(57)【要約】  ソース線バイアスは、読み出し／書き込み回路の接地ループ内のゼロでない抵抗によって取り込まれる誤差である。検知中、メモリセルのソースは、抵抗にまたがる電圧降下によって誤ってバイアスされ、加えられたコントロールゲートおよびドレイン電圧に誤差を生じる。加えられたコントロールゲートおよびドレイン電圧が、可能な限りメモリセルのソースの近くに位置する基準点を有する場合、この誤差は最小限に抑えられる。好適な一実施形態では、基準点は、ソース制御信号が加えられるノードに位置付けられる。メモリアレイが、並列に検知されるメモリセルのページに編成され、各ページ内のソースがページソース線に結合されている場合、基準点は、マルチプレクサを介して選択されたページのページソース線にあるように選択される。
2008535141.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列に検知すべきメモリセルの個々のページを有する不揮発性メモリ装置であって、各メモリセルはソースと、ドレインと、電荷記憶ユニットと、前記ドレインおよび前記ソースに沿った伝導電流を制御するコントロールゲートとを有する不揮発性メモリ装置において、メモリセルのページを検知する方法であって、
ページソース線を形成するステップと、
前記ページの各メモリセルの前記ソースを前記ページソース線に結合するステップと、
検知動作のために、個々のページの前記ページソース線を、ソース電圧制御回路に接続する集約ノードに結合するステップと、
前記ページの各メモリセルの前記コントロールゲートをワード線に結合するステップと、
検知動作のために、前記ページの各メモリセルの前記ワード線に、予め決定されたワード線電圧を供給するステップであって、前記予め決定されたワード線電圧は、前記集約ノードと接地基準との間の任意の電圧差によって影響を受けないように前記集約ノードを基準にとる、供給するステップと、
を含むメモリセルのページを検知する方法。
【請求項２】
請求項１記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記ページソース線は、前記ソース電圧制御回路の電位よりも高い電位である方法。
【請求項３】
請求項１記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記ソース電圧制御回路は、前記接地基準を基準にとる方法。
【請求項４】
請求項１記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記予め決定されたワード線電圧を供給するステップは、
調整された基準電圧を供給するステップと、
ＤＡＣ制御の電位分割器を形成するステップと、
前記ＤＡＣ制御の電位分割器を用いて、前記調整された基準電圧を分割することによって、前記予め決定されたワード線電圧を生成するステップと、
をさらに含む方法。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記メモリセルの各々は、１ビットのデータを記憶する方法。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれか記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記メモリセルの各々は、１ビットよりも多くのデータを記憶する方法。
【請求項７】
並列に検知すべきメモリセルの個々のページを有する不揮発性メモリ装置であって、各メモリセルはソースと、ドレインと、電荷記憶ユニットと、前記ドレインおよび前記ソースに沿った伝導電流を制御するコントロールゲートとを有する不揮発性メモリ装置において、
ページ内の各メモリセルの前記ソースに結合されたページソース線と、
個々のページソース線に結合された集約ノードと、
メモリ動作のために、前記集約ノードを介して、選択されたページのページソース線に結合されたソース電圧制御回路と、
前記ページの各メモリセルの前記コントロールゲートに結合するワード線と、
検知動作のために、前記ページの各メモリセルの前記ワード線に、予め決定されたワード線電圧を供給するワード線電圧源であって、前記予め決定されたワード線電圧は、前記集約ノードと接地基準との間の任意の電圧差によって影響を受けないように前記集約ノードを基準にとる、ワード線電圧源と、
を備える不揮発性メモリ装置。
【請求項８】
請求項７記載の不揮発性メモリ装置において、
前記ページソース線は、前記ソース電圧制御回路の電位よりも高い電位である不揮発性メモリ装置。
【請求項９】
請求項７記載の不揮発性メモリ装置において、
前記ソース電圧制御回路は、前記接地基準を基準にとる不揮発性メモリ装置。
【請求項１０】
請求項７記載の不揮発性メモリ装置において、
前記ワード線電圧源は、
調整された基準電圧と、
ＤＡＣ制御の電位分割器と、
前記ＤＡＣ制御の電位分割器を用いて、前記調整された基準電圧を分割することによって与えられた出力の予め決定されたワード線電圧と、
をさらに備える不揮発性メモリ装置。
【請求項１１】
請求項７〜１０のいずれか記載の不揮発性メモリ装置において、
前記メモリセルの各々は、１ビットのデータを記憶する不揮発性メモリ装置。
【請求項１２】
請求項７〜１０のいずれか記載の不揮発性メモリ装置において、
前記メモリセルの各々は、１ビットよりも多くのデータを記憶する不揮発性メモリ装置。
【請求項１３】
並列に検知すべきメモリセルの個々のページを有する不揮発性メモリ装置であって、各メモリセルはソースと、ドレインと、電荷記憶ユニットと、前記ドレインおよび前記ソースに沿った伝導電流を制御するコントロールゲートとを有する不揮発性メモリ装置において、メモリセルのページを検知する方法であって、
ページソース線を形成するステップと、
前記ページの各メモリセルの前記ソースを前記ページソース線に結合するステップと、
検知動作のために、前記ページソース線をソース電圧制御回路に切り替えるステップと、
前記ページの各メモリセルの前記コントロールゲートをワード線に結合するステップと、
検知動作のために、前記ページの各メモリセルの前記ワード線に、予め決定されたワード線電圧を供給するステップであって、前記予め決定されたワード線電圧は、前記集約ノードと接地基準との間の任意の電圧差によって影響を受けないように前記集約ノードを基準にとる、供給するステップと、
を含むメモリセルのページを検知する方法。
【請求項１４】
請求項１３記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記ページソース線は、前記ソース電圧制御回路の電位よりも高い電位である方法。
【請求項１５】
請求項１３記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記ソース電圧制御回路は、前記接地基準を基準にとる方法。
【請求項１６】
請求項１３記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記予め決定されたワード線電圧を供給するステップは、
調整された基準電圧を供給するステップと、
ＤＡＣ制御の電位分割器を形成するステップと、
前記ＤＡＣ制御の電位分割器を用いて、前記調整された基準電圧を分割することによって、前記予め決定されたワード線電圧を生成するステップと、
をさらに含む方法。
【請求項１７】
請求項１３〜１６のいずれか記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記メモリセルの各々は、１ビットのデータを記憶する方法。
【請求項１８】
請求項１３〜１６のいずれか記載のメモリセルのページを検知する方法において、
前記メモリセルの各々は、１ビットよりも多くのデータを記憶する方法。
【請求項１９】
並列に検知すべきメモリセルの個々のページを有する不揮発性メモリ装置であって、各メモリセルはソースと、ドレインと、電荷記憶ユニットと、前記ドレインおよび前記ソースに沿った伝導電流を制御するコントロールゲートとを有する不揮発性メモリ装置において、
ページ内の各メモリセルの前記ソースに結合されたページソース線と、
ページソース線マルチプレクサと、
メモリ動作のために、前記ページソース線マルチプレクサを介して、選択されたページのページソース線に結合されたソース電圧制御回路と、
前記ページの各メモリセルの前記コントロールゲートに結合するワード線と、
検知動作のために、前記ページの各メモリセルの前記ワード線に、予め決定されたワード線電圧を供給するワード線電圧源であって、前記予め決定されたワード線電圧は、前記集約ノードと接地基準との間の任意の電圧差によって影響を受けないように前記集約ノードを基準にとる、ワード線電圧源と、
を備える不揮発性メモリ装置。
【請求項２０】
請求項１９記載の不揮発性メモリ装置において、
前記ページソース線は、前記ソース電圧制御回路の電位よりも高い電位である不揮発性メモリ装置。
【請求項２１】
請求項１９記載の不揮発性メモリ装置において、
前記ソース電圧制御回路は、前記接地基準を基準にとる不揮発性メモリ装置。
【請求項２２】
請求項１９記載の不揮発性メモリ装置において、
前記ワード線電圧源は、
調整された基準電圧と、
ＤＡＣ制御の電位分割器と、
前記ＤＡＣ制御の電位分割器を用いて、前記調整された基準電圧を分割することによって与えられた出力の予め決定されたワード線電圧と、
をさらに備える不揮発性メモリ装置。
【請求項２３】
請求項１９〜２２のいずれか記載の不揮発性メモリ装置において、
前記メモリセルの各々は、１ビットのデータを記憶する不揮発性メモリ装置。
【請求項２４】
請求項１９〜２２のいずれか記載の不揮発性メモリ装置において、
前記メモリセルの各々は、１ビットよりも多くのデータを記憶する不揮発性メモリ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的に、電気的に消去可能でプログラム可能な読み出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）およびフラッシュＥＥＰＲＯＭのような不揮発性半導体メモリに関し、特に、接地ループ内の有限抵抗によるソースバイアス誤差に対して、印加されるコントロールゲート電圧を補償する改善された検知回路を有する不揮発性半導体メモリに関する。
【背景技術】
【０００２】
電荷の不揮発性記憶が可能であって、特に、小形形状のファクタカードとしてパッケージ化されたＥＥＰＲＯＭおよびフラッシュＥＥＰＲＯＭの形態をとる固体メモリは、近年、様々なモバイルおよびハンドヘルド装置、特に、情報機器および家庭用電化製品において選択される記憶装置になった。固体メモリでもあるＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）とは異なって、フラッシュメモリは不揮発性であって、電源がオフに転換された後でも、記憶されたデータを保存する。高い費用にもかかわらず、フラッシュメモリは、大容量記憶用途においてますます用いられてきている。ハードドライブおよびフロッピー（登録商標）ディスクのような回転磁気媒体に基づく従来の大容量記憶装置は、モバイルおよびハンドヘルド環境に不適切である。その理由は、巨大になりがちなディスクドライブが、機械的に故障する傾向にあり、高遅延および大電力要件を有するためである。これらの所望されていない属性は、大部分のモバイルおよび携帯用途において、ディスクに基づく記憶装置を非実用的なものにする。その一方で、埋め込まれたフラッシュメモリと、取り外し可能なカードの形態をとるフラッシュメモリとの双方は、小形、低電力消費量、高速および高信頼性の特徴によってモバイルおよびハンドヘルド環境に理想的に適する。
【０００３】
ＥＥＰＲＯＭおよび電気的にプログラム可能な読み出し専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）は、消去することができ、新たなデータをメモリセルに書き込む、または「プログラムする」ことができる不揮発性メモリである。双方とも、電界効果トランジスタ構造においてソース領域とドレイン領域との間にある半導体基板内のチャネル領域上に配置された導電性フローティング（非結合）ゲートを用いる。フローティングゲート上には、コントロールゲートが設けられている。トランジスタのしきい値電圧特性は、フローティングゲート上に保存されている電荷の量によって制御される。すなわち、フローティングゲート上の所定の電荷レベルに対して、対応する電圧（しきい値）が存在し、ソース領域とドレイン領域との間で導通を可能にするためにトランジスタが「オン」に転換される前に、この対応する電圧をコントロールゲートに印加する必要がある。
【０００４】
フローティングゲートは電荷の範囲を保持することができ、従って、フローティングゲートをしきい値電圧ウィンドウ内の任意のしきい値電圧レベルにプログラムすることができる。しきい値電圧ウィンドウの大きさは、フローティングゲート上にプログラムできる電荷の範囲に対応する装置の最小および最大しきい値レベルによって区切られている。一般的に、しきい値ウィンドウは、メモリ装置の特性、動作条件および経歴に依存する。原則として、ウィンドウ内の各々異なる分解可能なしきい値電圧レベル範囲を用いて、セルの限定されたメモリ状態を指定することができる。
【０００５】
メモリセルとして作用するトランジスタは、一般的に、２つの機構のうちの１つによって「プログラミング」状態にプログラムされる。「ホットエレクトロン注入」では、ドレインに印加された高電圧は、基板のチャネル領域にわたって電子を加速する。これと同時に、コントロールゲートに印加された高電圧は、薄肉ゲート誘電体を介してホットエレクトロンをフローティングゲートに引き込む。「トンネル注入」では、高電圧はコントロールゲートへ基板に対して印加される。このように、電子は基板から、介在するフローティングゲートへ引き込まれる。
【０００６】
メモリ装置を多数の機構によって消去することができる。ＥＰＲＯＭの場合、フローティングゲートから紫外放射により電荷を取り除くことによってメモリは一括消去可能である。ＥＥＰＲＯＭの場合、基板へコントロールゲートに対して高電圧を印加し、これによって、薄肉酸化物をトンネルして基板のチャネル領域へフローティングゲート内の電子を誘導すること（すなわち、ファウラ−ノルドハイムトンネル現象）によってメモリセルは電気的に消去可能である。一般的に、ＥＥＰＲＯＭはバイトごとに消去可能である。フラッシュＥＥＰＲＯＭの場合、メモリは、一斉にすべてのブロックを、または、１回に１つ以上のブロックを電気的に消去可能である。ブロックは、５１２バイト以上のメモリで構成することができる。
【０００７】
不揮発性メモリセルの例
一般的に、メモリ装置は、カード上に装着することができる１つ以上のメモリチップを備える。各メモリチップは、復号器、消去回路、書き込み回路および読み出し回路のような周辺回路によって支援されたメモリセルのアレイを備える。より精巧なメモリ装置は、知的かつ高水準のメモリ動作およびインターフェイスを実行するコントローラをも備える。今日、用いられている不揮発性固体メモリ装置が数多く商業的に成功している。これらのメモリ装置は異なる種類のメモリセルを用いることができ、各々の種類は１つ以上の電荷記憶素子を有する。
【０００８】
図１Ａ〜１Ｅには、不揮発性メモリセルの異なる例を線図的に示す。
【０００９】
図１Ａには、電荷を記憶するフローティングゲートを有するＥＥＰＲＯＭセルの形態をとる不揮発性メモリを線図的に示す。電気的に消去可能でプログラム可能な読み出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）はＥＰＲＯＭに類似の構造を有するが、適切な電圧が印加されると、ＵＶ放射にさらす必要なしにフローティングゲートから電荷を電気的に取り込みかつ取り除く機構をさらに備える。このようなセルおよびその製造方法の例は、米国特許第５，５９５，９２４号（特許文献１）に示されている。
【００１０】
図１Ｂには、選択ゲートと、コントロールまたはステアリングゲートとの双方を有するフラッシュＥＥＰＲＯＭセルを線図的に示す。メモリセル１０は、ソース拡散領域１４とドレイン拡散領域１６との間に「分割チャネル」１２を有する。セルには、直列になっている２つのトランジスタＴ１，Ｔ２が効果的に形成されている。Ｔ１は、フローティングゲート２０およびコントロールゲート３０を有するメモリトランジスタとして作用する。フローティングゲートは、選択可能な量の電荷を記憶することができる。チャネルのＴ１部分を流れることができる電流の量は、コントロールゲート３０上の電圧と、介在するフローティングゲート２０に存在する電荷の量とに依存する。Ｔ２は、選択ゲート４０を有する選択トランジスタとして作用する。選択ゲート４０の電圧によってＴ２がオンに転換されると、これによって、チャネルのＴ１部分の電流がソースとドレインとの間を通過することができる。選択トランジスタは、コントロールゲートの電圧と独立してソース−ドレインチャネルと一緒にスイッチを構成する。１つの利点は、フローティングゲートの（正の）電荷空乏によってゼロのコントロールゲート電圧でも依然として導通しているこれらのセルをオフに転換するのに用いることができるということである。他の利点は、ソース側注入プログラミングを容易に実施できるということである。
【００１１】
分割チャネルメモリセルの簡単な一実施形態は、図１Ｂに示す破線によって線図的に示されているように同一のワード線に選択ゲートおよびコントロールゲートが接続されている場合である。この場合は、チャネルの一部にわたって配置された電荷記憶素子（フローティングゲート）と、他のチャネル部分および電荷記憶素子にわたって配置された（ワード線の一部である）コントロールゲート構造とを有することによって達成される。これによって、直列になっている２つのトランジスタでセルを効果的に形成し、一方（メモリトランジスタ）が電荷記憶素子上の電荷の量とワード線上の電圧との組み合わせを用いて、チャネルの対応部分を流れることができる電流の量を制御し、他方（選択トランジスタ）がゲートとして作用するワード線のみを有する。このようなセル、メモリシステムでの使用およびその製造方法の例が、米国特許第５，０７０，０３２号（特許文献２）、第５，０９５，３４４号（特許文献３）、第５，３１５，５４１号（特許文献４）、第５，３４３，０６３号（特許文献５）および第５，６６１，０５３号（特許文献６）に示されている。
【００１２】
図１Ｂに示す分割チャネルセルのさらなる精密な実施形態は、選択ゲートおよびコントロールゲートが独立し、それらの間の破線によって接続されていない場合である。１つの実施形態は、ワード線に対して垂直にある制御（またはステアリング）線に接続されたセルのアレイ内に一列のコントロールゲートを有する。その効果は、選択されたセルを読み出しまたはプログラムする場合に同時に２つの機能を実行する必要があることからワード線を開放するということである。これら２つの機能は、（１）選択トランジスタのゲートとして作用することであって、従って、選択トランジスタをオンおよびオフに転換するのに適切な電圧を必要とし、（２）ワード線と電荷記憶素子との間の電界（容量性）結合を介して電荷記憶素子の電圧を所望のレベルに駆動することである。これら機能の双方を単一電圧で最適に実行することは困難であることが多い。コントロールゲートおよび選択ゲートに別個の制御を用いると、ワード線は、機能（１）を実行するだけで足り、その一方で、追加の制御線は機能（２）を実行する。この能力によって、プログラミング電圧が対象のデータに適合された高性能なプログラミング設計を可能にする。フラッシュＥＥＰＲＯＭアレイでの独立したコントロール（またはステアリング）ゲートの使用が、例えば、米国特許第５，３１３，４２１号（特許文献７）および第６，２２２，７６２号（特許文献８）に記載されている。
【００１３】
図１Ｃには、２重フローティングゲートと、独立した選択ゲートおよびコントロールゲートとを有する別のフラッシュＥＥＰＲＯＭセルを線図的に示す。直列になっている３つのトランジスタを効果的に有すること以外、メモリセル１０は、図１Ｂのメモリセルに類似する。この種のセルでは、２つの記憶素子（すなわち、Ｔ１左側およびＴ１右側の記憶素子）は、それらの間に選択トランジスタＴ１を有するソース拡散領域とドレイン拡散領域との間のチャネル上に含まれる。メモリトランジスタはそれぞれフローティングゲート２０，２０’およびコントロールゲート３０，３０’を有する。選択トランジスタＴ２は選択ゲート４０によって制御される。どの時点においても、一対のメモリトランジスタの一方のみが、読み出しまたは書き込みのためにアクセスされる。記憶ユニットＴ１左側がアクセスされる場合、Ｔ２およびＴ１右側の双方はオンに転換されて、チャネルのＴ１左側部分の電流をソースとドレインとの間に流すことができる。これと同様に、記憶ユニットＴ１右側がアクセスされる場合、Ｔ２およびＴ１左側はオンに転換される。フローティングゲートに接近して選択ゲートポリシリコンの一部を有し、フローティングゲート内に記憶された電子が選択ゲートポリシリコンをトンネルすることができるのに充分な正の電圧（例えば、２０Ｖ）を選択ゲートに印加することによって消去は達成される。
【００１４】
図１Ｄには、ＮＡＮＤチェーンに編成されたメモリセルのストリングを線図的に示す。ＮＡＮＤチェーン５０は、ソースおよびドレインによってデイジーチェーンに構成された一連のメモリトランジスタＭ１，Ｍ２，．．．Ｍｎ（ｎ＝４，８，１６またはそれ以上）から成る。一対の選択トランジスタＳ１，Ｓ２は、ＮＡＮＤチェーンのソース端子５４およびドレイン端子５６を介する外部とのメモリトランジスタチェーン接続を制御する。メモリアレイでは、ソース選択トランジスタＳ１がオンに転換されると、ソース端子はソース線に結合される。これと同様に、ドレイン選択トランジスタＳ２がオンに転換されると、ＮＡＮＤチェーンのドレイン端子は、メモリアレイのビット線に結合される。チェーン内の各メモリトランジスタは、所定のメモリ状態を表すために所定量の電荷を記憶する電荷記憶素子を有する。各メモリトランジスタのコントロールゲートは、読み出しおよび書き込み動作を制御する。各選択トランジスタＳ１，Ｓ２のコントロールゲートは、ソース端子５４およびドレイン端子５６をそれぞれ介してＮＡＮＤチェーンへのアクセスを制御する。
【００１５】
ＮＡＮＤチェーン内のアドレス指定されたメモリトランジスタがプログラミング中に読み出されベリファイされる場合、コントロールゲートには適切な電圧が供給される。これと同時に、ＮＡＮＤチェーン５０内の残りのアドレス指定されていないメモリトランジスタは、充分な電圧がコントロールゲートに印加されることによって完全にオンに転換される。このように、導通経路は、個々のメモリトランジスタのソースからＮＡＮＤチェーンのソース端子５４へ効果的に生成され、これと同様に、個々のメモリトランジスタのドレインからチェーンのドレイン端子５６へ効果的に生成される。このようなＮＡＮＤチェーン構造を有するメモリ装置は、米国特許第５，５７０，３１５号（特許文献９）、第５，９０３，４９５号（特許文献１０）および第６，０４６，９３５号（特許文献１１）に記載されている。
【００１６】
図１Ｅには、電荷を記憶するため、誘電体層を有する不揮発性メモリを線図的に示す。前述した導電性フローティングゲート素子の代わりに、誘電体層が用いられる。誘電体記憶素子を用いるこのようなメモリ装置は、エイタンらによる「ＮＲＯＭ：新規な局所的トラッピング、２ビット不揮発性メモリセル」，ＩＥＥＥ電子デバイスレター，第２１巻，第１１号，２０００年１１月，５４３〜５４５頁 (Eitan et al., “NROM: A Novel Localized Trapping, 2‐Bit Nonvolatile Memory Cell," IEEE Electron Device Letters, Vol. 21, No. 11, November, 2000, pp. 543-545) （非特許文献１）に記載されている。ＯＮＯ誘電体層は、ソース拡散領域とドレイン拡散領域との間のチャネルにわたって延在する。１つのデータビットに対する電荷は、ドレインに隣接する誘電体層内に局限され、他のデータビットに対する電荷は、ソースに隣接する誘電体層内に局限される。例えば、米国特許第５，７６８，１９２号（特許文献１２）および第６，０１１，７２５号（特許文献１３）は、２つの二酸化ケイ素層間に挟まれた捕捉誘電体を有する不揮発性メモリセルを開示している。多状態データ記憶は、誘電体内の空間的に分離された電荷記憶領域の２値（バイナリー）状態を別々に読み出すことによって実施される。
【００１７】
メモリアレイ
一般的に、メモリ装置は、行および列に配置され、ワード線およびビット線によってアドレス可能であるメモリセルの２次元アレイから成る。ＮＯＲ形またはＮＡＮＤ形構造に従ってアレイを形成することができる。
【００１８】
ＮＯＲアレイ
図２には、メモリセルのＮＯＲアレイの一例を示す。ＮＯＲ形構造を有するメモリ装置は、図１Ｂまたは図１Ｃに示す種類のセルを用いて実施される。メモリセルの各行はソースおよびドレインによってデイジーチェーンに接続されている。この設計は、仮想接地設計と称されることがある。各メモリセル１０はソース１４、ドレイン１６、コントロールゲート３０および選択ゲート４０を有する。行内のセルは、ワード線４２に接続された選択ゲートを有する。列内のセルは、選択されたビット線３４，３６にそれぞれ接続されたソースおよびドレインを有する。メモリセルが、独立して制御されるコントロールゲートおよび選択ゲートを有する幾つかの実施形態では、ステアリング線３２も列内のセルのコントロールゲートを接続する。
【００１９】
多くのフラッシュＥＥＰＲＯＭ装置は、互いに接続されたコントロールゲートおよび選択ゲートが各々に形成されたメモリセルを用いて実施される。この場合、ステアリング線およびワード線が各行に沿ってセルのすべてのコントロールゲートおよび選択ゲートを単に接続する必要はない。これらの設計の例は、米国特許第５，１７２，３３８号（特許文献１４）および第５，４１８，７５２号（特許文献１５）に開示されている。これらの設計では、ワード線は本質的に２つの機能、すなわち、読み出しまたはプログラムするための行選択と行内のすべてのセルにコントロールゲート電圧を供給することとを実行する。
【００２０】
ＮＡＮＤアレイ
図３には、図１Ｄに示すようなメモリセルのＮＡＮＤアレイの一例を示す。ＮＡＮＤチェーンの各列に沿って、ビット線は各ＮＡＮＤチェーンのドレイン端子５６に結合されている。ＮＡＮＤチェーンの各行に沿って、ソース線はすべてのソース端子５４を接続することができる。また、行に沿っているＮＡＮＤチェーンのコントロールゲートは、一連の対応するワード線に接続されている。接続されたワード線を介してコントロールゲートに適切な電圧を用いて一対の選択トランジスタ（図１Ｄ参照）をオンに転換することによってＮＡＮＤチェーンの行全体をアドレス指定することができる。ＮＡＮＤチェーン内のメモリセルを示すメモリトランジスタが読み出されると、チェーンに流れる電流が、読み出されるセル内に記憶された電荷のレベルに本質的に依存するようにチェーン内の残りのメモリトランジスタは関連のワード線を介して確実にオンに転換される。ＮＡＮＤ構造アレイおよびメモリシステムの一部としての動作の例は、米国特許第５，５７０，３１５号（特許文献９）、第５，７７４，３９７号（特許文献１６）および第６，０４６，９３５号（特許文献１７）に記載されている。
【００２１】
ブロック消去
電荷記憶メモリ装置のプログラミング動作は、さらなる電荷を電荷記憶素子に追加することしかできない。従って、プログラミング動作より前に、電荷記憶素子内に存在する電荷を除去（または消去）する必要がある。メモリセルの１つ以上のブロックを消去する消去回路（図示せず）が設けられている。ＥＥＰＲＯＭのような不揮発性メモリは、セルのアレイ全体またはアレイのセルのかなりの部分が電気的に同時に（すなわち、一瞬に）消去される場合に「フラッシュ」ＥＥＰＲＯＭと称される。消去されると、次に、セルのこの部分を再プログラムすることができる。同時に消去できるセルのこの部分は、１つ以上のアドレス指定可能な消去単位を構成することができる。一般的に、消去単位またはブロックは１つ以上のページのデータを記憶し、ページはプログラミングおよび読み出しの単位であるが、単一の動作で２つ以上のページをプログラムまたは読み出すことができる。一般的に、各ページは１つ以上のセクタのデータを記憶し、セクタの大きさはホストシステムによって定義される。一例として、磁気ディスクドライブによって確立された規格に従う５１２バイトのユーザデータと、ユーザデータおよび／またはそれらが記憶されたブロックに関する幾らかのバイト数のオーバーヘッド情報とから成るセクタが挙げられる。
【００２２】
読み出し／書き込み回路
通常の２状態ＥＥＰＲＯＭセルでは、少なくとも１つの電流区切り点レベルは、導通ウィンドウを２つの領域に区画するように確立される。予め決定された一定の電圧を印加することによってセルが読み出される場合、ソース／ドレイン電流は、区切り点レベル（または、基準電流ＩREF ）と比較することによってメモリ状態に分解される。電流読み出しが区切り点レベルの読み出しよりも高い場合、セルは一方の論理状態（例えば、「０」状態）にあると決定される。その一方で、電流が区切り点レベルの電流よりも少ない場合、セルは他方の論理状態（例えば、「１」状態）にあると決定される。従って、このような２状態セルは１ビットのデジタル情報を記憶する。外部からプログラムすることができる基準電流源は、メモリシステムの一部として区切り点レベルの電流を発生するために設けられることが多い。
【００２３】
メモリ容量を増大するため、フラッシュＥＥＰＲＯＭ装置は、半導体技術の状態が進歩するにつれて、ますます高い密度で製造されてきている。記憶容量を増大させる別の方法は、各メモリセルに３つ以上の状態を記憶させることである。
【００２４】
多状態またはマルチレベルＥＥＰＲＯＭメモリセルの場合、各セルが２ビット以上のデータを記憶することができるように導通ウィンドウは２つ以上の区切り点によって３つ以上の領域に区画される。従って、所定のＥＥＰＲＯＭアレイが記憶できる情報は、各セルが記憶できる状態の数と共に増大される。多状態またはマルチレベルメモリセルを有するＥＥＰＲＯＭまたはフラッシュＥＥＰＲＯＭが、米国特許第５，１７２，３３８号（特許文献１４）に記載されている。
【００２５】
実際には、セルのメモリ状態は、基準電圧がコントロールゲートに印加されているときにセルのソースおよびドレイン電極にわたる伝導電流を検知することによって一般に読み出される。従って、セルのフローティングゲート上の所定の電荷ごとに、一定の基準コントロールゲート電圧に対して、対応する伝導電流を検出することができる。これと同様に、フローティングゲート上にプログラムできる電荷の範囲は、対応するしきい値電圧ウィンドウまたは対応する伝導電流ウィンドウを定義する。
【００２６】
あるいはまた、区画された電流ウィンドウ内の伝導電流を検出する代わりに、所定のメモリ状態に対して試験用にコントロールゲートでしきい値電圧を設定し、伝導電流がしきい値電流よりも低いかまたは高いかを検出することが可能である。１つの実施例では、しきい値電流に対する伝導電流の検出は、伝導電流がビット線のキャパシタンスを介して放電している速度を検査することによって達成される。
【００２７】
図４には、フローティングゲートがどの時点においても選択的に記憶できる４つの異なる電荷Ｑ１〜Ｑ４についてソース−ドレイン電流ＩD とコントロールゲート電圧ＶCGとの間の関係を示す。４つの実線のＩD 対ＶCG曲線は、４つの可能なメモリ状態にそれぞれ対応してメモリセルのフローティングゲート上にプログラムできる４つの可能な電荷レベルを表す。一例として、一集団のセルのしきい値電圧ウィンドウは、０．５Ｖから３．５Ｖまでの範囲に及ぶことができる。しきい値ウィンドウを０．５Ｖごとの間隔で５つの領域に区画することによって６つのメモリ状態を画定することができる。例えば、図に示されているように２μＡの基準電流ＩREF が用いられる場合、曲線が、ＶCG＝０．５Ｖおよび１．０Ｖにより区画されたしきい値ウィンドウの領域内でＩREFと交差するので、Ｑ１でプログラムされたセルをメモリ状態「１」にあると見なすことができる。これと同様に、Ｑ４はメモリ状態「５」にある。
【００２８】
前述したことから分かるように、メモリセルに記憶させる状態が多くなるほど、より細かくしきい値ウィンドウが分割される。これによって、必要とされる分解能を達成できるようにプログラミングおよび読み出し動作に高い精度が必要とされる。
【００２９】
米国特許第４，３５７，６８５号（特許文献１８）には、２状態ＥＰＲＯＭをプログラムする方法であって、セルが所定の状態にプログラムされる場合、逓増的な電荷をフローティングゲートに追加するたびにセルが連続的なプログラミング電圧パルスを受ける方法が開示されている。パルス間では、セルは、区切り点レベルに対するソース−ドレイン電流を決定するために読み返され、またはベリファイされる。電流状態が所望の状態に達したことがベリファイされたら、プログラミング動作は停止する。用いられるプログラミングパルス列は、逓増的な期間または振幅を有することができる。
【００３０】
従来技術のプログラミング回路は、しきい値ウィンドウを通して消去または接地状態から、対象の状態が達成されるまでのステップに単にプログラミングパルスを適用する。実際には、適切な分解能を可能にするため、区画または画定された各領域は、交差するために少なくとも約５つのプログラミングステップを必要とする。この性能は、２状態メモリセルに受け入れられる。しかし、多状態セルに対しては、必要とされるステップの数が区画の数と共に増大するので、プログラミング精度または分解能を増大させる必要がある。例えば、１６状態セルは、対象の状態にプログラムするために平均して少なくとも４０個のプログラミングパルスを必要とすることがある。
【００３１】
図５には、行復号器１３０および列復号器１６０を介して読み出し／書き込み回路１７０によってアクセスできるメモリアレイ１００の一般的な配置を有するメモリ装置を線図的に示す。図２および図３に関連して説明したように、メモリアレイ１００内のメモリセルのメモリトランジスタは、一連の選択された（１つ以上の）ワード線および（１つ以上の）ビット線を介してアドレス可能である。適切な電圧を、アドレス指定されたメモリトランジスタのそれぞれのゲートに印加するため、行復号器１３０は１つ以上のワード線を選択し、列復号器１６０は１つ以上のビット線を選択する。アドレス指定されたメモリトランジスタのメモリ状態を読み出しまたは書き込む（プログラムする）読み出し／書き込み回路１７０が設けられている。読み出し／書き込み回路１７０は、ビット線を介してアレイ内のメモリ素子と接続できる多数の読み出し／書き込みモジュールを備える。
【００３２】
読み出し／書き込み性能および精度に影響を及ぼす要因
読み出しおよびプログラミング性能を改善するため、アレイ内の複数の電荷記憶素子またはメモリトランジスタは並列に読み出されるかまたはプログラムされる。従って、メモリ素子の論理「ページ」が同時に読み出されるかまたはプログラムされる。既存のメモリ構造では、一般的に、行は、インターリーブされた幾つかのページを含む。ページの全メモリ素子は同時に読み出されるかまたはプログラムされる。列復号器は、インターリーブされたページのそれぞれ１つを対応する数の読み出し／書き込みモジュールに選択的に接続する。例えば、１つの実施例では、メモリアレイは、５３２バイト（５１２バイト＋２０バイトのオーバーヘッド）のページサイズを有するように設計される。各列がドレインビット線を含み、１行当たりに、インターリーブされたページが２つある場合、合計して８，５１２個の列になり、各ページが４，２５６個の列と関連する。４，２５６個の検知モジュールは、すべての偶数ビット線または奇数ビット線のどちらかを並列に読み出しまたは書き込むように接続可能である。このように、並列して４，２５６ビット（すなわち、５３２バイト）のページのデータはメモリ素子のページから読み出され、またはメモリ素子のページにプログラムされる。読み出し／書き込み回路１７０を形成する読み出し／書き込みモジュールを様々な構造に配置することができる。
【００３３】
前述したように、従来のメモリ装置は、一度にすべての偶数または奇数のビット線に対して大規模に並列に動作することによって読み出し／書き込み動作を改善する。インターリーブされた２つのページから成る行のこの「交互ビット線」構造は、読み出し／書き込み回路のブロックを適合させるという問題を軽減するのに役立つ。このことは、ビット線間容量結合を制御するという考慮事項によっても影響を受ける。ブロック復号器は、一連の読み出し／書き込みモジュールを偶数ページまたは奇数ページに多重化するのに用いられる。このように、１セットのビット線が読み出されまたはプログラムされるときは常に、インターリーブなセットを接地して、すぐ隣との結合を最小限にすることができる。
【００３４】
しかし、インターリーブページ構造は、少なくとも３つの態様において不利である。第１に、インターリーブページ構造は、追加の多重化回路を必要とする。第２に、インターリーブページ構造は、遅い性能を有する。ワード線によって接続されたメモリセルまたは１行内のメモリセルの読み出しまたはプログラミングを終了するため、２度の読み出しまたは２度のプログラミング動作が必要とされる。第３に、インターリーブページ構造は、奇数ページおよび偶数ページに別々に行われるような２つの隣接する部分が異なる時点でプログラムされるとき、フローティングゲートレベルで隣接する電荷記憶素子間の電界結合のような他の妨害による影響に対処するのにも最適ではない。
【００３５】
米国公開特許出願第２００４／００５７３１８号（特許文献１９）には、複数の連続するメモリセルを並列に検知することができるメモリ装置および方法が開示されている。例えば、同じワード線を共有する行に沿っているすべてのメモリセルは、ページとして同時に読み出されるかまたはプログラムされる。この「全ビット線」構造は、隣接からの妨害による影響によって生じる誤差を最小限に抑えながら「交互ビット線」構造の性能を２倍にする。しかし、全ビット線の検知は、相互キャパシタンスからもたらされる電流によって、隣接するビット線間のクロストークの問題を生じさせる。この問題は、伝導電流が検知されている間、時間にほとんど依存せずにビット線の各隣接対間の電圧差を保つことによって対処される。この条件が課される場合、様々なビット線のキャパシタンスによるすべての変位電流が脱落する。その理由は、それらがすべて、時間的に変化する電圧差に依存するためである。各ビット線に結合された検知回路は、接続されたビット線のいかなる隣接対の電位差も時間に依存しないようにビット線上に電圧クランプを有する。クランプされるビット線電圧が用いられると、ビット線キャパシタンスによる放電を検知する従来の方法を適用することができない。その代わり、検知回路および方法は、ビット線から独立して伝導電流が所定のコンデンサを放電または充電する速度を考慮することによってメモリセルの伝導電流を決定することができる。このことによって、検知回路はメモリアレイの構造から（すなわち、ビット線キャパシタンスから）独立することができる。特に、このことによって、検知中、ビット線電圧をクランプすることができ、これによって、ビット線クロストークを回避する。
【００３６】
前述したように、従来のメモリ装置は、大規模に並列に動作することによって読み出し／書き込み動作を改善する。このアプローチは性能を改善するが、読み出しおよび書き込み動作の精度に悪影響を及ぼす。
【００３７】
１つの問題として、ソース線バイアス誤差が挙げられる。この問題は、多数のメモリセルが、ソース線内で互いに接地点に結合されたソースを有するメモリ構造に対して特に深刻である。共通のソースを有するこれらメモリセルの同時検知は、ソース線を介してかなりの電流を生じさせる。このことは、ソース線でのゼロでない抵抗のため、真の接地点と各メモリセルのソース電極との間にかなりの電位差を生じさせる。検知中、各メモリセルのコントロールゲートに供給されたしきい値電圧はソース電極に対するものであるが、システム電源は真の接地点に対するものである。従って、検知は、ソース線バイアス誤差の存在により不正確になることがある。
【００３８】
米国公開特許出願第２００４／００５７２８７号（特許文献２０）には、複数の連続するメモリセルを並列に検知することができるメモリ装置および方法が開示されている。ソース線バイアスの減少は、マルチパス検知の機能および技術を有する読み出し／書き込み回路によって達成される。メモリセルのページが並列に検知される場合、各パスは、所定の限界電流値よりも高い伝導電流を有するメモリセルを識別し遮断するのに役立つ。識別されたメモリセルは、関連するビット線を接地点に引き込むことによって遮断される。言い換えれば、高い伝導電流を有し、現在の検知に無関係であるこれらのセルは、現在の検知の実際のデータが読み出される前に識別され、これらの電流を遮断させる。
【００３９】
従って、一般的に、電力消費量を減少させる高性能かつ大容量の不揮発性メモリが必要とされる。特に、電力効率の良い読み出しおよび書き込み性能が高められた小形不揮発性メモリが必要とされる。
【特許文献１】米国特許第５，５９５，９２４号
【特許文献２】米国特許第５，０７０，０３２号
【特許文献３】米国特許第５，０９５，３４４号
【特許文献４】米国特許第５，３１５，５４１号
【特許文献５】米国特許第５，３４３，０６３号
【特許文献６】米国特許第５，６６１，０５３号
【特許文献７】米国特許第５，３１３，４２１号
【特許文献８】米国特許第６，２２２，７６２号
【特許文献９】米国特許第５，５７０，３１５号
【特許文献１０】米国特許第５，９０３，４９５号
【特許文献１１】米国特許第６，０４６，９３５号
【特許文献１２】米国特許第５，７６８，１９２号
【特許文献１３】米国特許第６，０１１，７２５号
【特許文献１４】米国特許第５，１７２，３３８号
【特許文献１５】米国特許第５，４１８，７５２号
【特許文献１６】米国特許第５，７７４，３９７号
【特許文献１７】米国特許第６，０４６，９３５号
【特許文献１８】米国特許第４，３５７，６８５号
【特許文献１９】米国公開特許出願第２００４／００５７３１８号
【特許文献２０】米国公開特許出願第２００４／００５７２８７号
【特許文献２１】米国公開特許出願第２００４／０１０９３５７号
【特許文献２２】米国特許出願第１１／０１５，１９９号
【非特許文献１】エイタンらによる「ＮＲＯＭ：新規な局所的トラッピング、２ビット不揮発性メモリセル」，ＩＥＥＥ電子デバイスレター，第２１巻，第１１号，２０００年１１月，５４３〜５４５頁
【発明の開示】
【００４０】
大容量かつ高性能な不揮発性メモリ装置の必要性は、対応するページのメモリセルを並列に読み出しかつ書き込む大規模なページの読み出し／書き込み回路を有することによって満たされる。特に、読み出しおよびプログラミング動作に誤差を取り込むことがある高密度チップ統合に固有の相互作用的な雑音の影響は、削減されるかまたは最小限に抑えられる。
【００４１】
ソース線バイアスは、読み出し／書き込み回路の接地ループ内のゼロでない抵抗によって取り込まれる誤差である。この誤差は、電流が流れるとき、チップの接地点へのソース経路の抵抗にまたがる電圧降下によって生じる。
【００４２】
本発明の一態様によれば、メモリセルのページが並列に検知され、それらのソースが互いに結合されて集約アクセスノードでセルソース信号を受信する場合、ワード線に供給された動作電圧は、チップの接地点よりはむしろ集約アクセスノードと同じ基準点を有する。このように、集約アクセスノードとチップの接地点との間のソースバイアス差のいずれも追跡され、ワード線電圧に対して補償される。
【００４３】
本発明の別の態様によれば、メモリセルのページが並列に検知され、それらのソースが同じページソース線に結合される場合、ワード線に供給された動作電圧は、チップの接地点よりはむしろページソース線のアクセスノードを基準にとる。このように、ページアクセスノードからチップの接地点までのいかなるソースバイアス差も追跡され、供給されたワード線電圧に対して補償される。
【００４４】
ソースバイアスを追跡し補償するための１つの好適な電圧制御回路では、電圧制御回路は、集約アクセスノードまたはページアクセスノードのいずれかに対する基本電圧を基準にとる。出力電圧は、調整可能な抵抗器にまたがる基準電流ＩREF によって生成される。カスケード電流ミラー回路は、出力電圧範囲にわたってＩREF を一定に維持するのに用いられる。
【００４５】
ソースバイアスを追跡し補償するための別の好適な電圧制御回路では、電圧制御回路は、集約アクセスノードまたはページアクセスノードのいずれかに対する基本電圧を基準にとる。制御回路は、所望の出力電圧を獲得するため、基準電圧に対して電位分割器を用いる。基準電圧は調整出力駆動器によって駆動され、その後、出力レベルをＤＡＣ制御の電位分割器によって制御して、プログラムされた出力電圧を生成する。
【００４６】
本発明の追加の特徴および利点を、添付図面と併せて理解すべき以下の好適な実施形態の説明から理解できよう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
図６Ａには、本発明が実施される文脈を提供する読み出し／書き込み回路のバンクを有する小形メモリ装置を線図的に示す。メモリ装置は、２次元アレイのメモリセル３００、制御回路３１０および読み出し／書き込み回路３７０を含む。メモリアレイ３００は、行復号器３３０を介してワード線によってアドレス指定され、列復号器３６０を介してビット線によってアドレス指定される。読み出し／書き込み回路３７０は、検知モジュール４８０のバンクとして実施され、（「ページ」とも称する）ブロックのメモリセルを並列に読み出させるかまたはプログラムさせる。好適な実施形態では、ページは、連続する一行のメモリセルから構成される。別の実施形態では、一行のメモリセルが複数のブロックまたはページに区画されている場合、読み出し／書き込み回路３７０を個々のブロックに多重化するブロックマルチプレクサ３５０が設けられている。
【００４８】
制御回路３１０は読み出し／書き込み回路３７０と共働してメモリアレイ３００のメモリ動作を実行する。制御回路３１０は、状態マシン３１２、オンチップアドレス復号器３１４および電源制御モジュール３１６を含む。状態マシン３１２はメモリ動作のチップレベル制御を行う。オンチップアドレス復号器３１４は、ホストまたはメモリコントローラによって用いられるアドレスと、復号器３３０，３７０によって用いられるハードウェアアドレスとの間のアドレスインターフェイスを行う。電源制御モジュール３１６は、メモリ動作中、ワード線およびビット線に供給された電源および電圧を制御する。
【００４９】
図６Ｂには、図６Ａに示された小形メモリ装置の好適な配置を示す。様々な周辺回路によるメモリアレイ３００へのアクセスはアレイの両側で左右対称に実施され、これによって、両側にあるアクセス線および回路は半分に減少される。従って、行復号器は行復号器３３０Ａ，３３０Ｂに分割され、列復号器は列復号器３６０Ａ，３６０Ｂに分割されている。一行のメモリセルが複数のブロックに区画されている実施形態では、ブロックマルチプレクサ３５０はブロックマルチプレクサ３５０Ａ，３５０Ｂに分割されている。これと同様に、読み出し／書き込み回路は、アレイ３００の下部からビット線に接続する読み出し／書き込み回路３７０Ａと、アレイ３００の上部からビット線に接続する読み出し／書き込み回路３７０Ｂとに分割されている。このように、読み出し／書き込みモジュールの密度、従って、検知モジュール４８０のバンクの密度は、本質的に半分だけ減少される。
【００５０】
ｐ個の検知モジュール４８０のバンク全体が並列に動作することによって、行に沿っているｐ個のセルのブロック（またはページ）を並列に読み出しまたはプログラムすることができる。一例のメモリアレイは、ｐ＝５１２バイト（５１２×８ビット）を有することができる。好適な実施形態では、ブロックは、一続きの行全体のセルである。別の実施形態では、ブロックは、行内のセルのサブセットである。例えば、セルのサブセットを、行全体の半分または行全体の４分の１とすることができる。セルのサブセットを、一続きの連続するセルとすることができ、または他のセルごと、あるいは所定数のセルごととすることができる。各検知モジュールは、メモリセルの伝導電流を検知するセンス増幅器を含む。好適なセンス増幅器は、米国公開特許出願第２００４／０１０９３５７号（特許文献２１）に開示されている。この公開特許出願は、その全体が本願明細書において参照により援用されている。
【００５１】
ソース線誤差の管理
メモリセルの検知に関する１つの潜在的な問題として、ソース線バイアスが挙げられる。多数のメモリセルが並列に検知される場合、結合電流は、有限抵抗を有する接地ループ内で著しい電圧降下を生じさせることがある。このことは結果としてソース線バイアスを生じさせ、ソース線バイアスは、しきい値電圧検知を用いる検知動作で誤差を引き起こす。しかも、線形領域に近接してセルが動作している場合、この領域内で伝導電流はソース−ドレイン電圧に一度反応し、ドレイン電圧がバイアスによってオフセットされると、ソース線バイアスは検知動作中に誤差を引き起こす。
【００５２】
図７Ａは、ビット線電圧制御、ワード線電圧制御およびソース電圧制御の基準がすべてＩＣメモリチップの同じ接地点からとられている従来の配置を示す。読み出し／書き込み回路３７０は、メモリセルのページに対して同時に動作する。読み出し／書き込み回路内の各検知モジュール４８０は、対応するセルにビット線３６のようなビット線を介して結合されている。例えば、検知モジュール４８０は、メモリセル１０の伝導電流ｉ1（ソース−ドレイン電流）を検知する。伝導電流は、検知モジュールからビット線３６を介してメモリセル１０のドレインへ流れ、ソース１４から出た後、ソース線３４と、統合されたソース線４０とを通過し、その後、ソース制御回路４００を介してチップの接地点４０１に達する。一般的に、ソース線３４は、メモリアレイ内の行に沿っているページ内のメモリセルの全ソースを結合する。集積回路チップでは、統合されたソース線４０の複数の分岐がソース制御回路４００に結合されるようにメモリアレイ内の個々の行のソース線３４はすべて互いに結合されている。ソース制御回路４００は、統合されたソース線４０をチップの接地点４０１に引き込むように制御されるプルダウントランジスタ４０２を有する。チップの接地点４０１は、最終的にメモリチップの外部の接地パッド（例えば、Ｖｓｓパッド）に結合されている。ソース線の抵抗を減少させるのに金属ストラップが用いられる場合でさえ、ゼロでない抵抗Ｒはメモリセルのソース電極と接地パッドとの間に残存する。一般的に、平均接地ループ抵抗Ｒは、５０Ωにまで達することがある。
【００５３】
並列に検知されるメモリの全ページに対して、統合されたソース線４０に流れる全電流は、すべての伝導電流の合計、すなわちｉTOT ＝ｉ1 ＋ｉ2 ＋．．．，＋ｉp である。一般的に、各メモリセルは、電荷記憶素子へプログラムされる電荷の量に依存する伝導電流を有する。メモリセルの所定のコントロールゲート電圧に対して、わずかなプログラムされた電荷は、比較的高い伝導電流を引き起こす（図４参照）。メモリセルのソース電極と接地点パッドとの間の経路に有限抵抗が存在する場合、抵抗にまたがる電圧降下は、Ｖdrop〜ｉTOT Ｒによって示される。
【００５４】
例えば、４，２５６個のビット線が同時に放電し、各々が１μＡの電流を有する場合、ソース線電圧降下は、４，０００線×１μＡ／線×５０Ω〜０．２Ｖに等しい。このことは、接地電位にある代わりに、有効ソースが０．２Ｖであることを意味する。ビット線電圧およびワード線電圧が同じチップの接地点４０１を基準にとるので、０．２Ｖのこのソース線バイアスは、有効ドレイン電圧およびコントロールゲート電圧の双方を０．２Ｖだけ減少させる。
【００５５】
図７Ｂには、ソース線電圧降下によって引き起こされたメモリセルのしきい値電圧レベルでの誤差を示す。メモリセル１０のコントロールゲート３０に供給されたしきい値電圧ＶT はチップの接地点４０１に対するものである。しかし、メモリセルに生じる有効ＶT は、コントロールゲート３０とソース１４との電圧差である。供給されたＶT と有効ＶT との間には、約Ｖdropの差またはΔＶが存在する（ソース１４からソース線までの電圧降下のわずかな原因は無視する）。メモリセルのしきい値電圧が検知される場合、このΔＶまたはソース線バイアスは、例えば０．２Ｖの検知誤差の原因になる。このバイアスがデータに依存するので、すなわち、ページのメモリセルのメモリ状態に依存するので、このバイアスを容易に除去することができない。
【００５６】
図７Ｂには、ソース線電圧降下によって引き起こされたメモリセルのドレイン電圧レベルでの誤差をも示す。メモリセル１０のドレイン１６に印加されたドレイン電圧はチップの接地点４０１に対するものである。しかし、メモリセルに生じる有効ドレイン電圧ＶDSは、ドレイン１６とソース１４との電圧差である。供給された電圧と有効ＶDSとの間には、約ΔＶの差が存在する。ＶDSに反応する動作領域でメモリセルが検知される場合、このΔＶまたはソース線バイアスは検知誤差の原因になる。前述したように、このバイアスがデータに依存するので、すなわち、ページのメモリセルのメモリ状態に依存するので、このバイアスを容易に除去することができない。
【００５７】
図８には、４状態メモリに対するメモリセルのページの例示的な母集団分布におけるソースバイアス誤差の影響を示す。メモリ状態の各クラスタは、互いに明確に離間された伝導電流ＩSDの範囲内にプログラムされる。例えば、区切り点３８１は、「１」メモリ状態および「２」メモリ状態をそれぞれ表す２つのクラスタ間の限界電流値である。「２」メモリ状態の必要条件は、それが区切り点３８１よりも少ない伝導電流を有することである。ソース線バイアスが存在しない場合、供給されたしきい値電圧ＶT に関する母集団分布は実線の曲線によって示される。しかし、ソース線バイアス誤差のため、コントロールゲートでの各メモリセルの有効しきい値電圧は、接地点に対する供給された電圧からソース線バイアスΔＶだけ減少される。これと同様に、有効ドレイン電圧も、供給された電圧からソース線バイアスだけ減少される。
【００５８】
結果として、ソース線バイアスは、有効電圧の不足分を補うように、より高い供給されたＶT の方へ分布（破線）をシフトさせる。より高い（より低い電流の）メモリ状態の場合に対して、このシフトは大きくなる。区切り点３８１が、ソース線誤差を考慮せずに設計された場合、ソース線誤差の存在によって、「１」状態の最後尾の一部は、非導通領域に現れる伝導電流を有することになり、このことは、区切り点３８１よりも高いことを意味する。これによって、「２」状態（少ない導電性）として誤って画定された「１」状態（大きい導電性）の一部を生じさせる。
【００５９】
ソース線バイアスのドレイン補償
本発明の一態様によれば、メモリセルのページが並列に検知され、それらのソースが互いに結合されて集約アクセスノードでセルソース信号を受信する場合、ビット線に供給された動作電圧は、チップの接地点よりはむしろ集約アクセスノードと同じ基準点を有する。このように、集約アクセスノードとチップの接地点との間のソースバイアス差のいずれも追跡され、供給されたビット線電圧に対して補償される。
【００６０】
一般的に、各メモリセルがチップの接地点まで異なるネットワーク経路を有するので、各メモリセルからチップの接地点へのソース経路は、ある範囲にわたって変化する。しかも、各メモリセルの伝導電流は、メモリセルにプログラムされるデータに依存する。ページのメモリセル間でも、ソースバイアスに多少の変動が存在する。しかし、可能な限りメモリセルのソースの近くに基準点がとられる場合、誤差は少なくとも最小限に抑えられる。
【００６１】
図９Ａには、本発明の好適な一実施形態に従って、セルソース信号がソース線にアクセスするノードに基準点を有することによってビット線電圧制御および／またはワード線電圧制御がソースバイアスに対して補償される配置を示す。図７Ａに類似して、読み出し／書き込み回路３７０は、メモリセルのページに対して同時に動作する。読み出し／書き込み回路内の各検知モジュール４８０は、対応するセルにビット線３６のようなビット線を介して結合されている。ページソース線３４は、メモリアレイ内の行に沿っているページの各メモリセルのソースに結合されている。複数の行は、集約アクセスノード３５を介してソース制御回路４００に、かつ互いに結合されたページソース線を有する。ソース制御回路４００は、抵抗Ｒs を有する統合されたソース線によって形成された接地経路を介して集約アクセスノード３５、従ってページソース線３４をチップの接地点４０１に引き込むように制御されるプルダウントランジスタ４０２を有する。最終的に、接地点４０１は、メモリチップの外部の接地パッド（例えば、Ｖｓｓパッド）に接続されている。従って、ソース制御回路４００は、集約アクセスノード３５でセルソース信号を制御する。有限抵抗の接地経路のため、セルソース信号は０Ｖではなく、ΔＶ1 のソースバイアスを有する。
【００６２】
追跡用ビット線電圧クランプ７００として具現されたビット線電圧制御は、データに依存するソースバイアスを補償するように実施される。このことは、外部の接地パッドの代わりに集約アクセスノード３５のセルソース信号と同じ点を基準にとる出力電圧ＶBLC を出力部７０３内に生成することによって達成される。このように、少なくとも、統合されたソース線の抵抗Ｒs によるソースバイアスは削減される。
【００６３】
本発明の別の態様によれば、メモリセルのページが並列に検知され、それらのソースが同じページソース線に結合される場合、ビット線に供給された動作電圧は、チップの接地点よりはむしろページソース線のアクセスノードを基準にとる。このように、ページアクセスノードからチップの接地点までのいかなるソースバイアス差も追跡され、供給されたビット線電圧に対して補償される。
【００６４】
図９Ｂには、本発明の別の好適な実施形態に従って、ページソース線を基準にとることによってビット線電圧制御およびワード線電圧制御がソースバイアスに対して補償されることを示す。
【００６５】
その配置は、本質的にビット線電圧制御７００およびワード線電圧制御８００の基準点が、選択されたページソース線にとられること以外、図９Ａの配置に類似する。ページソース線マルチプレクサ７８０は、選択されたページソース線を、基準点として作用するページアクセスノード３７に選択的に結合するように用いられる。
【００６６】
追跡用ビット線電圧クランプ７００として具現されるビット線電圧制御は、データに依存するソースバイアスを補償するように実施される。このことは、外部の接地パッドを基準にとる代わりに、ページソース線３４のアクセスノード３７の電圧を基準にとる出力電圧ＶBLC を出力部７０３内に生成することによって達成される。このように、ソースバイアスは、ページに固有であるアクセスノード３７の基準点の位置によって良好に訂正される。
【００６７】
図１０は、ソースバイアスに対して補償されたビット線電圧を提供するために追跡用ビット線電圧制御回路と協働する図９Ａおよび図９Ｂに示された好適な検知モジュールの概略図である。図に示されている例では、検知モジュール４８０は、結合されたビット線３６を介してＮＡＮＤチェーン５０内のメモリセルの伝導電流を検知する。検知モジュール４８０は、ビット線、センス増幅器６００または読み出しバス４９９に選択的に結合することができる検知ノード４８１を有する。最初に、分離トランジスタ４８２が信号ＢＬＳによって有効にされた場合、分離トランジスタ４８２はビット線３６を検知ノード４８１に接続する。センス増幅器６００は検知ノード４８１を検知する。センス増幅器は、プリチャージ／クランプ回路６４０、セル電流弁別器６５０およびラッチ６６０を含む。
【００６８】
検知モジュール４８０は、検知すべきＮＡＮＤチェーン内の選択されたメモリセルの伝導電流を有効にする。メモリセルのソースとドレインとの間に公称電圧差が存在する場合、伝導電流は、メモリセルにプログラムされた電荷と、加えられたＶT （ｉ）との関数である。検知前に、選択されたメモリセルのゲートへの電圧を、適切なワード線およびビット線を介して設定する必要がある。
【００６９】
プリチャージ動作は、選択されていないワード線を電圧Ｖｒｅａｄに充電することから開始し、次に、選択されたワード線を、考慮中である所定のメモリ状態に対して予め決定されたしきい値電圧ＶT （ｉ）に充電する。
【００７０】
その後、プリチャージ回路６４０は、ビット線電圧を、検知するのに適する予め決定されたドレイン電圧にする。このことは、ＮＡＮＤチェーン５０内の選択されたメモリセルに流れるソース−ドレイン伝導電流を生じさせる。ソース−ドレイン伝導電流は、結合されたビット線３６を介してＮＡＮＤチェーンのチャネルから検出される。
【００７１】
ＶT （ｉ）電圧が安定している場合、選択されたメモリセルの伝導電流またはプログラムされたしきい値電圧を、結合されたビット線３６を介して検知することができる。従って、センス増幅器６００は、メモリセル内の伝導電流を検知するために検知ノードに結合されている。セル電流弁別器６５０は、電流レベルの弁別器または比較器として作用する。セル電流弁別器６５０は、伝導電流が所定の限界電流値Ｉ0 （ｊ）よりも高いかまたは低いかを効果的に決定する。伝導電流が所定の限界電流値Ｉ0 （ｊ）よりも高い場合、ラッチ６６０は、信号ＩＮＶ＝１を用いて、予め決定された状態に設定される。
【００７２】
プルダウン回路４８６は、ラッチ６６０が信号ＩＮＶをハイ（ＨＩＧＨ）に設定したことに応答して有効にされる。プルダウン回路４８６は検知ノード４８１をプルダウンし、従って、接続されたビット線３６を接地電圧にプルダウンする。ソースとドレインとの間に電圧差が存在しないため、プルダウン回路４８６は、コントロールゲート電圧にかかわらず伝導電流をメモリセル１０に流さないようにする。
【００７３】
図９Ａおよび図９Ｂに示すように、メモリセルのページは、対応する数の検知モジュール４８０によって動作される。ページコントローラ４９８は、制御およびタイミング信号を各検知モジュールに供給する。ページコントローラ４９８は、予め決定された一連の動作を介して各検知モジュール４８０を循環させ、しかも、動作中、予め決定された限界電流値Ｉ0 （ｊ）を供給する。当該技術分野で周知なように、限界電流値を、検知に対する限界しきい値電圧または期間としても実施することができる。最後のパスの後、ページコントローラ４９８は信号ＮＣＯで伝送ゲート４８８を有効にして、検知したデータとして検知ノード４８１の状態を読み出しバス４９９に読み出す。全体で、すべてのマルチパスモジュール４８０から検知データのページが読み出される。類似の検知モジュールは、セルニアらによる「改善された低電圧動作のメモリ検知回路および方法」という２００４年１２月１６日出願の米国特許出願第１１／０１５，１９９号（特許文献２２）に開示されている。この特許出願の全体が、本願明細書において参照により援用されている。
【００７４】
検知モジュール４８０は一定の電圧源を組み込み、検知中、ビット線を一定電圧に維持してビット線間結合を回避する。このことは、ビット線電圧クランプ６１０によって好適に実施される。ビット線電圧クランプ６１０は、ビット線３６と直列接続されたトランジスタ４２８を用いてダイオードクランプのように動作する。そのゲートは、しきい値電圧ＶTNを上回る所望のビット線電圧ＶBLに等しい一定の電圧ＶBLC にバイアスされる。このように、ビット線電圧クランプ６１０は検知ノード４８１からビット線を分離し、所望のＶBL＝０．４〜０．７Ｖのような一定の電圧レベルをビット線に対して設定する。一般的に、ビット線電圧レベルは、長期のプリチャージ期間を回避するのに充分に低く、かつ接地雑音とＶDCが０．２Ｖを上回る飽和領域で動作するような他の要因とを回避するのに充分に高いレベルに設定される。
【００７５】
従って、低いＶBL、特に、線形領域にほぼ等しい低いＶBLで動作する場合、わずかな変動が伝導電流の著しい変化につながることがあるので、ＶBLが正確に与えられることが重要である。このことは、ＶBLC ＝ＶBL＋ＶTNを意味し、ソース線バイアスを最小限にするために正確に設定する必要がある。
【００７６】
図１１には、図９Ａおよび図９Ｂに示された追跡用ビット線電圧制御回路の好適な実施形態を示す。基本的に、追跡用ビット線電圧制御回路７００は、出力電圧ＶBLC を出力線７０３上に供給する。出力電圧は、調整可能な抵抗Ｒ７２０にまたがる基準電流ＩREF によって実質的に生成される。カスケード電流ミラー回路７３０は、ＶBLC の範囲にわたってＩREF を一定に維持するのに用いられる。カスケード電流ミラー回路７３０は２つの分岐を有する。第１の分岐は、直列になっているダイオードとして接続された２つのｎ形トランジスタ７３２，７３４によって形成され、鏡面対称の第２の分岐は、直列に接続された２つの他のｎ形トランジスタ７３６，７３８によって形成されている。トランジスタ７３２，７３６のゲートは相互接続され、トランジスタ７３４，７３８のゲートは相互接続されている。ＩREF が第１の分岐に流れ、第２の分岐にも鏡面対称に流れるようにＩREF 源はトランジスタ７３２のドレインに接続されている。ＶHIGH源は、トランジスタ７３６のドレインに接続されている。トランジスタ７３４，７３８のソースは、基本レール７０１を形成するように相互接続されている。
【００７７】
出力電圧は、直列接続されたトランジスタ７３６，７３８の間にあるタップからとられている。基本レール７０１の電圧がＶ１である場合、ＶBLC ＝Ｖ１＋ＶTNである。その理由は、トランジスタ７３４のドレインの電圧がＶ１とｎ形トランジスタのしきい値電圧とから成り、同じＩREF が第２の分岐にも鏡面対称に流れ、この結果として、同じ電圧がトランジスタ７３８のドレイン上に現れるためである。
【００７８】
基本レール７０１の電圧Ｖ１は、電流２ＩREF に起因して抵抗Ｒ７２０にまたがる電圧降下と、ノード７２１の基本電圧とによって設定される。ノード７２１の基本電圧は、基本電圧選択器７４０によって選択可能である。制御信号ＣｏｎＳＬがゲートでアサートされた場合、基本電圧選択器７４０は、トランジスタ７４２を介してノード７２１を集約アクセスノード３５（図９Ａ参照）またはページソース線のページアクセスノード３７（図９Ｂ参照）に選択的に接続する。あるいはまた、制御信号ＣｏｎＧＮＤがゲートでアサートされた場合、選択器回路７４０は、トランジスタ７４４を介してノード７２１を接地点４０１に選択的に接続する。従って、信号ＣｏｎＳＬがアサートされた場合、Ｖ１＝ΔＶ1 ＋２ＩREF Ｒであり、追跡用ビット線電圧制御回路の出力は、ＶBLC ＝ΔＶ1 ＋２ＩREF Ｒ＋ＶTNであることが分かる。ビット線電圧クランプ６１０（図１０参照）を制御する場合、ｎ形トランジスタ７３４は、ビット線電圧クランプ６１０を形成するトランジスタと同じＶTNを有するように選択される。次に、所望のビット線電圧ＶBLが２ＩREF Ｒによって設定されるように抵抗Ｒは調整される。集約アクセスノード３５またはページアクセスノード３７を基準にとることによって、接地電位を上回るソースバイアスΔＶ1 の大部分は、ＶBLC 内で自動的に補償される。
【００７９】
ソース線バイアスのコントロールゲート補償
本発明のさらなる別の態様によれば、メモリセルのページが並列に検知され、それらのソースが、互いに結合されて集約アクセスノードでセルソース信号を受信する場合、ワード線に供給された動作電圧は、チップの接地点よりはむしろ集約アクセスノードと同じ基準点を有する。このように、集約アクセスノードとチップの接地点との間のソースバイアス差のいずれも追跡され、供給されたワード線電圧に対して補償される。
【００８０】
図９Ａに示すように、追跡用ワード線電圧クランプ８００として具現されたワード線電圧制御は、データに依存するソースバイアスを補償するように実施されている。このことは、外部の接地パッドの代わりに集約ノード３５のセルソース信号と同じ点を基準にとる出力部８０３で出力電圧ＶWLを生成することによって達成される。このように、少なくとも、統合されたソース線（図７Ａ参照）の抵抗によるソースバイアスは削減される。
【００８１】
本発明のさらなる別の態様によれば、メモリセルのページが並列に検知され、それらのソースが同じページソース線に結合されている場合、ワード線に供給された動作電圧は、チップの接地点よりはむしろページソース線のアクセスノードを基準にとる。このように、ページアクセスノードからチップの接地点までのいかなるソースバイアス差も追跡され、供給されたワード線電圧に対して補償される。
【００８２】
図９Ｂに示すように、追跡用ワード線電圧クランプ８００として具現されたワード線電圧制御は、データに依存するソースバイアスを補償するように実施されている。このことは、外部の接地パッドの代わりに選択されたページソース線のアクセスノード３７と同じ点を基準にとる出力部８０３で出力電圧ＶWLを生成することによって達成される。このように、ソースバイアスは、ページに固有であるアクセスノード３７の基準点の位置によって良好に訂正される。
【００８３】
図１２には、図９Ａおよび図９Ｂに示された追跡用ワード線電圧制御回路の好適な実施形態を示す。実質的に、追跡用ワード線電圧制御回路８００は、出力部８０３上に所望の出力電圧ＶWLを獲得するため、基準電圧に対して電位分割器を用いる。基準電圧ＶREF は、ＶＲＥＦ回路８２０によって供給される。ＶREF は、調整出力駆動器８３０によって駆動される。駆動されたＶREF の出力レベルは、プログラムされたＶWLを出力部８０３で生成するようにＤＡＣ制御の電位分割器８４０によって制御される。
【００８４】
調整出力駆動器８３０は、比較器８３４からの出力を駆動するｐ形トランジスタ８３２を含む。ｐ形トランジスタ８３２のドレインは電圧源ＶHIGHに接続され、ゲートは比較器８３４の出力によって制御される。比較器８３４は「−（負の）」端子でＶＲＥＦを受信し、ｐ形トランジスタのソースからフィードバックされた信号と比較する。また、コンデンサ８３６は、比較器の出力を「＋（正の）」端子にＡＣ結合させるのに用いられる。ｐ形トランジスタ８３２のソースの電圧がＶREF よりも少ない場合、比較器の出力はロー（Ｌｏｗ）であって、ｐ形トランジスタ８３２をオンに転換し、この結果、ＶREF のレベルまで上昇する電圧をソースに生じさせる。その一方で、ＶREF を上回っている場合、比較器の出力はｐ形トランジスタ８３２をオフに転換して調整を行い、これによって、駆動され調整されたＶREF は電位分割器８４０にわたって現れる。電位分割器８４０は、一連の抵抗によって形成される。任意の２つの抵抗器間の各タップは、ＤＡＣ１のような信号によってオンに転換されるトランジスタ８４４のようなトランジスタによって出力部８０３に切り替え可能である。このように、出力部８０３を電位分割器内のタップに選択的に接続することによって、ＶREF の所望の部分、すなわち（ｎ×ｒ／ｒTOT ）×ＶREF を獲得することができる。ここで、ｎは、ＤＡＣの設定に選択されたｒの数である。
【００８５】
ＶREF 従ってＶWLはノード８２１を基準にとる。ノード８２１の基本電圧は、基本電圧選択器８５０によって選択可能である。制御信号ＣｏｎＳＬがゲートでアサートされた場合、基本電圧選択器８５０は、トランジスタ８５２を介してノード８２１を集約アクセスノード３５（図９Ａ参照）またはページソース線のページアクセスノード３７（図９Ｂ参照）に選択的に接続する。あるいはまた、制御信号ＣｏｎＧＮＤがゲートでアサートされた場合、選択器回路８５０は、トランジスタ８５４を介してノード８２１を接地点４０１に選択的に接続する。従って、信号ＣｏｎＳＬがアサートされた場合、ΔＶ1 はノード８２１に現れ、ＶＲＥＦ回路８２０および電位分割器８４０の基本電圧になることが分かる。従って、追跡用ワード線電圧制御回路８００の出力は、ＶWL＝（ｎ×ｒ／ｒTOT ）×ＶREF ＋ΔＶ1 である。集約アクセスノード３５またはページアクセスノード３７を基準にとることによって、接地電位を上回るソースバイアスΔＶ1 の大部分は、ＶWL内で自動的に補償される。
【００８６】
追跡用電圧制御回路８００は、ビット線電圧クランプ６１０（図１０参照）を制御するのに用いられるＶBLC のソースバイアスを追跡するのにも用いることができる。実質的に、出力電圧は、ＶBL＋ＶTN＋ΔＶ1 を供給するように設定される。
【００８７】
特定の実施形態に関して本発明の様々な態様を説明してきたが、当然のことながら、本発明は、特許請求の範囲の全範囲内においてその権利が保護されるべきであることが理解できよう。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１Ａ】不揮発性メモリセルの一例を線図的に示す。
【図１Ｂ】不揮発性メモリセルの異なる例を線図的に示す。
【図１Ｃ】不揮発性メモリセルの異なる例を線図的に示す。
【図１Ｄ】不揮発性メモリセルの異なる例を線図的に示す。
【図１Ｅ】不揮発性メモリセルの異なる例を線図的に示す。
【図２】メモリセルのＮＯＲアレイの一例を示す。
【図３】図１Ｄに示すようなメモリセルのＮＡＮＤアレイの一例を示す。
【図４】フローティングゲートがどの時点においても記憶できる４つの異なる電荷Ｑ１〜Ｑ４についてソース−ドレイン電流とコントロールゲート電圧との間の関係を示す。
【図５】行復号器および列復号器を介して読み出し／書き込み回路によってアクセスできるメモリアレイの一般的な配置を線図的に示す。
【図６Ａ】本発明が実施される文脈を提供する読み出し／書き込み回路のバンクを有する小形メモリ装置を線図的に示す。
【図６Ｂ】図６Ａに示された小形メモリ装置の好適な配置を示す。
【図７Ａ】ビット線電圧制御、ワード線電圧制御およびソース電圧制御の基準がすべてＩＣメモリチップの同じ接地点からとられている従来の配置を示す。
【図７Ｂ】ソース線電圧降下によって引き起こされたメモリセルのゲート電圧およびドレイン電圧の双方での誤差を示す。
【図８】４状態メモリに対するメモリセルのページの例示的な母集団分布におけるソースバイアス誤差の影響を示す。
【図９Ａ】本発明の好適な一実施形態に従って、セルソース信号がソース線にアクセスするノードに基準点を有することによってビット線電圧制御および／またはワード線電圧制御がソースバイアスに対して補償される配置を示す。
【図９Ｂ】本発明の別の好適な実施形態に従って、ページソース線を基準にとることによってビット線電圧制御およびワード線電圧制御がソースバイアスに対して補償されることを示す。
【図１０】ソースバイアスに対して補償されたビット線電圧を提供するために追跡用ビット線電圧制御回路と協働する図９Ａおよび図９Ｂに示された好適な検知モジュールの概略図である。
【図１１】図９Ａおよび図９Ｂに示された追跡用ビット線電圧制御回路の好適な実施形態を示す。
【図１２】図９Ａおよび図９Ｂに示された追跡用ワード線電圧制御回路の好適な実施形態を示す。
【図１Ａ】
2008535141.tif 000003
【図１Ｂ】
2008535141.tif 000004
【図１Ｃ】
2008535141.tif 000005
【図１Ｄ】
2008535141.tif 000006
【図１Ｅ】
2008535141.tif 000007
【図２】
2008535141.tif 000008
【図３】
2008535141.tif 000009
【図４】
2008535141.tif 000010
【図５】
2008535141.tif 000011
【図６Ａ】
2008535141.tif 000012
【図６Ｂ】
2008535141.tif 000013
【図７Ａ】
2008535141.tif 000014
【図７Ｂ】
2008535141.tif 000015
【図８】
2008535141.tif 000016
【図９Ａ】
2008535141.tif 000017
【図９Ｂ】
2008535141.tif 000018
【図１０】
2008535141.tif 000019
【図１１】
2008535141.tif 000020
【図１２】
2008535141.tif 000021
【手続補正書】
【提出日】平成20年2月6日(2008.2.6)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４４】
ソースバイアスを追跡し補償するための１つの好適な電圧制御回路では、電圧制御回路は、集約アクセスノードまたはページアクセスノードのいずれかに対する基本電圧を基準にとる。出力電圧は、調整可能な抵抗器にまたがる基準電流ＩREF によって生成される。カスコード電流ミラー回路は、出力電圧範囲にわたってＩREF を一定に維持するのに用いられる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７４】
検知モジュール４８０は一定の電圧源を組み込み、検知中、ビット線を一定電圧に維持してビット線間結合を回避する。このことは、ビット線電圧クランプ６１０によって好適に実施される。ビット線電圧クランプ６１０は、ビット線３６と直列接続されたトランジスタ６１２を用いてダイオードクランプのように動作する。そのゲートは、しきい値電圧ＶTNを上回る所望のビット線電圧ＶBLに等しい一定の電圧ＶBLC にバイアスされる。このように、ビット線電圧クランプ６１０は検知ノード４８１からビット線を分離し、所望のＶBL＝０．４〜０．７Ｖのような一定の電圧レベルをビット線に対して設定する。一般的に、ビット線電圧レベルは、長期のプリチャージ期間を回避するのに充分に低く、かつ接地雑音とＶDCが０．２Ｖを上回る飽和領域で動作するような他の要因とを回避するのに充分に高いレベルに設定される。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７６】
図１１には、図９Ａおよび図９Ｂに示された追跡用ビット線電圧制御回路の好適な実施形態を示す。基本的に、追跡用ビット線電圧制御回路７００は、出力電圧ＶBLC を出力線７０３上に供給する。出力電圧は、調整可能な抵抗Ｒ７２０にまたがる基準電流ＩREF によって実質的に生成される。カスコード電流ミラー回路７３０は、ＶBLC の範囲にわたってＩREF を一定に維持するのに用いられる。カスコード電流ミラー回路７３０は２つの分岐を有する。第１の分岐は、直列になっているダイオードとして接続された２つのｎ形トランジスタ７３２，７３４によって形成され、鏡面対称の第２の分岐は、直列に接続された２つの他のｎ形トランジスタ７３６，７３８によって形成されている。トランジスタ７３２，７３６のゲートは相互接続され、トランジスタ７３４，７３８のゲートは相互接続されている。ＩREF が第１の分岐に流れ、第２の分岐にも鏡面対称に流れるようにＩREF 源はトランジスタ７３２のドレインに接続されている。ＶHIGH源は、トランジスタ７３６のドレインに接続されている。トランジスタ７３４，７３８のソースは、基本レール７０１を形成するように相互接続されている。
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１０】
2008535141.tif 000022
【国際調査報告】
2008535141.tif 000023
2008535141.tif 000024