(57)【要約】【課題】電力変換効率の向上とコストの低減とを両立した双方向型の電力変換装置を提供する。【解決手段】接続端子２１ａ，２１ｂに接続されたコンデンサ１６と、接続端子２１ａ，２１ｂとコンデンサ１６との接続点に接続されたフルブリッジ回路１５と、接続端子１１ａ，１１ｂに接続されたフィルタ回路１２と、接続端子１１ａ，１１ｂとフィルタ回路１２との接続点に接続されたハーフブリッジ回路１３と、フルブリッジ回路１５の各ブリッジの中間とハーフブリッジ回路１３との間に接続されたリアクトル１４と、直流側接続端子２１ａ，２１ｂ間に印可される直流電圧を検出する電圧センサ１９と、交流側接続端子１１ａ，１１ｂ間に印可される交流電圧を検出する電圧センサ１７と、フルブリッジ回路に含まれるスイッチング素子Ｑ３〜６及びハーフブリッジ回路に含まれる逆阻止型ＩＧＢＴＱ１ｐ，n，Q２ｐ，ｎをスイッチング制御する制御装置と、を備える。【選択図】      図１
2015100200.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対の直流側接続端子（２１ａ，２１ｂ）に接続された平滑コンデンサ（１６）と、
前記一対の直流側接続端子と前記平滑コンデンサとの接続点に接続され、４個のスイッチング素子（Ｑ３〜６）で構成されたフルブリッジ回路（１５）と、
一対の交流側接続端子（１１ａ，１１ｂ）に接続されたフィルタ回路（１２）と、
前記一対の交流側接続端子と前記フィルタ回路との接続点に接続され、互いに逆並列に接続された一対の逆阻止型ＩＧＢＴ（Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎ）が２組直列接続されて構成されたハーフブリッジ回路（１３）と、
前記フルブリッジ回路の各ブリッジの中間と前記ハーフブリッジ回路の前記一対の逆阻止型ＩＧＢＴの両端との間に接続されたリアクトル（１４）と、
前記一対の直流側接続端子間に印可される直流電圧を検出する直流電圧検出手段（１９）と、
前記一対の交流側接続端子間に印可される交流電圧を検出する交流電圧検出手段（１７）と、
前記リアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段(１８)と、
前記直流電圧検出手段、前記交流電圧検出手段、及び前記電流検出手段の検出値に基づいて、前記フルブリッジ回路に含まれる４個のスイッチング素子及び前記ハーフブリッジ回路に含まれる４個の逆阻止型ＩＧＢＴをスイッチング制御する制御装置（３０）と、を備えることを特徴とした電力変換装置。
【請求項２】
前記４個のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子であり、
前記４個の逆阻止型ＩＧＢＴは、第１から第４のＩＧＢＴであり、
前記第１のスイッチング素子（Ｑ３）と前記第２のスイッチング素子（Ｑ４）とは直列に接続され、
前記第３のスイッチング素子（Ｑ５）と前記第４のスイッチング素子（Ｑ６）とは直列に接続され、
前記第１のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子は、前記一対の直流側接続端子の正極側に接続され、
前記第２のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子は、前記一対の直流側接続端子の負極側に接続され、
前記各ブリッジの中間は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点、及び前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点であり、
前記第１のＩＧＢＴ（Ｑ１ｐ）のエミッタ端子と前記第２のＩＧＢＴ（Ｑ２ｐ）のコレクタ端子とは接続されているとともに、前記第１のＩＧＢＴのコレクタ端子は前記一対の交流側接続端子の正極端側に接続され、前記第２のＩＧＢＴのエミッタ端子は前記一対の交流側接続端子の負極側に接続されており、
前記第３のＩＧＢＴ（Ｑ１ｎ）は前記第１のＩＧＢＴに逆並列に接続され、
前記第４のＩＧＢＴ（Ｑ２ｎ）は前記第２のＩＧＢＴに逆並列に接続されている請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記一対の直流側接続端子には直流負荷（２０）の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流電源（１０）の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第４のＩＧＢＴを常時オンにし、前記第１のＩＧＢＴを第１デューティ比でスイッチングさせるとともに、前記第２のスイッチング素子を第２デューティ比でスイッチングさせ、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第２のＩＧＢＴを常時オンにし、前記第３のＩＧＢＴを前記第１デューティ比でスイッチングさせるとともに、前記第４のスイッチング素子を前記第２デューティ比でスイッチングさせる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記一対の直流側接続端子には直流負荷の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流電源の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第４のＩＧＢＴを常時オンにするとともに、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧よりも大きいときは、前記第１のＩＧＢＴを第３デューティ比でスイッチングさせ、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧よりも小さいときは、前記第１のＩＧＢＴを常時オンにし且つ前記第２のスイッチング素子を第４デューティ比でスイッチングさせ、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第２のＩＧＢＴを常時オンにするとともに、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧よりも大きいときは、前記第３のＩＧＢＴを前記第３デューティ比でスイッチングさせ、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧よりも小さいときは、前記第３のＩＧＢＴを常時オンにし且つ前記第４のスイッチング素子を前記第４デューティ比でスイッチングさせる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記一対の直流側接続端子には直流負荷の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流電源の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第４のＩＧＢＴを常時オンにするとともに、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧よりも大きいときは、前記第１のＩＧＢＴを第５デューティ比でスイッチングさせ且つ前記第２のスイッチング素子を第６デューティ比でスイッチングさせ、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧よりも小さいときは、前記第１のＩＧＢＴを常時オンにし且つ前記第２のスイッチング素子を前記第６デューティ比でスイッチングさせ、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第２のＩＧＢＴを常時オンにするとともに、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧よりも大きいときは、前記第３のＩＧＢＴを前記第５デューティ比でスイッチングさせ且つ前記第４のスイッチング素子を前記第６デューティ比でスイッチングさせ、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧よりも小さいときは、前記第３のＩＧＢＴを常時オンにし且つ前記第４のスイッチング素子を前記第６デューティ比でスイッチングさせる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記一対の直流側接続端子には直流負荷（２０）の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流電源（１０）の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第４のＩＧＢＴ及び前記第４のスイッチング素子を常時オンにし、前記第１のＩＧＢＴを第１デューティ比でスイッチングさせるとともに、前記第２のスイッチング素子を第２デューティ比でスイッチングさせ、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第２のＩＧＢＴ及び前記第３のスイッチング素子を常時オンにし、前記第３のＩＧＢＴを前記第１デューティ比でスイッチングさせるとともに、前記第１のスイッチング素子を前記第２デューティ比でスイッチングさせる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記一対の直流側接続端子には直流負荷の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流電源の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第４のＩＧＢＴ及び前記第４のスイッチング素子を常時オンにするとともに、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧よりも大きいときは、前記第１のＩＧＢＴを第３デューティ比でスイッチングさせ、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧よりも小さいときは、前記第１のＩＧＢＴを常時オンにし、且つ前記第２のスイッチング素子を第４デューティ比でスイッチングさせ、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第２のＩＧＢＴ及び前記第３のスイッチング素子を常時オンにするとともに、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧よりも大きいときは、前記第３のＩＧＢＴを前記第３デューティ比でスイッチングさせ、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧よりも小さいときは、前記第３のＩＧＢＴを常時オンにし、且つ前記第１のスイッチング素子を前記第４デューティ比でスイッチングさせる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記一対の直流側接続端子には直流負荷の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流電源の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第４のＩＧＢＴ及び前記第４のスイッチング素子を常時オンにし、且つ前記第２のスイッチング素子を第６デューティ比でスイッチングさせるとともに、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧よりも大きいときは、前記第１のＩＧＢＴを第５デューティ比でスイッチングさせ、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧よりも小さいときは、前記第１のＩＧＢＴを常時オンにし、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第２のＩＧＢＴ及び前記第３のスイッチング素子を常時オンにし、且つ前記第１のスイッチング素子を第６デューティ比でスイッチングさせるとともに、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧よりも大きいときは、前記第３のＩＧＢＴを前記第５デューティ比でスイッチングさせ、前記交流電圧の絶対値が前記直流電圧よりも小さいときは、前記第３のＩＧＢＴを常時オンにする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記一対の直流側接続端子には直流電源（６０）の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流負荷（５０）の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第３のＩＧＢＴ及び第４のスイッチング素子を常時オンにし、前記第２のＩＧＢＴを第７デューティ比でスイッチングさせるとともに、前記第１のスイッチング素子を第８デューティ比でスイッチングさせ、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第１のＩＧＢＴ及び前記第２のスイッチング素子を常時オンにし、前記第４のＩＧＢＴを前記第７デューティ比でスイッチングさせるとともに、前記第３のスイッチング素子を前記第８デューティ比でスイッチングさせる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記一対の直流側接続端子には直流電源の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流負荷の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第３のＩＧＢＴ及び前記第４のスイッチング素子を常時オンにするとともに、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧が前記交流電圧の絶対値よりも小さいときは、前記第２のＩＧＢＴを第９デューティ比でスイッチングさせ且つ前記第１のスイッチング素子を常時オンにし、前記直流電圧が前記交流電圧の絶対値よりも大きいときは、前記第１のスイッチング素子を第１０デューティ比でスイッチングさせ、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第１のＩＧＢＴ及び前記第２のスイッチング素子を常時オンにするとともに、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧が前記交流電圧の絶対値よりも小さいときは、前記第４のＩＧＢＴを前記第９デューティ比でスイッチングさせ且つ前記第３のスイッチング素子を常時オンにし、前記直流電圧が前記交流電圧の絶対値よりも大きいときは、前記第３のスイッチング素子を前記第１０デューティ比でスイッチングさせる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記一対の直流側接続端子には直流電源の両端がそれぞれ接続され、
前記一対の交流側接続端子には交流負荷の両端がそれぞれ接続されており、
前記制御装置は、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が正の場合に、前記第３のＩＧＢＴ及び前記第４のスイッチング素子を常時オンにするとともに、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧が前記交流電圧の絶対値よりも小さいときは、前記第２のＩＧＢＴを第１１デューティ比でスイッチングさせ且つ前記第１のスイッチング素子を第１２デューティ比でスイッチングさせ、前記直流電圧が前記交流電圧の絶対値よりも大きいときは、前記第１のスイッチング素子を前記第１２デューティ比でスイッチングさせ、
前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の極性が負の場合に、前記第１のＩＧＢＴ及び前記第２のスイッチング素子を常時オンにするとともに、前記直流電圧検出手段により検出された直流電圧が前記交流電圧の絶対値よりも小さいときは、前記第４のＩＧＢＴを前記第１１デューティ比でスイッチングさせ且つ前記第３のスイッチング素子を前記第１２デューティ比でスイッチングさせ、前記直流電圧が前記交流電圧の絶対値よりも大きいときは、前記第３のスイッチング素子を前記第１２デューティ比でスイッチングさせる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記第２のＩＧＢＴ及び前記第４のＩＧＢＴの一方がオフとなる前に他方がオンとなる請求項３〜８のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記第１のＩＧＢＴ及び前記第３のＩＧＢＴの一方がオフとなる前に他方がオンとなる請求項９〜１１のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力から直流電力、又は直流電力から交流電力へ変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ回路と、ダイオードブリッジ回路の正極側出力端子と負極側出力端子との間に接続された直流負荷と、上記正極側出力端子と直流負荷との間に接続された直流リアクトルと、上記正極側出力端子と直流リアクトルとの間に接続された入力側トランジスタと、を備えた電力変換装置が記載されている。特許文献１に記載の電力変換装置は、さらに、入力側トランジスタ及び直流リアクトルの接続点と上記負極側出力端子とに接続された入力側短絡ダイオードと、リアクトルと直流負荷との間に接続された出力側ダイオードと、直流リアクトル及び出力側ダイオードの接続点と上記負極側出力端子とに接続された出力側トランジスタと、を備えている。
【０００３】
特許文献１の電力変換装置では、交流電力から直流電力へ変換する際に、直流リアクトルにエネルギを蓄えるためには、ダイオードブリッジ回路に含まれる２個のダイオード、入力側トランジスタ、及び出力側短絡トランジスタの４素子を導通させることになる。そのため、４つの素子で導通損が生じ、交流電力を直流電力に変換する効率が低下する。
【０００４】
特許文献２には、特許文献１の電力変換装置よりも電力変換効率を向上させた電力変換装置が記載されている。特許文献２の電力変換装置は、４個の逆阻止型ＩＧＢＴから構成され、交流電力を降圧するとともに整流するブリッジ回路と、ブリッジ回路と直流負荷との間に接続されたリアクトルと、リアクトルと直流負荷との間に接続されたダイオードと、リアクトルとダイオードとの接続点と直流負荷との間に接続されたＩＧＢＴと、を備えている。特許文献２の電力変換装置では、交流電力を直流電力に変換する際に、ブリッジ回路で降圧と整流を行うことにより、導通させる素子を３つに減らして電力変換の効率を向上させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】実開平５−１８２８７号公報
【特許文献２】特開２０１２−２１７２９４号公報号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献２に記載の電力変換装置を双方向型の電力変換装置にする場合、４個の逆阻止型ＩＧＢＴのそれぞれに対して、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列接続する必要がある。すなわち、８個の逆阻止型ＩＧＢＴが必要になる。また、逆阻止型ＩＧＢＴの増加に伴い、逆阻止型ＩＧＢＴを駆動するドライバも追加する必要がある。そのため、双方向型の電力変換装置にする場合、コストが増加する。
【０００７】
本発明は、上記実情に鑑み、電力変換効率の向上とコストの低減とを両立した双方向型の電力変換装置を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明は電力変換装置であって、一対の直流側接続端子に接続された平滑コンデンサと、前記一対の直流側接続端子と前記平滑コンデンサとの接続点に接続され、４個のスイッチング素子で構成されたフルブリッジ回路と、一対の交流側接続端子に接続されたフィルタ回路と、前記一対の交流側接続端子と前記フィルタ回路との接続点に接続され、互いに逆並列に接続された一対の逆阻止型ＩＧＢＴが２組直列接続されて構成されたハーフブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路の各ブリッジの中間と前記ハーフブリッジ回路の前記一対の逆阻止型ＩＧＢＴの両端との間にそれぞれ接続されたリアクトルと、前記一対の直流側接続端子間に印可される直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記一対の交流側接続端子間に印可される交流電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記リアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧検出手段、前記交流電圧検出手段、及び前記電流検出手段の検出値に基づいて、前記フルブリッジ回路に含まれる４個のスイッチング素子及び前記ハーフブリッジ回路に含まれる４個の逆阻止型ＩＧＢＴをスイッチング制御する制御装置と、を備える。
【０００９】
本発明によれば、一対の直流側接続端子間に直流負荷を接続するとともに、一対の交流側端子間に交流電源を接続して、交流電源から直流負荷に電流を流すと、ハーフブリッジ回路により降圧が行われ、フルブリッジ回路により昇圧及び整流が行われる。この際、ハーフブリッジ回路に含まれる１個の逆阻止型ＩＧＢＴと、フルブリッジ回路に含まれる２個の素子とを導通させることになる。
【００１０】
また、一対の直流側接続端子間に直流電源を接続するとともに、一対の交流側端子間に交流負荷を接続して、直流電源から交流負荷に電流を流すと、フルブリッジ回路により降圧及び整流が行われ、ハーフブリッジ回路により昇圧が行われる。この際、フルブリッジ回路に含まれる２個の素子と、ハーフブリッジ回路に含まれる１個の逆阻止型ＩＧＢＴとを導通させることになる。
【００１１】
したがって、双方向に電力変換する際に導通損を低減させることができる。また、ハーフブリッジ回路は、４個の逆阻止型ＩＧＢＴから構成されているため、低コストで双方向型の電力変換回路を実現できる。したがって、電力変換効率の向上とコストの低減とを両立しつつ、双方向に電力を変換することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第１〜３及び第７〜９実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。
【図２】第１実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図３】第１実施形態における電流の流れを示す図。
【図４】第１実施形態における電流の流れを示す図。
【図５】第２実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図６】第２実施形態における電流の流れを示す図。
【図７】第２実施形態における電流の流れを示す図。
【図８】第３実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図９】第３実施形態における電流の流れを示す図。
【図１０】第３実施形態における電流の流れを示す図。
【図１１】第４〜６実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。
【図１２】第４実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図１３】第４実施形態における電流の流れを示す図。
【図１４】第４実施形態における電流の流れを示す図。
【図１５】第５実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図１６】第５実施形態における電流の流れを示す図。
【図１７】第５実施形態における電流の流れを示す図。
【図１８】第６実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図１９】第６実施形態における電流の流れを示す図。
【図２０】第６実施形態における電流の流れを示す図。
【図２１】第７実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図２２】第７実施形態における電流の流れを示す図。
【図２３】第７実施形態における電流の流れを示す図。
【図２４】第８実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図２５】第８実施形態における電流の流れを示す図。
【図２６】第８実施形態における電流の流れを示す図。
【図２７】第９実施形態における交流電圧、直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図２８】第９実施形態における電流の流れを示す図。
【図２９】第９実施形態における電流の流れを示す図。
【図３０】第１０実施形態における直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図３１】第１０実施形態における電流の流れを示す図。
【図３２】第１０実施形態における電流の流れを示す図。
【図３３】第１１実施形態における直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図３４】第１１実施形態における電流の流れを示す図。
【図３５】第１１実施形態における電流の流れを示す図。
【図３６】第１２実施形態における直流電圧、各スイッチング素子のオンオフタイミングを示す図。
【図３７】第１２実施形態における電流の流れを示す図。
【図３８】第１２実施形態における電流の流れを示す図。
【図３９】スイッチング素子Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎのオンオフタイミングを示す図。
【図４０】他の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。
【図４１】他の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。
【図４２】他の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。
【図４３】他の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、双方向型の電力変換装置を具現化した各実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。
【００１４】
（第１実施形態）
図１に第１〜３及び第７〜１２実施形態係る電力変換装置の構成を示す。電力変換装置４０は、フィルタ回路１２、ハーフブリッジ回路１３、リアクトル１４、フルブリッジ回路１５、平滑コンデンサ１６、電圧センサ１７、電流センサ１８、電圧センサ１９、制御装置３０から構成されている。上記各実施形態に係る電力変換装置の交流側接続端子１１ａ，１１ｂには交流電源１０が接続されており、直流側接続端子２１ａ，２１ｂには直流負荷２０が接続されている。
【００１５】
フィルタ回路１２は、一対の交流側接続端子１１ａ，１１ｂに接続されたローパスフィルタである。一対の交流側接続端子１１ａ，１１ｂは、正極側の交流側接続端子１１ａ及び負極側の交流側接続端子１１ｂから構成される。平滑コンデンサ１６は、一対の直流側接続端子２１ａ，２１ｂに接続され、一対の直流側接続端子２１ａ，２１ｂの間の電圧を平滑化する。一対の直流側接続端子２１ａ，２１ｂは、正極側の直流側接続端子２１ａ及び負極側の直流側接続端子２１ｂから構成される。
【００１６】
ハーフブリッジ回路１３は、一対の交流側接続端子１１ａ，１１ｂとフィルタ回路１２との各接続点に接続されている。ハーフブリッジ回路１３は、４個の逆阻止型のＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）であるスイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎから構成されている。詳しくは、互いに逆並列に接続された一対のスイッチング素子Ｑ１ｐ（第１のＩＧＢＴ）及びＱ１ｎ（第３のＩＧＢＴ）、Ｑ２ｐ（第２のＩＧＢＴ）及びＱ２ｎ（第４のＩＧＢＴ）が２組直列に接続されて構成されている。スイッチング素子Ｑ１ｐのコレクタ端子は、正極側の交流側接続端子１１ａに接続され、スイッチング素子Ｑ２ｐのエミッタ端子は、負極側の交流側接続端子１１ｂに接続されている。スイッチング素子Ｑ１ｐのエミッタ端子と、スイッチング素子Ｑ２ｐのコレクタ端子とは接続されている。
【００１７】
フルブリッジ回路１５は、一対の直流側接続端子２１ａ，２１ｂと平滑コンデンサ１６との各接続点に接続されている。フルブリッジ回路１５は、４個のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６から構成されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、それぞれＮ型ＭＯＳＦＥＴであるＴ３〜Ｔ６と、逆並列に接続されたダイオードＤ３〜Ｄ６とから構成されている。
【００１８】
スイッチング素子Ｑ３（第１のスイッチング素子）のドレイン端子、及びスイッチング素子Ｑ５（第３のスイッチング素子）のドレイン端子は、正極側の直流側接続端子２１ａに接続されている。スイッチング素子Ｑ４（第２のスイッチング素子）のソース端子、及びスイッチング素子Ｑ６（第４のスイッチング素子）のソース端子は、負極側の直流側接続端子２１ｂに接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とは直列に接続されており、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とは直列に接続されている。
【００１９】
リアクトル１４は、フルブリッジ回路１５の各ブリッジの中間と、ハーフブリッジ回路１３に含まれる一対のスイッチング素子Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎの両端との間に、それぞれ接続されたリアクトル１４ａ，１４ｂから構成される。詳しくは、リアクトル１４ａは、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点、及びスイッチング素子Ｑ１ｐとスイッチング素子Ｑ２ｐとの接続点に接続されている。リアクトル１４ｂは、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点、及びスイッチング素子Ｑ２ｐのエミッタ端子に接続されている。
【００２０】
電圧センサ１７（交流電圧検出手段）は、交流側接続端子１１ａと１１ｂとの間に印可される交流電圧を検出する。電圧センサ１９（直流電圧検出手段）は、平滑コンデンサ１６の両極間の電圧、すなわち直流側接続端子２１ａと２１ｂとの間に印可される直流電圧を検出する。電流センサ１８（電流検出手段）は、リアクトル１４を流れる電流、詳しくは、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点と、リアクトル１４ｂとの間を流れる電流を検出する。
【００２１】
制御装置３０は、ＣＰＵ、メモリ、及びＩ／Ｏ等を備えるマイクロコンピュータとして構成されている。制御装置３０は、交流電源１０の交流電力を直流電力に変換して直流負荷２０に供給する充電処理を実施する。詳しくは、制御装置３０は、電圧センサ１７、電流センサ１８、電圧センサ１９の検出値に基づいて、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３〜６をスイッチング制御する。
【００２２】
次に、充電処理について図２〜４を参照して詳しく説明する。図２（ａ）は交流電圧Ｖａｃと直流負荷２０に供給される出力電圧Ｖｏの変化を示すタイムチャートである。図２（ｂ）〜（ｉ）は、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンオフタイミングを示すタイムチャートである。図３（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧Ｖａｃ≧０のときの電流の流れを示す回路図であり、図４（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧Ｖａｃ＜０のときの電流の流れを示す回路図である。
【００２３】
第１実施形態では、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎをスイッチングさせて、常時降圧制御を実施する。さらに、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ６をスイッチングさせて、常時昇圧制御及びＰＦＣ（Power Factor Correction）制御を実施する。
【００２４】
図２に示すように、交流電圧の極性が正（Ｖａｃ≧０）の場合、スイッチング素子Ｑ２ｎを常時オンにする。さらに、スイッチング素子Ｑ１ｐをデューティ比ＤＲ１（第１デューティ比）でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ４をデューティ比ＤＲ２（第２デューティ比）でスイッチングさせる。一方、交流電圧の極性が負（Ｖａｃ＜０）の場合、スイッチング素子Ｑ２ｐを常時オンにする。さらに、スイッチング素子Ｑ１ｎをデューティ比ＤＲ１でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ６をデューティ比ＤＲ２でスイッチングさせる。
【００２５】
デューティ比ＤＲ１は、ｋＶｏ／｜Ｖａｃ｜（０．９≦ｋ≦１．０）に設定される。また、デューティ比ＤＲ２は、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、直流電圧のフィードバック制御に基づいて算出される値である。詳しくは、目標の直流電圧と電圧センサ１９により検出された直流電圧との電圧偏差を０に近づけるように、目標のリアクトル電流を設定する。さらに、リアクトル電流をフィードバック制御及びフィードフォワード制御するように、デューティ比ＤＲ２を算出する。リアクトル電流のフィードバック制御は、目標のリアクトル電流と電流センサ１８により検出されたリアクトル電流との電流偏差を、０に近づける制御である。リアクトル電流のフィードフォワード制御は、電流偏差に依存することなく、リアクトル電流を急激に増加させることが可能な制御である。算出したデューティ比ＤＲ２は、｜Ｖａｃ｜が大きくなるほど小さくなる。デューティ比ＤＲ２で、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ６をスイッチングさせることにより、ＰＦＣ制御を実現できる。
【００２６】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときの期間Ａにおけるスイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ４が、オフ，オン，オフのモード１、オン，オン，オフのモード２、オン，オン，オンのモード３の３パターンある。
【００２７】
モード１のときは、図３（ａ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からダイオードＤ６、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、ダイオードＤ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。なお、このとき、スイッチング素子Ｑ１ｎのコレクタ−エミッタ間には逆電圧がかかるが、スイッチング素子Ｑ１ｎは逆阻止型ＩＧＢＴであるため耐えられる。
【００２８】
モード２のときは、図３（ｂ）に示すように、直流負荷２０の負極からダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。また、交流電源１０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、ダイオードＤ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。なお、このとき、スイッチング素子Ｑ２ｎのコレクタ−エミッタ間には逆電圧がかかるが、スイッチング素子Ｑ２ｎは逆阻止型ＩＧＢＴであるため耐えられる。
【００２９】
モード３のときは、図３（ｃ）に示すように、交流電源１０の正極から、スイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、ダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【００３０】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ１ｐが降圧回路のスイッチング素子として動作し、スイッチング素子Ｑ４が昇圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作する。また、ダイオードＤ３，Ｄ６が整流ダイオードとして動作する。
【００３１】
一方、交流電圧Ｖａｃ＜０のときの期間Ｂにおけるスイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ６が、オフ，オン，オフのモード４、オン，オン，オフのモード５、オン，オン，オンのモード６の３パターンある。
【００３２】
モード４のときは、図４（ａ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、ダイオードＤ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。なお、このとき、スイッチング素子Ｑ１ｐのコレクタ−エミッタ間には逆電圧がかかるが、スイッチング素子Ｑ１ｐは逆阻止型ＩＧＢＴであるため耐えられる。
【００３３】
モード５のときは、図４（ｂ）に示すように、直流負荷２０の負極からダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。また、交流電源１０の負極からリアクトル１４ｂ、ダイオードＤ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。なお、このとき、スイッチング素子ＱＱ２ｐのコレクタ−エミッタ間には逆電圧がかかるが、スイッチング素子Ｑ２ｐは逆阻止型ＩＧＢＴであるため耐えられる。
【００３４】
モード６のときは、図４（ｃ）に示すように、交流電源１０の負極から、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６、ダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【００３５】
交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ１ｎが降圧回路のスイッチング素子として動作し、スイッチング素子Ｑ６が昇圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作する。また、ダイオードＤ４，Ｄ５が整流ダイオードとして動作する。
【００３６】
以上説明した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。
【００３７】
・交流電力を直流電力へ変換する際に、３つの素子が導通する。そのため、導通損を抑制することができる。よって、電力変換効率の向上とコストの低減とのを両立しつつ、交流から直流へ電力を変換することができる。
【００３８】
・交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できるとともに、トランジスタＴ４をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。また、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ１ｎをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できるとともに、トランジスタＴ６をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。
【００３９】
・デューティ比ＤＲ２に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、直流電圧のフィードバック制御に基づいて算出された値を適用することにより、常時ＰＦＣ制御を実施できる。
【００４０】
（第２実施形態）
第２実施形態に係る充電処理では、交流電圧Ｖａｃの大きさ｜Ｖａｃ｜（絶対値）が直流電圧Ｖｏよりも小さい場合は昇圧制御を実施し、｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｏよりも大きい場合は降圧制御を実施する。以下、第２実施形態にかかる充電処理について、図５〜７を参照して説明する。図５は図２に対応するタイムチャートである。図６（ａ），（ｂ）は、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの電流の流れを示す回路図であり、図６（ｃ），（ｄ）は、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの電流の流れを示す回路図である。図７（ａ），（ｂ）は、交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの電流の流れを示す回路図であり、図７（ｃ），（ｄ）は、交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの電流の流れを示す回路図である。
【００４１】
図５に示すように、交流電圧Ｖａｃ≧０の場合、スイッチン素子Ｑ２nを常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをデューティ比ＤＲ３（第３デューティ比）でスイッチングさせ、｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐを常時オンにし、且つスイッチング素子Ｑ４をデューティ比ＤＲ４（第４デューティ比）でスイッチングさせる。
【００４２】
一方、交流電圧Ｖａｃ＜０の場合、スイッチング素子Ｑ２ｐを常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１nをデューティ比ＤＲ３でスイッチングさせ、｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎを常時オンにし、且つスイッチング素子Ｑ６をデューティ比ＤＲ４でスイッチングさせる。なお、デューティ比ＤＲ３及びＤＲ４は、デューティ比ＤＲ２と同様に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、直流電圧のフィードバック制御に基づいて算出される値である。
【００４３】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ａにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ４が、オン，オン，オフのモード１、オン，オン，オンのモード２の２パターンある。
【００４４】
モード１のときは、図６（ａ）に示すように、リアクトル１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。また、リアクトル１４ａに蓄えられたエネルギに基づいて、交流電源１０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、ダイオードＤ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【００４５】
モード２のときは、図６（ｂ）に示すように、交流電源１０の正極から、スイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、ダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【００４６】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｂにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ４が、オフ，オン，オフのモード３、オン，オン，オフのモード４の２パターンある。
【００４７】
モード３のときは、図６（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からダイオードＤ６、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、ダイオードＤ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【００４８】
モード４のときは、図６（ｄ）に示すように、直流負荷２０の負極からダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ｂにエネルギが蓄えられる。また、交流電源１０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、ダイオードＤ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れる。このときリアクトル１４ａにエネルギが蓄えられ、直流負荷２０が充電される。
【００４９】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ４が昇圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作し、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐが降圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作する。また、交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、ダイオードＤ３，Ｄ６が整流ダイオードとして動作する。
【００５０】
また、交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ｃにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ６が、オン，オン，オフのモード５、オン，オン，オンのモード６の２パターンある。
【００５１】
モード５のときは、図７（ａ）に示すように、リアクトル１４ａに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。また、リアクトル１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流電源１０の負極からリアクトル１４ｂ、ダイオードＤ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【００５２】
モード６のときは、図７（ｂ）に示すように、交流電源１０の負極から、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６、ダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【００５３】
交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｄにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ６が、オフ，オン，オフのモード７、オン，オン，オンのモード８の２パターンある。
【００５４】
モード７のときは、図７（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、ダイオードＤ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【００５５】
モード８のときは、図７（ｄ）に示すように、直流負荷２０の負極からダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａにエネルギが蓄えられる。また、交流電源１０の負極からリアクトル１４ｂ、ダイオードＤ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ｂにエネルギが蓄えられ、直流負荷２０が充電される。
【００５６】
交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ６が昇圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作し、交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎが降圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作する。また、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、ダイオードＤ４，Ｄ５が整流ダイオードとして動作する。
【００５７】
以上説明した第２実施形態によれば、以下の効果を奏する。
【００５８】
・交流電力を直流電力へ変換する際に、３つの素子が導通する。そのため、導通損を抑制することができる。よって、電力変換効率の向上とコストの低減とのを両立しつつ、交流から直流へ電力を変換することができる。
【００５９】
・交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、トランジスタＴ４をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、トランジスタＴ６をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。
【００６０】
・デューティ比ＤＲ３及びＤＲ４に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、直流電圧のフィードバック制御に基づいて算出された値を適用することにより、常時ＰＦＣ制御を実施できる。
【００６１】
（第３実施形態）
第３実施形態に係る充電処理では、交流電圧Ｖａｃの大きさ｜Ｖａｃ｜が直流電圧Ｖｏよりも小さい場合は降圧制御を停止し、昇圧制御は常時実施する。以下、第３実施形態にかかる充電処理について、図８〜１０を参照して説明する。図８は図２に対応するタイムチャートである。図９（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧Ｖａｃ≧０のときの電流の流れを示す回路図である。図１０（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧Ｖａｃ＜０のときの電流の流れを示す回路図である。
【００６２】
図８に示すように、交流電圧Ｖａｃ≧０の場合、スイッチン素子Ｑ２nを常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをデューティ比ＤＲ５（第５デューティ比）でスイッチングさせ、且つスイッチング素子Ｑ４をデューティ比ＤＲ６（第６デューティ比）でスイッチングさせる。｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐを常時オンにし、且つスイッチング素子Ｑ４をデューティ比ＤＲ６でスイッチングさせる。
【００６３】
一方、交流電圧Ｖａｃ＜０の場合、スイッチング素子Ｑ２ｐを常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１nをデューティ比ＤＲ５でスイッチングさせ、且つスイッチング素子Ｑ６をデューティ比ＤＲ６でスイッチングさせる。｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎを常時オンにし、且つスイッチング素子Ｑ６をデューティ比ＤＲ６でスイッチングさせる。
【００６４】
デューティ比ＤＲ５は、｜Ｖａｃ｜≧ｋ×Ｖｏ（０．９≦ｋ≦１．０）のときは、１−（ｋ×Ｖｏ）／｜Ｖａｃ｜と設定され、｜Ｖａｃ｜＜ｋ×Ｖｏのときは、１．０（１００％）と設定される。また、デューティ比ＤＲ６は、デューティ比ＤＲ２と同様に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、直流電圧のフィードバック制御に基づいて算出される値である。
【００６５】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ａにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ４が、オン，オン，オフのモード１、オン，オン，オンのモード２の２パターンある。
【００６６】
モード１のときは、図９（ａ）に示すように、直流負荷２０の負極からダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。また、交流電源１０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、ダイオードＤ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【００６７】
モード２のときは、図９（ｂ）に示すように、交流電源１０の正極から、スイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、ダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【００６８】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｂにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ４が、オフ，オン，オフのモード３、オン，オン，オフのモード１、オン，オン，オンのモード２の３パターンある。モード１及びモード２は、期間Ａのモード１及びモード２と同じパターンである。
【００６９】
モード３のときは、図９（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からダイオードＤ６、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、ダイオードＤ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【００７０】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐが降圧回路のスイッチング素子として動作する。また、交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ４が昇圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作し、ダイオードＤ３，Ｄ６が整流ダイオードとして動作する。
【００７１】
また、交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ｃにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ６が、オン，オン，オフのモード４、オン，オン，オンのモード５の２パターンある。
【００７２】
モード４のときは、図１０（ａ）に示すように、直流負荷２０の負極からダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。また、交流電源１０の負極からリアクトル１４ｂ、ダイオードＤ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【００７３】
モード５のときは、図１０（ｂ）に示すように、交流電源１０の負極から、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６、ダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【００７４】
交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｄにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ６が、オフ，オン，オフのモード６、オン，オン，オフのモード４、オン，オン，オンのモード５の３パターンある。モード４及びモード５は、期間Ｃのモード４及びモード５と同じパターンである。
【００７５】
モード６のときは、図１０（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、ダイオードＤ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【００７６】
交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎが降圧回路のスイッチング素子として動作する。また、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ６が昇圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作し、ダイオードＤ４，Ｄ５が整流ダイオードとして動作する。
【００７７】
以上説明した第３実施形態によれば、以下の効果を奏する。
【００７８】
・交流電力を直流電力へ変換する際に、３つの素子が導通する。そのため、導通損を抑制することができる。よって、電力変換効率の向上とコストの低減とのを両立しつつ、交流から直流へ電力を変換することができる。
【００７９】
・交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、トランジスタＴ４をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、トランジスタＴ６をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。
【００８０】
・デューティ比ＤＲ６に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、直流電圧のフィードバック制御に基づいて算出された値を適用することにより、常時ＰＦＣ制御を実施できる。
【００８１】
（第４実施形態）
第４〜６実施形態では、交流電力を直流電力に変換する放電処理（逆潮流制御）を実施する。図１１に示すように、第４〜６実施形態に係る電力変換装置４０の交流側接続端子１１ａ，１１ｂには交流負荷５０が接続されており、直流側接続端子２１ａ，２１ｂには直流電源６０が接続されている。制御装置３０は、直流電源６０の直流電力を交流電力に変換して交流負荷５０に供給する放電処理を実施する。以下、図１２〜１４を参照して、放電処理について詳しく説明する。図１２（ａ）は直流電圧Ｖｏと交流負荷５０に供給される出力電圧Ｖａｃの変化を示すタイムチャートである。図１２（ｂ）〜（ｉ）は、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンオフタイミングを示すタイムチャートである。図１３（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧Ｖａｃ≧０のときの電流の流れを示す回路図であり、図１４（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧Ｖａｃ＜０のときの電流の流れを示す回路図である。
【００８２】
図１２に示すように、交流電圧Ｖａｃ≧０の場合、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ６を常時オンにする。さらに、スイッチング素子Ｑ２ｐをデューティ比ＤＲ７（第７デューティ比）でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比ＤＲ８（第８デューティ比）でスイッチングさせる。一方、交流電圧Ｖａｃ＜０の場合、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ４を常時オンにする。さらに、スイッチング素子Ｑ２ｎをデューティ比ＤＲ７でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ５をデューティ比ＤＲ８でスイッチングさせる。
【００８３】
デューティ比ＤＲ７は、目標の交流電圧をＶａｃ＊とすると、ｋＶｏ／｜Ｖａｃ＊｜（０．９≦ｋ≦１．０）に設定される。デューティ比ＤＲ８は、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、交流電圧のフィードバック制御に基づいて算出される値である。詳しくは、目標の交流電圧と電圧センサ１７により検出された交流電圧との電圧偏差を０に近づけるように、目標のリアクトル電流を設定する。さらに、リアクトル電流をフィードバック制御及びフィードフォワード制御するように、デューティ比ＤＲ８を算出する。算出したデューティ比ＤＲ８は、｜Ｖａｃ｜が大きくなるほど大きくなる。デューティ比ＤＲ８で、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５をスイッチングさせることにより、ＰＦＣ制御を実現できる。
【００８４】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときの期間Ａにおけるスイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ６が、オン，オン，オン，オンのモード１、オン，オフ，オン，オンのモード２、オン，オフ，オフ，オンのモード３の３パターンある。
【００８５】
モード１のときは、図１３（ａ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【００８６】
モード２のときは、図１３（ｂ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流負荷５０の正極へ電流が流れる。また、交流負荷５０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。
【００８７】
モード３のときは、図１３（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流負荷５０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６、ダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流負荷５０の正極へ電流が流れる。
【００８８】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ３が降圧回路のスイッチング素子として動作し、スイッチング素子Ｑ２ｐが昇圧回路のスイッチング素子として動作する。
【００８９】
一方、交流電圧Ｖａｃ＜０のときの期間Ｂにおけるスイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ５，Ｑ４が、オン，オン，オン，オンのモード４、オン，オフ，オン，オンのモード５、オン，オフ，オフ，オンのモード６の３パターンある。
【００９０】
モード４のときは、図１４（ａ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ５、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【００９１】
モード５のときは、図１４（ｂ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ５、リアクトル１４ｂを通して交流負荷５０の負極へ電流が流れる。また、交流負荷５０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。
【００９２】
モード６のときは、図１４（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流負荷５０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、ダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流負荷５０の負極へ電流が流れる。
【００９３】
交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ５が降圧回路のスイッチング素子として動作し、スイッチング素子Ｑ２ｎが昇圧回路のスイッチング素子として動作する。
【００９４】
以上説明した第４実施形態によれば、以下の効果を奏する。
【００９５】
・直流電力を交流電力へ変換する際に、３つの素子が導通する。そのため、導通損を抑制することができる。よって、電力変換効率の向上とコストの低減とのを両立しつつ、直流から交流へ電力を変換することができる。
【００９６】
・交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、トランジスタＴ３をスイッチングさせることにより降圧制御を実施できるとともに、スイッチング素子Ｑ２ｐをスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。また、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、トランジスタＴ５をスイッチングさせることにより降圧制御を実施できるとともに、スイッチング素子Ｑ２ｎをスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。
【００９７】
・デューティ比ＤＲ８に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、交流電圧のフィードバック制御に基づいて算出された値を適用することにより、常時ＰＦＣ制御を実施できる。
【００９８】
（第５実施形態）
第５実施形態に係る充電処理では、直流電圧Ｖｏの大きさが交流電圧Ｖａｃの大きさ｜Ｖａｃ｜よりも小さい場合は昇圧制御を実施し、直流電圧Ｖｏの大きさが｜Ｖａｃ｜よりも大きい場合は降圧制御を実施する。以下、第５実施形態にかかる放電処理について、図１５〜１７を参照して説明する。図１５は図１２に対応するタイムチャートである。図１６（ａ），（ｂ）は、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの電流の流れを示す回路図であり、図１６（ｃ），（ｄ）は、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの電流の流れを示す回路図である。図１７（ａ），（ｂ）は、交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの電流の流れを示す回路図であり、図１７（ｃ），（ｄ）は、交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの電流の流れを示す回路図である。
【００９９】
図１５に示すように、交流電圧Ｖａｃ≧０の場合、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ６を常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｐをデューティ比ＤＲ９（第９デューティ比）でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ３を常時オンにする。｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比ＤＲ１０（第１０デューティ比）でスイッチングさせる。
【０１００】
一方、交流電圧Ｖａｃ＜０の場合、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ４を常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｎをデューティ比ＤＲ９でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ５を常時オンにする。｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ５をデューティ比ＤＲ１０でスイッチングさせる。なお、デューティ比ＤＲ９及びＤＲ１０は、デューティ比ＤＲ８と同様に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、交流電圧のフィードバック制御に基づいて算出される値である。
【０１０１】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ａにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ６が、オン，オフ，オン，オンのモード１、オン，オフ，オフ，オンのモード２の２パターンある。
【０１０２】
モード１のときは、図１６（ａ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流負荷５０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａにエネルギが蓄えられる。また、交流負荷５０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ｂにエネルギが蓄えられる。
【０１０３】
モード２のときは、図１６（ｂ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流負荷５０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６、ダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流負荷５０の正極へ電流が流れる。
【０１０４】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｂにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ６が、オン，オン，オン，オンのモード３、オン，オフ，オン，オンのモード４の２パターンある。
【０１０５】
モード３のときは、図１６（ｃ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１０６】
モード４のときは、図１６（ｄ）に示すように、リアクトル１４ａに蓄えられたエネルギに基づいて、直流電源６０の正極からトランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流負荷５０の正極へ電流が流れる。また、リアクトル１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流負荷５０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。
【０１０７】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ３が降圧回路のスイッチング素子として動作し、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｐが昇圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作する。
【０１０８】
また、交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ｃにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ５，Ｑ４が、オン，オフ，オン，オンのモード５、オン，オフ，オフ，オンのモード６の２パターンある。
【０１０９】
モード５のときは、図１７（ａ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ５、リアクトル１４ｂを通して交流負荷５０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ｂにエネルギが蓄えられる。また、交流負荷５０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａにエネルギが蓄えられる。
【０１１０】
モード６のときは、図１７（ｂ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流負荷５０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、ダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流負荷５０の負極へ電流が流れる。
【０１１１】
交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｄにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ５，Ｑ４が、オン，オン，オン，オンのモード７、オン，オフ，オン，オンのモード８の２パターンある。
【０１１２】
モード７のときは、図１７（ｃ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ５、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１１３】
モード８のときは、図１７（ｄ）に示すように、リアクトル１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流電源６０の正極からトランジスタＴ５、リアクトル１４ｂを通して交流負荷５０の負極へ電流が流れる。また、リアクトル１４ａに蓄えられたエネルギに基づいて、交流負荷５０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。
【０１１４】
交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ５が降圧回路のスイッチング素子として動作し、交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｎが昇圧ＰＦＣ回路のスイッチング素子として動作する。
【０１１５】
以上説明した第５実施形態によれば、以下の効果を奏する。
【０１１６】
・直流電力を交流電力へ変換する際に、３つの素子が導通する。そのため、導通損を抑制することができる。よって、電力変換効率の向上とコストの低減とのを両立しつつ、直流から交流へ電力を変換することができる。
【０１１７】
・交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、トランジスタＴ３をスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｐをスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、トランジスタＴ５をスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｎをスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。
【０１１８】
・デューティ比ＤＲ９及びＤＲ１０に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、交流電圧のフィードバック制御に基づいて算出された値を適用することにより、常時ＰＦＣ制御を実施できる。
【０１１９】
（第６実施形態）
第６実施形態に係る放電処理では、直流電圧Ｖｏの大きさが交流電圧Ｖａｃの大きさ｜Ｖａｃ｜よりも大きい場合は昇圧制御を停止し、降圧制御は常時実施する。以下、第６実施形態にかかる放電処理について、図１８〜２０を参照して説明する。図１８は図１２に対応するタイムチャートである。図１９（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧Ｖａｃ≧０のときの電流の流れを示す回路図である。図２０（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧Ｖａｃ＜０のときの電流の流れを示す回路図である。
【０１２０】
図１８に示すように、交流電圧Ｖａｃ≧０の場合、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ６を常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｐをデューティ比ＤＲ１１（第１１デューティ比）でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比ＤＲ１２（第１２デューティ比）でスイッチングさせる。｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比ＤＲ１２でスイッチングさせる。
【０１２１】
一方、交流電圧Ｖａｃ＜０の場合、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ４を常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｎをデューティ比ＤＲ１１でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ５をデューティ比ＤＲ１２でスイッチングさせる。｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ５をデューティ比ＤＲ１２でスイッチングさせる。
【０１２２】
デューティ比ＤＲ１１は、｜Ｖａｃ＊｜≧ｋ×Ｖｏ（０．９≦ｋ≦１．０）のときは、１−（ｋ×Ｖｏ）／｜Ｖａｃ＊｜と設定され、｜Ｖａｃ＊｜＜ｋ×Ｖｏのときは、１．０（１００％）と設定される。また、デューティ比ＤＲ１２は、デューティ比ＤＲ８と同様に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、交流電圧のフィードバック制御に基づいて算出される値である。
【０１２３】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ａにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ６が、オン，オフ，オン，オンのモード１、オン，オフ，オフ，オンのモード２の２パターンある。
【０１２４】
モード１のときは、図１９（ａ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流負荷５０の正極へ電流が流れる。また、交流負荷５０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。
【０１２５】
モード２のときは、図１９（ｂ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流負荷５０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６、ダイオードＤ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流負荷５０の正極へ電流が流れる。
【０１２６】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｂにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ６が、オン，オン，オン，オンのモード３、オン，オフ，オン，オンのモード１、オン，オフ，オフ，オンのモード２の３パターンある。モード１及びモード２は、期間Ａのモード１及びモード２と同じである。
【０１２７】
モード３のときは、図１９（ｃ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ６を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１２８】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ３が降圧回路のスイッチング素子として動作し、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｐが昇圧回路のスイッチング素子として動作する。
【０１２９】
また、交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ｃにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ５，Ｑ４が、オン，オフ，オン，オンのモード４、オン，オフ，オフ，オンのモード５の２パターンある。
【０１３０】
モード４のときは、図２０（ａ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ５、リアクトル１４ｂを通して交流負荷５０の負極へ電流が流れる。また、交流負荷５０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。
【０１３１】
モード５のときは、図２０（ｂ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流負荷５０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、ダイオードＤ６、リアクトル１４ｂを通して交流負荷５０の負極へ電流が流れる。
【０１３２】
交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｄにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ５，Ｑ４が、オン，オン，オン，オンのモード６、オン，オフ，オン，オンのモード４、オン，オフ，オフ，オンのモード５の３パターンある。モード４及びモード５は、期間Ｃのモード４及びモード５と同じである。
【０１３３】
モード６のときは、図２０（ｃ）に示すように、直流電源６０の正極からトランジスタＴ５、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４を通して直流電源６０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１３４】
交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ５が降圧回路のスイッチング素子として動作し、交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｎが昇圧回路のスイッチング素子として動作する。
【０１３５】
以上説明した第６実施形態によれば、以下の効果を奏する。
【０１３６】
・直流電力を交流電力へ変換する際に、３つの素子が導通する。そのため、導通損を抑制することができる。よって、電力変換効率の向上とコストの低減とのを両立しつつ、直流から交流へ電力を変換することができる。
【０１３７】
・交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、トランジスタＴ３をスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｐをスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、トランジスタＴ５をスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ２ｎをスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。
【０１３８】
・デューティ比ＤＲ１２に、リアクトル電流制御をマイナーループに持つ、交流電圧のフィードバック制御に基づいて算出された値を適用することにより、常時ＰＦＣ制御を実施できる。
【０１３９】
（第７実施形態）
第７実施形態では、充電処理において、交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６により同期整流を行い、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５により同期整流を行う。以下、第７実施形態について、図２１〜２３を参照して、第１実施形態と異なる点について説明する。図２１は図２に対応するタイムチャートである。図２２（ａ）〜（ｃ）は、図３（ａ）〜（ｃ）に対応する回路図である。図２３（ａ）〜（ｃ）は、図４（ａ）〜（ｃ）に対応する回路図である。
【０１４０】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、図２２（ａ）〜（ｃ）に示すように、図３（ａ）〜（ｃ）においてダイオードＤ３，Ｄ６がオンするときに、トランジスタＴ３，Ｔ６をそれぞれオンにする。一般に、ダイオードＤ３，Ｄ６の導通損よりも、トランジスタＴ３，Ｔ６の導通損の方が少ない。
【０１４１】
また、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、図２３（ａ）〜（ｃ）に示すように、図４（ａ）〜（ｃ）においてダイオードＤ４，Ｄ５がオンするときに、トランジスタＴ４，Ｔ５をそれぞれオンにする。一般に、ダイオードＤ４，Ｄ５の導通損よりも、トランジスタＴ４，Ｔ５の導通損の方が少ない。したがって、第７実施形態によれば、第１実施形態よりも更に導通損を抑制することができる。
【０１４２】
（第８実施形態）
第８実施形態も、第７実施形態と同様に、充電処理において、交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６により同期整流を行い、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５により同期整流を行う。以下、第８実施形態について、図２４〜２６を参照して、第２実施形態と異なる点について説明する。図２４は図５に対応するタイムチャートである。図２５（ａ）〜（ｄ）は、図６（ａ）〜（ｄ）に対応する回路図である。図２６（ａ）〜（ｄ）は、図７（ａ）〜（ｄ）に対応する回路図である。
【０１４３】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、図２５（ａ）〜（ｄ）に示すように、図６（ａ）〜（ｄ）においてダイオードＤ３，Ｄ６がオンするときに、トランジスタＴ３，Ｔ６をそれぞれオンにする。また、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、図２６（ａ）〜（ｄ）に示すように、図７（ａ）〜（ｄ）においてダイオードＤ４，Ｄ５がオンするときに、トランジスタＴ４，Ｔ５をそれぞれオンにする。よって、第８実施形態によれば、第２実施形態よりも更に導通損を抑制することができる。
【０１４４】
（第９実施形態）
第９実施形態も、第７実施形態と同様に、充電処理において、交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６により同期整流を行い、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５により同期整流を行う。以下、第９実施形態について、図２７〜２９を参照して、第３実施形態と異なる点について説明する。図２７は図８に対応するタイムチャートである。図２８（ａ）〜（ｃ）は、図９（ａ）〜（ｃ）に対応する回路図である。図２９（ａ）〜（ｃ）は、図１０（ａ）〜（ｃ）に対応する回路図である。
【０１４５】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、図２８（ａ）〜（ｃ）に示すように、図９（ａ）〜（ｃ）においてダイオードＤ３，Ｄ６がオンするときに、トランジスタＴ３，Ｔ６をそれぞれオンにする。また、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、図２９（ａ）〜（ｃ）に示すように、図１０（ａ）〜（ｃ）においてダイオードＤ４，Ｄ５がオンするときに、トランジスタＴ４，Ｔ５をそれぞれオンにする。よって、第９実施形態によれば、第３実施形態よりも更に導通損を抑制することができる。
【０１４６】
（第１０実施形態）
第１０実施形態では、充電処理を行う。以下、図３０〜３２を参照して、第１実施形態と異なる点について説明する。図３０は図２に対応するタイムチャートである。図３１（ａ）〜（ｃ）は、図３（ａ）〜（ｃ）に対応する回路図である。図３２（ａ）〜（ｃ）は、図４（ａ）〜（ｃ）に対応する回路図である。本実施形態では、交流電圧Ｖａｃ≧０のとき、トランジスタＴ３，Ｔ６が整流を行い、交流電圧Ｖａｃ＜０のとき、トランジスタＴ４，Ｔ５が整流を行う。また、交流電圧Ｖａｃ＜０のとき、第１実施形態ではスイッチング素子Ｑ６をスイッチングさせたが、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ３をスイッチングさせる。
【０１４７】
図３０に示すように、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎのスイッチングパターンは、第１実施形態と同様である。交流電圧Ｖａｃ≧０の場合、スイッチング素子Ｑ２n，Ｑ６を常時オンにする。さらに、スイッチング素子Ｑ４をデューティ比ＤＲ２でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ４に対して反転スイッチングさせる。すなわち、スイッチング素子Ｑ４がオンのときに、スイッチング素子Ｑ３をオフにし、スイッチング素子Ｑ４がオフのときに、スイッチング素子Ｑ３をオンにする。一方、交流電圧Ｖａｃ＜０の場合、スイッチング素子Ｑ２ｐ，Ｑ５を常時オンにする。さらに、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比ＤＲ２でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング素子Ｑ３に対して反転スイッチングさせる。
【０１４８】
交流電圧Ｖａｃ≧０のときの期間Ａにおけるスイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３，Ｑ４が、オフ，オン，オン、オフのモード１、オン，オン，オン，オフのモード２、オン，オン，オフ，オンのモード３の３パターンある。
【０１４９】
モード１のときは、図３１（ａ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ６、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１５０】
モード２のときは、図３１（ｂ）に示すように、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。また、交流電源１０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１５１】
モード３のときは、図３１（ｃ）に示すように、交流電源１０の正極から、スイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、トランジスタＴ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１５２】
一方、交流電圧Ｖａｃ＜０のときの期間Ｂにおけるスイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ４が、オフ，オン，オフ，オンのモード４、オン，オン，オフ，オンのモード５、オン，オン，オン，オフのモード６の３パターンある。
【０１５３】
モード４のときは、図３２（ａ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１５４】
モード５のときは、図３２（ｂ）に示すように、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。また、交流電源１０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１５５】
モード６のときは、図３２（ｃ）に示すように、交流電源１０の負極から、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５、トランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１５６】
よって、第１０実施形態によれば、交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できるとともに、トランジスタＴ４をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。また、交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、スイッチング素子Ｑ１ｎをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できるとともに、トランジスタＴ３をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。
【０１５７】
（第１１実施形態）
第１１実施形態では、充電処理を行う。以下、図３３〜３５を参照して、第２実施形態と異なる点について説明する。図３３は図５に対応するタイムチャートである。図３４（ａ）〜（ｄ）は、図６（ａ）〜（ｄ）に対応する回路図である。図３５（ａ）〜（ｄ）は、図７（ａ）〜（ｄ）に対応する回路図である。本実施形態では、交流電圧Ｖａｃ≧０のとき、トランジスタＴ３，Ｔ６が整流を行い、交流電圧Ｖａｃ＜０のとき、トランジスタＴ４，Ｔ５が整流を行う。また、交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのとき、第２実施形態ではスイッチング素子Ｑ６をスイッチングさせたが、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ３をスイッチングさせる。
【０１５８】
図３３に示すように、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎのスイッチングパターンは、第２実施形態と同様である。交流電圧Ｖａｃ≧０の場合、スイッチング素子Ｑ２n，Ｑ６を常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをデューティ比ＤＲ３でスイッチングさせ、且つスイッチング素子Ｑ３を常時オンにする。また、｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐを常時オンにするとともに、スイッチング素子Ｑ４をデューティ比ＤＲ４でスイッチングさせ、且つスイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ４に対して反転スイッチングさせる。
【０１５９】
一方、交流電圧Ｖａｃ＜０の場合、スイッチング素子Ｑ２ｐ，Ｑ５を常時オンにする。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１nをデューティ比ＤＲ３でスイッチングさせ、且つスイッチング素子Ｑ４を常時オンにする。また、｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎを常時オンにするとともに、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比ＤＲ４でスイッチングさせ、且つスイッチング素子Ｑ４をスイッチング素子Ｑ３に対して反転スイッチングさせる。
【０１６０】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ａにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３，Ｑ４が、オン，オン，オン，オフのモード１、オン，オン，オフ，オンのモード２の２パターンある。
【０１６１】
モード１のときは、図３４（ａ）に示すように、リアクトル１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。また、リアクトル１４ａに蓄えられたエネルギに基づいて、交流電源１０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１６２】
モード２のときは、図３４（ｂ）に示すように、交流電源１０の正極から、スイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、トランジスタＴ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１６３】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｂにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３，Ｑ４が、オフ，オン，オン，オフのモード３、オン，オン，オン，オフのモード４の２パターンある。
【０１６４】
モード３のときは、図３４（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ６、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１６５】
モード４のときは、図３４（ｄ）に示すように、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ｂにエネルギが蓄えられる。また、交流電源１０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れる。このときリアクトル１４ａにエネルギが蓄えられ、直流負荷２０が充電される。
【０１６６】
また、交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ｃにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ４が、オン，オン，オフ，オンのモード５、オン，オン，オン，オフのモード６の２パターンある。
【０１６７】
モード５のときは、図３５（ａ）に示すように、リアクトル１４ａに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。また、リアクトル１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、交流電源１０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１６８】
モード６のときは、図３５（ｂ）に示すように、交流電源１０の負極から、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５、トランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１６９】
交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｄにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ４が、オフ，オン，オフ，オンのモード７、オン，オン，オフ，オンのモード８の２パターンある。
【０１７０】
モード７のときは、図３５（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１７１】
モード８のときは、図３５（ｄ）に示すように、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａにエネルギが蓄えられる。また、交流電源１０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ｂにエネルギが蓄えられ、直流負荷２０が充電される。
【０１７２】
よって、第１１実施形態によれば、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、トランジスタＴ４をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、トランジスタＴ３をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。
【０１７３】
（第１２実施形態）
第１２実施形態では、充電処理を行う。以下、図３６〜３８を参照して、第３実施形態と異なる点について説明する。図３６は図８に対応するタイムチャートである。図３７（ａ）〜（ｃ）は、図９（ａ）〜（ｃ）に対応する回路図である。図３８（ａ）〜（ｃ）は、図１０（ａ）〜（ｃ）に対応する回路図である。本実施形態では、交流電圧Ｖａｃ≧０のとき、トランジスタＴ３，Ｔ６が整流を行い、交流電圧Ｖａｃ＜０のとき、トランジスタＴ４，Ｔ５が整流を行う。また、交流電圧Ｖａ＜０のとき、第３実施形態ではスイッチング素子Ｑ６をスイッチングさせたが、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ３をスイッチングさせる。
【０１７４】
図３６に示すように、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎのスイッチングパターンは、第３実施形態と同様である。交流電圧Ｖａｃ≧０の場合、スイッチング素子Ｑ２n，Ｑ６を常時オンにする。また、スイッチング素子Ｑ４をデューティ比ＤＲ６でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ４に対して反転スイッチングさせる。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをデューティ比ＤＲ５でスイッチングさせ、｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐを常時オンにする。一方、交流電圧Ｖａｃ＜０の場合、スイッチング素子Ｑ２ｐ，Ｑ５を常時オンにする。また、スイッチング素子Ｑ３をデューティ比ＤＲ6でスイッチングさせるとともに、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング素子Ｑ３に対して反転スイッチングさせる。さらに、｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎをデューティ比ＤＲ５でスイッチングさせ、｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎを常時オンにする。
【０１７５】
交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ａにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３，Ｑ４が、オン，オン，オン，オフのモード１、オン，オン，オフ，オンのモード２の２パターンある。また、交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｂにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ２ｎ，Ｑ３，Ｑ４が、オフ，オン，オン，オフのモード３、オン，オン，オン，オフのモード１、オン，オン，オフ，オンのモード２の３パターンある。モード１及びモード２は、期間Ａのモード１及びモード２と同じパターンである。
【０１７６】
モード１のときは、図３７（ａ）に示すように、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。また、交流電源１０の正極からスイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１７７】
モード２のときは、図３７（ｂ）に示すように、交流電源１０の正極から、スイッチング素子Ｑ１ｐ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ４、トランジスタＴ６、リアクトル１４ｂを通して交流電源１０の負極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１７８】
モード３のときは、図３７（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ６、リアクトル１４ｂ、スイッチング素子Ｑ２ｎ、リアクトル１４ａ、トランジスタＴ３を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１７９】
交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜＜Ｖｏのときの期間Ｃにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ４が、オン，オン，オフ，オンのモード４、オン，オン，オン，オフのモード５の２パターンある。また、交流電圧Ｖａ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときの期間Ｄにおいて、スイッチングパターンを詳しく見ると、スイッチング素子Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ３，Ｑ４が、オフ，オン，オフ，オンのモード６、オン，オン，オフ，オンのモード４、オン，オン，オン，オフのモード５の３パターンある。モード４及びモード５は、期間Ｃのモード４及びモード５と同じパターンである。
【０１８０】
モード４のときは、図３８（ａ）に示すように、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。また、交流電源１０の負極からリアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１８１】
モード５のときは、図３８（ｂ）に示すように、交流電源１０の負極から、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５、トランジスタＴ３、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ１ｎを通して交流電源１０の正極へ電流が流れる。このとき、リアクトル１４ａ，１４ｂのそれぞれにエネルギが蓄えられる。
【０１８２】
モード６のときは、図３８（ｃ）に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂに蓄えられたエネルギに基づいて、直流負荷２０の負極からトランジスタＴ４、リアクトル１４ａ、スイッチング素子Ｑ２ｐ、リアクトル１４ｂ、トランジスタＴ５を通して直流負荷２０の正極へ電流が流れ、直流負荷２０が充電される。
【０１８３】
よって、第１２実施形態によれば、交流電圧Ｖａｃ≧０のときは、トランジスタＴ４をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ≧０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｐをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０のときは、トランジスタＴ３をスイッチングさせることにより昇圧制御を実施できる。交流電圧Ｖａｃ＜０且つ｜Ｖａｃ｜≧Ｖｏのときは、スイッチング素子Ｑ１ｎをスイッチングさせることにより降圧制御を実施できる。
【０１８４】
（他の実施形態）
・第１〜３及び第７〜１２実施形態において、スイッチング素子Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎの一方をオンに切り替え、他方をオフに切り替える際には、図３９に示すように、一方がオフとなる前に他方をオンにするとよい。同様に、第４〜６実施形態において、スイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎの一方をオンに切り替え、他方をオフに切り替える際には、一方がオフとなる前に他方をオンにするとよい。このようにすると、リアクトル１４ａ，１４ｂから流れる電流の還流経路が常に確保される。そのため、リアクトル１４ａ，１４ｂに誘起電圧が生じることを抑制し、誘起電圧に伴うサージ電圧を抑制することができる。
【０１８５】
・図４０に示すように、リアクトル１４ａ，１４ｂは、フルブリッジ回路１５の各ブリッジの中間と、ハーフブリッジ回路１３に含まれる一対のスイッチング素子Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎの両端との間に、それぞれ接続されていてもよい。
【０１８６】
・図４１に示すように、リアクトル１４は、同一の磁器回路において２巻線で構成されたリアクトル１４’でもよい。
【０１８７】
・図４２に示すように、リアクトル１４は、リアクトル１４ａ，１４ｂを一括して、リアクトル１４ａの位置に配置してもよい。
【０１８８】
・図４３に示すように、リアクトル１４は、リアクトル１４ａ，１４ｂを一括して、リアクトル１４ｂの位置に配置してもよい。
【０１８９】
・トランジスタＴ３〜６は、ＩＧＢＴでもよい。
【符号の説明】
【０１９０】
１２…フィルタ回路、１３…ハーフブリッジ回路、１４…リアクトル、１５…フルブリッジ回路、１６…平滑コンデンサ、１７…電圧センサ、１８…電流センサ、１９…電圧センサ、２１ａ，２１ｂ…直流側接続端子、３０…制御装置、４０…電力変換装置、Ｑ１ｐ，Ｑ１ｎ，Ｑ２ｐ，Ｑ２ｎ…逆阻止型ＩＧＢＴ、Ｑ３〜６…スイッチング素子。
【図１】
2015100200.tif 000003
【図２】
2015100200.tif 000004
【図３】
2015100200.tif 000005
【図４】
2015100200.tif 000006
【図５】
2015100200.tif 000007
【図６】
2015100200.tif 000008
【図７】
2015100200.tif 000009
【図８】
2015100200.tif 000010
【図９】
2015100200.tif 000011
【図１０】
2015100200.tif 000012
【図１１】
2015100200.tif 000013
【図１２】
2015100200.tif 000014
【図１３】
2015100200.tif 000015
【図１４】
2015100200.tif 000016
【図１５】
2015100200.tif 000017
【図１６】
2015100200.tif 000018
【図１７】
2015100200.tif 000019
【図１８】
2015100200.tif 000020
【図１９】
2015100200.tif 000021
【図２０】
2015100200.tif 000022
【図２１】
2015100200.tif 000023
【図２２】
2015100200.tif 000024
【図２３】
2015100200.tif 000025
【図２４】
2015100200.tif 000026
【図２５】
2015100200.tif 000027
【図２６】
2015100200.tif 000028
【図２７】
2015100200.tif 000029
【図２８】
2015100200.tif 000030
【図２９】
2015100200.tif 000031
【図３０】
2015100200.tif 000032
【図３１】
2015100200.tif 000033
【図３２】
2015100200.tif 000034
【図３３】
2015100200.tif 000035
【図３４】
2015100200.tif 000036
【図３５】
2015100200.tif 000037
【図３６】
2015100200.tif 000038
【図３７】
2015100200.tif 000039
【図３８】
2015100200.tif 000040
【図３９】
2015100200.tif 000041
【図４０】
2015100200.tif 000042
【図４１】
2015100200.tif 000043
【図４２】
2015100200.tif 000044
【図４３】
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