(57)【要約】【課題】電流制御の励磁信号を生成する電圧電流変換回路の異常発振を抑制し、広い温度範囲においてノイズを抑制し、オフセットの温度による変動を抑制する磁気素子制御装置を提供する。【解決手段】本発明は、駆動及び検出コイルからなるＦＧ型の磁気素子に印加される定常磁界を、磁気平衡式で測定する制御を行う磁気素子制御装置であり、出力端子と入力端子とのいずれかにコンデンサと抵抗とが直列接続された差動増幅器による電圧電流変換を行い、交番信号から励磁コイルに印加する、電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整部と、励磁信号の電流方向の変化で発生する検出信号を検出する検出信号比較部と、検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号変換部と、電圧情報から帰還信号を生成する帰還信号調整部と、帰還信号を磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換部とを有し、交番信号に帰還信号を重畳した励磁信号を生成する。【選択図】図１
2015055543.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
励磁コイル及び検出コイルからなるフラックスゲート型の磁気素子に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、当該磁気素子の制御を行う磁気素子制御装置であり、
交番信号を生成する励磁信号生成部と、
差動増幅器による電圧電流変換回路を有し、当該差動増幅器の出力端子と入力端子とのいずれかに、コンデンサと抵抗とを直列接続した直列回路が設けられており、前記交番信号に基づいて、前記出力端子及び前記入力端子との間に介挿される前記励磁コイルに印加する、電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整部と、
前記励磁信号の電流方向が切替る際の誘導起電力で発生する正又は負電圧の検出信号を検出する検出信号比較部と、
正電圧及び負電圧の検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号変換部と、
前記電圧情報から前記磁気素子に印加されている定常磁界をキャンセルする磁界を発生するための帰還信号を生成する帰還信号調整部と、
前記帰還信号を磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換部と
を有し、
前記励磁信号調整部が、前記交番電圧信号を交番電流に変換し、前記帰還信号を帰還電流に変換し、当該交番電流に対して前記帰還電流を重畳して前記励磁信号を生成し、生成された当該励磁信号を前記励磁コイルに印加する
ことを特徴とする磁気素子制御装置。
【請求項２】
前記直列回路が、前記出力端子と接地点との間、あるいは前記入力端子と接地点との間、または前記入力端子と前記差動増幅器における他の入力端子との間に介挿されている
ことを特徴とする請求項１に記載の磁気素子制御装置。
【請求項３】
前記差動増幅器のカットオフ周波数が、前記交番信号の周波数と前記励磁信号に重畳する異常発振の周波数との間となるように、前記コンデンサの容量値及び前記抵抗の抵抗値の各々を設定する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の磁気素子制御装置。
【請求項４】
前記データ信号変換部が、
前記帰還信号を予め設定された、前記帰還信号の電圧値と当該帰還信号の電圧値によって生成される磁界強度が線形性を有する前記帰還信号の電圧範囲外の電圧値が飽和する増幅率により増幅して出力することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の磁気素子制御装置。
【請求項５】
定常磁界を測定する周囲環境による磁界に対応するオフセット電圧を前記帰還信号に重畳させ、このオフセット電圧が重畳された当該帰還信号を前記帰還信号調整部に対して出力するオフセット電圧調整部をさらに有することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の磁気素子制御装置。
【請求項６】
前記データ信号に重畳しているオフセット成分をキャンセルするオフセット信号を生成する調整信号生成部をさらに有し、
前記励磁信号調整部が、
前記交番信号から交番電流、前記帰還信号から帰還電流、前記オフセット信号からオフセット電流の各々を生成し、前記交番電流に対して前記帰還電流及び前記オフセット電流を重畳して、前記励磁コイルに印加する前記励磁電流を生成する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の磁気素子制御装置。
【請求項７】
前記オフセット信号が、
ゼロ磁界において測定したデータ信号と、ゼロ磁界における設計上のデータ信号の期待値との差分である前記オフセット成分をキャンセルする電圧に設定されている
ことを特徴とする請求項６に記載の磁気素子制御装置。
【請求項８】
励磁コイル、検出コイル、及び帰還用コイルからなるフラックスゲート型の磁気素子に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、当該磁気素子の制御を行う磁気素子制御装置であり、
交番信号を生成する励磁信号生成部と、
前記交番信号から交番電圧信号を生成し、当該交番電圧信号に基づいて前記励磁コイルに印加する電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整部と、
前記励磁信号の電流方向が切替る際の誘導起電力で発生する正又は負電圧の検出信号を検出する検出信号比較部と、
正電圧及び負電圧の検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号変換部と、
前記電圧情報から前記磁気素子に印加されている定常磁界をキャンセルする磁界を前記帰還用コイルに印加する電流信号である帰還信号を生成する帰還信号調整部と、
前記帰還信号を、磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換部と、
前記励磁信号または前記帰還信号の少なくとも一方の信号に対して重畳する、予め調整済みの直流調整信号を出力する調整信号生成部と、
を有し、
前記励磁信号調整部または前記帰還信号調整部が、差動増幅器による電圧電流変換回路を有し、当該差動増幅器の出力端子と反転入力端子とのいずれかに、コンデンサと抵抗とを直列接続した直列回路が設けられており、前記直流調整信号に基づいて前記励磁信号または前記帰還信号を生成して、前記出力端子及び前記反転入力端子との間に介挿される前記励磁コイルにまたは帰還用コイルに対して印加し、前記検出信号比較部が検出する検出信号を、前記励磁信号の非線形領域に対してずらして発生させる、
ことを特徴とする磁気素子制御装置。
【請求項９】
前記調整信号生成部は、一端が調整電圧を入力可能な入力端子に接続される第１の抵抗を含み、
前記励磁信号調整部または前記帰還信号調整部が、
一端がそれぞれ励磁信号生成部、前記帰還信号変換部に接続される第２の抵抗を有し、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とが前記差動増幅器の反転入力端子に接続され、予め設定された基準電圧に前記差動増幅器の正転入力端子が接続され、
前記励磁コイルまたは前記帰還用コイルが前記差動増幅器の出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、
前記差動アンプは、前記反転入力端子の電圧レベルと前記正転入力端子の電圧レベルが等しくなるように、前記励磁コイルまたは前記帰還用コイルに電流を流す、
ことを特徴とする請求項８に記載の磁気素子制御装置。
【請求項１０】
励磁コイル及び検出コイルからなるフラックスゲート型の磁気素子に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、当該磁気素子の制御を行う磁気素子制御方法であり、
交番信号を生成する励磁信号生成過程と、
出力端子と入力端子とのいずれかに、コンデンサと抵抗とを直列接続した直列回路が設けられた差動増幅器による電圧電流変換を行い、前記交番信号から交番電圧信号を生成し、当該交番電圧信号に基づいて、前記出力端子及び前記入力端子との間に介挿される前記励磁コイルに印加する、電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整過程と、
前記励磁信号の電流方向が切替る際の誘導起電力で発生する正又は負電圧の検出信号を検出する検出信号比較過程と、
正電圧及び負電圧の検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号変換過程と、
前記電圧情報から前記磁気素子に印加されている定常磁界をキャンセルする磁界を発生するための帰還信号を生成する帰還信号調整過程と、
前記帰還信号を磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換過程と
を有し、
前記励磁信号調整過程において、前記交番電圧信号を交番電流に変換し、前記帰還信号を帰還電流に変換し、当該交番電流に対して前記帰還電流を重畳して前記励磁信号を生成し、生成された当該励磁信号を前記励磁コイルに印加する
ことを特徴とする磁気素子制御方法。
【請求項１１】
励磁コイル、検出コイル、及び帰還用コイルからなるフラックスゲート型の磁気素子に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、当該磁気素子の制御を行う磁気素子制御方法であり、
交番信号を生成する励磁信号生成過程と、
前記交番信号から交番電圧信号を生成し、当該交番電圧信号に基づいて前記励磁コイルに印加する電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整過程と、
前記励磁信号の電流方向が切替る際の誘導起電力で発生する正又は負電圧の検出信号を検出する検出信号比較過程と、
正電圧及び負電圧の検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号生成過程と、
前記電圧情報から前記磁気素子に印加されている定常磁界をキャンセルする磁界を前記帰還用コイルに印加する電流信号である帰還信号を生成する帰還信号調整過程と、
前記帰還信号を、磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換過程と、
前記励磁信号または前記帰還信号の少なくとも一方の信号に対して重畳する、予め調整済みの直流調整信号を出力する調整信号生成過程と、
を有し、
前記励磁信号調整過程または前記帰還信号調整過程において、出力端子と反転入力端子とのいずれかに、コンデンサと抵抗とを直列接続した直列回路が設けられた差動増幅器による電圧電流変換を行い、前記直流調整信号に基づいて前記励磁信号または前記帰還信号を生成して、前記出力端子及び前記反転入力端子との間に介挿される前記励磁コイルにまたは帰還用コイルに対して印加し、前記検出信号比較部が検出する検出信号を、前記励磁信号の非線形領域に対してずらして発生させる、
ことを特徴とする磁気素子制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理用回路、それを用いた物理量計測装置に係わり、特に、時間分解型フラックスゲート方式（以下、ＦＧ方式と示す。）の磁気素子を駆動する磁気素子制御装置及び磁気素子制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、ＦＧ方式の磁気素子は、同様の磁気を検出する磁気素子であるホール素子や磁気抵抗素子に比較すると、磁界を検出する感度が高く、小型化が可能であるため、携帯電子機器などの方位検出装置などに用いられている。
図２２は、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子（磁界比例式測定）の構成例を示す図である。この図２２が示すように、ＦＧ方式の磁気素子は、高透磁率材からなる磁性体コア５３の外周面に対し、励磁巻線と検知巻線とが巻かれている。励磁巻線の巻かれている領域は励磁コイル５２として励磁信号により駆動され、検知巻線の巻かれている領域は検出コイル５１として検知信号を出力する。
【０００３】
図２３は、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界比例式における磁界検出の原理を説明する波形図である。図２３（ａ）は、磁気素子の励磁コイル５２に供給される励磁電流を示し、縦軸が励磁電流の電流値を示し、横軸が時刻を示している。図２３（ｂ）は、図２２の磁気素子の励磁コイル５２が磁性体コア５０内に発生させる磁界の磁束密度を示し、縦軸が磁束密度を示し、横軸が時刻を示している。図２３（ｃ）は、図２２の磁気素子の検出コイル５１が誘導起電力により発生するパルスの電圧値を示し、横軸が時刻を示している。
【０００４】
この図２３において励磁コイル５２を駆動させるため、励磁コイル５２の端子ＴＩ１と端子ＴＩ２との間に励磁電流Ｉｄの信号（以下、励磁信号とする）を、一定周期の交番する電流の励磁信号、すなわち図２３（ｂ）に示すように三角波形状の励磁信号（すなわち、三角波電流信号）として印加する。
これにより、励磁コイル５２に流れる励磁電流の向きが変化する時間（励磁電流の正負の交番時間帯）において、図２３（ｃ）の場合には、時刻ｔ１及び時刻ｔ２において、検出コイルが誘導起電力による正負のパルスを発生し、このパルスの電圧Ｖｐを検知信号とする。この検知信号は、三角波電流信号の周期に対応して、連続的に正負の極性の電圧を有するパルスとして、検出コイルの端子間に発生する。
【０００５】
磁性体コア５３の励磁巻線及び検知巻線の作る円筒空間を貫通する定常磁界Ｈｅｘが、この磁気素子に印加された場合、励磁巻線においてこの定常磁界に対応した定常電流が流れる。すなわち、励磁巻線に印加される励磁信号の励磁電流Ｉｄに対して、上述した定常電流がオフセットとして重畳されることになる。
その結果、このオフセットによって、交番する励磁信号による励磁コイル５２の駆動状態が変化し、すなわち、励磁電流Ｉｄの流れる向きが変化する時刻が、定常磁界Ｈｅｘが印加されている場合と、定常磁界Ｈｅｘが印加されていない場合とで変化することになる。
【０００６】
このとき、図２３（ａ）に示すように、定常磁界Ｈｅｘが印加されていない（Ｈｅｘ＝０）場合に比較し、励磁コイルの発生する磁界と同様の方向の定常磁界Ｈｅｘが印加されている（Ｈｅｘ＞０）場合、励磁電流Ｉｄの流れる向きの変化する横軸Ｌ１が、横軸Ｌ２の位置に変化する。一方、定常磁界Ｈｅｘが印加されていない場合に比較し、励磁コイル５２の発生する磁界と反対の方向の定常磁界Ｈｅｘが印加されている（Ｈｅｘ＜０）場合、励磁電流Ｉｄの流れる向きの変化する横軸Ｌ１が、横軸Ｌ３の位置に変化する。
【０００７】
これにより、この励磁電流Ｉｄの流れる方向の変わるタイミングに応じて変化する、磁性体コア５３内における磁束密度φの変化も、励磁電流Ｉｄに重畳される定常電流に対応して変化することになる。
そして、磁束の方向が変化した際、検出コイル５１に対して磁束の変化を打ち消す方向に誘導起電力が発生し、すなわち励磁電流Ｉｄが正から負に変化するタイミングにおいて検知信号が負電圧のパルスとして発生する。一方、励磁電流Ｉｄが負から正に変化するタイミングにおいて検知信号が正電圧のパルスとして発生する。
【０００８】
したがって、ＦＧ型の磁気素子は、定常電流Ｈｅｘの印加されていない場合の検知信号の出力されるタイミングと、定常電流Ｈｅｘが印加されている場合の検知信号の出力されるタイミングとを比較することにより、定常磁界Ｈｅｘの大きさを間接的に測定することができる。すなわち、定常磁界Ｈｅｘが印加された場合、励磁コイル５２に特定の定常電流が流れるため、励磁信号に一定のオフセットが重畳し、負電圧及び正電圧のパルス状の検知信号の時間間隔が変化する。
したがって、ＦＧ型の磁気素子を用いた磁界検出装置は、負電圧及び正電圧のパルス状の検知信号の発生する時間間隔を測定することにより、外部から印加された定常磁界Ｈｅｘの強度を測定している（例えば、特許文献１、特許文献２及び特許文献３参照）。
【０００９】
ここで、励磁コイル５２に印加する励磁電流Ｉｄの最大値を、磁性体コア５３の飽和磁束密度以上となる磁界が発生する値に設定する。これにより、磁気素子の測定磁界範囲は、励磁信号の一周期の時間と、定常磁界Ｈｅｘを印加することによるオフセットとしての定常電流の電流値に対応した時間変化（以下、励磁効率とする）とから決定される。 
すなわち、時刻ｔ０から時刻ｔ３までが、励磁信号の一周期であり、この周期幅は時間Ｔである。定常磁界Ｈｅｘが印加されていない場合（Ｈｅｘ＝０）に、負電圧の検知信号（以下、第１検知信号とする）が出力される時刻ｔ１から、正の電圧の検知信号（以下、第２検知信号とする）が検出される時刻ｔ２までの時間は、励磁信号の半周期となるため、時間Ｔ／２となる。
【００１０】
また、定常磁界Ｈｅｘが印加されている場合、この第１検知信号が出力されてから第２検知信号が検出されるまでの時間幅（以下、計測時間幅）が時間Ｔ／２に対して変化する。ここで、図２３（ｃ）に示すように、定常磁界Ｈｅｘの磁束方向が実線の矢印の場合（Ｈｅｘ＞０）、励磁コイルの生成する磁束方向と同一方向のため、時間幅Ｔｍが時間Ｔ／２より短いものとなり（Ｔ０＞Ｔｍ）、一方、定常磁界Ｈｅｘの磁束方向が破線の矢印の場合（Ｈｅｘ＜０）、励磁コイルの生成する磁束方向と逆方向のため、時間幅Ｔｐが時間Ｔ／２より長くなる（Ｔｐ＞Ｔ０）。ここで、Ｔ０＝Ｔ／２である。
【００１１】
次に、図２４は、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子（磁界平衡式測定）１００の構成例を示す図である。この図２４が示すように、磁界平衡式測定におけるＦＧ方式の磁気素子は、図２２の磁気素子と異なり、高透磁率材からなる磁性体コア５３の外周面に対し、励磁巻線と検知巻線とに加えて、フィードバック（以下、ＦＢ）巻線コイルが巻かれている。励磁巻線の巻かれている領域は励磁コイル５２として励磁信号により駆動され、検知巻線の巻かれている領域は検出コイル５１として検知信号を出力し、フィードバック巻線の巻かれている領域はＦＢコイル５４としてフィードバック信号により駆動される。
【００１２】
次に、図２５は、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界平衡式における磁界検出の原理を説明する波形図である。
図２５（ａ）は、磁気素子の励磁コイルに供給される励磁電流（励磁信号の電流）を示し、縦軸が励磁電流の電流値を示し、横軸が時刻を示している。励磁電流は、基準電流値０Ａ（ゼロアンペア）を境にした正負の交番信号である。図２５（ｂ）は、磁気素子のＦＢコイル５４に印可する電流によりＦＢ信号（すなわち帰還信号）を示し、縦軸がＦＢ信号の電流値を示し、横軸が時刻を示している。図２５（ｃ）は、磁気素子の検出コイル５１が誘導起電力により発生するパルスの電圧値を示し、横軸が時刻を示している。
【００１３】
この図２５に示すように、磁界平衡式測定の場合、磁気素子に印加される定常磁界（磁性体コア内を通過する定常磁界）を打ち消す磁界を、上記ＦＢコイル５４により発生させる。そして、定常磁界を打ち消す磁界をＦＢコイル５４に発生させる際の電流値から、磁気素子に印加されている定常磁界を測定している。
磁界平衡式においては、上述したように、磁性体コア内における定常磁界を打ち消すための磁界を発生するコイルとして、検出コイル５１及び励磁コイル５２に加えて、上記ＦＢコイル５４が磁気素子に設けられている。
以下、本明細書においては、ＦＢ信号を印加して磁性体コア５３内の定常磁界を打ち消し、磁界の測定を行う方式をＦＢコイルＦＢ制御とする。
【００１４】
また、磁界平衡式測定の場合、すでに説明した磁界比例式と同様に、励磁コイル５２に印加される励磁信号の正負の交番時間帯に、検出コイル５１が発生するパルスの時間間隔を測定する。そして、測定した負電圧の検知信号が出力される時刻ｔ１から、正の電圧の検知信号が検出される時刻ｔ２までの時間が、Ｔ／２となるように、ＦＢコイル５４に対してＦＢ信号を印加する。
例えば、図２５（ｃ）において、時刻ｔ１と時刻ｔ２との時間幅が、Ｔ／２より広くなると、図２５（ａ）に示すように負の方向の定常磁界が印加され、実質的に励磁信号の曲線が曲線Ｌ０から曲線Ｌ２へと変化したこととなる。このため、励磁信号の曲線Ｌ２を、時刻ｔ１と時刻ｔ２との時間幅が、Ｔ／２となる曲線Ｌ０の位置に戻すため、ＦＢコイル５４に対して図２５（ｂ）における線ＦＢ２の電流値のＦＢ信号を印加する。
【００１５】
一方、図２５（ｃ）において、時刻ｔ１と時刻ｔ２との時間幅が、Ｔ／２より狭くなると、図２５（ａ）に示すように正の方向の定常磁界が印加され、実質的に励磁信号の曲線が曲線Ｌ０から曲線Ｌ１へと変化したこととなる。このため、励磁信号の曲線Ｌ１を曲線Ｌ０の位置に戻すため、ＦＢコイルに対して図２５（ｂ）における線ＦＢ１の電流値のＦＢ信号を印加する。
そして、時刻ｔ１と時刻ｔ２との時間幅が、Ｔ／２となるようにＦＢコイルに印加したＦＢ信号の電流値から、磁気素子に印加される定常磁界の強度を求めることになる。
なお、上述の説明では、図２５（ａ）における縦軸成分を電流として励磁コイルに印加される励磁信号を電流信号の場合について説明したが、縦軸成分を励磁コイルの端子の両端の電圧値として表現しても良い。この場合は、図２５（ａ）においては、横軸と交差する縦軸の電圧が基準参照電圧としてＶｒｅｆ（電流表記では０Ａである）と表される。
【００１６】
次に、図２６は、ＦＢコイルＦＢ制御における磁気素子制御装置を用いた磁気検出装置の構成例を示すブロック図である。図２６において、磁気素子１００は、図２２に示す構成であり、検出コイル５１、励磁コイル５２、ＦＢコイル５４から構成されている。
磁気素子制御装置２００は、磁気素子制御部２０１とクロック信号生成部２０２とクロック信号調整部２０３とから構成されている。
クロック信号生成部２０２は、周期Ｔのクロックを生成して、クロック信号調整部２０３に対して出力する。
クロック信号調整部２０３は、供給されるクロックの信号レベルを調整して、調整されたクロックを磁気素子制御部２０１へ出力する。
【００１７】
磁気素子制御部２０１は、検出信号増幅部２０１２、検出信号比較部２０１３、帰還信号調整部２０１４、帰還信号変換部２０１５、データ信号変換部２０１６、励磁信号調整部２０１７、励磁信号生成部２０１８を備えている。
励磁信号生成部２０１８は、クロック信号調整部２０３から供給されるクロックから、図２５（ａ）に示す励磁信号としての三角波を生成する。
励磁信号調整部２０１７は、励磁信号生成部２０１８から供給される励磁信号の電圧レベルを調整して、励磁信号として励磁コイル５２に対して供給する。
【００１８】
励磁コイル５２は、三角波に対応した磁界を、磁気素子１００の磁性体コア５３内に生成する。
検出コイル５１は、磁性体コア５３内における励磁信号の正負の交番時間帯に、パルスを発生する。
検出信号増幅部２０１２は、検出コイル５１から供給されるパルスの電圧レベルを増幅し、検出信号として検出信号比較部２０１３へ出力する。
検出信号比較部２０１３は、パルス（検出信号）の時刻ｔ１と時刻ｔ２との時間幅と、Ｔ／２との差分を求め、この差分を帰還信号変換部２０１５へ出力する。
帰還信号変換部２０１５は、供給される差分から、ＦＢコイル５４に供給するＦＢ信号の電流値を求める。
【００１９】
ここで、帰還信号変換部２０１５は、内部記憶部に予め書き込まれて記憶されているＦＢ電流値テーブルから、差分に対応する電流値を読み出してＦＢ信号の電流値を求める。ＦＢ電流値テーブルは、上記差分と磁性体コア内における定常磁界を打ち消す電流値（デジタル値）との対応を示すテーブルである。
帰還信号調整部２０１４は、帰還信号変換部２０１５から供給されるＦＢ信号の電流値を、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換して、生成されたＦＢ信号としての電流を、ＦＢコイルに対して出力する。また、帰還信号調整部２０１４は、帰還信号変換部２０１５から供給されるＦＢ信号の電流値を、帰還信号調整部２０１４へ出力する。
【００２０】
帰還信号調整部２０１４は、供給されるＦＢ信号の電流値から、磁性体コア５３内において打ち消した定常磁界の強度、すなわち磁気素子１００に印加されている定常磁界の強度を求める。ここで、帰還信号調整部２０１４は、内部記憶部に予め書き込まれて記憶されている電流値磁界テーブルから、ＦＢ信号の電流値に対応する磁界強度を読み出して、磁気素子１００に印加されている定常磁界の強度を求める。電流値磁界テーブルは、上記ＦＢ信号の電流値と印加された定常磁界の強度とが対応を示すテーブルである。
【００２１】
上述した時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界比例式における磁界検出を行う場合、磁気素子１００の磁性体コア５３の材料と構造とに起因するコイルに印加する電流あたりの発生磁界量（以下、励磁効率とする）と、励磁信号の強度とにより、測定可能な磁界範囲が決定される。
一方、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界平衡式における磁界検出を行う場合、磁気素子１００に対して印加される定常磁界によらず、一定の時間間隔（Ｔ／２）で検出信号が出力されるように、磁性体コア内の磁界を平衡状態として維持している。このため、磁気素子１００全体の電源電圧により制限、すなわちＦＢ信号の電流値が供給可能な範囲で磁界の測定が行える。
【００２２】
また、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用い、磁界比例式における磁界検出を行う場合、検出信号の出力される時間間隔が磁界に応じて変化するため、磁気感度の線形性が磁気素子１００の特性に直接に反映することになる。
一方、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用い、磁界平衡式における磁界検出を行う場合、磁気素子の特性として、励磁効率の磁界依存性が小さいため、検出信号の波形と、検出信号の発生する時間間隔の定常性とが維持され易い。
そのため、測定対象として、数百Ａ（アンペア）程度の電流により発生する磁界を全測定電流範囲において線形性を維持した状態で測定する磁気素子に適用する場合、従来、磁界比例式に比較して、磁界平衡式における磁界検出が主に用いられている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２３】
【特許文献１】特開２００８−２９２３２５号公報
【特許文献２】特開２００７−０７８４２３号公報
【特許文献３】特開２００７−０７８４２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
上述した時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界比例式によって磁界検出を行う際、すでに述べたように、測定可能な磁界範囲が磁気素子１００の励磁効率と励磁信号とにより制限される。  
このため、最大測定電流が数百Ａ程度の電流センサとして、磁界比例式の磁気素子を適用する場合、磁気素子単体の出力の線形性の磁界の強度に対する依存性に加え、磁気素子を駆動する電源電圧や許容最大電流値の制限により、高い精度の出力の線形性が得られる磁界の測定範囲が制限される問題がある。
【００２５】
また、検出コイル５１が発生する検出信号の波形が、定常磁界Ｈｅｘの強度及び磁性体コアの温度に依存して変化する場合、検出信号の波形の立ち上がりの時間微分値と、検出信号の出力変動とに相関がある。このため、検出信号の出力の時間変動値が磁界の強度に依存して変化することにより、磁界の強度の測定において、特に磁界の強度が高くなるにつれて、時間変動値が増加し、高い精度によって磁界の検出ができなくなる。
【００２６】
一方、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界平衡式によって磁界検出を行う際、ＦＢコイルＦＢ制御において、ＦＢ信号は一般的に電流制御による印加が行われている。
すでに述べたように、ＦＢ制御信号における電流値と、この電流値により発生する磁界の強度とが比例関係にあり、ＦＢ信号の電流値の違いに起因して、温度に対応してＦＢコイル５４の抵抗が変化したとしても、ＦＢ信号の電流値が定電流で制御されている。このため、ＦＢ信号の電流値が大きくなる高い強度の磁界においても、磁気素子の感度の線形性を維持することができる。
【００２７】
また、磁気素子の特性の個体偏差によって、励磁コイル５２及びＦＢコイル５４の各々の励磁効率が変化した場合においても、ＦＢ信号による磁界と定常磁界との磁界平衡の収束状態は、ＦＢ信号を出力する制御回路の特性によって制限され、収束における残差（誤差）は変化しない。
さらに、励磁コイル５２の励磁効率とＦＢコイル５４の励磁効率との比が一定に保持されている場合、励磁コイル５２とＦＢコイル５４との磁気感度の比が変化しないため、ＦＢ信号による磁界と定常磁界とが磁界平衡となるまでの収束時間も変化しない。
したがって、半導体プロセスなどにより、磁気素子１００における励磁コイル５２及びＦＢコイル５４を同時に形成する場合、励磁コイル５２及びＦＢコイル５４の各々の抵抗が変化しても、コイル抵抗の比が維持されるため、磁界平衡の収束の指標である平衡状態における残差及び平衡状態に至る時間が変化しない。
【００２８】
しかしながら、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界平衡式によって磁界検出を行う際、磁界に比例したＦＢ信号量が必要となるため、ＦＢ信号量を生成するための制御回路の消費電流が大きくなる問題がある。さらに、ＦＢ信号が電流値でＦＢコイルの発生する磁界の強度の制御を行う場合、磁界の強度に対応する電流値を定電流制御行う必要がある。このため、定電流制御を行う電圧電流変換回路を搭載しなければならず、ＦＢコイルに印加する電流を制御する制御部の回路規模が大きくなり、消費電流も増加することになる。
また、電圧電流変換回路内の定電流を発生する際の内部の基準電位が、ＦＢ信号の電流値の増加にともない時間的に変動し、基準電位が不安定となるため、出力される定電流が変動してしまう。
【００２９】
さらに、磁気比例式における励磁信号の特性と同様に、電圧電流変換回路（励磁信号調整部）２０１７のアンプのオフセットの温度依存性に起因した、一定磁界環境下での磁気センサの出力値の温度変化が発生するという問題がある。また、測定磁界範囲は、ＦＢ電流量に制限されるが、測定磁界範囲を拡大するためには、励磁電流を増加させることが効果的である。ただし、電圧電流変換回路に用いるオペアンプ（差動増幅器）の増幅率が小さくなるため、異常発振が発生しやすくなるという問題がある。
【００３０】
上述したように、磁界検出における磁気感度の線形性と消費電流に対して、磁気素子１００の制御方法のそれぞれの種別は、各々に利点と欠点とを有している。
しかしながら、励磁信号の制御方法に対するオフセットの温度依存性と磁気感度との温度依存性に関する特性は共通であることが分かる。磁気素子１００に与える励磁信号を電流制御することにより、磁気感度の温度依存性は低下するが、オフセットの温度依存性が強くなる。
一方、磁気素子に与える励磁信号を電圧制御とすることにより、オフセット（磁気素子の出力値）の温度依存性が低減するが、磁気感度の温度依存性が生じる。このため、磁気感度の温度依存性と出力値の温度依存性とを同時に低減させることは困難である。
【００３１】
したがって、励磁信号を電流制御する場合、高精度の温度特性を実現するためには、磁気素子の出力信号（出力値）の補償が必要となる。出力信号の補償方法としては、磁気素子を制御する制御回路内の最終段の出力信号調整部に設けられたオペアンプのオフセットや増幅率の設定値を調整する手法が知られている。
しかしながら、特定の制御回路と特定の磁気素子の組合わせにより、出力信号に発生するオフセットと磁気感度との温度依存性を含めて個別に補償する必要がある。この補償を行う場合、制御回路におけるアナログ電子回路の受動素子の定数を個別に調整することで実現する手法は、制御回路及び磁気素子の組合わせ毎の補償精度を、一定のレベルにて維持することが困難となる問題がある。
【００３２】
また、アナログ電子回路の受動素子の定数の個別調整以外に、温度センサの測定値を用いて、数値演算により出力信号を補償する手法が知られている。この数値演算による手法は、補償前に特定の温度と磁界環境下とにおいて出力信号を測定し、各測定値から磁気感度とオフセットとの各々の温度依存性を関連付ける近似式の係数を決定するため、一旦、出力信号をデジタル値に、Ａ／Ｄ変換（アナログ／デジタル変換）器を用いて変換する。
したがって、変換したデジタル値の分解能（Ａ／Ｄ変換器の分解能）によって、出力信号の温度依存性に対する補償精度が制限される。
【００３３】
また、デジタル回路は、動作時において、クロック制御される場合が多い。特に、半導体集積回路の場合は、クロック信号のジッター、クロック信号のクロストーク、及びクロックの立ち上がり（あるいは立ち下がり）に発生するリンギングに起因した、スパイク形状のノイズなどが、半導体集積回路内のアナログ回路に入力される。この結果、アナログ電子回路が出力する励磁信号などに上記スパイク形状のノイズが重畳する。電流制御の励磁信号を生成するための電圧電流変換回路の位相余裕が小さく、異常発振が発生し易い状態の場合、励磁信号に重畳したスパイク形状のノイズが起点となり、電圧電流変換回路である励磁信号調整部２０１７において異常発振が発生する。
【００３４】
また、励磁信号調整部２０１７において、電圧電流変換を行うオペアンプ（後述する差動増幅器２０１７５）の基準電位を介して信号極性が反転する三角波などの交流信号を励磁信号に用いる場合、オペアンプの種別によっては、信号極性が反転する時間帯において信号に歪みが発生する場合がある（以下、クロスオーバー歪みと示す）。三角波などの交流信号の信号振幅の範囲内に基準電位が入らないように、励磁信号に対してバイアス電流を重畳することにより、クロスオーバー歪みの発生を防止することができる。しかしながら、バイアス電流を定常的に印加するため、制御回路の消費電流が増加してしまう。このような動作を行うアンプをＡ級アンプという。
【００３５】
一方、バイアス電流がゼロで動作するアンプ、すなわちＢ級アンプは、上述したクロスオーバー歪みが発生する。
また、一般的な汎用アンプであるＡＢ級アンプは、Ａ級とＢ級との中間的な動作をさせるため、適切なバイアス電流が印加される。このＡＢ級アンプにおいても、アンプの消費電流低減を目的として、最大駆動電流の少ないアンプを用いた場合、少なからずクロスオーバー歪みが発生する。クロスオーバー歪みが発生している時間帯に検出信号が発生する場合、磁気比例式制御のみならず磁気平衡式制御の場合でも、磁気感度の線形性が低下し、一定温度かつ一定磁場環境下における出力値の安定性が低下する。
また、電圧電流変換回路の位相余裕が小さく、異常発振が発生し易い状態の場合、励磁信号に重畳している、クロスオーバー歪みに起因したスパイク形状のノイズが起点となり、異常発振が発生する。
【００３６】
上述してきたように、磁気素子の制御方法によらず、ＦＧ方式の磁気センサの信号処理回路に対して、磁気感度の温度依存性を低減させることを目的とし、比較的大きな電流量の電流制御の励磁信号回路を用いた場合、電流変換回路用のオペアンプの増幅率が低下する。オペアンプの増幅率が低下することにより、上述したように、異常発振が発生し易くなる。
また、異常発振は、すでに述べたように、励磁信号に重畳するスパイク形状のノイズが起点となって発生する場合がある。このスパイク形状のノイズのノイズ源は、デジタル回路のクロック信号や、励磁信号の生成回路のアンプ動作に起因したクロスオーバー歪み等が挙げられる。スパイク形状のノイズにより、励磁信号のスロープの線形性誤差が大きくなるた。このため、磁気センサが出力するセンサ出力（出力値）の線形性誤差が大きくなる。
【００３７】
また、異常発振が発生し、異常発振の振幅や周波数が温度により変化する場合、結果として、発振状態が変化する温度帯を境としてセンサ出力のオフセットが変化する。
したがって、特に、磁気素子に対して電流制御の励磁信号を用いたＦＧ方式の磁気センサを設計する際、センサ出力の温度依存性を維持するため、磁気センサを使用する全温度範囲における異常発振の発生を抑制する必要がある。
【００３８】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、電流制御の励磁信号を生成する電圧電流変換回路の異常発振を広い温度範囲において抑制することで、全使用温度範囲において励磁信号に重畳するノイズを低減させ、オフセットの温度による変動を防止する磁気素子制御装置及び磁気素子制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の磁気素子制御装置は、励磁コイル及び検出コイルからなるフラックスゲート型の磁気素子に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、当該磁気素子の制御を行う磁気素子制御装置であり、交番信号を生成する励磁信号生成部と、差動増幅器による電圧電流変換回路を有し、当該差動増幅器の出力端子と入力端子とのいずれかに、コンデンサと抵抗とを直列接続した直列回路が設けられており、前記交番信号に基づいて、前記出力端子及び前記入力端子との間に介挿される前記励磁コイルに印加する、電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整部と、前記励磁信号の電流方向が切替る際の誘導起電力で発生する正又は負電圧の検出信号を検出する検出信号比較部と、正電圧及び負電圧の検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号変換部と、前記電圧情報から前記磁気素子に印加されている定常磁界をキャンセルする磁界を発生するための帰還信号を生成する帰還信号調整部と、前記帰還信号を磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換部とを有し、前記励磁信号調整部が、前記交番電圧信号を交番電流に変換し、前記帰還信号を帰還電流に変換し、当該交番電流に対して前記帰還電流を重畳して前記励磁信号を生成し、生成された当該励磁信号を前記励磁コイルに印加することを特徴とする。
【００４０】
本発明の磁気素子制御装置は、前記直列回路が、前記出力端子と接地点との間、あるいは前記入力端子と接地点との間、または前記入力端子と前記差動増幅器における他の入力端子との間に介挿されていることを特徴とする。
【００４１】
本発明の磁気素子制御装置は、前記差動増幅器のカットオフ周波数が、前記交番信号の周波数と前記励磁信号に重畳する異常発振の周波数との間となるように、前記コンデンサの容量値及び前記抵抗の抵抗値の各々を設定することを特徴とする。
【００４２】
本発明の磁気素子制御装置は、前記データ信号変換部が、前記帰還信号を予め設定された、前記帰還信号の電圧値と当該帰還信号の電圧値によって生成される磁界強度が線形性を有する前記帰還信号の電圧範囲外の電圧値が飽和する増幅率により増幅して出力することを特徴とする。
【００４３】
本発明の磁気素子制御装置は、定常磁界を測定する周囲環境による磁界に対応するオフセット電圧を前記帰還信号に重畳させ、このオフセット電圧が重畳された当該帰還信号を前記帰還信号調整部に対して出力するオフセット電圧調整部をさらに有することを特徴とする。
【００４４】
本発明の磁気素子制御装置は、前記データ信号に重畳しているオフセット成分をキャンセルするオフセット信号を生成する調整信号生成部をさらに有し、前記励磁信号調整部が、前記交番信号から交番電流、前記帰還信号から帰還電流、前記オフセット信号からオフセット電流の各々を生成し、前記交番電流に対して前記帰還電流及び前記オフセット電流を重畳して、前記励磁コイルに印加する前記励磁電流を生成することを特徴とする。
【００４５】
本発明の磁気素子制御装置は、前記オフセット信号が、ゼロ磁界において測定したデータ信号と、ゼロ磁界における設計上のデータ信号の期待値との差分である前記オフセット成分をキャンセルする電圧に設定されていることを特徴とする。
【００４６】
本発明の磁気素子制御装置は、励磁コイル、検出コイル、及び帰還用コイルからなるフラックスゲート型の磁気素子に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、当該磁気素子の制御を行う磁気素子制御装置であり、交番信号を生成する励磁信号生成部と、前記交番信号から交番電圧信号を生成し、当該交番電圧信号に基づいて前記励磁コイルに印加する電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整部と、前記励磁信号の電流方向が切替る際の誘導起電力で発生する正又は負電圧の検出信号を検出する検出信号比較部と、正電圧及び負電圧の検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号変換部と、前記電圧情報から前記磁気素子に印加されている定常磁界をキャンセルする磁界を前記帰還用コイルに印加する電流信号である帰還信号を生成する帰還信号調整部と、前記帰還信号を、磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換部と、前記励磁信号または前記帰還信号の少なくとも一方の信号に対して重畳する、予め調整済みの直流調整信号を出力する調整信号生成部と、を有し、前記励磁信号調整部または前記帰還信号調整部が、差動増幅器による電圧電流変換回路を有し、当該差動増幅器の出力端子と反転入力端子とのいずれかに、コンデンサと抵抗とを直列接続した直列回路が設けられており、前記直流調整信号に基づいて前記励磁信号または前記帰還信号を生成して、前記出力端子及び前記反転入力端子との間に介挿される前記励磁コイルにまたは帰還用コイルに対して印加し、前記検出信号比較部が検出する検出信号を、前記励磁信号の非線形領域に対してずらして発生させる、ことを特徴とする。
【００４７】
本発明の磁気素子制御装置は、前記調整信号生成部は、一端が調整電圧を入力可能な入力端子に接続される第１の抵抗を含み、前記励磁信号調整部または前記帰還信号調整部が、一端がそれぞれ励磁信号生成部、前記帰還信号変換部に接続される第２の抵抗を有し、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とが前記差動増幅器の反転入力端子に接続され、予め設定された基準電圧に前記差動増幅器の正転入力端子が接続され、前記励磁コイルまたは前記帰還用コイルが前記差動増幅器の出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、前記差動アンプは、前記反転入力端子の電圧レベルと前記正転入力端子の電圧レベルが等しくなるように、前記励磁コイルまたは前記帰還用コイルに電流を流す、ことを特徴とする。
【００４８】
本発明の磁気素子制御方法は、励磁コイル及び検出コイルからなるフラックスゲート型の磁気素子に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、当該磁気素子の制御を行う磁気素子制御方法であり、交番信号を生成する励磁信号生成過程と、出力端子と入力端子とのいずれかに、コンデンサと抵抗とを直列接続した直列回路が設けられた差動増幅器による電圧電流変換を行い、前記交番信号から交番電圧信号を生成し、当該交番電圧信号に基づいて、前記出力端子及び前記入力端子との間に介挿される前記励磁コイルに印加する、電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整過程と、前記励磁信号の電流方向が切替る際の誘導起電力で発生する正又は負電圧の検出信号を検出する検出信号比較過程と、正電圧及び負電圧の検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号変換過程と、前記電圧情報から前記磁気素子に印加されている定常磁界をキャンセルする磁界を発生するための帰還信号を生成する帰還信号調整過程と、前記帰還信号を磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換過程とを有し、前記励磁信号調整過程において、前記交番電圧信号を交番電流に変換し、前記帰還信号を帰還電流に変換し、当該交番電流に対して前記帰還電流を重畳して前記励磁信号を生成し、生成された当該励磁信号を前記励磁コイルに印加することを特徴とする。
【００４９】
本発明の磁気素子制御方法は、励磁コイル、検出コイル、及び帰還用コイルからなるフラックスゲート型の磁気素子に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、当該磁気素子の制御を行う磁気素子制御方法であり、交番信号を生成する励磁信号生成過程と、前記交番信号から交番電圧信号を生成し、当該交番電圧信号に基づいて前記励磁コイルに印加する電流信号である励磁信号を生成する励磁信号調整過程と、前記励磁信号の電流方向が切替る際の誘導起電力で発生する正又は負電圧の検出信号を検出する検出信号比較過程と、正電圧及び負電圧の検出信号間の時間幅を電圧情報に変換する帰還信号生成過程と、前記電圧情報から前記磁気素子に印加されている定常磁界をキャンセルする磁界を前記帰還用コイルに印加する電流信号である帰還信号を生成する帰還信号調整過程と、前記帰還信号を、磁界強度を示すデータ信号として出力するデータ信号変換過程と、前記励磁信号または前記帰還信号の少なくとも一方の信号に対して重畳する、予め調整済みの直流調整信号を出力する調整信号生成過程と、を有し、前記励磁信号調整過程または前記帰還信号調整過程において、出力端子と反転入力端子とのいずれかに、コンデンサと抵抗とを直列接続した直列回路が設けられた差動増幅器による電圧電流変換を行い、前記直流調整信号に基づいて前記励磁信号または前記帰還信号を生成して、前記出力端子及び前記反転入力端子との間に介挿される前記励磁コイルにまたは帰還用コイルに対して印加し、前記検出信号比較部が検出する検出信号を、前記励磁信号の非線形領域に対してずらして発生させる、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００５０】
この発明によれば、電流制御の励磁信号を電圧電流変換回路にて生成する際、電圧電流変換回路の差動増幅回路において、励磁コイルが介挿される出力端子あるいは入力端子のいずれかに、コンデンサと抵抗との直列回路を設けるため、電圧電流変換回路における異常発振を広い温度範囲において抑制することで、全使用温度範囲において励磁信号に重畳するノイズを低減させることが可能となり、オフセット出力の温度による変動を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本第１の実施形態による磁気素子制御装置１１０の構成例を示す図である。
【図２】フラックスゲート型磁気素子である磁気素子５０の構成例を示す図である。
【図３】フラックスゲート型磁気素子の動作原理を示すグラフである。
【図４】図１における励磁信号調整部１０１６構成例を示す図である。
【図５】図１における励磁信号調整部１０１６の他の構成例を示す図である。
【図６】図５の励磁信号調整部１０１６における異常発振を抑制する構成を説明する図である。
【図７】２５℃における図６に示す励磁信号調整部１０１６の励磁信号の出力波形を示す図である。
【図８】２５℃における図６に示す励磁信号調整部１０１６の励磁信号の出力波形における出力線形性誤差を示す図である。
【図９】１２５℃における図６に示す励磁信号調整部１０１６の励磁信号の出力波形を示す図である。
【図１０】２５℃における図６に示す励磁信号調整部１０１６の増幅率の周波数依存性を示す図である。
【図１１】図６（ｃ）に示すｔｙｐｅ３の構成の励磁信号調整部１０１６の出力のオフセット値（オフセット出力）と温度との関係を示す図である。
【図１２】第１の実施形態における励磁信号調整部１０１６の構成例を示す図である。
【図１３】第１の実施形態における励磁信号調整部１０１６の他の構成例を示す図である。
【図１４】第１の実施形態における磁気素子制御装置１１０の動作例を示すフローチャートである。
【図１５】第２の実施形態における磁気素子制御装置２１０の構成例を示す図である。
【図１６】図１５における励磁信号調整部１０１６及び調整信号生成部１１００の構成例を示す図である。
【図１７】図１５における励磁信号調整部１０１６の他の構成例を示す図である。
【図１８】第３の実施形態による磁気素子制御装置３１０の構成例を示す図である。
【図１９】図１８における励磁信号調整部１０１６構成例を示す図である。
【図２０】図１８における励磁信号調整部１０１６の他の構成例を示す図である。
【図２１】第３の実施形態の原理を説明するための図である。
【図２２】時間分解型ＦＧ方式の磁気素子（磁界比例式測定）の構成例を示す図である。
【図２３】時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界比例式における磁界検出の原理を説明する波形図である。
【図２４】時間分解型ＦＧ方式の磁気素子（磁界平衡式測定）の構成例を示す図である。
【図２５】時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いて磁界平衡式における磁界検出の原理を説明する波形図である。
【図２６】ＦＢコイルＦＢ制御における磁気素子制御装置を用いた磁気検出装置の構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００５２】
＜第１の実施形態＞
図１を参照して、本発明の第１の実施形態による磁気素子制御装置１１０の説明を行う。図１は、本第１の実施形態による磁気素子制御装置１１０の構成例を示す図である。図１において、磁気素子制御装置１１０は、磁気素子制御部１１１と、クロック信号生成部１０２と、クロック信号調整部１０３と、データ信号判定部１０４とを備えている。本発明の磁気素子制御装置１１０は、検出コイル５１及び励磁コイル５２からなるフラックスゲート型の磁気素子５０に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、励磁コイル５２に対して印加する励磁信号（例えば、すでに説明した三角波電流信号）を制御する。
磁気素子制御部１１１は、検出信号増幅部１０１１、検出信号比較部１０１２、帰還信号調整部１０１３、帰還信号変換部１０１４、データ信号変換部１０１５、励磁信号調整部１０１６、励磁信号生成部１０１７及びオフセット電圧調整部１０１８を備えている。
【００５３】
クロック信号生成部１０２は、所定の周期のクロック信号を生成する発振器から構成され、生成したクロック信号をクロック信号調整部１０３に対して出力する。
クロック信号調整部１０３は、供給されるクロック信号の信号レベルを増幅したり、クロック信号の周期の変更などの処理を行い、処理結果のクロック信号を励磁信号生成部１０１７に対して出力する。
データ信号判定部１０４は、データ信号変換部１０１５から供給される、定常磁界の強度を示すデータ信号の電圧値が、予め設定したデータ範囲の数値であるか否かの判定を行う。
【００５４】
励磁信号生成部１０１７は、クロック信号調整部１０３から供給されるクロック信号にに基づいて、交番信号、例えば０Ｖを基準電位として交番する交番電圧信号としての三角波信号を生成する。
励磁信号調整部１０１６は、励磁信号生成部１０１７の生成した三角波信号を所定の増幅率にて増幅し、三角波電圧信号を生成する。また、励磁信号調整部１０１６は、生成した三角波電圧信号を電圧電流変換し、三角波電流信号（以下、単に電流信号と示す場合もある）である励磁信号を生成して励磁コイル５２対して印加する。
【００５５】
次に、図２は、フラックスゲート型磁気素子である磁気素子５０の構成例を示す図である。
磁気素子５０は、磁性体コア５３に対して２系統の巻線が巻かれており、一系統の巻線で構成された検出コイル５１と、他系統の巻線で構成された励磁コイル５２とからなる。
【００５６】
次に、図３は、フラックスゲート型磁気素子の動作原理を示すグラフである。図３（ａ）は、縦軸が電流を示し、横軸が時間を示しており、励磁コイル５２に供給する励磁信号を生成する三角波電流信号の時間変化を示すグラフである。この図３（ａ）において、励磁コイル５２に供給される三角波電流信号は、基準参照電流０Ａを境にした正負の交番信号である。図３（ｂ）は、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示しており、図３（ａ）の三角波電流信号による励磁コイル５２に流れる励磁電流の方向の変化する（三角波電流信号の電流の極性が変化し、これにより電流信号である励磁信号（励磁電流）の電流値の極性が変化する）際に、誘導起電力によって検出コイル５１に生じる検出信号（時刻ｔ１の第１検出信号、時刻ｔ２の第２検出信号）の時間変化を示すグラフである。
【００５７】
ここで、図３（ａ）は、定常磁界（Ｈｅｘ）が磁気素子５０に印加されたことにより、励磁コイル５２に印加される励磁電流で生成された基準電流値が、印加されている定常磁界を発生するＤＣ電圧分、基準電流値からずれることを示している。また、この励磁電流の基準電流からの、定常磁界（Ｈｅｘ）によるずれに対応し、第１検出信号（時刻ｔ１）及び第２検出信号（時刻ｔ２）の発生タイミングが時間的にずれることを示している。
また、図３（ｂ）から解るように、第１検出信号の時刻ｔ１及び第２検出信号の時刻ｔ２間の時間幅Ｔwと、三角波の周期Ｔの１／２である時間Ｔ／２との差分Ｔdが０であれば、磁気素子５０に対して定常磁界（Ｈｅｘ）は印加されておらず、差分Ｔdが正であれば負の定常磁界（Ｈｅｘ＜０）が印加され、差分Ｔdが負であれば正の定常磁界（Ｈｅｘ＞０）が印加されている。
【００５８】
図１に戻り、検出信号増幅部１０１１は、磁気素子５０の検出コイル５１の両端の電圧を、予め設定された増幅度によって増幅する。
検出信号比較部１０１２は、検出信号増幅部１０１１から供給される増幅された検出信号の電圧値と、予め定められた閾値電圧値とを比較し、第１検出信号及び第２検出信号（図３（ｂ）参照）を検出する。
ここで、図３に示すように、第１検出信号は、負極性のパルスであり、励磁コイル５２に対して印加される電圧の極性が正から負に変化する電圧領域で誘導起電力により発生する。一方、第２検出信号は、正極性のパルスであり、励磁コイル５２に対して印加される励磁信号の電流の極性が負（負電流）から正（正電流）に変化する境界領域における誘導起電力により発生する。
【００５９】
なお、上述の説明では、励磁コイル５２に印加される励磁信号が電流信号である。つまり、図３（ａ）における縦軸成分が、励磁信号の電流値である。このため、図３（ａ）における交番信号の基準電流値は、横軸と交差する縦軸の電流値であり、０Ａ（ゼロアンペア）となる。
【００６０】
第１の実施形態においては、ＦＢ信号である帰還信号の電圧を生成する構成として、デジタル値を用いた演算によるデジタル処理で行う構成と、アナログ値を用いた演算によるアナログ処理で行う構成とのいずれでも、磁気素子制御装置１１０を構成することができる。以下、デジタル処理で帰還信号の電圧を生成する構成とアナログ処理で帰還電圧を生成する構成とを順番に説明する。
【００６１】
・デジタル処理で帰還信号の電圧を生成する構成
検出信号比較部１０１２は、第１検出信号から第２検出信号までの時間幅を計測し、この時間幅Ｔwと三角波の周期Ｔの半分の時間、すなわちＴ／２との差分Ｔd（＝Ｔw−（Ｔ／２））を求め、帰還信号変換部１０１４に対して出力する。
帰還信号変換部１０１４は、検出信号比較部１０１２から時間情報である差分Ｔdが供給されると、この差分Ｔdから、ＦＢ信号としての帰還信号の電圧を生成する電圧情報を生成する。
ここで、帰還信号変換部１０１４には、差分Ｔdとこの差分Ｔdに対応したデジタル値の電圧情報との対応を示す時間電圧情報テーブルが内部の記憶部に予め書き込まれて記憶されている。
【００６２】
そして、帰還信号変換部１０１４は、この内部の記憶部に記憶されている時間電圧情報テーブルから、供給される差分Ｔdに対応する電圧情報を読み出し、帰還信号調整部１０１３に対して出力する。例えば、電圧情報は、帰還信号の電圧値を示すデジタル値のデータである。また、電圧情報は、差分Ｔdの極性が付され、すなわち差分Ｔdが正の場合に正の極性を有し、差分ｔdが負の場合に負の極性を有している。したがって、磁気素子５０に対して、正の極性の定常磁界（Ｈｅｘ）が印加されている場合、三角波電圧信号を電圧電流変換した結果の電流信号に対して、負の極性の電流の帰還電流を重畳し、一方、負の極性の定常磁界（Ｈｅｘ）が印加されている場合、三角波電圧信号を電圧電流変換した結果の電流信号に対して正の極性の電流の帰還電流を重畳する。
【００６３】
帰還信号調整部１０１３は、帰還信号変換部１０１４から供給される電圧情報に基づき、電圧情報の示す電圧値の帰還信号を生成し、ＦＢ信号として励磁信号調整部１０１６に対して出力する。
ここで、帰還信号調整部１０１３は、電圧情報がデジタル値であるので、例えば内部にＤ／Ａ変換器を備え、供給されるデジタル値である電圧情報をＤ／Ａ変換器に入力して直流電圧を得て、帰還信号として励磁信号調整部１０１６に対して出力する。
励磁信号調整部１０１６は、帰還信号調整部１０１３から供給されるＦＢ信号である帰還信号を帰還電流に電圧電流変換して、内部で生成した三角波電圧信号を電圧電流変換した電流信号に重畳させ、励磁信号として励磁コイル５２に対して印加する。
【００６４】
また、励磁信号に帰還電流が重畳されている場合、検出信号比較部１０１２が検出する第１検出信号及び第２検出信号の時間間隔はＴ／２近傍にある。
このため、検出信号比較部１０１２は、すでに励磁信号に帰還信号が重畳されている場合、出力する時間情報として、Ｔ／２とする帰還信号と現在印加している帰還信号との誤差を示す誤差電圧となる。したがって、検出信号比較部１０１２は、励磁信号が印加されている場合、上述した誤差電圧を示す時間情報として差分Ｔdを帰還信号変換部１０１４に対して出力する。
【００６５】
また、帰還信号変換部１０１４は、誤差電圧を示す時間情報である差分Ｔdが供給されると、すでに述べたように、この差分Ｔdに対応する電圧情報を、内部の記憶部に記憶されている時間電圧情報テーブルから読み出し、帰還信号調整部１０１３に対して出力する。
また、帰還信号調整部１０１３は、内部に記憶部を有し、この記憶部に電圧情報が積算されて記憶され、この積算された電圧情報を用いて帰還信号の生成を行う。
ここで、帰還信号調整部１０１３は、差分Ｔdに対応する電圧情報が予め設定された設定電圧範囲内に含まれるか否かの判定を行う。
【００６６】
そして、帰還信号調整部１０１３は、この設定電圧範囲内に電圧情報が含まれていない場合、磁気素子５０に対して印加されている定常磁界をキャンセルする程の影響がない電圧（測定精度以下の定常磁界を示す電圧）と判定する。
すなわち、帰還信号調整部１０１３は、制御の精度の誤差となり、ほぼ第１検出信号及び第２検出信号の時間幅がＴ／２であると判定する。このとき、帰還信号調整部１０１３は、この誤差範囲とされた電圧情報を、内部の記憶部の直前までの時間情報に積算せず、破棄する。
【００６７】
データ信号変換部１０１５は、帰還信号調整部１０１３から供給される電圧情報を、予め設定された増幅度により増幅し、外部に対して出力する。
このデータ信号変換部１０１５における増幅度は、予め線形的に測定可能な範囲の帰還信号の電圧値の範囲のみをデータ信号として出力する値に設定されている。すなわち、この増幅度は、定常磁界をキャンセルする磁界と、この磁界を発生する電圧値の帰還信号とが線形性を保つ範囲のみが増幅された電圧となり、範囲外の電圧を飽和させて一定電圧とするものである。すなわち、データ信号変換部１０１５は、、帰還信号の電圧値とこの電圧値によって生成される磁界強度が線形性を有する帰還信号の電圧範囲外の帰還信号の電圧値が飽和する予め設定された増幅率により、帰還信号を増幅して出力する。
【００６８】
磁気素子制御部１１１におけるオフセット電圧調整部１０１８は、磁気素子５０に対して測定対象の定常磁界（Ｈｅｘ）が印加されていない状態において、第１検出信号及び第２検出信号の時間幅が基準の時間幅、例えば三角波の周期Ｔの半分であるＴ／２とからずれている場合、このずれを補正するためのオフセット電圧を発生する。このオフセット電圧は、定常磁界が０であり、磁気素子５０の設置位置の周囲の環境により発生している磁界の強度に対応して、この環境による磁界をキャンセルする電圧として設定されている。
そして、オフセット電圧調整部１０１８は、帰還信号調整部１０１３から供給される帰還信号に対して、自身の発生するオフセット電圧を加算し、加算結果を新たな帰還信号として励磁信号調整部１０１６に対して出力する。
【００６９】
データ信号判定部１０４は、データ信号変換部１０１５から供給されるデータ信号の電圧値が予め設定したデータ範囲（出力データ指定範囲）に含まれているか否かの判定を行う。データ信号判定部１０４は、内部の記憶部に上記データ範囲が予め書き込まれて記憶されている。このデータ範囲は、データ信号変換部１０１５で増幅されて出力されるデータ信号の示す電圧値が、磁界とこの磁界を示す電圧値とが線形関係にある領域に含まれているか否かを判定する電圧値の範囲である。
ここで、データ信号判定部１０４は、データ信号の電圧値がデータ範囲に含まれていない場合、エラーを示すデータ信号（エラー信号）を、外部の磁界強度検出装置に対して出力する。また、データ信号判定部１０４は、データ信号の電圧値がデータ範囲に含まれている場合、電圧値を示すデータ信号を、外部の磁界強度検出装置に対して出力する。
【００７０】
したがって、このデータ信号は、定常磁界をキャンセルする磁界の強度を求める磁界電圧、すなわち定常磁界の強度を示すものである。外部にある磁界強度検出装置（不図示）は、このデータ信号示す磁界電圧の電圧値を磁界の強度に変換して、変換した磁界の強度を出力する。
ここで、磁界強度検出装置には、磁界電圧の電圧値と、この磁界電圧の電圧値に対応する磁界の強度との対応を示す磁界強度テーブルが、内部の記憶部に予め書き込まれて記憶されている。
磁界強度検出装置は、磁気素子制御装置１１０から供給される、データ信号の示す磁界電圧の電圧値に対応する磁界強度を、磁界強度テーブルから読み出し、定常磁界（Ｈｅｘ）の強度の数値とし、例えば、自身に設けられた表示部に表示する。本発明は、磁気素子制御装置１１０と上述した図示しない磁界強度検出装置とにより、磁気検出装置を構成する。
【００７１】
・アナログ処理で帰還信号の電圧を生成する構成
検出信号比較部１０１２は、第１検出信号と第２検出信号とを、帰還信号変換部１０１４に対して出力する。
帰還信号変換部１０１４は、第１検出信号及び第２検出信号の出力される周期（時刻ｔ１と時刻ｔ２との間隔、すなわち時間幅）に基づき、電圧情報としてのデューティ比を有するパルスを生成し、このパルスを電圧情報として帰還信号調整部１０１３に対して出力する。すなわち、帰還信号変換部１０１４は、電圧情報として、上記時間幅から帰還信号の電圧値を示すデューティ比を求め、この帰還信号の電圧値を示すデューティ比の矩形波を帰還信号調整部１０１３に対して出力する。
帰還信号調整部１０１３は、情報が矩形波信号で示されている場合、デューティ比に対応した直流電圧をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路等により発生し、帰還信号として出力する。
【００７２】
例えば、第１検出信号から第２検出信号までの時間幅が、第２検出信号から第１検出信号までの時間幅に対して長い場合、定常磁界が負である必要がある。このため、帰還信号調整部１０１３は、定常磁界をキャンセルする正の磁界を発生させる直流電圧の帰還信号を発生する。
一方、第２検出信号から第１検出信号までの時間幅が、第１検出信号から第２検出信号までの時間幅に対して長い場合、定常磁界が正であるため、帰還信号調整部１０１３は、定常磁界をキャンセルする負の磁界を発生させる直流電圧の帰還信号を発生する。
【００７３】
すなわち、帰還信号調整部１０１３は、電圧情報であるパルスが供給されると、このパルスのデューティ比に対応した電圧値の帰還信号を生成し、生成した帰還信号を励磁信号調整部１０１６に対して出力する。
ここで、帰還信号調整部１０１３は、例えば、オペアンプを用いて構成された電圧電流変換回路が設けられている。この電圧電流変換回路において、オペアンプ機能のアンプを用い、正入力と負入力の電位差がゼロに維持されるようにこのアンプが機能するため、アンプの出力から正入力への電流信号は、外部磁界と比例関係となる。そして、この電流信号に比例する信号を帰還信号として、励磁コイル５２に印加することで、この帰還信号による磁界が発生し、磁気素子５０内の磁性体コアに印加される磁界が一定になるように調整する。結果として、外部の定常磁界に依存せず、第１検出信号と第２検出信号の時間間隔を一定に保持することができる。
【００７４】
励磁信号調整部１０１６は、デジタル処理の場合と同様に、帰還信号調整部１０１３から供給される帰還信号を電圧電流変換して得た帰還電流を、制御回路内部で生成した三角波電圧信号を電圧電流変換した電流信号に重畳させ、この帰還電流が重畳された励磁信号を励磁コイル５２に対して印加する。
データ信号変換部１０１５の動作は、アナログ値を増幅する以外、デジタル処理と同様であるため、説明を省略する。
また、外部の磁界強度検出装置は、磁気素子制御装置１１０から供給されるアナログ値のデータ信号をＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換によりデジタル値に変換し、デジタル処理で説明した動作と同様に磁界強度を求める。
【００７５】
次に、図４は、図１における励磁信号調整部１０１６構成例を示す図である。すなわち、図４において、励磁信号調整部１０１６は、磁気素子制御部１１１の励磁信号調整部１０１６が励磁信号生成部１０１７の出力する三角波信号から励磁信号を差動信号により生成する場合におけるフィードバック（ＦＢ）信号を電流による加算している。図４において、励磁信号調整部１０１６は、励磁信号生成部１０１７からの三角波信号と、この三角波信号の反転信号との差分により励磁信号を生成し、出力端子から出力する。
【００７６】
励磁信号調整部１０１６は、抵抗２０１７０と、増幅回路２０１７１と、反転回路２０１７２と、抵抗２０１７３と、増幅回路２０１７４と、増幅器２０１７５とを備えている。抵抗５００は、励磁コイル５２の抵抗成分である。ここで、抵抗２０１７０は、抵抗値がＲｆであり、抵抗２０１７３は抵抗値がＲである。増幅器２０１７５は、抵抗２０１７３により、電圧信号の励磁信号を電流信号の励磁信号に変換する電圧電流変換を行っている。
この図４に示す回路構成の励磁信号調整部１０１６の場合、ＦＢ信号の帰還電流（定常電流が付加された場合も同様）を、増幅器２０１７５の（−）入力端子（反転入力端子）に供給する。すなわち、抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力と増幅器２０１７５の（−）入力端子との間に介挿されている。抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力する帰還信号の電圧（帰還電圧）を、電圧電流変換して帰還電流Ｉｆとして、増幅器２０１７５の（−）入力端子に出力する。また、抵抗２０１７０は、帰還電流Ｉｆの電流値が、帰還電圧の示す磁界のシフト量に対応し、励磁電流Ｉｅｘを変化させる電流値となるように、抵抗値Ｒｆが設定されている。
【００７７】
次に、図５は、図１における励磁信号調整部１０１６の他の構成例を示す図である。すなわち、図５において、励磁信号調整部１０１６は、図４の場合と同様に、磁気素子制御部１１１の励磁信号調整部１０１６が励磁信号生成部１０１７の出力する三角波信号を電圧電流変換した電流信号に対し、ＦＢ信号を電圧電流変換した帰還電流を加算し、電流制御に用いる励磁信号を生成している。図５において、励磁信号調整部１０１６は、励磁信号生成部１０１７からの三角波信号と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差分により励磁信号を生成し、出力端子から出力する。
【００７８】
励磁信号調整部１０１６は、抵抗２０１７０と、抵抗２０１７６と増幅器２０１７５とを備えている。抵抗５００は、励磁コイル５２の抵抗成分である。ここで、抵抗２０１７０は、抵抗値がＲｆであり、抵抗２０１７６は抵抗値がＲである。増幅器２０１７５は、抵抗２０１７６により、電圧信号の励磁信号を電流信号の励磁信号に変換する電圧電流変換を行っている。また、抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力する帰還信号の電圧（帰還電圧）を、電圧電流変換して帰還電流Ｉｆとして、増幅器２０１７５の（−）入力端子に出力する。また、抵抗２０１７０は、帰還電流Ｉｆの電流値が、帰還電圧の示す磁界のシフト量に対応し、励磁電流Ｉｅｘを変化させる電流値となるように、抵抗値Ｒｆが設定されている。
【００７９】
この図５に示す回路構成の励磁信号調整部１０１６の場合、ＦＢ信号を、増幅器２０１７５の（−）入力端子に供給する。これにより、本実施形態における検査用回路１０を用いた、磁気素子制御部１１１の磁気平衡方式におけるフィードバックループを形成する。抵抗２０１７６は、電圧信号である三角波信号を電流信号に電圧電流変換し、増幅器２０１７５の（−）入力端子に供給する。すなわち、励磁信号調整部１０１６は、電圧電流変換回路である。
【００８０】
図６は、図５の励磁信号調整部１０１６における異常発振を抑制する構成を説明する図である。この図５には、励磁信号調整部１０１６の３種類の構成が示されている。図６（ａ）は、ｔｙｐｅ１の構成を示し、図５と同様である。
図６（ｂ）は、ｔｙｐｅ２の構成を示し、異常発振を抑制するためのコンデンサ２０１７７を設けた励磁信号調整部１０１６の構成を示している。コンデンサ２０１７７は、増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間に介挿され、位相補償用のコンデンサである。
図６（ｃ）は、ｔｙｐｅ３の構成を示し、異常発振を抑制するため、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を設けた励磁信号調整部１０１６の構成を示している。コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８は、増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間に直列接続されて介挿されている。コンデンサ２０１７７は、位相補償用のコンデンサである。
【００８１】
図７は、２５℃における図６に示す励磁信号調整部１０１６の励磁信号の出力波形を示す図である。図７において、横軸が時間を示し、縦軸が励磁信号の振幅値を示している。図７（ａ）がｔｙｐｅ１の構成の出力波形（励磁信号）を示し、図７（ｂ）がｔｙｐｅ２の構成の出力波形を示し、図７（ｃ）がｔｙｐｅ３の構成の出力波形を示している。
図６の各々の励磁信号調整部１０１６は、（＋）入力端子（非反転入力端子）に入力される基準信号の電圧値（Ｖｒｅｆ）を、抵抗２０１７６の抵抗値Ｒにより除算した電流値Ｉで制御される。この制御は、図５及び図６のシングルエンド信号の構成だけでなく、図４の差動信号の構成の場合も同様である。
【００８２】
図８は、２５℃における図６に示す励磁信号調整部１０１６の励磁信号の出力波形における出力線形性誤差を示す図である。図８において、横軸が印加磁場を示し、縦軸が出力線形誤差の数値を示している。図８（ａ）がｔｙｐｅ１の構成の出力波形における出力線形性誤差を示し、図８（ｂ）がｔｙｐｅ２の構成の出力波形における出力線形性誤差を示し、図８（ｃ）がｔｙｐｅ３の構成の出力波形における出力線形性誤差を示している。出力線形性誤差は、印加磁場と磁気センサの出力値との対応関係を直線近似し、出力値のその直線からの距離を規格化した数値である。
【００８３】
図９は、１２５℃における図６に示す励磁信号調整部１０１６の励磁信号の出力波形を示す図である。図９において、横軸が時間を示し、縦軸が励磁信号の振幅を示している。図９（ａ）がｔｙｐｅ２の構成の励磁信号の出力波形を示し、図９（ｂ）がｔｙｐｅ３の構成の励磁信号の出力波形を示している。
【００８４】
図１０は、２５℃における図６に示す励磁信号調整部１０１６の増幅率の周波数依存性を示す図である。図１０において、横軸が周波数を示し、縦軸がオペアンプの増幅率を示している。図１０（ａ）がｔｙｐｅ２の構成の周波数依存性を示し、図１０（ｂ）がｔｙｐｅ３の構成の周波数依存性を示している。図１０において、周波数ｆｃはカット周波数である。周波数ｆｐは共振ピークが発生する周波数である。
【００８５】
図１１は、図６（ｃ）に示すｔｙｐｅ３の構成の励磁信号調整部１０１６の出力のオフセット値（オフセット出力）と温度との関係を示す図である。図１１において、横軸が温度を示し、縦軸がオフセット出力（電圧値）を示している。この図１１は、コンデンサ２０１７７と直列に接続される抵抗２０１７８の抵抗値を換え、それぞれの抵抗値の場合のオフセット出力の温度依存性を示す図である。図１１において、「×」は抵抗２０１７８の抵抗値が０Ω（抵抗を付加しないｔｙｐｅ２と同様の構成）、「◇」は抵抗２０１７８の抵抗値が５Ω、「□」は抵抗２０１７８の抵抗値が１０Ω、「△」は抵抗２０１７８の抵抗値が２０Ω、「○」は抵抗２０１７８の抵抗値が３０Ωである。
【００８６】
差動信号の場合、図４に示すように、（＋）入力端子と（−）入力端子は極性の異なる同相の交流信号が、正帰還信号、負帰還信号として供給される。
また、シングルエンド信号の場合、図５に示すように、一定の電圧値のＤＣ電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとして（＋）入力端子に供給する。
増幅器２０１７５は、出力端子からの出力信号が（−）入力端子に入力されている。増幅器２０１７５は、増幅率が小さく、かつ位相余裕が少ない場合、異常発振が発生し易い状態となっている。
【００８７】
一般的に、オペアンプは、増幅率が０ｄＢ時の入力信号に対する出力信号の位相ずれ（以下、位相余裕と示す）が±１８０°以内の範囲においてできるだけ大きい方が、異常発振が抑制される特性がある。
図４に示すように、ボルテージフォロアである反転回路２０１７２及び増幅器２０１７５を含めて複数のオペアンプで構成された回路の場合、出力信号が等倍で（−）入力端子に負帰還信号として入力されるため、異常発振が発生し易くなる。また、ボルテージフォロアである反転回路２０１７２と、増幅器２０１７５とを組合わせた場合、それぞれのオペアンプの共振周波数に起因した増幅器の極大値（以下、共振ピークと示す）が発生する場合がある。
【００８８】
さらに、時間分解型ＦＧ方式の場合、測定磁界範囲を拡大するためには、励磁電流をできるだけ大きくする必要がある。このため、増幅器２０１７５の増幅率の設定値を小さくする必要があり、それにより増幅器２０１７５における異常発振が発生し易くなる。
図７から分かるように、異常発振の対策を行っていない、図６（ａ）に示すｔｙｐｅ１の構成の場合、励磁信号に異常発振の交流信号が重畳する。
【００８９】
このように、異常発振が交流信号である励磁信号に対して重畳した場合、励磁信号の波形の立ち上がり及び立ち下がりのスロープに歪みが発生する場合がある。
ここで、図６（ａ）に示す回路構成では、励磁信号生成部で任意の電圧波高値を有する交流信号を生成する。すなわち、増幅器２０１７５により任意の周波数の発振回路が形成されている。
【００９０】
一方、増幅器２０１７５及び反転回路２０１７２は、出力端子からの出力が（−）入力端子に帰還するフィードバック回路である。このため、位相余裕が小さい場合は、増幅器２０１７５及び反転回路２０１７２のアンプ特性に起因する発振周波数で異常発振する場合がある。この異常発振は、増幅器２０１７５及び反転回路２０１７２の（−）入力端子側と出力端子側との双方に伝搬する。このため、励磁信号生成部１０１７の交流信号にも重畳する。
特に、励磁信号が差動信号で、正信号と負信号とが別個体のオペアンプで生成された場合、正信号と負信号に対する異常発振の重畳する量及び位相が異なる場合がある。異常発振の周波数が励磁信号の周波数より大きい場合、結果として、励磁信号のスロープの線形性が劣化し、スロープが歪む場合がある。
【００９１】
このスロープの歪みにより、図８（ａ）に示すように、図６（ａ）に示すｔｙｐｅ１の構成は、励磁信号の極性が反転する領域でスロープに非線形な領域がみられ、ゼロ磁界近傍のセンサ出力の出力線形性誤差が極大値を有し、磁界に対するセンサ出力の線形性が劣化する。一方、異常発振の対策を行っているｔｙｐｅ２及びｔｙｐｅ３の各々は、図７（ｂ）及び図７（ｃ）それぞれに示されるように、励磁信号の出力波形における異常発振の交流信号の重畳が抑制されていると同時にスロープに非線形な領域が見られないことが分かる。
【００９２】
上述した異常発振を抑制するため、オペアンプ（増幅器２０１７５）単体の、ゲインの出力信号の位相差特性（ボード線図）に起因した発振を停止させる手法として、位相補償用のコンデンサ２０１７７をオペアンプ内に設置する手法が一般的に知られている。ボード線図は、線形時不変系における伝達関数の周波数特性を表した図であり、通常はゲイン線図と位相線図の組合せで使われる。
オペアンプの出力端子に対し、位相補償用のコンデンサ２０１７７を付加した場合、図１０（ｂ）に示すように、ｔｙｐｅ２の構成においては、増幅器２０１７５の増幅率が低減し始める周波数ｆｃ（以下、カット周波数と示す）が減少する。このため、ｔｙｐｅ２の構成においては、オペアンプの位相余裕が大きくなり、異常発振の発生が抑制されるという効果がある。
【００９３】
また、上述した増幅器２０１７５の出力端子以外に、コンデンサ２０１７７を接続することにより異常発振を抑制することも可能である。増幅器２０１７５への他の接続箇所は、以下に示す３カ所が考えられる。増幅器２０１７５の出力端子にコンデンサ２０１７７を付加する構成を含め、以下のａ、ｂ、ｃのすべての構成において位相余裕を大きくすることができる。
ａ．増幅器２０１７５の（−）入力端子及び（＋）入力端子間にコンデンサ２０１７７を接続する。
ｂ．増幅器２０１７５の（−）入力端子と接地点との間にコンデンサ２０１７７を介挿する。
ｃ．増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間にコンデンサ２０１７７を介挿する。
【００９４】
励磁コイル５２（励磁コイル５２の抵抗成分として抵抗５００と示す場合がある）は、増幅器２０１７５の（−）入力端子と出力端子との間に接続される。このため、励磁信号生成部１０１７と増幅器２０１７５とが集積回路化されている場合、構成ｂと構成ｃとの適用が可能である。
図６（ｂ）に示すｔｙｐｅ２の場合、集積回路の励磁コイル接続端子とグラウンドとの間に適切な容量値のコンデンサ２０１７７を接続する。
この結果、図７（ｂ）に示すように、図７（ａ）のｔｙｐｅ１の励磁信号に比較して、励磁信号に重畳する異常発振が抑制される。
そして、異常発振の発生が抑制されるとともに、図７（ｂ）のｔｙｐｅ２に示すように励磁信号のスロープ上の歪みが緩和される。このスロープ上の歪みが緩和されることにより、結果として、図８（ｂ）に示されるように、ｔｙｐｅ２の構成において、ゼロ磁界付近のセンサ出力の線形性誤差の極大値が減少するという効果がある。
【００９５】
ただし、コンデンサ２０１７７を付加することにより、増幅器２０１７５のカット周波数が小さくなる。これにより、カット周波数が励磁信号の周波数に近づいた場合、励磁信号の出力波形のスロープの線形性が悪くなり、結果として、センサ出力の線形性誤差が大きくなってしまう。
また、温度上昇により、コンデンサ２０１７７の容量値が減少した場合、位相余裕が小さくなり、図９（ａ）に示すように、ｔｙｐｅ２の構成において、高温（１２５℃）で増幅器２０１７５に異常発振が発生する場合がある。
【００９６】
そこで、コンデンサ２０１７７の容量値を大きくすることで、高温においても異常発振が抑制される。しかしながら、カット周波数ｆｃが低下するために、励磁信号のゲインも低下するという問題がある。したがって、増幅器２０１７５のカット周波数は低下するが、多段のオペアンプ構成での共振ピークの発生を抑制するためには、共振ピークが発生する周波数ｆｐにおける増幅率を０ｄＢ以下に設定する必要がある。
【００９７】
共振ピークが発生する周波数ｆｐにおける増幅率を０ｄＢ以下とする状態として、図１０（ｃ）に示すように、ｔｙｐｅ３の構成により得られるラグリード特性で実現することは効果的である。ラグリード特性を得る手法として、図６（ｃ）に示すｔｙｐｅ３の構成のように、コンデンサ２０１７７に対して抵抗２０１７８を直列に接続した上で接地する構成がある。すなわち、増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間に、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を直列接続した直列回路を介挿する。
【００９８】
図１０（ｃ）に示すように、ｔｙｐｅ３の構成の増幅器２０１７５は、高周波数域での増幅率の低下をｔｙｐｅ２に比較して抑制し、かつ、共振ピークにおける増幅率を０ｄＢ以下とすることができる。ここで、増幅器２０１７５の出力端子に付加するコンデンサ２０１７７に対し、適切な抵抗値の抵抗２０１７８を直列接続することにより、良好なラグリード特性を得られることを確認した。
また、図６（ｃ）に示すｔｙｐｅ３の構成において、増幅器２０１７５の出力端子に対し、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７の直列接続を付加している。このｔｙｐｅ３の回路構成により、図９（ｂ）に示すように、高温域（１２５℃）での異常発振の発生が、図９（ａ）に示すｔｙｐｅ２に比較して抑制されていることが分かる。
【００９９】
一方、図１１に示すように、コンデンサ２０１７７の容量値を一定とし、抵抗２０１７８の抵抗値を変化させた場合、抵抗２０１７８の抵抗値により、センサ出力のオフセット温度特性が変化する。抵抗２０１７８の抵抗値をを増加させると、低温度域のオフセットが大きく変化する。一方、特定の温度以上のオフセットは、ほとんど変化しないことが、図１１による結果から分かった。
ここで、抵抗２０１７８の抵抗値を大きくすると、この抵抗値により接地点に流れる電流量が減少するため、励磁信号に重畳するオフセットが減少する。
【０１００】
抵抗２０１７８の抵抗値には、温度依存性があるが、抵抗２０１７８に流れる電流量と励磁信号のオフセット電圧とに相関がある。このため、抵抗２０１７８の抵抗値を大きくすることにより、オフセットの温度変化が低減したと考えられる。
したがって、適正定数のコンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８とを接続することにより、図１１に示されるように、高温度領域のオフセット値に対し、低温度領域のオフセット値を近づけることで可能である。この結果、磁気センサの使用温度領域における全ての温度範囲において、磁気センサの出力値におけるオフセット変化を小さくすることができる。すでに記載したが、図１１において、横軸が温度を示し、縦軸がオフセット出力（電圧値）を示している。
【０１０１】
図６（ｃ）に示すｔｙｐｅ３の構成においては、増幅器２０１７５の出力端子に対して、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を接続する例を示している。
しかしながら、高温度領域での異常発振の発生の抑制と、オフセット値の温度変化の調整を目的とした場合、増幅器２０１７５の（−）入力端子、または、増幅器２０１７５の出力端子と、増幅器２０１７５の（−）入力端の双方に、コンデンサ２０１７７とと抵抗２０１７８を接続した構成としても良い。
また、図４に示す磁気素子制御部１１１の励磁信号調整部１０１６においても、上述した構成ｂと構成ｃとに対応するように、増幅器２０１７５に対して、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を直列接続した直列回路を付加する。
【０１０２】
したがって、本実施形態における励磁信号調整部１０１６は、図１２あるいは図１３に示す構成となる。図１２は、第１の実施形態における励磁信号調整部１０１６の構成例を示す図である。図１３は、第１の実施形態における励磁信号調整部１０１６の他の構成例を示す図である。図１２及び図１３の各々において、増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間に、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８が直列接続された直列回路が介挿されている。また、図１２及び図１３の各々は、図４、図５それぞれと同様の構成には同一の符号を付してある。
【０１０３】
上述したように、本実施形態は、カット周波数を励磁信号の周波数と異常発振の周波数の間に設定し、かつ、ラグリード特性を狙った増幅器２０１７５の外部接続回路として、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を、増幅器２０１７５の出力端子と接地点と間に直列接続している。この構成により、本実施形態によれば、高温度領域まで、異常発振を抑制できるため、交流信号である励磁信号に対し、励磁信号より高い周波数の異常発振が重畳することを抑制することができる。この結果、励磁信号のスロープの歪みを防止し、スロープの線形性が良好となる。また、本実施形態によれば、コンデンサ２０１７７の容量値と、抵抗２０１７８の抵抗値を調整し、接地点へ流れる電流量を抑制することにより、幅広い温度範囲におけるオフセット出力の変化量を低減することができる。
【０１０４】
上述した構成により、本実施形態によれば、帰還信号を励磁信号に重畳させ、この励磁信号を励磁コイル５２に印加するため、磁気比例式で一般的に用いる磁気素子を利用することができ、従来の時間分解型の磁気平衡式による磁界強度の測定で使用するＦＢコイルが設けられた磁気素子に比較して安価かつ小型の磁気検出装置を構成することが可能となる。ここで、磁気素子を小型化するのみでなく、磁気素子のサイズが磁気平衡式と同等の場合、ＦＢコイルの領域を用い、励磁コイルや検出コイルの巻数を増加させることにより、励磁効率の増加によって、さらに定常磁界の測定範囲を広げたり、検出コイルにおける検出信号のＳ／Ｎ（Ｓｉｇｎａｌ／Ｎｏｉｓｅ）比を向上させることができる。
また、本実施形態は、カット周波数を励磁信号の周波数と異常発振の周波数の間に設定し、かつ、ラグリード特性を狙った増幅器２０１７５の外部接続回路として、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を、増幅器２０１７５の出力端子と接地点と間に直列接続している。この構成により、本実施形態によれば、高温度領域まで、異常発振を抑制できるため、交流信号である励磁信号に対し、励磁信号より高い周波数の異常発振が重畳することを抑制することができる。この結果、励磁信号のスロープの歪みを防止し、スロープの線形性が良好となる。また、本実施形態によれば、コンデンサ２０１７７の容量値と、抵抗２０１７８の抵抗値を調整し、接地点へ流れる電流量を抑制することにより、幅広い温度範囲におけるオフセット出力の変化量を低減することができる。
また、上述した本実施形態の構成は、ＦＢコイルを用いずに、帰還信号を励磁信号に重畳させ、磁界平衡式測定を行ている。しかしながら、ＦＢコイルに帰還信号（電流信号）を印加し、磁界平衡式測定を行うＦＢコイルＦＢ制御の構成においても、本実施形態と号用に、励磁コイルに励磁電流を流す励磁信号調整部において、ラグリード特性を狙った海図接続回路として、本実施形態におけるコンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を、励磁コイルに励磁電流（交流信号）を印加する増幅器の出力端子と接地点と間に直列接続することにより、本実施形態と同様に、励磁信号より高い周波数の異常発振が重畳することを抑制することができる。
【０１０５】
また、本発明によれば、磁気比例式で一般的に用いる磁気素子を利用しているが、磁気比例式による磁界検出の場合に比較して、磁気素子に印加される定常磁界の強度の範囲を広くとることが可能となる。
また、本発明によれば、三角波電圧信号に対してＦＢ信号として帰還信号を重畳しているため、従来のＦＢコイルに対して電流としてＦＢ信号を印加する場合に比較して、定電流（ＦＢ信号）を生成する際の差動信号の基準電圧の時間変動を安定化させることができ、出力されるデータ信号の時間変動を抑制することができる。
【０１０６】
また、本発明によれば、励磁信号生成部１０１７が三角波を生成する際、生成に用いるオペアンプの特性に起因し、基準電位近傍の非線形領域（以下、クロスオーバー歪みとする）を回避するために、検出信号（第１検出信号、第２検出信号）の時間間隔をＦＢ制御により補正することが可能である。
例えば、磁気平衡となったタイミングを正確に判定するため、予め三角波電圧信号にオフセットを与え、基準電位がクロスオーバー歪みを有さない三角波の領域と交差するように調整する。ＦＢコイルを用いた磁気平衡式においても、上述したクロスオーバー歪みを回避する制御を行うことは可能であるが、ＦＢ信号として用いる帰還電流を、一旦、電圧信号である帰還信号に変換する必要があるため、定電流制御ではなくなる。結果として、磁気素子５０の温度により磁界強度の検出の精度が劣化することになる。
【０１０７】
次に、図１及び図１４を用いて、本実施形態における磁気素子制御装置１１０の動作の説明を行う。図１４は、本第１の実施形態における磁気素子制御装置１１０の動作例を示すフローチャートである。第１の実施形態においては、デジタル処理により帰還信号を生成する構成の場合で説明する。また、アナログ処理により帰還信号を生成する構成についても、図１４のフローチャートの動作により同様に行うことができる。
【０１０８】
ステップＳ１：
検出信号増幅部１０１１は、検出コイル５１の両端の電圧を増幅し、検出信号比較部１０１２へ出力する。
そして、検出信号比較部１０１２は、第１検出信号の検出された時刻ｔ１及び第２検出信号が検出された時刻ｔ２間の時間幅Ｔwから、基準の時間幅であるＴ／２を減算し、減算結果の差分Ｔdを帰還信号変換部１０１４に対して時間情報として出力する。また、この時間情報をデジタル値に変換する場合、ＴＤＣ（Ｔｉｍｅ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）等を用いることが望ましい。
【０１０９】
ステップＳ２：
次に、帰還信号変換部１０１４は、供給される時間情報である差分Ｔdに対応した帰還信号の電圧値を示す電圧情報を、記憶部に記憶されている時間電圧情報テーブルから読み出す。
そして、帰還信号変換部１０１４は、読み出した電圧情報を、帰還信号調整部１０１３に対して出力する。
【０１１０】
ステップＳ３：
次に、帰還信号変換部１０１４は、内部の記憶部に記憶されている直前の帰還（ＦＢ）信号が示す電圧情報を読み出す。この直前の帰還信号は、電圧電流変換され帰還電流として、現在の三角波電圧信号を電圧電流変化した電流信号に重畳されている。
そして、帰還信号変換部１０１４は、記憶部から読み出した電圧情報に対して、検出信号から供給される電圧情報を加算する。
帰還信号変換部１０１４は、加算結果の電圧情報に基づいて、この電圧情報の示す電圧値を有する帰還信号を生成し、オフセット電圧調整部１０１８に対して出力する。
また、帰還信号変換部１０１４は、加算結果の電圧情報を新たな直前の電圧情報として、内部の記憶部に書き込んで記憶させ、かつこの電圧情報（デジタル値）をデータ信号変換部１０１５に対して出力する。
【０１１１】
ステップＳ４：
次に、オフセット電圧調整部１０１８は、供給される帰還信号に対して、自身の生成したオフセット電圧を加算し、新たな帰還信号として励磁信号調整部１０１６に対して出力する。
また、オフセット電圧調整部１０１８は、内部の記憶部に記憶されている、オフセット電圧を示すデジタル値であるオフセット情報を、データ信号変換部１０１５に対して出力する。
そして、励磁信号調整部１０１６は、クロック信号調整部１０３の出力するクロック信号に同期した三角波電圧信号を電圧電流変換し電流信号を生成し、オフセット電圧調整部１０１８から供給される帰還信号を電圧電流変換した帰還電流を重畳し、励磁信号として励磁コイル５２に対して印加する。
【０１１２】
ステップＳ５：
次に、データ信号変換部１０１５は、帰還信号調整部１０１３より供給される電圧情報から、オフセット電圧調整部１０１８より供給されるオフセット情報を減算し、減算結果を新たな電圧情報とする。
そして、データ信号変換部１０１５は、減算結果の電圧情報を予め設定した増幅度により増幅し、増幅結果をデータ信号としてデータ信号判定部１０４に対して出力する。
【０１１３】
ステップＳ６：
次に、データ信号判定部１０４は、データ信号の示す電圧値が予め設定されているデータ範囲に含まれているか否かの判定を行う。
このとき、データ信号判定部１０４は、データ信号の示す電圧値がデータ範囲に含まれている場合、処理をステップＳ７へ進め、一方、データ信号の示す電圧値がデータ範囲に含まれていない場合、処理をステップＳ８へ進める。
【０１１４】
ステップＳ７：
次に、データ信号判定部１０４は、データ信号がデータ範囲に含まれているため、このデータ信号をそのまま、外部に配置された磁界強度検出装置に対して出力する。
そして、外部の磁界強度検出装置は、供給されたデータ信号の示す電圧値に対応した磁界強度を、内部の記憶部に記憶された磁界強度テーブルから読み出し、自身の表示部に読み出した磁界強度を表示する。
【０１１５】
ステップＳ８：
一方、データ信号判定部１０４は、データ信号がデータ範囲に含まれていないため、このデータ信号を破棄し、エラー信号を外部に配置された磁界強度検出装置に対して出力する。
このとき、この磁界強度検出装置は、例えば、エラー信号が供給されると自身の表示部に、測定範囲を超えていることをユーザに対して通知する情報を表示する。
電源が供給されると、磁気素子制御装置１１０は、上述した図５に示すフローチャートに従い、ステップＳ１からステップＳ８の処理を行う。
【０１１６】
ここで、測定対象の磁界強度を測定する際、測定対象の磁界が無い状態において、上述したステップＳ１からステップＳ８の測定を行い、得られた測定値をオフセット電圧調整部１０１８に対して設定する。
そして、オフセット電圧をオフセット電圧調整部１０１８に設定した後、測定対象の磁界強度の測定を、ステップＳ１からステップＳ８の処理により行う。
また、磁気素子制御装置１１０に対して電源が投入された際、帰還信号調整部１０１３は、内部の記憶部にある電圧情報の積算されたデータをリセットし、初期値として０を書き込む。
【０１１７】
＜第２の実施形態＞
図１５を参照して、本発明の第２の実施形態における磁気素子制御装置２１０の説明を行う。図１５は、本第２の実施形態による磁気素子制御装置２１０の構成例を示す図である。第１の実施形態と同様の構成には同一の符号を付してある。図１５において、磁気素子制御装置２１０は、磁気素子制御部１１２と、クロック信号生成部１０２と、クロック信号調整部１０３と、データ信号判定部１０４とを備えている。本実施形態による磁気素子制御装置２１０は、検出コイル５１及び励磁コイル５２からなるフラックスゲート型の磁気素子５０に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、励磁コイル５２に対して印加する励磁信号を制御する。
【０１１８】
磁気素子制御部１１２は、検出信号増幅部１０１１、検出信号比較部１０１２、帰還信号調整部１０１３、帰還信号変換部１０１４、データ信号変換部１０１５、励磁信号調整部１０１６、励磁信号生成部１０１７及び調整信号生成部１１００を備えている。
本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、第１の実施形態におけるオフセット電圧調整部が無くなり、新たに調整信号生成部１１０が設けられている点である。以下、その異なる構成及び動作を説明する。
【０１１９】
次に、図１６は、 図１５における励磁信号調整部１０１６及び調整信号生成部１１００の構成例を示す図である。この図１６において、励磁信号調整部１０１６は、磁気素子制御部１１２の励磁信号調整部１０１６が励磁信号生成部１０１７の出力する三角波信号を電圧電流変換した電流信号に対し、ＦＢ信号を電圧電流変換した帰還電流を加算し、電流制御に用いる励磁信号を生成している。図１６において、励磁信号調整部１０１６は、励磁信号生成部１０１７からの三角波信号と、この三角波信号の反転信号との差分により励磁信号を生成し、出力端子から出力する。
【０１２０】
励磁信号調整部１０１６は、抵抗２０１７０と、増幅回路２０１７１と、反転回路２０１７２と、抵抗２０１７３と、増幅回路２０１７４と、増幅器２０１７５、コンデンサ２０１７７、抵抗２０１７８を備えている。抵抗５００は、励磁コイル５２の抵抗成分である。ここで、抵抗２０１７０は、抵抗値がＲｆであり、抵抗２０１７３は抵抗値がＲである。増幅器２０１７５は、抵抗２０１７３により、電圧信号の励磁信号を電流信号の励磁信号に変換する電圧電流変換を行っている。
この図１６に示す回路構成の励磁信号調整部１０１６の場合、ＦＢ信号の帰還電流（定常電流が付加された場合も同様）を、増幅器２０１７５の（−）入力端子（反転入力端子）に供給する。すなわち、抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力と増幅器２０１７５の（−）入力端子との間に介挿されている。抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力する帰還信号の電圧（帰還電圧）を、電圧電流変換して帰還電流Ｉｆとして、増幅器２０１７５の（−）入力端子に出力する。また、抵抗２０１７０は、帰還電流Ｉｆの電流値が、帰還電圧の示す磁界のシフト量に対応し、励磁電流Ｉｅｘを変化させる電流値となるように、抵抗値Ｒｆが設定されている。すなわち、励磁信号調整部１０１６は、電圧電流変換回路である。
【０１２１】
増幅器２０１７５は、（−）入力端子が調整信号生成部１１００の出力端子に接続されている。ここで、調整信号生成部１１００は、定電流を出力する回路である。この調整信号生成部１１００は、定電流としてのオフセット電流Ｉａを生成する。すなわち、調整信号生成部１１００は、可変抵抗１１０１を備えており、入力端子から供給される直流調整電圧であるオフセット電圧Ｖａ（直流調整信号であるオフセット信号）を、抵抗値Ｒａの可変抵抗１１０１により電圧電流変換し、オフセット電流Ｉａとして出力端子から、増幅器２０１７５の（−）端子に対して出力する。ここで、オフセット電圧Ｖａは図示しない外部の電源から、調整電圧入力端子を介して供給される。また、磁気素子制御装置２１０の内部に、このオフセット電圧Ｖａを供給する電源を設けても良い。
【０１２２】
また、差動増幅器２００１は、出力端子と（−）端子との各々に対して、励磁コイル５２の端子がそれぞれ接続されている。ここで、励磁コイル５２は、抵抗値がＲｅｘであり、三角波電流信号の励磁電流としてＩｅｘが、差動増幅器２００１の出力端子から印加される。
この構成により、励磁コイル５２に流れる励磁電流Ｉｅｘは、前述の三角波電流信号であり、駆動電流Ｉ（三角波電圧信号を電圧電流変換した交番電流）と、帰還電流Ｉｆと、オフセット電流Ｉａとの加算値となる。
【０１２３】
ここで、オフセット電流Ｉａは、外部から与えられたオフセット電圧Ｖａが、可変抵抗１１０１により変換された電流である。このオフセット電圧Ｖａは、磁気素子制御装置２１０における磁気素子制御部１１２、クロック信号生成部１０２、クロック信号調整部１０３及びデータ信号判定部１０４を構成する回路素子、また磁気素子５０の製造ばらつきにより発生するデータ信号に重畳するオフセット（磁気強度のデータにおけるオフセット成分）をキャンセルするための電圧である。
すなわち、上述した回路素子が設計通りに作成されていれば基本的には、磁気検出装置を定常磁界Ｈｅｘが「０」である磁気遮蔽シールドボックスに入れ、磁界を測定した場合、データ信号は磁気が「０」であることを示す数値となる。また、このオフセットを測定する際の温度は、室温とする。
【０１２４】
しかしながら、上述したように、回路素子の製造ばらつきにより、定常磁界Ｈｅｘが 、「０」の場合においても、データ信号が磁気強度の「０」を示す値とはならない場合がある。
すなわち、磁気素子制御装置２１０の設計上において、データ信号の磁気強度が「０」となるはずが、上述した回路素子等の特性のばらつきにより期待値である「０」とならない場合がある。この際、定常磁界Ｈｅｘが「０」の状態（かつ室温）において、データ信号が「０」を示す値となる電圧に、オフセット電圧Ｖａを調整する校正処理を行う。この際、可変抵抗１１０１の抵抗値Ｒａは一定としているが、オフセット電圧Ｖａ及び抵抗値Ｒａの双方を調整するようにしても良い。これにより、図１４における増幅器２０１７５の（−）端子に対して、データ信号に重畳するオフセットに対応した磁界強度を示すオフセット電流Ｉａが流れる。そして、このオフセット電流Ｉａを打ち消す電流を含む帰還電流Ｉｆが流れることになり、帰還電流Ｉｆすなわち帰還電圧がオフセット電流Ｉａにより補正されて、データ信号に重畳されるオフセットをキャンセルすることができる。
【０１２５】
また、本実施形態の図１６においては、図１２に示す第１の実施形態の励磁信号調整部１０１６と同様に、コンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８とを直列接続した直列回路が、増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間に介挿されている。また、コンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８との直列回路を構成ｂ及び構成ｃのように接続しても良い。
【０１２６】
次に、図１７は、図１５における励磁信号調整部１０１６の他の構成例を示す図である。すなわち、図１７において、励磁信号調整部１０１６は、図１６の場合と同様に、磁気素子制御部１１１の励磁信号調整部１０１６が励磁信号生成部１０１７の出力する三角波信号から励磁信号を差動信号により生成する場合におけるフィードバック（ＦＢ）信号を電流による加算している。図１７において、励磁信号調整部１０１６は、励磁信号生成部１０１７からの三角波信号と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差分により励磁信号を生成し、出力端子から出力する。
【０１２７】
励磁信号調整部１０１６は、抵抗２０１７０と、抵抗２０１７６と増幅器２０１７５とコンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８とを備えている。抵抗５００は、励磁コイル５２の抵抗成分である。ここで、抵抗２０１７０は抵抗値がＲｆであり、抵抗２０１７６は抵抗値がＲである。増幅器２０１７５は、抵抗２０１７６により、電圧信号の励磁信号を電流信号の励磁信号に変換する電圧電流変換を行っている。
【０１２８】
この図１７に示す回路構成の励磁信号調整部１０１６の場合、ＦＢ信号の帰還電流（定常電流が付加された場合も同様）を、増幅器２０１７５の（−）入力端子（反転入力端子）に供給する。すなわち、抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力と増幅器２０１７５の（−）入力端子との間に介挿されている。抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力する帰還信号の電圧（帰還電圧）を、電圧電流変換して帰還電流Ｉｆとして、増幅器２０１７５の（−）入力端子に出力する。また、抵抗２０１７０は、帰還電流Ｉｆの電流値が、帰還電圧の示す磁界のシフト量に対応し、励磁電流Ｉｅｘを変化させる電流値となるように、抵抗値Ｒｆが設定されている。すなわち、励磁信号調整部１０１６は、電圧電流変換回路である。
また、本実施形態の図１７においては、第１の実施形態と同様に、コンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８とを直列接続した直列回路が、増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間に介挿されている。また、コンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８との直列回路を構成ｂ及び構成ｃのように接続しても良い。
【０１２９】
上述した構成により、本実施形態は、第１の実施形態と同様に、本実施形態は、カット周波数を励磁信号の周波数と異常発振の周波数の間に設定し、かつ、ラグリード特性を狙った増幅器２０１７５の外部接続回路として、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を、増幅器２０１７５の出力端子と接地点と間に直列接続している。この構成により、本実施形態によれば、高温度領域まで、異常発振を抑制できるため、交流信号である励磁信号に対し、励磁信号より高い周波数の異常発振が重畳することを抑制することができる。この結果、励磁信号のスロープの歪みを防止し、スロープの線形性が良好となる。また、本実施形態によれば、コンデンサ２０１７７の容量値と、抵抗２０１７８の抵抗値を調整し、接地点へ流れる電流量を抑制することにより、幅広い温度範囲におけるオフセット出力の変化量を低減することができる。
また、本実施形態では、励磁信号に対して重畳する、予め調整済みの直流調整信号を出力する励磁コイル用調整信号生成部１１００を有する。そして、励磁信号調整部１０１６が、直流調整信号に基づいて励磁信号を生成して励磁コイル５２に印加する。検出信号比較部１０１２が検出する検出信号の時間間隔は、帰還信号生成回路（帰還信号生成部１０１４）の基準電位に依存するが、励磁三角波（励磁三角波）のクロスオーバー歪みは、励磁三角波生成回路（励磁信号生成部１０１７）の基準電位に依存する。直流調整電流の量に依存して、クロスオーバー歪みの発生時間帯が三角波（励磁三角波）に対して相対的に変化する。そのため、検出信号比較部１０１２が検出する検出信号の時間間隔を変化させることなく、励磁信号のクロスオーバー歪みが発生している領域（非線形領域）に対してずらせて発生させることができるので、測定下限値から測定上限値に渡って線形性を保ちつつ定常磁界を測定することができる。
したがって、本実施形態によれば、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いた磁界平衡式の磁界検出を行う磁気素子制御装置であって、励磁信号に発生する信号歪みの影響を受けずに、装置の出力安定性を向上することができる。本実施形態においては、電流加算型のＥＸコイルＦＢ制御について説明したが、ＦＢ信号を電圧値の状態で三角波電圧信号に加算する電圧加算型のＥＸコイルＦＢ制御においても同様の効果を奏する。
【０１３０】
＜第３の実施形態＞
次に、図１８を参照して、本発明の第３の実施形態による磁気素子制御装置３１０の説明を行なう。図１８は、第３の実施形態による磁気素子制御装置３１０の構成例を示す図である。図１の第１の実施形態と同様の構成については、同一の符号を付してある。
磁気素子制御装置３１０は、磁気素子制御部１１３と、クロック信号生成部１０２と、クロック信号調整部１０３と、データ信号判定部１０４とを備えている。磁気素子制御装置１１０は、検出コイル５１、励磁コイル５２、及びＦＢコイル５４からなるフラックスゲート型の磁気素子５０に印加される定常磁界の強度を、時間分解型の磁気平衡式により検出する際、励磁コイル５２に対して印加する励磁信号、及びＦＢコイル５４に印加される帰還信号を制御する。なお、フラックスゲート型磁気素子である磁気素子１００の構成は、図１２に示す構成と同じであるので、その説明を省略する。
【０１３１】
磁気素子制御部１１３は、検出信号増幅部１０１１、検出信号比較部１０１２、帰還信号調整部１０１３、帰還信号変換部１０１４、データ信号変換部１０１５、励磁信号調整部１０１６、励磁信号生成部１０１７、及び励磁コイル用調整信号生成部１２００を備えている。
【０１３２】
クロック信号生成部１０２は、所定の周期のクロック信号（周期的なクロック信号）を生成する発振器から構成され、生成したクロック信号をクロック信号調整部１０３に対して出力する。
クロック信号調整部１０３は、供給されるクロック信号の信号レベルを増幅したり、クロック信号の周期の変更などの処理を行い、処理結果のクロック信号を励磁信号生成部１０１７に対して出力する。
励磁信号生成部１０１７は、クロック信号調整部１０３から供給されるクロック信号に基づいて、交番信号、例えば０Ｖを基準電位として交番する交番電圧信号としての三角波信号を生成する。
励磁信号調整部１０１６は、励磁信号生成部１０１７の生成した三角波信号を所定の増幅率にて増幅し、三角波電流信号を生成して、励磁コイル５２に対して印加する。この際、励磁信号調整部１０１６は、励磁コイル用調整信号生成部１２００が生成するオフセット電流信号を三角波電流信号（励磁信号）に重畳させる（詳細後述）。
【０１３３】
励磁コイル５２は、三角波に対応した磁界を、磁気素子１００の磁性体コア内に生成する。
検出コイル５１は、磁性体コア５３内における励磁信号の正負の交番時間帯に、パルス（ｐｕ信号）を発生する。
検出信号増幅部１０１１は、検出コイル５１から供給されるパルスの電圧レベルを増幅し、検出信号として検出信号比較部１０１２へ出力する。
【０１３４】
次に、図１９は、図１８における励磁信号調整部１０１６構成例を示す図である。すなわち、図１９において、励磁信号調整部１０１６は、磁気素子制御部１１１の励磁信号調整部１０１６が励磁信号生成部１０１７の出力する三角波信号を電圧電流変換した電流信号に対し、ＦＢ信号を電圧電流変換した帰還電流を加算し、電流制御に用いる励磁信号を生成している。図１９において、励磁信号調整部１０１６は、励磁信号生成部１０１７からの三角波信号と、この三角波信号の反転信号との差分により励磁信号を生成し、出力端子から出力する。
【０１３５】
励磁信号調整部１０１６は、抵抗２０１７０と、増幅回路２０１７１と、反転回路２０１７２と、抵抗２０１７３と、増幅回路２０１７４と、増幅器２０１７５とを備えている。抵抗５００は、励磁コイル５２の抵抗成分である。ここで、抵抗２０１７０は、抵抗値がＲｆであり、抵抗２０１７３は抵抗値がＲである。増幅器２０１７５は、抵抗２０１７３により、電圧信号の励磁信号を電流信号の励磁信号に変換する電圧電流変換を行っている。
また、本実施形態の図１９においては、第１の実施形態の図１２の構成と同様に、コンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８とを直列接続した直列回路が、増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間に介挿されている。また、コンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８との直列回路を構成ｂ及び構成ｃのように接続しても良い。
【０１３６】
この図１９に示す回路構成の励磁信号調整部１０１６の場合、ＦＢ信号の帰還電流（定常電流が付加された場合も同様）を、増幅器２０１７５の（−）入力端子（反転入力端子）に供給する。すなわち、抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力と増幅器２０１７５の（−）入力端子との間に介挿されている。抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力する帰還信号の電圧（帰還電圧）を、電圧電流変換して帰還電流Ｉｆとして、増幅器２０１７５の（−）入力端子に出力する。また、抵抗２０１７０は、帰還電流Ｉｆの電流値が、帰還電圧の示す磁界のシフト量に対応し、励磁電流Ｉｅｘを変化させる電流値となるように、抵抗値Ｒｆが設定されている。
【０１３７】
励磁コイル用調整信号生成部１２００は、可変抵抗１２０１（調整抵抗値Ｒａ）から構成され、その一端は増幅器２０１７５の（−）入力端子に接続され、他端は励磁コイル用調整電圧入力端子に接続される（図１８参照）。この励磁コイル用調整電圧入力端子（調整電圧を入力可能な入力端子）には調整電圧（調整電圧値Ｖａ）が供給される。
【０１３８】
以上の構成により、励磁信号調整部１０１６は、増幅器２０１７５（＋）入力端子の電圧レベル（Ｖ−とする）と三角波の電圧レベルＶｅｘとが変化したとき、Ｖ−＝Ｖｒｅｆになるように、励磁コイル５２（５００）に電流Ｉｅｘを流す。すなわち、増幅器２０１７５の電源電圧レベルをＶｃｃとして、励磁電圧（励磁コイル５２の両端間電圧）の波高値が、Ｉｅｘ×Ｒｅｘ＜Ｖｃｃ／２の範囲において、Ｉｅｘ＝（Ｖｅｘ−Ｖｒｅｆ）／Ｒが成立する。これにより、Ｖｅｘが電圧制御されているため、電流制御の励磁信号が生成される。
また、励磁コイル５２に印加される励磁信号には、電流換算で、（Ｖａ−（Ｖ−））／Ｒａのオフセット直流電流Ｉａ（基準電流）が重畳する。
調整電圧値Ｖａ、及び調整抵抗値Ｒａの調整について以下に図２１を参照して説明する（後述する）。
なお、この調整電圧値Ｖａ、及びＲａの調整は、例えば磁気素子制御装置３１０の起動時において実行される。
【０１３９】
次に、図２０は、図１８における励磁信号調整部１０１６の他の構成例を示す図である。すなわち、図２０において、励磁信号調整部１０１６は、図１９の場合と同様に、磁気素子制御部１１３の励磁信号調整部１０１６が励磁信号生成部１０１７の出力する三角波信号から励磁信号を差動信号により生成する場合におけるフィードバック（ＦＢ）信号を電流による加算している。図２０において、励磁信号調整部１０１６は、励磁信号生成部１０１７からの三角波信号と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差分により励磁信号を生成し、出力端子から出力する。
【０１４０】
励磁信号調整部１０１６は、抵抗２０１７０と、抵抗２０１７６と増幅器２０１７５、コンデンサ２０１７７と、抵抗２０１７８とを備えている。抵抗５００は、励磁コイル５２の抵抗成分である。ここで、抵抗２０１７０は、抵抗値がＲｆであり、抵抗２０１７６は抵抗値がＲである。増幅器２０１７５は、抵抗２０１７６により、電圧信号の励磁信号を電流信号の励磁信号に変換する電圧電流変換を行っている。抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力する帰還信号の電圧（帰還電圧）を、電圧電流変換して帰還電流Ｉｆとして、増幅器２０１７５の（−）入力端子に出力する。また、抵抗２０１７０は、帰還電流Ｉｆの電流値が、帰還電圧の示す磁界のシフト量に対応し、励磁電流Ｉｅｘを変化させる電流値となるように、抵抗値Ｒｆが設定されている。
また、本実施形態の図２０においては、第１の実施形態の図１３の構成と同様に、コンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８とを直列接続した直列回路が、増幅器２０１７５の出力端子と接地点との間に介挿されている。また、コンデンサ２０１７７と抵抗２０１７８との直列回路を構成ｂ及び構成ｃのように接続しても良い。
【０１４１】
この図２０に示す回路構成の励磁信号調整部１０１６の場合、ＦＢ信号の帰還電流（定常電流が付加された場合も同様）を、増幅器２０１７５の（−）入力端子（反転入力端子）に供給する。すなわち、抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力と増幅器２０１７５の（−）入力端子との間に介挿されている。抵抗２０１７０は、オフセット電圧調整部１０１８の出力する帰還信号の電圧（帰還電圧）を、電圧電流変換して帰還電流Ｉｆとして、増幅器２０１７５の（−）入力端子に出力する。また、抵抗２０１７０は、帰還電流Ｉｆの電流値が、帰還電圧の示す磁界のシフト量に対応し、励磁電流Ｉｅｘを変化させる電流値となるように、抵抗値Ｒｆが設定されている。
【０１４２】
励磁コイル用調整信号生成部１２００は、可変抵抗１２０１（調整抵抗値Ｒａ）から構成され、その一端は増幅器２０１７５の（−）入力端子に接続され、他端は励磁コイル用調整電圧入力端子に接続される（図１８参照）。この励磁コイル用調整電圧入力端子（調整電圧を入力可能な入力端子）には調整電圧（調整電圧値Ｖａ）が供給される。
【０１４３】
以上の構成により、励磁信号調整部１０１６は、増幅器２０１７５（＋）入力端子の電圧レベル（Ｖ−とする）と三角波の電圧レベルＶｅｘとが変化したとき、Ｖ−＝Ｖｒｅｆになるように、励磁コイル５２（５００）に電流Ｉｅｘを流す。すなわち、増幅器２０１７５の電源電圧レベルをＶｃｃとして、励磁電圧（励磁コイル５２の両端間電圧）の波高値が、Ｉｅｘ×Ｒｅｘ＜Ｖｃｃ／２の範囲において、Ｉｅｘ＝（Ｖｅｘ−Ｖｒｅｆ）／Ｒが成立する。これにより、Ｖｅｘが電圧制御されているため、電流制御の励磁信号が生成される。
また、励磁コイル５２に印加される励磁信号には、電流換算で、（Ｖａ−（Ｖ−））／Ｒａのオフセット直流電流Ｉａ（基準電流）が重畳する。
調整電圧値Ｖａ、及び調整抵抗値Ｒａの調整について以下に図２１を参照して説明する（後述する）。
なお、この調整電圧値Ｖａ、及びＲａの調整は、図１９の場合と同様に、例えば磁気素子制御装置３１０の起動時において実行される。
【０１４４】
本実施形態は、第１の実施形態と同様に、本実施形態は、カット周波数を励磁信号の周波数と異常発振の周波数の間に設定し、かつ、ラグリード特性を狙った増幅器２０１７５の外部接続回路として、コンデンサ２０１７７及び抵抗２０１７８を、増幅器２０１７５の出力端子と接地点と間に直列接続している。この構成により、本実施形態によれば、高温度領域まで、異常発振を抑制できるため、交流信号である励磁信号に対し、励磁信号より高い周波数の異常発振が重畳することを抑制することができる。この結果、励磁信号のスロープの歪みを防止し、スロープの線形性が良好となる。また、本実施形態によれば、コンデンサ２０１７７の容量値と、抵抗２０１７８の抵抗値を調整し、接地点へ流れる電流量を抑制することにより、幅広い温度範囲におけるオフセット出力の変化量を低減することができる。
【０１４５】
次に、図２１は、本第３の実施形態の原理を説明するための図である。図２１において、図２１（ａ）、図２１（ｃ）は、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示しており、励磁コイル５２に供給する三角波電流信号の時間変化を示すグラフである。この図２１（ａ）、図２１（ｃ）において、励磁コイル５２に供給される三角波電流信号は、基準電流（本実施形態においては一例として基準電流値０Ａ）を境にした正負の交番信号である。図２１（ｂ）、図２１（ｄ）は、縦軸が電圧を示し、横軸が時間を示している。図２１において、図２１（ｂ）、図２１（ｄ）は、それぞれ、図２１において、図２１（ａ）、図２１（ｂ）の三角波電圧信号による励磁コイル５２に流れる励磁電流の方向の変化する（三角波電圧信号の電圧値の極性が変化し、これにより励磁電流の電流値の極性が変化する）際に、誘導起電力によって検出コイル５１に生じる検出信号（第１検出信号、第２検出信号）の時間変化を示すグラフである。
なお、励磁コイル５２に印加される励磁信号は、電圧信号であってもよい。つまり、図２１（ａ）における縦軸成分が、電圧値であってもよい。この場合は、図２１（ａ）における交番信号の基準電圧値は、基準参照電圧Ｖｒｅｆとなる。
【０１４６】
ここで、図２１（ａ）は、定常磁界（Ｈｅｘ）が磁気素子５０に印加されたことにより、励磁コイル５２に印加される三角波電流信号の基準電流が、印加されている定常磁界を発生するＤＣ電流分、基準電流値０Ａからずれることを示している。また、この三角波電流信号の基準電流値０Ａからの、定常磁界（Ｈｅｘ）によるずれに対応し、第１検出信号及び第２検出信号の発生タイミングが時間的にずれることを示している。
また、図２１（ａ）において、磁気素子５０に定常磁界が印加されていない場合、励磁コイル５２に供給される電流値は曲線Ｌ０ｄに対応した変化を示している。また、図２１（ａ）においては、調整電圧値Ｖａ、及び調整抵抗値Ｒａの調整開始時に、曲線Ｌ０ｄによるｐｕ信号の時間幅が、三角波の周期Ｔの１／２である時間Ｔ／２より短い場合を示している。
負の方向の定常磁界（測定可能な磁界の下限値）が印加されると、実質的に励磁信号の曲線が曲線Ｌ０ｄから曲線Ｌ２ｄへと変化したこととなる。また、正の方向の定常磁界（測定可能な磁界の上限値）が印加されると、実質的に励磁信号の曲線が曲線Ｌ０ｄから曲線Ｌ１ｄへと変化したこととなる。
【０１４７】
調整抵抗値Ｒａ、及び調整電圧値Ｖａは、オフセット電流重畳後の基準電流を示す直線Ｌａｉと、曲線Ｌ１ｄとが、三角波電流信号の線形な範囲、すなわち、曲線Ｌ１ｄが示すクロスオーバー歪みの範囲外においてクロスするように設定される。
つまり、調整抵抗値Ｒａ、及び調整電圧値Ｖａは、定電流Ｌａが増幅器２０１７５の反転入力端子から励磁コイル用調整電圧入力端子の向きに流れるように（Ｌａ＜０）に設定される。なお、検出信号の時間幅が、三角波の周期Ｔの１／２である時間Ｔ／２より短い状態は、調整開始時にデータ信号出力端子が出力するデータにより確認することができる。
【０１４８】
このとき、図２１（ａ）に示すように、曲線Ｌ０ｄ、曲線Ｌ２ｄにおいて、基準電流（直線Ｌａｉで示す）との交点が、それぞれのクロスオーバー歪みの範囲（励磁信号が線形に変化しない非線形領域）に入ることはない。そのため、図２１（ｂ）に示すように、検出信号の時間幅が時間Ｔｃ（Ｌａ＜０）に設定される。これにより、検出信号比較部が検出する検出信号を、励磁信号の非線形領域に対してずらせて発生させることができるので、測定下限値から測定上限値に渡って線形性を保ちつつ定常磁界を測定することができる。つまり、三角波電流信号を生成する際、励磁信号に発生する信号歪みの影響を受けずに、装置の出力安定性を向上することができる。
【０１４９】
また、図２１（ｃ）は、定常磁界（Ｈｅｘ）が磁気素子５０に印加されたことにより、励磁コイル５２に印加される三角波電流信号の基準電流が、印加されている定常磁界を発生するＤＣ電流分、基準電流値０Ａからずれることを示している。また、この三角波電流信号の基準電流値０Ａからの、定常磁界（Ｈｅｘ）によるずれに対応し、第１検出信号及び第２検出信号の発生タイミングが時間的にずれることを示している。
また、図２１（ｃ）において、磁気素子５０に定常磁界が印加されていない場合、励磁コイル５２に供給される電流値は曲線Ｌ０ｅに対応した変化を示している。また、図２１（ｃ）においては、調整電圧値Ｖａ、及び調整抵抗値Ｒａの調整開始時に、検出信号の時間幅が、三角波の周期Ｔの１／２である時間Ｔ／２より長い場合を示している。負の方向の定常磁界（測定可能な磁界の下限値）が印加されると、実質的に励磁信号の曲線が曲線Ｌ０ｅから曲線Ｌ２ｅへと変化したこととなる。また、正の方向の定常磁界（測定可能な磁界の上限値）が印加されると、実質的に励磁信号の曲線が曲線Ｌ０ｅから曲線Ｌ１ｅへと変化したこととなる。
【０１５０】
調整抵抗値Ｒａ、及び調整電圧値Ｖａは、オフセット電流重畳後の基準電流を示す直線Ｌａｄと、曲線Ｌ２ｅとが、三角波電流信号の線形な範囲、すなわち、曲線Ｌ２ｅが示すクロスオーバー歪みの範囲外においてクロスするように設定される。
つまり、調整抵抗値Ｒａ、及び調整電圧値Ｖａは、定電流Ｌａが励磁コイル用調整電圧入力端子から増幅器２０１７５の向きに反転入力端子に流れるように（Ｌａ＞０）に設定される。なお、検出信号の時間幅が、三角波の周期Ｔの１／２である時間Ｔ／２より長い状態は、調整開始時にデータ信号出力端子が出力するデータにより確認することができる。
【０１５１】
このとき、図２１（ｃ）に示すように、曲線Ｌ０ｅ、曲線Ｌ１ｅにおいて、基準電流（直線Ｌａｄで示す）との交点が、それぞれのクロスオーバー歪みの範囲に入ることはない。そのため、図２１（ｄ）に示すように、検出信号の時間幅が時間Ｔｃ（Ｌａ＞０）に設定される。これにより、検出信号比較部が検出する検出信号を、励磁信号のクロスオーバー歪みが発生している領域（非線形領域）に対してずらせて発生させることができるので、測定下限値から測定上限値に渡って線形性を保ちつつ定常磁界を測定することができる。つまり、励磁信号に発生する信号歪みの影響を受けずに、装置の出力安定性を向上することができる。
【０１５２】
なお、図２１（ｂ）、図２１（ｄ）から解るように、第１検出信号の発生時刻と第２検出信号の発生時刻との間の時間幅（検出信号間）と、時間Ｔｃ（予め設定されている基準時間幅）との差分Ｔｄが０であれば、磁気素子５０に対して定常磁界（Ｈｅｘ）は印加されておらず、差分Ｔｄが正であれば負の定常磁界（Ｈｅｘ＜０）が印加され、差分Ｔｄが負であれば正の定常磁界（Ｈｅｘ＞０）が印加されている。これらの差分Ｔｄは、後述する検出信号比較部１０１２において算出される。
【０１５３】
図１８に戻り、検出信号増幅部１０１１は、磁気素子５０の検出コイル５１の両端の電圧を、予め設定された増幅度によって増幅する。
検出信号比較部１０１２は、検出信号増幅部１０１１から供給される増幅された検出信号の電圧値と、予め定められた閾値電圧値とを比較し、第１検出信号及び第２検出信号（図２１（ｂ）、図２１（ｄ）参照）を検出する。
ここで、図２１に示すように、第１検出信号は、負極性（負電圧）のパルスであり、励磁コイル５２に対して印加される電流が基準電流に対して大きい状態から基準電流に対して小さい状態へと変化する領域で誘導起電力により発生する。一方、第２検出信号は、正極性（正電圧）のパルスであり、励磁コイル５２に対して印加される電流が基準電流に対して小さい状態から基準電流に対して大きい状態へと変化する領域で誘導起電力により発生する。
【０１５４】
本実施形態においては、ＦＢ信号である帰還信号の電圧を生成する構成として、デジタル値を用いた演算によるデジタル処理で行う構成と、アナログ値を用いた演算によるアナログ処理で行う構成とのいずれでも、磁気素子制御装置３１０を構成することができる。この説明については、第１の実施形態における磁気素子制御装置１１０と同様のため、処理の説明を省略する。
【０１５５】
このように、第３の実施形態においては、励磁信号に対して重畳する、予め調整済みの直流調整信号を出力する励磁コイル用調整信号生成部１２００を有する。そして、励磁信号調整部１０１６が、直流調整信号に基づいて励磁信号を生成して励磁コイル５２に印加する。検出信号比較部１０１２が検出する検出信号の時間間隔は、帰還信号生成回路（帰還信号変換部１０１４）の基準電位に依存するが、励磁三角波（励磁三角波）のクロスオーバー歪みは、励磁三角波生成回路（励磁信号生成部１０１７）の基準電位に依存する。直流調整電流の量に依存して、クロスオーバー歪みの発生時間帯が三角波（励磁三角波）に対して相対的に変化する。そのため、検出信号比較部１０１２が検出する検出信号の時間間隔を変化させることなく、励磁信号のクロスオーバー歪みが発生している領域（非線形領域）に対してずらせて発生させることができるので、測定下限値から測定上限値に渡って線形性を保ちつつ定常磁界を測定することができる。
したがって、この発明によれば、時間分解型ＦＧ方式の磁気素子を用いた磁界平衡式の磁界検出を行う磁気素子制御装置において、励磁信号に発生する信号歪みの影響を受けずに、装置の出力安定性を向上することができる。
【０１５６】
また、図１の磁気素子制御部１１１、図１５の磁気素子制御部１１２、図１８の磁気素子制御部１１３各々の機能（デジタル値による帰還信号の生成を行う演算処理）を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより磁気素子制御の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
【０１５７】
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
【０１５８】
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【符号の説明】
【０１５９】
５０…磁気素子    ５１…検出コイル  ５２，５００…励磁コイル  ５３…磁性体コア  ５４…ＦＢコイル  １１０，２１０，３１０…磁気素子制御装置  １１１，１１２，１１３…磁気素子制御部  １０２…クロック信号生成部  １０３…クロック信号調整部  １０４…データ信号判定部  １０１１…検出信号増幅部  １０１２…検出信号比較部  １０１３…帰還信号調整部  １０１４…帰還信号変換部  １０１５…データ信号変換部  １０１６…励磁信号調整部  １０１７…励磁信号生成部  １０１８…オフセット電圧調整部  １１００…調整信号生成部  １１０１，１２０１…可変抵抗  １２００…励磁コイル用調整信号生成部  ２０１７０，２０１７３，２０１７６，２０１７８…抵抗  ２０１７１，２０１７４…増幅回路  ２０１７２…反転回路  ２０１７５…増幅器  ２０１７７…コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図７】
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【図８】
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