(57)【要約】【課題】従来の双方向インバータは、効率が低く形状が大きいという課題があった。【解決手段】本発明の双方向インバータは、トランジスタＱ１〜Ｑ４と、トランジスタＱ１〜Ｑ４により電流ＩＬが与えられるリアクトルＬと、トランジスタＱ１〜Ｑ４の導通状態を制御する制御信号を出力する制御回路１０と、を有し、制御回路１０は、トランジスタＱ１、Ｑ４を導通状態とし、トランジスタＱ２、Ｑ３を遮断状態とする第１の期間と、トランジスタＱ１、Ｑ３を導通状態とし、トランジスタＱ２、Ｑ４を遮断状態とする第２の期間と、トランジスタＱ２、Ｑ３を導通状態とし、トランジスタＱ１、Ｑ４を遮断状態とする第３の期間と、を循環的に繰り返す。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧側入力配線に第１の端子が接続される第１のトランジスタと、
第１の端子が前記第１のトランジスタの第２の端子に接続され、低電圧側入力配線に第２の端子が接続される第２のトランジスタと、
高電圧側出力配線に第１の端子が接続される第３のトランジスタと、
第１の端子が前記第３のトランジスタの第２の端子に接続され、低電圧側出力配線に第２の端子が接続される第４のトランジスタと、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタを接続する配線と、前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタの配線と、の間に接続されるリアクトルと、
前記第１のトランジスタから前記第４のトランジスタの導通状態を制御する制御信号を出力する制御回路と、を有し、
前記制御回路は、
前記第１のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを導通状態とし、前記第２のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを遮断状態とする第１の期間と、
前記第１のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを導通状態とし、前記第２のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを遮断状態とする第２の期間と、
前記第２のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを導通状態とし、前記第１のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを遮断状態とする第３の期間と、
を循環的に繰り返す双方向コンバータ。
【請求項２】
前記第１のトランジスタから前記第４のトランジスタは、同一導電型のトランジスタである請求項１に記載の双方向コンバータ。
【請求項３】
前記第１のトランジスタから前記第４のトランジスタは、Ｎ型のトランジスタである請求項２に記載の双方向コンバータ。
【請求項４】
前記第１のトランジスタから前記第４のトランジスタは、いずれも、第１の端子と第２の端子との間に電流の逆流を防止する逆流防止素子を有する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。
【請求項５】
前記高電圧側入力配線と前記低電圧側入力配線との間には二次電池が接続される請求項１乃至４のいずれか１項に記載の双方向コンバータ。
【請求項６】
高電圧側入力配線に第１の端子が接続される第１のトランジスタと、
第１の端子が前記第１のトランジスタの第２の端子に接続され、低電圧側入力配線に第２の端子が接続される第２のトランジスタと、
高電圧側出力配線に第１の端子が接続される第３のトランジスタと、
第１の端子が前記第３のトランジスタの第２の端子に接続され、低電圧側出力配線に第２の端子が接続される第４のトランジスタと、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタを接続する配線と、前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタの配線と、の間に接続されるリアクトルと、
前記第１のトランジスタから前記第４のトランジスタの導通状態を制御する制御信号を出力する制御回路と、を有する双方向コンバータの制御方法であって、
前記制御回路は、
第１の期間において、前記第１のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを導通状態とし、前記第２のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを遮断状態とし、
第２の期間において、前記第１のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを導通状態とし、前記第２のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを遮断状態とし、
第３の期間において、前記第２のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを導通状態とし、前記第１のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを遮断状態とし、
前記第１の期間から前記第３の期間までを循環的に繰り返す双方向コンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流を双方向に伝達する双方向コンバータに関し、特に小型かつ高効率な双方向コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ等の電動機を駆動する装置は、その電動機を駆動する機能に加えて、当該電動機の駆動中に生じるエネルギーを回生する回生機能を有するものも近年多くなっている。このような装置では、電流の入出力を制御する双方向コンバータが利用され、双方向コンバータの例としては特許文献１、２に開示されたものがある。
【０００３】
特許文献１に開示された電流双方向コンバータの回路図を図５に示す。図５に示すように、特許文献１の電流双方向コンバータは、一端が電源に接続されるインダクタＬ１０１と、インダクタＬ１０１の他端と高電圧電源端子との間に接続されるトランジスタＱ１０１と、インダクタの他端と低電圧電源端子との間に接続されるトランジスタＱ１０２と、を有する。また、特許文献１の電流双方向コンバータは、補助回路部１００を有する。この補助回路部１００は、インダクタＬ１１０１への電磁エネルギーの蓄積と放出に際しスイッチング動作を行うトランジスタＱ１０１、Ｑ１０２について、スイッチング時におけるコレクタ・エミッタ間の電圧差を僅かとしてゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行わせる。これにより、特許文献１では、スイッチング損失の低減を実現する。
【０００４】
また、特許文献２では、特許文献１の補助回路部１００の別の形態となる補助回路部を有するＤＣＤＣコンバータが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２６１０５９号公報
【特許文献２】特開２００５−１０２４３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１、２では、トランジスタＱ１０１、Ｑ１０２のスイッチングを行う場合、インダクタＬ１０１に流れる電流のピーク値が大きく、ピーク時の電流量に合わせたインダクタを準備しなければならない。インダクタの形状は、インダクタに流れる電流が大きくなるほど大型になる。また、トランジスタに流れる電流のピーク値が大きくなるとトランジスタで発生する損失が大きくなり、トランジスタの放熱対策のためにヒートシンクを大きくする必要がある。つまり、特許文献１では、双方向コンバータの形状が大きくなる問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明にかかる双方向コンバータの一態様は、高電圧側入力配線に第１の端子が接続される第１のトランジスタと、第１の端子が前記第１のトランジスタの第２の端子に接続され、低電圧側入力配線に第２の端子が接続される第２のトランジスタと、高電圧側出力配線に第１の端子が接続される第３のトランジスタと、第１の端子が前記第３のトランジスタの第２の端子に接続され、低電圧側出力配線に第２の端子が接続される第４のトランジスタと、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタを接続する配線と、前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタの配線と、の間に接続されるリアクトルと、前記第１のトランジスタから前記第４のトランジスタの導通状態を制御する制御信号を出力する制御回路と、を有し、前記制御回路は、前記第１のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを導通状態とし、前記第２のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを遮断状態とする第１の期間と、前記第１のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを導通状態とし、前記第２のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを遮断状態とする第２の期間と、前記第２のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを導通状態とし、前記第１のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを遮断状態とする第３の期間と、を循環的に繰り返す。
【０００８】
本発明にかかる双方向コンバータの制御方法の一態様は、高電圧側入力配線に第１の端子が接続される第１のトランジスタと、第１の端子が前記第１のトランジスタの第２の端子に接続され、低電圧側入力配線に第２の端子が接続される第２のトランジスタと、高電圧側出力配線に第１の端子が接続される第３のトランジスタと、第１の端子が前記第３のトランジスタの第２の端子に接続され、低電圧側出力配線に第２の端子が接続される第４のトランジスタと、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタを接続する配線と、前記第３のトランジスタと前記第４のトランジスタの配線と、の間に接続されるリアクトルと、前記第１のトランジスタから前記第４のトランジスタの導通状態を制御する制御信号を出力する制御回路と、を有する双方向コンバータの制御方法であって、前記制御回路は、第１の期間において、前記第１のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを導通状態とし、前記第２のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを遮断状態とし、第２の期間において、前記第１のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを導通状態とし、前記第２のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを遮断状態とし、第３の期間において、前記第２のトランジスタ及び前記第３のトランジスタを導通状態とし、前記第１のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを遮断状態とし、前記第１の期間から前記第３の期間までを循環的に繰り返す。
【０００９】
本発明にかかる双方向コンバータは、リアクトルに第１のトランジスタから第４のトランジスタに向かって電流を流す第１の期間と、リアクトルに第３のトランジスタから第２のトランジスタに向かって電流を流す第３の期間と、の間に、高電位側入力配線と高電位側の出力配線との電圧差に基づきリアクトルに電流を流す第２の期間を設ける。これにより、本発明にかかる双方向コンバータは、リアクトルに流れる電流のピーク値をｘし、リアクトル及びトランジスタの放熱器を小さくすることができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、入出力する電流の量を維持しながら、リアクトル及びトランジスタの放熱器を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施の形態１にかかる双方向コンバータの回路図である。
【図２】実施の形態１にかかる双方向コンバータの動作を示すタイミングチャートである。
【図３】実施の形態１にかかる双方向コンバータの動作を示すタイミングチャートの別の例である。
【図４】双方向コンバータの駆動方法の比較例を示すタイミングチャートである。
【図５】特許文献１に記載の双方向コンバータの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１
以下では、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。まず、図１に実施の形態１にかかる双方向コンバータ１の回路図を示す。図１に示すように、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１は、第１のトランジスタ（例えば、ＮＰＮトランジスタＱ１）、第２のトランジスタ（例えば、ＮＰＮトランジスタＱ２）、第３のトランジスタ（例えば、ＮＰＮトランジスタＱ３）、第４のトランジスタ（例えば、ＮＰＮトランジスタＱ４）、逆流防止素子（例えば、ダイオードＤ１〜Ｄ４）リアクトルＬ、コンデンサＣ、制御回路１０を有する。
【００１３】
また、双方向コンバータ１には、電源としてバッテリＶｉが接続される。バッテリＶｉは、例えば、充放電が可能な二次電池である。バッテリＶｉの正極には高電圧側入力配線が接続され、バッテリＶｉの負極には低電圧側入力配線が接続される。高電圧側出力端子ＶＯＵＴ（＋）には、高電圧側出力配線が接続され、低電圧側出力端子ＶＯＵＴ（−）は、低電圧側出力配線が接続される。そして、低電圧側出力端子ＶＯＵＴ（−）と高電圧側出力端子ＶＯＵＴ（＋）との間の電圧差が出力電圧Ｖｏとなる。
【００１４】
なお、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１では、第１のトランジスタから第４のトランジスタとして同一導電型のトランジスタを用いる。また、第１のトランジスタから第４のトランジスタとしてＮ型のトランジスタ（例えば、ＮＰＮトランジスタ）を用いる。
【００１５】
制御回路１０は、バッテリＶｉが出力する電源に基づき動作し、制御信号Ｓ１Ｈ、Ｓ１Ｌ、Ｓ２Ｈ、Ｓ２Ｌを出力する。制御回路１０は、出力する制御信号により、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４の導通状態を個別に制御する。
【００１６】
より具体的には、制御回路１０は、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４を第１の期間から第３の期間を１つの制御サイクルとし、この制御サイクルを繰り返す。第１の期間では、制御回路１０は、ＮＰＮトランジスタＱ１及びＮＰＮトランジスタＱ４を導通状態とし、ＮＰＮトランジスタＱ２及びＮＰＮトランジスタＱ２を遮断状態とする。第２の期間では、制御回路１０は、ＮＰＮトランジスタＱ１及びＮＰＮトランジスタＱ３を導通状態とし、ＮＰＮトランジスタＱ２及びＮＰＮトランジスタＱ４を遮断状態とする。第３の期間では、制御回路１０は、ＮＰＮトランジスタＱ１及びＮＰＮトランジスタＱ３を導通状態とし、ＮＰＮトランジスタＱ１及びＮＰＮトランジスタＱ４を遮断状態とする。
【００１７】
ＮＰＮトランジスタＱ１は、高電圧側入力配線に第１の端子（例えば、コレクタ）が接続さ、制御端子（例えば、ベース）に制御信号Ｓ１Ｈが入力される。ＮＰＮトランジスタＱ２は、第１の端子（例えば、コレクタ）がＮＰＮトランジスタＱ１の第２の端子（例えば、エミッタ）に接続され、低電圧側入力配線に第２の端子（例えば、エミッタ）が接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２の制御端子（例えば、ベース）には、制御信号Ｓ２Ｌが入力される。
【００１８】
ＮＰＮトランジスタＱ３は、高電圧側出力配線に第１の端子（例えば、コレクタ）が接続さ、制御端子（例えば、ベース）に制御信号Ｓ２Ｈが入力される。ＮＰＮトランジスタＱ４は、第１の端子（例えば、コレクタ）がＮＰＮトランジスタＱ３の第２の端子（例えば、エミッタ）に接続され、低電圧側出力配線に第２の端子（例えば、エミッタ）が接続される。ＮＰＮトランジスタＱ４の制御端子（例えば、ベース）には、制御信号Ｓ１Ｌが入力される。
【００１９】
ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４には、いずれも、第１の端子と第２の端子との間に電流の逆流を防止する逆流防止素子を有する。図１に示す例では、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４に対応する逆流防止素子として、ダイオードＤ１〜Ｄ４が設けられる。ダイオードＤ１は、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタにカソードが接続され、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタにアノードが接続される。ダイオードＤ２は、ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタにカソードが接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタにアノードが接続される。ダイオードＤ３は、ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタにカソードが接続され、ＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタにアノードが接続される。ダイオードＤ４は、ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタにカソードが接続され、ＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタにアノードが接続される。
【００２０】
リアクトルＬは、ＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２を接続する配線と、ＮＰＮトランジスタＱ３とＮＰＮトランジスタＱ４の配線と、の間に接続される。以下の説明では、リアクトルＬに流れる電流のうちＮＰＮトランジスタＱ１側からＮＰＮトランジスタＱ３側に流れる電流を順方向の電流として扱う。コンデンサＣは、高電圧側出力配線と低電圧側出力配線との間に接続される。
【００２１】
続いて、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１の動作について説明する。そこで、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１の動作を示すタイミングチャートを図２に示す。
【００２２】
図２に示すように、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１では、第１の期間ＴＭ１から第３の期間ＴＭ３を１つの制御サイクルとして、この制御サイクルを繰り返すようにＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４を制御する。また、図２に示す例では、制御サイクルの１サイクルの時間をＴｓとし、第１の期間ＴＭ１の時間をＴｘとし、第１の期間ＴＭ１と第２の期間ＴＭ２とを合計した時間をＴｏｎとし、第３の期間ＴＭ３の期間をＴｏｆｆとした。
【００２３】
第１の期間ＴＭ１では、制御信号Ｓ１Ｈ、Ｓ１Ｌをハイレベル（例えば、電源電圧）とすることで、ＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ４とをオンさせる。また、第１の期間ＴＭ１では、制御信号Ｓ２Ｌ、Ｓ２Ｈをロウレベル（例えば、接地電圧）とすることで、ＮＰＮトランジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ３とをオフさせる。これにより、第１の期間ＴＭ１では、リアクトルＬに入力電圧Ｖｉが印加されることで励磁され、電流ＩＬが増加する。この電流ＩＬは、入力電圧をＶｉ、リアクトルＬのインダクタンス値をＬとすると、（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｘで表される傾きで増加する。この第１の期間ＴＭ１における電流変化量を、図１ではｄＩ１と表した。
【００２４】
次いで、第２の期間ＴＭ２では、制御信号Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｈをハイレベルとすることで、ＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ３とをオンさせる。また、第２の期間ＴＭ２では、制御信号Ｓ１Ｌ、Ｓ２Ｌをロウレベルとすることで、ＮＰＮトランジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ４とをオフさせる。これにより、第２の期間ＴＭ２では、リアクトルＬに入力電圧Ｖｉと出力電圧との差分が印加されることで励磁され、電流ＩＬが増加する。この電流ＩＬは、入力電圧をＶｉ、リアクトルＬのインダクタンス値をＬとすると、（（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌ）×（Ｔｏｎ−Ｔｘ）で表される傾きで増加する。つまり、この第２の期間ＴＭ２では、リアクトルＬに流れる電流の変化率が入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差に依存して決定されるため、第１の期間ＴＭ１よりも増加率が小さくなる。この第２の期間ＴＭ２における電流変化量を、図１ではｄＩ２と表した。
【００２５】
次いで、第３の期間ＴＭ１では、制御信号Ｓ１Ｈ、Ｓ２Ｌをロウレベルとすることで、ＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ４とをオフさせる。また、第３の期間ＴＭ３では、制御信号Ｓ１Ｌ、Ｓ２Ｈをハイレベルとすることで、ＮＰＮトランジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ３とをオンさせる。これにより、第３の期間ＴＭ３では、リアクトルＬの磁束が出力電圧Ｖｏでリセットされ、電流ＩＬが減少する。この電流ＩＬは、入力電圧をＶｉ、リアクトルＬのインダクタンス値をＬとすると、−（Ｖｏ／Ｌ）×Ｔｏｆｆで表される傾きで減少する。この第３の期間ＴＭ３における電流変化量を、図１ではｄＩ３と表した。
【００２６】
なお、第２の期間の電流の傾きは、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏよりも低いときは、リアクトルＬに流れる電流が減少するように変化する。そこで、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１において、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏよりも低いの動作を示すタイミングチャートを図３に示す。図３に示すように、この場合、第２の期間ＴＭ２において、リアクトルＬに流れる電流が減少する。この時の電流変化の傾きは、（（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌ）×（Ｔｏｎ−Ｔｘ）である。
【００２７】
ここで、比較例として、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１において、ＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ３を共にオンする期間を設けない駆動方法を採用した場合の双方向コンバータ１の動作について説明する。そこで、比較例にかかる双方向コンバータの動作を示すタイミングチャートを図４に示す。
【００２８】
図４に示すように、比較例にかかる駆動方法では、図２、図３で示した第１の期間ＴＭ１と第３の期間ＴＭ３に相当する駆動期間しかない。そのため、比較例にかかる駆動方法では、リアクトルＬに流れる電流のピーク値が高くなる。つまり、１つの制御サイクルの長さを実施の形態１にかかる双方向コンバータ１の駆動方法と、比較例にかかる駆動方法とで同じにした場合、第１の期間ＴＭ１の電流変化量をｄＩは、ｄＩ＞ｄＩ１＋ｄＩ２となる。この制御サイクルにおいてリアクトルＬに流す電流を増加させるＴｏｎの長さは、出力電圧Ｖｏの変動量によって決まるものであり、出力電圧Ｖｏの変動が大きな場合、Ｔｏｎの長さが長くなる傾向がある。そのため、比較例にかかる駆動方法では、出力電圧Ｖｏの変動が大きいほど、第１の期間ＴＭ１の長さが長くなり電流変化量ｄＩも大きくなる傾向がある。
【００２９】
上記説明より、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１では、リアクトルＬに流れる電流ＩＬを増加させる第１の期間ＴＭ１と、リアクトルＬに流れる電流ＩＬを減少させる第３の期間ＴＭ３と、の間に入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電圧差によって電流ＩＬの変化率が決まる第２の期間ＴＭ２を設ける。これにより、実施の形態１にかかる双方向コンバータ１では、リアクトルＬに流れる電流ＩＬのピーク値を低減しながら、高電圧側出力端子ＶＯＵＴ（＋）と低電圧側出力端子ＶＯＵＴ（−）との間に接続されるコンデンサＣに十分な電圧を与えることが可能な双方向インバータを実現することができる。
【００３０】
このように、リアクトルＬに流れる電流ＩＬを十分に維持しながら、そのピーク値を低減することで、十分な出力電流能力を維持しながら、リアクトルＬの電流許容量を抑制してリアクトルＬを小さくすることができる。また、電流ＩＬのピーク値を抑制することで、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４の損失も低減されるため、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４を放熱するための放熱器の体積も小さくすることができる。
【００３１】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
【符号の説明】
【００３２】
１  双方向コンバータ
１０  制御回路
Ｄ１〜Ｄ４  ダイオード
Ｑ１〜Ｑ４  ＮＰＮトランジスタ
Ｌ  リアクトル
Ｃ  コンデンサ
Ｓ１Ｈ、Ｓ１Ｌ、Ｓ２Ｈ、Ｓ２Ｌ  制御信号
Ｖｉ  バッテリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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