオンにするための継続時間は、比較的制限されない。さらには、変圧器Ｔの二次側は、非常に低い出力電圧Ｖｏｕｔを出力するように制御され、二次側スイッチＱ３をオンにするための継続時間は、二次側スイッチＱ３により誘発される不安定性を避けるために故意に非常に短くなるまで低減される必要がない。それどころか、二次側スイッチＱ３をオフにして、電流（Ｉ７）を制限するようにタイミングを制御することにより、二次側スイッチＱ３がオンになるための時間が十分にあるという条件の下で、変圧器Ｔの二次側は、非常に低い出力電圧を提供することができる。二次側スイッチＱ３をオフにするタイミングは、二次側位相補償回路５０により正確に制御することができる。
【００７５】
重負荷状態および軽負荷状態の下での回路動作についてそれぞれ説明した。しかしながら、負荷状態の変動が発生したとき、本発明は、現在の負荷状態を識別し、フィードバック法を使用することにより電圧を調節することができる。たとえば、時間セグメントＴ１の間に変圧器Ｔに蓄積されるエネルギーが固定されていると仮定すると、負荷が軽負荷状態から重負荷状態になったとき、フィードバック制御により時間セグメントＴ４が延長される。エネルギー蓄積コンデンサＣｏｕｔは、より多くの電気を蓄積して、出力電圧を安定させることができる。時間セグメントＴ６で残っている変圧器Ｔの電気は、相対的に低減される。エネルギー蓄積コンデンサＣａを充電する時間は短縮され、電圧Ｖａｕｘが低減させられる。次いで、一次側位相補償回路３０は、電源の出力電圧Ｖｏｕｔがプリセット値に到達するまで、次の時間セグメントＴ１を自動的に調節する。
【００７６】
時間セグメントＴ１の間に変圧器Ｔに蓄積されるエネルギーが固定されていると仮定すると、負荷が重負荷状態から軽負荷状態になったとき、フィードバック制御により時間セグメントＴ４が短縮される。エネルギー蓄積コンデンサＣｏｕｔは、より少ない電気を蓄積して、出力電圧を安定させることができる。時間セグメントＴ６で残っている変圧器Ｔの電気は、相対的に増大させられる。エネルギー蓄積コンデンサＣａを充電する時間は延長され、電圧Ｖａｕｘが増大させられる。次いで、一次側位相補償回路３０は、電源の出力電圧Ｖｏｕｔがプリセット値に到達するまで、次の時間セグメントＴ１を自動的に調節する。上記の説明から、本発明では、二次側ＰＷＭコントローラ４０は、全体のフィードバック制御における誘導構成要素である。一次側ＰＷＭコントローラ２０は、二次側ＰＷＭコントローラ４０により間接的に制御される。
【００７７】
本発明が安定的に作動する条件の下では、電圧Ｖａｕｘを制御するための基準電圧Ｖｒｅｆが固定されるので、このとき、電圧Ｖａｕｘは固定される。Ｖａｕｘの端子に小さな負荷が提供された場合、時間セグメントＴ６の継続時間を固定することができる。時間セグメントＴ６の継続時間は、出力電圧または浮動負荷により影響を受けない。さらに、スナバコンデンサＣｓは、
【００７８】
【数１１】
2015042132.tif 000013
【００７９】
により、固定された電気を変圧器Ｔから抽出する。したがって、電源の出力電圧Ｖｏｕｔの大きさにもかかわらず、時間セグメントＴ１の継続時間が維持される。スナバスイッチＱ１および一次側スイッチＱ２は、それぞれ別々にオンになるための時間が十分にある。
【００８０】
最後に、時間セグメントＴ５が終了したとき、エネルギー蓄積コンデンサＣｓ上の電圧Ｖｓは、軽負荷状態および重負荷状態の下で
【００８１】
【数１２】
2015042132.tif 000014
【００８２】
である。電源の出力電圧Ｖｏｕｔがどれだけ大きくても、
【００８３】
【数１３】
2015042132.tif 000015
【００８４】
という基本原理に従うことにより、本発明の電源の出力電圧Ｖｏｕｔをスキップサイクルなしに、安定したスイッチング周波数に保って、安定したフィードバック制御という目的を達成することができる。たとえば、図９Ａおよび図９Ｂを参照すると、重負荷状態の下で、本発明の電源の出力電圧Ｖｏｕｔが１９Ｖに設定され、電圧Ｖａｕｘは１４Ｖに近づく。図１０Ａおよび図１０Ｂを参照すると、軽負荷状態の下で、電源の出力電圧Ｖｏｕｔが０．１Ｖという非常に低い値に設定されるが、スイッチング周波数は依然として固定され、スキップサイクルは発生しない。
【００８５】
図７を参照すると、本発明の第３の実施形態の回路図が示されている。第３の実施形態の変圧器Ｔの一次側の回路構造が、図１と同じである。しかし、変圧器Ｔの二次側は、複数の主出力巻線Ｌｏ、および主出力巻線Ｌｏと協調する複数の回路ユニットを有する。したがって、本発明の第３の実施形態は、複数の出力電圧Ｖｏｕｔ  １〜Ｖｏｕｔ  ｎを提供することができる。
【符号の説明】
【００８６】
１０    アクティブスナバ回路
２０    一次側ＰＷＭコントローラ
３０    一次側位相補償回路
４０    二次側ＰＷＭコントローラ
５０    二次側位相補償回路
６０    同期回路
Ｃａ    節電コンデンサ
Ｃｂｕｌｋ    入力コンデンサ
Ｃｏｕｔ    エネルギー蓄積コンデンサ
Ｃｓ    スナバコンデンサ
ＣＴ１    第１の変流器
ＣＴ２    第２の変流器
Ｄ３    主出力ダイオード
Ｄａ    副出力ダイオード
ｄｒｖ    二次側スイッチ駆動信号
ＤＳ１    第１のダイオード
ＤＳ２    第２のダイオード
ＤＳ３    第３のダイオード
ＦＢ    フィードバック入力端子
Ｉ１    励磁電流
Ｉ２    一次側スイッチＱ２を通って流れる電流
Ｉ７    主出力巻線を通って流れる電流
Ｉ８    変圧器Ｔの副主出力巻線Ｌａを通って流れる電流
Ｌａ    副出力巻線
Ｉｃｓ    スナバコンデンサを通って流れる電流
Ｌｋ    漏洩インダクタ
ＩＬｓ    エネルギー蓄積インダクタＬｓを通って流れる電流
Ｉｐｋ１    励磁電流
Ｉｐｋ２    励磁電流
Ｌｏ    主出力巻線
Ｌｐ    励磁巻線
Ｌｓ    エネルギー蓄積インダクタ
ｍｃｓ  一次側ＰＷＭコントローラの入力端子
ｍｄｒｖ    第２の駆動信号
Ｎａ    副出力巻線の巻き
Ｎｐ    励磁巻線の巻き
Ｎｓ    主出力巻線の巻き
Ｑ１    スナバスイッチ
Ｑ２    一次側スイッチ
Ｑ３    二次側スイッチ
ｓｃｓ  一次側ＰＷＭコントローラの入力端子
ｓｄｒｖ    第１の駆動信号
ＳＹＮＣ    同期信号端子
Ｔ    変圧器
Ｔ１〜Ｔ６    時間セグメント
Ｖａ    副出力巻線の電圧
Ｖａｕｘ    副出力巻線Ｌａ上の電圧
Ｖｂｕｌｋ    変圧器Ｔの一次側の入力電圧
Ｖｃｓ    スナバコンデンサＣｓの両端の電圧降下
Ｖｆ    主出力ダイオードＤ３の順バイアス
Ｖｉｎ    入力電圧
Ｖｍａｘ    プリセット電圧
Ｖｍｉｎ    最小電圧
Ｖｏｕｔ    出力電圧
Ｖｐ    励磁巻線Ｌｐの両端の電圧
Ｖｒｅｆ    基準電圧
Ｖｓ    主出力巻線の電圧
【図１】
2015042132.tif 000017
【図２】
2015042132.tif 000018
【図３】
2015042132.tif 000019
【図４】
2015042132.tif 000020
【図５】
2015042132.tif 000021
【図６】
2015042132.tif 000022
【図７】
2015042132.tif 000023
【図８Ａ】
2015042132.tif 000024
【図８Ｂ】
2015042132.tif 000025
【図９Ａ】
2015042132.tif 000026
【図９Ｂ】
2015042132.tif 000027
【図１０Ａ】
2015042132.tif 000028
【図１０Ｂ】
2015042132.tif 000029
【図１１】
2015042132.tif 000030
【図１２】
2015042132.tif 000031
【図１３】
2015042132.tif 000032