(57)【要約】【課題】処理の過程及び回路規模を簡素化しながら、周波数精度及び安定性が高い出力搬送波を生成する信号処理装置、励振器、及び信号処理方法を提供することである。【解決手段】実施形態の信号処理装置は、周波数設定値演算部と、搬送波信号生成部とを備える。周波数設定値演算部は、クロック信号と、周波数精度が高い標準周波数で発振する標準信号と、を入力し、前記クロック信号のクロック周波数を算出するとともに、当該算出されたクロック周波数と負の相関性を有する周波数設定値を算出する。搬送波信号生成部は、所定の周期波形信号のデジタルサンプリング値を一定周期で逐次出力した場合に、そのデジタルサンプリング値によって形成される前記周期波形信号の周波数が、前記周波数設定値に比例して増減するように、出力する前記デジタルサンプリング値を変更する。【選択図】図２
2015005831.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
クロック信号と、当該クロック信号よりも周波数精度が高い標準周波数で発振する標準信号と、を入力し、その標準信号を基に前記クロック信号のクロック周波数を算出するとともに、当該算出されたクロック周波数と負の相関性を有する周波数設定値を算出する周波数設定値演算部と、
所定の周期波形信号のデジタルサンプリング値を、前記クロック信号と同期して逐次出力する回路であって、前記デジタルサンプリング値を一定周期で逐次出力した場合に、そのデジタルサンプリング値によって形成される前記周期波形信号の周波数が、前記周波数設定値に比例して増減するように、出力する前記デジタルサンプリング値を変更する搬送波信号生成部と、
を備えることを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記搬送波信号生成部は、
等間隔に区切られた位相の各々に対応する前記周期波形信号の一周期分の前記デジタルサンプリング値を記憶するサンプリングテーブルを備え、当該サンプリングテーブルに記憶される前記デジタルサンプリング値のうち、所定の位相間隔ごとに特定される位相に対応するものを逐次出力するとともに、当該位相間隔を、前記周波数設定値に比例した値に設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記搬送波信号生成部は、
位相が互いに９０°異なる二つの前記周期波形信号のそれぞれについての前記サンプリングテーブルを備えるとともに、当該二つのサンプリングテーブルそれぞれに記憶される二つの前記デジタルサンプリング値を並列して出力する
ことを特徴とする請求項２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記周波数設定値演算部は、
前記クロック周波数ｆｃ［ＭＨｚ］、前記クロック周波数に誤差を含まないとした場合の固定値である標準クロック周波数ｆｃｒ［ＭＨｚ］、及び、自装置が出力しようとする前記周期波形信号の周波数の目標値を示す搬送波周波数目標値ｆｍ０［ＭＨｚ］に基づいて、計算式ｆｔ＝ｆｃｒ／ｆｃ・ｆｍ０により、前記周波数設定値ｆｔ［ＭＨｚ］を算出する
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の信号処理装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の信号処理装置と、
所定のデジタル信号と、前記クロック信号と、を入力し、当該クロック信号と同期しながら、前記デジタル信号を所定の通信規格に準拠する変調信号に変換して出力する変調部と、
前記変調部から出力される前記変調信号のデジタルサンプリング値と、前記搬送波信号生成部から出力される前記デジタルサンプリング値と、を逐次入力して乗算する乗算器と、
を備えることを特徴とする励振器。
【請求項６】
周波数設定値演算部が、クロック信号と、当該クロック信号よりも周波数精度が高い標準周波数で発振する標準信号と、を入力し、その標準信号を基に前記クロック信号のクロック周波数を算出するとともに、当該算出されたクロック周波数と負の相関性を有する周波数設定値を算出し、
搬送波信号生成部が、所定の周期波形信号のデジタルサンプリング値を、前記クロック信号と同期して逐次出力する回路であって、前記デジタルサンプリング値を一定周期で逐次出力した場合に、そのデジタルサンプリング値によって形成される前記周期波形信号の周波数が、前記周波数設定値に比例して増減するように、出力する前記デジタルサンプリング値を変更する
ことを特徴とする信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、ダイレクトコンバージョン方式に適用される信号処理装置、その信号処理装置を搭載した励振器、及び信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
地上波デジタル放送サービス、携帯電話通信サービスには、ダイレクトコンバージョン方式を採用しているものがある。このダイレクトコンバージョン方式は、送信するベースバンド信号のＩ（In-phase）成分，Ｑ（Quadrature）成分を、出力搬出波の周波数と等しい周波数を有する一対の直交搬送波を用いて変調する方式である。
【０００３】
従来のダイレクトコンバージョン変調器は、規定のサンプリング周波数にてデジタル信号処理されたデジタルベースバンド信号のＩ，Ｑ成分の各々を、デジタル／アナログ変換器（Digital/Analog Converter：ＤＡＣ）によりアナログ変換し、規定の直交搬送波（等しい周波数で、位相が互いに９０°ずれた二つの出力搬送波）を用いてＩ，Ｑ成分ごとにアナログ変調を行い、規定の出力搬送周波数を有する信号を得るようになっている。
【０００４】
上述した方式においては、Ｉ，Ｑ成分それぞれに対応する直交搬送波を生成する必要があり、さらに、Ｉ，Ｑ成分ごとのＤＡＣ、変調のための混合器等の回路も全てアナログ回路で構成する必要があった。したがって、回路規模が全体として大きくなるというデメリットに加え、直交変調誤差による変調精度を高めることが困難であるという問題があった。
したがって、高いＣ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）を要求される通信サービスにおいては、デジタル的手法を用いた変調方式が主流となってきている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
ここで、デジタル的手法を用いた変調方式を行う直交変調回路を、所定のクロック信号のみで動作させた場合、当該デジタル変調回路から出力される直交搬送波の周波数精度及び安定性は、そのクロック信号の精度及び安定性に依存することとなるが、変調回路を動作させるクロック信号には高い精度及び安定性が保証されていない。したがって、デジタル変調回路を単にクロック信号のみで動作させたのでは、地上波デジタル放送サービス等の基準を満たすような周波数精度及び安定性の高い放送波を生成することができない。
【０００６】
そこで、デジタル的手法を用いた変調方式による直交変調回路は、周波数精度の高い直交搬送波を出力するため、その搬送波となるローカル信号を出力するローカル信号発振器を別途備える必要がある。このローカル信号発振器は、所定の周波数標準器から入力する高精度な標準周波数を入力し、これを基にして周波数精度及び安定性の高いローカル信号を生成する。所定の周波数標準器とは、例えばルビジウム周波数標準器、ＧＰＳ（Global Positioning System）周波数標準器などが用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００６−１８６６９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
この場合、上記デジタル的手法を用いた変調方式において、周波数精度の高い出力搬送波とするローカル信号（アナログ信号）を生成するための発振器を必要とする上、このローカル信号を、一度ＡＤＣを介してサンプリング（デジタル化）する処理が必要となる。したがって、処理の過程が多く回路規模が大きくなるという問題があった。
【０００９】
本発明が解決しようとする課題は、処理の過程及び回路規模を簡素化しながら、周波数精度及び安定性が高い出力搬送波を生成する信号処理装置、励振器、及び信号処理方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
実施形態の信号処理装置は、周波数設定値演算部と、搬送波信号生成部とを備える。周波数設定値演算部は、クロック信号と、当該クロック信号よりも周波数精度が高い標準周波数で発振する標準信号と、を入力し、その標準信号を基に前記クロック信号のクロック周波数を算出するとともに、当該算出されたクロック周波数と負の相関性を有する周波数設定値を算出する。
搬送波信号生成部は、所定の周期波形信号のデジタルサンプリング値を、前記クロック信号と同期して逐次出力する回路であって、前記デジタルサンプリング値を一定周期で逐次出力した場合に、そのデジタルサンプリング値によって形成される前記周期波形信号の周波数が、前記周波数設定値に比例して増減するように、出力する前記デジタルサンプリング値を変更する。
【００１１】
実施形態の信号処理方法では、周波数設定値演算部が、クロック信号と、当該クロック信号よりも周波数精度が高い標準周波数で発振する標準信号と、を入力し、その標準信号を基に前記クロック信号のクロック周波数を算出するとともに、当該算出されたクロック周波数と負の相関性を有する周波数設定値を算出する。
そして、搬送波信号生成部が、所定の周期波形信号のデジタルサンプリング値を、前記クロック信号と同期して逐次出力する回路であって、前記デジタルサンプリング値を一定周期で逐次出力した場合に、そのデジタルサンプリング値によって形成される前記周期波形信号の周波数が、前記周波数設定値に比例して増減するように、出力する前記デジタルサンプリング値を変更する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１の実施形態の励振器の機能構成を示す図。
【図２】第１の実施形態の信号処理装置の機能構成を示す図。
【図３】第１の実施形態の搬送波信号生成部の処理を説明する図。
【図４】第１の実施形態の周波数設定値演算部の処理を説明する図。
【図５】第１の実施形態の信号処理装置の効果を説明する第１の図。
【図６】第１の実施形態の信号処理装置の効果を説明する第２の図。
【図７】第１の実施形態の信号処理装置の効果を説明する第３の図。
【図８】第１の実施形態の信号処理装置の効果を説明する第４の図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態による励振器を、図面を参照して説明する。
図１は、第１の実施形態に係る励振器の機能構成を示す図である。この図において、符号１は励振器である。
【００１４】
（励振器の概要）
本実施形態に係る励振器１は、放送ＴＳ（Transport Stream）信号を入力し、この放送ＴＳ信号を、地上デジタルテレビ放送で用いられるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）通信規格に準拠した変調信号（Ｉ，Ｑ変調信号）に変換し、当該Ｉ，Ｑ変調信号が重畳された放送波を出力する装置（Exciter）である。なお放送ＴＳ信号とは、所定の規格（ＭＰＥＧ−２（Moving Picture Experts Group-2））に基づいて符号化された映像情報及び音声情報を含んだデジタル信号である。
励振器１は、例えばテレビ放送局に備えられる。励振器１が出力する出力搬送波は、所定の増幅器で増幅された後、アンテナを介して無線で公共に放射され、家庭用のテレビに送られる。励振器１は、原則として、励振器１ごとに定められた周波数（キャリア周波数）で出力搬送波を出力する。なお、このキャリア周波数は地上デジタルテレビ放送の各チャンネルに対応しているため、出力搬送波の周波数（出力搬送波周波数ｆ０）には、非常に高い精度及び安定性が要求される。
【００１５】
（励振器の全体構成）
図１に示すように、励振器１は、信号処理装置１０、変調部２０、乗算器２１、加算器２２、及びＤＡＣ２３で構成される。
【００１６】
変調部２０は、上記所定の規格に準拠する映像・音声用のデジタル信号である放送ＴＳ信号、クロック信号（ＣＬＫ）、及びフレーム同期信号（ＦＳＹＮＣ）を入力する。変調部２０は、入力するクロック信号ＣＬＫ及びフレーム同期信号ＦＳＹＮＣと同期しながら、入力する放送ＴＳ信号をＩＳＤＢ−Ｔ規格に準拠する変調信号に変換して出力する処理を行う。具体的には、変調部２０は、入力する放送ＴＳ信号を、ＱＡＭ変調方式に基づくＩ変調信号及びＱ変調信号に変換して出力する。変調部２０の具体的な処理の内容は公知の技術であるため、詳細な説明は省略する。
【００１７】
本実施形態に係る信号処理装置１０は、上記放送ＴＳ信号とともに入力するクロック信号ＣＬＫと同期して、出力搬送波のデジタルサンプリング値である搬送波信号を出力する搬送波信号出力部として機能する。より具体的には、信号処理装置１０は、入力するクロック信号ＣＬＫと同期しながら、搬送波信号として、周波数が等しく位相が互いに９０°異なる二つの周期波形信号である正弦波信号及び余弦波信号それぞれのデジタルサンプリング値を並列して逐次出力する（図１）。また、本実施形態に係る信号処理装置１０は、さらに入力として所定の標準信号ＲＥＦを入力する。標準信号ＲＥＦについては後述する。
【００１８】
乗算器２１は、入力する二つの信号（デジタルサンプリング値）を乗算する機能部である。図１に示す通り、変調部２０から出力されるＩ変調信号、Ｑ変調信号それぞれのデジタルサンプリング値と、信号処理装置１０から出力される余弦波信号、正弦波信号それぞれのデジタルサンプリング値と、を逐次入力して乗算し、その演算データを逐次出力する。
また加算器２２は、二つの乗算器２１の上記演算データを入力し、これらを加算する機能部である。
【００１９】
上述したように、変調部２０及び信号処理装置１０は、同一のクロック信号ＣＬＫと同期しながら、Ｉ変調信号、Ｑ変調信号、及び、余弦波信号、正弦波信号のデジタルサンプリング値を逐次出力する。同様に、乗算器２１及び加算器２２も、同一のクロック信号ＣＬＫと同期しながら、逐次入力する各種信号の演算処理を実行し、出力する。つまり、変調部２０、信号処理装置１０、乗算器２１及び加算器２２は、いずれも同一のクロック信号ＣＬＫを駆動源として各種処理を行うデジタル回路である。
ここで、クロック信号ＣＬＫは、クロック周波数ｆｃ＝８．１３ＭＨｚ（正確には、５１２／６３ＭＨｚ）の信号である。しかし、このクロック信号ＣＬＫは、高精度及び高安定性が保証されている信号ではない。したがって、厳密には、クロック信号ＣＬＫは、理想とするクロック周波数（標準クロック周波数）ｆｃｒ＝８．１３ＭＨｚにクロック誤差周波数Δｆｃが加えられた周波数として、変調部２０、信号処理装置１０等に逐次入力されていることとなる。この場合、クロック周波数ｆｃは、ｆｃ＝ｆｃｒ＋Δｆｃと表すことができる。
また、後述するように、変調部２０及び信号処理装置１０は、実際には、入力するクロック信号ＣＬＫをＮ倍（Ｎは１以上の整数）に逓倍した周波数の逓倍クロック信号ＣＬＫ’で駆動する。
また、クロック周波数は、上述したｆｃ＝８．１３ＭＨｚに限定されるものではなく、例えば１０ＭＨｚ等の周波数が用いられてもよい。
【００２０】
ＤＡＣ２３は、入力するデジタル信号（デジタルサンプリング値）をアナログ信号（実際の電圧）に変換して出力する機能部である。ＤＡＣ２３は、具体的には、クロック信号ＣＬＫと同期して出力される加算器２２からの演算データを逐次入力し、その演算データに応じた電圧を出力する。したがって、ＤＡＣ２３から出力されるアナログ信号は、Ｉ変調信号及びＱ変調信号が重畳された所定の周波数の放送波となる。
【００２１】
（信号処理装置の機能構成）
図２は、第１の実施形態に係る信号処理装置の機能構成を示す図である。
次に、図２を参照しながら、上述した信号処理装置１０の機能構成について詳細に説明する。
図２に示すように、本実施形態に係る信号処理装置１０は、周波数設定値演算部１２及び搬送波信号生成部１３を備えている。
【００２２】
周波数設定値演算部１２は、所定の標準周波数ｆｒｅｆで発振する標準信号ＲＥＦを外部装置である周波数標準器（図示せず）から入力し、別途入力するクロック信号ＣＬＫのクロック周波数ｆｃを算出する機能を有している。ここで周波数標準器は、例えばルビジウム周波数標準器、或いは、ＧＰＳ周波数標準器である。
周波数設定値演算部１２は、図示しない周波数標準器から、例えば標準周波数ｆｒｅｆ＝１０ＭＨｚの標準信号ＲＥＦを入力する。そして、その高精度な１０ＭＨｚの標準信号を基に、別途入力するクロック信号ＣＬＫのクロック周波数ｆｃを数値として算出する。ここで、標準信号ＲＥＦは、上記周波数標準器より生成される、非常に高精度な信号である。したがって、周波数設定値演算部１２は、その標準信号ＲＥＦに基づいて精度よくクロック周波数ｆｃを算出することができる。
【００２３】
さらに、周波数設定値演算部１２は、算出されたクロック信号ＣＬＫのクロック周波数ｆｃに基づいて、当該クロック周波数と負の相関性を有するように、周波数設定値ｆｔを算出する。すなわち、周波数設定値演算部１２は、周波数設定値ｆｔを、ｆｔ∝１／ｆｃの関係を満たすように算出する。この処理の具体的な内容については後述する。
【００２４】
なお、図２に示すように、周波数設定値演算部１２は、搬送波周波数記憶部１２０を備えている。搬送波周波数記憶部１２０は、励振器１が実際に出力しようとする出力搬送波、すなわち放送波の周波数（出力搬送波周波数ｆ０）の目標値を示す搬送波周波数目標値ｆｍ０を記憶する記憶部である。例えば、励振器１が出力搬送波周波数ｆ０＝６００ＭＨｚの出力搬送波を出力すべきものである場合、搬送波周波数記憶部１２０は、搬送波周波数目標値ｆｍ０として、この“６００ＭＨｚ”という数値を記憶している。出力搬送波周波数ｆ０は、地上デジタル放送のチャンネルに対応するものであり、原則として励振器１ごとに一意に定められている。したがって、搬送波周波数記憶部１２０は、励振器１が担当するチャンネルに対応する搬送波周波数目標値ｆｍ０を記憶する。
【００２５】
搬送波信号生成部１３は、周波数設定値演算部１２によって算出される周波数設定値ｆｔを入力し、これに応じた周波数となるような搬送波信号を生成して出力するデジタル回路である。具体的には、搬送波信号生成部１３は、所定の周期波形信号（すなわち搬送波信号）のデジタルサンプリング値を、入力するクロック信号ＣＬＫと同期して逐次出力するデジタル回路である。本実施形態において、所定の周期波形信号とは、周波数が同一で位相が互いに９０°異なる余弦波信号及び正弦波信号である。
ここで、搬送波信号生成部１３は、搬送波信号（上記余弦波信号及び正弦波信号）のデジタルサンプリング値を一定周期で逐次出力した場合に、そのデジタルサンプリング値によって形成される出力搬送波の周波数が、周波数設定値ｆｔに比例して増減するように、出力するデジタルサンプリング値を変更する機能を有している。ここで、「各デジタルサンプリング値を一定周期で逐次出力した場合」とは、すなわち搬送波信号生成部１３が入力するクロック信号ＣＬＫのクロック周波数ｆｃが、誤差成分（Δｆ）を有することなく、常に一定の周波数（標準クロック周波数ｆｃｒ）であった場合を意味する。この搬送波信号生成部１３の機能について、以下、詳細に説明する。
【００２６】
（搬送波信号生成部の処理）
図２に示すように、搬送波信号生成部１３は、位相アキュムレータ１３０、ＣＯＳ（コサイン）テーブル１３１及びＳＩＮ（サイン）テーブル１３２を備えている。
位相アキュムレータ１３０は、クロック信号ＣＬＫと同期しながら、位相Ｐを所定の位相間隔ΔＰごとに蓄積する演算を行う機能部である。位相アキュムレータ１３０は、位相Ｐが３６０°まで到達すると、０°から同じ位相間隔ΔＰで再度蓄積する。
ＣＯＳテーブル１３１は、等間隔に区切られた位相Ｐの各々に対応する余弦波信号の一周期分のデジタルサンプリング値を記憶するサンプリングテーブルである。
ＳＩＮテーブル１３２は、同様に、等間隔に区切られた位相Ｐの各々に対応する正弦波信号の一周期分のデジタルサンプリング値を記憶するサンプリングテーブルである。
上記機能構成を備えることで、搬送波信号生成部１３は、位相アキュムレータ１３０の蓄積演算により位相間隔ΔＰごとに特定される位相Ｐに対応するＣＯＳテーブル１３１並びにＳＩＮテーブル１３２のデジタルサンプリング値を出力する。
【００２７】
図３は、第１の実施形態に係る搬送波信号生成部の処理を説明する図である。
図３を参照しながら、搬送波信号生成部１３の処理についてさらに具体的に説明する。
本実施形態に係る搬送波信号生成部１３は、クロック信号ＣＬＫをＮ逓倍（Ｎは１以上の整数）した逓倍クロック信号ＣＬＫ’と同期してデジタルサンプリング値を逐次出力する。信号処理装置１０は、図示しない所定の逓倍回路を備えており、搬送波信号生成部１３は、当該逓倍回路から出力される逓倍クロック信号ＣＬＫ’を入力する。
ここで、クロック信号ＣＬＫをＮ倍に逓倍した逓倍クロック信号ＣＬＫ’の逓倍クロック周波数をｆｃ’、周期をｔｃ’（＝１／ｆｃ’）とする。そうすると、位相アキュムレータ１３０は、周期ｔｃ’ごとに、前回の位相Ｐに位相間隔ΔＰを加算しながら位相Ｐを算出する処理を行う。また上述したように、位相アキュムレータ１３０は、位相Ｐが３６０°まで到達すると、０°から同じ位相間隔ΔＰで再度蓄積演算処理を行う。したがって、位相アキュムレータ１３０が出力する位相Ｐは、時刻ｔに応じて徐々に増加する三角波のようになる（図３左）。
【００２８】
ＣＯＳテーブル１３１及びＳＩＮテーブル１３２には、上述したように、それぞれ等間隔に区切られた位相Ｐの各々に対応する余弦波信号及び正弦波信号の一周期分のデジタルサンプリング値が記憶されている（図３右）。ＣＯＳテーブル１３１及びＳＩＮテーブル１３２は、例えば図３に示すように、余弦波信号、正弦波信号それぞれの一周期分の波形を等間隔に２３２分割してサンプリングしている。
搬送波信号生成部１３は、ＣＯＳテーブル１３１及びＳＩＮテーブル１３２それぞれに記憶された２３２個のデジタルサンプリング値の中から、位相アキュムレータ１３０が算出した位相Ｐに対応するデジタルサンプリング値を選択して出力する。そうすると、ある時間Ｔをかけて位相Ｐが０°から３６０°まで加算された場合、搬送波信号生成部１３は、その時間Ｔ［ｓ］をかけてちょうど一周期分の余弦波信号及び正弦波信号を出力することとなる。したがって、この場合における余弦波信号及び正弦波信号の周期はＴ［ｓ］であり、出力搬送波周波数ｆ０は１／Ｔ［Ｈｚ］となる。
【００２９】
また搬送波信号生成部１３は、外部（周波数設定値演算部１２）から周波数設定値ｆｔを入力し、出力する搬送波信号（余弦波信号、正弦波信号）の周波数がこの周波数設定値ｆｔに応じた値となるように、位相間隔ΔＰを設定する。ここで、図３に示すように、周波数設定値ｆｔがある値“ｆｔ１”であった場合、位相アキュムレータ１３０は、例えば、位相間隔ΔＰを“１０°”等と設定する。そうすると、位相アキュムレータ１３０は、周期ｔｃ’［ｓ］ごとに、位相間隔ΔＰ＝１０°ずつ位相Ｐを蓄積していく。この場合、一周期分（すなわち３６０°まで）蓄積されるのに３６ステップを要することになるので、出力する余弦波信号及び正弦波信号の周期Ｔは３６×ｔｃ’［ｓ］（出力搬送波周波数ｆ０は１／（３６×ｔｃ’）［Ｈｚ］）となる。
一方、周波数設定値ｆｔが“ｆｔ２”（ｆｔ２はｆｔ１の２倍の周波数）であった場合、位相アキュムレータ１３０は、位相間隔ΔＰも上記の場合の２倍、すなわち２０°と設定する。そうすると、位相アキュムレータ１３０は、周期ｔｃ’［ｓ］ごとに、位相間隔ΔＰ＝２０°ずつ位相Ｐを蓄積していく。この場合、一周期分蓄積されるのに１８ステップを要することになるので、出力する余弦波信号及び正弦波信号の周期Ｔは１８×ｔｃ’［ｓ］となり、上記の場合の１／２（出力搬送波周波数ｆ０は２倍）となる。
なお、上記の説明では、位相Ｐ及び位相間隔ΔＰを角度［°］で表現したが、実装上では、位相Ｐ及び位相間隔ΔＰは、搬送波信号のデジタルサンプリング値を格納するメモリアドレスを直接指定する値及びその間隔を示す値で表される。
【００３０】
つまり、位相アキュムレータ１３０は、入力した周波数設定値ｆｔが小さい場合、その周波数設定値ｆｔに応じて位相間隔ΔＰを小さく設定する。そうすると、位相アキュムレータ１３０は、周期ｔｃ’ごとに、小さい位相間隔ΔＰずつ位相Ｐを蓄積していくこととなり、結果として、位相Ｐが０°から３６０°まで蓄積されるまでの時間Ｔは増大し、出力搬送波周波数ｆ０は小さくなる。一方、入力した周波数設定値ｆｔが大きい場合、位相アキュムレータ１３０は、その周波数設定値ｆｔに比例するように位相間隔ΔＰを大きく設定する。そうすると、位相アキュムレータ１３０は、周期ｔｃ’ごとに、大きい位相間隔ΔＰずつ位相Ｐを蓄積していくので、位相Ｐが０°から３６０°まで蓄積されるまでの時間Ｔが減少して、出力搬送波周波数ｆ０は大きくなる。つまり出力搬送波周波数ｆ０は、位相間隔ΔＰ及び逓倍クロック周波数ｆｃ’との関係で、一般式（１）により導かれる。
【００３１】
【数１】
2015005831.tif 000003
【００３２】
なお位相アキュムレータ１３０は、特定の周波数設定値ｆｔを入力すると、式（１）において逓倍クロック周波数ｆｃ’が既知の値から変動しないという前提の基、出力搬送波周波数ｆ０が周波数設定値ｆｔと一致するように位相間隔ΔＰを設定する。すなわち、逓倍クロック周波数ｆｃ’について予め定められた既知の固定値を標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’とすると、位相アキュムレータ１３０は、式（２）に基づいて位相間隔ΔＰを算出する。
【００３３】
【数２】
2015005831.tif 000004
【００３４】
位相間隔ΔＰをこのように設定すれば、搬送波信号生成部１３は、逓倍クロック周波数ｆｃ’が固定の標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’に一致して入力される限り、搬送波信号の出力搬送波周波数ｆ０を周波数設定値ｆｔに一致させて出力することができる。
【００３５】
以上のように、位相アキュムレータ１３０は、位相間隔ΔＰを、入力する周波数設定値ｆｔに比例した値に設定する。このようにすることで、搬送波信号生成部１３は、逓倍クロック周波数ｆｃ’が一定（ｆｃｒ’）であるという前提の基、出力するデジタルサンプリング値によって形成される余弦波信号及び正弦波信号の周波数（出力搬送波周波数ｆ０）が、周波数設定値ｆｔに比例して増減するように、出力するデジタルサンプリング値を変更することができる。
【００３６】
（周波数設定値演算部の処理）
図４は、第１の実施形態に係る周波数設定値演算部の処理を説明する図である。
次に、周波数設定値演算部１２の処理について詳細に説明する。本実施形態に係る周波数設定値演算部１２は、標準信号ＲＥＦ及びクロック信号ＣＬＫを入力し、各々の信号の周波数の差分に応じた補償値αを算出する補償値演算部１２１を備えている。補償値演算部１２１は、さらに、入力する二つの信号の周波数差を検出する回路を備えており、標準信号ＲＥＦの標準周波数ｆｒｅｆと、クロック信号ＣＬＫの周波数ｆｃとの差分を数値化して取得する機能を有している。ここで、標準周波数ｆｒｅｆは高精度が保証された既知の値であるから、補償値演算部１２１は、求められた周波数差から、正確なクロック周波数ｆｃを取得することができる。
補償値演算部１２１は、上記のようにして求められたクロック周波数ｆｃと、そのクロック周波数ｆｃに誤差がないとした場合の既知の値である標準クロック周波数ｆｃｒを用いてクロック誤差周波数Δｆｃ＝ｆｃ−ｆｃｒを算出する。
そして、補償値演算部１２１は、所定の補償値α＝Δｆｃ／ｆｃを算出し、出力する。
【００３７】
減算部１２２は、搬送波周波数記憶部１２０が記憶する搬送波周波数目標値ｆｍ０及び補償値αを入力して、搬送波周波数目標値ｆｍ０から補償値αに応じた値を減算する処理を行う。具体的には、減算部１２２は、搬送波周波数目標値ｆｍ０から、補償値αに応じた比率の周波数α・ｆｍ０を減算する処理（ｆｍ０−α・ｆｍ０）を行う。減算部１２２は、減算処理により得られた値を出力する。したがって、搬送波信号生成部１３に入力される周波数設定値ｆｔはｆｔ＝（１−α）ｆｍ０となる。
【００３８】
ここで補償値αはα＝Δｆｃ／ｆｃであるから、周波数設定値ｆｔは実際には、式（３）のように算出されることとなる。
【００３９】
【数３】
2015005831.tif 000005
【００４０】
以上より、周波数設定値演算部１２は、周波数設定値ｆｔを、誤差を含む実際のクロック周波数ｆｃ、及び、その理想とする値である標準クロック周波数ｆｃｒの比であるｆｃｒ／ｆｃに応じた値に設定する。つまり、周波数設定値演算部１２は、算出された実際のクロック周波数ｆｃに基づいて、クロック周波数ｆｃと負の相関性を有するように、周波数設定値ｆｔを算出することとなる。
周波数設定値演算部１２が以上のように周波数設定値ｆｔを演算することの効果につては後述する。
【００４１】
（効果の説明）
図５は、第１の実施形態に係る信号処理装置の効果を説明する第１の図である。
図５に示す励振器８は、信号処理装置８０を備えている。図５に示すように、信号処理装置８０は、本実施形態に係る信号処理装置１０から、標準周波数取得部１１及び周波数設定値演算部１２の機能が排されたものである。この信号処理装置８０を備える励振器８と、信号処理装置１０を備える励振器１との特性を比較しながら、本実施形態に係る信号処理装置１０による効果について詳細に説明する。
【００４２】
図５に示す励振器８の場合、搬送波信号生成部１３は、単に搬送波周波数記憶部１２０に記憶された搬送波周波数目標値ｆｍ０のみを入力する。したがって、例えば、搬送波周波数記憶部１２０において搬送波周波数目標値ｆｍ０が“６００ＭＨｚ”と記憶されていた場合、搬送波信号生成部１３は、搬送波周波数記憶部１２０から搬送波周波数目標値ｆｍ０＝６００ＭＨｚを入力し、周波数設定値ｆｔをｆｔ＝６００ＭＨｚと設定する。
【００４３】
次に、位相アキュムレータ１３０は、この周波数設定値ｆｔ＝６００ＭＨｚに応じた位相間隔ΔＰを算出する。具体的には、位相アキュムレータ１３０は、式（１）において逓倍クロック周波数ｆｃ’が既知の固定値（標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’）から変動しないという前提の基、式（２）に基づいて、出力搬送波周波数ｆ０が周波数設定値ｆｔ（＝６００ＭＨｚ）となるような位相間隔ΔＰを算出する。そして、搬送波信号生成部１３は、逓倍クロック信号ＣＬＫ’と同期しながら、位相アキュムレータ１３０がこの位相間隔ΔＰごとに加算して求まる位相Ｐに対応するデジタルサンプリング値（ＣＯＳテーブル１３１及びＳＩＮテーブル１３２に記憶されたもの）を出力する。
【００４４】
図６は、第１の実施形態に係る信号処理装置の効果を説明する第２の図である。また図７は、第１の実施形態に係る信号処理装置の効果を説明する第３の図である。
【００４５】
図６のグラフには、信号処理装置８０（図５）が出力する搬送波信号の時間的推移の一例を示している。
上述したように、位相アキュムレータ１３０は、既知の標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’、搬送波周波数記憶部１２０からの入力に基づく周波数設定値ｆｔ（＝６００ＭＨｚ）及び式（２）に基づいて位相間隔ΔＰを算出する。ここで、搬送波信号生成部１３に対し、逓倍クロック信号ＣＬＫ’が、その逓倍クロック周波数ｆｃ’に逓倍クロック誤差周波数Δｆｃ’を含まない完全な高周波信号として入力された場合を考える。つまりこの場合、逓倍クロック周波数ｆｃ’は標準クロック周波数ｆｃｒ’と一致する。この場合において、搬送波信号生成部１３は、標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’どおりの逓倍クロック周波数ｆｃ’に従ってデジタルサンプリング値を出力することとなる。したがって、搬送波信号生成部１３は、図６に示すように、一定の標準周期ｔｃｒ’（＝１／ｆｃｒ’）ごとに搬送波信号のデジタルサンプリング値を出力し、その結果、搬送波信号の出力搬送波周波数ｆ０は、理想の出力搬送波の周波数である周波数設定値ｆｔ＝６００ＭＨｚに一致する。
【００４６】
しかしながら、逓倍クロック信号ＣＬＫ’の精度及び安定性は、その基となるクロック信号ＣＬＫの精度及び安定性に依存する。そしてクロック信号ＣＬＫは、上述の通り、高精度、高安定性が保証されている信号ではない。したがって、実際には、逓倍クロック信号ＣＬＫ’も、その逓倍クロック周波数ｆｃ’に逓倍クロック誤差周波数Δｆｃ’を含む信号である（ｆｃ’＝ｆｃｒ’＋Δｆｃ’）。そうすると、搬送波信号生成部１３は、この誤差を含む逓倍クロック信号ＣＬＫ’に同期してデジタルサンプリング値を出力することとなり、その結果、搬送波信号の周波数が意図した通り（６００ＭＨｚ）にならない場合がある。
【００４７】
図７のグラフには、信号処理装置８０（図５）が出力する搬送波信号の時間的推移の別の例を示している。
例えば、搬送波信号生成部１３に入力される逓倍クロック周波数ｆｃ’が逓倍クロック誤差周波数Δｆｃ’（Δｆｃ’＞０）だけ低下した結果、時刻ｔ１において、デジタルサンプリング値が出力される周期がｔｃｒ’からｔｃｒ’＋Δｔ（Δｔ＞０）に変化した場合を考える。位相間隔ΔＰは、逓倍クロック周波数ｆｃ’が標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’と一致する前提で算出されているため、逓倍クロック周波数ｆｃ’が標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’よりΔｆｃ’だけ低下する方向にずれ、周期ｔｃｒがｔｃｒ’＋Δｔと変化した場合には、理想の出力搬送波よりも遅れたタイミングで搬送波信号を出力することとなり、出力搬送波周波数ｆ０は低下する方向にずれてしまう（図７）。逆に、逓倍クロック周波数ｆｃ’が標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’よりも逓倍クロック誤差周波数Δｆｃ’だけ上昇する方向にずれた場合には、理想の出力搬送波よりも早いタイミングで搬送波信号を出力することとなるので、出力搬送波周波数ｆ０が上昇する方向にずれてしまう。
【００４８】
以上より、図５に示した励振器８では、出力搬送波周波数ｆ０の精度及び安定性が、高精度、高安定性が保証されていないクロック周波数ｆｃ（逓倍クロック周波数ｆｃ’）に依存することとなり、地上デジタル放送規格の基準を満たすほどの高精度な出力搬送波を出力することができない。
【００４９】
図８は、第１の実施形態に係る信号処理装置の効果を説明する第４の図である。
次に、本実施形態に係る信号処理装置１０を備えた励振器１から出力される搬送波について、図８を参照しながら説明する。
本実施形態に係る信号処理装置１０は、上述したように、周波数設定値演算部１２が、標準信号ＲＥＦと、クロック信号ＣＬＫと、を入力し、精度よく計測されたクロック周波数ｆｃと負の相関性を有するように、周波数設定値ｆｔを算出することとしている（式（３））。
【００５０】
ここで、図７と同様、時刻ｔ１において、逓倍クロック周波数ｆｃ’が、標準逓倍クロック周波数ｆｃｒ’から逓倍クロック誤差周波数Δｆｃ’だけ減少して、周期がｔｃｒ’からｔｃｒ’＋Δｔ（Δｔ＞０）に変化した場合を考える。
この場合、周波数設定値演算部１２は、クロック周波数ｆｃと負の相関性を有して周波数設定値ｆｔを演算するので、周波数設定値ｆｔは、時刻ｔ１において、搬送波周波数目標値ｆｍ０よりも大きい値ｆｍ１（＞ｆｍ０）に設定される。
【００５１】
そうすると、搬送波信号生成部１３の位相アキュムレータ１３０は、新たに設定された周波数設定値ｆｔ＝ｆｍ１（＞ｆｍ０）に基づいて新たな位相間隔ΔＰを算出し、位相間隔ΔＰは、時刻ｔ１において増加する（式（２）、図３参照）。位相アキュムレータ１３０は、時刻ｔ１において、搬送波信号の位相Ｐをより大きい位相間隔ΔＰで蓄積することとなるので、位相Ｐが蓄積する速度が高められる。その結果、周期誤差Δｔ分の時間遅延が位相Ｐの蓄積速度の上昇によりキャンセルされて、時刻ｔ１の前後において位相Ｐの蓄積速度は一定が保たれる。
以上より、最終的に出力されるデジタルサンプリング値から形成される出力搬送波周波数ｆ０は一定値（搬送波周波数目標値ｆｍ０）を維持することになる（図８）。
【００５２】
なお、周波数設定値演算部１２において演算される周波数設定値ｆｔは、式（３）に示したように演算される。このようにして求められる周波数設定値ｆｔを式（２）及び式（１）に代入することで、出力搬送波周波数ｆ０は、クロック誤差周波数ｆｃに依存しない一定の搬送波周波数目標値ｆｍ０となることが分かる。
なお、逓倍クロック信号ＣＬＫ’は、上述した逓倍回路により、実際のクロック信号ＣＬＫを基に生成されている。したがって、各々の信号における誤差成分の占める割合、すなわち、クロック周波数ｆｃに対するクロック誤差周波数Δｆｃの比率（Δｆｃ／ｆｃ）、及び、逓倍クロック周波数ｆｃ’に対する逓倍クロック誤差周波数Δｆｃ’の比率（Δｆｃ’／ｆｃ’）は等しいものとする。
【００５３】
このように、信号処理装置１０は、入力するクロック信号ＣＬＫの誤差成分（クロック誤差周波数Δｆｃ）に基づくデジタルサンプリング値の出力周期の変動を補償するように、当該デジタルサンプリング値によって形成される搬送波信号の周波数を増減する制御を行うので、最終的な出力搬送波周波数ｆ０を常に一定値に安定させることができる。
【００５４】
以上、本実施形態に係る信号処理装置１０によれば、周波数設定値演算部１２が、クロック信号ＣＬＫの誤差を補償するように、搬送波信号生成部１３に対する周波数設定値ｆｔを設定するので、搬送波信号生成部１３が出力する搬送波信号の周波数は精度が高いものとなる。したがって、周波数精度の高い出力搬送波とするローカル信号（アナログ信号）を生成するための発振器を必要としない。
また、本実施形態に係る信号処理装置１０は、クロック信号と同期しながら、予め記憶された搬送波信号のデジタルサンプリング値をそのまま出力するものである。よって、周波数精度の高いアナログ信号を用意して、これをデジタルサンプリングする処理を必要としない。
【００５５】
以上に述べた実施形態に係る信号処理装置１０によれば、周波数設定値演算部１２及び搬送波信号生成部１３を備えることにより、処理の過程及び回路規模を簡素化しながらも、周波数精度及び安定性が高い出力搬送波を生成することができる。
【００５６】
なお、上述した本実施形態に係る信号処理装置１０は、上述の態様に限定されるものでなく、以下のように変形可能である。
【００５７】
例えば、上述の実施形態においては、周波数設定値演算部１２は、位相アキュムレータ１３０に、周波数設定値ｆｔを出力し、位相アキュムレータ１３０が、入力した周波数設定値ｆｔに応じた位相間隔ΔＰを設定することとした。
しかし、本実施形態の変形例においては、周波数設定値演算部１２は、その内部において周波数設定値ｆｔに応じた設定位相間隔ΔＰｔを算出し、これを出力するものとしてもよい。この場合、位相アキュムレータ１３０は、周波数設定値演算部１２から入力する設定位相間隔ΔＰｔを直接参照して、位相Ｐを蓄積する演算を行うものとする。
【００５８】
より具体的に説明すると、当該変形例における周波数設定値演算部１２の搬送波周波数記憶部１２０には、搬送波周波数目標値ｆｍ０（例えば６００ＭＨｚ）に対応する目標位相間隔ΔＰｍ０が予め記憶されている。
そして、減算部１２２は、搬送波周波数記憶部１２０が記憶する目標位相間隔ΔＰｍ０、及び、補償値演算部１２１が算出した補償値αを入力して、目標位相間隔ΔＰｍ０から補償値αに応じた値（α・ΔＰｍ０）を減算する処理を行う。そして減算部１２２は、上記減算処理により得られた値を出力する。したがって、搬送波信号生成部１３に入力される設定位相間隔ΔＰｔはΔＰｔ＝（１−α）ΔＰｍ０となる。
【００５９】
以上のように、本実施形態の変形例においては、周波数設定値演算部１２が、励振器１が出力しようとする搬送波の周波数が一定となるような位相間隔（設定位相間隔ΔＰｔ）を逐次算出し、位相アキュムレータ１３０に入力される態様であってもよい。
【００６０】
また、上述の実施形態においては、搬送波信号生成部１３が備える二つの記憶テーブル（ＣＯＳテーブル１３１、ＳＩＮテーブル１３２）に記憶される余弦波および正弦波のサンプリングデータ数は２３２個であるものとしたが、他の変形例においては、これに限定されるものではなく、例えば２１６や２８個等と変更可能である。
また、他の変形例においては、上記二つの記憶テーブルに記憶されるサンプリングデータ数が、位相アキュムレータ１３０において指定され得る位相Ｐの種類（すなわち一周期分の分割数）よりも少ないデータ数であってもよい。例えば、位相アキュムレータ１３０において指定され得る位相Ｐの種類が２３２通りであるのに対し、ＣＯＳテーブル１３１、ＳＩＮテーブル１３２に記憶されるサンプリングデータ数が２１６個となる態様であってもよい。
この場合、位相アキュムレータ１３０が指定し得る位相Ｐと、記憶テーブルにおけるサンプリングデータと、が一対一に対応しないこととなるが、搬送波信号生成部１３は、記憶テーブルに記憶されるサンプリングデータのうち、位相アキュムレータ１３０が指定する位相Ｐに最も近い位相に対応するサンプリングデータを選択して出力すればよい。
このように、出力される放送波（出力搬送波）の波形が維持される限度において、ＣＯＳテーブル１３１、ＳＩＮテーブル１３２に記憶されるデータ数を減らし、励振器１に搭載されるメモリを小型化することが可能である。
【００６１】
また、上述の実施形態においては、搬送波信号生成部１３は、位相アキュムレータ１３０と、二つの記憶テーブル（ＣＯＳテーブル１３１、ＳＩＮテーブル１３２）を備え、当該二つの記憶テーブルそれぞれにおいて、位相アキュムレータ１３０が算出する位相Ｐと対応するデジタルサンプリング値を並列して出力するものとした。
しかし、他の変形例においては、搬送波信号生成部１３は、正弦波信号のデジタルサンプリング値を記憶する記憶テーブルを一つのみ備える態様であってもよい。この場合、搬送波信号生成部１３は、当該一つの記憶テーブルから、位相アキュムレータ１３０が算出する位相Ｐと、この位相Ｐから９０°だけシフトさせた位相Ｐ＋９０°によって特定される二つのデジタルサンプリング値を出力する機能を有していてもよい。
【００６２】
また、上述した信号処理装置１０は、励振器１が入力するクロック信号ＣＬＫをＮ倍に逓倍した逓倍クロック信号ＣＬＫ’と同期してデジタルサンプリング値を逐次出力するものとして説明したが、他の実施形態に係る信号処理装置１０は、クロック信号ＣＬＫと同期するものであってもよい。また、上述した各機能構成部が「クロック信号ＣＬＫと同期して」動作することは、そのクロック信号ＣＬＫを基に生成された逓倍クロック信号ＣＬＫ’と同期して動作することの意味を含むものとする。
【００６３】
また、上述した信号処理装置１０は、変調部２０、乗算器２１及び加算器２２とともに、一般的な半導体集積回路によって実装されるものであってもよいし、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のカスタマイズ可能な電子回路によって実装されるものであってもよい。
また、上述した信号処理装置１０の各処理の過程が、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる態様であってもよい。ここで、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk Read Only Memory）または半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
【００６４】
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。
【符号の説明】
【００６５】
１・・・励振器
１０・・・信号処理装置（搬送波信号出力部）
１２・・・周波数設定値演算部
１２０・・・搬送波周波数記憶部
１３・・・搬送波信号生成部
１３０・・・位相アキュムレータ
１３１・・・ＣＯＳテーブル
１３２・・・ＳＩＮテーブル
２０・・・変調部
２１・・・乗算器
２２・・・加算器
２３・・・ＤＡＣ
【図１】
2015005831.tif 000006
【図２】
2015005831.tif 000007
【図３】
2015005831.tif 000008
【図４】
2015005831.tif 000009
【図５】
2015005831.tif 000010
【図６】
2015005831.tif 000011
【図７】
2015005831.tif 000012
【図８】
2015005831.tif 000013