(57)【要約】【課題】コストアップを招くことなく、受動素子の損失を確実に抑制すること。【解決手段】第１のコンデンサ(コンデンサＣ４’)が第１のインダクター(インダクターＬＬ４’)と第２のインダクター(インダクターＬ３’)との間に接続されるとともに、第１の変換手段側(コンバータ１０)に配置され、第２のコンデンサ(コンデンサＣ４)が第３のインダクター(インダクターＬ３)と第４のインダクター(インダクターＬ４)との間に接続されるとともに、第２の変換手段(インバータ３０)側に配置され、第３のコンデンサ(コンデンサＣ３)が第２のインダクター(インダクターＬ３’)と第３のインダクター(インダクターＬ３)との間に接続されるとともに、第１及び第２のコンデンサ(コンデンサＣ４’、Ｃ４)の間に配置されているようにした。【選択図】図１
2015204721.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの電力を変換して負荷に供給する電力変換器であって、
前記電源からの電力をスイッチングによって変換する第１の半導体素子を有する第１の変換手段と、
少なくとも、前記第１の半導体素子のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第１のフィルター回路と、
該第１のフィルター回路から出力される電力をスイッチングによって変換し、前記負荷に供給する第２の半導体素子を有する第２の変換手段とを備え、
前記第１のフィルター回路は、
直列に接続される第１〜第４のインダクターと、
並列に接続される、損失が小さく小容量の第１及び第２のコンデンサと、損失が大きく大容量の第３のコンデンサとを有し、
前記第１のコンデンサが前記第１のインダクターと前記第２のインダクターとの間に接続されるとともに、前記第１の変換手段側に配置され、前記第２のコンデンサが前記第３のインダクターと前記第４のインダクターとの間に接続されるとともに、前記第２の変換手段側に配置され、前記第３のコンデンサが前記第２のインダクターと前記第３のインダクターとの間に接続されるとともに、前記第１及び第２のコンデンサの間に配置されている
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記第２の変換手段の出力側に、少なくとも、前記第２の半導体素子のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第２のフィルター回路を備え、
前記第２のフィルター回路は、
直列に接続される、損失が小さくインダクタンスも小さい第５のインダクターと、損失が大きくインダクタンスも大きい第６のインダクターとを有し、
前記第５のインダクターが前記第２の変換手段側に配置され、前記第６のインダクターが前記負荷側に配置され、
さらに、前記第５のインダクターと前記第６のインダクターとの接続点とグランドとの間に第４のコンデンサが接続され、
前記第６のインダクターの出力端側とグランドとの間に第５のコンデンサが接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項３】
前記第２の変換手段の出力側に、少なくとも、前記第２の半導体素子のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第２のフィルター回路を備え、
前記第２のフィルター回路は、
直列に接続される、損失が小さくインダクタンスも小さい第７のインダクターと、損失が大きくインダクタンスも大きい第８のインダクターとを有し、
前記第７のインダクターが前記第２の変換手段側に配置され、前記第８のインダクターが前記負荷側に配置され、
さらに、前記第８のインダクターに第６のコンデンサが整列に接続され、
前記第８のインダクターの出力端側とグランドとの間に第７のコンデンサが接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項４】
前記損失が小さく小容量の第１及び第２のコンデンサの内部抵抗をＥＳＲ（Ｃｒ１）とし、前記損失が大きく大容量の第３のコンデンサの内部抵抗をＥＳＲ（Ｃｒ３）としたとき、
ＥＳＲ（Ｃｒ１）≦ＥＳＲ（Ｃｒ３）
の関係が成り立つようになっている
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項５】
前記損失が小さく小容量の第１及び第２のコンデンサの容量をＣｉ１とし、
前記第１及び第３のインダクターのインダクタンスをＬｉ３とし、
前記第１の半導体素子のスイッチングによるキャリア周波数をｆｃとし、
又は、
前記第１の半導体素子のスイッチング波形に依存した周波数をｆｒとしたとき、
Ｃｉ１≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ３）
又は、
Ｃｉ１≧１／（（２πｆｒ）２Ｌｉ３）
の関係が成り立つようになっている
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項６】
前記第４のコンデンサの容量をＣｉ４とし、
前記第６のインダクターのインダクタンスをＬｉ６とし、
前記第１の半導体素子のスイッチングによるキャリア周波数をｆｃとしたとき、
Ｃｉ４≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ６）
の関係が成り立つようになっている
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換器。
【請求項７】
前記第６のコンデンサの容量をＣｉ６とし、
前記第８のインダクターのインダクタンスをＬｉ８とし、
前記第１の半導体素子のスイッチングによるキャリア周波数をｆｃとしたとき、
Ｃｉ６≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ８）
の関係が成り立つようになっている
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換器。
【請求項８】
前記第５のインダクターのインダクタンスをＬｉ５とし、
前記第６のインダクターのインダクタンスをＬｉ６とし、
前記負荷で必要な周波数の最高値をｆｏｍとしたとき、
（ｆｏｍ／ｆｃ）Ｌｉ６≦Ｌｉ５≦Ｌｉ６
の関係が成り立つようになっている
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換器。
【請求項９】
前記第７のインダクターのインダクタンスをＬｉ７とし、
前記第８のインダクターのインダクタンスをＬｉ８とし、
前記負荷で必要な周波数の最高値をｆｏｍとしたとき、
（ｆｏｍ／ｆｃ）Ｌｉ８≦Ｌｉ７≦Ｌｉ８
の関係が成り立つようになっている
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、家電、自動車、鉄道、電力送電などで幅広く使用されている電気エネルギーを交流から交流、交流から直流、直流から交流、直流から直流に変換する電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器は、半導体素子のスイッチングにより、電力を変換している。たとえば、交流から直流へ変換する電力変換器（ＡＣ−ＤＣインバータ）では、入力の交流周波数より大きな周波数で半導体素子をスイッチングさせることにより、直流を生成している。また、直流から交流へ変換する電力変換器（ＤＣ−ＡＣインバータ）では、直流電圧を負荷に供給する交流の周波数より高い周波数でスイッチングさせることにより、交流を生成している。
【０００３】
また、これらの電力変換器では、半導体素子以外に直流電圧を安定化させるためのコンデンサが用いられている。また、電力変換器の出力は高周波の方形波であり、負荷で利用する交流電圧を取り出すために、コンデンサやインダクターが用いられている。
【０００４】
ここで、半導体素子がスイッチングすると、交流の電源や負荷に供給する交流の周波数以外に、半導体素子のスイッチングに同期した周波数や、半導体素子のスイッチング波形依存した周波数、及びその高調波成分が発生する。そして、これらの周波数や高調波成分は、電力変換器で用いられるコンデンサやインダクターなどの受動素子に印加される。
【０００５】
なお、半導体素子の高性能化や低損失化により、キャリア周波数（スイッチング周波数）が増加するとともに、スイッチング速度が高速化されている。そのため、電力変換器の高調波成分などは年々増加する傾向を示している。そのため、コンデンサやインダクターなどの受動素子は、一般的に高周波になるほど損失が増加することから、受動素子で発生する損失が大きな問題となっている。
【０００６】
このような受動素子での損失の抑制においては、低損失な材料の開発とその利用が中心となっている。たとえば、コンデンサであれば、非特許文献１の中に示されている。これを見ると、コンデンサの損失を示すＥＳＲ（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  Ｓｅｒｉｅｓ  Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）は、アルミ電解コンデンサが大きく、積層セラミックコンデンサやフィルムコンデンサが小さいことが示されている。
【０００７】
また、インダクターでの損失は、非特許文献２に中に示されており、フェライトが大きく、ファインメットが小さいことが示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】「コンデンサのインピーダンス特性  ＥＳＲの周波数特性とは？」、村田製作所技術資料（２０１２年１１月）、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍｕｒａｔａ．ｃｏ．ｊｐ／ｐｒｏｄｕｃｔｓ／ｅｍｉｃｏｎ＿ｆｕｎ／２０１２／１１／ｃａｐ＿ｊｐ２８．ｈｔｍｌ  ｐａｇｅ＝２＞
【非特許文献２】「競合材料との特性比較」、日立金属技術資料、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｈｉｔａｃｈｉ  ｍｅｔａｌｓ．ｃｏ．ｊｐ／ｐｒｏｄｕｃｔ／ｆｉｎｅｍｅｔ／ｆｐ０８．ｈｔｍ＞
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述したように、受動素子で発生する損失を低減するためには、損失の小さい材料で制作されたコンデンサやインダクターを用いることが一般的となっている。ところで、特に直流電圧を平滑化するためのフィルター回路に用いられるコンデンサにあっては、電力変換器の変換電力にもよるが、１００μＦから１００００μＦ程度の容量が必要となる。
【００１０】
ところが、非特許文献１から分かる通り、アルミ電解コンデンサなどは大容量であるが損失が大きい。一方、積層セラミックコンデンサやフィルムコンデンサは、損失は小さいものの、大容量化に不向きな材料である。ここで、損失の低減を考慮すると、積層セラミックコンデンサやフィルムコンデンサを用いることになるが、大容量化を図るためには並列数を多くする必要がある。この場合、サイズが大きくなってしまうことなどからコストアップを招いてしまうという問題が生じてしまう。
【００１１】
また、電力変換器ではＤＣ−ＤＣコンバータなどのように用途に応じてインダクターも使用される。このインダクターにあっては、非特許文献２から分かる通り、ファインメットなどを使用すれば損失を低減できる。ところが、一般的にそれらの材料は高価であることから、やはりコストアップを招いてしまうという問題が生じてしまう。
【００１２】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、コストアップを招くことなく、受動素子の損失を確実に抑制することができる電力変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の電力変換器は、電源からの電力を変換して負荷に供給する電力変換器であって、前記電源からの電力をスイッチングによって変換する第１の半導体素子を有する第１の変換手段と、少なくとも、前記第１の半導体素子のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第１のフィルター回路と、該第１のフィルター回路から出力される電力をスイッチングによって変換し、前記負荷に供給する第２の半導体素子を有する第２の変換手段とを備え、前記第１のフィルター回路は、直列に接続される第１〜第４のインダクターと、並列に接続される、損失が小さく小容量の第１及び第２のコンデンサと、損失が大きく大容量の第３のコンデンサとを有し、前記第１のコンデンサが前記第１のインダクターと前記第２のインダクターとの間に接続されるとともに、前記第１の変換手段側に配置され、前記第２のコンデンサが前記第３のインダクターと前記第４のインダクターとの間に接続されるとともに、前記第２の変換手段側に配置され、前記第３のコンデンサが前記第２のインダクターと前記第３のインダクターとの間に接続されるとともに、前記第１及び第２のコンデンサの間に配置されていることを特徴とする。
また、前記第２の変換手段の出力側に、少なくとも、前記第２の半導体素子のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第２のフィルター回路を備え、前記第２のフィルター回路は、直列に接続される、損失が小さくインダクタンスも小さい第５のインダクターと、損失が大きくインダクタンスも大きい第６のインダクターとを有し、前記第５のインダクターが前記第２の変換手段側に配置され、前記第６のインダクターが前記負荷側に配置され、さらに、前記第５のインダクターと前記第６のインダクターとの接続点とグランドとの間に第４のコンデンサが接続され、前記第６のインダクターの出力端側とグランドとの間に第５のコンデンサが接続されていることを特徴とする。
また、前記第２の変換手段の出力側に、少なくとも、前記第２の半導体素子のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第２のフィルター回路を備え、前記第２のフィルター回路は、直列に接続される、損失が小さくインダクタンスも小さい第７のインダクターと、損失が大きくインダクタンスも大きい第８のインダクターとを有し、前記第７のインダクターが前記第２の変換手段側に配置され、前記第８のインダクターが前記負荷側に配置され、さらに、前記第８のインダクターに第６のコンデンサが整列に接続され、前記第８のインダクターの出力端側とグランドとの間に第７のコンデンサが接続されていることを特徴とする。
また、前記損失が小さく小容量の第１及び第２のコンデンサの内部抵抗をＥＳＲ（Ｃｒ１）とし、前記損失が大きく大容量の第３のコンデンサの内部抵抗をＥＳＲ（Ｃｒ３）としたとき、ＥＳＲ（Ｃｒ１）≦ＥＳＲ（Ｃｒ３）の関係が成り立つようになっていることを特徴とする。
また、前記損失が小さく小容量の第１及び第２のコンデンサの容量をＣｉ１とし、前記第１及び第３のインダクターのインダクタンスをＬｉ３とし、前記第１の半導体素子のスイッチングによるキャリア周波数をｆｃとし、又は、前記第１の半導体素子のスイッチング波形に依存した周波数をｆｒとしたとき、Ｃｉ１≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ３）又は、Ｃｉ１≧１／（（２πｆｒ）２Ｌｉ３）の関係が成り立つようになっていることを特徴とする。
また、前記第４のコンデンサの容量をＣｉ４とし、前記第６のインダクターのインダクタンスをＬｉ６とし、前記第１の半導体素子のスイッチングによるキャリア周波数をｆｃとしたとき、Ｃｉ４≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ６）の関係が成り立つようになっていることを特徴とする。
また、前記第６のコンデンサの容量をＣｉ６とし、前記第８のインダクターのインダクタンスをＬｉ８とし、前記第１の半導体素子のスイッチングによるキャリア周波数をｆｃとしたとき、Ｃｉ６≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ８）の関係が成り立つようになっていることを特徴とする。
また、前記第５のインダクターのインダクタンスをＬｉ５とし、前記第６のインダクターのインダクタンスをＬｉ６とし、前記負荷で必要な周波数の最高値をｆｏｍとしたとき、（ｆｏｍ／ｆｃ）Ｌｉ６≦Ｌｉ５≦Ｌｉ６の関係が成り立つようになっていることを特徴とする。
また、前記第７のインダクターのインダクタンスをＬｉ７とし、前記第８のインダクターのインダクタンスをＬｉ８とし、前記負荷で必要な周波数の最高値をｆｏｍとしたとき、（ｆｏｍ／ｆｃ）Ｌｉ８≦Ｌｉ７≦Ｌｉ８の関係が成り立つようになっていることを特徴とする。
本発明の電力変換器では、電源からの電力をスイッチングによって変換する第１の半導体素子を有する第１の変換手段と、少なくとも、第１の半導体素子のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第１のフィルター回路と、該第１のフィルター回路から出力される電力をスイッチングによって変換し、負荷に供給する第２の半導体素子を有する第２の変換手段とを備えている。
また、第１のフィルター回路は、直列に接続される第１〜第４のインダクターと、並列に接続される、損失が小さく小容量の第１及び第２のコンデンサと、損失が大きく大容量の第３のコンデンサとを有している。
そして、第１のコンデンサが第１のインダクターと第２のインダクターとの間に接続されるとともに、第１の変換手段側に配置され、第２のコンデンサが第３のインダクターと第４のインダクターとの間に接続されるとともに、第２の変換手段側に配置され、第３のコンデンサが第２のインダクターと第３のインダクターとの間に接続されるとともに、第１及び第２のコンデンサの間に配置されている。
これにより、少なくとも、第１の半導体素子のスイッチングに伴って発生する高調波成分が第１の変換手段側に配置されている損失が小さく小容量の第１のコンデンサ側に流れ、損失が大きく大容量の第３のコンデンサ側に流れなくなることから、従来のように、コンデンサの並列数を多くしたり、高価なインダクターを用いたりすることなく、高調波に伴う損失が低減される。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の電力変換器によれば、従来のように、コンデンサの並列数を多くしたり、高価なインダクターを用いたりすることなく、高調波に伴う損失が低減されるようにしたので、コストアップを招くことなく、受動素子の損失を確実に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の電力変換器の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】図１の電力変換器の動作を説明するためのものであって、同図（ａ）は図１の第２のフィルターなどを省いた場合の回路図であり、同図（ｂ）は動作波形を示す図である。
【図３】図１の電力変換器の動作を説明するためのものであって、同図（ａ）は図１の第１のフィルター回路の動作を説明するための回路図であり、同図（ｂ）は一般的な各種コンデンサのＥＳＲ（内部抵抗）の周波数依存性について説明するための図である。
【図４】本発明の電力変換器の第２実施形態を説明するためのものであって、同図（ａ）は図１の第２のフィルター回路の動作波形を示す図であり、同図（ｂ）は図１のインバータの出力波形のスペクトルの包絡線を示す図である。
【図５】本発明の電力変換器の第３実施形態を説明するための回路図である。
【図６】本発明の電力変換器の第４実施形態を説明するための回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
電力変換器の高周波成分を発生させるのは、スイッチングを行う半導体素子である。たとえば、直流を交流に変換するインバータでは、半導体素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御することで交流を発生させている。このとき、フィルター回路のコンデンサには各種高周波を含む電流が流れる。
【００１７】
すなわち、フィルター回路のコンデンサに流れる電流は、
１）負荷で利用する交流周波数に同期した交流成分
２）半導体素子のキャリア周波数に同期した交流成分
３）半導体素子のスイッチング波形に起因した高周波成分
に分類される。
【００１８】
たとえば負荷をモータとした場合を例にすると、モータで利用する交流周波数は０Ｈｚから３００Ｈｚであり、キャリア周波数は１ｋＨｚから１００ｋＨｚであり、半導体素子の波形により発生する周波数成分は１ＭＨｚ以上である。
【００１９】
そして、フィルター回路のコンデンサには、これらの周波数に同期した高周波電流が流れる。詳細については後述するが、一般的に低周波成分ほど電流値が大きく、高周波になるほど電流値が小さくなる。また、コンデンサのインピーダンスは周波数をｆ、コンデンサの容量値をＣとすると、１／（２πｆＣ）である。このことから高周波成分を平滑するためには、小さな容量でよいことになる。
【００２０】
本発明は、この点に着目したものである。その基本的な構成は、高周波での損失が大きな大容量のコンデンサと、高周波での損失が小さい小容量のコンデンサとが並列に接続され、かつ小容量のコンデンサが半導体素子側に配置された構成となっている。ここで、二つのコンデンサの間には配線などに起因する寄生のインダクタンスが存在することから、高周波成分は損失の小さい小容量のコンデンサへ流れ、損失が大きな大容量のコンデンサには流れにくくなる。これによりコンデンサでの損失を低減できる。
【００２１】
インダクターについても、同様の考え方で損失を低減できる。すなわち、インバータの出力についても、上記同様に、負荷の周波数に同期した周波数成分、キャリア周波数に同期した周波数成分、半導体素子のスイッチング波形に依存した周波数成分が混在する。本発明では、損失が小さくインダクタンスの値が小さなインダクターと、損失は大きいがインダクタンスの値が大きなインダクターとが直列に接続され、両インダクターの接続点と負電圧（ＧＮＤ）との間にコンデンサを接続し、インダクタンスが小さいインダクターを半導体素子側に配置している。これにより、高周波成分は損失が小さいインダクターに流れ、後者の大容量のインダクターに流れないことから、インダクターの損失を低減することができる。
【００２２】
（第１実施形態）
以下、本発明の電力変換器の第１実施形態を、図１〜図３を参照しながら説明する。まず、図１は電力変換器の一例を示すものであり、交流電源５０には、コンバータ１０、第１のフィルター回路２０、インバータ３０、第２のフィルター回路４０が順に接続されている。なお、符号６０は負荷を示している。また、第１実施形態では、第２のフィルター回路４０を示しているが、この第２のフィルター回路４０は省いてもよい。
【００２３】
コンバータ１０は、三相のフルブリッジ型をなすものであり、スイッチングを行う第１の半導体素子である複数の半導体素子１１と、この半導体素子１１のコレクタ−エミッタ間に接続されたダイオード１２とを有している。なお、半導体素子１１は、たとえばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である場合を示している。
【００２４】
第１のフィルター回路２０は、コンバータ１０の出力側に配置されているものであり、並列接続された受動素子であるコンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’を有している。ここで、コンデンサＣ３は、損失が大きく大容量である。また、コンデンサＣ４、Ｃ４’は、損失が小さく小容量である。
【００２５】
ここで、第１のフィルター回路２０における、損失が小さく小容量のコンデンサＣ４’は、コンバータ１０の出力側に配置されている。また、損失が小さく小容量のコンデンサＣ４は、インバータ３０の入力側に配置されている。コンデンサＣ４’とコンバータ１０との間にはインダクターＬ４’が配置されている。コンデンサＣ３とコンデンサＣ４’との間にはインダクタンスＬ３’が配置されている。コンデンサＣ３とコンデンサＣ４との間にはインダクタンスＬ３が配置されている。コンデンサＣ４とインバータ３０との間にはインダクターＬ４が配置されている。
【００２６】
なお、これらの受動素子であるインダクターＬ３、Ｌ４、Ｌ３’、Ｌ４’は、半導体素子１１のコレクタ側に接続されている。また、これらのインダクターＬ３、Ｌ４、Ｌ３’、Ｌ４’は、配線などで構成される寄生のインダクターを想定しているが、一般的なインダクターを使用してもよい。
【００２７】
インバータ３０は、三相のフルブリッジ型をなすものであり、スイッチングを行う第２の半導体素子である複数の半導体素子３１と、この半導体素子３１のコレクタ−エミッタ間に接続されたダイオード３２とを有している。なお、半導体素子３１は、たとえばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である場合を示している。
【００２８】
第２のフィルター回路４０は、インダクターＬ１、Ｌ２と、コンデンサＣ１、Ｃ２とを備えている。なお、インダクターＬ１、Ｌ２は直列に接続されている。また、インダクターＬ１、Ｌ２は半導体素子３１のコレクタとエミッタとの間に接続されている。コンデンサＣ２は、インダクターＬ１とインダクターＬ２との間に接続されている。コンデンサＣ１は、インダクターＬ１と負荷６０との間に接続されている。なお、第２のフィルター回路４０の詳細については後述するが、インダクターＬ１は損失が大きくインダクタンスも大きい値となっており、インダクターＬ２は損失が小さくインダクタンスも小さい値となっている。
【００２９】
次に、図２を参照し、図１の電力変換器の動作について説明する。なお、図２（ａ）は、図１の第２のフィルター回路４０などを省いた場合を示している。また、図２（ｂ）に示す波形は、単相ハーフブリッジインバータの場合での波形を示している。また、キャリア周波数ｆｃや、リカバリが生成する周波数ｆｒについては説明の都合上、波形の図示を省略している。
【００３０】
すなわち、図２（ａ）において、コンバータ１０やインバータ３０の半導体素子１１、３１がスイッチングすると、コンバータ１０の出力側に直流電圧Ｖ１’が発生し、第１のフィルター回路２０の出力側に直流電圧Ｖ１が発生する。
【００３１】
ここで、直流電圧Ｖ１には、図２（ｂ）に示すように電圧変動が発生する。この場合、Ｔｃはキャリア周波数ｆｃの逆数に一致する。なお、単相フルブリッジインバータでは、Ｔｃの時間間隔は半分となる。つまり、周波数はキャリア周波数ｆｃの２倍となる。また、三相のインバータ３０の場合は、説明を割愛するが３倍となる。
【００３２】
また、コンバータ１０の電流供給能力が理想的（出力抵抗が０）で、インダクターＬ３、Ｌ４、Ｌ３’、Ｌ４’などの配線インダクタンスがない場合であれば、第１のフィルター回路２０のコンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’の電圧は変動しないことになる。ところが、実際には内部抵抗や配線インダクタンス、さらにはコンバータ１０の出力抵抗により、コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’の電圧は変動する。直流電圧Ｖ１は、インバータ３０の入力側の電圧波形であり、特徴的な３種類の周波数とその高調波成分を含んだ電圧振動となる。
【００３３】
ここで、直流電圧Ｖ１の波形は、
１）負荷で利用する周波数ｆｏ
２）半導体素子のスイッチング周波数（キャリア周波数）ｆｃ
３）半導体素子のスイッチング波形に依存した周波数（リカバリが生成する周波数）ｆｒ
４）各周波数の高調波成分
を含む。
【００３４】
１）については、負荷６０に供給する電流電圧波形に依存して発生する。２）〜４）は次のように発生する。たとえば、図２（ａ）のようにＵ相の上アーム側のダイオード３２と、Ｖ層の下アームのダイオード３２に電流が流れている状態で、Ｕ相の下アームの半導体素子３１がオンすると、Ｕ相の上アームのダイオード３２には、第１のフィルター回路２０のコンデンサＣ４を流れるノコギリ状の電流が発生する。
【００３５】
この電流は、ダイオード３２のリカバリ電流と呼ばれており、ダイオード３２の内部に蓄積された電子と正孔によって発生する。このリカバリ電流は、下アームの半導体素子３１のスイッチング毎に発生するため、その周波数はキャリア周波数ｆｃとなる。また、ノコギリ状の波形は、ダイオード３２のリカバリ時に電源が短時間短絡することで発生するものであり、ダイオード３２の特性と半導体素子３１のターンオン速度によって決まる。
【００３６】
なお、持続時間は、通常１０μｓから５００μｓ程度である。このノコギリ状の波形をリカバリが生成する周波数ｆｒで示すと、その持続時間の逆数(＝１／Ｔｒ)、つまり２ＭＨｚから１００ＭＨｚとなる。したがって、直流電圧Ｖ１には、負荷６０に供給する周波数以外に、キャリア周波数ｆｃとリカバリ波形に依存した周波数ｆｒの成分とが発生する。
【００３７】
ここで、第１のフィルター回路２０のコンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’は、直流電圧Ｖ１の変動を抑制するように電流を供給する。すなわち、コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’には、直流電圧Ｖ１の電圧変動と同様、負荷６０の周波数ｆｏ、キャリア周波数ｆｃ、リカバリが生成する波形の周波数ｆｒとそれらの高調波成分を含んだ電流が流れることになる。
【００３８】
負荷６０で利用する周波数ｆｏは、電力用途であれば５０Ｈｚ、あるいは６０Ｈｚである。モータ制御であれば０Ｈｚから３００Ｈｚ程度である。キャリア周波数ｆｃは１ｋＨｚから１００ｋＨｚである。また、上述したように、リカバリが生成する周波数ｆｒは２ＭＨｚから１００ＭＨｚである。本実施形態では、この点に注目したものであり、少なくとも損失が小さく小容量のコンデンサＣ４、Ｃ４’と、損失が大きいが容量の大きなコンデンサＣ３とにより、後述するように、各種高調波に伴う損失が低減されるようにしている。
【００３９】
ここで、図３を参照し、非特許文献１に示されている各種コンデンサのＥＳＲ（内部抵抗）の周波数依存性について考察する。まず、図３（ｂ）に示すように、アルミ電解コンデンサは損失が大きく、フィルムコンデンサや積層セラミックコンデンサは損失が小さいものとなっている。また、一般的にアルミ電解コンデンサは大容量化しやすい。また、コンデンサのインピーダンスは１／ωＣであるので、容量が小さくなると、電流が流れにくくなる。しかし、インピーダンスは周波数に反比例して小さくなるので、高周波成分は小容量であっても通電することができる。
【００４０】
つまり、本実施形態では、図３（ａ）に示すように、負荷６０で利用する比較的低周波の電流は大容量のコンデンサＣ３に通電し、キャリア周波数ｆｃやリカバリなどで発生する周波数ｆｒ、及びそれらの高調波成分を含んだ高周波の成分は小容量のコンデンサＣ４、Ｃ４’に通電させるようにしている。
【００４１】
ここで、次の３つの条件を有することで、より良好な結果が得られる。第１番目は、コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’のＥＳＲ（内部抵抗）によって、決める条件である。コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’を同じ材料とし、それぞれの容量を大きくすることは、電極の面積を大きくすることに相当する。一般的には面積に比例して容量が大きくなる。コンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’の抵抗成分であるＥＳＲ（内部抵抗）も面積に依存し、反比例の関係となることが容易に分かる。
【００４２】
つまり、容量を小さくするとＥＳＲ（内部抵抗）は増加することになる。本実施形態では、損失が小さな小容量のコンデンサＣ４、Ｃ４’に高周波成分を通電させることで損失を低減させるようにしている。ここで、大容量のコンデンサＣ３の内部抵抗をＥＳＲ（Ｃｒ３）とし、小容量のコンデンサＣ４（Ｃ４’）の内部抵抗をＥＳＲ（Ｃｒ１）とすると、次の（１）式が成り立つ必要がある。
ＥＳＲ（Ｃｒ１）≦ＥＳＲ（Ｃｒ３）・・・（１）
【００４３】
なお、ＥＳＲ（Ｃｒ３）は、周波数依存性を持つ。そこで、たとえばキャリア周波数ｆｃに着目して良好な結果が得られるようにする場合、キャリア周波数ｆｃで（１）式の関係が成り立つようにする。すなわち、図３（ａ）に示すコンデンサＣ３、Ｃ４、Ｃ４’で、キャリア周波数ｆｃを１０ｋＨｚとした場合、図３（ｂ）に示すフィルムコンデンサのＥＳＲ（内部抵抗）の値はアルミ電解コンデンサの１／８００であることから、図３（ａ）に示すコンデンサＣ４はコンデンサＣ３の約１／８００まで小さくできることが分かる。
【００４４】
また、本実施形態では、より良好な結果が得られるために、キャリア周波数ｆｃやリカバリが生成する周波数ｆｒと、それらの高調波成分とを小容量のコンデンサＣ４（Ｃ４’）に通電させるようにしているが、上述した各周波数ｆｃ、ｆｒに対しコンデンサＣ４（Ｃ４’）のインピーダンスをインダクターＬ３（Ｌ４’）のインピーダンスより小さくすることが好ましい。この場合、コンデンサＣ４及びインダクターＬ３に着目し、コンデンサＣ４の容量をＣｉ１とし、インダクターＬ３のインダクタンスをＬｉ３とした場合、次の関係が得られる。
Ｃｉ１≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ３）・・・（２）
Ｃｉ１≧１／（（２πｆｒ）２Ｌｉ３）・・・（３）
【００４５】
上記（２）式は、キャリア周波数ｆｃの周波数を有する電流成分から小容量のコンデンサＣ４に通電する場合であり、上記（３）式はリカバリが生成する周波数ｆｒ以上の周波数の電流を小容量のコンデンサＣ４に通電する場合である。これにより、小容量のコンデンサＣ４をより小型にすることができる。たとえば、変換器容量が１００ｋＷ程度のインバータの場合、キャリア周波数ｆｃは２０ｋＨｚ、インダクターＬ３は１００ｎＨ程度である。また、使用されるダイオード３２のリカバリ時間Ｔｒは１００ｎｓ程度であり、周波数で示すと１０ＭＨｚである。この例の場合、キャリア周波数ｆｃに対してはＣ４≧６３３μＦ、リカバリが生成する周波数ｆｒに対してはＣ４≧２．５ｎＦとなる。
【００４６】
なお、以上の説明ではコンデンサＣ４に着目した場合としているが、コンデンサＣ４’及びインダクターＬ４’に着目した場合も上記(２)(３)式の関係が得られる。すなわち、コンデンサＣ４’の容量をＣｉ１’とし、インダクターＬ４’のインダクタンスをＬｉ４’とした場合、次の関係が得られる。
Ｃｉ１’≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ４’）
Ｃｉ１’≧１／（（２πｆｒ）２Ｌｉ４’）
【００４７】
また、以上の説明ではハーフブリッジ動作として説明したが、フルブリッジ動作の場合はキャリア周波数ｆｃを２倍、三相のインバータ３０の場合は３倍として取り扱うことで、同様に取扱うことができる。
【００４８】
このように、第１実施形態では、電源(交流電源５０)からの電力をスイッチングによって変換する第１の半導体素子(半導体素子１１)を有する第１の変換手段(コンバータ１０)と、少なくとも、第１の半導体素子(半導体素子１１)のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第１のフィルター回路２０と、該第１のフィルター回路２０から出力される電力をスイッチングによって変換し、負荷に供給する第２の半導体素子(半導体素子３１)を有する第２の変換手段(インバータ３０)とを備えている。
【００４９】
また、第１のフィルター回路２０は、直列に接続される第１〜第４のインダクター(インダクターＬ３、Ｌ４、Ｌ３’、Ｌ４’)と、並列に接続される、損失が小さく小容量の第１及び第２のコンデンサ(コンデンサＣ４’、Ｃ４)と、損失が大きく大容量の第３のコンデンサ(コンデンサＣ３)とを有している。
【００５０】
そして、第１のコンデンサ(コンデンサＣ４’)が第１のインダクター(インダクターＬＬ４’)と第２のインダクター(インダクターＬ３’)との間に接続されるとともに、第１の変換手段側(コンバータ１０)に配置され、第２のコンデンサ(コンデンサＣ４)が第３のインダクター(インダクターＬ３)と第４のインダクター(インダクターＬ４)との間に接続されるとともに、第２の変換手段(インバータ３０)側に配置され、第３のコンデンサ(コンデンサＣ３)が第２のインダクター(インダクターＬ３’)と第３のインダクター(インダクターＬ３)との間に接続されるとともに、第１及び第２のコンデンサ(コンデンサＣ４’、Ｃ４)の間に配置されている。
【００５１】
これにより、少なくとも、第１の半導体素子(半導体素子１１)のスイッチングに伴って発生する高調波成分が第１の変換手段(コンバータ１０)側に配置されている損失が小さく小容量の第１のコンデンサ(コンデンサＣ４’)側に流れ、損失が大きく大容量の第３のコンデンサ(コンデンサＣ３)側に流れなくなることから、従来のように、コンデンサの並列数を多くしたり、高価なインダクターを用いたりすることなく、高調波に伴う損失が低減されるようにしたので、コストアップを招くことなく、受動素子の損失を確実に抑制することができる。
【００５２】
（第２実施形態）
次に、図４を参照し、図１の第２のフィルター回路４０のインダクターＬ１、Ｌ２に着目した場合について説明する
【００５３】
まず、インバータ３０の出力は、一般的に図４（ａ）のように台形波状の形状をなしている。ここで、Ｔｃはキャリアの周期、Ｔｗは電圧が印加されている期間を示している。デューティー比であるＴｗ／Ｔｃは、出力電圧（Ｖ）の大きさによって変化する。変化時間Ｔｒは、電圧が変化する時間であり、半導体素子３１をスイッチングさせる速度や、負荷６０の電流値などによって変化する。
【００５４】
図４（ｂ）に示すスペクトルは、出力電圧（Ｖ）が１００Ｖ、キャリア周波数ｆｃが２０ｋＨｚ、デューティー比が５０％のときのインバータ３０の出力波形のスペクトルの包絡線を示している。なお、本スペクトルでは、負荷６０で利用する周波数成分は省略している。ここで、包絡線は、パルス幅Ｔｗで決まる周波数（１／πＴｗ）から周波数が減少し（１０倍になると高調波成分が１／１０になる）、さらに波形の変化時間Ｔｒで決まる周波数（１／πＴｒ）から急激に減少する（１０倍になると高調波成分が１／１００になる）。
【００５５】
実際の動作では、パルス幅Ｔｗと変化時間Ｔｒは出力電流によって変化するが、インバータ３０の出力波形が多くの高周波成分からなることは変わらない。そして、第２のフィルター回路４０に使用されるインダクターＬ１、Ｌ２には、このような高い高周波成分を持つ電圧波形が印加されることになる。
【００５６】
ここで、上述した非特許資料２で示されているように、インダクターＬ１、Ｌ２はコアに使用される材料によって損失が異なると共に、高周波になるほど損失が増加する。したがって、損失の大きな材料をコアとしたインダクターＬ１、Ｌ２にインバータ３０の出力波形を直接印加すると、大きな損失が発生することになる。本実施形態では、これを防止するため、図１に示したように、インバータ３０の出力側に損失が小さい材料で制作されたインダクタンスの値が小さいインダクターＬ２を配置するようにしている。
【００５７】
また、インダクターＬ２（小さなインダクタンスの値を持ち損失が小さい）とインダクターＬ１（大きなインダクタンスの値を持ち損失が大きい）との接続点とグランドとの間にコンデンサＣ２を接続している。このことから、高周波成分は、主にインダクターＬ２に印加され、インダクターＬ１に印加される高周波成分は抑制されることになる。
【００５８】
このように、インダクターＬ１への高周波成分の印加が抑制されるため、コンデンサＣ２のインピーダンスをインダクターＬ１のインピーダンスより小さくするようにすると効果が大きくなる。ただし、コンデンサＣ２やインダクターＬ１のインピーダンスは、周波数に依存することになる。
【００５９】
そこで、次のようにして、周波数を決定する。負荷６０に必要な交流成分は基本波成分だけであり、図３に示したインバータ３０の出力の高周波成分は本来不必要である。この高周波成分は、キャリア周波数ｆｃより高い周波数として主に存在するので、キャリア周波数ｆｃ以上の周波数でコンデンサＣ２のインピーダンスを小さくするようにすると良好な結果が得られる。この関係は、次の（４）式となる。なお、コンデンサＣ２の容量はＣｉ４とし、インダクターＬ１のインダクタンスはＬｉ６としている。
Ｃｉ４≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ６）・・・（４）
【００６０】
また、インダクターＬ２は極端に小さな値とすると効果がなくなる。インダクターＬ２の値としては、キャリア周波数ｆｃ以上の周波数でのインピーダンスが、負荷６０で必要な周波数でのインダクターＬ１のインピーダンスより大きくなるようにすると効果が大きい。つまり、負荷６０で必要な周波数の最高値をｆｏｍとすると、インダクターＬ２とコンデンサＣ２について、次の（５）式の関係となる。なお、インダクターＬ２のインダクタンスはＬｉ５とし、インダクターＬ１のインダクタンスはＬｉ６としている。
（ｆｏｍ／ｆｃ）Ｌｉ６≦Ｌｉ５≦Ｌｉ６・・・（５）
【００６１】
この関係は、負荷６０で必要な低周波数成分はインダクタンスの大きいインダクターＬ１で受け持ち、キャリア周波数ｆｃ以上の高周波成分はインダクタンスの小さなインダクターＬ２で受け持つという考え方を定式化したものである。
【００６２】
このように、第２実施形態では、第２のフィルター回路４０は、直列に接続される、損失が小さくインダクタンスも小さい第５のインダクター(インダクターＬ２)と、損失が大きくインダクタンスも大きい第６のインダクター(インダクターＬ１)とを有し、第５のインダクター(インダクターＬ２)がインバータ３０側に配置され、第６のインダクター(インダクターＬ１)が負荷６０側に配置され、さらに、第５のインダクター(インダクターＬ２)と第６のインダクター(インダクターＬ１)との接続点とグランドとの間に第４のコンデンサ(コンデンサＣ２)が接続され、第６のインダクター(インダクターＬ１)の出力端側とグランドとの間に第５のコンデンサ(コンデンサＣ１)が接続されている。
【００６３】
これにより、インバータ３０の半導体素子３１のスイッチングに伴う高周波成分は、主にインダクターＬ２（小さなインダクタンスの値を持ち損失が小さい）に印加されることで、インダクターＬ１（大きなインダクタンスの値を持ち損失が大きい）に印加される高周波成分を抑制することができる。
【００６４】
（第３実施形態）
次に、図５を参照し、第２実施形態の変形例について説明する。すなわち、第２実施形態では、コンデンサＣ２をインダクタンスが小さいインダクターＬ２とインダクタンスが大きなインダクターＬ１の接続点とグランド間に配置した。第３実施形態では、損失が小さな小容量のコンデンサＣｓ１をインダクターＬ１と並列に配置する。また、第２実施形態では、高周波成分をコンデンサＣ２に通流させたが、第３実施形態ではコンデンサＣｓ１とコンデンサＣ１を通して通流させるようにしている。このようにしても、第２実施形態と同じ効果が得られる。
【００６５】
すなわち、一般に、インダクターＬ１の巻線間には寄生の容量がある。この寄生容量は、巻き数が多くなるほど増加する。インダクターＬ１のインダクタンスを大きくするためには、巻き数を増やす必要がある。この場合、インダクタンスが大きいインダクターＬ１の寄生容量Ｃｓ１は大きくなる。すなわち、第３実施形態は、この寄生容量を利用したものである。なお、ここでは、Ｃｓ1を寄生容量として説明しているが、通常のコンデンサを使用しても良い。
【００６６】
この場合、第２実施形態で説明した（４）、（５）式の関係をもたせると、第２実施形態と同じ効果が得られる。
【００６７】
すなわち、損失が小さな小容量のコンデンサＣｓ１の容量をＣｉ６とし、インダクターＬ１（大きなインダクタンスの値を持ち損失が大きい）のインダクタンスをＬｉ８とすると、上記(４)式は次のように表される。
Ｃｉ６≧１／（（２πｆｃ）２Ｌｉ８）
【００６８】
また、インダクターＬ２（小さなインダクタンスの値を持ち損失が小さい）のインダクタンスをＬｉ７とし、インダクターＬ１（大きなインダクタンスの値を持ち損失が大きい）のインダクタンスをＬｉ８とし、負荷６０で必要な周波数の最高値をｆｏｍとしたとすると、上記(５)式は次のように表される。
（ｆｏｍ／ｆｃ）Ｌｉ８≦Ｌｉ７≦Ｌｉ８
【００６９】
このように、第３実施形態では、第２の変換手段(インバータ３０)の出力側に、少なくとも、第２の半導体素子(半導体素子３１)のスイッチングに伴って発生する高調波成分を除去する第２のフィルター回路４０を備え、第２のフィルター回路４０は、直列に接続される、損失が小さくインダクタンスも小さい第７のインダクター(インダクターＬ２)と、損失が大きくインダクタンスも大きい第８のインダクター(インダクターＬ１)とを有し、第７のインダクター(インダクターＬ２)が第２の変換手段(インバータ３０)側に配置され、第８のインダクター(インダクターＬ１)が負荷６０側に配置され、さらに、第８のインダクター(インダクターＬ１)に第６のコンデンサ(コンデンサＣｓ１)が整列に接続され、第８のインダクター(インダクターＬ１)の出力端側とグランドとの間に第７のコンデンサ(コンデンサＣ１)が接続されている。
【００７０】
これにより、インバータ３０の半導体素子３１のスイッチングに伴う高周波成分は、主にインダクターＬ２（小さなインダクタンスの値を持ち損失が小さい）及びコンデンサＣｓ１に印加されることで、インダクターＬ１（大きなインダクタンスの値を持ち損失が大きい）に印加される高周波成分を抑制することができる。
【００７１】
（第４実施形態）
次に、図６を参照し、第４実施形態について説明する。なお、第４実施形では、本発明を降圧ＤＣ−ＤＣ変換器へ適用した場合を示すものである。この場合、コンバータ１０の入力側の電源が直流となる。
【００７２】
すなわち、損失が小さく小容量のコンデンサＣ４、Ｃ４’は、コンバータ１０の出力側とインバータ３０の入力側に配置されている。また、半導体素子３１を１個とした降圧チョッパでは、半導体素子３１をオンさせて第２のフィルター回路４０ＡのインダクターＬ１、Ｌ２に電流を流し、次に半導体素子３１をオフしたときにダイオード３３を通して電流が流れる。これにより、負荷６０に電力が供給される。
【００７３】
このように、第４実施形態では、インダクタンスが小さく損失が小さいインダクターＬ２を半導体素子３１側に配置するようにしているので、降圧ＤＣ−ＤＣ変換器の場合であっても、上記同様の効果が得られる。
【００７４】
また、以上の各実施形態では、スイッチングに伴う各種高周波が損失が小さく値の小さい受動素子に流れ、損失が大きく値の大きい受動素子には流れないようにしている。そのため、受動素子での損失が低減することから、受動素子の冷却が容易となり、装置の小型化を図ることも可能となる。また、損失の小さい材料を使用した部品は一般的に高価であるが、以上の各実施形態では、損失が小さく値の小さい受動素子を用いているため、コストアップを確実に抑制することができる。
【符号の説明】
【００７５】
１０  コンバータ
１１、３１  半導体素子
１２、３２、３３  ダイオード
２０  第１のフィルター回路
３０  インバータ
４０  第２のフィルター回路
４０Ａ  第２のフィルター回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ４’、Ｃｓ１  コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ３’、Ｌ４’  インダクター
６０  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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