(57)【要約】【課題】電力変換システムにおいて、直流電源の供給線に流れるリップル電流の周波数がＬＣフィルタの共振周波数に等しくなった際に、共振を抑制する動作をより効率的に実行する。【解決手段】直流電源１とインバータ回路３との間に接続されるＬＣフィルタ１０において、当該フィルタ１０を構成するコンデンサ９とグランドとの間にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を配置する。そして、ＢＰＦ１２がＬＣフィルタ１０に共振が発生したことを検出すると、反転増幅器１５は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を動作させてコンデンサ９が配置されている経路の直列抵抗値を変化させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つの直流電源（１）に並列に接続され、スイッチング素子（４）をスイッチング動作させることで入力電圧を変換する１つ以上の第１電力変換回路（２），及び前記第１電力変換回路よりも負荷による消費電力が小さく設定されている１つ以上の第２電力変換回路（３）と、
前記直流電源と、前記第２電力変換回路との間に接続されるＬＣフィルタ（１０）と、
このＬＣフィルタの入力側に設けられ、当該ＬＣフィルタに共振が発生したことを検出する共振検出手段（１２）と、
前記ＬＣフィルタを構成するコンデンサ（９）と直列に接続される制御用スイッチング素子（１１）を備え、前記共振検出手段が共振の発生を検出した際に前記制御用スイッチング素子を動作させて、前記コンデンサが配置されている経路の直列抵抗値を変化させる抵抗値変化手段（１５，２１，２２，３１，３２）とで構成されることを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
前記共振検出手段は、前記ＬＣフィルタの共振周波数を含む帯域を通過域とするフィルタ回路（１２）で構成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、バンドパスフィルタであることを特徴とする請求項２記載の電力変換システム。
【請求項４】
前記抵抗値変化手段（１５）は、前記共振検出手段により検出される共振のレベルに応じて前記制御用スイッチング素子をリニア制御して、前記直列抵抗値を増加させることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換システム。
【請求項５】
前記抵抗値変化手段（２１，２２）は、前記制御用スイッチング素子に並列に接続される抵抗素子（２１）を備え、
前記共振検出手段により共振が検出されない状態では前記制御用スイッチング素子をオンさせ、
前記共振検出手段により検出される共振のレベルが閾値を超えると、前記制御用スイッチング素子をオフさせることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換システム。
【請求項６】
前記抵抗値変化手段（３１，３２）は、前記制御用スイッチング素子に並列に接続される抵抗素子（２１）を備え、
前記共振検出手段により共振が検出されない状態では前記制御用スイッチング素子をオンさせ、
前記共振検出手段により検出される共振のレベルに応じて、前記制御用スイッチング素子を間欠的にオフさせるようにスイッチングさせることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換システム。
【請求項７】
前記抵抗値変化手段は、共振波形のゼロクロスタイミングに同期して前記制御用スイッチング素子をスイッチングさせることを特徴とする請求項６記載の電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子をスイッチング動作させることで入力電圧を変換する複数の電力変換回路を、１つの直流電源に並列接続してなる電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、以下のような車載用電気システムが開示されている。共通の直流電源に、第１及び第２の電動機用駆動装置が接続されており、第１の電動機用駆動装置が走行用モータを駆動し、第２の電動機用駆動装置が空調装置用モータを駆動する。直流電源には、コンデンサが並列に接続されおり、第２の電動機用駆動装置の電源入力側にはＬＣフィルタが配置されている。そして、ＬＣフィルタを構成するコンデンサに抵抗素子を直列に接続することで、第１の電動機用駆動装置から出力されるリップル電流に含まれる周波数がＣ−Ｌ−Ｃからなるπ型フィルタの共振周波数に重なるときでも、フィルタで共振が発生することを抑制している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１２−２４４６５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１の構成では、リップル電流に含まれる周波数がフィルタの共振周波数に重ならない場合であっても、コンデンサに直列接続されている抵抗素子により電流が常時消費されてしまうため、消費電力が増大するという問題がある。
【０００５】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流電源の供給線に流れるリップル電流の周波数がＬＣフィルタの共振周波数に等しくなった際に、共振を抑制する動作をより効率的に実行できる電力変換システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載の電力変換システムによれば、直流電源と第２電力変換回路との間に接続されるＬＣフィルタにおいて、当該フィルタを構成するコンデンサと直列に制御用スイッチング素子を接続する。そして、共振検出手段が、ＬＣフィルタに共振が発生したことを検出すると、抵抗値変化手段は、制御用スイッチング素子を動作させてコンデンサが配置されている経路の直列抵抗値を変化させる。
【０００７】
これにより、消費電力がより大きい第１電力変換回路側のスイッチング周波数が変化したことで、電源線を介して第２電力変換回路に流入しようとするリップル電流の周波数がＬＣフィルタの共振周波数に近付いたとしても、抵抗値変化手段が、前記フィルタを構成するコンデンサを含む経路の直列抵抗値を変化させることで、前記コンデンサに共振による過大な電流が流れることを抑制できる。したがって、特許文献１のように、前記経路の配置されている抵抗素子により常時電力が消費されることが無く、より効率的に共振の発生を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１実施形態であり、電力変換システムの構成を示す図
【図２】リップル電流の周波数の変化に伴う各信号の変化を示す図
【図３】想定される異なる対策の一例を示す図
【図４】（ａ）は図３の構成に対応し、（ｂ）は本実施形態の構成に対応するリップル電流Ｉｒとコンデンサ電流Ｉｃとの関係を示す図
【図５】第２実施形態を示す図１相当図
【図６】図２相当図
【図７】第３実施形態を示す図１相当図
【図８】図２相当図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図４を参照して説明する。直流電源１には、２つのインバータ回路２，３が並列に接続されている。インバータ回路３（第２電力変換回路）は、スイッチング素子として６個の例えばＩＧＢＴ４（ａ〜ｆ）を三相ブリッジ接続して構成されている。インバータ回路３の各相出力端子は、モータ５の各相固定子巻線（図示せず）の一端に接続されている。具体的には示さないが、インバータ回路２（第１電力変換回路）側も同様に構成されており、その各相出力端子は、モータ６（負荷）の各相固定子巻線の一端に接続されている。
【００１０】
ここで、モータ６は、例えば電気自動車の走行駆動用モータ（例えばＩＰＭＳＭ等の永久磁石型同期モータ）であり、図示しないがその回転軸には駆動軸を介して車両の駆動輪が連結されている。また、モータ（負荷）５は、例えば車載補機であるラジエータファン駆動用のモータ（例えばＳＰＭＳＭ等の永久磁石型同期モータ）である。したがって、インバータ回路３によりモータ５を駆動した際の消費電力は、インバータ回路２によりモータ６を駆動した際の消費電力よりも小さい。
【００１１】
そして、直流電源１は、端子電圧が例えば１００Ｖ以上（２８８Ｖ）となる２次電池であり、例えばリチウムイオン電池やニッケル水素電池等である。尚、図示しないが、インバータ回路２，３は、それぞれ独立した制御回路によって制御され、各ＩＧＢＴ４等のゲートに例えば（Pulse Width Modulation）信号による駆動信号が与えられてスイッチング制御される。
【００１２】
直流電源１とインバータ回路３との間には、平滑コンデンサ７とコイル８及びコンデンサ９からなるＬＣフィルタ１０が接続されている。但し、コンデンサ９の負側端子（コイル８との共通接続点が正側端子となる）とグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１（制御用スイッチング素子，抵抗値変化手段）が接続されている。
【００１３】
直流電源１の正側端子には、バンドパスフィルタ１２（フィルタ回路）の入力端子が接続されており、バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと称す）１２の出力端子は、ダイオード１３及びコンデンサ１４を介してグランドに接続されている。ＢＰＦ１２の通過域は、ＬＣフィルタ１０の共振周波数ｆｒを帯域の中心とするように設定されている。そして、ダイオード１３のカソードは、反転増幅器１５（抵抗値変化手段）の入力端子に接続されている。
【００１４】
反転増幅器１５は、オペアンプ１６，抵抗素子１７及び１８等で構成されており、抵抗素子１７の一端はダイオード１３のカソードに接続され、他端はオペアンプ１６の反転入力端子に接続されている。また、前記反転入力端子は抵抗素子１８を介してオペアンプ１６の出力端子に接続されている。オペアンプ１６の非反転入力端子には、基準電圧１９が与えられている。そして、オペアンプ１６の出力端子は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続されていると共に、ツェナーダイオード２０を介してグランドに接続されている。
【００１５】
次に、本実施形態の作用について説明する。インバータ回路２，３のそれぞれで消費される電力を比較すると、インバータ回路２側の消費電力が大きい。そのため、インバータ回路２がモータ６を駆動して動作している際には、インバータ回路２を構成している各ＩＧＢＴをスイッチング制御することで発生するリップル電流が、インバータ回路３側に流入しようとする。そのリップル電流の周波数ｆｒｉｐがＬＣフィルタ１０の共振周波数ｆｒと異なっていれば、ＢＰＦ１２はその高周波電流を阻止する。
【００１６】
したがって、ＢＰＦ１２の出力電圧；コンデンサ１４の端子電圧は０Ｖとなり、その端子電圧を反転増幅器１５が反転増幅するので、反転増幅器１５の出力電圧はツェナーダイオード２０のツェナー電圧となる。これにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１はオン状態を維持する。
【００１７】
これに対して、インバータ回路２側が可変キャリア制御であり、運転条件が変化するなどして図２（ａ）に示すようにリップル電流の周波数ｆｒｉｐが上昇し、共振周波数ｆｒを跨ぐように変化したとする。この時、ＢＰＦ１２は、共振周波数ｆｒを中心とする通過域で出力信号のレベルを上昇させる（図２（ｂ）参照）。
【００１８】
すると、その上昇に応じて反転増幅器１５の出力電圧が低下し、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧が低下するので、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗が上昇し（リニア制御，図２（ｃ）参照）、コンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値が上昇する。これにより、図２（ｄ）に示すように、コンデンサ９に流入するリップル電流ｉｒｉｐの上昇は、図中に破線で示すＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１が存在しない場合に対して、実線で示すように抑制される。
【００１９】
尚、一般にＬＣフィルタ１０の遮断周波数（＝共振周波数ｆｒ）は、定常的に発生すると想定されるリップル電流の周波数よりも低く設定されている。したがって、共振周波数ｆｒよりも高い周波数を持つリップル電流のインバータ回路３側への流入は、ＬＣフィルタ１０により阻止される。
【００２０】
以上のように本実施形態によれば、直流電源１とインバータ回路３との間に接続されるＬＣフィルタ１０において、当該フィルタ１０を構成するコンデンサ９とグランドとの間にＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を配置する。そして、ＢＰＦ１２が、ＬＣフィルタ１０に共振が発生したことを検出すると、反転増幅器１５は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を動作させてコンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値を変化させる。
【００２１】
これにより、消費電力がより大きいインバータ回路２側のスイッチング周波数が変化したことで、電源線を介してインバータ回路３に流入しようとするリップル電流の周波数が、ＬＣフィルタ１０の共振周波数に近付いたとしても、反転増幅器１５によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗を制御してコンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値を変化させ、共振による過大な電流がコンデンサ９に流れることを抑制できる。したがって、特許文献１のように、前記経路に配置されている抵抗素子により常時電力が消費されることが無く、より効率的に共振の発生を抑制できる。
【００２２】
そして、反転増幅器１５は、ＢＰＦ１２により検出される共振のレベルに応じてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１をリニア制御して、前記直列抵抗値を増加させる。すなわち、共振のレベルに応じてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗を連続的に変化させて、直列抵抗値を増加させることができる。
【００２３】
ここで、ＬＣフィルタ１０に発生する共振を抑制する手段として、例えば図３に示すように、インバータ装置４の負側電源線にダイオード（Ｄｉ）を挿入することも考えられる。しかしながら、このような対策をとると、図４（ａ）に示すように、リップル電流（ここではＩｒ）がある程度増加するまでは、コンデンサ９に流入する電流（ここではＩｃ）が比例するように増加し、電流Ｉｃは負荷が消費する電流（インバータ電流Ｉｍ）で規定される。したがって、電流Ｉｍが増加するほど電流Ｉｃの低減効果が低くなるという問題がある。これに対して本実施形態によれば、図４（ｂ）に示すように、電流Ｉｍの多寡にかかわらず電流Ｉｃを十分に低減できる。
【００２４】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図５に示すように、第２実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１に抵抗素子２１を並列に接続し、反転増幅器１５に替えてコンパレータ２２及びＮＯＴゲート２３（何れも抵抗値変化手段）を配置した構成である。ダイオード１３のカソードには、コンパレータ２２の非反転入力端子が接続されており、反転入力端子には、判定閾値として基準電圧２４が与えられている。そして、コンパレータ２２の出力端子は、ＮＯＴゲート２３を介してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに接続されている。
【００２５】
次に、第２実施形態の作用について説明する。リップル電流の周波数ｆｒｉｐがＬＣフィルタ１０の共振周波数ｆｒと異なっていれば、コンパレータ２２の出力信号ｆｃｏｍｐはローレベルであり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１はオン状態を維持するので、抵抗素子２１に電流は流れない。これにより、共振周波数ｆｒよりも高い周波数を持つリップル電流の流入（ｉｒｉｐ）はＬＣフィルタ１０により阻止される。
【００２６】
図６（ａ）に示すように、第１実施形態と同様にインバータ回路２が発生源であるリップル電流の周波数が共振周波数ｆｒを跨ぐように変化すると、ＢＰＦ１２は、通過域で出力信号のレベルを上昇させる（図６（ｂ）参照）。そして、ＢＰＦ１２の出力電圧が上昇し、コンパレータ２２に設定されている閾値Ｖｃｏｍｐを超えると、出力信号ｆｃｏｍｐがハイレベルに変化する（図６（ｃ）参照）。
【００２７】
すると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１がターンオフするので、コンデンサ９に流入する電流は抵抗素子２１に流れるようになり、コンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値が上昇する。これにより、図６（ｄ）に示すように、コンデンサ９に流入するリップル電流ｉｒｉｐの上昇は、図中に破線で示すＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１が存在しない場合に比較して、実線で示すように抑制される。
【００２８】
以上のように第２実施形態によれば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１に並列に接続される抵抗素子２１を備え、共振が検出されない状態ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１をオンさせ、コンパレータ２２により検出される共振のレベルが閾値を超えると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１をオフさせるようにした。これにより、ＬＣフィルタ１０に共振が発生すると、抵抗素子２１によりコンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値を上昇させて、共振を抑制できる。
【００２９】
（第３実施形態）
図７に示すように、第３実施形態では、第２実施形態の構成に、コンパレータ３１及びＯＲゲート３２（何れも抵抗値変化手段）を加えて構成されている。コンパレータ３１の非反転入力端子は、ＢＰＦ１２の出力端子に直接接続されており、反転入力端子には、０Ｖの近傍に設定されている基準電圧３３が与えられている。尚、反転入力端子をグランドに接続して基準電圧を０Ｖにしても良い。そして、ＯＲゲート３２の入力端子の一方は、コンパレータ３１の出力端子に接続されており、入力端子の他方は、ＮＯＴゲート２３の出力端子に接続されている。
【００３０】
次に、第３実施形態の作用について説明する。リップル電流の周波数ｆｒｉｐが、ＬＣフィルタ１０の共振周波数ｆｒと異なっていれば、第２実施形態と同様に、ＮＯＴゲート２３の出力信号（ハイレベル）がＯＲゲート３２を介してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに与えられ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１はオン状態を維持する。
【００３１】
そして、リップル電流の周波数ｆｒｉｐが共振周波数ｆｒを跨ぐように変化すると、図８（ａ）に示すように、ＢＰＦ１２が共振周波数近傍の入力信号を通過させる。尚、図８では、横軸の時間を図６等よりも拡大して示している。すると、コンパレータ３１は、図８（ｂ）に示すように、ＢＰＦ１２が出力する共振信号波形の正側半波に応じて、ハイレベルの信号をＯＲゲート３２を介してＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のゲートに与える。共振信号波形の負側半波では、コンパレータ３１の出力信号はローレベルになる。すなわち、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１は、共振信号波形のゼロクロスタイミングに同期してオンオフが切り替わるようにスイッチング動作する。
【００３２】
これにより、共振が発生している期間にＮＯＴゲート２３が継続的にローレベルの信号を出力していても、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１は断続的にオフされる。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１がオフしている期間は抵抗素子２１に電流が流れるので、コンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値は、共振が発生していない期間よりも上昇することになる。
【００３３】
図８（ｃ）に示すリップル電流ｉｒｉｐの波形は、図８（ａ，ｂ）よりも時間軸をさらに拡大して示している。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１が間欠的にオフする期間では、オン期間の波形面積（積分値）とオフ期間の波形面積とが等しくなるよう、波形振幅が正負で同一となるようにふるまう。そして、オフ期間は抵抗素子２１により上昇した抵抗値によって波形振幅が低下するので、それに伴いオン期間の波形振幅も低下する。したがって、リップル電流ｉｒｉｐの波形振幅は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１のスイッチング動作によって次第に０Ｖに収束するように変化する。これにより、共振の発生が抑制される。
【００３４】
以上のように第３実施形態によれば、コンパレータ３１の非反転入力端子をＢＰＦ１２の出力端子に直接接続し、ＢＰＦ１２により検出される共振のレベルに応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を間欠的にオフさせるようにスイッチング動作させる。これにより、コンデンサ９を含む電流経路の直列抵抗値を共振が発生していない期間よりも等価的に上昇させて、共振の発生を抑制できる。そして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を共振信号波形のゼロクロスタイミングに同期してスイッチングさせるので、スイッチング損失を低減できる。
尚、ＢＰＦ１２が出力する信号の波形に、実際の共振波形に対して位相遅れがある場合には、その位相遅れ分を閾値電圧の設定などにより調整して、実際の共振信号波形のゼロクロスタイミングに同期してスイッチングさせれば良い。
【００３５】
本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
電力変換回路は、コンバータであっても良い。
第１，第２電力変換回路を、それぞれ２つ以上備えていても良い。
共振検出手段は、ＢＰＦ１２に限ることなく、ＬＣフィルタの共振周波数を含む帯域を通過域とするフィルタ回路であれば、例えばローパスフィルタでも良い。
【００３６】
電力変換回路を構成するスイッチング素子に、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
制御用スイッチング素子にＰチャネルＭＯＳＦＥＴを用いて、コイル８とコンデンサ９との間に接続しても良い。
また、制御用スイッチング素子に、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどを用いても良い。
電力変換回路の負荷は、車載機器に限ることはない。
【符号の説明】
【００３７】
図面中、１は直流電源、２，３はインバータ回路（第１，第２電力変換回路）、４はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、６，７はモータ（負荷）、８はコイル、９はコンデンサ、１０はＬＣフィルタ、１１はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（制御用スイッチング素子，抵抗値変化手段）、１２はバンドパスフィルタ（フィルタ回路）、１５は反転増幅器（抵抗値変化手段）を示す。
【図１】
2015159653.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2015159653.tif 000009
【図８】
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