(57)【要約】【課題】二次側にアクティブスイッチを備える電力変換装置の回路規模を小さくする。【解決手段】ブリッジ回路は、直流電圧を交流電圧に変換する。トランスＴは、ブリッジ回路に接続される一次巻線と、一次巻線と電磁結合される二次巻線Ｎ２を含む。二次側整流回路１１は、二次巻線Ｎ２から入力される交流電圧を整流する。平滑回路１２は、二次側整流回路１１により整流された電圧を平滑化する。第５スイッチング素子Ｓ５は、二次側整流回路１１と平滑回路１２の間の電流経路に挿入される。第９ダイオードＤ９は、平滑回路１２の低電位側入力端子にアノード端子が接続され、平滑回路１２の高電位側入力端子にカソード端子が接続される。【選択図】図８
2015139312.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と、前記一次巻線と電磁結合される二次巻線を含むトランスと、
前記二次巻線から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路により整流された電圧を平滑化する平滑回路と、
前記整流回路と前記平滑回路の間の電流経路に挿入されるスイッチング素子と、
前記平滑回路の低電位側入力端子にアノード端子が接続され、前記平滑回路の高電位側入力端子にカソード端子が接続されるダイオードと、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング素子は、前記平滑回路の高電位側入力端子と前記ダイオードのカソード端子との間のノードと、前記整流回路の高電位側出力端子との間に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記ブリッジ回路は、
前記一次巻線に順方向電流を供給する経路に挿入される一次側順方向スイッチング素子と、
前記一次巻線に逆方向電流を供給する経路に挿入される一次側逆方向スイッチング素子と、を含み、
前記整流回路は、ダイオードブリッジ回路で構成され、
前記一次側順方向スイッチング素子および前記一次側逆方向スイッチング素子は、固定のデューティ比および固定の位相で動作し、
前記整流回路と前記平滑回路の間の電流経路に挿入される二次側の前記スイッチング素子は、本スイッチング電源装置の出力電圧に応じて変動するデューティ比で動作することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装置と、
前記スイッチング素子を駆動する駆動装置と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁型のスイッチング電源装置、及びそのスイッチング電源装置を備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
絶縁型のスイッチング電源装置では一次側にインバータ、二次側に整流平滑回路を設ける構成が一般的である。この構成において、一次側のインバータを構成するスイッチング素子（アクティブスイッチ）で出力調整する制御方式と、二次側の整流平滑回路にスイッチング素子を設けて、このスイッチング素子で出力調整する制御方式がある（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−２３８２５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述のように二次側にアクティブスイッチを備える電力変換装置では、二次側にアクティブスイッチを備えない電力変換装置と比較して駆動回路の数が多くなる。なお一次側と二次側は基準電位が異なるため、一次側のアクティブスイッチの駆動回路と二次側のアクティブスイッチの駆動回路を共有することは難しい。駆動回路の数が多くなると、その分、回路規模が増大する。
【０００５】
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、二次側にアクティブスイッチを備える電力変換装置の回路規模を小さくする技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明のある態様のスイッチング電源装置は、直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ回路と、ブリッジ回路に接続される一次巻線と、一次巻線と電磁結合される二次巻線を含むトランスと、二次巻線から入力される交流電圧を整流する整流回路と、整流回路により整流された電圧を平滑化する平滑回路と、整流回路と平滑回路の間の電流経路に挿入されるスイッチング素子と、平滑回路の低電位側入力端子にアノード端子が接続され、平滑回路の高電位側入力端子にカソード端子が接続されるダイオードと、を備える。
【０００７】
本発明の別の態様は、電力変換装置である。この装置は、上記のスイッチング電源装置と、スイッチング素子を駆動する駆動装置と、を備える。
【０００８】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、回路、装置、システム等の間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、二次側にアクティブスイッチを備える電力変換装置の回路規模を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】比較例１に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の制御方法の一例を示す図である。
【図３】比較例２に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図４】比較例１に係る電力変換装置の、スイッチング電源装置の二次側回路および制御装置の詳細を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の、スイッチング電源装置の二次側回路および制御装置の詳細を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の、スイッチング電源装置の二次側回路および制御装置の詳細を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の、スイッチング電源装置の二次側回路および制御装置の詳細を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の、スイッチング電源装置の二次側回路および制御装置の詳細を示す図である。
【図９】図８のスイッチング電源装置の制御方法の一例を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態５に係る電力変換装置の、スイッチング電源装置の二次側回路および制御装置の詳細を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態６に係る電力変換装置の、スイッチング電源装置の二次側回路および制御装置の詳細を示す図である。
【図１２】実施の形態１−６に係る電力変換装置が使用される蓄電システムの構成を示す図である。
【図１３】実施の形態１−６に係る電力変換装置が使用される車両の構成を示す図である。
【図１４】実施の形態１−６に係る電力変換装置が使用される充電器の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１は、比較例１に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。比較例１に係る電力変換装置１００は、スイッチング電源装置１０、出力電圧検出回路１５、制御装置２０を備える。スイッチング電源装置１０は、二次側位相シフト方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、フルブリッジ回路、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第６コンデンサＣ６、第７コンデンサＣ７、トランスＴ、第３コイルＬ３、第４コイルＬ４、二次側整流回路および平滑回路を含む。
【００１２】
フルブリッジ回路は、直流電源Ｅから供給される直流電圧を交流電圧に変換する。フルブリッジ回路は、フルブリッジ接続された第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４を含む。具体的には、上側に第１スイッチング素子Ｓ１及び下側に第２スイッチング素子Ｓ２を含む第１アームと、上側に第３スイッチング素子Ｓ３及び下側に第４スイッチング素子Ｓ４を含む第２アームで構成され、第１アームと第２アームが並列接続される。
【００１３】
第１スイッチング素子Ｓ１と並列に第１ダイオードＤ１及び第１コンデンサＣ１が接続される。第２スイッチング素子Ｓ２〜第４スイッチング素子Ｓ４も同様にそれぞれ並列に、第２ダイオードＤ２〜第４ダイオードＤ４及び第２コンデンサＣ２〜第４コンデンサＣ４が接続される。第１ダイオードＤ１〜第４ダイオードＤ４は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にそれぞれ逆バイアス接続される。第１コンデンサＣ１〜第４コンデンサＣ４はスナバコンデンサである。第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４には、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子が用いられる。図１ではｎチャンネル型のＩＧＢＴを用いる例を描いている。なお第１スイッチング素子Ｓ１及び第３スイッチング素子Ｓ３に、ｐチャンネル型の半導体スイッチング素子を用いてもよい。
【００１４】
図１では、一次側を部分共振型のフルブリッジ回路で構成している。部分共振型のフルブリッジ回路は、スイッチング時のみ共振動作を利用して転流し、その他のモードでは非共振で動作する。図１では、軽負荷時にもゼロ電圧転流を担保できる共振ポール型の構成を採用している。第６コンデンサＣ６及び第７コンデンサＣ７は直列接続され、直列接続された第６コンデンサＣ６及び第７コンデンサＣ７は直流電源Ｅに並列接続される。第１コイルＬ１は、第６コンデンサＣ６と第７コンデンサＣ７間のノードと、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２間のノードとの間に接続される。第２コイルＬ２は、第６コンデンサＣ６と第７コンデンサＣ７間のノードと、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４間のノードとの間に接続される。図１の共振ポール回路は第１コイルＬ１と第２コイルＬ２で、第６コンデンサＣ６及び第７コンデンサＣ７を共有している構成であり、第１コイルＬ１用のコンデンサと第２コイルＬ２用のコンデンサを別々に設けてもよい。
【００１５】
第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２は共振用の補助インダクタであり、第６コンデンサＣ６及び第７コンデンサＣ７から電流が供給される。第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチング時において、共振用の補助インダクタとスイッチング素子に並列接続されたコンデンサで発生する部分共振を利用し、ゼロ電圧スイッチングを実現する。具体的に示すと、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチングオフ時には、並列接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４によりスイッチング素子電圧の立ち上がりが遅れるため、電圧、電流の過渡交差により発生するスイッチング電力損失を低減することができる。一方、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチングオン時には、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２より第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４に並列に配置した第１ダイオードＤ１〜第４ダイオードＤ４に電流が流れている状態（即ちスイッチング素子にかかる電圧がほぼ０となる状態）でオンすることで、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチング損失を低減することができる。
【００１６】
トランスＴは、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を含む高周波トランスである。一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２は電磁誘導により結合される。トランスＴは一次側と二次側を絶縁するとともに、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比に応じて変圧する。一次巻線Ｎ１の両端は、上記フルブリッジ回路の両出力端に接続される。二次巻線Ｎ２の両端には、それぞれ第３コイルＬ３及び第４コイルＬ４が設けられる。第３コイルＬ３及び第４コイルＬ４は、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンスであってもよいし、インダクタ素子であってもよい。
【００１７】
二次側整流回路は、二次巻線Ｎ２から入力される交流電圧を整流する。二次側整流回路は、第５ダイオードＤ５、第６ダイオードＤ６、第７ダイオードＤ７、第８ダイオードＤ８、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６を含む。第５ダイオードＤ５〜第８ダイオードＤ８はフルブリッジ接続されて整流回路を形成している。第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６は、当該整流回路の電流経路に挿入され、トランスＴから取り出す電力量を調整する。第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６には、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子が用いられる。
【００１８】
平滑回路は、二次側整流回路により整流された電圧を平滑化する。図１の平滑回路は、第５コイルＬ５及び第５コンデンサＣ５を含むＬＣフィルタで構成されている。なお図１の平滑回路の構成は一例であり、他の構成を用いてもよい。例えば、第５コイルＬ５を省略した構成も可能である。
【００１９】
出力電圧検出回路１５は負荷３０に供給されるスイッチング電源装置１０の出力電圧を検出する。図１では第５コンデンサＣ５の両端電圧を当該出力電圧として検出している。出力電圧検出回路１５は例えば、誤差増幅回路で構成できる。誤差増幅回路は、オペアンプとパッシブ素子の組み合わせで構成される。出力電圧検出回路１５は、検出した電圧を制御装置２０に出力する。
【００２０】
制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第６スイッチング素子Ｓ６のオン／オフを制御して、スイッチング電源装置１０を駆動する。制御装置２０は、出力電圧検出回路１５から供給されるスイッチング電源装置１０の出力電圧に応じて、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の位相を適応的に変化させる。これにより、スイッチング電源装置１０の出力電圧が安定化する。制御装置２０の構成の詳細は後述する。
【００２１】
図２は、図１のスイッチング電源装置１０の制御方法の一例を示す図である。第１コンデンサＣ１及び第４コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ４の推移は太線で描いており、第２コンデンサＣ２及び第３コンデンサＣ３の電圧Ｖｃ２、Ｖｃ３の推移は細線で描いている。また二次側の第７ダイオードＤ７を流れる電流ｉｄ７の推移は太線で描いており、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５及び第５ダイオードＤ５を流れる電流ｉｓ５（ｉｄ５）の推移は細線で描いている。同様に二次側の第８ダイオードＤ８を流れる電流ｉｄ８の推移は太線で描いており、二次側の第６スイッチング素子Ｓ６及び第６ダイオードＤ６を流れる電流ｉｓ６（ｉｄ６）の推移は細線で描いている。
【００２２】
制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の制御端子（ＦＥＴ、ＩＧＢＴの場合はゲート端子、バイポーラトランジスタの場合はベース端子）に一次側駆動信号を供給し、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６の制御端子に二次側駆動信号を供給する。
【００２３】
第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオン状態、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオフ状態でトランスＴに順方向電流が流れる。一方、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオン状態、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオフ状態でトランスＴに逆方向電流が流れる。第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４は、一次巻線Ｎ１に順方向電流を供給する経路に挿入される一次側順方向スイッチング素子として作用する。一方、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３は、一次巻線Ｎ１に逆方向電流を供給する経路に挿入される一次側逆方向スイッチング素子として作用する。
【００２４】
また順方向電流が流れる期間と、逆方向電流が流れる期間の切り替わり時にデッドタイムが設けられる。デッドタイム中は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４が全てオフ状態となる。当該デッドタイム中にキャパシタンス成分とインダクタンス成分が共振して、次にターンオンされるスイッチング素子に並列接続されたコンデンサが放電される。
【００２５】
制御装置２０は、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子を、固定のデューティ比および固定の位相で駆動する。具体的にはデッドタイムを除き、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子をデューティ５０％で相補的に駆動する。図１のスイッチング電源装置１０では二次側で出力電圧を調整するため、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子のデューティ比および位相は固定である。
【００２６】
トランスＴに順方向電流が流れる期間の少なくとも一部の期間に、二次側整流回路にも順方向電流が流れる。具体的には、トランスＴに順方向電流が流れる期間の内、第６スイッチング素子Ｓ６がオン状態に制御されている期間、二次側整流回路に順方向電流が流れる。当該順方向電流が流れる期間は、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７が導通、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８が非導通、第６スイッチング素子Ｓ６がオン状態、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態となる。
【００２７】
一方、トランスＴに逆方向電流が流れる期間の少なくとも一部の期間に、二次側整流回路にも逆方向電流が流れる。具体的には、トランスＴに逆方向電流が流れる期間の内、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態に制御されている期間、二次側整流回路に逆方向電流が流れる。当該逆方向電流が流れる期間は、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８が導通、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７が非導通、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状態、第６スイッチング素子Ｓ６がオフ状態となる。
【００２８】
即ち、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を導通し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を遮断する。一方、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を遮断し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を導通する。これにより、二次巻線Ｎ２から供給される交流電圧を全波整流する。
【００２９】
第５スイッチング素子Ｓ５は、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８を含む順方向電流経路に挿入される二次側順方向スイッチング素子として作用する。一方、第６スイッチング素子Ｓ６は、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７を含む逆方向電流経路に挿入される二次側逆方向スイッチング素子として作用する。
【００３０】
制御装置２０は、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子を、固定のデューティ比で変動の位相で駆動する。具体的には、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子をデューティ５０％で相補的に駆動しつつ、適応的に位相シフトする。本実施の形態ではＰＷＭ方式ではなく位相シフト方式を採用しているため、制御装置２０は、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子のデューティ比ではなく位相を制御する。即ち、スイッチング電源装置１０の出力電圧に応じて、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の位相を適応的に変化させる。
【００３１】
以下より具体的に説明する。制御装置２０は、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子の位相に対する、二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の位相の遅れ量（図２の位相差α）を変化させて、スイッチング電源装置１０の出力電圧を安定化させる。スイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなると、制御装置２０は二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の位相を遅らせて当該位相差αを大きくし、トランスＴから取り出す電力量を少なくする。反対にスイッチング電源装置１０の出力電圧が低くなると、制御装置２０は二次側順方向スイッチング素子および二次側逆方向スイッチング素子の位相を進ませて当該位相差αを小さくし、トランスＴから取り出す電力量を多くする。当該位相差αがゼロの状態が、トランスＴから最も多くの電力量を取り出している状態であり、当該位相差αが大きくなるほど取り出す電力量が少なくなる。
【００３２】
図３は、比較例２に係る電力変換装置１００の構成を示す図である。比較例２に係る電力変換装置１００は、比較例１に係る電力変換装置１００の二次側整流回路を、フルブリッジ型からセンタ・タップ型に置き換えたものである。比較例２に係るスイッチング電源装置１０の制御方法は、図２に示した比較例１に係るスイッチング電源装置１０の制御方法と同様である。
【００３３】
比較例２では、センタ・タップ型の整流回路の出力端子が、第５コイルＬ５及び第５コンデンサＣ５で構成される平滑回路の高電位側入力端子に接続され、二次巻線Ｎ２のセンタ・タップが当該平滑回路の低電位側入力端子に接続される。第５ダイオードＤ５のアノード端子は、第５スイッチング素子Ｓ５及び第４コイルＬ４を介して二次巻線Ｎ２の一端に接続され、第６ダイオードＤ６のアノード端子は、第６スイッチング素子Ｓ６及び第３コイルＬ３を介して二次巻線Ｎ２の他端に接続される。
【００３４】
第５ダイオードＤ５は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を導通し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を遮断する。一方、第６ダイオードＤ６は、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を導通し、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を遮断する。第５スイッチング素子Ｓ５は、順方向電流をスイッチングする二次側順方向スイッチング素子として作用し、第６スイッチング素子Ｓ６は、逆方向電流をスイッチングする二次側逆方向スイッチング素子として作用する。第９ダイオードＤ９のアノード端子は、二次巻線Ｎ２のセンタ・タップと上記の平滑回路の低電位側入力端子との間のノードに接続され、第９ダイオードＤ９のカソード端子は、上記の平滑回路の高電位側入力端子に接続される。第９ダイオードＤ９は、電流の還流経路を形成するためのダイオードである。
【００３５】
比較例２に係るセンタ・タップ型の整流回路と比較例１に係るフルブリッジ型の整流回路を比較すると、センタ・タップ型のほうがダイオードの数を減らすことができるが、第５ダイオードＤ５及び第６ダイオードＤ６の耐圧を上げる必要がある。
【００３６】
図４は、比較例１に係る電力変換装置１００の、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の詳細を示す図である。以下本明細書では二次側整流回路に含まれる第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の駆動制御に注目する。以下図面を簡略化するため図面内にて、スイッチング電源装置１０の一次側回路、及び制御装置２０内の一次側回路の駆動制御に関する構成は省略している。
【００３７】
図４にて第５スイッチング素子Ｓ５の基準端子（ＭＯＳＦＥＴではソース端子、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタではエミッタ端子）は第５コイルＬ５の入力端子に接続されている。第５スイッチング素子Ｓ５の導通端子（ＭＯＳＦＥＴではドレイン端子、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタではコレクタ端子）は第５ダイオードＤ５のカソード端子に接続されている。第６スイッチング素子Ｓ６の基準端子は二次巻線Ｎ２の一方の端子に接続され、第６スイッチング素子Ｓ６の導通端子は第６ダイオードＤ６のカソード端子に接続されている。
【００３８】
第５スイッチング素子Ｓ５の基準端子に印加される基準電位と、第６スイッチング素子Ｓ６の基準端子に印加される基準電位は異なっている。従って制御装置２０は、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位に応じた駆動信号と、第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位に応じた駆動信号をそれぞれ別々の駆動系により生成している。以下、制御装置２０の構成例を具体的に説明する。
【００３９】
制御装置２０はＣＰＵ２１及び駆動装置２２を備える。駆動装置２２は第１ゲートバッファ２３ａ、第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａ、第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａ、第１制御ロジック回路２６ａ、第１フォトカプラ２７ａ、第２ゲートバッファ２３ｂ、第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂ、第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ｂ、第２制御ロジック回路２６ｂ及び第２フォトカプラ２７ｂを備える。
【００４０】
ＣＰＵ２１及び駆動装置２２には外部電源が供給される。当該外部電源は、図示しない商用電源または蓄電池から供給される電源をもとに生成される。ＣＰＵ２１は、出力電圧検出回路１５から供給される信号に応じて、第５スイッチング素子Ｓ５の制御信号（デジタル信号）および第６スイッチング素子Ｓ６の制御信号を生成して制御装置２０に出力する。
【００４１】
第１制御ロジック回路２６ａは、ＣＰＵ２１から供給される制御信号に応じて、第１ゲートバッファ２３ａに供給する駆動電圧を生成する。当該駆動電圧は第１フォトカプラ２７ａにより絶縁されて第１ゲートバッファ２３ａに供給される。同様に第２制御ロジック回路２６ｂは、ＣＰＵ２１から供給される制御信号に応じて、第２ゲートバッファ２３ｂに供給する駆動電圧を生成する。当該駆動電圧は第２フォトカプラ２７ｂにより絶縁されて第２ゲートバッファ２３ｂに供給される。
【００４２】
第１ゲートバッファ２３ａは、第１制御ロジック回路２６ａから供給される駆動電圧に応じて第５スイッチング素子Ｓ５を駆動する。第１ゲートバッファ２３ａの出力端子は、図示しないゲート抵抗などの電流制限素子を介して第５スイッチング素子Ｓ５の制御端子に接続される。第１ゲートバッファ２３ａは例えば、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴとｎチャンネルＭＯＳＦＥＴが直列に接続されたインバータで構成できる。
【００４３】
第５スイッチング素子Ｓ５は、基準端子に印加されている基準電位（ソース電位またはエミッタ電位）と、制御端子に印加される制御電位（ゲート電位）の電位差に応じてオン／オフ制御される。従って第１ゲートバッファ２３ａは、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位を基準に、第５スイッチング素子Ｓ５の制御端子に印加すべき制御電位を生成する必要がある。
【００４４】
第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａは、上記の外部電源から第１ゲートバッファ２３ａのハイサイド電源電位を生成する。第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは、上記の外部電源から第１ゲートバッファ２３ａのローサイド電源電位を生成する。第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａ及び第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは例えば、降圧チョッパで構成できる。第１ゲートバッファ２３ａが上述のインバータ構成の場合、ハイサイド電源電位はｐチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース端子に印加され、ローサイド電源電位はｎチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース端子に印加される。
【００４５】
第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａは例えば、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位に対して＋１５Ｖの電位を生成する。第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは例えば、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位に対して−５Ｖの電位を生成する。この例は２０Ｖの電源電圧で第１ゲートバッファ２３ａを制御する例である。なお２０Ｖは一例であり第５スイッチング素子Ｓ５の種別や仕様により異なる。
【００４６】
第２ゲートバッファ２３ｂは、第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位を基準に、第６スイッチング素子Ｓ６の制御端子に印加すべき制御電位を生成する必要がある。第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂは、上記の外部電源から第２ゲートバッファ２３ｂのハイサイド電源電位を生成する。第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ｂは、上記の外部電源から第２ゲートバッファ２３ｂのローサイド電源電位を生成する。
【００４７】
第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂは例えば、第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位に対して＋１５Ｖの電位を生成する。第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ｂは例えば、第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位に対して−５Ｖの電位を生成する。このように第１ゲートバッファ２３ａと第２ゲートバッファ２３ｂの電源電圧が同じ２０Ｖであっても、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位が異なるため、第１ゲートバッファ２３ａと第２ゲートバッファ２３ｂの出力電位は異なるものになる。
【００４８】
従って第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａと第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂは別々に設ける必要があり、第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａと第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ｂも別々に設ける必要がある。そのため構成部品点数が多くなり、二次側にアクティブスイッチを設けた場合のコスト増大の要因になっている。また電力変換装置１００の小型化を阻害する要因にもなっている。
【００４９】
図５は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の詳細を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１００の一次側回路は、図１及び図３に示した比較例１、２に係る電力変換装置１００の一次側回路と同じである。
【００５０】
上述のように第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を導通させるダイオードである。第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８は、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を導通させるダイオードである。第５スイッチング素子Ｓ５は、第５ダイオードＤ５と二次側整流回路１１の第１出力ノードＮｃとの間の順方向電流経路に挿入され、トランスＴから取り出す順方向電力を調整する。第６スイッチング素子Ｓ６は、第７ダイオードＤ７と第１出力ノードＮｃとの間の逆方向電流経路に挿入され、トランスＴから取り出す逆方向電力を調整する。第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６の基準端子は、第１出力ノードＮｃに共通接続される。
【００５１】
以下より具体的に説明する。第７ダイオードＤ７のアノード端子は、二次巻線Ｎ２から順方向電流が流入する二次側整流回路１１の第１入力ノードＮａに接続され、第７ダイオードＤ７のカソード端子は第６スイッチング素子Ｓ６の導通端子に接続される。第５ダイオードＤ５のアノード端子は、二次巻線Ｎ２から逆方向電流が流入する二次側整流回路１１の第２入力ノードＮｂに接続され、第５ダイオードＤ５のカソード端子は第５スイッチング素子Ｓ５の導通端子に接続される。
【００５２】
第８ダイオードＤ８のカソード端子は第１入力ノードＮａに接続され、第８ダイオードＤ８のアノード端子は二次側整流回路１１の第２出力ノードＮｄに接続される。なお第１出力ノードＮｃは二次側整流回路１１の高電位側出力ノードであり、第２出力ノードＮｄは二次側整流回路１１の低電位側出力ノードである。第６ダイオードＤ６のカソード端子は第２入力ノードＮｂに接続され、第６ダイオードＤ６のアノード端子は第２出力ノードＮｄに接続される。第５スイッチング素子Ｓ５は、第５ダイオードＤ５のカソード端子と第１出力ノードＮｃとの間に接続され、第６スイッチング素子Ｓ６は、第７ダイオードＤ７のカソード端子と第１出力ノードＮｃとの間に接続される。
【００５３】
実施の形態１に係る駆動装置２２は、図４に示した比較例１に係る駆動装置２２と比較し、第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂ及び第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ｂが省略された構成である。実施の形態１では、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位と第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位が共通である。従って第１ゲートバッファ２３ａと第２ゲートバッファ２３ｂのハイサイド電源電位とローサイド電源電位を共通化できる。即ち第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａは、第１ゲートバッファ２３ａ及び第２ゲートバッファ２３ｂの共通のハイサイド電源電位を生成して両者に並列に供給する。同様に第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは、第１ゲートバッファ２３ａ及び第２ゲートバッファ２３ｂの共通のローサイド電源電位を生成して両者に並列に供給する。
【００５４】
以上説明したように実施の形態１によれば、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位を共通化することにより、第１ゲートバッファ２３ａ及び第２ゲートバッファ２３ｂの電源電圧を生成する電源回路を共通化できる。従って駆動装置２２の部品点数を削減でき、コストを削減できる。また電力変換装置１００全体の回路規模も削減できる。
【００５５】
なお第５スイッチング素子Ｓ５を、第６ダイオードＤ６のアノード端子と第２出力ノードＮｄとの間に接続し、第６スイッチング素子Ｓ６を、第８ダイオードＤ８のアノード端子と第２出力ノードＮｄとの間に接続する構成でもよい。この構成でも第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位と第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位を共通化できる。ただし、ＭＯＳＦＥＴのようにソース端子からドレイン端子の方向に順バイアスとなる寄生ダイオードが形成されるスイッチング素子は基本的に採用できない。オフ状態でソース端子からドレイン端子（またはコレクタ端子）の方向に流れる電流を遮断できるスイッチング素子であれば採用できる。
【００５６】
図６は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置１００の、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の詳細を示す図である。実施の形態２に係る電力変換装置１００は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成に第９ダイオードＤ９が追加された構成である。第９ダイオードＤ９のアノード端子は平滑回路１２の低電位側入力端子に接続され、第９ダイオードＤ９のカソード端子は平滑回路１２の高電位側入力端子に接続される。第９ダイオードＤ９は、二次側整流回路１１をバイパスする電流の還流経路を形成するためのダイオードである。
【００５７】
図４に示した比較例１に係る電力変換装置１００にて、図２に示した制御方法を採用した場合、第７ダイオードＤ７及び第８ダイオードＤ８が導通することにより、負荷３０から第５コイルＬ５へ電流が流れる単独の還流期間が存在する。一次側の第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のデッドタイムにより、二次巻線Ｎ２の両端電位差がなくなる期間が単独の還流期間となる。
【００５８】
次に図５に示した実施の形態１に係る電力変換装置１００にて、図２に示した制御方法を採用した場合について考える。図２に示した制御方法では、駆動装置２２が第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６を相補的に駆動している。従って第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のいずれか一方は常にオン状態である。よって第５スイッチング素子Ｓ５、第５ダイオードＤ５及び第６ダイオードＤ６により形成される電流経路、又は第６スイッチング素子Ｓ６、第７ダイオードＤ７及び第８ダイオードＤ８により形成される電流経路の一方は常に有効な状態である。従って実施の形態１に係る電力変換装置１００でも、単独の還流期間における電流経路を確保できる。
【００５９】
ただし、大電流を必要とする負荷３０に接続されている場合、単独の還流期間に発生する電流による第５スイッチング素子Ｓ５又は第６スイッチング素子Ｓ６の損失が大きくなる。例えば、第５ダイオードＤ５〜第８ダイオードＤ８の順方向降下電圧Ｖｆが０．５Ｖ、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の順方向降下電圧Ｖｆが１．０Ｖ、還流電流が１．０Ａの例を考える。比較例１のように第７ダイオードＤ７及び第８ダイオードＤ８により形成される経路を電流が還流する場合の損失は１．０Ｗである。実施の形態１のように２つのダイオードと１つのスイッチング素子により形成される経路を電流が還流する場合の損失は２．０Ｗである。このように電流が大きくなるほど損失が大きくなる。
【００６０】
これに対して例えば、順方向降下電圧Ｖｆが０．４Ｖの第９ダイオードＤ９を設けると、第９ダイオードＤ９により形成される経路を電流が還流する場合の損失が０．４Ｗとなる。上記の例と比較して損失を大幅に低減できる。複数の電流経路が並列に形成される場合、電流は順方向降下電圧Ｖｆが低い経路を流れるため、還流電流は第９ダイオードＤ９を通る。
【００６１】
以上説明したように実施の形態２によれば、第９ダイオードＤ９を追加することにより、単独の還流期間における導通損失を低減できる。実施の形態１では第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の基準端子を共通接続する場合、単独の還流期間に電流が第５スイッチング素子Ｓ５又は第６スイッチング素子Ｓ６を通る必要がある。従って比較例１より、単独の還流期間における導通損失が増大する。実施の形態２では第９ダイオードＤ９を追加することにより、２つのダイオードを通る比較例１より、単独の還流期間における導通損失を低減できる。また第９ダイオードＤ９を追加することにより回路規模が増大するが、第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂ及び第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ｂを削除することによる回路規模の削減効果のほうが大きい。
【００６２】
なお図２に示したように第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６を完全に逆位相で制御せず、デッドタイムを含める制御方法を採用した場合、単独の還流期間における電流経路を確保するため第９ダイオードＤ９は必須である。
【００６３】
図７は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置１００の、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の詳細を示す図である。実施の形態３に係る電力変換装置１００では、図３に示した比較例２に係る電力変換装置１００における第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の配置を変更している。
【００６４】
第６ダイオードＤ６のアノード端子は、二次巻線Ｎ２から順方向電流が流入する二次側整流回路１１の第１入力端子に接続され、第５ダイオードＤ５のアノード端子は、二次巻線Ｎ２から逆方向電流が流入する二次側整流回路１１の第２入力端子に接続される。第６スイッチング素子Ｓ６は、第６ダイオードＤ６のカソード端子と二次側整流回路１１の出力ノードＮｃとの間に接続され、第５スイッチング素子Ｓ５は、第５ダイオードＤ５のカソード端子と出力ノードＮｃとの間に接続される。
【００６５】
第９ダイオードＤ９のアノード端子は、二次巻線Ｎ２のセンタ・タップと平滑回路１２の低電位側入力端子との間のノードＮｅに接続され、第９ダイオードＤ９のカソード端子は、平滑回路１２の高電位側入力端子に接続される。
【００６６】
以上説明したように実施の形態３のように、二次側整流回路１１にセンタ・タップ型を採用しても、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位を共通化できる。従って第１ゲートバッファ２３ａ及び第２ゲートバッファ２３ｂの電源電圧を生成する電源回路を共通化できる。よって実施の形態３に係る電力変換装置１００も、実施の形態１、２に係る電力変換装置１００と同様の効果を奏する。
【００６７】
図８は、本発明の実施の形態４に係る電力変換装置１００の、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の詳細を示す図である。実施の形態４に係る電力変換装置１００では、実施の形態１−３に係る電力変換装置１００の第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６を一つにまとめている。
【００６８】
二次側整流回路１１はアクティブスイッチを含まない、通常のダイオードブリッジ回路で構成される。第５スイッチング素子Ｓ５は、二次側整流回路１１と平滑回路１２の間の電流経路に挿入される。第９ダイオードＤ９のアノード端子は平滑回路１２の低電位側入力端子に接続され、第９ダイオードＤ９のカソード端子は平滑回路１２の高電位側入力端子に接続される。第９ダイオードＤ９は、二次側整流回路１１をバイパスする、電流の還流経路を形成するためのダイオードである。なお実施の形態４では、第５スイッチング素子Ｓ５がオフ状態における電流の還流経路を確保するため第９ダイオードＤ９は必須である。
【００６９】
実施の形態４では第５スイッチング素子Ｓ５は、平滑回路１２の高電位側入力端子と第９ダイオードＤ９のカソード端子との間のノードＮｆと、二次側整流回路１１の高電位側出力端子との間に接続される。第５スイッチング素子Ｓ５は、トランスＴから取り出す電力を調整する。第５スイッチング素子Ｓ５のオン期間が長いほどトランスＴから多くの電力を取り出すことができる。
【００７０】
実施の形態４に係る駆動装置２２は、図５に示した実施の形態１に係る駆動装置２２と比較し、さらに第２ゲートバッファ２３ｂ、第２フォトカプラ２７ｂ及び第２制御ロジック回路２６ｂが省略された構成である。
【００７１】
図９は、図８のスイッチング電源装置１０の制御方法の一例を示す図である。一次側の制御方法は、図２に示した制御方法と同じである。トランス電流ｉ１（ｉ２）は二次側整流回路１１により全波整流される。制御装置２０は、スイッチング電源装置１０の出力電圧に応じて第５スイッチング素子Ｓ５のデューティ比を適応的に変化させる。図９にて、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３（又は第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４）の位相と、第５スイッチング素子Ｓ５の位相が一致している状態が、第５スイッチング素子Ｓ５のデューティ比が１００％の状態である。第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３の立ち上がり位相と、第５スイッチング素子Ｓ５の立ち上がり位相との位相差αが大きくなるほど、第５スイッチング素子Ｓ５のデューティ比が低くなる。スイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなると、制御装置２０は第５スイッチング素子Ｓ５のデューティ比を低くして、トランスＴから取り出す電力量を少なくする。反対にスイッチング電源装置１０の出力電圧が低くなると、制御装置２０は第５スイッチング素子Ｓ５のデューティ比を高くして、トランスＴから取り出す電力量を多くする。
【００７２】
以上説明したように実施の形態４によれば、二次側整流回路１１と平滑回路１２の間に第５スイッチング素子Ｓ５を設け、平滑回路１２の入力端子間に第９ダイオードＤ９を設けることにより、二次側回路での出力調整および循環電流の処理を一つのスイッチング素子で実現できる。従って、二次側のスイッチング素子を駆動する駆動回路の数を一つにすることができ、駆動装置２２の部品点数を削減でき、コストを削減できる。また電力変換装置１００全体の回路規模も削減できる。
【００７３】
実施の形態１と実施の形態４を比較すると、実施の形態４は二次側のスイッチング素子を一つにできるが、一つのスイッチング素子に流れる電流ストレスが増大する。負荷３０に供給する電流が大きいアプリケーションでは、第５スイッチング素子Ｓ５が発熱する可能性があり、発熱対策の冷却系が必要となる。その場合、電力変換装置１００の規模が増大する。従って実施の形態４に係る電力変換装置１００は、負荷電流が小さいアプリケーションに適している。例えば第５スイッチング素子Ｓ５に一般的なＩＧＢＴを採用した場合、スイッチング電源装置１０から負荷３０に出力される電流が１０Ａ以下であれば、冷却系を不要または最低限に抑えることができる。
【００７４】
図１０は、本発明の実施の形態５に係る電力変換装置１００の、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の詳細を示す図である。実施の形態５に係る電力変換装置１００は、実施の形態４に係る電力変換装置１００と比較して第５スイッチング素子Ｓ５の配置が異なる。実施の形態５では第５スイッチング素子Ｓ５は、平滑回路１２の低電位側入力端子と第９ダイオードＤ９のアノード端子との間のノードＮｇと、二次側整流回路１１の低電位側出力端子との間に接続される。
【００７５】
二次側の第５スイッチング素子Ｓ５は、一次側の第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の全てがオフ状態になったときに一次側から見て二次巻線Ｎ２の両端が開放された状態にすることも目的として配置されている。従って第５スイッチング素子Ｓ５を、二次側整流回路１１の低電位側出力端子と平滑回路１２の低電位側入力端子の間に接続しても実施の形態４と同様の効果が得られる。
【００７６】
図１１は、本発明の実施の形態６に係る電力変換装置１００の、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の詳細を示す図である。実施の形態６に係る電力変換装置１００では、実施の形態４に係る電力変換装置１００の二次側整流回路を、フルブリッジ型からセンタ・タップ型に置き換えたものである。実施の形態６に係るスイッチング電源装置１０の制御方法は、図９に示した実施の形態４に係るスイッチング電源装置１０の制御方法と同様である。
【００７７】
二次側整流回路１１はアクティブスイッチを含まない、２つのダイオードを用いた通常のセンタ・タップ型の整流回路で構成される。第９ダイオードＤ９のアノード端子は、二次巻線Ｎ２のセンタ・タップと平滑回路１２の低電位側入力端子との間のノードＮｅに接続され、第９ダイオードＤ９のカソード端子は、平滑回路１２の高電位側入力端子に接続される。第５スイッチング素子Ｓ５は、平滑回路１２の高電位側入力端子と第９ダイオードＤ９のカソード端子との間のノードＮｆと、平滑回路１２の高電位側入力端子との間に接続される。
【００７８】
以上説明したように実施の形態６のように二次側整流回路１１にセンタ・タップ型を採用しても、第５スイッチング素子Ｓ５及び第９ダイオードＤ９を設けることにより、二次側回路での出力調整および循環電流の処理を一つのスイッチング素子で実現できる。よって実施の形態６に係る電力変換装置１００も、実施の形態４、５に係る電力変換装置１００と同様の効果を奏する。
【００７９】
以上に説明した実施の形態１−６に係る電力変換装置１００は様々な用途に使用できる。以下、蓄電システム、車両および充電器で使用する例を挙げる。その他、データセンタの電源装置など、高効率な電力変換、及び絶縁が要求される用途にも使用される。
【００８０】
図１２は、実施の形態１−６に係る電力変換装置１００が使用される蓄電システム４００の構成を示す図である。図１２に示す蓄電システム４００は、太陽電池２００ａ、蓄電池２００ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂ、インバータ３００ａを備える。蓄電池２００ｂは据置型の蓄電池であってもよいし、車載電池など可搬性のある蓄電池であってもよい。太陽電池２００ａにより発電された直流電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａにより所定電圧の直流電力に変換される。当該直流電力は、インバータ３００ａにより交流電力に変換されて系統５００に出力されるか、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂにより蓄電用電圧の直流電力に変換されて、蓄電池２００ｂに蓄積される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの少なくとも一方に、実施の形態１−６に係る電力変換装置１００を使用する。
【００８１】
なお蓄電池２００ｂ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂを省略してもよい。この場合、蓄電機能のない太陽光発電システムとなる。また太陽電池２００ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａを省略してもよい。この場合、発電機能のない蓄電システムとなる。
【００８２】
図１３は、実施の形態１−６に係る電力変換装置１００が使用される車両７００の構成を示す図である。図１３に示す車両７００は、走行用のモータ６００を搭載するハイブリッドカー（ＨＶ）、プラグインハイブリッドカー（ＰＨＶ）または電気自動車（ＥＶ）である。なおモータ６００は自走可能な高出力モータに限らず、マイルドハイブリッドカーに搭載される走行アシストモータであってもよい。通常、モータ６００には交流同期モータが用いられる。
【００８３】
図１３に示す車両７００は、走行用電池２００ｃ、補機電池２００ｄ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃ、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０、インバータ３００ｂ、モータ６００を備える。走行用電池２００ｃには、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの蓄電池を用いることができる。力行時、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０は、走行用電池２００ｃから供給される直流電力を所定電圧の直流電力に変換してインバータ３００ｂに出力する。インバータ３００ｂは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ６００に供給する。回生時、インバータ３００ｂは、減速エネルギーにもとづき発電された交流電力を直流電力に変換して、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０に出力する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０は、インバータ３００ｂから供給される直流電力を、電池電圧の直流電力に変換して走行用電池２００ｃに充電する。
【００８４】
補機電池２００ｄには通常、１２Ｖ出力の鉛電池が用いられる。マイルドハイブリッドカーでは、走行用電池２００ｃは例えば、４８Ｖ出力に設計される。補機電池２００ｄが接続される１２Ｖ系統と、走行用電池２００ｃが接続される４８Ｖ系統は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃを介して接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃは、補機電池２００ｄの電圧を、走行用電池２００ｃの電圧まで昇圧する。これにより、走行用電池２００ｃの容量が不足した場合、補機電池２００ｄからモータ６００に給電できる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃには、実施の形態１−６に係る電力変換装置１００を使用する。
【００８５】
図１４は、実施の形態１−６に係る電力変換装置１００が使用される充電器８００の構成を示す図である。図１４に示す車両７００は、図１３に示す車両にプラグイン充電機能が追加された車両である。充電器８００は、整流回路８１０、ＰＦＣ回路８２０、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄを備える。整流回路８１０は、系統５００から供給される交流電圧を整流する。ＰＦＣ回路８２０は、整流された電力の力率を改善する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄは、ＰＦＣ回路８２０からの入力電圧を充電電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄには、実施の形態１−６に係る電力変換装置１００を使用する。充電器８００は図１４に示すように、車両外に設置される（急速）充電器であってもよいし、車両７００内に搭載される車載充電器であってもよい。
【００８６】
以上説明したように蓄電システム４００内、車両７００内、又は充電器８００内で使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに、実施の形態１−６に係る電力変換装置１００を使用することにより、低損失で小型の電源系を構築できる。
【００８７】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００８８】
例えば、スイッチング電源装置１０の一次側のインバータに、フルブリッジ型ではなくハーフブリッジ型を採用してもよい。また実施の形態１−３では、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の位相をシフトして出力調整する例を示したが、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６のデューティ比を調整して出力調整してもよい。
【００８９】
また第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスで構成してもよい。また第１コンデンサＣ１〜第４コンデンサＣ４をスナバコンデンサではなく、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のそれぞれの寄生容量で構成してもよい。また第１ダイオードＤ１〜第４ダイオードＤ４を第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のそれぞれの寄生ダイオードで構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
本発明は、蓄電システム、車両などで使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに利用可能である。
【符号の説明】
【００９１】
１００  電力変換装置、  １０  スイッチング電源装置、  ２０  制御装置、  Ｓ１  第１スイッチング素子、  Ｓ２  第２スイッチング素子、  Ｓ３  第３スイッチング素子、  Ｓ４  第４スイッチング素子、  Ｓ５  第５スイッチング素子、  Ｓ６  第６スイッチング素子、  Ｃ１  第１コンデンサ、  Ｃ２  第２コンデンサ、  Ｃ３  第３コンデンサ、  Ｃ４  第４コンデンサ、  Ｃ５  第５コンデンサ、  Ｃ６  第６コンデンサ、  Ｃ７  第７コンデンサ、  Ｄ１  第１ダイオード、  Ｄ２  第２ダイオード、  Ｄ３  第３ダイオード、  Ｄ４  第４ダイオード、  Ｄ５  第５ダイオード、  Ｄ６  第６ダイオード、  Ｄ７  第７ダイオード、  Ｄ８  第８ダイオード、  Ｄ９  第９ダイオード、  Ｌ１  第１コイル、  Ｌ２  第２コイル、  Ｌ３  第３コイル、  Ｌ４  第４コイル、  Ｌ５  第５コイル、  Ｌ６  第６コイル、  Ｔ  トランス、  Ｎ１  一次巻線、  Ｎ２  二次巻線、  Ｅ  直流電源、  １１  二次側整流回路、  １２  平滑回路、  １５  出力電圧検出回路、  ２１  ＣＰＵ、  ２２  駆動装置、  ２３ａ  第１ゲートバッファ、  ２３ｂ  第２ゲートバッファ、  ２４ａ  第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２４ｂ  第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２５ａ  第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２５ｂ  第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２６ａ  第１制御ロジック回路、  ２６ｂ  第２制御ロジック回路、  ２７ａ  第１フォトカプラ、  ２７ｂ  第２フォトカプラ、  ３０  負荷、  １００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ  ＤＣ−ＤＣコンバータ、  １５０  双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、  ２００ａ  太陽電池、  ２００ｂ  蓄電池、  ２００ｃ  走行用電池、  ２００ｄ  補機電池、  ３００ａ，３００ｂ  インバータ、  ４００  蓄電システム、  ５００  系統、  ６００  モータ、  ７００  車両、  ８００  充電器、  ８１０  整流回路、  ８２０  ＰＦＣ回路。
【図１】
2015139312.tif 000003
【図２】
2015139312.tif 000004
【図３】
2015139312.tif 000005
【図４】
2015139312.tif 000006
【図５】
2015139312.tif 000007
【図６】
2015139312.tif 000008
【図７】
2015139312.tif 000009
【図８】
2015139312.tif 000010
【図９】
2015139312.tif 000011
【図１０】
2015139312.tif 000012
【図１１】
2015139312.tif 000013
【図１２】
2015139312.tif 000014
【図１３】
2015139312.tif 000015
【図１４】
2015139312.tif 000016