(57)【要約】【課題】電流センサを用いることなく、電圧変換回路の各リアクトル電流が平衡するように制御することを目的とする。【解決手段】本発明の電圧変換回路２０は、磁気相殺型の変圧器８と、変圧器８の一次巻線９の一端に接続されたリアクトル２１と、変圧器８の二次巻線１０の一端に接続されたリアクトル２２と、巻線９から基準端子４、高電圧端子３のそれぞれへの通電を制御するスイッチ素子１２、１４と、巻線１０から基準端子４、高電圧端子３のそれぞれへの通電を制御するスイッチ素子１６、１８と、巻線９とリアクトル２１との接続経路の電圧と、巻線１０とリアクトル２２との接続経路の電圧を測定する電圧検出器２５と、電圧検出器２５から出力された電圧情報に基づいて、スイッチ素子１２、１４、１６、１８に対してオンオフ制御を行う制御信号を出力するスイッチング制御器２６と、を備えたことを特徴とする。【選択図】図１
2015220767.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
低電圧端子と高電圧端子と基準端子とを有し、前記低電圧端子と前記基準端子との間の直流電圧と、前記高電圧端子と前記基準端子との間の直流電圧との電圧変換を行う電圧変換回路であって、
コアを介して一次巻線と二次巻線が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器と、
前記変圧器の前記一次巻線における高電圧側または低電圧側の一端に接続され、かつ当該一次巻線の巻線としては共用されない第１のリアクトルと、
前記変圧器の前記二次巻線における高電圧側または低電圧側の一端に接続され、かつ当該二次巻線の巻線としては共用されない第２のリアクトルと、
前記一次巻線から前記基準端子への通電を制御する第１のスイッチ素子と、
前記一次巻線から前記高電圧端子への通電を制御する第２のスイッチ素子と、
前記二次巻線から前記基準端子への通電を制御する第３のスイッチ素子と、
前記二次巻線から前記高電圧端子への通電を制御する第４のスイッチ素子と、
前記一次巻線と前記第１のリアクトルとの接続経路上における第１の電圧測定点の電圧と、前記二次巻線と前記第２のリアクトルとの接続経路上における第２の電圧測定点の電圧を測定する電圧検出器と、
前記電圧検出器から出力された電圧情報に基づいて、前記第１のスイッチ素子、前記第２のスイッチ素子、前記第３のスイッチ素子、前記第４のスイッチ素子に対してオンオフ制御を行う制御信号を出力するスイッチング制御器と、を備えたことを特徴とする電圧変換回路。
【請求項２】
前記第１のリアクトルは、一端が前記一次巻線における高電圧側の一端に接続され、他端が前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との共通接続点に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路。
【請求項３】
前記第２のリアクトルは、一端が前記二次巻線における高電圧側の一端に接続され、他端が前記第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子との共通接続点に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路。
【請求項４】
前記一次巻線と前記二次巻線の各一端が共に前記低電圧端子に接続され、
前記第１のリアクトルは、前記一次巻線の他端と前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子の共通接続点との間に配置接続され、
前記第２のリアクトルは、前記二次巻線の他端と前記第３のスイッチ素子及び前記第４のスイッチ素子の共通接続点との間に配置接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路。
【請求項５】
前記第１のリアクトルは、一端が前記一次巻線における高電圧側の一端に接続され、他端が前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との共通接続点に接続され、
前記第２のリアクトルは、一端が前記低電圧端子に接続され、他端が前記二次巻線の低電圧側の一端に接続され、
前記一次巻線の低電圧側の一端が前記低電圧端子に接続され、かつ、前記二次巻線の高電圧側の一端が前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子との共通接続点に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路。
【請求項６】
前記第１のリアクトルは、一端が前記低電圧端子に接続され、他端が前記一次巻線の低電圧側の一端に接続され、
前記第２のリアクトルは、一端が前記二次巻線の高電圧側の一端に接続され、他端が前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子との共通接続点に接続され、
前記一次巻線の高電圧側の一端が前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との共通接続点に接続され、かつ、前記二次巻線の低電圧側の一端が前記低電圧端子に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路。
【請求項７】
前記変圧器は、前記コアに巻回された巻線に中間タップが設けられ、
前記一次巻線が、前記巻線の一端から前記中間タップまでであり、
前記二次巻線が、前記巻線の他端から前記中間タップまでであるように構成されていることを特徴とする請求項４記載の電圧変換回路。
【請求項８】
前記スイッチ素子は、ワイドバンドギャップ半導体材料により形成されていることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電圧変換回路。
【請求項９】
前記ワイドバンドギャップ半導体材料は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドのうちいずれかであることを特徴とする請求項８記載の電圧変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧を昇圧または降圧する電圧変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧変換回路の基本的な構成として、例えば特許文献１に記載の構成のものがある。この電圧変換回路は、昇圧回路（昇圧チョッパ）で、リアクトルに蓄積された磁気エネルギーを、スイッチ素子（特許文献１のスイッチング素子）を任意に調整してスイッチングさせることで放出し、誘導電圧を得ることで昇圧を実現している。上記の昇圧チョッパにおいては、単独のリアクトルに昇圧のための磁気エネルギーを全て蓄積するため、コアの磁気飽和を防止するなどの必要性のためにリアクトルが非常に大型になるという問題がある。
【０００３】
上記の問題を解消するために、例えば特許文献２に記載の技術が提案されている。この特許文献２記載の技術では、電圧変換回路を構成する磁性部品に磁気的に結合した変圧器を用い、直流電流による直流磁化を相殺することでコアの磁気飽和を防止しつつ、磁性部品の小型化を図っている。
【０００４】
特許文献２記載の技術では、変圧器の低電圧側に接続されたリアクトル（特許文献２のインダクタＬ０）に着目すると、リアクトルには全電流が流れるので、リアクトルの銅損などによる発熱が１箇所に集中し、そのため、この放熱のための構造が複雑化するとともに、リアクトルの磁気飽和を防ぐ必要があるため、装置の小型化には限界が生じるという問題がある。
【０００５】
特許文献２の問題を解消するために、例えば特許文献３に記載の技術が提案されている。この特許文献３記載の技術では、電圧変換回路を構成する磁性部品に磁気的に結合した変圧器を用い、直流電流による直流磁化を相殺することでコアの磁気飽和を防止しつつ、リアクトルを分割し、個々のリアクトル電流を減少させることにより、個々のリアクトルにおける熱を減少させ、磁性部品の小型化を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−１１１３９０号公報（００１６段、図２）
【特許文献２】特許第４０９８２９９号公報（００３０段、００３１段、図２）
【特許文献３】国際公開ＷＯ２０１３／０４２５３９Ａ１（００４２段、００７４段、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献３記載の電圧変換回路によれば、入力電流が２つのリアクトルに分流するため、各リアクトルで発生する損失が小さくなるとともに、発熱源が分散するため小型のリアクトルや簡易な冷却器を採用でき、電圧変換回路の小型化が図れるという利点がある。
【０００８】
しかしながら、この従来の電圧変換回路では、各リアクトルのインダクタンスが等しいという前提において各リアクトルの電流が流れており、変圧器を励磁する励磁電流も決まってくるため、各リアクトルのインダクタンスが同一でなく各リアクトル電流が平衡していない場合に発生する変圧器のコアの偏磁を防止する必要がある。
【０００９】
偏磁の発生を前提とすると、コアが磁気飽和しないように飽和磁束密度を大きくとるためには、コアを大型化しなければならなくなる。そのため、一般に、各リアクトル電流を平衡化するための制御を行う必要があるが、この制御を行うための情報を得る電流センサを設置すると、装置の大型化を招くという問題があった。
【００１０】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、リアクトルのインダクタンスが同一でない場合であっても、電流センサを用いることなく、各リアクトル電流を平衡化させる制御のための情報を得て、各リアクトル電流が平衡するように制御を行うことができる電圧変換回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係る電圧変換回路は、低電圧端子と高電圧端子と基準端子とを有し、低電圧端子と基準端子との間の直流電圧と、高電圧端子と基準端子との間の直流電圧との電圧変換を行う電圧変換回路であって、コアを介して一次巻線と二次巻線が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器と、変圧器の一次巻線における高電圧側または低電圧側の一端に接続され、かつ当該一次巻線の巻線としては共用されない第１のリアクトルと、変圧器の二次巻線における高電圧側または低電圧側の一端に接続され、かつ当該二次巻線の巻線としては共用されない第２のリアクトルと、一次巻線から基準端子への通電を制御する第１のスイッチ素子と、一次巻線から高電圧端子への通電を制御する第２のスイッチ素子と、二次巻線から基準端子への通電を制御する第３のスイッチ素子と、二次巻線から高電圧端子への通電を制御する第４のスイッチ素子と、一次巻線と第１のリアクトルとの接続経路上における第１の電圧測定点の電圧と、二次巻線と第２のリアクトルとの接続経路上における第２の電圧測定点の電圧を測定する電圧検出器と、電圧検出器から出力された電圧情報に基づいて、第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子、第３のスイッチ素子、第４のスイッチ素子に対してオンオフ制御を行う制御信号を出力するスイッチング制御器と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係る電圧変換回路は、各リアクトルと接続された変圧器の巻線における接続経路上の電圧情報に基づいて、スイッチング制御器が各スイッチ素子に対してオンオフ制御を行うので、リアクトルの製造上の特性バラツキによるインダクタンスの不均一など、各リアクトル電流が不平衡になる回路条件であった場合においても、電流センサを設けることなく各リアクトル電流が平衡するように制御を行うことができる。また、本発明に係る電圧変換回路は、電流センサを設けることなく各リアクトル電流が平衡するように制御を行うことが可能となるため、変圧器を小型化でき、装置全体の小型化に寄与できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態１による電圧変換回路を示す回路図である。
【図２】図１の電圧変換回路の第１の動作状態を説明する図である。
【図３】図２の動作状態における波形を示すタイムチャートである。
【図４】図１の電圧変換回路の第２の動作状態を説明する図である。
【図５】図４の動作状態における波形を示すタイムチャートである。
【図６】本発明の実施の形態１による電圧変換回路の変形例を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態２による電圧変換回路を示す回路図である。
【図８】図７の電圧変換回路における変圧器の構成例を示す平面図である。
【図９】参考例による電圧変換回路を示す回路図である。
【図１０】図９の電圧変換回路の第１の動作状態を説明する図である。
【図１１】図１０の動作状態における波形を示すタイムチャートである。
【図１２】図９の電圧変換回路の第２の動作状態を説明する図である。
【図１３】図１２の動作状態における波形を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
まず、本発明の内容の理解を容易にするため、図９から図１３に基づいて参考例の電圧変換回路について先に説明する。次いで、本発明の実施の形態１の内容について説明を行う。
【００１５】
図９は、参考例による電圧変換回路を示す回路図である。参考例の電圧変換回路４０は、平滑コンデンサ５、６、リアクトル７、変圧器８、および４つのスイッチ素子１２、１４、１６、１８から構成されている。そして、低電圧端子２と基準端子（ＧＮＤ）４との間に平滑コンデンサ５が接続され、また、高電圧端子３と基準端子４との間に平滑コンデンサ６が接続されている。
【００１６】
低電圧端子２にはリアクトル７の一端が接続され、リアクトル７の他端と高電圧端子３との間には互いに並列に接続された一対の第１、第２のＴ型回路が設けられている。第１のＴ型回路は、変圧器８の一次巻線９と２つのスイッチ素子１２、１４からなる。また、第２のＴ型回路は、変圧器８の二次巻線１０と２つのスイッチ素子１６、１８からなる。この場合、上記の変圧器８は、コア１１を介して一次巻線９と二次巻線１０とが磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型のものである。
【００１７】
リアクトル７には変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０の各一端が共通に接続されている。一次巻線９及び二次巻線１０におけるリアクトル７と接続された一端は低電圧側であり、一次巻線９及び二次巻線１０の他端は高電圧側である。第１のＴ型回路では、スイッチ素子１２のコレクタが一次巻線９の高電圧側に接続され、スイッチ素子１２のエミッタが基準端子４に接続されている。また、スイッチ素子１４のエミッタが一次巻線９の高電圧側に接続され、スイッチ素子１４のコレクタが高電圧端子３に接続されている。同様に、第２のＴ型回路では、スイッチ素子１６のコレクタが二次巻線１０の高電圧側に接続され、スイッチ素子１６のエミッタが基準端子４に接続されている。また、スイッチ素子１８のエミッタが二次巻線１０の高電圧側に接続され、スイッチ素子１８のコレクタが高電圧端子３に接続されている。さらに、各スイッチ素子１２、１４、１６、１８には、これらに並列にダイオード１３、１５、１７、１９が個別に接続されている。ダイオード１３、１５、１７、１９のアノードが対応するスイッチ素子のエミッタに接続され、ダイオード１３、１５、１７、１９のカソードがコレクタに接続されている。また、各スイッチ素子１２、１４、１６、１８のゲートにはオンオフ制御用のゲート信号が図示しない制御装置から与えられる。
【００１８】
このような構成を有する電圧変換回路の動作、特にここでは昇圧動作について、図１０〜図１３を参照して説明する。図１０は図９の電圧変換回路の第１の動作状態を説明する図であり、図１１は図１０の動作状態における波形を示すタイムチャートである。図１２は図９の電圧変換回路の第２の動作状態を説明する図であり、図１３は図１２の動作状態における波形を示すタイムチャートである。
【００１９】
図１０は、電圧変換回路４０でスイッチ素子１２のみをオンして変圧器８の一次巻線９に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。また、図１２は電圧変換回路４０でスイッチ素子１６のみをオンして変圧器８の二次巻線１０に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。
【００２０】
図１０に示した状態では、スイッチ素子１４、１８およびスイッチ素子１６の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて共にオフになっている。また、スイッチ素子１２のゲートにはオンオフ用のゲート信号が入力される。
【００２１】
ここで、低電圧端子２には図外の直流電源からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１２のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されてオン動作すると、変圧器８の一次巻線９に励磁電流Ｉ１が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ１は、低電圧端子２、リアクトル７、一次巻線９、スイッチ素子１２、基準端子４を経由して流れる。スイッチ素子１２のゲート信号がハイレベルである間、励磁電流Ｉ１は次第に増加する。そして、ゲート信号がローレベルに反転する（図１１における時刻Ｔ２、Ｔ４）と、励磁電流Ｉ１ａ（図１１に破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ１ａは、一次巻線９、ダイオード１５を通って高電圧端子３へ流れる。図１１では、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２の期間と時刻Ｔ３から時刻Ｔ４の期間に、スイッチ素子１２のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されている。
【００２２】
そして、変圧器８の一次巻線９に上述の励磁電流Ｉ１、Ｉ１ａが流れると、二次巻線１０には相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ２が生じる。この励起電流Ｉ２は、ダイオード１９を経由して高電圧端子３へ流れる。その際、第１、第２のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図１１に示すように、二次巻線１０の励起電流Ｉ２は、励磁電流Ｉ１、Ｉ１ａと実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。
【００２３】
そして、励起電流Ｉ２と励磁電流Ｉ１ａ（破線）とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。
【００２４】
次に、図１２に示した状態では、スイッチ素子１４、１８およびスイッチ素子１２の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて共にオフになっている。また、スイッチ素子１６のゲートにはオンオフ用のゲート信号が入力される。
【００２５】
ここで、低電圧端子２には図外の直流電源からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１６のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されてオン動作すると、変圧器８の二次巻線１０に励磁電流Ｉ３が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ３は、低電圧端子２、リアクトル７、二次巻線１０、スイッチ素子１６、基準端子４を経由して流れる。スイッチ素子１６のゲート信号がハイレベルである間、励磁電流Ｉ３は次第に増加する。そして、ゲート信号がローレベルに反転する（図１３における時刻Ｔ６、Ｔ８）と、励磁電流Ｉ３ａ（図１３に破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ３ａは、二次巻線１０、ダイオード１９を通って高電圧端子３へ流れる。図１３では、時刻Ｔ５から時刻Ｔ６の期間と時刻Ｔ７から時刻Ｔ８の期間に、スイッチ素子１６のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されている。
【００２６】
そして、変圧器８の二次巻線１０に上述の励磁電流Ｉ３、Ｉ３ａが流れると、一次巻線９には相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ４が生じる。この励起電流Ｉ４は、ダイオード１５を経由して高電圧端子３へ流れる。その際、第１、第２のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図１３に示すように、一次巻線９の励起電流Ｉ４は、励磁電流Ｉ３、Ｉ３ａと実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。
【００２７】
そして、励起電流Ｉ４と励磁電流Ｉ３ａ（破線）とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。
【００２８】
このようにして、図外の制御装置から与えられるゲート信号によって、スイッチ素子１２、１６が時分割で交互にオン制御及びオフ制御が実行されることにより、高電圧端子３には昇圧され、かつ安定化された直流電圧Ｖｏが出力される。
【００２９】
ここで、上記の電圧変換回路４０の動作から、変圧器８の励磁について、変圧器８の一次巻線９に流れる上記の各電流Ｉ１、Ｉ１ａ、Ｉ４を総称してｉｃ１と表記し、また、二次巻線１０に流れる上記の各Ｉ２、Ｉ３、Ｉ３ａを総称してｉｃ２と表記するとすれば、変圧器８のコア１１の励磁は一次巻線電流ｉｃ１と二次巻線電流ｉｃ２とによって行われる。コア１１の励磁に実質的に寄与する等価的な励磁電流ＩＭ１は、一次巻線電流ｉｃ１と二次巻線電流ｉｃ２との差分である。この励磁電流ＩＭ１は、スイッチ素子１２、１６がオンしている期間Ｔｏｎで変化するため、この励磁電流ＩＭ１は下記の式（１）で与えられる。
【００３０】
【数１】
2015220767.tif 000003
【００３１】
さらに、図１０から回路方程式を立てると、すなわち、一次巻線電流ｉｃ１（Ｉ１）が流れる経路の電圧式と、二次巻線電流ｉｃ２（Ｉ２）が流れる経路の電圧式とから下記の式（２）が得られる。ただし、変圧器８の磁気結合度は１、一次巻線９のインダクタンスと二次巻線１０のインダクタンスは共に等しくＬａ、リアクトル７のインダクタンスはＬｂとする。
【００３２】
【数２】
2015220767.tif 000004
【００３３】
式（２）を変形すれば、下記の式（３）が得られる。
【００３４】
【数３】
2015220767.tif 000005
【００３５】
前述の式（１）と式（３）とから、コア１１の励磁電流ＩＭ１は下記の式（４）で与えられる。
【００３６】
【数４】
2015220767.tif 000006
【００３７】
以上の参考例の電圧変換回路４０では、リアクトル７に着目すると、リアクトル７には全電流が流れるので、リアクトル７の銅損などによる発熱が１箇所に集中し、そのため、この放熱のための構造が複雑化するとともに、リアクトル７の磁気飽和を防ぐ必要があるため、装置の小型化には限界が生じるという問題がある。
【００３８】
実施の形態１．
次に、本発明の実施の形態１の電圧変換回路を説明する。図１は、本発明の実施の形態１による電圧変換回路を示す回路図である。図において、図９に示した参考例の電圧変換回路４０と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００３９】
実施の形態１の電圧変換回路２０は、平滑コンデンサ５、６、２つのリアクトル２１、２２、変圧器８、および４つのスイッチ素子１２、１４、１６、１８から構成されている。そして、低電圧端子２と基準端子４（ＧＮＤ）との間に平滑コンデンサ５が接続され、また、高電圧端子３と基準端子４との間に平滑コンデンサ６が接続されている。
【００４０】
低電圧端子２と高電圧端子３との間には互いに並列に接続された一対の第１、第２のＴ型回路が設けられている。第１のＴ型回路は、変圧器８の一次巻線９、リアクトル２１、および２つのスイッチ素子１２、１４からなる。また、第２のＴ型回路は、変圧器８の二次巻線１０、リアクトル２２、および２つのスイッチ素子１６、１８からなる。この場合、上記の変圧器８は、コア１１を介して一次巻線９と二次巻線１０とが磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型のものである。
【００４１】
低電圧端子２には、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０の各一端が共通に接続されている。一次巻線９及び二次巻線１０における低電圧端子２と接続された一端は低電圧側であり、一次巻線９及び二次巻線１０の他端は高電圧側である。第１のＴ型回路において、リアクトル２１の一端は変圧器８の一次巻線９の高電圧側が接続され、リアクトル２１の他端はスイッチ素子１２のコレクタとスイッチ素子１４のエミッタが接続されている。リアクトル２１における一次巻線９の高電圧側に接続された一端は低電圧側であり、リアクトル２１の他端は高電圧側である。第１のＴ型回路では、スイッチ素子１２のコレクタがリアクトル２１の高電圧側に接続され、スイッチ素子１２のエミッタが基準端子４に接続されている。また、スイッチ素子１４のエミッタがリアクトル２１の高電圧側に接続され、スイッチ素子１４のコレクタが高電圧端子３に接続されている。
【００４２】
同様に、第２のＴ型回路において、リアクトル２２の一端は変圧器８の二次巻線１０の高電圧側が接続され、リアクトル２２の他端はスイッチ素子１６のコレクタとスイッチ素子１８のエミッタが接続されている。リアクトル２２における二次巻線１０の高電圧側に接続された一端は低電圧側であり、リアクトル２２の他端は高電圧側である。第２のＴ型回路では、スイッチ素子１６のコレクタがリアクトル２２の高電圧側に接続され、スイッチ素子１６のエミッタが基準端子４に接続されている。また、スイッチ素子１８のエミッタがリアクトル２２の高電圧側に接続され、スイッチ素子１８のコレクタが高電圧端子３に接続されている。
【００４３】
また、リアクトル２１と変圧器８の一次巻線９の接続経路上に電圧測定点２３、およびリアクトル２２と変圧器８の二次巻線１０の接続経路上に電圧測定点２４が設けられている。さらに、各スイッチ素子１２、１４、１６、１８には、これらと並列に各ダイオード１３、１５、１７、１９が個別に接続されている。ダイオード１３、１５、１７、１９のアノードが対応するスイッチ素子のエミッタに接続され、ダイオード１３、１５、１７、１９のカソードがコレクタに接続されている。また、各電圧測定点２３、２４で測定された電圧情報（測定電圧Ｖ１、Ｖ２）は電圧検出器２５に入力される。電圧検出器２５の出力信号ｓｉｇ１は各スイッチ素子１２、１４、１６、１８のゲートのオンオフ制御を行うスイッチング制御器２６に出力される。スイッチング制御器２６は、電圧検出器２５の出力信号ｓｉｇ１に基づいて、リアクトル２１、２２のリアクトル電流が平衡するようにしながら、昇圧動作または降圧動作を行うように、各スイッチ素子１２、１４、１６、１８にオンオフ制御するゲート信号ＳＧ１、ＳＧ２、ＳＧ３、ＳＧ４を出力する。
【００４４】
このような構成を有する電圧変換回路２０の動作、特にここでは昇圧動作について、図２から図５を参照して説明する。図２は図１の電圧変換回路の第１の動作状態を説明する図であり、図３は図２の動作状態における波形を示すタイムチャートである。図４は図１の電圧変換回路の第２の動作状態を説明する図であり、図５は図４の動作状態における波形を示すタイムチャートである。
【００４５】
図２は、電圧変換回路２０でスイッチ素子１２のみをオンして変圧器８の一次巻線９に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。また、図４は電圧変換回路２０でスイッチ素子１６のみをオンして変圧器８の二次巻線１０に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。
【００４６】
図２に示した状態では、スイッチ素子１４、１８およびスイッチ素子１６の各ゲートには共にローレベルのゲート信号ＳＧ２、ＳＧ３、ＳＧ４が入力されて共にオフになっている。また、スイッチ素子１２のゲートにはオンオフ用のゲート信号ＳＧ１が入力される。
【００４７】
ここで、低電圧端子２には図外の直流電源からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１２のゲートにハイレベルのゲート信号ＳＧ１が入力されてオン動作すると、変圧器８の一次巻線９に励磁電流Ｉ５が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ５は、低電圧端子２、一次巻線９、リアクトル２１、スイッチ素子１２、基準端子４を経由して流れる。ゲート信号ＳＧ１がハイレベルである間、励磁電流Ｉ５は次第に増加する。そして、ゲート信号ＳＧ１がローレベルに反転する（図３における時刻Ｔ２、Ｔ４）と、励磁電流Ｉ５ａ（破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ５ａは、一次巻線９、リアクトル２１、ダイオード１５を通って高電圧端子３へ流れる。図３では、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２の期間と時刻Ｔ３から時刻Ｔ４の期間に、スイッチ素子１２のゲートにハイレベルのゲート信号ＳＧ１が入力されている。
【００４８】
そして、変圧器８の一次巻線９に上述の励磁電流Ｉ５、Ｉ５ａが流れると、二次巻線１０に相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ６が生じる。この励起電流Ｉ６は、ダイオード１９を経由して高電圧端子３へ流れる。すなわち、この励起電流Ｉ６は、低電圧端子２、二次巻線１０、リアクトル２２、ダイオード１９、高電圧端子３を経由して流れる。その際、第１、第２のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図３に示すように、二次巻線１０の励起電流Ｉ６は、励磁電流Ｉ５、Ｉ５ａと実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。
【００４９】
そして、励起電流Ｉ６と励磁電流Ｉ５ａとによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。
【００５０】
次に、図４に示した状態では、スイッチ素子１４、１８およびスイッチ素子１２の各ゲートには共にローレベルのゲート信号ＳＧ１、ＳＧ２、ＳＧ４が入力されて共にオフになっている。また、スイッチ素子１６のゲートにはオンオフ用のゲート信号ＳＧ３が入力される。
【００５１】
ここで、低電圧端子２には図外の直流電源からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１６のゲートにハイレベルのゲート信号ＳＧ３が入力されてオン動作すると、変圧器８の二次巻線１０に励磁電流Ｉ７が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ７は、低電圧端子２、二次巻線１０、リアクトル２２、スイッチ素子１６、基準端子４を経由して流れる。ゲート信号ＳＧ３がハイレベルである間、励磁電流Ｉ７は次第に増加する。そして、ゲート信号ＳＧ３がローレベルに反転する（図５における時刻Ｔ６、Ｔ８）と、励磁電流Ｉ７ａ（破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ７ａは、二次巻線１０、リアクトル２２、ダイオード１９を通って高電圧端子３へ流れる。図５では、時刻Ｔ５から時刻Ｔ６の期間と時刻Ｔ７から時刻Ｔ８の期間に、スイッチ素子１６のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されている。
【００５２】
そして、変圧器８の二次巻線１０に上述の励磁電流Ｉ７、Ｉ７ａが流れると、一次巻線９に相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ８が生じる。この励起電流Ｉ８は、ダイオード１５を経由して高電圧端子３へ流れる。すなわち、この励起電流Ｉ８は、低電圧端子２、一次巻線９、リアクトル２１、ダイオード１５、高電圧端子３を経由して流れる。その際、第１、第２のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図５に示すように、一次巻線９の励起電流Ｉ８は、励磁電流Ｉ７、Ｉ７ａと実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。
【００５３】
そして、励起電流Ｉ８と励磁電流Ｉ７ａとによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。
【００５４】
このようにして、スイッチング制御器２６から与えられるゲート信号ＳＧ１、ＳＧ２、ＳＧ３、ＳＧ４によって、スイッチ素子１２、１６が時分割で交互にオン制御及びオフ制御が実行されることにより、高電圧端子３には昇圧、安定化された直流電圧Ｖｏが出力される。
【００５５】
ここで、上記の電圧変換回路２０の動作から、変圧器８の励磁について、変圧器８の一次巻線９に流れる上記の各電流Ｉ５、Ｉ５ａ、Ｉ８を総称してｉｃ３と表記し、また、二次巻線１０に流れる上記の各Ｉ６、Ｉ７、Ｉ７ａを総称してｉｃ４と表記するとすれば、両リアクトル２１、２２を流れる各リアクトル電流は、それぞれ変圧器８の一次巻線電流ｉｃ３と二次巻線電流ｉｃ４にそれぞれ等しい。適宜、リアクトル２１のリアクトル電流をｉｃ３と表記し、リアクトル２２のリアクトル電流をｉｃ４と表記することにする。また、変圧器８のコア１１の励磁は、一次巻線電流ｉｃ３と二次巻線電流ｉｃ４とによって行われる。コア１１の励磁に実質的に寄与する等価的な励磁電流ＩＭ２は、一次巻線電流ｉｃ３と二次巻線電流ｉｃ４との差分である。
【００５６】
また、図２から回路方程式を立てると、すなわち一次巻線電流ｉｃ３（Ｉ５）が流れる経路の電圧式と、二次巻線電流ｉｃ４（Ｉ６）が流れる経路の電圧式とから下記の式（５）が得られる。ただし、変圧器８の磁気結合度は１、一次巻線９のインダクタンスと二次巻線１０のインダクタンスは共に等しくＬｃ、両リアクトル２１、２２のインダクタンスは共に等しくＬｄとする。
【００５７】
【数５】
2015220767.tif 000007
【００５８】
式（５）において（ｄｉｃ３／ｄｔ）と（ｄｉｃ４／ｄｔ）について解くと、下記の（６）が得られる。
【００５９】
【数６】
2015220767.tif 000008
【００６０】
また、励磁電流ＩＭ２は、スイッチ素子１２、１６がオンしている期間Ｔｏｎで変化するため、励磁電流ＩＭ２は式（６）に基づいて下記の式（７）で与えられる。
【００６１】
【数７】
2015220767.tif 000009
【００６２】
実施の形態１の電圧変換回路２０は、構成する磁性部品に磁気的に結合した変圧器８を用い、直流電流による直流磁化を相殺することでコア１１の磁気飽和を防止しつつ、分割されたリアクトル２１、２２における発熱を分散することで磁性部品を小型にすることができる。
【００６３】
実施の形態１の電圧変換回路２０は、特許文献３とは異なり電圧検出器２５を備えている。特許文献３の電圧変換回路では、各リアクトル電流が平衡していない場合に変圧器のコアが偏磁するので、各リアクトル電流を平衡化するための情報を得る電流センサを設置する必要があった。特許文献３の電圧変換回路は、コアが磁気飽和しないように飽和磁束密度を大きくとるためにコアが大型になり、さらに電流センサを設置することにより、電圧変換回路を備える装置の大型化を招く問題があった。これに対して、実施の形態１の電圧変換回路２０は、電圧検出器２５を備えることで、電流センサを用いることなく、各リアクトル電流ｉｃ３、ｉｃ４を平衡化させる制御のための情報を得ることができ、各リアクトル電流ｉｃ３、ｉｃ４が平衡するように制御を行うことができる。実施の形態１の電圧変換回路２０は、電流センサを設けることなく各リアクトル電流ｉｃ３、ｉｃ４が平衡するように制御を行うことができるため、変圧器８を小型化でき、装置全体を小型化することができる。以下に詳しく説明する。
【００６４】
ここで、動作状態の一つとして、スイッチ素子１２のみをオンして変圧器８の一次巻線９に通電させるときの電圧変換回路２０の各部の電圧について、式（５）と同様に電圧式をたてると下記の式（８）が得られる。ここで、リアクトル２１のインダクタンスをＬｄ１とし、リアクトル２２のインダクタンスをＬｄ２とする。変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０のインダクタンスをＬｃとする。
【００６５】
【数８】
2015220767.tif 000010
【００６６】
式（８）において、インダクタンスＬｄ１とインダクタンスＬｃの比をβ１とし、インダクタンスＬｄ２とインダクタンスＬｃの比をβ２として、（ｄｉｃ３／ｄｔ）と（ｄｉｃ４／ｄｔ）について解くと、下記の式（９）が得られる。
【００６７】
【数９】
2015220767.tif 000011
【００６８】
ここで、電圧測定点２３の測定電圧をＶ１、電圧測定点２４の測定電圧をＶ２とする。測定電圧Ｖ１は、ＶｉからＬｄ１・（ｄｉｃ３／ｄｔ）を引いたものであり、測定電圧Ｖ２は、ＶｉからＬｄ２・（ｄｉｃ４／ｄｔ）を引いたものである。これらの電圧式からＶ１とＶ２は下記の式（１０）で与えられる。
【００６９】
【数１０】
2015220767.tif 000012
【００７０】
式（１０）は、電圧測定点２３、２４の測定電圧Ｖ１、Ｖ２が直流電圧Ｖｉ、Ｖｏとインダクタンス比β１、β２で表されることを示している。すなわち、インダクタンス比β１とインダクタンス比β２は、既知である測定電圧Ｖ１、Ｖ２、及び直流電圧Ｖｉ、Ｖｏを用いて求めることができる。したがって、直流電圧Ｖｉ、Ｖｏに加えて測定電圧Ｖ１、Ｖ２を測定することで、インダクタンスＬｄ１とインダクタンスＬｄ２を演算により求めることができる。他の動作状態においても同様に、式（１０）のような測定電圧Ｖ１、Ｖ２とインダクタンス比β１、β２との関係を得ることで、測定電圧Ｖ１、Ｖ２からインダクタンスＬｄ１とインダクタンスＬｄ２を演算により求めることができ、すなわちインダクタンスＬｄ１とインダクタンスＬｄ２との関係を導くことが可能となる。
【００７１】
例えば、リアクトル２１、２２に流れるリアクトル電流ｉｃ３、ｉｃ４の関係は式（９）であるから、式（１０）から導かれたインダクタンス比β１、β２を代入して電流比（ｉｃ３／ｉｃ４）に変形すれば、リアクトル２１、２２に流れるリアクトル電流の比（ｉｃ３／ｉｃ４）を求めることができる。したがって、リアクトル電流の比（ｉｃ３／ｉｃ４）は既知の測定電圧Ｖ１、Ｖ２、及び直流電圧Ｖｉ、Ｖｏからなる式を変形することにより得ることができる。つまり、リアクトル２１、２２の電流比が１より大きいか、小さいかを判定することで、どちらのリアクトルに電流が偏っているかを判定することができる。
【００７２】
そして、電圧検出器２５が、このリアクトル電流の比（ｉｃ３／ｉｃ４）の情報を出力信号ｓｉｇ１としてスイッチング制御器２６に送出すれば、スイッチング制御器２６はリアクトル２１、２２の電流比（ｉｃ３／ｉｃ４）を、例えばフィードバック処理してスイッチ素子１２、１４、１６、１８の制御に反映させることで、リアクトル２１とリアクトル２２に流れる電流が平衡するように電圧変換回路２０を動作させることが可能となる。
【００７３】
つまり、実施の形態１の電圧変換回路２０は、電圧検出器２５を備えることで、電流センサを用いることなく、各リアクトル電流ｉｃ３、ｉｃ４が平衡するように制御を行うことができる。また、実施の形態１の電圧変換回路２０は、電流センサを用いることなく、各リアクトル電流ｉｃ３、ｉｃ４が平衡するように制御を行うことが可能となるため、変圧器８のコアの偏磁を防止するこができ、変圧器８のコアを大型化する必要がない。すなわち、実施の形態１の電圧変換回路２０は、変圧器８を小型化でき、装置全体を小型化することができる。実施の形態１の電圧変換回路２０は、電流センサを用いることなく、変圧器８が小型にできるで、安価に実現することができる。
【００７４】
このように、この実施の形態１の電圧変換回路２０は、電圧検出器２５と、リアクトル２１と変圧器８の一次巻線９の接続経路上に電圧測定点２３、およびリアクトル２２と変圧器８の二次巻線１０の接続経路上に電圧測定点２４を設けることで、各リアクトル電流ｉｃ３、ｉｃ４が平衡する電圧変換回路を、安価に実現することが可能となる。
【００７５】
図１に示した電圧変換回路２０の構成は、一例であり、図６のような変形例でもよい。図６は、本発明の実施の形態１による電圧変換回路の変形例を示す回路図である。図６の例では、リアクトル２２が変圧器８の二次巻線１０の低電圧側と低電圧端子２との間に接続された例である。また、他の変形例でもよく、図１や図６におけるリアクトル２１が変圧器８の一次巻線９の低電圧側と低電圧端子２との間に接続された構成でもよい。これらの変形例も、図１の電圧変換回路２０と同様の効果が得られる。
【００７６】
なお、この発明は、電圧測定点２３、２４における電圧の測定方法について、特定の方法に限定されるものではなく、例えば分圧抵抗によるセンシングや、トランスの変圧によるセンシングなど、その方法を問わず同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００７７】
また、上記実施の形態１では、一例として測定電圧とインダクタンス比の関係を、電圧式を用いて示したが、この発明はこれに限定するものではなく、他の計算式を含むあらゆる導出方法において同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００７８】
また、電圧変換回路２０のスイッチ素子１２、１４、１６、１８としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いて説明したが、これに限定するものではなく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect-Transistor）を用いてもよい。スイッチ素子１２、１４、１６、１８、やダイオード１３、１５、１７、１９は、シリコンウエハを基材とした一般的な素子でもよいが、本発明においては炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、またはダイヤモンドといったシリコンと較べてバンドギャップが広い、いわゆるワイドバンドギャップ半導体材料を適用できる。スイッチ素子やダイオードに、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料又はダイヤモンドを用いた場合、従来から用いられてきたシリコン（Ｓｉ）で形成された素子よりも耐電圧性が高く、許容電流密度も高く、電力損失が低いため、スイッチ素子やダイオードの小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチ素子やダイオードを用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
【００７９】
また、低電圧端子２と基準端子４との間に直流電源が接続されて昇圧動作を行う場合を例にとって説明したが、降圧動作については、高電圧端子３と基準端子４との間に直流電源が接続され、制御部から与えられるゲート信号によって、スイッチ素子１２、１６が共にオフされた状態で、スイッチ素子１４、１８が時分割で交互にオンオフ制御されることにより、低電圧端子２に降圧され、かつ安定化された直流電圧が得られる。
【００８０】
以上のように、実施の形態１の電圧変換回路２０は、低電圧端子２と高電圧端子３と基準端子４とを有し、低電圧端子２と基準端子４との間の直流電圧と、高電圧端子３と基準端子４との間の直流電圧との電圧変換を行う電圧変換回路である。この電圧変換回路２０は、コア１１を介して一次巻線９と二次巻線１０が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器８と、変圧器８の一次巻線９における高電圧側または低電圧側の一端に接続され、かつ当該一次巻線９の巻線としては共用されない第１のリアクトル２１と、変圧器８の二次巻線１０における高電圧側または低電圧側の一端に接続され、かつ当該二次巻線１０の巻線としては共用されない第２のリアクトル２２と、一次巻線９から基準端子４への通電を制御する第１のスイッチ素子１２と、一次巻線９から高電圧端子３への通電を制御する第２のスイッチ素子１４と、二次巻線１０から基準端子４への通電を制御する第３のスイッチ素子１６と、二次巻線１０から高電圧端子３への通電を制御する第４のスイッチ素子１８と、一次巻線９と第１のリアクトル２１との接続経路上における第１の電圧測定点２３の電圧と、二次巻線１０と第２のリアクトル２２との接続経路上における第２の電圧測定点２４の電圧を測定する電圧検出器２５と、電圧検出器２５から出力された電圧情報（測定電圧Ｖ１、Ｖ２）に基づいて、第１のスイッチ素子１２、第２のスイッチ素子１４、第３のスイッチ素子１６、第４のスイッチ素子１８に対してオンオフ制御を行う制御信号（ゲート信号ＳＧ１、ＳＧ２、ＳＧ３、ＳＧ４）を出力するスイッチング制御器２６と、を備えたことを特徴とする。実施の形態１の電圧変換回路２０は、各リアクトル２１、２２と接続された変圧器８の巻線（一次巻線９、二次巻線１０）における接続経路上の電圧情報（測定電圧Ｖ１、Ｖ２）に基づいて、スイッチング制御器２６が各スイッチ素子１２、１４、１６、１８に対してオンオフ制御を行うので、電流センサを設けることなく各リアクトル２１、２２のリアクトル電流ｉｃ３、ｉｃ４が平衡するように制御を行うことができ、変圧器８を小型化でき、装置全体を小型化することができる。
【００８１】
実施の形態２．
図７は本発明の実施の形態２による電圧変換回路を示す回路図であり、図８は図７の電圧変換回路における変圧器の構成例を示す平面図である。図において、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００８２】
機器を製造する場合、製造や組み立ての易さは重要な要素である。これは部品コストや生産効率に直結し、常に改善が求められている。そこで、この実施の形態２では、リアクトル２１、２２と変圧器８の配置関係や変圧器８の一次巻線９および二次巻線１０の巻線構造について考慮を払うことで、製造や組み立ての易さを改善した構成について説明する。
【００８３】
この実施の形態２の電圧変換回路２０の特徴は、次のような変圧器８の配置構造である。変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０の低電圧側の一端が共に低電圧端子２に共通に接続される。一次巻線９の高電圧側の他端と両スイッチ素子１２、１４の共通接続点との間にリアクトル２１が配置、接続される。また、二次巻線１０の高電圧側の他端と両スイッチ素子１６、１８の共通接続点との間にリアクトル２２が配置、接続されている。また、図７において、変圧器８の共通端子３１、一次巻線端子３２、二次巻線端子３３を記載している。電圧変換回路２０におけるその他の構成は、図１に示した実施の形態１の場合と同様である。
【００８４】
このような配置構成とした場合の変圧器８の構造を図８に示す。この変圧器８は、トロイダル状のコア１１に巻線３４が巻回されており、巻線３４の中間にはタップ３０を介して共通端子３１が設けられている。また、巻線３４の他の末端はそれぞれ一次巻線端子３２と二次巻線端子３３として設けられている。
【００８５】
この場合、図７に示した回路図との対応については、図８の一次巻線端子３２から中間のタップ３０までの巻線３４の部分が図７の一次巻線９となり、また、二次巻線端子３３から中間のタップ３０までの巻線３４の部分が図７の二次巻線１０となる。そして、共通端子３１は図７の低電圧端子２に接続され、一次巻線端子３２は一方のリアクトル２１の一端（低電圧側）に接続され、二次巻線端子３３は他方のリアクトル２２の一端（低電圧側）に接続される。なお、図７では、電圧測定点２３は一次巻線端子３２において測定する測定点であり、電圧測定点２４は二次巻線端子３３において測定する測定点である例を示した。
【００８６】
この実施の形態２の構成を採用すれば、変圧器８のコア１１に巻線３４を巻装するだけで一次巻線９と二次巻線１０とを一体化して構成することが可能となるため、配線接続点を削減でき、組み立て工程を簡素化して生産効率を向上させる効果が得られる。また、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０とを一工程で形成することが可能となるため、製造コストを削減できる効果も得られる。なお、電圧変換回路２０としての動作や付随する効果などは、全て実施の形態１と同様である。
【００８７】
なお、この実施の形態２における変圧器８のコア１１の形状は、上記トロイダルに限定されるものではなく、動作上で同じ機能を有するコアであれば、あらゆる形状に適用可能であることは言うまでもない。
【００８８】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００８９】
２…低電圧端子、３…高電圧端子、４…基準端子、８…変圧器、９…一次巻線、１０…二次巻線、１１…コア、１２、１４、１６、１８…スイッチ素子、２０…電圧変換回路、２１、２２…リアクトル、２３、２４…電圧測定点、２５…電圧検出器、２６…スイッチング制御器、３０…タップ（中間タップ）、Ｖ１、Ｖ２…測定電圧（電圧情報）、ＳＧ１、ＳＧ２、ＳＧ３、ＳＧ４…ゲート信号（制御信号）。
【図１】
2015220767.tif 000013
【図２】
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【図３】
2015220767.tif 000015
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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