(57)【要約】【課題】電力変換装置に接続される機器の状態によらず、変換器の制御を安定的に動作させながら、交流電力の歪を低減することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子と、このスイッチング素子の出力側に接続されたフィルタリアクトルと、このフィルタリアクトルと並列に接続されたフィルタコンデンサと、前記フィルタリアクトルと前記フィルタコンデンサとで決まる共振周波数よりも高い周波数の交流電圧成分を通過させる高帯域通過フィルタとを備えたものである。【選択図】図１
2015195656.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と、
このスイッチング素子の出力側に接続されたフィルタリアクトルと、
このフィルタリアクトルと並列に接続されたフィルタコンデンサと、
前記フィルタリアクトルと前記フィルタコンデンサとで決まる共振周波数よりも高い周波数の交流電圧成分を通過させる高帯域通過フィルタと
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記高帯域通過フィルタの出力側に比例ゲインをさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電圧を直流電圧に変換する機能または直流電圧を交流電圧に変換する機能を有する電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
半導体を用いる電力変換装置は、半導体のスイッチングによって交流電圧から直流電圧に変換したり、直流電圧から交流電圧に変換したり、異なった電圧に変換したりする。このような電力変換装置は、変換後の電圧や電流からスイッチング周波数成分を電力変換装置の外側に漏れ出ないようにするために、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとによって構成されたＡＣフィルタを備えている。しかしながら、このようなフィルタを備えた電力変換装置においては、フィルタリアクトルのインダクタンスとフィルタコンデンサのキャパシタンスとによって生じる共振周波数の高調波成分が、電力変換装置の出力側もしくは入力側に影響を与え、その出力電圧や出力電流に歪を発生させることがある。
【０００３】
このような出力電圧や出力電流の歪を低減する方法として、歪が生じている電流の周波数分布を検出器によって検出し、この中から電力変換装置のリアクトルのインダクタンスとコンデンサのキャパシタンスによって生じる共振周波数と一致する高調波成分を打ち消すように制御する方法が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−１６４８４７号公報（３頁、図２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電力変換装置においては、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとによって構成されたＡＣフィルタに起因する高調波成分を取得することで交流電源側の歪を低減することができる。しかしながら、ＡＣフィルタの共振周波数に一致する高調波成分を打ち消す制御が電力変換装置の制御に悪影響を及ぼし、電力変換装置に接続される装置や電力系統によっては本来の電力変換の制御を不安定にさせる場合がある。
【０００６】
この発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、電力変換装置に接続される機器の状態によらず、電力変換の制御を安定的に動作させながら、交流電力の歪を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置においては、
スイッチング素子と、
このスイッチング素子の出力側に接続されたフィルタリアクトルと、
このフィルタリアクトルと並列に接続されたフィルタコンデンサと、
前記フィルタリアクトルと前記フィルタコンデンサとで決まる共振周波数よりも高い周波数の交流電圧成分を通過させる高帯域通過フィルタと
を備えたものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明は、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとで決まる共振周波数よりも高い周波数の交流電圧成分を通過させるので、電力変換装置に接続される機器の状態によらず、電力変換の制御を安定的に動作させながら、交流電力の歪を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置を含む電力変換システムの構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１の電力変換装置に適用される制御ブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態１の電力変換装置の出力電圧の周波数特性図である。
【図４】この発明の実施の形態１の電力変換装置の出力電圧の周波数特性図である。
【図５】この発明の実施の形態１の電力変換装置に適用される制御ブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態１の電力変換装置における伝達関数の周波数特性図である。
【図７】この発明の実施の形態１における特性根の配置例を示した特性図である。
【図８】この発明の実施の形態１の電力変換装置における伝達関数の周波数特性図である。
【図９】この発明の実施の形態１の電力変換装置における伝達関数の周波数特性図である。
【図１０】この発明の実施の形態２の電力変換装置に適用される制御ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１は、この発明を実施すための実施の形態１に係る電力変換装置を含む電力変換システムの構成図である。システム全体は、本実施の形態の電力変換装置１、直流電圧源７および負荷８から構成されている。電力変換装置１は、直流電力を交流電力に変換するインバータの機能を有し、入力電源である直流電圧源７から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷８に供給する。
【００１１】
図１に示すように、本実施の形態における電力変換装置１は、電力変換部５と制御部６とで構成されている。
【００１２】
電力変換部５は、４つのスイッチング素子（１１、１２、１３、１４）と、フィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とで構成されている。４つのスイッチング素子（１１、１２、１３、１４）でスイッチング回路が構成されており、このスイッチング回路の両端の端子は外部の直流電圧源７に接続されている。また、スイッチング回路の中間端子は、フィルタリアクトル１６およびフィルタコンデンサ１７が順に接続されている。さらには、フィルタコンデンサ１７の両端の端子は、外部の負荷８が接続されている。
【００１３】
本実施の形態においては、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いるが、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  −ＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの他のスイッチング素子を用いることもできる。さらに電力変換部５は、スイッチング素子（１１〜１４）の制御に必要な電圧、電流信号を検出するための検出器を備える。本実施の形態においては、直流電圧源７の電圧を検出する直流電圧検出器１８と、フィルタリアクトル１６の電流を検出するフィルタリアクトル電流検出器１９と、フィルタコンデンサ１７の電圧を検出するフィルタコンデンサ電圧検出器２０を備えている。それ以外に、例えば負荷８の電圧や電流を検出して制御に用いることも可能である。
【００１４】
制御部６は、制御装置１０８と駆動回路（１０４、１０５、１０６、１０７）とで構成される。制御装置１０８には直流電圧検出器１８とフィルタリアクトル電流検出器１９とフィルタコンデンサ電圧検出器２０で検出された電圧信号や電流信号が入力される。また、制御装置１０８は、これらの入力信号と所定の交流電力を出力するための指令値とに基づいて、４つのスイッチング素子（１１〜１４）を駆動するために必要なオンオフ時間情報を生成し、駆動回路（１０４〜１０７）にこのオンオフ時間情報を出力する。駆動装置（１０４〜１０７）は、オンオフ時間情報に基づいてスイッチング素子（１１〜１４）をオンオフさせる。
【００１５】
電力変換部５のスイッチング回路は、スイッチング素子（１１〜１４）のオンオフ動作によって、電力変換部５のフィルタリアクトル１６およびフィルタコンデンサ１７に矩形波を出力する。フィルタリアクトル１６およびフィルタコンデンサ１７は、入力された矩形波に含まれる不必要な高周波成分を取り除き交流電圧を生成する。
【００１６】
図１に示すスイッチング回路はフルブリッジ構成の電圧型２レベルインバータの構成であるが、この２レベルインバータがバイポーラ動作をする場合は、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２とは互いに反対のオンオフ信号を受けて動作する。例えば、スイッチング素子１１がオンの場合スイッチング素子１２はオフとなる。同様にスイッチング素子１３とスイッチング素子１４も互いに反対の信号を受けて動作する。この時スイッチング素子１１とスイッチング素子１４とは同じオン信号であり、スイッチング素子１２とスイッチング素子１３は同じオフ信号である。そのためスイッチング素子１１とスイッチング素子１３は同時にオンすることはない。またスイッチング素子１２とスイッチング素子１４とも同時にオンすることはない。
【００１７】
また、この２レベルインバータがユニポーラ動作をする場合は、交流電圧が正の場合はスイッチング素子１１を常にオン状態としスイッチング素子１３を常にオフ状態として、スイッチング素子１２とスイッチング素子１４とがオンオフ動作をして交流波形の正側を生成する。この時スイッチング素子１２とスイッチング素子１４とは同時にオンすることはない。交流電圧が負の場合はスイッチング素子１１を常にオフ状態としスイッチング素子１３を常にオン状態として、スイッチング素子１２とスイッチング素子１４とがオンオフ動作をして交流波形の負側を生成する。
【００１８】
図２は、本実施の形態における制御装置１０８の制御方法を示した制御ブロック図であり、ここでは、一例として従来の交流電圧実効値制御を行う場合の制御方法を示している。
【００１９】
まず、接続形態について説明する。減算器３０１は、交流電圧実効値２０１を引かれる側、フィルタコンデンサ電圧実効値２０８を引く側として接続され、差分電圧２０２を出力する。電圧制御器２１は、差分電圧２０２が入力され、電圧指令値２０３を出力する。減算器３０２は、電圧指令値２０３を引かれる側、フィルタコンデンサ電圧１０３を引く側として接続され、フィルタリアクトル１６に印加される電圧２０４を出力する。フィルタリアクトル電流伝達関数２２は、フィルタリアクトル１６に印加される電圧２０４が入力され、フィルタリアクトル１６を流れる電流２０５を出力する。減算器３０３は、フィルタリアクトル１６を流れる電流２０５を引かれる側、負荷８に流れる電流２０７を引く側として接続され、フィルタコンデンサ１７に流れる電流２０６を出力する。フィルタコンデンサ電圧伝達関数２３は、フィルタコンデンサ１７に流れる電流２０６が入力され、フィルタコンデンサ電圧１０３を出力する。負荷電流伝達関数２４は、フィルタコンデンサ電圧１０３が入力され、フィルタリアクトル１６を流れる電流２０７を出力する。実効値計算器２５は、フィルタコンデンサ電圧１０３が入力され、フィルタコンデンサ電圧実効値２０８を出力する。
【００２０】
フィルタコンデンサ電圧検出器２０によって取得したフィルタコンデンサ電圧を実効値変換器２５にて実効値換算し、求めたフィルタコンデンサ電圧実効値２０８と交流電圧実効指令値２０１とを比較して電圧差分２０２が得られる。この電圧差分２０２が電圧制御器２１に入力される。この電圧制御器２１によって得られるのが電圧指令値２０３であり、この電圧指令値２０３と三角波キャリアとの比較によってスイッチング素子オンオフ信号が求められる。ここでは例として三角波キャリアによる制御方法を述べているが三角波キャリアをある上限値と下限値とで定められた電圧幅に収まるように交流電圧の制御を行うヒステリシス制御とすることも可能である。
【００２１】
なお、直流電力を交流電力に変換する電圧制御器２１では多くの場合比例積分制御を用いるが、そこに微分制御を追加した比例積分微分制御や比例制御のみでも構成することができる。また、電圧制御器２１では直流電圧検出器１８によって検出された直流電圧やフィルタリアクトル電流検出器１９によって検出されたフィルタリアクトル電流を用いることで、さらに指令値と誤差の少ない出力電圧を出力することも可能である。
【００２２】
また、電圧制御器２１で行う制御として交流電圧実効値制御以外にも、瞬時毎の電圧や電流を取得して瞬時の電圧や電流を指令値に追従させるための瞬時交流電圧制御や瞬時交流電流制御とすることも可能であり、この場合においても電圧制御器２１によって求められた指令値と三角波キャリアとの比較によってスイッチング素子オンオフ時間が求められる。
【００２３】
このようにして得られた電圧指令値２０３は、フィルタリアクトル１６のスイッチング素子側の両端に印加される電圧となるので、電圧指令値２０３からフィルタコンデンサ電圧１０３を引いた電圧２０４をフィルリアクトルのインダクタンス値で割り積分するとフィルタリアクトル１６を流れる電流２０５が求められる。フィルタリアクトル１６を流れる電流２０５から負荷８に流れる電流２０７を引くとフィルタコンデンサ１７に流れる電流２０６が求められる。フィルタコンデンサ１７に流れる電流２０６をフィルタコンデンサ１７のキャパシタンス値で割って積分するとフィルタコンデンサ電圧１０３が求まる。フィルタコンデンサ電圧１０３を負荷８の抵抗値で割ることで負荷８に流れる電流２０７が求まる。
【００２４】
なお、本実施の形態においては、直流電圧源７については特に例示していないが、直流安定化電源以外に太陽電池、燃料電池、蓄電池などの分散型直流電源を用いることも想定される。さらにはこれら電圧源の出力に直流電圧の電圧を安定させるためＤＣ−ＤＣ変換器や蓄電池などを絶縁するための絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換器が接続される場合もある。
【００２５】
また、負荷８についてもとくに例示していないが、抵抗のみである純抵抗負荷やコンデンサが接続された容量性負荷やインダクタンスが接続された誘導性負荷や交流電圧を直流電圧に変換して動作する整流負荷などが考えられる。直流電圧源７を蓄電池などの充電可能な電圧源や電流源とした場合は、その蓄電池に負荷８が電力を供給する電力源となる場合も想定される。その場合の負荷８としては太陽電池、燃料電池、蓄電池などによって発電された直流電圧や直流電流を交流電圧や交流電流に変換する電力変換装置であったり、風力発電やフライホイールなどによって発電された交流電圧や交流電流を接続に適した交流電圧や交流電流に変換する電力変換装置であったり、または電力系統などが考えられる。負荷８が電源の役割を担い、直流電圧源７を充電する場合は、フィルタリアクトル電流検出器１９にて得られるフィルタリアクトル電流が直流電圧源７から負荷８に電力を送る場合と比較して電流の向きが逆方向となるため、制御装置１０８にてフィルタリアクトル電流１９を利用している場合は電力の送る方向によって正負を反転させるなどの注意が必要である。
【００２６】
次に動作について説明する。電力変換装置１が交流電圧実効値制御を行い負荷８が電力変換装置１からの交流電圧を受けて電力を消費しているとする。このとき、フィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とを通過した交流電圧（フィルタコンデンサ電圧）にはフィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とで決まる共振周波数の高調波が重畳される場合がある。この高調波は負荷８の消費電力量によっても変化し、負荷の抵抗成分が大きいほどフィルタコンデンサ電圧１０３の高調波成分は低下する。
【００２７】
図３および図４は、本実施の形態における電力変換装置１から外部の負荷８に供給される電圧（フィルタコンデンサ電圧１０３）の周波数特性を示す特性図である。図３および図４において、上のグラフが振幅の周波数特性、下のグラフが位相の周波数特性をそれぞれ示している。図３および図４は、フィルタリアクトル１６のインダクタンスが１ｍＨでフィルタコンデンサ１７のキャパシタンスが３０μＦの電力変換装置１において、負荷８の負荷抵抗が１ｋΩの場合（図３）と、負荷８の負荷抵抗が１０Ωの場合（図４）とのフィルタコンデンサ電圧１０３の周波数特性を示したものである。この周波数特性は、図２に示す交流電圧実効指令値２０１からフィルタコンデンサ電圧１０３までの伝達関数から求めることができる。
【００２８】
図３および図４から、フィルタリアクトル１６のインダクタンスが１ｍＨでフィルタコンデンサ１７のキャパシタンスが３０μＦの場合、負荷８の抵抗値の大きさに依存せず、フィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７との共振周波数は９２０Ｈｚ付近に存在することがわかる。また、振幅がその共振周波数の帯域で増加していることがわかる。これは、この周波数帯域の信号が入力されると出力としてそれだけの振幅増加を持って出力されることを表している。スイッチング素子（１１〜１４）のオンオフ動作によって出力される矩形波にはこの共振周波数帯域も含まれているため、フィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とを通してこの共振周波数付近の周波数帯が増幅されて負荷８へと出力されてしまうことになる。
【００２９】
このような現象において、図３と図４を比較してわかるように、負荷電力が大きくなる（負荷抵抗が大きくなる）と共振周波数付近の振幅の増加は低減されている。これは負荷８によって振動を抑える効果が得られているためで、それは抵抗負荷によって得られ、この抵抗負荷で消費される電力が大きいほど振動を抑制する効果が得られる。ただし、負荷８は電力変換装置１の外部であり、電力変換装置１に接続される負荷は使い方によって決定される。ここで、電力変換装置１の出力端子が解放の場合（負荷抵抗が無限大の場合）、フィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とで決まる共振周波を電力変換装置１固有の共振周波数と呼ぶことにする。
【００３０】
例えば、負荷が容量性負荷であった場合、負荷のインピーダンスによっては電力変換装置１のフィルタコンデンサ１７の先にさらに別のフィルタコンデンサが存在している状態と同じであるため、フィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７との共振周波数が変化することがある。このような場合、フィルタコンデンサ１７のキャパシタンスが増加したことと同じ状態となり、共振周波数は電力変換装置１固有の共振周波数よりも低い共振周周波数となる。
【００３１】
さらに、このような場合、電力変換装置１の出力端であるフィルタコンデンサ１７の出力端に接続された負荷８にも見かけ上フィルタコンデンサが存在することになるため、負荷８へとつながる配線上の交流電流は、スイッチング回路で発生するスイッチング周波数成分が除去されない場合も生じる。
【００３２】
また、負荷８が上述したような電力を供給する能力のある交流電圧源や交流電流源であった場合、負荷８も電力変換装置のようなスイッチング素子とフィルタリアクトルとフィルタコンデンサによって構成されていることが考えられる。この場合、電力変換装置１のフィルタリアクトル１６やフィルタコンデンサ１７だけでは交流電圧の周波数特性は定まらず、負荷８の構成に含まれるフィルタリアクトルやフィルタコンデンサも影響するため、交流電圧に含まれる共振周波数は電力変換装置１固有の共振周波数より高い場合も低い場合も考えられる。
【００３３】
上述のように、接続される負荷８によって電力変換装置１の出力である交流電圧の周波数特性が変化したり、見かけ上フィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とで決まる共振周波数が変化したりする可能性があるため、電力変換装置１の構成からだけでは共振周波数が決定できない。また、交流電圧制御においては、制御が安定に動作するように最適な制御ゲインが設定されるが、制御の構成によっては図２に示すような電圧制御器２０２のみではこれら共振周波数成分やスイッチング周波数成分の漏れを抑制できない場合がある。
【００３４】
図５は、本実施の形態における制御装置１０８の制御方法を示した制御ブロック図である。図５に示すように、本実施の形態においては、従来の交流電圧実効値制御を行う制御ブロック（図２）に、高周波成分を検出する高周波検出手段として高帯域通過フィルタ２６を追加で設けたものである。
【００３５】
次に動作について説明する。フィルタコンデンサ電圧検出器２０によって取得したフィルタコンデンサ電圧を実効値変換器２５にて実効値換算し、求めたフィルタコンデンサ電圧実効値２０８と交流電圧実効指令値２０１とを比較して電圧差分２０２が得られる。この電圧差分２０２が電圧制御器２１に入力される。この電圧制御器２１によって得られるのが電圧指令値２０３である。それとは別に、高帯域通過フィルタ２６によってフィルタコンデンサ電圧１０３の高周波成分２０９のみ抽出しておく。このときの高周波成分２０９は、高帯域通過フィルタ２６によって選別された高周波である。高帯域通過フィルタ２６は、カットオフ周波数以上の交流電圧を通過させてそれ以下の交流電圧を減衰させる機能を有している。高帯域通過フィルタ２６によって得られた交流電圧の高周波成分２０９を電圧指令値２０３から引くことによって高周波成分の振動が抑制された電圧指令値２１０が得られる。この電圧指令値２１０と三角波キャリアとの比較によってスイッチング素子オンオフ信号が求められる。
【００３６】
次に、高帯域通過フィルタ２６のカットオフ周波数の設定方法について説明する。
【００３７】
高域通過フィルタ２６を制御ブロックに追加した場合でも、これまでの電圧実効値制御は安定に動作させる必要がある。電圧実効値制御の安定性の判別方法についてはいくつかの方法があり、一般的にはボード線図を用いる安定判別方法や特性根の配置を用いる安定判別方法がある。
【００３８】
例えば、ボード線図を用いる方法では、電圧指令値２０３から高帯域通過フィルタ２６の出力である交流電圧の高周波成分２０９までの経路における開ループ伝達関数を求め、この開ループ伝達関数の周波数特性を算出して安定を判別することができる。図６は、そのようにして求めることができる開ループ伝達関数の周波数特性図の一例である。図６に示すように、振幅のゲインが０ｄＢ以上の範囲で、かつ位相が−１８０度を下回らない周波数を高帯域通過フィルタ２６のカットオフ周波数とすることで、交流電圧実効値制御を安定に動作させながら高周波成分の振動を抑制することができる。実際には、−１８０度からある程度の余裕を確保できていることが安定性に必要である。
【００３９】
また、特性根の配置を用いる方法では、電圧指令値２０３から高帯域通過フィルタ２６の出力である交流電圧の高周波成分２０９までの経路における閉ループ伝達関数を求め、この閉ループ伝達関数の分母の数値をゼロとする数値の実数部が負の値をもつことが安定性には必要である。
【００４０】
図７は、本実施の形態における特性根の配置例を示した特性図である。特性根は、実数部と虚数部によって与えられた数値であり、図７に示すように、実数部が負の値である場合は安定であるといえる。このように、特性根の実数部が負の値となる高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数とすることで交流電圧実効値制御を安定に動作させながら高周波成分の振動を抑制することができる。
【００４１】
しかしながら、カットオフ周波数をフィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とのみで決まる電力変換装置１固有の共振周波数レベルまで高帯域通過フィルタ２６のカットオフ周波数を低下させると、負荷８の条件によっては電圧指令値２０３から高帯域通過フィルタ２６の出力である交流電圧の高周波成分２０９までの経路における開ループ伝達関数の周波数特性を不安定とさせる可能性が発生する。電圧指令値２０３から高帯域通過フィルタ２６の出力である交流電圧の高周波成分２０９までの経路における開ループ伝達関数の周波数特性が不安定となると、高帯域通過フィルタ２６は、この高帯域通過フィルタ２６で通過したある周波数成分が抑制されるのではなく増幅されるように働き、高周波成分の振動をより大きくしてしまうことがある。そのため、その現象を抑えるために電力変換装置１固有の共振周波数よりも高い周波数をカットオフ周波数として設定して制御系として安定に保つようにする。
【００４２】
このような現象が起こる理由について説明する。図５に示した本実施の形態の制御ブロックにおいて、高域通過フィルタ２６の制御の安定性を確認するには、上述のように電圧指令値２０３からフィルタコンデンサ電圧１０３の高周波成分２０９までの開ループ伝達関数を求めて周波数応答を確認すればよい。この時、電圧指令値２０３からフィルタコンデンサ電圧１０３の高周波成分２０９までの開ループ伝達関数は、電圧指令値２０３からフィルタコンデンサ電圧１０３までの伝達関数と高域通過フィルタ２６の伝達関数との積で求められる。例えば、図３に示す位相の周波数特性では、フィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７の共振周波数にて位相が０度から−１８０度へと変化している。この特性に高域通過フィルタの周波数特性を足した結果（伝達関数は積となるが特性グラフでは和をとることで合成した特性が得られる）が高調波成分を抑制する効果になり、振幅が０ｄＢ以上の周波数範囲にて抑制の効果が得られその周波数範囲で位相が−１８０度を下回ると不安定であるといえる。さらには安定的に動作させるためには−１８０度に対してある程度の余裕を持つ必要がある。
【００４３】
例えば、この共振周波数の振幅を０ｄＢ以上となるように高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数を設定すると、図８に示すような特性を考えることができる。図８は、本実施の形態の電力変換装置における高域通過フィルタ２６の伝達関数の周波数特性図である。ここで、電力変換装置１固有の共振周波数付近（約９２０Ｈｚ）の位相が＋２０度程度とする。
このカットオフ周波数の条件によって得られる高域通過フィルタ２６の伝達関数（図８）と、図３に示した電圧指令値２０３からフィルタコンデンサ電圧１０３までの伝達関数との積が、電圧指令値２０３からフィルタコンデンサ電圧１０３の高周波成分２０９までの開ループ伝達関数であり、その周波数特性は図９に示す特性となる。
【００４４】
図９に示す開ループ伝達関数では、電力変換装置１固有の共振周波数では位相は０ｄＢ以上であるが、その周波数より高い周波数領域では位相が−１８０度に近く余裕が少ない。実際はさらに制御を行うに当たっての計算遅れ時間や制御遅れ時間が考慮されるが、この遅れ時間は位相をさらに負の方へ低下させる効果があるため、実際は−１８０度に対して余裕が低減するか、もしくは−１８０度を超えて不安定となる場合がある。
【００４５】
そこで高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数を高くする。それにより図８に示す高域通過フィルタ２６の位相が低下する周波数が高くなり、結果として位相を高くする効果が増加するため高調波を抑制する制御が安定に動作しえる範囲が増加する。位相が増加すれば負荷８の条件が変化した場合においても安定に高周波成分の抑制が可能となり、すなわち交流電圧実効値制御が安定に動作することとなる。
【００４６】
ただし、電力変換装置の高域通過フィルタ２６をソフトウェアによって作製した場合は、計算周期が十分速くなければカットオフ周波数を高くした場合に必要なサンプル数を取得できずに不安定となる場合もあるため、適切な設定が必要である。
【００４７】
また、本実施の形態において、高域通過フィルタの代わりに帯域通過フィルタでも代用できる。しかしながら、帯域通過フィルタは、通過させる中心周波数以下の周波数帯域では位相が９０度へと、中心周波数以上の周波数帯域では位相が−９０度へと変化するため、安定に動作できる範囲が高域通過フィルタと比較して狭くなるが、適切に設定することによって高周波成分の抑制効果を得ることができる。
【００４８】
以上のように高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数をフィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とで決まる電力変換装置１固有の共振周波数レベルよりも高い周波数に設定することによって、負荷８の条件が変わった場合においても制御系が安定に動作できる。
【００４９】
実施の形態２．
実施の形態１においては、高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数をフィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とで決まる電力変換装置１固有の共振周波数レベルよりも高い周波数に設定したが、実施の形態２では、さらに安定性を増大させることができる電力変換装置について説明する。
【００５０】
図１０は、本実施の形態における制御装置１０８の制御方法を示した制御ブロック図である。図１０に示すように、本実施の形態においては、実施の形態１の交流電圧実効値制御を行う制御ブロック（図５）に、高域通過フィルタ２６の出力側に比例ゲイン２７を追加で設けたものである。この比例ゲイン２７は、振幅を変化させた交流電圧の高調波成分２１１を生成する。この値を電圧指令値２０３から引くことによって高周波成分の振動を抑制することのできる電圧指令値２１０が得られる。
【００５１】
比例ゲイン２７のゲインの設定条件は、負荷８の条件によって決められるが、元々の交流電圧実効値制御が実施の形態１に示した条件で不安定とならないように安定性を確認し適切に設定する必要がある。
【００５２】
以上のように高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数をフィルタリアクトル１６とフィルタコンデンサ１７とで決まるに電力変換装置１固有の共振周波数レベルよりも高い周波数に設定し、さらに安定に動作させるために比例ゲインを付加することによって負荷８の条件が変わった場合においても制御系が安定に動作できる。
【符号の説明】
【００５３】
１  電力変換装置、  ５  電力変換部、  ６  制御部、  ７  直流電圧源  ８  負荷
１１、１２、１３、１４  スイッチング素子、  １６  フィルタリアクトル
１７  フィルタコンデンサ、  １８  直流電圧検出器、  １９  電流検出器
２０  フィルタコンデンサ電圧検出器、２１  電圧制御器
２５  実効値計算器、  ２６  高帯域通過フィルタ、  ２７  比例ゲイン、
１０４、１０５、１０６、１０７  駆動回路、  １０８  制御装置、
３０１、３０２、３０３  減算器
【図１】
2015195656.tif 000003
【図２】
2015195656.tif 000004
【図３】
2015195656.tif 000005
【図４】
2015195656.tif 000006
【図５】
2015195656.tif 000007
【図６】
2015195656.tif 000008
【図７】
2015195656.tif 000009
【図８】
2015195656.tif 000010
【図９】
2015195656.tif 000011
【図１０】
2015195656.tif 000012