(57)【要約】【課題】効率低下および制御演算処理負担の増加を抑制し、回生電流による電源高調波電流特性（入力電流波形歪み）を改善する。【解決手段】指示回転数でモータ５を駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部６と、前記トルク演算部６で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部７と、前記指令トルク設定部７からの指令トルク値に応じて前記インバータ３を駆動させるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部８と、前記ＰＷＭ信号生成部８のキャリア周波数を調整するキャリア周波数調整部９を具備し、前記キャリア周波数調整部９は、前記単相交流電源１の半周期内でキャリア周波数を一定に設定しない。これにより、回生電流による入力電流の歪みに対し、電源半周期内で異なる歪み抑制に必要となる制御周波数に応じたキャリア周波数設定を行い、入力電流歪み改善を実現できる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源を入力とする全波整流回路と、前記全波整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、共振周波数が前記単相交流電源周波数の４０倍以上に設定され前記インバータと単相交流電源のライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサで構成される平滑部と、前記インバータにより駆動されるモータと、前記モータを指示回転数で駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部と、前記トルク演算部で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部と、前記指令トルク設定部からの指令トルク値に応じて前記インバータを駆動させるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号生成部のキャリア周波数を調整するキャリア周波数調整部を具備し、前記キャリア周波数調整部は、前記単相交流電源の半周期内でキャリア周波数を複数の周波数に切替えることを特徴とするモータインバータ装置。
【請求項２】
前記単相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部を備え、前記キャリア周波数調整部は、前記電圧位相検出部による電源電圧位相が９０ｄｅｇと２７０ｄｅｇ付近より０ｄｅｇと１８０ｄｅｇ付近のキャリア周波数を高く設定調整することを特徴とする請求項１記載のモータインバータ装置。
【請求項３】
前記インバータの母線電流の向きにより回生状態と力行状態を判別する状態判別部を備え、前記キャリア周波数調整部は、前記状態判別部により判別される回生期間の前後の所定期間あるいは、回生期間およびその前後の所定期間におけるキャリア周波数を他の期間より高く設定調整することを特徴とする請求項１記載のモータインバータ装置。
【請求項４】
前記インバータに印加される直流電圧を検出する直流電圧検出部を備え、前記キャリア周波数調整部は、前記直流電圧検出部による電圧検出値が所定の電圧値未満では、所定の電圧値以上のときよりキャリア周波数を高く設定調整することを特徴とする請求項１記載のモータインバータ装置。
【請求項５】
前記キャリア周波数調整部は、前記所定の電圧値を、前記モータの回転数が高くなるほど高く設定することを特徴とする請求項４記載のモータインバータ装置。
【請求項６】
前記モータは空気調和機に具備される圧縮機駆動用モータであることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載のモータインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相交流電源を入力として全波整流した出力をスイッチングすることにより得られる可変電圧・可変周波数の交流出力にてモータを駆動するモータインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のモータインバータ装置は、交流電源を整流し、整流後の直流電力を平滑コンデンサで平滑してインバータにより電動機に電力を供給するものである。この平滑コンデンサは、大型化や、コストアップの要因となっていた。そこで、平滑コンデンサを小容量化、または、設けない構成としたモータインバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１４、図１５は、特許文献１に記載された従来のモータインバータ装置の概略図である。
【０００４】
図１４に示すように、従来のモータインバータ装置は、単相交流電源１からの交流電圧を直流電圧に整流する整流手段１３と、整流手段１３が出力した直流電圧を交流電圧に変換して電動機１４に印加する電力変換手段１５と、電動機１４に流れる相電流を検出する相電流検出器１６と、電力変換手段１５が電動機１４に印加する電圧を制御する制御手段１７を備えている。
【０００５】
制御手段１７は、電動機１４に流す電流の指令値を受け取り、当該電流の指令値に基づいて、電動機１４に印加する電圧の指令値を出力する電流制御手段１８と、電動機１４に印加する電圧のスカラー値が、整流手段１３が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段１９とを備えている。
【０００６】
そして、電流制御手段１８は、積分器を有し、電流の指令値と、相電流検出器１６の出力とに基づいて、電動機１４に流れる電流の波形が、単相交流電源１からの交流電圧の波形と相似形状になるように、積分器を用いて積分制御を含む制御演算を行って、電圧の指令値を算出し、出力電圧制限手段１９は、記電流制御手段１８より電圧の指令値を受け取り、当該電圧の指令値のスカラー値を算出して、当該スカラー値が、整流手段１３が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧を上回っている際には、電動機１４に印加する電圧を制限し、電流制御手段１８に電圧制限量をフィードバックし、電流制御手段１８は、積分器の出力から、出力電圧制限手段１９よりフィードバックを受けた電圧制限量を減算する。
【０００７】
また、図１５に示すように、制御手段１７は、電動機１４の磁束の指令値を受け取り、電流の指令値を算出する電流指令生成手段２３と、電動機１４に流す電流の指令値を受け取り、当該電流の指令値に基づいて、電動機１４に流れる電流の波形が、単相交流電源１からの交流電圧の波形と相似形状になるように、電動機１４に印加する電圧の指令値を出力する電流制御手段１８と、電動機１４に印加する電圧のスカラー値が、整流手段１３が出力する直流電圧により規定される最大出力電圧以下となるように制限する出力電圧制限手段１９とを備えている。
【０００８】
そして、電流指令生成手段２３は、電動機１４の相抵抗と、電動機１４の相電流とに基づいて、相抵抗による電圧降下分を算出し、電動機１４に印加する電圧と、電圧降下分との差分に基づき、電動機１４の総磁束量を算出し、総磁束量を一定に保つように、電流の
指令値を算出し、電流の指令値を算出する際には、電流の指令値の振幅を所定の割合で減少させるとともに、所定の値でオフセットさせ、単相交流電源１のピーク点に相当する位相において、オフセットさせる前と同じ指令値となるように、前期電流の指令値を演算補正する。
【０００９】
このように出力電圧制限を行った際の電圧制限量をフィードバックするので、当該電圧制限に基づく出力電圧誤差の影響を瞬時に除去でき、これによって入力電流の高調波成分を効果的に低減する。
【００１０】
また、電動機１４が力行運転から回生運転に切り替わり、電動機１４からの回生エネルギーにより入力電流に無通電期間が発生することで生じる入力電流の高調波成分を、総磁束量を一定に保ちつつ、電流指令の指令値の振幅、オフセットを調整することで電動機１４への印加電圧が低下した際の弱め界磁動作の作用を調整し回生動作を抑制することで入力電流の高調波成分を抑制する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特許第４６９３９０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
前記従来のモータインバータ装置では、出力電圧制限を行った際の電圧制限量をフィードバックすることで、当該電圧制限に基づく出力電圧誤差の影響を瞬時に除去でき、電力変換手段１５（インバータ）への印加電圧が十分得られた直後の入力電流の高調波成分を抑制している。つまり主に回生状態中の誤差の影響を瞬時に除去することで、回生状態から力行状態に復帰直後の入力電流への影響を抑制している。
【００１３】
また、回生エネルギーにより入力電流に発生する無通電期間による高調波成分を抑制するために、電動機１４に印加される電圧が低下すると、それに応じて作用する弱め界磁動作量をオフセット調整により調整して回生エネルギー（無通電期間）を低減させている。
【００１４】
しかしながら、回生による無通電期間を完全になくすことはできないため、入力電流が遮断された状態から滑らかに入力電流を供給させ、高調波成分を抑制するこれらの効果を十分得るためには、電動機駆動において短い周期での制御演算が必要となる。そのため高性能なマイクロコンピュータなどの演算装置が必要となりコストアップに繋がるという課題があった。また制御演算結果を十分に入力電流波形に伝達反映させるためには電力変換手段１５（インバータ）におけるＰＷＭ周波数の高周波化も必要となる。そのため電力変換手段１５（インバータ）でのスイッチング損失が増加し装置の効率低下を招くという課題があった。
【００１５】
本発明は、制御手段における演算処理増加およびインバータにおけるスイッチング損失増加を抑制するとともに、回生エネルギーにより発生する無通電期間による入力電流遮断状態から、滑らかに入力電流を供給して効果的に高調波成分を抑制するモータインバータ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記従来の課題を解決するために、本発明のモータインバータ装置は、ＰＷＭ信号生成部のキャリア周波数を調整するキャリア周波数調整部は、単相交流電源の半周期内でキャリア周波数を複数の周波数に切替えるものである。
【００１７】
これにより回生エネルギーにより発生する無通電期間による入力電流遮断状態から、滑らかに入力電流を供給して高調波成分を抑制するモータインバータ装置が実現できる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のモータインバータ装置は、回生電流による電源高調波電流への影響を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータインバータ装置の概略図
【図２】本発明の実施の形態１における別のモータインバータ装置の概略図
【図３】本発明の実施の形態１におけるモータインバータ装置の回路ブロック概略図
【図４】本発明の実施の形態１における歪を改善する前の各部波形を示す図
【図５】本発明の実施の形態１における各動作状態を示す図
【図６】本発明の実施の形態１における歪を改善した後の各部波形を示す図
【図７】本発明の実施の形態１におけるキャリア周波数の設定について示す図
【図８】本発明の実施の形態２におけるモータインバータ装置の概略図
【図９】本発明の実施の形態２におけるキャリア周波数の設定について示す図
【図１０】本発明の実施の形態２におけるキャリア周波数の設定について示す図
【図１１】本発明の実施の形態３におけるモータインバータ装置の概略図
【図１２】本発明の実施の形態３におけるキャリア周波数の設定について示す図
【図１３】本発明の実施の形態３におけるキャリア周波数の設定について示す図
【図１４】従来のモータインバータ装置の概略図
【図１５】従来の別のモータインバータ装置の概略図
【発明を実施するための形態】
【００２０】
第１の発明は、単相交流電源を入力とする全波整流回路と、前記全波整流回路の出力直流電力を交流電力に変換するインバータと、共振周波数が前記単相交流電源周波数の４０倍以上に設定され前記インバータと単相交流電源のライン上に配置されたリアクタと前記インバータの入力側に並列接続されたコンデンサで構成される平滑部と、前記インバータにより駆動されるモータと、前記モータを指示回転数で駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部と、前記トルク演算部で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部と、前記指令トルク設定部からの指令トルク値に応じて前記インバータを駆動させるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号生成部のキャリア周波数を調整するキャリア周波数調整部を具備し、前記キャリア周波数調整部は、前記単相交流電源の半周期内でキャリア周波数を複数の周波数に切替えることで、制御手段における演算処理増加およびインバータにおけるスイッチング損失増加（半導体素子のスイッチング回数増加）を抑制しながら、電源半周期内で歪みの周波数成分の分布が異なる回生エネルギーによる入力電流波形の歪みに応じて適切な制御分解能で入力電流波形を制御することができ、高調波成分を効果的に抑制することができる。
【００２１】
更に電源半周期内でキャリア周波数が一定にならないことで、キャリア周波数に伴う騒音を分散抑制することができる。
【００２２】
第２の発明は、特に第１の発明において、前記単相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部を備え、前記キャリア周波数調整部は、前記電圧位相検出部による電源電圧位相が９０ｄｅｇと２７０ｄｅｇ付近より０ｄｅｇと１８０ｄｅｇ付近のキャリア周波数を高く設定調整することで、回生エネルギーによる入力電流波形の歪みを、改善する制御のために高い制御分解能が必要となる電源電圧位相範囲を限定することができる。そして、その限定された電源電圧位相範囲の制御分解能を高く設定することで、制御手段における演算処理増加およびインバータにおけるスイッチング損失増加を抑制しながら、高調波成
分を効果的に抑制することができる。
【００２３】
第３の発明は、特に第１の発明において、インバータの母線電流の向きにより回生状態と力行状態を判別する状態判別部を備え、前記キャリア周波数調整部は、前記状態判別部により判別される回生期間の前後の所定期間あるいは、回生期間およびその前後の所定期間におけるキャリア周波数を他の期間より高く設定調整することで、回生エネルギーによる入力電流波形の歪みを、回生エネルギー量（モータの駆動状態）に応じて、改善する制御のために高い制御分解能が必要となる範囲を限定することができる。そして、その限定された範囲の制御分解能を高く設定することで、制御手段における演算処理増加およびインバータにおけるスイッチング損失増加を抑制しながら、高調波成分を効果的に抑制することができる。
【００２４】
第４の発明は、特に第１の発明において、インバータに印加される直流電圧を検出する直流電圧検出部を備え、前記キャリア周波数調整部は、前記直流電圧検出部による電圧検出値が所定の電圧値未満では、所定の電圧値以上のときよりキャリア周波数を高く設定調整することで、回生エネルギーによる入力電流波形の歪みを改善する制御のために高い制御分解能が必要となる範囲を限定することができ、その限定された範囲の制御分解能を高く設定することができる。このため、制御手段における演算処理増加およびインバータにおけるスイッチング損失増加を抑制しながら、高調波成分を効果的に抑制することができる。
【００２５】
第５の発明は、特に第４の発明において、前記キャリア周波数調整部は、前記所定の電圧値を、前記モータの回転数が高くなるほど高く設定することで、モータ回転数により変化する回生エネルギーによる入力電流波形の歪みを、モータの駆動状態に合わせて、改善する制御のために高い制御分解能が必要となる範囲を限定することができる。そして、その限定された範囲の制御分解能を高く設定することで、制御手段における演算処理増加およびインバータにおけるスイッチング損失増加を抑制しながら、高調波成分を効果的に抑制することができる。
【００２６】
第６の発明は、特に第１〜５の発明において、前記モータは空気調和機に具備される圧縮機駆動用モータとすることで、キャリア周波数に伴う騒音、装置全体の損失増加および高調波成分を抑制できる空気調和機を実現することができる。
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２８】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係るモータインバータ装置の概略図である。図１に示すように、モータインバータ装置は、単相交流電源１を入力とするダイオードブリッジなどで構成される全波整流回路２と、全波整流回路２の出力直流電圧を交流電力に変換する複数の半導体スイッチ素子で構成されるインバータ３と、共振周波数が単相交流電源周波数の４０倍以上に設定されインバータ３と単相交流電源１のライン上に配置されたリアクタとインバータ３の入力側に並列接続されたコンデンサで構成される平滑部４と、制御手段（図示せず）を備えている。また、モータ５は、インバータ３により駆動される。
【００２９】
制御手段は、マイコン等で構成される指示回転数でモータ５を駆動させるのに必要なトルクを演算するトルク演算部６と、トルク演算部６で演算されたトルクを設定する指令トルク設定部７と、指令トルク設定部７からの指令トルク値に応じてインバータ３を駆動させるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部８と、ＰＷＭ信号生成部８のキャリア周波数を調整設定するキャリア周波数調整部９とを備えている。
【００３０】
また、図２は本発明の実施の形態１に係る別のモータインバータ装置の概略図である。図２に示すように、制御手段は、単相交流電源１の電圧位相を検出する電圧位相検出部１０をさらに備えていてもよい。
【００３１】
以上のように構成されたモータインバータ装置において、以下にその動作、作用を説明する。
【００３２】
まず、単相交流電源１に周波数５０Ｈｚの電源を用いた場合、平滑部４を構成するリアクタの容量Ｌ１とコンデンサの容量Ｃ１は、電源高調波電流特性の高性能化を図るため共振周波数ｆｃ＝１／（２π×√（Ｌ１×Ｃ１））が単相交流電源周波数の４０倍以上、すなわち２０００Ｈｚ以上になるように設定する。このため例えば、リアクタンス値Ｌ１＝０．５ｍＨ、キャパシタンス値Ｃ１＝１０μＦのリアクタとコンデンサを用いることで共振周波数ｆｃ（≒２２５０Ｈｚ）＞（４０×５０Ｈｚ（単相交流電源周波数））（＝２０００Ｈｚ）とする。平滑部４を構成するリアクタとコンデンサがこのような値に設定された場合、インバータ３により永久磁石モータを駆動させると、図３に示す回路構成図におけるインバータ印加電圧Ｖｄｃの波形、入力電流Ｉａｃの波形は、それぞれ図４に示すような関係になる。
【００３３】
ここで、単相交流電源１の周波数の１周期をＴとし、単相交流電源１の半周期をＴ／２、単相交流電源１からモータ５へトルクが供給される期間をＴｏｎ、モータ５からの回生電流により単相交流電源１からモータ５へのトルク供給が遮断される期間（無通電期間）をＴｏｆｆとする。
【００３４】
上記構成のモータインバータ装置では、図５（ａ）に示すように力行状態で単相交流電源１からモータ５へトルクが供給される状態（図４におけるＴｏｎ）と、図５（ｂ）に示すように回生状態でモータ５が発電機として作用し、モータ５により発生する回生電流によりコンデンサが充放電され、単相交流電源１からモータ５へのトルク供給が遮断される状態（図４におけるＴｏｆｆ）とが、単相交流電源１の半周期毎に周期的に繰り返すことになる。このため、特に単相交流電源１からモータ５へトルクが供給される状態（図４におけるＴｏｎ）とモータ５の回生エネルギーにより単相交流電源１からモータ５へのトルク供給が遮断される状態（図４におけるＴｏｆｆ）の境界付近にて、比較的高い周波数成分を含む入力電流波形の歪みが発生する。
【００３５】
この比較的高い周波数成分を含んだ入力電流波形の歪みを抑制するためには、単相交流電源１からモータ５へのトルクの遮断と供給を滑らかに行い、例えば図６に示すような入力電流波形に改善する必要がある。そして、これを実現するためには歪み成分に含まれる周波数成分の数倍〜１０倍程度以上の制御周波数が必要となる。
【００３６】
以下、キャリア周波数の設定について説明する。なお、説明を簡単にするために、制御周波数は、インバータ３をＰＷＭ制御駆動する上で最小分解能となるキャリア周波数（ＰＷＭ周波数）と等しいとして、説明する。
【００３７】
図７はインバータ印加電圧Ｖｄｃの電圧波形と単相交流電源１の電圧位相に対するインバータ３を駆動させるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃの関係を示した図である。回生エネルギーによる入力電流波形の歪み抑制で比較的高い制御周波数が必要とされるのは、単相交流電源１からモータ５へトルクが供給される状態とモータ５の回生エネルギーにより単相交流電源１からモータ５へのトルク供給が遮断される状態との境界付近、すなわち、単相交流電源１の電圧位相で０ｄｅｇ（３６０ｄｅｇ）付近、１８０ｄｅｇ付近である。
【００３８】
このため、キャリア周波数調整部９は、単相交流電源１の半周期Ｔ／２内で、キャリア周波数を一定にせず、複数の異なる周波数とする。具体的には、単相交流電源１の電圧の位相角が０ｄｅｇ（３６０ｄｅｇ）および１８０ｄｅｇ付近のキャリア周波数を、他の位相角でのキャリア周波数より高く設定する。
【００３９】
さらに具体的には、電圧位相検出部１０により、単相交流電源１の電圧位相を検出し、その検出値に応じて、キャリア周波数を切替える。例えば、図７に示すように単相交流電源１の電圧位相で０ｄｅｇから４５ｄｅｇ、１３５ｄｅｇから２２５ｄｅｇ、３１５ｄｅｇから３６０ｄｅｇの区間のキャリア周波数をｆ２、それ以外の電圧位相区間におけるキャリア周波数をｆ１とする。ここでキャリア周波数ｆ２は回生エネルギーによる入力電流波形の歪みを抑制制御するために十分な周波数とし、キャリア周波数ｆ１より大きいとする（ｆ１＜ｆ２）。
【００４０】
このように入力電流波形において回生エネルギーにより高い周波数成分を含む歪み成分に対し、電圧位相区間を限定してキャリア周波数を高く設定し制御性能を高める。これにより、マイクロコンピュータなどで行われる制御演算処理の負担増加およびインバータ３における半導体素子のスイッチング損失増加を抑制しながら、図６に示すような入力電流波形の歪み改善を実現できる。
【００４１】
更にキャリア周波数を電源半周期内で一定にしないことでキャリア周波数に伴う騒音を分散抑制する効果も得られる。
【００４２】
なお、本実施の形態では、０ｄｅｇ（３６０ｄｅｇ）および１８０ｄｅｇを中心に±４５ｄｅｇの電源位相区間のキャリア周波数を高く設定した場合について説明したが、０ｄｅｇ（３６０ｄｅｇ）および１８０ｄｅｇを中心に対称に設定する必要はない。また、０ｄｅｇ（３６０ｄｅｇ）および１８０ｄｅｇを中心にキャリア周波数を高く設定する電源位相範囲は４５ｄｅｇに限らない。
【００４３】
（実施の形態２）
図８は本発明の実施の形態２に係るモータインバータ装置の概略図を示す。本実施の形態では、実施の形態１と異なる点のみを説明し、同様な構成については説明を省略する。
【００４４】
図８においては、制御手段は、状態判別部１１を備えており、この状態判別部１１は、インバータ３の母線電流の流れる向きにより単相交流電源１からモータ５にトルクが供給されている力行状態とモータ５が発電機として作用する回生状態を判別する。
【００４５】
次に、実施の形態２におけるキャリア周波数の設定について説明する。図９はインバータ印加電圧Ｖｄｃの電圧波形、状態判別部１１の出力信号Ｑ、インバータ３を駆動させるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃの関係を示した図である。ここで状態判別部１１からの出力信号Ｑが「１」のときは図５（ｂ）に示すような回生状態、「０」のときは図５（ａ）に示すような力行状態を示すものとする。回生エネルギーによる入力電流波形の歪み抑制で比較的高い制御周波数が必要とされるのは回生エネルギーにより単相交流電源１からモータ５へのトルク供給が遮断される付近および遮断状態からトルク供給が再開される付近となる。つまり回生状態の前後となる。
【００４６】
このため、図９に示すように、キャリア周波数調整部９は、状態判別部１１からの出力信号Ｑが「１」から「０」に切り替わるタイミングより所定時間β経過後から、次の出力信号Ｑが「１」から「０」に切り替わるタイミングより所定時間α経過後までの区間のキャリア周波数ｆｃをｆ２、それ以外の区間のキャリア周波数ｆｃをｆ１とする。
【００４７】
あるいは、特に回生期間が長い場合には、図１０に示すように、状態判別部１１からの出力信号Ｑが「１」から「０」に切り替わるタイミングより所定時間β経過後から、次の出力信号が「１」から「０」に切り替わるタイミングより所定時間α経過後までの期間の内、状態判別部１１の出力信号が「１」となる期間を除く区間のキャリア周波数ｆｃをｆ２、それ以外の区間のキャリア周波数をｆ１とする。
【００４８】
ここでキャリア周波数ｆ２は回生エネルギーによる入力電流波形の歪みを抑制制御するために十分な周波数とし、キャリア周波数ｆ１より大きいとする（ｆ１＜ｆ２）。また、図４におけるＴｏｎとＴｏｆｆの境界がそれぞれ所定時間α内および所定時間β経過後から状態判別部１１の出力信号Ｑが「０」から「１」に切り替わる期間内となるように所定時間α、βを調整する。
【００４９】
このように入力電流波形において回生エネルギーにより高い周波数成分を含む歪み成分に対し、回生エネルギーにより単相交流電源１からモータ５へのトルク供給が遮断される付近、遮断状態からトルク供給が再開される付近というように区間を限定してキャリア周波数ｆｃを高く設定し制御性能を高める。これにより、マイクロコンピュータなどで行われる制御演算処理の負担増加およびインバータ３における半導体素子のスイッチング損失増加を抑制しながら、図６に示すような入力電流波形の歪み改善を実現できる。
【００５０】
特に、状態判別部１１により回生状態を判別しながらキャリア周波数ｆｃを設定するため、モータ５の駆動状態により回生エネルギーが大きく異なるような装置においても入力電流波形の歪み改善を実現できる。
【００５１】
更にキャリア周波数ｆｃを電源半周期内で一定にしないことになるため、実施の形態１同様キャリア周波数に伴う騒音を分散抑制する効果も得られる。
【００５２】
（実施の形態３）
図１１は本発明の実施の形態３に係るモータインバータ装置の概略図を示す。本実施の形態では、実施の形態１と異なる点のみを説明し、同様な構成については説明を省略する。
【００５３】
図１１においては、制御手段は、直流電圧検出部１２を備えている。直流電圧検出部１２は、単相交流電源１より供給される交流電圧を全波整流回路２で整流し、インバータ３に供給される単相交流電源１の半周期で脈動する瞬時直流電圧を検出する。
【００５４】
次に、実施の形態３におけるキャリア周波数ｆｃの設定について説明する。図１２はモータ回転数Ｒ２、インバータ印加電圧Ｖｄｃの電圧波形、インバータ３を駆動させるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃの関係を示した図である。回生エネルギーによる入力電流波形の歪み抑制で比較的高い制御周波数が必要とされるのは回生エネルギーにより単相交流電源１からモータ５へのトルク供給が遮断される付近および遮断状態からトルク供給が再開される付近となる。
【００５５】
ここで、図５（ｂ）に示すようにモータ５が発電機として作用するのは、単相交流電源１よりインバータ３に供給される電圧とモータ５の電圧との大小関係でモータ側の電圧が大きくなった場合である。つまり回生エネルギーにより単相交流電源１からモータ５へのトルク供給が遮断され入力電流波形に歪みの影響を与える区間はインバータ３への供給電圧が低下した区間となる。そこで直流電圧検出部１２による検出電圧値がＶ２未満となる場合にキャリア周波数ｆｃをｆ２、検出電圧値がＶ２以上となる場合にキャリア周波数ｆｃをｆ１とする。
【００５６】
また、回生エネルギーはモータ５の駆動状態に依存する。例えばモータ５の回転数を低くするとモータ側の電圧が低下するため回生エネルギー量が減少する。図１３はモータ回転数Ｒ１（＜Ｒ２）と図１２におけるモータ５の回転数より低い駆動状態におけるインバータ印加電圧Ｖｄｃの電圧波形と、インバータ３を駆動させるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃの関係を示した図である。モータ回転数が低く回生エネルギー量が少なくなることで、回生エネルギーによる入力電流が歪みの影響を受ける区間が、図１２に示した区間と異ってくる。そこで、モータ側の電圧はモータ５の回転数低下により下がるため、直流電圧検出部１２による検出電圧値Ｖ１（＜Ｖ２）未満となる場合にキャリア周波数ｆｃをｆ２、検出電圧値がＶ１以上となる場合にキャリア周波数ｆｃをｆ１とする。
【００５７】
ここでキャリア周波数ｆ２は回生エネルギーによる入力電流波形の歪みを抑制制御するために十分な周波数とし、キャリア周波数ｆ１より大きいとする（ｆ１＜ｆ２）。またキャリア周波数ｆ２とキャリア周波数ｆ１を切替えるための直流電圧検出部１２の検出電圧値は、モータ側の電圧より高くなるように設定する。つまりモータ回転数が高くなるほど高く設定する。
【００５８】
このように入力電流波形において回生エネルギーにより高い周波数成分を含む歪み成分に対し、直流電圧検出部１２による検出電圧値により区間を限定してキャリア周波数ｆｃを高く設定し制御性能を高める。
【００５９】
特にインバータ３に供給される電圧とモータ側の電圧の大小関係を考慮して直流電圧検出部１２による検出電圧値によりキャリア周波数ｆｃを設定することで、モータ５を駆動させる回転数範囲が広くなるような装置においても入力電流波形の歪み改善を実現できる。
【００６０】
更にキャリア周波数ｆｃを電源半周期内で一定にしないことになるため、実施の形態１同様キャリア周波数に伴う騒音を分散抑制する効果も得られる。
【００６１】
なお、上記説明した実施の形態では、２種類のキャリア周波数（ｆ１、ｆ２）の切替について説明したが、３種類以上のキャリア周波数を切替えて制御しても構わない。
【００６２】
以上のように必要な区間に限定して制御性能向上のためにキャリア周波数を高く設定することで、制御処理の負担増加、インバータ３におけるスイッチング損失増加を抑制した入力電流波形歪み改善を図る。
【００６３】
このように本発明では、回生電流による入力電流の電源高調波電流特性への悪影響を抑制するため、必要な区間に限定して制御性能向上のためにキャリア周波数を高く設定する。これにより効率低下や制御処理負担増加を抑えながら電源高調波電流特性の改善を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
以上のように、本発明は従来のモータインバータ装置と比較して、必要な区間に限定してキャリア周波数を高く設定することで効率低下や制御処理の負担増加を抑制しながら電源高調波電流特性を改善できるため、効率低下を抑制しつつ、他の制御とマイクロコンピュータなどの制御装置の共用を実現できる。このためモータ駆動制御以外に様々な制御を必要とし、稼働時間が長く消費電力量削減が求められるエアコンや冷蔵庫の圧縮機駆動をはじめ様々なモータインバータ装置への応用が可能である。
【符号の説明】
【００６５】
１  単相交流電源
２  全波整流回路
３  インバータ
４  平滑部
５  モータ
６  トルク演算部
７  指令トルク設定部
８  ＰＷＭ信号生成部
９  キャリア周波数調整部
１０  電圧位相検出部
１１  状態判別部
１２  直流電圧検出部
１３  整流手段
１４  電動機
１５  電力変換手段
１６  相電流検出器
１７  制御手段
１８  電流制御手段
１９  出力電圧制限手段
２０  座標変換手段
２１  直流電圧検出手段
２２  電源位相検出器
２３  電流指令生成手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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