(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置の電力損失を低減する。【解決手段】ラインＬ１及びＬ２間に入力交流電圧が印加される。ラインＬ２の電位から見てラインＬ１の電位が正となる正区間において、スイッチング素子６をスイッチングする一方でスイッチング素子７をオンとする。ラインＬ２の電位から見てラインＬ１の電位が負となる負区間において、スイッチング素子７をスイッチングする一方でスイッチング素子６をオンとする。これらのスイッチングにより、正区間におけるラインＬ１での脈流電圧と負区間におけるラインＬ２での脈流電圧が交互にスイッチングされトランス１５が双方向に励磁される。トランス１５の二次側コイルの発生電圧を平滑することで所望の出力電圧Ｖｏを得る。【選択図】図２
2015211588.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力交流電圧が印加される第１及び第２入力線と、前記第１及び第２入力線間に一次側コイルが間接的に配置されたトランスとを備え、前記入力交流電圧に対し電力変換を行うことにより前記トランスの二次側で出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、
前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線での脈流電圧と前記第１入力線の電位から見た前記第２入力線での脈流電圧とを交互にスイッチングして前記トランスを双方向に励磁することにより前記電力変換を行う
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第１入力線と前記一次側コイルの一端との間に配置され、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線での脈流電圧をスイッチングする第１スイッチング素子と、
前記第２入力線と前記一次側コイルの他端との間に配置され、前記第１入力線の電位から見た前記第２入力線での脈流電圧をスイッチングする第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子によるスイッチング動作と前記第２スイッチング素子によるスイッチング動作とを交互に行わせることで、前記トランスを双方向に励磁するスイッチング制御回路とを更に備えた
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記トランスの二次側コイルでの発生電圧を平滑することで、前記入力交流電圧と異なる出力交流電圧を前記出力電圧として生成する
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記トランスの二次側コイルの一端に接続された第１整流素子と、
前記トランスの二次側コイルの他端に接続された第２整流素子とを更に備え、
前記励磁によって前記二次側コイルから出力された電力を前記第１及び第２整流素子を用いて整流し、更に平滑することで前記出力電圧としての直流電圧を生成する
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１及び第２スイッチング素子は電界効果トランジスタから成り、
前記スイッチング制御回路は、
前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線の電位が正となる正区間において前記第１スイッチング素子をスイッチングさせ、前記正区間中で前記第１スイッチング素子をオンとするときに前記第２スイッチング素子もオンとすることで前記第１スイッチング素子のスイッチング電流を前記第２スイッチング素子のボディダイオードに流し、且つ、
前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線の電位が負となる負区間において前記第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記負区間中で前記第２スイッチング素子をオンとするときに前記第１スイッチング素子もオンとすることで前記第２スイッチング素子のスイッチング電流を前記第１スイッチング素子のボディダイオードに流す
ことを特徴とする請求項２〜４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電力を入力とするスイッチング電源装置では、入力交流電力を半波整流又は全波整流することによって脈流化又は直流化してからスイッチングすることで任意の交流又は直流電力を得ている。半波整流又は全波整流を行う際、整流ダイオードで電力損失が発生する。
【０００３】
全波整流を利用するスイッチング電源装置のブロック図を図１５に示す（特許文献１参照）。図１５のスイッチング電源装置は、商用交流電源９０１からの商用交流電力のノイズを低減するノイズフィルタ９０２と、ノイズフィルタ９０２の出力交流電力を全波整流するブリッジダイオード９０３と、ブリッジダイオード９０３の出力電力に対して電力変換を行う電力変換器９０４と、電力変換器９０４の出力電圧が加わる出力部９０５と、を備える。図１５のスイッチング電源装置では、例えば、図１６のような電圧が観測される。図１６の例では、ＡＣ１００Ｖの入力電圧をブリッジダイオード９０３にて全波整流してからスイッチングし、これによって得られた電圧を整流及び平滑することでＤＣ１２Ｖを得ている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−４５７５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ブリッジダイオード９０３の全波整流によって入力電力を脈流化又は直流化した後、後段の電力変換器９０４にて電力変換が行われるが、このとき、商用交流電源９０１からの入力電流Ｉｉｎは、ブリッジダイオード９０３中の２個のダイオード素子を通過する。このため、ダイオード素子の順方向電圧に（２×Ｉｉｎ）を乗じた電力分、ブリッジダイオード９０３にて電力損失が発生する。例えば、スイッチング電源装置への入力電力が１００Ｗ且つ入力電圧がＡＣ１００Ｖであって力率が１．０である場合、入力電流Ｉｉｎは１Ａ（アンペア）であるため、１つのダイオード素子の順方向電圧が約１．０Ｖであるとすると、ブリッジダイオード９０３の電力損失は２Ｗとなる。
【０００６】
それ故、この場合における電力変換効率が９０％であるとすると、スイッチング電源装置の全体の電力損失は１０Ｗであり、その内、ブリッジダイオード９０３の電力損失（２Ｗ）が占める割合は２０％と大きい。スイッチング電源装置において、電力損失が低い方が良いことは言うまでもない。電力損失の低減のために、ブリッジダイオードの順方向電圧を低減させる技術開発も盛んであるが、ブリッジダイオードを使わずに済めば電力損失の大幅な改善が見込める。上記数値例では、全体損失が１０％であるため、仮にブリッジダイオードを使わずに済めば、全体損失は８％に抑えられる。即ち、電力変換効率は９０％から９２％に改善する。
【０００７】
そこで本発明は、電力損失の低減に寄与するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係るスイッチング電源装置は、入力交流電圧が印加される第１及び第２入力線と、前記第１及び第２入力線間に一次側コイルが間接的に配置されたトランスとを備え、前記入力交流電圧に対し電力変換を行うことにより前記トランスの二次側で出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線での脈流電圧と前記第１入力線の電位から見た前記第２入力線での脈流電圧とを交互にスイッチングして前記トランスを双方向に励磁することにより前記電力変換を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、電力損失の低減に寄与するスイッチング電源装置を提供することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図３】Ｎチャンネル型のＦＥＴの構成を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係るスイッチング素子のオン／オフ状態を示す図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係り、トランスの一次側に流れる電流を説明するための図である。
【図６】ＦＥＴのボディダイオードの電気的特性を示す図である。
【図７】本発明の第１実施形態のスイッチング電源装置にて観測される電圧の波形を示す図である。
【図８】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図９】本発明の第２実施形態に係るスイッチング素子及び整流素子のオン／オフ状態を示す図である。
【図１０】本発明の第２実施形態に係り、トランスの二次側に流れる電流を説明するための図である。
【図１１】本発明の第２実施形態のスイッチング電源装置にて観測される電圧の波形を示す図である。
【図１２】本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図１３】本発明の第３実施形態に係るスイッチング素子及び整流素子のオン／オフ状態を示す図である。
【図１４】本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図１５】従来のスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図１６】図１５のスイッチング電源装置にて観測される電圧の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、状態量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、状態量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。
【００１２】
図１に、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す。スイッチング電源装置は、ノイズフィルタ２、電力変換器４への入力線であるラインＬ１及びＬ２と、電力変換器４と、を備える。電力変換器４に対して出力部５が接続される。但し、出力部５もスイッチング電源装置の構成要素に含まれていると考えても良い。符号１は、商用交流電源を表している。商用交流電源１からの商用交流電圧がノイズフィルタ２に入力され、ノイズフィルタ２は、入力された商用交流電圧におけるノイズを除去し、ノイズ除去後の商用交流電圧（以下、入力交流電圧という）をラインＬ１及びＬ２間に出力する。
【００１３】
電力変換器４は、ラインＬ１及びＬ２に接続され、ラインＬ１及びＬ２間に加わる入力交流電圧を電力変換することで出力電圧Ｖｏを生成する。この際、電力変換器４は、入力交流電圧を全波整流又は半波整流することなく、入力交流電圧を直接スイッチングすることで交流又は直流の出力電圧Ｖｏを生成する。出力電圧Ｖｏは、電力変換器４に接続された出力部５に供給される。出力部５は、例えば、出力電圧Ｖｏが印加される一対の出力端子を含む。
【００１４】
以下、スイッチング電源装置の構成例を具体的に説明する。図１のスイッチング電源装置について上述した説明は、以下の各実施形態のスイッチング電源装置にも適用される。
【００１５】
＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置を説明する。図２は、第１実施形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。図２のスイッチング電源装置は、電力変換器４として電力変換器４Ａを有する。電力変換器４Ａは、第１及び第２スイッチング素子６及び７と、平滑回路１０Ａと、第１及び第２制御回路１１及び１２と、トランス１５と、フィードバック回路１６と、を備える。
【００１６】
スイッチング素子６及び７の夫々は、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）から成る。ＦＥＴは、特に例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field effect transistor）であると良い。図３に、Ｎチャンネル型のＦＥＴの構成を示す。Ｎチャンネル型のＦＥＴは、ソース、ドレイン及びゲートから成るＦＥＴ本体部１９と、ソース及びドレイン間に並列接続され且つソースからドレインに向かう方向を順方向とするボディダイオード２０と、を有する。ＦＥＴ本体部１９及びボディダイオード２０を含むＮチャンネル型のＦＥＴと同じ構造を、スイッチング素子６及び７の夫々は有していると共に、後述の整流素子８及び９（図８等参照）の夫々も有しているものとする。
【００１７】
トランス１５は一次側コイル及び二次側コイルを有する。以下、一次側コイル及び二次側コイルとは、特に記述無き限り、トランス１５の一次側コイル及び二次側コイルを指す。スイッチング素子６のドレインはラインＬ１に接続される一方で、スイッチング素子６のソースは一次側コイルの一端３１に接続される。スイッチング素子７のドレインはラインＬ２に接続される一方で、スイッチング素子７のソースは一次側コイルの他の一端３２に接続される。
【００１８】
制御回路１１及び１２は、夫々、スイッチング素子６及び７に対するスイッチング制御を行う。スイッチング素子６に対するスイッチング制御は、スイッチング素子６のゲート−ソース間電圧ＶGSの制御を通じて、スイッチング素子６をオン又はオフさせる制御である。スイッチング素子７に対するスイッチング制御は、スイッチング素子７のゲート−ソース間電圧ＶGSの制御を通じて、スイッチング素子７をオン又はオフさせる制御である。
【００１９】
スイッチング素子６又は７であるスイッチング素子において、スイッチング素子のオンとは、スイッチング素子のゲート−ソース間電圧ＶGSが所定のスレッショルド電圧以上となって当該スイッチング素子のドレイン及びソース間が導通状態になることを指し、スイッチング素子のオフとは、スイッチング素子のゲート−ソース間電圧ＶGSがスレッショルド電圧未満となって当該スイッチング素子のドレイン及びソース間が非導通状態になることを指す。スイッチング素子がオン、オフとなっている状態を、夫々、オン状態、オフ状態とも言う。スイッチング素子のゲート−ソース間電圧ＶGSとは、当該スイッチング素子のソースの電位から見たゲートの電圧を指す。
【００２０】
制御回路１１及び１２は、ラインＬ２の電位から見たラインＬ１の電圧の極性を監視して、その監視結果に基づき現時点が正区間及び負区間のどちらに属しているのかを判断できる。この監視を実現するべく、制御回路１１及び１２を合わせた回路はラインＬ１及びＬ２に接続され、制御回路１１及び１２同士も互いに接続されている。正区間とは、ラインＬ２の電位から見てラインＬ１の電位（電圧）が正となっている区間を指し、負区間とは、ラインＬ２の電位から見てラインＬ１の電位（電圧）が負となっている区間を指す。ラインＬ１及びＬ２間の電位差がゼロとなるタイミングも存在するが、そのタイミングについては無視する（そのタイミングは正区間又は負区間に属すると考えても良い）。ラインＬ２の電位から見たラインＬ１の電圧の極性は、入力交流電圧の周期（即ち例えば５０又は６０Ｈｚの逆数）で、交互に正又は負となる。故に、入力交流電圧の周期に応じて正区間と負区間が交互に訪れる。
【００２１】
正区間において、制御回路１１はスイッチング素子６をスイッチング制御することによりスイッチング素子６にスイッチング動作を行わせる一方、制御回路１２はスイッチング素子７を常時オン状態とする。負区間において、制御回路１２はスイッチング素子７をスイッチング制御することによりスイッチング素子７にスイッチング動作を行わせる一方、制御回路１１はスイッチング素子６を常時オン状態とする。この様子を図４に示す。尚、正区間において、スイッチング素子６がオン、オフとなっている区間を夫々区間Ｐ１及びＰ２と呼び、負区間において、スイッチング素子７がオン、オフとなっている区間を夫々区間Ｐ３及びＰ４と呼ぶ。
【００２２】
スイッチング素子６又は７に関し、スイッチング素子のスイッチング動作又は単にスイッチングとは、スイッチング素子がスイッチングする動作、即ち、スイッチング素子のオン状態とスイッチング素子のオフ状態が交互に繰り返される動作を指し、その繰り返しの周期の逆数であるスイッチング周波数は、入力交流電圧の周波数よりも相当に大きい（例えば、数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ）。スイッチング素子がスイッチング動作を行うことで、スイッチング素子のドレイン及びソース間にスイッチング電流としてのドレイン電流が流れる。
【００２３】
上述のスイッチング動作により、正区間中においては（より具体的には区間Ｐ１においては）、図５（ａ）に示す如く、スイッチング素子６のドレイン及びソース間にスイッチング電流１１０Ｐが流れ、そのスイッチング電流１１０Ｐはトランス１５の一次側コイルを介してスイッチング素子７のボディダイオード２０を流れる（後述の各実施形態においても同様）。負区間中においては（より具体的には区間Ｐ３においては）、図５（ｂ）に示す如く、スイッチング素子７のドレイン及びソース間にスイッチング電流１１０Ｎが流れ、そのスイッチング電流１１０Ｎはトランス１５の一次側コイルを介してスイッチング素子６のボディダイオード２０を流れる（後述の各実施形態においても同様）。
【００２４】
スイッチング素子６及び７として利用されるＮチャンネル型のＦＥＴの電気的特性の例を、図６に示す。図６において、曲線４０１、４０２は、夫々、Ｎチャンネル型のＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶGSが０Ｖ、１０Ｖ（ボルト）であるときにおける、ボディダイオード２０の順方向電流ＩFとボディダイオード２０の順方向電圧（ドレインから見たソース電位）ＶFとの関係を表している。電圧ＶGSが０Ｖであるとき、ボディダイオード２０は単体のダイオード素子と同様の特性を持ち、順方向電圧ＶFが約０．６Ｖ以上になって初めてボディダイオード２０に実質的な電流が流れる。一方、電圧ＶGSが１０Ｖであるとき、電圧ＶGSが０Ｖであるときと比べて、順方向電圧ＶFが極端に小さくなる。例えば、順方向電流ＩFが１０Ａ（アンペア）であるとき、ＶGS＝０Ｖでは順方向電圧ＶFが０．８Ｖ程度になるのに対して、ＶGS＝１０Ｖでは順方向電圧ＶFが０．１Ｖ未満となる。
【００２５】
電圧ＶGSが１０Ｖである状態は、Ｎチャンネル型のＦＥＴとしてのスイッチング素子６又は７がオンとなる状態である。従って例えば、制御回路１１、１２は、夫々、スイッチング素子６、７をオンにすべきタイミングにおいて、スイッチング素子６、７のボディダイオード２０が曲線４０２の特性を持つように、スイッチング素子６、７のゲート−ソース間電圧ＶGSを制御する。制御回路１１及び１２は、区間Ｐ１においてスイッチング素子６及び７をオンとすることでスイッチング電流１１０Ｐをスイッチング素子７のボディダイオード２０に流すことができ、区間Ｐ３においてスイッチング素子６及び７をオンとすることでスイッチング電流１１０Ｎをスイッチング素子６のボディダイオード２０に流すことができる。
【００２６】
正区間において、ラインＬ２から見たラインＬ１における電圧は正の脈流電圧であり、負区間において、ラインＬ１から見たラインＬ２における電圧は正の脈流電圧である（当然、これらの脈流電圧は入力交流電圧を整流せずに得られる）。スイッチング素子６はラインＬ２から見たラインＬ１での正の脈流電圧をスイッチングする一方で、スイッチング素子７はラインＬ１から見たラインＬ２での正の脈流電圧をスイッチングする（これは、後述の各実施形態でも同様である）。スイッチング電流１１０Ｐによってトランス１５が一方向に励磁され、スイッチング電流１１０Ｎによってトランス１５が逆方向に励磁される。即ち、スイッチング電流１１０Ｐ及び１１０Ｎが交互に一次側コイルに流れることでトランス１５が双方向に励磁される。制御回路１１及び１２は、スイッチング素子６によるスイッチン動作とスイッチング素子７によるスイッチン動作とを交互に行わせることで、トランス１５を双方向に励磁する機能を持つ（これは、後述の各実施形態でも同様である）。
【００２７】
この双方向の励磁によって二次側コイルに発生した電圧は、二次側コイルの一端４１及び他の一端４２に接続された平滑回路１０Ａに入力される。平滑回路１０Ａは、二次側コイルからの入力電圧を平滑し、平滑して得た電圧を出力電圧Ｖｏとして出力部５に出力する。図７を参照し、波形４２１は、本実施形態の方式にて入力交流電圧を直接スイッチングすることで得られる電圧波形の例であり、波形４２２は、平滑回路１０Ａの出力電圧Ｖｏの波形の例である。波形４２１は、トランス１５の一次側コイルと二次側コイルの巻き数比に依存する二次側コイルの発生電圧（従って平滑回路１０Ａへの入力電圧）の相似波形であると考えて良い。尚、図７では、図示の便宜上、スイッチング周波数が入力交流電圧の周波数の２０倍程度であるかのように示されているが、実際のスイッチング周波数は、図７に示すものよりも相当に高い（後述の図１１でも同様）。
【００２８】
平滑回路１０Ａは、二次側コイルからの入力電圧に含まれるスイッチング周波数の成分を除去することで、交流の出力電圧Ｖｏを生成する。
【００２９】
フィードバック回路１６は、平滑回路１０Ａの出力電圧Ｖｏの電圧値（例えば実効値）を検出し、出力電圧Ｖｏが所定の目標交流電圧となるように、制御回路１１及び１２を制御する。目標交流電圧の大きさは任意である（但し、入力交流電圧の大きさとは異なる）。図７の例では、入力交流電圧がＡＣ１００Ｖ（即ち実効値が１００Ｖの交流電圧）であって、目標交流電圧がＡＣ１２Ｖ（即ち実効値が１２Ｖの交流電圧）となっている。
【００３０】
制御回路１１及び１２は、スイッチング制御にパルス幅変調を利用することができる。制御回路１１及び１２は、フィードバック回路１６と協働して、出力電圧Ｖｏが目標交流電圧より小さければ、スイッチング素子６及び７のオンデューティ（即ち、正区間にてスイッチング素子６がオンとなる割合及び負区間にてスイッチング素子７がオンとなる割合）を高め、出力電圧Ｖｏが目標交流電圧より大きければ、上記オンデューティを低下させる。これにより、平滑回路１０Ａの出力電圧Ｖｏが目標交流電圧にて安定化する。
【００３１】
本実施形態において、正区間におけるスイッチング電流１１０Ｐは、スイッチング素子６における低抵抗のチャネル（ドレイン−ソース間）を流れると共に、スイッチング素子７における低電圧のボディダイオード２０を流れる。負区間におけるスイッチング電流１１０Ｎは、スイッチング素子７における低抵抗のチャネル（ドレイン−ソース間）を流れると共に、スイッチング素子６における低電圧のボディダイオード２０を流れる。結果、図１５に示すようなブリッジダイオードを利用する従来構成（ダイオード順方向電圧２つ分の電力損失を伴う構成）との比較において、図２の構成では、ダイオード順方向電圧２つ分、電力損失を低減することができる（例えば電力損失を２０％低減することができる）。また、ブリッジダイオードの削減及び電力損失の低減は、スイッチング電源装置の低コスト化及び小型化にも寄与する。更にオンデューティの調整を介して任意の交流電圧を生成することができる。尚、単純にトランスの巻線比だけを調節して商用交流電圧から所望の交流電圧を生成する構成と比べ、スイッチングを利用する本実施形態では、トランスを大幅に小型化できることは言うまでもない。
【００３２】
尚、上述の説明では（図４参照）正区間においてスイッチング素子７を常時オン且つ負区間においてスイッチング素子６を常時オンとしているが、正区間においてスイッチング素子６がオフとなるタイミングにおいてはスイッチング素子７をオフにしても良いし、負区間においてスイッチング素子７がオフとなるタイミングにおいてはスイッチング素子６をオフにしても良い。
【００３３】
＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第２実施形態は、第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２実施形態にも適用される。
【００３４】
図８は、第２実施形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。図８のスイッチング電源装置は、電力変換器４として電力変換器４Ｂを有する。電力変換器４Ｂは、第１及び第２スイッチング素子６及び７と、第１及び第２整流素子８及び９と、平滑回路１０Ｂと、第１〜第４制御回路１１〜１４と、トランス１５と、フィードバック回路１６と、を備える。
【００３５】
第２実施形態において、ラインＬ１及びＬ２、スイッチング素子６及び７並びに一次側コイルの接続関係は第１実施形態で述べたものと同じである。
【００３６】
整流素子８及び９の夫々は、スイッチンング素子８又は９と同じく、Ｎチャンネル型のＦＥＴから成る。整流素子８において、ソースはトランス１５の二次側コイルの一端４１に接続され、ドレインはラインＬ３に接続される。整流素子９において、ソースはトランス１５の二次側コイルの他の一端４２に接続され、ドレインはラインＬ３に接続される。ラインＬ３は、平滑回路１０Ｂの第１入力端子５１に接続される。二次側コイルの中心にはタップ（センタータップ）４３が設けられており、タップ４３はラインＬ４を介して平滑回路１０Ｂの第２入力端子５２に接続される。
【００３７】
制御回路１３及び１４は、夫々、整流素子８及び９のオン／オフを制御する。即ち、制御回路１３は、整流素子８としてのＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶGSの制御を通じて整流素子８をオン又はオフさせ、制御回路１４は、整流素子９としてのＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶGSの制御を通じて整流素子９をオン又はオフさせる。
【００３８】
整流素子８及び９の夫々は、電流を自身のボディダイオード２０の順方向にだけ流すよう作用する。整流素子８の順方向（整流素子８のボディダイオード２０の順方向）は整流素子８のソースからドレインに向かう方向と一致し、整流素子９の順方向（整流素子９のボディダイオード２０の順方向）は整流素子９のソースからドレインに向かう方向と一致する。整流素子としてのＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶGSが所定のスレッショルド電圧以上となって当該ＦＥＴのドレイン及びソース間が導通状態になるとき、整流素子はオンであり、整流素子としてのＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶGSがスレッショルド電圧未満となって当該ＦＥＴのドレイン及びソース間が非導通状態になるとき、整流素子はオフである。整流素子がオン、オフとなっている状態を、夫々、オン状態、オフ状態とも言う。ＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶGSとは、当該ＦＥＴのソースの電位から見たゲートの電圧を指す。
【００３９】
制御回路１１及び１２によるスイッチング制御は第１実施形態で述べたものと同様である。従って、図９に示す如く、正区間において、制御回路１１はスイッチング素子６をスイッチング制御することによりスイッチング素子６にスイッチング動作を行わせる一方、制御回路１２はスイッチング素子７を常時オン状態とする。負区間において、制御回路１２はスイッチング素子７をスイッチング制御することによりスイッチング素子７にスイッチング動作を行わせる一方、制御回路１１はスイッチング素子６を常時オン状態とする。これにより、第１実施形態と同様、トランス１５が双方向に励磁され、励磁による電圧が二次側コイルに発生する。
【００４０】
制御回路１３及び１４は、二次側コイルに現れる電圧を監視して監視結果に基づき現時点が区間Ｐ１〜Ｐ４の何れに属するのかを判断し、その判断結果に基づき、図９に示す如く整流素子８及び９の状態を制御する。この監視を行うために、制御回路１３及び１４の夫々はラインＬ３及びＬ４に接続され、且つ、制御回路１３は二次側コイルの一端４１と整流素子８のソースとが接続されたラインＬ５に接続され、且つ、制御回路１４は二次側コイルの一端４２と整流素子９のソースとが接続されたラインＬ６に接続されている。具体的には、制御回路１３、１４は、区間Ｐ１において、整流素子８、９を夫々オン、オフとし、且つ、区間Ｐ２において、整流素子８、９を共にオフとし、且つ、区間Ｐ３において、整流素子８、９を夫々オフ、オンとし、且つ、区間Ｐ４において、整流素子８、９を共にオフとする。
【００４１】
一次側コイルの一端３２から見た一端３１の電位が正のとき、二次側コイルの一端４１から見て一端４２に正の電位が表れ且つタップ４３から見て一端４２に正の電位が表れるように、トランス１５が形成されている。従って、スイッチング電流１１０Ｐ（図５（ａ）参照）が流れる区間Ｐ１において、図１０（ａ）の電流１２０Ｐが流れる。電流１２０Ｐは、端子５２から、ラインＬ４、二次側コイルにおけるタップ４３、タップ４３及び一端４１間の巻線、二次側コイルの一端４１、整流素子８のボディダイオード２０及びラインＬ３を経由して、端子５１に流れる電流である。スイッチング電流１１０Ｎ（図５（ｂ）参照）が流れる区間Ｐ３においては、図１０（ｂ）の電流１２０Ｎが流れる。電流１２０Ｎは、端子５２から、ラインＬ４、二次側コイルにおけるタップ４３、タップ４３及び一端４２間の巻線、二次側コイルの一端４２、整流素子９のボディダイオード２０及びラインＬ３を経由して、端子５１に流れる電流である。
【００４２】
区間Ｐ１中に電流１２０Ｐが流れることにより、区間Ｐ１中において二次側コイルに伝達された電力が整流素子８を通じて平滑回路１０Ｂに供給され、区間Ｐ３中に電流１２０Ｎが流れることにより、区間Ｐ３中において二次側コイルに伝達された電力が整流素子９を通じて平滑回路１０Ｂに供給されることになる。区間Ｐ２及びＰ４においては、二次側コイルに電流は流れない。
【００４３】
平滑回路１０Ｂは、二次側コイルから供給された電流１２０Ｐ及び１２０Ｎによる電力を平滑することで、出力電圧Ｖｏとしての直流電圧を生成し、出力部５に出力する。上述の説明から理解されるように、第２実施形態では、スイッチング素子６又は７がオンしているときにトランス１５の二次側に電力が伝達される。即ち、第２実施形態に係るスイッチング電源装置は、フォワード方式のスイッチング電源装置である。このため、平滑回路１０Ｂには、二次側コイルから供給された電力を蓄積するチョークコイルが含まれる。上記平滑の過程においてチョークコイルによる電力の蓄積が行われる。
【００４４】
図１１を参照し、波形４２３は、本実施形態の方式にて入力交流電圧を直接スイッチングすることで得られる電圧波形の例であり、波形４２４は、トランス１５の一次側コイルと二次側コイルの巻き数比に依存する平滑回路１０Ｂの出力電圧Ｖｏの相似波形の例である。波形４２３は、二次側コイルの発生電圧の波形であると考えて良い。
【００４５】
フィードバック回路１６は、平滑回路１０Ｂの出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏが所定の目標直流電圧となるように、制御回路１１及び１２を制御する。目標直流電圧の大きさは任意である。図１１の例では、入力交流電圧がＡＣ１００Ｖ（即ち実効値が１００Ｖの交流電圧）であって、目標直流電圧４２４がＤＣ１２Ｖ（即ち１２Ｖの直流電圧）となっている。
【００４６】
制御回路１１及び１２は、スイッチング制御にパルス幅変調を利用することができる。制御回路１１及び１２は、フィードバック回路１６と協働して、出力電圧Ｖｏが目標直流電圧より小さければ、スイッチング素子６及び７のオンデューティ（即ち、正区間にてスイッチング素子６がオンとなる割合及び負区間にてスイッチング素子７がオンとなる割合）を高め、出力電圧Ｖｏが目標直流電圧より大きければ、上記オンデューティを低下させる。これにより、平滑回路１０Ｂの出力電圧Ｖｏが目標直流電圧にて安定化する。
【００４７】
第２実施形態でも、第１実施形態と同様、図１５に示すようなブリッジダイオードを利用する従来構成（ダイオード順方向電圧２つ分の電力損失を伴う構成）との比較において、ダイオード順方向電圧２つ分、電力損失を低減することができる（例えば電力損失を２０％低減することができる）。また、ブリッジダイオードの削減及び電力損失の低減は、スイッチング電源装置の低コスト化及び小型化にも寄与する。更にオンデューティの調整を介して任意の直流電圧を生成することができる。
【００４８】
尚、上述の説明では（図９参照）正区間においてスイッチング素子７を常時オン且つ負区間においてスイッチング素子６を常時オンとしているが、正区間においてスイッチング素子６がオフとなるタイミングにおいてはスイッチング素子７をオフにしても良いし、負区間においてスイッチング素子７がオフとなるタイミングにおいてはスイッチング素子６をオフにしても良い。
【００４９】
＜第３実施形態＞
本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第３実施形態は、第１及び第２実施形態を基礎とする実施形態であり、第３実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１及び第２実施形態の記載が第３実施形態にも適用される。
【００５０】
図１２は、第３実施形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。図１２のスイッチング電源装置は、電力変換器４として電力変換器４Ｃを有する。電力変換器４Ｃは、第１及び第２スイッチング素子６及び７と、第１及び第２整流素子８及び９と、平滑回路１０Ｃと、第１〜第４制御回路１１〜１４と、トランス１５と、フィードバック回路１６と、を備え、それらは基本的に電力変換器４Ｂ（図８）の対応部位と同様のものである。
【００５１】
第３実施形態において、ラインＬ１及びＬ２、スイッチング素子６及び７並びに一次側コイルの接続関係は第１実施形態で述べたものと同じであって、二次側コイル、整流素子８及び９、ラインＬ３〜Ｌ６並びに制御回路１３及び１４の接続関係は第２実施形態で述べたものと同じである。平滑回路１０Ｃの第１及び第２入力端子５１及び５２は、図８の入力端子５１及び５２と同様の機能を果たすものである。整流素子８としてのＦＥＴのドレインは、ラインＬ３を介して平滑回路１０Ｃの入力端子５１に接続され、タップ４３は、ラインＬ４を介して平滑回路１０Ｃの入力端子５２に接続される。
【００５２】
図１３に、第３実施形態の各区間におけるスイッチング素子６及び７並びに整流素子８及び９の状態を示す。正区間において、制御回路１１はスイッチング素子６をスイッチング制御することによりスイッチング素子６にスイッチング動作を行わせる一方、制御回路１２は、区間Ｐ１においてスイッチング素子７をオンとし且つ区間Ｐ２においてスイッチング素子７をオフとする。負区間において、制御回路１２はスイッチング素子７をスイッチング制御することによりスイッチング素子７にスイッチング動作を行わせる一方、制御回路１１は、区間Ｐ３においてスイッチング素子６をオンとし且つ区間Ｐ４においてスイッチング素子６をオフとする。これにより、第１実施形態と同様、トランス１５が双方向に励磁され、励磁による電圧が二次側コイルに発生する。
【００５３】
制御回路１３及び１４も、第２実施形態と同様の機能を有し、整流素子８及び９のオン／オフを制御する。但し、整流素子８及び９のオン、オフのタイミングが第２実施形態とは異なる。制御回路１３及び１４は、二次側コイルに現れる電圧を監視して監視結果に基づき現時点が区間Ｐ１〜Ｐ４の何れに属するのかを判断し、その判断結果に基づき、図１３に示す如く整流素子８及び９の状態を制御する。即ち、電力変換器４Ｃにおける制御回路１３、１４は、区間Ｐ１において、整流素子８、９を共にオフとし、且つ、区間Ｐ２において、整流素子８、９を夫々オン、オフとし、且つ、区間Ｐ３において、整流素子８、９を共にオフとし、且つ、区間Ｐ４において、整流素子８、９を夫々オフ、オンとする。
【００５４】
スイッチング電流１１０Ｐ（図５（ａ）参照）が流れる区間Ｐ１では、整流素子８及び９がオフであるため二次側コイルを経由する電流ループは形成されない。従って、区間Ｐ１では、二次側コイルには電流が流れずにスイッチング電流１１０Ｐによる磁気エネルギがトランス１５に蓄積される。そして、この蓄積された磁気エネルギが区間Ｐ２にて整流素子８がオンとなることで、電流１２０Ｐ（図１０（ａ））による電力として二次側コイルから放出される。即ち、区間Ｐ２にて上述の電流１２０Ｐが流れる（電流１２０Ｐによる電力が整流素子８を通じて二次側コイルから平滑回路１０Ｃに供給される）。
【００５５】
スイッチング電流１１０Ｎ（図５（ｂ）参照）が流れる区間Ｐ３では、整流素子８及び９がオフであるため二次側コイルを経由する電流ループは形成されない。従って、区間Ｐ３では、二次側コイルには電流が流れずにスイッチング電流１１０Ｎによる磁気エネルギがトランス１５に蓄積される。そして、この蓄積された磁気エネルギが区間Ｐ４にて整流素子９がオンとなることで、電流１２０Ｎ（図１０（ｂ））による電力として二次側コイルから放出される。即ち、区間Ｐ４にて上述の電流１２０Ｎが流れる（電流１２０Ｎによる電力が整流素子９を通じて二次側コイルから平滑回路１０Ｃに供給される）。
【００５６】
平滑回路１０Ｃは、二次側コイルから供給された電流１２０Ｐ及び１２０Ｎによる電力を平滑することで出力電圧Ｖｏとしての直流電圧を生成し、出力部５に出力する。上述の説明から理解されるように、第３実施形態では、スイッチング素子６又は７がオンしているときにトランス１５に電力（磁気エネルギ）を蓄積し、蓄積電力をスイッチング素子６及び７がオフのときに二次側コイルから放出する。即ち、第３実施形態に係るスイッチング電源装置は、フライバック方式のスイッチング電源装置である。従って、第３実施形態に係るトランス１５は電力蓄積と電力伝達の両方を兼ねたトランスであり、一般的に、第３実施形態と比べて第２実施形態の方が、より大きな電力に対する電力変換が可能である。
【００５７】
フィードバック回路１６は、平滑回路１０Ｃの出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏが所定の目標直流電圧となるように、制御回路１１及び１２を制御する。目標直流電圧の大きさは任意である。上述の図１１の波形４２４は、平滑回路１０Ｃの出力電圧Ｖｏの波形の例でもある。図１１の例では、入力交流電圧がＡＣ１００Ｖ（即ち実効値が１００Ｖの交流電圧）であって、目標直流電圧がＤＣ１２Ｖ（即ち１２Ｖの直流電圧）となっている。
【００５８】
制御回路１１及び１２は、スイッチング制御にパルス幅変調を利用することができる。制御回路１１及び１２は、フィードバック回路１６と協働して、出力電圧Ｖｏが目標直流電圧より小さければ、スイッチング素子６及び７のオンデューティ（即ち、正区間にてスイッチング素子６がオンとなる割合及び負区間にてスイッチング素子７がオンとなる割合）を高め、出力電圧Ｖｏが目標直流電圧より大きければ、上記オンデューティを低下させる。これにより、平滑回路１０Ｃの出力電圧Ｖｏが目標直流電圧にて安定化する。
【００５９】
第３実施形態でも、第１実施形態と同様、図１５に示すようなブリッジダイオードを利用する従来構成（ダイオード順方向電圧２つ分の電力損失を伴う構成）との比較において、ダイオード順方向電圧２つ分、電力損失を低減することができる（例えば電力損失を２０％低減することができる）。また、ブリッジダイオードの削減及び電力損失の低減は、スイッチング電源装置の低コスト化及び小型化にも寄与する。更にオンデューティの調整を介して任意の直流電圧を生成することができる。
【００６０】
尚、上述の説明では（図１３参照）区間Ｐ２においてスイッチング素子７をオフ且つ区間Ｐ４においてスイッチング素子６をオフとしているが、正区間においてスイッチング素子７を常時オン且つ負区間においてスイッチング素子６を常時オンとしてもよい。
【００６１】
＜第４実施形態＞
本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第４実施形態は、第１〜第３実施形態を基礎とする実施形態であり、第４実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１〜第３実施形態の記載が第４実施形態にも適用される。
【００６２】
図１４は、第４実施形態に係るスイッチング電源装置の構成図である。図１４のスイッチング電源装置は、電力変換器４として電力変換器４Ｄを有する。電力変換器４Ｄは、図８の電力変換器４Ｂ又は図１２の電力変換器４Ｃと同じものである。故に、第４実施形態でも、第２又は第３実施形態と同様の作用及び効果が得られる。電力変換器４Ｄにおける平滑回路を記号“１０Ｄ”にて参照する。電力変換器４Ｄが電力変換器４Ｂであるとき、平滑回路１０Ｄは図８の平滑回路１０Ｂと同じものであり、電力変換器４Ｄが電力変換器４Ｃであるとき、平滑回路１０Ｄは図１２の平滑回路１０Ｃと同じものである。
【００６３】
第４実施形態に係るスイッチング電源装置は、電力変換器４Ｄの後段に第２電力変換器１７を備え、電力変換器４Ｄの出力電圧Ｖｏ（即ち平滑回路１０Ｄの出力電圧Ｖｏ）が電力変換器１７に入力される。電力変換器１７は、出力電圧Ｖｏに対して電力変換（電力変換器４Ｄが行う電力変換とは異なる電力変換）を行うことで任意の電圧値を有する第２出力電圧Ｖｏ’を生成する。出力電圧Ｖｏ’は出力部５に供給される。
【００６４】
交流電力をダイオードにて半波整流してから又はブリッジダイオードで全波整流してから電力変換器に供給する構成では、一般的に、半波整流用のダイオード又は全波整流用のブリッジダイオードと電力変換器との間に（例えば、図１５のブリッジダイオード９０３と電力変換器９０４との間に）大容量コンデンサが必要となる。このような大容量コンデンサが実装されると電流の位相が電圧より進んで力率が低下方向に向かう。第４実施形態のスイッチング電源装置では、電力変換器１７の前段に大容量コンデンサが不要であるため、大容量コンデンサが実装される構成と比べて、力率の改善が見込める。力率の改善により、照明器具のように規制の厳しい機器に対しても本実施形態のスイッチング電源装置を適用できるようになる。
【００６５】
＜本発明の考察＞
本発明について考察する。
【００６６】
本発明に係るスイッチング電源装置は、入力交流電圧が印加される第１及び第２入力線（Ｌ１、Ｌ２）と、前記第１及び第２入力線間に一次側コイルが間接的に配置されたトランス（１５）とを備え、前記入力交流電圧に対し電力変換を行うことにより前記トランスの二次側で出力電圧（Ｖｏ）を生成するスイッチング電源装置であって、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線での脈流電圧と前記第１入力線の電位から見た前記第２入力線での脈流電圧とを交互にスイッチングして前記トランス（１５）を双方向に励磁することにより前記電力変換を行うことを特徴とする。
【００６７】
整流を介さずに入力交流電圧を直接スイッチングし、トランスを双方向に励磁して電力変換を行うことにより、スイッチングの前にブリッジダイオード等による整流が必表な従来構成（例えば図１５の構成）と比べて、例えばダイオード順方向電圧２つ分、電力損失を低減することができる。また、ブリッジダイオード等の削減及び電力損失の低減は、スイッチング電源装置の低コスト化及び小型化にも寄与する。
【００６８】
尚、第１及び第２入力線間に一次側コイルが間接的に配置されるとは、第１及び第２入力線に一次側コイルが直列接続されているのではなく、第１及び第２入力線と一次側コイルとの間に何らかの部品（スイッチング素子等）が介在していることを意味する。
【００６９】
具体的には例えば、前記第１入力線と前記一次側コイルの一端との間に配置され、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線での脈流電圧をスイッチングする第１スイッチング素子（６）と、前記第２入力線と前記一次側コイルの他端との間に配置され、前記第１入力線の電位から見た前記第２入力線での脈流電圧をスイッチングする第２スイッチング素子（７）と、前記第１スイッチング素子によるスイッチング動作と前記第２スイッチング素子によるスイッチング動作とを交互に行わせることで、前記トランスを双方向に励磁するスイッチング制御回路（１１、１２）とを、前記スイッチング電源装置に設けると良い。
【００７０】
前記第１及び第２スイッチング素子を設け、それらにスイッチング動作を交互に行わせることでトランスの双方向励磁が可能となり、スイッチング前の整流が不要となる。
【００７１】
尚、上述の各実施形態において、スイッチング制御回路は、制御回路１１及び１２にて構成されると考えても良いし、制御回路１１及び１２並びにフィードバック回路１６にて構成されると考えても良い。
【００７２】
また例えば、前記スイッチング電源装置において、前記トランス（１５）の二次側コイルでの発生電圧を平滑することで、前記入力交流電圧と異なる出力交流電圧を前記出力電圧（Ｖｏ）として生成すると良い。
【００７３】
これにより、低電力損失にて、任意の出力交流電圧を生成することが可能となる。
【００７４】
或いは例えば、前記トランス（１５）の二次側コイルの一端に接続された第１整流素子（８）と、前記トランスの二次側コイルの他端に接続された第２整流素子（９）とを前記スイッチング電源装置に更に設けても良く、この場合、前記スイッチング電源装置は、前記励磁によって前記二次側コイルから出力された電力を前記第１及び第２整流素子を用いて整流し、更に平滑することで前記出力電圧としての直流電圧を生成すると良い。
【００７５】
これにより、低電力損失にて、任意の出力直流電圧を生成することが可能となる。
【００７６】
また具体的には例えば、前記第１及び第２スイッチング素子（６、７）は電界効果トランジスタから成り、前記スイッチング制御回路は、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線の電位が正となる正区間において前記第１スイッチング素子をスイッチングさせ、前記正区間中で前記第１スイッチング素子をオンとするときに前記第２スイッチング素子もオンとすることで前記第１スイッチング素子のスイッチング電流を前記第２スイッチング素子のボディダイオード（２０）に流し、且つ、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線の電位が負となる負区間において前記第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記負区間中で前記第２スイッチング素子をオンとするときに前記第１スイッチング素子もオンとすることで前記第２スイッチング素子のスイッチング電流を前記第１スイッチング素子のボディダイオード（２０）に流すと良い。
【００７７】
これにより、正区間におけるスイッチング電流は、第１スイッチング素子における低抵抗のチャネル（ドレイン−ソース間）を流れると共に、第２スイッチング素子における低電圧のボディダイオードを流れる。負区間におけるスイッチング電流は、第２スイッチング素子における低抵抗のチャネル（ドレイン−ソース間）を流れると共に、第１スイッチング素子における低電圧のボディダイオードを流れる。結果、スイッチングの前にブリッジダイオード等による整流が必表な従来構成（例えば図１５の構成）と比べて、例えばダイオード順方向電圧２つ分、電力損失を低減することができる。
【００７８】
また例えば、前記出力電圧（Ｖｏ）として直流電圧を生成する前記スイッチング電源装置は、フォワード方式のスイッチング電源装置であって、各々が電界効果トランジスタから成る前記第１及び第２整流素子（８、９）のオン／オフを制御する整流素子制御回路（１３、１４）を更に備えていると良い。前記フォワード方式のスイッチング電源装置において、例えば、前記スイッチング制御回路（１１、１２）は、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線の電位が正となる正区間において前記第１スイッチング素子（６）をスイッチングさせ、且つ、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線の電位が負となる負区間において前記第２スイッチング素子（７）をスイッチングさせ、前記整流素子制御回路（１３、１４）は、前記正区間において、前記第１スイッチング素子がオンとされるときに前記第１及び第２整流素子を夫々オン且つオフとする一方、前記第１スイッチング素子がオフとされるときに前記第１及び第２整流素子を共にオフとすることで、前記二次側コイルからの電力を、前記平滑を行う平滑回路（１０Ｂ、１０Ｄ）に対し前記第１整流素子を通じて供給し、且つ、前記負区間において、前記第２スイッチング素子がオンとされるときに前記第１及び第２整流素子を夫々オフ及びオンとする一方、前記第２スイッチング素子がオフとされるときに前記第１及び第２整流素子を共にオフとすることで、前記二次側コイルからの電力を、前記平滑回路（１０Ｂ、１０Ｄ）に対し前記第２整流素子を通じて供給すると良い。
【００７９】
これにより、低電力損失にて、任意の出力直流電圧を生成することが可能となる。
【００８０】
或いは例えば、前記出力電圧（Ｖｏ）として直流電圧を生成する前記スイッチング電源装置は、フライバック方式のスイッチング電源装置であって、各々が電界効果トランジスタから成る前記第１及び第２整流素子（８、９）のオン／オフを制御する整流素子制御回路（１３、１４）を更に備えていると良い。前記フライバック方式のスイッチング電源装置において、例えば、前記スイッチング制御回路（１１、１２）は、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線の電位が正となる正区間において前記第１スイッチング素子（６）をスイッチングさせ、且つ、前記第２入力線の電位から見た前記第１入力線の電位が負となる負区間において前記第２スイッチング素子（７）をスイッチングさせ、前記整流素子制御回路（１３、１４）は、前記正区間において、前記第１スイッチング素子（６）がオンとされるときに前記第１及び第２整流素子を共にオフとする一方、前記第１スイッチング素子がオフとされるときに前記第１及び第２整流素子を夫々オン及びオフとすることで、前記二次側コイルからの電力を、前記平滑を行う平滑回路（１０Ｃ、１０Ｄ）に対し前記第１整流素子を通じて供給し、且つ、前記負区間において、前記第２スイッチング素子（７）がオンとされるときに前記第１及び第２整流素子を共にオフとする一方、前記第２スイッチング素子がオフとされるときに前記第１及び第２整流素子を夫々オフ及びオンとすることで、前記二次側コイルからの電力を、前記平滑回路（１０Ｃ、１０Ｄ）に対し前記第２整流素子を通じて供給すると良い。
【００８１】
これにより、低電力損失にて、任意の出力直流電圧を生成することが可能となる。
【００８２】
また例えば、前記スイッチング電源装置において、前記平滑によって得られた直流電圧（Ｖｏ）に対し前記電力変換と異なる第２電力変換を行うことで他の直流電圧（Ｖｏ’）を生成するようにしても良い。
【００８３】
このスイッチング電源装置によれば、前記電力変換を行う電力変換器の前段に、大容量コンデンサを配置する必要がなくなるので、大容量コンデンサが必要となるような従来構成との比較において力率の改善が見込める。
【００８４】
＜変形等＞
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。
【００８５】
上述の各実施形態のスイッチング電源装置において、Ｐチャンネル型のＦＥＴを用いてスイッチング素子６及び７が形成されるように回路構成を変形しても良いし、Ｐチャンネル型のＦＥＴを用いて整流素子８及び９が形成されるように回路構成を変形しても良い。
【符号の説明】
【００８６】
１  商用交流電源
２  ノイズフィルタ
４、４Ａ〜４Ｄ  電力変換器
５  出力部
６、７  スイッチング素子
８、９  整流素子
１０、１０Ａ〜１０Ｄ  平滑回路
１１〜１４  制御回路
１５  トランス
１６  フィードバック回路
１７  第２電力変換器
【図１】
2015211588.tif 000003
【図２】
2015211588.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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