(57)【要約】  本発明のソリッドステートスイッチング回路は回路のスイッチングデバイスと直列に接続されたトランスを利用する。最初にトランスの一次コイルに蓄積されたエネルギーは、スイッチングデバイスが導電状態でないときに該エネルギーの負荷への伝達のためにトランスの２次コイルに接続された共振回路で回復される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源；
第１及び第２のスイッチングデバイス端子を有するスイッチングデバイス；
第１及び第２の一次巻線端子、及び第１及び第２の２次巻線端子を有し、前記第２一次巻線端子が前記第２スイッチングデバイス端子に接続されているトランス；
第１及び第２のフリーホイーリングダイオード端子を有するフリーホイーリングダイオードであって、前記第２フリーホイーリングダイオード端子が前記第１一次巻線端子に接続されており、前記スイッチングデバイス、前記トランスの前記一次巻線、及び前記フリーホイーリングダイオードの直列結合が前記直流電源の出力の両端に接続されているフリーホイーリングダイオード；
負荷インピーダンス；
前記負荷インピーダンスと直列に接続されたチョークであって、前記負荷インピーダンスと前記チョークの直列結合が前記フリーホイーリングダイオードと前記トランスの前記一次巻線の直列結合の両端に接続されているチョーク；
第１ダイオード；
前記第１ダイオードのアノードとの共通接続を有する移送後エネルギー蓄積コンデンサーであって、前記第１ダイオードと前記移送後エネルギー蓄積コンデンサーの直列結合が前記負荷インピーダンスとチョークの直列結合に並列に接続されている移送後エネルギー蓄積コンデンサー；
第２ダイオード
前記第２ダイオードのカソードとの共通接続を有する移送前エネルギー蓄積コンデンサーであって、前記移送前エネルギー蓄積コンデンサーと前記第２ダイオードの直列結合が前記第１及び第２の２次巻線端子の両端に接続されている移送前エネルギー蓄積コンデンサー；
第３ダイオード；及び、
前記第３ダイオードのアノードに接続された共振インダクターであって、前記共振インダクターと前記第３ダイオードの直列結合が前記第１ダイオードと移送後エネルギー蓄積コンデンサーの前記直列結合の前記共通接続と前記第２ダイオードと移送前エネルギー蓄積コンデンサーの前記直列結合の前記共通接続の間に接続されている共振インダクターを備えるスイッチング回路。
【請求項２】
前記スイッチングデバイスが絶縁ゲートバイポーラートランジスターを備える、請求項１に記載のスイッチング回路。
【請求項３】
前記負荷インピーダンスが実質的に抵抗性である、請求項１に記載のスイッチング回路。
【請求項４】
ソリッドステート回路のスイッチング方法であって：
スイッチングデバイス、トランスの一次コイル、及びフリーホイーリングダイオードの直列結合を直流電源の出力の両端に接続すること；
スイッチングデバイスがオン状態でないときに、第１電流が負荷インピーダンス、チョーク、前記トランスの一次コイル、及び前記フリーホイーリングダイオードによって形成される回路経路を通って流れるように、前記負荷インピーダンスと前記チョークの直列結合を前記トランスの一次コイルとフリーホイーリングダイオードの前記直列結合の両端に接続すること；
第１電流が減少し、前記フリーホイーリングダイオードが導電状態でなくなるまで前記スイッチングデバイスを通って流れる第２電流が増大するように前記スイッチングデバイスをオン状態にすること；
前記スイッチングデバイスが最初にオフ状態になったときに、前記トランスの前記２次コイルを通って第４電流が流れ始めるレベルまで前記スイッチングデバイスの両端の電圧が増大するまで前記負荷インピーダンス、チョーク、移送後エネルギー蓄積コンデンサー、及び第１ダイオードによって形成された回路経路を流れる第３電流が増大するように移送後エネルギー蓄積コンデンサーと第１ダイオードの直列結合を前記負荷インピーダンスとチョークの直列結合の両端に接続すること；
前記第１電流が前記負荷インピーダンス、チョーク、前記トランスの一次コイル、及びフリーホイーリングダイオードによって形成される回路経路を通って流れるように前記フリーホイーリングダイオードを導電状態に駆動するために前記トランスの２次コイルを第２ダイオードと移送前エネルギー蓄積コンデンサーの直列結合に接続すること；
前記スイッチングデバイスが最初にオン状態になったときに、蓄積されたエネルギーが前記移送前エネルギー蓄積コンデンサーから前記移送後エネルギー蓄積コンデンサーに伝達されるように、共振インダクターと第３ダイオードの直列結合を第２ダイオードと移送前エネルギー蓄積コンデンサーの前記直列結合の共通接続と前記移送後エネルギー蓄積コンデンサーと第１ダイオードの前記直列結合の共通接続の間に接続することのステップを含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は比較的少ないスイッチング回路損失、及び最小のソリッドステートスイッチングデバイス及び関連するフリーホイーリングダイオードのオン／オフストレスを有するソリッドステートスイッチング回路（または、半導体素子スイッチング回路）に関する。
【背景技術】
【０００２】
ソリッドステートスイッチングデバイスに関連するスイッチング損失を減少させるために、次の３つの一般的な方法が存在する。（１）共振モードスイッチングの使用、（２）能動スナッバー回路の使用、及び（３）スイッチングデバイスと直列に接続されたインダクター及び該スイッチングデバイスと並列に接続されたスナッバーコンデンサーの使用。
【０００３】
共振モードスイッチングは一定の時間だけスイッチングデバイスをオンにする。そして、出力電力はスイッチングデバイスの動作周波数を変化させることによって制御される。しかしながら、動作周波数の変化は出力電力の制御以上に、寄生電力回路の振動を起こさせる可能性が高い。また、周波数の変化はリプル電圧またはリプル電流の濾波をより困難なものにする。
【０００４】
付加的な電力素子、ヒートシンク、及び制御回路を含む能動スナッバー回路の使用はスイッチング回路のコスト及び複雑さを増大させる。
【０００５】
図１はスイッチングデバイスＳＷ及び直列に接続されたインダクターＬ１０を備えるスイッチング回路を利用する典型的な逓降スイッチモード（バックチョッパー）電源１０１を図示している。スイッチングデバイスＳＷはバイポーラートランジスター、絶縁ゲートバイポーラートランジスター（ＩＧＢＴ）、または電界効果トランジスター等の多様なソリッドステートスイッチングデバイスであってもよい。端子１及び２は適当な直流電源（図示せず）の出力に接続されている。コンデンサーＣ１０は直流電源の出力電圧に対する交流リプルフィルターとして作用する。急速回復ダイオードとして一般に知られているクラスのダイオードから選択されるフリーホイーリングダイオードＤ１０は、デバイスＳＷがオフにされたときに直列インダクターＬ２０への電流を供給する。ダイオードＤS、抵抗ＲS、及びコンデンサーＣSは、デバイスＳＷが最初にオフにされたときに電流を伝播するスナッバー回路を形成する。負荷ＲLは端子４及び５に接続される。直列インダクターＬ１０の使用はスイッチングデバイスＳＷの臨界的なオン時間の間の同時的な高電圧及び高電流を防止し、スイッチングデバイスＳＷへのストレスを減少させる。
【０００６】
さらに、直列インダクターは、ダイオードが順バイアスから逆バイアスに遷移し、伝播している電流を止めたときに逆電流の変化の速さまたは比率を制御することによってフリーホイーリングダイオードＤ１０へのストレスを減少させる。しかしながら、直列インダクターはスイッチングデバイスＳＷがオフ状態になったときに不利な効果を有する。直列インダクターＬ１０はオフ期間中にスイッチングデバイスＳＷの両端に高電圧が現れることを引き起こす。インダクターＬ１０はまた、スイッチングデバイスがオフ状態になった後の、フリーホイーリングダイオードＤ１０の電流の変化の速さを減少させる。結果として、ダイオードＤ１０はスイッチングデバイスＳＷがオフした直後に電流を十分に伝播することができない。インダクターＬ２０は電流を無理やり流そうとするので、何らかの電流経路を備える必要がある。一般に、Ｄ１０には８〜１０マイクロ秒（μｓ）の比較的長い期間にわたって電流が増大し、電流に対する平行な経路を与えるために抵抗Ｒ２０と直列に接続された第２ダイオードＤ２０が必要である。直列インダクターの使用に関連した問題を克服するためには比較的高いスイッチング損失を許容し、付加的な回路を追加することが必要である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、低いスイッチング回路損失を有する、スイッチングデバイス及びフリーホイーリングダイオードと直列に接続された誘導性のインピーダンスを利用するソリッドステートスイッチング回路に対する要求が存在する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
１つの側面において、本発明は一次コイル及び２次コイルを備えるトランスを備え、従来の直列インダクターの長所を達成するため、そして付加的に、該トランスの２次コイルに接続された共振回路の手段によって該トランスの一次コイルに最初に蓄積されたエネルギーを回収または回復するためにスイッチングデバイスと直列に接続されたトランスの一次コイルを使用するソリッドステートスイッチング回路を提供するための装置及び方法である。
【０００９】
もう１つの側面において、本発明はスイッチングデバイス、及び急速回復ダイオードであって、該スイッチングデバイス及び急速回復ダイオードの大幅な減定格を伴わずにそれの逆ｄｉ／ｄｔ定格値内で動作する急速回復ダイオードを備えるソリッドステートスイッチング回路を提供するための装置及び方法である。本発明の他の特徴は本願の発明の詳細な説明及び付随する請求の範囲に記載されている。
【００１０】
本発明を説明する目的で、以下に本発明の現在の好まれる形式を図面に示す。しかしながら、本発明がそれらの構成及び部材に限定されないことは理解されなければならない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図面において、同様な部材には同一または同様な番号が付けられている。図２には本発明のソリッドステートスイッチング回路１０の１つの実施例が図示されている。端子１及び２はそれぞれ、直流電源（図示せず）の正及び負の出力端子への接続点を表している。（制限ではないが）直流源は交流−直流ブリッジ整流器であってもよい。選択的なコンデンサーＣ１は直流電源からの出力電圧のための交流リプルフィルターとして作用する。
【００１２】
（例としてのものであり、本発明を限定するためのものではない）この実施例において、ソリッドステートスイッチングデバイスＳＷはトランスＴ１の一次コイル及びフリーホイーリングダイオードＤ１とともに直列回路を形成する。トランスＴ１の一次コイル及び２次コイルに隣接している点は巻線の陽極を示している。デバイスＳＷはバイポーラートランジスター、絶縁ゲートバイポーラートランジスター（ＩＧＢＴ）、または電界効果トランジスター等の、その用途に適した多様なソリッドステートスイッチングデバイスであってもよい。選択されたスイッチングデバイスに対する必要に応じて、この分野で周知の適当なゲート回路（図示せず）がスイッチングデバイスＳＷのために備えられてもよい。このゲート回路はスイッチングデバイスのオン及び／またはオフを制御する。端子１及び２にはフリーホイーリングダイオード、トランスの一次巻線、及びスイッチングデバイスの直列結合を備える回路が接続される。負荷ＲLは図２に示されているように、端子１及び５に接続される。図においては抵抗性の負荷が示されているが、他のインピーダンス特性を有する負荷が使用されてもよい。負荷ＲLは連続的な負荷電流の流れを与えるチョークＬ２に直列に接続される。図２に示されているように、端子１及び３には負荷インピーダンスとチョークの直列結合を備える回路が接続される。
【００１３】
図３はスイッチングデバイスＳＷが導電状態へのオンから非導電状態へのオフに遷移したときの、図２に示されている回路に対する電圧及び電流の大きさの時間変化を図示している。スイッチングデバイスＳＷがオンになる前、電流は負荷ＲL、チョークＬ２、トランスＴ１の一次コイル、及びダイオードＤ１によって形成される電流経路を通って流れている。図３の時間ｔ1で図示されているように、デバイスＳＷが最初に導電状態へのオン状態にゲート制御されると、（端子１と２の間の）バス電圧がトランスＴ１の一次コイルの両端に現れ、トランスＴ１の一次コイル及びダイオードＤ１を通る電流ＩD1が減少し始める。チョークＬ２の電流は比較的一定であるので、電流ＩD1の効果はスイッチングデバイスＳＷを通って流れる電流ＩSWの増大を生ずる。電流ＩD1はバス電圧をトランスＴ１のインダクタンスで割った値にほぼ等しい比率で減少する。本発明の１つの実施例において、バス電圧が６００ボルトであり、トランスのインダクタンスが２.０μＨである場合、電流ＩD1の変化の速さまたは比率は１マイクロ秒当りマイナス３００アンペアとなるだろう。トランスＴ１の一次コイル及びダイオードＤ１を通る、減少する電流ＩD1はゼロ電流を通り越し、ダイオードＤ１が時間ｔ2でそれの比較的小さい逆方向の漏れ電流に回復するまでダイオードＤ１を通る逆方向の電流（図示せず）となる。その時点で、ダイオードＤ１は電流を阻止し、それの端子の両端の電圧を保持し始め、そしてデバイスＳＷは全負荷電流ＩSWを伝播する。時間ｔ1から時間ｔ2までの間、スイッチングデバイスＳＷ及びダイオードＤ１はどちらもそれらの端子の両端に高電圧を生じない。トランスＴ１の一次コイルだけが高電圧下に置かれる。
【００１４】
スイッチングデバイスＳＷのオフ動作は時間ｔ6での非導電状態への遷移とともに時間ｔ4に開始される。スイッチングデバイスＳＷが伝播している電流はコンデンサーＣ３及びダイオードＤ４を通って負荷インピーダンスまで迂回させられる。この電流は図２及び図３において電流ＩC3として示されている。コンデンサーＣ３の充電動作は後で説明する。非スイッチングデバイスＳＷの両端の電圧は、トランスＴ１の一次コイル側の端子２'がトランスＴ１の一次コイル側の端子１'より高くなるようにトランスＴ１の一次コイルがバイアスされるまで増大する（図３のｔ7）。トランスの一次コイルがそのような状態にバイアスされると、トランスの２次コイル内及びダイオードＤ２及びコンデンサーＣ２を通って電流が流れ始める。動作スイッチング周波数において、トランスＴ１の２次コイルはコンデンサーＣ２によって効果的に短絡される。ダイオードＤ１はトランスＴ１の漏れインダクタンスに等しい誘導性のインピーダンスと直列に接続される。この実施例において、トランスＴ１の一次巻線のインピーダンスはこの時点で０.１μＨ未満である。トランスの一次コイルと２次コイルの間の典型的な密結合はデバイスＳＷの両端の電圧の大きさを（端子１と２の間の）バス電圧とコンデンサーＣ２の両端の電圧にトランスＴ１の巻数比を掛けた値の合計に制限する。フリーホイーリングダイオードＤ１は順バイアス導電状態に急速に駆動される。この実施例において一次巻線のインダクタンスは２０分の１未満に減少しているので、電流ＩD1は１／２０の時間で最大値まで上昇する。１,０００アンペアの最大スイッチデバイス電流ＩSW、２５０ボルトのスイッチデバイス過電圧ＶOV、及び０.１μＨの一次巻線インダクタンスＬを有するこの実施例において、ダイオードＤ１が完全な導電状態に達するまでの時間ΔＴ（図３におけるｔ7−ｔ4）は以下の方程式によって計算することができる。
【００１５】
ＶOV＝Ｌ・［ΔＩSW／ΔＴ］；選択された値で置き換えると、
２５０Ｖ＝［０.１Ｘ１０-6Ｈ］・［（１,０００Ａ−０）／ΔＴ］；結果として、
ΔＴ＝０.４μｓ。
【００１６】
トランスＴ１の一次巻線の両端の実際の電圧は正のオフセット電圧を有する４分の１サイクルの正弦波の形状を有するので上述の計算は単純化される。この実施例に対する実際の時間は０.４４μｓ未満であり、上述の計算値にほぼ等しい。
【００１７】
本発明において、ダイオードＤ１に対する期間ΔＴは短いので、図１の従来技術で使用されている第２ダイオードＤ２０は一次巻線と直列に接続されたダイオードが導電を開始するまで電流を伝播することを必要としない。上述したように、図１の従来技術において、対応するダイオードＤ１に対する期間ΔＴは８〜１０μｓ程度である。
【００１８】
トランスＴ１の一次コイルから２次コイルに伝達されたエネルギーは（移送前エネルギー蓄積コンデンサーと呼ばれる）コンデンサーＣ２の充電として蓄積される。（従来のゲート動作回路（図示せず）によって）デバイスＳＷの次のオン動作で次のスイッチ・オンサイクルが開始されると、コンデンサーＣ２、インダクターＬ１、ダイオードＤ３、及びコンデンサーＣ３から成る回路は蓄積された充電（エネルギー）をコンデンサーＣ２からコンデンサーＣ３に伝達させるために事前のスイッチ・オンサイクルから適当な状態にバイアスされる（図３のｔ1からｔ4）。コンデンサーＣ２、インダクターＬ１（共振インダクター）、及びコンデンサーＣ３は共振回路を形成し、コンデンサーＣ３の両端の電圧は次のスイッチ・オンサイクルの開始時に負である。結果的に、この共振回路は図３に示されている時間ｔ3におけるデバイスＳＷのオン動作の直後にＣ３における正の電圧（ＶＣ３）まで共振する（「共鳴する」）。ダイオードＤ３は最初の半サイクルの後、共振回路のさらなる共鳴を阻止し、それは結果的に蓄積されたエネルギーのコンデンサーＣ２（移送前エネルギー蓄積コンデンサー）からコンデンサーＣ３（移送後エネルギー蓄積コンデンサー）への伝達を生ずる。
【００１９】
デバイスＳＷのオフ動作で次のスイッチ・オフサイクル（図３のｔ4からｔ7）が開始されると、コンデンサーＣ３に蓄積された充電はダイオードＤ４を流れる負荷ＲLの電流に寄与する。この様式において、コンデンサーＣ３及びダイオードＤ４はスナッバー回路として機能し、デバイスＳＷはそれのオフ動作中に同時的な高電圧及び高電流の状態に置かれることはない。本発明のソリッドステートスイッチング回路はトランスＴ１の一次コイルに最初に格納されたエネルギーの（回路素子内の寄生的な損失を除いた）回復（手段）を与える。スイッチングデバイスの損失の減少により、スイッチング回路の動作周波数が効果的に増大され、結果的に回路の関連する電力素子のコスト及び可聴ノイズのレベルを減少させる。
【００２０】
（制限ではないが）図２に図示されている本発明のソリッドステートスイッチング回路の１つの実施例に対して選択される部材または素子の例を以下に示す。
【００２１】
【表１】
2008535461.tif 000003
【００２２】
従来技術の応用例と本発明のソリッドステートスイッチング回路の応用例を比較することにより、本発明の長所はより明らかになるだろう。（端子１及び２に印加される）直流６００ボルトの入力電圧Ｖin、（端子１及び５に適用される）直流０〜２００ボルトの範囲の出力（負荷）電圧Ｖout、０〜１,０００アンペアの範囲の出力（負荷）電流Ｉout、及び１０ｋＨｚの動作周波数ｆを有する、図１に図示されている従来の直流−直流チョッパー電源を考える。高電力、急速回復ダイオードＤ１０に対する典型的な設計要求は逆方向回復中の電流の変化の比率が４００アンペア／マイクロ秒未満に保持されなければならないことである。直流６００ボルトの入力を有する通常の直列インダクタースイッチング回路を使用した場合、１.５μＨの最小インダクタンスを有する直列インダクターＬ１０が必要とされ、そして、設計に対する許容性を考慮すると、２.０μＨのインダクタンスＬを有する直列インダクターの選択が必要であるだろう。この応用例において、選択された直列インダクターの損失Ｐ(IND)lossは以下の方程式によって計算することができる。
【００２３】
Ｐ(IND)loss＝０.５・Ｌ・ｆ・［Ｉout］2；選択された値で置き換えると、
Ｐ(IND)loss＝０.５・［２.０ｘ１０-6Ｈ］・［１０,０００Ｈｚ］・［１,０００Ａ］2；結果として、
Ｐ(IND)loss＝１０,０００ワット。
【００２４】
この２００ｋＷ（Ｖout・Ｉout）出力電源において、１０,０００ワットはスイッチング回路における５パーセントの損失を意味する。単純化するために、ダイオードＤ４の逆方向回復電流は通常、１,０００ワット未満であるので、計算においてそれらは無視された。
【００２５】
スイッチングデバイスのオフ動作のスイッチング損失を減少させるためにスイッチングデバイスの両端の電圧上昇を１μｓで供給入力電圧（Ｖin）未満に制限するための典型的な設計要求とともに、図１に示されている従来のスナッバー回路を使用した場合、スナッバーコンデンサーＣSに対して１.６μＦの最小容量が要求されるだろう。そして、設計に対する許容性を考慮すると、２.０μＦの容量ＣSを有するスナッバーコンデンサーの選択が必要であるだろう。さらに、典型的な２５０ボルトのオーバーシュートを想定すると、選択されたスナッバーコンデンサーのピーク電圧Ｖcapは８５０電圧となるだろう。この応用例において、選択されたスナッバーコンデンサーの最大損失Ｐ(CAP)lossは以下の方程式によって計算することができる。
【００２６】
Ｐ(CAP)loss＝０.５・ＣS・［Ｖcap］2・ｆ；選択された値で置き換えると、
Ｐ(CAP)loss＝０.５・［２.０ｘ１０-6ｍＦ］・｛［６００Ｖ］2＋［２５０Ｖ］2｝・［１０,０００Ｈｚ］；結果として、
Ｐ(CAP)loss＝４,２２５ワット。
【００２７】
また、デバイスＳＷがオフになった直後にコンデンサーＣSが抵抗ＲSを介して８５０ボルトから６００ボルトまで放電したとき、及びデバイスＳＷがオンになり、コンデンサーＣSが抵抗ＲSを介して６００ボルトから０ボルトまで放電したときにさらなる損失を生ずる。
【００２８】
結果として、比較例としての従来技術の応用例は１４,２２５ワット（Ｐ(IND)loss＋Ｐ(CAP)loss）の全損失を生じ、それは２００ｋＷ出力電源のほぼ７.５パーセントに相当する。従来、動作周波数を２または３ｋＨｚに減少させることによってこの高レベルの損失を減少させている。
【００２９】
上述の従来技術の電源と同等の出力パラメーターを有するバックチョッパー電源を備え、本発明のソリッドステートスイッチング回路を使用した応用例の場合、直列トランスＴ１の選択されたインダクタンスは２.０μＨであり、トランスＴ１の漏れインダクタンスは０.１μＨ未満であり、そしてスナッバーコンデンサーＣSの選択された容量は４.０μＦであるだろう。この例において、スイッチング回路の全損失は３００ワット未満であることが計算できる
【００３０】
本発明の実施例は特定の電気素子への参照を含む。当業者は特定の部材を変更することによって本発明を実施することもできるだろう。それらの部材は必ずしも同様な種類のものである必要はなく、本発明の所望の条件を生成し、所望の結果を達成することができればどのような種類のものであってもよい。例えば、複数の部材の代わりに単一の部材が使用されてもよいし、またはその逆の変更が行われてもよい。さらに、図示された実施例において逓降スイッチモード電源が使用されているが、本発明のスイッチング回路は他の回路構成に適用されてもよい。
【００３１】
本発明の上述の実施例は説明の目的のためだけに与えられたものであり、本発明を制限するものではない。ここまで本発明は多様な実施例とともに説明されてきたが、これらの説明で使用された用語は説明のための用語であり、本発明を制限するためのものではない。また、本発明は特定の手段、材料、及び実施例への参照とともに説明されてきたが、本発明はこれらの特定の手段、材料、及び実施例に限定されるものではない。すなわち、本発明は付随する請求の範囲に含まれる全ての機能的に等価な構成、方法、及び使用を含む。本願の発明の詳細な説明を参照した当業者は本発明の範囲及び意図から外れることなく多様な改良及び変更を行うことができるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】従来技術のソリッドステートスイッチング回路の回路図である。
【図２】本発明に従ったソリッドステートスイッチング回路の１つの実施例の回路図である。
【図３】本発明に従ったソリッドステートスイッチング回路の１つの実施例で使用されるスイッチングデバイスのオン及びオフ中の例としての波形図である。
【符号の説明】
【００３３】
１−５  端子
１０    本発明のソリッドステートスイッチング回路
１０１  従来技術の逓降スイッチモード（バックチョッパー）電源
Ｃ１−Ｃ３  コンデンサー
Ｃ１０−Ｃ２０  コンデンサー
ＣＳ    スナッバーコンデンサー
Ｄ１−Ｄ４  フリーホイーリングダイオード
Ｄ１０  フリーホイーリングダイオード
Ｄ２０  ダイオード
ＤＳ    ダイオード
Ｌ１    インダクター
Ｌ２    チョーク
Ｌ１０，Ｌ２０  インダクター
Ｒ２０  抵抗
ＲＬ    負荷
ＲＳ    抵抗
ＳＷ    スイッチングデバイス
Ｔ１    トランス
【図１】
2008535461.tif 000004
【図２】
2008535461.tif 000005
【図３】
2008535461.tif 000006
【国際調査報告】
2008535461.tif 000007
2008535461.tif 000008
2008535461.tif 000009