(57)【要約】【課題】所望の直流電流を得るために必要な交流を供給することができる電力変換装置を提供することである。【解決手段】制御装置４は、ＰＷＭ方式を用いてインバータ３を制御する。制御装置４において、決定部４１は、インバータ３の出力電圧（交流電圧）から生成される直流電流２４ｉの電流目標値５１が基準レベル５３以上である場合、搬送波６０の周波数をｆ１（Ｈｚ）に決定し、電流目標値５１が基準レベル５３よりも低い場合、搬送波６０の周波数をｆ１（Ｈｚ）よりも低いｆ２（Ｈｚ）に決定する。基準レベル５３は、電流目標値５１が直流電流２４ｉのレベルが第１の範囲に存在するか第１の範囲よりも低い第２の範囲に存在するかを判断するためのしきい値である。発振器４２は、決定部４１の決定に応じて、ｆ１又はｆ２（Ｈｚ）の搬送波６０を生成する。ＰＷＭ制御部４３は、電流目標値５１と搬送波６０とを用いてＰＷＭ信号６１〜６４を生成する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電流を交流電流に変換するインバータと、
前記インバータをＰＷＭ方式を用いて制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
前記交流電流から変換されることにより生成される第２の直流電流の目標値が、前記第２の直流電流のレベルが第１の範囲に存在するか前記第１の範囲よりも低い第２の範囲に存在するかを判断するための基準レベル以上である場合、前記ＰＷＭ方式で用いられる搬送波の周波数を第１の周波数に決定し、前記目標値が前記基準レベルよりも低い場合、前記搬送波の周波数を前記第１の周波数よりも低い第２の周波数に決定する決定部と、
前記決定部により決定された周波数に応じて、前記第１の周波数を有する搬送波又は前記第２の周波数を有する搬送波を生成する発振器と、
前記目標値と前記発振器により生成された搬送波とを用いて所定のデッドタイムを含むＰＷＭ信号を生成し、生成した前記ＰＷＭ信号を前記インバータに供給するＰＷＭ制御部とを備える、電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記搬送波の周波数をｆ（Ｈｚ）、前記所定のデッドタイムをＤＴ（ｓｅｃ）、前記所定のデッドタイムに起因して発生する交流電流をＩｄ（Ａ）、前記ＰＷＭ信号の１周期あたりの前記交流電流の平均値の所望値をＩ（Ａ）とした場合、前記決定部は、下記式（１）を満たす周波数を前記第２の周波数として決定する、電力変換装置。
Ｉ＝｜Ｉｄ｜×ＤＴ×ｆ  ・・・（１）
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記インバータは、
第１のスイッチング素子を含む第１のアームと、第２のスイッチング素子を含み前記第１のアームの低電位側に直列に接続される第２のアームとを備える第１のレグと、
第３のスイッチング素子を含む第３のアームと、第４のスイッチング素子を含み前記第３のアームの低電位側に直列に接続される第４のアームとを備える第２のレグとを備え、
前記ＰＷＭ制御部は、位相シフトＰＷＭ方式に基づいて、前記第１の周波数を有するＰＷＭ信号又は前記第２の周波数を有するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号を前記第１〜第４のスイッチング素子の各々に供給する、電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記決定部は、前記第１の周波数と、前記目標値と、前記第２の直流電流の検出値とを用いて、前記第２の周波数を決定する、電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
前記決定部は、前記目標値が前記基準レベルよりも小さく、かつ、前記第２の直流電流の検出値が前記基準レベルよりも小さい場合、前記搬送波の周波数を前記第２の周波数に決定する、電力変換装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、さらに、
前記インバータにより変換された交流電圧の電圧レベルを変換するトランスと、
前記トランスにより変換された交流電圧を用いて、前記第２の直流電流を生成するコンバータとを備える、電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧を変換する機器である。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インバータを用いて直流をいったん交流に変換し、コンバータを用いてこの交流を再び直流に変換するタイプ（スイッチングレギュレータ）が知られている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられるインバータは、フルブリッジ回路を備えており、このフルブリッジ回路をＰＷＭ方式又は位相シフトＰＷＭ方式で駆動する。
【０００４】
特許文献１には、フルブリッジ回路を備える位相シフト型高周波インバータが開示されている。このインバータは、ＰＷＭ信号の周波数を変更することにより、対になって制御される２つのスイッチング素子の各々に電流が流れる期間を一致させる。これにより、このインバータに接続される負荷の共振周波数の変動に対応することができる。
【０００５】
また、フルブリッジ回路を備えるインバータにおいて、直列に接続されるスイッチング素子が同時にオン状態となることを防ぐために、デッドタイムがＰＷＭ信号に設けられる。インバータにより生成される交流電圧は、理想的には、デッドタイムにおいて０となる。しかし、実際には、インバータの後段に接続されるトランスなど、負荷のリアクタンス成分などが原因となって、デッドタイムにパルス電圧が発生し、このパルス電圧がインバータから交流電圧として出力される。
【０００６】
デッドタイムに起因するパルス電圧が、インバータから一定の周期で出力されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータは、一定レベル以上の直流電流を継続的に出力する。インバータを使用する従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力することができる直流電流の最小値が、デッドタイムで発生する交流電圧（パルス電圧）に依存するという問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００５−９４９１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、所望の直流電流を得るために必要な交流を供給することができる電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る電力変換装置は、第１の直流電流を交流電流に変換するインバータと、インバータをＰＷＭ方式を用いて制御する制御装置とを備える。制御装置は、交流電流から変換されることにより生成される第２の直流電流の目標値が、第２の直流電流のレベルが第１の範囲に存在するか第１の範囲よりも低い第２の範囲に存在するかを判断するための基準レベル以上である場合、ＰＷＭ方式で用いられる搬送波の周波数を第１の周波数に決定し、目標値が基準レベルよりも低い場合、搬送波の周波数を第１の周波数よりも低い第２の周波数に決定する決定部と、決定部により決定された周波数に応じて、第１の周波数を有する搬送波又は第２の周波数を有する搬送波を生成する発振器と、目標値と発振器により生成された搬送波とを用いて所定のデッドタイムを含むＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータに供給するＰＷＭ制御部とを備える。
【００１０】
この構成によれば、制御装置は、目標値が基準レベルよりも小さい場合、ＰＷＭ信号の周波数を第１の周波数から第２の周波数に低くする。第２の直流電流のうちデッドタイムに発生する交流電流から生成される成分のレベルを、ＰＷＭ信号が第１の周波数を有するときよりも小さくすることができる。これにより、目標値が基準レベルよりも低い場合であっても、目標値に応じた第２の直流電流を生成するための交流電流を供給することができる。
【００１１】
また、搬送波の周波数をｆ（Ｈｚ）、所定のデッドタイムをＤＴ（ｓｅｃ）、所定のデッドタイムに起因して発生する交流電流をＩｄ（Ａ）、ＰＷＭ信号の１周期あたりの前記交流電流の平均値の所望値をＩ（Ａ）とした場合、決定部は、下記式（１）を満たす周波数を第２の周波数として決定する。
【００１２】
Ｉ＝｜Ｉｄ｜×ＤＴ×ｆ  ・・・（１）
【００１３】
この構成によれば、第２周波数を有する搬送波から生成されるＰＷＭ信号でインバータを駆動させた場合、交流電流の絶対値の平均値を所望値に制御することができる。従って、目標値が基準レベルよりも小さい場合に、直流電流のうち、デッドタイムで発生する交流電圧から生成される成分を抑制することができる。
【００１４】
また、インバータは、第１のレグと、第２のレグとを備える。第１のレグは、第１のスイッチング素子を含む第１のアームと、第２のスイッチング素子を含み第１のアームの低電位側に直列に接続される第２のアームとを備える。第２のレグは、第３のスイッチング素子を含む第３のアームと、第４のスイッチング素子を含み第３のアームの低電位側に直列に接続される第４のアームとを備える第２のレグとを備える。ＰＷＭ制御部は、位相シフトＰＷＭ方式に基づいて、第１の周波数を有するＰＷＭ信号又は第２の周波数を有するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号を第１〜第４のスイッチング素子の各々に供給する。
【００１５】
この構成によれば、制御装置は、インバータを位相シフトＰＷＭ方式で駆動することができる。デッドタイムが、第１のスイッチング素子に供給されるＰＷＭ信号と第２のスイッチング素子に供給されるＰＷＭ信号との位相差よりも短くなるため、直流電流のうち、デッドタイムで発生する交流電圧から生成される成分の割合を低くすることができる。
【００１６】
また、決定部は、第１の周波数と、目標値と、第２の直流電流の検出値とを用いて、第２の周波数を決定する。
【００１７】
この構成によれば、第２の直流電流の検出値が第２の周波数の決定に用いられることにより、デッドタイムに発生する交流電圧の影響を加味した上で、第２の周波数を決定することができる。
【００１８】
また、決定部は、目標値が基準レベルよりも小さく、かつ、第２の直流電流の検出値が基準レベルよりも小さい場合、搬送波の周波数を第２の周波数に決定する。
【００１９】
この構成によれば、第１の周波数及び第２の周波数のいずれを使用するかが、電流目標値だけでなく、第２の直流電流の検出値に基づいて決定されるため、第２の周波数を使用するか否かの判断精度を向上させることができる。
【００２０】
また、本発明に係る電力変換装置は、さらに、インバータにより変換された交流電圧の電圧レベルを変換するトランスと、トランスにより変換された交流電圧を用いて、第２の直流電流を生成するコンバータとを備える。
【００２１】
この構成によれば、トランスの１次コイルと２次コイルとが物理的に接触しないため、本発明の電力変換装置を非接触充電システムに利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置を用いる非接触充電システムの構成を示す機能ブロック図である。
【図２】図１に示すインバータの構成を示す機能ブロック図である。
【図３】図１に示す制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図４】図２に示すＰＷＭ信号及びインバータからの出力電圧の時間変化を示すグラフである。
【図５】図２に示すＰＷＭ信号及びデッドタイムに起因して発生する交流電圧の時間変化を示すグラフである。
【図６】図５に示すデッドタイムに起因して発生する交流電圧の平均値の変化を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳しく説明する。図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２４】
［１．非接触充電システム１００の構成］
［１．１．全体構成］
図１は、本実施の形態に係る交流電力供給装置１１を用いる非接触充電システム１００の構成を示す機能ブロック図である。図１に示すように、非接触充電システム１００は、自動車７と商用電源とを電源ケーブルなどを介して物理的に接続することなく、自動車７に搭載されたバッテリ１４に電力を供給する。なお、本実施の形態では、非接触充電システム１００を例にして説明するが、これに限られず、充電システムは、負荷電流の共振型であればよい。
【００２５】
非接触充電システム１００は、交流電力供給装置１１と、トランス１２と、コンバータ１３と、バッテリ１４とを備える。
【００２６】
交流電力供給装置１１は、商用電源（例えば、ＡＣ１００Ｖ）から、商用電源と異なる電圧を有する交流２２を生成する電力変換装置である。交流２２は、交流電圧２２ｖ及び交流電流２２ｉを含む。交流電力供給装置１１は、駐車場の地上又は地中に設けられる。
【００２７】
交流電力供給装置１１は、コンバータ２と、インバータ３と、制御装置４とを備える。コンバータ２は、商用電源から直流電圧２１ｖを生成する。インバータ３は、後述するフルブリッジ回路を備えており、直流電圧２１ｖを交流電流２２ｉに変換する。制御装置４は、位相シフトＰＷＭ方式を用いて、インバータ３を制御する。
【００２８】
トランス１２は、交流電圧２２ｖの電圧レベルを変換して交流電圧２３ｖを生成する。トランス１２の１次コイル１２ａは、交流電力供給装置１１に接続され、交流電力供給装置１１とともに地中に設けられる。２次コイル１２ｂは、自動車７に搭載される。なお、図１において、１次コイル１２ａ及び２次コイル１２ｂ以外のトランス１２の構成要素の表示を省略している。
【００２９】
コンバータ１３は、トランス１２により変換された交流電圧２３ｖを用いて直流電圧２４ｖを生成する。コンバータ１３は、直流電圧２４ｖ及び直流電流２４ｉを含む直流２４をバッテリ１４に供給する。バッテリ１４は、コンバータ１３から供給される直流電流２４ｉによって充電される。
【００３０】
［１．２．インバータ３の構成］
図２は、インバータ３の構成を示す機能ブロック図である。インバータ３は、コンバータ２の両端に並列に接続される１対のレグ３ａ及び３ｂを備えるフルブリッジ回路である。
【００３１】
レグ３ａは、コンバータ２の両端に直列に接続されるアーム３１及び３２を備える。アーム３２は、アーム３１よりも低電位側に接続される。出力端子３５が、アーム３１とアーム３２との間に設けられる。アーム３１は、スイッチング素子３１１と、スイッチング素子３１１と逆並列に接続されるダイオード３１２とを備える。アーム３２は、スイッチング素子３２１と、スイッチング素子３２１と逆並列に接続されるダイオード３２２とを備える。
【００３２】
レグ３ｂは、コンバータ２の両端に直列に接続されるアーム３３及び３４を備える。アーム３４は、アーム３３よりも低電位側に接続される。出力端子３６が、アーム３３とアーム３４との間に設けられる。アーム３３は、スイッチング素子３３１と、スイッチング素子３３１と逆並列に接続されるダイオード３３２とを備える。アーム３４は、スイッチング素子３４１と、スイッチング素子３４１と逆並列に接続されるダイオード３４２とを備える。
【００３３】
スイッチング素子３１１，３２１，３３１，３４１は、高周波（数１０ｋＨｚ以上）に対応した半導体デバイスであり、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。スイッチング素子３１１，３２１，３３１，３４１のゲートは、制御装置４に接続され、ＰＷＭ信号６１〜６４を受ける。
【００３４】
［１．３．トランス１２の構成］
トランス１２は、共振型であり、１次コイル１２ａと、２次コイル１２ｂとを備える。１次コイル１２ａは、インバータ３の出力端子３５及び３６の間に、インバータ３の負荷として接続される。２次コイル１２ｂは、自動車７が駐車場の所定の位置に停止したときに１次コイル１２ａと対向する。２次コイル１２ｂは、対向する１次コイル１２ａから電磁誘導方式により電力の供給を受け、コンバータ１３へ交流電圧２３ｖを出力する。
【００３５】
［１．４．コンバータ１３の構成］
コンバータ１３は、整流器１３１とコンデンサ１３２とを備える。２次コイル１２ｂの両端が整流器１３１に接続されており、整流器１３１は、トランス１２から出力される交流電圧２３ｖを入力する。整流器１３１は、交流電圧２３ｖを用いて、直流電圧２４ｖを生成する。コンデンサ１３２は、整流器１３１から出力される直流電圧２４ｖを平滑化する。
【００３６】
整流器１３１の高電位側の出力には、変流器１３３が接続される。電流計１３４は、変流器１３３の出力を用いて、コンバータ１３から出力される直流電流２４ｉを検出する。電流計１３４は、直流電流２４ｉの検出値１３ａを制御装置４へ供給する。
【００３７】
なお、交流電力供給装置１１と自動車７とは、無線通信装置（図示省略）を備えており、相互に通信可能である。電流計１３４により検出された検出値１３ａは、無線通信により制御装置４へ送信される。
【００３８】
［１．５．制御装置４の構成］
図３は、制御装置４の構成を示す機能ブロック図である。図３に示すように、制御装置４は、電流目標値５１及び周波数指令値５２に基づくＰＷＭ信号６１〜６４を生成する。ＰＷＭ信号６１〜６４は、スイッチング素子３１１，３２１，３３１，３４１のゲートにそれぞれ供給される。電流目標値５１は、コンバータ１３からバッテリ１４に供給される直流電流２４ｉ（図２参照）の指令値である。周波数指令値５２は、ＰＷＭ信号６１〜６４の生成に用いられる搬送波６０のデフォルトの周波数ｆ１（Ｈｚ）を示す。
【００３９】
制御装置４は、決定部４１と、発振器４２と、ＰＷＭ制御部４３とを備える。
【００４０】
決定部４１は、検出値１３ａ、電流目標値５１、及び基準レベル５３に基づいて、搬送波６０の周波数をｆ１（Ｈｚ）とするか、ｆ１（Ｈｚ）よりも低いｆ２（Ｈｚ）とするかを決定する。基準レベル５３は、直流電流２４ｉのレベルが大電流範囲に存在するか小電流範囲に存在するかを判断するためのしきい値である。小電流範囲は、大電流範囲よりも電流のレベルが低い。大電流範囲は、例えば、急速充電の際にバッテリ１４に供給される電流のレベルを示す。小電流範囲は、例えば、バッテリ１４が満充電の状態に近い場合にバッテリ１４に供給される電流のレベルを示す。
【００４１】
発振器４２は、決定部４１により決定された周波数に応じて、ｆ１（Ｈｚ）を有する搬送波６０又はｆ２（Ｈｚ）を有する搬送波６０を生成する。
【００４２】
ＰＷＭ制御部４３は、発振器４２により生成された搬送波６０から、所定のデッドタイムを含むＰＷＭ信号６１〜６４を生成してスイッチング素子３１１，３２１，３３１，３４１のゲートに供給する。
【００４３】
以下、決定部４１の構成について説明する。決定部４１は、比較器４１１，４１２と、ＡＮＤ回路４１３と、演算器４１４，４１８と、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）４１５と、リミッタ４１６と、スイッチ４１７とを備える。
【００４４】
比較器４１１は、電流目標値５１を基準レベル５３と比較し、その比較結果をＡＮＤ回路４１３に供給する。比較器４１１は、電流目標値５１が基準レベル５３以上である場合、論理レベル「０」の信号を供給する。比較器４１１は、電流目標値５１が基準レベル５３よりも低い場合、論理レベル「１」の信号を供給する。
【００４５】
比較器４１２は、検出値１３ａを基準レベル５３と比較し、その比較結果をＡＮＤ回路４１３に供給する。比較器４１２は、検出値１３ａが基準レベル４３以上である場合、論理レベル「０」の信号を供給する。比較器４１２は、検出値１３ａが基準レベル５３よりも低い場合、論理レベル「１」の信号を供給する。
【００４６】
ＡＮＤ回路４１３は、比較器４１１の比較結果と比較器４１２の比較結果との論理和を、切り換え信号としてスイッチ４１７に供給する。電流目標値５１が基準レベル５３よりも低く、かつ、検出値１３ａが基準レベル５３よりも低い場合（比較器４１１及び４１２の両者から論理レベル「１」の信号が供給された場合）、ＡＮＤ回路４１３は、論理レベル「１」の切り換え信号を出力する。上記以外の場合、ＡＮＤ回路４１３は、論路レベル「０」の切り換え信号を出力する。
【００４７】
演算器４１４は、電流目標値５１から検出値１３ａを減算して差分信号５４を生成する。ＡＣＲ４１５は、差分信号５４を増幅して周波数制御信号５５を生成する。周波数制御信号５５の詳細は、後述する。リミッタ４１６は、周波数制御信号５５のレベルをゼロレベルよりも低いマイナスの所定範囲となるように調整し、調整された周波数制御信号５５を端子４１７ｂに供給する。
【００４８】
スイッチ４１７は、論理レベル「１」の切り換え信号がＡＮＤ回路４１３から供給された場合、端子４１７ａを演算器４１８に接続させる。端子４１７ａには、ゼロレベルの周波数制御信号５５が供給される。一方、論理レベル「１」の切り換え信号が供給された場合、スイッチ４１７は、端子４１７ｂを演算器４１８と接続させる。端子４１７ｂには、ゼロレベルよりも低い周波数制御信号５５が供給される。
【００４９】
演算器４１８は、周波数指令値５２と、スイッチ４１７から供給される周波数制御信号５５とを加算して周波数指令値５２ａを生成し、その生成された周波数指令値５２ａを発振器４２に供給する。
【００５０】
以下、ＰＷＭ制御部４３の構成について説明する。ＰＷＭ制御部４３は、演算器４３１と、ＡＣＲ４３２と、位相制御部４３３と、ＮＯＴ回路４３４，４３５と、デッドタイム挿入回路４３６〜４３９とを備える。
【００５１】
演算器４３１は、電流目標値５１から検出値１３ａを減算して差分信号５６を生成する。ＡＣＲ４３２は、演算器４３１から供給される差分信号５６を増幅して、位相シフトＰＷＭ方式のパラメータである位相差θを示す位相制御信号５７を生成する。位相制御部４３３は、ＡＣＲ４３２から供給される位相制御信号５７を用いて、搬送波６０の位相をシフトさせる。
【００５２】
デッドタイム挿入回路４３６は、発振器４２により生成された搬送波６０に所定のデッドタイムを付与して、ＰＷＭ信号６１を生成する。
【００５３】
ＮＯＴ回路４３４は、発振器４２により生成された搬送波６０の信号レベルを反転させる。デッドタイム挿入回路４３７は、反転された搬送波６０に所定のデッドタイムを付与してＰＷＭ信号６２を生成する。
【００５４】
デッドタイム挿入回路４３８は、位相制御部４３３により位相をシフトされた搬送波６０に所定のデッドタイムを付与してＰＷＭ信号６３を生成する。
【００５５】
ＮＯＴ回路４３５は、位相制御部４３３により位相をシフトされた搬送波６０の信号レベルを反転させる。デッドタイム挿入回路４３９は、反転された搬送波６０に所定のデッドタイムを付与してＰＷＭ信号６４を生成する。
【００５６】
［２．搬送波６０の周波数］
制御装置４は、ＰＷＭ信号６１〜６４の生成に用いられる搬送波６０の周波数をｆ１（Ｈｚ）又はｆ１（Ｈｚ）よりも低いｆ２（Ｈｚ）に決定する。
【００５７】
具体的には、決定部４１は、電流目標値５１が基準レベル５３以上である場合、搬送波６０の周波数をｆ１（Ｈｚ）に決定し、電流目標値５１が基準レベル５３よりも低い場合、搬送波６０の周波数をｆ２（Ｈｚ）に決定する。これにより、インバータ３は、デッドタイムに発生する交流電圧の影響を抑制でき、直流電圧２４ｖを生成するために必要な交流電圧２２ｖを、トランス１２を介してコンバータ１３に供給することができる。以下、その理由を説明する。
【００５８】
［２．１．デッドタイムに発生する交流電圧の影響］
デッドタイムに発生する交流電圧及び交流電流の影響を説明する。上述のように、インバータ３は、数１０ｋＨｚ以上の高周波で駆動する。しかし、ＰＷＭ信号６１〜６４の周波数が高くなるにつれて、ＰＷＭ信号６１〜６４の１周期におけるデッドタイムの割合が増加する。この結果、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉを生成することが困難となる場合がある。
【００５９】
図４は、ＰＷＭ信号６１〜６４及び交流電圧２２ｖの時間変化を示すグラフである。図４に示すように、ＰＷＭ信号６１とＰＷＭ信号６３との位相差（ＰＷＭ信号６２とＰＷＭ信号６４との位相差）は、θである。
【００６０】
制御装置４は、位相差θを制御することにより、ＰＷＭ信号６１及び６４（あるいは、ＰＷＭ信号６２及び６３）が共にハイレベルとなる期間を調整する。出力端子３５と出力端子３６との間に電流が流れる期間を制御することで、交流電圧２２ｖ及び交流電流２２ｉを発生させることができる。
【００６１】
位相差θを増加させた場合、ＰＷＭ信号６１及び６４（あるいは、ＰＷＭ信号６２及び６３）が共にハイレベルとなる期間が増加する。出力端子３５と出力端子３６との間に電流が流れる期間が増加するため、交流電圧２２ｖがＡ（Ｖ）又は−Ａ（Ｖ）となる期間ＴＡも同様に増加する。逆に、位相差θを減少させた場合、期間ＴＡも同様に減少する。このように、位相差θに応じて、交流電圧２２ｖの実効値を変化させることができる。
【００６２】
デッドタイムＤＴ１は、スイッチング素子３１１及び３２１が同時にオンされることを防ぐために、ＰＷＭ信号６１及び６２に付与される。デッドタイムＤＴ２は、スイッチング素子３３１及び３４１が同時にオンされることを防ぐために、ＰＷＭ信号６３及び６４に付与される。デッドタイムＤＴ１は、デッドタイムＤＴ２よりも短い。この理由は、図２に示すスイッチング素子３１１，３２１，３３１，３４１の各々に対して、図示しないスナバ回路が接続されているためである。スナバ回路は、コンデンサを含んでおり、このコンデンサは、ＰＷＭ信号の電圧変化に応じてパルス電流を発生する。デットタイムＤＴ２をデッドタイムＤＴ１よりも長くすることにより、スナバ回路のコンデンサを原因とするパルス電流の影響を抑制することができる。なお、図４では、デッドタイムＤＴ１及びＤＴ２に発生する交流電圧２２ｖの表示を省略している。
【００６３】
図５は、位相差θ＝０のときにおける交流電圧２２ｖ及び交流電流２２ｉの時間変化を示すグラフである。図５において、デッドタイムＤＴ１は、デッドタイムＤＴ２と一部重複している。
【００６４】
位相差θ＝０のとき、ＰＷＭ信号６１及び６４が共にハイレベルとなる期間が存在しないため、出力電圧３５と出力電圧３６との間に電位差が発生しない。この結果、交流電圧２２ｖの実効値は、理想的には０となり、交流電流２２ｉも０となる。従って、コンバータ１３から直流２４は出力されない。しかし実際には、図５に示すように、デッドタイムＤＴ２において交流電圧２２ｖが発生し、デッドタイムＤＴ２に発生した交流電圧２２ｖに応じた交流電流２２ｉが発生する。
【００６５】
以下、デッドタイムＤＴ２に発生する交流電圧２２ｖを「デッドタイム電圧」と呼び、デッドタイムＤＴ２に発生する交流電圧２２ｖに応じて発生する交流電流２２ｉを「デッドタイム電流」と呼ぶ。また、デッドタイムＤＴ１は、デッドタイムＤＴ２よりも短いため、デッドタイムＤＴ１に発生する交流電圧２２ｖ及び交流電流２２ｉは、デッドタイムＤＴ２に発生した交流電圧２２ｖ及び交流電流２２ｉに比べて無視できると仮定する。
【００６６】
デッドタイム電圧は、トランス１２の１次コイル１２ａなど、交流電力供給装置１１に含まれるリアクタンス成分により発生する。このリアクタンス成分は、交流電力供給装置１１の構成に基づいて定まるため、デッドタイム電圧は、ＰＷＭ信号の周波数及び位相差θに依存しない。つまり、インバータ３は、デッドタイム電圧の実効値よりも小さい実効値を有する交流電圧２２ｖを生成することができない。この結果、位相差θ＝０の場合においても、トランス１２は、デッドタイム電圧を変換して交流電圧２３ｖを生成する。コンバータ１３は、生成された交流電圧２３ｖを用いて、直流電圧２４ｖを生成する。
【００６７】
位相差θが０でない場合においても、上記と同様に、デッドタイム電圧及びデッドタイム電流が発生する。つまり、直流電流２４ｉは、位相差θに関係なく、デッドタイム電流から生成される直流成分（デッドタイム成分）を含む。
【００６８】
ＰＷＭ信号の周波数が高くなるにつれて、１周期あたりのデッドタイムの割合が増加するため、ＰＷＭ信号の１周期におけるデッドタイム電圧の平均値及びデッドタイム電流の平均値は、周波数が高くなるにつれて増加する。この結果、デッドタイム成分のレベルが上昇する。特に、電流目標値５１が基準レベル５３よりも低い場合、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉにおいて、デッドタイム成分の割合が高くなる。これにより、非接触充電システム１００は、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉを生成することが困難となる。
【００６９】
［２．２．搬送波６０の周波数の決定］
そこで、制御装置４は、電流目標値５１に応じて、ＰＷＭ信号の１周期あたりにおけるデッドタイム電圧及びデッドタイム電流の平均値を変化させる。これにより、交流電力供給装置１１は、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉを生成することが可能な交流電圧２２ｖを供給することができる。
【００７０】
電流目標値５１が基準レベル５３以上であるとき、直流電流２４ｉにおいてデッドタイム成分の割合が比較的低い。この場合、制御装置４は、周波数ｆ１（Ｈｚ）を有するＰＷＭ信号６１〜６４を用いてインバータ３を駆動させたとしても、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉを生成することができる。従って、制御装置４は、搬送波６０の周波数をｆ１（Ｈｚ）に決定する。
【００７１】
一方、電流目標値５１が基準レベル５３よりも低いとき、直流電流２４ｉにおいてデッドタイム成分の割合が高い。この場合、制御装置４は、周波数ｆ１（Ｈｚ）を有するＰＷＭ信号６１〜６４を用いてインバータ３を駆動させたとしても、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉを生成することが困難である。従って、制御装置４は、デッドタイム電圧の平均値及びデッドタイム電流の平均値を下げるために、搬送波６０の周波数をｆ２（Ｈｚ）に決定する。
【００７２】
図６は、ＰＷＭ信号６１〜６４の１周期あたりのデッドタイム電流の平均値を示す図である。図６において、上段のグラフは、ＰＷＭ信号６１〜６４の周波数がｆ１（Ｈｚ）である時のデッドタイム電流の平均値Ｉａｖｅを示し、下段のグラフは、ＰＷＭ信号６１〜６４の周波数がｆ２（Ｈｚ）である時の平均値Ｉａｖｅを示している。さらに、デッドタイム電流は、デッドタイムＤＴ２に発生する矩形波であると仮定している。
【００７３】
上記のように仮定した場合、デッドタイム電流の平均値Ｉａｖｅは、下記式（２）のように表される。
【００７４】
Ｉａｖｅ＝｜Ｉｄｔ｜×ＤＴ×ｆ  ・・・（２）
【００７５】
式（２）において、Ｉｄｔは、デッドタイム電流を示し、ＤＴは、デッドタイムの長さを示し、ｆは、ＰＷＭ信号６１〜６４の周波数を示す。
【００７６】
図６において、平均値Ｉａｖｅを一点鎖線で示す。ｆ２（Ｈｚ）がｆ１（Ｈｚ）よりも小さいため、平均値Ｉａｖｅは、ＰＷＭ信号６１〜６４の周波数がｆ１（Ｈｚ）であるときより、ｆ２（Ｈｚ）であるときの方が小さくなることが分かる。
【００７７】
デッドタイム電流の平均値Ｉａｖｅを低下させることにより、直流電流２４ｉに含まれるデッドタイム成分のレベルを、電流目標値５１よりも小さくすることができる。つまり、交流電力供給装置１１は、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉを生成するために必要な交流２２を供給することができる。
【００７８】
また、周波数ｆ２（Ｈｚ）は、以下のようにして決定される。上述のように、電流目標値５１が基準レベル５３よりも低い場合、平均値Ｉａｖｅを下げる必要がある。電流目標値５１が基準レベル５３よりも低い場合における平均値Ｉａｖｅの所望値を、Ｉｆとする。所望値Ｉｆは、周波数ｆ１を有するＰＭＷ信号における平均値Ｉａｖｅよりも小さい値を有する。この場合において、制御装置４は、下記式（３）を満たす周波数ｆを、周波数ｆ２として決定する。
【００７９】
Ｉｆ＝｜Ｉｄｔ｜×ＤＴ×ｆ  ・・・（３）
【００８０】
デッドタイムＤＴは、固定値であり、Ｉｄｔは、交流電力供給装置１１の構成に基づいて特定することができる。従って、周波数ｆを一意に特定することができる。
【００８１】
上記のようにして、搬送波６０の周波数を決定することにより、位相差θがデッドタイムＤＴ２よりも大きい状態が維持され、交流電圧２２ｖにおいて、位相シフトＰＷＭ方式により生成される交流電圧の寄与を、デッドタイム電圧の寄与よりも大きくすることができる。
【００８２】
［３．制御装置４の動作］
図３を参照しながら、制御装置４の動作を説明する。制御装置４の初期状態として、搬送波の周波数がデフォルトのｆ１（Ｈｚ）に設定されていると仮定する。つまり、図３に示すように、スイッチ４１７が、演算器４１８と端子４１７ａとを接続している。
【００８３】
［３．１．搬送波６０の周波数の決定］
決定部４１において、比較器４１１は、電流目標値５１が基準レベル５３よりも低い場合、論理レベル「１」の信号を出力する。比較器４１１は、電流目標値５１が基準レベル５３以上である場合、論理レベル「０」の信号を出力する。
【００８４】
比較器４１２は、検出値１３ａが基準レベルよりも低い場合、論理レベル「１」の信号を出力する。比較器４１２は、検出値１３ａが基準レベル５３以上である場合、論理レベル「０」の信号を出力する。
【００８５】
ＡＮＤ回路４１３は、比較器４１１及び４１２の両者から論理レベル「１」の信号が供給された場合、ｆ２（Ｈｚ）の搬送波６０を生成するために、論理レベル「１」の切り換え信号をスイッチ４１７に供給する。一方、ＡＮＤ回路４１３は、比較器４１１及び４１２の少なくとも一方から論理レベル「０」の信号が供給された場合、ｆ１（Ｈｚ）の搬送波６０を生成するために、論理レベル「０」の切り換え信号をスイッチ４１７に供給する。
【００８６】
このように、電流目標値５１と基準レベル５３との比較結果だけでなく、検出値１３ａ（直流電流２４ｉ）と基準レベル５３との比較結果を用いて、搬送波６０の周波数を決定することにより、搬送波６０の周波数をｆ１（Ｈｚ）とするかｆ２（Ｈｚ）とするかを決定する精度を向上させることができる。
【００８７】
なお、決定部４１は、比較器４１２及びＡＮＤ回路４１３を備えていなくてもよい。この場合、比較器４１１の比較結果を示す信号が、スイッチ４１７に供給される。
【００８８】
スイッチ４１７は、論理レベル「０」の切り換え信号が供給された場合、演算器４１８と端子４１７ａとの接続を継続する。この結果、演算器４１８には、端子４１７ａ及びスイッチ４１７を介して、ゼロレベルの周波数制御信号５５が供給される。演算器４１８は、周波数指令値５２とゼロレベルの周波数制御信号５５とを加算して、周波数指令値５２ａを生成するが、生成された周波数指令値５２ａのレベルは、ｆ１（Ｈｚ）を示す周波数指令値５２のレベルと同じである。従って、発振器４２は、周波数ｆ１（Ｈｚ）を有する搬送波６０を生成し、生成した搬送波６０をＰＷＭ制御部４３に供給する。
【００８９】
一方、スイッチ４１７は、論理レベル「１」の切り換え信号が供給された場合、演算器４１８と端子４１７ｂとを接続させる。端子４１７ｂには、ゼロレベル以下の周波数制御信号５５が供給される。
【００９０】
ゼロレベル以下の周波数制御信号５５は、決定部４１において、以下のようにして生成される。演算器４１４は、電流目標値５１から検出値１３ａを減算して差分信号５４を生成する。ＡＣＲ４１５は、その生成された差分信号５４を非反転増幅することにより、周波数制御信号５５を生成する。リミッタ４１６は、周波数制御信号５５のレベルが０よりも低い値を有するように、周波数制御信号５５のレベルを調整して端子４１７ｂに供給する。
【００９１】
検出値１３ａが電流目標値５１以上である場合には、周波数制御信号５５は、差分信号５４と同様に、マイナスのレベルを有する。逆に、検出値１３ａが電流目標値５１よりも小さい場合、周波数制御信号５５は、差分信号５４と同様に、プラスのレベルを有する。しかし、リミッタ４１６により、周波数制御信号５５は、ゼロレベルよりも低いレベルに調整される。従って、周波数制御信号５５は、ゼロレベルよりも低いレベルを有する。
【００９２】
演算器４１８が、ゼロレベルよりも低い周波数制御信号５５を周波数指令値５２に加算することにより、周波数ｆ２（Ｈｚ）を示す周波数指令値５２ａが生成される。発振器４２は、この周波数指令値５２ａに応じて、周波数ｆ２（Ｈｚ）を有する搬送波６０を生成する。
【００９３】
［３．２．ＰＷＭ制御部４３の動作］
ＰＷＭ制御部４３において、演算器４３１は、検出値１３ａを電流目標値５１から減算して差分信号５６を生成し、その生成された差分信号５６をＡＣＲ４３２に供給する。ＡＣＲ４３２は、差分信号５６を増幅して、位相差θを示す位相制御信号５７を生成する。位相制御部４３３は、ＡＣＲ４３２から供給される位相制御信号５７に基づいて、搬送波６０の位相をシフトさせる。
【００９４】
ＰＷＭ制御部４３におけるＰＷＭ信号６１〜６４の生成について、信号ごとに説明する。
【００９５】
スイッチング素子３１１に供給されるＰＷＭ信号６１の生成について説明する。搬送波がデッドタイム挿入回路４３６に供給される。デッドタイム挿入回路４３６は、デッドタイムＤＴ１を搬送波６０の信号レベルが増加する領域（立ち上がり領域）に挿入することにより、ＰＷＭ信号６１を生成する。
【００９６】
スイッチング素子３２１に供給されるＰＷＭ信号６２の生成について説明する。ＮＯＴ回路４３４が、発振器４２から供給される搬送波６０の論理レベルを反転させる。デッドタイム挿入回路４３７は、デッドタイムＤＴ１を論理レベルが反転された搬送波６０の立ち上がり領域に挿入することにより、ＰＷＭ信号６２を生成する。
【００９７】
スイッチング素子３３１に供給されるＰＷＭ信号６３の生成について説明する。デッドタイム挿入回路４３８は、位相制御部４４により位相をシフトされた搬送波６０の立ち上がり領域に、デッドタイムＤＴ２を挿入することにより、ＰＷＭ信号６３を生成する。
【００９８】
スイッチング素子３４１に供給されるＰＷＭ信号６４の生成について説明する。ＮＯＴ回路４３５が、位相がシフトされた搬送波６０の論理レベルを反転させる。デッドタイム挿入回路４３９は、デッドタイムＤＴ２を、ＮＯＴ回路４３５から供給される搬送波６０の立ち上がり領域に挿入することにより、ＰＷＭ信号６４を生成する。
【００９９】
このようにして、図４に示すようなＰＷＭ信号６１〜６４が生成される。スイッチング素子３１１，３２１，３３１，３４１が、ＰＷＭ信号６１〜６４に応じてオン／オフを切り替えることにより、直流電圧２１ｖから交流２２が生成される。
【０１００】
以上説明したように、制御装置４は、電流目標値５１が基準レベル５３以上である場合、周波数ｆ１（Ｈｚ）の搬送波６０を用いてＰＷＭ信号６１〜６４を生成し、電流目標値５１が基準レベル５３よりも小さい場合、周波数ｆ１（Ｈｚ）よりも低いｆ２（Ｈｚ）の搬送波６０を用いてＰＷＭ信号６１〜６４を生成する。これにより、ＰＷＭ信号６１〜６４の１周期におけるデッドタイム電流（デッドタイム電圧）の平均値を変化させることができるため、交流電力供給装置１１は、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉを生成するために必要な交流２２を供給することができる。
【０１０１】
［変形例］
上記実施の形態においては、制御装置４が、位相シフトＰＷＭ方式によりインバータ３を制御する例を説明した。しかし、制御装置４は、通常のＰＷＭ方式でインバータ３を制御してもよい。この場合であっても、ＰＷＭ信号６１及び６２には、デッドタイムＤＴ１が挿入され、ＰＷＭ信号６３及び６４には、デッドタイムＤＴ２が挿入される。従って、デッドタイムに起因して発生するデッドタイム電流（デッドタイム電圧）の平均値を変化させることで、電流目標値５１に応じた直流電流２４ｉを生成するために必要な交流２２を供給することができる。
【０１０２】
上記実施の形態においては、電流目標値５１及び検出値１３ａを用いて周波数制御信号５５を生成する例を説明した。しかし、周波数制御信号５５の生成に、検出値１３ａを用いなくてもよい。この場合、決定部４１は、演算器４１４を備えなくてもよい。
【０１０３】
上記実施の形態においては、トランス１２、送電側回路１２５、コンバータ１３、及びバッテリ１４が自動車に搭載される例を説明したが、これに限られない。交流電力供給装置１１、トランス１２、及びコンバータ１３を、ＡＣアダプタなどの充電用の機器として一体化してもよい。
【０１０４】
以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎない。よって、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。
【符号の説明】
【０１０５】
１００  非接触充電システム
２，１３  コンバータ
３  インバータ
３ａ，３ｂ  レグ
４  制御装置
１１  交流電力供給装置
１２  トランス
３１，３２  アーム
４１  決定部
４２  発振器
４３  ＰＷＭ制御部
３１１，３２１，３３１，３４１  スイッチング素子
４１１，４１２  比較器
４１４，４１８，４３１  演算器
４１５，４３２  ＡＣＲ
４１７  スイッチ
４３３  位相制御部
４３６〜４３８  デッドタイム挿入回路
【図１】
2015116091.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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