(57)【要約】【課題】軽負荷から重負荷までの広い範囲で入力電源の電流高調波の発生を抑制しつつ、広い制御範囲に於いて高い変換効率を達成する。【解決手段】ｎ≧２の構成において、＝１から始まるｎ番目のスイッチＱｎとスイッチの一端に接続されたインダクタンスＬｎと入力電圧を検出する検出器．と出力電圧を検出する検出器と前記の検出器から入力された電圧を用いて各スイッチのＯｎ／ＯＦＦ時間を演算する演算器を備えた制御部と、平滑コンデンサからなるコンバータに於いて、第１のスイッチＱ１の系とその他のスイッチを負荷の状況により切り替え、商用電源に対する電源高調波規制領域に於いて、入力である商用電源からは、商用電源周波数の最低半周期の間の入力インピーダンスが一定と見なせるゲインを有する制御を行うことで電流高調波の発生を抑える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
昇圧型コンバータ様式の力率改善電源装置であって、ｎ＝１から始まるｎ番目のスイッチＱｎとスイッチの一端に接続されたインダクタンスＬｎ及び整流器Ｄｎと、入力電圧を検出する検出器と出力電圧を検出する検出器と前記の検出器から入力された電圧を用いて各スイッチのＯｎ／ＯＦＦ時間を演算する演算器を備えた制御部と、平滑コンデンサからなるコンバータに於いて、検出電圧出力と、制御指令値と実装単位ユニット数の情報を元に、スイッチＱｎ、インダクタンスＬｎ、整流器Ｄｎで構成されるｎ個の単位ユニットの使用個数を変動する電力要求に合わせて、動的に１個、２個、３個と・・・と増減させ、動的に決定されたｋ個の各動作ユニットを、３６０／Ｋ度のズレで動作させる事を特徴とした力率改善装置。
【請求項２】
請求項１の力率改善電源装置であって、その力率改善方法として、整流器Ｄｎに流れる電流がゼロになった時点で次の制御周期に移る、臨界モード制御を用いる事を特徴とする力率改善電源装置。
【請求項３】
請求項１の力率改善電源装置であって、動的に決定されたｋ個の動作ユニットの１番目のユニットの制御周期が終了する前に、ｋ番目までの周期（時間）を演算し、３６０／Ｋ度の位相ズレを実現できる事を特徴とした力率改善電源装置。
【請求項４】
請求項１の力率改善電源装置であって、単位ユニットが交換可能であり、制御部にて制御出力と単位ユニットを対で管理する事で、単位ユニットの増設や、故障した単位ユニットの停止、使用可能単位ユニットとの動的な代替、稼働中の交換（ホットスワップ）が可能である事を特徴とした力率改善装置。
【請求項５】
請求項１の力率改善電源装置であって、Ｎ＋１冗長運転を実現する事を特徴とした力率改善装置。
【請求項６】
請求項１の力率改善電源装置であって、電流検出手段を有する事で、１個の単位ユニットの動作時でしかも軽負荷時には、制御時間が演算時間に対して比較的に余裕がある場合と、無い場合とで力率改善の制御手法を動的に変更する事を特徴とした力率改善装置。
【請求項７】
請求項１の力率改善電源装置であって、軽負荷時等の動作状態を、入力電圧、入力電流、出力電圧、出力電流、制御周期、制御量の全て、若しくは一部の情報を使用し、オンラインの演算若しくは、予め計算、測定によって求めた制御表を元に、制御を行うことを特徴とした力率改善装置。
【請求項８】
請求項１の力率改善電源装置であって、単位ユニットに温度センサーを備え、異常発熱等の温度異常が検出された場合、対象ユニットの停止、動作ユニットの追加などの制御変更が可能である事を特徴とした力率改善装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、電源高調波電流の抑制を意図するコンバータの制御手段に関する。【０００２】  電流高調波の抑制を意図したコンバータは、様々な方法が検討され、商品化がなされている。現在主力の制御方法としては、電流値を計測、負帰還して制御を行う制御が、連続モード制御と呼ばれ大電力用用途に使用されている。
この方式は、制御に使用するインダクタの大きさを比較的小さくできる利点がある反面、制御に掛け算の演算が必要な事、スイッチを強制的にＯｎ／Ｏｆｆさせる為ダイオードに逆回復電流が流れ、ダイオードの発熱や、ノイズ対策に工夫が必要となる事などの不利な点もある。このことから、比較的小電力用途には電流不連続モード（臨界モードを含む）制御を使用することが多い。
電流不連続モード制御では、コイルに流れる電流が零の時間にスイッチをＯｎ／Ｏｆｆさせるので逆回復電流の影響を排除でき、発生するノイズを低減できる。その反面、電流輸送を行わない時間がある等の理由で、大電力を扱う場合にはピーク電流が大きくなり、インダクタンスサイズが大きくなるなど不利な点もある。その中で、臨界モードは電流が零になった瞬間にスイッチのＯｎ／Ｏｆｆを行う制御方式で、電流連続モードと不連続モード（以降、ＤＣＭと記載する）の境界であり、前出の２つの制御と異なる制御方式として取り扱われる。昨今では臨界モード（以降、ＢＣＭと記載する）制御を用いて大電力を扱う様々な方法論が検討されている。【０００３】  先に述べたように、大電力を扱う力率改善コンバータに於いては、連続モードを使用したコンバータが多用されている。しかしながら、要求電力が大型化するにつれ、ノイズなどの問題点の克服が困難になってきている。この対処方法として、新素材であるＳｉＣを使用したダイオードの利用等が提案されている。しかしながら、従来のＳｉ半導体に対してコスト高であるという問題も残っており、従来の手法を駆逐するまでには至っていない。また、最大電力要求の肥大化によって、電力の制御範囲も拡大しており、従来の制御方法の延長では小電力時の効率が悪化するなどの問題も存在する。【０００４】  連続モード制御での問題点を克服するため、ＢＣＭ制御を、２相化制御（インターリーブ制御）と併用し大電力コンバータに利用する検討がなされている。これは、シリコン半導体の技術革新に伴い、スイッチング素子の著しい価格低下がなされている昨今、スイッチング素子の並列使用に対するコスト増加は、許容範囲と考えられる様になってきた為である。現在では高調波抑制用コンバータに於いて、大電力を扱う場合には、スイッチを２個使用するインターリーブ方式の力率改善コンバータ（ＰＦＣコンバータ）が用いられるようになり、現在では多種多様の制御ＩＣが販売、検討がなされている。【０００５】  特許文献１では、スイッチ数の増加に伴うコストアップに対し、制御手法を改善し、使用コイルの簡素化や位相を決定するコンデンサのバラつきの抑制、制御ＩＣの端子数低減による従来品単相用ＩＣと同じパッケージを使用する等の手法で、コストを低減する手法が提言されている。特許文献２では電圧、電流を検出する事により、制御対象に出力する信号を切り替えて、要求される制御範囲の拡大を達成する手法が提案されている。特許文献３に於いては、制御方法によっては多相方式に問題となる使用素子の性能のバラつきを調整する手段、特許文献５には、多相方式の位相のずらし方について提案がなされている。特許文献４に於いては、制御対象領域拡大に伴い懸念される、軽負荷時の制御性、効率の改善手法に関しいて提案がなされている。動的切り替えに関しては、特許文献２に、電流量の増減による相数の切り替え方法が記載されている。但し動的に単位ユニットをＯｎ／Ｏｆｆさせてはいるが、制御対象数が変化した場合の位相関係を調整する方法に関しての記載は見当たらない。文献の中では米国の特許も参考引用されているが、電流情報を元に位相関係を決定する手法が述べられているに過ぎない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−２２６８８８号公報
【特許文献２】特開２０１０−２３３４３９号公報
【特許文献３】特開２０１２−２１０１４５号公報
【特許文献４】特許４９９２２２５号
【特許文献５】特開２００６−２０４００８号公報
【特許文献６】特開２０１０−１０４２１８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】  本発明では、制御対象領域拡大に伴う諸問題の解決をしようとするものである。【０００８】  一般的な解決策として、電流連続モードを採用した力率改善コンバータを採用し、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式が採用される事が多い。ＰＷＭ方式を採用した場合、位相関係を保ちながら多相制御する事は比較的簡単である。しかしながら、ノイズ対策、ダイオードの発熱対策に多くの時間とコストをかける必要に迫られる場合が多く、決定的な解決法とは言い難い。一方、ＢＣＭ制御の力率改善制御ユニット（以降ＰＦＣと呼ぶ）に於いても２相化制御による大電力化が成されている。但し、入力電源が正弦波で有るが故に、制御方法が周波数変調方式（ＰＦＭ）を基調とした変調になるので、多相化による大電力対応は、各相の位相関係を的確に制御する事に難点がある。【０００９】  図２は一般的なＢＣＭ方式のコンバータを３相の場合として記載した図である。Ｌ２、Ｌ３の各インダクタには補助巻線があり、その一端は制御部に接続されているが、Ｌ１と同様な構成になるのでこれも省略した。一般的なＢＣＭモードのコンバータの場合には、各インダクタに補助巻線が必要なことからわかる様に各インダクタの電流を検出する手段が備えられている。特許分文献５はその一例である。特許文献５によれば、各スイッチのソース電流を検出し、その出力と整流ダイオードの電流を検出する手段によって位相関係を構築する手法が述べられているが、検出が各インダクタ、スイッチ、ダイオードで構成される回路（以降単位ユニットと呼ぶ）毎に必要とされ、回路構成が複雑になってしまう。またカスケード接続である為に、遅延時間の蓄積等が危惧される。ＢＣＭ制御では、入力電圧と、出力電圧の関係から、電圧の負帰還によって与えられる時間と、周期の関係が大きく変化するという特徴があるので、遅延時間の蓄積は、リプル電流の増大という新たな問題を生じてしまう。一般的に、ＰＦＣは、ワールドワイド環境で使用されることが前提になっているため、入力電圧範囲はＡＣ９０Ｖ〜２６４Ｖといった広い入力電圧変動範囲に対応する事が要求される。この為、１周期におけるスイッチのＯｎ時間の割合を示す、ＯｎＤｕｔｙが数％から９０数％迄変動し、商用電源の周波数の１波長内でも制御周波数は大きく変動する。【００１０】この様な周波数変動があるため、多相化した場合の位相関係の的確な制御が難しいことは想像に容易い。位相関係が的確に制御できない事は、先に述べた電流リプルの制御が出来ない事を意味する。【００１１】図３は均等に位相をずらした場合の電流波形例である。各相の位相が正しくコントロールされている場合、合成電流（最上位の折れ線）はリプル分が少なく制御されており、周波数も高くなるのでフィルタで除去する事も容易である。図４は３相の悪い場合である。ＯｎＤｕＴｙが５０％の場合で、前の相のスイッチがＯＦＦになるタイミングで次の相をＯｎした場合、ＢＣＭ動作であるので、図の様にＱ１とＱ３が同じタイミングでＯｎ、Ｏｆｆを行う可能性がある。その場合には、入力電流の不均衡が発生してリプル分を増大させてしまう。逆にＯｎＤｕｔｙが小さい場合には、Ｏｎする時間が周期の前半に偏ってしまう可能性がある。これでは、多相化制御を実現したとしても、入力のＡＣフィルタにかかる負担の低減や、出力電流リプルの低減効果などが期待できなくなり、多相化する利点が生かせなくなってしまう。【００１２】この様な理由で、各相の位相ズレを正しく決定する事が理想的であるが、基準となる周期が終了しない状況で、次のユニットの位相を決定する事は出来ない。つまり、必ず周期遅れの制御となってしまう。特許文献６にて、Ｏｎ時間、Ｏｆｆ時間のタイミング信号を作成する手法が提案されているが、キャパシタへの充電によってタイミング信号を発生させるため、この方式では周期開始時点で正しい周期を知ることは出来ていない。この様に、ＢＣＭは周波数変調方式であるため、複数個、例えばｎ個（ｎ≧２）の単位ユニットを使用する場合に精度よく３６０／ｎの位相差で制御する事は難しい。特に電流がゼロになる時間を計測する事によってＢＣＭを行う場合、事前情報から周期を検出する事は不可能である。また、動作させる単位ユニットが（１相→２相→３相）の様に動的に変化する場合には、相数変化に対応出来うる制御回路を実現する事は非常に難しく、回路が複雑になってしまう。【００１３】また、制御範囲を拡大すると、軽負荷領域での効率悪化が問題となる場合が多い。これは、大電力を扱うため、回路の肥大化や、トランスの励磁電流の増大等が原因とされる。
【課題を解決するための手段】
【００１４】前記の問題を、本発明では数値演算可能である制御部（例えばＤＳＰマイコンのような集積化ＩＣ）を使用する事で解決しようとするものである。
本発明は、臨界モードを含む電流不連続モードを、位相をずらした多相方式をと組み合わせる事で、大電力用ＰＦＣを実現する。制御範囲拡大に対応する手段として、単一クロック（同期周波数）を使用したタイミング発生回路を使用し、多数のスイッチを同期させつつ、負荷の状態を考慮しながら多数個のスイッチをＯｎ／Ｏｆｆさせる。本発明では、オフラインの切り替えではなく、（１相→２相→３相）の様に動的に単相から多相に遷移させることを特徴とする。
また、各スイッチに対しては、同一基準クロックを使用したタイミングを使用する事で、位相制御値からのずれを極小にする事が可能となる。この時間的なズレは数ｎｓといったレベルの基準クロックを利用するため、信号伝達による遅延よりも小さく、位相ズレの指令値を極小にする事が可能となる。本発明を用いる事で、入力の電流リプルを小さく抑えることが可能となり、結果として入力のノイズフィルタを小さくする事、平滑コンデンサの電流リプルによる内部発熱の減少等が可能となる。また、制御には、数値演算可能なユニット、高速クロックのカウンターユニット、高速Ｄ／Ａ変換器を備えた集積ＩＣを使用する。これは、ＦＰＧＡのようなロジック回路用ＩＣでも良いし、ＣＰＵと前記の周辺回路を内蔵した、１チップマイコンと呼ばれる集積ＩＣでも良い。
【発明の効果】
【００１５】  本発明によれば、複数個のスイッチ及びインダクタ、整流素子及び、制御ユニットを用いる事で、ノイズ対策の行い易いＢＣＭ制御を含む電流不連続モードを利用した、広制御範囲の力率改善コンバータが構成できる。【００１６】  本発明の特徴としては、単相→２相→３相と使用する相数を動的に変化させた場合、使用する相の数（ｎ）に応じて３６０／Ｋ度の位相ズレを実現できる事にある。
請求項１の発明によれば、扱う電力容量が大きく成るにつれて増加する諸問題の解決が期待できる。大電力容量用の力率改善コンバータに於いて、単相制御の場合に必要となる大電力用のスイッチ、インダクタ、整流素子の代わりに、市場流通量の多い汎用品を多数個使用する事が可能であるので、部品選定が容易になる。また、部品選定が容易となるので、要求範囲毎の適切な設計と使用部品の選定自由度が高くなり、高変換効率なコンバータの設計が可能になる。
またこの発明によれば、小容量から中容量の負荷変動範囲内では、大電力用途の部品を使用した場合と比べて、汎用部品を使用したコンバータの変換効率を高く設計できる。これは、負荷容量が小さい場合には単相で動作し、軽負荷時に無駄な電力を消費する事無くコンバータを動作させる事で実現する。
またこの発明によれば、位相ズレを制御できる事で入力電流の電流リプルを小さくすることが可能になる。この効果により、入力部に小型フィルタを使用する事が可能になる、また、許容電流リプル内であれば、使用部品の精度（例えばインダクタンス値）要求を低く設定できる。
またこの発明によれば、動的に相数を変更する事で、電力変換に必要な変調領域（周波数範囲）を狭くすることができる。熱設計に関しても、コンバータで発生する熱源を分散する事になるため、個々に発熱が分散されるため、発熱の集中が回避でき、熱設計が容易になる。【００１７】請求項２の発明によれば、整流器に流れる電流がゼロになるタイミングで制御を行う臨界モード制御の手法を用いる事で、回路に流れる電流の急激な変化を緩和する事が可能となり、それによって発生する電磁ノイズの低減が可能になる。また、スイッチの動作時に発生するスイッチングロスを低減できる。【００１８】請求項３の発明によれば、動的に変動する相数を変化させつつ多相のスイッチを同期させた状態で制御可能になる。これは、デジタル回路の非同期回路でみられる、回路間の遅延の発生と同様な状況となる事を回避し、遅延によるノイズ（リプル電流）の増加を抑制する効果が期待できる。【００１９】請求項４の発明によれば、故障時に、システム全体を停止する必要なしに故障部品を交換する事が可能であり冗長運転が行い易くなる。また、演算ユニットの管理情報を変更する事で、対応負荷変動範囲を変更し、単位ユニットの増設によって補える負荷変動範囲の拡大が可能になり、初期段階で意図していなかった負荷の増大にも対応が易しくなる。【００２０】請求項５の発明によれば、Ｎ＋１冗長運転から、故障時に１ユニット停止しＮ個での運転に変更する際に、３６０／（Ｎ＋１）から３６０／Ｎ度の位相ズレに変更可能である。この特徴により電流リプルの増加を抑制する事が可能となるので、電解コンデンサの負担を最小限に抑えることが可能になる等の、高い信頼性を確保できる。【００２１】請求項６の発明によれば、動的に制御方法を切り替える事が可能なので、比較的演算速度の遅い演算ユニットの仕様が可能になる。これは、臨界制御の問題点として上げられる。軽負荷時に発生する制御周期の高速化に対する解決策となる。演算のみの対応では、演算ユニットに対する処理速度の高速化が必要となり、演算ユニットの発熱、消費電力の増加によりコンバータの変換効率の低下をもたらす。また高速演算ユニットは高価である。よって、演算速度の遅いユニットが使用できることは、コンバータの変換効率アップ及び、コストダウンを可能にする。【００２２】請求項７の発明によれば、演算速度の比較的遅い演算ユニットが使用できる事になる。演算時間が必要な制御内容で、オフラインにて予め対応表などが作成できる内容に関しては、入力条件を参照して、制御量を対応表（ルックアップテーブル）を参照して導き出す事で実現する。
入力電力が７５Ｗを超過するまで、高調波電流の規制対象外である事を積極的に利用して、対応表を利用した効率重視の制御を使用するなど、軽負荷時の変換効率の改善が実現できる。【００２３】請求項８の発明によれば、使用環境の変化による周囲環境の温度上昇があっても、ユニット毎の供給電力を抑えながら
使用相数を増やすことで可能となる。空調機などの故障時に、使用周囲温度が変化しても、単位ユニットの使用可能温度範囲内で使用し続ける事が可能になり、信頼性を増すことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】図１は本発明の実施方法を示した説明図である。（実施例１）
【図２】図２は従来の実施方法を示した説明図である。
【図３】図３はＮ＝３の理想的な位相関係の場合の各相とその合成電流を示した説明図である。
【図４】図４はＮ＝３の位相関係が崩れた場合の各相とその合成電流を示した説明図である。
【図５】図５は制御部に使用する集積化ＩＣの内部構成の一例である。
【図６】図６はボトムスキップ時の電流と、スイッチのドレイン電圧の例である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】  以下に、この発明に係る電源装置の好適な実施形態を、図面と参照しつつ詳細に説明する。なお実施の形態によりこの発明が限定されるものではなく、また、実施例の形態中で説明されている特徴の組み合わせ全てが発明の解決手段に必要であるとは限らない。また、下記実施の形態における構成要素には、当事者が容易に想定できるものまたは実質的に同一なものが含まれる。
【実施例１】
【００２６】  図１は、本発明装置の１実施例である。交流電源１と交流電流を脈流電流とする整流器と入力電圧を分圧し制御部の入力電圧範囲に調整する抵抗１（３）と抵抗Ｒ２（４）と、出力電圧を制御部の入力電圧範囲に調整する抵抗Ｒ３（５）と抵抗Ｒ４（６）と、コンバータの負荷７と、入力電圧と出力電圧とを入力としスイッチのＯｎ／ＯＦＦを制御する制御部８と交流電源にノイズが戻らない様にするためのフィルタ９で構成されている。図中のインダクタＬ１は、ｎ１の主巻線のほかに補助巻線ｎ２も記載されているが、Ｌ２、Ｌ３と同様に補助巻線がなくてもよい。また制御部８には、数値演算可能なユニット４１、高速クロックのＰＷＭユニット４３、高速Ｄ／Ａ変換機４４、アナログコンパレータ４５などを備えた集積ＩＣを使用する。これは、ＦＰＧＡのようなロジック回路用ＩＣでも良いし、ＣＰＵと前記の周辺回路を内蔵した、１チップマイコンと呼ばれる集積ＩＣでも良い。図５は制御部に使用する集積化ＩＣの一例である。【００２７】  本発明では、軽負荷（規制では７５Ｗ以下）を除く負荷領域に於いて、電源高調波に対する規制を満足する必要がある。ＢＣＭでコンバータを動作させた場合には、電源高調波規制を満足するコンバータとなる事が知られており、大電力用途以外のコンバータに一般的に使用されている。これは、交流電圧の周期内でスイッチをＯｎとしている時間を一定にし、かつ、スイッチをＯＦＦした後、インダクタに流れる電流が零になった時点で再度スイッチをＯｎにするという繰り返し動作をする事で、入力電圧に比例した電流が流れることが実証されているので、比較的簡単に規制値満足できる方法として多用されている。次に本発明の力率改善制御について説明する。【００２８】インダクタに流れる電流は、スイッチをＯｎしている時間にインダクタンス値に比例した電流が流れる。この電流を後段の平滑コンデンサに貯め、負荷に供給する。入力電圧値をＶｉ（Ｖ）、インダクタンスのインダクタンス値をＬ（Ｈ）、スイッチをＯｎしている時間をＴｏｎとした場合、インダクタへの充電電流ΔＩｏｎは、次式（１）のようになる。
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Ｔｏｎは負荷によって決定する時間である。インダクタンスからの出力電流ΔＩｏｆｆは次式（２）のように表せる。
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ここでは、出力電圧をＶｏ（Ｖ）、放電時間をＴｏｆｆとしている。図１の中では、出力電圧は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧した電圧を検出するため、出力電圧検出点に対しては、ダイオードの順方向電圧降下分Ｖｆを含める必要があるが、しばらくは、これを考慮せず議論する。高調波電流対策のためには、ＢＣＭで制御する必要がある。ＢＣＭ制御である条件は、ダイオードに蓄積された電流と放電する電流が一致する事により満足される。よって次式（３）を満足すればよい。
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この時の１周期はＴｏｎ＋Ｔｏｆｆであるので、スイッチのＯｎ／Ｏｆｆの周期Ｔｐｆｍは
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である。（１）式よりΔＩｏｎはＴｏｎの関数なので、（４）式は、さらに（５）式として書き換えることができる。
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よって、入力電圧と出力電圧を検出し、四則演算を行う事で、周期（Ｏｆｆ時間）が計算可能である。【００２９】  このＴｐｆｍを演算によって求められ点は極めて重要であり、本発明の骨格をなしている。スイッチのＯｎ時間は負荷の状況によりフィードバック演算結果で決定するが、Ｔｏｎを決定した時点で、演算によりＴｐｆｍ予測し、その予測を元に電源高調波を抑えながら負荷変動を負帰還により安定化する制御手法は、予測制御であり、従来のアナログ制御とは本質的に異なる点である。【００３０】前記の計算式を使用し、周期を演算により求め、Ｏｎ時間の指令と共に周期迄決定して制御可能であるため、２相、３相といった相数が動的に変化する場合であっても、簡単に相数を変化させながら制御する事が可能となる。そして、軽負荷時には、電流不連続モードで動作させることも可能である。無論、ＢＣＭでの動作を含むものとする。本方式であれば、多相（例えば３相）から単相への制御に移行する事も簡単である。【００３１】本発明のコンバータは、制御部８に内蔵されている高速クロックのＰＷＭユニット４３の数により、使用する相の数は制限される。現在では、６個のＰＷＭユニットで３相フルブリッジの構成を実現する１チップマイコンＩＣが多数市販されている。よって、２ＫＷ程度までの電力は、簡単に供給可能となる。また、ＦＰＧＡの使用や、外部にＰＷＭユニットを追加する事により簡単に相数の拡張可能である。この様に多数本のＰＷＭが出力可能であるので、Ｎ＋１冗長運転に際しても容易に実現可能である。
【実施例２】
【００３２】  本発明の実施例１において、単相制御をより単純化する事により、性能の向上が期待できる。式５の計算は、単純な計算式であるが、割り算を使用しているため、数値演算の場合には、計算時間が必要となる。この割り算を、高速で行う必要が無い制御を導入できる事は極めて重要である。昨今の１チップマイコンと呼ばれる演算ＩＣは、以前に比べると高性能になってきているが、積の計算に数クロックを要する場合も多く、ＤＳＰと呼ばれる高性能ＩＣでないと１クロックで演算を終了させることが困難な場合がある。そして、割り算に関しては、ほとんどの場合１クロックで演算が終了する事はない。２０ＭＩＰＳの性能のＣＰＵでも、割り算に２０マシンサイクルが必要だとすれば、演算に約１μ秒かかることになる。これは、１００ｋＨｚの周波数の１０％になり、決して短い時間とは言えない。この様に割り算を使用する場合には、高速周波数で高速演算させる必要があるが、高速演算させるにつれ、消費電力が増加してしまい、消費電力削減のため、ＩＣの消費電力が増加するという隘路を生じてしまう。この理由により演算量の少ない方法を採用し、基本クロックのあまり高速でないＩＣが使用可能であることは、電源ユニットの演算部用ＩＣにとって重要な事である。問題なのは、先に述べた性能の要求に反して、ＢＣＭの場合、軽負荷時に制御周波数が高くなる制御方法を使用するために、数値演算による制御では、より高速な演算が必要とされる事である。【００３３】そこで本発明では、図１のように、第１の単位ユニットには、例えば電流検出巻線の様な電流を検出する手段を設置する。これは、軽負荷時には、必要とされる電力量が少なくなるため、Ｏｎ時間が短く、結果として制御周波数が高くなってしまうというという問題点を解決する手段の一つである。
この例は、演算ＩＣに内蔵されたコンパレーターを割り込みリソースに使用し、周期タイマーをクリアする手法を用いて、従来のアナログＩＣと同等な制御を可能とする事で、演算負荷低減により、演算時間を確保しようというものである。これにより軽負荷の場合は、自動検出、負荷の増加に伴って、制御周波数が低下した後に演算による制御に変更、と制御を変更でき、演算時間に余裕を確保する事が可能になる。この考え方を用いる事で、必要以上に高性能な演算性能をもつＩＣを使用する必要がなくなる。
軽負荷時は、単相とし、予め決定された条件を満たした後に多相へと変化させる。負荷要求が多くなる多相制御時には、一定以上のスイッチＯＮの時間が要求されるので、２相以上の構成の場合は、スイッチの繰り返し周期は、必要な演算時間に対し、十分長くする事が可能となる。【００３４】本発明における、ＢＣＭ動作を達成させる手法として、計算によりスイッチングのタイミングを予測する事で、軽負荷時にパルススキップ動作が可能になる。ＰＦＣの設計において、インダクタの設計は制御可能範囲を決めるに際には、重要なパラメータとなっている。
出力電力をＰｏｕｔ、コンバータの変換効率を  η、インダクタ値をＬ、入力電圧の実行値をＶｒｍｓとすると、スイッチをＯｎとする時間をＴｏｎとすると
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この式より、制御範囲を拡大する場合には、Ｔｏｎの変動幅を広くするか、インダクタンス値を小さく設計するかを選択する必要がある。
多相制御は、このＬを、並列に設置する事で、等価的に小さな値にする事になる。Ｔｏｎに関しては、コンバータの磁歪や小型化の観点から可聴周波数以上の２０ＫＨｚ以上で、総合的に考え１００ＫＨｚ程度で使用するのが望ましく、その点を踏まえてインダクタンス値を選択するのが一般的である。そのため、制御範囲の広いコンバータは、小さな値のインダクタを選択する事になり、結果として軽負荷時に周波数が非常に高くなってしまう。これを回避するため、ＢＣＭ動作を諦めて単純なＰＷＭによる制御をすると、電流の高調波が発生してしまい、高調波抑制規格を満足できない状況が発生する。これは、電流がゼロになる過程でスイッチの寄生容量とインダクタンスで共振現象が発生し、意図していない電流が流れるためである。この問題を回避する為には、共振電流がゼロになる点で、しかも商用電源の半周期にわたり同一条件でスイッチのＯＮ／ＯＦＦを行えばよい。スイッチの寄生容量とインダクタンスの部分共振現象は、共振周波数を持つので、この共振周波数と、計算により求めた周期を足し合わせることにより、共振パルスをスキップした制御が可能となる。共振パルスをスキップする必要があるのは、単相で、しかも軽負荷時である。よって、先の電流検出手段との組み合わせにより、演算量を減らすことも可能である。
具体的には、数回のスイッチングに対して周期を計算し、共振周波数を加えたパルス信号をスイッチのＯＮ／ＯＦＦ信号に同期して発生させ、周期信号で電流検出巻線の入力信号にマスクをかける事で、ボトムスキップ（パルススキップ）が可能となる。図６はボトムスキップ時の電流と、スイッチのドレイン電圧の例である。このパルスは部分共振の共振周波数で決まる周期で発生するので、この波形のボトム（底）をスキップする事で、等価的に周波数を低くでき、軽負荷時に効率を上げることができる。この方法であれば、ＯＮ／ＯＦＦ毎に演算を行う必要がない為、演算時間に余裕が生まれる。また、実際のパルススキップ動作は、共振信号の発生タイミング（図中ゲートマスク信号）で行われるので、演算の制度は、比較的粗い制度でよい。【００３５】  本発明の図１では、ドレイン電流検出巻線を記載した例を記載したが、過電流検出用の抵抗を利用した、電流検出方式を用いてもよい。この場合でも、単相時のみゼロ電流を検出すれば良く、効率よくＢＣＭ動作が可能となる。また、規格を満足する範囲内で、効率重視の思想で単純なＰＷＭ制御等を使用してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３６】  本発明によれば、軽負荷から重い負荷まで広範囲な制御領域に於いて効率よい力率改善コンバータの提供が可能になる。本発明の重要な点は、負荷要求の仕様変更があっても、インダクタ、整流ダイオード、スイッチの基本的なモジュールを増減させることにより対応可能となる事である。これは、部品の共通化に大きく貢献し、設計変更に要する時間短縮、資材の調達が簡便になるなどの利点をもたらす。
【符号の説明】
【００３７】１    交流電源
２    整流ダイオード（ダイオードブリッジ）
３    入力分圧抵抗Ｒ１
４    入力分圧抵抗Ｒ２
５    出力分圧抵抗Ｒ３
６    出力分圧抵抗Ｒ４
７    負荷
８    制御部
９    平滑コンデンサ
１１  インダクタＬ１
１２  スイッチＱ１
１３  整流ダイオードＤ１
２１  インダクタＬ２
２２  スイッチＱ２
２３  整流ダイオードＤ２
２４  インダクタＬ２（補助巻線付）
３１  インダクタＬ３
３２  スイッチＱ３
３３  整流ダイオードＤ３
３４  インダクタＬ３（補助巻線付）
４１  数値演算ユニット（ＤＳＰ  Ｅｎｇｉｎ等）
４２  汎用Ｉ／Ｏ
４３  高速ＰＷＭユニット
４４  高速ＡＤコンバータ
４５  高速アナログコンパレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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