(57)【要約】【課題】力率改善回路におけるスイッチング素子の制御回路にフィードバックを行う出力電圧検出回路と出力過電圧検出回路での待機電力を低減する。【解決手段】チョークコイルＬ１から入力した全波整流波形を第１のスイッチング素子Ｑ１でオン／オフし中間直流電圧Ｖ１を得る力率改善回路２０と、電圧Ｖ１を第２のスイッチング素子Ｑ２でオン／オフし二次巻線３２ｂへ誘導して直流出力電圧Ｖ２を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ３０と、補助巻線３２ｃの出力から補助直流電圧Ｖ３を生成する補助整流平滑回路４０を備える。出力電圧検出回路４１は電圧Ｖ１を補助直流電圧Ｖ３として出力し、出力過電圧検出回路４２は電圧Ｖ１の過電圧状態を補助直流電圧Ｖ３の過電圧状態として検出する。制御回路２１は補助直流電圧Ｖ３をフィードバックしてスイッチング素子Ｑ１をオン／オフし、過電圧状態の検出でスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを停止する。【選択図】図１
2015050890.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧の全波整流波形をチョークコイルを介して入力し、第１の制御回路で制御される第１のスイッチング素子によりオン／オフし、整流平滑して中間直流電圧を得る力率改善回路と、
前記力率改善回路が生成する中間直流電圧を第２の制御回路で制御される第２のスイッチング素子によりオン／オフし、トランスの一次巻線から二次巻線へ誘導し、整流平滑して直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記トランスにおける補助巻線の出力を整流平滑して補助直流電圧を生成する補助整流平滑回路と、
前記力率改善回路が生成する中間直流電圧の変化を前記補助整流平滑回路の補助直流電圧の変化に置き換えて出力する出力電圧検出回路と、
前記中間直流電圧の過電圧状態を前記補助整流平滑回路の過電圧状態に置き換えて検出する出力過電圧検出回路とを備え、
前記第１の制御回路は、前記出力電圧検出回路からの補助直流電圧の変化をフィードバック入力して前記中間直流電圧が安定化するように前記第１のスイッチング素子のオン／オフ制御を行うとともに、前記出力過電圧検出回路が過電圧状態を検出したときに前記第１のスイッチング素子のオン／オフ制御を停止するように構成されているスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記補助巻線は、その巻数が前記一次巻線の巻数より少なく設定されている請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第１の制御回路と第２の制御回路とは、電源投入初期に前記力率改善回路の第１のスイッチング素子は動作させず、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの第２のスイッチング素子を優先して動作させるように構成されている請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータとを有するスイッチング電源装置について、電源停止時における待機電力を低減するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３は第１の従来例のスイッチング電源装置を示す。これは、特許文献１において図４として掲げられたものである。力率改善回路５におけるスイッチング素子６８を制御回路６のアンドゲート６４からの出力でオン／オフすることにより、フィルタ４からチョークコイル主巻線６７ａを介して入力した全波整流波形を昇圧し整流ダイオード７０から出力コンデンサ７１を充電する。ＤＣ−ＤＣコンバータ８９において第２の制御回路９０でスイッチング素子９１，９２をオン／オフすることにより、出力コンデンサ７１の中間直流電圧Ｖｏをトランス９３の一次巻線９３ａに導く。二次巻線９３ｂ，９３ｃからそれぞれ整流ダイオード９５，９６を介して平滑コンデンサ９７を充電し、直流出力電圧Ｖoutを出力する。出力電圧検出回路７２の検出用の抵抗素子７４，７５の接続点で検出した直流出力電圧Ｖｏの変化をコンパレータ５７で基準電圧５８と比較し、その差分を乗算器５５へ送る。フィルタ４の出力電圧を抵抗素子５１，５２で分圧した全波整流波形の基準電圧ＡＣに前記の差分を乗算して電流目標値Ｖｍを生成する。コンパレータ５６でスイッチング電流の変換検出電圧ＶＳと電流目標値Ｖｍとの比較結果が生成され、ＯＲゲート６１とフリップフロップ６２とアンドゲート６４を介してスイッチング素子６８をオン／オフ制御する。スイッチング素子６８のターンオン状態でチョークコイル主巻線６７ａに磁気エネルギーが蓄積され、スイッチング素子６８のターンオフで蓄積エネルギーが整流ダイオード７０から平滑コンデンサ７１へと放出される。コンパレータ５４で臨界検出用巻線６７ｂによる検出電圧が基準電圧５３と比較され、ゼロクロスポイントでスイッチング素子６８がターンオンされる。過電圧検出用の抵抗素子８３，８４を有する出力過電圧検出回路８１が平滑コンデンサ７１からの出力ラインで過電圧状態を検出すると、コンパレータ８５の出力がフリップフロップ８７を活性化し、インバータ６３からの信号でスイッチング素子６８のオン／オフ制御を停止させる。
【０００３】
この第１の従来例のスイッチング電源装置にあっては、出力過電圧検出回路８１における過電圧検出用の抵抗素子８３，８４が力率改善回路５における出力コンデンサ７１の両端子間に接続されている。そのため、電源停止時においても過電圧検出用の抵抗素子８３，８４で電力を消費することになり、待機電力特性が悪化するという問題があった。
【０００４】
図４に示す第２の従来例は特許文献１が解決策として提案しているスイッチング電源装置である。出力過電圧検出回路８１における過電圧検出用の抵抗素子８３，８４がトランス９３の主巻線９３ａの位置に移動されている。その結果、電源停止時には過電圧検出用の抵抗素子８３，８４には電圧が印加されず、第１の従来例に比べると待機電力特性が改善されることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−５５５９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記の第２の従来例にあっては、出力電圧検出用の抵抗素子７３，７４，７５を有する出力電圧検出回路７２が力率改善回路５の出力コンデンサ７１の両端間に接続されているために、電源停止時でも出力コンデンサ７１から出力電圧検出用の抵抗素子７３，７４，７５に電流が流れ続けて電力消費が行われることになり、待機電力特性を悪化させているという問題がある。
【０００７】
本発明は、このような事情に鑑みて創作したものであり、力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータからなる２コンバータ方式のスイッチング電源装置において、その力率改善回路におけるスイッチング素子の制御回路にフィードバックを行う出力電圧検出回路と出力過電圧検出回路での待機電力を低減することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。
【０００９】
本発明によるスイッチング電源装置は、
交流電圧の全波整流波形をチョークコイルを介して入力し、第１の制御回路で制御される第１のスイッチング素子によりオン／オフし、整流平滑して中間直流電圧を得る力率改善回路と、
前記力率改善回路が生成する中間直流電圧を第２の制御回路で制御される第２のスイッチング素子によりオン／オフし、トランスの一次巻線から二次巻線へ誘導し、整流平滑して直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記トランスにおける補助巻線の出力を整流平滑して補助直流電圧を生成する補助整流平滑回路と、
前記力率改善回路が生成する中間直流電圧の変化を前記補助整流平滑回路の補助直流電圧の変化に置き換えて出力する出力電圧検出回路と、
前記中間直流電圧の過電圧状態を前記補助整流平滑回路の過電圧状態に置き換えて検出する出力過電圧検出回路とを備え、
前記第１の制御回路は、前記出力電圧検出回路からの補助直流電圧の変化をフィードバック入力して前記中間直流電圧が安定化するように前記第１のスイッチング素子のオン／オフ制御を行うとともに、前記出力過電圧検出回路が過電圧状態を検出したときに前記第１のスイッチング素子のオン／オフ制御を停止するように構成されている。
【００１０】
上記構成の本発明のスイッチング電源装置においては、
〈１〉力率改善回路の中間直流電圧の変化を捉える出力電圧検出回路につき、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスに関連付けられた補助整流平滑回路が出力する補助直流電圧の変化に置き換えて出力する構成としているとともに、
〈２〉中間直流電圧の過電圧状態を捉える出力過電圧検出回路につき、上記の補助整流平滑回路の過電圧状態に置き換えて検出する構成としている。
【００１１】
電源動作時に力率改善回路が生成した中間直流電圧は電源停止時に保存されるが、電源停止時にはＤＣ−ＤＣコンバータの第２のスイッチング素子の動作が停止される結果、中間直流電圧に基づく電流は流れず、トランスに関連付けられた補助整流平滑回路にも電流が流れない。その結果として、出力電圧検出回路においても出力過電圧検出回路においても電流が流れることはなく、電源停止時における待機電力を低減することが可能となる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、力率改善回路が生成する中間直流電圧の変化を捉えるための出力電圧検出回路と中間直流電圧の過電圧状態を捉える出力過電圧検出回路との二者を、トランスの補助巻線に接続した補助整流平滑回路に関連付けてあるので、電源停止時には出力電圧検出回路においても出力過電圧検出回路においても電流が流れることはなく、待機電力を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の基本的な構成の一例を示すブロック図
【図２】本発明の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図
【図３】第１の従来例のスイッチング電源装置の構成を示す回路図
【図４】第２の従来例のスイッチング電源装置の構成を示す回路図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
上記構成の本発明のスイッチング電源装置には、次のようないくつかの好ましい態様がある。
【００１５】
力率改善回路が出力する中間直流電圧をＶ１、トランスの補助巻線に接続の補助整流平滑回路が生成する補助直流電圧をＶ３、トランスの一次巻線の巻数をＮ１、補助巻線の巻数をＮ３とすると、Ｖ１：Ｖ３＝Ｎ１：Ｎ３より、
Ｖ３＝（Ｎ３／Ｎ１）・Ｖ１
であり、補助巻線の巻数Ｎ３を一次巻線の巻数Ｎ１に比べて少なく設定することにより、補助直流電圧Ｖ３を低圧化することが可能となる。補助直流電圧Ｖ３を低圧化すれば、電源停止時のみならず電源動作時においても出力電圧検出回路および出力過電圧検出回路で消費される電力を削減することが可能となる。
【００１６】
上記構成のスイッチング電源装置において、電源投入初期の動作を素早く安定化させるには、まずもって第２の制御回路の動作が安定化されていることが肝要である。第２の制御回路の動作が安定化する以前に前段の力率改善回路における第１のスイッチング素子をオン／オフ制御すれば、電源投入初期のスイッチング電源装置の動作が安定化しにくくなる。そこで、電源投入初期には力率改善回路の第１のスイッチング素子は動作させずに、まずは後段のＤＣ−ＤＣコンバータの第２のスイッチング素子を動作させ、一次巻線から補助巻線に誘導される電力をもって補助整流平滑回路を起動し、出力電圧検出回路および出力過電圧検出回路を立ち上げる。これにより、力率改善回路が生成する中間直流電圧の変化の検出と、その中間直流電圧の過電圧状態の有無の判定とが優先される。次いで、力率改善回路における第１の制御回路が、電源投入初期に優先して得られる中間直流電圧の検出結果と過電圧状態有無の判定結果とに基づいて第１のスイッチング素子に対するオン／オフ制御を開始する。以上の結果、スイッチング電源装置の電源投入初期の動作を素早く安定化させることが可能となる。
【００１７】
図１は本発明のスイッチング電源装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。図１において、Ａはスイッチング電源装置、２０は力率改善回路、３０はＤＣ−ＤＣコンバータ、４０は補助整流平滑回路、４１は出力電圧検出回路、４２は出力過電圧検出回路である。力率改善回路２０は交流電圧の全波整流波形をチョークコイルＬ１を介して入力し、第１のスイッチング素子Ｑ１によりオン／オフし、整流平滑して中間直流電圧Ｖ１を得る。第１のスイッチング素子Ｑ１は第１の制御回路２１によって制御される。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は力率改善回路２０が生成する中間直流電圧Ｖ１を第２のスイッチング素子Ｑ２によりオン／オフし、トランス３２の一次巻線３２ａから二次巻線３２ｂへ誘導し、整流平滑して直流出力電圧Ｖ２を出力する。第２のスイッチング素子Ｑ２は第２の制御回路３１によって制御される。補助整流平滑回路４０はトランス３２における補助巻線３２ｃの出力を整流平滑して補助直流電圧Ｖ３を生成する。出力電圧検出回路４１は力率改善回路２０が生成する中間直流電圧Ｖ１の変化を補助整流平滑回路４０の補助直流電圧Ｖ３の変化に置き換えて出力する。出力過電圧検出回路４２は中間直流電圧Ｖ１の過電圧状態を補助直流電圧Ｖ３の過電圧状態に置き換えて検出する。第１の制御回路２１は、出力電圧検出回路４１からの補助直流電圧Ｖ３の変化をフィードバック入力して、中間直流電圧Ｖ１ひいては直流出力電圧Ｖ２が安定化するように第１のスイッチング素子Ｑ１のオン／オフ制御を行うとともに、出力過電圧検出回路４２が過電圧状態を検出したときに第１のスイッチング素子Ｑ１のオン／オフ制御を停止するように構成されている。
【００１８】
上記構成のスイッチング電源装置Ａの動作は次のとおりである。
【００１９】
力率改善回路２０においては、第１の制御回路２１が第１のスイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御してチョークコイルＬ１に磁気エネルギーを蓄積する状態と蓄積されたエネルギーを放出する状態とを適切なタイミングで交互に繰り返し、整流平滑することにより、力率が改善された中間直流電圧Ｖ１が得られる。
【００２０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３０においては、力率改善回路２０が生成した中間直流電圧Ｖ１を入力し、第２の制御回路３１が第２のスイッチング素子Ｑ２をオン／オフ制御してトランス３２の一次巻線３２ａに磁気エネルギーを蓄積する状態と蓄積されたエネルギーを二次巻線３２ｂから放出する状態とを適切なタイミングで交互に繰り返し、整流平滑することにより、直流出力電圧Ｖ２を出力する。
【００２１】
以上の協働により、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０からは力率改善された直流出力電圧Ｖ２が出力される。
【００２２】
第１の制御回路２１は出力電圧検出回路４１からの補助直流電圧Ｖ３の変化をもって力率改善回路２０が生成した中間直流電圧Ｖ１の変化を検出し、その検出結果に応じて第１のスイッチング素子Ｑ１に対するオン／オフのフィードバック制御を調整する。これにより、中間直流電圧Ｖ１のレベル安定化が図られるとともに、力率改善回路２０からＤＣ−ＤＣコンバータ３０へ流出する電流の位相が入力されてくる全波整流波形の位相とほぼ一致し、力率の改善が図られる。第１の制御回路２１はさらに、出力過電圧検出回路４２からの過電圧状態の検出の有無をもって力率改善回路２０が生成した中間直流電圧Ｖ１の過電圧状態の有無を判定する。その判定結果が過電圧状態を示すときには、第１のスイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング制御を停止させる。これにより、中間直流電圧Ｖ１の過電圧状態が解消される。
【００２３】
上記構成のスイッチング電源装置Ａにおいては、出力電圧検出回路４１は結果的に力率改善回路２０の中間直流電圧Ｖ１の変化を捉えるものであるが、直接的にはＤＣ−ＤＣコンバータ３０のトランス３２に関連付けられた補助整流平滑回路４０が出力する補助直流電圧Ｖ３の変化を捉えるものとして構成されている。また、出力過電圧検出回路４２は結果的に力率改善回路２０の中間直流電圧Ｖ１の過電圧状態を捉えるものであるが、直接的には上記の補助整流平滑回路４０の補助直流電圧Ｖ３の過電圧状態を捉えるものとして構成されている。
【００２４】
電源動作時に力率改善回路２０が生成した中間直流電圧Ｖ１は力率改善回路２０の整流平滑部に保存される（平滑コンデンサへの充電）。この中間直流電圧Ｖ１は電源停止時においても保存されている。しかし、電源停止時にはＤＣ−ＤＣコンバータ３０において、第２の制御回路３１による第２のスイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作は停止する。したがって、トランス３２の一次巻線３２ａには中間直流電圧Ｖ１に基づく電流は流れず、トランス３２の補助巻線３２ｃに関連付けられた補助整流平滑回路４０にも電流が流れない。結果として、出力電圧検出回路４１においても出力過電圧検出回路４２においても電流は流れない。
【００２５】
以上のようにして、本実施形態のスイッチング電源装置Ａでは電源停止時における待機電力を低減することができる。
【実施例】
【００２６】
以下、本発明にかかわるスイッチング電源装置の実施例を、図面を参照して詳細に説明する。
【００２７】
図２は本発明の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。まず、構成要素を列挙する。図２において、Ａはスイッチング電源装置、Ｔ１ｐ，Ｔ１ｎはスイッチング電源装置Ａにおける交流電源１０の第１と第２の入力端子、Ｔ２ｐ，Ｔ２ｎはスイッチング電源装置Ａにおける直流電圧の第１と第２の出力端子、１１は第１のフィルタ、１２はダイオードブリッジによる全波整流回路、１３は第２のフィルタ、２０は力率改善回路、３０はＤＣ−ＤＣコンバータ、４０は補助整流平滑回路、４１は出力電圧検出回路、４２は出力過電圧検出回路である。力率改善回路２０の構成要素として、Ｌ１はチョークコイル（インダクタ）、Ｄ１は第１の整流ダイオード、Ｑ１は第１のスイッチング素子、Ｃ１は第１の平滑コンデンサである出力コンデンサ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は抵抗素子、２１は集積回路（ＩＣ）で構成された力率改善用の第１の制御回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の構成要素として、Ｑ２は第２のスイッチング素子、Ｄ２は第２の整流ダイオード、Ｃ２は第２の平滑コンデンサ、３１は集積回路（ＩＣ）で構成されたコンバータ制御用の第２の制御回路、３２はトランス、３２ａはトランス３２の一次巻線、３２ｂは二次巻線である。補助整流平滑回路４０の構成要素として、３２ｃはトランス３２の補助巻線、Ｄ３は第３の整流ダイオード、Ｃ３は第３の平滑コンデンサである。出力電圧検出回路４１の構成要素として、Ｒ５，Ｒ６は抵抗素子であり、出力過電圧検出回路４２の構成要素として、Ｒ７，Ｒ８は抵抗素子である。
【００２８】
一対の入力端子Ｔ１ｐ，Ｔ１ｎ間に第１のフィルタ１１が挿入され、第１のフィルタ１１の一対の出力端子間に全波整流回路１２の一対の入力端子が接続され、全波整流回路１２の一対の出力端子間に第２のフィルタ１３が挿入されている。第１のフィルタ１１および第２のフィルタ１３は、スイッチング電源装置Ａから交流電源１０側に漏洩しようとするノイズ成分を除去する機能を有している（ノーマルモードフィルタ、コモンモードフィルタ）。
【００２９】
第２のフィルタ１３の一対の出力端子間に力率改善回路２０が接続されている。すなわち、第２のフィルタ１３のハイサイド出力端子にチョークコイル（主巻線）Ｌ１の一方端子が接続され、チョークコイルＬ１の他方端子に第１の整流ダイオードＤ１のアノードが接続され、そのカソードに第１の出力コンデンサＣ１の一方端子（正極端子）が接続され、その他方端子が第２のフィルタ１３のローサイド出力端子に接続されている。チョークコイルＬ１と第１の整流ダイオードＤ１との接続点に第１のスイッチング素子Ｑ１と電流検出用の抵抗素子Ｒ１の直列回路が接続され、電流検出用の抵抗素子Ｒ１の他方端子はローサイド出力端子に接続されている。詳しくは、第１のスイッチング素子Ｑ１として、ここではＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体による電界効果トランジスタ）を用いている。ＮＭＯＳである第１のスイッチング素子Ｑ１のドレインがチョークコイルＬ１と第１の整流ダイオードＤ１のアノードとの接続点に接続され、第１のスイッチング素子Ｑ１のソースが電流検出用の抵抗素子Ｒ１の一方端子に接続され、抵抗素子Ｒ１の他方端子がローサイドラインＬＬに接続されている。
【００３０】
第２のフィルタ１３からのハイサイドラインＬＨとローサイドラインＬＬとの間に抵抗素子Ｒ２と抵抗素子Ｒ３の直列回路が接続され、その抵抗分割点が第１の制御回路２１に導かれている。これは、全波整流波形の基準電圧ＡＣを第１の制御回路２１に取り込む構成である。チョークコイルＬ１の磁気コアには臨界検出用巻線Ｌ１′が結合されている。この臨界検出用巻線Ｌ１′と抵抗素子Ｒ４の直列回路がローサイドラインＬＬと第１の制御回路２１との間に接続されている。第１の制御回路２１には、第１のスイッチング素子Ｑ１と電流検出用の抵抗素子Ｒ１との接続点から、抵抗素子Ｒ１によるスイッチング電流検出信号を電圧に変換した電圧つまりスイッチング電流の変換検出電圧ＶＳが入力されるようになっている。また、第１の制御回路２１には、出力電圧検出回路４１による検出出力電圧ＣＶが入力されるようになっているとともに、出力過電圧検出回路４２による出力過電圧検出電圧Ｓｏが入力されるようになっている。
【００３１】
第１の制御回路２１の具体的な内部構成は上述した従来例と同様のものであるが、以下の機能を有するものであれば、どのような回路構成としても構わない。その機能は次のとおりである。
【００３２】
第１の制御回路２１は、第１のスイッチング素子Ｑ１を所定のデューティサイクルでオン／オフ切替制御する。出力電圧検出回路４１による検出出力電圧ＣＶと第１の基準電圧との差分の電圧を求め、抵抗素子Ｒ２，Ｒ３で検出した全波整流波形の基準電圧ＡＣと前記の差分の電圧との積（乗算結果）を電流目標値（Ｖｍ）として生成する。スイッチング電流の変換検出電圧ＶＳが電流目標値（Ｖｍ）となるタイミングおよびデューティサイクルのもとで第１のスイッチング素子Ｑ１をオン／オフ切替制御する。
【００３３】
第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオンによってチョークコイル（主巻線）Ｌ１にスイッチング電流が流れ、チョークコイルＬ１に磁気エネルギーが蓄積されるが、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーと第２のフィルタ１３から供給される電圧とが合成され、第１の整流ダイオードＤ１を通して出力コンデンサＣ１に充電が行われる。この結果、出力コンデンサＣ１には、第２のフィルタ１３から供給された全波整流波形のピーク値より高く昇圧された電圧が出力される。エネルギーの放出が終了すると、チョークコイルＬ１の巻線電圧が反転する。この巻線電圧を臨界検出用巻線Ｌ１′により検出し、抵抗素子Ｒ４を介して第１の制御回路２１に入力する。チョークコイルＬ１の巻線電圧が第３の基準電圧に達すると第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。以後、このような動作の繰り返しにより力率改善回路２０の出力コンデンサＣ１から出力される中間直流電圧Ｖ１のレベルは一定に保たれる。同時に、交流電源１０に流れる電流が交流電源１０の電圧に追従した正弦波電流波形となって、力率改善が行われる。
【００３４】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０について説明する。力率改善回路２０の出力側にＤＣ−ＤＣコンバータ３０が接続されている。力率改善回路２０の出力コンデンサＣ１の正極端子と負極端子との間にトランス３２の一次巻線３２ａと第２のスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。第２のスイッチング素子Ｑ２として、ここではＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いている。一次巻線３２ａの一方端子が出力コンデンサＣ１の正極端子に接続され、他方端子がＮＭＯＳである第２のスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。第２のスイッチング素子Ｑ２のソースが出力コンデンサＣ１の負極端子に接続されている。第２のスイッチング素子Ｑ２は第２の制御回路３１によって所定のデューティサイクルでオン／オフ制御されるようになっている。トランス３２の二次巻線３２ｂの両端間に第２の整流ダイオードＤ２と第２の平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続され、第２の平滑コンデンサＣ２の正極端子および負極端子に一対の出力端子Ｔ２ｐ，Ｔ２ｎが接続されている。二次巻線３２ｂは一次巻線３２ａに対して逆極性となっている。図２で巻線の脇に記載した黒丸の記号「●」は巻線の"巻き始め"を示している。一次巻線３２ａでは上端に記号「●」が記載され、二次巻線３２ｂでは下端に記載されていて、互いに逆極性であることが分かる。よって、このＤＣ−ＤＣコンバータ３０はフライバック方式となっている。すなわち、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン期間にトランス３２に磁気エネルギーを蓄積し、第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオフによってエネルギーを二次側に放出する方式である。
【００３５】
補助整流平滑回路４０は次のように構成されている。トランス３２のコアに結合された補助巻線３２ｃの両端間に第３の整流ダイオードＤ３と第３の平滑コンデンサＣ３の直列回路が接続された構成をもって補助整流平滑回路４０が構成されている。補助巻線３２ｃは一次巻線３２ａと同極性となっており、補助整流平滑回路４０が出力する補助直流電圧Ｖ３の変化は、力率改善回路２０からＤＣ−ＤＣコンバータ３０へ入力される出力コンデンサＣ１の中間直流電圧Ｖ１の変化に正比例する。
【００３６】
補助巻線３２ｃの巻数Ｎ３は一次巻線３２ａの巻数Ｎ１に比べて充分に少ないものに設定されている。したがって、補助巻線３２ｃに誘起される補助直流電圧Ｖ３は力率改善回路２０が出力する中間直流電圧Ｖ１に比べて充分に低いものとなる。
【００３７】
第１の制御回路２１のフィードバック制御に用いられる出力電圧検出回路４１は次のように構成されている。第３の平滑コンデンサＣ３の両端間に抵抗分割回路を構成する抵抗素子Ｒ５と抵抗素子Ｒ６の直列回路が接続され、両抵抗素子Ｒ５，Ｒ６の接続点が第１の制御回路２１の帰還制御端子に接続されている。両抵抗素子Ｒ５，Ｒ６の接続点に現れる検出出力電圧ＣＶは、その変化が出力コンデンサＣ１の中間直流電圧Ｖ１の変化を反映するものとなっている。中間直流電圧Ｖ１が所定の規定電圧Ｖref1を超えることは、検出出力電圧ＣＶが所定の規定電圧Ｖref1′を超えることに等価的に対応する。
【００３８】
また、第１の制御回路２１のフィードバック制御（保護動作）に用いられる出力過電圧検出回路４２は次のように構成されている。第３の平滑コンデンサＣ３の両端間に抵抗分割回路を構成する抵抗素子Ｒ７と抵抗素子Ｒ８の直列回路が接続され、両抵抗素子Ｒ７，Ｒ８の接続点が第１の制御回路２１のオフ制御端子に接続されている。両抵抗素子Ｒ７，Ｒ８の接続点に現れる出力過電圧検出電圧Ｓｏは、その変化が出力コンデンサＣ１の中間直流電圧Ｖ１の過電圧状況を反映するものとなっている。中間直流電圧Ｖ１が所定の過電圧判定電圧Ｖref2を超えることは、出力過電圧検出電圧Ｓｏが所定の過電圧判定電圧Ｖref2′を超えることに等価的に対応する。
【００３９】
上記において、抵抗素子Ｒ８の両端間に現れる出力過電圧検出電圧Ｓｏは抵抗素子Ｒ６の両端間に現れる検出出力電圧ＣＶより高めになる。その保障として、抵抗比Ｒ５／Ｒ６に対して抵抗比Ｒ７／Ｒ８をより小さくしている。換言すれば、全抵抗（Ｒ５＋Ｒ６）に占めるＲ６の割合に比べて全抵抗（Ｒ７＋Ｒ８）に占めるＲ８の割合をより大きくしている。
【００４０】
次に、上記のように構成された本実施例のスイッチング電源装置Ａの動作を説明する。
【００４１】
＜電源投入時の動作＞
交流電源１０からの正弦波電圧が第１のフィルタ１１を通過して全波整流回路１２で全波整流され、その全波整流波形が第２のフィルタ１３を通過して力率改善回路２０に供給される。電源投入初期においては、力率改善回路２０における第１の制御回路２１は直ちには動作せず、第１のスイッチング素子Ｑ１はオフ状態を保っている。第２のフィルタ１３の出力端に現れた全波整流波形の電圧による電流がチョークコイル（主巻線）Ｌ１→第１の整流ダイオードＤ１→出力コンデンサＣ１の経路で流れ、出力コンデンサＣ１に充電を行い、出力コンデンサＣ１の両端間に中間直流電圧Ｖ１を生起させる。この中間直流電圧Ｖ１はＤＣ−ＤＣコンバータ３０の入力端子に印加される。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０における第２の制御回路３１は力率改善回路２０における第１の制御回路２１に優先して動作し、第２のスイッチング素子Ｑ２をオン／オフ制御する。第２のスイッチング素子Ｑ２のオン期間では、時間経過に伴ってトランス３２の一次巻線３２ａの電流が増加し、トランス３２にエネルギーが蓄えられる。次いで、第２の制御回路３１が第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオフさせると、トランス３２に蓄えられたエネルギーが二次巻線３２ｂから第２の整流ダイオードＤ２、第２の平滑コンデンサＣ２により整流平滑されて一対の出力端子Ｔ２ｐ，Ｔ２ｎより直流出力電圧Ｖ２が出力される。トランス３２に蓄えられたエネルギーの放出が終了すると、再び第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンする。以後、上記の動作の繰り返しにより発振動作が継続する。図示は省略しているが、２次側の検出電圧と基準電圧との誤差信号がフォトカプラにより１次側の第２の制御回路３１にフィードバックされ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフするタイミングが制御されて直流出力電圧Ｖ２が一定になる。
【００４２】
一方、電源投入初期において、第２のスイッチング素子Ｑ２のターンオンに伴って一次巻線３２ａに電圧が印加されると、補助整流平滑回路４０における補助巻線３２ｃに帰還電圧が発生する。その帰還電圧が第３の整流ダイオードＤ３によって整流され、第３の平滑コンデンサＣ３によって平滑化される。この補助整流平滑回路４０における第３の平滑コンデンサＣ３の両端電圧が補助直流電圧Ｖ３である。
【００４３】
出力電圧検出回路４１は第３の平滑コンデンサＣ３の両端間の補助直流電圧Ｖ３を抵抗素子Ｒ５，Ｒ６で分圧した検出出力電圧ＣＶを生成し、第１の制御回路２１に帰還入力する。同時に、出力過電圧検出回路４２は補助直流電圧Ｖ３を抵抗素子Ｒ７，Ｒ８で分圧した出力過電圧検出電圧Ｓｏを第１の制御回路２１に帰還入力する。
【００４４】
出力電圧検出回路４１による検出出力電圧ＣＶの変化および出力過電圧検出回路４２による出力過電圧検出電圧Ｓｏの変化は、それぞれ力率改善回路２０からの中間直流電圧Ｖ１の変化に対応している。中間直流電圧Ｖ１に対応する検出出力電圧ＣＶを生成するための出力電圧検出回路４１は補助整流平滑回路４０での電圧変化を捕捉するものとなっている。
【００４５】
電源投入初期において、出力過電圧検出回路４２が検出した出力過電圧検出電圧Ｓｏが規定値を超えなければ、第１の制御回路２１が制御動作を開始する。第１の制御回路２１は、出力電圧検出回路４１から入力した検出出力電圧ＣＶが規定値以下であると、第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンしてチョークコイル（主巻線）Ｌ１に磁気エネルギーを蓄積し、次いで所定のデューティサイクルのタイミングでターンオフし、チョークコイルＬ１と第１のスイッチング素子Ｑ１との接続点に逆起電力を発生させて第１の整流ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ１に充電を行う。これにより、出力コンデンサＣ１の中間直流電圧Ｖ１が上昇する。
【００４６】
ここで、電源投入初期にまずＤＣ−ＤＣコンバータ３０でのスイッチング動作を優先し、力率改善回路２０でのスイッチング動作は後回しにすることの理由を説明する。
【００４７】
出力電圧検出回路４１による検出出力電圧ＣＶは、スイッチング電流が電流目標値（Ｖｍ）となるように第１の制御回路２１が第１のスイッチング素子Ｑ１をオン／オフ切替制御する際に用いるものである。したがって、電源投入初期において検出出力電圧ＣＶが所定レベルまで達しないうちに第１のスイッチング素子Ｑ１をオン／オフ切替制御すれば、力率改善回路２０の動作が不安定なものとなり、力率改善の効果が低いものになってしまう。
【００４８】
そこで、電源投入初期には、第１の制御回路２１は力率改善回路２０を動作させるのに先立って補助整流平滑回路４０の補助巻線３２ｃに電圧が発生するように制御を行うものとする。補助巻線３２ｃに電圧が発生し、出力電圧検出回路４１による検出出力電圧ＣＶが所定レベルに達してから、第１のスイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング動作を開始するものとする。このように構成すれば、力率改善回路２０による力率改善の効果を低下させないですむ。
【００４９】
力率改善回路２０における第１の制御回路２１は出力電圧検出回路４１による検出出力電圧ＣＶが所定レベルに達したことを検出すると、第１のスイッチング素子Ｑ１に対するオン／オフ制御を開始する。第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンすると、第２のフィルタ１３からチョークコイル（主巻線）Ｌ１→第１のスイッチング素子Ｑ１→電流検出用の抵抗素子Ｒ１の経路にスイッチング電流が流れ、チョークコイル（主巻線）Ｌ１に磁気エネルギーが蓄積される。このとき、電流検出用の抵抗素子Ｒ１による検出電圧ＶＳがスイッチング電流の電流目標値（Ｖｍ）と比較される。このときの電流目標値（Ｖｍ）は抵抗素子Ｒ２，Ｒ３の接続点に現れる全波整流波形を基準電圧ＡＣとし、これに出力電圧検出回路４１からの検出出力電圧ＣＶを乗算して得るようになっている。電流検出用の抵抗素子Ｒ１による検出電圧ＶＳが電流目標値（Ｖｍ）に達すると、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフする。すると、チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーと第２のフィルタ１３から供給される電圧とが合成され、第１の整流ダイオードＤ１を通して出力コンデンサＣ１に充電され、第２のフィルタ１３から供給された全波整流波形のピーク値より高く昇圧された電圧が出力される。
【００５０】
チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、チョークコイルＬ１の巻線電圧が反転する。この巻線電圧をチョークコイルＬ１の臨界検出用巻線Ｌ１′により検出し、抵抗素子Ｒ４を介して第１の制御回路２１に入力する。第１の制御回路２１は巻線電圧が基準電圧以下となれば、再び第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンする。すなわち、チョークコイルＬ１のエネルギーの放出が終了した時点で、再び第１のスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。
【００５１】
以後、このような動作の繰り返しにより力率改善回路２０の出力コンデンサＣ１の中間直流電圧Ｖ１は一定に保たれる。同時に、交流電源１０に流れる電流が交流電源１０の電圧に追従した正弦波電流波形となる。
【００５２】
第１の制御回路２１は出力過電圧検出回路４２における抵抗素子Ｒ７，Ｒ８の接続点に現れる出力過電圧検出電圧Ｓｏを取り込み、基準電圧と比較し、過電圧を検出した場合には力率改善回路２０における第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止させる。
【００５３】
スイッチング電源装置Ａの通常の動作時においては、補助整流平滑回路４０における第３の平滑コンデンサＣ３を電源として、出力過電圧検出回路４２の両抵抗素子Ｒ７，Ｒ８および出力電圧検出回路４１の両抵抗素子Ｒ５，Ｒ６に電流が流れ続ける。
【００５４】
しかし、補助巻線３２ｃの巻数Ｎ３一次巻線３２ａの巻数Ｎ１に比べて少なく設定することにより、補助整流平滑回路４０の補助巻線３２ｃに発生する電圧は低レベル電圧であるため、通常の動作時にこれらの抵抗素子Ｒ７，Ｒ８および抵抗素子Ｒ５，Ｒ６で消費される電力について、これを低減することができる。
【００５５】
＜電源停止時の動作＞
スイッチング電源装置Ａの一対の出力端子Ｔ２ｐ，Ｔ２ｎに接続される機器が外されてオープンとなった場合、第１の制御回路２１および第２の制御回路３１が動作を停止し、第１のスイッチング素子Ｑ１も第２のスイッチング素子Ｑ２もスイッチング動作が停止される。力率改善回路２０の出力コンデンサＣ１にはすでに充電が行われており、直流電源を構成している。しかし、第２のスイッチング素子Ｑ２がスイッチング動作を停止すれば、トランス３２の一次巻線３２ａから補助巻線３２ｃへの電力の誘起が起こらず、第３の平滑コンデンサＣ３の充電電圧は消失する。結果として、出力過電圧検出回路４２における直列接続の抵抗素子Ｒ７，Ｒ８には電流が流れない。すなわち、電源停止時においては、出力過電圧検出回路４２の抵抗素子Ｒ７，Ｒ８での電力消費は生じない。加えて、出力電圧検出回路４１における直列接続の抵抗素子Ｒ５，Ｒ６にも電流が流れない。すなわち、電源停止時においては、出力電圧検出回路４１の抵抗素子Ｒ５，Ｒ６での電力消費も生じない。
【００５６】
以上のように本実施例によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０において、電磁結合により一次側から二次側へ電力を伝えるトランス３２に補助巻線３２ｃを追加し、その補助巻線３２ｃに接続した補助整流平滑回路４０を直流電源として出力過電圧検出回路４２および出力電圧検出回路４１を構成しているので、電源停止時において、出力過電圧検出回路４２のみならず出力電圧検出回路４１においても電力消費を防止するため、力率改善回路付きのスイッチング電源装置Ａの待機電力の削減を促進することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
本発明は、力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータからなる２コンバータ方式のスイッチング電源装置において、電源停止時の出力電圧検出回路および出力過電圧検出回路の電力損失（待機電力）を低減する技術として有用である。本発明は、共振型および非共振型のいずれのＤＣ−ＤＣコンバータでも適用できる。
【符号の説明】
【００５８】
２０  力率改善回路
２１  第１の制御回路
３０  ＤＣ−ＤＣコンバータ
３１  第２の制御回路
３２  トランス
３２ａ  一次巻線
３２ｂ  二次巻線
３２ｃ  補助巻線
４０  補助整流平滑回路
４１  出力電圧検出回路
４２  出力過電圧検出回路
Ａ  スイッチング電源装置
Ｌ１  チョークコイル（主巻線）
Ｑ１  第１のスイッチング素子
Ｑ２  第２のスイッチング素子
Ｖ１  中間直流電圧
Ｖ２  直流出力電圧
Ｖ３  補助直流電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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