(57)【要約】【課題】受信信号の歪を正しく補正することができる等化装置、等化方法、及び受信装置を提供する。【解決手段】等化装置１及び受信装置は、既知信号ｐｎ［ｋ］を供給する既知信号供給部１２と、受信信号Ｒ０と供給された既知信号との間の相関を示す相関系列ｃを生成する相関算出部１１と、相関系列ｃを離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果Ｆｃを生成する離散フーリエ変換部１３と、離散フーリエ変換結果Ｆｃに自己相関雑音抑圧係数Ｇ−１を乗算することで伝送路推定結果Ｆｈを生成する自己相関雑音抑圧部１４と、伝送路推定結果Ｆｈを用いて受信信号Ｒ０の歪を補正する歪補正部１５とを有し、自己相関雑音抑圧係数Ｇ−１は、供給された既知信号の自己相関行列Ｗに基づいて算出された係数である。【選択図】図７
2015122725.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化装置であって、
既知信号を供給する既知信号供給部と、
前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、
前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、
前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、
前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、
を有し、
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数である
ことを特徴とする等化装置。
【請求項２】
前記自己相関行列は、Ｍを正の整数としたときに、Ｍ行Ｍ列の対称行列であることを特徴とする請求項１に記載の等化装置。
【請求項３】
前記自己相関行列は、バンド行列であり、
前記バンド行列において、該バンド行列の対角上を含む予め決められた数の列の要素は０以外の値を取り得る要素である
ことを特徴とする請求項２に記載の等化装置。
【請求項４】
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記自己相関行列のＭ列の要素の内の、中央の予め決められた数の列の要素以外の要素を０とすることによって変換された行列を用いて算出されることを特徴とする請求項２又は３に記載の等化装置。
【請求項５】
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記変換された行列を離散フーリエ変換行列で対角化して得られる対角行列の逆行列であることを特徴とする請求項４に記載の等化装置。
【請求項６】
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記自己相関行列から変換された巡回行列を用いて算出されることを特徴とする請求項２又は３に記載の等化装置。
【請求項７】
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記巡回行列を離散フーリエ変換行列で対角化して得られる対角行列の逆行列であることを特徴とする請求項６に記載の等化装置。
【請求項８】
前記相関系列は、Ｍ行の要素からなる列ベクトルであり、
前記列ベクトルのＭ行の要素の内の、中央の予め決められた数の行の要素は０以外の値を取り得る要素であり、他の要素は０である
ことを特徴とする請求項２から７のいずれか１項に記載の等化装置。
【請求項９】
ｆ（ｋ）を既知信号同士がｋサンプルだけずれたときの自己相関値とし、ｍ及びｎのそれぞれを０からＭ−１までの任意の整数とし、Ｗ（ｍ，ｎ）をＭ行Ｍ列の前記自己相関行列のｍ行目でｎ列目の要素とした場合に、前記自己相関行列を構成する要素Ｗ（ｍ，ｎ）は、
条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）＜Ｌを満たすときには、Ｗ（ｍ，ｎ）＝ｆ（ｎ−ｍ）であり、
前記条件を満たさないときには、Ｗ（ｍ，ｎ）＝０である
ことを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の等化装置。
【請求項１０】
ｆ（ｋ）を既知信号同士がｋサンプルだけずれたときの自己相関値とし、ｍ及びｎのそれぞれを０からＭ−１までの任意の整数とし、Ｗ′（ｍ，ｎ）をＭ行Ｍ列の前記巡回行列のｍ行目でｎ列目の要素とした場合に、前記巡回行列を構成する要素Ｗ′（ｍ，ｎ）は、
条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）ｍｏｄ（Ｍ−Ｌ）＜Ｌを満たすときには、Ｗ′（ｍ，ｎ）＝ｆ（ｎ−ｍ）であり、
前記条件を満たさないときには、Ｗ′（ｍ，ｎ）＝０である
ことを特徴とする請求項２，３，６及び７のいずれか１項に記載の等化装置。
【請求項１１】
前記伝送シンボルを構成する前記既知信号の長さはＬサンプルであり、前記伝送シンボルを構成する前記有効データの長さはＭサンプルであり、Ｌは正の整数であり、Ｍ＞３Ｌであり、
前記相関算出部は、前記相関系列として、３Ｌサンプル分の相関値を計算するように構成され、
前記離散フーリエ変換部は、前記３Ｌサンプルの相関値の前後にそれぞれ（（Ｍ−３Ｌ）／２）個の０を挿入することによって、Ｍサンプルの信号に対して離散フーリエ変換を算出するように構成され、
前記自己相関雑音抑圧部は、前記離散フーリエ変換部で算出された前記Ｍサンプルの信号に、前記自己相関雑音抑圧係数を乗算することで、Ｍサンプルの前記伝送路推定結果を計算するように構成された
ことを特徴とする請求項２から１０のいずれか１項に記載の等化装置。
【請求項１２】
前記歪補正部は、前記受信信号の前記有効データの区間をＭ点離散フーリエ変換した結果を、前記Ｍサンプルの伝送路推定結果で除算することで前記受信信号の歪を補正するように構成されたことを特徴とする請求項１１に記載の等化装置。
【請求項１３】
送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化方法であって、
既知信号を供給する既知信号供給ステップと、
前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出ステップと、
前記相関算出ステップで生成された前記相関系列を離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換ステップと、
前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を得る自己相関雑音抑圧ステップと、
前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正ステップと、
を有し、
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数である
ことを特徴とする等化方法。
【請求項１４】
前記自己相関行列は、Ｍを正の整数としたときに、Ｍ行Ｍ列の対称行列であることを特徴とする請求項１３に記載の等化方法。
【請求項１５】
前記自己相関行列は、バンド行列であり、
前記バンド行列において、該バンド行列の対角上を含む予め決められた数の列の要素は０以外の値を取り得る要素である
ことを特徴とする請求項１４に記載の等化方法。
【請求項１６】
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記自己相関行列のＭ列の要素の内の、中央の予め決められた数の列の要素以外の要素を０とすることによって変換された行列を用いて算出されることを特徴とする請求項１４又は１５に記載の等化方法。
【請求項１７】
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記変換された行列を離散フーリエ変換行列で対角化して得られる対角行列の逆行列であることを特徴とする請求項１６に記載の等化方法。
【請求項１８】
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記自己相関行列から変換された巡回行列を用いて算出されることを特徴とする請求項１４又は１５に記載の等化方法。
【請求項１９】
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記巡回行列を離散フーリエ変換行列で対角化して得られる対角行列の逆行列であることを特徴とする請求項１８に記載の等化方法。
【請求項２０】
前記相関系列は、Ｍ行の要素からなる列ベクトルであり、
前記列ベクトルのＭ行の要素の内の、中央の予め決められた数の行の要素は０以外の値を取り得る要素であり、他の要素は０である
ことを特徴とする請求項１４から１９のいずれか１項に記載の等化方法。
【請求項２１】
ｆ（ｋ）を既知信号同士がｋサンプルだけずれたときの自己相関値とし、ｍ及びｎのそれぞれを０からＭ−１までの任意の整数とし、Ｗ（ｍ，ｎ）をＭ行Ｍ列の前記自己相関行列のｍ行目でｎ列目の要素とした場合に、前記自己相関行列を構成する要素Ｗ（ｍ，ｎ）は、
条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）＜Ｌを満たすときには、Ｗ（ｍ，ｎ）＝ｆ（ｎ−ｍ）であり、
前記条件を満たさないときには、Ｗ（ｍ，ｎ）＝０である
ことを特徴とする請求項１４から１７のいずれか１項に記載の等化方法。
【請求項２２】
ｆ（ｋ）を既知信号同士がｋサンプルだけずれたときの自己相関値とし、ｍ及びｎのそれぞれを０からＭ−１までの任意の整数とし、Ｗ′（ｍ，ｎ）をＭ行Ｍ列の前記巡回行列のｍ行目でｎ列目の要素とした場合に、前記巡回行列を構成する要素Ｗ′（ｍ，ｎ）は、
条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）ｍｏｄ（Ｍ−Ｌ）＜Ｌを満たすときには、Ｗ′（ｍ，ｎ）＝ｆ（ｎ−ｍ）であり、
前記条件を満たさないときには、Ｗ′（ｍ，ｎ）＝０である
ことを特徴とする請求項１４，１５，１８及び１９のいずれか１項に記載の等化方法。
【請求項２３】
前記伝送シンボルを構成する前記既知信号の長さはＬサンプルであり、前記伝送シンボルを構成する前記有効データの長さはＭサンプルであり、Ｌは正の整数であり、Ｍ＞３Ｌであり、
前記相関算出ステップにおいて、前記相関系列として、３Ｌサンプル分の相関値が計算され、
前記離散フーリエ変換ステップにおいて、３Ｌサンプルの相関値の前後にそれぞれ（（Ｍ−３Ｌ）／２）個の０を挿入することによって、Ｍサンプルの信号に対して離散フーリエ変換を算出し、
前記自己相関雑音抑圧ステップにおいて、前記離散フーリエ変換ステップで算出された前記Ｍサンプルの信号に、前記自己相関雑音抑圧係数を乗算することで、Ｍサンプルの前記伝送路推定結果を計算する
ことを特徴とする請求項１４から２２のいずれか１項に記載の等化方法。
【請求項２４】
前記歪補正ステップにおいて、前記受信信号の前記有効データの区間をＭ点離散フーリエ変換した結果を、前記Ｍサンプルの伝送路推定結果で除算することで前記受信信号の歪を補正することを特徴とする請求項２３に記載の等化方法。
【請求項２５】
送信すべき情報を含む有効データと既知の疑似ランダム雑音系列で構成される信号を伝送単位とする地上デジタル放送の受信装置であって、
アンテナで受信した信号をベースバンドのデジタル信号に変換する受信部と、
既知の疑似ランダム雑音系列を供給する既知信号供給部と、
前記受信部から出力される信号と前記既知信号供給部から出力される前記既知の疑似ランダム雑音系列との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、
前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、
前記離散フーリエ変換結果に自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、
前記伝送路推定結果を用いて前記受信部から出力される信号の歪を補正する歪補正部と、
を有し、
前記自己相関雑音抑圧係数は、前記既知信号供給部から出力される前記既知の疑似ランダム雑音系列の自己相関行列に基づいて算出された係数である
ことを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる信号（到来波）を受け取り、既知信号から伝送路特性を推定し、この推定された伝送路特性を用いて受信信号の歪を補正する等化装置及び等化方法、並びに、受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信及び地上デジタル放送における受信装置は、送信機から直接到来する到来波である直接波を受信するだけでなく、送信機から送信された後に建物などの障害物で反射、回折、あるいは散乱を受けた到来波である非直接波（遅延波）をも受信する。このため、受信装置が受信する信号には歪が生じている。
【０００３】
例えば、中国で採用されている地上デジタル放送規格であるＤＴＭＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔ）規格においては、図１に示されるように、有効データ１０１とこれに付加された既知信号１０２とを含むデータ（フレーム）を伝送単位１０３としており、既知信号１０２として擬似ランダム雑音系列すなわちＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ  Ｎｏｉｓｅ）系列を使用している。ＤＴＭＢ規格においては、既知信号１０２から伝送路特性を推定し、この伝送路特性を用いて受信信号の歪を補正する。
【０００４】
一般に、伝送路特性として遅延プロファイルが用いられる。図２に示されるように、到来波（直接波及び遅延波）の各々に含まれる既知信号１０２ａ，１０２ｂと受信装置によって生成（供給）された既知信号１２０とが一致するときに、到来波の各々の受信レベルと位相に応じた大きな値を持つ相関値（例えば、図２における１３１，１３２）が出力される。一方、到来波（直接波及び遅延波）の各々に含まれる既知信号１０２ａ，１０２ｂと受信装置によって生成された既知信号１２０とが一致しないときに、小さな値を持つ相関値（例えば、図２における１４１）が出力される。受信信号の歪を正しく補正するためには、この遅延プロファイルの推定誤差をできる限り小さくする必要がある。
【０００５】
受信信号と生成（供給）された既知信号との相関系列の誤差は、既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒ、有効データとの相関による雑音Ｗｄａｔａ、及びガウス雑音との相関による雑音Ｗｎｏｉｓｅの３種類の雑音に分類される（例えば、非特許文献１における式（１２）参照）。既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒは、図３に示される既知信号の自己相関において、受信信号の既知信号１０２ｃと受信装置で生成された既知信号１２０とが互いに一致しないときに生じる小さな相関値（例えば、図３における１４１）を持つ。上記３種類の雑音のうち、有効データとの相関による雑音Ｗｄａｔａ及びガウス雑音との相関による雑音Ｗｎｏｉｓｅは、フレーム毎に変化するランダム雑音である。この理由は、有効データ自体及びガウス雑音自体がフレーム毎に変化するからである。一方、すべてのフレームに同じ既知信号が挿入されており且つ電波環境が変化しない場合には、既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒは、フレーム毎に変化しない固定雑音である。
【０００６】
受信信号と受信装置で生成された既知信号との間の相関結果を表す相関系列を、以下に式１として示す。
【数１】
2015122725.tif 000003
式１において、τは遅延時間を表す変数であり、ｕは正の整数であり、ｃ（τ，ｕ）はｕ番目のフレームの相関系列である。また、ｈ（τ）は遅延プロファイルであり、Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒ（τ）は相関系列ｃ（τ，ｕ）に含まれる既知信号の自己相関雑音であり、Ｗｄａｔａ（τ，ｕ）はｕ番目のフレームの相関系列に含まれる有効データとの相関による雑音であり、Ｗｎｏｉｓｅ（τ，ｕ）はｕ番目のフレームの相関系列ｃ（τ，ｕ）に含まれるガウス雑音との相関による雑音である。
【０００７】
式１の相関系列ｃ（τ，ｕ）をフレーム方向に平滑化した結果を表す平滑化された相関系列ｃａｖｅ（τ，ｕ）を、以下に式２として示す。
【数２】
2015122725.tif 000004
式２において、Ｋは平滑化のフレーム数であり、ｋは０以上（Ｋ−１）以下の整数である。式２において、平滑化された相関系列ｃａｖｅ（τ，ｕ）に含まれ、フレーム毎に値が変化する雑音、すなわち、以下に示される有効データとの相関による雑音及びガウス雑音との相関による雑音、すなわち、
【数３】
2015122725.tif 000005
は、平滑化処理においてＫの値を大きくすることで、抑圧される。しかし、式２において、既知信号の自己相関雑音、すなわち、Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒ（τ）は、Ｋの値を大きくしても抑圧されない。
【０００８】
非特許文献１及び特許文献１は、既知信号の自己相関雑音を抑圧する方法を提案している。この方法では、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列に対して、ある一定の閾値以下の信号を０に置き換える閾値処理を施すことで、受信レベルの大きな到来波に応じた相関値のみを抽出する。そして、閾値処理後の相関系列と、受信信号と既知信号（図３における１２０）が一致しないときの自己相関系列（図３における１４１）との畳み込み演算を行うことによって、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列に含まれる既知信号の自己相関雑音を推定する。その後、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列から自己相関雑音を減算することで遅延プロファイルｈを算出し、これを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することで伝送路の周波数領域の伝送路推定結果を得る。そして、周波数領域において、受信信号を伝送路推定結果で除算することで、受信信号の歪を補正する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】ＵＳ２００８／００４９６００号公報（例えば、段落００２４）
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Ｇｕａｎｇｈｕｉ  Ｌｉｕ他著、「ＩＴＤ−ＤＦＥ  Ｂａｓｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＴＤＳ−ＯＦＤＭ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｃｏｎｓｕｍｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，  Ｖｏｌ．５３，  Ｎｏ．２、  ２００７年５月、  ｐｐ．３０４−３０９（例えば、ｐ．３０６、右欄）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、上記文献が提案する技術においては、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列に閾値処理を施して値の小さな相関値を０に置き換えた後に、自己相関雑音を推定している。そのため、受信信号に、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合には、伝送路推定精度が低下し、受信信号の歪を正しく補正することができないという問題がある。
【００１２】
そこで、本発明は、上記従来技術の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、受信信号の歪を正しく補正することができる等化装置及び等化方法、並びに、この等化装置を含む受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の一態様に係る等化装置は、送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化装置であって、既知信号を供給する既知信号供給部と、前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、を有し、前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数であることを特徴とする。
【００１４】
本発明の他の態様に係る等化方法は、送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化方法であって、既知信号を供給する既知信号供給ステップと、前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出ステップと、前記相関算出ステップで生成された前記相関系列を離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換ステップと、前記離散フーリエ変換部で生成された前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を得る自己相関雑音抑圧ステップと、前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、を有し、前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数であることを特徴とする。
【００１５】
本発明の他の態様に係る受信装置は、送信すべき情報を含む有効データと既知の疑似ランダム雑音系列で構成される信号を伝送単位とする地上デジタル放送の受信装置であって、アンテナで受信した信号をベースバンドのデジタル信号に変換する受信部と、既知の疑似ランダム雑音系列を供給する既知信号供給部と、前記受信部から出力される信号と前記既知信号供給部から出力される前記既知の疑似ランダム雑音系列との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、前記離散フーリエ変換結果に自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、前記伝送路推定結果を用いて前記受信部から出力される信号の歪を補正する歪補正部と、を有し、前記自己相関雑音抑圧係数は、前記既知信号供給部から出力される前記既知の疑似ランダム雑音系列の自己相関行列に基づいて算出された係数であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明においては、等化装置が受け取る受信信号（到来波）と等化装置が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列を離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換結果に既知信号の自己相関行列に基づいて算出される係数を乗算することで得られた自己相関雑音抑圧結果を用いて、受信信号の歪を補正している。このように、本発明においては、受信レベルの小さな到来波に対応した相関値を０に置き換える切り捨て処理に代えて、全到来波による既知信号の自己相関雑音を抑圧しているので、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、精度よく伝送路特性を推定することができ、その結果、受信信号の歪を正しく補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】ＤＴＭＢ規格における受信信号の構造を示す図である。
【図２】受信信号、受信装置で生成（供給）された既知信号、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列の一例を示す図である。
【図３】受信信号に含まれる既知信号と受信装置で生成（供給）された既知信号との間の相関を示す相関系列の一例を示す図である。
【図４】遅延プロファイルと、既知信号の自己相関行列と、算出された相関系列との関係を表す一般式としての行列式を示す図である。
【図５】実施の形態１における、遅延プロファイルと、既知信号の自己相関行列（バンド行列）と、算出された相関系列との関係を表す行列式を示す図である。
【図６】実施の形態１における、遅延プロファイルと、既知信号の自己相関行列（図５の自己相関行列を変換した行列）と、算出された相関系列との関係を表す行列式を示す図である。
【図７】実施の形態１に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図８】実施の形態２に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図９】実施の形態２における、遅延プロファイルと、既知信号の自己相関行列（巡回行列）と、相関系列との関係を表す行列式を示す図である。
【図１０】実施の形態３に係る等化方法を示すフローチャートである。
【図１１】実施の形態１又は２が適用された受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
実施の形態１．
最初に、本発明の原理を説明する。実施の形態１においては、等化装置が受け取る受信信号と等化装置が供給（生成）する既知信号との間の相関を示す相関系列（相関結果）ｃに含まれる雑音の内の、受信信号の有効データとの相関による雑音Ｗｄａｔａ、及び、ガウス雑音との相関による雑音Ｗｎｏｉｓｅは、上記式２を用いて説明した平滑化処理によって十分に抑圧されていることを前提とする。この場合、等化装置が受け取る受信信号と等化装置が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列ｃと、伝送路推定結果としての遅延プロファイルｈとの関係を表す行列式は、以下の式３である。
ｃ＝Ｗｈ                                                              （式３）
式３は、図４に示されるような行列式として表記できる。Ｗは、等化装置が供給する（例えば、等化装置で生成した又は予め等化装置内のメモリに記憶されている）既知信号の自己相関行列である。自己相関行列Ｗは、Ｍ×Ｍ（すなわち、Ｍ行Ｍ列）の要素を含む。式３は、等化装置が受け取る受信信号（到来波）と等化装置が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列ｃが、伝送路特性としての遅延プロファイルｈと等化装置が供給する既知信号の自己相関行列Ｗとの畳み込み演算で表現されることを示している。相関系列ｃは、Ｍ×１（すなわち、Ｍ行１列）の要素を含む列ベクトルである。また、遅延プロファイルｈは、Ｍ×１（すなわち、Ｍ行１列）の要素を含む列ベクトルである。
【００１９】
実施の形態１において、Ｍは正の整数であり、ＬはＭ＞３Ｌを満たす正の整数である。Ｍ及びＬの両方が偶数である場合又はＭ及びＬの両方が奇数である場合には、列ベクトルである遅延プロファイルｈのＭ個の要素のうち、先頭（（Ｍ−Ｌ）／２）個と末尾（（Ｍ−Ｌ）／２）個の要素が０であり、中央Ｌ個の要素は相関値が存在する（すなわち、中央Ｌ個の要素は０以外の相関値を持ち得る）。また、Ｍが偶数でありＬが奇数である場合又はＭが奇数でありＬが偶数である場合には、列ベクトルである遅延プロファイルｈのＭ個の要素のうち、先頭（（Ｍ−Ｌ＋１）／２）個と末尾（（Ｍ−Ｌ−１）／２）個の要素が０であり、中央Ｌ個の要素に相関値が存在する（すなわち、中央Ｌ個の要素は０以外の相関値を持ち得る）。以下の説明においては、ＭとＬの両方が偶数である場合又はＭとＬの両方が奇数である場合を説明する。ただし、Ｍが偶数でありＬが奇数である場合又はＭが奇数でありＬが偶数である場合においても、本発明は適用可能である。
【００２０】
式３における自己相関行列Ｗのｍ行目ｎ列目の要素Ｗ（ｍ，ｎ）は、次式４及び５で表される。ｍは、０≦ｍ≦Ｍ−１を満たす整数であり、ｎは、０≦ｎ≦Ｍ−１を満たす整数である。
【数４】
2015122725.tif 000006
【００２１】
式４は、条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）＜Ｌを満たせば、Ｗ（ｍ，ｎ）＝ｆ（ｎ−ｍ）であり、
条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）＜Ｌを満たさなければ（すなわち、（ｎ−ｍ）≦−Ｌ又はＬ≦（ｎ−ｍ）であれば）、Ｗ（ｍ，ｎ）＝０である、ことを示している。式５におけるｐｎ［ｋ］は、既知信号である。また、既知信号ｐｎ［ｋ］の自己相関行列Ｗは、テプリッツ行列（Ｔｏｅｐｌｉｔｚ  ｍａｔｒｉｘ）である。図５は、式４及び５を満たす行列式を示す図である。図５に示されるように、遅延プロファイルｈの列ベクトルのＭ個（Ｍ行）の要素のうち、中央のＬ個（Ｌ行）の要素に遅延プロファイルが存在し（すなわち、中央のＬ個の要素は０以外の値になり得る要素であり）、その他の要素は０（零）である。また、図５に示されるように、既知信号の自己相関行列Ｗは、対角上の２Ｌ個（２Ｌ列）の要素に自己相関値が存在し（すなわち、対角上の領域（破線１５０内の領域）の要素は０以外の値になり得る要素であり）、その他の要素は０となるバンド行列（ｂａｎｄ  ｍａｔｒｉｘ）となる。したがって、等化装置が受け取る受信信号と等化装置が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列ｃである列ベクトルは、Ｍ個の要素のうち中央３Ｌ個の要素に相関系列が存在し（すなわち、中央３Ｌ個の要素は０以外の値になり得る要素であり）、その他の要素は０である。これは、３Ｌサンプル分の相関を計算する必要があることを意味する。なお、３Ｌサンプルは、上記した先行技術文献において算出する必要がある相関値のサンプル数であるＬサンプルよりも大きい値である。しかし、一般に、既知信号の自己相関行列Ｗとして＋１及び−１の２値の信号が用いられるため、計算量に最も大きく影響する乗算が相関系列ｃの演算時に発生せず、その結果、算出すべき相関値のサンプル数が増加しても、計算量は増加しない。
【００２２】
図５において、遅延プロファイルｈを表す列ベクトルの先頭の（（Ｍ−Ｌ）／２）個の要素が０であり、末尾の（（Ｍ−Ｌ）／２）個の要素が０であることに着目する。自己相関行列Ｗにおいて、先頭の（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素及び末尾の（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素は、遅延プロファイルｈを表す列ベクトルの先頭の（（Ｍ−Ｌ）／２）個（すなわち、（先頭の（Ｍ−Ｌ）／２）行）の要素である０及び末尾の（（Ｍ−Ｌ）／２）個（すなわち、（末尾の（Ｍ−Ｌ）／２）行）の要素である０と乗算される。このため、自己相関行列Ｗの先頭の（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素と末尾の（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素を任意の値に置き換えても、式３の相関系列ｃを表す列ベクトルと遅延プロファイルｈを表す列ベクトルとの関係に影響を与えない。すなわち、自己相関行列Ｗを、図５に示される自己相関行列Ｗの先頭の（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素及び末尾の（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素を任意の値に置き換えて、行列Ｘに変換することができ、このとき、次式６が成り立つ。
ｃ＝Ｘｈ                                                              （式６）
【００２３】
式６は、図６に示されるような行列式として表記できる。図６は、式６において、０となる要素と０以外の値を持ち得る要素とを示す。図６において、ハッチング部分１５１で示す（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素とハッチング部分１５２で示す（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素とは、任意の値としても、相関系列ｃを示す列ベクトルと遅延プロファイルｈを示す列ベクトルとの関係に影響を与えない。
【００２４】
次に、式６の両辺に離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列Ｆを乗算すると、次式７及び８が成り立つ。
Ｆｃ＝ＦＸｈ＝ＦＸＦ−１Ｆｈ＝ＧＦｈ                           （式７）
Ｇ＝ＦＸＦ−１                                                 （式８）
【００２５】
式７及び８より、相関系列ｃを離散フーリエ変換した結果（すなわち、相関系列の離散フーリエ変換結果）Ｆｃは、遅延プロファイルｈを離散フーリエ変換した結果（すなわち、遅延プロファイルの離散フーリエ変換結果）Ｆｈ、すなわち、伝送路の周波数特性に対して、行列Ｇを乗算した結果に等しいことが分かる。したがって、次式９に示されるように、相関系列ｃの離散フーリエ変換結果Ｆｃに対して、行列Ｇの逆行列Ｇ−１を乗算することによって、伝送路の周波数特性Ｆｈが得られる。
Ｆｈ＝Ｇ−１Ｆｃ                                               （式９）
【００２６】
式９は、相関系列ｃの離散フーリエ変換結果Ｆｃに自己相関雑音抑圧係数としての逆行列Ｇ−１を乗算することによって、離散フーリエ変換結果Ｆｃに含まれている伝送路特性による影響を相殺している。式９の処理によって、受信信号に対して、周波数領域において既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒを抑圧する処理を行うことができる。
【００２７】
図７は、実施の形態１に係る等化装置１の構成を概略的に示すブロック図である。図７に示されるように、実施の形態１に係る等化装置１は、相関算出部１１と、既知信号供給部１２と、離散フーリエ変換部（ＤＦＴ部）１３と、自己相関雑音抑圧部１４と、歪補正部１５とを有する。既知信号供給部１２は、既知信号ｐｎ［ｋ］を記憶する記憶部としてのメモリ１２ａを備えてもよい。また、自己相関雑音抑圧部１４は、事前に算出された自己相関雑音抑圧係数Ｇ−１を記憶する記憶部としてのメモリ１４ａを備えてもよい。また、等化装置１は、上記各構成の動作を制御する制御部を備える。
【００２８】
相関算出部１１は、等化装置１が受け取る受信信号Ｒ０と既知信号供給部１２が供給する既知信号ｐｎ［ｋ］との間の相関を計算して相関系列（相関結果）ｃを生成する。ここで、相関演算の対象となる範囲は、受信信号Ｒ０に含まれる既知信号とその周辺の信号とを含み、ヘッダ長をＬサンプルとすると、算出される相関値のサンプル数は３Ｌサンプルである。
【００２９】
離散フーリエ変換部１３は、長さ３Ｌの相関系列の前後に０を挿入して長さＭの相関系列（図５に示される）とする。これは、長さ３Ｌの相関系列の先頭側の、例えば、（（Ｍ−３Ｌ）／２）列と末尾側の、例えば、（（Ｍ−３Ｌ）／２）列とに、０を付加して長さＭの相関行列ｃとする処理である。その後、長さ３Ｌの相関系列ｃにＭポイントの離散フーリエ変換を行う。これは、式７において、離散フーリエ変換行列Ｆと相関系列ｃを表す列ベクトルの乗算Ｆｃに対応する処理である。
【００３０】
自己相関雑音抑圧部１４は、離散フーリエ変換部１３から出力されるＭサンプルの離散フーリエ変換結果Ｆｃに対して、式８で定義される行列Ｇの逆行列Ｇ−１を自己相関雑音抑圧係数として乗算する。これは、式９における、自己相関雑音抑圧係数を示す逆行列Ｇ−１と離散フーリエ変換結果Ｆｃを示す列ベクトルとの乗算Ｇ−１Ｆｃに対応する処理である。すなわち、離散フーリエ変換結果Ｆｃに自己相関雑音抑圧係数としての逆行列Ｇ−１を乗算することによって、離散フーリエ変換結果Ｆｃに含まれている伝送路特性による影響を相殺している。このため、自己相関雑音抑圧部１４から出力される信号は、既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒが抑圧された伝送路推定結果となる。
【００３１】
ここで、逆行列Ｇ−１は、式８に示されるように、既知信号の自己相関行列Ｗの先頭と末尾に任意の値を付加した行列Ｘ（図６におけるハッチング部分１５１と１５２に含まれる要素を任意の値とした行列）と離散フーリエ変換行列Ｆで決まる行列であり、事前に計算することが可能である。したがって、実施の形態１においては、逆行列Ｇ−１の要素をメモリ等の記憶素子（例えば、メモリ１４ａ）に事前に格納しておくことが望ましい。
【００３２】
歪補正部１５は、受信信号Ｒ０の歪を自己相関雑音抑圧部１４から出力される伝送路推定結果Ｆｈを用いて補正する。例えば、ＤＴＭＢ規格のように有効データ区間が１つの直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル、又は、複数のシングルキャリアのシンボルで構成される場合、上記の値Ｍを有効データ区間のサンプル数に設定し、受信信号Ｒ０の有効データに対応する区間をＭ点離散フーリエ変換することで周波数領域に変換した後、伝送路推定結果Ｆｈで除算することで受信信号Ｒ０の歪を補正して、補正された信号Ｒ１を出力する。
【００３３】
また、歪補正部１５は、有効データ区間が複数のＯＦＤＭシンボルで構成される場合、上記の値Ｍを各ＯＦＤＭシンボルのサンプル数に設定し、有効データ区間に含まれる各ＯＦＤＭシンボルをそれぞれＭ点離散フーリエ変換することで周波数領域に変換した後、各離散フーリエ変換結果を伝送路推定結果Ｆｈで除算してもよい。
【００３４】
また、歪補正部１５は、有効データ区間が複数のシングルキャリアのシンボルで構成される場合、自己相関雑音抑圧部１４から出力される伝送路推定結果をＭ点逆離散フーリエ変換することで遅延プロファイルを計算し、この遅延プロファイルの推定結果を用いて、適応フィルタによる歪補正を実施してもよい。
【００３５】
歪補正部１５は、上記の補正方法に限定されず、自己相関雑音抑圧部１４から出力される周波数領域の伝送路推定結果、或いは、それは、逆離散フーリエ変換することで得られる遅延プロファイルの推定結果を用いて、受信信号Ｒ０の歪を補正することができる処理を行うものであれば、他の補正方法を採用してもよい。
【００３６】
上記先行技術文献に記載の技術においては、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列に対して閾値処理を施して、値の小さな相関値を０に置き換えた後、自己相関雑音を推定しているため、受信レベルの小さな到来波が多数存在する環境で、伝送路推定精度が劣化していた。これに対し、実施の形態１に係る等化装置１においては、受信信号Ｒ０と等化装置１が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列ｃを離散フーリエ変換した後、既知の逆行列Ｇ−１を乗算することで自己相関雑音を抑圧しており、全到来波による既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒを抑圧している。言い換えれば、実施の形態１においては、受信信号Ｒ０と既知信号との間の相関を示す相関系列ｃを離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換結果Ｆｃに既知信号の自己相関行列Ｗに基づいて算出される自己相関雑音抑圧係数である逆行列Ｇ−１を乗算することで得られた自己相関雑音抑圧結果Ｆｈを用いて、受信信号Ｒ０の歪を補正している。このように、実施の形態１においては、受信レベルの小さな到来波に対応した相関値を０に置き換える切り捨て処理に代えて、全到来波について既知信号の自己相関雑音を抑圧しているので、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、精度よく伝送路特性を推定することができ、その結果、受信信号の歪を正しく補正することができる。
【００３７】
実施の形態２．
実施の形態１によれば、小さな到来波が多数存在する環境でも精度良く伝送路特性を推定することが可能となるが、自己相関雑音抑圧部１４にて離散フーリエ変換結果ＦｃであるＭ×１の列ベクトルに対して、予め計算されたＭ×Ｍの逆行列Ｇ−１を乗算する必要があり、計算量が比較的多くなる。そこで、実施の形態２においては、実施の形態１と同様に、伝送路推定精度を向上させるとともに、計算量を削減することができる等化装置２を説明する。
【００３８】
図８は、実施の形態２に係る等化装置２の構成を概略的に示すブロック図である。図８において、図７に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、図７に示される符号と同じ符号を付す。図８に示されるように、実施の形態２に係る等化装置２は、自己相関雑音抑圧部２４における処理が、実施の形態１に係る等化装置１の自己相関雑音抑圧部１４における処理と相違する。
【００３９】
図９は、実施の形態２における、遅延プロファイルｈと、既知信号の自己相関行列Ｗ′と、相関系列ｃとの関係を表す行列式を示す図である。実施の形態１においては、既知信号の自己相関行列Ｗを図６に示される行列Ｘに置き換えても、上記式６のように、相関系列を表す列ベクトルｃと遅延プロファイルを表す列ベクトルｈの関係性は崩れないことを示した。実施の形態２においては、式６における行列Ｘを、既知信号の自己相関行列Ｗ′としており、次式１０が成り立つ。
ｃ＝Ｗ′ｈ                                                    （式１０）
【００４０】
式１０は、図９に示されるような行列式として表記できる。図９には、式１０において、０となる要素と０以外の値を持ち得る要素を示す。図９において、ハッチング部分１５１で示す（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素とハッチング部分１５２で示す（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素とは、任意の値としても、相関系列ｃを示す列ベクトルと遅延プロファイルｈを示す列ベクトルとの関係に影響を与えない。実施の形態２においては、実施の形態１における既知信号の自己相関行列Ｗに対して、右上三角部分１５４と左下三角部分１５３の要素を０以外の値を取り得る要素に置き換えて、既知信号の自己相関行列Ｗ′を巡回行列（ｃｉｒｃｕｌａｎｔ  ｍａｔｒｉｘ）に変換する。図９に示すように、（（Ｍ−Ｌ）／２）＞Ｌ、すなわち、Ｍ＞３Ｌと仮定すると、右上三角部分１５４の要素と左下三角部分１５３の要素は、図６において説明した先頭の（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素又は末尾の（（Ｍ−Ｌ）／２）列の要素に含まれる。すなわち、実施の形態１で述べたように、自己相関行列Ｗを巡回行列Ｗ′に置き換えても、列ベクトルｃと列ベクトルｈの関係性は崩れない。なお、上記の仮定Ｍ＞３Ｌは、ＤＴＭＢ規格で成り立つ条件である。
【００４１】
ｆ（ｋ）を既知信号同士がｋサンプルだけずれたときの自己相関値とし、ｍ及びｎのそれぞれを０からＭ−１までの任意の整数とし、Ｗ′（ｍ，ｎ）をＭ行Ｍ列の巡回行列のｍ行目でｎ列目の要素とした場合に、巡回行列Ｗ′を構成する要素Ｗ′（ｍ，ｎ）は、条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）ｍｏｄ（Ｍ−Ｌ）＜Ｌを満たすときには、Ｗ′（ｍ，ｎ）＝ｆ（ｎ−ｍ）であり、この記条件を満たさないときには、Ｗ′（ｍ，ｎ）＝０である。すなわち、次式１１である。
【数５】
2015122725.tif 000007
ここで、「（ｎ−ｍ）ｍｏｄ（Ｍ−Ｌ）」は、（ｎ−ｍ）を（Ｍ−Ｌ）で乗算したときの剰余であり、条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）ｍｏｄ（Ｍ−Ｌ）＜Ｌを満たすときには、図９における部分１５０，１５３，１５４のいずれかの範囲内にある要素であることを意味する。また、式１１は、条件−Ｌ＜（ｎ−ｍ）ｍｏｄ（Ｍ−Ｌ）＜Ｌを満たさないときには、Ｗ′（ｍ，ｎ）＝０である。
【００４２】
次に、式１０に対して両辺に離散フーリエ変換行列Ｆを乗算する。
Ｆｃ＝ＦＷ′ｈ＝ＦＷ′Ｆ−１Ｆｈ＝ＤＦｈ                       （式１２）
式１２において、Ｄ＝ＦＷ′Ｆ−１であり、巡回行列Ｗ′は、離散フーリエ変換行列Ｆで対角化されることから、行列Ｄは、対角行列（ｄｉａｇｏｎａｌ  ｍａｔｒｉｘ）になることが分かる。
【００４３】
式１２より、相関系列ｃを離散フーリエ変換した結果（すなわち、離散フーリエ変換結果）Ｆｃは、遅延プロファイルｈを離散フーリエ変換した結果Ｆｈ、すなわち、伝送路の周波数特性に対して、対角行列Ｄを乗算した結果に等しいことが分かる。したがって、相関系列ｃを離散フーリエ変換した結果Ｆｃに対して、対角行列Ｄの逆行列（対角行列）Ｄ−１を乗算すれば伝送路の周波数特性が得られる。
Ｆｈ＝Ｄ−１Ｆｃ                                               （式１３）
【００４４】
式１３は、相関系列ｃの離散フーリエ変換結果Ｆｃに自己相関雑音抑圧係数としての対角行列Ｄ−１を乗算することによって、離散フーリエ変換結果Ｆｃに含まれている伝送路特性による影響を相殺している。このため、式１３の処理によって、受信信号に対して、周波数領域において既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒを抑圧する処理を行うことができる。
【００４５】
自己相関雑音抑圧部２４において、実施の形態１においては、離散フーリエ変換部１３から出力されるＭサンプルの信号に対して、Ｍ×Ｍの逆行列Ｇ−１を乗算していたのに対して、実施の形態２においては、Ｍ×Ｍの対角行列Ｄ−１を乗算する。これは、離散フーリエ変換部１３から出力されるＭ個のサンプルに対して、それぞれ対角行列Ｄ−１の対角成分のみを乗算し、その他の要素は、乗算する必要がないことを意味する。
【００４６】
なお、対角行列Ｄ−１の対角成分は、既知の行列Ｗ′と離散フーリエ変換行列Ｆによって一意に決まるため、事前に計算し、メモリ１４ａなどの記憶素子に格納しておくことが望ましい。
【００４７】
歪補正部１５は、受信信号Ｒ０の歪を自己相関雑音抑圧部２４から出力される伝送路推定結果Ｆｈを用いて補正して、補正された信号Ｒ２を出力する。
【００４８】
実施の形態２に係る等化装置２においては、受信信号Ｒ０と等化装置２が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列ｃを離散フーリエ変換した後、既知の逆行列Ｄ−１を乗算することで自己相関雑音を抑圧しており、全到来波による既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒを抑圧している。言い換えれば、実施の形態２においては、受信信号Ｒ０と既知信号との間の相関を示す相関系列ｃを離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換結果Ｆｃに既知信号の自己相関行列Ｗ′に基づいて算出される自己相関雑音抑圧係数である対角列Ｄ−１を乗算することで得られた自己相関雑音抑圧結果Ｆｈを用いて、受信信号Ｒ０の歪を補正している。このように、実施の形態２においては、受信レベルの小さな到来波に対応した相関値を０に置き換える切り捨て処理に代えて、全到来波について既知信号の自己相関雑音を抑圧しているので、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、精度よく伝送路特性を推定することができ、その結果、受信信号の歪を正しく補正することができる。
【００４９】
また、実施の形態２においては、式１２と式１３にあるように、等化装置２が受け取る受信信号Ｒ０と等化装置２が供給する既知信号との間の相関系列ｃと、遅延プロファイルｈとの関係を表す行列を巡回行列Ｗ′で表現し、離散フーリエ変換行列Ｆで対角化することで、Ｍ×Ｍの要素のうち対角成分以外の計算を省くことができ、相関系列ｃに含まれる自己相関雑音を抑圧するために必要な計算量を削減している。例えば、離散フーリエ変換のポイント数をＭポイントとすると、実施の形態２において自己相関雑音を抑圧するために必要な乗算回数は、Ｍ回である。具体例として、ＤＴＭＢ規格のヘッダモード１の場合、ヘッダ長Ｌ＝４２０、有効データ長Ｍ＝３７８０である場合には、上記先行技術文献の方法では乗算回数２Ｌ×Ｌ＝３．４×１０５回の乗算が必要となる。これに対し、実施の形態２おいて必要となる乗算回数は、Ｍ回、すなわち、約３．８×１０３回となり、先行技術文献の場合に比べ、乗算回数が約１００分の１に削減される効果がある。
【００５０】
実施の形態３．
以下に、実施の形態３に係る等化方法を説明する。図１０は、実施の形態３に係る等化方法を示すフローチャートである。実施の形態３に係る等化方法は、実施の形態１の等化装置１が実行する処理に対応する。したがって、実施の形態３においては、実施の形態１及び実施の形態１の説明に使用した図をも参照する。実施の形態３に係る等化方法は、例えば、送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルを伝送単位とする受信信号Ｒ０の歪を補正する等化方法である。この等化方法は、既知信号ｐｎ［ｋ］を供給する既知信号供給ステップＳＴ１と、受信信号Ｒ０と供給された既知信号との間の相関を示す相関系列ｃを生成する相関算出ステップＳＴ２とを有する。さらに、実施の形態３に係る等化方法は、相関算出ステップＳＴ２で生成された相関系列ｃを離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果Ｆｃを生成する離散フーリエ変換ステップＳＴ３と、離散フーリエ変換結果Ｆｃに、自己相関雑音抑圧係数である逆行列Ｇ−１を乗算することで伝送路推定結果Ｆｈを得る自己相関雑音抑圧ステップＳＴ４と、伝送路推定結果Ｆｈを用いて受信信号Ｒ０の歪を補正する歪補正ステップＳＴ５とを有する。自己相関雑音抑圧係数を示す逆行列Ｇ−１は、供給された既知信号の自己相関行列Ｗに基づいて算出された係数である。また、上記式９にある逆行列Ｇ−１のＭ×Ｍ個の要素は、予め計算されてメモリ１４ａに格納されているものとする。
【００５１】
図１０の既知信号生成ステップＳＴ１は、図７における既知信号供給部１２の処理に対応する。図１０の相関算出ステップＳＴ２は、図７における相関算出部１１の処理に対応する。図１０の離散フーリエ変換ステップＳＴ３は、図７における離散フーリエ変換部１３の処理に対応する。図１０の自己相関雑音抑圧ステップＳＴ４は、図７における自己相関雑音抑圧部１４の処理に対応する。図１０の歪補正ステップＳＴ５は、図７における歪補正部１５の処理に対応する。
【００５２】
実施の形態３に係る等化方法においては、受信信号Ｒ０と既知信号との間の相関を示す相関系列ｃを離散フーリエ変換した後、離散フーリエ変換結果Ｆｃに、既知の逆行列Ｇ−１を乗算することで自己相関雑音を抑圧しており、全到来波による既知信号の自己相関雑音Ｗｓｅｌｆ−ｃｏｒを抑圧している。言い換えれば、実施の形態３においては、受信信号Ｒ０と既知信号との間の相関を示す相関系列ｃを離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換結果Ｆｃに既知信号の自己相関行列Ｗに基づいて算出される自己相関雑音抑圧係数である逆行列Ｇ−１を乗算することで得られた自己相関雑音抑圧結果Ｆｈを用いて、受信信号Ｒ０の歪を補正している。このように、実施の形態３においては、受信レベルの小さな到来波に対応した相関値を０に置き換える切り捨て処理に代えて、全到来波について既知信号の自己相関雑音を抑圧しているので、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、精度よく伝送路特性を推定することができ、その結果、受信信号の歪を正しく補正することができる。
【００５３】
また、図１０に示される等化方法は、実施の形態２の等化装置２が実行する処理に相当するものであってもよい。この場合には、図１０の既知信号生成ステップＳＴ１は、図８における既知信号供給部１２の処理に対応する。図１０の相関算出ステップＳＴ２は、図８における相関算出部１１の処理に対応する。図１０の離散フーリエ変換ステップＳＴ３は、図８における離散フーリエ変換部１３の処理に対応する。図１０の自己相関雑音抑圧ステップＳＴ４は、図８における自己相関雑音抑圧部１４の処理に対応する。図１０の歪補正ステップＳＴ５は、図８における歪補正部１５の処理に対応する。この場合には、実施の形態２と同様に、受信信号Ｒ０と既知信号との間の相関系列ｃと、遅延プロファイルｈとの関係を表す行列を巡回行列Ｗ′で表現し、離散フーリエ変換行列Ｆで対角化することで、Ｍ×Ｍの要素のうち対角成分以外の計算を省くことができ、相関系列ｃに含まれる自己相関雑音を抑圧するために必要な計算量を削減することができる。
【００５４】
変形例．
図１１は、実施の形態１又は２の等化装置１又は２を適用した受信装置３の構成を概略的に示すブロック図である。図１１に示すように、受信装置３は、アンテナで受信された信号を受け取る受信部３１と、受信部３１から供給される信号Ｒ０に等化処理を施し、補正された信号Ｒ１又はＲ２を出力する等化部（等化装置１又は２）とを有している。このように、等化装置１又は２は、受信装置に適用可能である。なお、受信装置３の構成及び機能は、図示の例に限定されず、種々の変形が可能である。
【００５５】
例えば、図１１に示される受信装置３を地上デジタル放送受信装置として適用した場合、図１１の受信部３１は、アンテナで受信された信号を中間周波数信号に変換するチューナ部と、前記チューナ部から出力される中間周波数のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、基準周波数信号を生成する局部発信部と、前記基準周波数信号を用いて前記ＡＤ変換部から出力される信号をベースバンド信号に変換する直交復調部を備える。なお、中国の地上デジタル放送規格ＤＴＭＢの受信装置も上記と同じ構成を持つ。図１１に示されるように、前記地上デジタル放送受信装置に、実施の形態１又は２の等化装置１又は２を適用することによって、地上デジタル放送の放送波を発信する送信局が、見通し内に存在せず（すなわち、送信局とデジタル放送受信装置との間に障害物がなく相互に見通すことができる状態ではないこと）、ビル及び山等の障害物に反射した受信レベルの小さな到来波を多く受信する環境下であっても、地上デジタル放送受信装置は受信信号の歪を正しく補正することができる。このため、図１１に示される受信装置３としての地上デジタル放送受信装置によれば、地上デジタル放送の受信可能エリアを拡大することができるという効果がある。
【符号の説明】
【００５６】
１，２  等化装置、  ３  受信装置、  １１  相関算出部、  １２  既知信号供給部、  １３  離散フーリエ変換部、  １４，２４  自己相関雑音抑圧部、  １５  歪補正部。
【図１】
2015122725.tif 000008
【図２】
2015122725.tif 000009
【図３】
2015122725.tif 000010
【図４】
2015122725.tif 000011
【図５】
2015122725.tif 000012
【図６】
2015122725.tif 000013
【図７】
2015122725.tif 000014
【図８】
2015122725.tif 000015
【図９】
2015122725.tif 000016
【図１０】
2015122725.tif 000017
【図１１】
2015122725.tif 000018