(57)【要約】【課題】  パワー増幅部の非線形性を除去するためのスイッチングパワー増幅装置を提供する。【解決手段】  スイッチングパワー増幅装置は、入力オーディオ信号を、所定のキャリア周波数を有するパルス幅変調信号に変換し、パルス幅変調信号に備えられたオーディオ信号と負帰還された出力オーディオ信号との差値を補正して、補正されたパルス幅変調信号を出力し、補正されたパルス幅変調信号に備えられた高周波成分を除去し、所定のキャリア周波数と異なるスイッチング周波数を有するように、補正されたパルス幅変調信号を変調し、変調されたパルス幅変調信号の電力を増幅することを特徴とする。【選択図】      図４
2015181320.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチングパワー増幅装置において、
入力オーディオ信号を、第１キャリア周波数を有するパルス幅変調信号に変換するパルス幅変調信号生成部と、
前記第１キャリア周波数を有するパルス幅変調信号と利得制御負帰還経路から受信されたパワー増幅されたパルス幅変調信号との間に差を補正する演算増幅器を備え、補正されたパルス幅変調信号から前記第１キャリア周波数要素を除去し、前記補正されたパルス幅変調信号に第２キャリア周波数要素を追加することで、前記補正されたパルス幅変調信号を変調する補正及び周波数変調部と、
前記補正及び周波数変調部から変調されたパルス幅変調信号のパワーを前記利得制御負帰還経路に増幅させるパワー増幅部と、を備えるスイッチングパワー増幅装置。
【請求項２】
前記補正及び周波数変調部は、
シグマデルタ変調方式を利用して、前記補正されたパルス幅変調信号を変調することを特徴とする請求項１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
【請求項３】
前記補正及び周波数変調部は、
セルフオシレーション（self  oscillation）を通じて、前記補正されたパルス幅変調信号を変調することを特徴とする請求項１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
【請求項４】
前記周波数変調部の出力端子は、負帰還を通じて入力端子に連結されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチングパワー増幅装置。
【請求項５】
前記パルス幅変調信号は、デジタル信号であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
【請求項６】
前記パワー増幅部から出力された出力オーディオ信号の負帰還経路上に位置して、前記出力オーディオ信号の利得値を調節する利得値調節部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
【請求項７】
前記入力オーディオ信号は、パルス符号変調信号であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングパワー増幅装置に係り、特に入力オーディオ信号を変換したパルス幅変調信号に備えられたキャリア周波数を除去し、パワーステージの動作のために新たな周波数を有するようにパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を変調することで、パワー増幅部の非線形性を除去するスイッチングパワー増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
線形アナログ方式のパワー増幅器として、Ａ級、Ｂ級、ＡＢ級が使われる。かかる線形アナログ方式のパワー増幅器は、線形性に優れるが、効率が低いため、電力損失が大きいという問題点がある。かかるアナログ方式のパワー増幅器の問題点を解決するために、高い効率を有するスイッチングパワー増幅器（または、“Ｄ級パワー増幅器”という）が提案された。スイッチングパワー増幅器は、基本的に入力信号をパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号に変更し、パワースイッチステージを利用して、ＰＷＭ信号によるスイッチングによって増幅を行う。しかし、かかるスイッチングパワー増幅器は、パワースイッチ段の非線形性により、全体的な増幅器の性能が低下するという問題点がある。かかる非線形性は、全体調和歪曲（Ｔｏｔａｌ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：ＴＨＤ）だけでなく、通過帯域内に帯域外のノイズを誘発して、信号対ノイズ比（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ：ＳＮＲ）を劣化させる。また、スイッチングパワー増幅器のパワースイッチステージに連結された電力提供部の非線形性及びリップルにより、出力信号にノイズが誘発されるという問題点がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明が解決しようとする課題は、スイッチングパワー増幅器の非線形性を除去するために、パワーステージに入力されるＰＷＭ信号の周波数を変更するスイッチングパワー増幅装置及びその制御方法を提供するところにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明の実施形態によるスイッチングパワー増幅装置は、入力オーディオ信号を、所定のキャリア周波数を有するＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号に備えられたオーディオ信号と負帰還された出力オーディオ信号との差値を補正して、補正されたＰＷＭ信号を出力する補正部と、前記補正されたＰＷＭ信号に備えられた高周波成分を除去する低域通過フィルタと、前記所定のキャリア周波数と異なるスイッチング周波数を有するように、前記補正されたＰＷＭ信号を変調する周波数変調部と、前記変調されたＰＷＭ信号の電力を増幅するパワー増幅部と、を備える。
【０００５】
本発明の実施形態によるスイッチングパワー増幅装置は、入力パルスコード変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＣＭ）信号をＰＷＭ信号に変換するデジタル信号生成部を備え、前記デジタル信号生成部は、入力ＰＣＭ信号をアップサンプリングするアップサンプリング部と、アップサンプリングされた入力ＰＣＭ信号を、所定のキャリア周波数を有する変換されたＰＣＭ信号に変換するサンプル変換部と、変換された可聴帯域から変換されたＰＣＭ信号に含まれた量子化ノイズ成分を除去するノイズシェーピング部と、変換されたＰＣＭ信号を、所定のキャリア周波数を有するＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ変調部と、を備える。
【０００６】
前記デジタル信号生成部は、ＰＷＭ信号からキャリア周波数を除去し、前記ＰＷＭ信号にスイッチング周波数を付加する周波数変調部と、スイッチング周波数でのＰＷＭ信号のパワーを増幅する増幅部と、をさらに備える。
【０００７】
本発明の実施形態によるスイッチングパワー増幅装置は、入力ＰＣＭ信号を、所定の周波数を有するＰＷＭ信号に変換する信号生成部と、前記ＰＷＭ信号から前記キャリア周波数を除去し、前記ＰＷＭ信号にスイッチング周波数を付加する周波数変調部と、スイッチング周波数で前記ＰＷＭ信号のパワーを増幅して、増幅された信号を生成する増幅部と、を備える。
【０００８】
前記周波数変調部は、前記ＰＷＭ信号と増幅された信号との差値に前記ＰＷＭ信号を加える補正部と、前記ＰＷＭ信号から前記周波数を除去する低帯域フィルタと、前記ＰＷＭ信号にスイッチング周波数を付加する変調部と、をさらに備える。
【０００９】
前記周波数変調部は、前記ＰＷＭ信号を受信し、変調されたＰＷＭ信号を出力するＯＰアンプと、前記ＯＰアンプの（＋）端子に連結されて、前記ＰＷＭ信号から前記所定の周波数を除去し、前記ＰＷＭ信号にスイッチング周波数を付加する第１負帰還部と、前記ＯＰアンプの（＋）端子に連結されて、前記変調されたＰＷＭ信号を伝達し、前記ＰＷＭ信号と前記変調されたＰＷＭ信号との間のエラーを補正する第２負帰還部と、をさらに備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、入力ＰＷＭ信号に備えられたキャリア成分の周波数と異なるスイッチング周波数を有するように、入力ＰＷＭ信号を変調することで、パワー増幅部の周波数特性を改善する一方、非線形性を補正できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】従来技術によるスイッチングパワー増幅器の一例を示す図である。
【図２】従来技術によるスイッチングパワー増幅器の他の例を示す図である。
【図３】従来技術によるスイッチングパワー増幅器のさらに他の例を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置の構成を示すブロック図である。
【図５】デジタル方式のＰＷＭ信号生成部の一実施形態を示すブロック図である。
【図６】アナログ方式のＰＷＭ信号生成部の一実施形態を示すブロック図である。
【図７Ａ】図４の本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置による信号処理過程を説明するための参照図である。
【図７Ｂ】図４の本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置による信号処理過程を説明するための参照図である。
【図７Ｃ】図４の本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置による信号処理過程を説明するための参照図である。
【図７Ｄ】図４の本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置による信号処理過程を説明するための参照図である。
【図８】図４の本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置の構成を詳細に示す回路図である。
【図９】図４のパワー増幅部及び復調フィルタ部の一実施形態を示す回路図である。
【図１０】本発明によるスイッチングパワー増幅装置の制御方法を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の思想による実施形態が説明され、実施形態の例が添付された図面によって示される。以下、図面を参照して、本発明の一般的な思想による実施形態が説明される。
【００１３】
図１は、従来技術によるスイッチングパワー増幅器の一例を示す図である。
【００１４】
スイッチングパワー増幅器は、スイッチング動作により増幅を行うパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）方式を利用する。図１を参照するに、入力信号ＰＣＭは、ＰＷＭ変調部１１でＰＷＭ信号に変調され、増幅部１２は、ＰＷＭ信号によるスイッチング動作によって入力信号を増幅し、フィルタ部１３は、低域通過フィルタであって、増幅した入力信号からオーディオ波形を再生する。図１に示した従来のスイッチングパワー増幅器は、前述したように、増幅部１２の非線形性により歪曲が発生するという問題点がある。
【００１５】
かかる非線形性による歪曲を防止するために、従来技術において、負帰還（ｎｅｇａｔｉｖｅ  ｆｅｅｄｂａｃｋ）を利用するフィードバック制御方法が試みられた。
【００１６】
図２及び図３は、従来技術によるスイッチングパワー増幅器の他の例を示す図である。図２及び図３を参照するに、スイッチングパワー増幅器の非線形性による歪曲を防止するために、増幅部２２から出力された増幅信号を、フィードバック部２４を通じて負帰還させるか、またはフィルタ部３３の出力を、フィードバック部３４を通じて負帰還させる方法が提案されていた。かかる従来技術によれば、入力信号と出力信号とを比較して、その差値を入力信号に加減することで、システムの非線形性を補正しようとするのである。しかし、かかる従来技術によれば、フィードバック経路上に、ＡＤＣ（ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２５，３５が必要である。かかるＡＤＣ  ２５，３５によって、信号遅延、製造コストの上昇及び体積増加という問題点が発生する。
【００１７】
また、かかる従来技術によるスイッチングパワー増幅器は、増幅部２２，３２の内部の根本的なエラーソースに対する補償とならない。前述したように、デジタル増幅器のスイッチングパワー増幅ステップで、出力信号に非線形性及びノイズを誘発する。非線形性の根源は、増幅部を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのトランジスタの特性、及びスイッチング時にトランジスタ間の上昇及び下降時間の差などに起因する。かかる非線形性は、帯域外の量子化ノイズを誘発して、全体調和歪曲（ＴＨＤ）だけでなく、信号対ノイズ比率（ＳＮＲ）を悪化させる。かかるスイッチングパワー増幅装置では、良好な周波数応答特性と低い歪曲特性とを有するために、高いスイッチング周波数が要求される。ほとんどのスイッチングパワー増幅器において、１００ｋＨｚ以上のスイッチング周波数を利用する。かかる高いスイッチング周波数は、増幅器内の各構成要素が速く動作することを必要とする。しかし、前述した従来技術による図２及び図３のスイッチングパワー増幅装置は、一般的に１００ＫＨｚ以上のスイッチング周波数で動作しない。その代わりに、スイッチング動作が変調器２１，３１を通じて生成された固定された周波数のＰＷＭ信号を利用する。したがって、スイッチング増幅装置を構成する各構成要素の周波数特性に適したＰＷＭ信号を生成できず、増幅部２２，３２の周波数特性に適したスイッチング周波数を使用しがたい。
【００１８】
したがって、本発明は、入力ＰＷＭ信号に備えられたキャリア周波数を除去し、新たなスイッチング周波数を付加するスイッチングパワー増幅器を提供する。
【００１９】
以下、添付された図面を参照して、本発明の望ましい実施形態について具体的に説明する。
【００２０】
図４は、本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置の構成を示すブロック図である。図４を参照するに、本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置４００は、ＰＷＭ信号生成部４１０、エラー補正及び周波数変調部４２０、パワー増幅部４３０及び復調フィルタ部４４０を備える。
【００２１】
ＰＷＭ信号生成部４１０は、入力オーディオ信号を、所定のキャリア周波数を有するＰＷＭ信号に変換して出力する。ここで、入力オーディオ信号は、デジタル信号であるＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。ＰＷＭ信号生成部４１０は、入力されたＰＣＭ信号により伝送される情報を、パルス幅により符号化するＰＷＭ信号に変換する。
【００２２】
ＰＷＭ信号生成部４１０の一実施形態が図５及び図６でさらに詳細に例示的に示される。
【００２３】
図５は、デジタル方式のＰＷＭ信号生成部の一実施形態を示すブロック図である。図５を参照するに、デジタル方式のＰＷＭ信号生成部５１０は、アップサンプリング部５１１、サンプル変換部５１２、ノイズシェーピング部５１３及びＰＷＭ変調部５１４を備える。入力されたｂビットのＰＣＭ信号のサンプリング周波数をｆｓとすれば、アップサンプリング部５１１及びサンプル変換部５１２は、入力されたＰＣＭ信号をアップサンプリングして、本来のサンプリング周波数ｆｓより高いＮ×ｆｓ（Ｎは、整数）の周波数を有するＰＣＭ信号を出力する。ノイズシェーピング部５１３は、サンプル変換部５１２から出力されたＰＣＭ信号に含まれた可聴帯域の量子化ノイズ成分を可聴帯域外に移す。ＰＷＭ変調部５１４は、ノイズシェーピング部２１３から出力されるＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変換して出力する。
【００２４】
図６は、アナログ方式のＰＷＭ信号生成部の一実施形態を示すブロック図である。図６を参照するに、アナログ方式のＰＷＭ信号生成部６１０は、ＤＡＣ（ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−ａｎａｌｏｇ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）６１１、フィルタ部６１２、三角波発生部６１３及び比較器６１４を備える。デジタル信号である入力ＰＣＭ信号は、ＤＡＣ  ６１１を通じてアナログＰＣＭ信号に変換され、変換されたアナログＰＣＭ信号は、フィルタ部６１２を経て比較器６１４に入力される。比較器６１４は、三角波発生部３１３で発生したｆｃのキャリア周波数を有する三角波信号と、フィルタ部６１２から入力されたＰＣＭ信号とを利用して、ｆｃの周波数を有するアナログ方式のＰＷＭ信号を出力する。
【００２５】
再び図４を参照するに、所定のキャリア周波数を有するＰＷＭ信号Ｖ１が生成されれば、エラー補正及び周波数変調部４２０は、負帰還された出力信号Ｖ５と入力ＰＷＭ信号Ｖ１とを比較して、エラーを補正する一方、入力ＰＷＭ信号Ｖ１に備えられたキャリア周波数成分を除去し、既存のキャリア周波数と異なるスイッチング周波数成分をＰＷＭ信号Ｖ１に付加する。
【００２６】
具体的に、補正部４２１は、ＰＷＭ信号生成部４１０から出力されたＰＷＭ信号Ｖ１と、パワー増幅部４３０から出力されて、利得調節部４２４を通じて利得値が調節された負帰還された出力オーディオ信号Ｖ５との差値を計算して出力する。負帰還により、入力オーディオ信号Ｖ１と出力オーディオ信号Ｖ５との間のエラーは補正される。低域通過フィルタ４２２は、補正部４２１から出力される信号Ｖ２に備えられた高周波成分を除去し、オーディオ信号成分のみを通過させる。ここで、高周波成分には、入力ＰＷＭ信号Ｖ１に備えられたキャリア周波数成分だけでなく、パワー増幅部４３０を駆動するためのスイッチング周波数成分を含む。後述するように、本発明の実施形態によれば、入力ＰＷＭ信号Ｖ１に備えられたキャリア周波数と、パワー増幅部４３０を駆動するためのスイッチング周波数とは異なるため、補正部４２１を通じて出力される補正されたＰＷＭ信号Ｖ２には、低帯域のオーディオ信号、入力ＰＷＭ信号Ｖ１のキャリア成分、及び出力ＰＷＭ信号Ｖ５のスイッチング周波数成分が共存する。低域通過フィルタ４２２は、補正されたＰＷＭ信号Ｖ２から高周波成分のキャリア成分及びスイッチング周波数成分を除去し、低帯域のオーディオ信号のみを出力する。
【００２７】
周波数変調部４２３は、入力オーディオ信号Ｖ１のキャリア成分が有する周波数と異なる周波数を有するスイッチング周波数成分が付加されるように、補正されたＰＷＭ信号Ｖ３を変調する。新たなスイッチング周波数成分を付加するために、多様な周波数変調方式が適用されるが、一例としてシグマデルタ変調方式を適用できる。代案として、周波数変調部４２３は、出力端子が負帰還を通じて入力端子に連結されたセルフオシレーションを通じて、補正されたＰＷＭ信号Ｖ３を変調できる。その他にも、他の効率的な変調方法がその代わりに利用される。周波数変調部４２３から出力されるＰＷＭ信号Ｖ４は、入力ＰＷＭ信号Ｖ１とは異なる周波数のスイッチング周波数を有する。パワー増幅部４３０は、変調されたＰＷＭ信号Ｖ４のスイッチング周波数によって、ＰＷＭ信号Ｖ４を増幅する。フィルタ部４４０は、パワー増幅部４３０の出力信号Ｖ５に備えられた高周波成分を除去する。ＰＷＭ方式の増幅装置では、出力信号が高速にスイッチングされ、パルスの振幅が非常に大きいため、スパイク性パルスが持続的に発生しうる。これによって、周辺部品に電磁波干渉（ｅｌｅｃｔｒｏ−ｍａｇｎｅｔｉｃ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＥＭＩ）を発生させる可能性がある。電磁波干渉の量が少ない場合には、フィルタ部４４０は省略する。
【００２８】
図７Ａないし図７Ｄは、図４の本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置による信号処理過程を説明するための参照図である。
【００２９】
図４のＰＷＭ信号生成部４１０から出力されるＰＷＭ信号Ｖ１について周波数領域で説明する。図７Ａに示したように、低周波帯域のオーディオ信号成分と、Ｎ×ｆｓの周波数を有する高周波帯域のキャリア信号成分とに分類できる。補正部４２１でＰＷＭ信号Ｖ１と負帰還された出力オーディオ信号Ｖ５との差値を計算して出力される補正されたＰＷＭ信号Ｖ２には、図７Ｂに示したように、入力ＰＷＭ信号Ｖ１のオーディオ信号及びキャリア信号成分だけでなく、負帰還を通じて入力された出力信号のスイッチング周波数成分Ｆｓｗが共存する。図７Ｃに示したように、低域通過フィルタ４２２は、補正されたＰＷＭ信号Ｖ２の成分のうち、高周波帯域のキャリア信号及びスイッチング周波数成分を除去し、オーディオ信号のみを通過させる。図７Ｄに示したように、周波数変調部４２３は、パワー増幅部４２３の動作のために、低域通過フィルタ４２２の出力信号Ｖ３を変調して、既存のキャリア信号の周波数とは異なる周波数を有するスイッチング周波数成分Ｆｓｗを付加して、変調されたＰＷＭ信号Ｖ４を出力する。前述したように、パワー増幅部４３０は、新たに付加されたスイッチング周波数成分Ｆｓｗを利用して、高周波数でＰＷＭ信号を増幅する。
【００３０】
図８は、図４の本発明の一実施形態によるスイッチングパワー増幅装置の構成を詳細に示す回路図である。図８では、説明の便宜のために、エラー補正及び周波数変調部４２０の具体的な回路図を中心に示した。図８において、８１０は、図４のエラー補正及び周波数変調周波数変調部４２０に対応する。
【００３１】
前述したように、フィルタリングされたＰＷＭ信号に新たなスイッチング周波数成分を付加するために、シグマデルタ変調方式を適用できる。図８を参照するに、周波数変調部８１６は、ＰＷＭ信号Ｓ２の負帰還のための第１負帰還経路８１４、及びエラー値を補正してセルフオシレーションを行うＯＰアンプ８１５を備える。ここで、ＯＰアンプ８１５は、第２負帰還経路８２０を通じて入力される出力ＰＷＭ信号と入力ＰＷＭ信号との差値を計算して、図４の補正部４２１の機能を行うと共に、セルフオシレーションを通じて周波数変調部４２３の機能を行う。第１負帰還経路８１４は、ＯＰアンプ８１５と共に図４の周波数変調部４２３の機能を行う一方、低域通過フィルタ４２２として動作する。
【００３２】
所定のキャリア周波数を有する入力ＰＷＭ信号Ｓ１は、ＯＰアンプ８１５を通じてセルフオシレーションされて、入力ＰＷＭ信号Ｓ１が有するキャリア周波数と異なるスイッチング周波数を有するＰＷＭ信号Ｓ２に変調される。この時、ＯＰアンプ８１５の出力信号の周波数変化は、第１負帰還経路８１４に位置したキャパシタＣ１，Ｃ２及び抵抗Ｒ４、パワー増幅部８３０の伝達遅延によって決定される。パワー増幅部８３０の伝達遅延が十分に小さいと仮定し、ＯＰアンプ８１５の入力信号であるＰＷＭ信号Ｓ１の周波数をｆ１、ＯＰアンプ８１５の出力信号であるＰＷＭ信号Ｓ２の周波数をｆ２、パワー増幅部８３０の入力インピーダンスをＲｉｎ、ｋを所定の定数とすれば、ＯＰアンプ８１５から出力されるＰＷＭ信号Ｓ２の周波数ｆ２は、入力ＰＷＭ信号Ｓ１の周波数ｆ１に関係なく（ｋ×ｉｎ＋２Ｒ１×Ｃ）／（Ｒｉｎ×４×Ｃ１×Ｃ２）に比例する。したがって、本発明の実施形態によれば、かかるパラメータを調節することで、パワー増幅部８３０の駆動のためのスイッチング周波数を新たに設定できる。
【００３３】
パワー増幅部８３０の駆動のためのスイッチング周波数の値は、必要に応じて多様に設定される。例えば、パワー増幅部８３０の増幅効率を高めるためには、入力ＰＷＭ信号Ｓ１のキャリア周波数より変調されたＰＷＭ信号Ｓ２のスイッチング周波数がさらに低い値を有するようにパラメータを設定し、より広帯域の周波数範囲でＰＷＭ信号を増幅しようとする場合には、入力ＰＷＭ信号Ｓ１のキャリア周波数より変調されたＰＷＭ信号Ｓ２の周波数がさらに高い値を有するように、エラー補正及び周波数変調部８１０内の抵抗及びキャパシタの値を設定することが望ましい。
【００３４】
図８では、２次のシグマデルタ変調方式を適用する場合を示したが、これに限定されず、２次以上のシグマデルタ変調方式を適用して、入力ＰＷＭ信号とは異なるスイッチング周波数を有するＰＷＭ信号を生成させることができる。前述したように、エラー補正及び周波数変調部８１０で新たに付加されたスイッチング周波数を有するＰＷＭ信号Ｓ２により、パワー増幅部８３０は、スイッチング動作されて増幅したＰＷＭ信号を出力する。
【００３５】
第２負帰還部８２０は、パワー増幅部８３０で出力された信号をＯＰアンプ８１５の（−）端子に伝達する負帰還経路であって、パワー増幅部８３０の出力ＰＷＭ信号Ｓ２の利得値を調節し、利得値が調節された出力ＰＷＭ信号と入力ＰＷＭ信号との間のエラーを補正するのに利用される。
【００３６】
図９は、図４のパワー増幅部４３０及び復調フィルタ部４４０の一実施形態を示す回路図である。図９を参照するに、パワー増幅部９１０は、二つのＦＥＴトランジスタＰ１，Ｐ２を備える。パワー増幅部９１０のＦＥＴトランジスタＰ１，Ｐ２は、エラー補正及び周波数変更部８１０で設定された新たなスイッチング周波数を有する第２ＰＷＭ信号Ｓ２により、プッシュ・プルモードで動作する。すなわち、ＦＥＴトランジスタＰ１がスイッチオンされる間に、ＦＥＴトランジスタＰ２はスイッチオフされ、ＦＥＴトランジスタＰ２がスイッチオンされる間に、ＦＥＴトランジスタＰ１はスイッチオフされる動作が反復されて、第２ＰＷＭ信号Ｓ２を電力増幅する。
【００３７】
フィルタ部９２０は、インダクタ９２１及びキャパシタ９２２から構成され、パワー増幅部９１０の出力信号に備えられた高周波成分を除去する。
【００３８】
前述した本発明によれば、入力ＰＷＭ信号に備えられたキャリア成分の周波数と異なるスイッチング周波数を有するように、入力ＰＷＭ信号を変調することで、パワー増幅部の周波数特性を改善する一方、非線形性を補正できる。
【００３９】
図１０は、本発明によるスイッチングパワー増幅装置の制御方法を示すフローチャートである。図１０を参照するに、ステップ１０１０で、入力オーディオ信号を、所定のキャリア周波数を有するＰＷＭ信号に変換する。
【００４０】
ステップ１０２０で、ＰＷＭ信号に備えられたオーディオ信号と負帰還された出力オーディオ信号との差値を補正して、補正されたＰＷＭ信号を出力する。具体的に、入力ＰＷＭ信号とパワー増幅部から負帰還された出力ＰＷＭ信号とを比較して、その差値を入力ＰＷＭ信号に加減することで、エラーが補正される。
【００４１】
ステップ１０３０で、低域通過フィルタを利用して、補正されたＰＷＭ信号に備えられた高周波成分を除去する。前述したように、入力ＰＷＭ信号に備えられたキャリア周波数と、パワー増幅部を駆動するためのスイッチング周波数とは異なるため、補正部を通じて出力される補正されたＰＷＭ信号には、低帯域のオーディオ信号、入力ＰＷＭ信号のキャリア成分、及び出力ＰＷＭ信号のスイッチング周波数成分が共存する。したがって、低域通過フィルタを利用して、補正されたＰＷＭ信号から高周波成分のキャリア成分及びスイッチング周波数成分を除去し、低帯域のオーディオ信号のみを出力する。
【００４２】
ステップ１０４０で、入力ＰＷＭ信号に備えられたキャリア周波数と異なるスイッチング周波数を有するように、補正されたＰＷＭ信号を変調する。ステップ１０３０で高周波成分のスイッチング周波数成分が除去されたため、パワー増幅部の駆動のための新たなスイッチング周波数をＰＷＭ信号に付加する必要がある。したがって、本発明では、シグマデルタ変調方式またはセルフオシレーションを通じて、補正されたＰＷＭ信号に新たなスイッチング周波数成分を付加する変調を行う。
【００４３】
ステップ１０５０で、変調されたＰＷＭ信号によってパワー増幅部を駆動して、ＰＷＭ信号を増幅する。
【００４４】
以上のように、本発明は、限定された実施形態と図面により説明されたが、本発明が前記の実施形態に限定されるものではなく、これは、当業者ならば、かかる記載から多様な修正及び変形が可能であろう。したがって、本発明の思想は、特許請求の範囲のみによって把握されねばならず、これと均等であるか、または等価的な変形は、いずれも本発明の思想の範疇に属するといえる。  
上記の実施形態に加えて、以下の付記を開示する。
（付記１）
スイッチングパワー増幅装置において、
入力オーディオ信号を、所定のキャリア周波数を有するパルス幅変調信号に変換するパルス幅変調信号生成部と、
前記パルス幅変調信号に備えられたオーディオ信号と負帰還された出力オーディオ信号との差値を補正して、補正されたパルス幅変調信号を出力する補正部と、
前記補正されたパルス幅変調信号に備えられた高周波成分を除去する低域通過フィルタと、
前記所定のキャリア周波数と異なるスイッチング周波数を有するように、前記補正されたパルス幅変調信号を変調する周波数変調部と、
前記変調されたパルス幅変調信号の電力を増幅するパワー増幅部と、を備えるスイッチングパワー増幅装置。
（付記２）
前記周波数変調部は、
シグマデルタ変調方式を利用して、前記補正されたパルス幅変調信号を変調することを特徴とする付記１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
（付記３）
前記周波数変調部は、
セルフオシレーションを通じて、前記補正されたパルス幅変調信号を変調することを特徴とする付記１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
（付記４）
前記周波数変調部の出力端子は、負帰還を通じて入力端子に連結されることを特徴とする付記３に記載のスイッチングパワー増幅装置。
（付記５）
前記パルス幅変調信号は、デジタル信号であることを特徴とする付記１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
（付記６）
前記パルス幅変調信号生成部は、
デジタル入力ＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号をアナログＰＣＭ信号に変換する変換部と、
前記キャリア周波数を有する三角波信号を発生させる三角波発生部と、
前記三角波信号と前記アナログＰＣＭ信号とを比較して、前記キャリア周波数のパルス幅変調信号を生成する比較部と、を備えることを特徴とする付記１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
（付記７）
前記出力オーディオ信号の負帰還経路上に、前記出力オーディオ信号の利得値を調節する利得値調節部をさらに備えることを特徴とする付記１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
（付記８）
前記周波数変調部は、前記入力パルス幅変調信号のキャリア周波数より低いスイッチング周波数を有するように、前記補正されたパルス幅変調信号を変調して、前記パワー増幅部の増幅効率を高めることを特徴とする付記１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
（付記９）
前記周波数変調部は、前記入力パルス幅変調信号のキャリア周波数より高いスイッチング周波数を有するように、前記補正されたパルス幅変調信号を変調して、広帯域の周波数範囲でパルス幅変調信号を増幅することを特徴とする付記１に記載のスイッチングパワー増幅装置。
（付記１０）
スイッチングパワー増幅制御方法において、
入力オーディオ信号を、所定のキャリア周波数を有するパルス幅変調信号に変換するステップと、
前記パルス幅変調信号に備えられたオーディオ信号と負帰還された出力オーディオ信号との差値を補正して、補正されたパルス幅変調信号を出力するステップと、
前記補正されたパルス幅変調信号に備えられた高周波成分を除去するステップと、
前記入力オーディオ信号を変換した入力パルス幅変調信号のキャリア周波数と異なるスイッチング周波数を有するように、前記補正されたパルス幅変調信号を変調するステップと、
前記変調されたパルス幅変調信号の電力を増幅するステップと、を含むスイッチングパワー増幅制御方法。
（付記１１）
前記変調するステップは、シグマデルタ変調方式を利用して、前記補正されたパルス幅変調信号を変調することを特徴とする付記１０に記載のスイッチングパワー増幅制御方法。
（付記１２）
前記変調するステップは、セルフオシレーションを通じて、前記補正されたパルス幅変調信号を変調することを特徴とする付記１０に記載のスイッチングパワー増幅制御方法。
（付記１３）
前記補正するステップは、
前記入力パルス幅変調信号と、パワー増幅部から負帰還を通じて出力される出力パルス幅変調信号とを比較するステップと、
前記入力パルス幅変調信号と前記負帰還された出力パルス幅変調信号との差値を、前記入力パルス幅変調信号から減算するステップと、を含むことを特徴とする付記１０に記載のスイッチングパワー増幅制御方法。
（付記１４）
前記補正するステップは、
前記入力パルス幅変調信号と、パワー増幅部から負帰還を通じて出力される出力パルス幅変調信号とを比較するステップと、
前記入力パルス幅変調信号と前記負帰還された出力パルス幅変調信号との差値を、前記入力パルス幅変調信号に加えるステップと、を含むことを特徴とする付記１０に記載のスイッチングパワー増幅制御方法。
（付記１５）
前記変調するステップは、
前記補正されたパルス幅変調信号を変調して、前記補正されたパルス幅変調信号として、前記入力パルス幅変調信号のキャリア周波数より低いスイッチング周波数を有させることで、前記パワー増幅部の増幅効率を高め、前記補正されたパルス幅変調信号を変調して、前記補正されたパルス幅変調信号として、前記入力パルス幅変調信号のキャリア周波数より高いスイッチング周波数を有させることで、広帯域の周波数範囲でパルス幅変調信号を増幅することを特徴とする付記１０に記載のスイッチングパワー増幅制御方法。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図７Ｄ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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