(57)【要約】【課題】チョッピング電流の検出ばらつきを抑制可能な回路装置及び電子機器等を提供すること。【解決手段】回路装置２００は、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２とローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４とを有するブリッジ回路２１０と、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２及びローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４をオン・オフ制御する制御部２４０と、チャージ期間でのチャージ電流が設定値に達したか否かを検出する検出回路２２０と、を含む。制御部２４０は、チャージ期間情報に基づいてチャージ期間をカウントするカウンター２４５を有し、カウンター２４５のカウント値が、チャージ期間情報に対応するカウント値に達した場合において、検出回路２２０の出力信号ＣＱ１がアクティブである場合、チャージ期間からディケイ期間に切り替える。【選択図】      図４
2015149848.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイサイド側のトランジスターとローサイド側のトランジスターとを有するブリッジ回路と、
前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターをオン・オフ制御する制御部と、
前記ブリッジ回路に流れる電流を増加させるチャージ期間でのチャージ電流が設定値に達したか否かを検出する検出回路と、
を含み、
前記制御部は、
チャージ期間情報に基づいて前記チャージ期間をカウントするカウンターを有し、
前記カウンターのカウント値が、前記チャージ期間情報に対応するカウント値であるチャージ期間カウント値に達した場合において、前記検出回路の出力信号がアクティブである場合、前記チャージ期間から、前記ブリッジ回路に流れる前記電流を減少させるディケイ期間に切り替えることを特徴とする回路装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記制御部は、
前記カウント値が前記チャージ期間カウント値に達したタイミング又はそれ以降のタイミングにおいて、前記検出回路の前記出力信号がアクティブである場合、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えることを特徴とする回路装置。
【請求項３】
請求項１又は２において、
前記制御部は、
前記検出回路の前記出力信号をサンプリングし、前記サンプリングした前記出力信号に基づいて前記チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えを行い、
前記カウント値が前記チャージ期間カウント値に達したタイミング又はそれ以降のタイミングにおいて、１回のサンプリングタイミングで前記出力信号がアクティブである場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えることを特徴とする回路装置。
【請求項４】
請求項３において、
前記制御部は、
前記カウント値が前記チャージ期間カウント値に達するタイミングよりも前のタイミングにおいて、２回以上の所定回数のサンプリングタイミングで前記出力信号がアクティブである場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えることを特徴とする回路装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記制御部は、
前記チャージ期間をモニターし、前記チャージ期間のモニター結果に基づいて前記チャージ期間情報を設定することを特徴とする回路装置。
【請求項６】
請求項５において、
前記制御部は、
過去の前記チャージ期間を所定回数モニターし、前記所定回数分の前記モニター結果の平均値に基づいて前記チャージ期間情報を設定することを特徴とする回路装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかにおいて、
前記制御部は、
前記検出回路からの検出結果と前記カウンターからの出力とに基づいて、前記チャージ期間の終了条件を満たしたことを示す検出信号を生成する検出信号生成部と、
前記検出信号生成部からの前記検出信号に基づいて、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替える制御信号を出力する期間制御部と、
前記期間制御部からの前記制御信号に基づいて、前記オン・オフ制御を行う駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
を有することを特徴とする回路装置。
【請求項８】
請求項７において、
前記制御部は、
モニターされた前記チャージ期間を前記チャージ期間情報として記憶するチャージ期間記憶部を有し、
前記検出信号生成部は、
前記カウンターのカウント値が、前記モニターされた前記チャージ期間に達したタイミング又はそれ以降のタイミングでは、１回のサンプリングタイミングで前記検出回路の前記出力信号がアクティブである場合に、前記検出信号をアクティブにし、
前記カウンターのカウント値が、前記モニターされた前記チャージ期間に達したタイミングよりも前のタイミングでは、２回以上の所定回数のサンプリングタイミングで前記検出回路の前記出力信号がアクティブである場合に、前記検出信号をアクティブにし、
前記期間制御部は、
前記検出信号がアクティブになった場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えることを特徴とする回路装置。
【請求項９】
請求項１において、
前記制御部は、
前記検出回路の前記出力信号をサンプリングし、前記サンプリングした前記出力信号に基づいて前記チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えを行い、
第１のモードでは、前記カウント値が前記チャージ期間カウント値に達したタイミングにおいて、１回のサンプリングタイミングで前記出力信号がアクティブである場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替え、
第２のモードでは、前記カウント値に関わらず、２回以上の所定回数のサンプリングタイミングで前記出力信号がアクティブである場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えることを特徴とする回路装置。
【請求項１０】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記チャージ期間情報は、外部の処理部からの指示に基づいて設定されることを特徴とする回路装置。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれかに記載された回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
【請求項１２】
請求項１１において、
前記回路装置により駆動されるモーターを含み、
前記モーターが定速モードのときに、前記カウント値及び前記検出回路の検出結果に基づいて前記チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えを行うモードに設定されることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回路装置及び電子機器等に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流モーターの駆動電流を制御する手法として、チョッピング電流を制御する手法が知られている（例えば特許文献１）。この手法では、ブリッジ回路にセンス抵抗を接続し、そのセンス抵抗の一端の電圧が、チョッピング電流を規定する基準電圧に達したか否かをコンパレーターにより検出する。そして、センス抵抗の一端の電圧が基準電圧に達したときにチャージ期間からディケイ期間に切り替える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−０４３１７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
さて、モーターを定速状態に制御する際には、トルクを一定にするためチョッピング電流が一定となることが望ましい。しかしながら、上記のような手法では、アナログ的に電流検出を行うため検出値にばらつきが生じるという課題がある。
【０００５】
例えば、コンパレーターでの比較はノイズに敏感であるため、複数回のクロックでアクティブを検出した場合に真の検出とみなす手法が考えられる。しかしながら、その分だけ検出に時間がかかり、その間にも電流値は変化するため、真の検出と判断したときには基準電圧からずれてしまっている。
【０００６】
或いは、クロックでコンパレーターの出力をサンプリングするので、アナログ的にコンパレーターの出力がアクティブになるタイミングと、サンプリングした出力がアクティブになるタイミングとの間には、１クロック分のばらつきが生じてしまう。
【０００７】
本発明の幾つかの態様によれば、チョッピング電流の検出ばらつきを抑制可能な回路装置及び電子機器等を提供できる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様は、ハイサイド側のトランジスターとローサイド側のトランジスターとを有するブリッジ回路と、前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターをオン・オフ制御する制御部と、前記ブリッジ回路に流れる電流を増加させるチャージ期間でのチャージ電流が設定値に達したか否かを検出する検出回路と、を含み、前記制御部は、チャージ期間情報に基づいて前記チャージ期間をカウントするカウンターを有し、前記カウンターのカウント値が、前記チャージ期間情報に対応するカウント値であるチャージ期間カウント値に達した場合において、前記検出回路の出力信号がアクティブである場合、前記チャージ期間から、前記ブリッジ回路に流れる前記電流を減少させるディケイ期間に切り替える回路装置に関係する。
【０００９】
本発明の一態様によれば、チャージ期間においてカウンターのカウント値がチャージ期間カウント値に達したタイミングにおいて、検出回路の出力信号がアクティブである場合に、ディケイ期間に切り替えることができる。このように検出回路からの検出結果だけでなくカウンターからの出力を用いることにより、チョッピング電流の検出ばらつきを抑制することが可能となる。
【００１０】
また本発明の一態様では、前記制御部は、前記カウント値が前記チャージ期間カウント値に達したタイミング又はそれ以降のタイミングにおいて、前記検出回路の前記出力信号がアクティブである場合、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えてもよい。
【００１１】
このようにすれば、チャージ期間カウント値により、チャージ電流が設定値に達するタイミングを予想できる。そして、そのタイミング又はそれ以降に検出回路の出力信号がアクティブとなった場合には、ノイズではなく実際に設定値を超えた可能性が高い。このような場合、ノイズか否かの判断を行わずにディケイ期間に切り替えることが可能となり、処理を簡素化できる分、切り替え時間を短くでき、チョッピング電流の検出ばらつきを抑制できる。
【００１２】
また本発明の一態様では、前記制御部は、前記検出回路の前記出力信号をサンプリングし、前記サンプリングした前記出力信号に基づいて前記チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えを行い、前記カウント値が前記チャージ期間カウント値に達したタイミング又はそれ以降のタイミングにおいて、１回のサンプリングタイミングで前記出力信号がアクティブである場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えてもよい。
【００１３】
ノイズではなく実際に設定値を超えた可能性が高い場合には、真に設定値を超えたことにより検出回路の出力信号がアクティブとなったと見なすことができる。これにより、１回のサンプリングタイミングで確認するだけでディケイ期間に切り替えることができ、ノイズか否かの判断を行う場合に比べて切り替え時間を短くできる。
【００１４】
また本発明の一態様では、前記制御部は、前記カウント値が前記チャージ期間カウント値に達するタイミングよりも前のタイミングにおいて、２回以上の所定回数のサンプリングタイミングで前記出力信号がアクティブである場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えてもよい。
【００１５】
カウント値がチャージ期間カウント値に達するタイミングよりも前では、チャージ電流が設定値を超えていない可能性がある。そのため、２回以上の所定回数のサンプリングタイミングで検出回路の出力信号がアクティブであることを確認することで、ノイズを排除し、真に設定値を超えたか否かを検出できる。
【００１６】
また本発明の一態様では、前記制御部は、前記チャージ期間をモニターし、前記チャージ期間のモニター結果に基づいて前記チャージ期間情報を設定してもよい。
【００１７】
本発明の一態様では、チャージ電流が設定値に達したか否かを実際に検出しているので、チャージ期間はチョッピング電流の設定値に対応して決まっている。そのようなチャージ期間をモニターし、その結果をチャージ期間情報として設定することで、設定値に対応したチョッピング電流でブリッジ回路の出力を制御できる。
【００１８】
また本発明の一態様では、前記制御部は、過去の前記チャージ期間を所定回数モニターし、前記所定回数分の前記モニター結果の平均値に基づいて前記チャージ期間情報を設定してもよい。
【００１９】
検出回路による電流検出はチャージ期間がばらつく可能性があるが、チャージ期間のモニター結果を平均することによって、そのばらつきの影響を低減してチャージ期間情報を設定できる。
【００２０】
また本発明の一態様では、前記制御部は、前記検出回路からの検出結果と前記カウンターからの出力とに基づいて、前記チャージ期間の終了条件を満たしたことを示す検出信号を生成する検出信号生成部と、前記検出信号生成部からの前記検出信号に基づいて、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替える制御信号を出力する期間制御部と、前記期間制御部からの前記制御信号に基づいて、前記オン・オフ制御を行う駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を有してもよい。
【００２１】
このように構成することで、カウンターのカウント値がチャージ期間カウント値に達したタイミングの前後で、チャージ期間の終了条件を変えることができる。即ち、そのタイミングと同時または以降では検出回路からの検出結果を信頼して即時にディケイ期間に切り替えることが可能となる。
【００２２】
また本発明の一態様では、前記制御部は、モニターされた前記チャージ期間を前記チャージ期間情報として記憶するチャージ期間記憶部を有し、前記検出信号生成部は、前記カウンターのカウント値が、前記モニターされた前記チャージ期間に達したタイミング又はそれ以降のタイミングでは、１回のサンプリングタイミングで前記検出回路の前記出力信号がアクティブである場合に、前記検出信号をアクティブにし、前記カウンターのカウント値が、前記モニターされた前記チャージ期間に達したタイミングよりも前のタイミングでは、２回以上の所定回数のサンプリングタイミングで前記検出回路の前記出力信号がアクティブである場合に、前記検出信号をアクティブにし、前記期間制御部は、前記検出信号がアクティブになった場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えてもよい。
【００２３】
このように構成することで、モニターしたチャージ期間に基づいてチャージ期間情報をチャージ期間記憶部に設定し、そのチャージ期間情報とカウンターからの出力とに基づいて、カウンターのカウント値がチャージ期間カウント値に達したか否かを判断できる。
【００２４】
また本発明の一態様では、前記制御部は、前記検出回路の前記出力信号をサンプリングし、前記サンプリングした前記出力信号に基づいて前記チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えを行い、第１のモードでは、前記カウント値が前記チャージ期間カウント値に達したタイミングにおいて、１回のサンプリングタイミングで前記出力信号がアクティブである場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替え、第２のモードでは、前記カウント値に関わらず、２回以上の所定回数のサンプリングタイミングで前記出力信号がアクティブである場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えてもよい。
【００２５】
このようにすれば、チョッピング電流の設定値が一定の場合には第１のモードを選択してチョッピング電流のばらつきを抑制し、チョッピング電流の設定値が変化する場合には第２のモードを選択して確実な電流検出を行うことができる。例えば、外部の処理部は、チョッピング電流の設定値を書き替えることで、ブリッジ回路の出力を制御するが、その外部の処理部が、チョッピング電流を一定にする場合に第１のモードを指示できる。
【００２６】
また本発明の一態様では、前記チャージ期間情報は、外部の処理部からの指示に基づいて設定されてもよい。
【００２７】
チャージ期間の長さを変えるとチョッピング電流が変化する。即ち、外部の処理部からの指示に基づいてチャージ期間情報が設定されることで、チョッピング電流を設定でき、ブリッジ回路の出力を制御できる。
【００２８】
本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載された回路装置を含む電子機器に関係する。
【００２９】
本発明の他の態様は、前記回路装置により駆動されるモーターを含み、前記モーターが定速モードのときに、前記カウント値及び前記検出回路の検出結果に基づいて前記チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えを行うモードに設定されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】回路装置の比較構成例。
【図２】比較例の動作を説明するタイミングチャート。
【図３】比較例の詳細な動作を説明するタイミングチャート。
【図４】本実施形態の回路装置の構成例。
【図５】本実施形態の動作を説明するタイミングチャート。
【図６】本実施形態の動作を説明するタイミングチャート。
【図７】本実施形態の動作を説明するタイミングチャート。
【図８】回路装置の第１の変形構成例。
【図９】回路装置の第２の変形構成例。
【図１０】電子機器の構成例。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００３２】
１．比較例
図１に、回路装置の比較構成例を示す。この回路装置２００は、モーター２８０（例えば、直流モーター、ステッピングモーター）に駆動電流を供給するブリッジ回路２１０と、ブリッジ回路２１０にＰＷＭ信号を出力する制御部２４０と、ＰＷＭ信号をバッファリングするプリドライバー２６０と、基準電圧ＶＲを出力するＤ／Ａ変換回路２２２と、チャージ電流を検出する検出回路２２０と、クロック生成回路２７０と、レジスター部２５０と、を含む。制御部２４０は、ＰＷＭ信号として駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する駆動信号生成部２４１を含む。
【００３３】
検出回路２２０は、基準電圧ＶＲを生成するＤ／Ａ変換回路２２２と、基準電圧ＶＲとセンス抵抗２９０の一端の電圧ＶＳとを比較するコンパレーター２２１と、を含む。
【００３４】
図２を用いて回路装置２００の動作を説明する。チャージ期間ＴＣでは、ブリッジ回路２１０のトランジスターＱ１、Ｑ４がオンになり、トランジスターＱ２、Ｑ３がオフになる。このとき、ブリッジ回路２１０を流れる電流Ｉｄ（チャージ電流）は増加するため、電圧ＶＳが上昇していく。コンパレーター２２１は、電圧ＶＳが基準電圧ＶＲに達したことを検出して信号ＣＱ１をアクティブにし、制御部２４０は、アクティブになった信号ＣＱ１を受けて、チャージ期間ＴＣからディケイ期間ＴＤに切り替える。電圧ＶＳが基準電圧ＶＲに達したときの電流をチョッピング電流ＩＬと呼ぶ。
【００３５】
ディケイ期間ＴＤでは、ブリッジ回路２１０のトランジスターＱ２、Ｑ３がオンになり、トランジスターＱ１、Ｑ４がオフになる。このとき、ブリッジ回路２１０を流れる電流Ｉｄ（ディケイ電流）は減少していく。
【００３６】
このようにして、モーター２８０を流れる電流がチョッピング電流ＩＬを上限として上下し、その平均がモーター２８０の駆動電流となる。レジスター部２５０には、Ｄ／Ａ変換回路２２２の設定値（基準電圧ＶＲの設定値）を可変に設定可能である。チョッピング電流は基準電圧ＶＲによって決まるので、Ｄ／Ａ変換回路２２２の設定値を変えることによって駆動電流が設定され、モーター２８０のトルクを制御できる。
【００３７】
なお、上述したブリッジ回路２１０を流れる電流Ｉｄとは、チャージ期間又はディケイ期間における電流経路に流れる電流のことである。例えばチャージ期間では電源電圧ＶＣＣから、オンしたトランジスターＱ１、モーター２８０、オンしたトランジスターＱ４、センス抵抗２９０、グランド電圧へ電流Ｉｄが流れる。ディケイ期間では、グランド電圧からセンス抵抗２９０、オンしたトランジスターＱ３、モーター２８０、オンしたトランジスターＱ２、電源電圧ＶＣＣへ電流Ｉｄが流れる。或いは、スローディケイ動作では、トランジスターＱ３、Ｑ４をオンして電流経路としてもよい。或いは、非同期動作では、トランジスターをオンさせずに寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４（ボディダイオード）を通る電流経路としてもよい。
【００３８】
図３に、上記動作のより詳細なタイミングチャートを示す。まず、チャージ期間からディケイ期間への切り替えるときの動作を説明する。
【００３９】
図３のＡ１に示すように、制御部２４０は、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりで信号ＣＱ１をサンプリングし、そのサンプリングした信号ＣＱ１に基づいて期間の切り替えを制御する。
【００４０】
具体的には、クロック信号ＣＬＫの１回目の立ち上がりで信号ＣＱ１がＨレベルであったとする。次の２回目の立ち上がりまでの間に電流Ｉｄが設定値を下から上に超えた場合（電圧ＶＳが基準電圧ＶＲを下から上に超えた場合）、コンパレーター２２１の出力信号ＣＱ１は、Ｈレベル（非アクティブ）からＬレベル（アクティブ）に変化する。そうすると、２回目の立ち上がりで信号ＣＱ１はＬレベルに変化する。そして、更に次の３回目の立ち上がりで信号ＣＱ１がＬレベルを維持している場合に、制御部２４０はチャージ期間からディケイ期間へ切り替える。切り替えるタイミングは、Ｌレベルを２回確認した次の４回目の立ち上がりである。
【００４１】
このように、少なくとも２回のクロックでコンパレーター２２１の出力信号ＣＱ１がＬレベル（アクティブ）であることを確認し、期間を切り替える処理を、マスク処理と呼ぶ。このマスク処理により、ノイズによる信号ＣＱ１の反転を排除し、チョッピング電流が真に設定値を超えた場合にだけチャージ期間からディケイ期間に切り替えることができる。
【００４２】
ディケイ期間に切り替わると、制御部２４０は不図示のカウンターにカウントを開始させる。制御部２４０は、所定のカウント値（図３の例では“１Ｆ”）に達したことを確認すると、ディケイ期間からチャージ期間へ切り替える。
【００４３】
さて、以上のような動作により、ノイズの影響を避けながらモーター２８０の回転数等を制御できるが、モーター２８０の定速動作において以下のような課題がある。
【００４４】
モーター２８０の定速動作（定速モード）とは、モーター２８０のトルクを一定にする動作である。モーター２８０の負荷が一定であれば回転数は一定となるので、定速でモーター２８０が回転する。この定速動作は、チョッピング電流の設定値を一定にする（Ｄ／Ａ変換回路２２２の設定値を書き替えない）ことによって実現される。
【００４５】
このとき、理想的には、電流Ｉｄがちょうどチョッピング電流の設定値に達した瞬間にチャージ期間からディケイ期間に毎回切り替われば、モーター２８０のトルクはばらつかないことになる。しかしながら、マスク処理と、クロック信号ＣＬＫによるサンプリングとにより、実際のチョッピング電流は設定値に対してばらつくという課題がある。
【００４６】
まず、マスク処理の影響について説明する。上述のようにマスク処理では２回のクロックでコンパレーター２２１の出力がアクティブであることを確認する。そのため、図３のＡ２に示すように、２回のクロックの間に電流Ｉｄが上昇し、実際にディケイ期間に切り替わるときの電流Ｉｄ（実際のチョッピング電流）は設定値よりも大きくなる。この誤差は、モーター２８０の駆動電流の誤差となるため、モーター２８０のトルクに誤差を発生させることになる。
【００４７】
次に、クロック信号ＣＬＫによるサンプリングの影響について説明する。図３のＡ３に示すように、サンプリングされた信号ＣＱ１がＨレベルからＬレベルに変わったとき、アナログのコンパレーター２２１の出力信号ＣＱ１がＬレベルからＨレベルに変わるタイミングは、クロック信号ＣＬＫの２つの立ち上がりの間であれば、どこでもよい。そのため、Ａ４に示すように、電流Ｉｄが設定値を超えるタイミングにはクロック１回分のばらつきがあることになる。Ａ５に示すように、このばらつきによって各チャージ期間で電流Ｉｄの最大値（実際のチョッピング電流）が変動してしまい、モーター２８０のトルクが揺らいでしまう。
【００４８】
２．回路装置
図４に、上記の課題を解決できる本実施形態の回路装置の構成例を示す。この回路装置２００は、ブリッジ回路２１０と検出回路２２０と制御部２４０（制御回路）とレジスター部２５０とプリドライバー２６０とクロック生成回路２７０とを含む。検出回路２２０は、コンパレーター２２１とＤ／Ａ変換回路２２２（電圧生成回路）とを含む。なお、既に上述した構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００４９】
回路装置２００は、例えばＩＣチップ（集積回路装置）で構成されており、回路装置２００の端子は、ＩＣチップのパッケージの端子或いはシリコン基板上のパッドに相当する。そして、ＩＣチップである回路装置２００は、プリント基板に実装されている。また、センス抵抗２９０は回路部品としてプリント基板に実装されている。
【００５０】
ブリッジ回路２１０は、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２と、ローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４と、を含む。トランジスターＱ１〜Ｑ４は、Ｈブリッジに構成されたＭＯＳトランジスターである。ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２は、例えばＰ型トランジスターであり、ローサイド側のトランジスターよりも高電位電源側に接続される。ローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４は、例えばＮ型トランジスターであり、ハイサイド側のトランジスターよりも低電位電源側に接続される。
【００５１】
具体的には、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２のソースノードは電源電圧ＶＣＣのノードに接続され、ローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４のソースノードは、端子ＲＮＦに接続されたノードＮ１に接続される。端子ＲＮＦには、センス抵抗２９０の一端が接続される。センス抵抗２９０の他端はグランド電圧のノードに接続される。トランジスターＱ１、Ｑ３のドレインノードは、モーター２８０の一端が接続された端子ＯＵＴ１に接続される。トランジスターＱ２、Ｑ４のドレインノードは、モーター２８０の他端が接続された端子ＯＵＴ２に接続される。
【００５２】
なお、トランジスターＱ１〜Ｑ４は、ＭＯＳ構造により構成される寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を含み、それらはトランジスターＱ１〜Ｑ４に並列に接続される。
【００５３】
ここで、トランジスターＱ１〜Ｑ４は全てＮ型のＭＯＳトランジスターで構成してもよい。あるいは、トランジスターＱ１〜Ｑ４はバイポーラトランジスターで構成してもよい。この場合、ダイオードＤ１〜Ｄ４は寄生ダイオードでなく、回路素子である。
【００５４】
制御部２４０は、比較例で説明したように、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２及びローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４のオン・オフ制御を行う。このとき、比較例のように検出回路の検出結果のみでチャージ期間からディケイ期間に切り替えるのではなく、更にカウンターの出力との相対的な関係によって切り替えを制御する。
【００５５】
具体的には、制御部２４０は、駆動信号生成部２４１と期間制御部２４２と検出信号生成部２４３とチャージ期間記憶部２４４とチャージ期間カウンター２４５とディケイ期間カウンター２４６とを含む。
【００５６】
チャージ期間カウンター２４５は、チャージ期間記憶部２４４に記憶されたチャージ期間情報に基づいてチャージ期間をカウントする。検出信号生成部２４３は、チャージ期間カウンター２４５のカウント値が、チャージ期間情報に対応するカウント値に達した場合において、検出回路２２０の出力信号ＣＱ１がＬレベル（アクティブ）であるか否かを判断する。そして、出力信号ＣＱ１がＬレベルである場合、検出信号生成部２４３は検出信号ＦＬをアクティブにする。期間制御部２４２は、その検出信号ＦＬに基づいてチャージ期間とディケイ期間への切り替えを行い、駆動信号生成部２４１がブリッジ回路２１０のオン・オフ制御を行う。
【００５７】
モーター２８０を定速動作させる場合には、チョッピング電流の設定値は一定なので、チャージ期間の長さはほぼ一定となる。そのため、検出回路２２０の出力がアクティブになるタイミングは、各チャージ期間でほぼ同一であると予想される。この予想されるチャージ期間をチャージ期間カウンター２４５によりカウントし、そのカウント終了時に検出回路２２０の出力がアクティブとなった場合、それは予想通りのタイミングということになる。本実施形態では、これを利用することでチョッピング電流の誤差やばらつきを低減できる。
【００５８】
即ち、比較例では、検出回路２２０の検出結果にマスク処理を行ってノイズ対策をしているが、カウンターにより予想されるタイミングで検出されたのであればノイズである可能性は低い。そのため、マスク処理を省略することが可能となり、検出回路２２０の出力がアクティブになってから実際にディケイ期間に切り替わるまでの時間を短縮できる。また、カウンターで予想されるタイミングで検出されている限り、毎回のチャージ期間において同じタイミングでディケイ期間へ切り替わるので、チョッピング電流のばらつきが抑制され、モーター２８０のトルクを一定にすることができる。
【００５９】
なお、チャージ期間情報とは、チョッピング電流の設定値に対応するチャージ期間を表す情報である。図４の例では、チャージ期間情報は、チャージ期間記憶部２４４に記憶されたカウント値である。このカウント値は、後述のように電流検出により決まったチャージ期間をモニター（測定）したものである。或いは、図８で説明する変形例では、チャージ期間情報は、レジスター部２５０に設定された設定値である。設定値はカウント値そのものでもよいし、カウント値に対応したコード値であってもよい。
【００６０】
３．詳細な動作
次に、回路装置２００の詳細な動作について説明する。図５に、カウント終了と同時に検出回路２２０の出力がアクティブとなる場合のタイミングチャートを示す。
【００６１】
検出信号生成部２４３は、コンパレーター２２１からの信号ＣＱ１とチャージ期間カウンター２４５のカウント値とに基づいて検出信号ＦＬ（フラグ信号）を生成する。検出信号ＦＬは、チャージ期間の終了条件を満たしたことを検出したときにアクティブとなる信号である。
【００６２】
例えば、チャージ期間記憶部２４４にチャージ期間情報としてカウント値“Ｆ”が記憶されているとする。このカウント値は、前回までのチャージ期間において、チャージ期間の終了条件を満たしたと判断したときのカウント値を記憶しておいたものである。図５のＢ１に示すように、検出信号生成部２４３はクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで信号ＣＱ１をサンプリングする。そのサンプリングされた信号ＣＱ１がＨレベル（非アクティブ）であったとする。そして、その次のクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで信号ＣＱ１がＬレベル（アクティブ）であり、且つＢ２に示すようにチャージ期間カウンター２４５のカウント値が“Ｆ”である場合、検出信号ＦＬをＬレベル（非アクティブ）からＨレベル（アクティブ）にする。
【００６３】
Ｂ３に示すように、期間制御部２４２はクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで検出信号ＦＬをサンプリングし、そのサンプリングした検出信号ＦＬがＨレベルである場合に、チャージ期間からディケイ期間へ切り替える制御信号を出力する。駆動信号生成部２４１は、その制御信号を受けて、ディケイ期間における駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。
【００６４】
例えば、駆動信号生成部２４１は、Ｈアクティブの駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。この場合、チャージ期間では駆動信号Ｓ１、Ｓ４がＨレベルであり、駆動信号Ｓ２、Ｓ３はＬレベルである。ディケイ期間に切り替わると、駆動信号Ｓ２、Ｓ３がＨレベルとなり、駆動信号Ｓ１、Ｓ４がＬレベルとなる。プリドライバー２６０は、この駆動信号Ｓ１〜Ｓ４をバッファリングするバッファー２６１〜２６４を含む。バッファー２６１〜２６４は、それぞれトランジスターＱ１〜Ｑ４のゲートへ、バッファリングされた駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を供給する。ローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４はＮ型トランジスターなので、バッファー２６３、２６４は論理を反転するバッファーであり、Ｌアクティブの駆動信号Ｇ３、Ｇ４を出力する。
【００６５】
ディケイ期間に切り替わると、図５のＢ３に示すように、期間制御部２４２がディケイ期間カウンター２４６のカウントを開始させる。レジスター部２５０は、外部の処理部（図１０の処理部３００）からディケイ期間が設定されるディケイ期間設定レジスター２５２を含む。ディケイ期間としては、例えばカウント値（例えば“１Ｆ”）が設定される。そして、ディケイ期間カウンター２４６のカウント値が、ディケイ期間カウンター２４６に設定されたカウント値に達すると、期間制御部２４２は、ディケイ期間からチャージ期間へ切り替える制御信号を駆動信号生成部２４１へ出力し、ディケイ期間カウンター２４６のカウント値をリセットする。
【００６６】
以上のように、チャージ期間記憶部２４４に前回までのチャージ期間のカウント値を記憶しておくことで、そのカウント値（“Ｆ”）に達したタイミングを、チョッピング電流が検出されるタイミングと予想できる。そして、実際にそのタイミングでチョッピング電流が設定値を超えた場合には、マスク処理を行わずに、１回のサンプリングタイミングで検出回路２２０の出力信号ＣＱ１がアクティブ（Ｌレベル）であることを確認しただけで、チャージ期間からディケイ期間に切り替えることができる。
【００６７】
このようにしてマスク処理を省略することで、図３の比較例に比べて切り替え時間が短くなり、より設定値に近いチョッピング電流を実現できる。また、チャージ期間がカウンターによりデジタル的に決まるため、チャージ期間の揺らぎが抑制され、チョッピング電流のばらつきを抑制できる。
【００６８】
次に、図６に、カウント終了の後に検出回路２２０の出力がアクティブとなる場合のタイミングチャートを示す。
【００６９】
図６のＣ１に示すように、あるクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで信号ＣＱ１がＨレベル（非アクティブ）であったとする。検出信号生成部２４３は、その次のクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで信号ＣＱ１がＬレベル（アクティブ）であり、且つＣ２に示すようにチャージ期間カウンター２４５のカウント値が“Ｆ”より大きい場合（図６では“１０”＞“０Ｆ”）、検出信号ＦＬをＬレベル（非アクティブ）からＨレベル（アクティブ）にする。
【００７０】
Ｃ３に示すように、期間制御部２４２はクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで検出信号ＦＬをサンプリングし、そのサンプリングした検出信号ＦＬがＨレベルである場合に、チャージ期間からディケイ期間へ切り替える制御信号を出力する。以降の動作は図５と同じである。
【００７１】
図６では、チョッピング電流が検出されるのは、チャージ期間カウンター２４５のカウント値が、チャージ期間記憶部２４４に記憶されたカウント値に達したタイミング以降である。即ち、予想されるタイミングの後である。この場合にも、ノイズではなく実際に設定値を超えたと判断できるので、マスク処理を行わずに、１回のサンプリングタイミングで出力信号ＣＱ１がアクティブであることを確認しただけで、ディケイ期間に切り替えることができる。これにより、図５の場合と同様にチョッピング電流のばらつきを低減できる。
【００７２】
なお、チャージ期間記憶部２４４に記憶されたカウント値“Ｆ”を超えて所定期間の間、検出回路２２０の出力がアクティブにならない場合、強制的にディケイ期間に切り替えてもよい。この場合、カウント値“Ｆ”を超えて強制的にディケイ期間に切り替わるまでの期間において、図６の動作を行う。
【００７３】
次に、図７に、カウント終了の前に検出回路２２０の出力がアクティブとなる場合のタイミングチャートを示す。
【００７４】
図７のＤ１に示すように、あるクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで信号ＣＱ１がＨレベル（非アクティブ）であり、その次のクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで信号ＣＱ１がＬレベル（アクティブ）に変化したとする。検出信号生成部２４３は、このクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで、チャージ期間カウンター２４５のカウント値が“Ｆ”より小さい場合（図７では“０Ｃ”＜“０Ｆ”）、マスク処理を行う。即ち、Ｄ１に示すように、更に次のクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで検出回路２２０の出力信号ＣＱ１がＬレベル（アクティブ）である場合に、検出信号ＦＬをＬレベル（非アクティブ）からＨレベル（アクティブ）にする。
【００７５】
Ｄ３に示すように、期間制御部２４２はクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで検出信号ＦＬをサンプリングし、そのサンプリングした検出信号ＦＬがＨレベルである場合に、チャージ期間からディケイ期間へ切り替える制御信号を出力する。以降の動作は図５と同じである。
【００７６】
図７では、チョッピング電流が検出されるのは、チャージ期間カウンター２４５のカウント値が、チャージ期間記憶部２４４に記憶されたカウント値に達するタイミングよりも前である。即ち、予想されるタイミングの前である。この場合、ブリッジ回路２１０の出力電流Ｉｄが実際には設定値に達しておらず、ノイズによって検出回路２２０の出力がアクティブとなった可能性が高い。そのため、２回以上の所定回数のサンプリングタイミングで出力信号ＣＱ１がアクティブであることを確認する（即ち、マスク処理を行う）ことで、ノイズを排除でき、真に設定値に達した場合にのみディケイ期間に切り替えることができる。
【００７７】
なお、以上ではコンパレーター２２１の出力がＬアクティブである場合を例に説明したが、これに限定されず、コンパレーター２２１の出力をＨアクティブで構成してもよい。
【００７８】
上述したように、チャージ期間記憶部２４４には測定したチャージ期間を記憶する。この測定は、例えば検出信号生成部２４３がチャージ期間カウンター２４５のカウント値をモニターすることで行う。
【００７９】
即ち、図５〜図７で説明したように、検出信号生成部２４３は、チャージ期間の終了条件を満たしたときに検出信号ＦＬをアクティブにする。チャージ期間記憶部２４４は、このチャージ期間の終了条件を検出したとき（検出信号ＦＬがアクティブになったとき）のカウント値をチャージ期間情報として記憶する。例えば、直近に測定された所定回数のチャージ期間を平均し、その平均値をチャージ期間情報として記憶する。直近の測定結果を用いるためチャージ期間毎にチャージ期間情報が更新されることになる。
【００８０】
基本的には電流検出によりチャージ期間が決まるため、チョッピング電流の設定値に対応したチャージ期間が記憶される。これにより、現在のチョッピング電流の設定値に対応して、その設定値に達するタイミングを予測し、そのタイミングの前後で電流検出の動作を変えることができる。
【００８１】
なお、チャージ期間カウンター２４５とは別個に、チャージ期間記憶部２４４が不図示のカウンターを有してもよい。この場合、チャージ期間記憶部２４４は、検出信号ＦＬがアクティブになったときの不図示のカウンターのカウント値をチャージ期間情報として記憶する。
【００８２】
４．変形例
図８に、回路装置２００の第１の変形構成例を示す。この回路装置２００は、ブリッジ回路２１０と検出回路２２０と制御部２４０とレジスター部２５０とプリドライバー２６０とクロック生成回路２７０とを含む。なお、既に上述した構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００８３】
この変形構成例では、外部の処理部（図１０の処理部３００）からの指示に基づいてチャージ期間情報を設定する。
【００８４】
具体的には、レジスター部２５０は、図４の構成要素と更にチャージ期間設定レジスター２５３を含む。また、制御部２４０は、図４の構成要素からチャージ期間記憶部２４４が省略されている。
【００８５】
チャージ期間設定レジスター２５３には、外部の処理部（図１０の処理部３００）が指示してチャージ期間情報を設定する。そして、制御部２４０の検出信号生成部２４３は、チャージ期間設定レジスター２５３からのチャージ期間情報に基づいて検出信号ＦＬを生成する。チャージ期間情報としては例えばカウント値が設定され、チャージ期間カウンター２４５のカウント値が、設定されたカウント値に達したか否かで、マスク処理を行うか否かを決定する。
【００８６】
チャージ期間の長さを変えるとチョッピング電流が変化するので、チャージ期間設定レジスター２５３に設定されたチャージ期間情報によってチョッピング電流が設定され、モーター２８０の回転数やトルクが決まることになる。例えば、チャージ期間の長さとチョッピング電流の対応を予め測定しておき、その対応に基づいてチャージ期間情報を設定すればよい。
【００８７】
図９に、回路装置２００の第２の変形構成例を示す。この回路装置２００は、ブリッジ回路２１０と検出回路２２０と制御部２４０とレジスター部２５０とプリドライバー２６０とクロック生成回路２７０とを含む。なお、既に上述した構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００８８】
この変形構成例では、チャージ期間カウンター２４５を用いる第１のモードと用いない第２のモードを切り替えることができる。
【００８９】
具体的には、レジスター部２５０は、図４の構成要素と更にモード設定レジスター２５１を含む。
【００９０】
モード設定レジスター２５１には、外部の処理部（図１０の処理部３００）が指示してモード設定信号ＭＤを設定する。例えば、第１のモードの場合にはＭＤ＝Ｈレベルを設定し、第２のモードの場合にはＭＤ＝Ｌレベルを設定する。そして、制御部２４０は、ＭＤ＝Ｈレベルの場合には、図５〜図７で説明した動作を行う。即ち、検出信号生成部２４３は、チャージ期間カウンター２４５のカウント値が、チャージ期間記憶部２４４に記憶されたカウント値に達したタイミングの前後で、マスク処理を行うか否かを変更する。一方、ＭＤ＝Ｌレベルの場合には、検出信号生成部２４３は、チャージ期間カウンター２４５のカウント値に関わらず、マスク処理を行う。
【００９１】
外部の処理部は、チョッピング電流の設定値を書き替えることによってモーター２８０の回転数やトルクを制御している。例えばモーター２８０が直流モーターである場合、モーター２８０の回転を加速するときには段階的にチョッピング電流の設定値を上げていき、加速を終えるとチョッピング電流の設定値を一定に保って（書き替えずに）モーター２８０の回転を定速に保つ。即ち、外部の処理部は、モーター２８０の動作状態が分かっている。そのため、例えば、チョッピング電流の設定値を所定の時間変えない場合には、定速動作であると判断し、モード設定レジスター２５１に第１のモードを設定することができる。
【００９２】
このように、外部の処理部からの指示に基づいて第１のモードと第２のモードを切り替えることで、外部の処理部によって制御されるモーター２８０が定速動作であるときに第１のモードに設定することができる。これにより、チョッピング電流の誤差が抑制された理想的な定速動作を実現できる。
【００９３】
また、モーター２８０が加速又は減速動作であるときにはチョッピング電流の設定値を書き替えるので、この場合には確実な電流検出を行う方が適切である。本実施形態では、外部の処理部からの指示により第２のモードに設定できるので、カウント値に関わらずにマスク処理を行って確実な加速又は減速動作を行うことができる。
【００９４】
なお、ステッピングモーターにおいてマイクロステップ制御を行う場合には、チョッピング電流を細かく段階的に変更する制御が行われる。このような頻繁にチョッピング電流を変更するような場合には、第２のモードを用いることによって、従来と同様の制御を行うことが可能である。
【００９５】
５．電子機器
図１０に、本実施形態の回路装置２００が適用された電子機器の構成例を示す。電子機器は、処理部３００、記憶部３１０、操作部３２０、入出力部３３０、回路装置２００、これらの各部を接続するバス３４０、モーター２８０を含む。回路装置２００は、例えば集積回路装置により実現できる。
【００９６】
以下ではモーター駆動によりヘッドや紙送りを制御するプリンターを例にとり説明するが、本実施形態はこれに限定されず、種々の電子機器に適用可能である。
【００９７】
入出力部３３０は例えばＵＳＢコネクターや無線ＬＡＮ等のインターフェースで構成され、画像データや文書データが入力される。入力されたデータは、例えばＤＲＡＭ等の内部記憶装置である記憶部３１０に記憶される。操作部３２０により印刷指示を受け付けると、処理部３００は、記憶部３１０に記憶されたデータの印刷動作を開始する。処理部３００は、データの印刷レイアウトに合わせて回路装置２００に指示を送り、回路装置２００は、その指示に基づいてモーター２８０を回転させ、ヘッドの移動や紙送りを行う。
【００９８】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また検出回路、制御部、ブリッジ回路、プリドライバー、回路装置、電子機器の構成・動作等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。
【符号の説明】
【００９９】
２００  回路装置、
２１０  ブリッジ回路、２２０  検出回路、２２１  コンパレーター、
２２２  Ｄ／Ａ変換回路、２４０  制御部、２４１  駆動信号生成部、
２４２  期間制御部、２４３  検出信号生成部、２４４  チャージ期間記憶部、
２４５  チャージ期間カウンター、２４６  ディケイ期間カウンター、
２５０  レジスター部、２５１  モード設定レジスター、
２５２  ディケイ期間設定レジスター、２５３  チャージ期間設定レジスター、
２６０  プリドライバー、２６１〜２６４  バッファー、２７０  クロック生成回路、
２８０  モーター、２９０  センス抵抗、３００  処理部、３１０  記憶部、
３２０  操作部、３３０  入出力部、３４０  バス、
ＣＬＫ  クロック信号、ＣＱ１  コンパレーターの出力信号、ＦＬ  検出信号、
ＩＬ  チョッピング電流、Ｉｄ  ブリッジ回路に流れる電流、ＭＤ  モード設定信号、
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２  端子、Ｑ１〜Ｑ４  トランジスター、ＲＮＦ  端子、
Ｓ１〜Ｓ４  駆動信号、ＴＣ  チャージ期間、ＴＤ  ディケイ期間、
ＶＲ  基準電圧、ＶＳ  センス抵抗の一端の電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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