(57)【要約】      （修正有）【課題】スイッチには通常の二倍の電流が流れており、その定格電流を越えて故障する虞がある。スイッチが故障すると、電流変換器ではスイッチの故障前には何の異常も検出されていなかったにもかかわらず、最初の故障がスイッチからスイッチに波及し、対応する相端子が使用不可となることを防止する。【解決手段】電気駆動システムは、プログラム可能なコントローラの制御の下で固体スイッチＸ１、Ｙ１、Ｘ２、Ｙ２を介して巻線が電力供給される電気機械を備える。少なくとも２つのスイッチＸ１、Ｙ１が並列に動作して、機械を励起するために必要な電流を提供する。コントローラがスイッチの電流分配を監視して、誤動作のあった場合に駆動システムの出力を調整することができる装置および方法を開示する。【選択図】図５
2015139366.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
相巻線を含む相を有するスイッチドリラクタンス機械と、
各対が前記相巻線を単方向電源に接続するように配置され、各対の一方のスイッチが前記相巻線の一端を前記電源の正極端子に接続するように配置され、各対の他方のスイッチが前記相巻線の他端を前記電源の負極端子に接続するように配置される、複数のスイッチ対と、
各スイッチ対と前記相巻線との間に連結され、１つ以上の電流変換器を備える各々の電流検知器と、
前記電流検知器に接続され、前記電流検知器からの信号を用いて前記複数のスイッチ対のスイッチ間の電流分配を監視するように構成された制御システムと、を備えるスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項２】
第１モジュールが前記複数スイッチ対の一つを備え、第２モジュールが前記複数スイッチ対の別の一つを備え、前記第１モジュールは、前記第２モジュールから独立してユニットで前記スイッチドリラクタンス駆動装置から取り外し可能であり、前記第１モジュールを前記第２モジュールから独立して交換することができる、請求項１に記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項３】
前記第１モジュールは第１エンクロージャで囲まれ、前記第２モジュールは前記第１エンクロージャとは別の第２エンクロージャで囲まれる、請求項１に記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項４】
前記制御システムは、前記複数のスイッチ対の対毎に当該スイッチ対のスイッチを流れる電流の合成電流の大きさを求め、求めた大きさを比較に用いて前記スイッチのうちのいずれかに故障が発生したかどうかを判断し、前記比較が、前記スイッチのうちのいずれかに故障が発生したことを示す場合は故障信号を生成するように構成される、請求項１ないし３のいずれか１つに記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項５】
前記制御システムは、前記複数のスイッチ対の対毎に当該対のスイッチを流れる電流の合成電流の大きさを求め、各々の大きさの平均値を求め、前記各々の大きさと前記平均値との関数を閾値と比較し、前記比較が、前記スイッチのうちのいずれかに故障が発生したことを示す場合は故障信号を生成するように構成される、請求項１ないし４のいずれか１つに記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項６】
前記制御システムは、前記平均値と１つ以上の前記大きさのそれぞれとの間の各々の差を前記閾値と比較するように構成される、請求項５に記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項７】
前記閾値は、前記相において定格とされた電流を、前記複数のスイッチ対のスイッチ対の数で割った値である、請求項５または６に記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項８】
前記故障信号は、前記複数のスイッチ対のうちのいずれの対が故障したスイッチを含むかを示す、請求項４ないし７のいずれか１つに記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項９】
各スイッチ対のスイッチのそれぞれは、各々の電流路によって前記相巻線と前記電源との間に接続され、前記電流検知器は、前記各々の電流路の両方を流れる電流を検知するように配置された電流変換器を備え、前記電流路は、電流が両電流路において前記電流変換器を通って同一方向に流れるように配置されている、請求項１ないし８のいずれか１つに記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項１０】
前記電流検知器は、スイッチ毎に各々の電流変換器を備える、請求項１ないし７のいずれか１つに記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項１１】
前記電流検知器は、スイッチ毎に各々の電流変換器を備えて各々のスイッチを流れる電流を表す電流信号を生成し、前記制御システムは、１つ以上の前記電流信号を閾値と比較するように構成されている、請求項１ないし３のいずれか１つに記載のスイッチドリラクタンス駆動装置。
【請求項１２】
相巻線を有するスイッチドリラクタンス機械を備えるスイッチドリラクタンス駆動装置用のスイッチング回路モジュールであって、前記スイッチング回路モジュールは、
前記相巻線を単方向電源に接続するように配置され、その第１スイッチが前記相巻線の一端を前記電源の正極端子に接続するように配置され、その第２スイッチが前記相巻線の他端を前記電源の負極端子に接続するように配置される、一つのスイッチ対と、
前記電源の前記正極端子と前記相巻線との間の位置で、前記第１スイッチを流れる電流を検知するように配置される第１電流変換器と、
前記電源の前記負極端子と前記相巻線との間の位置で、前記第２スイッチを流れる電流を検知するように配置される第２電流変換器と、を備える。
【請求項１３】
前記第１電流変換器および前記第２電流変換器は、異なる別々の電流変換器である、請求項１２に記載のスイッチング回路モジュール。
【請求項１４】
前記第１電流変換器および前記第２電流変換器は、同じ電流変換器であり、前記第１スイッチを介する前記相巻線と前記正極端子との間の第１電流路と、前記第２スイッチを介する前記相巻線と前記負極端子との間の第２電流路は、電流が前記第１および第２電流路において前記電流変換器を通って同一方向に流れるように、前記電流変換器に対して相対的に配置される、請求項１２に記載のスイッチング回路モジュール。
【請求項１５】
スイッチドリラクタンス駆動装置におけるスイッチ間の電流分配を監視する方法であって、前記スイッチドリラクタンス駆動装置は、相巻線を含む相を有するスイッチドリラクタンス機械と、各対が前記相巻線を単方向電源に接続するように配置され、各対の一方のスイッチが前記相巻線の一端を前記電源の正極端子に接続するように配置され、各対の他方のスイッチが前記相巻線の他端を前記電源の負極端子に接続するように配置される、複数のスイッチ対と、を備え、前記方法は、
各スイッチ対を流れる電流を検知する工程と、
検知された電流を使って、前記複数のスイッチ対のスイッチ間の電流分配を監視する工程と、を備える。
【請求項１６】
前記複数のスイッチ対の対毎に、当該スイッチ対のスイッチを流れる電流の合成電流の大きさを求める工程と、
求めた大きさを比較に用いて、前記スイッチのうちのいずれかに故障が発生したかどうかを判断する工程と、
前記比較が、前記スイッチのうちのいずれかに故障が発生したことを示す場合、故障信号を生成する工程と、を備える、電流分配を監視する請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
電流分配を監視する方法は、前記各々の大きさの平均値を求める工程を備え、前記比較では、スイッチ対毎に、前記大きさと前記平均値との関数を閾値と比較する、電流分配を監視する請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記関数は、前記大きさと前記平均値との間の差を取ることを含む、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記閾値は、前記相において定格とされた電流を、前記複数のスイッチ対のスイッチ対の数で割った値である、請求項１７または１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記故障信号は、前記複数のスイッチ対のうちのいずれの対が故障したスイッチを含むかを示す、請求項１６ないし１９のいずれか１つに記載の方法。
【請求項２１】
前記方法は、各スイッチを流れる電流を検知し、各検知された電流を閾値と比較する工程を備える、請求項１５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主に電気機械を制御する装置および方法に関する。本発明は、特に、機械の巻線を励起する複数の変換器によって供給される電気機械の制御に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気機械の一例として、スイッチドリラクタンス機械が挙げられる。スイッチドリラクタンス機械が組み込まれた電気駆動装置の一般的な取り扱いについては、例えば、「Electronic Control of Switched Reluctance Machines」、TJE Miller編、Newnes、2001等の様々な本に載っており、この内容は参照することにより本出願に組み込まれるものとする。より詳細な内容は、StephensonとBlakeによる論文「The Characteristics, Design and Application of Switched Reluctance Motors and Drives」、PCIM'93、NurnBerg、June 21-24、1993に記載されており、この内容も参照することにより本出願に組み込まれるものとする。
【０００３】
添付図面のうち図１は、典型的なスイッチドリラクタンス駆動装置を模式的に示すものであり、スイッチドリラクタンス機械１２が負荷１９に接続されている。直流電源１１は、バッテリであっても整流濾過交流電源であってもよく、また他の形態のエネルギー源であってもよい。電源１１から供給される直流電圧は、電子制御ユニット１４の制御の下、電力コンバータ１３によって機械１２の複数の相巻線１６間で切り換えられる。一般に相電流情報が必要となるので、図１の１８で模式的に示すように、通常は電流変換器を使って各相巻線を監視する。駆動装置を正常に動作させるために、切り換えはロータの回転角度と正確に同期しなければならず、通常、ロータ位置検出器１５を使ってロータの角度位置に対応する信号を供給している。ロータ位置検出器１５は、ソフトウエアアルゴリズムを含め、さまざまな形態をとってもよく、その出力を使って速度フィードバック信号を生成してもよい。位置検出器が存在し、ロータの瞬時位置に完全に依存する励起方式を使用することは、これらの機械で「切り換えるロータ位置」という一般的表現を導く。
【０００４】
この種の機械については、多くの異なる電力コンバータにおけるトポロジーが知られており、上記Stephensonの論文にその幾つかが述べられている。最も一般的な構成の一つを、多相システムの１つの相を用いて図２に示す。図では、機械の相巻線１６がバスバー２６、２７間で２つのスイッチ装置２１、２２に直列に接続されている。バスバー２６、２７は、コンバータの「ＤＣリンク」と総称される。エネルギー回生ダイオード２３、２４は、スイッチ２１，２２が開放されたときに巻線電流がＤＣリンクへと逆流するよう、巻線に接続される。低値抵抗器２８を下部スイッチに直列接続して、非絶縁性の電流検知抵抗器として機能させてもよい。これは、図１に示す絶縁性電流変換器１８の代わりの構成となる。多相システムは、通常、図２に示す相端子を適当な数だけ並列に接続して、図３に示す３相システムのような完成したシステムとなる。
【０００５】
「ＤＣリンクコンデンサ」として知られるコンデンサ２５は、ＤＣリンクの間に接続され、電源から流れない又は電源に戻ることのできないＤＣリンク電流（いわゆる「リップル電流」）のあらゆる交流成分を供給したり吸収したりする。実際面では、コンデンサ２５は、直列および／または並列に接続されたいくつかのコンデンサを備えていてもよく、並列接続の場合、構成要素の一部をコンバータ中に分散させてもよい。
【０００６】
導通期間の最後には、「オフ角度」（θｏｆｆ）に達し、スイッチが開放されて電流がダイオードへと移り、巻線の両端に逆リンク電圧がかかって磁束および電流が強制的にゼロに下がる。ゼロ電流時には、ダイオードは導通しなくなり、次の導通期間が開始するまで回路は停止する。スイッチが開放されて電源にエネルギーが戻ったことが復帰電流によって示されると、ＤＣリンクの電流は反転する。電流波形の形状は、機械の動作点および採用されるスイッチング方式によって異なる。例えば、周知又は上記Stephensonの論文に記載されているように、低速動作では、一般に、電流チョッピングを利用してピーク電流を抑えており、２つのスイッチのうちの一方をオンにしたまま他方をオフにすることによって、「フリーホイーリング」と呼ばれる動作モードにしている。
【０００７】
当技術で周知のように、スイッチドリラクタンス機械は、相電流がモータリング電流の（時間に関して）鏡像となる生成モードで動作することができる。このようなシステムは、例えば、Radunによる「Generating with the switched reluctance motor」、Proceedings of the IEEE 9th Applied Power Electronics Conference、Orlando、Florida、February 13-17、1994、pp. 41-47に記載されており、この内容は参照することにより本出願に組み込まれるものとする。
【０００８】
図２および図３に示すコンバータでは、さまざまな種類のスイッチが利用可能である。例えば、６００ボルト且つ５０アンペアまでの定格の場合、一般的にＭＯＳＦＥＴが選択される。例えば、１２００ボルトかつ１０００アンペアまでのより高い定格の場合、比較的制御しやすいため、ＩＧＢＴが通常好まれる。それよりさらに高い定格の場合、ＩＧＢＴを並列に用いたり、さらに費用のかかるスイッチ技術（例えば、窒化ガリウム（ＧａＮ）や炭化ケイ素（ＳｉＣ））を用いたりすることもできる。
【０００９】
冷却システムおよび動作条件が同じ場合、電気機械のトルクはその活動量におよそ比例する。このことから、基本機械の例えば倍の出力をもつ機械の場合、鉄心の長さやステータ外径を２６％程度長くすることによって、能動素子の体積がおよそ倍にすることを設計者は期待すると思われる。しかし、電力の増加は、電力コンバータのスイッチ装置の定格とは整合しない場合がある。なぜなら、これらは離散的な大きさでしか入手できず、それぞれが独自の電圧と電流定格を有しているからである。したがって、設計者にとっては、機械の定格を高くすることはできるが、必要とされる余分な電力をサポートできる市販装置がない、ということになる。唯一利用可能な解決法としては、米国特許第5,493,195号（Heglund）に記載されているように、装置または完成したコンバータを並列に配置して、各装置で扱う電流を当該装置の定格内に収める方法がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図４は、並列接続された２つの装置によって実現されるスイッチの概略図である。分かり易いように、ダイオードの図示は省略している。上部スイッチＰは、並列接続された２つのスイッチＰ１、Ｐ２を備える。同様に、下部スイッチＱは、並列接続された２つのスイッチＱ１，Ｑ２を備える。上部スイッチおよび下部スイッチを閉じると、相巻線４２がＤＣリンク２６、２７に接続される。
【００１１】
電流変換器４４は、電源から取り込まれる電流を示す信号を与える。スイッチが正確に一緒に操作される場合（つまり、点弧信号のタイミングに食い違いがない場合）、この構成は概ねにうまく機能し、電流は装置間で適切に分配される。
【００１２】
ＩＧＢＴを物理的に密に（通常、同一ヒートシンク上に）装着可能な場合、それらＩＧＢＴを並列にすることは比較的簡単明瞭である。これは、装置が同一である場合、電流はこれら装置間で実質的に等しく分配されるからである。しかし、装置は、電力コンバータの所望の位置にいつも装着できるとは限らない。
【００１３】
装置を並列にならべたこの構成は、通常動作では満足いくものであるかもしれないが、例えば、点弧回路が故障したり、装置が開路になったりする等の理由でスイッチ装置のうちの一つが切り換わらない場合、問題が生じる。図４を参照して、複合スイッチＰ、Ｑを閉じて巻線４２を励起する際に、スイッチＰ１が閉まらない場合を考える。
【００１４】
磁束ひいては電流は通常通り増加し、電流変換器４４で検出されるように、電流は完全に正常となる。しかし、スイッチＰ２には通常の二倍の電流が流れており、その定格電流を越えて故障する虞がある。スイッチＰ２が故障すると、電流変換器４４ではスイッチＰ２の故障前には何の異常も検出されていなかったにもかかわらず、最初の故障がスイッチＰ１からスイッチＰ２に波及し、対応する相端子が使用不可となる。
【００１５】
この問題は、インバータ給電誘導同期機械の分野で取り組まれている。これまでの一般的な手法では、インバータが個別に動作できるように個々のインバータを絶縁し、各インバータモジュールは独自の電流フィードバックおよび独自の制御システムを有していた。さらに、各インバータの各相は、電気機械との共通接続の上流において、その出力ラインにインダクタを配置している。これらのインダクタは、インバータのスイッチング周波数で比較的高いインピーダンスを呈するが、合成正弦波の遥かに低い周波数では比較的低いインピーダンスを呈する。インバータへの電流要求は共通であるが、インダクタが存在することによって、スイッチング周波数でインバータが絶縁され、各インバータの個別の電流変換器が当該インバータからの電流の寄与を制御しつづけることができる。これらの技術は、例えば、ShiおよびVenkataramananによる「Parallel Operation of Voltage Source Inverters with Minimal Intermodule Reactors」、IEEE Industry Applications Society Conference, October 03-07, 2004、Seattle、pp. 156-162に記載されている。
【００１６】
上記インバータ給電機械に関する解決法はこの種の機械には効果的であるが、かなりの費用をかけて各モジュールに完全な制御システムと３つの追加インダクタを設けたとしても、スイッチドリラクタンス機械等の単極給電装置には利用できない。これは、コンバータの出力には高周波交流成分が含まれないからである。
【００１７】
したがって、この絶縁技術は効果的でない。
【００１８】
そこで、並列のスイッチセットを介して供給されるスイッチドリラクタンス機械の制御システムを改良することが必要とされている。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、添付の独立クレームで定義されるものである。本発明の好適な特徴は、各々の独立クレームに従属するクレームに記載されている。
【００２０】
実施形態には、相巻線を有するスイッチドリラクタンス機械を備えるスイッチドリラクタンス駆動装置が記載されている。駆動装置は、複数のスイッチ対を備える。各対は、前記相巻線を単方向電源に接続するように配置される。各対の一方のスイッチは、前記相巻線の一端を前記電源の正極端子に接続するように配置され、各対の他方のスイッチは、前記相巻線の他端を前記電源の負極端子に接続するように配置される。各々の電流検知器は、各スイッチ対と前記相巻線との間に連結され、１つ以上の電流変換器を備える。制御システムは、前記電流検知器に接続され、前記電流検知器からの信号を用いて前記複数のスイッチ対のスイッチ間の電流分配を監視するように構成される。
【００２１】
有利な点として、スイッチ間の電流分配が電流検知器の請求項に記載の構成を使って監視できるので、駆動装置の動作は、確実に安全なパラメータ範囲内となり、従来の電流測定法では識別できなかったスイッチの故障も検出することができる。これにより、スイッチモジュールを安全かつ効果的に使用することができ、上記固有の利点を実現することができる。もちろん、制御システムは、通常、他の機能も実行し、駆動装置の１つ以上の相の励起を制御するスイッチの点弧角度を設定することによって、駆動装置の方向、速度および／またはトルクを制御等を行う。
【００２２】
いくつかの実施形態では、前記複数スイッチ対の一つが第１モジュールに配置され、前記複数スイッチ対の別の一つが第２モジュールに配置される。前記モジュールは、互いに独立して前記スイッチドリラクタンス駆動装置から取り外し可能であり、前記モジュールのうちの１つを、他の１つ以上のモジュールと干渉しないで、簡単に修理したり交換したりすることができる。前記モジュールは、各モジュールが他の１つ以上のモジュールとは別々に独立して囲まれるよう、それぞれエンクロージャを備えていてもよい。
【００２３】
モジュール形式の電力コンバータを設けることにより、多数の異なる定格要件を標準規格製品で満たすことができる。例えば、定格電力５００ｋＷの電力コンバータモジュールを標準設計とする製造業者の場合、２つまたは３つのモジュールを単純に並列に配置し、その構成を適当な大きさの機械に接続することによって、定格電力１ＭＷまたは１．５ＭＷの駆動装置を提供することを望むかもしれない。これには、製造上の利便性とは別に、作業上の利点がある。つまり、一つのモジュールが故障した場合、コンバータ全体を交換することなく、故障したモジュールを取り除いたり交換したりすることが期待できる。
【００２４】
いくつかの実施形態では、前記制御システムは、前記複数のスイッチ対の対毎に、当該スイッチ対のスイッチを流れる電流の合成電流の大きさ（つまり、一対となる２つのスイッチの電流の合計）を求めるように構成されている。求めた大きさは、制御システムにより比較に用いられ、前記スイッチのうちのいずれかに故障が発生したかどうかを判断する。故障の場合、制御システムは故障信号を生成するように構成されている。故障信号は、故障したスイッチを含む対（またはモジュール）を示してもよい。いくつかの実施形態では、前記制御システムはさらに、各々の大きさの平均値を求めるように構成され、前記比較は、各々の大きさと前記平均値との関数を閾値との比較を含む。前記関数は、前記大きさのそれぞれと前記平均値との間の差を取ることを含んでもよい。前記閾値は、着目相において定格とされた電流値を、前記複数のスイッチ対のスイッチ対の数で割って決定されてもよい。
【００２５】
いくつかの実施形態では、前記電流検知器は、スイッチ毎に各々の電流変換器を備える。別の実施形態では、各スイッチ対の電流検知器は、前記スイッチ対のスイッチを介する前記相巻線と前記電源との間の各々の電流路の両方を流れる電流を検知するように配置された電流変換器を備える。
【００２６】
いくつかの実施形態では、前記電流検知器は、スイッチ毎に各々の電流変換器を備えて各々のスイッチを流れる電流を表す電流信号を生成し、前記制御システムは、１つ以上の前記電流信号を閾値と比較するように構成されている。これらの実施形態では、上記のようなモジュール形式のスイッチ構成におけるいずれのスイッチでも過電流を防止できる平易な手法を記載している。
【００２７】
さらに別の実施形態では、上記実施形態に対応するスイッチング回路モジュールと、そのようなモジュールを用いたスイッチドリラクタンス駆動装置のスイッチング回路と、相巻線および単方向電源を有するスイッチドリラクタンス機械を備える駆動装置と、スイッチのモジュール構造を有するスイッチドリラクタンス駆動装置においてスイッチ間の電流分配を監視する方法と、を記載している。
【００２８】
本発明のこれらおよびその他の形態や利点は、この発明の実施形態例の以下の詳細な説明および添付図面により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】図１は、従来技術によるスイッチドリラクタンス駆動装置の概略図である。
【図２】図２は、図１のスイッチドリラクタンス機械の一つの相に用いられる、従来技術による励起回路である。
【図３】図３は、図１のスイッチドリラクタンス機械に用いられる、従来技術による三相コンバータ回路である。
【図４】図４は、２つの並列スイッチを用いた電力スイッチング回路の簡略概要図である。
【図５】図５は、一実施形態に係る回路図である。
【図６】図６は、図５の簡易概略図である。
【図７】図７は、電流測定値を処理する方法を示すフローチャートである。
【図８】図８は、別の実施形態に係る回路図である。
【図９】図９は、相巻線に電力供給する三つのモジュールを用いた、さらに別の実施形態に係る回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図５は、駆動システムの一つの相に用いられる、本発明の一実施形態を示す回路図である。駆動システムは、他の実質的に同一の相を有していてもよいが、分かりやすくするため、それらの相の説明および図示は省略する。電気機械の相巻線４２は、電流ｉＡを伝え、ノードＡ１、Ａ２で４つの電流変換器５２に接続されている。４つの変換器は、同じ性能を有しているのが好ましいが、与えられた入力に対する変換器からの出力が実質的に同じでない場合、適切な換算係数をそれらの出力に選択的に適用することもできる。巻線に対する「上部」スイッチ（つまり、ノードＡ１をＤＣリンクの正極レール２６に接続する手段）は、ダイオード２４によってＤＣリンクの負極レール２７にそれぞれ接続される２つのスイッチＸ１、Ｙ１から構成されている。同様に、巻線に対する「下部」スイッチ（つまり、ノードＡ２をＤＣリンクの負極レール２７に接続する手段）は、ダイオード２３によってＤＣリンクの正極レール２６にそれぞれ接続される２つのスイッチＸ２、Ｙ２から構成されている。図６は、これらの装置がどのように２つのモジュールにパッケージ化可能であるかを示す概略を示す。実際には、スイッチＸ１、Ｙ１、Ｘ２、Ｙ２のそれぞれに関連付けられた補助回路があり、制御システムと各スイッチとの間を仲介しているが、このような回路は完全に従来からのものと理解され、簡潔にするため省略する。
【００３１】
当業者であれば分かるように、２つのパワーエレクトロニクスモジュールが並列接続されて相巻線を電力供給をしているにもかかわらず、ユーザ要求を処理して適切な点弧信号をスイッチに供給する制御システムは、図１に示すように、１つだけである。
【００３２】
いくつかの実施形態では、個々のモジュールをメンテナンスしたり置き換えたりするために、それぞれが別々にインストールされたり駆動装置から取り外されたりできるように、複数のモジュールは別々のユニットとして設けられる。いくつかの実施形態では、モジュールはそれぞれ、別々のエンクロージャに設けられていてもよく、あるいは、別々のエンクロージャを用いずに、駆動装置の１つ以上の他のモジュールおよび／または他の構成要素を収容するエンクロージャに収容されて設けられてもよい。
【００３３】
電流変換器は、ノードＡ１、Ａ２に、またはノードＡ１、Ａ２から流れる電流の大きさを示す。つまり、電流変換器は、電流ｉＡ１Ｘ、ｉＡ１Ｙ、 ｉＡ２ＸおよびｉＡ２Ｙを表す信号を提供する。これらの信号を使って、スイッチ間の電流の不平衡を検出する方法は、以下のように開発することができる。相巻線の電流は、電流方向ひいては出力信号の極性を観察しつつ、各ノードに接続された２つの電流変換器の出力を合計することによって決定することができる。変換器の製造公差を見越して、２つのノードにおける電流合計を平均化してもよい。各個別の変換器出力を平均相巻線電流と比較して、出力が相巻線電流の半分と実質的に同じでない場合、スイッチは電流を正確に分配していないと推論して、駆動装置を停止することができる。
【００３４】
より少ないアナログ比較器を用いた好ましい手法は、以下の通りである。
数量を以下のように定義する。
ｉＡＸ＝ｉＡ１Ｘ＋ｉＡ２Ｘ          （１）
ｉＡＹ＝ｉＡ１Ｙ＋ｉＡ２Ｙ          （２）
【００３５】
これらの概念上の電流は、モジュールＸ、Ｙから相Ａへの寄与率とみなすことができる。疑念を避けるため、電流ｉＡＸ、ｉＡＹを「概念上」と呼んでいるが、これらの電流は計算の便宜上ここに持ち出されたものであり、回路の任意の１つの導体を流れる個別の電流とは対応していない。また、以下のように定義する：
ｉＡｍｅａｎ＝（ｉＡＸ＋ｉＡＹ）／２          （３）
（１）と（２）を（３）に代入すると、以下のようになる：
ｉＡｍｅａｎ＝（ｉＡ１Ｘ＋ｉＡ２Ｘ＋ｉＡ１Ｙ＋ｉＡ２Ｙ）／２
＝（ｉＡ１Ｘ＋ｉＡ１Ｙ＋ｉＡ２Ｘ＋ｉＡ２Ｙ）／２
【００３６】
図５を検証すると、ノードＡ１、Ａ２は同一の電流路上にあり、各ノードはＸ、Ｙへと又はＸ、Ｙから流れる電流を一つにしている。
ｉＡｍｅａｎ＝（ｉＡ＋ｉＡ）／２
＝ｉＡ                （４）
【００３７】
したがって、ｉＡｍｅａｎは相電流ｉＡに相当する。制御システムにおいて、この信号は他の領域の制御に利用可能である。つまり、機械によって生成されるトルクの測定に利用することができる。各スイッチが同じ電流を伝える平衡状態では、ｉＡＸ＝ｉＡＹ＝ｉＡとなる。
【００３８】
例えば、スイッチＸ１が閉まらずにｉＡ１Ｘがゼロになる不平衡状態を考える。電流は、ＤＣリンクから印加される変化しない電圧によって順次生成される磁束によって決まるので、相巻線電流ｉＡと電流ｉｍｅａｎは変化しない。しかし、式（１）、（２）から、以下のようになる。
ｉＡＸ＝ｉＡ１Ｘ＋ｉＡ２Ｘ＝０＋ｉＡ／２＝ｉＡ／２
ｉＡＹ＝ｉＡ１Ｙ＋ｉＡ２Ｙ＝ｉＡ＋ｉＡ／２＝３ｉＡ／２
【００３９】
これは、式（３）で確認することができる。
ｉＡｍｅａｎ＝（ｉＡＸ＋ｉＡＹ）／２
＝（ｉＡ／２＋３ｉＡ／２）／２
＝（２ｉＡ）／２
＝ｉＡ
【００４０】
開状態の回路装置による電流の不均衡を検出する方法の一つとして、通常動作時に相巻線で予想される最大ピーク電流を算出し、変換器５２毎に閾値を設定して、予想されたピーク電流の半分より大きい電流を検出した場合、制御システムが信号で故障を伝えてスイッチの点弧を中止することにより、損傷が拡がることを防止する方法がある。別の方法として、いくつかの実施形態では、各電流変換器による電流測定の閾値を、各々のスイッチの定格電流に設定することもできる。この方法には限界がある。なぜなら、スイッチの安全動作がピーク電流だけでなく波形の形状要因にも左右されるということを考慮していないためである。つまり、波形が高デューティサイクルを有する場合（例えば、停動時や長時間起動時に見られるような、定電流に近い場合）、許容可能電流はシングルパルスモード動作時よりも低くなる。しがって、閾値の設定は、設計上難しい選択となる。
【００４１】
より望ましい制御方法は、平均電流と各モジュールからの個々の寄与率との差を考慮することである。その差は、軽微な電流不均衡や測定雑音に左右されにくいからである。
ｉＡｍｅａｎ−ｉＡＸ＝ｉＡ−ｉＡ／２＝ｉＡ／２          （５）
ｉＡｍｅａｎ−ｉＡＹ＝ｉＡ−３ｉＡ／２＝−ｉＡ／２      （６）
【００４２】
相巻線の最大定格電流をｉＡｒとすると、以下のようになる。
ｉＡｍｅａｎ−ｉＡＸ≦ｉＡｒ／２              （７）
ｉＡｍｅａｎ−ｉＡＹ≦ｉＡｒ／２              （８）
の場合、装置はそれぞれ、所定の限度内で動作している。言い換えると、二つのスイッチ間の電流差の大きさが最大定格相電流よりも大きく、それら二つのスイッチのうちの一つが故障していることを示している場合、故障状態が検出される。そのようなことが起こっている場合、制御システムは、駆動装置を停止するか駆動装置の出力を減少させて、故障したスイッチから他のモジュールに故障が波及することを防止するようにプログラム設定することができる。例えば、機械の出力を半分減らして、正常なスイッチがその定格内で動作するようにする。図７は、この方法の実現に適した工程を示すフローチャートであり、プロセッサにより実行される場合に、その方法を実現させるコンピュータプログラムの基礎として用いることができる。このコンピュータプログラムは、ＥＰＲＯＭやＡＳＩＣ等の好適で有形な機械可読の１つ以上の媒体や、任意のデジタル記憶装置に記憶することができる。
【００４３】
次に、別の実施形態について説明する。式（１）、（２）を検証すると、上記方法を実現するには、ｉＡ１Ｘ、ｉＡ２Ｘの合計とｉＡ１Ｙ、ｉＡ２Ｙの合計のみが必要であることがわかる。これらの数量は、上に示したように４つの変換器から生成することもできるし、各々が該当する電流を合計する２つの変換器から提供することもできる。これを図８に示す。図では、電流変換器５２の数が４つから２つの電流変換器５２’に減っている。スイッチＹ１とノードＡ１との間の接続及びスイッチＹ２とノードＡ２との間の接続は、各電流変換器５２’を通っているので、電流は、使用される変換器の種類によって電流変換器の中または外を通って同一方向に流れる。スイッチＸ１、Ｘ２からの各々の接続は、似たような配置となっている。したがって、各変換器５２'は適切な極性の電流を合計する。この構成は、モジュール毎に必要な変換器が１つだけであるという利点がある（ただし、電流が正しい方向に変換器を通るようにケーブルを配置するのは、物理的により難しいかもしれない）。２つのモジュールを並列に動作させる必要がある状況では、上記構成は費用対効果の大きい構成である。
【００４４】
上記例のシステムでは、２つのパワーエレクトロニクスモジュールを使って電気機械を励起していた。しかし、本発明はこのような構成に限定されない。使用されるモジュールの数は、原則としていくつであってもよい。ただし、コスト面の利点は並列接続されるモジュールの数が増えるにしたがって少なくなる。図９は、３つのモジュールが単一の機械巻線に電力供給するように相互接続された、別の実施形態に係る接続図を示す。
【００４５】
図９を検証して、式（１）〜（３）を発展させると、以下のようになる：
ｉＡＺ＝ｉＡ１Ｚ＋ｉＡ２Ｚ            （９）
ｉＡｍｅａｎ＝（ｉＡＸ＋ｉＡＹ＋ｉＡＺ）／３＝２ｉＡ／３        （１０）
【００４６】
既述のように、概念的な電流ｉＡＸ、ｉＡＹおよびｉＡＺは、ｉＡｍｅａｎと比較でき、
ｉＡｍｅａｎ−ｉＡＸ≦ｉＡｒ／３              （１１）
ｉＡｍｅａｎ−ｉＡＹ≦ｉＡｒ／３              （１２）
ｉＡｍｅａｎ−ｉＡＺ≦ｉＡｒ／３              （１３）
の場合、装置は、それぞれの指定された限度範囲内で動作していることがわかる。
【００４７】
当業者であれば分かるように、図７のフローチャートは、必要な変更を加えれば、この３つのモジュール構成あるいは４つ以上のモジュールを有する構成にも拡張して適用可能である。上記説明から明らかなように、また、数値的に簡単に証明できるように、スイッチ対をｎ個とする一般的な場合、閾値は、ｉＡｒ／ｎと一般化することができる。
【００４８】
電流分配を監視する別の方法として、いくつかの実施形態では、ｉＡＸとｉＡＹとを比較して、それらの値の差が閾値量よりも大きい（例えば、２つの値のうち大きいほうの値の３０％よりも大きい）場合、故障状態であるとする手法が用いられる。これを３つ以上のスイッチ対の場合に一般化すると、各スイッチ対からの合計電流を互いに比較して、電流が適切に分配されておらず故障状態とするべきかどうかを判断する。例えば、対が３つの場合、ｉＡＸは（ｉＡＹ＋ｉＡＺ）／２と比較することができ（必要があれば、ｉＡＹとｉＡＺにおいても同様）、それらの値の差が閾値量よりも大きい（例えば、２つの値のうち大きいほうの値の３０％よりも大きい）場合、故障状態とされる。
【００４９】
本発明の実施形態は、コンピュータ可読媒体に記憶されてシステムコントローラで実行されるコンピュータプログラム製品を含む。媒体は、開示された実施例に係る制御方式を実現するように機械を制御する処理を実現する固体メモリや他の記憶装置であってもよい。コントローラは、プログラムの命令下で動作する汎用プロセッサや他のコンピュータ手段であってもよい。同様に、アプリケーションに特化した集積回路（ＡＳＩＣ）等の専用装置を実施形態で用いることもできる。
【００５０】
本発明から逸脱することなく、開示された構成を変更することが可能であることは、当業者であれば分かることである。したがって、いくつかの実施形態に関する上記説明は、例として挙げただけであり、限定を意図するものではない。上記動作に大幅な変更を加えることなく、軽微な修正を構成に加えうることは、当業者にとって明らかなことである。本発明は、以下の請求項の範囲によってのみ限定されるものである。
【図１】
2015139366.tif 000003
【図２】
2015139366.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【外国語明細書】
Title of Invention
Switched Reluctance Drive, Switching Circuit Module, and Method for Monitoring Current Sharing between Switches
Technical Field
The present invention generally relates to an apparatus and method for controlling an electrical machine. More particularly, the present invention relates to the control of an electrical machine which is supplied by a plurality of converters which supply excitation for the windings of the machine. 
Background Art
One example of an electrical machine is the switched reluctance machine.  A general treatment of electrical drives which incorporate switched reluctance machines can be found in various textbooks, e.g. “Electronic Control of Switched Reluctance Machines” by TJE Miller, Newnes, 2001, incorporated herein by reference.   More detail is provided in the paper “The characteristics, design and application of switched reluctance motors and drives” by Stephenson and Blake, PCIM’93, Nurnberg, 21-24 June 1993, incorporated herein by reference.    
Figure 1 of the accompanying drawings shows a typical switched reluctance drive in schematic form, where the switched reluctance machine 12 is connected to a load 19.  The DC power supply 11 can be either a battery, rectified and filtered AC mains or some other form of energy storage.  The DC voltage provided by the power supply 11 is switched across the phase windings 16 of the machine 12 by a power converter 13 under the control of the electronic control unit 14.  Since knowledge of phase current is generally required, one current transducer is typically used to monitor each phase winding, as schematically shown at 18 in Figure 1.  The switching must be correctly synchronised to the angle of rotation of the rotor for proper operation of the drive, and a rotor position detector 15 is typically employed to supply signals corresponding to the angular position of the rotor.  The rotor position detector 15 may take many forms, including that of a software algorithm, and its output may also be used to generate a speed feedback signal.  The presence of the position detector and the use of an excitation strategy which is completely dependent on the instantaneous position of the rotor leads to the generic description of “rotor position switched” for these machines.
Many different power converter topologies are known for this type of machine, several of which are discussed in the Stephenson paper cited above.   One of the most common configurations is shown for a single phase of a polyphase system in Figure 2, in which the phase winding 16 of the machine is connected in series with two switching devices 21 and 22 across the busbars 26 and 27.  Busbars 26 and 27 are collectively known as the “DC link” of the converter.  Energy recovery diodes 23 and 24 are connected to the winding to allow the winding current to flow back to the DC link when the switches 21 and 22 are opened.  A low-value resistor 28 may be connected in series with the lower switch to act as a non-isolated, current-sense resistor.  This is an alternative arrangement to the isolated current transducer 18 shown in Figure 1.   Polyphase systems typically use the appropriate number of the phase legs of Figure 2 connected in parallel to supply the complete system, as shown in Figure 3 for a 3-phase system. 
A capacitor 25, known as the “DC link capacitor”, is connected across the DC link to source or sink any alternating component of the DC link current (ie the so-called “ripple current”) which cannot be drawn from, or returned to, the supply.   In practical terms, the capacitor 25 may comprise several capacitors connected in series and/or parallel and, where parallel connection is used, some of the elements may be distributed throughout the converter. 
At the end of the conduction period, the “off angle” (θoff) is reached, the switches are opened and the current transfers to the diodes, placing the inverted link voltage across the winding and hence forcing down the flux and the current to zero.  At zero current, the diodes cease to conduct and the circuit is inactive until the start of a subsequent conduction period.  The current on the DC link reverses when the switches are opened and the returned current represents energy being returned to the supply.  The shape of the current waveform varies depending on the operating point of the machine and on the switching strategy adopted.  As is well-known and described in, for example, the Stephenson paper cited above, low-speed operation generally involves the use of current chopping to contain the peak currents, and switching off one of the two switches while leaving the other one on gives an operating mode generally known as “freewheeling”.
As is well known in the art, switched reluctance machines can be operated in the generating mode, in which the phase currents are mirror images (in time) of the motoring currents.  Such systems are discussed in, for example, “Generating with the switched reluctance motor”, Radun, Proceedings of the IEEE 9th Applied Power Electronics Conference, Orlando, Florida, 13-17 Feb 1994, pp 41 - 47, incorporated herein by reference.   
Various types of switches are available for use in the converters illustrated in Figures 2 and 3.  For example, for ratings up to, say, 600V and 50A, MOSFETs are a common choice.   For higher ratings, say up to 1200V and 1000A,  IGBTs are usually preferred because they are relatively easy to control.  For still higher ratings, it is possible to use IGBTs in parallel or to use a more expensive technology for the switch, e.g. Gallium Nitride (GaN) or Silicon Carbide (SiC).
Given equivalent cooling systems and operating conditions, the torque of the electrical machine is approximately proportional to its active volume.  So, for a machine with, say, double the output of a base machine, the designer would expect to approximately double the volume of the active components, for example by increasing the core lengths and stator outside diameter by some 26%.  However, the increase in power may not be matched by rating of the switching devices in the power converter, since these are only available in discrete sizes, each with their own voltage and current ratings.   The designer therefore gets to a point where, although the machine rating can be increased, there are no commercially available devices which can support the extra power required.   The only available solution is to parallel either devices or complete converters, so as to keep the current handled by each device within its rating, as discussed in US5493195 (Heglund). 
Summary of Invention
Technical Problem
Figure 4 shows a schematic diagram of switches being provided by two devices in parallel.  For clarity, the diodes have been omitted from the drawing.  The top switch P comprises two switches P1, P2 in parallel.  Similarly, the bottom switch Q comprises two switches Q1, Q2 in parallel.  When the top switch and bottom switches are closed, the phase winding 42 is connected to the DC link 26, 27.  The current transducer 44 provides a signal indicative of the current being drawn from the supply.  Provided that the switches are operated precisely together (i.e. there is no discrepancy in the timing of the firing signals), this arrangement will generally work well, and the currents are shared appropriately between the devices.
Paralleling of IGBTs is relatively straightforward when they can be mounted physically close together, typically on the same heatsink, because, if the devices are identical, the current distributes substantially equally between the devices. However, it is not always possible to mount the devices in the desired position in the power converter.
While this arrangement of paralleled devices may be satisfactory in normal operation, a problem arises when one of the switching devices fails to switch, say, because of a fault in the firing circuit or because the device has gone open circuit.  With reference to Figure 4, consider that switch P1 fails to close when composite switches P and Q are closed to apply excitation to the winding 42.   The flux, and therefore the current, will ramp up in the usual way and the current, as detected by the current transducer 44, will be completely normal.  However, switch P2 is carrying twice the normal current and is at risk of exceeding its rated current and failing.   When P2 fails, the initial fault has propagated from P1 to P2 and the corresponding phase leg is now unserviceable, even though the current transducer 44 has not detected anything unusual prior to P2 failing.
This problem has been addressed in the field of inverter-fed induction and synchronous machines.  The general approach has been to isolate the individual inverters and allow them to operate independently, each inverter module having its own current feedback and its own control system.  Additionally, each phase of each inverter has an inductor placed in its output line, upstream of a common connection to the electrical machine.  These inductors present a relatively high impedance at the switching frequency of the inverters but a relatively low impedance at the much lower frequency of the synthesised sine wave.  Although the current demand to the inverters is common, the presence of the inductors isolates the inverters at their switching frequency and allows the individual current transducers in each inverter to maintain control of the current contribution from that inverter.  These techniques are discussed in, e.g., “Parallel Operation of Voltage Source Inverters with Minimal Intermodule Reactors”, Shi and Venkataramanan, IEEE Industry Applications Society Conference, 03-07 October 2004, Seattle, pp156 - 162.
While the solution described above for inverter-fed machines is effective for this type of machine, albeit at the considerable expense of providing a complete control system and three additional inductors for each module, it cannot be used for unipolar-fed machines, e.g., for switched reluctance machines, because there is no high-frequency alternating component in the output of the converter.  The isolation technique would therefore be ineffective.
There is therefore a need for an improved control system for a switched reluctance machine which is fed via parallel sets of switches.
Solution to Problem
The present invention is defined in the accompanying independent claims. Preferred features of the invention are recited in the claims respectively dependent thereon.
Described embodiments provide a switched reluctance drive comprising a switched reluctance machine with a phase winding. The drive includes a plurality of pairs of switches. Each pair is arranged to connect the phase winding to a unidirectional power supply. One switch of each pair is arranged to connect one end of the phase winding to a positive terminal of the power supply and the other switch of each pair is arranged to connect the other end of the phase winding to a negative terminal of the power supply. A respective current sensing arrangement is coupled between each pair of switches and the phase winding and comprises one or more current transducers. A control system is connected to the current sensing arrangements and configured to use signals from the current sensing arrangements to monitor current sharing between the switches of the plurality of pairs of switches.
Advantageously, by being able to monitor current sharing between switches using the claimed configuration of current sensing arrangements, operation of the drive within safe parameters can be ensured and switch faults that would not otherwise be apparent from a conventional current measurement can be detected. This enables safe and efficient use of switch modules to achieve the inherent advantages described above. It will, of course, be understood that the control system typically also performs other functions such as controlling the direction, speed and/or torque of the drive by setting the firing angles for the switches controlling the energisation of one or more phases of the drive.
In some embodiments, a first one of the pairs of switches is arranged in a first module and a second one of the pairs of switches is arranged in a second module. The modules are removable from the switched reluctance drive independently of each other, thereby enabling one of the modules to be readily serviced or replaced without interfering with the other module or modules. The modules may be provided with respective enclosures so that each module is enclosed separately and independently from the other module or modules.
Providing the power converter in modular form enables many different rating requirements to be fulfilled by a standard product.  For example, a manufacturer who had a standard design for a power converter module rated at 500kW might wish to offer drives rated at 1MW or 1.5MW by simply paralleling two or three modules and connecting that arrangement to an appropriately sized machine.   Apart from manufacturing convenience, this would also provide an operational advantage in that,  in the event of a fault in one module, the expectation is that the failed module would be removed and replaced, without having to replace the entire converter.
In some embodiments, the control system is configured to evaluate a magnitude of the combined currents through the switches of the pair of switches for each of the pairs of switches (i.e. the sum of the currents of the two switches in a pair). The evaluated magnitudes are used by the control system in a comparison to determine if failure has occurred in one of the switches. If so, the control system is arranged to generate a fault signal. The fault signal may indicate the pair (or module) containing the switch that has failed. In some embodiments, the control system is further configured to evaluate an average value of the respective magnitudes and the comparison includes comparing a function of the respective magnitudes and the average value to a threshold value. The function may include taking a respective difference between the average value and each of the magnitudes. The threshold value may be determined by dividing the value of the current for which the phase in question has been rated by the number of pairs of switches.
In some embodiments, the current sensing arrangement comprises a respective current transducer for each switch. In other embodiments, the current sensing arrangement for each pair of switches comprises a current transducer arranged to sense the current flowing in both the respective current paths between the phase winding and the power supply through the switches for the pair of switches.
In some embodiments, the current sensing arrangement comprises a respective current transducer for each switch to generate a current signal representative of current through each respective switch and the control system is arranged to compare one or more of the current signals against a threshold value. These embodiments provide a simple approach to preventing overcurrent in any one switch of a modular switch arrangement as described above.
Further described embodiments provide switching circuit modules corresponding to the above embodiments, a switching circuit for a switched reluctance drive using such modules, the drive comprising a switched reluctance machine with a phase winding and a unidirectional power supply; and a method of monitoring current sharing between switches in a switched reluctance drive having a modular arrangement of switches.
These and other aspects and advantages of the invention will become apparent upon reading the following detailed description of exemplary embodiments of the invention and upon reference to the accompanying drawings.
Brief Description of Drawings
Figure 1 is a schematic drawing of a prior art switched reluctance drive;
Figure 2 is a prior art excitation circuit for one phase of the switched reluctance machine of Figure 1; 
Figure 3 is a prior art 3-phase converter circuit for the switched reluctance machine of Figure 1;
Figure 4 is a simplified schematic of a power switching circuit using two paralleled switches;
Figure 5 shows a circuit diagram relating to one embodiment;
Figure 6 shows a simplified schematic of Figure 5;
Figure 7 is a flow diagram of a method of processing current measurements;
Figure 8 shows a circuit diagram relating to a further embodiment; and
Figure 9 shows a circuit diagram relating to a yet further embodiment using three modules to supply the phase winding. 
Description of Embodiments
Figure 5 shows a circuit diagram describing one embodiment of the invention for one phase of a drive system which may have other, substantially identical phases, which have been omitted from the description and drawings for clarity.   The phase winding 42 of the electrical machine carries a current iA and is connected at nodes A1 and A2 to four current transducers 52.  The four transducers are preferably identical in performance, though suitable scaling factors could be selectively applied to their outputs if these outputs were not substantially equal for a given input.  The “top” switch for the winding, i.e. the means of connecting node A1 to the positive rail 26 of the DC link, is provided by two switches X1 and Y1, each connected to the negative rail 27 of the DC link by their respective diodes 24.  Similarly, the “bottom” switch for the winding, i.e. the means of connecting node A2 to the negative rail 27 of the DC link, is provided by two switches X2 and Y2, each connected to the positive rail 26 of the DC link by their respective diodes 23.  Figure 6 shows a schematic which indicates how these devices could be packaged into two modules.  In practice, there will be auxiliary circuits associated with each of the switches X1, Y1, X2, Y2, for interfacing between the control system and each switch, but these are understood to be completely conventional and have been omitted for clarity.  
It will be understood by those skilled in the art that, despite there being two modules of power electronics connected in parallel to supply the phase winding, there is only one control system which, as shown in Figure 1, processes the user demands and supplies the appropriate firing signals to the switches. 
In some embodiments, the modules are provided as separate units, so that they can be separately installed and removed from the drive to service or replace individual modules. The modules may each be provided in their own separate enclosure, in some embodiments, or may be provided without a separate enclosure to be housed in an enclosure housing one or more other modules and/or other components of the drive.
The current transducers indicate the magnitude of the currents flowing to and from the nodes A1 and A2, i.e., they provide signals representing the currents iA1X,  iA1Y,  iA2X  and  iA2Y.  Using these signals, a method of detecting current unbalance between the switches can be developed, as follows.   The current in the phase winding can be determined by summing the outputs of the two current transducers connected to each node, taking care to observe the directions of the currents and hence the polarities of the output signals.  To allow for manufacturing tolerances in the transducers, the sums of the currents at the two nodes may be averaged.  Each individual transducer output may now be compared to the average phase winding current and,  if not substantially equal to one half of the phase winding current,  it can be deduced that the switches are not sharing the current correctly and the drive can be shut down.   
A preferred approach which uses fewer analogue comparators is as follows.   Define the following quantities:
iAX  =  iA1X + iA2X    (1)
iAY  =  iA1Y + iA2Y    (2)
These notional currents can be considered as the contributions from the modules X and Y to Phase A.  For the avoidance of doubt, the current iAX and iAY are referred to as “notional”, as they are introduced here for convenience of calculation and do not correspond to individual current flowing in any one conductor of the circuit. Also define:
iAmean  =  (iAX  +  iAY) / 2    (3)
Substituting (1) and (2) into (3) gives:
iAmean  =  (iA1X + iA2X  +  iA1Y + iA2Y) / 2
=  (iA1X +  iA1Y +   iA2X  + iA2Y) / 2
By inspection of Figure 5, nodes A1 and A2 being in the same current path and each node combining the currents to/from X and Y,
iAmean   =  (iA   +  iA ) / 2
=   iA    (4)
Thus iAmean corresponds to the phase current iA.  This signal is available to the control system to be used in other areas of control, e.g. to be used as a measure of the torque being produced by the machine.  Under balanced conditions with each switch carrying the same current, iAX  =  iAY  =  iA.
Consider an unbalanced condition, for example, where switch X1 fails to close, so iA1X is zero.   The phase winding current iA and the current iAmean are unchanged, because the current is dictated by the flux, which in turn is produced by the applied voltage from the DC link, which is unchanged.   However, from Equations (1) and (2), 
iAX  =  iA1X + iA2X  =  0  +  iA/2  =  iA/2
iAY  =  iA1Y + iA2Y  =  iA +  iA/2  =  3iA/2
This can be checked by Equation (3):
iAmean  =  (iAX  +  iAY) / 2
=  (iA/2 + 3iA/2) / 2
=  (2iA)/2
=  iA
One method of detecting current imbalance due to an open circuit device is to determine the maximum peak current expected in the phase winding during normal operation and set a threshold for each of the transducers 52 such that if they detect a current greater than half the peak current expected, the control system signals a fault and suspends firing of the switches so as to prevent further damage.  Alternatively, the threshold for the current measurement by each current transducer can be set to the rated current of the respective switch, in some embodiments.  This method has limitations, because it fails to take account of the fact that the safe operation for a switch depends not only on the peak current but also on the form factor of the waveform, i.e. if the waveform has a high duty cycle (e.g. close to constant current, as would be experienced during a stalled operation or during a prolonged start) the allowable current is lower than it would be for operation in single-pulse mode.   The setting of the threshold value is therefore a difficult design choice.
A better method of control is to consider the difference between the mean current and the individual contributions from each module because the difference is less sensitive to minor current imbalances and to measurement noise:
iAmean  -  iAX  = iA -  iA/2  =  iA/2    (5)
iAmean  -  iAY  = iA -  3iA/2  =  -iA/2    (6)
If the maximum rated current for the phase winding is iAr, it follows that,  provided
iAmean  -  iAX  ≦ iAr/2    (7) 
iAmean  -  iAY  ≦ iAr/2    (8)
then the devices are operating within their specified limits.   In other words, a fault condition will be detected if the magnitude of the current difference between two switches is greater than the maximum rated phase current, indicating that one of those two switches is faulty.   In the event of such an occurrence, the control system can be programmed either to shut down the drive or to reduce the output of the drive so as to prevent the fault propagating into other modules from the faulty switch.   For example, the output of the machine could be reduced by half so that the healthy switch is operating inside its rating.  Figure 7 shows a flow diagram illustrating steps appropriate to implement this method and which can be used as the basis for a computer program which implement the method when executed on a processor.  The computer program can be stored on an suitable, tangible, machine readable medium or media, such as in an EPROM or ASIC, or any digital storage device.
A further embodiment will now be described.   By inspection of Equations (1) and (2), it will be noted that only the sums of iA1X + iA2X and of iA1Y + iA2Y are required to implement the method.  These quantities can be produced from four transducers as shown above or could be supplied by two transducers each summing the appropriate currents.  This is illustrated in Figure 8, where the number of current transducers 52 has been reduced from four to two transducers 52’.  The connection between the switch Y1 and node A1 and the connection between the switch Y2 and the node A2 are routed past the respective current transducer 52' so that current flows in the same direction through or past the current transducer, depending on the type of transducer used.  The respective connection from switches X1 and X2 are arranged analogously.  Therefore, each transducer 52' sums currents of the correct polarity.  This arrangement has the advantage that it only requires one transducer per module, though it may be physically more difficult to arrange the cables for the current to pass through the transducers in the correct directions.  For the situation where two modules are required to operate in parallel, it is a cost-effective arrangement.
The exemplary systems described above have used two modules of power electronics to energise the electrical machine.   However, the invention is not limited to such an arrangement.  Any number of modules can, in principle, be used, though the cost benefit may diminish as the number of parallel-connected modules rises.  Figure 9 illustrates the connection diagram of a further embodiment in which three modules are interconnected to supply a single machine winding.
By inspection of Figure 9 and extension of Equations (1) to (3):
iAZ  =  iA1Z + iA2Z    (9)
iAmean  =  (iAX  +  iAY +  iAZ)/ 3  =  2iA/3    (10)
The notional currents iAX,  iAY and  iAZ can be compared to iAmean as before and it can be shown that if 
iAmean  -  iAX  ≦ iAr/3    (11)
iAmean  -  iAY  ≦ iAr/3    (12)
iAmean  -  iAZ  ≦ iAr/3    (13)
then the devices are operating within their specified limits.
The flow chart of Figure 7 can be extended, mutatis mutandis, to cover this arrangement of three modules, or arrangements with more than three modules, as will be understood by those skilled in the art.  As is apparent from the above discussion and can readily be proved mathematically, the threshold value can be generalised for the general case of n pairs of switches to iAr / n.
An alternative method to monitor current sharing used in some embodiments is to compare iAX and iAY and to raise a fault condition if their values differ by more than a threshold amount, for example more than 30% of the larger of the two values. Generalising this to more than two pairs of switches, the summed currents from each pair of switches can be compared to each other to determine if current is not shared appropriately and a fault condition is to be raised. In the case of three pairs, for example, iAX could be compared to (iAY + iAZ) / 2 (and similarly for iAY and iAZ if desired) and a fault condition raised if their values differ by more than a threshold amount, for example more than 30% of the larger of the two values.
Embodiments of the invention include a computer program product stored on a computer readable medium to be executed by the system controller.  The medium may be solid state memory or other storage device enabling processing for controlling the machine to implement the control regime according to the disclosed embodiments.  The controller may be a general purpose processor or other computer means running under the command of the program.  Equally well, the embodiments can use a dedicated device, such as an application specific integrated circuit (ASIC).
The skilled person will appreciate that variation of the disclosed arrangements are possible without departing from the invention.  Accordingly, the above description of several embodiments is made by way of example and not for the purposes of limitation.  It will be clear to the skilled person that minor modifications can be made to the arrangements without significant changes to the operation described above.    The present invention is intended to be limited only by the scope of the following claims.
1.  A switched reluctance drive comprising:
a switched reluctance machine having a phase with a phase winding;
a plurality of pairs of switches, each pair being arranged to connect the phase winding to a unidirectional power supply, wherein one switch of each pair is arranged to connect one end of the phase winding to a positive terminal of the power supply and the other switch of each pair is arranged to connect the other end of the phase winding to a negative terminal of the power supply;
a respective current sensing arrangement coupled between each pair of switches and the phase winding, each current sensing arrangement comprising one or more current transducers;
a control system connected to the current sensing arrangements and configured to use signals from the current sensing arrangements to monitor current sharing between the switches of the plurality of pairs of switches. 
2.  A switched reluctance drive as claimed in claim 1, wherein a first module comprises one of the pairs of switches and a second module comprises a second one of the pairs of switches, the first module being removable from the switched reluctance drive as a unit independently of the second module, thereby enabling the first module to be replaced independently of the second module. 
3.  A switched reluctance drive as claimed in claim 1, wherein the first module is enclosed in first enclosure and the second module is enclosed in a second enclosure separate from the first enclosure.
4.  A switched reluctance drive as claimed in any one of claims 1 to 3, wherein the control system is configured to evaluate for each pair of the plurality of pairs of switches a magnitude of the combined currents through the switches of the pair of switches; to use the evaluated magnitudes in a comparison to determine if a failure has occurred in one of the switches; and to generate a fault signal if the comparison indicates that a failure has occurred in one of the switches.
5.  A switched reluctance drive as claimed in any one of claims 1 to 4, wherein the control system is configured to evaluate for each pair of the plurality of pairs of switches a magnitude of the combined currents through the switches of the pair, to evaluate an average value of the respective magnitudes; to compare a function of the respective magnitudes and the average value to a threshold value; and to generate a fault signal if the comparison indicates that a failure has occurred in one of the switches. 
6.  A switched reluctance drive as claimed in claim 5, wherein the control system is configured to compare a respective difference between the average value and each of one or more of the magnitudes with the threshold value.
7.  A switched reluctance drive as claimed in claim 5 or 6, wherein the threshold value is the value of the current for which the phase has been rated divided by the number of pairs of switches in the plurality of pairs of switches.
8.  A switched reluctance drive as claimed in any one of claims 4 to 7, wherein the fault signal indicates which pair of the plurality of pairs of switches contains the switch that has failed.
9.  A switched reluctance drive as claimed in any one of claims 1 to 8, wherein each of the switches of each pair of switches is connected between the phase winding and the power supply by a respective current path and the current sensing arrangement comprises a current transducer arranged to sense the current flowing in both of the respective current paths, wherein the current path is arranged such that current flows in the same direction past the current transducer in both current paths.
10.  A switched reluctance drive as claimed in any one of claims 1 to 7, the current sensing arrangement comprising a respective current transducer for each switch.
11.  A switched reluctance drive as claimed in any one of claims 1 to 3, the current sensing arrangement comprising a respective current transducer for each switch to generate a current signal representative of current through each respective switch and the control system being arranged to compare one or more of the current signals against a threshold value.
12.  A switching circuit module for a switched reluctance drive comprising a switched reluctance machine with a phase winding, the switching circuit module comprising:
a pair of switches, arranged to connect the phase winding to a unidirectional power supply, wherein a first switch of the pair is arranged to connect one end of the phase winding to a positive terminal of the power supply and a second switch of the pair is arranged to connect the other end of the phase winding to a negative terminal of the power supply;
a first current transducer arranged to sense current through the first switch at a point between the positive terminal of the power supply and the phase winding; and
a second current transducer arranged to sense current through the second switch at a point between the negative terminal of the power supply and the phase winding.
13.  A switching circuit module as claimed in claim 12, wherein the first current transducer and the second current transducer are different, separate current transducers.
14.  A switching circuit module as claimed in claim 12, wherein the first current transducer and the second current transducer are the same current transducer and a first current path between the phase winding and the positive terminal through the first switch and a second current path between the phase winding and the negative terminal through the second switch are disposed relative to the current transducer so that current flows past the current transducer in the same direction in the first and second current paths.
15.  A method for monitoring current sharing between switches in a switched reluctance drive, wherein the switched reluctance drive comprises a switched reluctance machine having a phase with a phase winding and a plurality of pairs of switches, each pair being arranged to connect the phase winding to a unidirectional power supply, wherein one switch of each pair is arranged to connect one end of the phase winding to a positive terminal of the power supply and the other switch of each pair is arranged to connect the other end of the phase winding to a negative terminal of the power supply, the method comprising:
sensing current through each pair of switches;
monitoring current sharing between the switches of the plurality of pairs of switches using the sensed currents.
16.  A method as claimed in claim 15, wherein monitoring current sharing comprises:
evaluating for each pair of the plurality of pairs of switches a magnitude of the combined currents through the switches of the pair of switches;
using the evaluated magnitudes in a comparison to determine if a failure has occurred in one of the switches; and
generating a fault signal if the comparison indicates that a fault has occurred in one of the switches.
17.  A method as claimed in claim 16, wherein monitoring current sharing comprises evaluating an average value of the respective magnitudes and wherein the comparison includes comparing, for each pair of switches, a function of the magnitude and the average value to a threshold value.
18.  A method as claimed in claim 17, wherein the function includes taking the difference between the magnitude and the average value.
19.  A method as claimed in claim 17 or 18, wherein the threshold value is the value of the current for which the phase has been rated divided by the number of pairs of switches in the plurality of pairs of switches.
20.  A method as claimed in any one of claims 16 to 19, wherein the fault signal indicates which pair of the plurality of pairs of switches contains the switch that has failed.
21.  A method as claimed in claim 15, the method comprising sensing a current through each switch and comparing each sensed current to a threshold value.
1.  Abstract
An electrical drive system includes an electrical machine whose windings are supplied through solid state switches under the control of a programmable controller.  At least two switches act in parallel to provide the current necessary to energise the machine.  An apparatus and method are disclosed which enable the controller to monitor the current sharing of the switches and adjust the output of the drive system in the event of any maloperation.
2.  Representative Drawing
Figure 5
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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