(57)【要約】      （修正有）【課題】上側及び下側スイッチング素子間の発熱温度差を極力減少させるように制御するスイッチング制御装置を提供する。【解決手段】駆動回路４に供給する駆動用電源電圧を変換する電圧変換手段２を備え、信号生成回路６は、ＰＷＭ信号を生成するための当初電圧指令値が上限値以上になると、電圧指令値を上限値に設定し、駆動回路を構成する各スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する。そして、電圧制御手段は、当初電圧指令値が上限値以上になると、当初電圧指令値に応じて、電圧変換手段により駆動用電源電圧を昇圧させるように制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子からなる直列回路を１つ以上備えて構成される駆動回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御するスイッチング制御装置において、
前記駆動回路に供給する駆動用電源電圧を変換する電圧変換手段と、
ＰＷＭ信号を生成するための当初電圧指令値が上限値以上になると、電圧指令値を前記上限値に設定して各スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する信号生成回路と、
前記当初電圧指令値が上限値以上になると、前記当初電圧指令値に応じて、前記電圧変換手段により前記駆動用電源電圧を昇圧させるように制御する電圧制御手段とを備えることを特徴とするスイッチング制御装置。
【請求項２】
前記当初電圧指令値に応じた電流指令値を生成出力する電流指令値生成手段と、
前記駆動回路の出力電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記電圧制御手段は、前記電流検出手段により検出される電流値が、前記電流指令値に近付くように、前記駆動用電源電圧を昇圧させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング制御装置。
【請求項３】
前記駆動回路は３相構成であり、
前記電流指令値生成手段は、前記当初電圧指令値に応じた３相電流指令値を生成出力し、
前記電圧制御手段は、前記電流検出手段により検出される電流値が、前記３相電流指令値の最大値に近付くように、前記駆動用電源電圧を昇圧させることを特徴とする請求項２記載のスイッチング制御装置。
【請求項４】
上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子からなる直列回路を１つ以上備えて構成される駆動回路をＰＷＭ制御する方法において、
ＰＷＭ信号を生成するための当初電圧指令値が上限値以上になると、電圧指令値を前記上限値に設定して各スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力し、前記当初電圧指令値に応じて、前記電圧変換手段により前記駆動回路に供給する駆動用電源電圧を昇圧させることを特徴とする駆動回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子からなる直列回路を１つ以上備えて構成される駆動回路をＰＷＭ制御するスイッチング制御装置及び駆動回路の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えばインバータ回路等の駆動回路を構成する、例えばＩＧＢＴ等のスイッチング素子をスイッチング制御する際には各スイッチング素子が発熱する。また、このようなスイッチング素子には、フリーホイールダイオードが並列に接続されており、このフリーホイールダイオードも還流電流が流れることで発熱する。そして、スイッチング素子と、フリーホイールダイオードとの発熱バランスを均等化するための技術が種々提案されている（例えば、特許文献１，２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３６２５４２９号公報
【特許文献２】特開２００９−２５４１５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、インバータ回路については、上記の発熱を抑制するため、空冷や水冷等の冷却構造を採用することが多い。しかしながら、インバータ回路の周辺部にはスペースの制約があるため、必ずしも全てのスイッチング素子を均等に冷却することができず、上下のスイッチング素子間で発熱状態に差が出てしまうことになる。しかしながら、このような問題に対処する従来技術は存在しなかった。
そこで、上側及び下側スイッチング素子間の発熱温度差を極力減少させるように制御するスイッチング制御装置及び駆動回路の制御方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
実施形態のスイッチング制御装置によれば、駆動回路に供給する駆動用電源電圧を変換する電圧変換手段を備え、信号生成回路は、ＰＷＭ信号を生成するための当初電圧指令値が上限値以上になると電圧指令値を前記上限値に設定し、駆動回路を構成する各スイッチング素子にＰＷＭ信号を出力する。そして、電圧制御手段は、当初電圧指令値が上限値以上になると、前記当初電圧指令値に応じて電圧変換手段により駆動用電源電圧を昇圧させるように制御する。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】一実施形態であり、モータ制御システムの構成を示す図
【図２】インバータ回路の冷却機構を示す図（空冷方式の場合）
【図３】図２相当図（水冷方式の場合）
【図４】制御ブロックの要部を概略的に示す図
【図５】図４に対応する処理内容を示すフローチャート
【図６】ＰＷＭデューティが上限値に達した以降の制御状態を示すタイミングチャート
【図７】従来技術を示す図６相当図
【発明を実施するための形態】
【０００７】
以下、一実施形態について図面を参照して説明する。図１に示すモータ制御システムは、直流電源１と、この直流電源１の両端に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータ２（電圧変換手段）と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力側に接続される平滑コンデンサ３及びインバータ回路４（駆動回路）と、インバータ回路４の各相出力端子に接続されるモータ５（例えば、ブラシレスＤＣモータ）と、インバータ回路４を制御するＳＣＵ（Switching Control Unit）６（信号生成回路、電圧制御手段）とで構成されている。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、リアクトル７とＩＧＢＴ（スイッチング素子）８及び９とで構成されている。ＩＧＢＴ８及び９は直列に接続されており、リアクトル７は、直流電源１の正側端子とＩＧＢＴ８及び９の共通接続点との間に接続されている。そして、平滑コンデンサ３及びインバータ回路４は、ＩＧＢＴ８及び９の直列回路に並列に接続されている。ＩＧＢＴ８及び９のコレクタ，エミッタ間には、フリーホイールダイオード１０，１１がそれぞれ接続されている。
【０００９】
インバータ回路４は、６つのＩＧＢＴ１２〜１７を三相ブリッジ接続して構成されており、各ＩＧＢＴ１２〜１７のコレクタ，エミッタ間には、フリーホイールダイオード１８〜２３がそれぞれ接続されている。すなわち、ＩＧＢＴ１２及び１３，ＩＧＢＴ１４及び１５，ＩＧＢＴ１６及び１７がそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ各相のアーム（直列回路，ハーフブリッジ回路）を構成している。
【００１０】
インバータ回路４の各相出力端子は、ハーネス２４ｕ，２４ｖ，２４ｗを介してモータ５のスター結線されている各相固定子巻線２５ｕ，２５ｖ，２５ｗの一端にそれぞれ接続されている。ＳＣＵ６は、例えばマイクロコンピュータで構成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成するＩＧＢＴ８及び９，インバータ回路４を構成する各ＩＧＢＴ１２〜１７のゲートに、ゲート駆動信号としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力する。
【００１１】
ここで、インバータ回路４を構成する各ＩＧＢＴ１２〜１７を冷却するための構成について、図２及び図３を参照して説明する。図２は、空冷方式の場合を示す。ＩＧＢＴ１２〜１７（及び図示しないが、フリーホイールダイオード１８〜２３）は基板３１の表面側に実装されており、基板３１の裏面側には絶縁材３２を介して冷却フィン３３が搭載されている。図２（ａ）に示すように、送風ファンにより（図示せず）冷却風を正側のＩＧＢＴ１２，１４，１６方向から、負側のＩＧＢＴ１３，１５，１７方向に送風すると、冷却風は、先ず上流側に位置するＩＧＢＴ１２，１４，１６の熱を受けて温められるため、下流側に位置するＩＧＢＴ１３，１５，１７の冷却効果が低下して、これらの発熱温度がより高くなる。
【００１２】
尚、３相のインバータ回路４の場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ相を構成する各アームが順番に基板３１に配置されているとき、Ｕ相からＷ相に向かって冷却すると、最初に上流側に位置する２素子分の熱を受けてから、下流側に位置する素子を冷却することになる。したがって、図２（ａ）に示すように、冷却風を正側の素子から負側の素子に向けて（或いはその逆方向に）流し、その流れに沿うようにフィン３３を配置するのが望ましい。
【００１３】
図３は、水冷（又は油冷）方式の場合を示す。この場合、図３（ｂ）に示すように、絶縁材３２と冷却フィン３３との間に冷却水を通す水路３４が配置されている。水路３４は、循環ポンプ（図示せず）により水路３４に送出された冷却水が負側のＩＧＢＴ１３，１５，１７を先に冷却してから、折り返して正側のＩＧＢＴ１６，１４，１２を冷却するように配置されている。すなわち、水路３４の折り返しが１回のみの、簡易な構成となっている。この場合も、冷却水の入口側に位置するＩＧＢＴ１３が最も効率よく冷却される一方、冷却水の出口側に位置するＩＧＢＴ１２が最も冷却効率が悪くなり、同じＵ相アームの上下に位置するＩＧＢＴ１２，１３で温度差が大きくなってしまう。
【００１４】
これらに示したように、インバータ回路の冷却機構については、一般にスペースやコストの理由等から各スイッチング素子を均等に冷却することは極めて困難であり、運転中に各スイッチング素子間の発熱温度にばらつきが生じることが不可避である。本実施形態では、このような問題に対処するため、以下に説明する制御を採用する。
【００１５】
次に、本実施形態の作用について図４から図７を参照して説明する。ＳＣＵ６は、インバータ回路４からモータ５の巻線２５ｕ，２５ｖ，２５ｗに出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、例えばＩＧＢＴ１３，１５，１７のドレイン側に配置されるシャント抵抗等（図示せず）を介して検出し、ベクトル制御を行っている。図４は制御系の機能ブロックを概念的に示したものである。また、図５は、図４の制御に対応したフローチャートである。
【００１６】
ＳＣＵ６は、上位の制御装置より与えらえるモータ５の回転数指令に基づきｄ，ｑ軸電流指令値Ｉdref，Ｉqrefを算出して生成すると（Ｓ１；電流指令値生成手段）、これらの電流指令値をα，βの直交軸電流指令値に変換し、更にＵ，Ｖ，Ｗの３相電流指令値Ｉuref，Ｉvref，Ｉwrefに変換する（Ｓ２）。
【００１７】
ＳＣＵ６は、インバータ回路４をＰＷＭ制御する。図４に示さないが、前記ＰＷＭ制御に用いる電圧指令値，すなわちＰＷＭデューティは、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉdref，Ｉqrefから、上記と同様にα，βの直交軸電圧指令値に変換し、更にＵ，Ｖ，Ｗの３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換することで得られる。そして、ＳＣＵ６は、ＰＷＭデューティの上限値を例えば８０％等に設定している。
【００１８】
ＳＣＵ６は、ＰＷＭデューティが上限値以下の範囲では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２による電圧変換を行わず、直流電源１の電圧をそのままインバータ回路４に供給する。一方、ＰＷＭデューティが上限値を超えると、以下のように制御する（Ｓ３以降の処理）。３相電流指令値Ｉuref，Ｉvref，Ｉwrefのうち値が最大を示すものを最大指令値Ｉmaxrefとすると（Ｓ３〜Ｓ７）、その最大指令値Ｉmaxrefに基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成するＩＧＢＴ８及び９をＰＷＭ制御し、昇圧した直流電圧をインバータ回路４に供給する。
【００１９】
すなわち、上述したように各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出すると（Ｓ８；電流検出手段）、これらについても最大値Ｉmaxを決定する（Ｓ９〜Ｓ１３）。そして、最大値Ｉmaxが最大指令値Ｉmaxrefに追従するように、ＩＧＢＴ８及び９のＰＷＭデューティを決定する（Ｓ１４）。
【００２０】
一般に、モータの出力を上昇させる際には、それに伴いＰＷＭデューティを増大させてモータへの印加電圧を増大させる。すると、図７に示すように、インバータ回路を構成する各スイッチング素子において発生する損失も増大する。このとき、スイッチング損失はほとんど変化しないが、導通損失（スイッチング素子のオン抵抗による発熱損失，オンロス）がＰＷＭ信号のパルス幅に比例して増大する。
【００２１】
つまり、インバータ回路４の入力電圧は一定で（ａ）ＰＷＭデューティを増大させてモータへの印加電圧を増大させて行くと（ｂ）、スイッチング素子で発生する損失のうち導通損失が増大すると共に、上下のスイッチング素子間の損失バランスが変化する。導通損失は電流の２乗で増加するため、ＰＷＭデューティの増大に伴い、上側スイッチング素子の損失が下側スイッチング素子の損失に比較して大きく上昇する（ｅ，ｆ）。これにより、上側，下側スイッチング素子間の発熱温度差が拡大する。
【００２２】
これに対して、本実施形態では図６に示すように制御する。ＰＷＭデューティが上限値を超えた高出力移行時はＰＷＭデューティを上限値で一定のままとし（ｂ）、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を３相の電圧指令信号に追従させるように制御する（ａ）。すると、ＩＧＢＴ１２〜１７の通電幅は一定になる。この場合、導通損失はモータ通電電流の変化に応じて変化するが、導通期間が拡がらないので損失を抑制できる。
【００２３】
つまり、ＩＧＢＴ１２〜１７におけるスイッチング損失比率は増大するが、高出力時は一般的に導通損失の方が大きくなるため、発熱温度の調整が可能である。このようにＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を３相指令電圧に追従させてモータ印加電圧を増大させて行くと、最大パルス幅を拡張せずに、上側ＩＧＢＴ１２，１４，１６と下側ＩＧＢＴ１３，１５，１７との間で生じる発熱温度差が拡大することを抑制できる。すなわち、ＰＷＭデューティが上限値となった場合の上側，下側スイッチング素子間の発熱温度差がそのまま維持される。
【００２４】
以上のように本実施形態によれば、インバータ回路４に供給する駆動用電源電圧を変換するＤＣ−ＤＣコンバータ２を備え、ＳＣＵ６は、ＰＷＭ信号を生成するための当初電圧指令値が上限値；ＰＷＭデューティ８０％以上になると、ＰＷＭデューティを前記上限値に設定し、インバータ回路４を構成する各ＩＧＢＴ１２〜１７にＰＷＭ信号を出力する。そして、ＳＣＵ６は、当初電圧指令値が上限値以上になると、前記当初電圧指令値に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２により駆動用電源電圧を昇圧させるように制御する。これにより、インバータ回路４を構成する上側ＩＧＢＴ１２，１４，１６と、下側ＩＧＢＴ１３，１５，１７との間で生じる発熱温度差の拡大を抑制して、効率を向上させることができる。
【００２５】
更に、ＳＣＵ６は、前記当初電圧指令値に応じた電流指令値Ｉdref，Ｉqrefを生成出力すると、それらを３相電流指令値Ｉuref，Ｉvref，Ｉwrefに変換し、それらの最大値Ｉmaxrefを求める。また、ＳＣＵ６は、インバータ回路４の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出すると、それらの最大値Ｉmaxを求める。そして、最大電流値Ｉmaxが最大指令値値Ｉmaxrefに近付くように、駆動用電源電圧を昇圧させるようにした。これにより、ＰＷＭデューティを上限値に固定させても、当初電圧指令値に応じた電流をモータ５に供給することができる。
【００２６】
本発明の実施形態を説明したが、この実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
ＰＷＭデューティの上限値は８０％に限ることなく、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
キャリア信号の波形は、鋸歯状波でも良い。
電圧指令信号は、正弦波の振幅変化率を有するものに限らない。
３相インバータ回路を構成する各相のアームを、スイッチング素子を２並列以上（ｎ≧２）設けて構成しても良い。
【００２７】
スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタなどでも良い。
電流検出手段として、シャント抵抗や電流トランス等を用いても良い。
その他駆動回路として、Ｈブリッジ回路やハーフブリッジ回路に適用しても良い。
駆動回路に対する冷却機構を備えていないシステムに適用しても良い。
例えば、外部よりモータの回転数指令が与えられる場合にモータの回転数を検出し、ＰＷＭデューティが上限値を超えた際に、検出した回転数が回転数指令値に近付くように駆動電源電圧を昇圧しても良い。
【符号の説明】
【００２８】
図面中、１は直流電源、２はＤＣ−ＤＣコンバータ２（電圧変換手段）、４はインバータ回路（駆動回路）、６はＳＣＵ（信号生成回路、電圧制御手段）、１２〜１７はＩＧＢＴ（スイッチング素子）を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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