(57)【要約】【課題】コストの増大を抑えつつ、電源電流の高調波成分を低減する。【解決手段】交流電源（30）の出力を全波整流するコンバータ回路（11）と、コンバータ回路（11）の出力ノードの間に接続されたコンデンサ（12a）を有し、脈動する直流電圧（vdc）を出力するコンデンサ部（12）と、コンデンサ部（12）の出力を交流電力に変換するインバータ回路（13）とを設ける。コンデンサ部（12）は、該コンデンサ部（12）おける静電容量（C）が、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が増加すると減少し、出力電圧（vdc）が減少すると増加するように構成する。【選択図】図３
2015080370.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（30）の出力を全波整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力ノードの間に接続されたコンデンサ（12a）を有し、脈動する直流電圧（vdc）を出力するコンデンサ部（12）と、
上記コンデンサ部（12）の出力を交流電力に変換するインバータ回路（13）とを備え、
上記コンデンサ部（12）は、該コンデンサ部（12）おける静電容量（C）が、上記コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が増加すると減少し、該出力電圧（vdc）が減少すると増加するように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記コンデンサ部（12）における静電容量（C）は、上記コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）の最大値（Vmax）においてゼロであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２において、
上記コンデンサ（12a）は、セラミックコンデンサによって構成され、該セラミックコンデンサの直流バイアス特性によって容量が可変することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
コンバータ回路とインバータ回路を有した電力変換装置には、比較的小容量のコンデンサを設けてインバータ回路への入力電圧を脈動させつつ、該入力電圧の脈動に同期させて負荷（例えばＩＰＭモータ）の電流を脈動させることで、入力電流の導通幅を広げて力率改善を実現しているものがある（例えば特許文献１を参照）。
【０００３】
このように、入力電圧が大きく脈動し、振幅の大きな交流成分を含んでいると、電源からコンバータ回路を介してコンデンサに流れ込む電流に高調波成分が含まれてしまい、電源電流の波形が歪むことになる。
【０００４】
これに対し、従来の電力変換装置の中には、コンデンサの電流を補償することで高調波の低減を図ったものがある（例えば特許文献２を参照）。特許文献２の例は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量が設定されている。そして、３相インバータの出力電圧又は出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流を抑制（補償）すべく制御を行うことによって、電源電流の高調波の低減を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−５１５８９号公報
【特許文献２】特許第３６９９６６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献２の例では、制御をマイクロコンピュータで実現しているので、対策すべき高調波成分の周波数が高くなると、マイクロコンピュータの高速化が必要になるとともに、電流補償の反映回数を増やすためにインバータ回路のスイッチング周波数を高める必要もある。マイクロコンピュータを高速化すればコストが増大する。また、スイッチング周波数を高めるとインバータ回路における損失が増大するのでヒートシンクなどの冷却器のサイズアップが必要になり、これもコストの増大を招くことになる。
【０００７】
本発明は上記の問題に着目してなされたものであり、コストの増大を抑えつつ、電源電流の高調波成分を低減することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するため、第１の発明は、
交流電源（30）の出力を全波整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力ノードの間に接続されたコンデンサ（12a）を有し、脈動する直流電圧（vdc）を出力するコンデンサ部（12）と、
上記コンデンサ部（12）の出力を交流電力に変換するインバータ回路（13）とを備え、
上記コンデンサ部（12）は、該コンデンサ部（12）おける静電容量（C）が、上記コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が増加すると減少し、該出力電圧（vdc）が減少すると増加するように構成されていることを特徴とする。
【０００９】
この構成では、コンデンサ（12a）の静電容量（C）が低下させられた際に、コンデンサ電流（ic）の高調波成分が低減する（後述の式（４）、式（６）等を参照）。また、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が低下した際は、コンデンサ（12a）の静電容量（C）が増大するので、該コンデンサ（12a）の電荷（電力）を、インバータ回路（13）の駆動に利用できる。
【００１０】
また、第２の発明は、
第１の発明において、
上記コンデンサ部（12）における静電容量（C）は、上記コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）の最大値（Vmax）においてゼロであることを特徴とする。
【００１１】
この構成では、より効果的にコンデンサ電流（ic）の高調波成分が低減する。
【００１２】
また、第３の発明は、
第１又は第２の発明において、
上記コンデンサ（12a）は、セラミックコンデンサによって構成され、該セラミックコンデンサの直流バイアス特性によって容量が可変することを特徴とする。
【００１３】
この構成では、セラミックコンデンサの直流バイアス特性によって容量が可変される。
【発明の効果】
【００１４】
第１の発明によれば、電源電流の高調波成分を低減することが可能になる。
【００１５】
また、第２の発明によれば、より効果的にコンデンサ電流（ic）の高調波成分が低減されるので、より効果的に、電源電流の高調波成分を低減することが可能になる。
【００１６】
また、第３の発明によれば、セラミックコンデンサの直流バイアス特性を利用するにはセラミックコンデンサのアルカリ土類金属や希土類元素の含有量を減らすことになるので、コストの低減が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、交流電源の電流、電圧、及びコンバータ回路の出力電圧の波形を例示する。
【図３】図３は、実施形態１におけるコンデンサの特性を例示する。
【図４】図４は、実施形態１におけるコンデンサの静電容量の変化を示すタイミングチャートである。
【図５】図５は、実施形態１における電源電流の波形を例示する。
【図６】図６は、従来例の電源電流の波形を例示する。
【図７】図７は、図５、及び図６の波形をスペクトル分析した図である。
【図８】図８は、実施形態１の変形例におけるコンデンサの特性を例示する。
【図９】図９は、変形例におけるコンデンサの静電容量の変化を示すタイミングチャートである。
【図１０】図１０は、本発明の実施形態２に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【００１９】
《発明の実施形態１》
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。この電力変換装置（10）は、例えば、空気調和装置（図示は省略）の圧縮機を駆動するモータ等に電力を供給するために用いる。電力変換装置（10）は、図１に示すように、コンバータ回路（11）、コンデンサ部（12）、インバータ回路（13）、及びＰＷＭ制御部（14）を備え、単相の交流電源（30）から供給された交流電力を所定の周波数の交流電力に変換して、モータ（20）に供給する。モータ（20）には、例えば、いわゆるＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータを採用できる。
【００２０】
〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L1）を介して交流電源（30）に接続され、交流電源（30）からの交流を直流に整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、４つのダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）によって、交流電源（30）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。
【００２１】
〈コンデンサ部〉
コンデンサ部（12）は、コンデンサ（12a）を備えている。コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）の正及び負の出力ノードの間に接続され、該コンデンサ（12a）の両端に生じた直流電圧（出力電圧（vdc））がインバータ回路（13）の入力ノードに印可されている。なお、この例では、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）の正極側の出力ノードには、リアクトル（L2）を介して接続されている。
【００２２】
このコンデンサ（12a）は、インバータ回路（13）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）によって整流された電圧（電源電圧に応じて変動する電圧）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。
【００２３】
したがって、このコンデンサ部（12）が出力する直流電圧（vdc）は、電源電圧の２倍の周波数で脈動している。具体的に、コンデンサ部（12）が出力する直流電圧（vdc）は、その最大値（Vmax）がその最小値（Vmin）の２倍以上となるような大きな脈動を有している。図２は、交流電源（30）からの電流（以下、電源電流（is））、交流電源（30）の電圧（以下、入力電圧vs（θ））、及びコンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）の波形を例示する。
【００２４】
本実施形態では、コンデンサ（12a）の構成に特徴があり、その構成については後に詳述する。
【００２５】
〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、入力ノードがコンデンサ部（12）のコンデンサ（12a）に接続され、脈動する直流電圧（vdc）が供給されている。インバータ回路（13）は、コンデンサ部（12）の出力をスイッチングして三相交流（U,V,W）に変換し、モータ（20）に供給する。
【００２６】
本実施形態のインバータ回路（13）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（13）は、三相交流をモータ（20）に出力するために、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（20）の各相のコイル（後述）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列接続されている。
【００２７】
そして、インバータ回路（13）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、コンデンサ部（12）から入力された直流電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（20）へ供給する。このオンオフ動作の制御はＰＷＭ制御部（14）が行う。
【００２８】
〈ＰＷＭ制御部〉
ＰＷＭ制御部（14）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムを含み、インバータ回路（13）の出力を制御して、モータ（20）の駆動を制御する。モータ（20）の駆動の制御には、ｄ−ｑ軸ベクトル制御が用いられる。
【００２９】
この例では、ＰＷＭ制御部（14）には、モータ（20）の回転速度（ω）と、回転速度の指令値（ω*）が入力されており、ｄ−ｑ軸ベクトル制御を行う際に、モータ（20）のトルクが電源周波数の２倍の周波数で脈動するように、それぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をオンにする時間を求め、ゲート信号（G1,G2,…,G6）を生成する。
【００３０】
〈コンデンサの構成〉
コンデンサ（12a）は、所定の電圧領域では、印可される電圧が高くなると静電容量（C）が減少し、印可される電圧が低くなると静電容量（C）が増大する可変容量のコンデンサである。
【００３１】
このような特性のコンデンサ（12a）を採用するのは、電源電流（is）の高調波成分を低減させるためである。以下に、このような特性のコンデンサ（12a）によって電源電流（is）の高調波成分を低減できる理由を詳述する。
【００３２】
−コンデンサを可変容量とする理由−
交流電源（30）の電圧、すなわちコンバータ回路（11）への入力電圧vs（θ）は、交流電源（30）の電圧ピーク値をＶｓとすると次の式（１）で表すことができる。なお、θは、電源電圧の位相である。
【００３３】
【数１】
2015080370.tif 000003
【００３４】
式（１）を用いると、コンデンサ（12a）の電圧は、コンデンサ（12a）の静電容量（C）が小さいとすると、入力電圧vs（θ）の絶対値で表すことができる（次の式（２）参照）。式（２）では、ｓｉｎθの絶対値の項についてフーリエ級数展開を行っている。
【００３５】
【数２】
2015080370.tif 000004
【００３６】
そして、コンデンサの電圧とコンデンサの電流の関係は、次の式（３）で表せるので、式（２）を微分することによってコンデンサ（12a）に流れる電流（以下、コンデンサ電流（ic））を算出することができる。
【００３７】
【数３】
2015080370.tif 000005
【００３８】
算出したコンデンサ電流（ic）を次の式（４）に示す。
【００３９】
【数４】
2015080370.tif 000006
【００４０】
電力変換装置（10）の回路構成から、電源電流（is）と、インバータ回路（13）の入力電流（iinv）と、コンデンサ電流（ic）とは、キルヒホッフの法則を用いると次の式（５）で示す関係が成り立つ。
【００４１】
【数５】
2015080370.tif 000007
【００４２】
そして、式（４）を式（５）に代入することにより、次の式（６）の関係式を得ることができる。
【００４３】
【数６】
2015080370.tif 000008
【００４４】
式（６）からは、電源電流（is）の絶対値｜is｜は、インバータ回路（13）への入力電流（iinv）には関係なく、コンデンサ電流（ic）によって高調波成分を含むことが分かる。つまり、電源電流（is）は、コンデンサ電流（ic）の高調波成分を含むことを示している。すなわち、電源電流（is）の高調波成分を低減するためには、コンデンサ電流（ic）の高調波成分を低減することが１つの方法である。
【００４５】
コンデンサ電流（ic）の高調波成分を減らすためには、式（４）から分かるように、電源電圧の電圧ピーク値（Vs）を小さくするか、コンデンサ（12a）の静電容量（C）を小さくすることが考えられる。電源電圧は電力会社の仕様で決まることであるので、交流電源（30）の電圧ピーク値（Vs）は、簡単には変更することができない。そこで、コンデンサ（12a）の静電容量（C）を小さくするのが有力な高調波成分低減の手段となる。
【００４６】
しかしながら、コンデンサ（12a）の静電容量（C）は、単に小さくしたり、ゼロにしたりすることはできない。特に、コンバータ回路（11）の直流電圧（vdc）がゼロの時は、コンデンサ（12a）に貯まった電荷（電力）によってインバータ回路（13）を駆動させるのが望ましい。これにより、モータ（20）に流れる電流のピーク値や、実効値を小さくできる効果があるからである。つまり、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が小さい時は、コンデンサ（12a）の静電容量（C）がある程度大きい方が、インバータ回路（13）としては都合が良いことになる。
【００４７】
そこで、本実施形態では、コンデンサ（12a）として、所定の電圧領域では、印可される電圧が高くなると静電容量（C）が減少し、当該電圧が低くなると静電容量（C）が増大する可変容量のコンデンサを採用したのである。つまり、本実施形態のコンデンサ部（12）は、該コンデンサ部（12）おける静電容量（C）が、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が増加すると減少し、該出力電圧（vdc）が減少すると増加するように構成されている。
【００４８】
−コンデンサの詳細設計−
図３は、本実施形態におけるコンデンサ（12a）の特性を例示する。図３では、横軸がコンデンサ（12a）に印可される電圧であり、縦軸が静電容量（C）である。同図に示すように、印可電圧がゼロからＶ１までの領域では、電圧に比例して静電容量（C）が減少している。また、印可電圧が電圧（V1）以上では、概ね静電容量（C）は一定である。
【００４９】
このような特性のコンデンサ（12a）は、セラミックコンデンサによって実現できる。例えば、セラミックコンデンサの材料としてチタン酸バリウムを使う場合には、一般的には、直流バイアス特性による容量低下を少なくするために、カルシウム（Ｃａ）、ストロンチウム（Ｓｒ）などのアルカリ土類金属を添加したり、イットリウム（Ｙ）、ネオジム（Ｎｄ）、サマリウム（Ｓｍ）、ジスプロシウム（Ｄｙ）などの希土類金属を添加したりする。そこで、本実施形態では、コンデンサ（12a）としてセラミックコンデンサを採用し、このようなアルカリ土類金属や希土類元素の含有量を調整することで、図３に示したような特性のコンデンサ（12a）を構成している。具体的には、一般的なセラミックコンデンサよりも、アルカリ土類金属や希土類元素の含有量を減らした材料を用いてコンデンサ（12a）を構成する。
【００５０】
本実施形態では、V1は、コンバータ回路（11）の出力電圧の最大値（Vmax）よりも大きな値となるようにコンデンサ（12a）を設計してある。
【００５１】
また、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）の出力が最小値（Vmin）、すなわちコンデンサ（12a）への印可電圧が最小値（Vmin）の時に、静電容量が２０μＦとなるように設計してある。つまり、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）の出力が最小値（Vmin）の時に、コンバータ回路の出力の平滑化に用いる一般的な電解コンデンサの概ね１／１００の容量を有しているのである。この２０μＦという値は、コンバータ回路（11）の出力電圧が最小値（Vmin）の時に、コンデンサ（12a）に貯まった電荷（電力）によってインバータ回路（13）を駆動させることを想定して定めた容量である。
【００５２】
また、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）の出力が最大値（Vmax）の時には、２μＦとなるように設計してある。この２μＦという値は、電源電流（is）における高調波成分の目標レベルを勘案して定めてある。具体的には、上記の式（４）、（６）を検討すればよい。このように、本実施形態では、コンデンサ（12a）の静電容量（C）は、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）に応じて、２μＦから２０μＦまで可変するのである。
【００５３】
〈電力変換装置の動作〉
本実施形態では、コンデンサ部（12）に小容量のコンデンサ（12a）を設けているため、インバータ回路（13）に印可される直流電圧（vdc）がより大きく脈動する。そして、当該直流電圧（vdc）の脈動により、コンバータ回路（11）のダイオード（D1〜D4）の電流導通幅が広くなり、その結果力率が改善する。
【００５４】
また、ＰＷＭ制御部（14）は、モータ（20）のトルクが電源周波数の２倍の周波数で脈動するように、インバータ回路（13）におけるスイッチングを制御する。これにより、電源電流（is）の高調波が低減される。
【００５５】
更に、本実施形態では、コンデンサ（12a）を、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が増加すると減少し、該出力電圧が減少するように可変容量とした。図４は、本実施形態におけるコンデンサ（12a）の静電容量（C）の変化を示すタイミングチャートである。同図に示すように、コンデンサ（12a）の静電容量（C）は、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）とは概ね逆相の動きを示している。出力電圧（vdc）が最大値（Vmax）の時には、コンデンサ（12a）の静電容量（C）は２μＦである。また、出力電圧（vdc）が最小値（Vmin）の時には、コンデンサ（12a）の静電容量（C）は２０μＦである。
【００５６】
この例では、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が低下して最小値（Vmin）となった際には、コンデンサ（12a）の静電容量（C）が増大しているので、該コンデンサ（12a）の電荷（電力）によって、コンバータ回路（11）が駆動される。そして、コンデンサ（12a）の静電容量（C）が低下させられた際には、コンデンサ電流（ic）の高調波成分が低減される（式（４）、式（６）等を参照）。
【００５７】
図５は、本実施形態における電源電流（is）の波形を例示する。図６は、コンデンサ（12a）を固定容量の小容量コンデンサ（例えば２０μＦ）に置き換えた電力変換装置（説明の便宜のため従来例と呼ぶ）の電源電流の波形を例示する。また、図７は、図５、及び図６の波形をスペクトル分析した図である。図５、及び図６に示すように、本実施形態の電源電流（is）は、従来例と比べ、正弦波により近い波形である。これは、図７に示すように、本実施形態は従来例と比較し、６５０Ｈｚ以上の周波数成分（高調波成分）が低減しているからである。
【００５８】
〈本実施形態における効果〉
以上のように、本実施形態によれば、電源電流の高調波成分を低減することが可能になる。
【００５９】
また、本実施形態では、アルカリ土類金属や希土類元素の含有量を減らしたセラミックコンデンサをコンデンサ（12a）として用いるので、コストの低減が可能になる。
【００６０】
《実施形態１の変形例》
本変形例では、コンデンサ部（12）の他の構成例を説明する。本変形例では、コンデンサ（12a）の特性が、実施形態１とは異なっている。図８は、実施形態１の変形例におけるコンデンサ（12a）の特性を例示する。なお、図８には、実施形態１のコンデンサ（12a）の特性を破線で併記してある。
【００６１】
この例では、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）の最大値（Vmax）よりも低い電圧である電圧（V2）以上において、静電容量（C）がゼロとなるように構成されている。
【００６２】
この例でもコンデンサ（12a）は、セラミックコンデンサで構成し、実施形態１の例よりも、アルカリ土類金属や希土類元素等の添加物の量をより少なくしてある。図９は、本変形例におけるコンデンサ（12a）の静電容量（C）の変化を示すタイミングチャートである。同図に示すように、本変形例では、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が最大値（Vmax）となるタイミング含む所定の期間において、コンデンサ（12a）は、静電容量（C）がゼロである。
【００６３】
上記のように、コンデンサ（12a）の静電容量（C）をゼロまで低下させることで、高調波成分の低減効果もより大きくなる。また、アルカリ土類金属や希土類元素等の添加物の量をより少なくできるので、コンデンサ（12a）のコストをより低減することが可能になる。
【００６４】
《発明の実施形態２》
図１０は、本発明の実施形態２に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。本実施形態は、コンデンサ部（12）の構成が実施形態１とは異なっている。本実施形態のコンデンサ部（12）は、コンデンサ（12a）に加え、容量調整用コンデンサ（12b）、及び容量調整用コンデンサ（12b）に直列接続されたスイッチ部（15）を備えている。この例では、直列接続されたスイッチ部（15）をオンにすると、容量調整用コンデンサ（12b）がコンデンサ（12a）に並列接続され、スイッチ部（15）をオフにすると、その接続が断たれるようになっている。こうすることで、コンデンサ部（12）における静電容量（C）を切り替えることが可能になる。本実施形態では、コンデンサ（12a）や容量調整用コンデンサ（12b）自体には、容量を可変する機能は必須ではない。コンデンサ（12a）や容量調整用コンデンサ（12b）には、例えばフィルムコンデンサなどを採用できる。
【００６５】
スイッチ部（15）は、例えば、コンバータ回路（11）の出力を抵抗で分圧してノーマリーオン形のスイッチング素子（図示は省略）の制御端子に印可するように構成することが考えられる。この構成により、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が所定値よりも低いときには上記スイッチング素子がオンになって、コンデンサ（12a）と容量調整用コンデンサ（12b）とが並列接続され、コンデンサ部（12）における静電容量（C）が増大する。また、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が所定値よりも高くなると、上記スイッチング素子がオフになって、コンデンサ（12a）と容量調整用コンデンサ（12b）の接続が断たれる。これにより、コンデンサ部（12）における静電容量（C）が減少する。すなわち、本実施形態においても、コンデンサ部（12）は、該コンデンサ部（12）おける静電容量（C）が、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が増加すると減少し、該出力電圧（vdc）が減少すると増加するように構成されている。
【００６６】
したがって、本実施形態においても、電源電流の高調波成分を低減することが可能になる。
【００６７】
なお、コンデンサ（12a）にもスイッチを直列に繋いで、コンバータ回路（11）の出力電圧（vdc）が所定値よりも低いときには該スイッチをオン、高いときにはオフに制御するようにしてもよい。こうすることで、容量調整の幅を広げたり、それぞれのスイッチがオンになる出力電圧（vdc）とを互いに異ならせて更に細かな分解能で容量の調整を行ったりすることが可能になる。
【００６８】
《その他の実施形態》
なお、コンデンサ（12a）の静電容量（C）の具体的な値は例示であって、電力変換装置（10）に求められる性能等に応じて適宜定めることになる。
【００６９】
また、実施形態２においては、更に多くの容量調整用コンデンサ（12b）とスイッチ部（15）を設けてもよい。この場合、それぞれのスイッチ部（15）が切り替わる出力電圧（vdc）は、同じであってもよいし、互いに異なっていてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
本発明は、入力された電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置として有用である。
【符号の説明】
【００７１】
１０      電力変換装置
１１      コンバータ回路
１２      コンデンサ部
１２ａ    コンデンサ
１３      インバータ回路
３０      交流電源
ｖｄｃ    直流電圧（出力電圧）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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