(57)【要約】【課題】回路の高安定性と広い調光範囲を両立する。【解決手段】検出抵抗ＲＣＳは、スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間に、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流の経路上に配置される。電流検出コンパレータ２０２は、検出抵抗ＲＣＳの電圧降下に応じた検出電圧ＶＣＳが基準電圧ＶＲＥＦに達するとアサートされるピーク電流検出信号Ｓ１を生成する。マスク回路２１０は、スイッチングトランジスタＭ１がオンしてからマスク時間ＴＭＳＫの間、電流検出コンパレータ２０２の比較結果を無効化する。駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベルに遷移させる。マスク回路２１０は、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間またはスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数に応じて、マスク時間ＴＭＳＫを変化させる。【選択図】図３
2015076922.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチングコンバータの制御回路であって、
前記スイッチングコンバータは、少なくとも、
スイッチングトランジスタと、
コイルと、
前記スイッチングトランジスタがオンの期間に、前記スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、
を備え、
前記制御回路は、
前記検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧が前記基準電圧に達するとアサートされるピーク電流検出信号を生成する電流検出コンパレータと、
前記スイッチングトランジスタがオンしてからマスク時間の間、前記電流検出コンパレータの比較結果を無効化するマスク回路と、
前記スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成する駆動ロジック部であって、前記ピーク電流検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させる駆動ロジック部と、
前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
前記スイッチングトランジスタのオン時間または前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数に応じて前記マスク時間を変化させるマスク時間設定部と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項２】
前記マスク時間設定部は、
前記パルス信号が、前記スイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルをとるオン時間を測定するタイマー回路と、
測定された前記オン時間に、所定の係数α（０＜α＜１）を乗算し、前記マスク時間を計算する演算部と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタがオフの期間に、前記コイルに流れる電流がゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出回路をさらに備え、
前記駆動ロジック部は、前記ゼロクロス検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルに遷移させることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
【請求項４】
前記スイッチングコンバータは、前記コイルと結合された補助コイルをさらに備え、
前記ゼロクロス検出回路は、前記補助コイルの電圧にもとづいて、前記ゼロクロス検出信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
【請求項５】
前記スイッチングコンバータは、前記補助コイルとともにコンバータを構成する補助キャパシタおよび補助ダイオードをさらに備え、
前記制御回路の電源端子には、前記補助キャパシタの電圧が供給されることを特徴とする請求項４に記載の制御回路。
【請求項６】
前記スイッチングコンバータの負荷は発光素子を含み、
前記制御回路は、前記発光素子の輝度を指示する制御信号にもとづいて、前記基準電圧を設定するピーク電流設定部をさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
【請求項７】
前記スイッチングコンバータは、バックコンバータであることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
【請求項８】
前記スイッチングコンバータの負荷の一端には入力電圧が印加され、前記負荷の他端には前記スイッチングコンバータの出力電圧が印加されることを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
【請求項９】
前記スイッチングコンバータの負荷の一端には接地電圧が印加され、前記負荷の他端には前記スイッチングコンバータの出力電圧が印加されることを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
【請求項１０】
前記スイッチングコンバータは、フライバックコンバータであることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
【請求項１１】
前記スイッチングコンバータは、フォワードコンバータであることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
【請求項１２】
ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から１１のいずれかに記載の制御回路。
【請求項１３】
請求項１から１２のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項１４】
直列に接続された複数の発光ダイオードを含む発光部と、
商用交流電圧を平滑整流する整流回路と、
前記整流回路により平滑整流された直流電圧を入力電圧として受け、前記発光部を負荷とするスイッチングコンバータと、
を備え、
前記スイッチングコンバータは、請求項１から１２のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とする照明装置。
【請求項１５】
液晶パネルと、
前記液晶パネルを裏面から照射するバックライトである請求項１４に記載の照明装置と、
を備えることを特徴とする電子機器。
【請求項１６】
スイッチングコンバータの制御方法であって、
前記スイッチングコンバータは、少なくとも、
スイッチングトランジスタと、
コイルと、
前記スイッチングトランジスタがオンの期間に、前記スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、
を備え、
前記制御方法は、
前記検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧が前記基準電圧に達するとピーク電流検出信号をアサートするステップと、
前記スイッチングトランジスタがオンしてからマスク時間の間、前記ピーク電流検出信号のアサートを無効化するステップと、
前記スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するステップであって、前記ピーク電流検出信号がアサートされると、前記パルス信号を前記スイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させるステップと、
前記パルス信号にもとづいて前記スイッチングトランジスタを駆動するステップと、
前記スイッチングトランジスタのオン時間または前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数に応じて前記マスク時間を変化させるステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧を昇圧もしくは降圧し、あるいは直流電圧と交流電圧を相互に変換するために、スイッチングコンバータが利用される。
【０００３】
スイッチングコンバータにはさまざまな形式が存在するが、そのなかに、負荷に流れる電流、および／または、スイッチングコンバータのスイッチング素子に流れる電流を検出し、検出した電流値が所定値に安定するようにフィードバックにより定電流制御を行うものがある。
【０００４】
図１は、本発明者らが検討した降圧型のスイッチングコンバータの回路図である。スイッチングコンバータ１００ｒは、図示しない電源から、入力電圧ＶＩＮを受け、それを降圧することにより負荷５０２に出力電圧ＶＯＵＴを供給するとともに、負荷５０２に流れる電流（負荷電流あるいは駆動電流という）ＩＬＥＤを目標値ＩＲＥＦに安定化させる。たとえば負荷５０２は、発光ダイオード（ＬＥＤ）ストリングであり、スイッチングコンバータ１００ｒは、ＬＥＤストリングの目標輝度に応じて、負荷電流ＩＬＥＤの目標電流値ＩＲＥＦに設定する。
【０００５】
スイッチングコンバータ１００ｒは、出力回路１０２および制御回路２００ｒを備える。出力回路１０２は、平滑キャパシタＣ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、コイルＬＰ、補助コイルＬＺＴ、および検出抵抗ＲＣｓを備える。
【０００６】
スイッチングトランジスタＭ１のオン期間において、検出抵抗ＲＣｓには、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流が流れる。制御回路２００ｒの電流検出（ＣＳ）端子には、検出抵抗ＲＣＳの電圧降下（検出電圧）ＶＣＳがフィードバックされる。
【０００７】
制御回路２００は、電流検出コンパレータ２０２、ゼロクロス検出回路２０４、駆動ロジック部２０６、ドライバ２０８を備える。
【０００８】
図２は、図１のスイッチングコンバータ１００ｒの動作波形図である。
【０００９】
スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間（オン期間）、出力電流ＩＯＵＴはスイッチングトランジスタＭ１を流れる電流ＩＭ１に相当し、負荷５０２、コイルＬＰ、スイッチングトランジスタＭ１および検出抵抗ＲＣＳを経由して流れる。出力電流ＩＯＵＴの増大にともない、検出電圧ＶＣＳが上昇する。電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧ＶＣＳを、目標電流値ＩＲＥＦに対応して設定された目標電圧ＶＲＥＦと比較し、検出電圧ＶＣＳが目標電圧ＶＲＥＦに達すると、つまり出力電流ＩＯＵＴがピーク電流ＩＰＥＡＫ（＝ＶＲＥＦ／ＲＣＳ）に達すると、ピーク電流検出信号Ｓ１をアサート（たとえばハイレベル）する。オン期間において、トランスＴ１に蓄えられるエネルギーが増大する。
【００１０】
駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベル（たとえばローレベル）に遷移させる。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２に応じて、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。
【００１１】
スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、出力電流ＩＯＵＴは整流ダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１に相当し、負荷５０２、トランスＴ１の１次コイルＬＰ、および整流ダイオードＤ１を経由して流れる。オフ時間の経過にともない、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが減少していき、出力電流ＩＯＵＴは減少していく。
【００１２】
補助コイルＬＺＴは、メインコイルＬＰと結合されており、トランスＴ１が形成される。制御回路２００ｒのゼロクロス検出（ＺＴ）端子には、補助コイルＬＺＴの電圧ＶＺＴが入力される。ゼロクロス検出回路２０４は、補助コイルＬｚの電圧ＶＺＴにもとづいて、トランスＴ１の１次コイルＬＰに流れる出力電流ＩＯＵＴがゼロになったこと（ゼロクロス）を検出し、ゼロクロス検出信号Ｓ３をアサートする。
【００１３】
駆動ロジック部２０６は、ゼロクロス検出信号Ｓ３がアサートされると、パルス信号Ｓ２を、スイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移させる。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２に応じて、スイッチングトランジスタＭ１をオンする。
【００１４】
制御回路２００ｒは、以上の動作を繰り返す。負荷電流ＩＬＥＤは、出力電流ＩＯＵＴを平滑キャパシタＣ１により平滑化された電流となり、そのときの目標電流値ＩＲＥＦは、ＩＰＥＡＫ／２となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２００３−１５３５２９号公報
【特許文献２】特開２００４−４７５３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
図２に示すように、ドライバ２０８の出力パルス信号ＳＯＵＴがオンレベルに遷移した直後、検出電圧ＶＣＳはサージノイズの影響で大きく跳ね上がる。このスパイクノイズにより、出力電流ＩＯＵＴがピーク電流ＩＰＥＡＫに達していないにもかかわらず、電流検出コンパレータ２０２の出力（ピーク電流検出信号）Ｓ１がアサートされるのを防止するために、スイッチングトランジスタＭ１がオンした直後、所定の長さを有するマスク時間ＴＭＳＫが設定され、マスク時間ＴＭＳＫの間、電流検出コンパレータ２０２による比較結果が無効化される。これをリーディングエッジブランキングＬＥＢとも称する。
【００１７】
本発明は、図１のスイッチングコンバータ１００ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
スイッチングトランジスタＭ１がオンした直後に検出電圧ＶＣＳに発生するスパイクノイズの幅、あるいは振幅は、スイッチングトランジスタＭ１の寄生容量、トランスＴ１の１次コイルＬＰのインダクタンス、平滑キャパシタＣ１の容量、入力電圧ＶＩＮのレベルなどに応じて変化する。
【００１８】
マスク時間ＴＭＳＫを短くし過ぎた場合、ノイズによりピーク電流検出信号Ｓ１が誤ってアサートされる可能性が高まり、負荷電流ＩＬＥＤが設定した電流量から逸脱したり、スイッチングコンバータ１００ｒの動作が不安定になり、ちらつきが発生するという問題がある。
【００１９】
反対にマスク時間ＴＭＳＫをマージンを考慮して長く設定すると、誤検出のリスクは低減できるが、パルス信号Ｓ２のパルス幅（デューティ比）の最小値（最小オン時間）が長くなる。このことは、ピーク電流ＩＰＥＡＫをあるレベルより低く設定できないことを意味し、負荷電流ＩＬＥＤの目標値ＩＲＥＦの下限値が制約を受ける。つまり調光範囲が狭くなる。
【００２０】
すなわち従来では、回路の安定性と調光範囲のトレードオフを考慮して、マスク時間ＴＭＳＫを設定する必要があり、プラットフォームに応じて、回路の安定性と調光範囲のいずれかが犠牲となっていた。
【００２１】
なおかかる課題は、ＬＥＤ以外の負荷においても生じうる。
【００２２】
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、回路の高安定性と広い調光範囲を両立可能なスイッチングコンバータの提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明のある態様は、スイッチングコンバータの制御回路に関する。スイッチングコンバータの出力回路は、少なくとも、スイッチングトランジスタと、コイルと、スイッチングトランジスタがオンの期間に、スイッチングトランジスタに流れる電流の経路上に配置された検出抵抗と、を備える。制御回路は、検出抵抗の電圧降下に応じた検出電圧を基準電圧と比較し、検出電圧が基準電圧に達するとアサートされるピーク電流検出信号を生成する電流検出コンパレータと、スイッチングトランジスタがオンしてからマスク時間の間、電流検出コンパレータの比較結果を無効化するマスク回路と、スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成する駆動ロジック部であって、ピーク電流検出信号がアサートされると、パルス信号をスイッチングトランジスタのオフに対応するオフレベルに遷移させる駆動ロジック部と、パルス信号にもとづいてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、スイッチングトランジスタのオン時間またはスイッチングトランジスタのスイッチング周波数に応じてマスク時間を変化させるマスク時間設定部と、を備える。
【００２４】
スイッチングトランジスタＭ１がオンした直後に検出電圧ＶＣＳに発生するスパイクノイズの幅、あるいは振幅は、スイッチングトランジスタＭ１の寄生容量、トランスＴ１の１次コイルＬＰのインダクタンス、平滑キャパシタＣ１の容量、入力電圧ＶＩＮのレベルなどのパラメータに依存するが、それと同時に、スイッチングトランジスタのオン時間、あるいはそのスイッチング周波数も、それらのパラメータに依存する。この態様によれば、それらのパラメータに応じた適切なマスク時間を設定できるため、回路の高安定性と広い調光範囲を両立できる。
【００２５】
マスク時間設定部は、パルス信号が、スイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルをとるオン時間を測定するタイマー回路と、測定されたオン時間に、所定の係数α（０＜α＜１）を乗算し、マスク時間を計算する演算部と、を含んでもよい。
【００２６】
制御回路は、スイッチングトランジスタがオフの期間に、コイルに流れる電流がゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出回路をさらに備えてもよい。駆動ロジック部は、ゼロクロス検出信号がアサートされると、パルス信号をスイッチングトランジスタのオンに対応するオンレベルに遷移させてもよい。
【００２７】
スイッチングコンバータは、コイルと結合された補助コイルをさらに備えてもよい。ゼロクロス検出回路は、補助コイルの電圧にもとづいて、ゼロクロス検出信号を生成してもよい。
【００２８】
スイッチングコンバータは、補助コイルとともにコンバータを形成する補助キャパシタおよび補助ダイオードをさらに備えてもよい。制御回路の電源端子には、補助キャパシタの電圧が供給されてもよい。
【００２９】
スイッチングコンバータの負荷は発光素子を含んでもよい。制御回路は、発光素子の輝度を指示する制御信号にもとづいて、基準電圧を設定するピーク電流設定部をさらに備えてもよい。
【００３０】
スイッチングコンバータは、バックコンバータであってもよい。
【００３１】
スイッチングコンバータの負荷の一端には入力電圧が印加され、負荷の他端にはスイッチングコンバータの出力電圧が印加されてもよい。
【００３２】
スイッチングコンバータの負荷の一端には接地電圧が印加され、負荷の他端にはスイッチングコンバータの出力電圧が印加されてもよい。
【００３３】
スイッチングコンバータは、フライバックコンバータであってもよい。
【００３４】
スイッチングコンバータは、フォワードコンバータであってもよい。
【００３５】
制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。
【００３６】
本発明の別の態様は、スイッチングコンバータに関する。スイッチングコンバータは、上述の制御回路を含む。
【００３７】
本発明の別の態様は、照明装置に関する。照明装置は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含む発光部と、商用交流電圧を平滑整流する整流回路と、整流回路により平滑整流された直流電圧を入力電圧として受け、発光部を負荷とするスイッチングコンバータと、を備える。スイッチングコンバータは、上述の制御回路と、を備える。
【００３８】
本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルを裏面から照射するバックライトである上述の照明装置と、を備える。
【００３９】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００４０】
本発明によれば、回路の高安定性と広い調光範囲を両立できる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明者らが検討した降圧型のスイッチングコンバータの回路図である。
【図２】図１のスイッチングコンバータの動作波形図である。
【図３】実施の形態に係るスイッチングコンバータの構成を示す回路図である。
【図４】図３のマスク時間設定部の構成例を示すブロック図である。
【図５】図３のスイッチングコンバータの動作波形図である。
【図６】図３のスイッチングコンバータを用いた照明装置のブロック図である。
【図７】図７（ａ）〜（ｂ）は、照明装置の具体例を示す図である。
【図８】図８（ａ）、（ｂ）は、スイッチングコンバータの別の構成例を示す回路図である。
【図９】図９（ａ）、（ｂ）は、スイッチングコンバータのさらに別の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４２】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００４３】
本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続」された状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００４４】
図３は、実施の形態に係るスイッチングコンバータ１００の構成を示す回路図である。スイッチングコンバータ１００は、出力回路１０２および制御回路２００を備える。図３のスイッチングコンバータ１００は、降圧型のバックコンバータである。負荷５０２の一端には入力電圧ＶＯＵＴが印加されており、スイッチングコンバータ１００は、入力電圧ＶＩＮを降圧して出力電圧ＶＯＵＴを生成し、負荷５０２の他端に供給する。負荷５０２の両端間には、駆動電圧ＶＩＮ−ＶＯＵＴが供給される。
【００４５】
負荷５０２は、定電流駆動すべきデバイスであり、スイッチングコンバータ１００は、負荷５０２に流れる電流を、目標量に安定化する。たとえば負荷５０２は、直列に接続された複数の発光素子（ＬＥＤ）を含むＬＥＤストリングであってもよい。スイッチングコンバータ１００は、負荷５０２に流れる電流ＩＬＥＤを、目標となる輝度に応じた目標電流ＩＲＥＦに安定化する。
【００４６】
出力回路１０２は、平滑キャパシタＣ１、整流ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗ＲＣＳ、コイルＬＰ、を備える。平滑キャパシタＣ１の一端は入力ライン１０４と接続され、その他端は出力ライン１０６と接続される。
【００４７】
コイルＬＰの一端は出力ライン１０６と接続され、その他端はスイッチングトランジスタＭ１と接続される。検出抵抗ＲＣＳは、スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間に、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流ＩＭ１の経路上に配置される。整流ダイオードＤ１のカソードは入力ライン１０４と接続され、そのアノードはコイルＬＰとスイッチングトランジスタＭ１の接続点と接続される。
【００４８】
補助コイルＬＺＴは、コイルＬＰと結合され、トランスＴ１を構成する。補助コイルＬＺＴ、補助ダイオードＤ２、補助キャパシタＣ２は、第２のコンバータを形成しており、制御回路２００に対する電源電圧ＶＣＣを生成する。
【００４９】
制御回路２００は、ひとつの半導体基板に一体集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）であり、出力（ＯＵＴ）端子、電流検出（ＣＳ）端子、補助（ＺＴ）端子、電源（ＶＣＣ）端子、調光端子ＤＩＭ、接地（ＧＮＤ）端子を有する。
【００５０】
ＧＮＤ端子は接地され、ＶＣＣ端子には、電源電圧ＶＣＣが供給される。ＯＵＴ端子は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続され、ＣＳ端子には、検出抵抗ＲＣＳの電圧降下に応じた検出電圧ＶＣＳが入力される。ＤＩＭ端子には、負荷５０２の輝度を指示する制御信号ＳＤＩＭが入力される。ＺＴ端子には、補助コイルＬＺＴの一端の電圧ＶＺＴが入力される。
【００５１】
制御回路２００は、電流検出コンパレータ２０２、ゼロクロス検出回路２０４、駆動ロジック部２０６、ドライバ２０８、マスク回路２１０、マスク時間設定部２１２、ピーク電流設定部２１４、Ｄ／Ａコンバータ２１６を備える。
【００５２】
電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧ＶＣＳを基準電圧ＶＲＥＦと比較し、比較結果に応じたピーク電流検出信号Ｓ１を生成する。電流検出コンパレータ２０２は、検出電圧ＶＣＳが基準電圧ＶＲＥＦに達すると、ピーク電流検出信号Ｓ１をアサート（たとえばハイレベル）する。マスク回路２１０は、リーディングエッジブランキングのために設けられ、スイッチングトランジスタＭ１がオンしてからマスク時間ＴＭＳＫの間、電流検出コンパレータ２０２の比較結果、すなわちピーク電流検出信号Ｓ１を無効化する。
【００５３】
ゼロクロス検出回路２０４は、スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間に、コイルＬＰに流れる電流ＩＰがゼロになるとアサートされるゼロクロス検出信号Ｓ３を生成する。たとえばゼロクロス検出回路２０４は、ＺＴ端子の電圧ＶＺＴを、所定のしきい値電圧ＶＺＥＲＯと比較するコンパレータを含み、ＶＺＴがＶＺＥＲＯより低くなると、ゼロクロス検出信号Ｓ３をアサートしてもよい。
【００５４】
駆動ロジック部２０６は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフを指示するパルス信号Ｓ２を生成する。駆動ロジック部２０６は、ピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベル（たとえばローレベル）に遷移させる。また駆動ロジック部２０６は、ゼロクロス検出信号Ｓ３がアサートされると、パルス信号Ｓ２をスイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移させる。
【００５５】
駆動ロジック部２０６は、セット端子にゼロクロス検出信号Ｓ３が、リセット端子にピーク電流検出信号Ｓ１が入力されたＲＳフリップフロップ２２０で構成してもよい。なお駆動ロジック部２０６の構成は特に限定されない。ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ２にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
【００５６】
マスク時間設定部２１２は、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮまたはスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数ｆに応じて、マスク時間ＴＭＳＫを変化させる。
【００５７】
図４は、図３のマスク時間設定部２１２の構成例を示すブロック図である。マスク時間設定部２１２は、タイマー回路２３０および演算部２３２を備える。タイマー回路２３０には、パルス信号Ｓ２あるいはドライバ２０８の出力信号が入力される。タイマー回路２３０は、パルス信号Ｓ２が、スイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベルをとるオン時間ＴＯＮを測定する。演算部２３２は、測定されたオン時間ＴＯＮに、所定の係数α（０＜α＜１）を乗算し、マスク時間ＴＭＳＫを計算する。たとえばα＝０．５程度に設定してもよい。タイマー回路２３０は、パルス信号Ｓ２のオン時間を、オシレータ２３４が生成するクロックＣＬＫを用いてカウントするカウンタであってもよい。
ＴＭＳＫ＝ＴＯＮ×α
【００５８】
たとえばマスク時間ＴＭＳＫは、直前に測定されたオン時間ＴＯＮにもとづいて計算してもよいし、過去数回分のオン時間ＴＯＮを平均した値にもとづいて計算してもよい。
【００５９】
図３に戻る。ピーク電流設定部２１４は、制御信号ＳＤＩＭにもとづいて、基準電圧ＶＲＥＦを設定する。たとえばピーク電流設定部２１４は、制御信号ＳＤＩＭに比例するデジタルデータＤＲＥＦを生成する。Ｄ／Ａコンバータ２１６は、デジタルデータＤＲＥＦをアナログの基準電圧ＶＲＥＦに変換する。
【００６０】
以上がスイッチングコンバータ１００の構成である。続いてその動作を説明する。
図５は、図３のスイッチングコンバータ１００の動作波形図である。図５において、３つの期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３ではそれぞれ、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数（スイッチング周期）およびオン時間ＴＯＮが異なっている。各期間において、マスク時間ＴＭＳＫは、対応するオン時間ＴＯＮにもとづいて調節されている。
【００６１】
マスク時間ＴＭＳＫ内にノイズの影響でピーク電流検出信号Ｓ１がアサートされても、マスク回路２１０によって除去され、正しいピーク電流検出信号Ｓ１’が生成される。
【００６２】
図３のスイッチングコンバータ１００の利点は、図１のスイッチングコンバータ１００ｒとの対比によって明確となる。
【００６３】
上述のように、図１のスイッチングコンバータ１００ｒではマスク時間ＴＭＳＫが固定されており、それを短くすれば輝度や回路動作が不安定となり、それを長くすると、最小デューティ比が大きくなり、調光範囲が狭められる。
【００６４】
スイッチングトランジスタＭ１がオンした直後に検出電圧ＶＣＳに発生するスパイクノイズの波形、つまり幅や振幅は、スイッチングトランジスタＭ１の寄生容量、トランスＴ１の１次コイルＬＰのインダクタンス、平滑キャパシタＣ１の容量、入力電圧ＶＩＮのレベルなどのパラメータに依存するが、それと同時に、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮ、あるいはそのスイッチング周波数ｆも、それらのパラメータに依存する。したがって、図３のスイッチングコンバータ１００によれば、マスク時間ＴＭＳＫをスイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮに追従させることにより、それらのパラメータに最適なマスク時間ＴＭＳＫを実現できる。これにより、回路の高い安定性と、幅広い調光範囲を実現することができる。
【００６５】
続いて、スイッチングコンバータ１００の用途を説明する。図６は、図３のスイッチングコンバータ１００を用いた照明装置５００のブロック図である。照明装置５００は、負荷５０２である発光部、スイッチングコンバータ１００に加えて、整流回路５０４、平滑コンデンサ５０６、マイコン５０８を備える。整流回路５０４および平滑コンデンサ５０６は、商用交流電圧ＶＡＣを整流平滑化し、直流電圧ＶＤＣに変換する。マイコン５０８は、負荷５０２の輝度を指示する制御信号ＳＤＩＭを生成する。スイッチングコンバータ１００は、直流電圧ＶＤＣを入力電圧ＶＩＮとして受け、制御信号ＳＤＩＭに応じた駆動電流ＩＬＥＤを負荷５０２に供給する。
【００６６】
図７（ａ）〜（ｂ）は、照明装置５００の具体例を示す図である。図７（ａ）〜（ｃ）にはすべての構成要素が示されているわけではなく、一部は省略されている。図７（ａ）の照明装置５００ａは、直管型ＬＥＤ照明である。負荷５０２であるＬＥＤストリングを構成する複数のＬＥＤ素子は、基板５１０上にレイアウトされる。基板５１０には、整流回路５０４や制御回路２００、出力回路１０２などが実装される。
【００６７】
図７（ｂ）の照明装置５００ｂは、電球型ＬＥＤ照明である。負荷５０２であるＬＥＤモジュールは、基板５１０上に実装される。制御回路２００や整流回路５０４は、照明装置５００ｂの筐体の内部に実装される。
【００６８】
図７（ｃ）の照明装置５００ｃは、液晶ディスプレイ装置６００に内蔵されるバックライトである。照明装置５００ｃは、液晶パネル６０２の背面を照射する。
【００６９】
あるいは照明装置５００は、シーリングライトに利用することも可能である。このように、図６の照明装置５００はさまざまな用途に利用可能である。
【００７０】
実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。
【００７１】
（変形例１）
実施の形態では、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮを測定し、マスク時間ＴＭＳＫに反映させる場合を説明したが、本発明はそれには限定されない。オン時間ＴＯＮに代えて、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数ｆ、言い換えればスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期を測定し、マスク時間ＴＯＮに反映させてもよい。あるいはスイッチングトランジスタＭ１のオフ時間ＴＯＦＦを測定し、マスク時間ＴＭＳＫに反映させてもよい。
【００７２】
（変形例２）
実施の形態では、オン時間ＴＯＮに、マスク時間ＴＭＳＫを比例させる場合を説明したが本発明はそれには限定されない。たとえば測定されたオン時間ＴＯＮから、所定時間を減じてマスク時間ＴＭＳＫを設定してもよい。
【００７３】
（変形例３）
スイッチングコンバータ１００のトポロジーは、図３のそれには限定されない。図８（ａ）、（ｂ）は、スイッチングコンバータ１００の別の構成例を示す回路図である。図８（ａ）のスイッチングコンバータ１００ａは、フライバックコンバータである。トランスＴ２は、１次コイルＬＰおよび２次コイルＬＳを有する。整流ダイオードＤ１および負荷５０２は、２次側に配置される。
【００７４】
図８（ｂ）のスイッチングコンバータ１００ｂは、図３と同様にバックであるが、負荷５０２の一端には接地電圧が印加され、負荷５０２の他端にはスイッチングコンバータ１００ｂの出力電圧ＶＯＵＴが印加される。制御回路２００のＧＮＤ端子は、検出抵抗ＲＣＳとトランスＴＰの１次コイルＬＰの接続点と接続され、制御回路２００のＣＳ端子は、検出抵抗ＲＣＳとスイッチングトランジスタＭ１の接続点と接続される。この構成では、制御回路２００の接地電圧は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングにともなって変動する。
【００７５】
図９（ａ）、（ｂ）は、スイッチングコンバータ１００のさらに別の構成例を示す回路図である。図９（ａ）のスイッチングコンバータ１００ｃは、フォワードコンバータである。出力回路１０２ｃは、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗ＲＣＳ、トランスＴ４、整流ダイオードＤ１、Ｄ３、インダクタＬ２、平滑キャパシタＣ１を含む。
【００７６】
図９（ｂ）のスイッチングコンバータ１００ｄは、昇圧型のバックコンバータである。
【００７７】
このように、スイッチングコンバータの形式は特に限定されず、その他のさまざまなトポロジーを採用しうる。たとえばパルストランスを介してスイッチングトランジスタＭ１を駆動する形式、ハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路を用いてコイルＬＰもしくはトランスを駆動する形式などが採用しうる。
【００７８】
（変形例４）
制御回路２００の変調方式も、実施の形態で説明したそれには限定されない。
たとえば実施の形態では、スイッチングコンバータを連続モードと不連続モードの境界、すなわちコイル電流のボトムがゼロとなる臨界モードで動作させる場合を説明した。そのために、出力回路１０２のコイルＬＰ（あるいはトランス）に蓄えられるエネルギーがゼロとなったことを検出するために、補助コイルＬＺＴのゼロクロスを検出する方式を説明したが、その他の方式を採用してもよい。
あるいは、臨界モードではなく、連続モード、あるいは不連続モードで動作させる変調器を採用してもよい。たとえば、所定の周期ごとにスイッチングトランジスタＭ１をオンする方式を採用してもよし、出力電圧あるいは出力電流と、その目標値との誤差を増幅する誤差増幅器を用いる形式などを採用してもよい。
【００７９】
（変形例５）
実施の形態では、負荷５０２がＬＥＤストリングである場合を説明したが、負荷の種類は特に限定されない。
（変形例６）
本実施の形態において、ロジック回路のハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。
【００８０】
実施の形態にもとづき本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎないことはいうまでもなく、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００８１】
１００…スイッチングコンバータ、１０２…出力回路、１０４…入力ライン、１０６…出力ライン、Ｃ１…平滑キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｔ１…トランス、ＬＰ…コイル、ＬＺＴ…補助コイル、ＲＣＳ…検出抵抗、２００…制御回路、２０２…電流検出コンパレータ、２０４…ゼロクロス検出回路、２０６…駆動ロジック部、２０８…ドライバ、２１０…マスク回路、２１２…マスク時間設定部、２１４…ピーク電流設定部、２１６…Ｄ／Ａコンバータ、２３０…タイマー回路、２３２…演算部、Ｓ１…ピーク電流検出信号、Ｓ２…パルス信号、Ｓ３…ゼロクロス検出信号、５００…照明装置、５０２…負荷、５０４…整流回路、５０６…平滑コンデンサ、５０８…マイコン、５１０…基板。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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