(57)【要約】      （修正有）【課題】操作量であるすべり角周波数の飽和を抑制することで、安定した制御を行うことが可能な電動機の制御装置を提供する。【解決手段】三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の固定子に流す三相交流電流を電源角周波数ωｒｅに同期して回転する直交γδ軸座標系に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いるものである。この制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の回転子磁束がγ軸方向を向くように、すべり角周波数ωｓｅを演算するすべり角周波数制御部１９と、三相交流誘導モータ１のδ軸電圧に基づいて、δ軸成分の回転子磁束φδｒを推定し、当該推定したδ軸成分の回転子磁束φ＾δｒがゼロとなるようにすべり角周波数ωｓｅを補正する補正値演算部（補正部）２０と、を有している。【選択図】図１
2015177705.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機の固定子に流す交流電流を電源角周波数に同期して回転する直交二軸座標系である磁束軸及びトルク軸に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いた電動機の制御装置において、
前記電動機の回転子磁束が磁束軸方向を向くように、すべり角周波数を演算するすべり角周波数制御部と、
前記電動機のトルク軸電圧に基づいてトルク軸成分の回転子磁束を推定し、当該推定したトルク軸成分の回転子磁束がゼロとなるように前記すべり角周波数を補正する補正部と、
を有することを特徴とする電動機の制御装置。
【請求項２】
トルク指令値に基づいて、磁束軸電流指令値とトルク軸電流指令値とを算出する電流指令値演算部と、
前記電動機の磁束軸電流が前記磁束軸電流指令値に追従するように、磁束軸電圧指令値を算出する磁束電流制御部と、
前記電動機のトルク軸電流が前記トルク軸電流指令値に追従するように、トルク軸電圧指令値を算出するトルク電流制御部と、
磁束軸及びトルク軸間の干渉電圧を相殺するための非干渉電圧を磁束軸とトルク軸とについて算出し、前記磁束軸電圧指令値及び前記トルク軸電圧指令値を前記非干渉電圧でそれぞれ補正する非干渉制御部と、をさらに有し、
前記補正部は、前記電動機のトルク軸電圧として前記非干渉制御部による補正後のトルク軸電圧指令値を用い、当該トルク軸指令値と、磁束軸電流と、トルク軸電流と、回転子電気角周波数と、電源角周波数とに基づいて、前記トルク軸成分の回転子磁束を推定することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
【請求項３】
トルク指令値に基づいて、磁束軸電流指令値とトルク軸電流指令値とを算出する電流指令値演算部と、
前記電動機の磁束軸電流が前記磁束軸電流指令値に追従するように、磁束軸電圧指令値を算出する磁束電流制御部と、
前記電動機のトルク軸電流が前記トルク軸電流指令値に追従するように、トルク軸電圧指令値を算出するトルク電流制御部と、
磁束軸及びトルク軸間の干渉電圧を相殺するための非干渉電圧を磁束軸とトルク軸とについて算出し、前記磁束軸電圧指令値及び前記トルク軸電圧指令値を前記非干渉電圧でそれぞれ補正する非干渉制御部と、をさらに有し、
前記補正部は、前記電動機のトルク軸電圧として前記トルク電流制御部において演算されたトルク軸電圧指令値を用い、当該トルク軸電圧指令値と、トルク軸電流と、回転子電気角周波数と、電源角周波数とに基づいて、前記トルク軸成分の回転子磁束を推定することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置が知られている。ベクトル制御は、電動機の固定子に流す三相交流電流を電源角周波数に同期して回転する直交二軸座標系（磁束軸（γ軸）及びトルク軸（δ軸））に変換して調整することで電動機トルクを制御する方法である。このベクトル制御では、すべり角周波数を、比率（δ軸電流／γ軸成分の回転子磁束）に比例して制御することで、回転子磁束がγ軸方向と一致することとなる。すなわち、δ軸成分の回転子磁束がゼロの状態となり、ベクトル制御が成立する。
【０００３】
ところで、この類の電動機の制御装置においては、温度によって回転子抵抗値が変化するため、ベクトル制御が成立するすべり角周波数も変化する。しかしながら、制御上、この回転子抵抗値の変化を認識できていない場合には、ベクトル制御を成立させるための適切なすべり角周波数から乖離してしまうという問題がある。この場合、ベクトル制御が破綻し、制御性能が低下するおそれがある。
【０００４】
例えば非特許文献１には、ベクトル制御を成立させるため、すべり角周波数を補正する手法が開示されている。この手法によれば、ベルトル制御が成立しているときにはゼロになっているはずのδ軸成分の回転子磁束をγ軸電圧に基づいて推定する。そして、推定したδ軸成分の回転子磁束がゼロになるようにすべり角周波数を補正することとしている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】山本直紀、他２名、「誘導機のベクトル制御における二次抵抗補正の一方法」、電気学会論文誌Ｄ、日本、１９９１年７月、第１１１巻、第７号、ｐ．５４０−５４６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、γ軸電圧は、すべり角周波数を変化させたときの電圧変化量が少ないという特徴がある。そのため、電動機の個体ばらつきによってインダクタンスに誤差がある場合には、その電圧変動特性が変化することで、δ軸成分の回転子磁束をゼロにすることができるすべり角周波数が存在しなくなることがある。これにより、操作量であるすべり角周波数が飽和して制御が不安定になるという問題がある。
【０００７】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、操作量であるすべり角周波数の飽和を抑制することで、安定した制御を行うことが可能な電動機の制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
かかる課題を解決するために、本発明は、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置を提供する。この電動機の制御装置は、前記電動機の回転子磁束が磁束軸方向を向くように、すべり角周波数を演算するすべり角周波数制御部と、電動機のトルク軸電圧に基づいて、トルク軸成分の回転子磁束を推定し、当該推定したトルク軸成分の回転子磁束がゼロとなるようにすべり角周波数を補正する補正部と、を有している。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、トルク軸電圧は、すべり角周波数を変化させたときの電圧変化量が大きい。これにより、操作量であるすべり角周波数が飽和することを抑制することができるので、安定した制御を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第1の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図
【図２】すべり角周波数制御部及び補正値演算部の構成を模式的に示すブロック図
【図３】温度のノミナル値におけるすべり角周波数補正値とγ軸電圧のノミナル値からの変化量との関係を示す説明図
【図４】回転子温度が想定したノミナル値から大きく乖離している状態でのシミュレーション結果を示す説明図
【図５】温度のノミナル値におけるすべり角周波数補正値とδ軸電圧のノミナル値からの変化量との関係を示す説明図
【図６】回転子温度が想定したノミナル値から大きく乖離している状態でのシミュレーション結果を示す説明図
【図７】第１の実施形態における変形例としてのすべり角周波数制御部及び補正値演算部の構成を模式的に示すブロック図
【図８】第２の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図
【図９】すべり角周波数制御部及び補正値演算部の構成を模式的に示すブロック図
【図１０】第２の実施形態における変形例としてのすべり角周波数制御部及び補正値演算部の構成を模式的に示すブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照し、本実施形態に係る電動機の制御装置について説明する。本明細書において、各パラメータに付与される添え字について、「ｓ」は固定子側、「ｒ」は回転子側、「γ」はγ軸（磁束軸）成分、「δ」はδ軸（トルク軸）成分を示す。
【００１２】
図１は、本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図である。本実施形態では、電気自動車の駆動源として適用される電動機を制御する電動機の制御装置について説明を行う。電気自動車は、電動機１と、電源２と、制御装置１０と、インバータ１１とを備えている。
【００１３】
電動機１は、例えば、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる３つの相巻線を有する三相交流誘導モータ（以下「三相交流誘導モータ１」という）である。この三相交流誘導モータ１は、インバータ３内で変換された３相の交流電圧が各相に印加されることにより生じる磁界と、回転子の永久磁石が作る磁界との相互作用により回転駆動する。
【００１４】
電源２は、高電圧を印加可能な直流電源であり、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。
【００１５】
制御装置１０は、三相交流誘導モータ１を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータ等を用いることができる。る。制御装置１０は、インバータ１１に対して駆動信号Ｄｕｕ*，Ｄｕｌ*，Ｄｖｕ*，Ｄｖｌ*，Ｄｗｕ*，Ｄｗｌ*を出力し、このインバータ１１の制御を通じて三相交流誘導モータ１の制御を行う。
【００１６】
インバータ１１は、三相交流誘導モータ１の各相に対応する３つのスイッチング回路を主体に構成されている。インバータ１１は、電源２の正極に接続される正極母線と、電源２の負極に接続される負極母線との間に、Ｕ相用のスイッチング回路と、Ｖ相用のスイッチング回路と、Ｗ相用のスイッチング回路とを備える。このインバータ１１は、駆動信号
Ｄｕｕ*，Ｄｕｌ*，Ｄｖｕ*，Ｄｖｌ*，Ｄｗｕ*，Ｄｗｌ*に応じて各相のスイッチング回路をオンオフ制御し、電源２の直流電圧を三相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗにそれぞれ変換する。そして、インバータ１１は、当該変換した交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを三相交流誘導モータ１の各相にそれぞれ印加する。
【００１７】
制御装置１０は、これを機能的にとらえた場合、電流指令値演算部１２と、磁束電流制御部１３と、トルク電流制御部１４と、非干渉制御部１５と、座標変換部１６と、ＰＷＭ変換部１７と、座標変換部１８と、すべり角周波数制御部１９と、補正値演算部２０とを主体に構成されている。
【００１８】
電流指令値演算部１２には、トルク指令値Ｔ*、三相交流誘導モータ１の回転数に相当
する回転子機械角速度ωｒｍ及び電源２の電源電圧Ｖｄｃが入力される。電流指令値演算部１２は、トルク指令値Ｔ*、回転子機械角速度ωｒｍ及び電源電圧Ｖｄｃに基づいて、
γ軸電流（磁束軸成分の電流）の指令値に相当するγ軸電流指令値ｉγｓ*と、δ軸電流
（トルク軸成分の電流）の指令値に相当するδ軸電流指令値ｉδｓ*とを算出する。電流
指令値演算部１２は、予めメモリに記憶したマップデータ又は演算式を参照して、γ軸電流指令値ｉγｓ*とδ軸電流指令値ｉδｓ*とをそれぞれ算出する。
【００１９】
電流指令値演算部１２において、トルク指令値Ｔ*は、例えば電気自動車を制御するコ
ントローラ（図示せず）から入力され、回転子機械角速度ωｒｍは、後述する角速度演算部２５から入力される。また、電源電圧Ｖｄｃは、例えば電源２を管理するバッテリーコントローラ（図示せず）から入力される。
【００２０】
磁束電流制御部１３には、電流指令値演算部１２において算出されたγ軸電流指令値ｉγｓ*から、後述するγ軸電流ｉγｓを減算した値が入力される。磁束電流制御部１３は
、γ軸電流指令値ｉγｓ*がγ軸電流ｉγｓに対して定常偏差なく所望の応答性で追従す
るように、フィードバック演算によりγ軸電圧指令値（初期値）ｖγｓ**を算出する。磁束電流制御部１３では、例えばＰＩ制御を用いる。
【００２１】
トルク電流制御部１４には、電流指令値演算部１２において算出されたδ軸電流指令値ｉδｓ*から、後述するδ軸電流ｉδｓを減算した値が入力される。トルク電流制御部１
４は、δ軸電流指令値ｉδｓ*がδ軸電流ｉδｓに対して定常偏差なく所望の応答性で追
従するように、フィードバック演算によりδ軸電圧指令値（初期値）ｖδｓ**を算出する。磁束電流制御部１３では、例えばＰＩ制御を用いる。
【００２２】
磁束電流制御部１３及びトルク電流制御部１４において、γ軸電流ｉγｓ及びδ軸電流ｉδｓは、後述する座標変換部１８から入力される。
【００２３】
非干渉制御部１５には、γ軸電流ｉγｓ、δ軸電流ｉδｓ及び電源角周波数ωが入力される。ここで、γ軸電流ｉγｓ及びδ軸電流ｉδｓは、座標変換部１８から入力され、電源角周波数ωは、すべり角周波数制御部１９から入力される。
【００２４】
具体的には、非干渉制御部１５は、直交二軸であるγδ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖγｓ*＿ｄｃｐｌ，ｖγｓ*＿ｄｃｐｌをγ軸及びδ軸についてそれぞれ算出する。γ軸に相当する非干渉電圧ｖγｓ*＿ｄｃｐｌは、数１により算出され、
δ軸に相当する非干渉電圧ｖγｓ*＿ｄｃｐｌは、数２により算出される。
【数１】
2015177705.tif 000003
【数２】
2015177705.tif 000004
【００２５】
ここで、Ｍは相互インダクタンス、Ｌは自己インダクタンスであり、ｓはラプラス演算子である。また、σは漏れ係数であり、数３で示される。τは回転子磁束の時定数であり、電流応答の時定数に比べ非常に大きい値である。
【数３】
2015177705.tif 000005
【００２６】
磁束電流制御部１３において算出されたγ軸電圧指令値（初期値）ｖγｓ**は、非干渉制御部１５において算出された非干渉電圧ｖγｓ*＿ｄｃｐｌにより補正され、これによ
り、最終的なγ軸電圧指令値ｖγｓ*が算出される。同様に、トルク電流制御部１４にお
いて算出されたδ軸電圧指令値（初期値）ｖδｓ**は、非干渉制御部１５において算出された非干渉電圧ｖδｓ*＿ｄｃｐｌにより補正され、これにより、最終的なδ軸電圧指令
値ｖδｓ*が算出される。
【００２７】
座標変換部１６には、電源角θと、非干渉制御後のγ軸電圧指令値ｖγｓ*及びδ軸電
圧指令値ｖδｓ*とが入力される。座標変換部１６は、電源角周波数（電源角速度）ωで
回転する直交二軸の座標系（γδ軸）から、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）への変換を行なう。具体的には、座標変換部１６は、電源角θと、γ軸電圧指令値ｖγｓ*及びδ軸電圧
指令値ｖδs*とに基づいて、数４に示す座標変換処理によりＵ相・Ｖ相・Ｗ相に係る三相の電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*を算出する。
【数４】
2015177705.tif 000006
【００２８】
座標変換部１６において、電源角θは、後述する変換用角度部２６から入力される。数４において、θ’は、制御系の入出力遅れを考慮して電源角θを補正したものである。
【００２９】
ＰＷＭ変換部１７には、座標変換部１６において算出された三相の電圧指令値ｖｕ*、
ｖｖ*、ｖｗ*が入力される。ＰＷＭ変換部１７は、三相の電圧指令値ｖｕ*、ｖｖ*、ｖｗ*に応じて、インバータ１１のスイッチング回路（ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を含
む）を駆動するための駆動信号Ｄｕｕ*，Ｄｕｌ*，Ｄｖｕ*，Ｄｖｌ*，Ｄｗｕ*，Ｄｗｌ*を生成する。
【００３０】
座標変換部１８には、電源角θと、ｕ相電流ｉｕｓ及びｖ相電流ｉｖｓとが入力される。座標変換部１８は、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）から、直交二軸座標系（γδ軸）への変換を行なう。具体的には、座標変換部１８は、電源角θと、ｕ相電流ｉｕｓ、ｖ相電流ｉｖｓ及びｗ相電流ｉｗｓとに基づいて、数５に示す座標変換処理により、三相交流誘導モータ１におけるγ軸電流ｉγｓ及びδ軸電流ｉδｓを算出する。
【数５】
2015177705.tif 000007
【００３１】
座標変換部１８において、ｕ相電流ｉｕｓ及びｖ相電流ｉｖｓは、後述するＡＤ変換部２３から入力される。ここで、ＡＤ変換部２３から出力されない、残りのｗ相電流ｉｗｓは、数６で求めることができる。
【数６】
2015177705.tif 000008
【００３２】
すべり角周波数制御部１９には、回転子電気角周波数（回転子電気角速度）ωｒｅと、γ軸電流ｉγｓ及びδ軸電流ｉδｓと、回転子抵抗補正値ΔＲｒとが入力される。ここで、回転子電気角周波数ωｒｅは、角速度演算部２５から入力される。また、γ軸電流ｉγｓ及びδ軸電流ｉδｓは、座標変換部１８から入力される。回転子抵抗補正値ΔＲｒは、すべり角周波数ωｓｅを補正するための補正値であり、後述する補正値演算部２０から入力される。
【００３３】
すべり角周波数制御部１９は、γ軸電流ｉγｓと、δ軸電流ｉδｓと、回転子抵抗補正値ΔＲｒとに基づいてすべり角周波数ωｓｅを算出する。そして、すべり角周波数制御部１９は、回転子電気角周波数ωｒｅと、すべり角周波数ωｓｅとに基づいて、電源角周波数（電源角速度）ωを算出する。
【００３４】
補正値演算部２０には、非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖδｓ*と、γ軸電流ｉγｓと
、δ軸電流ｉδｓと、回転子電気角周波数ωｒｅと、電源角周波数ωとが入力される。補正値演算部２０は、δ軸電圧指令値ｖδｓ*と、γ軸電流ｉγｓと、δ軸電流ｉδｓと、
回転子電気角周波数ωｒｅと、電源角周波数ωとに基づいて、回転子抵抗補正値ΔＲｒを算出する。
【００３５】
なお、すべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の詳細については後述する。
【００３６】
電流センサ２１は、ｕ相、ｖ相及びｗ相の三相のうち少なくとも二相の電流(例えばｕ
相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ)を検出する。座標変換部１８には、ＡＤ変換部２３を通して
サンプリングしたｕ相電流ｉｕｓ及びｖ相電流ｉｖｓが入力される。
【００３７】
磁極位置検出部２２は、回転子位置（角度）に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスを出力し、出力されたパルスは、パルスカウンタ２４に入力される。このパルスカウンタ２４を通じて、回転子機械角度θｒｍが出力される。
【００３８】
角速度演算部２５は、パルスカウンタ２４から入力された回転子機械角度θｒｍに基づいて、その時間変化率より回転子機械角速度ωｒｍと、モータ極対数ｐを乗じた回転子電気角周波数ωｒｅとを算出する。
【００３９】
図２は、すべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の構成を模式的に示すブロック図である。一般に、直交２軸座標系（γδ軸）における誘導モータの伝達特性は、数７の状態方程式で示される（モータモデル）。また、モータトルクＴは、数８で示される。同数式において、Ｒは抵抗値、Ｌ，Ｍは自己インダクタンス及び相互インダクタンス、φは磁束、σは漏れ係数、ｓはラプラス演算子、ｐはモータ極対数である。
【数７】
2015177705.tif 000009
【数８】
2015177705.tif 000010
【００４０】
すべり角周波数ωｓｅを、数９に示すように、比率（δ軸電流ｉδｓ／γ軸成分の回転子磁束φγｒ）に比例して制御することで、回転子磁束が、δ軸（トルク軸）と直交するγ軸（磁束軸）方向を向くこととなる。すなわち、軸ズレゼロ、つまりδ軸成分の回転子磁束φδｒがゼロの状態となり（φδｒ＝０）、ベクトル制御が成立する。
【数９】
2015177705.tif 000011
【００４１】
この場合、誘導モータの伝達特性は、数１０のように簡素化された３次の状態方程式で扱うことができる。また、モータトルクＴも簡素化されて、数１１に示す通りとなる。
【数１０】
2015177705.tif 000012
【数１１】
2015177705.tif 000013
【００４２】
上述したように、ベクトル制御が成立している場合、δ軸成分の回転子磁束φδｒがゼロ、モータトルクＴも数１１となる。しかし、回転子抵抗値Ｒｒが温度変動によってノミナル値から乖離すると、すべり角周波数ωｓｅにもずれが生じ、その結果、δ軸成分の回転子磁束φδｒがゼロではなくなる（φδｒ≠０）。そのため、モータトルクＴは数８となり、トルク変動が生じることとなる。
【００４３】
そこで、補正値演算部２０は、δ軸電圧としてのδ軸電圧指令値ｖδｓ*と、γ軸電流
ｉγｓと、δ軸電流ｉδｓと、回転子電気角周波数ωｒｅ、電源角速度ωに基づいて、数１２によってδ軸成分の回転子磁束φδｒを推定する。ここで、「φ＾δｒ」は回転子磁束φδｒの推定値を示す）。
【数１２】
2015177705.tif 000014
【００４４】
そして、補正値演算部２０は、推定したδ軸成分の回転子磁束φ＾δｒがゼロになるようにＰＩ制御を行い、回転子抵抗補正値ΔＲｒを算出する。この回転子抵抗補正値ΔＲｒにより、すべり角周波数制御部１９における回転子抵抗値Ｒｒが補正され、結果として、すべり角周波数ωｓｅも補正されることとなる。
【００４５】
すべり角周波数制御部１９は、回転子抵抗補正値ΔＲｒと、γ軸電流ｉγｓと、δ軸電流ｉδｓとに基づいて、数１３からすべり角周波数ωｓｅを算出する。ここで、数１２に示すγ軸成分の回転子磁束φγｒは、式１０の第３行から、γ軸電流ｉγsに一次遅れを
施すことで求めることができる（数１４）。
【数１３】
2015177705.tif 000015
【数１４】
2015177705.tif 000016
【００４６】
すべり角周波数制御部１９は、回転子電気角周波数ωｒｅにすべり角周波数ωseを加算した値を電源角周波数（電源角速度）ωとして算出する。すべり角周波数制御を実施することで、モータトルクＴは、γ軸成分の回転子磁束φγｒ（φγｒ∝ｉγｓ）と、δ軸電流ｉδｓとの積に比例する。
【００４７】
以下、γ軸電圧を用いてδ軸成分の回転子磁束φδｒを推定する手法と、δ軸電圧を用いてδ軸成分の回転子磁束φδｒを推定する本実施形態とを比較する。γ軸電圧は、すべり角周波数ωｓｅを変化させたときの電圧変化量が少ないという特徴がある。そのため、誘導モータの個体ばらつきによって固定子側自己インダクタンスＬｓ、回転子側自己インダクタンスＬｒ、相互インダクタンスＭに誤差がある場合（以下「インダクタンス誤差」という）、その電圧変動特性が変化することで、δ軸成分の回転子磁束φδｒをゼロにすることができるすべり角周波数ωｓｅが存在しなくなることがある。これにより、操作量であるすべり角周波数ωｓｅが飽和して制御が不安定となる可能性がある。
【００４８】
図３は、温度のノミナル値におけるすべり角周波数補正値Δωｓｅと、γ軸電圧のノミナル値ｖγｓ’からの変化量との関係を示す説明図である。同図において、線Ｌ１は、インダクタンス誤差がない場合の関係を示す。このケースでは、すべり角周波数補正値Δωｓｅがゼロの状態で、γ軸電圧のノミナル値ｖγｓ’からの変化量がゼロとなる（ｖγｓ’＝０）。その結果、回転子磁束φδｒがゼロとなる。
【００４９】
一方、インダクタンス誤差がある場合、線Ｌ２や線Ｌ３のような特性になる。線Ｌ２はインダクタンス誤差が−３％の場合の関係を示す。このケースでは、矢印Ａで示すように、適当なすべり角周波数補正値Δωｓｅを選択することで、γ軸電圧をノミナル値ｖγｓ’に補正することは可能である（ｖγｓ’＝０）。これに対して、線Ｌ３は、インダクタンス誤差が＋３％の場合の関係を示す。このケースでは、どのようなすべり角周波数補正値Δωｓｅを選択しても、γ軸電圧をノミナル値にすることができない。つまり、回転子磁束φδrをゼロにするこができず、操作量であるすべり角周波数ωｓｅが飽和して制御
が不安定となる。
【００５０】
図４は、回転子温度が想定したノミナル値から大きく乖離している状態でのシミュレーション結果を示している。同図に示す結果は、γ軸電圧を用いてδ軸成分の回転子磁束φδｒを推定し、これを利用してすべり角周波数ωｓｅを補正したものである。同図において、左側は上から、γ軸電流ｉγｓ（Ｌａ：指令値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、δ軸電流ｉδｓ（Ｌａ：指令値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、γ軸電圧ｖγｓ（Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、δ軸電圧ｖδｓ（Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、電圧ベクトルｖｓ（Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）である。また、右側は上から、δ軸成分の回転子磁束推定値φ^δｒ（Ｌｂ１，Ｌ
ｂ２：実値）、回転子抵抗Ｒｒ（Ｌａ：目標値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、回転子温度Ｔｍｒ、すべり角周波数ωｓｅ（Ｌａ：指令値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、モータトルクＴ（Ｌａ：指令値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）である。同図における各データにおいて横軸は時間である。また、実値Ｌｂ１は、インダクタンス誤差がない場合のデータを示し、実値Ｌｂ２は、インダクタンス誤差がある場合のデータを示す。
【００５１】
同図に示すように、インダクタンス誤差がある場合には、δ軸成分の回転子磁束推定値φ^δｒがゼロにならない。このため、すべり角周波数ωｓｅが飽和し、制御が不安定と
なるおそれがある。
【００５２】
これに対して、本実施形態に係る三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の固定子に流す三相交流電流を電源角周波数ωｒｅに同期して回転する直交γδ軸座標系に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いるものである。この制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の回転子磁束がγ軸方向を向くように、すべり角周波数ωｓｅを演算するすべり角周波数制御部１９と、三相交流誘導モータ１のδ軸電圧に基づいて、δ軸成分の回転子磁束φδｒを推定し、当該推定したδ軸成分の回転子磁束φ＾δｒがゼロとなるようにすべり角周波数ωｓｅを補正する補正値演算部（補正部）２０と、を有している。
【００５３】
δ軸電圧を用いる手法は、すべり角周波数ωｓｅを変化させたときの電圧変化量が大きいという特徴がある。したがって、インダクタンス誤差が含まれて電圧変動特性が変化した場合にも、すべり角周波数ωｓｅの補正量を変化させることで、δ軸電圧のノミナル値ｖδｓ’からの変化量をゼロにできる（ｖδｓ’＝０）。換言すれば、推定した回転子磁束φ＾δｒがゼロにすることができるすべり角周波数ωｓｅが存在することとなる。これにより、操作量であるすべり角周波数ωｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。
【００５４】
図５は、温度のノミナル値におけるすべり角周波数補正値Δωｓｅと、δ軸電圧のノミナル値ｖδｓ’からの変化量との関係を示す説明図である。同図において、線Ｌ１は、インダクタンス誤差がない場合の関係を示し、線Ｌ２は、インダクタンス誤差が−３％の場合の関係を示し、線Ｌ３はインダクタンス誤差が＋３％の場合の関係を示す。いずれにケースについても、すべり角周波数ωｓｅを補正することで、δ軸電圧のノミナル値ｖγｓ’となるδ軸電圧が存在する。
【００５５】
ここで、本実施形態において、三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、トルク指令値Ｔ*に基づいてγ軸電流指令値ｉδｓ*とδ軸電流指令値ｉγｓ*とを算出する電流指令値
演算部１２と、三相交流誘導モータ１のγ軸電流ｉγｓがγ軸電流指令値ｉδｓ*に追従
するように、γ軸電圧指令値ｖγｓ**を算出する磁束電流制御部１３と、三相交流誘導モータ１のδ軸電流ｉδｓがδ軸電流指令値ｉγｓ*に追従するように、δ軸電圧指令値ｖ
δｓ**を算出するトルク電流制御部１４と、γ軸及びδ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖγｓ*＿ｄｃｐｌ，ｖδｓ*＿ｄｃｐｌをγ軸とδ軸とについて算出し
、γ軸電圧指令値ｖγｓ**及びδ軸電圧指令値ｖδｓ**を非干渉電圧非干渉電圧ｖγｓ*
＿ｄｃｐｌ，ｖδｓ*＿ｄｃｐｌでそれぞれ補正する非干渉制御部１５と、をさらに有し
ている。この場合、補正値演算部２０は、三相交流誘導モータ１のδ軸電圧として非干渉制御部１５による補正後のδ軸電圧指令値ｖδｓ*を用い、当該δ軸電圧指令値ｖδｓ*と、γ軸電流ｉγｓと、δ軸電流ｉδｓと、回転子電気角周波数ωｒｅと、電源角周波数ωとに基づいて、δ軸成分の回転子磁束φδｒを推定している。
【００５６】
図６は、回転子温度が想定したノミナル値から大きく乖離している状態でのシミュレーション結果を示すものである。同図に示す結果は、δ軸電圧として非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖδｓ*を用いてδ軸成分の回転子磁束φδｒを推定する手法を利用してすべり
角周波数ωｓｅを補正したものである。同図において、左側は上から、γ軸電流ｉγｓ（Ｌａ：指令値、Ｌｃ：実値）、δ軸電流ｉδｓ（Ｌａ：指令値、Ｌｃ：実値）、γ軸電圧ｖγｓ（Ｌｃ：実値）、δ軸電圧ｖδｓ（Ｌｃ：実値）、電圧ベクトルｖｓ（Ｌｃ：実値）である。また、右側は上から、δ軸成分の回転子磁束推定値φ^δｒ（Ｌｃ：実値）、
回転子抵抗Ｒ（Ｌａ：目標値、Ｌｃ：実値）、回転子温度Ｔｍｒ、すべり角周波数ωｓｅ（Ｌａ：指令値、Ｌｃ：実値）、モータトルクＴ（Ｌａ：指令値、Ｌｃ：実値）である。同図における各データにおいて横軸は時間である。また、実値Ｌｃは、インダクタンス誤差がある場合のデータを示している。
【００５７】
δ軸電圧として非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖδｓ*を用いることで、インダクタン
ス誤差があったとしてもすべり角周波数ωｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。また、非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖδｓ*を用いることで
、電流指令値を利用する方式、実電流を利用する方式、マップを利用する方式といった幅広い構成の非干渉制御に対応することができる。
【００５８】
図７は、本実施形態における変形例としてのすべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の構成を模式的に示すブロック図である。上述した実施形態では、回転子抵抗補正値ΔＲｒを通じてすべり角周波数ωｓｅを補正している。しかしながら、補正値演算部２０は、すべり角周波数補正値Δωｓｅを用いてすべり角周波数ωｓｅを補正してもよい。
【００５９】
具体的には、補正値演算部２０は、推定したδ軸成分の回転子磁束φ＾δｒがゼロになるようにＰＩ制御を行い、すべり角周波数補正値Δωｓｅを算出する。そして、このすべり角周波数補正値Δωｓｅを通じて、すべり角周波数ωｓｅを補正する。
【００６０】
すべり角周波数制御部１９は、すべり角周波数補正値Δωｓｅと、γ軸電流ｉγｓ及びδ軸電流ｉδｓとに基づいて、数１５からすべり角周波数ωｓｅを算出する。
【数１５】
2015177705.tif 000017
【００６１】
このような手法であっても、すべり角周波数ωｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。
【００６２】
（第２の実施形態）
図８は、本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図である。本実施形態に係る電動機の制御装置１０が第１の実施形態と相違する点は、δ軸成分の回転子磁束φδｒの推定方法である。なお、第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下相違点を中心に説明を行う。
【００６３】
図９は、すべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の構成を模式的に示すブロッ
ク図である。本実施形態において、補正値演算部２０には、トルク電流制御部１４から出力された非干渉制御前のδ軸電圧指令値ｖδｓ**と、δ軸電流ｉδｓと、回転子電気角周波数ωｒｅと、電源角周波数ωとが入力されている。補正値演算部２０は、非干渉制御前のδ軸電圧指令値ｖδｓ**と、δ軸電流ｉδｓと、回転子電気角周波数ωｒｅと、電源角周波数ωとに基づいて、数１６によってδ軸成分の回転子磁束φδｒを推定する。
【数１６】
2015177705.tif 000018
【００６４】
補正値演算部２０は、推定したδ軸成分の回転子磁束φ＾δｒがゼロになるようにＰＩ制御を行い、回転子抵抗補正値ΔＲｒを算出する。この回転子抵抗補正値ΔＲｒにより、すべり角周波数制御部１９における回転子抵抗値Ｒｒが補正され、結果として、すべり角周波数ωｓｅも補正されることとなる。
【００６５】
すべり角周波数制御部１９は、回転子抵抗補正値ΔＲｒと、γ軸電流ｉγｓと、δ軸電流ｉδｓとに基づいて、数１３からすべり角周波数ωｓｅを算出する。そして、すべり角周波数制御部１９は、回転子電気角周波数ωｒｅにすべり角周波数ωseを加算した値を電源角周波数ωとして算出する。すべり角周波数制御を実施することで、モータトルクＴは、γ軸成分の回転子磁束φγｒ（φγｒ∝ｉγｓ）と、δ軸電流ｉδｓとの積に比例する。
【００６６】
このように本実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、δ軸電圧を用いるため、すべり角周波数ωｓｅを変化させたときの電圧変化量が大きいという特徴がある。したがって、インダクタンス誤差が含まれてその電圧変動特性が変化した場合にも、すべり角周波数ωｓｅの補正量を変化させることで、δ軸電圧のノミナル値ｖδｓ’からの変化量をゼロにできる（ｖδｓ’＝０）。換言すれば、推定した回転子磁束φ＾δｒがゼロにすることができるすべり角周波数ωｓｅが存在することとなる。これにより、操作量であるすべり角周波数ωｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。
【００６７】
また、本実施形態において、制御装置１０は、トルク指令値Ｔ*に基づいてγ軸電流指
令値ｉδｓ*とδ軸電流指令値ｉγｓ*とを算出する電流指令値演算部１２と、三相交流誘導モータ１のγ軸電流ｉγｓがγ軸電流指令値ｉδｓ*に追従するように、γ軸電圧指令
値ｖγｓ**を算出する磁束電流制御部１３と、三相交流誘導モータ１のδ軸電流ｉδｓがδ軸電流指令値ｉγｓ*に追従するように、δ軸電圧指令値ｖδｓ**を算出するトルク電
流制御部１４と、γ軸及びδ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖγｓ*
＿ｄｃｐｌ，ｖδｓ*＿ｄｃｐｌをγ軸とδ軸とについて算出し、γ軸電圧指令値ｖγｓ**及びδ軸電圧指令値ｖδｓ**を非干渉電圧非干渉電圧ｖγｓ*＿ｄｃｐｌ，ｖδｓ*＿ｄ
ｃｐｌでそれぞれ補正する非干渉制御部１５と、をさらに有している。この場合、補正値演算部２０は、三相交流誘導モータ１のδ軸電圧としてトルク電流制御部１４において演算されたδ軸電圧指令値ｖδｓ**を用い、当該δ軸電圧指令値ｖδｓ**と、δ軸電流ｉδｓと、回転子電気角周波数ωｒｅと、電源角周波数ωとに基づいて、δ軸成分の回転子磁束φδｒを推定している。
【００６８】
非干渉制御部１５が実電流をフィードバックし、かつ、数１乃至数３で示す演算式を用いる本ケースでは、δ軸電圧として補正前のδ軸電圧指令値ｖδｓ**を用いることで、インダクタンス誤差があったとしてもすべり角周波数ωｓｅが飽和することを抑制することができる。これにより、安定した制御を行うことが可能となる。また、δ軸成分の回転子磁束φδｒを推定する場合においてもその演算量が少なく、低負荷なシステムを実現することができる。
【００６９】
図１０は、本実施形態における変形例としてのすべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の構成を模式的に示すブロック図である。上述した実施形態では、回転子抵抗補正値ΔＲｒを通じてすべり角周波数ωｓｅを補正している。しかしながら、補正値演算部２０は、すべり角周波数補正値Δωｓｅを用いてすべり角周波数ωｓｅを補正してもよい。
【００７０】
具体的には、補正値演算部２０は、推定したδ軸成分の回転子磁束φ＾δｒがゼロになるようにＰＩ制御を行い、すべり角周波数補正値Δωｓｅを算出する。そして、このすべり角周波数補正値Δωｓｅを通じて、すべり角周波数ωｓｅを補正する。
【００７１】
すべり角周波数制御部１９は、すべり角周波数補正値Δωｓｅと、γ軸電流ｉγｓ及びδ軸電流ｉδｓとに基づいて、数１５からすべり角周波数ωｓｅを算出する。
【００７２】
このような手法であっても、すべり角周波数ωｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。
【００７３】
以上、本発明の実施形態にかかる電動機の制御装置について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されることなく、その発明の範囲内において種々の変形が可能であることはいうまでもない。電動機の適用は、電気自動車のみならず電動機を駆動源として搭載する各種の車両や、それ以外のものであってもよい。
【符号の説明】
【００７４】
１    三相交流誘導モータ
２    電源
１０    制御装置
１１    インバータ
１２    電流指令値演算部
１３    磁束電流制御部
１４    トルク電流制御部
１５    非干渉制御部
１６    座標変換部
１７    ＰＷＭ変換部
１８    座標変換部
１９    すべり角周波数制御部
２０    補正値演算部
２１    電流センサ
２２    磁極位置検出部
２３    ＡＤ変換部
２４    パルスカウンタ
２５    角速度演算部
２６    変換用角度部
【図１】
2015177705.tif 000019
【図２】
2015177705.tif 000020
【図３】
2015177705.tif 000021
【図４】
2015177705.tif 000022
【図５】
2015177705.tif 000023
【図６】
2015177705.tif 000024
【図７】
2015177705.tif 000025
【図８】
2015177705.tif 000026
【図９】
2015177705.tif 000027
【図１０】
2015177705.tif 000028