(57)【要約】  【課題】チョッパ型の直流電源装置において逆流防止ダイオードにおける逆回復電流の熱損失を低減させる。  【解決手段】整流器４の正極に直列に接続されたインダクタ７と第１ダイオード１１（ファーストリカバリダイオード）と、スイッチング素子８と、平滑コンデンサ１２と、スイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段１９と、スイッチング駆動信号を所定時間だけ遅延させてスイッチング素子８を駆動する信号遅延手段１７と、ダイオード１１に並列に接続されると共に、直列に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴ１０とダイオード９（整流ダイオード）と、スイッチング駆動信号を反転させて出力するオンオフ反転手段２１と、反転された入力されたスイッチング駆動信号に基づいてＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンオフ制御する第２スイッチング駆動手段１８とを備える。【選択図】図１
2015226441.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された直流電源の正極に一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端にアノード端子が接続される第１ダイオードと、
前記インダクタの他端と前記直流電源の負極との間に接続されてオンオフする第１スイッチング素子と、
前記第１ダイオードのカソード端子と前記直流電源の負極との間に接続された平滑コンデンサと、
直列に接続された第２スイッチング素子と第２ダイードとからなる電流切断手段とを備え、前記電流切断手段は前記第１ダイオードに並列に接続されてなり、
前記第２ダイオードのカソード端子は前記第１ダイオードのカソード端子に接続されるか、もしくは、前記第２ダイオードのアノード端子は前記第１ダイオードのアノード端子に接続されてなり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とをオンオフ制御するスイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段と、
前記スイッチング駆動信号を所定時間だけ遅延させて出力する信号遅延手段と、
遅延された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第１スイッチング素子をオンオフする第１スイッチング駆動手段と、
前記スイッチング駆動信号を反転させて出力するオンオフ反転手段と、
反転された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第２スイッチング素子をオンオフする第２スイッチング駆動手段とを備え、
前記第１ダイオードは前記第２ダイオードよりも逆回復電流が小さくて順方向電圧が高い特性を有してなることを特徴とするチョッパ型の直流電源装置。
【請求項２】
入力された直流電源の正極に一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端にアノード端子が接続される第１ダイオードと、
前記インダクタの他端と前記直流電源の負極との間に接続されてオンオフすると共に入力された駆動信号に対してオンオフの動作が遅れる遅延時間を有する第１スイッチング素子と、
前記第１ダイオードのカソード端子と前記直流電源の負極との間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１ダイオードに並列に接続されると共に、直列に接続された第２スイッチング素子と第２ダイードとからなる電流切断手段とを備え、
前記第２ダイオードのカソード端子は前記第１ダイオードのカソード端子に接続されるか、もしくは、前記第２ダイオードのアノード端子は前記第１ダイオードのアノード端子に接続されてなり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とをオンオフ制御するスイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段と、
入力された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第１スイッチング素子をオンオフする第１スイッチング駆動手段と、
前記スイッチング駆動信号を反転させて出力するオンオフ反転手段と、
反転された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第２スイッチング素子をオンオフする第２スイッチング駆動手段とを備え、
前記第１ダイオードは前記第２ダイオードよりも逆回復電流が小さくて順方向電圧が高い特性を有し、前記第２スイッチング素子のオンオフの遅延時間は前記第１スイッチング素子のオンオフの遅延時間よりも短い特性を有してなることを特徴とするチョッパ型の直流電源装置。
【請求項３】
入力された交流電源を整流して出力する前記直流電源を備えたことを特長とする請求項１または請求項２に記載の直流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、チョッパ型の直流電源装置に係わり、より詳細には、スイッチングされた電流を平滑コンデンサへ導く逆流防止ダイオードの損失改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、逆流防止ダイオードの損失改善を行なったチョッパ型の直流電源装置は、例えば図５に示すように全波整流回路と昇圧チョッパ回路とで構成されたものが特許文献１にて開示されている。
この直流電源装置は、入力された交流電源１を整流する全波整流回路と、インダクタ８７に流れる電流をスイッチング素子８８でスイッチングし、スイッチング素子８８がオンの時インダクタ８７にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子８８がオフとなった時、インダクタ８７に蓄積されたエネルギーが逆流防止用のダイオード８９を介して平滑コンデンサに伝達される昇圧チョッパ回路とを備えている。
【０００３】
また、昇圧チョッパ回路を構成するダイオード８９にＭＯＳ−ＦＥＴ８９を並列に接続し、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子８８がオフしている期間に、ＭＯＳ−ＦＥＴ８６をオンする手段が設けられている。これにより、スイッチング素子８８がオフしている期間にダイオード８９を流れる電流は、ＭＯＳ−ＦＥＴ８６を通して平滑コンデンサに流れる。Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴ８６は、その電圧−電流特性が直線的であるので電流が小さい領域で電圧降下が小さいため、順方向の低電流域で急激に順方向電圧が増加するダイオード８９単体の回路よりも小電流域での順方向電流による損失を低減することができる。
【０００４】
一方、逆流防止ダイオードの損失としては、前述した順方向電流の損失の他に、ダイオード８９に順方向電流が流れている時に、スイッチング素子８８がオンとなってダイオード８９に逆方向の電圧が印加され、順方向電流が流れなくなくなった直後に逆方向に一瞬流れる逆回復電流による熱損失がある。
【０００５】
図６はこのダイオード８９に流れる逆回復電流について説明する説明図であり、図６の横方向は時間を表し、縦方向は図６（１）スイッチング素子８８を駆動するスイッチング駆動信号を、図６（２）はダイオード８９に流れる順方向電流をそれぞれ示している。
【０００６】
図６（１）においてスイッチング駆動信号がハイレベルの時にスイッチング素子８８がオンとなり、スイッチング駆動信号がローレベルの時にスイッチング素子８８がオフとなる。スイッチング駆動信号がハイレベルからローレベルになると、図６（２）に示すようにダイオード８９に電流が流れ、インダクタ８７に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサに伝達される。
【０００７】
そして、スイッチング駆動信号がローレベルからハイレベルになると、ダイオード８９に逆方向電圧が印加される。インダクタ８７に蓄積されたエネルギーがダイオード８９を介して平滑コンデンサに印加される順方向の電圧から、平滑コンデンサの電圧がダイオード８９に印加される逆方向の電圧に切り換わった瞬間に図６（２）に示すようにダイオード８９は逆バイアス状態となり逆回復電流が一瞬流れてこれが熱損失となる。このような逆回復電流の熱損失に関しては特許文献１の構成では改善することができない。
【０００８】
スイッチング周波数が数キロヘルツなど比較的低い場合は、スイッチング周波数が数十キロヘルツと高い場合に比較して単位時間当たりのスイッチング回数が少なくて逆回復電流が流れる回数も少ないため、逆回復電流の損失はさほど問題とならない。
しかしながら、インダクタ８７を小型化して安価にするためにはスイッチング周波数を数十キロヘルツと高くする必要があり、この場合、逆回復電流の損失もこれに比例して増加するためこの損失を無視できない。このため、逆流防止ダイオードにおける逆回復電流による損失を低減させる回路が望まれていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０１２−１３５１６２号公報（第５−６頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は以上述べた問題点を解決し、チョッパ型の直流電源装置において逆流防止ダイオードにおける逆回復電流の熱損失を低減させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、
入力された直流電源の正極に一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端にアノード端子が接続される第１ダイオードと、
前記インダクタの他端と前記直流電源の負極との間に接続されてオンオフする第１スイッチング素子と、
前記第１ダイオードのカソード端子と前記直流電源の負極との間に接続された平滑コンデンサと、
直列に接続された第２スイッチング素子と第２ダイードとからなる電流切断手段とを備え、前記電流切断手段は前記第１ダイオードに並列に接続されてなり、
前記第２ダイオードのカソード端子は前記第１ダイオードのカソード端子に接続されるか、もしくは、前記第２ダイオードのアノード端子は前記第１ダイオードのアノード端子に接続されてなり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とをオンオフ制御するスイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段と、
前記スイッチング駆動信号を所定時間だけ遅延させて出力する信号遅延手段と、
遅延された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第１スイッチング素子をオンオフする第１スイッチング駆動手段と、
前記スイッチング駆動信号を反転させて出力するオンオフ反転手段と、
反転された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第２スイッチング素子をオンオフする第２スイッチング駆動手段とを備え、
前記第１ダイオードは前記第２ダイオードよりも逆回復電流が小さくて順方向電圧が高い特性を有してなることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の請求項２に記載の発明は、
入力された直流電源の正極に一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端にアノード端子が接続される第１ダイオードと、
前記インダクタの他端と前記直流電源の負極との間に接続されてオンオフすると共に入力された駆動信号に対してオンオフの動作が遅れる遅延時間を有する第１スイッチング素子と、
前記第１ダイオードのカソード端子と前記直流電源の負極との間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１ダイオードに並列に接続されると共に、直列に接続された第２スイッチング素子と第２ダイードとからなる電流切断手段とを備え、
前記第２ダイオードのカソード端子は前記第１ダイオードのカソード端子に接続されるか、もしくは、前記第２ダイオードのアノード端子は前記第１ダイオードのアノード端子に接続されてなり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とをオンオフ制御するスイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段と、
入力された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第１スイッチング素子をオンオフする第１スイッチング駆動手段と、
前記スイッチング駆動信号を反転させて出力するオンオフ反転手段と、
反転された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第２スイッチング素子をオンオフする第２スイッチング駆動手段とを備え、
前記第１ダイオードは前記第２ダイオードよりも逆回復電流が小さくて順方向電圧が高い特性を有し、前記第２スイッチング素子のオンオフの遅延時間は前記第１スイッチング素子のオンオフの遅延時間よりも短い特性を有してなることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の請求項３に記載の発明は、
入力された交流電源を整流して出力する前記直流電源を備えたことを特長とする。
【発明の効果】
【００１４】
以上の手段を用いることにより、本発明による直流電源装置によれば、第１スイッチング素子がオフからオンになる直前で第２ダイオードに流れる電流を第２スイッチング素子が切断するため、第２ダイオードには逆回復電流が流れず、代わりに第２ダイオードよりも逆回復電流が小さい第１ダイオードで逆回復電流が流れる。このため、第２ダイオード単体を用いた時よりも逆回復電流による熱損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明による直流電源装置の実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明による直流電源装置の動作を説明する説明図である。
【図３】本発明による他の実施例による直流電源装置の実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明による他の実施例による直流電源装置の動作を説明する説明図である。
【図５】従来の直流電源装置を示すブロック図である。
【図６】従来の直流電源装置における逆回復電流を説明する説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１は本発明による直流電源装置１の実施例を示すブロック図である。この直流電源装置１は図示しない交流電源が接続される入力端子２と入力端子３とを備え、また、正極の直流電圧が出力される端子である正極出力端子１４と負極の直流電圧が出力される端子である負極出力端子１５とを備えている。また、直流電源装置１は入力された図示しない交流電源を整流して直流電源を出力する直流電源部２４と、この整流された直流電源の電流をスイッチングすることで所定の直流電圧を生成するスイッチング部２５とを備えている。
【００１８】
直流電源部２４は、入力端子２と入力端子３とに交流入力端子が接続された整流器４を備えており、整流器４の出力の＋端子と整流器４の出力の−端子とから整流された電圧が出力される。
一方、スイッチング部２５は、整流器４の出力の＋端子が接続される正極入力端２２と整流器４の出力の−端子が接続される負極入力端２３と、正極入力端２２と正極出力端子１４との間に直列に接続されたインダクタ７と逆流防止用のダイオード１１（第１ダイオード）とが備えられ、インダクタ７にはダイオード１１のアノード端子が、また、正極出力端子１４にはダイオード１１のカソード端子が、それぞれ接続されている。また、負極入力端２３と負極出力端子１５との間に直列に接続された電流検出回路６が、また、正極入力端２２と負極入力端２３との間に接続された電圧検出回路５が、さらに、正極出力端子１４と負極出力端子１５との間に接続された出力電圧検出回路１３と平滑コンデンサ１２とがそれぞれ備えられている。
【００１９】
また、スイッチング部２５は、逆流防止用のダイオード１１のアノード端子と負極出力端子１５との間に第１スイッチング素子であるＩＧＢＴ８が、また、直列に接続されたＰ型のＭＯＳ−ＦＥＴ１０（第２スイッチング素子）と逆流防止用のダイオード９（第２ダイオード）からなる電流切断手段２０がダイオード１１と並列に、それぞれ接続されている。なお、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０のソース端子はダイオード１１のアノード端子に、また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０のドレイン端子はダイオード９のアノード端子に、さらに、ＩＧＢＴ８のコレクタ端子はダイオード１１のアノード端子に、ＩＧＢＴ８のエミッタ端子は負極出力端子１５に、それぞれ接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０と逆流防止用のダイオード９とからなる電流切断手段２０は、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０のオンオフによって逆流防止用のダイオード９のアノード端子と、インダクタ７とを導通／切断することで、ダイオード９に流れる順方向電流を切断制御することができる。
【００２０】
また、スイッチング部２５は、電圧検出回路５と電流検出回路６と出力電圧検出回路１３の各回路で検出された検出信号が入力されると共に、入力された各検出信号に基づいてＰＷＭ制御を行ってパルスのデューティが制御されたスイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段１９と、入力されたスイッチング駆動信号を反転させて第２スイッチング信号として出力するオンオフ反転手段２１と、第２スイッチング信号に基づいてＭＯＳ−ＦＥＴ１０のオンオフを制御するためのゲート端子用の信号を生成し、この信号をＭＯＳ−ＦＥＴ１０のゲート端子に出力する第２スイッチング駆動手段１８と、入力されたスイッチング駆動信号を所定時間（例えば１マイクロセカンド）遅延させて第１スイッチング信号として出力する信号遅延手段１７と、第１スイッチング信号に基づいてＩＧＢＴ８のオンオフを制御するためのゲート端子用の信号を生成し、この信号をＩＧＢＴ８のゲート端子に出力する第１スイッチング駆動手段１６とを備えている。
【００２１】
なお、ダイオード９（第２ダイオード）は順方向電圧が低い代わりに逆回復電流値や逆回復時間値がファーストリカバリダイオードよりも大きい整流ダイオードであり、ダイオード１１（第１ダイオード）は逆回復電流値や逆回復時間値が小さい代わりに順方向電圧が整流ダイオードよりも高いファーストリカバリダイオードである。さらにＭＯＳ−ＦＥＴ１０は耐圧が低い代わりにＩＧＢＴ８などの高耐圧素子よりも高速スイッチングが可能なスイッチング用の素子である。
【００２２】
一般的にＩＧＢＴ８などの高耐圧のスイッチング素子ほどスイッチングの遅延時間が大きくなり、例えばコレクタ〜エミッタ間の最大定格が１２００ボルト素子での遅延時間は、立ち上がり／立ち下がりでそれぞれ１マイクロセカンド程度になる。一方、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０はダイオード１１の順方向電圧程度の電圧が印加されるだけなので、低い耐圧（例えば６０ボルト程度）の素子を使用できる。このため、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０はスイッチングの遅延時間が数百ナノセカンドの素子を使用することができる。
【００２３】
また、スイッチング制御手段１９は、出力電圧検出回路１３で検出した検出電圧が所定の電圧となるように、また、電流検出回路６で検出した検出電流波形が電圧検出回路５で検出した電圧波形の位相に近づくようにＩＧＢＴ８をＰＷＭ制御するために、パルスのデューティが制御されたスイッチング駆動信号を生成して出力する。
【００２４】
図２は本発明による直流電源装置１の動作を説明する説明図である。
図２における横方向は時間を示し、縦方向において図２（１）はスイッチング制御手段１９から出力されるスイッチング駆動信号を、図２（２）は信号遅延手段１７によってスイッチング駆動信号を所定時間だけ遅延させた第１スイッチング信号を、図２（３）はオンオフ反転手段２１によってスイッチング駆動信号を反転させた第２スイッチング信号を、図２（４）はダイオード９の順方向電流Ｉｆ１を、図２（５）はダイオード１１の順方向電流Ｉｆ２を、それぞれ表している。なお、ｔ１〜ｔ８は時刻である。
【００２５】
図２（１）に示すようにスイッチング制御手段１９は、スイッチング駆動信号を出力する。このスイッチング駆動信号がハイレベルの時にＩＧＢＴ８はオンに、ローレベルの時にオフとなる。図２（２）に示すように、スイッチング駆動信号は信号遅延手段１７によって、ｔ１〜ｔ２の期間である遅延時間Ｔｄ（所定時間）だけ遅延された第１スイッチング信号として第１スイッチング駆動手段１６へ出力される。この第１スイッチング信号がハイレベルの時にＩＧＢＴ８はオンに、ローレベルの時にオフとなる。この遅延された第１スイッチング信号でＩＧＢＴ８をオフからオンに制御し、一方、この第１スイッチング信号より早いタイミングのスイッチング駆動信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンからオフに制御することにより、ＩＧＢＴ８がオフからオンに切り換わる動作に先立ってダイオード９を回路から切り離すことができる。
【００２６】
図２（３）に示すようにオンオフ反転手段２１は、スイッチング駆動信号がＩＧＢＴ８をオンオフするタイミングと逆のタイミングでＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンオフさせる第２スイッチング信号を第２スイッチング駆動手段１８へ出力する。従って、第２スイッチング信号がハイレベルの時にＭＯＳ−ＦＥＴ１０がオン（閉）になり、また、ローレベルの時にオフ（開）にになる。
【００２７】
図２（４）に示すように第１スイッチング信号がローレベル（ＩＧＢＴ８がオフ）の時で、かつ、第２スイッチング信号がハイレベル（ＭＯＳ−ＦＥＴ１０は閉状態）の時、例えばｔ２〜ｔ３の間にインダクタ７に蓄積されていたエネルギーが平滑コンデンサ１２に伝達され、この時ダイオード９の順方向に順方向電流Ｉｆ１が流れる。ダイオード１１とダイオード９とはｔ２〜ｔ３の間は電気的に並列となるが、インダクタ７からの電流はダイオード１１よりも順方向電圧が低いダイオード９の方を流れる。従ってｔ２〜ｔ３の間はダイオード１１のみを用いる場合よりも順方向電流による損失を低減する事ができる。
【００２８】
一方、ｔ３の時点では第１スイッチング信号がローレベルのままであり、ＩＧＢＴ８はオフのままである。このためｔ３で第２スイッチング信号がハイレベルからローレベル（ＭＯＳ−ＦＥＴ１０は開状態）になってもダイオード９には逆回復電流が流れない。
【００２９】
一方、図２（５）に示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０がｔ３で開状態となると、インダクタ７に蓄積されていたエネルギーは平滑コンデンサ１２に伝達され続けるが、この時に流れる電流はダイオード１１の順方向電流Ｉｆ２となって平滑コンデンサ１２へ流れる。そして、ｔ４で第１スイッチング信号がハイレベル、つまり、ＩＧＢＴ８がオンとなるとダイオード１１の両端には平滑コンデンサ１２に充電された電圧が逆電圧として印加されることになる。
【００３０】
従って、ｔ４でダイオード１１には逆回復電流が流れるが、ダイオード１１は前述したようにファーストリカバリダイオードであるため、整流ダイオードであるダイオード９よりも逆回復電流値や逆回復時間値が小さいため、整流ダイオードを単体で用いた場合よりも損失を低減させ、結果的に発熱を低減させることができる。
【００３１】
また、本実施例では後述する実施例２のようにＩＧＢＴ８（スイッチング素子）のスイッチング遅延時間（ゲート信号の変化がコレクタ〜エミッタ間の電圧変化として現れるまでの遅延時間）を利用して、ＩＧＢＴ８がオフからオンになってダイオード９に逆電圧が印加される前にＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンからオフにするのでなく、信号遅延手段１７によってＩＧＢＴ８のオン動作よりも早いタイミングでＭＯＳ−ＦＥＴ１０のオフ動作を確実に実行できるため、ＩＧＢＴ８のオンオフの遅延時間が短いものであっても使用できる。
【実施例２】
【００３２】
図３は本発明による他の実施例による直流電源装置３０の実施例を示すブロック図である。
この実施例２では実施例１で説明した信号遅延手段１７でスイッチング駆動信号を遅延させる代わりに、ＩＧＢＴ８のスイッチング動作時に発生するスイッチング遅延時間を利用する。従って図３のスイッチング部２６の構成は図１のスイッチング部２５の構成から信号遅延手段１７を削除し、スイッチング制御手段１９は、スイッチング駆動信号を直接第１スイッチング駆動手段１６へ出力するように構成されている。その他の構成は図１と図３とは全く同一であるため、各ブロックには同じ番号を付与し各部の説明を省略する。
【００３３】
図４は本発明による他の実施例による直流電源装置３０の動作を説明する説明図である。
図４における横方向は時間を示し、縦方向において図４（１）はスイッチング制御手段１９から出力されるスイッチング駆動信号を、図４（２）はオンオフ反転手段２１によってスイッチング駆動信号を反転させた第２スイッチング信号を図４（３）はダイオード９の順方向電流Ｉｆ１を、図４（４）はダイオード１１の順方向電流Ｉｆ２を、それぞれ表している。なお、ｔ１〜ｔ８は時刻である。
【００３４】
図４（１）に示すようにスイッチング制御手段１９は、スイッチング駆動信号を出力する。このスイッチング駆動信号がハイレベルの時にＩＧＢＴ８はオンに、ローレベルの時にオフとなる。
【００３５】
図４（２）に示すようにオンオフ反転手段２１は、スイッチング駆動信号がＩＧＢＴ８をオンオフするタイミングと逆のタイミングでＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンオフさせる第２スイッチング信号を第２スイッチング駆動手段１８へ出力する。従って、第２スイッチング信号がハイレベルの時にＭＯＳ−ＦＥＴ１０がオン（閉）になり、また、ローレベルの時にオフ（開）にになる。
【００３６】
図４（３）に示すように第１スイッチング信号がローレベル（ＩＧＢＴ８がオフ）の時で、かつ、第２スイッチング信号がハイレベル（ＭＯＳ−ＦＥＴ１０は閉状態）の時、例えばｔ１〜ｔ３の期間にインダクタ７に蓄積されていたエネルギーが平滑コンデンサ１２に伝達され、この時ダイオード９の順方向に順方向電流Ｉｆ１が流れる。なお、ＩＧＢＴ８は立ち上がりでの遅延時間Ｔｄｒがあるため、ｔ２の時点でＩＧＢＴ８がオフとなり順方向電流Ｉｆ１が流れる。ｔ２以降はエネルギーの放出に対応して徐々に電流が減少する。
【００３７】
ｔ３の時点でスイッチング駆動信号がローレベルからハイレベルに変化するが、ＩＧＢＴ８は立ち下がりでの遅延時間Ｔｄｆがあるため瞬時にはオンできず、図４（３）のｔ３〜ｔ４の点線で示すようにダイオード９の順方向電流は引き続き徐々に減少することになる。しかしながら、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０がｔ３で開状態になると、インダクタ７に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサ１２に伝達され続けるが、この時に流れる電流は図４（４）のｔ３〜ｔ４に示すようにダイオード１１の順方向電流Ｉｆ２となって平滑コンデンサ１２へ流れる。
【００３８】
そして、ｔ４でＩＧＢＴ８は完全にオンとなるため、ダイオード１１の両端には平滑コンデンサ１２に充電された電圧が逆電圧として印加されることになる。従って、ｔ４でダイオード１１には逆回復電流が流れるが、ダイオード１１は前述したようにファーストリカバリダイオードであるため、整流ダイオードであるダイオード９よりも逆回復電流値や逆回復時間値が小さいため、整流ダイオードを単体で用いた場合よりも損失を低減させ、結果的に発熱を低減させることができる。
また、実施例１で説明した信号遅延手段１７が不要なため、直流電源装置３０を安価に構成することができる。
【００３９】
一方、ダイオード９はｔ３でＭＯＳ−ＦＥＴ１０が開になる事によって順方向電流は流れなくなるが、ＩＧＢＴ８はｔ３時点では遅延時間Ｔｄｆのためにオフのままである。このためｔ３でスイッチング駆動信号がハイレベルになってもダイオード９には逆回復電流が流れない。
【００４０】
以上説明したように、実施例１及び２では、ＩＧＢＴ８（第１スイッチング素子）がオフからオンになる直前でダイオード９（第２ダイオード）に流れる電流をＭＯＳ−ＦＥＴ１０（第２スイッチング素子）が切断するため、ダイオード９（第２ダイオード）には逆回復電流が流れず、代わりにダイオード９（第２ダイオード）よりも逆回復電流が小さいダイオード１１（第１ダイオード）で逆回復電流が流れる。このため、ダイオード９（第２ダイオード）単体を用いた時よりも逆回復電流による熱損失を低減することができる。
【００４１】
以上の２つの実施例では直流電源部２４を内蔵した交流入力−直流出力の直流電源装置について説明しているが、これに限るものでなく、直流電源部２４の代わりにバッテリなどの直流電源が接続される直流入力−直流出力の直流電源装置であってもよい。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０とダイオード９とは直列に接続され、かつ、ダイオード９に順方向電流が流れるように接続されていればよく、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０とダイオード９との接続の順序は規定しない。
【符号の説明】
【００４２】
１  直流電源装置
２  入力端子
３  入力端子
４  整流器
５  電圧検出回路
６  電流検出回路
７  インダクタ
８  ＩＧＢＴ（第１スイッチング素子）
９  ダイオード（第２ダイード）
１０  ＭＯＳ−ＦＥＴ（第２スイッチング素子）
１１  ダイオード（第１ダイオード）
１２  平滑コンデンサ
１３  出力電圧検出回路
１４  正極出力端子
１５  負極出力端子
１６  第１スイッチング駆動手段
１７  信号遅延手段
１８  第２スイッチング駆動手段
１９  スイッチング制御手段  
２０  電流切断手段
２１  オンオフ反転手段
２２  正極入力端
２３  負極入力端
２４  直流電源部
２５  スイッチング部
２６  スイッチング部
３０  直流電源装置
【図１】
2015226441.tif 000003
【図２】
2015226441.tif 000004
【図３】
2015226441.tif 000005
【図４】
2015226441.tif 000006
【図５】
2015226441.tif 000007
【図６】
2015226441.tif 000008