(57)【要約】【課題】二次側位相シフト方式のスイッチング電源装置の効率および特性を向上させる。【解決手段】ブリッジ回路は、直流電圧を交流電圧に変換する。トランスは、ブリッジ回路に接続される一次巻線Ｎ１と、一次巻線Ｎ１と電磁結合される二次巻線Ｎ２を含む。整流回路は、二次巻線Ｎ２から入力される交流電圧を整流する。平滑回路は、整流回路により整流された電圧を平滑化する。整流回路は、電流経路に挿入された二次側スイッチング素子を含む。二次側スイッチング素子のオン期間は、ブリッジ回路に含まれる一次側スイッチング素子のオン期間より長く設定される。【選択図】図１
2015122903.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と、前記一次巻線と電磁結合される二次巻線を含むトランスと、
前記二次巻線から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路により整流された電圧を平滑化する平滑回路と、を備え、
前記整流回路は、電流経路に挿入された二次側スイッチング素子を含み、
前記二次側スイッチング素子のオン期間は、前記ブリッジ回路に含まれる一次側スイッチング素子のオン期間より長く設定されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記ブリッジ回路は、前記一次側スイッチング素子として、
前記一次巻線に順方向電流を供給する経路に挿入される一次側順方向スイッチング素子と、
前記一次巻線に逆方向電流を供給する経路に挿入される一次側逆方向スイッチング素子と、を含み、
前記整流回路は、
前記二次巻線からの順方向電流を導通させる第１ダイオードと、
前記二次巻線からの逆方向電流を導通させる第２ダイオードと、
前記二次側スイッチング素子として、
前記第１ダイオードを含む順方向電流経路に挿入される二次側順方向スイッチング素子と、
前記第２ダイオードを含む逆方向電流経路に挿入される二次側逆方向スイッチング素子と、を含み、
前記一次側順方向スイッチング素子および前記一次側逆方向スイッチング素子は、固定のデューティ比および固定の位相で動作し、
前記二次側順方向スイッチング素子および前記二次側逆方向スイッチング素子は、固定のデューティ比、および本スイッチング電源装置の出力電圧に応じて変動する位相で動作し、
前記二次側順方向スイッチング素子および前記二次側逆方向スイッチング素子の単位オン期間は、前記一次側順方向スイッチング素子および前記一次側逆方向スイッチング素子の単位オン期間より長く設定されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記一次側順方向スイッチング素子および前記一次側逆方向スイッチング素子はデッドタイムを含み、前記二次側順方向スイッチング素子および前記二次側逆方向スイッチング素子はデッドタイムを含まないことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１に記載のスイッチング電源装置と、
前記一次側スイッチング素子および前記二次側スイッチング素子を制御する制御装置と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項２または３に記載のスイッチング電源装置と、
前記一次側順方向スイッチング素子、前記一次側順方向スイッチング素子、前記二次側順方向スイッチング素子、及び前記二次側逆方向スイッチング素子を制御する制御装置と、を備え、
前記制御装置は、
前記一次側順方向スイッチング素子、前記一次側順方向スイッチング素子、前記二次側順方向スイッチング素子、及び前記二次側逆方向スイッチング素子の駆動信号を生成するための制御信号を生成する制御回路と、
前記制御回路からの制御信号をもとに、前記二次側順方向スイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する二次側順方向駆動回路と、
前記制御回路からの制御信号をもとに、前記二次側順方向スイッチング素子を駆動する二次側逆方向駆動回路と、
前記制御回路から前記二次側順方向駆動回路に供給される制御信号の論理を反転させて前記二次側逆方向駆動回路に供給する、または前記制御回路から前記二次側逆方向駆動回路に供給される制御信号の論理を反転させて前記二次側順方向駆動回路に供給するＮＯＴ回路と、
を含むことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置、及びそのスイッチング電源装置を備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スイッチング素子のスイッチング損失低減および電磁誘導ノイズの抑制のため、スイッチング素子をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）又はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）させるソフトスイッチング技術が研究されている。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいてもソフトスイッチング技術を適用して、その特性が改善されてきている。ソフトスイッチングを適用したＤＣ−ＤＣコンバータの制御方式に位相シフト方式がある。
【０００３】
位相シフト方式の中には、一次側のブリッジ回路内のスイッチング素子に入力する制御信号の位相を調整する一次側位相シフト方式と、二次側の整流回路内にスイッチング素子を設け、二次側のスイッチング素子に入力する制御信号の位相を調整して出力電圧の安定化制御を行う二次側位相シフト方式とがある（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−２３８２５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明者らは、従来の二次側位相シフト方式より効率および特性を改善させる技術を見出した。本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、二次側位相シフト方式のスイッチング電源装置の効率および特性を向上させる技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明のある態様のスイッチング電源装置は、直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と、前記一次巻線と電磁結合される二次巻線を含むトランスと、前記二次巻線から入力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路により整流された電圧を平滑化する平滑回路と、を備える。前記整流回路は、電流経路に挿入された二次側スイッチング素子を含む。前記二次側スイッチング素子のオン期間は、前記ブリッジ回路に含まれる一次側スイッチング素子のオン期間より長く設定される。
【０００７】
本発明の別の態様は、電力変換装置である。この装置は、スイッチング電源装置と、前記一次側スイッチング素子および前記二次側スイッチング素子を制御する制御装置と、を備える。
【０００８】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、回路、装置、システム等の間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、二次側位相シフト方式のスイッチング電源装置の効率および特性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の比較例に係る制御方法の一例を示す図である。
【図３】図１のスイッチング電源装置の実施例に係る制御方法の一例を示す図である。
【図４】図１のスイッチング電源装置の比較例に係る制御方法の一例（別状態）を示す図である。
【図５】図１のスイッチング電源装置の実施例に係る制御方法の一例（別状態）を示す図である。
【図６】図１の制御装置の第１構成例を説明するための図である。
【図７】図１の制御装置の第２構成例を説明するための図である。
【図８】図１のスイッチング電源装置の比較例に係る制御方法の一例（詳細）を示す図である。
【図９】図１のスイッチング電源装置の実施例に係る制御方法の別の例を示す図である。
【図１０】変形例１に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図１１】変形例２に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図１２】変形例３に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図１３】変形例４に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図１４】変形例５に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図１５】変形例６に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図１６】本実施の形態に係る電力変換装置が使用される蓄電システムの構成を示す図である。
【図１７】本実施の形態に係る電力変換装置が使用される車両の構成を示す図である。
【図１８】本実施の形態に係る電力変換装置が使用される充電器の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。電力変換装置１００は、スイッチング電源装置１０、出力電圧検出回路１１、制御装置２０を備える。スイッチング電源装置１０は、二次側位相シフト方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、フルブリッジ回路、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、トランスＴ、第３コイルＬ３、第４コイルＬ４、二次側整流回路および平滑回路を含む。
【００１２】
フルブリッジ回路は、第１直流電源Ｅ１〜第４直流電源Ｅ４から供給される直流電圧を交流電圧に変換する。フルブリッジ回路は、フルブリッジ接続された第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４を含む。具体的には、上側に第１スイッチング素子Ｓ１及び下側に第３スイッチング素子Ｓ３を含む第１アームと、上側に第２スイッチング素子Ｓ２及び下側に第４スイッチング素子Ｓ４を含む第２アームで構成され、第１アームと第２アームが並列接続される。
【００１３】
第１スイッチング素子Ｓ１と並列に第１ダイオードＤ１及び第１コンデンサＣ１が接続される。第２スイッチング素子Ｓ２〜第４スイッチング素子Ｓ４も同様にそれぞれ並列に、第２ダイオードＤ２〜第４ダイオードＤ４及び第２コンデンサＣ２〜第４コンデンサＣ４が接続される。第１ダイオードＤ１〜第４ダイオードＤ４は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にそれぞれ逆バイアス接続される。第１コンデンサＣ１〜第４コンデンサＣ４はスナバコンデンサである。第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４には、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子が用いられる。図１ではｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いる例を描いている。なお第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２に、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
【００１４】
本実施の形態では、一次側を部分共振型のフルブリッジ回路で構成している。部分共振型のフルブリッジ回路は、スイッチング時のみ共振転流し、その他のモードでは非共振で動作する。図１では、軽負荷時にもゼロ電圧転流を担保できる共振ポール型の構成を採用している。第１コイルＬ１は、第１直流電源Ｅ１と第３直流電源Ｅ３間のノードと、第１スイッチング素子Ｓ１と第３スイッチング素子Ｓ３間のノードとの間に接続される。第２コイルＬ２は、第２直流電源Ｅ２と第４直流電源Ｅ４間のノードと、第２スイッチング素子Ｓ２と第４スイッチング素子Ｓ４間のノードとの間に接続される。
【００１５】
第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２は共振用の補助インダクタであり、第１直流電源Ｅ１〜第４直流電源Ｅ４から電流が供給される。軽負荷時には負荷電流が小さくなるため、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のゼロ電圧スイッチングに必要な電流を確保できなくなる場合がある。ゼロ電圧スイッチングするには、スイッチング素子に並列接続されたコンデンサ内の電荷がスイッチング時にゼロである必要があるが、負荷電流が小さいと部分共振期間中に当該コンデンサを完全に放電できない場合がある。これに対して図１に示すように、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を設置すれば、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のゼロ電圧スイッチングを確実にできる。
【００１６】
トランスＴは、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を含む高周波トランスである。一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２は電磁誘導により結合される。トランスＴは一次側と二次側を絶縁するとともに、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比に応じて変圧する。一次巻線Ｎ１の両端は、上記フルブリッジ回路の両出力端に接続される。二次巻線Ｎ２の両端には、それぞれ第３コイルＬ３及び第４コイルＬ４が設けられる。第３コイルＬ３及び第４コイルＬ４は、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンスであってもよいし、インダクタ素子であってもよい。
【００１７】
二次側整流回路は、二次巻線Ｎ２から入力される交流電圧を整流する。二次側整流回路は、第５ダイオードＤ５、第６ダイオードＤ６、第７ダイオードＤ７、第８ダイオードＤ８、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６を含む。第５ダイオードＤ５〜第８ダイオードＤ８はフルブリッジ接続されて、整流回路を形成している。第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６は、当該整流回路の電流経路に挿入され、トランスＴから取り出す電力量を調整する。第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６には、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子が用いられる。
【００１８】
平滑回路は、二次側整流回路により整流された電圧を平滑化する。図１の平滑回路は、第５コイルＬ５及び第５コンデンサＣ５を含むＬＣフィルタで構成されている。なお図１の平滑回路の構成は一例であり、他の構成を用いてもよい。
【００１９】
出力電圧検出回路１１は負荷３０に供給されるべき、スイッチング電源装置１０の出力電圧を検出する。図１では第５コンデンサＣ５の両端電圧を当該出力電圧として検出している。出力電圧検出回路１１は例えば、誤差増幅回路で構成できる。誤差増幅回路は、オペアンプとパッシブ素子の組み合わせで構成される。出力電圧検出回路１１は、検出した電圧を制御装置２０に出力する。
【００２０】
制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第６スイッチング素子Ｓ６のオン／オフを制御して、スイッチング電源装置１０を駆動する。制御装置２０は、出力電圧検出回路１１から供給されるスイッチング電源装置１０の出力電圧に応じて、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の位相を適応的に変化させる。これにより、スイッチング電源装置１０の出力電圧が安定化する。制御装置２０の構成および動作の詳細は後述する。
【００２１】
図２は、図１のスイッチング電源装置１０の比較例に係る制御方法の一例を示す図である。制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の制御端子（ＦＥＴの場合、ゲート端子）に一次側駆動信号を供給し、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６の制御端子に二次側駆動信号を供給する。
【００２２】
第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオフ状態でトランスＴに順方向電流が流れる。一方、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオフ状態でトランスＴに逆方向電流が流れる。第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４は、一次巻線Ｎ１に順方向電流を供給する経路に挿入される一次側順方向スイッチング素子として作用する。一方、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３は、一次巻線Ｎ１に逆方向電流を供給する経路に挿入される一次側逆方向スイッチング素子として作用する。
【００２３】
また順方向電流が流れる期間と、逆方向電流が流れる期間の切り替わり時にデッドタイムが設けられる。デッドタイム中は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４が全てオフ状態となる。当該デッドタイム中にキャパシタンス成分とインダクタンス成分が共振して、次にターンオンされるスイッチング素子に並列接続されたコンデンサが放電される。
【００２４】
制御装置２０は、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子を、固定のデューティ比および固定の位相で駆動する。具体的にはデッドタイムを除き、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子をデューティ５０％で相補的に駆動する。本実施の形態では二次側で出力電圧を調整するため、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子のデューティ比および位相は固定である。一次側のフルブリッジ回路は、常時フルパワーでトランスＴに電力を出力する。
【００２５】
トランスＴに順方向電流が流れる期間の少なくとも一部の期間に、二次側整流回路にも順方向電流が流れる。具体的には、トランスＴに順方向電流が流れる期間の内、第６スイッチング素子Ｓ６がオン状態に制御されている期間、二次側整流回路に順方向電流が流れる。当該順方向電流が流れる期間は、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７が導通、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８が非導通、第６スイッチング素子Ｓ６がオン状態、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態となる。
【００２６】
一方、トランスＴに逆方向電流が流れる期間の少なくとも一部の期間に、二次側整流回路にも逆方向電流が流れる。具体的には、トランスＴに逆方向電流が流れる期間の内、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態に制御されている期間、二次側整流回路に逆方向電流が流れる。当該逆方向電流が流れる期間は、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８が導通、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７が非導通、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態、第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態となる。
【００２７】
即ち、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を導通し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を遮断する。一方、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を遮断し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を導通する。これにより、二次巻線Ｎ２から供給される交流電圧を全波整流する。
【００２８】
第５スイッチング素子Ｓ５は、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８を含む順方向電流経路に挿入される二次側順方向スイッチング素子として作用する。一方、第６スイッチング素子Ｓ６は、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７を含む逆方向電流経路に挿入される二次側逆方向スイッチング素子として作用する。
【００２９】
制御装置２０は、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子を、固定のデューティ比で変動の位相で駆動する。具体的には、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子をデューティ５０％で相補的に駆動しつつ、適応的に位相シフトする。本実施の形態ではＰＷＭ方式ではなく位相シフト方式を採用しているため、制御装置２０は、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子のデューティ比ではなく位相を制御する。即ち、スイッチング電源装置１０の出力電圧に応じて、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の位相を適応的に変化させる。
【００３０】
以下より具体的に説明する。制御装置２０は、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子の位相に対する、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の位相の遅れ量（以下、位相差という）を変化させて、スイッチング電源装置１０の出力電圧を安定化させる。スイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなると、制御装置２０は二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の位相を遅らせて当該位相差を大きくし、トランスＴから取り出す電力量を少なくする。反対にスイッチング電源装置１０の出力電圧が低くなると、制御装置２０は二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の位相を進ませて当該位相差を小さくし、トランスＴから取り出す電力量を多くする。図２に示すように当該位相差がゼロの状態が、トランスＴから最も多くの電力量を取り出している状態であり、当該位相差が大きくなるほど取り出す電力量が少なくなる。
【００３１】
図２に示すように比較例では、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子の単位オン期間と、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の単位オン期間の長さを、実質的に等しく設定している。即ち、制御装置２０から一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子の制御端子に供給する制御信号のパルス幅と、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の制御端子に供給する制御信号のパルス幅の長さを、実質的に等しく設定している。
【００３２】
このような比較例に係る制御方法では、図２に示すように上記の位相差が小さい又はゼロの場合、アクティブスイッチである二次側順方向スイッチング素子または二次側逆方向スイッチング素子に電流が流れている状態でターンオフ（ハードスイッチング）することになる。その場合、リンギング増大によるスイッチング素子のストレスが増大する。またスイッチング損失および電磁誘導ノイズも増大する。
【００３３】
以下より具体的に説明する。図２の時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間において、一次側では第１直流電源Ｅ１〜第４直流電源Ｅ４→第２スイッチング素子Ｓ２→一次巻線Ｎ１→第３スイッチング素子Ｓ３→第１直流電源Ｅ１〜第４直流電源Ｅ４と逆方向電流が流れる。二次側では二次巻線Ｎ２→第４コイルＬ４→第５スイッチング素子Ｓ５→第５ダイオードＤ５→第５コイルＬ５→負荷３０→第８ダイオードＤ８→第３コイルＬ３→二次巻線Ｎ２と逆方向電流が流れる。
【００３４】
次に時刻ｔ１に第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がターンオフされる。これにより、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にそれぞれ並列接続されている第１コンデンサＣ１〜第４コンデンサＣ４の充放電が開始され、部分共振状態となる。この状態で、一次側のフルブリッジ回路の出力電圧である一次側のトランス電圧Ｖ１が上昇し正負反転する。それに伴い、一次側のトランス電圧Ｖ１と極性が反対の二次側のトランス電圧Ｖ２が下降しゼロ未満になると、第５ダイオードＤ５が逆バイアス状態となり、第５スイッチング素子Ｓ５及び第５ダイオードＤ５に流れる電流ｉｓ５（ｉｄ５）を遮断しようとする。
【００３５】
ダイオードは特性上瞬時に遮断状態にならないため、二次側のトランス電圧Ｖ２の極性反転により順バイアス状態となった第７ダイオードＤ７に電流ｉｓ５（ｉｄ５）が徐々に転流しようとする。このとき、比較例では一次側と二次側の駆動信号のパルス幅が同一に設定されているため、転流中の電流ｉｓ５（ｉｄ５）が流れている状態で第５スイッチング素子Ｓ５がターンオフされることになる。これによりリンギングが増大し（図２のｔ１〜ｔ２のシャドウ部分参照）、第５スイッチング素子Ｓ５のストレスが増大する。また、スイッチング損失および電磁誘導ノイズも増大する。
【００３６】
図３は、図１のスイッチング電源装置１０の実施例に係る制御方法の一例を示す図である。実施例では、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の単位オン期間を、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子の単位オン期間より長く設定している。即ち、制御装置２０から二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の制御端子に供給する制御信号のパルス幅を、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子の制御端子に供給する制御信号のパルス幅より長く設定している。例えば、二次側のスイッチング素子の単位オン期間を、一次側のスイッチング素子の単位オン期間にデッドタイムを加えた期間に設定してもよい。
【００３７】
以下より具体的に説明する。図３の時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間の各素子の振る舞いは、上述した図２の時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間の振る舞いと同じである。次に時刻ｔ１に第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がターンオフされても、直ぐには第５スイッチング素子Ｓ５がターンオフされない。上述のように第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がターンオフされて、二次側のトランス電圧Ｖ２の極性が反転すると第５ダイオードＤ５が逆バイアス状態となる。
【００３８】
本実施例では、第５ダイオードＤ５が逆バイアス状態となっても一定の期間、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態を維持する。この期間に、第５ダイオードＤ５及び第５スイッチング素子Ｓ５に流れる電流ｉｓ５（ｉｄ５）が、順バイアス状態となった第７ダイオードＤ７に転流し、転流終了後の時刻ｔ２に第５スイッチング素子Ｓ５がターンオフされる。これにより第５スイッチング素子Ｓ５に電流が流れていない状態でターンオフ（ソフトスイッチング）されることになり、ゼロ電流スイッチングを実現できる。従って第５スイッチング素子Ｓ５のストレスを低減でき、スイッチング損失および電磁誘導ノイズも低減できる。
【００３９】
以上の議論は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオン状態、且つ第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオフ状態から、デッドタイムを挟んで第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオフ状態、且つ第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオン状態に遷移する際にも同様にあてはまる。その場合、第６スイッチング素子Ｓ６のストレスを低減でき、スイッチング損失および電磁誘導ノイズを低減できる。
【００４０】
図４は、図１のスイッチング電源装置１０の比較例に係る制御方法の一例（別状態）を示す図である。図５は、図１のスイッチング電源装置１０の実施例に係る制御方法の一例（別状態）を示す図である。図４、図５では図２、図３と比較し、一次側駆動信号と二次側駆動信号の位相差が拡大している状態を示している。図４における第５スイッチング素子Ｓ５がターンオフされる時刻は、図２における当該時刻より遅れるが、第５ダイオードＤ５及び第５スイッチング素子Ｓ５に流れる電流ｉｓ５（ｉｄ５）の転流完了前に第５スイッチング素子Ｓ５がターンオフ（ハードスイッチング）されているため、上記の問題が発生している。
【００４１】
なお転流完了まで、第５スイッチング素子Ｓ５のターンオフ時刻が遅れれば、比較例のように一次側と二次側の駆動信号のパルス幅が同一に設定されていても上記の問題は発生しない。例えば、低負荷状態が継続し、上記の位相差が大きい状態を維持できれば上記の問題は発生しない。しかしながら通常、負荷変動により高負荷状態となる場合も発生する。その場合、上記の位相差を小さくして負荷に供給する電力量を増加させる必要が生じ、転流完了後のターンオフ（ソフトスイッチング）を確保できなくなる。これに対して本実施例では、負荷状態に関係なく、転流完了後のターンオフ（ソフトスイッチング）を確保できる。
【００４２】
図６は、図１の制御装置２０の第１構成例を説明するための図である。第１構成例に係る制御装置２０は、第１駆動回路２１、第２駆動回路２２、第３駆動回路２３、第４駆動回路２４及びマイクロコンピュータ２５を含む。マイクロコンピュータ２５と、第１駆動回路２１、第２駆動回路２２、第３駆動回路２３及び第４駆動回路２４とは、それぞれ独立の信号線で接続される。マイクロコンピュータ２５は、図示しない外部からの指示信号および出力電圧検出回路１１からの信号に応じて、第１スイッチング素子Ｓ１〜第６スイッチング素子Ｓ６の駆動信号を生成するための制御信号を生成する。マイクロコンピュータ２５は生成した各制御信号を、第１駆動回路２１、第２駆動回路２２、第３駆動回路２３及び第４駆動回路２４にそれぞれ供給する。
【００４３】
第１駆動回路２１は、制御装置２０からの第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４用の制御信号をもとに、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４用の駆動信号を生成する。第１駆動回路２１は、生成した駆動信号を第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４の制御端子に印加する。
【００４４】
同様に第２駆動回路２２は、制御装置２０からの第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３用の制御信号をもとに、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３用の駆動信号を生成する。第２駆動回路２２は、生成した駆動信号を第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３の制御端子に印加する。
【００４５】
同様に第３駆動回路２３は、制御装置２０からの第５スイッチング素子Ｓ５用の制御信号をもとに、第５スイッチング素子Ｓ５用の駆動信号を生成し、第５スイッチング素子Ｓ５の制御端子に印加する。同様に第４駆動回路２４は、制御装置２０からの第６スイッチング素子Ｓ６用の制御信号をもとに、第６スイッチング素子Ｓ６用の駆動信号を生成し、第６スイッチング素子Ｓ６の制御端子に印加する。
【００４６】
図７は、図１の制御装置２０の第２構成例を説明するための図である。第２構成例に係る制御装置２０は、図６の制御装置２０の構成にＮＯＴ回路２６が追加される。ＮＯＴ回路２６は、マイクロコンピュータ２５から第３駆動回路２３に供給される制御信号の論理を反転して第４駆動回路２４に供給する。ＮＯＴ回路２６は例えば、マイクロコンピュータ２５から第３駆動回路２３に供給される制御信号がハイレベルのとき、ローレベルの制御信号を第４駆動回路２４に供給する。
【００４７】
第２構成例によれば、マイクロコンピュータ２５の使用チャンネルポート数を一つ減らすことができ、マイクロコンピュータ２５に接続される信号線の本数を一つ減らすことができる。一般にチャンネルポート数の少ないマイクロコンピュータは、チャンネルポート数の多いマイクロコンピュータより安価である。従って使用チャンネルポート数を減らすことは、安価なマイクロコンピュータを採用できる確率を高めることに繋がる。また信号線の削減は、回路の簡素化およびコスト削減に繋がる。
【００４８】
第２構成例のように信号線を共通化するには、共通化する信号線に接続される二つの駆動回路が完全に逆位相の駆動信号を生成する駆動回路である必要がある。上述のように一次側は部分共振型のフルブリッジ回路を採用しているため、部分共振期間にあてるデッドタイムが必須である。デッドタイム中、第１駆動回路２１から第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４に供給される駆動信号と、第２駆動回路２２から第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３に供給される駆動信号は、いずれもローレベル信号になる。即ちデッドタイム中の両者の駆動信号は同相になる。従ってデッドタイムを含む一次側の第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号を生成する第１駆動回路２１と第２駆動回路２２の信号線は共通化できない。共通化するとデッドタイムを設けることができないためである。
【００４９】
一方、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６は理論的にデッドタイムを含まない動作が可能である。上述のように一次巻線Ｎ１に逆方向電流が流れている状態から第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がターンオフされて部分共振期間に入ると、第５ダイオードＤ５が逆バイアス状態になり、第８ダイオードＤ８が順バイアス状態になる。それにより第５ダイオードＤ５から第８ダイオードＤ８に電流が転流するが、図３、図５に示した実施例に係る制御方法では、その転流完了後に第５スイッチング素子Ｓ５がターンオフされる。第５スイッチング素子Ｓ５がターンオフされる時点で、第５ダイオードＤ５には順方向にも逆方向にも電流が流れていない。従って第５スイッチング素子Ｓ５のターンオフ時刻を、第６スイッチング素子Ｓ６のターンオン時刻まで遅らせても特性に変化はない。一次巻線Ｎ１に順方向電流が流れている状態から第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がターンオフされて部分共振期間に入る場合も同様である。
【００５０】
第５スイッチング素子Ｓ５のターンオフ時刻を第６スイッチング素子Ｓ６のターンオン時刻まで遅らせ、第６スイッチング素子Ｓ６のターンオフ時刻を第５スイッチング素子Ｓ５のターンオン時刻まで遅らせると、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６はデッドタイムを含まない完全な相補動作となる。この設定では、第５スイッチング素子Ｓ５用の駆動信号を生成する第３駆動回路２３と、第６スイッチング素子Ｓ６用の駆動信号を生成する第４駆動回路２４の信号線を、第３駆動回路２３または第４駆動回路２４の前段にＮＯＴ回路２６を設けることにより共通化できる。
【００５１】
図７では第４駆動回路２４の前段にＮＯＴ回路２６を設け、マイクロコンピュータ２５が第５スイッチング素子Ｓ５用の制御信号を生成し、ＮＯＴ回路２６が当該制御信号の論理を反転して第４駆動回路２４に出力する構成を示した。この点、第３駆動回路２３の前段にＮＯＴ回路２６を設け、マイクロコンピュータ２５が第６スイッチング素子Ｓ６用の制御信号を生成し、ＮＯＴ回路２６が当該制御信号の論理を反転して第３駆動回路２３に出力する構成であってもよい。
【００５２】
上述のように比較例では一次側と二次側の駆動信号のパルス幅が同一に設定されるため、一次側の駆動信号にデッドタイムが含まれると、二次側の駆動信号にもデッドタイムが含まれることになる。従って比較例では第２構成例に係る制御装置２０を採用することができない。以下、図面を参照しながら説明する。
【００５３】
図８は、図１のスイッチング電源装置１０の比較例に係る制御方法の一例（詳細）を示す図である。図８にて第１コンデンサＣ１及び第４コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ４の推移は太線で描いており、第２コンデンサＣ２及び第３コンデンサＣ３の電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３の推移は細線で描いている。また二次側の第７ダイオードＤ７を流れる電流ｉｄ７の推移は太線で描いており、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５及び第５ダイオードＤ５を流れる電流ｉｓ５（ｉｄ５）の推移は細線で描いている。同様に二次側の第８ダイオードＤ８を流れる電流ｉｄ８の推移は太線で描いており、二次側の第６スイッチング素子Ｓ６及び第６ダイオードＤ６を流れる電流ｉｓ６（ｉｄ６）の推移は細線で描いている。
【００５４】
一次側の第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３の駆動信号と二次側の第５スイッチング素子Ｓ５の駆動信号の位相差α、及び一次側の第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４の駆動信号と二次側の第６スイッチング素子Ｓ６の駆動信号の位相差αが適応制御されて、スイッチング電源装置１０の出力電圧が略一定に保たれる。
【００５５】
図８のように一次側と二次側の駆動信号のパルス幅が同一に設定される場合、第５スイッチング素子Ｓ５の駆動信号のパルスと、第６スイッチング素子Ｓ６の駆動信号のパルスの間に空白期間が発生する。従って第５スイッチング素子Ｓ５の駆動信号と、第６スイッチング素子Ｓ６の駆動信号の信号線を共通化できない。
【００５６】
図９は、図１のスイッチング電源装置１０の実施例に係る制御方法の別の例を示す図である。図９では第５スイッチング素子Ｓ５の駆動信号のパルスと、第６スイッチング素子Ｓ６の駆動信号のパルスの間に空白期間を設けていない。即ち、第５スイッチング素子Ｓ５の駆動信号と第６スイッチング素子Ｓ６の駆動信号は完全な反転信号になる。従って第６スイッチング素子Ｓ６がオンの期間に、第５スイッチング素子Ｓ５の反転駆動信号で第６スイッチング素子Ｓ６を駆動できる。従って第５スイッチング素子Ｓ５の駆動信号と、第６スイッチング素子Ｓ６の駆動信号の信号線を共通化できる。
【００５７】
図８と図９を比較すると、第７ダイオードＤ７を流れる電流ｉｄ７、第５スイッチング素子Ｓ５及び第５ダイオードＤ５を流れる電流ｉｓ５（ｉｄ５）、第８ダイオードＤ８を流れる電流ｉｄ８、並びに第６スイッチング素子Ｓ６及び第６ダイオードＤ６を流れる電流ｉｓ６（ｉｄ６）の波形は同じである。従って第２構成例に係る制御装置２０を採用し、図９に示す二次側の駆動にデッドタイムを設けない制御方法を用いても、図８に示す比較例に係る制御方法と同様の特性を実現できる。即ち、両者の間で二次側の電流波形は同じであり、一次側から二次側に取り出す電力量も同じである。
【００５８】
以上説明したように本実施の形態によれば、二次側位相シフト方式の電力変換装置１００にて、二次側のハードスイッチングを回避できるため、効率および特性を改善できる。また二次側の第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の駆動信号を反転信号とすることにより、信号線を削減でき、回路規模およびコストを削減できる。
【００５９】
以下、図１に示した実施の形態に係る電力変換装置１００の構成の変形例を説明する。図１の電力変換装置１００は、一次側にフルブリッジ型のインバータを備え、二次側にフルブリッジ型の整流回路を備える例である。
【００６０】
図１０は、変形例１に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。変形例１に係る電力変換装置１００は、一次側にフルブリッジ型のインバータを備え、二次側にセンタータップ型の整流回路を備える例である。センタータップ型の整流回路は、第５ダイオードＤ５、第５スイッチング素子Ｓ５、第６ダイオードＤ６、第６スイッチング素子Ｓ６及び第９ダイオードＤ９を含む。
【００６１】
当該整流回路の出力端子が、第５コイルＬ５及び第５コンデンサＣ５で構成される平滑回路のプラス端子に接続され、二次巻線Ｎ２の中点が当該平滑回路のマイナス端子に接続される。第５ダイオードＤ５のアノード端子は、第５スイッチング素子Ｓ５及び第４コイルＬ４を介して二次巻線Ｎ２の一端に接続され、第６ダイオードＤ６のアノード端子は、第６スイッチング素子Ｓ６及び第３コイルＬ３を介して二次巻線Ｎ２の他端に接続される。
【００６２】
第５ダイオードＤ５は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を導通し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を遮断する。一方、第６ダイオードＤ６は、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を導通し、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を遮断する。第５スイッチング素子Ｓ５は、順方向電流をスイッチングする二次側順方向スイッチング素子として作用し、第６スイッチング素子Ｓ６は、逆方向電流をスイッチングする二次側逆方向スイッチング素子として作用する。第９ダイオードＤ９のアノード端子は二次巻線Ｎ２の中点に接続され、第９ダイオードＤ９のカソード端子は、第５ダイオードＤ５及び第６ダイオードＤ６のカソード端子に共通に接続される。
【００６３】
図１１は、変形例２に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。変形例２に係る電力変換装置１００は、一次側にハーフブリッジ型のインバータを備え、二次側にフルブリッジ型の整流回路を備える例である。図１１のハーフブリッジ型のインバータは、図１、図１０のフルブリッジ型のインバータから第１スイッチング素子Ｓ１、第１ダイオードＤ１、第１コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第３ダイオードＤ３、第３コンデンサＣ３及び第１コイルＬ１が省略された構成である。なお図１１では、一次巻線Ｎ１の励磁インダクタを第６コイルＬ６として描いている。
【００６４】
図１２は、変形例３に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。変形例３に係る電力変換装置１００は、一次側にハーフブリッジ型のインバータを備え、二次側にセンタータップ型の整流回路を備える例である。
【００６５】
以上説明したように二次側位相シフト方式で、一次側と二次側が高周波トランスでＡＣリンクされるＤＣ−ＤＣコンバータでは、全てのスイッチングにおいてゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチング、又はその両方のソフトスイッチング動作が負荷状態に関係なく実現できる。また循環電流が抑制されることから、大幅な導通損失の低減、及び変換効率の向上を実現できる。この動作原理は、一次側のインバータ回路がハーフブリッジ型の回路トポロジにも適用可能である。また二次側の整流回路がセンタータップ型の回路トポロジにも適用可能である。図１、図１０−図１２の電力変換装置１００は全て同様の効果が得られるため、使用する電圧および電流、並びに使用するパワーデバイスの数を考慮して、設計者が最適な回路トポロジを選択すればよい。
【００６６】
以下、本実施の形態に係る電力変換装置１００の一次側の構成の変形例をさらに挙げる。なお以下の変形例では二次側の構成として、フルブリッジ型の整流回路を備える例を描いているが、センタータップ型の整流回路を備えてもよい。
【００６７】
図１３は、変形例４に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。変形例４に係る電力変換装置１００は、図１、図１０−図１２の第１直流電源Ｅ１〜第４直流電源Ｅ４をそれぞれ第６コンデンサＣ６〜第９コンデンサＣ９に置き換え、直流電源Ｅを一つにしている。変形例４では、第１コイルＬ１、第１直流電源Ｅ１および第３直流電源Ｅ３ではなく、第１コイルＬ１、第６コンデンサＣ６および第８コンデンサＣ８で共振ポール回路を構成している。右側のアームについても同様である。
【００６８】
図１４は、変形例５に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。変形例５に係る電力変換装置１００は、変形例４に係る電力変換装置１００から第７コンデンサＣ７及び第８コンデンサＣ８を削除し、第２コイルＬ２の一端を、第６コンデンサＣ６と第８コンデンサＣ８間のノードに接続した構成である。即ち、第６コンデンサＣ６及び第８コンデンサＣ８が、左右アームの共振ポール回路で共有される構成である。
【００６９】
図１５は、変形例６に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。変形例６に係る電力変換装置１００は、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスで実現した構成である。以上の変形例４−６に係る電力変換装置１００も、図１、図１０−図１２の電力変換装置１００と同様の効果が得られる。
【００７０】
以上に説明した本実施の形態に係る電力変換装置１００は様々な用途に使用できる。以下、蓄電システム及び車両で使用する例を挙げる。その他、データセンタの電源装置など、高効率な電力変換、及び絶縁が要求される用途にも使用される。
【００７１】
図１６は、本実施の形態に係る電力変換装置１００が使用される蓄電システム４００の構成を示す図である。図１６に示す蓄電システム４００は、太陽電池２００ａ、蓄電池２００ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂ、インバータ３００ａを備える。蓄電池２００ｂは据置型の蓄電池であってもよいし、車載電池など可搬性のある蓄電池であってもよい。太陽電池２００ａにより発電された直流電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａにより所定電圧の直流電力に変換される。当該直流電力は、インバータ３００ａにより交流電力に変換されて系統５００に出力されるか、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂにより蓄電用電圧の直流電力に変換されて、蓄電池２００ｂに蓄積される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの少なくとも一方に、本実施の形態に係る電力変換装置１００を使用する。
【００７２】
なお蓄電池２００ｂ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂを省略してもよい。この場合、蓄電機能のない太陽光発電システムとなる。また太陽電池２００ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａを省略してもよい。この場合、発電機能のない蓄電システムとなる。
【００７３】
図１７は、本実施の形態に係る電力変換装置１００が使用される車両７００の構成を示す図である。図１７に示す車両７００は、走行用のモータ６００を搭載するハイブリッドカー（ＨＶ）、プラグインハイブリッドカー（ＰＨＶ）または電気自動車（ＥＶ）である。なおモータ６００は自走可能な高出力モータに限らず、マイルドハイブリッドカーに搭載される走行アシストモータであってもよい。通常、モータ６００には交流同期モータが用いられる。
【００７４】
図１７に示す車両７００は、走行用電池２００ｃ、補機電池２００ｄ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃ、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０、インバータ３００ｂ、モータ６００を備える。走行用電池２００ｃには、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの蓄電池を用いることができる。力行時、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０は、走行用電池２００ｃから供給される直流電力を所定電圧の直流電力に変換してインバータ３００ｂに出力する。インバータ３００ｂは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ６００に供給する。回生時、インバータ３００ｂは、減速エネルギーにもとづき発電された交流電力を直流電力に変換して、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０に出力する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０は、インバータ３００ｂから供給される直流電力を、電池電圧の直流電力に変換して走行用電池２００ｃに充電する。
【００７５】
補機電池２００ｄには通常、１２Ｖ出力の鉛電池が用いられる。マイルドハイブリッドカーでは、走行用電池２００ｃは例えば、４８Ｖ出力に設計される。補機電池２００ｄが接続される１２Ｖ系統と、走行用電池２００ｃが接続される４８Ｖ系統は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃを介して接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃは、補機電池２００ｄの電圧を、走行用電池２００ｃの電圧まで昇圧する。これにより、走行用電池２００ｃの容量が不足した場合、補機電池２００ｄからモータ６００に給電できる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃには、本実施の形態に係る電力変換装置１００を使用する。
【００７６】
図１８は、本実施の形態に係る電力変換装置１００が使用される充電器８００の構成を示す図である。図１８に示す車両７００は、図１７に示す車両にプラグイン充電機能が追加された車両である。充電器８００は、整流回路８１０、ＰＦＣ回路８２０、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄを備える。整流回路８１０は、系統５００から供給される交流電圧を整流する。ＰＦＣ回路８２０は、整流された電力の力率を改善する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄは、ＰＦＣ回路８２０からの入力電圧を、充電電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄには、本実施の形態に係る電力変換装置１００を使用する。充電器８００は図１８に示すように、車両外に設置される（急速）充電器であってもよいし、車両７００内に搭載される車載充電器であってもよい。
【００７７】
以上説明したように蓄電システム４００内、車両７００内、又は充電器８００内で使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに、本実施の形態に係る電力変換装置１００を使用することにより、損失が少なく特性が良好な電源系を構築できる。
【００７８】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００７９】
例えば、第１コンデンサＣ１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４をスナバコンデンサではなく、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のそれぞれの寄生容量で構成してもよい。また第１ダイオードＤ１〜第４ダイオードＤ４を第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のそれぞれの寄生ダイオードで構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明は、蓄電システム、車両などで使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに利用可能である。
【符号の説明】
【００８１】
１００  電力変換装置、  １０  スイッチング電源装置、  ２０  制御装置、  Ｓ１  第１スイッチング素子、  Ｓ２  第２スイッチング素子、  Ｓ３  第３スイッチング素子、  Ｓ４  第４スイッチング素子、  Ｓ５  第５スイッチング素子、  Ｓ６  第６スイッチング素子、  Ｃ１  第１コンデンサ、  Ｃ２  第２コンデンサ、  Ｃ３  第３コンデンサ、  Ｃ４  第４コンデンサ、  Ｃ５  第５コンデンサ、  Ｃ６  第６コンデンサ、  Ｃ７  第７コンデンサ、  Ｃ８  第８コンデンサ、  Ｃ９  第９コンデンサ、  Ｄ１  第１ダイオード、  Ｄ２  第２ダイオード、  Ｄ３  第３ダイオード、  Ｄ４  第４ダイオード、  Ｄ５  第５ダイオード、  Ｄ６  第６ダイオード、  Ｄ７  第７ダイオード、  Ｄ８  第８ダイオード、  Ｄ９  第９ダイオード、  Ｌ１  第１コイル、  Ｌ２  第２コイル、  Ｌ３  第３コイル、  Ｌ４  第４コイル、  Ｌ５  第５コイル、  Ｌ６  第６コイル、  Ｔ  トランス、  Ｎ１  一次巻線、  Ｎ２  二次巻線、  Ｅ  直流電源、  Ｅ１  第１直流電源、  Ｅ２  第２直流電源、  Ｅ３  第３直流電源、  Ｅ４  第４直流電源、  １１  出力電圧検出回路、  ２１  第１駆動回路、  ２２  第２駆動回路、  ２３  第３駆動回路、  ２４  第４駆動回路、  ２５  マイクロコンピュータ、  ２６  ＮＯＴ回路、  ３０  負荷、  １００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  １５０  双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２００ａ  太陽電池、  ２００ｂ  蓄電池、  ２００ｃ  走行用電池、  ２００ｄ  補機電池、  ３００ａ，３００ｂ  インバータ、  ４００  蓄電システム、  ５００  系統、  ６００  モータ、  ７００  車両、  ８００  充電器、  ８１０  整流回路、  ８２０  ＰＦＣ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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