(57)【要約】【課題】ドリフト領域の動的なキャリア密度を正確に表現し得るモデルを用いてパワースイッチングデバイスのシミュレーションを行う。【解決手段】内部ポテンシャルに基づくモデルによりパワースイッチングデバイスの特性をシミュレートするシミュレーション方法は、入力されたパワースイッチングデバイスのデバイスパラメータおよび電圧に基づいて、即時応答を仮定した場合のパワースイッチングデバイスの順方向Ｐ／Ｎ接合面における第１のキャリア密度を計算し、第１のキャリア密度に基づいて、応答遅延を考慮したパワースイッチングデバイスの順方向Ｐ／Ｎ接合面における第２のキャリア密度を計算し、パワースイッチングデバイスのドリフト領域における第２のキャリア密度の分布を計算し、第２のキャリア密度の分布に基づいて、パワースイッチングデバイスのスイッチング時の過渡応答を計算する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
内部ポテンシャルに基づくモデルによりパワースイッチングデバイスの特性をシミュレートするシミュレーション方法であって、
入力された前記パワースイッチングデバイスのデバイスパラメータおよび電圧に基づいて、即時応答を仮定した場合の前記パワースイッチングデバイスの順方向Ｐ／Ｎ接合面における第１のキャリア密度を計算し、
前記第１のキャリア密度に基づいて、応答遅延を考慮した前記パワースイッチングデバイスの順方向Ｐ／Ｎ接合面における第２のキャリア密度を計算し、
前記パワースイッチングデバイスのドリフト領域における前記第２のキャリア密度の分布を計算し、
前記第２のキャリア密度の分布に基づいて、前記パワースイッチングデバイスのスイッチング時の過渡応答を計算する
ことを特徴とするシミュレーション方法。
【請求項２】
前記第２のキャリア密度を積分して前記パワースイッチングデバイスのドリフト領域における抵抗値および電荷値を計算し、当該抵抗値および電荷値に基づいて、前記パワースイッチングデバイスのスイッチング時の過渡応答を計算する、請求項１に記載のシミュレーション方法。
【請求項３】
前記パワースイッチングデバイスがＩＧＢＴである、請求項１または請求項２に記載のシミュレーション方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体装置の設計技術に関し、特に、パワースイッチングデバイスのシミュレーション技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
低いスイッチング電力で数百ボルトから数千ボルトの高速スイッチングが求められるパワーインバータなどの高電圧アプリケーション向けに絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が開発されている。ＩＧＢＴは、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）のベース電流をスイッチングするために電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を組み合わせた複合的な構造をしている。このため、回路シミュレーションのためのコンパクトなモデリングが困難である。
【０００３】
ＩＧＢＴの登場以来、多くのＩＧＢＴモデルが開発されてきた。そのうちの一つに、内部ポテンシャルに基づくモデルであるＨｉＳＩＭ（Hiroshima University STARC IGFET Model）−ＩＧＢＴが知られている（例えば、非特許文献１を参照）。ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴは、完全に動的な負荷条件の下でベース領域（ドリフト領域）におけるすべての制御ポテンシャルが計算される内部ポテンシャルモデルである。この手法により、ＭＯＳＦＥＴとＢＪＴ間の動的な相互作用が一貫して考慮されることが保証される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Masataka Miyake et. al., "HiSIM-IGBT: A Compact Si-IGBT Model for Power Electronic Circuit Design," IEEE TRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICE, Vol. 60, No.2, February 2013, pp.571-579
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＩＧＢＴなどのパワースイッチングデバイスのスイッチングが高速化するにつれ、デバイスの動的特性が回路特性に与える影響が大きくなりつつある。特にＢＪＴ部分の過剰キャリアの応答遅延が無視できなくなる。そのような過剰キャリアの過渡応答を考慮しなければ、動作条件によってはシミュレーション精度が不十分となり、最適な回路設計ができなくなるおそれがある。
【０００６】
上記問題に鑑み、本発明は、ドリフト領域の動的なキャリア密度を正確に表現し得るモデルを用いてパワースイッチングデバイスのシミュレーションを行うことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一局面に従ったシミュレーション方法は、内部ポテンシャルに基づくモデルによりパワースイッチングデバイスの特性をシミュレートするシミュレーション方法であって、入力された前記パワースイッチングデバイスのデバイスパラメータおよび電圧に基づいて、即時応答を仮定した場合の前記パワースイッチングデバイスの順方向Ｐ／Ｎ接合面における第１のキャリア密度を計算し、前記第１のキャリア密度に基づいて、応答遅延を考慮した前記パワースイッチングデバイスの順方向Ｐ／Ｎ接合面における第２のキャリア密度を計算し、前記パワースイッチングデバイスのドリフト領域における前記第２のキャリア密度の分布を計算し、前記第２のキャリア密度の分布に基づいて、前記パワースイッチングデバイスのスイッチング時の過渡応答を計算することを特徴とする。
【０００８】
これによると、内部ポテンシャルに基づくモデルによってパワースイッチングデバイスのドリフト領域の動的なキャリア密度が正確に表され、パワースイッチングデバイスのスイッチング損失を高精度に予測することができる。
【０００９】
上記方法は、前記第２のキャリア密度を積分して前記パワースイッチングデバイスのドリフト領域における抵抗値および電荷値を計算し、当該抵抗値および電荷値に基づいて、前記パワースイッチングデバイスのスイッチング時の過渡応答を計算してもよい。
【００１０】
前記パワースイッチングデバイスは、例えば、ＩＧＢＴである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によると、パワースイッチングデバイスのドリフト領域における過剰キャリアの過渡応答を正確に予測することができる。これにより、回路動作条件が変わっても、スイッチング時のテール電流のようなパワースイッチングデバイスの全体的な動的な挙動を正確に捕らえられるようになり、スイッチング損失を抑えた電力変換回路の設計が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】（ａ）はトレンチゲートＩＧＢＴのハーフセルの構造を示す断面図、（ｂ）はＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴによる基本等価回路図
【図２】ＮＱＳ効果を考慮した順方向Ｐ／Ｎ接合面でのキャリア密度の過渡応答を表す等価回路図
【図３】ＮＱＳ効果を考慮したキャリア密度分布のグラフ
【図４】パワースイッチングデバイスのシミュレーション手順を示すフローチャート
【図５】ＩＧＢＴのスイッチングテスト回路図
【図６】ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴのスイッチングテスト結果を示すグラフ
【図７】スイッチング時のＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴのドリフト領域におけるキャリア分布の時間変化を示すグラフ
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照しながら本発明を実施するための形態について説明する。なお、本発明は、以下の実施形態に限定されるものではない。
【００１４】
以下、パワースイッチングデバイスとしてＩＧＢＴを例に本発明の一実施形態について説明する。
【００１５】
図１（ａ）は、トレンチゲートＩＧＢＴのハーフセルの構造を示す断面図である。図１（ａ）に示したように、ＩＧＢＴは、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）のベース電流をスイッチングするために電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を組み合わせた複合的な構造をしている。本実施形態では、回路設計用のＩＧＢＴモデルとしてＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴを用いる。図１（ｂ）は、ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴによる図１（ａ）の基本等価回路を示す。当該ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴは、４つの特徴を有する。第１は、スイッチング動作時に大きなミラー容量を形成するトレンチボトムＭＯＳＦＥＴゲート電荷Ｑｇ，ｂｏｔｔｏｍである。第２は、ＩＧＢＴのオン状態の電圧降下を決定するドリフト領域のベース抵抗Ｒｄｒｉｆｔである。第３は、スイッチング時のテール電流を引き起こすドリフト領域のベース電荷Ｑｄｒｉｆｔである。第４は、すべてのモデル要素を動的に矛盾なく接続するキルヒホッフの電流保存則である。
【００１６】
≪ＭＯＳＦＥＴ部分のモデリング≫
図１（ｂ）に示したように、ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴ構造に内部ノード“Ｄｒａｉｎ”と“Ｂａｓｅ”を導入する。ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴ構造におけるＭＯＳＦＥＴ部分は、ＢＪＴにベース電流を供給するとともにＧａｔｅノードとＤｒａｉｎノード間にトレンチボトムＭＯＳ容量をもたらす。コレクタ端子におけるＩＧＢＴの出力電流（テール電流）Ｉｃ（図１（ａ）参照）は、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅおよびコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの陰関数として与えられる。電流Ｉｃは、バイポーラ輸送理論に支配されるため、既存のモデルはＢＪＴの拡張として開発され、ＭＯＳＦＥＴ部分は従来の閾値に基づくモデルとして記述されていた。これに対して、ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴでは、ドレイン電流だけではなくゲート容量の特性も正確に記述するために、より正確な表面ポテンシャル（ＭＯＳ構造中の酸化膜／半導体界面の静電ポテンシャル）に基づくモデルを採用している。ここで重要なことは、ドレインにおけるポテンシャル値であるφＳＬは、ＥｍｉｔｔｅｒノードとＤｒａｉｎノード間の電位差Ｖｄｓとは異なる点である。
【００１７】
−表面ポテンシャルに基づくＭＯＳＦＥＴモデル−
ガウスの法則とポアソン方程式から、基板に誘起される総電荷濃度が次のように導かれる。
【００１８】
【数１】
2015153185.tif 000003
【００１９】
【数２】
2015153185.tif 000004
【００２０】
【数３】
2015153185.tif 000005
【００２１】
ここに、ｙはＭＯＳＦＥＴ部分のチャネルに沿ったソースからドレイン方向の距離であり、Ｑｂ（ｙ）はチャネルに沿ったバルク電荷濃度であり、Ｑｉ（ｙ）は反転電荷濃度であり、φｆ（ｙ）はゼロとＶｄｓの間の値をとる。Ｖｆｂはフラットバンド電圧であり、Ｔｏｘはゲート酸化層の厚さであり、ΔＶｔｈはショートチャネル効果による閾値電圧のずれである。εＳｉはシリコン誘電率であり、Ｎｓｕｂはバルク不純物濃度である。ｑは電子電荷（素電荷）であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは格子温度（単位：ケルビン）である。βは熱電圧の逆数（ｑ／ｋＴ）である。ＨｉＳＩＭは、業界標準の表面ポテンシャルに基づくＭＯＳＦＥＴモデルであり、上記方程式を正確に解くことができる。
【００２２】
すべてのデバイス特性は、最終的に、ソース端ポテンシャルφＳ０とドレイン端ポテンシャルφＳＬの関数として記述される。電荷、容量、およびドレイン電流はφｓ０とφＳＬの関数であり、それらの解析的方程式は、電荷分布をチャネルに沿って積分することで得られる。
【００２３】
−トレンチボトムＭＯＳ容量−
ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは、ゲート抵抗およびＩＧＢＴのゲート−エミッタ間容量（入力容量）によってフィルタリングされる。さらに、Ｖｇｅ＞Ｖｃｅ（Ｖｃｅはコレクタ−エミッタ間電圧）のとき、ミラー効果により、ＩＧＢＴのゲート−コレクタ間容量（フィードバック容量）がフィルタの容量成分となる。
【００２４】
ＩＧＢＴの容量のほとんどは、トレンチゲートの底部におけるｎ−ベース領域とオーバーラップする部分に含まれるＭＯＳＦＥＴのゲート容量からなる。ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴは、このトレンチボトムの非線形ＭＯＳ容量を表面ポテンシャルに基づく手法により記述することができる。表面ポテンシャルφＳは、上述のチャネル領域のときと同様に計算される。ただし、φＳの極性は反転しており、φＳはチャネル方向に沿って一定であると仮定する。デプレッションおよびアキュムレーション条件下でのトレンチボトムのゲートオーバーラップ電荷方程式は次式のように記述される。
【００２５】
【数４】
2015153185.tif 000006
【００２６】
一方、反転条件下でのトレンチボトムのゲートオーバーラップ電荷方程式は次式のように記述される。
【００２７】
【数５】
2015153185.tif 000007
【００２８】
ここに、Ｃｏｘ，ｅｄｇｅ＝εｏｘ／Ｔｏｘ，ｅｄｇｅである。Ｔｏｘ，ｅｄｇｅはトレンチ底部における酸化層の厚さであり、ＬｏｖｅｒＬＤはトレンチボトム領域の酸化層の長さである。Ｎｏｖｅｒはトレンチボトム領域近傍のベース不純物濃度であり、Ｖｆｂ，ｏｖｅｒはオーバーラップＭＯＳ構造のフラットバンド電圧である。
【００２９】
≪ＢＪＴ部分のモデリング≫
ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴにおけるＢＪＴの電流方程式は、ＢＪＴの接合部ポテンシャル（ＢａｓｅノードとＥｍｉｔｔｅｒノード間の電位差、およびＣｏｌｌｅｃｔｏｒノードとＢａｓｅノード間の電位差）を用いてモデル化することができる。なお、これら接合部ポテンシャルは、図１（ｂ）に示した等価回路を用いてシミュレーション装置によって反復計算される。特に、本実施形態では、ドリフト領域のベース抵抗Ｒｄｒｉｆｔおよびドリフト領域のベース電荷Ｑｄｒｉｆｔを下記のようにモデル化することで、正確なポテンシャル値を計算することができる。
【００３０】
−即時応答を仮定した場合の順方向Ｐ／Ｎ接合面でのキャリア密度−
本実施形態に係るＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴにおいて、順方向Ｐ／Ｎ接合面でのキャリア密度は次式のように記述される。
【００３１】
【数６】
2015153185.tif 000008
【００３２】
ここに、Ｖｃ’ｂ’はＩＧＢＴ内部のＢＪＴモデルが参照する順方向電圧（ＣｏｌｌｅｃｔｏｒノードとＢａｓｅノード間の電位差）であり、ｐｎ０はドリフト領域における熱平衡時の少数キャリア密度であり、ｑは素電荷であり、ｎは注入係数であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度である。
【００３３】
−電子正孔対に対するＮＱＳ効果（応答遅延）−
本実施形態では、スイッチング時の上記キャリア密度の過渡応答に関してＮＱＳ（Non-Quasi Static）効果を考慮する。ＮＱＳ効果を考慮した順方向Ｐ／Ｎ接合面でのキャリア密度ＰｉｎｊＮＱＳ（ｔ）は次式のように記述される。
【００３４】
【数７】
2015153185.tif 000009
【００３５】
ここに、τは時定数であり、Δｔは微小時間である。
【００３６】
さらに、Δｔ→０のとき、次式のように変形することができる。
【００３７】
【数８】
2015153185.tif 000010
【００３８】
すなわち、ＮＱＳ効果を考慮した順方向Ｐ／Ｎ接合面でのキャリア密度の過渡応答は、図２に示したようなＲＣネットワークの等価回路としてモデル化することができる。ＰｉｎｊＮＱＳ（ｔ）は、ＲＣネットワークの内部ノード電圧として表される。
【００３９】
−ＮＱＳ効果を考慮したドリフト領域のキャリア密度分布−
ＮＱＳ効果を考慮したドリフト領域のキャリア密度分布ｐｄｒｉｆｔ（ｙ，ｔ）は次式のように記述される。
【００４０】
【数９】
2015153185.tif 000011
【００４１】
ここに、ｆはキャリア密度分布を表す任意の関数であり、Ｌは拡散長であり、ｐｍｉｎは空乏層内のキャリア密度である。
【００４２】
図３は、ＮＱＳ効果を考慮したキャリア密度分布のグラフである。横軸はＰ／Ｎ接合面を基準位置（ｙ＝０）としたときの順方向Ｐ／Ｎ接合面からエミッタ側への縦方向の距離を表す。縦軸はキャリア分布（ログスケール）を表す。
【００４３】
−ＮＱＳ効果を考慮したドリフト領域のベース抵抗−
ベース抵抗は、ＩＧＢＴの機能性の上で重要な役割を果たす。ベース抵抗は、スイッチング動作時に両極性キャリアの動特性によって起きる伝導率の変化によって劇的に変化する。
【００４４】
本実施形態に係るＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴにおいて、ＮＱＳ効果を考慮したドリフト領域のベース抵抗は次式のように記述される。
【００４５】
【数１０】
2015153185.tif 000012
【００４６】
ここに、Ａはデバイス有効面積（ｙ方向に垂直な断面）であり、μＢＪＴ，ｎはドリフト領域内の電子移動度であり、μＢＪＴ，ｐはドリフト領域内の正孔移動度であり、Ｗｄｒｉｆｔはドリフト領域の厚さ（ｙ方向）である。
【００４７】
−ＮＱＳ効果を考慮したドリフト領域のベース電荷−
本実施形態に係るＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴにおいて、ＮＱＳ効果を考慮したドリフト領域のベース電荷は次式のように記述される。
【００４８】
【数１１】
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【００４９】
≪シミュレーション手順（図４）≫
まず、上記各式中のデバイスパラメータおよび電圧をシミュレーション装置に入力する（Ｓ１）。シミュレーション装置は、入力されたＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴのデバイスパラメータおよび電圧に基づいて、即時応答を仮定した場合のＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴの順方向Ｐ／Ｎ接合面におけるキャリア密度（第１のキャリア密度に相当する）を計算する。当該キャリア密度は、例えば、式（６）に従って計算することができる。
【００５０】
次に、シミュレーション装置は、ステップＳ１で計算したキャリア密度に基づいて、応答遅延を考慮した場合のＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴの順方向Ｐ／Ｎ接合面におけるキャリア密度（第２のキャリア密度に相当する）を計算する（Ｓ２）。当該キャリア密度は、例えば、式（７）、（８）に従って計算することができる。
【００５１】
次に、シミュレーション装置は、ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴのドリフト領域における応答遅延を考慮したキャリア密度の分布を計算する（Ｓ３）。当該キャリア密度の分布は、例えば、式（９）に従って計算することができる。
【００５２】
そして、シミュレーション装置は、式（１０）、（１１）に従ってドリフト領域のベース抵抗およびベース電荷を計算し、それを回路方程式に代入してスイッチング時の過渡応答を計算する（Ｓ５）。スイッチング時の過渡応答として、例えば、ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴのテール電流Ｉｃを計算する。
【００５３】
≪シミュレーションの結果≫
次に、本実施形態に係るＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴのシミュレーション結果について説明する。図５は、ＩＧＢＴのスイッチングテスト回路図である。図６は、ＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴのスイッチングテスト結果を示すグラフである。図７は、スイッチング時のＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴのドリフト領域におけるキャリア分布の時間変化を示すグラフである。
【００５４】
ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは、ゲート抵抗ＲｇおよびＩＧＢＴのゲート−エミッタ間容量（入力容量）によってフィルタリングされる。このため、ＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅは、ゲート入力電圧Ｖｇｉｎの立ち下がりに対して時定数を持って変化する。
【００５５】
一方、ゲート入力電圧Ｖｇｉｎがゼロに変化した時刻ｔ１から時刻ｔ５までのしばらくの間、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃが流れる。図７に示したように、時刻ｔ５までは、ＩＧＢＴ内の順方向Ｐ／Ｎ接合面にはキャリアが多く残留している。そして、時刻ｔ５以降に、ＩＧＢＴのドリフト領域におけるキャリア密度が減少し、それに応じて、コレクタ電流Ｉｃも徐々に減少する。ただし、これ以前の時刻ｔ３からＩＧＢＴのターンオフ状態への遷移は始まっており、時刻ｔ３からＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが上昇する。
【００５６】
以上のように、本実施形態によると、内部ポテンシャルに基づくモデルであるＨｉＳＩＭ−ＩＧＢＴによってＩＧＢＴのドリフト領域の動的なキャリア密度が正確に表され、ＩＧＢＴのスイッチング損失を高精度に予測することができる。これにより、回路動作条件が変わっても、スイッチング時のテール電流のようなＩＧＢＴの全体的な動的な挙動を正確に捕らえられるようになり、スイッチング損失を抑えた電力変換回路の設計が可能となる。
【００５７】
なお、ＩＧＢＴは、シリコン（Ｓｉ）で構成されたものに限られず、炭化ケイ素（ＳｉＣ）で構成されていてもよい。また、本発明は、ＩＧＢＴ以外にも、Ｐ／Ｎ接合面を有してスイッチング動作が可能なパワースイッチングデバイスに適用が可能である。
【図４】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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