(57)【要約】【課題】インバータ回路の入力コンデンサの小型化を図り、かつインバータ回路の電力変換効率の低下を抑制することができる電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナを提供する。【解決手段】コンデンサＣ１，Ｃ２とバランス回路３とインバータ回路４とを備える。コンデンサＣ１，Ｃ２は、直流変換回路２の出力間において電気的に直列に接続される。バランス回路３は、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。インバータ回路４は、コンデンサＣ２の両端間に電気的に接続され、直流電圧を交流電圧に変換する。そして、バランス回路３は、インバータ回路４の出力電力に対してコンデンサＣ２に蓄積される電気エネルギーが不足する期間において、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。【選択図】図１
2015228725.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力間において電気的に直列に接続される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサに電気エネルギーを移動させるバランス回路と、
前記第２のコンデンサの両端間に電気的に接続され、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを備え、
前記バランス回路は、前記インバータ回路の出力電力に対して前記第２のコンデンサに蓄積される電気エネルギーが不足する期間において、前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサに電気エネルギーを移動させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記バランス回路は、
前記第１のコンデンサの両端間において電気的に直列に接続されるスイッチング素子とインダクタとを備え、
前記スイッチング素子がオンしているときに、前記スイッチング素子を介して前記第１のコンデンサから前記インダクタに電流が流れる第１の経路を形成し、
前記スイッチング素子がオフしているときに、前記インダクタから前記第２のコンデンサに電流が流れる第２の経路を形成するように構成されている
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記バランス回路は、前記第２のコンデンサの両端電圧が、前記インバータ回路の出力電圧の変動周期に合わせて変動するように、前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサに電気エネルギーを移動させる
ことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３のうちいずれか１項に記載の電力変換装置と、
前記インバータ回路の出力と系統電源との間に電気的に接続される解列器とを備える
ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナに関し、より詳細には直流電源からの電力を変換する電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、住宅用の太陽光発電装置や燃料電池、蓄電池などの普及に伴い、これらの直流電源の出力を交流に変換する電力変換装置、パワーコンディショナとして、多様な電力変換装置が提供されている。例えば、特許文献１には、太陽電池の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、昇圧回路とインバータ回路との間に電気的に接続されるコンデンサとを備えるパワーコンディショナが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−６７２５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
負荷の大きさを略一定とした場合、インバータ回路が出力する交流電力は１周期内において電力が大きい期間と小さい期間とがあるのに対し、インバータ回路に入力される直流電力は交流電力の１周期内において大きさが略一定となる。そのため、直流電力と交流電力との差分電力を蓄積するために、大容量の電解コンデンサをインバータ回路の入力に接続する必要があった。または、インバータ回路の入力コンデンサに小容量の電解コンデンサを用いる場合、インバータ回路の入力電圧を上昇させて電解コンデンサに蓄積される電気エネルギーを確保する必要があった。大容量の電解コンデンサを用いた場合、サイズが大きく電力変換装置が大型化するという問題があり、小容量の電解コンデンサを用いた場合、インバータ回路の入力電圧を不要に上昇させる必要がありインバータ回路の電力変換効率が悪くなるという問題があった。
【０００５】
本発明は、上記事由に鑑みてなされており、その目的は、インバータ回路の入力コンデンサの小型化を図り、かつインバータ回路の電力変換効率の低下を抑制することができる電力変換装置、およびそれを用いたパワーコンディショナを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の電力変換装置は、直流電源の出力間において電気的に直列に接続される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサに電気エネルギーを移動させるバランス回路と、前記第２のコンデンサの両端間に電気的に接続され、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とを備え、前記バランス回路は、前記インバータ回路の出力電力に対して前記第２のコンデンサに蓄積される電気エネルギーが不足する期間において、前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサに電気エネルギーを移動させることを特徴とする。
【０００７】
本発明のパワーコンディショナは、上記の電力変換装置と、前記インバータ回路の出力と系統電源との間に電気的に接続される解列器とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
以上説明したように、本発明では、インバータ回路の入力コンデンサの小型化を図り、かつインバータ回路の電力変換効率の低下を抑制することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施形態における電力変換装置の概略構成を示す回路図である。
【図２】実施形態における電力変換装置の動作の説明図である。
【図３】実施形態における電力変換装置の変形例の概略構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（実施形態）
本実施形態の電力変換装置１、パワーコンディショナ１０の概略構成図を図１に示す。本実施形態の電力変換装置１は、直流変換回路２、バランス回路３、インバータ回路４、コンデンサＣ１，Ｃ２を主構成とし、太陽光発電装置６と系統電源７との間に電気的に接続される。そして、電力変換装置１は、太陽光発電装置６が出力する直流電力を交流電力に変換し、系統電源７と連系させる。また、電力変換装置１は、解列器５と共にパワーコンディショナ１０を構成する。なお、電力変換装置１は、太陽光発電装置６以外にも、例えば蓄電装置、燃料電池などが電気的に接続される構成であってもよい。
【００１１】
以下に、本実施形態の電力変換装置１の詳細な構成について説明する。
【００１２】
直流変換回路２（直流電源）は、インダクタＬ１１とスイッチング素子Ｑ１１とダイオードＤ１２とを有する昇圧チョッパ回路で構成されている。直流変換回路２は、太陽光発電装置６と電気的に接続されており、太陽光発電装置６の出力電圧の昇圧を行う。
【００１３】
太陽光発電装置６の出力間に、インダクタＬ１１とスイッチング素子Ｑ１１との直列回路が電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成されている。そして、スイッチング素子Ｑ１１は、ドレイン−ソース間において電気的に逆並列に接続された寄生ダイオードＤ１１を有している。また、ダイオードＤ１２は、インダクタＬ１１とスイッチング素子Ｑ１１との接続点にアノードが電気的に接続され、コンデンサＣ１にカソードが電気的に接続されている。
【００１４】
コンデンサＣ１（第１のコンデンサ）とコンデンサＣ２（第２のコンデンサ）とは、直流変換回路２の出力間において電気的に直列に接続されている。そして、高電位側のコンデンサＣ１の正極にダイオードＤ１２が電気的に接続され、低電位側のコンデンサＣ２の負極にスイッチング素子Ｑ１１のソースが電気的に接続されている。そして、直流変換回路２は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング動作によって、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端間に、太陽光発電装置６の出力電圧の昇圧した電圧Ｖ３（直流変換回路２の出力電圧Ｖ３）を生成する。また、コンデンサＣ２の両端間にインバータ回路４が電気的に接続されており、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２がインバータ回路４に印加される。
【００１５】
インバータ回路４は、例えば複数のスイッチング素子（図示なし）を有するフルブリッジ回路で構成されており、コンデンサＣ２の両端間に生成される直流電圧を交流電圧に変換して出力する。インバータ回路４の出力は、解列器５を介して、分電盤（図示なし）に設けられた分岐ブレーカ（図示なし）に電気的に接続されることで、系統電源７に接続される。
【００１６】
解列器５は、インバータ回路４の一方の出力端と系統電源７との間に電気的に接続された第１の接点部５１と、インバータ回路４の他方の出力端と系統電源７との間に電気的に接続された第２の接点部５２とを有する。そして、解列器５の第１の接点部５１、第２の接点部５２を開放することにより、電力変換装置１と系統電源７とを電気的に切り離すことができる。
【００１７】
通常時には、パワーコンディショナ１０は、解列器５（第１の接点部５１、第２の接点部５２）を閉じた状態で運転を行うことで、インバータ回路４の出力を系統電源７に連系させる。また、系統電源７の停電時には、パワーコンディショナ１０は、解列器５（第１の接点部５１、第２の接点部５２）を開放し、系統電源７から切り離された状態でインバータ回路４の出力を非常用負荷に供給する自立運転を行う。なお、図１では、自立運転時における非常用負荷への電力供給路の図示を省略している。
【００１８】
次に、バランス回路３について説明する。バランス回路３は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２と、インダクタＬ２１とを備える。スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２とは、直流変換回路２の出力間において電気的に直列に接続されており、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路とコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路とが電気的に並列に接続されている。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ２１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、ドレイン−ソース間において電気的に逆並列に接続された寄生ダイオードＤ２１（以降、ダイオードＤ２１という）を有している。また、スイッチング素子Ｑ２２は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、ドレイン−ソース間において電気的に逆並列に接続された寄生ダイオードＤ２２（以降、ダイオードＤ２２という）を有している。そして、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、制御部３１によって制御される。
【００２０】
インダクタＬ２１は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点と、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間に電気的に接続されている。
【００２１】
制御部３１は、スイッチング素子Ｑ２１，２２それぞれを制御することで、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。具体的には、制御部３１は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２を以下のように制御する。
【００２２】
制御部３１は、まずスイッチング素子Ｑ２１をオンし、スイッチング素子Ｑ２２をオフする。これにより、コンデンサＣ１が放電し、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２１→インダクタＬ２１→コンデンサＣ１の経路Ｋ１（第１の経路）に電流が流れる。すなわち、コンデンサＣ１から放出された電気エネルギーが、インダクタＬ２１に一旦に蓄積される。
【００２３】
次に、制御部３１は、スイッチング素子Ｑ２１をオフし、スイッチング素子Ｑ２２をオンする。これにより、インダクタＬ２１に蓄積された電気エネルギーが放出され、インダクタＬ２１→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２２→インダクタＬ２１の経路Ｋ２（第２の経路）に電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。
【００２４】
すなわち、制御部３１は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が交互にオンするようにスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２を制御することで、インダクタＬ２１を介してコンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーが移動する。なお、スイッチング素子Ｑ２２がオンしているときに、スイッチング素子Ｑ２２を介してコンデンサＣ２が放電することを防止するために、スイッチング素子Ｑ２２がオフを維持するように制御してもよい。この場合、ダイオードＤ２２によってコンデンサＣ２の放電が防止され、インダクタＬ２１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ２２→インダクタＬ２１の経路で電流が流れる。
【００２５】
また、制御部３１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を用いてスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２を制御している。そして、制御部３１は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のオンデューティ（スイッチング周期に対するオン期間の割合）を調整することで、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に移動する電気エネルギー量を調整する。具体的には、スイッチング素子Ｑ２１のオンデューティが大きく（スイッチング素子Ｑ２２のオンデューティが小さく）なるにつれて、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に移動する電気エネルギー量が大きくなる。
【００２６】
また、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のオンデューティに応じて、インダクタＬ２１を介してコンデンサＣ２からコンデンサＣ１に電気エネルギーを移動させることもできる。
【００２７】
ここで、直流変換回路２の出力間にコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路が接続されている。したがって、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３は、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２との和となる。バランス回路３が停止（スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２がオフ）している場合、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２との比は、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量比によって決定される。そして、バランス回路３によって、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーが移動することによって、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ１が低減し、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２が増加する。
【００２８】
次に、バランス回路３の動作について、インバータ回路４の出力電力Ｐ４の力率がほぼ１となる抵抗負荷がインバータ回路４の出力に電気的に接続されている場合について説明する。
【００２９】
まず、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４、インバータ回路４の出力電力Ｐ４、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２（コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２）それぞれのタイミングチャートを図２に示す。
【００３０】
図２に示すように、インバータ回路４の出力電力Ｐ４は、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４の２倍周期で変動する。また、インバータ回路４の出力電力Ｐ４は、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４が０［Ｖ］である場合に０となる。また、インバータ回路４の出力電力Ｐ４は、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４が正のピーク値Ｖｐ１または負のピーク値Ｖｐ２である場合にピーク値Ｐｐ１となる。そして、インバータ回路４の出力電力Ｐ４の瞬時値が出力電力Ｐ４の平均値Ｐａ１よりも小さい第１の期間Ｔ１は、インバータ回路４の出力電力Ｐ４に対してインバータ回路４の入力電力が余っている状態となる。そのため、コンデンサＣ１，Ｃ２が充電され、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３が増加するように変動する。また、インバータ回路４の出力電力Ｐ４の瞬時値が出力電力Ｐ４の平均値Ｐａ１よりも大きい第２の期間Ｔ２は、インバータ回路４の出力電力Ｐ４に対してインバータ回路４の入力電力が不足している状態となる。そのため、コンデンサＣ１，Ｃ２が放電され、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３が低減するように変動する。
【００３１】
そこで、バランス回路３は、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２（コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２）が、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４の絶対値の大きさに沿って変動するようにコンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。ここで、インバータ回路４は降圧動作をする為、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２は、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４の絶対値よりも大きくする必要がある。本実施形態では、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２の目標値Ｖｍを、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４の絶対値に対して１０［Ｖ］高い電圧値に設定し、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。さらに、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２は、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３を分圧した電圧であるので、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２の目標値Ｖｍを、常に直流変換回路２の出力電圧Ｖ３未満に設定する必要がある。
【００３２】
上述したようにバランス回路３は、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２を目標値Ｖｍ（インバータ回路４の出力電圧Ｖ４の絶対値よりも１０［Ｖ］高い電圧値）に沿って変動させる。そのために、バランス回路３は、インバータ回路４の出力電力Ｐ４に対してコンデンサＣ２に蓄積される電気エネルギーが不足する期間において、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。
【００３３】
具体的には、制御部３１は、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３に対するインバータ回路４の入力電圧Ｖ２の目標値Ｖｍの割合（＝目標値Ｖｍ／出力電圧Ｖ３）を、スイッチング素子Ｑ２１のオンデューティに設定する。すなわち、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３に対して、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２の目標値Ｖｍの割合が比較的大きい場合、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に移動させる電気エネルギー量を増加させる。これにより、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２（インバータ回路４の入力電圧Ｖ２）を増加させることができる。一方、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３に対して、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２の目標値Ｖｍの割合が比較的小さい場合、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に移動させる電気エネルギー量を低減させる。これにより、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に移動する電気エネルギー量よりも、コンデンサＣ２からインバータ回路４に供給される電気エネルギー量が大きくなり、コンデンサＣ２の両端電圧（インバータ回路４の入力電圧Ｖ２）を低減させることができる。
【００３４】
すなわち、バランス回路３は、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に移動させる電気エネルギー量を調整する。これにより、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２（インバータ回路４の入力電圧Ｖ２）が目標値Ｖｍ（インバータ回路４の出力電圧Ｖ４よりも１０［Ｖ］高い電圧値）に沿って変動させることができる。
【００３５】
なお、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２は、必ずしも目標値Ｖｍに一致させる必要はなく、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２がインバータ回路４の出力電圧Ｖ４の絶対値よりも大きければよい。例えば、インバータ回路４の出力電力が小さい場合、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に移動させる電気エネルギー量を低減させても、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２の減少が小さい場合がある。このような場合でも、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２が目標値Ｖｍよりも高いので影響はない。
【００３６】
ここで、直流変換回路とインバータ回路との間に１つの電解コンデンサのみが接続された従来構成の動作について説明する。従来構成において、インバータ回路の入力電圧は、インバータ回路の出力電圧に対して周波数が２倍のリップル成分を持つ（図２のインバータ回路４の出力電圧Ｖ４、直流変換回路２の出力電圧Ｖ３参照）。このインバータ回路の入力電圧のリップル成分は、インバータ回路の入力コンデンサの容量が小さくなるにつれて大きくなる。また、インバータ回路の降圧動作を正常に動作させるためには、インバータ回路の入力電圧が常にインバータ回路の出力電圧よりも高い必要がある。つまり、インバータ回路の入力電圧におけるリップルの最下点電圧の下限が、インバータ回路の出力電圧によって決められる。そのため、インバータ回路の入力コンデンサの容量を小さくした場合、インバータ回路の入力電圧のリップル成分が大きくなるので、リップルの最下点電圧がインバータ回路の出力電圧を上回るようにインバータ回路の入力電圧を上昇させる必要がある。すなわち、従来構成では、インバータ回路の入力コンデンサの容量を小さくした場合、インバータ回路の入力電圧を上昇させる必要があり、インバータ回路の電力変換効率が低減する。
【００３７】
本実施形態では、インバータ回路４の入力にコンデンサＣ２が接続され、コンデンサＣ２と直列にコンデンサＣ１が接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧Ｖ３は、従来構成におけるインバータ回路の入力電圧と同様に、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４に対して周波数が２倍のリップル成分を持つ（図２参照）。しかし、バランス回路３により、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２の分圧比が調整される。これにより、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２（インバータ回路４の入力電圧Ｖ２）を、インバータ回路４の出力電圧Ｖ４の絶対値に追従させることができる。そのため、インバータ回路４の入力コンデンサ（コンデンサＣ１，Ｃ２）の容量を小さくした場合であっても、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２を不要に上昇させる必要がなく、インバータ回路４の電力変換効率の低下を抑制することができる。
【００３８】
このように、本実施形態の電力変換装置１は、コンデンサＣ１（第１のコンデンサ）およびコンデンサＣ２（第２のコンデンサ）と、バランス回路３と、インバータ回路４とを備える。コンデンサＣ１，Ｃ２は、直流変換回路２（直流電源）の出力間において電気的に直列に接続される。バランス回路３は、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。インバータ回路４は、コンデンサＣ２の両端間に電気的に接続され、直流電圧を交流電圧に変換する。そして、バランス回路３は、インバータ回路４の出力電力に対してコンデンサＣ２に蓄積される電気エネルギーが不足する期間において、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。
【００３９】
上記構成により、コンデンサＣ１，Ｃ２の合成容量が小さい場合であっても、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２をインバータ回路４の出力電圧Ｖ４の絶対値に追従して変動させることができる。そのため、インバータ回路４の入力電圧Ｖ２を不要に上昇させることなく、インバータ回路４の降圧動作を正常に動作させることができる。したがって、インバータ回路４の入力コンデンサ（コンデンサＣ１，Ｃ２）の小型化を図り、かつインバータ回路４の電力変換効率の低下を抑制することができる。これにより、電力変換装置１の小型化を図り、電力変換効率の高効率化も図ることができる。
【００４０】
また、バランス回路３は、コンデンサＣ１の両端間において電気的に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ２１とインダクタＬ２１とを備える。そして、バランス回路３は、スイッチング素子Ｑ２１がオンしているときに、スイッチング素子Ｑ２１を介してコンデンサＣ１からインダクタＬ２１に電流が流れる経路Ｋ１（第１の経路）を形成するように構成されている。また、スイッチング素子Ｑ２１がオフしているときに、インダクタＬ２１からコンデンサＣ２に電流が流れる経路Ｋ２（第２の経路）を形成するように構成されている。
【００４１】
これにより、バランス回路３は、簡易な構成で効率よくコンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させることができる。
【００４２】
また、バランス回路３は、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２が、インバータ回路４の出力電圧の変動周期に合わせて変動するように、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２に電気エネルギーを移動させる。
【００４３】
これにより、簡易な制御で、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２をインバータ回路４の出力電圧Ｖ４の絶対値に追従して変動させることができ、確実にインバータ回路４の降圧動作を正常に動作させることができる。
【００４４】
また、パワーコンディショナ１０は、上記の電力変換装置１と、インバータ回路４の出力と系統電源７との間に電気的に接続される解列器５とを備える。
【００４５】
したがって、電力変換装置１の小型化、および電力変換効率の高効率化を図ることにより、パワーコンディショナ１０の小型化、および電力変換効率の高効率化も図ることができる。さらに、パワーコンディショナ１０は、解列器５を備えることによって、系統電源７の停電時において、系統電源７とインバータ回路４とを切り離し、インバータ回路４の出力電力を非常用負荷に供給する自立運転を行うことができる。
【００４６】
また、例えば直流変換回路２のダイオードＤ１２の代わりにスイッチング素子を用いた場合、電力変換装置１を双方向の電力変換に対応させることができる。この場合、太陽光発電装置６の代わりに例えば蓄電装置を接続し、蓄電装置から負荷に電力供給する放電動作と、系統電源７から蓄電装置に電力供給する充電動作とを行うことができる。蓄電装置を充電する場合、制御部３１は、直流変換回路２の入力電圧Ｖ３に対するインバータ回路４の出力電圧Ｖ２の目標値Ｖｍの割合（＝目標値Ｖｍ／入力電圧Ｖ３）を、スイッチング素子Ｑ２１のオンデューティに設定する。これにより、制御部３１は、コンデンサＣ２からコンデンサＣ１に電気エネルギーを移動させ、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２がインバータ回路４の入力電圧Ｖ４の絶対値の大きさに沿って変動するように制御することができる。
【００４７】
また、太陽光発電装置６を用いる場合は、太陽光発電装置６から負荷に電力供給する放電モードのみとなる。この場合、電力変換装置１の変形例として、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ２２の代わりにダイオードＤ２３のみを接続する構成とすることができる。これにより、制御部３１は、スイッチング素子Ｑ２１のみを制御すればよく、制御が簡略化される。
【００４８】
なお、上述した実施形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることはもちろんのことである。
【符号の説明】
【００４９】
１  電力変換装置
２  直流変換回路（直流電源）
３  バランス回路
４  インバータ回路
Ｃ１  コンデンサ（第１のコンデンサ）
Ｃ２  コンデンサ（第２のコンデンサ）
【図１】
2015228725.tif 000003
【図２】
2015228725.tif 000004
【図３】
2015228725.tif 000005