(57)【要約】【課題】インバータによるモータ駆動システムにおいて、インバータのスイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失を増加させずに、ＰＷＭ制御のキャリア高調波によって発生するモータ損失を低減させるモータ駆動システムを提供する。【解決手段】モータ駆動用インバータへ供給するゲートパルス信号をパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部は、三相各相の電圧指令信号に基づく基本波電圧指令のゼロクロス点を含むその近傍の位相領域でパルス信号のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、かつ基本波電圧指令の正負ピーク点を含むその付近の位相領域でパルス信号のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、かつそれ以外の位相領域ではパルス信号をオン状態またはオフ状態に保持するＰＷＭパルス電圧波形によりインバータを制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相各相の電圧指令信号からパルス幅変調されたゲートパルス信号を生成するＰＷＭ信号制御部と、
前記パルス幅変調されたゲート信号により制御されるインバータと、
前記インバータにより駆動されるモータと
を備え、
前記ＰＷＭ信号制御部は、前記三相各相において、前記電圧指令信号に基づく基本波電圧指令のゼロクロス点を含むその近傍の位相領域でパルス信号のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、かつ前記基本波電圧指令の正負ピーク点を含むその付近の位相領域でパルス信号のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、かつそれ以外の位相領域ではパルス信号をオン状態またはオフ状態に保持する前記ゲートパルス信号を生成する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記ＰＷＭ信号制御部は、前記基本波電圧指令に基づく変調波信号とキャリア信号との比較により前記パルス幅変調されたゲートパルス信号を生成する際に、前記キャリア信号の周波数および前記基本波電圧指令の正負ピーク点を含むその付近の位相領域で前記変調波信号の振幅値をそれぞれ制御することにより生成する前記ゲートパルス信号の数を変更する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項３】
請求項１または２に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記基本波電圧指令のゼロクロス点を含むその近傍の位相領域は、前記ゼロクロス点から電気角で±１５度以内にする
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項４】
請求項１から３に記載のいずれかのモータ駆動システムにおいて、
前記基本波電圧指令の正負ピーク点を含むその付近の位相領域は、前記正負ピーク点各々から電気角で±３０度以内にする
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項５】
請求項１に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記ＰＷＭ信号制御部は、前記モータの相電流検出値に従って前記モータの負荷状態を判別し、該負荷状態に基づいて前記パルス幅変調したゲートパルス信号のパルス数を決定する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項６】
請求項５に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記ＰＷＭ信号制御部は、前記モータの負荷状態と前記インバータの直流電圧検出値とに基づいて、前記パルス幅変調したゲートパルス信号のパルス数を決定する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項７】
請求項６に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記モータの温度測定手段および前記インバータの温度測定手段の少なくともいずれかを備え、
前記ＰＷＭ信号制御部は、前記モータの温度測定手段からの温度信号および前記インバータの温度測定手段からの温度信号の少なくともいずれかの温度信号を、前記パルス幅変調したゲートパルス信号のパルス数を決定する際の補正信号とする
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項８】
請求項６に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記モータで発生する損失を演算するモータ損失演算手段および前記インバータで発生する損失を演算するインバータ損失演算手段の少なくともいずれかを備え、
前記ＰＷＭ信号制御部は、前記モータ損失演算手段からのモータ損失演算信号および前記インバータ損失演算手段からのインバータ損失演算信号の少なくともいずれかを、前記パルス幅変調したゲートパルス信号のパルス数を決定する際の補正信号とする
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項９】
請求項８に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記モータ損失演算手段は、前記モータの駆動電流の基本波成分による損失および前記インバータで発生する高調波電流による損失を演算し、
前記高調波電流による損失は、前記高調波電流の少なくとも１つ以上の高調波成分それぞれについて、該高調波成分それぞれの電流値をＩｈ、該高調波成分それぞれの周波数をｆ、該周波数ｆに伴う前記損失に関する周波数特性を示す指数をｘとして、該それぞれのＩｈの二乗値に該それぞれのｆのｘ乗値を乗算したＩｈ２・ｆｘを算出し、当該それぞれの乗算値を総和した結果に基づいて演算される
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項１０】
請求項９に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記指数ｘは、前記モータの特性によって０〜２の範囲で変化する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項１１】
請求項１０に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記指数ｘを、前記モータの動作状態に応じて変化させる
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項１２】
請求項９に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記モータ損失演算手段は、前記高調波電流の高調波成分Ｉｈを、前記三相各相の電圧指令信号から演算した高調波電圧成分Ｖｈを該高調波電圧成分Ｖｈの周波数ｆで除算したＶｈ／ｆにより演算する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項１３】
請求項９に記載のモータ駆動システムにおいて、
前記モータ損失演算手段は、前記高調波電流の高調波成分Ｉｈを、前記モータの相電流検出値の少なくとも１相以上の検出値から演算する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項１４】
請求項１、２および５から１３に記載のいずれかのモータ駆動システムにおいて、
前記ＰＷＭ信号制御部は、前記電圧指令信号、前記基本波電圧信号の周波数および前記パルス幅変調したゲートパルス信号のパルス数による駆動モードに基づいて、前記ゼロクロス点を含むその近傍の位相領域で１回以上のオン動作とオフ動作をする前記パルス信号の位相制御角の大きさを制御する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項１５】
請求項１、２および５から１３に記載のいずれかのモータ駆動システムを搭載することを特徴とする電気鉄道車両。
【請求項１６】
請求項１４に記載のモータ駆動システムを搭載することを特徴とする電気鉄道車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電動機あるいは交流発電機の駆動システムに関し、例えば、電気鉄道車両、電気自動車、産業用インバータ、風力発電システム、ディーゼル発電機システム等における回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の省エネ、地球環境保全の世界的な動向に連動して、電力変換装置（以下、「インバータ」と称す）で駆動される交流電動機（以下、「モータ」と称す）が様々な製品に適用されている。中でも、電気鉄道車両や風力発電システムなど、モータ容量の大きな分野へ拡大している。特に、電気鉄道用のモータ駆動システムは、高効率を達成するために、モータ本体の高効率化やそれを駆動する変換器の高効率化が進められている。
【０００３】
一般に、モータを可変速駆動するためには、直流電力を任意の周波数と電圧に変換するインバータが用いられる。そのインバータは、半導体スイッチング素子を用いた主回路と前記スイッチング素子を制御する制御器から構成され、前記スイッチング素子を任意のキャリア周波数でパルス幅変調制御（以下、「ＰＷＭ制御」と称す）することにより、モータへの印加電圧および周波数を制御してモータの可変速駆動を行っている。
【０００４】
しかしながら、モータをインバータで可変速駆動すると、ＰＷＭ制御のキャリア高調波によって、モータの固定子や回転子鉄心および導体で発生する損失が増加し、モータ効率が低下する。このモータで発生するキャリア高調波の損失は、キャリア周波数の増加に伴って減少することが知られているが、従来のＰＷＭ制御においてキャリア周波数の増加はインバータのスイッチング損失の増加につながるため、特に電気鉄道用システムなどの大容量のモータ駆動システムにおいてはキャリア周波数を十分高くすることができないことが多い。
このため、インバータによるモータ駆動システムにおいて、インバータのスイッチング回数が少ない場合にはモータ電流の高調波を抑制し、インバータおよびモータを含めたドライブシステム全体での損失を低減するような制御技術の開発が必要である。
【０００５】
モータ駆動システムにおける損失は、大きく分けて２つある。一つはモータが発生する損失であり、もう一つはインバータで発生する損失である。さらに、モータの発生する損失は、基本波成分に起因した損失（以下、「基本波損失」と称す）と、インバータによって発生する高調波に起因した損失（以下、「高調波損失」と称す）に分けられる。また、インバータで発生する損失は、スイッチング素子のオンオフ動作に起因した損失（以下、「スイッチング損失」と称す）と、スイッチング素子の導通時に発生する損失（以下、「導通損失」と称す）に分けられる。
【０００６】
電気鉄道車両では、特許文献１に示すように、高速域においてスイッチング回数が増加しないように、ＰＷＭ制御時のパルス数を制御するような工夫をしている。一般的には、モータの駆動周波数とＰＷＭを行う際のキャリア周波数を同期させてパルスを生成する、同期ＰＷＭ方式を採用し、余分な高調波の発生を防ぐと同時に、スイッチング回数が増加することを抑えている。
【０００７】
また、インバータのスイッチング損失を低減する手法に関しては、二相変調方式が三相インバータのスイッチング損失を低減する方式として広く知られている。二相変調方式は、三相のうち二相をスイッチング制御し残り一相はスイッチングしない方式で、正弦波ＰＷＭ方式と比べスイッチング回数は２／３となるため、スイッチング損失を低減できる。例えば、特許文献２に記載されているように、インバータの負荷率に応じてインバータ損失が最小となるように制御する２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法がある。
【０００８】
また、モータの高調波損失を低減する手法に関しては、特許文献３、特許文献４、特許文献５および特許文献６に開示された技術がある。特許文献３では、モータの高調波損失の割合を計算し、それに応じてインバータのスイッチング回数およびスイッチ角を調整する技術が示されている。特許文献４では、モータの駆動電流に含まれる駆動周波数の３ｎ次高調波電流を検出し、その高調波電流を打ち消すように目標電圧を補正することで高調波電流によるモータ損失を低減する技術が示されている。特許文献５では、正弦波形の変調波の最大振幅が、ＰＷＭ制御の三角波キャリアの最大振幅を超えないよう変調波を歪ませ、高調波電流の増加を抑制する技術が示されている。また、特許文献６では、電圧の基本波信号に高調波成分を意図的に重畳させ、特定の周波数のトルク脈動を消去または低減する技術が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００５−２３７１９４号公報
【特許文献２】特開平６−２３３５４６号公報
【特許文献３】特開２０１２−１２０２５０号公報
【特許文献４】特開２００４−８０９７５号公報
【特許文献５】特許第３２３３０９７号公報
【特許文献６】特開２０１１−３５９９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
特許文献１に開示の技術は、多パルスモードと１パルスモードの組合せにより出力電圧の大きさを零から最大電圧までの全出力電圧領域をほぼ連続的に制御するものであり、パルスモードの切替時において、電流やトルクの脈動を低減することができる。しかしながら、多パルスモードから１パルスモードまでをつなぐ際の過変調制御モードのＰＷＭ電圧波形は、出力電圧を増やせる代わりに電圧波形のひずみが増加することになり、５次や７次といった低次の高調波成分が多く含まれる。そのため、正弦波変調によるＰＷＭ電圧波形に比べモータの高調波損失が増大する課題があった。
【００１１】
特許文献２に開示の技術は、２アーム変調方式のＰＷＭ制御において、各相アーム出力電圧の飽和を指定する各飽和区間を、インバータの出力電圧と出力電流とのなす力率角に応じて、それぞれ同一角度の移動修正をするものである。しかしながら、二相変調方式はインバータ装置のスイッチング損失を低減することはできるが、必ずしもモータ損失を低減する効果は得られない。むしろ、モータ電流が歪み、モータ損失が増加する場合がある。
【００１２】
特許文献３に開示の技術は、正規化した高調波損失を正規化した基本波電力で除した値が最小となるようにスイッチ角を調整するものである。しかしながら、特許文献３で開示されている高調波損失を正規化した値ＰＨの算出式では、インバータ電圧波形に含まれる高調波電圧を最小化することはできても、その結果、必ずしもモータの高調波損失が最小になるとは限らない。また、高調波電流の各成分の二乗和の平方根（以下、「全高調波電流」と称す）の値を低減しても、モータの高調波損失が同様に低減しないことが知られている。そのため、インバータのスイッチ角の調整によって低次高調波を低減することが必ずしもモータ損失の低減につながらない。
【００１３】
特許文献４に開示の技術は、三相６線式のモータ等において、従来のＰＷＭ制御ではモータの駆動電流に３ｎ次の高調波（モータ駆動電流の周波数の３ｎ倍の高調波）が打ち消されないため、その３ｎ次高調波電流を検出し、その高調波電流を打ち消すように目標電圧を補正することで、高調波電流によるモータ損失を低減するものである。しかしながら、開示された方法は、モータ構造によって生じる高調波電流を低減する手法であり、従来のＰＷＭ制御のキャリア高調波によって生じるモータ損失を低減するものではない。また、検出した高調波電流の周波数成分を打ち消すような電圧を出力するためには、インバータのスイッチング回数もそれ相応に多く必要になり、インバータ損失が増加する恐れがある。また、高調波電流を検出するためには、高性能な電流センサを用いる必要がある、といった課題もある。
【００１４】
特許文献５に開示の技術は、正弦波形の変調波の最大振幅がＰＷＭ制御の三角波キャリアの最大振幅を超えないよう変調波を歪ませ、高調波電流の増加を抑制するものである。しかしながら、この変調方式は、高調波電流の増加を抑制するためには高いキャリア周波数が必要であり、電機鉄道用システムなどの大容量のモータ駆動システムにおいてキャリア周波数の設定が低い用途では、むしろ、ＰＷＭ電圧波形の歪みが大きくなり、モータ損失が増加する。また、この変調方式における最大出力電圧は、従来の１パルスモードの出力電圧を１とした場合、約０．９までしか出力できず、電圧利用率が１割も低下してしまう課題がある。その結果、従来の１パルス駆動に比べて一次電流が増加し、モータ損失が増加する場合がある。
【００１５】
特許文献６に開示の技術は、スイッチング回数を低減しつつ電流脈動を抑制する方式として、電圧の基本波信号に高調波成分を意図的に重畳させ、特定の周波数のトルク脈動を消去または低減するものである。しかしながら、開示された方法は、特定の低次高調波の消去または低減が可能であるが、消去・低減した次数以外の高調波電流が増加することが知られている。そのため、特定の低次高調波を消去または低減することが必ずしもモータ損失の低減につながらない場合がある。また、スイッチング損失を低減するためにはスイッチング回数を下げる必要があるが、スイッチング回数を低下させると電流脈動が増大し、これに伴うモータの脈動トルクや騒音が大きくなる問題が生じる恐れがあり、それをあまり許容することができない。
【００１６】
モータ駆動システムで発生する損失について、スイッチング周波数が基本波電圧の周波数に対して低くなると、ＰＷＭ電圧に含まれる高調波電圧が増加してモータの高調波損失が増加するため、モータの運転効率の点からすれば、スイッチング周波数は高い方が望ましい。
一方、インバータでは、スイッチング素子のオンオフ動作に伴う損失が大きくなるほど、インバータに高い冷却性能が求められるため、インバータのスイッチング損失の点からすれば、スイッチング周波数は低い方が望ましい。
【００１７】
そのため、モータ駆動システムの高効率化の観点では、スイッチング周波数は同一条件下において、ＰＷＭ電圧の歪みを低減してモータ効率を向上させる手法が望まれる。
また、これらの損失は、モータの駆動状態における基本波電圧、基本波電流、力率、インバータのスイッチング周波数およびスイッチング方式、インバータの入力直流電圧など、様々な要因によって変化する。これらの損失について、各々を独立に最小化するのでは、必ずしもシステム全体の最小化を達成できるものではなく、システムのトータルとしての効率最大化が必要である。
【００１８】
したがって、本発明の目的は、上記の課題に鑑み、ＰＷＭ電圧の歪み率（高調波含有率）および高調波電流を低減し、モータの運転効率を向上させるモータ駆動システム、インバータおよびモータの制御方法を提供することにある。また、モータ駆動システムの負荷や直流電圧などの運転状況に応じて、インバータのスイッチング周波数、あるいはパルス数を変更することで、高調波損失を低減し効率の最大化を実現する。さらに、モータの発生する基本波損失、このモータを駆動するインバータの損失ならびにインバータの高調波によって発生する損失の大小関係から、全損失の最小化を実現する。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を達成するために、本発明に係るモータ駆動システムにおいて、モータ駆動用インバータへ供給するゲートパルス信号をパルス幅変調するＰＷＭ信号制御部は、三相各相の電圧指令信号に基づく基本波電圧指令のゼロクロス点を含むその近傍の位相領域でパルス信号のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、かつ基本波電圧指令の正負ピーク点を含むその付近の位相領域でパルス信号のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、かつそれ以外の位相領域ではパルス信号をオン状態またはオフ状態に保持する、ゲートパルス信号を生成する。
【００２０】
本発明によれば、インバータからモータへ供給されるＰＷＭ電圧の歪み率あるいは高調波電圧を低減することにより、それに伴うモータおよびインバータの損失を低減しモータの運転効率を向上させるインバータを提供することができる。また、本発明の望ましい実施形態に関わるモータ駆動システムによれば、モータの負荷状態に応じて、モータ駆動システム全体の効率を最大にして制御することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の同期５パルスモードにおける、変調波と三角波キャリアの関係およびＰＷＭ電圧波形を示す図である。
【図２】本発明の実施例１に係る交流電動機駆動システムの構成を表すブロック図である。
【図３】従来技術の非同期ＰＷＭモードにおける、変調波と三角波キャリアの関係およびＰＷＭ電圧波形、高調波分布を示す図である。
【図４】従来技術の非同期ＰＷＭモードにおいて、正弦波変調の最大出力となる変調波と三角波キャリアの関係およびＰＷＭ電圧波形、高調波分布を示す図である。
【図５】パルス幅変調を行う際の駆動周波数に対するキャリア周波数を示す図である。
【図６】従来技術の同期１パルスモードにおける、変調波、ＰＷＭ電圧波形および高調波分布を示す図である。
【図７】パルス幅変調を行う際の基本波電圧周波数または電圧変調率指令から、パルス数を導出するマップを示す図である。
【図８】従来技術の同期９パルスモードにおいて、過変調ＰＷＭ制御となったときの変調波と三角波キャリアの関係およびＰＷＭ電圧波形、高調波分布を示す図である。
【図９】従来技術の同期９パルスモードにおける、変調率と変調波（正弦波）振幅の関係を示す図である。
【図１０】従来技術の３次調波を加算した変調波における、変調波と三角波キャリアの関係およびＰＷＭ電圧波形、高調波分布を示す図である。
【図１１】従来技術の３次調波を加算した変調波で、過変調となったときの変調波、三角波キャリアの関係およびＰＷＭ電圧波形、高調波分布を示す図である。
【図１２】本発明の同期１１パルスモードにおける、基本波電圧とＰＷＭパルス波形の関係を示す図である。
【図１３】本発明における、ＰＷＭパルス波形と変調率の関係を示す図である。
【図１４】本発明の同期７パルスモードにおける、三相分の基本波電圧とＰＷＭパルス波形の関係を示す図である。
【図１５】本発明の同期５パルスモードにおける、変調率と変調波振幅の関係を示す図である。
【図１６】本発明の同期５パルスモードにおける、３相分の変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図１７】本発明の同期５パルスモードにおいて変調波振幅を−１としたときの、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図１８】本発明の同期５パルスモードにおいて変調波振幅を０としたときの、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図１９】本発明の同期５パルスモードにおいて変調波振幅を１としたときの、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２０】本発明の同期５パルスモードにおいて、変調波１周期に対して２１倍の周期となる三角波キャリアを配置した場合の、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２１】本発明の同期９パルスモードにおいて、変調波１周期に対して２１倍の周期となる三角波キャリアを配置した場合の、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２２】本発明の同期９パルスモードにおいて、変調波１周期に対して３３倍の周期となる三角波キャリアを配置した場合の、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２３】本発明の同期７パルスモードにおける、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２４】本発明の同期９パルスモードにおける、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２５】本発明の同期１１パルスモードにおける、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２６】従来技術の同期７パルスモード（過変調ＰＷＭ）における、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２７】本発明のＰＷＭモードでゼロクロス近傍のオンオフ制御を行わなかったときの同期７パルスモードにおける、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２８】本発明の同期７パルスモードにおける、変調波、三角波キャリアおよびＰＷＭ電圧波形の関係を示す図である。
【図２９】従来技術と本発明の同期７パルスモードにおける、高調波電圧および高調波電流を比較した表である。
【図３０】本発明の実施例２に係る交流電動機駆動システムの構成を表すブロック図である。
【図３１】本発明の実施例１および２に係る、３パルス駆動ならびに９パルス駆動時のシステム損失を示す図である。
【図３２】本発明の実施例１および２に係る、１パルス駆動ならびに３パルス駆動時のシステム損失を示す図である。
【図３３】本発明の実施例３に係る交流電動機駆動システムの構成を表すブロック図である。
【図３４】本発明の実施例３に係る、１パルス駆動ならびに３パルス駆動時のシステム損失を示す図である。
【図３５】本発明の実施例４に係るＰＷＭキャリア決定器の構成を表すブロック図である。
【図３６】本発明の実施例５に係るＰＷＭキャリア決定器の構成を表すブロック図である。
【図３７】本発明の実施例６に係る高調波損失演算器の構成を表すブロック図である。
【図３８】本発明の実施例６に係る、評価関数と高調波損の関係を示す図である。
【図３９】本発明の実施例７に係るＰＷＭキャリア決定器の構成を表すブロック図である。
【図４０】本発明の実施例７に係る、評価関数と高調波損の関係を示す図である。
【図４１】本発明の実施例８に係る交流電動機駆動システムの構成を表すブロック図である。
【図４２】本発明の実施例９に係る交流電動機駆動システムの構成を表すブロック図である。
【図４３】本発明の実施例９に係る、本発明のＰＷＭ制御方式のオンオフ制御の位相制御角αと高調波損の関係を示す図である。
【図４４】本発明の実施例９に係る、本発明のＰＷＭ制御方式のオンオフ制御の位相制御角αと高調波損の関係を示す図である。
【図４５】本発明の実施例１０に係る電気鉄道車両に用いた交流電動機駆動システムの構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態として実施例１〜実施例１０について、順に説明する。なお、同一の要素については、全ての図において原則として同一の符号を付している。また、同一の機能を有する部分については説明を省略する。
【実施例１】
【００２３】
図２は、本発明の実施例１によるモータの駆動システムの構成図である。
本駆動システムは、制御対象であるモータ１０３、モータ１０３を駆動するインバータ１０２、モータ１０３のトルク指令Ｔｍ＊を発生するトルク指令発生器１０５、トルク指令Ｔｍ＊に一致したトルクを発生するためにインバータ１０２の制御を行う制御器１０１、モータ１０３に流れる電流を検出する電流検出部１２１およびモータ１０３に接続された負荷器１０４から構成される。
【００２４】
インバータ１０２は、インバータに電力を供給する入力端子１２３ａ、１２３ｂ、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎで構成されるインバータ主回路部１３２、インバータ主回路部１３２を直接駆動するゲート・ドライバ１３３、インバータ１０２の過電流保護用に取り付けた直流抵抗器１３４および平滑用のコンデンサ１３１から構成される。
【００２５】
また、インバータ１０２は、電流検出部１２１による交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと回転速度検出部１２２によるモータ１０３の回転電気角周波数ωｒを基に、制御器１０１により制御される。なお、図２の電流検出部１２１は３相検出による交流電流検出の構成としているが、２相検出としてもよい。また、相電流センサを用いず、直流抵抗器１３４を流れる電流値から推定される交流電流値を用いてもよい。さらに、図２のモータの回転速度検出部１２２によるモータ１０３の回転電気角周波数ωｒを用いない、速度センサレスおよび位置センサレスの構成としてもよい。
【００２６】
トルク指令発生器１０５は、制御器１０１の上位に位置し、モータ１０３へのトルク指令Ｔｍ＊を発生する。制御器１０１は、トルク指令発生器１０５のトルク指令Ｔｍ＊に基づき、インバータ１０２を介してモータ１０３の発生トルクを制御する。
【００２７】
制御器１０１は、ベクトル制御器１１１により、モータ１０３の交流電流検出値である三相交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをトルク電流成分（ｑ軸電流成分）と励磁電流成分（ｄ軸電流成分）に分離して、それぞれの電流制御を行う。この電流制御の結果、回転座標軸であるｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄ＊ならびにＶｑ＊が演算され、それらを極座標変換器１１２により電圧振幅指令Ｖ１＊と電圧位相指令δに変換する。また、ベクトル制御器１１１により、電圧指令の一次周波数ｆ１も演算され、位相演算部１１４へと出力される。位相演算部１１４は、この電圧指令の一次周波数ｆ１を入力とし制御位相θｄを演算する。さらに、加算器２０１において、前記電圧指令位相δと前記制御位相θｄを加算して電圧位相θｖを出力する。前記電圧振幅指令Ｖ１＊は、前記電圧位相θｖに基づき、三相座標変換器１１３において三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換される。この三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御器１１５によって、インバータ１０２を駆動するＰＷＭパルス信号に変換される。
【００２８】
ＰＷＭ制御器１１５は、キャリア周波数ｆｃに基づいて三角波キャリアを発生し、その三角波キャリア、ＰＷＭパルスモード信号Ｐｓおよび前記三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づく変調波との大小比較を行い、パルス幅変調を実施する。このパルス幅変調された信号によって、インバータ１０２のスイッチング素子をオン／オフ制御する。
【００２９】
また、キャリア周波数ｆｃおよびＰＷＭパルスモード信号Ｐｓは、ＰＷＭキャリア決定器１１６において演算される。ＰＷＭキャリア決定器１１６は、電圧振幅指令Ｖ１＊と電圧指令の一次周波数ｆ１に基づいて、キャリア周波数ｆｃおよびＰＷＭパルスモード信号Ｐｓを決定する。
【００３０】
一般的に、回転機を駆動制御するために、本発明のモータ駆動システムのようにインバータが用いられる。その主回路には、高速・大容量の制御素子ＩＧＢＴを使用したインバータが専ら利用され、高速スイッチングに適した三角波比較ＰＷＭなどのスイッチング方式がインバータ制御の主流となっている。
【００３１】
ＰＷＭ制御は、供給される直流電圧をオン・オフスイッチングしパルス幅を変化させて平均電圧を制御する方式であり、この平均電圧を可変させることでモータを制御する。その制御方式に、電圧指令となる正弦波形の変調波と三角波形のＰＷＭキャリアを比較して、電圧パルス波形を生成する方式（以下、「正弦波変調方式」と称す）がある。
【００３２】
一般に、ＰＷＭキャリアは、変調波の整数倍の周波数を選び同期させる必要があるが、ＰＷＭキャリアと変調波の周波数比が十分に大きい場合は、非同期としても実用上ほとんど問題はない。そのため、ＰＷＭキャリア周波数が数ｋＨｚから数十ｋＨｚと高く設定できる一般産業用途向けでは、非同期ＰＷＭを採用する。
【００３３】
図３に、正弦波変調方式における、変調波および三角波キャリア（ａ）、相電圧パルス波形（ｂ）、線間電圧パルス波形（ｃ）、線間電圧を周波数解析したときの電圧高調波分布（ｄ）および相電流をＦＦＴ（高速フーリエ変換）による周波数解析したときの電流高調波分布（ｅ）の一例を示す。
正弦波変調方式のＰＷＭ波形に含まれる高調波成分は、三角波キャリアの側帯波として生じる。三角波キャリア周波数ｆｃ、変調波の基本波周波数をｆ１とすると、ｍ・ｆｃ±ｎ・ｆ１（ｍ、ｎは整数）となる周波数の高調波成分が生じる。ただし、共通のＰＷＭキャリアを使用した場合、あるいはＰＷＭキャリアと変調波の周波数比を３の倍数かつ奇数とした場合は、三相出力において、ｎ＝０の高調波成分はキャンセルされる。図３では、変調波の基本波周波数ｆ１と三角波キャリアｆｃの比を２０倍として（ｆｃ＝２０・ｆ１）、三相交流電圧指令のＰＷＭ制御において共通キャリアとしている。
【００３４】
図４に、図３と同様の波形および分布について、変調波の振幅の大きさを変えた場合を示す。正弦波変調方式の高調波分布の特徴として、図３に示したように変調率が低い（変調波の振幅が小さい）ときは、ＰＷＭキャリア周波数の側帯波は、２・ｆｃ±ｆ１や２・ｆｃ±５・ｆ１の場合（図３の２ｆｃ側帯波）に高調波成分が多いが、図４に示したように変調率が高くなる（変調波の振幅が大きくなる）と、ＰＷＭキャリア周波数の側帯波成分は、２・ｆｃ±ｆ１や２・ｆｃ±５・ｆ１の場合（図４の２ｆｃ側帯波）よりも、ｆｃ±２・ｆ１やｆｃ±４・ｆ１の場合（図４のｆｃ側帯波）が多くなっていることがわかる。このように、同じ相電圧パルス数でも、出力する基本波電圧の大きさを変えると、ＰＷＭ電圧波形の高調波電圧分布が変わることがわかる。
【００３５】
モータをインバータで駆動すると、ＰＷＭ信号のキャリア高調波によって、モータの固定子・回転子鉄心および導体で発生する損失が増加し、正弦波電圧によるモータ駆動時に比べてモータ効率は低下することになる。一般に、インバータ高調波によって誘導電動機に発生する高調波損失は、キャリア周波数の増加に伴って減少することが知られている。しかしながら、電気鉄道車両ドライブシステムのような大容量システムの場合には、キャリア周波数を高く設定することは困難であり、通常、数１００Ｈｚから２ｋＨｚ程度に設定される。これは、電気鉄道車両用途では１台のインバータで４台の誘導モータを並列駆動することから、インバータのスイッチング素子は、大電流が流れた状態でオン・オフスイッチングするため、一般産業用途に比べて、スイッチング素子の温度制約条件からキャリア周波数を上げることができない点が挙げられる。また、鉄道車両用途では、信号保安システムへの誘導障害の影響が出ないようにするため、キャリア周波数を低く設定しなければならないことがある。
【００３６】
図５に、基本波電圧周波数ｆ１とキャリア周波数ｆｃならびに相電圧パルス数Ｎの関係を示す。前述したように、出力電圧の電気角１周期あたりのパルス数を増やすことで高調波電圧は低減するが、一方では、インバータ素子のスイッチング回数が増加し、それによりインバータのスイッチング損失は増加する。このインバータのスイッチング損失が大きくなるほど、インバータは発熱し高い冷却性能が求められるため、図５に示すように、一般にキャリア周波数ｆｃには上限値が存在する。そして、基本波電圧周波数ｆ１が増加するに従い、相電圧パルス数Ｎが低下することになる。図５の非同期モード領域において基本波電圧周波数ｆ１が低い領域では、基本波電圧周波数ｆ１に対してキャリア周波数ｆｃが十分高いため、交流電圧のひずみは小さいが、基本波電圧の周波数が高くなると出力するＰＷＭ電圧波形のひずみが大きくなる。その結果、相電圧パルス数Ｎが低下すると、非同期ＰＷＭ方式では、三角波キャリアと変調波の位相関係によって出力電圧の変動や高調波の増大といった問題が生じる。
【００３７】
そこで、これらの現象を抑制するため、ＰＷＭキャリアと変調波の位相同期をとる同期ＰＷＭ方式を採用する。同期ＰＷＭ方式は、変調波とキャリアの間に所定の位相関係が成立するようにキャリアを配置し、基本波電圧の周波数（変調波の周波数）に合わせてキャリアの周波数も増加させるＰＷＭ方式である。キャリア周波数ｆｃと駆動周波数ｆｒの比率（＝ｆｃ／ｆｒ）を整数倍にして、ビート現象などの不具合を解決するものであり、余分な高調波の発生を防ぐと同時に、スイッチング回数が増加することを抑えている。
【００３８】
ただし、三相交流電圧が対称波形となるためには同期条件に制約があり、相電圧パルス数Ｎ（＝ｆｃ／ｆｒ）は、３の倍数かつ奇数という条件になる。この条件に従えば、Ｎは、３、９、１５、２１、・・・の値となる（１パルスのＮ＝１も存在する）。通常、Ｎ＝１５程度を超えた辺りからビート現象は生じにくくなるため、同期ＰＷＭ方式のＮの上限は、Ｎ＝１５程度である。非同期ＰＷＭ方式において相電圧パルス数Ｎが１５未満となるモータ回転速度で、同期ＰＷＭ方式に切り替え、それ以外は、非同期ＰＷＭ方式が採用されることが多い。また、駆動周波数ｆｒが増加するに従い、相電圧パルス数Ｎが低下していくと、最後は同期１パルス駆動になる。
【００３９】
図６に、同期１パルス駆動時における、変調波（ａ）、相電圧パルス波形（ｂ）、線間電圧パルス波形（ｃ）、線間電圧および相電流を周波数解析したときの高調波分布（ｄ）（ｅ）を示す。図６（ａ）のように、１パルスモードのときの変調波は矩形波電圧となり、変調波１周期の間にオン指令とオフ指令が１回だけ切り替わるパルスモードとなる。また、同期１パルス駆動は、矩形波である変調波の周波数（基本波電圧の周波数）ｆ１が駆動周波数ｆｒおよびトルク指令Ｔｍ＊に応じて変化するだけであり、電気角１周期あたりの相電圧波形は同一となる。
【００４０】
このように、ＰＷＭ制御は、図５の基本波電圧周波数ｆ１とキャリア周波数ｆｃの関係に沿って、例えば、電気鉄道車両用の場合には、車両速度が低い範囲では非同期ＰＷＭ方式として三角波比較ＰＷＭを使用し、相電圧の電気角１周期中のパルス数が１５未満となったところで同期ＰＷＭ方式へと切り替え、最終的に同期1パルス駆動となる。
また、実際には、基本波電圧周波数ｆ１のみでなく、電圧指令Ｖ１＊によってもパルス数が変更されることがある。
【００４１】
図７に、ＰＷＭ制御を用いた運転パターンの一例を示す。図７は、電気鉄道車両用のインバータで一般的に用いられている基本波電圧の振幅と周波数の関係を示している。横軸は、基本波電圧周波数ｆ１であり、縦軸は基本波電圧の振幅をインバータが出力できる最大の基本波電圧の振幅で正規化したもの（以下、「変調率」と称す）である。なお、図７の縦軸の変調率は、同期１パルス駆動時のモータ端出力電圧の大きさを変調率Ｙｍ＝１（１００％基準）としている。インバータの出力電圧を増加させるには、パルス数を下げていく必要があり、最大電圧を出力するには１パルス駆動が必要になる。よって、従来技術では、変調率を高く取るために、駆動周波数とは別にパルス数を切り替える必要がある。
【００４２】
また、図７において、基本波電圧周波数が低い領域（図中のＦ２以下の領域）では、周波数に比例して変調率を増加させることができる。つまり、図７では、（Ｆ１、Ｙｍ１）と（Ｆ２、Ｙｍ２）は同一直線上に存在する。そして、基本波電圧の振幅が最大となった後は交流電圧の周波数のみを増加させる。このように、電気鉄道車両用のインバータでは、周波数がＦ２以下の領域では可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）制御を行い、Ｆ２以上の領域では一定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）制御を行うことが一般的である。
【００４３】
また、電気鉄道車両では架線電圧が既定値であり、例えば、日本の在来線では直流１５００Ｖ架線が大部分を占めている。インバータにかかる直流電圧の大きさが既定値であるため、モータ端子電圧の最大出力の大きさも決まることになり、直流電圧１５００Ｖの場合、正弦波状の変調波との三角波比較ＰＷＭのモータ端出力電圧の最大値は約９２０Ｖｒｍｓとなる。そこで、一般に電気鉄道車両向けでは同期１パルス駆動を実施し、モータ端出力電圧の最大値を約１１７０Ｖｒｍｓ（正弦波変調方式の１．２７倍）まで出力電圧を上げている。モータが同一駆動周波数、同一トルクの出力条件の場合に、インバータの出力電圧が上がれば、その分モータ電流を少なくできるため、電気鉄道車両向けのＰＷＭ制御方式では同期１パルス制御を使用することが多い。
【００４４】
図７に示すようなＰＷＭパルスモードまたはパルス数のマップが、図２のＰＷＭモード決定器１４１に納められている。ここにおいて、ＰＷＭ変調時の基となるＰＷＭパルスモード（パルス数Ｎ）やＰＷＭキャリア周波数ｆｃが決定される。
【００４５】
次に、本発明の特徴部分であるＰＷＭ制御器１１５について、従来技術における課題を示しながら、詳しく説明する。
ＰＷＭ制御器１１５では、ＰＷＭパルスモード信号Ｐｓ、キャリア周波数ｆｃおよび三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいてパルス幅変調が実施される。
【００４６】
まず、前述した図７に示す従来技術のＰＷＭ制御の運転パターンでは、出力電圧を上げていくと、正弦波変調方式において変調波の振幅がＰＷＭキャリアの振幅よりも大きくなる過変調ＰＷＭとなる。
【００４７】
図８に、過変調ＰＷＭ時における、変調波および三角波キャリア（ａ）、相電圧パルス波形（ｂ）、線間電圧パルス波形（ｃ）、線間電圧および相電流を周波数解析したときの高調波分布（ｄ）（ｅ）を示す。
【００４８】
ＰＷＭ制御において、三角波キャリアの振幅を１とし、正弦波形の変調波振幅をＡｍとした場合、図３や図４に示したような、変調波振幅Ａｍが０≦Ａｍ≦１における正弦波変調では、変調率Ｙｍは［数１］に従い算出できる。なお、［数１］の変調率Ｙｍは、同期１パルス制御時の出力電圧の大きさを１とした場合の式である。
【数１】
2015053824.tif 000003
【００４９】
次に、図８に示したような、変調波振幅Ａｍが１より大きい過変調ＰＷＭでは、変調率Ｙｍの特性式は［数２］となる。
【数２】
2015053824.tif 000004
【００５０】
図９に、過変調ＰＷＭ時を含む正弦波変調方式における変調率と変調波振幅の関係を示す。縦軸の変調波振幅Ａｍが１に等しくなるまでは、変調率と変調波振幅は線形関係となるが、過変調ＰＷＭ（Ａｍ＞１）では、変調率と変調波振幅、すなわち電圧指令となる変調波の振幅とＰＷＭ出力電圧の大きさが線形関係でなくなる。
【００５１】
図８に示すように、過変調ＰＷＭでは、通常の正弦波変調よりも大きな出力電圧を得られるが、その（ｅ）のように、基本波電圧周波数の５次、７次といった低次の高調波成分が増大することがわかっている。その結果、低次の高調波電流が大きく発生することになり、モータの高調波損失が増加する問題があった。
【００５２】
また、過変調になると相電圧の基本波１周期中のパルス電圧の数が三角波キャリア周波数に起因した数よりも減ってしまう。図８の例では、三角波キャリアを変調波の９倍の周波数に選び、過変調となったことで相電圧パルス数が７パルスに減少している。さらに出力電圧を上げていくと、相電圧パルス数は７パルスから３パルスになり、最終的に１パルス駆動となる。そのため、過変調ＰＷＭにおいては、パルス数が減少したことで出力電圧の脈動現象の発生や高調波電圧が増加し、モータの高調波損失が増加するという問題があった。
【００５３】
さらに、従来技術のＰＷＭ制御において、正弦波形の変調波に３次調波を加算したＰＷＭ方式があり、これに関しては、例えば、先に示した特許文献５（特許第３２３３０９７号公報）に開示された技術がある。
この従来技術は、出力電圧の基本波成分の最大値を大きくするための方法として、各相の電圧指令値に基本波の３倍の周波数の正弦波を加えて、変調波のピーク値を小さくする。この３次調波を加算したＰＷＭ方式は、通常の正弦波形の変調波方式と比べ、より大きな出力電圧まで、電圧指令となる変調波の振幅とＰＷＭ出力電圧の大きさの線形関係が保たれるため、過変調による出力電圧の高調波成分の増加を抑制することができる。
【００５４】
図１０に、図３と同様の波形および分布について、３次調波を加算したＰＷＭ方式における通常の変調時の特性を示す。図８の正弦波変調波が過変調になったときの線間電圧の大きさと比べて、図１０でも同程度の線間電圧の出力が得られているにも関わらず、変調波のピーク値は三角波キャリアの最大値よりも小さい範囲内に収まっていることがわかる。その結果、図８の過変調時の線間電圧の高調波分布に比べて、図１０の方式では低次の高調波成分の増加が抑制できていることがわかる。
【００５５】
しかし、この３次調波を加算したＰＷＭ方式においても、１パルス駆動時の最大出力電圧を変調率Ｙｍ＝１とすると、変調率Ｙｍ＝０．９程度までは通常のＰＷＭ制御により行えるが、それ以上出力電圧を上げていくと、同様に、変調波の最大振幅がＰＷＭキャリアの最大振幅を超える過変調ＰＷＭとなる。
【００５６】
図１１に、図３と同様の波形および分布について、３次調波を加算したＰＷＭ方式における過変調時の特性を示す。図１１をみると、図８と同様、正弦波に３次調波を加算した変調波を用いた場合でも、過変調となったことで５次や７次の高調波成分が増加している。また、この従来技術の方式においては、三角波キャリアと変調波の関係によって、過変調になった途端に相電圧パルス数が１５パルスから１１パルスへと一気に減少している。その結果、相電圧パルス数が大きく減少した影響で、モータの高調波損失が増加してしまう。
【００５７】
次に、本発明において、インバータからモータへ供給されるＰＷＭ電圧の歪み率（高調波含有率）または高調波電流を低減することで、モータの運転効率を向上させる手段について詳しく説明する。
本発明は、ＰＷＭ制御器１１５において、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を入力とし、ＰＷＭ制御時のインバータ高調波によるモータ損失を低減するのに好適なＰＷＭパルス信号を生成する電圧波形生成方法を提供するものであって、特に、前述した過変調ＰＷＭ制御時の低次高調波の増加の抑制に効果がある。
【００５８】
図１２に、本発明における、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊に基づく交流基本波電圧と相電圧のＰＷＭパルス波形の関係を示す。ここでは、一相分の基本波電圧とＰＷＭパルス波形を示し、相電圧パルスの数が１１の場合である。図１２は、縦軸に基本波電圧および相電圧のＰＷＭパルスの振幅、横軸に基本波電圧の位相を示している。
【００５９】
本発明のＰＷＭ方式では、図１２のように基本波電圧の１周期において、基本波電圧のゼロクロス点を含むその近傍の位相領域でパルス電圧のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、さらに、基本波電圧の正側と負側でのピーク点を含むその付近の位相領域でパルス電圧のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、それ以外の位相領域ではオン状態またはオフ状態を保持するように、スイッチング素子をオン／オフ制御する。
【００６０】
なお、図１２では、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊の一相分について説明したが、残りのＶ相電圧、Ｗ相電圧についても同様のオン／オフ制御を実施する。三相各相において、基本波電圧およびＰＷＭパルスの関係が、Ｕ相の交流基本波電圧の位相を基準に、Ｖ相電圧の場合には−１２０度、Ｗ相電圧の場合には＋１２０度ずつ位相がずれただけのＰＷＭ電圧波形となる。
【００６１】
図１３に、本発明のＰＷＭ制御において、基本波出力電圧の大きさを増減させたときの実施例１のＰＷＭ電圧波形を示す。本発明のＰＷＭ方式は、矩形波電圧となる同期１パルスの電圧波形を基にして、同期１パルスと正弦波変調方式の非同期ＰＷＭをつなぐ手段として利用できる。また、基本波電圧（正弦波指令）が０度や１８０度のゼロクロスする点を中心にオン、オフ制御を行い細いパルス電圧を発生させることで、ＰＷＭ制御の出力電圧に含まれる高調波電圧成分を低減することができ、モータ効率の向上を図ることができる。高調波電圧および高調波電流の低減効果については後述する。
【００６２】
図１３（ａ）は同期１パルス駆動時の電圧波形である。出力電圧は最大であり、変調率Ｙｍを１とする。
【００６３】
図１３（ｂ）は、図１３（ａ）の矩形波電圧から、矩形波電圧の基本波電圧成分がゼロクロスする０度および１８０度を含む位相領域でオン動作、オフ動作をそれぞれ１回以上行ったときの電圧波形である。図１３（ｂ）では、三相出力電圧の対称性を考慮し、基本波電圧がゼロクロスする０度の位相と、その０度を中心に＋α度と−α度の位相でオン動作またはオフ動作を行う。また、相電圧の正負対称性を考慮し、基本波電圧がゼロクロスする１８０度の位相と、その１８０度を中心に＋α度と−α度の位相でオン動作またはオフ動作を行う。例えば、このゼロクロス近傍のオンオフ制御の位相領域は、ゼロクロス点から、電気角で−１５度から１５度（または、３４５度から３７５度）の範囲内と、電気角で１６５度から１９５度（１８０度を基点として±１５度）の範囲内で行えばよい。このように、パルス電圧波形と基本波電圧の正弦波形との出力誤差が大きくなる０度と１８０度の近傍でオン、オフ制御を行うことにより、高調波電圧成分を低減できる。
【００６４】
また、この基本波電圧がゼロクロスする位相を含む領域において、パルス電圧のオン動作、オフ動作の回数を増やすことで、パルス電圧波形と基本波電圧の正弦波形との出力誤差を小さくすることができる。なお、図１３（ｂ）のように、位相制御角αによる基本波電圧のゼロクロス付近のオン／オフ動作を、０度と１８０度付近それぞれで１回ずつ行った場合、相電圧ＰＷＭ波形は従来技術の３パルス波形と類似の電圧波形となる。
【００６５】
図１３（ｃ）は、図１３（ｂ）の波形を基に、出力電圧を制御するために、基本波電圧の正側ピーク点と負側ピーク点を含む位相領域でオンオフ制御を行ったときの電圧波形である。図１３（ｂ）で行ったゼロクロス付近のスイッチング動作はそのまま維持した状態で、基本波電圧の正負ピーク点付近の位相領域において、出力電圧を制御するためのオンオフ動作を追加する。例えば、この出力電圧を制御するためのオンオフ制御の位相領域は、電気角で６０度から１２０度と、２４０度から３００度の範囲である。これらは、基本波電圧の正負ピーク点である電気角で９０度および２７０度に対して、各々±３０度以内に相当する範囲である。
【００６６】
このように、三相各相の基本波電圧の正側ピーク点または負側ピーク点を含む６０度ごとの位相領域に分割してオンオフ制御を行うことで、６０度の位相領域ごとに３相のうち１相のみが出力電圧を制御するためのオンオフ制御を行い、他２相は前述したゼロクロス近傍の位相領域以外ではオン状態またはオフ状態を保持している。これは、三相交流電圧の対称性から、６０度ごとの位相領域でオンオフ制御を行うことで、線間出力電圧としてみたときに、相電圧のオンオフ制御がそのままパルス電圧として線間電圧に反映されるため、相電圧におけるスイッチング素子の無駄なオン、オフ制御がなくなり、スイッチング回数の節約になる。
【００６７】
ここで、図１４に、三相各相分（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の基本波電圧とＰＷＭパルスの関係を示す。なお、図１４は本発明の同期７パルスモードである。ここでは、Ｕ相の基本波電圧を基準に、Ｖ相を−１２０度の位相差で示し、Ｗ相を＋１２０度の位相差としている。図１４では、基本波電圧のゼロクロス近傍のオンオフ制御の位相領域と基本波電圧の正負ピーク点を含む位相領域のオンオフ制御のスイッチング動作が、三相線間電圧で考えた場合にそれぞれのオンオフ動作が重ならないような位相領域を設定している。このような相電圧のオン、オフ制御の位相領域の分割が、三相の線間電圧のパルス電圧をつくるのに最も効率的となる。また、基本波電圧の正側ピーク点と負側ピーク点を含む位相領域でオンオフ制御を行うことで、前述した過変調ＰＷＭ時に問題となっていた基本波電圧周波数の５次や７次といった低次高調波成分を増加させずに、出力電圧の大きさを制御することができる。
【００６８】
図１３（ｄ）は、図１３（ｃ）の電圧波形から出力電圧（または変調率）を下げた場合のＰＷＭパルス電圧波形である。基本波電圧の正側ピーク点と負側ピーク点を含む位相領域において、正側ピーク点付近ではオフ状態を、負側ピーク点付近ではオン状態を長く保持することで、出力するＰＷＭパルス電圧の基本波電圧の大きさを下げることができる。
図１３（ｅ）は、図１３（ｃ）の電圧波形からさらに出力電圧を下げた場合のＰＷＭ電圧波形である。
【００６９】
このように、本発明のＰＷＭ方式は、基本波電圧がゼロクロスする０度および１８０度を含む位相領域と、基本波電圧の正負ピーク点を含む位相領域でオンオフ制御を行い、それ以外の位相領域ではオン状態またはオフ状態を保持する制御を行うものである。
また、図１３（ｃ）〜（ｅ）のＰＷＭ電圧波形をみると、本発明のＰＷＭ制御方式では、パルス数が５パルスのままで、過変調ＰＷＭを含む変調率領域の出力電圧を連続的に変化できていることがわかる。
【００７０】
次に、本発明のＰＷＭ制御方式の具体的な動作および生成手法について説明する。
図１に、変調波１周期あたり５個のＰＷＭパルスを含む場合の変調波とＰＷＭキャリアの関係を示す。以下、本発明では、この方式を「ＨＯＰ（Ｈｉｇｈ−ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  Ｏｖｅｒ−ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ＰＷＭ）制御の同期５パルスモード」と呼ぶ。
【００７１】
図１（ａ）のように、変調波１周期に対して９倍の周期となる三角波キャリアを配置する。ここで、三角波キャリアは、Ｕ相基本波電圧の位相が０度のときに振幅を０とし、カウントアップしていくものとする。
次に、図１（ａ）から、本発明のＨＯＰ制御における変調波について詳しく説明する。
【００７２】
まず、変調波は、基本波電圧指令がゼロクロスする０度と１８０度を含む位相領域で、位相制御角αを調整することでオンオフ制御を行う。ここでは、三相出力電圧の対称性を考慮し、基本波電圧がゼロクロスする０度の位相と、その０度を中心に＋α度と−α度の位相で、オン動作またはオフ動作を行う。また、相電圧の正負対称性を考慮し、基本波電圧がゼロクロスする１８０度の位相と、その１８０度を中心に＋α度と−α度の位相で、オン動作またはオフ動作を行う。なお、基本波電圧のゼロクロス近傍の位相を含むオンオフ制御は、位相制御角αを用いて行ったが、ゼロクロス近傍を含む位相領域であれば、この位相制御角αを複数個設定し、オンオフ動作を増やしてもよい。
【００７３】
次に、基本波電圧の正負ピーク点を含む位相領域において、変調波振幅Ａｍを調整することでＰＷＭパルスのオン、オフ制御を行い、出力するＰＷＭパルス電圧の基本波電圧の大きさを制御する。本発明によるＨＯＰ制御の同期５パルスモードでは、三角波キャリアの周波数ｆｃを変調波周波数ｆ１の９倍とし、変調波振幅Ａｍを調整する位相領域が７０度から１１０度、および２５０度から２９０度の範囲となる。また、Ａｍの極性は、７０度から１１０度の位相領域と２５０度から２９０度の位相領域で反転するように設定する。
【００７４】
図１（ｂ）に、図１（ａ）の変調波と三角波キャリアとの大小関係から生成される相電圧のＰＷＭパルス電圧波形を示す。図示のように、変調波と三角波キャリアを大小比較することで、変調波１周期あたり５個のパルス電圧が生成されることがわかる。
また、図１（ｃ）に、Ｕ相電圧とＶ相電圧の線間出力電圧波形を示す。
【００７５】
図１（ａ）のように、７０度から１１０度、および２５０度から２９０度の位相領域において変調波振幅Ａｍを直線とした場合、基本波電圧の大きさＡ１は、位相制御角αと変調波振幅Ａｍを用いて［数３］のように表すことができる。
【数３】
2015053824.tif 000005
【００７６】
これより、変調率Ｙｍは、位相制御角αと変調波振幅Ａｍを用いて［数４］のように表すことができる。なお、変調率Ｙｍは、同期１パルス駆動時の出力電圧の大きさを１とする。
【数４】
2015053824.tif 000006
【００７７】
したがって、位相制御角αを一定値に固定すると、変調波振幅Ａｍは変調率Ｙｍから一意に求めることができ、［数５］のように表せる。
【数５】
2015053824.tif 000007
【００７８】
変調波振幅Ａｍの範囲が−１から１の設定であるため、位相制御角αの設定値によって出力可能な変調率の上限値および下限値が決定する。例えば、位相制御角αを１０度とした場合の出力可能な変調率Ｙｍについて、その上限値は０．９６９６、その下限値は０．２８５６となる。
【００７９】
図１５に、［数５］に基づいた変調率Ｙｍと変調波振幅Ａｍの関係を示す。この関係に基づいて、変調率Ｙｍに対応する変調波振幅Ａｍを設定することで、変調波１周期中の相電圧のパルス数を一定に保持したまま、所望の交流電圧を出力することができる。また、前述した過変調ＰＷＭとは違い、基本波電圧の電気角１周期中のパルス数を減少せずに、最大出力電圧となる同期１パルス駆動の変調率１に近い値まで、基本波電圧を出力することができる。
【００８０】
図１６に、前述した本発明によるＨＯＰ制御の５パルスモードにおける３相分の変調波とＰＷＭパルスの関係を示す。
次に、変調波１周期に対して９倍の周期となる三角波キャリアを配置した場合のＨＯＰ制御の同期５パルスモードにおいて、変調波振幅Ａｍが−１から１まで変化したときのＰＷＭパルス波形を図１７〜１９に示す。
【００８１】
図１７に、変調波振幅Ａｍが−１の場合のＰＷＭパルス電圧波形を示す。変調波振幅Ａｍが−１の場合、基本波電圧の７０度から１１０度の位相領域はオフ状態で保持され、２５０度から２９０度の領域はオン状態で保持される。このとき、変調率Ｙｍは、基本波電圧のゼロクロス近傍の位相領域におけるスイッチング動作の位相制御角αによって決まるＰＷＭパルス電圧波形となる。
【００８２】
次に、変調波振幅Ａｍが−１から１の間にある場合、図１８（Ａｍ＝０の場合）のように、基本波出力電圧の正負ピーク点を含む位相領域のオンオフ制御では、変調波振幅Ａｍの大きさに応じたオンオフ制御が行われる。実施例１では、基本波電圧のゼロクロス近傍の位相領域におけるスイッチング動作の位相制御角αを一定値とし、変調波振幅Ａｍを調整するだけで、基本波電圧の出力（変調率Ｙｍ）を制御する。
【００８３】
図１９に、変調波振幅Ａｍが１の場合のＰＷＭパルス電圧波形を示す。変調波振幅Ａｍが１の場合、基本波電圧の７０度から１１０度の位相領域はオン状態で保持され、２５０度から２９０度の位相領域はオフ状態で保持される。このとき、変調率Ｙｍは、基本波電圧のゼロクロス近傍の位相領域におけるスイッチング動作の位相制御角αによって決まるＰＷＭパルス電圧波形となる。なお、図１９では、変調波振幅Ａｍが１のとき、ＰＷＭのオンオフ制御は、基本波電圧のゼロクロス近傍の位相領域におけるオン、オフ制御のみが行われることになるため、相電圧パルス数が３となる。
【００８４】
本発明の実施例１において、ゼロクロス付近の位相領域におけるスイッチング動作の位相制御角αは所望の出力電圧の大きさに依らず、一定値とした。その結果、ゼロクロス近傍の位相制御角αのオンオフ制御により、出力電圧には上限値と下限値が存在する。これらの上限値や下限値を変えたい場合、位相制御角αの設定値を調整すればよい。また、位相制御角αを調整し、最終的に位相制御角αを０、変調波振幅Ａｍを１とすることで、同期１パルスのＰＷＭ電圧波形に連続的に出力波形を変化させることも可能である。
【００８５】
また、実施例１の説明において、オンオフ制御を行う領域の変調波を直線として説明したが、正弦波などの任意の曲線で設定してもよく、［数５］や図１５のように、変調率Ｙｍと変調波振幅Ａｍの関係が得られれば、それに基づいて所望の電圧を出力することができる。また、オンオフ制御を行う領域の変調波を直線とせずに、正弦波などの任意の曲線で設定した場合には、１相分のスイッチングパルスの幅は一定とはならず変化する。しかし、このような場合であっても、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧の位相が０〜６０の位相領域のパルス波形は、Ｖ相のスイッチング波形によって決まり、６０〜１２０の位相領域のパルス波形は、Ｕ相のスイッチング波形によって決まるため、線間電圧のパルス波形はピーク点を中心に線対称となり、従来技術よりも交流電流のリップルを抑えることができる。
【００８６】
また、ＰＷＭ電圧のパルス数に対して、ベースとなる三角波キャリアの周期は変調波の整数倍であればよい。所望のパルス数に応じて、変調波振幅をＡｍとしてオンオフ制御する位相領域が変化することになり、［数５］や図１５のように、変調率と変調波振幅の関係が得られれば、それに基づいて所望の電圧を出力することができる。
【００８７】
例えば、図２０に、変調波１周期に対して２１倍の周期となる三角波キャリアを配置した場合の、ＨＯＰ制御の相電圧のＰＷＭパルス波形を示す。ここでは、変調波振幅Ａｍを調整する位相領域が８１．４３度から９８．５７度、および２６１．４３度から２７８．５７度の範囲とすることで５パルス波形となり、５パルスモードで出力電圧を制御することができる。
【００８８】
一方、図２１では、三角波キャリアの周期および配置を図２０と同じとし、変調波振幅Ａｍを調整する位相領域を６４．２９度から１１５．７１度、および２４４．２９度から２９５．７１度の範囲とすることで９パルス波形となり、９パルスモードで出力電圧を制御することができる。
【００８９】
また、６０度から１２０度の位相領域と２４０度から３００度の位相領域を、変調波振幅Ａｍを調整してオンオフ制御を行う位相領域として説明したが、必ずしも６０度から１２０度と２４０度から３００度の全領域においてスイッチング制御を行う必要はない。基本波電圧の極大値または極小値を含む位相領域でスイッチング制御を行えば、線間電圧のパルス波形は、線間電圧のピーク点を中心とした線対称となるため、従来よりも交流電圧のひずみを抑制するという効果は少なくとも達成することができる。スイッチング制御の領域を当該位相領域の内側（７０度から１１０度および２５０度から２９０度の領域）に設定することによっても、本発明の効果は達成可能である。
【００９０】
図２２に、変調波１周期に対して３３倍の周期となる三角波キャリアを配置した場合の、ＨＯＰ制御の９パルスモードのＰＷＭ電圧波形を示す。
図２２では、変調波振幅Ａｍを調整する位相領域が７３．６４度から１０６．３６度、および２５３．６４度から２８６．３６度の範囲とすることで９パルス波形となり、９パルスモードで出力電圧を制御することができる。また、図２１の９パルスモードと比べて、より基本波電圧の正負ピーク点付近に片寄ってオンオフ制御を実施していることが確認できる。より低次の高調波損失の低減効果が得られる位相領域に、このオンオフ制御の位相領域を限定することで、高調波損失を低減するのに最適な出力電圧のオンオフ制御が実現できる。
【００９１】
このように、変調波振幅Ａｍを調整する位相範囲と、三角波キャリアの周波数および配置の組合せによって、任意のパルス数のＰＷＭ電圧波形を生成することが可能である。これらのＰＷＭ波形においても同様に、低次の高調波電圧の増加を抑制し、パルス数を変えずに出力電圧を制御できるため、従来技術よりもモータの高調波損失が低減でき、より高効率駆動が可能なモータ駆動システムが実現できる。
ここで、本発明によるＨＯＰ制御の同期７パルスモード、同期９パルスモード、同期１１パルスモードのＰＷＭ電圧波形を示す。変調波１周期に対して配置する三角波キャリアの周期を変更することで、所望のパルス数とするＨＯＰ制御のＰＷＭ電圧波形を実現することが可能である。
【００９２】
図２３に、本発明によるＨＯＰ制御の同期７パルスモードの電圧波形を示す。図２３のように、変調波１周期に対して１５倍の周期となる三角波キャリアを配置し、位相制御角αとして基本波電圧のゼロクロス近傍でのオンオフ制御と、変調波振幅Ａｍとして基本波電圧の６６度から１１４度および２４６度から２９４度の位相領域でオンオフ制御を行うことで、変調波１周期内に７個のパルス電圧を含むＰＷＭ電圧波形を実現できる。なお、変調波振幅Ａｍの極性は、６６度から１１４度の位相領域と２４６度から２９４度の位相領域で反転するよう設定する。
【００９３】
図２３（ａ）のように、６６度から１１４度、および２４６度から２９４度の位相領域において変調波振幅Ａｍを直線とした場合、基本波電圧の大きさＡ１は、位相制御角αと変調波振幅Ａｍを用いて［数６］のように表すことができる。
【数６】
2015053824.tif 000008
【００９４】
これより、変調率Ｙｍは、位相制御角αと変調波振幅Ａｍを用いて［数７］のように表すことができる。なお、変調率Ｙｍは、同期１パルス駆動時の出力電圧の大きさを１とする。
【数７】
2015053824.tif 000009
【００９５】
したがって、位相制御角αを一定値に固定すると、変調波振幅Ａｍは変調率Ｙｍから一意に求めることができ、［数８］のように表せる。
【数８】
2015053824.tif 000010
【００９６】
図２３に示す、本発明によるＨＯＰ制御の同期７パルスモードにおいて、変調波振幅Ａｍの範囲が−１から１の設定であるとき、位相制御角αの設定値によって出力可能な変調率の上限値および下限値が決定する。例えば、位相制御角αを７度とした場合の出力可能な変調率Ｙｍについて、その上限値は０．９８５０９、その下限値は０．１７１６２となる。
【００９７】
図２４に、本発明によるＨＯＰ制御の同期９パルスモードの電圧波形を示す。ここでは、変調波１周期に対して２１倍の周期となる三角波キャリアを配置し、位相制御角αとして基本波電圧のゼロクロス近傍でのオンオフ制御と、変調波振幅Ａｍとして基本波電圧の６４．３度から１１５．７度および２４４．３度から２９５．７度の位相領域でオンオフ制御を行うことで、変調波１周期内に９個のパルス電圧を含むＰＷＭ電圧波形を実現できる。なお、変調波振幅Ａｍの極性は、６４．３度から１１５．７度の位相領域と２４４．３度から２９５．７度の位相領域で反転するように設定する。
【００９８】
図２４（ａ）のように、６４．３度から１１５．７度および２４４．３度から２９５．７度の位相領域において変調波振幅Ａｍを直線とした場合、基本波電圧の大きさＡ１は、位相制御角αと変調波振幅Ａｍを用いて［数９］のように表すことができる。
【数９】
2015053824.tif 000011
【００９９】
これより、変調率Ｙｍは、位相制御角αと変調波振幅Ａｍを用いて［数１０］のように表すことができる。なお、変調率Ｙｍは、同期１パルス駆動時の出力電圧の大きさを１とする。
【数１０】
2015053824.tif 000012
【０１００】
したがって、位相制御角αを一定値に固定すると、変調波振幅Ａｍは変調率Ｙｍから一意に求めることができ、［数１１］のように表せる。
【数１１】
2015053824.tif 000013
【０１０１】
図２４に示す、本発明によるＨＯＰ制御の同期９パルスモードにおいて、変調波振幅Ａｍの範囲が−１から１の設定であるとき、位相制御角αの設定値によって出力可能な変調率の上限値および下限値が決定する。例えば、位相制御角αを５度とした場合の出力可能な変調率Ｙｍについて、その上限値は０．９９２３、その下限値は０．１２４７となる。
【０１０２】
図２５に、本発明によるＨＯＰ制御の同期１１パルスモードの電圧波形を示す。ここでは、変調波１周期に対して２７倍の周期となる三角波キャリアを配置し、位相制御角αとして基本波電圧のゼロクロス近傍でのオンオフ制御と、変調波振幅Ａｍとして基本波電圧の６３．４度から１１６．７度および２４３．４度から２９６．６度の位相領域でオンオフ制御を行うことで、変調波１周期内に１１個のパルス電圧を含むＰＷＭ電圧波形を実現できる。なお、変調波振幅Ａｍの極性は、６３．４度から１１６．７度の位相領域と２４３．４度から２９６．６度の位相領域で反転するよう設定する。
【０１０３】
図２５（ａ）のように、６３．４度から１１６．７度および２４３．４度から２９６．６度の位相領域において変調波振幅Ａｍを直線とした場合、基本波電圧の大きさＡ１は、位相制御角αと変調波振幅Ａｍを用いて［数１２］のように表すことができる。
【数１２】
2015053824.tif 000014
【０１０４】
これより、変調率Ｙｍは、位相制御角αと変調波振幅Ａｍを用いて［数１３］のように表すことができる。なお、変調率Ｙｍは、同期１パルス駆動時の出力電圧の大きさを１とする。
【数１３】
2015053824.tif 000015
【０１０５】
したがって、位相制御角αを一定値に固定すると、変調波振幅Ａｍは変調率Ｙｍから一意に求めることができ、［数１４］のように表せる。
【数１４】
2015053824.tif 000016
【０１０６】
図２５に示す本発明によるＨＯＰ制御の同期１１パルスモードにおいて、変調波振幅Ａｍの範囲が−１から１の設定であるとき、位相制御角αの設定値によって出力可能な変調率の上限値および下限値が決定する。例えば、位相制御角αを４度とした場合の出力可能な変調率Ｙｍについて、その上限値は０．９９５１、その下限値は０．０９７５３となる。
【０１０７】
同様にして、本発明のＨＯＰ制御では、同期１３パルスモードのＰＷＭ電圧波形を、変調波１周期に対して３３倍の周期となる三角波キャリアを配置することにより、また、同期１５パルスモードのＰＷＭ電圧波形を、変調波１周期に対して３９倍の周期となる三角波キャリアを配置することにより、それぞれ実現することもできる。
【０１０８】
次に、本発明によるＰＷＭ電圧波形の高調波含有率の低減効果および高調波電流の低減効果を確認するため、従来技術のＰＷＭ電圧波形に含まれる高調波電圧成分と前述した本発明のＰＷＭ電圧波形に含まれる高調波電圧および高調波電流をシミュレーションより比較した。
比較に用いる従来技術のＰＷＭ電圧波形は、図８に示す同期７パルスモードとし、それと比較する本発明のＰＷＭ電圧波形は、従来技術と基本波電圧１周期あたりのパルス数が同じになるように、図２３に示すＨＯＰ制御の同期７パルスモードとした。
【０１０９】
また、本発明は、基本波電圧のゼロクロス近傍の位相領域におけるオンオフ制御を特徴の一つとするが、その高調波電圧低減効果を、本発明のＨＯＰ制御によるＰＷＭ電圧波形からゼロクロス近傍のオンオフ制御を行わない場合の、同期７パルスモードのパルス電圧波形（以下、「効果検証用のＰＷＭ制御」と称す）と比較することにより確認する。
なお、高調波電圧の計算において、比較するパルスモードごとで、変調率や基本波電圧の周波数は同一条件とした。
【０１１０】
図２６から図２８に、比較のために、高調波電圧の算出に用いたＰＷＭ電圧波形をそれぞれ示す。
図２６は、従来技術のＰＷＭ電圧波形である。
図２７は、効果検証用のＰＷＭ制御によるＰＷＭ電圧波形である。なお、相電圧１周期中のパルス数は、従来技術および本発明のＰＷＭ電圧波形と同じにした。
図２８は、本発明のＨＯＰ制御によるＰＷＭ電圧波形である。
【０１１１】
各パルスモードのＰＷＭ電圧の高調波含有率は、相電圧パルス波形を周波数解析し、各高調波電圧の二乗和の平方根と基本波電圧との比較により評価した。高調波電圧の計算では、基本波電圧の周波数に対して５次、７次、１１次、１３次、１７次および１９次の各高調波電圧分を対象として計算した。
また、各パルスモードの高調波電流の比較においては、前述の５次、７次、１１次、１３次、１７次および１９次の各高調波電圧成分を、それぞれの次数に応じた高調波周波数で割り算した値を用いて、高調波電流の相対評価を行った。
【０１１２】
図２９に、比較結果の表を示す。本発明（図２８）のほうが従来技術（図２６）に対して、高調波含有率および高調波電流が小さいことがわかる。また、本発明と効果検証用のＰＷＭ制御（図２７）との比較から、本発明のＨＯＰ制御におけるゼロクロス近傍のオンオフ制御により、５次や７次の高調波電圧成分を低減できることがわかる。高調波電流が低減したことで、インバータ駆動時のモータの高調波損失が低減される。
また、高調波電流については、高調波電圧を高調波周波数で割り算した値にほぼ比例するため、５次や７次といった低次の高調波電圧成分を低減する効果は、本発明のＨＯＰ制御が最も高い（すなわち、図２９の高調波電流相対評価値が最も低い）。
【０１１３】
以上説明したように、本実施例１によれば、基本波電圧のゼロクロス点を含むその近傍の位相領域でパルス電圧のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、さらに、基本波電圧の正側と負側でのピーク点を含むその付近の位相領域でパルス電圧のオン動作とオフ動作をそれぞれ１回以上挿入し、それ以外の位相領域ではオン状態またはオフ状態を保持するように、インバータのスイッチング素子をオン／オフ制御する。これにより、ＰＷＭ電圧の歪み率（高調波含有率）および高調波電流を低減し、より高効率なモータ駆動システムを実現できるようになる。
【実施例２】
【０１１４】
次に、本発明の実施例２について、図３０、図３１および図３２を用いて説明する。
実施例１では、ＰＷＭ制御において、ＰＷＭ電圧波形のオンオフ制御の位相領域を基本波電圧の正負ピーク点付近とゼロクロス付近に限定することで、従来技術のＰＷＭ電圧波形よりも高調波電圧の含有率が少ないＰＷＭ電圧波形を生成し、より高効率なモータ駆動システムを実現できることを示した。
実施例２では、ＰＷＭ制御を行う際の電圧パルス数や非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭの切替といったＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃの決定を、実施例１の駆動周波数と駆動電圧に基づくことに加えてモータの負荷状態を考慮することで、さらに高効率なモータ駆動システムを実現できる手法について説明する。
【０１１５】
図３０は、本発明の実施例２によるモータの駆動システムの構成図である。ここにおいて、部品番号１０１〜１０５、１１１〜１１５、１２１〜１２４、１３１〜１３４および１４１は、実施例１における図２の同じ番号の構成要素と同一である。以下に、図２に示した実施例１と比較して、構成要素の相違部分のみを説明する。
実施例２では、図３０に示すように、ＰＷＭキャリア決定器１１６において、ＰＷＭモード決定器１４１の出力を補正するＰＷＭモード補正器１４２が新たに付加されている。
【０１１６】
実施例２の特徴部分であるＰＷＭモード補正器１４２について説明する。ＰＷＭモード補正器１４２は、ＰＷＭモード決定器１４１で決定したＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃに対して、モータ駆動システムの負荷状態に応じた補正を行う。実施例２では、モータ駆動システムの負荷状態を監視するために、モータ１０３の相電流を観測している。具体的には、電流検出器１２１からの交流電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび電圧指令の一次周波数ｆ１に基づいて、ＰＷＭモード決定器１４１からのＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃの補正を行っている。
【０１１７】
図３１に、一定周波数で駆動しているモータの負荷と、その時に発生する損失を示す。図３１（ａ）は相電圧のパルス数が９の場合、同図（ｂ）は相電圧のパルス数が３の場合である。損失の内訳を大別すると、インバータに含まれる高調波電圧を起因として発生する高調波損失と、それ以外の損失に分けられる。
【０１１８】
ここで、高調波損失は、モータが誘導電動機の場合には、主に高調波二次銅損が支配的となる。この高調波損失は、駆動周波数、パルス数、ならびに変調率が決まれば、ほぼ、負荷によらずに一定とみなすことができる。これは、誘導機の二次回路に高調波が常に流れ込んでいるためであり、周波数の高い成分に対するすべりがほぼ「１」になることによる。また、パルス数（＝ＰＷＭパルスモード）と変調率（＝出力電圧の基本波の大きさ）が決まれば、出力するＰＷＭ電圧波形が決まるため、パルス電圧に含まれる高調波電圧成分も決まることによる。永久磁石モータの場合には、二次銅損は発生しないが、高調波鉄損が大きく存在する。これも負荷によらずにほぼ一定であるとみなすことができる。
【０１１９】
また、高調波以外の損失としては、基本波電流による銅損が大きく、これは負荷にほぼ比例すると考えられ、また、インバータの導通損失やスイッチング損失も、負荷にほぼ比例すると考えられる。
【０１２０】
図３１の（ａ）ならび（ｂ）に示すように、９パルスと３パルスでは、それぞれの損失の内訳が異なっている。パルスを増やすことによりモータで発生する高調波損失は低下するが、一方でそれによりスイッチング回数は増えることとなり、インバータで発生するスイッチング損失が増加する。このように、負荷に応じて損失特性が変わってくることになる。したがって、図３１（ｃ）に示すように、軽負荷領域では９パルスを、重負荷領域では３パルスを採用することで、発生する損失の最適化が図れることがわかる。
【０１２１】
このように、軽負荷領域では、モータの高調波損失の低減を重視して、ＰＷＭ電圧波形のパルス数を増加させ、重負荷領域では、インバータのスイッチング損失の低減を重視して、ＰＷＭ電圧波形のパルス数を減少させることで、モータ駆動システム全体の高効率化を図ることができる。
【０１２２】
また、図３２には、相電圧のパルス数が１パルス（ａ）と３パルス（ｂ）の場合の損失を示す。１パルスでは、インバータ３の出力電圧を最大にできるため、同じパワーを出力することを考えると、電流を最も小さくできる。よって、電流を減少させることで銅損が低減でき、重負荷領域における効率が改善する。ただし、１パルス駆動の高調波は非常に大きいため、負荷の軽い条件では、高調波損失が支配的となり、パルス数を３パルスにした方が損失は低減する。
【０１２３】
以上説明したように、本実施例２によれば、ＰＷＭモード補正器１４２でモータの相電流の大きさから負荷状態を判定し、予め求めていた負荷状態の切替ポイントに応じてＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃを変更するように動作する。これによって、負荷状態に応じたモータ駆動システムの運転効率の最大化が実現できる。
【実施例３】
【０１２４】
次に、本発明の実施例３について、図３３および図３４を用いて説明する。
実施例２では、ＰＷＭ制御を行う際のＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃを、通常は駆動周波数と駆動電圧に基づいて決定しているのに対し、モータの負荷状態を考慮に入れることでより高効率なモータ駆動システムが実現できる手法について示した。
【０１２５】
実施例３は、先の実施例２に比べて、さらに、インバータの直流電圧情報を用いて、ＰＷＭパルスモード信号ＰｓとＰＷＭキャリア周波数ｆｃを決定する手法について述べる。
図３３は、本発明の実施例３のブロック構成図である。ここにおいて、部品番号１０１〜１０５、１１１〜１１６、１２１〜１２４、１３１〜１３４および１４１は、実施例２を示す図３０の同じ番号のものと同一であるので、実施例２と比較して構成要素の相違部分のみを説明する。
【０１２６】
実施例３は、インバータ直流電圧ＶＤＣの電圧を検出する電圧センサ１３５を新たに付加し、その電圧検出値をＰＷＭモード補正器１４２ｂに入力している。
ＰＷＭモード補正器１４２ｂでは、図３０におけるＰＷＭモード補正器１４２とは異なり、インバータの直流電圧値を考慮して、ＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃに補正を加える。
【０１２７】
インバータの直流電圧は、昇圧型（あるいは降圧型）コンバータを用いれば電圧を可変にすることが可能である。インバータの電源となる直流電圧ＶＤＣによって、モータの効率は大きく変化する。例えば、電圧を高く設定することで、高速領域まで定トルク駆動が可能となり、モータの駆動電流を低減することができる。ここで、電気鉄道車両用のモータ（主に誘導電動機）を例にとると、高速領域は定出力駆動となり励磁電流を絞った状態での駆動となるため、負荷が大きくなるとトルク電流を大幅に増やす必要があり、効率が劣化する。
【０１２８】
しかし、直流電圧を高く設定すると、変調率が下がることにより高調波電流が増加してしまうため、高調波損失は劣化することになる。逆に、低速駆動時に直流電圧を下げることができれば、高調波電流を低減できるため、損失低減に貢献できる。
【０１２９】
図３４に、直流電圧ＶＤＣを上昇させた場合の損失変化を示す。１パルスと３パルスを比較した場合、直流電圧ＶＤＣを増加させることで、１パルス方式の損失がトータルとして低減する。これは、基本波電流の低減によって銅損が改善されたことによる。よって、直流電圧ＶＤＣを増加させた場合には、図３４の横向き矢印で示すように、パルス数の切替ポイントを軽負荷側にずらす方がトータルの損失が改善する。
【０１３０】
以上説明したように、本実施例３によれば、ＰＷＭモード補正器１４２ｂで、モータの相電流の大きさから負荷状態を判定することに加え、さらにインバータの直流電圧情報を用いて、予め求めていた切替ポイントに応じてＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃを変更するように動作することにより、さらに運転効率のよいモータ駆動システムが実現できる。
【実施例４】
【０１３１】
次に、本発明の実施例４について、図３５を用いて説明する。
実施例２は、モータの負荷状態に応じて、実施例３は、インバータの直流電圧値を考慮して、ＰＷＭ制御時のＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃを変更することでパルス数を増減させ、運転効率の最大化が実現できるシステムである。その中で、ＰＷＭパルスモード信号ＰｓやＰＷＭキャリア周波数ｆｃを決定するために、予め計算しておいてデータテーブル等に従うものであることから、テーブルの精度や分解能に依存するものである。
【０１３２】
実施例４は、実時間において損失計算を実施し、常に最適なパルス数（ＰＷＭパルスモードやＰＷＭキャリア周波数）でモータを駆動することを実現する。
図３５に、実施例４の特徴部分であるＰＷＭキャリア決定器１１６ｃのブロック構成図を示す。
【０１３３】
図３５に示すＰＷＭキャリア決定器１１６ｃを、実施例３に係る図３３のＰＷＭキャリア決定器１１６に替えて用いることで、実施例４を実現できることになる。また、ＰＷＭモード決定器１４１は、図２、図３０ならびに図３３と同じもので構わない。
【０１３４】
図３５において、損失演算器１５１ａ〜１５１ｅ（各ＰＷＭパルスモード毎に設定）は、システムの状態量から各ＰＷＭパルスモードによってＰＷＭ制御を実施した時の損失を演算する手段である。具体的に、損失演算器１５１ａは、１パルス時の損失Ｌｏｓｓ１を演算し出力する。同様に、損失演算器１５１ｂは３パルス時、損失演算器１５１ｃは９パルス時および損失演算器１５１ｄは１５パルス時、のそれぞれの損失Ｌｏｓｓ２、Ｌｏｓｓ３およびＬｏｓｓ４を演算し出力する。損失演算器１５１ｅは、非同期パルス時の損失Ｌｏｓｓ５を演算し出力する。各損失演算器１５１ａ〜１５１ｅの各出力は、ＰＷＭモード補正器１４２ｃに入力される。ＰＷＭモード補正器１４２ｃでは、これらの損失演算値から最も損失の少ないＰＷＭパルスモードを選択し、それに基づいてキャリア周波数ｆｃを決定する。
【０１３５】
また、各損失演算器１５１ａ〜１５１ｅは、その内部がモータの基本波損失演算器１６１ａおよびモータの高調波損失演算器１７１ａから構成され、常に損失演算を行っている。
基本波損失演算器１６１ａでは、相電流信号Ｉｕ〜Ｉｗおよびインバータの直流電圧ＶＤＣに基づき、モータの基本波電流に伴う損失を計算している。この基本波電流に伴う損失は、例えば銅損があり、モータの１次抵抗や２次抵抗の値から損失を計算することができる。
【０１３６】
また、高調波損失演算器１７１ａでは、インバータの直流電圧ＶＤＣ、駆動周波数ｆ１ならびに電圧指令Ｖ１＊に基づいて、各ＰＷＭパルスモード毎の高調波の損失を演算する。もしくは、モータの相電流信号から高調波電流を抽出し、それにより高調波損失を演算してもよい。これらの基本波および高調波の損失演算を同時に行い、両者を加算器２０１にて加算することで、各ＰＷＭパルスモード毎の全損失を計算している。
【０１３７】
以上説明したように、本実施例４によれば、モータの駆動状態およびインバータの直流電圧値に応じて、常に異なるパルス数（ＰＷＭパルスモードやＰＷＭキャリア周波数）での損失演算が実施できることにより、リアルタイム（実時間）で効率を最大にする駆動が可能になる。よって、モータ駆動システムの高効率化が実現できる。
【実施例５】
【０１３８】
次に、本発明の実施例５について、図３６を用いて説明する。
実施例５は、実施例４と同様に実時間において損失計算を実施し、常に最適なパルス数（ＰＷＭパルスモードやＰＷＭキャリア周波数）によるモータ駆動を実現するものである。実施例５では、実施例４と比べて、さらにインバータの損失も考慮している点が異なる。
【０１３９】
図３６に、本発明の実施例５の特徴部分であるＰＷＭキャリア決定器１１６ｄのブロック構成図を示す。
図３６のＰＷＭキャリア決定器１１６ｄを、実施例３に係るＰＷＭキャリア決定器１１６に替えて用いることで実施例５を実現できる。また、ＰＷＭモード決定器１４１は、図２、図３０または図３３と同じもので構わない。
【０１４０】
図３６において、損失演算器１５２ａの内部に、インバータ損失演算器１８１ａが付加され、この点が図３５の損失演算器１５１ａと異なる点である。インバータの損失は、導通損失とスイッチング損失であることから、モータの相電流信号の大きさおよびインバータの直流電圧ＶＤＣの大きさから計算することができる。
【０１４１】
図３５と同様に、各損失演算器１５２ａ〜１５２ｅは、ＰＷＭパルスモード毎に常に損失演算をし、各損失演算値であるＬｏｓｓ１〜Ｌｏｓｓ５を求め、ＰＷＭモード補正器１４２ｃに入力する。ＰＷＭモード補正器１４２ｃは、これらの損失演算値から最も損失の少ないＰＷＭパルスモードを選択し、それに基づいてＰＷＭパルスモード信号Ｐｓやキャリア周波数ｆｃを決定する。
【０１４２】
以上説明したように、本実施例５によれば、モータの損失にインバータ損失を加えた損失の最小化運転が可能になり、実施例４と比べてさらに高効率なモータ駆動システムが実現できる。また、本実施例５は、実施例４に適用することに限定されるものではなく、実施例３に対して適用することによりインバータ損失に着目してモータ駆動システムの効率化を図ることも可能である。
【実施例６】
【０１４３】
次に、本発明の実施例６について、図３７を用いて説明する。
実施例６は、実施例４または実施例５における高調波損失演算器に係わるものである。
図３７に、実施例６の特徴部分である高調波損失演算器１７３ａのブロック構成図を示す。
本発明の実施例６は、図３７の高調波損失演算器１７３ａを、実施例４または実施例５である図３５または図３６の高調波損失演算器１７１ａに替えてそれぞれ用いることで実現できる。
【０１４４】
実施例６は、高調波損失の評価関数の導入によって、より高精度に損失の演算が可能になり、さらに高効率なモータ駆動システムを実現するものである。
図３７の高調波損失演算器１７３ａは、基本波電圧周波数ｆ１、電圧指令Ｖ１＊および直流電圧検出値ＶＤＣを入力して、高調波電圧成分を計算する高調波電圧演算器１９１ａ、この高調波電圧成分から高調波電流成分を演算する高調波電流演算器１９２ａ、さらに、この高調波電流成分から評価関数を用いて高調波損失相当を演算する評価関数演算器１９３ａおよびこの高調波損失の評価関数値に基づいて高調波損失を換算する損失換算器１９４ａから構成される。
【０１４５】
まず、高調波電圧演算器１９１ａでは、ＰＷＭパルスモード毎に、変調率Ｙｍに対する各高調波次数の含有率がテーブル化される。例えば、基本波電圧周波数の５倍の周波数成分（第５次成分）は何Ｖ含まれるか等、高調波の次数（ｎ次）毎に算出し、基本波電圧周波数に対する高調波の次数（ｎ次）毎の電圧の大きさＶｈを出力する（図３７の左下吹き出し部のグラフ、参照）。また、ＰＷＭパルスモードが非同期ＰＷＭの場合、変調率Ｙｍに対して高調波電圧ＰＷＭキャリアｆｃの側帯波成分として、高調波周波数ｆｃ±２・ｆ１、２・ｆｃ±ｆ１などの高調波電圧の含有率がテーブル化されることになる。また、高調波電圧演算器１９１ａは、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から周波数解析などの演算を行い、高調波電圧成分を算出してもよい。
【０１４６】
次に、高調波電流演算器１９２ａでは、高調波電圧演算器１９１ａからの高調波電圧Ｖｈを高調波電圧周波数ｆｈまたは高調波の次数ｎで割り算することで、各高調波成分の電流相当の値Ｉｈ（＝Ｖｈ／ｆｈ）を計算する（図３７の右下吹き出し部の説明、参照）。ここで、高調波電圧周波数ｆｈや高調波の次数ｎの代わりに、高調波の周波数とインダクタンス値を用いて各高調波成分の電流値の概算を計算してもよい。また、高調波電流演算器１９２ａは、三相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗから周波数解析などの演算を行い、高調波電流成分を算出してもよい。
【０１４７】
続いて、評価関数演算器１９３ａでは、高調波電流相当の値Ｉｈから、高調波損失に相関関係のある評価関数を演算する。
ここで演算される評価関数は、モータの高調波損失に相当する量となる。例えば、誘導電動機の二次銅損は、二次抵抗値Ｒ２に対して、電流の二乗×Ｒ２となるが、高調波電圧の印加による銅損の場合には、回転子の銅バーや一次巻線、または二次巻線の表皮効果の影響で、高調波電圧周波数ｆｈのｘ乗倍の周波数特性があるといわれている。また、高調波電圧の印加によって渦電流損やヒステリシス損などの鉄損が生じ、その鉄損も高調波電圧周波数ｆｈに依存性を持つことがわかっている。ｘ＝０は、二次抵抗に周波数依存性がないことを意味し、回転子構造によってはそのようなケースも有り得る。また、表皮効果が強い場合には、ｘ＝０．５〜２．０程度の値を取る。これは、モータの特性に依存するもので、モータが変われば当然指数ｘの値も変化するところ、実機試験よりｘ＝１前後になることを確認している。
【０１４８】
図３７に示す実施例６は、各高調波電流成分Ｉｈ（＝Ｖｈ／ｆｈ）を二乗して、さらに重みとしてその高調波周波数ｆｈのｘ乗を乗算し、その全成分の加算値を評価関数Ｈ１にしている（図３７の上部吹き出し部の説明、参照）。この指数ｘの値と高調波損失の関係を、図３８に示す。例えば、ｘ＝１．０（すなわち、重みはｆｈとなる)としたモータの場合には、高調波損失と評価関数が線形になることを確認している。このように、評価関数を導入することで、高調波損失の演算が容易に行えるようになる。
【０１４９】
最後に、損失換算器１９４ａでは、評価関数Ｈ１の値を係数倍することで損失を求めている。この換算係数に関しては、予め一度だけ実測による損失との関係を求めておけばよい。または、ＦＥＭ（有限要素法）解析などを用いて換算係数を求めることもできる。
【０１５０】
以上説明したように、本実施例６によれば、高調波損失の評価関数を導入することによって、より高精度に高調波損失の演算が可能となり、さらに高効率運転が可能なモータ駆動システムが実現できる。
【実施例７】
【０１５１】
次に、本発明の実施例７について、図３９および図４０を用いて説明する。
図３９に、実施例７におけるＰＷＭキャリア決定器１１６ｅのブロック構成図を示す。
図３９に示すＰＷＭキャリア決定器１１６ｅを、実施例３に係るＰＷＭキャリア決定器１１６に替えて用いることで、実施例７を実現できる。
【０１５２】
また、実施例７は、実施例４から実施例６における高調波損失演算器に係わるものであり、図３９の高調波損失演算器１７４ａを、実施例４から実施例６に係る図３５、図３６または図３７の高調波損失演算器１７１ａや１７３ａに替えてそれぞれ用いることで実現できる。
図３９において、損失演算器１５３ａの内部に、高調波損失演算器１７１ａに替えて高調波損失演算器１７４ａが付加されたもので、相電流情報も入力としている点が図３５または図３６と異なる点である。
【０１５３】
図４０に、本発明の実施例７の特徴部分である高調波損失演算器１７４ａのブロック構成図を示す。ここにおいて、高調波電圧演算器１９１ａ、高調波電流演算器１９２ａおよび損失換算器１９４ａは、実施例６に係る図３７の同じ番号のものと同一である。
図４０に示す高調波損失演算器１７４ａにおいては、電圧指令Ｖ１＊、基本波電圧周波数ｆ１、直流電圧ＶＤＣ、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび各高調波電流成分Ｉｈを入力とする評価関数演算器１９５ａが、図３７の評価関数演算器１９３ａに替えて付加されている。
【０１５４】
実施例７では、各高調波電流成分Ｉｈ（＝Ｖｈ／ｆｈ）を二乗して、さらに重みとしてその高調波周波数ｆｈのｘ乗との乗算をし、その全成分の加算値を評価関数Ｈ１にしている（図４０の上部吹き出し部の説明、参照）。このとき、重みとなる指数ｘの値は、モータ駆動システムの動作状態に応じて変化させるものとする。例えば、モータ駆動システムの動作状態によって、実施例６で示した指数ｘの値が、０．５〜２．０の間で変化することを確認している。このように、評価関数の重みをモータ駆動システムの動作状態によって変化させることで、さらに精度良く高調波損失を評価できるようになる。
【０１５５】
以上説明したように、本実施例７によれば、高調波損失の評価関数の重みとなる指数ｘの値を、モータ駆動システムの動作状態に応じて変えることによって、より高精度に損失の演算が可能になり、さらに高効率なモータ駆動システムを実現するものである。
【実施例８】
【０１５６】
次に、本発明の実施例８について、図４１を用いて説明する。
図４１は、本発明の実施例８のブロック構成図である。実施例８は、実施例３とほぼ同様の構成を示している。ただし、実施例８では、インバータ主回路部１３２にインバータ温度センサ１２５ａと、モータ１０３にモータ温度センサ１２５ｂが付加され、それらから計測される温度情報を、新たにＰＷＭモード補正器１４２ｆの入力として追加している。それ以外の部品は、図３３に示す実施例３の構成要素と同じである。
【０１５７】
ＰＷＭモード補正器１４２ｆは、モータの負荷状態に応じて損失演算を行い、最も損失の少ないＰＷＭパルスモード信号ＰｓおよびＰＷＭキャリア周波数ｆｃで運転を行う。その際、インバータ損失はインバータの素子温度によって変化し、また、モータの損失（特に、基本波損失）は、モータの温度によって変化することが知られている。そこで、インバータならびにモータに、それぞれ温度センサ１２５ａ、１２５ｂを取り付け、それぞれの温度状態による換算補正を行った上で損失演算を行えば、より高精度な損失演算が実現できる。例えば、インバータ損失演算では、温度上昇に伴い導通損失は低下し、また、モータの基本波損失では、温度上昇に伴い銅損が増加することになる。このような補正を加えることで、より高精度な損失演算が可能になる。
【０１５８】
なお、温度による補正は、インバータおよびモータの両方で必ずしも行う必要はなく、どちらか一方だけでも効果は期待できる。また、直接温度を計測せずに、電流の変化やインバータを使って抵抗値を測定し、間接的に温度変化を読み取ることも可能である。
【実施例９】
【０１５９】
次に、本発明の実施例９について、図４２、図４３および図４４を用いて説明する。
図４２は、本発明の実施例９のブロック構成図である。実施例９は、図２に示す実施例１の構成要素に加えて、ＨＯＰゼロクロスＳＷ（スイッチング）パターン決定器１４３ｇを新たに付加した構成であり、ＰＷＭ制御器１１５に対して、ＰＷＭパルスモード信号ＰｓとＰＷＭキャリア周波数ｆｃに加えて新たにＨＯＰ制御のゼロクロス付近のオンオフ制御のパターン（位相制御角α）が入力される。
【０１６０】
また、このＨＯＰゼロクロスＳＷ（スイッチング）パターン決定器１４３ｇを、実施例２から実施例８に対して新たに付加し、ＰＷＭパルスモード信号Ｐｓ、ＰＷＭキャリア周波数ｆｃおよびＨＯＰ制御のゼロクロス付近のオンオフ制御のパターン（位相制御角α）をＰＷＭ制御器１１５の入力とすることによっても、実施例９を実現できる。
【０１６１】
ＨＯＰゼロクロスＳＷ（スイッチング）パターン決定器１４３ｇは、電圧振幅指令Ｖ１＊、基本波電圧周波数ｆ１およびＰＷＭキャリア決定器１１６の出力であるＰＷＭパルスモード信号Ｐｓに応じて、本発明のＨＯＰ制御におけるゼロクロス付近のオンオフ制御のパターン（位相制御角α）を決定する。
【０１６２】
また、図４２では、ＨＯＰゼロクロスＳＷ（スイッチング）パターン決定器１４３ｇの出力を位相制御角αとしている。ここで、ゼロクロス付近のオンオフ制御の位相制御角が複数個ある場合には、位相制御角α１、α２、α３、・・・αｎ（ｎは正の整数）といった具合に増えることになるが、以下の説明では省略する。
【０１６３】
図４３に、図２４に示す本発明によるＨＯＰ制御の同期９パルスモードを例にして、ゼロクロス付近のオンオフ制御の位相制御角αの値を変更したときの、基本波電圧周波数ｆ１または変調率Ｙｍとモータ１０３で発生する高調波損失との関係を示す。図４３の縦軸の高調波損失は、基本波電圧周波数が６０Ｈｚで同期１パルス駆動時のモータ高調波損失の大きさを基準に、各ＨＯＰ制御のパルスモード駆動時の高調波損失を正規化した。図４３から、ゼロクロス付近のオンオフ制御の位相制御角αの設定値を変更すると、この位相制御角αに応じてモータの高調波損失を最小化する最適値が存在することがわかる。また、位相制御角αの設定値によって、変調率Ｙｍ（＝出力電圧）の上限値が異なることがわかる。実際には、変調率Ｙｍだけでなく、基本波電圧周波数ｆ１によっても位相制御角αの最適値が変化することを実験により確認している。
このように、本発明のＨＯＰ制御によって、ＰＷＭパルスモード毎にゼロクロス付近のオンオフ制御のパターンを、電圧振幅指令Ｖ１＊および基本波電圧周波数ｆ１に応じて、最適にオンオフ制御を行うことで、モータ駆動システムの高効率化が図れることがわかる。
【０１６４】
また、図４４に、本発明によるＨＯＰ制御の同期９パルスモードにおいて、さらに変調率Ｙｍを下げていったときの基本波電圧周波数ｆ１または変調率Ｙｍとモータ１０３で発生する高調波損失との関係を示す。図４３に示すように、変調率Ｙｍが１に近い領域では、位相制御角α＝６．４３度におけるＨＯＰ制御の同期９パルスモードのＰＷＭ電圧波形が、最も高調波損失が少ない結果であった。しかし、図４４によると、変調率Ｙｍを下げていくと、ある変調率Ｙｍから高調波損失の大小関係が逆転し、位相制御角α＝５．３６度が最も高調波損失が少なくなる。さらに変調率Ｙｍを下げていくと、位相制御角α＝４．２９度が最も高調波損失が少ないＰＷＭ電圧波形となっていることがわかる。
よって、電圧振幅指令Ｖ１＊および基本波電圧周波数ｆ１に応じて、オンオフ制御の位相制御角αを変更させていくことで、高調波損失が最小となるＰＷＭ制御が実現でき、モータ１０３の運転効率がさらに改善されることになる。
【０１６５】
以上説明したように、本実施例９によれば、本発明のＨＯＰ制御によるゼロクロス付近のオンオフ制御の位相制御角αを、ＨＯＰゼロクロスＳＷ（スイッチング）パターン決定器１４３ｇにて、予め設定しておいたマップに従い変更することで、さらに高効率なモータ駆動システムが実現できる。
【実施例１０】
【０１６６】
次に、本発明の実施例１０について、図４５を用いて説明する。
本発明によるモータ駆動システムを用いた電気鉄道車両のモデルを図４５に示す。
電気鉄道車両では、モータの容量が１００ｋＷ以上と大きく、かつ、キャリア周波数を高く設定できないため、高速領域では数パルスによる同期ＰＷＭ方式が用いられる。その上で、省エネ駆動を実現する必要があるため、本発明によるモータ駆動システムは極めて効果的である。
【０１６７】
図４５は、先の実施例１から実施例９のいずれかを搭載し、モータとして誘導電動機１０３ａ〜１０３ｄを駆動する電気鉄道車両システムである。本発明を適用することで、システムの損失を最小に抑えながら駆動運転が可能な電気鉄道車両システムが実現できるようになる。
【０１６８】
以上、本発明に係る実施例１から実施例１０について説明した。説明上、モータとしては主として誘導電動機を例に説明したが、モータであれば他の電動機であっても同様に適用することが可能である。例えば、永久磁石同期電動機、巻線型同期電動機、リラクタンストルクによる同期機も同様である。また、発電機の制御に対しても同様に適用可能である。
【符号の説明】
【０１６９】
１０１・・・制御器
１０２・・・インバータ
１０３（１０３ａ〜１０３ｄ）・・・モータ
１０４・・・負荷器
１０５・・・トルク指令発生器
１１１・・・ベクトル制御器
１１２・・・極座標変換器
１１３・・・三相座標変換器
１１４・・・位相演算部
１１５・・・ＰＷＭ制御器
１１６・・・ＰＷＭキャリア決定器
１２１・・・電流検出部
１２２・・・回転速度検出器
１３１・・・コンデンサ
１３２・・・インバータ主回路部
１３３・・・ゲート・ドライバ
１３４・・・直流抵抗器
１３５・・・電圧センサ
１４１・・・ＰＷＭモード決定器
１４２・・・ＰＷＭモード補正器
【図１】
2015053824.tif 000017
【図２】
2015053824.tif 000018
【図３】
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【図４】
2015053824.tif 000020
【図５】
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【図６】
2015053824.tif 000022
【図７】
2015053824.tif 000023
【図８】
2015053824.tif 000024
【図９】
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【図１０】
2015053824.tif 000026
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2015053824.tif 000029
【図１４】
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【図１５】
2015053824.tif 000031
【図１６】
2015053824.tif 000032
【図１７】
2015053824.tif 000033
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
2015053824.tif 000051
【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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