(57)【要約】【課題】トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入出力電圧差によらず、トランスの二次側に発生するサージ電圧を容易な構成で抑制すると共に、サージエネルギを確実に有効利用する。【解決手段】インバータ２と、インバータ２の交流出力にリアクトル３を介して一次側が接続されたトランス４と、トランス４の二次側に接続された整流回路５とを備え、一端が直流電源１の第一の端子に接続された抵抗９ｂ，１０ｂと、一端が直流電源の第二の端子に接続されたコンデンサ９ｃ，１０ｃとを直列接続した直列体、及びリアクトル３とトランス４との接続点に第一の端子が接続され、第二の端子が抵抗９ｂ，１０ｂとコンデンサ９ｃ，１０ｃとの接続点に接続されたダイオード９ａ，１０ａを有するスナバ回路９，１０を備えた。【選択図】図１
2015171174.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の半導体スイッチング素子を有し、直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの交流出力にリアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し、前記トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、前記直流電源の直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
一端が前記直流電源の第一の端子に接続された抵抗と、一端が前記直流電源の第二の端子に接続されたコンデンサとを直列接続した直列体、
及び前記リアクトルと前記トランスとの接続点に第一の端子が接続され、第二の端子が前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続されたダイオードを有するスナバ回路を備え、前記スナバ回路は、前記コンデンサの電力を前記抵抗を介して前記直流電源に回生することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スナバ回路は、
一端が前記直流電源の正側に接続された第一の抵抗と、一端が前記直流電源の負側に接続された第一のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記リアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続され、前記第一の抵抗と前記第一のコンデンサとの接続点にカソード端子が接続された第一のダイオードを含む第一のスナバ回路と、
一端が前記直流電源の負側に接続された第二の抵抗と、一端が前記直流電源の正側に接続された第二のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記リアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続され、前記第二の抵抗と前記第二のコンデンサとの接続点にアノード端子が接続された第二のダイオードを含む第二のスナバ回路を備えることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記リアクトルは、一端が前記インバータの交流出力の第一の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第一の端子に接続された第一のリアクトルと、一端が前記インバータの交流出力の第二の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第二の端子に接続された第二のリアクトルを備え、
前記スナバ回路は、
一端が前記直流電源の正側に接続された第一の抵抗と、一端が前記直流電源の負側に接続された第一のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記第一のリアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続され、前記第一の抵抗と前記第一のコンデンサとの接続点にカソード端子が接続された第一のダイオードを含む第一のスナバ回路と、
一端が前記直流電源の正側に接続された第二の抵抗と、一端が前記直流電源の負側に接続された第二のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記第二のリアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続され、前記第二の抵抗と前記第二のコンデンサとの接続点にカソード端子が接続された第二のダイオードを含む第二のスナバ回路を備えることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記リアクトルは、一端が前記インバータの交流出力の第一の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第一の端子に接続された第一のリアクトルと、一端が前記インバータの交流出力の第二の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第二の端子に接続された第二のリアクトルを備え、
前記スナバ回路は、
前記直列体の前記抵抗側の端子が前記直流電源の正側に接続され、前記直列体の前記コンデンサ側の端子が前記直流電源の負側に接続され、
前記ダイオードが前記第一のリアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続された第一のダイオードと、前記第二のリアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続された第二のダイオードを有し、
前記第一のダイオード及び前記第二のダイオードのカソードが互いに接続されて、その接続点が前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続されることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記リアクトルは、一端が前記インバータの交流出力の第一の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第一の端子に接続された第一のリアクトルと、
一端が前記インバータの交流出力の第二の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第二の端子に接続された第二のリアクトルを備え、
前記スナバ回路は、
一端が前記直流電源の負側に接続された第一の抵抗と、一端が前記直流電源の正側に接続された第一のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記第一のリアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続され、前記第一の抵抗と前記第一のコンデンサとの接続点にアノード端子が接続された第一のダイオードを含む第一のスナバ回路と、
一端が前記直流電源の負側に接続された第二の抵抗と、一端が前記直流電源の正側に接続された第二のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記第二のリアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続され、前記第二の抵抗と前記第二のコンデンサとの接続点にアノード端子が接続された第二のダイオードを含む第二のスナバ回路を備えることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記リアクトルは、一端が前記インバータの交流出力の第一の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第一の端子に接続された第一のリアクトルと、一端が前記インバータの交流出力の第二の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第二の端子に接続された第二のリアクトルを備え、
前記スナバ回路は、
前記直列体の前記抵抗側の端子が前記直流電源の負側に接続され、前記直列体の前記コンデンサ側の端子が前記直流電源の正側に接続され、
前記ダイオードが前記第一のリアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続された第一のダイオードと、前記第二のリアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続された第二のダイオードを有し、
前記第一のダイオード及び前記第二のダイオードのアノードが互いに接続されて、その接続点が前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続されることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記リアクトルは、一端が前記インバータの交流出力の第一の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第一の端子に接続された第一のリアクトルと、一端が前記インバータの交流出力の第二の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第二の端子に接続された第二のリアクトルを備え、
前記スナバ回路は、
一端が前記直流電源の正側に接続された第一の抵抗と、一端が前記直流電源の負側に接続された第一のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記第一のリアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続され、前記第一の抵抗と前記第一のコンデンサとの接続点にカソード端子が接続された第一のダイオードを含む第一のスナバ回路と、
一端が前記直流電源の負側に接続された第二の抵抗と、一端が前記直流電源の正側に接続された第二のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記第一のリアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続され、前記第二の抵抗と前記第二のコンデンサとの接続点にアノード端子が接続された第二のダイオードを含む第二のスナバ回路と、
一端が前記直流電源の正側に接続された第三の抵抗と、一端が前記直流電源の負側に接続された第三のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記第二のリアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続され、前記第三の抵抗と前記第三のコンデンサとの接続点にカソード端子が接続された第三のダイオードを含む第三のスナバ回路と、
一端が前記直流電源の負側に接続された第四の抵抗と、一端が前記直流電源の正側に接続された第四のコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記第二のリアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続され、前記第四の抵抗と前記第四のコンデンサとの接続点にアノード端子が接続された第四のダイオードを含む第四のスナバ回路を備えることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記リアクトルは、一端が前記インバータの交流出力の第一の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第一の端子に接続された第一のリアクトルと、一端が前記インバータの交流出力の第二の端子に接続され、他端が前記トランスの一次側の第二の端子に接続された第二のリアクトルを備え、
前記スナバ回路は、
前記直列体が第一の直列体と第二の直列体を有し、前記ダイオードが第一のダイオード，第二のダイオード，第三のダイオード及び第四のダイオードを有し、
前記第一の直列体の前記抵抗側の端子が前記直流電源の正側に接続され、前記第一の直列体の前記コンデンサ側の端子が前記直流電源の負側に接続され、
前記第一のリアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続された前記第一のダイオードと、前記第二のリアクトルと前記トランスとの接続点にアノード端子が接続された前記第二のダイオードを有し、
前記第一のダイオード及び前記第二のダイオードのカソード端子が互いに接続されて、その接続点が前記第一の直列体の前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続される第一のスナバ回路と、
前記第二の直列体の前記抵抗側の端子が前記直流電源の負側に接続され、前記第二の直列体の前記コンデンサ側の端子が前記直流電源の正側に接続され、
前記第一のリアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続された前記第三のダイオードと、前記第二のリアクトルと前記トランスとの接続点にカソード端子が接続された前記第四のダイオードを有し、
前記第三のダイオード及び前記第四のダイオードのアノード端子が互いに接続されて、その接続点が前記第二の直列体の前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続され第二のスナバ回路を備えることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記インバータは、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたコンデンサを備え、前記各半導体スイッチング素子はゼロ電圧スイッチングにて動作することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特にスイッチング時に発生するサージ電圧の抑制に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置は、インバータと、高周波トランスと、整流部とを備え、高周波トランスにより一次側から二次側に伝送された正負の矩形波状パルス列を、整流部で整流し、同一極性の矩形波状パルス列に変換する。このとき、トランスの二次側に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路を設ける。スナバ回路は、整流部にそれぞれアノードが接続される第１〜第３のダイオードと、コンデンサと抵抗を直列接続した直列体とを備える。第１〜第３のダイオードのカソードは互いに接続され、その接続点は、コンデンサと抵抗との接続点に接続される。抵抗の他端は負荷の正極に接続され、コンデンサの他端と負荷の負極は互いに接続され、整流部の共通アノード端に接続される（特許文献１）。
【０００３】
このようにスナバ回路を構成することで、トランスの二次側に発生するサージ電圧は、スナバ回路の第１〜第３のダイオードによりコンデンサの電圧にクランプされ、該コンデンサに蓄電されるので、整流部の各素子を過電圧から保護することができる。また、コンデンサに蓄えられたサージエネルギは抵抗を介して出力側に回生される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−７４７６７号公報（実施の形態１、図１−２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電力変換装置では、スナバ回路における抵抗の一端がダイオードを介して整流部の出力に、他端が負荷に接続されているため、サージ電圧をクランプするコンデンサの電圧は負荷の電圧とスナバ回路の抵抗値に大きく依存する。すなわち、負荷の電圧が高いときにはクランプ電圧が高く、負荷の電圧が低い場合にはクランプ電圧が低くなる。さらにスナバ回路の抵抗値が大きい場合にはクランプ電圧は高く、抵抗値が小さい場合にはクランプ電圧は低くなる。したがって、負荷の電圧が高い場合にサージ電圧を効率よく吸収するためには、クランプ電圧が高くならないように、スナバ回路の抵抗値を小さくしなければならない。一方で、スナバ回路の抵抗値を小さくすると、負荷の電圧が低い場合にクランプ電圧は低くなり、サージ電圧を効率よく吸収することはできるが、スナバ回路の抵抗の損失が増大する。クランプ電圧は、スナバ回路のダイオードを介して整流部に接続されているので、トランスの二次側電圧よりも小さくなることはなく、トランスの二次側電圧が大きく、かつ負荷電圧が小さい場合に、特にスナバ回路の抵抗の損失が大きくなる。なお、トランスの二次側電圧は、負荷の電圧の最大値に依存する。
【０００６】
つまり、負荷電圧が大きく変動する用途において、負荷電圧が最大のときにサージ電圧を効率よく吸収するには、負荷電圧が小さい場合に、スナバ回路の抵抗による損失が大きくなる問題があった。スナバ回路の抵抗による損失が大きくなれば、電力変換装置の高効率化の妨げになり、また、抵抗の熱的問題から体格を大きくする必要があり、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化に限界があった。
【０００７】
この発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、トランスの一次側にスナバ回路を設けることで、トランスの二次側に発生するサージ電圧を抑制すると共に、サージエネルギを確実に有効利用でき、負荷の電圧が大きく変動する場合にもスナバ抵抗による損失が小さいＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係わる電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの交流出力にリアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し、前記トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、前記直流電源の直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、一端が前記直流電源の第一の端子に接続された抵抗と、一端が前記直流電源の第二の端子に接続されたコンデンサとを直列接続した直列体、及び前記リアクトルと前記トランスとの接続点に第一の端子が接続され、第二の端子が前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続されたダイオードを有するスナバ回路を備え、前記スナバ回路は、前記コンデンサの電力を前記抵抗を介して前記直流電源に回生するものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、トランス一次側に接続されているリアクトルに起因するトランスの二次側に発生するサージ電圧は、一次側のスナバ回路のダイオードによりコンデンサの電圧にクランプされ、該コンデンサに蓄電される。このため、二次側の整流回路の各素子を過電圧から保護することができる。また、コンデンサに蓄えられたサージエネルギは抵抗を介して入力側に回生されるため、確実に有効利用できる。さらに、コンデンサは、直流電源の電圧を基準としてサージエネルギを蓄えるので、スナバ抵抗の両端は、コンデンサに蓄えられたサージエネルギによる電圧差のみになるので、負荷の電圧の変動によって、スナバ抵抗の損失が増大することはなく、スナバ抵抗の小型化が可能で、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化・低価格化が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図２】実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する各部の波形図である。
【図３】実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータのサージ発生原理を説明する電流経路図である。
【図４】実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータのサージ抑制原理を説明する電流経路図である。
【図５】実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータのサージ発生原理を説明する電流経路図である。
【図６】実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータのサージ抑制原理を説明する電流経路図である。
【図７】実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図８】実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータのサージ抑制原理を説明する電流経路図である。
【図９】実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータのサージ抑制原理を説明する電流経路図である。
【図１０】実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す別の回路構成図である。
【図１１】実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１２】実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す別の回路構成図である。
【図１３】実施の形態４におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
【図１４】実施の形態４におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す別の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。図１はこの発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図において、ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１の電圧Ｖｉｎをトランス４で絶縁された二次側直流電圧に変換し、例えばバッテリ等の負荷８に直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。単相インバータ２は、トランス４の一次巻線４ａに接続され、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）からなる半導体スイッチング素子２ａ〜２ｄをフルブリッジ構成して、直流電源１の直流電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換するインバータである。
【００１２】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記単相インバータ２と、絶縁されたトランス４と、単相インバータ２の交流出力とトランス４の一次巻線４ａとの間に挿入されたＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失低減用のリアクトル３と、トランス４の二次巻線４ｂに接続され、整流素子（半導体素子）としてのダイオード５ａ〜５ｄをフルブリッジ構成した整流回路５とを備える。また、整流回路５の出力には出力平滑用のリアクトル６と平滑コンデンサ７が接続され、負荷８へ直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００１３】
ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス４の二次側に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路９，１０を備える。スナバ回路９は、リアクトル３とトランス４との接続点にアノードが接続されるダイオード９ａと、抵抗９ｂとコンデンサ９ｃを直列接続した直列体とを備える。ダイオード９ａのカソードは、抵抗９ｂとコンデンサ９ｃとの接続点に接続され、抵抗９ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ９ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される。
【００１４】
また、スナバ回路１０は、リアクトル３とトランス４との接続点にカソードが接続されるダイオード１０ａと、抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃを直列接続した直列体とを備える。ダイオード１０ａのアノードは、抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃとの接続点に接続され、抵抗１０ｂの他端は直流電源１の負極に接続され、コンデンサ１０ｃの他端は、直流電源１の正極に接続される。
【００１５】
更に、主回路の外部には制御回路３０が配置され、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔがそれぞれモニタされて制御回路３０へ入力される。制御回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧になるように、単相インバータ２内の半導体スイッチング素子２ａ〜２ｄへのゲート信号３１を出力し、半導体スイッチング素子２ａ〜２ｄのオンＤｕｔｙ（オン期間）を制御する。なお、単相インバータ２の半導体スイッチング素子２ａ〜２ｄは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。
【００１６】
このように構成されるＤＣ／ＤＣコンバータの動作について以下に説明する。図２は、単相インバータ２の半導体スイッチング素子２ａ〜２ｄへのゲート信号とトランス二次側に発生する電圧とを示す概略波形図である。なお、ゲート信号がＨｉｇｈのとき、各半導体スイッチング素子２ａ〜２ｄはオンする。単相インバータ２は、半導体スイッチング素子２ａ，２ｄの同時オンと、半導体スイッチング素子２ｂ，２ｃの同時オンとを交互に同じオンＤｕｔｙ（オン期間）ｔｘで行い、この期間にトランス４が一次側から二次側へ電力伝送し、トランス二次側に電圧が発生する。
【００１７】
半導体スイッチング素子２ａ，２ｄの同時オンと、半導体スイッチング素子２ｂ，２ｃの同時オンとの間には、アーム短絡を防止するためにデッドタイムｔｄを要するため、１周期をＴとすると、オンＤｕｔｙ（ｔｘ）は、
【数１】
2015171174.tif 000003
となる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、トランス４の巻線比ｎとすると、入力電圧Ｖｉｎ、オンＤｕｔｙ（ｔｘ）、周期Ｔを用いて次の式にて示される。
【数２】
2015171174.tif 000004
即ち、出力電圧Ｖｏｕｔを増加させる場合はオンＤｕｔｙ（ｔｘ）を（Ｔ／２−ｔｄ）以下の範囲で大きくし、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる場合はオンＤｕｔｙ（ｔｘ）を小さくすることで制御できる。
【００１８】
前記のように、半導体スイッチング素子２ａ，２ｄの同時オンと、半導体スイッチング素子２ｂ，２ｃの同時オンとを交互に繰り返すと、電流は正負の向きが反転して流れる。このような転流時に、リアクトル３のインダクタンス成分により、トランス４や整流回路５の共通カソード端にサージ電圧が発生するが、トランス４の一次側に設けられたスナバ回路９，１０が上記サージ電圧を抑制する。これによりトランス二次側には、図２に示すように良好な波形の電圧が発生する。なお、スナバ回路９，１０のようなサージ抑圧回路のない場合の電圧波形を比較例として併せて図示した。図に示すようにサージ抑制回路のない場合は、サージ電圧はトランス４の二次側に電圧が発生開始する際、即ちトランス４がオンする際に発生している。
【００１９】
次に、二次側にサージ電圧が発生する原理とスナバ回路９，１０の動作の詳細について以下に説明する。図３は、半導体スイッチング素子２ａ，２ｄがオンした瞬間の電流の流れを示す図である。このとき、二次側には負荷８に流れる電流（実線）に加えて、整流ダイオード５ｂ，５ｃがオフする際のリカバリ電流（点線）が流れる。その電流の合計値がトランス４を介して一次側に流れる。
【００２０】
その後、整流ダイオード５ｂ，５ｃのリカバリが終了し、リカバリ電流が０となったときの電流の流れを図４に示す。このとき、リアクトル３は、電流を流し続ける方向に電圧ＶＬを発生し、トランス一次巻線４ａに加わる電圧がＶｉｎ＋ＶＬとなり、Ｖｉｎを一時的に超過する。このリアクトル３の電圧ＶＬが二次側にサージ電圧を発生させる原因となる。
【００２１】
ここで、スナバ回路９があると、トランスの一次側（一次巻線）４ａにＶｉｎを超過するサージ電圧（つまりＶＬ）が発生すると、ダイオード９ａを介してコンデンサ９ｃにサージ電流が流入する。このため、サージ電圧はコンデンサ９ｃの電圧Ｖｃ９にクランプされる。なお、実際にはサージ電圧は、コンデンサ９ｃの電圧Ｖｃ９にダイオード９ａの順方向電圧を加えた電圧となる。コンデンサ９ｃは、直流電源１に電圧Ｖｉｎが発生した時点で、直流電源Ｖｉｎから抵抗９ｂを介して初期充電されているため、トランス４がオンする際に過大なサージ電流が流れることはない。また、サージ電流の充電によりコンデンサ９ｃの電圧が上昇すると、コンデンサ９ｃの電力は抵抗９ｂを介して直流電源１に回生される。
【００２２】
図３，図４では、半導体スイッチング素子２ａ，２ｄがオンした瞬間のサージ発生原理とスナバ回路９の動作について説明したが、半導体スイッチング素子２ｂ，２ｃがオンした瞬間のサージ発生原理とスナバ回路１０の動作について説明する。図５は、半導体スイッチング素子２ｂ，２ｃがオンした瞬間の電流の流れを示す図である。このとき、二次側には負荷８に流れる電流（実線）に加えて、整流ダイオード５ａ，５ｄがオフする際のリカバリ電流（点線）が流れる。その電流の合計値がトランス４を介して一次側に流れる。このとき、トランス４に流れる電流は図３と逆向きとなる。
【００２３】
その後、整流ダイオード５ａ，５ｄのリカバリが終了し、リカバリ電流が０となったときの電流の流れを図６に示す。このとき、リアクトル３は、電流を流し続ける方向に電圧ＶＬを発生し、トランス一次巻線４ａに加わる電圧が−（Ｖｉｎ＋ＶＬ）となり、−Ｖｉｎを一時的に超過する。なお、リアクトル３に発生する電圧は図４と逆向きである。図４のときと同様に、リアクトル３の電圧ＶＬが二次側にサージ電圧を発生させる原因となる。ここで、スナバ回路１０があると、トランスの一次巻線４ａにＶｉｎを超過するサージ電圧（つまりＶＬ）が発生すると、ダイオード１０ａを介してコンデンサ１０ｃからサージ電流が引き抜かれる。このため、サージ電圧はコンデンサ１０ｃの電圧Ｖｃ１０にクランプされる。なお、実際にはサージ電圧は、コンデンサ１０ｃの電圧Ｖｃ１０にダイオード１０ａの順方向電圧を加えた電圧となる。
【００２４】
コンデンサ１０ｃは、直流電源１に電圧Ｖｉｎが発生した時点で、直流電源Ｖｉｎから抵抗１０ｂを介して初期充電されているため、トランス４がオンする際に過大なサージ電流が流れることはない。また、サージ電流の充電によりコンデンサ１０ｃの電圧が上昇すると、コンデンサ１０ｃの電力は抵抗１０ｂを介して直流電源１に回生される。
【００２５】
以上のように、この実施の形態１では、リアクトル３とトランス４の一次巻線との接続点に、ダイオード９ａと抵抗９ｂとコンデンサ９ｃとから成るスナバ回路９と、ダイオード１０ａと抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃとから成るスナバ回路１０とを備えて、トランス４の一次側４ａにサージ電圧が発生すると、ダイオード９ａを介してコンデンサ９ｃにサージ電流が流入するように、また、ダイオード１０ａを介してコンデンサ１０ｃからサージ電流が流出するようにした。このため、トランス４の一次側に発生するサージ電圧は、コンデンサ９ｃ，１０ｃの電圧Ｖｃ９，Ｖｃ１０でクランプされて抑制され、トランス４の二次側（二次巻線）４ｂ及び整流回路５のダイオード５ａ〜５ｄに過電圧が印加されるのを防止でき、整流回路５が保護される。
【００２６】
また、コンデンサ９ｃの電力は抵抗９ｂを介して、コンデンサ１０ｃの電力は抵抗１０ｂを介して直流電源１に回生できるため、サージ電圧により発生したサージエネルギを確実に電源側に回生して有効利用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を向上させる。また、コンデンサ９ｃ，１０ｃの電圧上昇を防ぐことでサージ電圧の抑制効果を高い状態で持続できる。さらに、従来のように、スナバ回路を二次側に接続し、サージエネルギを蓄積するコンデンサの電圧を抵抗経由で負荷に回生していないため、負荷８の電圧Ｖｏｕｔが小さい場合でも、抵抗で無駄に電力を消費することがない。つまり、トランス４に印加される直流電源１の電圧Ｖｉｎよりも大きいサージエネルギをコンデンサ９ｃ，１０ｃに蓄積し、それぞれ抵抗９ｂ，１０ｂを介して直流電源１に回生することで、負荷８の電圧Ｖｏｕｔに関係なく、サージエネルギのみを直流電源１に回生し、抵抗９ｂ，１０ｂの損失を低減することができる。
【００２７】
実施の形態１では、リアクトル３の接続位置として、半導体スイッチング素子２ａ，２ｂの接続点とトランス４の一次側間に接続した場合の例を示したが、半導体スイッチング素子２ｃ，２ｄの接続点とトランス４の一次側間に接続した構成としても、同様の効果を得ることができる。このとき、ダイオード９ａのアノード及びダイオード１０ａのカソードは、リアクトル３とトランス４の接続点に接続する。
【００２８】
実施の形態２．
前記した実施の形態１では、リアクトル３の接続位置として、半導体スイッチング素子２ａ，２ｂの接続点とトランス４の一次側間に接続し、二次側に発生するサージ電圧を抑制するＤＣ／ＤＣコンバータの例を示したが、実施の形態２では、リアクトル３を分割し、インバータ２の交流出力とトランス４の一次側４ａとの接続点の両方にリアクトルを挿入した構成におけるサージ抑制回路について説明する。図７は、実施の形態２における回路構成を示した図である。実施の形態１と異なる部分を主に説明する。
【００２９】
実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子２ａ，２ｂの接続点とトランス４の一次巻線４ａの一端との間及び、半導体スイッチング素子２ｃ，２ｄの接続点とトランス４の一次巻線４ａの他端との間に、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失低減用のリアクトル３ａ，３ｂをそれぞれ備える。ここで、例えばリアクトル３ａ，３ｂは、実施の形態１におけるリアクトル３の半分のインダクタンス値とする。また、トランス４の二次側に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路９，１１を備える。スナバ回路９は、リアクトル３ａとトランス４の一端との接続点にアノードが接続されるダイオード９ａと、抵抗９ｂとコンデンサ９ｃを直列接続した直列体とを備える。ダイオード９ａのカソードは、抵抗９ｂとコンデンサ９ｃとの接続点に接続され、抵抗９ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ９ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される。
【００３０】
また、スナバ回路１１は、リアクトル３ｂとトランス４の他端との接続点にアノードが接続されるダイオード１１ａと、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃを直列接続した直列体とを備える。ダイオード１１ａのカソードは、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとの接続点に接続され、抵抗１１ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ１１ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される。
【００３１】
次に、スナバ回路９，１１の動作の詳細について以下に説明する。図８は、半導体スイッチング素子２ａ，２ｄがオンした後、整流ダイオード５ｂ，５ｃがオフする際のリカバリが終了し、リカバリ電流が０となったときの電流の流れを示した図である。このとき、リアクトル３ａ，３ｂは、電流を流し続ける方向にそれぞれ電圧ＶＬ／２を発生し、トランス一次側４ａに加わる電圧がＶｉｎ＋ＶＬ／２＋ＶＬ／２（--＝Ｖｉｎ＋ＶＬ）となり、Ｖｉｎを一時的に超過する。このリアクトル３ａ，３ｂの電圧ＶＬ／２が二次側にサージ電圧を発生させる原因となる。
【００３２】
ここで、スナバ回路９があると、リアクトル３ａに起因してトランスの一次側４ａにＶｉｎを超過するサージ電圧（つまりＶＬ／２）が発生すると、ダイオード９ａを介してコンデンサ９ｃにサージ電流が流入する。このため、サージ電圧はコンデンサ９ｃの電圧Ｖｃ９にクランプされる。なお、実際にはサージ電圧は、コンデンサ９ｃの電圧Ｖｃ９にダイオード９ａの順方向電圧を加えた電圧となる。したがって、トランスの一次側４ａにはリアクトル３ｂに起因するサージのみが発生し、トランスの一次側４ａに発生する電圧はＶｃ９＋ＶＬ／２となり、サージ電圧を低減させることができる。なお、コンデンサ９ｃは、直流電源１に電圧Ｖｉｎが発生した時点で、直流電源Ｖｉｎから抵抗９ｂを介して初期充電されているため、トランス４がオンする際に過大なサージ電流が流れることはない。また、サージ電流の充電によりコンデンサ９ｃの電圧が上昇すると、コンデンサ９ｃの電力は抵抗９ｂを介して直流電源１に回生される。
【００３３】
図９は、半導体スイッチング素子２ｂ，２ｃがオンした後、整流ダイオード５ａ，５ｄがオフする際のリカバリが終了し、リカバリ電流が０となったときの電流の流れを示した図である。このとき、リアクトル３ａ，３ｂは、電流を流し続ける方向にそれぞれ電圧ＶＬ／２を発生し、トランス一次側４ａに加わる電圧がＶｉｎ＋ＶＬ／２＋ＶＬ／２（--＝Ｖｉｎ＋ＶＬ）となり、Ｖｉｎを一時的に超過する。このリアクトル３ａ，３ｂの電圧ＶＬ／２が二次側にサージ電圧が発生する原因となる。なお、リアクトル３ａ，３ｂに発生する電圧ＶＬ／２の向きは、図８の場合とそれぞれ逆向きである。
【００３４】
ここで、スナバ回路１１があると、リアクトル３ｂに起因してトランス４の一次側４ａにＶｉｎを超過するサージ電圧（つまりＶＬ／２）が発生すると、ダイオード１１ａを介してコンデンサ１１ｃにサージ電流が流入する。このため、サージ電圧はコンデンサ１１ｃの電圧Ｖｃ１１にクランプされる。なお、実際にはサージ電圧Ｖｃ１１は、コンデンサ１１ｃの電圧にダイオード１１ａの順方向電圧を加えた電圧となる。したがって、トランスの一次側４ａにはリアクトル３ａに起因するサージのみが発生し、トランスの一次側４ａに発生する電圧はＶｃ１１＋ＶＬ／２となり、サージ電圧を低減させることができる。なお、コンデンサ１１ｃは、直流電源１に電圧Ｖｉｎが発生した時点で、直流電源Ｖｉｎから抵抗１１ｂを介して初期充電されているため、トランス４がオンする際に過大なサージ電流が流れることはない。また、サージ電流の充電によりコンデンサ１１ｃの電圧が上昇すると、コンデンサ１１ｃの電力は抵抗１１ｂを介して直流電源１に回生される。
【００３５】
以上のように、実施の形態２では、リアクトル３ａとトランス４の一次側４ａとの接続点に、ダイオード９ａと抵抗９ｂとコンデンサ９ｃとから成るスナバ回路９と、リアクトル３ｂとトランス４の一次側４ａとの接続点にダイオード１１ａと抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとから成るスナバ回路１１とを備えて、トランス４の一次側４ａにサージ電圧が発生すると、ダイオード９ａを介してコンデンサ９ｃにサージ電流が流入するように、またダイオード１１ａを介してコンデンサ１１ｃにサージ電流が流入するようにした。このため、トランス４の一次側に発生するサージ電圧は、コンデンサ９ｃ，１１ｃの電圧でクランプされて抑制され、クランプ電圧にリアクトル３ａ，３ｂ片方に起因するサージ電圧のみを加算したもの（Ｖｃ９＋ＶＬ／２，Ｖｃ１１＋ＶＬ／２）となり、低減することができる。したがって、トランス４の二次側４ｂ及び整流回路５のダイオード５ａ〜５ｄに過電圧が印加されるのが防止でき、整流回路５が保護される。
【００３６】
また、コンデンサ９ｃの電力は抵抗９ｂを介して、コンデンサ１１ｃの電力は抵抗１１ｂを介して直流電源１に回生できるため、サージ電圧により発生したサージエネルギを確実に電源側に回生して有効利用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を向上させる。また、コンデンサ９ｃ，１１ｃの電圧上昇を防ぐことでサージ電圧の抑制効果を高い状態で持続できる。さらに、従来のように、スナバ回路を二次側に接続し、サージエネルギを蓄積するコンデンサの電圧を抵抗経由で負荷に回生していないため、負荷８の電圧Ｖｏｕｔが小さい場合でも、抵抗で無駄に電力を消費することがない。つまり、トランス４に印加される直流電源１の電圧Ｖｉｎよりも大きいサージエネルギをコンデンサ９ｃ，１１ｃに蓄積し、それぞれ抵抗９ｂ，１１ｂを介して直流電源１に回生することで、負荷８の電圧Ｖｏｕｔに関係なく、サージエネルギのみを直流電源１に回生し、抵抗９ｂ，１１ｂの損失を低減することができる。
【００３７】
実施の形態２では、スナバ回路９は、ダイオード９ａと抵抗９ｂとコンデンサ９ｃを備え、ダイオード９ａのカソードは抵抗９ｂとコンデンサ９ｃとの接続点に接続され、スナバ回路１１は、ダイオード１１ａと抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃを備え、ダイオード１１ａのカソードは、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとの接続点に接続される例を示したが、抵抗９ｂと抵抗１１ｂ、コンデンサ９ｃとコンデンサ１１ｃをそれぞれ共通としても良い。すなわち、図１０に示すように、スナバ回路１１は、アノードをリアクトル３ａとトランス４との接続点に接続されたダイオード９ａと、アノードをリアクトル３ｂとトランス４との接続点に接続されたダイオード１１ａと、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとを直列接続した直列体を備える。ダイオード９ａ，１１ａのカソードを共通とし、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとの接続点に接続し、抵抗１１ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ１１ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される構成とする。
【００３８】
図１０に示す構成としても、図７に示した構成と同様の効果を得ることができる。またダイオード９ａ，１１ａのカソードを共通とし、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとをそれぞれ共通とすることで、部品点数が削減でき、小型化・低価格化が期待できる。
【００３９】
実施の形態３．
実施の形態２では、スナバ回路９は、リアクトル３ａとトランス４の一次巻線４ａとの接続点にアノードが接続されるダイオード９ａと、抵抗９ｂとコンデンサ９ｃを直列接続した直列体とを備え、ダイオード９ａのカソードは、抵抗９ｂとコンデンサ９ｃとの接続点に接続され、抵抗９ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ９ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される。スナバ回路１１は、リアクトル３ｂとトランス４の一次巻線４ａとの接続点にアノードが接続されるダイオード１１ａと、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃを直列接続した直列体とを備え、ダイオード１１ａのカソードは、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとの接続点に接続され、抵抗１１ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ１１ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される例を示したが、実施の形態３である図１１に示すようにスナバ回路１０，１２のように構成しても良い。
【００４０】
すなわち、スナバ回路１０は、リアクトル３ａとトランス４の一次巻線４ａの一端との接続点にカソードが接続されるダイオード１０ａと、抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃを直列接続した直列体とを備え、ダイオード１０ａのアノードは、抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃとの接続点に接続され、抵抗１０ｂの他端は直流電源１の負極に接続され、コンデンサ１０ｃの他端は、直流電源１の正極に接続される。同様に、スナバ回路１２は、リアクトル３ｂとトランス４の一次巻線４ａの他端との接続点にカソードが接続されるダイオード１２ａと、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃを直列接続した直列体とを備え、ダイオード１２ａのアノードは、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとの接続点に接続され、抵抗１２ｂの他端は直流電源１の負極に接続され、コンデンサ１２ｃの他端は、直流電源１の正極に接続される。
【００４１】
図１１の構成では、半導体スイッチング素子２ａ，２ｄがオンした後、整流ダイオード５ｂ，５ｃがオフする際のリカバリが終了し、リカバリ電流が０となったときに、リアクトル３ｂに起因してトランス４の一次側４ａにＶｉｎを超過するサージ電圧（つまりＶＬ／２）が発生すると、ダイオード１２ａを介してコンデンサ１２ｃからサージ電流が流出する。このため、サージ電圧はコンデンサ１２ｃの電圧Ｖｃ１２にクランプされる。なお、実際にはサージ電圧は、コンデンサ１２ｃの電圧Ｖｃ１２にダイオード１２ａの順方向電圧を加えた電圧となる。したがって、トランスの一次側４ａにはリアクトル３ａに起因するサージのみが発生し、トランスの一次側４ａに発生する電圧はＶｃ１２＋ＶＬ／２となり、サージ電圧を低減させることができる。
【００４２】
また、半導体スイッチング素子２ｂ，２ｃがオンした後、整流ダイオード５ａ，５ｄがオフする際のリカバリが終了し、リカバリ電流が０となったときに、リアクトル３ａに起因してトランス４の一次側４ａにＶｉｎを超過するサージ電圧（つまりＶＬ／２）が発生すると、ダイオード１０ａを介してコンデンサ１０ｃからサージ電流が流出する。このため、サージ電圧はコンデンサ１０ｃの電圧Ｖｃ１０にクランプされる。なお、実際にはサージ電圧は、コンデンサ１０ｃの電圧Ｖｃ１０にダイオード１０ａの順方向電圧を加えた電圧となる。したがって、トランスの一次側４ａにはリアクトル３ｂに起因するサージのみが発生し、トランスの一次側４ａに発生する電圧はＶｃ１０＋ＶＬ／２となり、サージ電圧を低減させることができる。
【００４３】
実施の形態３では、スナバ回路１０は、ダイオード１０ａと抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃを備え、ダイオード１０ａのアノードは抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃとの接続点に接続され、スナバ回路１２は、ダイオード１２ａと抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃを備え、ダイオード１２ａのアノードは、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとの接続点に接続される例を示したが、抵抗１０ｂと抵抗１２ｂ、コンデンサ１０ｃとコンデンサ１２ｃをそれぞれ共通としても良い。すなわち、図１２に示すように、スナバ回路１２は、アノードをリアクトル３ａとトランス４の一端との接続点に接続されたダイオード１０ａと、アノードをリアクトル３ｂとトランス４の他端との接続点に接続されたダイオード１２ａと、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとを直列接続した直列体を備える。ダイオード１０ａ，１２ａのアノードを共通とし、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとの接続点に接続し、抵抗１２ｂの他端は直流電源１の負極に接続され、コンデンサ１２ｃの他端は、直流電源１の正極に接続される構成とする。
【００４４】
図１２に示す構成としても、図１１に示した構成と同様の効果を得ることができる。ダイオード１０ａ，１２ａのアノードを共通とし、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとをそれぞれ共通とすることで、部品点数が削減でき、小型化・低価格化が期待できる。
【００４５】
実施の形態４．
さらに、図９及び図１１にて示した構成を組み合わせても良い。すなわち、リアクトル３ａとトランスの一次巻線４ａの一端との接続点に、図９に示すスナバ回路９のダイオード９ａのアノード端子と、図１１に示すスナバ回路１０のダイオード１０ａのカソード端子を接続し、リアクトル３ｂとトランスの一次巻線４ａの他端との接続点に、図９に示すスナバ回路１１のダイオード１１ａのアノード端子と、図１１に示すスナバ回路１２のダイオード１２ａのカソード端子を接続する。実施の形態４である図１３にその回路構成図を示す。スナバ回路９は、リアクトル３ａとトランス４との接続点にアノードが接続されるダイオード９ａと、抵抗９ｂとコンデンサ９ｃを直列接続した直列体とを備える。ダイオード９ａのカソードは、抵抗９ｂとコンデンサ９ｃとの接続点に接続され、抵抗９ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ９ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される。
【００４６】
スナバ回路１０は、リアクトル３ａとトランス４との接続点にカソードが接続されるダイオード１０ａと、抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃを直列接続した直列体とを備え、ダイオード１０ａのアノードは、抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃとの接続点に接続され、抵抗１０ｂの他端は直流電源１の負極に接続され、コンデンサ１０ｃの他端は、直流電源１の正極に接続される。また、スナバ回路１１は、リアクトル３ｂとトランス４との接続点にアノードが接続されるダイオード１１ａと、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃを直列接続した直列体とを備える。ダイオード１１ａのカソードは、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとの接続点に接続され、抵抗１１ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ１１ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される。
【００４７】
そして、スナバ回路１２は、リアクトル３ｂとトランス４との接続点にカソードが接続されるダイオード１２ａと、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃを直列接続した直列体とを備え、ダイオード１２ａのアノードは、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとの接続点に接続され、抵抗１２ｂの他端は直流電源１の負極に接続され、コンデンサ１２ｃの他端は、直流電源１の正極に接続される。
【００４８】
実施の形態４の構成では、半導体スイッチング素子２ａ，２ｄがオンした後、整流ダイオード５ｂ，５ｃがオフする際のリカバリが終了し、リカバリ電流が０となったときに、図７の構成で示した通り、リアクトル３ａに起因してトランスの一次側４ａに発生するサージ電流をダイオード９ａ経由でコンデンサ９ｃに流入させ、サージ電圧をコンデンサ９ｃの電圧Ｖｃ９にクランプする。同時に、図１１の構成で示した通り、リアクトル３ｂに起因してトランスの一次側４ａに発生するサージ電流をダイオード１２ａ経由でコンデンサ１２ｃから流出させ、サージ電圧をコンデンサ１２ｃの電圧Ｖｃ１２にクランプする。したがって、リアクトル３ａ，３ｂに起因してトランスの一次側４ａに発生するサージ電圧合計は、Ｖｉｎ＋（Ｖｃ９−Ｖｉｎ）＋（Ｖｃ１２−Ｖｉｎ）に低減することができる。
【００４９】
また、半導体スイッチング素子２ｂ，２ｃがオンした後、整流ダイオード５ａ，５ｄがオフする際のリカバリが終了し、リカバリ電流が０となったときに、図１１の構成で示した通り、リアクトル３ａに起因してトランスの一次側４ａに発生するサージ電流をダイオード１０ａ経由でコンデンサ１０ｃから流入させ、サージ電圧をコンデンサ１０ｃの電圧Ｖｃ１０にクランプする。同時に、図７の構成で示した通り、リアクトル３ｂに起因してトランスの一次側４ａに発生するサージ電流をダイオード１１ａ経由でコンデンサ１１ｃに流入させ、サージ電圧をコンデンサ１１ｃの電圧Ｖｃ１１にクランプする。したがって、リアクトル３ａ，３ｂに起因してトランス一次側４ａに発生するサージ電圧合計は、Ｖｉｎ＋（Ｖｃ１０−Ｖｉｎ）＋（Ｖｃ１１−Ｖｉｎ）に低減することができる。
【００５０】
実施の形態４の構成においても、図１０ｐ及び図１２に示すように、抵抗９ｂと抵抗１１ｂ、抵抗１０ｂと抵抗１２ｂ、コンデンサ９ｃとコンデンサ１１ｃ、コンデンサ１０ｃとコンデンサ１２ｃをそれぞれ共通としても良い。すなわち、図１４に示すように、スナバ回路１１は、アノードをリアクトル３ａとトランス４との接続点に接続されたダイオード９ａと、アノードをリアクトル３ｂとトランス４との接続点に接続されたダイオード１１ａと、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとを直列接続した直列体を備える。ダイオード９ａ，１１ａのカソードを共通とし、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとの接続点に接続し、抵抗１１ｂの他端は直流電源１の正極に接続され、コンデンサ１１ｃの他端は、直流電源１の負極に接続される構成とする。
【００５１】
さらに、スナバ回路１２は、アノードをリアクトル３ａとトランス４との接続点に接続されたダイオード１０ａと、アノードをリアクトル３ｂとトランス４との接続点に接続されたダイオード１２ａと、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとを直列接続した直列体を備える。ダイオード１０ａ，１２ａのアノードを共通とし、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとの接続点に接続し、抵抗１２ｂの他端は直流電源１の負極に接続され、コンデンサ１２ｃの他端は、直流電源１の正極に接続される構成とする。
【００５２】
図１４に示す構成としても、図１３にて示した構成と同様の効果を得ることができる。また、ダイオード９ａ，１１ａのカソードを共通とし、抵抗１１ｂとコンデンサ１１ｃとをそれぞれ共通とし、さらにダイオード１０ａ，１２ａのアノードを共通とし、抵抗１２ｂとコンデンサ１２ｃとをそれぞれ共通とすることで、部品点数が削減でき、小型化・低価格化が期待できる。
【００５３】
以上のすべての実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータとしてハードスイッチング型を前提に説明したが、半導体スイッチング素子２ａ〜２ｄのソース・ドレイン間にそれぞれ並列に接続されたコンデンサを備え、半導体スイッチング素子２ａ〜２ｄは、ゼロ電圧スイッチングで動作するソフトスイッチング型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用しても、同様の効果がある。また、二次側の整流回路として、フルブリッジ構成を例に説明したが、センタータップ型の整流回路を用いてもよい。
なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００５４】
１  直流電源                            ２  インバータ
２ａ〜２ｄ  半導体スイッチング素子      ３，３ａ，３ｂ  損失低減用リアクトル
４  トランス                            ４ａ  一次巻線
４ｂ  二次巻線                          ５  整流回路
５ａ〜５ｄ  整流ダイオード              ６  平滑リアクトル
７  平滑コンデンサ                      ８  負荷
９〜１２  スナバ回路                    ９ａ〜１２ａ  スナバダイオード
９ｂ〜１２ｂ  スナバ抵抗                ９ｃ〜１２ｃ  スナバコンデンサ
３０  制御回路                          ３１  制御信号
Ｖｉｎ  入力電圧                        Ｖｏｕｔ  負荷電圧
ＶＬ  損失低減用リアクトル電圧
【図１】
2015171174.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2015171174.tif 000011
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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