(57)【要約】【課題】過電流保護の入力電圧依存性が少なく且つ小型化を図ることができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置は、トランスと、前記トランスの１次巻線への電圧の印加と非印加とを切り替えるスイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、を備える。前記過電流判定部によって過電流であるとの判定がなされたときに前記駆動部の動作が制限される。前記過電流判定部が、過電流保護の応答遅れによる影響を補償する補償部を有し、前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻き線に誘起する電圧を利用する。【選択図】図１
2015220959.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
前記トランスの１次巻線への電圧の印加と非印加とを切り替えるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、
前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部によって検出された電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、を備え、
前記過電流判定部によって過電流であるとの判定がなされたときに前記駆動部の動作が制限されるスイッチング電源装置であって、
前記過電流判定部が、過電流保護の応答遅れによる影響を補償する補償部を有し、前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻線に誘起する電圧を利用することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻線に誘起する電圧が負電圧である請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻線に誘起する電圧が正電圧であり、
前記トランスが前記補助巻線とは別の補助巻線を有し、
前記別の補助巻線に誘起する電圧が、前記駆動部及び前記過電流判定部の駆動電源の生成に用いられる請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記過電流判定部が、前記スイッチング電源装置の入力電圧と過電流検出レベルとの関係を表すデータを複数種類記憶しており、複数種類の前記データから一つを選択して過電流判定に用いる請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記電流検出部がカレントトランスである請求項１〜４のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に過電流保護機能を有するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源装置、特にノートパソコンおよびタブレット機器に使用するＡＣアダプターは全世界の商用電源入力、即ち１００Ｖ〜２４０Ｖの交流電圧入力に対応できることが望ましく、尚かつ小型、高効率化が要求される。
【０００３】
スイッチング電源装置の保護機能の一つとして、過電流による使用素子の損傷及び加熱を抑えるための過電流保護機能がある。過電流保護回路を備えるスイッチング電源装置は、図７に示すような構成が一般的である。
【０００４】
交流電源１から出力される交流電圧（＝図７に示すスイッチング電源装置の入力電圧）は、ダイオードブリッジ回路２及び平滑コンデンサＣ１によって整流平滑され、ＤＣ電圧（＝平滑コンデンサＣ１の両端電圧）となる。スイッチング素子Ｑ１のオン／オフに応じて、トランスＴ１の１次巻線Ｌ１への平滑コンデンサＣ１の両端電圧の印加と非印加とが切り替わる。制御部３はスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを制御する回路である。制御部３によって行われるスイッチング制御は、一般的な他励式のスイッチング制御であるため、ここでは詳細な説明を省略する。
【０００５】
トランスＴ１の１次巻線Ｌ１及びスイッチング素子Ｑ１に直列に接続されている抵抗Ｒ１は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出するための抵抗である。図７に示すスイッチング電源装置の負荷が上昇すると、スイッチング素子Ｑ１がオンのときに抵抗Ｒ１に流れる電流が増加し、抵抗Ｒ１に誘起する電圧も上昇する。抵抗Ｒ１に誘起する電圧が上昇して制御部３内の基準電圧源４から出力される基準電圧以上になると、制御部３内のコンパレータ５の出力がＬＯＷになる。ノイズによるコンパレータ５の誤動作を防止するためにコンデンサＣ３がコンパレータ５の反転入力端子とグランドとの間に設けられる。コンパレータ５の出力がＬＯＷであるとき、制御部３内の出力部７は、制御部３内の電圧制御部６から送られてくる信号にかかわらず、スイッチング素子Ｑ１を駆動する信号の出力を停止する。
【０００６】
上記のような過電流保護について図８を参照して説明する。通常動作ではスイッチング素子がオンのときに抵抗Ｒ１に誘起する電圧は、過電流検出レベル（＝基準電圧）より低いので図７に示すスイッチング電源装置の出力電圧は維持される。しかしながら、図７に示すスイッチング電源装置の負荷が上昇すると、抵抗Ｒ１に誘起する電圧が過電流検出レベルに達し、それ以上負荷を取ることができなくなる。したがって、抵抗Ｒ１に誘起する電圧が過電流検出レベルに達するポイントが過電流保護の開始ポイントＰ１になる。
【０００７】
ところが、図９に示すようにスイッチング素子Ｑ１がオンのときに抵抗Ｒ１に流れる電流は図７に示すスイッチング電源装置の入力電圧に依存し、同じ負荷であればＡＣ１００Ｖ入力のときの方がＡＣ２４０Ｖ入力のときに比して抵抗Ｒ１に多くの電流が流れる。したがって、ＡＣ２４０Ｖ入力時にはＡＣ１００Ｖ入力時に比べて過電流保護が働く際の負荷が大きくなることになる。
【０００８】
そのため、ＡＣアダプター等のＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖ入力で動作するスイッチング電源装置において、最大負荷を取るためにＡＣ１００Ｖ入力時に合わせて過電流保護の開始ポイントを設定すると、ＡＣ２４０Ｖ入力時には過電流保護が働くまでにより多くの負荷電流が流れ、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２、２次側整流ダイオードＤ２０、２次側平滑コンデンサＣ２０にＡＣ１００Ｖ入力時より大きな負荷がかかり、２次側回路の大型化及び高コスト化を招くことになり好ましくない。
【０００９】
そこで、１次側で過電流を検出してかつ過電流保護動作が入力電圧に依存することを無くすために、図１０に示すスイッチング電源装置が提案されている。図１０に示すスイッチング電源装置は、図７に示すスイッチング電源装置に抵抗Ｒ３を追加した構成である。抵抗Ｒ３は平滑コンデンサＣ１の正極性側とコンパレータ５の反転入力端子との間に設けられる。
【００１０】
このような構成により、入力電圧を整流平滑したＤＣ電圧（＝平滑コンデンサＣ１の両端電圧）を抵抗Ｒ２及びＲ３で分圧した電圧に抵抗Ｒ１に誘起する電圧が加わった電圧がコンパレータ５の反転入力端子に印加される。入力電圧を整流平滑したＤＣ電圧を抵抗Ｒ２及びＲ３で分圧した電圧は、入力電圧が上昇するのに応じて上昇するので、入力電圧が上昇するのに応じて抵抗Ｒ１に誘起する電圧が低下するのを補正することになる。したがって、過電流保護の入力電圧依存性は軽減される。
【００１１】
しかしながら、図１０に示すスイッチング電源装置は、入力電圧を整流平滑した高いＤＣ電圧が抵抗Ｒ３の一端に印加されるので抵抗Ｒ３での損失が大きくなり、小型化を図ることができないという問題がある。
【００１２】
この問題を解決することができるスイッチング電源装置として図１１に示すスイッチング電源装置が開発されている。図１１に示すスイッチング電源装置は、近年における電源制御ＩＣのデジタル化の進展を利用したものであり、入力電圧の実効値に依存した電圧成分または電流成分を検出した信号（図１１では抵抗Ｒ４及びＲ５による分圧）を離散化し、その離散値に相当する基準電圧値を設定した基準電圧設定テーブル４Ｂを利用して、コンパレータ５の非反転入力端子に印加される基準電圧の値が入力電圧によって変動するようにしている。これにより過電流保護が働く際の負荷が入力電圧にかかわらず一定になる。図１１に示すスイッチング電源装置の制御部３として用いることができる電源制御ＩＣとして、例えばインフィニオン社のICE2QS03GのようなＩＣが市販されている（非特許文献１参照）。
【００１３】
図１２は、過電流保護の開始ポイントが入力電圧に依存しないようにした場合の、スイッチング電源装置の入力電圧Ｖinとコンパレータ５の非反転入力端子に印加される基準電圧Ｖrefとの関係を示す理論曲線である。図１３は、実際に基準電圧設定テーブル４Ｂで設定される、スイッチング電源装置の入力電圧Ｖinとコンパレータ５の非反転入力端子に印加される基準電圧Ｖrefとの関係を示す図である。図１３に示す関係を利用することによって、スイッチング電源装置の入力電圧が変動すると、その変動に追随してコンパレータ５の非反転入力端子に印加される基準電圧Ｖrefを変化させることができるので、過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性は少なくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００７−２１５２５３号公報
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】“Quasi-Resonant PWM controller ICE2QS03G”、[online]、平成26年3月6日、インフィニオン社、[平成26年4月25日検索]、インターネット〈URL：http://www.infineon.com/dgdl/Datasheet_ICE2QS03G_V22_20121208.pdf?folderId=db3a304412b407950112b4182a3d24f8&fileId=db3a304324fc7f9a01250689233a7046〉
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、実際に上記の電源制御ＩＣを用いたスイッチング電源装置の過電流保護開始負荷は、ＡＣ１００Ｖ入力時を１とするならＡＣ２４０Ｖ入力時には１．５程度になり、特に過電流保護開始の入力電圧に対するばらつき範囲を厳しく要求されるＡＣアダプターでは不十分である。この原因は電源制御ＩＣの信号伝達に遅れがあるためである。すなわち入力電圧が増加した際に、入力電圧に対応する基準電圧を基準電圧減４が決定してからスイッチング素子Ｑ１の駆動を停止するのに遅れが生じ、過電流保護開始時の負荷が想定より大きくなるためである。特に出力部７の発振周波数が１５０ｋＨｚ以上になると、この傾向が著しくなる。なお、特許文献１で開示されているスイッチング電源装置も、図１１に示すスイッチング電源装置と同様に、制御系（過電流保護）の応答遅れによる影響のため、実際に過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性を十分に少なくすることはできない。
【００１７】
本発明は、上記の状況に鑑み、過電流保護の入力電圧依存性が少なく且つ小型化を図ることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源装置は、トランスと、前記トランスの１次巻線への電圧の印加と非印加とを切り替えるスイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、を備え、前記過電流判定部によって過電流であるとの判定がなされたときに前記駆動部の動作が制限されるスイッチング電源装置であって、前記過電流判定部が、過電流保護の応答遅れによる影響を補償する補償部を有し、前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻き線に誘起する電圧を利用する構成（第１の構成）とする。
【００１９】
上記第１の構成のスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻線に誘起する電圧が負電圧である構成（第２の構成）としてもよい。
【００２０】
上記第１の構成のスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻線に誘起する電圧が正電圧であり、前記トランスが前記補助巻線とは別の補助巻線を有し、前記別の補助巻線に誘起する電圧が、前記駆動部及び前記過電流判定部の駆動電源の生成に用いられる構成（第３の構成）としてもよい。
【００２１】
上記第１の構成のスイッチング電源装置において、前記過電流判定部が、前記スイッチング電源装置の入力電圧と過電流検出レベルとの関係を表すデータを複数種類記憶しており、複数種類の前記データから一つを選択して過電流判定に用いる構成（第４の構成）としてもよい。
【００２２】
上記第１〜第４のいずれかの構成のスイッチング電源装置において、前記電流検出部がカレントトランスである構成（第５の構成）としてもよい。
【発明の効果】
【００２３】
本発明に係るスイッチング電源装置によれば、過電流保護の入力電圧依存性が少なく且つ小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図２】電流検出用抵抗に誘起される電圧を過電流検出レベルとの関係を示す概略図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図４】電流検出用抵抗に誘起される電圧を過電流検出レベルとの関係を示す概略図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図６】本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図７】過電流保護回路を備えるスイッチング電源装置の一般的な構成を示す図である。
【図８】電流検出用抵抗に誘起される電圧を過電流検出レベルとの関係を示す概略図である。
【図９】電流検出用抵抗に誘起される電圧を過電流検出レベルとの関係を示す概略図である。
【図１０】過電流保護回路を備える従来のスイッチング電源装置の構成例を示す図である。
【図１１】過電流保護回路を備える従来のスイッチング電源装置の他の構成例を示す図である。
【図１２】過電流保護の開始ポイントが入力電圧に依存しないようにした場合の、入力電圧と基準電圧との関係を示す理論曲線図である。
【図１３】実際に基準電圧設定テーブルで設定される、入力電圧と基準電圧との関係を示すテーブルである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
［第１実施形態］
本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置について図１を参照して説明する。図１は本実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。なお、図１において図７および図１１と同一の部分には同一の符号を付す。
【００２６】
本実施形態に係るスイッチング電源装置は、ダイオードブリッジ回路２と、平滑コンデンサＣ１と、トランスＴ１と、スイッチング素子Ｑ１と、抵抗Ｒ１とを備えている。交流電源１から出力される交流電圧（＝本実施形態に係るスイッチング電源装置の入力電圧）は、ダイオードブリッジ回路２及び平滑コンデンサＣ１によって整流平滑され、ＤＣ電圧（＝平滑コンデンサＣ１の両端電圧）となる。スイッチング素子Ｑ１のオン／オフに応じて、トランスＴ１の１次巻線Ｌ１への平滑コンデンサＣ１の両端電圧の印加と非印加とが切り替わる。抵抗Ｒ１は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する。
【００２７】
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、２次側整流ダイオードＤ２０と、２次側平滑コンデンサＣ２０と、２次側抵抗Ｒ２１と、２次側分圧抵抗Ｒ２２及びＲ２３と、フォトカプラの発光ダイオード８Ａと、シャントレギュレータＳ２０とを備えている。トランスＴ１の２次巻線Ｌ２に誘起する電圧は、２次側整流ダイオードＤ２０及び２次側平滑コンデンサＣ２０によって整流平滑され、ＤＣ出力電圧となる。２次側分圧抵抗Ｒ２２及びＲ２３によって生成させるＤＣ出力電圧の分圧はシャントレギュレータＳ２０のリファレンス端子に供給される。これにより、シャントレギュレータＳ２０に直列接続された発光ダイオード８ＡがＤＣ出力電圧に応じた光量で発光する。
【００２８】
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、整流ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御部３と、フォトカプラのフォトトランジスタ８Ｂとを備えている。トランスＴ１の補助巻線Ｌ３に誘起する電圧は、整流ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ２によって整流平滑され、制御部３の駆動電圧となる。制御部３内の電圧制御部６はフォトトランジスタ８Ｂのエミッタ電流に応じた電圧を生成し、制御部３内の出力部７は電圧制御部６によって生成された電圧に基づくＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ１の制御端子に供給してスイッチング素子Ｑ１を駆動する。ただし、コンパレータ５の出力がＬＯＷであるとき、出力部７は、電圧制御部６から送られてくる電圧信号にかかわらず、スイッチング素子Ｑ１を駆動するＰＷＭ信号の出力を停止する。
【００２９】
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、抵抗Ｒ２と、コンデンサＣ３と、負電圧生成回路９とを備えている。抵抗Ｒ１に誘起した電圧は、抵抗Ｒ２を介して制御部３内のコンパレータ５の反転入力端子に供給される。コンデンサＣ３は、ノイズによる制御部３内のコンパレータ５の誤動作を防止する。負電圧生成回路９は整流ダイオードＤ２と、平滑コンデンサと、抵抗Ｒ４及びＲ５とによって構成されている。トランスＴ１の補助巻線Ｌ３に誘起する電圧の負成分の大きさは、スイッチング電源装置の入力電圧の実効値に比例している。したがって、トランスＴ１の補助巻線Ｌ３に誘起する電圧の負成分は、整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ４によって整流平滑され、さらに抵抗Ｒ４及びＲ５によって分圧されて、スイッチング電源装置の入力電圧に依存する負電圧となる。この負電圧が制御部３内の基準電圧源４の負極に供給される。
【００３０】
コンパレータ５の非反転入力端子には、負電圧生成回路９から出力される負電圧に対して基準電圧源４の基準電圧分大きい電圧が供給される。すなわち、ＡＣ１００Ｖ入力のときには、過電圧検出基準レベル（＝負電圧生成回路９から出力される負電圧）がＧＮＤレベル付近になり、過電圧検出レベルは図７に示す従来のスイッチング電源装置の場合とほぼ同一であるのに対して、ＡＣ２４０Ｖ入力のときには、過電圧検出基準レベルがＧＮＤレベルよりΔＶ低下し、過電圧検出レベルもΔＶ低下する（図２参照）。
【００３１】
本実施形態に係るスイッチング電源装置では、抵抗Ｒ４の抵抗値Ｒ4と抵抗Ｒ５の抵抗値Ｒ5を下記（１）式が成立するように調整すれば、過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性を少なくすることができる。ここで、ＰOはスイッチング電源装置の出力電力、ηはスイッチング電源装置の効率、ｎPは１次巻線Ｌ１のターン数に対する補助巻線Ｌ３のターン数の比、Ｖin(100)はＡＣ１００Ｖ入力時の平滑コンデンサＣ１の両端電圧、Ｖin(240)はＡＣ２４０Ｖ入力時の平滑コンデンサＣ１の両端電圧をそれぞれ示している。
【数１】
2015220959.tif 000003
【００３２】
また、抵抗Ｒ４の抵抗値Ｒ4と抵抗Ｒ５の抵抗値Ｒ5は上記（１）式を満たす限り任意に設定できるので、発振周波数の高周波化で顕著になる制御系（過電流保護）の応答遅れによる影響を補償することもできる。したがって、理論上のみならず実際にも過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性を十分に少なくすることができる。
【００３３】
さらに、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、高い電圧が印加される抵抗を備えていないので、小型化を図ることができる。
【００３４】
以下、上記（１）式の導出手順について説明する。ここで、ＩPは抵抗Ｒ１に流れる電流のピーク値、Ｉmeanは抵抗Ｒ１に流れる電流のピーク値、ｎは２次巻線Ｌ２のターン数に対する１次巻線Ｌ１のターン数の比、Ｔonはスイッチング素子Ｑ１のオン時間、Ｔは出力部７の発振周期、Ｖinは平滑コンデンサＣ１の両端電圧、DUTYはオンデューティ（＝Ｔon／Ｔ）、ＶR1は抵抗Ｒ１に発生する電圧のピーク値（＝Ｒ1×ＩP、Ｒ1は抵抗Ｒ１の抵抗値）、ＶBは過電流保護の働くレベル、ＶREFは基準電圧源４の基準電圧をそれぞれ示している。
【００３５】
Ｉmeanは下記（２）式で表すことができる。
【数２】
2015220959.tif 000004
【００３６】
上記（２）式より、下記（３）式が求まる。
【数３】
2015220959.tif 000005
【００３７】
そして、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であれば、下記（４）式が成り立つ。
【数４】
2015220959.tif 000006
【００３８】
上記（４）式を上記（３）式に代入すると、下記（５）式が得られる。ただし、Ｃ1（定数）＝２ＰO／ｎηＶO、Ｃ2（定数）＝２ＰO／ηである。
【数５】
2015220959.tif 000007
【００３９】
上記（５）式とＶR1＝Ｒ1×ＩPとから、下記（６）式が得られる。
【数６】
2015220959.tif 000008
【００４０】
また、電流保護の働くレベルＶBは下記（７）式で表すことができる。
【数７】
2015220959.tif 000009
【００４１】
上記（７）式においてスイッチング電源装置の入力電圧によって変動する成分は下記（８）式となる。
【数８】
2015220959.tif 000010
【００４２】
上記（６）式＝上記（８）式とすると、下記（９）式が得られ、下記（９）式を整理すると、上記の（１）式となる。
【数９】
2015220959.tif 000011
【００４３】
［第２実施形態］
本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置について図３を参照して説明する。なお、図３において図１と同一の部品については同一の符号を付してその説明を省略する。
【００４４】
本実施形態に係るスイッチング電源装置が第１実施形態に係るスイッチング電源装置と異なる点は、トランスＴ１に補助巻線Ｌ３とは異なる補助巻線Ｌ４を設け、負電圧生成回路９の代わりに正電圧生成回路１０を設け、基準電圧源４の負極をグランドに接続した点である。正電圧生成回路１０は、整流ダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣ５と、抵抗Ｒ６及びＲ７とによって構成されている。
【００４５】
トランスＴ１の補助巻線Ｌ４の極性は、トランスＴ１の補助巻線Ｌ４に誘起する電圧の正成分の大きさがスイッチング電源装置の入力電圧の実効値に比例するように設定される。そして、トランスＴ１の補助巻線Ｌ４に誘起する電圧の正成分は、整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ５によって整流平滑され、さらに抵抗Ｒ３及びＲ４で分圧され、最後に抵抗Ｒ１に誘起する電圧に加えられてから、コンパレータ５の反転入力端子に印加される。すなわち、コンパレータ５の反転入力端子には、抵抗Ｒ１に誘起する電圧に、スイッチング電源装置の入力電圧に依存する正電圧の分圧が加わった電圧が供給される。
【００４６】
したがって、ＡＣ１００Ｖ入力のときには、抵抗Ｒ１に誘起する電圧に加わるスイッチング電源装置の入力電圧に依存する正電圧の抵抗Ｒ６及びＲ７による分圧はほぼゼロであるのに対して、ＡＣ２４０Ｖ入力のときには、抵抗Ｒ１に誘起する電圧に加わるスイッチング電源装置の入力電圧に依存する正電圧の抵抗Ｒ６及びＲ７による分圧はΔＶとなり、抵抗Ｒ１に誘起する電圧にΔＶが加わることになる（図４参照）。
【００４７】
第１実施形態における抵抗Ｒ４の抵抗値と抵抗Ｒ５の抵抗値の調整と同じように、本実施形態に係るスイッチング電源装置では抵抗Ｒ６の抵抗値と抵抗Ｒ７の抵抗値を調整すれば、過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性を少なくすることができる。
【００４８】
また、抵抗Ｒ６の抵抗値と抵抗Ｒ７の抵抗値は任意に設定できるので、発振周波数の高周波化で顕著になる制御系（過電流保護）の応答遅れによる影響を補償することもできる。したがって、理論上のみならず実際にも過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性を十分に少なくすることができる。
【００４９】
さらに、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、高い電圧が印加される抵抗を備えていないので、小型化を図ることができる。
【００５０】
［第３実施形態］
本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置について図５を参照して説明する。なお、図５において図３と同一の部品については同一の符号を付してその説明を省略する。
【００５１】
本実施形態に係るスイッチング電源装置が第２実施形態に係るスイッチング電源装置と異なる点は、抵抗Ｒ１の代わりにカレントトランス１１を設けた点である。カレントトランス１１は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を少ないターン数の巻線で検出し、検出した電流に応じた電圧がターン数の大きい巻線側に誘起される。コンパレータ５の反転入力端子には、カレントトランス１１に誘起する電圧に、スイッチング電源装置の入力電圧に依存する正電圧の分圧が加わった電圧が供給される。
【００５２】
本実施形態に係るスイッチング電源装置が第２実施形態に係るスイッチング電源装置と同様の効果を奏するとともに、次のような新たな効果も奏する。
【００５３】
カレントトランス１１は、電流検出部（少ないターン数の巻線）のインピーダンスが低いため、抵抗Ｒ１での電流検出より損失が少ない。したがって、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が大きい場合において高効率化を図るときに有利である。
【００５４】
なお、第２実施形態から本実施形態への変形と同様の変形、すなわち抵抗Ｒ１の代わりにカレントトランス１１を設ける変形を、上述した第１実施形態や後述する第４実施形態に対して実施してもよい。
【００５５】
［第４実施形態］
本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置について図６を参照して説明する。なお、図６において図１と同一の部品については同一の符号を付してその説明を省略する。
【００５６】
本実施形態に係るスイッチング電源装置が第１実施形態に係るスイッチング電源装置と異なる点は、基準電圧源４を基準電圧設定回路４Ａと基準電圧設定テーブル４Ｂ＿１〜４Ｂ＿４とによって構成し、基準電圧源４の負極をグランドに接続した点である。
【００５７】
基準電圧設定テーブル４Ｂ＿１〜４Ｂ＿４はそれぞれ、スイッチング電源装置の入力電圧の実効値に依存した電圧成分または電流成分を検出した信号（図６では抵抗Ｒ４及びＲ５による分圧）の離散値に相当する基準電圧値を設定したテーブルである。なお、基準電圧設定テーブル４Ｂ＿１〜４Ｂ＿４は制御部３内のメモリに不揮発的に記憶されている。
【００５８】
基準電圧設定テーブル４Ｂ＿１〜４Ｂ＿４の中から、基準電圧設定テーブル選択信号Ｓ１に応じて任意に最適テーブルが選択される。基準電圧設定回路４Ａは、選択された基準電圧設定テーブルと負電圧生成回路９から出力される負電圧とに基づいて設定した値の基準電圧を生成して、コンパレータ５の非反転入力端子に供給する。
【００５９】
基準電圧設定テーブル選択信号Ｓ１の内容を例えば回路方式、入力電圧範囲等に応じて変更すればよい。これにより、回路方式、入力電圧範囲等で異なるテーブルを使用でき、発振周波数の高周波化で顕著になる制御系（過電流保護）の応答遅れによる影響を補償することが可能となる。したがって、理論上のみならず実際にも過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性を十分に少なくすることができる。なお、基準電圧設定テーブル選択信号Ｓ１の内容の変更は、例えば、入力電圧を検出する検出部を設け、検出部の出力に基づいて基準電圧設定テーブル選択信号Ｓ１の内容の変更を実行する変更処理部を設けてもよく、ユーザが操作する操作部を設け、操作部がユーザの操作内容に基づいて基準電圧設定テーブル選択信号Ｓ１の内容の変更を実行し且つ基準電圧設定テーブル選択信号Ｓ１を出力してもよい。
【００６０】
さらに、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、高い電圧が印加される抵抗を備えていないので、小型化を図ることができる。
【００６１】
［まとめ］
以上、本発明の実施形態につき説明したが、本発明の範囲はこれに限定されるものではなく、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えて実施することができる。
【００６２】
例えば、上述した各実施形態において、コンパレータ５の反転入力端子と非反転入力端子とを入れ替えてもよい。この場合、コンパレータ５の出力がＨＩＧＨであるとき、出力部７は、電圧制御部６から送られてくる信号にかかわらず、スイッチング素子Ｑ１を駆動する信号の出力を停止すればよい。
【００６３】
また例えば、第４実施形態において、基準電圧設定テーブルの代わりに、スイッチング電源装置の入力電圧の実効値に依存した電圧成分または電流成分を検出した信号と基準電圧値との関係を示す関係式を用い、関係式を用いた計算により基準電圧値を求めるようにしてもよい。
【００６４】
以上説明したスイッチング電源装置は、トランスと、前記トランスの１次巻線への電圧の印加と非印加とを切り替えるスイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、を備え、前記過電流判定部によって過電流であるとの判定がなされたときに前記駆動部の動作が制限されるスイッチング電源装置であって、前記過電流判定部が、過電流保護の応答遅れによる影響を補償する補償部を有し、前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻き線に誘起する電圧を利用する構成（第１の構成）である。
【００６５】
このような構成によると、前記過電流判定部が、スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つトランスの補助巻き線に誘起する電圧を利用するので、過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性を少なくすることが可能である。また、過電流判定部が、過電流保護の応答遅れによる影響を補償する補償部を有しているので、理論上のみならず実際にも過電流保護の開始ポイントの入力電圧依存性を十分に少なくすることができる。さらに、高い電圧が印加される抵抗を設ける必要がないので、小型化を図ることができる。
【００６６】
上記第１の構成のスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻線に誘起する電圧が負電圧である構成（第２の構成）としてもよい。
【００６７】
このような構成によると、スイッチング電源装置の入力電圧に依存する負電圧を誘起する補助巻線を駆動部及び過電流判定部の駆動電源の生成にも利用することができる。
【００６８】
上記第１の構成のスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置の入力電圧に依存し且つ前記トランスの補助巻線に誘起する電圧が正電圧であり、前記トランスが前記補助巻線とは別の補助巻線を有し、前記別の補助巻線に誘起する電圧が、前記駆動部及び前記過電流判定部の駆動電源の生成に用いられる構成（第３の構成）としてもよい。
【００６９】
このような構成によると、スイッチング電源装置の入力電圧に依存する正電圧を電流検出部の出力に加えることができるので、駆動部及び過電流判定部を含むＩＣパッケージに、スイッチング電源装置の入力電圧に依存する電圧を供給しなくてよくなる。これにより、駆動部及び過電流判定部を含むＩＣパッケージの端子数の増加を抑えることができる。
【００７０】
上記第１の構成のスイッチング電源装置において、前記過電流判定部が、前記スイッチング電源装置の入力電圧と過電流検出レベルとの関係を表すデータを複数種類記憶しており、複数種類の前記データから一つを選択して過電流判定に用いる構成（第４の構成）としてもよい。
【００７１】
このような構成によると、回路方式、入力電圧範囲等で異なるデータを使用でき、発振周波数の高周波化で顕著になる制御系（過電流保護）の応答遅れによる影響を補償することができる。すなわち、過電流判定部における複数種類の前記データから一つを選択する部分が、過電流判定部の補償部となる。
【００７２】
上記第１〜第４のいずれかの構成のスイッチング電源装置において、前記電流検出部がカレントトランスである構成（第５の構成）としてもよい。
【００７３】
このような構成によると、電流検出部での損失を少なくすることができる。したがって、スイッチング素に流れる電流が大きい場合において高効率化を図るときに有利である。
【符号の説明】
【００７４】
４Ｂ＿１〜４Ｂ＿４  基準電圧設定テーブル
９  負電圧生成回路
１０  正電圧生成回路
１１  カレントトランス
Ｓ１  基準電圧設定テーブル選択信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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