(57)【要約】  本発明は、線形動作モード、閉スイッチ動作モード、およびオフ動作モードを有し、電流がソース端子からドレイン端子へ流れる第１動作段階および電流が流れない第２動作段階を含む、並列に接続された複数のトランジスタを備えるスイッチングアセンブリを制御する方法に関する。この方法は、次の連続する段階を含む。（ａ）スイッチングアセンブリを第１段階の一部の間に閉スイッチモードで制御する段階、（ｂ）スイッチングアセンブリを線形モードで制御する段階、および（ｃ）アセンブリを第２段階の一部の間にオフモードで制御する段階。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列に接続された複数のトランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）を備えるスイッチングアセンブリ（１）を制御する方法であって、
前記トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）の内部抵抗が所定の範囲の値内で制御され得る線形動作モードと、
前記内部抵抗が最小値に等しい閉スイッチ動作モードと、
前記内部抵抗が最大値に等しいオフ動作モードと、
を有し、
電流が前記トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）のソース端子からドレイン端子へ流れる第１動作段階と、
電流が流れない第２動作段階、
とを含み、
（ａ）前記スイッチングアセンブリ（１）の前記トランジスタは、前記第１段階の少なくとも一部の間に、閉スイッチモードにおいて普通の方法で制御される段階と、
（ｂ）前記トランジスタは、少なくとも第１所定期間に、前記第１段階の終端で、線形モードにおいて普通の方法で制御される段階と、
（ｃ）前記トランジスタは、前記第２段階の少なくとも一部の間に、オフモードにおいて、普通の方法で制御される段階、
とを連続して含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
段階（ａ）に先立って、スイッチングアセンブリ（１）が第１段階の少なくとも一部の間に線形モードで制御される段階（ｄ）も含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
周期的に機能する電気変換ブリッジで実施され、第１期間が第１段階の５％以上である請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
ドレイン／ソース電圧Ｕdsが第２段階中に増大し、最大上昇勾配に達し、そして前記ドレイン／ソース電圧Ｕdsが前記最大上昇勾配に達すると、ゲート／ソース電圧Ｕgsが所定の閾値よりかなり小さくなるように、前記スイッチングアセンブリ（１）のトランジスタが短い漂遊容量放電時間を有する請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
【請求項５】
電気変換ブリッジで実施される請求項１〜４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
電気変換ブリッジが、交流発電機または電動機として交互に機能できる回転電気機械に接続される請求項５に記載の方法。
【請求項７】
スイッチを制御するために実施される請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の方法を実施する手段を備え、並列に接続された複数のトランジスタを備えるスイッチングアセンブリを制御する装置。
【請求項９】
比較器（２）および調整手段も備える請求項８に記載の装置であって、コンデンサ（Ｃ１）および抵抗（Ｒ１）は、前記比較器（２）の出力と前記比較器の入力との間に直列に接続され、抵抗（Ｒ３）は、前記比較器の前記出力とスイッチングアセンブリ（１）のゲート端子との間に接続され、そして抵抗（Ｒ２）は、前記比較器の前記入力と前記スイッチングアセンブリのドレイン端子との間に接続されている装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタの制御、より詳細には、ＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）に関する。
【背景技術】
【０００２】
ある種の応用例では、ＭＯＳトランジスタは、電圧整流ブリッジのような電気変換ブリッジに含まれる。このような電気変換ブリッジ、例えばインバータを可逆的に使用できる。従って、ＭＯＳＦＥＴの内部ダイオードを整流素子として用いる、ＭＯＳＦＥＴを備える可逆インバータによって制御される電動機を交流発電機として機能させる方法は、知られている。これは、インバータをダイオードブリッジとして用いることを意味する。しかしながら、内部ダイオードの端子における電圧降下は、大きな電気損失を生じる。
【０００３】
このことが、各ＭＯＳトランジスタは、逆電流（負の電流）がドレインとソースとの間を流れるとき、オン状態に切り換えられ（段階Ｉ）、残りの期間では、オフ状態に切り換えられる（段階ＩＩ）理由である。
【０００４】
さらに、各スイッチングユニットの許容電流の強さを増大させるために、並列に接続された複数のトランジスタを備えるスイッチングアセンブリを用いる方法が、特許文献１から公知である。電気変換ブリッジで用いられるこのスイッチングアセンブリは、オフ飽和モード、およびオン飽和モードで、交互に制御される。それにもかかわらず、内部ダイオードの端子における電圧降下のために、大きなスイッチング損失が観測される。
【０００５】
ＭＯＳＦＥＴを、オン状態において線形モードで制御する、すなわち、トランジスタのドレイン／ソース端子の電圧を一定に保つために、その内部抵抗を直線的に制御する方法が、特許文献２により公知である。これは、コントローラを用いて達成される。
【特許文献１】米国特許第６４３００７１号公報
【特許文献２】国際公開第Ａ２００４／０３４４３９号パンフレット
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、大きい振幅の電流の場合には、トランジスタは閉スイッチモードになり、次に、トランジスタの内部抵抗がその最小値に達する（オン状態）ように、コントローラは、命令をトランジスタに課す。次に、トランジスタを非導通状態（オフ状態）に切り換える必要がある場合に、コマンドは、それをオン状態からオフ状態へ変える。このために、トランジスタに蓄積された電荷を放電することが必要である。その結果、通常、大きい重複電流の生じるスイッチングにおいて、遅延が観測される。これは、変換ブリッジの性能、特に搭載システムにおける無線妨害、ジュール効果による損失、および漂遊リップルを低下させる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の目的は、これらの欠点を緩和することである。
【０００８】
本発明の第１態様は、次の動作モードを有する、並列に接続された複数のトランジスタを備えるスイッチングアセンブリを制御する方法を提案する。
−トランジスタの内部抵抗を、所定の範囲の値内で制御することができる線形動作モード、
−内部抵抗が最小値に等しい閉スイッチ動作モード、および
−内部抵抗が最大値に等しいオフ動作モード。
【０００９】
この方法は、次の動作段階を含んでいる。
−電流がトランジスタのソース端子から、ドレイン端子へ流れる第１動作段階、および
−電流が流れない第２動作段階。
【００１０】
さらに、この方法は、次の連続する段階を含んでいる。
（ａ）スイッチングアセンブリのトランジスタは、第１段階の少なくとも一部の間に、閉スイッチモードにおいて普通の方法で制御される段階。
（ｂ）トランジスタは、少なくとも第１所定期間に、第１段階の終端で線形モードにおいて、普通の方法で制御される段階。
（ｃ）トランジスタは、第２段階の少なくとも一部の間に、オフモードにおいて普通の方法で制御される段階。
【００１１】
これらの段階によって、電気変換ブリッジが高速になるので、スイッチングは、より容易に達成される。これは、オフ状態に切り換わる前に、線形モードに戻ることによって、各トランジスタに蓄積された電荷の量はかなり少なくなり、従って放電が速くなるからである。このようにして、高速スイッチング、従って電気変換ブリッジの性能の改善が確保される。
【００１２】
本発明による方法の種々の実施形態では、必要に応じ、次の準備の１つ、または他のもの、または両方に頼ることがある。
−段階（ａ）に先立って段階（ｄ）で、各トランジスタは、第１段階の少なくとも一部の間に、線形モードで制御される。
−この方法が周期的に機能する電気変換ブリッジで実施される場合に、第１期間は、第１段階の５％以上である。
−ドレイン／ソース電圧Ｕdsは第２段階中に増大し、最大上昇勾配に達し、そしてドレイン／ソース電圧Ｕdsが前記最大上昇勾配に達すると、ゲート／ソース電圧Ｕgsが所定の閾値よりかなり小さくなるように、スイッチングアセンブリの各トランジスタは小さい漂遊容量放電時間を有する。
−この方法は、電気変換ブリッジで実施される。
−電気変換ブリッジは、交流発電機または電動機として交互に機能できる回転電気機械に接続される。
−この方法は、スイッチを制御するために用いられる。
【００１３】
さらに、本発明の第２態様は、第１態様による方法を実施する手段を備えるトランジスタ制御装置を提案するのである。
【００１４】
このような装置は、次のコンデンサおよび抵抗を備える比較器、および調整手段を備えていることが有利である。
比較器の出力と比較器の入力との間に直列に接続されるコンデンサ、および抵抗、比較器の前記出力とスイッチングアセンブリのゲート端子との間に接続される抵抗、ならびに比較器の前記入力とスイッチングアセンブリのドレイン端子との間に接続される抵抗。
【００１５】
本発明の他の特徴および利点については、添付図面に示す非制限的な例によって説明する、実施形態の１つの次の説明により明らかになると思う。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
各図において、同じ符号は、同一または類似の素子を示す。
【００１７】
図１に示すように、並列に接続されたＭＯＳトランジスタを備えるスイッチングアセンブリ１の制御回路は、例えば、演算増幅器２を用いて構築できる誤差増幅器２を備えることができる。スイッチングアセンブリのドレイン／ソース端子の電圧（以後および図でＵdsと示す）は、基準電圧３（以後および図でＵrefと示す）、例えばマイナスと比較することができる。誤差増幅器は、例えば、アセンブリの各トランジスタのゲートに電圧を同時に供給することによって、スイッチングアセンブリ１を制御する。さらに、この制御回路は、コンデンサＣ１および２つの抵抗Ｒ１とＲ２から優先的に成るリターンループを備えている。
【００１８】
動作時、ドレイン／ソース電圧が負になると、スイッチングアセンブリは、正の電圧をそのゲートに加えることによって制御される。このようにして、ソースからドレインへトランジスタを通過する電流Ｉの通過に因るドレイン／ソース電圧降下が、基準電圧を超えないように、トランジスタの内部抵抗を変化させることが可能である。従って、スイッチングアセンブリの端子電圧を一定に保つことが可能である。
【００１９】
しかし、大きい振幅の電流（例えば１５０Ａ）の場合には、各トランジスタを通過する電流の強さと、トランジスタの最小内部抵抗の積は、基準電圧値よりも大きい。従って、増幅器によってゲートに加えられる電圧は非常に高く、トランジスタは、閉スイッチモード（オン状態）になる。このような場合におけるスイッチングアセンブリの電圧および電流の変化について、図２のタイミング図によって説明する。
【００２０】
この方法を、電気変換ブリッジで実施する場合には、２つの段階を経る。第１段階（以後および図でＩと示す）では、負のドレイン／ソース電圧に対応し、電流はスイッチングアセンブリを流れる。反対に、第２段階（以後および図でＩＩと示す）では、正のドレイン／ソース電圧に対応し、スイッチングアセンブリ１は完全にオフであると見なされる（電流は全く流れない）。従って、スイッチングアセンブリ１の端子の電圧が負になると、スイッチングアセンブリ１は段階Ｉに移る。スイッチングアセンブリ１のドレイン／ソース端子における電圧の変化を示す曲線に４で示される期間は、コントローラがトランジスタを制御し始めるのに必要な時間に対応する。次にコントローラは、トランジスタの内部抵抗を変更することによって、電圧Ｕdsを一定に保とうとする。従って各トランジスタは（ｄ）で示される期間で直線的に機能する。しかし、内部抵抗がその最小値Ｒdsonに達すると、破線で示す電流Ｉは高い値に達し、スイッチングアセンブリ１は閉スイッチモード（オン状態）に入る。これは曲線に（ａ）で示される期間に対応する。各トランジスタ１の内部抵抗は、ほぼ一定になり、その端子における電圧は、このトランジスタを通過する電流に比例する。
【００２１】
次に、段階Ｉから段階ＩＩへ移るときに正確なスイッチングを確保するために、この間トランジスタはオフであり、（ｂ）で示される期間中、各トランジスタは直線的に制御される。これを行うために、図１に図示するコントローラは、電流Ｉが所定の値（Ｕref／Ｒdson）未満になるとすぐに、スイッチングアセンブリを線形モードに十分に速く戻すことを確かにすることが必要である。この目的を達成するために、スイッチングアセンブリは調整手段を備えている。
【００２２】
実施形態の一例では、この調整手段は、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３によって形成される容量および抵抗を備えている。コンデンサＣ１は、演算増幅器２の出力と抵抗Ｒ１の接続部との間に接続される。抵抗Ｒ１の他の接続部は、演算増幅器の入力（−）に接続される。抵抗Ｒ２は、スイッチングアセンブリ１のドレインと演算増幅器２の反転入力との間に接続される。抵抗Ｒ３は、演算増幅器２の出力とスイッチングアセンブリ１のゲートとの間に接続される。抵抗および容量の値は、特に瞬間電流の強さが所定の値未満である場合に、制御性能が改善されるように設定される。従って、コントローラの速度は、これがトランジスタを段階ＩＩへ移る前に、段階Ｉの最後まで急速線形モードで制御できるようになる。
【００２３】
その結果、電圧Ｕdsは（ｂ）で示される期間中に再び一定になり、そのため、段階Ｉと段階ＩＩとの間で起こるトランジスタのスイッチングは、より急速である。
【００２４】
一実施形態では、期間（ｂ）が、段階Ｉの期間の５％超、好ましくは１０％超を表わす。このパーセンテージは、変換ブリッジで循環する電流レベルによって決まる。ブリッジ整流器の場合には、ブリッジは周期的に機能し、段階Ｉは、動作期間の半分とほぼ等しい。従って、トランジスタ１に蓄積された電荷は、段階ＩＩへ移る前に放電される時間を有する。
【００２５】
次に、電圧Ｕdsは正になり、段階ＩＩへ移る。この段階ＩＩ中、スイッチングアセンブリ１のトランジスタはオフであり、それらを通る電流は、ほぼゼロである。これは、図２に曲線の部分（ｃ）によって示されている。電気変換ブリッジが周期的に機能するとき、段階ＩＩの最後で再び段階Ｉへ移る。
【００２６】
段階Ｉの最後と、段階ＩＩの最初との間で起こるトランジスタのスイッチングオフは、ミラー効果によって妨害されないため、かなり急速であることも好ましい。これは、トランジスタの端子におけるドレイン／ソース電圧の急速な変化のために、トランジスタの漂遊容量が電荷を蓄積し、ゲートとソースとの間の電圧の増大を起こすためである。
【００２７】
図３に、曲線の部分８によって表わされている、この増大は、過渡導通状態への不要なリターンに対応するスイッチングアセンブリのスイッチングを引き起こす。これは、ミラー効果に因る電圧の追加増大が追加されるときに、ゲート・ソース電圧Ｕgsがまだかなり高い場合には、電圧Ｕgsはスイッチングアセンブリ１のトランジスタの閾値電圧（通常、ＶTHによって示される）を超えるためである。その結果として、スイッチングアセンブリ１がオン状態に再度切り換わる可能性がある。
【００２８】
これを防止するために、スイッチングアセンブリの制御ユニットが、電圧Ｕdsがその最大上昇傾斜に達する前に、トランジスタの漂遊容量を十分に放電することが必要である。この放電時間は、抵抗Ｒ３およびトランジスタによって、その漂遊容量に蓄積された全電荷の関数である。制御ユニットがスイッチングアセンブリを可能な限り急速に制御することができるように、例えば、高「スルーレート」および出力電流の大きい容量、すなわち、誤差比較器の出力電圧を非常に急速に変化させる可能性を有する演算増幅器を選ぶことが可能である。そのとき誤差比較器は、高速比較器に有利に変換するために、線形増幅器として機能するのを停止する。
【００２９】
有利なことに、図４に示すように、互いに並列に接続された複数のトランジスタТ１、Т２、およびТ３を備えるスイッチングアセンブリ１が使用される。このようにして、より大きい電流を実際に可能にする電気変換ブリッジの電力を増大させることが可能である。
【００３０】
通常認められているように、並列に接続された複数のトランジスタの使用は、原則として、開／閉スイッチモードで機能する装置に確保されている。これは、部品毎の差異のせいで、並列に接続され、線形モードで機能する複数のトランジスタの使用は、各トランジスタをそれぞれ流れる電流の不均衡な分配を生じるためである。その結果、電流消費を分配するために、または線形モード制御装置を各トランジスタに設けるために、設計者は、通常各トランジスタのソースまたはエミッタに抵抗素子を挿入する必要があり、トランジスタの線形モードにおける制御および電流の分配を確保するのは困難である。
【００３１】
明らかに、第１解決策は、オルタネータ始動装置の制御装置と不適合である大きな損失を引き起こし、始動モードにおける機能は、熱機関を始動させるために７００アンペアを超える電流、および大きい利用可能トルクを必要とする。始動装置の機能は、このような装置を備えることができない。これは、装置のコストおよびサイズの大きい増加を引き起こすので、第２解決策もまた予想できない。
【００３２】
しかしながら、本発明による装置に関しては、すべてのトランジスタの電圧Ｖgsを単一値に調整する、並列に接続されたトランジスタのコントローラが、電圧Ｖgsをすべてのトランジスタに共通の調整値に強制的に設定するので、電流の均等な分配は、絶対に必要であるということではない。
【００３３】
さらに、スイッチングアセンブリのトランジスタの数は、調整の性能、特にスイッチングアセンブリの動的動作に影響を及ぼさない。従って、スイッチングアセンブリの周波数動作を表わす伝達関数は、あらゆる予期に反して、同一の型の複数のトランジスタを並列にすることによって、電流が不適切に分配されてもほとんど影響を受けない。
【００３４】
これは、小信号研究では、これらのトランジスタが、同一の技術によって製作され、同じチップサイズである場合は、各トランジスタТiについての積ｇi×Ｒdsi（ｇiは、ＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンスを示し、Ｒdsiは、ドレインとソースとの間の内部抵抗である）は一定であり、トランジスタ間で大体同一であると考えられるためである。これらの情況では、各トランジスタの漂遊容量は小信号の場合はほぼ同一である。
【００３５】
従って、すべてのトランジスタに共通であるゲート端子に入る電流ｉdは、図４に示す３つのトランジスタТ１、Т２、およびТ３について次のように求められる。
【００３６】
【数１】
2008535350.tif 000003
ここで、σiは、積Ｒi×Ｃiに等しく、ｖeは、共通制御端子の電圧であり、ｐは、ラプラス変数である。トランジスタが同一の型である場合は、Ｃ１≒Ｃ２≒Ｃ３である。また、設計時、入力抵抗Ｒ１、Ｒ２、およびＲ３は、同一であるように選ばれる。
【００３７】
その結果、σ≒σ1≒σ2≒σ3である。
【００３８】
そのとき、スイッチングアセンブリの伝達関数は次式になる。
【００３９】
【数２】
2008535350.tif 000004
【００４０】
その結果、スイッチングアセンブリの通例の動作は、単一トランジスタを備えるスイッチングアセンブリの場合と比べて、ほとんど変更されない。
【００４１】
この方法および装置は、ブリッジ整流器、簡単なスイッチ、例えば電池用スイッチ、またはインバータ、例えば回転電気機械に接続される可逆インバータのような整流システムを必要とする、任意のシステムで実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第２態様による装置の図である。
【図２】本発明の第１態様による方法が実施される場合のソース／ドレイン電圧、およびＭＯＳトランジスタを備えるスイッチングアセンブリの電流の経時的な変化を示すタイミング図である。
【図３】スイッチングアセンブリのソース／ドレイン電圧およびゲート／ソース電圧の経時的な変化をより詳細に示すタイミング図である。
【図４】本発明の実施形態例であるスイッチングアセンブリを示す。
【符号の説明】
【００４３】
１  スイッチングアセンブリ
２  演算増幅器
３  基準電圧
４  期間
８  図３の曲線の部分
Ｉ  第１段階
ＩＩ  第２段階
Ｃ１  コンデンサ
Ｃ２  コンデンサ
Ｃ３  コンデンサ
Ｉ  電流
Ｒ１  抵抗
Ｒ２  抵抗
Ｒ３  抵抗
Ｒdsi  ドレインとソースとの間の内部抵抗
Ｒdson  内部抵抗の最小値
Т１  トランジスタ
Т２  トランジスタ
Т３  トランジスタ
Тi  トランジスタ
Ｕds  ドレイン／ソース電圧
Ｕgs  ゲート／ソース電圧
Ｕref  基準電圧
ＶTH  閾値電圧
ｇi  相互コンダクタンス
ｉd  電流
ｐ  ラプラス変数
ｖe  共通制御端子の電圧
（ａ）  期間
（ｂ）  期間
（ｃ）  図２の曲線の部分
（ｄ）  期間
【図１】
2008535350.tif 000005
【図２】
2008535350.tif 000006
【図３】
2008535350.tif 000007
【図４】
2008535350.tif 000008
【国際調査報告】
2008535350.tif 000009
2008535350.tif 000010
2008535350.tif 000011
2008535350.tif 000012