(57)【要約】【課題】簡易な回路構成で出力電圧の安定化を図る。【解決手段】電源装置は、電源部と制御部を有する。電源部は、電源出力をスイッチングする第１のスイッチと、第１のスイッチに流れる電流を共振させるＬＣ回路を形成するインダクタおよびキャパシタと、キャパシタの容量を可変させる第２のスイッチとを備える。制御部は、第１のスイッチのスイッチングパルスの時比率と、個々の時比率のスイッチングパルスのエッジに同期する共振周波数と、の対応関係をあらかじめ求めておき、運用時の時比率に対応する共振周波数でＬＣ回路を共振させるように、第２のスイッチのスイッチング制御を行う。【選択図】図１
2015061497.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源出力をスイッチングする第１のスイッチと、前記第１のスイッチに流れる電流を共振させるＬＣ回路を形成するインダクタおよびキャパシタと、前記キャパシタの容量を可変させる第２のスイッチと、を備える電源部と、
前記第１のスイッチのスイッチングパルスの時比率と、個々の時比率のスイッチングパルスのエッジに同期する共振周波数と、の対応関係をあらかじめ求めておき、運用時の時比率に対応する共振周波数で前記ＬＣ回路を共振させるように、前記第２のスイッチのスイッチング制御を行う制御部と、
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記第２のスイッチをスイッチングして共振周波数を可変して調整するトレーニングモードを有し、トレーニングモードでは、
現在の共振周波数で、前記第１のスイッチのスイッチングパルスの立ち下がりエッジがある時間帯に前記第１のスイッチに流れる電流をモニタし、
モニタ値が基準値以内であれば、該共振周波数で零電流スイッチングが達成されているとして、該共振周波数に関する情報を保持し、
モニタ値が基準値を超える場合は、該共振周波数で零電流スイッチングが達成されていないとして、前記第２のスイッチのスイッチングパルスの立ち下がりエッジを所定幅シフトさせるスイッチングを行って共振周波数を可変する、
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、スイッチングパルスの時比率に関する情報として前記第１のスイッチの駆動波形の時比率と、共振周波数に関する情報として前記第２のスイッチの駆動波形の時比率と、をテーブル化してメモリに保持することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】
前記ＬＣ回路は、第１のキャパシタと第２のキャパシタとを備え、前記第２のキャパシタの容量は固定であり、前記第１のキャパシタの容量は前記第２のスイッチにより増減され、前記第１のキャパシタの容量は、前記第２のキャパシタの容量よりも小さいことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記第１のスイッチがオフからオンになるときは、前記第２のスイッチをオンにして、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとの合成容量を前記ＬＣ回路の共振用キャパシタの容量値とし、前記第１のスイッチがオンになっている期間では、前記第２のスイッチをオフにして、前記第１のキャパシタの容量を前記共振用キャパシタの容量値となるようにして、前記共振用キャパシタの容量を時分割でスイッチングすることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本技術は、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、半導体プロセスの微細化進展に伴い、電源電圧の絶対値が小さくなり、電圧設定精度の要求が厳しくなってきている。また、集積度が上がることにより、電源電流も数１０Ａオーダの増加傾向にある。
【０００３】
このような用途のシステムに対しては、電源負荷となるデバイスの近傍に、例えば、非絶縁型の降圧型ＤＣ（Direct Current）−ＤＣコンバータなどの電源回路を配置するＰＯＬ（Point Of Load）が有効である。ＰＯＬの電源アーキテクチャとすることにより、電圧降下による損失抑制や応答性を高めることができる。
【０００４】
ＰＯＬでは、ＬＳＩ（Large Scale Integration）の消費電流の変動に対応するため、スイッチング電源のスイッチング周波数はできるだけ高いことが望ましい。ただし、スイッチング周波数を高くしすぎると、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）などのスイッチング素子で発生する損失が大きくなる。
【０００５】
このようなスイッチング時の損失を抑制して、出力電圧の安定化を図るための技術として、ソフトスイッチングと呼ばれる手法がある。ソフトスイッチングの代表的なものとして、共振型コンバータが広く知られている。
【０００６】
共振型コンバータの従来技術としては、例えば、共振用コンデンサがスイッチング周波数に対応して複数値をとるように、共振用コンデンサの分割切替を行って共振周波数を変化させる技術が提案されている。また、インダクタンス値を変化させて共振周波数を変化させる技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平１−２４８９５７号公報
【特許文献２】特開平９−２０１０４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
負荷変動などの外乱に対して、出力電圧の安定化制御を行うために、共振周波数を可変設定する場合、上記のような、従来の共振型コンバータの構成では、回路構成が複雑になるという問題がある。
【０００９】
例えば、従来技術（特開平１−２４８９５７号公報）の共振型コンバータでは、出力電圧の安定化を図るために、スイッチング周波数の値がある限界値以下になる出力条件または入力条件のときに、共振用コンデンサの切替制御を行うとしている。
【００１０】
しかし、スイッチング電源のスイッチング周波数（スイッチングタイミング）と、共振用コンデンサの切替タイミングとの逐次同期を、運用中に適応的に実施することになるので、制御系での回路構成が複雑になる。
【００１１】
また、従来技術（特開平９−２０１０４４号公報）ではインダクタをトランス型にして、トランスの二次側をスイッチングするので、二次側での損失が大きくなり、該損失を抑制するための制御回路をあらためて設けることになる。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
発明の一観点によれば、電源出力をスイッチングする第１のスイッチと、前記第１のスイッチに流れる電流を共振させるＬＣ回路を形成するインダクタおよびキャパシタと、前記キャパシタの容量を可変させる第２のスイッチと、を備える電源部と、前記第１のスイッチのスイッチングパルスの時比率と、個々の時比率のスイッチングパルスのエッジに同期する共振周波数と、の対応関係をあらかじめ求めておき、運用時の時比率に対応する共振周波数で前記ＬＣ回路を共振させるように、前記第２のスイッチのスイッチング制御を行う制御部とを有する電源装置が提供される。
【発明の効果】
【００１３】
開示の電源装置によれば、簡易な回路構成で出力電圧の安定化を図ることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】電源装置の構成例を示す図である。
【図２】電流共振型コンバータの構成例を示す図である。
【図３】動作波形を示す図である。
【図４】動作波形を示す図である。
【図５】電源部の構成例を示す図である。
【図６】制御部の構成例を示す図である。
【図７】のこぎり波発生器の出力波形を示す図である。
【図８】ＰＷＭ信号の生成動作を説明するための図である。
【図９】メモリに格納されるテーブルの構成例を示す図である。
【図１０】出力電圧波形を示す図である。
【図１１】トレーニングモード時の制御部の動作を示すフローチャートである。
【図１２】トレーニングモード時の制御部の動作を説明するための図である。
【図１３】スイッチ切替時の波形シフトを示す図である。
【図１４】スイッチ切替時の波形シフトを示す図である。
【図１５】スイッチ切替時の波形シフトを示す図である。
【図１６】スイッチ切替時の波形シフトを示す図である。
【図１７】スイッチ切替時の波形シフトを示す図である。
【図１８】制御部の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は電源装置の構成例を示す図である。電源装置１は、電源部１０と、制御部２０とを備えるスイッチング電源装置である。
【００１６】
電源部１０は、直流電源Ｖｉ、スイッチＳＷ１（第１のスイッチ）、スイッチＳＷｒ（第２のスイッチ）、スイッチＳＷ２、インダクタＬｒ、Ｌ１、キャパシタＣｒ、Ｃ１を含む。スイッチＳＷ１は、スイッチ制御信号ｐ１にもとづいて、直流電源Ｖｉの出力をスイッチングする。
【００１７】
インダクタＬｒとキャパシタＣｒは、スイッチＳＷ１に流れる電流を共振させるＬＣ回路を構成する。スイッチＳＷｒは、スイッチ制御信号ｐｒにもとづいて、キャパシタＣｒの容量を可変させる。
【００１８】
なお、インダクタＬ１とキャパシタＣ１は、直流信号の出力平滑用のフィルタを形成するインダクタとキャパシタである。また、スイッチＳＷ２は、スイッチ制御信号ｐ２にもとづき、インダクタＬ１に電流を供給するためのスイッチである。
【００１９】
制御部２０は、スイッチ制御信号ｐ１、ｐｒを出力して、スイッチＳＷ１、ＳＷｒのスイッチングを制御する。また、制御部２０は、スイッチＳＷ１のスイッチングパルスの時比率（スイッチオン・オフのデューティ（Duty））と、個々の時比率のスイッチングパルスのエッジに同期する共振周波数と、の対応関係をあらかじめ求めておく。
【００２０】
そして、制御部２０は、運用時の時比率に対応する、すでに求めてある共振周波数でＬＣ回路を共振させるように、スイッチ制御信号ｐｒにより、スイッチＳＷｒのスイッチング制御を行う。
【００２１】
このように、電源装置１では、スイッチングパルスの時比率と、各時比率のスイッチングパルスのエッジに同期する共振周波数との対応関係をあらかじめ求めておく。また、運用時には、あらかじめ求めてある共振周波数の中から、運用中のスイッチパルスの時比率に対応する共振周波数を認識し、認識した共振周波数で電源部１０を制御する。
【００２２】
これにより、既に求めてある共振周波数を用いて、ＬＣ回路が共振するようにスイッチング制御を行えばよいので、簡易な回路構成で出力電圧の安定化を図ることが可能になる。
【００２３】
次に本技術の電源装置１の詳細を説明する前に、一般的な電流共振型コンバータの回路構成と動作およびその課題について説明する。
共振型コンバータの１つの方式に、インダクタ（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）とのＬＣ回路により、電流波形を共振させて正弦波状にする電流共振型コンバータがある。電流共振型コンバータは、スイッチング周波数と共振周波数とを一致させて、スイッチ素子を流れる電流を共振波形とし、この正弦波の電流が零のときにスイッチをＯＮ（ターンオン）・ＯＦＦ（ターンオフ）して、スイッチング損失の抑制を図るものである。
【００２４】
図２は電流共振型コンバータの構成例を示す図である。降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合の回路構成を示している（簡略化した構成を示している）。電流共振型コンバータ３は、直流電源Ｖｉ、スイッチＳＷａ、インダクタＬｒ１、Ｌ１、キャパシタＣｒ１、Ｃ１、ダイオードＤ０および負荷抵抗Ｒ０を備える。
【００２５】
電流共振型コンバータ３は、スイッチング電源（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンバータに相当）に対して、インダクタとキャパシタとを接続した構成になっている。すなわち、スイッチング電源を構成するスイッチＳＷａに対して、共振用のインダクタＬｒ１が直列に接続されている。
【００２６】
また、スイッチング電源を構成するダイオードＤ０に対して、共振用のキャパシタＣｒ１が並列に接続されている。なお、インダクタＬ１とキャパシタＣ１は、直流信号の出力平滑用のフィルタを形成する。
【００２７】
各構成素子の接続関係を記すと、直流電源Ｖｉの（＋）端子は、スイッチＳＷａの一端と接続する。スイッチＳＷａの他端は、インダクタＬｒ１の一端と接続する。インダクタＬｒ１の他端は、インダクタＬ１の一端と、キャパシタＣｒ１の一端と、ダイオードＤ０のカソードと接続する。
【００２８】
インダクタＬ１の他端は、キャパシタＣ１の一端と、負荷抵抗Ｒ０の一端と接続する。直流電源Ｖｉの（−）端子は、キャパシタＣｒ１の他端と、ダイオードＤ０のアノードと、キャパシタＣ１の他端と、負荷抵抗Ｒ０の他端と接続する。
【００２９】
図３、図４は動作波形を示す図である。図３は、方形波で動作するＰＷＭコンバータの波形であり、図４は、正弦波で動作する図２の電流共振型コンバータ３の波形である。
図３は、ＰＷＭコンバータにおける、スイッチＳＷａのスイッチング周波数Ｓと、スイッチＳＷａをＯＮ・ＯＦＦしたときのスイッチＳＷａを流れる電流Ｉｓ１と、スイッチＳＷａにかかる電圧Ｖｓ１との波形を示している。
【００３０】
図４は、電流共振型コンバータ３における、スイッチＳＷａのスイッチング周波数Ｓと、スイッチＳＷａをＯＮ・ＯＦＦしたときのスイッチＳＷａを流れる電流Ｉｓ２と、スイッチＳＷａにかかる電圧Ｖｓ２との波形を示している。なお、図３、図４共に、縦軸は電圧または電流であり、横軸は時間である。
【００３１】
図３において、スイッチＳＷａのＯＮ時には、スイッチＳＷａに電流Ｉｓ１が流れて、スイッチＳＷａには電圧は印加されない。また、スイッチＳＷａのＯＦＦ時には、スイッチＳＷａには電流が流れず、スイッチＳＷａに電圧Ｖｓ１が印加されている。
【００３２】
図４においては、スイッチＳＷａがＯＮすると、共振用インダクタＬｒ１が直流電源Ｖｉからの入力電圧で励磁され、共振用インダクタＬｒ１を流れる共振電流、すなわち、スイッチＳＷａを流れる電流Ｉｓ２が零から正弦波状に上昇する。
【００３３】
電流Ｉｓ２がピークに達すると、その後は正弦波状が零に減少する。また、スイッチＳＷａを流れる電流Ｉｓ２が零になったときにスイッチＳＷａをＯＦＦにしている。このようなスイッチング動作は零電流スイッチングと呼ばれる。
【００３４】
ここで、図３に示したようなハードスイッチング方式のＰＷＭコンバータでは、スイッチを流れる電流とスイッチにかかる電圧との波形が方形波である。このため、スイッチング時の立ち上がりまたは立ち下がりの時間帯に、スイッチ素子に加わる電流と電圧とに重なりが生じるおそれがあり、このような現象が生じるとスイッチング損失が発生してしまう。
【００３５】
これに対し、図４に示したようなソフトスイッチング方式の電流共振型コンバータでは、スイッチ周辺に共振用のインダクタやキャパシタンスを挿入し、共振現象を利用して、スイッチを流れる電流を正弦波にして、零電流スイッチングを行う。
【００３６】
これにより、スイッチング時の電圧と電流との重なりを低減することができ、スイッチング損失の抑制を図っている。また、ソフトスイッチングでは、回路内の寄生要素（寄生容量や寄生インダクタンス）が共振回路内に取り込まれるため、これら寄生要素によるスイッチングサージ（スイッチング時に発生する電圧、電流の高周波振動）も低減できるという利点を有している。
【００３７】
ここで、電流共振型コンバータなどのスイッチング電源では、入力電圧の変動や負荷変動などの外乱に対しては、スイッチングの時比率の増減制御を行って、出力電圧の安定化を図る。
【００３８】
しかし、従来の電流共振型コンバータ３では、共振用インダクタＬｒ１のインダクタンス値と、共振用キャパシタＣｒ１のキャパシタンス値とが固定であるため、共振周波数は一定となる。
【００３９】
このため、外乱が生じた場合、出力電圧の安定化を図るために、スイッチングの時比率の増減を変化させると、共振周波数のデューティと異なってしまい、スイッチング損失が発生して、ソフトスイッチングが実現できなくなるという問題がある。
【００４０】
また、このような場合、スイッチング周波数と共振周波数とを一致させるために、スイッチング周波数を変動させて時比率を増減することで、出力電圧を安定化する制御を行うことが考えられる。
【００４１】
しかし、そのような制御では、外乱に応じてスイッチング周波数が変化するので、ループ制御の帯域が制限されてしまう（ループ帯域は、スイッチング周波数による制御系への影響を避けるために、スイッチング周波数の１／１０程度以下にしなければならない）。
【００４２】
さらに、スイッチングによって発生するノイズの周波数スペクトラムも外乱に応じて変化してしまうので、ノイズ対策が困難となる。
一方で、スイッチング周波数によるリップルの影響を少なくしたり、外乱に対する応答を速くしたりするためには、複数の電源回路を並列に配置して、スイッチング周波数を同期させたマルチフェーズ構成にすることが効果的である。
【００４３】
しかし、上記のようなスイッチング周波数を変える制御では、個々の電源装置のスイッチング周波数が不定となってしまうので、複数の電源回路の並列運転が困難となるという問題も発生する（マルチフェーズ構成が実現できない）。
【００４４】
一方、スイッチング周波数を変えずに、共振回路の共振周波数を可変設定する制御を行って、スイッチング損失を抑制する技術が提案されている。しかし、上述したように、共振周波数を可変設定する従来の共振型コンバータの構成では、回路規模が増大し、回路構成が複雑になるという問題がある。
【００４５】
本技術はこのような点に鑑みてなされたものであり、簡易な回路構成で、スイッチング損失を抑制して、出力電圧の安定化を図る電源装置を提供するものである。
次に本技術の電源装置１について以降詳しく説明する。最初に図１に示した電源部１０の回路構成例について説明する。図５は電源部の構成例を示す図である。電源部１０として、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを例とした構成を示す。
【００４６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ａは、直流電源Ｖｉ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷｒ、インダクタＬｒ、Ｌ１、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃ１および負荷抵抗Ｒ０を備える。
各構成素子の接続関係を記すと、直流電源Ｖｉの（＋）端子は、スイッチＳＷ１の一端と接続する。スイッチＳＷ１の他端は、インダクタＬｒの一端と接続する。インダクタＬｒの他端は、スイッチＳＷｒの一端と、キャパシタＣｒ２の一端と、スイッチＳＷ２の一端と、インダクタＬ１の一端と接続する。スイッチＳＷｒの他端は、キャパシタＣｒ１の一端と接続する。
【００４７】
インダクタＬ１の他端は、キャパシタＣ１の一端と、負荷抵抗Ｒ０の一端と接続する。直流電源Ｖｉの（−）端子は、キャパシタＣｒ１の他端と、キャパシタＣｒ２の他端と、スイッチＳＷｒの他端と、キャパシタＣ１の他端と、負荷抵抗Ｒ０の他端と接続する。
【００４８】
なお、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷｒに対しては、制御部２０からスイッチ制御信号ｐ１、ｐ２、ｐｒがそれぞれ与えられ、印加されるスイッチ制御信号ｐ１、ｐ２、ｐｒにもとづいてスイッチングが行われる。スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷｒのスイッチ素子は、例えば、ＦＥＴで構成される。
【００４９】
ここで、インダクタＬｒは、共振用インダクタであり、２つのキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２は、共振用キャパシタである。また、インダクタＬ１とキャパシタＣ１は、直流信号の出力平滑用のフィルタを形成するインダクタとキャパシタである。
【００５０】
スイッチＳＷ１は、スイッチング電源としてのメインスイッチとなる。スイッチＳＷ２は、スイッチＳＷ１がＯＦＦの場合にはＯＮとなって、インダクタＬ１に電流を供給するためのスイッチである（スイッチＳＷ１がＯＮの場合にはＯＦＦとなる）。
【００５１】
なお、スイッチＳＷ２には、ダイオードを使用することもできるが、ダイオードの場合は、損失の発生率が高いので、ＦＥＴのようなトランジスタスイッチで構成することが好ましい。
【００５２】
スイッチＳＷｒは、共振用キャパシタＣｒ１の容量値を増減して、共振周波数を可変するためのスイッチである。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ａ内のＬＣ共振による共振周波数は、共振用インダクタＬｒのインダクタンス値と、共振用キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の合成容量値とにもとづいて決定される。
【００５３】
本構成では、スイッチＳＷｒのＯＮ・ＯＦＦの時分割スイッチングを行うことで、共振用キャパシタＣｒ１に対する容量値を等価的に増減して、共振用キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の合成容量値を可変する。
【００５４】
スイッチＳＷｒのスイッチ切替タイミングを制御することにより、共振周波数を決めるパラメータの１つである容量値を可変設定することができるので、スイッチＳＷ１に流れる電流の共振周波数（共振周期）を所望の値に設定することができる。
【００５５】
なお、並列接続されるキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の一方のキャパシタＣｒ１に対して、スイッチＳＷｒによるスイッチングを行って、キャパシタＣｒ１側の容量値を増減する構成としている。
【００５６】
これにより、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の合成容量を連続的に可変させることができ、スイッチング周波数の時比率に対して、連続的に追従させることが可能になる（スイッチング周波数のデューティ変化に共振周波数のデューティを連続的に一致させることができる）。
【００５７】
また、共振用キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の並列構成では、共振用キャパシタＣｒ２の容量よりも、共振用キャパシタＣｒ１の容量の方が小さくなるように構成する。容量の大きなキャパシタに対する入力スイッチングは、ノイズ発生等の要因になるからであり、本構成のようなキャパシタの並列接続とすることにより、スイッチング時のノイズ発生要因も削減することができる。
【００５８】
次に図１に示した制御部２０の構成例について説明する。図６は制御部の構成例を示す図である。制御部２０−１は、電源装置１の全体制御を行う構成ブロックであり、１つの機能として、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷｒそれぞれに対するスイッチ切替制御を行う。
【００５９】
制御部２０−１は、アンプ２１、基準電圧発生器２２、ループ補償回路２３、のこぎり波発生器２４、Ａ／Ｄ部２５ａ、２５ｂ、メモリ２６、演算処理部２７、Ｄ／Ａ部２８、コンパレータ２９ａ、２９ｂおよびドライバＤｒ１〜Ｄｒ３を備える。
【００６０】
アンプ２１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ａからの出力電圧Ｖｏｕｔと、基準電圧発生器２２から出力される基準電圧Ｒｅｆとの差分である誤差信号を検出し、誤差信号を増幅して出力する。
【００６１】
ループ補償回路２３は、アンプ２１から出力された誤差信号にもとづいて、電源装置１内のループ補償制御を行う。ここで、電源装置１内の制御系ループとしては大まかに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ａの出力、アンプ２１での誤差検出、ループ補償回路２３のループ補償、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ａに対するスイッチ制御、そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ａの出力というような流れになっており、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つための負帰還ループが施されている。
【００６２】
この場合、信号がループを一巡して、信号の位相が反転することで負帰還となるが、例えば、一巡した信号の位相が元の信号の位相と同じ（同相）で利得が１（０ｄＢ）のような場合には、発振条件が揃って発振してしまうことになる。
【００６３】
したがって、ループ補償回路２３では、入力する誤差信号にもとづいて、電源装置１が発振条件からできるだけ離れるようにスイッチＳＷ１、ＳＷ２を制御するためのループ補償信号（電圧信号）を生成する。
【００６４】
のこぎり波発生器２４は、所定幅ののこぎり波を所定周期で発生する。コンパレータ２９ａは、ループ補償信号と、のこぎり波とを比較して、所定のパルス幅を持つＰＷＭ信号を生成する。
【００６５】
ドライバＤｒ１は、ＰＷＭ信号にもとづき、スイッチＳＷ１のスイッチ制御を行うためのスイッチ制御信号ｐ１を出力する。また、ドライバＤｒ２は、ＰＷＭ信号にもとづき、スイッチＳＷ２のスイッチ制御を行うためのスイッチ制御信号ｐ２を出力する。
【００６６】
なお、ドライバＤｒ２は、スイッチＳＷ２のＯＮ・ＯＦＦが、スイッチＳＷ１のＯＦＦ・ＯＮに対応するような反転した位相のスイッチ制御信号ｐ２を出力する。
一方、Ａ／Ｄ部２５ａは、アナログのループ補償信号をディジタル信号に変換する。メモリ２６は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２のスイッチングパルスのデューティと、個々のデューティのスイッチングパルスのエッジに同期する共振周波数との対応関係を記憶する。
【００６７】
演算処理部２７は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）またはディジタル演算回路などで構成され、ループ補償信号のディジタル値を受信すると、メモリ２６の登録内容にもとづいて、ドライバＤｒ３の出力電圧値を認識して、駆動信号を生成する。
【００６８】
Ｄ／Ａ部２８は、ディジタルの駆動信号をアナログ信号に変換する。コンパレータ２９ｂは、アナログ駆動信号と、のこぎり波とを比較して、所定のパルス幅を持つＰＷＭ信号を生成する。ドライバＤｒ３は、ＰＷＭ信号にもとづき、スイッチＳＷ３のスイッチ制御を行うためのスイッチ制御信号ｐｒを出力する。
【００６９】
一方、Ａ／Ｄ部２５ｂは、スイッチＳＷ１を流れる電流Ｉｓｗ（スイッチＳＷ１のスイッチングパルスが立ち下がりエッジのときに流れる電流）をディジタル信号に変換する。演算処理部２７は、後述のトレーニングモードにおいて、スイッチＳＷ１を流れる電流Ｉｓｗのディジタル値にもとづき、メモリ２６に登録すべきデータを生成する。
【００７０】
次にＰＷＭ信号の生成動作について説明する。図７はのこぎり波発生器の出力波形を示す図である。縦軸は電圧、横軸は時間である。のこぎり波発生器２４からは、図７に示すような形状ののこぎり波ｄ２が出力される。なお、単純化のために、のこぎり波ｄ２の最小電圧を０Ｖ、最大電圧を１Ｖとしている。
【００７１】
図８はＰＷＭ信号の生成動作を説明するための図である。図中のグラフの縦軸は電圧、横軸は時間である。ＰＷＭ（パルス幅変調）は、信号波の大きさをパルス幅の大きさに変換する処理であり、例えば、図８に示すような回路構成で実現される。
【００７２】
コンパレータ２９の（＋）端子に対して、電圧信号ｄ１（例えば、ループ補償回路２３から出力されるループ補償信号）が入力し、（−）端子に対して、のこぎり波ｄ２（のこぎり波発生器２４から発生される信号）が入力する。
【００７３】
コンパレータ２９は、（−）端子の入力電圧よりも（＋）端子の入力電圧が高い場合にＨレベルを出力する。したがって、この場合、のこぎり波ｄ２のレベルよりも電圧信号ｄ１のレベルが高い場合に、コンパレータ２９の出力がＨレベルとなり、コンパレータ２９からパルス信号ｄ３（ＰＷＭ信号）が出力されることになる。
【００７４】
パルス信号ｄ３は、電圧信号ｄ１のレベルが低いときはパルス幅が小さくなり、電圧信号ｄ１のレベルが高いときはパルス幅が大きくなっており、パルス幅変調されていることがわかる。
【００７５】
次にメモリ２６が格納するテーブルについて説明する。図９はメモリに格納されるテーブルの構成例を示す図である。テーブルＴ１は、ループ補償信号値とドライバ出力値の項目を有する。
【００７６】
ループ補償信号値は、ループ補償回路２３の出力をディジタル化した値であり、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の駆動波形のデューティに対応している値である。また、ドライバ出力値は、ドライバＤｒ３の出力電圧値に対応するディジタル値であり、共振用スイッチＳＷｒの駆動波形のデューティに対応している値である（なお、図中の値は、一例であって動作検証されたものではない）。
【００７７】
演算処理部２７では、受信したループ補償信号のディジタル電圧値を受信すると、メモリ２６に保持されているテーブルＴ１の登録値を参照して、ドライバＤｒ３の出力電圧値を得る。すなわち、これは、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の駆動波形のデューティに対応した、共振スイッチ用ＳＷｒの駆動波形のデューティを得ることと等価である。
【００７８】
なお、図１０にテーブルＴ１にもとづく出力電圧波形を示す。スイッチＳＷｒのドライバＤｒ３の出力電圧波形を示しており、縦軸はドライバＤｒ３の出力電圧、横軸はループ補償信号の電圧値である。
【００７９】
このように、制御部２０では、スイッチングパルスの時比率に関する情報としてスイッチＳＷ１（およびスイッチＳＷ２）の駆動波形のデューティと、共振周波数に関する情報として共振用スイッチＳＷｒの駆動波形のデューティと、対応関係をテーブル化してメモリ２６に保持する。
【００８０】
これにより、システム運用中において、スイッチＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング周波数に対応する共振周波数（スイッチＳＷｒの駆動波形のデューティ）を、メモリ２６から即時にかつ容易に取得することができ、複雑な回路を要さずに、スイッチング電源制御を行うことが可能になる。
【００８１】
次にスイッチ電源のスイッチタイミングと共振周波数との関係を、トレーニングモードで測定する動作について説明する。制御部２０は、共振用スイッチＳＷｒをスイッチングして共振周波数を可変調整してデータを取得しておくトレーニングモードを有している。
【００８２】
図１１はトレーニングモード時の制御部の動作を示すフローチャートである。また、図１２はトレーニングモード時の制御部の動作を説明するための図であり、図１１のフローがわかりやすいように波形で説明したものである。
【００８３】
〔ステップＳ０〕制御部２０は、スイッチＳＷ１に対して、スイッチ制御信号ｐ１を出力し、スイッチＳＷ２に対して、スイッチ制御信号ｐ２を出力する。なお、スイッチ制御信号ｐ１（または、スイッチ制御信号ｐ２）のパルス幅は、使用範囲の中で最も狭い幅を設定する。
【００８４】
〔ステップＳ１、状態ａ〕制御部２０は、スイッチＳＷｒに対して、スイッチ制御信号ｐｒを出力する。なお、この場合（トレーニング開始時）、制御部２０は、スイッチＳＷｒのパルス立ち下がりエッジ（ＯＮ→ＯＦＦエッジ）と、スイッチＳＷ１のパルス立ち上がりエッジ（ＯＦＦ→ＯＮエッジ）とは一致するように、スイッチＳＷｒを制御する。
【００８５】
〔ステップＳ２、状態ｂ〕制御部２０は、スイッチＳＷ１のパルス立ち下がりエッジ（ＯＮ→ＯＦＦのエッジ）で、スイッチＳＷ１に流れる電流値をモニタし、該電流値をサンプルホールドする。
【００８６】
〔ステップＳ３〕制御部２０は、サンプルホールドした電流の絶対値が、あらかじめ設定した基準値よりも小さいか否かを判断する。電流の絶対値が基準値よりも小さい場合はステップＳ５へ行き、電流の絶対値が基準値よりも大きい場合はステップＳ４へ行く。
【００８７】
〔ステップＳ４、状態ｃ〕制御部２０は、スイッチＳＷｒのパルス立ち下がりエッジ（ＯＮ→ＯＦＦのエッジ）を時間Δｔシフトする。そして、ステップＳ２へ戻る。
〔ステップＳ５、状態ｄ〕制御部２０は、スイッチＳＷ１のパルス幅と、スイッチＳＷｒのパルス立ち下がりエッジ（ＯＮ→ＯＦＦのエッジ）の位置から求まるスイッチＳＷｒのパルス幅とをメモリ２６に登録する。
【００８８】
スイッチＳＷ１のパルス幅とは、スイッチＳＷ１のスイッチングパルスのデューティであり、スイッチＳＷｒのパルス幅とは、スイッチＳＷｒのスイッチングパルスのデューティである。
【００８９】
〔ステップＳ６〕制御部２０は、スイッチＳＷ１のパルス幅が設定最大値を超えるか否かを判断する。設定最大値を超える場合は終了し、超えない場合はステップＳ７へ行く。
〔ステップＳ７〕制御部２０は、スイッチＳＷ１のパルス幅を時間Δｋ増加させる。そして、ステップＳ１へ戻る。
【００９０】
なお、ステップＳ６、Ｓ７の処理は、スイッチＳＷ１のスイッチングパルスを設定最大値まで微小増加させて、増加させたスイッチパルスのデューティに対応する共振周波数となるスイッチＳＷｒのデューティを求めているものである。このようにして負荷変動等の外乱に対応した複数のデータ値を測定して取得しておく。
【００９１】
上記のようなトレーニングシーケンスにおいて、制御部２０は、現在の共振周波数で、スイッチＳＷ１のスイッチングパルスの立ち下がりエッジがある時間帯に、スイッチＳＷ１に流れる電流をモニタする。
【００９２】
そして、制御部２０は、モニタ値が基準値以内であれば、該共振周波数で零電流スイッチングが達成されているとして、該共振周波数に関する情報を保持する。また、モニタ値が基準値を超える場合は、該共振周波数で零電流スイッチングが達成されていないとして、スイッチＳＷｒのスイッチングパルスの立ち下がりエッジを所定幅シフトさせるスイッチングを行って共振周波数を可変する。
【００９３】
このようなトレーニングシーケンスを行うことにより、スイッチＳＷ１の電流波形の共振周期を連続的に可変して、負荷変動等の多様な外乱に対応した、ゼロスイッチングポイントに正確に設定できるデータ（スイッチＳＷｒの駆動デューティ）を取得することができる。
【００９４】
なお、定常運転モードに移行後は、制御部２０は、スイッチＳＷ１のスイッチングの時比率を、従来の電源と同様に、出力電圧と基準電圧の差や内部状態などを観測して、演算やアナログフィルタによって求める。
【００９５】
そして、時比率が決定したら、それに対応する共振周波数を実現できるスイッチＳＷｒのデューティ（スイッチＯＮ時間）をメモリ２６から読み出してスイッチＳＷｒを制御することになる。
【００９６】
この場合、共振用キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の容量値をそれぞれＣａ、Ｃｂとすれば、制御部２０は、スイッチＳＷ１がＯＦＦからＯＮになる時点では、スイッチＳＷｒをＯＮにして、共振用キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の容量値を（Ｃａ＋Ｃｂ）とする。
【００９７】
そして、制御部２０は、スイッチＳＷ１がＯＮになっている期間の途中で、スイッチＳＷｒをＯＦＦにすると、これ以降の共振用キャパシタの容量は、キャパシタＣｒ２の容量Ｃｂのみとなる。
【００９８】
このように、共振用キャパシタの容量を時分割でＯＮ、ＯＦＦすることにより、共振周波数を連続的に可変することができ、また、ソフトスイッチングのスイッチング信号と共振電流とのエッジずれを効率よく抑制することが可能になる。
【００９９】
次にスイッチ制御の波形シフトのシミュレーション結果について説明する。図１３〜図１７はスイッチ切替時の波形シフトを示す図である。グラフｇ１、ｇ３の縦軸は電圧、グラフｇ２の縦軸は電流、グラフｇ４の縦軸は電力密度、グラフｇ１〜ｇ４の横軸は時間である。
【０１００】
なお、図１３のスイッチＳＷｒの切替タイミングをスタートとすると、図１４は、図１３の切替タイミングから２０ｎｓ遅れの状態を示している。図１５は、図１３の切替タイミングから４０ｎｓ遅れの状態を示している。図１６は、図１３の切替タイミングから８０ｎｓ遅れの状態を示している。図１７は、図１３の切替タイミングから１００ｎｓ遅れの状態を示している。
【０１０１】
また、グラフｇ１の信号ａ１は、スイッチＳＷ１のスイッチング制御を行うスイッチ制御信号ｐ１に該当し、グラフｇ１の信号ａ２は、スイッチＳＷｒのスイッチング制御を行うスイッチ制御信号ｐｒに該当する（ＨレベルでスイッチＯＮである）。
【０１０２】
グラフｇ２は、スイッチＳＷ１に流れる電流を示している。グラフｇ３は、スイッチＳＷ１の両端にかかる電圧を示している。グラフｇ４は、スイッチＳＷ１で発生するスイッチング損失を示している。
【０１０３】
図１３〜図１７の中で、図１５のスイッチ切替タイミングにおいては、共振周期とスイッチＳＷ１がＯＮとなる時間が一致しているため、スイッチＳＷ１でのスイッチング損失の発生量が最小（ほぼ零）となっている。
【０１０４】
このように、スイッチＳＷｒの切替タイミングがシフトするにつれて、電流共振の周期を可変できている。また、電流共振の周期が、スイッチＳＷ１がＯＮになる時間と一致した場合に（図１５）、スイッチＳＷ１のスイッチング時における損失が最も少なくなっている。
【０１０５】
なお、図に示した波形は、回路動作がわかりやすいように理想的な素子モデルを使用したが、実際の回路では、スイッチ素子や基板に存在する寄生インダクタンスや寄生容量により、波形にオーバーシュートやリンギングなどが生じる。
【０１０６】
次に制御部２０の変形例について説明する。図１８は制御部の構成例を示す図である。制御部２０−２は、Ａ／Ｄ部３１、基準電圧発生器３２、メモリ３３、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）３４、ＰＷＭ発生制御部３５ａ〜３５ｃおよびドライバＤｒ１〜Ｄｒ３を備える。
【０１０７】
Ａ／Ｄ部３１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ａで生成されたアナログの直流電圧Ｖｏｕｔと、スイッチＳＷ１を流れる電流Ｉｓｗと、基準電圧発生器３２から出力されるアナログの基準電圧Ｒｅｆとをそれぞれディジタル信号に変換する。メモリ３３は、図９に示したテーブルＴ１を保持する。
【０１０８】
ＤＳＰ３４は、電源装置の出力電圧と基準電圧との比較による誤差検出、ループ補償制御およびループ補償信号に対応するデューティに最適な共振周期を生成するためのスイッチＳＷｒのパルス生成演算などの処理をディジタル演算する。
【０１０９】
ＰＷＭ発生制御部３５ａ〜３５ｃは、ＤＳＰ３４からの出力信号にもとづいて、ＰＷＭ信号を生成する。ドライバＤｒ１〜Ｄｒ３は、図６と同じ駆動制御を行って、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷｒを駆動する。
【０１１０】
以上説明したように、本技術の電源装置１によれば、ソフトスイッチングのＰＷＭ波形（スイッチＳＷ１のスイッチングパルス）を監視し、ＰＷＭ波形のデューティとエッジ同期させるための電流共振波形を実現できるキャパシタ切替パルス（スイッチＳＷｒの駆動パルス）を制御部２０の回路内部で生成する。
【０１１１】
また、この場合、制御部２０では、スイッチングパルスの時比率と、各時比率のスイッチングパルスのエッジに同期する共振周波数との対応関係をあらかじめ求めておき、運用時には、あらかじめ求めてある共振周波数の中から、運用中のスイッチパルスの時比率に対応する共振周波数を設定する。
【０１１２】
これにより、制御系の回路規模を削減し、簡易な回路構成で出力電圧の安定化を図ることが可能になる。また、ソフトスイッチングのタイミング制御と、共振周波数のタイミング制御とを独立に制御できるようになり、電源制御の自由度を増すことが可能になる。
【０１１３】
さらに、例えば、複数のスイッチング電源が存在するＰＯＬのような構成の場合、スイッチング電源それぞれの複数のスイッチング周波数に対して、共振用コンデンサの切替タイミングを個々に制御できるので、１つの制御系で一括して複数の共振型コンバータを容易に制御することも可能になる。
【０１１４】
以上、実施の形態を例示したが、実施の形態で示した各部の構成は同様の機能を有する他のものに置換することができる。また、他の任意の構成物や工程が付加されてもよい。
【符号の説明】
【０１１５】
１  電源装置
１０  電源部
２０  制御部
Ｖｉ  直流電源
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷｒ  スイッチ
Ｌｒ、Ｌ１  インダクタ
Ｃｒ、Ｃ１  キャパシタ
ｐ１、ｐ２、ｐｒ  スイッチ制御信号
【図１】
2015061497.tif 000003
【図２】
2015061497.tif 000004
【図３】
2015061497.tif 000005
【図４】
2015061497.tif 000006
【図５】
2015061497.tif 000007
【図６】
2015061497.tif 000008
【図７】
2015061497.tif 000009
【図８】
2015061497.tif 000010
【図９】
2015061497.tif 000011
【図１０】
2015061497.tif 000012
【図１１】
2015061497.tif 000013
【図１２】
2015061497.tif 000014
【図１３】
2015061497.tif 000015
【図１４】
2015061497.tif 000016
【図１５】
2015061497.tif 000017
【図１６】
2015061497.tif 000018
【図１７】
2015061497.tif 000019
【図１８】
2015061497.tif 000020