(57)【要約】【課題】インバータのスイッチング周波数を高めることなく、電源電圧変動に起因した制御不安定を回避する。【解決手段】減算器４１は電圧制御率ｋと修正量Δｋとを入力し、補正後の電圧制御率ｋ’を生成する。第３ブロック４０３は補正後の電圧制御率ｋ’と電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊からスイッチング信号Ｓを生成する。電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊は、第１ブロック４０１及び第２ブロック４０２において、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及び指令値ω＊から生成される。修正量Δｋの上限値及び下限値は、電源のインピーダンス及び電源電圧の歪みがない場合の修正量Δｋで決定される。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源（Ｅ１）から入力する第１の交流電圧を全波整流して直流電圧を出力する全波整流器（１)と、
インダクタ(Ｌ１)と、コンデンサ(Ｃ１)とを有し、前記直流電圧の高域側を減衰させて出力する、チョークインプット形のＬＣフィルタ（２）と、
前記ＬＣフィルタの出力にスイッチングを行って第２の交流電圧に変換するインバータ(３）と、
前記ＬＣフィルタの出力に対する前記第２の交流電圧の振幅の比を制御して、前記インバータに前記スイッチングを行わせる制御部（４）と
を備え、
前記制御部は、
前記インダクタの両端電圧（ＶＬ）、前記インダクタに入力する電流（ｉＬ）、前記コンデンサの両端電圧（Ｖｄｃ）の少なくともいずれか一つに基づく修正量（Δｋ）で前記比を修正する修正部（４１）と、
前記電源のインピーダンス及び前記第１の交流電圧の歪みがない場合の前記修正量の最大値以上の所定値を上限として、前記修正量を定める修正値決定部（４２）と
を有する、電力変換装置。
【請求項２】
前記修正値決定部（４２）は、前記電源のインピーダンス及び前記第１の交流電圧の歪みがない場合の前記修正量の最小値以下の所定値を以て、前記修正量の下限値を定める、請求項１記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は電力変換装置に関し、特に、第１の交流電圧を全波整流して直流電圧を出力する全波整流器と、チョークインプット形のＬＣフィルタと、ＬＣフィルタの出力にスイッチングを行って第２の交流電圧に変換するインバータとを備える装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
下掲の非特許文献１には、直流リンクから電解コンデンサなどの平滑回路を排除した電力変換装置が紹介されている。このような構成では入力電流の波形改善のため、交流電源側にインダクタとコンデンサで構成される交流フィルタが設けられる。
【０００３】
下掲の特許文献１では、ダイオードブリッジとインバータとの間の直流リンク部にチョークインプット型のＬＣフィルタを設けた構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４０６７０２１号公報
【特許文献２】特許第４７５０５５３号公報
【特許文献３】特開２０１０−２５２４１０号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】飯盛、篠原、室屋、北中、「誘導電動機駆動用平滑回路なし電圧形インバータのコンバータ電流制御法とその運転特性」、電気学会論文誌Ｄ、平成１１年２月、第１１９巻２号、ｐ．１３３−１４１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
電源電圧に歪みや変動が発生した場合、それが加振源となって、ＬＣフィルタによって決定される共振周波数以上の周波数で、直流リンク部の電圧が振動する。
【０００７】
特許文献１ではＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、インバータを制御し、以て直流電圧の振動を抑制しつつ、入力電流のひずみを抑制する技術が開示されている。特許文献２では、直流リンク電圧に基づいてインバータを制御している。
【０００８】
このような制御の帯域が狭い場合に（例えばインバータのスイッチング周波数が低い場合）、制御に用いる操作量が高周波で振動すると、制御系としての安定性が低下する。制御系としての安定性が低下すると発振現象を招来する。
【０００９】
かかる制御系としての安定性を維持するには、インダクタンス素子の両端電圧や、直流リンク電圧の共振周波数成分だけを制御に帰還させることが考えられる。これは、例えばバンドパスフィルタ等を用い、補償したい周波数成分だけを取り出すことで実現されるであろう。
【００１０】
しかしそのような特定の周波数成分を取り出すには、ＬＣフィルタを構成する素子のインダクタや静電容量、更には電源インピーダンスについて、ばらつくことを考慮しなければならない。このようなばらつきは共振周波数のばらつきを招来し、特定の周波数成分を取り出すことは容易ではない。
【００１１】
また、高次の周波数についてはローパスフィルタを用いて除去することも考えられる。しかし共振周波数と振動成分とが十分に離れていない場合には、必要な成分まで除去してしまう可能性がある。また、位相遅れが大きくなることで、制御系の不安定を招来する。
【００１２】
特許文献３では、制御に用いる操作量を制限することで、操作量が過大とならないようにし、制御の安定性を防いでいると考えられる。しかし、その操作量の制限について、具体的な指針は示されていない。また特許文献３は負荷の変動に対応する技術であり、電源電圧のひずみや変動に対応していない。
【００１３】
上記の事情に鑑み、この発明は、インバータのスイッチング周波数を高めることなく、電源電圧変動に起因した制御不安定を回避することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明にかかる電力変換装置は、電源（Ｅ１）から入力する第１の交流電圧を全波整流して直流電圧を出力する全波整流器（１)と、インダクタ(Ｌ１)と、コンデンサ(Ｃ１)とを有し、前記直流電圧の高域側を減衰させて出力する、チョークインプット形のＬＣフィルタ（２）と、前記ＬＣフィルタの出力にスイッチングを行って第２の交流電圧に変換するインバータ(３）と、前記ＬＣフィルタの出力に対する前記第２の交流電圧の振幅の比を制御して、前記インバータに前記スイッチングを行わせる制御部（４）とを備える。
【００１５】
そして前記制御部は、前記インダクタの両端電圧（ＶＬ）、前記インダクタに入力する電流（ｉＬ）、前記コンデンサの両端電圧（Ｖｄｃ）の少なくともいずれか一つに基づく修正量（Δｋ）で前記比を修正する修正部（４１）と、前記電源のインピーダンス及び前記第１の交流電圧の歪みがない場合の前記修正量の最大値以上の所定値を上限として、前記修正量を定める修正値決定部（４２）とを有する。
【００１６】
望ましくは、前記修正値決定部（４２）は、前記電源のインピーダンス及び前記第１の交流電圧の歪みがない場合の前記修正量の最小値以下の所定値を以て、前記修正量の下限値を定める。
【発明の効果】
【００１７】
インバータのスイッチング周波数を高めることなく、電源電圧変動に起因した制御不安定が回避される。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。
【図２】制御部の構成を示すブロック図である。
【図３】操作量の時間的変化を示すグラフである。
【図４】リアクタ電圧に基づいて修正量を設定した場合の諸量を示すグラフである。
【図５】リアクタ電圧に基づいて修正量を設定した場合の諸量を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
図１は、この実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、全波整流を行う全波整流器１と、ＬＣフィルタ２と、インバータ３と、制御部４とを備えている。
【００２０】
全波整流器１は交流電源Ｅ１から入力されるＮ（Ｎは自然数）相交流電圧を全波整流して、直流電圧を直流線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。図１ではＮ＝３の場合、即ち全波整流器１は、三相交流電圧を入力する三相の整流回路として例示される。ただし全波整流器１に入力される交流電圧の相数、即ち全波整流器１の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。
【００２１】
図１では全波整流器１はダイオードブリッジとして例示される。ただし全波整流器１はダイオードブリッジに限定されない。例えば、他励式整流回路であってもよく、あるいは自励式整流回路であってもよい。他励式整流回路としては例えばサイリスタブリッジ整流回路を採用でき、自励式整流回路としては例えばＰＷＭ（Pulse-Width-Modulation：パルス幅変調）方式のＡＣ−ＤＣコンバータを採用できる。
【００２２】
ＬＣフィルタ２はチョークインプット形のローパスフィルタである。ＬＣフィルタ２はコンデンサＣ１とリアクタ（インダクタ）Ｌ１とを有する。
【００２３】
コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間に設けられている。コンデンサＣ１は例えばフィルムコンデンサである。このようなコンデンサＣ１は電解コンデンサに比べて安価である。一方で、コンデンサＣ１の静電容量は電解コンデンサの静電容量に比べて小さく、直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを十分に平滑しない。言い換えれば、コンデンサＣ１は全波整流器１が全波整流した整流電圧の脈動を許容する。よって直流電圧ＶｄｃはＮ相交流電圧の全波整流による脈動成分（即ちＮ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数を有する脈動成分）を有する。図１の例示では、三相交流電圧を全波整流するので、直流電圧Ｖｄｃは三相交流電圧の周波数の６倍の周波数で脈動することとなる。
【００２４】
リアクタＬ１はコンデンサＣ１よりも全波整流器１側において、直流線ＬＨ又は直流線ＬＬ（図１の例示では直流線ＬＨ）に設けられる。
【００２５】
図１では、交流電源Ｅ１と全波整流器１との間の電源インピーダンスを、抵抗とインダクタンスとの直列接続体９で示している。
【００２６】
コンデンサＣ１の静電容量は上述の通り小さいので、このＬＣフィルタの共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクタＬ１のインダクタンスを小さくすればするほど、共振周波数は更に高くなる傾向にある。例えば図１においてコンデンサＣ１の静電容量が４０μＦであり、リアクタＬ１のインダクタンスが０．５ｍＨである場合、共振周波数は約１．１２５ｋＨｚ程度になる。
【００２７】
インバータ３は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧（コンデンサＣ１が支持する直流電圧）Ｖｄｃを入力する。そしてインバータ３は、制御部４からのスイッチング信号Ｓに基づいて直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、この交流電圧を誘導性負荷Ｍ１へと出力する。
【００２８】
図１では、例えばインバータ３は直流線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図１の例示では、一対のスイッチング部Ｓｕｐ，Ｓｕｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｖｐ，Ｓｖｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｗｐ，Ｓｗｎが互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下同様）の間の接続点が出力線Ｐｘを介して誘導性負荷Ｍ１に接続される。これらのスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎが適切なスイッチング信号Ｓに基づいて導通／非導通することで、インバータ３は直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換してこれを誘導性負荷Ｍ１へと出力する。
【００２９】
誘導性負荷Ｍ１は例えば回転機（例えば誘導機又は同期機）であってもよい。また図１の例示では三相の誘導性負荷Ｍ１が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、インバータ３は三相の電力変換器に限らない。以下では、インバータ３が出力する交流電圧を出力電圧とも呼ぶ。
【００３０】
インバータ３は、スイッチング信号Ｓを介して、電圧制御率ｋに基づいて制御される。電圧制御率ｋとは直流電圧Ｖｄｃ（これはＬＣフィルタ２の出力と把握することができる）に対するインバータ３の出力電圧の振幅Ｖｍの比（＝Ｖｍ／Ｖｄｃ）である。つまり電圧制御率ｋは、直流電圧Ｖｄｃに対してどの程度の割合で交流電圧を出力するかを示す値となる。
【００３１】
直流電圧Ｖｄｃは電源電圧の歪み、変動の影響を受ける。その場合においても電圧制御率ｋを維持する制御を行っていると、振幅Ｖｍにも電源電圧の歪み、変動の影響が及ぶ。かかる振幅の変動は、制御不安定を招来する。
【００３２】
もちろん、かかる変動の周波数と比較して高い周波数で制御を行うことができれば、換言すれば広い帯域で制御が可能であれば、かかる変動を回避するための制御を適時に行うことも考えられる。しかしそのような広い帯域での制御、換言すればインバータ３のスイッチング周波数を高めることは、電源の変動、歪みの周波数が高いことを考慮すれば容易ではない。
【００３３】
そこで、このような影響から振幅Ｖｍの変動を回避するために、電圧制御率ｋを補正する。より詳細には、リアクタＬ１の両端電圧（リアクタ電圧）ＶＬ、リアクタＬ１に入力する電流ｉＬ、コンデンサＣ１の両端電圧たる直流電圧Ｖｄｃの少なくともいずれか一つに基づく修正量Δｋで電圧制御率ｋを低減する補正を行う。
【００３４】
電力変換装置にはコンデンサ電圧検出部５とリアクタ電圧検出部６が設けられる。コンデンサ電圧検出部５はコンデンサＣ１の両端電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して、制御部４に出力する。
【００３５】
リアクタ電圧検出部６はリアクタ電圧ＶＬを検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して、制御部４に出力する。ここでは一例として、リアクタ電圧ＶＬはリアクタＬ１の両端の電位のうちコンデンサＣ１側の電位を基準とした電圧である。
【００３６】
リアクタ電流検出部７はリアクタＬ１の電流（リアクタ電流）ｉＬを検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して、制御部４に出力する。ここでは一例として、リアクタ電流ｉＬは全波整流器１からインバータ３へ向かう方向を正とする電流である。
【００３７】
入力電流検出部８は誘導性負荷Ｍ１に対して出力線Ｐｘから与えられる電流Ｉｘを検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して、制御部４に出力する。
【００３８】
修正量Δｋを用いた電圧制御率ｋの修正それ自体は、例えば上述の特許文献１〜３等で公知である。以下、簡単に説明する。
【００３９】
図２は制御部４の構成を示すブロック図である。制御部４は、第１ブロック４０１、第２ブロック４０２、第３ブロック４０３、減算器１４を有している。
【００４０】
第１ブロック４０１には電流Ｉｘが入力し、誘導性負荷Ｍ１の動作情報、例えば回転機の回転角周波数ωと、例えば回転軸座標系における電流Ｉｄ，Ｉｑを出力する。これらの出力は回転角周波数ωの指令値ω＊に対する偏差Δωと共に第２ブロック４０２に入力する。
【００４１】
第２ブロック４０２は例えば回転軸座標系における電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を第３ブロック４０３に出力する。第３ブロック４０３は電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と、修正された電圧制御率ｋ’とに基づいて、スイッチング信号Ｓを生成する。
【００４２】
電圧制御率ｋ’は、減算器１４によって電圧制御率ｋと修正量Δｋとの差として求められる。つまり、減算器１４は修正量Δｋで電圧制御率ｋを修正する修正部として機能する。
【００４３】
以上のことから、制御部４は、電圧制御率ｋ（あるいは電圧制御率ｋ’）を制御して、インバータ３にスイッチングを行わせる機能を有している。
【００４４】
さて、制御部４は修正量Δｋを決定する修正値決定部４２を有する。修正値決定部４２は制御ゲインＧｋを有する増幅部４２ａと、制限部４２ｂとを有する。増幅部４２ａは、リアクタ電圧ＶＬ、リアクタ電流ｉＬ、直流電圧Ｖｄｃの少なくともいずれか一つを入力し、これに制御ゲインＧｋを乗じて出力する。制限部４２ｂは修正量Δｋの上限値と下限値とを決定する。そして制限部４２ｂは増幅部４２ａの出力が上限値と下限値との間の値をとれば、これを修正量Δｋとして出力する。制限部４２ｂは増幅部４２ａの出力が上限値以上であれば上限値を修正量Δｋとして出力する。制限部４２ｂは増幅部４２ａの出力が下限値以下であれば下限値を修正量Δｋとして出力する。
【００４５】
さて、ＬＣフィルタ２に入力する電流が急激に変化するほど、リアクタ電圧ＶＬ、リアクタ電流ｉＬ、直流電圧Ｖｄｃの共振周波数成分は大きくなる。よって電源インピーダンスが無い場合が、最も共振周波数成分の振幅が大きい。
【００４６】
よって、電源インピーダンスが無い場合における、共振抑制制御の操作量、つまり修正量Δｋの値に基づいて、その上限値と下限値とを決定する。これにより、電源電圧に歪みや変動が無い場合において、共振抑制制御の操作量が影響を受けることはない。
【００４７】
よって修正量Δｋの上限は、電源電圧にひずみが無く、かつ電源インピーダンスが無い場合における修正量Δｋの最大値以上の所定値に設定する。同様に、修正量Δｋの下限は、電源電圧にひずみが無く、かつ電源インピーダンスが無い場合における修正量Δｋの最小値以下の所定値に設定する。
【００４８】
図３は操作量Δｋの時間的変化を示すグラフである。電源インピーダンスのインダクタンス成分ｌが０．０ｍＨ、０．２ｍＨ、０．４ｍＨをとる場合の各々について、操作量Δｋの時間的変化を示した。操作量Δｋは時間に対して周期的に変動し、上述のようにインダクタンス成分が小さくなるほど変動量は増大する。
【００４９】
ｌ＝０．０ｍＨの場合（これは電源インピーダンスが無い場合に相当する）における操作量Δｋの最大値ＱＭ及び最小値Ｑｍを示した。操作量Δｋの上限ΔｋＭは（ＱＭ−Ｑｍ）×ａ＋ＱＭで（ａ≧０）、下限ΔｋｍはＱｍ−（ＱＭ−Ｑｍ）×ｂで（ｂ≧０）、それぞれ設定される。例えばａ＝ｂ＝０．１である。
【００５０】
このような上限ΔｋＭ、下限Δｋｍは予め実測、あるいはシミュレーションによって求めておき、制限部４２ｂに記憶させておくことができる。
【００５１】
制御部４は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部４はこれに限らず、制御部４によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００５２】
図４及び図５はいずれもリアクタ電圧ＶＬに基づいて修正量Δｋを設定した場合の諸量を示すグラフである。いずれも三相の電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにパルス状の歪みが生じた場合の諸量の振る舞いを示している。但し、図４は操作量Δｋの上限ΔｋＭ及び下限Δｋｍを設定しない場合を示し、図５は操作量Δｋの上限ΔｋＭ及び下限Δｋｍを設定した場合を示す（但しａ＝ｂ＝０．１に設定した）。
【００５３】
図５と図４を比較して理解されるように、直流電圧Ｖｄｃ及びリアクタ電流ｉＬの振幅は、操作量Δｋの上限ΔｋＭ及び下限Δｋｍを設けることで低減される。なお、比較しやすいように、図５では直流電圧Ｖｄｃ及びリアクタ電流ｉＬの最大値と最小値を示す破線の他、図４で示された直流電圧Ｖｄｃ及びリアクタ電流ｉＬの最大値と最小値を示す破線も追記した。
【００５４】
図５で示された操作量Δｋの最大値と最小値（破線で示す）の差も、図４で示された操作量Δｋと比較して顕著に低減していることが判る。
【００５５】
以上のように、操作量Δｋの上限ΔｋＭ及び下限Δｋｍを上述のように設定することにより、インバータ３のスイッチング周波数を高めることなく、電源電圧の変動に起因した制御不安定が回避される。
【００５６】
なお、特許文献１〜３や非特許文献１で示された公知技術に鑑みれば、リアクタ電流ｉＬ、直流電圧Ｖｄｃに基づいて修正量Δｋを設定した場合においても、操作量Δｋの上限ΔｋＭ及び下限Δｋｍを上述のように設定することにより、リアクタ電圧ＶＬに基づいて修正量Δｋを設定した場合と同様の効果が得られることは自明である。また、リアクタ電流ｉＬ、直流電圧Ｖｄｃ、リアクタ電圧ＶＬの複数を組み合わせて修正量Δｋを設定しても同様である。
【００５７】
また、操作量Δｋの上限ΔｋＭと下限Δｋｍの両方ではなく、いずれか一方のみを設定しても、相応の効果が得られることも自明である。
【符号の説明】
【００５８】
１  全波整流器
２  ＬＣフィルタ
３  インバータ
４  制御部
４１  修正部
４２  修正値決定部
Ｃ１  コンデンサ
Ｌ１  インダクタ
【図１】
2015043659.tif 000003
【図２】
2015043659.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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