(57)【要約】【課題】小型で低駆動電圧なニオブ酸リチウム（ＬＮ）変調器を提供する。【解決手段】ＬＮ基板１０に、マッハツェンダ干渉計を含む光導波路が設けられた光変調器１０において、変調用信号を出力する疑似進行波型ドライバＩＣ３０と、上記マッハツェンダ干渉計のアーム部１８に備わる位相シフタ部の上側の変調用電極２２と、上記多元系酸化物結晶基板の変調用電極２２が設けられた面と対向する面のグランド電極１４とを備え、上記変調用電極は光導波路方向に複数に分割されており、前記複数に分割された変調用電極の各々は、疑似進行波型ドライバＩＣの出力ポートに接続されていることを特徴とする。【選択図】図１
2015102686.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多元系酸化物結晶基板にマッハツェンダ干渉計を含む光導波路が設けられた光変調器であって、
変調用信号を出力する疑似進行波型ドライバＩＣと、
前記多元系酸化物結晶基板における前記マッハツェンダ干渉計のアーム部に備わる位相シフタ部の上側に設けられた変調用電極と、
前記多元系酸化物結晶基板の前記光導波路が設けられた面と対向する面に設けられたグランド電極とを備え、
前記変調用電極は前記光導波路の方向に複数に分割されており、前記複数に分割された変調用電極の各々は、前記疑似進行波型ドライバＩＣの出力ポートに接続されていることを特徴とする光変調器。
【請求項２】
前記グランド電極は、前記多元系酸化物結晶基板の前記光導波路が設けられた面と対向する面の、前記変調用電極と対向する位置に設けられていることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
【請求項３】
前記光変調器のマッハツェンダ干渉計は、第１の石英系ガラス光導波路基板と、前記多元系酸化物結晶基板と、第２の石英系ガラス光導波路基板とにより構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の光変調器。
【請求項４】
前記多元系酸化物結晶基板は、ニオブ酸リチウムまたは窒化ガリウムを材料とする基板であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調器。
【請求項５】
前記多元系酸化物結晶基板の厚さが１００μｍ以下であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の光変調器。
【請求項６】
前記グランド電極の幅は、前記変調用電極の幅と等しいことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の光変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光変調器に関する。より詳細には、本発明は、光通信システムに利用される光導波回路を用いた光変調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
インターネット等により通信トラフィックの大容量化が求められている。そのため、波長分割多重（ＷＤＭ：Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムにおいて、１チャネル当たりの伝送速度の増加や波長数の増加が求められている。具体的には、ＷＤＭシステムの伝送には４０Ｇｂｉｔ／ｓや１００Ｇｂｉｔ／ｓ、さらにはそれ以上の高い伝送速度が求められている。しかし、高速化のために変調シンボルレートを高くすると、分散耐性が急激に劣化し、伝送距離が縮小してしまうという問題がある。また、信号スペクトルの広がりも大きくなるため、波長分割多重（ＷＤＭ)伝送におけるフィルタの帯域やチャネル間隔を大きくとらなければならないという問題もある。そこで、シンボルレートを上げずにビットレートを大きくする多値化技術、多重化技術の必要性が高まっている。
【０００３】
このような背景から、実際にチャネル当たり４０Ｇｂｉｓ／ｓや１００Ｇｂｉｔ／ｓ等の超高速伝送が実現または提案されている。こうした多値変調器の１例として、ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調器の典型的な従来例を図９に示す（例えば、非特許文献１参照）。図９は、ニオブ酸リチウム（ＬＮ：ＬｉＮｂＯ３）基板１１０にチタン（Ｔｉ）拡散を用いて光導波路を形成した光変調器１００を示している。光ファイバ１０１から入力した光信号は、基板１１０上の光導波路を伝搬し、Ｙ分岐１０２およびＹ分岐１０３ａ、１０３ｂで分岐され、４本のアーム導波路１０４ａ〜１０４ｄを介してカプラ１０５ａ、１０５ｂおよびカプラ１０６で合波され、光ファイバ１０７に出力される。本明細書では、このような干渉計の構成の光変調器をネスト型マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ：Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）と呼び、内側のＭＺＩを子ＭＺＩと呼び、外側のＭＺＩを親ＭＺＩと呼ぶことにする。
【０００４】
２つの子ＭＺＩの各々は、アーム導波路間に電極１１２ａ、１１２ｂを備え（ＧＮＤ電極は図示せず。）、位相シフタを構成している。すなわち、電極１１２ａ、１１２ｂに電界をかけることにより、アーム導波路間の光信号に逆の位相を付与することができる。このような変調器は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調器と呼ばれ、ボーレートの２倍の容量を収容することができる。なお、この例ではＬＮ基板１１０にＸカットのものを使用している。また、電極１２１ａ、１２１ｂは、子ＭＺＩのＤＣバイアスを調整するためのものであり、電極１２２は、親ＭＺＩのＤＣバイアスを調整するためのものである。
【０００５】
一方、図１０に示すように、ＬＮ基板と、Ｓｉ基板上にＳｉＯ２系ガラスを主成分とする石英系光波回路（ＰＬＣ：Ｐｌａｎａｒ  Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）を組み合わせて変調器２００を構成する従来例も報告されている（特許文献１，特許文献２）。図１０では、位相シフタの部分にのみＬＮ基板２２０を用い、引き回しのための光導波路には石英系のＰＬＣ２１０，２３０を用いている。このため、ＬＮ光導波路の優れた特性はそのままで、ＰＬＣの優れたパッシブ回路の特徴を生かすことができる。例えば、回路全体を小型にしたり、全体の挿入損失を低減したりすることが可能である。
【０００６】
図１１に、ＬＮ基板と石英系のＰＬＣを組み合わせて変調器を構成する従来例の斜視図を示す。この変調器３００は、光信号の入力側の光ファイバ３０１と、２段のＹ分岐を備えた石英系のＰＬＣ３０２と、複数の位相シフタを備えたＬＮ基板３０３と、２段のカプラを備えた石英系のＰＬＣ３０４と、光信号の出力側の光ファイバ３０５とから構成されている。これらの基板は、それぞれの光導波路同士を調心した後、ＵＶ接着剤により接続することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００３−１９５２３９号公報
【特許文献２】特開２００３−１２１８０６号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】H. Gnauck, G. Charlet, P. Tran, P. Winzer, C. Doerr,  J. Centanni, E. Burrows, T. Kawanishi, T. Sakamoto, K. Higuma, “25.6-Tb/s C+L-Band Transmission of Polarization-Multiplexed RZ-DQPSK Signals,” Proc. of OFC/NFOEC2007, paper PDP19, 2007.
【非特許文献２】加藤他、“CMOSロジックIC直接駆動対応線形加速器縦列電極構造InP MZ変調器,” 信学会OPE研究会, OPE2011-26, 2011.
【非特許文献３】K. Noguchi et al., “75GHz broadband Ti:LiNbO3 optical modulator with ridge structure,” Electronic Letters, Vol. 30, No. 12, pp.949-950, 1994.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、図９、図１０の光変調器では、ＬＮ基板のＥＯ（ｅｌｅｃｔｒｏ−ｏｐｔｉｃ：電気光学）定数が大きく、高速の位相シフタとして優れるものの、変調に使われるＬＮ変調用位相シフタ部の長さは例えば４０ｍｍ程度に長く、その結果モジュールサイズは８０ｍｍから１００ｍｍ程度となり、他の光部品に比べ大型であるという課題があった。そのためより小型なＬＮ変調器が求められていた。
【００１０】
また一方で、通信装置の低消費電力化へのニーズも強い。光変調器では、駆動電圧の低減により駆動ドライバＩＣの消費電力を低減できるため、駆動電圧の低減という課題もあった。
【００１１】
図１２に従来のＬＮ変調器の高速用進行波電極の１例として、リッジ型の断面図を示す。図１２に示すように、ＬＮ変調器４００のＬＮ位相シフタ部において、光信号は光導波路４１８中を伝搬し、入力高速電気信号は、グランド電極４２４、信号線路４２２、グランド電極４２４から成るコプレーナ線路を伝搬する。
【００１２】
このＬＮ位相シフタ部が長い理由は以下の通りである。電気信号が高速なため、その高速信号用電極では、伝搬損失を少なくし、特性インピーダンスを５０オームに設計し、かつ光信号と電気信号の伝搬位相速度を整合する必要があった。このような要求条件を満たすため、電極構造が制約され、例えば図１２のように、グランド電極４２４と信号線路４２２との距離が離れ、かつ平行平板とは異なり平面上に両電極が並ぶ構造となっている。ここで変調効率は、光導波路４１８を伝搬する光導波信号の電界分布と、コプレーナ線路を伝搬する高速電気信号の電界分布との重なる積分に比例するため、電界が広がり密度が下がり光導波路４１８を通る電界が減少する結果、長さ当たりの変調効率が劣化し、位相変調部が長くなるという課題があった。
【００１３】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、多元系酸化物結晶基板にマッハツェンダ干渉計を含む光導波路が設けられた光変調器を小型化することを目的とする。また、多元系酸化物結晶基板にマッハツェンダ干渉計を含む光導波路が設けられた光変調器光調器の駆動電圧を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
このような目的を達成するために、本願発明の第１の態様は、多元系酸化物結晶基板にマッハツェンダ干渉計を含む光導波路が設けられた光変調器であって、変調用信号を出力する疑似進行波型ドライバＩＣと、前記多元系酸化物結晶基板における前記マッハツェンダ干渉計のアーム部に備わる位相シフタ部の上側に設けられた変調用電極と、前記多元系酸化物結晶基板の前記光導波路が設けられた面と対向する面に設けられたグランド電極とを備える。
【００１５】
一実施形態では、前記多元系酸化物結晶基板は、ニオブ酸リチウムまたは窒化ガリウムを材料とする基板である。
【００１６】
一実施形態では、前記多元系酸化物結晶基板の厚さが１００μｍ以下である。また、前記変調用電極は前記光導波路の方向に複数に分割されており、前記複数に分割された変調用電極の各々は、前記疑似進行波型ドライバＩＣの出力ポートに接続されている。
【００１７】
一実施形態では、前記グランド電極は、前記多元系酸化物結晶基板の前記光導波路が設けられた面と対向する面の、前記変調用電極と対向する位置に設けられている。前記グランド電極の幅は、前記変調用電極の幅と等しい。
【００１８】
一実施形態では、前記光変調器のマッハツェンダ干渉計は、第１の石英系ガラス光導波路基板と、前記多元系酸化物結晶基板と、第２の石英系ガラス光導波路基板とにより構成される。
【発明の効果】
【００１９】
以上説明したように、本発明によれば、多元系酸化物結晶基板にマッハツェンダ干渉計を含む光導波路が設けられた光変調器を小型化することができる。また、本発明によれば、多元系酸化物結晶基板にマッハツェンダ干渉計を含む光導波路が設けられた光変調器の駆動電圧を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る光変調器の変調用位相シフタ部の構成例を示す断面図であり、（ｂ）は第１の実施形態における変形形態に係る光変調器の変調用位相シフタ部の構成例を示す断面図である。
【図２】図１（ａ）の変調用位相シフタ部の光導波路部における電界の計算値を示すグラフである。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る光変調器の構成例に対応する平面図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る光変調器の構成例に対応する平面図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る光変調器の構成例に対応する平面図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る光変調器の構成例に対応する平面図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る光変調器の構成例に対応する平面図である。
【図８】本発明の第４の実施形態に係る光変調器の構成例に対応する平面図である。
【図９】ＬＮ基板に形成した従来の光変調器を示す図である。
【図１０】ＬＮ基板と石英系のＰＬＣを組み合わせて構成した従来の変調器を示す図である。
【図１１】ＬＮ基板と石英系のＰＬＣを組み合わせて構成した従来の変調器の斜視図である。
【図１２】ＬＮ基板の変調用シフタで、従来のリッジ型における進行波型電極の断面図である。
【図１３】非特許文献２における、疑似進行波型半導体変調器、及び疑似進行波型変調器ドライバＩＣの構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（実施形態１）
図１〜３を参照して、本発明の第１の実施形態に係る光変調器を説明する。  
図３は、本実施形態の光変調器の平面図である。図３に示すように、本実施形態の光変調器は、２つの石英系のＰＬＣ基板と、ＰＬＣ基板の間のＬＮ基板１０とを備えた、ＭＺＩ型の光変調器である。ＬＮ基板１０は、ＭＺＩのアーム導波路を含み、アーム導波路の方向に変調用電極（集中定数型電極）２２が設けられ、位相シフタを構成している。また、ＬＮ基板１０は、変調用電極２２に印加する電圧を制御する疑似進行波型ドライバＩＣ  ３０を備える。
【００２２】
図１（ａ）は、本実施形態に係る光変調器を構成する変調用基板１０の一部を示す断面図である。図１（ａ）に示す変調用基板１０は、Ｓｉ基板１２と、グランド電極Ｂ  １４、ＬＮ薄膜１６と、光導波路１８と、ＳｉＯ２層２０と、変調用電極２２と、グランド電極２４とを備える。図１２に示すような一般的なＬＮ変調器のＬＮ薄膜４１６の厚さが数百μｍであるのに対して、本実施形態に係る光変調器ではＬＮ薄膜の厚さが１００μ以下となるように薄くしている。図１（ａ）においては、ＬＮ薄膜１６の厚さを１０μｍと薄くしてその下にグランド電極１４を新たに設けた。この時、信号線路２２と下面のグランド電極Ｂ  １４との間隔が短く、かつ平行平板型で電界が広がりにくいので、光導波路部での電界が増加して単位電圧当たりの光導波路の電気光学効果、位相シフト量は増加する。しかしこのような構造では電極長を進行方向に長くすることができない。
【００２３】
そのため図３のように、変調用電極２２を光導波路１８の方向に細かく分割し各々集中定数型電極とする。図３において、変調用電極２２と共にコプレーナ線路を構成するグランド電極２４を省略している。そして、非特許文献２で述べられているように、各電極２２に加える電圧については、図１３に掲げたようなＣＭＯＳ  ＩＣ（疑似進行波型ドライバＩＣ）３０を採用し、その各出力ポートから個別に印加する。ここでその疑似進行波型ドライバＩＣ３０内では光変調器に接続する多数の出力ポートにドライバＩＣ３２が設けられ、光導波路を伝搬する光信号と位相整合した進行波動作を類似的に実現する回路を内部に設け、電気信号の光変調器への出力のタイミングは、光信号が光導波路１８を伝搬するのと同じタイミングで各電極２２に電界を加えるようにした。その結果、電極構造は集中定数型だが、分布定数型電極を用いた時と同じ疑似位相整合の動作を実現することができる。
【００２４】
これら図１の構造、作製法についてさらに追加で説明する。図１で基板はＳｉ基板１２を用いた例を掲げた。そしてそのＳｉ基板１２とＬＮ薄膜１６との間にグランド電極Ｂ  １４を設けた。このような構造は、Ｓｉ基板上にグランド電極Ｂを蒸着、あるいはスパッタ法により設け、その上に、研磨して薄くしたＬＮ薄膜１６を貼り付けることにより作製可能である。例えば、固体―固体接着技術により貼り付けることができる。
【００２５】
なお、図１ではＳｉ基板を用いた例を示したが、この部分はグランド電極により高周波信号は遮蔽されているので、アルミナ等の高周波信号用基板に限定されない。他の材料、例えば石英系ガラス基板を用いることも可能である。
【００２６】
また疑似進行波型ドライバＩＣ  ３０としては、非特許文献２では、Ｓｉ  ＣＭＯＳ  ＩＣが用いられているが、出力電圧がより大きいＳｉＧｅ  ＢｉＣＭＯＳ  ＩＣなど、このような回路を構成できるならどのようなＩＣを用いてもよい。この疑似進行波型ドライバＩＣ３０はＬＮ薄膜上に図１（ａ）のように電極面を上にしてフェイスアップで実装されている。そして疑似進行波型ドライバＩＣ３０の出力ポートの電極パッドと、光変調器の位相シフタ上の変調用電極２２の電極パッドとは、通常のワイヤボンディングやリボンボンディングによって金線により接続している。各電極上にワイヤボンディングを実装するのが困難なら、ＬＮ薄膜上で、各変調用電極２２の横（光導波路１８とは垂直の方向）にワイヤボンド用のパッドを新たに設けてもよい。通常ワイヤボンドのパッドは１００μｍ角、ピッチは１１０μｍあれば作製できるので、そのようなパッドを用いることは可能である。短めのワイヤを用いることにより帯域１０〜１５ＧＨｚ、信号速度１０〜２５ＧＨｚ／ｓ程度までの高速化は可能であると思われるが、さらに高速信号に用いる時には、ＩＣ素子をフリップチップボンディングによりバンプ接続してもよい。その時には、ＬＮ薄膜上、あるいはＩＣ素子上に金バンプ、あるいは半田バンプを設けて、フェイスダウンで疑似進行波型ドライバＩＣ３０を実装する。電極同士は金バンプを圧着あるいは導電性接着剤等で実装するか、昇温して半田バンプをリフローすることにより電気的に接続する。
【００２７】
ここで定量的にこの構造のメリットを計算する。まず印加電圧は従来のＬＮ変調器と同程度の半波長電圧（例えば１０ＧＨｚで２．５Ｖ）を持つ光変調器を想定し、位相シフタ部がどの程度短くなるかを定量的に調べた。ここで考慮すべき要因は、（１）図１２の進行波電極４２２と図１（ａ）の集中定数型電極２２との断面形状の違いにより、同じ電圧を印加した際の、光導波路への電界が増加する効果、及び（２）図１２のような進行波電極の例では電気信号が伝搬する際、減衰し実効的に印加電圧が減少する効果、の２点である。
【００２８】
まず（１）について、図１（ａ）の構造の電極について電磁界シミュレータで有限要素法によって計算した結果を図２に示す。ここで計算のモデルとしては、図１２および図１（ａ）の構造を用い、光導波路を伝搬する光信号のモードフィールドについてはチタン拡散等で形成するため、実際には横広がりの楕円形状であるが、図１（ａ）のように光導波路の断面は８×５μｍの長方形とし、その底面の電界分布を計算することにより近似した。図２の横軸は光導波路１８の中心からの距離Ｘであり、縦軸は電界である。電界分布はＸ＝０を中心に対称であるため、マイナス方向の計算は省略した。変調周波数を１０ＧＨｚおよび２５ＧＨｚとして計算した結果を図２に示す。なお、図２において、ｔはＬＮ薄膜の厚さであり、実線は変調周波数が２５ＧＨｚの計算結果を、点線は変調周波数が１０ＧＨｚの計算結果を示している。図２において、ＬＮ薄膜の厚さが５００μｍの時は図１２の分布定数型電極に対応し、Ｘが０〜４μｍの平均値で近似すると、周波数１０ＧＨｚにおいて３．０×１０−５Ｖ／ｍである。一方、図１（ａ）の集中定数型電極については、同じくＸが０〜４μｍの平均値で近似すると、ＬＮ薄膜の厚さが２４μｍの時、周波数１０ＧＨｚにおいて３．５×１０−５Ｖ／ｍとなり、ＬＮ薄膜の厚さが１０μｍの時、周波数１０ＧＨｚにおいて４．５×１０−５Ｖ／ｍとなっている。周波数１０ＧＨｚにおける結果と２５ＧＨｚにおける結果との違いは１０％以下である。ここで光変調器における変調効率は、光導波路を伝搬する光導波信号の電界分布と、高速電気信号の電界分布との重なり積分に比例する。ここでは光導波信号は一定であるため、その重なり積分は上記電界値に比例すると近似した。厚さ１０μｍで変調電極を集中定数型とした場合と進行波電極とした場合とを比較すると、集中定数型とした場合の方が、３．０／４．５＝０．６７倍、変調用位相シフタの長さを短くできる。
【００２９】
さらに（２）の要因である進行波電極における電気信号の伝搬による減衰の効果を調べる。ここでは非特許文献３の、進行波電極における減衰定数α＝０．４３ｄＢ／（ｃｍ×ＧＨｚ０．５）を用いて、周波数１０ＧＨｚにおける減衰定数を１．４ｄＢ／ｃｍという値で近似した。ここでＬＮの変調シフタの長さを４０ｍｍと仮定して、電圧と位相シフタ長の積を積分計算すると、電気信号の減衰により変調効率は３．０／４＝０．７５倍になる。したがってこのような減衰のない集中電極型では位相シフタ長を０．７５倍にできる（短くできる）。
【００３０】
以上（１）、（２）の計算から、図１２の進行波型電極に比べ図１（ａ）の集中定数型電極では、１０ＧＨｚにおいて同じ電圧で同じ位相シフト量を与える、位相シフタ長は、０．６７×０．７５＝０．５０倍に短くすることが可能であるという値が得られた。
【００３１】
なお、周波数２５ＧＨｚにおいても同様の計算を行うと（図２の実線）、位相シフタ長は０．４５倍に短くすることが可能であり、ビットレートとしては１０Ｇｂ／ｓから３０Ｇｂ／ｓの広い範囲で位相シフタ長を約１／２に短くすることが可能である。
【００３２】
この結果、本実施形態では、従来４０ｍｍであった変調シフタ長を約２０ｍｍにできる。
【００３３】
図３の集中定数型電極の例では、各個別の電極２２の長さを１．１ｍｍとし、１８個の電極２２をマッハツェンダ変調器（マッハツェンダ干渉計を用いた変調器、ＭＺＭ）の各アームに設けている。すなわち約２０ｍｍ（１．１ｍｍ×１８＝１９．８ｍｍ）の変調シフタ部の長さを確保している。ここでＬＮ変調器の半波長分位相をシフトさせるのに必要な駆動電圧Ｖπとし、例えば３２Ｇｂ／ｓで電圧が低いものでは、Ｖπ＝２．５Ｖ程度である。
【００３４】
ここで疑似進行波型ドライバＩＣ３０としてはＬＮ変調器やＥＡ変調器等に用いられている各種ＩＣを用いることが可能である。例えば、ＩｎＰを用いたＨＢＴ  ＩＣや、ＳｉＧｅを用いたＢｉＣＭＯＳ  ＩＣ、Ｓｉ  ＣＭＯＳ  ＩＣを用いてもよい。ＳｉＧｅ  ＢｉＣＭＯＳ  ＩＣの場合には最大出力振幅電圧を差動出力で２．５Ｖ程度までとることが可能であり、図１（ａ）および図３を参照して上述したＬＮ変調器を、強度変調として駆動させるため、あるいは位相変調として駆動させＢＰＳＫ信号やＱＰＳＫ信号などを発生させるのに適している。一方、Ｓｉ  ＣＭＯＳ  ＩＣについては、最大出力振幅電圧が差動出力で１．０Ｖ程度であり、Ｖπ電圧まで十分に駆動することはできず変調損が過剰に生じるものの、安価で低消費電力なＳｉ  ＣＭＯＳ  ＩＣを用いることが可能であり要求条件により判断して選択することが可能である。
【００３５】
なお上記実施形態では進行波電極型、集中定数型共に典型的な代表例を示しており、詳細な構造については上記例に限定されるわけではない。例えばＬＮ薄膜については１０μｍ以下まで薄くしてもよく、その他断面構造の工夫により、光導波路部を貫く電気信号の電界をさらに高くして、位相シフタをより短くすることも可能である。例えば、図１（ｂ）に示す変形例のように、グランド電極Ｂ  １５の幅を、変調用電極２２の幅とほぼ同等にすることにより、電界の導波路への閉じ込めを図１（ａ）の構造よりも強くできるため、より小型化が可能となる。
【００３６】
あるいは進行波電極の構造による制約がない分、電極と光導波路との位置関係も自由度が大きくなるため、光導波路部のモードフィールド径をさらに絞る構造を採用して、電気信号の電界と光信号との重なり積分を大きくして、変調シフタを一層短くすることが可能である。
【００３７】
また図１（ａ）および（ｂ）においては、位相シフト用光導波路基板（１０，１１）にＬＮを用いた例を示したが、同様の効果をもつ他の多元系酸化物結晶、例えばＬｉＴａＯ３やＧａＮ結晶を用いることが可能である。
【００３８】
また図１（ａ）および（ｂ）においては、石英系ＰＬＣとＬＮ基板とを接続する、石英−ＬＮ変調器技術を用いた例を示したが、ＬＮのみの変調器においても同様の効果を得ることが可能である。
【００３９】
（実施形態２）
図４乃至６を参照して、本発明の第２の実施形態に係る光変調器を説明する。  
本実施形態の光変調器は、実施形態１において図３に示した光変調器の構造を、石英―ＬＮ集積技術を用いて、折り返し構造をとすることにより小型にしたものである。本実施形態に係る光変調器の上面図を図４に示す。なお、ＬＮ薄膜１６上の、光の導波方向と垂直な面での断面図は、実施形態１で説明した図１（ａ）または（ｂ）と同じである。実施形態１に比べ、各変調用位相シフタ部の直線部の長さが１０ｍｍと短くなり、変調用電極が１０ｍｍ長の中に集中するため、ＩＣの長さをより短くすることが可能である。また光ファイバの接続が片側の石英系ＰＬＣで済むため、モジュール化した時に光ファイバの余長処理が片側しか必要なく小型化できる。例えば典型的なＳＭＦ（Single-mode optical fiber）の曲げ半径は１５ｍｍであるため、光ファイバの入出力を片側の石英系ＰＬＣのみにできると、反対側の石英系ＰＬＣは、光ファイバブーツ＋光ファイバ曲げ分１５ｍｍの突起がなくなり、かつモジュール内での光ファイバ接続分の長さが減らせ小型化でき、小型のボード等に収容する際に有利である。
【００４０】
ここで、ＬＮやＧａＮは材料としては堅いため、石英系ＰＬＣの端面と変調用基板１０，１１の端面を接着剤等で直接接続する構造をとることができる。このような接続構造は低損失に接続可能であるし、信頼性も確認されている。また、屈折率も、ＬＮ、ＧａＮ各々２．２、２．３とＩｎＰ等に比べて大幅に小さいため、低反射に接続することができる。
【００４１】
なお図４において、光導波路Ｃと光導波路ＤとはＭＺ干渉計の途中の回路のため光路長を等しくするほうが特性の波長依存性が小さくなる。そのような特性を要求されるときには、光路長を等しくする必要がある。図４は模式図であり光導波路同士の間隔を広く書いているが、実際にはＬＮ薄膜上の位相シフタ部の光導波路同士の間隔は２５０μｍ程度まで狭くすることができる。そのためＣとＤとの光路長を等しくすることは回路レイアウトの工夫により可能である。あるいは図５のようにレイアウトを工夫することにより、ＭＺＭの両アームの光路長を等しくすることも可能である。
【００４２】
なお図４においては１つの疑似進行波型ドライバドライバＩＣから２列の電極にワイヤで接続する必要があるが、このような２列の電極の間隔（光導波路の垂直方向の間隔）は通常２５０μｍ程度以上で自由に設定することができ、また２列のワイヤボンダも技術的に可能である。
【００４３】
なおこの折り返し構造については、図４や図５のような形に限定されるわけではなく、例えば図６のように３つ折りにして直線の変調シフタの長さをさらに短くすることも可能である。図６の例では各変調シフタの長さを７ｍｍ以下にすることができる。
【００４４】
石英−ＬＮ集積型変調器は、石英系ＰＬＣの多様な回路メニューを用いることができる。上記の構成に限定されるわけではなく、同様の効果が発揮される種々の構成にも応用可能である。
【００４５】
（実施形態３）
図７を参照して、本発明の第３の実施形態に係る光変調器を説明する。  
図７に本実施形態に係る光変調器の上面図を示す。なお、ＬＮ薄膜１６上の、光の導波方向と垂直な面での断面図は、実施形態１で説明した図１（ａ）または（ｂ）と同じである。実施形態１、２では、集中定数型電極を用いると、進行波形電極を用いる場合と同じ駆動電圧を用いながらＭＺＭの各変調シフタ長を例えば１／２に低減できることを示した。図７に示す光変調器は、実施形態２で説明したように石英―ＬＮ集積技術を用いた折り返し構造とし、変調シフタ長Ｌは従来の長さのまま、例えば４０ｍｍのままで、駆動電圧Ｖを低減する例を示す。ここで各アームにおける位相シフト量は、印加電圧Ｖと変調シフタ長Ｌとの積に比例する。そのため変調シフタ長Ｌを従来のままの長さとすると、実施形態１で説明したのと全く同じ計算により、位相シフタ量は従来のままで、印加電圧を１／２に低減することが可能である。
【００４６】
ちなみに、駆動電圧が低くなればその分、駆動ドライバＩＣも消費電力が低減できることが知られており、このような光変調器、ドライバＩＣは送信装置で多数用いられる。現在の大容量な通信システムでは消費電力の低減が大きな課題となっており、低消費電力化のメリットは大きい。
【００４７】
図７は図４と同じレイアウトであるが、ＭＺＭの各アームにおける、ＬＮ薄膜上の位相シフタは、直線部で２０ｍｍ、２ヶ所合計で４０ｍｍの長さとしている。そして実施形態１と同様に分割して、集中定数型電極として１個当たり１．１ｍｍ長の電極を１８個、合計の相互作用長で約２０ｍｍ分設けている。このように位相シフタ長は従来例通りで、駆動電圧Ｖを従来の１／２とした光変調器を構成できる。
【００４８】
（実施形態４）
図８を参照して、本発明の第４の実施形態に係る光変調器を説明する。  
図８に本実施形態に係る光変調器の上面図を示す。なお、ＬＮ薄膜１６上の、光の導波方向と垂直な面での断面図は、実施形態１で説明した図１（ａ）または（ｂ）と同じである。実施形態１〜３では、本提案の特徴を説明するために、単独のＭＺＭの例を掲げたが、それらを組み合わせた変調器も可能である。
【００４９】
図８に示す光変調器は、図１および３を参照して説明したＭＺＭを組み合わせた、１００Ｇｂ／ｓ  ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器の構成を示す。図３のＭＺＭを基本として、２個のＭＺＭをネスト型に組合せＩＱベクトル変調器を構成している。さらに入力から見て、光スプリッタにより入力信号光を分岐した後に上記、ＩＱベクトル変調器を各偏波信号に対応するように挿入する、上側の光信号については、１／２波長板４０により偏波回転子を設けＴＭモードをＴＥモードに変化できるようにする。その先で偏波ビームコンバイナ４２により、異なる偏波成分を合波して偏波多重する。以上の構成で、各ＭＺＭを差動の例えば３２Ｇｂａｕｄのボーレートで駆動することにより、合計１２８Ｇｂ／ｓ  ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器を構成することが可能である。
【００５０】
図８の光変調器においては、図３のＭＺＭを構成単位として用いた例を示したが、その他の例を構成単位として組み合わせ、このような変調器を構成することは当然可能である。図７のＭＺＭを用いれば低駆動電圧で小型な光変調器を構成できる。
【００５１】
ここでは１００Ｇｂ／ｓ  ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器の例を示したが、これ以外の例、例えばＲＺ集積ＤＱＰＳＫ変調器、各種ＱＡＭ変調器、あるいは４００Ｇｂ／ｓ変調器やフレキシブル変調器等を構成することも可能である。
【符号の説明】
【００５２】
１０,１１  変調用基板
１２  Ｓｉ基板
１４  グランド電極
１６  ＬｉＮｂＯ３（ＬＮ）薄膜
１８  光導波路
２０  ＳｉＯ２層
２２  変調用電極（電極バッド）
２４  グランド電極
３０  疑似進行波型ドライバＩＣ
３２  ドライバＩＣ
３４  出力電極バッド
３６  ワイヤ
４０  １／２波長板
４２  偏波ビームコンバイナ
１００  光変調器
１０１，１０７，３０１，３０５  光ファイバ
１０２，１０３ａ，１０３ｂ  Ｙ分岐
１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃ，１０４ｄ  アーム導波路
１０５ａ、１０５ｂ、１０６  カプラ
１１０，２２０，３０３  ＬＮ基板
１１２ａ，１１２ｂ、１２１１，１２１ｂ、１２２，２２１ａ，２２１ｂ  電極
２３１  位相シフタ
３０２，３０４  石英系ＰＬＣ基板
４００  光変調器
４１４，４２４  グランド電極
４１６  ＬＮ薄膜
４１８  光導波路
４２０  ガラス（ＳｉＯ２）膜
４２２  信号線路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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