(57)【要約】【課題】インバータにより生成される交流電圧を速やかに目標値に収束させることができるインバータ制御装置を提供することである。【解決手段】インバータ制御装置１は、ＰＷＭ制御部３と、調整部４とを備える。調整部４は、インバータ１により生成された交流電圧５Ｃの１周期における平均実測値６３ｄを計算する。平均実測値６３ｄが交流電圧が有する振幅の目標値（振幅目標値６１）に近づくように、調整部４は、正弦波２０Ｂの振幅を調整して正弦波４０を生成する。ＰＷＭ制御部３は、正弦波４０の基準電位を変更した正弦波３０をＰＷＭ変調することにより、ＰＷＭ信号１１ａ，１１ｂを生成する。【選択図】図２
2015089218.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力波をＰＷＭ変調することにより、インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
前記インバータにより生成された交流電圧の所定期間における平均値又は実効値からなる第１代表値が、前記交流電圧が有する振幅の目標値の前記所定期間における平均値又は実効値からなる第２代表値に近づくように、前記入力波の振幅を調整し、その調整された振幅を有する入力波を前記ＰＷＭ制御部に供給する調整部とを備える、インバータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
前記調整部は、
前記交流電圧の実測値から前記第１代表値を計算する第１計算部と、
比例制御及び積分制御を用いて、前記入力波の振幅を調整するための調整値を、前記第２代表値から前記第１代表値を減算した差分値から生成するＰＩ制御部とを備え、
前記調整値を用いて前記入力波の振幅を調整する振幅調整部とを備える、インバータ制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載のインバータ制御装置であって、さらに、
前記振幅の目標値から前記第２代表値を計算する第２計算部を備える、インバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧を変換して交流電圧を生成するインバータの制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式が知られている。ＰＷＭ方式では、インバータ内のスイッチング素子のオンオフを制御するために、ＰＷＭ信号が、正弦波や交流電流の電流指令値などを搬送波と比較することにより生成される。
【０００３】
特許文献１には、インバータ回路をＰＷＭ方式を用いて制御する電力変換装置が開示されている。
【０００４】
この電力変換装置は、交流電流が一定の電流となるように、インバータ回路から出力された交流電流の検出値をフィードバックする。具体的には、この電力変換装置は、電流指令値から交流電流の検出値を減算して誤差を計算し、その計算された誤差を用いた比例積分制御により信号波を生成する。この電力変換装置は、その生成された信号波を搬送波と比較してゲート駆動信号を生成し、インバータ回路内のスイッチング素子に供給する。
【０００５】
しかし、比例積分制御は、直流電流の制御など、指令値のレベルが一定であることを前提としている。この理由は、比例積分制御回路を含むフィードバック制御装置の応答速度がその装置に固有の定数（制御周期、遅延時間など）に依存しており、応答速度をゼロにすることができないためである。従って、信号指令値のレベルが応答速度よりも速く変動する場合、比例積分制御は、この信号指令値のレベルの変動に応じた信号を生成することができない。つまり、比例積分制御は、時間とともに変動する交流電圧の波形を所望の波形に制御することができないため、交流電圧を目標値に収束させることができない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平６−１９７５４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、インバータにより生成される交流電圧を速やかに目標値に収束させることができるインバータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係るインバータ制御装置は、入力波をＰＷＭ変調することにより、インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、前記インバータにより生成された交流電圧の所定期間における平均値又は実効値からなる第１代表値が、前記交流電圧が有する振幅の目標値の前記所定期間における平均値又は実効値からなる第２代表値に近づくように、前記入力波の振幅を調整し、その調整された振幅を有する入力波を前記ＰＷＭ制御部に供給する調整部とを備える。
【０００９】
この構成によれば、インバータにより生成された交流電圧の所定期間あたりの平均値又は実効値が交流電圧の振幅の目標値の所定期間あたりの平均値又は実効値に近づくように、入力波の振幅が調整され、その調整された振幅を有する入力波がＰＷＭ変調される。交流電圧の周期は、入力波の周期と同じであるため、入力波が有する振幅は、入力波の１周期単位で調整される。この結果、交流電圧の実測値をフィードバックすることにより生じる遅延の影響を防ぐことができるため、交流電圧を速やかに目標値に収束させることができる。
【００１０】
また、前記調整部は、前記交流電圧の実測値から前記第１代表値を計算する第１計算部と、比例制御及び積分制御を用いて、前記入力波の振幅を調整するための調整値を、前記第２代表値から前記第１代表値を減算した差分値から生成するＰＩ制御部と、前記調整値を用いて前記入力波の振幅を調整する振幅調整部とを備える。
【００１１】
この構成によれば、第１代表値及び第２代表値を用いた比例積分制御により、入力波の振幅を調整することができる。
【００１２】
また、本発明に係るインバータ制御装置は、さらに、振幅の目標値から第２代表値を計算する第２計算部を備える。
【００１３】
この構成によれば、振幅の目標値が変更されても、変更された目標値に対応する第２代表値が生成されるため、変更された目標値に応じた交流電圧を速やかに生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態に係るインバータ制御装置を用いた電力変換システムの構成を示す概略図である。
【図２】図１に示すインバータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図３】従来のインバータ制御装置を用いてインバータを制御したときに生成される交流電圧の時間変化を示すグラフである。
【図４】図１に示すインバータ制御装置を用いてインバータを制御したときに生成される交流電圧の時間変化の一例を示すグラフである。
【図５Ａ】図１に示すインバータ制御装置を用いてインバータを制御したときに生成される交流電圧の時間変化の他の例を示すグラフである。
【図５Ｂ】図５Ａに示す交流電圧が生成されるときに用いられる平均目標値及び平均実測値の時間変化を示すグラフである。
【図６Ａ】図１に示すインバータ制御装置を用いてインバータを制御したときに生成される交流電圧の時間変化の他の例を示すグラフである。
【図６Ｂ】図６Ａに示す交流電圧が生成されるときに用いられる平均目標値及び平均実測値の時間変化を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳しく説明する。図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００１６】
［１．電力変換システムの構成］
図１は、本実施の形態に係るインバータ制御装置１を用いた電力変換システム１００の構成を示す概略図である。図１に示すように、電力変換システム１００は、インバータ制御装置１と、インバータ５と、直流電源６と、電圧計７とを備える。
【００１７】
インバータ５は、直流電圧５Ａを変換して交流電圧５Ｂを生成し、交流電圧５Ｂを平滑化した交流電圧５Ｃを負荷（図示省略）に供給する。
【００１８】
電圧計７は、交流電圧５Ｃを計測し、交流電圧５Ｃの実測値４３ａをインバータ制御装置１に供給する。
【００１９】
インバータ制御装置１は、ＰＷＭ方式を用いてインバータ５を制御する。インバータ制御装置１は、実測値４３ａを用いて、インバータ５内のスイッチング素子５１ａ及び５２ａのオンオフを制御するためのＰＷＭ信号１１ａ及び１１ｂを生成する。
【００２０】
［１．１．インバータ５の構成］
インバータ５は、ハーフブリッジ回路５０と、ローパスフィルタ５５とを備える。ハーフブリッジ回路５０は、直流電源６から供給される直流電圧５Ａを変換して交流電圧５Ｂを生成する。交流電圧５Ｂは、矩形波である。ローパスフィルタ５５は、交流電圧５Ｂに含まれる高周波成分を除去して、平滑化された交流電圧５Ｃを生成する。交流電圧５Ｃは、インバータ５の出力端子５８及び５９から、負荷（図示省略）に供給される。
【００２１】
ハーフブリッジ回路５０は、直流電源６の両端に直列に接続されたアーム５１及び５２を備える。アーム５１は、直流電源６の高電位側に接続され、アーム５２は、直流電源６の低電位側に接続される。端子５３ａが、アーム５１とアーム５２との間に設けられる。端子５３ｂが、アーム５２と直流電源６との間に設けられ、出力端子５９に接続される。
【００２２】
アーム５１は、スイッチング素子５１ａと、スイッチング素子５１ａと逆並列に接続されるダイオード５１ｂとを備える。アーム５２は、スイッチング素子５２ａと、スイッチング素子５２ａと逆並列に接続されるダイオード５２ｂとを備える。スイッチング素子５１ａ及び５２ａは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。
【００２３】
ローパスフィルタ５５は、コイル５６と、コンデンサ５７とを備える。コイル５６の一端は、ハーフブリッジ回路５０の端子５３ａに接続され、コイル５６の他端は、インバータ５の出力端子５８に接続される。コンデンサ５７の一端は、コイル５６の他端及び出力端子５８に接続され、コンデンサ５７の他端は、端子５３ｂ及びインバータ５の出力端子５９に接続される。端子５３ｂ及び出力端子５９は、接地される。
【００２４】
［１．２．インバータ制御装置１の構成］
図２は、インバータ制御装置１の構成を示す機能ブロック図である。図２に示すように、インバータ制御装置１は、対象波生成部２と、ＰＷＭ制御部３と、調整部４とを備える。
【００２５】
対象波生成部２は、ＰＷＭ変調の対象となる正弦波２０Ｂを生成する。調整部４は、正弦波２０Ｂが有する振幅を調整して、正弦波４０を生成する。ＰＷＭ制御部３は、調整部４から供給される正弦波４０をＰＷＭ変調して、ＰＷＭ信号１１ａ及び１１ｂを生成する。ＰＷＭ信号１１ａは、スイッチング素子５１ａのゲートに供給され、ＰＷＭ信号１１ｂは、スイッチング素子５２ａのゲートに供給される。
【００２６】
対象波生成部２は、正弦波生成器２１と、演算器２２とを備える。
【００２７】
正弦波生成器２１は、インバータ制御装置１に供給されるのこぎり波６６を用いて、正弦波２０Ａを生成する。
【００２８】
演算器２２は、インバータ制御装置１に供給される振幅目標値６１を正弦波２０Ａに乗算して、正弦波２０Ｂを生成する。振幅目標値６１は、交流電圧５Ｃが有する振幅の目標レベルを示す。正弦波２０Ｂが、ＰＷＭ変調の対象となる信号である。
【００２９】
ＰＷＭ制御部３は、演算器３１と、搬送波生成部３２と、比較器３３と、ＮＯＴ回路３４とを備える。
【００３０】
演算器３１は、交流電圧５Ｂ及び５Ｃの基準電位を正弦波４０に加算して、正弦波３０を生成する。この結果、正弦波４０は、基準電位を中心にして、振幅目標値６１が示す振幅で変動する信号となる。
【００３１】
搬送波生成部３２は、ＰＷＭ変調に用いられる搬送波３５を生成する。比較器３３は、正弦波３０を搬送波３５と比較することにより、ＰＷＭ信号１１ａを生成する。ＮＯＴ回路３４は、ＰＷＭ信号１１ａの論理レベルを反転させてＰＷＭ信号１１ｂを生成する。
【００３２】
調整部４は、平均計算部４１，４２と、演算器４３，４４と、ＰＩ制御部４５とを備える。
【００３３】
平均計算部４１は、振幅目標値６１を用いて、平均目標値６２を計算する。平均目標値６２は、交流電圧５Ｃの１周期における振幅目標値６１の平均である。
【００３４】
平均計算部４２は、電圧計７から供給される実測値４３ａを用いて、平均実測値６３ｄを計算する。平均実測値６３ｄは、交流電圧５Ｃの１周期における実測値４３ａの平均である。平均計算部４２の構成の詳細については、後述する。
【００３５】
演算器４３は、平均目標値６２から平均実測値６３ｄを減算して差分値６４を生成し、その生成された差分値６４をＰＩ制御部４５に供給する
【００３６】
ＰＩ制御部４５は、差分値６４に基づく比例制御及び積分制御を実行して、調整値６５を生成する。調整値６５は、変調の対象となる正弦波２０Ｂが有する振幅を調整するために用いられる。
【００３７】
演算器４４は、調整値６５を正弦波２０Ｂに乗算することにより、正弦波２０Ｂの振幅を調整する。振幅が調整された正弦波２０Ｂは、正弦波４０としてＰＷＭ制御部３に供給される。
【００３８】
次に、平均計算部４２の構成を説明する。平均計算部４２は、演算器４２１と、絶対値変換部４２２と、積分部４２３と、除算部４２４と、ラッチ回路４２５とを備える。
【００３９】
演算器４２１は、基準電位を実測値４３ａから減算することにより、差分値６３ａを生成する。差分値６３ａは、０Ｖを示すレベルを中心に変動する交流を示す。絶対値変換部４２２は、差分値６３ａから、差分値６３ａの絶対値６３ｂを得る。
【００４０】
積分部４２３は、交流電圧５Ｃの１周期にわたって継続的に入力される絶対値６３ｂを積分して、積分値６３ｃを生成する。除算部４２４は、積分値６３ｃを交流電圧５Ｃの周期で除算することにより、平均実測値６３ｄを生成する。
【００４１】
ラッチ回路４２５は、除算部４２４により生成された平均実測値６３ｄをラッチする。ラッチ回路４２５は、のこぎり波６６の１周期を経過するたびに、ラッチした平均実測値６３ｄを演算器４３に供給するとともに、除算部４２４により新たに生成された平均実測値６３ｄをラッチする。
【００４２】
［２．正弦波の振幅の調整］
図３は、従来のインバータ制御装置を使用した場合における、交流電圧５Ｃのシミュレーション結果を示すグラフである。従来のインバータ制御装置は、図２に示すインバータ制御装置１において調整部４を除いた構成を有する。図４は、図２に示すインバータ制御装置１が調整部４を使用した場合における、交流電圧５Ｃのシミュレーション結果を示すグラフである。
【００４３】
図３及び図４において、交流電圧５Ｃの基準電位を３５０Ｖ、振幅目標値６１を１００Ｖに設定した上で、交流電圧５Ｃの時間変化をシミュレーションした。
【００４４】
図３に示すように、従来のインバータ制御装置１を使用してインバータ５を制御した場合、交流電圧５Ｃの振幅が、１００Ｖに収束することなく、変動を続ける。この変動は、インバータ１の動作温度の影響や、ローパスフィルタ５５内のコイル５６が有するリアクタンス成分などを原因として発生する。
【００４５】
インバータ制御装置１が、調整部４ではなく、通常のフィードバック方式を用いて正弦波の信号レベルを調整した場合においても、図３と同様に、交流電圧５Ｃの振幅が変動を続けると考えられる。
【００４６】
通常のフィードバック方式では、実測値４３ａと振幅目標値６１との差分値に基づくＰＩ制御を実行することにより、交流電圧５Ｃの振幅が振幅目標値６１に一致させるための調整値が生成される。
【００４７】
このとき、交流電圧５Ｃが検出されてから調整値が生成されるまでの期間が、遅延に相当する。この遅延により、調整値により振幅が調整される正弦波２０Ｂの位相は、交流電圧５Ｃが検出されたタイミングにおける交流電圧５Ｃの位相と一致しない。つまり、正弦波２０Ｂの振幅は、交流電圧５Ｃの振幅が振幅目標値６１に一致するように調整されない。クこの結果、交流電圧５Ｃの振幅を振幅目標値６１に一致させることができず、交流電圧５Ｃの振幅が変動し続けることになる。
【００４８】
これに対して、インバータ制御装置１が調整部４を用いて調整値６５を生成して、正弦波２０Ｂの振幅を調整した場合、図４に示すように、交流電圧５Ｃの振幅を速やかに振幅目標値６１（１００Ｖ）に近づけることができる。
【００４９】
調整部４において、平均計算部４２は、交流電圧５Ｃの実測値４３ａの１周期あたりの平均である平均実測値６３ｄを計算し、平均実測値６３ｄを正弦波２０Ｂの１周期単位で出力する。調整部４は、平均目標値６２及び平均実測値６３ｄに基づくＰＩ制御を実行して、平均実測値６３ｄを平均目標値６２に近づけるための調整値６５を生成する。正弦波２０Ｂの振幅は、その生成された調整値６５を正弦波２０Ｂに乗算することにより調整される。
【００５０】
平均実測値６３ｄは、正弦波２０Ｂの１周期ごとに更新されるため、調整値６５も、正弦波２０Ａの１周期ごとに更新される。正弦波２０Ａの信号レベルは、正弦波２０Ａの１周期にわたって、同一の調整値６５により調整されるため、調整値６５により振幅が調整される正弦波２０Ｂの位相と交流電圧５Ｃが検出されたタイミングにおける交流電圧５Ｃの位相とのずれの影響を受けない。この結果、正弦波２０Ａの信号レベルを調整する際に、調整値６５の生成に伴う遅延による影響を抑制することができるため、インバータ制御装置１は、交流電圧５Ｃの振幅を速やかに振幅目標値６１に近づけることができる。
【００５１】
［３．インバータ制御装置１の動作］
［３．１．対象波生成部２の動作］
対象波生成部２において、正弦波生成器２１は、のこぎり波６６の供給を受け、のこぎり波６６と同一の周波数を有する正弦波２０Ａを生成する。つまり、のこぎり波６６は、交流電圧５Ｃの周波数を指示する周波数指令信号として用いられる。正弦波２０Ａが有する振幅は、正弦波生成器２１に予め設定された所定の振幅を有する。
【００５２】
演算器２２は、振幅目標値６１を正弦波２０Ａに乗算することにより、ＰＷＭ変調の対象となる正弦波２０Ｂを生成する。後述するように、正弦波２０Ｂの振幅が、１周期単位で調整部４により調整される。
【００５３】
［３．２．調整部４の動作］
平均計算部４２において、演算器４２１は、電圧計７から供給される交流電圧５Ｃの実測値４３ａから、基準電位を減算して、差分値６３ａを生成する。絶対値変換部４２２は、差分値６３ａから、差分値６３ａの絶対値６３ｂを得る。
【００５４】
積分部４２３は、絶対値６３ｂを積分して積分値６３ｃを生成する。積分部４２３は、積分部４２３に供給されるのこぎり波６６に応じて、積分値６３ｃをのこぎり波６６の１周期ごとに除算部４２４に供給する。その後、積分部４２３は、積分値６３ｃをクリアした上で、絶対値６３ｂの積分を再開する。交流電圧５Ｃの周波数は、のこぎり波６６の周波数に一致するため、除算部４２４に供給される積分値６３ｃは、交流電圧５Ｃの１周期にわたり絶対値６３ｂを積分した数値と等しい。
【００５５】
除算部４２４は、積分部４２３から供給される積分値６３ｃをのこぎり波６６の周期で除算することにより、平均実測値６３ｄを生成する。その生成された平均実測値６３ｄは、ラッチ回路４２５によりラッチされる。ラッチ回路４２５は、のこぎり波６６の供給を受け、のこぎり波６６の１周期が経過するたびに、平均実測値６３ｄを演算器４３に供給する。
【００５６】
平均計算部４１は、振幅目標値６１を（２／π）倍することにより、変調の対象となる正弦波２０Ｂが有する振幅（振幅目標値６１）の１周期あたりの平均値（平均目標値６２）を計算する。この理由は、正弦波の（１／２）周期における定積分の絶対値が、１／πであるためである。
【００５７】
演算器４３は、平均目標値６２から平均実測値６３ｄを減算して差分値６４を生成する。ＰＩ制御部４５は、差分値６４に基づくＰＩ制御を実行して、平均実測値６３ｄを平均目標値６２に近づけるための調整値６５を生成する。
【００５８】
上述のように、積分値６３ｃが交流電圧５Ｃの１周期ごとに積分部４２３から出力されるため、平均実測値６３ｄは、交流電圧５Ｃの１周期ごとに生成される。また、平均目標値６２は、振幅目標値６１が変更されない限り、一定である。従って、ＰＩ制御部４５から出力される調整値６５は、交流電圧５Ｃ（正弦波２０Ｂ）の１周期ごとに更新されることになる。
【００５９】
演算器４４は、ＰＩ制御部４５から供給される調整値６５を、ＰＷＭ変調の対象となる正弦波２０Ｂに乗算することにより、正弦波２０Ｂのレベルを調整する。調整値６５は、正弦波２０Ｂの１周期にわたり一定であるため、正弦波２０Ｂの信号レベルは、１周期にわたり同一の条件で調整されることになる。演算器４４は、調整値６５を正弦波２０Ｂに乗算した結果として、正弦波４０をＰＷＭ制御部３に供給する。
【００６０】
［３．３．ＰＷＭ制御部３の動作］
演算器３１は、基準電位を調整部４から供給される正弦波４０に加算する。搬送波生成部３２は、のこぎり波６６と同じ周波数を有し、正弦波４０と同位相の搬送波３５を生成する。図２に示していないが、搬送波生成部３２は、上記の条件を満たす搬送波３５を生成するために、のこぎり波６６の供給を受ければよい。
【００６１】
比較器３３は、正弦波４０を搬送波３５と比較することにより、ＰＷＭ信号１１ａを生成する。正弦波４０のレベルが搬送波３５のレベル以上であるとき、比較器３３は、論理レベル「１」のＰＷＭ信号１１ａを生成する。正弦波４０のレベルが搬送波３５のレベルよりも低い場合、比較器３３は、論理レベル「０」のＰＷＭ信号１１ａを生成する。比較器３３は、ＰＷＭ信号１１ａをインバータ５内のスイッチング素子５１ａのゲート及びＮＯＴ回路３４に供給する。
【００６２】
ＮＯＴ回路３４は、ＰＷＭ信号１１ａの論理レベルを反転させることにより、ＰＷＭ信号１１ｂを生成する。その生成されたＰＷＭ信号１１ｂは、インバータ５内のスイッチング素子５２ａのゲートに供給される。
【００６３】
［４．シミュレーション結果］
以下、インバータ制御装置１及びインバータ５の動作をシミュレーションした結果について説明する。
【００６４】
図５Ａ及び図５Ｂは、振幅目標値６１を一定にした場合における、インバータ制御装置１及びインバータ５のシミュレーション結果を示すグラフである。図５Ａは、交流電圧５Ｃの時間変化を示すグラフである。図５Ｂは、平均目標値６２及び平均実測値６３ｄの時間変化を示すグラフである。
【００６５】
シミュレーションの条件として、直流電圧５Ａを７００Ｖ、交流電圧５Ｂ及び５Ｃの基準電圧を３５０Ｖに設定した。つまり、演算器３１及び４２１に供給される基準電位は、３５０Ｖである。また、振幅目標値６１を１００Ｖ、のこぎり波６６及び搬送波３５の周波数を２ｋＨｚに設定した。
【００６６】
図５Ａに示すように、インバータ制御装置１がインバータ５の制御を開始した後に、交流電圧５Ｃの振幅は、徐々に増加し、２ミリ秒が経過するまでに振動を繰り返す。そして、２ミリ秒を経過した後に、交流電圧５Ｃの振幅は、１００Ｖに収束する。
【００６７】
図５Ｂに示すように、振幅目標値６１が１００Ｖで一定であるため、平均目標値６２も、同様に一定となる。平均実測値６３ｄは、インバータ５の制御を開始してから徐々に増加し、平均目標値６２に近づく。そして、平均実測値６３ｄは、２ミリ秒を経過した後に、平均目標値６２とほぼ同じとなる。
【００６８】
図６Ａ及び図６Ｂは、インバータ制御装置１を用いてインバータ５を制御している最中に、振幅目標値６１を変更した場合におけるインバータ制御装置１及びインバータ５のシミュレーション結果を示すグラフである。図６Ａは、交流電圧５Ｃの時間変化を示すグラフである。図６Ｂは、平均目標値６２及び平均実測値６３ｄの時間変化を示すグラフである。
【００６９】
シミュレーションの初期条件は、振幅目標値６１を一定にした場合のシミュレーションの条件と同様である。すなわち、振幅目標値６１を１００Ｖに設定し、その後、振幅目標値６１を５０Ｖに変更した。
【００７０】
図６Ａ及び図６Ｂにおいて、時間が１ミリ秒のときに、振幅目標値６１を変更している。この結果、図６Ａに示すように、交流電圧５Ｃの振幅は、１００Ｖから徐々に小さくなる。交流電圧５Ｃの振幅は、時刻が４ミリ秒のときに、ほぼ５０Ｖで安定する。
【００７１】
図６Ｂに示すように、平均目標値６２は、振幅目標値６１とともに変化する。平均実測値６３ｄは、振幅目標値６１を変更した後に急激に低下し、平均目標値６２に近づく。そして、平均実測値６３ｄは、時刻が４ミリ秒のときに、平均目標値６２とほぼ同じとなる。
【００７２】
以上説明したように、インバータ制御装置１は、インバータ５から出力される交流電圧５Ｃの１周期における平均値（平均実測値６３ｄ）を計算し、平均実測値６３ｄが交流電圧５Ｃの振幅目標値６１の上記１周期における平均値（平均目標値６２）に近づくように、正弦波４０の振幅を制御する。これにより、インバータ５から出力される交流電圧５Ｃの振幅を速やかに所望のレベル（振幅目標値６１）に制御することが可能となる。
【００７３】
上記実施の形態において、調整部４において、ＰＩ制御部４５が、差分値６４に基づく比例積分制御を用いて調整値６５を生成する例を説明したが、これに限られない。調整部４は、平均目標値６２及び平均実測値６３ｄに基づくＰＩＤ制御を実行して、調整値６５を生成してもよい。つまり、調整部４は、平均実測値６３ｄが平均目標値６２に近づくように、正弦波２０Ｂの振幅を制御すればよい。
【００７４】
上記実施の形態において、調整部４は、振幅目標値６１から平均目標値６２を生成し、実測値４３ａから平均実測値６３ｄを生成する例を説明したが、これに限られない。調整部４は、実測値４３ａの実効値を生成し、振幅目標値６１を用いて正弦波２０Ｂの実効値を生成してもよい。この場合、調整部４は、実測値４３ａの実効値が正弦波２０Ｂの実効値に近づくように、正弦波２０Ｂの振幅を制御する。
【００７５】
上記実施の形態において、調整部４は、振幅目標値６１から平均目標値６２を生成する平均計算部４１を備える例を説明したが、これに限られない。インバータ制御装置１は、平均計算部４１を備えていなくてもよい。この場合、インバータ制御装置１は、平均目標値６２の供給を外部から受ければよい。
【００７６】
上記実施の形態において、平均計算部４１が、交流電圧５Ｃの１周期における振幅目標値６１の平均を計算し、平均計算部４２が、交流電圧５Ｃの１周期における実測値４３ａの平均を計算する例を説明したが、これに限られない。平均計算部４１及び４２は、交流電圧５Ｃの２周期、あるいは３周期における平均を計算してもよい。つまり、平均計算部４１は、交流電圧５Ｃの所定期間における振幅目標値６１の平均を計算し、平均計算部４２は、交流電圧５Ｃの所定期間における実測値４３ａの平均を計算すればよい。
【００７７】
上記実施の形態において、調整部４が変調の対象となる正弦波２０Ａを生成する例を説明したが、これに限られない。調整部４は、対象波生成部２を備えていなくてもよく、外部から正弦波２０Ａの供給を受けてもよい。
【００７８】
以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎない。よって、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。
【符号の説明】
【００７９】
１  インバータ制御装置
２  対象波生成器
３  ＰＷＭ制御部
４  統制部
５  インバータ
４１，４２  平均計算部
４５  ＰＩ制御部
４２２  絶対値変換部
４２３  積分部
４２４  除算部
【図１】
2015089218.tif 000003
【図２】
2015089218.tif 000004
【図３】
2015089218.tif 000005
【図４】
2015089218.tif 000006
【図５Ａ】
2015089218.tif 000007
【図５Ｂ】
2015089218.tif 000008
【図６Ａ】
2015089218.tif 000009
【図６Ｂ】
2015089218.tif 000010