(57)【要約】      （修正有）【課題】モータの制御破綻を抑制しつつ銅損を低減する。【解決手段】制御部４０は、入力交流電圧Ｖｉｎの周波数に応じてモータ３０のｑ軸電流ｉｑが脈動し、且つ、少なくともゼロクロス近傍期間（入力交流電圧Ｖｉｎがゼロクロスとなる時点を含む期間）において、モータ３０のｄ軸電流ｉｄが、モータ３０の電気角の回転角周波数ωと、モータ３０の誘起電圧係数Φａと、モータ３０のｄ軸インダクタンスＬｄと、入力交流電圧Ｖｉｎのゼロクロス近傍期間における直流リンク部１２の直流電圧Ｖｄｃの電圧値から算出される値以下となるように、インバータ回路１３のスイッチング動作を制御する。【選択図】図２
2015195713.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力交流電圧（Vin）を全波整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（Vin）の周波数に応じて脈動する直流電圧（Vdc）を生成する直流リンク部（12）と、
上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（Vdc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、
上記入力交流電圧（Vin）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（iq）が脈動し、且つ、少なくとも上記入力交流電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点を含むゼロクロス近傍期間（P0）において、上記モータ（30）のｄ軸電流（id）をｉｄとし、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数をωとし、上記モータ（30）の誘起電圧係数をΦａとし、上記モータ（30）のｄ軸インダクタンスをＬｄとし、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）の電圧値をＶｄｃ０とした場合に下記の式１が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
【数１】
2015195713.tif 000018
【請求項２】
請求項１において、
上記制御部（40）は、上記入力交流電圧（Vin）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（iq）が脈動し、且つ、少なくとも上記ゼロクロス近傍期間（P0）において上記式１および下記の式２が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【数２】
2015195713.tif 000019
【請求項３】
請求項２において、
上記制御部（40）は、上記ｄ軸電流（id）が上記式２の右辺の値よりも大きい下側電流閾値（ith2）を下回ると、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数が低下するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項において、
上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）の電圧値（Vdc0）は、上記コンバータ回路（11）と上記直流リンク部（12）との間を流れる入力電流（iin）の導通幅が予め定められた許容導通幅となるように設定される
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項において、
上記制御部（40）は、上記ゼロクロス近傍期間（P0）において上記モータ（30）のｑ軸電流（iq）がゼロとなるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれか１項において、
上記制御部（40）は、予め定められた回生動作期間（P1）において、上記モータ（30）のｑ軸電流（iq）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関し、特に、ｄ軸電流の制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、コンバータ回路と直流リンク部とインバータ回路とを備え、入力交流電圧を所定の出力交流電圧に変換してモータに供給する電力変換装置が知られている。また、このような電力変換装置の一例として、特許文献１には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサが設けられた電力変換装置（所謂、コンデンサレスインバータ）が開示されている。特許文献１の電力変換装置では、直流リンク部の直流電圧（直流リンク電圧）の脈動に応じてモータ電流を脈動させることにより、コンバータ回路と直流リンク部との間に発生する入力電流の導通幅を広くして力率を改善している。
【０００３】
また、特許文献２には、入力電流の高調波成分が抑制されるように入力電流と直流電圧とに基づいて補償電流指令値を求め、その補償電流指令値に基づいてモータ電流を制御することが開示されている。この例では、モータのｄ軸電流およびｑ軸電流は、電源電圧のゼロクロス近傍においてゼロとなるように制御される。
【０００４】
さらに、特許文献３には、電源電圧（交流電源の出力電圧）のゼロクロス近傍において進み位相角が大きくなるように電源電圧の位相に応じて進み位相角を変化させることが開示されている。この例では、モータのｄ軸電流は、その電流量（絶対値）が電源電圧のゼロクロス近傍において大きくなるように制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−５１５８９号公報
【特許文献２】特開２０１２−１５１９６８号公報
【特許文献３】特許第３５５５２７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、上記のような電力変換装置では、電源電圧の周波数に応じて直流リンク部の直流電圧が脈動するので、ゼロクロス近傍期間（電源電圧がゼロクロスとなる時点を含む期間）においてインバータ回路の出力が不足してモータを正常に駆動させることが困難となる（すなわち、モータの制御が破綻してしまう）おそれがある。モータの制御が破綻すると、モータ電流が異常な電流量となって銅損が増加してしまうおそれがある。ここで、インバータ回路の出力不足を抑制するために、モータのｄ軸電流の電流量（絶対値）を増加させてモータの誘起電圧を低下させることが考えられるが、ｄ軸電流の電流量が増加するとモータ電流が増加して銅損が増加してしまう。
【０００７】
そこで、この発明は、適切なｄ軸電流量でモータの制御破綻を抑制しつつ銅損を低減することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
第１の発明は、入力交流電圧（Vin）を全波整流するコンバータ回路（11）と、上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（Vin）の周波数に応じて脈動する直流電圧（Vdc）を生成する直流リンク部（12）と、上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（Vdc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、上記入力交流電圧（Vin）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（iq）が脈動し、且つ、少なくとも上記入力交流電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点を含むゼロクロス近傍期間（P0）において、上記モータ（30）のｄ軸電流（id）をｉｄとし、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数をωとし、上記モータ（30）の誘起電圧係数をΦａとし、上記モータ（30）のｄ軸インダクタンスをＬｄとし、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）の電圧値をＶｄｃ０とした場合に下記の式１が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備えていることを特徴とする電力変換装置である。
【０００９】
【数１】
2015195713.tif 000003
【００１０】
上記第１の発明では、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（id）を制限することにより、ｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）が小さくなり過ぎてモータ（30）の誘起電圧（Vo）が過剰に上昇してしまうこと（具体的には、誘起電圧（Vo）がインバータ回路（13）の出力を上回ってしまうこと）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（Vo）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最小電流量を制限することができる。
【００１１】
第２の発明は、上記第１の発明において、上記制御部（40）が、上記入力交流電圧（Vin）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（iq）が脈動し、且つ、少なくとも上記ゼロクロス近傍期間（P0）において上記式１および下記の式２が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。
【００１２】
【数２】
2015195713.tif 000004
【００１３】
上記第２の発明では、少なくとも上記ゼロクロス近傍期間（P0）において式２が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（id）を制限することにより、ｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）が大きくなり過ぎて直流電圧（Vdc）が過剰に低下してしまうこと（具体的には、直流電圧（Vdc）のゼロクロスの発生）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（Vdc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最大電流量を制限することができる。
【００１４】
第３の発明は、上記第２の発明において、上記制御部（40）が、上記ｄ軸電流（id）が上記式２の右辺の値よりも大きい下側電流閾値（ith2）を下回ると、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数が低下するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。
【００１５】
上記第３の発明では、ｄ軸電流（id）が下側電流閾値（ith2）を下回る場合にモータ（30）の電気角の回転角周波数を低下させることにより、モータ（30）を回転させるために必要となるｑ軸電流（iq）の電流量（絶対値）およびｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）を小さくすることができる。そのため、ｄ軸電流（id）の電流量を小さくする（すなわち、ｄ軸電流（id）を高くする）ことができ、式２を成立させることができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（Vdc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最大電流量を制限することができる。
【００１６】
第４の発明は、上記第１〜第３の発明のいずれか１つにおいて、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）の電圧値（Vdc0）が、上記コンバータ回路（11）と上記直流リンク部（12）との間を流れる入力電流（iin）の導通幅が予め定められた許容導通幅となるように設定されることを特徴とする電力変換装置である。
【００１７】
上記第４の発明では、入力電流（iin）の導通幅の制約に応じてゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（Vdc）の電圧値（以下、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）と表記）が設定される。なお、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）が高くなるほど、入力交流電圧（Vin）の絶対値が直流電圧（Vdc）よりも大きくなる期間（すなわち、入力電流（iin）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（iin）の高調波成分が増加してしまう傾向にある。このように、入力電流（iin）の導通幅は、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）に依存している。そのため、入力電流（iin）の導通幅の制約に応じて直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）を設定することにより、入力電流（iin）の導通幅を確保することができる。
【００１８】
第５の発明は、上記第１〜第４の発明のいずれか１つにおいて、上記制御部（40）が、上記ゼロクロス近傍期間（P0）において上記モータ（30）のｑ軸電流（iq）がゼロとなるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。
【００１９】
上記第５の発明では、ゼロクロス近傍期間（P0）においてモータ（30）のｑ軸電流（iq）をゼロにすることにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（iq）の変動に起因するモータ（30）の誘起電圧（Vo）の変動（具体的には、誘起電圧（Vo）のｑ軸成分の変動）を防止することができる。
【００２０】
第６の発明は、上記第１〜第４の発明のいずれか１つにおいて、上記制御部（40）が、予め定められた回生動作期間（P1）において、上記モータ（30）のｑ軸電流（iq）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。
【００２１】
上記第６の発明では、回生動作期間（P1）においてモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われることにより、モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（Vdc）を上昇させることができる。
【発明の効果】
【００２２】
第１の発明によれば、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（Vo）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最小電流量を制限することができるので、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を低減することができる。
【００２３】
第２および第３の発明によれば、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（Vdc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最大電流量を制限することができるので、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。
【００２４】
第４の発明によれば、入力電流（iin）の導通幅の制約に応じて直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）を設定することにより、入力電流（iin）の導通幅を確保することができるので、入力電流（iin）の高調波成分の増加を抑制することができる。
【００２５】
第５の発明によれば、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（iq）の変動に起因するモータの誘起電圧（Vo）の変動を防止することができるので、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（Vo）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を確実に抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最小電流量を制限することができる。
【００２６】
第６の発明によれば、モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（Vdc）を上昇させることができるので、直流電圧（Vdc）の低下を抑制することができる。また、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）を上昇させることができるので、式１を成立させることができるｄ軸電流（id）の電流量をさらにゼロに近づけることができ、その結果、銅損をさらに低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】実施形態１による電力変換装置の構成例を示す回路図。
【図２】実施形態１における制御部の構成例を示すブロック図。
【図３】実施形態１による電力変換装置の動作を説明するための波形図。
【図４】実施形態２における制御部の構成例を示す回路図。
【図５】実施形態２による電力変換装置の動作を説明するための波形図。
【図６】実施形態３における制御部の構成例を示す回路図。
【図７】電力変換装置のその他の変形例について説明するための回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
【００２９】
〔実施形態１〕
図１は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成例を示している。電力変換装置（10）は、入力交流電圧（この例では、単相の交流電源（20）から供給された電源電圧（Vin））を所定の出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するものであり、コンバータ回路（11）と、直流リンク部（12）と、インバータ回路（13）と、制御部（40）とを備えている。例えば、モータ（30）は、ＩＰＭモータ（Interior Permanent MagnetMotor）によって構成され、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。
【００３０】
〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L）を介して交流電源（20）に接続され、交流電源（20）からの電源電圧（Vin）を全波整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、ブリッジ状に結線された４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。すなわち、コンバータ回路（11）は、ダイオードブリッジ回路によって構成されている。
【００３１】
〈直流リンク部〉
直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の一対の出力ノードの間に接続されたコンデンサ（C）を有し、コンバータ回路（11）の出力（すなわち、全波整流された電源電圧（Vin））を入力して直流電圧（Vdc）を生成する。直流電圧（Vdc）は、電源電圧（Vin）の周波数に応じて脈動する。
【００３２】
ここで、電源電圧（Vin）の周波数に応じた脈動成分が直流電圧（Vdc）に含まれている理由について説明する。直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路（13）のスイッチング動作に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができるように、設定されている。具体的には、コンデンサ（C）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路（11）の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十μＦ程度）を有する小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）によって構成されている。このようにコンデンサ（C）が構成されているので、直流リンク部（12）においてコンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されず、その結果、電源電圧（Vin）の周波数に応じた脈動成分（この例では、電源電圧（Vin）の周波数の２倍の周波数を有する脈動成分）が直流電圧（Vdc）に残留することになる。例えば、直流電圧（Vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。
【００３３】
〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、その一対の入力ノードが直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の両端に接続され、直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（Vdc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する。この例では、インバータ回路（13）は、三相の出力交流電圧をモータ（30）に供給するために、ブリッジ結線された６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。詳しく説明すると、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列に接続してなる３つのスイッチングレグを備え、３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。また、６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）がそれぞれ逆並列に接続されている。
【００３４】
〈各種検出部〉
また、この例では、電力変換装置（10）は、電源位相検出部（51）と、直流電圧検出部（52）と、モータ電流検出部（61）と、モータ角周波数検出部（62）と、モータ位相検出部（63）とをさらに備えている。
【００３５】
電源位相検出部（51）は、電源電圧（Vin）の位相角（電源位相（θin））を検出する。直流電圧検出部（52）は、直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）の電圧値を検出する。モータ電流検出部（61）は、モータ（30）の各相に流れるモータ電流（ｕ相電流（iu），ｖ相電流（iv），ｗ相電流（iw））の電流量を検出する。モータ角周波数検出部（62）は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））を検出する。モータ位相検出部（63）は、モータ（30）の回転子（図示を省略）の電気角（モータ位相（θm））を検出する。
【００３６】
〈制御部〉
制御部（40）は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））が予め定められたモータ（30）の電気角の回転角周波数の指令値（角周波数指令値（ω*））となるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してインバータ回路（13）の出力（出力交流電圧）を制御する。これにより、モータ（30）の駆動が制御される。この例では、制御部（40）は、電流ベクトル制御（より詳しくは、弱め磁束制御）によりモータ（30）を制御する。具体的には、制御部（40）は、モータ（30）のｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）に基づいて、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。また、この例では、制御部（40）は、電源電圧（Vin）の周波数に応じてモータ（30）のｑ軸電流（iq）が脈動し、且つ、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において下記の式１および式２が成立するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。ゼロクロス近傍期間（P0）は、電源電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点を含む期間であり、直流電圧（Vdc）の脈動波形の谷間に相当する期間である。
【００３７】
【数３】
2015195713.tif 000005
【００３８】
【数４】
2015195713.tif 000006
【００３９】
なお、“ｉｄ”は、モータ（30）のｄ軸電流に相当し、“Ｖｄｃ０”は、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（Vdc）の電圧値（以下、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）と表記、この例では、電源電圧（Vin）ゼロクロスとなる時点における直流電圧（Vdc）の電圧値）に相当し、“ω”は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数）に相当し、“Φａ”は、誘起電圧係数（モータ（30）の回転子の永久磁石による鎖交磁束）に相当し、“Ｌｄ”は、モータ（30）のｄ軸インダクタンスに相当する。
【００４０】
〈制御部の構成〉
図２に示すように、制御部（40）は、ｄ軸電流指令演算部（41）と、ｑ軸電流指令演算部（42）と、座標変換部（43）と、ｄｑ軸電流制御部（44）と、ＰＷＭ演算部（45）とを備えている。
【００４１】
《ｄ軸電流指令演算部》
ｄ軸電流指令演算部（41）は、ゼロクロス直流電圧目標値（Vdc0*）と、モータ角周波数（ω）と、誘起電圧係数（Φａ）と、ｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）とに基づいて、ｄ軸電流指令値（id*）が下記の式３で示される第１制限電流値以下となるとともに下記の式４で示される第２制限電流値よりも高くなるように、ｄ軸電流指令値（id*）を導出する。
【００４２】
【数５】
2015195713.tif 000007
【００４３】
【数６】
2015195713.tif 000008
【００４４】
なお、ゼロクロス直流電圧目標値（Vdc0*）は、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）に対して予め定められた目標値（指令値）である。モータ角周波数（ω）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数検出部（62）によって検出されたモータ（30）の電気角の回転角周波数）である。誘起電圧定数（Φa）およびｄ軸インダクタンス（Ld）は、モータ（30）の磁気的特性に基づいて同定された同定値（機器定数）である。
【００４５】
《ｑ軸電流指令演算部》
ｑ軸電流指令演算部（42）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数（ω））と予め定められた角周波数指令値（ω*）との差が小さくなり、ｑ軸電流指令値（iq*）が電源電圧（Vin）の周波数に応じて脈動するように、ｑ軸電流指令値（iq*）を導出する。なお、ｑ軸電流指令値（iq*）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように導出される。この例では、ｑ軸電流指令演算部（42）は、速度制御部（401）と、脈動指令演算部（402）と、乗算部（403）とを備えている。
【００４６】
速度制御部（401）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数（ω））と予め定められた電気角の指令値（すなわち、角周波数指令値（ω*））とに基づいて、モータ角周波数（ω）と角周波数指令値（ω*）との偏差を求め、その偏差を比例積分演算（ＰＩ演算）してトルク指令値（iT*）を導出する。
【００４７】
脈動指令演算部（402）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θin）に基づいて、電源電圧（Vin）の周波数に応じて脈動する脈動指令値（iP*）を導出する。例えば、脈動指令演算部（402）は、電源位相（θin）の正弦値の絶対値（|sinθin|）に基づいて脈動指令値（iP*）を導出する。なお、脈動指令値（iP*）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように導出される。
【００４８】
乗算部（403）は、速度制御部（401）によって導出されたトルク指令値（iT*）に、脈動指令演算部（402）によって導出された脈動指令値を乗算してｑ軸電流指令値（iq*）を導出する。
【００４９】
《座標変換部》
座標変換部（43）は、モータ電流検出部（61）によって検出されたモータ電流（iu,iv,iw）と、モータ位相検出部（63）によって検出されたモータ位相（θm）とに基づいて、モータ（30）のｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）を導出する。
【００５０】
《ｄｑ軸電流制御部》
ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令演算部（41）によって導出されたｄ軸電流指令値（id*）と、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（iq*）と、座標変換部（43）によって導出されたｄ軸電流（id）およびｑ軸電流（iq）とに基づいて、ｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）を導出する。具体的には、ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（id*）とｄ軸電流（id）との偏差およびｑ軸電流指令値（iq*）とｑ軸電流（iq）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（Vd*）およびｑ軸電圧指令値（Vq*）を導出する。
【００５１】
《ＰＷＭ演算部》
ＰＷＭ演算部（45）は、モータ位相検出部（63）によって検出されたモータ位相（θm）と、直流電圧検出部（52）によって検出された直流電圧（Vdc）と、ｄｑ軸電流制御部（44）によって導出されたｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）とに基づいて、インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオン/オフを制御するための制御信号（G）を生成する。具体的には、ＰＷＭ演算部（45）は、これらの値に基づいてスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給される制御信号（G）のデューティー比を設定する。スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、ＰＷＭ演算部（45）によって設定されたデューティ比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。このようにして制御信号（G）が周期的に更新され、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。
【００５２】
〈電力変換装置による動作〉
次に、図３を参照して、電力変換装置（10）による動作について説明する。
【００５３】
コンバータ回路（11）は、電源電圧（Vin）を全波整流して直流リンク部（12）へ出力し、直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力を入力して、電源電圧（Vin）の周波数の２倍の周波数で脈動する直流電圧（Vdc）を生成する。なお、直流電圧（Vdc）は、ゼロクロス近傍期間（P0）において一定値（すなわち、ゼロクロス電圧値（Vdc0））となっているとみなすことができる。ゼロクロス近傍期間（P0）は、電源電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点（図３では、時刻（t0））を含む期間であり、直流電圧（Vdc）の脈動波形の谷間に相当する期間である。
【００５４】
また、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令値（id*）が予め定められた電流値（具体的には、式３で示される第１制限電流値以下であり式４で示される第２制限電流値よりも高い電流値、好ましくは、第１制限電流値）に維持されるようにｄ軸電流指令値（id*）を導出し、ｑ軸電流指令演算部（42）は、電源電圧（Vin）の２倍の周波数でｑ軸電流指令値（iq*）が脈動するようにｑ軸電流指令値（iq*）を導出する。その結果、ｄ軸電流（id）が予め定められた電流量（具体的には、式１および式２を成立させることができる電流量、好ましくは、式１の等号が成立するときの電流量）に維持される一方で、ｑ軸電流（iq）が電源電圧（Vin）の周波数の２倍の周波数で脈動するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。これにより、インバータ回路（13）の出力を電源電圧（Vin）の周波数の２倍の周波数で脈動させることができる。なお、ｑ軸電流（iq）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように制御される。
【００５５】
このように、直流電圧（Vdc）の脈動に応じてインバータ回路（13）の出力を脈動させる（具体的には、インバータ回路（13）の出力の脈動を直流電圧（Vdc）の脈動と同期させる）ことにより、コンバータ回路（11）と直流リンク部（12）との間を流れる入力電流（iin）の導通幅を広くすることができ、その結果、力率を改善することができる。なお、入力電流（iin）は、直流電圧（Vdc）がゼロクロス電圧値（Vdc0）となっている期間（すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0））においてゼロとなっている。
【００５６】
〈モータの制御安定性〉
次に、モータ（30）の制御安定性について説明する。モータ（30）の制御安定性は、インバータ回路（13）の出力とモータ（30）の誘起電圧（Vo）とに依存している。すなわち、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（Vo）を下回っている場合（すなわち、インバータ回路（13）の出力が不足している場合）、モータ電流（iu,iv,iw）を所望量に制御することが困難となるので、モータ（30）を正常に駆動させることができなくなる（すなわち、モータ（30）の制御が破綻してしまう）おそれがある。そして、モータ（30）の制御が破綻すると、モータ電流（iu,iv,iw）が異常な電流量となって銅損が増加してしまうおそれがある。一方、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（Vo）を下回っていない場合では、モータ電流（iu,iv,iw）を所望量に制御することができ、モータ（30）を正常に駆動させることができる。また、インバータ回路（13）の最大出力は、直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）に依存している。したがって、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件は、次の式１１のように表現される。
【００５７】
【数７】
2015195713.tif 000009
【００５８】
誘起電圧（Vo）は、モータ（30）の電圧方程式から導出することができる。モータ（30）の電圧方程式は、次の式１２のように表現される。
【００５９】
【数８】
2015195713.tif 000010
【００６０】
なお、“Ｖｄ”はｄ軸電圧、“Ｖｑ”はｑ軸電圧、“Ｒａ”は巻線抵抗、“ω”はモータ（30）の電気角の回転角周波数、“Φａ”は誘起電圧係数（モータ（30）の回転子の永久磁石による鎖交磁束）に相当する。“ｐ”は微分演算子である。
【００６１】
ここで、Ｒａ＝０，ｐＬｄｉｄ＝０，ｐＬｑｉｑ＝０とすると、式１２は、次の式１３のように表現される。すなわち、式１３の右辺には、誘起電圧（Vo）に対応する項が残っている。
【００６２】
【数９】
2015195713.tif 000011
【００６３】
式１３に示されたｄ軸電圧（Vd）およびｑ軸電圧（Vq）は、誘起電圧（Vo）のｄ軸成分およびｑ軸成分にそれぞれ対応している。したがって、式１３より、誘起電圧（Vo）は、次の式１４のように表現される。
【００６４】
【数１０】
2015195713.tif 000012
【００６５】
式１４を式１１に代入すると、次の式１５が導出される。
【００６６】
【数１１】
2015195713.tif 000013
【００６７】
なお、直流電圧（Vdc）は、ゼロクロス近傍期間（P0）において一定値となっているとみなすことができる。また、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（Vdc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（Vdc0））は、ゼロクロス近傍期間（P0）を除いた他の期間（例えば、電源電圧（Vin）が最小値または最大値となる時点を含む極値近傍期間）における直流電圧（Vdc）の電圧値よりも低くなっている。したがって、ゼロクロス近傍期間（P0）では、インバータ回路（13）の出力がモータ（30）の誘起電圧（Vo）を下回る可能性が高くなっている。また、一般的に、ｑ軸電流（iq）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように制御される。
【００６８】
ここで、式１５に、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ０，ｉｑ＝０を代入すると、次の式１６が導出される。すなわち、式１６は、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（Vo）を下回る可能性が高くなっているゼロクロス近傍期間（P0）において、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件であるといえる。
【００６９】
【数１２】
2015195713.tif 000014
【００７０】
そして、式１６を整理すると、式１が導出される。
【００７１】
【数１３】
2015195713.tif 000015
【００７２】
したがって、式１を成立させることにより、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件（式１１）を成立させることができる。
【００７３】
〈直流リンク部における共振現象〉
なお、ゼロクロス近傍期間（P0）においてモータ（30）の誘起電圧（Vo）が低下してゼロとなると、直流電圧（Vdc）のゼロクロスが発生するようになり、その結果、直流リンク部（12）において共振現象（ＬＣ共振）が発生するおそれがある。また、ゼロクロス近傍期間（P0）では、誘起電圧（Vo）は、モータ（30）のｄ軸電流（id）に依存している。したがって、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる条件は、次の式１７のように表現される。
【００７４】
【数１４】
2015195713.tif 000016
【００７５】
そして、式１７を整理すると、式２が導出される。
【００７６】
【数１５】
2015195713.tif 000017
【００７７】
したがって、式２を成立させることにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる条件（式１７）を成立させることができる。
【００７８】
〈実施形態１による効果〉
以上のように、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（id）を制限することにより、ｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）が小さくなり過ぎてモータ（30）の誘起電圧（Vo）が過剰に上昇してしまうこと（具体的には、誘起電圧（Vo）がインバータ回路（13）の出力を上回ってしまうこと）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（Vo）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最小電流量を制限することができる。これにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損（具体的には、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損）を低減することができる。例えば、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１の等号が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を最小にすることができる。
【００７９】
また、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式２が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（id）を制限することにより、ｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）が大きくなり過ぎて直流電圧（Vdc）が過剰に低下してしまうこと（具体的には、直流電圧（Vdc）のゼロクロスの発生）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（Vdc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最大電流量を制限することができる。これにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。
【００８０】
また、ゼロクロス近傍期間（P0）においてｑ軸電流（iq）がゼロとなるようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（iq）の変動に起因するモータの誘起電圧（Vo）の変動（具体的には、誘起電圧（Vo）のｑ軸成分の変動）を防止することができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（Vo）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を確実に抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最小電流量を制限することができる。
【００８１】
〈直流電圧のゼロクロス電圧値の設定〉
なお、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）が高くなるほど、式１を成立させることができるｄ軸電流（id）の電流量をゼロに近づけることができるので、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損を小さくすることができる。しかしながら、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）が高くなるほど、電源電圧（Vin）の絶対値が直流電圧（Vdc）よりも大きくなる期間（すなわち、入力電流（iin）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（iin）の高調波成分が増加してしまう傾向にある。このように、入力電流（iin）の導通幅は、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）に依存している。
【００８２】
そのため、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）は、入力電流（iin）の導通幅が予め定められた許容導通幅（具体的には、入力電流（iin）に対する高調波規制を満たすことができる導通幅）となるように設定されていることが好ましい。例えば、ゼロクロス直流電圧目標値（Vdc0*）を、入力電流（iin）の導通幅が許容導通幅となるときの直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）に設定することにより、直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）を上記のように設定することができる。
【００８３】
以上のように、入力電流（iin）の導通幅の制約に応じて直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）を設定することにより、入力電流（iin）の導通幅を確保することができる。これにより、入力電流（iin）の高調波成分の増加を抑制することができる。
【００８４】
〔実施形態２〕
実施形態２による電力変換装置（10）は、実施形態１による電力変換装置（10）とは制御部（40）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成（図１）と同様となっている。
【００８５】
〈制御部〉
図４は、実施形態２における制御部（40）の構成例を示している。実施形態２では、制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）による制御動作に加えて、予め定められた回生動作期間（P1）においてモータ（30）のｑ軸電流（iq）の電流量が減少してモータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｑ軸インダクタンス）に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）へ回生されるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。すなわち、実施形態２では、制御部（40）は、電源電圧（Vin）の周波数に応じてｑ軸電流（iq）が脈動し、式１および式２が成立し、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（iq）の電流量が減少してモータ（30）から直流リンク部（12）へ磁気エネルギが回生されるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。具体的には、回生動作期間（P1）が開始すると、ｑ軸電流（iq）が予め定められたｑ軸制限電流量（本来の電流量よりも小さい電流量またはゼロ）となるようにｑ軸電流（iq）が制限され、回生動作期間（P1）が終了すると、ｑ軸電流（iq）の制限が解除される。
【００８６】
実施形態２では、制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）の構成（図２）に加えて、ｑ軸回生制御部（46）を備えている。ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θin）に基づいて、ｑ軸電流指令値（iq*）の制限を行う。
【００８７】
《ｑ軸回生制御部》
ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θin）に基づいて、ｑ軸電流指令値（iq*）の制限の実行および解除を行う。
【００８８】
具体的には、ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θin）が予め定められた開始位相（回生動作期間（P1）の開始時点に対応する位相）となると、ｑ軸電流指令値（iq*）が予め定められたｑ軸制限電流量（この例では、ゼロ）となるように、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（iq*）を制限し、その制限されたｑ軸電流指令値（iq*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。なお、ｑ軸制限電流量は、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されるｑ軸電流指令値（すなわち、トルク指令値（iT*）に脈動指令値（iP*）を乗算して導出されるｑ軸電流（iq）の目標電流量）よりも小さい電流量またはゼロに設定されている。
【００８９】
また、ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θin）が予め定められた終了位相（回生動作期間（P1）の終了時点に対応する位相）となると、ｑ軸電流指令値（iq*）の制限を解除し、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（iq*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。
【００９０】
《回生動作期間》
なお、回生動作期間（P1）は、直流電圧（Vdc）が最大値となる時点よりも後に開始して直流電圧（Vdc）が次に最大値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。この例では、電源電圧（Vin）が極値（最小値または最大値）となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（Vin）が最大値となる時点）において、直流電源（Vin）が最大値となるとみなすことができる。すなわち、この例では、回生動作期間（P1）は、電源電圧（Vin）が極値となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（Vin）が最大値となる時点）よりも後に開始して電源電圧（Vin）が次に極値となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（Vin）が次に最大値となる時点）よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。具体的には、ｑ軸回生制御部（46）において、開始位相は、電源電圧（Vin）が極値となる位相（例えば、90°）よりも後の位相に設定され、終了位相は、電源電圧（Vin）が次に極値となる位相（例えば、270°）よりも前の位相に設定されていることが好ましい。その理由については、後で詳しく説明する。
【００９１】
〈電力変換装置による動作（回生制御）〉
次に、図５を参照して、実施形態２による電力変換装置（10）による動作について説明する。ここでは、ｑ軸回生制御部（46）の動作（すなわち、磁気エネルギを回生させるための回生制御）に着目して説明する。なお、図５において破線で示された各信号の波形は、回生制御が行われない場合の各信号の波形に相当する。また、この例では、開始位相（回生動作期間（P1）の開始時点に相当する位相）は、時刻（t1）に相当する位相に設定され、終了位相（回生動作期間（P1）の終了時点に相当する位相）は、時刻（t2）に相当する位相に設定されている。
【００９２】
時刻（t1）になると、電源位相（θin）が開始位相となる。ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（iq*）がゼロとなるようにｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（iq*）を制限し、その制限されたｑ軸電流指令値（すなわち、ゼロを示したｑ軸電流指令値（iq*））をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。これにより、ｑ軸電流（iq）の電流量が減少してゼロとなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。その結果、モータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｑ軸インダクタンス）に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）に回生される。この磁気エネルギの回生により、直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）が上昇する。そして、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が完了すると（例えば、モータ（30）のｑ軸インダクタンスに蓄積された磁気エネルギが全て回生されると）直流電圧（Vdc）の上昇が停止する。このように、磁気エネルギの回生により直流電圧（Vdc）が上昇して直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）が高くなる。
【００９３】
時刻（t2）になると、電源位相（θin）が終了位相となる。ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（iq*）の制限を解除し、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（iq*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。また、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されるｑ軸電流指令値（iq*）は、電源電圧（Vin）の周波数に応じた脈動波形となるように次第に増加していく。したがって、ｑ軸電流（iq）も、電源電圧（Vin）の周波数に応じた脈動波形となるように次第に増加していく。
【００９４】
このように、回生動作期間（P1）の開始時点においてｑ軸電流指令値（iq*）をゼロに制限し、その後、回生動作期間（P1）の終了時点においてｑ軸電流指令値（iq*）の制限を解除することにより、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（iq）をゼロに制限することができる。
【００９５】
〈実施形態２による効果〉
以上のように、回生動作期間（P1）においてモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われることにより、モータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｑ軸インダクタンス）に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（Vdc）を上昇させることができる。これにより、直流電圧（Vdc）の低下を抑制することができる。したがって、直流電圧（Vdc）の低下に起因するインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる。
【００９６】
また、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（iq）をゼロに制限することにより、回生動作期間（P1）におけるｑ軸電流（iq）の電流量の設定（すなわち、磁気エネルギの回生が行われるようにｑ軸電流（iq）の電流量を設定すること）を容易にすることができる。これにより、ｑ軸電流（iq）の制限のための演算処理を容易にすることができる。
【００９７】
なお、この例では、回生動作期間（P1）は、その一部がゼロクロス近傍期間（P0）の全部と重複している。すなわち、ｑ軸電流（iq）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように制御される。このように、ゼロクロス近傍期間（P0）においてｑ軸電流（iq）をゼロにすることにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（iq）の変動に起因するモータの誘起電圧（Vo）の変動（具体的には、誘起電圧（Vo）のｑ軸成分の変動）を防止することができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（Vo）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を確実に抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最小電流量を制限することができる。
【００９８】
また、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（Vdc）のゼロクロス電圧値（Vdc0）を上昇させることができるので、式１を成立させることができるｄ軸電流（id）の電流量（すなわち、ｄ軸電流（id）の最小電流量）をさらにゼロに近づけることができる。例えば、回生制御を行わない場合よりもゼロクロス直流電圧目標値（Vdc0*）を高い値に設定することができるので、式３で示される第１制限電流値（すなわち、ｄ軸電流指令値（id*）の最小電流量（最小絶対値））をゼロに近づけることができ、その結果、ｄ軸電流（id）の電流量をゼロに近づけることができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損をさらに低減することができる。
【００９９】
なお、この例（図５）では、回生動作期間（P1）の開始時点および回生動作期間（P1）の終了後における直流電圧（Vdc）の電圧値は、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（Vdc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（Vdc0））よりも低くなっている。しかしながら、回生動作期間（P1）の開始時点では、モータ（30）から直流リンク部（12）のコンデンサ（C）へ磁気エネルギが瞬時的に回生されるので、磁気エネルギの回生が行われている期間は、ゼロクロス近傍期間（P0）よりも非常に短くなっている。したがって、磁気エネルギの回生が行われている期間においてインバータ回路（13）の出力不足が発生していたとしても、その出力不足がモータ（30）の制御に及ぼす影響は非常に少ないので、モータ（30）の制御は破綻しにくい。これと同様に、回生動作期間（P1）の終了後において直流電圧（Vdc）がゼロクロス電圧値（Vdc0）よりも低くなっている期間は、ゼロクロス近傍期間（P0）よりも非常に短くなっているので、この期間においてインバータ回路（13）の出力不足が発生していたとしても、モータ（30）の制御は破綻しにくい。
【０１００】
〈回生動作期間の開始および終了〉
なお、回生動作期間（P1）では、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（Vdc）が上昇する。したがって、回生動作期間（P1）が直流電圧（Vdc）が最大値となる時点を含んでいる場合（この例では、回生動作期間（P1）が電源電圧（Vin）が極値となる時点を含んでいる場合）、電源電圧（Vin）の絶対値が直流電圧（Vdc）よりも大きくなる期間（すなわち、入力電流（iin）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（iin）の高調波成分が増加してしまうおそれがある。
【０１０１】
そのため、回生動作期間（P1）に直流電圧（Vdc）が最大値となる時点（この例では、電源電圧（Vin）が極値となる時点、換言すると、全波整流された電源電圧（Vin）が最大値となる時点）が含まれていないことが好ましい。具体的には、回生動作期間（P1）は、直流電圧（Vdc）が最大値となる時点よりも後に開始して次に直流電圧（Vdc）が最大値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。
【０１０２】
以上のように、直流電圧（Vdc）が最大値となる時点（この例では、電源電圧（Vin）が極値となる時点）を避けて磁気エネルギの回生を行うことにより、磁気エネルギの回生に起因して入力電流（iin）の導通幅が短くなってしまうことを抑制することができる。これにより、磁気エネルギの回生に起因する入力電流（iin）の高調波成分の増加を抑制することができる。
【０１０３】
また、この例（図５）では、回生動作期間（P1）は、電源電圧（Vin）が極値となる時点よりも後であって電源電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点よりも前に開始し、電源電圧（Vin）が次に極値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。このように設定することにより、電源電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点よりも前に磁気エネルギを利用して直流電圧（Vdc）を上昇させることができるので、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（Vdc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（Vdc0））を効果的に上昇させることができる。
【０１０４】
〔実施形態３〕
実施形態３による電力変換装置（10）は、実施形態１による電力変換装置（10）とは制御部（40）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成（図１）と同様となっている。
【０１０５】
〈制御部〉
図６は、実施形態３における制御部（40）の構成例を示している。実施形態３では、制御部（40）は、電源電圧（Vin）の周波数に応じてモータ（30）のｑ軸電流（iq）が脈動し、且つ、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）においてｄ軸電流（id）が上側電流閾値（ith1）を上回らず且つ下側電流閾値（ith2）を下回らないようにｄ軸電流（id）が制限され、ｄ軸電流（id）が下側電流閾値（ith2）に制限されている期間（電流制限期間）においてモータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））が低下するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。なお、上側電流閾値（ith1）は、式１の右辺の値と同一の値に設定され、下側電流閾値（ith2）は、式２の右辺の値よりも大きい値に設定されている。
【０１０６】
さらに、この例では、制御部（40）は、電流制限期間におけるｄ軸電流（id）の電流制限量（すなわち、下側電流閾値（ith2）を下回らないように制限されていないｄ軸電流（id）の電流値と下側電流閾値（ith2）との差分値）が大きくなるほど、電流制限期間におけるモータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））の低下量が大きくなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。
【０１０７】
〈制御部の構成〉
図６に示すように、実施形態３における制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）とはｄ軸電流指令演算部（41）およびｑ軸電流指令演算部（42）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１における制御部（40）の構成（図２）と同様となっている。
【０１０８】
《ｄ軸電流指令演算部》
ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令生成部（41a）と、ｄ軸電流閾値生成部（41b）と、判定部（41c）と、指令値選択部（41d）と、速度補正値生成部（41e）と、補正値選択部（41f）とを備えている。
【０１０９】
ｄ軸電流指令生成部（41a）は、モータ（30）の運転状態（この例では、ｑ軸電流指令値（iq*））に基づいてｄ軸電流指令値（id**）を生成する。
【０１１０】
ｄ軸電流閾値生成部（41b）は、ゼロクロス直流電圧目標値（Vdc0*）とモータ角周波数（ω）と誘起電圧係数（Φａ）とｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）とに基づいて、上側電流閾値（ith1*）および下側電流閾値（ith2*）を生成する。例えば、ｄ軸電流閾値生成部（41b）は、式１の右辺にゼロクロス直流電圧目標値（Vdc0*）とモータ角周波数（ω）と誘起電圧係数（Φａ）とｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）とを代入することにより上側電流閾値（ith1*）を求める。また、ｄ軸電流閾値生成部（41b）は、式２の右辺に誘起電圧係数（Φａ）とｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）とを代入して得られる値に予め設定された定数（１よりも小さい正数、例えば、０．９）を乗算することにより下側電流閾値（ith2*）を求める。
【０１１１】
判定部（41c）は、ｄ軸電流指令生成部（41a）からのｄ軸電流指令値（id**）とｄ軸電流閾値生成部（41b）からの上側電流閾値（ith1*）および下側電流閾値（ith2*）とを比較し、ｄ軸電流指令値（id**）と上側電流閾値（ith1*）との大小関係およびｄ軸電流指令値（id**）と下側電流閾値（ith2*）との大小関係を判定する。
【０１１２】
指令値選択部（41d）は、判定部（41c）による判定結果に基づいて、ｄ軸電流指令値（id**）と上側電流閾値（ith1*）と下側電流閾値（ith2*）の中からいずれか１つをｄ軸電流指令値（id*）として選択し、ｄ軸電流指令値（id*）をｄｑ軸電流制御部（40）に供給する。具体的には、指令値選択部（41d）は、判定部（41c）においてｄ軸電流指令値（id**）が上側電流閾値（ith1*）を上回ると判定された場合に、上側電流閾値（ith1*）をｄ軸電流指令値（id*）として選択し、判定部（41c）においてｄ軸電流指令値（id**）が下側電流閾値（ith2*）を下回ると判定された場合に、下側電流閾値（ith2*）をｄ軸電流指令値（id*）として選択する。また、指令値選択部（41d）は、判定部（41c）においてｄ軸電流指令値（id**）が上側電流閾値（ith1*）を上回らず且つ下側電流閾値（ith2*）を下回らないと判定された場合に、ｄ軸電流指令値（id**）をｄ軸電流指令値（id*）として選択する。
【０１１３】
速度補正値生成部（41e）は、ｄ軸電流指令生成部（41a）からのｄ軸電流指令値（id**）とｄ軸電流閾値生成部（41b）からの下側電流閾値（ith2*）との差分に基づいて速度補正値（ωc**）を生成する。具体的には、速度補正値生成部（41e）は、ｄ軸電流指令値（id**）と下側電流閾値（ith2*）との差分が大きくなるほど速度補正値（ωc**）が大きくなるように、速度補正値（ωc**）を生成する。例えば、速度補正値生成部（41e）は、下側電流閾値（ith2*）からｄ軸電流指令値（id**）を減算して得られる値に予め設定された定数（任意の正数）を乗算することにより速度補正値（ωc**）を求める。
【０１１４】
補正値選択部（41f）は、判定部（41c）による判定結果に基づいて、速度補正値生成部（41e）からの速度補正値（ωc**）とゼロの中からいずれか１つを速度補正値（ωc*）として選択し、速度補正値（ωc*）をｑ軸電流指令演算部（42）に供給する。具体的には、補正値選択部（41f）は、判定部（41c）においてｄ軸電流指令値（id**）が下側電流閾値（ith2*）を下回ると判定された場合に、速度補正値（ωc**）を速度補正値（ωc*）として選択し、ｄ軸電流指令値（id**）が下側電流閾値（ith2*）を下回らないと判定された場合に、ゼロを速度補正値（ωc*）として選択する。
【０１１５】
《ｑ軸電流指令演算部》
ｑ軸電流指令演算部（42）は、図２に示した構成（速度制御部（400）と脈動指令演算部（402）と乗算部（403））に加えて、速度指令補正部（400）を備えている。速度指令補正部（400）は、ｄ軸電流指令演算部（41）から供給された速度補正値（ωc*）に基づいて角周波数指令値（ω*）を補正（減算）する。具体的には、速度指令補正部（400）は、角周波数指令値（ω*）から速度補正値（ωc*）を減算することによって角周波数指令値（ω*）を補正し、補正後の角周波数指令値（ω*）を速度制御部（400）に供給する。速度制御部（400）は、モータ角周波数（ω）と速度指令補正部（400）から供給された角周波数指令値（ω*）との偏差を求め、その偏差を比例積分演算（ＰＩ）してトルク指令値（iT*）を導出する。
【０１１６】
〈制御部における各部の動作〉
ｄ軸電流指令生成部（41a）において生成されたｄ軸電流指令値（id**）が上側電流閾値（ith1*）を上回ると、指令値選択部（41d）では、上側電流閾値（ith1*）がｄ軸電流指令値（id*）として選択されてｄｑ軸電流制御部（40）に供給される。このようにして、ｄ軸電流指令値（id*）が上側電流閾値（ith1*）に制限される。これにより、ｄ軸電流（id）が上側電流閾値（ith1）を上回らないようにｄ軸電流（id）を制限することができる。また、ｄ軸電流指令値（id**）が下側電流閾値（ith2*）を下回っていないので、補正値選択部（41f）では、ゼロが速度補正値（ωc*）として選択されてｑ軸電流指令演算部（42）の速度指令補正部（400）に供給される。したがって、ｑ軸電流指令演算部（42）に供給された角周波数指令値（ω*）は、速度指令補正部（400）において変更されることなく速度制御部（400）に供給される。
【０１１７】
また、ｄ軸電流指令生成部（41a）において生成されたｄ軸電流指令値（id**）が上側電流閾値（ith1*）を上回らず且つ下側電流閾値（ith2*）を下回らないようになると、指令値選択部（41d）では、ｄ軸電流指令値（id**）がｄ軸電流指令値（id*）として選択されてｄｑ軸電流制御部（40）に供給される。このようにして、ｄ軸電流指令値（id*）の制限が解除される。また、ｄ軸電流指令値（id**）が下側電流閾値（ith2*）を下回っていないので、補正値選択部（41f）では、ゼロが速度補正値（ωc*）として選択されてｑ軸電流指令演算部（42）の速度指令補正部（400）に供給される。したがって、ｑ軸電流指令演算部（42）に供給された角周波数指令値（ω*）は、速度指令補正部（400）において変更されることなく速度制御部（400）に供給される。
【０１１８】
また、ｄ軸電流指令生成部（41a）において生成されたｄ軸電流指令値（id**）が下側電流閾値（ith2*）を下回ると、指令値選択部（41d）では、下側電流閾値（ith2*）がｄ軸電流指令値（id*）として選択されてｄｑ軸電流制御部（40）に供給される。このようにして、ｄ軸電流指令値（id*）が下側電流閾値（ith2*）に制限される。これにより、ｄ軸電流（id）が下側電流閾値（ith2）を下回らないようにｄ軸電流（id）を制限することができる。また、ｄ軸電流指令値（id**）が下側電流閾値（ith2*）を下回っているので、補正値選択部（41f）では、速度補正値生成部（41e）において生成された速度補正値（ωc**）が速度補正値（ωc*）として選択されてｑ軸電流指令演算部（42）の速度指令補正部（400）に供給される。したがって、ｑ軸電流指令演算部（42）に供給された角周波数指令値（ω*）は、速度指令補正部（400）において補正（減算）された後に速度制御部（400）に供給される。このように、速度制御部（400）に供給される角周波数指令値（ω*）が減少すると、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））が低下し、モータ（30）を回転させるために必要となるｑ軸電流（iq）の電流量（絶対値）およびｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）が小さくなる。そのため、ｄ軸電流指令生成部（41a）において生成されるｄ軸電流指令値（id**）の絶対値を小さくする（すなわち、ｄ軸電流指令値（id**）を高くする）ことができるので、ｄ軸電流指令値（id**）が下側電流閾値（ith2*）を下回らないようにｄ軸電流指令値（id**）を高くすることができる。これにより、ｄ軸電流（id）が下側電流閾値（ith2）を下回らないようにｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）を小さくする（すなわち、ｄ軸電流（id）を高くする）ことができる。
【０１１９】
〈実施形態３による効果〉
以上のように、ｄ軸電流（id）が上側電流閾値（ith1）を上回らないようにｄ軸電流（id）を制限することにより、式１を成立させることができる。また、ｄ軸電流（id）が下側電流閾値（ith2）を下回らないようにｄ軸電流（id）を制限することにより、式２を成立させることができる。
【０１２０】
また、ｄ軸電流（id）が下側電流閾値（ith2）を下回る場合にモータ（30）の電気角の回転角周波数を低下させることにより、モータ（30）を回転させるために必要となるｑ軸電流（iq）の電流量（絶対値）およびｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）を小さくすることができる。そのため、ｄ軸電流（id）の電流量を小さくする（すなわち、ｄ軸電流（id）を高くする）ことができ、式２を成立させることができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（Vdc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（id）の最大電流量を制限することができ、その結果、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。
【０１２１】
また、電流制限期間においてｄ軸電流指令値（id**）と下側電流閾値（ith2*）との差分が大きくなるほど速度補正値（ωc**）が大きくなるように、電流制限期間における速度補正値（ωc**）を生成することにより、電流制限期間においてｄ軸電流（id）の電流制限量が大きくなるほどモータ角周波数（ω）の低下量が大きくなるように、電流制限期間におけるモータ角周波数（ω）の低下量を設定することができる。これにより、電流制限期間においてモータ（30）を回転させるために必要となるｑ軸電流（iq）の電流量（絶対値）およびｄ軸電流（id）の電流量（絶対値）を適切に小さくすることができるので、式２が成立するようにｄ軸電流（id）の電流量を適切に小さくする（すなわち、ｄ軸電流（id）を適切に高くする）ことができる。
【０１２２】
〔その他の実施形態〕
以上の説明では、ｄ軸電流（id）が予め定められた電流量（具体的には、式１および式２を成立させることができる電流量）に維持される場合を例に挙げたが、制御部（40）は、ｄ軸電流（id）が変動する（例えば、電源電圧（Vin）の周波数に応じてｄ軸電流（id）が脈動する）ようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してもよい。このようにｄ軸電流（id）が変動（例えば、脈動）する場合も、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を低減することができ、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式２が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。
【０１２３】
なお、直流電圧（Vdc）の脈動が安定している場合、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧検出部（52）の検出値（直流電圧（Vdc）の電圧値）は、ゼロクロス直流電圧目標値（Vdc0*）と同一であるとみなすことができる。したがって、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ゼロクロス直流電圧目標値（Vdc0*）の代わりに、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧検出部（52）の検出値（例えば、電源電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点における直流電圧検出部（52）の検出値）に基づいてｄ軸電流指令値（id*）を導出するように構成されていてもよい。このように構成した場合も、式１が成立するようにｄ軸電流（id）を制御することができる。
【０１２４】
また、モータ（30）の回転速度が安定している場合、角周波数指令値（ω*）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（モータ角周波数（ω））と同一であるとみなすことができる。したがって、ｄ軸電流指令演算部（41）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値の代わりに、角周波数指令値（ω*）に基づいてｄ軸電流指令値（id*）を導出するように構成されていてもよい。または、ｄ軸電流指令演算部（41）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値の代わりに、直流電圧検出部（52）の検出値やモータ電流検出部（61）の検出値（モータ電流（iu,iv,iw））などに基づいてモータ角周波数（ω）を導出し、そのモータ角周波数（ω）に基づいてｄ軸電流指令値（id*）を導出するように構成されていてもよい。このように構成した場合も、式１が成立するようにｄ軸電流（id）を制御することができる。
【０１２５】
また、以上の説明では、電源電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点における直流電圧（Vdc）の電圧値を、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（Vdc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（Vdc0））とみなして処理を行う場合を例に挙げたが、ゼロクロス近傍期間（P0）内の任意の時点における直流電圧（Vdc）の電圧値（例えば、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（Vdc）の最小値）を、ゼロクロス電圧値（Vdc0）とみなして処理を行うように構成されていてもよい。
【０１２６】
また、実施形態２では、回生動作期間（P1）の一部がゼロクロス近傍期間（P0）の全部と重複している場合を例に挙げたが、回生動作期間（P1）は、その一部または全部がゼロクロス近傍期間（P0）の一部または全部と重複する期間であってもよいし、ゼロクロス近傍期間（P0）と重複しない期間であってもよい。また、電源電圧（Vin）が極値（最小値または最大値）となる時点から電源電圧（Vin）が次に極値（最大値または最小値）となる時点までの期間（すなわち、直流電源（Vdc）が最大値となる時点から直流電圧（Vdc）が次に最大値となる時点までの期間）において、複数の回生動作期間（P1）が含まれていてもよい。例えば、第１回目の回生動作期間（P1）が電源電圧（Vin）が極値となる時点よりも後に開始して電源電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点よりも前に終了し、第２回目の回生動作期間（P2）が電源電圧（Vin）がゼロクロスとなる時点よりも後に開始して電源電圧（Vin）が次に極値となる時点よりも前に終了するように構成されていてもよい。
【０１２７】
なお、以上の説明では、交流電源（20）が単相交流電源によって構成されている場合を例に挙げたが、図７に示すように、交流電源（20）は、三相交流電源によって構成されていてもよい。この例では、コンバータ回路（11）は、６個のダイオード（D1,D2,D3,D4,D5,D6）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路によって構成されている。そして、この例では、直流リンク部（12）の直流電圧（Vdc）は、電源電圧（Vin）の周波数の６倍の周波数で脈動する。このように構成した場合も、上述の電力変換装置（10）と同様の効果を得ることができる。
【０１２８】
また、以上の実施形態および変形例を適宜組み合わせて実施してもよい。以上の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、この発明、その適用物、あるいは、その用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【産業上の利用可能性】
【０１２９】
以上説明したように、上述の電力変換装置（10）は、入力交流電圧を所定の出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する電力変換装置として有用である。
【符号の説明】
【０１３０】
１０        電力変換装置
２０        交流電源
３０        モータ
１１        コンバータ回路
１２        直流リンク部
１３        インバータ回路
４０        制御部
４１        ｄ軸電流指令演算部
４２        ｑ軸電流指令演算部
４３        座標変換部
４４        ｄｑ軸電流制御部
４５        ＰＷＭ演算部
４６        ｑ軸回生制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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