(57)【要約】  拡張型複数アンテナ通信システム内の効率向上のための方法および装置が提供される。レガシー８０２．１１ａ／ｇシステムの周波数（帯域幅）に対する乗算器より大きい乗算器が、ＦＦＴの点の数に対して使用される。例示的な一実装では、４０ＭＨｚで、２５６点ＦＦＴが使用される（可能なトーンの数に対しては４Ｎ乗算器を、周波数に対しては２Ｎ乗算器を伴う）：ＯＦＤＭシンボルの効率は向上されるが、プリアンブル・トレーニングにおいて追加のオーバヘッドが必要とされる（プリアンブルの長さは、ＦＦＴのトーン数に比例する）。したがって、効率の向上とプリアンブルの短縮を結合する、複数のプリアンブル構成が提供される。さらに、トーン設計の改良により、追加の効率利得がもたらされる。
2008512962.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
帯域幅ＢＷ１内でＮ１点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用した少なくとも１つのレガシー・システムと通信する複数アンテナ通信システム内でデータを送信するための方法であって、
Ｎ２／Ｎ１をＢＷ２／ＢＷ１より大きい数として、帯域幅ＢＷ２内のＮ２点逆ＦＦＴを使用するステップを含む方法。
【請求項２】
Ｎ１が、２０ＭＨｚに等しい帯域幅ＢＷ１内の６４点逆ＦＦＴであり、Ｎ２が、４０ＭＨｚに等しい帯域幅ＢＷ２内の２５６点逆ＦＦＴである請求項１に記載の方法。
【請求項３】
トレーニング・フィールド当たり少なくとも２つのＯＦＤＭシンボルを備えるトレーニング・プリアンブルを使用するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項４】
それぞれのトーンが少なくとも２回訓練される請求項３に記載の方法。
【請求項５】
周波数オフセットを推定するために各シンボルの２つのコピーを比較するステップをさらに含む請求項３に記載の方法。
【請求項６】
トレーニング・フィールド１０１０当たり１つのＯＦＤＭシンボルを備える短縮トレーニング・プリアンブルを使用するステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項７】
第１の送信機上の第１のＯＦＤＭシンボルが偶数トーンを有し、前記第１の送信機の第２のＯＦＤＭシンボルが奇数トーンを有し、第２の送信機上の前記第１のＯＦＤＭシンボルが奇数トーンを有し、前記第２の送信機上の前記第２のＯＦＤＭシンボルが偶数トーンを有する請求項６に記載の方法。
【請求項８】
それぞれのトーンが１回訓練される請求項６に記載の方法。
【請求項９】
それぞれのトレーニング・フィールドについて２つの短縮ＯＦＤＭシンボルを備える短縮トレーニング・プリアンブルを使用するステップをさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
トーンの総数の一部を訓練するステップと、前記トーンの残りを補間するステップとをさらに備える請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
周波数オフセットを推定するために各シンボルの２つの短縮コピーを比較するステップをさらに備える請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
前記短縮トレーニング・プリアンブルが前記少なくとも１つのレガシー・システムと互換性がある請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
前記レガシー・システムが、配置されたトーンＮｐｏｐ１の総数を使用し、前記方法がさらに、配置されたトーンＮｐｏｐ２の総数を使用するステップをさらに備え、ただしＮｐｏｐ２／Ｎｐｏｐ１がＢＷ２／ＢＷ１より大きい数である請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
前記レガシー・システムが複数のパイロット・トーンＮｐｉｌｏｔ１を使用し、前記方法がさらに、複数のパイロット・トーンＮｐｉｌｏｔ２を使用するステップをさらに備え、ただしＮｐｉｌｏｔ２／Ｎｐｉｌｏｔ１がＢＷ２／ＢＷ１以下の数である請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
１つまたは複数の中心トーンを使用するステップをさらに備える請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
帯域幅ＢＷ１内でＮ１点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用する少なくとも１つのレガシー・システムと通信する複数アンテナ通信システム内でデータを送信する送信機であって、
Ｎ２／Ｎ１をＢＷ２／ＢＷ１より大きい数として、帯域幅ＢＷ２内でＮ２点逆ＦＦＴを備える送信機。
【請求項１７】
Ｎ１が、２０ＭＨｚに等しい帯域幅ＢＷ１内の６４点逆ＦＦＴであり、Ｎ２が、４０ＭＨｚに等しい帯域幅ＢＷ２内の２５６点逆ＦＦＴである請求項１６に記載の送信機。
【請求項１８】
トレーニング・プリアンブルが、トレーニング・フィールド当たり少なくとも２つのＯＦＤＭシンボルを備える請求項１６に記載の送信機。
【請求項１９】
短縮トレーニング・プリアンブルが、トレーニング・フィールド１０１０当たり１つのＯＦＤＭシンボルを備える請求項１６に記載の送信機。
【請求項２０】
短縮トレーニング・プリアンブルが、それぞれのトレーニング・フィールドについて２つの短縮ＯＦＤＭシンボルを備える請求項１６に記載の送信機。
【請求項２１】
前記短縮トレーニング・プリアンブルが前記少なくとも１つのレガシー・システムと互換性がある請求項２０に記載の送信機。
【請求項２２】
前記レガシー・システムが、配置されたトーンＮｐｏｐ１の総数を使用し、前記送信機が、配置されたトーンＮｐｏｐ２の総数を使用し、ただしＮｐｏｐ２／Ｎｐｏｐ１がＢＷ２／ＢＷ１より大きい数である請求項１６に記載の送信機。
【請求項２３】
前記レガシー・システムが複数のパイロット・トーンＮｐｉｌｏｔ１を使用し、前記送信機が複数のパイロット・トーンＮｐｉｌｏｔ２を使用し、ただしＮｐｉｌｏｔ２／Ｎｐｉｌｏｔ１がＢＷ２／ＢＷ１以下の数である請求項１６に記載の送信機。
【請求項２４】
１つまたは複数の中心トーンを使用する請求項１６に記載の送信機。
【請求項２５】
帯域幅ＢＷ１内でＮ１点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用する少なくとも１つのレガシー・システムと通信する複数アンテナ通信システム内でデータを受信するための方法であって、
Ｎ２／Ｎ１をＢＷ２／ＢＷ１より大きい数として、帯域幅ＢＷ２内でＮ２点ＦＦＴを使用することを備える方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、参照により本明細書に組み込まれている、２００４年９月９日に出願した米国仮特許出願第６０／６０８４７２号の優先権を主張するものである。
本発明は、一般には、複数アンテナ無線通信システムに関し、より詳細には、複数アンテナ通信システムのためのプリアンブル・トレーニング技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数送受信アンテナは、次世代無線ローカル・エリア・ネットワーク・システム（ＷＬＡＮ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムにおける堅牢性と容量の両方を向上させるために提案されてきた。堅牢性の向上は、複数アンテナを備えたシステム内で取り入れられる空間ダイバーシチおよび追加利得を利用した技術を用いて達成され得る。容量の向上は、帯域幅効率の高い複数入力複数出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）技術を用いたマルチパス・フェージング環境内で達成され得る。複数アンテナ通信システムは、別個のデータ・ストリームを複数の送信アンテナで送信することによって所与のチャネル帯域幅のデータ転送速度を向上させる。それぞれの受信アンテナは、送信されたこれらのデータ・ストリームが線形結合されたものを受信する。
【０００３】
それぞれ異なるデータ・ストリームを適切に受信するために、複数アンテナ通信システム内の受信機は、トレーニングを介してチャネル行列を取得しなければならない。これは一般に、同期を実施するための特定のトレーニング・シンボルまたはプリアンブル、およびチャネル推定技術を使用して達成される。複数のアンテナ通信システムが、レガシー単一アンテナ通信システム（一般に単一入力単一出力（ＳＩＳＯ：Ｓｉｎｇｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）システムと称される）と共存することが望ましい。したがって、レガシー（単一アンテナ）通信システムは、複数アンテナ通信システムによって送信されるプリアンブルを解釈できなければならない。ＯＦＤＭ変調に基づくほとんどのレガシー無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａまたはＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格（以下、「ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ」）に準拠する。
【０００４】
ＯＦＤＭシステムは、数ある利点の中で特に、無線チャネルのマルチパス効果に対して耐性があると言われる。この利点を得るために、各ＯＦＤＭシンボルの先頭のプリアンブルにはガード・インターバルがある。しかし、ガード・インターバルのせいで、システムの効率が損なわれる。したがって、システム効率は、マルチパス効果に対する耐性を損なうガード・インターバルを短縮し、またはＯＦＤＭシンボル時間を増加することによって向上され得る。
【０００５】
現在の８０２．１１ａ／ｇ規格では、それぞれのチャネルは、６４個のサブキャリアを伴う２０ＭＨｚ幅であり、それは３．２μｓのＯＦＤＭシンボル時間をもたらす。スループット向上のための１つの提案は、チャネル・ボンディングによるものである。こうした手法では、帯域幅は４０ＭＨｚに、またサブキャリアの数は１２８に増加する。しかし、４０ＭＨｚでのシンボル時間は、やはり３．２μｓである。４０ＭＨｚで、リンク・スループットは倍増するが、システム効率は、ガード・インターバル時間およびシンボル時間が変化しないので向上しない。同じガード・インターバルが維持される場合、シンボル時間は、システム効率を向上させるために増加され得る。シンボル時間は、たとえばサブキャリアの数を２５６個に増加させることによって６．４μｓに増加する。ガード・インターバルが０．８μｓに一定に保たれる場合、スループット（および効率）は、１１．１１％増加する。
【特許文献１】米国仮特許出願第６０／６０８４７２号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
したがって、４０ＭＨｚで使用されるサブキャリアの数が２５６個に増加する場合、２５６個のすべてのサブキャリアを網羅するトレーニング機構が必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
一般には、拡張型複数アンテナ通信システム内の効率向上のための方法および装置が提供される。２０ＭＨｚの６４点ＦＦＴを有する従来の８０２．１１ａ／ｇ実装の自然な拡張物（ｎａｔｕｒａｌ  ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ）は、４０ＭＨｚの１２８点ＦＦＴ（すなわち、可能なトーンの数に対する２倍乗算器）であるが、本発明は、レガシー８０２．１１ａ／ｇシステムの周波数（帯域）に対する乗算器より大きい、ＦＦＴの点の数に対する乗算器を使用することによって効率（すなわちオーバヘッド率）を向上させる。たとえば、例示的な一実装では、（可能なトーンの数に対する４Ｎ乗算器、および周波数に対する２Ｎ乗算器を伴う）２５６点ＦＦＴが４０ＭＨｚで使用される。
【０００８】
本発明はＯＦＤＭシンボルの効率を向上させるが、プリアンブル・トレーニングにおいて追加のオーバヘッドが必要とされ得る（ＦＦＴではプリアンブルの長さは一般に、トーン数に比例する）。したがって、本発明のさらなる態様によれば、効率の向上をプリアンブルの短縮と結合する、複数のプリアンブル構成が提供される。
【０００９】
４０ＭＨｚで例示的な２５６点ＦＦＴを使用する場合、１２８点ＦＦＴの自然な拡張物とは対照的に、サイクリック・プレフィックス（ＣＰ：ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）のオーバヘッドは、データがより高いレートで送信されているので削減されるが、プリアンブルの長さは、訓練されるトーン数が増加するので長くなり得る。したがって、本発明の別の態様は、追加の効率利得をもたらすトーン設計を提供する。開示されるこの例示的なトーン設計では、数ある特徴の中で特に挙げると、配置された（ｐｏｐｕｌａｔｅｄ）トーン数に対するパイロット・トーンの数がレガシー・システムの自然な拡張物と比べて減少し；所与の帯域幅内に配置されたトーン数がレガシー・システムの自然な拡張物と比べて増加し；中心トーンが使用される。
本発明のより完全な理解、および本発明のさらなる特徴および利点は、以下の詳細な説明および図面を参照することによって得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の一態様によれば、４０ＭＨｚで使用されるサブキャリアの総数が２５６個のサブキャリアに増加し、したがって、ＯＦＤＭシンボル時間は６．４μｓに増加する。よって、すべてのサブキャリアでチャネル応答を推定するトレーニングのための方法および装置が必要とされる。換言すると、より短いパケットでシステム効率を低減させていたトレーニングは、元の１２８個のサブキャリアと比較して、２５６個のサブキャリアを網羅するように向上され得る。さらに、２５６個のサブキャリアの処理には、コストが高すぎるとみなされ得る２５６ＦＦＴ（高速フーリエ変換）が必要である。したがって、本発明による一実装は任意選択で、１２８サブキャリアと２５６サブキャリアの両方を含み、その選択をベンダまたはネットワーク管理者に委ねる。これによってシステムは、統一されたトレーニングおよびシグナリング手法を有することが必要となる。本発明は、４０ＭＨｚチャネルの２５６サブキャリア・モードのプリアンブル設計の問題に対処する。
【００１１】
本発明の別の態様によれば、結合型の（ｃｏｍｂｉｎｅｄ）４０ＭＨｚ  ＷＬＡＮ伝送のＯＦＤＭシステム継続時間を増加することによってシステム効率を向上させるための伝送手法が提供される。本発明の別の態様は、レガシーＯＦＤＭシンボル時間と互換性のある実行可能なプリアンブルを含む。それに応じて、このＯＦＤＭシンボル構造は、プリアンブル処理を最適化する。
【００１２】
図１は、従来型８０２．１１ａ／ｇトランシーバ１００の概略ブロック図である。送信機側１０５では、段階１１０で、情報ビットがまず符号化され、次いで段階１２０で、周波数がインターリーブされる。次いで、符号化されインターリーブされたビットは、段階１３０でサブキャリア（トーン）にマッピングされ、周波数領域ＯＦＤＭ信号を形成する。段階１３０の間、周波数領域ＯＦＤＭ信号は、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって時間領域に変換される。段階１４０で、データは直列化され、ガード・インターバルが各ＯＦＤＭシンボルに付加される。最後に、段階１４５の間、各パケットの先頭で、トレーニングおよび信号フィールドを含むプリアンブルが付加される。
【００１３】
受信機側１５０で、受信された信号がＲＦフロントエンド１５５によって最初に処理され、次いで段階１６０で、直列データは並列化され、ガード・インターバルが取り除かれる。時間領域信号は、ＦＦＴ１７０を使用して周波数領域に変換され、サブキャリアは、符号化されインターリーブされたビットにデマッピングされる。その一方で、段階１６５で、プリアンブルが処理される。インターリーブされたビットは、送信された情報ビットを供給するために、段階１８０でデインターリーブされ、段階１９０で復号される。
【００１４】
図２は、６４個の使用可能なサブキャリアのうちの５２個を使用した、提案される２０ＭＨｚの高スループット実装のための例示的なプリアンブル形式２００を示している。最初に、８０２．１１ａ／ｇレガシー・トレーニング（Ｌ−ＬＴＦおよびＬ−ＳＴＦ）、ならびに信号フィールド（Ｌ−ＳＦ）が下位互換のために送信される。レガシーＳＴＦは、それぞれが．８μｓの継続時間を有する１０個のショート・トレーニング・シンボルからなり、レガシーＬＴＦは１．６μｓのガード・インターバル、および２つの３．２μｓロング・トレーニング・シンボルからなり、レガシーＳＦは４μＳであることに留意されたい。高スループットＳＦは、レガシーＳＦのすぐ後に続く。次いで、２つ以上の送信アンテナがある場合は、自動利得制御のために、高スループット・ショート・トレーニング（ＨＴ−ＳＴＦ）が続き得る。次いで、高スループット・ロング・トレーニング（ＨＴ−ＬＴＦ）が、チャネルの再トレーニングのために送信される。その後に、データ伝送が続く。高スループットＳＦの長さおよびショート・トレーニングは、それぞれ８μｓおよび２．４μｓである。ロング・トレーニングは、送信機アンテナの数に比例する。たとえば、１つの送信機アンテナは、７．２μｓ長のトレーニングを必要とする。Δｆは、サブキャリアの間隔を示しており、使用されるサブキャリアの数は５２トーンである。
【００１５】
図３は、図２のプリアンブル形式２００の８０２．１１ａ／ｇ  ２０ＭＨｚチャネル構造を示している。図３に示すように、総帯域幅は、６４個のサブキャリアに均等に分割される、２０ＭＨｚである。トーン−２６から−１および１から２６など、５２個のサブキャリアだけが使用される。ＤＣトーンに加えて、１１個のエッジ・トーンが、近隣チャネルの保護のために除外される。ロング・トレーニング・シンボル３１０では、トレーニング信号が、５２個のすべてのトーン上で送信される。ショート・トレーニング・シンボル３２０では、１２個のトーンだけが、８００ｎｓの期間を有するトレーニング信号を形成するために使用される。データ・シンボル３３０では、４８個のトーンが、図３に示すようなデータを運ぶために使用される。他の４つのトーン（−２１、−７、＋７および＋２１）は、チャネルおよびＲＦ回路内の位相および振幅の変化をトラッキングするためのパイロットとして使用される。
【００１６】
図４は、１２８個の使用可能なサブキャリアのうちの１１４個を使用した、提案される４０ＭＨｚの高スループット実装のための例示的なプリアンブル形式４００を示している。図２の２０ＭＨｚモードと同様に、形式４００は８０２．１１ａ／ｇレガシー・プリアンブル（レガシー・ショートおよびロング・トレーニング・フィールドならびにレガシー信号フィールド）を含み、両方の２０ＭＨｚチャネルで同時に送信される。これによって、これらの２つの２０ＭＨｚチャネルのいずれかのレガシー装置が、レガシー信号フィールドを聞き、正確にバック・オフを行うことができるようになる。次いで、２０ＭＨｚモードと同様に、高スループット信号フィールドが各チャネルで送信され、ショートおよびロング・トレーニングが後に続く。４０ＭＨｚではＯＦＤＭシンボル時間が変化しないので、４０ＭＨｚプリアンブルの各部分の長さは、２０ＭＨｚプリアンブルのそれと同じままである。
【００１７】
図５は、ＯＦＤＭデータ・シンボルの従来型の設計を示す。図５に示すように、ＯＦＤＭデータ・シンボル５００は、３．２μｓの継続時間を有するデータ・フィールドが後に続くガード・インターバル（．８μｓの継続時間）を備える。図５のシンボル形式５００では、オーバヘッド率は、以下のように表され得る。
オーバヘッド％＝０．８μｓ／３．２μｓ＝２５％
【００１８】
図６は、４０ＭＨｚの高スループット・ロング・トレーニング・フィールド（ＨＴ−ＬＴＦ）の提案される設計６００を示している。２つ以上の空間ストリームが送信される場合、２つの以上のロング・トレーニング・フィールドが必要である。１つのロング・トレーニング・フィールド６１０は、（高精度の周波数オフセット推定および、３ｄＢ分のチャネル推定のエネルギー増加の助けとするために）ガード・インターバル６１５と、２つの同一のロング・トレーニング・シンボル６２０とを備える。いずれかのロング・トレーニング・フィールド６００内で、重複していないトーンが、それぞれ異なる送信機アンテナから送信される。次いで、同じアンテナから送信されるトーンは、ロング・トレーニングが行われた後にすべてのトーンが訓練されるように、それぞれ異なるトレーニング・フィールド内で交互に切り換えられる。たとえば、偶数のトーンはアンテナ１から送信されることができ、奇数のトーンはアンテナ２から送信されることができ、次いで、奇数のトーンはアンテナ１から送信されることができ、偶数のトーンはアンテナ２から送信されることができる。
【００１９】
図７は、チャネル応答７１０の様々なトーン７２０を推定するために使用され得る例示的な補間技術を示している。ロング・トレーニング・フィールド６００の重要な一機能は、受信側がチャネルを推定できるようにすることである。図３のトレーニング・シンボルを用いて、データ・シンボル内のあらゆるトーンが訓練される。したがって、受信側は、チャネル情報を得るために、トレーニング・トーンと、受信された信号とを比較する必要があるにすぎない。しかし、物理チャネルはトーン間で劇的には決して変化しないので、すべてのトーンが訓練される必要はない。図７に示すように、他のあらゆるトーンが訓練されることができ、中間のトーンは補間され得る。補間回路は、異なる設計を有し得る。図７に示す例示的な実装では、中間のトーンの補間のために２つの近隣トーンだけを使用する、単純な線形補間回路が使用される。
【００２０】
トレーニング中に実施される重要な一機能は、周波数オフセット推定である。周期的なトレーニング・シーケンスが必要とされる。受信されるトレーニングもまた、周波数オフセットが存在しない場合は、周期的であるべきである。周波数オフセットが存在する場合は、トレーニング・シンボルは、時間と共に線形に増加する位相シフトを有する。したがって、２つのトレーニング期間の位相差が比較される場合は、２つのコピーは一定の位相シフト、すなわちθを有する。θは、周波数オフセットおよびトレーニング期間に関連する。したがって、周波数オフセットは、トレーニング・シーケンスの２つの期間を比較することによって推定されることができる。周波数オフセット推定のためのトレーニング・シーケンスの主な要件は、それが周期的でなければならないことである。
【００２１】
４０ＭＨｚの２５６点ＦＦＴ
２０ＭＨｚの６４点ＦＦＴを有する上述の従来型実装の自然な拡張物は、４０ＭＨｚの１２８点ＦＦＴ（すなわち、可能なトーン数に対する２倍乗算器）になる。本発明の一態様によれば、効率（すなわちオーバヘッド率）は、レガシー８０２．１１ａ／ｇシステムの周波数（帯域幅）に対する乗算器より大きい、ＦＦＴの点の数に対する乗算器を用いることによって向上される。たとえば、例示的な一実装では、４０ＭＨｚで２５６点ＦＦＴ（可能なトーンの数に対する４倍乗算器、および周波数に対する２倍の乗算器を伴う）が使用される。
【００２２】
本発明は、ＯＦＤＭシンボルの効率を向上させるが、プリアンブル・トレーニングにおいて追加のオーバヘッドが必要とされ得る（プリアンブルの長さはＦＦＴのトーン数に比例する）。したがって、図９〜１１に関連して以下でさらに論じる本発明のさらなる態様によれば、効率の向上とプリアンブルの短縮を結合する、複数のプリアンブル構成が提供される。
【００２３】
４０ＭＨｚで２５６点ＦＦＴを使用する場合、１２８点ＦＦＴへの自然な拡張物とは対照的に、サイクリック・プレフィックス（ＣＰ）のオーバヘッドは、データがより高いレートで送信されているので削減されるが、プリアンブルの長さは、訓練されるトーンの数が増加するので長くなることに留意されたい。したがって、図１２および１３に関連して以下でさらに論じる本発明の別の態様は、追加の効率利得をもたらすトーン設計を提供する。開示される例示的なトーン設計では、数ある特徴の中で特に挙げると、配置されたトーン数に対するパイロット・トーンの数がレガシー・システムの自然な拡張物と比べて減少し；所与の帯域幅内に配置されたトーン数がレガシー・システムの自然な拡張物と比べて増加し；中心トーンが使用される。
【００２４】
図８は、本発明の特徴を組み込むＯＦＤＭデータ・シンボルの設計８００を示している。図８に示すように、例示的な実装では、ＯＦＤＭデータ・シンボル８００が、６．４μｓの継続時間を有するデータ・フィールドが後に続くガード・インターバル（．８μｓの継続時間）を備える。４０ＭＨｚで、２５６個の使用可能なトーンのうちの合計２３３個のトーンが、信号を運ぶために使用される。サブキャリアの間隔は、１５６．２５ｋＨｚである。図８のシンボル形式では、オーバヘッド率の上限は、以下のように表され得る。
オーバヘッド％＝０．８μＳ／６．４μｓ＝１２．５％
【００２５】
このようにして、ガード・インターバルのオーバヘッドは大幅に減少する。図８に示す手法は、ＯＦＤＭシンボル時間を増加することによってシステム効率を向上させる。したがって、この例示的なＯＦＤＭデータ・シンボル構造８００では、サブキャリア帯域幅は１５６．２５ｋＨｚに減少し、サブキャリア数は４０ＭＨｚで２５６個に増加する。したがって、ＯＦＤＭシンボル時間は、６．４μｓに増加する。０．８μｓのガード・インターバルを伴い、ＯＦＤＭシンボルの全長は７．２μｓとなる。図５の２５％と比較して、オーバヘッドは１２．５％に減少する。
【００２６】
図９から１１は、（２つの送信アンテナを使用した）２つの空間ストリームについて、３つの例示的な代替プリアンブル設計９００、１０００、１１００をそれぞれ示している。使用される特定のプリアンブル設計９００、１０００、１１００は、信号フィールド内のシグナリング機構を使用して受信側に伝えられ得る。
【００２７】
図９は、（２つの送信アンテナを使用した）２つの空間ストリームについての第１の例示的な代替プリアンブル設計９００を示している。プリアンブル設計９００は、トレーニング・フィールド９１０当たり、（継続時間６．４μｓの）２つの完全ＯＦＤＭシンボル９２０を有する完全プリアンブルを備える。したがって、それぞれのトーンは２回訓練される（補間は必要ない）。プリアンブル設計９００は、図９〜１１の３つの設計のうち最良の性能を示すが、最大のオーバヘッドをも有する。設計９００は各シンボルの２つのコピーを提供し、この２つのコピーは、周波数オフセットを推定するために比較され得る。
【００２８】
図１０は、（２つの送信アンテナを使用した）２つの空間ストリームについての第２の例示的な代替プリアンブル設計１０００を示している。プリアンブル設計１０００は、トレーニング・フィールド１０１０当たり、（継続時間６．４μｓの）１つの完全ＯＦＤＭシンボル１０２０を有する、短縮された（ｔｒｕｎｃａｔｅｄ）プリアンブルを備える。第１の送信機の第１のＯＦＤＭシンボルは偶数のトーンを有し、第１の送信機の第２のＯＦＤＭシンボルは奇数のトーンを有する。同様に、第２の送信機の第１のＯＦＤＭシンボルは奇数のトーンを有し、第２の送信機の第２のＯＦＤＭシンボルは偶数のトーンを有する。したがって、それぞれのトーンは、１回訓練される（また補間は不要である）。プリアンブル設計１０００は、図１０と比べて３ｄＢの性能の劣化を示しているが、オーバヘッドも減少している。プリアンブル設計１０００では、（設計１０００のレガシー部分を使用する以外の）周波数オフセット推定は可能でない。
【００２９】
図１１は、（２つの送信アンテナを使用した）２つの空間ストリームについての第３の例示的な代替プリアンブル設計１１００を示している。プリアンブル設計１１００は、トレーニング・フィールド１１１０当たり、（それぞれが継続時間３．２μｓの）２つの短縮ＯＦＤＭシンボル１１２０を有する、補間を伴う短縮プリアンブルを備える。６４個のトーンが２回訓練され、それは１２８個の偶数のトーンを満たし、残りの１２８個のトーンについては補間が必要とされる。プリアンブル設計１１００は各シンボルの２つの短縮されたコピーを提供し、この２つのコピーは周波数オフセットの推定のために比較されることができる。このプリアンブルは厳密には、４０ＭＨｚの１２８ＦＦＴのプリアンブルである（図６参照）。したがって、２５６または１２８ＦＦＴが、（シグナリング機構を必要とする）データのために使用され得る。
【００３０】
図１２は、２５６点ＦＦＴの例示的なトーン設計を示している。図１２に示すように、２５６点ＦＦＴモードにおいて、１２８点ＦＦＴモードのトーンは、偶数インデックスとなる。同じ６．４μｓで同じデータ量を運ぶために、２１６個のトーンが使用されなければならない。しかし、トーン±４から±１１６は、２２３個のトーンとなる。奇数トーンは補間されることができ、その補間は、トーン±１１５など、それらのエッジ・トーンでは大きい誤りを有し得ることを考慮されたい。したがって、中心ＤＣトーンおよびエッジ・トーンに加えて、トーン±１１５、±３および±５は使用されない。これらの６つのトーン以外に、さらに２つのパイロット・トーンが追加される。したがって、ＬＴＦではトーンは、ロング・トレーニング・シンボルを運ぶ｛−１１６：２：−４｝および｛４：２：１１６｝である。チャネル状態情報が補間されるトーンは、｛−１１３：２：−７｝および｛７：２：１１３｝である。
【００３１】
図１３は、４０ＭＨｚの２５６点ＦＦＴの例示的なデータ・シンボル・トーン設計を示している。２５６点ＦＦＴは、より細かい周波数粒度（より大きい自由度）を提供する。図１３のトーン設計は一般に、２５６点ＦＦＴについて見込まれるよりも少ないパイロット・トーンを使用し、配置されたトーンを周波数境界に広げることによって配置されたトーンを再度並べ換える。上記で示したように、２０ＭＨｚ６４点ＦＦＴを用いた従来型の実装の自然な拡張物は、６個のパイロット・トーンおよび配置された１１４個のトーンを伴う、４０ＭＨｚの１２８点ＦＦＴになる。本発明の例示的な実装は、８個のパイロット・トーンおよび合計で２３２個の配置されたトーンを伴う、４０ＭＨｚ２５６点ＦＦＴを使用する。
【００３２】
本発明は、２５６点ＦＦＴを使用してＯＦＤＭシンボル時間を増加することによって伝送効率を向上させる。さらに、開示されるプリアンブルおよびデータ・シンボル設計によって、システムが１２８点ＦＦＴモードと同じプリアンブルを使用することが可能となる。したがって、この送信機は伝送モードを選択することができ、それによって、ベンダが最も適切なハードウェア実装を選択することがさらに可能となる。
【００３３】
たとえば、レガシー８０２．１１ａ／ｇシステム、およびこうしたレガシー８０２．１１ａ／ｇシステムの自然な拡張物に対して、本発明の例示的な実施形態は、以下のように実装され得る。
【表１】
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【００３４】
本明細書で示し述べた諸実施形態および変形は、本発明の原理を例示するものにすぎず、本発明の範囲および精神から逸脱せずに、当業者によって様々な修正が実施され得ることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】従来の８０２．１１ａ／ｇトランシーバの概略ブロック図である。
【図２】６４個の使用可能サブキャリアのうちの５２本を使用した、提案される２０ＭＨｚの高スループット実装のための例示的な従来型のプリアンブル形式を示す図である。
【図３】図２のプリアンブル形式の８０２．１１ａ／ｇ  ２０ＭＨｚチャネル構造を示す図である。
【図４】１２８個の使用可能サブキャリアのうちの１１４個を使用した、提案される４０ＭＨｚの高スループット実装のための例示的な従来型のプリアンブル形式を示す図である。
【図５】ＯＦＤＭデータ・シンボルの従来型の設計を示す図である。
【図６】４０ＭＨｚの高スループットのロング・トレーニング・フィールド（ＨＴ−ＬＴＦ）の提案される設計を示す図である。
【図７】チャネル応答の様々なトーンを推定するために使用され得る例示的な補間技術を示す図である。
【図８】本発明の特徴を取り入れたＯＦＤＭデータ・シンボルの設計を示す図である。
【図９】（２つの送信アンテナを使用した）２つの空間ストリームのための３つの例示的な代替プリアンブル設計を示す図である。
【図１０】（２つの送信アンテナを使用した）２つの空間ストリームのための３つの例示的な代替プリアンブル設計を示す図である。
【図１１】（２つの送信アンテナを使用した）２つの空間ストリームのための３つの例示的な代替プリアンブル設計を示す図である。
【図１２】２５６点ＦＦＴのための例示的なトーン設計を示す図である。
【図１３】４０ＭＨｚの２５６点ＦＦＴのための例示的なデータ・シンボル・トーン設計を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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