(57)【要約】【課題】出力電圧の過電圧を抑制する構成をトランスの２次側ではなく１次側において構築したスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】１次巻線と、２次巻線と、１次側に配される３次巻線とを有したトランスと、前記１次巻線への入力電圧の印加をオンオフするスイッチング素子と、前記トランスの２次側の出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング制御に対してフィードバックするフィードバック部と、前記出力電圧が所定の電圧まで上昇したことを検知すると、所定の制限用電圧を発生させ、前記制限用電圧に基づき前記３次巻線及び前記２次巻線を介して前記出力電圧を制限する制限部と、を備えるスイッチング電源装置としている。【選択図】図１
2015226455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と、２次巻線と、１次側に配される３次巻線とを有したトランスと、
前記１次巻線への入力電圧の印加をオンオフするスイッチング素子と、
前記トランスの２次側の出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング制御に対してフィードバックするフィードバック部と、
前記出力電圧が所定の電圧まで上昇したことを検知すると、所定の制限用電圧を発生させ、前記制限用電圧に基づき前記３次巻線及び前記２次巻線を介して前記出力電圧を制限する制限部と、
を備えるスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制限部によって前記出力電圧が前記所定の電圧まで上昇したことが検知されると、前記出力電圧を抑制するように前記検知結果を前記スイッチング素子のスイッチング制御に対してフィードバックする第２のフィードバック部を更に備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制限部は、前記３次巻線に接続される整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力に応じてオンオフするツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードのオンオフに応じてオンオフする第２のスイッチング素子と、を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記３次巻線に接続される整流平滑回路と、入力が前記整流平滑回路の出力に接続されると共に出力が前記第２のスイッチング素子における制御端子とは別の第１端子に接続される定電圧回路と、を更に備えることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
自励方式のスイッチング電源装置であって、前記３次巻線はドライブ巻線であることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、スイッチング電源装置の異常時に保護を行う様々な方法が提案されている（例えば特許文献１など）。
【０００３】
例えば従来、スイッチング電源装置におけるトランスの２次側にツェナーダイオードを設け、出力電圧（２次側電圧）の異常上昇時に上記ツェナーダイオードをショート破壊させることで過電圧を抑制する保護方法が存在する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−３２５４３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来の保護方法では、上記ツェナーダイオードをチップ化した場合、出力電圧の異常上昇時にショート破壊ではなく、オープン破壊してしまう問題がある。この問題を解決するためには、チップのサイズの大型化で対応する必要があった。チップのサイズを大きくすることはコストを大幅に上昇させてしまう。
【０００６】
上記状況に鑑み、本発明は、出力電圧の過電圧を抑制する構成をトランスの２次側ではなく１次側において構築したスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために本発明のスイッチング電源装置は、
１次巻線と、２次巻線と、１次側に配される３次巻線とを有したトランスと、
前記１次巻線への入力電圧の印加をオンオフするスイッチング素子と、
前記トランスの２次側の出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング制御に対してフィードバックするフィードバック部と、
前記出力電圧が所定の電圧まで上昇したことを検知すると、所定の制限用電圧を発生させ、前記制限用電圧に基づき前記３次巻線及び前記２次巻線を介して前記出力電圧を制限する制限部と、を備える構成としている。
【０００８】
このような構成によれば、フィードバック部に不具合が生じて出力電圧が所定の電圧まで上昇した場合でも、トランスの１次側に構成された制限部によって出力電圧が制限されるので、過電圧を抑制可能となる。
【０００９】
また、上記構成において、前記制限部によって前記出力電圧が前記所定の電圧まで上昇したことが検知されると、前記出力電圧を抑制するように前記検知結果を前記スイッチング素子のスイッチング制御に対してフィードバックする第２のフィードバック部を更に備える構成としてもよい。
【００１０】
このような構成によれば、フィードバック部に不具合が生じて出力電圧が所定の電圧まで上昇した場合でも、制限部による出力電圧の制限に加えて、第２のフィードバック部によるスイッチング制御へのフィードバックによって出力電圧を抑制できる。
【００１１】
また、上記いずれかの構成において、前記制限部は、前記３次巻線に接続される整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力に応じてオンオフするツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードのオンオフに応じてオンオフする第２のスイッチング素子と、を備える構成としてもよい。
【００１２】
このような構成によれば、出力電圧が所定の電圧まで上昇した場合に、制限部におけるツェナーダイオード及び第の２スイッチング素子がオンとなり、ツェナーダイオードの一端に所定の制限用電圧が発生し、この制限用電圧によって出力電圧が制限される。
【００１３】
また、上記構成において、前記３次巻線に接続される整流平滑回路と、入力が前記整流平滑回路の出力に接続されると共に出力が前記第２のスイッチング素子における制御端子とは別の第１端子に接続される定電圧回路と、を更に備える構成としてもよい。
【００１４】
このような構成によれば、入力電圧の変動があった場合でも制限部における第２のスイッチング素子の第１端子に印加される電圧を安定化し、第２のスイッチング素子を安定してオンとすることができる。
【００１５】
また、上記いずれかの構成のスイッチング電源装置は自励方式のスイッチング電源装置であって、前記３次巻線はドライブ巻線であることとしてもよい。このような構成によれば、３次巻線と自励方式に必要であるドライブ巻線とを共用できる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のスイッチング電源装置によると、出力電圧の過電圧を抑制する構成をトランスの２次側ではなく１次側において構築することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図３】本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
＜第１実施形態＞
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明の第１実施形態に係るＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式（自励方式）のスイッチング電源装置の回路構成を図１に示す。
【００１９】
図１に示すスイッチング電源装置１は、トランスＴｒ、電界効果トランジスタＱ１（以下、トランジスタＱ１）、バイポーラトランジスタＱ２及びＱ３（以下、トランジスタＱ２、Ｑ３）、フォトカプラＰ１、シャントレギュレータＳ１、コンデンサＣ２〜Ｃ６、抵抗Ｒ１〜Ｒ９、ダイオードＤ１〜Ｄ３、及びツェナーダイオードＺ１〜Ｚ３を備えている。
【００２０】
トランスＴｒは、１次側に１次巻線Ｎ１及びドライブ巻線Ｎ３（３次巻線の一例）を、２次側に２次巻線Ｎ２を有している。コンデンサＣ１によって平滑された後の直流電圧である入力電圧Ｖｉｎが入力される電源入力ラインが１次巻線Ｎ１の一端に接続される。１次巻線Ｎ１の他端には、トランジスタＱ１のドレインが接続される。トランジスタＱ１のソースは接地される。トランジスタＱ１のゲートは、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２を介してドライブ巻線Ｎ３の一端に接続される。ドライブ巻線Ｎ３の他端は接地される。トランジスタＱ１とコンデンサＣ２の接続点と、上記電源入力ラインの間には起動用の抵抗Ｒ１が接続される。
【００２１】
抵抗Ｒ２とドライブ巻線Ｎ３の接続点には、ダイオードＤ２のアノードが接続される。ダイオードＤ２のカソードとグランド電位の間には、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４が直列接続される。
【００２２】
抵抗Ｒ２とダイオードＤ２の接続点には、ツェナーダイオードＺ１のカソードが接続される。ツェナーダイオードＺ１のアノードには、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ２のベースが接続される。トランジスタＱ２のコレクタには、トランジスタＱ１とコンデンサＣ２の接続点に接続される。トランジスタＱ２のエミッタは接地される。
【００２３】
２次巻線Ｎ２の一端は接地され、他端はダイオードＤ３のアノードに接続される。ダイオードＤ３のカソードには、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子Ｔ１とコンデンサＣ６の一端が接続される。コンデンサＣ６の他端は接地される。
【００２４】
コンデンサＣ６と出力端子Ｔ１の接続点には、分圧用の抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９が直列接続される。抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の接続点には、シャントレギュレータＳ１のリファレンス端子が接続される。シャントレギュレータＳ１のアノード端子は接地される。シャントレギュレータＳ１のカソード端子は、フォトカプラＳ１の発光ダイオードの一端に接続される。当該発光ダイオードの他端は、抵抗Ｒ７を介して抵抗Ｒ８に接続される。
【００２５】
フォトカプラＰ１のフォトトランジスタの一端には、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４の接続点が接続される。当該フォトトランジスタの他端には、トランジスタＱ２のベースと抵抗Ｒ３の接続点が接続される。当該接続点にはコンデンサＣ５の一端が接続され、コンデンサＣ５の他端は接地される。抵抗Ｒ６は、コンデンサＣ５と並列に接続される。
【００２６】
また、リミッタ回路１０は、ダイオードＤ１、コンデンサＣ３、ツェナーダイオードＺ２、トランジスタＱ３（第２のスイッチング素子の一例）、ツェナーダイオードＺ３、及び抵抗Ｒ４から構成される。抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺ３から定電圧回路が構成される。
【００２７】
ダイオードＤ１のカソードは、ドライブ巻線Ｎ３の一端とダイオードＤ２のアノードの接続点に接続される。ダイオードＤ１のアノードは、ツェナーダイオードＺ２のアノードに接続される。ツェナーダイオードＺ２のカソードは、トランジスタＱ３のベース（制御端子）に接続される。
【００２８】
抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４の接続点に抵抗Ｒ４の一端が接続され、抵抗Ｒ４にツェナーダイオードＺ３のカソードが接続され、ツェナーダイオードＺ３のアノードは接地される。トランジスタＱ３のエミッタ（第１端子）は、抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺ３から成る定電圧回路の出力（抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺ３の接続点）に接続される。トランジスタＱ３のコレクタは、フォトカプラＰ１のフォトトランジスタとコンデンサＣ５の接続点に接続される。
【００２９】
次に、以上のような構成であるスイッチング電源装置１の基本的な動作について説明する。
【００３０】
まず、電源をオンにして入力電圧Ｖｉｎを入力させた起動時の瞬間には、トランジスタＱ１はオフであるため１次巻線Ｎ１には電流は流れないが、起動抵抗Ｒ１を通してトランジスタＱ１のゲート−ソース間に形成される内部容量に電流が流れ込む。これによってトランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが上昇し、トランジスタＱ１の閾値を超えた時点でトランジスタＱ１がターンオンし始める。トランジスタＱ１がターンオンし始めると、トランスＴの１次巻線Ｎ１に入力電圧Ｖｉｎが印加されて電流が流れ始め、これによってドライブ巻線Ｎ３と２次巻線Ｎ２それぞれに誘導電圧が生じる。
【００３１】
ドライブ巻線Ｎ３に生じた電圧によって、ドライブ巻線Ｎ３から抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２を介してトランジスタＱ１のゲートに電流が流れ込み、トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの上昇を加速し、トランジスタＱ１が完全にターンオンする。一方、２次巻線Ｎ２に発生した電圧は整流用のダイオードＤ３に対して逆方向の電圧になるため、２次巻線Ｎ２には電流は流れない。
【００３２】
トランジスタＱ１がターンオンしてドライブ巻線Ｎ３に正極性の電圧が生じると、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ５、及びフォトカプラＰ１を介して電流が流れてコンデンサＣ５が充電される。これにより、コンデンサＣ５の両端の電圧、即ち、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧が上昇する。トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧が上昇してトランジスタＱ２の閾値を超えるとトランジスタＱ２がオンする。トランジスタＱ２がオンすると、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧、即ち、トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがほぼ０Ｖとなって、トランジスタＱ１をターンオフさせるように働く。
【００３３】
トランジスタＱ１がターンオフし始めると１次巻線Ｎ１に印加される電圧が０Ｖになり、１次巻線Ｎ１に流れていた電流もゼロになる。しかしながら、トランジスタＱ１がオンのときに１次巻線Ｎ１に流れた電流によってトランスＴｒに蓄積されていた励磁エネルギーによって、２次巻線Ｎ２及びドライブ巻線Ｎ３にはそれまでと逆極性の誘導電圧が生じる。
【００３４】
２次巻線Ｎ２に生じた逆極性の電圧によって発生した電流はダイオードＤ３を通ってコンデンサＣ６で平滑化されて出力される。また、ドライブ巻線Ｎ３に生じた逆極性の電圧は、トランジスタＱ１のゲート−ソース間に形成された内部容量から、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２を介して急速に電荷を吸収し、トランジスタＱ１を完全にターンオフさせる。そして同時に、コンデンサＣ５の電荷は抵抗Ｒ６によって放電され、トランジスタＱ２はオフとなる。つまり、トランジスタＱ２はトランジスタＱ１をターンオフするきっかけを与えるときにのみ一瞬だけオンになる。
【００３５】
トランジスタＱ１がオフのときに２次巻線Ｎ２に流れる電流は、トランスＴｒからの励磁エネルギーの放出とともに徐々に減少して最後にはゼロとなる。２次巻線Ｎ２に流れる電流がゼロになると、２次巻線Ｎ２及びドライブ巻線Ｎ３それぞれに生じる電圧はそのまま放置すれば０Ｖを境にして振動しながら減衰する傾向を示す。このときドライブ巻線Ｎ３において逆極性から一時的に正極性になる電圧のことをキック電圧という。
【００３６】
ドライブ巻線Ｎ３にキック電圧が生じると、ドライブ巻線Ｎ３から抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２を介して、トランジスタＱ１のゲートとソースの間に形成される内部容量に電流が流れ込んでトランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを上昇させる。そして、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値を超えてトランジスタＱ１がターンオンする。そして、トランジスタＱ１のターンオンとともに、２次巻線Ｎ２及びドライブ巻線Ｎ３それぞれに生じる電圧は強制的に一方の極性に引き上げられて、電圧の振動は強制終了させられる。
【００３７】
これ以降は起動時と同様の動作を繰り返すことになり、トランジスタＱ１のターンオンとターンオフが繰り返され、スイッチング電源装置として動作する。
【００３８】
次に、電圧安定化動作（スイッチングへのフィードバック機能）について説明する。出力電圧Ｖｏｕｔを２つの抵抗Ｒ８とＲ９で分割して検出し、これをシャントレギュレータＳ１に入力している。シャントレギュレータＳ１は入力された電圧と内部の基準電圧とを比較し、その差に応じた電流を流すように機能する。
【００３９】
出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、抵抗Ｒ８とＲ９の接続部の電圧が上昇し、シャントレギュレータＳ１への入力電圧が上昇し、より多くの電流を流そうとする。シャントレギュレータＳ１に流れる電流が増えると、それに直列に接続されたフォトカプラＰ１の発光ダイオードに流れる電流も増え、発光ダイオードからの発光量も増える。発光ダイオードからの発光量が増えると、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタを流れる電流も増える。
【００４０】
フォトトランジスタを流れる電流は、前述のようにドライブ巻線Ｎ３に生じる電圧が正極性のときにコンデンサＣ５を充電する電流となるため、フォトトランジスタを流れる電流が増えると、コンデンサＣ５を充電する時間が短縮される。その結果トランジスタＱ２がオンするまでの時間が短縮され、トランジスタＱ１がターンオフするまでの時間、即ち、トランジスタＱ１のオンしている時間が短縮される。トランジスタＱ１のオンしている時間が短いとトランスＴｒに蓄えられる励磁エネルギーも少なくなり、２次巻線Ｎ２に生じる電圧も低下し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。
【００４１】
逆に出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、フォトカプラＰ１のフォトトランジスタを流れる電流が減少し、コンデンサＣ５の充電時間が長くなり、トランジスタＱ１がターンオフするまでの時間、即ちトランジスタＱ１のオンしている時間が長くなり、２次巻線Ｎ２に生じる電圧が上昇し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。このようにスイッチング電源装置１の出力電圧の安定化が図られている。
【００４２】
次に、スイッチング電源装置１において設けられたリミッタ回路１０の動作について説明する。
【００４３】
例えば出力電圧Ｖｏｕｔが上昇したにも関わらずフォトカプラＰ１の不具合によってフォトトランジスタにそれほど電流が流れず、コンデンサＣ５の充電時間が長くなり、トランジスタＱ１のオン時間が長くなってしまい、出力電圧が上昇してしまう場合がある。
【００４４】
トランジスタＱ１がオフのとき、２次巻線Ｎ２に生じた逆極性の電圧によって発生した電流はダイオードＤ３を通ってコンデンサＣ６で平滑化されて出力される。このとき、ドライブ巻線Ｎ３には負極性の電圧が生じるが、出力電圧Ｖｏｕｔが上記のように高いと、２次巻線Ｎ２とドライブ巻線Ｎ３の巻き数比によって、ドライブ巻線Ｎ３に生じる負極性の電圧も大きくなる。すると、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３によってマイナス側に整流平滑された電圧（＝ツェナーダイオードＺ２のアノードに印加される負電圧）が大きくなる。すると、ツェナーダイオードＺ２がオンとなって降伏電流が流れ、トランジスタＱ３のベースから電流が引き抜かれて、トランジスタＱ３がオンとなる。なお、出力電圧Ｖｏｕｔが通常出力電圧よりも少しだけ高めの所定電圧まで上昇した場合にトランジスタＱ３がオンとなるように調整される。
【００４５】
ここで、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ４によってプラス側に整流平滑された電圧は、抵抗Ｒ４及びツェナーダイオードＺ３から成る定電圧回路に入力される。これによって、不図示のＡＣ電源の電圧変動により入力電圧Ｖｉｎが変動しても、定電圧回路の出力電圧は一定電圧に制御されるので、トランジスタＱ３のエミッタに印加される電圧を安定化して、トランジスタＱ３が安定してオンとなるようにしている。
【００４６】
トランジスタＱ３がオンになると、トランジスタＱ３のエミッタに印加される電圧、エミッタ−ベース間電圧、及びツェナーダイオードＺ２の電圧によって決まる所定の制限用電圧がツェナーダイオードＺ２のアノードに生じることになる。そして、この制限用電圧と、ドライブ巻線Ｎ３と２次巻線Ｎ２の巻き数比とに基づいて決まる電圧に出力電圧Ｖｏｕｔは制限されることとなる。
【００４７】
例えば、ツェナーダイオードＺ２の電圧は１４Ｖのものが選定されているとすれば、ツェナーダイオードＺ２のアノードに生じる制限用電圧は−１４Ｖ程度となり、ドライブ巻線Ｎ３と２次巻線Ｎ２の巻き数比が（６巻き／１３巻き）であるとすれば、出力電圧Ｖｏｕｔは３０Ｖ程度に抑えられる。
【００４８】
また、トランジスタＱ３がオンとなることで、トランジスタＱ３に流れる電流によってコンデンサＣ５が或る程度電荷が貯まり、次のトランジスタＱ１がオンになるときにおけるコンデンサＣ５の充電によるトランジスタＱ２のオン、つまりトランジスタＱ１のオフのタイミングが早くなる。即ち、トランジスタＱ１によるスイッチングへのフィードバックが働いて、出力電圧Ｖｏｕｔを抑制できる。
【００４９】
このようにリミッタ回路１０を設けることで、出力電圧Ｖｏｕｔが通常電圧よりも少しだけ高い電圧まで上昇したときに、これを１次側で検知し、１次側で発生させた制限用電圧によって出力電圧Ｖｏｕｔを制限することができる。従って、過電圧の抑制が可能となる。また、先述した従来のように過電圧保護を目的として２次側にツェナーダイオードを設ける方法よりもコストを低減できる効果もある。なお、リミッタ回路１０と２次側のツェナーダイオードの両方を設ける構成としても構わない。
【００５０】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を図２に示す。図２に示すスイッチング電源装置２は、ＲＣＣ方式であるが第１実施形態との相違点として、トランスＴｒ２の１次側に４次巻線Ｎ４（巻方向はドライブ巻線Ｎ３と逆方向）を設け、４次巻線Ｎ４にリミッタ回路２０を接続する構成としている。
【００５１】
リミッタ回路２０は、ダイオードＤ４、コンデンサＣ７、ツェナーダイオードＺ３及びＺ４、抵抗Ｒ４及びＲ１０、及び、トランジスタＱ４及びＱ５を備えている。４次巻線Ｎ４の一端は、ダイオードＤ４のアノードに接続される。ダイオードＤ４のカソードは、コンデンサＣ７の一端と共にツェナーダイオードＺ４のカソードに接続される。コンデンサＣ７の他端は接地される。ツェナーダイオードＺ４のアノードは、トランジスタＱ４のベースに接続される。トランジスタＱ４のエミッタは接地され、コレクタは抵抗Ｒ１０の一端に接続される。抵抗Ｒ１０の他端はトランジスタＱ５のベースに接続される。トランジスタＱ５のエミッタは、抵抗Ｒ４及びツェナーダイオードＺ３から成る定電圧回路の出力に接続される。トランジスタＱ５のコレクタは、フォトカプラＰ１のフォトトランジスタから抵抗Ｒ６までのラインの途中に接続される。
【００５２】
次に、リミッタ回路２０の動作について説明する。先述したように、トランジスタＱ１がオフのときにトランスＴｒ２の２次巻線Ｎ２からダイオードＤ３を通して電流が出力される。このとき出力電圧Ｖｏｕｔが通常出力電圧よりも少しだけ高い所定電圧まで上昇すると、２次巻線Ｎ２と４次巻線Ｎ４の巻き数比に基づき、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ７によってプラス側に整流平滑された電圧が正極性の高い電圧となる。即ち、ツェナーダイオードＺ４のカソードに高い正極性の電圧が印加されるので、ツェナーダイオードＺ４がオンとなって降伏電流が流れる。これにより、トランジスタＱ４のベースに電流が流れ込み、トランジスタＱ４がオンとなる。すると、トランジスタＱ４のコレクタからエミッタに電流が流れるので、トランジスタＱ５のベースから電流が引き抜かれ、トランジスタＱ５もオンとなる。
【００５３】
このとき、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧と、ツェナーダイオードＺ４の電圧によって決まる所定の制限用電圧がツェナーダイオードＺ４のカソードに発生する。よって、この制限用電圧と、４次巻線Ｎ４と２次巻線Ｎ２の巻き数比とに基づいて決まる電圧に出力電圧Ｖｏｕｔは制限されることとなる。
【００５４】
また、トランジスタＱ５がオンとなることで、トランジスタＱ５に流れる電流によってコンデンサＣ５が或る程度電荷が貯まり、次のトランジスタＱ１のオン状態おけるコンデンサＣ５の充電によるトランジスタＱ２のオン、つまりトランジスタＱ１のオフのタイミングが早くなる。即ち、トランジスタＱ１によるスイッチングへのフィードバックが働いて、出力電圧Ｖｏｕｔを抑制できる。
【００５５】
このような本実施形態によっても、出力電圧Ｖｏｕｔが通常電圧よりも少しだけ高い電圧まで上昇したときに、これを１次側で検知し、１次側で発生させた制限用電圧によって出力電圧Ｖｏｕｔを制限することができる。従って、過電圧の抑制が可能となる。
【００５６】
＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を図３に示す。図３に示すスイッチング電源装置３は、制御回路３０によってスイッチングを行う他励方式のスイッチング電源装置に第１実施形態と同様のリミッタ回路１０を適用したものである。
【００５７】
制御回路３０のフィードバック端子ＦＢには、フォトカプラＰ１のフォトトランジスタの一端が接続されると共に、リミッタ回路１０が備えるトランジスタＱ３のコレクタも接続される。
【００５８】
制御回路３０のスイッチング出力端子ＳＷからＰＷＭ信号がトランジスタＱ１のゲートに出力され、トランジスタＱ１がオンオフされる。トランジスタＱ１がオンのときにトランスＴｒには励磁エネルギーが蓄積されるが、２次巻線Ｎ２に発生する電圧の極性はダイオードＤ３の逆方向であるので、２次側で電流は流れない。そして、トランジスタＱ１がオフとなると、トランスＴｒに蓄積された励磁エネルギーが開放され、２次巻線Ｎ２からダイオードＤ３を通して電流が流れる。
【００５９】
また、出力電圧Ｖｏｕｔの大小に応じて、シャントレギュレータＳ１を流れる電流が変化し、フォトカプラＰ１のフォトトランジスタに流れる電流が変化する。従って、制御回路３０は、フィードバック端子ＦＢに流れ込む電流の変化に応じて、スイッチング出力ＳＷから出力するＰＷＭ信号のオンデューティを可変させる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化が図られている（スイッチングへのフィードバック機能）。
【００６０】
ここで、例えばフォトカプラＰ１の不具合によってフォトトランジスタに電流が流れなくなり、フィードバック機能が働かなくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する場合とする。出力電圧Ｖｏｕｔが通常出力電圧よりも少しだけ高い所定電圧まで上昇した場合、トランジスタＱ１がオフであれば、２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３の巻き数比に基づき、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３によってマイナス側に整流平滑された電圧が負極性の高い電圧となる。従って、第１実施形態と同様に、トランジスタＱ３がオンとなり、ツェナーダイオードＺ２のアノードに所定の制限用電圧が生じる。これにより、３次巻線Ｎ３と２次巻線Ｎ２の巻き数比に基づき決まる電圧にて出力電圧Ｖｏｕｔは制限される。
【００６１】
更に、トランジスタＱ３がオンとなることで制御回路３０のフィードバック端子ＦＢに電流が流れ込むので、制御回路３０は電流値に応じてＰＷＭ信号のオンデューティを小さくする。従って、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇を抑制することができる。
【００６２】
このように本実施形態によれば、他励方式のスイッチング電源装置において、通常のフォトカプラＰ１によるフィードバック機能に不具合が生じた場合でも、過電圧を抑制することが可能となる。
【００６３】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々の変形が可能である。
【符号の説明】
【００６４】
１、２、３  スイッチング電源装置
Ｑ１  電界効果トランジスタ
Ｔｒ、Ｔｒ２  トランス
Ｎ１  １次巻線
Ｎ２  ２次巻線
Ｎ３  ドライブ巻線（３次巻線）
Ｎ４  ４次巻線
１０、２０  リミッタ回路
Ｄ１、Ｄ４  ダイオード
Ｃ３、Ｃ７  コンデンサ
Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４  ツェナーダイオード
Ｑ２〜Ｑ５  バイポーラトランジスタ
Ｒ４、Ｒ１０  抵抗
Ｐ１  フォトカプラ
Ｓ１  シャントレギュレータ
３０  制御回路
ＦＢ  フィードバック端子
ＳＷ  スイッチング出力端子
【図１】
2015226455.tif 000003
【図２】
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【図３】
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