(57)【要約】【課題】電源高調波電流の低減化、構成の簡単化が可能な制御装置を提供する。【解決手段】モータ駆動装置のコントローラ７は、モータ９の回転数に対応する正弦波およびその（１２ｎ＋３）次高調波を生成し（ただし、ｎ＝０，１，２，…）、（１２ｎ＋３）次高調波を正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する。さらに、コントローラ７は、モータ電流と正弦波の位相差が０度になるようにモータ電圧振幅指令値を生成し、モータ電圧波形とモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータ５をＰＷＭ制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続された小容量のコンデンサと、前記整流回路からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置において前記インバータを制御する制御装置であって、
前記モータの回転数に対応する正弦波を生成する第１の波形生成部と、
前記正弦波の（１２ｎ＋３）次高調波（ただし、ｎは０以上の整数である）を生成し、生成した前記（１２ｎ＋３）次高調波を前記正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する第２の波形生成部と、
前記インバータから前記モータに流れる交流電流と前記正弦波の位相差が０度になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する指令値生成部と、
前記第２の波形生成部で生成されたモータ電圧波形と前記モータ電圧振幅指令値とに基づいて前記インバータをＰＷＭ制御する制御部とを備える、制御装置。
【請求項２】
前記ｎは０である、請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記正弦波に対する前記（１２ｎ＋３）次高調波の重畳量を設定する重畳量設定部と、
前記指令値生成部で生成されたモータ電圧振幅指令値を前記重畳量設定部で設定された重畳量に応じた上限値以下に制限する電圧制限部とをさらに備え、
前記制御部は、前記第２の波形生成部で生成されたモータ電圧波形と前記電圧制限部で前記上限値以下に制限されたモータ電圧振幅指令値とに基づいて前記インバータをＰＷＭ制御する、請求項１または２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記モータの出力を検出するモータ出力検出部をさらに備え、
前記重畳量設定部は、前記モータ出力検出部によって検出された前記モータの出力に基づいて前記重畳量を設定する、請求項３に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は制御装置に関し、特に、小容量のコンデンサを用いたモータ駆動装置においてインバータを制御する制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数相のコイルを備えた同期モータを駆動する場合には、モータに対して適切なタイミングでモータ電流を流し、コイル端子に電圧を印加すること、すなわち通電タイミングの最適化が重要である。この通電タイミングの基準を検出する方式としては、逆起電圧を検出する方式や、ゼロクロス電流位相を検出する方式等、種々の方式がある。
【０００３】
たとえば、モータロータ位置センサを用いずにモータを駆動するいわゆるセンサレス駆動方式においては、モータコイルへの通電を行なう際に、モータの回転によってモータコイルに発生する逆起電圧をモータコイル端子から検出する。
【０００４】
また、特許文献１には、交流電源からリアクタコイルを介して供給される交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続された大容量の平滑コンデンサと、整流回路からの直流電力を交流電力に変換して同期モータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置が開示されている。リアクタコイルは、交流電源からモード駆動装置に供給される交流電力の力率を改善するために設けられている。また、平滑コンデンサとしては、直流電圧波形のリップルを改善できる程度に十分大きな容量値を有するものが使用されている。
【０００５】
しかし、特許文献１のモータ駆動装置では、装置寸法が大きく、入力電流波形の改善が不十分であり、高力率化が困難であった。そこで、特許文献２においては、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサを用いた簡易な構成で、入力電流波形の改善と、高力率化を実現し、電源高調波成分を低減化している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−１１２２８７号公報
【特許文献２】特開２００６−２０３９６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、特許文献２においては、入力電流波形の目標値の作成、入力電流との誤差成分の演算、誤差成分を解消するための電圧作成手段が必要となり、制御装置の構成が複雑になるという問題があった。
【０００８】
それゆえに、この発明の主たる目的は、入力電流波形の改善、高力率化、電源高調波電流の低減化、構成の簡単化を図ることが可能な制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る制御装置は、交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続された小容量のコンデンサと、整流回路からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを備えたモータ駆動装置においてインバータを制御するためのものである。制御装置は、第１の波形生成部と、第２の波形生成部と、指令値生成部と、制御部とを備える。第１の波形生成部は、モータの回転数に対応する正弦波を生成する。第２の波形生成部は、上記正弦波の（１２ｎ＋３）次高調波（ただし、ｎは０以上の整数である）を生成し、生成した（１２ｎ＋３）次高調波を正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する。指令値生成部は、インバータからモータに流れる交流電流と上記正弦波の位相差が０度になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する。制御部は、第２の波形生成部で生成されたモータ電圧波形とモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータをＰＷＭ制御する。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係る制御装置によれば、入力電流波形の改善、高力率化、電源高調波電流の低減化、構成の簡単化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の一実施の形態によるモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。
【図２】三次高調波の重畳量が０である場合におけるモータ電圧と相間電圧の波形を示す図である。
【図３】三次高調波の重畳量が０．１６である場合におけるモータ電圧と相間電圧と三次高調波の波形を示す図である。
【図４】三次高調波の重畳量と相間電圧の最大値との関係を示す図である。
【図５】三次高調波の重畳量が０．１６である場合における直流電流などの波形を示すタイムチャートである。
【図６】三次高調波の重畳量が０．４０である場合における直流電流などの波形を示すタイムチャートである。
【図７】三次高調波の重畳量と電源高調波電流との関係を示す図である。
【図８】三次高調波の重畳量と電源高調波電流との関係を示す他の図である。
【図９】モータの出力と三次高調波の重畳量との関係を示す図である。
【図１０】１５次高調波Ｖｈ３を使用した場合の合成Ｕ相波Ｖｕｈ３、合成Ｖ相波Ｖｖｈ３、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖを示す図である。
【図１１】２７次高調波Ｖｈ４を使用した場合の合成Ｕ相波Ｖｕｈ４、合成Ｖ相波Ｖｖｈ４、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖを示す図である。
【図１２】三次高調波の重畳率が０．４０である場合において、目標位相差を０度としたときの直流電流などの波形を示す図である。
【図１３】位相差０の場合において、電源高調波電流の測定結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
＜第１の実施の形態＞
[全体構成]
この発明の一実施の形態によるモータ駆動装置は、図１に示すように、整流回路１、コンデンサ２、直流電圧センサ３、直流電流センサ４、インバータ５、交流電流センサ６、およびコントローラ７を備える。このモータ駆動装置は、交流電源８からの単相交流電力を三相交流電力に変換して同期モータ９に供給し、同期モータ９を回転駆動させるものである。
【００１３】
整流回路１は、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４を含み、交流電源８からの単相交流電圧を全波整流する。コンデンサ２は、整流回路１の正側出力端子１ａと負側出力端子１ｂの間に接続される。コンデンサ２としては、通常の平滑コンデンサの１／１００程度の容量値（たとえば、１０〜２０μＦ）のものが使用される。コンデンサ２は、同期モータ９の回生エネルギーによってインバータ５が破壊されることを防止するために設けられている。リアクタコイルは設けられていない。
【００１４】
直流電圧センサ３は、コンデンサ２の端子間に現れる直流電圧Ｖｄｃの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ７に出力する。直流電流センサ４は、整流回路１からインバータ５に流れる直流電流Ｉｄｃの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ７に出力する。
【００１５】
インバータ５は、コントローラ７によってＰＷＭ（pulse width modulation：パルス幅変調）制御され、整流回路１からの直流電力を三相交流電力に変換して同期モータ９に供給する。インバータ５は、６個のスイッチング素子ｓ１〜ｓ６と６個のダイオードｄ１〜ｄ６を含む。スイッチング素子ｓ１〜ｓ３は、整流回路１の正側出力端子１ａと同期モータ９の三相入力端子９ｗ，９ｖ，９ｕとの間にそれぞれ接続される。スイッチング素子ｓ４〜ｓ６は、同期モータ９の三相入力端子９ｗ，９ｖ，９ｕと整流回路１の負側出力端子１ｂとの間にそれぞれ接続される。ダイオードｄ１〜ｄ６は、それぞれスイッチング素子ｓ１〜ｓ６に逆並列に接続される。スイッチング素子ｓ１〜ｓ６の各々は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）で構成される。
【００１６】
交流電流センサ６は、同期モータ９の三相入力端子９ｗ，９ｖ，９ｕのうちの所定の入力端子（図１では、９ｕ）に流れる交流電流Ｉｕの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号をコントローラ７に出力する。同期モータ９は、三相コイルを含むステータと、永久磁石を含むロータとを備える。三相入力端子９ｗ，９ｖ，９ｕを介して三相コイルに三相交流電力を供給すると、三相交流電力の周波数に応じた回転数でロータが回転駆動される。
【００１７】
コントローラ７は、マイクロコンピュータで構成され、センサ３，４，６の出力信号に基づいてインバータ５のスイッチング素子ｓ１〜ｓ６の各々をＰＷＭ制御する。コントローラ７は、回転数設定部１０、正弦波生成部１１、モータ出力検出部１２、重畳量設定部１３、高調波生成部１４、および加算器１５を備える。
【００１８】
回転数設定部１０は、同期モータ９の目標回転数を設定する。なお、同期モータ９の回転数（ｒｐｍ）は、回転数設定部１０で設定される目標回転数に等しい。
【００１９】
正弦波生成部１１は、所定数のデータを含む正弦波データテーブルを含む。正弦波生成部１１は、回転数設定部１０で設定された目標回転数と時間経過に従って、正弦波データテーブルから同期モータ９のＵ相、Ｖ相、およびＷ相に対応した正弦波データを読出すとともに、Ｕ相の正弦波データに基づいてＵ相のモータ電圧位相情報を出力する。
【００２０】
高調波生成部１４は、モータの目標回転数に対応する正弦波（上記の正弦波生成部１１で生成される正弦波）を基本波とした場合において、下記の式より算出される次数Ｈｎの高調波を生成する。
【００２１】
Ｈｎ＝１２ｎ＋３  （ただし、ｎ＝０，１，２…）  …（１）
具体的に、高調波生成部１４は、正弦波生成部１１と同様に、所定数のデータを含む正弦波データテーブルを含む。高調波生成部１４は、回転数設定部１０で設定された目標回転数の（１２ｎ＋３）倍の回転数と時間経過に従って、正弦波データテーブルから正弦波データを読出す。また、高調波生成部１４は、読み出した正弦波データに、重畳量設定部１３で設定された重畳量ｋを乗算して（１２ｎ＋３）次高調波データを生成する。
【００２２】
なお、以下の実施例の説明では簡単のために、まず、ｎ＝０すなわちＨ０＝３（三次高調波）の場合について説明する。
【００２３】
モータ出力検出部１２は、直流電圧センサ３および直流電流センサ４の出力信号に基づいて同期モータ９の出力Ｐを検出し、その検出値を示す信号を重畳量設定部１３に与える。重畳量設定部１３は、モータ出力検出部１２の出力信号、すなわち同期モータ９の出力Ｐに基づいて、正弦波に対する三次高調波（より一般的には、（１２ｎ＋３）次高調波）の重畳量ｋを設定する。この重畳量ｋは、正弦波の振幅に対する三次高調波の振幅の比である。
【００２４】
重畳量設定部１３は、モータ９の出力Ｐが増大したことに応じて重畳量ｋを維持または増大させる。重畳量設定部１３は、重畳量ｋを０．１６以上で０．４０以下の範囲内で変化させる。正弦波に三次高調波を重畳することにより、インバータ５の出力電圧を上げたり、電源電流の高調波成分を低減することが可能になる。この点については、後で詳細に説明する。
【００２５】
加算器１５は、正弦波生成部１１からのＵ相、Ｖ相、およびＷ相に対応した正弦波データと、高調波生成部１４からの三次高調波データとをそれぞれ加算して、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相に対応したモータ電圧波形データを生成する。
【００２６】
また、コントローラ７は、位相差検出部１６、目標位相差格納部１７、ＰＩ（Proportional Integral：比例積分）演算部１８、電圧制限部１９、およびＰＷＭ信号生成部２０を含む。
【００２７】
位相差検出部１６は、正弦波生成部１１からのＵ相のモータ電圧位相情報と、交流電流センサ６からのＵ相電流Ｉｕを示す信号とに基づいて、Ｕ相のモータ電圧Ｖｕと電流Ｉｕとの位相差を検出し、検出値を示す信号を出力する。
【００２８】
たとえば、位相差検出部は、２個所のモータ電圧位相期間ごとにサンプリングした各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積とし、両モータ電流信号面積の面積比から位相差を算出する（特開２００１−１１２２８７号公報参照）。
【００２９】
目標位相差格納部１７は、目標とする位相差情報を格納している。目標位相差格納部１７に格納されている目標位相差情報はＰＩ演算部１８に出力される。本実施の形態の場合、好ましくは、目標とする位相差は０度である。目標位相差を０度とすることで、モータの電圧位相とモータの電流位相とが同相となり、モータは力率１で運転する。目標位相差を０度にする理由については、図１２および図１３を参照して後述する。
【００３０】
ＰＩ演算部１８は、位相差検出部１６で検出された位相差と、目標位相差格納部１７に格納された目標位相差情報との誤差データを算出し、その誤差データに対して比例制御および積分制御を実行してモータ出力電圧振幅値を出力する。
【００３１】
電圧制限部１９は、ＰＩ演算部１８で生成されたモータ電圧振幅指令値を重畳量設定部１３で設定された重畳量ｋに応じた上限値ＰＷＭmax以下に制限する。ｋ＝０である場合のＰＷＭmaxを１とすると、ｋ≧０．１６の範囲においてＰＷＭmax=３[１２ｋ／（３ｋ＋１）]０．５／（６ｋ＋２）である。この数式の導出方法については後述する。
【００３２】
ＰＷＭ信号生成部２０は、加算器１５からのＵ相、Ｖ相、およびＷ相に対応したモータ電圧波形データと、ＰＩ演算部１８で生成されたモータ電圧振幅指令値とに基づいて６個のＰＷＭ信号を生成し、それらのＰＷＭ信号をインバータ５に与える。インバータ５のスイッチング素子ｓ１〜ｓ６は、それぞれ６個のＰＷＭ信号に従ってオンおよびオフする。これにより、同期モータ９に三相交流電力が供給され、同期モータ９のローラが回転駆動される。
【００３３】
[三次高調波とモータ相間電圧の振幅との関係]
次に、三次高調波の重畳量ｋとモータ相間電圧の振幅との関係について説明する。ここでは、Ｕ相モータ電圧ＶｕとＶ相モータ電圧Ｖｖに三次高調波Ｖｈを重畳した場合における重畳量ｋとＵ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖの振幅との関係について説明するが、Ｖ相とＷ相、あるいはＷ相とＵ相についても同様である。
【００３４】
正弦波生成部１１で生成された正弦波データに三次高調波データを重畳させない場合、つまりｋ＝０である場合、図２に示すように、Ｕ相モータ電圧ＶｕおよびＶ相モータ電圧Ｖｖの振幅が１．０（１００％）であるとき、Ｕ相とＶ相の間の電圧であるＵ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖは振幅が１．７３の正弦波となる。ここでは説明の簡単化のため、正弦波データは最大値が１で振幅が１の正弦波であるものとし、ＰＷＭ信号生成部２０の出力データの最大値を１とする。
【００３５】
また、正弦波データに三次高調波データを重畳させることにより、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖの振幅を最大化させることが可能である。すなわち図３に示すように、Ｕ相およびＶ相のモータ出力電圧振幅が１．０（１００％）であり、重畳量ｋが０．１６（１６％、１／６）である場合、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖは振幅が１．７３の正弦波となる。すなわち、Ｕ相モータ電圧ＶｕおよびＶ相モータ電圧Ｖｖに三次高調波Ｖｈを重畳させても、重畳させなくても、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖは同じである。また、Ｕ相とＶ相で位相が１２０度ずれているので、三次高調波ＶｈはＵ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖの波形に影響を与えることがなく、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖの波形は正弦波となる。
【００３６】
特徴的であるのは、Ｕ相モータ電圧Ｖｕに三次高調波Ｖｈを重畳した後の合成Ｕ相波Ｖｕｈの最大値が０．８６となり、Ｖ相モータ電圧Ｖｖに三次高調波Ｖｈを重畳した後の合成Ｖ相波Ｖｖｈの最大値が０．８６となることである。つまり、三次高調波Ｖｈを正弦波に重畳させると合成Ｕ相波Ｖｕｈおよび合成Ｖ相波Ｖｖｈの最大値が１よりも小さくなる。このため、合成Ｕ相波Ｖｕｈおよび合成Ｖ相波Ｖｖｈの振幅を１にすることにより、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖの振幅を１．７３よりも大きくすることができる。
【００３７】
具体的には、合成Ｕ相波Ｖｕｈおよび合成Ｖ相波Ｖｖｈのモータ出力電圧振幅を１．１６（＝１／０．８６，１１６％）にしたとき、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖは振幅が２．０の正弦波となる。このように、三次高調波ＶｈをＵ相モータ電圧ＶｕおよびＶ相モータ電圧Ｖｖに１６％重畳させることにより、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖの振幅を、三次高調波Ｖｈを重畳させない場合より１６％上昇させ、直流電圧Ｖｄｃを最大限利用することができる。ただし、合成Ｕ相波Ｖｕｈおよび合成Ｖ相波Ｖｖｈのモータ出力電圧振幅を１．１６よりも大きくすると、合成Ｕ相波Ｖｕｈおよび合成Ｖ相波Ｖｖｈの波形が歪むので、それらのモータ出力電圧振幅は１．１６以下に制限する必要がある。
【００３８】
図４は、三次高調波Ｖｈの重畳量ｋとＵ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖの最大値Ａｕｖとの関係を示す図である。図４では、ｋ＝０のときのＵ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖの最大値Ａｕｖを１としている。図４から分かるように、ｋを０から増加させていくＶｕｖの最大値Ａｕｖが徐々に増大し、ｋ＝０．１６であるときにＶｕｖの最大値Ａｕｖがピークとなる。ｋを０．１６から増大させていくとＶｕｖの最大値Ａｕｖが徐々に減少し、ｋ＝０．４ではＶｕｖの最大値Ａｕｖはｋ＝０のときの値（すなわち１）とほぼ等しくなる。
【００３９】
[三次高調波の重畳量とモータ出力電圧振幅の上限値との関係]
上述のように、合成Ｕ相波Ｖｕｈおよび合成Ｖ相波Ｖｖｈのモータ出力電圧振幅を１．１６（＝１／０．８６，１１６％）にしたとき、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖは振幅が２．０の正弦波となる。ただし、合成Ｕ相波Ｖｕｈおよび合成Ｖ相波Ｖｖｈのモータ出力電圧振幅を１．１６よりも大きくすると、合成Ｕ相波Ｖｕｈおよび合成Ｖ相波Ｖｖｈの振幅が１を超えてしまい、１を超えた部分が１に制限されるので、それらの波形が歪む。したがって、この場合は、モータ出力電圧振幅を１．１６以下に制限する必要がある。ここで、三次高調波の重畳量ｋとモータ出力電圧振幅の上限値との関係について説明する。
【００４０】
正弦波をsinθとし、三次高調波をsin3θとし、正弦波と三次高調波の合成波をｙとすると、ｙは次式（２）で表わされる。
ｙ＝ｓｉｎθ＋ｋｓｉｎ３θ  …（２）
上式（２）を微分すると、ｙ′＝ｃｏｓθ＋３ｋｃｏｓ３θ＝ｃｏｓθ（１＋１２ｋｃｏｓ２θ−９ｋ）となる。ここで、ｙが極値を持つとして、ｙ′＝０とすると、ｃｏｓθ＝０よりθ＝π／２，３π／２となり、１＋１２ｋｃｏｓ２θ−９ｋ＝０よりｃｏｓ２θ＝（９ｋ−１）／１２ｋとなる。θ＝π／２，３π／２のときｙは極小値となり、ｃｏｓ２θ＝（９ｋ−１）／１２ｋのときｙは極大値となる。
【００４１】
１≧ｃｏｓ２θ≧０であるので、１≧（９ｋ−１）／１２ｋ≧０である。９ｋ−１≧０であるからｋ≧１／９である。また、９ｋ−１≦１２ｋであるからｋ≧−１／３である。したがって、ｋ≧１／９である。ｋ≧１／９は、ｙの半周期においてｙのピークが２つに分散する条件である。なお、ｋ＜１／９である場合は、ｙのピークはθ＝θ＝π／２，３π／２のみであり、ｙの半周期においてピークは２つに分散しない。
【００４２】
また、上式（２）を変形すると、ｙ＝ｓｉｎθ＋ｋ（４ｃｏｓ２θ−１）ｓｉｎθとなる。ここで、ｃｏｓ２θ＝（９ｋ−１）／１２ｋのときｙは極大値となり、ｓｉｎ２θ＝１−ｃｏｓ２θ＝（３ｋ＋１）／１２ｋである。ｙの極大値ｙmaxは、次式（３）で表わされる。
ｙmax＝［（３ｋ＋１）／１２ｋ］０．５（６ｋ＋２）／３  …（３）
ｙmaxの逆数をＰＷＭmaxとすると、ＰＷＭmaxは次式（４）で表わされる。モータ出力電圧振幅は、ＰＷＭmax以下に制限する必要がある。
ＰＷＭmax＝３［１２ｋ／（３ｋ＋１）］０．５／（６ｋ＋２）  …（４）
たとえばｋ＝０．１６であるとき、ｙmax＝０．８６であり、モータ出力電圧振幅を１／０．８６＝１．１６にすると相間電圧が最大になる。ただし、モータ出力電圧振幅が１．１６を超えると合成波の波形が歪むのでモータ出力電圧振幅を１．１６以下に制限する必要がある。
【００４３】
モータ出力電圧振幅が上限値ＰＷＭmaxを超えると、相間電圧が正弦波とはならず電圧歪みが発生し、モータ電流に多くの高調波成分が重畳され電源高調波が増加する。そこで、本実施の形態では、電圧制限部１９においてモータ出力電圧振幅を上限値ＰＷＭmax以下に制限する。
【００４４】
[三次高調波と直流電流の関係]
次に、三次高調波とインバータ５に流れる直流電流Ｉｄｃとの関係について説明する。図５（ａ）（ｂ）は、三次高調波の重畳量ｋが０．１６である場合における直流電流Ｉｄｃなどの波形を示すタイムチャートである。特に、図５（ａ）は、合成Ｕ相波Ｖｕｈ、合成Ｖ相波Ｖｖｈ、合成Ｗ相波Ｖｗｈ、および三角波Ｖｔの波形を示し、図５（ｂ）は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ、直流電流Ｉｄｃ、および交流電圧Ｖａｃの波形を示している。なお、図５（ａ）（ｂ）においてモータ電圧とモータ電流との位相差は４５度である。
【００４５】
本実施の形態では、コンデンサ２の容量値が小さいので、直流電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖａｃと略同じ波形であり、交流電圧Ｖａｃの２倍の周波数で変動する。また、直流電流Ｉｄｃの最大値は、合成波Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同様に変化する。
【００４６】
各相の端子電圧は、各相の電圧に応じてキャリア周波数で変調されたＰＷＭ信号により制御される。ＰＷＭ変調されたインバータ出力電圧に応じて、直流電流ＩｄｃにはＵ、Ｖ、Ｗ相のうちの最大電圧相のモータ電流と最小電圧相のモータ電流の逆符号成分とが観測される。たとえば、Ｕ相モータ電圧Ｖｕが最大電圧となり、Ｗ相モータ電圧Ｖｗが最小電圧となる区間では、直流電流ＩｄｃにはＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗの逆符号成分とが観測される。
【００４７】
図６（ａ）（ｂ）は、三次高調波の重畳量ｋが０．４である場合における直流電流Ｉｄｃなどの波形を示すタイムチャートであって、図５（ａ）（ｂ）と対比される図である。図６（ａ）（ｂ）の場合、モータ電圧とモータ電流との位相差は４５度である。図６（ａ）（ｂ）から分かるように、重畳量を増大させることにより、各相の電圧波形のピークが２つに分散する点が明瞭になっている。また、各相のピークが２つに分散したことにより、キャリア変調された各相のＰＷＭ波形も同様に変化し、ｋ＝０．１６の場合と比較して直流電流Ｉｄｃにも分散効果が明瞭になっている。
【００４８】
電圧波形のピークが２つに分散したため、各相の端子電圧の変動が緩和され、ＰＷＭ変調された直流電流波形にもキャリア周波数単位でのオン／オフ幅の変動が緩和され、直流電流Ｉｄｃの密度が分散している。このように、三次高調波を各相の基本波の正弦波に大きく重畳させることで、直流電流Ｉｄｃの疎密の分布を意図的に発生させ、密度を分散させることができる。
【００４９】
本実施の形態のモータ駆動装置では、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサ２を使用しているので、インバータ５の出力電流であるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、インバータ５の入力電流である直流電流Ｉｄｃは、整流回路１の入力電流である交流電流に高調波電流Ｉｈを生じさせる。
【００５０】
各相のモータ電圧波形の最大となる相のモータ電流と、最少となる相のモータ電流の逆符号成分とが直流電流Ｉｄｃに現れる。したがって、位相が１２０度ずつずれた３相の電流波形で最大、最少の２つの電流が出現すると、モータ電圧波形１周期で直流電流Ｉｄｃは３相×２の６回変動する。すなわちモータ電気角周波数の６倍の周波数で直流電流Ｉｄｃが変動する。機械角ではモータ極数の１／２の周期で１回転することから、４極モータの場合、電気角２周期で１回転となる。
【００５１】
以上より、機械角１回転中に直流電流Ｉｄｃの変動は（モータの相数×２）×（極数／２）回発生し、電流波形の脈動を周波数に換算すると（モータの相数）×（極数）×（回転数）で表され、交流電流に電源高調波電流Ｉｈとなって現れる。
【００５２】
[三次高調波と電源高調波電流の関係]
次に、三次高調波と電源高調波電流Ｉｈの関係について説明する。電源高調波電流Ｉｈとは、交流電源８の正弦波波形の整数倍の周波数成分を持つ電流のことをいうが、エレクトロニクス機器においては、その高調波電流Ｉｈに対して規制値が設けられている。
【００５３】
本実施の形態のモータ駆動装置では、リアクタコイルを除去し、小容量のコンデンサ２を使用しているので、モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび直流電流Ｉｄｃの影響によって交流電流に高調波電流Ｉｈが発生する。このため、交流電流の脈動が、交流電源８の正弦波波形の整数倍の周波数となれば規制値Ｉｈmaxを満足できない可能性がでてくる。そこで、本実施の形態では、モータの出力Ｐに応じて三次高調波の重畳量ｋを調整することにより、インバータ５で発生する電流脈動に起因する電源高調波電流Ｉｈを抑制し規制値Ｉｈmaxをクリアする。
【００５４】
具体的には、三次高調波を各相の基本波の正弦波に大きく重畳させて直流電流Ｉｄｃの疎密の分布を意図的に発生させ、密度を分散させることで、（モータの相数）×（極数）×（回転数）で表される周波数の高調波成分を抑制する。
【００５５】
なお、三次高調波の重畳量ｋが大きいほど直流電流Ｉｄｃの疎密の分布は大きくなり、電源高調波電流Ｉｈを低減させる効果は高くなるが、図４で示したように、ｋ＝０．１６を境に相間電圧振幅は低下する。したがって、極端に大きな重畳量ｋで三次高調波を重畳させると、相間電圧振幅が低下し、電圧不足でモータ相電流が増加し、その結果、電源高調波電流Ｉｈが逆に増加する可能性がある。よって、直流電流Ｉｄｃの粗密の分布の増加とモータ相電流の増加とのトレードオフを考慮し、実験により確認して重畳量ｋを決定する。
【００５６】
図７（ａ）（ｂ）は、重畳量ｋを０，０．１６，０．３０の三段階で変えた場合における２〜４０次数の電源高調波電流Ｉｈの変化を示す図である。特に図７（ａ）は０〜４０次数の高調波電流Ｉｈを示し、図７（ｂ）は１０〜２２次数の高調波電流Ｉｈを示している。電源周波数は５０Ｈｚである。実験では、４極モータを使用し、回転数を４５００ｒｐｍとし、モータ出力電圧振幅を最大値の１．０（１００％）に設定した。この場合、回転数に起因する電源高調波電流Ｉｈは１８次（３相×４極×４５００ｒｐｍ／６０／５０Ｈｚ）となる。
【００５７】
図７（ａ）（ｂ）から分かるように、回転数に起因する周波数近辺の高調波成分はモータ印加電圧に重畳させる三次高調波の重畳量ｋを大きくするほど小さくなった。たとえば、三次高調波の重畳量ｋを０から０．３０へ増加させると１７次の高調波電流の成分は０．１７Ａから０．０７Ａに減少した。図８は、重畳量ｋと１５次高調波電流Ｉｈ（１５）および１７次高調波電流Ｉｈ（１７）との関係を示す図である。図８から分かるように、重畳量ｋの増大に伴って高調波電流Ｉｈは単調に減少した。
【００５８】
[モータ出力と重畳量の関係]
重畳量ｋを一定に保ってモータ９の出力Ｐを増大させると、直流電流Ｉｄｃが増大し、電源高調波電流Ｉｈも増大する。そこで、本実施の形態では、モータ９の出力Ｐの増大に応じて重畳量ｋを増大させ、電源高調波電流Ｉｈの増大を抑制する。
【００５９】
図９は、モータ９の出力Ｐと重畳量ｋとの関係を示す図である。図９に示すように、重畳量設定部１３は、モータ９の出力Ｐに応じて重畳量ｋを変化させる。モータ９の出力Ｐは、モータ出力検出部１２により、直流電圧センサ３および直流電流センサ４からの信号に基づいて検出される。モータ９の出力Ｐが０〜８００[Ｗ]である場合はｋ＝０．１６一定とする。これにより、相間電圧が正弦波となる最大電圧を高くすることができ、モータ９を高速駆動することができる。
【００６０】
また、モータ９の出力Ｐが８００〜１６００[Ｗ]である場合は、モータ９の出力Ｐに比例してｋを０．１６から０．４０まで単調に増大させる。これにより、モータ９の出力Ｐに伴う電源高調波電流Ｉｈの増大を抑制することができる。モータ９の出力Ｐが１６００〜２０００[Ｗ]である場合は、ｋ＝０．４０一定とする。これにより、過大な三次高調波の重畳を抑え、必要以上に高調波電流Ｉｈを抑制することを防止することで正弦波状の相間電圧を大きくとり、モータ９をより高速駆動させることができる。
【００６１】
[１５次、２７次高調波の場合]
前述の式（１）で説明したＨｎ次の高調波は、ｎ＝０，１，２，…として、
ｓｉｎ（Ｈｎ・θ）＝ｓｉｎ（３（４ｎ＋１）・θ）  …（５）
と表わされる。ここで、基本波ｓｉｎ（θ）が極大となるθ＝９０度のとき、式（５）で表わされるＨｎ次の高調波の位相は２７０度となる。すなわち、基本波が極大のとき、Ｈｎ次の高調波は極小となる。一方、基本波ｓｉｎ（θ）が極小となるθ＝２７０度（または、−９０度）のとき、式（５）で表わされるＨｎ次の高調波の位相は９０度となる。すなわち、基本波が極小のとき、Ｈｎ次の高調波は極大となる。よって、基本波にＨｎ次の高調波を重畳させることによって、基本波のピーク値（極大値および極小値）の大きさを低減させことができる。これによって、電源高調波電流は小さくなると考えられる。具体的に、ｎ＝１の１５次高調波の場合と、ｎ＝２の２７次高調波の場合について説明する。
【００６２】
図１０は、１５次高調波Ｖｈ３を使用した場合の合成Ｕ相波Ｖｕｈ３、合成Ｖ相波Ｖｖｈ３、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖを示す図である。また、図１１は、２７次高調波Ｖｈ４を使用した場合の合成Ｕ相波Ｖｕｈ４、合成Ｖ相波Ｖｖｈ４、Ｕ−Ｖ相間電圧Ｖｕｖを示す図である。いずれの場合においても、モータ相電圧のピークが１つから複数に分散されることで電源高調波電流Ｉｈを小さくすることができる。
【００６３】
ただし、ｎが過大になると却ってピーク分散効果が小さくなるので、電源高調波電流Ｉｈの抑制効果を測定し、その測定結果に基づいてｎを決定するとよい。
【００６４】
また、図１０および図１１に示すように、モータ電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅が１．０（１００％）であってもｎが大きくなると合成波Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの最大値が１．０を超えてしまう。合成波Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの最大値が１．０を超えると、合成波Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの波形が歪み、電源高調波が増大する。したがって、ｎを１以上にする場合は、合成波Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの最大値が１．０を超えないように、モータ電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅を１．０（１００％）以下に制限する必要がある。
【００６５】
[モータ力率と高調波電流との関係について]
次に、モータ電圧とモータ電流との位相差（モータ力率）と、高調波電流との関係について説明する。
【００６６】
図５、図６で説明したように、基本波に三次高調波成分を重畳することによって電圧波形のピークが大きく２つに分散する。この結果、各相の端子電圧の変動が緩和され、ＰＷＭ変調されたＤＣ電流波形にもキャリア周波数単位でのＯＮ／ＯＦＦ幅の変動が緩和され、ＤＣ電流の密度が分散する。このように、三次高調波を各相の基本波の正弦波に大きく重畳させることで、ＤＣ電流の疎密の分布を意図的に発生させ、密度を分散させる効果がある。
【００６７】
しかしながら、図５、図６の場合には、モータ電圧とモータ電流との位相差が４５度であるために、依然としてＤＣ電流に粗密が存在しており、この結果、電源高調波電流が増加していると考えられる。以下、具体例を挙げて説明する。
【００６８】
図１２は、三次高調波の重畳率が０．４０である場合において、目標位相差を０度としたときの直流電流などの波形を示す図である。図１２（ａ）（ｂ）の波形図は、図６（ａ）（ｂ）の波形図と対比されるものである。
【００６９】
図１２（ａ）（ｂ）から分かるように、ＤＣ電流の粗密の分布が図６に示す位相差４５度の場合よりも分散されている。この理由は次のように考えられる。図１２の場合には、位相差が０度であるためにモータ電圧とモータ電流とが同期し（モータ力率＝１）、モータ電圧制御用のＰＷＭ信号のパルス幅が広い区間ではモータ電流が大きく、モータ電圧制御用のＰＷＭ信号のパスル幅が狭い区間ではモータ電流が小さくなっている。これに対して、図６の場合にはモータ電圧とモータ電流との位相差が４５度であるために、モータ電圧制御用のＰＷＭ信号のパルス幅が広い区間ではモータ電流が小さく、モータ電圧制御用のＰＷＭ信号のパスル幅が狭い区間ではモータ電流が大きくなっている。このため、図６の場合には、ＤＣ電流の粗密が存在していると考えられる。
【００７０】
図１３は、位相差０の場合において、電源高調波電流の測定結果を示す図である。実験では、４極モータを使用し、回転数を５１６６ｒｐｍとした。モータ出力電圧の振幅については、０．９（ＤＵＴＹ  ９０％）に設定した場合と、最大値である１．０（ＤＵＴＹ  １００％）に設定した場合との両方について実験を行った。
【００７１】
なお、図１３において、縦軸は電源高調波電流Ｉｈの大きさ［Ａ］を示し、横軸は電源高調波電流Ｉｈの次数を示す。モータ出力電圧の振幅が０．９の場合を細い実線で示し、１．０の場合を破線で示している。さらに、電源高調波電流の規制値Ｉｈmaxを太い実線で表わしている。
【００７２】
実験条件から、回転数に起因する電源高調波電流Ｉｈは３１次（３相×４極×５１６６ｒｐｍ／６０／５０Ｈｚ）となる。図１３の実験結果を参照すると、回転数に起因する周波数（３１次）近辺の高調波成分は、モータの力率が１により近いモータの印加電圧が高い方（振幅１．０の方）が小さくなったことが分かる。
【００７３】
[効果]
以上のように、本実施の形態では、モータ９の出力Ｐの増大に応じて（１２ｎ＋３）次高調波の重畳量ｋを増大させるので、電源高調波電流Ｉｈの増大を抑制することができる。また、モータ電圧振幅を重畳量ｋに応じた上限値ＰＭＷmax以下に制限するので、モータ電圧の波形が歪んで電源高調波電流Ｉｈが増大するのを防止することができる。したがって、リアクタコイルを使用せず、小容量のコンデンサ２を使用しながら、電源高調波電流Ｉｈを低減して規制値Ｉｈmax以下に抑制することができる。
【００７４】
特に、モータ電圧とモータ電流との位相差の目標値を０度に設定する（すなわち、モータの力率を１に近付ける）ことによって、ＤＣ電流の粗密の分布をより分散させることができる。これによって、電源高調波電流Ｉｈをさらに低減させることができる。
【００７５】
また、リアクタコイルを使用せず、小容量のコンデンサ２を使用するので、入力電流波形の改善および高力率化を図ることができる。また、入力電流波形の目標値の作成、入力電流との誤差成分の演算、誤差成分を解消するための電圧作成手段が不要であるので、特許文献２に記載されている装置に比べ、装置構成の簡単化を図ることができる。
【００７６】
＜第２の実施の形態＞
第１の実施の形態では、モータ９の出力Ｐに応じて重畳量ｋを変化させたが、重畳量ｋを一定値に固定してもよい。本願発明者による実験では、ｋ＝０．３５に設定した場合が最適であり、電源高調波電流Ｉｈを低減することができ、かつ高いモータ電圧を得ることができた。この場合は、予め三次高調波を重畳した正弦波データを正弦波生成部１１に格納しておけば、三次高調波の重畳に必要な計算処理を省略することができ、計算処理の負荷を軽減することができる。また、モータ出力検出部１２、高調波生成部１４、および加算器１５を除去することができ、構成の簡単化を図ることができる。
【００７７】
＜第３の実施の形態＞
第１および第２の実施の形態によるモータ駆動用のインバータ制御装置は、たとえば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等に適用可能である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品設計の自由度が向上し、部品点数の削減により製品品質・寿命を向上させることができ、さらに安価な製品を提供することができる。
【００７８】
[付記]
以下、上記の各実施の形態に記載した内容の一部を列挙する。
【００７９】
［１］  制御装置（７）は、交流電圧を全波整流する整流回路（１）と、整流回路（１）の出力端子間に接続された小容量のコンデンサ（２）と、整流回路（１）からの直流電力を交流電力に変換してモータ（９）に供給するインバータ（５）とを備えたモータ駆動装置において、インバータ（５）を制御する。制御装置（７）は、モータの回転数に対応する正弦波を生成する第１の波形生成部（１１）と、正弦波の（１２ｎ＋３）次高調波（ただし、ｎは０以上の整数である）を生成し、生成した（１２ｎ＋３）次高調波を正弦波に重畳させてモータ電圧波形を生成する第２の波形生成部（１４，１５）とを備える。制御装置（７）は、さらに、インバータ（５）からモータ（９）に流れる交流電流と正弦波の位相差が０度になるようにモータ電圧振幅指令値を生成する指令値生成部（１８）と、第２の波形生成部（１４，１５）で生成されたモータ電圧波形とモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータをＰＷＭ制御する制御部（２０）とを備える。
【００８０】
上記の構成によれば、基本波に（１２＋３）次高調波を重畳させるとともにモータ電圧とモータ電流との位相差が０になるようにモータ電圧を制御するので、簡単な構成で電源高調波電流を低減することができる。
【００８１】
［２］  ［１］の制御装置（７）において、ｎは０である。
［３］  ［１］または［２］の制御装置（７）は、正弦波に対する（１２ｎ＋３）次高調波の重畳量を設定する重畳量設定部（１３）と、指令値生成部（１８）で生成されたモータ電圧振幅指令値を重畳量設定部（１３）で設定された重畳量に応じた上限値以下に制限する電圧制限部（１９）とをさらに備える。制御部（２０）は、第２の波形生成部（１４，１５）で生成されたモータ電圧波形と電圧制限部（１９）で上限値以下に制限されたモータ電圧振幅指令値とに基づいてインバータ（５）をＰＷＭ制御する。
【００８２】
上記の構成によれば、高調波の重畳率に応じてモータ電圧の振幅を制限することによって、モータ電圧波形が歪まないようにすることができる。
【００８３】
［４］  ［３］の制御装置（７）は、モータの出力を検出するモータ出力検出部（１２）をさらに備える。重畳量設定部（１３）は、モータ出力検出部（１２）によって検出されたモータの出力に基づいて重畳量を設定する。
【００８４】
上記の構成によれば、モータ出力に応じた適度な重畳率を設定することによって、過大な三次高調波の重畳を抑えてモータをより高速駆動することができる。
【００８５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００８６】
１  整流回路、２  コンデンサ、３  直流電圧センサ、４  直流電流センサ、５  インバータ、６  交流電流センサ、７  コントローラ、８  交流電源、９  同期モータ、Ｄ１〜Ｄ４，ｄ１〜ｄ６  ダイオード、ｓ１〜ｓ６  スイッチング素子、１０  回転数設定部、１１  正弦波生成部、１２  モータ出力検出部、１３  重畳量設定部、１４  高調波生成部、１５  加算器、１６  位相差検出部、１７  目標位相差格納部、１８  ＰＩ演算部、１９  電圧制限部、２０  ＰＷＭ信号生成部。
【図１】
2015154612.tif 000003
【図２】
2015154612.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2015154612.tif 000009
【図８】
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【図９】
2015154612.tif 000011
【図１０】
2015154612.tif 000012
【図１１】
2015154612.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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