(57)【要約】【課題】本発明は、イメージ抑圧装置に関し、コスト、小型化、省エネおよび軽量化の制約に阻まれることなく精度よく安定にイメージ抑圧比を高めることを目的とする。【解決手段】互いに直交する２つの局発信号に基づく受信波の周波数変換によって生成された第一および第二の中間周波信号の内、一方の位相が９０度シフトした移相信号と、他方との和と差とを求める加減算手段と、和に含まれる受信波の本波成分のダイナミックレンジがカバーされる値に語長が設定され、かつ和をＡ／Ｄ変換して第一の信号を生成する第一のＡ／Ｄ変換手段と、差に含まれる受信波のイメージ成分で飽和せず、かつイメージ成分がさらに抑圧されるべきレンジをカバーする値に語長が設定されると共に、差をＡ／Ｄ変換して第二の信号を生成する第二のＡ／Ｄ変換手段と、第一の信号と第二の信号との差をとり、第一の信号に含まれるイメージ成分を抑圧する相乗抑圧手段とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交する２つの局発信号に基づく受信波の周波数変換によって生成された第一および第二の中間周波信号の内、一方の位相が９０度シフトした移相信号と、他方との和と差とを求める加減算手段と、
前記和に含まれる前記受信波の本波成分のダイナミックレンジがカバーされる値に語長が設定され、かつ前記和をＡ／Ｄ変換して第一の信号を生成する第一のＡ／Ｄ変換手段と、
前記差に含まれる前記受信波のイメージ成分で飽和せず、かつ前記イメージ成分がさらに抑圧されるべきレンジをカバーする値に語長が設定されると共に、前記差をＡ／Ｄ変換して第二の信号を生成する第二のＡ／Ｄ変換手段と、
前記第一の信号と前記第二の信号との差をとり、前記第一の信号に含まれるイメージ成分を抑圧する相乗抑圧手段と
を備えたことを特徴とするイメージ抑圧装置。
【請求項２】
請求項１に記載のイメージ抑圧装置において、
前記相乗抑圧手段は、
前記第一の信号に含まれるイメージ成分が抑圧されるスケーリングの下で、前記第一の信号と前記第二の信号との差をとる
ことを特徴とするイメージ抑圧装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧装置において、
前記相乗抑圧手段は、
前記和と前記差との相関を高く維持する適応制御または自動制御の下で、前記第一の信号と前記第二の信号との差をとるためのスケーリング行う
ことを特徴とするイメージ抑圧装置。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧装置において、
前記相乗抑圧手段は、
前記第一の信号と前記第二の信号との相関を高く維持する適応制御または自動制御の下で、前記第一の信号と前記第二の信号との差をとるためのスケーリング行う
ことを特徴とするイメージ抑圧装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載のイメージ抑圧装置において、
前記受信波のレベルを既定の値に保つ利得制御手段を備えた
ことを特徴とするイメージ抑圧装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ヘテロダイン検波方式が適用された受信装置において、イメージ信号の抑圧を図るイメージ抑圧装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特定の無線周波帯を共用する業務用無線等の分野では、一般に、複雑な通信制御が行われず、周波数軸上で隣接する無線チャネルを介して無線通信を行う端末の地理的な分布や台数だけではなく、個々の無線チャネルの割り付けの一元的な管理も行われない。
【０００３】
したがって、業務用無線機等の多くには、例えば、図４に示すようにバンドパスフィルタ４０の後段にイメージリジェクションミキサが配置されることによって、７０デシベルないし８０デシベルの高いイメージ抑圧比の確保が図られる。
【０００４】
図４（ａ）に示すイメージリジェクションミキサでは、受信波は、バンドパスフィルタ４０を介して乗算器４１Ｉ、４１Ｑの一方の入力に与えられ、その乗算器４１Ｉの他方の入力には、局部発振器４２の出力が接続される。乗算器４１Ｑには、局部発振器４２の出力が９０度移相器４３を介して接続される。乗算器４１Ｉの出力は、加算器４４の一方の入力に接続される。乗算器４１Ｑの出力は、９０度移相器４５を介して加算器４４の他方の入力に接続され、その加算器４４の出力には、中間周波信号が出力される。なお、このような中間周波信号には、広帯域ダイレクトコンバージョン方式に基づいて生成されたベースバンド信号も該当し得る。
【０００５】
このような構成のイメージリジェクションミキサでは、受信波は、乗算器４１Ｉ、４１Ｑが局部発振器４２および移相器４３と連係することにより、その局部発振器４２が生成する局発信号（周波数：ｆＬ  ）に基づく周波数変換が施され、互いに直交する２つの中間周波信号（ベースバンド）信号Ｉ，Ｑに変換される。
【０００６】
上述した信号Ｑは、移相器４５を介して位相が９０度シフトした信号Ｑ′に変換された後に、加算器４４によって信号Ｉと加算される。
【０００７】
したがって、既述の中間周波信号（ベースバンド信号）の生成過程では、受信波の本波信号の周波数ｆｒと異なる周波数ｆｒ′（＝２ｆＬ  −ｆｒ）のイメージ信号の抑圧が図られる。
【０００８】
また、図４（ｂ）に示すイメージリジェクションミキサの構成は、以下の点で図４（ａ）に示すイメージリジェクションミキサの構成と異なる。なお、図４（ｂ）では、同図（ａ）に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与し、ここではその説明を省略する。
【０００９】
(1) 乗算器４１Ｉの出力は、加算器４４の第一の入力に接続されず、Ａ／Ｄ変換器５１Ｉの入力を介して振幅・位相調整部５２の一方の入力に接続される。
(2) 乗算器４１Ｑの出力は、加算器４４の第二の入力に接続されず、Ａ／Ｄ変換器５１Ｑの入力を介して振幅・位相調整部５２の他方の入力に接続される。
【００１０】
(3) 加算器４４の一方の入力には、振幅・位相調整部５２の一方の出力が接続される。
(4) 加算器４４の他方の入力には、振幅・位相調整部５２の他方の出力が９０度移相器４５を介して接続される。
【００１１】
このような構成のイメージリジェクションミキサでは、乗算器４１Ｉ、４１Ｑによって生成されたＩ信号およびＱ信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器５１Ｉ、５１Ｑを介して語長が１６ビット以上であるディジタル信号に変換される。
【００１２】
振幅・位相調整部５２は、これらのＩ信号およびＱ信号の位相および振幅の差をディジタル領域の信号処理により圧縮し、その結果として得られた２つのアナログ信号の内、一方を加算器４４の一方の入力に引き渡し、他方については、９０度移相器４５を介してその加算器４４の他方の入力に引き渡す。
【００１３】
したがって、図４（ｂ）に示すイメージリジェクションミキサは、上記ディジタル領域の信号処理が介在するが、概ね、図４（ａ）に既述のイメージリジェクションミキサと同様の原理で作動する。
【００１４】
なお、本発明に関連性がある先行技術としては、以下の特許文献１があった。
特許文献１では、「所定の周波数を有する第１の周期信号によって入力信号の周波数を変換する第１の周波数変換手段と、前記所定の周波数を有し、前記第１の周期信号との位相差が略９０度である第２の周期信号によって前記入力信号の周波数を変換する第２の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段によって変換された信号と前記第２の周波数変換手段によって変換された信号との位相差をπ／２増加させる位相遅延手段と、該位相遅延手段によって位相差が増加した各信号の和信号を出力する加算手段とを備える信号処理装置において、前記第１の周波数変換手段によって変換された信号と前記位相遅延手段によって遅延した信号との差信号を出力する減算手段と、前記和信号か前記差信号のいずれか一方の信号を第１の信号とし、他方の信号を第２の信号として、該第２の信号に含まれるイメージ信号の成分を、前記第１の信号および前記第２の信号の相関と前記第１の信号とを用いて前記第２の信号から前記第１の信号および前記第２の信号の相関の大きさに応じて前記第１の信号を減算することで除去する信号処理部とをさらに備える」ことにより、「信号処理の過程で発生する不要なイメージ信号波成分の所望波信号成分への重畳を抑制することができる」点に特徴がある信号処理装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特許４００９８２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
ところで、図４（ａ）に示す従来例では、Ｉ信号およびＱ信号に含まれるイメージ信号の成分は、互いに逆相で加算されることで抑圧が図られるが、これらのＩ信号およびＱ信号の周波数が低いほど、その過程には周波数軸上で急峻な選択性を有するフィルタの採用ができないため、十分なイメージ抑圧比の確保が難しかった。
【００１７】
一方、図４（ｂ）に示すイメージリジェクションミキサでは、Ａ／Ｄ変換器５１Ｉ、５１Ｑの語長が十分に大きく、かつ振幅・位相調整部５２で行われるディジタル信号処理の語長が長くあるいは速度が高いほど、Ｉ信号およびＱ信号の振幅および位相の誤差が精度よく補正される。したがって、図４（ａ）に示す従来例よりは、高いイメージ抑圧比が実現され易かった。
【００１８】
ところが、Ａ／Ｄ変換器５１Ｉ、５１Ｑおよび振幅・位相調整部５２は、要求されるイメージ抑圧比を満たす語長や応答性が高くなるほど高価となって、小型、軽量化、実装性、省エネの制約内における採用が困難となる場合が多かった。
【００１９】
しかし、業務用無線機には、小型化、軽量化、低廉化だけではなく、マルチバンド化が厳しく要求されているため、上記の課題を克服して十分に高いイメージ抑圧比を実現できる技術が強く要望されていた。
【００２０】
本発明は、コスト、小型化、省エネおよび軽量化の制約に阻まれることなく精度よく安定にイメージ抑圧比を高めるイメージ抑圧装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
請求項１に記載の発明では、加減算手段は、互いに直交する２つの局発信号に基づく受信波の周波数変換によって生成された第一および第二の中間周波信号の内、一方の位相が９０度シフトした移相信号と、他方との和と差とを求める。第一のＡ／Ｄ変換手段は、前記和に含まれる前記受信波の本波成分のダイナミックレンジがカバーされる値に語長が設定され、かつ前記和をＡ／Ｄ変換して第一の信号を生成する。第二のＡ／Ｄ変換手段は、前記差に含まれる前記受信波のイメージ成分で飽和せず、かつ前記イメージ成分がさらに抑圧されるべきレンジをカバーする値に語長が設定されると共に、前記差をＡ／Ｄ変換して第二の信号を生成する。相乗抑圧手段は、前記第一の信号と前記第二の信号との差をとり、前記第一の信号に含まれるイメージ成分を抑圧する。
【００２２】
すなわち、上記和には、受信波に含まれるイメージ成分が逆位相による加算の下で抑圧されつつその受信波の本波成分に重畳されるため、第一のＡ／Ｄ変換手段の語長は、これらのイメージ成分および本波成分のダイナミックレンジの総和より大幅に短く設定可能である。
また、上記差には、反対に、本波成分が抑圧されてイメージ成分に重畳されるために、第二のＡ／Ｄ変換手段の語長も、所望のダイナミックレンジが確保される限度内において短く設定可能である。また、相乗抑圧手段によって第一の信号から減じられる第二の信号の主要な成分がイメージ成分となるので、その第一の信号に含まれるイメージ成分は、第一および第二のＡ／Ｄ変換手段の語長が無用に長く設定されることなく、さらに、抑圧される。
【００２３】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載のイメージ抑圧装置において、前記相乗抑圧手段は、前記第一の信号に含まれるイメージ成分が抑圧されるスケーリングの下で、前記第一の信号と前記第二の信号との差をとる。
【００２４】
すなわち、第一の信号と第二の信号との差には、両者のレベルや位相の偏差に起因する誤差が重畳され難くなる。
【００２５】
請求項３に記載の発明では、請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧装置において、前記相乗抑圧手段は、前記和と前記差との相関を高く維持する適応制御または自動制御の下で、前記第一の信号と前記第二の信号との差をとるためのスケーリング行う。
【００２６】
すなわち、第一の信号と第二の信号との差には、受信波に含まれる本波成分とイメージ成分との双方もしくは何れか一方のレベル、あるいはそのイメージ成分の周波数スペクトラムが変動しても、その変動に伴う誤差が重畳され難くなる。
【００２７】
請求項４に記載の発明では、請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧装置において、前記相乗抑圧手段は、前記第一の信号と前記第二の信号との相関を高く維持する適応制御または自動制御の下で、前記第一の信号と前記第二の信号との差をとるためのスケーリング行う。
【００２８】
すなわち、第一の信号と第二の信号との差には、受信波に含まれる本波成分とイメージ成分との双方もしくは何れか一方のレベル、あるいはそのイメージ成分の周波数スペクトラムが変動しても、その変動に伴う誤差が重畳され難くなる。
【００２９】
請求項５に記載の発明では、請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載のイメージ抑圧装置において、利得制御手段は、前記受信波のレベルを既定の値に保つ。
【００３０】
すなわち、請求項１ないし請求項４の何れに係るイメージ抑圧装置にも、イメージ成分を含み得る受信波が好適なレベルで与えられる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、ハードウェアの構成が大幅に複雑化することなく、ディジタル信号処理の下でイメージ抑圧比の向上が確度高く実現される。
また、本発明では、イメージ抑圧比の精度が高められる。
【００３２】
さらに、本発明では、多様な形態のイメージ妨害に対して、高いイメージ抑圧比が確度高く実現される。
【００３３】
また、本発明では、受信波にどのような形態でイメージ成分が含まれ、あるいはその受信波のレベルが広範に変動する場合であっても、イメージ抑圧比の精度が安定に確保される。
【００３４】
したがって、本発明が適用された装置やシステムでは、低廉小型化、省エネおよび軽量化等の制約に阻まれることなく精度よく安定にイメージ妨害の回避や緩和が図られる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の第一の実施形態を示す図である。
【図２】本発明の第一の実施形態の動作原理を示す図である。
【図３】本発明の第二の実施形態を示す図である。
【図４】従来のイメージリジェクションミキサの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
［第一の実施形態］
図１は、本発明の第一の実施形態を示す図である。
図において、図４に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与し、ここでは、その説明を省略する。
【００３７】
本実施形態と図４に示す従来例との構成の相違は、以下の点にある。
(1) 加算器４４が備えられない。
(2) 乗算器４１Ｉの出力が、加算器１１の一方の入力と減算器１２の被減数入力とに接続される。
【００３８】
(3) ９０度移相器４５の出力が加算器１１の他方の入力と減算器１２の減数入力とに接続される。
(4) 加算器１１の出力は、Ａ／Ｄ変換器１３-1を介して減算器１４の被減数入力に接続される。
(5) 減算器１２の出力は、Ａ／Ｄ変換器１３-2を介して振幅・位相調整部１５および適応制御部１６との一方の入力に接続される。
【００３９】
(6) 振幅・位相調整部１５の出力は減算器１４の減数入力に接続され、その減算器１４の出力には中間周波信号が得られる。
(7) 減算器１４の出力は適応制御部１６の他方の入力に接続され、その適応制御部１６の出力は振幅・位相調整部１５の他方の入力に接続される。
【００４０】
図２は、本発明の第一の実施形態の動作原理を示す図である。
以下、図１および図２を参照して本実施形態の動作を説明する。
乗算器４１Ｉおよび９０度移相器４５の出力には、図４（ａ）に示す従来例と同様に、信号Ｉと信号Ｑ′とがそれぞれ得られる。
【００４１】
上記信号Ｉには、乗算器４１Ｉによって行われた周波数変換の下で、図２（ａ）に示すように、受信波の本波信号の成分ｓとイメージ信号（影像信号）との成分ｉが含まれる。
【００４２】
また、上記信号Ｑ′には、乗算器４１Ｑによって行われた周波数変換と、９０度移相器４５を介する位相のシフトの下で、図２（ｂ）に示すように、受信波の本波信号の成分ｓ′とイメージ信号との成分ｉ′が含まれるが、これらの成分ｓ′，ｉ′は、下記の点で既述の成分ｓ，ｉとそれぞれ異なる。
【００４３】
(1) 成分ｉ′は、上記成分ｉとの対比においては、周波数軸上における分布がほぼ同じであるが、位相が互いに逆相となる。
(2) 成分ｓ′は、上記成分ｓとの対比においては、位相が同相であるが、周波数軸上における分布がほぼ同じある。
【００４４】
加算器１１は、これらの成分ｓ，ｉ，ｓ′，ｉ′を加算することによって、図２（ｃ）に示すように、以下の成分から構成される「和信号」を生成する。
(1) 上記成分ｓ、ｓ′の和として得られた成分Ｓsum
(2) 上記成分ｉ、ｉ′が互いに弱め合うことによって得られた成分Ｉsum
【００４５】
また、減算器１２は、上記成分ｓ，ｉから成分ｓ′，ｉ′を減じることによって、図２（ｄ）に示すように、以下の成分から構成される「差信号」を生成する。
(1) 上記成分ｓ、ｓ′の差として得られた成分Ｓdiff
(2) 上記成分ｉ、ｉ′が互いに強め合うことによって得られた成分Ｉdiff
【００４６】
Ａ／Ｄ変換器１３-1は、上記和信号（成分Ｓsum、Ｉsum）のダイナミックレンジに相当する語長でその和信号をＡ／Ｄ変換することによってディジタル和信号を生成する。
【００４７】
また、Ａ／Ｄ変換器１３-2は、上記成分Ｉdiff、ＳdiffのそれぞれのダイナミックレンジＬＩ、ＬＳの差Ｌdiffに相当する語長で既述の差信号をＡ／Ｄ変換することによって、「ディジタル差信号」を生成する。
【００４８】
減算器１４は、適応制御部１６が下記の通りに行う適用制御の配下で振幅・位相調整部１５がディジタル差信号に施した濾波処理の結果を上記ディジタル和信号から減じる。
適応制御部１６は、減算器１４によって出力される中間周波信号と既述のディジタル差信号との周波数スペクトルの相関性を監視し、その相関成分（イメージ）を「０」に収束させる適応制御または自動制御の下で振幅・位相調整部１５の利得および移相量を適宜更新する。
【００４９】
したがって、減算器１４の出力に得られる中間周波信号のイメージ抑圧比は、図２（ｅ）に示すように、既述の和信号のイメージ抑圧比に比べて大幅に高められる。
【００５０】
このように本実施形態によれば、語長が長く、かつ応答性が高いＡ／Ｄ変換器が搭載されることなく、イメージ抑圧比が従来例より大幅に高められる。
したがって、周波数変換やヘテロダイン検波（広帯域ダイレクトコンバージョン方式を実現するホモダイン検波を含む。）が行われる多様な装置およびシステムでは、本発明が適用されることによって、小型、軽量化、低廉化、実装性、省エネ等の制約の範囲内で所望のイメージ抑圧比が達成される。
【００５１】
［第二の実施形態］
図３は、本発明の第二の実施形態を示す図である。
本実施形態と、図１に示す実施形態との構成の相違は、以下の点にある。
(1) 加算器１１とＡ／Ｄ変換器１３-1との段間に、レベル検出部３２-1が配置される。
【００５２】
(2) 減算器１２とＡ／Ｄ変換器１３-2との段間に、縦続接続されたレベル検出部３２-2および可変利得増幅器３１が配置される。
(3) レベル検出部３２-1、３２-2のモニタ端子に、判定制御部３３の対応する入力が接続され、その判定制御部３３の出力が可変利得増幅器３１の制御端子に接続される。
【００５３】
以下、図３を参照して本実施形態の動作を説明する。
レベル検出部３２-1、３２-2は、それぞれ既述の和信号のレベルＬaと差信号のレベルＬｄとを監視する。
判定制御部３３は、これらのレベルＬａ、Ｌｄの大小関係に応じて以下の処理を行う。
【００５４】
〔Ｌａ≧Ｌｄである場合〕
このような状態は、イメージ信号より受信波が大きなレベルで乗算器４１Ｉ、４１Ｑに入力されていることを意味する。
【００５５】
したがって、Ａ／Ｄ変換器１３-1、１３-2より前段におけるイメージ抑圧比α（予め計測や設計値として与えられる。）に対して下式が成立する値Ｇに、可変利得増幅器３１の利得を設定する。
α・Ｌａ≦（Ａ／Ｄ変換器１３-2の量子化ステップの最少値）
【００５６】
〔Ｌａ＜Ｌｄである場合〕
このような状態は、受信波よりイメージ信号が大きなレベルで乗算器４１Ｉ、４１Ｑに入力されていることを意味する。
したがって、Ｌｄの（最大）値がＡ／Ｄ変換器１３-2のダイナミックレンジ内に維持される値Ｇ′に、可変利得増幅器３１の利得を設定する。
【００５７】
すなわち、以下の何れの状態であっても、振幅・位相調整部１５から減算器１４に被減数として入力される濾波処理の結果に適切なスケーリングが施されるので、Ａ／Ｄ変換器１３-1、１３-2のダイナミックレンジが有効に活用される。
【００５８】
(1) ディジタル和信号のレベルＬaとディジタル差信号のレベルＬｄとが広範に変化する。
(2) これらのレベルＬa，Ｌｄの大小関係が多様に変動する。
(3) 受信波にイメージ信号が含まれない。
【００５９】
したがって、本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器１３-1、１３-2のダイナミックレンジが既述の狭い範囲に設定されたことに起因する非線形な応答や歪みが確度高く安定に回避される。
【００６０】
しかも、本実施形態では、以下に列記する点で、受信波の本波成分は、所望の周波数の中間周波信号へ既述の特許文献１より安定に精度よく変換される。
【００６１】
(1) レベルＬａ、Ｌｄの大小関係は、特許文献１に記載される「相関」とは異なり、上記本波成分がイメージ成分より大きなレベルで和信号や差信号に含まれる場合であっても、その本波成分の中間周波信号への変換を安定に実現するための指標となる。
【００６２】
(2) このような中間周波信号への変換は、特許文献１とは異なり、フィードフォワード制御ではなく、フィードバック制御に基づいて実現される。
【００６３】
なお、上述した各実施形態では、受信波のレベルが広範に変動し得る場合には、その受信波のレベルを所定の値に維持する自動利得制御（ＡＧＣ）装置が前段に配置されてもよい。
【００６４】
また、このような自動利得制御装置によって維持される受信波のレベルは、中間周波信号に含まれ得るイメージ成分のレベルが所望の上限値を下回り、あるいは最小となる値に、設定されてもよい。
【００６５】
さらに、上述した各実施形態では、Ａ／Ｄ変換器１３-1、１３-2以降の後段において、本波成分の中間周波信号への変換と、その変換の過程におけるイメージ成分の抑圧が図られるならば、既述の差信号は、信号Ｑ′と信号Ｉとの差として与えられてもよい。
【００６６】
また、上述した各実施形態では、振幅・位相調整部１５の利得および移相量は、以下の要件の双方または何れか一方が成立する値に設定されてもよい。
(1) 適応制御部１６が行う適応制御の下で更新や設定が適宜行われる必要がない。
(2) 計測や実測に基づいて求めることが可能である。
【００６７】
さらに、上述した各実施形態では、局部発振器４２の発振周波数ｆＬ  は、エリアシングに起因して中間周波信号に重畳し得る折り返し雑音等のレベルが十分に抑圧され、あるいはこのような折り返し雑音の除去を阻む要因が無い場合には、受信波の本波信号の周波数ｆｒと異なる如何なる値に設定されてもよい。
【００６８】
また、上述した各実施形態では、９０度移相器４５は、乗算器４１Ｉと加算器１１との段間に配置されてもよい。
【００６９】
さらに、上述した各実施形態では、振幅・位相調整部１５の利得および移相量は減算器１４によって行われる減算に適用されるべきスケーリングを意味し、これらの利得と移相量との何れか一方は既定の定数として予め設定されてもよい。
【００７０】
また、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。
【００７１】
以下、上述した各実施形態に開示された発明の内、「特許請求の範囲」に記載しなかった発明の構成、作用および効果を「特許請求の範囲」、「課題を解決するための手段」、「発明の効果」の各欄に準じた様式で列記する。
【００７２】
［請求項６］  請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載のイメージ抑圧装置において、
前記相乗抑圧手段によって前記イメージ成分が抑圧されるレベルが所定の下限値を上回りまたは最大となる値に前記受信波のレベルを保つ利得制御手段を備えた
ことを特徴とするイメージ抑圧装置。
【００７３】
このような構成のイメージ抑圧装置では、請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載のイメージ抑圧装置において、利得制御手段は、前記相乗抑圧手段によって前記イメージ成分が抑圧されるレベルが所定の下限値を上回りまたは最大となる値に前記受信波のレベルを保つ。
【００７４】
すなわち、請求項１ないし請求項４の何れに係るイメージ抑圧装置にも、イメージ成分を含み得る受信波が好適なレベルで与えられる。
【００７５】
したがって、受信波にどのような形態でイメージ成分が含まれ、あるいはその受信波のレベルが広範に変動する場合であっても、イメージ抑圧比を精度よく安定に確保することができる。
【符号の説明】
【００７６】
１１，４４  加算器
１２，１４  減算器
１３，５１Ｉ，５１Ｑ  Ａ／Ｄ変換器
１５，５２  振幅・位相調整部
１６  適応制御部
３１  可変利得増幅器
３２  レベル検出部
３３  判定制御部
４０  バンドパスフィルタ
４１Ｉ，４１Ｑ  乗算器
４２  局部発振器
４３，４５  ９０度移相器
【図１】
2015023367.tif 000003
【図２】
2015023367.tif 000004
【図３】
2015023367.tif 000005
【図４】
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