(57)【要約】【課題】スイッチング素子Ｓ￥＃及びレゾルバの励磁回路に対して駆動用電圧を供給するための構成の小型化及び低コスト化を図ることのできる絶縁電源装置を提供する。【解決手段】第１〜第５のトランス８０，８２，８４，８６，８８のそれぞれを構成する１次側コイル８０ａ，８２ａ，８４ａ，８６ａ，８８ａは、互いに並列接続されている。そして、第１〜第５のトランス８０，８２，８４，８６，８８のそれぞれに対応する電圧供給対象のうち一部の電圧供給対象は、スイッチング素子Ｓ￥＃であり、残余の電圧供給対象は、レゾルバの励磁回路である。【選択図】      図４
2015073407.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（４４）に接続可能な１次側コイル（８０ａ，８２ａ，８４ａ，８６ａ，８８ａ；８０ａ，８２ａ，８４ａ，８６ａ）、及び電圧供給対象（Ｓ￥＃，５１）に対して駆動用電圧を供給可能な２次側コイル（８０ｂ，８２ｂ，８４ｂ，８６ｂ，８８ｂ；８０ｂ，８２ｂ，８４ｂ，８６ｂ，８６ｃ）を有するトランス（８０，８２，８４，８６，８８；８０，８２，８４，８６）を複数備え、
複数の前記トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルは、互いに並列接続され、
前記２次側コイルの出力電圧を制御する制御回路（１０６）を備え、
複数の前記トランスのそれぞれに対応する前記電圧供給対象のうち一部の電圧供給対象は、半導体スイッチング素子（Ｓ￥＃）であり、
複数の前記トランスのそれぞれに対応する前記電圧供給対象のうち残余の電圧供給対象は、前記半導体スイッチング素子とは異なる電圧供給対象（５１）であることを特徴とする絶縁電源装置。
【請求項２】
複数の前記トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルに前記直流電源の電圧を印加すべくオンオフ操作される電圧制御用スイッチング素子（１００）と、
複数の前記トランスのそれぞれを構成する前記２次側コイルのうちいずれか１つの出力電圧を検出する電圧検出部（８６ｃ，１０２）と、
をさらに備え、
前記制御回路は、前記電圧制御用スイッチング素子をオンオフ操作することで、前記電圧検出部によって検出された出力電圧を目標電圧にフィードバック制御することを特徴とする請求項１記載の絶縁電源装置。
【請求項３】
当該絶縁電源装置は、回転機（１０）の制御システムに備えられ、
前記制御システムは、前記回転機の制御量を制御するための電力変換回路（２０）であって、前記半導体スイッチング素子を構成部品とする前記電力変換回路と、前記回転機の回転角を検出するレゾルバ（４８）と、前記レゾルバによって検出された回転角に基づき前記回転機の制御量を制御する制御部（５４）と、をさらに備え、
前記異なる電圧供給対象とは、前記レゾルバの励磁用コイル（７０）に供給する励磁信号を生成する励磁回路（５１）を含むことを特徴とする請求項２記載の絶縁電源装置。
【請求項４】
前記励磁回路に対する駆動用電圧は、前記半導体スイッチング素子に対する駆動用電圧よりも高く設定され、
前記励磁回路に対して駆動用電圧を供給する前記トランスは、入力電圧を昇圧する機能を有することを特徴とする請求項３記載の絶縁電源装置。
【請求項５】
前記励磁回路に対する駆動用電圧は、前記制御システムにおいて、前記励磁回路以外の電子機器の駆動用電圧として使用されていない電圧に設定されていることを特徴とする請求項３又は４記載の絶縁電源装置。
【請求項６】
前記電圧検出部は、前記異なる電圧供給対象に対応する前記２次側コイルであるフィードバックコイル（８６ｃ）であって、前記トランスの出力電圧又は該出力電圧に応じた電圧を出力する前記フィードバックコイルを備え、
前記制御回路は、前記電圧制御用スイッチング素子をオンオフ操作することで、前記フィードバックコイルによって検出された出力電圧を前記目標電圧にフィードバック制御し、
前記フィードバックコイルには、前記異なる電圧供給対象が接続されることを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項に記載の絶縁電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源に接続可能な１次側コイル、及び電圧供給対象に対して駆動用電圧を供給可能な２次側コイルを有するトランスを複数備え、複数の前記トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルは、互いに並列接続され、複数の前記トランスのそれぞれを構成する前記２次側コイルの出力電圧を制御する制御回路を備える絶縁電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の絶縁電源装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）に対して駆動用電圧を供給するものが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−１７８３５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記絶縁電源装置が備えられるシステムにおいて、このシステムを構成する電圧供給対象であって、半導体スイッチング素子とは異なる電圧供給対象に対して駆動用電圧を供給する必要が生じ得る。この場合、半導体スイッチング素子に対して駆動用電圧を供給する絶縁電源装置とは別に、上記異なる電圧供給対象に対して駆動用電圧を供給する電源装置を追加することも考えられる。ただし、この場合、半導体スイッチング素子及び上記異なる電圧供給対象に対して駆動用電圧を供給するための構成部品が増大する。これにより、駆動用電圧を供給するための構成が大型化したり、上記構成のコストが増大したりする懸念がある。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、半導体スイッチング素子及び上記異なる電圧供給対象に対して駆動用電圧を供給するための構成を小型化し、また、上記構成のコストを低減することのできる絶縁電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決すべく、本発明は、直流電源（４４）に接続可能な１次側コイル（８０ａ，８２ａ，８４ａ，８６ａ，８８ａ；８０ａ，８２ａ，８４ａ，８６ａ）、及び電圧供給対象（Ｓ￥＃，５１）に対して駆動用電圧を供給可能な２次側コイル（８０ｂ，８２ｂ，８４ｂ，８６ｂ，８８ｂ；８０ｂ，８２ｂ，８４ｂ，８６ｂ，８６ｃ）を有するトランス（８０，８２，８４，８６，８８；８０，８２，８４，８６）を複数備え、複数の前記トランスのそれぞれを構成する前記１次側コイルは、互いに並列接続され、前記２次側コイルの出力電圧を制御する制御回路（１０６）を備え、複数の前記トランスのそれぞれに対応する前記電圧供給対象のうち一部の電圧供給対象は、半導体スイッチング素子（Ｓ￥＃）であり、複数の前記トランスのそれぞれに対応する前記電圧供給対象のうち残余の電圧供給対象は、前記半導体スイッチング素子とは異なる電圧供給対象（５１）であることを特徴とする。
【０００７】
上記発明では、絶縁電源装置を構成する複数のトランスのうち、一部のトランスを上記異なる電圧供給対象に割り当てる。このため、半導体スイッチング素子及び上記異なる電圧供給対象に対して供給する駆動用電圧を単一の制御回路によって制御することができる。これにより、半導体スイッチング素子及び上記異なる電圧供給対象に対して駆動用電圧を供給するための構成を小型化し、また、上記構成のコストを低減することができる。
【０００８】
さらに、上記発明では、半導体スイッチング素子及び上記異なる電圧供給対象のそれぞれに供給すべき駆動用電圧が相違する場合であっても、トランスの巻数比の調整により、半導体スイッチング素子及び上記異なる電圧供給対象のそれぞれに供給すべき駆動用電圧を適切に生成することもできる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。
【図２】同実施形態にかかるＩＧＢＴ駆動回路を示す図。
【図３】同実施形態にかかるレゾルバの構成を示す図。
【図４】同実施形態にかかる絶縁電源装置を示す図。
【図５】関連技術にかかる電源装置を示す図。
【図６】第２の実施形態にかかる絶縁電源装置を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる絶縁電源装置を車載主機として回転機を備える車両（例えば、ハイブリッド車や電気自動車）に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１１】
図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、インバータ２０及び制御装置３０を備えている。モータジェネレータ１０は、インバータ２０に電気的に接続され、車載主機の役割を果たす。インバータ２０は、３相インバータであり、高電圧バッテリ４０（例えば、リチウムイオン２次電圧やニッケル水素２次電池）に接続されている。なお、高電圧バッテリ４０及びインバータ２０の間には、平滑コンデンサ４２が介在している。
【００１２】
インバータ２０は、￥相上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）、及び￥相下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの直列接続体を３組備えている。￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの接続点は、モータジェネレータ１０の￥相に接続されている。
【００１３】
ちなみに、本実施形態では、￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられ、より具体的には、ＩＧＢＴが用いられている。そして、￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎには、フリーホイールダイオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎが逆並列に接続されている。また、以下の説明において、￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎをまとめて、単にスイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）と称すことがある。
【００１４】
制御システムには、モータジェネレータ１０のＶ相を流れる電流を検出するＶ相電流センサ４６ｖや、モータジェネレータ１０のＷ相を流れる電流を検出するＷ相電流センサ４６ｗ、さらにはモータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出するレゾルバ４８が備えられている。
【００１５】
上記各種センサの出力信号は、制御装置３０に取り込まれる。制御装置３０は、「直流電源」としての低電圧バッテリ４４を電源とし、ＣＰＵ、ＲＯＭ及びＲＡＭ等からなるマイクロコンピュータ（以下、マイコン５０）と、インターフェース回路５２とを備えている。マイコン５０には、Ｖ相電流センサ４６ｖ及びＷ相電流センサ４６ｗの出力信号が入力される。また、マイコン５０には、インターフェース回路５２を介してレゾルバ４８の出力信号が入力される。マイコン５０は、インバータ制御部５４と、レゾルバデジタルコンバータ（以下、ＲＤコンバータ５６）とを備えている。なお、低電圧バッテリ４４は、その出力電圧（例えば１５Ｖ）が高電圧バッテリ４０の出力電圧（例えば数百Ｖ）よりも低いバッテリである。ここで、低電圧バッテリ４４としては、例えば鉛蓄電池を用いることができる。
【００１６】
インバータ制御部５４は、モータジェネレータ１０の制御量（トルク）をその指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）に制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、モータジェネレータ１０の制御は、指令トルクＴｒｑ＊を実現するための指令電流とモータジェネレータ１０に流れる電流とが一致するように、スイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作する制御となる。本実施形態では、Ｖ相電流センサ４６ｖ、Ｗ相電流センサ４６ｗ、及びＲＤコンバータ５６から出力された電気角θの算出値（以下、算出角φ）に基づく周知の電流ベクトル制御によって、インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成する。そして、生成された操作信号ｇ￥＃をスイッチング素子Ｓ￥＃の駆動回路に対して出力することで、スイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作する。
【００１７】
ちなみに、￥相上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐの操作信号ｇ￥ｐと、対応する￥相下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの操作信号ｇ￥ｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、￥相上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐと、対応する￥相下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎとは、交互にオン状態とされる。また、以下の説明において、￥相上，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎを駆動する駆動回路を￥相上，下アーム駆動回路Ｄｒ￥ｐ，Ｄｒ￥ｎと称すこととする。さらに、以下の説明において、これら駆動回路Ｄｒ￥ｐ，Ｄｒ￥ｎをまとめて、単に駆動回路Ｄｒ￥＃と称すことがある。
【００１８】
操作信号ｇ￥＃は、実際には、図示しないインターフェースを介して駆動回路Ｄｒ￥＃に出力される。ここで、インターフェースは、高電圧バッテリ４０、インバータ２０及びモータジェネレータ１０を備える高電圧システムと、低電圧バッテリ４４、制御装置３０及びレゾルバ４８を備える低電圧システムとの間を電気的に絶縁しつつ、これらシステム間の信号の伝達を行う機能を有する。本実施形態において、インターフェースは、光絶縁素子（フォトカプラ）を備えて構成されている。なお、本実施形態において、低電圧システムの基準電位ＶｓｔＬと、高電圧システムの基準電位ＶｓｔＨとは相違している。特に、本実施形態では、高電圧システムの基準電位ＶｓｔＨが高電圧バッテリ４０の負極端子の電位に設定され、低電圧システムの基準電位ＶｓｔＬが高電圧バッテリ４０の正極端子の電位及び負極端子の電位との中央値である車体電位に設定されている。
【００１９】
続いて、図２を用いて、本実施形態にかかる駆動回路Ｄｒ￥＃について説明する。
【００２０】
駆動回路Ｄｒ￥＃の第１の端子Ｔ１及び第２の端子Ｔ２間には、駆動用電圧Ｖｏｍが印加される。第１の端子Ｔ１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、充電用スイッチング素子６０ａ）、充電用抵抗体６０ｂ、及び駆動回路Ｄｒ￥＃の第３の端子Ｔ３を介して、スイッチング素子Ｓ￥＃のゲートに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ￥＃のゲートは、第３の端子Ｔ３、放電用抵抗体６０ｃ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、放電用スイッチング素子６０ｄ）、及び駆動回路Ｄｒ￥＃の第４の端子Ｔ４を介してスイッチング素子Ｓ￥＃のエミッタに接続されている。さらに、第２の端子Ｔ２は、駆動回路Ｄｒ￥＃内において、第４の端子Ｔ４に短絡されている。
【００２１】
駆動回路Ｄｒ￥＃は、駆動制御部６０ｅを備えている。駆動制御部６０ｅは、制御装置３０からインターフェースを介して入力される操作信号ｇ￥＃に基づき、充電用スイッチング素子６０ａ及び放電用スイッチング素子６０ｄの操作による充電処理及び放電処理を交互に行うことでスイッチング素子Ｓ￥＃を駆動する。詳しくは、充電処理は、操作信号ｇ￥＃がオン操作指令になったと判断された場合、放電用スイッチング素子６０ｄをオフ操作し、また、充電用スイッチング素子６０ａをオン操作する処理である。これにより、スイッチング素子Ｓ￥＃がオン状態に切り替えられる。一方、放電処理は、操作信号ｇ￥＃がオフ操作指令になったと判断された場合、放電用スイッチング素子６０ｄをオン操作に切り替え、また、充電用スイッチング素子６０ａをオフ操作に切り替える処理である。これにより、スイッチング素子Ｓ￥＃がオフ状態に切り替えられる。
【００２２】
続いて、図３を用いて、レゾルバ４８の構成及びＲＤコンバータ５６における電気角θの算出処理について説明する。
【００２３】
レゾルバ４８は、励磁用コイル７０及び一対のコイル（以下、第１の変換用コイル７２ａ，第２の変換用コイル７２ｂ）を備えている。詳しくは、励磁用コイル７０は、モータジェネレータ１０の回転子１０ａに連結されている。励磁用コイル７０は、正弦波状の励磁信号Ｓｃによって励磁される。励磁信号Ｓｃによって励磁用コイル７０に生じた磁束は、第１，第２の変換用コイル７２ａ，７２ｂを鎖交する。この際、励磁用コイル７０と第１，第２の変換用コイル７２ａ，７２ｂとの相対的な配置関係が回転子１０ａの回転角に応じて周期的に変化するため、第１，第２の変換用コイル７２ａ，７２ｂを鎖交する磁束数は、周期的に変化する。本実施形態では、第１，第２の変換用コイル７２ａ，７２ｂのそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるように第１，第２の変換用コイル７２ａ，７２ｂと励磁用コイル７０とが配置されている。これにより、第１，第２の変換用コイル７２ａ，７２ｂのそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。より具体的には、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎΩｔ」とすると、被変調波はそれぞれ「ｓｉｎθ×ｓｉｎΩｔ」，「ｃｏｓθ×ｓｉｎΩｔ」となる。
【００２４】
上記励磁信号Ｓｃは、インターフェース回路５２内蔵の励磁回路５１によって生成される。励磁回路５１は、正弦波生成器５２ａ、励磁用オペアンプ５２ｂ、カップリングコンデンサ５２ｃ及び共振用コンデンサ５２ｄを備えている。なお、本実施形態において、励磁回路５１が「異なる電圧供給対象」に相当する。
【００２５】
正弦波生成器５２ａによって生成された正弦波は、励磁用オペアンプ５２ｂの非反転入力端子に入力される。励磁用オペアンプ５２ｂの反転入力端子は、接地されている。励磁用オペアンプ５２ｂの出力端子は、カップリングコンデンサ５２ｃを介して励磁用コイル７０の一端に接続されている。励磁用コイル７０の他端は、接地されている。また、励磁用コイル７０には、共振用コンデンサ５２ｄが並列接続されている。こうした構成によれば、正弦波生成器５２ａによって生成された正弦波が励磁用オペアンプ５２ｂによって増幅されることで、励磁信号Ｓｃが生成される。なお、本実施形態において、正弦波生成器５２ａから出力される正弦波としては、その両振幅（極大値及び極小値の差）が２Ｖｐ−ｐ程度のものを想定しており、励磁信号Ｓｃとしては、その両振幅が３０Ｖｐ−ｐ程度のものを想定している。
【００２６】
励磁用コイル７０から出力された励磁信号Ｓｃは、第１の差動増幅回路５２ｅによってシングルエンド信号ＲＣに変換される。一方、第１の変換用コイル７２ａから出力された差動信号ｃｏｓθは、第２の差動増幅回路５２ｆによってシングルエンド信号ｃｏｓに変換される。他方、第２の変換用コイル７２ｂから出力された差動信号ｓｉｎθは、第３の差動増幅回路５２ｇによってシングルエンド信号ｓｉｎに変換される。
【００２７】
第１〜第３の差動増幅回路５２ｅ，５２ｆ，５２ｇから出力されたシングルエンド信号は、マイコン５０内蔵のアナログデジタル変換器（以下、ＡＤ変換器７４）に入力される。ＡＤ変換器７４は、シングルエンド信号ＲＣ，ｓｉｎ，ｃｏｓを所定のサンプリング周期でサンプリングする。なお、図３には、サンプリングされた励磁信号ＲＣをレファレンス「ＲＥＦ」で示し、サンプリングされた被変調波を「ＳＩＮ，ＣＯＳ」で示した。
【００２８】
ＡＤ変換器７４の出力信号は、ＲＤコンバータ５６に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。詳しくは、余弦関数乗算器５６ａは、算出角φを独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、正弦関数乗算器５６ｂは、算出角φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを被変調波ＣＯＳに乗算する。制御偏差算出部５６ｃは、余弦関数乗算器５６ａの出力値から正弦関数乗算器５６ｂの出力値を減算することで、制御偏差εを算出する。
【００２９】
この制御偏差εは、第１〜第３の差動増幅回路５２ｅ，５２ｆ，５２ｇや励磁用オペアンプ５２ｂのゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｅｑ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎΩｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎΩｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎΩｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｅｑ１）
この制御偏差εが「０」となる場合、実際の電気角θと算出角φとが一致する。ここで、制御偏差εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。すなわち、レファレンスＲＥＦは、検波信号生成部５６ｄに入力され、ここで、レファレンスＲＥＦと「０」との大小比較に応じて「１」又は「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部５６ｄでは、レファレンスＲＥＦが「０」以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。
【００３０】
同期検波部５６ｅは、制御偏差εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。同期検波部５６ｅから出力された復調信号である被検波量εｃは、角度算出部５６ｆに入力される。角度算出部５６ｆは、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。上記ローパスフィルタは、被検波量εｃから高調波成分を除去することによって算出角φを出力する。算出角φは、上記余弦関数乗算器５６ａ及び正弦関数乗算器５６ｂに加えて、インバータ制御部５４に入力される。
【００３１】
続いて、図４を用いて、スイッチング素子Ｓ￥＃の駆動回路Ｄｒ￥＃、及びレゾルバ４８の励磁回路５１に対して駆動用電圧を供給する絶縁電源装置について説明する。
【００３２】
図４に示す絶縁電源装置は、第１〜第５のトランス８０，８２，８４，８６，８８、第１〜第５のダイオード９０ａ，９２ａ，９４ａ，９６ａ，９８ａ、第１〜第５のコンデンサ９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ，９６ｂ，９８ｂ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、電圧制御用スイッチング素子１００）、及びフィードバック回路１０２を備えるフライバック式のスイッチング電源である。なお、本実施形態では、第１〜第５のコンデンサ９０ｂ，９２ｂ，９４ｂ，９６ｂ，９８ｂとして、電解コンデンサを用いている。
【００３３】
詳しくは、低電圧バッテリ４４の正極端子は、第１〜第５のトランス８０，８２，８４，８６，８８を構成する第１〜第５の１次側コイル８０ａ，８２ａ，８４ａ，８６ａ，８８ａの並列接続体と、電圧制御用スイッチング素子１００とを介して低電圧バッテリ４４の負極端子に接続されている。すなわち、電圧制御用スイッチング素子１００は、自身がオン操作されることにより、低電圧バッテリ４４、第１〜第５の１次側コイル８０ａ，８２ａ，８４ａ，８６ａ，８８ａの並列接続体、及び電圧制御用スイッチング素子１００を含む閉回路を形成可能なように設けられている。なお、低電圧バッテリ４４には、コンデンサ１０４が並列接続されている。
【００３４】
第１のトランス８０を構成する第１の２次側コイル８０ｂは、第１のダイオード９０ａ及び第１のコンデンサ９０ｂを介してＵ相上アーム駆動回路ＤｒＵｐに接続されている。具体的には、第１のダイオード９０ａ及び第１のコンデンサ９０ｂの接続点がＵ相上アーム駆動回路ＤｒＵｐの第１の端子Ｔ１に接続され、第１のコンデンサ９０ｂ及び第１の２次側コイル８０ｂの接続点が第２の端子Ｔ２に接続されている。なお、図４では、駆動回路Ｄｒ￥＃の備える第１の端子Ｔ１及び第２の端子Ｔ２を、Ｕ相上アーム駆動回路ＤｒＵｐについて代表して図示した。
【００３５】
第２のトランス８２を構成する第２の２次側コイル８２ｂは、第２のダイオード９２ａ及び第２のコンデンサ９２ｂを介してＶ相上アーム駆動回路ＤｒＶｐに接続されている。また、第３のトランス８４を構成する第３の２次側コイル８４ｂは、第３のダイオード９４ａ及び第３のコンデンサ９４ｂを介してＷ相上アーム駆動回路ＤｒＷｐに接続されている。さらに、第４のトランス８６を構成する第４の２次側コイル８６ｂは、第４のダイオード９６ａ及び第４のコンデンサ９６ｂを介して、￥相下アーム駆動回路Ｄｒ￥ｎに接続されている。
【００３６】
第４のトランス８６は、さらに、フィードバックコイル８６ｃを備えている。本実施形態において、第１〜第４の１次側コイル８０ａ，８２ａ，８４ａ，８６ａの巻数は、互いに同一に設定されている。また、第１〜第４の２次側コイル８０ｂ，８２ｂ，８４ｂ，８６ｂの巻数と、フィードバックコイル８６ｃの巻数とは、互いに同一に設定されている。これは、フィードバックコイル８６ｃの出力電圧と、第１〜第４の２次側コイル８０ｂ，８２ｂ，８４ｂ，８６ｂの出力電圧とを同一とすることを狙った設定である。
【００３７】
フィードバックコイル８６ｃは、フィードバック回路１０２を介して電源ＩＣ１０６に入力される。詳しくは、フィードバック回路１０２は、検出用ダイオード１０２ａ、検出用コンデンサ１０２ｂ、第１の抵抗体１０２ｃ、及び第２の抵抗体１０２ｄを備えている。フィードバックコイル８６ｃの出力電圧は、検出用ダイオード１０２ａを通過した後、第１の抵抗体１０２ｃ及び第２の抵抗体１０２ｄによって分圧される。第１の抵抗体１０２ｃ及び第２の抵抗体１０２ｄによって分圧された電圧（以下、フィードバック電圧Ｖｆｂ）は、電源ＩＣ１０６の検出端子Ｔｆｂを介して電源ＩＣ１０６に入力される。なお、本実施形態において、フィードバックコイル８６ｃ及びフィードバック回路１０２が「電圧検出部」に相当する。
【００３８】
第５のトランス８８を構成する第５の２次側コイル８８ｂは、第５のダイオード９８ａ及び第５のコンデンサ９８ｂを介して、レゾルバ４８の励磁回路５１に接続されている。詳しくは、第５のダイオード９８ａ及び第５のコンデンサ９８ｂの接続点は、励磁回路５１を構成する励磁用オペアンプ５２ｂの正電源入力端子である第５の端子Ｔ５に接続されている。一方、第５のコンデンサ９８ｂ及び第５の２次側コイル８８ｂの接続点は、励磁用オペアンプ５２ｂの負電源入力端子に接続（すなわち、接地）されている。
【００３９】
ここで、本実施形態において、励磁回路５１に対する駆動用電圧Ｖｒｍは、スイッチング素子Ｓ￥＃に対する駆動用電圧Ｖｏｍよりも高く設定されている。このため、第５のトランス８８の巻数比（２次側コイルの巻数を１次側コイルの巻数で除算した値）は、第１〜第４のトランス８０，８２，８４，８６の巻数比よりも高く設定されている。具体的には、第５のトランス８８の出力電圧Ｖｒｍ（例えば３０Ｖ）が第１〜第４のトランス８０，８２，８４，８６の出力電圧Ｖｏｍ（例えば１５Ｖ）の２倍の電圧となるように、これらトランス８０，８２，８４，８６，８８の巻数比が設定されている。
【００４０】
なお、励磁回路５１の駆動用電圧Ｖｒｍがスイッチング素子Ｓ￥＃の駆動用電圧Ｖｏｍよりも高く設定されているのは、本実施形態にかかるレゾルバ４８の変圧比が低いためである。つまり、レゾルバ４８の変圧比が低いことから、第１，第２の変換用コイル７２ａ，７２ｂから出力される被変調波の両振幅は、例えば、励磁用コイル７０に入力される励磁信号Ｓｃの両振幅の「１／６」程度となる。ここで、ＳＮ比を高くして耐ノイズ性を高める観点から、励磁回路５１から出力される励磁信号Ｓｃの振幅を大きくすることが望ましい。このため、励磁回路５１の駆動用電圧Ｖｒｍをスイッチング素子Ｓ￥＃の駆動用電圧Ｖｏｍよりも高く設定した。
【００４１】
電源ＩＣ１０６は、「制御回路」に相当し、集積回路によって構成されている。電源ＩＣ１０６は、フィードバック電圧Ｖｆｂを目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御すべく、電圧制御用スイッチング素子１００をオンオフ操作する。ここで、本実施形態において、目標電圧Ｖｔｇｔは、第４の２次側コイル８６ｂの出力電圧がスイッチング素子Ｓ￥＃の駆動用電圧Ｖｏｍとなるように設定されている。具体的には、目標電圧Ｖｔｇｔは、上記駆動用電圧Ｖｏｍを第１，第２の抵抗体１０２ｃ，１０２ｄで分圧した値に設定されている。
【００４２】
また、本実施形態において、励磁回路５１に対する駆動用電圧は、モータ制御システムにおいて、励磁回路５１以外の複数の電子機器（例えば、電流センサ４６ｖ，４６ｗや、インターフェースを構成するフォトカプラ）に対する駆動用電圧として使用されていない電圧に設定されている。この設定は、上述したように、励磁回路５１に対する駆動用電圧を高く設定することが要求されることに基づくものである。つまり、モータ制御システムで使用される複数の電子機器の駆動用電圧は、通常、複数の電子機器の一部同士の組で共通していることが多い。具体的には例えば、インターフェースを構成するフォトカプラ及び電流センサ４６ｖ，４６ｗに対する駆動用電圧は、５Ｖで共通しており、駆動回路Ｄｒ￥＃に対する駆動用電圧は、１５Ｖで共通している。ただし、励磁回路５１の駆動用電圧は、レゾルバ４８の変圧比が低いことから高い電圧が要求される。このため、本実施形態では、励磁回路５１に対する駆動用電圧が、上記使用されていない電圧に設定されることとなった。
【００４３】
図４に示した構成によれば、スイッチング素子Ｓ￥＃及び励磁回路５１に対して供給する駆動用電圧を単一の電源ＩＣ１０６によって制御することができる。これにより、スイッチング素子Ｓ￥＃及び励磁回路５１に対して駆動用電圧を供給するための電源装置を小型化し、また、電源装置のコストを低減できるといった効果を得ることができる。
【００４４】
これに対し、図５に示す関連技術では、こうした効果を得ることはできない。ここで、図５において、先の図４に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。また、図５では、下アーム用駆動回路の図示を省略している。さらに、図５の説明では、電源ＩＣ１０６を第１の電源ＩＣと称すこととする。
【００４５】
図５に示すように、関連技術では、励磁回路５１に対して昇圧回路１０８から駆動用電圧が供給される。昇圧回路１０８は、昇圧用コイル１０８ａ、昇圧用ダイオード１０８ｂ、昇圧用スイッチング素子１０８ｃ及び昇圧用コンデンサ１０８ｄを備える周知の昇圧チョッパ方式のスイッチング電源である。
【００４６】
昇圧回路１０８の出力電圧は、第１の電源ＩＣ１０６とは異なる第２の電源ＩＣ１１０によって制御される。詳しくは、第２の電源ＩＣ１１０は、昇圧回路１０８の出力電圧Ｖｒｍを目標電圧Ｖα（例えば３０Ｖ）にフィードバック制御すべく、昇圧用スイッチング素子１０８ｃをオンオフ操作する。
【００４７】
こうした構成では、スイッチング素子Ｓ￥＃に対して駆動用電圧を供給する絶縁電源装置とは別に、昇圧回路１０８を備えることとなる。このため、電源装置が大型化し、また、電源装置のコストが増大することとなる。
【００４８】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４９】
（１）絶縁電源装置を構成する複数のトランスのうち第５のトランス８８を、励磁回路５１に割り当てた。このため、スイッチング素子Ｓ￥＃及び励磁回路５１に対して供給する駆動用電圧を単一の電源ＩＣ１０６によって制御することができ、新たな電源ＩＣ等を追加する必要が無くなる。これにより、スイッチング素子Ｓ￥＃及び励磁回路５１に対して駆動用電圧を供給するための電源装置を小型化し、また、電源装置のコストを低減することができる。
【００５０】
また、絶縁電源装置の構成部品数を低減できることから、絶縁電源装置内の基板上における電子部品配置の制約を緩和することもできる。
【００５１】
さらに、スイッチング素子Ｓ￥＃及び励磁回路５１のそれぞれに供給すべき駆動用電圧が相違する場合であっても、第５のトランス８８の巻数比を調整することにより、スイッチング素子Ｓ￥＃及び励磁回路５１のそれぞれに供給すべき駆動用電圧を適切に生成することもできる。
【００５２】
（２）励磁回路５１に対する駆動用電圧を、モータ制御システムにおいて、励磁回路５１以外の複数の電子機器に対する駆動用電圧として使用されていない電圧に設定した。こうした設定では、駆動回路Ｄｒ￥＃に対して駆動用電圧を供給する絶縁電源装置とは別に、独立した電源装置（先の図５に示した昇圧回路１０８）から励磁回路５１に対して駆動用電圧を供給することが多かった。ただし、この場合、電源装置が大型化し、また、電源装置のコストが増大するといった不都合が生じる。したがって、駆動用電圧が上記使用されていない電圧に設定される励磁回路５１を備える本実施形態では、絶縁電源装置を構成する複数のトランスの１つを、励磁回路５１に割り当てる構成を採用するメリットが大きい。
【００５３】
（３）フィードバック電圧Ｖｆｂを目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御すべく、電源ＩＣ１０６によって電圧制御用スイッチング素子１００をオンオフ操作した。こうした構成によれば、何らかの要因によって低電圧バッテリ４４の出力電圧が変動する場合であっても、スイッチング素子Ｓ￥＃及び励磁用オペアンプ５２ｂに供給される駆動用電圧の変動を抑制することができる。
【００５４】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５５】
図６に示すように、本実施形態では、励磁回路５１に対してフィードバックコイル８６ｃから駆動用電圧を供給する。詳しくは、励磁回路５１は、フィードバック回路１０２を介してフィードバックコイル８６ｃに接続されている。そして、フィードバック回路１０２の出力側が、励磁用オペアンプ５２ｂの正電源入力端子である第５の端子Ｔ５に接続されている。このため、図６では、第５のトランス８８、第５のダイオード９８ａ及び第５のコンデンサ９８ｂが除去されている。なお、図６において、先の図４に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。また、図６では、下アーム用駆動回路の図示を省略している。
【００５６】
ここで、本実施形態では、第４のトランス８６において、第４の１次側コイル８６ａに対するフィードバックコイル８６ｃの巻数比は、第４の１次側コイル８６ａに対する第４の２次側コイル８６ｂの巻数比よりも高く設定されている。具体的には、第４の１次側コイル８６ａに対するフィードバックコイル８６ｃの巻数比は、第４の１次側コイル８６ａに対する第４の２次側コイル８６ｂの巻数比の２倍に設定されている。
【００５７】
なお、本実施形態において、目標電圧Ｖｔｇｔは、励磁回路５１に要求される駆動用電圧を第１，第２の抵抗体１０２ｃ，１０２ｄによって分圧した値に設定されている。
【００５８】
以上説明した本実施形態によれば、絶縁電源装置を構成するトランスを増やすことなく、励磁回路５１に駆動用電圧を供給することができる。
【００５９】
また、フィードバックコイル８６ｃから励磁回路５１に対して駆動用電圧を供給することで、フィードバックコイル８６ｃの出力電流の一部が励磁回路５１によって消費される。このため、第４の２次側コイル８６ｂの出力電圧を安定させるためのブリーダ抵抗の役割を、励磁回路５１に担わせることができる。
【００６０】
ちなみに、フィードバック回路１０２を構成する第１，第２の抵抗体１０２ｃ，１０２ｄの抵抗値は、例えば消費電流抑制の観点から、高い値に設定されている。このため、これら抵抗体１０２ｃ，１０２ｄに流れる電流値は小さくなり、これら抵抗体１０２ｃ，１０２ｄにブリーダ抵抗の役割を担わせることができないこともあり得る。この場合、フィードバックコイル８６ｃに励磁回路５１を接続することなく、フィードバックコイル８６ｃをフィードバック電圧Ｖｆｂの検出のみに用いるとき、例えば、検出用コンデンサ１０２ｂの正極端子及び接地部位の間にブリーダ抵抗を接続することが要求される。
【００６１】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００６２】
・「異なる電圧供給対象」としては、励磁回路５１に限らない。例えば、上記インターフェースを構成するフォトカプラや、電流センサ４６ｖ，４６ｗであってもよい。また、「異なる電圧供給対象」としては、１種類の電圧供給対象に限らず、複数種類の電圧供給対象であってもよい。
【００６３】
・モータ制御システムとしては、１モータ制御システムに限らず、発電機兼スタータの機能を有するモータジェネレータをさらに備える２モータ制御システムであってもよい。この場合、これらモータジェネレータ及び高電圧バッテリ４０の間に昇圧コンバータを備えてもよい。
【００６４】
・「電圧検出部」としては、フィードバックコイルを備えるものに限らない。例えば、先の図４において、第４のコンデンサ９６ｂの端子間電圧、又はこの端子間電圧に応じた電圧を、高電圧システム及び低電圧システムの間を電気的に絶縁しつつ電源ＩＣ１０６へと伝達可能な手段であってもよい。こうした手段としては、例えば、上記端子間電圧と関係付けられたＰＷＭ信号を電源ＩＣ１０６に対して伝達可能なフォトカプラを備えるものが挙げられる。
【００６５】
・励磁回路５１としては、その駆動用電圧がスイッチング素子Ｓ￥＃の駆動用電圧よりも高いものに限らない。例えば、レゾルバの仕様によっては、変圧比が１以上に設定されることも考えられる。この場合、励磁回路５１の駆動用電圧を、スイッチング素子Ｓ￥＃の駆動用電圧以下に設定してもよい。
【００６６】
・上記第１の実施形態では、第４の２次側コイル８６ｂの巻数とフィードバックコイル８６ｃの巻数とを同一としたがこれに限らず、相違させてもよい。この場合、「電圧検出部」を構成するフィードバックコイル８６ｃは、第４の２次側コイル８６ｂの出力電圧に応じた電圧を出力することとなる。
【００６７】
・「半導体スイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、「半導体スイッチング素子」を構成部品とする「電力変換回路」としては、３相インバータに限らず、フルブリッジインバータ等、他の電力変換回路であってもよい。
【符号の説明】
【００６８】
４４…低電圧バッテリ、５１…励磁回路、８０，８２，８４，８６，８８…第１〜第５のトランス、Ｓ￥＃…スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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