(57)【要約】  それぞれの入力線と共通接続との間に結合された第１および第２半導体スイッチを備える、ＤＣ出力電圧を供給するブースト型電源回路。ＡＣ源からのＡＣ入力電圧は入力線間に供給され、第１および第２ダイオードは、スイッチのそれぞれと直列に結合され、第３および第４ダイオードは、スイッチのそれぞれと並列に、またはスイッチとフリーホイールの関係で結合され、インダクタは、入力線の少なくとも１つに結合され、コントローラは、パルス幅制御信号をスイッチの各々に与えることによって、スイッチの導通時間を制御し、そこでは、コントローラはＡＣ電圧の正の半サイクル中にスイッチの少なくとも１つをオンにして、インダクタにおけるエネルギー蓄積を可能にし、少なくとも１つのスイッチをオフにして、インダクタに蓄積されたエネルギーが、第１および第２ダイオードの１つ、ならびに第３および第４ダイオードの１つを通って取り付けられた負荷に供給されることを可能にする。  コントローラは、ＡＣ電圧の負の半サイクル中に、スイッチの少なくとも１つをオンにして、インダクタにおけるエネルギー蓄積を可能にし、少なくとも１つのスイッチをオフにして、インダクタに蓄積されたエネルギーが、第１および第２ダイオードの１つならびに第３および第４ダイオードの１つを通って取り付けられた負荷に供給されることを可能にする。コントローラは、ＡＣ電圧の各半サイクル中のパルス幅変調制御信号のパルスのオン時間およびオフ時間を決定し、パルスのオン時間およびオフ時間は、電圧検出か、あるいは電流検出に基づいて、前記出力電圧を調整し、前記ＡＣ入力電圧の力率補正を施すように制御される。【選択図】      図５
2008535460.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１ＡＣ入力端子に接続されている第１端部と、第１ダイオードの陽極と第１スイッチの第１端子との間に位置する第１接続部に接続されている第２端部とを有するブーストインダクタと、
共通線に接続されている前記第１スイッチの第２端子と、
前記第１ダイオードの陰極と前記共通線との間に接続されているコンデンサと負荷端子の並列回路と、
前記第１ダイオードの陰極と前記共通線との間に接続されている第２ダイオードと第２スイッチの直列回路と、
前記第２ダイオードの陽極と前記第２スイッチとの間に位置する第２接続部に接続されている第２ＡＣ入力端子と、
前記第２ＡＣ入力端子と前記第２接続部との間に接続されている別のブーストインダクタと、
前記負荷端子に印加される電力に関して力率補正を施すように、前記第１および第２スイッチを制御するために接続されている制御入力と、
陽極が前記共通線に接続され、陰極が前記第１および第２ＡＣ入力端子にそれぞれ接続されている第３および第４ダイオード
とを備えるブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項２】
制御入力、第１および第２スイッチ、ならびに共通線を相互接続する抵抗回路網を、さらに備える請求項１に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項３】
第１および第２スイッチの各々が、共通線ならびに第１および第２接続部の対応する接続部にそれぞれ接続されている１対の主端子と、制御入力に接続されているゲート端子とを有する請求項１に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項４】
制御入力、ゲート端子、および共通線を相互接続する抵抗回路網を、さらに備える請求項３に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項５】
第１および第２スイッチの電流に応答して、前記第１および第２スイッチを制御する制御入力に接続される制御回路を、さらに備える請求項１に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項６】
第１および第２ＡＣ入力端子の電圧、ならびに負荷端子間の出力電圧に応答して、第１および第２スイッチを制御する制御入力に接続されている制御回路を、さらに備える請求項１に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項７】
制御回路が、ＡＣ入力端子で交差するゼロ電圧を検出するようになっている、請求項６に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項８】
第１および第２スイッチが、ＩＧＢＴである請求項１に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項９】
第１ＡＣ入力端子に接続されている第１端部と、第１ダイオードの陽極と第１スイッチの第１端子との間に位置している第１接続部に接続されている第２端部とを有するブーストインダクタと、
前記第１ダイオードの陰極と共通線との間に接続されているコンデンサと負荷端子の並列回路と、
前記第１ダイオードの陰極に接続されている第２ダイオードと第２スイッチの直列回路と、
前記第２ダイオードの陽極と、前記第２スイッチの第１端子との間に規定されている第２接続部に接続されている第２ＡＣ入力端子と、
前記第２ＡＣ入力端子と前記第２接続部との間に接続されている別のブーストインダクタと、
前記負荷端子に印加される電力に関して力率補正を施すように、前記第１および第２スイッチを制御するために接続されている制御入力、
とを備え、前記第１および第２スイッチの第２端子は、分流抵抗によって、前記共通線に接続された電流検出線に接続されているブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１０】
第１および第２スイッチと並列にそれぞれ接続されている第３および第４ダイオードをさらに備え、その陰極は、対応する第１および第２接続部に接続されている請求項９に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１１】
第３および第４ダイオードの陽極は、共通線に接続されている請求項１０に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１２】
第１および第２スイッチの電流に応答して、前記第１および第２スイッチを制御する制御入力に接続されている制御回路を、さらに備える請求項９に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１３】
第１および第２ＡＣ入力端子の電圧、ならびに負荷端子間の出力電圧に応答して、第１および第２スイッチを制御する制御入力に接続されている制御回路を、さらに備える請求項９に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１４】
制御回路が、ＡＣ入力端子で交差するゼロ電圧を検出するようになっている、請求項１３に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１５】
第１および第２スイッチが、ＩＧＢＴである請求項９に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１６】
第３および第４ダイオードの陽極は、共通線に接続されている請求項９に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１７】
検出線および共通線の電圧に応答して、第１および第２スイッチを制御する制御入力に接続されている制御回路を、さらに備える請求項９に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、２００５年３月３１日に提出の米国仮特許願第６０／６６６９５０号（ＩＲ−２９６５  ＰＲＯＶ）に関連するものである。
【０００２】
本出願は、２００３年１０月１日に提出の米国仮特許願第６０／５０７９０１号に基づく、２００４年９月２９日に提出の米国特許願第１０／９５３３４４号（ＩＲ−２５９３）の一部継続出願である。
【０００３】
本発明は、ブリッジ無しのＰＦＣ回路付きブーストコンバータ、より詳細には、例えば空調応用で使用できるコンバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００４】
環境変化によって促進される室内空調装置に対する需要の増大は、すべての先進工業国および新興国において、夏季のエネルギー消費に影響を及ぼし始めている。
【０００５】
新しい法律による規制、およびより多くのエネルギーに関心を持つ消費者は、より良いエネルギー効率の装置を要求している。しかし、完全な効率、および制御の基準を満たす消費電力管理回路を見つけることは、コスト、信頼性、および設計の容易さに関して、大きい課題を設計者に提起する。
【０００６】
電力の効率的使用の追求は、家庭用市場向けの消費者製品の設計者に、さらに大きい要求を課す。複雑さが増大する１つの要素は、ヨーロッパおよび中国の新しい規制によって要求される、力率を制御する入力コンバータ段である。
【０００７】
ほとんどすべての国におけるエネルギー問題の重大性のために、政府は、電化製品、例えば洗濯機、温水器、および特に空調機器などのエネルギー効率を高めることによって、エネルギー消費の無駄を大幅に減らすことを目的とするプログラムを展開している。
【０００８】
室内および住宅の空調は、米国および日本ばかりではなく、ヨーロッパ、および中国やインドなどの新興国においても、大いに普及しつつある。
【０００９】
米国では、エネルギー省は、最近、通常の電化製品の多くについて、種々の新しいエネルギー効率基準を公布した。同様の基準は、ヨーロッパおよび日本で既に実施されている。
【００１０】
住宅空調市場（世界中で約３５００万ユニット製造）は、その本質上、エネルギー効率プログラムについて「影響力の大きい製品」である。
【００１１】
米国では、空調機器およびヒートポンプに関する最新の規則は、２００６年１月２３日発効の厳しい最小効率基準を規定している。空調装置のＳＥＥＲ（季節エネルギー効率的比）を減らすことによって、年間運転費を５０〜７５％下げることができる。
【００１２】
空調装置の場合、コンプレッサーの電力が、他の家電応用に比べて本質的に大きいので、経済的節約は通常より多い。
【００１３】
しかし、これらの節約は、標準ＡＣ誘導か、あるいはＢＬＤＣコンプレッサーを動作させる変速コンプレッサードライブのより広い採用無しには、ほとんど達成できない。また一方、モーターを制御する電子インバータの採用は、これらの成果を達成するのに概して十分ではなかった。
【００１４】
入力バルクコンデンサが、電圧正弦波のピークに向ってだけ充電し、従って、図１に示すように電流のピークを引き起こすので、これらのインバータ回路（ならびに線形およびスイッチモード電源）におけるブリッジ整流器／コンデンサのフロントエンドは、本線に対して非常に非線形である負荷を呈する。
【００１５】
従って、この非正弦波電流パルスは、基本電力線周波数の高調波を有し、それらの各々は、大きなエネルギー含量を有する。
【００１６】
しばしば同時に動作する多くの類似の装置によって増加する不十分な力率と、高調波障害のこれらの複合効果は、供給ネットワーク容量を低下させ、エネルギー問題を、本質的にさらに悪化させ、配電の停止および不足の一因となる。従って、この種の電子モーター制御は、国家基準および国際基準内で、効率良く動作するために、入力部に力率補正回路を採用する必要がある。
【００１７】
既存の基準ＥＮ／ＩＥＣ６１０００-３-２は、４つの製品クラスを有し、その各々は、高調波電流および力率に対する限界のそれ自体のセットを有する。
【００１８】
ＥＮ６１０００-３-２基準は、１相当たり１６アンペアまでのすべての製品に適用される。既存の基準は、すべてのモーター駆動装置をクラスＡとして分類し、これらは、最も厳しい限界を課せられる。種々の方法が、この問題に対処するために、業界において採用されてきた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
最も簡単な解決策は、受動ＰＦＣ技術であり、それによると、例えば簡単なインダクタが、電力線と直列に直接接続されている。室内空調ユニットの電力レベルの場合には、この質素な解決策の制限は、余りにも多く、すなわちインダクタのサイズと重量、コスト、および力率補正において、不満足なものである。
【００２０】
性能を向上させるために、唯一の現実的な選択肢は、能動ＰＦＣ技術の採用である。しかしながら、能動ＰＦＣ回路は、より複雑であり、より多くの部品を必要とする。これらの部品は、適切に選択しないと、装置の全体的効率に影響を及ぼす。
【００２１】
図４のトポロジーは、通常、汎用ＡＣ電源入力によって動作するコンバータ用のプリレギュレータとして使用される。コンバータは、電源、モータードライバー、または電力線品質基準に準拠する必要があるその他の電力用電子回路である。
【００２２】
それは、オフラインブリッジ整流器を使用し、その後に、直列インダクタＬと分路スイッチＭが続く。蓄積誘導エネルギーは貯蔵コンデンサＣに放電され、調整された低リップル電圧ＤＣ出力を形成する。この回路は、約２．５ＫＷまでの電力レベルに適応する。
【００２３】
ＡＣ入力からＤＣ負荷への電力潮流は、整流器における２つのダイオード電圧降下と、ブーストダイオードＤＢにおける１つのダイオード電圧降下とを含むことは、図４から明らかである。さらに、電流検出抵抗Ｒと関連する電圧降下がある。
【００２４】
この消費電力管理回路設計における複雑さの増大は、さらなる課題を技術者および製造者に与える。
【００２５】
半導体製造およびパッケージ技術の進歩は、電化製品および光産業市場における電力に利用可能であり、これらの新しい問題の解決に役立つ。
【００２６】
すべての電力半導体を、単一電力パッケージに集積化するというインバータ応用の動向は、入力コンバータにまで容易に及び、消費電力管理の解決に対処し、役立てることができる。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
これらの問題に対処するための新しい解決策が、ブリッジの無い構成を用いて開発された。これは、例えばコンプレッサードライブおよびモーター制御ドライブ用の高性能入力コンバータを提供するもので、この入力コンバータは、新しいトポロジーを使用し、またインターナショナル・レクティファイア社（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ  Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）が独自に開発したｉＭｏｔｉｏｎパッケージング技術を使用することができる。
【００２８】
さまざまな力率回路トポロジーのうちで、第１０／９５３３４４号（ＩＲ−２５９３）で開示されたブリッジの無いトポロジーは、特にモーター制御応用について、具体的に言えば、空調装置のコンプレッサードライブについて、いくつかの理由によって有効である。
【００２９】
図２および図３を参照して、基本トポロジーの動作を、本線の電源からの入力電圧の２つの状態に関して説明する。
【００３０】
正の半サイクル
ＡＣ入力電圧が正になると、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のゲートは高く駆動され、電流ＩＬは、入力からインダクタを通って流れて、エネルギーを蓄積する。Ｍ１がオフになると、電流はＤ１を通り、負荷を通って流れ、ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ２のダイオード本体を通って、入力の本線に戻るとき、インダクタのエネルギーは放出される。
【００３１】
オフ時間中、インダクタＬ（この期間中そのエネルギーを放電する）を通る電流は、ブーストダイオードＤ１を通って流れ、回路は負荷を通って閉じられる。
【００３２】
負の半サイクル
負の半サイクル中、Ｍ２がオンになり、電流はインダクタＬを通って流れ、エネルギーを蓄積する。Ｍ２がオフになると、電流は、Ｄ２を通り、負荷を通って流れ、Ｍ１のダイオード本体を通って本線に戻るとき、エネルギーは放出される。
【００３３】
ここで留意すべきは、電流を反対極性サイクル中に再循環させるダイオード本体の存在によって、２つのＭＯＳＦＥＴは、同時に駆動されることである。
【００３４】
新しいシリコン技術、ならびに先端の集積化、およびパッケージング技術の革新の結果、この入力コンバータトポロジーは、容易に実施される。
【００３５】
従来の単一スイッチのブーストトポロジーＰＦＣ回路と比較すると、ブリッジの無いトポロジーは、効率向上ならびにコスト削減を発揮する。すなわち、
【００３６】
効率向上
・電力の流れにおけるダイオードは、１つ少ない。
・ＩＧＢＴの両端に接続されているダイオードが本線の周波数で導通し、より小さいＶFを有するので、それらは高速回復を必要としない。
・ＩＧＢＴの効率は良い。
【００３７】
コスト削減
・入力ＡＣ整流器は分かれていない。
・入力フィルターを減らす可能性がある。
・熱源の分散およびより良い効率によって、ヒートシンクは小さくなる。
・２つのＩＧＢＴのダイサイズ（１スイッチ当たり半電流）はより小さい。
・ゲートドライブ要求は、より小さいＩＧＢＴダイ全能動部分に因って軽減される。
【００３８】
これらの事項を考慮して、本発明のさまざまの実施形態は、それぞれの入力線と共通接続との間に結合される第１および第２半導体スイッチを備える、ＤＣ出力電圧を供給するブースト型電源回路を提供し、ＡＣ源からのＡＣ入力電圧は入力線間に供給され、第１および第２ダイオードはスイッチのそれぞれと直列に結合され、第３および第４ダイオードは、スイッチのそれぞれと並列に、および／またはスイッチとフリーホイールの関係で結合され、インダクタは、入力線の少なくとも１つに結合され、コントローラは、パルス幅制御信号をスイッチの各々に与えることによってスイッチの導通時間を制御し、そこでは、コントローラはＡＣ電圧の正の半サイクル中に、スイッチの少なくとも１つをオンにして、インダクタにおけるエネルギー蓄積を可能にし、少なくとも１つのスイッチをオフにして、インダクタに蓄積されたエネルギーが、第１および第２ダイオードの１つならびに第３および第４ダイオードの１つを通って取り付けられた負荷に供給されることを可能にし、またコントローラは、ＡＣ電圧の負の半サイクル中に、スイッチの少なくとも１つをオンにして、インダクタにおけるエネルギー蓄積を可能にし、少なくとも１つのスイッチをオフにして、インダクタに蓄積されたエネルギーが、第１および第２ダイオードの１つ、ならびに第３および第４ダイオードの１つを通って、取り付けられた負荷に供給されることを可能にする。
【００３９】
コントローラは、ＡＣ電圧の各半サイクル中のパルス幅変調制御信号のパルスのオン時間、およびオフ時間を決定し、パルスのオン時間およびオフ時間は、電圧検出か、あるいは電流検出に基づいて、前記出力電圧を調整し、前記ＡＣ入力電圧の力率補正を施すように制御される。
【００４０】
本発明の他の特徴および利点について、添付図面に基づく本発明の次の説明により明らかにする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
図５の回路では、Ｄ１およびＤ３が、整流およびブーストダイオードの二重機能を有するように、インダクタは、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４の前のＡＣ回路内に配置されている。改善された回路では、電力の流れにおけるダイオード電圧降下が１つ少ないことは明らかである。この回路は、１２０Ｈｚで動作するので、スイッチング損失は実質的に排除され、Ｄ１〜Ｄ４およびＱ１〜Ｑ２は、高速半導体よりも導通損失が小さいという付加的利点を有する標準速度の部品である。Ｑ１およびＱ２は、例えばＩＧＢＴである。
【００４２】
コントローラは、ＡＣ入力信号のゼロ電圧交差を検出し、ＩＧＢＴのＱ１およびＱ２用のＰＷＭドライブ信号を発生する。
【００４３】
この回路は、＋／―１０％の通常のライン変動の電流を検出せずに、２８０ＶＤＣのＤＣバス電圧で、１ＫＷを供給する２３０ＶＡＣ回路において、９８％を超える効率で、０．９９を超える力率を供給する。
【００４４】
たとえＩＧＢＴスイッチが同時に駆動されるとしても、それらは、交互の半サイクルでしか導通しないので、それらを小さくすることができる（ダイサイズ＃２）。
【００４５】
図６の回路図で、ダイオード（Ｄ２、Ｄ４）の２つの陰極は、従来のブリッジ整流トポロジーに接続されておらず、インダクタの本線側に接続されている。図５と図６の回路に効率の差はない。しかし、図６では、各ＡＣ線は正であり、負荷からのリターン電流が無い場合にだけ、インダクタは導通し、そのために、それらはＤＣ磁束成分を有する。
【００４６】
この接続で、ＤＣリターンバスは固定され、前の回路の１２０Ｈｚスイッチング電圧を有しない。その結果、装置から放射されるＥＭＩは小さい。
【００４７】
図７は、ブリッジの無い構成における完全な入力コンバータの効率を評価するために構成された図５のコンバータに類似しているコンバータを示す。この回路は、１２００Ｗの電力（１２０００ｂｔｕ／時の空調装置に対して標準的）を目標とする。電力ＩＧＢＴスイッチＱ１、Ｑ２は、入力信号を与える５０ＫＨｚ可変デューティサイクル発生器を備える専用ゲートドライバー回路を用いて駆動された。
【００４８】
最高の性能が、インターナショナル・レクティファイア社による最先端のシリコン技術を用いて得られた。この場合、整流部分について、４つの８ＥＴＸ０６ダイオードが、最小回復時間および最小回復電流について最適化されたのに対して、ＩＧＢＴ電力スイッチは２つのＩＲＧＢ２０Ｂ０６ＵＰＤ１であった。次の表１は、入力線電圧および負荷電力の関数として、入力コンバータのスイッチング損失を示す。
【表１】
2008535460.tif 000003
【００４９】
全入力変換損失および効率を、最小９５ＶRMSから最大２６５ＶRMSまで変化する入力電圧、および４００ＶDCの一定バス電圧を仮定して測定した。試験は、５０ＫＨｚの固定スイッチング周波数で実行された。試験は、スイッチがプリセットのバス電圧に対して入力電圧の範囲にわたって一定のデューティサイクルで動作する状態で実行されたので、ここで報告される全損失は、最悪の事態と考えられる。通常の応用では、デューティサイクル（連続モード動作の場合に）は可変であり、スイッチング損失成分を大幅に減らす。次の表２は得られた結果を示す。
【表２】
2008535460.tif 000004
【００５０】
図７の試験回路は、通常の高性能ブリッジ構成における損失を比較するために使用された。実際のＰＦＣレギュレータでは、図８の回路で行われるように、ＩＧＢＴコレクタ電流をダイオードブリッジ電流とは無関係に測定するのが常法である。
【００５１】
Ｗａｒｐ２シリーズＩＧＢＴ（インターナショナル・レクティファイア社）は、このトポロジーに最適なデバイスであり、電流測定およびフィードバックを非常に簡単にするので、例えば、電流検出をダイオード回路と直列に行うことを可能にし、従ってスイッチング成分の無い連続電流を検出する。
【００５２】
図８は、電流検出を含む、ブリッジの無いブーストコンバータ回路の別の例を示す。ＰＦＣ機能は、本線から引き出される電流を制御し、それを整形して、入力電圧波形に適合させることを必要とする。これを達成するために、電流は、２つの端子Ｉsenseで検出され、制御信号ＤＲＩＶＥを与える制御回路（図示せず）に供給される。電流検出は、この例では、Ｄ１およびＤ２の陽極のノードとＴＲ１およびＴＲ２のエミッタのノードとの間に接続されている１つ以上の分流抵抗Ｒ３によって達成される。
【００５３】
ＩＧＢＴ用のフリーホイールダイオードが、ＭＯＳＦＥＴ構造内の真性ボディダイオードとは違って、別のチップ上にあるので、この構成は、米国特許願第１０／９５３３４４号のように、ＭＯＳＦＥＴではなく、ＩＧＢＴスイッチの使用によって容易になる。この例では、共通線ＣＯＭは、ダイオードＤ１およびＤ２の陽極によって規定される。出力コンデンサＣは、ＣＯＭとブーストダイオードＤ３およびＤ４の陰極にある端子Ｖ＋との間に設けられている。
【００５４】
性能の改善を達成するために、ブリッジの無いＰＦＣを最適化する付加的基準がいくつか観測された。この目標は、ＩＧＢＴゲートドライバーの選択によって対処することができる。効率の良い動作のために、ＩＧＢＴのスイッチング損失を最小にすることが重要である。
【００５５】
固体ゲートドライバーは、５０ＫＨｚを超えるスイッチング周波数で動作することが可能であり、６．８オーム程度の小さいＲsで１００ｎＳ未満（２つのＩＲＧＢ２０Ｂ６０によって負荷される場合）の高速立ち上り、および立ち下り時間を生成する。このドライバー機能は、所望の動的および電流出力特性を有するＩＲ４４２７ＩＣドライバーの採用によって得ることができる。
【００５６】
すべての電力スイッチング回路およびレギュレータと同様に、レイアウトは重要である。従って、入力コンバータトポロジー、電流検出、およびゲートドライバーを収容する集積化電力モジュールを用いる簡単なプラグ＆プレイ解決を提案する可能性は、消費電力管理問題の挑戦に直面している電子技術者を助けるための正しい解決法である。２つのＩＲ  ＩＰＭモジュールだけで、空調応用のための通常のドライバーの消費電力管理機能に対処するために、すべての機能および回路を集積化することが、現在では可能である。
【００５７】
高周波で動作する、能動ＰＦＣ回路、およびブリッジの無いトポロジーを備える入力コンバータが解析され、電力損失および効率の利点が示された。
【００５８】
これらの開発による利点、すなわち、高効率のコンバータ動作、モーター制御装置全体のサイズの５０％を超える減少、部品点数の大幅な削減、ならびに装置のコストおよび開発時間の削減が示された。
【００５９】
開示された力率トポロジー、および進歩したパッケージングは、技術者を助けて、温度調節用の電化製品における新しい消費電力管理課題を解決すると思われる。従って、力率補正の標準に関して、エネルギー効率の良い変速モータードライブを提供するための技術的課題は、簡単に、かつコスト効率よく対処される。
【００６０】
以上本発明を、その特定の実施形態に関して説明したが、多くの他の変形例と変更態様、および他の用途があることは、当業者には明らかであるを思う。従って本発明は、本明細書の特定の開示によって限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】従来のインバータフロントエンドの構成および動作を示す略図である。
【図２】第１０／９５３３４４号で開示された基本的なブリッジの無いコンバータトポロジーおよび正の半サイクル中のその動作を示す略図である。
【図３】図２のコンバータおよび負の半サイクル中のその動作を示す略図である。
【図４】ＰＦＣ付きの従来のブーストコンバータの略図である。
【図５】本発明の第１実施形態によるブリッジの無いＰＦＣ回路の略図である。
【図６】本発明の第２実施形態によるブリッジの無いＰＦＣ回路の略図である。
【図７】第１実施形態の変更によるブリッジの無いＰＦＣ回路の略図である。
【図８】本発明の第３実施形態によるブリッジの無いＰＦＣ回路の略図である。
【符号の説明】
【００６２】
Ｃ  コンデンサ
ＣＯＭ  共通線
Ｄ  ダイオード
Ｄ１  ダイオード
Ｄ２  ダイオード
Ｄ３  ダイオード
Ｄ４  ダイオード
ＤＢ  ブーストダイオード
ＤＲＩＶＥ  制御信号
ＩＬ  電流
Ｌ  インダクタ
Ｍ  分路スイッチ
Ｍ１  ＭＯＳＦＥＴ
Ｍ２  ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１  トランジスタ
Ｑ２  トランジスタ
Ｒ  抵抗
Ｒ３  分流抵抗
ＴＲ１  トランジスタ
ＴＲ２  トランジスタ
Ｖ＋  端子
【図１】
2008535460.tif 000005
【図２】
2008535460.tif 000006
【図３】
2008535460.tif 000007
【図４】
2008535460.tif 000008
【図５】
2008535460.tif 000009
【図６】
2008535460.tif 000010
【図７】
2008535460.tif 000011
【図８】
2008535460.tif 000012
【手続補正書】
【提出日】平成19年11月7日(2007.11.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１ＡＣ入力端子に接続される第１端部と、第１ダイオードの陽極と第１スイッチの第１端子との間に規定位置する第１接続部に接続されている第２端部とを有するブーストインダクタと、
共通線に接続されている前記第１スイッチの第２端子と、
前記第１ダイオードの陰極と前記共通線との間に接続されているコンデンサと負荷端子の並列回路と、
前記第１ダイオードの陰極と前記共通線との間に接続されている第２ダイオードと第２スイッチの直列回路と、
前記第２ダイオードの陽極と前記第２スイッチとの間に位置する第２接続部に接続される第２ＡＣ入力端子と、
前記第２ＡＣ入力端子と前記第２接続部との間に接続されている別のブーストインダクタと、
前記負荷端子に印加される電力に関して力率補正を施すように、前記第１および第２スイッチを制御するために接続されている制御入力と、
陽極が前記共通線に接続され、陰極が前記第１および第２ＡＣ入力端子にそれぞれ接続されている第３および第４ダイオード
とを備えるブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項２】
制御入力、第１および第２スイッチ、ならびに共通線を相互接続する抵抗回路網を、さらに備える請求項１に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項３】
第１および第２スイッチ各々が、共通線ならびに第１および第２接続部の対応する接続部にそれぞれ接続されている１対の主端子と、制御入力に接続されているゲート端子とを有する請求項１に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項４】
制御入力、ゲート端子、および共通線を相互接続する抵抗回路網を、さらに備える請求項３に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項５】
第１および第２ＡＣ入力端子の電圧ならびに負荷端子間の出力電圧に応答して、第１および第２スイッチを制御する制御入力に接続されている制御回路をさらに備え、前記制御回路は、前記ＡＣ入力端子で交差するゼロ電圧を検出するようになっている請求項１に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項６】
第１ＡＣ入力端子に接続されている第１端部と、第１ダイオードの陽極と第１スイッチの第１端子との間に位置する第１接続部に接続されている第２端部とを有するブーストインダクタと、
前記第１ダイオードの陰極と共通線との間に接続されているコンデンサと、負荷端子の並列回路と、
前記第１ダイオードの陰極に接続されている第２ダイオードと第２スイッチの直列回路と、
前記第２ダイオードの陽極と前記第２スイッチの第１端子との間に位置している第２接続部に接続されている第２ＡＣ入力端子と、
前記第２ＡＣ入力端子と前記第２接続部との間に接続されている別のブーストインダクタと、
前記負荷端子に印加される電力に関して、力率補正を施すように、前記第１および第２スイッチを制御するために接続されている制御入力
とを備え、前記第１および第２スイッチの第２端子は、分流抵抗によって前記共通線に接続された電流検出線に接続されているブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項７】
第１および第２スイッチと並列にそれぞれ接続されている第３および第４ダイオードをさらに備え、その陰極は、対応する第１および第２接続部に接続されている請求項６に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項８】
第３および第４ダイオードの陽極は、共通線に接続されている請求項７に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項９】
第１および第２ＡＣ入力端子の電圧、ならびに負荷端子間の出力電圧に応答して第１および第２スイッチを制御する制御入力に接続されている制御回路を、さらに備え、前記制御回路は前記ＡＣ入力端子で交差するゼロ電圧を検出するようになっている、請求項６に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【請求項１０】
第３および第４ダイオードの陽極は、共通線に接続されている請求項９に記載のブリッジ無しのＰＦＣブーストコンバータ。
【国際調査報告】
2008535460.tif 000013
2008535460.tif 000014