(57)【要約】【課題】同期機制御装置を同期ＰＷＭ方式で動作させた場合の制御安定性を向上させる。【解決手段】直流電圧をＰＷＭ電圧に変換して同期機に印加する同期機制御装置であって、同期機の回転子位置を推定あるいは検出する回転子位置検出部１５と、同期機に流れる電流を検出する電流検出手段１４と、電流検出手段１４で検出した電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊とより電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出する電流制御器１２と、電流指令値と回転子位置より電圧指令位相をθｖ算出する電圧指令位相演算器１６と、電圧指令位相と回転子位置と直流電圧と電圧指令値とよりＰＷＭ電圧を生成するＰＷＭ生成部１３とを備え、同期ＰＷＭ方式における電流制御の安定化を向上させる。【選択図】図１
2015104174.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧をＰＷＭ電圧に変換して同期機に印加する同期機制御装置であって、前記同期機の回転子位置を推定あるいは検出する回転子位置検出部と、前記同期機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出した電流検出値と電流指令値とより電圧指令値を算出する電流制御器と、前記電流指令値と前記回転子位置より電圧指令位相を算出する電圧指令位相演算器と、前記電圧指令位相と前記回転子位置と前記直流電圧と前記電圧指令値とよりＰＷＭ電圧を生成するＰＷＭ生成部とを備えたことを特徴とする同期機制御装置。
【請求項２】
前記電圧指令位相演算器は、前記電流指令値と前記回転子位置の他に、電機子抵抗値とインダクタンス値と永久磁石磁束値の中から少なくとも１つを用いて電圧指令位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の同期機制御装置。
【請求項３】
前記電圧指令位相演算器は、前記電流指令値と前記電流検出値の少なくとも１つを用いて前記インダクタンス値を算出するインダクタンス演算器を備え、前記インダクタンス演算器で算出されたインダクタンス値を用いて電圧指令位相を算出することを特徴とする請求項２に記載の同期機制御装置。
【請求項４】
前記電圧指令位相演算器は、前記電流指令値と前記電流検出値と前記電圧指令値との中から少なくとも１つを用いて前記永久磁石磁束値を算出する永久磁石磁束演算器を備え、前記永久磁石磁束演算器で算出された永久磁石磁束値を用いて電圧指令位相を算出することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の同期機制御装置。
【請求項５】
前記電流制御器は、前記電流指令値と前記電流検出値と電流制御比例ゲインとより電流制御比例項を算出し、前記電圧指令位相演算器は、前記電流指令値と前記回転子位置の他に、前記電流制御比例項と電機子抵抗値とインダクタンス値と永久磁石磁束値の中から少なくとも１つを用いて電圧指令位相を算出することを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の同期機制御装置。
【請求項６】
前記電圧指令位相演算器は、前記電流指令値と前記回転子位置の他に、前記電流制御比例項と電機子抵抗値とインダクタンス値と永久磁石磁束値と電圧指令値の中から少なくとも１つを用いて電圧指令位相を算出することを特徴とする請求項５に記載の同期機制御装置。
【請求項７】
前記電圧指令位相演算器は、前記電流指令値の代わりに、前記電流指令値に対して低域通過フィルタ処理を施した値を用いて前記電圧指令位相を算出することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の同期機制御装置。
【請求項８】
前記電圧指令位相演算器は、前記電流指令値の代わりに、前記電流指令値に対して低域通過フィルタ処理を施した値と前記電流検出値に高域通過フィルタ処理を施した値とを用いて前記電圧指令位相を算出することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の同期機制御装置。
【請求項９】
前記電圧指令位相演算器は、前記電流指令値の代わりに、前記電流指令値と電流検出値との重み平均値を用いて前記電圧指令位相を算出することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の同期機制御装置。
【請求項１０】
前記重み平均値を算出する際に用いる重み係数は、前記電流指令値と前記電流検出値との差分に応じて変化させることを特徴とする請求項９に記載の同期機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、同期機を回転駆動する電力変換手段を備えた同期機制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
同期機は、インバータより交流電力の供給を受け駆動される。インバータの制御装置では、インバータの制御と合わせて同期機の制御もなされる。具体的には、制御装置に対して同期機の電流や回転位置、回転速度などの検出量を入力して、それが所定の値となるよう制御処理がなされ、交流モータへの電圧指令が出力される。インバータの制御は、パルス幅変調（以後、ＰＷＭと記載する）によって行われ、上記電圧指令とキャリア波との大小比較でインバータを構成するスイッチング素子のスイッチングパターンが構成される。
【０００３】
更に、ＰＷＭ制御について詳しく説明する。ＰＷＭ制御には、上述したキャリア比較による非同期ＰＷＭ方式と、電圧指令の位相に同期してスイッチングパターンを生成する同期ＰＷＭ方式とがある。
同期ＰＷＭ方式は、電圧指令の位相と同期したキャリア波を生成し、その大小比較によって達成される他に、電圧指令位相と所定の位相閾値との比較によって達成される（以後、後者を位相比較型同期ＰＷＭ方式と記載する）。例えば、電圧指令位相がπ／３に達した時点でスイッチング指令をオンからオフに変更する、といった具合である。
【０００４】
この同期ＰＷＭ方式は、非同期ＰＷＭ方式と比較してインバータ電圧制御の応答特性は劣るものの、比較的少ないスイッチング回数で実現できること、インバータ出力電圧の最大値が増加し電圧利用率が向上することといった利点を持っている。
ところで、同期ＰＷＭ方式を安定に実行するためには電圧指令位相の安定性が重要となる。この同期ＰＷＭ制御方式における電圧指令位相の計算手順を説明する。ｄｑ軸回転座標上に設けられた電流制御器などで計算される電圧指令について、ｄｑ軸座標上でベクトル表現した際のｄ軸に対する位相角を電圧指令ベクトル位相角とする。これはｄ軸およびｑ軸電圧指令に対し逆正接演算を実施することで得られる。更に、この電圧指令ベクトル位相角と、回転座標変換に用いられる位相信号とを加算することで電圧指令位相が計算できる。
【０００５】
この電圧指令位相は、静止座標上の電圧指令に対する位相である。このため、電流制御などを行っている状態では電圧指令の急変が生じると、電圧指令位相にも変動が生じ、ひどい場合には電圧指令位相の過渡的な逆転現象に至る。このため、電圧指令位相を参照してスイッチングパターンを決定する同期ＰＷＭ制御方式を実行する場合には、不要なスイッチングの原因やインバータ出力電圧誤差の原因となり、所定の電流が達成できず交流モータ制御が不安定化する場合があった。
そこで、電圧指令ベクトルにローパスフィルタ処理を行い、電圧指令位相を安定化させることで、電流制御系を安定化させる手法が提案されている。（例えば特許文献１参照）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１２−１５１９９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１の手法は、電流指令値変化の際、ローパスフィルタ処理の影響で電圧指令位相の変化が遅くなり、その分電流制御の応答が遅くという欠点を持っていた。
【０００８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、同期ＰＷＭ方式において、電流制御の応答を遅くすることなく、電流制御の安定化を向上させる同期機制御装置を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る同期機制御装置は、直流電圧をＰＷＭ電圧に変換して同期機に印加する同期機制御装置であって、同期機の回転子位置を推定あるいは検出する回転子位置検出部と、同期機に流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出した電流検出値と電流指令値とより電圧指令値を算出する電流制御器と、電流指令値と回転子位置より電圧指令位相を算出する電圧指令位相演算器と、電圧指令位相と回転子位置と直流電圧と電圧指令値とよりＰＷＭ電圧を生成するＰＷＭ生成部とを備えたものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、同期ＰＷＭ方式において電圧指令波とキャリア波との同期の基準となる電圧指令位相を、電流指令値と回転子位置の電気角より算出しているから、電流制御の安定化を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１における同期機制御装置を含めた同期機制御システムを示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１における同期機制御装置に使用される電流制御器の構成を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１における同期機制御装置に使用されるＰＷＭ生成器の構成を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１における同期機制御装置の電圧指令とキャリア波とキャリア同期補正量との関係を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１における同期機制御装置のキャリア同期補正量演算器とキャリア生成器によるキャリア波の補正方法を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１における同期機制御装置の電圧指令位相演算器の構成を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態２における同期機制御装置の電圧指令位相演算器の構成を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態３における同期機制御装置を含めた同期機制御システムを示す構成図である。
【図９】この発明の実施の形態３における同期機制御装置の電圧指令位相演算器の構成を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態４における同期機制御装置を含めた同期機制御システムを示す構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態４における同期機制御装置の電圧指令位相演算器の構成を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態５における同期機制御装置を含めた同期機制御システムを示す構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態５における同期機制御装置の電流制御器の構成を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態５における同期機制御装置の電圧指令位相演算器の構成を示す図である。
【図１５】この発明の実施の形態６における同期機制御装置の電圧指令位相演算器の構成を示す図である。
【図１６】この発明の実施の形態７における同期機制御装置の電圧指令位相演算器の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１の同期機制御装置を図１〜図６に基づいて説明する。なお、全ての実施の形態において、同一または相当する部分には同じ符号を付して、その説明は適宜省略する。
図１はこの発明の実施の形態１における同期機制御装置の構成図を含めた同期機制御システムを示すもので、同期機制御装置１と直流電圧の電源２と同期機３で構成されている。同期機制御装置１は電源２からの直流電圧をＰＷＭ電圧に変換して同期機３に印加し、同期機を駆動するようになっている。
以下、この発明の実施の形態１における同期機制御装置１の構成および構成要素の機能について説明する。
【００１３】
図１において、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換器１１は、電流検出手段１４で検出した同期機３の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを式（１）の演算により、ｄ軸およびｑ軸上の電流ｉｄ、ｉｑへ座標変換する。
【数１】
2015104174.tif 000003
【００１４】
電流制御器１２は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値iｄ＊、iｑ＊とｄ軸およびｑ軸電流検出値iｄ、iｑと同期機３の回転子位置の電気角θとから、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算出する。
図２は、この発明の実施の形態１における電流制御器１２の構成図の一例である。図２において、電流ＰＩ制御器１２１は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値iｄ＊、iｑ＊とｄ軸およびｑ軸電流検出値iｄ、iｑとの偏差に基づいて式（２）（３）の演算により、ｄ軸およびｑ軸電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐと、ｄ軸およびｑ軸電流積分項Ｖｄ＊ｉ、Ｖｑ＊ｉとを算出する。
【００１５】
【数２】
2015104174.tif 000004
ここで、Ｋｐｄ：電流制御ｄ軸比例ゲイン、Ｋｐｑ：電流制御ｑ軸比例ゲイン、Ｋｉｄ：電流制御ｄ軸積分ゲイン、Ｋｉｑ：電流制御ｑ軸積分ゲイン、ｓはラプラス演算子を表す。
【００１６】
電気角速度演算器１２２は、回転子位置検出部１５で推定または検出した同期機３の回転子位置の電気角θに対して微分演算を行い、電気角速度ωを算出する。非干渉項演算器１２３は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値iｄ＊、iｑ＊とｄ軸およびｑ軸電流検出値iｄ、iｑと、電気角速度ωとから式（４）の演算によりｄ軸およびｑ軸非干渉項Ｖｄ＊ｄｃｐ、Ｖｑ＊ｄｃｐを算出する。
Ｖｄ＊ｄｃｐ＝−ωＬｑｉｑｄｃｐ
Ｖｑ＊ｄｃｐ＝ωＬｄｉｄｄｃｐ＋ωΦｍ        ・・・（４） 
ここでｉｄｄｃｐはｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの少なくとも１つを用いて算出される値であり、例えば、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの重み平均値としても良い。また、ｉｑｄｃｐはｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの少なくとも１つを用いて算出される値であり、例えば、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの重み平均値としてもよい。
【００１７】
加算器１２４は、ｄ軸およびｑ軸電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐと、ｄ軸およびｑ軸電流積分項Ｖｄ＊ｉ、ｖｑ＊ｉと、ｄ軸およびｑ軸非干渉項Ｖｄ＊ｄｃｐ、Ｖｑ＊ｄｃｐとから、式（５）によりｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算出する。
Ｖｄ＊＝Ｖｄ＊ｐ＋Ｖｄ＊ｉ＋Ｖｄ＊ｄｃｐ
Ｖｑ＊＝Ｖｑ＊ｐ＋Ｖｑ＊ｉ＋Ｖｑ＊ｄｃｐ        ・・・（５）
【００１８】
図１において、ＰＷＭ生成器１３は、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と、電圧指令位相θｖと、回転子位置の電気角θとからＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号に従ったＰＷＭ電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを同期機３に印加する。
図３は、この発明の実施の形態１における、ＰＷＭ生成器１３の構成図である。図３において、ｄｑ→ｕｖｗ座標変換器１３１は、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を式（６）の演算により、ｕ相、ｖ相およびｗ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊へ座標変換する。
【００１９】
【数３】
2015104174.tif 000005
ただし、式（６）において、電流検出手段１４で検出された同期機３の出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの値に基づく制御演算が電力変換手段１３５から出力される三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに反映されるまでの制御演算遅れ時間（無駄時間）を考慮し、回転子位置の電気角θに対し、前記制御演算遅れ時間に基づく位相補正量θｄ分補正した位相で座標変換しても良い。
【００２０】
インバータ周波数演算器１３２は、同期機３の回転子位置の電気角θに対して微分演算を行い、インバータ周波数ｆｉｎｖを算出する。キャリア同期補正量演算器１３３は電圧指令位相θｖよりキャリア同期補正量Δｔｃを算出する。
【００２１】
図４は、電圧指令とキャリア波とキャリア同期補正量との関係の一例を示した図である。
同期ＰＷＭ方式では、電圧指令１周期に対してキャリア波が（２Ｎ＋１）×３周期（Ｎは０以上の整数、図４はＮ＝０の場合の一例）となるようにキャリア周期を制御する。
また、電圧指令位相が６０×（２Ｍ＋１）ｄｅｇ（Ｍは０以上の整数）のときにキャリア波振幅の最大点となり、電圧指令位相が１２０×Ｍ  ｄｅｇのときにキャリア波振幅の最小点となるよう、キャリア波のタイミングを調整する。以降、本文では、電圧指令とキャリア波とが上記の関係である場合、電圧指令とキャリア波とが同期している、とする。キャリア同期補正量は、電圧指令の周期に同期している状態のキャリア波振幅の最大点での電圧指令位相におけるキャリア同期補正量を０とし、また、最大点から電圧指令位相が離れるに従い、該補正量が大きくなるように設定する。ただし、補正量の大きさは一定の範囲（図では±α）に制限する。
【００２２】
図３において、キャリア生成器１３４は、インバータ周波数ｆｉｎｖとキャリア同期補正量Δｔｃを用いて式（７）によりキャリア周期ｔｃを算出し、キャリア周期ｔｃに応じたキャリア波を生成する。
【数４】
2015104174.tif 000006
【００２３】
図５は、キャリア同期補正量演算器１３３とキャリア生成器１３４によるキャリア波の補正方法を示した図である。キャリア波の振幅が最大点となるタイミングでキャリア同期補正量を演算し、式（７）に従ってキャリア周期ｔｃを算出する。以上の処理を、キャリア同期補正量を読み出し値が０となるまで繰り返す。補正量０となるとき、電圧指令とキャリア波が同期している。このように、キャリア周期ｔｃを徐々にずらし、電圧指令の周期に同期させる。
【００２４】
図３において、電力変換手段１３５は、電源電圧（Ｖｐｎ）とキャリア波と三相電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、ｖｗ＊）との比較に基づいて、同期機３へＰＷＭ（パルス幅変調）電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を印加する。
図１において、電圧指令位相演算器１６は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と回転子位置の電気角θより電圧指令位相θｖを算出する。
【００２５】
図６は、この発明の実施の形態１における電圧指令位相演算器１６の構成図の一例である。図６において、電圧指令ベクトル位相角演算器１６１は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊より電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出する。電圧指令ベクトル位相角演算器１６１は、例えば以下の方法で実現する。
同期機制御装置１を非同期ＰＷＭ方式（同期ＰＷＭとは異なる制御方式、制御するのにθｖｖの算出不要）により、様々なｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊で動作させ、その時の(ｖｄ＊、ｖｑ＊) を記録する。
上記により、(ｉｄ＊、ｉｑ＊)に対する(ｖｄ＊、ｖｑ＊)のテーブルをあらかじめ作成しておく。（加算器１２４より算出されるｄ軸およびｑ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊と区別するため、上記テーブルより算出される方を(ｖｄ＊＊、ｖｑ＊＊)と別表記する。
電圧指令ベクトル位相角演算器１６１は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊より 上記テーブルを用いて(ｖｄ＊＊、ｖｑ＊＊)を算出し、式（８）により電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出する。
【数５】
2015104174.tif 000007
【００２６】
上記の演算を様々なｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊で実行し、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に対する電圧指令ベクトル位相角θｖｖのマップを作成することにより、電圧指令ベクトル位相角演算器１６１を実現する。
同期機制御装置１を非同期ＰＷＭ方式で動作させるためには、図１の電圧指令位相演算器１６と、図３のインバータ周波数演算器１３２とキャリア同期補正量演算器１３３とを削除し、図３のキャリア生成器１３４において、インバータ周波数ｆｉｎｖ、キャリア同期補正量Δｔｃに依らず、一定周期のキャリア波を生成するという構成にすれば良い。
【００２７】
図６の加算器１６２は、回転子位置の電気角θと電圧指令ベクトル位相角θｖｖを用いて式（９）より電圧指令位相θｖを算出する。
θｖ＝θ＋θｖｖ    ・・・（９）
従来例では、電圧指令位相θｖを算出する際に、ｄ軸およびｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を用いている。ｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は、高周波成分を含むｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑの影響を受けるため、電圧指令位相θｖも高周波成分の影響を受ける。これにより電圧指令位相θｖの値が振動し、制御が不安定になる恐れがある。
一方、この発明の実施の形態１では、同期ＰＷＭ方式において電圧指令波とキャリア波との同期の基準となる電圧指令位相θｖを、ｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑを用いずに、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と回転子位置の電気角θより電圧指令位相θｖを算出しているため、高周波成分の影響をうけて電圧指令位相θｖが振動するといったことは起こらない。よって、従来例と比較して、電流制御の安定性を向上させることができる。
【００２８】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２の同期機制御装置を図７に基づいて説明する。
実施の形態１における同期機制御装置を実現するためには、様々なｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊で非同期ＰＷＭ方式を動作させ、電圧指令ベクトル位相角θｖｖのマップを作成する必要がある。そのため、工数がかかるという問題があった。実施の形態２の発明では、マップを用いることなく電圧指令ベクトル位相角演算器を実現することにより、マップ作成の工数を削減するようにしたものである。
【００２９】
実施の形態２における同期機制御装置の構成は、実施の形態１における同期機制御装置１の構成とほぼ同じであるが、電圧指令位相演算器１６の構成が異なる。
図７は実施の形態２における電圧指令位相演算器１６ａの構成の一例を示す図である。図７において、電気角速度演算器１６３は、回転子位置の電気角θに対して微分演算を行い、電気角速度ωを算出する。ｄ軸インダクタンス記憶器１６４、ｑ軸インダクタンス記憶器１６５、永久磁石磁束記憶器１６６、電機子抵抗記憶器１６７は、それぞれｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、永久磁石磁束Φｍ、電機子抵抗Ｒの値を記憶している。電圧指令ベクトル位相角演算器１６１ａは、電気角速度ω、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、永久磁石磁束Φｍ、電機子抵抗Ｒを用いて式（１０）により電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出する。
【００３０】
【数６】
2015104174.tif 000008
加算器１６２は、図６の加算器１６２と同じであり、回転子位置の電気角θと電圧指令ベクトル位相角θｖｖを用いて式（９）より電圧指令位相θｖを算出する。
【００３１】
実施の形態２では、式（１０）より電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出するため、電圧指令ベクトル位相角θｖｖのマップを作成する必要がない。よって、実施の形態１で必要なマップ作成の工数を削減することができる。
なお、上記では、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、永久磁石磁束Φｍ、電機子抵抗Ｒの全てを用いて電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出しているが、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、永久磁石磁束Φｍ、電機子抵抗Ｒの中から少なくとも１つを用いて、電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出してもよい。
【００３２】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３の同期機制御装置を図８および図９に基づいて説明する。
実施の形態２における同期機制御装置では、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを一定値とみなして電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出している。しかしながら、実際の同期機制御装置のインダクタンス値は、磁束飽和の影響により、電流値によって変化するため、インダクタンスを一定値とみなした場合、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの演算精度が低下する恐れがある。電圧指令ベクトル位相角θｖｖの値に誤差が存在する場合、誤差が存在しない場合と比較して、ＰＷＭ電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが変化し、モータ効率が低下する恐れがある。
実施の形態３の発明では、磁束飽和の影響を考慮し、電流値に応じたインダクタンス値を演算することにより、電圧指令ベクトル位相角の演算精度を向上させ、モータ効率を向上させるようにしたものである。
【００３３】
図８は、実施の形態３における同期機制御装置１ｂと電源２と同期機３とを含めた同期機制御システムを示すものである。実施の形態３における同期機制御装置１ｂの構成は、実施の形態１における同期機制御装置１の構成とほぼ同じであるが、電圧指令位相演算器１６の構成が異なる。即ち、実施の形態３における同期機制御装置１ｂの電圧指令位相演算器１６ｂは、実施の形態２における電圧指令位相演算器１６ａの構成に、さらにその入力として、ｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑが追加された構成となっている。
【００３４】
図９は、実施の形態３における電圧指令位相演算器１６ｂの構成図である。電圧指令位相演算器１６ｂの構成は、実施の形態２における電圧指令位相演算器１６ａの構成とほぼ同じであるが、ｄ軸インダクタンス記憶器１６４、ｑ軸インダクタンス記憶器１６５の代わりに、それぞれｄ軸インダクタンス演算器１６８、ｑ軸インダクタンス演算器１６９を用いて、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出する点が異なる。
【００３５】
図９において、ｄ軸インダクタンス演算器１６８は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄの少なくとも１つを用いてｄ軸インダクタンスＬｄの値を算出する。例えばｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄの重み平均値よりｄ軸インダクタンスＬｄを算出する。
ｑ軸インダクタンス演算器１６９は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑの少なくとも１つを用いてｑ軸インダクタンスＬｑの値を算出する。例えばｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑの重み平均値よりｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。
【００３６】
実施の形態３では、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊とｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑの値に応じて、ｄ軸およびｑ軸インダクタンス値Ｌｄ、Ｌｑを算出するため、磁束飽和によるインダクタンス値変化を考慮することができる。そのため、実施の形態２と比較して、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの演算精度が向上し、所望のＰＷＭ電圧を印加できるようになり、モータ効率を向上させることができる。
【００３７】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４の同期機制御装置を図１０および図１１に基づいて説明する。
実施の形態３における同期機制御装置では、永久磁石磁束Φｍを一定値とみなして電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出している。しかしながら、実際の同期機制御装置では、個体バラつきや、永久磁石温度の変化により、永久磁石磁束Φｍの値が変化する。そのため、永久磁石磁束値を一定とみなした場合、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの演算精度が低下し、モータ効率が低下する恐れがある。
実施の形態４の発明では、個体バラつきや、永久磁石の温度に応じて永久磁石磁束Φｍの値を変化させることで、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの演算精度を向上させ、モータ効率を向上させるようにしたものである。
【００３８】
図１０は、実施の形態４における同期機制御装置１ｃと電源２と同期機３とを含めた同期機制御システムの構成を示すものである。実施の形態４における同期機制御装置１ｃの構成は、実施の形態３における同期機制御装置１ｂの構成とほぼ同じであるが、電圧指令位相演算器１６の構成が異なる。即ち、実施の形態４における同期機制御装置１ｃの電圧指令位相演算器１６ｃは、実施の形態３における電圧指令位相演算器１６ｂの構成に、さらにその入力として、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が追加された構成となっている。
【００３９】
図１１は、実施の形態４における電圧指令位相演算器１６ｃの構成図である。実施の形態４における電圧指令位相演算器１６ｃの構成は、実施の形態３における電圧指令位相演算器１６ｂの構成とほぼ同じであるが、永久磁石磁束記憶器１６６の代わりに永久磁石磁束演算器１６０を用いて永久磁石磁束Φｍを算出する点が異なる。
図１１において、永久磁石磁束演算器１６０は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊とｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑとｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊との中から少なくとも１つを用いて永久磁石磁束Φｍを算出する。
【００４０】
永久磁石磁束演算器１６０は、以下のように実現する。例えば、工場出荷時に非同期ＰＷＭ方式、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊＝０、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊＝０で動作させ、その時のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と電気角速度ωを用いて、式（１１）により永久磁石磁束Φｍを算出して記憶し、以後このときの永久磁石磁束Φｍを更新せずに使用し続けることとにより、永久磁石磁束演算器１６０を実現する。
【数７】
2015104174.tif 000009
このように工場出荷時に永久磁石磁束Φｍを算出することにより、個体バラつきによる永久磁石磁束Φｍの変化を考慮することができる。
【００４１】
また、一定周期毎に非同期ＰＷＭ方式、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊＝０、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊＝０で動作させ、式（１１）に従って永久磁石磁束Φｍの値を更新しても良い。一定周期毎に永久磁石磁束Φｍを算出することにより、永久磁石温度の変化による永久磁石磁束Φｍの変化を考慮することができる。
実施の形態４では、個体バラつきや、永久磁石温度の変化に応じて、永久磁石磁束Φｍ値を更新することができる。そのため、実施の形態３と比較して、電圧指令ベクトル位相角の演算精度が向上し、モータ効率を向上させることができる。
【００４２】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５の同期機制御装置を図１２〜図１４に基づいて説明する。
ｄ軸およびｑ軸電圧値Ｖｄ、ｖｑは式（１２）により表される。
Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ−ωＬｑｉｑ
Ｖｑ＝（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ＋ωＬｄｉｄ＋ωΦｍ  ・・・（１２）
ここで、ｐ：微分演算子を表す。
【００４３】
実施の形態４では、式（１２）において電圧方程式の微分項ｐＬｄｉｄ＝０、ｐＬｑｉｑ＝０とみなして電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出している。しかしながら、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑには高周波成分が含まれており、厳密にはｐＬｄｉｄ＝０、ｐＬｑｉｑ＝０とはならない。よって、実施の形態４では、電圧方程式の微分項ｐＬｄｉｄ、ｐＬｑｉｑの影響により、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの演算精度が低下し、モータ効率が低下する恐れがある。
実施の形態５の発明では、電圧方程式の微分項ｐＬｄｉｄ、ｐＬｑｉｑを考慮して電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出することにより、演算精度を向上させ、モータ効率を向上させるようにしたものである。
【００４４】
図１２は、実施の形態５における同期機制御装置１ｄと電源２と同期機３とを含めた同期機制御システムの構成を示すものである。実施の形態５における同期機制御装置１ｄの構成は、実施の形態４における同期機制御装置１ｃの構成とほぼ同じであるが、電流制御器１２ｄおよび電圧指令位相演算器１６ｄの構成が異なる。即ち、電流制御器１２ｄはさらにｄ軸およびｑ軸電流制御比例項ｖｄ＊ｐ、ｖｑ＊ｐを出力し、電圧指令位相演算器１６ｄはその入力としてｄ軸およびｑ軸電流制御比例項ｖｄ＊ｐ、ｖｑ＊ｐが存在することが異なる。
【００４５】
図１３は、実施の形態５における電流制御器１２ｄの構成図である。実施の形態５における電流制御器１２ｄの構成は、実施の形態１における電流制御器１２の構成とほぼ同じであるが、電流制御器１２ｄの電流ＰＩ制御器１２１は、式（１３）に従って、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と電流検出値ｉｄ、ｉｑと電流制御比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑにより、ｄ軸およびｑ軸電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐを出力している。
そして、ｄ軸およびｑ軸電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊は、式（１３）のように電圧方程式の微分項ｐＬｄｉｄ、ｐＬｑｉｑに近似できる。
ｐＬｄｉｄ＝Ｖｄ＊ｐ＝Ｋｐｄ（ｉｄ＊−ｉｄ）
ｐＬｑｉｑ＝Ｖｑ＊ｐ＝Ｋｐｑ（ｉｑ＊−ｉｑ）  ・・・・（１３）
電流制御器１２ｄは、電流ＰＩ制御器１２１で算出したｄ軸およびｑ軸電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐをそのまま出力するようにし、電圧指令位相演算器１６ｄに入力するようにしている。その他の構成は実施の形態１における電流制御器１２の構成と同じなの
で、その説明は省略する。
【００４６】
図１４は、実施の形態５における電圧指令位相演算器１６ｄの構成図である。実施の形態５における電圧指令位相演算器１６ｄの構成は、実施の形態４における電圧指令位相演算器１６ｃの構成とほぼ同じであるが、電圧指令ベクトル位相角演算器１６１ｄの入力として、ｄ軸およびｑ軸電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐが存在することが異なる。
即ち、電圧指令位相演算器１６ｄの電圧指令ベクトル位相角演算器１６１ｄは、式（１４）に従って、電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐと電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と電機子抵抗値Ｒとインダクタンス値Ｌｄ、Ｌｑと永久磁石磁束値Φｍと回転子位置の電気角θ（角速度ω）を用いて、電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出する。そして加算器１６２により電圧指令ベクトル位相角θｖｖと回転子位置の電気角θを用いて、式（９）に従って電圧指令位相θｖを算出する。その他の構成は実施の形態４における電圧指令位相演算器１６ｃの構成と同じなので、その説明は省略する。
【００４７】
【数８】
2015104174.tif 000010
なお、式（１４）は、電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐと電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と電機子抵抗値Ｒとインダクタンス値Ｌｄ、Ｌｑと永久磁石磁束値Φｍの全てを用いて、電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出しているが、これらの中から少なくとも１つを用いて電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出してもよい。
【００４８】
このように実施の形態５では、電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と電流検出値ｉｄ、ｉｑと電流制御比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑにより電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐを算出することにより、電圧方程式の微分項ｐＬｄｉｄ、ｐＬｑｉｑを考慮して電圧指令ベクトル位相θｖｖを算出するため、実施の形態４と比較して電圧指令ベクトル位相θｖｖの算出精度を向上させ、電流指令値変化時の電圧指令位相演算精度が向上する。その結果、所望のＰＷＭ電圧を印加できるようになり、モータ効率を向上させることができる。
【００４９】
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６の同期機制御装置を図１５に基づいて説明する。
実施の形態２〜５では、電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出する際に、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値のＶｄ＊、Ｖｑ＊の代わりに、ｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、永久磁石磁束Φｍ、電機子抵抗Ｒといったモータ定数とｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を用いている。
これらのモータ定数の見積もり値と、実際値との間に誤差が存在する場合、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの演算精度が低下し、モータ効率が低下する恐れがある。実施の形態６では、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの算出に、モータ定数とｄ軸およびｑ軸電流指令値だけではなく、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値のＶｄ＊、ｖｑ＊も使用することにより、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの演算精度を向上させ、モータ効率を向上させるようにしたものである。
【００５０】
実施の形態６における同期機制御装置の構成は、実施の形態５における同期制御装置１ｄの構成とほぼ同じであるが、電圧指令位相演算器１６の構成が異なる。
図１５は、実施の形態６における電圧指令位相演算器１６ｅの構成図である。電圧指令位相演算器１６ｅの構成は、実施の形態５における電圧指令位相演算器１６ｄの構成とほ
ぼ同じであるが、電圧指令ベクトル位相角演算器１６１ｅの入力としてｄ軸およびｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が追加されている点が異なる。その他の構成は実施の形態５における電圧指令位相演算器１６ｄの構成と同じなので、その説明は省略する。
【００５１】
図１５において、電圧指令ベクトル位相角演算器１６１ｅは、式（１５）により電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐと電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と電機子抵抗値Ｒとインダクタンス値Ｌｄ、Ｌｑと永久磁石磁束値Φｍと電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と回転子位置とから電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出する。そしてこの電圧指令ベクトル位相角θｖｖと回転子位置の電気角θを用いて、式（９）に従って電圧指令位相θｖを算出する。
【数９】
2015104174.tif 000011
ここで、ｇｖｐ、ｇｖｑはそれぞれ、ｄ軸電圧指令重み係数、ｑ軸電圧指令重み係数を表す。
なお、式（１５）は、電流制御比例項Ｖｄ＊ｐ、Ｖｑ＊ｐと電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と電機子抵抗値Ｒとインダクタンス値Ｌｄ、Ｌｑと永久磁石磁束値Φｍと電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊の全てを用いて、電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出しているが、これらの中から少なくとも１つを用いて電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出してもよい。
【００５２】
このように実施の形態６では、モータ定数とｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊だけではなく、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊も用いて電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出するため、モータ定数について見積もり値と実際値との間に誤差が存在する場合について、実施の形態５と比較して、電流指令値変化時の電圧指令ベクトル位相角θｖｖの演算精度を向上させることができる。その結果、所望のＰＷＭ電圧を印加できるようになり、モータ効率を向上させることができる。
【００５３】
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７の同期機制御装置を図１６に基づいて説明する。
実施の形態６における同期機制御装置では、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊をステップ状に変化させた場合、電圧指令ベクトル位相角θｖｖが急変し、電流制御が不安定となる恐れがある。実施の形態７では、電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出する際に用いる電流値が急変することを防ぐことにより、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの急変を防ぎ、電流制御の安定性を向上させるようにしたものである。
【００５４】
実施の形態７における同期機制御装置の構成は、実施の形態５における同期機制御装置１ｄの構成とほぼ同じであるが、電圧指令ベクトル位相角演算器１６１の構成が異なる。
図１６は、実施の形態７における電圧指令位相演算器１６ｆの構成図である。実施の形態７における電圧指令位相演算器１６ｆの構成は、実施の形態６における電圧指令位相演算器１６ｅの構成とほぼ同じであるが、電圧指令ベクトル位相角演算器１６１ｆの入力として、ｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑが存在することが異なる。
【００５５】
図１６において、電圧指令ベクトル位相角演算器１６１ｆは、式（１６）により電圧指令ベクトル位相角θｖｖを算出する。
【数１０】
2015104174.tif 000012
ここで、ｉｄｔｈはｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄの少なくとも１つを用いて算出される値であり、ｉｑｔｈはｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑの少なくとも１つを用いて算出される値である。ｉｄｔｈ、ｉｄｔｈは例えば以下の方法で算出する。
【００５６】
１）ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に対して低域通過フィルタ処理を行う。
２）ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に対して低域通過フィルタ処理を行っ
た値と、ｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑに対して高域通過フィルタ処理を
行った値との合算値
３）ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、
ｉｑとの重み平均値
のいずれについても、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊をステップ状に変化させた場合の変化量は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と比べて小さくなる。
【００５７】
また、３）については、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を変化させた時点からの時間により、重みを変化させてもよい。例えば、指令値変化直後はｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑの重みを大きくし、時間の経過とともにｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑの重みを小さくしても良い。
上記のようにｉｄｔｈ、ｉｄｔｈを算出すると、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊変化直後は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊変化の影響を小さくすることでｉｄｔｈ、ｉｄｔｈの変化量が小さくなる。一方、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊が変化してから時間経過したときは、ｄ軸およびｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑの高周波成分の影響を小さくすることでｉｄｔｈ、ｉｄｔｈの変化量が小さくなる。よって、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊変化直後と、時間経過した後の両方について、ｉｄｔｈ、ｉｄｔｈの変化量を抑え、電流制御の安定性を向上させることができる。
【００５８】
以上のように電流指令値を変化させた直後などで、指令値と検出値との差分が大きい場合は検出値の重みを大、電流指令値を変化させてからしばらく経過した後などで、指令値と検出値との差分が小さい場合は指令値の重みを大とすることで、電流指令値変化時、一定時の両方において、電流制御の安定性を向上させることができる。
【００５９】
このように実施の形態７では、電流指令値に対して低域通過フィルタ処理をしたり、電流検出値に対して高域通過フィルタ処理をすることで、電流指令値変化時の電圧指令位相の変化が緩やかになり、電圧指令ベクトル位相角θｖｖの算出に用いる電流値の急変を抑えることで、実施の形態６と比較して、電流制御の安定性を向上させることができる。
【００６０】
なおこの発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００６１】
１、１ｂ、１ｃ、１ｄ：同期機制御装置、  ２：電源、  ３：同期機、
１１：ｕｖｗ→ｄｑ座標変換器、  １２、１２ｄ：電流制御器、
１３：ＰＷＭ生成器、  １４：電流検出手段、  １５：回転位置検出器、
１６、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ、１６ｅ、１６ｆ：電圧指令位相演算器、
１２１：電流ＰＩ制御器、  １２２：電気角速度演算器、１２３：非干渉項演算器、
１２４：加算器、  １３１：ｄｑ→ｕｖｗ座標変換器、
１３２：インバータ周波数演算器、  １３３：キャリア同期補正量演算器、
１３４：キャリア生成器、  １３５：電力変換手段、
１６１、１６１ａ〜１６１ｆ：電圧指令ベクトル位相角演算器、  １６２：加算器、
１６３：電気角速度演算器、  １６４：ｄ軸インダクタンス記憶器、
１６５：ｑ軸インダクタンス記憶器、  １６６：永久磁石磁束記憶器、
１６７：電機子抵抗記憶器、  １６８：ｄ軸インダクタンス演算器、
１６９：ｑ軸インダクタンス演算器、  １６０：永久磁石磁束演算器。
【図１】
2015104174.tif 000013
【図２】
2015104174.tif 000014
【図３】
2015104174.tif 000015
【図４】
2015104174.tif 000016
【図５】
2015104174.tif 000017
【図６】
2015104174.tif 000018
【図７】
2015104174.tif 000019
【図８】
2015104174.tif 000020
【図９】
2015104174.tif 000021
【図１０】
2015104174.tif 000022
【図１１】
2015104174.tif 000023
【図１２】
2015104174.tif 000024
【図１３】
2015104174.tif 000025
【図１４】
2015104174.tif 000026
【図１５】
2015104174.tif 000027
【図１６】
2015104174.tif 000028
【手続補正書】
【提出日】平成26年12月18日(2014.12.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２０】
インバータ周波数演算器１３２は、同期機３の回転子位置の電気角θに対して微分演算を行い、インバータ周波数ｆｉｎｖを算出する。キャリア同期補正量演算器１３３は電圧指令位相θｖよりキャリア同期補正量Δｔｃを、図４の三段目に示すキャリア同期補正量の値から算出する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２４】
図３において、ＰＷＭ生成器１３は、要するに、ｄｑ→ｕｖｗ座標変換器１３１がｄ軸およびｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と電圧指令位相θｖから三相電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、ｖｗ＊）を生成し、キャリア生成器１３４が回転子位置の電気角θと電圧指令位相θｖからキャリア波を生成し、電力変換手段１３５が、電源電圧（Ｖｐｎ）とキャリア波と三相電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、ｖｗ＊）との比較に基づいて、ＰＷＭ（パルス幅変調）電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を生成する。
図１において、電圧指令位相演算器１６は、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と回転子位置の電気角θより電圧指令位相θｖを算出する。