(57)【要約】      （修正有）【課題】高速走行の場合に走行区間全体でターンオフ時の電圧跳ね上がりを抑えつつ、素子損失量を効果的に低減する。【解決手段】鉄道車両用電力変換装置１０は、交流架線１１から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ１８と、コンバータ１８の出力した直流電力を複数の絶縁ゲートトランジスタのスイッチング動作により直流−交流電力変換を行い対応する鉄道車両駆動用の交流電動機２０に出力するインバータ２１と、を備えている。交流電動機２０の特性により定まる高速域において、インバータ２１を構成している絶縁ゲートトランジスタのゲートに印加する正側ゲート電圧を他の速度域よりも高く設定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流架線から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
前記コンバータの出力した直流電力を複数の絶縁ゲートトランジスタのスイッチング動作により直流−交流電力変換を行い対応する鉄道車両駆動用の交流電動機に出力するインバータと、を備え、
前記交流電動機の特性により定まる高速域において、前記インバータを構成している前記絶縁ゲートトランジスタのゲートに印加する正側ゲート電圧を他の速度域よりも高く設定する、
鉄道車両用電力変換装置。
【請求項２】
前記高速域は、前記インバータにおいて１パルス制御が行われる速度域である、
請求項１記載の鉄道車両用電力変換装置。
【請求項３】
速度域識別信号に基づいて、前記高速域において前記正側ゲート電圧を前記他の速度域で用いる電圧よりも高く切り換えるゲート電圧切換回路と、
前記正側ゲート電圧を用いて、入力された駆動信号を増幅して制御信号として前記絶縁ゲートトランジスタのゲートに出力する増幅器と、を有するゲート回路を備えた、
請求項１又は請求項２記載の鉄道車両用電力変換装置。
【請求項４】
前記絶縁ゲートトランジスタに並列接続された還流ダイオードを有し、
前記ゲートトランジスタをシリコン（Ｓｉ）半導体構成とし、前記還流ダイオードを炭化ケイ素（ＳｉＣ）半導体構成のショットキーバリアダイオードとした、
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の鉄道車両用電力変換装置。
【請求項５】
交流架線から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
前記コンバータの出力した直流電力を複数の絶縁ゲートトランジスタのスイッチング動作により直流−交流電力変換を行い対応する鉄道車両駆動用の交流電動機に出力するインバータと、を備えた鉄道車両用電力変換装置で実行される鉄道車両用電力変換装置の制御方法であって、
速度域を検出する過程と、
検出された速度域が、前記交流電動機の特性により定まる高速域において、前記インバータを構成している前記絶縁ゲートトランジスタのゲートに印加する正側ゲート電圧を他の速度域よりも高く設定する過程と、
を備えた鉄道車両用電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、鉄道車両用電力変換装置及び鉄道車両用電力変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、鉄道車両の駆動用にインバータを用いた鉄道車両用電力変換装置が知られている。
このような鉄道車両用電力変換装置において、スイッチングパワー素子（例えば、ＩＧＢＴ）を選定する場合には、ターンオフ時の電圧の跳ね上がりを抑制するとともに、素子損失による発熱を冷却器で抑制して素子接合温度の許容値以内にすることが重要とされる。
【０００３】
また、車両の走行区間を通して素子損失量が低減できれば、鉄道車両用電力変換装置としての総合効率も良くなり、省エネルギー運転が行えることとなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４３８２５７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述したスイッチングパワー素子のターンオフ時の電圧跳ね上がりはターンオフするときのモータ電流値が高い場合に、大きくなることが知られている。
一方、素子損失は、スイッチング損失と定常損失に分けられ、電流値と、スイッチング周波数と、に依存する。
【０００６】
特に、高速鉄道の走行では駅間が長いので、当該区間における高速領域制御の時間も長くなるという特徴がある。
そこで、本発明の目的は、高速走行の場合に走行区間全体でターンオフ時の電圧跳ね上がりを抑えつつ、素子損失量を効果的に低減する鉄道車両用電力変換装置及び鉄道車両用電力変換装置の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態の鉄道車両用電力変換装置は、交流架線から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、コンバータの出力した直流電力を複数の絶縁ゲートトランジスタのスイッチング動作により直流−交流電力変換を行い対応する鉄道車両駆動用の交流電動機に出力するインバータと、を備えている。
そして、交流電動機の特性により定まる高速域において、インバータを構成している絶縁ゲートトランジスタのゲートに印加する正側ゲート電圧を他の速度域よりも高く設定する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
【図２】図２は、コンバータ及びインバータの詳細構成説明図である。
【図３】図３は、一般的な高速鉄道の走行速度に対するモータ電流とスイッチング周波数との関係を説明する図である。
【図４】図４は、高速鉄道の走行時間、走行速度及び素子損失の関係の説明図である。
【図５】図５は、高速域におけるＩＧＢＴモジュール内のスイッチング素子であるＩＧＢＴの損失と還流ダイオードの損失の内訳説明図である。
【図６】図６は、正側ゲート電圧に対するコレクタ−エミッタ間飽和電圧、ターンオン損失及び還流ダイオードのリカバリ損失の一般的な依存性の説明図である。
【図７】図７は、制御部が備えるゲート回路の一例の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、実施形態の鉄道車両用の電力変換装置について図面を参照して説明する。
図１は、実施形態の鉄道車両用電力変換装置の概要構成ブロック図である。
鉄道車両用電力変換装置１０は、交流架線（交流き電線）１１から交流電力が供給されるパンタグラフ１２と、線路１３を介して接地された車輪１４と、の間に、遮断器１５及びトランス１６の一次側巻線が直列に接続されている。
【００１０】
また、鉄道車両用電力変換装置１０は、トランス１６の二次側巻線に入力部１７を介して接続され、供給された低圧交流電力を直流電力に変換するコンバータ１８と、コンバータ１８の出力端子間に設けられ、高調波電流を除去するためのフィルタコンデンサ１９と、コンバータ１８に直列に接続され、コンバータ１８から入力された直流電力を三相交流電力に変換し三相交流モータ２０に出力するインバータ２１と、フィルタコンデンサ１９と並列に接続され、フィルタコンデンサ１９の両端電圧であるコンバータ１８の出力直流電圧を検出する直流電圧センサ２２と、トランス１６の二次側巻線の電圧であるコンバータ１８の入力電流を検出する入力交流電流センサ（電流変換器）２３と、インバータ２１のＵ相出力電流を検出する第１出力交流電流センサ（電流変換器）２４と、インバータ２１のＷ相出力電流を検出する第２出力交流電流センサ（電流変換器）２５と、を備えている。
【００１１】
上記構成において、入力部１７は、トランス１６の二次側巻線とコンバータ１８との間に直列に接続された図示しない交流遮断器と、この交流遮断器と並列に、直列接続された図示しない充電抵抗及びこの充電抵抗を二次側巻線に電気的に接続するための図示しない充電抵抗接続用接触器が設けられている。
【００１２】
さらに、鉄道車両用電力変換装置１０は、入力交流電流センサ２３により検出されたコンバータ１８の入力電流、第１出力交流電流センサ２４により検出されたインバータ２１のＵ相出力電流、及び、第２出力交流電流センサ２５により検出されたインバータ２１のＷ相出力電流に基づいて、コンバータ１８を制御するための制御信号ＣＣＨ１、ＣＣＬ１、ＣＣＨ２、ＣＣＬ２及びインバータ２１を制御するための制御信号ＣＩＵＨ、ＣＩＵＬ、ＣＩＶＨ、ＣＩＶＬ、ＣＩＷＨ、ＣＩＷＬを出力する制御部２６を備えている。
【００１３】
図２は、コンバータ及びインバータの詳細構成説明図である。
コンバータ１８は、高電位側直流電源ラインＰＨＬと低電位側直流電源ラインＰＬＬとの間に接続された第１アーム部３１及び第２アーム部３２と、を備えている。
【００１４】
第１アーム部３１は、アッパースイッチング素子３１Ｈと、このアッパースイッチング素子３１Ｈと並列に接続された還流ダイオード３１ＤＨと、を有する第１アッパーアーム部３１ＵＡと、ロアスイッチング素子３１Ｌと、このロアスイッチング素子３１Ｌに並列に接続された還流ダイオード３１ＤＬと、を有する第１ロアアーム部３１ＬＡと、を備えている。
【００１５】
第２アーム部３２は、アッパースイッチング素子３２Ｈと、このアッパースイッチング素子３２Ｈと並列に接続された還流ダイオード３２ＤＨと、を有する第２アッパーアーム部３２ＵＡと、ロアスイッチング素子３２Ｌと、このロアスイッチング素子３２Ｌに並列に接続された還流ダイオード３２ＤＬと、を有する第２ロアアーム部３２ＬＡと、を備えている。
ここで、アッパースイッチング素子３１Ｈ、ロアスイッチング素子３１Ｌ、アッパースイッチング素子３２Ｈ及びロアスイッチング素子３２Ｌは、シリコン（Ｓｉ）半導体構成のＩＧＢＴとして構成されている。
また、還流ダイオード３１ＤＨ、還流ダイオード３１ＤＬ、還流ダイオード３２ＤＨ及び還流ダイオード３２ＤＬもシリコン（Ｓｉ）半導体で構成されている。
【００１６】
インバータ２１は、Ｕ相アーム部４１Ｕ、Ｖ相アーム部４１Ｖ及びＷ相アーム部４１Ｗが高電位側直流電源ラインＰＨＬと、低電位側直流電源ラインＰＬＬとの間に並列に接続され、Ｕ相アーム部４１Ｕ、Ｖ相アーム部４１Ｖ及びＷ相アーム部４１Ｗは、それぞれ、Ｕ相出力線２７Ｕ、Ｖ相出力線２７Ｖ及びＷ相出力線２７Ｗを介して三相交流モータ２０に接続されている。
【００１７】
Ｕ相アーム部４１Ｕは、アッパースイッチング素子４２ＵＨと、このアッパースイッチング素子４２ＵＨに並列に接続された還流ダイオード４３ＵＨと、を有するＵ相アッパーアーム部４４ＵＵと、ロアスイッチング素子４２ＵＬと、このロアスイッチング素子４２ＵＬに並列に接続された還流ダイオード４３ＵＬと、を有するＵ相ロアアーム部４４ＵＬと、を備えている。
【００１８】
Ｖ相アーム部４１Ｖは、アッパースイッチング素子４２ＶＨと、このアッパースイッチング素子４２ＶＨに並列に接続された還流ダイオード４３ＶＨと、を有するＶ相アッパーアーム部４４ＶＵと、ロアスイッチング素子４２ＶＬと、このロアスイッチング素子４２ＶＬに並列に接続された還流ダイオード４３ＶＬと、を有するＶ相ロアアーム部４４ＶＬと、を備えている。
【００１９】
Ｗ相アーム部４１Ｗは、アッパースイッチング素子４２ＷＨと、このアッパースイッチング素子４２ＷＨに並列に接続された還流ダイオード４３ＷＨと、を有するＷ相アッパーアーム部４４ＷＵと、ロアスイッチング素子４２ＷＬと、このロアスイッチング素子４２ＷＬに並列に接続された還流ダイオード４３ＷＬと、を有するＷ相ロアアーム部４４ＷＬと、を備えている。
【００２０】
ここで、アッパースイッチング素子４２ＵＨ、４２ＶＨ、４２ＷＨ、ロアスイッチング素子４２ＵＬ、４２ＶＬ、４２ＷＬは、シリコン（Ｓｉ）半導体構成のＩＧＢＴとして構成されている。
また、還流ダイオード４３ＵＨ、４３ＵＬ、４３ＶＨ、４３ＶＬ、４３ＷＨ、４３ＷＬも、シリコン（Ｓｉ）半導体で構成されている。
【００２１】
図３は、一般的な高速鉄道の走行速度に対するモータ電流とスイッチング周波数との関係を説明する図である。
いわゆる定トルク制御域と言われる低速域ＡＬでは、モータ電流ＩＭが高く、スイッチング周波数ｆｃも高いので素子損失が大きい。
【００２２】
また、いわゆる定出力制御領域と言われる中速域ＡＭは、一定電圧及び一定電流で制御を行っているため、モータ電流ＩＭ及びスイッチング周波数ｆｃは、速度に反比例して低下している。
【００２３】
また、いわゆる特性領域と言われる高速域ＡＨでは、１サイクルで１パルスの矩形波が出力されるワンパルス制御を行っているのでスイッチング周波数ｆｃが低く、またモータ電流ＩＭも低下している。
【００２４】
図４は、高速鉄道の走行時間、走行速度及び素子損失の関係の説明図である。
高速鉄道の特徴としては、駅間が長く高速域ＡＨでの走行時間が長い。
従って、素子損失量Ｐ（Ｗ）としては高速域ＡＨにおける素子損失量、すなわちワンパルス制御での素子損失量が走行区間全体の割合では多くを占めることになる。
【００２５】
図５は、高速域におけるＩＧＢＴモジュール内のスイッチング素子であるＩＧＢＴの損失と還流ダイオードの損失の内訳説明図である。
スイッチング素子としてのＩＧＢＴにおいては、高速域ＡＨでは図３に示したように、スイッチング周波数ｆｃが低いのでオン動作時のターンオン損失Ｐｏｎ及びオフ動作時のターンオフ損失Ｐｏｆｆよりも、定常損失Ｐｓｔの割合が高い。
【００２６】
一方、還流ダイオード（フリーホイールダイオード：ＦＲＤ）においては、ＩＧＢＴのターンオンの際に還流ダイオード中に蓄積されたキャリアが排出されることによるリカバリ損失Ｐｄｓｗと、定常損失Ｐｓｔと、は同様であるが、全体としての損失量は、スイッチング素子としてのＩＧＢＴの定常損失Ｐｓｔと比較してかなり少ないことがわかる。
【００２７】
以上の説明をまとめると、高速鉄道では、走行区間全体での損失量は高速域での損失が支配的で、その中でもＩＧＢＴ素子の定常損失Ｐｓｔの割合が高いことが分かる。
そこで、本実施形態では、定常損失の原因となる素子特性のコレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）を低くすることに着目して、損失を低減することとした。
【００２８】
図６は、正側ゲート電圧に対するコレクタ−エミッタ間飽和電圧、ターンオン損失及び還流ダイオードのリカバリ損失の一般的な依存性の説明図である。
【００２９】
図６に示すように、コレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）及びターンオン損失Ｐｏｎは、正側ゲート電圧＋ＶＧＧの増加に伴って単調減少しているので、ＩＧＢＴの正側ゲート電圧＋ＶＧＧを、適宜設定した推奨値（通常値）よりも高くすることによりコレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）及びとターンオン損失Ｐｏｎは減少することがわかる。
【００３０】
一方、還流ダイオードのリカバリ損失Ｐｄｓｗは、正側ゲート電圧＋ＶＧＧの増加に伴って単調増加しているので、ＩＧＢＴの正側ゲート電圧＋ＶＧＧを適宜設定した推奨値（通常値）よりも高くすることにより増加することがわかる。
【００３１】
また、図５に示したように、損失全体から見ると、還流ダイオードのリカバリ損失Ｐｄｓｗの割合は、定常損失Ｐｓｔ及びターンオン損失Ｐｏｎに比べて小さい。
従ってＩＧＢＴの正側ゲート電圧＋ＶＧＧを高くすることにより、高速域ＡＨでの損失を低減できる。
ところで、ターンオフ損失ＰｏｆｆについてＩＧＢＴの正側ゲート電圧＋ＶＧＧの依存性はほとんどない。しかし、ＩＧＢＴの正側ゲート電圧＋ＶＧＧを高くすると、ターンオフ時のＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの跳ね上がり電圧が増加し、逆回復安全動作領域を逸脱することにもなりかねない。
【００３２】
そこで、本実施形態においては、図３に示したように、モータ電流ＩＭが高い低速域ＡＬと比べて、モータ電流ＩＭが低いので跳ね上がり電圧が低くなり、影響が少ない高速域ＡＨにおいてＩＧＢＴの正側ゲート電圧＋ＶＧＧを高く切り替えるようにしている。
これにより、ターンオフ時のＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの跳ね上がり電圧の増加を抑制して、逆回復安全動作領域を逸脱することがなく、コレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）及びターンオン損失Ｐｏｎを低減するようにしている。
【００３３】
以下、より具体的に説明する。
図７は、制御部が備えるゲート回路の一例の説明図である。
図７においては、理解の容易のため、一のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）であるアッパースイッチング素子４２ＵＨに対応する一系統のゲート回路についてのみ説明する。
ゲート回路５０は、制御部２６の図示しないコントローラから入力される高速域ＡＨであることを示す高速域識別信号ＳＡＨ（＝速度域識別信号）に基づいて、出力する正側ゲート電圧＋ＶＧＧの電圧を切り換え、高速域ＡＨにおいて、出力する正側ゲート電圧＋ＶＧＧの電圧を低速域ＡＬ及び中速域ＡＭで用いる通常値よりも高く設定する＋ＶＧＧ切換回路５１と、＋ＶＧＧ切換回路５１が出力した正側ゲート電圧＋ＶＧＧを用い、制御部２６の駆動信号生成部６０が出力した駆動信号を増幅して制御信号ＣＩＵＨとしてゲート抵抗５２を介して出力するアンプ５３と、を備えている。
【００３４】
上記構成により、本実施形態によれば、ゲート回路５０の＋ＶＧＧ切換回路５１は、高速域ＡＨにおいて、制御部２６の図示しないコントローラから入力される高速域識別信号ＳＡＨに基づいて、出力する正側ゲート電圧＋ＶＧＧの電圧を切り換え、高速域ＡＨにおいて、出力する正側ゲート電圧＋ＶＧＧの電圧を通常値よりも高く設定する。
【００３５】
これにより、アンプ５３は、＋ＶＧＧ切換回路５１が出力した通常値よりも高い正側ゲート電圧＋ＶＧＧを用い、制御部２６の駆動信号生成部６０が出力した駆動信号を増幅して制御信号ＣＩＵＨとしてゲート抵抗５２を介してアッパースイッチング素子４２ＵＨに出力する。
【００３６】
この結果、ターンオフ時のＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの跳ね上がり電圧の増加を抑制して、逆回復安全動作領域を逸脱することがなく、コレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）及びターンオン損失Ｐｏｎを低減することが可能となっている。
【００３７】
同様に、他のスイッチング素子であるアッパースイッチング素子４２ＶＨ、４２ＷＨ、ロアスイッチング素子４２ＵＬ、４２ＶＬ、４２ＷＬについても、高速域ＡＨにおいては、アンプ５３は、＋ＶＧＧ切換回路５１が出力した通常値よりも高い正側ゲート電圧＋ＶＧＧを用い、制御部２６の駆動信号生成部６０が出力した駆動信号を増幅して制御信号を出力することとなるので、ターンオフ時のＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの跳ね上がり電圧の増加を抑制して、逆回復安全動作領域を逸脱することがなく、コレクタ−エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）及びターンオン損失Ｐｏｎを低減することができる。
したがって、本実施形態によれば、走行区間全体でターンオフ時の電圧跳ね上がりを抑えつつ、素子損失量を効果的に低減できる。
【００３８】
以上の説明においては、還流ダイオード４３ＵＨ、４３ＵＬ、４３ＶＨ、４３ＶＬ、４３ＷＨ、４３ＷＬを、シリコン（Ｓｉ）半導体で構成していたが、還流ダイオード４３ＵＨ、４３ＵＬ、４３ＶＨ、４３ＶＬ、４３ＷＨ、４３ＷＬをＳｉＣ（炭化ケイ素）−ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）にしたハイブリッドＩＧＢＴ素子の場合、ＳｉＣ−ＳＢＤは、ユニポーラデバイスであるので、リカバリ損失Ｐｄｓｗがほとんど生じないため、正側ゲート電圧＋ＶＧＧを高くしてもリカバリ損失Ｐｄｓｗの増加を無視でき、より損失低減効果が期待できる。
【００３９】
また、本実施形態の制御部２６をマイクロコンピュータで構成することも可能である。
この場合において、マイクロコンピュータで実行される制御プログラムは、ＲＯＭ等に予め組み込まれて提供されるようにしてもよい。
本実施形態のマイクロコンピュータで実行される制御プログラムは、インストール可能な形式又は実行可能な形式のファイルでＣＤ−ＲＯＭ、フレキシブルディスク（ＦＤ）、ＣＤ−Ｒ、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｋ）等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録して提供するように構成してもよい。
【００４０】
さらに、本実施形態のマイクロコンピュータで実行される制御プログラムを、インターネット等のネットワークに接続されたコンピュータ上に格納し、ネットワーク経由でダウンロードさせることにより提供するように構成しても良い。また、本実施形態のマイクロコンピュータで実行される制御プログラムを、インターネット等のネットワーク経由で提供または配布するように構成しても良い。
【００４１】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００４２】
１０    鉄道車両用電力変換装置
１８    コンバータ
１９    フィルタコンデンサ
２０    三相交流モータ（交流電動機）
２１    インバータ
２２    直流電圧センサ
２３    入力交流電流センサ
２４    第１出力交流電流センサ
２５    第２出力交流電流センサ
２６    制御部
４２ＵＨ、４２ＶＨ、４２ＷＨ  アッパースイッチング素子（ＩＧＢＴ）
４２ＵＬ、４２ＶＬ、４２ＷＬ  ロアスイッチング素子（ＩＧＢＴ）
４３ＵＨ、４３ＵＬ、４３ＶＨ、４３ＶＬ、４３ＷＨ、４３ＷＬ  還流ダイオード
５０    ゲート回路
５１    ＶＧＧ切換回路
５２    ゲート抵抗
５３    アンプ
６０    駆動信号生成部
ＡＨ    高速域
ＳＡＨ  高速域識別信号（速度域識別信号）
Ｖｃｅ  コレクタ−エミッタ間電圧
Ｖｃｅ（ｓａｔ）  コレクタ−エミッタ間飽和電圧
ｆｃ    スイッチング周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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