(57)【要約】【課題】１００ＧＨｚを超えるミリ波帯の変調信号を容易に且つ精度よく生成する。【解決手段】光サブキャリア生成部２１は、光源２２から出射されたコヒーレント光Ｐａを第１の光変調器２４に与え、ローカル信号発生器２３から出力されたミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎ（Ｎは偶数）の周波数ｆＬの電気のローカル信号ＳＬで変調し、その変調で得られた第１の変調光Ｐｂをフィルタ２５に入射して周波数差（Ｎ・ｆＬ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出する。抽出した２つの光サブキャリアを第２の光変調器４０に与え、変調用信号生成部３０で生成された変調用信号Ｓｍ(t) で強度変調する。この強度変調で得られた第２の変調光Ｐｄを光電変換器５０で光電変換し、ローカル信号ＳＬの周波数のＮ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆＬ）を中心周波数とし、変調用信号Ｓｍ(t) で変調された電気のミリ波変調信号Ｓoutを生成する。【選択図】図１
2015037300.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数のコヒーレント光を出射する光源（２２）、ミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎ（Ｎは偶数）の周波数（ｆＬ）の電気のローカル信号を出力するローカル信号発生器（２３）、前記コヒーレント光を前記ローカル信号で変調する第１の光変調器（２４）、該第１の光変調器で変調された第１の変調光から前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しい周波数差（Ｎ・ｆＬ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出するフィルタ（２５）を含む光サブキャリア生成部（２１）と、
予め変調用データメモリ（３１）に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換して出力する変調用信号生成部（３０）と、
前記光サブキャリア生成部で抽出された前記２つの光サブキャリアを、前記変調用信号生成部で生成された前記変調用信号で強度変調する第２の光変調器（４０）と、
前記第２の光変調器で強度変調された第２の変調光を光電変換し、前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆＬ）を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を出力する光電変換器（５０）とを備えたミリ波変調信号生成装置。
【請求項２】
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに変調用データとして予め記憶されているＩデータとＱデータによる直交変調処理を行ってアナログの変調用信号を生成することを特徴とする請求項１記載のミリ波変調信号生成装置。
【請求項３】
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに予め記憶されている変調用データと、他のメモリ（３６、３７）に記憶されている通信の妨害要因となるデータとを加算し、該加算結果に対応したアナログの変調用信号を生成することを特徴する請求項１記載のミリ波変調信号生成装置。
【請求項４】
前記変調用信号生成部には、前記第２の光変調器の非線形な変調特性を等価的に線形特性に変換するための補正関数を予め記憶し、前記第２の光変調器に与える変調用信号の振幅を前記補正関数によって補正する補正部（３９）が設けられていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のミリ波変調信号生成装置。
【請求項５】
無変調状態における前記第２の光変調器に対するバイアス電圧を所定範囲可変しつつ、該第２の光変調器の出力光強度を検出して、該第２の光変調器の変調特性を測定し、該測定した変調特性を線形特性に変換するための補正関数を算出し、前記補正部に設定する補正関数取得部（９０）を有していることを特徴とする請求項４記載のミリ波変調信号生成装置。
【請求項６】
所定周波数のコヒーレント光を、ミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎ（Ｎは偶数）の周波数（ｆＬ）の電気のローカル信号により変調し、該変調で得られた第１の変調光から前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しい周波数差（Ｎ・ｆＬ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出する段階と、
予め変調用データメモリ（３１）に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換する段階と、
前記２つの光サブキャリアを前記変調用信号により強度変調する段階と、
前記変調用信号による強度変調で得られた第２の変調光を光電変換して、前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆＬ）を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を生成する段階とを含むミリ波変調信号生成方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ミリ波帯の変調信号を生成するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ユビキタスネットワーク社会を迎え、電波利用ニーズが高まる中、家庭内のワイヤレスブロードバンド化を実現するＷＰＡＮ（ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク）や安全・安心な運転をサポートするミリ波レーダー等のミリ波帯無線システムが利用され始めている。また、１００ＧＨｚ超無線システム実現への取組も積極的に行われてきている。
【０００３】
その一方で、６０〜７０ＧＨｚ帯の無線システムの２次高調波評価や１００ＧＨｚ超の周波数帯における無線信号の評価については、周波数が高くなるにつれ測定器の雑音レベル及びミキサの変換損失が増加するとともに周波数精度が低下するため、１００ＧＨｚを超える無線信号の高感度、高精度測定技術が確立されていない状況となっている。
【０００４】
特に、１００ＧＨｚを超える無線信号を受信する各種機器の高精度測定には、ミリ波帯の信号源として、計測に必要な様々なデータで変調されたミリ波帯の変調信号を生成する装置が必須となる。
【０００５】
データ信号で変調された高周波帯の変調信号を生成する場合に従来から一般的に用いられているヘテロダイン方式の変調信号生成装置の構成を図１２に示す。
【０００６】
この図１２の構成では、局部発振器１から出力された周波数ｆ１のキャリア信号Ｓｃと変調用のデータ信号Ｓｄとを変調回路２に入力してデジタル変調を行い、中間周波数帯の変調信号Ｓifm を生成し、その変調信号Ｓifm と、局部発振器３から出力された周波数ｆ２のローカル信号ＳＬとをミキサ４に入力して周波数混合し、ミキサ４の出力信号から所望周波数ｆ１＋ｆ２に変換された変調信号Ｓrfm をフィルタ５で抽出している。
【０００７】
なお、上記ヘテロダイン方式の変調信号生成方式で８００ＭＨｚ帯の変調信号を得る構成の例が、非特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】石井  聡  ：「無線通信とディジタル変調技術」，ＣＱ出版株式会社，２００５年８月１５日発行  ｐ４３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上記ヘテロダイン方式の変調信号生成方式を用いて、より周波数が高いミリ波帯の変調信号を生成する場合、キャリア周波数ｆ１とローカル周波数ｆ２の和がミリ波帯となるようにするか、さらに周波数変換の段数を増加すればよいと考えられる。
【００１０】
しかし、ミリ波帯域は広い帯域を確保できることから、計測器として要求される出力信号の周波数可変範囲や変調帯域幅は、従来のマイクロ波帯変調信号発生器の数倍から数十倍と広く、例えば周波数可変範囲として数１０ＧＨｚ、変調帯域幅として数ＧＨｚが要求される。
【００１１】
これを上記文献１のように、ヘテロダイン方式で高い周波数帯に変換する構成で実現するためには、１００ＧＨｚを超える領域で数１０ＧＨｚ可変できる純度の高いローカル信号が必要となり、その領域で正常に動作する広帯域のミキサが必要となるが、これらの要求を満足する発振器やミキサの入手は極めて困難である。
【００１２】
なお、ＩＦ周波数帯域の狭いミキサを複数組み合わせることも可能であるが、回路構成が複雑化しコストも高くなってしまう。
【００１３】
このような問題から、１００ＧＨｚを超えるミリ波の変調信号生成装置として、要求される変調帯域や周波数可変範囲を満たしながら、計測器としての精度を十分備えたものの実現が強く望まれている。
【００１４】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、１００ＧＨｚを超えるミリ波において要求される数ＧＨｚの変調帯域幅や数１０ＧＨｚの周波数可変範囲を満たしながら、計測器としての精度を十分備えたミリ波変調信号生成装置および生成方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
前記目的を達成するために、本発明の請求項１のミリ波変調信号生成装置は、
所定周波数のコヒーレント光を出射する光源（２２）、ミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎ（Ｎは偶数）の周波数（ｆＬ）の電気のローカル信号を出力するローカル信号発生器（２３）、前記コヒーレント光を前記ローカル信号で変調する第１の光変調器（２４）、該第１の光変調器で変調された第１の変調光から前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しい周波数差（Ｎ・ｆＬ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出するフィルタ（２５）を含む光サブキャリア生成部（２１）と、
予め変調用データメモリ（３１）に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換して出力する変調用信号生成部（３０）と、
前記光サブキャリア生成部で抽出された前記２つの光サブキャリアを、前記変調用信号生成部で生成された前記変調用信号で強度変調する第２の光変調器（４０）と、
前記第２の光変調器で強度変調された第２の変調光を光電変換し、前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆＬ）を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を出力する光電変換器（５０）とを備えている。
【００１６】
また、本発明の請求項２のミリ波変調信号生成装置は、請求項１記載のミリ波変調信号生成装置において、
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに変調用データとして予め記憶されているＩデータとＱデータによる直交変調処理を行ってアナログの変調用信号を生成することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の請求項３のミリ波変調信号生成装置は、請求項１記載のミリ波変調信号生成装置において、
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに予め記憶されている変調用データと、他のメモリ（３６、３７）に記憶されている通信の妨害要因となるデータとを加算し、該加算結果に対応したアナログの変調用信号を生成することを特徴する。
【００１８】
また、本発明の請求項４のミリ波変調信号生成装置は、請求項１〜３のいずれかに記載のミリ波変調信号生成装置において、
前記変調用信号生成部には、前記第２の光変調器の非線形な変調特性を等価的に線形特性に変換するための補正関数を予め記憶し、前記第２の光変調器に与える変調用信号の振幅を前記補正関数によって補正する補正部（３９）が設けられていることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の請求項５のミリ波変調信号生成装置は、請求項４記載のミリ波変調信号生成装置において、
無変調状態における前記第２の光変調器に対するバイアス電圧を所定範囲可変しつつ、該第２の光変調器の出力光強度を検出して、該第２の光変調器の変調特性を測定し、該測定した変調特性を線形特性に変換するための補正関数を算出し、前記補正部に設定する補正関数取得部（９０）を有していることを特徴とする。
【００２０】
また、本発明の請求項６のミリ波変調信号生成方法は、
所定周波数のコヒーレント光を、ミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎの（Ｎは偶数）の周波数（ｆＬ）の電気のローカル信号により変調し、該変調で得られた第１の変調光から前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しい周波数差（Ｎ・ｆＬ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出する段階と、
予め変調用データメモリ（３１）に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換する段階と、
前記２つの光サブキャリアを前記変調用信号により強度変調する段階と、
前記変調用信号による強度変調で得られた第２の変調光を光電変換して、前記ローカル信号の周波数の前記Ｎ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆＬ）を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を生成する段階とを含んでいる。
【発明の効果】
【００２１】
このように、本発明では、コヒーレント光を、ミリ波帯の所望出力周波数の１／Ｎ（Ｎは偶数）の周波数（ｆＬ）の電気のローカル信号により変調し、その変調で得られた第１の変調光からローカル信号の周波数のＮ倍に等しい周波数差（Ｎ・ｆＬ）をもつ２つの光サブキャリアを抽出し、その２つの光サブキャリアを、予め変調用データメモリに記憶されている計測に用いる変調用データをアナログ変換して得られた変調用信号により強度変調し、その強度変調で得られた第２の変調光を光電変換して、ローカル信号の周波数のＮ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆＬ）を中心周波数とし、変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を生成している。
【００２２】
このため、従来の電気によるヘテロダイン方式では困難であった１００ＧＨｚを超えるミリ波帯の変調信号を容易に且つ精度よく生成することができる。
【００２３】
また、出力周波数を可変する場合、出力したいミリ波帯の１／Ｎの周波数領域のローカル信号の周波数を可変すればよく、ミリ波帯で必要な周波数可変幅を容易に実現できる。  
【００２４】
また、変調のために用いる光変調器の帯域は要求される変調帯域に対して十分広いので、１００ＧＨｚを超えるミリ波の各種機器の測定に十分対応できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施形態の構成図
【図２】コヒーレント光から２つの光サブキャリアが生成される過程の説明図
【図３】２つの変調光の光電変換によってミリ波帯の変調信号が生成される過程の説明図
【図４】変調用信号生成部の構成例を示す図
【図５】変調用信号生成部の構成例を示す図
【図６】変調用信号生成部の構成例を示す図
【図７】外部入力端子から変調用信号を入力するための構成例を示す図
【図８】ＬＮ型の光変調器の変調特性を示す図
【図９】非線形な変調特性を線形特性に変換するための説明図
【図１０】補正関数により変調用信号を補正する機能を有する実施形態の構成図
【図１１】変調特性を求める方法の説明図
【図１２】電気式のヘテロダイン方式の変調信号生成装置の構成図
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した実施形態のミリ波変調信号生成装置２０の構成を示している。
【００２７】
このミリ波変調信号生成装置２０は、光サブキャリア生成部２１、変調用信号生成部３０、第２の光変調器４０、光電変換器５０を有している。
【００２８】
光サブキャリア生成部２１は、例えばレーザダイオードからなり、所定周波数のコヒーレント光Ｐａを出射する光源２２と、ミリ波帯の所望出力周波数（例えば１２０ＧＨｚ）の１／Ｎ（Ｎは偶数で例えば４）の周波数ｆＬ（例えば３０ＧＨｚ）の電気のローカル信号ＳＬを出力するローカル信号発生器２３と、例えば電気光学効果を用いたマッハツェンダ型のＬＮ光変調器からなり、コヒーレント光Ｐａをローカル信号ＳＬで変調する第１の光変調器２４と、第１の光変調器２４で変調された第１の変調光Ｐｂから、ローカル信号ＳＬの周波数のＮ倍に等しい周波数差Ｎ・ｆＬ（例えば１２０ＧＨｚ）をもつ２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２を抽出するバンドリジェクション型のフィルタ２５と、その２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２のみを含むフィルタ２５の出力光Ｐｃ（＝Ｐｃ１＋Ｐｃ２）を増幅する光増幅器（例えばＥＤＦＡのような光ファイバ増幅器）２６によって構成されている。
【００２９】
このように、第１の光変調器２４にコヒーレント光Ｐａと電気のローカル信号ＳＬを与えて変調することで、コヒーレント光Ｐａの周波数ｆｃから高い方へローカル信号ＳＬの周波数ｆＬの整数（ｎ）倍だけ離間した第１の周波数（ｆｃ＋ｎｆＬ）と、Ｐａの周波数ｆｃより低い方へローカル信号ＳＬの周波数ｆＬの整数（ｎ）倍だけ離間した第２の周波数（ｆｃ−ｎｆＬ）とにスペクトラムをもつ干渉光を出射させることができ、その干渉光からフィルタ２５によりコヒーレント光Ｐａの周波数ｆｃの成分を除去することで、両者の周波数差が２ｎｆＬ＝Ｎ・ｆＬ（Ｎは偶数）となる２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２を抽出している。
【００３０】
ここで、第１の光変調器２４の動作についてさらに詳しく説明する。
入力光を分波して二つの光導波路を伝搬させてから合波干渉させる構成のマッハツェンダ型の第１の光変調器２４は、電気光学効果を示す二つの光導波路の光路長と、両光導波路に印加するローカル信号ＳＬの位相を適切に設定することで、入力したコヒーレント光Ｐａに対して所望次数の側波帯を多く含む光を出射する。なお、第１の光変調器２４の導波路にローカル信号ＳＬの電界を印加するためのドライバは光変調器に含まれているものとするが、外付けであってもよい。
【００３１】
例えば、理想的に対称な光変調器であれば、二つの光導波路に等振幅で逆相のローカル信号を与えることによって、一方の光導波路で位相変調を受けた光Ｐａ１のスペクトラムが図２の（ａ）のように表されるとき、他方の光導波路で逆相の位相変調を受けた光Ｐａ２のスペクトラムを図２の（ｂ）のようにできる。
【００３２】
ここで図２の（ａ）の光Ｐａ１のスペクトラムには、周波数ｆｃの０次成分より高い周波数領域で周波数ｆＬの間隔でプラス側にベクトルをもつ＋１次成分、＋２次成分、＋３次成分、……が現れ、周波数ｆｃより低い周波数領域では周波数ｆＬの間隔でベクトル方向がマイナス側とプラス側に交互に変化する−１次成分、−２次成分、−３次成分、……が、各＋次数の成分と同じ大きさで現れている。
【００３３】
また、図２の（ｂ）の光Ｐａ２のスペクトラムには、周波数ｆｃの０次成分より低い周波数領域で周波数ｆＬの間隔でプラス側にベクトルをもつ−１次成分、−２次成分、−３次成分、……が現れ、周波数ｆｃより高い周波数領域では周波数ｆＬの間隔でベクトル方向がマイナス側とプラス側に交互に変化する＋１次成分、＋２次成分、＋３次成分、……が、各−次数の成分と同じ大きさで現れる。
【００３４】
これは、位相変調された信号のスペクトラムがｎ次の第１種ベッセル関数を係数にもち、位相０のときには正の次数で符号がすべて正、負の次数で符号が交互に入れ代わり、位相πのときには、正の次数で符号が交互に入れ代わり、負の次数で符号がすべて正となることで説明される。
【００３５】
図２の（ａ）、（ｂ）において、両光導波路を通過した光の強度が等しく、位相変調の深さ（変調指数）が等しくなるように調整されていれば、各次数の側波帯の振幅は（ａ）と（ｂ）とで等しいため、これらの光が第１の光変調器２４の中で合波されると、互いに逆相奇数次の側波帯は相殺されて出射されず、図２の（ｃ）のように偶数次の側波帯だけが出射されることになる。
【００３６】
なお、ここでは、偶数次の側波帯成分だけが出射される例を示したが、両光導波路を通過した光の位相差がπになるような直流電界を少なくとも一方の光導波路に印加すれば、奇数次成分だけを出射させることもできる。
【００３７】
このようにして０次成分と±２次成分だけを含む第１の変調光Ｐｂが第１の光変調器２４から出射されることになる。
【００３８】
そして、この第１の変調光Ｐｂを、図２の（ｃ）に通過特性を示すバンドリジェクション型のフィルタ２５に入射して、図２の（ｄ）のように周波数ｆｃの０次成分を除去することで、±２次成分、つまり、２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２のみを含む光（以下、２−ｔｏｎｅキャリア光と言う）Ｐｃが得られる。
【００３９】
この２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２の周波数差は、その基になるコヒーレント光Ｐａの周波数が変動してもお互いに相殺されて変動しない。また、ローカル信号ＳＬの周波数ｆＬは所望出力周波数の偶数Ｎ分の１で済むから、ミリ波帯より低い周波数で安定度が高い高純度の信号源を用いることができ、その可変幅も所望出力周波数の可変幅に対して１／Ｎで済むので、３０ＧＨｚ帯で±５ＧＨｚ程度の可変幅を有する現状で実現可能な信号発生器を使用できる。また、フィルタ２５で除去する周波数はコヒーレント光Ｐａの周波数成分で一定であるから、２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２の周波数差の変化によらず固定型のフィルタでよく、０次以外の多くの成分のうちの特定次数の成分で且つローカル信号ＳＬの周波数変化のＮ倍で周波数変化する成分のみを抽出する方式に比べてフィルタの実現が極めて容易である。
【００４０】
この２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２のみを含む２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃは、光増幅器２６で増幅され、その増幅された２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃ′が第２の光変調器４０に入力される。なお、ここではフィルタ２５で抽出した２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃを増幅器２６で増幅しているが２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃの強度が十分であれば増幅器２６を省略できる。また、増幅する場合、それに用いる増幅器２６は線形動作し、２つの光サブキャリアＰｃ１、Ｐｃ２をそれぞれ増幅した光サブキャリアＰｃ１′、Ｐｃ２′のみを出力するものとする。
【００４１】
一方、変調用信号生成部３０は、計測に用いる変調用データＤｍを予め記憶している変調用データメモリ３１と、その変調用データメモリ３１に記憶されている変調用データＤｍを時系列に読み出してアナログの変調用信号Ｓｍ(t)′に変換するＤ／Ａ変換器３２と、その変調用信号Ｓｍ(t)′からＤ／Ａ変換処理に伴う高域ノイズや不要な高調波成分を除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ）３３とで構成されており、ＬＰＦ３３から出力された変調用信号Ｓｍ(t)を第２の光変調器４０に与える。
【００４２】
第２の光変調器４０は、前記したＬＮ型の光変調器あるいは電界吸収飽和作用を利用したＥＯ変調器等で構成されており、入射される２−ｔｏｎｅキャリア光Ｐｃ′に含まれる光サブキャリアＰｃ１′、Ｐｃ２′を変調用信号Ｓｍ(t) で強度変調する。なお、ここでは、変調用信号Ｓｍ(t) は、光変調器内蔵のドライバを介して変調素子に供給されるものとするが、外付けドライバを介して第２の光変調器４０に入力してもよい。
【００４３】
これにより、図３の（ａ）のように、それぞれが変調用信号Ｓｍ(t) による変調を同等に受けた変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２からなる第２の変調光Ｐｄが得られる。
【００４４】
ここで、第２の光変調器４０の強度変調特性を線形と仮定し、その傾きをｋとすれば、光サブキャリアＰｃ１′、Ｐｃ２′入射時に第２の光変調器４０から出力される変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２のパワーＰ１（ｔ）、Ｐ２（ｔ）は、
Ｐ１（ｔ）＝Ｐ２（ｔ）＝ｋ・Ｓｍ(t)
となる。
【００４５】
したがって、これら二つの変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２の電界Ｅ１、Ｅ２は、それらの光角周波数をω、ω′とすれば、
Ｅ１＝［√｛ｋ・Ｓｍ(t)｝］・cosωt
Ｅ２＝［√｛ｋ・Ｓｍ(t)｝］・cos ω′t
となる（位相情報は省略）。
【００４６】
このようにして変調用信号Ｓｍ(t) でそれぞれ変調された２つの変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２を含む第２の変調光（２−ｔｏｎｅ変調光）Ｐｄは、フォトダイオード等の受光素子からなる光電変換器５０に入射されて光電変換される。
【００４７】
光電変換器５０の受光素子は、入射される第２の変調光Ｐｄに含まれる２つの変調光Ｐｄ１、Ｐｄ２の強度に対応した電流を出力する。
【００４８】
即ち、受光素子が出力する電流Ｉは、入射光の電界の２乗平均であるから、次のように表される（記号＜  ＞は時間平均）。
【００４９】
Ｉ＝＜｜Ｅ１＋Ｅ２｜２＞
＝［√｛ｋ・Ｓｍ(t)｝］２（cos ωt＋cos ω′t）２）
＝ｋ・Ｓｍ(t)｛cos２ωt＋cos２ω′t＋２cos ωt・cos ω′t｝
＝ｋ・Ｓｍ(t)｛１＋（cos２ωt＋cos２ω′t）／２
＋cos （ω＋ω′）ｔ＋cos（ω−ω′）ｔ｝
【００５０】
ここで、cos２ωt、cos２ω′t、cos（ω＋ω′）ｔの成分は、光周波数のほぼ２倍と高いため出力応答しない。
【００５１】
したがって、受光素子の出力電流Ｉは、
Ｉ＝ｋ・Ｓｍ(t)［１＋cos（ω−ω′）ｔ］
＝ｋ・Ｓｍ(t)＋ｋ・Ｓｍ(t)cos（ω−ω′）ｔ
となる。
【００５２】
上式で第１項のｋ・Ｓｍ(t) の周波数成分はミリ波帯に比べて格段に低いのでフィルタ（図示せず）で除去すると、最終的に得られる出力は第２項のＳｍ(t)cos（ω−ω′）ｔとなり、図３の（ｂ）のように、ローカル信号ＳＬの周波数ｆＬのＮ倍に等しいミリ波の周波数（Ｎ・ｆＬ）を中心周波数とし、変調用信号Ｓｍ(t) で変調された電気のミリ波変調信号Ｓout を得ることができる。
【００５３】
このように、実施形態のミリ波変調信号生成装置２０は、第１の光変調器２４による干渉作用を利用して所望ミリ波の出力周波数に等しい周波数差をもつ２−ｔｏｎｅキャリア光を生成し、これを第２の光変調器４０に入射し、計測に必要な変調用信号で強度変調を掛けて２−ｔｏｎｅ変調光Ｐｄを生成して光電変換することで、電気のミリ波の変調信号Ｓout を得ているので、従来の電気によるヘテロダイン方式では困難であった１００ＧＨｚを超えるミリ波帯の変調信号を容易に且つ精度よく生成することができる。
【００５４】
また、出力周波数を可変する場合、ローカル信号発生器２３のローカル信号ＳＬの周波数を可変すればよく、例えば前記した３０ＧＨｚを中心に±５ＧＨｚ可変すれば、その４（＝Ｎ）倍の２０ＧＨｚを可変できる。
【００５５】
また、変調のために用いる第２の光変調器４０の帯域は要求される数ＧＨｚの変調帯域に対して十分広いので、１００ＧＨｚを超えるミリ波の各種機器の測定に十分対応できる。
【００５６】
なお、上記実施形態の変調用信号生成部３０は、変調用データメモリ３１、Ｄ／Ａ変換器３２、ＬＰＦ３３という最も簡単な構成を示していたが、この構成であっても、多種の試験が行なえる。
【００５７】
すなわち、アナログの各種周波数の正弦波による強度変調の場合には、変調用データメモリ３１に周波数と振幅の異なる正弦波の波形データを登録しておき、図示しない操作部によりそのいずれかを選択して出力させればよい。
【００５８】
また、デジタル変調の場合には基本的にＩ、Ｑ直交変調が用いられるので、試験用のＩデータとＱデータを直交変調演算して得られるベースバンドのデータを各種生成し、これらを変調用データメモリ３１に予め登録しておいて、前記同様にそのいずれかを選択して出力させればよい。
【００５９】
ここで、試験に用いるデジタル変調用の信号例としては、各種通信規格、例えばＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（ＦＤＤ／ＴＤＤ）、ＷＬＡＮ  ＩＥＥＥ  ８０２．１１／ａ／ｂ／ｇ／ｊ／ｎ／ｐ／ａｃ／ａｄ、Ｍｏｂｉｌｅ  ＷｉＭＡＸ、デジタル放送  ＩＳＤＢ−Ｔ／ＩＳＤＢ−Ｔｍｍ、無線ＬＡＮ、ＧＰＳ等の規格信号があり、これらの直交変調データを予め変調用データメモリ３１に登録しておけば、広範な試験が可能となる。
【００６０】
なお、上記例では、第２の光変調器４０に与える変調用信号Ｓｍ(t) の波形のデータそのものを変調用データメモリ３１に登録しておく例であったが、図４に示す変調用信号生成部３０のように、変調用データメモリ３１をＩデータメモリ３１ａとＱデータメモリ３１ｂで構成し、それらのメモリから任意の組のＩデータＤｉとＱデータＤｑを読み出して、それぞれＤ／Ａ変換器３２ａ、３２ｂでアナログのＩ、Ｑ信号Ｓｉ（ｔ）′、Ｓｑ（ｔ）′に変換し、ＬＰＦ３３ａ、３３ｂで高域ノイズを除去して得られたＩ、Ｑ信号Ｓｉ（ｔ）、Ｓｑ（ｔ）を直交変調器３４に入力し、その出力を変調用信号Ｓｍ(t)として第２の光変調器４０に与えてもよい。
【００６１】
図５は、上記の図４の構成で直交変調処理までをデジタル処理で行なう構成例であり、Ｉデータメモリ３１ａとＱデータメモリ３１ｂから読み出したＩデータＤｉとＱデータＤｑに対してデジタルフィルタ３５ａ、３５ｂによるフィルタ処理（ロールオフ処理）を施して、その処理結果Ｄｉ′、Ｄｑ′をデジタル式の直交変調器３５ｃに入力し、その計算結果ＤｉｑをＤ／Ａ変換器３２でアナログの信号Ｓｍ(t)′に変換し、ＬＰＦ３３で高域ノイズ成分等を除去し、その出力を変調用信号Ｓｍ(t) として第２の光変調器４０に与えている。ここで、デジタルフィルタ３５ａ、３５ｂおよび直交変調器３５ｃは、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）３５で構成している。
【００６２】
また、図６に示す変調用信号生成部３０のように、変調用データだけでなく、通信の妨害要因となるデータ、例えば各種レベルのノイズデータ（白色雑音等）Ｄｎを記憶しているノイズデータメモリ３６や、変調用データに異なる遅延を与えた遅延波データＤｄを記憶している遅延波データメモリ３７等を設けておき、変調用データメモリ３１に記憶されている任意の変調用データＤｍと、これらの追加したデータメモリ３６、３７から図示しない操作部の操作によって任意に選択したデータを加算器３８で加算し、その加算結果Ｄsum をＤ／Ａ変換器３２およびＬＰＦ３３によってアナログの変調用信号Ｓｍ(t) に変換して、第２の光変調器４０に与えてもよい。なお、ノイズデータや遅延波データの他にも実際の通信環境に存在する妨害要因となる別のデータを加えてもよい。
【００６３】
また、図６の例では加算するデータをそれぞれ一系統で示したが、各データをＩ成分とＱ成分の２系統とすれば、各データのＩ成分同士を加算し、Ｑ成分同士を加算して、直交変調処理を行なうことになる。
【００６４】
また、各データメモリのデータ出力同士を加算する方法たけでなく、各データのＤ／Ａ変換出力同士を加算したり、そのＤ／Ａ変換出力からそれぞれＬＰＦで高域ノイズ成分を除去した結果同士を加算してもよい。
【００６５】
また、図７のように、外部からの変調用信号（例えばアンテナ入力、他機器からの電気信号や光信号等）を入力する外部入力端子６０と、その外部入力端子６０から入力された信号Ｓexitと、変調用信号生成部３０が生成した変調用信号Ｓｍ(t) のいずれかを選択的に第２の光変調器４０に与える信号切替器６１を設けてもよい。ここで、第２の光変調器４０が光の変調用信号の入力が可能であれば外部から光で入力された信号Ｓexitを直接第２の光変調器４０に導く。また、電気信号の入力しか受け付けないのであれば、外部から光で入力された信号Ｓexitを一旦光電変換して第２の光変調器４０に与える。
【００６６】
上記各実施例では、第２の光変調器４０から出力される光の強度が、変調用信号Ｓｍ(t) に比例すると仮定して説明したが、一般的に光変調器の変調特性は、狭い領域でみればほぼ直線近似できるものの、広い範囲では正弦的あるいは２次曲線、３次曲線等を含んだ非線形な特性を有しており、広い変調範囲でリニアに強度変調をかける必要がある場合には、その変調特性に応じて変調用信号を補正する必要がある。
【００６７】
例えば、ＬＮ型の光変調器は、一般的に図８のように、バイアス電圧Ｖｂの変化に対して出力光の強度が正弦波状に周期変化する変調特性を有しており、この正弦波状の変調特性の位相がπだけ離れるための電圧幅を半波長電圧Ｖπと呼び、図８では出力強度が極小となる電圧Ｖ０から±Ｖπ離れた位置の出力強度が極大となる。
【００６８】
このような変調特性を有するＬＮ型の光変調器に対して、例えばＶ０＋Ｖπ／２を電圧中心とする変調用信号Ｓｍ(t) を与える場合、前記したようにその振幅がＶπに比べて十分小さければ、線形に近い動作となるが、振幅がＶπに対して無視できないほど大きい場合には正弦波の非線形特性が顕著に現れ、正しい変調が行なえない。
【００６９】
これを解決するために、図９の（ａ）の正弦波状の変調特性Ａに対してそれを傾き一定の直線Ｌの特性に補正するための補正関数Ｈ(V) を求め、その補正関数Ｈ(V) で変調用信号Ｓｍ(t) の振幅を補正することで、Ｖπにほぼ等しい広い範囲で直線的な強度変調を行なうことができる。
【００７０】
図１０は、上記補正機能を有するミリ波変調信号生成装置２０の構成例を示している。このミリ波変調信号生成装置２０は、所望の変調用信号で変調されたミリ波変調信号を出力する通常動作モードと、前記した補正関数を取得するための補正関数取得モードを有しており、補正関数取得モードで得られた補正関数を用いて、通常動作モードにおける変調用信号に対する補正を行う。
【００７１】
このミリ波変調信号生成装置２０は、第２の光変調器４０としてＬＮ型の光変調器を用い、変調用信号生成部３０には、変調用データメモリ３１から読み出された変調用データＤｍを補正関数Ｈにより振幅補正する補正部３９が設けられており、その補正された変調用データＤmhを、Ｄ／Ａ変換器３２およびＬＰＦ３３よりアナログの変調用信号Ｓmh(t) に変換している。
【００７２】
この補正された変調用信号Ｓmh(t) は、例えば「バイアス−Ｔ」のような交直の重畳器７０を介して第２の光変調器４０に入力される。
【００７３】
また、このミリ波変調信号生成装置２０では、第２の光変調器４０の出射光Ｐｄを光分岐部７５で３分岐し、それら３つの分岐光Ｐｄ１〜Ｐｄ３を、光電変換器５０、バイアス制御部８０、補正関数取得部９０にそれぞれ入射している。
【００７４】
光分岐部７５は、入力光を２分岐する第１カプラ７６と第２カプラ７７をカスケードに接続したものであり、ここでは、第２の光変調器４０の出射光Ｐｄを受けた第１カプラ７６の一方の分岐光Ｐｄ１を光電変換器５０に与え、他方の分岐光を第２カプラ７７で２分岐して、それらの分岐光Ｐｄ２、Ｐｄ３をバイアス制御部８０と補正関数取得部９０にそれぞれ与えている。
【００７５】
また、バイアス制御部８０から出力されるバイアス電圧Ｖｂは、スイッチ７１を介して重畳器７０に与えられる。このスイッチ７１は、通常動作モードにおいては、バイアス制御部８０から出力されるバイアス電圧Ｖｂを重畳器７０に与え、補正関数取得モードの際には、補正関数取得部９０からのバイアス電圧Ｖｂ′を重畳器７０に与えるように切り替えられる。
【００７６】
バイアス制御部８０は、通常動作モードにおいて光分岐部７５で分岐された光Ｐｄ２を受けて、ＬＮ型の第２の光変調器４０に与えるバイアス電圧を、変調特性の電圧方向のドリフトに応じて可変制御し、変調器の動作点を常に所定位置（例えば図８の変調特性とその振幅中心とが交わる位置）に保持するためのものである。
【００７７】
このバイアス制御については従来から種々の方式が提案されている。例えば、伝送信号に対して十分に周波数が低い低周波信号を重畳し、その低周波信号を光電変換して、その振幅が一定になるようにバイアスをフィードバック制御す方法等が採用できる。
【００７８】
一方、補正関数取得部９０は、補正関数取得モードの無変調状態において、第２の光変調器４０の変調特性を測定し、その測定結果から前記補正関数Ｈ(V)を求めるためのものであり、光分岐部７５で分岐された光Ｐｄ３を受光する光電変換器９１、光電変換器９１の出力をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器９２、Ａ／Ｄ変換器９２の出力を受けるとともに特性測定用のバイアス電圧データＤｖｂを所定ステップで可変出力する特性測定部９３、特性測定部９３の出力をアナログの特性測定用のバイアス電圧Ｖｂ′に変換してスイッチ７１へ出力するＤ／Ａ変換器９４および補正関数算出部９５を有している。
【００７９】
特性測定部９３は、補正関数取得モードの際に、図１１のように、特性測定用のバイアス電圧データＤｖｂを所定のスタート電圧Ｖstart から終了電圧Ｖstopまで所定ステップΔＶで掃引させながら、各バイアス電圧に対する受光出力を内部のメモリに記憶する。ここで、バイアス電圧の可変幅Ｗ（＝｜Ｖstart−Ｖstop｜）は、正弦波状に周期変化する変調特性のうち、変調に用いる一つの単調増加領域（または単調減少領域）を完全にカバーし、変調特性のピークとボトムを含む範囲（Ｖπより大）に設定される。
【００８０】
このようにして得られた変調特性（バイアス電圧に対する変調器の出力特性）は、補正関数算出部９５に出力される。
【００８１】
補正関数算出部９５は、得られた変調特性から変調用信号の補正に必要な補正関数Ｈ(V) を求める。この処理について図９の（ａ）（ｂ）を参照して説明する。
【００８２】
即ち、第２の光変調器４０がＬＮ型変調器であれば、前記したようにその変調特性は正弦波状となる。図９の（ａ）に示しているように、特性測定部９３によって得られた変調特性を特性Ａ（＝Ｐ(V)）とし、通常動作モードおよび無変調状態におけるバイアス電圧ＶPAにおける光電変換器９１の出力強度（ＰＡ：通常モードにおけるバイアス電圧設定時の出力強度）とで決まる座標（ＶPA，ＰＡ）を通る傾き一定の直線Ｌ（＝Ｌ(V)）を理想の線形的な変調特性とすれば、電圧Ｖ１のときに直線Ｌの特性であればその出力はＬ(V1)となるが、実際の変調特性Ａによって得られる出力はＰ(V1)となり、Ｌ(V1)との間に差が生じる。この差がなくなるように、入力電圧Ｖ１を、変調特性ＡにおいてＬ(V1)と等しい出力Ｐ(V1′)が得られる電圧Ｖ１′までΔｈだけ増加させる補正を行なえばよいことがわかる。
【００８３】
図９の（ｂ）は、前記電圧Ｖ１を、電圧ＶPAを中心に可変させたときに上記方法でそれぞれ得られる電圧Ｖ１′の電圧変換特性、即ち、補正関数Ｈ(V) を表している。この補正関数Ｈ(V) は、正弦波状の変調特性Ａに対応して、入力電圧に対する出力電圧の補正量Δｈが、振幅中心から極大点、極小点に近づく程大きくなる。なお、理想の線形的な変調特性を表す直線Ｌの傾きは任意であり、また、完全な直線でなくてもよい。
【００８４】
このようにして得られた補正関数Ｈ(V) は、前記補正部３９に初期データ、あるいは更新データとして登録される。
【００８５】
このようにして、補正関数取得モードにおいて補正部３９が用いる補正関数Ｈ(V) が初期登録あるいは更新登録された後、通常動作モードにおいて変調用データメモリ３１から読み出される変調用データＤｍの振幅（上式で変数Ｖに相当）がこの補正関数Ｈ(V) により補正され、その補正されたアナログの変調用信号Ｓmh(t) が、バイアス制御部８０からのバイアス電圧Ｖｂとともに第２の光変調器４０に与えられる。
【００８６】
これにより、通常動作モードにおいて、第２の光変調器４０からは、その変調特性自体の非線形部分による歪みの発生が等価的に抑圧されて、所望波形の変調用データＤｍに対応して広い変調範囲で強度が正しく変調された変調光が出射されることになる。
【００８７】
なお、ここでは第２の光変調器４０がＬＮ型光変調器の場合について説明したが、第２の光変調器４０が電界吸収飽和作用を利用したＥＯ変調器の場合でも、前記同様に補正関数取得モードにおいて、無変調状態で直流のバイアス電圧を可変させてその変調特性を求め、その非線形な変調特性を等価的に線形特性に変換するための補正関数を求め、通常動作モードにおいてその補正関数で変調用データの振幅を補正すれば、第２の光変調器４０からは、その変調特性自体の非線形部分による歪みの発生が等価的に抑圧されて、所望波形の変調用データに対応して広い変調範囲で強度が正しく変調された変調光が出射されることになる。
【００８８】
また、上記実施例では、変調用信号生成部３０に設けた補正部３９が、変調用データメモリ３１から読み出される変調用データＤｍに対してデジタル演算による振幅補正を行なっていたが、アナログの演算処理が可能であれば、Ｄ／Ａ変換器３２の出力あるいはＬＰＦ３３の出力に対して補正関数Ｈ(V) による補正処理を行なうこともできる。
【００８９】
また、図４に示した変調用信号生成部３０の場合には、直交変調器３４から出力されるアナログの変調用信号Ｓｍ(t) に対して補正関数Ｈ(V) による補正処理を行なうことになる。また、図５に示した構成例では、直交変調器３５ｃのデジタル出力、Ｄ／Ａ変換器３２あるいはＬＰＦ３３のアナログ出力に対して補正関数Ｈ(V) による補正処理を行なうことになる。さらに、図６の構成例では、加算器３８のデジタル出力、Ｄ／Ａ変換器３２あるいはＬＰＦ３３のアナログ出力に対して補正関数Ｈ(V) による補正処理を行なうことになる。
【符号の説明】
【００９０】
２０……ミリ波変調信号生成装置、２１……光サブキャリア生成部、２２……光源、２３……ローカル信号発生器、２４……第１の光変調器、２５……フィルタ、２６……光増幅器、３０……変調用信号生成部、３１……変調用データメモリ、３１ａ……Ｉデータメモリ、３１ｂ……Ｑデータメモリ、３２、３２ａ、３２ｂ……Ｄ／Ａ変換器、３３、３３ａ、３３ｂ……ＬＰＦ、３４……直交変調器、３５……ＤＳＰ、３５ａ、３５ｂ……デジタルフィルタ、３５ｃ……直交変調器、３６……ノイズデータメモリ、３７……遅延波データメモリ、３８……加算器、３９……補正部、４０……第２の光変調器、５０……光電変換器、６０……外部入力端子、６１……信号切替器、７０……重畳器、７１……スイッチ、７５……光分岐部、７６……第１カプラ、７７……第２カプラ、８０……バイアス制御部、９０……補正関数取得部、９１……光電変換器、９２……Ａ／Ｄ変換器、９３……特性測定部、９４……Ｄ／Ａ変換器、９５……補正関数算出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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