(57)【要約】【課題】最適なオフセット電圧を設定して微小振幅のＮＲＺ信号を検出する。【解決手段】ＮＲＺ信号増幅装置２は、ＮＲＺ信号にオフセット電圧を加えて出力するオフセット回路１１と、オフセット回路１１の出力信号を増幅し、互いに反転した２つの信号を出力する主増幅器１２と、主増幅器１２の入力信号のハイレベル電圧とローレベル電圧を検出する入力側電圧検出手段１３と、互いに反転した２つの信号を検出する出力側電圧検出手段１４と、検出したハイレベル電圧とローレベル電圧の中心電圧を算出し、この中心電圧が主増幅器１２の入力適正範囲のほぼ中心となるオフセット電圧をオフセット回路１１に設定し、検出した互いに反転した２つの信号の電圧差及び極性の変化点に基づいて電圧差が０に近づくようにオフセット電圧を微調整するオフセット電圧制御手段１５とを備える。【選択図】図１
2015050700.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定信号として入力されるＮＲＺ信号にオフセット電圧を加えて出力するオフセット回路（１１）と、
前記オフセット回路の出力信号を受けて増幅し、この増幅した信号を互いに反転した２つの信号として出力する主増幅器（１２）と、
前記主増幅器への入力信号のハイレベル電圧とローレベル電圧とを検出する入力側電圧検出手段（１３）と、
前記主増幅器から出力される互いに反転した２つの信号を検出する出力側電圧検出手段（１４）と、
前記入力側電圧検出手段によって検出されたハイレベル電圧とローレベル電圧の中心電圧を算出し、算出された中心電圧が前記主増幅器の入力適正範囲のほぼ中心となるオフセット電圧を算出して前記オフセット回路に設定し、前記出力側電圧検出手段によって検出された前記主増幅器から出力される互いに反転した２つの信号の電圧差及び極性の変化点に基づいて前記電圧差が０に近づくように前記オフセット電圧を微調整するオフセット電圧制御手段（１５）とを備えたことを特徴とするＮＲＺ信号増幅装置。
【請求項２】
前記出力側電圧検出手段（１４）は、前記互いに反転した２つの信号をそれぞれディジタル値に変換する２つのＡ／Ｄ変換器（１４ｃ，１４ｆ）を含んでおり、
前記オフセット電圧制御手段（１５）は、前記２つのＡ／Ｄ変換器からのディジタル値を比較して電圧差を算出し、この算出した電圧差の極性が変化する２点の電圧差のどちらが０に近いかを比較判定する比較判定手段（１５ｂ）と、
前記電圧差の極性が変化する２点の電圧差のうち０に近い電圧差に基づいて前記オフセット電圧を微調整するためのオフセット調整電圧を算出するオフセット電圧算出手段（１５ｃ）と、
前記オフセット電圧算出手段にて算出されたオフセット調整電圧を設定して前記オフセット電圧を微調整するオフセット電圧設定手段（１５ｄ）とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＮＲＺ信号増幅装置。
【請求項３】
前記オフセット電圧制御手段（１５）は、前記互いに反転した２つの信号を比較し、その電圧差をオフセット調整電圧として出力する比較回路（１５ｅ）と、
前記オフセット回路（１１）に前記オフセット電圧を設定する第１のループ（Ａ）と、前記比較回路からのオフセット調整電圧により前記オフセット電圧を微調整する第２のループ（Ｂ）とを選択的に切り替える切替回路（１５ｆ）とを備えたことを特徴とする請求項１記載のＮＲＺ信号増幅装置。
【請求項４】
被測定信号として入力されるＮＲＺ信号にオフセット回路（１１）からのオフセット電圧を加えて出力するステップと、
前記オフセット回路の出力信号を受けて主増幅器（１２）で増幅し、この増幅した信号を互いに反転した２つの信号として出力するステップと、
前記主増幅器への入力信号のハイレベル電圧とローレベル電圧とを検出するステップと、
前記主増幅器から出力される互いに反転した２つの信号を検出するステップと、
検出された前記ハイレベル電圧とローレベル電圧の中心電圧を算出し、算出された中心電圧が前記主増幅器の入力適正範囲のほぼ中心となるオフセット電圧を算出して前記オフセット回路に設定し、検出された前記主増幅器から出力される互いに反転した２つの信号の電圧差及び極性の変化点に基づいて前記電圧差が０に近づくように前記オフセット電圧を微調整するステップとを含むことを特徴とするＮＲＺ信号増幅方法。
【請求項５】
前記互いに反転した２つの信号をそれぞれディジタル値に変換するステップと、
前記２つの信号のディジタル値を比較して電圧差を算出し、この算出した電圧差の極性が変化する２点の電圧差のどちらが０に近いかを比較判定するステップと、
前記電圧差の極性が変化する２点の電圧差のうち０に近い電圧差に基づいて前記オフセット電圧を微調整するためのオフセット調整電圧を算出するステップと、
前記オフセット調整電圧を設定して前記オフセット電圧を微調整するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項４記載のＮＲＺ信号増幅方法。
【請求項６】
前記互いに反転した２つの信号を比較し、その電圧差をオフセット調整電圧として出力するステップと、
前記オフセット回路（１１）に前記オフセット電圧を設定する第１のループ（Ａ）と、前記オフセット調整電圧により前記オフセット電圧を微調整する第２のループ（Ｂ）とを選択的に切り替えるステップとをさらに含むことを特徴とする請求項４記載のＮＲＺ信号増幅方法。
【請求項７】
請求項１〜３の何れかのＮＲＺ信号増幅装置を用いた誤り率測定装置であって、
前記主増幅器（１２）から出力される信号をデータ信号として、このデータ信号と基準となる参照信号とをビット単位で比較し、前記データ信号の誤り率を測定する誤り率測定部（６）を備えたことを特徴とする誤り率測定装置。
【請求項８】
請求項４〜６の何れかのＮＲＺ信号増幅方法を用いた誤り率測定方法であって、
前記主増幅器（１２）から出力される信号をデータ信号として、このデータ信号と基準となる参照信号とをビット単位で比較し、前記データ信号の誤り率を測定するステップを含むことを特徴とする誤り率測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば光変換器等の各種電子部品からなる被試験デバイス（Device Under Test ）を被測定物として所定パターンの試験信号を入力し、この試験信号の入力に伴う被測定物からの被測定信号として、特に微小振幅（例えば１０〜２５ｍＶｐ−ｐ）のＮＲＺ信号を増幅するＮＲＺ信号増幅装置及び方法と、これらＮＲＺ信号増幅装置及び方法を用いて被測定信号のビット誤り率を測定する誤り率測定装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年における各種のディジタル有線通信装置は、利用者数の増加やマルチメディア通信の普及に伴い、より大容量の伝送能力が求められている。そして、これらディジタル有線通信装置におけるディジタル信号の品質評価の指標の一つとして、受信データのうち符号誤りが発生した数と受信データの総数との比較として定義されるビット誤り率（Bit Error Rate）が知られている。
【０００３】
そして、このようなビット誤り率を測定する測定器としては、例えば下記特許文献１に開示されるような誤り率測定装置が知られている。
【０００４】
誤り率測定装置は、例えば光変換器等の各種電子部品からなる被試験デバイスを被測定物とし、この被測定物に固定データを含むテスト信号を送信し、テスト信号の入力に伴う被測定物からの被測定信号と基準となる参照信号とをビット単位で比較し、被測定信号の誤り率を測定するものである。図６は下記特許文献１に開示される誤り率測定装置の概略構成図である。
【０００５】
図６に示す誤り率測定装置１０１は、ＲＡＭ等のメモリによって構成されるデータ記憶部１０１ａと、比較データ記憶部１０１ｂと、位置情報記憶部１０１ｃと、集積回路等によって構成される信号送信部１０１ｄと、信号受信部１０１ｅと、同期検出部１０１ｆと、比較部１０１ｇと、表示制御部１０１ｈと、ＣＲＴや液晶ディスプレイ等の表示機器１０１ｉと、キーボード等の操作部１０１ｊとによって構成される。この誤り率測定装置１０１では、測定対象物１０２から受信した入力データと測定対象物１０２から受信されるべき既知のデータとを比較し、所定の検出条件で検出される１または複数の検出ビットを含むビット列の比較データを、検出されることに応じて複数のブロックへ順次格納し、複数のブロックそれぞれに格納された比較データから得られるそれぞれのビット列を、所定の配置条件に従った位置を基準にして並べて表示機器１０１ｉに表示している。
【０００６】
ところで、上述した誤り測定装置１０１に対し、データ通信に用いられるＮＲＺ(Non Return to Zero)信号を被測定信号として誤り率の測定を行う場合には、ＮＲＺ信号を所望レベルまで増幅するＮＲＺ信号増幅装置が用いられる。
【０００７】
図７は下記特許文献２に開示されるＮＲＺ信号増幅装置のブロック構成図である。図７に示すＮＲＺ信号増幅装置２０１は、主増幅器２０３の入力電圧の中心電圧の検出と、オフセット回路２０２に加えられるオフセット電圧の設定とのループを常時動作させ、常に入力電圧の中心電圧に適したオフセット電圧を自動調整するオートアジャスト機能を有している。
【０００８】
さらに説明すると、ＮＲＺ信号増幅装置２０１は、被測定信号として入力するＮＲＺ信号にオフセット電圧を加えて出力するオフセット回路２０２と、オフセット回路２０２の出力信号を受けて増幅する主増幅器２０３と、主増幅器２０３への入力信号のハイレベル電圧とローレベル電圧とを検出する電圧検出手段２０４と、電圧検出手段２０４によって検出されたハイレベル電圧とローレベル電圧をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器２０５（２０５ａ，２０５ｂ）と、Ａ／Ｄ変換器２０５により変換されたディジタル値に基づいてハイレベル電圧とローレベル電圧の中心電圧を算出する中心電圧算出手段２０６と、中心電圧算出手段２０６により算出された中心電圧が主増幅器２０３の入力適正範囲のほぼ中心となるためのオフセット電圧を求めてオフセット回路２０２に与えるオフセット電圧設定手段２０７とを備えている。
【０００９】
電圧検出手段２０４は、さらに主増幅器２０３への入力信号Ｓａと第１の参照電圧Ｖｓ１とを比較する第１のコンパレータ２０４ａと、主増幅器２０３への入力信号Ｓａと第２の参照電圧Ｖｓ２とを比較する第２のコンパレータ２０４ｂと、第１のコンパレータ２０４ａの出力信号Ｃ１から直流成分を抽出する第１のフィルタ２０４ｃと、第２のコンパレータ２０４ｂの出力信号Ｃ２から直流成分を抽出する第２のフィルタ２０４ｄと、第１のフィルタ２０４ｃの出力信号ＤＣ１と第１のコンパレータ２０４ａの出力上限電圧に等しい第１の基準電圧Ｖｒ１とを受け、その差分出力を第１の参照電圧Ｖｓ１として第１のコンパレータ２０４ａに与える第１の演算増幅器２０４ｅと、第２のフィルタ２０４ｄの出力信号ＤＣ２と第２のコンパレータ２０４ｂの出力上限電圧に等しい第２の基準電圧Ｖｒ２とを受け、その差分出力を第２の参照電圧Ｖｓ２として第２のコンパレータ２０４ｂに与える第２の演算増幅器２０４ｆとを有している。そして、この電圧検出手段２０４では、第１の参照電圧Ｖｓ１と第２の参照電圧Ｖｓ２とが、主増幅器２０３に入力される信号Ｓａのハイレベル電圧とローレベル電圧にそれぞれ一致するようにフィードバック制御し、第１、第２の参照電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２をハイレベル電圧およびローレベル電圧として中心電圧算出手段２０６に与えている。
【００１０】
このように、上述したＮＲＺ信号増幅装置２０１では、第１の参照電圧Ｖｓ１が主増幅器２０３へ入力される信号Ｓ１のローレベル電圧とほぼ一致し、且つ第２の参照電圧Ｖｓ２が信号Ｓ１のハイレベル電圧とほぼ一致するようにフィードバック制御している。すなわち、第１、第２の参照電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２をハイレベル電圧およびローレベル電圧として中心電圧算出手段２０６に与えている。これにより、ＮＲＺ信号Ｓの中心電圧Ｖｃｅｎｔを主増幅器２０３の入力適正範囲の中心電圧Ｖａａに一致させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００７−２７４４７４号公報
【特許文献２】特開２０１０−０２８６６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところで、上述したＮＲＺ信号増幅装置２０１を誤り率測定装置１０１に採用し、特に微小振幅（例えば１０〜２５ｍＶｐ−ｐ）のＮＲＺ信号を被測定信号として誤り率の測定を行う場合には、帯域と利得の高いデバイスを主増幅器２０３に採用して入力感度性能の向上を図り、主増幅器２０３の後段に設けられるデマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）の入力感度より十分大きいレベルまで主増幅器２０３で信号Ｓａを増幅し、デマルチプレクサへの入力振幅が最大となるように、オフセット電圧を設定する必要があった。
【００１３】
しかしながら、従来のＮＲＺ信号増幅装置２０１のオートアジャスト機能を使用すると、入力信号の検出、中心電圧の算出、オフセット電圧の設定を行う際に、それぞれにおいてｍＶ単位の誤差が生じ、トータルとして１０ｍＶ程度の誤差となってしまう。しかも、Ａ／Ｄ変換器２０５が温度変化に伴って出力が変化し、この変化も誤差要因の一つとなっていた。このため、微小振幅のＮＲＺ信号を被測定信号とした場合、従来のＮＲＺ信号増幅装置２０１では、オートアジャスト機能による最適なオフセット電圧を設定することができず、測定結果にも誤差が生じてしまい、正確な誤り率測定を行うことができなかった。しかも、操作時間の短縮や製造ラインでの測定器の使用を想定して、従来のＮＲＺ信号増幅装置２０１のオートアジャスト機能を使用して微小振幅のＮＲＺ信号が検出できるように最適なオフセット電圧を設定するためには、設定誤差を２ｍＶ程度まで小さくする必要があった。
【００１４】
そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであって、微小振幅のＮＲＺ信号を被測定信号とした場合でも最適なオフセット電圧に設定して正確な誤り率測定を行うことができるＮＲＺ信号増幅装置及び方法と誤り率測定装置及び方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するため、本発明の請求項１に記載されたＮＲＺ信号増幅装置は、被測定信号として入力されるＮＲＺ信号にオフセット電圧を加えて出力するオフセット回路１１と、
前記オフセット回路の出力信号を受けて増幅し、この増幅した信号を互いに反転した２つの信号として出力する主増幅器１２と、
前記主増幅器への入力信号のハイレベル電圧とローレベル電圧とを検出する入力側電圧検出手段１３と、
前記主増幅器から出力される互いに反転した２つの信号を検出する出力側電圧検出手段１４と、
前記入力側電圧検出手段によって検出されたハイレベル電圧とローレベル電圧の中心電圧を算出し、算出された中心電圧が前記主増幅器の入力適正範囲のほぼ中心となるオフセット電圧を算出して前記オフセット回路に設定し、前記出力側電圧検出手段によって検出された前記主増幅器から出力される互いに反転した２つの信号の電圧差及び極性の変化点に基づいて前記電圧差が０に近づくように前記オフセット電圧を微調整するオフセット電圧制御手段１５とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
請求項２に記載されたＮＲＺ信号増幅装置は、請求項１のＮＲＺ信号増幅装置において、
前記出力側電圧検出手段１４は、前記互いに反転した２つの信号をそれぞれディジタル値に変換する２つのＡ／Ｄ変換器１４ｃ，１４ｆを含んでおり、
前記オフセット電圧制御手段１５は、前記２つのＡ／Ｄ変換器からのディジタル値を比較して電圧差を算出し、この算出した電圧差の極性が変化する２点の電圧差のどちらが０に近いかを比較判定する比較判定手段１５ｂと、
前記電圧差の極性が変化する２点の電圧差のうち０に近い電圧差に基づいて前記オフセット電圧を微調整するためのオフセット調整電圧を算出するオフセット電圧算出手段１５ｃと、
前記オフセット電圧算出手段にて算出されたオフセット調整電圧を設定して前記オフセット電圧を微調整するオフセット電圧設定手段１５ｄとを備えたことを特徴とする。
【００１７】
請求項３に記載されたＮＲＺ信号増幅装置は、請求項１のＮＲＺ信号増幅装置において、
前記オフセット電圧制御手段１５は、前記互いに反転した２つの信号を比較し、その電圧差をオフセット調整電圧として出力する比較回路１５ｅと、
前記オフセット回路１１に前記オフセット電圧を設定する第１のループＡと、前記比較回路からのオフセット調整電圧により前記オフセット電圧を微調整する第２のループＢとを選択的に切り替える切替回路１５ｆとを備えたことを特徴とする。
【００１８】
請求項４に記載されたＮＲＺ信号増幅方法は、被測定信号として入力されるＮＲＺ信号にオフセット回路１１からのオフセット電圧を加えて出力するステップと、
前記オフセット回路の出力信号を受けて主増幅器１２で増幅し、この増幅した信号を互いに反転した２つの信号として出力するステップと、
前記主増幅器への入力信号のハイレベル電圧とローレベル電圧とを検出するステップと、
前記主増幅器から出力される互いに反転した２つの信号を検出するステップと、
検出された前記ハイレベル電圧とローレベル電圧の中心電圧を算出し、算出された中心電圧が前記主増幅器の入力適正範囲のほぼ中心となるオフセット電圧を算出して前記オフセット回路に設定し、検出された前記主増幅器から出力される互いに反転した２つの信号の電圧差及び極性の変化点に基づいて前記電圧差が０に近づくように前記オフセット電圧を微調整するステップとを含むことを特徴とする。
【００１９】
請求項５に記載されたＮＲＺ信号増幅方法は、請求項４のＮＲＺ信号増幅方法において、
前記互いに反転した２つの信号をそれぞれディジタル値に変換するステップと、
前記２つの信号のディジタル値を比較して電圧差を算出し、この算出した電圧差の極性が変化する２点の電圧差のどちらが０に近いかを比較判定するステップと、
前記電圧差の極性が変化する２点の電圧差のうち０に近い電圧差に基づいて前記オフセット電圧を微調整するためのオフセット調整電圧を算出するステップと、
前記オフセット調整電圧を設定して前記オフセット電圧を微調整するステップとをさらに含むことを特徴とする。
【００２０】
請求項６に記載されたＮＲＺ信号増幅方法は、請求項４のＮＲＺ信号増幅方法において、
前記互いに反転した２つの信号を比較し、その電圧差をオフセット調整電圧として出力するステップと、
前記オフセット回路１１に前記オフセット電圧を設定する第１のループＡと、前記オフセット調整電圧により前記オフセット電圧を微調整する第２のループＢとを選択的に切り替えるステップとをさらに含むことを特徴とする。
【００２１】
請求項７に記載された誤り率測定装置は、請求項１〜３の何れかのＮＲＺ信号増幅装置を用いた誤り率測定装置であって、
前記主増幅器１２から出力される信号をデータ信号として、このデータ信号と基準となる参照信号とをビット単位で比較し、前記データ信号の誤り率を測定する誤り率測定部６を備えたことを特徴とする。
【００２２】
請求項８に記載された誤り率測定方法は、請求項４〜６の何れかのＮＲＺ信号増幅方法を用いた誤り率測定方法であって、
前記主増幅器１２から出力される信号をデータ信号として、このデータ信号と基準となる参照信号とをビット単位で比較し、前記データ信号の誤り率を測定するステップを含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、微小振幅のＮＲＺ信号を被測定信号とした場合であっても既存のオートジャスト機能を活かして最適なオフセット電圧に設定することができる。
【００２４】
請求項３，６に係る発明によれば、オフセット回路に加えられるオフセット電圧の微調整をアナログ回路によって実現でき、より高速に微小振幅のＮＲＺ信号を検出して最適なオフセット電圧を設定することができる。
【００２５】
請求項７，８に係る発明によれば、微小振幅のＮＲＺ信号を被測定信号とした場合でも、最適なオフセット電圧がオフセット回路に加えられることにより、正確な誤り率測定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明に係る誤り率測定装置に含まれるＮＲＺ信号増幅装置の第１実施の形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明に係る誤り率測定装置に含まれるＮＲＺ信号増幅装置の第２実施の形態を示すブロック構成図である。
【図３】本発明に係る誤り率測定装置に含まれるＮＲＺ信号増幅装置の第３実施の形態を示すブロック構成図である。
【図４】図１及び図２のＮＲＺ信号増幅装置における主増幅器の入力−出力静特性の実測値を示す図である。
【図５】図１〜３におけるマルチプレクサの内部構成の一例を示すブロック構成図である。
【図６】特許文献１に開示される誤り率測定装置のブロック構成図である。
【図７】特許文献２に開示されるＮＲＺ信号増幅装置のブロック構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明を実施するための各形態について図面の図１〜図４を参照しながら具体的に説明する。
【００２８】
本発明に係るＮＲＺ信号増幅装置を含む誤り率測定装置では、帯域と利得の高いデバイス（増幅器）を採用することで入力感度性能の向上を図りつつ、特許文献２に開示される従来のＮＲＺ信号増幅装置２０１（図７を参照）のオートアジャスト機能の精度を上げることで入力自動検出・調整機能の向上を図っている。
【００２９】
図１〜３に示す各々の誤り率測定装置１（１Ａ，１Ｂ，１Ｃ）は、ＮＲＺ信号増幅装置２（２Ａ，２Ｂ，２Ｃ）、信号発生器３、移相器４、デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）５、誤り率測定部６を備えて概略構成される。
【００３０】
まずは本発明の主要部であるＮＲＺ信号増幅装置２の各実施の形態の構成について説明する。
【００３１】
（第１実施の形態）
第１実施の形態のＮＲＺ信号増幅装置２Ａは、図１に示すように、オフセット回路１１、主増幅器１２、入力側電圧検出手段１３、出力側電圧検出手段１４、オフセット電圧制御手段１５を備えて構成される。
【００３２】
オフセット回路１１は、主増幅器１２の前段に接続されるもので、被測定信号として入力されるＮＲＺ信号Ｓの交流分を通過させるコンデンサ１１ａと、直流分を通過させるコイル（抵抗を含む）１１ｂと、コイル１１ｂを通過した直流分にオフセット電圧を加算する加算器１１ｃと、加算器１１ｃの出力を通過させてコンデンサ１１ａを通過した交流分と合成するコイル（抵抗を含む）１１ｄとを備えて構成される。
【００３３】
このオフセット回路１１では、入力されるＮＲＺ信号Ｓに所望の直流電圧分を与え、オートアジャスト機能によりオフセット電圧を可変制御することでオフセット回路１１から主増幅器１２に入力される信号Ｓａを主増幅器１２の入力適正範囲に維持している。
【００３４】
ここで、オートアジャスト機能とは、主増幅器１２の入力電圧の中心電圧の検出とオフセット電圧の設定のループ（図１の矢印Ａ）を常時動作させ、常に入力電圧の中心電圧に適したオフセット電圧をオフセット回路１１に設定するものである。
【００３５】
尚、オートアジャスト機能の具体的な構成および動作は、特許文献２（特開２０１０−０２８６６１号公報）と同様であるので、同公報の段落番号〔００３０〕〜〔００４７〕を参照されたい。
【００３６】
主増幅器１２は、微小振幅（例えば１０〜２５ｍＶｐ−ｐ）のＮＲＺ信号を被測定信号とする誤り率測定に対応するため、オフセット回路１１から入力される信号Ｓａをデマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）５の入力感度より十分大きいレベルまで増幅し、互いに反転した２つの信号Ｓ１，Ｓ２を出力している。
【００３７】
入力側電圧検出手段１３は、主増幅器１２へ入力される信号Ｓａのハイレベル電圧とローレベル電圧とを検出し、この検出したハイレベル電圧とローレベル電圧をそれぞれ不図示のＡ／Ｄ変換器によりディジタル値に変換し、この変換したディジタル値を後述する中心電圧算出手段１５ａに出力している。
【００３８】
出力側電圧検出手段１４は、主増幅器１２の非反転出力端子から出力される信号Ｓ１の直流分を通過させるコイル（抵抗を含む）１４ａと、コイル１４ａを通過した信号のうち遮断周波数より低い周波数の成分を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４ｂと、ローパスフィルタ１４ｂを通過した信号をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１４ｃと、主増幅器１２の反転出力端子から出力される信号Ｓ２の直流分を通過させるコイル（抵抗を含む）１４ｄと、コイル１４ｄを通過した信号のうち遮断周波数より低い周波数の成分を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４ｅと、ローパスフィルタ１４ｅを通過した信号をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１４ｆとから構成される。
【００３９】
オフセット電圧制御手段１５は、中心電圧算出手段１５ａ、比較判定手段１５ｂ、オフセット電圧算出手段１５ｃ、オフセット電圧設定手段１５ｄを備えて構成される。
【００４０】
中心電圧算出手段１５ａは、入力側電圧検出手段１３から入力されるディジタル値に基づいて入力側電圧検出手段１３が検出したハイレベル電圧とローレベル電圧との中心電圧を算出している。
【００４１】
比較判定手段１５ｂは、Ａ／Ｄ変換器から入力されるディジタル値Ａ／Ｄ１とＡ／Ｄ変換器から入力されるディジタル値Ａ／Ｄ２とを比較し、両者の電圧差として、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２（又はＡ／Ｄ２−Ａ／Ｄ１）の減算処理を行っている。
【００４２】
ここで、主増幅器１２の入力検出・設定誤差には人為的な調整も含まれ、実運用上０にすることができない。そこで、比較判定手段１５ｂは、主増幅器１２の出力が最適か否かを判定するため、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２の極性が変化する２点を演算し、この２点の演算結果のうちどちらが０に近いかを判定し、０に近い演算結果をオフセット電圧算出手段１５ｃに出力している。
【００４３】
オフセット電圧算出手段１５ｃは、中心電圧算出手段１５ａにより算出された中心電圧が主増幅器１２の入力適正範囲のほぼ中心となるためのオフセット電圧を算出している。また、オフセット電圧算出手段１５ｃは、比較判定手段１５ｂから入力される演算結果（０に近いＡ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２の値）により、上述したオフセット電圧を微調整するためのオフセット調整電圧を算出している。
【００４４】
オフセット電圧設定手段１５ｄは、オフセット電圧算出手段１５ｃによって算出されたオフセット電圧をオフセット回路１１に設定している。また、オフセット電圧設定手段１５ｄは、上述したオフセット電圧を設定した後、オフセット電圧算出手段１５ｃが算出したオフセット調整電圧によってＡ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２の値が０に近づくようにオフセット電圧を微調整している。
【００４５】
ここで、図４はオフセット電圧とアンプ出力電圧（Ａ／Ｄ１とＡ／Ｄ２の直流電圧）の関係（アンプのＩｎ−Ｏｕｔ静特性、実測値）を示している。
【００４６】
主増幅器１２は、一般的に図４に示すような静特性を持つため、Ａ／Ｄ１＝Ａ／Ｄ２となる点（図４の例では、−０．３Ｖ）で信号のゲインが最大となり、効率良く後段回路へ渡すことができる。このため、Ａ／Ｄ変換器１４ｃ，１４ｆのモニター値（Ａ／Ｄ１，Ａ／Ｄ２）からオフセット電圧の設定状況を判断し、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２が０に近づくように、主増幅器１２の出力側のＡ／Ｄ検出・判定とオフセット電圧の微調整のループ（図１の矢印Ｂ）によるオフセット電圧微調整機能を実行している。
【００４７】
すなわち、本例のＮＲＺ信号増幅装置２では、まず、主増幅器１２の入力電圧の中心電圧の検出とオフセット電圧の設定のループ（図１の矢印Ａ）による既存のオートアジャスト機能を実行する。その後、主増幅器１２の出力側のＡ／Ｄ検出・判定とオフセット電圧の微調整のループ（図１の矢印Ｂ）によるオフセット電圧微調整機能を実行し、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２が０に近づくようにオフセット回路１１に加えられるオフセット電圧の微調整を行い、オフセット電圧設定の最適化を図っている。
【００４８】
ここで、Ａ／Ｄ検出・判定とオフセット電圧の微調整のループ（図１の矢印Ｂ）において、Ａ／Ｄ変換器１４ｃのディジタル値Ａ／Ｄ１とＡ／Ｄ変換器１４ｆのディジタル値Ａ／Ｄ２との差が０になるオフセット電圧を設定した時に効率良く後段回路へ信号を伝えることができる。しかしながら、実際のオフセット電圧の設定には最小分解能（本例では、０．５ｍＶ）があるため、完全に０Ｖにすることができない。そこで、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２の値の極性が変化する２点のうちどちらが０に近いかを比較判定手段１５ｂで判定し、０に近いと判定したＡ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２の値に基づいてオフセット電圧算出手段１５ｃがオフセット調整電圧を算出し、この算出したオフセット調整電圧によってオフセット電圧を微調整してオフセット電圧の最適値を確定させている。
【００４９】
具体的には、既存のオートアジャスト機能により設定されたオフセット電圧がオフセット回路１１に加えられると、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２の極性に応じて、例えば＋０．５ｍＶ又は−０．５ｍＶをオフセット回路１１に加え続け、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２の極性が変化した時点でＡ／Ｄ検出・判定とオフセット電圧の微調整のループ（図１の矢印Ｂ）によるオフセット電圧微調整機能を停止させている。
【００５０】
尚、本例のＮＲＺ信号増幅装置２によれば、出力側電圧検出手段１４及び比較判定手段１５ｂによる主増幅器１２の出力判定だけでも性能実現が可能であるが、特許文献２に開示されるＮＲＺ信号増幅装置２０１の構成をそのまま採用し、入力信号の中心電圧をモニターする機能も活かしている。
【００５１】
（第２実施の形態）
次に、本発明に係るＮＲＺ信号増幅装置を含む誤り率測定装置の第２実施の形態について図２を参照しながら説明する。尚、図１の第１実施の形態と同一の構成要素には同一番号を付し、その説明を省略している。
【００５２】
図２に示す第２実施の形態のＮＲＺ信号増幅装置２Ｂでは、互いに反転した２つのＮＲＺ信号Ｓ，Ｓｉｎｖを被測定信号としている。そして、ＮＲＺ信号Ｓは、オフセット回路１１を介して差動型の主増幅器１２の非反転入力端子に入力され、所定の増幅率で増幅された後、非反転出力端子からデータ信号Ｓ１として出力される。また、ＮＲＺ信号Ｓｉｎｖは、オフセット回路１１を介して差動型の主増幅器１２の反転入力端子に入力され、所定の増幅率で増幅された後、反転出力端子からデータ信号Ｓ２として出力される。尚、その他の構成及び動作については、図１の第１実施の形態のＮＲＺ信号増幅装置１Ａと同一である。
【００５３】
（第３実施の形態）
次に、本発明に係るＮＲＺ信号増幅装置を含む誤り率測定装置の第３実施の形態について図３を参照しながら説明する。尚、図１の第１実施の形態や図２の第２実施の形態と同一の構成要素には同一番号を付し、その説明を省略している。
【００５４】
上述した第１、第２実施の形態のＮＲＺ信号増幅装置１Ａ，１Ｂでは、判定とシーケンスに関して回路スペースを抑えるため、比較判定手段１５ｂとオフセット電圧算出手段１５ｃをＦＰＧＡ(field-programmable gate array) で実現している。
【００５５】
しかしながら、ＦＰＧＡは高速処理が可能である反面、判定処理にそれなりの時間を要する。そこで、図３に示す第３実施の形態のＮＲＺ信号増幅装置１Ｃでは、特に微小振幅のＮＲＺ信号の変化をより高速に検出するため、コンパレータや減算回路のアナログ回路で構成される比較回路１５ｅをローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４ｂ，１４ｅの後段に接続し、スイッチなどの切替回路１５ｆにより、オートアジャスト機能（図４の矢印Ａのループ）とオフセット電圧微調整機能（図４の矢印Ｂのループ）とを選択的に切り替える構成としている。
【００５６】
尚、上述した第３実施の形態のＮＲＺ信号増幅装置１Ｃでは、互いに反転した２相のＮＲＺ信号Ｓ，Ｓｉｎｖがオフセット回路１１を介して主増幅器１２に入力され、互いに反転した信号Ｓ１，Ｓ２を主増幅器１２が出力する構成として説明したが、図１と同様に、オフセット回路１１を介して単相のＮＲＺ信号Ｓが主増幅器１２に入力され、互いに反転した信号Ｓ１，Ｓ２を主増幅器１２が出力する構成であっても良い。
【００５７】
次に、上述した各実施の形態のＮＲＺ信号増幅装置２（２Ａ，２Ｂ，２Ｃ）とともに誤り率測定装置１（１Ａ，１Ｂ，１Ｃ）を構成する信号発生器３、移相器４、デマルチプレクサ５、誤り率測定部６について説明する。
【００５８】
移相器４は、ＮＲＺ信号増幅装置２（２Ａ，２Ｂ，２Ｃ）からのデータ信号Ｓ１に対する読取クロックの位相を相対的に可変している。
【００５９】
デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）５は、図５に示すように、２個のＤ型のフリップフロップ２１，２２、反転器２３、第１の排他的論理和回路２４、第１のフィルタ２５、２つの第２の排他的論理和回路２６，２７、２つの第２のフィルタ２８，２９、３つのＡ／Ｄ変換器３０，３１，３２、位相設定手段３３を備えて構成される。
【００６０】
図５に示すデマルチプレクサ５は、ＮＲＺ信号増幅装置２（２Ａ，２Ｂ，２Ｃ）から入力されるデータ信号Ｓ１を２個のＤ型のフリップフロップ２１，２２に共通に入力し、データ信号Ｓ１のクロック周期の２倍の周期で、且つクロック周期ずつ位相がずれた読取クロックをフリップフロップ２１，２２にそれぞれ与える１対２のデマルチプレクサで構成される。
【００６１】
さらに説明すると、各フリップフロップ２１，２２のクロック端子には、データ信号Ｓ１のクロック周期の２倍の周期で且つそのクロック周期ずつ位相がずれた２相の読取クロックｃｋ１，ｃｋ２が入力している。
【００６２】
これらの読取クロックｃｋ１，ｃｋ２は、信号発生器３により生成される。信号発生器３は、Ｎの値によってその構成が異なるが、Ｎ＝２の場合には、データ信号Ｓ１のクロック周期の２倍の周期を有する基準クロックｃｋ０を信号発生器３により発生して移相器４に入力し、その一方の読取クロックｃｋ１とし、これを反転器２３で反転して他方の読取クロックｃｋ２としている。ここで、２つの読取クロックｃｋ１，ｃｋ２は、互いに反転しているので、その位相差はデータ信号Ｓ１の周期に等しい。
【００６３】
各フリップフロップ２１，２２は、データ信号Ｓ１に対する読取処理を交互に連続して行うが、その読取データ信号Ｄ１，Ｄ２は、第１の排他的論理和回路（ＥＸＯＲ回路）２４に入力され、読取データ信号Ｄ１，Ｄ２が一致している期間はローレベル、不一致の期間はハイレベルの信号を出力している。
【００６４】
第１の排他的論理和回路２４の出力信号Ｅ１は、ローパスフィルタからなる第１のフィルタ２５に入力され、その直流分（平均値）Ａｅ１が抽出される。
【００６５】
各フリップフロップ２１，２２には、そのデータ端子Ｄに入力されるデータ信号Ｓ１と出力端子Ｑから出力される読取データ信号Ｄ１，Ｄ２との排他的論理和をそれぞれ求める２つの第２の排他的論理和回路２６，２７が設けられている。第２の排他的論理和回路２６，２７の出力信号Ｆ１，Ｆ２は、それぞれローパスフィルタからなる第２のフィルタ２８，２９に入力され、その直流分（平均値）Ａｆ１，Ａｆ２が抽出される。
【００６６】
第１のフィルタ２５の出力Ａｅ１及び２つの第２のフィルタ２８，２９の出力Ａｆ１，Ａｆ２は、それぞれＡ／Ｄ変換器３０，３１，３２によりディジタル値に変換されて位相設定手段３３に入力される。
【００６７】
位相設定手段３３は、各フィルタ２５，２８，２９の出力に基づいて、移相器４を制御し、データ信号Ｓ１に対する読取クロックｃｋ１，ｃｋ２の位相を最適化している。
【００６８】
ここで、第１のフィルタ２５の出力Ａｅ１は読取データＤ１，Ｄ２の排他的論理和の平均値であり、誤り測定などで一般的に使用される擬似ランダム信号がデータ信号Ｓ１として入力されている場合、そのデータ信号Ｓ１に対する読取クロックｃｋ１，ｃｋ２の位相が位相余裕のある範囲内で変化しても、読取データＤ１，Ｄ２の相対的な位相は変わらない。このため、その読取データＤ１，Ｄ２の排他的論理和の平均値である第１のフィルタ２４の出力Ａｅ１は、データ信号Ｓ１のパターンによって決まる値のまま一定である。
【００６９】
しかし、位相余裕が無くなると、読取データＤ１，Ｄ２に確率的にビット誤りが生じる。このため、排他的論理和の平均値は、位相余裕のあるときの一定値から大きく変化することになる。したがって、第１のフィルタ２５の出力Ａｅ１を変化させるように移相器４を制御し、その変化するときの２つの移相量の中間の値に移相量を設定することにより、最も位相余裕のある状態にすることができる。
【００７０】
すなわち、出力Ａｅ１に対して減少変化を２箇所与える範囲で移相器４の移相量を連続的に変化させ、その減少変化するときの２つの移相量の中間値を求め、これを最適値として移相器４に設定することで位相余裕を最も大きくすることができる。
【００７１】
そして、データ信号Ｓ１が擬似ランダムパターンのように、入力順が異なるビットデータ同士の排他的論理和が０（ローレベル）になる確率と１（ハイレベル）になる確率がともに等しく１／２であり（マーク率１／２）、その平均値が一定であることを前提として、出力値Ａｆ１，Ａｆ２がその中間値Ｖｃ＝（Ｖａ＋Ｖｂ）／２となるように、移相量をフィードバック制御すれば、データ信号Ｓ１の位相変動に対応して読取位相をリアルタイムに補正制御できる（トラッキングモード）。
【００７２】
これに対し、データ信号Ｓ１のパターンが擬似ランダム信号でなく、特殊パターン（例えば０と１が交互に並ぶパターン）のときには、前述したように、実際のデータの読取処理に先立って、移相器４の移相量を大きく変化させて、第１のフィルタ２５の出力Ａｅ１が変化する２箇所の移相量を求め、その中間の移相量を設定する（固定モード）。
【００７３】
すなわち、出力Ａｅ１が所定範囲にある場合は、データ信号Ｓ１のパターンが議事ランダム信号のようなマーク率１／２の信号であると判断し、第２のフィルタ２８，２９の出力値Ａｆ１，Ａｆ２がその線形変化のほぼ中間の値Ｖｃとなるように移相器４の移相量をフィードバック制御するトラッキングモードに移行する。このフィードバック制御により、データ信号Ｓ１の位相変動があってもそれに追従して読取クロックＣ１，Ｃ２の位相が変化するので、データの読取を正しく行うことができる。
【００７４】
また、出力Ａｅ１が所定範囲にない場合には、移相量をＴｃ／２分変化させ、再び出力Ａｅ１が所定範囲にあるか否かを判定する。そして、移相量をＴｃ／２分ずらして出力Ａｅ１が所定範囲に入った場合には、最初位相が丁度位相余裕がない状態であったものと判断し、上述したトラッキングモードに移行する。これに対し、位相量をＴｃ／２分ずらしても出力Ａｅ１が所定範囲に入らない場合には、データ信号Ｓ１がランダム性がない特殊なパターンであって、トラッキングモードによる制御ができないものと判断し、移相器４の移相量を微小値Δずつ変化させつつ、その移相量に対応付けて第１のフィルタ２５の出力値Ａｅ１を記憶し、移相量を２Ｔｃ分連続的に変化させ、出力値Ａｅ１の２箇所の変化位置Ｔｄ１，Ｔｄ２を求め、その中間に移相量（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）／２を最適値として移相器４に設定する。
【００７５】
尚、図５では、ＮＲＺ信号増幅装置２の主増幅器１２からのデータ信号Ｓ１を入力とするデマルチプレクサ５の構成について説明したが、ＮＲＺ信号増幅装置２の主増幅器１２からのデータ信号Ｓ２は、デマルチプレクサ５のＤバー端子に入力され、データ信号Ｓ１と同様の処理が行われる。また、図５において、第２の排他的論理回路２６，２７および第２のフィルタ２８，２９を省略した構成としても良い。この場合、移相量の初期設定を行った後、移相器４の移相量を所定値Δずつ変化させつつ、その移相量に対応付けて第１のフィルタ２５の出力値Ａｅ１を記憶し、移相量を２Ｔｃ分連続的に変化させ、出力値Ａｅ１の２箇所の変化位置Ｔｄ１，Ｔｄ２を求め、その中間の移相量（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）／２を最適値として移相器４に設定する。さらに、移相器４とデマルチプレクサ５の具体的な構成及び動作に関しては、特開２０１０−２８６６２号公報と同様なので、同公報の段落番号〔００１６〕〜〔００５５〕を参照されたい。
【００７６】
誤り率測定部６は、上述したデマルチプレクサ５を含む不図示の複数段のデマルチプレクサによりＮＲＺ信号増幅装置２からのデータ信号Ｓ１，Ｓ２のビットレートを下げて入力される被測定物からの被測定信号（ＮＲＺ信号：Ｓ）と、基準となる参照信号とをビット単位で比較し、被測定信号の誤り率を測定し、測定した結果を不図示の表示部に表示している。
【００７７】
このように、ＮＲＺ信号増幅装置２では、既存のオートアジャスト機能によりオフセット回路１１に加えられるオフセット電圧を設定した後、さらに主増幅器１２から出力される互いに反転した２つの信号の電圧差（Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２又はＡ／Ｄ２−Ａ／Ｄ１）及び極性の変化点に基づいてオフセット調整電圧を算出し、この算出したオフセット調整電圧によりオフセット電圧を微調整している。これにより、特に、微小振幅（例えば１０〜２５ｍＶｐ−ｐ）のＮＲＺ信号の信号品質を長時間に渡って測定する場合でも、既存のオートジャスト機能を活かしながら入力信号に追従して最適なオフセット電圧を設定してオフセット回路１１に加えることができる。
【００７８】
具体的に、ＧＵＩ(Graphical User Interface)を用いた手動操作によるオフセット電圧の設定を行ったときの誤差を０とした場合、特許文献２に開示される図７のＮＲＺ信号増幅装置２０１では１０ｍＶの誤差を生じるのに対し、本願発明のＮＲＺ信号増幅装置２では１ｍＶ以下の誤差に抑えることができる。これにより、特許文献２に開示されるＮＲＺ信号増幅装置２０１では不可能であった１０〜２５ｍＶｐ−ｐの微小振幅のＮＲＺ信号の検出を行うことが可能となった。その結果、微小振幅のＮＲＺ信号を被測定信号とした場合でも、その誤り率測定を高精度に行うことができる。
【００７９】
ところで、上述した実施の形態における比較判定手段１５ｂでのＡ／Ｄ１とＡ／Ｄ２の比較判定について、ＮＲＺ信号Ｓの入力パターンがマーク率１／２（「１」、「０」パターンの比率が同じ）で、かつ主増幅器１２の２出力のレベル誤差が無い場合は、同値がオフセット電圧の最適値で良いが、入力パターン（１，０の比率）や主増幅器１２の誤差（Ａ／Ｄ１、Ａ／Ｄ２の振幅に違いがある）に応じて最適値に重みを加えれば、さまざまなパターンのＮＲＺ信号に関して、より小さな誤差でオフセット電圧の最適化が図れる。例えば、ＮＲＺ信号の入力パターン「１」と「０」ビットの割合が２：６であり、Ａ／Ｄ１＝６ａ／８［Ｖ］、Ａ／Ｄ２＝２ａ／８［Ｖ］（ａ：振幅）が出力最適値となる場合には、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２＝０ではなく、Ａ／Ｄ１−Ａ／Ｄ２＝ａ／２となるようにオフセット調整電圧を算出してオフセット電圧を微調整するのが好ましい。
【００８０】
以上、本発明に係るＮＲＺ信号増幅装置を含む誤り率測定装置の最良の形態について説明したが、この形態による記述及び図面により本発明が限定されることはない。すなわち、この形態に基づいて当業者等によりなされる他の形態、実施例及び運用技術などはすべて本発明の範疇に含まれることは勿論である。
【符号の説明】
【００８１】
１（１Ａ，１Ｂ，１Ｃ）  誤り率測定装置
２（２Ａ，２Ｂ，２Ｃ）  ＮＲＺ信号増幅装置
３  信号発生器
４  移相器
５  デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）
６  誤り率測定部
１１  オフセット回路
１２  主増幅器
１３  入力側電圧検出手段
１４  出力側電圧検出手段
１５  オフセット電圧制御手段
１５ａ  中心電圧算出手段
１５ｂ  比較判定手段
１５ｃ  オフセット電圧算出手段
１５ｄ  オフセット電圧設定手段
１５ｅ  比較回路
１５ｆ  切替回路
【図１】
2015050700.tif 000003
【図２】
2015050700.tif 000004
【図３】
2015050700.tif 000005
【図４】
2015050700.tif 000006
【図５】
2015050700.tif 000007
【図６】
2015050700.tif 000008
【図７】
2015050700.tif 000009