(57)【要約】【課題】小さな容量値の容量を使用して、簡単な回路構成で、二次側に一次側の電圧が出力されることのない電源回路の実現。【解決手段】脈流を供給する一次電源10と、一次電源の出力を降圧して出力する降圧回路と、を有し、降圧回路は、一次電源の一次出力端子の一方に接続された逆流防止用ダイオードDgと、逆流防止用ダイオードと二次入力端子の一方との間に接続され、一次出力端子の一方の電位に応じて導通が制御されるスイッチ素子Mswと、逆流防止用ダイオードとスイッチ素子の接続ノードと一次出力端子の他方との間に接続され、逆流防止用ダイオードの導通時に逆流防止用ダイオードからの電流で充電され、充電した電力を分圧して、充電電圧より低電圧でスイッチ素子に出力するスイッチング用容量回路20と、を有し、スイッチ素子の導通状態は、一次出力端子の一方と逆流防止用ダイオードのカソードの電位関係に連動する電源回路。【選択図】図１
2015136220.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
脈流を供給する一次電源と、
前記一次電源の出力を降圧して出力する降圧回路と、を備え、
前記降圧回路は、
前記一次電源の２つの一次出力端子の一方に接続された逆流防止用ダイオードと、
前記逆流防止用ダイオードと二次入力端子の一方との間に接続され、前記一次出力端子の一方の電位に応じて導通が制御されるスイッチ素子と、
前記逆流防止用ダイオードと前記スイッチ素子の接続ノードと、前記一次出力端子の他方との間に接続され、前記逆流防止用ダイオードの導通時に前記逆流防止用ダイオードからの電流で充電され、充電した電力を分圧して、充電電圧より低電圧で前記スイッチ素子に出力するスイッチング用容量回路と、を備え、
前記スイッチ素子の導通・非導通状態は、前記一次電源の２つの一次出力端子の一方の電位と、前記逆流防止用ダイオードと前記スイッチ素子の接続ノードの電位と、の関係に連動されていることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記一次出力端子の他方に接続された第２逆流防止用ダイオードと、
前記第２逆流防止用ダイオードと二次入力端子の他方との間に接続され、前記一次出力端子の他方の電位に応じて導通が制御される第２スイッチ素子と、
前記第２逆流防止用ダイオードと前記第２スイッチ素子の接続ノードと、前記一次出力端子の一方との間に接続され、前記第２逆流防止用ダイオードの導通時に前記第２逆流防止用ダイオードからの電流で充電され、充電した電力を分圧して、充電電圧より低電圧で前記第２スイッチ素子に出力する第２スイッチング用容量回路と、を有し、
前記第２スイッチ素子は、前記第２逆流防止用ダイオードが導通して前記第２スイッチング用容量回路を充電している間に導通しない、第２降圧回路を備え、
前記第２降圧回路は、前記一次電源に対して、前記降圧回路の前段または後段に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記降圧回路の前記スイッチング用容量回路および前記第２降圧回路の前記第２スイッチング用容量回路の前記逆流防止用ダイオードに対する放電時の電圧は、充電時の電圧の１／２以下であることを特徴とする請求項１または２に記載の電源回路。
【請求項４】
前記降圧回路の前記スイッチング用容量回路および前記第２降圧回路の前記第２スイッチング用容量回路は、
前記一次出力端子の他方から前記逆流防止用ダイオードと前記スイッチ素子または前記第２逆流防止用ダイオードと前記第２スイッチ素子の接続ノードまでに直列に接続された第１から第３分圧ダイオードと、
前記第１分圧ダイオードと前記第２分圧ダイオードの接続ノードと、前記逆流防止用ダイオードと前記スイッチ素子または前記第２逆流防止用ダイオードと前記第２スイッチ素子の接続ノードとの間に接続された第１分圧容量と、
前記第２分圧ダイオードと前記第３分圧ダイオードの接続ノードと、前記１次出力端子の他方との間に接続された第１分圧容量と同じ容量値の第２分圧容量と、を有し、
前記逆流防止用ダイオードに対する放電時の電圧が、充電時の電圧の１／２となることを特徴とする請求項３に記載の電源回路。
【請求項５】
前記降圧回路の前記スイッチング用容量回路および前記第２降圧回路の前記第２スイッチング用容量回路は、
前記逆流防止用ダイオードと前記スイッチ素子または前記第２逆流防止用ダイオードと前記第２スイッチ素子の接続ノードと、前記一次出力端子の他方と、の間に並列に接続されたＮ（Ｎ：１以上の整数）列のダイオード列であって、各ダイオード列は、前記一次出力端子の他方から前記逆流防止用ダイオードと前記スイッチ素子または前記第２逆流防止用ダイオードと前記第２スイッチ素子の接続ノードに直列に接続された第１から第３分圧ダイオードを有するＮ列のダイオード列と、
１列目の前記ダイオード列の前記第１分圧ダイオードと前記第２分圧ダイオードの接続ノードと、前記逆流防止用ダイオードと前記スイッチ素子または前記第２逆流防止用ダイオードと前記第２スイッチ素子の接続ノードと、の間に接続された初段分圧容量と、
Ｎ列目の前記ダイオード列の前記第２分圧ダイオードと前記第３分圧ダイオードの接続ノードと、前記一次出力端子の他方と、の間に接続された前記第１分圧容量と同じ容量値の最終段分圧容量と、
Ｍ（Ｍ：ゼロ以上Ｎ−１以下の整数）列目の前記ダイオード列の前記第２分圧ダイオードと前記第３分圧ダイオードの接続ノードと、Ｍ＋１列目の前記ダイオード列の前記第１分圧ダイオードと前記第２分圧ダイオードの接続ノードと、の間に接続された前記第１分圧容量と同じ容量値の中間分圧容量と、を有し、
前記逆流防止用ダイオードに対する放電時の電圧が、充電時の電圧の１／（Ｎ＋１）となることを特徴とする請求項３に記載の電源回路。
【請求項６】
前記１次電源は、
交流電源と、
前記交流電源の出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力を、前記交流電源の周波数より高い周波数でスイッチングする電源スイッチ回路と、を有することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電源回路。
【請求項７】
前記１次電源は、
直流電源と、
前記直流電源の出力を、スイッチングする電源スイッチ回路と、を有することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電源回路。
【請求項８】
脈流を降圧して出力する降圧制御方法であって、
逆流防止用ダイオードが導通して、前記脈流によりスイッチング用容量回路を充電している時には、前記脈流の電位の絶対値が大きいことに応じてスイッチ素子を遮断し、
前記逆流防止用ダイオードの非導通時に、前記脈流の電位が小さいことに応じて前記スイッチ素子を導通し、前記スイッチング用容量回路に充電した電力を分圧して、充電電圧より低電圧で出力することを特徴とする降圧制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路および降圧制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
小容量・低電圧の電源を必要とし、長期間運転する必要のあるスマートメータ、ガス漏れ探知機、監視装置などの機器が使用されており、そのための電源を、商用電源からの電圧変換回路で実現する要求が高まっている。また、このような電源は、太陽光発電、電気自動車の蓄電池、データセンター等で使われ始めている高圧直流配線から比較的小電力の低電圧を得るためにも利用される。
【０００３】
上記の電源は、低コスト・小型で、かつ高効率であることが望ましく、そのためトランスが無いトランスレスの回路が使用される。しかし、現状の降圧比の大きな（つまり低電圧の）ＡＣ−ＤＣ電源回路は、エネルギー効率が不十分である。その理由は、小電力・小型が求められる機器では低コストであることの要求が厳しく、元々低電力であるため、エネルギーコストを下げるというコスト優先に起因していると考えられる。
【０００４】
スイッチトキャパシタ回路は、ＤＣ出力の電源回路として広く使用されており、当該分野の技術者にとっては一般的な技術である。スイッチトキャパシタ回路は、昇圧・降圧の両方に用いることができる。降圧に用いるスイッチトキャパシタ回路では、複数のコンデンサを直列接続して充電したあと、並列接続につなぎ替えて電力を取り出す。このようなスイッチトキャパシタ回路を用いて高電圧電源から低電圧を得ることは、広く知られている。
【０００５】
スイッチトキャパシタ回路では、スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦする制御回路が重要であり、従来は複雑な制御回路を用いていた。さらに、キャパシタ（容量）、すなわちコンデンサを介して電力を伝える関係上、ある程度の容量が必要であった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平３−１３９１７１号公報
【特許文献２】特開２００６−１４５４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
実施形態によれば、簡単な制御回路で電源回路および降圧制御回路が実現される。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
第１の態様の電源回路は、脈流を供給する一次電源と、一次電源の出力を降圧して出力する降圧回路と、を有する。降圧回路は、逆流防止用ダイオードと、スイッチ素子と、スイッチング用容量回路と、を有する。逆流防止用ダイオードは、一次電源の２つの一次出力端子の一方に接続される。スイッチ素子は、整流ダイオードと二次入力端子の一方との間に接続され、一次出力端子の一方の電位に応じて導通が制御される。スイッチング用容量回路は、逆流防止用ダイオードとスイッチ素子の接続ノードと、一次出力端子の他方との間に接続され、逆流防止用ダイオードの導通時に逆流防止用ダイオードからの電流で充電され、充電した電力を分圧して、充電電圧より低電圧でスイッチ素子に出力する。スイッチ素子の導通・非導通状態は、一次電源の２つの一次出力端子の一方の電位と、逆流防止用ダイオードとスイッチ素子の接続ノードの電位と、の関係に連動されている。
【０００９】
第２の態様の降圧制御方法は、脈流を降圧して出力する降圧制御方法であり、逆流防止用ダイオードが導通して、脈流によりスイッチング用容量回路を充電している時には、脈流の電位の絶対値が大きいことに応じてスイッチ素子を遮断する。そして、逆流防止用ダイオードの非導通時に、脈流の電位が小さいことに応じてスイッチ素子を導通し、スイッチング用容量回路に充電した電力を分圧して、充電電圧より低電圧で出力する。
【発明の効果】
【００１０】
第１の態様の電源回路および第２の態様の降圧制御方法によれば、小さな容量値の容量を使用して、簡単な回路構成で、二次側に一次側の電圧が出力されることのない電源回路が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、第１実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】図２は、第１実施形態の電源回路の動作を説明するための図である。
【図３】図３は、スイッチング用容量回路における充電動作を説明する図である。
【図４】図４は、スイッチング用容量回路における降圧（分圧）動作を説明する図である。
【図５】図５は、商用電源の電圧と、コンデンサの両端の電圧の変化を示す図である。
【図６】図６は、（Ａ）がコンデンサの両端の電圧と、負荷の印加電圧の変化を示し、（Ｂ）がスイッチング用容量回路のダイオードおよびスイッチ素子を流れる電流の変化を示す図である。
【図７】図７は、第２実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】図８は、第３実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図９】図９は、第３実施形態の発振回路を、ディスクリート素子によるマルチバイブレータを用いて実現した回路例を示す図である。
【図１０】図１０は、第４実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】図１１は、第５実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】図１２は、Ｓｐｉｃｅによる第５実施形態の電源回路のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】図１３は、第５実施形態の電源回路でＣｏｕｔの容量値＝０ｐＦとした場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】図１４は、第６実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
【図１５】図１５は、第６実施形態の電源回路のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】図１６は、第６実施形態の電源回路のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
交流または直流の高圧電源から比較的小電力の低電圧を得る小容量・低電圧の電源が、広い用途で要望されている。この電源には、低コスト・小型にするために、トランスが無いトランスレスの回路が使用される。
【００１３】
ＬＥＤ照明の電源回路として様々な回路が提案されているが、安価で要求を満たす回路は実現されていないのが現状である。例えば、コンデンサ（容量）インプット型の平滑回路を使用する場合、突入電流から電波雑音等の問題がある。さらに、コンデンサとして電解コンデンサを用いた場合、ＬＥＤよりも電解コンデンサの寿命が短いという問題がある。さらに、平滑コンデンサの容量を少なめに抑えた場合、断続的に点灯することになり、目が疲れやすいといった問題が生じる。
【００１４】
スイッチトキャパシタ回路は、ＤＣ出力の電源回路として広く使用されており、当該分野の技術者にとっては一般的な技術である。スイッチトキャパシタ回路は、昇圧・降圧の両方に用いることができる。降圧に用いるスイッチトキャパシタ回路では、複数のコンデンサを直列接続して充電したあと、並列接続につなぎ替えて電力を取り出す。このようなスイッチトキャパシタ回路を用いて高電圧電源から低電圧を得ることは、広く知られている。
【００１５】
しかし、商用電源（１００ｖＡＣ−２４０ｖＡＣ）から低電圧直流電源を得る回路は、あまり知られていない。その理由は、トランスレスの回路となるため絶縁（アイソレート）の課題があることと、耐圧の大きなスイッチング素子、コンデンサが必要となることに加えて、スイッチング素子を制御するための回路が高耐圧でなくてはならないためであると考えられる。
【００１６】
さらに、以下に述べるような背景から、今後、ＡＣおよびＤＣ電源に限らず、高電圧から情報機器等で用いる低電圧を得る技術がより求められるようになると考えられる。
まず、宅内配線での電力ロスを低減するため、３００ｖ−４００ｖ程度の高電圧の屋内配線が普及すると考えられる。
【００１７】
さらに、電気自動車の電源回路を家庭用に利用することが構想されており、電気自動車は多数の蓄電池を搭載して、多数の蓄電池を直列接続して出力するので、高電圧直流の一次電源となる。
さらに、データセンターなどでは、高電圧直流で屋内配線している。
【００１８】
そこで、高電圧から低電圧を得る各種の電源回路が提案されている。しかし、提案されている電源回路は、複数のスイッチ素子を制御するため、制御回路が複雑であるという問題がある。
【００１９】
さらに、提案されている電源回路は、コンデンサに充電中、一次側の電力が二次側に接続されるため、コンデンサに充電している間、二次側に高電圧が生じるという問題がある。この問題を解消するため、シリース型のレギュレータなどの第２の安定化回路を用いて、負荷には高電圧が生じないようにすることが提案されている。しかしながら、このシリース型レギュ−レータの入力には、一次側の電圧がそのまま生じることになり、一次側が商用電源である場合、１００ｖ以上の電圧がかかるという問題がある。
【００２０】
さらに、この問題を解決するため、商用電源（一次側電源）の電圧が、所定の電圧よりも高電圧の場合は回路を入力側で切るようにしている。しかし、これには、コンデンサの充電時間が短くなるという問題がある。一般に、十分なエネルギーをコンデンサに蓄えるには、短時間で高電流（突入電流）を流すように構成する必要があり、コンデンサは十分な容量が求められる。
【００２１】
以下に説明する実施形態の電源回路は、極めて簡単な制御回路を有し、使用するコンデンサの容量を小さくすることができる。さらに、実施形態の電源回路は、信頼性に劣る電解コンデンサを使用せずに、セラミックコンデンサ等を使用する。さらに、実施形態の電源回路は、簡単な構成のトランスレス電源でありながら、商用電源等の一次電源と二次側の間をある程度アイソレートする。さらに、実施形態の電源回路は、構成が単純であるため、集積回路化することも容易であり、ＩＣ（集積回路）に数個のコンデンサを外付するのみで大きな降圧比（例えば、ＡＣ１００ｖからＤＣ１０ｖ）の直流電圧を、高効率（７０−８０％）で得ることができる。
【００２２】
図１は、第１実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
第１実施形態の電源回路は、一次電源１０と、逆流防止用ダイオードＤｇと、抵抗Ｒｄｉｓと、スイッチング用容量回路２０と、スイッチゲート抵抗Ｒｇと、スイッチ素子Ｍｓｗと、負荷３０と、を有する。
【００２３】
ここでは、一次電源１０は、商用交流電源１１と、ダイオードＤ１−Ｄ４を含み、商用交流電源１１の出力を全波整流して脈流を生成する整流回路と、を有する。ダイオードＤ１−Ｄ４による全波整流回路は広く知られた回路である。一次電源１０は２つの一次出力端子を有する。一次出力端子の一方は、Ｄ１およびＤ４のカソードに接続される。一次出力端子の他方は、Ｄ２およびＤ３のアノードに接続されると共に、低電位側の基準電位源（ＧＮＤ）に接続される。ここでは、一次出力端子の一方をハイサイド、他方をローサイドとする。
【００２４】
逆流防止用ダイオードＤｇは、アノードが一次電源１０からの一次出力端子の一方（ここでは、高電位側）に、カソードがスイッチング用容量回路２０およびスイッチ素子Ｍｓｗに接続されたダイオードである。
【００２５】
抵抗Ｒｄｉｓは、逆流防止用ダイオードＤｇがオフ（ＯＦＦ）状態の時に、Ｄｇの入力がハイインピーダンスになるので、浮遊容量による影響を避けて一次出力端子の電圧を安定させるための一次出力端子間に接続される高抵抗値の抵抗である。
【００２６】
スイッチング用容量回路２０は、スイッチトキャパシタを形成する部分で、３個のダイオードＤａ−Ｄｃと、２個のコンデンサＣ１およびＣ２と、を有する。ここでは、コンデンサＣ１とＣ２の容量値は等しい。３個のダイオードＤａ−Ｄｃは、一次電源１０からの一次出力端子の他方（ここでは、低電位側）から逆流防止用ダイオードＤｇのカソードに直列に順方向に接続される。言い換えればＤａのアノードが一次出力端子の他方に、Ｄｃのカソードが逆流防止用ダイオードＤｇのカソードに接続される。コンデンサＣ１は、逆流防止用ダイオードＤｇのカソードと、ＤａとＤｂの接続ノード間に接続され、コンデンサＣ２は、一次出力端子の他方と、ＤｂとＤｃの接続ノード間に接続される。スイッチング用容量回路２０は、広く知られた回路であり、その動作については後述する。
【００２７】
逆流防止用ダイオードＤｇおよびスイッチング用容量回路２０に用いているダイオードＤａ−Ｄｃは、高速整流用の素子で実現されるが、ダイオード接続したバイポーラトランジスタや、脈流が商用周波数であれば、一般整流用のダイオードでも実現される。
【００２８】
スイッチ素子Ｍｓｗは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで、逆流防止用ダイオードＤｇのカソードと負荷３０の入力端子との間に接続され、制御端子（ゲート）が、スイッチ素子の保護抵抗であるスイッチゲート抵抗Ｒｇを介して、一次出力端子の一方に接続される。スイッチ素子Ｍｓｗは、ＰＮＰバイポーラトランジスタ等で実現してもよい。なお、後述するように、図１ではスイッチ素子Ｍｓｗは、ハイサイド（高電位）側に接続されているので、スイッチ素子Ｍｓｗは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴまたはＰＮＰバイポーラトランジスタで実現される。スイッチ素子Ｍｓｗがローサイド（低電位）側に接続される場合には、スイッチ素子Ｍｓｗは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴまたはＮＰＮバイポーラトランジスタで実現される。スイッチゲート抵抗Ｒｇは、スイッチ素子Ｍｓｗがバイポーラトランジスタのような電流駆動素子の場合には、電圧・電流変換を行う。
【００２９】
負荷３０は、並列に接続された容量Ｃｏｕｔおよび抵抗Ｒｏｕｔと、抵抗Ｒｄと、を有し、並列のＣｏｕｔおよびＲｏｕｔとＲｄは、負荷３０の入力端子と低電位源（ＧＮＤ）の間に直列に接続される。図示の負荷３０は、負荷を模式的に示しており、負荷として作用する各種の回路が接続される。
【００３０】
図１の回路では、逆流防止用ダイオードＤｇおよびスイッチゲート抵抗Ｒｇが、実質的にスイッチ素子Ｍｓｗの制御回路として機能し、スイッチ素子Ｍｓｗの制御回路として特別な回路は設けられない。
図１で明らかなように、第１実施形態の電源回路は、極めて簡単な回路構成を有する。
【００３１】
図２は、第１実施形態の電源回路の動作を説明するための図であり、負荷３０をブロックで示している。図２に示すように、商用交流電源１１の出力電圧をＶ１で表し、一次電源の一次出力端子の一方、すなわち逆流防止用ダイオードＤｇのアノードの電位をＶｉｎで表す。また、逆流防止用ダイオードＤｇのカソードの電位をＶｅｘで表す。
【００３２】
図２において、スイッチ素子Ｍｓｗは、ＶｉｎがＶｅｘ以上である場合には、非導通状態であり、ＶｉｎがＶｅｘよりも一定値（スイッチ素子Ｍｓｗのスイッチ電圧）以上下回る場合に導通状態となる。前述のように、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴまたはＰＮＰトランジスタは、このようなスイッチ素子Ｍｓｗの特性を有する。
【００３３】
図２の第１実施形態の電源回路では、ＶｉｎがＶｅｘよりも高電位である間、Ｍｓｗは非導通状態であるから負荷には電流が流れず、ＶｉｎがＶｅｘよりも一定値以上下回る場合、Ｍｓｗは導通状態であるから負荷には電流が流れる。これは、逆流防止用ダイオードＤｇおよびスイッチゲート抵抗Ｒｇが、実質的にスイッチ素子Ｍｓｗの制御回路として機能しているためである。このように、図２の第１実施形態の電源回路は、スイッチ素子Ｍｓｗの導通・非導通状態を、ＶｉｎとＶｅｘの電位の関係と連動させることにより、極めて簡単な回路構成で、実質的に制御回路を実現している。
【００３４】
図３は、スイッチング用容量回路２０における充電動作を説明する図である。
ＶｉｎがＶｅｘより高電圧の場合には、Ｄｇが導通し、Ｍｓｗは非導通となるので、図３に示すように、一次出力端子の一方から、Ｄｇ、Ｃ１、Ｄｂ、Ｃ２、そして一次出力端子の他方の経路で電流が流れる。この結果、Ｃ１およびＣ２は、一次出力端子間に直列に接続された状態になり、Ｃ１およびＣ２が充電される。この時、Ｃ１とＣ２の容量値が等しいので、Ｃ１およびＣ２は、それぞれ、一次出力端子間の最大電圧、すなわち脈流の電圧の１／２以下の電圧に充電される。
【００３５】
図４は、スイッチング用容量回路２０における降圧（分圧）動作を説明する図である。
ＶｉｎがＶｅｘよりも低電圧になると、Ｄｇは非導通となり、さらに十分低電圧となるとＭｓｗが導通する。これにより、Ｃ１に蓄えられた電荷はダイオードＤａまたはＤｂとＤｃを介して、Ｃ２に蓄えられた電荷はダイオードＤｃを介して、導通状態のＭｓｗを通して、負荷３０に流れる。このとき、Ｃ１およびＣ２は並列接続となっているので、負荷３０に印加される電圧は、充電時の電圧Ｖｉｎの約半分の電圧になる。
【００３６】
以下、ＳＰＩＣＥによる数値シミュレーションの結果である、第１実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す。
図５は、Ｖｉｎと、Ｃ１およびＣ２の両端の電圧の変化を示す図である。図５において、実線がＶｉｎを、点線がＣ１およびＣ２の電圧を示す。
【００３７】
図５は、Ｖ１として、５０ＨｚのＡＣ１００ｖの交流信号を発生させた場合で、抵抗がＯＮ時には５０ｍΩ、ＯＦＦ時には１ＭΩとなるＭｓｗを想定した場合の変化を示す。Ｖｉｎは、Ｒｄｉｓの両端の電圧である。
Ｃ１およびＣ２は、充電時は直列接続であるため、Ｒｄｉｓの両端電圧（Ｖｉｎ）に対して半分ほどにしか上昇しない。Ｃ１およびＣ２が放電するのは、Ｒｄｉｓの両端電圧がピーク電圧の半分以下になったときである。
【００３８】
第１実施形態の電源回路は、ピーク電圧１４０ｖ以上の商用電源を一次電源とするが、コンデンサＣ１およびＣ２の両端電圧はピークで７０ｖ程度である。したがって、耐圧１００ｖ程度のコンデンサを、Ｃ１およびＣ２として使用できる。
【００３９】
図６は、（Ａ）がＣ１およびＣ２の両端の電圧と、負荷３０の印加電圧の変化を示し、（Ｂ）がスイッチング用容量回路２０のダイオードＤｂ、Ｄｃおよびスイッチ素子Ｍｓｗを流れる電流の変化を示す図である。図６の（Ａ）において、点線がＣ１およびＣ２の電圧を、破線３０が負荷の印加電圧を、示す。図６の（Ｂ）において、実線はＤｂの電流を、破線はＤｃの電流を、点線はＭｓｗの電流を、示す。
【００４０】
図６は、動作説明のため意図的に容量分を減らし、負荷は、１ｋΩの抵抗と０．１μＦのコンデンサを並列接続したものとしている。
図６の（Ａ）から、Ｃ１およびＣ２が放電する間のみ負荷３０側に電圧が発生、つまり電力が供給されることが分かる。
【００４１】
図６の（Ｂ）に示すように、ダイオードＤｂは、Ｃ１およびＣ２の充電電流を流し、ダイオードＤｃは、Ｃ２の放電電流を流す。スイッチ素子Ｍｓｗには、Ｃ１とＣ２の放電電流が流れるので、スイッチ素子Ｍｓｗの電流は、ダイオードＤｃを流れる電流のほぼ２倍となる。さらに、充放電の時間が重なっていないこと、放電時はＣ１およびＣ２が並列接続として機能することが確認される。
【００４２】
ここで注目すべき点として、ＶｉｎがＶｅｘよりも高電位である間、Ｍｓｗは非導通状態であるから負荷には電流が流れない。もしこの期間、負荷が電力を必要とするならば、負荷の内部にコンデンサを設ける。なお、ＬＥＤ照明のような用途では通電しない時間が有っても構わないので、実用上の問題はない。
【００４３】
さらに、Ｍｓｗが導通する瞬間では、スイッチング用容量回路２０の出力電位と、負荷側の電位との差が大きいので、ラッシュカレント（突入電流）が流れる。これによる高調波等を防ぐには、電流経路に、低抵抗（図１のＲｄなど）や小さなインダクタンスを電流制限用に挿入することが望ましい。
【００４４】
図７は、第２実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
第２実施形態の電源回路は、スイッチ素子Ｍｓｗ１をローサイドに配置し、スイッチング用容量回路のダイオード列およびコンデンサを多段にしたことが、第１実施形態と異なる。
【００４５】
図２の第１実施形態では、スイッチ素子Ｍｓｗをハイサイドに配置したが、図７の第２実施形態のように、ローサイドにスイッチ素子Ｍｓｗ１を配置してもよい。また、図２の第１実施形態では、スイッチング用容量回路のダイオード列は１列であったが、複数列とし、列間にコンデンサを設けてもよい。
【００４６】
具体的には、一次電源は、第１実施形態のものと同じであり、２つの一次出力端子間に高抵抗のＲｄｉｓ１が接続される。一次出力端子の一方（ハイサイド）は、負荷の端子である二次入力端子の一方およびＧＮＤに接続される。
【００４７】
逆流防止用ダイオードＤｇ１は、カソードが一次出力端子の他方（ローサイド）に、アノードがスイッチング用容量回路およびスイッチ素子Ｍｓｗ１に接続されたダイオードである。
【００４８】
スイッチング用容量回路は、３列のダイオード列を有する。各ダイオード列は、逆流防止用ダイオードＤｇ１のアノードとＭｓｗ１の接続ノードから、一次出力端子の一方（ハイサイド）に直列に順方向に接続された３個のダイオードＤａ１−Ｄｃ１、Ｄａ２−Ｄｃ２およびＤａ３−Ｄｃ３を有する。スイッチング用容量回路は、４個のコンデンサＣ１１−Ｃ１４を有する。ここでは、コンデンサＣ１１−Ｃ１４の容量値は等しい。コンデンサＣ１１は、逆流防止用ダイオードＤｇ１のアノードと、Ｄｂ１とＤｃ１の接続ノード間に接続される。コンデンサＣ１２は、Ｄａ１とＤｂ１の接続ノードとＤｂ２とＤｃ２の接続ノード間に接続される。コンデンサＣ１３は、Ｄａ２とＤｂ２の接続ノードとＤｂ３とＤｃ３の接続ノード間に接続される。コンデンサＣ１４は、Ｄ３ａとＤｂ３の接続ノードと、一次出力端子の一方（ハイサイド）との間に接続される。図７に示した多段のスイッチング用容量回路は、広く知られた回路である。
【００４９】
スイッチ素子Ｍｓｗ１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで、逆流防止用ダイオードＤｇ１のアノードと負荷３０の二次入力端子の他方（ローサイド）との間に接続される。スイッチ素子Ｍｓｗ１の制御端子（ゲート）は、スイッチゲート抵抗Ｒｇ１を介して、一次出力端子の他方（ローサイド）に接続される。スイッチ素子Ｍｓｗ１は、ＮＰＮバイポーラトランジスタ等で実現してもよい。
【００５０】
第２実施形態のスイッチング用容量回路では、ＶｉｎがＶｅｘより低い時、Ｍｓｗ１は非導通であり、逆流防止用ダイオードＤｇ１が導通する。Ｄｇ１が導通する時、一次出力端子の一方（ハイサイド）から、Ｃ１４、Ｄｂ３、Ｃ１３、Ｄｂ２、Ｃ１２、Ｄｂ１、Ｃ１１、Ｄｇ１、一次出力端子の他方（ローサイド）の経路で充電が行われる。言い換えれば、Ｃ１１−Ｃ１４は、直列で充電され、各コンデンサには、一次出力端子の電圧を４分割した電圧が印加される。
【００５１】
ＶｉｎがＶｅｘより一定値（Ｍｓｗ１のＯＮ閾値電圧）以上高い時、Ｄｇ１は非導通で、Ｍｓｗ１が導通状態となる。この時、Ｄｇ１には電流は流れない。そして、Ｃ１１からＤｃ１、負荷３０、Ｍｓｗ１まで、Ｄａ１からＣ１２、Ｄｃ２、負荷３０、Ｍｓｗ１まで、Ｄａ２からＣ１３、Ｄｃ３、負荷３０、Ｍｓｗ１まで、Ｄａ３からＣ１４、負荷３０、Ｍｓｗ１まで、の４つの経路で、電流が負荷に並列に流れる。このようにして、Ｃ１１−Ｃ１４に蓄えられた電荷が放電し、負荷３０に印加される最大電圧は１個のコンデンサの電圧であり、充電時の１／４の電圧である。
【００５２】
以上のように、スイッチング用容量回路を多段に形成し、充電電圧を多分割する場合でも、制御回路は変わらず、基本的にはわずか３つの素子（Ｄｇ１、Ｍｓｗ１、Ｒｇ１）で電源回路を制御できる。
【００５３】
なお、Ｃ１１−Ｃ１４の容量が正確には一致しない場合、充電時は不均等になるが、放電時（負荷３０に向かって電流を流す時）には、ほぼ同一の電圧になるように調整される。これは、放電時には、ダイオードとコンデンサを直列に接続した列を複数並列に接続した状態になり、多少の電圧差であればダイオードが自動的に導通状態を調整するためである。これにより、多少（１０％程度）の誤差があっても実用上の問題にならない。
【００５４】
図８は、第３実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
第３実施形態の電源回路は、スイッチング用容量回路のダイオード列を２列にしたこと、および一次電源に脈流の出力を、脈流の周期より短い周期、すなわち脈流より高い周波数で、断続することが、第２実施形態と異なる。異なる事項のみを説明する。
【００５５】
スイッチング用容量回路は、２列のダイオード列を有する。言い換えれば、図７のスイッチング用容量回路からＤａ３、Ｄｂ３、Ｄｃ３およびＣ４を除き、Ｃ３を一次出力端子の一方（ハイサイド）に接続したものである。この場合、負荷３０に印加される最大電圧は、充電時の１／３の電圧になる。
【００５６】
一次電源は、Ｄ２およびＤ３のアノードと、一次出力端子の他方（ローサイド）との間に接続された断続用スイッチ素子Ｑ１と、Ｄ２およびＤ３のアノードとＱ１の制御端子との間に直列に接続された発振回路１２および抵抗Ｒ２と、を有する。ここでは、断続用スイッチ素子Ｑ１は、高耐圧のＮＰＮトランジスタで形成され、ベースが制御端子に相当する。断続用スイッチ素子Ｑ１は、高耐圧のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ等で形成してもよい。発振回路１２は、マルチバイブレータ、ヒステリシスコンパレータ等で形成してもよい。
【００５７】
第２および第３実施形態のように、スイッチング用容量回路が複数のダイオード列を有する場合には、スイッチ素子Ｍｓｗ１の導通および非導通の時間がそれぞれ十分に長くなるように、スイッチ素子Ｑ１は、デューティが５０％程度で断続することが望ましい。
【００５８】
第３実施形態では、断続用スイッチ素子Ｑ１は、発振回路１２の発振信号に応じて高周波数で断続する。これに応じて、逆流防止用ダイオードＤｇ１およびスイッチ素子Ｍｓｗ１は、高周波数でＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、スイッチング用容量回路は、充電と放電を繰り返す。短時間に充電と放電を繰り返すため、コンデンサが高電圧まで充電されることはなく、コンデンサＣ１１−Ｃ１３の容量を小さくすることができる。
【００５９】
なお、図８の第３実施形態では、一次電源は脈流を発生する例を示したが、第３実施形態のように、断続用スイッチ素子Ｑ１を設ける場合には、一次電源は直流電源でもよい。
【００６０】
図９は、第３実施形態の発振回路１２を、ディスクリート素子によるマルチバイブレータを用いて実現した回路例を示す図である。
【００６１】
図９の発振回路１２では、ＰＮＰトランジスタＱ１１およびＱ１２と、コンデンサＣ２１−Ｃ２２と、抵抗Ｒ１１−Ｒ１４と、がマルチバイブレータを形成する。マルチバイブレータのＲ１４の両端から出力される発振信号を用いて断続用スイッチ素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦする。ツエナーダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１５およびＮＰＮトランジスタＱ１３による回路は、広く知られた定電圧電源回路であり、マルチバイブレータに電源を供給する。コンデンサＣ２３は、マルチバイブレータの電源を安定化するために設けられる。マルチバイブレータの電圧はＱ１をＯＮ／ＯＦＦできる電圧以上があればよいので５Ｖ程度の電圧があればよく、Ｑ１１およびＱ１２は小型のトランジスタで実現される。
【００６２】
なお、図９では、ディスクリート素子による回路を例示したが、ＣＭＯＳロジック素子を用いたマルチバイブレータを用いてもよい。
【００６３】
図１０は、第４実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
第４実施形態の電源回路は、図８に示した電源回路に、図２に示した、抵抗Ｒｄｉｓ、逆流防止用ダイオードＤｇ、スイッチング用容量回路、スイッチ素子Ｍｓｗおよび抵抗Ｒｇからなる第１降圧回路を加えた回路である。図８に示した抵抗Ｒｄｉｓ１、逆流防止用ダイオードＤｇ１、スイッチング用容量回路、スイッチ素子Ｍｓｗ１および抵抗Ｒｇ１からなる回路を第２降圧回路とする。第４実施形態の電源回路は、図８に示した電源回路において、第２降圧回路の後段（負荷側）に、第１降圧回路を設けた構成である。第１降圧回路を、第２降圧回路の前段（一次電源側）に設けてもよい。
【００６４】
第１降圧回路ではスイッチ素子Ｍｓｗをハイサイドに設け、第２降圧回路ではスイッチ素子Ｍｓｗ１をローサイドに設けている。第２降圧回路を前段、第１降圧回路を後段として接続しており、概略としては、前段で１／３、後段で１／２に降圧しており、一次電源の電圧の１／６程度の電圧が負荷３０に供給される。但し、ダイオード等、回路によるロスは避けられないので、負荷３０に供給される電圧は上記より若干低くなる。なお、これはこれまで説明した実施形態およびこれから説明する実施形態でも同じである。後段の第１降圧回路では、前段で降圧済の電圧を処理するのでのコンデンサやスイッチ素子に要求される耐圧は、前段の１／３3程度となる。このため広範囲の素子から選択することができる。例えばダイオードには、耐圧は小さいがＶｆ（順方向電圧）の小さいものを選択できる。
【００６５】
第４実施形態の電源回路では、前段のローサイドのＭｓｗ１が非導通のとき、このＭｓｗ１からの電流は流れず、後段のコンデンサからの電流はＤｇにより逆流が阻止されるので、後段のハイサイドのＭｓｗのゲートは低電位になる。したがって、スイッチＭｓｗが導通状態になる。逆に、前段のＭｓｗ１が導通状態のときは、後段のスイッチＭｓｗは非導通状態になる。
【００６６】
第４実施形態で、更に接続する降圧回路の段数を増やすと、負荷３０の二次入力端子のいずれも商用電源の電源ラインとは直接接続しないことになる。これにより、負荷３０に商用電源の電圧が印加されることを確実に防止できる。
【００６７】
図１１は、第５実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
第５実施形態の電源回路は、一次電源に抵抗Ｒｉｓを設けたこと、スイッチング用容量回路にダイオード列を４列設けたこと、スイッチ素子Ｍｓｗ１をダーリントン接続の２個のＮＰＮトランジスタＱ２１およびＱ２２で形成したことが、第２実施形態と異なる。また、負荷３０は、並列に接続したコンデンサＣｏｕｔおよび抵抗Ｒｏｕｔと抵抗Ｒｄとを直列に接続して形成した。
【００６８】
スイッチング用容量回路は、図７の３列のダイオード列に加えて、直列に接続されたＤａ４−Ｄｃ４およびコンデンサＣ１５を有する。コンデンサＣ１４は、Ｄａ３とＤｂ３の接続ノードと、Ｄｂ４とＤｃ４の接続ノードと、の間に接続され、コンデンサＣ１５は、Ｄａ４とＤｂ４の接続ノードと、一次出力端子の一方と、の間に接続される。
【００６９】
Ｑ２１は、コレクタがＲｄに、エミッタがＤｇ１のアノードに、ベースがＱ２２のエミッタに、接続される。Ｑ２２は、コレクタがＲｄに、エミッタがＱ２１のベースに、ベースがＲｇ１を介して一次出力端子の他方に、接続される。
【００７０】
第５実施形態の電源回路では、Ｄｇ１がＯＮ時には、商用電源（ＡＣ１００ｖ）を両波整流した脈流が、直列に接続された状態のＣ１１−Ｃ１５を充電する。Ｄｇ１がＯＦＦし、ダーリントン接続したＱ２１およびＱ２２がＯＮすると、Ｃ１１−Ｃ１５は並列に放電し、負荷のＣｏｕｔを充電する。
【００７１】
ここで、Ｃ１１−Ｃ１５の容量値を１０μＦ、Ｃｏｕｔの容量値を４７μＦ、Ｒｄｉｓの抵抗値を３９０ｋΩ、Ｒｇ１の抵抗値を２０ｋΩ、Ｒｏｕｔの抵抗値を１ｋΩ、Ｒｄの抵抗値を１０ｋΩとして、Ｓｐｉｃｅでシミュレーションを行った。
【００７２】
図１２は、Ｓｐｉｃｅによる第５実施形態の電源回路のシミュレーション結果を示す図である。図１２の（Ａ）において、実線で示すＶｄｉｓは一次出力端子の他方の電圧を１／４に縮尺して、点線で示すＶｏｕｔは負荷の抵抗Ｒｏｕｔの電圧を、破線で示すＩｉｓは一次電源の抵抗Ｒｉｓを流れる電流を、それぞれ示す。図１２の（Ｂ）において、実線で示すＩｏｕｔは、負荷の抵抗Ｒｏｕｔを流れる電流を示す。
【００７３】
第５実施形態の電源回路は、トランスを使用せずに（トランスレスで）、抵抗Ｒｏｕｔの電圧は２１−１７ｖ程度であり、揺らいでいるが、この程度のリップルであれば、ＬＥＤ照明等には好適に使用される。さらに、電流値（Ｉｏｕｔ）も５ｍｍφ程度のＬＥＤランプに使用するのに好適である。
【００７４】
さらに、第５実施形態の電源回路の動作を確認するために、負荷のＣｏｕｔを取り外して、言い換えればＣｏｕｔの容量値が０ｐＦであるとして、Ｓｐｉｃｅでシミュレーションを行った。
【００７５】
図１３は、第５実施形態の電源回路でＣｏｕｔの容量値＝０ｐＦとした場合のシミュレーション結果を示す図であり、符号および表示は図１２に対応する。Ｒｏｕｔに電圧が印加されて電流が流れる期間は、Ｑ２１およびＱ２２がＯＮする時間であり、その時間の割合が小さいのは出力電圧が低いためである。
【００７６】
図１４は、第６実施形態の電源回路の構成を示す回路図である。
第６実施形態の電源回路は、図１０の第４実施形態の電源回路で、一次電源に抵抗Ｒｉｓを設け、Ｍｓｗをダーリントン接続のＱ３１およびＱ３２で形成し、Ｍｓｗ１をダーリントン接続のＱ４１およびＱ４２で形成した回路である。Ｑ３１およびＱ３２はＰＮＰトランジスタであり、Ｑ４１およびＱ４２はＮＰＮトランジスタである。Ｑ３２のコレクタは、抵抗Ｒ３１を介して二次入力端子の他方に接続される。また、Ｑ４２のエミッタは抵抗Ｒ２１を介してＤｇ１のアノードに接続される。
【００７７】
負荷３０は、ＬＥＤランプであり、ダイオード（ＬＥＤ）Ｄｉｍ１−Ｄｉｍ８と、抵抗ＲｄｍｐとおよびＲｏｕｔと、を有する。Ｄｉｍ１−Ｄｉｍ４は直列に接続されて第１ダイオード列を、Ｄｉｍ５−Ｄｉｍ８は直列に接続されて第１ダイオード列を、それぞれ形成する。第１ダイオード列および第２ダイオード列は並列に接続される。さらに、並列に接続された第１および第２ダイオード列は、Ｒｄｍｐと直列に、二次入力端子間に接続される。この時、各ダイオードが、二次入力端子の一方から他方に順方向に直列に接続されるように配置される。さらに、抵抗Ｒｏｕｔは、二次入力端子間に、第１および第２ダイオード列およびＲｄｍｐと並列に接続される。Ｒｄｍｐは、ダイオード（ＬＥＤ）Ｄｉｍ１−Ｄｉｍ８に流れる電流を設定する。
【００７８】
第６実施形態の電源回路は、ＡＣ１００ｖから、１６ｖ程度の電圧を得ることができる。第６実施形態の電源回路をＡＣ１００ｖで使う時、計算上は初段のコンデンサＣ１１−Ｃ１３は５０ｖの耐圧でよい。十分なマージンをみても耐圧１００ｖのコンデンサが使える。
【００７９】
図１５および図１６は、Ｓｐｉｃｅによる第６実施形態の電源回路のシミュレーション結果を示す図である。図１５において、実線で示すＶｄｉｓは一次出力端子の他方の電圧を１／６に縮尺して、点線で示すＶｔはＣ１１−Ｃ１３のそれぞれの両端の電圧を１／２に縮尺して、点線で示すＶｏｕｔは負荷の抵抗Ｒｏｕｔの電圧を、それぞれ示す。図１６において、実線で示すＩｏｕｔは、負荷であるＬＥＤ（ダイオードＤｉｍ１−Ｄｉｍ８）を流れる電流を示す。
【００８０】
なお、上記のシミュレーションは、Ｃ１およびＣ２の容量値を１００μＦ、Ｃ１１−Ｃ１３の容量値を３３μＦ、Ｒｄｉｓの抵抗値を３９０ｋΩ、Ｒｇ１の抵抗値を１００ｋΩ、Ｒｏｕｔの抵抗値を３９０ｋΩとして行った。また、Ｒｇの抵抗値は３．３ｋΩ、Ｒｇ１の抵抗値は４．７ｋΩ、Ｒ２１およびＲ３１の抵抗値は２ｋΩとし、Ｒｄｍｐの抵抗値は、ＬＥＤに応じて適宜設定した。
【００８１】
図１６から、ＬＥＤに通電している期間、言い換えればＬＥＤが発光している時間の割合が大きいことが分かる。これにより、照明器具としてチラツキが少なくなる。第５実施形態の電源回路に比べて第６実施形態の電源回路の通電時間の割合が大きくなるのは、降圧回路を２段構成としたことの効果である。
【００８２】
以上説明したように、実施形態の電源回路は、制御回路が極めて簡単であり、小容量のコンデンサを用いることもできる。これにより信頼性に劣る電解コンデンサを使用せずに、セラミックコンデンサ等で電源回路を構成することができる。
【００８３】
さらに、簡単な構成のトランスレス電源でありながら、商用電源等の一次電源と二次側の間をある程度アイソレートすることもできる。
【００８４】
さらに、実施形態の回路構成は単純であるから、集積回路化することも容易である。その場合、数個のコンデンサを外付するのみで大きな降圧比（ＡＣ１００ｖからＤＣ１０ｖ等）を、高効率（７０−８０％）で得ることができる。
【００８５】
実施形態の電源回路は、ホームサーバーや監視装置など２４時間運用する装置における電源回路として好適である。
【００８６】
以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に、記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
【符号の説明】
【００８７】
１０    一次電源
１１    商用交流電源
２０    スイッチング用容量回路
３０    負荷
Ｄｇ    逆流防止用ダイオード
Ｒｇ    スイッチゲート抵抗
Ｍｓｗ    スイッチ素子
【図１】
2015136220.tif 000003
【図２】
2015136220.tif 000004
【図３】
2015136220.tif 000005
【図４】
2015136220.tif 000006
【図５】
2015136220.tif 000007
【図６】
2015136220.tif 000008
【図７】
2015136220.tif 000009
【図８】
2015136220.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2015136220.tif 000014
【図１３】
2015136220.tif 000015
【図１４】
2015136220.tif 000016
【図１５】
2015136220.tif 000017
【図１６】
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