(57)【要約】【課題】突入電流の発生を防止することが可能でありながら、構成が簡素化された電圧変換装置を提供すること。【解決手段】ＳＲラッチ回路２２からスイッチング素子Ｑ１にオン信号の出力が開始されると、オン時間制御部２４は、オン時間の計測をスタートする。入力電圧Ｖｉｎの大きさに応じて定められるオン時間ｔｏｎが終了すると、オン時間制御部２４は、ＳＲラッチ回路２２をリセットし、オン信号の出力を終了させる。同時に、オフ時間制御部２９が一定のオフ時間の計測を開始する。その計測の間、オフ時間制御部２９は、ＳＲラッチ回路２２が、オン信号を出力することを禁止する。従って、スイッチング素子Ｑ１が極短時間の内に、オン状態からオフ状態となり、再びオン状態に切り替えられることを防止することができ、スイッチング素子Ｑ１に過大な突入電流が流れることを抑制することができる。【選択図】図２
2015070630.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子（Ｑ１）のスイッチング動作を利用して、直流の入力電圧（Ｖｉｎ）を目標とする直流の出力電圧に変換する電圧変換装置（１００）において、
実際の出力電圧（Ｖｏｕｔ）が、目標とする出力電圧に対応する所定の基準電圧（Ｖｒｅｆ）より低い場合にセットされ、そのセット期間中、前記スイッチング素子をオンするオン信号を出力するラッチ手段（２２）と、
前記入力電圧が大きくなるほど、短くなるように、オン信号の出力時間（ｔｏｎ）を定め、当該オン信号の出力時間の経過時に、前記ラッチ手段をリセットして、前記ラッチ手段からの前記オン信号の出力を終了させるオン時間制御手段（２４、３５）と、
前記ラッチ手段がリセットされた後、実際の出力電圧が前記基準電圧に達していなくとも、所定時間（ｔｏｆｆ＿ｍｉｎ）の間、前記ラッチ手段がセットされることを禁止することにより、前記スイッチング素子がオフする時間を、少なくとも前記所定時間以上確保するオフ時間制御手段（２９、３６）と、を備えることを特徴とする電圧変換装置。
【請求項２】
前記オフ時間制御手段は、前記所定時間の間、前記ラッチ手段をリセットするためのリセット信号を継続して出力することにより、前記ラッチ手段がセットされることを禁止することを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項３】
前記オン時間制御手段は、前記オン信号の出力時間の経過時に、前記オフ時間制御手段から前記リセット信号を出力させることにより、前記ラッチ手段をリセットすることを特徴とする請求項２に記載の電圧変換装置。
【請求項４】
前記オン時間制御手段は、
前記入力電圧の大きさに比例するように、その大きさが変化する電流を生成する第１の電流生成手段（３６）と、
前記ラッチ手段からの前記オン信号の出力開始に同期して、前記電流生成手段によって生成された電流によって充電が開始される第１のコンデンサ（２６）と、
前記第１のコンデンサの出力電位と、第１の基準電位（Ｖｒｅｆ１）とを比較する第１の比較手段（２８）と、を備え、
前記第１の比較手段において、前記第１のコンデンサの出力電位が前記第１の基準電位に達したとの結果が得られたとき、前記オン信号の出力時間が経過したと判断することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記オフ時間制御手段は、
前記入力電圧の大きさによらず、一定の大きさの電流を生成する第２の電流生成手段（３６）と、
前記オン信号の出力時間の経過時に、前記オン時間制御手段により、放電されるとともに、前記第２の電流生成手段によって生成された電流によって充電される第２のコンデンサ（３１）と、
前記第２のコンデンサの出力電位と、第２の基準電位（Ｖｒｅｆ２）とを比較する第２の比較手段（３３）と、を備え、
前記第２の比較手段において、前記第２のコンデンサの出力電位が前記第２の基準電位を下回っている間、前記ラッチ手段をリセットするためのリセット信号を出力することにより、前記第２のコンデンサの放電後の充電により、当該第２のコンデンサの出力電位が前記第２の基準電位に達するまでの前記所定時間の間、前記ラッチ手段がセットされることを禁止することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電圧変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作を利用して、直流の入力電圧を目標とする直流の出力電圧に変換する電圧変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、特許文献１には、二次電池の充電回路にＤＣ−ＤＣコンバータを用いる場合に、突入電流の発生を防止可能なＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。この特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータは、定電圧定電流制御型であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時において、出力電圧が二次電池の電圧よりも高くなって出力電流が流れるまでは、定電圧制御が行われる。この際、起動開始時に、実際の出力電圧（０Ｖ）と目標とする出力電圧との電圧差が大きいことに起因して、スイッチング素子のオン期間が長くなり、過大な突入電流が流れることを防止するため、第１ソフトスタート制御回路を設けている。この第１ソフトスタート制御回路は、０Ｖから徐々に上昇する電圧を発生する。そして、第１ソフトスタート制御回路が発生した電圧が、目標電圧に対応する基準電圧よりも高くなるまでは、定電圧制御用の誤差増幅器において、第１ソフトスタート制御回路が発生した電圧と、実際の出力電圧との誤差に応じて、スイッチング素子のオン期間を定めている。
【０００３】
定電圧制御による出力電圧が、二次電池の電圧を超えて、さらに高まると、出力電流（充電電流）が急激に増加して突入電流が発生する。そのため、特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、定電圧制御から定電流制御に切り替えて、出力電流の増加の抑制を図っている。この定電圧制御から定電流制御への移行に伴って第２ソフトスタート回路が起動され、第２ソフトスタート回路が発生する電圧が定電流制御用の誤差増幅器に入力される。このように、定電流制御用の第２ソフトスタート制御回路を設けることで、定電圧制御から定電流制御への移行期間を短くすることができる。それにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが無制御状態となり、突入電流が発生することを防止するようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−２０６２１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータは、上述したように、構成要素として、複数の誤差増幅器及び複数のソフトスタート制御回路などが必要となる。このため、装置全体の構成が複雑となり、コストが上昇するという問題がある。
【０００６】
本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、突入電流の発生を防止することが可能でありながら、構成が簡素化された電圧変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した目的を達成するために、本発明は、スイッチング素子（Ｑ１）のスイッチング動作を利用して、直流の入力電圧（Ｖｉｎ）を目標とする直流の出力電圧に変換する電圧変換装置（１００）において、
実際の出力電圧（Ｖｏｕｔ）が、目標とする出力電圧に対応する所定の基準電圧（Ｖｒｅｆ）より低い場合にセットされ、そのセット期間中、スイッチング素子をオンするオン信号を出力するラッチ手段（２２）と、
入力電圧が大きくなるほど、短くなるように、オン信号の出力時間（ｔｏｎ）を定め、当該オン信号の出力時間の経過時に、ラッチ手段をリセットして、ラッチ手段からのオン信号の出力を終了させるオン時間制御手段（２４、３５）と、
ラッチ手段がリセットされた後、実際の出力電圧が基準電圧に達していなくとも、所定時間（ｔｏｆｆ＿ｍｉｎ）の間、ラッチ手段がセットされることを禁止することにより、スイッチング素子がオフする時間を、少なくとも所定時間以上確保するオフ時間制御手段（２９、３６）と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
本発明では、実際の出力電圧が、目標とする出力電圧に対応する所定の基準電圧より低い場合、ラッチ手段は、スイッチング素子のオン信号を出力するようにセットされる。このラッチ手段は、入力電圧の大きさに応じたオン信号の出力時間が経過するとリセットされ、オン信号の出力を終了する。そのオン信号の出力の終了後、少なくとも所定時間の間、スイッチング素子をオフする時間が確保される。そして、所定時間経過した後に、直前のオン信号の出力によって実際の出力電圧が基準電圧よりも低い状態が解消されていなければ、再度、ラッチ手段がスイッチング素子のオン信号を出力するようにセットされる。一方、実際の出力電圧が基準電圧よりも低い状態が解消されていれば、実際の出力電圧が基準電圧よりも低下するまでの時間分だけ、スイッチング素子をオフする時間が延長される。このように、本発明では、出力電圧の状態に応じてスイッチング素子のオフ時間が変化し、その結果、スイッチング素子をスイッチング動作させる際のデューティ比が変化する。
【０００９】
ここで、例えば、本発明による電圧変換装置が起動されたとき、実際の出力電圧は０Ｖから上昇するので、基準電圧から大きく乖離した状態となっている。従って、ラッチ手段は、スイッチング素子のオン信号を出力するようにセットされる。しかし、実際の出力電圧が基準電圧からいかに大きく乖離していても、入力電圧の大きさに応じてオン時間が定められ、そのオン時間が終了すると、必ず所定時間以上のオフ時間が確保される。このため、起動時等において、スイッチング素子のオン期間が過度に長くなることが防止され、突入電流の発生を防止することができる。また、所定時間以上のオフ時間を確保することにより、スイッチング素子が極短時間の内に切り替えられることが防止されるので、高周波ノイズの発生も抑制することができる。さらに、所定時間の間は、ラッチ手段のセットが禁止されるので、スイッチング素子がオンからオフに切り替えられることに伴い、ノイズとしての電圧変動が生じても、誤ってラッチ手段がセットされることが防止できる。そして、本発明では、従来のように、複数の誤差増幅器や複数のソフトスタート制御回路を用いる必要がないので、電圧変換装置の構成を簡素化することができる。
【００１０】
なお、上記括弧内の参照番号は、本発明の理解を容易にすべく、後述する実施形態における具体的な構成との対応関係の一例を示すものにすぎず、なんら本発明の範囲を制限することを意図したものではない。
【００１１】
また、上述した特徴以外の、特許請求の範囲の各請求項に記載した技術的特徴に関しては、後述する実施形態の説明及び添付図面から明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成を示した構成図である。
【図２】図１における制御装置の詳細な構成を示した構成図である。
【図３】図２における充電電流生成回路の内部構成を示す構成図である。
【図４】制御装置の作動を説明するための波形図である。
【図５】制御装置から出力されるスイッチング信号の拡大図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態に係る電圧変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態に係る電圧変換装置は、例えば、回生ブレーキを備えたハイブリッド車両において、減速時に回生ブレーキが作動し、インバータが高電圧を出力した場合に、その高電圧を車載バッテリの充電に適した電圧まで降圧するために用いられる。以下の実施形態では、本発明に係る電圧変換装置を、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして具現化した例について説明する。
【００１４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、図１に示すように、入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子に接続されたスイッチング素子Ｑ１を有する。このスイッチング素子Ｑ１は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）からなる。スイッチング素子Ｑ１は、等価的に、並列接続された寄生容量と寄生ダイオードとを有している。そして、スイッチング素子Ｑ１は、後述する制御装置２０から出力されるスイッチング信号に従って、オン状態とオフ状態とのいずれかに切り替えられる。
【００１５】
スイッチング素子Ｑ１の出力側には、平滑コイルＬｏが接続されている。従って、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、入力電圧Ｖｉｎの入力端子から、スイッチング素子Ｑ１及び平滑コイルＬｏを介して電流が流れるが、その電流値の上昇は、平滑コイルＬｏのインダクタンスによって穏やかになるように抑制される。また、スイッチング素子Ｑ１の出力側には、整流ダイオードＤ１が接続されている。このため、スイッチング素子Ｑ１がオフしたとき、整流ダイオードＤ１から平滑コイルＬｏへと電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１がオフされて、平滑コイルＬｏを流れる電流が減少するときにも、その電流値の減少が穏やかになるように抑制される。
【００１６】
さらに、出力電圧Ｖｏｕｔが出力される出力端子に対して並列に平滑コンデンサＣｏが接続されている。従って、この平滑コンデンサＣｏにより、出力電圧Ｖｏｕｔの変動が抑制される。
【００１７】
このように、スイッチング素子Ｑ１の出力側に、平滑コイルＬｏ、平滑コンデンサＣｏ、及び整流ダイオードＤ１を接続することにより、出力端子から、狙いとするほぼ一定の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されるようになっている。
【００１８】
出力端子に対して並列に、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路が接続されている。この抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との中点電位が、フィードバック電圧ＶＦＢとして、制御装置２０に入力される。これにより、制御装置２０は、フィードバック電圧ＶＦＢを通じて、実際の出力電圧Ｖｏｕｔを検出することができる。さらに、制御装置２０には、入力電圧Ｖｉｎも入力されている。
【００１９】
制御装置２０は、実際の出力電圧Ｖｏｕｔに対応するフィードバック電圧ＶＦＢ及び入力電圧Ｖｉｎに基づいて、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが目標とする出力電圧となるように、スイッチング素子Ｑ１をオン、オフするためのスイッチング信号を生成する。このスイッチング信号は、ドライバ回路１０を介して、スイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート端子）に与えられる。
【００２０】
以下、図２を参照しつつ、制御装置２０の詳細な構成について説明する。図２に示すように、制御装置２０は、比較器２１を有している。この比較器２１は、上述したフィードバック電圧ＶＦＢと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が出力すべき出力電圧に対応する基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。比較器２１は、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いとき、ＳＲラッチ回路２２のＳ入力端子に対してＨｉレベルのセット信号を出力する。一方、比較器２１は、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ以上のとき、Ｌｏレベルの信号を出力する。
【００２１】
ＳＲラッチ回路２２は、比較器２１から出力されたＨｉレベルのセット信号がＳ入力端子に入力されると、セット状態となる。一方、後述するオフ時間制御部２９からリセット信号が出力され、そのリセット信号がＲ入力端子に入力されると、比較器２１からのセット信号の有無によらず、ＳＲラッチ回路２２はリセット状態となる。なお、Ｒ入力端子にリセット信号が入力されているときは、ＳＲラッチ回路２２は、セット状態になることが禁止される。このため、オフ時間制御部２９からリセット信号が出力されている間に、比較器２１からセット信号が出力されても、ＳＲラッチ回路２２がセット状態になることはない。このように、本実施形態では、ＳＲラッチ回路２２が、セット信号よりもリセット信号を優先するように構成されている。
【００２２】
ＳＲラッチ回路２２がセット状態になると、Ｑ出力端子からＨｉレベルの信号が出力され、Ｑバー出力端子からＬｏレベルの信号が出力される。Ｑ出力端子からのＨｉレベルの信号は、スイッチング信号としてドライバ回路１０を介してスイッチング素子Ｑ１に与えられ、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるオン信号となる。Ｑバー出力端子から出力されるＬｏレベルの信号は、後述するオン時間制御部２４において、オン時間の計測を開始させるための開始信号となる。
【００２３】
一方、ＳＲラッチ回路２２がリセット状態になると、Ｑ出力端子からＬｏレベルの信号が出力され、Ｑバー出力端子からＨｉレベルの信号が出力される。Ｑ出力端子からのＬｏレベルの信号は、スイッチング信号としてドライバ回路１０を介してスイッチング素子Ｑ１に与えられ、スイッチング素子Ｑ１をオフさせるオフ信号となる。Ｑバー出力端子から出力されるＨｉレベルの信号は、オン時間制御部２４におけるオン時間の計測動作を停止させるための停止信号となる。
【００２４】
充電電流生成回路２３は、上述した入力電圧Ｖｉｎを用いて、入力電圧Ｖｉｎの大きさに比例するように、大きさが変化する可変充電電流を生成してオン時間制御部２４に出力する。また、充電電流生成回路２３は、入力電圧Ｖｉｎを用いつつ、当該入力電圧Ｖｉｎの大きさによらず、一定の大きさの一定充電電流を生成してオフ時間制御部２９に出力する。この充電電流生成回路２３について、図３を参照して、より詳しく説明する。
【００２５】
図３に示すように、充電電流生成回路２３は、カレントミラー回路３５を有する。このカレントミラー回路３５は、同じ値の電流を導通させる複数のトランジスタを有する。カレントミラー回路３５は、入力電圧Ｖｉｎによって変化する、カレントミラー回路３５への入力電流Ｉｓを、それら複数のトランジスタによって均等に分割する。そして、複数のトランジスタの内、任意の１つのトランジスタを導通する電流を、可変充電電流として出力する。このため、複数のトランジスタの個数をｎ個とした場合、入力電圧Ｖｉｎに応じて変化するカレントミラー回路３５への入力電流Ｉｓの１／ｎの電流が、可変充電電流となる。
【００２６】
例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が出力すべき目標電圧が２８８Ｖであり、入力電圧Ｖｉｎが２８８Ｖ〜６００Ｖの範囲で変動する場合、一例として、入力電圧Ｖｉｎが２８８Ｖのとき、可変充電電流が９．６μＡ、入力電圧Ｖｉｎが４５０Ｖのとき、可変充電電流が１５．０μＡ、入力電圧Ｖｉｎが６００Ｖのとき、可変充電電流が２０．０μＡとなるように、トランジスタの個数ｎ、及びカレントミラー回路３５の入力抵抗などが定められる。
【００２７】
また、充電電流生成回路２３は、定電流回路３６を有する。定電流回路３６としては、公知のいかなる形式の定電流回路を用いても良い。この定電流回路３６により、入力電圧Ｖｉｎの大きさによらず、一定の大きさの電流が発生され、それが、一定充電電流となる。例えば、定電流回路３６は、発生する一定充電電流の値が２μＡとなるように構成される。
【００２８】
オン時間制御部２４は、ｎｐｎトランジスタ２５、コンデンサ２６、基準電位発生部２７、及びヒステリシス機能を持った比較器２８を備えている。ｎｐｎトランジスタ２５は、ＳＲラッチ回路２２のＱバー出力端子からＬｏレベルの開始信号が出力されたときに、オン状態からオフ状態に切り換わる。逆に、ＳＲラッチ回路２２のＱバー出力端子からＨｉレベルの停止信号が出力されると、オフ状態からオン状態に切り換わる。
【００２９】
コンデンサ２６は、ｎｐｎトランジスタ２５と並列接続されている。このため、ｎｐｎトランジスタ２５がオン状態からオフ状態に切り替えられたときに、充電電流生成回路２３から出力される可変充電電流によるコンデンサ２６の充電が開始される。なお、この充電は定電流充電であるため、コンデンサ２６の出力電位は、充電時間に比例して、直線的に増加する。一方、ｎｐｎトランジスタ２５がオフ状態からオン状態に切り替えられると、コンデンサ２６に充電されていた電荷が、ｎｐｎトランジスタ２５を介して一気に放電される。
【００３０】
比較器２８の一方の入力端子には、コンデンサ２６の出力電位が入力され、他方の入力端子には、基準電位発生部２７が発生する第１の基準電位Ｖｒｅｆ１が入力される。比較器２８は、コンデンサ２６の出力電位が第１の基準電位Ｖｒｅｆ１より低いとき、Ｌｏレベルの信号を出力し、コンデンサ２６の出力電位が第１の基準電位Ｖｒｅｆ１以上となると、Ｈｉレベルの信号を出力する。比較器２８がＨｉレベルの信号を出力すると、詳しくは後述するが、オフ時間制御部２９からＳＲラッチ回路２２にリセット信号が出力される。
【００３１】
オフ時間制御部２９は、ｎｐｎトランジスタ３０、コンデンサ３１、基準電位発生部３２、ヒステリシス機能を持った比較器３３、及びインバータ３４を備えている。ｎｐｎトランジスタ３０は、オン時間制御部２４の比較器２８から出力される信号のレベルがＬｏレベルからＨｉレベルに変化したときに、オフ状態からオン状態に切り換わる。逆に、オン時間制御部２４の比較器２８から出力される信号のレベルがＨｉレベルからＬｏレベルに変化したときに、オン状態からオフ状態に切り換わる。
【００３２】
コンデンサ３１は、ｎｐｎトランジスタ３０と並列接続されている。このため、ｎｐｎトランジスタ３０がオフ状態からオン状態に切り替えられたときに、コンデンサ３１に充電されていた電荷が、ｎｐｎトランジスタ３０を介して一気に放電される。逆に、ｎｐｎトランジスタ３０がオン状態からオフ状態に切り替えられると、充電電流生成回路２３から出力される一定充電電流によるコンデンサ３１の充電が開始される。
【００３３】
比較器３３の一方の入力端子には、コンデンサ３１の出力電位が入力され、他方の入力端子には、基準電位発生部３２が発生する第２の基準電位Ｖｒｅｆ２が入力される。比較器３３は、コンデンサ３１の出力電位が第２の基準電位Ｖｒｅｆ２より低いとき、Ｌｏレベルの信号を出力し、コンデンサ３１の出力電位が第２の基準電位Ｖｒｅｆ２以上となると、Ｈｉレベルの信号を出力する。
【００３４】
インバータ３４は、比較器３３の出力端子と、ＳＲラッチ回路２２のＲ入力端子との間に挿入されている。このインバータ３４は、比較器３３が出力した信号のレベルを反転し、その反転したレベルの信号を出力する。
【００３５】
次に、オン時間制御部２４、及びオフ時間制御部２９を含む制御装置２０の作動について、図２の構成図及び図４の波形図を参照しつつ説明する。
【００３６】
まず、図４（ａ）に示すように、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低く、比較器２１からＨｉレベルのセット信号が出力されて、ＳＲラッチ回路２２がセット状態になると、ＳＲラッチ回路２２は、Ｑ出力端子からＨｉレベルの信号の出力を開始する。これにより、図４（ｈ）に示すように、ドライバ回路１０からスイッチング素子Ｑ１に対して、オン信号の出力が開始される。なお、比較器２１から出力される信号のレベルは、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの大小関係に依存する。図４には、ドライバ回路１０からオン信号が出力されることで、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ以上となり、比較器２１の出力信号がＬｏレベルに変化した例を示している。
【００３７】
同時に、ＳＲラッチ回路２２は、図４（ｂ）に示すように、Ｑバー出力端子から、オン時間制御部２４にオン時間の計測を開始させる開始信号（Ｌｏレベル信号）の出力を開始する。この開始信号により、ｎｐｎトランジスタ２５がオフされるので、充電電流生成回路２３から出力される可変充電電流によって、コンデンサ２６の充電が開始される。この充電により、図４（ｃ）に示すように、時間の経過とともにコンデンサ２６の出力電位が徐々に上昇する。
【００３８】
そして、コンデンサ２６の出力電位が、基準電位発生部２７が発生する第１の基準電位Ｖｒｅｆ１以上になると、図４（ｄ）に示すように、比較器２８が出力する信号のレベルが、ＬｏレベルからＨｉレベルに切り換わる。すると、この比較器２８の出力信号により、ｎｐｎトランジスタ３０が、オフ状態からオン状態に切り換えられる。ｎｐｎトランジスタ３０がオン状態に切り換えられると、図４（ｅ）に示すように、ｎｐｎトランジスタ３０を介して、コンデンサ３１に充電されていた電荷が急速に放電される。これにより、コンデンサ３１の出力電位はほぼ０Ｖとなる。
【００３９】
放電によりコンデンサ３１の出力電位がほぼ０Ｖとなり、第２の基準電位Ｖｒｅｆ２よりも小さくなると、図４（ｆ）に示すように、比較器３３は、Ｌｏレベルの信号を出力する。比較器３３からＬｏレベルの信号が出力されると、図４（ｇ）に示すように、そのＬｏレベルの信号は、インバータ３４において反転され、Ｈｉレベルの信号がＳＲラッチ回路２２のＲ入力端子に入力される。これにより、ＳＲラッチ回路２２はリセット状態になる。このように、オン時間制御部２４の比較器２８がＨｉレベルの信号を出力すると、オフ時間制御部２９からＳＲラッチ回路２２にリセット信号が出力される。なお、オフ時間制御部２９から出力されるリセット信号は、後述する最小オフ時間の計測終了まで維持される。
【００４０】
ＳＲラッチ回路２２がリセット状態になると、Ｑ出力端子からＬｏレベルの信号が出力されるので、図４（ｈ）に示すように、ドライバ回路１０からスイッチング素子Ｑ１に対して出力されるスイッチング信号は、オン信号からオフ信号に切り替えられる。
【００４１】
このとき、同時に、図４（ｂ）に示すように、Ｑバー出力端子からオン時間制御部２４に停止信号（Ｈｉレベル信号）が与えられる。この停止信号により、ｎｐｎトランジスタ２５がオンし、図４（ｃ）に示すように、コンデンサ２６の充電電荷が急速放電される。その結果、比較器２８が出力する信号のレベルが、ＨｉレベルからＬｏレベルに切り替えられる。このため、図４（ｄ）に示すように、比較器２８が出力する信号のレベルは、極短時間だけＨｉレベルとなり、すぐにＬｏレベルに戻る。このようにして、オン時間制御部２４のオン時間の計測動作が停止される。
【００４２】
オン時間制御部２４におけるオン時間の計測動作の終了とほぼ同時に、オフ時間制御部２９において、オフ時間の計測動作が開始される。つまり、オン時間制御部２４がオン時間の計測動作を終了すると、上述したように、比較器２８が出力する信号レベルがＨｉレベルからＬｏレベルに切り換わる。すると、ｎｐｎトランジスタ３０が、オン状態からオフ状態に切り換えられるので、図４（ｅ）に示すように、一定充電電流によるコンデンサ３１の充電が開始される。この充電により、コンデンサ３１の出力電位が、時間の経過とともに徐々に上昇する。
【００４３】
そして、コンデンサ３１の出力電位が第２の基準電位Ｖｒｅｆ２以上になると、図４（ｆ）に示すように、比較器３３が出力する信号のレベルが、ＬｏレベルからＨｉレベルに切り換わる。すると、図４（ｇ）に示すように、インバータ３４が出力する信号のレベルは、逆に、ＨｉレベルからＬｏレベルに切り換わる。これにより、オフ時間制御部２９からＳＲラッチ回路２２へのリセット信号の出力が終了する。
【００４４】
ここで、上述したように、ＳＲラッチ回路２２は、Ｒ入力端子にリセット信号が入力されているときは、Ｓ入力端子にセット信号が入力されていても、セット状態になることが禁止される。従って、リセット信号の出力が終了することで、ＳＲラッチ回路２２は、セット信号によりセット状態となることが可能になる。
【００４５】
次に上述した制御装置２０の作動により得られるメリットについて、図５に示したスイッチング信号の拡大図を参照しつつ説明する。
【００４６】
上述したように、オン時間制御部２４では、入力電圧Ｖｉｎに応じて変化する可変充電電流を用いているので、図５に示すオン信号が出力されるオン時間ｔｏｎは、入力電圧Ｖｉｎに応じて変化する。例えば、コンデンサ２６の容量を３３ｐＦ、基準電位発生部２７が発生する第１の基準電位Ｖｒｅｆ１を１．２Ｖに設定した場合、入力電圧Ｖｉｎが２８８Ｖのときの可変充電電流９．６μＡにより、オン時間は４．１２μＳとなる。また、入力電圧Ｖｉｎが４５０Ｖのときの可変充電電流１５．０μＡにより、オン時間は２．６４μＳとなり、入力電圧Ｖｉｎが６００Ｖのときの可変充電電流２０．０μＡにより、オン時間は１．９８μＳとなる。
【００４７】
このように、入力電圧Ｖｉｎの大きさに応じて変化する可変充電電流を用いることにより、オン時間制御部２４によって計測されるオン時間ｔｏｎが、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるほど、短くなる。その結果、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるほど、スイッチング素子Ｑ１をオンする時間が短くなるので、入力電圧Ｖｉｎが大きくなった時であっても、スイッチング素子Ｑ１に過大な突入電流が流れることを防止できる。
【００４８】
また、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が起動されたときなどは、実際の出力電圧Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆから大きく乖離（低下）した状態となっている。このような場合、ＳＲラッチ回路２２は、セット状態となり、スイッチング素子Ｑ１に対してオン信号を出力する。
【００４９】
しかし、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆからいかに大きく乖離していても、入力電圧Ｖｉｎの大きさに応じて定められるオン時間ｔｏｎが終了すると、図５に示すように、必ず一定時間以上のオフ時間ｔｏｆｆが確保される。つまり、本実施形態では、コンデンサ３１の充電に一定充電電流を用いているので、一定の時間が経過したとき、コンデンサ３１の出力電位が、基準電位発生部３２が発生する第２の基準電位Ｖｒｅｆ２以上になる。例えば、コンデンサ３１の容量を４０ｐＦ、基準電位発生部３２が発生する第２の基準電位Ｖｒｅｆ２を１．２Ｖ、充電電流生成回路２３が発生する一定充電電流を２μＡとした場合、充電開始から２４μＳ経過した時点で、コンデンサ３１の出力電位が第２の基準電位Ｖｒｅｆ２以上となる。
【００５０】
このオフ時間制御部２９がオフ時間を計測している間、オフ時間制御部２９からＳＲラッチ回路２２に継続的にリセット信号が出力されている。そのため、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆを下回っていたとしても、ＳＲラッチ回路２２がセット状態となり、オン信号を出力することが禁止される。従って、オン時間ｔｏｎの終了後、少なくともオフ時間制御部２９が計測する一定のオフ時間の間は、スイッチング素子Ｑ１がオフされた状態が維持される。
【００５１】
このため、起動時等、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆから大きく乖離している場合であっても、オン時間ｔｏｎの間に一定時間以上のオフ時間ｔｏｆｆを確保することができる。従って、スイッチング素子Ｑ１が極短時間の内に、オン状態からオフ状態となり、再びオン状態に切り替えられることを防止することができる。このような点からも、本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、スイッチング素子Ｑ１に過大な突入電流が流れることを抑制することができる。さらに、スイッチング素子Ｑ１の極短時間での切り替えの防止により、高周波ノイズの発生も抑制することができる。
【００５２】
また、オフ時間制御部２９によって計測される一定のオフ時間の間は、ＳＲラッチ回路２２がセット状態となることが禁止されるので、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替えられることに伴い、ノイズとしての電圧変動が生じても、誤ってＳＲラッチ回路２２がセット状態となることが防止できる。そして、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、従来のように、複数の誤差増幅器や複数のソフトスタート制御回路を用いる必要がないので、構成を簡素化することができる。
【００５３】
なお、リセット信号の出力終了後、ＳＲラッチ回路２２がいつセット状態になってオン信号を出力するかは、比較器２１における、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果に依存する。例えば、直前のオン信号の出力によって実際の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ以上まで増加した場合、図５に示すように、リセット信号の出力終了後、すぐにオン信号が出力される訳ではない。この場合、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低下するまでの時間が経過した時点で、ＳＲラッチ回路２２がセット状態に切り替えられ、オン信号の出力が開始される。一方、直前のオン信号の出力により、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い状態が解消されていなければ、リセット信号の出力終了後、即座に、比較器２１からの出力によってＳＲラッチ回路２２がセット状態に切り替えられる。
【００５４】
換言すれば、オフ時間制御部２９によって計測される一定のオフ時間は、図５に示す最小オフ時間ｔｏｆｆ＿ｍｉｎとしての意味を持つ。そして、実際のオフ時間ｔｏｆｆは、最小オフ時間ｔｏｆｆ＿ｍｉｎ以上の範囲で、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果に応じて決定される。その結果、本実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータ１００においては、出力電圧Ｖｏｕｔの状態に応じてスイッチング素子Ｑ１のオフ時間が変化し、その結果、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させる際のデューティ比が変化するのである。
【００５５】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することができる。
【００５６】
例えば、図１に示す回路において、スイッチング素子Ｑ１と、整流ダイオードＤ１との間に、損失防止のため、共振回路を設けても良い。さらに、図１に示す回路において、整流ダイオードＤ１をドライバ回路１０によってオン、オフされるスイッチング素子に置換し、スイッチング素子Ｑ１と同期してスイッチングさせることにより、同期整流を行っても良い。
【００５７】
さらに、上述した実施形態では、本発明を降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして具現化した例について説明したが、本発明は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータや昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして具現化することも可能である。
【符号の説明】
【００５８】
１０  ドライバ回路
２０  制御装置
２１  比較器
２２  ＳＲラッチ回路
２３  充電電流生成回路
２４  オン時間制御部
２９  オフ時間制御部
１００  ＤＣ−ＤＣコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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