(57)【要約】本発明により、高電力および高電圧のアプリケーションに適した絶縁電力変換器が提供される。上記絶縁電力変換器は、スタックされた整流器を有し、上記整流器は、無損失スナバ回路によってスナブされる。上記無損失スナバ回路は、電圧変換範囲を制限しない。少なくとも１つの負荷に電力を送達するためのバイポーラ電力変換器が提供され、上記電力変換器は、正の出力端子、負の出力端子、および共通出力端子と、第１および第２の整流器回路と、第１および第２の整流器端子と、第１および第２のフィルタインダクタと、第１および第２のフィルタキャパシタと、第１および第２のスナバインダクタと、第１および第２のスナバキャパシタと、第１および第２のスナバダイオードとを備える。
2008512082.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの負荷に電力を送達するためのバイポーラ電力変換器であって、
ａ）正の出力端子、負の出力端子、および共通出力端子と、
ｂ）インバータからａｃ電力を受信し、第１の正の整流器端子と第１の負の整流器端子との間にｄｃ電力を送達する第１の整流器回路、および、該インバータからａｃ電力を受信し、第２の正の整流器端子と第２の負の整流器端子との間にｄｃ電力を送達する第２の整流器回路と、
ｃ）該正の出力端子に接続される該第１の正の整流器端子、および、該負の出力端子に接続される該第２の負の整流器端子と、
ｄ）該第１の負の整流器端子と該共通出力端子との間に接続される第１のフィルタインダクタ、および、該第２の正の整流器端子と該共通出力端子との間に接続される第２のフィルタインダクタと、
ｅ）該正の出力端子と該共通出力端子との間に接続される第１のフィルタキャパシタ、および、該負の出力端子と該共通出力端子との間に接続される第２のフィルタキャパシタと、
ｆ）該正の出力端子と第１のスナバ接合部との間に接続される第１のスナバインダクタ、および、該負の出力端子と第２のスナバ接合部との間に接続される第２のスナバインダクタと、
ｇ）該第１のスナバ接合部と出力端子との間に接続される第１のスナバキャパシタ、および、該第２のスナバ接合部と該出力端子との間に接続される第２のスナバキャパシタと、
ｈ）該第２の正の整流器端子と該第１のスナバ接合部との間に接続される第１のスナバダイオードおよび該第２のスナバ接合部と該第１の負の整流器端子との間に接続される第２のスナバダイオードであって、該スナバダイオードが順方向に電流を伝導するときに、第１のダイオード電流が該第１のスナバダイオードを介して該第１のスナバ接合部に流れ、第２のダイオード電流が該第２のスナバ接合部から該第２のスナバダイオードに流れるように、該スナバダイオードに向きが決められている、第１のスナバダイオードおよび第２のスナバダイオードと
を備える、バイポーラ電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にスイッチモード電力変換器に関し、特に、プラズマ処理のような高電力および高電圧のアプリケーションに適した絶縁ｄｃ電力変換器に関連する。
【背景技術】
【０００２】
変圧器のワインディングの出力がインダクタによって整流されフィルタされる絶縁ｄｃ電力変換器に共通する問題は、整流ダイオードがオフになり保存されたエネルギーが解放されたときに、整流ダイオードの逆回復の間に様々な回路インダクタンスで生成されたエネルギーにより、ダイオードが、変圧器ワインディングにおいて生じる電圧オーバーショットからの逆ブレークダウンを受けないようにするために、整流器が、何らかのスナビング回路を必要とするということである。この問題は一般的に、保存されたエネルギーを整流器からスナバ回路を用いて別の方向へ向けさせることによって対処される。変圧器絶縁された出力回路に接続されたスナバは、一般に第２スナバと呼ばれる。
【０００３】
散逸型と無損失型という、２つの主なスナバ回路のカテゴリーがある。散逸型スナバは、保存されたエネルギーを抵抗器に向ける。散逸型スナバは、しばしば高電力変換器において実際的でなく、そのため、無損失型スナバ回路の様々なものが開発されて来た。無損失型スナバは、保存されたエネルギーを、変換器入力、変換器出力、または、それら２つの組み合わせに向ける。無損失スナバは、ダイオード、能動的スイッチ、キャパシタ、および、インダクタのような、理想的には無損失である構成要素によって構成される。しかしながら、実際には、いわゆる無損失スナバは、いくらかの電力損失を有するが、それは、散逸型スナバの電力損失よりもはるかに低い。
【０００４】
能動的スイッチを使用する先行技術の第２スナバは、非特許文献１に記述されている。スナビング回路において能動的な構成要素を有すると、電力変換器にコストと複雑さが加えられるので、受動的なスナバを使用することがしばしば好適である。受動的な第２スナバの様々なものは、非特許文献２に記述されている。
【０００５】
スタックされた出力整流器回路電源を高出力電圧で使用することは、しばしば望まれる。スタックされた整流器の構造は、スタックされた整流器なしで電力変換器にインプリメントされ得ないスナバ回路を用いる機会を提供し得る。この例は、スタックされた出力整流器を伴う電力変換器に対する特に単純なスナバ回路であり、非特許文献３に記述されている。この先行技術の電力変換器は、図１に図示されている。
【０００６】
図１では、バイポーラ電源ＢＰＳは、ａｃ電力をブリッジ整流器ＲＣＴＡおよびＲＣＴＢに供給する、従来の位相シフトされたブリッジインバータＰＳＢを有する。フィルタインダクタＬＦＡおよびＬＦＢは、フィルタキャパシタＣＦＡおよびＣＦＢへ供給される電流において、リップル（ｒｉｐｐｌｅ）を滑らかにする。このタイプの変換器は、常に連続伝導モードで動作し、このことは、フィルタコンダクタにおける電流が、各スイッチングサイクルの間中、さえぎられているのにもかかわらず、連続的に流れることを意味する。位相シフトされたブリッジＰＳＢインバータが電力を供給していないとき、整流器中のダイオードは、スイッチングサイクルの間隔の間中、惰性モードで動作する。インバータが整流器に電力を供給するのを始めるとき、整流器ダイオードはオフになり、スナバダイオードＤＳＡおよびＤＳＢは、整流器ブリッジ電圧を正の出力端子ＰＴと負の出力端子ＮＴとの間の全出力電圧に固定する。
【０００７】
このスナビング方式は、単純で効果的ではあるが、スナバダイオードＤＳＡおよびＤＳＢが大きな電流パルスを出力フィルタキャパシタＣＦＡおよびＣＦＢへ引き渡さないようにするために、インバータデューティサイクルの許容動作範囲を、０．５よりいくらか大きい値に制限する不利さを有する。この効果は、この電力変換回路で得ることのできる電圧転換比の可能な範囲を制限する。
【０００８】
スタックされた整流器が、電圧変換範囲を制限しない無損失スナバ回路を用いてスナブされる高電力および高電圧応用に適した絶縁された広い範囲の電力変換器が提供されることが、望ましい。
【非特許文献１】Ｊｕｎｇ−Ｇｏｏ  Ｃｈｏ  ｅｔ  ａｌ．，“Ｚｅｒｏ−ｖｏｌｔａｇｅ  ａｎｄ  ｚｅｒｏ−ｃｕｒｒｅｎｔ−ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｆｕｌｌ−ｂｒｉｄｇｅ  ＰＷＭ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｕｓｉｎｇ  ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  ａｃｔｉｖｅ  ｃｌａｍｐ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｊｕｌｙ  １９８８，ｖｏｌ．  １３，ｎｏ．  ４，，ｐｐ．６０１−６０７
【非特許文献２】Ｊｕｎｇ  Ｇ．  Ｃｈｏ  ｅｔ  ａｌ．，“Ｎｏｖｅｌ  ｚｅｒｏ−ｖｏｌｔａｇｅ  ａｎｄ  ｚｅｒｏ−ｃｕｒｒｅｎｔ−ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  （ＺＶＺＣＳ）  ｆｕｌｌ−ｂｒｉｄｇｅ  ＰＷＭ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｕｓｉｎｇ  ａ  ｓｉｍｐｌｅ  ａｕｘｉｌｉａｒｙ  ｃｉｒｃｕｉｔ，”  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＥＥＥ  １９９８  Ａｐｐｌｉｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ａｎｄ  Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ  （ＡＰＥＣ），ｖｏｌ．  ２，ｐｐ．  ８３４−８３９
【非特許文献３】Ａｓｈｉｓｈ  Ｂｅｎｄｒｅ，“Ｎｅｗ  Ｈｉｇｈ  Ｐｏｗｅｒ  ＤＣ−ＤＣ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｌｏｓｓ  Ｌｉｍｉｔｅｄ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ａｎｄ  Ｌｏｓｓｌｅｓｓ  Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  Ｃｌａｍｐ，”  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＥＥＥ  ２００１  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  （ＰＥＳＣ），ｖｏｌ．  １，ｐｐ．  ３２１−３２６
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（発明の要約）
本発明は、電圧変換範囲を制限しない無損失スナバ回路を用いてスナブされるスタックされた整流器を有する高電力および高電圧アプリケーションに適した絶縁電力変換器を提供する。電源は、正の出力端子、負の出力端子、および共通出力端子を有する。第１の整流器回路は、インバータからａｃ電力を受信し、第１の正の整流器端子と第１の負の整流器端子との間にｄｃ電力を送達し、第２の整流器回路は、該インバータからａｃ電力を受信し、第２の正の整流器端子と第２の負の整流器端子との間にｄｃ電力を送達する。第１の正の整流器端子は、該正の出力端子に接続され、第２の負の整流器端子は、該負の出力端子に接続される。第１のフィルタインダクタは、該第１の負の整流器端子と該共通出力端子との間に接続され、第２のフィルタインダクタは、該第２の正の整流器端子と該共通出力端子との間に接続される。第１のフィルタキャパシタは、該正の出力端子と該共通出力端子との間に接続され、第２のフィルタキャパシタは、該負の出力端子と該共通出力端子との間に接続される。第１のスナバインダクタは、該正の出力端子と第１のスナバ接合部との間に接続され、第２のスナバインダクタは、該負の出力端子と第２のスナバ接合部との間に接続される。第１のスナバキャパシタは、該第１のスナバ接合部と出力端子との間に接続され、第２のスナバキャパシタは、該第２のスナバ接合部と該出力端子との間に接続される。第１のスナバダイオードは、該第２の正の整流器端子と該第１のスナバ接合部との間に接続され、第２のスナバダイオードは、該第２のスナバ接合部と該第１の負の整流器端子との間に接続される。該スナバダイオードが順方向に電流を伝導するときに、第１のダイオード電流が該第１のスナバダイオードを介して該第１のスナバ接合部に流れ、第２のダイオード電流が該第２のスナバ接合部から該第２のスナバダイオードに流れるように、該スナバダイオードに向きが決められている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（本発明の詳細な説明）
図２において、ｄｃ電力を入力端子ＰＩＴおよびＮＩＴから受け取るインバータＩＮＶを有する広範囲なバイポーラ電源ＷＲＢＰＳが示される。インバータは、変圧器Ｔ１を駆動するスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を有する。スイッチは、位相シフトされたブリッジとしてまたはパルス幅変調Ｈブリッジとしてインバータが機能するように、制御回路（示されていない）によって動作され得る。インバータＩＮＶはまた、電流パルスを変圧器に伝える任意の公知のインバータ回路によってもインプリメントされ得る。変圧器Ｔ１は、ａｃ電力をブリッジ整流器ＲＣＴ１およびＲＣＴ２に供給する２次巻線Ｔ１ＡおよびＴ１Ｂを有する。代替的に、Ｔ１は、Ｔ１と同じ機能を果たす２つの変圧器と置き換えられ得る。整流器ＲＣＴ１は、ｄｃ電力を正の出力端子ＰＲＴ１と負の出力端子ＮＲＴ１との間に伝える。整流器ＲＣＴ２は、ｄｃ電力を正の出力端子ＰＲＴ２と負の出力端子ＮＲＴ２との間に伝える。整流器ＲＣＴ１およびＲＣＴ２は、フォワード変換器およびフライバック変換器において使用されるような、たとえば、センタタップ型全波整流器および半波整流器などのその他の公知の整流回路によってインプリメントされ得る。
【００１１】
電源ＷＲＢＰＳは、正の出力端子ＰＯＴ、負の出力端子ＮＯＴ、および共通出力端子ＣＯＴを有する。正の整流端子ＰＲＴ１は、正の出力端子ＰＯＴに接続され、負の整流端子ＮＲＴ２は、負の出力端子ＮＲＴ２に接続される。フィルタインダクタＬＦ１は、負の整流端子ＮＲＴ１と共通出力端子ＣＯＴとの間に接続される。第２のフィルタインダクＬＦ２は、正の整流器端子ＮＲＴ２と共通出力端子との間に接続される。出力フィルタキャパシタＣＦ１は、正の整流器端子と共通出力端子との間に接続され、出力第２フィルタキャパシタＣＦ２は、負の出力端子と共通出力端子との間に接続される。フィルタインダクタＬＦ１およびＬＦ２は、フィルタキャパシタＣＦ１およびＣＦ２に供給される電流におけるリップルを平滑化する。
【００１２】
スナバインダクタＬＳ１は、正の出力端子とスナバ接合部ＳＪ１との間に接続され、第２のスナバインダクタＬＳ２は、負の出力端子と第２のスナバ接合部ＳＪ２との間に接続される。スナバキャパシタＣＳ１は、スナバ接合部ＳＪ１と負の出力端子負の出力端子との間に接続され、第２のスナバキャパシタＣＳ２は、第２のスナバ接合部と正の出力端子との間に接続される。図２に示されるスナバキャパシタ接続は、一般に、出力フィルタキャパシタにおける最小のリップル電流を生成するが、スナバキャパシタはまた、任意の出力端子に、好適には対称的な方法で、接続され得る。たとえば、ＣＳ１は、正の出力端子へ接続される１つの端部を有し得、ＣＳ２は、負の出力端子へ接続される１つの端部を有し得る。代わりに、ＣＳ１およびＣＳ２の両方は、各々、共通出力端子へ接続される１つの端部を有し得る。
【００１３】
スナバダイオードＤＳ１は、正の整流器端子ＰＲＴ２とスナバ接合部ＳＪ１との間に接続され、第２のスナバダイオードＤＳ２は、スナバ接合部ＳＪ２と負の整流器端子ＮＲＴ１との間に接続される。スナバダイオードは、それらが順方向に電流を伝えるとき、ＤＳ１における電流がスナバ接合部ＳＪ１に流れ、ＤＳ２の電流が接合部ＳＪ２から流れるように、向きが決められる。
【００１４】
２次巻線Ｔ１ＡおよびＴ１Ｂは、整流器ＲＣＴ１およびＲＣＴ２の整流端子間の本質的に等しい電圧および同一の波形を生成する方法で好適に巻かれる。これらの整流器が全波整流回路を使用してインプリメントされる場合、２次巻線の極性は重要ではない。しかしながら、整流器ＲＣＴ１およびＲＣＴ２は、半波整流回路を使用してインプリメントされ、２次巻線極性は、図２に示されるとおりである。整流器ＲＣＴ１およびＲＣＴ２の出力電圧がほぼ等しくなるように、２次巻線がインプリメントされる場合、２つのスナバインダクタＬＳ１およびＬＳ２、ならびに、２つのフィルタインダクタＬＦ１およびＬＦ２は、図２に示されるように結合される。スナバキャパシタＣＳ１およびＣＳ２は、好適には、等しいキャパシタンスを有し、フィルタキャパシタＣＦ１およびＣＦ２が等しいキャパシタンスを有することもまた、好適である。
【００１５】
図３および図４は、インバータがそれぞれ、デューティサイクル０．７および０．４で動作しているときの電源ＷＲＢＰＳの波形を示す。波形は、表１に指定されるコンポーネント値およびパラメータでのコンピュータシミュレーションによって生成される。表２は、動作性能パラメータをリストする。
【００１６】
図３および図４において、ＶＯＵＴは、正および負の出力電圧端子の間の出力電圧であり、ＶＢＲＩＤＧＥは正および負の整流器端子の各セット間の電圧であり、ＶＳＮＵＢは、スナバキャパシタ全体の電圧である。ＩＬＦは、フィルタインダクタＬＦ１およびＬＦ２の点線の端から流れる電流であり、ＩＬＳは、スナバインダクタＬＳ１およびＬＳ２の点線の端から流れる電流である。ＩＳＥＣは、２次巻線Ｔ１ＡおよびＴ１Ｂの点線の端から流れる電流である。
【００１７】
【表１】
2008512082.tif 000003
図３は、インバータＩＮＶが、デューティサイクル０．７で動作しているときの図２の電源ＷＲＢＰＳの波形を示す。整流器ＲＣＴ１およびＲＣＴ２の出力電圧端子間の電圧のピークから平均への率（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ  ｒａｔｉｏ）が２より小さいとき、スナバダイオードは、ほとんど電流を流さないで、スナバ電圧ＶＳＮＵＢは、ブリッジ電圧のピーク値にほぼ等しい。この条件は、そのようなＩＮＶの方形波インバータのデューティサイクルが０．５よりいくらか大きいとき、満たされる。整流器出力電圧のデューティサイクルは、変圧器のリークインダクタンスのためにインバータのデューティサイクルより小さい。図１の従来技術の電源ＢＰＳは、インバータデューティサイクルが高いとき、同様な方法で動作する。
【００１８】
図４は、インバータＩＮＶが、デューティサイクル０．４で動作しているときの図２の電源ＷＲＢＰＳの波形を示す。整流器ＲＣＴ１およびＲＣＴ２の出力電圧端子間の電圧のピークから平均への率が２より大きいとき、スナバダイオードは相当な電流を流す。この条件は、ＩＮＶなどの方形波インバータのデューティサイクルが約０．５より小さいとき、満たされる。このことは、図１の従来技術の電源ＢＰＳについてもあてはまる。スナバダイオードＤＳ１およびＤＳ２を介して流れる電流のピーク値は、波形ＩＬＦによって示されるように、スナバインダクタＬＳ１およびＬＳ２によって制限される。図４の一番下の図は、スナバインダクタを介する電流がフィルタインダクタを介する電流より大きいことを示すが、出力電圧におけるリップルは、なおも比較的に低い。
【００１９】
スナバキャパシタ電圧ＶＳＮＵＢのピーク値は、図３および図４の場合とほぼ同じであるが、リップル電圧は、図４の場合よりはるかに大きい。そうであっても、スナバキャパシタ交流電圧および電流のボルトアンペア生成は、わずか約２．５ｋＶＡであり、１５ｋＷ出力電力に比較して、なおも小さい。
【００２０】
スナバキャパシタの最適値は、アプリケーションによる。表にリストされたキャパシタは、プラズマロードに電力を伝えるために使用される電源に適しており、２００４年７月２日出願の、係属中の特許出願第１０／８８４，１１９号、名称Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｆａｓｔ  Ａｒｃ  Ｅｘｔｉｎｃｔｉｏｎ  Ｗｉｔｈ  Ｅａｒｌｙ  Ｓｈｕｎｔｉｎｇ  ｏｆ  Ａｒｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  ｉｎ  Ｐｌａｓｍａにおいては、ｄｃ電力をインプリメントするために利用され得る。高出力電圧機能、広範囲な出力電圧、およびこの電源の低出力キャパシタンスによって、それが、そのようなアプリケーションにうまく適するようになる。このアプリケーションにおいて、共通出力端子は使用されない。
【００２１】
ＷＲＢＰＳ電力供給回路はまた、バイポーラ出力電圧機能が使用される場合のアプリケーションにおいても使用される。この例は、それを、整流された三相電圧からの安定した非接地直流バス電圧を生成するために電力供給するプレレギュレータとして使用する。プレレギュレータは、電力をスタック電力変換器へ供給し、そのスタック電力変換器は、２００４年８月２４出願の、係属中の特許出願、名称「Ｓｏｆｔ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」に記述されたソフトスイッチングスタックバック電力変換器などの、３つの対応する入力端子を有するスタック電力変換器に電力を供給する。ＤＣインバータ入力端子ＰＩＴおよびＮＩＴは、三相ブリッジ整流器の出力電圧から電力を受け取る。このアプリケーションにおいて、広範囲の電圧変換が、ａｃ入力電圧における変化に対応するために使用される。出力キャパシタは、大量のエネルギーの格納を提供するために（これにより、電力ラインの過渡を利用する能力が提供される）、数百マイクロファラド程度で非常に大きいことが好ましい。インバータ用の制御回路網（示されず）は、比較的に安定して出力電圧を維持しながら、ブリッジ整流器からの比較的に一定の電流を引き出すように設計されるべきである。そのような制御回路は、数ｋＨｚの帯域幅を有する内部の入力電流制御ループおよび非接地ｄｃバス出力電圧を調整するためのａｃ電力ラインの周波数より実質的に小さい帯域幅を有する。
【００２２】
本明細書において本発明の特定の構造および動作の詳細が示され、記述されているが、それらは、単に例示の目的であり、本発明の精神と範囲を逸脱することなく当業者によって変更と修正が容易になされ得る。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】図１は、使用可能な電圧変換範囲を制限する簡易な無損失スナバ回路を有する従来技術のバイポーラ電源を示す。
【図２】図２は、広範囲な電圧変換が可能な無損失スナバ回路を有するバイポーラ電源を示す。
【図３】図３は、インバータが０．７デューティサイクルを有するとき、図２の電源の波形を示す。
【図４】図４は、インバータが０．４デューティサイクルを有するとき、図２の電源の波形を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
2008512082.tif 000008