(57)【要約】【課題】出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現すること。【解決手段】一次巻線Ｎｐと複数の二次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２を有するトランスＴ７０１と、トランスＴ７０１の一次巻線Ｎｐに流れる電流をスイッチングする主スイッチング素子Ｑ７０１と、トランスＴ７０１の二次巻線の出力電圧に応じた検出電圧に応じた帰還電流をトランスＴ７０１の一次側にフィードバックするオペアンプＩＣ７０３と、帰還電流に応じて主スイッチング素子Ｑ７０１の動作を制御することによりトランスＴ７０１の二次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２の出力電圧を制御する電源ＩＣ７０１を備え、オペアンプＩＣ７０３は、機器動作時には複数の二次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２の出力電圧に応じた検出電圧に応じた電流をフィードバックし、機器待機時には二次巻線Ｎｓ２の出力電圧に応じた検出電圧に応じた電流をフィードバックする。【選択図】図１
2015163040.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線と複数の二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次巻線に流れる電流をスイッチングするためのスイッチング手段と、
前記トランスの二次巻線の出力電圧に応じた検出電圧に応じた電流を前記トランスの一次側にフィードバックするフィードバック手段と、
前記フィードバック手段からの前記電流に応じて、前記スイッチング手段の動作を制御することにより前記トランスの二次巻線の出力電圧を制御する制御手段と、
を備え、
前記二次巻線から負荷へ大きな電力を供給する第一のモードと、前記第一のモードよりも前記二次巻線から負荷への電力の供給が少ない第二のモードと、を有し、
前記フィードバック手段は、前記第一のモードの場合には前記複数の二次巻線の出力電圧に応じた検出電圧に応じた前記電流をフィードバックし、前記第二のモードの場合には前記複数の二次巻線のうちの所定の二次巻線の出力電圧に応じた電流をフィードバックすることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記フィードバック手段は、前記第一のモードの場合には、前記複数の二次巻線の出力電圧に応じた検出電圧と基準電圧の比較結果に応じた電流をフィードバックし、前記第二のモードの場合には前記所定の二次巻線の出力電圧と前記基準電圧の比較結果に応じた電流をフィードバックすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記複数の二次巻線は、第一の出力電圧を生成する第一の二次巻線と、第二の出力電圧を生成する第二の二次巻線と、であり、
前記所定の二次巻線は、前記第二の二次巻線であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第一の二次巻線は、前記第一の出力電圧を整流、平滑する第一の整流平滑手段を有し、
前記第二の二次巻線は、前記第二の出力電圧を整流、平滑する第二の整流平滑手段を有することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記第一の整流平滑手段と前記フィードバック手段との間に、直列に接続された第一の抵抗と第一のスイッチング素子が接続され、
前記第一のスイッチング素子は、前記第一のモードの場合には導通状態であり、前記第二のモードの場合には非導通状態であることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記第二の整流平滑手段と前記フィードバック手段との間に、直列に接続された第二の抵抗と第三の抵抗が接続され、
前記第二の抵抗には第二のスイッチング素子が並列に接続され、
前記第二のスイッチング素子は、前記第一のモードの場合には非導通状態であり、前記第二のモードの場合には導通状態であることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
前記第一の出力電圧は、前記第二の出力電圧よりも高い電圧であり、
前記第一の二次巻線の低電位側は、前記第二の整流平滑手段の後段に接続されていることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記第一の整流平滑手段と前記フィードバック手段との間に、直列に接続された第一のスイッチング素子と第一の抵抗が接続され、
前記第一のスイッチング素子は、前記負荷への電力供給を遮断するためのスイッチング素子であり、
前記第一の抵抗は、前記第一のスイッチング素子の出力端子と前記フィードバック手段との間に接続され、
前記第二の整流平滑手段と前記フィードバック手段との間に、直列に接続された第二の抵抗と第三の抵抗が接続され、
前記第二の抵抗には第二のスイッチング素子が並列に接続され、
前記第一のスイッチング素子は、前記第一のモードの場合には導通状態であり、前記第二のモードの場合には非導通状態であり、
前記第二のスイッチング素子は、前記第一のモードの場合には非導通状態であり、前記第二のモードの場合には導通状態であることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項９】
前記トランスは、第三の出力電圧を生成する第三の二次巻線を有し、
前記第三の二次巻線は、前記第三の出力電圧を整流、平滑する第三の整流平滑手段を有し、
前記第三の整流平滑手段と前記フィードバック手段との間に、直列に接続された第三のスイッチング素子と第四の抵抗が接続され、
前記第三のスイッチング素子は、前記負荷への電力供給を遮断するためのスイッチング素子であり、
前記第四の抵抗は、前記第三のスイッチング素子の出力端子と前記フィードバック手段との間に接続され、
前記第三のスイッチング素子は、前記第一のモードの場合には導通状態であり、前記第二のモードの場合には非導通状態であることを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記第一の整流平滑手段の後段に、直列に接続された第一のスイッチング素子と第一の抵抗が接続され、
前記第二の整流平滑手段と前記フィードバック手段との間に、直列に接続された第二の抵抗と第三の抵抗が接続され、
前記第二の抵抗には第二のスイッチング素子が並列に接続され、
前記第一の抵抗の一端は前記第一のスイッチング素子の出力端子に接続され、前記第一の抵抗の他端は前記第三の抵抗と接続された前記第二の抵抗の端子とは反対側の前記第二の抵抗の端子に接続され、
前記第一のスイッチング素子は、前記第一のモードの場合には導通状態であり、前記第二のモードの場合には非導通状態であり、
前記第二のスイッチング素子は、前記第一のモードの場合には非導通状態であり、前記第二のモードの場合には導通状態であることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項１１】
前記第一の出力電圧は、前記第二の出力電圧よりも高い電圧であることを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
【請求項１２】
記録材に画像を形成するための画像形成手段と、
前記画像形成手段に電圧を印加する請求項１ないし１１のいずれか１項に記載の電源装置と、
を備えることを特徴とする画像形成装置。
【請求項１３】
前記画像形成手段を制御し、記録材に画像を形成させるコントローラを有し、
前記コントローラは、前記電源装置に前記第一のモード又は前記第二のモードの制御信号を出力することを特徴とする請求項１２に記載の画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の直流電圧を出力する電源装置、及びその電源装置を備える画像形成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に機器を動作させるために提供される電源装置では、トランスの二次巻線に発生する交番電圧を整流平滑回路により整流平滑し、直流の出力電圧が生成される。そして、生成された整流平滑回路の出力電圧（例えばＤＣ（直流）２４Ｖ等）は、モータ等のＤＣ２４Ｖを利用するユニットへ供給される。また、装置内に配置された各ユニットに最適な直流出力電圧（例えばＤＣ３．３ＶあるいはＤＣ５Ｖ等）を供給するために、整流平滑回路の後段に、直流出力電圧に応じて降圧コンバータ回路が各々配置される構成もある（例えば、特許文献１参照）。更には、トランスが有する複数の二次巻線に発生する交番電圧を各々整流平滑することで、機器が必要とする複数の直流出力電圧を直接トランスから生成する方式を採用した電源装置もある。
【０００３】
また、機器の動作状態においては、機器が待機している状態と機器が動作している状態とを比較した場合、待機状態では、相対的にＤＣ３．３ＶあるいはＤＣ５Ｖ等の直流出力電圧の消費電力は少なくなるのが一般的である。加えて、ＤＣ２４Ｖ等の直流出力電圧は、機器の待機状態中には、モータ等の駆動源は動作していないため、電力消費は非常に少なくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４２８９９０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述した特許文献１で提案されている従来方式の電源装置では、図６（ａ）に示すように、トランスの二次巻線に発生する交番電圧を整流平滑して、ＤＣ２４Ｖの直流出力電圧を生成する。そして、生成されたＤＣ２４Ｖの直流出力電圧の後段には降圧コンバータ回路が配置され、例えば機器で比較的多く用いられるＤＣ３．３Ｖの直流出力電圧が生成される。また、図６（ａ）に示す電源装置の小型化、コストダウンを図った電源装置として、図６（ｂ）に示すような電源装置がある。すなわち、図６（ｂ）の電源装置では、トランスに複数の二次巻線を設け、各二次巻線に発生する交番電圧を整流平滑することで、機器が必要とするＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖの各直流出力電圧を直接、トランスから生成し小型化、コストダウンを実現している。
【０００６】
図６（ｂ）に示す回路図において、絶縁トランスＴ７０１には、２つの二次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２が設けられており、二次巻線Ｎｓ１側にはＤＣ２４Ｖの出力電圧Ｖｏｕｔ１が生成され、二次巻線Ｎｓ２側にはＤＣ３．３Ｖの出力電圧Ｖｏｕｔ２が生成される。出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２は、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子（＋）に入力されて基準電圧との比較が行われ、その比較結果に基づいて、電源ＩＣ７０１は主スイッチング素子Ｑ７０１のデューティを調整することにより出力電圧の制御を行う。なお、図６（ａ）、（ｂ）の回路構成、動作については後述する。
【０００７】
電源装置から電力供給を受ける機器には、動作状態と待機状態という２つの状態が存在する。例えば、機器が動作状態の場合には、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に必要とされる電力は大きくなり、その負荷電流は例えば数Ａ（アンペア）というオーダーになる。一方、機器が待機状態の場合には、モータ等の駆動源は動作していないため、ＤＣ２４Ｖの負荷電流は非常に小さくなる。更に、ＤＣ３．３Ｖについても必要な電力は少なくなり、その負荷電流は、マイクロコントローラが待機状態を維持するために必要な電流値である、例えば数十〜数百ｍＡ（ミリアンペア）というオーダーになる。このように機器動作時と機器待機時との大きな電力差により、負荷電流の変動範囲が非常に大きい場合には、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖの出力電圧を、所望の電圧範囲内に維持することが難しいという課題がある。
【０００８】
本発明はこのような状況のもとでなされたもので、出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前述した課題を解決するため、本発明では次の通りに構成する。
【００１０】
（１）一次巻線と複数の二次巻線を有するトランスと、前記トランスの一次巻線に流れる電流をスイッチングするためのスイッチング手段と、前記トランスの二次巻線の出力電圧に応じた検出電圧に応じた電流を前記トランスの一次側にフィードバックするフィードバック手段と、前記フィードバック手段からの前記電流に応じて、前記スイッチング手段の動作を制御することにより前記トランスの二次巻線の出力電圧を制御する制御手段と、を備え、前記二次巻線から負荷へ大きな電力を供給する第一のモードと、前記第一のモードよりも前記二次巻線から負荷への電力の供給が少ない第二のモードと、を有し、前記フィードバック手段は、前記第一のモードの場合には前記複数の二次巻線の出力電圧に応じた検出電圧に応じた前記電流をフィードバックし、前記第二のモードの場合には前記複数の二次巻線のうちの所定の二次巻線の出力電圧に応じた電流をフィードバックすることを特徴とする電源装置。
【００１１】
（２）記録材に画像を形成するための画像形成手段と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施例１の電源装置の構成を示す回路図
【図２】実施例２、３の電源装置の構成を示す回路図
【図３】実施例４の電源装置の構成を示す回路図
【図４】実施例５の電源装置の構成を示す回路図
【図５】実施例６の画像形成装置の模式図
【図６】従来例の電源装置の構成を示す回路図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１５】
［電源装置の概要］
まず、後述する実施例との比較のために、従来の一般的な電源装置の回路構成と動作について、図６を用いて説明する。従来の電源装置では、絶縁トランスの二次巻線に発生する交番電圧を整流平滑回路により整流平滑することで、ＤＣ（直流）２４Ｖの出力電圧が生成される。また、ＤＣ２４Ｖの出力電圧を生成する整流平滑回路の後段には、降圧コンバータ回路が配置され、種々の機能を担う各ユニットに最適な直流の出力電圧（例えばＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ５Ｖ等）が生成される。ここでは、降圧コンバータの例として、制御回路に比較的多く用いられるＤＣ３．３Ｖの出力電圧を生成する降圧コンバータを用いて説明する。
【００１６】
［電源装置の回路構成］
図６（ａ）は、従来の電源装置の回路図である。電源装置の回路方式は、特定の方式に限定するものではなく、ここでは一般の機器に多用されるフライバック方式を用いたスイッチング電源装置を例に説明する。図６（ａ）において、交流電圧源ＡＣから入力された交流電圧は、ブリッジダイオードＤＡ７０１で整流され、静電容量の大きいアルミ電解コンデンサＣ７０１（以下、コンデンサＣ７０１という）で平滑化されることで、直流の入力電圧Ｖｉｎが生成される。絶縁トランスＴ７０１は、入力側の一次巻線Ｎｐ、出力側の二次巻線Ｎｓ及び一次側の帰還巻線Ｎｂから構成されている。コンデンサＣ７０１の端子間電圧である入力電圧Ｖｉｎは、一次巻線Ｎｐの一端（巻き始め）と主スイッチング素子Ｑ７０１の電流流出端子の間に印加される。すなわち、コンデンサＣ７０１の高電位側（入力電圧Ｖｉｎの（＋）側ともいう）は一次巻線Ｎｐの一端に、コンデンサＣ７０１の低電位側（入力電圧Ｖｉｎの（−）側ともいう）は主スイッチング素子Ｑ７０１の電流流出端子に接続されている。また、一次巻線Ｎｐの他端（巻き終わり）は、主スイッチング素子Ｑ７０１の電流流入端子に接続されている。
【００１７】
帰還巻線Ｎｂは一次巻線Ｎｐと同極に、二次巻線Ｎｓは一次巻線Ｎｐとは異極に接続されている。また、帰還巻線Ｎｂには、整流ダイオードＤ７０１とコンデンサＣ７０２から構成される整流平滑回路が設けられ、主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行う電源制御ＩＣ７０１（以下、電源ＩＣ７０１という）の電源入力端子に動作電圧を供給する。更に、電源ＩＣ７０１の電源入力端子には、一端を入力電圧Ｖｉｎの（＋）側に接続された起動抵抗Ｒ７０１の他端が接続されている。整流ダイオードＤ７０１とコンデンサＣ７０２から構成される整流平滑回路の出力電圧が所定の電圧に上昇するまでの間、起動抵抗Ｒ７０１を介して、入力電圧Ｖｉｎから電源ＩＣ７０１の動作に必要な動作電圧が供給される。主スイッチング素子Ｑ７０１の制御端子は、抵抗Ｒ７０２を介して電源ＩＣ７０１の駆動端子と接続されている。抵抗Ｒ７０３の一端はスイッチング素子Ｑ７０１の制御端子に、他端は入力電圧Ｖｉｎの（−）側に接続されている。これにより、主スイッチング素子Ｑ７０１がオフ状態のときには、主スイッチング素子Ｑ７０１の制御端子の電位は、非動作時であるオフ状態の電位に保持される。
【００１８】
また、電源ＩＣ７０１のフィードバック端子には、フォトカプラＩＣ７０２の受光素子（フォトトランジスタ）の電流流出端子が接続され、受光素子の電流流入端子は抵抗Ｒ７０４を介して、電源ＩＣ７０１の電源入力端子に接続されている。電源ＩＣ７０１は、例えばフィードバック端子に流入する電流が減少すると、主スイッチング素子Ｑ７０１のオンデューティ（ＯｎＤｕｔｙ）（オン状態の時間比率）を下げて、絶縁トランスＴ７０１の一次巻線Ｎｐに電流が流れる時間を短くする。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔ１の電圧を下げる制御を行う。一方、電源ＩＣ７０１は、フィードバック端子に流入する電流が増加すると、主スイッチング素子Ｑ７０１のオンデューティを上げて、絶縁トランスＴ７０１の一次巻線Ｎｐに電流が流れる時間を長くする。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔ１の電圧を上げる制御を行う。このようにして、電源ＩＣ７０１は出力電圧Ｖｏｕｔ１（ここではＤＣ２４Ｖ）が一定電圧となるように制御を行う。
【００１９】
絶縁トランスＴ７０１の二次巻線Ｎｓには、整流ダイオードＤ７０２とアルミ電解コンデンサＣ７０３（以下、コンデンサＣ７０３という）から構成される整流平滑回路（第一の整流平滑手段）が設けられている。そして、整流ダイオードＤ７０２にて整流された交番電圧の平滑化が行われる。絶縁トランスＴ７０１の二次巻線Ｎｓの一次巻線との異極側には、整流用のダイオードＤ７０２のアノード側が接続され、ダイオードＤ７０２のカソード側には、一端が接地されたコンデンサＣ７０３の他端が接続されている。コンデンサＣ７０３で平滑された直流の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、抵抗Ｒ７０５、Ｒ７０６により分圧され、分圧された電圧（検出電圧ともいう）は、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子（図中、（＋）端子）に入力される。一方、オペアンプＩＣ７０３の反転入力端子（図中、（―）端子）には基準電圧が入力され、非反転入力端子に入力された分圧電圧である検出電圧との比較が行われる。そして、オペアンプＩＣ７０３は、比較結果に基づいて、出力端子から出力電圧を出力することにより、抵抗Ｒ７０７を介してフォトカプラＩＣ７０２の発光素子（ＬＥＤ）に流れる電流を増減させる。フォトカプラＩＣ７０２の発光素子（ＬＥＤ）に流れる電流を増減させることにより、受光素子（フォトトランジスタ）に流れる電流も増減し、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔ１に応じた電流が電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力されることになる。また、オペアンプＩＣ７０３の出力端子と非反転入力端子間に直列接続された抵抗Ｒ７０８とコンデンサＣ７０５は、位相補正を行うために設けられている。
【００２０】
［降圧コンバータ回路］
次に、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ１から、より低い電圧（例えばＤＣ３．３Ｖ）を生成する降圧コンバータ回路の回路構成と動作について説明する。図６（ａ）に示す降圧コンバータ回路は、スイッチング素子Ｑ７０２、インダクタＬ７０１、コンパレータＩＣ７０４、ダイオードＤ７０３、アルミ電解コンデンサＣ７０４、抵抗Ｒ７０９〜Ｒ７１２から構成されている。スイッチング素子Ｑ７０２は、電流流入端子が出力電圧Ｖｏｕｔ１の（＋）側であるコンデンサＣ７０３の高電位側の端子に接続され、電流流出端子はインダクタＬ７０１の一端に接続されている。インダクタＬ７０１の他端には、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ２を生成するアルミ電解コンデンサＣ７０４（以下、コンデンサＣ７０４という）が接続されている。更に、スイッチング素子Ｑ７０２の電流流出端子には、ダイオードＤ７０３のカソード端子が接続され、ダイオードＤ７０３のアノード端子は出力電圧Ｖｏｕｔ１の低電位側（ＧＮＤ（グランド）側）に接続されている。抵抗Ｒ７０９はスイッチング素子Ｑ７０２の電流流入端子と制御端子間に接続され、スイッチング素子Ｑ７０２の制御端子の電位が不定となることを防止している。
【００２１】
コンパレータＩＣ７０４の出力端子は抵抗Ｒ７１０の一端に接続され、抵抗Ｒ７１０の他端は、スイッチング素子Ｑ７０２の制御端子に接続されている。また、コンパレータＩＣ７０４の反転入力端子（図中、（−）端子）には基準電圧が入力され、非反転入力端子（図中、（＋）端子）には、出力電圧Ｖｏｕｔ２を抵抗Ｒ７１１、Ｒ７１２で分圧された電圧が入力される。コンパレータＩＣ７０４は、非反転入力端子に入力された分圧された電圧が反転入力端子に入力された基準電圧よりも低い場合には、出力端子よりローレベル信号を出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ７０２は導通状態となり、インダクタＬ７０１に励磁電流が流れることにより、コンデンサＣ７０４に充電電流が流れ、出力電圧Ｖｏｕｔ２が上昇する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔ２が上昇すると、コンパレータＩＣ７０４は、非反転入力端子に入力された分圧電圧が反転入力端子に入力された基準電圧よりも高い場合には、出力端子をハイインピーダンス状態とし、スイッチング素子Ｑ７０２は非導通状態となる。その結果、励磁されたインダクタＬ７０１はダイオードＤ７０３を介して回生動作されて、ダイオードＤ７０３から回生電流が流れることにより、コンデンサＣ７０４に充電電流が供給される。出力電圧Ｖｏｕｔ２が所定の電位よりも高い場合には、コンパレータＩＣ７０４の出力端子はハイインピーダンス状態を継続することで、スイッチング素子Ｑ７０２の非導通状態を継続させる。上述した一連の動作により、出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）、出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）はそれぞれ定電圧制御されることになる。
【００２２】
ところで、機器の制御回路に使用されるマイクロコントローラは、近年多機能化が進み、より多くの機能が提供されている。一方、マイクロコントローラの多機能化に伴い、マイクロコントローラが必要とする電力も増加する傾向にある。マイクロコントローラが必要とする電力供給を可能とするためには、例えばＤＣ３．３Ｖの降圧コンバータから多くの電力供給を行う必要がある。そのため、回路がより複雑になったり、高性能の素子を用いる必要が生じたりすることにより、電源装置の大型化やコストアップを招いている。
【００２３】
［他の電源装置の回路構成］
一方、その他の電源装置として、絶縁トランスに設けられた複数の二次巻線に発生する交番電圧を各々整流平滑することで、機器が必要とするＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖの各々の出力電圧を直接、絶縁トランスから生成する方式の電源装置もある。以下では、絶縁トランスから２つの直流出力電圧を生成する電源装置について説明する。図６（ｂ）は、絶縁トランスから２つの直流出力電圧を生成する電源装置の回路図である。なお、図６（ａ）で説明した電源装置と同一構成の回路については同一符号を付し、説明は省略する。図６（ｂ）の電源装置と図６（ａ）の電源装置の回路構成の違いは２つある。１つ目は、図６（ｂ）の電源装置では、図６（ａ）に比べて、絶縁トランスＴ７０１の出力側に、新たに二次巻線Ｎｓ２が設けられている点である。第一の二次巻線である二次巻線Ｎｓ１は、第一の出力電圧であるＤＣ２４Ｖの出力電圧を生成するために設けられており、第二の二次巻線である二次巻線Ｎｓ２は、第二の出力電圧であるＤＣ３．３Ｖの出力電圧を生成するために設けられている。更に、絶縁トランスＴ７０１に新たに設けられた二次巻線Ｎｓ２には、整流ダイオードＤ８０１とアルミ電解コンデンサＣ８０１（以下、コンデンサＣ８０１という）から構成された整流平滑回路（第二の整流平滑手段）が付加されている。
【００２４】
２つ目は、基準電圧との比較を行うためにオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に入力される出力電圧は、ＤＣ２４Ｖだけではなく、ＤＣ３．３Ｖもフィードバック抵抗Ｒ８０１を介して入力される点である。このような構成とすることで、オペアンプＩＣ７０３では、出力電圧Ｖｏｕｔ２であるＤＣ３．３Ｖの出力電圧と出力電圧Ｖｏｕｔ１であるＤＣ２４Ｖの２つの出力電圧に基づいた検出電圧と基準電圧との比較が行われる。そして、その比較結果に基づいて電源ＩＣ７０１が出力電圧の制御を行うフィードバック制御が可能となる。図６（ｂ）では、二次巻線が増えるために絶縁トランスの構造が複雑になるが、図６（ａ）で説明したＤＣ３．３Ｖを生成するための降圧コンバータ回路が不要となるため、電源装置の小型化、低コスト化に対しては有効である。
【００２５】
ところで、電源装置から電力供給を受ける機器には、動作状態と待機状態という２つの状態が存在する。例えば、機器が動作状態の場合には、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に必要とされる電力は大きくなり、その負荷電流は例えば数Ａ（アンペア）というオーダーになる。一方、機器が待機状態の場合には、モータ等の駆動源は動作していないため、ＤＣ２４Ｖの負荷電流は非常に小さくなる。更に、ＤＣ３．３Ｖについても必要な電力は少なくなり、その負荷電流は、マイクロコントローラが待機状態を維持するために必要な電流値である、例えば数十〜数百ｍＡ（ミリアンペア）というオーダーになる。したがって、機器待機時には、機器動作時に比べて、電力消費は非常に少ない状態になることが多い。
【００２６】
表１は、図６（ｂ）に示す回路において、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖの各々の出力電圧の負荷電流を変化させた場合のシミュレーション結果を示した表である。表１において、状態１は機器動作時、状態２、状態３、状態４は機器待機時に相当する。機器待機時には、機器のコントローラによる画像処理、メモリへのアクセス等により負荷電流が大きく変化するため、状態を３つに分けて記載している。また、Ｖｏｕｔ２（負荷電流）、Ｖｏｕｔ１（負荷電流）は、それぞれＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖが供給される負荷に流れる電流値を示している。更に、Ｖｏｕｔ２（出力電圧）、Ｖｏｕｔ１（出力電圧）は、それぞれコンデンサＣ８０１、Ｃ７０３の両端に生じる電圧値を示している。
【００２７】
表１に示すように、機器待機時においては、状態２、状態３、状態４に記載したように、出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の負荷電流の変動範囲は、２Ａ（アンペア）（状態２）〜０．０１６５Ａ（状態４）と大きい。そして、負荷電流の変動範囲が大きくなることにより、表１に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の変動範囲も３．２５６Ｖ（状態２）〜３．３４４Ｖ（状態４）と大きくなる。このように１つの動作状態（例えば機器待機時）において、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の変動幅が大きいことは、機器を制御するコントローラに供給される電圧に変動が生じることになる。コントローラを動作させるための基準となる電圧に変動が生じることは、コントローラの安定動作の観点から見ると好ましくない。
【００２８】
【表１】
2015163040.tif 000003
【００２９】
また、表１に示すように、機器動作時と機器待機時とにおける負荷電流の差分による大きな電力差により、次のような課題が生じる。すなわち、機器動作時の負荷電流は、例えばＤＣ２４Ｖ、ＤＣ３．３Ｖは数Ａになる。一方、機器待機時には、ＤＣ２４Ｖの負荷電流は非常に小さくなると共に、ＤＣ３．３Ｖの負荷電流も数十〜数百ｍＡになる。また、図６（ｂ）に示す回路構成では、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には、機器動作時でも機器待機時でも、常にＤＣ２４Ｖ、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧（負荷電流）に応じた電圧が入力されている。そのため、例えば機器待機時のように、ＤＣ２４Ｖの負荷電流が小さい場合でも、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には、ＤＣ２４Ｖの出力電圧に対応した電圧が入力されている。そして、機器待機時にはＤＣ３．３Ｖの負荷電流の変動幅が大きいため、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に入力されるＤＣ３．３Ｖの出力電圧に対応した電圧も変動する。その結果、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に対応した電圧にＤＣ２４Ｖに対応した電圧が重畳されるために、出力電圧Ｖｏｕｔ２であるＤＣ３．３Ｖの出力電圧の変動幅が大きくなる。このようにオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には、電圧が異なる２つの直流電圧に応じた電圧が入力される。そのため、負荷電流の変動範囲が非常に大きい場合には、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖの直流出力電圧を所望の電圧範囲内に維持することが難しいという課題がある。
【実施例１】
【００３０】
実施例１では、電力供給される機器が待機状態の場合に、出力電圧Ｖｏｕｔ２であるＤＣ３．３Ｖの出力電圧の変動を抑えることができる回路構成を備えた電源装置について説明する。
【００３１】
［電源装置の回路構成］
図１は、本実施例の電源装置の構成を示す回路図である。なお、図６（ｂ）で説明した電源装置と同一構成の回路については同一符号を付し、説明は省略する。図１に示す回路図では、図６（ｂ）の回路図に比べて、スイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２、抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２、Ｒ１０３から構成される回路と、機器の状態に応じた制御信号が入力されるモード端子（図中、Ｍｏｄｅ）が追加されている。これにより、モード端子からの入力に応じて、フィードバック抵抗Ｒ７０５を介した出力電圧Ｖｏｕｔ１のオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子への入力を遮断できるように構成した点が、本実施例の特徴である。
【００３２】
図１において、フィードバック抵抗Ｒ７０５（第一の抵抗）の一端はスイッチング素子Ｑ１０１（第一のスイッチング素子）の電流流入端子に接続され、他端はコンデンサＣ７０３と抵抗Ｒ１０１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１０１の他端はスイッチング素子Ｑ１０１の制御端子が接続されている。これはスイッチング素子Ｑ１０１が駆動されていないときにも、スイッチング素子Ｑ１０１を非導通状態に保つために設けられている。スイッチング素子Ｑ１０１の電流流出端子は、分圧抵抗Ｒ７０６の一端に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子は、スイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１０２の電流流出端子は出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の低電位側（ＧＮＤ側）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子には、一端が出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の低電位側（ＧＮＤ側）に接続された抵抗Ｒ１０２の他端と、抵抗Ｒ１０３の一端が接続されている。更に、抵抗Ｒ１０３の他端は、モード端子に接続されている。モード端子からは、電源装置から電力供給される機器の動作状態に応じて、機器が動作状態の場合にはハイ（Ｈｉｇｈ）レベルの信号が、機器が待機状態の場合にはロー（Ｌｏｗ）レベルの信号が入力される。なお、モード端子から入力される信号は、以下の実施例においても同様である。
【００３３】
［電源装置の回路動作］
続いて、回路動作について説明する。モード端子からの信号がハイレベルの信号（機器が動作状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にハイレベルの電圧が印加されることにより、制御端子に電流が流入し、導通状態（オン状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が導通状態になると、抵抗Ｒ１０１に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子にも電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ１０１は導通状態となる。スイッチング素子Ｑ１０１が導通状態となることにより、出力電圧Ｖｏｕｔ１の負荷電流はフィードバック抵抗Ｒ７０５を介して流れ、出力電圧Ｖｏｕｔ２の負荷電流はフィードバック抵抗Ｒ８０１を介して流れる。これにより、非反転入力端子に入力される、ＤＣ２４ＶとＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧がオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に入力される。オペアンプＩＣ７０３は、ＤＣ２４ＶとＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と、反転入力端子に入力される基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた帰還電流（フィードバック電流）がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の定電圧制御を行う。
【００３４】
一方、モード端子からの信号がローレベルの信号（機器が待機状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にローレベルの電圧が印加されることにより、スイッチング素子Ｑ１０２は非導通状態（オフ状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が非導通状態になると、抵抗Ｒ１０１に電流が流れなくなり、スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子にも電流が流れないため、スイッチング素子Ｑ１０１も非導通状態となる。その結果、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には、フィードバック抵抗Ｒ８０１を介して出力電圧Ｖｏｕｔ２だけが入力されることとなる。オペアンプＩＣ７０３は、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた電流がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ２の定電圧制御が行われることになる。すなわち、第一のモードである機器動作時には、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖ双方の出力電圧を監視することで、機器に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御が行われる。一方、第二のモードである機器待機時にはＤＣ３．３Ｖの直流出力電圧のみを監視することで、機器待機時に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御を行うことになる。
【００３５】
【表２】
2015163040.tif 000004
【００３６】
表２は、本実施例の図１に示す回路において、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖの各々の出力電圧の負荷電流を変化させた場合のシミュレーション結果である。表２における縦方向の状態１〜４、横方向のＶｏｕｔ２（負荷電流）、Ｖｏｕｔ１（負荷電流）、Ｖｏｕｔ２（出力電圧）、Ｖｏｕｔ１（出力電圧）が示す項目は、表１と同様であり、説明を省略する。前述した表１に示す機器待機時の状態である状態２、状態３、状態４における出力電圧Ｖｏｕｔ２は、それぞれ３．２５６Ｖ、３．３２２Ｖ、３．３４４Ｖであり、その変動幅は、０．０８８Ｖ（＝３．３４４Ｖ−３．２５６Ｖ）であった。一方、本実施例の表２に示す状態２、状態３、状態４における出力電圧Ｖｏｕｔ２は、それぞれ３．４５２Ｖ、３．４８Ｖ、３．４９４Ｖであり、その変動幅は、０．０４２Ｖ（＝３．４９４Ｖ−３．４５２Ｖ）であった。本実施例の電源装置では、図１に示す回路構成にすることにより、課題であった機器待機時の出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の変動を抑えることが可能となり、機器待機時にコントローラを安定動作させることが可能となる。更に、本実施例の電源装置の回路構成は、図６（ａ）に示す従来の電源装置の回路構成に比べ、降圧コンバータ回路が削除されており、装置の小型化及びコストダウンを実現している。以上説明したように、本実施例によれば、出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【実施例２】
【００３７】
実施例１では、機器待機時における出力電圧Ｖｏｕｔ２の変動幅を抑えることができる回路構成を有する電源装置について説明した。実施例２では、出力電圧Ｖｏｕｔ２の機器の動作状態による変動幅を抑えることができる電源装置について説明する。
【００３８】
［電源装置の回路構成］
図２（ａ）は、本実施例の電源装置の回路構成を示す回路図である。なお、図６（ｂ）、図１で説明した電源装置と同一構成の回路については同一符号を付し、説明は省略する。図２（ａ）に示す回路図では、実施例１の図１の回路図に比べて、スイッチング素子Ｑ２０１、抵抗Ｒ２０１、Ｒ２０２から構成される回路が追加されている。これにより、実施例１の図１に示した電源装置の回路構成と比べ、出力電圧Ｖｏｕｔ２のオペアンプＩＣ７０３へのフィードバック量を、電力を供給される機器の動作状態に応じて可変にした点が本実施例の特徴である。
【００３９】
図２（ａ）において、抵抗Ｒ２０１（第二の抵抗）の一端は、フィードバック抵抗Ｒ８０１と、スイッチング素子Ｑ２０１の電流流出端子に接続されている。抵抗Ｒ２０１の他端は、スイッチング素子Ｑ２０１の電流流入端子、出力電圧Ｖｏｕｔ２の高電位側、及び抵抗Ｒ２０２の一端と接続されている。すなわち、抵抗Ｒ２０１は、スイッチング素子Ｑ２０１と並列に接続されている。そして、抵抗Ｒ２０２の他端は、スイッチング素子Ｑ２０１の制御端子とモード端子に接続されている。
【００４０】
［電源装置の回路動作］
続いて、回路動作について説明する。モード端子からの信号がハイレベルの信号（機器が動作状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にハイレベルの電圧が印加されて、スイッチング素子Ｑ１０２が導通状態（オン状態）となり、スイッチング素子Ｑ１０１も導通状態となる。一方、モード端子からの信号がハイレベルであるために、抵抗Ｒ２０２には電流が流れず、スイッチング素子Ｑ２０１は導通状態とはならない。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔ１の負荷電流はフィードバック抵抗Ｒ７０５を介し、出力電圧Ｖｏｕｔ２の負荷電流は抵抗Ｒ２０１、フィードバック抵抗Ｒ８０１（第三の抵抗）を介して流れ、検出電圧がオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に入力される。オペアンプＩＣ７０３は、非反転入力端子に入力される、ＤＣ２４ＶとＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と、反転入力端子に入力される基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた帰還電流（フィードバック電流）がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の定電圧制御を行う。
【００４１】
一方、モード端子からの信号がローレベルの信号（機器が待機状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にローレベルの電圧が印加されることにより、スイッチング素子Ｑ１０２は非導通状態（オフ状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が非導通状態になると、スイッチング素子Ｑ１０１も非導通状態となる。一方、モード端子からの信号がローレベルであるために、抵抗Ｒ２０２には電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２０１の制御端子に電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ２０１は導通状態となる。その結果、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には、抵抗Ｒ２０１を介さず、フィードバック抵抗Ｒ８０１のみを介して、出力電圧Ｖｏｕｔ２だけが入力されることとなる。オペアンプＩＣ７０３は、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた電流がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ２の定電圧制御が行われることになる。すなわち、機器動作時（モード端子がハイレベル）には、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖ双方の出力電圧を監視することで、機器に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御が行われる。一方、機器待機時にはＤＣ３．３Ｖの直流出力電圧のみを監視することで、機器待機時に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御を行うことになる。特に、出力電圧Ｖｏｕｔ２のＤＣ３．３Ｖについては、機器動作時と機器待機時とでフィードバック抵抗の抵抗値を変更している。すなわち、機器待機時にはフィードバック抵抗Ｒ８０１を介した検出電圧がオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に入力されるようにすることで、実施例１と同様に、機器待機時におけるＤＣ３．３Ｖの変動幅を抑えることができる。また、機器動作時には、機器動作時と機器待機時でのＤＣ３．３Ｖの変動幅を抑え、かつＤＣ２４Ｖとの出力電圧とのバランスを考慮した抵抗Ｒ２０１を負荷電流が流れることにより、フィードバック抵抗値を変更する。
【００４２】
表３は、本実施例の図２（ａ）に示す回路において、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖの各々の出力電圧の負荷電流を変化させた場合のシミュレーション結果である。表３における縦方向の状態１〜４、横方向のＶｏｕｔ２（負荷電流）、Ｖｏｕｔ１（負荷電流）、Ｖｏｕｔ２（出力電圧）、Ｖｏｕｔ１（出力電圧）が示す項目は、表１、２と同様であり、説明を省略する。前述したように、実施例１では、機器が待機状態時の出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の変動幅は０．０４２Ｖであった。また、機器が動作時（状態１）と待機時（状態４）での出力電圧は、表２よりそれぞれ３．１１９Ｖ、３．４９４Ｖであり、変動幅は０．３７５Ｖ（＝３．４９４Ｖ−３．１１９Ｖ）であった。ところで、図６（ｂ）に対する表１では、機器が動作時（状態１）と待機時（状態４）での出力電圧は、それぞれ３．１１９Ｖ、３．３４４Ｖであり、変動幅は０．２２５Ｖ（＝３．３４４Ｖ−３．１１９Ｖ）であり、実施例１の方が変動幅は大きくなっていた。
【００４３】
【表３】
2015163040.tif 000005
【００４４】
一方、本実施例の表３に示す機器待機時の状態２、状態３、状態４における出力電圧Ｖｏｕｔ２は、それぞれ３．１５３Ｖ、３．１７８Ｖ、３．１９１Ｖである。そして、その変動幅は、０．０３８Ｖ（＝３．１９１Ｖ−３．１５３ｖ）であり、実施例１の場合よりも機器待機時におけるＤＣ３．３Ｖの変動幅が小さくなっている。更に、機器が動作時（状態１）と待機時（状態４）での出力電圧は、表３よりそれぞれ３．１１９Ｖ、３．１９１Ｖであり、変動幅は０．０７２Ｖ（＝３．１９１Ｖ−３．１１９Ｖ）であり、実施例１の場合の０．３７５Ｖと比べ、約５分の１以下となっている。本実施例では、図２（ａ）に示す回路構成とすることにより、課題であった機器待機時の出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の変動、及び機器動作時と機器待機時の出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の変動を抑えることが可能となった。これにより、機器動作時、待機時にコントローラを安定動作させることが可能となる。更に、本実施例の電源装置の回路構成は、図６（ａ）に示す従来の電源装置の回路構成に比べ、降圧コンバータ回路が削除されており、装置の小型化及びコストダウンを実現している。以上説明したように、本実施例によれば、出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【実施例３】
【００４５】
実施例１、２では、出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の変動幅を抑える回路構成について説明したが、実施例３では、出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）の変動幅を抑える回路構成について説明する。
【００４６】
［電源装置の回路構成］
図２（ｂ）は、本実施例の電源装置の回路構成を示す回路図である。なお、実施例２の図２（ａ）で説明した電源装置と同一構成の回路については同一符号を付し、説明は省略する。なお、図２（ｂ）では、実施例２の図２（ａ）に示された絶縁トランスＴ７０１の一次側の回路については、一次巻線Ｎｐ、及び帰還巻線Ｎｂを除いた回路の記載を省略している。本実施例の電源装置の回路構成と、実施例２の図２（ａ）に示す回路構成との相違点は以下のとおりである。すなわち、実施例２の図２（ａ）に示す回路図では、出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）用の二次巻線Ｎｓ１の電位の基準である低電位側の電圧はＧＮＤレベルであった。一方、本実施例の図２（ｂ）においては、出力電圧Ｖｏｕｔ１用の二次巻線Ｎｓ１の電位の基準である低電位側は、出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）用の二次巻線Ｎｓ２に設けられた整流平滑回路の後段に接続されている。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）の電位の基準である低電位は、ＧＮＤレベルからＤＣ３．３Ｖに引き上げられていることが本実施例の特徴である。なお、図２（ｂ）のその他の回路構成については、実施例２の図２（ａ）の回路構成と同一である。
【００４７】
このような構成とすることにより、出力電圧の幅を実施例２の場合に比べて小さくすることができるため、絶縁トランスＴ７０１の二次巻線Ｎｓ１のターン数（巻線数）を削減することができる。その結果、絶縁トランスＴ７０１の一次側の励磁に対する二次巻線Ｎｓ１に対応する出力電圧Ｖｏｕｔ１における電圧変動の影響を低減させることができる。更に、本実施例の電源装置の回路構成も、図６（ａ）に示す従来の電源装置の回路構成に比べ、降圧コンバータ回路が削除されており、装置の小型化及びコストダウンを実現している。以上説明したように、本実施例によれば、出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【実施例４】
【００４８】
実施例４では、電源装置から電力供給される機器の動作状態に応じてフィードバック制御の対象となる出力電圧を選択する回路と、出力電圧の機器への供給・遮断を制御する回路とを組み合わせることにより、部品点数を削減した回路構成について説明する。
【００４９】
［電源装置の回路構成］
図３（ａ）は、本実施例の電源装置の回路構成を示す回路図である。なお、図１で説明した電源装置と同一構成の回路については同一符号を付し、説明は省略する。また、図３（ａ）では、実施例３と同様に、実施例２の図２（ａ）に示された絶縁トランスＴ７０１の一次側の回路については、一次巻線Ｎｐ、及び帰還巻線Ｎｂを除いた回路の記載を省略している。図３（ａ）に示す本実施例の電源装置の回路構成は、実施例２の図２（ａ）に示す回路構成に比べて、次のような相違点がある。すなわち、図３（ａ）では、実施例２の図２（ａ）の回路構成に比べて、スイッチング素子Ｑ４０１、フィードバック抵抗Ｒ４０１、負荷抵抗Ｒ４０２、抵抗Ｒ４０３、抵抗Ｒ４０４から構成される回路が出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）側に追加されている。また、図３（ａ）では、実施例２の図２（ａ）に記載されたスイッチング素子Ｑ１０１、抵抗Ｒ１０１、フィードバック抵抗Ｒ７０５が削除されている。
【００５０】
図３（ａ）において、スイッチング素子Ｑ４０１（第一のスイッチング素子）の電流流入端子は、出力電圧Ｖｏｕｔ１の高電位側に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ４０１の電流流出端子は、一端が接地された負荷抵抗Ｒ４０２の他端とフィードバック抵抗Ｒ４０１（第一の抵抗）の一端に接続されている。フィードバック抵抗Ｒ４０１の他端は、フィードバック抵抗Ｒ８０１と抵抗Ｒ７０６との接続点に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子と電流流入端子の間には抵抗Ｒ４０３が接続され、非駆動時にスイッチング素子Ｑ４０１が導通状態になることを防止している。更に、一端をスイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に接続された抵抗Ｒ４０４の他端は、スイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子に接続されている。これにより、実施例２の図２（ａ）に示した電源装置の回路構成と比べ、出力電圧Ｖｏｕｔ１のフィードバック抵抗Ｒ４０１を出力電圧Ｖｏｕｔ１に接続された負荷遮断用のスイッチング素子Ｑ４０１の後段に接続した点が本実施例の特徴である。
【００５１】
出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）には負荷抵抗Ｒ４０２が設けられている。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔ１にスイッチング素子Ｑ４０１を配置し、負荷である機器の状態に応じて、負荷抵抗Ｒ４０２への電力供給・遮断することにより、機器が待機状態等の場合に無効電力を削減する手法が多々利用される。そのため、スイッチング素子Ｑ４０１、負荷抵抗Ｒ４０２、抵抗Ｒ４０３、抵抗Ｒ４０４から構成される回路が、例えば実施例２の図２（ｂ）の回路に追加されることになる。そこで、本実施例ではこのような回路構成の特徴を生かし、出力電圧Ｖｏｕｔ１のフィードバック抵抗Ｒ４０１をスイッチング素子Ｑ４０１の後段に配置している。これにより、機器動作時にはスイッチング素子Ｑ４０１は導通状態となって、負荷抵抗Ｒ４０２に電流が流れると共に、出力電圧Ｖｏｕｔ１の負荷電流は、フィードバック抵抗Ｒ４０１を介して、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に流れる。一方、機器待機時には、スイッチング素子Ｑ４０１は非導通状態となるので、負荷抵抗Ｒ４０２における無効電力が削減されると共に、出力電圧Ｖｏｕｔ１の負荷電流はオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には流れない。この回路構成により、実施例２に比べ、スイッチング素子Ｑ１０１、抵抗Ｒ１０１、フィードバック抵抗Ｒ７０５が削除されることにより、部品点数が削減され、コストダウンされた回路構成となっている点が本実施例の特徴である。
【００５２】
［電源装置の回路動作］
続いて、回路動作について説明する。モード端子からの信号がハイレベルの信号（機器が動作状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にハイレベルの電圧が印加される。これにより、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子に電流が流入し、導通状態（オン状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が導通状態になると、抵抗Ｒ４０３、Ｒ４０４に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ４０１の電流流入端子と制御端子の間の電位差が生じるため、スイッチング素子Ｑ４０１は導通状態となる。一方、モード端子からの信号がハイレベルであるために、抵抗Ｒ２０２には電流が流れず、スイッチング素子Ｑ２０１は導通状態とはならない。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔ１の負荷電流はフィードバック抵抗Ｒ４０１を介し、出力電圧Ｖｏｕｔ２の負荷電流は、抵抗Ｒ２０１、フィードバック抵抗Ｒ８０１を介して流れることにより、検出電圧がオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に入力される。オペアンプＩＣ７０３は、非反転入力端子に入力される、ＤＣ２４ＶとＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と、反転入力端子に入力される基準電圧との比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた帰還電流（フィードバック電流）がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の定電圧制御を行う。
【００５３】
一方、モード端子からの信号がローレベルの信号（機器が待機状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にローレベルの電圧が印加されることにより、スイッチング素子Ｑ１０２は非導通状態（オフ状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が非導通状態になると、抵抗Ｒ４０３、Ｒ４０４に電流が流れなくなり、スイッチング素子Ｑ４０１は非導通状態となる。一方、モード端子からの信号がローレベルであるために、抵抗Ｒ２０２には電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２０１の制御端子に電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ２０１は導通状態となる。その結果、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には、抵抗Ｒ２０１を介さず、フィードバック抵抗Ｒ８０１のみを介して、出力電圧Ｖｏｕｔ２だけが入力されることとなる。オペアンプＩＣ７０３は、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた電流がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ２の定電圧制御が行われることになる。すなわち、機器動作時（モード端子がハイレベル）には、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖ双方の出力電圧を監視することで、機器に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御が行われる。一方、機器待機時にはＤＣ３．３Ｖの直流出力電圧のみを監視することで、機器待機時に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御を行うことになる。
【００５４】
［電源装置の回路構成］
図３（ｂ）は、絶縁トランスＴ７０１の出力（二次巻線）側に３つの直流出力電圧を有する回路構成を示した回路図である。図３（ｂ）では、図３（ａ）に比べて、二次巻線Ｎｓ３（第三の二次巻線）が付加されている。そして、二次巻線Ｎｓ３に整流ダイオードＤ５０１とアルミ電解コンデンサＣ５０１から構成された整流平滑回路（第三の整流平滑手段）が設けられ、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ３（第三の出力電圧）が出力される。更に、図３（ｂ）では、スイッチング素子Ｑ５０１（第三のスイッチング素子）、負荷抵抗Ｒ５０１、抵抗Ｒ５０２、Ｒ５０３、フィードバック抵抗Ｒ５０４（第四の抵抗）からなる回路が追加されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ５０１の電流流入端子は、出力電圧Ｖｏｕｔ３の高電位側に接続され、電流流出端子は、一端が接地された負荷抵抗Ｒ５０１の他端とフィードバック抵抗Ｒ５０４の一端に接続されている。フィードバック抵抗Ｒ５０４の他端は、フィードバック抵抗Ｒ４０１の一端と接続されている。また、スイッチング素子Ｑ５０１の制御端子と電流流入端子の間には抵抗Ｒ５０２が接続され、非駆動時にスイッチング素子Ｑ５０１が導通状態になることを防止している。更に、一端をスイッチング素子Ｑ５０１の制御端子に接続された抵抗Ｒ５０３の他端は、スイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子に接続されている。
【００５５】
［電源装置の回路動作］
続いて、回路動作について説明する。モード端子からの信号がハイレベルの信号（機器が動作状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にハイレベルの電圧が印加される。これにより、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子に電流が流入し、導通状態（オン状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が導通状態になると抵抗Ｒ４０３、Ｒ４０４及び抵抗Ｒ５０２、Ｒ５０３に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ４０１、Ｑ５０１の電流流入端子と制御端子間に電位差が生じスイッチング素子Ｑ４０１、Ｑ５０１は導通状態となる。一方、モード端子からの信号がハイレベルであるために、抵抗Ｒ２０２には電流が流れず、スイッチング素子Ｑ２０１は導通状態とはならない。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔ１の負荷電流はフィードバック抵抗Ｒ４０１を介し、出力電圧Ｖｏｕｔ３の負荷電流はフィードバック抵抗Ｒ５０４を介し、出力電圧Ｖｏｕｔ２の負荷電流は、抵抗Ｒ２０１、フィードバック抵抗Ｒ８０１を介して流れる。これにより、検出電圧がオペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に入力される。オペアンプＩＣ７０３は、非反転入力端子に入力される、出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２、Ｖｏｕｔ３の出力電圧に応じた検出電圧と、反転入力端子に入力される基準電圧との比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた帰還電流（フィードバック電流）がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２、Ｖｏｕｔ３の定電圧制御を行う。
【００５６】
一方、モード端子からの信号がローレベルの信号（機器が待機状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にローレベルの電圧が印加されることにより、スイッチング素子Ｑ１０２は非導通状態（オフ状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が非導通状態になると、抵抗Ｒ４０３、Ｒ４０４、及び抵抗Ｒ５０２、Ｒ５０３に電流が流れなくなり、スイッチング素子Ｑ４０１、Ｑ５０１は非導通状態となる。一方、モード端子からの信号がローレベルであるために、抵抗Ｒ２０２には電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２０１の制御端子に電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ２０１は導通状態となる。その結果、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には、抵抗Ｒ２０１を介さず、フィードバック抵抗Ｒ８０１のみを介して、出力電圧Ｖｏｕｔ２だけが入力されることとなり、出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ３は入力されない。オペアンプＩＣ７０３は、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた電流がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ２の定電圧制御が行われることになる。すなわち、機器動作時（モード端子がハイレベル）には、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）、Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）、Ｖｏｕｔ３の出力電圧を監視することで、機器に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御が行われる。一方、機器待機時には出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の直流出力電圧のみを監視することで、機器待機時に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御を行うことになる。更に、図３（ａ）、（ｂ）で説明した回路構成により、実施例２に比べ、スイッチング素子Ｑ１０１、抵抗Ｒ１０１、フィードバック抵抗Ｒ７０５が削除されることにより、部品点数が削減され、電源装置の小型化及びコストダウンを実現することができる。以上説明したように、本実施例によれば、出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【実施例５】
【００５７】
実施例５では、２つの出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の、それぞれの負荷電流が機器動作時に大きく変動するような場合においても、出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の電圧変動の範囲をより小さくすることができる回路構成について説明する。
【００５８】
［電源装置の回路構成］
図４は、本実施例の電源装置の回路構成を示す回路図である。なお、図１で説明した電源装置と同一構成の回路については同一符号を付し、説明は省略する。また、図４では、実施例３と同様に、実施例２の図２（ａ）に示された絶縁トランスＴ７０１の一次側の回路については、一次巻線Ｎｐ及び帰還巻線Ｎｂを除いた回路の記載を省略している。図４に示す回路構成では、実施例２の図２（ａ）の回路構成に比べて、次のような相違点がある。すなわち、図４では、実施例２の図２（ａ）に比べて、スイッチング素子Ｑ６０１、フィードバック抵抗Ｒ６０１、抵抗Ｒ６０２、Ｒ６０３から構成される回路が出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）側に追加されている。また、図４では、実施例２の図２（ａ）に記載されたスイッチング素子Ｑ１０１、抵抗Ｒ１０１、フィードバック抵抗Ｒ７０５が削除されている。
【００５９】
図４において、スイッチング素子Ｑ６０１（第一のスイッチング素子）の電流流入端子は、出力電圧Ｖｏｕｔ１の高電位側に接続され、電流流出端子は、抵抗Ｒ６０１（第一の抵抗）の一端に接続されている。そして、抵抗Ｒ６０１の他端は、出力電圧Ｖｏｕｔ２の高電位側、すなわちフィードバック抵抗Ｒ８０１（第三の抵抗）に接続された抵抗Ｒ２０１（第二の抵抗）の端子とは反対側の端子に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子は、一端をスイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子に接続された抵抗Ｒ６０２の他端に接続されている。更に、スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子と制御端子との間には抵抗Ｒ６０３が接続されている。このように、出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）と出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）との間に設けられた抵抗Ｒ６０１を、機器状態に応じてスイッチング素子Ｑ６０１により接続・切断を行う回路構成が本実施例の特徴である。その結果、各々の負荷電流が機器動作時に大きく変動するような場合においても、２つの出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の電圧変動の範囲をより小さくすることが可能となる。
【００６０】
［電源装置の回路動作］
続いて、回路動作について説明する。モード端子からの信号がハイレベルの信号（機器が動作状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にハイレベルの電圧が印加される。これにより、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子に電流が流入し、導通状態（オン状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が導通状態になると、抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０２に電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となる。一方、モード端子からの信号がハイレベルであるために、抵抗Ｒ２０２には電流が流れず、スイッチング素子Ｑ２０１は導通状態とはならない。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔ１の負荷電流はフィードバック抵抗Ｒ６０１、抵抗Ｒ２０１、フィードバック抵抗Ｒ８０１を介し、出力電圧Ｖｏｕｔ２の負荷電流は、抵抗Ｒ２０１、フィードバック抵抗Ｒ８０１を介して流れる。そして、出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２であるＤＣ２４Ｖ、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧が、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子に入力される。オペアンプＩＣ７０３は、非反転入力端子に入力される、ＤＣ２４ＶとＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と、反転入力端子に入力される基準電圧との比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた帰還電流（フィードバック電流）がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２の定電圧制御を行う。
【００６１】
一方、モード端子からの信号がローレベルの信号（機器が待機状態）の場合には、スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子にローレベルの電圧が印加されることにより、スイッチング素子Ｑ１０２は非導通状態（オフ状態）となる。そして、スイッチング素子Ｑ１０２が非導通状態になると、スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子にも電流が流れなくなるため、スイッチング素子Ｑ６０１も非導通状態となる。一方、モード端子からの信号がローレベルであるために、抵抗Ｒ２０２には電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２０１の制御端子に電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ２０１は導通状態となる。その結果、オペアンプＩＣ７０３の非反転入力端子には、抵抗Ｒ２０１を介さず、フィードバック抵抗Ｒ８０１のみを介して、出力電圧Ｖｏｕｔ２だけが入力されることとなる。オペアンプＩＣ７０３は、ＤＣ３．３Ｖの出力電圧に応じた検出電圧と基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた電圧を出力端子から出力する。そして、オペアンプＩＣ７０３から出力された電圧に応じた電流がフォトカプラＩＣ７０２を介して電源ＩＣ７０１のフィードバック端子に入力される。電源ＩＣ７０１はフィードバック端子に入力された帰還電流に応じた主スイッチング素子Ｑ７０１の制御を行い、絶縁トランスＴ７０１の二次側に生成される出力電圧Ｖｏｕｔ２の定電圧制御が行われることになる。すなわち、機器動作時（モード端子がハイレベル）には、ＤＣ３．３Ｖ、ＤＣ２４Ｖ双方の出力電圧を監視することで、機器に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御が行われる。一方、機器待機時にはＤＣ３．３Ｖの直流出力電圧のみを監視することで、機器待機時に必要な出力電圧の範囲に入れるべく定電圧制御を行うことになる。以上説明したように、本実施例によれば、出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【実施例６】
【００６２】
実施例１〜５で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜５の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。
【００６３】
［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図５に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１〜５で説明した電源装置４００を備えている。なお、実施例１〜５の電源装置４００を適用可能な画像形成装置は、図５に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
【００６４】
レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御するコントローラ３２０を備えており、実施例１〜５に記載の電源装置４００は、例えばコントローラ３２０に出力電圧Ｖｏｕｔ２（ＤＣ３．３Ｖ）の電力を供給する。また、実施例１〜５に記載の電源装置４００は、感光ドラム３１１を回転するため、又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に出力電圧Ｖｏｕｔ１（ＤＣ２４Ｖ）の電力を供給する。また、コントローラ３２０は、実施例１〜５のモード端子に対して、装置の動作状態に応じて、例えば画像形成動作時には動作状態を示すハイレベルの制御信号を、待機状態時には待機状態を示すローレベルの制御信号を出力する。以上説明したように、本実施例によれば、出力電圧の変動幅を小さくし、装置の小型化及び低コスト化を実現することができる。
【符号の説明】
【００６５】
ＩＣ７０１        電源制御ＩＣ
ＩＣ７０３        オペアンプ
Ｎｐ              一次巻線
Ｎｓ１、Ｎｓ２    二次巻線
Ｑ７０１          主スイッチング素子
Ｔ７０１          絶縁トランス
【図１】
2015163040.tif 000006
【図２】
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【図３】
2015163040.tif 000008
【図４】
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【図５】
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【図６】
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