(57)【要約】【課題】低電圧入力かつ大電力出力、高効率及び低ノイズを実現できるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】電源装置１００は、端子Ｖ１と、端子Ｖ２と、端子Ｖ１に接続された第１の巻線Ｌ１と、第１の巻線Ｌ１に直列接続された巻線であって第１の巻線Ｌ１と磁気結合する第２の巻線Ｌ２と、第２の巻線Ｌ２に直列接続されたコンデンサＣと、コンデンサＣ及び端子Ｖ２に直列接続された１次巻線ＴＬ１、及び、１次巻線ＴＬ１と磁気結合する２次巻線ＴＬ２を有するトランスＴと、２次巻線ＴＬ２に接続される整流平滑回路と、第１の巻線Ｌ１及び第２の巻線Ｌ２の接続点と端子Ｖ２との間に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する制御回路１０と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の一端に接続される第１の端子と、
前記第１の端子に接続された第１の巻線と、
前記第１の巻線に直列接続された巻線であって前記第１の巻線と磁気結合する第２の巻線と、
前記第２の巻線に直列接続された第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサに直列接続された１次巻線、及び、前記１次巻線と磁気結合する２次巻線を有するトランスと、
前記２次巻線に接続される整流平滑回路と、
前記直流電源の他端に接続される端子であって、前記１次巻線における前記第１のコンデンサとの接続端とは反対端に接続された第２の端子と、
前記第１の巻線及び前記第２の巻線の接続点と前記第２の端子との間に接続された第一のスイッチング素子と、
前記第一のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備えるスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１記載のスイッチング電源装置であって、
前記第１の巻線の巻数をＡとし、前記第２の巻線の巻数をＢとしたとき、Ａ：Ｂ＝１：（１〜４）であるスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項２記載のスイッチング電源装置であって、
Ａ：Ｂ＝１：（２〜３）であるスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置であって、
第２のスイッチング素子及び第２のコンデンサの直列回路を更に備え、
前記直列回路は、前記第１のスイッチング素子と並列接続され、
前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の一方がオンの期間に、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の他方をオフにする制御を行うスイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項４記載のスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、単位期間に占める前記第１のスイッチング素子のオン時間と前記第２のスイッチング素子のオン時間の比率を可変して出力電圧を制御するスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器に用いられるスイッチング電源装置としては、非絶縁型又は絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種のものが知られている（例えば特許文献１参照）。絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧をスイッチング素子によってトランスの１次巻線に供給し、トランスの２次巻線に誘導起電力を発生させて、出力電圧を得るものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３６６５０５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧が低圧の場合、トランスの１次巻線に供給される電圧が低圧となり、トランスの巻数比も限られるために、スイッチング素子は、負荷電流を直接スイッチングする非絶縁型のチョッパと大差ない電流をスイッチングすることになる。したがって、効率、ノイズ特性ともに期待するものを得ることができない。
【０００５】
また、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電圧が低圧の場合、スイッチング素子が大電流をスイッチングしてしまうため、トランスの結合度によって生じるリーケージインダクタンスが出力電力を制限してしまう。出力電力を大きくするには、不可能なほどリーケージインダクタンスを下げる、すなわち、結合度をあげる必要があり、究極には結合度１の理想トランスが必要となる。このように、従来の絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、低電圧入力かつ大電力出力には不向きであった。
【０００６】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、低電圧入力かつ大電力出力を可能としながら、高効率及び低ノイズを実現できるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のスイッチング電源装置は、直流電源の一端に接続される第１の端子と、前記第１の端子に接続された第１の巻線と、前記第１の巻線に直列接続された巻線であって前記第１の巻線と磁気結合する第２の巻線と、前記第２の巻線に直列接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに直列接続された１次巻線、及び、前記１次巻線と磁気結合する２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線に接続される整流平滑回路と、前記直流電源の他端に接続される端子であって、前記１次巻線における前記第１のコンデンサとの接続端とは反対端に接続された第２の端子と、前記第１の巻線及び前記第２の巻線の接続点と前記第２の端子との間に接続された第一のスイッチング素子と、前記第一のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備えるものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、低電圧入力かつ大電力出力を可能としながら、高効率及び低ノイズを実現できるスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の一実施形態を説明するためのスイッチング電源装置１００の概略構成を示す回路図
【図２】スイッチング電源装置１００の変形例であるスイッチング電源装置２００の概略構成を示す回路図
【図３】スイッチング電源装置１００の変形例であるスイッチング電源装置３００の概略構成を示す回路図
【図４】図３に示すスイッチング電源装置３００の動作を説明するためのタイミングチャート
【図５】スイッチング電源装置１００の変形例であるスイッチング電源装置４００の概略構成を示す回路図
【図６】スイッチング電源装置１００の変形例であるスイッチング電源装置５００の概略構成を示す回路図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【００１１】
図１は、本発明の一実施形態を説明するためのスイッチング電源装置１００の概略構成を示す回路図である。
【００１２】
スイッチング電源装置１００は、例えば商用電源からの交流電圧を整流平滑して得られる直流電圧Ｖｉｎを供給する直流電源Ｐの一端に接続される端子Ｖ１（第１の端子）と、直流電源Ｐの他端（グランド端）に接続される端子Ｖ２（第２の端子）と、リアクトルＬ，Ｌｒ，Ｌｏと、コンデンサＣ，Ｃａ，Ｃｏと、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤａ，Ｄ１，Ｄ２と、トランスＴと、プロセッサを主体に構成される制御回路１０と、出力端子Ｖｏと、グランド端子ＧＮＤと、を備える。
【００１３】
リアクトルＬは、端子Ｖ１に接続された第１の巻線Ｌ１（巻数Ｎｐとする）と、第１の巻線Ｌ１に直列接続された巻線であって、第１の巻線Ｌ１と磁気結合する第２の巻線Ｌ２（巻数Ｎｓとする）とを有する。第１の巻線Ｌ１の巻終わり端が端子Ｖ１に接続され、第１の巻線Ｌ１の巻始め端が第２の巻線Ｌ２の巻終わり端に接続されている。
【００１４】
スイッチング素子Ｑ１は、例えばＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子Ｑ１は、リアクトルＬの第１の巻線Ｌ１と第２の巻線Ｌ２の接続点と、端子Ｖ２との間に接続されている。
【００１５】
ダイオードＤａは、スイッチング素子Ｑ１に対して並列に接続されている。ダイオードＤａは、スイッチング素子Ｑ１に内蔵される寄生ダイオードであってもよい。
【００１６】
コンデンサＣａは、スイッチング素子Ｑ１に対して並列に接続されている。コンデンサＣａは、スイッチング素子Ｑ１に内蔵される寄生コンデンサであってもよい。
【００１７】
コンデンサＣは、リアクトルＬの第２の巻線Ｌ２に直列接続されている。
【００１８】
トランスＴは、コンデンサＣに直列接続された１次巻線ＴＬ１、及び、１次巻線ＴＬ１と磁気結合する２次巻線ＴＬ２を有する。１次巻線ＴＬ１の巻始め端はコンデンサＣに接続され、１次巻線ＴＬ１の巻終り端は端子Ｖ２に接続されている。
【００１９】
リアクトルＬｒは、物理的には存在していないが、１次巻線ＴＬ１からの漏洩インダクタンス成分（リーケージインダクタンス）を有するリアクトルとして等価的に示したものである。図１の例では、リアクトルＬｒは、１次巻線ＴＬ１の巻終り端と端子Ｖ２との間に等価的に接続されているが、コンデンサＣと１次巻線ＴＬ１の巻始め端との間に等価的に接続されたものとしてもよい。
【００２０】
また、リアクトルＬｒは、トランスＴの１次巻線ＴＬ１とは別に物理的に設けたものであってもよい。
【００２１】
トランスＴの２次巻線ＴＬ２の巻始め端はグランド端子ＧＮＤに接続され、２次巻線ＴＬ２の巻終わり端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。
【００２２】
ダイオードＤ２のアノードは、グランド端子ＧＮＤに接続され、ダイオードＤ２のカソードは、ダイオードＤ１のカソードと接続されている。
【００２３】
リアクトルＬｏは、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と、出力端子Ｖｏとに接続されている。
【００２４】
コンデンサＣｏは、リアクトルＬｏと出力端子Ｖｏの間と、グランド端子ＧＮＤとに接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬｏ、及びコンデンサＣｏは、２次巻線ＴＬ２に生じる電圧を整流平滑する整流平滑回路を構成する。
【００２５】
このように、スイッチング電源装置１００では、１次巻線ＴＬ１と２次巻線ＴＬ２は、１次巻線ＴＬ１に流れる電流の向きと、２次巻線ＴＬ２に流れる電流の向きとが同じになるように構成されている。なお、１次巻線ＴＬ１と２次巻線ＴＬ２の巻数比は、出力端子Ｖｏから出力される電圧が入力電圧よりも大きくなるように設定されている。
【００２６】
制御回路１０は、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧を制御して、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御を行う。制御回路１０には、出力端子Ｖｏに出力される電圧がフィードバックされ、このフィードバック電圧に基づいて、制御回路１０は出力電圧が所望の値となるようにオンオフ制御を行う。
【００２７】
以上のように構成されたスイッチング電源装置１００の動作を説明する。
【００２８】
制御回路１０がスイッチング素子Ｑ１をオンする直前では、コンデンサＣの電圧が直流電源Ｐから供給される入力電圧Ｖｉｎとなっている。この状態で、制御回路１０がスイッチング素子Ｑ１をオンすると、第１の巻線Ｌ１に入力電圧Ｖｉｎが供給される。これにより、第２の巻線Ｌ２には、入力電圧Ｖｉｎの（Ｎｓ／Ｎｐ）倍の電圧が供給される。したがって、トランスＴの１次巻線ＴＬ１は、第２の巻線Ｌ２及びコンデンサＣによって、Ｖｉｎ×｛１＋（Ｎｓ／Ｎｐ）｝の電圧で励磁される。
【００２９】
この励磁により、トランスＴの２次巻線ＴＬ２には、１次巻線ＴＬ１と２次巻線ＴＬ２の巻数比に応じた電流が流れる。この電流がダイオードＤ１で整流され、この電流によりリアクトルＬｏが励磁される。そして、整流平滑された出力電圧が出力端子Ｖｏから得られる。
【００３０】
以上のように、スイッチング電源装置１００によれば、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、トランスＴの１次巻線ＴＬ１に供給される電圧を、入力電圧Ｖｉｎの｛１＋（Ｎｓ／Ｎｐ）｝倍にすることができる。このため、低電圧入力かつ大電力出力が可能となる。また、１次巻線ＴＬ１に供給される電圧が大きくなることで、トランスＴの１次巻線ＴＬ１と２次巻線ＴＬ２の巻数比を大きくすることができるため、１次巻線ＴＬ１に流れる電流を小さくすることができる。
【００３１】
１次巻線ＴＬ１に流れる電流が小さくなることで、スイッチング素子Ｑ１がスイッチングする電流は小さくなるため、高効率及び低ノイズを実現することができる。また、１次巻線ＴＬ１に流れる電流が小さくなることで、リアクトルＬｒのインダクタンスが大きくても、出力電力は制限されにくくなる。つまり、トランスＴを密結合にして結合度をあげることなく（結合度１の理想トランスを用いることなく）、大電力出力が可能になると共に、トランスＴの結合容量が大きくならないことでコモンモードノイズを低減することができる。
【００３２】
なお、スイッチング素子Ｑ１のオン時に１次巻線ＴＬ１に供給される電圧の大きさは、第１の巻線Ｌ１の巻数Ｎｐと、第２の巻線Ｌ２の巻数Ｎｓとの比である（Ｎｓ／Ｎｐ）によって決まる。（Ｎｓ／Ｎｐ）の値に特に制限はないが、ＮｓをＮｐと同じかそれ以上の値にすることで、１次巻線ＴＬ１に供給する電圧を入力電圧Ｖｉｎの２倍以上にすることができるため好ましい。
【００３３】
医療用測定機器等の人体の安全性が求められる電子機器に用いるスイッチング電源装置では、入力電圧Ｖｉｎの上限値が安全性規格によって小さい値に制限される。このため、本実施形態のスイッチング電源装置１００は、このような入力電圧を高くできない電子機器に適したものとなる。
【００３４】
例えば、ＳＥＬＶ（ｓａｆｅｔｙ  ｅｘｔｒａ  ｌｏｗ  ｖｏｌｔａｇｅ）電圧を入力として、出力電圧５Ｖ〜２４Ｖ程度を得ようとすると、ＮｐとＮｓの比は、Ｎｐ：Ｎｓ＝１：（１〜４）とするのが実用上好ましい。ただし、Ｎｓの値が大きすぎると、入力側に戻る電流もその分大きくなってしまうため、Ｎｐ：Ｎｓ＝１：（２〜３）とするのがより好ましい。
【００３５】
図２は、図１に示したスイッチング電源装置１００の変形例であるスイッチング電源装置２００の概略構成を示す回路図である。
【００３６】
図２に示すスイッチング電源装置２００は、ダイオードＤ２とリアクトルＬｏを削除して、ダイオードＤ１のカソードを出力端子Ｖｏに接続し、トランスＴをトランスＴａに変更した点を除いては、図１に示すスイッチング電源装置１００と同じ構成である。
【００３７】
トランスＴａは、図１における２次巻線ＴＬ２を２次巻線ＴＬ２ａに変更したものである。２次巻線ＴＬ２ａの巻数は２次巻線ＴＬ２と同じである。２次巻線ＴＬ２ａの巻始め端はダイオードＤ１のアノードに接続され、２次巻線ＴＬ２ａの巻終わり端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。
【００３８】
このように、スイッチング電源装置２００では、１次巻線ＴＬ１に流れる電流の向きと、２次巻線ＴＬ２ａに流れる電流の向きとが逆になるように構成されている。なお、スイッチング電源装置２００において、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏは、トランスＴの２次巻線ＴＬ２ａに発生する電圧を整流及び平滑する整流平滑回路を構成する。
【００３９】
以上の構成のスイッチング電源装置２００は、いわゆる絶縁ＳＥＰＩＣ型コンバータと同じように動作する。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオン時には、入力電圧Ｖｉｎの（Ｎｓ／Ｎｐ）倍の電圧が１次巻線ＴＬ１に印加される。このとき、ダイオードＤ１には電流は流れない。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わると、トランスＴａに励磁されたエネルギが放出されて、２次巻線ＴＬ２ａからダイオードＤ１に電流が流れて、整流平滑された出力電圧が得られる。
【００４０】
このスイッチング電源装置２００は、出力側の回路以外の構成はスイッチング電源装置１００と同じである。このため、スイッチング電源装置１００と同様に、低電圧入力かつ大電力出力が可能であり、更に、高効率及び低ノイズを実現することができる。また、スイッチング電源装置１００と比較すると、ダイオードＤ２とリアクトルＬｏを削減できるため、回路面積縮小、コスト低減に有利である。
【００４１】
図３は、スイッチング電源装置１００の変形例であるスイッチング電源装置３００の概略構成を示す回路図である。
【００４２】
図３に示すスイッチング電源装置３００は、アクティブクランプ回路ＡＣを追加し、制御回路１０を制御回路１０Ａに変更した点を除いては、図１に示すスイッチング電源装置１００と同じ構成である。
【００４３】
アクティブクランプ回路ＡＣは、スイッチング素子Ｑ１に対して並列に接続されるスイッチング素子Ｑ２及びコンデンサＣ１の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２に対して並列に接続されるダイオードＤｂと、スイッチング素子Ｑ２に対して並列に接続されるコンデンサＣｂと、を備える。
【００４４】
なお、ダイオードＤｂは、スイッチング素子Ｑ２に内蔵される寄生ダイオードであってもよい。また、コンデンサＣｂは、スイッチング素子Ｑ２に内蔵される寄生コンデンサであってもよい。
【００４５】
スイッチング素子Ｑ２は、例えばＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子Ｑ２は、第１の巻線Ｌ１と第２の巻線Ｌ２の接続点にソースチャネルが接続され、コンデンサＣ１の一端にドレインチャネルが接続される。コンデンサＣ１の他端はグランドに接続される。
【００４６】
制御回路１０Ａは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を制御する。制御回路１０Ａは、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の一方がオンの期間に他方をオフにする相補的制御を行う。なお、制御回路１０Ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを切り替えるタイミングで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共にオフとする期間（デッドタイム）を持たせる。
【００４７】
制御回路１０Ａは、スイッチング素子Ｑ１をオンしてから、次にスイッチング素子Ｑ１をオンにするまでの制御の１周期のうちのデッドタイムを除く期間（単位期間）において、スイッチング素子Ｑ１をオンする時間とスイッチング素子Ｑ２をオンする時間の比率を可変することで、出力端子Ｖｏから出力させる電圧を制御する。
【００４８】
以上のように構成されたスイッチング電源装置３００の動作を説明する。
【００４９】
図４は、図３に示すスイッチング電源装置３００の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【００５０】
図３における各波形について説明する。“Ｑ１ゲート”は、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧の変化を示す。“Ｑ２ゲート”は、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧の変化を示す。“Ｑ１  Ｉｄ”は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の変化を示す。“Ｑ１  Ｖｄｓ”は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧の変化を示す。“Ｑ２  Ｉｄ”は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流の変化を示す。“Ｑ２  Ｖｄｓ”は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧の変化を示す。“Ｄ１  Ｉｆ”は、ダイオードＤ１の出力電流の変化を示す。“Ｄ２  Ｉｆ”は、ダイオードＤ２の出力電流の変化を示す。“Ｉｉｎ”は、直流電源Ｐから供給される入力電流の変化を示す。“Ｉｏ”は、出力端子Ｖｏに流れる電流の変化を示す。なお、“Ｔｄ”は、デッドタイムである。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、それぞれ、ゲート電圧がハイレベルのときにオンし、ローレベルのときにオフする。
【００５１】
以下では、スイッチング素子Ｑ２がオフかつスイッチング素子Ｑ１がオンの状態からスイッチング素子Ｑ１がオフになった時刻Ｔ１以降の動作を説明する。なお、スイッチング素子Ｑ１がオフになる直前では、図１のスイッチング電源装置１００と同様に、トランスＴの１次巻線ＴＬ１はＶｉｎ・｛１＋（Ｎｓ／Ｎｐ）｝の電圧で励磁されている。
【００５２】
［時刻Ｔ１］
時刻Ｔ１でスイッチング素子Ｑ１がオフすると、リアクトルＬｒに蓄えられた励磁エネルギが放電電流ＩＬｒとして、入力側とアクティブクランプ回路ＡＣに流れる。放電電流ＩＬｒは、第２の巻線Ｌ２を通過することになり、このときアンペアターン則によって第１の巻線Ｌ１にはＩＬｒ・（Ｎｓ／Ｎｐ）の電流が流れ始める。すなわち入力側に放電電流ＩＬｒを戻すことになり、入力電流Ｉｉｎは減少し始める。
【００５３】
また、放電電流ＩＬｒは、第１の巻線Ｌ１と第２の巻線Ｌ２の接続点にて分岐し、この放電電流によってコンデンサＣ１とコンデンサＣａが充電され始める。コンデンサＣａが充電され始めると、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓは徐々に上昇していく。また、コンデンサＣ１が充電される際に、コンデンサＣｂの電荷が引抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓは徐々に下がり始める。
【００５４】
一方、出力側では、スイッチング素子Ｑ１のオン時にはダイオードＤ１に電流が流れていたが、時刻Ｔ１におけるスイッチング素子Ｑ１のターンオフとともに、リアクトルＬｒの放電電流ＩＬｒがトランスＴの１次巻線ＴＬ１を通過するので、時間と共に減少する放電電流ＩＬｒと相似して、ダイオードＤ１に流れる電流も減少していく。これに合わせてスイッチング素子Ｑ１のオン時に励磁されていたリアクトルＬｏの励磁エネルギが放出され始めるので、ダイオードＤ２には徐々に電流が流れ始める。
【００５５】
［時刻Ｔ２］
放電電流ＩＬｒによってコンデンサＣａが充電され続け、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓが上昇しきった後、コンデンサＣｂの放電が進み、コンデンサＣｂの電圧が、ダイオードＤｂの順方向電圧Ｖｆｂによって−Ｖｆｂでクランプされると、ダイオードＤｂに放電電流ＩＬｒが流れ始める。
【００５６】
［時刻Ｔ３］
ダイオードＤｂに電流が流れている間に、時刻Ｔ３でスイッチング素子Ｑ２がオンされ、スイッチング素子Ｑ２はソースチャネルからドレインチャネルへ放電電流ＩＬｒを流し始める。そしてリアクトルＬｒの放電エネルギが放出を終えると、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１によって、リアクトルＬの第１の巻線Ｌ１に（Ｖｃ１−Ｖｉｎ）が印加されると共に、｛（Ｖｃ１−Ｖｉｎ）（Ｎｓ／Ｎｐ）＋Ｖｃ１｝でリアクトルＬｒ及びトランスＴの１次巻線ＴＬ１は励磁され始める。励磁ループは、ＧＮＤ−コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−第２の巻線Ｌ２−コンデンサＣ−１次巻線ＴＬ１−リアクトルＬｒ−ＧＮＤの向きである。
【００５７】
［時刻Ｔ４］
時刻Ｔ３の状態を継続し、リアクトルＬｒ及び１次巻線ＴＬ１は励磁され続ける。
【００５８】
［時刻Ｔ５］
時刻Ｔ５でスイッチング素子Ｑ２がオフになり、励磁されていたリアクトルＬｒから放電電流ＩＬｒが流れ始める。放電電流ＩＬｒの経路は、リアクトルＬｒ−コンデンサＣａ−第２の巻線Ｌ２−コンデンサＣ―１次巻線ＴＬ１−リアクトルＬｒであり、放電電流ＩＬｒによりコンデンサＣａの電荷が放電され始める。また、スイッチング素子Ｑ２がオフになったことで、コンデンサＣｂはコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１によって充電され始める。
【００５９】
また、リアクトルＬｒの放電電流ＩＬｒが流れ始めると同時に、ダイオードＤ１にもトランスＴを介して電流が流れ始める。同時に、リアクトルＬｏの放電エネルギは放電を加速され、ダイオードＤ２の電流もダイオードＤ１の電流上昇と共に減少していく。
【００６０】
［時刻Ｔ６］
リアクトルＬｒの放電電流ＩＬｒによってコンデンサＣａが放電され続け、コンデンサＣａの電圧が、ダイオードＤａの順方向電圧Ｖｆａによって−Ｖｆａでクランプされると、ダイオードＤａにリアクトルＬｒの放電電流ＩＬｒが流れ始める。
【００６１】
［時刻Ｔ７］
ダイオードＤａに電流が流れている間に、スイッチング素子Ｑ１がオンになり、スイッチング素子Ｑ１は、ソースチャネルからドレインチャネルに放電電流ＩＬｒを流し始める。
【００６２】
［時刻Ｔ８］
リアクトルＬｒの放電エネルギが放出を終えると、第１の巻線Ｌ１に入力電圧Ｖｉｎが印加される。これにより、第２の巻線Ｌ２にはＶｉｎ・（Ｎｓ／Ｎｐ）の電圧が発生し、トランスＴの１次巻線ＴＬ１には、コンデンサＣの電圧Ｖｉｎとともに、Ｖｉｎ・（Ｎｓ／Ｎｐ）の電圧が印加される。以上の動作が繰り返される。
【００６３】
以上のように、スイッチング電源装置３００は、アクティブクランプ回路ＡＣを有することで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン・ソース間電圧が最小の状態で、これらをオンさせるゼロボルトスイッチングが可能となる。このため、スイッチング損失を減らして高効率の電圧変換が可能になる。
【００６４】
また、スイッチング電源装置３００によれば、トランスＴとして疎結合のものを用いることができるため、リアクトルＬｒのインダクタンスが大きくなり、スイッチング電流波形を矩形波ではなく傾きを持ったものにすることができる。スイッチング電流は、第２の巻線Ｌ２を通過するため、第２の巻線Ｌ２と磁気結合される第１の巻線Ｌ１にもリアクトルＬｒの放電電流を流すことができる。このため、入力電流Ｉｉｎは高次高調波が低減される。同様に、出力電流Ｉｏも矩形波とならず、高次高調波を低減することができる。このように、スイッチング電源装置３００は、入出力ともに高次高調波を低減することができ、低ノイズ性能を実現することができる。
【００６５】
また、スイッチング電源装置３００によれば、スイッチング素子Ｑ１オフ後のリアクトルＬｒの励磁エネルギ（放電電流ＩＬｒ）は、第１の巻線Ｌ１にも流れて入力側に戻る。このため、アクティブクランプ回路ＡＣのコンデンサＣ１は、入力電圧Ｖｉｎの２倍程度までにしか充電されない。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の耐圧を高くする必要がなく、スイッチング損失の増大、導通損失の増大等を防いで、高効率を実現することができる。
【００６６】
図５は、スイッチング電源装置１００の変形例であるスイッチング電源装置４００の概略構成を示す回路図である。
【００６７】
スイッチング電源装置４００は、ダイオードＤ２とリアクトルＬｏを削除して、ダイオードＤ１のカソードを出力端子Ｖｏに接続し、トランスＴをトランスＴａに変更した点を除いては、図３に示すスイッチング電源装置３００と同じ構成である。スイッチング電源装置４００の出力側の構成は、図２のスイッチング電源装置２００と同じである。このスイッチング電源装置４００であっても、スイッチング電源装置３００と同じ効果を得ることができる。
【００６８】
なお、図１に示すスイッチング電源装置１００では、スイッチング素子Ｑ１オフ時における放電エネルギを吸収して、スイッチング素子Ｑ１とその周囲の素子を保護するための保護回路を設けてもよい。
【００６９】
例えば、図６に示すスイッチング電源装置５００のように、スイッチング電源装置１００において、コンデンサＣｃと抵抗Ｒの直列回路である保護回路２０をスイッチング素子Ｑ１に並列に設けることで、装置の信頼性を高めることができる。この保護回路２０は、図２に示すスイッチング電源装置２００にも適用可能である。
【００７０】
また、図１に示すスイッチング電源装置１００では、２次巻線ＴＬ２がセンタタップを有するものとしてもよい。この場合、１次巻線ＴＬ１に流れる電流の向きと、２次巻線ＴＬ２に流れる電流の向きとは逆になるようにする。つまり、２次巻線ＴＬ２の巻始め端をダイオードＤ１のアノードに接続し、２次巻線ＴＬ２の巻終わり端をダイオードＤ２のアノードに接続する。また、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとを出力端子Ｖｏに接続し、２次巻線ＴＬ２のセンタタップをグランド端子に接続した構成とすればよい。なお、２次巻線をセンタタップにする構成は、図３に示すスイッチング電源装置３００、図６に示すスイッチング電源装置５００にも適用可能である。
【００７１】
また、スイッチング電源装置１００〜５００のリアクトルＬは、図示されているような、分離された２つの巻線を接続したものでなくてもよい。例えば、１つの巻線の途中に引き出し線を設け、この引き出し線と端子Ｖ２との間にスイッチング素子Ｑ１を接続する構成としてもよい。この構成では、１つの巻線において、引き出し線を境として一方が第一の巻線となり、他方が第二の巻線となり、これらが磁気結合したものとなる。
【００７２】
以上説明してきたように、本明細書には以下の事項が開示されている。
【００７３】
開示されたスイッチング電源装置は、直流電源の一端に接続される第１の端子と、前記第１の端子に接続された第１の巻線と、前記第１の巻線に直列接続された巻線であって前記第１の巻線と磁気結合する第２の巻線と、前記第２の巻線に直列接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに直列接続された１次巻線、及び、前記１次巻線と磁気結合する２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線に接続される整流平滑回路と、前記直流電源の他端に接続される端子であって、前記１次巻線における前記第１のコンデンサとの接続端とは反対端に接続された第２の端子と、前記第１の巻線及び前記第２の巻線の接続点と前記第２の端子との間に接続された第一のスイッチング素子と、前記第一のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備えるものである。
【００７４】
開示されたスイッチング電源装置は、前記第１の巻線の巻数をＡとし、前記第２の巻線の巻数をＢとしたとき、Ａ：Ｂ＝１：（１〜４）であるものを含む。
【００７５】
開示されたスイッチング電源装置は、Ａ：Ｂ＝１：（２〜３）であるものを含む。
【００７６】
開示されたスイッチング電源装置は、第２のスイッチング素子及び第２のコンデンサの直列回路を更に備え、前記直列回路は、前記第１のスイッチング素子と並列接続され、前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の一方がオンの期間に、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の他方をオフにする制御を行うものである。
【００７７】
開示されたスイッチング電源装置は、前記制御回路は、単位期間に占める前記第１のスイッチング素子のオン時間と前記第２のスイッチング素子のオン時間の比率を可変して出力電圧を制御するものである。
【００７８】
以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
本発明のスイッチング電源装置は、低電圧入力で大電力出力、かつ、高効率及び低ノイズが可能であるため、特に医療用測定機器等の安全電圧が低く、出力電圧の信頼性が求められる電子機器等に適用して有効である。
【符号の説明】
【００８０】
１００  スイッチング電源装置
Ｖ１，Ｖ２  入力側端子
Ｖｏ，ＧＮＤ  出力側端子
Ｐ  直流電源
Ｌ，Ｌｏ，Ｌｒ  リアクトル
Ｌ１  第１の巻線
Ｌ２  第２の巻線
Ｑ１  スイッチング素子
Ｃ，Ｃａ，Ｃｏ  コンデンサ
Ｔ  トランス
ＴＬ１  １次巻線
ＴＬ２  ２次巻線
Ｄ１，Ｄ２，Ｄａ  ダイオード
１０  制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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