(57)【要約】【課題】従来の半導体装置では、消費電力が大きくなる問題があった。【解決手段】一実施の形態にかかる半導体装置は、第１の周波数シフト信号に応じて第１のベースバンド信号Ｂ１の周波数をシフトさせて、第２のベースバンド信号Ｂ２を出力するデジタル信号処理部１０と、第２のベースバンド信号Ｂ２をアナログ信号に変換して、第３のベースバンド信号Ｂ３を生成するアナログフロントエンド部１１と、第３のベースバンド信号Ｂ３をローカル信号で変調して、送信されるキャリア信号を生成するアナログフロントエンド部１２と、ローカル信号を生成すると共に、第２の周波数シフト信号に応じてローカル信号の周波数を基本ローカル周波数からシフトさせるローカル信号生成部１３と、を有し、第１のベースバンド信号Ｂ１の周波数と、ローカル信号の周波数と、を共にオフセットさせて、キャリア信号に対応する高調波成分の周波数をずらす機能を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数シフト信号に応じて第１のベースバンド信号の周波数をシフトさせて、第２のベースバンド信号を出力するデジタル信号処理部と、
前記第２のベースバンド信号をアナログ信号に変換して、第３のベースバンド信号を生成するアナログフロントエンド部と、
前記第３のベースバンド信号をローカル信号で変調して、送信されるキャリア信号を生成するアナログフロントエンド部と、
前記ローカル信号を生成すると共に、前記第１の周波数シフト信号とは逆の方向の周波数シフトを指示する第２の周波数シフト信号に応じて前記ローカル信号の周波数を基本ローカル周波数からシフトさせるローカル信号生成部と、
第１の周波数シフト信号及び第２の周波数シフト信号を出力する周波数制御部と、を有し、
前記周波数制御部は、前記キャリア信号の周波数に応じて前記第１の周波数シフト信号と前記第２の周波数シフト信号とにより指示する周波数シフト量を決定する半導体装置。
【請求項２】
前記周波数制御部は、通信チャネル内の前記キャリア信号の占有帯域と、前記通信チャネル内のキャリア信号の配置と、に応じて前記周波数シフト量を決定する請求項１に記載の半導体装置。
【請求項３】
前記周波数制御部は、前記周波数シフト量を変更するとこで、前記キャリア信号の周波数を維持しながら、前記キャリア信号の周波数と前記ローカル信号の周波数との差を変化させる請求項１に記載の半導体装置。
【請求項４】
前記周波数制御部は、前記キャリア信号の周波数と、前記周波数シフト量と、との関係を定義したシフト量設定テーブルに基づき前記周波数シフト量を決定する請求項１に記載の半導体装置。
【請求項５】
前記アナログフロントエンド部は、
前記第３のベースバンド信号をローカル信号で変調して変調信号を生成するミキサと、
前記変調信号を増幅して前記キャリア信号を生成する増幅器と、を有し、
前記デジタル信号処理部は、
前記第１のベースバンド信号に含まれる同相成分信号と直交成分信号との間の位相誤差及び振幅誤差を第１の補正係数に応じて補正する第１の補正回路を有し、
前記半導体装置は、
前記変調信号を自己ミキシングすることで前記第１のベースバンド信号に含まれる同相成分信号と直交成分信号との間の位相誤差及び振幅誤差を検出して、前記位相誤差及び前記振幅誤差に基づき前記第１の補正係数を決定する補正係数決定回路を有する請求項１に記載の半導体装置。
【請求項６】
前記アナログフロントエンド部は、
前記第３のベースバンド信号をローカル信号で変調して変調信号を生成するミキサと、
前記変調信号を増幅して前記キャリア信号を生成する増幅器と、
前記ミキサと前記増幅器との間に設けられ、第２の補正係数に応じて周波数特性が補正される帯域阻止フィルタと、を有し、
前記半導体装置は、
前記変調信号を自己ミキシングすることで前記キャリア信号に含まれる３次高調波成分を擬似的に再現し、前記３次高調波成分が抑制される前記第２の補正係数を決定する補正係数決定回路を有する請求項１に記載の半導体装置。
【請求項７】
前記ローカル信号生成部は、通信サイクルを規定するスロットの切り替わり時に合わせてループ帯域を広くする請求項１に記載の半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は半導体装置に関し、例えば、変調信号を無線信号として出力する送信回路を含む半導体装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信に用いられる送信回路を含む半導体装置では、キャリア信号と共に出力されてしまう高調波等の不要波の信号強度を低減することが求められる。そこで、特許文献１に不要波を低減する技術が開示されている。
【０００３】
特許文献１では、Ｉ信号及びＱ信号を変調して変調信号を生成するミキサと、変調信号を増幅するアンプと、の間にノッチフィルタを形成することで、不要波の信号強度を抑制する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許８４２８５４５号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
発明者らは、送信回路を含む半導体装置の開発に際し、様々な課題を見出した。本願で開示される各実施の形態は、例えば受信装置等に好適な半導体装置を提供する。
【０００６】
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
一実施の形態にかかる半導体装置は、ベースバンド信号の周波数と、ローカル信号の周波数と、を共にオフセットさせて、キャリア信号に対応する高調波成分の周波数をずらす機能を有する。
【発明の効果】
【０００８】
一実施の形態によれば、例えば送信回路等に好適であって、良質な半導体装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態１にかかる半導体装置のブロック図である。
【図２】実施の形態１にかかる半導体装置の周波数シフト部のブロック図である。
【図３】実施の形態１にかかる半導体装置において周波数シフトを行わない場合の通信スペクトルを示す図である。
【図４】実施の形態１にかかる半導体装置において周波数シフトを行った場合の通信スペクトルを示す図である。
【図５】実施の形態２にかかる半導体装置のブロック図である。
【図６】実施の形態２にかかる半導体装置のＩＱイメージ補正部のブロック図である。
【図７】実施の形態２にかかる半導体装置においてＩＱイメージ補正を行った場合の通信スペクトルを示す図である。
【図８】実施の形態３にかかる半導体装置の発振回路のブロック図である。
【図９】実施の形態３にかかる半導体装置におけるローカル信号の周波数切り替えタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１０】実施の形態４にかかる半導体装置のブロック図である。
【図１１】実施の形態４にかかる半導体装置におけるＤＣオフセットの補正係数の決定処理のフローチャートである。
【図１２】実施の形態４にかかる半導体装置におけるＩＱイメージの補正係数の決定処理のフローチャートである。
【図１３】実施の形態４にかかる半導体装置のＩＱイメージの補正係数決定処理においてミキサに入力される信号のスペクトルを示す図である。
【図１４】実施の形態４にかかる半導体装置におけるノッチフィルタの補正係数の決定処理のフローチャートである。
【図１５】実施の形態４にかかる半導体装置のノッチフィルタの補正係数決定処理においてミキサに入力される信号のスペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。ただし、以下の実施の形態に限定される訳ではない。また、説明を明確にするため、以下の記載及び図面は、適宜、簡略化されている。
【００１１】
＜発明者らによる事前検討＞
実施の形態にかかる半導体装置は、無線通信で用いられる無線信号をベースバンド信号から生成する。近年、無線通信では、ユーザー数や端末数の増加に加えて、伝送速度の高速化が進んでいる。このような状況において、無線通信では、周波数リソースの不足する問題が顕在化している。このような問題に対して、無線通信では、周波数リソースの効率的な利用が求められている。携帯電話、或いは、スマートフォンでは、第３．９世代通信方式としてＬＴＥ（Long Term Evolution）方式をはじめとするサービスが開始され、さらに、第４世代のＬＴＥ−Ａ（Long Term Evolution - Advanced）方式についてもサービス開始が予定されている。ＬＴＥやＬＴＥ−Ａにおいては、時々刻々と変化するトラフィックに柔軟に対応できるようにリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）と呼ばれる１８０ｋＨｚの周波数帯域の単位で信号を送信できる。リソースブロックはトラフィック状況に応じて、一度の通信中に変更することが可能であり、このことで無駄な周波数リソースや周波数干渉を回避している。
【００１２】
しかしながら、ＬＴＥおよびＬＴＥ−Ａを代表とする無線通信方式では、無線通信トラフィックが混み合っている場合には、ユーザー毎に割り当てられるリソースブロックが少なくなり、１ユーザーが利用できる周波数帯域が狭められる。そのため、無線通信トラフィックが混雑している場合、Ｃ−ＩＭ３（３rd Order Counter Intermodulation）が、狭帯域の鋭いスペクトルとして、希望波から比較的離れた周波数で生じる。このＣ−ＩＭ３は、希望波から比較的離れた周波数で発生するため、隣接する他のバンドに不要波として入りこむ場合があり、問題となる。
【００１３】
具体的な例としては、ＬＴＥにおけるバンド１のアップリンクの周波数（１９２０−１９８０ＭＨｚ）を用いる際にＰＨＳ（Personal Handy-phone System）で使われる周波数（１８８４．５−１９１９．６ＭＨｚ）内にＣ−ＩＭ３が生じることがある。また、他の例では、バンド１３のアップリンクの周波数（７７７−７８７ＭＨｚ）を用いる際にＰｕｂｌｉｃ  Ｓａｆｅｔｙ  Ｂａｎｄ（７６９−７７５ＭＨｚ）の中にＣ−ＩＭ３成分が生じることがある。
【００１４】
上記Ｃ−ＩＭ３は、近年の低雑音化技術の進展に伴い問題として大きくなってきているものである。近年の無線通信用の高周波ＩＣでは、自装置が使用する帯域の外の雑音を抑圧する低雑音化技術が用いられている。この低雑音化技術では、例えば、極力シンプルなアナログ回路構成で、かつ、アナログ回路内での信号のレベル（Ｓ）を上げることで相対的にＳ／Ｎ比を高くする構成が用いられる。具体的には、周波数のアップコンバートやダウンコンバートといった周波数変換に用いられるアナログミキサ部で、ローカル信号として矩形波を用いてミキサをスイッチング動作させることで見かけ上の信号振幅を大きくする方式が用いられることが多い。ローカル信号に矩形波を用いる場合、矩形波の特性上、３次高調波が生じる。この３次高調波によりミキサ部で周波数変換された変調信号成分は不要波となるため、高調波を抑圧する技術が課題となる。
【００１５】
この課題に対して特許文献１では、ミキサ出力にインダクタとキャパシタを配置することでノッチフィルタを形成し、ローカル信号の３次高調波にともなう不要波を抑圧している。
【００１６】
また、Ｃ−ＩＭ３が大きくなる主な原因は、矩形波となるローカル信号の３次高調波成分が、ミキサ後段に接続されるパワーアンプなどで生じる３次歪み成分により増幅されることにより生じることが分かっている。一方、パワーアンプの消費電力を増加させて、パワーアンプの線形特性を改善することで、パワーアンプにおける３次歪みが低減することがわかっている。そのため、パワーアンプの消費電力を増加させることでＣ−ＩＭ３の低減を実現する方法もあるが、この場合、半導体装置の消費電力が増加するため問題である。
【００１７】
＜実施の形態１にかかる半導体装置の構成＞
実施の形態１にかかる半導体装置１では、ノッチフィルタの追加、或いは、パワーアンプの消費電力の増加等とは異なる手法で、Ｃ−ＩＭ３の他バンドへの影響を防止する。具体的には、実施の形態１にかかる半導体装置１では、ベースバンド信号の周波数と、ローカル信号の周波数と、を逆方向に同一シフト量だけシフトさせる。これにより、実施の形態１にかかる半導体装置１では、希望波の周波数帯域に対するＣ−ＩＭ３の位置をシフトさせることで、Ｃ−ＩＭ３が他バンドに与える影響を低減する。実施の形態１にかかる半導体装置１の具体的な構成を以下で詳細に説明する。
【００１８】
図１に実施の形態１にかかる半導体装置１のブロック図を示す。図１に示した半導体装置１のブロック図は、半導体装置の送信回路部分を示すものであり、半導体装置１には図示していない他の回路も含まれる。
【００１９】
図１に示すように、実施の形態１にかかる半導体装置１は、デジタル信号処理部１０、アナログバックエンド部１１、アナログフロントエンド部１２、ローカル信号生成部１３、周波数制御部１４を有する。実施の形態１にかかる半導体装置１は、ベースバンド信号をローカル信号で変調してキャリア信号Ｓｏｕｔを出力する。このベースバンド信号には、同相成分となるＱ信号と、直交成分となるＩ信号と、が含まれる。
【００２０】
デジタル信号処理部１０は、第１の周波数シフト信号（例えば、周波数シフト信号ＦＳ１）に応じて第１のベースバンド信号Ｂ１の周波数をシフトさせて、第２のベースバンド信号Ｂ２を出力する。図１では、周波数シフト信号ＦＳ１により与えられるシフト量をｘとした。デジタル信号処理部１０は、周波数シフト部２０、アンプコンバート回路２１、２２、ローパスフィルタ２３、２４、ダウンコンバート回路２５、２６、加算器２７、２８を有する。
【００２１】
アンプコンバート回路２１、ローパスフィルタ２３及びダウンコンバート回路２５は、３つの回路により第１のベースバンド信号Ｂ１のうちＱ信号ＳＱ０のサンプリング周波数の変換を行い、Ｑ信号ＳＱ１を出力する。また、アンプコンバート回路２２、ローパスフィルタ２４及びダウンコンバート回路２６は、３つの回路により第１のベースバンド信号Ｂ１のうちＩ信号ＳＩ０のサンプリング周波数の変換を行い、Ｉ信号ＳＩ１を出力する。
【００２２】
周波数シフト部２０は、周波数シフト信号ＦＳ１により与えられるシフト量ｘに基づきＱ信号ＳＱ１及びＩ信号ＳＩ１の周波数をシフトさせて、Ｑ信号ＳＱ２及びＩ信号ＳＩ２を出力する。つまり、Ｑ信号ＳＱ１及びＩ信号ＳＩ１の周波数をｗとした場合、周波数シフト部２０は、Ｑ信号ＳＱ２及びＩ信号ＳＩ２の周波数をｗ＋ｘとする。この周波数シフト部２０の詳細な説明は、後述する。
【００２３】
加算器２７は、Ｑ信号ＳＱ２のＤＣオフセットを、ＤＣオフセット補正信号ＤＯＣにより示されるオフセット補正係数に応じて補正して後段のアナログバックエンド部１１に出力する。加算器２８は、Ｉ信号ＳＩ２のＤＣオフセットを、ＤＣオフセット補正信号ＤＯＣにより示されるオフセット補正係数に応じて補正して後段のアナログバックエンド部１１に出力する。加算器２７が出力するＱ信号及び加算器２８が出力するＩ信号を含む信号が第２のベースバンド信号Ｂ２となる。
【００２４】
アナログバックエンド部１１は、第２のベースバンド信号Ｂ２をアナログ信号に変換して、第３のベースバンド信号Ｂ２を生成する。アナログバックエンド部１１は、デジタルアナログ変換回路３１、３２、ローパスフィルタ３３、３４を有する。
【００２５】
デジタルアナログ変換回路３１は、第２のベースバンド信号Ｂ２のうちＱ信号をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ３３は、デジタルアナログ変換回路３１でアナログ信号に変換されたＱ信号に対してローパスフィルタ処理を施してＱ信号ＳＱ３を出力する。デジタルアナログ変換回路３２は、第２のベースバンド信号Ｂ２のうちＩ信号をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ３４は、デジタルアナログ変換回路３２でアナログ信号に変換されたＱ信号に対してローパスフィルタ処理を施してＩ信号ＳＩ３を出力する。このＱ信号ＳＱ３及びＩ信号ＳＩ３を含む信号が第３のベースバンド信号Ｂ３となる。
【００２６】
アナログフロントエンド部１２は、第３のベースバンド信号Ｂ３をローカル信号ｆＬｏで変調して、送信されるキャリア信号Ｓｏｕｔを生成する。ここで、ローカル信号ｆＬｏには、第１のローカル信号ｆＬｏ１と第２のローカル信号ｆＬｏ２が含まれる。第１のローカル信号ｆＬｏ１と第２のローカル信号ｆＬｏ２とは、互いに直交関係にある信号である。アナログフロントエンド部１２は、パワーアンプ４０、ミキサ４１、４２を有する。
【００２７】
ミキサ４１は、第３のベースバンド信号Ｂ３のうちＱ信号ＳＱ３をローカル信号ｆＬｏ１で変調した変調信号を出力する。ミキサ４２は、第３のベースバンド信号Ｂ３のうちＩ信号ＳＩ３をローカル信号ｆＬｏ２で変調した変調信号を出力する。パワーアンプ４０は、ミキサ４１及びミキサ４２が出力する変調信号を増幅してキャリア信号Ｓｏｕｔを出力する。
【００２８】
ローカル信号生成部１３は、ローカル信号を生成する。またローカル信号生成部１３は、周波数シフト信号ＦＳ１とは逆の方向の周波数シフトを指示する第２の周波数シフト信号（例えば、周波数シフト信号ＦＳ２）に応じてローカル信号ｆＬｏの周波数を基本ローカル周波数からシフトさせる。ローカル信号生成部１３は、発振器５０及び分周回路５１を有する。
【００２９】
発振器５０は、ローカル信号ｆＬｏの元となるクロック信号を出力する。発振器５０が出力するクロック信号の周波数は、周波数シフト信号ＦＳ２に応じて決定されるが、周波数シフト信号ＦＳ２により指示されるシフト量がゼロであるときの周波数を基本の周波数とする。つまり、実施の形態１では、周波数シフト信号ＦＳ２により基本周波数を示す値と、シフト量を示す値とが含まれるものとする。分周回路５１は、発振器５０が出力するクロック信号を分周して、ローカル信号ｆＬｏ１とローカル信号ｆＬｏ２とを出力する。
【００３０】
ローカル信号ｆＬｏ１と、ローカル信号ｆＬｏ２は、位相が直交関係を有する信号である。また、ローカル信号ｆＬｏ１及びローカル信号ｆＬｏ２の周波数と、発振器５０が出力するクロック信号の周波数とは、分周回路５１の分周比に応じた比を有する。つまり、実施の形態１では、ローカル信号ｆＬｏ１、ｆＬｏ２のシフト量をｘ、分周回路５１の分周比をＮとすると、周波数シフト信号ＦＳ２により発振器５０に与えられるシフト量は、ｘＮとなる。図１では、周波数シフト信号ＦＳ２により指示されるシフト量ｘは、ローカル信号ｆＬｏ１、ｆＬｏ２のシフト量を示すものとして示した。
【００３１】
周波数制御部１４は、第１の周波数シフト信号（例えば、周波数シフト信号ＦＳ１）及び第２の周波数シフト信号（例えば、周波数シフト信号ＦＳ２）を出力する。また、周波数制御部１４は、キャリア信号Ｓｏｕｔの周波数に応じて周波数シフト信号ＦＳ１と周波数シフト信号ＦＳ２とにより指示する周波数シフト量ｘを決定する。具体的には、周波数制御部１４は、通信チャネル内のキャリア信号Ｓｏｕｔの占有帯域と、通信チャネル内のキャリア信号Ｓｏｕｔの配置と、に応じて周波数シフト量ｘを決定する。なお、周波数制御部１４は、例えば、基地局等からキャリア信号Ｓｏｕｔの周波数帯域を指定する指示を受信し、当該指示に基づきキャリア信号Ｓｏｕｔの周波数帯域を設定する。
【００３２】
周波数制御部１４は、メモリ５２、制御指示回路５３を有する。メモリ５２には、キャリア信号の周波数と、周波数シフト量と、との関係を定義したシフト量設定テーブルが格納される。制御指示回路５３は、外部から与えられるキャリア信号Ｓｏｕｔの周波数帯域を指定する信号に応じて、メモリ５２にキャリア信号Ｓｏｕｔの周波数を指定する周波数指定信号を出力する。メモリ５２は、当該周波数指定信号に対応付けられている周波数シフト量を周波数シフト信号ＦＳ２の周波数シフト量成分及び周波数シフト信号ＦＳ１として出力する。
【００３３】
続いて、周波数シフト部２０の詳細について説明する。図２に実施の形態１にかかる周波数シフト部２０のブロック図を示す。図２０に示すように、周波数シフト部２０は、（１）式及び（２）式により示される式に基づきＱ信号ＳＱ２及びＩ信号ＳＩ２を生成する。周波数シフト部２０は、（１）式及び（２）式を実現するための回路構成を有する。
【００３４】
ＳＩ２＝ｃｏｓ（ｘｔ）＊ＳＩ１−ｓｉｎ（ｘｔ）＊ＳＱ１  ・・・  （１）
【００３５】
ＳＱ２＝ｓｉｎ（ｓｔ）＊ＳＩ１＋ｃｏｓ（ｘｔ）＊ＳＱ１  ・・・  （２）
【００３６】
周波数シフト部２０は、乗算器６０、６１、６６、６８、符号反転回路６２、６３、セレクタ６４、６５、加算器６７、６９、正弦波テーブル７０、７１を有する。正弦波テーブル７０は、例えば、メモリであって、周波数シフト信号ＦＳ１により指示されるシフト量ｘに応じて正弦波を生成するためのテーブル情報が格納される。余弦波テーブル７１は、例えば、メモリであって、周波数シフト信号ＦＳ２により指示されるシフト量ｘに応じて余弦波を生成するためのテーブル情報が格納される。
【００３７】
乗算器６０は、Ｑ信号ＳＱ１に正弦波テーブル７０から出力される値（例えば、ｓｉｎ（ｘｔ））とを乗算した値を出力する。符号反転回路６２は、乗算器６０から出力された値の符号を反転して出力する。セレクタ６４は、周波数シフト信号ＦＳ１として与えられる周波数シフト量ｘの符号成分を示す符号値ｓｉｇに応じて、乗算器６０の出力値と、符号反転回路６２の出力値とのいずれか一方を選択して出力する。具体的には、セレクタ６４は、符号値ｓｉｇが正であれば“Ｌ”側に入力される符号反転回路６２の出力値を選択して出力する。一方、セレクタ６４は、符号値ｓｉｇが負であれば“Ｈ”側に入力される乗算器６０の出力値を選択して出力する。
【００３８】
乗算器６６は、Ｉ信号ＳＩ１に、余弦波テーブル７１から出力される値（例えば、ｃｏｓ（ｘｔ））を乗算した値を出力する。加算器６７は、乗算器６６の出力値と、セレクタ６４の出力値とを加算した値をＩ信号ＳＩ２として出力する。つまり、加算器６７が出力する値は、（１）式で示した値となる。
【００３９】
乗算器６１は、Ｉ信号ＳＩ１に正弦波テーブル７０から出力される値（例えば、ｓｉｎ（ｘｔ））とを乗算した値を出力する。符号反転回路６３は、乗算器６１から出力された値の符号を反転して出力する。セレクタ６５は、周波数シフト信号ＦＳ１として与えられる周波数シフト量ｘの符号成分を示す符号値ｓｉｇに応じて、乗算器６１の出力値と、符号反転回路６３の出力値とのいずれか一方を選択して出力する。具体的には、セレクタ６５は、符号値ｓｉｇが正であれば“Ｌ”側に入力される乗算器６１の出力値を選択して出力する。一方、セレクタ６５は、符号値ｓｉｇが負であれば“Ｈ”側に入力される符号反転回路６２の出力値を選択して出力する。
【００４０】
乗算器６８は、Ｑ信号ＳＱ１に、余弦波テーブル７１から出力される値（例えば、ｃｏｓ（ｘｔ））を乗算した値を出力する。加算器６９は、乗算器６８の出力値と、セレクタ６５の出力値とを加算した値をＱ信号ＳＱ２として出力する。つまり、加算器６９が出力する値は、（２）式で示した値となる。
【００４１】
続いて、実施の形態１にかかる半導体装置１の動作について説明する。そこで、まず、図３に実施の形態１にかかる半導体装置１において周波数シフトを行わない場合の通信スペクトルを示す図を示す。
【００４２】
図３に示す例は、通信チャネルとしてバンド１３（バンド周波数帯域＝７７７ＭＨｚ〜７８７ＭＨｚ）を利用した通信を行う例である。この場合、バンド１３の２ＭＨｚ下に周波数帯域を７６９ＭＨｚ〜７７５ＭＨｚとする緊急無線チャネルが規定される。緊急無線チャネルは、Public Safety Band（ＰＳバンド）とも呼ばれる。
【００４３】
そして、図３に示す例では、通信チャネルとして利用している周波数帯域（以下単にバンド周波数帯域と称す）の端に近い周波数帯域のリソースブロックがユーザーに割り当てられる。図３では、ユーザーに割り当てられた周波数帯域を希望波として示した。この場合、周波数シフトを行わない場合、ローカル信号ｆＬｏの周波数は、バンド周波数帯域の中心周波数である７８２ＭＨｚである。そのため、ローカル信号ｆＬｏよりも低く、かる、ローカル信号ｆＬｏと希望波の中心周波数との周波数差の３倍の周波数差を有する周波数帯域にＣ−ＩＭ３が発生する。このとき、Ｃ−ＩＭ３が発生する周波数帯域は、ＰＳバンド周波数帯域内にとなってしまい、問題である。
【００４４】
一方、実施の形態１にかかる半導体装置１では、周波数シフト信号ＦＳ１、ＦＳ２により、第１のベースバンド信号Ｂ１及びローカル信号ｆＬｏの周波数をシフトさせることで、Ｃ−ＩＭ３が発生する周波数帯域をシフトさせる。そこで、図４に実施の形態１にかかる半導体装置１において周波数シフトを行った場合の通信スペクトルを示す図を示す。
【００４５】
図４に示す例は、図３に示したバンド周波数帯域と同じ周波数帯域で、同じ周波数帯域の希望波を用いるものである。図４に示すように、実施の形態１にかかる半導体装置１では、周波数シフト信号ＦＳ２により、ローカル信号ｆＬｏの周波数の周波数シフト量を＋ｘとし、第１のベースバンド信号Ｂ３の周波数の周波数シフト量を−ｘとする。これにより、実施の形態１にかかる半導体装置１が出力する信号は、ローカル信号ｆＬｏの周波数を上側にシフトしながら、キャリア信号（例えば、希望波）の周波数をローカル信号ｆＬｏのシフト前と同じ周波数帯域に維持する。
【００４６】
そして、このような周波数シフトを行うことで、実施の形態１にかかる半導体装置１では、ローカル信号ｆＬｏと希望波との周波数差を小さくし、Ｃ−ＩＭ３が発生する周波数帯域をＰＳバンド周波数帯域とバンド周波数帯域との間に設定することができる。具体的な数値として、例えば、ローカル信号ｆＬｏを２ＭＨｚ上側にシフトすると、Ｃ−ＩＭ３が発生する周波数帯域は８ＭＨｚ上側にシフトする。
【００４７】
なお、図３、及び、図４では、キャリアリークとＩＱイメージ信号も図中に示した。キャリアリークは、ローカル信号ｆＬｏと同じ周波数帯域に生じるノイズである。ＩＱイメージ信号は、ローカル信号ｆＬｏとの周波数差が希望波と同じ周波数帯であって、ローカル信号ｆＬｏを挟んで反対側の周波数帯域に発生する信号である。
【００４８】
上記説明より、実施の形態１にかかる半導体装置１は、第１のベースバンド信号Ｂ１とローカル信号ｆＬｏとの周波数を逆方向に同じシフト量だけシフトさせることができる。そして、実施の形態１にかかる半導体装置１は、当該周波数シフト機能を利用してキャリア周波数の帯域を維持しながら、Ｃ−ＩＭ３の周波数帯域をシフトさせることができる。これにより、実施の形態１にかかる半導体装置１は、キャリア信号がバンド周波数帯域の端にあり、Ｃ−ＩＭ３が他のバンドの周波数帯域への妨害波となってしまうような場合に、Ｃ−ＩＭ３の周波数帯域を他のバンドの周波数帯域外にずらし、自装置が出力したキャリア信号により妨害波が出力されることを防ぐことができる。
【００４９】
また、実施の形態１にかかる半導体装置１は、Ｃ−ＩＭ３の周波数帯域をシフトさせることで、他のバンド周波数帯域への妨害波を防止できるため、例えば、特許文献１のようなノッチフィルタを設ける必要がない。つまり、実施の形態１にかかる半導体装置１は、回路面積を増加させることなく不要波による他バンドのへの影響を防止することができる。
【００５０】
また、実施の形態１にかかる半導体装置１は、第１のベースバンド信号Ｂ１及びローカル信号の周波数をシフトさせることで、Ｃ−ＩＭ３の周波数帯域をシフトする。そのため、例えば、パワーアンプの消費電力を高く設定して、パワーアンプの３次歪みを低減する等の措置を講ずることなく、他のバンド周波数帯域にＣ−ＩＭ３が及ぼす影響を低減することができる。つまり、実施の形態１にかかる半導体装置１は、消費電力を増加させることなく、自装置が出力するキャリア信号に起因して発生するＣ−ＩＭ３が他のバンドに影響を与えることを防止することができる。
【００５１】
実施の形態２
実施の形態２では、実施の形態１にかかる半導体装置１の別の形態について説明する。実施の形態２にかかる半導体装置２のブロック図を図５に示す。なお、実施の形態２の説明において、実施の形態１で説明した構成要素と同じ構成要素については、実施の形態１と同じ符号を付して説明を省略する。
【００５２】
図５に示すように、実施の形態２にかかる半導体装置２は、実施の形態１のデジタル信号処理部１０に代えて、デジタル信号処理部１０ａを有する。デジタル信号処理部１０ａは、デジタル信号処理部１０に第１の補正回路（例えば、ＩＱイメージ補正部２９）を追加したものである。
【００５３】
ＩＱイメージ補正部２９は、第１のベースバンド信号Ｂ１に含まれる同相成分信号（例えば、Ｑ信号）と直交成分信号（例えば、Ｉ信号）との間の位相誤差及び振幅誤差を第１の補正係数（例えば、ＩＱイメージ補正信号ＩＱＣに含まれる補正係数）に応じて補正する。なお、実施の形態２にかかる半導体装置２では、ＩＱイメージ補正信号ＩＱＣには、振幅補正係数と位相補正係数の２つの補正係数が含まれているものとする。また、実施の形態２では、振幅補正係数と位相補正係数は、測定等で計測された誤差に基づき予め決定されているものとする。
【００５４】
ＩＱイメージ信号は、Ｑ信号とＩ信号との間の位相差及び振幅差に起因して発生するものである。そこで、実施の形態２にかかる半導体装置２では、このＱ信号とＩ信号との間の位相差及び振幅差を小さくするように補正を行うことで、ＩＱイメージ信号の信号強度を小さく抑制する。
【００５５】
そこで、このＩＱイメージ補正部２９の詳細について説明する。図６に実施の形態２にかかるＩＱイメージ補正部２９のブロック図を示す。図６に示すように、ＩＱイメージ補正部２９は、振幅補正部８１及び位相補正部８２を有する。なお、ＩＱイメージ補正部２９が補正する振幅及び位相は、半導体装置２においてＱ信号及びＩ信号が伝達する経路全体で生じる誤差を補正するものであり、ＩＱイメージ補正部２９が出力するＱ信号及びＩ信号の振幅及び位相の誤差は必ずしも、ＩＱイメージ補正部２９に入力されるＱ信号及びＩ信号よりも小さくなっていると言うわけではない。
【００５６】
振幅補正部８１は、Ｑ信号の振幅レベルをＩ信号の振幅レベルに合わせるように補正する。より具体的には、振幅補正部８１は、乗算器８３を有する。そして、乗算器８３は、ＩＱイメージ補正信号ＩＱＣに含まれる振幅補正係数ＡＣＣとＱ信号ＳＱ２とを乗算して、Ｑ信号ＳＱ２１として出力する。そして、Ｑ信号ＳＱ２１に対して後段回路による信号処理を行うことで、ミキサ４１、４２が出力する信号の振幅が全て揃うことになる。
【００５７】
位相補正部８２は、Ｉ信号の位相とＱ信号の位相との関係が直交関係となるように、Ｉ信号の位相を操作する。より具体的には、位相補正部８２は、乗算器８４と加算器８５とを有する。そして、乗算器８４は、ＩＱイメージ補正信号ＩＱＣに含まれる位相補正係数ＰＣＣとＱ信号ＳＱ２とを乗算した値を出力する。加算器８５は、Ｉ信号ＳＩ２と乗算器８４の出力値とを加算して、Ｉ信号ＳＩ２１として出力する。そして、Ｉ信号ＳＩ２１に対して後段回路による信号処理を行うことで、ミキサ４１、４２が出力する信号の振幅が全て揃うことになる。
【００５８】
続いて、実施の形態２にかかる半導体装置２の動作について説明する。そこで、実施の形態２にかかる半導体装置２においてＩＱイメージ補正を行った場合の通信スペクトルを示す図を図７に示す。
【００５９】
図７に示す例は、例えば、図４に示した通信状態からの希望波の周波数切り替え処理を行ったことにより発生しうる状態を示すものである。例えば、ＬＴＥでは、リソースブロックの配置のリソースブロックの数が通信トラフィックの状況に応じて通信中に変化する。図７に示す例は、図４で示した通信状態において、通信トラフィックの状況が変化して、リソースブロックの配置が低周波側に変更された場合を示すものである。このようなリソースブロックの変更が発生した場合において、ローカル信号ｆＬｏの周波数が即座に変更できれば問題は発生しない。しかしながら、ローカル信号ｆＬｏの周波数の切り替えた際には過渡雑音（Transient Noise）が生じる。そして、この過渡雑音は、発生することが許容されている期間以外は抑制しなければならない。そのため、この過渡雑音の発生を抑制するために、ローカル信号ｆＬｏの切替が出来ない場合がある。つまり、図７に示す例は、リソースブロックの周波数切り替えのみが行われ、ローカル信号ｆＬｏの周波数が図４に示した周波数から変更出来なかった場合を示すものである。
【００６０】
このような場合、図７に示すように、ローカル信号ｆＬｏを挟んで反対側の周波数帯域に発生するＩＱイメージ信号は、自装置が利用しているバンド周波数帯域に隣接する他のバンド周波数帯域に発生してしまう。
【００６１】
しかしながら、実施の形態２にかかる半導体装置２では、ＩＱイメージ補正部２９を用いて、ＩＱイメージを補正することで、他バンド周波数帯域に発生したＩＱイメージ信号の信号強度を抑制することができる。このように、信号強度を抑制することで、自身の通信で発生するＩＱイメージ信号が、他のバンド周波数帯域を利用する他の通信に与える影響を小さくすることができる。
【００６２】
上記説明より、実施の形態２にかかる半導体装置２は、ＩＱイメージ補正部２９を有することでキャリア信号Ｓｏｕｔとローカル信号ｆＬｏとの周波数差を大きくしたことに起因してＩＱイメージ信号が他のバンド周波数帯域に発生したとしても、ＩＱイメージ信号が他のバンド周波数帯域に与える影響を抑制することができる。
【００６３】
また、実施の形態２にかかる半導体装置２は、実施の形態１にかかる半導体装置１と同様に、ノッチフィルタの追加や、パワーアンプの電力の増加を行う必要もないため、回路面積の削減及び消費電力の低減を実現することができる。
【００６４】
実施の形態３
実施の形態３では、実施の形態１、２の発振器５０の別の形態について説明する。そこで、実施の形態３にかかる発振器５０のブロック図を図８に示す。図８に示すように、実施の形態３にかかる発振器５０は、位相検出器９０、ループフィルタ９１、電圧制御発振器９２、分周回路９３を有する。
【００６５】
位相検出器９０は、基準クロックＲＣＬＫと分周回路９３から出力される帰還クロックとの位相を比較し、２つのクロック信号の位相差に応じた大きさの電圧を出力する。ループフィルタ９１は、位相検出器９０が出力した電圧に対してフィルタ処理を施して電圧制御発振器９２に出力する。また、ループフィルタ９１は、フィルタの帯域を可変できる。ループフィルタ９１のフィルタの帯域の変更は、例えば、周波数制御部１４等の処理部が通信状況に応じて行うものとする。電圧制御発振器９２は、ループフィルタ９１から出力された電圧値に応じた発振周波数でクロック信号ＣＬＫｏを出力する。このクロック信号ＣＬＫｏは、分周回路５１により分周されることでローカル信号ｆＬｏとなる。また、分周回路９３は、クロック信号ＣＬＫｏを分周して帰還クロックを生成する。分周回路９３は、周波数シフト信号ＦＳ２により指示される基本周波数及び周波数シフト量ｘに応じて分周比を切り替える。この分周比と基準クロックＲＣＬＫの周波数に基づきクロック信号ＣＬＫｏの周波数が決定される。
【００６６】
ここで、実施の形態１、２では、ローカル信号ｆＬｏの発振周波数を切り替える。しかし、発振器５０の発振周波数の切り替えには、発振周波数が収束するまでの時間に過渡雑音が発生し、発振周波数が収束するまでの時間が過渡雑音が許容される過渡期間よりも長くなる可能性がある。
【００６７】
例えば、ＬＴＥでは、通信に用いられる単位である１スロットが５００μｓｅｃであり、スロットとスロットの境界の前後２０μｓｅｃの期間が過渡期間（ＴＰ：Transient Period）として規定される。実施の形態３にかかる半導体装置では、この過渡期間中に発振器５０のループフィルタ９１のループ帯域を広くして発振器５０の発振周波数の収束を早める。
【００６８】
そこで、実施の形態３にかかる半導体装置におけるローカル信号の周波数切り替えタイミングを示すタイミングチャートを図９に示す。図９に示すように、ＬＴＥでは、スロットの境界の前後２０μｓｅｃに過渡期間ＴＰが設定される。そして、実施の形態３にかかる半導体装置は、隣接するスロットの境界に位置する２つの過渡期間の和よりも短い期間を周波数切り替え期間Ｔｗを設定する。実施の形態３にかかる半導体装置は、周波数切り替え期間Ｔｗに発振器５０のループゲインを高く設定することで、この周波数切り替え期間Ｔｗの時間内に周波数の切り替えを実施することができる。
【００６９】
上記説明より、実施の形態３にかかる半導体装置では、２つのスロットの境界に位置する過渡期間の合計時間よりも短い期間に周波数切り替え期間Ｔｗを設定し、周波数切り替え期間Ｔｗにおいて発振器５０のループフィルタ９１のループ帯域を広くする。これにより、実施の形態３にかかる半導体装置は、ローカル信号ｆＬｏの周波数切り替えを頻繁に行うことを可能にする。
【００７０】
実施の形態４
実施の形態４では、実施の形態２にかかる半導体装置２の別の形態について説明する。そこで、実施の形態４にかかる半導体装置３のブロック図を図１０に示す。なお、実施の形態４の説明において、実施の形態１、２で説明した構成要素と同じ構成要素については、実施の形態１、２と同じ符号を付して説明を省略する。
【００７１】
図１０に示すように、実施の形態４にかかる半導体装置３は、実施の形態２にかかる半導体装置２に補正係数決定回路１００を追加し、アナログフロントエンド部１２に代えてアナログフロントエンド部１２ａを用いたものである。
【００７２】
アナログフロントエンド部１２ａは、アナログフロントエンド部１２にノッチフィルタ４３を追加したものである。ノッチフィルタ４３は、ミキサ４１、４２と増幅器４３との間に設けられ、第２の補正係数（例えば、フィルタ補正係数ＮＯＣ）に応じて周波数特性が補正される帯域阻止フィルタである。ノッチフィルタ４３は、ミキサの出力信号となる差動信号が伝達される差動配線の間に並列に配置されるインダクタンスと容量とを有する。また、ノッチフィルタ４３の容量は、例えば、アレイ状に配置された複数の容量を有する。そして、各容量は、トランジスタにより構成され、当該トランジスタの制御端子（例えば、ゲート）に与える電圧により容量の有効と無効とが切り替えられる。ノッチフィルタ４３の容量は、このような構成を有することにより、可変容量となる。ノッチフィルタ４３は、フィルタ補正信号ＮＯＣにより有効になる容量の個数を切り替えることで、周波数特性を可変する。
【００７３】
近年、複数のバンドに対応した無線機が多く提案されている。そのため、Ｃ−ＩＭ３をはじめとする不要波の他の帯域への発生が周波数シフト制御を行うだけでは解決できないバンドが生じることが考えられる。他のバンドでのＣ−ＩＭ３の発生が避けられないバンドを用いる際には、Ｃ−ＩＭ３の抑圧が必要となりミキサ出力以降にフィルタを搭載する等の処置が必要となる。Ｃ−ＩＭ３は、ミキサ４１、４２の出力でのローカル周波数ｆＬｏの３次高調波を抑圧することで抑圧することが可能である。ミキサ出力の３次高調波を抑圧するフィルタは低雑音の観点から考慮するとインダクタンスと容量で構成するノッチフィルタ４３が効果的である。ただし、ノッチフィルタにおけるノッチ周波数は一般的にはサンプルばらつきによる感度が高く、抑圧度の確保が難しくなる可能性がある。これを解決するためには、ノッチフィルタにおけるノッチ周波数の補正を行えば良い。
【００７４】
このノッチフィルタのノッチ周波数の補正は、例えば、ＩＱイメージ補正部２９に適用するＩＱイメージ補正信号ＩＱＣにより指示する補正係数と共通の処理を用いて算出することができる。そこで、実施の形態４にかかる半導体装置３では、補正係数決定回路１００により、ＤＣオフセット補正信号ＤＯＣ、ＩＱイメージ補正信号ＩＱＣ及びフィルタ補正信号ＮＯＣにより指示する補正係数を自装置内で決定する補正係数決定回路１００を用いる。
【００７５】
図１０に示すように、補正係数決定回路１００は、アンプ１０１、ミキサ１０２、スイッチ１０３、ローパスフィルタ１０４、直流防止フィルタ１０５、アナログデジタル変換回路１０６、バンドパスフィルタ１０７、補正係数判定部１０８を有する。
【００７６】
アンプ１０１は、ミキサ４１、４２の出力信号を増幅してミキサ１０２に出力する。また、アンプ１０１は、低いゲインで信号を増幅するローゲインモードと、高いゲインで信号を増幅するハイゲインモードとを備える。
【００７７】
ミキサ１０２は、補正値決定モードに応じて、ミキサ４１、４２の出力信号をミキサ１０２の出力信号で復調した復調信号を出力するか、ミキサ４１、４２の出力信号をローカル信号ｆＬｏ１とローカル信号ｆＬｏ２のいずれか一方で復調した復調信号を出力するか、を切り替える。具体的には、ミキサ１０２は、ＤＣオフセット補正信号ＤＯＣにより指示するＤＣオフセット補正値を決定する第１の補正値決定モードでは、ミキサ４１、４２の出力信号をローカル信号ｆＬｏ１とローカル信号ｆＬｏ２のいずれか一方で復調した復調信号を出力する。また、ミキサ１０２は、ＩＱイメージ補正信号ＩＱＣ及びフィルタ補正信号ＮＯＣで指示する補正値を決定する第２の補正値決定モードでは、ミキサ４１、４２の出力信号をミキサ１０２の出力信号で復調した復調信号を出力する。なお、この第２の補正値決定モードにおけるミキシング処理を自己ミキシングと称す。
【００７８】
補正係数決定回路１００は、この自己ミキシングを行うことで、第１のベースバンド信号Ｂ１に含まれるＱ信号とＩ信号との間の位相誤差及び振幅誤差を検出して、位相誤差及び振幅誤差に基づき第１の補正係数（例えば、ＩＱイメージ補正信号ＩＱＣにより指示され振幅補正係数ＡＣＣ及び位相補正係数ＰＣＣ）を決定する。また、補正係数決定回路１００は、自己ミキシングを行うことで、キャリア信号に含まれる３次高調波成分を擬似的に再現し、３次高調波成分が抑制される第２の補正係数（例えば、フィルタ補正信号ＮＯＣにより指示されるフィルタ補正係数）を決定する。
【００７９】
スイッチ１０３は、ローパスフィルタ１０４及び直流防止フィルタ１０５をバイパスする経路の有効と無効とを切り替える。スイッチ１０３は、第１の補正値決定モードでオン状態なり、ローパスフィルタ１０４及び直流防止フィルタ１０５をバイパスする経路を有効にする。スイッチ１０３は、第２の補正値決定モードではオフ状態となり、ローパスフィルタ１０４及び直流防止フィルタ１０５をバイパスする経路を無効にする。
【００８０】
ローパスフィルタ１０４は、ミキサ１０２の出力信号の高周波ノイズを低減して直流防止フィルタ１０５に出力する。直流防止フィルタ１０５は、例えば、コンデンサであって、ローパスフィルタ１０４の出力信号の直流成分を除去して後段のアナログデジタル変換回路１０６に伝達する。
【００８１】
アナログデジタル変換回路１０６は、入力される信号のアナログ電圧レベルに応じたデジタル値を出力する。バンドパスフィルタ１０７は、アナログデジタル変換回路１０６の出力値に対して所定の帯域以外の帯域の信号成分を減衰させて出力する。
【００８２】
補正係数判定部１０８は、アナログデジタル変換回路１０６の出力値及びバンドパスフィルタ１０７の出力値に基づき、デジタル信号処理部１０ａ、アナログバックエンド部１１、アナログフロントエンド部１２ａで発生するＤＣオフセット、ＩＱイメージ信号、及び、Ｃ−ＩＭ３の信号レベル或いは信号強度を判定して、最適な補正係数を決定する。また、補正係数判定部１０８は、決定した補正値を保持して、半導体装置３の通常状態で保持している補正値を各回路ブロックに出力する。
【００８３】
続いて、実施の形態４にかかる半導体装置３における補正値決定処理について説明する。まず、図１１に実施の形態４にかかる半導体装置３におけるＤＣオフセットの補正係数の決定処理のフローチャートを図１１に示す。
【００８４】
図１１に示すように、ＤＣオフセットの補正係数を決定する際には、半導体装置３は、まず初期化ステップＳ１を実施する。この初期化ステップＳ１では、半導体装置３は、回路状態を以下のような状態とする。Ｑ信号ＳＱ０及びＩ信号ＱＩ０を停止する。周波数シフト信号ＦＳ１を固定値とする。ＤＣオフセット補正信号ＤＯＣを初期値に設定する。振幅補正係数ＡＣＣ及び位相補正信号ＰＣＣを初期値に設定する。フィルタ補正信号ＮＯＣにより指示されるフィルタ補正係数（以下、フィルタ補正係数ＮＯＣと称す）を初期値に設定する。アンプ１０１を停止する。ミキサ１０２にローカル信号ｆＬｏを入力する。スイッチ１０３をオン状態とする。
【００８５】
この初期化処理により、半導体装置３は、デジタル信号処理ユニット１０ａのＤＣオフセット補正部となる加算器２７、２８以外は信号を出さない状態となる。従って、半導体装置３は、ミキサ４１、４２の入力でＤＣだった成分は、ミキサ４１、４２の出力ではキャリアリーク信号成分のみとなる。この信号が、検出用のミキサ１０２でもともとアップコンバートされたローカル信号を用いてダウンコンバートされるので、もとのＩ相またはＱ相のＤＣ成分となる。また、Ｉ相とＱ相のＤＣ成分については、検出用のミキサ１０２の片側の信号に、ローカル発振ユニットからの正弦波を入力するか余弦波を入力するかでＩ相とＱ相を区別することが可能である。
【００８６】
そして、実施の形態４にかかる半導体装置３は、ステップＳ２〜Ｓ４において、検出用のミキサ１０２の出力でのＤＣ成分がゼロになるＤＣオフセット設定値を探索する。より具体的には、ステップＳ２では、ミキサ１０２の出力値に基づきＤＣオフセット量を評価する。ステップＳ３では、ＤＣオフセット量の最小値が決定したかを判断する。ステップＳ４では、ＤＣオフセット補正係数ＤＯＣを候補として設定されている候補値を用いて更新する。そして、ステップＳ３において、ＤＣオフセット量の最小値が決定したと判断されると、補正係数判定部１０８は、最小値となった状態におけるＤＣオフセット補正係数ＤＯＣを、通信開始時に反映する設定値として保持する。
【００８７】
続いて、実施の形態４にかかる半導体装置３におけるＩＱイメージ補正係数決定処理について説明する。まず、図１２に実施の形態４にかかる半導体装置３におけるＩＱイメージの補正係数の決定処理のフローチャートを示す。
【００８８】
図１２に示すように、ＩＱイメージ補正係数を決定する際には、半導体装置３は、まず初期化ステップＳ１１を実施する。この初期化ステップＳ１１では、半導体装置３は、回路状態を以下のような状態とする。Ｑ信号ＳＱ０及びＩ信号ＱＩ０を停止する。周波数シフト信号ＦＳ１をスイープモードとして、周波数シフト部２９に連続波ＣＷを出力させる。ＤＣオフセット補正信号ＤＯＣを図１１の処理で決定した適用補正係数に設定する。振幅補正係数ＡＣＣ及び位相補正信号ＰＣＣを初期値に設定する。フィルタ補正信号ＮＯＣにより指示されるフィルタ補正係数（以下、フィルタ補正係数ＮＯＣと称す）を初期値に設定する。アンプ１０１をローゲインモードで動作させる。ミキサ１０２へのローカル信号ｆＬｏの入力を停止して、アンプ１０１の出力値を入力する。スイッチ１０３をオフ状態とする。
【００８９】
半導体装置３は、上記回路構成により、ミキサ１０２でミキサ４１、４２の出力信号がミキサ４１、４２の出力信号でミキシングされる自己ミキシングが行われる状態となる。このＩＱイメージ補正は、通信開始前の期間に行われる。ＩＱイメージ補正係数の決定処理では、半導体装置３は、周波数シフト部２９の中にある正弦波テーブル７０と余弦波テーブル７１を用いてミキサ４１、４２の出力にＣＷ（Continuous Wave）を発生させる。このとき、アナログ回路で歪みが発生しないように信号レベルを低く設定すると不要波の恐れがなく好都合である。また、このとき、アンプ１０１の電流を増加させておくとアナログ回路での歪みの発生をより抑制することができる。
【００９０】
ここで、図１３に、ＩＱイメージの補正係数を決定する際にミキサ１０２に入力される信号のスペクトルを示す図を示す。図１３に示すように、ＩＱイメージの補正係数を決定する際には、アンプ１０１での歪みの発生を抑制するため、アンプ１０１における歪みの発生が抑制されているため、アンプ１０１の出力信号にＣ−ＩＭ３或いはＩＭ３の成分が発生せず、ミキサ４１、４２の出力信号とアンプ１０１の出力信号とがほぼ同じスペクトルとなる。
【００９１】
ここで、連続波ＣＷがローカル周波数から１ＭＨｚの位置に発生するように、正弦波テーブル７０と余弦波テーブル７１の設定を行ったとする。この場合、検出用のミキサ１０２から出力されるダウンコンバート成分としては、以下の成分がある。第１の成分は、ミキサ４１、４２から出力される連続波ＣＷとアンプ１０１から出力される連続波ＣＷの乗算により生じるＤＣ成分である。第２の成分は、ミキサ４１、４２から出力される連続波ＣＷとアンプ１０１から出力されるイメージＩＱ、若しくは、ミキサ４１、４２から出力されるイメージＩＱとアンプ１０１から出力される連続波ＣＷの乗算により生じる２ＭＨｚの信号成分である。第３の成分は、ミキサ４１、４２が出力する連続波ＣＷと、アンプ１０１が出力する連続波と、ミキサ４１、４２から出力される信号のキャリアリークＣＬと、アンプ１０１から出力される信号のキャリアリークＣＬにより生じる１ＭＨｚの信号成分である。第４の成分は、ミキサ４１、４２が出力する信号のイメージＩＱと、アンプ１０１が出力する信号のイメージＩＱと、ミキサ４１、４２から出力される信号のキャリアリークＣＬと、アンプ１０１から出力される信号のキャリアリークＣＬにより生じる１ＭＨｚの信号成分である。検出用のミキサ１０２の出力に含まれる２ＭＨzの信号成分は、ミキサ４１、４２から出力される信号のイメージＩＱと、アンプ１０１から出力される信号のイメージＩＱの電力に依存したレベルが出力されるため、アナログデジタル変換回路１０６の後にバンドパスフィルタ１０７を通し２ＭＨｚのレベルを抽出することで、間接的にミキサ４１、４２から出力される信号のイメージＩＱと、アンプ１０１から出力される信号のイメージＩＱのレベルを観測できる。ＩＱイメージ補正部２９の振幅補正係数ＡＣＣと位相補正係数ＰＣＣをスイープし、この２ＭＨｚのレベルが最も小さくなる設定を探し出すことでＩＱイメージを自動補正することが可能となる。
【００９２】
そこで、実施の形態４にかかる半導体装置３では、上記検出用のミキサ１０２の出力に含まれる２ＭＨzを抽出するＩＱイメージの信号強度の評価処理をステップＳ１２で行う。また、半導体装置３は、ＩＱイメージの信号強度の最小値が決定したかをステップＳ１３で判断する。さらに、半導体装置３は、ステップＳ１３でＩＱイメージの信号強度の最小値が決定するまで、振幅補正係数ＡＣＣ及び位相補正係数ＰＣＣを更新する（ステップＳ１４）。
【００９３】
そして、ステップＳ１３において、ＩＱイメージの信号強度の最小値が決定したと判断されると、補正係数判定部１０８は、最小値となった状態における振幅補正係数ＡＣＣ及び位相補正係数ＰＣＣを、通信開始時に反映する設定値として保持する（ステップＳ１５）。
【００９４】
続いて、実施の形態４にかかる半導体装置３におけるフィルタ補正係数決定処理について説明する。まず、図１４に実施の形態４にかかる半導体装置３におけるＩＱイメージの補正係数の決定処理のフローチャートを示す。
【００９５】
図１４に示すように、フィルタ補正係数を決定する際には、半導体装置３は、まず初期化ステップＳ２１を実施する。この初期化ステップＳ２１では、半導体装置３は、回路状態を以下のような状態とする。Ｑ信号ＳＱ０及びＩ信号ＱＩ０を停止する。周波数シフト信号ＦＳ１をスイープモードとして、周波数シフト部２９に連続波ＣＷを出力させる。ＤＣオフセット補正信号ＤＯＣを図１１の処理で決定した適用補正係数に設定する。振幅補正係数ＡＣＣ及び位相補正信号ＰＣＣを図１２の処理で決定した適用補正係数に設定する。フィルタ補正係数ＮＯＣを初期値に設定する。アンプ１０１をハイゲインモードで動作させる。ミキサ１０２へのローカル信号ｆＬｏの入力を停止して、アンプ１０１の出力値を入力する。スイッチ１０３をオフ状態とする。
【００９６】
半導体装置３は、上記回路構成により、ミキサ１０２でミキサ４１、４２の出力信号がミキサ４１、４２の出力信号でミキシングされる自己ミキシングが行われる状態となる。このフィルタ補正は、通信開始前の期間に行われる。フィルタ補正係数の決定処理では、半導体装置３は、周波数シフト部２９の中にある正弦波テーブル７０と余弦波テーブル７１を用いてミキサ４１、４２の出力にＣＷ（Continuous Wave）を発生させる。このとき、アナログ回路で歪みが発生するように信号レベルを高く設定すると不要波を擬似的に発生させることができ好都合である。また、このとき、アンプ１０１の電流を低下させておくとアナログ回路での歪みをより発生させることができる。
【００９７】
ここで、図１５に、フィルタ補正係数ＮＯＣを決定する際にミキサ１０２に入力される信号のスペクトルを示す図を示す。図１５に示すように、フィルタ補正係数ＮＯＣを決定する際には、アンプ１０１で歪みを意図的に発生させるため、アンプ１０１の出力信号にＣ−ＩＭ３或いはＩＭ３の成分が発生し、ミキサ４１、４２の出力信号とアンプ１０１の出力信号との間には、Ｃ−ＩＭ３及びＩＭ３が存在するか否かの違いが生じる。
【００９８】
ここで、連続波ＣＷがローカル周波数から０．５ＭＨｚの位置に発生するように、正弦波テーブル７０と余弦波テーブル７１の設定を行ったとする。検出用のミキサ１０２によるダウンコンバート後の信号のうち、Ｃ−ＩＭ３に依存した最も大きな信号としては、ミキサ４１、４２が出力する連続波ＣＷとアンプ１０１が出力する信号に含まれるＣ−ＩＭ３の乗算で生じる２ＭＨzがある。また、２ＭＨｚにダウンコンバートされる別の成分としては、ミキサ４１、４２の出力信号に含まれるイメージＩＱとアンプ１０１の出力信号に含まれるＩＭ３の乗算により生じる成分がある。このイメージＩＱに起因する成分を少しでも下げるためにはノッチフィルタ補正の前にＩＱイメージ補正を行い、ミキサ４１、４２の出力信号に含まれるイメージＩＱのレベルを下げた状態でノッチフィルタ補正を行うと良い。ミキサ４１、４２が出力する連続波ＣＷとアンプ１０１の出力信号に含まれるＣ−ＩＭ３（１００７）で生じる２ＭＨzは、ＩＱイメージ補正と共通のパスであるアナログデジタル変換回路１０６及びバンドパスフィルタ１０７の処理の後に抽出される。そして、半導体装置３は、ノッチフィルタ４３の容量値をスイープし、Ｃ−ＩＭ３に起因した成分である２ＭＨｚのレベルが最小となる設定を探索することで、ノッチフィルタ４３を自動補正することが可能である。
【００９９】
そこで、実施の形態４にかかる半導体装置３では、上記検出用のミキサ１０２の出力に含まれる２ＭＨzを抽出するＣ−ＩＭ３の信号強度の評価処理をステップＳ２２で行う。また、半導体装置３は、Ｃ−ＩＭ３の信号強度の最小値が決定したかをステップＳ２３で判断する。さらに、半導体装置３は、ステップＳ２３でＣ−ＩＭ３の信号強度の最小値が決定するまで、フィルタ補正係数ＮＯＣを更新する（ステップＳ２４）。
【０１００】
そして、ステップＳ２３において、Ｃ−ＩＭ３の信号強度の最小値が決定したと判断されると、補正係数判定部１０８は、最小値となった状態におけるフィルタ補正係数ＮＯＣを、通信開始時に反映する設定値として保持する（ステップＳ２５）。
【０１０１】
上記説明より、実施の形態４にかかる半導体装置３は、ノッチフィルタ４３を有する事で、周波数シフトだけでは対応できない場合であっても、Ｃ−ＩＭ３の信号強度を抑制して、他バンドへのＣ−ＩＭ３の影響を低減することができる。
【０１０２】
また、実施の形態４にかかる半導体装置３は、補正係数決定回路１００を有することで、最適な補正係数を自装置の処理により決定することができる。最適な補正係数は、半導体装置が置かれた状況（例えば、温度等の状況）により変化する。しかし、半導体装置３によれば、補正係数を自ら決定することで、半導体装置の置かれた状況の変化に対応した最適な補正係数を決定することができる。
【０１０３】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。
【符号の説明】
【０１０４】
１〜３  半導体装置
１０、１０ａ  デジタル信号処理部
１１  アナログバックエンド部
１２、１２ａ  アナログフロントエンド部
１３  ローカル信号生成部
１４  周波数制御部
２０  周波数シフト部
２１、２１  アンプコンバート回路
２３、２４  ローパスフィルタ
２５、２６  ダウンコンバート回路
２７、２８  加算器
２９  ＩＱイメージ補正部
３１、３２  デジタルアナログ変換回路
３３、３４  ローパスフィルタ
４０  パワーアンプ
４１、４２  ミキサ
４３  ノッチフィルタ
５０  発振器
５１  分周回路
５２  メモリ
５３  制御指示回路
６０、６１、６６、６８  乗算器
６２、６２  符号反転回路
６４、６５  セレクタ
６７、６９  加算器
７０  正弦波テーブル
７１  余弦波テーブル
８１  振幅補正部
８２  位相補正部
８３、８４  乗算器
８５  加算器
９０  位相検出器
９１  ループフィルタ
９２  電圧制御発振器
９３  分周回路
１００  補正係数決定回路
１０１  アンプ
１０２  ミキサ
１０３  スイッチ
１０４  ローパスフィルタ
１０５  直流防止フィルタ
１０６  アナログデジタル変換回路
１０７  バンドパスフィルタ
１０８  補正係数判定部
ＦＳ１  周波数シフト信号
ＦＳ２  周波数シフト信号
ＤＯＣ  ＤＣオフセット補正信号
ＩＱＣ  ＩＱイメージ補正信号
ＮＯＣ  フィルタ補正信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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