(57)【要約】【課題】交流電源系統に接続された交直変換装置の同期制御回路において、ゼロクロス検出器を用いずに装置のコスト削減を図ると共に、処理を簡易化する。【解決手段】領域判断回路４３において、系統電圧Ｖｓのｄ軸成分Ｖｓ＿ｄ，ｑ軸成分Ｖｓ＿ｑに基づいて、系統電圧Ｖｓと基準正弦波位相との位相差φが、０°〜９０°，９０°〜１８０°，１８０°〜２７０°，２７０°〜３６０°のうちどの領域に該当するのかを判断し、系統電圧Ｖｓのｑ軸成分Ｖｓ＿ｑを出力する。周波数指令値演算部４４により、領域判断回路４３の出力が０となるようにＰＩ演算し、ＰＩ演算結果が予め設定された値に達した際に、ＰＩ演算結果をゼロにリセットすることで基準正弦波の周波数指令値を演算する。そして、基準正弦波生成部４５により、前記周波数指令値に基づいて、基準正弦波を生成する。【選択図】図１
2015104292.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源系統に接続された交直変換装置を系統電圧と同じ周期で同期させる同期制御回路であって、
系統電圧のｄ軸成分，ｑ軸成分に基づいて、系統電圧と基準正弦波位相との位相差が、０°〜９０°，９０°〜１８０°，１８０°〜２７０°，２７０°〜３６０°のうちどの領域に該当するのかを判断し、系統電圧のｑ軸成分を出力する領域判断回路と、
領域判断回路の出力が０となるようにＰＩ演算し、ＰＩ演算結果が予め設定された値に達した際にＰＩ演算結果をゼロにリセットすることで基準正弦波の周波数指令値を演算する周波数指令値演算部と、
前記周波数指令値に基づいて、基準正弦波を生成する基準正弦波生成部と、を備えたことを特徴とする交直変換装置の同期制御回路。
【請求項２】
前記領域判断回路は、
系統電圧と基準正弦波位相との位相差が０°〜９０°のとき−１．０［ｐ．ｕ．］を出力し，２７０°〜３６０°のとき１．０［ｐ．ｕ．］を出力することを特徴とする請求項１記載の交直変換装置の同期制御回路。
【請求項３】
前記周波数指令値演算部は、
周波数指令値に上限値を設定し、周波数指令値が上限値よりも高くなることを制限することを特徴とする請求項１または２記載の交直変換装置の同期制御回路。
【請求項４】
系統電圧の実効値を演算し、領域判断回路の出力に実効値に比例した重み付けを行うことを特徴とする請求項１〜３のうち何れかに記載の交直変換装置の同期制御回路。
【請求項５】
系統電圧の実効値が５％以下の場合、重み付けゲインを０とすることを特徴とする請求項４記載の交直変換装置の同期制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、 交流電源系統に接続された交直変換装置に係り、特に、交直変換装置を交流電源系統の系統電圧と同じ周期で同期させるための同期制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の交直変換装置としては、交流電源系統との間で電力を充放電する二次電池の充放電装置、交流電源系統の無効電力調整装置、交流電源系統に接続される負荷が発生する高調波電流とは逆位相の電流を発生させ、高調波電流を打ち消すアクティブフィルタなどがある。
【０００３】
交流電源系統に接続された交直変換装置の一例として、二次電池の充放電装置の回路構成を図７に示す。交流電源系統７と二次電池６の間に設けられた充放電装置１０は、交流電源系統７との接続点に設けられた連系遮断器１と、高調波が交流電源系統７に漏れないようにするためのＬＣフィルタ（またはＬＣＬフィルタ）２と、系統電圧Ｖｓを検出する電圧検出器３と、インバータ電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出回路４と、交流−直流変換または直流−交流変換を行うＩＧＢＴユニット５と、を備える。
【０００４】
さらに、充放電装置１０は、交流電源系統７と連系して二次電池６の充放電を行うため、系統電圧と同期してＩＧＢＴユニット５の交流側の出力周波数，位相，電圧制御と直流側の出力制御を行う必要がある。
【０００５】
従来における同期制御回路の構成を図８に示す。フィルタ処理回路１１は、系統電圧の１相（図示ではＲＳ相）信号からＣＲ充放電動作による高調波成分のノイズを除去するフィルタ処理を行う。ゼロクロス検出回路１２は、正弦波のゼロクロス点を変化点（位相）とする系統電圧パルスを生成する。同期制御部１３は系統電圧と同じ周期で同期した鋸歯状の基準正弦波位相を生成する。基準正弦波クロック作成回路１４は、鋸歯状の基準正弦波位相と同じ周期の基準正弦波クロックを生成する。
【０００６】
系統電圧，系統電圧ゼロクロス，系統電圧位相と、基準正弦波，基準正弦波クロック，基準正弦波位相の関係を図９に示す。図９に示すように、基準正弦波と系統電圧との位相が一致するように、基準正弦波位相の傾きを調整する。
【０００７】
図８に示す同期制御部１３で生成された基準正弦波位相は、図７に示すＩＧＢＴユニット５の主回路素子（ＩＧＢＴ）のゲート制御のための基準位相として使用され、この同期制御により、二次電池６からＩＧＢＴユニット５を通した交流電源系統７への連系電力を同期させる。
【０００８】
図８の同期制御部１３により生成した基準正弦波位相を使って、有効電力・無効電力を制御する方法を図１０に示す。
【０００９】
基準正弦波生成回路３１は、図８の同期制御部１３で生成する基準正弦波位相と同じ周期のＳＩＮ波，ＣＯＳ波を生成する。乗算器３２ａはＳＩＮ波に有効電流指令値を乗じて振幅を調整し、乗算器３２ｂはＣＯＳ波に無効電流指令値を乗じて振幅を調整する。加算器３３は、乗算器３２ａ，３２ｂの正弦波出力を合成して電流指令値を得る。電流制御器（ＡＣＲ）３４は、電流指令値とＩＧＢＴユニット５の出力電流ＩＩＮＶとの偏差に応じた有効電力・無効電力の制御電流指令値を求める。この制御電流指令値に対し、加算器３５において基準正弦波におけるベース分電流のＳＩＮ波を加算してＰＷＭ回路３６の制御電流とし、ＰＷＭ回路３６で生成されたＰＷＭ波形のゲート信号でＩＧＢＴユニット５のゲートをＰＷＭ制御する。
【００１０】
以上のように、交流電源系統７に連系する交直変換装置（充放電装置１０）は、同期制御手段によって連系状態を維持している。ここで、交流電源系統７に電圧低下や波形歪みなどの異常が発生すると、交直変換装置（充放電装置１０）は、系統保護動作により交直変換装置（充放電装置１０）の運転・制御を停止し、連系遮断器１を解列させるようにしている。そして、交流電源系統７が正常に復帰した時に、連系遮断器１を再投入して連系運転を再開するようにしている。
【００１１】
また、特許文献２のように、系統電圧をｄｑ変換して位相を求める方法も開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２０１２−７０５９０号公報
【特許文献２】特開２００８−１７７９９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
特許文献１に記載されているようなゼロクロス検出回路を用いたＰＬＬ回路では、２つの信号の位相差を検出するために２種類のゼロクロス検出回路が必要になり、装置全体が高価になる。
【００１４】
特許文献２は、ゼロクロス検出回路を用いていないもの、系統電圧のｄｑ変換結果から位相を求めるなど、複雑な処理も多い。
【００１５】
以上示したようなことから、交流電源系統に接続された交直変換装置の同期制御回路において、ゼロクロス検出器を用いずに装置のコストを削減すると共に、処理を簡易化することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、交流電源系統に接続された交直変換装置を系統電圧と同じ周期で同期させる同期制御回路であって、系統電圧のｄ軸成分，ｑ軸成分に基づいて、系統電圧と基準正弦波位相との位相差が、０°〜９０°，９０°〜１８０°，１８０°〜２７０°，２７０°〜３６０°のうちどの領域に該当するのかを判断し、系統電圧のｑ軸成分を出力する領域判断回路と、領域判断回路の出力が０となるようにＰＩ演算し、ＰＩ演算結果が予め設定された値に達した際にＰＩ演算結果をゼロにリセットすることで基準正弦波の周波数指令値を演算する周波数指令値演算部と、前記周波数指令値に基づいて、基準正弦波を生成する基準正弦波生成部と、を備えたことを特徴とする。
【００１７】
また、その一態様として、前記領域判断回路は、系統電圧と基準正弦波位相との位相差が０°〜９０°のとき−１．０［ｐ．ｕ．］を出力し，２７０°〜３６０°のとき１．０［ｐ．ｕ．］を出力することを特徴とする。
【００１８】
また、その一態様として、前記周波数指令値演算部は、周波数指令値に上限値を設定し、周波数指令値が上限値よりも高くなることを制限することを特徴とする。
【００１９】
また、その一態様として、系統電圧の実効値を演算し、領域判断回路の出力に実効値に比例した重み付けを行うことを特徴とする。
【００２０】
また、その一態様として、系統電圧の実効値が５％以下の場合、重み付けゲインを０とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、交流電源系統に接続された交直変換装置の同期制御装置において、ゼロクロス検出器を用いずに装置のコスト削減を図ると共に、処理を簡易化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】実施形態１における同期制御回路を示すブロック図。
【図２】系統電圧におけるｄ軸成分，ｑ軸成分の領域１〜４を示す図。
【図３】系統電圧と基準正弦波位相の位相差と、系統電圧のｄ軸，ｑ軸成分を示すグラフ。
【図４】位相差と周波数を示すグラフ。
【図５】実施形態２における同期制御回路を示すブロック図。
【図６】系統電圧の実効値と重み付けゲインとの関係を示すグラフ。
【図７】従来の交直変換装置の一例を示す回路図。
【図８】従来の同期制御回路の一例を示すブロック図。
【図９】正弦波と位相の関係を示すグラフ。
【図１０】基準正弦波位相を用いた有効電力，無効電力の制御方法を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明は、系統電圧と同位相の基準正弦波を生成するため、系統電圧を２軸変換およびｄｑ変換し、基準正弦波位相の回転座標でｄｑ変換したｑ軸成分の値を零とすることにより、基準正弦波位相と系統電圧の位相を同じとするものである。
【００２４】
以下、本願発明における交直変換装置の同期制御装置の実施形態１，２を図１〜図６に基づいて詳細に説明する。
【００２５】
［実施形態１］
図１は、本実施形態１における交直変換装置の同期制御回路を示すブロック図である。
【００２６】
図１に示すように、３相の系統電圧Ｖｓを２軸変換部４１によりαβ変換して２軸の電圧成分を抽出し、これをｄｑ変換部４２により基準正弦波位相でｄｑ変換して、回転座標上でのｄ軸／ｑ軸成分Ｖｓ＿ｄ，Ｖｓ＿ｑを抽出する。ｄ軸／ｑ軸成分Ｖｓ＿ｄ，Ｖｓ＿ｑから領域判断回路４３において、領域による入出力演算を行い、入出力演算結果を周波数指令値演算部４４に出力する。領域判断回路４３については、後述する。周波数指令値演算部４４では、領域による入出力演算結果をＰＩ演算およびリミッタ処理を行い、その出力から基準正弦波位相を生成する。また、この基準正弦波位相は、ｄｑ変換部４２のｄｑ変換に使用する。基準正弦波生成部４５では、前記周波数指令値に基づいて基準正弦波を生成する。
【００２７】
系統電圧をＶR＝ＶｍＣＯＳ（ωｔ−φ），ＶS＝ＶｍＣＯＳ（ωｔ−２／３π−φ），ＶT＝ＶｍＣＯＳ（ωｔ−４／３π−φ）とし、ωｔの回転座標でｄｑ変換すると、Ｖｄ＝Ｖ0ＣＯＳφ，Ｖｑ＝−Ｖ0ＳＩＮφの形になる。このφは系統電圧と基準正弦波の位相差となる。演算方法は以下の通りである。
【００２８】
【数１】
2015104292.tif 000003
【００２９】
この位相差φが小さいときは、Ｖｑ＝−Ｖ0ＳＩＮφ≒−Ｖ0φであるため、Ｖｑ＝０とすることにより同位相φ→０を実現できる。
【００３０】
領域判断回路４３における領域による入出力演算は以下の通りである。まず、ｄｑ軸の符号によって、領域を図２に示すように４つに分ける。系統電圧Ｖｓのｄ軸成分Ｖｓ＿ｄ，ｑ軸成分Ｖｓ＿ｑに基づいて、位相差φが０°〜９０°，９０°〜１８０°，１８０°〜２７０°，２７０°〜３６０°のうちどの領域に該当するのか判断する。領域によって、周波数指令値演算部４４におけるＰＩ制御の入力（領域判断回路４３の出力）を表１に示すように変化させる。
【００３１】
【表１】
2015104292.tif 000004
【００３２】
図３は、系統電圧と基準正弦波位相との位相差φと系統電圧Ｖｓのｄ軸成分／ｑ軸成分Ｖｓ＿ｄ，Ｖｓ＿ｑを示すグラフである。縦軸が出力、横軸が位相差φである。
【００３３】
系統電圧Ｖｓが、基準正弦波に対して遅れ（位相差：０〜１８０ｄｅｇ）の時、系統電圧Ｖｓのｑ軸成分Ｖｓ＿ｑはマイナスの値となる。よって，ｑ軸成分Ｖｓ＿ｑがマイナスの時、基準正弦波の周波数が低くなるように操作すればよい。
【００３４】
一方、系統電圧Ｖｓが、基準正弦波に対して進み（位相差：１８０〜３６０ｄｅｇ）の時、系統電圧Ｖｓのｑ軸成分Ｖｓ＿ｑはプラスの値となる。よってｑ軸成分Ｖｓ＿ｑがプラスの時、基準正弦波の周波数が高くなるように操作すればよい。
【００３５】
領域１，４では、周波数指令値演算部４４におけるＰＩ演算部４４ａの入力に系統電圧のｑ軸成分Ｖｓ＿ｑを使用する。領域２ではＰＩ演算部４４ａの入力に−１［ｐ．ｕ．］を使用し、領域３では、＋１［ｐ．ｕ．］を使用する。また、領域２，３間で出力が行き来しなように、ヒステリシスを設けている。
【００３６】
周波数指令値演算部４４のＰＩ演算部４４ａは積分要素であるため単調に増加し、所定の値になったとき０にリセットすると、鋸歯状の位相波形が生成される。鋸歯の傾斜によって位相・周波数が決定され、基準正弦波が生成される。ここでの値で再度、系統電圧Ｖｓをｄｑ変換し、ｑ軸成分Ｖｓ＿ｑを求め同じ繰り返しの演算を行う。
【００３７】
例えば、系統電圧Ｖｓが基準正弦波位相に比べ位相差φ（例えば、１５°）遅れていた場合、周波数指令値演算部４４のＰＩ演算部４４ａにはマイナス量が入り、前の値より小さくなり周期が長くなる。これを繰り返すことによりＶｑ＝０で安定する。仮にオーバーシュートして進み位相になった場合は、ＰＩ演算部４４ａの入力はプラスになり、周期は短くなるように動作する。いずれにせよＶｓ＿ｑ≒０（φ≒０）付近で動作することになる。
【００３８】
位相差φと周波数の様子を図４に示す。図４では、リミッタ４４ｂの上限値を５５Ｈｚとしている。図４は、初期の位相差φが進みの場合を示し、領域３または４にあり、ｑ軸成分Ｖｓ＿ｑは正である。その結果、ＰＩ演算部４４ａの出力が大きくなるため周期は短くなり、周波数が上昇する。ここで、リミッタ４４ｂにより５５Ｈｚに制限されている。このリミッタ４４ｂにより、鋸歯の傾斜に制限が設けられ、周波数指令値が上限値に制限される。
【００３９】
位相差φが減少し、時刻ｔ１で位相差φが無くなっているが、オーバーシュートして領域１に入り、ｑ軸成分Ｖｓ＿ｑは負の値となる。そのため、ＰＩ演算部４４ａの出力が減少し、周期が長く（周波数が低く）なる。時刻ｔ２で再度、位相差φがゼロになり、この後、位相差φ＝０付近の定常動作となる。
【００４０】
系統電圧Ｖｓのｑ軸成分Ｖｓ＿ｑと位相差φは線形の関係ではないが、ＰＩ演算部４４ａが位相差φをゼロになるように基準正弦波の周波数を調整する。
【００４１】
また、系統電圧Ｖｓのｑ軸成分Ｖｓ＿ｑは位相差φ＝９０ｄｅｇ（φ＝０°〜９０°，２７０°〜３６０°）の時が最大となり、９０ｄｅｇよりも大きくなると値は小さくなる。この位相差φ＝０°〜９０°，２７０°〜３６０°時、実際の操作量を大きくしたいため、領域判断回路４３から領域２の時は−１．０［ｐ．ｕ．］，領域３の時は１．０［ｐ．ｕ．］を出力するようにする。これにより、位相差φが大きいとき、大きな積分入力とすることで同位相への収束が早くなる。
【００４２】
以上示したように、本実施形態１における交直変換装置の同期制御回路は、 ゼロクロス検出回路が不要となり、安価なハード構成で実現できる。また、系統電圧のｄｑ変換結果を用いる方法としては、比較的簡易なソフト構成で実現できる。
【００４３】
［実施形態２］
次に、本実施形態２における交直変換装置の同期制御回路を説明する。図５は、本実施形態２における交直変換装置の同期制御回路を示すブロック図である。実施形態１と同様の箇所は説明を省略する。
【００４４】
図５に示すように、本実施形態２における同期制御回路は、 系統電圧をＡ／Ｄ変換器４６によりＡ／Ｄ変換している。ｄｑ変換部４２，領域判断回路４３の処理は実施形態１と同様である。また、Ａ／Ｄ変換された系統電圧に基づいて実効値演算部４７により実効値ＲＭＳを算出し、その実効値ＲＭＳに基づいて、重み付け部４８により重み付けゲインを算出する。そして、乗算部４９により、領域判断回路４３の出力結果に前記重み付けゲインを掛け合わせ、その乗算結果を周波数指令値演算部４４に出力する。以降の動作は実施形態１と同様である。
【００４５】
重み付けゲインの一例を図６に示す。図６に示すように、実効値ＲＭＳが５％以下の場合は、重み付けゲインを０とする。５％以降は、実効値ＲＭＳに比例して重み付けゲインが上昇するようにしている。なお、実効値ＲＭＳが５％以下の時、重み付けゲインを０としているのは、系統が停電していると認識し、おかしな系統電圧検出に対して同期することがないようにするためである。
【００４６】
系統電圧Ｖｓの実効値ＲＭＳとｄｑ変換結果は比例する。よって、本実施形態２における交直変換装置の同期制御回路のように、系統電圧Ｖｓの実効値ＲＭＳで、領域判断回路４３に重み付けすることにより、同期制御の応答は系統電圧の大きさに依存しなくなる。
【００４７】
また、実施形態１と同様の作用効果を奏する。
【００４８】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【００４９】
Ｖｓ…系統電圧
Ｖｓ＿ｄ…ｄ軸成分
Ｖｓ＿ｑ…ｑ軸成分
φ…位相差
４１…２軸変換部
４２…ｄｑ変換部
４３…領域判断回路
４４…周波数指令値演算部
４５…基準正弦波生成部
【図１】
2015104292.tif 000005
【図２】
2015104292.tif 000006
【図３】
2015104292.tif 000007
【図４】
2015104292.tif 000008
【図５】
2015104292.tif 000009
【図６】
2015104292.tif 000010
【図７】
2015104292.tif 000011
【図８】
2015104292.tif 000012
【図９】
2015104292.tif 000013
【図１０】
2015104292.tif 000014