(57)【要約】【課題】回路の規模の増大を抑制しつつ、制御回路の電源を喪失したとしてもインバータの平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させる技術を提供する。【解決手段】高圧直流電源６０とインバータ１０との間に介在される平滑コンデンサ７と、高圧直流電源６０とは絶縁されインバータ制御部１に電力を供給する第１低圧直流電源６１と、平滑コンデンサ７に並列接続され高圧直流電源６０よりも低電圧の直流電力を生成する第２低圧直流電源３と、第２低圧直流電源３に接続された放電負荷４と、インバータ１０の全ての下段側スイッチング素子１３を導通させる短絡制御を第２低圧直流電源３から供給される電力を用いて実行する短絡制御部５と、インバータ制御部１からの放電指令ＤＩＳ又は第１低圧直流電源６１の電圧が基準電圧以下となったことを示す電圧検出結果に基づいて第２低圧直流電源３を起動させる起動制御部２とを備える。【選択図】図１
2015050825.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧直流電源と交流機器との間に介在されて、直流と交流との間で電力変換を行うインバータと、
前記高圧直流電源と前記インバータとの間に介在されて、前記インバータの直流側の正負両極間電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記インバータを制御するインバータ制御部に、前記高圧直流電源よりも低電圧の直流電力を供給する電源であり、前記高圧直流電源とは絶縁された第１低圧直流電源と、
前記平滑コンデンサに並列接続されて、前記高圧直流電源よりも低電圧の直流電力を生成する第２低圧直流電源と、
前記第２低圧直流電源に接続された放電負荷と、
前記インバータの直流側の正負両極間に直列接続されて相補的に動作する複数組の上段側スイッチング素子及び下段側スイッチング素子の内、全ての前記下段側スイッチング素子を導通させる短絡制御を、前記第２低圧直流電源から供給される電力を用いて実行する短絡制御部と、
前記インバータ制御部からの放電指令、又は、前記第１低圧直流電源の電圧が予め規定された基準電圧以下となったことを示す電圧検出結果に基づいて、前記第２低圧直流電源を起動させる起動制御部と、
を備える放電制御装置。
【請求項２】
前記第２低圧直流電源は、スイッチング素子を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにより構成され、
前記放電負荷は、前記第２低圧直流電源の出力側に接続されている請求項１に記載の放電制御装置。
【請求項３】
前記第２低圧直流電源は、スイッチング素子を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにより構成され、
前記放電負荷は、前記第２低圧直流電源の入力側に接続されている請求項１に記載の放電制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源とインバータとの間に介在された平滑コンデンサの電荷を放電させる放電制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
架線からの電力供給を受けない電気自動車やハイブリッド自動車では、一般的に駆動力源としての回転電機に直流のバッテリから電力が供給される。また、回転電機は、電動機としての機能に留まらず、車両や内燃機関などの運動エネルギーにより発電を行う発電機としての機能も併せ持っている。回転電機により発電された電力は、バッテリに回生されて蓄電される。多くの場合、回転電機として交流回転電機が利用され、バッテリは直流電源であるから、バッテリと回転電機との間には、一般的に、直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータが備えられる。
【０００３】
ところで、バッテリと回転電機の間、より具体的にはバッテリとインバータとの間には、開閉装置（コンタクタ）が備えられている場合がある。コンタクタが閉状態においてバッテリとインバータ（及び回転電機）とが電気的に接続され、コンタクタが開状態においてバッテリとインバータ（及び回転電機）との電気的接続が遮断される。例えば、車両のメインスイッチがオフ状態となった場合や、車両のメインスイッチがオン状態であっても、インバータとバッテリとの電気的接続を切り離す必要が生じた場合などに、このコンタクタが開状態となる。コンタクタが開状態となると、例えば２００〜４００［Ｖ］のバッテリとインバータとの接続は解除されるが、インバータのバッテリ側（インバータの直流側）に備えられている平滑コンデンサの電位は瞬時には低下しない。バッテリとインバータとの電気的接続が遮断されている状態では、この平滑コンデンサに蓄積された電荷をできるだけ早く放電させて、平滑コンデンサの電位を低下させることが好ましい。
【０００４】
特開２０１１−２３４５０７号公報（特許文献１）には、急速放電抵抗と放電用スイッチング素子との直列回路が、平滑用コンデンサと並列に設けられ、コンタクタが開状態となった際に放電用スイッチング素子をオン状態とする放電制御回路を備えた構成が開示されている。放電用スイッチング素子がオン状態となることにより、急速放電抵抗を介して平滑コンデンサに蓄積された電荷が放電される（特許文献１：図２、第２５、２９〜３３段落等）。尚、インバータを動作させて、インバータを構成するスイッチング素子を用いて平滑コンデンサの蓄積電荷を消費させることも可能である。
【０００５】
ここで、インバータ及び急速放電回路を制御するコントローラは、低電圧電源（１２［Ｖ］系電源）から電力を供給されて動作する。一方、放電用スイッチング素子は、インバータを含む高電圧系（２００〜４００［Ｖ］）の回路の一部である。低電圧系の回路と高電圧系の回路とは一般的に絶縁されており、コントローラ或いは放電制御回路からのスイッチング制御信号は、フォトカプラやトランスなどの絶縁素子を介して伝達される。このため、急速放電回路を設けた場合、絶縁素子が増加して回路全体の小型化を妨げる可能性がある。また、低電圧電源とコントローラとの接続が遮断されたような場合には、インバータも急速放電回路も制御することができなくなる。その結果、インバータの駆動によって平滑コンデンサの蓄積電荷を消費させることも、急速放電回路によって平滑コンデンサの蓄積電荷を放電することも困難となり、平滑コンデンサの電位の低下に時間を要する可能性がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−２３４５０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記背景に鑑みて、回路の規模の増大を抑制しつつ、制御回路の電源を喪失したとしてもインバータの平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させることができる技術が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題に鑑みた本発明に係る放電制御装置の特徴構成は、
高圧直流電源と交流機器との間に介在されて、直流と交流との間で電力変換を行うインバータと、
前記高圧直流電源と前記インバータとの間に介在されて、前記インバータの直流側の正負両極間電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記インバータを制御するインバータ制御部に、前記高圧直流電源よりも低電圧の直流電力を供給する電源であり、前記高圧直流電源とは絶縁された第１低圧直流電源と、
前記平滑コンデンサに並列接続されて、前記高圧直流電源よりも低電圧の直流電力を生成する第２低圧直流電源と、
前記第２低圧直流電源に接続された放電負荷と、
前記インバータの直流側の正負両極間に直列接続されて相補的に動作する複数組の上段側スイッチング素子及び下段側スイッチング素子の内、全ての前記下段側スイッチング素子を導通させる短絡制御を、前記第２低圧直流電源から供給される電力を用いて実行する短絡制御部と、
前記インバータ制御部からの放電指令、又は、前記第１低圧直流電源の電圧が予め規定された基準電圧以下となったことを示す電圧検出結果に基づいて、前記第２低圧直流電源を起動させる起動制御部と、
を備える点にある。
【０００９】
この構成によれば、放電負荷による消費と、下段側スイッチング素子を短絡することによる消費とにより、迅速に平滑コンデンサの電荷を消費させることができる。また、放電負荷に印加される電圧は、インバータの直流側の正負両極間電圧よりも低電圧の第２低圧直流電源の電圧である。従って、放電負荷の定格電力をより小さくすることができ、例えば抵抗器によって構成される放電負荷を小型化することができる。さらに、第２低圧直流電源によって、放電負荷に印加される電圧がほぼ一定に保たれれば、放電負荷の定格電力もほぼ一定となり、定格電力の余裕は少なくて済む。その結果、放電負荷に求められる最大電力は小さくなり、放電負荷の大型化を抑制することができる。さらに、第２低圧直流電源は、放電指令だけではなく、第１低圧直流電源からの供給電圧が予め規定された基準電圧以下となった場合にも起動されるので、故障等によってインバータ制御部が動作できないような場合であっても、迅速に平滑コンデンサの電荷を放電させることができる。一方、第２低圧直流電源は、放電指令や電圧検出結果に応じて起動されるので、通常動作時には動作せず、第２低圧直流電源や放電負荷などが無駄に電力を消費することを抑制することもできる。このように、本構成によれば、回路の規模の増大を抑制しつつ、制御回路の電源を喪失したとしてもインバータの平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させることができる。
【００１０】
ここで、前記第２低圧直流電源が、スイッチング素子を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにより構成され、前記放電負荷が、前記第２低圧直流電源の出力側に接続されていると好適である。放電負荷が、第２低圧直流電源の出力側に接続されることによって、放電負荷に印加される電圧がほぼ一定に保たれる。従って、放電負荷の定格電力もほぼ一定となり、定格電力の余裕は少なくて済み、放電負荷に求められる最大電力は小さくなって、放電負荷の大型化を抑制することができる。
【００１１】
また、本発明に係る放電制御装置は、１つの態様として、前記第２低圧直流電源が、スイッチング素子を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにより構成され、前記放電負荷が、前記第２低圧直流電源の入力側に接続されていても好適である。放電負荷が、第２低圧直流電源の入力側に接続されることによって、第２低圧直流電源の出力側の消費電力は大きく減少する。このため、第２低圧直流電源の出力側の回路の定格電力を抑制することができ、回路を小型化することができる。尚、第２低圧直流電源の入力側に放電負荷を接続する場合においても、放電負荷に印加される電圧をほぼ一定に制御することは可能である。従って、放電負荷の定格電力をほぼ一定とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】回転電機制御装置の構成を模式的に示すブロック図
【図２】放電制御部の構成例を示す模式的回路ブロック図
【図３】放電制御部の構成例を示す模式的回路ブロック図
【図４】放電制御部の構成例を示す模式的回路ブロック図
【図５】平滑コンデンサの放電特性の一例を示すグラフ
【図６】放電用の負荷の消費電力特性の一例を示すグラフ
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態では、交流機器としての交流の回転電機を駆動する回転電機制御装置（交流機器制御装置）を例として説明する。図１のブロック図は、回転電機制御装置１００の構成を模式的に示している。回転電機制御装置１００は、回転電機制御装置１００に備えられた平滑コンデンサ７の電荷を放電するための放電制御部６を備えて構成されており、放電制御装置としても機能する。回転電機制御装置１００は、ハイブリッド車両や電気車両などの車両の駆動力源となる交流の回転電機１１を駆動制御する。尚、図１に示す例では、回転電機１１は、１つであるが、複数個備えられていてもよい。回転電機１１は、多相交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。
【００１４】
鉄道のように架線から電力の供給を受けることができない自動車のような車両では、回転電機を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源を搭載している。本実施形態では、回転電機１１に電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧が２００〜４００［Ｖ］の高圧バッテリ６０（高圧直流電源）が備えられている。高圧バッテリ６０は、回転電機１１により発電された電力を蓄電することも可能である。
【００１５】
回転電機１１は、交流の回転電機であるから、高圧バッテリ６０と回転電機１１との間には、直流と交流との間で電力変換を行うインバータ１０が備えられている。インバータ１０と、高圧バッテリ６０との間には、直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ７が備えられている。平滑コンデンサ７は、回転電機１１の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧を安定化させる。平滑コンデンサ７と高圧バッテリ６０との間には、平滑コンデンサ７から回転電機１１までの回路と、高圧バッテリ６０との電気的な接続を切り離すことが可能なコンタクタ９が備えられている。本実施形態において、このコンタクタ９は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（electronic control unit）２００からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：system main relay）と称される。
【００１６】
車両には、高圧バッテリ６０の他に、高圧バッテリ６０よりも低電圧の電源である低圧バッテリ６１（第１低圧直流電源）も搭載されている。低圧バッテリ６１の電源電圧（＋Ｂ）は、例えば１２〜２４［Ｖ］である。低圧バッテリ６１は、オーディオシステムや灯火装置、室内照明、計器類のイルミネーション、パワーウィンドウなどの電装品や、これらを制御する制御装置に電力を供給する。尚、低圧バッテリ６１と高圧バッテリ６０とは、互いに絶縁されており、互いにフローティングの関係にある。
【００１７】
インバータ１０を制御するインバータ制御部１は、高圧バッテリ６０とは絶縁された低圧バッテリ６１から供給される電力により動作する。インバータ制御部１は、マイクロコンピュータなどの論理演算プロセッサを中核として構成されている。インバータ制御部１は、当該プロセッサや周辺ＩＣなどのハードウェアと、プログラムなどのソフトウェアとの協働によって実現される種々の機能部を有して構成されている。
【００１８】
インバータ１０は、高圧バッテリ６０の正極ＰＴ側の正極バスＰＢ（正極電源ライン）に接続される上段側スイッチング素子１２と、高圧バッテリ６０の負極ＮＴ側の負極バスＮＢ（負極電源ライン）に接続される下段側スイッチング素子１３とが直列接続されたアーム１４が、多相交流の相数に応じた複数相並列接続されたブリッジ回路として構成されている。本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）を利用する形態を例示している。
【００１９】
インバータ１０は高圧バッテリ６０に接続されているが、上述したように、インバータ１０を制御するインバータ制御部１は、低圧バッテリ６１に接続されている。また、高圧バッテリ６０と低圧バッテリ６１とは絶縁されており、インバータ１０とインバータ制御部１とは、互いに電気的にフローティングの関係にある。従って、インバータ制御部１により生成された制御信号、具体的にはＩＧＢＴのゲート駆動信号も、アイソレーション回路ＩＳを介してインバータ制御部１からインバータ１０に伝達される。本実施形態では、インバータ制御部１からインバータ１０に制御信号を伝達する第１アイソレーション回路ＩＳ１が絶縁素子であるフォトカプラＰＣを用いて構成されている例を示している。
【００２０】
また、インバータ制御部１は低圧バッテリ６１からの電力供給により動作するのに対して、インバータ１０のＩＧＢＴは高圧バッテリ６０の正負両極間に接続されており、インバータ制御部１が生成するゲート駆動信号の電圧ではＩＧＢＴを駆動することができない。このため、ゲート駆動信号の電圧を高くするために、例えば半導体ＩＣであるドライバＤＲを用いたドライバ回路ＤＣが第１アイソレーション回路ＩＳ１とインバータ１０との間に設けられている。
【００２１】
本実施形態では、ドライバ回路ＤＣの電源となるゲート駆動電源６３が、低圧バッテリ６１から電力を供給される形態で構成されている。ゲート駆動電源６３は、トランスを用いて構成されており、低圧バッテリ６１から電力の供給を受けるが、低圧バッテリ６１とは絶縁されたフローティング電源である。ゲート駆動電源６３の電源電圧は例えば１５［Ｖ］である。尚、本実施形態では、低圧バッテリ６１及びトランスを利用してゲート駆動電源６３が構成される例を示したが、ゲート駆動電源６３は、高圧バッテリ６０から電力の供給を受けて構成される形態を採ることも可能である。
【００２２】
ところで、上述したように、回転電機制御装置１００は、高圧バッテリ６０に接続される高圧回路系ＨＶと、低圧バッテリ６１に接続される低圧回路系ＬＶとの２系統の回路に大きく分類される。これら２つの回路系の間では、アイソレーション回路ＩＳを介して信号の授受が行われる。図１のブロック図では、これら２つの回路系の境界を絶縁ラインＩＬで示している。実際の回路基板や、回路ブロックにおいても、これら２つの回路系の境界には、所定の絶縁領域が設定されている。
【００２３】
ここで、コンタクタ９が閉じた状態から開放状態へ切り替わった場合を考える。上述したように、コンタクタ９はメカニカルリレーによって構成されているので、高圧バッテリ６０からインバータ１０側への電力の供給は直ちに遮断される。しかし、コンタクタ９とインバータ１０との間には、平滑コンデンサ７が接続されており、この平滑コンデンサ７は、高圧バッテリ６０と同電位となるまで充電されている。従って、コンタクタ９が開放状態となっても、平滑コンデンサ７に蓄積された電荷からインバータ１０へ電力が供給される。その電力の供給は、平滑コンデンサ７が充分に放電するまで継続される。
【００２４】
高圧バッテリ６０の電源電圧は、上述したように２００〜４００［Ｖ］である。従って、コンタクタ９を開放状態とした後でも、平滑コンデンサ７の端子間電圧はすぐには低下しない。このため、例えば回転電機１１やインバータ１０のメンテナンス等を行う場合には、平滑コンデンサ７の電位が充分に低下するまで待機する必要がある。この待機時間は、短いほど好ましい。そこで、平滑コンデンサ７の残存電荷を早く放電することができるように、放電制御部６が設けられている。図１に示すように、放電制御部６は、起動制御部２と、低圧電源回路３（第２低圧直流電源）と、放電負荷４と、短絡制御部５とを備えて構成されている。
【００２５】
起動制御部２は、インバータ制御部１からの放電指令ＤＩＳ、又は、低圧バッテリ６１（第１低圧直流電源）からの供給電圧が予め規定された基準電圧以下となったことを示す電圧検出結果に基づいて、第２低圧直流電源を起動させる。この電圧検出方法については、図２等を参照して後述する。尚、起動制御部２は、低圧回路系ＬＶに備えられる低圧側起動制御部２１と、高圧回路系ＨＶに備えられる高圧側起動制御部２２とを有して構成されている。低圧側起動制御部２１と高圧側起動制御部２２とは、電気的に絶縁されており、アイソレーション回路ＩＳを介して接続されている。本実施形態では、第２アイソレーション回路ＩＳ２が絶縁素子であるフォトカプラＰＣを用いて構成されている例を示している。第２アイソレーション回路ＩＳ２は、低圧回路系ＬＶのインバータ制御部１に備えられた低圧側起動制御部２１から、高圧側起動制御部２２に、放電指令ＤＩＳや上記電圧検出結果を伝達する。このように、本実施形態においては、起動制御部２は、低圧側起動制御部２１と、高圧側起動制御部２２と、第２アイソレーション回路ＩＳ２とを有して構成されている。
【００２６】
低圧電源回路３（第２低圧直流電源）は、平滑コンデンサ７に並列接続されて、高圧バッテリ６０よりも低電圧の直流電力を生成する回路である。低圧電源回路３（第２低圧直流電源）は、平滑コンデンサ７に並列接続されているために、コンタクタ９が開放状態となっても、平滑コンデンサ７に蓄積された電荷から電力の供給を受けて、直流電力を生成することができる。放電負荷４は、低圧電源回路３（第２低圧直流電源）に接続されて、コンタクタ９が開放状態となった際に、低圧電源回路３を介して平滑コンデンサ７の電荷を消費し、平滑コンデンサ７を放電させる。短絡制御部５は、複数組のアーム１４（インバータ１０の直流側の正負両極間に直列接続されて相補的に動作する複数組の上段側スイッチング素子１２及び下段側スイッチング素子１３）の内、全ての下段側スイッチング素子１３を導通させる短絡制御を、低圧電源回路３から供給される電力を用いて実行する。
【００２７】
図２から図４の回路ブロック図は、放電制御部６の構成例を模式的に示している。図２から図４の回路構成は、それぞれ異なる構成を示しているが、起動制御部２の構成については同様である。また、図２から図４の回路構成において、低圧電源回路３は、スイッチング素子を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにより構成されている。図２及び図３では、低圧電源回路３は、トランス３２を用いた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにより構成されており、図４では、低圧電源回路３は、チョークコイルＬ（インダクタ）を用いたバックコンバータによって構成されている。また、図２及び図４では、放電負荷４は、低圧電源回路３の出力側に接続されているのに対し、図３では、放電負荷４は、低圧電源回路３の入力側に接続されている。
【００２８】
はじめに、図２から図４に共通する起動制御部２の構成について説明する。放電指令ＤＩＳが非アクティブな場合（ローレベル；低圧回路系ＬＶのグラウンドレベル）には、第１起動スイッチＴｒ１がオフ状態である。従って、第２アイソレーション回路ＩＳ２（フォトカプラＰＣ）の低圧回路系ＬＶのフォトダイオードに電流が流れて点灯し、高圧回路系ＨＶのフォトトランジスタがオン状態となる。一方、放電指令ＤＩＳがアクティブな場合（ハイレベル；第１起動スイッチＴｒ１をオンすることができる電圧レベル）には、第１起動スイッチＴｒ１がオン状態となる。その結果、電流はフォトダイオードではなく、第１起動スイッチＴｒ１を流れ、フォトダイオードが消灯して、フォトトランジスタがオフ状態となる。即ち、起動信号（放電指令ＤＩＳ）が、低圧側起動制御部２１から高圧側起動制御部２２に伝達される。換言すれば、第２アイソレーション回路ＩＳ２（フォトカプラＰＣ）の高圧回路系ＨＶのフォトトランジスタがオフ状態となることが、高圧側起動制御部２２の起動条件となる。
【００２９】
また、低圧バッテリ６１の電圧（＋Ｂ）が予め規定された基準電圧以下となった場合、具体的には、フォトダイオードが点灯するために必要な電流を流せない程度に低圧バッテリ６１の電圧（＋Ｂ）が低下した場合にも、フォトダイオードが消灯して、フォトトランジスタがオフ状態となる。これによって、高圧側起動制御部２２の起動条件が成立する。“フォトダイオードが点灯するために必要な電流を流すことができる電圧”は、上述した“基準電圧”に相当する。第２アイソレーション回路ＩＳ２（フォトカプラＰＣ）のフォトダイオードは、低圧バッテリ６１からの供給電圧が予め規定された基準電圧以下となったことを検出する電圧検出部に対応するものであり、その“電圧検出結果”はフォトダイオードが消灯することによって示される起動信号として高圧側起動制御部２２に伝達される。
【００３０】
例えば低圧バッテリ６１からインバータ制御部１を含む回転電機制御装置１００への電力供給が絶たれたような場合には、放電指令ＤＩＳにより放電制御を起動することができなくなる。しかし、低圧側起動制御部２１は、低圧バッテリ６１からの供給電圧が低下した場合には、放電指令ＤＩＳの状態に拘わらず、起動信号を高圧側起動制御部２２に伝達することができる。
【００３１】
高圧側起動制御部２２において、第２アイソレーション回路ＩＳ２（フォトカプラＰＣ）のフォトトランジスタは、インバータ１０の直流側の正負両極間に、制限抵抗Ｒ２２と直列接続されると共に、ツェナーダイオードＺＤと並列接続されている。フォトトランジスタがオン状態の場合には、ツェナーダイオードＺＤには電流は流れず、第２起動スイッチＴｒ２のベース端子には負極Ｎとの間にほとんど電圧が生じず、第２起動スイッチＴｒ２はオフ状態となる。フォトトランジスタがオフ状態の場合には、ツェナーダイオードＺＤに電流が流れ、ツェナーダイオードＺＤの電気的特性に応じた電圧（ツェナー電圧）が生じる（例えば１５［Ｖ］）。第２起動スイッチＴｒ２のエミッタ端子には、この電圧（ツェナー電圧）に応じた電圧（正確にはベース−エミッタ間のダイオードの順方向電圧により０．６〜０．７［Ｖ］程度降下した電圧）が現れる。このように、第２起動スイッチＴｒ２のエミッタ端子に現れる電圧によって、低圧電源回路３が動作する。
【００３２】
図２に示す構成において、低圧電源回路３はトランス３２を用いた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである。電源制御回路３１は、電源制御スイッチＴｒ３をスイッチング制御することで、トランス３２の一次側コイル（入力側）に流れる電流（一次側コイルのエネルギー）を制御して、二次側コイル（出力側）に予め規定された電圧（Ｖｓ；例えば１６［Ｖ］）を生じさせる。この電圧（Ｖｓ）は、電源制御回路３１にフィードバックされており、電源制御スイッチＴｒ３はフィードバック制御される。
【００３３】
図２に示す構成において、低圧電源回路３の出力側には、放電負荷４が並列に接続される（図４に示す構成においても同様）。低圧電源回路３は、一定の電圧（Ｖｓ）を出力する低電圧源であるから、放電負荷４に流れる電流も一定値となる。ところで、インバータ１０の正負両極間（Ｐ−Ｎ間）に、例えば平滑コンデンサ７と並列に放電抵抗などの負荷が備えられる場合があるが、このような放電抵抗は、インバータ１０の正負両極間電圧に対応する定格電力が必要である。これに対して、本実施形態における放電負荷４は、低圧電源回路３の出力電圧に対応する定格電力であれば充分である。
【００３４】
また、平滑コンデンサ７に並列に放電抵抗が備えられるような場合には、通常動作時における電力消費を抑制するために、当該放電抵抗に直列に放電用のスイッチとしてスイッチング素子が備えられることが多い。当然ながらこのスイッチング素子も、放電抵抗と同様の耐圧や定格電力が要求される。図２に示す回路では、そのような高耐圧・高定格電力のスイッチング素子も不要である。
【００３５】
図５は、平滑コンデンサの放電特性の一例を示しており、図６は、放電用の負荷の消費電力特性の一例を示している。図５及び図６において符号“Ａ”は本実施形態の放電負荷４の特性を示しており、符号“Ｂ”はインバータ１０の正負両極間（Ｐ−Ｎ間）に備えられた放電抵抗の特性を示している。横軸における時間“Ｔｔ”は、放電制御の目標時間内に設定された時間であり、何れの方法を用いた場合にも、平滑コンデンサ７の電圧が放電開始から目標値（目標電圧）である“Ｖｔ”まで低下する時間を示している。図５を参照すれば、放電開始からの電圧の低下の度合いは、“Ｂ”の方が大きいが、“Ａ”も目標値（目標電圧）“Ｖｔ”まで電圧が低下する時間“Ｔｔ”は満足しており、本実施形態に係る放電制御が充分に実用的であることがわかる。
【００３６】
また、図６に示すように、放電負荷４が低電圧源に接続された“Ａ”は、当然ながら一定の消費電力“Ｗ２”である。一方、インバータ１０の正負両極間（Ｐ−Ｎ間）、つまり、放電によって電圧が変化していく平滑コンデンサ７に並列接続された放電抵抗は、放電開始から時間“Ｔｔ”を経過するまでに、“Ｗ２”よりも遙かに大きい“Ｗ３”から、“Ｗ２”よりも小さい“Ｗ１”まで消費電力が変化する。つまり、“Ｗ３”の消費電力を満足する定格の負荷（抵抗）を用いる必要があるので、負荷のサイズは、放電負荷４よりも大きくなる。換言すれば、放電負荷４は、一定の消費電力“Ｗ２”を満足すれば足りるので、そのサイズが大きくなることを抑制することができる。
【００３７】
尚、図６において、時間“０”における縦軸、電力“０”における横軸、時間“Ｔｔ”における縦軸、特性曲線によって囲まれる範囲の面積は、特性曲線が“Ａ”の場合と“Ｂ”の場合とで同一である。つまり、放電開始から時間“Ｔｔ”を経過するまでに放電負荷４（あるいは放電抵抗）が消費するエネルギーは等しい。つまり、同じエネルギーを消費させるに際して、本実施形態ではより定格電力が小さい負荷（例えば抵抗器）を用いることができる。
【００３８】
ところで、平滑コンデンサ７の電荷は、放電負荷４によって消費されるだけではなく、インバータ１０によっても消費することができる。具体的には、低圧電源回路３から供給される電力によって動作する短絡制御部５は、アーム１４の内、下段側スイッチング素子１３を導通させる短絡制御を行って平滑コンデンサ７の電荷を消費させる。短絡制御部５は、低圧電源回路３から電圧“Ｖｓ”が入力された際に短絡制御を実行する。尚、この際、短絡制御の実行要否を判定し、実行が必要と判定された場合に短絡制御を実行するように構成されていても好適である。例えば、コンタクタ９が開放状態となった後に回転電機１１が回転を続けていると、回転電機１１により発電された電力が高圧バッテリ６０に回生されない。この際、インバータ１０のスイッチング素子（１２，１３）が全てオフ状態であると、発電された電力が平滑コンデンサ７に充電される。従って、特にコンタクタ９が開放状態となった後に回転電機１１が回転を続けている場合に、短絡制御が実行されると好適である。
【００３９】
さらに、本実施形態によれば、高圧側起動制御部２２、低圧電源回路３なども平滑コンデンサ７に蓄積された電荷を用いて動作する。つまり、放電制御部６は、低圧バッテリ６１など、制御回路（インバータ制御部１）の電源を喪失したとしても平滑コンデンサ７の蓄積電荷を放電させることができるにとどまらず、放電制御部６の動作自体によっても、平滑コンデンサ７の電荷を消費し、より早く放電を完了させることができる。平滑コンデンサ７の端子間電圧が、放電制御部６を動作させることができないほど低下した場合には、放電制御部６も動作する必要がない（放電の必要がない）ので、問題はない。
【００４０】
図２の回路例に比べて図３の回路例では、放電負荷４に電力を供給する放電用の電源と、短絡制御部５に電力を供給する短絡用の電源とが、それぞれに別に構成される点が異なっている。短絡用の電源は、図２に示す回路例と同様に、低圧電源回路３の出力側から電力を共有される。これに対して、放電用の電源は、低圧電源回路３の入力側に構築されている。即ち、図３に示す回路例では、図２に示す回路例と異なり、低圧電源回路３の入力側に、放電負荷４が接続される。
【００４１】
より具体的には、トランス３２を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの一次側コイルに直列に放電負荷４が接続されている。この際、放電負荷４に対して並列にコンデンサが接続され、このコンデンサの両端電圧“Ｖｄｉｓ”が放電用の電源として、放電負荷４に印加される。この電圧“Ｖｄｉｓ”は、一次側コイルの巻き数を“Ｎｐ”、二次側コイルの巻き数を“Ｎｓ”として、概ね“Ｖｓ×（Ｎｐ／Ｎｓ）”となる。この電圧“Ｖｄｉｓ”は、正極Ｐを基準として低電位側に生成される。一次側コイルと二次側コイルの巻き数が同じ場合には（Ｎｐ＝Ｎｓ）、概ね“Ｖｄｉｓ＝Ｖｓ”となるから、放電負荷４に印加される電圧、及び消費電力は図２を参照して説明した回路例と同様となる。
【００４２】
ところで、図３の回路例では、電源制御スイッチＴｒ３がオフ状態となった際に、反射電圧が生じにくく、電源制御スイッチＴｒ３の耐圧の余裕を小さくすることができる。具体的には、図２の回路例では、電源制御スイッチＴｒ３のドレイン端子（一次側コイルと電源制御スイッチＴｒ３との接続ライン）に、電源制御スイッチＴｒ３がオフ状態となった際に、“Ｐ＋（Ｖｓ×（Ｎｐ／Ｎｓ））”の電位が現れ、正極Ｐよりも高い電位となる。これに対して、図３の回路例では、電源制御スイッチＴｒ３がオフ状態となった際の電位が正極Ｐの電位までに抑制されるため、図２の回路例に比べて、電源制御スイッチＴｒ３の耐圧を低く抑えることができる。
【００４３】
また、図３の回路例では、電源制御スイッチＴｒ３のピーク電流も小さくなるので、スイッチング損失も低減される。また、トランス３２の二次側に放電負荷が接続されないので、二次側の消費電力が少なくなり、二次側コイルの線径を小さくすることができる。その結果、トランス３２を小型化することができる。
【００４４】
図４の構成は、図２の構成に対してＤＣ−ＤＣコンバータの構成が異なるのみで、その他の構成は共通であるから、詳細な説明は省略する。図４の回路例における低圧電源回路３は、上述したようにチョークコイルＬ（インダクタ）を用いたバックコンバータである。ここでは、低圧電源回路３として、トランス３２を用いた絶縁型、並びにバックコンバータを例示したが、これらとは異なる形式のコンバータによって低圧電源回路３が構成されることを妨げるものではない。図２及び図４に示すように、低圧電源回路３の構成に拘わらず、低圧電源回路３の出力側に放電負荷４を接続することによって、一定の消費電力で放電負荷４に平滑コンデンサ７の電荷を消費させることが可能である。
【００４５】
以上、説明したように、本発明によれば、回路の規模の増大を抑制しつつ、制御回路の電源を喪失したとしてもインバータの平滑コンデンサの蓄積電荷を放電させることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明は、直流電源とインバータとの間に介在された平滑コンデンサの電荷を放電させる放電制御装置に利用することができる。
【符号の説明】
【００４７】
１        ：インバータ制御部
２        ：起動制御部
３        ：低圧電源回路（第２低圧直流電源）
４        ：放電負荷
５        ：短絡制御部
６        ：放電制御部
７        ：平滑コンデンサ
１０      ：インバータ
１１      ：回転電機
１２      ：上段側スイッチング素子
１３      ：下段側スイッチング素子
６０      ：高圧バッテリ（高圧直流電源）
６１      ：低圧バッテリ（第１低圧直流電源）
１００    ：回転電機制御装置（放電制御装置）
ＤＩＳ    ：放電指令
Ｔｒ１    ：第１起動スイッチ
Ｔｒ２    ：第２起動スイッチ
Ｔｒ３    ：電源制御スイッチ（ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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