(57)【要約】【課題】  電気回路のインピーダンスの効率的な調整を実現する。【解決手段】  測定装置１を構成する電流発生回路２は、電源６を含む測定対象の電気回路５に、電流量が設定時間を掛けて単調増加する電流を供給する。モニタ装置３は、電源６の電圧を電気回路５を介して検出する。このモニタ装置３により検出される電源電圧の波形の周波数は、測定対象の電気回路５におけるインピーダンスが高くなる周波数と同様である。このように測定される周波数が電気回路５の駆動周波数からずれるように、電気回路５のインピーダンスを調整する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源を含む測定対象の電気回路に、電流量が設定時間を掛けて単調増加する電流を供給する電流発生回路と、
前記電源の電圧を前記電気回路を介して検出するモニタ装置と
を備えている測定装置。
【請求項２】
前記電流発生回路は、前記設定時間を可変調整する回路構成を備えている請求項１記載の測定装置。
【請求項３】
前記電流発生回路は、前記単調増加する電流の変動幅を可変調整する回路構成を備えている請求項１又は請求項２記載の測定装置。
【請求項４】
前記モニタ装置は、前記検出した電圧の波形情報を出力する構成を備えている請求項１乃至請求項３の何れか一つに記載の測定装置。
【請求項５】
前記モニタ装置は、前記検出した電圧の周波数に応じた信号を出力する周波数カウンタを備えている請求項１乃至請求項３の何れか一つに記載の測定装置。
【請求項６】
前記モニタ装置は、検出した電圧のピーク電位に応じた情報を保持する構成と、前記測定対象の電気回路が互いに異なる前記電圧のピーク電位を比較し当該比較結果に応じた信号を出力する構成とを備えている請求項１乃至請求項５の何れか一つに記載の測定装置。
【請求項７】
電源と半導体集積回路を含む電気回路である電源供給ネットワークと、
当該電源供給ネットワークを測定対象の電気回路とする請求項１乃至請求項６の何れか一つに記載の測定装置と
を含む半導体装置。
【請求項８】
請求項１乃至請求項６の何れか一つに記載の測定装置のモニタ装置により検出される電圧に基づいて、測定対象の電気回路におけるインピーダンスが高くなる周波数を検知し、
当該検知される周波数が前記電気回路の駆動周波数からずれた周波数となるように前記電気回路のインピーダンスをシミュレーションを利用して調整するインピーダンス調整方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気回路（例えば、電源供給ネットワーク（ＰＤＮ（Power Distribution Network））のインピーダンス調整に係る技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＳＩ（Large Scale Integration）やパッケージ（パッケージ化された電子部品；ＰＫＧ（PacKaGe））や回路基板（プリント板）や電源を含む電源供給ネットワーク（ＰＤＮ（Power Distribution Network））において、インピーダンス（電源インピーダンス）の調整が必要である。それというのは、ＰＤＮを構成する半導体集積回路の通電電流に含まれる周波数成分と、電源インピーダンスが大きくなる周波数との関係によっては、共振により、ＰＤＮにおける電源ノイズが大きくなるからである。電源ノイズが大きくなると、ＰＤＮ（半導体集積回路）から出力する信号のＳＮ比（Signal-to-Noise ratio）が悪くなる。
【０００３】
そこで、ＰＤＮ内で発生する電源ノイズを低減するために、ＬＳＩの動作パターンとコンデンサとの組み合わせを様々（網羅的）に変更し、各組み合わせにおいて電源ノイズを測定する。そして、この測定結果に基づいて、最も電源ノイズを低減できる組み合わせを得るというようなことが行われている。
【０００４】
なお、特許文献１には、半導体集積回路において、回路の動作周波数と電源配線の共振周波数との関係に起因した電源ノイズの低減を図る回路構成が示されている。特許文献２には、テスト用の電源ノイズ発生回路を搭載した半導体集積回路が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−９９７１８号公報
【特許文献２】特開２０１０−４８６４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記のようなＰＤＮを構成するＬＳＩの動作パターンとコンデンサとの組み合わせ毎に電源ノイズを測定し、この測定結果に基づいて電源ノイズを低減する前記組み合わせを得るという手法では、次のような問題がある。つまり、ＰＤＮを構成するＬＳＩの動作パターンの数もコンデンサの数も共に多いために当該ＬＳＩの動作パターンとコンデンサとの組み合わせ数は膨大であるから、電源ノイズを低減する前記組み合わせを得るためには、非常に多くの時間と費用が掛かるという問題がある。
【０００７】
本発明は上記課題を解決するために考え出された。すなわち、本発明の主な目的は、電気回路のインピーダンスの効率的な調整を実現する技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の測定装置は、
電源を含む測定対象の電気回路に、電流量が設定時間を掛けて単調増加する電流を供給する電流発生回路と、
前記電源の電圧を前記電気回路を介して検出するモニタ装置と
を備えている。
【０００９】
本発明の半導体装置は、
電源と半導体集積回路を含む電気回路である電源供給ネットワークと、
当該電源供給ネットワークを測定対象の電気回路とする本発明の測定装置と
を含む。
【００１０】
本発明のインピーダンス調整方法は、
本発明の測定装置を構成するモニタ装置により検出される電圧に基づいて、測定対象の電気回路におけるインピーダンスが高くなる周波数を検知し、
当該検知される周波数が前記電気回路の駆動周波数からずれた周波数となるように前記電気回路のインピーダンスをシミュレーションを利用して調整する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、電気回路のインピーダンスの効率的な調整を実現することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明に係る第１実施形態の測定装置の構成を簡略化して表すブロック図である。
【図２】電流発生回路が出力する電流の一例を説明する図である。
【図３】モニタ装置が検出する電源電圧の波形例を説明する図である。
【図４】測定対象の電気回路が持つインピーダンスと周波数との関係を表すグラフである。
【図５】電流発生回路が出力する電流とモニタ装置が検出する電圧の波形との関係を説明する図である。
【図６】第２実施形態における測定対象の電気回路の等価回路を表す回路図である。
【図７】第２実施形態における電流発生回路の具体的な回路構成例を表す回路図である。
【図８】第３実施形態におけるモニタ装置に含まれる周波数カウンタの構成を簡略化して表すブロック図である。
【図９】図８の周波数カウンタを構成する検出回路の具体的な回路構成例を表す回路図である。
【図１０】図９に表される回路の動作例を表すタイムチャートである。
【図１１】図８に表されるカウンタ制御回路の具体的な回路構成例を表す回路図である。
【図１２】図１１に表される回路の動作例を表すタイムチャートである。
【図１３】第４実施形態におけるモニタ装置が備えるノイズ比較回路の構成を簡略化して表すブロック図である。
【図１４】図１３に表される判定回路の具体的な回路構成例を表す回路図である。
【図１５】図１４に表される回路の動作例を表すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明に係る実施形態を説明する。
【００１４】
（第１実施形態）
図１は、本発明に係る第１実施形態の測定装置の構成を簡略化して表すブロック図である。この第１実施形態の測定装置１は、電流発生回路２と、モニタ装置３とを備えている。この測定装置１は、電源６を含む電気回路５のインピーダンスに関する測定装置である。電流発生回路２は、その測定対象の電気回路５に、図２に示すような、電流量が設定時間Δｔを掛けて単調増加する電流を供給する回路構成を備えている。
【００１５】
モニタ装置３は、電源６の電圧を電気回路５を介して検出する構成を備えている。例えば、電気回路５において、当該回路５を構成するコンデンサの並列接続に因る反共振によって、周波数に対するインピーダンスの大きさが図４の曲線Ａに表されるように変化するとする。つまり、図４の例では、周波数ｆ１，ｆ２において、電気回路５のインピーダンスが高くなる。このような場合に、電流発生回路２から電気回路５に単調増加する電流を供給すると、モニタ装置３は、その供給される電流と電気回路５との共振によって、例えば図３に表されるような周期的に変化する波形を持つ電圧を検出する。この検出される波形の周波数ｆ（ｆ＝１／Ｔ１（＝１÷Ｔ１））は、電気回路５においてインピーダンスが高くなる周波数である。
【００１６】
なお、単調増加している電流に含まれている電流成分の周波数範囲は、単調増加している時間Δｔを調整することによって変化する。つまり、時間Δｔが小さい場合には、単調増加している電流は高周波の電流成分を含み、時間Δｔが大きい場合には、単調増加している電流は低周波の電流成分を含む。ここで、例えば、時間Δｔと、モニタ装置３により検出される電圧の波形の周波数ｆとが、図５（ａ）に表されるような関係を有しているとする。この場合に、図５（ｂ）に表されるように、時間Δｔを図５（ａ）における時間Δｔよりも長くすると、モニタ装置３における電圧波形の周波数ｆ（ｆ＝１／Ｔ２（＝１÷Ｔ２））は、図５（ａ）の電圧波形の周波数よりも低くなる。このようなことから、例えば、図５（ａ）に表されるような時間Δｔとすることによって、電気回路５のインピーダンスが高くなる周波数ｆ１（図４参照）を得ることができる。これに対して、図５（ｂ）に表されるように時間Δｔを長くすることによって、電気回路５のインピーダンスが高くなる、周波数ｆ１よりも低い周波数ｆ２（図４参照）を得ることができる。
【００１７】
この第１実施形態の測定装置１は、上記のように、簡単な構成でもって測定対象の電気回路５のインピーダンスが高くなる周波数を得ることができる。このように得られる周波数が電気回路５の動作周波数およびそのｎ倍あるいは１/ｎ（ｎ分の１）倍（ｎは正の整数）の周波数に一致してしまうと、電気回路５に流れる通電電流のノイズが大きくなってしまう。このことを考慮し、測定装置１により得られる周波数が電気回路５の動作周波数およびそのｎ倍あるいは１/ｎ倍の周波数からずれるように、電気回路５を構成するコンデンサやインダクタ等の素子の組み合わせを変更する。つまり、電気回路５のインピーダンスを調整する。これにより、電気回路５の通電電流（信号）に乗ってしまうノイズを低減できる。この第１実施形態のように周波数に着目して電気回路５のインピーダンスを調整し、これにより電気回路５のノイズを低減することは、多数の素子の組み合わせを変更しながら電気回路５のノイズ低減を図る手法に比べれば、作業効率を大幅に向上できる。
【００１８】
なお、この第１実施形態の測定装置１は、例えば電気回路５が半導体集積回路（ＬＳＩ）を含む回路である場合には、半導体装置内に搭載してもよい。この場合には、測定対象の電気回路５の半導体集積回路に高周波の電流を通電することができるから、測定装置１は、高周波領域での電源ノイズに関する測定結果を得ることができる。これにより、測定装置１は、より幅広い周波数範囲における電源ノイズに対応することを可能にする。
【００１９】
（第２実施形態）
以下に、本発明に係る第２実施形態を説明する。なお、この第２実施形態の説明において、第１実施形態と同一名称部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００２０】
この第２実施形態の測定装置１は、第１実施形態と同様に、電流発生回路２と、モニタ装置３とを備えている。当該測定装置１における測定対象の電気回路５は、電源供給ネットワーク（以下、電気回路５をＰＤＮ（Power Distribution Network）５とも記す）である。このＰＤＮ５は、電源６と、ＬＳＩ（半導体集積回路）と、コンデンサ等の電子部品とが回路基板（プリント基板）に搭載されている構成を備えている。図６は、この第２実施形態におけるＰＤＮ（電気回路）５の等価回路を表す回路図である。この図６にも表されているように、ＰＤＮ５は、コンデンサ成分（Ｃ）とインダクタ成分（Ｌ）と抵抗成分（Ｒ）を含むＬＲＣの回路ネットワークである。なお、図６における点線Ｂ１にて囲んだ部分は、ＬＳＩ（半導体集積回路）に関する部分である。点線Ｂ２にて囲んだ部分は、電子部品に関する部分である。点線Ｂ３にて囲んだ部分は、回路基板（プリント基板（ＰＣＢ：Printed Circuit Board））に関する部分である。
【００２１】
モニタ装置３は、ＰＤＮ５における電源６の電圧を測定（モニタ）する構成を備えている。このモニタ装置３により測定される電圧波形の周波数によって、第１実施形態で述べたように、ＰＤＮ５のインピーダンス（電源インピーダンス）が高くなる周波数ｆ１，ｆ２（図４参照）を得ることが可能である。そして、このように得られた周波数ｆ１，ｆ２が、当該ＰＤＮ５の動作周波数（つまり、半導体集積回路のクロック周波数）およびその周波数のｎ倍や１／ｎ（ｎ分の１）倍（ｎは正の整数）からずれるように、例えば回路設計者は、ＰＤＮ５の電源インピーダンスを調整する。具体的には、回路設計者は、図６の等価回路におけるコンデンサ成分Ｃ１〜Ｃ３を増減することによって、前記周波数ｆ１、ｆ２を考慮してＰＤＮ５の電源インピーダンスを調整する。あるいは、回路設計者は、抵抗成分を有する部材やフィルタを利用することによって図６の等価回路の抵抗成分Ｒ１〜Ｒ３やインダクタ成分Ｌ１〜Ｌ３を変更することにより、前記周波数ｆ１、ｆ２を考慮してＰＤＮ５の電源インピーダンスを調整する。このように前記周波数ｆ１、ｆ２を考慮して電源インピーダンスを調整することにより、ＰＤＮ５は、通電電流（信号）のノイズ（電源ノイズ）が抑制される。なお、ＰＤＮ５の電源インピーダンスの調整において、図６の等価回路に基づいたシミュレーションを利用することにより、当該調整作業は、より効率化される。
【００２２】
この第２実施形態では、電流発生回路２の具体的な回路構成例を説明する。図７は、その電流発生回路２の具体的な回路構成例を表す回路図である。この図７の例では、電流は、Ｐチャネルトランジスタ１０とＮチャネルトランジスタ１１に流れる貫通電流により発生する。それらＰチャネルトランジスタ１０は、セレクタ（図示せず）から入力部Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３に入力する信号によって、オン状態とオフ状態が制御される。また、この図７では、複数のドライバ１２が直列に接続されている。これらドライバ１２にＮチャネルトランジスタ１１のゲートが接続されている。さらに、各ドライバ１２の出力側には、複数のコンデンサ１５がそれぞれスイッチ１４を介して接続されている。各スイッチ１４は、制御回路（図示せず）から入力部Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に入力される制御信号によって、オン状態とオフ状態が制御される。
【００２３】
図７の電流発生回路２は次のように動作する。なお、各入力部Ｉ１〜Ｉ３における電流レベルは予め設定されたレベルに固定されている状態とする。
【００２４】
すなわち、入力部ＩＮにおける電流レベルが「０」である場合には、電流発生回路２からＰＤＮ５に供給される電流は０アンペア［Ａ］である。この状態から、入力部ＩＮに入力する電流レベルが「０」から「１」に変化すると、１段目のドライバ１２（１２Ａ）の出力レベルが「０」から「１」に変化する。これにより、Ｎチャネルトランジスタ１１から電流が流れる。その後、ドライバ１２の遅延分遅れて、２段目のドライバ１２（１２Ｂ）の出力レベルが「０」から「１」に変化し、その２段目のドライバ１２（１２Ｂ）に接続されているＮチャネルトランジスタ１１から電流が流れる。これを繰り返すことにより、電流発生回路２は、図２に表されるような、設定の時間Δｔを掛けて単調増加する電流を生成し、当該電流をＰＤＮ５に供給する。
【００２５】
ところで、ドライバ１２（１２Ａ）に電流レベル「１」の電流が入力し始めてから次のドライバ１２（１２Ｂ）に電流レベル「１」の電流が入力するまでの遅延時間は、コンデンサ１５によって調整できる。すなわち、図７の回路構成は、入力部Ｔ１〜Ｔ３に入力する制御信号のレベル制御によるスイッチ１４のオン・オフ切り替え制御によって、前記遅延時間に関与するコンデンサ成分の大きさを変化できるから、前記遅延時間を調整できる。当該図７の回路において、直列接続されているドライバ１２Ａ，１２Ｂ間には、３つのコンデンサ１５が接続されている。これら各コンデンサ１５は互いに異なる容量を持つとすると、３つのスイッチ１４のスイッチング制御（３ビットの信号の制御）によって、前記遅延時間に関与するコンデンサ成分の大きさは８パターンでもって変化できる。
【００２６】
前記遅延時間は、電流発生回路２が出力する電流の単調増加している時間Δｔを決定する主な要因であるから、当該遅延時間を前記のように調整することによって、時間Δｔを調整できる。このように時間Δｔを調整することによって、前述したように、電流発生回路２から出力する電流に含まれる周波数成分が変化する。これにより、図７の回路は、モニタ装置３にて測定される電圧波形の周波数を図４における周波数ｆ１としたり、周波数ｆ２に変更することができる。
【００２７】
すなわち、図７の回路は、ＰＤＮ５の電源インピーダンスが高くなる周波数を複数測定することができる。これにより、図７の回路構成を持つ電流発生回路２を備えることによって、この第２実施形態の測定装置１は、ＰＤＮ５の電源インピーダンス調整をより容易にできる結果、ＰＤＮ５の電源ノイズを効率良く低減できるという効果を得ることができる。
【００２８】
図７の回路は、さらに、次のような機能を持つことができる。すなわち、入力部Ｉ１〜Ｉ３における電流レベルは例えば制御回路（図示せず）によって「０」か「１」に切り替わる。各入力部Ｉ１〜Ｉ３における電流レベルを切り替え制御することにより、それぞれ接続しているＰチャネルトランジスタ１０のオン・オフ状態が切り替わる。これにより、電流発生回路２から出力する電流の図２に表す変動幅ΔＩが可変する。つまり、図７の例において、入力部Ｉ１〜Ｉ３にそれぞれ接続している３種のＰチャネルトランジスタ１０におけるドレイン−ソース間の通電電流量が互いに異なる構成とする。この場合に、それらＰチャネルトランジスタ１０のスイッチング制御（３ビットの信号の制御）によって、前記電流変動（増加）幅ΔＩを８パターンでもって変化できる。
【００２９】
これにより、図７の回路構成を持つ電流発生回路２を備えた測定装置１は、次のような効果を得ることができる。例えば、モニタ装置３において、図４に表される電源インピーダンスの周波数ｆ１を持つ電圧波形を測定しようとする場合に、電圧波形の振幅が大き過ぎると、モニタ装置３を破損してしまう虞がある。このような場合に、電流発生回路２における電流変動幅ΔＩを抑えることにより、測定装置１は、そのようなモニタ装置３の破損問題を防止できる。また、モニタ装置３において、図４に表される電源インピーダンスの周波数ｆ２を持つ電圧波形を測定しようとする場合に、電圧波形の振幅が小さ過ぎて精度良く測定できない場合には、電流発生回路２における電流変動幅ΔＩを大きくすることによって、測定装置１は、モニタ装置３において測定される電圧波形の振幅を測定に適した大きさとすることができる。
【００３０】
このように、電流発生回路２における電流変動幅ΔＩを可変制御できることによって、測定装置１は、装置耐性の信頼性を確保しつつ、精度の良い測定を実現できるという効果を得ることができる。
【００３１】
（第３実施形態）
以下に、本発明に係る第３実施形態を説明する。なお、この第３実施形態の説明において、第１や第２の実施形態における同一名称部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００３２】
この第３実施形態の測定装置１は、電流発生回路２とモニタ装置３を備えている。この第３実施形態では、電流発生回路２は、第１あるいは第２の実施形態と同様の回路構成を備えている。モニタ装置３は、周波数カウンタを備えている。当該モニタ装置３は、周波数カウンタを備えることにより、検出した電圧波形の周波数に応じた数値を出力する。このことは、ＰＤＮ５の電源インピーダンスが高くなる周波数ｆ１，ｆ２を可変制御するために、ＰＤＮ５を構成するコンデンサやインダクタや抵抗体等の部品（素子）を増減したり変更する作業を容易にする。
【００３３】
図８は、モニタ装置３を構成する周波数カウンタ２０の回路構成を簡略化して表すブロック図である。図８の周波数カウンタ２０は、逓倍回路２１とカウンタ２２とカウンタ制御回路２３と検出回路２４を備えている。この周波数カウンタ２０には、入力部２５からクロック信号が入力する。
【００３４】
逓倍回路２１は、入力部２５から入力するクロック信号を逓倍する回路構成を備えている。カウンタ２２は、逓倍回路２１から出力されたクロック信号のクロック数をカウントする構成を備えている。
【００３５】
検出回路２４は、測定対象のＰＤＮ５における電源電圧が上昇傾向であるのか下降傾向でるのかを検知する回路構成を備えている。図９は、検出回路２４の具体的な回路構成例を表す回路図である。図１０は、図９の回路における回路動作を表すタイムチャートである。
【００３６】
図９の回路では、入力部６０には、図１０に表される信号Ｍｃが入力する。この信号Ｍｃは、ＰＤＮ５の電源電圧を検出する検出周期と同じ周期を持つ矩形波形の信号である。この信号Ｍｃによって、Ｐチャネルトランジスタ６２，６３のオン状態とオフ状態が切り替わる。Ｐチャネルトランジスタ６２，６３のドレイン側は、ＰＤＮ５に接続されており、Ｐチャネルトランジスタ６２，６３の一方がＰＤＮ５の電源電圧Ｖddを取り込み、他方がＰＤＮ５の半周期前の電源電圧Ｖddを取り込む。これにより、Ｐチャネルトランジスタ６２，６３のソース側Ｓ１，Ｓ２の電位は、図１０に表される電位ＮＯ１，ＮＯ２のように変化する。
【００３７】
また、図９の回路では、入力部６１には、図１０に表される信号ＳＥが入力する。この信号ＳＥは、インバータ回路６４の動作を制御する。このインバータ回路６４の動作によって、ＮＡＮＤ回路６５の出力側には図１０に表される信号ＯＵＴ１が現れ、ＮＡＮＤ回路６６の出力側には図１０に表される信号ＯＵＴ２が現れる。この図９の回路では、信号Ｍｃの電圧レベル変化に応じて信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２が交互に出力されるが、出力部６８から出力される信号Ｖoutは、コンデンサ６７の保持電圧の関与によって、図１０に表されるような波形となる。つまり、電源電圧Ｖddが上昇傾向にある場合には、信号Ｖoutは、電圧レベルが「１」に固定された状態となり、電源電圧Ｖddが下降傾向にある場合には、信号Ｖoutは、電圧レベルが「１」と「０」の一方に周期的に切り替わるクロック波形の信号となる。
【００３８】
図８に表すカウンタ制御回路２３は、検出回路２４による検出結果に基づいて、ＰＤＮ５の電源電圧Ｖddが下降傾向から上昇傾向に変化したタイミングでもってカウント動作をスタートするようにカウンタ２２を制御する構成を備えている。また、カウンタ制御回路２３は、検出回路２４による検出結果に基づいて、ＰＤＮ５の電源電圧Ｖddが上昇傾向に変化した場合にはカウントしたカウント値を出力するようにカウンタ２２を制御する構成を備えている。
【００３９】
図１１は、カウンタ制御回路２３の具体的な回路構成例を表す回路図である。図１２は、図１１の回路における回路動作を表すタイムチャートである。図１１のカウンタ制御回路２３では、検出回路２４から入力部３０に図１２に表される信号Ｖoutが入力する。この信号Ｖoutは、前述したように、測定対象のＰＤＮ５における電源電圧Ｖddが下降傾向である場合には、電圧レベルが「０」と「１」を周期的に変化するクロック波形を持つ信号となる。また、信号Ｖoutは、電源電圧Ｖddが上昇傾向である場合には、電圧レベルが「１」に固定された状態となる。
【００４０】
図１２の回路では、入力部３１には、図１２に表されるクロック信号ＣＬＫ１が入力する。また、フリップフロップ回路３６は、図１２に表されるクロック信号ＣＬＫ２を利用する。当該フリップフロップ回路３６は、検出回路２４の出力信号Ｖoutに応じて、図１２の信号Ｄ１のような信号を出力する。フリップフロップ回路３７は、フリップフロップ回路３６の出力信号Ｄ１を取り込み、図１２に表される信号Ｄ２のように、信号Ｄ１と同じ波形の信号を１クロック遅れて出力する。
【００４１】
フリップフロップ回路３６，３７の出力側は、それぞれ、ＯＲ回路３８に接続されている。これにより、フリップフロップ回路３６，３７の出力信号に基づいて、ＯＲ回路３８に接続する出力部３２からは図１２に表されるリセット信号ＲＥが出力する。この信号ＲＥによって、電源電圧Ｖddが上昇傾向である場合には、リセットが解除された状態となり、カウンタ２２はカウント動作を行う。
【００４２】
さらに、フリップフロップ回路３６の出力側はＮＯＴ回路４０を介してＡＮＤ回路３９に接続され、また、フリップフロップ回路３７の出力側も、ＡＮＤ回路３９に接続されている。これにより、フリップフロップ回路３６，３７の出力信号に基づいて、ＡＮＤ回路３９に接続する出力部３３からは図１２に表される信号ＣＵが出力する。この信号ＣＵによって、電源電圧Ｖddが上昇傾向から下降傾向に変化するときに、カウンタ２２はカウント値を出力する。
【００４３】
この第３実施形態の測定装置１は、モニタ装置３が上記のような回路構成を持つ周波数カウンタ２０を備えていることにより、ＰＤＮ５の電源インピーダンスの調整をより容易にする測定結果を出力できるという効果を得ることができる。
【００４４】
（第４実施形態）
以下に、本発明に係る第４実施形態を説明する。なお、この第４実施形態の説明において、第１〜第３の実施形態と同一名称の構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００４５】
この第４実施形態の測定装置１も、第１〜第３の実施形態と同様に、電流発生回路２とモニタ装置３を備えている。電流発生回路２は、第１あるいは第２実施形態で述べた構成を備えている。これに対し、モニタ装置３は、第１〜第３の実施形態の何れか一つで説明した構成に加えて、次のようなノイズ比較回路を備えている。
【００４６】
すなわち、図１３は、そのノイズ比較回路の構成を簡略化して表すブロック図である。図１３のノイズ比較回路４２は、逓倍回路４３と判定回路４４と検出回路４５を備えている。このノイズ比較回路４２の入力部４７には、クロック信号が入力する。逓倍回路４３は、入力部４７に入力するクロック信号を逓倍する回路構成を備えている。検出回路４５は、電源電圧の電圧レベルを閾値として保持（記憶）する機能を備える。さらに、検出回路４５は、測定対象のＰＤＮ５の電源電圧の電圧レベルと、保持している電圧レベル（閾値）とを比較し、電源電圧の電圧レベルが閾値よりも低いか否かを判断する機能を備えている。
【００４７】
判定回路４４は、検出回路４５の比較結果に基づいて、電源電圧の電圧レベルが閾値よりも低い場合には、ノイズを検知したことを表すノイズ検知信号を出力する機能を備えている。さらに、判定回路４４は、そのように電源電圧の電圧レベルが閾値よりも低い場合には、検出された電源電圧のピークの電圧レベルを検出回路４５に出力する。さらに、判定回路４４は、その閾値としての電源電圧の電圧レベルを検出回路４５が継続して保持するか更新するかを判定する機能を備えている。
【００４８】
図１４は、判定回路４４の具体的な回路構成例を表す回路図である。図１５は、図１４の回路における回路動作例を表すタイムチャートである。なお、ここでは、判定回路４４に接続する検出回路４５は、図９に表される回路構成を備えているとし、閾値ＮＯ１を保持しているとする。
【００４９】
例えば、図１４の判定回路４４では、入力部５０には、設定の周波数を持つ矩形波形の信号Ｍｃ（例えば、図１０参照）が入力する。入力部５１には、図１５に表されるクロック信号ＣＬＫ１が入力する。また、入力部５２には、図１５に表されるような波形を持つ信号Ｖout（検出回路４５の出力）が入力するとする。さらに、入力部５３には、図１５に表されるクロック信号ＣＬＫ２が入力するとする。このような場合に、図１４の回路では、ＰＤＮ５の電源電圧Ｖddが下降傾向であり、かつ、閾値ＮＯ１以上である場合には、出力部５４から出力する信号Ｍｃは、電圧レベルが「０」に固定される。また、ＰＤＮ５の電源電圧Ｖddが閾値ＮＯ１よりも低い場合には、出力部５４から出力する信号Ｍｃは、電圧レベルが「０」と「１」を交互に周期的に変化するクロック信号となる。さらに、ＰＤＮ５の電源電圧Ｖddが上昇傾向であり、かつ、閾値ＮＯ１以上である場合には、出力部５４から出力する信号Ｍｃは、電圧レベルが「１」に固定される。
【００５０】
また、図１４の回路は、ＰＤＮ５の電源電圧Ｖddが閾値ＮＯ１よりも低い場合に、出力部５５から図１５に表されるような信号Ｖfragを出力する。つまり、図１４の回路は、ＰＤＮ５の電源電圧Ｖddが閾値ＮＯ１よりも低い場合に、電圧レベル「１」の信号Ｖfragを出力する。
【００５１】
このようなノイズ比較回路４２を備えることによって、モニタ装置３は、前述したような効果を得ることができるだけでなく、次のような効果をも得ることができる。すなわち、モニタ装置３は、測定対象のＰＤＮ５における検出電圧波形のピーク電位（電源ノイズ）の大きさと、そのＰＤＮ５の電源インピーダンスを調整した後におけるピーク電位（電源ノイズ）の大きさとを比較し、当該比較結果を出力できるようになる。
【００５２】
このようなモニタ装置３を備える測定装置１は、前述したような効果に加えて、電源インピーダンスを調整した後におけるＰＤＮ５の電源ノイズが低減したことを容易に確認することを可能にし、信頼性を高めることができるという効果を得ることができる。
【００５３】
（その他の実施形態）
なお、この発明は、第１〜第４の実施形態に限定されずに、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第２実施形態では、電流発生回路２において、発生する電流の電流量が単調増加している時間Δｔの長さを可変調整可能な回路構成を備えている。これに対し、例えば、測定対象のＰＤＮ５における電源インピーダンスが高くなる周波数を１つだけ測定すると仕様により定めた場合には、電流発生回路２は、上記のような時間Δｔの長さを可変調整する回路構成を省略してもよい。
【００５４】
また、第２実施形態では、電流発生回路２において、発生する電流の単調増加する変動幅ΔＩを可変調整可能な回路構成を備えている。これに対し、例えば、測定対象のＰＤＮ５の回路構成は大きく変化しないと想定されることによりモニタ装置３にて検出される電圧波形の振幅がＰＤＮ５の種類によらずにほぼ同じであると想定される場合がある。このような場合には、電流発生回路２は、発生する電流の変動幅ΔＩを可変調整する回路構成を省略してもよい。
【符号の説明】
【００５５】
１  測定装置
２  電流発生回路
３  モニタ装置
５  電気回路（ＰＤＮ）
６  電源
【図１】
2015069993.tif 000003
【図２】
2015069993.tif 000004
【図３】
2015069993.tif 000005
【図４】
2015069993.tif 000006
【図５】
2015069993.tif 000007
【図６】
2015069993.tif 000008
【図７】
2015069993.tif 000009
【図８】
2015069993.tif 000010
【図９】
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【図１０】
2015069993.tif 000012
【図１１】
2015069993.tif 000013
【図１２】
2015069993.tif 000014
【図１３】
2015069993.tif 000015
【図１４】
2015069993.tif 000016
【図１５】
2015069993.tif 000017
【手続補正書】
【提出日】平成26年12月16日(2014.12.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源を含む測定対象の電気回路に、電流量が設定時間を掛けて単調増加する電流を供給する電流発生回路と、
前記電源の電圧を前記電気回路を介して検出するモニタ装置と
を備え、
前記電流発生回路は、前記設定時間を可変調整する回路構成を備えている測定装置。
【請求項２】
前記電流発生回路は、前記単調増加する電流の変動幅を可変調整する回路構成を備えている請求項１記載の測定装置。
【請求項３】
電源を含む測定対象の電気回路に、電流量が設定時間を掛けて単調増加する電流を供給する電流発生回路と、
前記電源の電圧を前記電気回路を介して検出するモニタ装置と
を備え、
前記電流発生回路は、前記単調増加する電流の変動幅を可変調整する回路構成を備えている測定装置。
【請求項４】
前記モニタ装置は、前記検出した電圧の波形情報を出力する構成を備えている請求項１乃至請求項３の何れか一つに記載の測定装置。
【請求項５】
前記モニタ装置は、前記検出した電圧の周波数に応じた信号を出力する周波数カウンタを備えている請求項１乃至請求項３の何れか一つに記載の測定装置。
【請求項６】
電源を含む測定対象の電気回路に、電流量が設定時間を掛けて単調増加する電流を供給する電流発生回路と、
前記電源の電圧を前記電気回路を介して検出するモニタ装置と
を備え、
前記モニタ装置は、前記検出した電圧の周波数に応じた信号を出力する周波数カウンタを備えている測定装置。
【請求項７】
電源を含む測定対象の電気回路に、電流量が設定時間を掛けて単調増加する電流を供給する電流発生回路と、
前記電源の電圧を前記電気回路を介して検出するモニタ装置と
を備え、
前記モニタ装置は、検出した電圧のピーク電位に応じた情報を保持する構成と、前記測定対象の電気回路が互いに異なる前記電圧のピーク電位を比較し当該比較結果に応じた信号を出力する構成とを備えている測定装置。
【請求項８】
前記モニタ装置は、検出した電圧のピーク電位に応じた情報を保持する構成と、前記測定対象の電気回路が互いに異なる前記電圧のピーク電位を比較し当該比較結果に応じた信号を出力する構成とを備えている請求項１乃至請求項７の何れか一つに記載の測定装置。
【請求項９】
電源と半導体集積回路を含む電気回路である電源供給ネットワークと、
当該電源供給ネットワークを測定対象の電気回路とする請求項１乃至請求項８の何れか一つに記載の測定装置と
を含む半導体装置。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項８の何れか一つに記載の測定装置のモニタ装置により検出される電圧に基づいて、測定対象の電気回路におけるインピーダンスが高くなる周波数を検知し、
当該検知される周波数が前記電気回路の駆動周波数からずれた周波数となるように前記電気回路のインピーダンスをシミュレーションを利用して調整するインピーダンス調整方法。