(57)【要約】【課題】インバータ回路の入力コンデンサの小型化を図ることができる電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナを提供する。【解決手段】第１の直列回路２１は、太陽光発電装置５の出力間に直列接続されるインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ２を有する。第２の直列回路２２は、スイッチング素子Ｑ１の両端間に直列接続されるダイオードＤ２とコンデンサＣ１とを有する。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ１の接続点と、スイッチング素子Ｑ２の低電位側端子との間に電気的に接続される。インバータ回路３は、コンデンサＣ２の両端間に電気的に接続される。【選択図】図１
2015226454.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力間において高電位側から順に電気的に直列に接続されるインダクタ、第１のスイッチング素子、第１のダイオード、第２のスイッチング素子を有する第１の直列回路と、
前記第１のスイッチング素子の両端間において高電位側から順に電気的に直列に接続される第２のダイオードと第１のコンデンサとを有する第２の直列回路と、
前記第２のダイオードおよび前記第１のコンデンサの接続点と、前記第２のスイッチング素子の低電位側との間に電気的に接続される第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサの両端間に電気的に接続され、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を制御する制御部とを備える
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記インバータ回路の出力電力の瞬時値が前記インバータ回路の出力電力の平均値よりも小さい第１の期間において、前記第２のスイッチング素子がオンを維持し、前記第１のスイッチング素子がオン・オフを繰り返すように、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を制御し、
前記インバータ回路の出力電力の瞬時値が前記インバータ回路の出力電力の平均値よりも大きい第２の期間において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが交互にオンするように、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を制御する
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
請求項１また２に記載の電力変換装置と、
前記インバータ回路の出力と系統電源との間に電気的に接続される解列器とを備える
ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナに関し、より詳細には直流電源からの電力を変換する電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、住宅用の太陽光発電装置や燃料電池、蓄電池などの普及に伴い、これらの直流電源の出力を交流に変換する電力変換装置、パワーコンディショナとして、多様な電力変換装置が提供されている。例えば、特許文献１には、太陽電池の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、昇圧回路とインバータ回路との間に電気的に接続されるコンデンサとを備えるパワーコンディショナが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−６７２５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
負荷の大きさを略一定とした場合、インバータ回路が出力する交流電力は１周期内において電力が大きい期間と小さい期間とがあるのに対し、インバータ回路に入力される直流電力は交流電力の１周期内において大きさが略一定となる。そのため、直流電力と交流電力との差分電力を蓄積するために、大容量の電解コンデンサをインバータ回路の入力に接続する必要があった。大容量の電解コンデンサは、サイズが大きく、電力変換装置が大型化するという問題があった。
【０００５】
本発明は、上記事由に鑑みてなされており、その目的は、インバータ回路の入力コンデンサの小型化を図ることができる電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の電力変換装置は、直流電源の出力間において高電位側から順に電気的に直列に接続されるインダクタ、第１のスイッチング素子、第１のダイオード、第２のスイッチング素子を有する第１の直列回路と、前記第１のスイッチング素子の両端間において高電位側から順に電気的に直列に接続される第２のダイオードと第１のコンデンサとを有する第２の直列回路と、前記第２のダイオードおよび前記第１のコンデンサの接続点と、前記第２のスイッチング素子の低電位側との間に電気的に接続される第２のコンデンサと、前記第２のコンデンサの両端間に電気的に接続され、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を制御する制御部とを備えることを特徴とする。
【０００７】
本発明のパワーコンディショナは、上記の電力変換装置と、前記インバータ回路の出力と系統電源との間に電気的に接続される解列器とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
以上説明したように、本発明では、インバータ回路の入力コンデンサの小型化を図ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。
【図２】実施形態における電力変換装置の動作の説明図である。
【図３】実施形態における電力変換装置の動作の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（実施形態）
本実施形態の電力変換装置１、パワーコンディショナ１０の概略構成図を図１に示す。本実施形態の電力変換装置１は、第１の直列回路２１および第２の直列回路２２を有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路２と、コンデンサＣ２と、インバータ回路３と、制御部２３を備える。そして、電力変換装置１は、太陽光発電装置５（直流電源）と系統電源７との間に電気的に接続され、太陽光発電装置５が出力する直流電力を交流電力に変換し、系統電源７と連系させる。また、電力変換装置１は、解列器４と共にパワーコンディショナ１０を構成する。なお、電力変換装置１は、太陽光発電装置５以外にも、例えば蓄電装置、燃料電池などを直流電源として電気的に接続される構成であってもよい。
【００１１】
以下に、本実施形態の電力変換装置１、パワーコンディショナ１０の詳細な構成について説明する。
【００１２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は、第１の直列回路２１と第２の直列回路２２と有し、太陽光発電装置５が出力する直流電圧を異なる大きさの直流電圧に変換する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は、入力コンデンサとしてコンデンサＣ３、出力コンデンサとしてコンデンサＣ２が電気的に接続されている。
【００１３】
第１の直列回路２１は、太陽光発電装置５の出力間に電気的に接続されており、第１の直列回路２１の入力間（太陽光発電装置５の出力間）にコンデンサＣ３が電気的に接続されている。第１の直列回路２１は、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびダイオードＤ１を有する。インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびダイオードＤ１は、高電位側からインダクタＬ１、（第１の）スイッチング素子Ｑ１、（第１の）ダイオードＤ１、（第２の）スイッチング素子Ｑ２の順に電気的に直列に接続されている。ダイオードＤ１は、アノードがスイッチング素子Ｑ１の低電位側端子に電気的に接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ２の高電位側端子に電気的に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部２３によって制御される。
【００１４】
第２の直列回路２２は、スイッチング素子Ｑ１の両端間において電気的に接続されており、ダイオードＤ２、コンデンサＣ１を有する。ダイオードＤ２、コンデンサＣ１は、高電位側から（第２の）ダイオードＤ２、（第１の）コンデンサＣ１の順に電気的に直列に接続されている。ダイオードＤ２は、アノードがスイッチング素子Ｑ１の高電位側端子に電気的に接続され、カソードがコンデンサＣ１と電気的に接続されている。
【００１５】
ダイオードＤ２、コンデンサＣ１の接続点と、スイッチング素子Ｑ２の低電位側端子とで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力端を構成しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の出力間に（第２の）コンデンサＣ２が電気的に接続されている。
【００１６】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がスイッチング動作することで、太陽光発電装置５が出力する直流電圧を昇圧した電圧Ｖ２をコンデンサＣ２の両端間に生成する。なお、制御部２３によるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御の詳細な説明については後述する。
【００１７】
コンデンサＣ２の両端間には、インバータ回路３が電気的に接続されており、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２がインバータ回路３に印加される。すなわち、コンデンサＣ２は、インバータ回路３の入力コンデンサとしても機能する。インバータ回路３は、ブリッジ回路３１とクランプ回路３２とフィルタ回路３３とを有し、直流電圧（コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２）を交流電圧に変換する。
【００１８】
ブリッジ回路３１は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４を有する。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、コンデンサＣ２の両端間において電気的に直列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４は、コンデンサＣ２の両端間において電気的に直列に接続されている。そして、高電位側のスイッチング素子Ｑ１１と低電位側のスイッチング素子Ｑ１２との接続点３１１と、高電位側のスイッチング素子Ｑ１３と低電位側のスイッチング素子Ｑ１４との接続点３１２とで、ブリッジ回路３１の出力端を構成している。
【００１９】
クランプ回路３２は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２と、ダイオードＤ２１，Ｄ２２を有する。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、インバータ回路３の出力間（接続点３１１−接続点３１２間）において、電気的に直列に接続されている。具体的には、スイッチング素子Ｑ２１が接続点３１２と電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２２が接続点３１１と電気的に接続されている。また、ダイオードＤ２１は、スイッチング素子Ｑ２１と電気的に並列に接続されており、アノードがスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点と電気的に接続され、カソードが接続点３１２と電気的に接続されている。ダイオードＤ２２は、スイッチング素子Ｑ２２と電気的に並列に接続されており、アノードがスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点と電気的に接続され、カソードが接続点３１１と電気的に接続されている。
【００２０】
フィルタ回路３３は、インダクタＬ３１，Ｌ３２とコンデンサＣ３１とを有する。インダクタＬ３１，Ｌ３２とコンデンサＣ３１とは、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路の両端間において、スイッチング素子Ｑ２１側からインダクタＬ３１、コンデンサＣ３１、インダクタＬ３２の順に電気的に直列に接続されている。そして、コンデンサＣ３１の両端がインバータ回路３の出力端を構成している。
【００２１】
また、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４およびスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、制御部３４によって制御される。
【００２２】
そして、インバータ回路３は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２２がスイッチング動作することで、コンデンサＣ３１の両端間に直流電圧（コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２）を交流に変換した電圧Ｖ３１を生成する。具体的には、制御部３４は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４を組として、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４が同時にオン・オフするように制御する。また、制御部３４は、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３を組として、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３が同時にオン・オフするように制御する。なお、コンデンサＣ３１の両端電圧Ｖ３１は、図１に図示する矢印の方向を「正」とする。
【００２３】
制御部３４は、コンデンサＣ３１の両端間に正の電圧を生成する場合、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組がオン・オフを繰り返すように制御し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組がオフを維持するように制御する。さらに、制御部３４は、スイッチング素子Ｑ２１がオフを維持し、スイッチング素子Ｑ２２がオンを維持するように制御する。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオン状態では、スイッチング素子Ｑ１３→インダクタＬ３１→コンデンサＣ３１→インダクタＬ３２→スイッチング素子Ｑ１２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ３１に正の電圧が生成される。このとき、スイッチング素子Ｑ２１がオフしているので、クランプ回路３２が非導通状態となる。一方、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオフ状態では、スイッチング素子Ｑ２２→ダイオードＤ２１の経路でインダクタＬ３１，Ｌ３２の帰還電流が流れる。すなわち、クランプ回路３２が導通状態となるので、フィルタ回路３３に印加される電圧が略０［Ｖ］となる。
【００２５】
一方、コンデンサＣ３１の両端間に負の電圧を生成する場合、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組がオン・オフを繰り返すように制御し、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組がオフを維持するように制御する。さらに、スイッチング素子Ｑ２１がオンを維持し、スイッチング素子Ｑ２２がオフを維持するように制御する。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオン状態では、スイッチング素子Ｑ１１→インダクタＬ３２→コンデンサＣ３１→インダクタＬ３１→スイッチング素子Ｑ１４の経路で電流が流れ、コンデンサＣ３１に負の電圧が生成される。このとき、スイッチング素子Ｑ２２がオフしているので、クランプ回路３２が非導通状態となる。一方、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオフ状態では、スイッチング素子Ｑ２１→ダイオードＤ２２の経路でインダクタＬ３１，Ｌ３２の帰還電流が流れる。すなわち、クランプ回路３２が導通状態となるので、フィルタ回路３３に印加される電圧が略０［Ｖ］となる。
【００２７】
このように、インバータ回路３は、制御部３４によってスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４およびスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２がスイッチング動作されることで、コンデンサＣ３１の両端間に交流電圧を生成することができる。また、クランプ回路３２により、フィルタ回路３３に印加される電圧を略０［Ｖ］とすることができる。これにより、バイポーラ変調の場合における低いコモンモード電圧と、ユニポーラ変調の３レベル出力電圧とのそれぞれの利点を組み合わせた特徴が得られ、漏洩電流を犠牲にすることなくシステム効率を向上させることができる。
【００２８】
インバータ回路３は、出力端が解列器４を介して分電盤（図示なし）に設けられた分岐ブレーカ（図示なし）に電気的に接続されることで、系統電源７および負荷６と電気的に接続される。
【００２９】
解列器４は、インバータ回路３の一方の出力端と系統電源７との間に電気的に接続された第１の接点部４１と、インバータ回路３の他方の出力端と系統電源７との間に電気的に接続された第２の接点部４２とを有する。そして、解列器４の第１の接点部４１、第２の接点部４２を開放することにより、電力変換装置１と系統電源７とを電気的に切り離すことができる。
【００３０】
通常時には、パワーコンディショナ１０は、解列器４（第１の接点部４１、第２の接点部４２）を閉じた状態で運転を行うことで、インバータ回路３の出力を系統電源７に連系させ、負荷６に電力供給する。また、系統電源７の停電時には、パワーコンディショナ１０は、解列器４（第１の接点部４１、第２の接点部４２）を開放し、系統電源７から切り離された状態でインバータ回路３の出力電力を非常用負荷に供給する自立運転を行うことができる。なお、図１では、自立運転時における非常用負荷への電力供給路の図示を省略している。
【００３１】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の動作について説明する。
【００３２】
まず、図２に、インバータ回路３の出力電圧Ｖ３１（コンデンサＣ３１の両端電圧Ｖ３１）、およびインバータ回路３の出力電力Ｐ１のタイミングチャートを示す。インバータ回路３の出力電圧Ｖ３１をｓｉｎωｔで表した場合、インバータ回路３の出力電力Ｐ１はｃｏｓ２ωｔで表される（ωを角周波数、ｔを時間とする）。すなわち、インバータ回路３の出力電力Ｐ１は、インバータ回路３の出力電圧Ｖ３１の２倍周期で変動する。
【００３３】
インバータ回路３の出力電力Ｐ１は、インバータ回路３の出力電圧Ｖ３１が０［Ｖ］である場合に０となる。また、インバータ回路３の出力電力Ｐ１は、インバータ回路３の出力電圧Ｖ３１が正のピーク値Ｖｐ１または負のピーク値Ｖｐ２である場合にピーク値Ｐｐ１となる。そして、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が出力電力Ｐ１の平均値Ｐａ１よりも小さい第１の期間Ｔ１は、インバータ回路３の出力電力Ｐ１に対してインバータ回路３の入力電力が余っている状態となる。また、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が出力電力Ｐ１の平均値Ｐａ１よりも大きい第２の期間Ｔ２は、インバータ回路３の出力電力Ｐ１に対してインバータ回路３の入力電力が不足している状態となる。
【００３４】
そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が出力電力Ｐ１の平均値Ｐａ１よりも小さい第１の期間Ｔ１において、コンデンサＣ１を充電する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が出力電力Ｐ１の平均値Ｐａ１よりも大きい第２の期間Ｔ２において、コンデンサＣ１を放電する。これにより、インバータ回路３の出力電力Ｐ１における脈動電力を補償してＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧（コンデンサＣ３の両端電圧）の変動を抑制する。
【００３５】
具体的には、制御部２３は、インバータ回路３の変調信号と同期し、または出力電力Ｐ１の位相を検出し、第１の期間Ｔ１と第２の期間Ｔ２とを判断する。なお、制御部２３は、出力電力Ｐ１の位相を検出する場合、インバータ回路３の出力電流およびインバータ回路３の出力電圧Ｖ３１に基づいて、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の位相を検出する。
【００３６】
そして、制御部２３は、第１の期間Ｔ１において、スイッチング素子Ｑ２がオンを維持し、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフを繰り返すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御することで、コンデンサＣ１，Ｃ２を充電する。スイッチング素子Ｑ１のオン状態では、インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れ、インダクタＬ１に電気エネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態では、インダクタＬ１に蓄積された電気エネルギーが放出される。これにより、インダクタＬ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ１→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ２の経路、およびインダクタＬ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ２の経路で電流が流れることで、コンデンサＣ１，Ｃ２が充電される。すなわち、第１の期間Ｔ１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は、昇圧チョッパ回路として動作し、昇圧電圧がコンデンサＣ１，Ｃ２の両端に印加される。また、第１の期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｑ２がオンを維持しているので、コンデンサＣ１，Ｃ２が並列接続状態となり、太陽光発電装置５から供給される電力がコンデンサＣ１，Ｃ２にバッファされ、コンデンサＣ３の両端電圧の変動が抑制される。
【００３７】
また、制御部２３は、第２の期間Ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にオンするようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御することで、コンデンサＣ１を放電する。スイッチング素子Ｑ１がオン状態、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態では、インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れることで、コンデンサＣ１に蓄積された電気エネルギーがコンデンサＣ２に供給される。また、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態、スイッチング素子Ｑ２がオン状態では、コンデンサＣ１の放電が停止される。すなわち、第２の期間Ｔ２では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２は、太陽光発電装置５からの入力電力にコンデンサＣ１に蓄積された電気エネルギーを重畳させてインバータ回路３に供給するので、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２が増加する。
【００３８】
すなわち、インバータ回路３の出力電力Ｐ１が平均値Ｐａ１よりも小さい第１の期間Ｔ１においてコンデンサＣ１を充電し、インバータ回路３の出力電力Ｐ１が平均値Ｐａ１よりも大きい第２の期間Ｔ２においてコンデンサＣ１を放電する。すなわち、コンデンサＣ１に蓄積された電気エネルギーが放出され、インバータ回路３の出力電力Ｐ１における脈動電力を補償してＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧（コンデンサＣ３の両端電圧）の変動が抑制される。
【００３９】
さらに、制御部２３は、第１の期間において、ＰＷＭ（PulseWidth Modulation）信号を用いてスイッチング素子Ｑ１のデューティを制御することで、コンデンサＣ１の充電量を調整してもよい。制御部２３は、第１の期間Ｔ１において、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が小さい程、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ（スイッチング周期に対するオン期間の割合）が大きくなるように制御する。すなわち、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が小さい程、コンデンサＣ１の充電量が大きくなる。このように、制御部２３は、第１の期間においてスイッチング素子Ｑ１のデューティを制御することで、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の変動に合わせて、コンデンサＣ１の充電量を調整することができる。
【００４０】
また、制御部２３は、第２の期間において、ＰＷＭ信号を用いてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティを制御することでコンデンサＣ１の放電量を調整する。制御部２３は、第２の期間Ｔ２において、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が大きい程、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが大きく（スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが小さく）なるように制御する。すなわち、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が大きい程、コンデンサＣ１の放電量が大きくなる。このように、制御部２３は、第２の期間においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティを制御することで、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の変動に合わせて、コンデンサＣ１の放電量を調整することができる。
【００４１】
本実施形態におけるインバータ回路３の入力電圧Ｖ２（コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２）、およびインバータ回路３の出力電圧Ｖ３１（コンデンサＣ３１の両端電圧Ｖ３１）のシミュレーション結果を図３に示す。本実施形態のコンデンサＣ２は、従来にインバータ回路の入力コンデンサとして用いていた電解コンデンサの容量に対して、１／１０程度の容量のコンデンサを採用している。本実施形態では、コンデンサＣ１を充放電することで太陽光発電装置５から供給される電力の蓄積と放出を繰り返す。したがって、コンデンサＣ２に小容量のコンデンサを採用した場合であっても、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧の変動を、コンデンサＣ２に大容量の電解コンデンサを採用した場合と同等に抑制することができる。また、コンデンサＣ１についても、小容量のコンデンサを採用することができる。本実施形態では、コンデンサＣ１の容量とコンデンサＣ２の容量との和を、従来のインバータ回路の入力コンデンサとして用いられていた電解コンデンサの容量よりも大幅に低減することができる。
【００４２】
このように、本実施形態の電力変換装置１は、第１の直列回路２１と、第２の直列回路２２と、（第２の）コンデンサＣ２と、インバータ回路３と、制御部２３とを備える。
【００４３】
第１の直列回路２１は、太陽光発電装置５（直流電源）の出力間において高電位側から順に電気的に直列に接続されるインダクタＬ１、（第１の）スイッチング素子Ｑ１、（第１の）ダイオードＤ１、（第２の）スイッチング素子Ｑ２を有する。第２の直列回路２２は、スイッチング素子Ｑ１の両端間において高電位側から順に電気的に直列に接続される（第２の）ダイオードＤ２と（第１の）コンデンサＣ１とを有する。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ１の接続点と、スイッチング素子Ｑ２の低電位側端子との間に電気的に接続される。インバータ回路３は、コンデンサＣ２の両端間に電気的に接続され、直流電圧を交流電圧に変換する。制御部２３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する。
【００４４】
上記構成により、コンデンサＣ１を充放電することで太陽光発電装置５の出力電力の蓄積と放出とを繰り返し、インバータ回路３の出力電力Ｐ１における脈動電力を補償してＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入力電圧の変動を抑制することができる。すなわち、インバータ回路３の入力コンデンサに、インバータ回路３の入力電力（直流電力）と出力電力Ｐ１（交流電力）の差分を蓄積する大容量の電解コンデンサが不要となる。さらに、コンデンサＣ１，Ｃ２共に小容量のコンデンサ（例えばフィルムコンデンサ）を採用することができ、大容量の電解コンデンサが不要となる。これにより、電力変換装置１の小型化を図ることができる。
【００４５】
また、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の瞬時値が、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の平均値Ｐａ１よりも小さい期間を第１の期間Ｔ１、平均値Ｐａ１よりも大きい期間を第２の期間Ｔ２とする。そして、制御部２３は、第１の期間Ｔ１において、スイッチング素子Ｑ２がオンを維持し、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフを繰り返すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する。また、制御部２３は、第２の期間Ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にオンするように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する。
【００４６】
すなわち、インバータ回路３の出力電力Ｐ１に対してインバータ回路３の入力電力が余る第１の期間Ｔ１において、コンデンサＣ１を充電する。また、インバータ回路３の出力電力Ｐ１に対してインバータ回路３の入力電力が不足する第２の期間Ｔ２において、コンデンサＣ１を放電する。これにより、インバータ回路３の出力電力Ｐ１の変動に合わせてコンデンサＣ１を充放電することができ、インバータ回路３の入力電圧（コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２）の変動を効率よく抑制することができる。
【００４７】
また、パワーコンディショナ１０は、上記の電力変換装置１と、インバータ回路３の出力と系統電源７との間に電気的に接続される解列器４とを備える。
【００４８】
したがって、電力変換装置１の小型化を図ることにより、パワーコンディショナ１０の小型化も図ることができる。さらに、パワーコンディショナ１０は、解列器４を備えることによって、系統電源７の停電時において、系統電源７とインバータ回路３とを切り離し、インバータ回路３の出力電力Ｐ１を非常用負荷に供給する自立運転を行うことができる。
【００４９】
なお、上述した実施形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることはもちろんのことである。
【符号の説明】
【００５０】
１  電力変換装置
２１  第１の直列回路
２２  第２の直列回路
２３  制御部
３  インバータ回路
５  太陽光発電装置（直流電源）
Ｌ１  インダクタ
Ｑ１  スイッチング素子（第１のスイッチング素子）
Ｑ２  スイッチング素子（第２のスイッチング素子）
Ｄ１  ダイオード（第１のダイオード）
Ｄ２  ダイオード（第２のダイオード）
Ｃ１  コンデンサ（第１のコンデンサ）
Ｃ２  コンデンサ（第２のコンデンサ）
【図１】
2015226454.tif 000003
【図２】
2015226454.tif 000004
【図３】
2015226454.tif 000005