(57)【要約】【課題】交流−直流電力変換装置において、使用する半導体デバイス数とダイオード数を削減し、装置の小型化，コストの削減を図る。【解決手段】整流回路１は、三相交流電圧源４に対して、６つの半導体デバイスＳ１〜Ｓ６が三相ブリッジ接続して構成される。電圧バランス回路３は、整流回路１における直流変換部の正極端に、第７，第８半導体デバイスＳ７，Ｓ８の一端を接続し、直流変換部の負極端に第９，第１０半導体デバイスＳ９，Ｓ１０の一端を接続する。第７，第１０半導体デバイスＳ９，Ｓ１０の他端間に、第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４を順次直列接続し、第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２の共通接続点と、第３，第４コンデンサＣ３，Ｃ４の共通接続点と、の間に第１１〜第１４半導体デバイスＳ１１〜Ｓ１４を順次直列接続する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電圧源の交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流電力変換装置であって、
三相交流電圧源の電圧を直流に整流する整流回路と、
整流回路によって整流された直流電圧を直列接続された４つのコンデンサに４分圧する電圧バランス回路と、
４つのコンデンサに充電された電圧から選択して交流電圧として出力するインバータと、を備え、
前記整流回路は、三相交流電圧源に対して、三相ブリッジ接続された６つの半導体デバイスを備え、
前記電圧バランス回路は、
前記整流回路における直流変換部の正極端に、それぞれ一端が接続された第７，第８半導体デバイスと、
前記整流回路における直流変換部の負極端に、それぞれ一端が接続された第９，第１０半導体デバイスと、
第７半導体デバイスの他端と、第１０半導体デバイスの他端と、の間に順次直列接続された第１〜第４コンデンサと、
第１，第２コンデンサの共通接続点と、第３，第４コンデンサの共通接続点と、の間に順次直列接続された第１１〜第１４半導体デバイスと、を備え、
第８，第９，第１２，第１３半導体デバイスは自己消弧型電力用半導体デバイスであり、
第８半導体デバイスの他端と第１１，第１２半導体デバイスの共通接続点を接続し、
第９半導体デバイスの他端と、第１３，第１４半導体デバイスの共通接続点を接続し、
第１２，第１３半導体デバイスの共通接続点と、第２，第３コンデンサの共通接続点を接続し、この接続点を中性点としたことを特徴とする交流−直流電力変換装置。
【請求項２】
前記整流回路は、
各相の半導体デバイスの共通接続点にそれぞれ双方向スイッチの一端を接続し、全相の双方向スイッチの他端同士を接続して、前記電圧バランス回路の中性点に接続したことを特徴とする請求項１記載の交流−直流電力変換装置。
【請求項３】
前記整流回路の半導体デバイス、および、前記電圧バランス回路の第７，第１０，第１１，第１４半導体デバイスは、ダイオードであることを特徴とする請求項１または２記載の交流−直流電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流−直流電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８は、非特許文献１で開示されている交流−直流−交流電力変換装置を示すブロック図である。図８に示すように、５レベルダイオードクランプ型変換器が三相交流電圧源４側と負荷（例えば、モータ）８側に整流回路１，インバータ２としてそれぞれ設けられている。さらに、コンデンサＣ１〜Ｃ４のコンデンサ電圧を４分圧にバランスさせるために、電圧バランス回路３が設けられている。
【０００３】
整流回路１とインバータ２との間の直流変換部のコンデンサ電圧をバランスさせることにより、インバータ２が出力する交流電圧の制御が容易になる。
【０００４】
４分圧したコンデンサ電圧を利用した５レベルダイオードクランプ型変換器（整流回路１，インバータ２）は、１相あたり、８個の自己消弧型電力用半導体デバイス（例えば、ＩＧＢＴ）と６個のダイオードから構成され、電圧バランス回路３は４個の自己消弧型電力用半導体デバイス（例えば、ＩＧＢＴ）と２個の直流リアクトルＬN，ＬPから構成される。また、整流回路１，インバータ２は各相にそれぞれ設けられ、電圧バランス回路３は各相共通である。そのため、図１のシステムに必要な自己消弧型電力用半導体デバイス数は５２個，ダイオードは３６個，直流リアクトルは２個である。
【０００５】
コンデンサ電圧を生成する上で必要な整流回路１および電圧バランス回路３においては、自己消弧型電力用半導体デバイス２８個とダイオード１８個を必要とする。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】近藤  洋介，Ｈａｔｔｉ  Ｎａｔｃｈｐｏｎｇ，赤木  泰文  「５レベルダイオードクランプＰＷＭ整流器・インバータによる誘導電動機駆動システム」  電気学会論文誌Ｄ分冊  １２８巻３号，２００８年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、図８に示す従来技術では、使用する自己消弧型電力用半導体デバイス数とダイオード数が多く、装置の大型化，コストアップにつながっていた。
【０００８】
以上示したようなことから、交流−直流電力変換装置において、使用する自己消弧型電力用半導体デバイス数とダイオード数を削減し、装置の小型化，コストの削減を図ることが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、三相交流電圧源の交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流電力変換装置であって、三相交流電圧源の電圧を直流に整流する整流回路と、整流回路によって整流された直流電圧を直列接続された４つのコンデンサに４分圧する電圧バランス回路と、４つのコンデンサに充電された電圧から選択して交流電圧として出力するインバータと、を備え、前記整流回路は、三相交流電圧源に対して、三相ブリッジ接続された６つの半導体デバイスを備え、前記電圧バランス回路は、前記整流回路における直流変換部の正極端に、それぞれ一端が接続された第７，第８半導体デバイスと、前記整流回路における直流変換部の負極端に、それぞれ一端が接続された第９，第１０半導体デバイスと、第７半導体デバイスの他端と、第１０半導体デバイスの他端と、の間に順次直列接続された第１〜第４コンデンサと、第１，第２コンデンサの共通接続点と、第３，第４コンデンサの共通接続点と、の間に順次直列接続された第１１〜第１４半導体デバイスと、を備え、第８，第９，第１２，第１３半導体デバイスは自己消弧型電力用半導体デバイスであり、第８半導体デバイスの他端と第１１，第１２半導体デバイスの共通接続点を接続し、第９半導体デバイスの他端と、第１３，第１４半導体デバイスの共通接続点を接続し、第１２，第１３半導体デバイスの共通接続点と、第２，第３コンデンサの共通接続点を接続し、この接続点を中性点としたことを特徴とする。
【００１０】
また、その一態様として、前記整流回路は、各相の半導体デバイスの共通接続点にそれぞれ双方向スイッチの一端を接続し、全相の双方向スイッチの他端同士を接続して、前記電圧バランス回路の中性点に接続したことを特徴とする。
【００１１】
また、その一態様として、前記整流回路の半導体デバイス、および、前記電圧バランス回路の第７，第１０，第１１，第１４半導体デバイスは、ダイオードであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、交流−直流電力変換装置において、使用する自己消弧型電力用半導体デバイス数とダイオード数を削減し、装置の小型化，コストの削減を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態１における交流−直流電力変換装置の整流回路と電圧バランス回路を示す回路構成図。
【図２】三相交流電圧の線間電圧を示すタイムチャート。
【図３】実施形態１における交流−直流電力変換装置の動作例を示す図。
【図４】実施形態１における交流−直流電力変換装置のシステム構成図。
【図５】実施形態２における交流−直流電力変換装置の整流回路と電圧バランス回路を示す回路構成図。
【図６】実施形態２における交流−直流電力変換装置の動作例を示す図。
【図７】実施形態３における交流−直流電力変換装置の整流回路と電圧バランス回路を示す回路構成図。
【図８】従来の交流−直流−交流電力変換装置を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の目的は、三相交流電圧を直接、交流−直流変換して、４分圧された直流電圧源を生成し、半導体デバイス数を低減できる整流回路，電圧バランス回路を実現することである。
【００１５】
特に、三相交流電圧源の三つの線間電圧から何れかを選択し、交流リアクトルを介して、４分圧したコンデンサＣ１〜Ｃ４のうち４個，３個，２個，１個に充放電させることにより、４個のコンデンサ電圧を任意の電圧に制御することができる交流−直流電力変換器を実現することを目的としている。
【００１６】
［実施形態１］
図１に実施形態１における交流−直流電力変換装置の整流回路１と電圧バランス回路３を示す。ここでは、整流回路１，電圧バランス回路３についてのみ示すが、図８に示すような４つのコンデンサに充電された電圧から選択して交流電圧として出力するマルチレベルインバータ２、または、その他のマルチレベルインバータが接続されているものとする。Ｓ１〜Ｓ１４は、例えば、ＩＧＢＴ等の半導体デバイスである。これらＳ１〜Ｓ１４はＩＧＢＴ以外の自己消弧型電力用半導体デバイスに置き換えてもよい。三相交流電圧源４にリアクトルＬを介して、第１〜第６半導体デバイスＳ１〜Ｓ６を三相ブリッジ接続した整流回路１を設ける。この整流回路１を用いて交流−直流変換を行い、整流回路１における直流変換部の直流電圧をＶDCとする。
【００１７】
さらに、この直流変換部に第７〜第１４半導体デバイスを備えた電圧バランス回路３が接続される。具体的には、整流回路１における直流変換部の正極端に、第７半導体デバイスＳ７のエミッタ端子と第８半導体デバイスＳ８のコレクタ端子とを接続し、直流変換部の負極端に第９半導体デバイスＳ９のエミッタ端子と第１０半導体デバイスＳ１０のコレクタ端子とを接続する。また、第７半導体デバイスＳ７のコレクタ端子と第１０半導体デバイスＳ１０のエミッタ端子との間に第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４を順次直列接続する。
【００１８】
また、第１，第２コンデンサＣ１，Ｃ２の共通接続点と第３，第４コンデンサＣ３，Ｃ４の共通接続点との間に、第１１〜第１４半導体デバイスＳ１１〜Ｓ１４を順次直列接続する。
【００１９】
なお、第８半導体デバイスＳ８のエミッタ端子と第１１，第１２半導体デバイスＳ１１，Ｓ１２の共通接続点とを接続し、第９半導体デバイスＳ９のコレクタ端子と第１３，第１４半導体デバイスＳ１３，Ｓ１４の共通接続点とを接続する。また、第１２，第１３半導体デバイスＳ１２，Ｓ１３の共通接続点と第２，第３コンデンサＣ２，Ｃ３の共通接続点とを接続し、この接続点を中性点ＮＰとする。
【００２０】
第７半導体デバイスＳ７のコレクタ端子をＰ１、第１１半導体デバイスＳ１１のコレクタ端子をＰ２、第１２半導体デバイスＳ１２のエミッタ端子（第１３半導体デバイスＳ１３のコレクタ端子）を中性点ＮＰ、第１４半導体デバイスＳ１４のエミッタ端子をＮ１、第１０半導体デバイスＳ１０のエミッタ端子をＮ２に出力する。前記Ｐ１，Ｐ２，中性点ＮＰ，Ｎ１，Ｎ２には、４分圧したコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を接続する。
【００２１】
［実施形態１の整流回路の動作］
上記のような構成により、整流回路１における直流変換部に、三相交流電圧源４の線間電圧ＶRS，ＶST，ＶTRを発生させることができる。表１に示すように、第７〜第１４半導体デバイスＳ７〜Ｓ１４のスイッチングパターンによって、直流変換部の直流電圧ＶDCを、４分圧されたコンデンサＣ１〜Ｃ４のうち、いずれかのコンデンサへ接続し、各コンデンサ電圧を調節する動作、または、リアクトルＬで短絡する動作を行うことができる。
【００２２】
【表１】
2015162942.tif 000003
【００２３】
このとき、整流回路１の交流側の電圧（リアクトルＬ通過後）Ｖ’RS，Ｖ’ST，Ｖ’TRは、表２に示すように，Ｕ相であれば半導体デバイスＳ１とＳ２のスイッチング動作により、整流回路１の直流変換部に発生した電圧＋ＶDC、または、−ＶDCとなる。
【００２４】
【表２】
2015162942.tif 000004
【００２５】
本実施形態１における交流−直流電力変換装置によれば、これらの動作を利用して、第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４の電圧をバランスさせること、および、入力電流の高調波を低減する動作を行うことができる。
【００２６】
図２は、三相交流電圧源４から出力される線間電圧｜ＶRS｜，｜ＶST｜，｜ＶTR｜を示すタイムチャートである。この線間電圧｜ＶRS｜，｜ＶST｜，｜ＶTR｜は、リアクトルＬを介して第１〜第６半導体デバイスＳ１〜Ｓ６によって、直流電圧ＶDCに接続できる。そして、この線間電圧｜ＶRS｜，｜ＶST｜，｜ＶTR｜を第１〜第６半導体デバイスＳ１〜Ｓ６が選択し、直流変換部に出力する。
【００２７】
次に、充放電させたい第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４を、各コンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４の検出値と、コンデンサ電圧指令値Ｖｃ１*より選択する。
【００２８】
次に、第１〜第６半導体デバイスＳ１〜Ｓ６と第７〜第１４半導体デバイスＳ７〜Ｓ１４の動作により、三相交流電圧源４の線間電圧ＶRS，ＶST，ＶTRのうち、その絶対値が充放電するコンデンサの印加電圧合計値と最も近い線間電圧を選択し、充放電するコンデンサに接続して、各コンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４を制御する。
【００２９】
その動作例を図３に示す。ここでは、直流電流ＩDCの向きが図３に示す向きである力行負荷状態であるとする。ここで例として、コンデンサ電圧指令値Ｖｃ１*＝１００Ｖに対して、第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４のコンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４が、Ｖｃ１＝Ｖｃ２＝９８Ｖ，Ｖｃ３＝Ｖｃ４＝１０２Ｖであるとする。この状態ではコンデンサ電圧Ｖｃ１とＶｃ２がコンデンサ電圧指令値Ｖｃ１*未満であるため、第１，第２コンデンサＣ１とＣ２を充電させる。第１，第２コンデンサＣ１とＣ２を充電させるためには、表１のＭｏｄｅ４に示すように、第７，第９，第１３半導体デバイスＳ７，Ｓ９，Ｓ１３をオンさせる。
【００３０】
さらに、このとき、線間電圧ＶRS＝２００Ｖ，ＶST＝−１００Ｖ，ＶTR＝−１００Ｖであれば、印加電圧合計値Ｖｃ１＋Ｖｃ２＝１９６Ｖで線間電圧ＶRSと最も近く、かつ、線間電圧ＶRS＞０であるため、第１，第４半導体デバイスＳ１，Ｓ４をオンさせる。また、各半導体デバイスのオンオフ動作は、図４に示す制御部５から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ  Ｓｉｇｎａｌｓによって制御される。この時、第３，第４コンデンサＣ３，Ｃ４は三相交流電圧源４とは接続されないため、負荷（図示省略）によって放電される。
【００３１】
このように、線間電圧ＶRS，ＶST，ＶTRと各コンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４を検出し、第１〜第１４半導体デバイスＳ１〜Ｓ１４のスイッチングパターンを決定しスイッチングさせることによって、各コンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４をコンデンサ電圧指令値Ｖｃ１*に制御し、４つの第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４のコンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４をバランスさせることができる。
【００３２】
なお、直流電流ＩDCの向きが図３とは逆の回生負荷状態の場合は、三相交流電圧源４と第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４が接続されているときに第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４は放電状態、接続されていないときに第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４は充電状態となるため、それに応じて第１〜第１４半導体デバイスＳ１〜Ｓ１４を制御する。負荷状態が力行か回生かは、直流電流ＩDCを検出することにより判定できる。
【００３３】
また、整流回路１の第１〜第６半導体デバイスＳ１〜Ｓ６のスイッチングを図４の三角波キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒと同期させることによって、第１〜第６半導体デバイスＳ１〜Ｓ６のスイッチング周波数は数ｋＨｚレベルになる。この高速スイッチング動作によって、整流回路１への入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの高調波成分を低減できる。
【００３４】
この実施形態１の回路の構成は、整流回路１および電圧バランス回路３を、自己消弧型電圧半導体デバイス数１４個，ダイオード数０個で実現できる。整流回路１および電圧バランス回路３をＩＧＢＴ２８個とダイオード１８個を必要とする図８に示す従来回路と比較して、半導体デバイス数を低減させることができる。また、本実施形態１における交流−直流−交流変換装置によれば、図８のリアクトルＬP，ＬNも不要となる。これにより装置の小型化・低コスト化を実現することが可能となる。
【００３５】
［実施形態２］
図５は、本実施形態２における交流−直流電力変換装置の整流回路１および電圧バランス回路３を示すブロック図である。本実施形態２は、実施形態１に、双方向スイッチＳ１５，Ｓ１６，Ｓ１７を追加し、整流回路１を３レベル変換器とした構成である。
【００３６】
前記双方向スイッチＳ１５，Ｓ１６，Ｓ１７の一端は、整流回路１の各相の半導体デバイスＳ１とＳ２，Ｓ３とＳ４，Ｓ５とＳ６の共通接続点にそれぞれ接続される。双方向スイッチＳ１５，Ｓ１６，Ｓ１７の他端同士は接続され、電圧バランス回路３の中性点ＮＰに接続される。なお、双方向スイッチＳ１５〜Ｓ１７は、自己消弧型電力用半導体デバイスを逆極性直列接続することなどによって構成できる。
【００３７】
本実施形態２では、整流回路１の入力電圧Ｖ’RS，Ｖ’ST，Ｖ’TRを４分圧したコンデンサの中性点ＮＰに接続することができる。本実施形態２によれば、スイッチングパターンが増加し、直流電圧＋ＶDC，−ＶDCに追加して、中性点ＮＰの０電圧を出力できるため、入力電流の高調波をより低減できる。
【００３８】
図６に本実施形態２における交流−直流電力変換装置の動作例を示す。第１，第７，第１０，第４半導体デバイスＳ１，Ｓ７，Ｓ１０，Ｓ４をＯＮとすることにより、第１〜第４コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を充電しながら、Ｔ相のリアクトルＬの整流回路１側のＴ’点には、中性点ＮＰの電位（ゼロ）を接続できる。
【００３９】
本実施形態２における第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４の充電状態での、Ｔ’点の電位（ＮＰ点基準）と第５，第６半導体デバイスＳ５，Ｓ６，双方向スイッチＳ１７のＯＮ／ＯＦＦ状態との関係を、表３に示す。
【００４０】
【表３】
2015162942.tif 000005
【００４１】
一方、実施形態１において、第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４を充電する状態（表１のＭｏｄｅ１）では、双方向スイッチＳ１７が存在しないため、Ｔ’点の電位はＶｃ１＋Ｖｃ２、もしくは−（Ｖｃ３＋Ｖｃ４）に限られる。
【００４２】
すなわち、本実施形態２は実施形態１と比較して、Ｔ’点の電位の自由度を拡張することができる。これにより、入力電流の高調波をより低減させることが可能となる。
【００４３】
なお、図４の整流回路１における第１〜第６半導体デバイスＳ１〜Ｓ６、電圧バランス回路３における第７，第１０，第１１，第１４半導体デバイスＳ７，Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１４はダイオードに置き換えてもよい。
【００４４】
以上示したように、本実施形態２における交流−直流電力変換装置によれば、双方向スイッチＳ１５〜Ｓ１７を半導体デバイス２個の逆極性直列接続として整流回路１と電圧バランス回路３との間に設けることにより、２０個の自己消弧型電力用半導体デバイスによって整流回路１と電圧バランス回路３とを実現できる。そのため、２８個の自己消弧型電力用半導体デバイスを必要とした従来回路と比較して自己消弧型電力用半導体デバイス数を低減し、装置の小型化，コストの削減を図ることができる。さらに、実施形態１よりも、入力電流の高調波をより低減できる。
【００４５】
［実施形態３］
実施形態１を力行負荷状態のみに限定して、一方向の電力融通とした構成にする場合（直流電流Ｉｄｃの向きを一方向のみとする場合）には、回路の一部を自己消弧型電力用半導体デバイスからダイオードに置き換え、スイッチングパターンを限定して動作させることができる。その構成を図７に示す。
【００４６】
図７に示すように、三相交流電圧を直流電圧に変換するダイオードＤ１〜Ｄ６を備えた三相全波整流回路１と、順次直列接続した第８，第１２，第１３，第９半導体デバイスＳ８，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ９と、その第８，第１２，第１３，第９半導体デバイスＳ８，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ９と第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４間に図のような方向で中性点に対して対称に接続した第７，第１０，第１１，第１４ダイオードＤ７，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ４と、を有している。
【００４７】
すなわち、実施形態１における整流回路１の第１〜第６半導体デバイスＳ１〜Ｓ６，電圧バランス回路３の第７，第１０，第１１，第１４半導体デバイスＳ７，Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１４をダイオードＤ１〜Ｄ６，Ｄ７，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１４に変更している。また、スイッチングパターンジェネレータ６では、各コンデンサのコンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４の検出値と電圧指令値ＶDC*より充電するコンデンサを決め、さらに表４に示すようなスイッチパターンを決める。
【００４８】
【表４】
2015162942.tif 000006
【００４９】
表４に示すようなスイッチングモードを利用することによって、実施形態１と同様に、各コンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４を電圧指令値ＶDC*に充放電制御することができ、コンデンサ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４をバランスさせることができる。
【００５０】
以上示したように、本実施形態３によれば、実施形態１と比較して、力行負荷のみに適用が限定され、整流回路１の半導体デバイスがダイオードＤ１〜Ｄ６であるため、高速スイッチング動作ができず入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの高調波成分が増加する短所がある。一方、より少ない半導体デバイス数（例えば、自己消弧型電力用半導体デバイス４個，ダイオード１０個）で構成できる長所がある。
【００５１】
例えば、自己消弧型電力用半導体デバイス４個、ダイオード１０個で図８と同様の交流−直流電力変換装置の整流回路１、および、電圧バランス回路３を実現できる。また、２８個の自己消弧型電力用半導体デバイスと、１８個のダイオードを必要とした図８の従来回路よりも、半導体デバイス数を低減することが可能となる。
【００５２】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【００５３】
１…整流回路
２…インバータ
３…電圧バランス回路
４…三相交流電圧源
Ｓ１〜Ｓ１４…半導体デバイス
Ｃ１〜Ｃ４…コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ７，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１４…ダイオード
【図１】
2015162942.tif 000007
【図２】
2015162942.tif 000008
【図３】
2015162942.tif 000009
【図４】
2015162942.tif 000010
【図５】
2015162942.tif 000011
【図６】
2015162942.tif 000012
【図７】
2015162942.tif 000013
【図８】
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