(57)【要約】【課題】電源電圧変動や高負荷での瞬停（ゲートＯＦＦ）後の再起動などにより直流電圧や負荷がステップ的に変動し、それにより大きな電流擾乱が発生して過電流ストップになる場合がある。そうした場合においても適切な電圧をモータに与え、電流擾乱を抑制できるモータ制御を実現する。【解決手段】電流センサによって３相電流を検出し、それを座標変換器でｄｑ軸に変換したｄ軸電流、ｑ軸電流の変動をバンドパスフィルターで検出し、その変動の速さに合わせた応答の係数を係数器で乗じた電圧分をｄｑ軸電圧補正値（ΔＶd、ΔＶq）とし、Ｖ／ｆパターンに合わせてｄｑ軸電圧指令演算器で求めたｄ軸及びｑ軸電圧指令値に対して、ｄｑ軸電圧補正値分、ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を補正する。【選択図】図３
2015122858.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
速度指令からｄ軸とｑ軸の２軸におけるインバータのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧指令演算器と、
前記ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を、前記速度指令から求めた電気角を用いて座標変換し電圧指令を得る電圧指令座標変換器と、
前記電圧指令座標変換器で得られた電圧指令値をもとに、ＰＷＭゲート信号を発生するＰＷＭゲート信号発生器と、
インバータの電源電圧を検出するとともに、監視対象となる物理量を出力するインバータ回路部と、
前記インバータ回路部から出力された電流を検出する電流センサと、
前記電流について前記電気角を用いて前記２軸への座標変換によりｄ軸電流とｑ軸電流を算出する電流算出座標変換器と、
監視対象となる物理量の変動が所定の閾値を超えたか否かを判断する物理量変動判定器と、
前記ＰＷＭゲート信号発生器のＰＷＭゲート信号がＯＦＦからＯＮになったとき、あるいは、前記物理量変動判定器が電圧変動の発生を判断したときに、ｄ軸電圧指令値またはｑ軸電圧指令値を補正するｄｑ軸電圧補正器と、
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記ｄｑ軸電圧補正器は、
ｄ軸電流の変動を検出するｄ軸電流変動検出器と、
ｑ軸電流の電流の変動を検出するｑ軸電流変動検出器と、
前記物理量変動判定器により電圧変動が発生したと判定した時に、ｄ軸電流変動をもとにｄ軸電圧を補正する第１の係数器、及びｑ軸電流変動をもとにｑ軸電圧を補正する第２の係数器と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記ｄｑ軸電圧補正器は、
ｄ軸電流の変動を検出するｄ軸電流変動検出器を有し、
前記物理量変動判定器により電圧変動が発生したと判定した時に、ｄ軸電流変動をもとにｄ軸電圧を補正する第１の係数器を備えるか、または前記第１の係数器及びｄ軸電流変動をもとにｑ軸電圧を補正する第３の係数器を共に備えていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
前記物理量変動判定器は、前記ｄ軸電流変動検出器により検出したｄ軸電流の変動によって発生する電圧変動が、所定の閾値を超えたときに電圧変動が発生したと判定することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記物理量変動判定器は、電源電圧の変動が第１の所定の閾値を超えた時でかつ、前記ｄ軸電流変動検出器によって検出したｄ軸電流の変動が第２の所定の閾値を超えたときに、電圧変動が発生したと判定することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
速度指令からｄ軸とｑ軸の２軸におけるインバータのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧指令演算器と、
前記ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を、前記速度指令から求めた電気角を用いて座標変換し電圧指令を得る電圧指令座標変換器と、
前記インバータの電源電圧を検出するとともに、監視対象となる物理量を出力するインバータ回路部と、
前記インバータ回路部から出力された電流を検出する電流センサと、
前記電流について前記電気角を用いて前記２軸への座標変換によりｄ軸電流とｑ軸電流を算出する電流算出座標変換器と、
ｄ軸電流変動を検出するｄ軸電流変動検出器と、
ｑ軸電流変動を検出するｑ軸電流変動検出器と、を有し、
前記インバータ回路部がPWM出力を瞬間的に停止し、再びゲートＯＮした時に、前記ｄ軸電流変動検出器により検出したｄ軸電流変動を用いてｄ軸電圧を補正する第１の係数器と、前記ｑ軸電流変動検出器により検出したｑ軸電流変動を用いてｑ軸電圧を補正する第２の係数器とを備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項７】
速度指令からｄ軸とｑ軸の２軸におけるインバータのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧指令演算器と、
前記ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を、前記速度指令から求めた電気角を用いて座標変換し電圧指令を得る電圧指令座標変換器と、
前記インバータの電源電圧を検出するとともに、監視対象となる物理量を出力するインバータ回路部と、
前記インバータ回路部から出力された電流を検出する電流センサと、
前記電流について前記電気角を用いて前記２軸への座標変換によりｄ軸電流とｑ軸電流を算出する電流算出座標変換器と、
ｄ軸電流の変動を検出するｄ軸電流変動検出器と、を有し、
前記インバータ回路部がPWM出力を瞬間的に停止し、再びゲートＯＮした時に、ｄ軸電流を用いてｄ軸電圧を補正する第１の係数器、または、前記第１の係数器及びｄ軸電流を用いてｑ軸電圧を補正する第３の係数器を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータを駆動するＶ／ｆ制御をはじめとするフィードフォワード制御を行うＰＷＭインバータ等の電力変換装置の制御に関する発明である。
【背景技術】
【０００２】
インバータによる三相交流モータ（以下単にモータと呼ぶ）のＶ／ｆ制御をはじめとするフィードフォワード制御では、インバータ運転周波数と出力電圧が一定の比例関係になっていることが多く、制御が簡易で誘導モータ、同期モータを問わず用いられているが、電流を一定にするためのフィードバック制御機能を持たないため、直流電圧変動やトルク変動などの外乱が生じた場合、モータ自身の巻線による電流振動抑制能力だけで足りずに制御が不安定になり、過電流が発生しやすくなる。この時に、過電流を抑制し制御を安定化する方法としては、モータの過電流分や電流振動分を抽出して、これを基に、磁束推定値や周波数指令値、制御電圧指令値を補正するものが開示されている。
【０００３】
制御が不安定になった場合の磁束を安定化する方法として、誘導モータのＶ／ｆ制御において、制御が不安定になった時に一次電流の励磁電流に振動が発生すると、その振動分を抽出し、ｑ軸電圧指令値にその変化が小さくなるような極性で電圧を補正することにより、磁束を安定化する方法がある（特許文献１参照）。
【０００４】
また、周波数基準や直流電圧急変が引き起こすモータの力率、電流や振動を抑制する方法として、ｄ軸電流、ｑ軸電流の微分値を基に、三相電圧指令値の周波数を補正する方法が開示されている（特許文献２参照）。
【０００５】
さらに過電流抑制方法として、所定の電流制限値を超えた場合に過電流と判定し、その超過分の電流からｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正する方法が提案されている（特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平５−３０８７９３号公報
【特許文献２】特開平２−２７６４９０号公報
【特許文献３】特開平１１−１５０９９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記のようなフィードフォワード制御における過電流抑制方法では、図１に示すような、瞬低（通常、落雷等により生じる1秒に満たない程度の電圧低下現象をいう。例えば、電源電圧の急変）や、図２に示すような定格負荷に近い高負荷での瞬停（ゲートオフ）後の再起動では、電源電圧周波数で数周期程度の短時間でインバータの直流電圧が変動することにより、インバータの出力電圧が適正な電圧、すなわち、定格直流電圧に対して制御で設定する変調率での出力電圧、から変動してしまう場合、これにより電流擾乱が発生する。
図１においては、楕円Ｑ１で囲んだ部分に示すように、電源電圧変動が大きいかあるいは速いほど、インバータ出力電圧変動が大きくなり、その結果、電流擾乱が大きくなる。特に瞬停再起動では、図２のような再起動前後の直流電圧変動に伴って出力電圧が変動し、制御で設定した電圧と異なる電圧が出力されることにより生じる電流変動に、瞬停中の無負荷状態から高負荷へステップ的に変動するのに伴う電流変動が加わるため、電流擾乱が非常に速く大きくなる（例えば数ms〜数10msで、定格電流の数倍以上に変化するような場合が該当。以下に記載の「速く大きく」も同様の意味で用いる）。この図２において、図２（ａ）は高負荷時の瞬停再起動における直流電圧波形（左側の図）と負荷波形（右側の図）を示し（図中Ｑ２で囲んだ部分では出力電圧と制御電圧は異なり、負荷が大きいほど電圧変動、電流擾乱が大きくなる。また、符号Ｒ２で示す部分は負荷が大きいほど変動が大きくなる）、図２（ｂ）は低負荷時の瞬停再起動における直流電圧波形（左側の図）と負荷波形（右側の図）を示す（図中Ｑ３で囲んだ部分では出力電圧と制御電圧は異なり、負荷が小さい場合、電圧変動、電流擾乱は小さい。また、符号Ｒ３で示す部分は小さな値を示し負荷変動が小さい）。例えば、特許文献1、２のように磁束や周波数を補正する方法では、対応できる応答速度に限界があり、瞬低や瞬停再起動時に発生する電流変動のように、数ms〜数10msで、定格電流の数倍以上に変化する電流擾乱を抑制するのは難しく、却って誤補正となり安定性を大きく失って脱調しやすくなるという問題がある。
【０００８】
また、特許文献３のように過電流が発生してからの補正では、例えば大容量インバータの場合なら、過電流による素子破壊の可能性もあり得る。その他のインバータ出力電圧補正方法としては、直流電圧を見ながら出力時の変調率補正する方法もあるが、整流後の直流電圧そのものに２ｆの振動があるため、変調率補正は、直流電圧に出力電圧周波数以上に長い時定数ＬＰＦをかけるなどして平滑化した値に対して行うことが多く、上記のような場合における直流電圧の急変と負荷変動により生じた、速く、かつ大きな電流変動を抑制するのは難しいという課題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係るモータ駆動制御装置は、
速度指令からｄ軸とｑ軸の２軸におけるインバータのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧指令演算器と、
前記ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を、前記速度指令から求めた電気角を用いて座標変換し電圧指令を得る電圧指令座標変換器と、
前記電圧指令座標変換器で得られた電圧指令値をもとに、ＰＷＭゲート信号を発生するＰＷＭゲート信号発生器と、
インバータの電源電圧を検出するとともに、監視対象となる物理量を出力するインバータ回路部と、
前記インバータ回路部から出力された電流を検出する電流センサと、
前記電流について前記電気角を用いて前記２軸への座標変換によりｄ軸電流とｑ軸電流を算出する電流算出座標変換器と、
監視対象となる物理量の変動が所定の閾値を超えたか否かを判断する物理量変動判定器と、
前記ＰＷＭゲート信号発生器のＰＷＭゲート信号がＯＦＦからＯＮになったとき、あるいは、前記物理量変動判定器が電圧変動の発生を判断したときに、ｄ軸電圧指令値またはｑ軸電圧指令値を補正するｄｑ軸電圧補正器と、
を備えたものである。
【００１０】
また、電源電圧変動判定時以外に、何らかの理由でインバータ回路部がＰＷＭ出力を数秒停止（瞬停）し、再びゲートＯＮ（ＰＷＭ出力開始）した時に、ｄ軸電流変動検出手段によるｄ軸電流変動、およびｑ軸電流変動検出手段により検出したｑ軸電流変動を用いて、ｄ軸電圧補正手段、ｑ軸電圧補正手段により電流擾乱を抑制するよう電圧を補正する手段を備えるものである。
【００１１】
更に、上記電源電圧変動判定手段により電源電圧変動が発生したと判断したとき、および、インバータ回路部がＰＷＭ出力を停止（瞬停）し、再びゲートＯＮ（ＰＷＭ出力開始）した時に、ｄ軸電流変動検出手段により検出したｄ軸電流変動をもとにｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正する手段を備えるものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は、直流電圧の変動の影響が無効電流（ｄ軸電流）として現れ、トルク外乱の影響がｑ軸電流に現れることに注目し、ｄ軸電流及びｑ軸電流の変動を基に、電圧変動やトルク変動などの外乱が発生した場合においても、外乱の変動を抑制するのに十分な速度の応答で、それぞれｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正することにより、これらの外乱による電流の擾乱（過電流）を抑制することができる。
【００１３】
また、直流電圧変動（電源電圧変動や瞬停再起動時）発生時にｄ軸電流変動によりｄ軸電圧もしくはｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正する手段を用いる場合は、直流電圧の変動速度（Ｖ／ｍｓ）が小さい場合は、ｄ軸電圧のみを補正し、変動速度が大きい（単位時間の変動幅が大きい）場合は、ｄ軸電圧だけでなく、ｑ軸電圧も補正することにより速く大きな直流電圧変動によって生じる電流擾乱を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】この発明が解決しようとする課題である瞬低（電源電圧の瞬時変動）とインバータの直流電圧変動の関係を示す波形図である。
【図２】この発明が解決しようとする課題である瞬停（インバータゲートＯＦＦ）から再起動（ゲートＯＮ）でのインバータの直流電圧と負荷変動の関係を示す波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１の全体構成図である。
【図４】この発明の実施の形態１におけるｄｑ軸電圧補正器１０ａによるｄ軸電圧補正手段の詳細を説明する図である。
【図５】この発明の実施の形態１におけるｄｑ軸電圧補正器１０ａによるｑ軸電圧補正手段の詳細を説明する図である。
【図６】この発明の実施の形態２の全体構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２におけるｄｑ軸電圧補正器１０ｂによるｄ軸電圧補正手段、ｑ軸電圧補正手段の詳細を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図３はこの実施の形態１の全体構成を示す図である。図３に示すように、実施の形態１におけるモータ駆動制御装置２１は、レート制御器１、ｄｑ軸電圧指令演算器２、２相から３相への座標変換器３、瞬停ＯＮ／ＯＦＦ４、ＰＷＭゲート信号発生器５、インバータ回路部６、電流センサ７、直流電圧変動判定器８、３相から２相への座標変換器９、ｄｑ軸電圧補正器１０ａ、バンドパスフィルター（ＢＰＦ）１１及び１２、係数器１３及び１４、積分器１５、から構成され、モータ１６の駆動を制御する。
このモータ駆動制御装置の各構成品について、個々に、以下もう少し詳しく説明する。レート制御器１は、設定されたインバータ速度設定値まで所定のレート以下の加速度でインバータ速度指令値を増加あるいは減少させる。ｄｑ軸電圧指令演算器２は、レート制御器１から出力された速度指令値からＶ／ｆパターンによって、ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を出力する。座標変換器３は、速度指令値を積分器１５で積分して得た電気角を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を２相から３相へ変換し、３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る。瞬停ＯＮ／ＯＦＦ４は、インバータ回路部６のＰＷＭゲート信号出力を一時的にＯＮ／ＯＦＦさせる。ＰＷＭゲート信号発生器５は、３相電圧指令値を基にＰＷＭゲート信号を出力する。座標変換器９は、速度指令値を積分器１５で積分して得た電気角を用いて、３相電流ｉｕ,ｉｖ,ｉｗを３相から２相へ変換し、ｄｑ軸電流（ｄ-ｑ軸座標上の電流の意味。以下同様）ｉｄ、ｉｑを得る。ｄｑ軸電圧補正器１０ａは、瞬停ＯＮ／ＯＦＦ４によりＰＷＭゲート信号出力がＯＦＦからＯＮになったとき、もしくは直流電圧変動判定器８が直流電圧変動発生を判定したときにｄｑ軸電圧指令演算器２から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を補正する。また、このｄｑ軸電圧補正器１０ａは、ｄ軸電流ｉｄの変動検出用のバンドパスフィルター１１、ｑ軸電流ｉｑの変動検出用のバンドパスフィルター１２、検出したｄ軸電流変動Δｉｄからｄ軸の電圧補正値を算出する係数器１３、検出したｑ軸電流変動Δｉｑからｑ軸の電圧補正値を算出する係数器１４から構成される。
【００１６】
次に、図３を用いて全体の動作を説明する。
レート制御器１は、入力された速度設定値になるように、あらかじめシステムの許容する速度変動レート値以下で現在の速度指令値を増減させる。ｄｑ軸電圧指令演算器２は、このレート制御器から出力された速度指令値からＶ／ｆパターンに従ってｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を０（ゼロ）に設定する。定常運転時は、ｄｑ軸電圧指令演算器２の出力するｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が、そのまま座標変換器３によって３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換され、次いで、ＰＷＭゲート信号発生器５にて三角波キャリア比較によりＰＷＭゲート信号が出力され、このゲート信号によりインバータ回路部６からＰＷＭ電圧がモータ１６に印加される。
【００１７】
定常の安定したモータ駆動では上記に説明した流れとなるが、定常運転中に何らかの理由によりインバータ回路部６の電圧出力（ゲート信号出力）を一時的にＯＮ／ＯＦＦする瞬停ＯＮ／ＯＦＦ制御器によりインバータの電圧出力が短時間ＯＦＦになり、その後、通常の電圧出力（ＰＷＭ制御によるスイッチング素子へのゲート信号の出力（ＰＷＭゲート信号出力と定義）がＯＮになり、インバータからＰＷＭ制御による矩形波形の電圧が出力される）がＯＮし、制御が再開（再起動）された場合や、直流電圧変動判定器８にて直流電圧変動が発生したと判断された場合、インバータ回路部６の直流電圧やトルクのステップ変動により発生する大きな電流擾乱（過電流）を抑制するため、ｄｑ軸電圧補正器１０ａによる電圧補正が有効になり、ｄｑ軸電圧指令演算器２で算出したｄｑ軸電圧指令値に対し、ｄｑ軸電圧補正器１０ａが出力した電圧補正値分電流が減る方向に補正した値が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊となる。
【００１８】
電源電圧変動で直流電圧が変動した場合、インバータ回路部６の出力電圧振幅は３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅から変動してしまい、その変動分の電圧により発生する電流は無効電流としてｄ軸電流に出る。そこで、直流電圧変動判定器８では、電流センサ７で検出し、座標変換器９で３相から２相へ変換して得られたｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑのうち、ｄ軸電流ｉｄの変動分Δｉｄと電源電圧の変動がそれぞれ所定の閾値を越えた時に、直流電圧が変動したと判定する。直流電圧変動判定器８で直流電圧が変動したと判定した場合、ｄｑ軸電圧補正器１０ａによる電圧補正が有効になる。
【００１９】
図４はｄｑ軸電圧補正器１０ａによるｄ軸電圧補正方法の一例を示したものである。図４（ａ）は電流制御によるベクトル制御を示す図、図４（ｂ）は補正に係わる電圧指令の変動分を示す図であり、上側のΔＶｄ＊（Ｖｄ＊ｓ）はＶｄ指令値変動分を、下側のΔＶｄ＊（Ｖｄ＊ｓ）はＶｄ補正分をそれぞれ表す。
【００２０】
例えば、直流電圧変動の時定数がＴｖｄｃとすると、電圧変動の速さωｖｄｃ＝１／Ｔｖｄｃとなる。ベクトル制御における電流制御でこの変動による電流変動が起きない（電流が指令値に安定する）ように制御する場合、ベクトル制御での電流制御応答は、この直流電圧変動より速い応答にする。ここでは仮に電流制御応答ωｃｃを直流電圧変動速度の２倍とすると、電流制御応答ωｃｃは、ωｃｃ＝ωｖｄｃ×２となる。
【００２１】
仮に制御対象が永久磁石同期モータとして、モータのｄ軸リアクタンスをＬｄとすると、電流制御における応答をωｃｃにするＰ（比例）ゲインＫｃｐ、及びＩ（積分）ゲインＫｃｉは、例えば次のように設計できる。
Pゲイン：Ｋｃｐ＝ωｃｃ×Ｌｄ  
Iゲイン：Ｋｃｉ＝ωｃｃ／５  
【００２２】
図４のベクトル制御において（図４（ａ）参照）、ｉｄを（現在の）ｄ軸電流、ｉｄ＊をｄ軸電流指令値とすると、ベクトル制御におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊は下記のようになる。
【数１】
2015122858.tif 000003
【００２３】
ここで、式（１）における右辺の係数（下記式（２））の分母の微分演算子ｓを左辺に移動させると式（３）の等式が得られる。
【数２】
2015122858.tif 000004
【数３】
2015122858.tif 000005
【００２４】
ここで、Ｋｃｐは、応答周波数ωｃｃとＬｄの積であるから、応答周波数ωｃｃが大きいほど、１／Ｋｃｐは小さくなるので、Ｋｃｉは無視すると、次式（４）を得る。
【数４】
2015122858.tif 000006
【００２５】
この式（４）で指令値の変動は０（ゼロ）なので、ｄ軸電圧補正分ΔＶｄは式（５）で求められる。
【数５】
2015122858.tif 000007
【００２６】
式（５）におけるｄ軸電流変動ｉｄｓを抽出するのは、正弦波では単純な微分値をとる、もしくはＨＰＦでもよいが、本実施の形態１では、ＰＷＭ自身の電圧高調波やインバータ回路部６のノイズによる電流変動を除き、電圧変動によってもたらされる電流変動を抽出するためにバンドパスフィルター１１を用いた。これにより、上記のＰＷＭや回路による高調波電流による誤補正のリスクを減らすことができる。実施の形態１ではバンドパスフィルターの遮断周波数［ｒａｄ／ｓ］を上側が応答速度のωｃｃの１０倍、下側が応答速度ωｃｃの１／１０とした。
【００２７】
同様にして、ｑ軸電圧補正値  ΔＶｑ＊を求めることができる。
図５はｄｑ軸電圧補正器１０ａによるｑ軸電圧補正方法の一例を示したものである。この図に示すように、ｑ軸電圧補正における電流制御応答ωｃｃとそれにもとづく補正電圧算出用ゲインＫｃｐ_ｑはｄ軸電圧補正と同じく直流電圧変動に合わせてもよいし、トルク
変動に伴うｑ軸電流の変動速度に合わせた別の応答にしてもよい。
図５において、図５（ａ）は、ｑ軸電流の電流制御によるｑ軸電圧の電圧補正分を求める概略のブロック図を示し、図５（ｂ）は、トルク変動から求められる速度変動分からｑ軸電圧補正分を求める概略のブロック図を示す。また、図５（ａ）のΔＶｑ＊（Ｖｑ＊ｓ）はＶｑ補正分を示す。また、図５（ａ）のＫｃｐ_ｑはωｃｃ（応答周波数のこと。こ
こで応答周波数は電流変動速度の２倍に等しい）×Ｌｑで表される。さらに、図５（ｂ）のＰｍは極対数、Ｊｍはモータ慣性、φは磁石鎖交磁束、Δωｒｍはモータ速度変動、Δωｒｅは電気角（界磁角）速度変動を示す。
【００２８】
また、図５（ｂ）に示すように、瞬停再起動のような大きな負荷変動によるｑ軸電流変動は、それによってモータ出力トルクが変動し、最終的にはモータ速度の変動をもたらす。このことに着目し、負荷変動によって生じる電流変動をより大幅に抑制するために、ｑ軸電流の変動ｉｑｓから、トルク変動（ΔＴｒｑ＊）と、これがもたらすモータの速度変動（Δωｒｍ）を推定し、それに合わせて、レート制御器１から出力されるインバータ速度指令値を補正する、もしくはモータ速度変動（Δωｒｍ）によって求めたインバータ速度指令変動分（Δωｒｅ＊）からインバータ出力電圧指令変動分ΔＶｑ*をＶ／ｆパター
ンを用いて算出し、これによりｑ軸電圧を補正してもよい。
【００２９】
また、本実施の形態では、直流電圧変動の判定を電源電圧の変動とｄ軸電流の変動ｉｄｓが、それぞれ所定の閾値を超えた時に直流電圧変動と判定したが、直流電圧変動判定にｄ軸電流の変動を含めずに電源電圧変動の大きさだけで判定してもよいし、電源電圧の代わりにインバータの直流電圧をモニターして直流電圧変動が所定の閾値を越えた時に直流電圧変動が発生したと判定してもよい。
【００３０】
以上のようにしてｄｑ軸電圧補正器１０ａで電流変動を任意の応答で抑制できる補正電圧を算出し、ｄｑ軸電圧指令演算器の出力したｄ軸またはｑ軸電圧指令を補正することにより、通常運転時と比較して単位時間での電圧変動が数倍以上となるような直流電圧の急速な変動や、ステップ的な負荷変動で生じる過電流を閾値未満に大幅に抑制することができる。
より具体的には、実施の形態１の構成により、瞬低などの電源電圧変動を検出でき、かつ直流電圧変動がｄ軸電流に現れること、及びトルク外乱の影響がｑ軸電流に現れることに注目し、ｄ軸電流及びｑ軸電流の変動を基に、直流電圧変動やトルク変動などの外乱が発生した場合においても、外乱の変動速度に合わせた任意の応答でそれぞれｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正することにより、これらの外乱による電流の擾乱（過電流）を所定の閾値（例えば、定格電圧の10％）以内に抑制することができる。上記の電源電圧変動、ｄ軸電流に現れる直流電圧変動、ｑ軸電流に現れるトルク外乱などをまとめて監視対象となる物理量と呼ぶ（以下同様）。なお、物理量とは、電圧、電流、トルク変動などのことである。
【００３１】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２について説明する。
図６はこの実施の形態２の全体構成を示す図である。実施の形態１と同様に、実施の形態２のモータ駆動制御装置２２は、レート制御器１、ｄｑ軸電圧指令演算器２、２相から３相への座標変換器３、瞬停ＯＮ／ＯＦＦ４、ＰＷＭゲート信号発生器５、インバータ回路部６、電流センサ７、直流電圧変動判定器８、３相から２相への座標変換器９、ｄｑ軸電圧補正器１０ｂ、積分器１５、から構成され、モータ１６の駆動を制御する。実施の形態１との違いはｄｑ軸電圧補正器１０ｂの構成が１０ａと異なり電流変動を検出するバンドパスフィルター１１がｄ軸電流変動検出用のみであり、ｑ軸電圧補正値をｄ軸電流変動から求めるところである。係数器１３，１４はｄ軸用、ｑ軸用に分かれており、係数器における補正用ゲインの算出方法が実施の形態１と異なっている。
【００３２】
実施の形態１で説明した電圧補正方法により、負荷時の瞬停再起動や瞬低（電源電圧変動）などにより直流電圧や負荷が通常運転時に比較して急激に変動した場合、直流電圧の変動によるｄ軸電流擾乱は主にｄ軸電圧補正により、トルク変動によるｑ軸電流擾乱はｑ軸電圧補正により過電流判定閾値未満に大幅に抑制可能である。
【００３３】
しかし、瞬低の場合、時に負荷状態に関係なく電源電圧が電源周波数の数周期で定格電源電圧に対し数割程度大きく変動することがある。そのような場合、実施の形態１で説明したｄ軸電圧補正方法のようにｄ軸電流変動によりｄ軸電圧を補正するだけでは、電流擾乱を過電流と判定されないレベルまで抑制するのが難しい。また、ｄ軸電圧補正分ΔＶｄが大きくなる一方、瞬低では負荷変動がほとんどないため、ｑ軸電流の変動から得られるｑ軸電圧補正分ΔＶｑ＊は電源電圧変動による電流変動を抑制するために必要な補正量よりはるかに小さく、q軸電圧の補正値として用いるには不適切で、場合によっては誤補正となり、ｄｑ軸電圧のバランスを崩して制御が不安定になることもある。
【００３４】
こうした問題を解決するためのｄｑ軸電圧補正方法を用いたｄｑ軸電圧補正器１０ｂを持つのが、実施の形態２である。
【００３５】
図７は実施の形態２におけるｄｑ軸電圧補正器１０ｂによる電圧補正方法の一例を示した処理ブロック図である。この図において、Ｋｃｐは、応答周波数ωｃｃとＬｄとの積であり、下段の係数Ｋｑ×ωｒｅ×ＬｄはＶｑ中のｉｄによる干渉部分の変動分の電圧を補正するものであり、Ｋｑはモータ特性によって異なる。また、ΔＶｄａはＶｄ補正分を示し、ΔＶｑａはＶｑ補正分を示す。
例えば、永久磁石モータの場合、ベクトル制御におけるｄｑ軸電圧指令値Ｖｄａ、Ｖｑａを電流制御だけでなく、モータのｄ軸とｑ軸間で干渉しあう速度起電力を打ち消す非干渉制御を加えた式から求めると、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａとｑ軸電圧指令値Ｖｑａは式（６）のように求められる。
【数６】
2015122858.tif 000008
【００３６】
式（６）において、Ｋｃｐ、Ｋｃｉはｄ軸電流制御におけるＰゲイン、Ｉゲイン、ωｒｅは界磁の角速度、φは磁石磁束、Ｌｄ、Ｌｑはｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンス、Ｋｄ、Ｋｑはｄ軸電圧もしくはｑ軸電圧に干渉するｑ軸及びｄ軸電流による速度起電力の割合である。ｄ軸に干渉するｑ軸電流による速度起電力の割合をＫｄ、ｑ軸電圧に干渉するｄ軸電速度起電力の割合をＫｑとしている。Ｋｄ、Ｋｑはモータ特性によって異なる。
【００３７】
直流電圧の変動において、トルク変動は発生せず、ｑ軸電流ｉｑ、磁束φは変動しない（変動分ゼロ）と仮定すると、上記の式より、ｄ軸電流変動ｉｄｓから求められる電圧補正分ΔＶｄａ、ΔＶｑａは次のように定義できる。
【数７】
2015122858.tif 000009
式（７）におけるωｒｅは速度センサレスのＶ／ｆ制御の場合、インバータ速度指令値（角速度）となる。
【００３８】
以上のようにして、Ｖ／ｆ制御を行うモータ駆動制御装置において、直流電圧変動が速くかつ大きい場合でも、ｄｑ軸電圧のバランスを崩すことなく、ベクトル制御における適切な電流制御応答（具体的には電流変動を抑制するのに十分な速さの電流制御応答）の場合の電圧指令値と同等の電圧指令値を得られるｄ軸電圧補正及びｑ軸電圧補正を実現でき、瞬低（電源電圧変動）において過電流ストップやそれに類する大きな電流擾乱が発生しない安定したＶ／ｆ制御を得ることができる。
より具体的には、瞬低（電源電圧変動）に伴う直流電圧の変動を素早く検出し、かつ直流電圧の変動速度が遅い（変動幅が小さい）ときは、ｄ軸電流の変動によりｄ軸電圧のみを補正し、変動速度が速い（変動幅が大きい）場合は、ｄ軸電圧だけでなく、ｑ軸電圧も補正することにより直流電圧変動の大小、速さに関わらず、直流電圧変動に伴う電流擾乱など、監視対象となる物理量を所定範囲内（例えば定格値の１０％以内）に抑制することができる。
【００３９】
本実施の形態１では瞬低や瞬停再起動におけるｄｑ軸電圧補正値ΔＶｄ＊、ΔＶｑ＊をそれぞれｄ軸電流変動及びｑ軸電流変動を用いて行い、実施の形態２ではｄ軸電圧、ｑ軸電圧の補正分ΔＶｄａ、ΔＶｑａに対するｄ軸電流変動を用いて行ったが、ｑ軸電圧補正分は、実施の形態１で説明した方法で得た補正分ΔＶｑ＊と実施の形態２で説明した方法で得た補正分ΔＶｑａを足したものでもよいし、それぞれ所定の割合を乗じたものを足してもよい。ΔＶｑ＊とΔＶｑａを足し合わせる比率については、モータを駆動するシステムで起こりうるトルク外乱、電圧変動外乱の程度や過電流判定に要求される電流閾値の範囲などによっても変わるため、自由に変えてよい。
【００４０】
また、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００４１】
１  レート制御器、２  ｄｑ軸電圧指令演算器、３  ２相から３相への座標変換器、４  瞬停ＯＮ／ＯＦＦ、５  ＰＷＭゲート信号発生器、６  インバータ回路部、７  電流センサ、８  直流電圧変動判定器、９  ３相から２相への座標変換器、１０ａ、１０ｂ  ｄｑ軸電圧補正器、１１  ｄ軸電流用バンドパスフィルター、１２  ｑ軸電流用バンドパスフィルター、１３  ｄ軸電圧補正用係数器、１４  ｑ軸電圧補正用係数器、１５  積分器、１６  モータ、２１、２２  モータ駆動制御装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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