(57)【要約】【課題】速度センサを有さない誘導電動機において、キャリア周波数を下げることなく、空転中の誘導電動機の回転速度・回転方向を高精度に推定する。【解決手段】周波数を誘導電動機Ｍの最高周波数からゼロ方向へスイープした単相交流電圧を誘導電動機Ｍに印加する。位相演算器８Ａにより、誘導電動機Ｍにおける一次電流のαβ軸成分Ｉα*，Ｉβ*から電流ベクトルの検出位相θ＿ｄｅｔを求める。また、位相進み補償器８Ｂにより、スイープ周波数指令値から検出・演算遅れ時間分の位相進み量θ＿ｃｍｄを演算する。そして、検出位相θ＿ｄｅｔに位相進み量θ＿ｃｍｄを加算した位相に基づいて、電圧補償回路８Ｃにより、２相／３相変換器６によって変換した電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に誤差電圧を補償する補償電圧を加算する。【選択図】図１
2015204651.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数を誘導電動機の最高周波数からゼロ方向へスイープした単相交流電圧を２相／３相変換器によって変換した電圧指令に基づき、ＰＷＭインバータで誘導電動機を制御し、このときの誘導電動機の一次電流を検出して３相／２相変換器により固定座標軸上に直交した２軸成分であるαβ軸成分に変換し、一次電流のαβ軸成分が描く楕円の短軸／長軸の比率から空転中の誘導電動機の回転速度・回転方向を推定する誘導電動機の制御装置であって、
一次電流のαβ軸成分から電流ベクトルの検出位相を求める位相演算器と、
単相交流電圧を誘導電動機の最高周波数からゼロ方向へスイープするためのスイープ周波数指令値に基づいて検出・演算遅れ時間分の位相進み量を演算する位相進み補償器と、
検出位相に位相進み量を加算した位相に基づいて、２相／３相変換器によって変換した電圧指令値に加算される、誤差電圧を補償する補償電圧を演算する電圧補償回路と、を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
【請求項２】
周波数を誘導電動機の最高周波数からゼロ方向へスイープした単相交流電圧を２相／３相変換器によって変換した電圧指令に基づき、ＰＷＭインバータで誘導電動機を制御し、このときの誘導電動機の一次電流を検出して３相／２相変換器により固定座標軸上に直交した２軸成分であるαβ軸成分に変換し、一次電流のαβ軸成分が描く楕円の短軸／長軸の比率から空転中の誘導電動機の回転速度・回転方向を推定する誘導電動機の制御方法であって、
位相演算器が、一次電流のαβ軸成分から電流ベクトルの検出位相を求める位相演算ステップと、
位相進み補償器が、単相交流電圧を誘導電動機の最高周波数からゼロ方向へスイープするためのスイープ周波数指令値に基づいて検出・演算遅れ時間分の位相進み量を演算する位相進み補償ステップと、
電圧補償回路が、検出位相に位相進み量を加算した位相に基づいて、２相／３相変換器によって変換した電圧指令値に、誤差電圧を補償する補償電圧を加算する電圧補償ステップと、を有することを特徴とする誘導電動機の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機を駆動するための電力変換装置の制御方式に係り、特に、速度センサを有さない空転中の誘導電動機の回転速度・回転方向を推定する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
速度センサを有さない誘導電動機をインバータなどの制御装置で駆動するシステムにおいて、誘導電動機の一次電流の特徴量を監視し、空転中の誘導電動機の回転速度・回転方向を推定する方式が提案されている（特許文献１）。
【０００３】
特許文献１には、図３に示すように、単相交流電圧を発振する交流電圧発振器１を設け、ＰＷＭインバータ２を介して、空転中の誘導電動機Ｍに単相交流電圧を周波数をスイープしながら印加する方式が記載されている。この印加時の誘導電動機Ｍの一次電流を変流器ＣＴにより検出し、３相／２相変換器３により、固定座標軸上に直交した２軸成分Ｉα*，Ｉβ*に変換する。そして、図４に示すように、２軸上の電流リサージュの波形の描く楕円の短軸／長軸の比率と電流リサージュの回転方向で空転中の誘導電動機Ｍの回転速度・回転方向を推定している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−２６７４６８号公報
【特許文献２】特開２０１０−２３３３２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、ＰＷＭインバータ２はＰＷＭ制御により擬似正弦波電圧を出力する。このとき、ＰＷＭインバータ２のスイッチング素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅによる電圧低下により、出力電圧の振幅は電圧誤差が生じる。
【０００６】
また、ＰＷＭインバータ２は、図５に示すように、スイッチング素子の上下アームが同時にオンして直流電圧が短絡することを防ぐために、ＰＷＭキャリアによるスイッチングのたびにデッドタイムを設けている。このデッドタイムのスイッチングの遅れによっても電圧誤差が生じる。
【０００７】
これら電圧誤差のうち、デッドタイムなどスイッチングにより発生するものについては、キャリア周波数に依存して大きくなる。よって、特許文献１では、キャリア周波数が高いと、キャリア周波数に依存するデッドタイムにより電圧振幅が低下する場合がある。この時の電流リサージュを計測すると、図６に示すように電圧誤差の影響によりリサージュ電流振幅が小さくなり空転中の誘導電動機Ｍの回転速度・回転方向の推定が出来なくなることが判明した。
【０００８】
これら電圧誤差の影響を無くすために、様々な電圧補償方式が提案されている。例えば、ＰＷＭインバータ２のスイッチング素子のコレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅによる電圧低下やデッドタイムによる電圧誤差は、図７に示すように、ＰＷＭインバータ２の出力電流波形と同位相となる。
【０００９】
この特性を用いて、図８に示すように、ＰＷＭインバータ２の出力電流を検出し、その位相（極性）を位相演算器９Ａにより判別して、電圧補償回路９Ｂにより電圧誤差を補償する方式が一般的に知られている。この電圧補償回路９Ｂの出力はデッドタイム及び上記エミッタ−コレクタ電圧Ｖｃｅの電圧降下を補償する。
【００１０】
しかし、特許文献１の方式では、単相交流電圧の周波数を比較的高速にスイープしながら印加するため、この電圧誤差補償が印加電圧のスイープによる周波数の変化に追従できず、逆に外乱要素となってしまう恐れがある。
【００１１】
この問題点の対策として、特許文献２では、図９に示すように、周波数をスイープしている間、振幅演算器１０Ａにより電流振幅の最大値を監視し基準値を超える振幅が得られなかった場合は、キャリア周波数制御器１０Ｂにおいてキャリア周波数ｆｃを低減することにより、電圧誤差の影響を低減し、回転速度・回転方向の推定精度を改善する方式を提案している。
【００１２】
しかし、特許文献２の方式では、電流振幅の最大値が基準値に満たない場合は、キャリア周波数ｆｃを低減し続けることになり、適用する誘導電動機ＭとＰＷＭインバータ２によってはキャリア周波数ｆｃが通常使用状態に対して１／１０近くまで低減する場合もある。
【００１３】
一般的に、ＰＷＭインバータ２のキャリア周波数ｆｃを低くするとモータ騒音は増えることになる。従って、特許文献２の方式を使用した結果、空転中の誘導電動機Ｍに単相交流電圧を印加している間、ＰＷＭインバータ２及び誘導電動機Ｍから発する騒音は増大し、人に不快感を与える恐れがあった。
【００１４】
以上示したようなことから、速度センサを有さない誘導電動機において、キャリア周波数を下げることなく、空転中の誘導電動機の回転速度・回転方向を高精度に推定することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、周波数を誘導電動機の最高周波数からゼロ方向へスイープした単相交流電圧を２相／３相変換器によって変換した電圧指令に基づき、ＰＷＭインバータで誘導電動機を制御し、このときの誘導電動機の一次電流を検出して３相／２相変換器により固定座標軸上に直交した２軸成分であるαβ軸成分に変換し、一次電流のαβ軸成分が描く楕円の短軸／長軸の比率から空転中の誘導電動機の回転速度・回転方向を推定する誘導電動機の制御装置であって、一次電流のαβ軸成分から電流ベクトルの検出位相を求める位相演算器と、単相交流電圧を誘導電動機の最高周波数からゼロ方向へスイープするためのスイープ周波数指令値に基づいて検出・演算遅れ時間分の位相進み量を演算する位相進み補償器と、検出位相に位相進み量を加算した位相に基づいて、２相／３相変換器によって変換した電圧指令値に加算される、誤差電圧を補償する補償電圧を演算する電圧補償回路と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、速度センサを有さない誘導電動機において、キャリア周波数を下げることなく、空転中の誘導電動機の回転速度・回転方向を高精度に推定することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】実施形態における誘導電動機の制御装置を示す構成図。
【図２】３相のＵ，Ｖ，Ｗの軸と固定座標上に直交したαβの２軸を示す図。
【図３】特許文献１における誘導電動機の制御装置を示す構成図。
【図４】αβ軸上の電流リサージュ波形を示す図。
【図５】ＰＷＭインバータの電圧誤差の一例を示すタイムチャート。
【図６】キャリア周波数別の電流リサージュの波形図。
【図７】電圧指令，出力電流，電圧誤差成分を示すタイムチャート。
【図８】従来における誘導電動機の制御装置の一例を示す構成図。
【図９】特許文献２における誘導電動機の制御装置を示す構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本願発明における誘導電動機の制御装置の実施形態を図１，図２，図４に基づいて詳細に説明する。
【００１９】
［実施形態］
図１に、本実施形態における誘導電動機Ｍの制御装置の概略図を示す。
【００２０】
図１に示すように、周波数／電圧制御器４は、周波数指令ｆ*を入力し、２軸の電圧指令Ｖα*とＶβ*を演算し出力する。位相変換器５は、周波数指令値ｆ*を入力して位相信号θに変換する。２相／３相変換器６は、二軸の電圧指令Ｖα*とＶβ*を、位相信号θに基づいて３相の電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換する。
【００２１】
電力変換器であるＰＷＭインバータ２は、まず、ＰＷＭ制御部２Ａにより、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて、ゲート指令値を演算し、ゲート指令値に基づいて、ＰＷＭインバータ２Ｂのスイッチング素子をＯＮ，ＯＦＦ制御し、誘導電動機Ｍに電圧を出力し、誘導電動機Ｍを駆動する。
【００２２】
交流電圧発振器１から出力された単相交流出力は、スイッチ７に出力される。スイッチ７は、周波数／電圧制御器４からの電圧指令Ｖα*および交流電圧発振器１からの単相交流出力を入力し、切り換えにより、何れか一方を２相／３相変換器６に出力する。
【００２３】
空転中の誘導電動機Ｍの回転速度，回転方向を推定する際には、スイッチ７を交流電圧発振器１側に切り換えて空転中の誘導電動機Ｍに単相交流電圧を印加し、単相交流電圧の周波数を誘導電動機Ｍの最高周波数からゼロ方向へスイープする。このときの誘導電動機Ｍの一次電流Ｉｕ，Ｉｗを変流器ＣＴで検出し、３相／２相変換器３により固定座標軸上に直交した２軸（αβ軸）成分に変換する。
【００２４】
まず、３相のＵ，Ｖ，Ｗの軸と固定座標上の直交したαβの２軸を図２に示すように定義する。αβ軸上で電流リサージュは図４（ａ）の（１）〜（５），図４（ｂ）の（１）〜（５）のような波形を描く。
【００２５】
なお、図４（ａ）は、誘導電動機Ｍが正転中に単相交流電圧を印加した場合を示し、（ｂ）は逆転時に単相交流電圧を印加したものである。
【００２６】
（ａ）正転時
（１）単相交流電圧の周波数が誘導電動機Ｍの回転速度よりも十分に大きい場合を示す。電流リサージュは細い楕円を描き、また、電流リサージュは右回転となる。
【００２７】
（２）単相交流電圧の周波数が誘導電動機Ｍの回転速度に近づいた場合を示す。電流リサージュは右回転しながら、徐々に太い楕円となる。
【００２８】
（３）単相交流電圧の周波数と誘導電動機Ｍの回転速度が一致した場合を示す。この場合、電流リサージュは右回転しながら最も太い楕円となる。
【００２９】
（４）単相交流電圧の周波数が誘導電動機Ｍの回転速度以下となった場合を示す。この場合、電流リサージュは直線上となる。
【００３０】
（５）単相交流電圧の周波数がさらに低下した場合を示す。この場合、電流リサージュは再び細い楕円を描き、回転方向はこれまでと逆転して左回転となる。
【００３１】
誘導電動機Ｍの逆転時には、図４（ｂ）の（１）〜（５）に示すように、誘導電動機Ｍの正転時とは逆回転の電流リサージュとなる。すなわち、図４で明らかなように、固定座標軸と直交した２軸の中のα軸に単相交流電圧を印加することにより、電流リサージュから空転中の誘導電動機Ｍの回転速度と回転方向の推定が可能となる。
【００３２】
このように、電流リサージュが描く楕円の短軸／長軸の比率と電流リサージュの回転方向を３相／２相変換器３、若しくは３相／２相変換後において監視することにより、空転中の誘導電動機Ｍの回転速度と回転方向の推定を行うことができる。
【００３３】
本実施形態は、上記のような誘導電動機Ｍの制御装置に対し、電圧誤差補償回路８を設けたものである。電圧誤差補償回路８は、誘導電動機Ｍの一次電流のαβ軸成分（固定座標上に直交した２軸成分）Ｉα*，Ｉβ*から電流ベクトルの検出位相θ＿ｄｅｔを求める位相演算器８Ａと、スイープ周波数指令値から遅れ時間分の位相進み量θ＿ｃｍｐを演算する位相進み補償器８Ｂと、検出位相θ＿ｄｅｔに位相進み量θ＿ｃｍｐ分を加算した位相に基づいて、誤差電圧を補償する補償電圧を演算する電圧補償回路８Ｃと、を備えている。ここで、電圧補償回路８ｃにおける演算は、例えば、特開平６−６２５７９の図５に示すような方法が考えられる。
【００３４】
従来方式では、検出した一次電流のαβ軸成分Ｉα*，Ｉβ*から演算した検出位相θ＿ｄｅｔを使って電圧誤差補償を行っていた。検出位相θ＿ｄｅｔ（位相量）には、検出遅れと演算時間による遅れが含まれているため、特にスイープにより印加電圧の周波数が高くなった場合、遅れ時間による補償位相誤差が過大となり、逆に外乱要素となってしまう現象が発生していた。本実施形態は、この検出遅れと演算時間遅れを補償するものである。
【００３５】
本実施形態における電圧誤差補償方式は、スイープ周波数指令値から検出・演算の遅れ時間に対し、補償すべき位相進み量θ＿ｃｍｐを演算し、検出・演算時間の遅れを含む検出位相θ＿ｄｅｔに対し検出遅れ時間分の位相進み補償を行う位相進み補償機能を有していることが特徴となる。ここで、検出・演算時間の遅れは、検出器の遅れ、演算装置の遅れを示し、各装置固有の値となる。
【００３６】
これにより、電流検出遅れや演算時間による遅れの影響はなくなり、印加電圧の周波数が高い場合においても、エミッタ−コレクタ電圧Ｖｃｅやデッドタイムにより生じる電圧誤差を補償することが可能である。
【００３７】
その結果、キャリア周波数を下げることなく空転中の誘導電動機Ｍの回転速度・回転方向を高精度に推定することが可能となるため、低キャリア周波数時に発生する騒音により、人に不快感を与えることが無くなる。
【００３８】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【００３９】
例えば、本実施形態では、空転時の誘導電動機Ｍの回転速度・回転方向の推定時に、電圧指令Ｖα*を単相交流出力と置換しているが、電圧指令Ｖβ*と置換してもよい。
【符号の説明】
【００４０】
Ｍ…誘導電動機
Ｉｕ，Ｉｗ…一次電流
Ｉα*，Ｉβ*…一次電流のαβ軸成分
θ＿ｄｅｔ…検出位相
θ＿ｃｍｄ…位相進み量
２…ＰＷＭインバータ
６…２相／３相変換器
８Ａ…位相演算器
８Ｂ…位相進み補償器
８Ｃ…電圧補償回路
【図１】
2015204651.tif 000003
【図２】
2015204651.tif 000004
【図３】
2015204651.tif 000005
【図４】
2015204651.tif 000006
【図５】
2015204651.tif 000007
【図６】
2015204651.tif 000008
【図７】
2015204651.tif 000009
【図８】
2015204651.tif 000010
【図９】
2015204651.tif 000011