(57)【要約】      （修正有）【課題】低速インバータのデッドタイムに起因する出力電圧の歪みを排除して電流高調波を低減することが可能な電力変換器を提供する。【解決手段】直流電圧をパルス状の電圧に変換出力する低速インバータ１と、低速インバータ１よりも速いスイッチング周波数で直流電圧をＰＷＭ変調出力する高速インバータ２とを、各相においてそれぞれ直列接続する。また、電力変換器の出力端５には電流センサ４を介して制御装置６１を設置する。制御装置６１は、低速インバータ１の電圧出力状態を変化させる電圧指令値を出力すると同時に、低速インバータ１が実際に電圧出力変化するまでの電圧誤差の補償制御量Ｖｃｏｍｐを高速インバータ２の電圧指令値にフィードフォワード加算して出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング周波数の速さが異なる２種類のインバータをそれぞれ少なくとも１つ以上備え、各相においてそれぞれ直列接続したマルチレベル回路構成であり、
２種類のインバータのうち、スイッチング周波数が遅い方のインバータを低速インバータ、スイッチング周波数が早い方のインバータを高速インバータとし、前記低速インバータは直流電圧をパルス状の電圧に変換出力する単相フルブリッジ構成であり、前記高速インバータは直流電圧をＰＷＭ変調出力する単相フルブリッジ構成であり、
前記低速インバータの電圧出力状態を変化させる電圧指令値が出された時点から前記低速インバータの電圧出力が実際に変化するまでの遅延が生じて電圧誤差が発生すると、当該電圧誤差を補償する補償制御量を算出し、前記補償制御量を前記高速インバータの電圧指令値にフィードフォワード加算する制御装置を備えることを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記制御装置は、前記低速インバータの電圧出力状態を変化させる電圧指令値を出力すると同時に、前記補償制御量を前記高速インバータの電圧指令値にフィードフォワード加算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項３】
前記制御装置は、前記低速インバータの電圧出力状態を変化させる電圧指令値を出した次の制御周期において、前記補償制御量を前記高速インバータの電圧指令値にフィードフォワード加算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項４】
前記制御装置は、前記低速インバータの直流電圧と前記低速インバータのデッドタイムの積を制御周期で割ることで前記補償制御量を算出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項５】
前記制御装置は、前記低速インバータの定格直流電圧と前記低速インバータのデッドタイムの積を制御周期で割ることで算出した前記補償制御量を予め定数として備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項６】
前記制御装置は、前記補償制御量を前記高速インバータの電圧指令値にフィードフォワード加算するかどうかを、電力変換器の出力電流指令値の正負をもとに判断することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換器。
【請求項７】
前記制御装置は、前記補償制御量を前記高速インバータの電圧指令値にフィードフォワード加算するかどうかを、電力変換器の出力電流検出値の正負をもとに判断することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、デッドタイムによる出力電圧の歪みを抑制する電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力変換器が高電圧を出力する際にはトランスで昇圧するのが一般的であった。しかし近年、半導体技術の発展と共に電力変換器に用いるスイッチング素子も進歩してきており、トランスを用いない高耐圧のインバータも増えてきた。高耐圧化と高調波の低減化を図る電力変換器として、単相インバータをカスケード接続したマルチレベル回路方式が提案されている。
【０００３】
中でも、スイッチング周波数の速さが異なる２種類のインバータを直列接続したマルチレベル回路方式が注目を集めている。２種類のインバータのうち、スイッチング周波数が遅い方のインバータを低速インバータ、スイッチング周波数が早い方のインバータを高速インバータと呼ぶ。
【０００４】
低速インバータは、IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの高耐圧スイッチング素子を有しており、低スイッチング周波数運転を行う。低スイッチング周波数運転とは、例えば１周期に正方向、負方向それぞれに１回ずつパルスを出力するワンパルス運転などである。このような低速インバータは高圧ではあるが、損失も大きいといった特性を持つ。
【０００５】
一方、高速インバータは、MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの低耐圧スイッチング素子を有しており、高スイッチング周波数による運転、例えばインバータの電圧指令値の大きさをパルスの振幅に変調するＰＷＭ(Pulse Width Modulation)運転をするものである。この高速インバータは低圧ではあるが、損失も少ない。
【０００６】
図４を用いて、低速インバータ及び高速インバータの動作を説明する。低速インバータ及び高速インバータを直列接続した電力変換器が正弦波状の電圧波形を出力する場合、低速インバータ１の出力する電圧Ｖ１は、正弦波の基本波１周期中に正電圧方向に１回、負電圧方向に１回、電圧パルスが出力される形になる。
【０００７】
高速インバータは正弦波とワンパルス電圧の差をＶ２のように出力する。Ｖ２はＰＷＭ電圧指令値であり、実際にはＰＷＭ電圧が出力される。低速インバータ１と高速インバータ２は直接接続されているため、電力変換器の出力はＶ１＋Ｖ２となり、正弦波状の電圧が出力される。
【０００８】
以上のように２種類のインバータを直列接続した電力変換器では、低速インバータがワンパルス運転で大まかな出力電圧を出力し、高速インバータがＰＷＭ運転で正弦波との差を出力する。これにより、各インバータにおけるそれぞれのスイッチング素子の特性を活かし、少ないインバータ数で高耐圧化と高調波の低減化を実現することが可能である。
【０００９】
ところで、電力変換器では通常、デッドタイムを設定し、コンバータのスイッチング素子をオンするタイミングに遅延を設けている。このスイッチング素子の遅延により電力変換器の出力電圧波形に歪みが生じることがある。そこで従来から、電力変換器において電圧波形の歪みを抑える技術が種々提案されている（例えば特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１２−６０８５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
低速インバータと高速インバータを直列接続したマルチレベル回路方式の電力変換器では、低速インバータのデッドタイムの方が、高速インバータのデッドタイムよりも大きい。ここで低速インバータのデッドタイムについて、図５を用いて詳しく説明する。低速インバータは、４つのスイッチング素子と１つの直流コンデンサにより構成された単相フルブリッジ構成で、ワンパルス駆動されるものとする。
【００１２】
ｕ相の低速インバータのワンパルスの電圧指令値がＶｕ１＊で与えられた時、４つのスイッチング素子のゲート信号は、Gateｕ１１〜Gateｕ１４のようになる。４つのスイッチング素子に対してデッドタイムを設定し、ゲート信号Gateｕ１１〜Gateｕ１４の立ち上がりに遅延を設ける。
【００１３】
このとき、低速インバータに流れる電流は、スイッチング素子それぞれについているフライホイールダイオードを通る。そのため、デッドタイム中の低速インバータの出力電圧Ｖｕ１は、流れている電流の方向によって決まる。例えば、電流が遅れ力率であれば、出力電圧変化の遅延は生じることはない。しかし、電流がＩｕのように進み力率であれば、低速インバータの出力電圧Ｖｕ１は、図５のように電圧指令値Ｖｕ１＊に対して必ずデッドタイム分の遅延が生じることになる。
【００１４】
低速インバータの出力電圧Ｖｕ１がデッドタイム分遅れると、出力電圧波形が歪み、電流高調波が増加するという不具合が生じた。低速インバータのデッドタイムが低速インバータと高速インバータの出力電圧波形に及ぼす影響について、図６を参照して説明する。図６は電力変換器全体のうち、ｕ相のインバータについてのみ示している。低速インバータとしては、ワンパルス運転を行うIGBTを使用し、高速インバータとしては、ＰＷＭ運転するMOSFETを使用する。前者のデッドタイムは通常、数十μs程度、後者のデッドタイムは数μs程度である。
【００１５】
図６最上段のＶｕ１＊は低速インバータの電圧指令値、二段目のＶｕ２＊は高速インバータの電圧指令値である。高速インバータの電圧指令値Ｖｕ２＊は、実際には電圧指令値の大きさをパルスの振幅に変調している。図６最上段の低速インバータの電圧指令値Ｖｕ１＊にデッドタイムを設定すると、ワンパルス変化の指令を出すタイミングと、実際にワンパルスが変化するタイミングとは、デッドタイム分だけずれる。
【００１６】
低速インバータのデッドタイムは数十μs程度に及ぶため、低速インバータの実際の出力電圧Ｖｕ１の波形（図６の上から三段目）と、低速インバータの電圧指令値Ｖｕ１＊の波形とは、大きくずれている。一方、高速インバータのデッドタイムは数μs程度と非常に短いので、高速インバータの実際の出力電圧Ｖｕ２（図４のＶ２参照）は、電圧指令値Ｖｕ２＊とほぼ同様の波形となる。
【００１７】
つまり、高速インバータの出力電圧Ｖｕ２＝電圧指令値Ｖｕ２＊の出力波形が立ち下がるとき、その時点からデッドタイム分だけ遅れて低速インバータの出力電圧Ｖｕ１が立ち上がる。また、高速インバータの出力電圧Ｖｕ２＝電圧指令値Ｖｕ２＊の出力波形が立ち上がるとき、その時点からデッドタイムだけ遅れて低速インバータの出力電圧Ｖｕ１が立ち下がる。
【００１８】
したがって、図６の最下段に示すように、低速インバータと高速インバータの出力合計電圧波形Ｖｕ１＋Ｖｕ２は、デッドタイムの期間にわたり高速インバータの出力電圧Ｖｕ２が低速インバータの出力電圧Ｖｕ１よりも先に変化したことを反映し、正弦波電圧波形に対して歪んでしまう。その結果、電流高調波の増加を招いていた。
【００１９】
以上述べたように、低速インバータと高速インバータを直列接続したマルチレベル回路方式の電力変換器においては、低速インバータのデッドタイムが大きく出力電圧が歪むことがあり、電流高調波が増加するおそれがあった。本発明の実施形態は、この課題を解消するために提案されたものであり、低速インバータのデッドタイムに起因する出力電圧の歪みを排除して電流高調波を低減することが可能な電力変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するために、本発明の実施形態に係る電力変換器は、次のような構成要素を有している。
（ａ）スイッチング周波数の速さが異なる２種類のインバータをそれぞれ少なくとも１つ以上備え、各相においてそれぞれ直列接続したマルチレベル回路構成である。
（ｂ）２種類のインバータのうち、スイッチング周波数が遅い方のインバータを低速インバータ、スイッチング周波数が早い方のインバータを高速インバータとし、前記低速インバータは直流電圧をパルス状の電圧に変換出力する単相フルブリッジ構成であり、前記高速インバータは直流電圧をＰＷＭ変調出力する単相フルブリッジ構成である。
(ｃ)前記低速インバータの電圧出力状態を変化させる電圧指令値が出された時点から前記低速インバータの電圧出力が実際に変化するまでの遅延が生じて電圧誤差が発生すると、当該電圧誤差を補償する補償制御量を算出し、前記補償制御量を前記高速インバータの電圧指令値にフィードフォワード加算する制御装置を備える。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１の実施形態の構成図。
【図２】第１の実施形態の低速インバータにおける出力電圧誤差の補償制御量を高速インバータの電圧指令値にフィードフォワード加算する手法を示す波形図。
【図３】本発明の第２の実施形態の低速インバータにおける出力電圧誤差の補償制御量を高速インバータの次回電圧指令値にフィードフォワード加算する手法を示す波形図。
【図４】低速インバータと高速インバータを直列多段接続した電力変換器が出力する電圧波形図。
【図５】低速インバータにおける電圧指令値と実際の出力電圧値とのずれを示す波形図。
【図６】低速インバータと高速インバータを直列多段接続した電力変換器の出力電圧波形を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
（１）第１の実施形態
［構成］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換器の構成図である。この電力変換器は、低速インバータ１と高速インバータ２が直列多段接続されている。電力変換器には３つの出力端５が設けられており、これら３つの出力端５は中性点３で接続されている。
【００２３】
図１ではｕ相インバータに対するスイッチング素子の制御信号を代表的に示しているが、実際には全ての単相インバータのスイッチング素子に対して制御信号が接続される。さらに電力変換器は出力端５からリアクトルを介して電力系統に連系されている。このような電力変換器は無効電力補償装置などとして動作する。
【００２４】
低速インバータ１はスイッチング素子１１〜１４と直流コンデンサ１５により構成された単相フルブリッジ構成でワンパルス駆動される。高速インバータ２はスイッチング素子２１〜２４と直流コンデンサ２５により構成された単相フルブリッジ構成で、低速インバータよりも速いスイッチング周波数でＰＷＭ駆動される。低速インバータ１と高速インバータ２は直接接続されているため、電力変換器の出力はＶ１＋Ｖ２となり、正弦波状の電圧が出力される（図４参照）。
【００２５】
各出力端５には電流センサ４が設置されており、電流センサ４には制御装置６１が接続されている。制御装置６１にはデッドタイム付加部６２が接続されている。デッドタイム付加部６２は、スイッチング素子１１〜１４がオンとなるタイミングに遅延を設けるために、デッドタイムを設定する。
【００２６】
制御装置６１は、電流センサ４の検出値を元にして、低速インバータ１および高速インバータ２の電圧指令値を算出し、低速インバータ１および高速インバータ２の各スイッチング素子１１〜１４、２１〜２４のオンオフを制御する。制御装置６１は、前記デッドタイム分の遅延が生じてデッドタイム分の電圧誤差が発生すると、この電圧誤差を補償する補償制御量Ｖｃｏｍｐを算出する。
【００２７】
図２のように、制御装置６１は、低速インバータ１の電圧指令値が変化したと同時に、補償制御量Ｖｃｏｍｐを高速インバータ２の電圧指令値にフィードフォワード加算する。補償制御量Ｖｃｏｍｐは、下記式（１）のように与えられる。
（数１）
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【００２８】
ここで、Ｖｃ１は低速インバータ１の直流電圧、Deadtimeは低速インバータ１のデッドタイム、Ｔは制御周期である。Ｖｃ１は低速インバータ１の出力電圧とも言える。高速インバータ２の電圧指令値は制御周期Ｔごとにしか変更されないので、デッドタイム分の電圧誤差を高速インバータ２の１制御周期分に換算している。例えば、デッドタイムが１２μｓ、制御周期が５０μｓ、ワンパルスが２３００Ｖとすると、補償制御量Ｖｃｏｍｐは、２３００Ｖ×１２μｓ÷５０μｓ＝５５２Ｖとなる。
【００２９】
図２では低速インバータ１の正方向の出力パルスのデッドタイムの補償について示したが、負方向の出力パルスのデッドタイムを補償する場合は、補償制御量Ｖｃｏｍｐは負の値となる。そのため、この場合には高速インバータ２の電圧指令値から補償制御量Ｖｃｏｍｐを減算することになる。
【００３０】
制御装置６１がフィードフォワード加算する系統は、低速インバータ１および高速インバータ２の電圧指令値を算出する系統とは別系統となっている。補償制御量Ｖｃｏｍｐのフィードフォワード加算は、１制御周期のみ適用され、次の制御周期では適用されることはない。補償制御量Ｖｃｏｍｐを加算するかどうかは、電力変換器から見た電流の方向により定まる。そのため、制御装置６１は電流センサ４の検出値の正負に基づいて、前記補償制御量Ｖｃｏｍｐを、高速インバータ２の電圧指令値に加算するかどうかを判定する。
【００３１】
［作用および効果］
既に述べたように、低速インバータ１に流れる電流は、スイッチング素子それぞれについているフライホイールダイオードを通るので、デッドタイム中の低速インバータ１の出力電圧Ｖｕ１は電流の方向によって決まる。つまり、電流がＩｕのように進み力率であれば、低速インバータ１の出力電圧Ｖｕ１は図５に示したように電圧指令値Ｖｕ１＊に対してデッドタイム分の遅延が生じることになる。
【００３２】
制御装置６１は、電流センサ４の検出値の正負に基づいて、補償制御量Ｖｃｏｍｐを高速インバータ２の電圧指令値に加算するかどうかを判定するので、たとえ電流センサ４による電流検出の応答速度が遅かったとしても、確実に補償制御量Ｖｃｏｍｐを加算することが可能である。制御装置６１は、判定結果に基づいて高速インバータ２の電圧指令値に補償制御量Ｖｃｏｍｐをフィードフォワード加算するが、この加算処理を低速インバータ１の電圧指令値の変化と同時に行うので、出力電圧に歪みが生じる心配がない。
【００３３】
以上のような第１の実施形態においては、制御装置６１が、補償制御量Ｖｃｏｍｐを、高速インバータ２の電圧指令値にフィードフォワード加算することで、低速インバータ１のデッドタイム分による電圧誤差を補償することができ、出力電圧の歪みを抑えて、高調波を低減することができる。
【００３４】
（２）第２の実施形態
［構成］
図３を用いて、本発明の第２の実施形態に係る電力変換器について説明する。図３は第２の実施形態の動作を示す波形図である。なお、第２の実施形態の基本的な構成要素は前記第１の実施形態と同様であり、図１に示した第１の実施形態と同一または相当する構成要素については図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
【００３５】
第２の実施形態の特徴は次の点にある。すなわち、制御装置６１は、低速インバータ１の電圧指令値が変化した次の制御周期において、高速インバータ２の電圧指令値に補償制御量Ｖｃｏｍｐをフィードフォワード加算する。この補償制御量Ｖｃｏｍｐも第１の実施形態と同じく、上記式（１）にて与えられる。また、ここでの補償制御量Ｖｃｏｍｐの加算も、１制御周期のみ適用され、次の制御周期では適用されることはない。
【００３６】
［作用および効果］
以上のような第２の実施形態では、演算時間が長くなるなどして、低速インバータ１の電圧出力状態を変化させる電圧指令値の出力と同時に、高速インバータ２の電圧出力を変化させられなかった場合に有効である。すなわち、制御装置６１が低速インバータ１の電圧指令値が変化した次の制御周期で補償制御量Ｖｃｏｍｐを加算するため、低速インバータ１のデッドタイム分による電圧誤差を確実に補償することができる。したがって、出力電圧の歪みを抑えて、高調波を低減することが可能である。
【００３７】
（３）他の実施形態
上記の実施形態は、本明細書において一例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図するものではない。すなわち、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことが可能である。これらの実施形態やその変形例は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【００３８】
例えば、補償制御量Ｖｃｏｍｐは低速インバータ１の直流電圧Ｖｃ１の瞬時値を用いてその都度算出した上でフィードフォワード加算しても良いし、低速インバータ１の定格直流電圧を用いて予め定数として算出しておき、この値を用いてフィードフォワード加算しても良い。また、制御装置６１において電流指令値の正負をもとにして、補償制御量Ｖｃｏｍｐを加算するかどうかを判定してもよい。
【００３９】
図１に示した第１の実施形態では、各相あたり低速インバータ１を１つ、高速インバータ２を１つ、直列接続しているが、回路構成は低速インバータ１および高速インバータ２がそれぞれ複数であってもよい。第１の実施形態では各相に直列接続された単相インバータをY結線しているが、Δ結線であってもよい。また、低速インバータ１はワンパルス動作でなく、複数パルス動作やＰＷＭ動作であってもよい。さらに、第１の実施形態では各インバータを構成する直流電圧源にコンデンサを用いているが、蓄電池やスイッチング電源のような電源であっても良い。
【符号の説明】
【００４０】
１…低速インバータ
１１〜１４…スイッチング素子
１５…直流コンデンサ
２…高速インバータ
２１〜２４…スイッチング素子
２５…直流コンデンサ
３…中性点
４…電流センサ
５…出力端
６１…制御装置
６２…デッドタイム付加部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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