(57)【要約】【課題】入力交流電流に含まれる高調波を低減でき出力直流電圧の脈動を抑制できる３相整流器を得ること。【解決手段】３相整流器は、３相交流電源から入力される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器であって、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の供給をＯＮ／ＯＦＦする複数のスイッチング素子を有する双方向スイッチ回路と、前記３相交流電力に対応した基準信号に応じて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成されたスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のそれぞれの立ち下がり時間を考慮したオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成する。【選択図】図１７
2015146664.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電源から入力される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器であって、
前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、
前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の供給をＯＮ／ＯＦＦする複数のスイッチング素子を有する双方向スイッチ回路と、
前記３相交流電力に対応した基準信号に応じて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成されたスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のそれぞれの立ち下がり時間を考慮したオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成する
ことを特徴とする３相整流器。
【請求項２】
前記制御手段は、オン指示からオフ指示までの時間が目標オン時間より前記立ち下がり時間を考慮した長さで短縮されたオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の３相整流器。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記基準信号に応じて、キャリア信号を発生するキャリア発生部と、
前記基準信号に応じて、各相の電圧に対応した制御信号を生成する生成部と、
前記発生されたキャリア信号と前記生成された制御信号とを用いて、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを発生するスイッチングパターン発生部と、
を有し、
前記生成部は、前記制御信号の最大振幅の絶対値をＰｅとし、前記キャリア信号の最大振幅の絶対値をＰｃとするとき、Ｐｅ／Ｐｃ＜１になるように、前記制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の３相整流器。
【請求項４】
前記制御手段は、前記３相交流電力における相電圧のゼロクロスのタイミングを検出し、検出された少なくともいずれか１つの相電圧又は線間電圧のゼロクロスのタイミングを示すゼロクロス信号を前記基準信号として生成するゼロクロス検出部をさらに有し、
前記生成部は、前記生成されたゼロクロス信号に基づいて、最大振幅の絶対値が１より小さくなるように各相の電圧が規格化された信号を前記制御信号として生成する
ことを特徴とする請求項３に記載の３相整流器。
【請求項５】
前記生成部は、最大振幅の絶対値が１になるように各相の電圧が規格化された正弦波テーブルを用いて各相の電圧を推定し、推定された各相の電圧に０より大きく且つ１より小さい係数を乗算することにより、前記制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項４に記載の３相整流器。
【請求項６】
前記生成部は、最大振幅の絶対値が１より小さい値になるように各相の電圧が規格化された正弦波テーブルを用いて各相の電圧を推定することにより、前記制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項４に記載の３相整流器。
【請求項７】
前記生成部は、互いに異なる複数の累積稼働時間に対応した複数の正弦波テーブルから前記３相整流器の累積稼働時間に対応した正弦波テーブルを選択し、選択された正弦波テーブルを用いて各相の電圧を推定することにより、前記制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項６に記載の３相整流器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相整流器に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、３相整流器において、３相交流電源から全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路を所定のスイッチング周期のスイッチングパターンに基づいてスイッチング制御することが記載されている。これにより、特許文献１によれば、入力される交流電流を高調波が低減された正弦波にでき、出力される直流電圧を一定にできるとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−３０４０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、本発明者が検討したところ、特許文献１に記載の技術では、入力交流電流に含まれる高調波が増加したり、出力直流電圧が脈動したりする可能性があることが分かった。
【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、入力交流電流に含まれる高調波を低減でき出力直流電圧の脈動を抑制できる３相整流器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の第１の側面にかかる３相整流器は、３相交流電源から入力される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器であって、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の供給をＯＮ／ＯＦＦする複数のスイッチング素子を有する双方向スイッチ回路と、前記３相交流電力に対応した基準信号に応じて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成されたスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のそれぞれの立ち下がり時間を考慮したオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成することを特徴とする。
【０００７】
また、本発明の第２の側面にかかる３相整流器は、本発明の第１の側面にかかる３相整流器において、前記制御手段は、オン指示からオフ指示までの時間が目標オン時間より前記立ち下がり時間を考慮した長さで短縮されたオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成することを特徴とする。
【０００８】
また、本発明の第３の側面にかかる３相整流器は、本発明の第１の側面又は第２の側面にかかる３相整流器において、前記制御手段は、前記基準信号に応じて、キャリア信号を発生するキャリア発生部と、前記基準信号に応じて、各相の電圧に対応した制御信号を生成する生成部と、前記発生されたキャリア信号と前記生成された制御信号とを用いて、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを発生するスイッチングパターン発生部とを有し、前記生成部は、前記制御信号の最大振幅の絶対値をＰｅとし、前記キャリア信号の最大振幅の絶対値をＰｃとするとき、Ｐｅ／Ｐｃ＜１になるように、前記制御信号を生成することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明の第４の側面にかかる３相整流器は、本発明の第３の側面にかかる３相整流器において、前記制御手段は、前記３相交流電力における相電圧のゼロクロスのタイミングを検出し、検出された少なくともいずれか１つの相電圧又は線間電圧のゼロクロスのタイミングを示すゼロクロス信号を前記基準信号として生成するゼロクロス検出部をさらに有し、前記生成部は、前記生成されたゼロクロス信号に応じて、最大振幅の絶対値が１より小さくなるように各相の電圧が規格化された信号を前記制御信号として生成することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明の第５の側面にかかる３相整流器は、本発明の第４の側面にかかる３相整流器において、前記生成部は、最大振幅の絶対値が１になるように各相の電圧が規格化された正弦波のテーブルを用いて各相の電圧を推定し、推定された各相の電圧に０より大きく且つ１より小さい係数を乗算することにより、前記制御信号を生成することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の第６の側面にかかる３相整流器は、本発明の第４の側面にかかる３相整流器において、前記生成部は、最大振幅の絶対値が１より小さい値になるように各相の電圧が規格化された正弦波テーブルを用いて各相の電圧を推定することにより、前記制御信号を生成することを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の第７の側面にかかる３相整流器は、本発明の第６の側面にかかる３相整流器において、前記生成部は、互いに異なる複数の累積稼働時間に対応した複数の正弦波テーブルから前記３相整流器の累積稼働時間に対応した正弦波テーブルを選択し、選択された正弦波テーブルを用いて各相の電圧を推定することにより、前記制御信号を生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、３相整流器において、入力交流電流に含まれる高調波を低減でき、出力直流電圧の脈動を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】図１は、基本の形態にかかる３相整流器の構成を示す図である。
【図２】図２は、基本の形態における双方向スイッチ回路の構成例を示す回路図である。
【図３】図３は、基本の形態におけるＰＬＬ回路の動作を示す図である。
【図４】図４は、基本の形態における生成部の構成を示す図である。
【図５】図５は、基本の形態及び実施の形態１における制御電圧を示す図である。
【図６】図６は、基本の形態におけるパターン信号発生器の構成を示す図である。
【図７】図７は、基本の形態における鋸歯状波１、２の波形例を示す図である。
【図８】図８は、基本の形態におけるパターン信号発生器の構成例を示す回路図である。
【図９】図９は、基本の形態における相電圧判別器の構成例を示す図である。
【図１０】図１０は、基本の形態及び実施の形態１における区間Ｉでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【図１１】図１１は、基本の形態及び実施の形態１における区間ＩＩでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【図１２】図１２は、基本の形態及び実施の形態１における区間ＩＩＩでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【図１３】図１３は、基本の形態及び実施の形態１における区間ＩＶでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【図１４】図１４は、基本の形態及び実施の形態１における区間Ｖでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【図１５】図１５は、基本の形態及び実施の形態１における区間ＶＩでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【図１６】図１６は、基本の形態における３相整流器の入力交流電流及び出力直流電圧を示す図である。
【図１７】図１７は、実施の形態１における生成部の構成を示す図である。
【図１８】図１８は、実施の形態１における３相整流器の入力交流電流及び出力直流電圧を示す図である。
【図１９】図１９は、実施の形態１の変形例における生成部の構成を示す図である。
【図２０】図２０は、実施の形態１の他の変形例における生成部の構成を示す図である。
【図２１】図２１は、実施の形態１の他の変形例における生成部の構成を示す図である。
【図２２】図２２は、実施の形態２における制御部の構成を示す図である。
【図２３】図２３は、実施の形態２における相電圧判別器の構成を示す図である。
【図２４】図２４は、実施の形態２におけるパターン信号発生器の構成を示す図である。
【図２５】図２５は、実施の形態２における区間ＩＩ，Ｖでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【図２６】図２６は、実施の形態２における区間Ｉ，ＩＶでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【図２７】図２７は、実施の形態２における区間ＩＩＩ，ＶＩでの各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明にかかる３相整流器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１６】
実施の形態１．
実施の形態にかかる３相整流器１ｉについて説明する前に、基本の形態にかかる３相整流器１について図１を用いて説明する。図１は、３相整流器１の構成を示す図である。
【００１７】
３相整流器１は、３相交流電源ＰＳから入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔを介して入力される３相交流電力を直流電力に変換して出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎから負荷ＬＤに出力する。３相交流電力は、例えば、Ｒ相の交流電力、Ｓ相の交流電力、及びＴ相の交流電力を含む。
【００１８】
具体的には、３相整流器１は、３相リアクトル８、入力コンデンサ９、全波整流回路４、双方向スイッチ回路３、直流リアクトル２、コンデンサ１０、及び制御部１１を備える。
【００１９】
３相リアクトル８は、入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔと双方向スイッチ回路３との間に接続されている。入力コンデンサ９は、入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔと双方向スイッチ回路３との間に接続されている。
【００２０】
全波整流回路４は、双方向スイッチ回路３と出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎとの間に接続されている。全波整流回路４は、例えば、ブリッジ接続された６つのダイオードを有し、６つのダイオードを用いて、双方向スイッチ回路３を介して供給された３相交流電力を全波整流して直流電力を生成する。
【００２１】
双方向スイッチ回路３は、入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔ側と全波整流回路４の各相の入力ノードとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。すなわち、双方向スイッチ回路３は、３相交流電源ＰＳから全波整流回路４への各相の交流電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする複数のスイッチング素子ＳＷ−ｒ，ＳＷ−ｓ，ＳＷ−ｔを有する。各スイッチング素子ＳＷは、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）又はＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などの半導体トランジスタであり、図２（ａ）に示すように、複数のダイオードとともに１つの相の双方向スイッチを成すように構成される。
【００２２】
なお、図２（ｂ）に示す回路を、図１のイ〜チに接続することにより、双方向スイッチ回路３及び全波整流回路４を構成してもよい。
【００２３】
図１に示す直流リアクトル２は、全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｐとの間に接続されている。直流リアクトル２は、例えば、全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｐとの間のＰラインに直列に挿入されている。
【００２４】
コンデンサ１０は、全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎとの間に接続されている。コンデンサ１０は、例えば、一端の電極が全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｐとの間のＰラインに接続され、他端の電極が全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｎとの間のＮラインとを接続されている。
【００２５】
制御部１１は、３相交流電源ＰＳから入力される３相交流電力に対応した各相の電圧に基づいて、双方向スイッチ回路３をスイッチング制御する。
【００２６】
具体的には、制御部１１は、ゼロクロス検出部１２、ＰＬＬ回路１３、生成部１４、スイッチングパターン発生器５、及び駆動回路６を有する。
【００２７】
ゼロクロス検出部１２は、３相交流電力における相電圧のゼロクロスのタイミングを検出する。例えば、図１に示す場合、ゼロクロス検出部１２は、Ｒ相の電圧がゼロクロスするタイミングを検出する。例えば、ゼロクロス検出部１２は、コンパレータを有し、相電圧の極性の反転をコンパレータ等で検出することにより、相電圧のゼロクロスのタイミングを検出する。ゼロクロス検出部１２は、検出結果をＰＬＬ回路１３へ出力する。以下では、この検出結果を、相電圧のゼロクロス信号と呼ぶことにする。すなわち、相電圧のゼロクロス信号は、例えば、相電圧が立ち上がり方向にゼロクロスするタイミングを示す信号であり、例えば、相電圧の周波数を有するパルス状の信号である。
【００２８】
なお、ゼロクロス検出部１２は、相電圧のゼロクロスのタイミングを検出する代わりに、線間電圧のゼロクロスのタイミングを検出してもよい。例えば、図示しないが、ゼロクロス検出部１２は、Ｒ相及びＳ相の線間電圧がゼロクロスするタイミングを検出してもよい。この場合、ゼロクロス検出部１２は、検出結果として線間電圧のゼロクロス信号を生成する。線間電圧のゼロクロス信号は、例えば、線間電圧が立ち上がり方向にゼロクロスするタイミングを示す信号であり、例えば、相電圧の周波数を有するパルス状の信号である。このとき、ゼロクロス検出部１２は、線間電圧のゼロクロス信号が相電圧のゼロクロス信号に比べて略３０°進み位相となることを考慮し、生成された線間電圧のゼロクロス信号を略３０°で位相遅延させ、位相遅延された信号を線間電圧のゼロクロス信号に応じた信号としてＰＬＬ回路１３へ出力する。すなわち、ゼロクロス検出部１２は、生成された線間電圧のゼロクロス信号に応じて、相電圧のゼロクロス信号に相当する信号を生成してＰＬＬ回路１３へ出力する。
【００２９】
ＰＬＬ回路１３は、ゼロクロス信号を、３相交流電源ＰＳからの３相交流電力に対応した基準信号として受ける。ＰＬＬ回路１３は、３相交流電力に対応した基準信号（例えば、ゼロクロス信号）に応じて相電圧の周波数を把握する。例えば、ゼロクロス信号は相電圧の周波数を有するので、ＰＬＬ回路１３は、ゼロクロス信号の周波数から相電圧の周波数を把握することができる。ＰＬＬ回路１３は、把握された相電圧の周波数に６の整数倍をかけた周波数を有するキャリア用クロックを発生させる。ＰＬＬ回路１３は、発生されたキャリア用クロックをキャリア発生部５ｂ（図６参照）へ出力する。これにより、キャリア発生部５ｂは、相電圧の周波数に６の整数倍をかけた周波数を有するキャリア用クロックに同期して、キャリアを発生する。
【００３０】
また、ＰＬＬ回路１３は、３相交流電力に対応した基準信号（例えば、ゼロクロス信号）に応じて、６つの区間Ｉ〜ＶＩの各周期に均等な周期を有する区間周期クロックを発生させる。すなわち、ＰＬＬ回路１３は、キャリア用クロックを複数分周してキャリア周期クロックを生成し、キャリア周期クロックを複数分周して区間周期クロックを生成する。ＰＬＬ回路１３は、発生されたキャリア周期クロック、区間周期クロック、及びキャリア周期クロックから区間周期クロックまでの途中段階における分周クロック（以下、途中分周クロックとする）を生成部１４へ出力する。なお、途中分周クロックは、キャリア周期クロックを繰り返し２分周して区間周期クロックを生成する際における複数の段階における分周クロックを含んでもよい。
【００３１】
さらに、ＰＬＬ回路１３は、区間周期クロックを２分周して、第１の分周クロック（図３参照）を生成する。ＰＬＬ回路１３は、第１の分周クロックを２分周して、第２の分周クロック（図３参照）を生成する。ＰＬＬ回路１３は、第２の分周クロックを２分周した第３の分周クロック（追従信号とも呼ぶ、図３参照）を生成する。このとき、ＰＬＬ回路１３は、図３に示すタイミングｔｃにおいて、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロックの各レベルをリセットする。例えば、タイミングｔｃにおいて、図３に示す破線のレベルを実線のレベルにリセットする。これにより、第３の分周クロックの周期が区間周期クロックの６クロック分となるので、第３の分周クロックを、区間周期クロックが６分周された追従信号とすることができる。なお、図３は、ＰＬＬ回路１３の動作を示す波形図である。
【００３２】
図１に示す生成部１４は、キャリア周期クロック、途中分周クロック、区間周期クロック、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロックをＰＬＬ回路１３から受ける。生成部１４は、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロックの組み合わせに応じて、現在の区間が６つの区間Ｉ〜ＶＩのいずれであるかを推定する（図３参照）。さらに、生成部１４は、キャリア周期クロック、途中分周クロック、及び区間周期クロックの組み合わせに応じて、現在のタイミングが現在の区間におけるどの時間位置（すなわち、図５の横軸における位置）にあるのかを推定する。そして、生成部１４は、推定結果に応じて、各相の電圧を図５に実線で示すように推定して、推定された各相の電圧（例えば、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃ）をスイッチングパターン発生器５へ出力する。
【００３３】
具体的には、生成部１４は、図４に示すように、記憶部（ＲＯＭ）１４ａ及び制御信号生成器１４ｂを有する。図４は、生成部１４の構成を示す図である。記憶部（ＲＯＭ）１４ａには、ピーク値が「１」に規格化された正弦波における時間位置データと規格化振幅とが対応付けられた正弦波テーブル１４ａ１が格納されている。制御信号生成器１４ｂは、上記のように、現在の区間Ｉ〜ＶＩ及び現在の区間Ｉ〜ＶＩにおける時間位置を推定している。
【００３４】
例えば、制御信号生成器１４ｂは、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロックの各ビット値をまとめて現在の区間を示す第１のデータを生成する。制御信号生成器１４ｂは、キャリア用クロック、途中分周クロック、及び区間周期クロックの各ビット値をまとめて現在のタイミングを示す第２のデータを生成する。制御信号生成器１４ｂは、第１のデータ及び第２のデータをまとめて、時間位置データを生成する。そして、制御信号生成器１４ｂは、記憶部（ＲＯＭ）１４ａに格納された正弦波テーブル１４ａ１を参照し、生成された時間位置データに対応する各相の規格化振幅を特定し、特定された各相の規格化振幅を各相の電圧の推定結果とする。これにより、３相交流電源ＰＳからの３相交流電力における各相の相電圧をそのまま使用する場合に比べて、図５に実線で示すような理想的な正弦波に近い各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧を得ることができる。
【００３５】
図１に示すスイッチングパターン発生器５は、各相（例えば、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の電圧に基づいて、双方向スイッチ回路３のスイッチングパターンを生成する。駆動回路６は、スイッチングパターン発生器５で生成されたスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ回路３のスイッチング素子ＳＷ−ｒ，ＳＷ−ｓ，ＳＷ−ｔをそれぞれスイッチング制御する。このとき、スイッチングパターン発生器５は、３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて相電圧の１周期が区分された６つの区間Ｉ〜ＶＩに応じて、双方向スイッチ回路３のスイッチングパターンを生成する（図１０〜図１５参照）。
【００３６】
次に、６つの区間Ｉ〜ＶＩについて図５を用いて説明する。図５は、６つの区間Ｉ〜ＶＩを示す図である。
【００３７】
制御部１１は、各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧の大小関係に応じて、例えば図５に示すような６つの区間Ｉ〜ＶＩを認識する。
【００３８】
区間Ｉでは、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、制御部１１は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードが区間Ｉであると認識する。
【００３９】
区間ＩＩでは、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、制御部１１は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードが区間ＩＩであると認識する。
【００４０】
区間ＩＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、制御部１１は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードが区間ＩＩＩであると認識する。
【００４１】
区間ＩＶでは、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、制御部１１は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードが区間ＩＶであると認識する。
【００４２】
区間Ｖでは、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、制御部１１は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードが区間Ｖであると認識する。
【００４３】
区間ＶＩでは、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、制御部１１は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードが区間ＶＩであると認識する。
【００４４】
次に、スイッチングパターン発生器の構成例について図６〜９を用いて説明する。図６は、スイッチングパターン発生器５の一例を示すブロック図である。図７は、スイッチングパターン発生器５でスイッチングパターンを生成する場合に使用される鋸歯状波１、２の波形例を示す図である。図８は、スイッチングパターン発生器５のパターン信号発生器５１１の構成例を示す回路図である。図９は、スイッチングパターン発生器５の相電圧判別器５１３の構成例を示す図である。
【００４５】
スイッチングパターン発生器５は、直流電圧の脈動と入力電流の高調波を抑制するために、以下に説明するような、各相の双方向スイッチ回路３のスイッチングパターン（Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルス）を生成する。スイッチングパターン発生器５は、スイッチング周期の立ち上がり等の所定のタイミングで、３相交流電源１の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相をそれぞれ認識し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、スイッチング周期Ｔ内で少なくとも一方がＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成する（図１０〜図１５参照）。なお、スイッチング周期Ｔは、電源周波数（例えば、５０Ｈｚ）に対して十分短い周期（例えば、１／１００ｋＨｚ＝１０μsec）に決定する。
【００４６】
スイッチングパターン発生器５は、図６に示すように、キャリア発生部５ｂ及びスイッチングパターン発生部５ａを有する。キャリア発生部５ｂは、キャリア用クロックに同期して、キャリアを発生する。スイッチングパターン発生部５ａは、発生されたキャリアを用いて、双方向スイッチ回路３のスイッチングパターンを発生する。
【００４７】
キャリア発生部５ｂｊは、鋸歯状波発生器５４を有する。スイッチングパターン発生部５ａは、パターン信号発生器５１１と、電圧設定器５１２と、相電圧判別器５１３と、コンパレータ５１４Ｒ，５１４Ｓ，５１４Ｔと，コンパレータ５１５Ｒ，５１５Ｓ，５１５Ｔと、ＡＮＤ回路５１６Ｒ，５１６Ｓ，５１６Ｔと、ＡＮＤ回路５１７Ｒ，５１７Ｓ，５１７Ｔと、ＡＮＤ回路５１８Ｒ，５１８Ｓ，５１８Ｔと、ＯＲ回路５１９Ｒ，５１９Ｓ，５１９Ｔとを備えている。
【００４８】
電圧設定器５１２は、パターン信号発生器５１１に、直流電圧設定値（降圧したい目標の電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインｋ（但し、ｋ＝０．５〜１）を設定する。
【００４９】
パターン信号発生器５１１は、−１〜＋１にそれぞれ規格化されたＲ，Ｓ、Ｔ相電圧ａ、ｂ、ｃを生成部１４から受ける。パターン信号発生器５１１は、Ｒ，Ｓ、Ｔ相電圧ａ、ｂ、ｃと電圧設定器５１２から入力される直流電圧設定ゲインｋ（０．５〜１）との積を演算して、Ｒ相，Ｓ相、Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃとして出力する。
【００５０】
鋸歯状波発生器５４は、鋸歯状波１および鋸歯状波２を出力する。相電圧判別器５１３は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相電圧ａ，ｂ，ｃを比較して、いずれの相電圧が最大、最小、中間かを判別し、Ｒ，Ｓ，Ｔ相の最大判定信号（最大の場合「１」、最大でない場合「０」）、最小判定信号（最小の場合「１」、最小でない場合「０」）、中間判定信号（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をそれぞれ出力する。
【００５１】
コンパレータ５１４Ｒ〜５１４Ｔは、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと鋸歯状波１（図７参照）とをそれぞれ比較して、比較信号を出力する。コンパレータ５１５Ｒ〜５１５Ｔは、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと鋸歯状波２（図７参照）とをそれぞれ比較して、比較信号を出力する。
【００５２】
ここで、図７に示すように、鋸歯状波１は、スイッチング周期Ｔの周期を有し、そのピーク値がＰｃである。Ｐｃは、１に略等しい値である。鋸歯状波２は、スイッチング周期Ｔの周期を有し、そのピーク値が−Ｐｃである。鋸歯状波１のピーク値の絶対値と鋸歯状波２のピーク値の絶対値とは、いずれもＰｃである。
【００５３】
図６に示すＡＮＤ回路５１６Ｒ〜５１６Ｔは、コンパレータ５１４Ｒ〜５１４Ｔの比較信号とＲ、Ｓ、Ｔ相最大判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＡＮＤ回路５１７Ｒ〜５１７Ｔは、コンパレータ５１５Ｒ〜５１５Ｔの比較信号とＲ、Ｓ、Ｔ相最小判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＡＮＤ回路５１８Ｒ〜５１８Ｔは、固定値「１」とＲ、Ｓ、Ｔ相中間判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＯＲ回路５１９Ｒ〜５１９Ｔは、ＡＮＤ回路５１６Ｒ〜５１８Ｒの出力、ＡＮＤ回路５１６Ｓ〜５１８Ｓの出力、ＡＮＤ回路５１６Ｔ〜５１８Ｔの出力をそれぞれＯＲ演算して最終のＲ、Ｓ、Ｔ相パルス（スイッチングパターン）として駆動回路６に出力する。
【００５４】
Ｒ相に関する動作を説明する。コンパレータ５１４Ｒは、パターン信号発生器５１１から入力されるＲ相制御電圧ｋａと鋸歯状波１とを比較し、比較信号（Ｒ相制御電圧ｋａ＞鋸歯状波１の場合に「１」、Ｒ相制御電圧ｋａ≦鋸歯状波１の場合に「０」）をＡＮＤ回路５１６Ｒに出力する。ＡＮＤ回路５１６Ｒは、コンパレータ５１４Ｒから入力される比較信号と、Ｒ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｒに出力する。
【００５５】
コンパレータ５１５Ｒは、鋸歯状波２とパターン信号発生器５１１から入力されるＲ相制御電圧ｋａとを比較し、比較信号（鋸歯状波２＞Ｒ相制御電圧ｋａの場合に「１」、鋸歯状波２≦Ｒ相制御電圧ｋａの場合に「０」）をＡＮＤ回路５１７Ｒに出力する。ＡＮＤ回路５１７Ｒは、コンパレータ５１５Ｒから入力される比較信号と、Ｒ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｒに出力する。
【００５６】
ＡＮＤ回路５１８Ｒは、固定信号「１」とＲ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｒに出力する。ＯＲ回路５１９Ｒは、ＡＮＤ回路５１６Ｒ〜５１８Ｒの出力をＯＲ演算して最終のＲ相パルスとして出力する。
【００５７】
Ｓ相に関する動作を説明する。コンパレータ５１４Ｓは、パターン信号発生器５１１から入力されるＳ相制御電圧ｋｂと鋸歯状波１とを比較し、比較信号（Ｓ相制御電圧ｋｂ＞鋸歯状波１の場合に「１」、Ｓ相制御電圧ｋａ≦鋸歯状波１の場合に「０」）をＡＮＤ回路５１６Ｓに出力する。ＡＮＤ回路５１６Ｓは、コンパレータ５１４Ｓから入力される比較信号と、Ｓ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｓに出力する。
【００５８】
コンパレータ５１５Ｓは、鋸歯状波２とパターン信号発生器５１１から入力されるＳ相制御電圧ｋｂとを比較し、比較信号（鋸歯状波２＞Ｓ相制御電圧ｋｂの場合に「１」、鋸歯状波２≦Ｓ相制御電圧ｋｂの場合に「０」）をＡＮＤ回路５１７Ｓに出力する。ＡＮＤ回路５１７Ｓは、コンパレータ５１５Ｓから入力される比較信号と、Ｓ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｓに出力する。
【００５９】
ＡＮＤ回路５１８Ｓは、固定信号「１」とＳ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｓに出力する。ＯＲ回路５１９Ｓは、ＡＮＤ回路５１６Ｓ〜５１８Ｓの出力をＯＲ演算して最終のＳ相パルスとして出力する。
【００６０】
Ｔ相に関する動作を説明する。コンパレータ５１４Ｔは、パターン信号発生器５１１から入力されるＴ相制御電圧ｋｃと鋸歯状波１とを比較し、比較信号（Ｔ相制御電圧ｋｃ＞鋸歯状波１の場合に「１」、Ｔ相制御電圧ｋｃ≦鋸歯状波１の場合に「０」）をＡＮＤ回路５１６Ｔに出力する。ＡＮＤ回路５１６Ｔは、コンパレータ５１４Ｔから入力される比較信号と、Ｔ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｔに出力する。
【００６１】
コンパレータ５１５Ｔは、鋸歯状波２とパターン信号発生器５１１から入力されるＴ相制御電圧ｋｃとを比較し、比較信号（鋸歯状波２＞Ｓ相制御電圧ｋｃの場合に「１」、鋸歯状波２≦Ｔ相制御電圧ｋｃの場合に「０」）をＡＮＤ回路５１７Ｔに出力する。ＡＮＤ回路５１７Ｔは、コンパレータ５１５Ｔから入力される比較信号と、Ｔ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｔに出力する。
【００６２】
ＡＮＤ回路５１８Ｔは、固定信号「１」とＴ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路５１９Ｔに出力する。ＯＲ回路５１９Ｔは、ＡＮＤ回路５１６Ｔ〜５１８Ｔの出力をＯＲ演算して最終のＴ相パルスとして出力する。
【００６３】
パターン信号発生器５１１は、図８に示すように、Ｒ，Ｓ，Ｔ相電圧ａ，ｂ，ｃと電圧設定器５１２から出力される直流電圧制御ゲインｋとをそれぞれ乗算して、Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相制御パターンｋａ、ｋｂ、ｋｃをそれぞれ出力する乗算器３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔを備えている。
【００６４】
相電圧判別器５１３は、図９に示すように、コンパレータ４０Ｒ、４０Ｓ、４０Ｔと、ＡＮＤ回路４１Ｒ、４１Ｓ、４１Ｔと、ＡＮＤ回路４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔと、ＮＯＲ回路４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔとを備えている。
【００６５】
コンパレータ４０Ｒは、Ｒ相電圧ａとＳ相電圧ｂとを比較して、比較信号（Ｒ相電圧ａ＞Ｓ相電圧ｂの場合に「１」、Ｒ相電圧ａ≦Ｓ相電圧ｂの場合に「０」）をＡＮＤ回路４１Ｒ、４２Ｓ、４１Ｔ、４２Ｔに出力する。コンパレータ４０Ｓは、Ｓ相電圧ｂとＴ相電圧ｃとを比較して、比較信号（Ｓ相電圧ｂ＞Ｔ相電圧ｃの場合に「１」、Ｒ相電圧ａ≦Ｔ相電圧ｃの場合に「０」）をＡＮＤ回路４１Ｒ、４２Ｒ、４１Ｓ、４２Ｔに出力する。コンパレータ４０Ｔは、Ｔ相電圧ｃとＲ相電圧ａとを比較して、比較信号（Ｔ相電圧ｃ＞Ｒ相電圧ａの場合に「１」、Ｔ相電圧ｃ≦Ｒ相電圧ａの場合に「０」）をＡＮＤ回路４２Ｒ、４１Ｓ、４２Ｓ、４１Ｔに出力する。
【００６６】
ＡＮＤ回路４１Ｒは、コンパレータ４０Ｒの比較信号とコンパレータ４０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＲ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｒは、コンパレータ４０Ｓの比較信号とコンパレータ４０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＲ相最小判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４１Ｓは、コンパレータ４０Ｓの比較信号とコンパレータ４０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＳ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｓは、コンパレータ４０Ｔの比較信号とコンパレータ４０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＳ相最小判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４１Ｔは、コンパレータ４０Ｔの比較信号とコンパレータ４０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＴ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｔは、コンパレータ４０Ｒの比較信号とコンパレータ４０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＴ相最小判定信号として出力する。
【００６７】
ＮＯＲ回路４３Ｒは、Ｒ相最大判定信号とＲ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＲ相中間判定信号として出力する。ＮＯＲ回路４３Ｓは、Ｓ相最大判定信号とＳ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＳ相中間判定信号として出力する。ＮＯＲ回路４３Ｔは、Ｔ相最大判定信号とＴ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＴ相中間判定信号として出力する。
【００６８】
［直流電圧の脈動と入力電流の高調波の低減原理］
つぎに、基本の形態での直流電圧の脈動と入力電流の高調波を低減する原理を説明する。基本の形態では、スイッチングパターン発生器５および駆動回路６によって、双方向スイッチ回路３を以下のようにスイッチングすることで、直流電圧の脈動と入力電流の高調波を低減している。図１０〜図１５を参照して、各区間Ｉ〜ＶＩでのスイッチング動作による直流電圧・各相の電流を説明する。図１０〜図１５には、それぞれ、区間Ｉ〜ＶＩにおける各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。図１０〜図１５では、基本の形態における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスが実線で示されている。
【００６９】
＜区間Ｉ＞
区間ＩのＲ相最大、Ｔ相中間、Ｓ相最小の場合について図１０を用いて説明する。図１０は、区間ＩにおけるＲ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、上述したように、相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したものである。直流電圧設定ゲインｋは、上述したように、電圧設定器５１２において直流電圧設定値に応じて決定されるゲインで、０．５〜１の間の定数となる。直流電圧設定ゲインｋは、パターン信号発生器５１１において、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに乗算され、乗算されたＲ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃは、鋸歯状波１、２と切り合いする波形となる（図１０参照）。
【００７０】
図１０において、基本の形態における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。Ｔはスイッチング周期、ｘはＲ相パルス幅、ｙはＳ相パルス幅、ｚはＴ相パルス幅を示している。区間１、２、３の直流電圧は、それぞれ、区間１電圧＝ＴＳ間電圧＝ｃ−ｂ、区間２電圧＝ＲＳ間電圧＝ａ−ｂ、区間３電圧＝ＲＴ間電圧＝ａ−ｃとなる。区間１の幅は、Ｔ−ｘ、区間２の幅は、ｘ−（Ｔ−ｙ）＝ｘ＋ｙ−Ｔ、区間３の幅は、Ｔ−ｙである。一方、Ｒ相パルス幅ｘは、Ｔ：ｘ＝１：ｋａよりｘ＝ｋａＴ、Ｓ相パルス幅ｙは、Ｔ：ｙ＝１：−ｋｂよりｙ＝−ｋｂＴである。よって、区間１の幅は、Ｔ−ｘ＝Ｔ−ｋａＴ＝Ｔ（１−ｋａ）、区間３の幅は、Ｔ−ｙ＝Ｔ−（−ｋｂＴ）＝Ｔ（１＋ｋｂ）、区間２の幅は、ｘ＋ｙ−Ｔ＝ｋａＴ＋（−ｋｂＴ）−Ｔ＝Ｔ（ｋａ−ｋｂ−１）となる。
【００７１】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【００７２】
スイッチング周期Ｔの電圧の平均＝｛（ｃ−ｂ）×Ｔ×（１−ｋａ）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（ｋａ−ｋｂ−１）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（１＋ｋｂ）｝／Ｔ
＝ｋ（ａ２＋ｂ２）−ｋｂ（ａ＋ｂ）
【００７３】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
【００７４】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より
＝ｋ×３／２
【００７５】
なお、上記スイッチング周期Ｔの電圧の平均は、相電圧に基づいて表されている。
【００７６】
従って、直流電圧のスイッチング区間の平均値は一定となり、直流電圧設定ゲインｋ×３／２となり、鋸歯状波１、２と比較する直流電圧設定ゲインｋに比例する。このため、直流電圧設定ゲインｋを選定することで、降圧して得られる直流電圧の大きさを制御できる。ここで、Ｒ相パルスとＳ相パルスがスイッチング周期Ｔの中で両方ＯＮするために、直流電圧設定ゲインｋの最小値は０．５であり、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃが鋸歯状波１、２を超えないために、直流電圧設定ゲインｋの最大値は、１となる。したがって、ｋの設定可能範囲は、０．５〜１の範囲内である。
【００７７】
つぎに、入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相制御電圧ｋａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、Ｓ相制御電圧ｋｂの絶対値｜ｋｂ｜に比例する負の電流、すなわち、Ｓ相制御電圧ｋｂに比例する電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、区間１＝Ｔ×（１−ｋａ）で正の電流が流れ、区間３＝Ｔ×（１＋ｋｂ）で負の電流が流れる。従って、流れる正の電流は、Ｔ×（１−ｋａ）−Ｔ×（１＋ｋｂ）＝Ｔ×（−ｋａ−ｋｂ）＝Ｔ×ｋ×（−ａ−ｂ）＝Ｔ×ｋ×ｃとなり、スイッチング周期Ｔの平均をＴで除するとＴ相制御電圧ｋｃとなる。このように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れることになり、入力の電圧に比例する電流が平均的に流れることになる。
【００７８】
＜区間ＩＩ＞
区間ＩＩのＲ相最大、Ｓ相中間、Ｔ相最小の場合について図１１を用いて説明する。図１１は、区間ＩＩにおけるＲ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、上述したように、相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したものである。直流電圧設定ゲインｋは、上述したように、電圧設定器５１２において直流電圧設定値に応じて決定されるゲインで、０．５〜１の間の定数となる。直流電圧設定ゲインｋは、パターン信号発生器５１１において、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに乗算され、乗算されたＲ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃは、鋸歯状波１、２と切り合いする波形となる（図１１参照）。
【００７９】
図１１において、基本の形態における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。Ｔはスイッチング周期、ｘはＲ相パルス幅、ｙはＳ相パルス幅、ｚはＴ相パルス幅を示している。区間１、２、３の直流電圧は、それぞれ、区間１電圧＝ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、区間２電圧＝ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、区間３電圧＝ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。区間１の幅は、Ｔ−ｘ、区間２の幅は、ｘ−（Ｔ−ｚ）＝ｘ＋ｚ−Ｔ、区間３の幅は、Ｔ−ｚである。一方、Ｒ相パルス幅ｘは、Ｔ：ｘ＝１：ｋａよりｘ＝ｋａＴ、Ｔ相パルス幅ｚは、Ｔ：ｚ＝１：−ｋｃよりｚ＝−ｋｃＴである。よって、区間１の幅は、Ｔ−ｘ＝Ｔ−ｋａＴ＝Ｔ（１−ｋａ）、区間３の幅は、Ｔ−ｚ＝Ｔ−（−ｋｃＴ）＝Ｔ（１＋ｋｃ）、区間２の幅は、ｘ＋ｚ−Ｔ＝ｋａＴ＋（−ｋｃＴ）−Ｔ＝Ｔ（ｋａ−ｋｃ−１）となる。
【００８０】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【００８１】
スイッチング周期Ｔの電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（１−ｋａ）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（ｋａ−ｋｃ−１）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（１＋ｋｃ）｝／Ｔ
＝ｋ（ａ２＋ｃ２）−ｋｂ（ａ＋ｃ）
【００８２】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
【００８３】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より
＝ｋ×３／２
【００８４】
なお、上記スイッチング周期Ｔの電圧の平均は、相電圧に基づいて表されている。
【００８５】
従って、直流電圧のスイッチング区間の平均値は一定となり、直流電圧設定ゲインｋ×３／２となり、鋸歯状波１、２と比較する直流電圧設定ゲインｋに比例する。このため、直流電圧設定ゲインｋを選定することで、降圧して得られる直流電圧の大きさを制御できる。ここで、Ｒ相パルスとＴ相パルスがスイッチング周期Ｔの中で両方ＯＮするために、直流電圧設定ゲインｋの最小値は０．５であり、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃが鋸歯状波１、２を超えないために、直流電圧設定ゲインｋの最大値は、１となる。したがって、ｋの設定可能範囲は、０．５〜１の範囲内である。
【００８６】
つぎに、入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相制御電圧ｋａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相制御電圧ｋｃの絶対値｜ｋｃ｜に比例する負の電流、すなわち、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、区間１＝Ｔ×（１−ｋａ）で正の電流が流れ、区間３＝Ｔ×（１＋ｋｃ）で負の電流が流れる。従って、流れる正の電流は、Ｔ×（１−ｋａ）−Ｔ×（１＋ｋｃ）＝Ｔ×（−ｋａ−ｋｃ）＝Ｔ×ｋ×（−ａ−ｃ）＝Ｔ×ｋ×ｂとなり、スイッチング周期Ｔの平均をＴで除するとＳ相制御電圧ｋｂとなる。このように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れることになり、入力の電圧に比例する電流が平均的に流れることになる。
【００８７】
＜区間ＩＩＩ＞
区間ＩＩＩのＳ相最大、Ｒ相中間、Ｔ相最小の場合について図１２を用いて説明する。図１２は、区間ＩＩＩにおけるＲ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、上述したように、相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したものである。直流電圧設定ゲインｋは、上述したように、電圧設定器５１２において直流電圧設定値に応じて決定されるゲインで、０．５〜１の間の定数となる。直流電圧設定ゲインｋは、パターン信号発生器５１１において、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに乗算され、乗算されたＲ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃは、鋸歯状波１、２と切り合いする波形となる（図１２参照）。
【００８８】
図１２において、基本の形態における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。Ｔはスイッチング周期、ｘはＲ相パルス幅、ｙはＳ相パルス幅、ｚはＴ相パルス幅を示している。区間１、２、３の直流電圧は、それぞれ、区間１電圧＝ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、区間２電圧＝ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、区間３電圧＝ＲＳ間電圧＝ｂ−ａとなる。区間１の幅は、Ｔ−ｙ、区間２の幅は、ｙ−（Ｔ−ｚ）＝ｙ＋ｚ−Ｔ、区間３の幅は、Ｔ−ｚである。一方、Ｓ相パルス幅ｙは、Ｔ：ｙ＝１：ｋｂよりｙ＝ｋｂＴ、Ｔ相パルス幅ｚは、Ｔ：ｚ＝１：−ｋｃよりｚ＝−ｋｃＴである。よって、区間１の幅は、Ｔ−ｙ＝Ｔ−ｋｂＴ＝Ｔ（１−ｋｂ）、区間３の幅は、Ｔ−ｚ＝Ｔ−（−ｋｃＴ）＝Ｔ（１＋ｋｃ）、区間２の幅は、ｙ＋ｚ−Ｔ＝ｋｂＴ＋（−ｋｃＴ）−Ｔ＝Ｔ（ｋｂ−ｋｃ−１）となる。
【００８９】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【００９０】
スイッチング周期Ｔの電圧の平均＝｛（ａ−ｃ）×Ｔ×（１−ｋｂ）＋（ｂ−ｃ）×Ｔ×（ｋｂ−ｋｃ−１）＋（ｂ−ａ）×Ｔ×（１＋ｋｃ）｝／Ｔ
＝ｋ（ｂ２＋ｃ２）−ｋｂ（ｂ＋ｃ）
【００９１】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
【００９２】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より
＝ｋ×３／２
【００９３】
なお、上記スイッチング周期Ｔの電圧の平均は、相電圧に基づいて表されている。
【００９４】
従って、直流電圧のスイッチング区間の平均値は一定となり、直流電圧設定ゲインｋ×３／２となり、鋸歯状波１、２と比較する直流電圧設定ゲインｋに比例する。このため、直流電圧設定ゲインｋを選定することで、降圧して得られる直流電圧の大きさを制御できる。ここで、Ｓ相パルスとＴ相パルスがスイッチング周期Ｔの中で両方ＯＮするために、直流電圧設定ゲインｋの最小値は０．５であり、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃが鋸歯状波１、２を超えないために、直流電圧設定ゲインｋの最大値は、１となる。したがって、ｋの設定可能範囲は、０．５〜１の範囲内である。
【００９５】
つぎに、入力電流について説明する。Ｓ相の入力電流は、Ｓ相制御電圧ｋｂの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相制御電圧ｋｃの絶対値｜ｋｃ｜に比例する負の電流、すなわち、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れる。Ｒ相の入力電流は、区間１＝Ｔ×（１−ｋｂ）で正の電流が流れ、区間３＝Ｔ×（１＋ｋｃ）で負の電流が流れる。従って、流れる正の電流は、Ｔ×（１−ｋｂ）−Ｔ×（１＋ｋｃ）＝Ｔ×（−ｋｂ−ｋｃ）＝Ｔ×ｋ×（−ｂ−ｃ）＝Ｔ×ｋ×ａとなり、スイッチング周期Ｔの平均をＴで除するとＲ相制御電圧ｋａとなる。このように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れることになり、入力の電圧に比例する電流が平均的に流れることになる。
【００９６】
＜区間ＩＶ＞
区間ＩＶのＳ相最大、Ｔ相中間、Ｒ相最小の場合について図１３を用いて説明する。図１３は、区間ＩＶにおけるＲ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、上述したように、相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したものである。直流電圧設定ゲインｋは、上述したように、電圧設定器５１２において直流電圧設定値に応じて決定されるゲインで、０．５〜１の間の定数となる。直流電圧設定ゲインｋは、パターン信号発生器５１１において、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに乗算され、乗算されたＲ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃは、鋸歯状波１、２と切り合いする波形となる（図１３参照）。
【００９７】
図１３において、基本の形態における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。Ｔはスイッチング周期、ｘはＲ相パルス幅、ｙはＳ相パルス幅、ｚはＴ相パルス幅を示している。区間１、２、３の直流電圧は、それぞれ、区間１電圧＝ＴＲ間電圧＝ｃ−ａ、区間２電圧＝ＳＲ間電圧＝ｂ−ａ、区間３電圧＝ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃとなる。区間１の幅は、Ｔ−ｙ、区間２の幅は、ｙ−（Ｔ−ｘ）＝ｙ＋ｘ−Ｔ、区間３の幅は、Ｔ−ｘである。一方、Ｓ相パルス幅ｙは、Ｔ：ｙ＝１：ｋｂよりｙ＝ｋｂＴ、Ｒ相パルス幅ｘは、Ｔ：ｘ＝１：−ｋａよりｘ＝−ｋａＴである。よって、区間１の幅は、Ｔ−ｙ＝Ｔ−ｋｂＴ＝Ｔ（１−ｋｂ）、区間３の幅は、Ｔ−ｘ＝Ｔ−（−ｋａＴ）＝Ｔ（１＋ｋａ）、区間２の幅は、ｙ＋ｘ−Ｔ＝ｋｂＴ＋（−ｋａＴ）−Ｔ＝Ｔ（ｋｂ−ｋａ−１）となる。
【００９８】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【００９９】
スイッチング周期Ｔの電圧の平均＝｛（ｃ−ａ）×Ｔ×（１−ｋｂ）＋（ｂ−ａ）×Ｔ×（ｋｂ−ｋａ−１）＋（ｂ−ｃ）×Ｔ×（１＋ｋａ）｝／Ｔ
＝ｋ（ｂ２＋ａ２）−ｋｂ（ｂ＋ａ）
【０１００】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
【０１０１】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より
＝ｋ×３／２
【０１０２】
なお、上記スイッチング周期Ｔの電圧の平均は、相電圧に基づいて表されている。
【０１０３】
従って、直流電圧のスイッチング区間の平均値は一定となり、直流電圧設定ゲインｋ×３／２となり、鋸歯状波１、２と比較する直流電圧設定ゲインｋに比例する。このため、直流電圧設定ゲインｋを選定することで、降圧して得られる直流電圧の大きさを制御できる。ここで、Ｓ相パルスとＲ相パルスがスイッチング周期Ｔの中で両方ＯＮするために、直流電圧設定ゲインｋの最小値は０．５であり、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃが鋸歯状波１、２を超えないために、直流電圧設定ゲインｋの最大値は、１となる。したがって、ｋの設定可能範囲は、０．５〜１の範囲内である。
【０１０４】
つぎに、入力電流について説明する。Ｓ相の入力電流は、Ｓ相制御電圧ｋｂの時間に比例する正の電流が流れる。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相制御電圧ｋａの絶対値｜ｋａ｜に比例する負の電流、すなわち、Ｒ相制御電圧ｋａに比例する電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、区間１＝Ｔ×（１−ｋｂ）で正の電流が流れ、区間３＝Ｔ×（１＋ｋａ）で負の電流が流れる。従って、流れる正の電流は、Ｔ×（１−ｋｂ）−Ｔ×（１＋ｋａ）＝Ｔ×（−ｋｂ−ｋａ）＝Ｔ×ｋ×（−ｂ−ａ）＝Ｔ×ｋ×ｃとなり、スイッチング周期Ｔの平均をＴで除するとＴ相制御電圧ｋｃとなる。このように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れることになり、入力の電圧に比例する電流が平均的に流れることになる。
【０１０５】
＜区間Ｖ＞
区間ＶのＴ相最大、Ｓ相中間、Ｒ相最小の場合について図１４を用いて説明する。図１４は、区間ＶＩにおけるＲ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、上述したように、相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したものである。直流電圧設定ゲインｋは、上述したように、電圧設定器５１２において直流電圧設定値に応じて決定されるゲインで、０．５〜１の間の定数となる。直流電圧設定ゲインｋは、パターン信号発生器５１１において、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに乗算され、乗算されたＲ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃは、鋸歯状波１、２と切り合いする波形となる（図１４参照）。
【０１０６】
図１４において、基本の形態における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。Ｔはスイッチング周期、ｘはＲ相パルス幅、ｙはＳ相パルス幅、ｚはＴ相パルス幅を示している。区間１、２、３の直流電圧は、それぞれ、区間１電圧＝ＳＲ間電圧＝ｂ−ａ、区間２電圧＝ＴＲ間電圧＝ｃ−ａ、区間３電圧＝ＴＳ間電圧＝ｃ−ｂとなる。区間１の幅は、Ｔ−ｚ、区間２の幅は、ｚ−（Ｔ−ｘ）＝ｚ＋ｘ−Ｔ、区間３の幅は、Ｔ−ｘである。一方、Ｔ相パルス幅ｚは、Ｔ：ｚ＝１：ｋｃよりｚ＝ｋｃＴ、Ｒ相パルス幅ｘは、Ｔ：ｘ＝１：−ｋａよりｘ＝−ｋａＴである。よって、区間１の幅は、Ｔ−ｚ＝Ｔ−ｋｃＴ＝Ｔ（１−ｋｃ）、区間３の幅は、Ｔ−ｘ＝Ｔ−（−ｋａＴ）＝Ｔ（１＋ｋａ）、区間２の幅は、ｚ＋ｘ−Ｔ＝ｋｃＴ＋（−ｋａＴ）−Ｔ＝Ｔ（ｋｃ−ｋａ−１）となる。
【０１０７】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【０１０８】
スイッチング周期Ｔの電圧の平均＝｛（ｂ−ａ）×Ｔ×（１−ｋｃ）＋（ｃ−ａ）×Ｔ×（ｋｃ−ｋａ−１）＋（ｃ−ｂ）×Ｔ×（１＋ｋａ）｝／Ｔ
＝ｋ（ｃ２＋ａ２）−ｋｂ（ｃ＋ａ）
【０１０９】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
【０１１０】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より
＝ｋ×３／２
【０１１１】
なお、上記スイッチング周期Ｔの電圧の平均は、相電圧に基づいて表されている。
【０１１２】
従って、直流電圧のスイッチング区間の平均値は一定となり、直流電圧設定ゲインｋ×３／２となり、鋸歯状波１、２と比較する直流電圧設定ゲインｋに比例する。このため、直流電圧設定ゲインｋを選定することで、降圧して得られる直流電圧の大きさを制御できる。ここで、Ｔ相パルスとＲ相パルスがスイッチング周期Ｔの中で両方ＯＮするために、直流電圧設定ゲインｋの最小値は０．５であり、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃが鋸歯状波１、２を超えないために、直流電圧設定ゲインｋの最大値は、１となる。したがって、ｋの設定可能範囲は、０．５〜１の範囲内である。
【０１１３】
つぎに、入力電流について説明する。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相制御電圧ｋｃの時間に比例する正の電流が流れる。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相制御電圧ｋａの絶対値｜ｋａ｜に比例する負の電流、すなわち、Ｒ相制御電圧ｋａに比例する電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、区間１＝Ｔ×（１−ｋｃ）で正の電流が流れ、区間３＝Ｔ×（１＋ｋａ）で負の電流が流れる。従って、流れる正の電流は、Ｔ×（１−ｋｃ）−Ｔ×（１＋ｋａ）＝Ｔ×（−ｋｃ−ｋａ）＝Ｔ×ｋ×（−ｃ−ａ）＝Ｔ×ｋ×ｂとなり、スイッチング周期Ｔの平均をＴで除するとＳ相制御電圧ｋｂとなる。このように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れることになり、入力の電圧に比例する電流が平均的に流れることになる。
【０１１４】
＜区間ＶＩ＞
区間ＶＩのＴ相最大、Ｒ相中間、Ｓ相最小の場合について図１５を用いて説明する。図１５は、区間ＶＩにおけるＲ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、上述したように、相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したものである。直流電圧設定ゲインｋは、上述したように、電圧設定器５１２において直流電圧設定値に応じて決定されるゲインで、０．５〜１の間の定数となる。直流電圧設定ゲインｋは、パターン信号発生器５１１において、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに乗算され、乗算されたＲ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃは、鋸歯状波１、２と切り合いする波形となる（図１４参照）。
【０１１５】
図１５において、基本の形態における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。Ｔはスイッチング周期、ｘはＲ相パルス幅、ｙはＳ相パルス幅、ｚはＴ相パルス幅を示している。区間１、２、３の直流電圧は、それぞれ、区間１電圧＝ＲＳ間電圧＝ａ−ｂ、区間２電圧＝ＴＳ間電圧＝ｃ−ｂ、区間３電圧＝ＴＲ間電圧＝ｃ−ａとなる。区間１の幅は、Ｔ−ｚ、区間２の幅は、ｚ−（Ｔ−ｙ）＝ｚ＋ｙ−Ｔ、区間３の幅は、Ｔ−ｙである。一方、Ｔ相パルス幅ｚは、Ｔ：ｚ＝１：ｋｃよりｚ＝ｋｃＴ、Ｓ相パルス幅ｙは、Ｔ：ｙ＝１：−ｋｂよりｙ＝−ｋｂＴである。よって、区間１の幅は、Ｔ−ｚ＝Ｔ−ｋｃＴ＝Ｔ（１−ｋｃ）、区間３の幅は、Ｔ−ｙ＝Ｔ−（−ｋｂＴ）＝Ｔ（１＋ｋｂ）、区間２の幅は、ｚ＋ｙ−Ｔ＝ｋｃＴ＋（−ｋｂＴ）−Ｔ＝Ｔ（ｋｃ−ｋｂ−１）となる。
【０１１６】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【０１１７】
スイッチング周期Ｔの電圧の平均＝｛（ａ−ｂ）×Ｔ×（１−ｋｃ）＋（ｃ−ｂ）×Ｔ×（ｋｃ−ｋｂ−１）＋（ｃ−ａ）×Ｔ×（１＋ｋｂ）｝／Ｔ
＝ｋ（ｃ２＋ｂ２）−ｋｂ（ｃ＋ｂ）
【０１１８】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
【０１１９】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より
＝ｋ×３／２
【０１２０】
なお、上記スイッチング周期Ｔの電圧の平均は、相電圧に基づいて表されている。
【０１２１】
従って、直流電圧のスイッチング区間の平均値は一定となり、直流電圧設定ゲインｋ×３／２となり、鋸歯状波１、２と比較する直流電圧設定ゲインｋに比例する。このため、直流電圧設定ゲインｋを選定することで、降圧して得られる直流電圧の大きさを制御できる。ここで、Ｔ相パルスとＳ相パルスがスイッチング周期Ｔの中で両方ＯＮするために、直流電圧設定ゲインｋの最小値は０．５であり、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃが鋸歯状波１、２を超えないために、直流電圧設定ゲインｋの最大値は、１となる。したがって、ｋの設定可能範囲は、０．５〜１の範囲内である。
【０１２２】
つぎに、入力電流について説明する。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相制御電圧ｋｃの時間に比例する正の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、Ｓ相制御電圧ｋｂの絶対値｜ｋｂ｜に比例する負の電流、すなわち、Ｓ相制御電圧ｋｂに比例する電流が流れる。Ｒ相の入力電流は、区間１＝Ｔ×（１−ｋｃ）で正の電流が流れ、区間３＝Ｔ×（１＋ｋｂ）で負の電流が流れる。従って、流れる正の電流は、Ｔ×（１−ｋｃ）−Ｔ×（１＋ｋｂ）＝Ｔ×（−ｋｃ−ｋｂ）＝Ｔ×ｋ×（−ｃ−ｂ）＝Ｔ×ｋ×ａとなり、スイッチング周期Ｔの平均をＴで除するとＲ相制御電圧ｋａとなる。このように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れることになり、入力の電圧に比例する電流が平均的に流れることになる。
【０１２３】
本スイッチングによる直流電圧と入力電流をまとめると次のようになる。
【０１２４】
（１）スイッチング周期Ｔにおける直流電圧の平均値は、降圧された一定の電圧値となる。
【０１２５】
（２）スイッチング周期Ｔにおける入力電流の平均値は、入力の電圧比に分配される。
【０１２６】
つぎに、入力電流が正弦波になることを説明する。３相交流電圧のＲ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ）、Ｓ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ＋１２０）、Ｔ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ＋２４０）とする。上記（２）より、入力電流は、Ｒ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ）、Ｓ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋１２０）、Ｔ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋２４０）と一般化して書くことができる。但し、Ｉ（ｔ）は入力電流の振幅である。
この時の入力電力Ｐは、以下のように表すことができる。
【０１２７】
Ｐ＝Ｖｓｉｎ（ωｔ）×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｓｉｎ（ωｔ＋１２０）×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋１２０）Ｖｓｉｎ（ωｔ＋２４０）＋Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋２４０）
＝Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ２（ωｔ）＋Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ２（ωｔ＋１２０）＋Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ２（ωｔ＋２４０）
＝Ｖ×Ｉ（ｔ）｛ｓｉｎ２（ωｔ）＋ｓｉｎ２（ωｔ＋１２０）＋ｓｉｎ２（ωｔ＋２４０）｝
【０１２８】
｛  ｝内を計算すると、｛  ｝内は、定数３／２であるので、
Ｐ＝Ｖ×Ｉ（ｔ）×３／２を変形して、Ｉ（ｔ）＝Ｐ／Ｖ×２／３
【０１２９】
ここで、Ｐが一定の場合、Ｖは一定であるので、Ｉ（ｔ）は、時間に依存しない一定値となる。即ち、入力電流は、正弦波である。
【０１３０】
（３）上記（２）の条件の下で、電力が一定である場合、入力電流は正弦波となる。
【０１３１】
上記図１の回路において、スイッチングパターン発生器５および駆動回路６で上記のスイッチングを行い、スイッチング周期Ｔ内での直流電圧の変動を除去する直流リアクトルと考えられる。
【０１３２】
しかし、本発明者が３相整流器１を試作し、評価を行ったところ、図１６に示す結果が得られた。図１６は、基本の形態における３相整流器１の入力交流電流及び出力直流電圧について評価された特性を示す図である。図１６に示されるように、Ｒ，Ｓ，Ｔの各相の入力交流電流では、高調波が含まれており、理想的な正弦波から歪んだ波形になっている。また、出力直流電圧では、３相交流電圧を全波整流したときの出力電圧と同様に、約６０°の周期（区間Ｉ〜ＶＩに均等な周期）で脈動が発生している。
【０１３３】
本発明者は、図１６に示すような評価特性が得られた原因について更に検討を行った。その結果、このような評価特性は、各スイッチング素子ＳＷ（例えば、半導体トランジスタ）のターンオフ特性に依存して発生していることを見出した。
【０１３４】
すなわち、各スイッチング素子ＳＷにオフするようにオフ指示を出しても、オフ指示のタイミングからスイッチング素子ＳＷがオフになるまでの立ち下がり時間の間はスイッチング素子ＳＷに電流が流れ続ける。これにより、スイッチング素子ＳＷに電流が流れている時間、すなわちスイッチング素子ＳＷが実際にオンしている時間（実オン時間）は、オン指示からオフ指示までの時間（指示オン時間）よりもスイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間分長くなる。このため、指示オン時間を上記の理論上のパルス幅に対応した時間（目標オン時間）に等しくすると、実オン時間が目標オン時間よりスイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間分長くなる。これにより、基本の形態における３相整流器１では、Ｒ，Ｓ，Ｔの各相のスイッチングパターンにおける実オン時間が理論上のパルス幅に対応した時間（目標オン時間）より長くなり、出力直流電圧に余分な電圧が重畳されたために、３相交流電圧を全波整流したときの出力電圧と同様に、約６０°の周期（区間Ｉ〜ＶＩに均等な周期）で脈動が発生しているものと考えられる。
これを式で表すと、次の式１が成り立つ。
【０１３５】
（実オン時間）≒（指示オン時間）＋（スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間）
・・・式１
【０１３６】
式１で（指示オン時間）＝（目標オン時間：理論上のパルス幅に対応した時間）とすると、次の式２が成り立つ。
【０１３７】
（実オン時間）≒（目標オン時間）＋（スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間）
・・・式２
すなわち、次の式３が成り立つ。
（実オン時間）＞（目標オン時間）・・・式３
【０１３８】
そこで、実施の形態１では、３相整流器１ｉにおいて、各スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間を考慮したオンオフパターンが含まれるように各相のスイッチングパターンを生成する制御を行うことで、実オン時間を目標オン時間に近づけることを目指す。以下では、基本の形態と異なる部分を中心に説明する。
【０１３９】
実施の形態１にかかる３相整流器１ｉの制御部１１ｉは、生成部１４（図４参照）に代えて、図１７に示すような生成部１４ｉを備える。図１７は、生成部１４ｉの構成を示す図である。
【０１４０】
生成部１４ｉは、キャリア周期クロック、途中分周クロック、及び区間周期クロックの組み合わせに応じて、現在のタイミングが現在の区間におけるどの時間位置（すなわち、図５の横軸における位置）にあるのかを推定する。そして、生成部１４ｉは、推定結果に応じて、各相の電圧を図５に一点鎖線で示すように推定する。すなわち、生成部１４ｉは、ゼロクロス信号に応じて、最大振幅の絶対値が１より小さくなるように各相の電圧が規格化された信号を制御信号として生成する。例えば、生成部１４ｉは、ゼロクロス信号に応じて、最大振幅の絶対値が０．９８以下（例えば、０．９７又は０．９５）になるように各相の電圧が規格化された信号を制御信号として生成する。生成部１４ｉは、推定された各相の電圧、すなわち各相の制御信号（例えば、Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’）をスイッチングパターン発生器５へ出力する。なお、最大振幅の絶対値は、スイッチング素子の立ち下がり時間に応じて決定される。例えば、スイッチング素子の立ち下がり時間が比較的短い場合に最大振幅の絶対値を０．９８に設定でき、スイッチング素子の立ち下がり時間が比較的長い場合に最大振幅の絶対値を０．９５に設定できる。
【０１４１】
具体的には、生成部１４ｉは、記憶部（ＲＯＭ）１４ａ（図４参照）に代えて、記憶部（ＲＯＭ）１４ａｉを有する。記憶部（ＲＯＭ）１４ａｉは、ピーク値がＰｅ及び−Ｐｅに規格化された正弦波における時間位置データと規格化振幅とが対応付けられた正弦波テーブル１４ａ１ｉが格納されている。ピーク値Ｐｅは、例えば、１より小さい正の値であり、例えば、０．９８以下（例えば、０．９７又は０．９５）の正の値である。制御信号生成器１４ｂは、上記のように、現在の区間Ｉ〜ＶＩ及び現在の区間Ｉ〜ＶＩにおける時間位置を推定している。
【０１４２】
例えば、制御信号生成器１４ｂは、第１の分周クロック、第２の分周クロック、及び第３の分周クロックの各ビット値をまとめて現在の区間を示す第１のデータを生成する。制御信号生成器１４ｂは、キャリア用クロック、途中分周クロック、及び区間周期クロックの各ビット値をまとめて現在のタイミングを示す第２のデータを生成する。制御信号生成器１４ｂは、第１のデータ及び第２のデータをまとめて、時間位置データを生成する。そして、制御信号生成器１４ｂは、記憶部（ＲＯＭ）１４ａｉに格納された正弦波テーブル１４ａ１ｉを参照し、生成された時間位置データに対応する各相の規格化振幅を特定し、特定された各相の規格化振幅を各相の電圧の推定結果とする。これにより、図５に一点鎖線で示すような各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧を最大振幅の絶対値が１より小さく規格化された制御信号として得ることができる。
【０１４３】
すなわち、生成部１４ｉは、制御信号の最大振幅の絶対値をＰｅとし、キャリア信号の最大振幅の絶対値をＰｃとするとき、Ｐｅ／Ｐｃ＜１になるように、制御信号を生成する。制御信号は、例えば、各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧の推定結果を含む。Ｐｅは、１より小さい正の値であり、例えば、０．９８以下（例えば、０．９７又は０．９５）の正の値である。キャリア信号は、例えば、鋸歯状波１、鋸歯状波２（図７参照）を含む。Ｐｃは、１に略等しい値である。
【０１４４】
このように、生成部１４ｉからスイッチングパターン発生器５へ出力される各相の電圧（各相の制御信号）ａ’，ｂ’，ｃ’のピーク値が１より小さくなっているので、パターン信号発生器５１１（図６参照）で生成される各相の制御電圧ｋａ’，ｋｂ’，ｋｃ’をその振幅が理論値より小さいものとすることができる。これにより、スイッチングパターン発生部５ａ（図６参照）は、各区間Ｉ〜ＶＩにおいて、最大電圧相のパルス及び最小電圧相のパルスについてその指示オン時間をスイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間分短縮させることができる。この結果、実オン時間を目標オン時間に近づけることができる。
【０１４５】
これを式で表すと、式１に、（指示オン時間）＝（目標オン時間）−（スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間）を代入して、次の式４を得る。
（実オン時間）≒（目標オン時間）・・・式４
【０１４６】
次に、実施の形態１におけるスイッチングパターン発生器５の動作について図１０〜図１５を用いて説明する。図１０〜図１５は、それぞれ、区間Ｉ〜ＶＩにおける各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスの一例を示す図である。図１０〜図１５では、実施の形態１における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスが一点鎖線で示されている。
【０１４７】
＜区間Ｉ＞
区間ＩのＲ相最大、Ｔ相中間、Ｓ相最小の場合について図１０を用いて説明する。図１０において、実施の形態１における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を最大振幅の絶対値がＰｅとなるように規格化したものである。これに直流電圧設定ゲインｋが乗算されたＲ相制御電圧ｋａ’、Ｓ相制御電圧ｋｂ’、Ｔ相制御電圧ｋｃ’は、実線で示されている基本の形態における各相の制御電圧（ｋａ，ｋｂ，ｋｃ）に比べて振幅が縮小したものとなっている。
【０１４８】
これに応じて、最大電圧相であるＲ相のパルス幅ｘ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＲ相のパルス幅ｘより短縮されている。すなわち、次の式５が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１４９】
（Ｒ相のパルス幅ｘ’に応じた時間）≒（Ｒ相のパルス幅ｘに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｒの立ち下がり時間）・・・式５
【０１５０】
同様に、最小電圧相であるＳ相のパルス幅ｙ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＳ相のパルス幅ｙより短縮されている。すなわち、次の式６が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１５１】
（Ｓ相のパルス幅ｙ’に応じた時間）≒（Ｓ相のパルス幅ｙに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｓの立ち下がり時間）・・・式６
【０１５２】
＜区間ＩＩ＞
区間ＩＩのＲ相最大、Ｓ相中間、Ｔ相最小の場合について図１１を用いて説明する。図１１において、実施の形態１における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を最大振幅の絶対値がＰｅとなるように規格化したものである。これに直流電圧設定ゲインｋが乗算されたＲ相制御電圧ｋａ’、Ｓ相制御電圧ｋｂ’、Ｔ相制御電圧ｋｃ’は、基本の形態に比べて振幅が減衰されたものとなっている。
【０１５３】
これに応じて、最大電圧相であるＲ相のパルス幅ｘ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＲ相のパルス幅ｘより短縮されている。すなわち、次の式７が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１５４】
（Ｒ相のパルス幅ｘ’に応じた時間）≒（Ｒ相のパルス幅ｘに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｒの立ち下がり時間）・・・式７
【０１５５】
同様に、最小電圧相であるＴ相のパルス幅ｚ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＴ相のパルス幅ｚより短縮されている。すなわち、次の式８が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１５６】
（Ｔ相のパルス幅ｚ’に応じた時間）≒（Ｔ相のパルス幅ｚに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｔの立ち下がり時間）・・・式８
【０１５７】
＜区間ＩＩＩ＞
区間ＩＩＩのＳ相最大、Ｒ相中間、Ｔ相最小の場合について図１２を用いて説明する。図１２において、実施の形態１における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を最大振幅の絶対値がＰｅとなるように規格化したものである。これに直流電圧設定ゲインｋが乗算されたＲ相制御電圧ｋａ’、Ｓ相制御電圧ｋｂ’、Ｔ相制御電圧ｋｃ’は、基本の形態に比べて振幅が減衰されたものとなっている。
【０１５８】
これに応じて、最大電圧相であるＳ相のパルス幅ｙ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＳ相のパルス幅ｙより短縮されている。すなわち、次の式９が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１５９】
（Ｓ相のパルス幅ｙ’に応じた時間）≒（Ｓ相のパルス幅ｙに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｓの立ち下がり時間）・・・式９
【０１６０】
同様に、最小電圧相であるＴ相のパルス幅ｚ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＴ相のパルス幅ｚより短縮されている。すなわち、次の式１０が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１６１】
（Ｔ相のパルス幅ｚ’に応じた時間）≒（Ｔ相のパルス幅ｚに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｔの立ち下がり時間）・・・式１０
【０１６２】
＜区間ＩＶ＞
区間ＩＶのＳ相最大、Ｔ相中間、Ｒ相最小の場合について図１３を用いて説明する。図１３において、実施の形態１における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を最大振幅の絶対値がＰｅとなるように規格化したものである。これに直流電圧設定ゲインｋが乗算されたＲ相制御電圧ｋａ’、Ｓ相制御電圧ｋｂ’、Ｔ相制御電圧ｋｃ’は、基本の形態に比べて振幅が減衰されたものとなっている。
【０１６３】
これに応じて、最大電圧相であるＳ相のパルス幅ｙ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＳ相のパルス幅ｙより短縮されている。すなわち、次の式１１が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１６４】
（Ｓ相のパルス幅ｙ’に応じた時間）≒（Ｓ相のパルス幅ｙに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｓの立ち下がり時間）・・・式１１
【０１６５】
同様に、最小電圧相であるＲ相のパルス幅ｘ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＲ相のパルス幅ｘより短縮されている。すなわち、次の式１２が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１６６】
（Ｒ相のパルス幅ｘ’に応じた時間）≒（Ｒ相のパルス幅ｘに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｒの立ち下がり時間）・・・式１２
【０１６７】
＜区間Ｖ＞
区間ＶのＴ相最大、Ｓ相中間、Ｒ相最小の場合について図１４を用いて説明する。図１４において、実施の形態１における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を最大振幅の絶対値がＰｅとなるように規格化したものである。これに直流電圧設定ゲインｋが乗算されたＲ相制御電圧ｋａ’、Ｓ相制御電圧ｋｂ’、Ｔ相制御電圧ｋｃ’は、基本の形態に比べて振幅が減衰されたものとなっている。
【０１６８】
これに応じて、最大電圧相であるＴ相のパルス幅ｚ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＴ相のパルス幅ｚより短縮されている。すなわち、次の式１３が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１６９】
（Ｔ相のパルス幅ｚ’に応じた時間）≒（Ｔ相のパルス幅ｚに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｔの立ち下がり時間）・・・式１３
【０１７０】
同様に、最小電圧相であるＲ相のパルス幅ｘ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＲ相のパルス幅ｘより短縮されている。すなわち、次の式１４が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１７１】
（Ｒ相のパルス幅ｘ’に応じた時間）≒（Ｒ相のパルス幅ｘに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｒの立ち下がり時間）・・・式１４
【０１７２】
＜区間ＶＩ＞
区間ＶのＴ相最大、Ｒ相中間、Ｓ相最小の場合について図１５を用いて説明する。図１５において、実施の形態１における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を最大振幅の絶対値がＰｅとなるように規格化したものである。これに直流電圧設定ゲインｋが乗算されたＲ相制御電圧ｋａ’、Ｓ相制御電圧ｋｂ’、Ｔ相制御電圧ｋｃ’は、基本の形態に比べて振幅が減衰されたものとなっている。
【０１７３】
これに応じて、最大電圧相であるＴ相のパルス幅ｚ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＴ相のパルス幅ｚより短縮されている。すなわち、次の式１５が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１７４】
（Ｔ相のパルス幅ｚ’に応じた時間）≒（Ｔ相のパルス幅ｚに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｔの立ち下がり時間）・・・式１５
【０１７５】
同様に、最小電圧相であるＳ相のパルス幅ｙ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＳ相のパルス幅ｙより短縮されている。すなわち、次の式１６が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０１７６】
（Ｓ相のパルス幅ｙ’に応じた時間）≒（Ｓ相のパルス幅ｙに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｓの立ち下がり時間）・・・式１６
【０１７７】
このような３相整流器１ｉを試作し、評価を行ったところ、図１８に示す結果が得られた。図１８は、実施の形態１における３相整流器１ｉの入力交流電流及び出力直流電圧について評価した特性を示す図である。図１８に示されるように、Ｒ，Ｓ，Ｔの各相の入力交流電流では、高調波が低減されており、基本の形態（図１６参照）に比べて理想的な正弦波に近い波形になっている。また、出力直流電圧では、基本の形態（図１６参照）に比べて脈動が抑制されている。
【０１７８】
以上のように、実施の形態１では、３相整流器１ｉにおいて、制御部１１ｉが、複数のスイッチング素子ＳＷ−ｒ，ＳＷ−ｓ，ＳＷ−ｔのそれぞれの立ち下がり時間を考慮したオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成する。例えば、制御部１１ｉは、オン指示からオフ指示までの時間が目標オン時間より立ち下がり時間を考慮した長さで短縮されたオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成する。これにより、スイッチング素子ＳＷが実際にオンしている時間（実オン時間）を理論上のパルス幅に対応した時間（目標オン時間）に近づけることができるので、入力交流電流に含まれる高調波を低減でき、出力直流電圧の脈動を抑制できる。
【０１７９】
また、実施の形態１では、３相整流器１ｉの制御部１１ｉにおいて、生成部１４ｉが、制御信号の最大振幅の絶対値をＰｅとし、キャリア信号の最大振幅の絶対値をＰｃとするとき、Ｐｅ／Ｐｃ＜１になるように、基準信号に応じて制御信号を生成する。スイッチングパターン発生部５ａは、キャリア信号とその制御信号とを用いて、双方向スイッチ回路３のスイッチングパターンを発生する。これにより、オン指示からオフ指示までの時間が目標オン時間より立ち下がり時間を考慮した長さで短縮されたオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成することができる。
【０１８０】
また、実施の形態１では、３相整流器１ｉの制御部１１ｉにおいて、ゼロクロス検出部１２が、３相交流電力における相電圧のゼロクロスのタイミングを検出し、検出された少なくともいずれか１つの相電圧又は線間電圧のゼロクロスのタイミングを示すゼロクロス信号を基準信号として生成する。生成部１４ｉは、生成されたゼロクロス信号に基づいて、最大振幅の絶対値が１より小さくなるように各相の電圧が規格化された信号を制御信号として生成する。これにより、基準信号に基づいて相電圧のタイミングに対応した制御信号を生成でき、各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧を最大振幅の絶対値が１より小さい値に規格化された制御信号として得ることができる。
【０１８１】
また、実施の形態１では、３相整流器１ｉの制御部１１ｉにおいて、生成部１４ｉは、最大振幅の絶対値が１より小さい値になるように各相の電圧が規格化された正弦波テーブル１４ａ１ｉを用いて各相の電圧を推定することにより、制御信号を生成する。これにより、簡易な構成により、各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧を最大振幅の絶対値が１より小さく規格化された制御信号として得ることができる。
【０１８２】
なお、生成部１４ｉは、図１９に示すように、基本の形態と同じ正弦波テーブル１４ａ１を用いて推定された各相の電圧に係数を乗算することで、制御信号を生成してもよい。例えば、図１９に示す生成部１４ｉは、基本の形態と同じ正弦波テーブル１４ａ１を格納した記憶部（ＲＯＭ）１４ａを有するとともに、乗算器１４ｃｉをさらに有してもよい。この場合、制御信号生成器１４ｂは、最大振幅の絶対値が１に規格化された各相の規格化振幅を各相の電圧の推定結果とし、各相の電圧の推定結果を乗算器１４ｃｉに出力する。乗算器１４ｃｉは、１より小さい係数Ｋを各相の電圧の推定結果に乗算し、乗算結果を制御信号としてスイッチングパターン発生器５へ出力する。係数Ｋは、例えば、１より小さい正の値であり、例えば、０．９８以下（例えば、０．９７又は０．９５）の正の値である。これによっても、簡易な構成により、各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧を最大振幅の絶対値が１より小さく規格化された制御信号として得ることができる。
【０１８３】
あるいは、生成部１４ｉは、図２０に示すように、最大振幅の絶対値が異なる複数の正弦波テーブルから３相整流器１ｉの累積稼働時間に対応した正弦波テーブルを選択し、選択された正弦波テーブルを用いて各相の電圧を推定することにより、制御信号を生成してもよい。各スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間は、経年劣化すると長くなる可能性がある。そこで、互いに異なる複数の累積稼働時間に対応した複数の正弦波テーブルを用意し、複数の正弦波テーブルは、複数の累積稼働時間に対応して最大振幅の絶対値が互いに異なるものとする。
【０１８４】
例えば、図２０に示す生成部１４ｉは、複数の正弦波テーブル１４ａ１ｉ−１〜１４ａ１ｉ−ｎを格納した記憶部（ＲＯＭ）１４ａｉを有するとともに、選択部１４ｄｉをさらに有する。複数の正弦波テーブル１４ａ１ｉ−１〜１４ａ１ｉ−ｎは、それぞれ、最大振幅の絶対値が１より小さい値になるように各相の電圧が規格化されている。例えば、各正弦波テーブル１４ａ１ｉ−１〜１４ａ１ｉ−ｎにおける最大振幅の絶対値をそれぞれＰｅ−１〜Ｐｅ−ｎとすると、次の式１７が成り立つものとする。
【０１８５】
１＞（Ｐｅ−１）＞（Ｐｅ−２）＞・・・＞（Ｐｅ−ｎ）・・・式１７
【０１８６】
例えば、３相整流器１ｉではタイマ（図示せず）が３相整流器１ｉの累積稼働時間をカウントしており、選択部１４ｄｉは、タイマから３相整流器１ｉの累積稼働時間の情報を取得する。選択部１４ｄｉは、取得された３相整流器１ｉの累積稼働時間の情報に応じて、複数の正弦波テーブル１４ａ１ｉ−１〜１４ａ１ｉ−ｎのうち３相整流器１ｉの累積稼働時間に対応した正弦波テーブルを選択する。
【０１８７】
例えば、選択部１４ｄｉには、３相整流器１ｉの累積稼働時間を判定するための複数の閾値ＴＨ−２〜ＴＨ−ｎが設定されており、次の式１８が成り立つものとする。
（ＴＨ−２）＜・・・＜（ＴＨ−ｎ）・・・式１８
【０１８８】
このとき、選択部１４ｄｉは、３相整流器１ｉの累積稼働時間が閾値ＴＨ−２を超えていない場合に、正弦波テーブル１４ａ１ｉ−１を選択する。選択部１４ｄｉは、３相整流器１ｉの累積稼働時間が閾値ＴＨ−２を超えた場合に、正弦波テーブル１４ａ１ｉ−２を選択する。・・・選択部１４ｄｉは、３相整流器１ｉの累積稼働時間が閾値ＴＨ−ｎを超えた場合に、正弦波テーブル１４ａ１ｉ−ｎを選択する。これにより、制御信号生成器１４ｂは、選択部１４ｄｉに選択された正弦波テーブルを用いて各相の電圧を推定する。
【０１８９】
このように、互いに異なる複数の累積稼働時間に対応して最大振幅の絶対値が互いに異なる複数の正弦波テーブルから３相整流器１ｉの累積稼働時間に対応した正弦波テーブルを選択し、選択された正弦波テーブルを用いて各相の電圧を推定する。これにより、各スイッチング素子ＳＷ−ｒ，ＳＷ−ｓ，ＳＷ−ｔの経年劣化による立ち下がり時間の長時間化を考慮しながら、各スイッチング素子ＳＷ−ｒ，ＳＷ−ｓ，ＳＷ−ｔの立ち下がり時間を考慮したオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成することができる。この結果、スイッチング素子ＳＷ（例えば、半導体トランジスタ）が経年劣化した場合に、スイッチング素子ＳＷが実際にオンしている時間（実オン時間）を理論上のパルス幅に対応した時間（目標オン時間）に近づけることができる。
【０１９０】
あるいは、生成部１４ｉは、図２１に示すように、複数の係数から３相整流器１ｉの累積稼働時間に対応した係数を選択し、基本の形態と同じ正弦波テーブル１４ａ１を用いて推定された各相の電圧にその選択された係数を乗算することで、制御信号を生成してもよい。例えば、図２１に示す生成部１４ｉは、基本の形態と同じ正弦波テーブル１４ａ１を格納した記憶部（ＲＯＭ）１４ａを有するとともに、係数選択部１４ｅｉ及び乗算器１４ｃｉをさらに有してもよい。複数の係数Ｋ−１〜Ｋ−ｎは、それぞれ、１より小さい値であり、次の式１９が成り立つものとする。
【０１９１】
１＞（Ｋ−１）＞（Ｋ−２）＞・・・＞（Ｋ−ｎ）・・・式１９
【０１９２】
例えば、３相整流器１ｉではタイマ（図示せず）が３相整流器１ｉの累積稼働時間をカウントしており、係数選択部１４ｅｉは、タイマから３相整流器１ｉの累積稼働時間の情報を取得する。係数選択部１４ｅｉは、取得された３相整流器１ｉの累積稼働時間の情報に応じて、複数の係数Ｋ−１〜Ｋ−ｎのうち３相整流器１ｉの累積稼働時間に対応した正弦波テーブルを選択する。
【０１９３】
例えば、係数選択部１４ｅｉには、３相整流器１ｉの累積稼働時間を判定するための複数の閾値ＴＨ−２〜ＴＨ−ｎが設定されており、次の式２０が成り立つものとする。
（ＴＨ−２）＜・・・＜（ＴＨ−ｎ）・・・式２０
【０１９４】
このとき、係数選択部１４ｅｉは、３相整流器１ｉの累積稼働時間が閾値ＴＨ−２を超えていない場合に、係数Ｋ−１を選択する。係数選択部１４ｅｉは、３相整流器１ｉの累積稼働時間が閾値ＴＨ−２を超えた場合に、係数Ｋ−２を選択する。・・・係数選択部１４ｅｉは、３相整流器１ｉの累積稼働時間が閾値ＴＨ−ｎを超えた場合に、係数Ｋ−ｎを選択する。これにより、乗算器１４ｃｉは、各相の電圧の推定結果を制御信号生成器１４ｂから受け、選択された係数Ｋを係数選択部１４ｅｉから受け、選択された係数Ｋを各相の電圧の推定結果に乗算する。乗算器１４ｃｉは、乗算結果を制御信号としてスイッチングパターン発生器５へ出力する。
【０１９５】
このように、異なる複数の係数から３相整流器１ｉの累積稼働時間に対応した係数を選択し、選択された係数を各相の電圧に乗算して制御信号を生成する。これにより、各スイッチング素子ＳＷ−ｒ，ＳＷ−ｓ，ＳＷ−ｔの経年劣化を考慮しながら、各スイッチング素子ＳＷ−ｒ，ＳＷ−ｓ，ＳＷ−ｔの立ち下がり時間を考慮したオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成することができる。この結果、スイッチング素子ＳＷ（例えば、半導体トランジスタ）が経年劣化した場合に、スイッチング素子ＳＷが実際にオンしている時間（実オン時間）を理論上のパルス幅に対応した時間（目標オン時間）に近づけることができる。
【０１９６】
実施の形態２．
次に、実施の形態２にかかる３相整流器１ｊについて説明する。以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。
【０１９７】
実施の形態２では、より容量の小さいコンデンサやリアクトルを使用しながら、直流電圧の脈動や入力電流の高調波を低減するために、改善されたスイッチングパターンを用いた場合に、実施の形態１と同様の考え方で、実オン時間を目標オン時間に近づけることを目指す。実施の形態２では、例えば、次の指針でスイッチングパターンを改善している。
【０１９８】
（１）全相（Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相）の少なくとも２つの相で双方向スイッチ回路をＯＦＦにして、全相で電流が流れないスイッチング区間を設けることによって、降圧を行う（中間相の導通幅を広げずに電圧を降下する）。
【０１９９】
（２）全モードＩ〜ＶＩでの区間電圧のパルス順序を規則的（全モードで同一の相は、同一の規則性のあるスイッチングパターン）とすることによって、入力コンデンサを規則的に充放電させる。
【０２００】
上記（１）により、中間相の導通幅を広げずに直流電圧を降下できるので、中間相の入力コンデンサの電圧変動を増加させないことができる。上記（２）により、各モードＩ〜ＶＩでの区間電圧のパルス順序を規則的にすることで、各相の入力コンデンサの充放電をバランスさせることができる。これらにより、スイッチング周波数を高くしないで、入力コンデンサの充放電時のスパイク状の電流波形を防止することが可能となる。また、中間相の入力コンデンサの電圧変動が増加しないので、容量の小さい入力コンデンサを用いることが可能となる。
【０２０１】
具体的には、３相整流器１ｊの制御部１１ｊは、図２２〜図２４に示すようなスイッチングパターン発生器５ｊを有する。図２２は、スイッチングパターン発生器５ｊの一例を示すブロック図である。図２３は、スイッチングパターン発生器５ｊの相電圧判別器５２の構成例を示す図である。図２４は、スイッチングパターン発生器５ｊのパターン信号発生器５１の構成例を示す回路図である。
【０２０２】
スイッチングパターン発生器５ｊは、現在の区間が６つの区間Ｉ〜ＶＩのいずれであるかに応じて、例えば図２５〜図２７に示すようなスイッチングパターン（Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルス）を生成する。スイッチングパターン発生器５ｊは、スイッチング周期の立ち上がり等の所定のタイミングで３相交流電源ＰＳからの３相交流電力のどの相が中間電位相かを検出し、検出結果に応じて発生させた変調波形と鋸歯状波によってスイッチングパターンのＯＮ／ＯＦＦのタイミングを得て、スイッチングパターンを生成する。
【０２０３】
例えば、スイッチングパターン発生器５ｊは、図２２に示すように、キャリア発生部５ｂｊ及びスイッチングパターン発生部５ａｊを有する。キャリア発生部５ｂｊは、キャリア用クロックに同期して、キャリアを発生する。スイッチングパターン発生部５ａｊは、発生されたキャリアを用いて、双方向スイッチ回路３のスイッチングパターンを発生する。
【０２０４】
キャリア発生部５ｂｊは、直流電圧設定器５３及び鋸歯状波発生器５４を有する。スイッチングパターン発生部５ａｊは、パターン信号発生器５１、相電圧判別器５２、コンパレータ５５−１〜５５−３、ＮＯＴ回路５６−１，５６−２、ＯＲ回路５７−１，５７−２、ＮＯＴ回路５８−１，５８−２、ＡＮＤ回路５９−１，５９−２、ＡＮＤ回路６０Ｒ、６０Ｔ、ＯＲ回路６０Ｓ、ＮＡＮＤ回路６１Ｒ〜６１Ｔ、ＡＮＤ回路６２Ｒ〜６２Ｔ、ＯＲ回路６３Ｒ〜６３Ｔ、及びＡＮＤ回路６４を有する。
【０２０５】
パターン信号発生器５１は、入力相電圧のピーク値を「Ｐｅ」「−Ｐｅ」（０＜Ｐｅ＜１）に規格化したＲ相電圧規格化信号ａ、Ｓ相電圧規格化信号ｂ、Ｔ相電圧規格化信号ｃを生成部１４ｉから受ける。パターン信号発生器５１は、全区間Ｉ〜ＶＩでの区間電圧のパルス順序を規則的にするため、Ｒ相電圧規格化信号ａ、Ｓ相電圧規格化信号ｂ、Ｔ相電圧規格化信号ｃを演算して、変調波形１、変調波形２Ａ、変調波形２Ｂ、変調波形３を出力する。
【０２０６】
直流電圧設定器５３は、鋸歯状波発生器５４に、直流電圧設定ゲインｋ（但し、ｋ≦１）を設定する。鋸歯状波発生器５４は、鋸歯状波１および鋸歯状波２を出力する。相電圧判別器５２は、入力されるＲ相電圧規格化信号ａ、Ｓ相電圧規格化信号ｂ、およびＴ相電圧規格化信号ｃの電位を比較し、Ｒ相中間、Ｓ相中間、Ｔ相中間を判別して、中間判定信号（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をそれぞれ出力する。具体的には、Ｓ相中間の場合、変調波形１、３を出力し、鋸歯状波１、２を出力する（図２５参照）。Ｔ相中間の場合、変調波形１、２Ａを出力し、鋸歯状波１を出力する（図２６参照）。Ｒ相中間の場合、変調波形３、２Ｂを出力し、鋸歯状波２を出力する（図２７参照）。このように、スイッチングパターン発生器５ｊでは、中間相がどの相かに応じてスイッチングパターンの生成方法を変える。これにより、全モードで同一の相のスイッチングパターンに同一の規則性を持たせる。
【０２０７】
コンパレータ５５−１で変調波形１と鋸歯状波１とが比較された比較信号と、Ｒ相中間信号をＮＯＴ回路５８−１でＮＯＴ演算された出力とが、ＡＮＤ回路６０ＲでＡＮＤ演算され、Ｒ相非中間時パルスとして出力される。
【０２０８】
コンパレータ５５−３で変調波形３と鋸歯状波２とが比較された比較信号と、Ｔ相中間信号をＮＯＴ回路５８−２でＮＯＴ演算された出力とが、ＡＮＤ回路６０ＴでＡＮＤ演算され、Ｔ相非中間時パルスとして出力される。
【０２０９】
コンパレータ５５−２Ａで変調波形２Ａと鋸歯状波１を比較された比較信号と、コンパレータ５５−１の比較信号をＮＯＴ回路５６−１でＮＯＴ演算された出力とが、ＯＲ回路５７−１でＯＲ演算される。コンパレータ５５−２Ｂで変調波形２Ｂと鋸歯状波２を比較した比較信号と、コンパレータ５５−３の比較出力をＮＯＴ回路５６−２でＮＯＴ演算した出力とが、ＯＲ回路５７−２でＯＲ演算される。
【０２１０】
ＯＲ回路５７−１のＯＲ演算した出力とＴ相中間信号とをＡＮＤ回路５９−１でＡＮＤ演算した出力と、ＯＲ回路５７−２のＯＲ演算した出力とＲ相中間信号とをＡＮＤ回路５９−２でＡＮＤ演算した出力とが、ＯＲ回路６０ＳでＯＲ演算され、Ｓ相非中間時パルスが出力される。
【０２１１】
ＮＡＮＤ回路６１ＲでＳ相非中間時パルスとＴ相非中間時パルスとをＮＡＮＤ演算した出力と、Ｒ相中間信号とが、ＡＮＤ回路６２ＲでＡＮＤ演算され、Ｒ相中間時パルスが出力される。
【０２１２】
ＮＡＮＤ回路６１ＳでＲ相非中間時パルスとＴ相非中間時パルスがＮＡＮＤ演算された出力と、Ｓ相中間信号とが、ＡＮＤ回路６２ＳでＡＮＤ演算され、Ｓ相中間時パルスとして出力される。
【０２１３】
ＮＡＮＤ回路６１ＴでＲ相非中間時パルスとＳ相非中間時パルスがＮＡＮＤ演算された出力と、Ｔ相中間信号とが、ＡＮＤ回路６２ＴでＡＮＤ演算され、Ｔ相中間時パルスとして出力される。
【０２１４】
コンパレータ６５では、鋸歯状波１と「０」入力が比較され、比較信号が０電圧挿入ロック信号として出力される。
【０２１５】
ＯＲ回路６３ＲでＲ相非中間時パルスとＲ相中間時パルスとがＯＲ演算された出力と、０電圧挿入信号とが、ＡＮＤ回路６４でＡＮＤ演算され、Ｒ相パルスとして出力される。これにより、Ｒ相パルスに、双方向スイッチをＯＦＦするスイッチングパターン（各区間Ｉ〜ＶＩにおける区間４）が導入される。
【０２１６】
ＯＲ回路６３Ｔでは、Ｔ相非中間時パルスとＴ相中間時パルスがＯＲ演算され、Ｔ相パルスとして出力される。かかるＴ相パルスは、ＯＲ回路６３Ｔの出力が、０電圧挿入信号期間時に「０」であるため、０電圧挿入信号との演算は行わない。
【０２１７】
ＯＲ回路６３Ｓでは、Ｓ相非中間時パルスとＳ相中間時パルスがＯＲ演算され、Ｓ相パルスが出力される。Ｒ相パルスとＴ相パルスが、０電圧挿入信号期間時に「０」となり、Ｓ相パルスがＯＮでも直流電圧は発生しない。Ｔ相のスイッチング回数を増加させないことを目的に、０電圧挿入信号との演算を行わないことにしている。
【０２１８】
鋸歯状波発生器５４は、直流電圧発生器５３の直流電圧設定ゲインｋに基づき、周期Ｔとした時、（時間軸ｋＴ、ゲイン軸０）と（時間軸０、ゲイン軸１）を結ぶ直線で鋸歯状波１を出力する。また、鋸歯状波発生器５４は、直流電圧設定ゲインｋに基づき、（時間軸０、ゲイン軸０）と（時間軸ｋＴ、ゲイン軸１）を結ぶ直線で鋸歯状波２を出力する。
【０２１９】
相電圧判別器５２は、図２３に示すように、コンパレータ７０Ｒ、７０Ｓ、７０Ｔと、ＡＮＤ回路７１Ｒ、７１Ｓ、７１Ｔと、ＡＮＤ回路７２Ｒ、７２Ｓ、７２Ｔと、ＮＯＲ回路７３Ｒ、７３Ｓ、７３Ｔとを備えている。
【０２２０】
コンパレータ７０Ｒは、Ｒ相電圧規格化信号ａとＳ相電圧規格化信号ｂとを比較して、比較信号（Ｒ相電圧規格化信号ａ＞Ｓ相電圧規格化信号ｂの場合に「１」、Ｒ相電圧規格化信号ａ≦Ｓ相電圧規格化信号ｂの場合に「０」）をＡＮＤ回路７１Ｒ、７２Ｓ、７１Ｔ、７２Ｔに出力する。コンパレータ７０Ｓは、Ｓ相電圧規格化信号ｂとＴ相電圧規格化信号ｃとを比較して、比較信号（Ｓ相電圧規格化信号ｂ＞Ｔ相電圧規格化信号ｃの場合に「１」、Ｓ相電圧規格化信号ｂ≦Ｔ相電圧規格化信号ｃの場合に「０」）をＡＮＤ回路７１Ｒ、７２Ｒ、７１Ｓ、７２Ｔに出力する。コンパレータ７０Ｔは、Ｔ相電圧規格化信号ｃとＲ相電圧規格化信号ａとを比較して、比較信号（Ｔ相電圧規格化信号ｃ＞Ｒ相電圧規格化信号ａの場合に「１」、Ｔ相電圧規格化信号ｃ≦Ｒ相電圧規格化信号ａの場合に「０」）をＡＮＤ回路７２Ｒ、７１Ｓ、７２Ｓ、７１Ｔに出力する。
【０２２１】
ＡＮＤ回路７１Ｒは、コンパレータ７０Ｒの比較信号とコンパレータ７０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７２Ｒは、コンパレータ７０Ｓの比較信号とコンパレータ７０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７１Ｓは、コンパレータ７０Ｓの比較信号とコンパレータ７０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７２Ｓは、コンパレータ７０Ｔの比較信号とコンパレータ７０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７１Ｔは、コンパレータ７０Ｔの比較信号とコンパレータ７０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７２Ｔは、コンパレータ７０Ｒの比較信号とコンパレータ７０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。
【０２２２】
ＮＯＲ回路７３Ｒは、ＡＮＤ回路７１Ｒの出力とＡＮＤ回路７２Ｒの出力とのＮＯＲ演算結果（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をＲ相中間信号として出力する。ＮＯＲ回路７３Ｓは、ＡＮＤ回路７１Ｓの出力とＡＮＤ回路７２Ｓの出力とのＮＯＲ演算結果（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をＳ相中間信号として出力する。ＮＯＲ回路７３Ｔは、ＡＮＤ回路７１Ｔの出力とＡＮＤ回路７２Ｔの出力とのＮＯＲ演算結果（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をＴ相中間信号として出力する。
【０２２３】
各変調波形を形成するパターン信号発生器５１は、図２４に示すように、絶対値回路８０Ｒ、８０Ｓ、８０Ｔと、３入力加算器８１−１，８１−２とを備えている。絶対値回路８０Ｒは、Ｒ相電圧規格化信号ａの絶対値｜ａ｜を演算し、変調波形１を出力する。絶対値回路８０Ｓは、Ｓ相電圧規格化信号ｂの絶対値｜ｂ｜を演算して出力する。絶対値回路８０Ｔは、Ｔ相電圧規格化信号ｃの絶対値｜ｃ｜を演算して変調波形３を出力する。
【０２２４】
３入力加算器８１−１は、変調波形１と、絶対値回路８０Ｓの出力と、定数−１とを加算して、変調波形２Ａを出力する。３入力加算器８１−２は、変調波長３と、絶対値回路８０Ｓの出力と、定数−１とを加算して、変調波形２Ｂを出力する。
【０２２５】
次に、スイッチングパターン発生器５ｊの各区間Ｉ〜ＶＩにおける動作について図２５〜図２７を用いて説明する。
【０２２６】
図２５〜図２７を参照して、各区間Ｉ〜ＶＩでのスイッチング動作による直流電圧・各相の電流を説明する。区間Ｉと区間ＩＶでは共にＴ相が中間相となり、区間ＩＩと区間Ｖでは共にＳ相が中間相となり、区間ＩＩＩと区間ＶＩでは共にＲ相が中間相となるので、以下、区間Ｉ、ＩＩ、ＩＩＩについて説明する。図２５は、区間ＩＩ、Ｖにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。図２６は、区間Ｉ、ＩＶにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。図２７は、区間ＩＩＩ、ＶＩにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【０２２７】
図２５〜図２７では、実施の形態２における変調波形、鋸歯状波１、２、各相のパルスが一点鎖線で示されている。また、図２５〜図２７では、比較のために、図２２に示す生成部１４ｉが基本の形態における生成部１４に置き換えられた場合（基本の形態）における各相の制御電圧、鋸歯状波１、２、各相のパルスが実線で示されている。すなわち、図２５〜図２７では、Ｒ相電圧規格化信号ａ、Ｓ相電圧規格化信号ｂ、Ｔ相電圧規格化信号ｃのピーク値が「１」である場合が基本の形態として実線で示されている。
【０２２８】
図２５〜図２７に示すように、全区間Ｉ〜ＶＩにおいて、Ｒ相パルスは、ＯＦＦ→ＯＮ→ＯＦＦ、Ｓ相パルスは、ＯＮ→ＯＦＦ→ＯＮ、Ｔ相パルスは、ＯＮ→ＯＦＦとなっており、全区間Ｉ〜ＶＩで同一の相は、ＯＮとＯＦＦの変化が規則的である同一の規則性のあるパターンとなっている。また、全区間Ｉ〜ＶＩでＲ相パルスには、０電圧挿入信号が挿入される期間（区間４）が設けられており、この０電圧挿入信号が挿入された期間は、Ｒ相パルスに双方向スイッチ回路をＯＦＦするスイッチングパターンが挿入される。したがって、区間４では、３相のうち２相（Ｒ相とＴ相）がＯＦＦするので、全相で電流が流れないことになる。
【０２２９】
＜区間ＩＩ，Ｖ＞
まず、基本の形態について、図２５を用いて説明する。図２５において、基本の形態における変調波形、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。
【０２３０】
区間ＩＩについて例示しながら、直流電圧について説明する。図２５において、区間１、２、３、４の直流電圧は、それぞれＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂ、整流器出力短絡電圧＝０となる。次に、各相パルスについて説明する。区間ＩＩでは、Ｒ相が最大相、Ｔ相が最小相、Ｓ相が中間相となる。最大相と最小相では、パルスはそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとなる。したがって、Ｒ相のパルス幅ｘ＝ｋＴ｜ａ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝ｋＴ｜ｃ｜となる。ここで、Ｒ相パルスがＯＮとなるタイミング（区間２＋区間３）は、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点から求められる。また、Ｒ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間１＋区間４）は、鋸歯状波１とゲイン軸０との交点から求められる。これにより、Ｒ相パルスが得られる。一方、Ｔ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間３＋区間４）は、Ｔ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。これにより、Ｔ相パルスが得られる。中間相パルスは、最大相又は最小相のパルスのどちらかがＯＦＦのときにＯＮする。したがって、Ｓ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点、およびＴ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。また、区間１、２、３、４の幅は、それぞれｋＴ×（１−｜ａ｜）、ｋＴ×（｜ａ｜＋｜ｃ｜−１）、ｋＴ×（１−｜ｃ｜）、Ｔ×（１−ｋ）となる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【０２３１】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×ｋＴ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×ｋＴ×（ａ−ｃ−１）＋（ａ−ｂ）×ｋＴ×（１＋ｃ）＋０×Ｔ×（１−ｋ）｝／Ｔ
＝ｋ｛ａ２＋ｃ２−ｂ（ａ＋ｃ）｝
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、
＝ｋ×３／２
このように、ｋに比例する一定電圧となる。
【０２３２】
つぎに、入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相の電圧の大きさ｜ｃ｜に比例する負の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、区間１で正の電流が流れ、区間３で負の電流が流れる。したがって、流れる電流は、ｋＴ×（１−ａ）−ｋＴ×（１＋ｃ）−ｋＴ（−ａ−ｃ）＝ｋＴｂとなり、スイッチング周期Ｔのうち、０電圧挿入信号が挿入される区間４を除いた期間ｋＴで除すると、Ｓ相電圧ｂとなる。したがって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相には、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに比例する電流が流れることになり、正弦波電流となる。
【０２３３】
次に、実施の形態２について説明する。図２５において、実施の形態２における変調波形、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を「−Ｐｅ」と「Ｐｅ」（０＜Ｐｅ＜１）の間で規格化したものである。これを変調させた各変調波形は、基本の形態に比べて振幅が減衰されたものとなっている。
【０２３４】
これに応じて、最大電圧相又は最小電圧相であるＲ相のパルス幅ｘ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＲ相のパルス幅ｘより短縮されている。すなわち、次の式２１が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０２３５】
（Ｒ相のパルス幅ｘ’に応じた時間）≒（Ｒ相のパルス幅ｘに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｒの立ち下がり時間）・・・式２１
【０２３６】
同様に、最小電圧相又は最大電圧相であるＴ相のパルス幅ｚ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＴ相のパルス幅ｚより短縮されている。すなわち、次の式２２が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０２３７】
（Ｔ相のパルス幅ｚ’に応じた時間）≒（Ｔ相のパルス幅ｚに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｔの立ち下がり時間）・・・式２２
【０２３８】
＜区間Ｉ，ＩＶ＞
まず、基本の形態について、図２６を用いて説明する。図２６において、基本の形態における変調波形、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。
【０２３９】
区間Ｉについて例示的に説明する。図２６において、区間１、２、３、４の直流電圧は、それぞれＳＴ間電圧＝ｃ−ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂ、整流器出力短絡電圧＝０となる。次に各相のパルスについて説明する。区間Ｉでは、Ｒ相が最大相、Ｓ相が最小相、Ｔ相が中間相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ、ＯＦＦ順序を変えずに、最大相と最小相でそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとするため、区間Ｉでは、変調波形１，２Ａと鋸波状波１を用いて、図２６に示す各パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。また、区間１、２、３、４の幅は、それぞれｋＴ×（１−｜ａ｜）、ｋＴ（１−｜ｂ｜）、ｋＴ×（｜ａ｜−｜ｂ｜−１）、Ｔ×（１−ｋ）となる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、以下のように表すことができる。
【０２４０】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｃ−ｂ）×ｋＴ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×ｋＴ×（ｂ＋１）＋（ａ−ｂ）×ｋＴ×（ａ−ｂ−１）＋０×ｋＴ×（１−ｋ）｝／Ｔ
＝ｋ｛ａ２＋ｂ２−ｃ（ａ＋ｂ）｝
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
【０２４１】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、
＝ｋ×３／２
このように、ｋに比例する一定電圧となる。
【０２４２】
つぎに、入力電流について説明する。区間ＩＩの場合と同様に、最大相のＲ相には、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。最小相のＳ相には、Ｓ相電圧ｂの時間に比例する負の電流が流れる。Ｔ相は、区間１で負の電流が流れ、区間２で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、ｋＴ×（１−ａ）−ｋＴ×（１＋ｂ）＝ｋＴｃとなり、ｋＴで除するとｃとなる。従って、電圧に比例する電流が、各相に流れ、正弦波電流となる。
【０２４３】
次に、実施の形態２について説明する。図２６において、実施の形態２における変調波形、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を「−Ｐｅ」と「Ｐｅ」（０＜Ｐｅ＜１）の間で規格化したものである。これを変調させた各変調波形は、基本の形態に比べて振幅が減衰されたものとなっている。
【０２４４】
これに応じて、最大電圧相又は最小電圧相であるＲ相のパルス幅ｘ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＲ相のパルス幅ｘより短縮されている。すなわち、次の式２３が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０２４５】
（Ｒ相のパルス幅ｘ’に応じた時間）≒（Ｒ相のパルス幅ｘに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｒの立ち下がり時間）・・・式２３
【０２４６】
同様に、最小電圧相又は最大電圧相であるＳ相のパルス幅ｙ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＳ相のパルス幅ｙより短縮されている。すなわち、次の式２４が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０２４７】
（Ｓ相のパルス幅ｙ’に応じた時間）≒（Ｓ相のパルス幅ｙに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｓの立ち下がり時間）・・・式２４
【０２４８】
＜区間ＩＩＩ，ＶＩ＞
まず、基本の形態について、図２７を用いて説明する。図２７において、基本の形態における変調波形、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ実線で示されている。
【０２４９】
区間ＩＩＩについて例示的に説明する。図２７において、区間１、２、３、４の直流電圧は、それぞれＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ｂ−ａ、整流器出力短絡電圧＝０となる。次に、各相のパルスについて説明する。区間ＩＩＩでは、Ｓ相が最大相、Ｔ相が最小相、Ｒ相が中間相となる。区間Ｉと同じく、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ，ＯＦＦ順序を変えずに、最大相と最小相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、区間ＩＩＩでは、変調波形３、２Ｂと鋸歯状波２を用いて、図２７に示す各相パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。また、区間１、２、３、４の幅は、それぞれ、ｋＴ×（｜ｂ｜＋｜ｃ｜−１）、ｋＴ×（１−｜ｂ｜）、ｋＴ×（１−｜ｃ｜）、Ｔ×（１−ｋ）となる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、以下のように表すことができる。
【０２５０】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×ｋＴ×（−ｃ＋ｂ−１）＋（ａ−ｃ）×ｋＴ×（−ｂ＋１）＋（ｂ−ａ）×ｋＴ×（１＋ｃ）＋０×ｋＴ×（１−ｋ）｝／Ｔ
＝ｋ｛ｂ２＋ｃ２−ａ（ｂ＋ｃ）｝
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
【０２５１】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、
＝ｋ×３／２
このように、ｋに比例する一定電圧となる。
【０２５２】
つぎに、入力電流について説明する。区間ＩＩＩでは、Ｓ相が最大相で、Ｔ相が最小相なので、Ｓ相はＳ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れ、Ｔ相は、Ｔ相電圧ｃの時間に比例する負の電流が流れる。Ｒ相は区間２で負の電流が流れ、区間３で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、ｋＴ×（１−ｂ）−ｋＴ×（１＋ｃ）＝ｋＴａとなり、ＲＴで除するとａとなる。従って、電圧に比例する電流が、各相に流れ、正弦波電流となる。
【０２５３】
次に、実施の形態２について説明する。図２７において、実施の形態２における変調波形、鋸歯状波１、２、各相のパルスがそれぞれ一点鎖線で示されている。Ｒ相電圧ａ’、Ｓ相電圧ｂ’、Ｔ相電圧ｃ’は、上述したように、相電圧を「−Ｐｅ」と「Ｐｅ」（０＜Ｐｅ＜１）の間で規格化したものである。これを変調させた各変調波形は、基本の形態に比べて振幅が減衰されたものとなっている。
【０２５４】
これに応じて、最大電圧相又は最小電圧相であるＳ相のパルス幅ｙ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＳ相のパルス幅ｙより短縮されている。すなわち、次の式２５が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０２５５】
（Ｓ相のパルス幅ｙ’に応じた時間）≒（Ｓ相のパルス幅ｙに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｓの立ち下がり時間）・・・式２５
【０２５６】
同様に、最小電圧相又は最大電圧相であるＴ相のパルス幅ｚ’は、スイッチング素子ＳＷの立ち下がり時間に応じた分、基本の形態におけるＴ相のパルス幅ｚより短縮されている。すなわち、次の式２６が成り立つので、式４の特性を得ることができる。
【０２５７】
（Ｔ相のパルス幅ｚ’に応じた時間）≒（Ｔ相のパルス幅ｚに応じた時間）−（スイッチング素子ＳＷ−ｔの立ち下がり時間）・・・式２６
【０２５８】
以上のように、実施の形態２では、３相整流器１ｊにおいて、制御部１１ｊが、複数のスイッチング素子ＳＷ−ｒ，ＳＷ−ｓ，ＳＷ−ｔのそれぞれの立ち下がり時間を考慮したオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成する。例えば、制御部１１ｊは、オン指示からオフ指示までの時間が目標オン時間より立ち下がり時間を考慮した長さで短縮されたオンオフパターンが含まれるように、各相のスイッチングパターンを生成する。これにより、スイッチング素子ＳＷが実際にオンしている時間（実オン時間）を理論上のパルス幅に対応した時間（目標オン時間）に近づけることができるので、入力交流電流に含まれる高調波を低減でき、出力直流電圧の脈動を抑制できる。
【産業上の利用可能性】
【０２５９】
以上のように、本発明にかかる３相整流器は、３相交流電力からの直流電圧の生成に有用である。
【符号の説明】
【０２６０】
１，１ｉ，１ｊ  ３相整流器
３  双方向スイッチ回路
４  全波整流回路
５  スイッチングパターン発生器
５ａ  スイッチングパターン発生部
５ｂ  キャリア発生部
６  駆動回路
８  ３相リアクトル
９  入力コンデンサ
１０  コンデンサ
１１，１１ｉ，１１ｊ  制御部
１２  ゼロクロス検出部
１３  ＰＬＬ回路
１４，１４ｉ，１４ｊ  生成部
１４ａ，１４ａｉ  記憶部（ＲＯＭ）
１４ｂ  制御信号生成器
１４ｃｉ  乗算器
１４ｄｉ  選択部
１４ｅｉ  係数選択部
【図１】
2015146664.tif 000003
【図２】
2015146664.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2015146664.tif 000010
【図９】
2015146664.tif 000011
【図１０】
2015146664.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2015146664.tif 000016
【図１５】
2015146664.tif 000017
【図１６】
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【図１７】
2015146664.tif 000019
【図１８】
2015146664.tif 000020
【図１９】
2015146664.tif 000021
【図２０】
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【図２１】
2015146664.tif 000023
【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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