(57)【要約】  本発明は、通信システムの変調装置に関する。変調装置はスペクトル拡散符合器を有する。パルス符号変調装置は、スペクトル拡散符合器の信号出力ポートと接続可能な信号入力ポートを有するパルス符号変調装置を有する。変調装置は、パルス符号変調と組み合わされた変更されたスペクトル拡散方式を用いることにより、強靱な且つ誤りのない変調及び符号化方式を実行する。通信システムは低データ・レート、雑音に強い変調及び非常に簡易な送信機を用いた符号化方式を有する。これは結果として、非常に単純な送信機回路になり、送信機の大きさ及び価格を低減する。
2008547301.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムの変調装置であって、スペクトル拡散符合器を有し、
前記スペクトル拡散符合器の信号出力ポートと接続可能な信号入力ポートを有するパルス符号変調装置、を更に有する変調装置。
【請求項２】
前記パルス符号変調装置は、スペクトル拡散符合器により生成されたスペクトル拡散符合信号を、パルス符号変調信号に符号化する、請求項１記載の変調装置。
【請求項３】
前記パルス符号変調装置はスペクトル拡散符合信号の瞬間値を、パルス符号変調信号の一部であるシーケンスに符号化する、請求項２記載の変調装置。
【請求項４】
送信機であって、請求項１乃至３の何れか１項記載の変調装置を有し、前記スペクトル拡散符合器と接続可能な疑似雑音生成器を更に有する、送信機。
【請求項５】
共振回路、及び前記変調装置により生成された信号に応答して前記共振回路を交互に活性化及び不活性化する切り替え手段、を更に有する請求項４記載の送信機。
【請求項６】
前記共振回路は長波長範囲の共振周波数を有する、請求項５記載の送信機。
【請求項７】
磁気トランスデューサーを更に有する、請求項４乃至６の何れか１項記載の送信機。
【請求項８】
通信システムの復調装置であって、前記復調装置は前記通信システム内の送信機に対応し及び相関器を有し、前記相関器は受信した信号と基準信号との相関を実行し、前記基準信号は、特定のパルス符号変調シーケンスにより励起された場合に前記送信機のシステム応答を表し、前記特定のパルス符号変調シーケンスは、選択されたパルス符号変調値を表す、復調装置。
【請求項９】
ピーク検出器を更に有し、前記ピーク検出器の入力ポートは前記相関器の出力ポートと接続可能である、請求項８記載の復調装置。
【請求項１０】
スペクトル拡散復号器を更に有し、前記スペクトル拡散復号器の入力ポートは前記ピーク検出器の出力ポートと接続可能である、請求項９記載の復調装置。
【請求項１１】
データ送信システムであって、送信側スペクトル拡散符合器及び受信側スペクトル拡散復号器を有し、送信側パルス符号変調装置、及び前記スペクトル拡散符合器と前記スペクトル拡散復号器との間に置かれた受信側パルス符号復調装置、を更に有するデータ送信システム。
【請求項１２】
送信側送信機回路を更に有し、前記送信機回路は、共振回路、及び前記パルス符号変調装置により生成された信号に応答して前記共振回路を交互に活性化及び不活性化する切り替え手段、を有する、請求項１１記載のデータ送信システム。
【請求項１３】
前記パルス符号復調装置は、相関器及びピーク検出器を有する、請求項１１又は１２の何れか１項記載のデータ送信システム。
【請求項１４】
前記相関器は、信号がデータ送信システムの送信機と受信機の間の送信チャネルに送信された時、入力として前記信号を取り込む、請求項１３記載のデータ送信システム。
【請求項１５】
送信機から受信機へデータを送信する方法であって、
前記データを表す信号にスペクトル拡散符号化を実行し、スペクトル拡散符合信号を生成する段階、を有し、前記方法は、
前記スペクトル拡散符合信号にパルス符号変調を実行し、パルス符号変調信号を生成する段階、を更に有する、方法。
【請求項１６】
前記パルス符号変調信号を受信する段階；
前記パルス符号変調信号と基準信号との相関を実行し、相互相関を得る段階；及び
前記相互相関のピーク検出を実行する段階、を更に有し、
前記基準信号は、パルス符号変調シーケンスにより励起された場合に送信機のシステム応答を表し、前記パルス符号変調シーケンスは、前記スペクトル拡散符合信号の可能な値のうち、選択された値を表す、請求項１５記載の方法。
【請求項１７】
前記パルス符号変調信号に応答して共振回路を交互に活性化及び不活性化し、送信信号を生成する段階；
前記送信信号を送信チャネルを介し送信する段階、を更に有する請求項１５又は１６の何れか１項記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に一方向通信システムに関し、特に送信機の近傍領域で動作する一方向通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電磁通信システムは、標準的に複数の条件を満たす必要がある。例えば、通信システムの放射源により放出される信号は、通信システムの受信機により確実に検出されるよう十分に強くなければならない。特に、放射源及び受信機の一方又は両方が誘導構造又は磁化可能な構造の近くに位置する場合、信号の部分的吸収を補償するために高い送信パワーが必要になり得る。更に、いくつかの雑音源が長波長範囲のようなある共通周波数範囲に存在する場合、強靱且つ誤りの無い変調及び符号化方式の必要性が増大する。特に医療用途では、現行技術は主に、遠距離電磁界領域で動作するＲＦ周波数通信機を有する。遠距離電磁界領域では、電界成分は電磁波の伝搬に重要な役割を果たす。送信機が人体の近くにある場合、人体による吸収レベルが高いので、性能は格段に低下する。特に、個人向け健康管理用途では、ユーザーの利便性を保証し且つ低価格を保つために、小型で安価な体に装着できる送信機が必要である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
以上から、通信システムが非常に簡易な送信機構造を用い実施されなければならないことが明らかである。同時に、通信システムは干渉雑音パワーに対する耐性の許容レベルを維持しなければならない。問題は次のように要約される。つまり、送信機の一部であり、理想的には簡易な送信機構造を変更せずに送信機に雑音耐性を追加する変調装置を見出すことである。上述の要件に合う変調装置は、本出願の請求項１により定められる。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の好適な実施例では、通信システムの変調装置は、スペクトル拡散符合器、及びスペクトル拡散符合器の信号出力ポートと接続可能な信号入力ポートを有するパルス符号変調装置、を有する。送信されるべきデータは、先ずスペクトル拡散符合器により、続いてパルス符号変調装置により処理される。変調装置の動作中、スペクトル拡散符合器の出力ポートを介しスペクトル拡散符合器を出るデータ信号は、パルス符号変調装置の入力ポートへ向けられる。この構成は、比較的簡易な構造を維持しながら雑音耐性が高いという利点を有する。特に、変調装置の雑音耐性は、送信信号のスペクトル拡散と、異なるパルス符号変調パターンを用いた符号化との組み合わせにより向上される。スペクトル拡散（ＳＳ）符号化は、それぞれ異なる周波数で信号を放射する１又は複数の妨害電波送信機により引き起こされる妨害電波に対し脆弱でない送信信号を提供する。この望ましい効果は、送信信号の送信パワーを比較的大きい周波数帯内で分割することにより達成される。従って、受信機側で、信号は周波数帯の一部が妨害された場合でも再構成され得る。変調装置に先ずスペクトル拡散符合化をそして次にパルス符号変調を実行させる理由を説明する。スペクトル拡散符合化は、標準的にデータ信号と所謂疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）信号との間の論理的又は数学的演算を有する。上述の変調装置の構造は、既存のパルス符号変調部が維持されるので、容易に既存の変調装置構造に統合される。提案される変調装置構造は、パルス符号変調装置の信号入力にスペクトル拡散符合器が追加された点のみが異なる。
【０００５】
本発明の関連する実施例では、パルス符号変調装置は、スペクトル拡散符合器により生成されたスペクトル拡散符合信号を、パルス符号変調信号に符号化するよう適合される。この特徴は、スペクトル拡散符合器とパルス符号変調装置との連結を可能にする。
【０００６】
更に関連する実施例では、パルス符号変調装置はスペクトル拡散符合信号の瞬間値を、パルス符号変調信号の一部であるシーケンスに符号化するよう適合される。マッピング関数又はテーブルは、当業者に良く知られているように、それぞれ部分的シーケンス、パルス符号変調信号を生成する。部分的シーケンス、パルス符号変調信号はそれぞれ、スペクトル拡散符号信号の瞬間値を表す。パルス符号変調は、アナログ信号がサンプルを採られ周期的間隔でデジタル値に量子化される時分割変調技術である。スペクトル拡散信号は、デジタル処理を用いて生成されるが、依然としてアナログ表現を有する。アナログ表現は、例えば区分的に一定出力信号を生じるホールド要素を用い得られる。それにもかかわらず、パルス符号変調装置がデジタル入力信号を直接受け付けるならば、このようなデジタル−アナログ変換は不要であり得る。相応して、アナログ信号をスペクトル拡散符合器からパルス符号変調装置へ送信する代わりに、デジタル値のシーケンスが用いられ得る。
【０００７】
本発明の別の実施例は送信機に関する。当該送信機は、上述の変調装置を有し、スペクトル拡散符合器と接続可能な疑似雑音生成器を更に有する。従って、変調装置は、データ信号又は他の種類の信号を送信チャネルを介して送信する送信機の一部である。スペクトル拡散符号化を実行するため、基本的にランダムなシーケンスである所謂疑似雑音信号が必要である。この疑似雑音信号は、疑似雑音生成器により生成され得る。これらのシーケンスはまた、「キー」と称される。「キー」は送信機及び受信機の両者により予め知られていなければならない現代の通信では、シーケンスは「雑音のように」現れ得るように可能な限り長く且つランダムでなければならない。しかし、如何なる場合も、シーケンスは再現可能でなければならない。再現可能でない場合、受信機は送信されたメッセージを抽出できない。従って、シーケンスは「ほぼランダム」である。このような符合は、疑似乱数又はシーケンスと称される。効率的なＳＳ通信を保証するために、ＰＲＮシーケンスは、長さ、自己相関、相互相関、直交性、及びビット平衡のような特定の規則を順守しなければならない。第一に、異なるシーケンスの相関特性は、スペクトル拡散通信システムへの適用に欠かせない。ある一般的な疑似ランダムシーケンスは、最長系列、Ｂａｒｋｅｒ、Ｇｏｌｄ、Ｈａｄａｍａｒｄ−Ｗａｌｓｈ等である。
【０００８】
関連する実施例では、送信機は、共振回路、及び変調装置により生成された信号に応答して共振回路を交互に活性化及び不活性化する切り替え手段、を更に有する。単位段階関数のような入力信号により励起されると、共振回路は特有の出力信号で応答する。この出力信号は、共に共振回路の特性である、特定共振周波数及び減衰係数を特色とする。共振回路の共振周波数は、特定の送信チャネルを介した送信に好適な周波数帯に位置付けられるよう選択され得る。減衰係数は、入力信号が特定の時間の後に減衰することを保証する。従って共振回路は過去の全ての入力信号を蓄積しない。これら２つの特徴は、共振回路が上述のような変調装置により生成された信号により駆動され得ることを可能にする。特に、駆動信号がパルスを有する場合、共振回路は、実質的に自身の共振周波数で発振を開始することにより、一般的なパルスの立ち上がり端に反応する。同様に、共振回路は、発振が感知できなくなるまで自身の発振を減衰することにより、パルスの立ち下がり端に反応する。１つの利点は、乗算器又は電圧制御発振器のような如何なる標準的な変調要素も利用する必要がないことである。むしろ、所望の搬送波周波数の送信信号は、上述の共振回路の単位段階関数により得られる。これは、送信機を単純化し及び送信機の電力消費を低減する。
【０００９】
関連する実施例では、共振回路は長波長範囲の共振周波数を有する。長波長範囲の無線通信は有利である。何故なら、長波長信号は、より短い波長を有する信号より人体のような特定の構造に吸収されないからである。スペクトル拡散符号化が用いられるので、更に混雑した長波長範囲でさえ、対象とするデータ通信のために十分な帯域幅を提供する。何故なら、長波長範囲で動作する如何なる他の通信システムに対しても、送信された信号は実際には雑音のあるフロアで消滅し、従って当該信号はこれら通信システムに妨害電波送信機を生じさせないからである。更に、送信された信号は、長波長範囲の任意の大きな部分を有効に使うことができる。送信範囲の下限及上限が依然として送信チャネルの規格範囲内にあることのみを保証すれば良い。
【００１０】
更なる実施例では、送信機は磁気トランスデューサーを更に有する。このような磁気トランスデューサーは強い磁束密度（Ｂ−ｆｉｅｌｄ）を生成する。磁気トランスデューサー通信を用いる利点は、近傍領域で、電磁波が小さい電界成分と大きい磁束密度又は磁界成分を有することである。これは、電界が大きく吸収されると同時に磁界が殆ど影響されない環境で有利である。つまり電気的に伝導性だが非磁性である物質の近くの場合である。
【００１１】
本発明による別の好適な実施例では、通信システムの復調装置は、通信システム内の送信機に対応する。復調装置は、受信した信号と基準信号との相関を実行する相関器を有する。基準信号は、特定のパルス符号変調シーケンスにより励起された場合に送信機のシステム応答を表す。特定のパルス符号変調シーケンスは、選択されたパルス符号変調値を表す。復調装置の任務は、受信した信号が対応する送信機により送信された信号に対応するか又は当該送信された信号を有するかどうかを決定することである。更に、復調装置は、受信した信号の瞬間値、つまり所与の瞬間に信号により表された値を決定する任務を有する。受信した信号と基準信号との間の相関、つまり両方の信号の相互相関を実行する相関器は、この任務に良く適する。基準信号は、同一の信号が特定のパルス符号変調シーケンスにより励起された場合に、送信機のシステム応答から得られる。従って、相関器又は特定の追加成分が、受信した信号と基準信号との相互相関が基準信号の自己相関と本質的に等しいと断言する度に、受信した信号は上述の選択されたパルス符号変調値を表すと見なされる。反対の場合には、受信した信号と基準信号との相互相関が、特定のパルス符号変調シーケンスにより励起された場合に基準信号と送信機のシステム応答との間の相互相関と本質的に同様である場合、特定のパルス符号変調シーケンスは、別のパルス符号変調値を表す。異なる値を表すパルス符号変調シーケンスが注意深く選択される条件の下では、種々の自己相関及び相互相関関数は、区別可能である。
【００１２】
関連する実施例では、復調装置はピーク検出器を更に有する。ピーク検出器の入力ポートは相関器の出力ポートと接続可能である。ピーク検出器は、受信した信号が（単なる雑音でなく）送信した信号に対応するかどうか、及び対応する場合にどの値が受信した信号に符号化されているかを決定するため、受信した信号と基準信号との間の相関を分析する。特に、受信した信号と基準信号との間の相関は、標準的に２個のピークを特色とする。基準信号は一定に維持されるので、ピークの数、位置及び大きさは相関、及び従って受信した信号を表す。従って、相関のピークを評価することにより、ピーク検出器は送信機により送信された信号の存在及び値を決定可能である。
【００１３】
関連する実施例では、復調装置はスペクトル拡散検出器を更に有する。スペクトル拡散検出器の入力ポートはピーク検出器の出力ポートと接続可能である。これは、スペクトル拡散符合化信号を符号化するために用いられた疑似雑音シーケンスを用い、ピーク検出器の出力シーケンスを復号又は逆拡散することを可能にする。疑似雑音シーケンスを生成する原則は放射源と受信機で同一方法で定められるので、受信機は放射源と同一の疑似雑音シーケンスを生成可能である。しかしながら、両シーケンスの同期は不明である。同期は、受信機により検出され受信機側の疑似雑音生成器でトリガーとして用いられるプリアンブル又はヘッダーにより決定され得る。受信機側の疑似雑音シーケンスが放射源側の疑似雑音シーケンスと同一且つ同期している場合、逆拡散処理は実行に成功し得る。逆拡散処理の結果は、送信側の送信機に入力された時の元のデータシーケンスである。
【００１４】
更なる好適な実施例では、データ送信システムは、送信側スペクトル拡散符合器及び受信側スペクトル拡散復号器を有する。データ送信システムは、送信側パルス符号変調装置、及びスペクトル拡散符合器とスペクトル拡散復号器との間に置かれた受信側パルス符号復調装置を更に有する。このような構成の有利な点は、パルス符号変調に基づく既存の送信システムが優れた雑音耐性を提供されることである。送信側パルス符号変調装置及び受信側復調装置を有する送信システムの内部を保つことにより、既に開発された及び試験された構造を利用することができる。これは、パルス符号変調に用いられる要素が集積回路の一部である場合に特に重要である。集積回路は、例えばスペクトル拡散符号化／復号化段階がパルス符号変調／復調段階の間に含まれるようにする場合に殆ど全て再設計されなければならないだろう。
【００１５】
関連する実施例では、データ送信システムは送信側送信機回路を更に有する。当該送信機回路は、共振回路、及びパルス符号変調装置により生成された信号に応答して共振回路を交互に活性化及び不活性化する切り替え手段、を有する。上述のように、共振回路の発振器の動作は、現在のデータ送信システムで、特に共振回路が例えばパルス符号変調装置により生成された時の信号を形成する単位段階関数のシーケンスにより励起される場合に有効に用いられている。
【００１６】
関連する実施例では、パルス符号復調装置は、相関器及びピーク検出器を有する。相関器とピーク検出器の組み合わせは、受信した信号を基準信号と比較すること、及び受信した信号と基準信号との間の相関に現れるピークの数、位置、及び大きさに基づき受信した信号を識別することを可能にする。
【００１７】
関連する実施例では、相関器は、信号がデータ送信システムの送信機と受信機の間の送信チャネルに送信された時、入力として信号を取り込む。その時、相関器は、如何なる追加処理も受けていない元の信号に相関を実行可能である。
【００１８】
本発明による別の好適な実施例では、送信機から受信機へデータを送信する方法は、
前記データを表す信号にスペクトル拡散符号化を実行し、スペクトル拡散符合信号を生成する段階、及び
前記スペクトル拡散符合信号にパルス符号変調を実行し、パルス符号変調信号を生成する段階、を有する。
【００１９】
上述のように、スペクトル拡散符号化する段階とパルス符号変調する段階の順序は原則的に置き換え可能である。雑音耐性が既存の又は開発された送信システムに追加される場合、パルス符号変調する段階の前に、スペクトル拡散符号化する段階を設けることが可能である。これは価格と性能に関し有利である。
【００２０】
関連する実施例では、方法は、
パルス符号変調信号を受信する段階、
前記パルス符号変調信号と基準信号との相関を実行し、相互相関を得る段階、及び
前記相互相関のピーク検出を実行する段階、を更に有し、
前記基準信号は、パルス符号変調シーケンスにより励起された場合に送信機のシステム応答を表し、前記パルス符号変調シーケンスは、前記スペクトル拡散符合信号の可能な値のうち、選択された値を表す。
【００２１】
受信した信号と基準信号との間の相互相関を実行することにより、それらの類似性の重要な指標が得られる。正確であるべき相関又は相互相関は、相互相関関数の種々のピークの数、位置、及び大きさを決定するピーク検出器を用い分析され得る関数である。
【００２２】
関連する実施例では、方法は、
パルス符号変調信号に応答して共振回路を交互に活性化及び不活性化し、送信信号を生成する段階、及び
前記送信信号を送信チャネルに送信する段階、を更に有する。
【００２３】
パルス符号変調データでは、共振回路を交互に活性化及び不活性化することは、信号を共振回路の共振周波数に変調することに適する。切り替え要素として動作可能であり、動作を活性化及び不活性化するために用いられるトランジスターは、電力消費の中間動作状態が殆ど回避されるので、低電力消費モードで動作され得る。
【００２４】
本発明の完全な正しい認識及び本発明に付随する多くの利点は以下の発明の詳細な説明を参照することにより及び添付の図面と関連して検討することにより理解され、直ちに得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
図１Ａを参照する。従来技術によるデジタル・データ通信のための送信システムが示される。送信されるべきシリアル・デジタル・データ信号１０１は、送信システムの入力となる。入力信号１０１は送信機１００へ供給される。送信機１００は、パルス符号変調装置１１０及び出力段１５０を有する。更に、送信機１００は、無線周波数通信の場合にはアンテナのようなトランスデューサー要素１８０と接続される。トランスデューサー１８０により放射された信号は、送信チャネル２００に沿って、受信機側に配置され且つ受信機３００と接続された別のトランスデューサー２８０へ進行する。トランスデューサー２８０により受け取られた信号は、受信機３００の入力段３５０へ入る。入力段３５０を通過し及び対応する処理を受けて、信号はパルス符号復調装置３１０へ供給される。パルス符号復調装置３１０は出力で出力信号３０１を提供する。送信チャネル２００が理想的であると仮定すると、出力信号３０１は入力信号１０１と等価であると予想される。実際の用途では、しかしながら、送信チャネル２００は信号伝搬遅延、歪み、及び雑音のようないくつかの欠陥を免れない。パルス符号変調の技術はこの点において多くの用途で満足のいくものだが、既に広く用いられている周波数範囲に位置付けられた送信周波数を利用する送信システムでは限界がある。このような周波数範囲が用いられる場合、受信機は、一般的な雑音のあるフロアから受信するはずの信号を区別するのに苦労し得る。
【００２６】
図１Ｂを参照する。所謂スペクトル拡散技術が用いられ上述の問題を克服する高度な送信システムが示される。スペクトル拡散技術では、ベースバンド信号帯域幅は、より高い周波数信号を入れることによりより広い帯域幅に渡り意図的に拡散される。直接的な影響として、信号の送信時に用いられるエネルギーがより広い帯域幅に渡り拡散される。これは、通常、雑音のあるフロアで信号が消滅することを意味する。受信機側で逆拡散処理を実行することにより、元の信号は、逆拡散処理が拡散処理に対応する条件下で、回復され得る。図１Ｂでは、スペクトル拡散ブロック１２０はパルス符号変調ブロック１１０と出力段１５０との間に配置される。相応して、逆拡散を実行するブロック３２０は入力段３５０とパルス符号復調ブロック３１０との間に配置される。スペクトル拡散技術は送信される信号の帯域幅に影響を与えるので、このような構成は、拡散及び逆拡散処理により、送信される信号及び必要帯域幅を直接制御することを可能にする。
【００２７】
図１Ｃは、本発明による送信システムを示す。当該送信システムでは、入力信号１０１は先ず、パルス符号変調ブロック１１０へ渡される前に、スペクトル拡散符号化ブロック１２０により処理される。同様に、受信機３００内のスペクトル拡散復号化ブロック３２０は、パルス符号復調装置３１０の出力を受け取る。スペクトル拡散ブロック３２０は次に、出力信号３０１を生成する。従って、スペクトル拡散技術の拡散及び逆拡散処理は、図１Ａに示されるような送信システムを含む。
【００２８】
図２を参照すると、本発明による送信システムのより詳細なブロック図が示される。入力信号１０１は演算ブロック１２４に入り、演算ブロック１２４内で疑似雑音生成器１２２により生成された疑似雑音（ＰＮ）信号と結合される。演算ブロック１２４は、例えばＸＯＲ演算、加算及び続いてモジュロ演算又は他の演算を実行し、入力信号１０１と疑似雑音信号とを結合して良い。疑似雑音生成器は、疑似雑音ランダムシーケンスを生成する。これらのシーケンスは、最長系列又は更に望ましくは５００チップ／秒のチップ・レートを有するＧｏｌｄ系列であり得る。記載された例では、入力データはＰＮ生成器からのビットに加算され（モジュロ２）、新たな２進信号を生成する。
【００２９】
変調装置１１０では、結果として生じた信号は次に、単なる例である以下の形式に変調される。演算ブロック１２４により予め決定された２進信号の瞬間値が論理１である場合、１個の方形パルスを有する２進モチーフは、例えば１３回繰り返される。これは図３Ａ乃至３Ｄにより明らかになる。図３Ａは方形パルスを有するモチーフを示す。図３Ｂは平坦な線を有する別のモチーフを示す。図３Ｃは、演算ブロック１２４により生成された信号の論理１のパルス符号変調表現を生成するために、どのように図３Ａのモチーフが１３回繰り返されるかを示す。同様に、図３Ｄは、演算ブロック１２４により生成された信号の論理０のパルス符号変調表現を示す。このパルス符号変調表現は、図３Ａ及び図３Ｂのモチーフの交互の反復である。分かるように、図３Ａのモチーフは７回繰り返され、図３Ｂのモチーフは６回繰り返される。この処理はまた、以下のように理解され得る。演算ブロック１２４により生成された信号の論理１は、パルス符号変調値「１１１１１１１１１１１１１」にマッピングされる。演算ブロック１２４により生成された信号の論理０は、パルス符号変調値「１０１０１０１０１０１０１」にマッピングされる。再び図２を参照すると、この信号はチャネル２００を渡り受信機へ送信される。受信機側で、信号は、受信された信号と基準信号との間の相関を実行する相関器３１２により受け取られる。基準信号は、図３Ｃ又は３Ｄに示された信号の１つであって良い。或いは、基準信号はまた、例えば発振動作又は低域通過特性のようなチャネル２００の特定の特性を考慮した別の信号であって良い。如何なる場合にも、相関器３１２は、受信した信号と基準信号との間の類似性に依存して、事実上、宣告された相関関数を計算する。標準的にこのような相関関数は少なくとも１つのピークを示す。周期的信号の場合、相関関数はいくつかのピークを示す。相関関数は従って、例えば相関関数のピークの数、位置、及び大きさを決定するピーク検出器３１４へ渡される。ピークの数、位置、及び大きさの決定された値を所定値と比較することにより、ピーク検出器は、送信側演算ブロック１２４が最初に生成した信号の２進値を決定することが可能である。この結果は、ピーク検出器３１４の出力であり、送信側演算ブロック１２４と実質的に同一演算を実行する受信側演算ブロック３２４へ渡される。この目的のため、疑似雑音生成器３２２は演算ブロック３２４と接続され、第２の入力として疑似雑音を提供する。疑似雑音生成器３２２により生成された疑似雑音は、送信側疑似雑音生成器１２２で用いられるのと同一法則により支配される処理により生成される。更に、疑似雑音生成器３２２は送信機の疑似雑音生成器１２２に同期される。同期は、例えば位相ロック・ループ等を用い成立し得る。演算ブロック１２４の結果は、出力信号３０１であり、高い信頼性で入力信号１０１と等価であると見なされ得る。
【００３０】
図４を参照すると、送信機１００の出力段１５０がより詳細に示される。回路の２個の入力ポートＰＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥ及びＮＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥは、パルス符号変調装置１１０と接続される。パルス符号変調装置１１０の出力信号は、２個の入力ポートの一方と結合される。同時に、パルス符号変調装置１１０の出力信号の反転信号は、２個の入力ポートの他方と接続される。２個の抵抗器はそれぞれ、従来良く知られている単なるプルアップ及びプルダウン抵抗器である。２個の入力ポートはそれぞれ、２個のトランジスター１５１及び１５２の１つのゲートと結合される。特に、入力ポートＰＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥはｐチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスター１５１と結合され、入力ポートＮＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥはｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスター１５２と結合される。トランジスター１５１のドレインは、抵抗器１５４を介し供給電圧と結合される。同時にトランジスター１５２のソースは接地電圧と結合される。キャパシター１５３はトランジスター１５１及び１５２に渡る電圧を安定化するために設けられる。キャパシター１５３はまた、電荷の格納要素の機能を果たす。トランジスター１５１のソース及びトランジスター１５２のドレインは共に結合され、及び両者は、共振回路キャパシター１５５と共振回路インダクタンス１５６とを有する直列共振回路と接続される。直列共振回路の他端は、接地電圧と接続される。トランジスター１５１及び１５２は、交互モードで動作する。つまり適切な駆動電圧を個々のトランジスターのゲートに印加することにより、一度に一方のみが導通される。従って、２つのフェーズ、つまり充電フェーズと放電フェーズが区別され得る。充電フェーズの間、トランジスター１５１は導通し、つまり供給電圧が、減衰した共振回路を形成している直列共振回路抵抗器１５４、キャパシター１５５、及びインダクタンス１５６に印加され、電流が上述の要素と供給電圧及び減衰した直列共振回路の発振動作により制御されるトランジスター１５１とを通じて流れる。従って、発振電流が共振回路内で強まることが予想される。矢印１５７は電流の経路を示す。しかしながら、電流は発振電流なので、実際には両方向に流れることが理解されるべきである。放電フェーズの間、トランジスター１５１は非導通であり、同時にトランジスター１５２は導通する。充電フェーズの間に予め強められた電流は、キャパシター１５５、インダクタンス１５６、及びトランジスター１５２の内部抵抗のために今度は減衰する。放電フェーズの間の電流経路は矢印１５８により示される。充電フェーズの場合のように、電流は発振電流なので、実施には両方向に流れる。
【００３１】
図５Ａ及び５Ｂは、送信機１００内で生じるいくつかの信号、及び個々のスペクトル・パワー分布を示す。図５Ａで、最初の信号は送信されるべき２進データを伝達する信号である。この入力データ信号がビットレートｆｄを有する場合、信号の右に示されたスペクトル・パワー分布は、ｆｄで当該信号の１乗根又は最小値を有するｓｉｎｃ２関数として示される。図２によると、この信号は演算ブロック１２４で２進演算を実行される。処理ブロック１２４内では、データ入力信号１０１は疑似雑音生成器１２２により生成された疑似雑音信号ＰＮと結合される。図５Ａでは、疑似雑音信号は２番目の信号として示される。ＰＮ信号は疑似雑音ランダムシーケンスである。このシーケンスは、最長系列又はチップ・レートｆＰＮを有するＧｏｌｄ系列であり得る。疑似雑音信号のスペクトル・パワー分布は、図５Ａの信号の右に示される。再び、当該分布はｆＰＮで第１の最小値を有するｓｉｎｃ２関数である。演算は、２つの信号の加算、及び続いてモジュロ２演算又はＸＯＲ演算であって良い。結果は、図５Ａに上から３番目の信号として示される。当該信号は一見して疑似雑音信号ＰＮと似ている。しかしながら、疑似雑音信号と比較して、入力データ信号の位相が変化する時は常に、結果として生じた信号の位相も変化する。共にｓｉｎｃ２の形式のスペクトル・パワー分布を有する２つの信号の変調は、演算に含まれる２つの変調周波数のうち高い方の周波数と等しい周波数で第１の最小値を有するｓｉｎｃ２のスペクトル・パワー分布を有する信号を結果として生じるので、結果として生じた信号ｍｏｄ２（ｄａｔａ＋ＰＮ）のスペクトル・パワー分布は疑似雑音信号ＰＮのスペクトル・パワー分布と等しい。
【００３２】
図５Ｂでは、結果として生じた信号ｍｏｄ２（ｄａｔａ＋ＰＮ）は、図示のため及び説明を目的として繰り返される。図５Ｂの上から２番目の信号は、結果として生じた信号ｍｏｄ２（ｄａｔａ＋ＰＮ）の拡大部分であり、２個のビットが表される。２個のビットのうち一方は論理値「１」を有し、他方は論理値「０」を有する。この信号は図２の変調装置１１０へ渡される。変調装置１１０内で、信号は、ＰＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥと称される信号に変調される。ＰＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥは、図４のｐチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスター１５１を駆動することを示す。例示目的として特定の変調が記載されたが、多くの可能な変調方式が存在することが理解されるべきである。信号ｍｏｄ２（ｄａｔａ＋ＰＮ）が瞬間論理値「１」を有する場合、変調装置１１０は図３Ａにより示されるような１３個の方形パルスのシーケンスを生成する。信号ｍｏｄ２（ｄａｔａ＋ＰＮ）がある瞬間に論理値「０」を有する場合、変調装置１１０は７個の方形パルスのシーケンスを有する。換言すると、論理「０」の場合、論理「１」に対応する変調された信号の１個おきの方形パルスは、図３Ｂに示された空白線で置き換えられる。信号ＰＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥは、信号の右の図により示されるスペクトル・パワー分布を有する。再び、当該分布はパルス符号周波数ｆＣで第１の最小値を有するｓｉｎｃ２関数である。留意すべき点は、パルス符号周波数ｆＣが信号ｍｏｄ２（ｄａｔａ＋ＰＮ）の論理値の関数として変化することである。記載された例では、論理「１」の場合のｆＣは、より多数の方形パルスのため論理「０」の場合に約２倍のである。図５Ｂの４番目且つ最下部の信号は、キャパシター１５５とインダクタンス１５６とを有する共振回路が方形パルス信号ＰＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥにより励起された場合に、結果として生じる、インダクタンス１５６を通じる電流である。電流は、送信周波数を表す特定の周波数ｆｔで発振することが分かる。また、同時にＰＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥの方形パルスが活性化である間に電流ＩＬは振幅が増大すること、及びＰＦＥＴ＿ＤＲＩＶＥの方形パルスが不活性化になると直ぐに電流ＩＬは振幅が減少することが分かる。
【００３３】
インダクタンス１５６のようなインダクタンスを通じて流れる電流は、磁界又は磁束密度を誘起する。従って、インダクタンス１５６はまた、磁束密度を放射する送信要素としても用いられ得る。磁束密度は、別のインダクタンスのような適切な受信要素により受け取られて良い。インダクタンス１５６を通じる電流ＩＬ及び磁束密度は、電流ＩＬの表示の右に示されたスペクトル・パワー分布を有する。メイン・ローブは、送信システムの搬送波周波数としても考えられ得る送信周波数ｆｔ近傍を中心とする。更に、インダクタンス電流ＩＬのスペクトルは、搬送波周波数ｆｔからパルス符号周波数ｆＣだけ間隔を開けた明らかなスペクトル線を有する線スペクトルであることが分かる。
【００３４】
図６Ａは、論理「０」を送信している間のインダクタンス電流ＩＬの自己相関を示す。論理「０」の送信中にインダクタンス電流ＩＬが上述の基準信号として選択された場合、受信機により受信された信号と基準信号との間の相互相関は、図６Ａに示された自己相関と類似していることが予想される。
【００３５】
図６Ｂは、一方で、Ｌｏｗ信号とＨｉｇｈ信号との間の相互相関を示す。Ｌｏｗ信号は論理「０」を送信している間のインダクタンス電流ＩＬの波形を意味する。同様に、Ｈｉｇｈ信号は、論理「１」を送信している間のインダクタンス電流ＩＬの波形を意味する。図６Ｂを図６Ａと比較すると、図６Ａの自己相関の各ピークは図６Ｂにより示される相互相関では２倍になっていることが分かる。この波形の相関特性のため、簡易なピーク検出器及びピークの計数又はピーク間の時間の決定を用いた相関は、復号化されるべきビットを供給する。これらのビットは、同期ＰＮシーケンス生成器を用い及びビットをピーク検出器の出力に加算することにより、ＰＮシーケンスのモジュロ２から元のデータ・ビットに復号化される。
【００３６】
当業者に理解されるように、本発明による送信システムは簡易且つ低電力消費送信機を特色とする。より高い性能を有する受信機は、元のデータ・ビットを確実に検出可能である。送信機が受信機より複雑でないという事実により、送信システムは「非同期送信システム」と称されて良い。
【００３７】
明らかに、上述の教示を踏まえ本発明の多くの変更及び変形が可能である。特に、本発明は、（遠距離）無線周波数送信システム、光送信システム、及び音波を搬送波として用いる送信システムのような種々の送信技術と共に用いられて良い。従って、本発明は本願明細書に特に記載されたようにというより、特許請求の範囲内で実施され得ることが理解される。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１Ａ】従来技術による送信システムのブロック図である。
【図１Ｂ】従来技術による高度な送信システムである。
【図１Ｃ】本発明による送信システムである。
【図２】本発明による送信システムのより詳細なブロック図である。
【図３Ａ】本発明によるパルス符号変調装置で用いられる２つの信号モチーフの一方を示す。
【図３Ｂ】本発明によるパルス符号変調装置で用いられる２つの信号モチーフの他方を示す。
【図３Ｃ】２つの異なる符号化論理値のパルス符号変調信号の２つの部分の一方を示す。
【図３Ｄ】２つの異なる符号化論理値のパルス符号変調信号の２つの部分の他方を示す。
【図４】本発明で用いられる送信機回路を示す概略図である。
【図５Ａ】本発明による送信機に現れる、異なる信号に対応するスペクトル・パワー密度の一方を示す。
【図５Ｂ】本発明による送信機に現れる、異なる信号に対応するスペクトル・パワー密度の他方を示す。
【図６Ａ】本発明による送信システムの送信機と受信機との間で送信される信号の自己相関関数を示す。
【図６Ｂ】本発明による送信システムの送信機と受信機との間で送信される信号の相互相関関数を示す。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【国際調査報告】
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