(57)【要約】      （修正有）【課題】フライバックコンバータの出力電流を検出することができる出力電流検出方法を提供する。【解決手段】フライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを検出する方法は、フライバックコンバータのスイッチングサイクルの周期ＴＳＷと、スイッチングサイクルのＯＦＦ段階の周期ＴＯＦＦを取得するためにスイッチングノードの電圧ＵＳを検出する工程と；式ＩＯＵＴ＝ｋ・Ｔ２ＯＦＦ／ＴＳＷ（ｋ＝定数）に基づいて出力電流ＩＯＵＴを算出する工程とを具備する。この方法によれば、ユーザは、フライバックコンバータのスイッチングサイクルの出力電流ＩＯＵＴを検出するだけよい。従って、フライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを、検出抵抗器を使用してフライバックコンバータのいかなる電力も検出することなく、式によって取得できる。【選択図】図１
2015095964.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フライバックコンバータの出力電流検出方法であって、
前記フライバックコンバータのスイッチングサイクルの周期ＴＳＷと、前記スイッチングサイクルのＯＦＦ段階の周期ＴＯＦＦを取得するために、前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧を検出する工程と；
以下の式に基づいて前記フライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを算出する工程と、を具備するフライバックコンバータの出力電流検出方法。
ＩＯＵＴ＝ｋ・Ｔ２ＯＦＦ／ＴＳＷ  
式中、
ｋ：定数
ＴＯＦＦ：前記フライバックコンバータの前記スイッチングサイクルの前記ＯＦＦ段階の周期
ＬＳ：前記フライバックコンバータの二次コイルのインダクタンス
ＴＳＷ：前記フライバックコンバータの前記スイッチングサイクルの周期
【請求項２】
前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧を検出する前記工程は：  
前記スイッチングノードの電圧を検出することによって、前記スイッチングノードの電圧がＵＯＵＴより大きい第１周期ＴＯＦＦを取得する工程であって、前記第１周期ＴＯＦＦ中のスイッチングノードの電圧は定電圧ＵＳ１である工程と、 
前記第１周期ＴＯＦＦの始めから同第１周期ＴＯＦＦに続く次の第１周期ＴＯＦＦの始めまでの第２周期ＴＳＷを取得する工程と、を具備することを特徴とする請求項１記載のフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【請求項３】
前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧を検出する前記工程は：
前記スイッチングノードの電圧を検出することによって、スイッチングノードの電圧がゼロ電圧以下の第１周期ＴＯＦＦを取得する工程であって、前記第１周期ＴＯＦＦ中の前記スイッチングノードの電圧が定電圧ＵＳ１である工程と、
前記第１周期ＴＯＦＦの始めから同第１周期ＴＯＦＦに続く次の第１周期ＴＯＦＦの始めまでの第２周期ＴＳＷを取得する工程と、を具備することを特徴とする請求項１記載のフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【請求項４】
前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧を検出する前記工程は：
前記スイッチングノードの電圧を検出することによって、前記スイッチングノードの電圧がＵＯＵＴより大きい第１周期ＴＯＦＦを取得する工程であって、前記第１周期ＴＯＦＦ中の前記スイッチングノードの電圧が定電圧ＵＳ１である工程と、
前記第１周期ＴＯＦＦの終わりから同第１周期ＴＯＦＦに続く次の第１周期ＴＯＦＦの終わりまでの第２周期ＴＳＷを取得する工程と、を具備することを特徴とする請求項１記載のフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【請求項５】
前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧を検出する前記工程は：
前記スイッチングノードの電圧を検出することによって、前記スイッチングノードの電圧がゼロ電圧未満の第１周期ＴＯＦＦを取得する工程であって、前記第１周期ＴＯＦＦ中のスイッチングノードの電圧が定電圧ＵＳ１である工程と、
前記第１周期ＴＯＦＦの終わりから同第１周期ＴＯＦＦに続く次の第１周期ＴＯＦＦの終わりまでの第２周期ＴＳＷを取得する工程と、を具備することを特徴とする請求項１記載のフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【請求項６】
前記定数ｋはＵＳ１／２Ｌｓに等しく、前記定電圧ＵＳ１は、前記フライバックコンバータの前記スイッチングサイクルの前記ＯＦＦ段階における前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧であり、前記インダクタンスＬＳは、前記フライバックコンバータの前記二次コイルのインダクタンスであることを特徴とする請求項２記載のフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【請求項７】
前記定数ｋはＵＳ１／２Ｌｓに等しく、前記定電圧ＵＳ１は、前記フライバックコンバータの前記スイッチングサイクルの前記ＯＦＦ段階における前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧であり、前記インダクタンスＬＳは、前記フライバックコンバータの前記二次コイルのインダクタンスであることを特徴とする請求項４記載のフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【請求項８】
前記定数ｋは−ＵＳ１／２Ｌｓに等しく、前記定電圧ＵＳ１は、前記フライバックコンバータの前記スイッチングサイクルの前記ＯＦＦ段階における前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧であり、前記インダクタンスＬＳは、前記フライバックコンバータの前記二次コイルのインダクタンスであることを特徴とする請求項３記載のフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【請求項９】
前記定数ｋは−ＵＳ１／２Ｌｓに等しく、前記定電圧ＵＳ１は、前記フライバックコンバータの前記スイッチングサイクルの前記ＯＦＦ段階における前記フライバックコンバータの前記スイッチングノードの電圧であり、前記インダクタンスＬＳは、前記フライバックコンバータの前記二次コイルのインダクタンスであることを特徴とする請求項５記載のフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はフライバックコンバータの出力電流検出方法に関し、特にフライバックコンバータの効率を低減することなく不連続モードにおいてフライバックコンバータの出力電流検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
フライバックコンバータは通常、低電力の交流・直流電力コンバータとして使用される。図８を参照して説明すると、フライバックコンバータは、一次回路３０と二次回路４０とを具備する。一次回路１０は、整流器ユニット３１と、一次コイル３２と、一次スイッチ３３と、ＰＷＭ制御ユニット３４と、一次コンデンサ３５とを有する。
【０００３】
整流器ユニット３１は、２つの入力端子と２つの出力端子を有するフルブリッジ回路であり、入力端子は交流電力ＶＡＣに接続可能に構成されており、整流器ユニット３１は、交流電力ＶＡＣを、脈動直流電力に変換して、同直流電力を出力端子に送電する。一次コイル３２と一次スイッチ３３は、整流器ユニット３１の出力端子の間に直列に接続される。ＰＷＭ制御ユニット３４は一次スイッチ３３に接続され、一次スイッチ３３のオン・オフ切り替えを制御する。一次コンデンサ３５は、脈動直流電力によるリプルを低減するために、整流器ユニット３１の出力端子の間に直列に接続される。
【０００４】
二次回路４０は、２つの出力端子と、二次コイル４１と、ダイオード４２と、二次コンデンサ４３とを有する。出力端子は電子装置に接続可能に構成されている。二次コイル４１は２つの端を有する。ダイオード４２は、陽極と陰極を有し、ダイオード４２の陽極は二次コイル４１の一端に接続され、ダイオード４２の陰極と二次コイル４１の他端は、それぞれ、二次回路４０の出力端子に接続される。二次コンデンサ４３は、二次回路４０の出力端子間に直列に接続される。
【０００５】
フライバックコンバータを電子装置に接続し、交流電力ＶＡＣがオンすると、一次コイル３２は整流器ユニット３１から脈動直流電力を取得し、電圧ＵＰを出力する。二次コイル４１が電圧ＵＰによって誘起され、誘起電圧ＵＳを出力する。誘起電圧ＵＳは、ダイオード４２と二次コンデンサによって濾過され、整流されて、出力電圧ＵＯＵＴを接続された電子装置に供給する。
【０００６】
一般に、フライバックコンバータの出力電圧ＵＯＵＴは所定の出力電圧に制御されるが、フライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴは、フライバックコンバータに接続される電子装置の状態によっては固定されない。また、電子装置は、通常、内部抵抗を有するケーブルを介してフライバックコンバータに接続される。ケーブルの内部抵抗はケーブルロスの原因となる。ケーブルロスを補償して出力電圧ＵＯＵＴを調整し、接続された電子装置を保護するためには、出力電流ＩＯＵＴを監視する必要がある。フライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを検出するため、通常、電力検出抵抗器４４が使用されている。抵抗器４４は、フライバックコンバータに接続された電子装置に直列に接続され、抵抗器４４の２つの端間の電圧差を計測することによって、出力電流ＩＯＵＴを取得できる。しかし、出力電流ＩＯＵＴが抵抗器４４に流れると、抵抗器４４が電力ロスを生じ、フライバックコンバータの効率が低減することになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００６−１２１８８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の主たる目的は、フライバックコンバータの効率を低減することなく、フライバックコンバータの出力電流を検出することができるフライバックコンバータの出力電流検出方法を提供することにある。
【０００９】
本発明に係るフライバックコンバータの出力電流検出方法において、フライバックコンバータは、
１）２つの入力端子と２つの出力端子を有する整流器ユニットであって、入力端子が交流電力に接続可能に構成され、交流電力を脈動直流電力に変換し、同直流電力を出力端子に送電する整流器ユニットと；
２つの端を有する一次コイルであって、一次コイルの一端が整流器ユニットの出力端子の1つに接続される一次コイルと；
一次コイルの他端と整流器ユニットの他の出力端子に接続される一次スイッチと；
フライバックコンバータに、ＯＮ段階と、ＯＦＦ段階と、回路切離段階(dead stage)の三つの段階からなるスイッチングサイクルを与える組み込み動作サイクルを有するＰＷＭ制御ユニットであって、スイッチングサイクルの周期をＴＳＷ、フライバックコンバータのスイッチングサイクルのＯＦＦ段階の周期をＴＯＦＦに設定するＰＷＭ制御ユニットと；
整流器の２つの出力端子の間に直列に接続される一次コンデンサと、を有する一次回路と；
２）電子装置に接続可能に構成される２つの出力端子と；
２つの端を有する二次コイルであって、二次コイルの一端が、二次回路の出力端子の一方に接続されている、二次コイルと；
陽極と陰極を有するダイオードであって、陽極は二次コイルの他端に接続され、陰極は二次回路の他の出力端子に接続され、ダイオードと二次コイルの間の接続ノードはスイッチングノードである、ダイオードと；二次回路の２つの出力端子の間に直列に接続された二次コンデンサと、を有する二次回路と、を具備し、
本発明にかかるフライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを検出する方法は、次の工程を有することを特徴とする。
【００１０】
フライバックコンバータのスイッチングサイクルの周期ＴＳＷと、スイッチングサイクルのＯＦＦ段階の周期ＴＯＦＦを取得するために、スイッチングノードの電圧を検出する工程と；
式  ＩＯＵＴ＝ｋ・Ｔ２ＯＦＦ／ＴＳＷ  （ｋは定数）によって、周期ＴＳＷと周期ＴＯＦＦから出力電流ＩＯＵＴを算出する工程、とを具備するフライバックコンバータの出力電流検出方法。
【００１１】
本発明に係るフライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを検出する方法を用いることによって、ユーザは、スイッチングノード２４の電圧を検出するだけで、フライバックコンバータのスイッチングサイクルの周期ＴＳＷとスイッチングサイクルのＯＦＦ段階の周期ＴＯＦＦを取得することができ、その後、フライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを、検出抵抗器によってフライバックコンバータの電力も検出することなく、式を用いて取得できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明に係るフライバックコンバータの第１実施例の回路図である
【図２】Ａは図１のフライバックコンバータの一次コイルの電流の波形チャートである。Ｂは図１のフライバックコンバータの一次コイルの電圧の波形チャートである。Ｃは図１のフライバックコンバータのスイッチングノードの電圧と、図１のフライバックコンバータの出力電圧の波形チャートである。Ｄは図１のフライバックコンバータの二次コイルの出力電流の波形チャートである。
【図３】図１のフライバックコンバータの操作回路図であり、フライバックコンバータのスイッチングサイクルのＯＮ段階の操作を示している。
【図４】図１のフライバックコンバータの操作回路図であり、フライバックコンバータのスイッチングサイクルのＯＦＦ段階の操作を示している。
【図５】図１のフライバックコンバータの操作回路図であり、フライバックコンバータのスイッチングサイクルの回路切離段階の操作を示している。
【図６】本発明にかかるフライバックコンバータの第２実施例の回路図である。
【図７】Ａは図６のフライバックコンバータの二次コイルの電流の波形チャートである。Ｂは図６のフライバックコンバータの二次コイルの電圧の波形チャートである。Ｃは図６のフライバックコンバータのスイッチングノードの電圧と、図６のフライバックコンバータの出力電圧の波形チャートである。Ｄは図６のフライバックコンバータの二次コイルの出力電流の波形チャートである。
【図８】先行技術による検出抵抗器を有するフライバックコンバータの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１を参照して、本発明にかかる第一実施例のフライバックコンバータは、一次回路１０と二次回路２０を具備する。一次回路１０は整流器ユニット１１と、一次コイル１２と、一次スイッチ１３と、ＰＷＭ制御ユニット１４と、一次コンデンサ１５とを具備する。
【００１４】
整流器ユニット１１は、２つの入力端子と２つの出力端子を有するフルブリッジ整流回路であり、入力端子は交流電力ＶＡＣに接続可能に構成され、整流器ユニット１１は、交流電力ＶＡＣを、脈動直流電力に変換して、同直流電力を出力端子に送電する。一次コイル１２と一次スイッチ１３は、整流器ユニット１１の出力端子の間に直列に接続される。ＰＷＭ制御ユニット１４は、一次スイッチ１３に電気的に接続され、一次スイッチ１３の切り替えを制御する。即ち、ＰＷＭ制御ユニット１４は、フライバックコンバータにＯＮ段階と、ＯＦＦ段階と、回路切離段階の三つの段階の与えるスイッチングサイクルである組み込み操作サイクルを有する。一次コンデンサ１５が、脈動直流電力によるリプルを低減するために、整流器ユニット１１の出力端子の間に直列に接続されている。
【００１５】
二次回路２０は、２つの出力端子と、二次コイル２１と、ダイオード２２と、二次コンデンサ２３とを具備する。出力端子が電子装置に接続可能に構成されている。二次コイル２１は２つの端を有し、二次コイル２１のインダクタンスをＬＳで表す。ダイオード２２は、陽極と陰極を有し、ダイオード２２の陽極は二次コイル２１の一端に接続され、ダイオード２２の陰極と二次コイル２１の他端は、それぞれ二次回路２０の出力端子に接続される。ダイオード２２の順電圧をＵＤで表す。二次コンデンサ２３は、二次回路２０の出力端子の間に直列に接続される。二次コイル２１とダイオード２２の間のノードは、フライバックコンバータのスイッチングノード２４となる。
【００１６】
スイッチングサイクルの異なる段階におけるフライバックコンバータの作業状態を、以下に説明する。
【００１７】
図２Ａ〜図２Ｄを参照して説明すると、図２Ａの縦軸は一次コイル１２の電流を表す。図２Ｂの縦軸は、一次コイル１２の電圧ＵＰを示す。図２Ｃの縦軸は、スイッチングノード２４の電圧ＵＳを表し、出力電圧ＵＯＵＴは、フライバックコンバータの二次回路の所定の出力電圧である。図２Ｄの縦軸は、二次コイル２１の出力電流ＩＳを示す。横軸はすべて、時間を示す。スイッチングサイクルの周期はＴＳＷである。ＯＮ段階の周期はＴＯＮである。ＯＦＦ段階の周期はＴＯＦＦである。回路切離段階の周期はＴｄｅａｄである。
【００１８】
さらに、図２Ａ〜２Ｄから、周期ＴＳＷ、ＴＯＮ、ＴＯＦＦ、Ｔｄｅａｄはスイッチングノード２４の電圧ＵＳに基づいて決定される、即ち、周期ＴＳＷ、ＴＯＮ、ＴＯＦＦ、Ｔｄｅａｄはスイッチングノード２４の電圧ＵＳを検出することで取得できることが理解できるであろう。
【００１９】
第１周期ＴＯＦＦ、定電圧ＵＳ１、第２周期ＴＳＷを取得するために次の工程を行うことができる。
（ａ）電圧ＵＳを検出することによって、電圧ＵＳが出力電圧ＵＯＵＴより大きい第１周期を取得する工程であって、第１周期をＴＯＦＦとし、第１周期ＴＯＦＦ中の電圧ＵＳを定電圧ＵＳ１である工程； 及び
（ｂ）第１周期ＴＯＦＦの始めから同第１周期ＴＯＦＦに続く次の第１周期ＴＯＦＦの始めまでの第２周期を取得する工程であって、第２周期をＴＳＷとする工程。
【００２０】
さらに、第１周期ＴＯＦＦの終わりから同第１周期ＴＯＦＦに続く次の第１周期ＴＯＦＦの終わりまでの周期はＴＳＷとする。
【００２１】
フライバックコンバータがＯＮ段階における動作を、図３も参照して説明すると、一次スイッチ１３がＰＷＭ制御ユニット１４によりＯＮにされ、整流器ユニット１１は一次コイル１２と一次スイッチ１３と共に一次ループを形成する。整流器ユニット１１は、一次ループを通して流れる電流ＩＰを出力する。電流ＩＰは、ＯＮ段階で０Ａから徐々に増大し、一次コイル１２が電流ＩＰによってチャージされる。二次コンデンサ２３は、接続された電子装置と共に二次ループを形成し、蓄積されたエネルギーを放出する。二次コンデンサ２３は、二次ループを通して流れる電流ＩＯＵＴを出力する。二次コンデンサ２３は、フライバックコンバータに接続されている電子装置に出力電圧ＵＯＵＴを出力する。
【００２２】
フライバックコンバータがＯＦＦ段階における動作を、図４も参照して説明すると、一次スイッチ１３は、ＰＷＭ制御ユニット１４によりＯＦＦとなり、一次ループは解放になる。一次コイル１２は、ＯＮ段階で蓄積されたエネルギーの放出を始め、電圧ＵＰを出力する。二次回路２０の二次コイル２１は、電圧ＵＰによって誘起され、スイッチングノード２４に誘起電圧ＵＳ１を出力する。ダイオード２２は、電圧ＵＳ１によって導通し、二次コイル２１は、誘起電流ＩＳを出力し、電圧ＵＳ１から順電圧ＵＤを引いた電圧が出力電圧ＵＯＵＴとなる（ＵＳ１−ＵＤ＝ＵＯＵＴ）。誘起電流ＩＳはＯＦＦ段階で高電流ＩＳ１から０Ａに低下し、誘起電流ＩＳの波形は三角波である。誘起電流ＩＳは、出力電流ＩＯＵＴとコンデンサ電流ＩＣ１に分流され、出力電流ＩＯＵＴとコンデンサ電流ＩＣ１は、それぞれ、フライバックコンバータに接続される電子装置と、二次コンデンサ２３に流れる。二次コンデンサ２３は電流ＩＣ１によってチャージされる。
【００２３】
フライバックコンバータが回路切離段階のときの動作を、図５も参照して説明すると、一次スイッチ１３は、まだＯＦＦであるため、一次ループはまだ解放されている。一次コイル１２は、残りのエネルギーを放出し、電圧ＵＰがリンギング（ring）する。スイッチングノード２４の電圧ＵＳもリンギングし、ダイオード２２は導通を停止するので、二次コイル２１は誘起電流ＩＳを出力しない。二次コンデンサ２３は、フライバックコンバータに接続される電子装置と共に再び二次ループを形成し、蓄積されたエネルギーを放出する。二次コンデンサ２３は、二次ループを通して流れる出力電流ＩＯＵＴを出力する。二次コンデンサ２３は、フライバックコンバータに接続される電子装置に出力電圧ＵＯＵＴも出力する。
【００２４】
回路切離段階の終了後、一次スイッチ１３はＰＷＭ制御ユニット１４によってＯＮされ、再びＯＮ段階が始まり、フライバックコンバータのスイッチングサイクルが継続される。
【００２５】
本発明に係るにフライバックコンバータの出力電流IＯＵＴを検出する方法を、以下の数学的展開を用いて説明する。
【００２６】
出力電圧ＵＯＵＴは所定の出力電圧に制御され、フライバックコンバータの単一のスイッチングサイクルの総出力エネルギーＥＯＵＴは、ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷである。図２Ｃ及び図２Ｄから、二次コイル２１はＯＦＦ段階では電流ＩＳを出力するだけ、すなわち、二次コイル２１は、フライバックコンバータのスイッチングサイクルのＯＦＦ段階においてはエネルギーを放出するだけであることが理解できるであろう。スイッチングサイクルのＯＦＦ段階において二次コイル２１によって放出されるエネルギーＥＳは、ＵＳ１´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦであり、ＩＳａｖｅは、ＯＦＦ段階における二次コイル２１の平均誘起電流ＩＳである。さらに、ダイオード２２は、また、順電圧ＵＤのため、スイッチングサイクルのＯＦＦ段階において、ダイオードエネルギーＥＤを消費し、消費されたダイオードエネルギーＥＤはＵＤ´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦである（ＥＤ＝ＵＤ´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦ）。コイル２１によって放出されるエネルギーＥＳは、デューティサイクルにおける出力エネルギーＥＯＵＴとダイオードエネルギーＥＤの和に等しい：
ＥＳ＝ＥＯＵＴ＋ＥＤ＝ＵＳ１´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦ＝ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷ＋ＵＤ´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦ
（ＵＳ１−ＵＤ）ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦ＝ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷ
【００２７】
図２Ｄから、ＯＦＦ段階では、誘起電流ＩＳは、高電流ＩＳ１からゼロに低下することが理解できるであろう。
ｄＩＳ１／ｄｔ＝ＵＳ１／Ｌｓ
ｄＩＳ１＝ＵＳ１／Ｌｓ´ｄｔ
ＩＳ１＝ＵＳ１／Ｌｓ´ＴＯＦＦ

【００２８】
そして、誘起電流ＩＳの波形は三角波である。すなわち、平均電流ＩＳａｖｅは以下の式で表される。
ＩＳａｖｅ＝１／２´ＩＳ１＝１／２´ＵＳ１／Ｌｓ´ＴＯＦＦ。
（ＵＳ１−ＵＤ）´１／２´ＩＳ１´ＴＯＦＦ＝１／２´ＵＳ１／Ｌｓ´ＴＯＦＦ＝ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷ
（ＵＳ１−ＵＤ）´ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳ＝ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷ
ＩＯＵＴ＝（ＵＳ１−ＵＤ）´ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳＵＯＵＴＴＳＷ
【００２９】
ここで、（ＵＳ１−ＵＤ）はＵＯＵＴと等しい。従って、
ＩＯＵＴ＝（ＵＳ１−ＵＤ）´ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳＵＯＵＴＴＳＷ＝ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳＴＳＷとなる。
【００３０】
ここで、ＵＳ１とＬｓはすべて既知の定数である。
上記式は、以下の式でも表される。
ＩＯＵＴ＝ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳＴＳＷ＝ｋ´Ｔ２ＯＦＦ／ＴＳＷ
ここで、ｋは定数であり、ＵＳ１／２Ｌｓに等しい。
【００３１】
図１を参照して説明した、本発明に係るフライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを検出する方法は、以下の工程を具備する。
（ａ）  フライバックコンバータのスイッチングサイクルの周期ＴＳＷと、スイッチングサイクルのＯＦＦ段階の周期ＴＯＦＦを取得するために、スイッチングノード２４の電圧ＵＳを検出する工程；及び
（ｂ）以下の式に基づいて出力電流ＩＯＵＴを算出する工程。
ＩＯＵＴ＝ｋ・Ｔ２ＯＦＦ／ＴＳＷ  
【００３２】
さらに図６を参照して、第２実施例に係るフライバックコンバータを説明する。このフライバックコンバータと第１実施例との相違点は、ダイオード２２の陰極が二次コイルの一端に接続され、ダイオード２２の陽極と二次コイル２１の他端がそれぞれ、二次回路２０の出力端子に接続されることにある。二次コイル２１とダイオード２２の間のノードは、フライバックコンバータのスイッチングノード２４となる。
【００３３】
図７Ａ〜７Ｄから、周期ＴＳＷ、ＴＯＮ、ＴＯＦＦ、Ｔｄｅａｄはスイッチングノード２４の電圧ＵＳによって決定されるので、スイッチングノード２４の電圧ＵＳを検出することで、周期ＴＳＷ、ＴＯＮ、ＴＯＦＦ、Ｔｄｅａｄが取得できることが理解できるであろう。
【００３４】
第１周期ＴＯＦＦ、定電圧ＵＳ１、第２周期ＴＳＷは次の工程を行うことによって取得することができる。
（ａ）電圧ＵＳを検出することによって、電圧ＵＳがゼロ電圧（接地電圧）以下の第１周期を取得する工程であって、第１周期はＴＯＦＦとし、第１周期ＴＯＦＦ中の電圧ＵＳが定電圧ＵＳ１である工程；及び
（ｂ）  第１周期ＴＯＦＦの始めから同第１周期ＴＯＦＦに続く次の第１周期ＴＯＦＦの始めまでの第２周期を取得する工程であって、第２周期はＴＳＷとする工程。
【００３５】
さらに、第１周期ＴＯＦＦの終わりから同第１周期ＴＯＦＦに続く次の第１周期ＴＯＦＦの終わりまでの周期はＴＳＷとする。
【００３６】
図６に示す本発明に係るフライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを検出する方法を、以下の数学的展開を用いて説明する。
出力電圧ＵＯＵＴは所定の出力電圧に制御され、フライバックコンバータの単一のスイッチングサイクルの総出力エネルギーＥＯＵＴは、ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷである。図７Ｃと図７Ｄから、二次コイル２１はＯＦＦ段階で電流ＩＳを出力するだけである、すなわち、二次コイル２１は、フライバックコンバータのスイッチングサイクルのＯＦＦ段階においてエネルギーを放出するだけであることが理解できるであろう。スイッチングサイクルのＯＦＦ段階において二次コイル２１によって放出されるエネルギーＥＳは、−ＵＳ１´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦであり、ＩＳａｖｅは、ＯＦＦ段階における二次コイル２１の平均誘起電流ＩＳである。さらに、ダイオード２２は、また、順電圧ＵＤのため、スイッチングサイクルのＯＦＦ段階において、ダイオードエネルギーＥＤを消費し、消費されたダイオードエネルギーＥＤ＝ＵＤ´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦである。コイル２１によって放出されたエネルギーＥＳは、デューティサイクルにおける出力エネルギーＥＯＵＴとダイオードエネルギーＥＤの和に等しい：
ＥＳ＝ＥＯＵＴ＋ＥＤ＝−ＵＳ１´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦ＝ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷ＋ＵＤ´ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦ
（−ＵＳ１−ＵＤ）ＩＳａｖｅ´ＴＯＦＦ＝ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷ
【００３７】
図７Ｄから、ＯＦＦ段階では、誘起電流ＩＳは、高電流ＩＳ１から０Ａに低下ことが理解できるであろう。
ｄＩＳ１／ｄｔ＝−ＵＳ１／Ｌｓ
ｄＩＳ１＝−ＵＳ１／Ｌｓ´ｄｔ
ＩＳ１＝−ＵＳ１／Ｌｓ´ＴＯＦＦ
そして、誘起電流ＩＳの波形は、三角形である。すなわち、平均電流ＩＳａｖｅは以下の式で表される。
ＩＳａｖｅ＝１／２´ＩＳ１＝１／２´−ＵＳ１／Ｌｓ´ＴＯＦＦ。
（−ＵＳ１−ＵＤ）´１／２´ＩＳ１´ＴＯＦＦ＝１／２´−ＵＳ１／Ｌｓ´ＴＯＦＦ´ＴＯＦＦ＝ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷ
（−ＵＳ１−ＵＤ）´−ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳ＝ＵＯＵＴ´ＩＯＵＴ´ＴＳＷ
ＩＯＵＴ＝（ＵＳ１−ＵＤ）´ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳＵＯＵＴＴＳＷ
【００３８】
ここで、（ＵＳ１＋ＵＤ）は−ＵＯＵＴと等しい。従って、
ＩＯＵＴ＝（ＵＳ１＋ＵＤ）´ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳＵＯＵＴＴＳＷ＝−ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳＴＳＷとなる。
【００３９】
ここで、−１／２と、ＵＳ１と、Ｌｓはすべて既知の定数である。
上記式は、以下の式でも表される。
式ＩＯＵＴ＝−ＵＳ１Ｔ２ＯＦＦ／２ＬＳＴＳＷ＝ｋ´Ｔ２ＯＦＦ／ＴＳＷ
ここ、ｋは定数で、−ＵＳ１／２Ｌｓに等しい。
図６に参照して説明した、本発明に係るフライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを検出する方法は、以下の工程を具備する。
（ａ）  フライバックコンバータのスイッチングサイクルの周期ＴＳＷと、スイッチングサイクルのＯＦＦ段階の周期ＴＯＦＦを取得するために、スイッチングノード２４の電圧ＵＳを検出する工程；及び
（ｂ）以下の式に基づいて出力電流ＩＯＵＴを算出する工程。
ＩＯＵＴ＝ｋ・Ｔ２ＯＦＦ／ＴＳＷ  
【００４０】
以上説明してきたように、本発明に係るフライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを検出する方法では、ユーザは、スイッチングノード２４の電圧ＵＳを検出し、その後、上記した式に用いてフライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを取得することができる。即ち、フライバックコンバータの出力電流ＩＯＵＴを、検出抵抗器によって検出することなく、取得することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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