(57)【要約】【課題】スイッチング回数を低減できる電力変換装置の制御装置を提供する。【解決手段】電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１のピーク値Ｖｃ１以上の第１値Ｖ１からピーク値とキャリアＣ１のボトム値Ｖｃ２との間の中間値へ更新される第１更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が当該中間値を採る時点において、キャリアＣ１の時間に対する変化率が負であることを、第１更新タイミングｔ２よりも前の第１予測タイミングｔ１)で予測したときに、(i)キャリア生成部は、第１予測タイミングｔ１より後の一部の期間においてキャリア周期を変更することで、第１更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１１が当該中間値を採る時点においてキャリアＣ１の変化率が正となるように、キャリアＣ１を生成し、(ii)電圧指令生成部は、キャリア周期Ｃ１が変更された期間において、電圧指令Ｖ*とキャリアＣ１１との大小関係を維持するように電圧指令Ｖ*を決定する。【選択図】図５
2015149798.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧が印加される一対の入力端の間で互いに直列に接続されるスイッチング素子を有し、前記直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置(1)を制御する装置(3)であって、
前記交流電圧についての電圧指令(V*)を更新する電圧指令生成部(31)と、
三角波のキャリア(C1)を可変のキャリア周期で生成するキャリア生成部(32)と、
前記電圧指令と前記キャリアとの比較に基づいてスイッチング信号(S)を生成し、前記スイッチング信号を前記スイッチング素子へ与えるスイッチング信号生成部(33)と
を備え、
前記電圧指令が前記キャリアのピーク値(Vc1)以上の第１値(V1)から前記ピーク値と前記キャリアのボトム値(Vc2)との間の中間値へ更新される第１更新タイミング(t2)の後、最初に前記キャリアが前記中間値を採る時点において、前記キャリアの時間に対する変化率が負であることを、前記第１更新タイミングよりも前の第１予測タイミング(t1)で予測したときに、
(i)前記キャリア生成部は、前記第１予測タイミングより後の一部の期間において前記キャリア周期を変更することで、前記第１更新タイミングの後、最初に前記キャリアが前記中間値を採る時点において前記キャリアの前記変化率が正となるように、前記キャリアを生成し、
(ii)前記電圧指令生成部は、前記キャリア周期が変更された期間において、前記電圧指令と前記キャリアとの大小関係を維持するように前記電圧指令を決定し、
および／または、
前記電圧指令が前記ボトム値以下の第２値(V2)から前記中間値へと更新された第２更新タイミング(t4)の後、最初に前記キャリアが前記中間値を採る時点において前記キャリアの前記変化率が正であることを、前記第２更新タイミングよりも前の第２予測タイミング(t3)で予測したときに、
(iii)前記キャリア生成部は、前記第２予測タイミングより後の一部の期間において前記キャリア周期を変更することで、前記第２更新タイミングの後、最初に前記キャリアが前記中間値を採る時点において前記キャリアの前記変化率が負となるように、前記キャリアを生成し、
(iv)前記電圧指令生成部は、前記キャリア周期が変更された期間において、前記電圧指令と前記キャリアとの大小関係を維持するように前記電圧指令を決定する、電力変換装置の制御装置。
【請求項２】
前記キャリア生成部(32)は、前記一部の期間において前記キャリア周期を低減する、請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項３】
前記電圧指令は、キャリアの半周期の整数倍の制御周期ごとに一定値を採り、
前記キャリアのうち前記キャリア周期の変更対象となる部分は、前記キャリア周期を単位とする山状部分または谷状部分の一つのみであり、
前記キャリア生成部(32)は、前記一部の期間において、前記キャリア周期を２分の１に変更する、請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項４】
前記キャリア生成部(32)は、前記一部の期間において前記キャリア周期を増大する、請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項５】
前記キャリア生成部(32)は、前記一部の期間において、前記キャリア(C1)の振幅を変更して、前記キャリア周期を変更する、請求項１から４のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項６】
前記キャリアのうち前記キャリア周期の変更対象となる部分は、前記キャリア周期を単位とする山状部分または谷状部分の一つのみであり、請求項１，２，４，５のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御装置(3)と、
前記電力変換装置(1)と
を備える、電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に関し、特に電力変換装置が有するスイッチング素子のスイッチング回数を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を出力する装置として電力変換装置が用いられる。電力変換装置は入力された直流電圧を交流電圧に変換して、交流電圧を出力する。かかる電力変換装置は例えばキャリアと電圧指令との比較に基づいて制御される。電圧指令は電力変換装置が出力する交流電圧（以下、出力電圧とも呼ぶ）についての指令値である。
【０００３】
図４には、電圧指令Ｖ*とキャリアＣ１との一例が示されている。ここでは、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１以上であるときに、スイッチング信号Ｓが活性する。図４の例示では、期間ｔ２１において電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１以上となるので、期間ｔ２１においてはスイッチング信号Ｓは活性する。期間ｔ２１の次の期間ｔ２２の初期においては、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１よりも小さくなるので、スイッチング信号Ｓは非活性となり、期間ｔ２２の途中で電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１以上となるので、スイッチング信号Ｓは再び活性となる。期間ｔ２２の直後は、電圧指令Ｖ*はキャリアＣ１よりも小さいので、スイッチング信号Ｓは再び非活性となる。
【０００４】
本発明に関連する技術として、特許文献１〜３を挙げる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１２−１１００８８号公報
【特許文献２】特開２０１２−１１００８７号公報
【特許文献３】特開２０１２−１６５５１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
スイッチング信号の頻繁な活性／非活性の切り替わりは、スイッチング回数の増大、引いては、スイッチング損失の増大を招くので望ましくない。
【０００７】
そこで、本発明は、電力変換装置のスイッチング回数を抑制する制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第１の態様は、直流電圧が印加される一対の入力端の間で互いに直列に接続されるスイッチング素子を有し、前記直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置(1)を制御する装置(3)であって、前記交流電圧についての電圧指令(V*)を更新する電圧指令生成部(31)と、三角波のキャリア(C1)を可変のキャリア周期で生成するキャリア生成部(32)と、前記電圧指令と前記キャリアとの比較に基づいてスイッチング信号(S)を生成し、前記スイッチング信号を前記スイッチング素子へ与えるスイッチング信号生成部(33)とを備え、前記電圧指令が前記キャリアのピーク値(Vc1)以上の第１値(V1)から前記ピーク値と前記キャリアのボトム値(Vc2)との間の中間値へ更新される第１更新タイミング(t2)の後、最初に前記キャリアが前記中間値を採る時点において、前記キャリアの時間に対する変化率が負であることを、前記第１更新タイミングよりも前の第１予測タイミング(t1)で予測したときに、(i)前記キャリア生成部は、前記第１予測タイミングより後の一部の期間において前記キャリア周期を変更することで、前記第１更新タイミングの後、最初に前記キャリアが前記中間値を採る時点において前記キャリアの前記変化率が正となるように、前記キャリアを生成し、(ii)前記電圧指令生成部は、前記キャリア周期が変更された期間において、前記電圧指令と前記キャリアとの大小関係を維持するように前記電圧指令を決定し、および／または、前記電圧指令が前記ボトム値以下の第２値(V2)から前記中間値へと更新された第２更新タイミング(t4)の後、最初に前記キャリアが前記中間値を採る時点において前記キャリアの前記変化率が正であることを、前記第２更新タイミングよりも前の第２予測タイミング(t3)で予測したときに、(iii)前記キャリア生成部は、前記第２予測タイミングより後の一部の期間において前記キャリア周期を変更することで、前記第２更新タイミングの後、最初に前記キャリアが前記中間値を採る時点において前記キャリアの前記変化率が負となるように、前記キャリアを生成し、(iv)前記電圧指令生成部は、前記キャリア周期が変更された期間において、前記電圧指令と前記キャリアとの大小関係を維持するように前記電圧指令を決定する。
【０００９】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記キャリア生成部(32)は、前記一部の期間において前記キャリア周期を低減する。
【００１０】
本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記電圧指令は、キャリアの半周期の整数倍の制御周期ごとに一定値を採り、前記キャリアのうち前記キャリア周期の変更対象となる部分は、前記キャリア周期を単位とする山状部分または谷状部分の一つのみであり、前記キャリア生成部(32)は、前記一部の期間において、前記キャリア周期を２分の１に変更する。
【００１１】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第４の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記キャリア生成部(32)は、前記一部の期間において前記キャリア周期を増大する。
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第５の態様は、第１から第４のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記キャリア生成部(32)は、前記一部の期間において、前記キャリア(C1)の振幅を変更して、前記キャリア周期を変更する。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第６の態様は、第１、第２、第４、第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記キャリアのうち前記キャリア周期の変更対象となる部分は、前記キャリア周期を単位とする山状部分または谷状部分の一つのみである。
【００１４】
本発明にかかる電力変換システムの態様は、第１から第６のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御装置(3)と、前記電力変換装置(1)とを備える。
【発明の効果】
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第１，４の態様および電力変換システムの態様によれば、第１更新タイミングの前後、および／または、第２更新タイミングの前後において、キャリアと電圧指令との大小関係を維持できる。これにより、スイッチング信号の活性／非活性が切り替わる回数を低減し、以て電力変換装置におけるスイッチング回数を低減することができる。
【００１６】
しかも、キャリア周期を変更することで、このスイッチング信号を生成している。例えば、時間の経過とともに増加する第１キャリアと、時間の経過とともに減少する第２キャリアとの両方を生成し、第１更新タイミングの直後で第１キャリアを選択し、第２更新タイミングの直後で第２キャリアを選択する場合に比して、複数のキャリアを生成する必要がない。よってキャリア生成部の構成を簡易にできる。
【００１７】
本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、キャリア周期を低減させるので、より第１更新タイミングに近い第１予測タイミングで予測しても、キャリア周期の変更を間に合わせることができる。仮に、第１予測タイミングから第１更新タイミングまでの時間内に、電圧指令が変更されて第１更新タイミングが早まると、キャリア周期の変更が間に合わない事態が生じる。この時間が短縮できれば、当該事態が生じる可能性を低減できる。第２更新タイミングと第１予測タイミングについても同様である。
【００１８】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第３の態様によれば、演算負荷の低減に資する。
【００１９】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第５の態様によれば、キャリアの時間に対する変化率を変更して、キャリア周期を変更する場合に比して、キャリア周期の変更が容易である。
【００２０】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第６の態様によれば、複数の山状部分または谷状部分のキャリア周波数を変更する場合に比べて、より第１更新タイミングに近い第１予測タイミングで予測しても、或いは、より第２更新タイミングに近い第２予測タイミングで予測しても、キャリア周期の変更を間に合わせることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】電力変換システムの概念的な構成を例示する図である。
【図２】電圧指令の一例を示す図である。
【図３】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図４】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図５】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図６】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図７】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図８】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図９】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１０】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１１】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１２】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１３】電圧指令とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。
【図１４】電圧指令の一例を示す図である。
【図１５】電圧指令の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
＜１．全体構成＞
図１に示すように、電力変換システムは、電力変換装置１と、制御装置３とを備えている。電力変換装置１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。入力端Ｐ１，Ｐ２には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。
【００２３】
図１の例示では、電力変換装置１は３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続されている。つまり三相交流電圧を出力する三相の電力変換装置１が図１に示されている。しかしながら、電力変換装置１は三相に限らず単相であってもよく、三相以上であってもよい。以下では電力変換装置１が三相である場合を例に採って説明する。
【００２４】
電力変換装置１は直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。より詳細な構造の一例として、電力変換装置１は電圧形インバータであり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ１との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ３の順方向は、入力端Ｐ２から入力端Ｐ１へと向かう方向である。各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ２との間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。ダイオードＤ４〜Ｄ６の順方向は、入力端Ｐ２から入力端Ｐ１へと向かう方向である。
【００２５】
電力変換装置１は、制御装置３によってＰＷＭ（パルス幅変調）方式で制御される。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御装置３からそれぞれスイッチング信号が与えられる。かかるスイッチング信号により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御装置３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号を与えることにより、電力変換装置１は直流電圧を交流電圧に変換する。電力変換装置１は、このスイッチング信号に基づいて、任意の周波数・振幅を有する交流電圧を出力でき、例えば正弦波状の交流電圧、正弦波の上限および下限が制限された交流電圧（過変調）、または、１周期で１パルスを有する交流電圧などを出力できる。本実施の形態では、１パルスを有する交流電圧を出力するための制御技術について述べる。
【００２６】
なお制御装置３の制御によって、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、入力端Ｐ１，Ｐ２が短絡してスイッチング素子に大電流が流れることを防止するためである。
【００２７】
電力変換装置１は例えば負荷２を駆動することができる。負荷２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。負荷２は例えばモータであって、電力変換装置１によって印加される交流電圧に応じて回転する。
【００２８】
＜２．制御部＞
制御装置３は電圧指令生成部３１とキャリア生成部３２とスイッチング信号生成部３３とを備えている。まずこれらの各要素について概説する。
【００２９】
電圧指令生成部３１は、電力変換装置１が出力する交流電圧についての電圧指令Ｖ*を生成し、これをスイッチング信号生成部３３に出力する。図１の例示では、電力変換装置１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令Ｖ*は３つの相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を含んでいる。
【００３０】
キャリア生成部３２は、三角波（例えば二等辺三角波）のキャリアＣ１を可変のキャリア周期で生成し、これをスイッチング信号生成部３３へと与える。
【００３１】
スイッチング信号生成部３３は、電圧指令生成部３１からの電圧指令Ｖ*と、キャリア生成部３２からのキャリアＣ１との比較に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へのスイッチング信号を生成する。
【００３２】
またここでは、制御装置３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置３はこれに限らず、制御装置３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００３３】
図２を参照して、電圧指令Ｖ*の一例について詳述する。電圧指令Ｖ*は所定周期（以下、制御周期と呼ぶ）ごとに一定値を有する。よって電圧指令Ｖ*は図２において、階段状に変化している。図２の例示では、いずれも制御周期を有し、かつそれぞれにおいて電圧指令Ｖ*が一定である期間（以下「制御期間」と称す）として、期間ｔ１０〜ｔ１８を示している。図２の例示では、電圧指令Ｖ*は期間ｔ１０の終期（期間ｔ１１の始期）において、値Ｖ２（例えば０）から立ち上がって中間値を採り、期間ｔ１１の終期（期間ｔ１２の始期）において立ち上がって値Ｖ１（＞中間値＞Ｖ２）を採る。以下では、値Ｖ１，Ｖ２をそれぞれ第一値Ｖ１および第二値Ｖ２とも呼ぶ。
【００３４】
電圧指令Ｖ*は、期間ｔ１２から期間ｔ１３までは第一値Ｖ１を採り、期間ｔ１３の終期（期間ｔ１４の始期）において立ち下がって中間値（これと期間ｔ１１における中間値との異同は不問である）を採り、期間ｔ１４の終期（期間ｔ１５の始期）において立ち下がって第二値Ｖ２を採る。電圧指令Ｖ*は、期間ｔ１５から期間ｔ１６までは第二値Ｖ２を採り、期間ｔ１６の終期（期間ｔ１７の始期）において再び第二値Ｖ２から立ち上がって中間値（これと期間ｔ１１，ｔ１４における中間値との異同は不問である）を採り、期間ｔ１７の終期（期間ｔ１８の始期）において第一値Ｖ１へと立ち上がる。その後、電圧指令Ｖ*は第１値Ｖ１と第２値Ｖ２との間を、上述と同様にして中間値をとる期間を設けつつ、変化する。
【００３５】
なお図２の例示では、代表的に一つの電圧指令Ｖ*の形状が示されている。実際には電力変換装置１が出力する交流電圧（相電圧）の数の電圧指令Ｖ*が存在する。ここでは、三相の交流電圧を出力するので、相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*が存在する。
【００３６】
この電圧指令Ｖ*は、例えば補正前電圧指令Ｖ**(以下、単に電圧指令Ｖ**とも呼ぶ)を補正して生成される。図１の例示では、電圧指令生成部３１は電圧指令演算部３１１と電圧指令補正部３１２とを有している。電圧指令演算部３１１は、公知のように、例えば外部から入力される負荷２についての指令（例えば回転速度指令等）に基づいて、電圧指令Ｖ**を生成する。電圧指令Ｖ**は図２に示すように矩形波であり、最大値Ｖ１０と最小値Ｖ２０とを交互に採る。但し電圧指令Ｖ**は、電圧指令Ｖ*とは異なり、最大値Ｖ１０と最小値Ｖ２０との間の中間値を採ることはない。電圧指令Ｖ**は、また、制御期間において一定値を採るとは限らない。換言すれば、電圧指令Ｖ**が変化するタイミング同士の間隔は制御期間の整数倍とは限らない。
【００３７】
ここでは、簡単のために、第一値Ｖ１と最大値Ｖ１０とは互いに等しく、第二値Ｖ２と最小値Ｖ２０とは互いに等しい。図２の例示では、電圧指令Ｖ**は期間ｔ１１内の所定の時点（図２の−１５０°参照）において、最小値Ｖ２０から立ち上がって最大値Ｖ１０を採り、期間ｔ１４内の所定の時点（図２の３０°参照）において、最大値Ｖ１０から立ち下がって最小値Ｖ２０を採る。そして電圧指令Ｖ**は、再び期間ｔ１７内の所定の時点（図２の２１０°参照）において、最小値Ｖ２０から立ち上がって最大値Ｖ１０を採る。
【００３８】
なお図１の例示では、電力変換装置１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令Ｖ**は３つの相電圧指令Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を含んでいる。
【００３９】
電圧指令補正部３１２は電圧指令Ｖ**を補正して電圧指令Ｖ*を生成する。例えば各制御期間において電圧指令Ｖ**が変化しないときには、電圧指令Ｖ**を補正しない。つまり電圧指令Ｖ**の値をそのまま採用して電圧指令Ｖ*を生成する。例えば図２では、期間ｔ１０，ｔ１２〜ｔ１３，ｔ１５〜ｔ１６，ｔ１８においては、電圧指令Ｖ**が一定値を採っている。よって、これらの制御期間では電圧指令Ｖ*は電圧指令Ｖ**と一致する。
【００４０】
制御期間において電圧指令Ｖ**が変化するときには、電圧指令補正部３１２はその制御期間における電圧指令Ｖ**を、最大値Ｖ１０と最小値Ｖ２０との間の中間値に補正して、電圧指令Ｖ*を生成する。例えば図２では、期間ｔ１１，ｔ１４，ｔ１７において電圧指令Ｖ**は変化している。よって、これらの期間では電圧指令Ｖ*には、最大値Ｖ１０と最小値Ｖ２０の間の中間値が採用される。中間値の具体的な算出方法については、後に詳述する。以上の動作によって図２に例示する電圧指令Ｖ*が生成される。
【００４１】
かかる動作によって、制御期間の始期、終期、その途中であるか否かに拘わらず、スイッチング信号生成部３３は制御周期ごとに電圧指令Ｖ*を認識することにより、電圧指令補正部３１２が出力する電圧指令Ｖ*を正しく認識することができる。
【００４２】
キャリア生成部３２は二等辺三角波のキャリアＣ１を可変のキャリア周期で生成する（図５も参照）。例えばキャリア生成部３２はカウンタ回路を有し、カウンタ回路によるカウンタ値をキャリアＣ１として出力する。このカウンタ回路は、キャリア周期よりも十分に短い周期を有するクロック信号を入力する。そして、当該クロック信号の入力ごとに、カウンタ値を加算または減算する。例えばカウンタ回路は、クロック信号が入力される度に、カウンタ値に１を加算して更新し続ける。そして、カウンタ値が所定の最大値と一致したときに、あるいは、カウンタ値が最小値と一致してから所定時間が経過したときに、カウンタ回路のカウント処理は加算から減算へと切り替わる。続くクロック信号の入力の度に、カウンタ値から１を減算してカウンタ値を更新し続ける。そして、カウンタ値が最小値と一致したときに、あるいは、カウント処理を切り替えたタイミングから上記の所定時間が経過したときに、カウント処理は再び減算から加算へと切り替わる。以後は同様の動作を繰り返す。これにより、二等辺三角波のキャリアＣ１が出力される。なおこの動作から明らかなように、キャリアＣ１は厳密には階段状の形状を有するものの、ここでは、このような形状も含めて三角波と呼んでいる。
【００４３】
またキャリア生成部３２は、キャリアＣ１と電圧指令Ｖ*との関係に基づいて、一部の期間においてキャリアＣ１のキャリア周期を変更する。この点については後に詳述する。
【００４４】
＜２−１．キャリア生成部によるキャリアの生成＞
＜２−１−１．電圧指令Ｖ*が立ち下がるときのキャリアの生成＞
図３〜図５は、電圧指令Ｖ*とキャリアＣ１とスイッチング信号Ｓとの一例を示している。ここでは、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１以上であるときに、対応する相の上側スイッチング素子を導通させ、対応する相の下側スイッチング素子を非導通とする。例えばｕ相の相電圧指令Ｖｕ*がキャリアＣ１以上であるときに、ｕ相の上側スイッチング素子Ｓ１を導通させ、ｕ相の下側スイッチング素子を非導通とする。また、各相の電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１以下であるときに、対応する相の上側のスイッチング素子を非導通とし、対応する相の下側のスイッチング素子を導通させる。
【００４５】
図３〜図５の例示では、対応する相の上側スイッチング素子のスイッチング信号Ｓが示されている。対応する相の下側スイッチング素子のスイッチング信号は、スイッチング信号Ｓを反転することで得られる。
【００４６】
図３〜図５の例示では、電圧指令Ｖ*の第一値Ｖ１はキャリアＣ１のピーク値Ｖｃ１と等しく、第二値Ｖ２はキャリアＣ１のボトム値Ｖｃ２と等しい。また図３，４では、キャリアＣ１のキャリア周期として一定のキャリア周期Ｔ１が採用されており、例えばキャリア周期Ｔ１は制御周期の２倍である。例えば制御周期は、キャリアＣ１がピーク値Ｖｃ１と採る時点と、ボトム値Ｖｃ２を採る時点との間の期間となる。
【００４７】
図３を参照して、電圧指令Ｖ*が第一値Ｖ１を採る制御期間では、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１以上であるので、スイッチング信号Ｓが活性する。よってこの期間では、上側スイッチング素子が導通する。
【００４８】
電圧指令Ｖ*が第一値Ｖ１を採る期間ｔ２１の次の期間ｔ２２において、電圧指令Ｖ*は中間値を採っている。またこの期間ｔ２２では、キャリアＣ１は時間の経過と共に単調に増加している。よってこのとき、電圧指令Ｖ*が第一値Ｖ１から中間値へと更新する更新タイミングｔ２（これは期間ｔ２１，ｔ２２の境界である）の後、最初にキャリアＣ１が当該中間値を採る時点において、キャリアＣ１の時間に対する変化率は正である。ここでは、電圧指令Ｖ*が低減して中間値を採る期間ｔ２２にわたって、キャリアＣ１の時間に対する変化率が正である。
【００４９】
この場合、期間ｔ２２の初期（更新タイミングｔ２の直後、以下、同様）では、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１よりも大きい。したがって、期間ｔ２１，ｔ２２の境界の前後（更新タイミングｔ２の前後、以下同様）において、電圧指令Ｖ*はキャリアＣ１以上であり続ける。よって、スイッチング信号Ｓは期間ｔ２１，ｔ２２の境界の前後で活性を維持する。したがって、上側スイッチング素子は期間ｔ２１，ｔ２２の境界の前後で導通を維持する。そして、キャリアＣ１が電圧指令Ｖ*（中間値）と一致する時点以降では、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１の値以下となるので、スイッチング信号Ｓは非活性となる。これにより、上側スイッチング素子が導通から非導通へと切り替わる。
【００５０】
図４の例示でも、電圧指令Ｖ*が第一値Ｖ１を採る期間ｔ２１の次の期間ｔ２２において、電圧指令Ｖ*は中間値を採っている。しかるに図４の例示では、期間ｔ２２においてキャリアＣ１は時間の経過と共に単調に低減する。言い換えれば、更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点におけるキャリアＣ１の変化率は負である。ここでは、電圧指令Ｖ*が低減して中間値を採る期間ｔ２２にわたって、キャリアＣ１の時間に対する変化率が負である。
【００５１】
この場合、期間ｔ２２の初期において、電圧指令Ｖ*はキャリアＣ１の値よりも小さい。したがって、期間ｔ２２の初期においてスイッチング信号Ｓが非活性となる。よって期間ｔ２１，ｔ２２の境界の前後で、上側スイッチング素子は導通から非導通へと切り替わる。また期間ｔ２２のうち、キャリアＣ１が電圧指令Ｖ*（中間値）と一致する時点以降では、スイッチング信号Ｓは活性となる。よって、上側スイッチング素子は再び導通へと切り替わる。期間ｔ２２の終期において電圧指令Ｖ*は第二値Ｖ２へと立ち下がるので、期間ｔ２２の後においてスイッチング信号Ｓは非活性となる。よって、上側スイッチング素子が再び非導通へと切り替わる。
【００５２】
以上のように、図３の例示では、上側スイッチング素子のスイッチ状態は１回切り替わるのに対して、図４の例示では、上側スイッチング素子のスイッチ状態は３回切り替わる。スイッチ状態が切り替わる度に、スイッチング損失が生じるので、スイッチング回数は少ないことが望ましい。
【００５３】
そこでキャリア生成部３２は、電圧指令Ｖ*が低下する更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点におけるキャリアＣ１の変化率の極性を、更新タイミングｔ２よりも前の予測タイミングｔ１において予測する。言い換えれば、期間ｔ２２におけるキャリアＣ１の増大／低減の別を、予測タイミングｔ１において予測するのである。
【００５４】
期間ｔ２２においてキャリアＣ１が低減することを、予測タイミングｔ１にて予測したときに、キャリア生成部３２は、次のようにキャリアＣ１を生成する。即ち、図５に例示するように、例えば予測タイミングｔ１より後であって更新タイミングｔ２よりも前の一のキャリア周期を変更する。これにより、更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点においてキャリアＣ１の変化率が正となるように、キャリアＣ１を生成する。
【００５５】
例えば図４において期間ｔ２２の前のキャリア単位部Ｃ１１のキャリア周期を、図５に示すように、キャリア周期Ｔ１の１．５倍に変更する。ここでいうキャリア単位部とは、キャリアＣ１のうち、キャリア周期を単位とした部分であり、時間の経過と共に増大する増大傾斜部と、この増大傾斜部と連続して時間の経過と共に低減する低減傾斜部との一組を指す。例えば一つの山状の形状を有する部分、または、一つの谷状の形状を有する部分を、キャリア単位部として把握する。以下では一例として、一つの山状の形状を有する部分がキャリア単位部として把握される。
【００５６】
図５の例示では、キャリア単位部Ｃ１１のキャリア周期Ｔ２は、他のキャリア単位部のキャリア周期Ｔ１の１．５倍である。これにより、キャリア単位部Ｃ１１以降のキャリアＣ１の位相を、図３，４のキャリアＣ１から１８０°ずらすことができる。したがって、キャリアＣ１は、図５に示すように、期間ｔ２２において増大することとなる。
【００５７】
これにより、図３を参照した説明と同様に、期間ｔ２１，ｔ２２の境界の前後でスイッチング信号Ｓが活性を維持する。
【００５８】
ただし、図５の例示では、キャリア単位部Ｃ１１のキャリア周期を増大させるために、キャリア単位部Ｃ１１の振幅を増大させている。この場合、図５に示すように、電圧指令Ｖ*をも同じ増大率以上で増大する必要がある。もし、このピーク値の増大に伴って、電圧指令Ｖ*とキャリア単位部Ｃ１１との大小関係が変わると、スイッチング信号Ｓの活性／非活性の状態が変わるからである。よって図５では、電圧指令Ｖ*とキャリア単位部Ｃ１１の大小関係が変わらないように、キャリア単位部Ｃ１１と比較される電圧指令Ｖ*を、増大後のキャリア単位部Ｃ１１のピーク値Ｖｃ１以上の値に更新しているのである。図５ではキャリア単位部Ｃ１１のキャリア周期Ｔ２がキャリア周期Ｔ１の１．５倍となったことに対応して、キャリア単位部Ｃ１１において電圧指令Ｖ*が値１．５Ｖｃ１を採る場合が例示されている。
【００５９】
以上のように、電圧指令Ｖ*が第一値Ｖ１を採る期間では、スイッチング信号Ｓが活性を維持すると共に、期間ｔ２１，ｔ２２の境界の前後でもスイッチング信号Ｓが活性を維持する。したがって、スイッチング回数を低減できる。
【００６０】
しかも本実施の形態によれば、スイッチング回数の低減のために、複数種類のキャリアを予め生成する必要がない。複数種類のキャリアを予め生成する態様としては、例えば２つのカウンタ回路を用いて、単調増加する鋸歯状のキャリアと、単調減少する鋸歯状のキャリアとをそれぞれ生成し、各期間において、そのいずれかを適宜に選択する態様が考えられる。しかるに、本実施の形態では、複数のカウンタ回路を必要としないので、キャリア生成部３２の構成を簡易にできる。
【００６１】
なお図５の例示では、キャリア単位部Ｃ１１の振幅を増大させることでキャリア周期を増大させている。これは、例えばカウンタ回路において、加算から減算へと切り替えるときの基準値（カウンタ値についての最大値または経過時間についての基準値）を増大することで、実現できる。
【００６２】
もちろん、キャリアＣ１の変化率（傾斜の程度）を低減することで、キャリア周期を増大させてもよい。しかしながら、キャリアＣ１の変化率を低減するには、カウンタ回路に入力するクロック信号のクロック周期を長くする必要がある。このようなクロック周期の変更は、分周回路などを用いる必要がある。一方で、基準値の変更は電圧値等を変更すればよいので簡単である。よって、キャリア単位部Ｃ１１のピーク値を変更する方が、キャリア周期を変更しやすい。
【００６３】
また本実施の形態では、第一値Ｖ１はピーク値Ｖｃ１と等しいとして説明したが、第一値Ｖ１はキャリアＣ１のピーク値Ｖｃ１よりも大きくてもよい。この場合であっても、電圧指令Ｖ*が第一値Ｖ１を採る期間では、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１以上であるので、この期間においてスイッチング信号Ｓが活性するからである。同様に、第二値Ｖ２はキャリアＣ１のボトム値Ｖｃ２よりも小さくてもよい。
【００６４】
また本実施の形態では、キャリア生成部３２は、予測タイミングｔ１の後の一部の期間においてキャリア周期を変更する。よって、予測タイミングｔ１と更新タイミングｔ２との間には、キャリア周期の変更に十分な時間が必要となる。例えば図５では、一つのキャリア単位部Ｃ１１のキャリア周期をキャリア周期Ｔ１の１．５倍に変更する。よって、予測タイミングｔ１は、３制御周期（キャリア周期Ｔ１の１．５倍）と予測に要する時間との和以上の分、更新タイミングｔ２よりも前である。予測に要する時間は制御周期よりも短いと仮定すると、予測タイミングｔ１は更新タイミングｔ２よりも少なくとも４制御周期前のタイミングである。
【００６５】
以下、制御装置３の具体的な動作の一例について詳述する。キャリア生成部３２は、例えば制御周期ごとに、ｍ制御周期後（ｍ≧４）の制御期間（以下、予測制御期間と称す：図３〜５においてはｍ＝４とした）が、電圧指令Ｖ＊が低下して中間値を採る制御期間（以下、電圧低下制御期間と称す）か否かを予測する（図３、図４では予測制御期間が期間ｔ２２である場合が例示され、期間ｔ２２が電圧低下制御期間に相当する場合が例示される）。
【００６６】
この予測は例えば電圧指令Ｖ**の位相（以下、電圧位相指令と呼ぶ）δ*（０°≦δ*＜３６０°）に基づいて行なうことができる。図２を参照して、矩形波の電圧指令Ｖ**の立ち上がり時点での電圧位相指令δ*を例えば２１０°とし、電圧指令Ｖ**の立ち下がり時点での電圧位相指令δ*を例えば３０°と設定する。このとき、電圧位相指令δ*が３０°となる時点を含む期間ｔ１４において、電圧指令Ｖ*が中間値を採る。よって、電圧位相指令δ*が３０°となる時点を含む期間ｔ１４が、図３〜５の期間ｔ２２に相当する。したがって、キャリア生成部３２は、予測制御期間において電圧位相指令δ*が３０°となる時点を含むか否かを判別することで、予測制御期間が電圧低下制御期間に相当するか否かを予測できる。
【００６７】
そこで、キャリア生成部３２が現在の電圧指令Ｖ**の位相δ*を入力する。そして、予測制御期間での電圧位相指令δ［ｎ＋ｍ］*を算出する。例えば電圧位相指令δ*としては、各制御期間の中央時点に対応する電圧位相を採用する。予測タイミングｔ１を始期とする期間における電圧位相指令δ［ｎ］*（図３〜５）は、電圧指令演算部３１１が電圧指令Ｖ**を生成する際に生成されている。電圧位相指令δ［ｎ＋ｋ］*（ｋ＝１，２，３…）は、電圧位相指令δ［ｎ］*に対して、ｋ制御周期分の位相（＝ｋ・Δδ）を加算することで求めることができる。１制御周期ｔｔは予め決められた時間であるので、１制御周期分の位相Δδは、電圧指令Ｖ**の周期ＴＴを得ることで、求めることができる（Δδ＝３６０・ｔｔ／ＴＴ）。この電圧指令Ｖ**の周期は例えば１周期前の電圧指令Ｖ**の周期を計時し、これを採用すればよい。なお、位相Δδは、例えば直前の２制御周期の電圧位相指令δ［ｎ−２］，δ［ｎ−１］の差分を採用してもよく、あるいは、負荷２が同期電動機である場合には、電動機の回転速度に基づいて公知のように算出しても良い。
【００６８】
そして、電圧位相指令δ［ｎ＋ｍ］*が以下の式（１）を満足するときに、予測制御期間が電圧低下制御期間に相当する、と予測する。つまり、式（１）を満足する場合には、電圧位相指令δ［ｎ＋ｍ］*が３０°となる時点が、予測制御期間に含まれるので、当該予測制御期間が電圧低下制御期間に相当する、と予測するのである。
【００６９】
３０°−Δδ＜δ［ｎ＋ｍ］*＜３０°＋Δδ      ・・・（１）
【００７０】
予測制御期間が電圧低下制御期間に相当すると予測したときには、キャリア生成部３２は、予測制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別を推定する。偶数分の制御周期後の制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別は、現在の制御期間（予測タイミングｔ１を始期として有する制御期間）におけるキャリアＣ１の増大／低減の別と同じであり、奇数分の制御周期後の制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別は、現在の制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別と反対である。したがって、予測制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別は、現在の制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別と、ｍの偶奇の別に基づいて予測できる。
【００７１】
そして、電圧低下制御期間（図３〜図５では期間ｔ２２として図示）においてキャリアＣ１が増大すると予測されるときには、図３に示すように、キャリア周期Ｔ１を維持してキャリアＣ１を生成する。一方で、電圧低下制御期間においてキャリアＣ１が低減すると予測されるときには、キャリア生成部３２は、キャリア単位部Ｃ１１のキャリア周期をキャリア周期Ｔ１の１．５倍として、キャリアＣ１を生成する。またキャリア生成部３２は、キャリア単位部Ｃ１１よりも後には、再びキャリア周期をキャリア周期Ｔ１に戻す。これにより、図５に示すように、期間ｔ２２においてキャリアＣ１を増大させることができる。
【００７２】
なおここでは、キャリア周期Ｔ１が制御周期の２倍として説明した。しかしながら、更新タイミングｔ２の前後においてスイッチング信号の状態を維持するために、制御周期がキャリア周期Ｔ１の２倍である必要はない。要するに、(i)更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点において、キャリアＣ１の変化率が負であることを、予測タイミングｔ１で予測したときに、(ii)更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点において、キャリアＣ１の変化率が正となるように、予測タイミングｔ１の後の一部の期間において、キャリア周期を変更し、(iii)キャリア周期が変更された期間において、電圧指令Ｖ*とキャリアＣ１との大小関係を維持するように電圧指令Ｖ*を決定すればよいのである。
【００７３】
＜２−１−２．電圧指令Ｖ*が立ち上がるときのキャリアの生成＞
図６〜図８は、電圧指令Ｖ*とキャリアＣ１とスイッチング信号Ｓとの一例を示している。図６を参照して、電圧指令Ｖ*が第二値Ｖ２を採る期間では、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１以下であるので、スイッチング信号Ｓが非活性する。よってこの期間では、上側スイッチング素子が非導通する。
【００７４】
図６の例示では、電圧指令Ｖ*が第二値Ｖ２を採る期間ｔ３１の次の期間ｔ３２において、電圧指令Ｖ*が中間値を採っている。また、この期間ｔ３２では、キャリアＣ１は時間の経過と共に単調に低減している。よってこのとき、電圧指令Ｖ*が第二値Ｖ２から中間値へと更新する更新タイミングｔ４の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点において、キャリアＣ１の変化率が負である。ここでは、電圧指令Ｖ*が増大して中間値を採る期間ｔ３２にわたって、キャリアＣ１の時間に対する変化率が負である。
【００７５】
この場合、期間ｔ３２の初期（更新タイミングｔ４の直後、以下、同様）では、電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１よりも小さい。したがって、期間ｔ３１，ｔ３２の境界の前後（更新タイミングｔ４の前後、以下、同様）において、電圧指令Ｖ*はキャリアＣ１以下であり続ける。よって、スイッチング信号Ｓは期間ｔ３１，ｔ３２の境界の前後で非活性を維持する。したがって、上側スイッチング素子は期間ｔ３１，ｔ３２の境界の前後で非導通を維持する。そして、キャリアＣ１が電圧指令Ｖ*（中間値）と一致する時点以降では、スイッチング信号Ｓは活性となる。これにより、上側スイッチング素子が非導通から導通へと切り替わる。
【００７６】
図７の例示でも、電圧指令Ｖ*が第二値Ｖ２を採る期間ｔ３１の次の期間ｔ３２において、電圧指令Ｖ*は中間値を採っている。しかるに図７の例示では、期間ｔ３２においてキャリアＣ１が時間の経過と共に単調に増大する。言い換えれば、更新タイミングｔ４の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点においてキャリアＣ１の変化率が正となる。ここでは、電圧指令Ｖ*が増大して中間値を採る期間ｔ３２にわたって、キャリアＣ１の時間に対する変化率が正である。
【００７７】
この場合、期間ｔ３２の初期において、電圧指令Ｖ*はキャリアＣ１よりも大きい。したがって、期間ｔ３２の初期においてスイッチング信号Ｓが活性となる。よって、期間ｔ３１，ｔ３２の境界の前後で、上側スイッチング素子は非導通から導通へと切り替わる。また期間ｔ３２のうち、キャリアＣ１が電圧指令Ｖ*（中間値）と一致する時点以降では、スイッチング信号Ｓは非活性となる。よって、上側スイッチング素子は再び非導通へと切り替わる。期間ｔ３２の終期において電圧指令Ｖ*は第一値Ｖ１へと立ち上がるので、期間ｔ３２よりも後においてスイッチング信号Ｓは活性となる。よって、上側スイッチング素子が再び導通へと切り替わる。
【００７８】
以上のように図６の例示では、上側スイッチング素子のスイッチ状態は１回切り替わるのに対して、図７の例示では、上側スイッチング素子のスイッチ状態は３回切り替わる。
【００７９】
そこでキャリア生成部３２は、電圧指令Ｖ*が増大する更新タイミングｔ４の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点における変化率の極性を、更新タイミングｔ４よりも前の予測タイミングｔ３において予測する。言い換えれば、期間ｔ３２におけるキャリアＣ１の増大／低減の別を、予測タイミングｔ３において予測する。
【００８０】
そして、当該時点における変化率が正であると予測したときに、図８に示すように、例えば、予測タイミングｔ３の後の一のキャリア周期を変更することで、当該時点における変化率が負となるように、キャリアＣ１を生成する。例えば図７において期間ｔ３２の直前のキャリア単位部Ｃ２１のキャリア周期を、図８に示すように、キャリア周期Ｔ１の１．５倍に変更する。図８の例示でも、図５のキャリア単位部Ｃ１１と同様に、キャリア単位部Ｃ２１の振幅（例えばピーク値）を増大させることで、キャリア単位部Ｃ２１のキャリア周期を増大させている。
【００８１】
図７において、キャリア単位部Ｃ２１は期間ｔ３１において低減し、期間ｔ３２において増大するところ、キャリア周期が１．５倍に変更されることにより、図８に示すように、キャリア単位部Ｃ２１は期間ｔ３２に渡って低減することになる。これにより、期間ｔ３２の始期において電圧指令Ｖ*がキャリアＣ１を下回る。よって期間ｔ３２の始期においてスイッチング信号Ｓは非活性を維持し、期間ｔ３１，ｔ３２の境界の前後において上側スイッチング素子が非導通を維持する。
【００８２】
これにより、スイッチング回数を低減したスイッチング信号を生成できる。しかも、複数種類のキャリアを生成する場合に比して、キャリア生成部３２の構成を簡易にできる。
【００８３】
なお図７，８の例示では、期間ｔ３２の直前のキャリア単位部Ｃ２１のキャリア周期を増大している。よって、予測タイミングｔ３は、２制御周期（キャリア単位部Ｃ２１）と予測に要する時間との和以上の分、更新タイミングｔ４よりも前であればよい。図７の例示では、予測タイミングｔ３は、更新タイミングｔ４よりも３制御周期前のタイミングである。
【００８４】
以下、制御装置３の具体的な動作の一例について詳述する。まずキャリア生成部３２は、制御周期ごとに、ｎ１（ｎ１≧３）制御周期後の予測制御期間が、電圧指令Ｖ*が増大して中間値を採る期間（以下、電圧増大制御期間と称す）に相当するか否かを予測する。図６〜８は、予測制御期間および電圧増大制御期間が期間ｔ３２に相当する場合を例示する。この予測は、ｎ１制御周期後の予測制御期間が、電圧低下制御期間に相当するか否かの予測と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【００８５】
ｎ１制御周期後の予測制御期間が電圧増大制御期間に相当すると予測されるときには、ｎ制御周期後の予測制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別を予測する。ｎ１制御周期後の予測制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別は、現在の制御期間におけるキャリアＣ１の増大／低減の別と、ｎ１の偶奇に基づいて予測できる。
【００８６】
そして、電圧増大制御期間においてキャリアＣ１が低減すると予測したときには、図６に示すように、キャリア周期Ｔ１を維持してキャリアＣ１を生成する。一方で、電圧増大制御期間においてキャリアＣ１が増大すると予測したときには、キャリア生成部３２は、予測タイミングｔ３の後のキャリア単位部Ｃ２１のキャリア周期をキャリア周期Ｔ１の１．５倍に変更して、キャリアＣ１を生成する。これにより、図８に示すように、電圧増大制御期間においてキャリアＣ１を低減させることができる。
【００８７】
これにより、スイッチング回数を低減できる。なお本実施の形態では、要するに、(i)更新タイミングｔ４の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点において、キャリアＣ１の変化率が正であることを、予測タイミングｔ３で予測したときに、(ii)更新タイミングｔ４の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点において、キャリアＣ１の変化率が負となるように、予測タイミングｔ３の後の一部の期間において、キャリア周期を変更し、(iii)キャリア周期が変更された期間において、電圧指令Ｖ*とキャリアＣ１との大小関係を維持するように電圧指令Ｖ*を決定すればよいのである。
【００８８】
＜２−２．予測タイミング＞
上述の例では、期間ｔ２２におけるキャリアＣ１を決定するために、少なくとも４制御周期先の期間を予測し、また期間ｔ３２におけるキャリアＣ１を決定するために、少なくとも３制御周期先の期間を予測している。よって、常に少なくとも４制御周期先の期間が期間ｔ２２に相当するか否か、および、期間ｔ３２に相当するか否かを予測することで、期間ｔ２２，ｔ３２の両方に対応してキャリアＣ１を生成することができる。
【００８９】
＜２−３．キャリア単位部の振幅の変更＞
＜２−３−１．キャリア単位部のボトム値の変更＞
上述した例では、キャリア単位部のピーク値を増大することで、キャリア単位部の振幅を増大させ、ひいてはキャリア周期を増大させていた。しかるに、キャリア単位部のボトム値を低減させることで、キャリア単位部の振幅を増大させて、キャリア周期を増大させてもよい。この場合、キャリア単位部は谷状の形状を有する。
【００９０】
＜２−３−２．キャリア単位部の振幅の低減＞
上述した例では、キャリア単位部のキャリア周期を増大させている。しかるに、キャリア単位部の周期を低減させてもよい。
【００９１】
例えば図４に示す予測タイミングｔ１において、期間ｔ２２におけるキャリアＣ１の変化率が負であることを予測したときに、キャリア生成部３２は、予測タイミングｔ１の後の一部の期間におけるキャリア周期を、例えば図９に示すように低減させてもよい。より詳細には、図４におけるキャリア単位部Ｃ１２（期間ｔ２１，ｔ２２の一組におけるキャリア単位部）のキャリア周期を、図９に示すようにキャリア周期Ｔ１の２分の１に変更する。これにより、期間ｔ２２においてキャリアＣ１を増大させることができる。
【００９２】
しかもこの場合、予測タイミングｔ１をより更新タイミングｔ２に近づけても、キャリア周期の変更を間に合わせることができる。より詳細には、図４，９において、更新タイミングｔ２よりも２制御周期前の予測タイミングｔ１’を採用できる。
【００９３】
予測タイミングを更新タイミングへと近づけることは、次で説明するように好ましい。電圧指令Ｖ*の周期は、負荷２の回転速度を変えるべく、変更される場合がある。そしてもし、予測タイミングと更新タイミングとの間のタイミングで、電圧指令Ｖ*の立ち上がり（または立ち下がりタイミング）が早まると、キャリア周期の変更が期間ｔ２２或いは期間ｔ３２までに間に合わない場合がある。例えば図９において、電圧指令Ｖ*の立ち下がりが早まって期間ｔ２１において電圧指令Ｖ*が中間値を採ることになれば、適切にキャリアＣ１を生成できない。よって、このような事態を回避すべく、予測タイミングと更新タイミングとの間の時間は短いほうが望ましいのである。
【００９４】
したがって、予測タイミングを更新タイミングに近づけるという点では、キャリア周期を増大させるよりも、低減させることが望ましい。
【００９５】
また本実施の形態では、制御周期がキャリア周期Ｔ１の半周期であり、キャリアＣ１がピーク値またはボトム値を採る時点が、制御周期同士の境界である。キャリア単位部Ｃ１２のキャリア周期を、キャリア周期Ｔ１の２分の１に変更した場合には、キャリア周期Ｔ１を１．５倍に変更する場合（図８）とは異なって、制御周期の境界は、キャリアＣ１がピーク値またはボトム値を採る時点を維持する。より詳細には、図８を参照して、キャリア単位部Ｃ２１に対応する期間において、制御周期同士の境界が、キャリア単位部Ｃ１２のピークでもボトムでもない値に対応している。一方で、図９を参照して、キャリア単位部Ｃ１２に対応する期間において、制御周期同士の境界が、キャリア単位部Ｃ１２のボトム値に対応している。
【００９６】
さて、制御周期同士の境界が、キャリアＣ１がピーク値またはボトム値を採る時点と一致することを前提として、制御周期ごとの電圧指令Ｖ*を演算する電圧指令生成部３１が公知である。上述のように、キャリア周期Ｔ１を２分の１に変更する場合には、制御周期同士の境界が、キャリアＣ１がピーク値またはボトム値を採る時点に一致するので、このような公知の電圧指令生成部３１をそのまま使用することができる。これは、演算負荷の低減に繋がる。
【００９７】
また制御指令Ｖ**の演算のために、負荷２の諸量（例えば負荷２を流れる電流）を検出（サンプリング）する場合において、制御周期（サンプリング周期）が一定であることは、制御の安定性向上に資する。
【００９８】
＜２−４．キャリア周期の変更対象＞
上述の例では、一つのキャリア単位部のみのキャリア周期を変更した。しかるに、必ずしも、一つのキャリア単位部のキャリア周期を変更する必要はなく、複数のキャリア単位部のキャリア周期を変更してもよい。
【００９９】
例えば図１０に示すように、連続する２つのキャリア単位部Ｃ１１，Ｃ１３のキャリア周期を、それぞれキャリア周期Ｔ１の１．２５倍に変更して、キャリアＣ１を生成しても良い。これによっても、キャリア単位部Ｃ１１，Ｃ１３の後のキャリアＣ１の位相を１８０°ずらすことができる。よって期間ｔ２２においてキャリアＣ１が増大する。
【０１００】
より一般的に説明すると、Ｎ個のキャリア単位部のキャリア周期をそれぞれキャリア周期Ｔ１の（Ｎ＋０．５）／Ｎ倍に変更すればよい。ただし、この場合、少なくとも（２・Ｎ＋２）制御周期先の期間が期間ｔ２２（或いは期間ｔ３２）に相当するか否か、および、キャリアＣ１の増大／低減の別を予測する必要がある。図１０の例示では、更新タイミングｔ２よりも６（＝２・２＋２）制御周期前である。
【０１０１】
また図１０に示すように、Ｎ個のキャリア単位部のピーク値を増大させる場合、電圧指令生成部３１は、Ｎ個のキャリア単位部に相当する電圧指令Ｖ*が、キャリア単位部の増大後のピーク値以上となるように決定する。
【０１０２】
さて、キャリア周期の変更対象となるキャリア単位部の個数を増大させると、上述のように、予測タイミングを早める必要がある。よって、予測タイミングを更新タイミングに近づけるという点では、キャリア周期の変更対象は一つのみのキャリア単位部であることが望ましい。
【０１０３】
＜３．演算周期＞
上述の例では、制御周期ごとに予測を行っているものの、これに限らない。例えば制御周期の２倍（以下、演算周期と呼ぶ）ごとに、予測を行なってもよい。一例について説明する。
【０１０４】
このとき電圧位相指令δ*は、図１１に例示するように、演算周期ごとの期間の中央の時点における電圧位相が採用される。また図１１では、演算周期ごとの期間において、キャリアＣ１が山状の形状を有する。そして図１１に示すように、電圧位相が３０°になる時点がある演算期間（演算周期ごとの期間）の前半部分に含まれるときには、更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点におけるキャリアＣ１の変化率が正になる。よってスイッチング回数は少ない。
【０１０５】
他方、図１２に示すように、電圧位相が３０°になる時点が当該演算期間の後半部分に含まれるときには、更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点におけるキャリアＣ１の変化率が負になる。
【０１０６】
そこで、更新タイミングｔ２の後、最初にキャリアＣ１が中間値を採る時点におけるキャリアＣ１の変化率の極性を予測すべく、電圧位相が３０°となる時点が、演算期間の前半部分に含まれるのか、後半部分に含まれるのかを予測する。この予測は、演算期間ごとの電圧位相指令δ*に基づいて行なうことができる。ここでは、２演算周期先の演算期間における電圧位相指令δ［ｎ＋２］*を用いる。より詳細に、１演算周期分の位相Δδ１を導入すると、電圧位相指令δ［ｎ＋２］*が３０°よりも大きく、（３０°＋Δδ１／２）よりも小さいときに、電圧位相が３０°となる時点が２演算周期先の演算期間の前半部分に含まれると予測でき、電圧位相指令δ［ｎ＋２］*が（３０°−Δδ１／２）よりも大きく、３０°よりも小さいときに、電圧位相が３０°になる時点が２演算周期先の演算期間の後半部分に含まれると予測できる。
【０１０７】
そして、電圧位相指令δ［ｎ＋２］*が（３０°−Δδ１／２）よりも大きく、３０°よりも小さいときに、図１３に示すように、キャリア生成部３２は、例えばキャリア単位部Ｃ１１のキャリア周期を１．５倍に変更する。
【０１０８】
＜４．電圧指令Ｖ*の具体的な生成方法の一例＞
ここでは、参考として、電圧指令Ｖ*の中間値Ｖｍｉｄの具体的な算出方法について述べる。例えば電圧指令Ｖ**は矩形波であって、図２に示すように電圧位相３０°で立ち下がり、電圧位相２１０°で立ち上がる。図１４は電圧指令Ｖ*と電圧指令Ｖ**との一例を拡大して示している。ここでは、電圧指令補正部３１２は、制御周期ごとに電圧指令Ｖ**の補正を行なって電圧指令Ｖ*を算出する。図１４では、電圧指令Ｖ**が立ち下がる部分の近傍が示されている。
【０１０９】
図１４では、制御周期ごとの期間のうち一つの期間Ｔにおいて、電圧位相が３０°となる時点が含まれている。また図１４では、期間Ｔの中央の時点と、電圧位相が３０°となる時点との間の期間が期間Ｔｖ１で示されている。
【０１１０】
電圧指令補正部３１２は、電圧指令Ｖ**の振幅（V10-V20）と、中間値Ｖｍｉｄおよび最小値Ｖ２０の差(Vmid-V20)との比が、期間Ｔと、電圧指令Ｖ**が最大値Ｖ１０を採る期間(図１１では（T/2＋Tv1）)との比が互いに等しくなるように、中間値Ｖｍｉｄを算出する。よって中間値Ｖｍｉｄは以下の式で表される。
【０１１１】
Ｖｍｉｄ＝Ｖ２０＋（Ｖ１０−Ｖ２０）・（Ｔ／２＋Ｔｖ１）／Ｔ      ・・・（２）
【０１１２】
図１４では、期間Ｔの中央の時点における電圧位相指令δ［ｎ］*が３０°よりも小さい。このとき回転速度が略一定であると仮定すると、幾何学的に次式を満足する。
【０１１３】
δ[n]*−δ[n-1]*：30°-δ[n]*＝T：Tv1        ・・・（３）
【０１１４】
式（３）を用いて期間Ｔｖ１を求めると、以下の式が導かれる。
【０１１５】
Tv1=T・（30°-δ[n]*)/(δ[n]*-δ[n-1]*)          ・・・（４）
【０１１６】
式（４）を式（２）に代入すると以下の式が導かれる。
【０１１７】
Vmid=V20+(V10-V20)・｛1/2+（30°-δ[n]*)/(δ[n]*-δ[n-1]*)｝      ・・・（５）
【０１１８】
最大値Ｖ１０および最小値Ｖ２０は予め設定され、電圧位相指令δ［ｎ］*，δ［ｎ−１］*は、電圧指令演算部３１１によって算出される。電圧指令補正部３１２は式（５）に基づいて中間値Ｖｍｉｄを算出する。
【０１１９】
図１５では、期間Ｔにおいて電圧位相が３０°となる時点が含まれており、また電圧位相指令δ［ｎ］*が３０°よりも大きい。この場合、電圧指令Ｖ**が最大値Ｖ１０を採る期間は（Ｔ／２−Ｔｖ１）で表される。よって式（２）は以下の式に変形される。
【０１２０】
Ｖｍｉｄ＝Ｖ２０＋（Ｖ１０−Ｖ２０）・（Ｔ／２−Ｔｖ１）／Ｔ      ・・・（６）
【０１２１】
また、図１２において回転速度が略一定であると仮定すると、幾何学的に次式を満足する。
【０１２２】
δ[n]*−δ[n-1]*：δ[n]*-30°＝T：Tv1        ・・・（７）
【０１２３】
式（７）を用いて期間Ｔｖ１を求めると、以下の式が導かれる。
【０１２４】
Tv1=T・（δ[n]*-30°)/(δ[n]*-δ[n-1]*)          ・・・（８）
【０１２５】
式（８）を式（６）に代入すると以下の式が導かれる。
【０１２６】
Vmid=V20+(V10-V20)・｛1/2-(δ[n]*-30°)/(δ[n]*-δ[n-1]*)｝      ・・・（９）
【０１２７】
式（９）と式（５）とは同じ式となる。したがって、この場合にも、電圧指令補正部３１２は式（５）に基づいて中間値Ｖｍｉｄを算出すればよい。
【０１２８】
またこの例では、制御周期ごとの期間における電圧位相指令δ*を用いているものの、制御周期の２倍の期間（演算周期）における電圧位相指令δ*を用いてもよい。この場合、電圧位相指令δ［ｎ］*，δ［ｎ−１］*の差が、制御周期の２倍に相当することに注意すれば、同様に２制御周期分それぞれの電圧指令Ｖ*を算出することができる。
【０１２９】
なお、電圧指令Ｖ*は電圧位相３０°で立ち下がると仮定したが、任意の電気角で立ち上がってもよい。
【０１３０】
上記の種々の実施の形態は、互いの機能を損なわない限り、適宜に組み合わせることができる。
【符号の説明】
【０１３１】
１  電力変換装置
３１  電圧指令生成部
３２  キャリア生成部
３３  スイッチング信号生成部
Ｃ１  キャリア
Ｐ１，Ｐ２  入力端
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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