(57)【要約】【課題】ＴＭ１１モードで伝送される高調波を抑制する高周波遮断フィルタを提供する。【解決手段】断面方形の導波管において、導波管の断面短尺方向側の内壁面に凸部２０１Ａ（および凸部２０１Ｂ）を設ける。ＴＭ１１モードにおける電界は、断面短尺側の内壁面の中心において最も強くなっている。したがって、断面短尺方向側の内壁面に凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂを設けると、ＴＭ１１モードで伝送可能な周波数が変化することになり、基本波をＴＥ１０モードで伝送する導波管において２次高調波のＴＭ１１モードでの伝送を抑制することができる。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
断面が方形状の導波管を備えた高周波遮断フィルタであって、
前記導波管の断面短尺側の内壁面の少なくとも一方に第１の凸部と、断面長尺側の内壁面の少なくとも一方に凹部を有することを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載の高周波遮断フィルタであって、
前記導波管の管軸方向の寸法が基本波の管内波長に比べて短い形状であることを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項３】
請求項２に記載の高周波遮断フィルタであって、
前記導波管の管軸方向の寸法は、前記管内波長の１／８以下であることを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の高周波遮断フィルタであって、
前記第１の凸部は、前記断面短尺側の内壁面の両方に対向して設けられていることを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の高周波遮断フィルタであって、
前記第１の凸部は、前記断面短尺側の内壁面の中心に設けられていることを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかに記載の高周波遮断フィルタであって、
前記導波管の断面長尺側の内壁面の少なくとも一方に、前記断面方形の導波管内部まで至る第２の凸部を有することを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項７】
請求項６に記載の高周波遮断フィルタであって、
前記第２の凸部は、前記断面長尺側の内壁面の両方に対向して設けられていることを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項８】
請求項６または７に記載の高周波遮断フィルタであって、
前記第２の凸部は、断面長尺側の内壁面の中心部に設けられており、
前記凹部は、当該第２の凸部の左右両側に設けられていることを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれかに記載の高周波遮断フィルタであって、
前記凸部と前記凹部は、管軸方向に直行する方向に延設され、管軸方向の寸法が基本波の管内波長に比べて短いことを特徴とする高周波遮断フィルタ。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の高調波遮断フィルタと、
当該高調波遮断フィルタに対して、前記管軸方向の両側にそれぞれ接続される複数の導波管と、
を備えた伝送回路であって、
前記複数の導波管は、断面が方形状であり、前記高調波遮断フィルタと同じ断面長尺方向の幅および断面短尺方向の高さを有することを特徴とする伝送回路。
【請求項１１】
請求項１乃至９の何れかに記載の高周波遮断フィルタと、
マイクロ波を発生するマイクロ波発生装置と、
を備えたマイクロ波出力装置であって、
前記高周波遮断フィルタは、前記マイクロ波発生装置から発生されたマイクロ波の２次高調波の通過を遮断することを特徴とするマイクロ波出力装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載のマイクロ波出力装置と、
前記マイクロ波を空中に発射するアンテナと、
を備えたレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、基本波周波数以外の高調波成分の伝送を抑制する高周波遮断フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
船舶用レーダのマイクロ波発生装置としては、マグネトロンが用いられている。マグネトロンは、基本波周波数のマイクロ波（以下、基本波と言う。）以外にも、２次高調波も出力する。
【０００３】
そこで、従来、２次高調波の伝送を抑制するために、導波管内部に凸部を設けた高調波遮断フィルタが提案されている（例えば特許文献１，２を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開昭６１−６０５０１号公報
【特許文献２】特開２０１０−２５２１８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
基本波をＴＥ１０モードで伝送する方形導波管においては、２次高調波の伝搬モードとして、主にＴＥ１０モード、ＴＥ２０モード、およびＴＭ１１モードが存在する。しかし、従来の高調波遮断フィルタは、ＴＥ１０モードまたはＴＥ２０モードで伝送される２次高調波を抑制するだけであり、ＴＭ１１モードで伝送される２次高調波を抑制することができなかった。
【０００６】
そこで、この発明は、ＴＭ１１モードで伝送される高調波を抑制する高周波遮断フィルタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明は、断面方形の導波管を備えた高周波遮断フィルタであって、前記導波管の断面短尺方向側の内壁面の少なくとも一方に第１の凸部と、断面長尺側の内壁面の少なくとも一方に凹部を有することを特徴とする。
【０００８】
このように、導波管の断面短尺方向側の内壁面の少なくとも一方に第１の凸部を設けることで、２次高調波のＴＭ１１モードにおける電磁界を変化させることになり、ＴＭ１１モードで伝送可能な周波数が変化する。また、断面長尺側の内壁面の少なくとも一方に凹部を設けることで、ＴＥ１０モードやＴＥ２０モードでで伝送される２次高調波を抑制することができる。したがって、２次高調波の伝送を抑制することができる。
【０００９】
また、ＴＥ１０モードでは、断面短尺方向の内壁面付近では電磁界の強度が低いため、基本波をＴＥ１０モードの伝送する場合にも、当該第１の凸部が影響することはほとんどない。
【００１０】
なお、第１の凸部は、断面短尺側の内壁面の両方に対向して設けられていることが望ましい。
【００１１】
また、第１の凸部は、電界強度の最も高い断面短尺側の内壁面の中心に設けられていることが好ましい。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、ＴＭ１１モードで伝送される高調波を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の高周波遮断フィルタを備えたレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態に係る高周波遮断フィルタの構成を示す図である。
【図３】ＴＭ１１モードの通過特性（Ｓ２１特性）を示すシミュレーションデータである。
【図４】第２実施形態に係る高周波遮断フィルタの構成を示す図である。
【図５】第３実施形態に係る高周波遮断フィルタの構成を示す図である。
【図６】第４実施形態に係る高周波遮断フィルタの構成を示す図である。
【図７】第５実施形態に係る高周波遮断フィルタの構成を示す図である。
【図８】第６実施形態に係る高周波遮断フィルタの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
図１は、本発明の高周波遮断フィルタを備えたレーダ装置７１の構成を示すブロック図である。レーダ装置７１は、マイクロ波出力装置７２、ロータリージョイント５６、アンテナ５７、リミッタ５８、および受信回路５９を備えている。マイクロ波出力装置７２は、マグネトロン５１、駆動回路５２、サーキュレータ５３、終端器５４、帯域通過フィルタ２、サーキュレータ５５、および高周波遮断フィルタ１を備えている。
【００１５】
マグネトロン５１は、例えば９．４ＧＨｚのマイクロ波を基本波として発生するマイクロ波発生装置である。駆動回路５２は、マグネトロン５１を所定周期で駆動させる。マグネトロン５１で発生したマイクロ波は、導波管を介して各種構成部に伝送される。
【００１６】
サーキュレータ５３は、マグネトロン５１から出力されたマイクロ波を帯域通過フィルタ２に導く。帯域通過フィルタ２は、基本波の低域および高域の不要波を除去する。また、サーキュレータ５３は、帯域通過フィルタ２で反射された不要波を終端器５４に導く。終端器５４は、入力された不要波を吸収する。
【００１７】
サーキュレータ５５は、高周波遮断フィルタ１から出力されたマイクロ波を高周波遮断フィルタ１を介してロータリージョイント５６に導く。ロータリージョイント５６は、固定側のサーキュレータ５５から入力したマイクロ波を、回転側のアンテナ５７に出力する。
【００１８】
高周波遮断フィルタ１は、マグネトロン５１が発する高調波の伝送を抑制するフィルタである。すなわち、高周波遮断フィルタ１は、基本波を通過させ、高調波を反射する。
【００１９】
アンテナ５７は、ロータリージョイント５６から出力されたマイクロ波を空中に送信するとともに、対象物で反射したマイクロ波を受信してロータリージョイント５６に出力する。受信されたマイクロ波は、ロータリージョイント５６およびサーキュレータ５５を経てリミッタ５８に出力される。
【００２０】
リミッタ５８は、所定レベル以上のマイクロ波が入力された場合に当該マイクロ波を反射し、後段の受信回路５９を保護する。
【００２１】
図２は、第１実施形態に係る高周波遮断フィルタ１の構成を示す図である。図２（Ａ）は、分解斜視図であり、図２（Ｂ）および図２（Ｃ）は、一部導波路の断面における電界分布を示した図である。
【００２２】
高周波遮断フィルタ１は、アルミニウム等の導電性金属からなり、この例においては、導波管１１Ａ、導波管１１Ｂ、および導波管１１Ｃからなる。なお、導波管１１Ａが本発明の高周波遮断フィルタ１に相当し、導波管１１Ｂおよび導波管１１Ｃは、外部の伝送回路に相当する。導波管１１Ａは、管軸方向の両側でそれぞれ導波管１１Ｂおよび導波管１１Ｃに接続される。
【００２３】
導波管１１Ａ、導波管１１Ｂ、および導波管１１Ｃは、それぞれ断面が方形状の導波路２０１、導波路２０２、および導波路３０１を有する。
【００２４】
導波路２０１、導波路２０２、および導波路３０１は、いずれも基本波である９．４ＧＨｚのマイクロ波をＴＥ１０モードで管軸方向に伝送するように断面長尺方向の幅Ｗ１および断面短尺方向の高さＤ１が設定されている。
【００２５】
導波管１１Ａは、導波路３０１の断面短尺方向側の内壁面に凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂを有する。凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂは、本発明の第１の凸部に相当する。この例では、凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂは、それぞれ断面短尺側の内壁面の中心に設けられている。凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂは、それぞれ突出長Ｗ２および突出幅Ｄ２を有する。
【００２６】
図２（Ｃ）の電界分布に示すように、ＴＭ１１モードにおける電界は、断面短尺側の内壁面の中心において最も強くなっている。したがって、断面短尺方向側の内壁面に凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂを設けると、ＴＭ１１モードで伝送可能な周波数が変化することになる。これにより、基本波をＴＥ１０モードで伝送する導波管において２次高調波のＴＭ１１モードでの伝送を抑制することができる。突出長Ｗ２または突出幅Ｄ２を大きくすればＴＭ１１モードで伝送可能な周波数が大きく変化することになり、２次高調波の抑制量が大きくなる。
【００２７】
一方、導波管１１Ａの管軸方向の寸法Ｌは、基本波の管内波長に比べて短いため、凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂが基本波へ与える影響は小さい。特に、寸法Ｌが基本波の管内波長の１／８以下であれば、基本波への影響はほとんどない。
【００２８】
また、図２（Ｂ）に示すように、ＴＥ１０モードにおける電界強度は、断面長尺方向の中心部分が最も高く、断面短尺側に向けて低下し、断面短尺側の内壁面で最も低くなる。したがって、基本波をＴＥ１０モードで伝送する場合、凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂが当該基本波に影響を及ぼすことはほとんどない。
【００２９】
図３は、基本波の周波数が９．４ＧＨｚ（管内波長４４．４ｍｍ）で、幅Ｗ１を１１．５ｍｍ、高さＤ１を４．６ｍｍ、寸法Ｌを２．０ｍｍに設定した場合において、ＴＭ１１モードの通過特性（Ｓ２１特性）を示すシミュレーションデータである。図３に示すように、凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂを設けることで、２次高調波である１８．８ＧＨｚ付近の周波数で大きな減衰（約−５０ｄＢの減衰）が得られている。
【００３０】
なお、図２においては、断面短尺側の内壁面の中心に凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂを設ける例を示したが、この例に限らず、断面長尺側のいずれかに寄った位置に設けてもよい。
【００３１】
また、図２においては、導波管１１Ａの断面短尺側の内壁面の両方に凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂを対向して設けた例を示したが、少なくとも一方に設けるだけでも２次高調波のＴＭ１１モードでの伝送を抑制することができる。
【００３２】
このように、第１実施形態では、導波路３０１の途中に凸部を形成するのみで、簡易な形状で、かつ小型の高周波遮断フィルタを構成することができる。したがって、製造コスト、部品コストが低廉化される。また、基本波の電磁界を乱さないことから、基本波における挿入損失も抑制される。
【００３３】
次に、図４は、第２実施形態に係る高周波遮断フィルタ１の構成を示す図である。図４（Ａ）は、分解斜視図であり、図４（Ｂ）は、一部導波路の断面図であり、図４（Ｃ）は、通過特性（Ｓ２１特性）を示すシミュレーションデータである。
【００３４】
第２実施形態に係る高周波遮断フィルタは、第１実施形態の導波管１１Ａに代えて、導波管１０１Ａを備えている。導波管１０１Ａは、導波管１１Ａと同様に、管軸方向の両側でそれぞれ導波管１１Ｂおよび導波管１１Ｃに接続される。導波管１０１Ａは、断面が方形状の導波路３０１Ａを有する。
【００３５】
導波路３０１Ａは、断面短尺方向側の内壁面に凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂを有する。また、導波路３０１Ａは、断面長尺側の内壁面の一部が凹んだ凹部４０１および凹部４０２を有する。凹部４０１および凹部４０２は、それぞれ断面が長方形状の空間となっている。凹部４０１および凹部４０２は、それぞれ幅Ｗ３および高さＤ３を有する。
【００３６】
ここで、凹部４０１および凹部４０２のそれぞれの幅Ｗ３および高さＤ３を２次高調波の周波数に対応させると、ＴＥ１０モードで伝搬する２次高調波を抑制することができる。具体的には、高さＤ３を２次高調波の管内波長の１／４程度に設定し、幅Ｗ３を２次高調波の管内波長の１／２以上に設定すれば、２次高調波は、凹部４０１および凹部４０２に入り込み、これら凹部４０１および凹部４０２の底面で反射される。この反射波が入力波に対して逆位相になるため、導波路３０１Ａ内で２次高調波が打ち消しあって伝搬が抑制される。
【００３７】
以上の様な凹部４０１および凹部４０２を設けることで、図４（Ｃ）に示すように、２次高調波である１８．８ＧＨｚ付近の周波数で大きな減衰特性が得られる。
【００３８】
一方、導波管１０１Ａの管軸方向の寸法Ｌおよび凹部の幅Ｗ３を基本波の管内波長に比べて短く設定すれば、凹部４０１および凹部４０２が基本波へ与える影響は小くなる。特に、寸法Ｌが基本波の管内波長の１／８以下であり、幅Ｗ３が基本波の管内波長の１／２以下であれば、基本波への影響はほとんどない。
【００３９】
このように、第２実施形態では、導波路３０１Ａの途中に凹部を形成するのみで、簡易な形状、かつ小型の帯域阻止フィルタを構成することができる。したがって、この例においても製造コスト、部品コストが低廉化される。
【００４０】
なお、この例では、断面長尺側の両側の内壁面に凹部を設けたが、少なくとも一方の内壁面に設けるだけでも２次高調波のＴＥ１０モードでの伝送を抑制することができる。
【００４１】
次に、図５は、高周波遮断フィルタ１の第３実施形態の構成を説明するための図である。図５（Ａ）は、分解斜視図であり、図５（Ｂ）は、一部導波路の断面図であり、図５（Ｃ）は、通過特性（Ｓ２１特性）を示すシミュレーションデータである。
【００４２】
第３実施形態に係る高周波遮断フィルタは、第２実施形態の導波管１０１Ａに代えて、導波管１０２Ａを備えている。導波管１０２Ａは、管軸方向の両側でそれぞれ導波管１１Ｂおよび導波管１１Ｃに接続される。導波管１０２Ａは、断面が方形状の導波路３０２Ａを有する。
【００４３】
導波路３０２Ａは、断面短尺方向側の内壁面に凸部２０１Ａおよび凸部２０１Ｂを有する。また、導波路３０２Ａは、第２実施形態の導波路３０１Ａに比べ、凹部が断面長尺側の各内壁面に２つ設けられている点で相違している。導波路３０２Ａの断面長尺側の各内壁面は、それぞれ凹部４０１Ａ、凹部４０１Ｂ、凹部４０２Ａ、および凹部４０２Ｂを有する。凹部４０１Ａ、凹部４０１Ｂ、凹部４０２Ａ、および凹部４０２Ｂは、幅Ｗ４および高さＤ３を有する。また、凹部４０１Ａ、凹部４０１Ｂ、凹部４０２Ａ、および凹部４０２Ｂは、断面長尺方向の中心位置から互いに逆側へ距離Ｗ５だけ離間している。
【００４４】
ＴＥ２０モードにおける電界強度は、断面長尺方向の中心および両端が最も低く、断面長尺方向の一端から１／４の位置および３／４の位置で最も高くなる。したがって、凹部４０１Ａ、凹部４０１Ｂ、凹部４０２Ａ、および凹部４０２Ｂは、断面長尺方向の一端から１／４の位置および３／４の位置を中心にしてそれぞれ形成されている。
【００４５】
以上の様な凹部４０１Ａ、凹部４０１Ｂ、凹部４０２Ａ、および凹部４０２Ｂを設けることで、図５（Ｃ）に示すように、ＴＥ２０モードにおいても、２次高調波である１８．８ＧＨｚ付近の周波数で大きな減衰特性が得られる。
【００４６】
なお、この例では、断面長尺側の両側の内壁面に凹部を設けたが、少なくとも一方の内壁面に設けるだけでも２次高調波のＴＥ２０モードでの伝送を抑制することができる。
【００４７】
次に、図６は、高周波遮断フィルタ１の第４実施形態の構成を説明するための図である。図６（Ａ）は、分解斜視図であり、図６（Ｂ）は、一部導波路の断面図であり、図５（Ｃ）は、Ｓ１１特性およびＳ２１特性を示すシミュレーションデータである。
【００４８】
第４実施形態に係る高周波遮断フィルタは、第３実施形態の導波管１０２Ａに代えて、導波管１０３Ａを備えている。導波管１０３Ａは、第２実施形態の導波管１０２Ａと同様の構造であるが、断面長尺方向の内壁面の中心付近において、導波路内に長さＤ４だけ突出した凸部５０１Ａおよび凸部５０１Ｂを備えている。
【００４９】
上述したように、凹部の寸法Ｌおよび幅Ｗ３は、基本波の管内波長に比べて短いため、凹部が基本波へ与える影響は小さいが、２次高調波を所望の周波数で所望の減衰量で抑制するために凹部の寸法Ｌおよび幅Ｗ３を大きくした場合、基本波もわずかに凹部に入り込むようになる。凹部においては、基本波の電界が弱くなることから、等価回路上では−Ｃ成分（Ｌ成分）に相当することになる。
【００５０】
そこで、第４実施形態では、導波路３０１Ａの断面長尺側の内壁面に凸部５０１Ａおよび凸部５０１Ｂを設ける態様としている。これら凸部においては、基本波の電界が強くなることから、等価回路上ではＣ成分に相当することになる。したがって、凹部におけるＬ成分を凸部におけるＣ成分で打ち消すことになる。
【００５１】
これにより、図６（Ｃ）に示すように、２次高調波である１８．８ＧＨｚでの伝送を抑制しつつ、基本波である９．４ＧＨｚの反射損失を抑制することができる。
【００５２】
なお、図６の例では、２つの凸部５０１Ａおよび凸部５０１Ｂが対向して設けられているが、少なくとも一方に設けるだけでもよい。
【００５３】
次に、図７は、高周波遮断フィルタ１の第５実施形態の構成を示す断面図である。この例では、第４実施形態で示した凸部５０１Ａおよび凸部５０１Ｂに代えて、導波管の長尺側の側面（上下面）にネジ穴を開けて、当該ネジ穴にネジ５０２Ａおよびネジ５０２Ｂを挿入したものである。この例においても、第４実施形態で示した凸部５０１Ａおよび凸部５０１Ｂと同様に凹部におけるＬ成分を打ち消して基本波の反射損失を抑制することができる。さらに、この例では、ネジ５０２Ａおよびネジ５０２Ｂの挿入長を変更することで、共振周波数を容易に変更することができる。
【００５４】
次に、図８は、高周波遮断フィルタ１の第６実施形態の構成を示す断面図である。図８（Ａ）は分解斜視図であり、図８（Ｂ）は、一部導波路の断面図である。この例では、図５に示した第４実施形態の導波管１０２Ａおよび導波管１２Ｂの間に、さらに導波管１０５およびアイリス板１０６を挟み込んだものである。
【００５５】
導波管１０５の導波路は、基本波である９．４ＧＨｚのマイクロ波をＴＥ１０モードで管軸方向に伝送するように断面長尺方向の幅Ｗ１および断面短尺方向の高さＤ１が設定されている。アイリス板１０６は、幅Ｗ１よりもわずかに狭い幅Ｗ６の導波路を有する。このため、アイリス板１０６においては他の導波路よりも基本波の磁界が強くなり、等価回路上ではＬ成分に相当することになる。
【００５６】
ここで、導波管１０５の管軸方向の寸法Ｌ２は、基本波の管内波長の１／４程度に設定されている。すなわち、アイリス板１０６と導波管１０２Ａは、基本波の管内波長の１／４程度離れた位置に存在することになる。これにより、アイリス板１０６におけるＬ成分は、インピーダンスが反転して−Ｌ成分（Ｃ成分）に相当することになる。したがって、この例においても、第４実施形態で示した凸部５０１Ａおよび凸部５０１Ｂと同様に凹部におけるＬ成分を打ち消して基本波の反射損失を抑制することができる。
【符号の説明】
【００５７】
１…高周波遮断フィルタ
１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ…導波管
５１…マグネトロン
５２…駆動回路
５３…サーキュレータ
５４…終端器
５５…サーキュレータ
５６…ロータリージョイント
５７…アンテナ
５８…リミッタ
５９…受信回路
７１…レーダ装置
７２…マイクロ波出力装置
２０１Ａ，２０１Ｂ…凸部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2015050491.tif 000007
【図６】
2015050491.tif 000008
【図７】
2015050491.tif 000009
【図８】
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