(57)【要約】【課題】高精度の出力帰還制御が可能な絶縁型スイッチング電源装置を提供する。【解決手段】絶縁型スイッチング電源装置において、トランスの補助巻線または一次巻線を用いて生成された帰還電圧Ｖｆｂをサンプル／ホールドして保持電圧Ｖａを生成するサンプル／ホールド回路は、トランスの一次巻線に流れる一次電流Ｉｐがオフされてから帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈを下回るまでの帰還電圧維持期間Ｔ１〜Ｔ４を計測し、その計測結果に基づいて帰還電圧維持期間Ｔ１〜Ｔ４の終端近傍で帰還電圧Ｖｆｂのサンプル／ホールドを行う。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの補助巻線または一次巻線を用いて生成された帰還電圧をサンプル／ホールドして保持電圧を生成するサンプル／ホールド回路と、
前記保持電圧に応じて前記一次巻線に流れる一次電流を制御する一次電流制御回路と、
を有し、
前記サンプル／ホールド回路は、前記一次電流がオフされてから前記帰還電圧が閾値電圧を下回るまでの帰還電圧維持期間を計測し、その計測結果に基づいて前記帰還電圧維持期間の終端近傍で前記帰還電圧のサンプル／ホールドを行うことを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記サンプル／ホールド回路は、前記帰還電圧のサンプル／ホールドを複数回繰り返して各ホールド値を比較し、その比較結果に基づいていずれか一つのホールド値を前記保持電圧として選択することを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記サンプル／ホールド回路は、隣接するホールド値同士の差分値が閾値下げ幅よりも大きいか否かを検出し、その検出結果に基づいて前記帰還電圧が急峻に低下し始める直前のホールド値を前記保持電圧として選択することを特徴とする請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項４】
前記サンプル／ホールド回路は、隣接するホールド値同士の差分値がいずれも閾値下げ幅よりも小さいとき、最後のホールド値を前記保持電圧として選択することを特徴とする請求項３に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項５】
前記一次電流制御回路は、
前記保持電圧と第１基準電圧との差分に応じた誤差電圧を生成するエラーアンプと、
前記一次電流に応じた検出電圧を生成する検出電圧生成部と、
前記誤差電圧と前記検出電圧を比較して第１比較信号を生成する第１コンパレータと、
前記第１比較信号に応じてオフ信号にパルスを生成するコントローラと、
所定周波数でオン信号にパルスを生成するオシレータと、
前記オン信号と前記オフ信号に応じて出力制御信号を生成するフリップフロップと、
前記出力制御信号に応じて前記一次電流をオン／オフする出力スイッチと、
を含むことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項６】
前記一次電流制御回路は、前記検出電圧と第２基準電圧とを比較して第２比較信号を生成する第２コンパレータをさらに含み、
前記コントローラは、前記一次電流が上限値に達しているか否かに応じて前記第１比較信号に応じた定電圧制御と前記第２比較信号に応じた定電流制御のいずれか一方を行う、
ことを特徴とする請求項５に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項７】
前記検出電圧生成部は、前記出力スイッチがオンされてから所定のマスク期間に亘って前記検出電圧をゼロ値に固定するマスク処理部を含むことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項８】
一次巻線に入力電圧が印加されるトランスと、
前記トランスの二次巻線に生じる誘起電圧から出力電圧を生成する整流平滑部と、
前記トランスの補助巻線または一次巻線に生じる誘起電圧から前記帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、
をさらに有することを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項９】
交流電圧から前記入力電圧を生成するＡＣ／ＤＣ変換部をさらに有することを特徴とする請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の絶縁型スイッチング電源装置を有するＡＣアダプタ。
【請求項１１】
請求項１〜請求項９のいずれか一項に記載の絶縁型スイッチング電源装置と、
前記絶縁型スイッチング電源装置から出力電圧の供給を受けて動作する負荷と、
を有する電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁型スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、一次回路系と二次回路系との間を絶縁しつつ入力電圧から所望の出力電圧を生成する絶縁型スイッチング電源装置が種々の電気機器に利用されている。
【０００３】
なお、上記に関連する先行技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−６２９４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一般に、絶縁型スイッチング電源装置は、フォトカプラを用いて出力帰還制御を行う構成とされている。しかしながら、フォトカプラを用いる従来構成では、部品点数の増加に伴う長期信頼性の低下やコストアップが課題となっていた。
【０００６】
また、従来より、フォトカプラを用いずにトランスの補助巻線または一次巻線を用いて出力帰還制御を行う絶縁型スイッチング電源装置も提案されている。しかしながら、補助巻線または一次巻線を用いる従来構成では、出力帰還制御の精度に関してさらなる改善の余地があった。
【０００７】
本発明は、本願の発明者により見出された上記の問題点に鑑み、高精度の出力帰還制御を行うことのできる絶縁型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る絶縁型スイッチング電源装置は、トランスの補助巻線または一次巻線を用いて生成された帰還電圧をサンプル／ホールドして保持電圧を生成するサンプル／ホールド回路と、前記保持電圧に応じて前記一次巻線に流れる一次電流を制御する一次電流制御回路と、を有し、前記サンプル／ホールド回路は、前記一次電流がオフされてから前記帰還電圧が閾値電圧を下回るまでの帰還電圧維持期間を計測し、その計測結果に基づいて前記帰還電圧維持期間の終端近傍で前記帰還電圧のサンプル／ホールドを行う構成（第１の構成）とされている。
【０００９】
なお、上記第１の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記サンプル／ホールド回路は、前記帰還電圧のサンプル／ホールドを複数回繰り返して各ホールド値を比較し、その比較結果に基づいていずれか一つのホールド値を前記保持電圧として選択する構成（第２の構成）にするとよい。
【００１０】
また、上記第２の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記サンプル／ホールド回路は、隣接するホールド値同士の差分値が閾値下げ幅よりも大きいか否かを検出し、その検出結果に基づいて前記帰還電圧が急峻に低下し始める直前のホールド値を前記保持電圧として選択する構成（第３の構成）にするとよい。
【００１１】
また、上記第３の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記サンプル／ホールド回路は、隣接するホールド値同士の差分値がいずれも閾値下げ幅よりも小さいとき、最後のホールド値を前記保持電圧として選択する構成（第４の構成）にするとよい。
【００１２】
また、上記第１〜第４いずれかの構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記一次電流制御回路は、前記保持電圧と第１基準電圧との差分に応じた誤差電圧を生成するエラーアンプと、前記一次電流に応じた検出電圧を生成する検出電圧生成部と、前記誤差電圧と前記検出電圧を比較して第１比較信号を生成する第１コンパレータと、前記第１比較信号に応じてオフ信号にパルスを生成するコントローラと、所定周波数でオン信号にパルスを生成するオシレータと、前記オン信号と前記オフ信号に応じて出力制御信号を生成するフリップフロップと、前記出力制御信号に応じて前記一次電流をオン／オフする出力スイッチと、を含む構成（第５の構成）にするとよい。
【００１３】
また、上記第５の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記一次電流制御回路は、前記検出電圧と第２基準電圧とを比較して第２比較信号を生成する第２コンパレータをさらに含み、前記コントローラは、前記一次電流が上限値に達しているか否かに応じて前記第１比較信号に応じた定電圧制御と前記第２比較信号に応じた定電流制御のいずれか一方を行う構成（第６の構成）にするとよい。
【００１４】
また、上記第５または第６の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置において、前記検出電圧生成部は、前記出力スイッチがオンされてから所定のマスク期間に亘って前記検出電圧をゼロ値に固定するマスク処理部を含む構成（第７の構成）にするとよい。
【００１５】
また、上記第１〜第７いずれかの構成から成る絶縁型スイッチング電源装置は、一次巻線に入力電圧が印加されるトランスと、前記トランスの二次巻線に生じる誘起電圧から出力電圧を生成する整流平滑部と、前記トランスの補助巻線または一次巻線に生じる誘起電圧から前記帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、をさらに有する構成（第８の構成）にするとよい。
【００１６】
また、上記第８の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置は、交流電圧から前記入力電圧を生成するＡＣ／ＤＣ変換部をさらに有する構成（第９の構成）にするとよい。
【００１７】
また、本発明に係るＡＣアダプタは、上記第９の構成から成る絶縁型スイッチング電源装置を有する構成（第１０の構成）とされている。
【００１８】
また、本発明に係る電子機器は、上記第１〜第９いずれかの構成から成る絶縁型スイッチング電源装置と、前記絶縁型スイッチング電源装置から出力電圧の供給を受けて動作する負荷と、を有する構成（第１１の構成）とされている。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、高精度の出力帰還制御を行うことのできる絶縁型スイッチング電源装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】絶縁型スイッチング電源装置の全体構成を示す図
【図２】スイッチング制御動作の一例を示すタイミングチャート
【図３】定電圧制御と定電流制御との切替動作を説明するための図
【図４】サンプル／ホールド回路の一構成例を示す図
【図５】サンプル／ホールド動作の一例を示すタイミングチャート
【図６】ホールド値選択動作の一例を示す図
【図７】別手法のサンプル／ホールド動作を示す図
【図８】絶縁型スイッチング電源装置を備えたＡＣアダプタの一構成例を示す図
【図９】絶縁型スイッチング電源装置を備えた電子機器の一構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２１】
＜全体構成＞
図１は、絶縁型スイッチング電源装置の全体構成を示すブロック図である。本構成例の絶縁型スイッチング電源装置１は、一次回路系１ｐ（ＧＮＤ１系）と二次回路系１ｓ（ＧＮＤ２系）との間を電気的に絶縁しつつ、商用交流電源ＰＷから供給される交流電圧Ｖａｃを直流の出力電圧Ｖｏに変換して負荷Ｚに供給するＡＣ／ＤＣコンバータであり、トランス１０と、半導体装置２０と、ＡＣ／ＤＣ変換部３０と、電源電圧生成部４０と、帰還電圧生成部５０と、整流平滑部６０と、を有する。
【００２２】
トランス１０は、一次回路系１ｐと二次回路系１ｓとの間を電気的に絶縁しつつ互いに逆極性で電磁結合された一次巻線１１（巻数Ｎｐ）と二次巻線１２（巻数Ｎｓ）を含む。一次巻線１１の第１端は、入力電圧Ｖｉの印加端に接続されている。一次巻線１１の第２端は、半導体装置２０を介して一次回路系１ｐの接地端ＧＮＤ１に接続されている。二次巻線１２の第１端は、整流平滑部６０を介して出力電圧Ｖｏの印加端（負荷Ｚの電源入力端）に接続されている。二次巻線１２の第２端は、二次回路系１ｓの接地端ＧＮＤ２に接続されている。なお、巻数Ｎｐ及びＮｓについては、所望の出力電圧Ｖｏが得られるように任意に調整すればよい。例えば、巻数Ｎｐが多いほど又は巻数Ｎｓが少ないほど出力電圧Ｖｏは低くなり、逆に、巻数Ｎｐが少ないほど又は巻数Ｎｓが多いほど出力電圧Ｖｏは高くなる。また、トランス１０は、一次巻線１１及び二次巻線１２に加えて補助巻線１３を含む。補助巻線１３は、電源電圧Ｖｃｃや帰還電圧Ｖｆｂを生成する際に利用される。
【００２３】
半導体装置２０は、トランス１０の駆動主体となるスイッチング制御ＩＣであり、その内部には、サンプル／ホールド回路２１と一次電流制御回路２２が集積化されている。
【００２４】
サンプル／ホールド回路２１は、帰還電圧Ｖｆｂをサンプル／ホールドして保持電圧Ｖａを生成する。サンプル／ホールド回路２１の構成や動作については、後ほど詳述する。
【００２５】
一次電流制御回路２２は、基本的に、サンプル／ホールド回路２１で生成される保持電圧Ｖａに応じて、一次巻線１１に流れる一次電流Ｉｐを制御する。一次電流制御回路２２は、エラーアンプ２２１と、コンパレータ２２２及び２２３と、コントローラ２２４と、オシレータ２２５と、ＲＳフリップフロップ２２６と、出力スイッチ２２７と、検出電圧生成部２２８と、を含む。
【００２６】
エラーアンプ２２１は、反転入力端（−）に印加される保持電圧Ｖａと、非反転入力端（＋）に印加される基準電圧Ｖｒｅｆ１との差分に応じた誤差電圧Ｖｂを生成する。より具体的に述べると、エラーアンプ２２１は、保持電圧Ｖａが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高いときには誤差電圧Ｖｂを引き下げ、保持電圧Ｖａが基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低いときには誤差電圧Ｖｂを引き上げる。
【００２７】
コンパレータ２２２は、反転入力端（−）に印加される誤差電圧Ｖｂと、非反転入力端（＋）に印加される検出電圧Ｖｄを比較して比較信号Ｓａを生成する。比較信号Ｓａは、検出電圧Ｖｄが誤差電圧Ｖｂよりも高いときにハイレベルとなり、検出電圧Ｖｄが誤差電圧Ｖｂよりも低いときにローレベルとなる。
【００２８】
コンパレータ２２３は、反転入力端（−）に印加される基準電圧Ｖｒｅｆ２と、非反転入力端（＋）に印加される検出電圧Ｖｄを比較して比較信号Ｓｂを生成する。比較信号Ｓｂは、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高いときにハイレベルとなり、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低いときにローレベルとなる。
【００２９】
コントローラ２２４は、比較信号Ｓａ及びＳｂに応じてオフ信号Ｓ２にパルスを生成する。より具体的に述べると、コントローラ２２４は、比較信号Ｓａ及びＳｂの立上りエッジを検出してオフ信号Ｓ２にパルスを生成する。
【００３０】
オシレータ２２５は、所定周波数でオン信号Ｓ１にパルスを生成する。
【００３１】
ＲＳフリップフロップ２２６は、セット端（Ｓ）に入力されるオン信号Ｓ１と、リセット端（Ｒ）に入力されるオフ信号Ｓ２に応じて、ゲート信号Ｇ１（出力制御信号に相当）を生成する。より具体的に述べると、ＲＳフリップフロップ２２６は、オン信号Ｓ１の立上りエッジでゲート信号Ｇ１をハイレベルにセットし、オフ信号Ｓ２の立上りエッジでゲート信号Ｇ１をローレベルにリセットする。
【００３２】
出力スイッチ２２７は、入力電圧Ｖｉの印加端から一次巻線１１を介して接地端ＧＮＤ１に至る電流経路をゲート信号Ｇ１に応じて導通／遮断することにより、一次巻線１１に流れる一次電流Ｉｐをオン／オフするスイッチ素子である。本構成例では、出力スイッチ２２７として、Ｎチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタが用いられている。接続関係について述べると、出力スイッチ２２７のドレインは、一次巻線１１の第２端に接続されている。出力スイッチ２２７のソースとバックゲートは、いずれも検出電圧生成部２２８を介して接地端ＧＮＤ１に接続されている。出力スイッチ２２７のゲートは、ゲート信号Ｇ１の印加端に接続されている。出力スイッチ２２７は、ゲート信号Ｇ１がハイレベルであるときにオンとなり、ゲート信号Ｇ１がローレベルであるときにオフとなる。
【００３３】
検出電圧生成部２２８は、センス抵抗２２８ａとマスク処理部２２８とを含み、一次電流Ｉｐに応じた検出電圧Ｖｄを生成する。センス抵抗２２８ａは、出力スイッチ２２７と接地端ＧＮＤ１との間に接続されており、一次電流Ｉｐに応じたセンス電圧Ｖｃを生成する。マスク処理部２２８ｂは、センス電圧Ｖｃに所定のマスク処理を施して検出電圧Ｖｄを生成する。より具体的に述べると、マスク処理部２２８ｂは、出力スイッチ２２７がオンされてから所定のマスク期間（図２の時刻ｔ１１〜ｔ１２を参照）に亘って検出電圧Ｖｄをゼロ値に固定する。このような構成とすることにより、出力スイッチ２２７のオン時に生じるセンス電圧Ｖｃのリンギングノイズの影響を受けずに済むので、スイッチング制御動作の安定性を高めることが可能となる。
【００３４】
ＡＣ／ＤＣ変換部３０は、フィルタ３１と、ダイオードブリッジ３２と、キャパシタ３３及び３４とを含み、交流電圧Ｖａｃから直流の入力電圧Ｖｉｎを生成する。フィルタ３１は、交流電圧Ｖａｃからノイズやサージを除去する。ダイオードブリッジ３２は、交流電圧Ｖａｃを全波整流して入力電圧Ｖｉｎを生成する。キャパシタ３３は、交流電圧Ｖａｃの高調波ノイズを除去する。キャパシタ３４は、入力電圧Ｖｉｎを平滑化する。なお、ＡＣ／ＤＣ変換部３０には、フューズなどの保護素子を含めてもよい。
【００３５】
電源電圧生成部４０は、ダイオード４１とキャパシタ４２を含む整流平滑回路であり、補助巻線１３の誘起電圧Ｖａｕｘから半導体装置１０の電源電圧Ｖｃｃを生成する。一次巻線１１と補助巻線１３との巻線比については、半導体装置２０の動作に必要な電源電圧Ｖｃｃを鑑みて適宜設定すればよい。
【００３６】
帰還電圧生成部５０は、誘起電圧Ｖａｕｘの印加端と接地端ＧＮＤ１との間に直列接続された抵抗５１及び５２を含み、誘起電圧Ｖａｕｘを分圧することによって帰還電圧Ｖｆｂを生成する。出力電圧Ｖｏが高いほど誘起電圧Ｖａｕｘは高くなり、延いては、帰還電圧Ｖｆｂも高くなる。逆に、出力電圧Ｖｏが低いほど誘起電圧電圧Ｖａｕｘは低くなり、延いては、帰還電圧Ｖｆｂも低くなる。このように、帰還電圧Ｖｆｂは、出力電圧Ｖｏに応じて変動する。従って、補助巻線１３の誘起電圧Ｖａｕｘから帰還電圧Ｖｆｂを生成すれば、フォトカプラを用いずに出力帰還制御を行うことができる。なお、帰還電圧生成部５０は、一次巻線１１と出力スイッチ２２７との接続ノードに現れるスイッチ電圧Ｖｓｗから帰還電圧Ｖｆｂを生成する構成としても構わない。
【００３７】
整流平滑部６０は、整流用のダイオード６１と平滑用のキャパシタ６２を含み、二次巻線１２に生じる誘起電圧を整流及び平滑して出力電圧Ｖｏを生成する。接続関係について述べると、ダイオード６１のアノードは、二次巻線１２の第１端に接続されている。ダイオード６１のカソードとキャパシタ６２の第１端は、いずれも出力電圧Ｖｏの印加端に接続されている。キャパシタ６２の第２端は、接地端ＧＮＤ２に接続されている。
【００３８】
＜スイッチング制御動作＞
図２は、スイッチング制御動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、オン信号Ｓ１、オフ信号Ｓ２、ゲート信号Ｇ１、センス電圧Ｖｃ（一次電流Ｉｐ）、検出電圧Ｖｄ、及び、比較信号Ｓａが描写されている。
【００３９】
時刻ｔ１１において、オン信号Ｓ１にパルスが生成されると、ゲート信号Ｇ１がハイレベルにセットされ、出力スイッチ２２７がオンとなる。出力スイッチ２２７のオン期間中には、入力電圧Ｖｉの印加端から一次巻線１１及び出力スイッチ２２７を介して接地端ＧＮＤ１に向けた一次電流Ｉｐが流れるので、一次巻線１１に電気エネルギが蓄えられる。
【００４０】
なお、先にも述べた通り、出力スイッチ２２７がオンされてから所定のマスク期間（時刻ｔ１１〜ｔ１２）に亘って検出電圧Ｖｄはゼロ値に固定され、センス電圧Ｖｃのリンギングノイズがマスクされる。
【００４１】
その後、時刻ｔ１３において、検出電圧Ｖｄが誤差電圧Ｖｂよりも高くなり、比較信号Ｓａがハイレベルに立ち上げられると、時刻ｔ１４において、オフ信号Ｓ２にパルスが生成される。その結果、ゲート信号Ｇ１がローレベルにリセットされ、出力スイッチ２２７がオフとなる。出力スイッチ２２７のオフ期間中には、一次巻線１１と電磁結合された二次巻線１２に誘起電圧が発生し、二次巻線１２からダイオード６１を介して接地端ＧＮＤ２に向けた二次電流Ｉｓが流れる。このとき、負荷Ｚには、二次巻線１２の誘起電圧を半波整流した出力電圧Ｖｏが供給される。
【００４２】
また、時刻ｔ１４において、出力スイッチ２２７がオフされると、一次電流Ｉｐが遮断されるので、センス電圧Ｖｃ及び検出電圧Ｖｄはいずれもゼロ値に立ち下がり、比較信号Ｓａはローレベルとなる。時刻ｔ１４以降も、基本的に上記と同様のスイッチング制御動作が繰り返される。
【００４３】
このように、本構成例の絶縁型スイッチング電源装置１によれば、一次回路系１ｐと二次回路系１ｓとの間を電気的に絶縁しつつ、交流電圧Ｖａｃから出力電圧Ｖｏを生成して負荷Ｚに供給することができる。なお、本構成例の絶縁型スイッチング電源装置１で採用されたフライバック方式は、平滑インダクタを必要とするフォワード方式と比べて部品点数が少ないので、低コスト化にも有利であると言える。
【００４４】
＜定電圧制御と定電流制御＞
図３は、定電圧制御と定電流制御との切替動作を説明するための図である。出力電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｔａｒｇｅｔとの乖離が小さく、誤差電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低い場合、コントローラ２２４は、誤差電圧Ｖｂと検出電圧Ｖｄとの比較結果（＝比較信号Ｓａ）に応じてオフ信号Ｓ２のパルス生成を行う。この状態は、一次電流Ｉｐが上限値Ｉｌｉｍｉｔに達しておらず、比較信号Ｓａに応じた定電圧制御が行われている状態に相当する（（Ａ）欄及び（Ｂ）欄の符号ＣＶ［constant voltage］を参照）。
【００４５】
一方、出力電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｔａｒｇｅｔとの乖離が大きくなり、誤差電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなると、コントローラ２２４は、基準電圧Ｖｒｅｆ２と検出電圧Ｖｄとの比較結果（＝比較信号Ｓｂ）に応じてオフ信号Ｓ２のパルス生成を行う。この状態は、一次電流Ｉｐが上限値Ｉｌｉｍｉｔに達してしまい、比較信号Ｓｂに応じた定電流制御が行われている状態に相当する（（Ａ）欄及び（Ｂ）欄の符号ＣＣ［constant current］を参照）。
【００４６】
このように、コントローラ２２４は、一次電流Ｉｐが上限値Ｉｌｉｍｉｔに達しているか否かに応じて比較信号Ｓａに応じた定電圧制御と比較信号Ｓｂに応じた定電流制御のいずれか一方を行う。
【００４７】
＜サンプル／ホールド回路＞
図４はサンプル／ホールド回路２１の一構成例を示す図である。本構成例のサンプル／ホールド回路２１は、コンパレータ２１１と、タイミングジェネレータ２１２と、サンプル／ホールド部２１３と、差分処理部２１４と、比較処理部２１５と、制御部２１６と、セレクタ２１７と、を含む。
【００４８】
コンパレータ２１１は、非反転入力端（＋）に印加される帰還電圧Ｖｆｂと、反転入力端（−）に印加される閾値電圧Ｖｔｈとを比較して比較信号Ｓ１０を生成する。比較信号Ｓ１０は、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈよりも高いときにハイレベルとなり、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈよりも低いときにローレベルとなる。
【００４９】
タイミングジェネレータ２１２は、比較信号Ｓ１０のパルスエッジを検出することにより、一次電流Ｉｐがオフされてから帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈを下回るまでの帰還電圧維持期間（図５の符号Ｔ１〜Ｔ４を参照）を計測し、その計測結果に基づいて帰還電圧維持期間の終端近傍で帰還電圧Ｖｆｂのサンプル／ホールドを行うように、タイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成する。なお、一次電流Ｉｐのオフタイミング（帰還電圧維持期間Ｔ１〜Ｔ４の計測開始タイミング）については、比較信号Ｓ１０の立上りエッジに代えて、ゲート信号Ｇ１の立下りエッジやオフ信号Ｓ２の立上りエッジに基づいて決定しても構わない。タイミングジェネレータ２１２の動作については、後ほど詳細に説明する。
【００５０】
サンプル／ホールド部２１３は、アナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４と、キャパシタＣ１〜Ｃ４と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ１〜Ｎ４とを含み、タイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４に応じて帰還電圧Ｖｆｂのサンプル／ホールド動作を行う。アナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４の第１端は、いずれも帰還電圧Ｖｆｂの印加端に接続されている。アナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４の第２端は、それぞれホールド値Ｖ１１〜Ｖ１４の出力端に接続されている。アナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４の制御端は、それぞれタイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４の印加端に接続されている。キャパシタＣ１〜Ｃ４は、それぞれホールド値Ｖ１１〜Ｖ１４の出力端と接地端との間に接続されている。トランジスタＮ１〜Ｎ４は、それぞれホールド値Ｖ１１〜Ｖ１４の出力端と接地端との間に接続されている。トランジスタＮ１〜Ｎ４のゲートは、いずれもイネーブル信号ＥＮＢの印加端に接続されている。
【００５１】
アナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４は、それぞれタイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４がハイレベルであるときにオンとなり、タイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４がローレベルであるときにオフとなる。アナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４のオン期間は、サンプル／ホールド部２１３のサンプリング期間に相当し、帰還電圧ＶｆｂによるキャパシタＣ１〜Ｃ４の充電が行われる。一方、アナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４のオフ期間は、サンプル／ホールド部２１３のホールド期間に相当し、キャパシタＣ１〜Ｃ４の充電電圧がホールド値Ｖ１１〜Ｖ１４として保持される。トランジスタＮ１〜Ｎ４は、イネーブル信号ＥＮＢがローレベル（イネーブル時の論理レベル）であるときにオフとなり、イネーブル信号ＥＮＢがハイレベル（ディセーブル時の論理レベル）であるときにオンとなる。トランジスタＮ１〜Ｎ４がオンされると、キャパシタＣ１〜Ｃ４が放電されてホールド値Ｖ１１〜Ｖ１４がゼロ値にリセットされる。
【００５２】
差分処理部２１４は、電流出力アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、を含み、隣接するホールド値同士の差分値Ｖ２１〜Ｖ２３を生成する。電流出力アンプＡＭＰ１の反転入力端（−）は、ホールド値Ｖ１１の出力端に接続されている。電流出力アンプＡＭＰ１の非反転入力端（＋）と電流出力アンプＡＭＰ１の反転入力端（−）は、いずれもホールド値Ｖ１２の出力端に接続されている。電流出力アンプＡＭＰ２の非反転入力端（＋）と電流出力アンプＡＭＰ３の反転入力端（−）は、いずれもホールド値Ｖ１３の出力端に接続されている。電流出力アンプＡＭＰ３の非反転入力端（＋）は、ホールド値Ｖ１４の出力端に接続されている。電流出力アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ３の出力端は、それぞれ差分値Ｖ２１〜Ｖ２３の出力端に接続されている。抵抗Ｒ１〜Ｒ３は、それぞれ差分値Ｖ２１〜Ｖ２３の出力端と接地端との間に接続されている。
【００５３】
電流出力アンプＡＭＰ１は、ホールド値Ｖ１１がホールド値Ｖ１２よりも低いほど、抵抗Ｒ１により多くの電流を流し込んで差分値Ｖ２１を引き上げる。電流出力アンプＡＭＰ２は、ホールド値Ｖ１２がホールド値Ｖ１３よりも低いほど、抵抗Ｒ２により多くの電流を流し込んで差分値Ｖ２２を引き上げる。電流出力アンプＡＭＰ３は、ホールド値Ｖ１３がホールド値Ｖ１４よりも低いほど、抵抗Ｒ３により多くの電流を流し込んで差分値Ｖ２３を引き上げる。
【００５４】
比較処理部２１５は、コンパレータＣＭＰ１〜ＣＭＰ３を含み、差分値Ｖ２１〜Ｖ２３と基準電圧Ｖｒｅｆ（閾値下げ幅に相当）とを各々比較して比較信号Ｓ２１〜Ｓ２３を生成する。比較信号Ｓ２１〜Ｓ２３は、それぞれ差分値Ｖ２１〜Ｖ２３が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いときにハイレベルとなり、差分値Ｖ２１〜Ｖ２３が基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いときにローレベルとなる。なお、本構成例では、３つのコンパレータＣＭＰ１〜ＣＭＰ３を並列に設けた構成を例に挙げたが、比較処理部２１５の構成はこれに限定されるものではなく、例えば、単一のコンパレータを時分割で用いることにより、差分値Ｖ２１〜Ｖ２３と基準電圧Ｖｒｅｆを順次比較する構成としても構わない。
【００５５】
制御部２１６は、比較信号Ｓ２１〜Ｓ２３に基づいてセレクタ２１７の切替信号Ｓ３０を生成する。制御部２１６の動作については、後ほど詳細に説明する。
【００５６】
セレクタ２１７は、切替信号Ｓ３０に応じてホールド値Ｖ１１〜Ｖ１４のいずれか一つを保持電圧Ｖａとして選択出力する。
【００５７】
＜サンプル／ホールド動作＞
図５は、サンプル／ホールド動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順番に、ゲート信号Ｇ１、帰還電圧Ｖｆｂ、一次電流Ｉｐ、二次電流Ｉｓ、比較信号Ｓ１０、タイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４、及び、保持電圧Ｖａが描写されている。
【００５８】
時刻ｔ２１において、ゲート信号Ｇ１がハイレベルとされ、出力スイッチ２２７がオンになると、一次電流Ｉｐが流れてトランス１０にエネルギが蓄えられる。
【００５９】
その後、時刻ｔ２２において、ゲート信号Ｇ１がローレベルとされ、出力スイッチ２２７がオフになると、一次電流Ｉｐが遮断されて二次電流Ｉｓが流れ始める。このとき、帰還電圧Ｖｆｂは閾値電圧Ｖｔｈよりも高くなり、比較信号Ｓ１０がハイレベルとなる。
【００６０】
その後、トランス１０に蓄えられたエネルギが尽きて二次電流Ｉｓが流れなくなると、時刻ｔ２３において、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈよりも低くなり、比較信号Ｓ１０がローレベルに立ち下がる。
【００６１】
タイミングジェネレータ２１２は、一次電流Ｉｐがオフされてから帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈを下回るまでの帰還電圧維持期間Ｔ１〜Ｔ４（比較信号Ｓ１０のハイレベル期間に相当）を周期毎に計測し、直近Ｎ周期分の移動平均値を算出して平均帰還電圧維持期間Ｔａｖｅを求める。
【００６２】
そして、タイミングジェネレータ２１２は、平均帰還電圧維持期間Ｔａｖｅと所定のシフト期間Ｔｘ（例えば１００μｓ）を用いることにより、帰還電圧維持期間Ｔ１〜Ｔ４の終端近傍（時刻ｔ２３の直前）で帰還電圧Ｖｆｂのサンプル／ホールドを行うように、タイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成する。
【００６３】
具体的に述べると、タイミングジェネレータ２１２は、比較信号Ｓ１０がハイレベルに立ち上がった後、まず平均期間電圧維持期間Ｔａｖｅからシフト期間Ｔｘの４倍を差し引いたタイミング（Ｔａｖｅ−４Ｔｘ）でサンプル／ホールド動作を行うように、タイミング信号Ｓ１４を生成する。その後、タイミングジェネレータ２１２は、平均期間電圧維持期間Ｔａｖｅからシフト期間Ｔｘの３倍、２倍、１倍を各々差し引いたタイミング（Ｔａｖｅ−３Ｔｘ、Ｔａｖｅ−２Ｔｘ、Ｔａｖｅ−Ｔｘ）で順次サンプル／ホールド動作を行うように、タイミング信号Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１１を生成する。なお、タイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４のハイレベル期間Ｔｄ（サンプリング期間に相当）は、いずれも同一値（例えば１００μｓ）に設定すればよい。
【００６４】
このようなタイミング制御により、本構成例のサンプル／ホールド回路２１は、帰還電圧Ｖｆｂのサンプル／ホールド動作を複数回繰り返して、複数のホールド値Ｖ１１〜Ｖ１４を取得し、これらの比較結果（より正確には、隣接するホールド値同士の差分値Ｖ２１〜Ｖ２３と基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果）に基づいて、いずれか一つのホールド値を保持電圧Ｖａとして選択出力する。
【００６５】
なお、本図の例では、オフ期間（時刻ｔ２２〜ｔ２４）におけるサンプル／ホールド動作の完了後、次周期のオン期間（時刻ｔ２４〜ｔ２５）が終了した時点で遅滞なく保持電圧Ｖａの更新が行われている。ただし、保持電圧Ｖａの更新タイミングについては、これに限定されるものではなく、次周期のオフ期間中（時刻ｔ２５〜ｔ２６）における任意のタイミングで保持電圧Ｖａを更新することが可能である。
【００６６】
時刻ｔ２５以降も、基本的に上記と同様のサンプル／ホールド動作が繰り返されることにより、二次電流Ｉｓがゼロとなる直前の帰還電圧Ｖｆｂが保持電圧Ｖａ１〜Ｖａ４として順次ホールドされる。
【００６７】
なお、タイミング信号Ｓ１１〜Ｓ１４の生成に際しては、平均帰還電圧維持期間Ｔａｖｅを算出せずに、直前周期の帰還電圧維持期間を基準として用いることも可能である。
【００６８】
＜ホールド値選択動作＞
図６は、制御部２１６によるホールド値選択動作の一例を示す図である。本図（Ａ）欄で示すように、出力スイッチ２２７のオフ期間Ｔｏｆｆに二次電流Ｉｓがゼロ値とならない場合（いわゆる電流連続モード）には、出力スイッチ２２７がオンされるまで帰還電圧Ｖｆｂがほぼ低下しない。従って、隣接するホールド値同士の差分値Ｖ２１〜Ｖ２３は、いずれも基準電圧Ｖｒｅｆ（閾値下げ幅に相当）よりも低くなるので、比較信号Ｓ２１〜Ｓ２３はいずれもローレベルとなる。従って、これを受けた制御部２１６は、最後（最も遅いタイミング）に取得されたホールド値Ｖ１１を保持電圧Ｖａとして選択する。
【００６９】
一方、本図（Ｂ）欄〜（Ｄ）欄で示すように、出力スイッチ２２７のオフ期間Ｔｏｆｆに二次電流Ｉｓがゼロ値となる場合（いわゆる電流不連続モード）には、二次電流Ｉｓがゼロ値となってから帰還電圧Ｖｆｂが急峻に低下し始め、やがて閾電圧Ｖｔｈを下回る。例えば、本図（Ｂ）欄で示すように、ホールド値Ｖ１２の取得後に帰還電圧Ｖｆｂの急低下が生じた場合には、比較信号Ｓ２１がハイレベルとなり、比較信号Ｓ２２及びＳ２３がローレベルとなる。従って、これを受けた制御部２１６は、帰還電圧Ｖｆｂが急峻に低下し始める直前のホールド値Ｖ１２を保持電圧Ｖａとして選択する。
【００７０】
また、本図（Ｃ）欄で示すように、ホールド値Ｖ１３の取得後に帰還電圧Ｖｆｂの急低下が生じた場合には、比較信号Ｓ２１及びＳ２２がハイレベルとなり、比較信号Ｓ２３がローレベルとなる。従って、これを受けた制御部２１６は、帰還電圧Ｖｆｂが急峻に低下し始める直前のホールド値Ｖ１３を保持電圧Ｖａとして選択する。
【００７１】
同様に、本図（Ｄ）欄で示すように、ホールド値Ｖ１４の取得後に帰還電圧Ｖｆｂの急低下が生じた場合には、比較信号Ｓ２１〜Ｓ２３がいずれもハイレベルとなる。従って、これを受けた制御部２１６は、帰還電圧Ｖｆｂが急峻に低下し始める直前のホールド値Ｖ１４を保持電圧Ｖａとして選択する。
【００７２】
なお、帰還電圧Ｖｆｂのサンプル／ホールド回数は、何ら４回に限定されるものではなく、５回以上でもよいし３回以下でもよい。ただし、サンプル／ホールド回数を増やし過ぎると、回路規模や消費電力が不要に増大する点に留意が必要である。また、サンプル／ホールド回数を１回とした場合、回路規模が最小となる反面、ホールド値の差分処理を行うことができなくなるので、二次電流Ｉｓがゼロとなる直前の帰還電圧Ｖｆｂを正確にサンプル／ホールドし難くなる点に留意が必要である。
【００７３】
＜別手法のサンプル／ホールド動作＞
図７は、別手法のサンプル／ホールド動作を示す図である。第１の別手法としては、本図（Ｘ）欄で示したように、出力スイッチ２２７のオフタイミング（時刻ｔ３１）を起点に、サンプル／ホールド動作の開始タイミングＴ１１と終了タイミングＴ１２を設定する手法が考えられる。しかしながら、当該手法では、二次電流Ｉｓがゼロとなる直前（時刻ｔ３２）の帰還電圧Ｖｆｂをサンプル／ホールドすることが非常に難しい。また、サンプル／ホールド動作は、帰還電圧Ｖｆｂのリンギングが収束してから二次電流Ｉｓがゼロとなるまでの間に実行しなければならないという制約がある。このような制約を鑑みると、サンプル／ホールド動作の開始タイミングＴ１１と終了タイミングＴ１２には、非常にシビアな制限が掛かるので、セットの応用範囲が狭くなる。
【００７４】
また、第２の別手法としては、本図（Ｙ）欄で示したように、出力スイッチ２２７のオフタイミング（時刻ｔ３１）を起点に、サンプル／ホールド動作の開始タイミングＴ１１を設定した後、帰還電圧Ｖｆｂが急峻に低下し始めるまでサンプル／ホールド動作を何度も繰り返す手法が考えられる。当該手法によれば、二次電流Ｉｓがゼロとなる直前（時刻ｔ３２）の帰還電圧Ｖｆｂをサンプル／ホールドすることは可能となる。しかしながら、当該手法では、サンプル／ホールド回数が大幅に増えるので、回路規模や消費電力の不必要な増大を招いてしまう。
【００７５】
これに対して、先述のサンプル／ホールド回路２１によれば、一次電流Ｉｐがオフされてから帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈを下回ったタイミング（図５の時刻ｔ２３）を起点として、必要最小限のサンプル／ホールド動作が実施されるので、上記した別手法の課題は何ら生じない。
【００７６】
＜用途＞
絶縁型スイッチング電源装置１の用途を説明する。絶縁型スイッチング電源装置１は、ＡＣアダプタや電子機器の電源ブロックに好適に利用される。
【００７７】
図８は、絶縁型スイッチング電源装置１を備えたＡＣアダプタの一構成例を示す図である。ＡＣアダプタ８００は、プラグ８０２と、筐体８０４と、コネクタ８０６と、を備える。プラグ８０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣ（図１の交流電圧Ｖａｃに相当）の供給を受ける。絶縁型スイッチング電源装置１は、筐体８０４の内部に実装される。絶縁型スイッチング電源装置１により生成された出力電圧ＶＯＵＴ（図１の出力電圧Ｖｏに相当）は、コネクタ８０６から電子機器８１０に供給される。電子機器８１０としては、ノートＰＣ、デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレーヤなどが例示される。
【００７８】
図９は、絶縁型スイッチング電源装置１を備えた電子機器の一構成例を示す図である。なお、図中（Ａ）欄には電子機器９００の正面図が描写されており、図中の（Ｂ）欄には電子機器９００の背面図が描写されている。なお、本図に例示した電子機器９００は、ディスプレイ装置であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する電子機器であればよい。
【００７９】
プラグ９０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣ（図１の交流電圧Ｖａｃに相当）の供給を受ける。絶縁型スイッチング電源装置１は、筐体９０４の内部に実装される。絶縁型スイッチング電源装置１により生成された出力電圧ＶＯＵＴ（図１の出力電圧Ｖｏに相当）は、筐体９０４の内部に搭載される負荷（マイコン、ＤＳＰ［digital signal processor］、電源回路、照明機器、アナログ回路、及び、デジタル回路など）に供給される。
【００８０】
＜その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明は、あらゆる分野（家電分野、自動車分野、産業機械分野など）で用いられる絶縁型スイッチング電源装置に利用することが可能である。
【符号の説明】
【００８２】
１    絶縁型スイッチング電源装置
１ｐ    一次回路系（ＧＮＤ１系）
１ｓ    二次回路系（ＧＮＤ２系）
１０    トランス
１１    一次巻線
１２    二次巻線
１３    補助巻線
２０    半導体装置（スイッチング制御ＩＣ）
２１    サンプル／ホールド回路
２１１    コンパレータ
２１２    タイミングジェネレータ
２１３    サンプル／ホールド部
２１４    差分処理部
２１５    比較処理部
２１６    制御部
２１７    セレクタ
２２    一次電流制御回路
２２１    エラーアンプ
２２２、２２３    コンパレータ
２２４    コントローラ
２２５    オシレータ
２２６    ＲＳフリップフロップ
２２７    出力スイッチ（Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ）
２２８    検出電圧生成部
２２８ａ    センス抵抗
２２８ｂ    マスク処理部
３０    ＡＣ／ＤＣ変換部
３１    フィルタ
３２    ダイオードブリッジ
３３、３４    キャパシタ
４０    電源電圧生成部
４１    ダイオード
４２    キャパシタ
５０    帰還電圧生成部
５１、５２    抵抗
６０    整流平滑部
６１    ダイオード
６２    キャパシタ
ＰＷ    商用交流電源
Ｚ    負荷
ＳＷ１１〜ＳＷ１４    アナログスイッチ
Ｃ１〜Ｃ４    キャパシタ
Ｎ１〜Ｎ４    Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３    電流出力アンプ
Ｒ１〜Ｒ３    抵抗
ＣＭＰ１〜ＣＭＰ３    コンパレータ
８００    ＡＣアダプタ
８０２    プラグ
８０４    筐体
８０６    コネクタ
９００    電子機器
９０２    プラグ
９０４    筐体
【図１】
2015076962.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2015076962.tif 000009
【図８】
2015076962.tif 000010
【図９】
2015076962.tif 000011