(57)【要約】      （修正有）【課題】電力変換装置の主回路電圧をスイッチング素子駆動電圧に効率よく変換するスイッチング素子駆動電源回路を提供する。【解決手段】スイッチング素子駆動電源回路は、電力変換装置の主回路電圧を電力変換用スイッチング素子駆動電圧に変換するスイッチング素子駆動電源回路において、直流入力回路端を直列接続し、入力側回路と出力側回路がそれぞれ絶縁され、出力回路端が並列接続された複数の絶縁電源１１，１２，１３と、前記並列接続された出力回路端に並列接続され、前記電力変換装置のスイッチング素子のゲート駆動回路用の電源を提供する複数のスイッチング素子駆動電源部１４，１５とを具備する。【選択図】図１
2015019537.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置の主回路電圧を電力変換用スイッチング素子駆動電圧に変換するスイッチング素子駆動電源回路において、
直流入力回路端を直列接続し、入力側回路と出力側回路がそれぞれ絶縁され、出力回路端が並列接続された複数の絶縁電源と、
前記並列接続された出力回路端に並列接続され、前記電力変換装置のスイッチング素子のゲート駆動回路用の電源を提供する複数のスイッチング素子駆動電源部と、
を具備するスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項２】
各絶縁電源の出力側回路は、第１のトランスと、前記第１のトランスの１次巻線を駆動する第１のスイッチング素子を具備し、前記複数の絶縁電源において、複数の第１のスイッチング素子は、同一の制御信号により制御される請求項１記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項３】
前記複数の絶縁電源の出力側回路は、前記第１のトランスの２次巻線が互いに並列に接続される請求項２記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項４】
各スイッチング素子駆動電源部は、第２のトランスを具備し、前記第２のトランスの１次側は前記複数の絶縁電源の並列接続された前記出力回路端に接続され、前記第２のトランスの２次側はダイオードとコンデンサの直列回路が接続され、前記複数のスイッチング素子駆動電源部は、複数の互いに絶縁された直流電圧を出力する請求項３記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項５】
前記スイッチング素子駆動電源部の第２のトランスは、ギャップ付トランスを具備する請求項４記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項６】
前記スイッチング素子駆動電源部の第２のトランスの１次側は、スナバ回路を具備する請求項４又は５記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項７】
各絶縁電源は、該絶縁電源の入力電源電圧より低い電源電圧で動作する制御回路を具備し、該制御回路の電源電圧は起動時に、該絶縁電源の入力電源電圧を抵抗で降圧することにより得られる請求項１乃至６の１項記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項８】
前記複数の絶縁電源の１つは、マスタの絶縁電源として構成され、該マスタの絶縁電源は、前記第１のトランスの１次巻線を駆動する前記第１のスイッチング素子を制御する制御回路を具備し、前記第１のスイッチング素子を制御する制御信号は、デジタルアイソレータを用いて他の絶縁電源の第１のスイッチング素子を制御する制御信号として伝送される請求項２乃至７の１項記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項９】
前記第１のトランスは三次巻線を有し、前記複数の絶縁電源が起動した後は、前記三次巻線に発生する電圧を用いて前記制御回路に電源電圧が供給される請求項７記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項１０】
各絶縁電源は、前記第１のスイッチング素子に流れる電流を抑制する電流抑制回路を具備する請求項２乃至９の１項記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項１１】
各絶縁電源は、前記第１のスイッチング素子に過電流が流れることを防ぐ過電流保護回路を具備する請求項２乃至１０の１項記載のを備えることを特徴とするスイッチング素子駆動電源回路。
【請求項１２】
各絶縁電源の電源電圧の過電圧を防止する過電圧保護回路を備える請求項１乃至１１の１項記載のスイッチング素子駆動電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電力変換装置の主回路の電源電圧を、電力変換用スイッチング素子のゲート駆動回路の電源電圧に変換するスイッチング素子駆動電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
高電圧を変換する半導体電力変換装置は対地電圧が高く、絶縁性能を満たすのにコストが高くなり、体積が大きくなる。特に、対地電圧が高いスイッチング素子にゲート駆動電力を供給するには、対地電圧が高い変圧器及び絶縁距離を確保する必要があり、半導体電力変換装置の主回路電圧が１０ｋＶを超えるとゲート駆動電力の供給が困難になる。ゲート電源が主回路から供給できれば、スイッチング素子１個分の耐電圧レベルでスイッチング素子駆動電源回路が構成できるため、供給が容易になる。そこで従来、主回路から抵抗を経由して電圧降下させ、ゲート電力を供給する方法がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−１９３５９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述した従来の構成は供給電力に比例して抵抗のジュール損失が大きくなるため、抵抗の体積が大きくなり、電力変換装置の待機電力が増大する。
【０００５】
実施形態は、上記課題を解決するためになされたもので、電力変換装置の主回路電圧を、電力変換用スイッチング素子駆動電圧に効率よく変換するスイッチング素子駆動電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
一実施形態に係るスイッチング素子駆動電源回路は、電力変換装置の主回路電圧を電力変換用スイッチング素子駆動電圧に変換するスイッチング素子駆動電源回路において、直流入力回路端を直列接続し、入力側回路と出力側回路がそれぞれ絶縁され、出力回路端が並列接続された複数の絶縁電源と、前記並列接続された出力回路端に並列接続され、前記電力変換装置のスイッチング素子のゲート駆動回路用の電源を提供する複数のスイッチング素子駆動電源部と、を具備する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】２直列のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のゲートを駆動するための電源回路の概略構成を示す図である。
【図２】実施形態に係るスイッチング素子駆動電源回路の詳細構成を示す図である。
【図３】ＳＷ素子駆動回路の構成を示す図である。
【図４】ＳＷ素子駆動電源の出力電圧を検出するための他の実施例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、電力変換装置用のスイッチング素子駆動電源回路の実施形態について、図面を参照して説明する。
【０００９】
図１は２直列のスイッチング素子ＳＷ１、スイッチング素子ＳＷ２のゲートを駆動するための電源回路の概略構成を示す図である。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、例えばインバータにおける各相の上アームと下アームに使用されるスイッチング素子である。絶縁電源１１〜１３は入力側を直列で接続し、入力直流電源電圧Ｖ１を３等分する。絶縁電源１１〜１３はそれぞれ、入力側回路と出力側回路が絶縁されている電源である。絶縁電源１１〜１３の入力側構成を直列構成とすることによって、絶縁電源１つあたりに印可される電圧を低くし、絶縁電源内で電力変換に使用するＭＯＳＦＥＴの耐電圧を低くできるので汎用品を使用することができる。本実施形態では入力直流電源電圧を２１００Ｖとし、絶縁電源１つあたりに印可される電圧を７００Ｖとして説明する。
【００１０】
絶縁電源１１〜１３はそれぞれ、入力直流電圧を交流電圧に変換して出力する。絶縁電源１１〜１３の出力端は並列接続され、同一の交流電圧を出力する。よって、絶縁電源１１〜１３内に構成される交流出力用のＭＯＳＦＥＴの駆動タイミングを同一とする必要がある。また、駆動タイミングを同一にすることによって、絶縁電源１１〜１３で変換される電力も同一となり、絶縁電源１１〜１３の入力直流電圧が平衡する効果が生じる。
【００１１】
交流電圧はＳＷ素子駆動電源１４、１５でそれぞれ整流され、直流電圧に変換される。ＳＷ素子駆動電源１４、１５の入力端はそれぞれ、絶縁電源１１〜１３の並列接続された出力端に並列接続される。ＳＷ素子駆動電源１４、１５はそれぞれＳＷ素子駆動回路１６、１７に駆動電力を供給し、ＳＷ１、ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦ動作が行われる。
【００１２】
図２は本実施形態に係るスイッチング素子駆動電源回路の詳細構成を示し、特にマスターの役割をする絶縁電源１２、及びＳＷ素子駆動電源１４またはＳＷ素子駆動電源１５の詳細構成を示す図である。
【００１３】
抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ１、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２、ＭＯＳＦＥＴ１は起動充電回路を構成する。抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２を通して電流が流れ、コンデンサＣ１の電圧はＺＤ１のツェナー電圧と一致する。ＭＯＳＦＥＴ１のゲート・ソース間に本電圧が印可されるため、ＭＯＳＦＥＴ１は導通状態となり、抵抗Ｒ２、ＭＯＳＦＥＴ１、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の電圧はツェナーダイオードＺＤ２からダイオードＤ１の電圧降下分を引いた電圧となり、ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ３に電力が供給される。抵抗Ｒ２の抵抗値とワッテージは、本電源の起動電圧と、ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ３の起動時の消費電力から決定される。本実施例では、起動電圧を１００Ｖとし、このときＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ３の起動時消費電力を十分供給できるように抵抗Ｒ２の抵抗値とワッテージを決定する。
【００１４】
抵抗Ｒ８及びＳＷ３は、突入電流防止回路を構成する。電源投入時、ＳＷ３はオフとされ、抵抗Ｒ８、コンデンサＣ８を介して電流が絶縁電源１２に流れ込み、コンデンサＣ７を充電する。コンデンサＣ７の電圧は０Ｖから７００Ｖまで、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ７〜Ｃ９から決まる時定数に従って上昇する。ここで、コンデンサＣ７〜Ｃ９は同一容量を有しているものとする。コンデンサＣ７の電圧が起動電圧の１００Ｖ付近に上昇した時、上記起動回路が動作し、ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ３に電源電圧が供給され、ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ３が動作を開始し、後述するように絶縁電源１２は交流電圧を出力するようになる。コンデンサＣ７の電圧が１００Ｖ付近を超えると、後述するように、充電停止回路が動作し、ＭＯＳＦＥＴ１がオフされ、トランスＴＲ１の３次巻線に発生する電圧を基に、ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ３の電源電圧が生成される。コンデンサＣ７の電圧が７００Ｖになると、ＳＷ３はオンされ、電源電流は抵抗Ｒ７を介さずにＳＷ３を介して絶縁電源１１〜１３に流入する。
【００１５】
ＩＣ２、Ｄ２、ＭＯＳＦＥＴ３は過電流保護回路を構成する。ＩＣ２はＭＯＳＦＥＴ３を起動する。ＭＯＳＦＥＴ３は過電流保護用のスイッチなので、正常時は常に導通状態にある。ＭＯＳＦＥＴ２が短絡故障した場合、電流が上昇し続ける。過電流設定値を超えたとき、ＩＣ２がＭＯＳＦＥＴ３をラッチオフし、電流を低減させる。ＩＣ２はＭＯＳＦＥＴ３のドレイン・ソース電圧Ｖｄｓを常に検出しており、この電圧Ｖｄｓが所定値を超えると、ＩＣ２はＭＯＳＦＥＴ３をラッチオフする。このとき、ＭＯＳＦＥＴ３を過電圧から保護するため、Ｄ２を設置する。
【００１６】
ＩＣ１、ＭＯＳＦＥＴ２、トランスＴＲ１、ＴＲ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３はフライバック電源を構成する。ＩＣ１はＭＯＳＦＥＴ２を駆動する。ＭＯＳＦＥＴ２が導通状態のときはトランスＴＲ１、ＴＲ２の一次巻線にエネルギーが蓄積（鉄心に磁束が発生）し、トランスＴＲ１の２次巻線及びＴＲ２の１次巻線を含むループには、図において時計方向の電流が流れる。この時、ＴＲ２の２次側巻線は図中の黒点側がプラスとなるが、ダイオードＤ３により電流は流れない。
【００１７】
ＭＯＳＦＥＴ２がオフ状態のときは蓄積したエネルギーをＴＲ１の二次巻線側、及びＴＲ２の二次巻線側に伝達し、トランスＴＲ１の２次巻線及びＴＲ２の１次巻線を含むループには、図において反時計方向の電流が流れる。この時、ＴＲ２の２次側巻線は図中の黒点側とは逆側の端子がプラスとなり、ＴＲ２の２次側巻線側にはダイオードＤ３を介して電流が流れコンデンサＣ３が充電される。この結果、ＳＷ素子駆動回路１６に電源が供給される。このように、絶縁電源１２の出力端子（ＴＲ１の２次側）には交流電圧が発生する。ＳＷ素子駆動電源１４の構成はＳＷ素子駆動電源１５と同様である。
【００１８】
尚、トランスＴＲ１、ＴＲ２としては、ギャップ付トランスが好適に適用される。ギャップ付トランスは、鉄心のギャップによりインダクタンスが小さくなり、電流が流れやくエネルギーが蓄積しやすいので、フライバック電源には適している。
【００１９】
図３はＳＷ素子駆動回路１６の構成を示す図である。増幅器１８には電源電圧としてコンデンサＣ３の端子電圧が供給される。増幅器１８は、ＰＷＭ信号等の制御信号を入力して増幅し、出力信号を抵抗Ｒ１０を介してスイッチング素子ＳＷ１のゲートに供給し、ＳＷ１を駆動する。ＳＷ素子駆動回路１７の構成はＳＷ素子駆動回路１６と同様である。
【００２０】
コンデンサＣ３の電圧は絶縁アンプＩＣ４を通じてＩＣ１にフィードバックされる。絶縁アンプＩＣ４は例えばフォトカプラのように光学的に信号を伝達する回路で、電気的には入力側と出力側は絶縁されている。ＩＣ１はコンデンサＣ３の電圧が一定になるようにＭＯＳＦＥＴ２を駆動制御する。ＩＣ１の出力は矩形波で、入力電圧に応じてデューティが変化する。すなわちＩＣ１は、コンデンサＣ３の電圧が所定値より上がり過ぎた時はデューティを短くし、下がり過ぎた時はデューティを長くする。尚、図４のようにトランスＴＲ２に三次巻線を設け、三次巻線に発生する交流電圧をダイオードＤ７とコンデンサＣ１０で整流した直流電圧を一定にするように、ＩＣ４を介してＩＣ１を制御してもよい。また、トランスＴＲ２の巻線間で電気的に絶縁されているので、ＩＣ４を介さずにコンデンサＣ１０の電圧を直接ＩＣ１にフィードバックしてもよい。ＩＣ１のＭＯＳＦＥＴ２に対する制御信号はデジタルアイソレータＩＣ３で絶縁電源１１、１３に伝達される。デジタルアイソレータＩＣ３は磁気的結合を利用して信号を伝達する回路で、電気的には入力側と出力側は絶縁されている。
【００２１】
抵抗Ｒ３、コンデンサＣ４、ダイオードＤ４はスナバ回路を構成し、ＴＲ１の漏れインダクタンスに蓄積したエネルギーを消費することによって、ＭＯＳＦＥＴ２にかかる電圧を制限する。同様に、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ５、ダイオードＤ５はスナバ回路を構成し、トランスＴＲ２の漏れインダクタンスに蓄積したエネルギーを消費する。
【００２２】
トランスＴＲ１の三次巻線はトランスＴＲ１が放出したエネルギーを、ダイオードＤ５を通してコンデンサＣ６に充電し、ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ３に電源電力を供給する。従って、上記フライバック電源が起動すると、抵抗Ｒ２、ＭＯＳＦＥＴ１を通した電力供給は不要となる。
【００２３】
抵抗Ｒ５、ツェナーダイオードＺＤ３、トランジスタＴ１は充電停止回路を構成する。抵抗Ｒ５、ツェナーダイオードＺＤ３はコンデンサＣ６の電圧上昇を検知し、ＺＤ３のツェナー電圧を超えるとトランジスタＴ１を導通させ、ＭＯＳＦＥＴ１のゲート・ソース間の電位を０にし、ＭＯＳＦＥＴ１をオフ状態とする。よって抵抗Ｒ２を通した電力供給が停止される。このとき、ダイオードＤ１によってコンデンサＣ２が放電されることを回避する。本回路動作により、入力直流電圧（起動電圧）１００Ｖにおいて抵抗Ｒ２には電流が流れなくなるため、抵抗Ｒ２のワッテージは抵抗Ｒ２の抵抗値をＲ２とすると、最大で１００Ｖ２／Ｒ２とすればよい。本実施例では入力直流電圧は最大７００Ｖまで上昇するので、充電停止回路が無いとＲ２には電流が流れ続け、ワッテージを７００Ｖ２／Ｒ２にする必要がある。よって、本充電停止回路の効果は抵抗Ｒ２のワッテージを小さくすることにある。尚、ダイオードＤ６は起動時の電力がコンデンサＣ６に流入しないように設置している。このように本実施形態は、電力変換装置の主回路電圧を、電力変換用のスイッチング素子駆動電圧（ＳＷ素子駆動回路１６、１７の電源電圧）に効率よく変換する。
【００２４】
抵抗Ｒ６、ツェナーダイオードＺＤ４、フォトカプラＰＣ１は過電圧保護回路を構成する。ＭＯＳＦＥＴ２が開放故障した場合、絶縁電源１２は電力の供給が停止するため、コンデンサＣ７の電圧が上昇する。コンデンサＣ７の電圧がＺＤ４のツェナー電圧を超えたとき、フォトカプラＰＣ１の入力ダイオードに電流が流れ、ＰＣ１の出力トランジスタがオンし、ＩＣ１に停止信号を伝達する。このとき、ＩＣ１からＩＣ３を通して絶縁電源１１、１３に伝達される制御信号は停止し、全絶縁電源１１〜１３が停止するため、入力電圧のアンバランスが回避される。
【００２５】
トランジスタＴ２、抵抗Ｒ７はＭＯＳＦＥＴ２の過電流を抑制する役割を果たす。ＭＯＳＦＥＴ２の電流が増大すると抵抗Ｒ７の電圧降下が増大し、トランジスタＴ２がオンし、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース電圧が低減する。この結果、ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流を抑制し、ＭＯＳＦＥＴ２の過電流に対する破壊を回避する。
【００２６】
スレーブの役割をする絶縁電源１１、１３の構成は、絶縁電源１２と比較して、ＩＣ１、ＩＣ３が無い。絶縁電源１１、１３のそれ以外の回路は絶縁電源１２と同様の構成、機能を有する。絶縁電源１１、１３は絶縁電源１２からＩＣ３を介して伝送された制御信号により当該絶縁電源１１、１３のＭＯＳＦＥＴ２を駆動する。この結果、絶縁電源１１〜１３は同一位相の交流電圧を出力する。このような構成とすることで、絶縁電源１１〜１３の入力コンデンサＣ７〜Ｃ８の電圧バランスが実現される。例えば、絶縁電源１２の入力コンデンサＣ７の電圧が上昇した場合、制御信号が絶縁電源１１〜１３で同一なので、供給される電力は絶縁電源１１、１３に比べて大きくなる。よって、入力コンデンサＣ７に充電される電流が低減し、電圧が低下し、電圧バランスが実現される。尚、スレーブ側の絶縁電源１１、１３に構成される過電圧保護回路におけるフォトカプラの出力は、絶縁電源１２のフォトカプラＰＣ１の出力に接続され、ＩＣ１に入力される。従って、絶縁電源１１〜１３のうち、どれか１つの直流入力電圧が過電圧となると、フォトカプラＰＣ１の出力が０となり、動作停止信号（ローレベル信号）がＩＣ１から出力され、ＭＯＳＦＥＴ２の動作を停止する。同時に、このローレベル信号はＩＣ３を介して絶縁電源１１、１３に伝送され、絶縁電源１１、１３の動作も停止する。
【００２７】
（効果）
複数の絶縁電源を直流入力側で直列に接続して、高圧直流電源に接続することにより、絶縁電源１つあたりに印可される電圧を低くし、電力変換に使用するＭＯＳＦＥＴの耐電圧を低くできるので汎用品のＭＯＳＦＥＴを使用することができる。また、絶縁電源における電力変換に使用するＭＯＳＦＥＴの制御回路、あるいは過電流保護回路等の制御回路電源を、起動時のみに低入力電源電圧（１００Ｖ）を抵抗により電圧降下させて電源電圧とし、入力電源電圧が高い（７００Ｖ）通常動作時は電圧降下用抵抗を使用せずに、トランスの３次巻線に発生する電圧を使用して制御回路電源としている。従って、制御回路電源を生成するための電圧降下用抵抗のワッテージを小さくすることが可能である。すなわち、電力変換装置の主回路電圧を、電力変換用のスイッチング素子駆動電圧（ＳＷ素子駆動回路１６、１７の電源電圧）に効率よく変換する
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【図１】
2015019537.tif 000003
【図２】
2015019537.tif 000004
【図３】
2015019537.tif 000005
【図４】
2015019537.tif 000006