(57)【要約】【課題】より複雑な検出器アーキテクチャを必要とすることなく良好な測定精度を得ることができるＵＷＢパルスの到着時刻決定方法を提供すること【解決手段】本発明は、二重直交受信器を用いたＲＦ信号に含まれるＵＷＢパルスの到着時刻を推定する方法に関する。到着時刻は、第１の直交混合の段階における局部発振器信号に対するＲＦ信号の位相（φＲＦ（τ））の推定値と、第２の直交混合の段階において使用される直交基底の第１の信号または第２の信号に対するベースバンド信号の位相（φＢＢ（τ）の推定値から取得される。【選択図】図４
2015149534.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号に含まれるＵＷＢパルスの到着時刻を推定する方法であって、前記ＵＷＢパルスはキャリア周波数（ｆ０）で変調され、
（ａ）前記ＲＦ信号の受信と前記信号の送信が、第１の混合直交（４２１、４２２）を用いたベースバンドで受信されて、位相信号（ｓＩ）と直交信号（ｓＱ）に第１の局部発振器（４２０）信号を提供し、前記位相信号と前記直交信号とはベースバンド信号を形成し、
（ｂ）前記位相信号（ｓＩ）を、互いに直交する第１の周期信号と第２の周期信号から成る基底信号に射影して、それぞれ第１の射影信号と第２の射影信号（ＳＩＩ、ＳＩＱ）を提供し、前記射影は、第２の混合直交（４４１、４４２）と時間ウィンドウ上の積分（４７１、４７２）により行われ、
（ｃ）前記基底信号への前記直交信号（ｓＱ）の射影は、それぞれ第３の射影信号と第４の射影信号（ｓＱＩ、ｓＱＱ）を提供するために、第３の混合直交（４４３、４４４）と前記時間ウィンドウ上の積分（４７３、４７４）により行われ、
前記方法は、
前記第１の射影信号、前記第２の射影信号、前記第３の射影信号、および前記第４の射影信号から開始して、前記第１の局部発振器の信号に対する前記ＲＦ信号の位相（φＲＦ（τ））を推定し、前記第１の周期信号または前記第２の周期信号に対する前記ベースバンド信号の位相（φＢＢ（τ））を推定し、このように推定した２つの位相
【数１】
2015149534.tif 000043
から前記パルスの到着時刻
【数２】
2015149534.tif 000044
を取得するステップ、
を含むことを特徴とする、到着時刻推定方法。
【請求項２】
前記到着時刻は、
推定された前記ベースバンド信号の前記位相から開始して到着時刻の第１の推定値を得るステップと、
推定された前記ＲＦ信号の前記位相から開始して到着時刻の第２の推定値を得るステップであって、前記第２の推定値は、前記キャリア周波数の半周期にほぼ等しい整倍数に等しい曖昧度を用いて取得されるステップと、
到着時刻の前記第１の推定値と前記第２の推定値を比較して、到着時刻の曖昧でない推定値を前記第２の推定値に基づいて取得するステップと、
により取得されることを特徴とする、請求項１に記載の到着時刻推定方法。
【請求項３】
前記ＲＦ信号の前記位相は、
【数３】
2015149534.tif 000045
から推定され、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ前記第１の射影信号、前記第２の射影信号、前記第３の射影信号、および前記第４の射影信号であることを特徴とする、請求項１または２に記載の到着時刻推定方法。
【請求項４】
前記ＲＦ信号の前記位相は、
【数４】
2015149534.tif 000046
から推定され、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ前記第１の射影信号、前記第２の射影信号、前記第３の射影信号、および前記第４の射影信号であることを特徴とする、請求項１または２に記載の到着時刻推定方法。
【請求項５】
前記ベースバンド信号の前記位相は、前記位相が（πを法として）０に近い場合には、第１の推定器
【数５】
2015149534.tif 000047
から推定され、前記位相が（πを法として）π／２に近い場合には、第２の推定器
【数６】
2015149534.tif 000048
を用いて推定され、
【数７】
2015149534.tif 000049
は前記ＲＦ信号の推定値であり、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ前記第１の射影信号、前記第２の射影信号、前記第３の射影信号、および前記第４の射影信号であることを特徴とする、請求項１乃至４の１項に記載の到着時刻推定方法。
【請求項６】
前記ベースバンドの前記位相が（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを、第３の推定器
【数８】
2015149534.tif 000050
を用いて前記位相の推定値がそれぞれ（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを判定することによって判定することを特徴とする、請求項５に記載の到着時刻推定方法。
【請求項７】
前記ベースバンドの前記位相が（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを、第４の推定器
【数９】
2015149534.tif 000051
を用いて前記位相の推定値がそれぞれ（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを判定することによって判定することを特徴とする、請求項５に記載の到着時刻推定方法。
【請求項８】
前記ベースバンド信号の前記位相が
【数１０】
2015149534.tif 000052
から推定され、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ前記第１の射影信号、前記第２の射影信号、前記第３の射影信号、および前記第４の射影信号であることを特徴とする、請求項１または２に記載の到着時刻推定方法。
【請求項９】
前記ベースバンド信号の前記位相が
【数１１】
2015149534.tif 000053
から推定され、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ前記第１の射影信号、前記第２の射影信号、前記第３の射影信号、および前記第４の射影信号であることを特徴とする、請求項１または２に記載の到着時刻推定方法。
【請求項１０】
前記ＲＦ信号の前記位相は前記位相が（πを法として）０に近い場合には第１の推定器
【数１２】
2015149534.tif 000054
により推定され、または、前記位相が（πを法として）π／２に近い場合には第２の推定器
【数１３】
2015149534.tif 000055
により推定され、
【数１４】
2015149534.tif 000056
は前記ベースバンド信号の推定値であり、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ前記第１の射影信号、前記第２の射影信号、前記第３の射影信号、および前記第４の射影信号であることを特徴とする、請求項８または９に記載の到着時刻推定方法。
【請求項１１】
前記ＲＦ信号の前記位相が（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを、第３の推定器
【数１５】
2015149534.tif 000057
により前記位相の推定値がそれぞれ（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを判定することによって判定されることを特徴とする、請求項１０に記載の到着時刻推定方法。
【請求項１２】
前記ＲＦ信号の前記位相が（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを、第４の推定器
【数１６】
2015149534.tif 000058
により前記位相の推定値がそれぞれ（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを判定することによって判定されることを特徴とする、請求項１０に記載の到着時刻推定方法。
【請求項１３】
前記ＵＷＢパルスの到着時刻の第１の推定値
【数１７】
2015149534.tif 000059
は、
【数１８】
2015149534.tif 000060
から得られ、τｗｉｎｄｏｗは時間ウィンドウの先頭であり、ΔＴは前記時間ウィンドウの期間であり、
【数１９】
2015149534.tif 000061
は、前記ベースバンド信号の前記位相の推定値である、請求項１乃至１２の何れか１項に記載の到着時刻推定方法。
【請求項１４】
前記ＵＷＢパルスの到着時刻の第２の推定値
【数２０】
2015149534.tif 000062
は、
【数２１】
2015149534.tif 000063
から取得され、τｗｉｎｄｏｗは時間ウィンドウの先頭であり、Ｔ０は前記キャリア周波数の期間であり、
【数２２】
2015149534.tif 000064
は、前記ＲＦ信号の前記位相の推定値であり、ｋは正、負、または零の整数であり、γは較正により取得された位相シフトであることを特徴とする、請求項１乃至１３の何れか１項に記載の到着時刻推定方法。
【請求項１５】
前記整数は、到着時刻の第１の推定値と第２の推定値の差分の絶対値を最小化するように決定されることを特徴とする、請求項１３または１４に記載の到着時刻推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ）受信器の分野に関する。本発明は、ＵＷＢ信号を用いた距離測定システムに関し、ＵＷＢ電気通信システム、特に、パルス位置変調（ＰＰＭ）を使用するものに関する。
【背景技術】
【０００２】
パルス・タイプのＵＷＢ（ｕｌｔｒａ  ｗｉｄｅ  ｂａｎｄ）電気通信システムは当業者に周知である。かかるシステムでは、エミッタから放射されたシンボルが、１ナノ秒または約１００ピコ秒のオーダで持続する一連の超短波パルスを用いて送信される。
【０００３】
図１は、所与の情報シンボルに対応するＵＷＢエミッタで放射される信号を図で示したものである。当該信号は通常、反復期間Ｔｃで反復するパルスから成る。
【０００４】
変調シンボルがない状態でエミッタにより放射される信号は次式で表すことができる。
【０００５】
【数１】
2015149534.tif 000003
【０００６】
ここで、ｐ（ｔ）は初期ベースバンド・パルスの形状であり、ｆ０はキャリア周波数であり、φ０は原点での位相であり、Ｔｃは反復期間であり、σ＝σ０，．．．，σＬ−１は疑似ランダム・バイナリ列である。初期パルスｐ（ｔ）の期間τは、期間Ｔｃの期間よりも十分に短い。
【０００７】
当該基底信号は、所定数の反復期間から成るフレームごとの変調シンボルを送信する振幅および／または位置で変調されることがある。当該フレーム期間はＴｆ＝ＬＴｃである。ここで、Ｌはフレーム内の期間の数である。例えば、当該変調がパルス位置変調（ＰＰＭ）である場合には、変調信号を次の形で表現することができる。
【０００８】
【数２】
2015149534.tif 000004
【０００９】
ここで、εはＴｃより十分に短い変調遅延であり、ｍ＝０，．．．，Ｍ−１はＰＰＭシンボルの値、換言すればその時間位置を与えるものである。このケースでは、ＰＰＭ変調のアルファベットは、δ（ｔ−ｍε）から成る。ここで、ｍ＝０，．．．，Ｍ−１であり、δはディラック記号である。
【００１０】
ＰＰＭ変調により変調されたＵＷＢ信号の受信器は、各受信パルスの到着時刻を正確に決定しなければならない。なぜならば、当該信号が変調情報を保持するからである。
【００１１】
さらに、パルスＵＷＢ信号の超短パルス期間により、信号が、距離測定と無線局所化の優れた候補となる。想定されている距離測定システム（例えば、前方回復伝播時間）または無線局所化システム（例えば、伝播時間の差分）の原理に関わらず、ＵＷＢパルスの到着時刻を正確できることが本質的である。
【００１２】
ＵＷＢパルスの到着時刻を決定する第１の方法は、ベースバンドへの変換の後に、複数の連続する時間ウィンドウにおいて受信信号の積分を行うことから成る。
【００１３】
図２は、当該到着時刻決定方法で使用されるＵＷＢ受信器２００を示す。当該受信器は、ＩチャネルおよびＱチャネルの各々に対して、信号をベースバンドに変換する周波数変換段階２１０と、それに続くロー・パス・フィルタ段階２１５と時間ウィンドウ（または期待パルスの相対時間位置の関数として分散する複数の時間ウィンドウ）における積分器２２０を備える。当該時間ウィンドウは周波数Ｆで互いに続き、２つのチャネル上の積分結果は変換段階２３０においてアナログ／デジタル変換を受ける。
【００１４】
しかし、当該アーキテクチャでは、積分ウィンドウにおいてパルスの到着時刻を決定できず、したがって、到着時刻の測定はあまり正確ではない。
【００１５】
特許文献１は、時間ウィンドウにおける到着時刻の検出方法を開示している。当該方法の原理を図３に示す。当該方法はＵＷＢ受信器３００を使用する。ＵＷＢ受信器３００は、信号をベースバンド３１０に変換する第１の周波数変換段階と、通過帯域またはロー・パス・フィルタ段階（図示せず）と、それに続くＩチャネルおよびＱチャネルの各々に対する直交する２つの低周波数正弦波との相関段階とを備える。より正確には、直交混合器３２０が、ＳＩで示す位相信号を２つの直交低周波数正弦波から成る基底信号に射影する。同様に、直交混合器３２２が、ｓＱで示す直交信号を同一の基底信号に射影する。各直交混合器は、第１の基底信号（この場合は余弦信号）を有する第１の初期混合器と、第１の基底信号と直交する第２の基底信号（この場合は正弦信号）を有する第２の初期混合器とを備える。射影で得た信号は、ＩチャネルについてはｓＩＩ、ｓＩＱで示し、ＱチャネルについてはｓＱＩ、ｓＱＱで示すが、積分器３３０を用いて時間検出ウィンドウ内部で積分される。必要ならば、積分結果を、時間ホッピング符号に従ってＵＷＢ信号の反復期間またはオフセットで分離した複数の時間ウィンドウにわたって累積する。積分された信号は、３３５、３４０で二次関数的に合計され、このように取得した合計を３５０で閾値と比較する。取得した合計が当該閾値を超える場合には、受信器は、パルスが時間ウィンドウにおいて受信されたと結論付ける。ＵＷＢ受信器３００は二重直交アーキテクチャを有すると言われる。
【００１６】
当該ＵＷＢ二重直交受信器は、時間検出ウィンドウにおいてＵＷＢパルスを局所化することができる。
【００１７】
【数３】
2015149534.tif 000005
【００１８】
さらに、到着時刻測定の精度は、混合直交の各段階で発生する不均衡（位相と利得）の影響を受ける。
【００１９】
最後に、受信雑音、特に第２の段階での受信雑音により、上述の二重直交受信器で実現できる精度が制限される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】欧州特許出願公開第１５８０９０１号明細書
【非特許文献】
【００２１】
【非特許文献１】G. Masson et al, “A 1 nJ/b 3.2 to 4.7 GHz UWB 50 Mpulses/s double quadrature receiver for communication and localization”, Proc. of the ESSCIRC 2010, 14-16 Sept. 2010, pp. 502-505
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
以上に鑑みて、本発明の目的は、より複雑な検出器アーキテクチャを必要とすることなく良好な測定精度を得ることができるＵＷＢパルスの到着時刻決定方法を開示することである。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明は、ＲＦ信号に含まれるＵＷＢパルスの到着時刻を推定する方法により定義される。当該ＵＷＢパルスはキャリア周波数で変調されている。本方法は、以下のステップを含む。
（ａ）ＲＦ信号の受信と当該信号の送信が、第１の混合直交を用いたベースバンドで受信されて、位相信号と第１の局部発振器信号の直交信号を提供し、当該位相信号と当該直交信号とはベースバンド信号を形成する。
（ｂ）当該位相信号を、互いに直交する第１の周期信号と第２の周期信号から成る基底信号に射影して、それぞれ第１の射影信号と第２の射影信号を提供する。当該射影は、第２の混合直交と時間ウィンドウ上の積分により行われる。
（ｃ）当該基底信号への直交信号の射影は、それぞれ第３の射影信号と第４の射影信号を提供するために、第３の混合直交と当該時間ウィンドウ上の積分により行われる。
（ｄ）第１の射影信号、第２の射影信号、第３の射影信号、および第４の射影信号から開始して、当該第１の局部発振器の信号に対する当該ＲＦ信号の位相を推定し、当該第１の周期信号または当該第２の周期信号に対する当該ベースバンド信号の位相を推定し、このように推定した２つの位相から上記パルスの到着時刻を得る。
【００２４】
有利なことに、到着時刻は、推定されたベースバンド信号の位相から開始して到着時刻の第１の推定値を得るステップと、このように推定されたＲＦ信号の位相から開始して到着時刻の第２の推定値を得るステップであって、当該第２の推定値は、キャリア周波数の半周期にほぼ等しい整倍数に等しい曖昧度を用いて取得されるステップと、到着時刻の当該第１の推定値と当該第２の推定値を比較して、到着時刻の曖昧でない推定値を当該第２の推定値に基づいて取得するステップと、により取得される。
【００２５】
第１の変形によれば、ＲＦ信号の位相は
【００２６】
【数４】
2015149534.tif 000006
【００２７】
から推定される。ここで、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ第１の射影信号、第２の射影信号、第３の射影信号、および第４の射影信号である。
【００２８】
第２の変形によれば、ＲＦ信号の位相は
【００２９】
【数５】
2015149534.tif 000007
【００３０】
から推定される。ここで、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ第１の射影信号、第２の射影信号、第３の射影信号、および第４の射影信号である。
【００３１】
有利なことに、ベースバンド信号の位相は、当該位相が（πを法として）０に近い場合には、第１の推定器
【００３２】
【数６】
2015149534.tif 000008
から推定され、当該位相が（πを法として）π／２に近い場合には、第２の推定器
【００３３】
【数７】
2015149534.tif 000009
【００３４】
第１の変形では、ベースバンドの位相が（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを、第３の推定器
【００３５】
【数８】
2015149534.tif 000010
【００３６】
を用いて当該位相の推定値がそれぞれ（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを判定することによって判定する。
【００３７】
第２の変形では、ベースバンドの位相が（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを、第４の推定器
【００３８】
【数９】
2015149534.tif 000011
【００３９】
を用いて当該位相の推定値がそれぞれ（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを判定することによって判定する。
【００４０】
ベースバンドの位相は
【００４１】
【数１０】
2015149534.tif 000012
【００４２】
から推定されるのが好ましい。ここで、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ第１の射影信号、第２の射影信号、第３の射影信号、および第４の射影信号である。
【００４３】
あるいは、ベースバンド信号の位相は
【００４４】
【数１１】
2015149534.tif 000013
【００４５】
から推定される。ここで、ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱはそれぞれ第１の射影信号、第２の射影信号、第３の射影信号、および第４の射影信号である。
【００４６】
有利なことに、ＲＦ信号の位相は、位相が（πを法として）０に近い場合には第１の推定器
【００４７】
【数１２】
2015149534.tif 000014
【００４８】
により推定され、当該位相が（πを法として）π／２に近い場合には第２の推定器
【００４９】
【数１３】
2015149534.tif 000015
【００５０】
第１の変形によれば、ＲＦ信号の位相が（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを、第３の推定器
【００５１】
【数１４】
2015149534.tif 000016
【００５２】
により当該位相の推定値がそれぞれ（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを判定することによって判定する。
【００５３】
第２の変形によれば、ＲＦ信号の位相が（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを、第４の推定器
【００５４】
【数１５】
2015149534.tif 000017
【００５５】
により当該位相の推定値がそれぞれ（πを法として）０（またはπ／２）に近いかどうかを判定することによって判定する。
【００５６】
【数１６】
2015149534.tif 000018
【００５７】
【数１７】
2015149534.tif 000019
【００５８】
有利なことに、上記整数は、到着時刻の第１の推定値と第２の推定値の差分の絶対値を最小化するように決定される。
【００５９】
本発明の他の特徴と利点は、添付図面を参照して本発明の好適な実施形態を読んだ後に明確になろう。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】既述した、パルス・タイプのＵＷＢ信号の１例を示す図である。
【図２】既述した、時間ウィンドウにおけるＵＷＢパルスの存在を検出するための第１のＵＷＢ受信器の構造を図式的に示す図である。
【図３】既述した、時間ウィンドウにおけるＵＷＢパルスの存在を検出するための第２のＵＷＢ受信器の構造を図式的に示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態または第２の実施形態に従う、パルスの到着時刻を推定するためのＵＷＢ受信器の構造を図式的に示す図である。
【図５】３つの位相推定器の変形を到着時刻の関数として示す図である。
【図６】図４のＵＷＢ受信器から生ずる位相推定誤差を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００６１】
以下では、ＵＷＢパルス信号を受信するように設計された受信器を考える。当該パルス信号は時間ホッピング信号により符号化されてもされなくてもよく、位置、標識、または振幅変調アルファベットに属する変調シンボルによって変調されてもされなくてもよい。全ての場合において、受信器が、ＵＷＢパルスの到着時刻と同期できるようにするためかまたは伝播時間もしくは伝播距離を推定できるようにするために、ＵＷＢパルスの到着時刻を決定しなければならないと仮定する。
【００６２】
【数１８】
2015149534.tif 000020
【００６３】
本発明の基本的な考え方は、当業界で公知な二重直交アーキテクチャを使用するけれども、ＲＦ信号から導出した位相情報とベースバンドに対して補正した信号から導出した情報とを使用してパルスの到着時刻をより正確に推定することである。
【００６４】
より正確には、図４は、本発明の１実施形態に従うＵＷＢ二重直交受信器を図式的に示すものである。受信器４００は、入力側のＲＦフィルタ４１０と、それに続く低雑音増幅器４１５を備える。受信され、フィルタされ、増幅されたＵＷＢ信号は、第１の直交混合器によりベースバンドに変換される。当該直交混合器は周波数ｆ０にマッチするように理想的に調節された受信周波数ｆＬＯ１での局部発振器４２０と、２つの初期混合器４２１、４２２とを備える。２つの初期混合器４２１、４２２は、フィルタ４３１および４３２でのロー・パス・フィルタリングの後に、ＵＷＢ信号を２つの直交正弦波と混合して、位相チャネルに対するベースバンド信号ｓＩと、直交チャネルに対するｓＱを提供する。
【００６５】
信号ｓＩは第２の直交混合器を用いて直交基底に射影される。当該直交基底は、２つの低周波数直交信号、例えば、周波数ｆＬＯ２≪ｆＬＯ１である２つの直交正弦波から構成される。この２つ目の直交変調器は、局部発振器４４０と、２つの初期混合器４４１および４４２と、それぞれ２つの上述の直交信号を有する混合信号ｓＩを備える。射影された信号は、ロー・パス・フィルタ４５１、４５２を用いてフィルタされ、次いで積分器４７１、４７２を用いて時間ウィンドウ上で積分される前に標本化器４６１、４６２を用いて標本化され、アナログ・デジタル変換器４８１、４８２によりデジタル化される。これらの変換器からの出力側で直交基底に射影される信号をそれぞれｓＩＩ、ｓＩＱで示す。
【００６６】
同様に、信号ｓＱが、第３の直交混合器により同一の直交基底に射影される。当該第３の混合器は、局部発振器４４０’と２つの混合器４４３および４４４と、それぞれ２つの上述の直交信号を有する混合信号ｓＱを備える。周波数ｆＬＯ２の局部発振器４４０’は局部発振器４４０と一致することができる。射影された信号は、ロー・パス・フィルタ４５３、４５４によりフィルタされ、次いで積分器４７１、４７２を用いて時間ウィンドウ上で積分される前に標本化器４６３、４６４を用いて標本化され、アナログ・デジタル変換器４８３、４８４によりデジタル化される。これらの変換器からの出力側で直交基底に射影される信号をそれぞれｓＱＩ、ｓＱＱで示す。
【００６７】
変換器４８１乃至４８４を処理システムの入力側、例えば、標本化器４６１乃至４６４の直後に配置してもよく、次いで時間ウィンドウ上への積分がデジタル的に行われることに留意されたい。第１のチャネルからの出力側の信号ｓＩＩは次式で与えられる。
【００６８】
【数１９】
2015149534.tif 000021
【００６９】
ここで、直交基底はｃｏｓ（２πｆＬＯ２ｔ）とｓｉｎ（２πｆＬＯ２ｔ）から成り、ΔＴは積分ウィンドウの幅であると仮定する。信号ｓγ（ｔ）がロー・パス・フィルタ４３１と４３２により第１の混合器からの出力側でフィルタされることを考えると、２ｆ０でのスペクトル寄与が排除され、信号ｓＩＩは次の形である。即ち、
【００７０】
【数２０】
2015149534.tif 000022
【００７１】
である。実際、特性パルス時間（ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ  ｐｕｌｓｅ  ｔｉｍｅ）は積分ウィンドウの幅より十分に短い。その結果、パルスをディラック関数により近似的に与えることができる。したがって、
【００７２】
【数２１】
2015149534.tif 000023
【００７３】
最後に、受信器４００は後述のように信号ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱを受信し到着時間の推定値を推定するコンピュータ４９０を備える。信号ＳＩＩ、ＳＩＱ、ＳＱＩ、ＳＱＱの各々が、２つの位相乗算項、キャリアに対するＲＦ信号の位相の第１の特性項、および積分ウィンドウの先頭に対するベースバンドの位相の第２の特性項を備えることが分かる。
【００７４】
到着時間推定器を、例えば第１の乗算項を、最初に式（７−１）および（７−３）の間で除去し、次に式（７−２）および（７−４）の間で除去することによって取得してもよい。したがって、第１の変形によれば、φＢＢ（τ）を以下のように推定してもよい。
【００７５】
【数２２】
2015149534.tif 000024
【００７６】
第２の変形によれば、φＢＢ（τ）を以下のように推定してもよい。
【００７７】
【数２３】
2015149534.tif 000025
【００７８】
【数２４】
2015149534.tif 000026
【００７９】
本発明の第１の実施形態によれば、第１のステップで、ベースバンド信号の位相の第１の推定値を生成する。有利なことに、当該第１の推定値を、推定器（８−１）または（８−２）を用いて生成してもよい。
【００８０】
当該第１の推定値には、二重直交復調器からの幾つかの出力を考慮する点で安定であるという利点がある。他方、上述のように、当該第１の推定値では位相の正弦に関する情報を与えることはできない。
【００８１】
当該第１の推定値の結果、位相φＢＢ（τ）が（πを法として）０に近いか（πを法として）π／２に近いかどうかが判定される。
【００８２】
当該第１のケースでは、ベースバンド信号の位相の第１の組の推定器、即ち（９−１）および（９−３）で与えられる推定器または（９−２）および（９−４）で与えられる推定器の線形結合を使用する。
【００８３】
（９−１）または（９−２）で与えられる推定器は、位相チャネル（信号ｓＩ）が高強度（当該強度は、ｃｏｓ２（φＲＦ（τ））に比例する）であるときに良好な結果を与える。当該推定器は強度が低いときには雑音のある結果を与える。同様に、（９−３）または（９−４）で与えられる推定器は、直交チャネル（信号ｓＱ）が高強度（当該強度はｓｉｎ２（φＲＦ（τ））に比例する）であるときに良好な結果を与え、当該強度が低いときに雑音のある結果を与える。
【００８４】
【数２５】
2015149534.tif 000027
【００８５】
【数２６】
2015149534.tif 000028
【００８６】
【数２７】
2015149534.tif 000029
【００８７】
【数２８】
2015149534.tif 000030
【００８８】
【数２９】
2015149534.tif 000031
【００８９】
【数３０】
2015149534.tif 000032
【００９０】
【数３１】
2015149534.tif 000033
【００９１】
本発明の第２の実施形態によれば、第１のステップでＲＦ信号の位相の推定値を生成する。有利なことに、当該第１の推定値を、推定器（１１−１）または（１１−２）を用いて生成してもよい。
【００９２】
当該第１の推定値により、位相φＲＦ（τ）が（πを法として）０に近いか（πを法として）π／２に近いかを判定する。０に近い場合には、ベースバンド信号の位相の第１の組の推定器の線形結合、即ち、
【００９３】
【数３２】
2015149534.tif 000034
【００９４】
を使用することができる。（１４−１）で定義した推定器は、ベースバンドの直交基底の第１の信号への射影が高強度（当該強度はｃｏｓ２（φＢＢ（τ））に比例する）であるとき、良好な結果をもたらす。他方、当該強度が低いときには当該推定器は雑音のある結果をもたらす。次に、（１４−２）で定義した推定器を使用する。当該推定器は、ベースバンドの直交基底の第２の信号への射影が高強度（当該強度はｓｉｎ２（φＢＢ（τ））に比例する）であるときに、良好な結果をもたらす。
【００９５】
【数３３】
2015149534.tif 000035
【００９６】
【数３４】
2015149534.tif 000036
【００９７】
（１６−１）で定義した推定器は、ベースバンドの直交基底の第１の信号への射影が高強度であるときには良好な結果をもたらすが、当該強度が低いときには雑音のある結果をもたらす。反対に、（１６−２）で定義した推定器は、ベースバンドの直交基底の第２の信号への射影が高強度であるときには良好な結果をもたらすが、当該強度が低いときには雑音のある結果をもたらす。
【００９８】
【数３５】
2015149534.tif 000037
【００９９】
【数３６】
2015149534.tif 000038
【０１００】
図６は、図４の受信器からの位相φＲＦ（τ）の推定値の誤差を示す。このケースでは、推定器（１５）および（１８）を用いて位相の推定を行うと仮定する。エミッタの周波数ｆ０に等しいと仮定した周波数ｆＬＯ１は４ＧＨｚに等しく、周波数ｆＬＯ２は４００ＭＨｚに等しいと仮定されている。
【０１０１】
【数３７】
2015149534.tif 000039
【０１０２】
位相の誤差が０．２ラジアン未満であり、それにより、２．５ｍｍ以下の対応する距離誤差、即ち、先行技術に従う受信器を用いて得られる誤差よりも小さな規模の誤差が生ずることが分かる。
【０１０３】
本発明の実施形態に関わらず、コンピュータが、ベースバンド信号の位相（φＢＢ（τ））を推定し、ＲＦ信号の位相（φＲＦ（τ））を推定し、上述のように一方の推定値は他方の推定値を用いて求めることができる。有利なことに、φＢＢ（τ）の推定とφＲＦ（τ）の推定を交互に繰り返すことができる。例えば、φＢＢ（τ）の推定を（１０）と（１３）に従って実施し、次にその推定値を（１５）と（１８）に投入して、φＲＦ（τ）の推定値を得ることができる。次に、φＲＦ（τ）の推定値を（１０）と（１３）で使用して、φＢＢ（τ）等のより正確な推定値を求めてもよい。
【０１０４】
【数３８】
2015149534.tif 000040
【０１０５】
【数３９】
2015149534.tif 000041
【０１０６】
上述の実施形態では、ｆＬＯ２＝ｆ０、換言すれば、受信器の周波数オフセットが零であったと仮定している。最後に、周波数発振器４４０（４４０’）を、ｆＬＯ２＝ｆ０（受信器とエミッタの間の周波数オフセットが零）となるように較正してもよい。これを実現するために、エミッタは、所定の時間δｔで分離された複数の連続パルスを送信することができる。
【０１０７】
【数４０】
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【０１０８】
受信器の周波数オフセットまたは位相シフトを較正する他の方法は、本発明の範囲から逸脱することなく当業者により想到される。
【符号の説明】
【０１０９】
２００  ＵＷＢ受信器
２１０  周波数変換段階
２１５  ロー・パス・フィルタ段階
２２０  積分器
２３０  変換段階
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【外国語明細書】
2015149534000001.pdf