(57)【要約】      （修正有）【課題】通過帯域におけるゲインが指数関数的に増大する逆特性フィルタを、少ない段（タップ）数で実現する。【解決手段】通過数帯域の上限周波数βまでの帯域はガウスフィルタの逆特性となる第１の伝達関数Ｄ1（ｆ）とし、βから２βまでの帯域はβを対称点Ｖ１としてＤ1（ｆ）と点対称な第２の伝達関数Ｄ2（ｆ）とし、２βから３βまでの帯域は２βを対象軸Ｖ２としてＤ2（ｆ）と線対称な第３の伝達関数Ｄ3（ｆ）とし、３βから４βまでの帯域は３βを対称点Ｖ３としてＤ3（ｆ）と点対称な第４の伝達関数Ｄ4（ｆ）とする。【選択図】図１
2015195507.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガウスフィルタの逆特性を有するＦＩＲフィルタにおいて、
下限周波数から、通過周波数帯域までの第１の帯域において適用され、所望とする前記ガウスフィルタの逆特性を有する第１の伝達関数と、
伝達関数のグラフにおいて、前記通過周波数帯域の上限周波数を対称点として、前記第１の伝達関数と点対称な特性を有し、その点対称な特性で、前記上限周波数の２倍の周波数までの第２の帯域において適用される第２の伝達関数と、
前記２倍の周波数を対称軸として、前記第２の伝達関数と線対称な特性を有し、その線対称な特性で、前記上限周波数の３倍の周波数までの第３の帯域において適用される第３の伝達関数と、
前記３倍の周波数を対称点として、前記第３の伝達関数と点対称な特性を有し、その点対称な特性で、前記上限周波数の４倍の周波数までの第４の帯域において適用される第４の伝達関数とを有すること、
を特徴とする逆特性フィルタ。
【請求項２】
前記第２〜第４の伝達関数に窓関数を掛けて、前記第４の帯域よりも高い周波数の第５の帯域においては、ゲインを０に収束させることを特徴とする請求項１記載の逆特性フィルタ。
【請求項３】
入力信号を予め定める期間に亘ってサンプリングし、そのサンプリング値を保持するサンプリング部と、
前記サンプリング部で保持されているサンプリング値に、それぞれ予め定める係数を乗算する乗算部と、
前記乗算部で求められた各乗算値を加算してフィルタ出力とする加算部とを備え、
前記乗算部における係数として、前記第１〜第４の伝達関数に対応した値がそれぞれ設定されていることを特徴とする請求項１または２記載の逆特性フィルタ。
【請求項４】
入力側にアナログ／デジタル変換器を備え、出力側にデジタル／アナログ変換器を備え、
前記アナログ／デジタル変換器が、入力信号のシンボル周期より充分短い周期でオーバーサンプリングを行うデジタルフィルタであることを特徴とする請求項３記載の逆特性フィルタ。
【請求項５】
前記請求項１〜４の何れか１項に記載の逆特性フィルタを備えることを特徴とする無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ガウスフィルタの逆特性を有するフィルタおよびその逆特性フィルタを用いる無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
消防・救急無線を始めとした業務用陸上移動無線のデジタル化が促進され、その１つの標準規格として、ＡＲＩＢ（一般社団法人電波産業会）のＳＴＤ−Ｔ１０２が策定された。このＳＴＤ−Ｔ１０２は、狭帯域デジタル通信方式（ＳＣＰＣ（Single Channel Per Carrier）／４値ＦＳＫ方式)の無線区間インタフェースについて規定されたもので、無線送信機側の変調手順については図１３（ａ）で示すように、無線受信機側の復調手順については図１３（ｂ）で示すように、それぞれ規定されている。
【０００３】
すなわち、図１３（ａ）の無線送信機の場合、デジタル（２値の）データ列がシンボルマッピング部１０１に入力され、２ビット毎に４値ＦＳＫの周波数偏位に対応したシンボル値（電圧レベル）を有するパルス信号（ベースバンド信号）に変換される。その後、前述のパルス信号は、２段の送信フィルタ１０２，１０３によって、帯域制限が行われた後、周波数変調器１０４に与えられ、送信搬送波が周波数偏位した４値ＦＳＫ信号に変調されて、送信アンプに与えられる。２ビットデータと、シンボル値と、周波数偏位との関係を、表１に示す。
【０００４】
【表１】
2015195507.tif 000003
そして、１段目の送信フィルタ１０２は、下記の数１のＨ（ｆ）で表されるルートナイキストフィルタであり、２段目の送信フィルタ１０３は、下記の数１のＰ（ｆ）で表されるガウスフィルタである。表１のシンボルレベルを有する入力インパルス信号の周波数をｆ、シンボル周期をＴ、ナイキストフィルタのロールオフ率をα、シンボル周期をＴ、帯域幅時間積をＢbＴとするとき、それぞれの伝達関数Ｈ（ｆ），Ｐ（ｆ）は、下式で定められる。
【０００５】
【数１】
2015195507.tif 000004
これに対応して、図１３（ｂ）の無線受信機の場合、受信信号を周波数変換した中間周波信号は、周波数検波器１１１に入力されて、前記４値ＦＳＫ信号の周波数偏位に対応したシンボル値を有するパルス信号に復調され、１段目の受信フィルタ１１２に入力される。この受信フィルタ１１２は、上述の送信フィルタ１０２と同一の特性で帯域制限を行うルートナイキストフィルタＨ（ｆ）である。こうして、受信フィルタ１１２と送信フィルタ１０２との２つのルートナイキストフィルタＨ（ｆ）は、ナイキストフィルタとして作用し、隣接するシンボル値に影響を与えずに、帯域制限が行われる。前記受信フィルタ１１２からの出力は、２段目の受信フィルタ１１３に入力される。この受信フィルタ１１３は、送信フィルタ１０３に対応して設けられる逆特性フィルタであって、その伝達関数Ｄ（ｆ）は、下式で定められる。
【０００６】
【数２】
2015195507.tif 000005
こうして２段の受信フィルタ１１２，１１３によって濾波されたパルス信号は、ビット変換部１１４に入力され、そのシンボル値に応じて、前記表１の関係から、２ビットの２値データ列に復号されて出力される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｔ１０２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ガウスフィルタＰ（ｆ）は、図１４で示すように、周波数の増大に伴い、ゲインが０に近付いてゆくので、その逆特性のフィルタＤ（ｆ）は、図１５で示すように、周波数の増大に伴い、ゲインが指数関数的に増大し、無限大に近付くことになる。したがって、前記受信フィルタ１１３に、単純に送信フィルタ１０３の逆特性フィルタを構成すると、インパルス応答の０への収束は非常に遅くなってしまう。その様子を、図１６に示す。
【０００９】
図１６は、ガウスフィルタＰ（ｆ）と、その逆特性のフィルタＤ（ｆ）とのインパルス応答をシミュレートして、それぞれ参照符号Ａ１，Ａ２で示す波形図である。以降の説明におけるグラフでも同様であるが、入力インパルス（周波数検波器１１１からの出力パルス）は、１６倍の周波数でオーバーサンプルしてシミュレートしている。ガウスフィルタＰ（ｆ）のインパルス応答は、図１６の参照符号Ａ１で示すように、ほぼ前後数サンプルで０に収束していることが理解される。そのため、ガウスフィルタは、６４段（タップ）以下のＦＩＲフィルタで、比較的容易に実現することができる。しかしながら、図１６の参照符号Ａ２で示すように、その逆特性のフィルタＤ（ｆ）は、インパルス応答の収束が遅く、６４段（タップ）のＦＩＲフィルタでも、大きな誤差が残り、現実的に無線受信機の集積回路チップに実装することが困難である。あるいは、インパルス応答を０へ収束させられない段階で、段（タップ）数を制限すると、誤差が残り、信号が歪んでしまう。
【００１０】
本発明の目的は、段（タップ）数を抑えることができるガウスフィルタの逆特性フィルタおよびそれを用いる無線受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の逆特性フィルタは、ガウスフィルタの逆特性を有するＦＩＲフィルタにおいて、下限周波数から、通過周波数帯域までの第１の帯域において適用され、所望とする前記ガウスフィルタの逆特性を有する第１の伝達関数と、伝達関数のグラフにおいて、前記通過周波数帯域の上限周波数を対称点として、前記第１の伝達関数と点対称な特性を有し、その点対称な特性で、前記上限周波数の２倍の周波数までの第２の帯域において適用される第２の伝達関数と、前記２倍の周波数を対称軸として、前記第２の伝達関数と線対称な特性を有し、その線対称な特性で、前記上限周波数の３倍の周波数までの第３の帯域において適用される第３の伝達関数と、前記３倍の周波数を対称点として、前記第３の伝達関数と点対称な特性を有し、その点対称な特性で、前記上限周波数の４倍の周波数までの第４の帯域において適用される第４の伝達関数とを有すること、を特徴とする。
【００１２】
したがって、前記第１の帯域から第４の帯域までが連続した滑らかな特性となり、ＦＩＲフィルタのインパルス応答の収束が速くなるとともに、前記通過周波数帯域におけるゲイン変動を抑えることができ、逆特性フィルタを少ない段（タップ）数のＦＩＲフィルタで実現することができる。
【００１３】
また、本発明の逆特性フィルタは、前記第２〜第４の伝達関数に窓関数を掛けて、前記第４の帯域よりも高い周波数の第５の帯域においては、ゲインを０に収束させることを特徴とする。
【００１４】
上記の構成によれば、前記第２〜第４の伝達関数に窓関数を掛けることによって、伝達関数のゲインを滑らかに、最終的に０の値に収束させ、高域でのノイズ除去能力を向上することができる。
【００１５】
さらにまた、本発明の逆特性フィルタでは、入力信号を予め定める期間に亘ってサンプリングし、そのサンプリング値を保持するサンプリング部と、前記サンプリング部で保持されているサンプリング値に、それぞれ予め定める係数を乗算する乗算部と、前記乗算部で求められた各乗算値を加算してフィルタ出力とする加算部とを備え、前記乗算部における係数として、前記第１〜第４の伝達関数に対応した値がそれぞれ設定されていることを特徴とする。
【００１６】
上記の構成によれば、複数段（タップ）の積和演算器から成るＦＩＲフィルタによって、前記のガウスフィルタの逆特性フィルタを実現することができる。
【００１７】
また、本発明の逆特性フィルタでは、入力側にアナログ／デジタル変換器を備え、出力側にデジタル／アナログ変換器を備え、前記アナログ／デジタル変換器が、入力信号のシンボル周期より充分短い周期でオーバーサンプリングを行うデジタルフィルタであることを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によれば、デジタルフィルタの積和演算器における係数を設定するだけで、前記のような逆特性フィルタを実現でき、しかも少ない段（タップ）数で実現することができる。たとえば、１シンボル周期の１／１６の周期で、すなわち１６倍のサンプリング周波数でオーバーサンプルする場合、３２段（タップ）程度に収めることができる。
【００１９】
さらにまた、本発明の無線受信機は、前記の逆特性フィルタを備えることを特徴とする。
【００２０】
上記の構成によれば、無線受信機において、送信側の帯域制限フィルタとしてのガウスフィルタに対する逆特性フィルタを、少ない段（タップ）数のＦＩＲフィルタで実装することができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の逆特性フィルタは、必要な通過周波数帯域より高い周波数帯域において、通過周波数帯域の第１の伝達関数を点対称にして第２の伝達関数を作成し、それらの第１および第２の伝達関数を線対称にして第３および第４の伝達関数を作成することで、通過ゲインを滑らかに減少させてゆく。
【００２２】
それゆえ、インパルス応答を素早く０に収束させることができ、逆特性フィルタを少ない段（タップ）数のＦＩＲフィルタで実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施の一形態に係る逆特性フィルタの伝達関数を模式的に示すグラフである。
【図２】本発明の実施の一形態に係る逆特性フィルタの伝達関数を示すグラフである。
【図３】図１４で示すガウスフィルタと図２で示す逆特性フィルタのインパルス応答を示す波形図である。
【図４】図１４で示すガウスフィルタと図２で示す逆特性フィルタとを組み合わせた場合の通過特性を示すグラフである。
【図５】好ましい実施形態に用いる窓関数を模式的に示すグラフである。
【図６】好ましい実施形態に用いる窓関数を示すグラフである。
【図７】図２の逆特性フィルタに前記窓関数を掛け合わせた逆特性フィルタの伝達関数を示すグラフである。
【図８】図１４で示すガウスフィルタと図７で示す逆特性フィルタとのインパルス応答を示す波形図である。
【図９】図１４で示すガウスフィルタと図７で示す逆特性フィルタとを組み合わせた場合の通過特性を示すグラフである。
【図１０】図１４で示すガウスフィルタと図７で示す逆特性フィルタの変形例とのインパルス応答を示す波形図である。
【図１１】本発明の一実施形態に係る逆特性フィルタの一構成例であるデジタルフィルタを示すブロック図である。
【図１２】本発明の一実施形態に係る逆特性フィルタを備える無線受信機の一例を示すブロック図である。
【図１３】ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｔ１０２に規定される帯域制限のための無線送信機側の変調手順および無線受信機側の復調手順を示すブロック図である。
【図１４】ガウスフィルタの伝達関数を示すグラフである。
【図１５】前記ガウスフィルタの逆特性のフィルタの伝達関数を示すグラフである。
【図１６】図１４で示すガウスフィルタと図１５で示す逆特性フィルタとのインパルス応答を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
図１は、本発明の実施の一形態に係る逆特性フィルタの伝達関数を模式的に示すグラフである。この逆特性フィルタは、前述の図１３（ｂ）で示す無線受信機における２段目の受信フィルタ１１３として適用されるＦＩＲフィルタである。なお、本発明の逆特性フィルタの伝達関数は図１（ｂ）に示し、図１（ａ）には、前記図１４で示すガウスフィルタの伝達関数を、単純に逆特性にした図１５で示すフィルタの伝達関数を模式的に示している。
【００２５】
前述のように、ガウスフィルタは、周波数の増大に伴い、ゲインが０に近付いてゆく。そのため、単純な逆特性フィルタは、図１（ａ）に示すように、周波数の増大に伴いゲインが指数関数的に増大し、無限大に近付くことになる。そのため、そのままではインパルス応答の収束は非常に遅くなってしまう。図１において、通過周波数帯域（信号を通過させるべき帯域）の上限周波数はβで、その帯域における伝達関数はＤ（ｆ）である。
【００２６】
そこで、本件発明者は、図１（ｂ）に示す伝達関数を見出した。注目すべきは、下限周波数から前記上限周波数βまでの第１の帯域（信号を通過させるべき帯域）において適用される第１の伝達関数Ｄ1（ｆ）は、所望とするガウスフィルタの伝達関数Ｐ（ｆ）をそのまま逆特性とした伝達関数Ｄ（ｆ）を有し、前記上限周波数β以降（高）の伝達関数には、伝達関数のグラフにおいて、この第１の伝達関数Ｄ1（ｆ）を対称に描画した伝達関数を用いて、通過ゲインの上昇率を滑らかに減少させてゆくことである。
【００２７】
詳しくは、伝達関数のグラフにおいて、上限周波数βから２倍の周波数２βまでの第２の帯域においては、上限周波数βを対称点Ｖ１として、第１の伝達関数Ｄ1（ｆ）と点対称な特性の第２の伝達関数Ｄ2（ｆ）を適用する。次に、２倍の周波数２βを上限ゲインとして、その帯域を超えて、３倍の周波数３βまでの第３の帯域においては、２倍の周波数２βを対称軸Ｖ２として、第２の伝達関数Ｄ2（ｆ）と線対称な特性を有する第３の伝達関数Ｄ3（ｆ）を適用する。さらに、４倍の周波数４βまでの第４の帯域においては、３倍の周波数３βを対称点Ｖ３として、第３の伝達関数Ｄ3（ｆ）と点対称な第４の伝達関数Ｄ4（ｆ）を適用する。さらに、第４の帯域より上の周波数の第５の帯域における第５の伝達関数Ｄ5（ｆ）を１とする。
【００２８】
上記の各伝達関数を詳しく説明すると、以下の通りである。ガウスフィルタの伝達関数Ｐ（ｆ）が、
Ｐ（ｆ）＝ｅｘｐ｛−（２ｌｎ２）（ｆＴ／ＢbＴ）2｝
（ｆ：フィルタ入力信号周波数、Ｔ：シンボル周期、ＢbＴ：帯域幅時間積）
の場合、逆特性フィルタの伝達関数Ｄ（ｆ）＝は、
Ｄ（ｆ）＝１／Ｐ（ｆ）
である。そして、前記下限周波数を０、前記通過周波数帯域をβとするとき、各伝達関数Ｄ1（ｆ）〜Ｄ5（ｆ）は、
Ｄ1（ｆ）＝Ｄ（ｆ）                          （０≦ｆ≦β）
Ｄ2（ｆ）＝２Ｄ（β）−Ｄ（２β−ｆ）        （β＜ｆ≦２β）
Ｄ3（ｆ）＝２Ｄ（β）−Ｄ（ｆ−２β）        （２β＜ｆ≦３β）
Ｄ4（ｆ）＝Ｄ（４β−ｆ）                    （３β＜ｆ≦４β）
Ｄ5（ｆ）＝Ｄ（０）＝１                      （ｆ＞４β）
となる。
【００２９】
また、ナイキストフィルタのロールオフ率をα 、シンボル周期をＴとするとき、前記通過周波数帯域の上限周波数βは、
β＝（１＋α）／２Ｔ
となる。
【００３０】
このように構成することで、第１の帯域においては、ガウスフィルタの伝達関数Ｐ（ｆ）の逆特性の伝達関数Ｄ1（ｆ）によって、該逆特性フィルタへ入力されたこの第１の帯域の信号は、ガウスフィルタへの入力信号に近い形に復元することができる。次に、第２の帯域においては、第１の伝達関数Ｄ1（ｆ）と点対称な第２の伝達関数Ｄ2（ｆ）によって、ゲインの上昇率が徐々に減少してゆく。さらに、第３の帯域および第４の帯域における伝達関数Ｄ3（ｆ），Ｄ4（ｆ）によって、ゲインは連続して滑らかに１に低下してゆき、第５の帯域における伝達関数Ｄ5（ｆ）によって１に維持される。
【００３１】
したがって、第１の帯域から第４の帯域までが連続した滑らかな特性となり、ＦＩＲフィルタのインパルス応答の収束が速くなるとともに、上限周波数βまでの第１の帯域におけるゲイン変動を抑えることができ、逆特性フィルタを少ない段（タップ）数のＦＩＲフィルタで実現することができる。
【００３２】
このように構成することで、単純にガウスフィルタの逆特性としたフィルタの伝達関数が図１５であるのに対して、本実施形態では、図２に示すように、通過ゲインを滑らかに減少させてゆくことができる。これによって、図１６の参照符号Ａ２に示すように長時間収束しなかったインパルス応答を、図３の参照符号Ａ２に示すように、速やかに０へ収束させることができるようになる。図３においても、図１６と同様に、ガウスフィルタと、その逆特性のフィルタとのインパルス応答をシミュレートして、それぞれ参照符号Ａ１，Ａ２で示している。前述のように、図３でも、入力インパルス（周波数検波器１１１からの出力パルス）を、１６倍の周波数でオーバーサンプルしてシミュレートしている。したがって、この図３から明らかなように、逆特性フィルタのインパルス応答は、３０サンプル程度で０に収束できており、３０段（タップ）程度の積和演算器から成るＦＩＲフィルタによって、ガウスフィルタの逆特性フィルタを実現可能であることが理解される。なお、図２から図３は逆高速フーリエ変換によって、図３から図２は高速フーリエ変換によって求めることができる。
【００３３】
図４には、送信側のガウスフィルタＰ（ｆ）および本実施形態の逆特性のフィルタＤ1（ｆ）〜Ｄ5（ｆ）を組み合わせた場合の通過特性を示す。図４（ａ）はゲイン特性であり、図４（ｂ）は位相特性である。この図４から明らかなように、図４（ａ）で示す通過帯域でのゲイン変動は殆ど無く、図４（ｂ）で示す位相特性も、連続した直線となっている。
【００３４】
ところで、上述の実施形態では、図２で示すように、第５の伝達関数Ｄ5（ｆ）は、１に収束されている。したがって、そのままでは高い周波数においてゲインが０に近付かないので、この逆特性フィルタによるノイズ除去能力は低くなる。そこで、第２〜第４の伝達関数Ｄ2（ｆ）〜Ｄ4（ｆ）に窓関数を掛けて、第４の帯域よりも高い周波数の第５の帯域においては、ゲインを０に収束させることが好ましい。その様子を、図５で模式的に示す。これによって、高域でのノイズ除去能力を向上することができる。
【００３５】
具体的には、窓関数Ｗ（ｆ）は、ｃｏｓカーブを用いてゲインを０に収束させるもので、図５（ｂ）で示すように、ゲインを落してゆく範囲をγと定義する。図５の例では、γ＝３βである。その場合、窓関数Ｗ（ｆ）は、以下のようになる。
【００３６】
Ｗ（ｆ）＝１                                        （０≦ｆ≦β）
Ｗ（ｆ）＝［ｃｏｓ｛（ｆ−β）π／γ｝＋１］／２    （β＜ｆ≦β＋γ）
Ｗ（ｆ）＝０                                        （４β＜ｆ）
である。
【００３７】
上式の窓関数Ｗ（ｆ）は、図６で示すようになる。そして、この窓関数Ｗ（ｆ）を第２〜第４の伝達関数Ｄ2（ｆ）〜Ｄ4（ｆ）に掛けたトータルの伝達関数は、図７で示すようになる。この図７で示す伝達関数と、前述の図２で示す伝達関数との差によって、図３の参照符号Ａ２に対応するインパルス応答は、図８の参照符号Ａ２で示すように変化する。また、図９は、送信側のガウスフィルタＰ（ｆ）と組み合わせた場合の通過特性である。図９（ａ）はゲイン特性であり、図９（ｂ）は位相特性である。図８の参照符号Ａ２から明らかなように、インパルス応答の０への収束が若干遅くなる程度で、ほぼ影響は無い。また、図９から、ゲイン特性や位相特性も、殆ど影響は無い。
【００３８】
前記範囲γは、３β以下の範囲で、大きく設定する程、通過帯域である第１の帯域を超えた範囲のゲインを、緩やかに０に落とすようになる。反対に、該範囲γを小さく設定して、ゲインを速く落し始める程、高域のノイズ除去能力を向上することができる。しかしながら、インパルス応答の収束に時間を要する（振動する）ようになる。したがって、上述の例では、γ＝３βとしているが、それより低い値、たとえばγ＝２βや、γ＝１．５βとしてもよい。図１０には、γ＝βとした場合のインパルス応答を示す。図１０で示すように、応答の収束に時間を要する（振動する）ようになる。
【００３９】
図１１は、本発明の一実施形態に係る逆特性フィルタの一構成例であるデジタルフィルタ１２０を示すブロック図である。このデジタルフィルタ１２０は、ＤＳＰのソフトウェアによって実現されるＦＩＲフィルタである。前述のように、周波数検波器１１１からは、シンボル周波数の１６倍の周波数でオーバーサンプルされたデータが入力端ＩＮに入力され、縦続接続された３１段のバッファＢ１〜Ｂ３１に順次転送されて格納されてゆく。したがって、バッファＢ１〜Ｂ３１は、サンプリング部を構成し、略２シンボル周期に亘るサンプリング値を保持することができる。
【００４０】
入力端ＩＮのデータおよび各バッファＢ１〜Ｂ３１のデータは、対応する乗算器Ｘ０〜Ｘ３１に与えられ、対応する係数器Ｃ０〜Ｃ３１に設定されている係数が乗算される。各乗算器Ｘ０〜Ｘ３１の出力は、加算器Ｚ１〜Ｚ３１によって順次加算されて、出力端ＯＵＴから、フィルタ出力として出力される。こうして、このデジタルフィルタ１２０は、３２段（タップ）のＦＩＲフィルタで実現することができる。そして、各係数器Ｃ０〜Ｃ３１には、上述の図３の参照符号Ａ２で示すインパルス応答におけるデータポイントの値、すなわち前記の各伝達関数Ｄ1（ｆ）〜Ｄ5（ｆ）を逆フーリエ変換したインパルス応答の値が、係数として設定される。たとえば、図３の参照符号Ａ２や、図８の参照符号Ａ２が係数となる。
【００４１】
このようにして、複数段（タップ）の積和演算器から成るデジタルフィルタ１２０によって、前記のガウスフィルタの逆特性フィルタ１１３を実現することができる。そして、このような逆特性フィルタ１１３を、図１３（ｂ）で示す無線受信機において、図１３（ａ）で示す送信側の帯域制限フィルタとしてのガウスフィルタ１０３に対する逆特性フィルタとして用いることで、該逆特性フィルタを少ない段（タップ）数のＦＩＲフィルタで実装することができる。なお、バッファＢ１〜Ｂ３１を、リングバッファとすることで、転送処理の負担を軽減することができる。
【００４２】
図１２は、上述のような逆特性フィルタ１１３を備える無線受信機の一例を示すブロック図である。この無線受信機１は、ダブルスーパーヘテロダイン方式で構成され、アンテナ３で受信された信号は、バンドパスフィルタ４を介して、たとえば４４０ＭＨｚのＦＳＫ高周波信号の成分が濾波され、アンプ５で増幅された後、１段目の混合器６に入力される。混合器６では、局部発振器７からの、たとえば４８６．３５ＭＨｚの発振信号と混合され、得られた、たとえば４６．３５ＭＨｚの中間周波信号（第１の中間周波信号）は、バンドパスフィルタ８によって、その中間周波成分が濾波され、アンプ９で増幅された後、２段目の混合器１０に入力される。
【００４３】
混合器１０では、前記中間周波信号は、局部発振器１１からの、たとえば４５．９ＭＨｚの発振信号と混合され、得られた、たとえば４５０ｋＨｚの中間周波信号（第２の中間周波信号）は、バンドパスフィルタ１２によって、その中間周波成分が濾波され、アンプ（中間周波アンプ）１３で増幅された後、アナログ／デジタル変換器１４に入力される。アナログ／デジタル変換器１４では、入力信号が、たとえば３８．４ｋｓｐｓ（sample per second）のレートのデジタル信号に変換されて、復調回路２１に入力される。
【００４４】
復調回路２１は、前記の図１３（ｂ）で示される構成と同様であり、前記デジタルフィルタ１２０を内蔵する（ソフトウェアによって実現する）ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）によって構成され、この復調回路２１では、音声信号が復調されて、デジタル／アナログ変換器１５でアナログ変換され、スピーカ１６から音響化される。このような復調回路２１を用いて、本発明の逆特性フィルタを備える無線受信機１を実現することができる。
【符号の説明】
【００４５】
１    無線受信機
３    アンテナ
１４    アナログ／デジタル変換器
１５    デジタル／アナログ変換器
１６    スピーカ
２１    復調回路（ＤＳＰ）
１０１  シンボルマッピング部
１０２  送信フィルタ（ルートナイキストフィルタ）
１０３  送信フィルタ（ガウスフィルタ）
１０４  周波数変調器
１１１  周波数検波器
１１２  受信フィルタ（ルートナイキストフィルタ）
１１３  受信フィルタ（逆特性フィルタ）
１１４  ビット変換部
１２０  デジタルフィルタ
Ｂ１〜Ｂ３１    バッファ
Ｘ０〜Ｘ３１    乗算器
Ｃ０〜Ｃ３１    係数器
Ｚ１〜Ｚ３１    加算器                                                            
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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