(57)【要約】【課題】コッククロフト・ウォルトン回路に漏れ電流の小さなダイオードを使用したとしても、より高い電圧値の高電圧を生成する。【解決手段】一対の一次側電極２１，２２のうちの一方の１次側電極２１が基準電位に接続され、かつ他方の一次側電極２２に駆動電圧Ｖ１が印加されている状態において二次側電極２３から交流電圧Ｖ２を出力する圧電トランス３と、一対の入力端子３１，３２のうちの一方の入力端子３１が基準電位に接続されると共に他方の入力端子３２に入力される交流電圧Ｖ２に基づいて高電圧Ｖｈｖを生成するコッククロフト・ウォルトン回路４とを備え、コッククロフト・ウォルトン回路４を構成する多段接続された複数のダイオードＤ１〜Ｄ４のうちの初段のダイオードＤ１に並列接続されると共に抵抗値が予め規定された範囲内に設定された抵抗３４を備えている。【選択図】図１
2015211601.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の一次側電極のうちの一方の１次側電極が基準電位に接続され、かつ他方の一次側電極に駆動電圧が印加されている状態において二次側電極から交流電圧を出力する圧電トランスと、一対の入力端子のうちの一方の入力端子が基準電位に接続されると共に当該一対の入力端子のうちの他方の入力端子に入力される前記交流電圧に基づいて高電圧を生成するコッククロフト・ウォルトン回路とを備えている電圧生成回路であって、
前記コッククロフト・ウォルトン回路を構成する多段接続された複数のダイオードのうちの初段のダイオードに並列接続されると共に抵抗値が予め規定された範囲内に設定された抵抗を備えている電圧生成回路。
【請求項２】
一端が前記圧電トランスの前記他方の一次側電極に接続されると共に他端に電源電圧が印加されるコイルと、周期的にオン・オフ動作するスイッチ素子とを有する駆動回路を備え、
前記駆動回路は、前記スイッチ素子がオン状態のときに前記他方の一次側電極を前記基準電位に接続すると共に前記コイルにエネルギーを蓄積させ、かつ当該蓄積されたエネルギーを当該スイッチ素子がオフ状態のときに当該コイルから放出させて前記他方の一次側電極に前記駆動電圧として印加し、
前記コッククロフト・ウォルトン回路の前記初段のダイオードは、前記スイッチ素子がオフ状態のときに前記圧電トランスの前記二次側電極から出力される前記交流電圧によって前記オン状態に移行する請求項１記載の電圧生成回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電トランスと、圧電トランスの二次側電極から出力される交流電圧に基づいて高電圧を生成するコッククロフト・ウォルトン回路とを備えている電圧生成回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の電圧生成回路として、下記特許文献１に開示されている電圧生成回路（直流高電圧電源装置）が知られている。この電圧生成回路は、駆動回路、圧電トランスおよび倍電圧整流回路（コッククロフト・ウォルトン回路）を備えている。
【０００３】
駆動回路は、スイッチ素子およびコイルを備えて、スイッチ素子を４つ使用したフルブリッジ型、およびスイッチ素子を２つ使用したプッシュプル型のいずれかの型の駆動回路で構成されている。なお、下記特許文献１には開示されていないが、スイッチ素子を１つ使用したシングル型（一石式）の駆動回路も存在している。この駆動回路は、スイッチ素子がオン・オフすることにより、圧電トランスの一対の入力端子間に正弦波の入力電圧を印加する。この場合、駆動回路では、スイッチ素子がオン・オフすることにより、直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換する。この変換された交流電圧は、コイルおよび圧電トランスの１次側の容量のフィルタ効果により、ほぼ正弦波波形の交流電圧に変換されて、圧電トランスの一対の入力端子間に入力される。
【０００４】
圧電トランスは、一対の入力端子間に入力される交流電圧を昇圧して倍電圧整流回路に出力する。倍電圧整流回路は、ａ個のダイオードを有し、圧電トランスから出力される交流電圧をａ倍に倍電圧整流することで、高電圧（直流高電圧）を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】国際公開第２００９／０２２５０８号（第６−８頁、第１，６図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、上記の電圧生成回路には、以下のような解決すべき課題が存在している。すなわち、本願発明者がこの電圧生成回路について検討を行ったところ、この電圧生成回路のように圧電トランスから出力される交流電圧を昇圧するコッククロフト・ウォルトン回路では、使用するダイオードにより、生成される高電圧の電圧値に差が生じるという課題が生じることを見い出した。具体的には、電圧生成回路には、漏れ電流（逆電流）の小さなダイオード（例えば、パナソニック社製のＤＡ２ＪＦ８１００Ｌシリーズなど）をコッククロフト・ウォルトン回路に使用したときには、漏れ電流のより大きなダイオード（例えば、オリジン社製のＦ１Ｈ１６など）を使用したときと比較して、生成される高電圧の電圧値が低くなるという課題が生じる。
【０００７】
本発明は、かかる課題を解決すべくなされたものであり、コッククロフト・ウォルトン回路に漏れ電流の小さなダイオードを使用したとしても、圧電トランスから出力される交流電圧を、より高い電圧値に昇圧して高電圧を生成し得る電圧生成回路を提供することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成すべく請求項１記載の電圧生成回路は、一対の一次側電極のうちの一方の１次側電極が基準電位に接続され、かつ他方の一次側電極に駆動電圧が印加されている状態において二次側電極から交流電圧を出力する圧電トランスと、一対の入力端子のうちの一方の入力端子が基準電位に接続されると共に当該一対の入力端子のうちの他方の入力端子に入力される前記交流電圧に基づいて高電圧を生成するコッククロフト・ウォルトン回路とを備えている電圧生成回路であって、前記コッククロフト・ウォルトン回路を構成する多段接続された複数のダイオードのうちの初段のダイオードに並列接続されると共に抵抗値が予め規定された範囲内に設定された抵抗を備えている。
【０００９】
また、請求項２記載の電圧生成回路は、請求項１記載の電圧生成回路において、一端が前記圧電トランスの前記他方の一次側電極に接続されると共に他端に電源電圧が印加されるコイルと、周期的にオン・オフ動作するスイッチ素子とを有する駆動回路を備え、前記駆動回路は、前記スイッチ素子がオン状態のときに前記他方の一次側電極を前記基準電位に接続すると共に前記コイルにエネルギーを蓄積させ、かつ当該蓄積されたエネルギーを当該スイッチ素子がオフ状態のときに当該コイルから放出させて前記他方の一次側電極に前記駆動電圧として印加し、前記コッククロフト・ウォルトン回路の前記初段のダイオードは、前記スイッチ素子がオフ状態のときに前記圧電トランスの前記二次側電極から出力される前記交流電圧によって前記オン状態に移行する。
【発明の効果】
【００１０】
請求項１記載の電圧生成回路では、コッククロフト・ウォルトン回路における初段のダイオードに抵抗が並列接続され、かつこの抵抗の抵抗値が予め規定された範囲内に設定されている。
【００１１】
したがって、この電圧生成回路によれば、コッククロフト・ウォルトン回路が漏れ電流の少ないダイオードで構成されていたとしても、実験やシミュレーションなどで予め求めた範囲（抵抗を並列接続しないときよりも、生成される高電圧の電圧値がより高くなる範囲：予め規定された範囲）内の抵抗値の抵抗を初段のダイオードに並列接続することで、圧電トランスから出力される交流電圧に基づいてこの抵抗の両端間に発生する電圧により、初段のダイオードをオン状態やオフ状態に十分に移行させることができるため、圧電トランスから出力される交流電圧をコッククロフト・ウォルトン回路において、より高い電圧値に昇圧して高電圧を生成することができる。
【００１２】
請求項２記載の電圧生成回路では、コッククロフト・ウォルトン回路の初段のダイオードは、駆動回路のスイッチ素子がオフ状態のときに圧電トランスの二次側電極から出力される交流電圧によってオン状態に移行する。
【００１３】
したがって、この電圧生成回路によれば、スイッチ素子のオフ状態のとき（すなわち、コイルに蓄積されたエネルギーを圧電トランスに放出するとき）の圧電トランスの入力インピーダンスを、スイッチ素子のオフ状態のときに圧電トランスの二次側電極から出力される交流電圧によってコッククロフト・ウォルトン回路の初段のダイオードがオフ状態に移行する構成のときの圧電トランスの入力インピーダンスよりも小さくすることができる。このため、この電圧生成回路では、スイッチ素子のオン状態のときにコイルに蓄積されたエネルギーを、スイッチ素子のオフ状態のときに十分に放出することができ、これによってコイルの磁気飽和を生じにくくすることができる。この結果、この電圧生成回路によれば、圧電トランス、ひいてはコッククロフト・ウォルトン回路に対して十分なエネルギーを継続的に供給できるため、より高い電圧値の高電圧を生成して出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】電圧生成回路１の構成図である。
【図２】抵抗３４の抵抗値を変えたときの制御パルスＶｓのパルス幅と電圧生成回路１の出力電圧（コッククロフト・ウォルトン回路４で生成される高電圧）Ｖｈｖとの関係を示す関係図である。
【図３】駆動回路２のスイッチ素子１２がオフ状態のときに圧電トランス３の二次側電極２３から出力される交流電圧Ｖ２によってコッククロフト・ウォルトン回路４の初段のダイオードＤ１がオン状態に移行する構成のときの出力電圧（高電圧Ｖｈｖ）と、スイッチ素子１２がオン状態のときに交流電圧Ｖ２によって初段のダイオードＤ１がオン状態に移行する構成のときの出力電圧（高電圧Ｖｈｖ）とを比較して説明するための説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、添付図面を参照して、電圧生成回路の実施の形態について説明する。
【００１６】
最初に、電圧生成回路の一例としての図１に示す電圧生成回路１の構成について説明する。この電圧生成回路１は、駆動回路２、圧電トランス３、コッククロフト・ウォルトン回路４およびダミー負荷５を備え、一例として、電源電圧＋Ｖｃｃ（例えば直流電圧＋１０Ｖ）で作動する駆動回路２から出力される駆動電圧Ｖ１に基づいて、高電圧Ｖｈｖ（直流高電圧。例えば、数ｋＶ）を生成（出力）可能に構成されている。この電圧生成回路１は、例えば、絶縁抵抗計での高電圧の生成回路として使用される。
【００１７】
駆動回路２は、一例として、コイル１１およびスイッチ素子１２を備えて一石式の駆動回路として構成されている。具体的には、コイル１１は、一端が圧電トランス３の後述する一対の一次側電極２１，２２のうちの他方の一次側電極２２に接続されると共に、他端に電源電圧＋Ｖｃｃが印加されている。スイッチ素子１２は、例えば、電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタなどの半導体スイッチ素子で構成されて、圧電トランス３の他方の一次側電極２２と、基準電位に規定された部位（任意の電圧。例えば、グランドＧ）との間に配設されている。また、スイッチ素子１２は、一定の周波数ｆ（仕様で規定された圧電トランス３の共振周波数またはその近傍の周波数）で、かつ一定のパルス幅の制御パルスＶｓで駆動されて、制御パルスＶｓのパルス幅の時間だけオン状態に移行することで周期的にオン・オフ動作することにより、コイル１１の一端および圧電トランス３の他方の一次側電極２２を周期的に（制御パルスＶｓの周期Ｔ（＝１／ｆ）で、制御パルスＶｓのパルス幅の時間だけ）基準電位に接続する。
【００１８】
以上の構成により、この駆動回路２は、スイッチ素子１２がオン状態のときには、コイル１１の一端を基準電位に接続する（グランドＧに接続する）ことにより、コイル１１にエネルギーを蓄積させると共に、圧電トランス３の一対の一次側電極２１，２２間の一次側容量に充電されている電荷を放電させる。また、駆動回路２は、スイッチ素子１２がオフ状態のときには、コイル１１の一端をグランドＧから切り離すことによって、コイル１１に蓄積されているエネルギーをコイル１１から圧電トランス３の一次側電極２２に放出させて圧電トランス３の一次側容量を充電する。これにより、駆動回路２は、スイッチ素子１２がオン状態のときにはほぼ基準電位となり、スイッチ素子１２がオフ状態のときにはコイル１１に誘起された電圧が電源電圧＋Ｖｃｃに重畳された電圧となる駆動電圧Ｖ１をコイル１１の一端に発生させて、圧電トランス３の他方の一次側電極２２に印加する。
【００１９】
圧電トランス３は、一対の一次側電極２１，２２のうちの一方の一次側電極２１がグランドＧに接続され、他方の一次側電極２２が上記したように駆動回路２に接続されている。また、圧電トランス３は、二次側電極２３がコッククロフト・ウォルトン回路４の一対の入力端子３１，３２のうちの他方の入力端子３２に接続されている。以上の構成により、圧電トランス３は、一対の一次側電極２１，２２間に駆動電圧Ｖ１が印加されている状態において、波形が正弦波に近似し、かつ昇圧された交流電圧Ｖ２（周波数ｆの交流電圧）を二次側電極２３からコッククロフト・ウォルトン回路４に出力する。
【００２０】
コッククロフト・ウォルトン回路４は、一対の入力端子３１，３２のうちの一方の入力端子３１がグランドＧに接続され、他方の入力端子３２が上記したように駆動回路２に接続され、かつ出力端子３３がダミー負荷５を介してグランドＧに接続されて、駆動回路２から他方の入力端子３２に供給される交流電圧Ｖ２に基づいて高電圧Ｖｈｖを生成し、生成した高電圧Ｖｈｖを電圧生成回路１の出力電圧として出力端子３３から出力する。
【００２１】
また、コッククロフト・ウォルトン回路４は、多段接続された複数のダイオード（本例では一例として、４段に直列接続された４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４。以下、特に区別しないときにはダイオードＤともいう）と、複数の平滑コンデンサ（本例では一例として、３つの平滑コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３。以下、特に区別しないときには平滑コンデンサＣともいう）とを備えて構成されている。
【００２２】
この場合、各ダイオードＤは、例えば、ＤＡ２ＪＦ８１００Ｌのような漏れ電流（逆電流）の小さなダイオード（例えば、周囲温度２５℃のときにＤＣ４００Ｖ〜８００Ｖの逆電圧を印加した状態での漏れ電流の電流値が０．０１μＡ未満のダイオード）で構成されている。また、各平滑コンデンサＣは、一例として１０ｐＦのコンデンサ（セラミックコンデンサやフィルムコンデンサなど）で構成されている。
【００２３】
なお、圧電トランス３は、二次側電極２３側の内部に形成されている二次側容量を介して、二次側電極２３から上記した交流電圧Ｖ２を出力するが、この二次側容量に対して直列接続される他のコンデンサ（図示せず）を、平滑コンデンサＣ２、後述の抵抗３４およびダイオードＤ１の接続点と入力端子３２との間に配設してコッククロフト・ウォルトン回路４を構成することもできる。
【００２４】
また、コッククロフト・ウォルトン回路４は、複数のダイオードＤのうちの初段のダイオードＤ１に並列接続された抵抗３４を備えている。本願発明者は、このコッククロフト・ウォルトン回路４のように、漏れ電流の少ないダイオードで各ダイオードＤが構成されているときには、初段のダイオードＤ１に抵抗３４を並列接続すると共に、抵抗３４の抵抗値を予め規定された範囲内の値に設定することにより、初段のダイオードＤ１に抵抗３４を並列接続しない従来の構成よりもコッククロフト・ウォルトン回路４からの出力電圧（電圧生成回路１での高電圧Ｖｈｖ）を高めることができるのを見出した。
【００２５】
これは、漏れ電流の少ないダイオードで各ダイオードＤが構成されたコッククロフト・ウォルトン回路４では、交流電圧Ｖ２は圧電トランス３の二次側電極２３からフローティング状態で出力されるため、抵抗３４を並列接続しない構成のときには初段のダイオードＤ１の両端間にこのダイオードＤ１をオン状態やオフ状態に十分に移行させ得る電圧をこの交流電圧Ｖ２に基づいて生成させることができない現象が生じることがある。これに対して、予め規定された範囲内の抵抗値の抵抗３４を並列接続した構成では、交流電圧Ｖ２の印加によって抵抗３４に流れる電流に基づいて、抵抗３４の両端間、すなわちダイオードＤ１の両端間にダイオードＤ１をオン状態やオフ状態に十分に移行させ得る電圧を生成させることができる。このように、抵抗３４は、交流電圧Ｖ２に基づいて初段のダイオードＤ１を十分なオン状態や十分なオフ状態に確実に移行させる機能を有している。
【００２６】
また、コッククロフト・ウォルトン回路４では、正常動作時には、平滑コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１のカソード端子に接続される端部の電圧に対してダイオードＤ３のカソード端子に接続される端部の電圧が正電圧（交流電圧Ｖ２のほぼ最大値）となるように充電される。しかしながら、本例のコッククロフト・ウォルトン回路４では、平滑コンデンサＣ２に直列に抵抗３４が接続される構成のため、交流電圧Ｖ２の１周期のうちの平滑コンデンサＣ２が充電される半周期（入力端子３２に対して入力端子３１が正電圧となる半周期）、および平滑コンデンサＣ２が放電される半周期（入力端子３１に対して入力端子３２が正電圧となる半周期）の各半周期（つまり、交流電圧Ｖ２の１周期）において、平滑コンデンサＣ２は抵抗３４によって時定数（Ｃ２×Ｒ３４）で放電される。この時定数での「Ｃ２」は平滑コンデンサＣ２の容量値を表し、「Ｒ３４」は抵抗３４の抵抗値を表している。
【００２７】
したがって、本例のコッククロフト・ウォルトン回路４では、平滑コンデンサＣ２の容量値Ｃ２および抵抗３４の抵抗値Ｒ３４は、平滑コンデンサＣ２が確実に充電され得るように、時定数（Ｃ２×Ｒ３４）が交流電圧Ｖ２の周期Ｔよりも長くなるような値に規定される。また、平滑コンデンサＣ２が交流電圧Ｖ２の最大値とほぼ同じ電圧に充電されるためには、時定数（Ｃ２×Ｒ３４）が交流電圧Ｖ２の周期Ｔよりも十分に大きくなるように、平滑コンデンサＣ２の容量値Ｃ２および抵抗３４の抵抗値Ｒ３４を規定するのが好ましい。
【００２８】
このため、本例のコッククロフト・ウォルトン回路４のように、平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３の容量値が規定されている構成においては、抵抗３４の抵抗値Ｒ３４は、時定数（Ｃ２×Ｒ３４）が交流電圧Ｖ２の周期Ｔよりも十分に大きくなるというという観点から規定される下限値以上で、かつコッククロフト・ウォルトン回路４の初段のダイオードＤ１の両端間にこのダイオードＤ１をオン状態やオフ状態に十分に移行させ得る電圧を交流電圧Ｖ２に基づいて生成させ得るという観点から規定される上限値以下の範囲内で規定される。この抵抗３４の抵抗値Ｒ３４の範囲は、実際には、コッククロフト・ウォルトン回路４で使用するダイオードＤ毎に、実験やシミュレーションなどで予め求めることで、上記の予め規定された範囲として規定される。
【００２９】
具体例を挙げて説明すると、本例のコッククロフト・ウォルトン回路４は、圧電トランス３の一例としてタムラ製作所製のＡＵ−３１３Ｔ（共振周波数：約１５０ｋＨｚ）を使用した実験によれば、図２に示すように、抵抗３４の抵抗値Ｒ３４を２０ＭΩ以上１ＧΩ以下の範囲（予め規定された範囲）内に設定することにより、制御パルスＶｓのパルス幅を７０％以下の範囲内で変化させたとしても、ダイオードＤ１に抵抗３４を並列接続しない構成（同図中において太線の実線で示される「なし」の構成）と比較して、より高い出力電圧（電圧生成回路１での高電圧Ｖｈｖ）を生成して出力することが可能になっている。
【００３０】
本例では平滑コンデンサＣ１〜Ｃ３の容量値が１０ｐＦに規定されているため、抵抗３４の抵抗値Ｒ３４が２０ＭΩに規定されているときの時定数（Ｃ２×Ｒ３４）は、２００×１０−６であり、共振周波数１５０ｋＨｚの１周期（６．６７×１０−６）の約３０倍になっている。したがって、コッククロフト・ウォルトン回路４では、上記の時定数Ｃ２×Ｒ３４が共振周波数１５０ｋＨｚの１周期の３０倍以上となるような抵抗値Ｒ３４の抵抗３４を初段のダイオードに並列接続することで、平滑コンデンサＣ２を交流電圧Ｖ２の最大値とほぼ同じ電圧に充電させて、十分に高い電圧値の高電圧Ｖｈｖを出力することが可能になっている。ただし、抵抗３４の抵抗値Ｒ３４が１ＧΩを超えるときには、抵抗３４の抵抗値Ｒ３４が大き過ぎる結果、抵抗３４を並列接続しない構成と等価な状態に近づく。このため、抵抗３４を並列接続する効果（ダイオードＤ１の両端間にダイオードＤ１をオン状態やオフ状態に十分に移行させ得る電圧を生成させる効果）が現れなくなる。したがって、このコッククロフト・ウォルトン回路４では、抵抗３４の抵抗値Ｒ３４は、時定数Ｃ２×Ｒ３４が共振周波数１５０ｋＨｚの１周期の３０倍以上となるような抵抗値であって、１ＧΩ以下の抵抗値（時定数Ｃ２×Ｒ３４が共振周波数１５０ｋＨｚの１周期の１５００倍以下となる抵抗値）に規定される。
【００３１】
一方、ダイオードＤ１に抵抗３４を並列接続する構成であっても、図２に示すように、抵抗値が１０ＭΩ、１ＭΩおよび１００ＫΩ（つまり、１０ＭΩ以下）のときには、時定数（Ｃ２×Ｒ３４）が交流電圧Ｖ２の周期Ｔよりも十分に大きくならないため（最大でも１５倍にしかならないため）、抵抗３４を並列接続しない構成よりも、出力電圧（電圧生成回路１での高電圧Ｖｈｖ）が低下する。
【００３２】
なお、コッククロフト・ウォルトン回路４からの出力電圧（電圧生成回路１での高電圧Ｖｈｖ）を高め得る抵抗３４についての抵抗値の範囲については、使用されるダイオードＤの種類（漏れ電流の少ないダイオードであってもその種類）や、各平滑コンデンサＣの種類や容量値によって変わるものの、上記のような好ましい範囲（高電圧Ｖｈｖを高め得る範囲）が常に存在すると考えられる。したがって、コッククロフト・ウォルトン回路４の構成が上記の具体例とは異なるものであっても、この構成でのこの好ましい抵抗値の範囲を実験やシミュレーションなどで予め求めておき、この範囲をこの構成での抵抗３４についての予め規定された範囲として、抵抗３４の抵抗値をこの範囲内の値に規定する。これにより、この構成のコッククロフト・ウォルトン回路４から、抵抗３４を使用しない構成よりも、より高い出力電圧（電圧生成回路１での高電圧Ｖｈｖ）を生成して出力させることが可能となる。
【００３３】
また、この電圧生成回路１では、駆動回路２は、スイッチ素子１２のオフ状態のときに圧電トランス３の二次側電極２３から出力される交流電圧Ｖ２によってコッククロフト・ウォルトン回路４の初段のダイオードＤ１がオン状態（図１においてダイオードＤ１に破線で示す向きに電流が流れる状態）に移行するように制御パルスＶｓによってオン・オフ動作する。この電圧生成回路１では、この構成を採用することにより、図３において破線で示すように、抵抗３４の抵抗値が同じ場合であっても、スイッチ素子１２がオン状態のときに圧電トランス３の二次側電極２３から出力される交流電圧Ｖ２によってコッククロフト・ウォルトン回路４の初段のダイオードＤ１がオン状態に移行するように制御パルスＶｓによってオン・オフ動作する構成のときの出力電圧（同図中において実線で示す電圧）と比較して、後述するように、より高い電圧値の出力電圧（高電圧Ｖｈｖ）を出力することが可能になっている。なお、図３では、抵抗３４の抵抗値が２０ＭΩに設定されている例（時定数（Ｃ２×Ｒ３４）が交流電圧Ｖ２の周期Ｔの約３０倍となる例）を挙げているが、他の抵抗値の場合も同様である。
【００３４】
この電圧生成回路１では、駆動回路２は一石式の駆動回路として構成されて、スイッチ素子１２がオン状態のときにコイル１１に蓄積されたエネルギーを、スイッチ素子１２がオフ状態のときにコイル１１から圧電トランス３に出力（放出）することで、圧電トランス３を駆動する。一石式の駆動回路である駆動回路２では、コイル１１から圧電トランス３に十分なエネルギーを周期的に出力するためには、コイル１１の磁気飽和を発生しにくくする必要があり、これには、スイッチ素子１２がオン状態のときにコイル１１に蓄積されたエネルギーを、スイッチ素子１２のオフ状態のときに圧電トランス３にできる限り多く出力する必要があり、これには、駆動回路２から見た圧電トランス３の入力インピーダンスを下げる必要がある。
【００３５】
一般的に圧電トランス３は、等価的にｎ：ｍの巻線トランス（一次側巻線のターン数がｎで、二次側巻線のターン数がｍの巻線トランス）と見なすことができ、圧電トランス３の二次側（コッククロフト・ウォルトン回路４側）のインピーダンスをＺとしたときに、圧電トランス３の一次側（駆動回路２側）のインピーダンスは、等価的に（ｍ／ｎ）２×Ｚと見なすことができる。一方、コッククロフト・ウォルトン回路４は、初段のダイオードＤ１がオン状態に移行しているとき（図１において破線で示すようにダイオードＤ１に電流が流れているとき）の入力インピーダンスと、初段のダイオードＤ１がオフ状態に移行しているときの入力インピーダンスとは相違し、前者の場合には電流経路に含まれる平滑コンデンサＣは１つであるのに対して、後者の場合には、図示はしないが、電流経路に含まれて直列状態になる平滑コンデンサＣの数が２以上になることから、入力インピーダンスは、前者の場合の入力インピーダンスよりも大きくなる。したがって、この電圧生成回路１のように、駆動回路２のスイッチ素子１２がオフ状態のとき（コイル１１に蓄積されたエネルギーを圧電トランス３に放出するとき）に、駆動回路２から見た圧電トランス３の入力インピーダンスをより小さくし得る前者の構成を採用するのが好ましい。
【００３６】
次に、この電圧生成回路１の動作について図面を参照して説明する。
【００３７】
電圧生成回路１では、駆動回路２のスイッチ素子１２が制御パルスＶｓに基づいてオン・オフ動作することにより、駆動回路２が、圧電トランス３の一対の一次側電極２１，２２間に駆動電圧Ｖ１を印加する。また、圧電トランス３が、この駆動電圧Ｖ１に基づいて二次側電極２３から交流電圧Ｖ２を出力する。また、コッククロフト・ウォルトン回路４が、圧電トランス３から出力される交流電圧Ｖ２に基づいて高電圧Ｖｈｖを生成して、出力端子３３から電圧生成回路１の出力電圧として出力する。
【００３８】
この高電圧Ｖｈｖの生成に際して、この電圧生成回路１では、コッククロフト・ウォルトン回路４における初段のダイオードＤ１に抵抗３４が並列接続され、かつこの抵抗３４の抵抗値が上記したようにして予め規定された範囲内の値（本例では一例として、２０ＭΩ以上１ＧΩ以下の範囲内の値）に設定されている。したがって、この電圧生成回路１によれば、この抵抗３４を備えていない構成の電圧生成回路と比較して、図２に示すように、少なくとも制御パルスＶｓのパルス幅が７０％以下の範囲内において、より高い電圧値の高電圧Ｖｈｖを出力電圧として出力することができる。
【００３９】
また、この電圧生成回路１では、駆動回路２は、スイッチ素子１２がオン状態のときにコイル１１にエネルギーを蓄積させ、かつこの蓄積されたエネルギーをスイッチ素子１２がオフ状態のときにコイル１１から放出させて圧電トランス３の他方の一次側電極２２に駆動電圧Ｖ１として印加し、コッククロフト・ウォルトン回路４の初段のダイオードＤ１は、スイッチ素子１２がオフ状態のときに圧電トランス３の二次側電極２３から出力される交流電圧Ｖ２によってオン状態に移行する。
【００４０】
したがって、この電圧生成回路１によれば、上記したように、スイッチ素子１２のオフ状態のとき（すなわち、コイル１１に蓄積されたエネルギーを圧電トランス３に放出するとき）の圧電トランス３の入力インピーダンスを、スイッチ素子１２のオフ状態のときに圧電トランス３の二次側電極２３から出力される交流電圧Ｖ２によってコッククロフト・ウォルトン回路４の初段のダイオードＤ１がオフ状態に移行する構成のときの圧電トランス３の入力インピーダンスよりも小さくすることができる。このため、この電圧生成回路１では、スイッチ素子１２のオン状態のときにコイル１１に蓄積されたエネルギーを、スイッチ素子１２のオフ状態のときに十分に放出することができ、これによってコイル１１の磁気飽和を生じにくくすることができる。この結果、この電圧生成回路１によれば、圧電トランス３、ひいてはコッククロフト・ウォルトン回路４に対して十分なエネルギーを継続的に供給できるため、より高い電圧値の高電圧Ｖｈｖを出力電圧として出力することができる。
【００４１】
なお、上記の電圧生成回路１は、駆動回路２が１つのコイル１１と１つのスイッチ素子１２とを有する一石式の駆動回路で構成されている。このため、上記の電圧生成回路１では、駆動回路２が、スイッチ素子１２のオフ状態のときに圧電トランス３の二次側電極２３から出力される交流電圧Ｖ２によってコッククロフト・ウォルトン回路４の初段のダイオードＤ１がオン状態に移行するように制御パルスＶｓによってオン・オフ動作する構成を採用している。しかしながら、電圧生成回路用の駆動回路２としては、図示はしないが、一石式の駆動回路を２組使用して、圧電トランス３の各一次側電極２１，２２をそれぞれ個別に駆動する構成のプッシュプル方式の駆動回路や、スイッチ素子１２を４つ使用すると共に共通のコイルを介して圧電トランス３の各一次側電極２１，２２をそれぞれ個別に駆動するフルブリッジ方式の駆動回路を採用することもできる。このプッシュプル方式やフルブリッジ方式の駆動回路では、圧電トランス３の一対の一次側電極２１，２２のそれぞれに駆動回路２からエネルギーを供給する構成となり、これらの駆動回路に使用されているコイルには電流が強制的に双方向で供給されることから、コイルの磁気飽和が生じにくい。このため、プッシュプル方式やフルブリッジ方式の駆動回路では、上記した一石式の駆動回路２の構成とは異なり、特定のタイミング（つまり、一石式の駆動回路２のスイッチ素子１２がオフ状態となるタイミング）でコッククロフト・ウォルトン回路４の初段のダイオードＤ１がオン状態に移行するような駆動回路２に対する制御を不要にすることができる。
【符号の説明】
【００４２】
１  電圧生成回路
２  駆動回路
３  圧電トランス
４  コッククロフト・ウォルトン回路
１１  コイル
１２  スイッチ素子
２１，２２  一次側電極
２３  二次側電極
３４  抵抗
Ｄ１〜Ｄ４  ダイオード
Ｇ  グランド
Ｖ２  交流電圧
Ｖｈｖ  高電圧
【図１】
2015211601.tif 000003
【図２】
2015211601.tif 000004
【図３】
2015211601.tif 000005