(57)【要約】【課題】絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の小型化及び低コスト化を図り、分解能の向上を図り、給電電流を精度良く制御可能にする。【解決手段】絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００と、制御回路１０３と、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの給電電流を検出する電流検出素子１１と、１次巻線側１０１に流れる電流を断続するスイッチ素子１ａ〜１ｄを交互にオンオフするドライバ１５とを備える。電流検出素子１１で検出された電流をＡ／Ｄコンバータ２１でデジタル値に変換する。制御回路１０３は、スイッチ素子１ａ〜１ｄがオンからオフになるタイミングで、Ａ／Ｄコンバータ２１から出力される電流値を読み取り、該電流値を用いて次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い値となるよう、スイッチ素子１ａ〜１ｄの次周期のデューティ比を決定し、該デューティ比でドライバ１５を介してスイッチ素子１ａ〜１ｄをオンオフする。【選択図】図１
2015019509.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変成器の１次巻線側と２次巻線側とが磁気的に結合され、電気的に絶縁される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、制御回路と、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの給電電流を検出する電流検出素子と、前記１次巻線側に流れる電流の導通と非導通とを切り替えるスイッチ素子を交互にオンオフするドライバとを有する電力変換装置であって、
前記電流検出素子で検出された電流をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータを有し、
前記制御回路は、前記スイッチ素子がオンからオフになるタイミングで、前記Ａ／Ｄコンバータから出力される電流値を読み取り、該電流値を用いて次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるよう、前記スイッチ素子の次周期のデューティ比を決定し、前記デューティ比の所定の周期のスイッチ制御信号を前記ドライバに出力し、
前記ドライバは、前記スイッチ制御信号に従って前記スイッチ素子をオンオフさせる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記電流検出素子を、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの２次巻線側の給電電流を検出するよう設けたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電流検出素子としてホール素子を用いたことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電流検出素子を、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの１次巻線側の給電電流を検出するよう設けたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記Ａ／Ｄコンバータで変換されたデジタル値を、デジタル整流回路を用いて絶対値化し、該絶対値化した電流値を読み取り、該電流値を用いて前記次周期のデューティ比を決定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、バッテリを充電する充電器等における電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
バッテリを充電する充電器等における電力変換装置として、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたものが知られている。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、変成器の１次巻線側（以下、１次側という）と２次巻線側（以下、２次側という）とで磁気的に結合され、電気的に絶縁されている。
【０００３】
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの１次側では、スイッチ素子のオン／オフ動作により、直流を交流に変換し、該交流を変成器により変圧（又は変流）し、２次側では、該変成器から出力される交流を、整流回路により整流して所定の直流を出力する。
【０００４】
図３に示すように、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の１次側回路１０１は、ＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)のスイッチ素子１ａ〜１ｄと、ダイオード２ａ，２ｂと、変成器の１次巻線３ａとを有する。
【０００５】
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の２次側回路１０２は、変成器の２次巻線３ｂと、整流用ダイオード４ａ〜４ｄと、インダクタ５と、平滑用ダイオード６と、平滑用コンデンサ７ａ，７ｂと、コモンモードチョークコイル８及びコンデンサ９を含ノイズ除去回路とを有する。
【０００６】
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の１次側回路１０１には、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路２００により商用電圧を例えば３９０Ｖに昇圧した直流源が接続される。該直流源には、１次側回路１０１のスイッチ素子１ａ〜１ｄが接続される。スイッチ素子１ａ〜１ｄはブリッジ回路を構成し、該ブリッジ回路の出力側は、変成器の１次巻線３ａに接続される。
【０００７】
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の２次側回路１０２の整流用ダイオード４ａ〜４ｄは整流回路を構成する。該整流回路は、入力側が変成器の２次巻線３ｂに接続され、出力側がインダクタ５と平滑用コンデンサ７ａ，７ｂと平滑用ダイオード６とから成る平滑回路に接続される。平滑用コンデンサ７ｂの両端には、コモンモードチョークコイル８を介してバッテリ１０が接続される。
【０００８】
次に、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作について説明する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、同時にスイッチ素子１ａ，１ｄをオンにし、同時にスイッチ素子１ｂ，１ｃをオフにし、変成器の１次巻線３ａの巻き始めを示す黒丸印側から電流を流す。
【０００９】
次に、同時にスイッチ素子１ａ，１ｄをオフにし、同時にスイッチ素子１ｂ，１ｃをオンにし、変成器の１次巻線３ａの巻き終わり側（黒丸印の無い側)から電流を流す。そして、これらの動作を所定の周期で交互に繰り返す。
【００１０】
ここで、スイッチ素子１ａ，１ｃを同時にオン、あるいはスイッチ素子１ｂ，１ｄを同時にオンにすると、ＰＦＣ回路２００の直流出力が短絡された状態となり、過大な電流が流れる。このため、スイッチ素子１ａ，１ｃが共に短い期間オフとなり、また、スイッチ素子１ｂ，１ｄが共に短い期間オフとなるいわゆるデッドタイムが設けられる。
【００１１】
また、スイッチ素子１ａ〜１ｄのオンからオフへの変化時に、変成器の１次巻線３ａに逆起電圧が発生し、該逆起電圧からスイッチ素子１ａ〜１ｄを保護するために、ダイオード２ａ，２ｂが設けられる。
【００１２】
このように、変成器の１次巻線３ａに所定の周期で交互に電流の向きが反転する電流を供給することにより、変成器の２次巻線３ｂから、１次巻線３ａと２次巻線３ｂとの巻線数の比に反比例した交流電流が出力される。
【００１３】
変成器の２次巻線３ｂから出力される交流電流は、整流用ダイオード４ａ〜４ｄから成る整流回路により整流され、インダクタ５と平滑用ダイオード６と平滑用コンデンサ７ａ，７ｂとから成る平滑回路により平滑され、コモンモードチョークコイル８及びコンデンサ９を含むノイズ除去回路により高周波ノイズ等が除去され、直流電流となってバッテリ１０に供給される。
【００１４】
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の２次側回路１０２から出力される直流電流の大きさは、電流検出／絶縁回路１１、ラダー抵抗回路１２、比較回路１３、及びスイッチ制御回路１４から成る制御回路によって、以下のように制御される。
【００１５】
給電電流のピーク電流が検出される点、例えば、インダクタ５と平滑用ダイオード６との間の接続線上の点Ｐ１の電流を、電流検出／絶縁回路１１により検出する。電流検出／絶縁回路１１の出力レベルを、ラダー抵抗回路１２の出力レベルと共に比較回路１３に入力する。
【００１６】
ラダー抵抗回路１２は、２次側回路１０２から出力される電流の目標ピーク電流に対応したレベルを出力するように設定する。比較回路１３は、電流検出／絶縁回路１１の出力レベルとラダー抵抗回路１２の出力レベルとの大小を比較し、該比較の判定結果をスイッチ制御回路１４に送出する。
【００１７】
スイッチ制御回路１４は、所定の周期でスイッチ素子１ａ，１ｄの組、及びスイッチ素子１ｂ，１ｃの組の何れか一方の組のみを交互にオンにし、比較回路１３により、電流検出／絶縁回路１１の出力レベルがラダー抵抗回路１２の出力レベルを超えたと判定されたとき、直ちに該スイッチ素子をオフにするよう制御する。
【００１８】
スイッチ制御回路１４から出力されるスイッチ素子１ａ〜１ｄの制御信号は、ドライバ１５に入力され、ドライバ１５は、スイッチ制御回路１４からの制御信号に従って、スイッチ素子１ａ〜１ｄをオン又はオフさせる４つ分の駆動信号を出力する。こうすることにより、ラダー抵抗回路１２に設定された目標ピーク電流に合致するピーク電流の直流電流が、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の２次側回路１０２から出力される。
【００１９】
そのほかの電力変換装置として、ハードウェア回路の電圧調整器により、バッテリの放電状態に適応して目標電圧を設定し、バッテリを充電する充電器の電力変換装置が、例えば特許文献１等により知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特許２８９４３７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００に対して、ラダー抵抗回路１２や比較回路１３等のハードウェア回路を用いてピーク電流制御を行う場合、ハードウェア回路の部品点数が増えるため、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御回路の小型化及び低コスト化が困難となる。また、目標ピーク電流をラダー抵抗回路１２等による抵抗分割で設定するため、分解能の点で性能が劣り、ピーク電流を精度良く制御することができないという欠点があった。
【００２２】
上記課題に鑑み、本発明は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御回路の小型化及び低コスト化を図ることができ、分解能が良く、充電電流のピーク電流を精度良く制御することができる電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明に係る電力変換装置は、変成器の１次巻線側と２次巻線側とが磁気的に結合され、電気的に絶縁される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、制御回路と、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの給電電流を検出する電流検出素子と、前記１次巻線側に流れる電流の導通と非導通とを切り替えるスイッチ素子を交互にオンオフするドライバとを有する電力変換装置であって、前記電流検出素子で検出された電流をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータを有し、前記制御回路は、前記スイッチ素子がオンからオフになるタイミングで、前記Ａ／Ｄコンバータから出力される電流値を読み取り、該電流値を用いて次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるよう、前記スイッチ素子の次周期のデューティ比を決定し、該デューティ比の所定の周期のスイッチ制御信号を前記ドライバに出力し、前記ドライバは、前記スイッチ制御信号に従って前記スイッチ素子をオンオフさせることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの給電電流のピーク電流を制御する制御回路の機能をソフトウェア処理によって実現することができるため、ラダー抵抗回路や比較回路等を設ける必要が無いので、部品点数が少なくなり、制御回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【００２５】
また、ピーク電流の制御をソフトウェア処理によって行うことができるため、電流の制御の分解能を向上させることができ、また、目標電流値に対する回路部品の特性によるバラツキ等が無いので、充電電流等のピーク電流を精度良く制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本実施形態の電力変換装置の第１の構成例を示す図である。
【図２】本実施形態の電力変換装置の第２の構成例を示す図である。
【図３】従来の電力変換装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、実施形態について図面を参照して説明する。図１は本実施形態の電力変換装置の第１の構成例を示す。図１に示すように、電力変換装置は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００と、該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の１次側回路１０１のスイッチ素子１ａ〜１ｄのオン／オフを制御する制御回路１０３と、１次側回路１０１のスイッチ素子１ａ〜１ｄをオン又はオフするドライバ１５とを備える。
【００２８】
第１の構成例では、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の２次側回路１０２における給電電流のピーク電流が検出される点Ｐ１での電流を検出する電流検出／絶縁回路１１を備える。２次側回路１０２におけるピーク電流が検出される点Ｐ１として、例えば、インダクタ５と平滑用ダイオード６との間の点とすることができる。電流検出／絶縁回路１１としては、ホール素子を用いることにより、電流検出、絶縁及び電圧低減化の機能を１つの素子で実現することができる。
【００２９】
電力変換装置は、電流検出／絶縁回路１１により検出される電流を、アナログ信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ２１を備える。制御回路１０３は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の１次側回路１０１のスイッチ素子１ａ〜１ｄがオンからオフになるタイミングで、Ａ／Ｄコンバータ２１の電流値を読み取り、該電流値を用いて、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えないように、次周期のデューティ比を決定する。
【００３０】
なお、ここで、デューティ比とは、各スイッチ素子１ａ〜１ｄをオンにしてからオフにし、再びオンにする直前までの期間を１周期とすると、該１周期の期間における各スイッチ素子１ａ〜１ｄのオンの期間の比率である。
【００３１】
１次側回路１０１のスイッチ素子１ａ〜１ｄがオフからオンになると、変成器の１次巻線３ａに流れる電流が増加し、それに伴って変成器の２次巻線３ｂに流れる電流も増加する。一方、該スイッチ素子１ａ〜１ｄがオンからオフになると、変成器の１次巻線３ａに流れる電流が減少し、それに伴って変成器の２次巻線３ｂに流れる電流も減少する。
【００３２】
従って、オンにしたスイッチ素子１ａ〜１ｄがオフになるタイミングで、Ａ／Ｄコンバータ２１の電流値を読み取ることにより、ピーク電流値を検出することができる。制御回路１０３は、検出したピーク電流値と目標電流値との差分ΔＩＬを減算器２２により算出し、該差分ΔＩＬに対して以下の演算を行う。
【００３３】
まず、差分ΔＩＬに対して比例係数Ｋｐを乗算器２５で乗算し、比例項を算出する。また、該差分ΔＩＬの所定期間の積分値を積分器２３で算出し、該積分値に積分係数Ｋｉを乗算器２６で乗算し、積分項を算出する。また、該差分ΔＩＬの所定期間の微分値を微分器２４で算出し、該微分値に微分係数Ｋｄを乗算器２７で乗算し、微分項を算出する。
【００３４】
各乗算器２５，２６，２７からそれぞれ出力される各比例項、積分項及び微分項の値を、加算器２８で加算し、該加算した値により、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるよう、デューティ決定回路２９により次周期のデューティ比を決定する。
【００３５】
デューティ決定回路２９は、Ａ／Ｄコンバータ２１で読取ったピーク電流値が目標電流値以下で、その差分ΔＩＬが所定の閾値以上の場合には、次周期のデューティ比が今周期のデューティ比より大きくなるようにし、Ａ／Ｄコンバータ２１で読取ったピーク電流値と目標電流値との差分ΔＩＬが所定の閾値以内の場合には、次周期のデューティ比を今周期のデューティ比と同一にし、Ａ／Ｄコンバータ２１で読取ったピーク電流値が目標電流値以上の場合には、次周期のデューティ比を今周期のデューティ比より小さくするように決定する。
【００３６】
フェーズシフト回路３０は、デューティ決定回路２９により決定された次周期のデューティ比に従って、スイッチ素子１ａ，１ｄ及びスイッチ素子１ｂ，１ｃに対して、互いに位相が半周期ずれた、次周期のオン／オフ制御信号を生成する。フェーズシフト回路３０で生成されたオン／オフ制御信号は、ドライバ１５に入力され、ドライバ１５は、該オン／オフ制御信号に従って、スイッチ素子１ａ〜１ｄをオン又はオフさせる。
【００３７】
この構成例では、検出したピーク電流と目標電流値との差分ΔＩＬの比例項、積分項及び微分項を用いて、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えないように次周期のデューティ比を決定している。これは、積分項により外乱に対する抑制を行い、微分項により目標電流値に対する追従性を高めるためである。
【００３８】
バッテリ１０の充電の際に、充電電流がバッテリ１０側から指示される。指示される充電電流は、バッテリ１０の充電状態によって変動する場合がある。そのような場合、目標電流値は、指示される充電電流に従って変動するので、微分項を加えることにより、目標電流値の変動に対する追従性を高めることができる。微分項は、充電器の使用環境に応じて適宜省いても良い。
【００３９】
次に、本実施形態の電力変換装置の第２の構成例について説明する。図２は第２の構成例を示す。図２に示すように、第２の構成例では、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の１次側回路１０１において、ピーク電流が検出される点Ｐ２で電流を検出する電流検出回路１６を設ける。
【００４０】
１次側回路１０１におけるピーク電流が検出される点Ｐ２として、例えば、スイッチ素子１ｂとスイッチ素子１ｄとの接続点と、変成器の１次巻線３ａとを接続する接続線上の点とすることができる。又は点Ｐ２として、スイッチ素子１ａとスイッチ素子１ｃとの接続点と、変成器の１次巻線３ａとを接続する接続線上の点としてもよい。
【００４１】
第１の構成例のように、ピーク電流を検出する点を２次側回路１０２の点Ｐ１とした場合、２次側回路１０２は、１次側回路１０１及び制御回路１０３と電気的に絶縁されているため、電流検出回路として絶縁型のものを用いたが、第２の構成例では、１次側回路１０１と制御回路１０３とは電気的に絶縁されてはいないので、電流検出回路１６として非絶縁型のものを用いることができる。
【００４２】
第２の構成例では、１次側回路１０１のピーク電流が検出される点Ｐ２で検出される電流の向きは双方向であるので、電流検出回路１６として、双方向電流を検出するカレントトランスに絶対値回路を組み合わせた回路を用いることができる。電流検出回路１６が検出し、絶対値化されたた電流は、第１の構成例と同様に、Ａ／Ｄコンバータ２１によりアナログ信号からデジタル信号に変換される。
【００４３】
制御回路１０３は、第１の構成例と同様に、スイッチ素子１ａ〜１ｄをオンからオフに制御するタイミングで、Ａ／Ｄコンバータ２１の電流値を読み取り、該電流値を用いて、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるように、次周期のデューティ比を決定する。
【００４４】
なお、第２の構成例では、目標電流値は、２次側の目標ピーク電流に対して、変成器の巻線数の比に反比例した電流値となる。検出したピーク電流と目標電流値との差分ΔＩＬに対して、比例項、積分項及び微分項を求めて、次周期のピーク電流値が目標電流値を超えず、該目標電流値により近い電流値となるように、次周期のデューティ比を決定する動作は、第１の構成例と同様である。
【００４５】
なお、第２の構成例における電流検出回路１６として、カレントトランスに絶対値回路を組み合わせた回路を用いる構成のほかに、カレントトランスで検出される正及び負の電流をＡ／Ｄコンバータ２１でデジタル信号に変換し、該デジタル信号に変換された正及び負の電流値を、図示省略のデジタル整流回路を用いて絶対値化する構成としてもよい。デジタル整流回路の機能は、数値を絶対値化するソフトウェア処理によって実現することができる。デジタル整流回路を設けた場合、絶対値回路を制御回路１０３とは別に設ける必要がない。
【００４６】
第１及び第２の構成例において、制御回路１０３は、検出されたピーク電流と目標ピーク電流とを比較して、次周期のスイッチ素子１ａ〜１ｄのデューティ比を決定するため、該決定に次周期開始タイミングまでの演算処理時間が許容される。従って、制御回路１０３の機能は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等を用いてソフトウェア処理によって実現することができる。
【００４７】
制御回路１０３の機能をソフトウェア処理によって実現することにより、ハードウェア回路の部品点数を減らすことができ、制御回路１０３の小型化及び低コスト化を図ることができる。また、ピーク電流の目標電流値を、ラダー抵抗回路の分解能よりきめ細かく数値によって設定することができるため、電流制御の分解能が向上し、ピーク電流を精度良く制御することができる。
【００４８】
以上、本発明の実施形態について説明したが本発明は、以上に述べた実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の構成又は実施形態を採ることができる。
【符号の説明】
【００４９】
１００  絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０１  絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの１次側回路
１０２  絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側回路
１０３  制御回路
１ａ〜１ｄ  スイッチ素子
２ａ，２ｂ  ダイオード
３ａ  変成器の１次巻線
３ｂ  変成器の２次巻線
４ａ〜４ｄ  整流用ダイオード
５  インダクタ
６  平滑用ダイオード
７ａ，７ｂ  平滑用コンデンサ
８  コモンモードチョークコイル
９  コンデンサ
１０  バッテリ
１１  電流検出／絶縁回路
１５  ドライバ
２１  Ａ／Ｄコンバータ
２２  減算器
２３  積分器
２４  微分器
２５，２６,２７  乗算器
２８  加算器
２９  デューティ決定回路
３０  フェーズシフト回路
２００  ＰＦＣ回路
【図１】
2015019509.tif 000003
【図２】
2015019509.tif 000004
【図３】
2015019509.tif 000005