(57)【要約】【課題】本発明は、直列型Ｈ−ブリッジインバータの各単位電力セルが別のバイパススイッチを用いず、電力スイッチの制御を介してバイパス機能を実現することができる。【解決手段】セル駆動部は、該当単位電力セルのバイパス機能を行う場合、各電力スイッチを還流モードに制御してある出力端に入る電流を他の出力端に流す。ＭＣ（Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）のような付加的なバイパススイッチを用いなくても済むため、コスト削減の効果を得ることができる。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換する整流部と、整流された電圧を充電する直流段キャパシタと、電力スイッチを含む単位電力セルが各相に対して複数直列連結される直列型Ｈ−ブリッジインバータであり、
前記各単位電力セルに対応してセル駆動部を備えて、
前記セル駆動部は、前記各電力スイッチを制御して出力端の間のバイパス機能を行うことを特徴とする、バイパス運転機能を有する直列型Ｈ−ブリッジインバータ。
【請求項２】
前記単位電力セルは、前記直流段キャパシタの両端に直列連結された第１電力スイッチと第４電力スイッチ、及び前記直流段キャパシタの両端に直列連結された第３電力スイッチと第２電力スイッチを含み、
前記第１電力スイッチ乃至第４電力スイッチの両端には各々逆方向に電流が流れるようにするダイオードが並列で備えられ、
前記セル駆動部は、前記第１電力スイッチと第３電力スイッチをオン状態に制御して、前記第４電力スイッチと第２電力スイッチをオフ状態に制御して、バイパス機能を行う、請求項１に記載のバイパス運転機能を有する直列型Ｈ−ブリッジインバータ。
【請求項３】
前記単位電力セルは、前記直流段キャパシタの両端に直列連結された第１電力スイッチと第４電力スイッチ、及び前記直流段キャパシタの両端に直列連結された第３電力スイッチと第２電力スイッチを含み、
前記第１電力スイッチ乃至第４電力スイッチの両端には各々逆方向に電流が流れるようにするダイオードが並列で備えられ、
前記セル駆動部は、前記第４電力スイッチと第２電力スイッチをオン状態に制御して、前記第１電力スイッチと第３電力スイッチをオフ状態に制御して、バイパス機能を行う、請求項１に記載のバイパス運転機能を有する直列型Ｈ−ブリッジインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直列型Ｈ−ブリッジインバータを構成する各単位電力セルが別のバイパススイッチを用いず、電力スイッチの制御を介してバイパス機能を実現することができるようにする。
【背景技術】
【０００２】
高圧インバータ（Ｍｅｄｉｕｍ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）は、線間電圧実効値が６００Ｖ以上の入力電源を用いるインバータであり、正格電力容量（Ｒａｔｉｎｇ  Ｐｏｗｅｒ Ｃａｐａｃｉｔｙ）は、数百ｋＷから数十ＭＷまで多様で、ファン（Ｆａｎ）、ポンプ（Ｐｕｍｐ）、圧縮機（Ｃｏｍｐｒｅｓｓｏｒ）等の種々の分野に用いられている。
【０００３】
高圧インバータ分野では主に３レベル以上の出力電圧を発生させるマルチレベルインバータ（Ｍｕｌｔｉ−Ｌｅｖｅｌ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）が用いられる。
【０００４】
特に、直列型Ｈ−ブリッジインバータ（ＣＨＢ：Ｃａｓｃａｄｅｄ  Ｈ−ｂｒｉｄｇｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）は、電力変換装置として多く用いられている。直列型Ｈ−ブリッジインバータは、構成される単位電力セル（Ｕｎｉｔ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｅｌｌ）の個数によりインバータ出力電圧レベルの大きさと個数が決められ、各単位電力セルは、絶縁された入力電圧を用いる。
【０００５】
図１は、２段の単位電力セルで構成された直列型Ｈ−ブリッジインバータ１０の例を示し、単位電力セルの数は、システム要求仕様に応じて変更可能である。
【０００６】
直列型Ｈ−ブリッジインバータ１０は、線間電圧実効値が６００Ｖ以上である３相電圧５の入力を受けて電動機２を駆動するが、電動機２は、高圧の３相電動機として誘導電動機または同期電動機が用いられる。
【０００７】
位相置換変圧器（１３：Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、入力電源を絶縁させて、単位電力セルのニーズに合うように電圧の位相（Ｐｈａｓｅ）及び大きさを変換し、位相置換を介して入力電流の全高調波歪率（Ｔｏｔａｌ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を向上させる。
【０００８】
各単位電力セルは、位相置換変圧器１３の出力電圧を入力電源として用いて、インバータの出力電圧は各相に該当する単位電力セルが出力する電圧の合計として合成される。
【０００９】
即ち、ａ相出力電圧は、直列連結された単位電力セル１４−ａ１と１４−ａ２の出力電圧の合計で、ｂ相出力電圧は、直列連結された単位電力セル１４−ｂ１と１４−ｂ２の出力電圧の合計であり、ｃ相出力電圧は、直列連結された単位電力セル１４−ｃ１と１４−ｃ２の出力電圧の合計である。
【００１０】
合成されたインバータの出力電圧で、各相電圧（Ｐｈａｓｅ  Ｖｏｌｔａｇｅ）の大きさは同じであるが、１２０度の位相差を有する。
【００１１】
また、高圧インバータを構成する単位電力セルの個数増加と様々なスイッチング方式を介して電動機に印加する出力電圧の全高調波歪率と電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）を改善することができる。
【００１２】
このように直列型Ｈ−ブリッジインバータは、単位電力セルを直列連結して各相を構成し、単位電力セルを用いたモジュール化構造は、メンテナンスが容易である。
【００１３】
図２は、単位電力セルの例であり、整流部２１は、６つのダイオードを利用して交流電圧を直流電圧に変換するが、整流された直流段電圧（Ｖｄｃ）の大きさは、整流部２１の入力電力とインバータの出力端電力との差により決められる。
【００１４】
電源側から供給される入力電力が負荷で消費される出力電力より大きい場合には、直流段電圧が増加し、逆の場合には直流段電圧が減少する。
【００１５】
直流段キャパシタ２２は、入出力端の瞬時的な電力不均衡の解消のために用いられ、単相フールブリッジインバータ部（２３：Ｓｉｎｇｌｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｆｕｌｌ  Ｂｒｉｄｇｅ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）は、各電力スイッチ２３ａ〜２３ｄを介して直流段電圧から出力電圧を合成する。
【００１６】
セル駆動部２５は、単位電力セル毎に独立的に用いられ、各電力スイッチ２３ａ〜２３ｄの電力スイッチング状態を決めるためのゲーティング信号（Ｇａｔｉｎｇ  Ｓｉｇｎａｌｓ）を発生させる。
【００１７】
バイパススイッチ２４は、バイパス機能を担当する。
【００１８】
即ち、直列型Ｈ−ブリッジ構造を用いる高圧インバータの単位電力セルのうち故障が発生した場合、該当単位電力セルの出力端を短絡させて、アーム短絡（Ａｒｍ  Ｓｈｏｒｔ）を防ぐために該当単位電力セルのすべての電力スイッチはオフ（Ｏｆｆ）させる。
【００１９】
このようなバイパス機能を介して一部単位電力セルの故障が電動機運転に影響を及ぼさないようにすることができる。残りの正常動作する単位電力セルを用いて連続的な運転ができるため、信頼性を向上させることができるが、故障による出力電圧と容量減少は避けられない。
【００２０】
ところで単位電力セルにバイパススイッチ２４がない場合、残りの正常動作する単位電力セルを用いて高圧インバータを継続的に運転すると、故障が発生した単位電力セルにおいて用いる電力スイッチの逆並列ダイオードによる整流動作により直流段電圧（Ｖｄｃ）が上昇する。
【００２１】
これによって、直流段キャパシタ２２の正格運転範囲を超えて単位電力セルが焼損され、インバータ運転が不可能となる。
【００２２】
従って、各単位電力セルがバイパススイッチ２４を有するように構成しなければならないが、別のバイパススイッチ２４を利用する場合には、製品の体積が大きくなり、費用が増加するなどオーバーヘッドに伴う問題が生じる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
本発明は、前記のような問題を解決するために案出されたもので、直列型Ｈ−ブリッジインバータの各単位電力セルが別のバイパススイッチを用いることなく、電力スイッチの制御を介してバイパス機能を実現することができるようにするのにその目的がある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
前記のような目的を達成するために、本発明に係るバイパス運転機能を有する直列型Ｈ−ブリッジインバータは、各相に対応する複数の単位電力セルとセル駆動部を含んで構成される。
【００２５】
各単位電力セルは、交流電圧を直流電圧に変換する整流部、前記整流部で整流された電圧を充電する直流段キャパシタ、前記直流段キャパシタの両端に直列連結された第１電力スイッチと第４電力スイッチ、及び前記直流段キャパシタの両端に直列連結された第３電力スイッチと第２電力スイッチを含んで構成される。この時、前記第１電力スイッチ乃至第４電力スイッチの両端には、各々逆方向に電流が流れるようにするダイオードが並列に備えられる。
【００２６】
尚、セル駆動部は、前記第１電力スイッチ乃至第４電力スイッチを制御して、出力端の間のバイパス機能を行う。
【００２７】
前記セル駆動部は、前記第１電力スイッチと第３電力スイッチをオン（Ｏｎ）状態に制御して、前記第４電力スイッチと第２電力スイッチをオフ（Ｏｆｆ）状態に制御して、バイパス機能を行うことができる。
【００２８】
また、前記セル駆動部は、前記第４電力スイッチと第２電力スイッチをオン（Ｏｎ）状態に制御して、前記第１電力スイッチと第３電力スイッチをオフ（Ｏｆｆ）状態に制御して、バイパス機能を行うこともできる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明に係る直列型Ｈ−ブリッジインバータは別のバイパススイッチを用いなくてもバイパス機能を実現することができる。
【００３０】
従って、各単位電力セルにバイパススイッチがない場合でも安定した運転が可能であり、ＭＣ（Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）のような付加的なバイパススイッチを用いないためコスト削減の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】直列型Ｈ−ブリッジインバータの例である。
【図２】バイパススイッチを用いる単位電力セルの例である。
【図３】バイパススイッチを用いない単位電力セルの例である。
【図４】誘導性負荷に対する動作波形の例である。
【図５】バイパス機能を実現するために、電力スイッチを制御する方法に関する一実施形態である。
【図６】バイパス機能を実現するために、電力スイッチを制御する方法に関する他の実施形態である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、添付図面を参照して本発明に係る好ましい実施形態を詳細に説明する。
【００３３】
図３を参照すると、本発明に係る直列型Ｈ−ブリッジインバータの各単位電力セル３０は、整流部３１、直流段キャパシタ３２、単相フールブリッジインバータ部３３を含んで構成され、セル駆動部３５の制御により動作する。
【００３４】
整流部３１は、位相置換変圧器から入力される交流電圧を直流電圧に変換して、直流段キャパシタ３２は、整流部３１で整流された電圧を充電する。
【００３５】
直流段電圧（Ｖｄｃ）の大きさは、整流部３１の入力電力とインバータの出力端電力との差により決められる。即ち、電源側から供給される入力電力が負荷で消費される出力電力より大きい場合には、直流段電圧（Ｖｄｃ）が増加し、逆の場合には直流段電圧（Ｖｄｃ）が減少する。
【００３６】
単相フールブリッジインバータ部３３は、直流段キャパシタ３２の両端に直列連結された第１電力スイッチ（Ｑ１）と第４電力スイッチ（Ｑ４）、及び直流段キャパシタ３２の両端に直列連結された第３電力スイッチ（Ｑ３）と第２電力スイッチ（Ｑ２）を含んで構成され、セル駆動部３５の制御により直流段電圧（Ｖｄｃ）から出力電圧を合成する。
【００３７】
セル駆動部３５は、単位電力セル３０毎に独立的に備えられ、電力スイッチング状態を決めるゲーティング信号を発生させて第１電力スイッチ乃至第４電力スイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）のゲート端に印加する。
【００３８】
第１電力スイッチ乃至第４電力スイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）は、セル駆動部３５のゲーティング信号の印加を受けてオン／オフ（Ｏｎ／Ｏｆｆ）されるスイッチング素子を利用して構成され、各々その両端には逆方向に電流が流れるダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）が並列に備えられる。
【００３９】
単位電力セル３０の出力電圧は、ＶUとＶVの電圧差によって次の式１のように決められる。
【数１】
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ここで、Ｖｏは、単位電力セルの出力電圧、ＶUとＶVは極（Ｐｏｌｅ）電圧である。
【００４０】
第１電力スイッチ（Ｑ１）と第４電力スイッチ（Ｑ４）、そして第３電力スイッチ（Ｑ３）と第２電力スイッチ（Ｑ２）は、交互にオン／オフ（Ｏｎ／Ｏｆｆ）される相補的（Ｃｏｍｐｌｉｍｅｎｔａｒｙ）スイッチング動作をし、スイッチング状態により次の表１に示したように単位電力セル３０の極電圧と出力電圧が定義される。
【表１】
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【００４１】
図４は、誘導性負荷（Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ  Ｌｏａｄ）に対する動作波形を示したもので、回生モード（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅ）、電力供給モード（Ｐｏｗｅｒｉｎｇ  Ｍｏｄｅ）、還流モード（Ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ  Ｍｏｄｅ）で動作する。
【００４２】
電力供給モードではＱ１とＱ２を介してエネルギーが直流段電圧電源から負荷に伝達され、回生モードではダイオードＤ１とＤ２を介してエネルギーが負荷から直流電源側に戻る。一方、還流モードではインバータの入出力の間にエネルギー伝達が生じない。
【００４３】
第１電力スイッチＱ１と第２電力スイッチＱ２がオン（Ｏｎ）になっている０〜ｔ２の間の出力電圧は、表１のようにＶdcである。この時「ｉo<０」の区間で負荷電流（ｉo）は、ダイオードＤ１とＤ２を介して流れる。出力電圧によってｉoは線形的に増加して、「ｔ=ｔ１」の時点で「ｉo>０」になり始まるとＱ１とＱ２を介して電流が流れるようになる。
【００４４】
「ｔ=ｔ２」の時点に第２電力スイッチＱ２がオフ（Ｏｆｆ）となり、第３電力スイッチＱ３がオン（Ｏｎ）となると、出力電圧が０Ｖになって負荷電流は増加することも減少することもなく、Ｄ３とＱ１を介して還流（Ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）される。
【００４５】
そして、第１電力スイッチＱ１をオフ（Ｏｆｆ）させて第４電力スイッチＱ４をオン（Ｏｎ）させると、還流した電流は、Ｄ３とＤ４に切り換えられて回生モードで動作する。
【００４６】
この時、出力電圧は−Ｖdcであるためｉoは線形的に減少して、「ｔ=ｔ４」の瞬間から電流は負（−）の方向に流れることになる。
【００４７】
「ｔ=ｔ５」で第３電力スイッチＱ３をオフ（Ｏｆｆ）させて、第２電力スイッチＱ２をオン（Ｏｎ）させると、電流はＤ２とＱ４を介して還流されて、負荷電流は負の一定値に維持される。
【００４８】
セル駆動部３５が単位電力セル３０のバイパス機能を行う過程を説明する。
【００４９】
セル駆動部３５は、バイパス機能を行う場合、各電力スイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）を制御して、負荷電流が単位電力セル３０の直流端電源に流れないように経路を形成することによって、直流段電圧が上昇しないように処理する。
【００５０】
即ち、バイパス機能が行われる時、負荷電流の状態に関係なく０Ｖ電圧を出力して、電動機電流の経路を形成することになる。
【００５１】
まず、セル駆動部３５は、第１電力スイッチＱ１と第３電力スイッチＱ３をオン（Ｏｎ）状態に制御して、第４電力スイッチＱ４と第２電力スイッチＱ２をオフ（Ｏｆｆ）状態に制御してバイパス機能を行うことができる。
【００５２】
図５は、このような実施形態でのバイパス動作を示したものである。
【００５３】
電流（ｉo）が負（−）の方向の時は、Ｄ１とＱ３を介して閉回路が形成されて電流が流れてバイパス機能が行われ（ｐ１）、電流が正（＋）の方向の時はＤ３とＱ１を介して閉回路が形成されて電流が流れてバイパス機能が行われる（ｐ２）。
【００５４】
また、セル駆動部３５は第４電力スイッチＱ４と第２電力スイッチＱ２をオン（Ｏｎ）状態に制御して、第１電力スイッチＱ１と第３電力スイッチＱ３をオフ（Ｏｆｆ）状態に制御してバイパス機能を行うこともできる。
【００５５】
図６は、このような実施形態でのバイパス動作を示したものである。
【００５６】
電流（ｉo）が負（−）の方向の時は、Ｑ４とＤ２を介して閉回路が形成されて電流が流れてバイパス機能が行われ（ｐ３）、電流が正（＋）の方向の時はＱ２とＤ４を介して閉回路が形成されて電流が流れてバイパス機能が行われる（ｐ４）。
【００５７】
次の表２は、バイパス機能実行時の負荷電流によるスイッチング状態をまとめたものである。
【表２】
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【００５８】
表２において（１）と（４）は、Ｑ１とＱ３をオン（Ｏｎ）させる実施形態でのスイッチング状態を示したもので、（２）と（３）は、Ｑ２とＱ４をオン（Ｏｎ）させる実施形態でのスイッチング状態を示したものである。
【００５９】
即ち、電流方向に関係なくバイパス機能を行うことができることがわかる。
【００６０】
電力スイッチを制御するだけで電流方向に関係なく負荷電流が単位電力セル３０の直流端電源に流れることなく流れ出て、出力端を短絡させて０Ｖ電圧を作る効果を呈するため、高圧インバータの運転に影響を及ぼさないバイパス動作が可能である。
【００６１】
前述した実施形態は、本発明の理解を助けるためのものであり、本発明は前述した実施形態に限定されず本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で当業者によって多様に変形して実施できる。
【符号の説明】
【００６２】
２    電動機
５    ３相入力電源
１０    直列型Ｈ−ブリッジインバータ
１３    位相置換変圧器
１４−ａ１、１４−ａ２、１４−ｂ１、１４−ｂ２、１４−ｃ１、１４−ｃ２    単位電力セル
２１、３１    整流部
２２、３２    直流段キャパシタ
２３、３３    単相フールブリッジインバータ部
２４    バイパススイッチ
２５、３５    セル駆動部
３０    単位電力セル
Ｑ１〜Ｑ４    電力スイッチ
Ｄ１〜Ｄ４    ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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