(57)【要約】【課題】単層構造で低コストに平坦な透過係数特性が得られるミリ波帯用電波ハーフミラーおよびその透過係数平坦化方法を提供する。【解決手段】ミリ波帯の所定周波数範囲の電磁波を単一モードで伝搬する導波路１１を塞ぐように固定され、導波路に入射した電磁波を反射させる所定厚さの基板２１と、基板２１の中央部に導波路１１の断面の長辺方向に沿って形成され、導波路１１に入射した電磁波の一部を通過させるスリット２２とを有するミリ波帯用電波ハーフミラー２０において、スリット２２を、その中央部２２ａの高さｈ１が両側部２２ｂ、２２ｃの高さｈ２に対して小となるリッジ型に形成し、基板２１の厚さｔ１、スリット２２の中央部２２ａと両側部２２ｂ、２２ｃの高さｈ１、ｈ２と幅ｗ１、ｗ２の各値を、導波路１１に入射した電磁波に対する透過係数の周波数特性が所定周波数範囲で平坦となるように設定している。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ミリ波帯の所定周波数範囲の電磁波を単一モードで伝搬する導波路を塞ぐように固定され、前記導波路に入射した電磁波を反射させる所定厚さの基板（２１）と、
前記基板の中央部に前記導波路の断面の長辺方向に沿って形成され、前記導波路に入射した電磁波の一部を通過させるスリット（２２）とを有し、前記導波路に入射する電磁波の一部を透過させ、一部を反射させるミリ波帯用電波ハーフミラーにおいて、
前記スリットは、その両側部に対して中央部の高さが小となるリッジ型であって、前記基板の厚さ、前記スリットの前記両側部と前記中央部の高さと幅が、前記導波路に入射した電磁波に対する透過係数の周波数特性が前記所定周波数範囲で平坦となるように設定されていることを特徴とするミリ波帯用電波ハーフミラー。
【請求項２】
ミリ波帯の所定周波数範囲の電磁波を単一モードで伝搬する導波路を塞ぐように固定され、前記導波路に入射した電磁波を反射させる所定厚さの基板（２１）と、
前記基板の中央部に前記導波路の断面の長辺方向に沿って形成され、前記導波路に入射した電磁波の一部を通過させるスリット（２２）とを有し、前記導波路に入射する電磁波の一部を透過させ、一部を反射させるミリ波帯用電波ハーフミラーの透過係数平坦化方法において、
前記スリットを、その両側部に対して中央部の高さが小となるリッジ型とし、前記基板の厚さ、前記スリットの前記両側部と前記中央部の高さと幅を選ぶことにより、前記導波路に入射した電磁波に対する透過係数の周波数特性を前記所定周波数範囲で平坦化することを特徴とするミリ波帯用電波ハーフミラーの透過係数平坦化方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ミリ波帯用の導波管内に固定される電波ハーフミラーにおいて、導波管によって形成される導波路を伝搬する電磁波に対する透過係数の周波数特性を平坦化するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ユビキタスネットワーク社会を迎え、電波利用ニーズが高まる中、家庭内のワイヤレスブロードバンド化を実現するＷＰＡＮ（ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク）や安全・安心な運転をサポートするミリ波レーダー等のミリ波帯無線システムが利用され始めている。また、１００ＧＨｚ超無線システム実現への取組も積極的に行われてきている。
【０００３】
その一方で、６０〜７０ＧＨｚ帯の無線システムの２次高調波評価や１００ＧＨｚ超の周波数帯における無線信号の評価については、周波数が高くなるにつれ測定器の雑音レベル及びミキサの変換損失が増加するとともに周波数精度が低下するため、１００ＧＨｚを超える無線信号の高感度、高精度測定技術が確立されていない状況となっている。しかも、これまでの測定技術では局部発振の高調波を測定結果から分離することができず、不要発射等の厳密な測定が困難となっている。
【０００４】
これらの技術課題を克服し、１００ＧＨｚ超帯域無線信号の高感度・高精度測定を実現するためには、イメージ応答及び高次高調波応答を抑制するためのミリ波帯の狭帯域なフィルタ技術の開発が必要であり、特に、可変周波数型（チューナブル）に適応可能なものが望ましい。
【０００５】
これを実現するものとして、本願出願人は、光の分野で用いられているファブリペロー共振器をミリ波に応用し、ＴＥ１０モード（単一モード）を伝搬する導波路の内部に対向させた一対の電波ハーフミラーの間の共振作用により、ミリ波の所望周波数成分を選択的に通過させるミリ波帯フィルタを提案している（特許文献１）。
【０００６】
このような構造のミリ波帯フィルタにおいてミリ波帯で使用可能な周波数範囲をいかに広帯域化できるかが重要となる。
【０００７】
その広帯域化を妨げる要因として、電波ハーフミラーの透過係数の周波数特性がある。
このミリ波帯フィルタに用いられる従来の電波ハーフミラーの構造は、導波路を塞ぐ大きさの金属板に電磁波透過用のスリットを設けたものであり、そのスリットによって透過係数に周波数特性が現れ、その周波数特性が電波ハーフミラー全体の透過係数の平坦度を劣化させ、上記フィルタに用いた場合には、周波数毎の損失やＱ値にバラツキが発生することが確認されている。
【０００８】
図８は、その一例を示すものであり、外形が２．５４×１．２７ｍｍ、厚さ１．０ｍｍの長方形の金属板の中央に幅５０μｍのスリットを横幅（２．５４ｍｍ）いっぱいに設けた電波ハーフミラーの透過係数の特性を示している。
【０００９】
この図から明らかなように、７０〜１１５ＧＨｚの周波数範囲で下に凸となるように大きく変化しており、この特性の電波ハーフミラーをフィルタに用いた場合、その周波数特性に大きな変動が現れてしまう。
【００１０】
本願出願人はこの電波ハーフミラーの透過係数特性を平坦化するための技術として、電波ハーフミラー本体の一面側に誘電体板を配置して誘電体共振器を形成し、ハーフミラー本体の透過係数特性と誘電体板の透過係数特性の傾きが逆となり、且つ、傾斜度合いがほぼ等しくなるように、誘電体板の厚さと誘電率を選ぶことにより、全体の透過係数特性を平坦化する技術を提案している（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１３−１３８４０１号公報
【特許文献２】特開２０１３−１１５７４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかし、上記特許文献２の技術は、電波ハーフミラーが、金属製でスリットを有するハーフミラー本体と誘電体板との二層構造となり、コスト高となる問題があった。
【００１３】
本発明は、この問題を解決し、単層構造で低コストに平坦な透過係数特性が得られるミリ波帯用電波ハーフミラーおよびその透過係数平坦化方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１のミリ波帯用電波ハーフミラーは、
ミリ波帯の所定周波数範囲の電磁波を単一モードで伝搬する導波路を塞ぐように固定され、前記導波路に入射した電磁波を反射させる所定厚さの基板（２１）と、
前記基板の中央部に前記導波路の断面の長辺方向に沿って形成され、前記導波路に入射した電磁波の一部を通過させるスリット（２２）とを有し、前記導波路に入射する電磁波の一部を透過させ、一部を反射させるミリ波帯用電波ハーフミラーにおいて、
前記スリットは、その両側部に対して中央部の高さが小となるリッジ型であって、前記基板の厚さ、前記スリットの前記両側部と前記中央部の高さと幅が、前記導波路に入射した電磁波に対する透過係数の周波数特性が前記所定周波数範囲で平坦となるように設定されていることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明のミリ波帯用電波ハーフミラーの透過係数平坦化方法は、
ミリ波帯の所定周波数範囲の電磁波を単一モードで伝搬する導波路を塞ぐように固定され、前記導波路に入射した電磁波を反射させる所定厚さの基板（２１）と、
前記基板の中央部に前記導波路の断面の長辺方向に沿って形成され、前記導波路に入射した電磁波の一部を通過させるスリット（２２）とを有し、前記導波路に入射する電磁波の一部を透過させ、一部を反射させるミリ波帯用電波ハーフミラーの透過係数平坦化方法において、
前記スリットを、その両側部に対して中央部の高さが小となるリッジ型とし、前記基板の厚さ、前記スリットの前記両側部と前記中央部の高さと幅を選ぶことにより、前記導波路に入射した電磁波に対する透過係数の周波数特性を前記所定周波数範囲で平坦化することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
このように、本発明では、ミリ波帯用電波ハーフミラーの基板に設けるスリットを、その両側部に対して中央部の高さが小となるリッジ型とし、基板の厚さ、スリットの両側部と中央部の高さと幅を選ぶことにより、導波路に入射した電磁波に対する透過係数の周波数特性を所定周波数範囲で平坦化している。
【００１７】
つまり、本発明は、ミリ波帯用電波ハーフミラーの透過係数を左右するパラメータとして、基板の厚さだけでなく、スリットの形状をリッジ型とし、その両側部と中央部の高さと幅を選ぶことで透過係数の周波数特性を平坦化できるという知見に基づくものであり、これによって、透過係数の周波数特性が平坦化されたミリ波帯用電波ハーフミラーを、所定厚さの基板にリッジ型のスリットを設けた単純な単層構造で低コストに構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施形態の構造を示す図
【図２】ミリ波帯用電波ハーフミラーのスリット中央部の高さ変化に対する透過係数特性の変化を示す図
【図３】ミリ波帯用電波ハーフミラーの基板の厚さ変化に対する透過係数特性の変化を示す図
【図４】ミリ波帯用電波ハーフミラーのスリット両側部の高さ変化に対する透過係数特性の変化を示す図
【図５】ミリ波帯用電波ハーフミラーのスリット中央部の幅変化に対する透過係数特性の変化を示す図
【図６】最適と思われるパラメータを設定したときの透過係数特性を示す図
【図７】実施形態のミリ波帯用電波ハーフミラーを用いたミリ波帯フィルタの構造を示す図
【図８】従来のミリ波帯用電波ハーフミラーの透過係数特性を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は本発明を適用したミリ波帯用電波ハーフミラー（以下、単に電波ハーフミラーと記す）２０の構造を示し、図１の（ａ）は一部を破断した側面図、図１の（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ線拡大断面図である。
【００２０】
この電波ハーフミラー２０は、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば７０〜１１５ＧＨｚ）の電磁波を単一モード（ＴＥ１０モード）で伝搬させることが可能な内径（ａ×ｂ＝２．５４ｍｍ×１．２７ｍｍ）の導波管１０（ＷＲ−１０型と呼ばれる標準口径の方形導波管）によって形成される導波路１１に設けられている。
【００２１】
電波ハーフミラー２０は、導波路１１を塞ぐ大きさの長方形の外形を有し、導波路１１に入射した電磁波を反射させる例えば金属板からなる所定の厚さｔ１の基板２１と、基板２１の中央部に基板２１の長辺方向（即ち、導波路１１の断面の長辺方向）に沿って形成され、導波路１１を伝搬する電磁波の一部を通過させるスリット２２とを有している。
【００２２】
そして、このスリット２２は、従来のように高さが一様なものではなく、中央部２２ａの高さｈ１が、その両側の側部（以下、両側部と記す）２２ｂ、２２ｃの高さｈ２より小となるリッジ型に形成されており、基板２１の厚さｔ１およびスリット２２の中央部２２ａと両側部２２ｂ、２２ｃの高さｈ１、ｈ２と幅ｗ１、ｗ２の各値を、導波路１１を伝搬する電磁波に対する電波ハーフミラー２０の透過係数の周波数特性（以下、単に特性と記す）が前記所定周波数範囲で平坦となるように設定している。
【００２３】
このリッジ型のスリット２２を持つ電波ハーフミラー２０では、基板の厚さｔ１だけでなく、スリット２２の中央部２２ａと両側部２２ｂ、２２ｃの高さｈ１、ｈ２と幅ｗ１、ｗ２という４つのパラメータを選ぶことで透過係数の特性を可変できる。
【００２４】
以下、上記パラメータと透過係数の関係について求めたシミュレーション結果について説明する。シミュレーションの基本条件として、基板２１の大きさを２．５４×１．２７ｍｍとする。また、スリット２２の両側部２２ｂ、２２ｃの幅ｗ２は、基板２１の横幅と中央部２２ａの幅ｗ１によって一義的に決まる値であるので、幅ｗ２について数値は省略する。
【００２５】
図２は、スリット２２の中央部２２ａの高さｈ１を０．０１ｍｍステップで、０．０２〜０．０６ｍｍまで可変した場合の透過係数（ＳパラメータのＳ２１）を求めたものであり、この時の他のパラメータは、ｔ１＝０．７ｍｍ、ｈ２＝０．２ｍｍ、ｗ１＝０．５ｍｍとする。
【００２６】
図２の結果から明らかなように、スリット２２の中央部２２ａの高さｈ１が大きくなるほど透過係数は大きくなる。この場合、透過係数の特性はほぼ平坦であり、大きな変動は見られない。
【００２７】
図３は、基板２１の厚さｔ１を、０．１ｍｍステップで０．５〜１．０ｍｍまで可変した場合の透過係数を求めたものであり、この時の他のパラメータは、ｈ１＝０．０４ｍｍ、ｈ２＝０．２ｍｍ、ｗ１＝０．５ｍｍとする。
【００２８】
この図３から明らかなように、基板２１の厚さｔ１の変化に対し、透過係数の特性は大きく変化する。厚さｔ１が０．５ｍｍ、０．６ｍｍと小さい場合には、右下がりの特性となり、逆に厚さｔ１が、０．８〜１．０ｍｍと大きい場合には、右上がりの特性となり、その傾きの大きさも厚さに応じて変化している。そして、この例で言えば、厚さｔ１＝０．７ｍｍでほぼ平坦な特性が得られる。
【００２９】
図４は、スリット２２の両側部２２ｂ、２２ｃの高さｈ２を０．０５ｍｍステップで、０．１〜０．３ｍｍまで可変した場合の透過係数を求めたものであり、この時の他のパラメータは、ｈ１＝０．０４ｍｍ、ｔ１＝０．７ｍｍ、ｗ１＝０．５ｍｍとする。
【００３０】
この図４から明らかなように、スリット２２の両側部２２ｂ、２２ｃの高さｈ２の変化に対する透過係数の特性変化は大きくはなく、明確な傾向は確認されないが、この例では高さｈ２を０．２ｍｍ程度にすると透過係数の特性がほぼ平坦となっている。
【００３１】
図５は、スリット２２の中央部２２ａの幅ｗ１を０．０５ｍｍステップで、０．４〜０．６ｍｍまで可変した場合の透過係数を求めたものであり、この時の他のパラメータは、ｈ１＝０．０４ｍｍ、ｈ２＝０．２ｍｍ、ｔ１＝０．７ｍｍとする。
【００３２】
この図５から明らかなように、中央部２２ａの幅ｗ１が小さくなる程（つまり両側部２２ｂ、２２ｃの幅ｗ２が大きくなる程）、透過係数は全体的に大きくなり、その特性自体はいずれの場合もほぼ平坦である。
【００３３】
これらの結果をまとめると、スリット２２の中央部２２ａの高さｈ１が大きくなる程、透過係数が全周波数帯で増加し、両側部２２ｂ、２２ｃの高さｈ２の変化に対しては透過係数の大きさおよび特性の傾きが若干変化する。また、中央部２２ａの幅ｗ１が小さくなる程（即ち、両側部２２ｂ、２２ｃの幅ｗ２が大きくなる程）、透過係数が全周波数帯で増加する傾向があり、基板２１の厚さｔ１の変化に対して透過係数の特性の傾きが大きく変化し、所定範囲内で厚さを増加させると透過係数の特性の傾きが負から正に変化する。
【００３４】
したがって、基板２１の厚さｔ１とスリット２２の両側部２２ｂ、２２ｃの高さｈ２を透過係数の特性の傾きがほぼ０（周波数軸とほぼ平行）になる値（例えばｔ１＝０．７ｍｍ、ｈ２＝０．２ｍｍ）に設定し、スリット２２の中央部２２ａの高さｈ１と幅ｗ１を、ハーフミラーとして要求される透過係数（例えば２０ｄＢ程度）となる値（例えばｈ１＝０．０４ｍｍ、ｗ１＝０．５ｍｍ）に設定することで、所望の透過係数で広い周波数範囲にわたって平坦な特性を得ることができる。
【００３５】
図６は、上記シミュレーションの結果から最適と思われるパラメータを設定したときの透過係数の特性を示すものであり、図８の特性と比較して、７０〜１１５ＧＨｚの広い周波数範囲にわたって透過係数がほぼ一定の特性を得ることができた。
【００３６】
図７に、上記電波ハーフミラーを用いたミリ波帯フィルタ４０の基本構造を示す。このミリ波帯フィルタ４０は、第１導波管４２、第２導波管４４、上記構造の一対の電波ハーフミラー２０Ａ、２０Ｂおよび間隔可変手段５０によって構成されている。
【００３７】
第１導波管４２は、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば７５〜１１０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モード（単一モード）で伝搬させる断面長方形の導波路４３を有する方形導波管であり、例えば、前記した内径２．５４×１．２７ｍｍのＷＲ−１０型の導波管が使用できる。なお、図７では電波ハーフミラー２０Ａを境にして左側の導波路４３と右側の導波路４３′に別れており、この基本構造では、二つの導波路４３、４３′の口径は等しいとするが、外部回路に接続される右側の導波路４３′をＷＲ−１０型に対応した標準口径とし、第２導波管４４が内挿される左側の導波路４３の口径を、標準口径より若干大きく（例えば＝２．６５×１．４７ｍｍ）してもよい。
【００３８】
また、第２導波管４４は、第１導波管４２と同様に前記所定周波数範囲（例えば７５〜１１０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる導波路を有し、少なくとも一方の端部が第１導波管４２に内挿された状態で第１導波管４２と連結される。
【００３９】
一対の電波ハーフミラー２０Ａ、２０Ｂは、第１導波管４２の導波路４３と、第２導波管４４の導波路４５とをそれぞれ塞ぐ状態で互いに間隔を開けて対向するように設けられている。
【００４０】
より具体的に言えば、一方の電波ハーフミラー２０Ａは、第１導波管４２の導波路４３内に固定され、他方の電波ハーフミラー２０Ｂは、第２導波管４４の導波路４５の先端（図７で右端）に固定される。
【００４１】
このように、導波管によって形成される導波路内で電波ハーフミラー２０Ａ、２０Ｂが対向して、その間にファブリペロー共振器が形成され、ミラー間隔によって決まる共振周波数を中心とする電磁波成分が選択的に通過するフィルタが形成される。
【００４２】
間隔可変手段５０は、第１導波管４２と第２導波管４４とが連結された状態で導波路の長手方向に相対的に移動させて一対の電波ハーフミラー２０Ａ、２０Ｂの間隔を可変させ、フィルタの共振周波数を可変させる。この間隔可変手段５０の具体的な構造は任意であるが、基本的には、径が大きい第１導波管４２側を固定支持し、第２導波管４４をその長手方向に且つ第１導波管４２と同心状態で移動させるものであればよく、駆動方法としてはモータの回転力を直線運動に変換して第２導波管４４を第１導波管４２に対して進退させる構成等が採用できる。
【００４３】
このような構造を有するミリ波帯フィルタ４０では、前記したように、広い周波数範囲で平坦な透過係数特性を有する電波ハーフミラー２０Ａ、２０Ｂを用いているので、フィルタとして共振周波数を可変した場合でも、周波数による特性変動が少なく、特性の良好なフィルタを得ることができる。
【００４４】
なお、ここでは電波ハーフミラーを利用する形態として、周波数可変型のミリ波帯フィルタの例を示したが、周波数固定であれば一本の連続した導波管の内部に電波ハーフミラー２０Ａ、２０Ｂを対向した状態で固定すればよく、また導波管自体を移動させずに、導波管内の電波ハーフミラーの位置を直接外部から可変してもよい。
【００４５】
また、上記したミリ波帯フィルタ４０の構造は、その基本構成を示すものであり、種々の変形が可能であり、本発明の電波ハーフミラーを利用する形態としても上記実施例に限定されない。
【００４６】
例えば、第２導波管４４として、方形導波管より小さい口径でも低域側の周波数特性が広くなるようなリッジ型導波管を用いたミリ波帯フィルタにも本発明の電波ハーフミラーを用いることができる。リッジ型導波管は、導波路の中央部の高さが両側部の高さより小さい形状を有し、第１導波管４２の内側に配置されるために必然的に第１導波管４２の内径より小さな内径となっても周波数特性の低域側を狭めることなく単一モードの伝搬が可能な特性を有している。したがって、広帯域なフィルタを構成する場合には、このリッジ型導波管を第２導波管として用いることが有効であり、前記した広帯域な電波ハーフミラーの特性も十分に生かすことができる。
【符号の説明】
【００４７】
１０……導波管、１１……導波路、２０、２０Ａ、２０Ｂ……電波ハーフミラー、２１……基板、２２……スリット、２２ａ……中央部、２２ｂ、２２ｃ……側部、４０……ミリ波帯フィルタ、４２……第１導波管、４４……第２導波管、５０……間隔可変手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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