(57)【要約】【課題】電力変換装置の直流電圧制御装置において、偏差ｄｖを減らしつつ、負荷電流変動があった場合でも直流電圧の変動を抑制する。【解決手段】電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｍｄ（ｓ）と電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）との偏差に基づきＰＩ演算部２で電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）を生成し、電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）に基づいて電流制御部ＡＣＲにおいて電圧指令値Ｖｃｍｄ（ｓ）を生成し、電圧指令値Ｖｃｍｄ（ｓ）に応じてＰＷＭ制御部ＰＷＭを介してコンバータＣＮＶの出力電圧Ｉｏ（ｓ）を制御する。ローパスフィルタ５で電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）を疑似微分する。電流推定部３で、電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）にコンデンサＣ１，Ｃ２の合成静電容量Ｃ（ｓ）を乗算して微分および擬似微分を行って電流推定値を推定する。ローパスフィルタ５の出力と電流推定部３の出力の偏差を外乱推定値Ｄ＾（ｓ）として電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）に逆極性に重畳する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を直流に変換するコンバータと、直流を交流に変換して負荷に電力を供給するインバータと、を接続する直流回路に２つのコンデンサを接続した電力変換装置において、電圧指令と直流回路の電圧検出値との偏差に基づきＰＩ演算部で電流指令を生成し、電流指令に基づいて電流制御部において電圧指令値を生成し、この電圧指令値に応じてＰＷＭ制御部によりコンバータの出力電圧を制御する電力変換装置の直流電圧制御装置であって、
前記電流指令を疑似微分するローパスフィルタと、
前記直流回路に設けられた２つの電圧検出器から出力された電圧値を平均化した電圧検出値に２つのコンデンサの合成静電容量を乗算して微分し、微分後に高調波を抑制する擬似微分を行って電流推定値を推定する電流推定部と、を設け、
前記ローパスフィルタの出力と電流推定部の出力の偏差を外乱推定値として前記電流指令に逆極性に重畳することを特徴とした電力変換装置の直流電圧制御装置。
【請求項２】
前記電流制御部の入力側にリミット回路を有し、リミット回路の入出力の差信号にゲインを乗算した値を前記ＰＩ演算部へフィードバックし、前記電圧指令と前記電圧検出値との偏差と、差信号にゲインを乗算した値と、の偏差に基づき積分演算を行うことを特徴とした請求項1記載の電力変換装置の直流電圧制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いた電力変換装置の運転方法に係り、特に直流電圧制御の外乱応答制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来の電力変換装置における主回路の一例を示す概略図である。図１に示すように、電力変換装置は、系統電圧にリアクトルＬを介して接続されるコンバータＣＶと、交流電動機Ｍ側に接続されるインバータＩＶと、コンバータＣＶとインバータＩＶの間の直流回路に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、を備えている。ここで、コンデンサＣ１の静電容量をＣ１［Ｆ］，端子電圧をＶｄｃ１［Ｖ］とする。また、インバータＩＶ用のコンデンサＣ２の静電容量をＣ２［Ｆ］，端子電圧をＶｄｃ２［Ｖ］とする。電力変換装置はＰＷＭ制御を用いて制御されるものとし、ＰＷＭのキャリア周波数をＦｃ［Ｈｚ］とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−１５３９７８号公報
【特許文献２】特願２０１２−３５７０１号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図１に示すように負荷がインバータＩＶ，電動機Ｍで構成されている場合、電動機Ｍの出力が急変すると直流電圧，入力電流も変動する。その変動時、電力変換装置の過電圧保護や過電流保護などの保護動作が働いて動作が停止する恐れがある。特に、電動機Ｍが回生動作する場合、直流電圧および入力電流が上昇する。回生動作など負荷が大きく変動するような用途で使用したい場合、直流電圧を外乱に対して制御できないと、正常に使用できない。また、直流の電流検出は、取り付けによってはセンサの発熱などの影響によって取り付けが困難であるため、直流の電流検出が不可能な場合がある。
【０００５】
よって、電力変換装置においては、直流回路に電流検出器を設けることなく直流電圧における外乱の影響を小さくして動作させたい。特許文献１には直流電圧から直流電流を推定して動作させる機構が開示されているが、これは電力変換装置が意図して動作させている電流やＰＷＭによって発生している電流振動も含めて再現させてしまうため、電圧制御器のゲインを上げることが出来ない。
【０００６】
また、特許文献２には電力変換装置が意図して動作させている電流を除いて外乱のみ推定する方式が開示されている。この特許文献２の方式では直流回路の電圧検出値を用いて外乱推定値を推定しているが、コンバータＣＶとインバータＩＶを組み合わせた構成の場合、各々にコンデンサＣ１，Ｃ２を持ち，直流部をつなぐ配線には特性インピーダンスＺ（ｓ）が存在する。特性インピーダンスＺ（ｓ）は微少であるが抵抗やインダクタンスが存在する。これらは無駄時間や周波数応答特性があり、特許文献２の方式ではこれを考慮していないため、外乱推定値の高周波帯域に誤差が入り安定しない恐れがある。
【０００７】
ここで、コンバータＣＶ側の直流電圧Ｖｄｃ１とインバータ側の直流電圧Ｖｄｃ２について以下のように仮定する。
【０００８】
Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ１＋ｄｖ
特許文献２では、直流回路における電圧検出部が一つしかないため，必ず偏差ｄｖを持った補償量となる。偏差ｄｖを小さくすれば精度が向上するが、偏差ｄｖを無くすためには特性インピーダンスＺ（ｓ）を求める必要がある。しかし、配線の特性インピーダンスＺ（ｓ）は、配線が金属導体の場合、金属導体の形状が複雑になることが多いため、装置ごとに推定するのは困難であった。そこで、偏差ｄｖを減らしつつ、簡易的に精度を上げる方法が求められる。
【０００９】
以上示したようなことから、電力変換装置の直流電圧制御装置において、偏差ｄｖを減らしつつ、負荷電流変動があった場合でも直流電圧の変動を抑制することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、交流を直流に変換するコンバータと、直流を交流に変換して負荷に電力を供給するインバータと、を接続する直流回路に２つのコンデンサを接続した電力変換装置において、電圧指令と直流回路の電圧検出値との偏差に基づきＰＩ演算部で電流指令を生成し、電流指令に基づいて電流制御部において電圧指令値を生成し、この電圧指令値に応じてＰＷＭ制御部によりコンバータの出力電圧を制御する電力変換装置の直流電圧制御装置であって、前記電流指令を疑似微分するローパスフィルタと、前記直流回路に設けられた２つの電圧検出器から出力された電圧値を平均化した電圧検出値に２つのコンデンサの合成静電容量を乗算して微分し、微分後に高調波を抑制する擬似微分を行って電流推定値を推定する電流推定部と、を設け、前記ローパスフィルタの出力と電流推定部の出力の偏差を外乱推定値として前記電流指令に逆極性に重畳することを特徴とする。
【００１１】
また、その一態様として、前記電流制御部の入力側にリミット回路を有し、リミット回路の入出力の差信号にゲインを乗算した値を前記ＰＩ演算部へフィードバックし、前記電圧指令と前記電圧検出値との偏差と、差信号にゲインを乗算した値と、の偏差に基づき積分演算を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、電力変換装置の直流電圧制御装置において、偏差ｄｖを減らしつつ、負荷電流変動があった場合でも直流電圧の変動を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】電力変換装置の主回路の一例を示す概略図。
【図２】実施形態１における直流電圧制御装置を示す概略図。
【図３】実施形態２における直流電圧制御装置を示す概略図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本願発明に係る電力変換装置における直流電圧制御装置の実施形態１，２を図１〜図３に基づいて詳述する。
【００１５】
［実施形態１］
本実施形態１における電力変換装置の主回路は図１と同様とする。なお、コンデンサＣ１，Ｃ２の位置にはそれぞれ電圧検出器（図示省略）が設けられ、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２を検出する。
【００１６】
本実施形態１における電力変換装置の直流電圧制御部を図２に示す。説明の簡略化ため、図２ではラプラス変換後のｓ領域で記述している。
【００１７】
まず、電圧制御は以下のように行われる。コンバータＣＶに対する電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｍｄ（ｓ）は減算部において電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）との差演算が行われて差分がＰＩ演算部２に入力される。ＰＩ演算部２は、Ｋｐの比例ゲインを有する比例演算部２１と積分時定数をＴｉとした積分手段２２によって構成され、電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）を演算する。算出された電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）に基づき、電流制御器ＡＣＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）において電圧指令値Ｖｃｍｄ（ｓ）が演算される。この電圧指令値Ｖｃｍｄ（ｓ）に基づきＰＷＭ制御部ＰＷＭにおいてコンバータＣＶを制御し、コンバータＣＶから出力電流Ｉｏ（ｓ）を出力してコンデンサＣ１，Ｃ２を充電する。
【００１８】
コンデンサＣ１，Ｃ２は出力電流Ｉｏ（ｓ）に外乱Ｄ（ｓ）が加算された電流にて充電される。この出力電流Ｉｏに外乱Ｄ（ｓ）が加算された電流を、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量Ｃ１（ｓ），Ｃ２（ｓ）で除算すると、コンデンサＣ１，Ｃ２に充電された電圧Ｖｄｃ１（ｓ），Ｖｄｃ２（ｓ）となる。本実施形態１では、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子電圧Ｖｄｃ１（ｓ），Ｖｄｃ２（ｓ）をそれぞれ電圧検出器で検出して加算し、除算器４において２で除算して平均化した値を電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）とする。この電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）はＰＩ演算部２の入力側にフィードバックされ、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｍｄ（ｓ）との差演算に用いられる。
【００１９】
符号３は電流推定部で電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）を入力して電流推定値を推定する。
【００２０】
符号５は、電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）を入力とするローパスフィルタである。このローパスフィルタ５の出力と電流推定値の偏差分を外乱推定値−Ｄ＾（ｓ）として電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）に加算する。
【００２１】
上記の構成で、電力変換装置が回生動作する場合の外乱Ｄ（ｓ）について考えると、コンデンサＣ１，Ｃ２に流れるエネルギーは電流なので外乱Ｄ（ｓ）も電流とする。よって、外乱Ｄ（ｓ）は出力電流Ｉｏ（ｓ）に重畳されると仮定できる。ここで、下記（１）式であることを考慮し、コンデンサＣ１，Ｃ２の合成コンデンサの静電容量をＣ［Ｆ］とすると直流電圧Ｖｄｃ（ｓ）は近似的に下記（２）式で表現される。
【００２２】
【数１】
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【００２３】
ここで，直流電圧検出値をＶｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）とすると、下記（３）式となる。
【００２４】
【数２】
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【００２５】
本実施形態１では、直流回路に電圧検出器を２つ設けることで配線の特性インピーダンスＺ（ｓ）によって生じる偏差ｄｖを半分にしている。
【００２６】
本実施形態１では、この直流回路における電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）を用いて、まず直流電流に変換し、外乱発生前後の状態から外乱（電流）Ｄ（ｓ）を推定するものである。
【００２７】
電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）を出力電流Ｉｏへ変換するには２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の合成静電容量Ｃを乗算して微分すればよい。ただ、そのまま微分すると外乱Ｄ（ｓ）が増幅する恐れがあるため、電流推定部３では、微分後にローパスフィルタＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）にて高調波を抑制する擬似微分を行う。下記（４）式に直流電流の推定式を示す。
【００２８】
【数３】
2015023737.tif 000005
【００２９】
コンバータＣＶが電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）に基づいて出力電流Ｉｏを出力しているとすると、外乱Ｄ（ｓ）はゼロになるはずである。そこで、下記（５）式に示すように電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）は出力電流Ｉｏとほぼ一致しているので電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）と電流推定値の偏差をとれば外乱Ｄ（ｓ）を推定することができる。
【００３０】
【数４】
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【００３１】
偏差をとる前に電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）に対して擬似微分のためのローパスフィルタ５を付加する必要がある。電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）にもローパスフィルタ５を掛けて電流推定値との偏差を取れば外乱Ｄ（ｓ）のみが推定できる。推定した外乱推定値−Ｄ＾（ｓ）を下記（６）式に示す。
【００３２】
【数５】
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【００３３】
すなわち、電流推定部３において疑似微分のために電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）をローパスフィルタにかけて電流推定値としているので、電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）もローパスフィルタ５にかけ、その偏差をとることで外乱Ｄ（ｓ）のみを推定している。
【００３４】
これより外乱Ｄ（ｓ）が推定できたので、この外乱Ｄ（ｓ）を打ち消す補正制御を行えば、外乱抑制が可能である。推定した外乱推定値を−Ｄ＾（ｓ）とする。求まった外乱推定値−Ｄ＾（ｓ）は、外乱を打ち消すようＰＩ演算部２によって演算された電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）と逆極性に加算されて電流制御部ＡＣＲに入力される。
【００３５】
次に、電流推定部３において擬似微分を行う際に使用したローパスフィルタの時定数について検討する。
【００３６】
電流制御部ＡＣＲにより演算された電圧指令値Ｖｃｍｄ（ｓ）は、ＰＷＭ制御部ＰＷＭによってＰＷＭ変調される。このため、直流電圧Ｖｄｃにキャリア周波数Ｆｃ［Ｈｚ］の電流脈動が重畳されている。ＰＷＭ制御方式を採用している場合、この周波数は制御できないが、上記した電流推定には不要である。そこで、電流推定部３における時定数の決定基準としてキャリア周波数帯以上を減衰させるものとする。よって、擬似微分に使用するローパスフィルタの時定数を、サンプリング定理を基にすると（７）式で示すようにキャリア周期の２倍以上にすればよい。
【００３７】
【数６】
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【００３８】
本実施形態１によれば、交流−直流変換さらに直流−交流変換を行う電力変換装置において、負荷電流変動があった場合でも、外乱推定値Ｄ＾（ｓ）を推定し、外乱Ｄ（ｓ）を打ち消す補正制御を行っているため、直流電圧の変動を抑制できる。また、電流検出器を用いていないため、コストの削減，装置の小型化を図ることができる。
【００３９】
また、直流回路の配線に特性インピーダンスＺ（ｓ）があっても、直流回路に電圧検出器を２つ設けることにより、その特性インピーダンスＺ（ｓ）を半分にすることができる。
【００４０】
また、直流電流の変動抑制が可能となったことにより、電力変換装置が過電圧や過電流による保護機能の動作に伴い負荷停止することを防止することができる。
【００４１】
また、電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）から電流推定値を推定する際に、キャリア周波数による脈動を重畳しないように演算しているため、電圧制御機構のゲインを上げることができ、目標値応答の向上が図れる。
【００４２】
［実施形態２］
図３は本実施形態２における電力変換装置の直流電圧制御装置を示したもので、図２と同一若しくは相当する箇所に同一符号を付してその説明を省略する。
【００４３】
実施形態１の電力変換装置では、推定した外乱推定値−Ｄ＾（ｓ）を電流指令Ｉｃｍｄ（ｓ）に重畳すると制御量が大きくなる場合がある。一般に、制御量が大きくなることを想定して、その制御量を制限するためにリミット回路が設けられる。リミット回路で制御量を制限すると、リミットの反対方向に変動するワインドアップ現象が発生する。
【００４４】
そのため、本実施形態２は、実施形態１に対して、リミット回路６とワインドアップ現象を回避するためにゲインＫｆｂを有するフィードバック部７と、を設けたものである。
【００４５】
以下、図３に基づいて、本実施形態２の電力変換装置の直流電圧制御装置を説明する。
【００４６】
リミット回路６の入力側と出力側の信号からリミット回路６の入出力の差分を検出し、さらに、外乱推定値Ｄ＾（ｓ）を減算して、フィードバック部７でゲインＫｆｂを乗算し、その乗算値をＰＩ演算部２にフィードバックする。ＰＩ演算部２では、電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｍｄ（ｓ）と電圧検出値Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）との偏差分から、さらにフィードバック部７の出力を減算し、その差分に基づいて積分手段２２により積分演算を行う。つまり、ＰＩ演算部２は自動整合ＰＩ制御系に構成され、Ｉ動作を抑制するよう自動調整することでＩ動作が大きくなりすぎて起こるリセットワインドアップ動作を抑えている。これにより、リミット回路６を考慮した電流外乱補償が実現できる。
【００４７】
したがって、本実施形態２によれば、実施形態１の効果に加え、さらにリミット回路７を設けたときのワインドアップ動作を抑制する。
【００４８】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【００４９】
ＣＶ…コンバータ
ＩＶ…インバータ
Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
Ｖｄｃ＿ｃｍｄ（ｓ）…電圧指令
Ｖｄｃ＿ｄｅｔ（ｓ）…電圧検出値
Ｉｃｍｄ（ｓ）…電流指令
Ｖｃｍｄ（ｓ）…電圧指令値
ＰＷＭ…ＰＷＭ制御部
２…ＰＩ演算部
ＡＣＲ…電流制御部
３…電流推定部
５…ローパスフィルタ
Ｃ（ｓ）…合成静電容量
Ｄ＾（ｓ）…外乱推定値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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