(57)【要約】【課題】リップル電流を増加させることなく位置センサレス方式によりロータの回転位置を安定して検出できるモータ制御装置を提供する。【解決手段】マイコン５のリップル電流算出回路１２は、インバータ回路６の電源線４ｂに流れる電流につきリップル電流Ｉｒの大きさを推定する。スイッチング制御回路１４は、リップル電流Ｉｒの大きさが閾値以下であればインバータ回路６の２つの通電相に対応する出力端子の一方を直流電源２の正側端子と負側端子とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を負側端子と正側端子とに交互に導通させるパターンを繰り返す平衡駆動スイッチングを行う。また、リップル電流Ｉｒの大きさが閾値を超えると、前記出力端子の一方を高圧側と低圧側とに交互に導通させると共に前記出力端子の他方を負側端子にのみ導通させる非平衡駆動スイッチングを行う。【選択図】図１
2015116007.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスＤＣモータ（７）を、位置センサレス方式によりインバータ回路（６）を介してＰＷＭ制御するモータ制御装置において、
前記インバータ回路の駆動電源供給線に流れる電流について、リップル電流の大きさを推定するリップル電流推定手段（１２）と、
前記リップル電流の大きさが閾値以下であれば、前記インバータ回路の２つの通電相に対応する出力端子の一方を駆動電源の高圧側と低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を前記低圧側と前記高圧側とに交互に導通させるパターンを繰り返す平衡駆動スイッチングを行い、
前記リップル電流の大きさが前記閾値を超えると、前記出力端子の一方を前記高圧側と前記低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を前記低圧側にのみ導通させる非平衡駆動スイッチングを行う制御手段（１３，１４）とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記平衡駆動スイッチングと前記非平衡駆動スイッチングとの切り替えを、前記インバータ回路への通電パターンが切り替わるタイミングに同期させて行うことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記リップル電流推定手段は、駆動電源供給線に流れる電流を検出する電流検出手段（１０）を備え、前記検出した電流に基づいて前記リップル電流の大きさを推定することを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記リップル電流推定手段は、前記電流検出手段が検出した電流をＩ，前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比をDutyとすると、前記リップルの大きさＩｒを、次式
Ｉｒ＝Ｉ×｛Duty×（１−Duty）｝１／２
により推定することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記リップル電流推定手段は、前記駆動電源供給線間に接続される平滑コンデンサの内部温度を推定する温度推定手段（２５，３５）を備え、前記推定した温度と、前記電流検出手段が検出した電流とに基づいて前記リップル電流の大きさを推定することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記温度推定手段（２５）は、ダイオード（２２）を用いて前記平滑コンデンサ（３）の温度を検出し、その検出した温度に基づいて前記平滑コンデンサの内部温度を推定することを特徴とする請求項５記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記温度推定手段（３５）は、サーミスタ（３２）を用いて前記平滑コンデンサの温度を検出し、その検出した温度に基づいて前記平滑コンデンサの内部温度を推定することを特徴とする請求項５記載のモータ制御装置。
【請求項８】
ブラシレスＤＣモータ（７）を、位置センサレス方式によりインバータ回路（６）を介してＰＷＭ制御するモータ制御装置において、
前記インバータ回路の駆動電源供給線に流れる電流について、リップル電流の大きさを推定するリップル電流推定手段（１２）と、
前記リップル電流の大きさが閾値以下であれば、前記インバータ回路の２つの通電相に対応する出力端子の一方を駆動電源の高圧側と低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を前記低圧側と前記高圧側とに交互に導通させるパターンを繰り返す平衡駆動スイッチングを、前記ブラシレスＤＣモータの固定子巻線に発生する誘起電圧がゼロクロス点を跨いで変化するタイミングを含む前後の所定期間のみ行い、それ以外の期間は、前記出力端子の一方を前記高圧側と前記低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を前記低圧側にのみ導通させる非平衡駆動スイッチングを行い、
前記リップル電流の大きさが前記閾値を超えると、全ての期間に亘り前記非平衡駆動スイッチングを行うように切り替える制御手段（１２，１３）とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項９】
ブラシレスＤＣモータを、位置センサレス方式によりインバータ回路を介してＰＷＭ制御する方法において、
前記インバータ回路の駆動電源供給線に流れる電流について、リップル電流の大きさを推定し、
前記リップル電流の大きさが閾値以下であれば、前記インバータ回路の２つの通電相に対応する出力端子の一方を駆動電源の高圧側と低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を前記低圧側と前記高圧側とに交互に導通させるパターンを繰り返す平衡駆動スイッチングを行い、
前記リップル電流の大きさが前記閾値を超えると、前記出力端子の一方を前記高圧側と前記低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を前記低圧側にのみ導通させる非平衡駆動スイッチングを行うことを特徴とするモータ制御方法。
【請求項１０】
前記平衡駆動スイッチングと前記非平衡駆動スイッチングとの切り替えを、前記インバータ回路への通電パターンが切り替わるタイミングに同期させて行うことを特徴とする請求項９記載のモータ制御方法。
【請求項１１】
駆動電源供給線に流れる電流を検出し、前記検出した電流に基づいて前記リップルの大きさを推定することを特徴とする請求項９又は１０記載のモータ制御方法。
【請求項１２】
前記検出した電流をＩ，前記ＰＷＭ制御におけるデューティ比をDutyとすると、前記リップルの大きさＩｒを、次式
Ｉｒ＝Ｉ×｛Duty×（１−Duty）｝１／２
により推定することを特徴とする請求項１１記載のモータ制御方法。
【請求項１３】
前記駆動電源供給線間に接続される平滑コンデンサの内部温度を推定し、前記推定した温度と、前記検出した電流とに基づいて前記リップル電流の大きさを推定することを特徴とする請求項１１記載のモータ制御方法。
【請求項１４】
ダイオードを用いて前記平滑コンデンサの温度を検出し、その検出した温度に基づいて前記平滑コンデンサの内部温度を推定することを特徴とする請求項１３記載のモータ制御方法。
【請求項１５】
サーミスタを用いて前記平滑コンデンサの温度を検出し、その検出した温度に基づいて前記平滑コンデンサの内部温度を推定することを特徴とする請求項１３記載のモータ制御方法。
【請求項１６】
ブラシレスＤＣモータを、位置センサレス方式によりインバータ回路を介してＰＷＭ制御するモータ制御方法において、
前記インバータ回路の駆動電源供給線に流れる電流について、リップル電流の大きさを推定し、
前記リップル電流の大きさが閾値以下であれば、前記インバータ回路の２つの通電相に対応する出力端子の一方を駆動電源の高圧側と低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を前記低圧側と前記高圧側とに交互に導通させるパターンを繰り返す平衡駆動スイッチングを、前記ブラシレスＤＣモータの固定子巻線に発生する誘起電圧がゼロクロス点を跨いで変化するタイミングを含む前後の所定期間のみ行い、それ以外の期間は、前記出力端子の一方を前記高圧側と前記低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を前記低圧側にのみ導通させる非平衡駆動スイッチングを行い、
前記リップル電流の大きさが前記閾値を超えると、全ての期間に亘り前記非平衡駆動スイッチングを行うように切り替えることを特徴とするモータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを、位置センサレス方式によりインバータ回路を介してＰＷＭ制御するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスＤＣモータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御し、且つ位置センサレス方式により駆動する際には、ＰＷＭ信号のデューティが小さくなる制御領域では、スイッチングに伴い発生するリンギングの期間がＰＷＭ信号のパルス幅より長くなることが想定される。すると、ロータの回転角度を正確に検出できなくなるおそれがある。
【０００３】
例えば特許文献１には、中性点電位の変動を抑制してコモンモードノイズを低減するため、インバータ回路における通電相の上下アームに位置するスイッチング素子を、排他的にオンオフ制御する技術（「平衡駆動スイッチング」と称す）が開示されている。この技術によれば、スイッチングを行っていない期間の巻線の端子電圧には誘起電圧のみが現れることになる。したがって、ＰＷＭ信号のデューティが小さくなる制御領域においても、ロータの回転角度を安定して検出することが可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４５１３８６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、平衡駆動スイッチングを採用すると、一方でモータが高速回転する領域ではリップル電流が増大する。リップル電流を抑制するには平滑用の電解コンデンサの容量を増やす必要があり、回路サイズの増大につながるという問題がある。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、リップル電流を増加させることなく、位置センサレス方式によりロータの回転位置を安定して検出できるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１記載のモータ制御装置によれば、リップル電流推定手段は、インバータ回路の駆動電源供給線に流れる電流についてリップル電流の大きさを推定する。そして、制御手段は、リップル電流の大きさが閾値以下であれば、インバータ回路の２つの通電相に対応する出力端子の一方を駆動電源の高圧側と低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を低圧側と高圧側とに交互に導通させるパターンを繰り返す平衡駆動スイッチングを行う。また、リップル電流の大きさが前記閾値を超えると、前記出力端子の一方を高圧側と低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を低圧側にのみ導通させる非平衡駆動スイッチングを行う。
【０００８】
このように構成すれば、モータの回転速度が低くリップル電流が小さい状態では、平衡駆動スイッチングを行うことでロータの回転位置を安定して検出できると共に、インバータ回路におけるスイッチングノイズの発生を抑制できる。そして、モータの回転速度が上昇してリップル電流がある程度大きくなると非平衡駆動スイッチングを行うように切り替えるので、リップル電流の発生を抑制できる。したがって、モータの負荷が小さい場合は位置検出性を向上させることができると共に、負荷が大きい場合はリップル電流を抑制できるため平滑コンデンサの容量を増大させる必要が無く、インバータ回路を含む装置を小型に構成できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態であり、インバータ装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】（ａ）平衡駆動スイッチング，（ｂ）非平衡駆動スイッチングにおけるインバータ回路の各素子のオンオフ状態と、電流経路とを示す図
【図３】平衡駆動スイッチングにおけるＰＷＭデューティ比とリップル電流との関係の一例を、理論値と実測値とで示す図
【図４】マイコンの制御内容及び発生事象の時系列を示すフローチャート
【図５】リップル電流の計算式を説明する図
【図６】各信号波形を示すタイミングチャート
【図７】固定子巻線の端子電圧波形における制御切り替えタイミングを示す図
【図８】第２実施形態を示す図１相当図
【図９】図４相当図
【図１０】第３実施形態を示す図１相当図
【図１１】図４相当図
【図１２】第４実施形態を示す図６の一部相当図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（第１実施形態）
図１に示すように、インバータ装置１は、直流電源２（駆動電源）及び平滑コンデンサ（電解コンデンサ）３の並列回路に電源線４ａ，４ｂ（駆動電源供給線）を介して接続され、マイクロコンピュータ（制御装置，以下マイコンと称す）５，インバータ回路６を備えて構成されている。インバータ回路６のＵ，Ｖ，Ｗ各相出力端子には、一端が共通に接続されている（スター結線）ブラシレスＤＣモータ７（以下、単にモータと称す）の固定子巻線８Ｕ，８Ｖ，８Ｗがそれぞれ接続されている。モータ７は、例えば車両に搭載される送風用のファンモータである。
【００１１】
インバータ回路６は、６個のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ〜９ｆ（スイッチング素子）を３相ブリッジ接続して構成されており、各ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９のドレイン−ソース間には、フリーホイールダイオード（寄生ダイオード）が接続されている。電源線４ｂには抵抗素子１０（電流検出手段）が挿入されており、抵抗素子１０の両端は、マイコン５の入力端子にそれぞれ接続されている。
【００１２】
マイコン５は、負荷電流算出回路１１，リップル電流算出回路１２（リップル電流推定手段），制御判定回路１３（制御手段），スイッチング制御回路１４（制御手段）を備えている。負荷電流算出回路１１はＡ／Ｄコンバータを内蔵しており、抵抗素子１０の端子電圧ＶをＡ／Ｄ変換し、その変換結果をリップル電流算出回路１２に出力する。リップル電流算出回路１２は、上記端子電圧Ｖより得られる負荷電流Ｉ（抵抗素子１０に流れる電流）と、スイッチング制御回路１４より与えられるＰＷＭ制御のデューティ比Dutyとに基づいて、負荷電流Ｉに含まれているリップル電流を算出すると、そのリップル電流を制御判定回路１３に出力する。
【００１３】
制御判定回路１３は、入力されるリップル電流を予め定められている閾値と比較し、その比較結果に応じて切り替え信号をスイッチング制御回路１４に出力する。インバータ装置１は、例えば特許文献１と同様に、モータ７の固定子巻線８Ｕ，８Ｖ，８Ｗの端子電圧を比較器（図示せず）により仮想中性点電圧と比較して、誘起電圧のゼロクロス点を検出する。スイッチング制御回路１４には、各相の比較器の出力信号が入力されており、スイッチング制御回路１４は、それらの出力信号に基づき各相のゼロクロスタイミングを示す位相信号（位置検出信号）を生成する。そして、それらの位相信号に基づいて、インバータ回路６の各ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９に対する通電パターンを切り替える。
【００１４】
また、スイッチング制御回路１４は、外部より入力される制御指令に応じてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、例えば三角波等のキャリアの振幅レベルと比較することで各相ＰＷＭ信号を生成すると、図示しない駆動回路を介してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ〜９ｆのゲートに出力する。そして、スイッチング制御回路１４は、制御判定回路１３より入力される切り替え信号に応じて、ＰＷＭ制御で行うスイッチングパターンを、平衡駆動スイッチングと、非平衡駆動スイッチングとに切り替える。
【００１５】
平衡駆動スイッチングは、図２（ａ）に示すように、例えば上アーム側のＵ相から下アーム側のＶ相に通電する際は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｅのみを共にオンする。この時電流は、直流電源２（＋）→ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ→巻線８Ｕ→巻線８Ｖ→ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｅ→直流電源２（−）という経路で流れる。
【００１６】
この状態から、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｂ，９ｄのみを共にオンする状態に切り替えてスイッチングする。この時電流は、巻線８Ｕ→巻線８Ｖ→ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｂ→平滑コンデンサ３→ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｄ→巻線８Ｕという経路で流れる。つまり、オンする相が（Ｕ＋，Ｖ−）→（Ｕ−，Ｖ＋）→（Ｕ＋，Ｖ−）→（Ｕ−，Ｖ＋）→…というように交互に切り替わる。また、換言すれば、インバータ回路６のＵ相出力端子が直流電源２の正側端子，負側端子に交互に接続されるのに合わせて、Ｖ相出力端子は負側端子，正側端子に交互に接続されることになる。
【００１７】
一方、非平衡駆動スイッチングは、図２（ｂ）に示すように、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ａ，９ｅのみを共にオンしている状態から、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｅのみをオンする状態に切り替えてスイッチングする。この時電流は、巻線８Ｕ→巻線８Ｖ→ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｅ→ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｄのダイオード→巻線８Ｕという経路で流れ、平衡駆動スイッチングのように平滑コンデンサ２側に回生される電流は流れない。つまり、オンする相が（Ｕ＋，Ｖ−）→（Ｖ−）→（Ｕ＋，Ｖ−）→（Ｖ−）→…というように交互に切り替わる。また、換言すれば、インバータ回路６のＵ相出力端子が直流電源２の正側端子，負側端子に交互に接続されるが、Ｖ相出力端子は負側端子のみに接続されている。
【００１８】
図３に示すように、平衡駆動スイッチングによりＰＷＭ制御を行うと、計算値ではデューティ８０％程度でリップル電流がピークを示し、その後、デューティ１００％に至るまでゼロに向けて減少するが、実測値では４Ａ（実効値）程度までしか低下していない。
【００１９】
次に、本実施形態の作用について説明する。図４に示すように、抵抗素子１０（シャント抵抗）に電流が流れると、その両端に電圧Ｖが発生する（Ｓ１）。尚、図４に示すフローチャートは処理手順だけでなく、時系列的に発生する事象も含んでいる。マイコン４は、負荷電流算出回路１１により端子電圧Ｖ（シャント電圧）を読み込みＡ／Ｄ変換し（Ｓ２）、抵抗素子１０の抵抗値Ｒで除して負荷電流Ｉを算出する（Ｓ３）。算出された負荷電流Ｉは、リップル電流算出回路１２に出力され（Ｓ４）、平滑コンデンサ３に発生するリップル電流Ｉｒ（実効値）が次式で算出される（Ｓ５）。
Ｉｒ＝Ｉ×√｛Duty×（１−Duty）｝  …（１）
尚、（１）式は、図５に示すように降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータのモデルにおいて、入力側のコンデンサＣinに発生するリップル電流Ｉcin＿rmsの実効値を求める式から得られたものである。但し、入力側のコイルに流れる電流のリップルは無視している。
【００２０】
算出されたリップル電流Ｉｒは、制御判定回路１３に出力される（Ｓ６）。制御判定回路１３は、リップル電流Ｉｒを予め定められた閾値と比較し、（リップル電流Ｉｒ）≦（閾値）であれば平衡駆動スイッチングを選択する。一方、（リップル電流Ｉｒ）＞（閾値）であれば非平衡駆動スイッチングを選択する（Ｓ７）。そして、選択（判定）したスイッチング方式に応じた切り替え信号をスイッチング制御回路１４に出力すると（Ｓ８）、スイッチング制御回路１４は、上記切り替え信号に応じて、平衡駆動スイッチング，非平衡駆動スイッチングの何れかを実行する（Ｓ９）。
【００２１】
図６に示すように、平衡駆動スイッチングを行っている状態から、リップル電流が閾値を超えると（（ｄ）参照）、次の制御切り替えタイミングで非平衡駆動スイッチングに切り替わる。制御切り替えタイミングは、図７に示すように、電気角６０度毎に到来する各相の位相信号のエッジを基点として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９のダイオードに還流電流が流れる期間をマスクするためのマスク期間がカウントされ、そのマスク期間が経過した後に設定される（これらのタイミングの詳細については、第４実施形態を参照）。
【００２２】
以上のように本実施形態によれば、マイコン５のリップル電流算出回路１２は、インバータ回路６の電源線４ｂに流れる電流についてリップル電流Ｉｒの大きさを推定する。そして、スイッチング制御回路１４は、リップル電流Ｉｒの大きさが閾値以下であれば、インバータ回路６の２つの通電相，つまり上側通電相と下側通電相とに対応する出力端子の一方を直流電源２の正側端子（高圧側）と負側端子（低圧側）とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を負側端子と正側端子とに交互に導通させるパターンを繰り返す平衡駆動スイッチングを行う。また、リップル電流Ｉｒの大きさが閾値を超えると、前記出力端子の一方を高圧側と低圧側とに交互に導通させると共に、前記出力端子の他方を負側端子にのみ導通させる非平衡駆動スイッチングを行う。
【００２３】
このように構成すれば、モータ７の回転速度が低くリップル電流Ｉｒが小さい状態では、平衡駆動スイッチングを行うことでロータの回転位置を安定して検出できると共に、インバータ回路６におけるスイッチングノイズの発生を抑制できる。そして、モータ７の回転速度が上昇してリップル電流Ｉｒがある程度大きくなると非平衡駆動スイッチングを行うように切り替えるので、リップル電流の発生を抑制できる。したがって、モータ７の負荷が小さい場合は位置検出性を向上させることができると共に、負荷が大きい場合はリップル電流を抑制できるため平滑コンデンサ３の容量を増大させる必要が無く、インバータ回路６を含む装置を小型に構成できる。
【００２４】
そして、スイッチング制御回路１４は、平衡駆動スイッチングと非平衡駆動スイッチングとの切り替えを、インバータ回路６への通電パターンが切り替わる電気角６０度毎のタイミングに同期させて行うので、スイッチング方式の切り替えを、通電パターンの切り替えに合わせて滑らかに行うことができる。
また、リップル電流算出回路１２は、電源線４ｂに流れる電流を抵抗素子１０により検出し、その検出した電流に基づいてリップル電流Ｉｒの大きさを（１）式により推定する。これにより、ＰＷＭ制御におけるデューティ比Dutyを考慮して、リップル電流Ｉｒを妥当に推定できる。
【００２５】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図８に示すように、第２実施形態のインバータ装置２１では、平滑コンデンサ３の温度を検出するため、平滑コンデンサ３の近傍に複数のダイオードを直列接続してなるダイオード回路２２（温度検出手段，リップル電流推定手段）が配置されている。ダイオード回路２２は、そのアノード側に配置される電流源２３と直列に電源とグランドとの間に接続されている。
【００２６】
マイコン５に替わるマイコン２４は、ダイオード温度算出回路２５（温度推定手段，リップル電流推定手段）を備えており、ダイオード温度算出回路２５は、ダイオード回路２２の端子電圧，すなわち複数のダイオードの順方向電圧の総和である電圧Ｖｆを読み込んでＡ／Ｄ変換する。そして、その変換結果に基づき、平滑コンデンサ３の内部温度を、両者の相関を示す換算式等により求めると、リップル電流算出回路１２に替わるリップル電流算出回路２６（リップル電流推定手段）に出力する。リップル電流算出回路２６は、負荷電流Ｉと電圧Ｖｆとに基づいてリップル電流を算出し、制御判定回路１３に出力する。
【００２７】
次に、第２実施形態の作用について説明する。尚、図９では、図４に示すステップＳ１〜Ｓ４を省略しているが、これらの処理は第１実施形態と同様に実行される。平滑コンデンサ３が、リップル電流が流入することで発熱すると（Ｓ１１）、その発熱によりダイオード回路２２（Ｄｉ）の端子電圧Ｖｆが変動する（Ｓ１２）。すなわち、平滑コンデンサ３の温度が上昇するのに応じて、端子電圧Ｖｆは低下する。
【００２８】
マイコン２４は、端子電圧Ｖｆを読み込み（Ｓ１３）、ダイオード温度算出回路２５により平滑コンデンサ３の内部温度を推定すると（Ｓ１４）、その推定した温度をリップル電流算出回路２６に出力する（Ｓ１５）。リップル電流算出回路２６は、上述したように、負荷電流Ｉと電圧Ｖｆとに基づいてリップル電流を算出し（Ｓ１６）、制御判定回路１３に出力する（Ｓ１７）。以降は第１実施形態と同様にステップＳ７〜Ｓ９を実行する。
【００２９】
以上のように第２実施形態によれば、平滑コンデンサ３の温度をダイオード回路２２により検出すると、ダイオード温度算出回路２５は、その検出した温度に基づき平滑コンデンサ３の内部温度を推定し、リップル電流算出回路２６は、推定した温度と負荷電流Ｉとに基づいてリップル電流の大きさを推定する。これにより、平滑コンデンサ３の内部温度に応じて、リップル電流の大きさを妥当に推定できる。
尚、温度検出手段として用いるダイオードは、ダイオード回路２２のように複数個の素子を直列に接続したものに限らず１つの素子だけを用いても良いが、複数個の素子を用いたダイオード回路２２によれば、端子電圧Ｖｆの変化が大きくなるため温度の検出精度が向上する。
【００３０】
（第３実施形態）
以下、第２実施形態と異なる部分について説明する。図１０に示すように、第３実施形態のインバータ装置３１では、平滑コンデンサ３の温度を検出するため、平滑コンデンサ３の近傍にサーミスタ３２（温度検出手段，リップル電流推定手段）が配置されている。サーミスタ３２は、抵抗素子３３と直列に電源とグランドとの間に接続されている。
【００３１】
マイコン５に替わるマイコン３４は、ダイオード温度算出回路２５に替わるサーミスタ温度検出回路３５（温度推定手段，リップル電流推定手段）を備えており、サーミスタ温度算出回路３５は、サーミスタ３２の端子電圧Ｖｔを読み込んでＡ／Ｄ変換する。そして、その変換結果に基づき、平滑コンデンサ３の内部温度を、両者の相関を示す換算式等により求めると、リップル電流算出回路２６に出力する。
【００３２】
次に、第３実施形態の作用について説明する。図１１に示すように、平滑コンデンサ３発熱すると（Ｓ１１）、その発熱によりサーミスタ３２の端子電圧Ｖｔが変動する（Ｓ２１）。すなわち、平滑コンデンサ３の温度が上昇するのに応じて、端子電圧Ｖｔは低下する（負の温度係数を有する場合）。
【００３３】
マイコン３４は、端子電圧Ｖｔを読み込み（Ｓ２２）、サーミスタ温度算出回路３５により平滑コンデンサ３の内部温度を推定すると（Ｓ２３）、その推定した温度をリップル電流算出回路２６に出力する（Ｓ２４）。以降は第２実施形態と同様にステップＳ１６’〜Ｓ９を実行する（但し、ステップＳ１６’ではＳ２４の算出結果を用いる）。
【００３４】
以上のように第３実施形態によれば、平滑コンデンサ３の温度をサーミスタ３２により検出すると、サーミスタ温度算出回路３５は、その検出した温度に基づき平滑コンデンサ３の内部温度を推定し、リップル電流算出回路２６は、推定した温度と負荷電流Ｉとに基づいてリップル電流の大きさを推定する。これにより、第２実施形態と同様に、平滑コンデンサ３の内部温度に応じてリップル電流の大きさを妥当に推定できる。
【００３５】
（第４実施形態）
第４実施形態では、リップル電流Ｉｒの大きさが閾値以下である場合に、平衡駆動スイッチングを行う期間を一部のみとしている。図１２に示すように、例えばＵ相の固定子巻線８Ｕの端子電圧（ａ）に基づいて、比較器より比較信号Ｕｃが出力される（ｂ）。その比較信号Ｕｃに含まれている還流電流期間を除くように補正がされて位相信号Ｕｎが生成される（ｃ）。そして、各相の位相信号のライズ／フォールエッジを基点として、電気角６０度の間隔を測定するタイマや、転流タイミングを決定するタイマ，還流電流期間のマスク期間を設定するタイマなどが動作する（ｄ）。
【００３６】
これにより、図１２（ｆ）に示すように、Ｕ相の通電信号が生成出力されると共に、図１２（ｅ）に示すように、リップル電流Ｉｒが閾値以下である場合の平衡駆動スイッチング期間が設定される。すなわち、第１実施形態では、リップル電流が閾値以下であれば全ての期間に亘り平衡駆動スイッチングを行っている。これに対して第４実施形態では、ゼロクロス点の前後に亘る所定期間だけ平衡駆動スイッチングが行われるようにする。
【００３７】
具体的には、図１２（ｄ）に一点鎖線で示すマスク期間カウンタは、電気角６０度期間の開始タイミングからダウンカウントを開始し、そのカウント値がゼロになると、マスク期間が終了して平衡駆動スイッチングが開始される。そして、次の電気角６０度期間の開始タイミングが到来した後、例えばマスク期間カウンタのカウント値を参照して所定時間が経過すると、平衡駆動スイッチングを終了する。
【００３８】
尚、図１２（ｅ）に示す平衡駆動スイッチングの実行期間はＶ−Ｗ相間のスイッチングに適用される。また、図１２（ｅ）に示す双方向矢印は、特許請求の範囲における「誘起電圧がゼロクロス点を跨いで変化するタイミングを含む前後の所定期間」の最大を示している。つまり、還流電流が消失したタイミングから、当該相の通電が開始されるまでのタイミングが「所定期間の最大」となる。
【００３９】
平衡駆動スイッチングを行う目的の１つは、ゼロクロス点の検出可能期間を拡げることであるから、平衡駆動スイッチングを行う期間をゼロクロス点の前後に亘る所定期間だけ行うようにすれば上記目的を達成できる。そして、リップル電流が閾値を超えると、上記のように平衡駆動スイッチングを行っている期間も非平衡駆動スイッチングを行うように切り替えるので、この場合は第１実施形態と同様になる。
【００４０】
以上のように第４実施形態によれば、スイッチング制御回路１２は、リップル電流Ｉｒが閾値以下である場合に行う平衡駆動スイッチングを、モータ７の固定子巻線８に発生する誘起電圧がゼロクロス点を跨いで変化するタイミングを含む前後の所定期間のみ行い、それ以外の期間は非平衡駆動スイッチングを行う。そして、リップル電流Ｉｒの大きさが閾値を超えると、全ての期間に亘り非平衡駆動スイッチングを行うように切り替える。これにより、リップル電流Ｉｒが小さい場合に平衡駆動スイッチングを行う期間を極力短くし、ゼロクロス点の検出可能期間を確保しつつ、リップル電流が増加する期間を短くできる。
【００４１】
本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
例えば図２（ｂ）に示す平衡駆動スイッチングにおいて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｄの寄生ダイオードに電流が流れている期間に、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９ｄをオンしても良い。これにより、寄生ダイオードにおいて発生する損失を抑制できる。
電流検出手段に電流トランスを用いても良い。また、電源線４ａ側で電流を検出しても良い。
平衡駆動スイッチングと非平衡駆動スイッチングとを切り替えるタイミングは、必ずしも通電パターンが切り替わるタイミングに同期させて行う必要はなく、例えばリップル電流が閾値を超えたことを検出したタイミングで行っても良い。
【００４２】
スイッチング素子は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば正側にはＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用しても良い。また、ＭＯＳＦＥＴに限ることなく、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ等を用いても良い。
ファンモータ以外に適用しても良い。
【符号の説明】
【００４３】
図面中、１はインバータ装置、２は直流電源（駆動電源）、３は平滑コンデンサ、４は電源線（駆動電源供給線）、６はインバータ回路、７はブラシレスＤＣモータ、１０は抵抗素子（電流検出手段）、１２はリップル電流算出回路（リップル電流推定手段）、１３は制御判定回路（制御手段）、１４はスイッチング制御回路（制御手段）を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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