(57)【要約】      （修正有）【課題】電磁負荷を駆動する装置において、ＡＤ変換を用いない簡易な構成により、消費電力を低減しつつ、当該電磁負荷への平均通電電流を電子的に変更できるようにする。【解決手段】所定のパルス信号が与えるタイミングに基づき、電磁負荷への通電をスイッチング素子１１０によりオン・オフして当該電磁負荷を駆動する駆動装置であって、電磁負荷に流れる電流を検出しその大きさに応じた電気信号を出力する電流検出回路１１２と、上記パルス信号の平均値に応じた電気信号を出力する平均回路１１８と、電流検出回路の出力と平均回路の出力との加算値に応じた電気信号を出力する加算回路１１６と、前記加算回路の出力と所定の第１の基準値との大小関係を示す二値論理値を表す信号を出力する比較回路１２０と、当該比較回路が出力する信号に基づいて、前記スイッチング素子をオン・オフする駆動回路１３２と、を備える。【選択図】図１
2015035725.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のパルス信号が与えるタイミングに基づき、電磁負荷への通電をスイッチング素子によりオン・オフして当該電磁負荷を駆動する駆動装置であって、
前記電磁負荷に流れる電流を検出して、当該検出した電流値に応じた電気信号を出力する電流検出回路と、
前記パルス信号の平均値に応じた電気信号を出力する平均回路と、
前記電流検出回路の出力と前記平均回路の出力との加算値に応じた電気信号を出力する加算回路と、
前記加算回路の出力を所定の第１の基準値と比較し、当該出力と当該第１の基準値との大小関係を示す二値論理値を表す信号を出力する第１の比較回路と、
前記第１の比較回路が出力する信号に基づいて、前記スイッチング素子をオン・オフする駆動回路と、
を備える、
駆動装置。
【請求項２】
前記第１の比較回路の出力を、前記パルス信号が与えるタイミングでラッチして出力する第１のフリップフロップと、
前記電流検出回路の出力を所定の第２の基準値と比較し、当該出力と当該第２の基準値との大小関係を示す二値論理値を表す信号を出力する第２の比較回路と、
第２の比較回路の出力が変化したときに、所定の論理値を表す信号を出力する第２のフリップフロップと、
前記第１及び第２のフリップフロップの出力の論理和を出力するＯＲ回路と、
を備え、
前記第２の基準値は、前記電磁負荷の過電流判定の閾値を示す所定の値に設定され、
前記駆動回路は、前記ＯＲ回路の出力に基づいて、前記スイッチング素子をオン・オフし、かつ、前記第２のフリップフロップが前記所定の論理値を表す信号を出力したときに前記スイッチング素子をオフにする、
請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
前記駆動装置が受信する二値信号であるイネーブル信号により、前記駆動回路の動作の開始及び停止が制御される、請求項１に記載の駆動装置。
【請求項４】
前記駆動装置が受信する二値信号であるイネーブル信号により、前記駆動回路の動作の開始及び停止が制御され、かつ、前記イネーブル信号が前記駆動回路の動作の停止を指示する状態であるときに、前記第１及び第２のフリップフロップの出力がリセットされる、請求項２に記載の駆動装置。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれか一項に記載の駆動装置と、当該駆動装置に前記パルス信号を供給する制御装置と、を備える電磁負荷の駆動システム。
【請求項６】
前記制御装置は、前記パルス信号のデューティ比を変更することにより前記駆動装置の平均回路の出力を変化させ、前記スイッチング素子を介して前記電磁負荷に通電する電流の目標値を変更する、
請求項５に記載の駆動システム。
【請求項７】
前記制御装置は、前記パルス信号の周期を変更することにより、前記駆動装置が前記電磁負荷に通電する電流の、目標値からの偏差量を変更する、
請求項５又は６に記載の駆動システム。
【請求項８】
請求項４に記載の駆動装置と、当該駆動装置に前記パルス信号及び前記イネーブル信号を供給する制御装置と、を備える電磁負荷の駆動システムであって、
前記制御装置は、イネーブル信号を送信して前記駆動装置の駆動回路の動作を開始してから前記パルス信号を送信するまでの時間を調整することにより、前記電磁負荷の起動時に当該電磁負荷に流れる電流のピーク値を所定の値に設定する、
駆動システム。
【請求項９】
前記駆動装置が駆動する電磁負荷はソレノイド・アクチュエータであって、
前記制御装置は、前記パルス信号のデューティ比を所定の時間間隔で変更することにより、前記駆動装置により前記ソレノイド・アクチュエータにディザリング動作を行わせる、
請求項６に記載の駆動システム。
【請求項１０】
前記制御装置は、前記ＯＲ回路の出力を表すモニタ信号を前記制御装置に出力し、
前記制御装置は、前記モニタ信号が表す前記ＯＲ回路の出力が所定の時間以上に亘って変化しないときに、前記電磁負荷に短絡故障又は開放故障が生じたものと判断する、
請求項８に記載の駆動システム。
【請求項１１】
前記制御装置は、前記モニタ信号が、前記第２のフリップフロップの前記所定の論理値を表す信号に応じた信号を維持したまま前記所定の時間以上に亘って変化しないときは、前記電磁負荷に短絡故障が発生したものと判断し、前記イネーブル信号により前記駆動回路の動作を停止すると共に前記第２のフリップフロップをリセットした後、前記イネーブル信号により前記駆動回路の動作を開始して、前記電磁負荷の駆動を試行する、
請求項１０に記載の駆動システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ソレノイドバルブ等の電磁負荷を駆動するための装置に関し、特に、ＡＤ（Analog-to-Digital）変換を用いない簡易な構成で、消費電力を低減しつつ、電磁負荷への平均通電電流を電子的に変更することのできる、電磁負荷駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電磁負荷を駆動する装置として、ＰＷＭ（パルス幅変調、Pulse Width Modulation）制御を用いて電磁負荷への通電電流を制御する装置が知られている。この装置では、電磁負荷に固定周期のパルス電流を通電し、当該パルスのデューティ比（すなわち、一周期当たりの当該パルスのオン時間の割合）を変化させることにより、電磁負荷への通電電流の時間平均値が制御される。
【０００３】
また、電磁負荷駆動装置の他の例として、コンデンサの充放電により電磁負荷への通電オン・オフのタイミングを制御する、ソレノイドバルブ駆動装置（特許文献１参照）が知られている。この装置では、充放電時におけるコンデンサの端子電圧が一定の時定数を持って変化することを利用し、コンデンサへの充電開始と共に電磁負荷への通電を開始した後、当該コンデンサの端子電圧が一の所定電圧に達したときに電磁負荷への通電を停止すると共に当該コンデンサの放電を開始し、当該放電の開始後に端子電圧が他の所定電圧に達したときに電磁負荷への通電を開始すると共にコンデンサの充電を開始するという動作を繰り返すことで、当該電磁負荷への通電電流の時間平均値が制御される。
【０００４】
さらに他の例として、電磁弁への通電電流を制御する負帰還回路と、当該負帰還回路のフィードバックループをオン・オフするスイッチとを備えた電磁弁駆動装置が知られている（特許文献２参照）。この装置では、電磁弁の起動時には当該スイッチをオフにすることで電磁弁への通電電流を一気に増加させて弁の起動時間が短縮され、その後、電磁弁の通電電流が所定の電流閾値に達すると、上記スイッチがオンにされ、負帰還制御により電磁弁への通電電流が所定の電流値（例えば、弁の状態保持に必要な最小電流値）に制御される。
【０００５】
しかしながら、上述のＰＷＭ制御では、設計時に設定された一定の固定周期で電磁負荷への通電がオン・オフされるため、不要な電力を消費する事態が生じ得る。すなわち、ＰＷＭ制御のように電磁負荷への通電をオン・オフして当該電磁負荷への通電電流を目標値に制御する場合には、当該電磁負荷に実際に通電される電流値は目標値に対して周期的に変動する偏差を含むこととなる。この偏差は、上記通電のオン・オフ周期を短くすることにより低減することができるが、オン・オフ周期が短くなれば当該通電オン・オフのためのスイッチング回路における短時間当たりのオン・オフ切替動作の頻度が高くなることから、当該スイッチング回路におけるスイッチング損失が増加する。
【０００６】
従来のＰＷＭ制御においては、一般に当該周期を設計時に固定しなければならないことから、電磁負荷の特性ばらつき等をも考慮して上記周期が短く設定されることとなり、実際に接続される電磁負荷に対し必要以上に短い周期が用いられることとなって、不要なスイッチング損失が生じ得る。
【０００７】
また、ＰＷＭ制御の場合、コンピュータにより電磁負荷への平均通電電流をフィードバック制御しようとすると、当該通電電流を検出してデジタル値に変換しなければならず、ＡＤコンバータ（Analog-to-Digital Converter）やその周辺回路のための電気部品が必要となり、回路が複雑化する。
【０００８】
また、コンピュータによりＰＷＭ制御を行う場合には、上記デジタル値に変換された通電電流データに基づいてＰＷＭ信号を補正するための演算処理等を行う必要があり、制御ループを構成するための処理負荷が常に発生することとなる。このため、例えば内燃機関における燃料噴射用の電磁弁の制御のように、当該内燃機関の動作状態に応じて電磁弁への通電電流目標値を適応的に設定しなければならない場合には、当該目標値設定のための演算処理と上記制御ループを構成するための演算処理とを１台のコンピュータで行うと、処理負荷が増加し制御速度等の点で不利となる。
【０００９】
また、充放電するコンデンサの端子電圧に応じて電磁負荷への通電をオン・オフする特許文献１に記載の装置では、例えばコンデンサ容量の温度変動や上記所定電圧を決定する分圧抵抗の抵抗値の温度変動等により、電磁負荷への通電電流の設定精度が低下する。また、通電電流の設定値を変更するためには上記分圧抵抗の抵抗値を変更しなければならず、電磁負荷特性の経年変化に応じた設定変更や電磁負荷の機種変更等に伴う設定変更を行いた場合には困難を伴う。
【００１０】
さらに、負帰還回路を用いる特許文献２に記載の装置では、起動後の電磁負荷（電磁弁）に所定の一定電流（保持電流）が常時通電されることから、電磁負荷を駆動するためのパワートランジスタ等における消費電力が大きく、したがって発熱も大きくなって、装置の低電力化や小型化の点で不利である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平１−２８８６８１号公報
【特許文献２】特開昭６１−０４１０８５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記背景より、ＡＤ変換を用いない簡易な構成で、消費電力を低減しつつ、電磁負荷への平均通電電流を電子的に変更することのできる、電磁負荷駆動装置の実現が望まれている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、所定のパルス信号が与えるタイミングに基づき、電磁負荷への通電をスイッチング素子によりオン・オフして当該電磁負荷を駆動する駆動装置に関する。本駆動装置は、前記電磁負荷に流れる電流を検出して、当該検出した電流値に応じた電気信号を出力する電流検出回路と、前記パルス信号の平均値に応じた電気信号を出力する平均回路と、前記電流検出回路の出力と前記平均回路の出力との加算値に応じた電気信号を出力する加算回路と、前記加算回路の出力を所定の第１の基準値と比較し、当該出力と当該第１の基準値との大小関係を示す二値論理値を表す信号を出力する第１の比較回路と、前記第１の比較回路が出力する信号に基づいて、前記スイッチング素子をオン・オフする駆動回路と、を備える。
本発明の一の態様によると、前記第１の比較回路の出力を前記パルス信号が与えるタイミングでラッチして出力する第１のフリップフロップと、前記電流検出回路の出力を所定の第２の基準値と比較し、当該出力と当該第２の基準値との大小関係を示す二値論理値を表す信号を出力する第２の比較回路と、第２の比較回路の出力が変化したときに、所定の論理値を表す信号を出力する第２のフリップフロップと、前記第１及び第２のフリップフロップの出力の論理和を出力するＯＲ回路と、を備え、前記第２の基準値は、前記電磁負荷の過電流判定の閾値を示す所定の値に設定され、前記駆動回路は、前記ＯＲ回路の出力に基づいて、前記スイッチング素子をオン・オフし、かつ、前記第２のフリップフロップが前記所定の論理値を表す信号を出力したときに前記スイッチング素子をオフにする。
本発明の他の態様によると、前記駆動装置が受信する二値信号であるイネーブル信号により、前記駆動回路の動作の開始及び停止が制御される。
本発明の他の態様によると、前記駆動装置が受信する二値信号であるイネーブル信号により、前記駆動回路の動作の開始及び停止が制御され、かつ、前記イネーブル信号が前記駆動回路の動作の停止を指示する状態であるときに、前記第１及び第２のフリップフロップの出力がリセットされる。
本発明の他の態様は、上記のいずれかの駆動装置と、当該駆動装置に前記パルス信号を供給する制御装置と、を備える電磁負荷の駆動システムである。
本発明の他の態様によると、前記制御装置は、前記パルス信号のデューティ比を変更することにより前記駆動装置の平均回路の出力を変化させ、前記スイッチング素子を介して前記電磁負荷に通電する電流の目標値を変更する。
本発明の他の態様によると、前記制御装置は、前記パルス信号の周期を変更することにより、前記駆動装置が前記電磁負荷に通電する電流の、目標値からの偏差量を変更する。
本発明の他の態様は、イネーブル信号により前記駆動回路の動作の開始・停止が制御される駆動装置と、当該駆動装置に前記パルス信号及び前記イネーブル信号を供給する制御装置と、を備える電磁負荷の駆動システムであって、前記制御装置は、イネーブル信号を送信して前記駆動装置の駆動回路の動作を開始してから前記パルス信号を送信するまでの時間を調整することにより、前記電磁負荷の起動時に当該電磁負荷に流れる電流のピーク値を所定の値に設定する。
本発明の他の態様によると、前記駆動装置が駆動する電磁負荷はソレノイド・アクチュエータであって、前記制御装置は、前記パルス信号のデューティ比を所定の時間間隔で変更することにより、前記駆動装置により前記ソレノイド・アクチュエータにディザリング動作を行わせる。
本発明の他の態様によると、前記制御装置は、前記ＯＲ回路の出力を表すモニタ信号を前記制御装置に出力し、前記制御装置は、前記モニタ信号が表す前記ＯＲ回路の出力が所定の時間以上に亘って変化しないときに、前記電磁負荷に短絡故障又は開放故障が生じたものと判断する。
本発明の他の態様によると、前記制御装置は、前記モニタ信号が、前記第２のフリップフロップの前記所定の論理値を表す信号に応じた信号を維持したまま前記所定の時間以上に亘って変化しないときは、前記電磁負荷に短絡故障が発生したものと判断し、前記イネーブル信号により前記駆動回路の動作を停止すると共に前記第２のフリップフロップをリセットした後、前記イネーブル信号により前記駆動回路の動作を開始して、前記電磁負荷の駆動を試行する。
【００１４】
本発明によれば、ソレノイドバルブ等の電磁負荷を駆動する電磁負荷駆動装置において、ＡＤ変換を用いない簡易な構成により、消費電力を低減しつつ、当該電磁負荷への平均通電電流を電子的に変更することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の一実施形態に係る電磁負荷駆動装置の構成を示す図である。
【図２】図１に示す電磁負荷駆動装置の、ローパスフィルタの構成の一例を示す図である。
【図３】図１に示す電磁負荷駆動装置の、所定の回路位置における信号波形を示す図である。
【図４】図１に示す電磁負荷駆動装置における、電磁負荷の起動時における通電電流のピーク値制御の一例を示す波形図である。
【図５】図１に示す電磁負荷駆動装置における、ディザリング動作制御の一例を示す波形図である。
【図６】図１に示す電磁負荷駆動装置における、電磁負荷への過電流発生時の動作の一例を示す波形図である。
【図７】図１に示す電磁負荷駆動装置における、電磁負荷の開放故障が発生した場合の、動作の一例を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電磁負荷駆動装置の構成を示す図である。
本電磁負荷駆動装置１００は、例えばコンピュータで構成される外部装置である制御装置１０２から制御パルス信号とイネーブル信号を受信して動作し、電磁負荷１０４を駆動するための駆動電流を出力する。これにより、電磁負荷駆動装置１００は、制御装置１０２と共に電磁負荷１０４を駆動する駆動システム１０６を構成している。ここで、イネーブル信号は、電磁負荷駆動装置１００の動作の実行（開始）／停止を指示する二値信号（デジタル信号）であり、例えば、Ｈ（High）レベルのときに動作が実行（開始）され、Ｌ（Low）レベルのときに動作が停止する。また、制御パルス信号は、例えば一定周期を持つパルス信号である。
【００１７】
電磁負荷駆動装置１００は、電磁負荷１０４への通電電流を制御するトランジスタ１１０と、トランジスタ１１０と電磁負荷１０４との間に設けられた電流検出回路１１２と、ダイオード１１４と、を有している。トランジスタ１１０は、電磁負荷１０４への通電をオン・オフするスイッチング素子であり、本実施形態では電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、Field Effect Transistor）である。ただし、ＦＥＴに代えてバイポーラトランジスタを用いることもできる。電磁負荷駆動装置１００は、制御パルス信号が与えるタイミングに基づき、スイッチング素子であるトランジスタ１１０により電磁負荷１０４への通電をオン・オフして当該電磁負荷１０４を駆動する。
【００１８】
ダイオード１１４は、トランジスタ１１０により電磁負荷１０４への通電が遮断された際に電磁負荷１０４で発生する逆起電力による電流を電磁負荷１０４に環流させる、いわゆる環流ダイオードである。
【００１９】
電流検出回路１１２は、電磁負荷１０４に流れる電流を検出し、当該検出した電流値に応じた電気信号、例えば当該電流値に比例した検出電圧ＶＡを出力する。この電流検出回路１１２は、例えば、電磁負荷１０４に直列に接続された抵抗器と、当該抵抗器の両端の電圧を増幅する演算増幅器と、により構成することができる。
【００２０】
電流検出回路１１２が出力する検出電圧ＶＡは、電圧加算回路１１６の一の入力端子に入力される。電圧加算回路１１６の他の入力端子には、ローパスフィルタ１１８の出力が接続されている。ローパスフィルタ１１８には、制御装置１０２からの制御パルス信号が入力されており、入力された制御パルス信号の高周波成分を除去して当該制御パルス信号の平均電圧ＶＢを出力する。すなわち、ローパスフィルタ１１８は、制御パルス信号の振幅の平均値（例えば、移動平均値）に応じた電気信号を出力する平均回路である。例えば、制御パルス信号が振幅５Ｖの電圧パルスであって、デューティ比が０．８であるときは、ローパスフィルタ１１８は、当該電圧パルスの平均電圧ＶＢ＝４Ｖ（＝５Ｖ×０．８）を出力する。
【００２１】
このローパスフィルタ１１８は、例えば、抵抗器とコンデンサとを用いたパッシブフィルタとして構成することができ、またあるいは、図２に示すように、抵抗器２００とコンデンサ２０２と演算増幅器２０４とを用いたアクティブフィルタとして構成することもできる。
【００２２】
電圧加算回路１１６は、一の入力端子に入力された電流検出回路１１２からの出力である検出電圧ＶＡ（すなわち、電磁負荷１０４の通電電流に比例した電圧）と、他の入力端子に入力されたローパスフィルタ１１８からの出力である平均電圧ＶＢ（すなわち、制御パルス信号振幅の平均電圧）とを加算し、当該加算により得られる加算値に応じた電気信号、例えば電圧ＶＣ（＝ＶＡ＋ＶＢ）を持つ信号を、コンパレータ１２０の非反転入力端子に入力する。
【００２３】
コンパレータ１２０は比較回路であり、その反転入力端子に入力された第１の基準電圧Ｖｔｈ１と、非反転入力端子に入力された電圧加算回路１１６の出力電圧ＶＣとを比較して、Ｖｔｈ１とＶＣとの大小関係を示す二値論理値を表す信号を出力する。より具体的には、出力電圧ＶＣが基準電圧Ｖｔｈ１以上であるとき（又は、ＶＣがＶｔｈ１より大きいとき）に、Ｄフリップフロップ１２２のＤ端子にＨレベル（論理“１”）を出力し、出力電圧ＶＣが基準電圧Ｖｔｈ１より小さいとき（又は、ＶＣがＶｔｈ１以下であるとき）に、Ｄフリップフロップ１２２のＤ端子にＬレベル（論理“０”）を出力する。なお、なお、Ｖｔｈ１は、例えば電源電圧ＶｃｃとＧＮＤとの間に接続された分圧抵抗等により生成することができる。
【００２４】
Ｄフリップフロップ１２２のクロック（ＣＬＫ）端子には、制御装置１０２からの制御パルス信号が入力される。これにより、Ｄフリップフロップ１２２のＤ端子に入力されている論理値が、制御パルス信号の立ち上がり時にラッチされてＱ端子から出力され、ＯＲ回路１２４の一の入力端子に入力される。
【００２５】
ＯＲ回路１２４の他の入力端子には、Ｄフリップフロップ１２６のＱ端子が接続されており、ＯＲ回路１２４は、Ｄフリップフロップ１２２及び１２６の各Ｑ端子の論理値（論理値“１”のときＨレベル）の論理和を出力する。
【００２６】
Ｄフリップフロップ１２６のＤ端子は、電源電圧Ｖｃｃに直接接続され、常に論理値“１”が入力された状態となっている。Ｄフリップフロップ１２６のクロック（ＣＬＫ）端子には、コンパレータ１２８の出力が接続されている。コンパレータ１２８の反転入力端子には第２の基準電圧Ｖｔｈ２が入力され、非反転入力端子には、電流検出回路１１２の出力である検出電圧ＶＡが入力されている。
【００２７】
コンパレータ１２８は比較回路であり、その反転入力端子に入力された第２の基準電圧Ｖｔｈ２と、非反転入力端子に入力された電流検出回路１１２からの検出電圧ＶＡとを比較して、Ｖｔｈ２とＶＡとの大小関係を示す二値論理値を表す信号を出力する。より具体的には、出力電圧ＶＡが基準電圧Ｖｔｈ２以上であるとき（又は、ＶＡがＶｔｈ２より大きいとき）に、Ｄフリップフロップ１２６のクロック（ＣＬＫ）端子にＨレベル（論理“１”）を出力し、出力電圧ＶＡが基準電圧Ｖｔｈ２より小さいとき（又は、ＶＡがＶｔｈ２以下であるとき）に、Ｄフリップフロップ１２６のクロック（ＣＬＫ）端子にＬレベル（論理“０”）を出力する。
【００２８】
ここで、Ｄフリップフロップ１２６とコンパレータ１２８とは、過電流保護回路を構成しており、基準電圧Ｖｔｈ２は、電磁負荷１０４の過電流判定の閾値を示す所定の値に設定される。より具体的には、基準電圧Ｖｔｈ２は、電磁負荷１０４に対して予め定められた所定の過電流範囲の下限値（過電流判定値）に対応する電流検出回路１１２の検出電圧ＶＣの値に設定される。なお、Ｖｔｈ２は、例えば電源電圧ＶｃｃとＧＮＤとの間に接続された分圧抵抗等により生成して、コンパレータ１２８の反転入力に与えるものとすることができる。
【００２９】
したがって、電磁負荷１０４が過電流判定値未満の電流範囲で通常動作している限り、コンパレータ１２８の出力電圧はＬレベルを維持し、Ｄフリップフロップ１２６のＱ端子は、Ｄ端子に入力されている論理値“１”を出力することなく、リセット時の論理値“０”を維持する。
【００３０】
なお、フリップフロップ１２２及び１２６のＱ端子の出力は、それぞれ、フリップフロップ１２２及び１２６の各クリア（ＣＬＲ）端子に入力されている制御装置１０２からのイネーブル信号がＬレベルのときに（したがって、イネーブル信号がＨレベルとなってプリドライバ１３２が動作を開始する前に）、論理値“０”にリセットされる。
【００３１】
一方、電磁負荷１０４への通電電流が過電流判定値を超えて増加すると、コンパレータ１２８の出力電圧はＬレベルからＨレベルに変化し、Ｄフリップフロップ１２６は、Ｄ端子に入力されている所定の論理値、すなわち論理値“１”をラッチして、Ｑ端子から出力する。
【００３２】
上述したように、電磁負荷１０４が過電流判定値未満の電流範囲で通常動作している限り、フリップフロップ１２６のＱ端子の出力は論理値“０”を示すＬレベルとなっているので、ＯＲ回路１２４の出力は、Ｄフリップフロップ１２２のＱ端子の出力と同じになる。
【００３３】
ＯＲ回路１２４の出力は、インバータ１３０に入力されてその論理値が反転し、当該論理反転した信号がプリドライバ１３２に入力される。また、インバータ１３０の出力は、モニタ信号として制御装置１０２に出力される。
【００３４】
プリドライバ１３２は、トランジスタ１１０のゲートを駆動するための駆動回路であり、制御装置１０２からのイネーブル信号により、その動作が実行（開始）又は停止される。すなわち、プリドライバ１３２は、イネーブル信号がＨレベルのときに動作し、Ｌレベルのときに停止する。
【００３５】
プリドライバ１３２は、イネーブル信号がＨレベルの期間においては、インバータ１３０からの入力に基づいてトランジスタ１１０のゲートに印加する電圧を制御し、トランジスタ１１０のソース・ドレイン間をオン又はオフに設定する。すなわち、プリドライバ１３２は、インバータ１３０からの入力がＨレベル（論理値“１”）であれば、トランジスタ１１０のソース・ドレイン間をオンにして電磁負荷１０４に電流を通電し、インバータ１３０からの入力がＬレベル（論理値“０”）であれば、トランジスタ１１０のソース・ドレイン間をオフにして電磁負荷１０４の電流を遮断する。
【００３６】
なお、イネーブル信号がＬレベルであってプリドライバ１３２の動作が停止状態であるときは、トランジスタ１１０のソース・ドレイン間はオフとなり、電磁負荷１０４に電流流れない。
【００３７】
次に、電磁負荷駆動装置１００の動作について、図３に示す波形図を参照しつつ説明する。
【００３８】
図３は、電磁負荷駆動装置１００の所定の回路位置における信号波形を示す図である。図３（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、制御装置１０２から電磁負荷駆動装置１００に供給されるイネーブル信号入力及び制御パルス信号入力の波形（時間変化）を示す図である。また、図３（ｃ）は、インバータ１３０の出力波形（したがって、制御装置１０２へ出力されるモニタ信号出力の波形）、図３（ｄ）及び（ｅ）は、それぞれ、コンパレータ１２０の出力波形及び電磁負荷１０４への通電電流波形を示す図である。なお、図示横方向は時間を表し、図３（ａ）〜（ｅ）において時間スケールは同じである。
【００３９】
制御パルス信号（図３（ｂ））は、本実施形態では一定の周期と一定の振幅を持つ電圧パルスであって、図３の例においてはデューティ比が一定であるものとする。したがって、ローパスフィルタ１１８から電圧加算回路１１６に入力される電圧ＶＢは、一定電圧となる。
【００４０】
なお、電磁負荷１０４は正常動作しており、過電流は流れないものとする。したがって、フリップフロップ１２６の出力はＬレベルを維持し、ＯＲ回路１２４の出力は、フリップフロップ１２２のＱ端子の出力によってのみ定まる。
【００４１】
時刻ｔ１の前は、イネーブル信号がＬレベルであり（図３（ａ））、当該Ｌレベルのイネーブル信号により、プリドライバ１３２は動作停止状態が維持される結果、トランジスタ１１０はオフ状態が維持され、電磁負荷１０４には電流は流れない（図３（ｅ））。また、イネーブル信号がＬレベルであることにより、フリップフロップ１２２及び１２６の出力はクリアされ、それぞれのＱ端子の出力はＬレベル（論理値“０”）にリセットされる。したがって、インバータ１３０からはＨレベルが出力され（図３（ｃ））、当該出力はプリドライバ１３２に入力される。
【００４２】
時刻ｔ１においてイネーブル信号がＨレベルになると、プリドライバ１３２が動作を開始する。動作を開始したプリドライバ１３２は、インバータ１３０からの出力がＨレベルであることから、トランジスタ１１０をオンにして電磁負荷１０４への電流通電を開始する（図３（ｅ））。
【００４３】
その後、電磁負荷１０４の通電電流は徐々に増加し（図３（ｅ））、これに応じて電流検出回路１１２から出力される検出電圧ＶＡが増加する。その結果、検出電圧ＶＡとローパスフィルタ１１８の出力電圧ＶＢ（上述したとおり、図３の例では一定電圧）とが加算された電圧加算回路１１６の出力電圧ＶＣも増加する。
【００４４】
そして、電圧加算回路１１６の出力電圧ＶＣが基準電圧Ｖｔｈ１に達した時点でコンパレータ１２０の出力はＬレベルからＨレベルに立ち上がる（図３（ｄ））。この時刻をｔ２とする。
【００４５】
ここで、電磁負荷１０４への通電電流をＩＬとすると、電流検出回路１１２の検出電圧ＶＡは通電電流ＩＬに比例した値を持つことから、次の式が成り立つ。
ＶＡ＝α×ＩＬ        （１）
ＶＣ＝ＶＡ＋ＶＢ＝α×ＩＬ＋ＶＢ        （２）
ここで、αは比例定数である。
【００４６】
コンパレータ１２０がＨレベルを出力する条件は、例えば
ＶＣ≧Ｖｔｈ１        （３）
であり、式（３）は、式（２）を用いて、
ＩＬ≧（Ｖｔｈ１−ＶＢ）／α        （４）
と表すことができる。
【００４７】
すなわち、コンパレータ１２０の動作は、電磁負荷１０４への通電電流ＩＬと電流閾値［（Ｖｔｈ１−ＶＢ）／α］とを比較し、式（４）が成り立つときにＨレベルを出力する動作と等価である。この電流閾値をＩｔｈとする。すなわち、
Ｉｔｈ＝（Ｖｔｈ１−ＶＢ）／α        （５）
である。
【００４８】
このＩｔｈは、図３（ｅ）において図示横方向に延びる波線により示したように、コンパレータ１２０の出力電圧が立ち上がった時刻ｔ２における電磁負荷１０４の通電電流値に対応する。また、図３（ｅ）及び以下に示すように、電磁負荷１０４の通電電流は、電流閾値Ｉｔｈを挟んで増減するように制御される。すなわち、電流閾値Ｉｔｈは、本制御における目標電流値である。
【００４９】
時刻ｔ２において立ち上がったコンパレータ１２０の出力は、その後に制御パルス信号が立ち上がる時刻ｔ３においてフリップフロップ１２２のＱ端子から出力される。このため、当該Ｑ端子の論理反転信号であるインバータ１３０の出力は、時刻ｔ３においてＬレベルへ変化する（図３（ｃ））。
【００５０】
時刻ｔ３においてインバータ１３０の出力がＬレベルへ変化したことに応じて、プリドライバ１３２はトランジスタ１１０をオフにして、電源Ｖｃｃと電磁負荷１０４との接続を遮断する。これにより、電磁負荷１０４には逆起電力が生じ、当該逆起電力によりダイオード１１４を介した環流電流が流れる。この環流電流は、上記接続遮断時における通電電流値と同じ初期値を持ち、時間と共に減少していく（図３（ｅ））。
【００５１】
時刻ｔ３の後、電磁負荷１０４の通電電流、すなわち環流電流が低下して電流閾値Ｉｔｈを下回ると、コンパレータ１２０の出力はＬレベルに変化する（図３（ｄ））。この時刻をｔ４とする。
【００５２】
時刻ｔ４の後、制御パルス信号が次に立ち上がる時刻ｔ５において、コンパレータ１２０のＬレベル出力がフリップフロップ１２２のＱ端子から出力される。このため、当該Ｑ端子の論理反転信号であるインバータ１３０の出力は、時刻ｔ５においてＨレベルへ変化する（図３（ｃ））。
【００５３】
時刻ｔ５において、プリドライバ１３２は、インバータ１３０の出力がＨレベルへ変化したことに応じてトランジスタ１１０をオンにし、電磁負荷１０４への電流通電を開始する。時刻ｔ５における当該電流通電の開始の後、電磁負荷１０４の通電電流は徐々に増加し、電流閾値Ｉｔｈに達する（図３（ｅ））。この時刻をｔ６とする。
【００５４】
時刻にｔ６において、コンパレータ１２０の出力は、電磁負荷１０４の通電電流が電流閾値Ｉｔｈに達したことに応じて、ＬレベルからＨレベルに立ち上がる（図３（ｄ））。時刻ｔ６において立ち上がったコンパレータ１２０の出力は、その後に制御パルス信号が立ち上がる時刻ｔ７（図３（ｂ））においてフリップフロップ１２２のＱ端子から出力される。このため、当該Ｑ端子の論理反転信号であるインバータ１３０の出力は、時刻ｔ７においてＬレベルへ変化する（図３（ｃ））。
【００５５】
時刻ｔ７においてインバータ１３０の出力がＬレベルへ変化したことに応じて、プリドライバ１３２はトランジスタ１１０をオフにして、電源と電磁負荷１０４との接続を遮断する。これにより、電磁負荷１０４には逆起電力が生じ、当該逆起電力によりダイオード１１４を介した環流電流が流れる。この環流電流は、上記接続遮断時における通電電流値と同じ初期値を持ち、時間と共に減少していく（図３（ｅ））。
【００５６】
時刻ｔ７以降の動作は、上述したｔ４〜ｔ７の動作の繰り返しであり、時刻ｔ８〜ｔ１１、ｔ１２〜ｔ１５、ｔ１６〜１９の各動作は、ｔ４〜ｔ７の動作と同様に行われる。
【００５７】
上述したように、電磁負荷駆動装置１００は、電流検出回路１１２により電磁負荷１０４への通電電流を検出し、コンパレータ１２０により等価的に当該通電電流と目標電流値である電流閾値Ｉｔｈとを比較する。そして、当該比較結果に基づき、制御パルス信号に同期して、Ｄフリップフロップ１２２、インバータ１３０、及びプリドライバ１３２によりトランジスタ１１０をオン・オフして、電磁負荷１０４への通電電流を目標電流値Ｉｔｈに制御する。
【００５８】
本電磁負荷駆動装置１００では、電磁負荷１０４に実際に流れる電流は、従来の電磁負荷駆動回路と同様に、目標電流値Ｉｔｈを挟んで時間的に増減する制御誤差（偏差）を含んでいる（図３（ｅ））。この制御誤差は、一般に、電磁負荷１０４への電流をオン・オフする周期に依存し、周期が短いほど小さい。すなわち、電磁負荷１０４の通電をスイッチングするトランジスタ１１０におけるスイッチング損失と上記制御誤差とは、トレードオフの関係にある。
【００５９】
本電磁負荷駆動装置１００では、制御対象である電磁負荷１０４の交換や経年変化等により電磁負荷１０４のインダクタンスが変化し制御誤差の大きさが変化するような場合でも、外部装置（例えば、制御装置１０２）から供給する制御パルス信号の周期を変更するだけで、スイッチング損失と制御誤差とを所望の値にバランスさせることができる。
【００６０】
このため、電磁負荷への通電電流を設計時に設定された固定周期でオン・オフする従来のＰＷＭ制御に比べて、トランジスタ１１０におけるスイッチング損失を低減することができる。
【００６１】
また、本電磁負荷駆動装置１００では、コンパレータ１２０における電磁負荷１０４への通電電流値と目標電流値Ｉｔｈとの比較結果が、その次の制御パルス信号の立ち上がり時にＤフリップフロップ１２２によりラッチされて、当該通電電流のオン・オフ制御に反映される。このため、本電磁負荷駆動装置１００では、イネーブル信号をＬレベルからＨレベルに立ち上げた後、所定の時間が経過するまで制御パルス信号を供給しないことにより、起動時に電磁負荷１０４へ供給する電流のピーク値を、電源電圧Ｖｃｃにより制限される範囲内において目標電流値Ｉｔｈを超える所望の大きな値に制御することができる。
【００６２】
図４は、電磁負荷１０４の起動時における通電電流のピーク値制御の一例を示す波形図である。図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、それぞれ、イネーブル信号入力、制御パルス信号入力、インバータ１３０の出力、コンパレータ１２０の出力、及び電磁負荷１０４への通電電流の、各波形を示す図である。なお、図示横方向は時間を表し、図４（ａ）〜（ｅ）において時間スケールは同じである。
【００６３】
図４においては、図３と異なり、時刻ｔ１においてイネーブル信号入力をＬレベルからＨレベルに立ち上げた後（図４（ａ））、所定の遅延時間Ｔｄが経過した時刻ｔ２３において、制御パルス信号の入力を開始している（図４（ｂ））。これにより、コンパレータ１２０の出力は、図３と同様に時刻ｔ２において電磁負荷１０４の通電電流が電流閾値Ｉｔｈに達した際にＨレベルへ変化するが（図４（ｄ））、インバータ１３０の出力は、図３と異なり時刻ｔ３では変化せず、制御パルス信号の入力が開始された時刻ｔ２３においてＬレベルに変化することとなる（図４（ｃ））。
【００６４】
このため、電磁負荷１０４の通電電流は、時刻ｔ３における値を超えて時刻２３まで増加し続けることとなり、図３における通電電流の時刻ｔ３での値に対しΔＩ１だけ大きな値（ピーク値）まで増加することとなる。
【００６５】
電磁負荷１０４の起動時におけるこのピーク値は、当該電磁負荷１０４の直流抵抗と電源電圧Ｖｃｃとで定まる上限値に達するまでの時間範囲内においては、上記遅延時間Ｔｄの長さによって定まる。
【００６６】
これにより、本電磁負荷駆動装置１００では、上記遅延時間Ｔｄを調整することにより、電磁負荷１０４の起動時における通電電流のピーク値を、上記上限値の範囲内において所望の値に設定することができる。
【００６７】
一方、起動後の定常時における電磁負荷１０４の通電電流は、上述したように、電流閾値（すなわち目標電流値）Ｉｔｈに制御される。また、この目標電流値Ｉｔｈは、上述の式（５）により与えられ、制御パルス信号の時間平均電圧ＶＢの値によって変化する。したがって、本電磁負荷駆動装置１００では、外部装置（例えば、制御装置１０２）から供給する制御パルス信号のデューティ比及び又は振幅値を変更することにより、当該制御パルス信号の平均電圧を変更して、上記目標電流値を電子的に変更することができる。
【００６８】
このような目標電流値の変更は、例えば電磁負荷１０４の機種変更等に伴う初期設定時に行うことができるほか、特に、ソレノイド・アクチュエータ、例えば可動子（例えば可動鉄心）を直線運動させるリニアソレノイドにおいて、ディザリング動作を行わせる際に有用となる。
【００６９】
ディザリングとは、可動子を静止状態にせず可動方向に微振動するように制御することをいう。可動子を静止状態から駆動する場合には、動摩擦より大きな静止摩擦に打ち勝つ推力を可動子に与える必要が生じることから、可動子を上記のように微振動させることにより、可動子を駆動する際に必要となる推力を低減するのである。この微振動は、電磁負荷であるソレノイドへの通電電流を僅かに増減させることにより行われる。
【００７０】
電磁負荷駆動装置１００では、外部装置（例えば、制御装置１０２）から供給する制御パルス信号のデューティ比を変更して当該制御パルス信号の平均電圧を変化させることにより、電磁負荷１０４に対する目標電流値Ｉｔｈを変化させることができる。したがって、電磁負荷１０４としてリニアソレノイド等のソレノイド・アクチュエータを用いた場合には、当該ソレノイド・アクチュエータに上述のディザリング動作を容易に行わせることができる。
【００７１】
図５は、電磁負荷１０４に対するディザリング動作制御の一例を示す波形図である。図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ、制御パルス信号入力、ローパスフィルタ１１８の出力電圧ＶＢ、及び電磁負荷１０４への通電電流の、各波形を示す図である。なお、図示横方向は時間を表し、図５（ａ）〜（ｃ）において時間スケールは同じである。
【００７２】
図示の例では、制御パルス信号（図５（ａ））は、例えば一定周期でそのデューティ比が５０％と７５％との間で切り替えられている。これにより、ローパスフィルタ１１８の出力電圧ＶＢは、制御パルス信号のデューティ比が７５％である期間ｔ４０〜ｔ４１及びｔ４２〜ｔ４３における値が、デューティ比が５０％である上記外の期間における値よりも大きくなる（図５（ｂ））。
【００７３】
その結果、式（５）より、目標電流値Ｉｔｈは、期間ｔ４０〜ｔ４１、及びｔ４２〜ｔ４３において減少し、電磁負荷１０４の通電電流の当該期間における電流値は他の期間における電流値よりもΔＩ２だけ小さくなって、電磁負荷１０４にディザリング動作を行わせることができる。
【００７４】
なお、制御パルス信号のデューティ比の変動量に対する電磁負荷１０４の通電電流の変動量ΔＩ２は、式（５）から明らかなとおり、電流検出回路１１２における通電電流値と検出電圧値との比例定数αと、コンパレータ１２０の反転入力に与える基準電圧Ｖｔｈ１の大きさにより定まる。また、制御パルス信号のデューティ比を切り替えることのできる最小の時間間隔は、主としてローパスフィルタ１１８の遮断周波数により定まる。
【００７５】
次に、電磁負荷駆動装置１００における、コンパレータ１２８とＤフリップフロップ１２６とにより構成される過電流保護回路の動作について説明する。
【００７６】
図６は、電磁負荷１０４への過電流発生時における動作の一例を示す波形図である。図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、それぞれ、イネーブル信号入力、制御パルス信号入力、インバータ１３０の出力（すなわち、モニタ信号出力）、コンパレータ１２０の出力、及び電磁負荷１０４への通電電流の、各波形を示す図である。また、図６（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）は、それぞれ、フリップフロップ１２２の出力、フリップフロップ１２６の出力、及びＯＲ回路１２４の出力の、各波形を示す図である。なお、図示横方向は時間を表し、図６（ａ）〜（ｈ）において時間スケールは同じである。
【００７７】
図６の例では、例えば電磁負荷１０４に短絡等の障害が生じ、電磁負荷１０４の通電電流が時刻ｔ５０において過電流判定値に達するものとする。この過電流判定値は、上述したように電磁負荷１０４の特性に応じた既知の過電流範囲の下限値とすることができ、コンパレータ１２８の反転入力に与える基準電圧Ｖｔｈ２は、当該過電流判定値に対応する電流検出回路１１２の検出電圧ＶＣの値に予め設定されている。したがって、過電流が流れない通常動作においては、コンパレータ１２８の出力はＬレベルとなっている。
【００７８】
時刻ｔ５０より前の期間では、電磁負荷１０４は定常状態で動作しており、コンパレータ１２０の出力（図６（ｄ））は、制御パルス信号の立ち上がりによってＤフリップフロップ１２２にラッチされ、当該フリップフロップ１２２のＱ端子から出力されている（図６（ｆ））。また、時刻ｔ５０より前の期間においては、フリップフロップ１２６は、起動時のリセット状態を維持しており、そのＱ端子から論理値“０”（Ｌレベル）を出力している（図６（ｇ））。このため、ＯＲ回路１２４の出力（図６（ｈ））は、フリップフロップ１２２の出力（図６（ｆ））と同様に変化し、当該出力の反転信号がインバータ１３０の出力（図６（ｃ））となっている。
【００７９】
時刻ｔ５０において電磁負荷１０４の通電電流が過電流判定値に達すると、コンパレータ１２８の出力がＨレベルに変化する。これにより、Ｄフリップフロップ１２６は、Ｄ端子に入力されている所定の論理値、本実施形態では論理値“１”（ＶｃｃによるＨレベル入力）をラッチし、論理値“１”（Ｈレベル）をＱ端子から出力する（図６（ｇ））。
【００８０】
その結果、ＯＲ回路１２４の出力は、フリップフロップ１２６の出力が論理値“１”（Ｈレベル）になったことに応じて（制御パルス信号とは非同期に）、時刻ｔ５０においてＨレベルに変化する（図６（ｈ））。またこれに応じて、インバータ１３０の出力はＬレベルとなるので（図６（ｃ））、プリドライバ１３２はトランジスタ１１０をオフにして、電源Ｖｃｃから電磁負荷１０４への通電を遮断する（図６（ｅ））。
【００８１】
フリップフロップ１２６の出力は、そのクリア端子に入力されているイネーブル信号がＬレベルに下げられまで維持される。このため、制御装置１０２は、インバータ１３０の出力であるモニタ信号が所定時間以上に亘ってＬレベルとなっていれば（すなわち、コンパレータ１２８の出力の変化時にＤフリップフロップ１２６が出力する所定の論理値である論理値“１”に応じた信号を所定時間以上に亘って維持していれば）、短絡故障が発生したものと判断することができる。この場合、制御装置１０２は、イネーブル信号をＬレベルに変化させることにより、プリドライバ１３２の動作を停止させると共に、フリップフロップ１２２及び１２６の出力を論理値“０”（Ｌレベル）にクリアすることができる。この時刻をｔ５１とする。
【００８２】
図６に示す例では、制御装置１０２は、時刻ｔ５１の後の時刻ｔ５２において、イネーブル信号をＨレベルに立ち上げることにより、電磁負荷１０４の駆動を試行している。これにより、時刻ｔ５２の時点で過電流原因が解消していれば、電磁負荷１０４は正常に起動されて定常動作に移行する（図６）。また、時刻ｔ５２において過電流原因が解消していないときは、その後、コンパレータ１２８が過電流を検知した時点（すなわち、電流検出回路１１２の出力電圧が基準電圧Ｖｔｈ２を超えていることを検知した時点）で、再度、上述した過電流保護動作が行われ、電磁負荷１０４への通電が遮断される（不図示）。
【００８３】
一方、電磁負荷１０４が断線等により開放故障を生じた場合には、電磁負荷駆動装置１００は、以下のように動作する。
【００８４】
図７は、電磁負荷１０４の開放故障が発生した場合における、電磁負荷駆動装置１００の動作の一例を示す波形図である。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、それぞれ、イネーブル信号入力、制御パルス信号入力、インバータ１３０の出力（すなわち、モニタ信号出力）、コンパレータ１２０の出力、及び電磁負荷１０４への通電電流の、各波形を示す図である。なお、図示横方向は時間を表し、図７（ａ）〜（ｅ）において時間スケールは同じである。
【００８５】
時刻ｔ６０において電磁負荷１０４に開放故障が発生し、通電電流が電流閾値を超えて低下すると（図７（ｅ））、コンパレータ１２０の出力はＬレベルに変化する（図７（ｄ））。これによりインバータ１３０の出力は、図７（ｃ）に示すように、時刻ｔ６０の直前においてＨレベルを出力していたときは、そのままＨレベルを維持する（あるいは、時刻ｔ６０の直前においてＬレベルを出力していたときは、少なくとも次の制御パルス信号の立ち上がり時点でＨレベルに変化する）。
【００８６】
この状態は、電磁負荷１０４の開放状態が解消されて当該電磁負荷１０４に電流が流れるまで維持される。したがって、制御装置１０２は、モニタ信号が所定時間以上にわたってＨレベルとなっていれば、電磁負荷１０４の開放故障が生じたものと判断することができる。この場合、制御装置１０２は、イネーブル信号をＬレベルにしてプリドライバ１３２の動作を停止してもよいし、図７に示すように、イネーブル信号のＨレベルを維持したまま待機するものとしてもよい。後者の場合には、上記開放状態が解消されて電磁負荷１０４に電流が流れ始めれば、電磁負荷駆動装置１００は電磁負荷１０４への通電制御を再開する。
【００８７】
以上説明したように、本実施形態に係る電磁負荷駆動装置１００は、イネーブル信号と制御パルス信号の２つの信号のみを受信することで動作する。そして、本電磁負荷駆動装置１００では、制御パルス信号のデューティ比と信号振幅、及びイネーブル信号を送信して制御を開始してから制御パルス信号を送信するまでの遅延時間を変更することにより、それぞれ、電磁負荷１０４の通電電流の目標値、当該通電電流の目標値からの偏差量とスイッチング損失、及び電磁負荷の起動時のピーク電流値、を変更することができる。このため、本電磁負荷駆動装置１００では、当該装置１００に与える上記２つの信号の基本的なパラメータの変更を行うだけで、電磁負荷を所望の条件で駆動することができる。
【００８８】
より具体的には、本実施形態に係る電磁負荷駆動装置１００では、電流検出回路１１２により電磁負荷１０４に通電されている電流値を示す検出電圧値ＶＡを取得し、装置外部から供給される制御パルス信号の振幅電圧の平均値ＶＢをローパルフィルタにより取得して、上記検出電圧値と上記平均値との加算値ＶＣが所定の基準電圧Ｖｔｈ１となるように、電磁負荷１０４への通電電流がオン・オフされる。このため、アナログ量である電磁負荷の通電電流値をＡＤコンバータ等を用いてデジタル値に変更する必要はなく、簡易な構成で当該通電電流を目標値に制御することができる。
【００８９】
また、上記構成により、電磁負荷駆動装置１００では、当該装置１００に入力する制御パルス信号のデューティ比を変更するだけで、電磁負荷１０４に通電する電流の中心値（目標値）を容易に変更することができる。このような電流目標値の変更機能は、ソレノイド・アクチュエータを電磁負荷１０４としてディザリング動作を行う場合に有用である。
【００９０】
さらに、本電磁負荷駆動装置１００では、上記加算値ＶＣと基準電圧Ｖｔｈ１との大小関係を表す信号（コンパレータ１２０の出力）は、上記制御パルス信号をクロックとするフリップフロップ１２２によりラッチされ、当該フリップフロップ１２２の出力に基づいて、電磁負荷１０４への通電のオン・オフが制御される。このため、本電磁負荷駆動装置１００では、制御対象である電磁負荷１０４の交換や経年変化等により電磁負荷１０４のインダクタンスが変化し制御誤差の大きさが変化するような場合でも、当該装置１００に入力する制御パルス信号の周波数を調整するだけで、スイッチング損失と制御誤差とを所望の値に適応的にバランスさせることができる。
【００９１】
また、電磁負荷１０４への通電をオン・オフするトランジスタ１１０は、自装置外部から供給されるイネーブル信号により動作の実行（開始）／停止が制御されるプリドライバ１３２により制御される。このため、本電磁負荷駆動装置１００では、イネーブル信号によりプリドライバ１３２を動作させて電磁負荷１０４への通電を開始してから、制御パルス信号を入力するまでの遅延時間を調整することにより、起動時の電磁負荷１０４への通電電流のピーク値を、所望の値に制御することができる。
【００９２】
なお、上述した実施形態では正電位を持つ電源ＶｃｃからＧＮＤに向かって電磁負荷に電流を流す構成（ハイサイド構成）としたが、これに限らず、ＧＮＤから負電位を持つ電源に向かって電磁負荷に電流を流す構成（ローサイド構成）とすることもできる。
【００９３】
また、上述した実施形態では、電磁負荷駆動装置１００は、制御装置１０２から制御パルス信号を受信して動作するものとしたが、これに限らず、電磁負荷駆動装置１００内に制御パルス信号を生成するためのパルス発生器を備えることもできる。この場合には、制御装置１０２から電磁負荷駆動装置１００に対し、電磁負荷１０４への通電電流の偏差量の指定情報、及び又は当該通電電流の目標値の指定情報を送信するものとすることができる。電磁負荷駆動装置１００は、制御装置１０２から送信される上記偏差量の指定情報に基づいて上記パルス発生器により発生させるべき制御パルス信号の周波数を決定し、及び又は、上記通電電流の目標値の指定情報に基づいて、当該制御パルス信号のデューティ比を決定することができる。
【符号の説明】
【００９４】
１００・・・電磁負荷駆動装置、１０２・・・制御装置、１０４・・・電磁負荷、１０６・・・駆動システム、１１０・・・トランジスタ、１１２・・・電流検出回路、１１４・・・ダイオード、１１６・・・電圧加算回路、１１８・・・ローパスフィルタ、１２０、１２８・・・コンパレータ、１２２、１２６・・・フリップフロップ、１２４・・・ＯＲ回路、１３０・・・インバータ、１３２・・・プリドライバ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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