(57)【要約】【課題】ＡＣフィルタ回路を接続したインバータ装置から構成される交流電源装置におけるＡＣフィルタリアクトルの電磁音による騒音を、リアクトルの鉄心の材質を変えることなく低減させる。【解決手段】変調波の周期毎のインバータ装置から出力される電圧波形を一定にするために、搬送波基本周波数を変調波周波数の整数倍（Ｎ倍）として搬送波と変調波を同期させ、騒音を低減させるために、搬送波周波数を変化させるに際して搬送波基本周波数に搬送波周波数を増減させる操作量を加算し、かつ、変調波と搬送波の同期を維持させるために、変調波周期毎にこの搬送波周波数を増減させる操作量の総和をゼロとする。【選択図】図１
2015154683.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源と、
前記直流電圧源が供給する直流電圧を一定周波数で一定電圧の交流電圧に変換するインバータ装置と、
前記インバ−タ装置を駆動するＰＷＭパルスを変調波と搬送波に基づいて発生させるインバータ制御回路と、
前記インバータ装置が出力する交流電圧の高周波成分を除去するＡＣフィルタ回路と
から構成される電源装置であって、
前記インバータ制御回路は、
前記搬送波の基本周波数を前記変調波の周波数の整数倍であるＮ倍とし、
前記変調波の周期毎に、前記搬送波の周波数をＮ回または２Ｎ回増減操作するための時系列パタ−ンでありかつ該周波数を該Ｎ回または２Ｎ回増減操作することによる操作量の総和をゼロとする該時系列パターンを決定し、
前記搬送波の基本周波数に対して前記時系列パターンによる前記Ｎ回または２Ｎ回増減操作を加えて前記搬送波の周波数とする
ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置であって、
前記時系列パタ−ンを、前記Ｎ回または２Ｎ回増減操作する操作量を表す該Ｎ個または２Ｎ個のデータから成るリングバッファで構成するテーブルより得る
ことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項２記載の電源装置であって、
前記時系列パタ−ンの前記Ｎ個または２Ｎ個のデータは一様乱数のデータである
ことを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の電源装置を複数台設置し、前記ＡＣフィルタ回路の各交流出力を接続した並列型の電源システムであって、
前記各電源装置は、各々の交流出力電圧の振幅および位相を一致させる手段を備える
ことを特徴とする並列型の電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流出力側にＡＣフィルタリアクトルとＡＣフィルタコンデンサからなるＡＣフィルタ回路を接続した交流電源装置において、ＡＣフィルタリアクトルで発生する電磁騒音の低減技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、交流出力側にＡＣフィルタを接続した交流電源装置の回路構成を示す図である。直流電圧源１の供給する直流電圧は、インバータ装置４に入力される。インバータ装置４は、変調波と搬送波に基づいてＰＷＭパルスを発生し、一定周波数で一定電圧の三相交流電圧を生成する。
【０００３】
インバータ装置４にて出力された三相交流電圧は、ＡＣフィルタリアクトル５とＡＣフィルタコンデンサ６から成るＡＣフィルタ回路にて高周波成分が除去され、絶縁トランス７にて降圧される。絶縁トランス７にて降圧した交流電圧は負荷８に給電される。
このような交流電源装置の中でも、とりわけ鉄道車両の補助電源装置の場合、主回路素子には相応な高耐圧品を使用する必要があり、素子損失も大きいことから搬送波の周波数を数ｋＨｚ程度にして前記インバータ装置４を駆動している。
【０００４】
この搬送波の周波数帯は、人間の可聴周波数帯に含まれ、前記ＡＣフィルタリアクトル５では、搬送波の周波数の整数倍で騒音が発生するため不快感を与える。
このため、従来は、ＡＣフィルタリアクトル５の鉄心材料を磁歪の小さい材料に変更して騒音を下げることが行われてきたが、一般的に磁歪の小さい材料は高価であり、コストを押し上げる要因となっていた。
【０００５】
騒音を低減する技術としては、例えば、特許文献１に記載の技術があり、誘導電動機を駆動するインバータを対象として、搬送波周波数をランダムに変調することで騒音をホワイトノイズ化する技術を提案している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−２５９３２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１が示すように、搬送波周波数を変化させることで、ある周波数帯にピ−クを持つ騒音を低減することができる。ところが、特許文献１に記載の技術は、誘導電動機を負荷として駆動するＶＶＶＦインバータ（可変電圧・可変周波数インバータ）を対象としているため、変調波周波数と搬送波周波数を同期させる手段を有していない。
このようなインバータを本発明の対象とする交流電源装置（例えば、鉄道車両用の補助電源装置）に適用しようとした場合、変調波の各周期に含まれるパルスが異なることから、変調波の周期毎に出力電圧波形が変動し、低周波の脈動を発生させる。
【０００８】
このような低周波脈動は、出力段のＡＣフィルタ回路のインピーダンスが小さいため、ほとんど減衰されずに負荷に伝達されてしまう。この結果、例えば負荷として照明装置が接続されていると、このような低周波脈動によって明るさの変動（ちらつき）が発生してしまう等の問題が生じる。
【０００９】
ここで、変調波の周期毎の出力電圧波形を一定にする手法として、搬送波周波数を変調波周波数の整数倍として変調波と搬送波を同期させ、変調波の各周期に含まれるパルス数を一定とし周期毎の出力電圧波形を一定にする制御手法がある。
【００１０】
しかし、騒音の低減を行うために搬送波周波数を変化させた場合には、変調波１周期での搬送波周波数が変調波の整数倍とならない可能性がある。このような場合には、搬送波と変調波が非同期となるため、変調波の各周期に含まれるパルスが異なり周期毎の出力電圧が変動してしまうことになる。
そこで、本発明に係る電源装置は、上記課題を解決し、インバータ装置に係る搬送波と変調波を同期させかつ出力電圧波形を一定に保ちつつ、搬送波周波数を変化させてＡＣフィルタリアクトルから発生する電磁騒音を低減する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、本発明に係る電源装置では、変調波の周期毎のインバータ装置から出力される電圧波形を一定にするために、搬送波基本周波数を変調波周波数の整数倍（Ｎ倍）として搬送波と変調波を同期させ、騒音を低減させるために、搬送波周波数を変化させるに際して搬送波基本周波数に搬送波周波数を増減させる操作量を加算し、かつ、変調波と搬送波の同期を維持させるために、変調波周期毎にこの搬送波周波数を増減させる操作量の総和をゼロとする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ＡＣフィルタリアクトルの電磁音をホワイトノイズ化することができるため、この電磁音による騒音の低減が図れる。加えて、本発明に係るインバータ装置を備える電源装置を鉄道車両用の補助電源装置として複数台設けて並列運転する時においても、ＡＣフィルタリアクトルの電磁音による騒音の低減が図れる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、本発明の実施例１の構成を示す図である。
【図２】図２は、本発明の変調波１周期分の定数テ−ブルの例を示す図である。
【図３】図３は、ＰＷＭパルスの生成方法を示す図である。
【図４】図４は、本発明の搬送波周波数演算部の詳細を示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施例１による効果を示す図である。
【図６】図６は、本発明の実施例２の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態として、実施例１および２について図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００１５】
本発明の実施例１を、図１を参照して説明する。図１は、前述のとおり、交流出力側にＡＣフィルタリアクトルとＡＣフィルタコンデンサからなるＡＣフィルタ回路を備えた交流電源装置の構成を示す図である。
【００１６】
直流電圧源１の供給する直流電圧は、フィルタコンデンサ３を介してインバータ装置４に入力される。１２は、このフィルタコンデンサの電圧Ｅｃｆを検出する直流電圧検出器である。
インバータ装置４は、インバータ制御回路１０が変調波と搬送波から生成したＰＷＭパルス指令ＳＰＷＭに従い、一定周波数で一定電圧の三相交流電圧を生成する。
【００１７】
インバータ装置４から出力される三相交流電圧は、ＡＣフィルタリアクトル５とＡＣフィルタコンデンサ６から成るＡＣフィルタ回路にて高周波成分が除去され、絶縁トランス７にて降圧される。絶縁トランス７にて降圧した交流電圧は負荷８に給電される。
９ａ、９ｂ、９ｃは、インバータ装置４と負荷８を接続する３相の配線に流れる三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流検出器、１１は、絶縁トランス７と負荷８を接続する配線の線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗを検出する線間電圧検出器である。
【００１８】
次に、同図により本発明に関するインバータ制御回路１０の概略構成について説明する。
インバータ制御回路１０は、ベクトル制御演算部１２１、ＰＷＭ制御演算部１２２および搬送波周波数演算部１２３から構成される。
【００１９】
ベクトル制御演算部１２１は、三相電流検出器（９ａ、９ｂ、９ｃ）、直流電圧検出器１２および線間電圧検出器１１の各出力Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（三相電流）、Ｅｃｆ（直流電圧）およびＶｕｖ、Ｖｖｗ（出力線間電圧）より変調率Ｖｃを演算し、ＰＷＭ制御演算部１２２に出力する。
搬送波周波数演算部１２３は、線間電圧検出器１１から１つの出力線間電圧（図１では、Ｖｖｗ）を変調波と搬送波を同期させるための基準信号として入力とし、後述のように、ＰＷＭパルス指令ＳＰＷＭを生成するための搬送波周波数Ｆｓを出力する。
【００２０】
インバータ装置４は、インバータ制御回路１０のベクトル制御演算部１２1から出力された変調率Ｖｃおよび搬送波周波数演算部１２３から出力された搬送波周波数Ｆｓを基に、ＰＷＭ制御演算部１２２にて生成したＰＷＭパルス指令ＳＰＷＭに従い動作し、インバータ装置４に入力される直流電圧Ｅｃｆを一定周波数で一定電圧の三相電力に変換し、負荷にその電力を供給する。
ＰＷＭ制御演算部１２２は、前記のとおり、変調率Ｖｃおよび搬送波周波数Ｆｓに基づきＰＷＭパルス指令ＳＰＷＭを演算する。
【００２１】
ＰＷＭパルス指令の生成原理を図３に示す。
図３は、ＰＷＭ制御演算部１２２で生成するＵ相の変調波Ｅｕ、搬送波Ｅｃに基づき生成されるＵ相パルス指令ＰＵの瞬時波形の一例を示している。図３では、Ｕ相を例に説明するが、Ｖ相およびＷ相でも同様の生成原理となっている。
Ｕ相の変調波Ｅｕの値が搬送波Ｅｃの値よりも大きい場合は、Ｕ相パルス指令Ｐｕをオン状態にし、Ｕ相の変調波Ｅｕの値が搬送波Ｅｃの値よりも小さい場合は、Ｕ相パルス指令Ｐｕをオフ状態にする。
【００２２】
このパルス方式は大きく分けて二通りの方式がある。一方は、非同期ＰＷＭ方式である。図３（ａ）に示すように、変調波Ｅｕが搬送波Ｅｃと同期せずにＰＷＭパルスを生成する方法である。もう一方は、同期ＰＷＭ方式であり、図３（ｂ）に示すように、変調波Ｅｕと搬送波Ｅｃが同期して搬送波Ｅｃの周波数を変調波Ｅｕの整数倍としてＰＷＭパルスを生成する方法である。
【００２３】
しかし、上記方式では前述したように、騒音の低減と変調波の各周期に含まれるＰＷＭパルスを一定にすることを両立させることが困難であるという課題がある。
そこで、本発明では、上記課題を解決するために、搬送波周波数を変化させながらも、変調波と搬送波を同期させるように搬送波周波数を変化させる手段を設けたものである。
【００２４】
以下、その詳細について説明する。
本発明の特徴は、搬送波基本周波数Ｆｓ０を変調波周波数の整数倍（Ｎ倍）とし、搬送波周波数の増減操作をする回数をＮ回またはその整数倍（実用程度としては、２Ｎ回）としてかつこの増減操作による操作量（以下、「搬送波周波数増減操作量」という）のＮ回またはその整数倍（２Ｎ回）の総和を０として、変調波１周期における搬送波周波数の合計値を変化させないことにより、変調波と搬送波を同期させることにある。
【００２５】
図４を参照して、本発明に係る搬送波周波数演算部１２３の詳細およびその動作を説明する。
搬送波基本周波数Ｆｓ０は、変調波周波数の整数倍（Ｎ倍）とする。ΔＦｓは、搬送波周波数を操作するための係数（以下、「搬送波周波数操作係数」という）であり、予め設定した係数である。
また、定数テ−ブル１２３３は、−１.０〜＋１.０の定数ｋ１を出力するテ−ブルであり、この係数ｋ１は搬送波周波数演算部１２３の演算周期毎に更新される。
【００２６】
図２は、この定数テーブル１２３３の一例を示す図で、インバータ周波数（変調波周波数）６０Ｈｚ、搬送波基本周波数を１２６０Ｈｚとした場合の例である。図２の定数テーブル１２３３は、変調波１周期において不連続かつ規則性がなく、−１.０〜＋１.０の範囲内の値を持つ一様乱数の２Ｎ個のデ−タ群（Ｎは、１２６０／６０＝２１）で構成される。そして、この一様乱数の２Ｎ個（図２では４２個）のデ−タ群の総和を０とすることにより、変調波１周期にわたる搬送波周波数増減操作量の２Ｎ回（図２では４２回）の総和を０にする。ここで、定数テーブルの一様乱数のデータ群の個数をＮ個にしてもよいことは先のとおりである。
【００２７】
本定数テーブル１２３３は、例えば、Ｎ個または２Ｎ個のデータから成るリングバッファで構成し、このテーブルのデータを先頭から使用し最後（Ｎ番目または２Ｎ番目）のデータまで使用すると、再度先頭のデータから繰り返し使用するものである。
【００２８】
次に、本発明に係る搬送波周波数演算部１２３の動作を説明する（図４）。
まず、搬送波基本周波数Ｆｓ０が出力される。一方、テ−ブル１２３３から求まる定数ｋ１と搬送波周波数操作係数ΔＦｓを乗算器１２３４で乗算して搬送波周波数増減操作量ΔＦｓ’を求める。この搬送波周波数増減操作量ΔＦｓ’と搬送波基本周波数Ｆｓ０を加算器１２３５で加算し、搬送波周波数Ｆｓとして出力する。
【００２９】
この搬送波周波数Ｆｓの算出手順を式で表すと、式（１）のようになる。
Ｆｓ＝Ｆｓ０＋ΔＦｓ×ｋ１  …（１）
このようにして得られた搬送波周波数Ｆｓを基にＰＷＭ制御演算部１２２で生成されるＰＷＭパルス指令ＳＰＷＭに従いインバータ装置４を駆動し、インバータ装置４に入力される直流電圧を一定周波数で一定電圧の三相電力に変換して負荷に電力を供給する。
【００３０】
搬送波基本周波数Ｆｓ０に搬送波周波数増減操作量ΔＦｓ’を加算することで、搬送波周波数は変化する。これにより、ある特定周波数帯にピークを持つ騒音を低減させることができる。
【００３１】
図５は、この効果を示すために、搬送波周波数を増減する操作前および操作後における騒音のパワースペクトルの周波数特性を表した図である。図示の特性のとおり、搬送波周波数増減操作量ΔＦｓ’により騒音の低減量は変化し、この搬送波周波数を増減する操作により騒音を低減させることができ、特に騒音のピーク値を抑制することに効果がある。
【００３２】
以上のように、実施例１では、搬送波周波数を変化させながら変調波と同期を保つことにより、変調波の各周期でのＰＷＭパルス数が一定となり出力電圧が変動することなく、ＡＣフィルタリアクトル５から発生する電磁音をホワイトノイズ化することができるため、騒音を低減することが図れるものである。
【実施例２】
【００３３】
本発明の実施例２を、図６を参照して説明する。電源装置１および２それぞれの回路構成は、実施例１と同様である。
実施例２は、電源装置を複数台設置し並列で動作させる並列型電源ユニットの場合である。
【００３４】
並列型電源ユニットでは、並列で運転している電源装置の交流出力電圧の位相と出力電圧値（振幅）を同一に保つように制御を行う。この際、電源装置１および２の各出力電流を電流検出器２０２および２０３でそれぞれ検出し、電源装置１および２の各インバータ制御回路１０が有する出力電流検出部１２４でそれぞれの比較を行う。
【００３５】
各出力電流検出部１２４は、検出した出力電流が大きい電源装置には出力を抑えるように、検出した出力電流が小さい電源装置には出力を増加させるように、ベクトル制御部１２１へ電流補正指令を送る。これにより、各電源装置の出力電圧値（振幅）を同一に保つように制御する。
【００３６】
この制御を適用して搬送波周波数を変化させた場合、並列で運転しているそれぞれの電源装置のＰＷＭパルスが異なり、ＰＷＭパルスのオン、オフのタイミングに起因する電圧差が生じる。このため、この電圧差により各電源装置の出力電流瞬時値に差が生じる。上記のＰＷＭパルスのオン、オフのタイミングに起因する電流の差に応じて、出力電流検出部１２４は電流補正指令をベクトル制御演算部１２１へ送るため、制御が不安定になるという問題がある。
【００３７】
そこで、実施例２では、電源装置毎のインバータ制御回路１０にて、負荷線２０１の電圧を検出し同期制御演算部１２５に取り込む。負荷線２０１の電圧は電源装置によらず一定であるため、負荷線２０１の出力電圧がゼロクロスした点で搬送波周波数の出力を開始することにより、各電源装置の搬送波を同期させることができる。同期制御演算部１２５の出力を受けて、ＰＷＭ制御演算部１２２がこの同期を実行することになる。
【００３８】
また、搬送波周波数増減操作量を、並列運転を行う各電源装置で同一とすることで、搬送波の位相関係が一致し、第一の電源装置と第二の電源装置により生成されるＰＷＭパルスが一致するので、上記の問題は発生しない。
【００３９】
以上のように、本発明の実施例２では、並列型電源ユニットに対しても搬送波の周波数を変化させることにより、騒音を低減させることができる。
【符号の説明】
【００４０】
１  …  直流電圧源
３  …  フィルタコンデンサ
４  …  インバータ装置
５  …  ＡＣフィルタリアクトル
６  …  ＡＣフィルタコンデンサ
７  …  絶縁トランス
８  …  負荷
９ａ、９ｂ、９ｃ、２０２、２０３  …  電流検出器
１０  …  インバータ制御回路
１１  …  電圧検出器
１２  …  直流電圧検出器
１２１  …  ベクトル制御演算部
１２２  …  ＰＷＭ制御演算部
１２３  …  搬送波周波数演算部
１２４  …  出力電流検出部
１２５  …  同期制御演算部
２０１  …  負荷線
１２３３  …  定数テ−ブル
１２３４  …  乗算器
１２３５  …  加算器
【図１】
2015154683.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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