(57)【要約】【課題】出力電圧の可変範囲を大きくすることを目的とするもの。【解決手段】任意の出力電圧を設定するための設定信号を発する指示制御部１１と、出力端子１２の電圧を検出して検出信号を発する出力電圧検出部１３と、設定信号と検出信号とを比較して補正信号を発する比較制御部１４と、補正信号と基準発振信号とから制御信号を生成して発信する制御信号生成部１５と、制御信号によって制御されるスイッチング素子１６と、スイッチング素子１６に一次巻線１８が接続されたトランス１７と、トランス１７の二次巻線１９と出力端子１２との間に接続された整流部２０とを備え、制御信号生成部１５では、基準発信信号を補正信号によって振幅変調させたうえで電圧から電流へと変換することにより制御信号を生成し、スイッチング素子１６の動作を電流によって制御することを特徴としたもの。【選択図】図１
2015050841.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
任意の出力電圧を設定するための設定信号を発する指示制御部と、
出力端子の電圧を検出して検出信号を発する出力電圧検出部と、
前記設定信号と前記検出信号とを比較して補正信号を発する比較制御部と、
前記補正信号と基準発振信号とから制御信号を生成して発信する制御信号生成部と、
前記制御信号によって制御されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に一次巻線が接続されたトランスと、
前記トランスの二次巻線と前記出力端子との間に接続された整流部とを備え、
前記制御信号生成部では、前記基準発振信号を前記補正信号によって振幅変調させたうえで電圧から電流へと変換することにより制御信号を生成し、
前記スイッチング素子の動作を電流によって制御する他励式電源。
【請求項２】
前記基準発振信号は前記制御信号が流れる時間を一定とするように制御された請求項１に記載の他励式電源。
【請求項３】
前記スイッチング素子はバイポーラトランジスタとした請求項１に記載の他励式電源。
【請求項４】
前記制御信号は基準間隔を有し、
前回の前記制御信号が停止してから前記基準間隔に対応した時間が経過した時点で前記制御信号生成部は前記一次巻線の電圧と前記一次巻線へ給電している直流給電電圧とを比較するとともに前記一次巻線の電圧が前記一次巻線への直流給電電圧と同等であると判断した際に次回の前記制御信号を流す請求項２に記載の他励式電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器に使用される他励式電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
以下、従来の他励式電源について図面を用いて説明する。図３は従来の他励式電源の構成を示した回路ブロック図であり、比較制御部１は制御機能部２からの信号と出力端子３に接続された検出回路４からの信号との比較演算を行い、この演算結果の信号をＰＷＭ信号生成部５へと出力している。また、ＰＷＭ信号生成部５は比較制御部１から出力された信号と発振回路部６からの信号との比較演算を行い、この演算結果をＰＷＭ信号としてスイッチング素子７へスイッチング制御のための信号として発振している。そして、スイッチング素子７とトランス８とは、制御機能部２からの指示に基づいたＰＷＭ信号による制御に対応する電圧として整流回路部９を介して出力端子３へと出力し、出力端子３からは負荷１０へと電力が供給されている。
【０００３】
ここで従来の他励式電源の動作として、ＰＷＭ信号生成部５での演算とスイッチング素子７を制御するためのＰＷＭ信号と、トランス８の一次側に発生する電圧を図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のタイミングチャートを用いて説明する。またここでは、図４（ａ）のＶｏｓｃ、Ｖｃｏｍｐ、図４（ｂ）のＶｐｗｍ、図４（ｃ）のＶｔ１はそれぞれ、図３に示す発振回路部６からの出力信号、比較制御部１の出力信号、ＰＷＭ信号生成部５からのＰＷＭ信号、トランス８の一次巻線電圧に相当する。
【０００４】
図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すように、ＶｏｓｃとＶｃｏｍｐとの差分はＶｐｗｍの幅であるオンデューティとして反映され、このオンデューティ時間に対応したスイッチング動作により、Ｖｔ１が生成される。そして図３に示すトランス８の一次側に発生する電圧であるＶｔ１はトランス８の巻数比に対応した倍率に昇圧されるとともに整流回路部９で直流電圧へと整流され、出力端子３から負荷１０へと所定の電圧によって電力が供給される。
【０００５】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば特許文献１が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−１５５５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来の他励式電源ではトランス８の二次側に現れる電圧は、一次側電圧であるＶｔ１のピーク電圧であるＶｐと０（Ｖ）との電位差に該当するＶｐに巻数比を乗じた値となり、つまりＶｐは最小値であってもＶｃｃに相当する電圧の値となるため、二次側の電圧もまた最小値でもＶｃｃに巻数比を乗じた値に近くなる。
【０００８】
この結果、上記の巻数比を適用したトランス８においては、その二次側の電圧は小さな値に抑制することが容易ではなく、出力端子３への出力電圧の可変範囲が小さくなるという課題を有するものであった。
【０００９】
そこで本発明は、出力電圧の可変範囲を大きくすることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
そして、この目的を達成するために、任意の出力電圧を設定するための設定信号を発する指示制御部と、出力端子の電圧を検出して検出信号を発する出力電圧検出部と、前記設定信号と前記検出信号とを比較して補正信号を発する比較制御部と、前記補正信号と基準発振信号とから制御信号を生成して発信する制御信号生成部と、前記制御信号によって制御されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子に一次巻線が接続されたトランスと、前記トランスの二次巻線と前記出力端子との間に接続された整流部とを備え、前記制御信号生成部では、前記基準発信信号を前記補正信号によって振幅変調させたうえで電圧から電流へと変換することにより制御信号を生成し、前記スイッチング素子の動作を電流によって制御することを特徴としたものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、トランスの一次側に発生させる電位差を小さな値から所定の値までの間の連続した値から任意の値とすることができ、その結果、出力電圧の可変範囲を大きくすることができるものである。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態における他励式電源の回路ブロック図
【図２】本発明の実施の形態における他励式電源のタイミングチャート
【図３】従来の他励式電源の回路ブロック図
【図４】従来の他励式電源のタイミングチャート
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態の一例について図面を用いて説明する。
【００１４】
（実施の形態）
図１は本発明の実施の形態における他励式電源の構成を示す回路ブロック図である。ここでは、任意の出力電圧を設定するための設定信号を発する指示制御部１１と、出力端子１２の電圧を検出して検出信号を発する出力電圧検出部１３とが比較制御部１４に接続されている。そして、設定信号と検出信号とを比較したうえで、比較制御部１４はその結果を比較補正信号として出力している。さらに、制御信号生成部１５は比較補正信号と基準発振信号とから制御信号を生成して発信し、この制御信号によってスイッチング素子１６のスイッチング動作が制御される。また、スイッチング素子１６にはトランス１７の一次巻線１８が接続されているとともに、トランス１７の二次巻線１９には整流部２０を介して出力端子１２が接続されている。これにより、指示制御部１１から任意の出力電圧を選択、あるいは設定し、この指示に応じて出力電圧が出力端子１２から負荷２１へ安定して供給されることとなる。
【００１５】
ここで、制御信号生成部１５では、比較補正信号を用いることによって基準発振信号を振幅変調させている。そして、振幅変調したあとの信号をＶＩ変換器１５ａによって電圧から電流へと変換することにより制御信号を生成し、スイッチング素子１６のスイッチング動作を電流によって制御している。
【００１６】
以上の構成および動作により、スイッチング素子１６のスイッチングの状態を制御することによってトランス１７の一次巻線１８に発生させる電位差を広い範囲で連続した値の中から自由に選択して設定することができる。これはスイッチング素子１６のスイッチング動作をベース電流Ｉｂにより不飽和領域で、あるいは不飽和領域と飽和領域との双方で制御していることにより、トランス１７の一次巻線１８へＶｃｃから供給する電圧値を緻密に変化させるように制御することが可能であることによるものである。
【００１７】
以下でこの動作について図１および図２（ａ）〜（ｄ）を用いることによって詳しく説明を行う。上記の構成における動作として、制御信号生成部１５の基準発振信号Ｖｏｓｃ、比較制御部１４の比較補正信号Ｖｃｏｍｐおよび制御信号生成部１５の振幅変調後の信号Ｖｃｏｎｔ、ＶＩ変換器１５ａによるＶＩ変換後の制御信号Ｉｂ、トランス１７の一次巻線１８に生じる電圧Ｖｔ１を図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のタイミングチャートを用いて説明する。
【００１８】
まず、Ｖｏｓｃの波形は、制御信号生成部１５内のパルス発振器２２によって発せられる電圧の波形である。このＶｏｓｃをパルス発振器２２は発振用スイッチング素子２３のベース端子２３ｂへ供給している。
【００１９】
次に、Ｖｃｏｍｐの波形は、比較制御部１４内の比較器２４によって発せられる電圧である。このＶｃｏｍｐが示す電圧は、指示制御部１１によって出力が要求された電圧と、出力電圧検出部１３で検出された出力端子１２の電圧との差に対応するものである。このタイミングチャートの例では、概ね時間が進む（タイミングチャート中の右方向に進む）につれて、指示制御部１１によって要求される出力電圧に比較して、検出された出力端子１２の出力電圧が低くなっていることを示している。
【００２０】
また、Ｖｃｏｎｔの波形は、制御信号生成部１５が比較制御部１４から出力された電圧のＶｃｏｍｐを用いてパルス発振器２２から発せられたパルス信号Ｖｏｓｃを反転させてその振幅を変調させた結果の電圧である。ここで、制御信号生成部１５での変調の動作は、パルス発振器２２の信号を発振用スイッチング素子２３のベース端子２３ｂへ供給するとともに、発振用スイッチング素子２３のコレクタ端子２３ｃを比較制御部１４の出力側へ接続することで、Ｖｏｓｃを反転させたうえでＶｃｏｍｐに応じて振幅に変化を加えられた様々なパルスからなるＶｃｏｎｔが生成される。
【００２１】
そして、Ｉｂの波形は、Ｖｃｏｎｔを電圧から電流へと変換した結果の電流であり、制御信号生成部１５内に設けたＶＩ変換器１５ａによって電圧から電流への変換が行われ、Ｉｂはスイッチング素子１６へベース電流として供給されることとなる。
【００２２】
ここで、スイッチング素子１６としては電流検出素子（図示せず）を接続することでＦＥＴを適用しても構わないが、電流制御型であるバイポーラトランジスタを用いることにより、不飽和領域でのベース電流Ｉｂに連続して対応したＩｅを流すことで、Ｖｃｃが供給されているトランス１７の一次巻線１８の電圧を変化させている。そして、Ｖｔ１の波形は一次巻線１８に発生するこの電圧であり、Ｖｔ１の電圧は先にも述べたようにベース電流Ｉｂに連続して対応したＩｅを用いて発生させるため、Ｖｔ１の下限値であるＶｂを任意の値としてベース電流Ｉｂによって制御することが可能となる。
【００２３】
つまり、一次電圧波形を一次電流へと変換し、さらにこの一次電流であるベース電流による制御でのフライバック電圧を利用することで、Ｖｂの値は非常に小さな０（Ｖ）に近い値からＶｃｃに近い値を選択することができる。この実施の形態では、フライバック電圧を使用した場合を用いて説明したが、ベース電流による制御でのフォワード電圧を利用しても構わない。
【００２４】
この制御方法は言い換えると、出力電圧が低出力側となる動作時にスイッチング素子１６は不飽和領域で動作させているものである。このため、トランス１７の一次巻線１８に発生する電圧に該当するＶｐとＶｂとの電位差を、ＶｂがＶｃｃに近い場合の非常に小さな電位差から、スイッチング素子１６が飽和領域となるＶｂが０（Ｖ）に近い場合の大きな電位差までの範囲とできる。従って、ＶｐとＶｂとの電位差の最小値と最大値との比率を大きな値として設定することが可能となる。
【００２５】
つまり、Ｖｐの値を大きな電圧値としなくても、ＶｐとＶｂとの電位差の最小値と最大値との比率を大きな値とすることができる。これにより、スイッチング素子１６は過剰な電圧を印加させられることがないためスイッチング素子１６の信頼性を維持、向上させることができるとともに、様々な特性のスイッチング素子１６を選択することが可能となるのは言うまでもない。
【００２６】
また、ここでは制御信号生成部１５で振幅変調されたＶｃｏｎｔや、ＶＩ変換器１５ａでＶＩ変換された後の制御信号Ｉｂはともに、電源が動作している期間においてパルス幅を一定とした電圧、電流の信号としている。これらは、制御信号生成部１５内のパルス発振器２２のパルス幅が予め規定されていることとなる。これは、パルス発振器２２の動作はフィードバックなどによりパルス発振器２２以外の動作や機能から制約を受けることがなく、またその必要が無いものである。このため、パルス発振器２２そのものの動作は独立したものであり、出力電圧検出部１３からの検出信号に応じて変化するものではない。従って、パルス発振器２２は制御信号生成部１５あるいは電源装置である他励式電源の内部あるいは外部の何れに配置しても構わないものであり、例えば、電源装置を適用するセットに配置された発振器をパルス発振器２２として接続して他励式電源を動作させても構わない。これにより、電源装置の簡素化や低コスト化を図ることが可能であるとともに、パルス発振器２２は電源装置に適用するにあたっての調整等を何ら必要としないものである。
【００２７】
またさらに、パルス発振器２２から発せられる信号にパルス幅が予め規定された固定パルスを用い、ベース電流Ｉｂが流れる時間を固定することでも、過剰な電圧がスイッチング素子１６で発生する状態を制限、抑制することができる。
【００２８】
仮に、パルス発振器２２から発せられる信号であるＶｏｓｃのパルス幅を変化させる場合、ベース電流Ｉｂは、ＶｏｓｃがＬＯＷである期間に対応して且つＶｏｓｃがＬＯＷとなってからの時間の経過に伴って概ね上昇することになる。そして、ベース電流Ｉｂに応じて図２（ｄ）に示すＶｔ１が変動することになる。ここで、図２（ｃ）に示すベース電流Ｉｂに対するＶｔ１の変動は、図１に示すスイッチング素子１６が有するｈｆｅ値に依存することとなる。つまり、個々のスイッチング素子１６が有するｈｆｅ値のばらつきによって、Ｖｔ１とベース電流Ｉｂとの関係もばらつくこととなる。
【００２９】
特に、ｈｆｅ値が大きく、かつ、長い期間にわたってベース電流Ｉｂが時間とともに増加する場合などでは、スイッチング素子１６が大きなベース電流Ｉｂによって飽和状態での制御となり、スイッチング素子１６の動作により一次巻線１８に蓄えられたエネルギーに基づいて出力端子１２に異常な高電圧を発生させる事態が生じることとなる。この結果として、スイッチング素子１６に大きな負担をかけることとともに、二次側の高電圧部に対する絶縁を強化しなければならないという弊害が生じることとなる。
【００３０】
これに対して、パルス発振器２２から発せられる信号のパルス幅を固定させる場合、ベース電流Ｉｂが流れる時間はＶｏｓｃがＬＯＷの状態である時間相当に制限されることとなる。そしてここでも、ベース電流Ｉｂに応じてＶｔ１が変動することになり、ベース電流Ｉｂに対するＶｔ１の変動は、スイッチング素子１６が有するｈｆｅ値に依存することとなる。よって、個々のスイッチング素子１６が有するｈｆｅ値のばらつきによって、Ｖｔ１とベース電流Ｉｂとの関係もばらつきが生じることとなる。
【００３１】
しかしながら、スイッチング素子１６のｈｆｅ値が上限側へと大きく、かつ、ベース電流Ｉｂが大きな値の場合であっても、スイッチング素子１６が大きなベース電流Ｉｂによって飽和状態で制御されることになるものの、飽和状態が継続する時間は限定されることとなる。このため、スイッチング素子１６の動作によって一次巻線１８に蓄えられるエネルギーもまた限定されることとなる。そして、パルス発振器２２から発せられるＶｏｓｃのＬＯＷ側の時間幅を固定し、ベース電流Ｉｂが流れる時間を固定することは、出力端子１２に異常な高電圧が発生することを抑制することとなる。この結果として、スイッチング素子１６に大きな負担をかけることや、二次側の高電圧部に対する絶縁を強化しなければならないという弊害は生じにくくなる。
【００３２】
さらに、ベース電流Ｉｂが流れる時間を固定することで出力電圧の上限値を限定し、これによってトランス１７の適切な設計が可能となる。つまり、スイッチング素子１６に加わる電圧の上限をベース電流Ｉｂが流れる時間によって概ね規定できることと同様に、トランス１７に加わる電圧の上限値もまたベース電流Ｉｂが流れる時間によって概ね規定できることとなる。よって、ベース電流Ｉｂが流れる時間に対応した電圧の上限値において適切な磁気飽和特性を有するトランス１７を用いれば、適切なトランス１７の動作が可能となるとともに、無駄のないトランス１７の設計が可能ともなる。またあるいは、これらとは逆にトランス１７やスイッチング素子１６の特性に対応するように、パルス幅を設定しても構わない。
【００３３】
またこの一方で、スイッチング素子１６のｈｆｅ値が下限側へと小さな値へとばらついた場合は、当然ながら出力端子１２から出力される電圧も下限側となるが、先にも述べたようにｈｆｅ値が上限側にある場合にはベース電流Ｉｂが流れる時間による時間的制限に応じて出力電圧も制限を受けている。このことから、ｈｆｅ値が下限側である際の最大出力電圧に対する、ｈｆｅ値が上限側である際の最大出力電圧の比率は、ｈｆｅ下限値に対するｈｆｅ上限値の比率に比べて圧縮された値となる。つまり、見かけのｈｆｅ値のばらつきに比較して、最大出力電圧のばらつきは小さくすることができるものである。また、出力電圧の下限側に関してはスイッチング素子１６を未飽和領域で動作させているため、ｈｆｅ値が上限側あるいは下限側の何れであっても関係なく所望の出力電圧への制御は可能である。
【００３４】
ここでは、パルス発振器２２から発せられる信号であるＶｏｓｃのＬＯＷ側の幅を固定させることでベース電流Ｉｂが流れる時間を固定させることについて説明したが、個々のＬＯＷ側の幅を固定したうえで個々のＨＩＧＨ側の幅を変化させても構わない。
【００３５】
例えば、出力端子１２における出力電圧あるいはトランス１７の一次巻線１８に生じる電圧であるＶｔ１が大きな値となった場合に個々のベース電流Ｉｂにおけるパルス間隔が不足して狭くなると、Ｖｔ１がＶｃｃの水準まで低下する前にベース電流Ｉｂが再度上昇を始めるため、Ｖｃｃよりも高い電圧値からＶｔ１は急激にＶｂへと移ることとなる。このため、スイッチング素子１６のコレクタ電流が増加し、電力損失が増加することになる。
【００３６】
そこで、Ｖｔ１の安定化を図るためにまず制御信号生成部１５に設けた発振制御部１５ｂはＶｔ１とＶｃｃとを比較する。そして、Ｖｔ１がＶｃｃの値へと低下するまではパルス発振器２２はＨＩＧＨの状態を継続して信号を発する。これにより次のベース電流Ｉｂが立ち上がらないように、発振制御部１５ｂはパルス発振器２２を制御する。これは詳細として、パルス発振器２２がＨＩＧＨ状態を発する基準時間が経過後においてＶｔ１がＶｃｃに既に達している場合は基準時間どおりにＨＩＧＨ状態を終えて予め固定された時間であるＬＯＷ状態へと移り、ベース電流Ｉｂが流れ始めることとなる。そしてこの一方で、パルス発振器２２がＨＩＧＨ状態の信号を発する基準時間が経過後においてＶｔ１がＶｃｃよりも高くなっている状態では、Ｖｔ１がＶｃｃの水準へと低下するまでパルス発振器２２がＨＩＧＨ状態を継続するように発振制御部１５ｂが指示する。そのうえで、Ｖｔ１がＶｃｃの水準まで低下した時点でパルス発振器２２がＬＯＷ状態へと移り、ベース電流Ｉｂが流れ始めるように発振制御部１５ｂはパルス発振器２２を制御する。このようにして、パルス発振器２２が発する信号と、Ｖｔ１が所定値となるタイミングとを同期させる。
【００３７】
これにより、個々のベース電流ＩｂはＶｔ１を安定した値で出力できるように最適のタイミングで流れることになり、結果としてスイッチング素子１６のコレクタ電流が増加することに伴う電力損失を抑制することができる。
【００３８】
以上のように、本発明の他励式電源では、スイッチング素子１６を電流制御することで、スイッチング素子１６の未飽和領域で動作させることで、出力電圧の制御範囲を大きくするとともに、スイッチング素子１６に加わる過剰電圧を抑制するものである。また、制御のためのパルス信号はパルス幅を固定したものとすることで、飽和動作期間を限定することでスイッチング素子１６に加わる過剰電圧を抑制し、二次側の高電圧が加わる部分における絶縁性の劣化を抑制するものである。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明の他励式電源は、出力電圧の可変範囲を大きくすることができるという効果を有し、各種電子機器において有用である。
【符号の説明】
【００４０】
１１  指示制御部
１２  出力端子
１３  出力電圧検出部
１４  比較制御部
１５  制御信号生成部
１５ａ  ＶＩ変換器
１５ｂ  発振制御部
１６  スイッチング素子
１７  トランス
１８  一次巻線
１９  二次巻線
２０  整流部
２１  負荷
２２  パルス発振器
２３  発振用スイッチング素子
２３ｂ  ベース端子
２３ｃ  コレクタ端子
２４  比較器
【図１】
2015050841.tif 000003
【図２】
2015050841.tif 000004
【図３】
2015050841.tif 000005
【図４】
2015050841.tif 000006