(57)【要約】【課題】受信品質を向上させる。【解決手段】受信回路は、ローカル信号生成部、デューティ比補正部、発信信号生成部および混合部を備える。ローカル信号生成部は、変調された受信信号に対して周波数が異なる信号をローカル信号として生成する。デューティ比補正部は、生成されたローカル信号のデューティ比を所定値に補正する。発振信号生成部は、デューティ比が補正されたローカル信号を用いて互いに位相が異なる複数の発振信号を生成する。混合部は、受信信号と複数の発振信号のそれぞれとを混合する。【選択図】図１
2015159374.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調された受信信号に対して周波数が異なる信号をローカル信号として生成するローカル信号生成部と、
前記生成されたローカル信号のデューティ比を所定値に補正するデューティ比補正部と、
前記デューティ比が補正されたローカル信号を用いて互いに位相が異なる複数の発振信号を生成する発振信号生成部と、
前記受信信号と前記複数の発振信号のそれぞれとを混合する混合部と
を具備する受信回路。
【請求項２】
前記発振信号生成部は、互いに位相が４５度異なる前記複数の発振信号を生成する
請求項１記載の受信回路。
【請求項３】
前記発振信号生成部は、互いに位相が９０度異なる前記複数の発振信号を生成する
請求項１記載の受信回路。
【請求項４】
前記ローカル信号は、正相信号と当該正相信号に対して位相が１８０度異なる逆相信号とを含み、
前記デューティ比補正回路は、
前記正相信号および前記逆相信号を遅延させる遅延部と、
前記遅延した正相信号および逆相信号を帰還させる帰還部と、
前記帰還した逆相信号による前記正相信号の電圧の調整と前記帰還した正相信号による前記逆相信号の電圧の調整とを行う電圧調整部とを備える
請求項１記載の受信回路。
【請求項５】
前記正相信号および前記逆相信号のそれぞれの波形の立上り期間および立下り期間を制御する制御部をさらに具備する
請求項１記載の受信回路。
【請求項６】
前記制御部は、前記ローカル信号の周波数が低いほど前記立上り期間および前記立下り期間を長くする
請求項５記載の受信回路。
【請求項７】
前記制御部は、前記立上り期間および前記立下り期間を取得して当該取得した期間が所定の許容範囲内の値でない場合には前記期間を前記許容範囲内の値に制御する
請求項５記載の受信回路。
【請求項８】
前記受信回路の温度を測定する温度測定部をさらに具備し、
前記制御部は、前記測定された温度に基づいて前記立上り期間および前記立下り期間を制御する
請求項５記載の受信回路。
【請求項９】
変調された受信信号に対して周波数が異なる信号をローカル信号として生成するローカル信号生成部と、
前記生成されたローカル信号のデューティ比を所定値に補正するデューティ比補正部と、
前記デューティ比が補正されたローカル信号を用いて互いに位相が異なる複数の発振信号を生成する発振信号生成部と、
前記受信信号と前記複数の発振信号のそれぞれとを混合して混合信号を生成する混合部と、
前記混合信号を復調する復調回路と
を具備する受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本技術は、受信回路、および、受信装置に関する。詳しくは、周波数を変換する受信回路、および、受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より受信装置においては、増幅や変調を容易にするなどの目的で、受信信号の受信周波数を中間周波数等に変換する周波数変換が行われている。この周波数変換を行う際に受信装置は、一般に、受信信号と周波数の異なるローカル信号を生成して、受信信号と混合する。この受信信号には、増幅器などにおいて、受信周波数の奇数倍の周波数の高調波が生じることがあり、この高調波は受信品質を低下させる要因となる。このような高調波を抑制することができるミキサとしてハーモニックリジェクションミキサが知られている。このハーモニックリジェクションミキサを、ローカル信号源および４分周位相器とともに実装した受信装置が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。この受信装置において、ローカル信号源および４分周位相器は、互いに４５度ずつ位相が異なる３つローカル信号ＬＯ＿０、ＬＯ＿４５およびＬＯ＿９０を生成する。そして、ハーモニックリジェクションミキサは、これらのローカル信号のそれぞれと受信信号とを混合して３つの混合信号を生成し、それらの混合信号を合成して中間周波数信号として出力する。３つのローカル信号の互いの位相差を４５度とすることにより、３つの混合信号のうち２つにおける高調波の合成ベクトルの向きは、残りの１つにおける高調波のベクトルと逆になって高調波が打ち消される。これにより、中間周波数信号において高調波が生じなくなり、受信品質が向上する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１２−６５０１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上述の従来技術では、受信品質を十分に向上させることができないおそれがある。これは、オフセット電圧の発生などの要因により、ローカル信号のデューティ比が設計値（例えば、５０％）からずれた値になるおそれがあるためである。デューティ比が設計値からずれると、３つのローカル信号の互いの位相差が４５度と異なる値になる。この結果、３つの混合信号のうち２つにおける高調波の合成ベクトルの向きが、残りの１つにおける高調波のベクトルと逆にならずに高調波が残存してしまう。この残存した高調波により受信品質が低下する。
【０００５】
本技術はこのような状況に鑑みて生み出されたものであり、受信品質を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本技術は、上述の問題点を解消するためになされたものであり、その第１の側面は、変調された受信信号に対して周波数が異なる信号をローカル信号として生成するローカル信号生成部と、上記生成されたローカル信号のデューティ比を所定値に補正するデューティ比補正部と、上記デューティ比が補正されたローカル信号を用いて互いに位相が異なる複数の発振信号を生成する発振信号生成部と、上記受信信号と上記複数の発振信号のそれぞれとを混合する混合部とを具備する受信回路である。これにより、デューティ比が所定値に補正されたローカル信号を用いて生成された複数の発振信号のそれぞれと受信信号が混合されるという作用をもたらす。
【０００７】
また、この第１の側面において、上記発振信号生成部は、互いに位相が４５度異なる上記複数の発振信号を生成してもよい。これにより、互いに位相が４５度異なる複数の発振信号のそれぞれと受信信号とが混合されるという作用をもたらす。
【０００８】
また、この第１の側面において、上記発振信号生成部は、互いに位相が９０度異なる上記複数の発振信号を生成してもよい。これにより、互いに位相が９０度異なる複数の発振信号のそれぞれと受信信号とが混合されるという作用をもたらす。
【０００９】
また、この第１の側面において、上記ローカル信号は、正相信号と当該正相信号に対して位相が１８０度異なる逆相信号とを含み、上記デューティ比補正回路は、上記正相信号および上記逆相信号を遅延させる遅延部と、上記遅延した正相信号および逆相信号を帰還させる帰還部と、上記帰還した逆相信号による上記正相信号の電圧の調整と上記帰還した正相信号による上記逆相信号の電圧の調整とを行う電圧調整部とを備えてもよい。これにより、帰還した逆相信号による正相信号の電圧の調整と帰還した正相信号による逆相信号の電圧の調整とが行われるという作用をもたらす。
【００１０】
また、この第１の側面において、上記正相信号および上記逆相信号のそれぞれの波形の立上り期間および立下り期間を制御する制御部をさらに具備してもよい。これにより、正相信号および逆相信号のそれぞれの波形の立上り期間および立下り期間が制御されるという作用をもたらす。
【００１１】
また、この第１の側面において、上記制御部は、上記制御部は、上記ローカル信号の周波数が低いほど上記立上り期間および上記立下り期間を長くしてもよい。これにより、ローカル信号の周波数が低いほど立上り期間および立下り期間が長くなるという作用をもたらす。
【００１２】
また、この第１の側面において、上記制御部は、上記立上り期間および上記立下り期間を取得して当該取得した期間が所定の許容範囲内の値でない場合には上記期間を上記許容範囲内の値に制御してもよい。これにより、立上り期間および立下り期間が許容範囲内の値に制御されるという作用をもたらす。
【００１３】
また、この第１の側面において、上記受信回路の温度を測定する温度測定部をさらに具備し、上記制御部は、上記測定された温度に基づいて上記立上り期間および上記立下り期間を制御してもよい。これにより、測定された温度に基づいて立上り期間および立下り期間が制御されるという作用をもたらす。
【００１４】
また、本技術の第２の側面は、変調された受信信号に対して周波数が異なる信号をローカル信号として生成するローカル信号生成部と、上記生成されたローカル信号のデューティ比を所定値に補正するデューティ比補正部と、上記デューティ比が補正されたローカル信号を用いて互いに位相が異なる複数の発振信号を生成する発振信号生成部と、上記受信信号と上記複数の発振信号のそれぞれとを混合して混合信号を生成する混合部と、上記混合信号を復調する復調回路とを具備する受信装置である。これにより、デューティ比が所定値に補正されたローカル信号を用いて生成された複数の発振信号のそれぞれと受信信号が混合されるという作用をもたらす。
【発明の効果】
【００１５】
本技術によれば、受信品質を向上させることができるという優れた効果を奏し得る。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】第１の実施の形態における受信装置の一構成例を示すブロック図である。
【図２】第１の実施の形態におけるデューティ比補正部の一構成例を示す回路図である。
【図３】第１の実施の形態におけるデューティ比の補正前後の正弦波の波形の一例を示す図である。
【図４】第１の実施の形態におけるデューティ比の補正前後の矩形波の波形の一例を示す図である。
【図５】第１の実施の形態における位相シフト部の一構成例を示すブロック図である。
【図６】第１の実施の形態における混合部の一構成例を示すブロック図である。
【図７】第１の実施の形態における基本波および高調波のベクトル図の一例である。
【図８】第１の実施の形態における比較例の３次高調波のベクトル図の一例である。
【図９】第１の実施の形態の変形例における位相シフト部の一構成例を示すブロック図である。
【図１０】第１の実施の形態の変形例における混合部の一構成例を示すブロック図である。
【図１１】第２の実施の形態における受信装置の一構成例を示すブロック図である。
【図１２】第２の実施の形態におけるデューティ比補正部の一構成例を示す回路図である。
【図１３】第２の実施の形態における駆動力可変インバータの一構成例を示す回路図である。
【図１４】第３の実施の形態における受信装置の一構成例を示すブロック図である。
【図１５】第３の実施の形態における時間デジタル変換器の一構成例を示す回路図である。
【図１６】第４の実施の形態における受信装置の一構成例を示すブロック図である。
【図１７】第４の実施の形態における温度測定部の一構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本技術を実施するための形態（以下、実施の形態と称する）について説明する。説明は以下の順序により行う。
１．第１の実施の形態（デューティ比を補正する例）
２．第２の実施の形態（ローカル周波数に基づいて遅延時間を制御してデューティ比を補正する例）
３．第３の実施の形態（遅延時間を許容範囲内に制御してデューティ比を補正する例）
４．第４の実施の形態（温度に基づいて遅延時間を制御してデューティ比を補正する例）
【００１８】
＜１．第１の実施の形態＞
［受信装置の構成例］
図１は、実施の形態における受信装置の一構成例を示すブロック図である。この受信装置は、アンテナ１００、受信回路２００および復調回路４００を備える。受信回路２００は、周波数選択フィルタ２１０、ＲＦ増幅部２２０、ノイズ低減フィルタ２３０、混合部２４０、ＩＦ増幅部２５０、ローカル信号生成部２６０、デューティ比補正部３００および位相シフト部２７０を備える。
【００１９】
アンテナ１００は、所定の変調方式により変調された受信信号ＲＦを受信するものである。このアンテナ１００は、受信した受信信号ＲＦを受信回路２００に供給する。
【００２０】
周波数選択フィルタ２１０は、予め設定された特定の周波数帯域の受信信号ＲＦを選択して通過させるものである。例えば、バンドパスフィルタが、周波数選択フィルタ２１０として用いられる。また、通過させる周波数帯域は、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）帯などである。周波数選択フィルタ２１０を通過した受信信号ＲＦは、ＲＦ増幅部２２０に信号線２１９を介して供給される。
【００２１】
ＲＦ増幅部２２０は、周波数選択フィルタ２１０からの受信信号ＲＦを増幅するものである。このＲＦ増幅部２２０は、増幅した受信信号ＲＦをノイズ低減フィルタ２３０に信号線２２９を介して供給する。
【００２２】
ノイズ低減フィルタ２３０は、増幅された受信信号ＲＦにおいて、ノイズを低減するものである。例えば、ローパスフィルタがノイズ低減フィルタ２３０として用いられる。ノイズ低減フィルタ２３０は、ノイズを低減した受信信号ＲＦを混合部２４０に信号線２３９を介して供給する。
【００２３】
ローカル信号生成部２６０は、受信信号ＲＦに対して周波数の異なるローカル信号ＬＯ１を生成するものである。例えば、互いに位相が１８０度異なる正相信号および逆相信号からなる差動信号がローカル信号として用いられる。このローカル信号ＬＯ１のローカル周波数ＦLOは、受信信号ＲＦの受信周波数ＦRFと、目標とする中間周波数信号ＩＦの中間周波数ＦIFとから決定される。例えば、次の式を満たすローカル周波数ＦLOのローカル信号ＬＯ１が生成される。
ＦRF−ＦLO＝ＦIF                                                ・・・式１
【００２４】
ローカル信号生成部２６０は、生成したローカル信号ＬＯ１をデューティ比補正部３００に信号線２６９を介して供給する。
【００２５】
デューティ比補正部３００は、ローカル信号ＬＯ１のデューティ比を所定値（例えば、５０％）に補正するものである。デューティ比補正部３００は、デューティ比を補正したローカル信号ＬＯ１を位相シフト部２７０に信号線３０９を介して供給する。
【００２６】
位相シフト部２７０は、ローカル信号ＬＯ１の位相をシフトして互いに位相が４５度異なる３つのローカル信号を生成するものである。例えば、位相シフト部２７０は、ローカル信号ＬＯ１と、ローカル信号ＬＯ１の位相を＋４５度シフトした信号ＬＯ２と、ローカル信号ＬＯ１の位相を−４５度シフトした信号ＬＯ３とを生成する。位相シフト部２７０は、これらのローカル信号を混合部２４０に信号線２７７、２７８および２７９を介して供給する。なお、位相シフト部２７０は、特許請求の範囲に記載の発振信号生成部の一例である。
【００２７】
混合部２４０は、ノイズ低減フィルタ２３０からの受信信号ＲＦと位相シフト部２７０からのローカル信号ＬＯ１、ＬＯ２およびＬＯ３のそれぞれとを混合するものである。そして、混合部２４０は、混合して得られた信号のそれぞれを合成し、中間周波数信号ＩＦとしてＩＦ増幅部２５０に信号線２４９を介して供給する。
【００２８】
ＩＦ増幅部２５０は、混合部２４０からの中間周波数信号ＩＦを増幅するものである。このＩＦ増幅部２５０は、増幅した中間周波数信号ＩＦを復調回路４００に信号線２５９を介して供給する。
【００２９】
復調回路４００は、受信回路２００からの中間周波数信号ＩＦを復調するものである。例えば、ベースバンド信号等への復調が行われる。
【００３０】
なお、受信装置は、アンテナ１００により、無線で受信信号ＲＦを受信しているが、この構成に限定されない。変調された信号を受信するのであれば、受信装置は、有線で受信信号を受信してもよい。
【００３１】
［デューティ比補正部の構成］
図２は、第１の実施の形態におけるデューティ比補正部３００の一構成例を示す回路図である。このデューティ比補正部３００は、インバータ３１１および３１２と、レベルシフト回路３２０と、波形整形回路３３０と、ローパスフィルタ３４０と、帰還アンプ３５０とを備える。レベルシフト回路３２０は、コンデンサ３２１および３２２と、抵抗３２４および３２５とを備える。波形整形回路３３０は、インバータ３３１乃至３３８を備える。ローパスフィルタ３４０は、抵抗３４１および３４２とコンデンサ３４３とを備える。
【００３２】
インバータ３１１は、ローカル信号ＬＯ１における正相信号を正相入力信号ＩＮＰとして受け取り、反転させるものである。このインバータ３１１は、反転させた正相入力信号ＩＮＰをレベルシフト回路３２０に供給する。また、インバータ３１２は、ローカル信号ＬＯ１における逆相信号を逆相入力信号ＩＮＮとして受け取り、反転させるものである。このインバータ３１２は、反転させた逆相入力信号ＩＮＮをレベルシフト回路３２０に供給する。
【００３３】
レベルシフト回路３２０において、コンデンサ３２１の一端は、インバータ３１１に接続され、他端は抵抗３２３およびインバータ３３１に接続される。また、コンデンサ３２２の一端は、インバータ３１２に接続され、他端は抵抗３２４およびインバータ３３２に接続される。また、抵抗３２３の一端はコンデンサ３２１およびインバータ３３１に接続され、他端は、帰還アンプ３５０に接続される。抵抗３２４の一端はコンデンサ３２２およびインバータ３３２に接続され、他端は、帰還アンプ３５０に接続される。
【００３４】
波形整形回路３３０において、インバータ３３１の入力端子はコンデンサ３２１および抵抗３２３に接続され、インバータ３３１の出力端子は、インバータ３３３の入力端子とインバータ３３４の出力端子とインバータ３３５の入力端子とに接続される。また、インバータ３３２の入力端子はコンデンサ３２２および抵抗３２４に接続され、インバータ３３２の出力端子は、インバータ３３３の出力端子とインバータ３３４の入力端子とインバータ３３６の入力端子に接続される。
【００３５】
また、インバータ３３５の出力端子は、インバータ３３７の入力端子とインバータ３３８の出力端子と抵抗３４１と位相シフト部２７０とに接続される。インバータ３３６の出力端子は、インバータ３３７の出力端子とインバータ３３８の入力端子と抵抗３４２と位相シフト部２７０とに接続される。この構成により、波形整形回路３３０は、入力された正相入力信号および逆相入力信号の波形を正弦波から方形波に整形し、正相出力信号ＯＵＴＰおよび逆相出力信号ＯＵＴＮとして位相シフト部２７０へ出力する。
【００３６】
ローパスフィルタ３４０において、抵抗３４１および３４２の一端は波形整形回路３３０および位相シフト部２７０に接続され、他端は帰還アンプおよびコンデンサ３４３に接続される。コンデンサ３４３は、帰還アンプ３５０に並列に接続される。
【００３７】
帰還アンプ３５０は、ローパスフィルタ３４０を介して入力された正相出力信号ＯＵＴＰおよび逆相出力信号ＯＵＴＮを増幅して正相帰還信号ＦＢＰおよび逆相帰還信号ＦＢＮとしてレベルシフト回路３２０に帰還させるものである。なお、帰還アンプ３５０は、特許請求の範囲に記載の帰還部の一例である。
【００３８】
上述の構成により、レベルシフト回路３２０は、正相入力信号ＩＮＰに逆相帰還信号ＦＢＮを加えて電圧を調整し、また、逆相入力信号ＩＮＮに正相帰還信号ＦＢＰを加えて電圧を調整する。これにより、正相出力信号ＯＵＴＰおよび逆相出力信号ＯＵＴＮのそれぞれの振幅の中心電圧が同じ値に調整される。電圧調整後の正相信号および逆送信号を、以下、正相入力信号ＩＮＰ'および逆相入力信号ＩＮＮ'と称する。この結果、ローカル信号ＬＯ１のデューティ比は、５０％に補正される。なお、レベルシフト回路３２０は、特許請求の範囲に記載の電圧調整部の一例である。
【００３９】
そして、波形整形回路３３０は、正相入力信号ＩＮＰ'および逆相入力信号ＩＮＮ'の波形を正弦波から矩形波に整形して正相出力信号ＯＵＴＰおよび逆相出力信号ＯＵＴＮとしてローパスフィルタ３４０および位相シフト部２７０に供給する。矩形波への整形により、復調回路４００は、中間周波数信号ＩＦに対してデジタル復調処理を行うことができる。これらの波形整形回路３３０およびローパスフィルタ３４０により、遅延した信号が帰還アンプ３５０に供給される。なお、波形整形回路３３０およびローパスフィルタ３４０は、特許請求の範囲に記載の遅延部の一例である。
【００４０】
なお、デューティ比補正部３００は、デューティ比を５０％に補正しているが、５０％を含む一定範囲内の値（約５０％）にデューティ比を補正してもよい。
【００４１】
図３は、第１の実施の形態におけるデューティ比の補正前後の正弦波の波形の一例を示す図である。同図における縦軸は、ローカル信号の電圧を示し、横軸は時間を示す。また、細い実線はローカル信号における正相信号を示し、太い実線はローカル信号における逆送信号を示す。同図におけるａは、デューティ比の補正前の正相入力信号ＩＮＰおよび逆相入力信号ＩＮＮの波形の一例を示す図である。同図のａに例示した波形では、オフセット電圧などの要因により、正相入力信号ＩＮＰの振幅の中心電圧Ｖｐと、逆相入力信号ＩＮＮの振幅の中心電圧Ｖｎとが異なる値になっている。このため、電圧が所定電圧以上である期間をＴ_Ｈとし、信号の周期に対するＴ_Ｈの比をデューティ比とすると、正相入力信号ＩＮＰおよび逆相入力信号ＩＮＮのデューティ比は、いずれも５０％にならない。
【００４２】
図３におけるｂは、デューティ比が補正された正相入力信号ＩＮＰ'および逆相入力信号ＩＮＮ'の波形の一例を示す図である。正相入力信号ＩＮＰに逆相帰還信号ＦＢＮが加算され、逆相入力信号ＩＮＮに正相帰還信号ＦＢＰが加算される。このため、加算後の正相入力信号ＩＮＰ'の振幅の中心電圧Ｖｐと、逆相入力信号ＩＮＮ'の振幅の中心電圧Ｖｎとは、同図のｂに示すように同じ値に調整される。この結果、正相入力信号ＩＮＰ'および逆相入力信号ＩＮＮ'のデューティ比は、いずれも５０％に補正される。
【００４３】
図４は、第１の実施の形態におけるデューティ比の補正前後の矩形波の波形の一例を示す図である。同図における縦軸は、ローカル信号の電圧を示し、横軸は時間を示す。また、細い実線はローカル信号における正相信号を示し、太い実線はローカル信号における逆送信号を示す。図４におけるａは、デューティ比補正部３００を備えない比較例における方形波の波形の一例を示す図である。仮に、図３のａに例示した正弦波を、デューティ比を補正せずに矩形波に整形した場合、図４のａに例示するようにデューティ比が５０％にならない方形波が生成されるおそれがある。
【００４４】
図４におけるｂは、デューティ比を補正した正弦波を整形した矩形波の波形の一例を示す図である。図３のｂに例示したように、正相入力信号ＩＮＰ'および逆相入力信号ＩＮＮ'のデューティ比は５０％に補正されているため、図４のｂに例示するように、正相出力信号ＯＵＴＰおよび逆相出力信号ＯＵＴＮのデューティ比も同様に５０％となる。
【００４５】
［位相シフト部の構成例］
図５は、第１の実施の形態における位相シフト部２７０の一構成例を示すブロック図である。この位相シフト部２７０は、位相シフタ２７１および２７２を備える。位相シフタ２７１は、ローカル信号ＬＯ１の位相を＋４５度シフトして、ローカル信号ＬＯ２として混合部２４０に供給するものである。位相シフタ２７２は、ローカル信号ＬＯ１の位相を−４５度シフトして、ローカル信号ＬＯ３として混合部２４０に供給するものである。
【００４６】
なお、位相シフト部２７０は、ローカル信号ＬＯ１の位相を＋４５度、−４５度シフトして３つのローカル信号を生成しているが、互いに位相が４５度異なる３つのローカル信号を生成することができるのであれば、この構成に限定されない。例えば、位相シフト部２７０は、ローカル信号ＬＯ１の位相を＋４５度、＋９０度シフトして３つのローカル信号を生成してもよい。また、位相シフト部２７０は、位相の異なる３つのローカル信号を生成しているが、高調波を抑制することができるのであれば、３つより多くのローカル信号を生成してもよい。例えば、位相シフト部２７０は、ローカル信号ＬＯ１に対する位相差が０度、４５度、９０度、１３５度の４相のローカル信号を生成してもよい。
【００４７】
［混合部の構成例］
図６は、第１の実施の形態における混合部２４０の一構成例を示すブロック図である。この混合部２４０は、アンプ２４１、２４２および２４３と、ミキサ２４４、２４５および２４６と、合成器２４７とを備える。
【００４８】
アンプ２４１は、所定の利得により受信信号ＲＦを増幅してミキサ２４４に供給するものである。アンプ２４２は、アンプ２４１の利得の１／√２倍の利得により受信信号ＲＦを増幅してミキサ２４５に供給するものである。アンプ２４３は、アンプ２４１の利得の１／√２倍の利得により受信信号ＲＦを増幅してミキサ２４６に供給するものである。
【００４９】
ミキサ２４４は、アンプ２４１からの受信信号ＲＦとローカル信号ＬＯ１とを混合し、混合信号ＭＩＸ１として合成器２４７に供給するものである。ミキサ２４５は、アンプ２４２からの受信信号ＲＦとローカル信号ＬＯ２とを混合し、混合信号ＭＩＸ２として合成器２４７に供給するものである。ミキサ２４６は、アンプ２４３からの受信信号ＲＦとローカル信号ＬＯ３とを混合し、混合信号ＭＩＸ３として合成器２４７に供給するものである。これらのミキサ２４４、２４５および２４６は、例えば、乗算器により構成される。
【００５０】
合成器２４７は、混合信号ＭＩＸ１、ＭＩＸ２およびＭＩＸ３を合成し、中間周波数信号ＩＦとしてＩＦ増幅部２５０に供給するものである。合成器２４７は、例えば、加算器により構成される。このように、互いに４５度位相が異なる３つのローカル信号のそれぞれと受信信号ＲＦとを混合して合成することにより、中間周波数信号ＩＦにおいて、高調波の発生を抑制することができる。
【００５１】
なお、混合部２４０は、混合信号ＭＩＸ１、ＭＩＸ２およびＭＩＸ３を加算（合成）してからＩＦ増幅部２５０を介して復調回路４００へ供給しているが、それらの混合信号を加算しないで復調回路４００へ供給してもよい。この場合には、混合部２４０は、合成器２４７を備える必要はなく、合成器２４７は復調回路４００などに設けられる。
【００５２】
図７は、第１の実施の形態における基本波および高調波のベクトル図の一例である。同図において、ｘ軸は同相成分を示し、ｙ軸は直交成分を示す。矢印の示すベクトルの大きさは、信号の振幅を示す。また、矢印の示すベクトルのｘ軸に対する角度は、ローカル信号ＬＯ１が所定電圧になったときの位相を基準として、信号（ＭＩＸ１、ＭＩＸ２およびＭＩＸ３など）のそれぞれが、その所定電圧になったときの相対的な位相を示す。
【００５３】
ここで、矩形波のローカル信号ＬＯ１の波形を示す関数ＳＬＯは、フーリエ級数を用いた次の式により表すことができる。
【数１】
2015159374.tif 000003
上式において、ｋは整数である。また、ｔは時間であり、単位は、例えば秒である。なお、ローカル信号ＬＯ２およびＬＯ３の波形の関数は、位相が４５度異なる点以外は、式２と同様である。
【００５４】
式１に基づいて、中間周波数信号ＩＦにおける基本波のベクトルは、次の式により表すことができる。
【数２】
2015159374.tif 000004
【００５５】
図７におけるａは、式３により表される基本波のベクトル図の一例である。太い実線の矢印は、ローカル信号ＬＯ１に対応する混合信号ＭＩＸ１における基本波のベクトルを示す。このベクトルは、式３の左辺における第１項を図示したものである。細い実線の矢印は、＋４５度シフトさせたローカル信号ＬＯ２に対応する混合信号ＭＩＸ２における基本波のベクトルを示す。このベクトルは、式３の左辺における第２項を図示したものである。
【００５６】
点線の矢印は、−４５度シフトさせたローカル信号ＬＯ３に対応する混合信号ＭＩＸ３における基本波のベクトルを示す。このベクトルは、式３の左辺における第３項を図示したものである。白抜きの矢印は、中間周波数信号ＩＦにおける基本波のベクトルを示す。このベクトルは、式３における右辺を図示したものである。このベクトルは、混合信号ＭＩＸ１、ＭＩＸ２およびＭＩＸ３のそれぞれにおける基本波のベクトルを合成したベクトルに相当する。この合成ベクトルは合成対象の各ベクトルより長く、この結果は、基本波が増幅されることを示している。
【００５７】
また、中間周波数信号ＩＦにおける３次高調波のベクトルは、式１に基づいて、次の式により求められる。
【数３】
2015159374.tif 000005
【００５８】
式４より、混合信号ＭＩＸ１、ＭＩＸ２およびＭＩＸ３のそれぞれにおける３次高調波のベクトルを合成したベクトルの長さは零である。これは、合成対象の３つのベクトルの位相が互いに１３５度異なり、３つのベクトルのうち２つの合成ベクトルと、残りの１つのベクトルとが互いに逆方向になり、長さも同じになるためである。従って、中間周波数信号ＩＦにおいて、３次高調波が抑制される。
【００５９】
図７におけるｂは、式４により表される３次高調波のベクトル図の一例である。太い実線の矢印は、ローカル信号ＬＯ１に対応する混合信号ＭＩＸ１における３次高調波のベクトルを示す。このベクトルは、式４の左辺における第１項を図示したものである。
【００６０】
細い実線の矢印は、＋４５度シフトさせたローカル信号ＬＯ２に対応する混合信号ＭＩＸ２における３次高調波のベクトルを示す。このベクトルは、式４の左辺における第２項を図示したものである。
【００６１】
点線の矢印は、−４５度シフトさせたローカル信号ＬＯ３に対応する混合信号ＭＩＸ３における３次高調波のベクトルを示す。このベクトルは、式４の左辺における第３項を図示したものである。
【００６２】
また、中間周波数信号ＩＦにおける５次高調波のベクトルは、式１に基づいて、次の式により表すことができる。
【数４】
2015159374.tif 000006
【００６３】
式５より、混合信号ＭＩＸ１、ＭＩＸ２およびＭＩＸ３のそれぞれにおける５次高調波のベクトルを合成したベクトルの長さは零である。従って、中間周波数信号ＩＦにおいて５次高調波が抑制される。
【００６４】
図７におけるｃは、式５により表される５次高調波のベクトル図の一例である。太い実線の矢印は、ローカル信号ＬＯ１に対応する混合信号ＭＩＸ１における５次高調波のベクトルを示す。このベクトルは、式５の左辺における第１項を図示したものである。細い実線の矢印は、＋４５度シフトさせたローカル信号ＬＯ２に対応する混合信号ＭＩＸ２における５次高調波のベクトルを示す。このベクトルは、式５の左辺における第２項を図示したものである。
【００６５】
点線の矢印は−４５度シフトさせたローカル信号ＬＯ３に対応する混合信号ＭＩＸ３における５次高調波のベクトルを示す。このベクトルは、式５の左辺における第３項を図示したものである。
【００６６】
図７に例示したように、位相が互いに４５度異なる３つのローカル信号と受信信号ＲＦとを混合して合成することにより、３次や５次の高調波が抑制される。
【００６７】
図８は、第１の実施の形態における比較例の３次高調波のベクトル図の一例を示す図である。デューティ比補正部３００を設けない構成では、前述したように、オフセット電圧などの影響により、ローカル信号のデューティ比が５０％からずれるおそれがある。このようなローカル信号の互いの位相差は、４５度からずれてしまう。したがって、これらのローカル信号を混合した３つの混合信号のそれぞれにおける３次高調波の互いの位相差は、同図に例示するように１３５度からずれてしまう。この結果、３つの混合信号における３次高調波の合成ベクトルが零とならずに高調波が抑制されなくなり、受信品質が劣化する。
【００６８】
これに対して、デューティ比補正部３００を設ける構成では、図７に例示したように高調波が抑制されるため、受信品質を向上させることができる。また、一般に、精度の高いデューティ比のローカル信号を生成するには比較的規模の大きな回路や消費電力の高い回路が必要となり、ローカル信号生成部２６０の規模や消費電力が大きくなってしまう。しかし、デューティ比補正部３００を設けることにより、デューティ比が崩れても補正することができるため、ローカル信号生成部２６０は精度の低いものでもよく、その規模や消費電力を小さくすることができる。
【００６９】
このように本技術の第１の実施の形態によれば、受信回路２００は、デューティ比を補正した複数のローカル信号のそれぞれと受信信号とを混合するため、混合信号において高調波を抑制することができる。これにより、受信回路２００は、受信品質を向上させることができる。
【００７０】
［変形例］
第１の実施の形態では、受信回路２００は、４５度ずつ位相の異なる３つのローカル信号を受信信号と混合していたが、９０度ずつ位相の異なる２つのローカル信号を受信信号と混合してもよい。このように位相が９０度異なるローカル信号との混合は、直交変調された信号を復調する際に行われる。変形例の受信回路２００は、９０度ずつ位相の異なる２つのローカル信号を受信信号と混合する点において第１の実施の形態と異なる。
【００７１】
図９は、変形例の位相シフト部２７５の一構成例を示すブロック図である。この位相シフト部２７５は、位相シフタ２７６を備える。位相シフタ２７６は、ローカル信号ＬＯ１の位相を９０度シフトさせてローカル信号ＬＯ４として供給するものである。
【００７２】
図１０は、変形例の混合部２４８の一構成例を示すブロック図である。この混合部２４８は、２つのアンプ２４１と、ミキサ２４４および２４５とを備える。２つのアンプ２４１の一方は、受信信号ＲＦを増幅してミキサ２４４に供給し、他方は、受信信号ＲＦを増幅してミキサ２４５に供給する。ミキサ２４４は、アンプ２４１の一方からの受信信号ＲＦとローカル信号ＬＯ１とを混合してＩＦ増幅部２５０に供給し、ミキサ２４５は、アンプ２４１の他方からの受信信号ＲＦとローカル信号ＬＯ４とを混合してＩＦ増幅部２５０に供給する。また、変形例の復調回路４００は、受信回路２００からの信号に対して直交復調を行う。
【００７３】
このように、この第１の実施の形態の変形例によれば、受信回路２００は、デューティ比を補正した、互いに位相が９０度異なるローカル信号のそれぞれと受信信号とを混合するため、直交変調された受信信号を適切に復調することができる。これにより、受信回路２００は、受信品質を向上させることができる。
【００７４】
＜２．第２の実施の形態＞
第１の実施の形態では、受信信号ＲＦの周波数を一定としていたが、受信装置がチューナーなどに用いられる場合には、複数の受信周波数帯域を受信対象として、受信周波数を切り替えて受信を行うことがある。ここで、受信周波数を変更する場合には、式１によりローカル周波数も変更する必要がある。また、ローカル周波数の変更に伴い、デューティ比補正部３００内において、ローカル信号の波形の立上りおよび立下りの期間も変更する必要がある。第２の実施の形態の受信装置は、ローカル周波数や立上りおよび立下りの期間を制御して、受信周波数を切り替える点において第１の実施の形態と異なる。
【００７５】
図１１は、第２の実施の形態における受信装置の一構成例を示すブロック図である。第２の実施の形態の受信装置は、受信回路２００が制御部２８０をさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。
【００７６】
制御部２８０は、周波数選択フィルタ２１０、デューティ比補正部３００およびローカル信号生成部２６０を制御するものである。この制御部２８０には、複数の受信周波数のいずれかを示すデータが入力される。制御部２８０は、受信周波数が入力されると、周波数選択フィルタ２１０を制御して、その受信周波数を通過させる。また、制御部２８０は、式１を使用して受信周波数に対応するローカル周波数を求め、ローカル信号生成部２６０を制御して、そのローカル周波数のローカル信号を生成させる。
【００７７】
また、制御部２８０は、デューティ比補正部３００を制御して、生成されるローカル周波数が低いほど、ローカル信号の波形の立上りおよび立下りの期間を長くさせる。
【００７８】
図１２は、第２の実施の形態におけるデューティ比補正部３００の一構成例を示す回路図である。第２の実施の形態のデューティ比補正部３００は、インバータ３１１および３１２の代わりに、駆動力可変インバータ３６０および３７０を備える点において第１の実施の形態と異なる。
【００７９】
駆動力可変インバータ３６０は、正相入力信号ＩＮＰを反転し、制御部２８０の制御に従って、反転した正相入力信号ＩＮＰの電流を制御するものである。駆動力可変インバータ３７０は、逆相入力信号ＩＮＮを反転し、制御部２８０の制御に従って、反転した逆相入力信号ＩＮＮの電流を制御するものである。
【００８０】
ここで、正相入力信号ＩＮＰ'および逆相入力信号ＩＮＮ'の波形のスルーレートにより、レベルシフト回路３２０が制御できるデューティ比の補正の範囲が変化する。このため、前段のバッファ（３６０および３７０）として、デューティ比の補正範囲等に応じたスルーレートの波形を生成する素子が用いられる。
【００８１】
例えば、電源電圧をＶDDボルト（V）、波形の立上り期間および立下り時間をいずれもtrtf秒（ｓ）とし、差動信号のコモン電圧の可動範囲をＶDD／２とする。この場合には、補正することができるパルス幅ｄｔは、次の式により表される。
ｄｔ＝（ＶDD／２）×（ｔrtf／ＶDD）×２＝ｔrtf                    ・・・式６
【００８２】
この式６より、補正することができるデューティ比ｄｐは、次の式により表すことができる。
ｄｐ＝ｄｔ×（１／Ｔ）＝ｔrtf×（１／Ｔ）                      ・・・式７
【００８３】
式７より、１ギガヘルツ（ＧＨｚ）のローカル信号のデューティ比を１０％補正する場合、１００ピコ秒（ｐｓ）以上のｔrtfが必要とされる。
【００８４】
また、後段でバッファし、スルーレートを大きくする必要があるため、正相入力信号ＩＮＰ'および逆相入力信号ＩＮＮ'におけるスルーレートを、正弦波より小さくすることは望ましくない。
【００８５】
例えば、正弦波のコモン電圧付近の傾きは、次の式により表すことができる。
【数５】
2015159374.tif 000007
【００８６】
式８より、電位が０からＶDDに遷移するまでの時間は、次の式により表される。
【数６】
2015159374.tif 000008
【００８７】
式９より、１ギガヘルツ（ＧＨｚ）のローカル信号のデューティ比を補正する場合、３１８ピコ秒（ｐｓ）以下のｔrtfが望ましい。
【００８８】
上述の範囲内のｔrtfにより決定される範囲内のスルーレート（ＶDD／ｔrtf）の波形を生成する素子が、前段のバッファ（３６０および３７０）として用いられる。
【００８９】
図１３は、第２の実施の形態における駆動力可変インバータ３６０の一構成例を示す回路図である。駆動力可変インバータ３６０は、トランジスタ３６１および３６２と複数のトランジスタ３６３とを備える。トランジスタ３６１として、例えば、ｐ型のＭＯＳ（Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタが用いられる。また、トランジスタ３６２および３６３としてｎ型のＭＯＳトランジスタが用いられる。駆動力可変インバータ３７０の構成は、駆動力可変インバータ３６０と同様である。
【００９０】
トランジスタ３６１のソース端子はトランジスタ３６２およびレベルシフト回路３２０に接続され、ゲート端子はローカル信号生成部２６０に接続され、ドレイン端子には電源電圧が印加される。また、トランジスタ３６２のソース端子はトランジスタ３６１およびレベルシフト回路３２０に接続され、ゲート端子はローカル信号生成部２６０に接続され、ドレイン端子はトランジスタ３６３に接続される。
【００９１】
トランジスタ３６３のそれぞれのソース端子は、トランジスタ３６２に共通に接続され、ゲート端子は制御部２８０に接続され、ドレイン端子には電源電圧より低い基準電圧が印加される。
【００９２】
上述の構成により、トランジスタ３６１および３６２は、ローカル信号生成部２６０からの信号を反転してレベルシフト回路３２０に出力する。また、トランジスタ３６３は、制御部２８０の制御に従って、オン状態またはオフ状態に遷移する。これにより、トランジスタ３６２の合成抵抗が変化して、駆動力可変インバータ３６０の駆動電流が増減する。
【００９３】
ここで、制御部２８０は、例えば、ローカル信号の周波数が低いほどオン状態にするトランジスタ３６３の個数を少なくする。オン状態のトランジスタ３６３が少ないほど、トランジスタ３６３の合成抵抗が大きくなり、トランジスタ３６１および３６２の分圧が小さくなって、駆動電流が小さくなる。駆動電流が小さくなると、式７における立上り期間および立下り期間ｔrtfが大きくなり、デューティ比を補正することができる範囲が大きくなる。
【００９４】
このように第２の実施の形態によれば、受信回路２００は、ローカル周波数が低いほど立上りおよび立下りの期間を長くするため、ローカル周波数を切り替えて、複数の周波数帯域の受信信号に対して適切に周波数変換を行うことができる。
【００９５】
＜３．第３の実施の形態＞
第１の実施の形態では、デューティ比補正部３００における遅延時間を一定としていたが、プロセスばらつきなどの要因により立上り期間や立下り期間がばらつくことがある。第３の実施の形態の受信回路２００は、立上りおよび立下りの期間を許容範囲内の値に制御する点において第１の実施の形態と異なる。
【００９６】
図１４は、第３の実施の形態における受信装置の一構成例を示すブロック図である。第３の実施の形態の受信装置は、制御部２８１および時間デジタル変換器２９０をさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。また、第３の実施の形態のデューティ比補正部３００の構成は、第２の実施の形態と同様である。
【００９７】
時間デジタル変換器２９０は、高速クロック信号ＣＬＫを使用して、参照クロック信号ＲＥＦの立上りエッジまたは立下りエッジの位相を測定するものである。ここで、参照クロック信号ＲＥＦは、ローカル信号生成部２６０において、ローカル信号を生成するために用いられる信号である。また、高速クロック信号ＣＬＫは、参照クロック信号ＲＥＦより周波数の高い信号である。
【００９８】
制御部２８１は、時間デジタル変換器２９０による測定値に基づいて、デューティ比補正部３００を制御するものである。制御部２８１による制御内容の詳細については後述する。
【００９９】
図１５は、第３の実施の形態における時間デジタル変換器２９０の一構成例を示す回路図である。この時間デジタル変換器２９０は、複数段のインバータ２９１を備える。また、時間デジタル変換器２９０は、インバータ２９１ごとに、１つのフリップフロップ２９２を備える。
【０１００】
インバータ２９１は、入力された信号を反転するものである。初段のインバータ２９１には、遅延前の高速クロック信号ＣＬＫが入力される。また、インバータ２９１のそれぞれは、入力された信号を反転して、後段のインバータ２９１と、その後段のインバータ２９１に対応するフリップフロップ２９２とに供給する。
【０１０１】
フリップフロップ２９２は、参照クロック信号ＲＥＦに同期して、インバータ２９１からの高速クロック信号ＣＬＫの値を保持するものである。これらのフリップフロップ２９２のそれぞれには、遅延時間の異なる高速クロック信号ＣＬＫが入力される。また、フリップフロップ２９２は、保持した値を制御部２８１に供給する。これらのフリップフロップ２９２が保持した値からなる測定データは、参照クロック信号ＲＥＦの立上りエッジまたは立下りエッジの位相を示す。
【０１０２】
制御部２８１は、その測定データと参照クロック信号ＲＥＦの既知の周波数とから、時間デジタル変換器２９０におけるバッファ（インバータ２９１）の１段当たりの遅延時間を推定する。このバッファの遅延時間は、受信回路２００の製造プロセスのばらつきなどの要因により変化する。インバータ２９１の遅延時間が、所定範囲内の値でない場合には、ばらつきの度合いが大きく、デューティ比補正部３００においてローカル信号の立上りおよび立下りの期間が許容範囲内でないものと推定される。そこで、制御部２８１は、求めた遅延時間が所定範囲内の値でない場合には、その遅延時間に基づいて駆動力可変インバータ３６０および３７０を制御する。例えば、制御部２８１は、インバータ２９１の遅延時間が長いほど、駆動力可変インバータ３６０等の駆動電流を大きくして、立上りおよび立下りの期間を小さくする。これにより、ローカル信号の立上りおよび立下りの期間が許容範囲内に制御される。
【０１０３】
このように、第３の実施の形態によれば、受信回路２００は、デューティ比補正部３００における立上りおよび立下りの期間を許容範囲内に制御する。このため、製品ばらつきにより立上りおよび立下りの期間が許容範囲外の値になっている場合であっても、デューティ比を適切に補正することができる。
【０１０４】
＜４．第４の実施の形態＞
第１の実施の形態では、デューティ比補正部３００における遅延時間を一定としていた。しかし、ローカル信号生成部２６０内の素子や回路の特性により、受信回路２００の温度変化に伴って、ローカル周波数が変化することがある。ローカル周波数が変化する場合には、受信回路２００は、その変化に応じて、ローカル信号の立上りおよび立下りの期間を制御する必要がある。第４の実施の形態の受信回路２００は、温度に基づいて立上りおよび立下りの期間を制御する点において第１の実施の形態と異なる。
【０１０５】
図１６は、第４の実施の形態における受信装置の一構成例を示すブロック図である。第４の実施の形態の受信装置は、制御部２８２および温度測定部２９５をさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。また、第４の実施の形態のデューティ比補正部３００の構成は、第２の実施の形態と同様である。
【０１０６】
温度測定部２９５は、受信回路２００の環境温度を測定するものである。温度測定部２９５は、測定結果を示す測定データを制御部２８２に供給する。
【０１０７】
制御部２８２は、受信回路２００の温度に基づいてデューティ比補正部３００の遅延時間を制御するものである。例えば、温度が高いほどローカル周波数が低くなる特性をローカル信号生成部２６０が有する場合には、制御部２８２は、温度が高いほど駆動電流を小さくして立上りおよび立下りの期間を長くする。
【０１０８】
図１７は、第４の実施の形態における温度測定部２９５の一構成例を示すブロック図である。この温度測定部２９５は、アナログデジタル変換器２９６およびバンドギャップリファレンス回路２９７を備える。
【０１０９】
バンドギャップリファレンス回路２９７は、温度に依存する出力電圧を供給するものである。アナログデジタル変換器２９６は、バンドギャップリファレンス回路２９７からの出力電圧をデジタルの測定データに変換して制御部２８２に供給するものである。なお、バンドギャップリファレンス回路２９７を温度の測定に用いているが、温度を測定することができるのであれば、バンドギャップリファレンス回路２９７以外の回路や素子を使用してもよい。例えば、温度に依存して抵抗値が変化するサーミスタなどを用いてもよい。
【０１１０】
このように、第４の実施の形態によれば、温度に基づいて立上りおよび立下りの期間を制御するため、温度変化によりローカル信号の周波数が変化する場合であっても、適切な値にデューティ比を補正することができる。
【０１１１】
なお、上述の実施の形態は本技術を具現化するための一例を示したものであり、実施の形態における事項と、特許請求の範囲における発明特定事項とはそれぞれ対応関係を有する。同様に、特許請求の範囲における発明特定事項と、これと同一名称を付した本技術の実施の形態における事項とはそれぞれ対応関係を有する。ただし、本技術は実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において実施の形態に種々の変形を施すことにより具現化することができる。
【０１１２】
なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
【０１１３】
なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
（１）変調された受信信号に対して周波数が異なる信号をローカル信号として生成するローカル信号生成部と、
前記生成されたローカル信号のデューティ比を所定値に補正するデューティ比補正部と、
前記デューティ比が補正されたローカル信号を用いて互いに位相が異なる複数の発振信号を生成する発振信号生成部と、
前記受信信号と前記複数の発振信号のそれぞれとを混合する混合部と
を具備する受信回路。
（２）前記発振信号生成部は、互いに位相が４５度異なる前記複数の発振信号を生成する
前記（１）記載の受信回路。
（３）前記発振信号生成部は、互いに位相が９０度異なる前記複数の発振信号を生成する
前記（１）記載の受信回路。
（４）前記ローカル信号は、正相信号と当該正相信号に対して位相が１８０度異なる逆相信号とを含み、
前記デューティ比補正回路は、
前記正相信号および前記逆相信号を遅延させる遅延部と、
前記遅延した正相信号および逆相信号を帰還させる帰還部と、
前記帰還した逆相信号による前記正相信号の電圧の調整と前記帰還した正相信号による前記逆相信号の電圧の調整とを行う電圧調整部とを備える
前記（１）から（３）のいずれかに記載の受信回路。
（５）前記正相信号および前記逆相信号のそれぞれの波形の立上り期間および立下り期間を制御する制御部をさらに具備する
前記（１）から（４）のいずれかに記載の受信回路。
（６）前記制御部は、前記ローカル信号の周波数が低いほど前記立上り期間および前記立下り期間を長くする
前記（５）記載の受信回路。
（７）前記制御部は、前記立上り期間および前記立下り期間を取得して当該取得した期間が所定の許容範囲内の値でない場合には前記期間を前記許容範囲内の値に制御する
前記（５）または（６）記載の受信回路。
（８）前記受信回路の温度を測定する温度測定部をさらに具備し、
前記制御部は、前記測定された温度に基づいて前記立上り期間および前記立下り期間を制御する
前記（５）から（７）のいずれかに記載の受信回路。
（９）変調された受信信号に対して周波数が異なる信号をローカル信号として生成するローカル信号生成部と、
前記生成されたローカル信号のデューティ比を所定値に補正するデューティ比補正部と、
前記デューティ比が補正されたローカル信号を用いて互いに位相が異なる複数の発振信号を生成する発振信号生成部と、
前記受信信号と前記複数の発振信号のそれぞれとを混合して混合信号を生成する混合部と、
前記混合信号を復調する復調回路と
を具備する受信装置。
【符号の説明】
【０１１４】
１００  アンテナ
２００  受信回路
２１０  周波数選択フィルタ
２２０  ＲＦ増幅部
２３０  ノイズ低減フィルタ
２４０、２４８  混合部
２４１、２４２、２４３  アンプ
２４４、２４５、２４６  ミキサ
２４７  合成器
２５０  ＩＦ増幅部
２６０  ローカル信号生成部
２７０、２７５  位相シフト部
２７１、２７２、２７６  位相シフタ
２８０、２８１、２８２  制御部
２９０  時間デジタル変換器
２９１、３１１、３１２、３３１、３３２、３３３、３３４、３３５、３３６、３３７、３３８  インバータ
２９２  フリップフロップ
２９５  温度測定部
２９６  アナログデジタル変換器
２９７  バンドギャップリファレンス回路
３００  デューティ比補正部
３２０  レベルシフト回路
３２１、３２２、３４３  コンデンサ
３２３、３２４、３４１、３４２  抵抗
３３０  波形整形回路
３４０  ローパスフィルタ
３５０  帰還アンプ
３６０、３７０  駆動力可変インバータ
３６１、３６２、３６３  トランジスタ
４００  復調回路
【図１】
2015159374.tif 000009
【図２】
2015159374.tif 000010
【図３】
2015159374.tif 000011
【図４】
2015159374.tif 000012
【図５】
2015159374.tif 000013
【図６】
2015159374.tif 000014
【図７】
2015159374.tif 000015
【図８】
2015159374.tif 000016
【図９】
2015159374.tif 000017
【図１０】
2015159374.tif 000018
【図１１】
2015159374.tif 000019
【図１２】
2015159374.tif 000020
【図１３】
2015159374.tif 000021
【図１４】
2015159374.tif 000022
【図１５】
2015159374.tif 000023
【図１６】
2015159374.tif 000024
【図１７】
2015159374.tif 000025