(57)【要約】【課題】負帰還による歪補償を行いつつ、広帯域に亘って高利得を得る。【解決手段】本発明の送信装置は、入力信号を増幅して送信する送信器であって、送信信号の一部が入力され、該入力された信号を減衰させた第１の信号を出力し、信号の減衰量を調整可能な減衰器と、入力信号の位相を回転させた第２の信号を出力し、位相回転量を調整可能な移送器と、第１の信号と第２の信号との位相および強度を比較する比較器と、第１の信号と第２の信号とを加算した第３の信号を出力する第１の加算器と、第３の信号と入力信号とを加算した第４の信号を出力する第２の加算器と、第４の信号を増幅し、送信信号として出力する電力増幅器と、比較器による比較の結果に応じて、第１の信号と第２の信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、移送器による位相回転量、および、減衰器による信号の減衰量をそれぞれ制御する制御部と、を有する。【選択図】図１
2015023530.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅して送信する送信器であって、
送信信号の一部が入力され、該入力された信号を減衰させた第１の信号を出力する、信号の減衰量が調整可能な減衰器と、
前記入力信号の位相を回転させた第２の信号を出力する、位相回転量が調整可能な移送器と、
前記第１の信号と前記第２の信号との位相および強度を比較する比較器と、
前記第１の信号と前記第２の信号とを加算した第３の信号を出力する第１の加算器と、
前記第３の信号と前記入力信号とを加算した第４の信号を出力する第２の加算器と、
前記第４の信号を増幅し、前記送信信号として出力する電力増幅器と、
前記比較器による比較の結果に応じて、前記第１の信号と前記第２の信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、前記移送器による位相回転量、および、前記減衰器による信号の減衰量をそれぞれ制御する制御部と、を有することを特徴とする送信器。
【請求項２】
請求項１記載の送信器において、
前記第１の加算器の後段に設けられ、前記第３の信号を増幅して前記第２の加算器に出力する、利得が調整可能な第１の可変利得増幅器と、
前記制御部は、前記送信器における所望信号の周波数に応じて、前記第１の可変利得増幅器の利得を制御することを特徴とする送信器
【請求項３】
請求項２記載の送信器において、
前記第２の加算器の後段に設けられ、前記第４の信号のうち、所定の帯域の信号を前記電力増幅器に通過させる、通過周波数帯域が調整可能な帯域可変フィルタをさらに有し、
前記制御部は、前記所望信号の周波数に応じて、前記帯域可変フィルタの通過周波数帯域を制御することを特徴とする送信器。
【請求項４】
請求項２記載の送信器において、
前記第１の可変利得増幅器の後段に設けられ、前記第１の可変利得増幅器により増幅された前記第３の信号のうち、所定の周波数帯域の信号を前記第２の加算器に通過させる、通過周波数帯域が調整可能な帯域可変フィルタをさらに有し、
前記制御部は、前記所望信号の周波数に応じて、前記帯域可変フィルタの通過周波数帯域を制御することを特徴とする送信器。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の送信器において、
前記第２の信号を増幅して前記第１の加算器および前記位相／強度比較器に出力する、利得が調整可能な第２の可変利得増幅器をさらに有し、
前記比較器は、前記第１の信号と前記第２の可変利得増幅器により増幅された前記第２の信号との位相および強度を比較し、
前記制御部は、前記比較器による比較の結果に応じて、前記第１の信号と前記第２の可変利得増幅器により増幅された前記第２の信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、前記減衰器による信号の減衰量、前記移送器による位相回転量、および、前記第２の可変利得増幅部の利得をそれぞれ制御することを特徴とする送信器。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の送信器において、
前記第１の加算器と前記第２の加算器との間に設けられ、前記第２の信号に対して前記送信信号の歪を補償するための所定の信号処理を行い、該処理後の前記第２の信号を前記第２の加算器に出力する信号処理部をさらに有することを特徴とする送信器。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１項に記載の送信器において、
前記位相器は、オールパスフィルタにより構成されていることを特徴とする送信器。
【請求項８】
入力信号を増幅して送信する送信器における歪補償方法であって、
前記送信信号の一部の信号の利得を減衰させた第１の信号を出力し、
前記入力信号の位相を回転させた第２の信号を出力し、
前記第１の信号と前記第２の信号との位相および強度を比較し、
前記第１の信号と前記第２の信号とを加算した第３の信号を出力し、
前記第３の信号と前記入力信号とを加算した第４の信号を出力し、
前記第４の信号を増幅し、前記送信信号として出力し、
前記比較の結果に応じて、前記第１の信号と前記第２の信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、前記入力信号の位相回転量、および、前記送信信号の一部の信号の減衰量をそれぞれ制御することを特徴とする歪補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号を増幅して送信する送信器および歪補償方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信装置の送信器から出力される送信信号のスペクトルは、規格により厳しく規定されている。送信器の送信信号には歪が発生することがあり、歪を発生させる大きな原因としては、最終段に設けられる、入力信号を増幅する電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）の非線形特性が挙げられる。
【０００３】
ＰＡで発生する歪は、入力信号の大きさに応じて発生し、また、出力電圧が大きいほど大きくなる。ＡＢ級またはＡ級で動作するようにＰＡの動作点を調整することで、送信信号の歪を低減することは可能であるが、効率が低下してしまう。そこで、ＰＡを高効率で動作させつつ、送信信号のスペクトルが規格を満たすように、歪補償が行われるのが一般的である。
【０００４】
近年、ＰＡにおける歪補償方式として、負帰還方式やプリディストーション方式が用いられることが多い。負帰還方式は、送信器からの出力の一部を入力に帰還させ、入力信号と合成することで歪を低減させる方式である。また、プリディストーション方式は、ＰＡの非線形特性の逆特性に応じて歪ませた信号をＰＡにより増幅する方式である。
【０００５】
負帰還方式の代表例として、高周波信号をアナログのベースバンド信号にダウンコンバートしてから負帰還を行うカルテシアン・ループがある（特許文献１（特開２００８−２３６６４１号公報）参照）。カルテシアン・ループでは、アナログ信号を負帰還させるため、デジタルプリディストーション方式と比較して、デジタル部での複雑な制御が不要であるという利点がある。
【０００６】
図９は、一般的な負帰還方式を用いた送信器９００の構成を示すブロック図である。
【０００７】
送信器９００は、加算器９０１、線形増幅器９０２および歪加算部９０３からなるフォワード部９０５と、減衰器９０４からなるフィードバック部９０６と、を有する。なお、送信器のＰＡは一般に非線形増幅器であるため、図９においては、ＰＡを線形増幅器９０２と歪加算部９０３とに分けている。
【０００８】
加算器９０１は、入力信号と減衰器９０４から出力された信号とを加算して、線形増幅器９０２に出力する。
【０００９】
線形増幅器９０２は、加算器９０１から出力された信号を利得αだけ増幅して、歪加算部９０３に出力する。なお、α＞＞１である。
【００１０】
歪加算部９０３は、線形増幅器９０２から出力された信号に歪Ｄを加算し、送信信号として出力する。送信信号の一部は、帰還信号として減衰器９０４に出力される。
【００１１】
減衰器９０４は、歪加算部９０３から出力された信号を利得βだけ増幅し、加算器９０１に出力する。なお、β＜１である。そのため、実際には、減衰器９０４は、歪加算部９０３から出力された信号を減衰させる。
【００１２】
送信器９００において、入力信号の電圧強度をＶｉｎとし、出力信号の電圧強度をＶｏｕｔとすると、以下の式（１），（２）が成り立つ。
【００１３】
【数１】
2015023530.tif 000003
【００１４】
αβ＞＞１とすると、式（２）は以下の式（３）のように近似できる。
【００１５】
【数２】
2015023530.tif 000004
【００１６】
式（３）において、１／βは閉ループにおける全体利得であり、１／αβは歪補償量である。歪補償量１／αβは小さい、つまり、αβは大きい方が望ましい。
【００１７】
ここで、負帰還方式には、減衰器９０４と加算器９０１との間の点Ａで帰還を切断した開ループの利得に関して、以下の式（４）で示される制限がある。
【００１８】
αβ＞−１      ・・・式（４）
式（４）で示される制限は主に、帰還信号の位相に関係する。帰還までの経路が帰還信号の波長と比較して長い場合、帰還信号の位相が回転してしまう（遅れてしまう）。位相回転量の絶対値が１８０度を超えると、負帰還ではなく正帰還となってしまい、発振が起きる。また、位相回転量の絶対値が１８０度を超えなくても、位相回転量が大きくなると、帰還時に歪となってしまうため、なるべく位相回転量は少ない方が望ましい。なお、開ループ時の帰還信号の周波数特性において、利得が０ｄＢになる周波数の位相と発振してしまう位相との差を位相余裕という。
【００１９】
一方、線形増幅器９０２前段の点Ｂにおける電圧強度をＶBとすると、ＶBは以下の式（５）で示される。
【００２０】
【数３】
2015023530.tif 000005
【００２１】
信号成分（入力信号の電圧強度Ｖｉｎ）に着目すると、歪補償量に相当する分だけ入力信号の利得が低下した後に、増幅器で増幅されて、式（２）に相当する出力信号が出力される。つまり、図９に示す送信器９０００においては、歪成分だけでなく、信号成分も帰還させているため、帰還が無い送信器と比較し、同じ電力レベルまで信号を増幅するには、αβ分だけ多く増幅する必要がある。なお、カルテシアン・ループでは、フォワード部およびフィードバック部それぞれにおいて周波数変換が行われるが、基本的な原理は同じである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２００８−２３６６４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
増幅器の特性を示す指標として、利得帯域積（ＧＢ積（Ｇａｉｎ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  Ｐｒｏｄｕｃｔ））という指標があり、同じ増幅器でも、利得を高くしようとすると帯域は狭くなる。また、広帯域信号を扱うためには、利得を低くしないと、均一な利得を得られない。
【００２４】
図９に示す負帰還方式を用いた送信器９００においては、上述したように、歪成分だけでなく、信号成分も帰還させているため、帰還が無い送信器と比較して、同じ電力レベルまで信号を増幅するには、αβ分だけ余分な利得が必要となる。そのため、均一な利得を得ることができる信号帯域が狭くなってしまう。また、広帯域信号を扱う場合、利得の低下に合わせて位相が回転し、安定動作のために重要な位相余裕にも悪影響を及ぼす。
【００２５】
本発明の目的は、負帰還による歪補償を行いつつ、広帯域に亘って高利得を得ることができる送信器および歪補償方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記目的を達成するために本発明の送信器は、
入力信号を増幅して送信する送信器であって、
送信信号の一部が入力され、該入力された信号を減衰させた第１の信号を出力する、信号の減衰量を調整可能な減衰器と、
前記入力信号の位相を回転させた第２の信号を出力する、位相回転量を調整可能な移送器と、
前記第１の信号と前記第２の信号との位相および強度を比較する比較器と、
前記第１の信号と前記第２の信号とを加算した第３の信号を出力する第１の加算器と、
前記第３の信号と前記入力信号とを加算した第４の信号を出力する第２の加算器と、
前記第４の信号を増幅し、前記送信信号として出力する電力増幅器と、
前記比較器による比較の結果に応じて、前記第１の信号と前記第２の信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、前記移送器による位相回転量、および、前記減衰器による信号の減衰量をそれぞれ制御する制御部と、を有する。
【００２７】
上記目的を達成するために本発明の歪補償方法は、
入力信号を増幅して送信する送信器における歪補償方法であって、
前記送信信号の一部の信号の利得を減衰させた第１の信号を出力し、
前記入力信号の位相を回転させた第２の信号を出力し、
前記第１の信号と前記第２の信号との位相および強度を比較し、
前記第１の信号と前記第２の信号とを加算した第３の信号を出力し、
前記第３の信号と前記入力信号とを加算した第４の信号を出力し、
前記第４の信号を増幅し、前記送信信号として出力し、
前記比較の結果に応じて、前記第１の信号と前記第２の信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、前記入力信号の位相回転量、および、前記送信信号の一部の信号の減衰量をそれぞれ制御する。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、負帰還による歪補償を行いつつ、広帯域に亘って高利得を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１の実施形態における送信器の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す移送器の構成を示す回路図である。
【図３】帰還の遅延時間による位相回転量および図２に示すオールパスフィルタの位相回転量の周波数特性を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態における送信器の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施形態における送信器の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施形態における送信器の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第５の実施形態における送信器の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第５の実施形態における送信器の構成例を示すブロック図である。
【図９】関連する送信器の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
【００３１】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態における送信器１００の構成を示すブロック図である。
【００３２】
図１に示す送信器１００は、局部発振器１０１と、移送器１０２と、加算器１０３と、低域通過フィルタ１０４と、周波数変換器１０５と、電力増幅器１０６と、方向性結合器１０７と、可変利得減衰器１０８と、周波数変換器１０９と、移送器１１０と、加算器１１１と、増幅器１１２と、位相／強度比較器１１３と、制御部１１４と、を有する。
【００３３】
加算器１０３は、第２の加算器の一例であり、加算器１１１は、第１の加算器の一例である。
【００３４】
局部発振器１０１および移送器１０２は、ローカル部１１５を構成する。また、加算器１０３、低域通過フィルタ１０４、周波数変換器１０５、電力増幅器１０６および方向性結合器１０７は、フォワード部１１６を構成する。また、可変利得減衰器１０８、周波数変換器１０９、移送器１１０、加算器１１１、増幅器１１２および位相／強度比較器１１３は、フィードバック部１１７を構成する。
【００３５】
すなわち、送信器１００は、大きく分けて、３つのブロック（ローカル部１１５、フォワード部１１６およびフィードバック部１１７）と制御部１１４とからなる。
【００３６】
なお、図１においては、制御部１１４から出力される制御信号については、他の信号と区別するために点線で示している。
【００３７】
ベースバンド帯の信号である入力信号が、加算器１０３および移送器１１０に入力される。
【００３８】
局部発振器１０１は、周波数変換用の所定の周波数のローカル信号を移送器１０２および周波数変換器１０５に出力する。なお、局部発振器１０１の発振周波数は調整可変であり、制御部１１４により制御される。
【００３９】
移送器１０２は、局部発振器１０１から出力されたローカル信号の位相を回転させて周波数変換器１０９に出力する。なお、移送器１０２による位相回転量は、周波数変換器１０５から出力された信号が周波数変換器１０９に入力されるまでの遅延量に相当する。
【００４０】
加算器１０３は、入力信号と後述する増幅器１１２から出力された信号とを加算し、加算後の信号（第４の信号）を低域通過フィルタ１０４に出力する。
【００４１】
低域通過フィルタ１０４は、加算器１０３から出力された信号のうち、所定の周波数以下の信号のみを周波数変換器１０５に出力する。
【００４２】
周波数変換器１０５は、低域通過フィルタ１０４から出力された信号とローカル信号とを合成して高周波帯の信号に変換し、変換後の信号を電力増幅器１０６に出力する。
【００４３】
電力増幅器１０６は、周波数変換器１０５から出力された信号を所望の電力まで増幅し、増幅後の信号を送信信号として方向性結合器１０７に出力する。
【００４４】
方向性結合器１０７は、電力増幅器１０６から出力された送信信号を２つに分け、一方を送信器１００の外部に出力し、他方を可変利得減衰器１０８に出力する。なお、方向性結合器１０７による信号の分配比は１：１ではなく、電力増幅器１０６の出力信号のうち大半は、外部に出力される。
【００４５】
可変利得減衰器１０８は、方向性結合器１０７から出力された信号を減衰させ、減衰後の信号（第１の信号）を周波数変換器１０９に出力する。なお、可変利得減衰器１０８による信号の減衰量は調整可能であり、制御部１１４により制御される。
【００４６】
周波数変換器１０９は、可変利得減衰器１０８から出力された信号と移送器１０２から出力された信号とを合成して、ベースバンド帯の信号に変換し、変換後の信号を加算器１１１および位相／強度比較器１１３に出力する。ここで、上述したように、移送器１０２により、ローカル信号の位相は、周波数変換器１０５の出力信号が周波数変換器１０９に入力されるまでの遅延量に相当する分だけ回転している。そのため、ローカル信号の遅延を打ち消すことができる。
【００４７】
移送器１１０は、入力信号の位相を回転させ、位相回転後の信号（第２の信号）を加算器１１１および位相／強度比較器１１３に出力する。なお、移送器１１０による位相回転量は調整可能であり、制御部１１４により制御される。
【００４８】
加算器１１１は、周波数変換器１０９から出力された信号と移送器１１０から出力された信号とを加算し、加算後の信号（第３の信号）を増幅器１１２に出力する。
【００４９】
増幅器１１２は、加算器１１１から出力された信号を増幅し、増幅後の信号を加算器１０３に出力する。
【００５０】
位相／強度比較器１１３は、周波数変換器１０９から出力された信号と移送器１１０から出力された信号との位相および強度を比較し、比較結果を制御部１１４に出力する。
【００５１】
制御部１１４は、局部発振器１０１の発振周波数および移送器１０２による位相回転量をそれぞれ制御する。また、制御部１１４は、位相／強度比較器１１３による比較結果に基づいて、周波数変換器１０９の出力信号と移送器１１０の出力信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、移送器１１０による位相回転量、および、可変利得減衰器１０８による信号の減衰量をそれぞれ調整する。
【００５２】
このように、移送器１１０による位相回転量および可変利得減衰器１０８による信号の減衰量をそれぞれ調整することで、加算器１１１による加算により、入力信号を打ち消して、歪成分のみを取り出すことができる。なお、加算器１０３および加算器１１１は、表記上は加算器であるが、実際は、２つの信号の差を取るように動作する。
【００５３】
ここで、入力信号と歪成分とに分けて、図１に示す送信器１００における利得について説明する。  入力信号および歪成分ともに、フォワード部１１６を通過し、フィードバック部１１７の加算器１１１に入力されるまでは共通である。その後、上述したように、入力信号は、加算器１１１による加算により打ち消されるため、加算器１０３に帰還しない。
【００５４】
そのため、入力信号に関しては、送信器１００を、負帰還方式を用いた送信器としてではなく、フォワード部１１６のみの送信器として扱うことが可能となる。したがって、入力信号に関する利得は、加算器１０３から方向性結合器１０７の出力までの利得で計算することができる。
【００５５】
一方、歪成分は、加算器１１１による加算により打ち消されることなく、増幅器１１２に入力される。
【００５６】
加算器１１１において入力信号が打ち消されるように可変利得減衰器１０８による信号の減衰量が調整されるため、加算器１０３から加算器１１１までの利得は１である。したがって、加算器１０３から増幅器１１２の出力までの開ループ利得、つまり歪補償量は、増幅器１１２の利得のみによって決定される。これにより、送信器１００は、負帰還方式による歪補償を行うとともに、入力信号に関しては、フォワード部１１６のみの送信器と同様に、広帯域に亘って高利得を得ることができる。また、歪成分のみを帰還させ、信号成分は帰還させないので、信号成分については、負帰還に関する位相余裕を考慮する必要がなくなる。
【００５７】
図２は、移送器１１０の構成を示す回路図である。
【００５８】
図２に示す移送器１１０は、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と、容量Ｃ１と、演算増幅器（オペアンプ）２０１と、を有する。
【００５９】
抵抗Ｒ１の一端および容量Ｃ１の一端は、入力信号の入力端子と接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、抵抗Ｒ２の一端およびオペアンプ２０１の反転入力（−）と接続されている。容量Ｃ１の他端は、抵抗Ｒ３の一端およびオペアンプ２０１の非反転入力（＋）と接続されている。抵抗Ｒ２の他端はオペアンプ２０１の出力と接続され、抵抗Ｒ３の他端は接地されている。
【００６０】
上述した構成により、移送器１１０は、振幅特性はそのままで、位相特性のみを変化させるオールパスフィルタとして動作する。
【００６１】
なお、上述したように、移送器１１０による位相回転量は、移送器１１０の出力信号と周波数変換器１０９の出力信号との位相の差が最小となるように調整される。すなわち、移送器１１０による位相回転量は、帰還に要する時間だけ入力信号を遅延させる遅延量に相当する。したがって、移送器１１０は、帰還の遅延時間だけ入力信号を遅延させて出力することになる。
【００６２】
帰還の遅延時間をＴとし、入力信号の周波数をｆとし、入力信号の角周波数をωとすると、帰還までの位相回転量φは、以下の式（６）で示される。
【００６３】
φ＝−Ｔ×ω＝−２πｆＴ      ・・・式（６）
高周波帯の信号の位相を回転させる場合には、伝送線路を用いた移送器が用いられることが多い。しかし、ベースバンド帯の信号の位相を回転させる場合に伝送線路を用いると、伝送線路が非常に長くなってしまうという問題がある。そこで、本実施形態においては、移送器１１０としてオールパスフィルタを用いている。
【００６４】
図２に示すオールパスフィルタの入出力特性は、以下の式（７）で示される。
【００６５】
【数４】
2015023530.tif 000006
【００６６】
Ｒ１＝Ｒ２とすると、式（７）は以下の式（８）のように整理される。
【００６７】
【数５】
2015023530.tif 000007
【００６８】
式（８）を伝達関数で表記すると、以下の式（９）で示される。
【００６９】
【数６】
2015023530.tif 000008
【００７０】
式（９）の大きさは１であり、位相θは以下の式（１０）で示される。
【００７１】
【数７】
2015023530.tif 000009
【００７２】
遅延時間Ｔによる位相回転量（式（６））、および、オールパスフィルタによる位相回転量（式（１０））の周波数特性の一例を図３に示す。なお、図３においては、遅延時間Ｔ＝１０ｎｓとし、Ｃ１Ｒ３＝１．８×１０-3とした。また、図３において、点線は式（６）の特性を示し、実線は式（１０）の特性を示す。
【００７３】
図２に示すオールパスフィルタでは、１８０度までしか位相が回転しないため、オールパスフィルタによる位相回転量は、高周波帯では、帰還の遅延時間Ｔによる位相回転量との差が大きくなっているが、移送器１１０としては十分に機能することができる。
【００７４】
なお、遅延時間Ｔは、実際の送信器の構成によって大きく変動するが、図２に示すオールパスフィルタによれば、抵抗Ｒ３の抵抗値や容量Ｃ１の容量値を可変にしておくことで、種々の送信器に対応可能である。
【００７５】
このように本実施形態においては、送信器１００は、可変利得減衰器１０８により送信信号の一部を減衰させた信号（第１の信号）と移送器１１０により入力信号の位相を回転させた信号（第２の信号）との位相の差、および、強度の差が最小となるように、可変利得減衰器１０８による信号の減衰量、および移送器１１０による位相回転量をそれぞれ調整し、加算器１１１により第１の信号と第２の信号とを加算し、加算器１１１による加算後の信号（第３の信号）と入力信号とを加算した信号（第４の信号）を増幅して送信信号として出力する。
【００７６】
第１の信号と第２の信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、可変利得減衰器１０８による信号の減衰量、および、移送器１１０による位相回転量をそれぞれ調整し、それぞれから出力された信号を加算することで、入力信号（信号成分）を打ち消し、歪成分のみを取り出すことができ、取り出した歪成分と入力信号とを加算して増幅することで、歪補償を行うことができる。
【００７７】
また、歪成分のみを帰還させ、信号成分は帰還させないので、入力信号を歪補償量の分だけ余分に増幅する必要がなくなるので、フォワード部のみの送信器と同様に、広帯域に亘って高利得を得ることができる。また、信号成分は帰還させないので、信号成分に関しては、負帰還に関する位相余裕を考慮する必要がなくなる。
【００７８】
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態における送信器４００の構成を示すブロック図である。なお、図４において、図１と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【００７９】
本実施形態の送信器４００は、第１の実施形態の送信器１００と比較して、低域通過フィルタ１０３を帯域可変フィルタ４０１に変更した点と、増幅器１１２を可変利得増幅器４０２に変更した点と、制御部１１４を制御部４０３に変更した点と、が異なる。なお、可変利得増幅器４０２は、第１の可変利得増幅器の一例である。
【００８０】
帯域可変フィルタ４０１は、加算器１０３から出力された信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを周波数変換器１０５に出力する。なお、帯域可変フィルタ４０１の通過周波数帯域は調整可能であり、制御部４０３により制御される。
【００８１】
可変利得増幅器４０２は、加算器１１１から出力された信号を所定の利得で増幅し、増幅後の信号を加算器１０３に出力する。なお、可変利得増幅器４０２の利得は調整可能であり、制御部４０３により制御される。
【００８２】
制御部４０３は、制御部１１４の動作に加えて、送信器４００において取り扱うべき信号（所望信号）の周波数に応じて、帯域可変フィルタ４０１の通過周波数帯域、および、可変利得増幅器４０２の利得を制御する。
【００８３】
送信器の構成が固定である場合、帰還の遅延による位相回転量は、所望信号の周波数に依存する。所望信号の周波数に関わりなく、位相余裕を一定に保つためには、所望周波数の周波数に応じて、開ループ利得、つまり歪補償量を変更する必要がある。
【００８４】
本実施形態の送信器４００によれば、所望信号の周波数に応じて、帯域可変フィルタ４０１の通過周波数帯域、および、可変利得増幅器４０２の利得を制御することで、所望信号の周波数帯域が変わった場合にも、位相余裕を一定に保つことができる。
【００８５】
（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態における送信器５００の構成を示すブロック図である。なお、図５において、図４と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【００８６】
本実施形態の送信器５００は、第２の実施形態の送信器４００と比較して、帯域可変フィルタ４０１を削除した点と、帯域可変フィルタ５０１を追加した点と、制御部４０３を制御部５０２に変更した点と、が異なる。
【００８７】
帯域可変フィルタ５０１は、可変利得増幅器４０２と加算器１０３との間に設けられ、可変利得増幅器４０２から出力された信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを加算器１０３に出力する。なお、帯域可変フィルタ５０１の通過周波数帯域は調整可能であり、制御部５０２により制御される。
【００８８】
制御部５０２は、制御部１１４の動作に加えて、所望信号の周波数に応じて、帯域可変フィルタ５０１の通過周波数帯域、および、可変利得増幅器４０２の利得をそれぞれ制御する。
【００８９】
負帰還方式を用いた送信器においては、位相余裕を確保するために、帯域制限を行うループフィルタが必要である。ただし、ループフィルタは、第１および第２の実施形態の送信器のように、フォワード部に設ける必要はなく、ループ内に設けられていればよい。
【００９０】
本発明に係る送信器においては、入力信号に関しては帰還の途中で打ち消されるため、ループを構成しない。そのため、フォワード部にループフィルタを設けた場合、入力信号にとっては無駄な回路となってしまう。
【００９１】
そこで、本実施形態の送信器５００においては、可変利得増幅器４０２の後段に帯域可変フィルタ５０１を設けることで、入力信号にループフィルタの影響を与えることなく、歪成分にのみループフィルタが作用するようにすることができる。
【００９２】
（第４の実施形態）
図６は、本発明の第４の実施形態における送信器６００の構成を示すブロック図である。なお、図６において、図５と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【００９３】
本実施形態の送信器６００は、第３の実施形態の送信器５００と比較して、可変利得増幅器６０１を追加した点と、位相／強度比較器１１３を位相／強度比較器６０２に変更した点と、制御部５０２を制御部６０３に変更した点と、が異なる。可変利得増幅器６０１は、第２の可変利得増幅器の一例である。
【００９４】
可変利得増幅器６０１は、移送器１１０の後段に設けられ、移送器１１０から出力された信号を所定の利得で増幅し、増幅後の信号を加算器１１１および移送／強度比較器１１３に出力する。なお、可変利得増幅器６０１の利得は調整可能であり、制御部６０３により制御される。
【００９５】
位相／強度比較器６０２は、周波数変換器１０９の出力信号と可変利得増幅器６０１の出力信号との位相および強度を比較し、比較結果を制御部６０３に出力する。
【００９６】
制御部６０３は、位相／強度比較器６０２による比較結果に基づいて、周波数変換器１０９の出力信号と可変利得増幅器６０１の出力信号との位相の差、および、強度の差が最小となるように、位相器１１０による位相回転量、可変利得減衰器１０８による信号の減衰量、および、可変利得増幅器６０１の利得をそれぞれ制御する。
【００９７】
可変利得減衰器１０８による信号の減衰量および可変利得増幅器６０１の利得を組み合わせて制御することで、周波数変換器１０９の出力信号と可変利得増幅器６０１の出力信号との強度の差が最小となるように、より精密な調整が可能となる。
【００９８】
（第５の実施形態）
図７は、本発明の第５の実施形態における送信器７００の構成を示すブロック図である。なお、図７において、図６と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【００９９】
本実施形態の送信器７００は、第４の実施形態の送信器６００と比較して、信号処理部７０１を追加した点が異なる。
【０１００】
信号処理部７０１は、帯域可変フィルタ５０１の後段に設けられ、帯域可変フィルタ５０１の出力信号（歪成分）に対して、歪補償のための信号処理を行い、処理後の信号を加算器１０３に出力する。
【０１０１】
上述したように、加算器１１１の出力信号には歪成分のみが含まれている。したがって、可変利得増幅器４０２および帯域可変フィルタ５０１の出力信号にも歪成分のみが含まれ、信号成分は含まれてない。そのため、帯域可変フィルタ５０１の出力信号に歪補償のための信号処理を行った後に帰還させることで、より効果的な歪補償が可能となる。
【０１０２】
なお、信号処理部７０１を設ける位置は、帯域可変フィルタ５０１の後段に限られるものではなく、加算器１０３と加算器１１１との間であればよい。
【０１０３】
また、図７においては、ループフィルタである帯域可変フィルタ５０１と信号処理部７０１とを分けて記載しているが、ループフィルタによる帯域制限も信号処理の一部として考え、これらを合わせて信号処理部としてもよい。
【０１０４】
図８は、送信器７００の具体的な構成例を示すブロック図である。なお、図８において、図７と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【０１０５】
図８においては、帯域可変フィルタ５０１も信号処理部７０１の一部とした構成例を示している。
【０１０６】
信号処理部７０１は、低域通過フィルタ７０２と、バンドパスフィルタ７０３と、を有する。
【０１０７】
低域通過フィルタ７０２は、可変利得増幅器４０２から出力された信号（歪成分）のうち、低域成分のみを通過させる。
【０１０８】
バンドパスフィルタ７０３は、可変利得増幅器４０２から出力された信号（歪成分）のうち、高域成分のみを通過させる。バンドパスフィルタ７０３の出力と低域通過フィルタ７０２の出力とバンドパスフィルタ７０３の出力とは合成されて、加算器１０３に入力される。
【０１０９】
ここで、負帰還では、同じ遅延時間でも低周波ほど位相余裕があるためループ利得を高く設定することができる。そのため、低域通過フィルタ７０２を、例えば、演算増幅器を用いたアクティブフィルタとし、低域通過フィルタ７０２により所定の正の利得で信号を増幅するようにしてもよい。
【０１１０】
一般に、歪補償を行う際の信号帯域には、所望信号のチャネルだけでなく、隣接チャネルあるいは次隣接チャネルまで含まれることが多い。これは、隣接チャネルや次隣接チャネルへの影響が、規格により規定されていることが多いからである。
【０１１１】
そのため、隣接チャネルや次隣接チャネルへの信号の漏れ(スプリアス量を、規格で規定されている値まで落とせばよい。しかし、実際の通信品質に影響与える歪は、自チャンネル（所望信号のチャネル）内に含まれていることがおおい。そのため、低域通過フィルタ７０２により低域の歪成分を増幅し、自チャンネル内の歪をより多く補償することで、一般的な歪補償と比較して通信品質を改善することができる。
【０１１２】
また、バンドパスフィルタ７０３により、高域の歪成分を取り出し、信号処理することで、安定した負帰還動作が可能となる。
【０１１３】
なお、低域通過フィルタ７０２およびバンドパスフィルタ７０３共に、ループフィルタとしての役割も兼ねている。
【符号の説明】
【０１１４】
１００，４００，５００，６００，７００    送信器
１０１    局部発振器
１０２，１１０    移送器
１０３，１１１    加算器
１０４，７０２    低域通過フィルタ
１０５    周波数変換器
１０６    電力増幅器
１０７    方向性結合器
１０８    可変利得減衰器
１０９    周波数変換器
１１２    増幅器
１１３，６０２    移送／強度比較器
１１４，４０３，５０２，６０３    制御部
１１５    ローカル部
１１６    フォワード部
１１７    フィードバック部
２０１    オペアンプ
４０１，５０１    帯域可変フィルタ
４０２，６０１    可変利得増幅器
７０１    信号処理部
７０３    バンドパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図３】
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