(57)【要約】      （修正有）【課題】波形等化に伴って生じる雑音増加による受信特性の低下を抑制する。【解決手段】ＯＦＤＭ変調信号に用いられる波形等化部３において、主波と主波に対する遅延波とを含むＯＦＤＭ変調信号を入力信号ＢＳから、遅延波の大きさおよび主波に対する遅延波の遅延時間を検出する遅延・振幅検出器３３と、遅延・振幅検出器３３の検出結果に従って、入力信号から遅延波を除去した等化信号を出力する遅延等化フィルタ３１と、予め設定された混合比に従って、入力信号と等化信号とを混合した波形等化部の出力信号ＥＳを生成し、遅延・振幅検出器での検出結果に応じて、波形等化部の出力信号における遅延波の大きさが、予め設定されたガードインターバルマスク以下の値に抑圧されるように混合比を設定する係数発生器３４を備える。【選択図】図２
2015170898.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ変調信号に用いられる波形等化器（３）であって、
主波と該主波に対する遅延波とを含む前記ＯＦＤＭ変調信号を入力信号（ＢＳ）とし、該入力信号から、前記遅延波の大きさおよび前記主波に対する前記遅延波の遅延時間を検出する遅延情報検出手段（３３）と、
前記遅延情報検出手段での検出結果に従って、前記入力信号から前記遅延波を除去した等化信号を出力する遅延等化手段（３１）と、
予め設定された混合比に従って、前記入力信号と前記等化信号とを混合した波形等化器出力信号（ＥＳ）を生成する混合手段（３２）と、
前記遅延情報検出手段での検出結果に応じて、前記波形等化器出力信号における遅延波の大きさが、予め設定されたガードインターバルマスク以下の値に抑圧されるように前記混合比を設定する混合比設定手段（３４）と、
を備えることを特徴とする波形等化器。
【請求項２】
前記混合比設定手段は、前記波形等化器出力信号における遅延波の大きさが、前記ガードインターバルマスクを一定のマージン分だけ低下させた値以下に抑圧されるように前記混合比を設定することを特徴とする請求項１に記載の波形等化器。
【請求項３】
前記混合比設定手段は、前記遅延波の遅延時間が予め設定されたガードインターバル内である場合、前記波形等化器出力信号における遅延波の大きさが、前記入力信号における遅延波の大きさに応じて設定される最適値に抑圧されるように前記混合比を設定することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の波形等化器。
【請求項４】
前記混合比設定手段は、前記入力信号における遅延波に対する前記波形等化器出力信号における遅延波の抑圧量によって決まる前記波形等化器出力信号での雑音増加と、前記波形等化器出力信号における遅延波の大きさによって決まる所要ＣＮ比増加との和が最小となるように、前記最適値が設定されていることを特徴とする請求項３に記載の波形等化器。
【請求項５】
前記ＯＦＤＭ変調信号の一次変調方式および符号化率を特定する変調方式特定手段（２）を備え、
前記混合比設定手段は、前記変調方式特定手段での特定結果に応じて参照するガードインターバルマスク特性を切り替えることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の波形等化器。
【請求項６】
信号を受信する受信手段（２）と、
前記受信手段が受信した信号の入力信号を波形等化する請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の波形等化器（３）と、
前記波形等化器からの出力信号を復調する復調手段（４）と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信機（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式で変調されたＯＦＤＭ変調信号を波形等化する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
我が国の地上波デジタル放送など、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex ）を用いる通信方式では、ガードインターバルと称する冗長期間が各シンボル期間に付加されている。主波（受信波の中で最大強度の波）と、反射など該主波に対して到来するタイミングの異なる到来波（以下、遅延波という）が存在するマルチパス環境であっても、主波と各遅延波との時間差が、このガードインターバル以下である場合には、遅延波の影響をほとんど受けることなく受信したＯＦＤＭ変調信号を正しく復調することができる。しかしながら、ガードインターバルを超える遅延波が存在すると、その影響によって、受信した直交周波数分割多重方式で変調された信号（以下、ＯＦＤＭ変調信号とする）を正しく復調できない場合があり、遅延波の遅延時間が大きいほど、また遅延波の振幅が大きいほど、その影響は大きなものとなる。
【０００３】
これに対して、ガードインターバルを超える遅延波を、波形等化フィルタを用いて除去する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−４６４６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、従来の波形等化フィルタは、遅延波を完全に除去しようとして動作するが、その代償として波形等化フィルタの出力信号に含まれる雑音を増加させてしまい、波形等化フィルタ出力信号を正しく復調することができなくなってしまう場合があるという問題があった。
【０００６】
即ち、遅延波が１波の場合、波形等化フィルタの入力信号Ｓは（１）式により表される。但し、入力信号Ｓは、主波の振幅に対する遅延波の振幅の相対値で表したものである。また、遅延波を完全に消去する波形等化フィルタの特性Ｅｑは（２）式によって表される。
【０００７】
【数１】
2015170898.tif 000003
入力信号Ｓおよび理想的な波形等化フィルタの周波数特性Ｅｑの例を、図１６に示す。
【０００８】
波形等化フィルタには、実際には（１）式に示した入力信号Ｓ以外に雑音成分（ガウス雑音を想定）が入力される。この雑音成分は、波形等化フィルタの特性Ｅｑと同一の周波数特性をもつ雑音となって出力される。このため、波形等化フィルタの出力信号に含まれる雑音電力は、波形等化フィルタでの抑圧対象となる遅延波が大きいほど増加することになる。
【０００９】
本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、波形等化に伴って生じる雑音増加による受信特性の低下を抑制する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の波形等化器は、ＯＦＤＭ変調信号に用いられ、遅延情報検出手段と、遅延等化手段と、混合手段と、混合比設定手段とを備える。
遅延情報検出手段は、主波と該主波に対する遅延波とを含むＯＦＤＭ変調信号を入力信号とし、該入力信号から、遅延波の振幅および主波に対する遅延波の遅延時間を検出する。なお、検出される遅延時間は該遅延波の主波に対する到来タイミングに応じて、正または負の値をとるものである。遅延等化手段は、遅延情報検出手段での検出結果に従って、入力信号から遅延波を除去した等化信号を出力する。混合手段は、予め設定された混合比に従って、入力信号と等化信号とを混合した波形等化器出力信号を生成する。混合比設定手段は、遅延情報検出手段での検出結果に応じて、波形等化器出力信号における遅延波の振幅が、予め設定されたガードインターバルマスク以下の値に、遅延波の振幅が抑圧されるように混合比を設定する。なお、ガードインターバルマスクとは、遅延波が存在してもＯＦＤＭ変調信号の復調が可能となる条件を、遅延波の遅延時間および遅延波の振幅について規定した周知のものである。（電波産業会発刊の技術資料「ARIBTR-B14第９編」またはＩＴＵ（国際電気通信連合）のレポート「Report ITU-R BT.2209-1」参照）
このような構成によれば、遅延波を完全に除去するのではなくＯＦＤＭ変調信号の復調が可能となる範囲で遅延波を不完全に除去するため、波形等化器の出力に重畳されるノイズを必要以上に増大させてしまうことがなく、波形等化による受信特性の改善を効果的に実現することができる。
【００１１】
本発明において、混合比設定手段は、波形等化器出力信号における遅延波の大きさが、ガードインターバルマスクに一定のマージン分だけ低下させた値以下に抑圧されるように混合比を設定してもよい。この場合、遅延波以外の予期しない受信障害要因が存在する場合に、ＯＦＤＭ変調信号の復調が不能となる可能性を低下させることができる。
【００１２】
また、本発明において、混合比設定手段は、遅延波の遅延時間が予め設定されたガードインターバル内である場合、波形等化器出力信号における遅延波の大きさが、入力信号における遅延波の大きさに応じて設定される最適値に抑圧されるように混合比を設定してもよい。即ち、遅延波の遅延時間がガードインターバル内である場合、必ずしも、波形等化を行う必要はないが、受信特性がより改善される範囲、即ち、遅延波の抑圧による受信特性の改善効果が、遅延波の抑圧に伴う雑音増加による受信特性の劣化を上回る範囲で波形等化を行ってもよい。
【００１３】
具体的には、例えば、混合比設定手段は、波形等化器出力信号における遅延波の抑圧量によって決まる雑音増加と、波形等化器出力信号における遅延波の大きさによって決まる所要ＣＮ比増加との和が最小となるように、最適値が設定されていてもよい。なお、所要ＣＮ比増加とは、ＯＦＤＭ変調信号を正しく復調するために最低限必要な波形等化器出力信号のＣＮ比が遅延波の無い場合の所要ＣＮ比に対して増加する分のことをいう。
【００１４】
本発明の波形等化器は、ＯＦＤＭ変調信号の一次変調方式および符号化率を特定する変調方式特定手段を備え、混合比設定手段は、変調方式特定手段での特定結果に応じて参照するガードインターバルマスク特性を切り替えるように構成してもよい。この場合、波形等化による受信特性の改善を、各変調方式に応じて的確に実現することができる。
【００１５】
上述の波形等化器は、信号を受信して波形等化器に供給する受信手段、波形等化器からの出力信号を復調する復調手段と共に、ＯＦＤＭ受信機として実現してもよい。
なお、特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【００１６】
また、本発明は、上述した波形等化器やＯＦＤＭ受信機の他、これら波形等化器やＯＦＤＭ受信機を構成要素とするシステム、当該波形等化器としてコンピュータを機能させるためのプログラム、波形等化方法など、種々の形態で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】ＯＦＤＭ受信機の構成を表すブロック図である。
【図２】波形等化部の構成を表すブロック図である。
【図３】ガードインターバルマスク、および実際のＯＦＤＭ受信機の特性を例示したグラフである。
【図４】ＯＦＤＭ復調動作原理を示す説明図である。
【図５】遅延波相対値と所要ＣＮ比増加との関係を表すグラフである。
【図６】遅延波相対値と波形等化フィルタによる雑音増加との関係を表すグラフである。
【図７】遅延波抑圧量と波形等化フィルタによる雑音増加との関係を、入力信号の遅延波相対値毎に示したグラフである。
【図８】遅延波をガードインターバルマスクの値に抑圧した場合における遅延波の遅延時間と波形等化フィルタによる雑音増加との関係を、入力信号の遅延波相対値毎に示したグラフである。
【図９】６４ＱＡＭ−３／４の場合における制御特性を表すグラフであり、（ａ）が遅延波の遅延時間と遅延波の抑圧量との関係（抑圧制御特性）、（ｂ）が（ａ）の特性に従って遅延波を抑圧した場合に得られる、遅延波の遅延時間と適合等化信号における実効雑音増加との関係（実効雑音増加特性）である。
【図１０】６４ＱＡＭ−３／４において抑圧マージン３ｄＢを付加した場合における制御特性を表すグラフであり、（ａ）が抑圧制御特性、（ｂ）が実効雑音増加特性である。
【図１１】６４ＱＡＭ−２／３において抑圧マージン３ｄＢを付加した場合における制御特性を表すグラフであり、（ａ）が抑圧制御特性、（ｂ）が実効雑音増加特性である。
【図１２】１６ＱＡＭ−３／４において抑圧マージン３ｄＢを付加した場合における制御特性を表すグラフであり、（ａ）が抑圧制御特性、（ｂ）が実効雑音増加特性である。
【図１３】１６ＱＡＭ−３／４において抑圧マージン３ｄＢを付加した場合における制御特性を表すグラフであり、（ａ）が抑圧制御特性、（ｂ）が実効雑音増加特性である。
【図１４】遅延波相対値と最適抑圧量との関係を変調方式毎に示したグラフである。
【図１５】遅延波の抑圧量を最適抑圧値から偏移させた場合に、実効雑音増加が変化する様子を示すグラフである。
【図１６】理想的な波形等化フィルタ、およびその入力信号，出力信号の周波数特性を例示するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に本発明が適用された実施形態について、図面を用いて説明する。
［第１実施形態］
＜全体構成＞
本実施形態のＯＦＤＭ受信機１は、図１に示すように、受信部２、波形等化部３、ＯＦＤＭ復調部４を備える。
【００１９】
受信部２は、アンテナＡＮＴによって受信されたＯＦＤＭ変調信号を、増幅、周波数変換、Ａ／Ｄ変換等することにより、直交関係にある一対のデジタルベースバンド信号ＢＳに変換する。また、受信部２は、ベースバンド信号ＢＳから伝送モードやガードインターバル比、変調方式、符号化率を少なくとも含む伝送パラメータＴＰの抽出も行う。このような受信部２の構成は周知のものであるためその詳細についての説明は省略する。
【００２０】
波形等化部３は、ベースバンド信号ＢＳを入力信号として、この入力信号を波形等化した出力信号を出力するものであり、図２に示すように、波形等化フィルタ３１、混合器３２、遅延・振幅検出器３３、係数発生器３４、マスク記憶部３５を備える。
【００２１】
遅延・振幅検出器３３は、入力信号に含まれる主波の振幅および遅延波の振幅と、主波に対する遅延波の遅延時間とを検出する。波形等化フィルタ３１は、遅延・振幅検出器３３での検出結果に基づき、入力信号から遅延波を除去した等化信号を生成する。なお、遅延・振幅検出器３３および波形等化フィルタ３１は周知のものである。
【００２２】
混合器３２は、後述する係数発生器３４で求められた係数α（０≦α≦１）に従って、ベースバンド信号ＢＳの振幅をα倍する係数器３４１と、波形等化フィルタ３１の出力である等化信号の振幅を（１−α）倍する係数器３４２と、係数器３４１の出力と係数器３４２の出力を加算した適合等化信号ＥＳを生成する加算器３４３とを備える。この適合等化信号ＥＳが波形等化部３の出力信号となる。
【００２３】
マスク記憶部３５は、不揮発性メモリ等からなり、ＯＦＤＭ受信機１において復調可能な変調方式／符号化率のそれぞれについて設定されたガードインターバルマスク（ＧＩマスク）を記憶する。変調方式／符号化率としては、例えば、「６４ＱＡＭ−３／４」、「１６ＱＡＭ−２／３」、「ＱＰＳＫ−１／２」等がある。なお、前半の６４ＱＡＭ，１６ＱＡＭ，ＱＰＳＫが一次変調方式を表し、後半の分数が符号化率を表す。
【００２４】
ＧＩマスクは、ＯＦＤＭ復調部４でＯＦＤＭ変調信号が正しく復調されるための条件を示すものであり、図３に示すように、ＯＦＤＭ復調部４への入力信号（適合等化信号ＥＳ）に要求される遅延波の大きさ（許容レベル）と、遅延波の遅延時間との関係によって表されている。但し、遅延波の大きさは、主波の振幅に対する遅延波の振幅の相対値をデシベル単位で表したものであり、以下では、これを遅延波相対値という。図３では、我が国の地上波デジタル放送で用いられている方式（ＩＳＤＢ−Ｔ方式、６４ＱＡＭ−３／４、ガードインターバル長１２６μｓ）の場合についてＡＲＩＢで標準化されたＧＩマスクと、市販されているＯＦＤＭ受信機（レシーバＡ，Ｂ，Ｃ）の特性を測定した結果が例示されている。横軸が主波に対する遅延波の遅延時間、縦軸が遅延波相対値の許容レベルであり、適合等化信号ＥＳにおける遅延波がこの許容レベル以下であれば、ＯＦＤＭ復調部４にて復調可能であることを表している。例えば、遅延時間１５０μｓ、遅延波相対値が−１５ｄＢであれば復調可能であるが、同じ遅延時間でも、遅延波相対値が−５ｄＢのものは復調不能となる。図示されているように、市販のＯＦＤＭ受信機は、ＡＲＩＢで標準化されたＧＩマスク特性を上回る特性を有するように設計される。
【００２５】
なお、ＧＩマスクは、ＯＦＤＭ復調に関わる数学的処理および基準キャリア再生に使用するデジタル補間フィルタの特性で定まり、ハードウェアの出来・不出来によるバラツキはなく、全て数学的に導出されたものである。その詳細については、電波産業会発刊の技術資料「ARIBTR-B14第９編」（以下「技術資料１」ともいう）の数式（３０）またはＩＴＵ（国際電気通信連合）のレポート「Report ITU-R BT.2209-1」（以下「技術資料２」ともいう）の数式（３０）を参照のこと。
【００２６】
係数発生器３４は、受信部２で検出された伝送パラメータＴＰから特定される変調方式／符号化率に対応したＧＩマスクを選択し、遅延・振幅検出器３３での検出結果に従って、ベースバンド信号ＢＳにおける遅延波相対値が、選択されたＧＩマスクの値より大きい場合、適合等化信号ＥＳにおける遅延波相対値が、ＧＩマスクの値に抑圧されるように係数αを設定する。
【００２７】
＜効果＞
以上説明したように、ＯＦＤＭ受信機１の波形等化部３は、遅延波を完全に除去するのではなくＯＦＤＭ変調信号の復調が可能となる必要最低限の範囲で除去するため、波形等化部３の出力信号（適合等化信号ＥＳ）に重畳される雑音を必要以上に増大させてしまうことがなく、波形等化による受信特性の改善を効果的に実現することができる。
【００２８】
なお、波形等化フィルタ３１として遅延波を完全に除去するものを用いた場合、遅延波が主波と同振幅（０ｄＢ）であると、原理的に動作不安定となる（（２）式が発散する）。しかし、ＯＦＤＭ受信機１では、波形等化部３の出力信号において遅延波が完全に除去されている必要はないため、波形等化フィルタ３１は、動作不安定とならない範囲で遅延波を十分に除去できるものを用いればよい。
【００２９】
［第２実施形態］
第２実施形態は、基本的な構成は第１実施形態と同様であるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。
【００３０】
第１実施形態において係数発生器３４は、ベースバンド信号ＢＳの遅延波相対値がＧＩマスクより大きい場合に、適合等化信号ＥＳの遅延波相対値がＧＩマスクの値に抑圧されるように係数αを設定している。これに対し、本実施形態では、係数発生器３４は、ベースバンド信号ＢＳの遅延波相対値に応じた最適抑圧値を予め用意しておき、遅延波の遅延時間がガードインターバル内である場合等、ベースバンド信号ＢＳの遅延波相対値が、ＧＩマスクより小さい場合でも、最適抑圧値より大きければ、適合等化信号ＥＳの遅延波相対値が最適抑圧値に抑圧されるように係数αを設定する点で第１実施形態とは相違する。
【００３１】
＜最適抑圧値の算出方法＞
以下、最適抑圧値の算出方法について説明する。その説明にあたり、前提として、所要ＣＮ比増加、および波形等化フィルタ３１による雑音増加について説明する。
【００３２】
<<所要ＣＮ比増加>>
まず、所要ＣＮ比増加の概要およびその導出方法について説明する。
ガードインターバル内に収まる遅延波が存在する場合、波形等化フィルタ３１の入力信号（ベースバンド信号ＢＳ）は、図４に示すように、ＯＦＤＭキャリア毎（即ち周波数毎）に信号レベルが異なり、その周波数特性の形状は、周波数軸上でリップルを呈するものとなる。
【００３３】
ここで、遅延波を含まない入力信号についてＯＦＤＭ変調信号の復調が可能となる最小の信号レベルを基準レベルとして、図４（ａ）は、入力信号の平均レベルが基準レベルである場合を示す。この場合、多くのＯＦＤＭキャリアの振幅が基準レベル以下となり、入力信号全体のＢＥＲ（ビットエラーレート）は、誤り訂正で回復不能なレベルとなる。
【００３４】
図４（ｂ）は、（ａ）に示した入力信号を主波，遅延波ともに増大させた場合を示す。この場合、振幅が基準レベル以下となるＯＦＤＭキャリアが減少し、入力信号全体のＢＥＲを、誤り訂正で回復可能なレベルとすることが可能である。
【００３５】
このことは、入力信号（主波と遅延波）を増大させることによって、復調可能とするために最低限必要なＣＮ比である所要ＣＮ比が増加することを意味する。この所要ＣＮ比増加は、図５に示すように、入力信号（図では遅延波相対値）が大きいほど、大きな値となる。なお、所要ＣＮ比増加の導出は以下の通りである。
【００３６】
まず、白色ガウス雑音環境下でのＢＥＲ（ビットエラーレート）とＣＮ比との関係式を以下に示す。この関係式は、変調方式によって異なり、ＱＰＳＫの場合は（３）式、１６ＱＡＭの場合は（４）式、６４ＱＡＭの場合は（５）式が用いられる。また、Ｃｐは入力信号の平均電力、Ｃａは入力信号のｒｍｓ（Root Mean Square：二乗平均平方根）振幅、Ｎｐは雑音電力、Ｎａは雑音のｒｍｓ振幅、Ｅｒｆｃ（ｘ）は、（６）式で定義される相補誤差関数である。
【００３７】
【数２】
2015170898.tif 000004
Ｕａを主波の振幅に対する遅延波の振幅の相対値（遅延相対値）、τを主波に対する遅延波の遅延時間とすると、入力信号の周波数特性は（７）式で表される。
【００３８】
【数３】
2015170898.tif 000005
（７）式を変調方式に対応する式（（３）〜（５）式のいずれか）に代入して、角周波数ωで識別されるＯＦＤＭキャリア毎に誤り率ＢＥＲ（ω）を求め、全キャリアについてのＢＥＲ（ω）の平均が、ＯＦＤＭ復調時に行う誤り訂正が有効に作動する上限の誤り率ＢＥＲ０となる、即ち、（８）式を満たすようなキャリア振幅Ｃａを求める。但し、Ｎcarrire は、ＯＦＤＭキャリア数を表す。
【００３９】
【数４】
2015170898.tif 000006
このようにして求めたキャリア振幅Ｃａと、遅延波のない場合（（７）式でＵａ＝０）について求めたキャリア振幅との比が所要ＣＮ比増加となる。なお、（８）式で得られる所要ＣＮ比増加を表す関数は、解析式では表現できないため、近似式を用いるのが実用的である。詳細については、前述の技術資料１，２を参照のこと。
【００４０】
<<波形等化フィルタによる雑音増加>>
次に波形等化フィルタ３１による雑音増加の概要およびその導出方法について説明する。ここでは、理解を容易にするために、波形等化フィルタ３１は、遅延波を完全に除去する特性を有するものとして説明する。
【００４１】
波形等化フィルタ３１の出力、即ち遅延波抑圧後の信号における雑音増加は、抑圧の程度（即ち、遅延波の振幅）に依存し、図６に点線で示すように、抑圧が大きい（遅延波の振幅が大きい）ほど増大する。図６中の実線は、ＯＦＤＭ復調に係る実効的な雑音の増加を示すものであり、次のように計算される。
【００４２】
即ち、（２）式で表される波形等化フィルタ特性をもつ雑音を、変調方式に対応する式（（３）〜（５）式のいずれか）に代入して、角周波数ωで識別されるキャリア毎にＢＥＲ（ω）を求め、全キャリアについてのＢＥＲ（ω）の平均が（８）式を満たすようなキャリア振幅Ｃａを求める。このキャリア振幅Ｃａと、遅延波のない場合（（２）式でＵａ＝０）のキャリア振幅との比が実効雑音増加となる。つまり、波形等化フィルタによる雑音増加は、所要ＣＮ比増加の場合と比較して、（７）で表される入力信号の代わりに（２）式で表される雑音を用いている点だけが異なり、その算出結果は、図５に示した所要ＣＮ比増加と同じものとなる。
【００４３】
このことは、遅延時間がガードインターバル内にある遅延波の場合、遅延波を完全に消去するように波形等化した場合の雑音増加と、波形等化をしない場合の所要ＣＮ比増加とが等しい大きさとなることを表している。
【００４４】
<<最適抑圧値>>
ここで、図７には、遅延波を完全に消去（完全等化）するのではなく、ある程度遅延波を残留（不完全等化）させた場合に、雑音増加を計算した結果を示す。なお、図において横軸は遅延波の抑圧量（係数αに等しい）を示し、縦軸は波形等化による雑音増加を示す。図中の各曲線は、入力信号（ベースバンド信号ＢＳ）の遅延波相対値である。図示されているように、雑音増加は、遅延波の抑圧量が増大（横軸を左方向に移動）するに従って急激に増大し、抑圧量がある程度大きくなるとほぼ一定の値となる。
【００４５】
また、図８には、ガードインターバル超の遅延波をＧＩマスクと等しくなるように等化した場合の雑音増加を、入力信号における遅延波相対値を変えて計算した結果を示す。図示されているように、雑音増加は、遅延時間が大きくなりＧＩマスクの値が小さくなるほど大きな値となり、また、同じ遅延時間であっても、遅延波相対値が大きいほど大きな値となる。
【００４６】
ところで、ガードインターバル超の遅延波に対しては、遅延波をＧＩマスク以下に抑圧しなければ入力信号を正しく復調することができない。つまり、この場合、ＧＩマスクの値に抑圧することが必要最小限の波形等化となる。
【００４７】
一方、ガードインターバル内の遅延波に対しては、遅延波を抑圧してもしなくても入力信号を正しく復調することができる。但し、遅延波を抑圧しない場合、所要ＣＮ比が増加するため、その分が実質的な雑音増加となる。遅延波を抑圧しない（波形等化しない）場合の所要ＣＮ比増加は、完全等化した場合の等化フィルタによる雑音増加と等しいことを考えると、ガードインターバル内遅延波に対して必要最小限の不完全等化を行えば、総合的な雑音増加（波形等化による雑音増加と所要ＣＮ比増加の和）が減少することを期待できる。
【００４８】
この総合的な雑音増加量を最小とする遅延波の抑圧量の最適値（以下「最適抑圧値」という）を計算した結果を図９に示す。図９（ａ）の横軸は遅延波の遅延時間、縦軸は遅延波抑圧量である。図中の実線はＧＩマスクを、各破線は、入力信号の遅延波相対値毎に求めた最適抑圧値を示す。例えば、入力信号の遅延波相対値が０ｄＢの場合（Ｕ＝０ｄＢ）の最適抑圧値は−４．６ｄＢであり、遅延波相対値が−６ｄＢの場合の最適抑圧量は−１１．７ｄＢである。
【００４９】
このグラフに基づき、係数発生器３４は、入力信号の遅延波相対値が、ＧＩマスクおよび最適抑圧値のうちいずれか小さい方を閾値として、入力信号の遅延波相対値が、この閾値を超えている場合に、適合等化信号ＥＳの遅延波相対値が閾値に抑圧されるような係数αを生成する。図９（ｂ）は、図９（ａ）に示した特性に従って遅延波を抑圧した場合の総合的な雑音増加（以下「実効雑音増加」という」）を示す。ガードインターバル内遅延波に対して波形等化を行わない場合の所要ＣＮ比増加は、遅延波振幅が０ｄＢの時に最大値８．９ｄＢ（６４ＱＡＭ−３／４）となるが（図７参照）、上記の波形等化を行った場合は、６．５ｄＢの増加となり（図９（ｂ）参照）、約２．４ｄＢの改善効果が得られることがわかる。
【００５０】
＜効果＞
以上詳述した第２実施形態によれば、前述した第１実施形態の効果に加え、以下の効果が得られる。即ち、本実施形態では、ガードインターバル内の遅延波に対しても必要最小限の等化を行うことでＣＮ比を改善しているため、受信性能をより向上させることができる。
【００５１】
［他の実施形態］
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されることなく、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
【００５２】
（１）上記実施形態では、ガードインターバル超の遅延波をＧＩマスク値に抑圧しているが、これは最小限度の波形等化であり、それ以外の受信障害要因（他の遅延波や雑音）がある場合には、受信不能となる可能性がある。そのため、遅延波抑圧レベルをＧＩマスク値よりもある程度のマージン（抑圧マージン）を見込んだ値に設定してもよい。図１０〜図１３に、幾つかの変調方式（６４ＱＡＭ−３／４，６４ＱＡＭ−２／３，１６ＱＡＭ−３／４，１６ＱＡＭ−２／３）について、マージンを３ｄＢとした場合の特性例を示す。
【００５３】
（２）最適抑圧値は、図１４に示すように、変調方式、および入力信号の遅延波相対値に応じて様々な値をとる。このため、上記第２実施形態では、そのバリエーションに応じた最適抑圧値を、予めマップ化するなどとして用意しておく必要がある。これに対して、代表的な変調方式（例えば、日本の地上デジタル放送で使用されている６４ＱＡＭ−３／４とＱＰＳＫ−２／３）について算出された最適抑圧値を、変調方式によらず使用するようにしてもよい。即ち、図１５に示すように、最適抑圧値から抑圧量が多少偏移しても雑音の増加は小さいため、変調方式毎に細かく抑圧量を制御しなくても、代表的な特性で代用できることがわかる。
【００５４】
更に、最適抑圧値は、マップ化する代わりに、（９）式を用いて算出される近似抑圧値を用いてもよい。但し、Ｓｕｐは近似抑圧値、Ｕｎｄは入力信号における遅延波相対値、Ｃｏｎｓｔは固定値である。固定値Ｃｏｎｓｔは、変調方式毎に異なる値を用いてもよいし、変調方式によらず共通の値を用いてもよい。前者の場合、固定値Ｃｏｎｓｔとして、遅延波相対値が０ｄＢの時の最適抑圧値を用いればよい。後者の場合、固定値Ｃｏｎｓｔとして、使用可能な全ての変調方式について、最適値抑圧値からの偏移が所定値（例えば５ｄＢ）内に収まるように設定された値を用いればよい。
【００５５】
【数５】
2015170898.tif 000007
（３）上記実施形態では、遅延波が一つであると仮定し、入力信号Ｓは（１）式、波形等化フィルタの特性Ｅｑは（２）式で表されるものとしているが、遅延波が複数ある場合、入力信号Ｓは（１０）式、波形等化フィルタの特性Ｅｑは（１１）式で表されるものとして、上記実施形態と同様の考え方で、最適抑圧値や係数αの設定を行うようにすればよい。但し、Ｕｋはｋで特定される遅延波の主波に対する相対振幅（遅延波相対値）、τｋはｋで特定される遅延波の主波に対する相対遅延時間である。
【００５６】
【数６】
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特に、波形等化フィルタ３１が、遅延波毎に抑圧値を制御するように構成されている場合は、Ｕｋとτｋとから求められる最適抑圧値を遅延波毎に適用すればよい。一方、波形等化フィルタ３１が、全ての遅延波について一括して抑圧値を制御するように構成されている場合は、最もクリティカルな遅延波に対して制御を行えばよい。
【００５７】
（４）本発明の各構成要素は概念的なものであり、上記実施形態に限定されない。例えば、一つの構成要素が有する機能を複数の構成要素に分散させたり、複数の構成要素が有する機能を一つの構成要素に統合したりしてもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、同様の機能を有する公知の構成に置き換えてもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加、置換等してもよい。
【符号の説明】
【００５８】
１…ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）受信機  ２…受信部  ３…波形等化部  ４…ＯＦＤＭ復調部  ３１…波形等化フィルタ  ３２…混合器  ３３…遅延・振幅検出器  ３４…係数発生器  ３５…マスク記憶部  ３４１，３４２…係数器  ３４３…加算器  ＡＮＴ…アンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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