(57)【要約】【課題】低温時におけるリップルの増加による昇圧時の損失増加、および、高温時におけるサージ電圧の増加によるＳｉダイオードの破壊を防止する。【解決手段】ＡＣ−ＤＣコンバータと、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、スイッチング回路を制御する制御部と、を備える電源装置において、前記制御部は、温度検出部の検出結果に基づき、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧の直流成分を可変させるように前記スイッチング回路を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力をスイッチング回路のスイッチングにより直流電力に変換して出力するＡＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電力を絶縁しつつ負荷へ供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記スイッチング回路を制御する制御部と、を備える電源装置において、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、脈動成分を平滑化するための電解コンデンサを備え、
前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
絶縁型トランスと、
前記絶縁型トランスの二次側に設けられるＳｉダイオードと、を備え、
前記制御部は、温度検出部の検出結果に基づき、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧の直流成分を可変させるように前記スイッチング回路を制御する、
電源装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記温度検出部の検出結果に基づく検出温度が所定値未満である場合、所定値以上である場合よりも前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧の直流成分を増加させるように前記スイッチング回路を制御する、
請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記温度検出部の検出結果に基づく検出温度が所定値以上である場合、所定値未満である場合よりも前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧の直流成分を低下させるように前記スイッチング回路を制御する、
請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記温度検出部は、前記電解コンデンサの温度、または、前記電解コンデンサの周辺の雰囲気温度を検出する、
請求項１乃至３に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車（ＥＶ）、或いは、プラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ）に搭載されたモータ駆動用の二次電池を交流電源から充電するための電源装置として、例えば、特許文献１が開示されている。
【０００３】
特許文献１に記載された電源装置では、交流電源からの入力電圧を直流電圧に変換し出力するＡＣ−ＤＣコンバータと、より少ない電力で安全に充電するために、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を使用している。
【０００４】
また、従来の電源装置において、モータ駆動用の二次電池を充電するための高電圧に対応する高耐圧のダイオードが使用される。高耐圧のダイオードとしては、例えば、Ｓｉダイオードが利用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１２−０８５３７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
電源装置（特に、車両用充電装置）は、低温・高温などの様々な環境下で利用されることが想定される。
【０００７】
電源装置を低温状態において使用する場合、ＡＣ−ＤＣコンバータの電解コンデンサの容量が低下し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが有する絶縁型トランス巻数比不足によってＡＣ−ＤＣコンバータの出力のリップル（脈動）が増加する。
【０００８】
リップルが増加した場合、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の最低値が低下するため、ＤＣ−ＤＣコンバータでの昇圧差が増加し、昇圧による損失が増大するという課題がある。
【０００９】
上記課題の解決方法として、絶縁型トランスの巻数比を増加させ、リップルを低減することが考えられるが、この解決方法では、巻数比の増加により、電源装置が大型化してしまう。
【００１０】
また、電源装置を高温状態において使用する場合、ＡＣ−ＤＣコンバータの電解コンデンサの容量は低減し難いが、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側ダイオード（Ｓｉダイオード）の逆回復容量（Ｑｒｒ）の増加により、Ｓｉダイオードのサージ電圧が増加する。
【００１１】
Ｓｉダイオードにかかるサージ電圧が増加した場合、Ｓｉダイオードの保障電圧を超えてしまいＳｉダイオードが破壊される恐れがある。
【００１２】
そこで、本願発明は、上記課題を解決することが可能な電源装置を提供することを目的
とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本願発明の電源装置は、交流電力をスイッチング回路のスイッチングにより直流電力に変換して出力するＡＣ−ＤＣコンバータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電力を絶縁しつつ負荷へ供給する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記スイッチング回路を制御する制御部と、を備える。
【００１４】
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、脈動成分を平滑化するための電解コンデンサを備え、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、絶縁型トランスと、前記絶縁型トランスの二次側に設けられるＳｉダイオードと、を備え、前記制御部は、温度検出部の検出結果に基づき、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧の直流成分を可変させるように前記スイッチング回路を制御する。
【発明の効果】
【００１５】
本願発明では、温度検出部の検出結果に基づき、直流出力電圧の直流成分を可変することで、温度環境が変化しても、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧差が大きくなることを防止し、且つ、サージ電圧によるＳｉダイオードの破壊を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施例にかかる電源装置１の構成図
【図２】本発明の実施例にかかるＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１を説明する図
【図３】本発明の実施例にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ５のＳｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１を説明する図
【図４】本発明の実施例にかかる電源装置１の動作を説明するフローチャート
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の各実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１８】
ただし、以下に示す実施形態は、本発明の技術思想を具体化するための電源装置（車両用充電装置）を例示して説明するものであって、本発明をこの電源装置に特定することを意図するものではなく特許請求の範囲に示した技術思想を逸脱することなくその他の電源装置にも等しく適用し得るものである。
【００１９】
まず、図１を用いて、本発明の実施例にかかる電源装置の構成について説明を行なう。
【００２０】
電源装置１は、電源フィルタ２、突入防止回路３、ＡＣ−ＤＣコンバータ４、ＤＣ−ＤＣコンバータ５、ＣＰＵ１２、により構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ５から出力された直流電力は、バッテリー６（負荷）に供給され、充電される。
【００２１】
電源フィルタ２は、例えば、家庭用の交流電源（不図示）にケーブルを介して接続され、交流電源から交流電力が入力される。電源フィルタ２は、電源ラインへのノイズ侵入とノイズ流出を防止する。
【００２２】
突入防止回路３は、電源フィルタ２の後段に設けられ、突入電流を制限する。
【００２３】
ＡＣ−ＤＣコンバータ４は、突入防止回路３の後段に設けられる。ＡＣ−ＤＣコンバータ４は、入力された交流電力を直流電力に変換して出力する。ＡＣ−ＤＣコンバータ４から出力された電圧が直流出力電圧Ｖ１である。
【００２４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、ＡＣ−ＤＣコンバータ４から出力された直流出力電圧Ｖ１を直流出力電圧Ｖ２に変圧して出力する。
【００２５】
ＣＰＵ１２は、ＡＣ−ＤＣコンバータ４とＤＣ−ＤＣコンバータ５の制御を行う。
【００２６】
ここで、ＡＣ−ＤＣコンバータ４およびＤＣ−ＤＣコンバータ５について、詳細に説明を行なう。
【００２７】
ＡＣ−ＤＣコンバータ４は、ブリッジ接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４により、交流電源からの交流電圧を全波整流している。
【００２８】
ブリッジ接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４の後段に設けられるコンデンサＣ１は、入力フィルタとして機能する。
【００２９】
全波整流された電圧は、二相式昇圧チョッパ回路に入力される。二相式昇圧チョッパ回路は、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ５、電解コンデンサＣにより構成される昇圧チョッパ回路と並列に、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ６、電解コンデンサＣにより構成させる昇圧チョッパ回路を設けることで構成される。電解コンデンサＣは、リップル（脈動）を平滑化する役割を担う。
【００３０】
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＦＥＴドライバ７によって制御される。ＦＥＴドライバ７は、制御ＩＣ８の指示に従い、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御を行う。
【００３１】
制御ＩＣ８は、ＦＥＴドライバ７を介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。この際、制御ＩＣ８は、スイッチングのパルス幅を変更することにより、直流出力電圧Ｖ１の直流成分を可変することが可能である。
【００３２】
制御ＩＣ８には、温度サーミスタ１３により検知された温度信号が入力される。制御ＩＣ８は、ＣＰＵ１２からの制御信号および温度サーミスタ１３からの温度信号に基づいて、直流出力電圧Ｖ１の直流成分を決定し、ＦＥＴドライバ７を介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。
【００３３】
なお、図１において、ＡＣ−ＤＣコンバータ４が温度サーミスタ１３を備える構成としているが、制御ＩＣ８に温度信号が入力される構成であれば良く、必ずしもＡＣ−ＤＣコンバータ４が温度サーミスタ１３を備える必要はない。
【００３４】
また、温度サーミスタ１３（温度検出部）は、電解コンデンサＣの温度、または、電解コンデンサＣ周辺の雰囲気温度を検出する温度センサが好ましいが、ＡＣ−ＤＣコンバータ４の駆動状態や外気温などから、温度を推定するものであってもよい。
【００３５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、コンデンサＣ２と、フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６、巻き線Ｎｐ、Ｎｓからなるトランスと、ブリッジ接続されたダイオードＤ７〜Ｄ１０と、インダクタＬ３と、平滑コンデンサＣ３を備えている。
【００３６】
コンデンサＣ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の入力フィルタとして機能する。
【００３７】
フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、ＦＥＴドライバ９、ＦＥＴドライバ１０を介して、制御ＩＣ１１により開閉制御され、入力された直流電力を高周波の
交流電力に変換する。そして、巻き線Ｎｓに誘導された電流がブリッジ接続されたダイオードＤ７〜Ｄ１０により整流され、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の直流出力電圧Ｖ２がバッテリー６に供給される。
【００３８】
なお、上述の通り、ダイオードＤ７〜Ｄ１０は、高耐圧が望まれるため、Ｓｉ（シリコン）ダイオードが用いられる（例えば、高速リカバリダイオードが用いられる）。
【００３９】
以上が本発明の実施例にかかる電源装置の構成である。続いて、電源装置１（ＡＣ−ＤＣコンバータ４が電解コンデンサ有し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の二次側にＳｉダイオードを有した電源装置）を用いた場合の課題を図２および図３を用いて説明を行なう。
【００４０】
図２は、ＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１を示している。
【００４１】
図２（ａ）は、常温以上の（低温でない）場合におけるＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１を示している。Ｖ１ｄｃは、直流出力電圧Ｖ１の直流成分であり、Ｖ１ｒｉｐｐｌｅは、直流出力電圧Ｖ１のリップル成分である。
【００４２】
常温以上の（低温でない）場合であれば、ＡＣ−ＤＣコンバータ４が有する電解コンデンサＣの容量低下が発生せず、リップル成分（脈動成分）を低く抑えることができる。
【００４３】
一方、図２（ｂ）は、低温の場合におけるＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１を示している。低温時には、ＡＣ−ＤＣコンバータ４が有する電解コンデンサＣの容量が低下し、巻き線Ｎｐ、Ｎｓからなる絶縁トランスの巻き数比不足によりリップル成分Ｖ１ｒｉｐｐｌｅが増加する。
【００４４】
低温時には、リップル成分Ｖ１ｒｉｐｐｌｅが増加するため、直流出力電圧Ｖ１の直流成分Ｖ１ｄｃが同じであっても、常温以上の（低温でない）場合と低温の場合では、直流出力電圧Ｖ１の最低電圧が異なる（図２（ａ）の最低電圧Ａ＞図２（ｂ）の最低電圧Ｂ）。
【００４５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、直流出力電圧Ｖ１の最低電圧を基準にして、昇圧を行なうため、直流出力電圧Ｖ１の最低電圧が低くなるほど、昇圧差が大きくなり、昇圧による損失が大きくなる。
【００４６】
低温時におけるリップル成分の増加を防止するために、巻き線Ｎｐ、Ｎｓからなる絶縁トランスの巻き数比を増加する、或いは、低温時でも十分な電解コンデンサＣの容量を確保するため、電解コンデンサＣの容量を大きくすることが考えられるが、トランス・電解コンデンサＣが大型になってしまう。
【００４７】
一方、高温時においては、ＡＣ−ＤＣコンバータ４が有する電解コンデンサＣの容量低下は発生しないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ５が有するＳｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）の逆回復電荷（Ｑｒｒ）が増加するため、Ｓｉダイオードのサージ電圧が増加してしまう。
【００４８】
図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５のＳｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１を示している。
【００４９】
図３（ａ）は、常温以下の（高温でない）場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ５のＳｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１を示している。Ｖｄ１は、ＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１と巻き線Ｎｐ、Ｎｓからなる絶縁トランスの巻き数比によって定められる。
【００５０】
図３（ｂ）は、高温時におけるＤＣ−ＤＣコンバータ５のＳｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１を示している。高温時では、逆回復電荷（Ｑｒｒ）が増加するため、常温以下の場合（図３（ａ））と比べ、Ｓｉダイオードのサージ電圧が増加している。また、サージ電圧は、Ｓｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１に比例して大きくなる。
【００５１】
サージ電圧が増加することにより、Ｓｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１が、保障電圧閾値Ｄを超えてしまいＳｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）の破壊・不具合の恐れがある。
【００５２】
以上の課題を解決するための本発明の実施例にかかる電源装置１の動作を図４のフローチャートを用いて説明を行なう。
【００５３】
まず、充電が開始された場合、制御ＩＣ８は、ＡＣ−ＤＣコンバータ４が有する温度サーミスタ１３から出力される温度信号に基づき、温度を検知する（ステップＳ１）。
【００５４】
そして、制御ＩＣ８は、ステップＳ１において検知した温度が高温であるか否かを判断する（ステップＳ２）。ここで、高温とは例えば、６５℃以上である。
【００５５】
高温でない場合（ステップＳ２のＮ）、制御ＩＣ８は、ステップＳ１において検知した温度が低温であるか否かを判断する（ステップＳ３）。ここで、低温とは例えば、−２０℃以下である。
【００５６】
低温でない場合（ステップＳ３のＮ）、すなわち、高温でも低温でもない場合、制御ＩＣ８は、ＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１の直流成分Ｖ１ｄｃが基準電圧Ｖになるように、ＦＥＴドライバ７を介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する（ステップＳ４）。
【００５７】
一方、ステップＳ２において、高温である場合（ステップＳ２のＹ）、制御ＩＣ８は、ＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１の直流成分Ｖ１ｄｃが基準電圧Ｖよりも小さくなるように、ＦＥＴドライバ７を介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する（ステップＳ５）。
【００５８】
図３（ｃ）は、直流出力電圧Ｖ１の直流成分Ｖ１ｄｃを基準電圧Ｖよりも小さくした場合におけるＳｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１を示している。
【００５９】
直流成分Ｖ１ｄｃを小さくすることによって、直流出力電圧Ｖ１が低下し、Ｓｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１が低下する。これにより、高温に起因して、Ｓｉダイオードのサージ電圧が増加しても、Ｓｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）にかかる電圧Ｖｄ１が保障電圧閾値Ｄを超えず、Ｓｉダイオード（Ｄ７〜Ｄ１０）の破壊・不具合を防止することが可能である。
【００６０】
ステップＳ３において、低温である場合（ステップＳ３のＹ）、制御ＩＣ８は、ＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１の直流成分Ｖ１ｄｃが基準電圧Ｖよりも大きくなるように、ＦＥＴドライバ７を介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する（ステップＳ６）。
【００６１】
図２（ｃ）は、直流出力電圧Ｖ１の直流成分Ｖ１ｄｃを基準電圧Ｖよりも大きくした場合におけるＡＣ−ＤＣコンバータ４の直流出力電圧Ｖ１を示している。
直流成分Ｖ１ｄｃを大きくすると、リップル成分Ｖ１ｒｉｐｐｌｅが増加しても、直流出力電圧Ｖ１の最低電圧が小さくならない。（図２（ｃ）の最低電圧Ｃ＞図２（ｂ）の最低電圧Ｂ）
すなわち、低温によって、電解コンデンサＣの容量が低下し、リップル成分Ｖ１ｒｉｐｐｌｅが増加しても、ＤＣ−ＤＣコンバータ５における昇圧差が大きくなることを防止することが可能である。
【００６２】
図４のフローチャートの後、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、直流出力電圧Ｖ１を、バッテリー６の充電に最適な電圧（直流出力電圧Ｖ２）に変圧して出力する。
【００６３】
これにより、直流出力電圧Ｖ１の直流成分Ｖ１ｄｃが温度により変動しても、バッテリー６には、充電に最適な電圧（直流出力電圧Ｖ２）で供給することが可能である。
【００６４】
以上説明したとおり、本願発明では、温度に基づいて、直流出力電圧Ｖ１の直流成分Ｖ１ｄｃを変動させることで、装置を大型化させることなく、高温時・低温時の課題を解決することが可能である。
【００６５】
なお、本発明は上記実施例に限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記実施例では、ＡＣ−ＤＣコンバータ４は、二相式昇圧チョッパ回路を有しているが、二相式昇圧チョッパ回路でなくても良く、その他、ＤＣ−ＤＣコンバータ５が有するＳｉダイオードもブリッジ接続されていなくても良い。
【００６６】
また、上記実施例では、制御ＩＣ８が、ＣＰＵ１２からの制御信号および温度サーミスタ１３からの温度信号に基づいて、直流出力電圧Ｖ１の直流成分を決定し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御したが、温度サーミスタ１３からの温度信号をＣＰＵ１２に出力し、ＣＰＵ１２が直流出力電圧Ｖ１の直流成分を決定し、制御ＩＣ８に出力することで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御してもよい。すなわち、制御部は、制御ＩＣ８であってもＣＰＵ１２であってもよい。
【００６７】
また、上記実施例では、温度の閾値を２つ設け（高温・低温）、高温である場合に、直流出力電圧Ｖ１の直流成分を低下させ、低温である場合に、直流出力電圧Ｖ１の直流成分を上昇させる例を示したが、たとえば、５℃刻みで直流出力電圧Ｖ１の直流成分が定義されたテーブル（高温になるほど直流成分は低下）を保持し、検出された温度と該テーブルを照会することによって、直流出力電圧Ｖ１の直流成分を決定してもよい。この場合、より細やかに適切な直流出力電圧Ｖ１の直流成分を決定することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明にかかる電源装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する電源装置等に好適である。
【符号の説明】
【００６９】
１    電源装置
２    電源フィルタ
３    突入防止回路
４    ＡＣ−ＤＣコンバータ
５    ＤＣ−ＤＣコンバータ
６    バッテリー
７    ＦＥＴドライバ
８    制御ＩＣ
９    ＦＥＴドライバ
１０  ＦＥＴドライバ
１１  制御ＩＣ
１２  ＣＰＵ
１３  温度サーミスタ
【図１】
2015149822.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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