(57)【要約】【課題】スナバ電圧の発生を抑えて、トランスに残った偏磁を解消し、一次側回路と二次側回路の切り換えを短時間で行うことが可能な双方向電源装置を提供する。【解決手段】それぞれスイッチング素子でフルブリッジ回路を構成した一次側回路１２と二次側回路１３がトランス１１で連結された双方向電源装置１０において、トランス１１に対して交流電力を供給する側のフルブリッジ回路のスイッチング素子ＱＨ１１、ＱＬ１２の半周期の通電終了後に、スイッチング素子ＱＬ１２で、コイルに流れる残留電流をショートさせる。【選択図】図１
2015204714.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれスイッチング素子でフルブリッジ回路を構成した一次側回路と二次側回路がトランスで連結された双方向電源装置において、
前記トランスに対して交流電力を供給する側の前記フルブリッジ回路のスイッチング素子の半周期の通電終了後に、該スイッチング素子の一つで、前記トランスのコイルに流れる残留電流をショートした後、電力伝達方向を反転することを特徴とする双方向電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の双方向電源装置において、前記トランスは、鉄心と該鉄心に巻かれた一次コイル及び二次コイルを有し、電力伝達方向を反転する時に、反転前の前記トランスの励磁方向と逆になるように次に流す電流を制御することを特徴とする双方向電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、休止時間を設けることなく入力と出力を瞬時に切り換えることが可能な双方向電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に示すように、例えば、商用電源から電池に電力を充電し、停電時に電池から商用電源に電力を供給することが行われている。また、特許文献２には、直流を交流に変換し、この交流を電圧変換して、再度直流に変換することを双方向に行う双方向コンバータが開示されている。
【０００３】
図５には、このような双方向コンバータに使用する双方向フルブリッジコンバータ（双方向電源装置）１００の具体例を示すが、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されたスイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２をブリッジ接続して一次側回路Ｐを形成する。そして、それぞれダイオードＤ５〜Ｄ８が逆並列に接続されたスイッチング素子ＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２をブリッジ接続して二次側回路Ｓを形成し、一次側回路Ｐと二次側回路ＳをトランスＴによって連結している。なお、スイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２の順動作、及びスイッチング素子ＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２の逆動作時にはＰＷＭ制御が行われ、出力量の調整やトランスＴを通る電流波形の改善が行われている。また、図５における１５、１７はプラス側端子、１６、１８はマイナス側端子を示す。
【０００４】
【表１】
2015204714.tif 000003
【０００５】
その動作を表１に示すが、ステップＢ時点では、スイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２の切り換えを行うので、僅少（例えば、１００〜５００ｎＳ）の休止時間を設ける。一方、ステップＤの時点では、一次回路Ｐの動作を完全に止めてから、二次回路Ｓの動作を開始させる。なお、表１において、○はスイッチング素子がオンの状態を、×はスイッチング素子がオフの状態を示し、×Ｄ動作はスイッチング素子がオフでダイオードが動作していることを示す（表２、表３も同様）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００４−４０８５７号公報
【特許文献２】特開２０１３−１７６１７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
この休止時間は０．１〜０．５秒程度もあり、その間電力の伝達が途切れてしまう。
更に、従来の方法では、スイッチング素子を制御する信号の遅れ、及びスイッチング素子自身の遅延のバラツキによりトランスの励磁が完全に対称とはならず、トランス自身の偏磁が起こり易く、コンデンサ等による直流カットが必要であり、大電流の電源装置の場合はコスト高となるという問題がある。
【０００８】
また、従来の方法では、ステップＢでスイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２のオフを、ステップＦでスイッチング素子ＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２のオフを行っているので、トランスＴの電流も突然断たれ、行き場の無くなった磁場による多大なスナバ電圧が発生するので、抵抗とコンデンサによるスナバ回路が必要となり、効率の低下、ノイズの発生、切り換え遅延時間の増大等の問題が発生していた。
【０００９】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたもので、スナバ電圧の発生を抑えて、トランスに残った偏磁を解消し、一次側回路と二次側回路の切り換えを短時間で行うことが可能な双方向電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記目的に沿う本発明に係る双方向電源装置は、それぞれスイッチング素子でフルブリッジ回路を構成した一次側回路と二次側回路がトランスで連結された双方向電源装置において、
前記トランスに対して交流電力を供給する側の前記フルブリッジ回路のスイッチング素子の半周期の通電終了後に、該スイッチング素子の一つで、前記トランスのコイルに流れる残留電流をショートした後、電力伝達方向を反転する。
【００１１】
本発明に係る双方向電源装置において、前記トランスは、鉄心と該鉄心に巻かれた一次コイル及び二次コイルを有し、電力伝達方向を反転する時に、反転前の前記トランスの励磁方向と逆になるように次に流す電流を制御するのが好ましい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係る双方向電源装置は、トランスに対して交流電力を供給する側のフルブリッジ回路のスイッチング素子の半周期の通電終了後に、スイッチング素子の一つで、コイルに流れる残留電流をショートさせるので、トランスに残っている電磁エネルギーの吸収を行うことが可能である。これによって、スナバ電圧の発生が抑制される。従ってこの後、インバータの休止期間を設けないで、双方向電源装置の電源供給を切り換えることができる。
また、一側のコイルに流れる電流をショートさせることによって、他側のコイルに電力を与えることも可能となる。
更に、電力伝達方向を反転する時に、反転前のトランスの励磁方向と逆になるように次に流す電流を制御することによって、トランスの磁気飽和を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】（Ａ）〜（Ｄ）はそれぞれ本発明の第１の実施の形態に係る双方向電源装置の各工程の動作説明図である。
【図２】（Ｅ）〜（Ｈ）はそれぞれ本発明の第１の実施の形態に係る双方向電源装置の各工程の動作説明図である。
【図３】（Ａ）〜（Ｄ）はそれぞれ本発明の第２の実施の形態に係る双方向電源装置の各工程の動作説明図である。
【図４】（Ｅ）〜（Ｈ）はそれぞれ本発明の第２の実施の形態に係る双方向電源装置の各工程の動作説明図である。
【図５】従来例に係る双方向電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
続いて、添付した図面を参照しながら、本発明を具体化した実施の形態について説明する。なお、図１〜図４において、破線は電流方向を示す。
図１の工程（Ａ）〜（Ｄ）、図２の工程（Ｅ）〜（Ｈ）に示すように、本発明の第１の実施の形態に係る双方向電源装置１０は、直流から直流に変換する回路で、トランス１１によって連結された一次側回路１２と、二次側回路１３と、図示しない制御装置とを有している。ここで、トランス１１は鉄心と鉄心に巻かれた一次コイル及び二次コイルを有している。
【００１５】
一次側回路１２は、フルブリッジ接続されたスイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２を有し、二次側回路１３は、フルブリッジ接続されたスイッチング素子ＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２を有し、これらのスイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２及びＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２には、逆並列にダイオードが接続されている。なお、スイッチング素子には、従来例、第１の実施の形態、第２の実施の形態において共通の符号を使用する。
【００１６】
この逆並列に接続されたダイオードは、各スイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２又はスイッチング素子ＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２がオフの場合は、整流回路として働き、二次側（反対側）に直流電圧を供給するようになっている。図１〜図４において、１５、１７はプラス側端子を、１６、１８はマイナス側端子を示す。
【００１７】
【表２】
2015204714.tif 000004
【００１８】
第１の実施の形態に係る双方向電源装置１０においては、表２に示すように、一次側回路１２のスイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２が工程（Ａ）、（Ｃ）でインバータ動作を行い、このとき、二次側回路１３のスイッチング素子ＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２は常時オフとなっている。従って、このとき、二次側回路１３は整流器として動作する。
【００１９】
ここで、表１に示す従来例に係る双方向電源装置と動作が異なるのは、図１（Ｂ）に示すように、スイッチング素子ＱＬ１２の半周期オンに加えて、更にスイッチング素子ＱＬ１２をオンにして、トランス１１に残った残留電流をショートさせることである。これによって、トランス１１の残留励磁が解除される。このとき、トランス１１の一次側に電流が流れるので、結局は二次側にも電流が流れる。
【００２０】
この状態で、トランスの残留電流がなくなるので、次の工程（Ｃ）で、スイッチング素子ＱＨ１２、ＱＬ１１をオンにして、トランス１１の逆方向に電流を流して、インバータ動作をさせる。そして、工程（Ｄ）では、スイッチング素子ＱＬ１１をオンにして、再度トランス１１の残留電流をショートする。これによって、トランス１１に発生する残留電流をショートさせるので、スイッチング素子を急速に切断しても、スナバ電圧が発生しない。通常はスナバ電圧の吸収のため、抵抗ＲとコンデンサＣを直列に接続したスナバ回路を設けるが、これによる電力損失が減少するので、このスナバ回路を省略することもできる。
【００２１】
工程（Ｄ）が終了した後、一次側回路１２からの給電を停止し、図２（Ｅ）に示すように、二次側回路１３のスイッチング素子ＱＨ２２、ＱＬ２１をオンにする。トランス１１には残留電流が残っていないので、次に半周期の切り換えが可能となる。以下の二次側回路１３の工程（Ｆ）、（Ｇ）、（Ｈ）の動作は一次側回路１２の動作と同じである。
これによって、各周期毎に発生するスナバ電圧の抑制が可能となり、電力の送り方向も次のサイクルで容易に変更できる。この場合、反転前のトランス１１の励磁方向と逆になるように次に流す電流を制御する。これによって、トランス１１が飽和し、急激な電流が送電側のコイルに流れるのを防止できる。
【００２２】
なお、制御装置は周知の構造となっており、これらスイッチング素子ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２及びＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２を表２の指示に従って出力する回路が設けられ、その回路には各サイクルにおいて波形幅（ＰＷＭ）制御を行って、出力電圧の調整も可能としている。
【００２３】
続いて、図３（Ａ）〜（Ｄ）、図４（Ｅ）〜（Ｈ）及び表３を参照しながら、本発明の第２の実施の形態に係る双方向電源装置２０について、第１の実施の形態に係る双方向電源装置１０と相違する点について説明する。
【００２４】
【表３】
2015204714.tif 000005
【００２５】
第１の実施の形態に係る双方向電源装置１０については、工程（Ｂ）の短絡処理をスイッチング素子ＱＬ１２をオンにして行っていたが、双方向電源装置２０においては、スイッチング素子ＱＨ１１をオンにして行っている。そして、工程（Ｄ）においてはスイッチング素子ＱＬ１１をオンにして行っている。
【００２６】
一方、図４（Ｅ）〜（Ｈ）に示す逆方向送電時には、工程（Ｆ）でＱＬ２２をオンにして、工程（Ｈ）では、ＱＨ２２をオンにして、残留電流を循環処理し、スナバ電圧の発生を抑えている。また、順方向から逆方向の送電に対しては、図３の工程（Ｄ）から図４の工程（Ｅ）に切り換えることによって、双方向電源装置２０の瞬時切り換えができる。制御装置については、第１の実施の形態の制御装置と同一である。
【００２７】
本発明は前記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を変更しない範囲でその回路構成を変更することもできる。また、従来用いられていたスナバ回路をスイッチング素子に並列に繋ぐ場合も本発明は適用される。
そして、この実施の形態ではスイッチング素子として、パワーＭＯＳを用いたが、その他の素子であっても、本発明は適用可能である。
【符号の説明】
【００２８】
１０：双方向電源装置、１１：トランス、１２：一次側回路、１３：二次側回路、１５、１７：プラス側端子、１６、１８：マイナス側端子、２０：双方向電源装置、ＱＨ１１、ＱＨ１２、ＱＬ１１、ＱＬ１２、ＱＨ２１、ＱＨ２２、ＱＬ２１、ＱＬ２２：スイッチング素子
【図１】
2015204714.tif 000006
【図２】
2015204714.tif 000007
【図３】
2015204714.tif 000008
【図４】
2015204714.tif 000009
【図５】
2015204714.tif 000010