(57)【要約】      （修正有）【課題】測定対象の物理量の検出精度の低下を抑制できるセンサ回路を提供する。【解決手段】センサ回路２００は、第１の抵抗Ｒ１と測定対象の物理量の影響を受ける第１のサーミスタＴｈ１を有する第１の検出回路と、第２の抵抗Ｒ２と測定対象の物理量の影響が低減された第２のサーミスタＴｈ２を有する第２の検出回路と、を備えた第１のブリッジ回路１１と、第３の抵抗測定対象の物理量の影響を受ける第３のサーミスタＴｈ３を有する第３の検出回路と、第４の抵抗Ｒ４と測定対象の物理量の影響が低減された第４のサーミスタＴｈ４を有する第４の検出回路と、を備えた第２のブリッジ回路１２を備え、第１のブリッジ回路１１の出力の差電圧は、第１の周囲温度で第１のピーク値を持ち、第２のブリッジ回路１２の出力の差電圧は、第１の周囲温度と異なる第２の周囲温度で第２のピーク値を持って、入力電圧の重み付き機能を有する加減算回路に入力される。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源の第１の極に接続される第１の抵抗と前記第１の抵抗に直列接続されるとともに前記電源の第２の極に接続される測定対象の物理量の影響を受ける第１のサーミスタを有する第１の検出回路と、
前記第１の極に接続される第２の抵抗と前記第２の抵抗に直列接続されるとともに前記第２の極に接続される測定対象の物理量の影響が低減された第２のサーミスタを有する第２の検出回路と、
を備えた第１のブリッジ回路と、
前記第１の極に接続される第３の抵抗と前記第３の抵抗に直列接続されるとともに前記第２の極に接続される測定対象の物理量の影響を受ける第３のサーミスタを有する第３の検出回路と、
前記第１の極に接続される第４の抵抗と前記第４の抵抗に直列接続されるとともに前記第２の極に接続される測定対象の物理量の影響が低減された第４のサーミスタを有する第４の検出回路と、
を備えた第２のブリッジ回路を備え、
前記第１のブリッジ回路の出力である第１の検出回路の出力と第２の検出回路の出力の差電圧は、第１の周囲温度で第１のピーク値を持ち、前記第２のブリッジ回路の出力である第３の検出回路の出力と第４の検出回路の出力の差電圧は、前記第１の周囲温度と異なる第２の周囲温度で第２のピーク値を持って、
前記第１、第２のブリッジ回路の出力は、入力電圧の重み付き機能を有する加減算回路に入力されることを特徴とするセンサ回路。
【請求項２】
前記ブリッジ回路を３個以上有することを特徴とする請求項１に記載のセンサ回路。
【請求項３】
電源の第１の極に接続される第１の抵抗手段と前記第１の抵抗手段に直列接続されるとともに前記電源の第２の極に接続される測定対象の物理量の影響を受ける第５のサーミスタを有する第５の検出回路と、
前記第１の極に接続される第２の抵抗手段と前記第２の抵抗手段に直列接続されるとともに前記第２の極に接続される測定対象の物理量の影響が低減された第６のサーミスタを有する第６の検出回路と、
を備えた第３のブリッジ回路を備え、
前記第１、第２の抵抗手段の抵抗値を切り替え可能なスイッチを有し、
前記スイッチがオン状態のとき、前記第３のブリッジ回路の出力の差電圧は、第３の周囲温度で第３のピーク値を持ち、前記スイッチがオフ状態のとき、前記第３のブリッジ回路の出力の差電圧は、前記第３の周囲温度と異なる第４の周囲温度で第４のピーク値を持って、
前記第３のブリッジ回路の出力は、前記スイッチと連動して増幅率が変化する差動増幅回路に入力され、
前記スイッチがオン状態のときの前記差動増幅回路のアナログ出力をデジタル化した第１のデジタル値と、前記スイッチがオフ状態のときの前記差動増幅回路のアナログ出力をデジタル化した第２のデジタル値を加算する手段を有することを特徴とするセンサ回路。
【請求項４】
前記抵抗手段の抵抗値が、前記スイッチにより３つ以上の抵抗値を有することを特徴とする請求項３に記載のセンサ回路。
【請求項５】
周囲温度領域を等分割した時に、分割されたそれぞれの周囲温度領域に前記ピーク値が存在することを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載のセンサ回路。
【請求項６】
前記測定対象の物理量は、温度であることを特徴とする請求項１乃至５の何れか1項に記載のセンサ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
サーミスタの抵抗変化を利用して物理量を検知するセンサ回路が知られている。この種のセンサ回路は、測定対象の物理量の影響を受ける検知用サーミスタと、測定対象の物理量の影響を受けない補償用サーミスタを有し、検知用サーミスタの抵抗値は、測定対象の物理量と測定対象以外の物理量の影響を受けるが、補償用サーミスタの抵抗値は、測定対象以外の物理量の影響のみを受ける。したがって、これら二つのサーミスタの抵抗値の違いにより、測定対象の物理量が検知される。このような原理に基づき、温度、ガス濃度、湿度、流速等の様々な物理量を検知することができる。
【０００３】
例えば、特許文献１には、赤外線検知用感熱素子（サーミスタ）と抵抗素子の直列回路の第１の出力電圧と、温度補償用感熱素子（サーミスタ）と抵抗素子の直列回路の第２の出力電圧と、第１の出力電圧と第２の出力電圧の差分を出力した第３の出力電圧のうち、第１と第３出力電圧をデジタル値に変換して、これらの２つのデジタル値をもとに加熱要素の温度を検出する温度検出方法が提案されている。
【０００４】
この特許文献１に記載された温度検出方法は、第１の出力電圧と第２の出力電圧の差分を出力した第３の出力電圧が加熱ローラ（熱源）から放射される赤外光（赤外線）の熱量に周囲温度を含めたものと周囲温度との温度差、すなわち加熱ローラから放射される純粋な赤外光の熱量を反映している。この第３の出力電圧は、周囲温度に対してピーク値を持つ特性であり、感度（周囲温度が同一のときの加熱ローラの温度変化分に対する第３の出力電圧変化）も同様に周囲温度に対してピーク値を持つ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−５７１１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に示す温度検出方法では、第３の出力の感度が低い周囲温度が存在し、このとき第３の出力電圧は、温度あたりの出力電圧変化が小さいため、温度検出精度が低いという問題があった。
【０００７】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、測定対象の物理量の検出精度の低下を抑制できるセンサ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明に係るセンサ回路は、電源の第１の極に接続される第１の抵抗と前記第１の抵抗に直列接続されるとともに前記電源の第２の極に接続される測定対象の物理量の影響を受ける第１のサーミスタを有する第１の検出回路と、
前記第１の極に接続される第２の抵抗と前記第２の抵抗に直列接続されるとともに前記第２の極に接続される測定対象の物理量の影響が低減された第２のサーミスタを有する第２の検出回路と、を備えた第１のブリッジ回路と、前記第１の極に接続される第３の抵抗と前記第３の抵抗に直列接続されるとともに前記第２の極に接続される測定対象の物理量の影響を受ける第３のサーミスタを有する第３の検出回路と、前記第１の極に接続される第４の抵抗と前記第４の抵抗に直列接続されるとともに前記第２の極に接続される測定対象の物理量の影響が低減された第４のサーミスタを有する第４の検出回路と、を備えた第２のブリッジ回路を備え、前記第１のブリッジ回路の出力である第１の検出回路の出力と第２の検出回路の出力の差電圧は、第１の周囲温度で第１のピーク値を持ち、前記第２のブリッジ回路の出力である第３の検出回路の出力と第４の検出回路の出力の差電圧は、前記第１の周囲温度と異なる第２の周囲温度で第２のピーク値を持って、前記第１、第２のブリッジ回路の出力は、入力電圧の重み付き機能を有する加減算回路に入力されることを特徴とする。
【０００９】
上記構成により、物理量の異なる２つの状態での加減算回路の出力電圧差に、周囲温度に対して２つのピーク値を持たせることが可能となり、広い周囲温度領域で感度の低下を抑制でき、物理量あたりの出力電圧変化を大きくできる。サーミスタを使用した１つのブリッジ回路の出力は、１つのピーク値を持ち、このピーク時の周囲温度から温度差が大きくなると出力電圧が低下し、物理量の異なる２つの状態での出力差である感度も低下する。２つのブリッジ回路を使用し、それぞれの出力に重み付けし、加算することで、１つのブリッジ回路が対応する周囲温度領域を制限でき、その結果、測定対象の物理量の検出精度の低下を抑制することができる。
【００１０】
更に、前記ブリッジ回路を３個以上有し、３つ以上のブリッジ回路の出力を入力電圧の重み付き機能を有する加減算回路に入力することにより、物理量の異なる２つの状態での加減算回路の出力電圧差に、周囲温度に対して３つ以上のピーク値を持たせることが可能となり、更に広い周囲温度領域に対しても感度の低下を抑制でき、物理量あたりの出力電圧変化を大きくできる。ブリッジ回路を増やすことで周囲温度あたりのピーク値を増やすことができ、周囲温度に対する感度の平坦化が可能となる。
【００１１】
本発明のセンサ回路は、電源の第１の極に接続される第１の抵抗手段と前記第１の抵抗手段に直列接続されるとともに前記電源の第２の極に接続される測定対象の物理量の影響を受ける第５のサーミスタを有する第５の検出回路と、前記第１の極に接続される第２の抵抗手段と前記第２の抵抗手段に直列接続されるとともに前記第２の極に接続される測定対象の物理量の影響が低減された第６のサーミスタを有する第６の検出回路と、を備えた第３のブリッジ回路を備え、前記第１、第２の抵抗手段の抵抗値を切り替え可能なスイッチを有し、前記スイッチがオン状態のとき、前記第３のブリッジ回路の出力の差電圧は、第３の周囲温度で第３のピーク値を持ち、前記スイッチがオフ状態のとき、前記第３のブリッジ回路の出力の差電圧は、前記第３の周囲温度と異なる第４の周囲温度で第４のピーク値を持って、前記第３のブリッジ回路の出力は、前記スイッチと連動して増幅率が変化する差動増幅回路に入力され、前記スイッチがオン状態のときの前記差動増幅回路のアナログ出力をデジタル化した第１のデジタル値と、前記スイッチがオフ状態のときの前記差動増幅回路のアナログ出力をデジタル化した第２のデジタル値を加算する手段を有することを特徴とする。
【００１２】
上記構成により、測定対象の物理量の影響を受けるサーミスタと測定対象の物理量の影響が低減されたサーミスタの構成が一組で済むため、少ない部品で回路構成できる。
【００１３】
更に、前記抵抗手段の抵抗値が、前記スイッチにより３つ以上の抵抗値を有して、３つ以上のデジタル値を加算することで、周囲温度あたりのピーク値を増やすことができ、周囲温度に対するデジタル化した感度の平坦化が可能となる。
【００１４】
また、感度（物理量の異なる２つの状態での加減算回路の出力電圧差）及びデジタル化した感度のピーク値を周囲温度領域を等分割した時に、分割されたそれぞれの周囲温度領域に前記ピーク値を存在させることで、感度の平坦化が更に可能になる。
【００１５】
測定対象の物理量は、温度であってもよい。この場合、感度は、赤外線の熱量変化に対するセンサ回路の出力電圧差となり、熱源の温度検出精度の低下を抑制することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、測定対象の物理量の検出精度の低下を抑制できるセンサ回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るセンサ回路を示す回路構成図である。
【図２】第１の実施形態に係るセンサ回路の加算回路の出力と差動増幅回路の出力の温度特性を示すグラフである。
【図３】測定対象の温度が１８０℃と１６０℃のときの第１の実施形態に係るセンサ回路の加算回路の出力と１８０℃時の加算回路の出力から１６０℃時の加算回路の出力を引いた電圧の温度特性を示すグラフである。
【図４】本発明の第１の実施形態に係るセンサ回路の変形例を示す回路構成図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係るセンサ回路を示す回路構成図である。
【図６】第２の実施形態に係るセンサ回路の加算回路の出力と差動増幅回路の出力の温度特性を示すグラフである。
【図７】測定対象の温度が１８０℃と１６０℃のときの第１の実施形態に係るセンサ回路の加算回路の出力と１８０℃時の加算回路の出力から１６０℃時の加算回路の出力を引いた電圧の温度特性を示すグラフである。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るセンサ回路の変形例を示す回路構成図である。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るセンサ回路を示す回路構成図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係るセンサ回路の変形例を示す回路構成図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態に係るセンサ回路のロジック回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】比較例１に係るセンサ回路を示す回路構成図である。
【図１３】測定対象の温度が１８０℃と１６０℃のときの比較例１に係るセンサ回路の差動増幅回路の出力と１８０℃時の差動増幅回路の出力から１６０℃時の差動増幅回路の出力を引いた電圧の温度特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態を図面に基づき説明する。なお、説明において、同一要素又は同一機能を有する要素には、同一符号を用いることとし、重複する説明は省略する。
【００１９】
（第１の実施形態）
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施形態に係るセンサ回路１００の構成について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係るセンサ回路を示す回路構成図である。なお、本実施形態では、熱源の温度を非接触で測定するセンサ回路を用いて説明する。すなわち、測定対象は熱源であり、測定対象の物理量は温度である。
【００２０】
センサ回路１００は、図１に示されるように、電源Ｖ１と、第１のブリッジ回路１１と、第２のブリッジ回路１２と、ボルテージフォロワ（２１，２２）と、差動増幅回路（３１，３２）と２入力の加算回路４１と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換回路５１と、を有する。
【００２１】
電源Ｖ１は、第１のブリッジ回路１１および第２のブリッジ回路１２に直流電圧を供給する。電源Ｖ１としては、それぞれの回路出力へのノイズの影響を抑制するため、安定化した定電圧電源が用いられる。また、電源Ｖ１は、第１の極と第２の極を有する。本実施形態では、第１の極を正極、第２の極を負極として説明する。以下、第１の極は「正極」と記し、第２の極は「負極」と記す。
【００２２】
第１のブリッジ回路は、熱源から放射される赤外線を検知するための第１の検出回路と周囲温度を検知するための第２の検出回路から構成される。第１検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第１の抵抗Ｒ１と電源Ｖ１の負極に接続される第１のサーミスタＴｈ１の直列回路で構成されている。
【００２３】
第１のサーミスタＴｈ１は、測定対象の物理量である熱源から放射される赤外線の熱量の影響を受けるように配置されている。つまり、第１のサーミスタＴｈ１は、熱源から放射される赤外線の熱量の影響を受けたとき、第１のサーミスタＴｈ１の温度が変化することにより抵抗値が変化することとなる。この第１のサーミスタＴｈ１の温度は、周囲温度と熱源から放射される赤外線の熱量の影響により加わる温度で抵抗値が決まる。
【００２４】
第１のサーミスタＴｈ１としては、金属酸化物を主成分とする負の抵抗温度係数を持つＮＴＣ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ  Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）サーミスタが用いられる。サーミスタの特性は、任意の温度ＴＡ［Ｋ］およびＴＢ［Ｋ］におけるサーミスタの抵抗値をＲＡ、ＲＢ、サーミスタ定数をＢ（Ｂ定数）とすると、以下の式（１）のように近似される。なお、Ｂ定数はその値が大きいほど、温度変化に対する抵抗変化率が大きいことを意味する。
ＲＡ＝ＲＢ×ｅＢ（１／ＴＡ−１／ＴＢ）      式（１）
【００２５】
第１の検出回路は、電源Ｖ１から供給される直流電圧を第１の抵抗Ｒ１と第１のサーミスタＴｈ１により分圧した電圧を出力Ｐ１として出力する。すなわち、第１の検出回路の出力Ｐ１は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第１の抵抗Ｒ１の抵抗値をＲｒ１、第１のサーミスタＴｈ１の抵抗値をＲｔｈ１とすると、第１の検出回路の出力Ｐ１は、以下の式（３）の関係を満たすこととなる。
ＶＯ１＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ１／（Ｒｔｈ１＋Ｒｒ１）      式（３）
この第１の検出回路の出力Ｐ１は、ボルテージフォロワ２１を経由して第１の差動増幅回路３１に接続されている。
【００２６】
第２の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第２の抵抗Ｒ２と、電源Ｖ１の負極に接続される第２のサーミスタＴｈ２の直列回路で構成されている。
【００２７】
第２のサーミスタＴｈ２の温度は、周囲温度と同じであり、この温度により抵抗値が決まる。つまり、第２のサーミスタＴｈ２は、測定対象の物理量である熱源から放射される赤外線の熱量の影響が低減されるように配置されている。ここで、第２のサーミスタＴｈ２は、熱源から放射される熱量の影響を全く受けない位置に配置されると好ましいが、第１の検出回路と第２の検出回路とを構造上近接して配置せざるを得ない場合は、機能的に問題ない程度で、第２のサーミスタＴｈ２が熱源から放射される赤外線の熱量の影響を受ける位置に配置しても良い。
【００２８】
第２のサーミスタＴｈ２は、第１のサーミスタＴｈ１と同様に、金属酸化物を主成分とする負の抵抗温度係数を持つＮＴＣサーミスタが用いられる。
【００２９】
第２の検出回路は、電源Ｖ１から供給される直流電圧を第２の抵抗Ｒ２と第２のサーミスタＴｈ２により分圧した電圧を出力Ｐ２として出力する。すなわち、
第２の検出回路の出力Ｐ２は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第２の抵抗Ｒ２の抵抗値をＲｒ２、第２のサーミスタＴｈ２の抵抗値をＲｔｈ２とすると、以下の式（４）の関係を満たすこととなる。
Ｐ２＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ２／（Ｒｔｈ２＋Ｒｒ２）      式（４）
この第２の検出回路の出力Ｐ２は、ボルテージフォロワ２１を経由して第１の差動増幅回路３１に接続されている。
【００３０】
第２のブリッジ回路１２は、第１のブリッジ回路１１と同様に、熱源から放射される赤外線を検知するための第３の検出回路と周囲温度を検知するための第４の検出回路の２つの検出回路から構成される。第３の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第３の抵抗Ｒ３と電源Ｖ１の負極に接続される第３のサーミスタＴｈ３の直列回路で構成されている。第４の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第４の抵抗Ｒ４と、電源Ｖ１の負極に接続される第４のサーミスタＴｈ４の直列回路で構成されている。
【００３１】
第３のサーミスタＴｈ３と第４のサーミスタＴｈ４は、第１のサーミスタＴｈ１及び第２のサーミスタＴｈ２と同様に金属酸化物を主成分とする負の抵抗温度係数を持つＮＴＣサーミスタが用いられる。
【００３２】
第２のブリッジ回路１２は、第１のブリッジ回路と同様な回路構成であり、第３の検出回路の出力Ｐ３は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第３の抵抗Ｒ３の抵抗値をＲｒ３、第２のサーミスタＴｈ３の抵抗値をＲｔｈ３とすると、以下の式（５）の関係を満たすこととなる。
Ｐ３＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ３／（Ｒｔｈ３＋Ｒｒ３）      式（５）
同様に、第４の検出回路の出力Ｐ４は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第４の抵抗Ｒ４の抵抗値をＲｒ４、第４のサーミスタＴｈ４の抵抗値をＲｔｈ４とすると、以下の式（６）の関係を満たすこととなる。
Ｐ４＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ４／（Ｒｔｈ４＋Ｒｒ４）      式（６）
第３の検出回路の出力Ｐ３及び第４の検出回路の出力Ｐ４は、ボルテージフォロワ２２を経由して第２の差動増幅回路３２に接続されている。
【００３３】
ボルテージフォロワ（２１，２２）は、高インピーダンス信号を低インピーダンス信号に変換する回路である。第１ブリッジ回路の出力（Ｐ１，Ｐ２）及び第２ブリッジ回路の出力（Ｐ３，Ｐ４）は、一般的に高インピーダンス信号であるため、ボルテージフォロワ通すことで低インピーダンス信号に変換し、次段に接続される第１の差動増幅回路３１及び第２の差動増幅回路３２に減衰していない電圧を伝えることができる。電圧値としては、ボルテージフォロワ（２１，２２）の入力（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）と対応する出力（Ｐ７，Ｐ８，Ｐ９，Ｐ１０）は、同じである。ボルテージフォロワは、必ずしも必要ということではない。次段の回路の入力インピーダンスとの関係や、伝えたい電圧の精度などにより、ボルテージフォロワがなくともよい。
【００３４】
差動増幅回路（３１，３２）は、２つの入力電圧の差分を一定係数で増幅する回路である。第１の差動増幅回路３１は、第１のボルテージフォロワの出力（Ｐ７，Ｐ８）を入力として、出力Ｐ７の出力電圧と出力Ｐ８の出力電圧の差分を取り、この差分のみを増幅させている。つまり、信号成分としては第１のブリッジ回路１１の出力（Ｐ１、Ｐ２）の差分を取り、この差分のみを増幅させる。第１の差動増幅回路３１の出力Ｐ１３は、周囲温度領域を２分割し、高い方の周囲温度領域でピーク値を取るように、第１のブリッジ回路の定数を設定する。第１の差動増幅回路３１は、２つの入力電圧の差分を増幅させた電圧を出力Ｐ１３として出力し、次段の加算回路４１に入力される。
【００３５】
第２の差動増幅回路３２は、第２のボルテージフォロワの出力（Ｐ９，Ｐ１０）を入力として、出力Ｐ９の出力電圧と出力Ｐ１０の出力電圧の差分を取り、この差分のみを増幅させている。つまり、信号成分としては第２のブリッジ回路１２の出力（Ｐ３、Ｐ４）の差分を取り、この差分のみを増幅させることになる。第２の差動増幅回路３２の出力Ｐ１４は、周囲温度領域を２分割し、低い方の周囲温度領域でピーク値を取るように、第２のブリッジ回路の定数を設定する。第２の差動増幅回路３２は、２つの入力電圧の差分を増幅させた電圧を出力Ｐ１４として出力し、次段の加算回路４１に入力される。
【００３６】
加算回路４１は、入力電圧を加算し増幅する回路である。加算回路４１は、第１の差動増幅回路３１の出力Ｐ１３と第２の差動増幅回路３２の出力Ｐ１４の２つの入力電圧を加算する。つまり、第１のブリッジ回路１１の出力（Ｐ１，Ｐ２）の差電圧を増幅した信号と、第２のブリッジ回路１２の出力（Ｐ３，Ｐ４）の差電圧を増幅した信号を加算することになる。加算回路４１の出力Ｐ１６は、高い方の周囲温度領域でピーク値を持った電圧と低い方の周囲温度領域にピーク値を持った電圧を加算した出力電圧となる。この出力電圧は、感度（加熱ローラの温度変化分に対する出力電圧変化）においても、２つのピーク値を持つ。このピーク値が略等しくなるように、差動増幅回路（３１，３２）の増幅率を設定する。以上の回路構成及び定数設定により、周囲温度領域のそれぞれ異なる半分の周囲温度領域でそれぞれ感度を高められるので、ピーク時の周囲温度から極端に離れた周囲温度がなくなり、感度の低下が抑制できる。また、加算回路４１の増幅率は、次段の回路の入力電圧範囲内で適宜設定される。加算回路４１の出力Ｐ１６は、Ａ／Ｄ変換回路５１に接続される。なお、図１では図示していないが、周囲温度を検知した電圧値もＡ／Ｄ変換回路５１に取込まれる。この電圧値は、第２の検出回路の出力Ｐ２の経路などの単独の検出回路からの信号を利用してもよいし、第２の検出回路の出力Ｐ２と第４の検出回路の出力Ｐ４との合成信号などを利用してもよい。
【００３７】
Ａ／Ｄ変換回路５１は、アナログ値をデジタル値に変換する回路である。本実施形態では、加算回路５１の出力Ｐ１６をデジタル値に変換する。アナログ値からデジタル値に変換する場合、１ビット分の電圧、つまり非接触温度センサの場合は１ビット分の温度が小さいほど温度精度が上がる。高精度にするには、分解能が高いＡ／Ｄ変換回路５１を使うこと、そして入力電圧を大きくすることが考えられる。したがってＡ／Ｄ変換回路５１の入力電圧範囲内で出来る限り大きな入力電圧にすると精度を向上することができる。なお、図１では図示していないが、Ａ／Ｄ変換回路５１によってデジタル値に変換された値は、マイクロコンピュータに取り込まれ、温度変換テーブルもしくは関数により変換して熱源の温度を検出する。
【００３８】
以上のように、本実施形態に係るセンサ回路１００において、加算回路４１の出力Ｐ１６の出力電圧は、略等しい２つの感度のピーク値を持ち、このピーク値は２等分した周囲温度領域にそれぞれ存在するため、特定の周囲温度における感度の低下を抑制できる。次段のＡ／Ｄ変換回路５１の入力電圧の分解能は、周囲温度ごとの感度の差が少なくなるため、熱源の温度の検出精度の低下を抑制することができる。
【００３９】
（第１の実施形態の変形例）
次に、図４を参照して、本発明の第１の実施形態に係るセンサ回路１００の変形例であるセンサ回路２００の構成について説明する。図４は、本発明の第１の実施形態に係るセンサ回路の変形例を示す回路構成図である。
【００４０】
本変形例に係るセンサ回路３００は、電源Ｖ１と、第１のブリッジ回路１１と、第２のブリッジ回路１２と、ボルテージフォロワ（２１，２２）と、Ａ／Ｄ変換回路５１について、第１の実施形態に係るセンサ回路１００と同様である。本変形例では、差動増幅回路（３１，３２）と加算回路４１の代わりに、加減算回路４２を備えている点において、第１の実施形態の係るセンサ回路１００と相違する。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。
【００４１】
加減算回路４２は、加算、減算、増幅を行うアナログ演算回路である。本変形例２００では、第１のボルテージフォロワ２１の出力Ｐ８と第２のボルテージフォロワの出力Ｐ１０を加算し、第１のボルテージフォロワ２１の出力Ｐ７と第２のボルテージフォロワの出力Ｐ９を減算し、増幅率は各信号に対して設定できる。第１の実施形態に係るセンサ回路１００では、第１のボルテージフォロワ２１の出力（Ｐ７，Ｐ８）の差電圧である差動増幅回路３１の出力Ｐ１３の出力電圧と第２のボルテージフォロワ２２の出力（Ｐ９，Ｐ１０）の差電圧である差動増幅回路３２の出力Ｐ１４の出力電圧を求めてから、こられの出力電圧を加算していた。つまり、本変形例２００では、加減算回路４２だけで、同じ動作をさせることができるので、回路の簡素化が可能となる。なお、第１のブリッジ回路１１の第２の検出回路と第２のブリッジ回路１２の第４の検出回路は、どちらか省略しても構わない。つまり、第２の検出回路と第４の検出回路は、周囲温度を測る目的の回路であるため、共通化することが可能である。
【００４２】
（第２の実施形態）
次に、図５を参照して、本発明の第２の実施形態に係るセンサ回路３００の構成について説明する。図５は、本発明の第２の実施形態に係るセンサ回路を示す回路構成図である。なお、第２の実施形態に係るセンサ回路３００も熱源の温度を非接触で測定するセンサ回路を用いて説明する。すなわち、測定対象は熱源であり、測定対象の物理量は温度である。第２の実施形態に係るセンサ回路３００は、第３のブリッジ回路１３と第３のボルテージフォロワ２３と第３の差動増幅回路３３と３入力の加算回路４３を備えている点において、第１の実施形態に係るセンサ回路１００と異なっている。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。
【００４３】
センサ回路３００は、図５に示されるように、電源Ｖ１と、第１のブリッジ回路１１と、第２のブリッジ回路１２と、第３のブリッジ回路１３と、ボルテージフォロワ（２１，２２，２３）と、差動増幅回路（３１，３２，３３）と、３入力の加算回路４３と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換回路５１と、を有する。
【００４４】
第３のブリッジ回路１３は、第１のブリッジ回路１１及び第２のブリッジ回路１２と同様に、熱源から放射される赤外線を検知するための第５の検出回路と周囲温度を検知するための第６の検出回路の２つの検出回路から構成される。第５の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第５の抵抗Ｒ５と電源Ｖ１の負極に接続される第５のサーミスタＴｈ５の直列回路で構成されている。第６の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第６の抵抗Ｒ６と、電源Ｖ１の負極に接続される第６のサーミスタＴｈ６の直列回路で構成されている。
【００４５】
第５のサーミスタＴｈ５と第６のサーミスタＴｈ６は、第１のサーミスタＴｈ１及び第２のサーミスタＴｈ２及び第３のサーミスタＴｈ３及び第４のサーミスタＴｈ４と同様に金属酸化物を主成分とする負の抵抗温度係数を持つＮＴＣサーミスタが用いられる。
【００４６】
第３のブリッジ回路１３は、第１のブリッジ回路１１及び第２のブリッジ回路１２と同様な回路構成であり、第３の検出回路の出力Ｐ３は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第５の抵抗Ｒ５の抵抗値をＲｒ５、第５のサーミスタＴｈ５の抵抗値をＲｔｈ５とすると、以下の式（７）の関係を満たすこととなる。
Ｐ５＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ５／（Ｒｔｈ５＋Ｒｒ５）      式（７）
同様に、第６の検出回路の出力Ｐ６は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第６の抵抗Ｒ６の抵抗値をＲｒ６、第６のサーミスタＴｈ６の抵抗値をＲｔｈ６とすると、以下の式（８）の関係を満たすこととなる。
Ｐ６＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ６／（Ｒｔｈ６＋Ｒｒ６）      式（８）
第５の検出回路の出力Ｐ５及び第６の検出回路の出力Ｐ６は、ボルテージフォロワ２３を経由して第３の差動増幅回路３３に接続されている。
【００４７】
ボルテージフォロワ（２１，２２，２３）は、高インピーダンス信号を低インピーダンス信号に変換する回路である。第１ブリッジ回路の出力（Ｐ１，Ｐ２）及び第２ブリッジ回路の出力（Ｐ３，Ｐ４）及び第３のブリッジ回路（Ｐ５，Ｐ６）の出力は、一般的に高インピーダンス信号であるため、ボルテージフォロワ通すことで低インピーダンス信号に変換し、次段に接続される差動増幅回路（３１，３２，３３）に減衰しない電圧を入力することができる。電圧値としては、ボルテージフォロワ（２１，２２，２３）の入力（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５，Ｐ６）と対応する出力（Ｐ７，Ｐ８，Ｐ９，Ｐ１０，Ｐ１１，Ｐ１２）は、同じである。ブリッジ回路出力が次段の入力インピーダンスに比べ、２桁以上低い場合は、一般的にボルテージフォロワは特に必要ない。
【００４８】
差動増幅回路（３１，３２，３３）は、２つの入力電圧の差分を一定係数で増幅する回路である。第３の差動増幅回路３３は、第１の差動増幅回路３１及び第２の差動増幅回路３２と同様な動作であり、第３のボルテージフォロワの出力（Ｐ１１，Ｐ１２）を入力として、出力Ｐ１１の出力電圧と出力Ｐ１２の出力電圧の差分を取り、この差分のみを増幅させている。ボルテージフォロワの前後は、同じ電圧値であるので、第３のブリッジ回路１３の出力（Ｐ５、Ｐ６）の差分を取り、この差分のみを増幅させていることになる。
【００４９】
第１の差動増幅回路３１の出力Ｐ１３は、周囲温度領域を３分割し、中間の周囲温度領域でピーク値を取るように、第１のブリッジ回路の定数を設定する。第１の差動増幅回路３１は、２つの入力電圧の差分を増幅させた電圧を出力Ｐ１３として出力し、次段の加算回路４３に入力される。
第２の差動増幅回路３２の出力Ｐ１４は、周囲温度領域を３分割し、低い方の周囲温度領域でピーク値を取るように、第２のブリッジ回路の定数を設定する。第２の差動増幅回路３２は、２つの入力電圧の差分を増幅させた電圧を出力Ｐ１４として出力し、次段の加算回路４３に入力される。
第３の差動増幅回路３３の出力Ｐ１５は、周囲温度領域を３分割し、更に高い方の周囲温度領域でピーク値を取るように、第３のブリッジ回路の定数を設定する。第３の差動増幅回路３３は、２つの入力電圧の差分を増幅させた電圧を出力Ｐ１５として出力し、次段の加算回路４３に入力される。周囲温度領域を３分割し、３つの差動増幅回路の受持つ周囲温度領域はどのような組合せであっても構わない。つまり、第１の差動増幅回路３１の出力Ｐ１３が高い方の周囲温度領域でピーク値を取るように、第１のブリッジ回路の定数を設定し、第２の差動増幅回路３２の出力Ｐ１４が、中間の周囲温度領域でピーク値を取るように、第２のブリッジ回路の定数を設定し、第３の差動増幅回路３３の出力Ｐ１５が、低い方の周囲温度領域でピーク値を取るように、第３のブリッジ回路の定数を設定してもよい。
【００５０】
加算回路４３は、入力電圧を加算し増幅する回路である。加算回路４３は、第１の差動増幅回路３１の出力Ｐ１３と第２の差動増幅回路３２の出力Ｐ１４と第３の差動増幅回路３３の出力Ｐ１５の３つの入力電圧を加算する。つまり、第１のブリッジ回路１１の出力（Ｐ１，Ｐ２）の差電圧を増幅した信号と、第２のブリッジ回路１２の出力（Ｐ３，Ｐ４）の差電圧を増幅した信号と、第３のブリッジ回路１３の出力（Ｐ５，Ｐ６）の差電圧を増幅した信号とを加算することになる。加算回路４３の出力Ｐ１９は、高い方の周囲温度領域でピーク値を持った電圧と中間の周囲温度領域でピーク値を持った電圧と低い方の周囲温度領域にピーク値を持った電圧を加算した出力電圧となる。この出力電圧は、感度（加熱ローラの温度変化分に対する出力電圧変化）においても、３つのピーク値を持つ。このピーク値が略等しくなるように、差動増幅回路（４１，４２，４３）の増幅率を設定する。また、加算回路４３の増幅率は、次段の回路の入力電圧範囲内で適宜設定される。これにより、周囲温度領域が広い場合でも、周囲温度領域全体で感度が均等化されるため、次段に接続されるＡ／Ｄ変換回路５１の１ビット分の温度が極端に大きいところが無くなり、熱源の温度の検出精度の低下を抑制することが可能となる。
【００５１】
（第２の実施形態の変形例）
次に、図８を参照して、本発明の第２の実施形態に係るセンサ回路３００の変形例であるセンサ回路４００の構成について説明する。図８は、本発明の第２の実施形態に係るセンサ回路の変形例を示す回路構成図である。
【００５２】
本変形例に係るセンサ回路４００は、電源Ｖ１と、第１のブリッジ回路１１と、第２のブリッジ回路１２と、第３のブリッジ回路１３と、ボルテージフォロワ（２１，２２，２３）と、Ａ／Ｄ変換回路５１について、第２の実施形態に係るセンサ回路３００と同様である。本変形例では、差動増幅回路（３１，３２、３３）と加算回路４３の代わりに、加減算回路４４を備えている点において、第２の実施形態の係るセンサ回路３００と相違する。以下、第２の実施形態と異なる点を中心に説明する。
【００５３】
加減算回路４４は、加算、減算、増幅を行うアナログ演算回路である。本変形例４００では、第１のボルテージフォロワ２１の出力Ｐ８と第２のボルテージフォロワ２２の出力Ｐ１０と第３のボルテージフォロワ２３の出力Ｐ１２を加算し、第１のボルテージフォロワ２１の出力Ｐ７と第２のボルテージフォロワ２２の出力Ｐ９と第３のボルテージフォロワ２３の出力Ｐ１１を減算し、増幅率は各信号に対して設定できる。第２の実施形態に係るセンサ回路３００では、第１のボルテージフォロワ２１の出力（Ｐ７，Ｐ８）の差電圧である差動増幅回路３１の出力Ｐ１３の出力電圧と第２のボルテージフォロワ２２の出力（Ｐ９，Ｐ１０）の差電圧である差動増幅回路３２の出力Ｐ１４の出力電圧と第３のボルテージフォロワ２３の出力（Ｐ１１，Ｐ１２）の差電圧である差動増幅回路３３の出力Ｐ１５の出力電圧とを求めてから、こられの出力電圧を加算していた。つまり、本変形例４００では、加減算回路４３だけで、同じ動作をさせることができるので、回路の簡素化が可能となる。
【００５４】
（第３の実施形態）
次に、図９を参照して、本発明の第３の実施形態に係るセンサ回路５００の構成について説明する。図９は、本発明の第３の実施形態に係るセンサ回路を示す回路構成図である。なお、第３の実施形態に係るセンサ回路５００も熱源の温度を非接触で測定するセンサ回路を用いて説明する。すなわち、測定対象は熱源であり、測定対象の物理量は温度である。
【００５５】
センサ回路５００は、図９に示されるように、電源Ｖ１と、ブリッジ回路１４と、ボルテージフォロワ２１と、差動増幅回路３４と、Ａ／Ｄ変換回路５１と、第１の記憶装置５２と第２の記憶装置５３と、加算器５４とロジック回路５５を有する。
【００５６】
ブリッジ回路１４は、熱源から放射される赤外線を検知するための第７の検出回路と周囲温度を検知するための第８の検出回路の２つの検出回路とスイッチから構成される。本実施形態では、このスイッチにＰ型ＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor）スイッチを用いているが、トランスファーゲートなど他のスイッチを用いてもよい。第７の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第１の抵抗手段と電源Ｖ１の負極に接続される第７のサーミスタＴｈ７の直列回路で構成されている。第１の抵抗手段は、直列接続された抵抗（Ｒ２７，Ｒ２９）と第１のスイッチＭ１で構成され、第１のスイッチＭ１は、抵抗Ｒ２７と抵抗Ｒ２９との接点と電源Ｖ１の正極との間に接続される。第８の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第２の抵抗手段と、電源Ｖ１の負極に接続される第８のサーミスタＴｈ８の直列回路で構成されている。第２の抵抗手段は、直列接続された抵抗（Ｒ２８，Ｒ３０）と第２のスイッチＭ２で構成され、第２のスイッチＭ２は、抵抗Ｒ２８と抵抗Ｒ３０との接点と電源Ｖ１の正極との間に接続される。
【００５７】
第７のサーミスタＴｈ７と第８のサーミスタＴｈ８は、サーミスタ（Ｔｈ１，Ｔｈ２，Ｔｈ３，Ｔｈ４，Ｔｈ５，Ｔｈ６）と同様に金属酸化物を主成分とする負の抵抗温度係数を持つＮＴＣサーミスタが用いられる。
【００５８】
スイッチ（Ｍ１，Ｍ２）は、同じタイミングでオン又はオフを行う。スイッチ（Ｍ１，Ｍ２）がオンのときは、抵抗Ｒ２７及び抵抗Ｒ２８が電源Ｖ１の正極に短絡するため、抵抗Ｒ２９とサーミスタＴｈ７の直列回路である第７の検出回路と、抵抗Ｒ３０とサーミスタＴｈ８の直列回路である第８の検出回路で構成されたブリッジ回路になる。なお、スイッチのオン抵抗は無視している。第７の検出回路の出力Ｐ２１は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、抵抗Ｒ２９の抵抗値をＲｒ２９、第７のサーミスタＴｈ７の抵抗値をＲｔｈ７、スイッチのオン抵抗を０Ωとすると、以下の式（９）の関係を満たすこととなる。
Ｐ２１＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ７／（Ｒｔｈ７＋Ｒｒ２９）      式（９）
同様に、第８の検出回路の出力Ｐ２２は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、抵抗Ｒ３０の抵抗値をＲｒ３０、第８のサーミスタＴｈ８の抵抗値をＲｔｈ８とすると、以下の式（１０）の関係を満たすこととなる。
Ｐ２２＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ８／（Ｒｔｈ８＋Ｒｒ３０）      式（１０）
ＭＯＳスイッチ（Ｍ１，Ｍ２）がオフのときは、第１の抵抗手段は、抵抗Ｒ２７と抵抗Ｒ２９が直列になる。このときの第７の検出回路の出力Ｐ２１は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第１の抵抗回路の抵抗値を（Ｒｒ２７＋Ｒｒ２９）、第７のサーミスタＴｈ７の抵抗値をＲｔｈ７とすると、以下の式（９）の関係を満たすこととなる。
Ｐ２１＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ７／（Ｒｔｈ７＋（Ｒｒ２７＋Ｒｒ２９））      式（１１）
同様に、スイッチ（Ｍ１，Ｍ２）がオフのときの第８の検出回路の出力Ｐ２２は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第２の抵抗手段の抵抗値を（Ｒｒ２８＋Ｒｒ３０）、第８のサーミスタＴｈ８の抵抗値をＲｔｈ８とすると、以下の式（１２）の関係を満たすこととなる。
Ｐ２２＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ８／（Ｒｔｈ８＋（Ｒｒ２８＋Ｒｒ３０））      式（１２）
スイッチ（Ｍ１，Ｍ２）のオンオフによって、第４のブリッジ回路を高い方の周囲温度領域でピーク値を持った電圧と低い方の周囲温度領域にピーク値を持った電圧を出力することができる。ブリッジ回路１４の出力（Ｐ２１，Ｐ２２）は、ボルテージフォロワ２１を経由して差動増幅回路３４に接続されている。
【００５９】
ボルテージフォロワ２１は、高インピーダンス信号を低インピーダンス信号に変換する回路である。ブリッジ回路１４の出力インピーダンスが差動増幅回路３４の入力インピーダンスに比べ、十分に低くない場合に、ボルテージフォロワを置くことで電圧信号を減衰せず伝えることができるようになる。
【００６０】
差動増幅回路３４は、２つのスイッチ（Ｔ１，Ｔ２）で増幅率を可変でき、且つ２つの入力電圧の差分を増幅する回路である。本実施形態では、このスイッチ（Ｔ１，Ｔ２）にトランスファーゲートを用いているが、Ｐ型ＭＯＳスイッチなどを使用してもよい。
【００６１】
スイッチ（Ｔ１，Ｔ２）は、同じタイミングでオン又はオフを行う。スイッチ（Ｔ１，Ｔ２）がオンのときは、抵抗Ｒ３１の両端及び抵抗Ｒ３４の両端が短絡するため、増幅率が低くなる。差動増幅回路３４の増幅率は、抵抗Ｒ３３と抵抗Ｒ３６の抵抗値を同じＲｒａ、抵抗Ｒ３２と抵抗Ｒ３５の抵抗値を同じＲｒｂ、増幅率をＡｖ１とすると、以下の式（１３）の関係を満たすこととなる。
Ａｖ１＝Ｒａ／Ｒｒｂ      式（１３）
スイッチ（Ｔ１，Ｔ２）がオフのときは、抵抗Ｒ３１の両端及び抵抗Ｒ３４の両端が開放となるため、抵抗値が高くなり増幅率が高くなる。差動増幅回路３４の増幅率は、抵抗Ｒ３３と抵抗Ｒ３６の抵抗値を同じＲｒａ、抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２を直列接続した合成抵抗値と、抵抗Ｒ３４と抵抗Ｒ３５を直列接続した合成抵抗値を同じ（Ｒｒｂ＋Ｒｒｃ）、増幅率をＡｖ２とすると、以下の式（１４）の関係を満たすこととなる。
Ａｖ２＝Ｒｒａ／（Ｒｒｂ＋Ｒｒｃ）      式（１４）
【００６２】
第１の実施形態に係るセンサ回路１００における差動増幅回路３１の増幅率をＡｖ３、差動増幅回路３２の増幅率をＡｖ４、加算回路４１の増幅率をＡｖ５とすると、Ａｖ１とＡｖ２は、以下の式（１５）、（１６）の関係式を満たすことができる。
Ａｖ１＝Ａｖ３＊Ａｖ５      式（１５）
Ａｖ２＝Ａｖ４＊Ａｖ５      式（１６）
つまり、スイッチのオンオフにより抵抗値を変化させ感度の高低を制御できるため、簡素化した回路で、特にサーミスタペア１組だけでセンサ回路１００と同じ動作をさせることが可能となる。式（１５）及び式（１６）は、センサ回路１００とセンサ回路５００での増幅の関係を説明するためのもので、センサ回路１００の増幅率とセンサ回路５００の増幅率が必ずしも一致しているとは限らない。
【００６３】
差動増幅回路３４の出力Ｐ１７は、Ａ／Ｄ変換回路５１でアナログ値からデジタル値に変換される。このデジタル値は、記憶装置（５２，５３）で記憶される。
【００６４】
記憶装置（５２，５３）は、デジタル値を一時保持するための装置である。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換回路５１の出力であるデジタル値を記憶させる。ブリッジ回路１４のスイッチと差動増幅回路３４のスイッチがオンのとき、差動増幅回路３４から出力されたアナログ値を、Ａ／Ｄ変換回路５１でデジタル値に変換し、このデジタル値を記憶装置５２に記憶させる。ブリッジ回路１４のスイッチと差動増幅回路３４のスイッチがオフのときは、差動増幅回路３４から出力されたアナログ値を、Ａ／Ｄ変換回路５１でデジタル値に変換し、このデジタル値を記憶装置５３に記憶させる。つまり、ブリッジ回路１４のスイッチと差動増幅回路３４のスイッチがオンのときとオフのときのデータを交互に記憶装置（５２，５３）に記憶させる。記憶装置（５２，５３）の出力は、加算器５４に接続される。
【００６５】
ロジック回路５５は、外部からのクロック信号を利用してスイッチのオンオフ及び記憶装置でのラッチのための信号を発生する回路である。データフリップフロップＤＦ１と２つのＡＮＤ（ＡＮＤ１，ＡＮＤ２）で構成されている。データフリップフロップは、クロック入力が１になったとき、データ入力と同じ値が出力Ｑに、反転した値が出力Ｑｂに出力されるロジック回路である。ＡＮＤは、全ての入力の値が１のとき、１を出力するロジック回路である。ブリッジ回路１４のスイッチの切替えと差動増幅回路３４のスイッチの切替えは、同じタイミングで切替える。記憶装置のラッチのタイミングは、スイッチがオンのとき、記憶装置５２にデータが記憶され、スイッチがオフのとき、記憶装置５２に記憶される。
【００６６】
加算器５４は、加算を行う演算装置である。本実施形態では、第１の記憶装置５２と第２の記憶装置５３のデジタル値を加算する。第１の実施形態に係るセンサ回路１００においては、加算回路４１でアナログ加算してからＡ／Ｄ変換回路５１でデジタル値に変えていた。第３の実施形態に係るセンサ回路５００では、各ブリッジ回路からの信号加算をＡ／Ｄ変換回路後に行っている。これにより、第１の実施形態に係るセンサ回路１００のＡ／Ｄ変換回路５１の出力ＯＵＴ１と、第３の実施形態に係るセンサ回路５００の加算器５４の出力ＯＵ２は、同等な信号を得ることが可能となる。記憶、加算などの演算処理は、マイクロコンピュータなどでも可能である。センサ回路１００に図示していないが、後段にマイクロコンピュータが使用されているため、このマイクロコンピュータを利用することで、デジタル処理部分の回路は、センサ回路１００から増やさなくとも可能である。センサ回路５００においても、後段のマイクロブリッジコンピュータを利用することで、ブリッジ回路に使用する２つサーミスタだけを使用し、スイッチ切替えで対応できるため、非常に簡素化した回路構成にすることができる。
【００６７】
（第３の実施形態の変形例）
次に、図１０を参照して、本発明の第３の実施形態に係るセンサ回路５００の変形例であるセンサ回路６００の構成について説明する。図１０は、本発明の第３の実施形態に係るセンサ回路の変形例を示す回路構成図である。
【００６８】
本変形例に係るセンサ回路６００は、電源Ｖ１と、ボルテージフォロワ２１と、Ａ／Ｄ変換回路５１と、第１の記憶装置５２と第２の記憶装置５３と、加算器５４とロジック回路５５について、第３の実施形態に係るセンサ回路５００と同様である。本変形例では、ブリッジ回路１４と差動増幅回路３４の代わりに、ブリッジ回路１５と差動増幅回路３５を備えている点において、第３の実施形態の係るセンサ回路５００と相違する。以下、第３の実施形態と異なる点を中心に説明する。
【００６９】
ブリッジ回路１５は、熱源から放射される赤外線を検知するための第９の検出回路と周囲温度を検知するための第１０の検出回路の２つの検出回路とスイッチから構成される。本実施形態では、このスイッチにＰ型ＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor）スイッチを用いているが、トランスファーゲートなど他のスイッチを用いてもよい。第９の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第３の抵抗手段と電源Ｖ１の負極に接続される第７のサーミスタＴｈ７の直列回路で構成されている。第３の抵抗手段は、スイッチＭ３と直列接続された抵抗Ｒ３７と抵抗３９が並列接続されている。第１０の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第４の抵抗手段と、電源Ｖ１の負極に接続される第８のサーミスタＴｈ８の直列回路で構成されている。第４の抵抗手段は、スイッチＭ３と直列接続された抵抗Ｒ３８と抵抗４０が並列接続されている。スイッチＭ３は、第３の抵抗手段と第４の抵抗手段に共通に使用される。
【００７０】
スイッチＭ３がオンのときは、抵抗Ｒ３７及び抵抗Ｒ３８が電源Ｖ１の正極に接続されるため、抵抗Ｒ３７は、抵抗Ｒ３９と並列接続される。同様に、抵抗Ｒ３８及び抵抗Ｒ４０が電源Ｖ１の正極に接続されるため、抵抗Ｒ３８は、抵抗Ｒ４０と並列接続される。第９の検出回路は、この並列接続された抵抗（Ｒ３７，Ｒ３９）とサーミスタＴｈ７が直列接続された構成になる。第９の検出回路の出力Ｐ２３は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第３の抵抗回路の抵抗値をＲｒ３７＊Ｒｒ３９／（Ｒｒ３７＋Ｒｒ３９）、第７のサーミスタＴｈ７の抵抗値をＲｔｈ７、スイッチのオン抵抗を０Ωとすると、以下の式（１７）の関係を満たすこととなる。
Ｐ２１＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ７／（Ｒｔｈ７＋Ｒｒ３７＊Ｒｒ３９／（Ｒｒ３７＋Ｒｒ３９））      式（１７）
同様に、第１０の検出回路の出力Ｐ２４は、電源Ｖ１から供給される直流電圧値をＶｒ１、第４の抵抗回路の抵抗値をＲｒ３８＊Ｒｒ４０／（Ｒｒ３８＋Ｒｒ４０）、第８のサーミスタＴｈ８の抵抗値をＲｔｈ８とすると、以下の式（１８）の関係を満たすこととなる。
Ｐ２３＝Ｖｒ１×Ｒｔｈ８／（Ｒｔｈ８＋Ｒｒ３８＊Ｒｒ４０／（Ｒｒ３８＋Ｒｒ４０））      式（１８）
ブリッジ回路１５は、１つのスイッチＭ３だけで、抵抗値を切替えるように対応させた回路である。スイッチＭ３のオンオフによって、第５のブリッジ回路を高い方の周囲温度領域でピーク値を持った電圧と低い方の周囲温度領域にピーク値を持った電圧を出力することができる。抵抗手段は、第３の実施形態の係るセンサ回路５００では直列接続した場合のブリッジ回路を示し、本変形例に係るセンサ回路６００では並列接続した場合のブリッジ回路を示したが、これらは代表的な例であり他の抵抗値を変化させる回路を用いてもよい。ブリッジ回路１５の出力（Ｐ２３，Ｐ２４）は、ボルテージフォロワ２１を経由して差動増幅回路３５に接続されている。
【００７１】
差動増幅回路３５は、２つのスイッチ（Ｔ３，Ｔ４）で増幅率を可変でき、且つ２つの入力電圧の差分を増幅する回路である。本実施形態では、このスイッチ（Ｔ３，Ｔ４）にトランスファーゲートを用いているが、Ｐ型ＭＯＳスイッチなどを使用してもよい。
【００７２】
スイッチ（Ｔ３，Ｔ４）は、同じタイミングでオン又はオフを行う。スイッチ（Ｔ３，Ｔ４）がオンのときは、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２が並列接続となる。同様に、抵抗Ｒ４４と抵抗Ｒ４５も並列接続となる。これにより増幅率が低くなる。差動増幅回路３４の増幅率は、抵抗Ｒ４３と抵抗Ｒ４６の抵抗値を同じＲｒｄ、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４４の抵抗値を同じＲｒｅ、抵抗Ｒ４２と抵抗Ｒ４５の抵抗値を同じＲｒｆ、増幅率をＡｖ３とすると、以下の式（１９）の関係を満たすこととなる。
Ａｖ３＝Ｒｄ／（Ｒｒｅ＊Ｒｒｆ／（Ｒｒｅ＋Ｒｒｆ））      式（１９）
スイッチ（Ｔ３，Ｔ４）がオフのときは、抵抗Ｒ４１及び抵抗Ｒ４４の一端が開放になるため、抵抗（Ｒ４１，Ｒ４２）とスイッチＴ３で構成する合成抵抗の抵抗値及び抵抗（Ｒ４４，Ｒ４５）とスイッチＴ４で構成する合成抵抗の抵抗値が高くなり増幅率が高くなる。差動増幅回路３５の増幅率は、抵抗Ｒ４３と抵抗Ｒ４６の抵抗値を同じＲｒｄ、抵抗Ｒ４２と抵抗Ｒ４５の抵抗値を同じＲｒｆ、増幅率をＡｖ４とすると、以下の式（２０）の関係を満たすこととなる。
Ａｖ４＝Ｒｄ／Ｒｒｆ      式（２０）
式（１９）及び式（２０）に示すように、分母の抵抗値を変えることで、増幅率を変化させている。この分母の抵抗値は、第３の実施形態の係るセンサ回路５００では抵抗を直列接続した例を示し、本変形例に係るセンサ回路６００では並列接続した例を示したが、これらは代表的な例であり他の抵抗値を変化させる回路を用いてもよい。
【００７３】
以下、本実施形態によって熱源の温度の検出精度の低下を抑制できることを実施例１、２と比較例１とによって具体的に示す。但し、本発明はこれらに限定されない。実施例１、２と比較例１では、ブリッジ回路の出力、差動増幅回路の出力、加算回路の出力、感度の温度特性をシミュレーションした。
【００７４】
実施例１では、上述した第１の実施形態に係るセンサ回路１００を用いた。実施例２では、上述した第２の実施形態に係るセンサ回路３００を用いた。比較例１では、図１２に示されるセンサ回路７００を用いた。図１２は、比較例１に係るセンサ回路を示す回路構成図である。
【００７５】
まず、比較例１に係るセンサ回路７００の構成について説明する。センサ回路７００は、図１２に示されるように、電源Ｖ１と、ブリッジ回路１１と、ボルテージフォロワ２１と、差動増幅回路３１と、Ａ／Ｄ変換回路５１と、を有する。
【００７６】
ブリッジ回路は、熱源から放射される赤外線を検知するための第１の検出回路と周囲温度を検知するための第２の検出回路から構成される。第１の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第１の抵抗Ｒ１と電源Ｖ１の負極に接続される第１のサーミスタＴｈ１の直列回路で構成されている。第２の検出回路は、電源Ｖ１の正極に接続される第２の抵抗Ｒ２と電源Ｖ１の負極に接続される第２のサーミスタＴｈ２の直列回路で構成されている。ボルテージフォロワ２１は、高インピーダンス信号を低インピーダンス信号に変換する回路である。高インピーダンス出力であるブリッジ回路１１の出力（Ｐ１，Ｐ２）を電圧の減衰を防ぐために、低インピーダンスに変換して、次段の差動増幅回路３１へ接続する。つまり信号電圧は、ブリッジ回路１１の出力Ｐ１とボルテージフォロワ２１のＰ７は同じ電圧値となる。同様にブリッジ回路１１の出力Ｐ２とボルテージフォロワ２１のＰ８も同じ電圧となる。差動増幅回路３１は、２つの入力電圧の差分を一定係数で増幅する回路である。この差動増幅回路３１の出力Ｐ１３は、Ａ／Ｄ変換回路５１に接続される。なお、図１１では図示していないが、周囲温度を検知した電圧値もＡ／Ｄ変換回路５１に取込まれる。Ａ／Ｄ変換回路５１は、アナログ値をデジタル値に変換する回路である。つまり、差動増幅回路３１の出力P13のアナログ値をデジタル値に変換する。なお、図１では図示していないが、Ａ／Ｄ変換回路５１によってデジタル値に変換された値は、マイクロコンピュータに取り込まれ、温度変換テーブルもしくは関数により変換して熱源の温度を検出する。
【００７７】
続いて、図２及び図３を参照して、実施例１のセンサ回路１００の温度特性を示す。図２は、第１の実施形態に係るセンサ回路の第１のブリッジ回路の２つの出力を差動増幅回路で差分を取り増幅した出力と、第２のブリッジ回路の２つ出力を差動増幅回路で差分を取り増幅した出力と、    ２つの差動増幅回路の出力を加算した加算回路の出力の温度特性を示すグラフである。
【００７８】
センサ回路１００の各ブリッジ回路の各定数は、高い方の周囲温度領域にピーク値を持たせる第１のブリッジ回路１１の抵抗（Ｒ１，Ｒ２）の抵抗値を７ｋΩ、サーミスタ（Ｔｈ１，Ｔｈ２）の２５℃時の抵抗値を１００ｋΩ、Ｂ定数を４４８５Ｋ、低い方の周囲温度領域にピーク値を持たせる第２のブリッジ回路１２の抵抗（Ｒ３，Ｒ４）の抵抗値を４５ｋΩ、サーミスタ（Ｔｈ３，Ｔｈ４）の２５℃時の抵抗値を１０ｋΩ、Ｂ定数を４１００Ｋに設定した。また、第１の差動増幅回路３１の増幅率を１．９５倍、第２の差動増幅回路３２の増幅率を１．０１倍、加算回路４１の増幅率を１．００倍と設定した。
【００７９】
図２は、熱源温度を１８０℃とした場合である。第１のブリッジ回路の出力の差分を増幅した差動増幅回路３１の出力Ｐ１３は、全体の周囲温度領域をー４０℃から１００℃とし、２分割した３０℃から１００℃の間に、６３の特性のように７０℃付近でピーク値になる。第２のブリッジ回路の出力の差分を増幅した差動増幅回路３２の出力Ｐ１４は、２分割した残りの−４０℃から３０℃の間に、６２の特性のように−２０℃付近でピーク値になる。この２つ差動増幅回路を加算した結果が、６１の特性である。図２では、６１の電圧ピーク値が１Ｖになるように各増幅率を設定している。
【００８０】
図３は、感度の温度特性を示す。熱源温度が１８０℃時の加算回路出力は図２と同様に６１の特性であるが、ここに熱源温度１６０℃時の加算回路出力の６５の特性を追加した。感度は、熱源温度が、１８０℃時と１６０℃時の差分とし、６６のような特性となる。感度のピーク値が２分割した周囲温度領域にそれぞれ存在し、且つピーク値が略等しい。全周囲温度領域で感度の特性６６は、０．１２Ｖから０．１６Ｖの間にあり、周囲温度による感度変化が少ない。これは、後段のＡ／Ｄ変換回路で１ビットあたりの温度変化が周囲温度に対して少ないことを意味する。つまり、周囲温度に対する感度が平均化しているため、ある特定の周囲温度のときに温度変化が小さいことにならず、全周囲温度領域で熱源の温度の検出精度を均一化することができる。
【００８１】
続いて、図６および図７を参照して、実施例２のセンサ回路３００の温度特性を示す。図６は、第２の実施形態に係るセンサ回路の第１のブリッジ回路の２つの出力を差動増幅回路で差分を取り増幅した出力と、第２のブリッジ回路の２つ出力を差動増幅回路で差分を取り増幅した出力と、第３のブリッジ回路の２つの出力を差動増幅回路で差分を取り増幅した出力と、３つの差動増幅回路の出力を加算した加算回路の出力の温度特性を示すグラフである。
【００８２】
センサ回路３００の各ブリッジ回路の各定数は、中間の周囲温度領域にピーク値を持たせる第１のブリッジ回路１１の抵抗（Ｒ１，Ｒ２）の抵抗値を３３ｋΩ、サーミスタ（Ｔｈ１，Ｔｈ２）の２５℃時の抵抗値を１００ｋΩ、Ｂ定数を４４８５Ｋ、低い方の周囲温度領域にピーク値を持たせる第２のブリッジ回路１２の抵抗（Ｒ３，Ｒ４）の抵抗値を７５ｋΩ、サーミスタ（Ｔｈ３，Ｔｈ４）の２５℃時の抵抗値を１０ｋΩ、Ｂ定数を４１００Ｋ、高い方の周囲温度領域にピーク値を持たせる第３のブリッジ回路１３の抵抗（Ｒ５，Ｒ６）の抵抗値を３．６ｋΩ、サーミスタ（Ｔｈ５，Ｔｈ６）の２５℃時の抵抗値を３３０ｋΩ、Ｂ定数を４７５０Ｋに設定した。また、第１の差動増幅回路３１の増幅率を１．０８倍、第２の差動増幅回路３２の増幅率を０．８５倍、第３の差動増幅回路３３の増幅率を２．３８倍、加算回路４３の増幅率を１．００倍と設定した。
【００８３】
図６は、熱源温度を１８０℃とした場合である。第１のブリッジ回路の出力の差分を増幅した差動増幅回路３１の出力Ｐ１３は、全体の周囲温度領域をー４０℃から１４０℃とし、３分割した２０℃から８０℃の間に、７３の特性のように４０℃付近でピーク値になる。第２のブリッジ回路の出力の差分を増幅した差動増幅回路３２の出力Ｐ１４は、３分割した低い方の−４０℃から２０℃の間に、７２の特性のように−２０℃付近でピーク値になる。第３のブリッジ回路の出力の差分を増幅した差動増幅回路３３の出力Ｐ１５は、３分割した高い方の８０℃から１４０℃の間に、７４の特性のように１１０℃付近でピーク値になる。この３つ差動増幅回路を加算した結果が、７１の特性である。図６では、７１の電圧のピーク値が１Ｖになるように各増幅率を設定している。
【００８４】
図７は、感度の温度特性を示す。熱源温度が１８０℃時の加算回路出力は図６と同様に７１の特性であるが、ここに熱源温度１６０℃時の加算回路出力の７５の特性を追加した。感度は、熱源温度が、１８０℃時と１６０℃時の差分とし、７６のような特性となる。周囲温度領域が−４０から１４０℃と更に広範囲になったのにもかかわらず、３つのブリッジ回路の出力で、高温、中温、低温にピーク値を持たせ、それぞれ増幅率を調整して加算することにより、全周囲温度領域で感度の特性７６は、０．１４Ｖから０．１６Ｖの間にあり、周囲温度による感度変化が更に少なくすることが可能になる。周囲温度に対する感度が更に平均化してきため、全周囲温度領域で熱源の温度の検出精度を均一化することができ、ある特定の周囲温度における感度低下に起因する検出精度の低下を抑制することができる。
【００８５】
続いて、図１１と図２を参照して、実施例３のセンサ回路５００のロジック回路のタイミングチャートと動作を示す。図１１は、実施例３のセンサ回路５００のロジック回路５５のタイミングチャートを示す。外部からのクロック信号ＣＫを利用して、ブロック回路１５の抵抗手段の抵抗値を切替えるためのスイッチ（Ｍ１，Ｍ２）用信号と、差動増幅回路３５の増幅率を切替えるためのスイッチ（Ｔ１，Ｔ２）用信号と、記憶装置（５２，５３）のデータラッチ用信号を出力する。ＤＦ１の出力Ｑｂが０のときは、スイッチ（Ｍ１，Ｍ２，Ｔ１，Ｔ２）が短絡状態になる。このときの差動増幅回路３４の出力Ｐ１７の出力電圧をＡＮＤ１の出力の立ち上がり波形により記憶装置５２にデータが取込まれ記憶される。ＤＦ１の出力Ｑｂが１のときは、スイッチ（Ｍ１，Ｍ２，Ｔ１，Ｔ２）が開放状態になる。このときの差動増幅回路３４の出力Ｐ１７の出力電圧をＡＮＤ２の出力の立ち上がり波形により記憶装置５３にデータが取込まれ記憶される。周囲温度が１０℃のとき、図２のａ点の電圧値がデジタル値として記憶装置５２に記憶され、ｂ点の電圧値がデジタル値として記憶装置５３に記憶される。加算器５４では、ａ点とｂ点を加算したｃ点のデジタル値が加算回路５４の出力ＯＵＴ２に出力される。この結果、実施例１のＡ／Ｄ変換回路５１の出力ＯＵＴ１と同等な出力を得ることが可能である。
【００８６】
続いて、図１３を参照して、比較例１のセンサ回路７００の温度特性を示す。センサ回路７００の各定数は、ブリッジ回路の抵抗（Ｒ１，Ｒ２）を１８ｋΩ、サーミスタ（Ｔｈ１，Ｔｈ２）の２５℃時の抵抗値を１００ｋΩ、Ｂ定数を４４８５Ｋ、差動増幅回路の増幅率を２．２０倍と設定した。
【００８７】
熱源温度が１８０℃時の差動増幅回路出力は、８１の特性となり、熱源温度１６０℃時の差動増幅回路出力は、８５の特性となる。熱源温度が１８０℃時の差動増幅回路出力と、熱源温度１６０℃時の差動増幅回路出力の差分は、８６の特性となる。差動増幅回路の出力は、周囲温度が５０℃のときにピーク値を持ち、この５０℃を中心に５０℃から離れた周囲温度に行くに従い、感度が低下する。周囲温度が０℃から１００℃の領域では、感度の特性８６は０．０９Ｖから０．２１Ｖの間あるが、−４０℃から１４０℃まで温度領域を拡張すると、感度の特性８６は０．０１Ｖから０．２１Ｖの範囲となり、周囲温度に対する感度が著しく低下している。感度が周囲温度によって異なるため、Ａ／Ｄ変換回路の１ビットあたりの温度変化が大きく、感度が低い周囲温度では、温度の検出精度が極めて低くなってしまう。熱源温度１８０℃と熱源温度１６０℃の差分２０℃を、周囲温度が５０℃のときは０．２１Ｖの電圧変化があり、周囲温度が−４０℃のときは０．０１Ｖの電圧変化がある。これより、周囲温度が５０℃のときは、０．１０℃／ｍＶとなり、周囲温度が−４０℃のときは、１．６０℃／ｍＶとなる。つまり、Ａ／Ｄ変換回路の１ビットの分解能が１ｍＶの場合では、周囲温度が−４０℃のときは、１．６０℃以下の温度検出精度はないことになる。
【００８８】
一方、実施例１のセンサ回路１００では、最も感度が低い周囲温度である−４０℃のときでも０．１２Ｖあるため、０．１７℃／ｍＶとなり、比較例１のセンサ回路７００に比べて、大幅に熱源の検出精度の低下を抑制できる。更に実施例２のセンサ回路３００では、最も感度が低い周囲温度が−４０℃のときで０．１４Ｖであるため、０．１５℃／ｍＶ程度となり、感度がピーク値時の０．１３℃／ｍＶと変わらないほど大幅に改善される。全周囲温度領域において、０．１５℃／ｍＶ以下の高い温度検出精度を持つことになる。
【００８９】
以上、本発明の好適な実施形態について説明してきたが、本発明は必ずしも上述した実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変更が可能である。また、記載した構成要素は、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一なものが含まれる。さらに、記載した構成要素は適宜組み合わせることが可能である。
【００９０】
また、上記実施形態では熱源の温度を非接触で測定する、いわゆる非接触温度センサに本発明に係るセンサ回路を適用した例について説明したが、これに限定されない。例えば、２つのサーミスタの温度差を利用して物理量を検出する、ガスセンサ、湿度センサ、流速センサにおいても、本発明が適用できる。
【００９１】
ＮＤＩＲ（ｎｏｎ−ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ  ｉｎｆｒａｒｅｄ  ｄｅｔｅｃｔｏｒ，  非分散型赤外線センサ）といわれる光学式のガスセンサは、２つのサーミスタのうち第１のサーミスタには測定対象の気体を透過した赤外線を照射し、第２のサーミスタには測定対象のガスを含まない標準気体を透過した赤外線を照射し、２つのサーミスタの温度上昇の違いから測定対象の気体内のガス濃度を検出するものである。すなわち、第１のサーミスタはガス濃度という物理量の影響を受け、第２のサーミスタはその影響が低減されている。このような２つのサーミスタを用いたガスセンサにおいても、上記実施形態に係るセンサ回路を適用することで、測定対象の物理量、すなわちガス濃度の検出精度の低下を緩和することができる。
【００９２】
２つのサーミスタを用いた湿度センサは、２つのサーミスタのうち第１のサーミスタは測定対象の雰囲気にさらされ、第２のサーミスタは密閉された乾燥空気の中に配置されているものである。これらの２つのサーミスタを同等の条件にて加熱すると、第１のサーミスタは湿度による雰囲気の熱伝導率の変化に影響され温度が変わるが、第２のサーミスタは湿度の影響を受けない。２つのサーミスタの温度差は湿度を反映している。すなわち、第１のサーミスタは湿度という物理量の影響を受け、第２のサーミスタはその影響が低減されている。このような２つのサーミスタを用いた湿度センサにおいても、上記実施形態に係るセンサ回路を適用することで、測定対象の物理量、すなわち湿度の検出精度の低下を抑制することができる。
【００９３】
２つのサーミスタを用いた流速センサは、２つのサーミスタのうち第１のサーミスタは測定対象の流体にさらされ、第２のサーミスタは流体にさらされない位置に配置されるものである。これらの２つのサーミスタを同等の条件にて加熱すると、第１のサーミスタは流速に応じて熱を奪われ温度が変わるが、第２のサーミスタはその影響を受けない。２つのサーミスタの温度差は流速を反映している。すなわち、第１のサーミスタは流速という物理量の影響を受け、第２のサーミスタはその影響が低減されている。このような２つのサーミスタを用いた流速センサにおいても、上記実施形態に係るセンサ回路を適用することで、測定対象の物理量、すなわち流速の検出精度の低下を抑制することができる。
【００９４】
以上のように、物理量を２つのサーミスタの温度差として検出する各種センサにおいては、上記実施形態に係るセンサ回路を適用することで、測定対象の物理量の検出精度の低下を抑制することができる。
【産業上の利用可能性】
【００９５】
本発明に係るセンサ回路は、自動車、空調機、複写機、電子レンジなどに利用できる。
【符号の説明】
【００９６】
Ｖ１…電源、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ１９，Ｒ２０，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６，Ｒ２７，Ｒ２８，Ｒ２９，Ｒ３０，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４，Ｒ３５，Ｒ３６，Ｒ３７，Ｒ３８，Ｒ３９，Ｒ４０，Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ４４，Ｒ４５，Ｒ４６…抵抗、Ｔｈ１，Ｔｈ２，Ｔｈ３，Ｔｈ４，Ｔｈ５，Ｔｈ６，Ｔｈ７，Ｔｈ８…サーミスタ、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４…Ｐ型ＭＯＳスイッチ、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４…トランスファーゲート、ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ５，ＯＰ６，ＯＰ７，ＯＰ８，ＯＰ９，ＯＰ１０…オペアンプ、１１，１２，１３，１４，１５…ブリッジ回路、２１，２２，２３…ボルテージフォロワ、３１，３２，３３，３４，３５…差動増幅回路、４１，４３…加算回路、４２、４４…加減算回路、５１…Ａ／Ｄ変換回路、５２，５３…記憶装置、５４…加算器、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５，Ｐ６，Ｐ２１，Ｐ２２，Ｐ２３，Ｐ２４…ブリッジ回路の出力、Ｐ７，Ｐ８，Ｐ９，Ｐ１０，Ｐ１１，Ｐ１２…ボルテージフォロワの出力、Ｐ１３，Ｐ１４，Ｐ１５…差動増幅回路の出力、Ｐ１６，Ｐ１９…加算回路の出力、ＯＵＴ１…Ａ／Ｄ変換回路の出力、ＯＵＴ２…加算器の出力、１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００…センサ回路、６１，６５，７１，７５…加算器の出力の電圧特性、６２，６３，７２，７３，７４…差動増幅回路の出力の電圧特性、６６，７６…測定対象の温度が１８０時の加算回路の出力の電圧特性から測定対象の温度が１６０℃時の加算回路の出力の電圧特性を引いた電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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