(57)【要約】【課題】増幅器により増幅された信号の周波数特性が著しく変化する場合においても歪補償性能の低下を抑制し、かつ、消費電力を抑えることが可能な高周波増幅装置及び歪補償方法を提供する。【解決手段】送信データの各次数成分を示す第１のデータを出力する直交化部と、補償部と、電力増幅部と、増幅された送信信号を出力し、送信信号を帰還信号として出力する帰還信号出力部と、帰還信号を部分帯域ごとに信号形態を変換して出力する信号変換部と、部分帯域ごとの帰還信号の各次数成分を示す第２のデータを出力し、出力した第２のデータと、第１のデータとの誤差から当該部分帯域に対応する補正値を前記次数成分ごとに算出する誤差検出部と、一連の部分帯域について次数成分ごとに検出された当該部分帯域に対応する補正値に基づき補正値を生成する補正値生成部と、を備え、補償部は、第１のデータを、生成された当該補正値に基づき補正する高周波増幅装置。【選択図】図５
2015119241.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信データを直交化することで、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を示す第１のデータを出力する直交化部と、
前記第１のデータを補正して、補正後の前記送信データとして出力する補償部と、
補正後の前記送信データに基づき生成された送信信号の出力電力を増幅する電力増幅部と、
前記電力増幅部により前記出力電力が増幅された前記送信信号を出力部に出力するとともに、前記出力電力が増幅された当該送信信号を帰還信号として出力する帰還信号出力部と、
前記帰還信号を、当該帰還信号の帯域よりも狭い複数の部分帯域ごとに、信号形態を変換して出力する信号変換部と、
信号形態が変換された前記部分帯域ごとの前記帰還信号を直交化することで、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を示す第２のデータを出力し、出力した前記第２のデータと、前記第１のデータのうち当該部分帯域に対応するデータとの誤差から当該部分帯域に対応する補正値を前記次数成分ごとに算出する誤差検出部と、
前記帰還信号の帯域中の一連の前記部分帯域ごとに算出された当該部分帯域に対応する補正値に基づき、前記送信データを補正するための補正値を生成する補正値生成部と、
を備え、
前記補償部は、前記第１のデータを、生成された前記送信データを補正するための補正値に基づき補正することを特徴とする、高周波増幅装置。
【請求項２】
前記補正値生成部は、帰還信号の帯域中の一連の前記部分帯域ごとに算出された当該部分帯域に対応する補正値を、周波数応答から時間応答に変換して、前記次数成分ごとに前記補正値を生成し、
前記補償部は、前記第１のデータを、生成された前記補正値に基づき、前記次数成分ごとに補正し、補正後の当該次数成分を加算することで、補正後の前記送信データを出力することを特徴とする、請求項１に記載の高周波増幅装置。
【請求項３】
前記信号変換部は、複数の前記部分帯域ごとの前記帰還信号を時分割で抽出し、抽出された前記部分帯域ごとの当該帰還信号の信号形態を変換して出力し、
前記誤差検出部は、複数の前記部分帯域ごとに時分割で出力される前記帰還信号を直交化することで、当該部分帯域ごとの前記第２のデータを出力し、出力した前記第２のデータと、前記第１のデータのうち当該部分帯域に対応するデータとの誤差から当該部分帯域に対応する補正値を前記次数成分ごとに算出することを特徴とする、請求項１または２に記載の高周波増幅装置。
【請求項４】
前記信号変換部と、前記誤差検出部とをそれぞれ複数備え、
前記複数の信号変換部は、それぞれが、前記帰還信号の帯域中の互いに異なる前記部分帯域に対応した前記帰還信号の信号形態を変換して出力し、
前記複数の誤差検出部は、それぞれが、前記帰還信号の帯域中の互いに異なる前記部分帯域について、当該部分帯域に対応する補正値を、前記次数成分ごとに算出することを特徴とする、請求項１または２に記載の高周波増幅装置。
【請求項５】
前記複数の部分帯域は、前記送信信号の帯域と、前記電力増幅部による増幅に伴い発生する当該送信信号の歪成分の帯域とに基づき決定される、請求項１〜４のいずれか一項に記載の高調波増幅装置。
【請求項６】
送信データを直交化することで、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を示す第１のデータを出力することと、
前記第１のデータを補正して、補正後の前記送信データとして出力することと、
補正後の前記送信データに基づき生成された送信信号の出力電力を増幅することと、
前記出力電力が増幅された前記送信信号を出力部に出力するとともに、前記出力電力が増幅された当該送信信号を帰還信号として出力することと、
前記帰還信号を、当該帰還信号の帯域も狭い複数の部分帯域ごとに、信号形態を変換して出力することと、
信号形態が変換された前記部分帯域ごとの前記帰還信号を直交化することで、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を示す第２のデータを出力し、出力した前記第２のデータと、前記第１のデータのうち当該部分帯域に対応するデータとの誤差から当該部分帯域に対応する補正値を前記次数成分ごとに算出することと、
前記帰還信号の帯域中の一連の前記部分帯域ごとに算出された当該部分帯域に対応する補正値に基づき、前記送信データを補正するための補正値を生成することと、
を含み、
前記第１のデータは、生成された前記送信データを補正するための補正値に基づき補正されることを特徴とする、歪補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波増幅装置及び歪補償方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動体及び固定の無線通信のブロードバンド化に伴い、無線基地局等で用いられる電力増幅器の消費電力も増大する傾向にあり、高効率の電力増幅を実現する高周波増幅装置が望まれている。高効率の電力増幅を実現する方法としては、例えば、増幅回路の非線形動作を利用する方法が提案されている。この方法を用いる非線形回路では歪補償技術が必須となる。歪補償方法としては、例えば、非線形回路である増幅器の非線形性の逆特性を予め送信信号に施し、系全体として歪を低減するプレディストーション（ＰＤ：Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が知られている。このプレディストーションによる電力歪補償をデジタル処理で行うＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）方式が知られている。
【０００３】
プレディストーション方式によって電力増幅器の歪を補償する技術を開示するものとして、例えば特許文献１、２がある。特許文献１は、増幅器で発生する歪を補償するプレディストータで、プレディストーションのための係数を効率的に収束させる技術を開示している。また、特許文献２は、プレディストーションによる歪補償だけでなく、電力増幅装置のメモリ効果に起因する出力信号の歪を低減する技術を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１１１９５８号公報
【特許文献２】特開２００８−２５８７１３号公報
【特許文献３】特願２０１２−２６７５１３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一方で、増幅器の非線形成分を含んだ信号のスペクトルは、送信信号の帯域と比較して広くなる傾向にあり、既存のＤＰＤ方式による歪補償では、送信信号の帯域に対して数倍（例えば、５倍以上）広い観測帯域が必要とされている。観測帯域を広くとるためには、高速なＡ／Ｄコンバータが必要となる。例えば、送信信号帯域が２０ＭＨｚの場合、サンプリング周波数が１００ＭＨｚ以上のＡ／Ｄコンバータが必要である。一般的にＡ／Ｄコンバータは高速になればなるほど消費電力が増大し、コストも高くなる。ＤＰＤによって電力増幅器の効率向上を行っても、ＤＰＤ処理によって消費される電力が大きいと、システム全体としての効率が上がらない場合が少なくない。
【０００６】
これに対して、例えば、特許文献３には、低速のＡ／Ｄコンバータを使用して、増幅器により増幅された信号のうち、送信信号の帯域内の信号を直交化し、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を区別することで歪補償を行う技術が開示されている。同文献に係る技術に依れば、送信信号の帯域内の非線形歪成分をモニタリングして、帯域外の非線形歪を推定するため、増幅器により増幅された信号の帯域よりも観測帯域を狭く設定することが可能となり、結果として、消費電力を低く抑えることが可能となる。
【０００７】
しかしながら、送信信号の帯域内の非線形成分のみから歪成分を推定した場合には、増幅器により増幅された信号の周波数特性が、送信信号の帯域内と当該帯域外との間で著しく異なる場合に、歪補償性能が低下する可能性がある。
【０００８】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、増幅器により増幅された信号の周波数特性が著しく変化する場合においても歪補償性能の低下を抑制し、かつ、消費電力を抑えることが可能な、新規かつ改良された高周波増幅装置及び歪補償方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、送信データを直交化することで、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を示す第１のデータを出力する直交化部と、前記第１のデータを補正して、補正後の前記送信データとして出力する補償部と、補正後の前記送信データに基づき生成された送信信号の出力電力を増幅する電力増幅部と、前記電力増幅部により前記出力電力が増幅された前記送信信号を出力部に出力するとともに、前記出力電力が増幅された当該送信信号を帰還信号として出力する帰還信号出力部と、前記帰還信号を、当該帰還信号の帯域よりも狭い複数の部分帯域ごとに、信号形態を変換して出力する信号変換部と、信号形態が変換された前記部分帯域ごとの前記帰還信号を直交化することで、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を示す第２のデータを出力し、出力した前記第２のデータと、前記第１のデータのうち当該部分帯域に対応するデータとの誤差から当該部分帯域に対応する補正値を前記次数成分ごとに算出する誤差検出部と、前記帰還信号の帯域中の一連の前記部分帯域ごとに算出された当該部分帯域に対応する補正値に基づき、前記送信データを補正するための補正値を生成する補正値生成部と、を備え、前記補償部は、前記第１のデータを、生成された前記送信データを補正するための補正値に基づき補正することを特徴とする、高周波増幅装置が提供される。
【００１０】
前記補正値生成部は、帰還信号の帯域中の一連の前記部分帯域ごとに算出された当該部分帯域に対応する補正値を、周波数応答から時間応答に変換して、前記次数成分ごとに前記補正値を生成し、前記補償部は、前記第１のデータを、生成された前記補正値に基づき、前記次数成分ごとに補正し、補正後の当該次数成分を加算することで、補正後の前記送信データを出力してもよい。
【００１１】
前記信号変換部は、複数の前記部分帯域ごとの前記帰還信号を時分割で抽出し、抽出された前記部分帯域ごとの当該帰還信号の信号形態を変換して出力し、前記誤差検出部は、複数の前記部分帯域ごとに時分割で出力される前記帰還信号を直交化することで、当該部分帯域ごとの前記第２のデータを出力し、出力した前記第２のデータと、前記第１のデータのうち当該部分帯域に対応するデータとの誤差から当該部分帯域に対応する補正値を前記次数成分ごとに算出してもよい。
【００１２】
前記信号変換部と、前記誤差検出部とをそれぞれ複数備え、前記複数の信号変換部は、それぞれが、前記帰還信号の帯域中の互いに異なる前記部分帯域に対応した前記帰還信号の信号形態を変換して出力し、前記複数の誤差検出部は、それぞれが、前記帰還信号の帯域中の互いに異なる前記部分帯域について、当該部分帯域に対応する補正値を、前記次数成分ごとに算出してもよい。
【００１３】
前記複数の部分帯域は、前記送信信号の帯域と、前記電力増幅部による増幅に伴い発生する当該送信信号の歪成分の帯域とに基づき決定してもよい。
【００１４】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、送信データを直交化することで、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を示す第１のデータを出力することと、前記第１のデータを補正して、補正後の前記送信データとして出力することと、補正後の前記送信データに基づき生成された送信信号の出力電力を増幅することと、前記出力電力が増幅された前記送信信号を出力部に出力するとともに、前記出力電力が増幅された当該送信信号を帰還信号として出力することと、前記帰還信号を、当該帰還信号の帯域も狭い複数の部分帯域ごとに、信号形態を変換して出力することと、信号形態が変換された前記部分帯域ごとの前記帰還信号を直交化することで、デジタルプレディストーション方式のための多項式モデルの各次数成分を示す第２のデータを出力し、出力した前記第２のデータと、前記第１のデータのうち当該部分帯域に対応するデータとの誤差から当該部分帯域に対応する補正値を前記次数成分ごとに算出することと、前記帰還信号の帯域中の一連の前記部分帯域ごとに算出された当該部分帯域に対応する補正値に基づき、前記送信データを補正するための補正値を生成することと、を含み、前記第１のデータは、生成された前記送信データを補正するための補正値に基づき補正されることを特徴とする、歪補償方法が提供される。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明したように本発明によれば、増幅器により増幅された信号の周波数特性が著しく変化する場合においても歪補償性能の低下を抑制し、かつ、消費電力を抑えることが可能な高周波増幅装置及び歪補償方法が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの電力増幅装置の構成例を示す説明図である。
【図２】送信信号帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号の観測帯域との関係を示す説明図である。
【図３】送信信号帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号の観測帯域との関係を示す説明図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る電力増幅装置の概要について説明するための図である。
【図５】同実施形態に係る電力増幅装置の機能構成の一例について説明するための説明図である。
【図６】ＤＰＤ部の機能構成の一例を示した説明図である。
【図７】同実施形態に係る周波数変換部の動作の詳細について説明するための図である。
【図８】同実施形態に係る誤差検出部の機能構成の一例を示した図である。
【図９】直交化部の具体的な構成の一例について説明するための図である。
【図１０】補償部の具体的な構成の一例について説明するための図である。
【図１１】同実施形態に係る誤差検出部及び補正値生成部の動作の詳細について説明するための図である。
【図１２】同実施形態に係る誤差検出部及び補正値生成部の動作の詳細について説明するための図である。
【図１３】本発明の第２の実施形態に係る電力増幅装置の機能構成の一例について説明するための説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００１８】
＜１．既存の増幅装置＞
まず、本発明の公的な実施の形態について詳細に説明する前に、既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの電力増幅装置の構成例を示すとともに、既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの増幅装置の問題点について説明する。
【００１９】
図１は、既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの電力増幅装置１の構成例を示す説明図である。以下、図１を用いて既存のデジタルプレディストーション方式による歪補償付きの電力増幅装置１の構成例について説明する。
【００２０】
図１に示した電力増幅装置９００は、ＤＰＤ部１１と、Ｄ／Ａコンバータ１２と、フィルタ１３、１８と、周波数変換部１４、１７と、増幅器１５と、方向性結合器１６と、Ａ／Ｄコンバータ１９と、誤差検出部２０と、を含んで構成される。
【００２１】
ＤＰＤ部１１は、デジタルプレディストーション方式によって、増幅器１５の非線形特性の逆特性をデジタルの入力信号に与えて出力するものである。ＤＰＤ部１１は、増幅器１５の非線形特性の逆特性を与えた信号（デジタル信号）をＤ／Ａコンバータ１２に出力するとともに、参照信号として誤差検出部２０に出力する。
【００２２】
Ｄ／Ａコンバータ１２は、ＤＰＤ部１１からのデジタルの出力信号をアナログ信号に変換してフィルタ１３に出力する。フィルタ１３は、Ｄ／Ａコンバータ１２が変換したアナログ信号からサンプリング時の折り返し信号を除去するためにフィルタリングして、周波数変換部１４に出力する。周波数変換部１４は、フィルタ１３を通過した後の、ベースバンド帯の信号（アナログ信号）をＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号（アナログ信号）に変換して出力する。
【００２３】
増幅器１５は、周波数変換部１４が出力する信号（アナログ信号）を所定量増幅して出力する。ＤＰＤ部１１で増幅器１５の非線形特性の逆特性があらかじめ与えられているので、増幅器１５で増幅する際には、相殺されて歪のない信号（アナログ信号）がアンテナから出力される。
【００２４】
方向性結合器１６は、増幅器１５が出力する電力増幅後の送信信号（アナログ信号）をアンテナ（図示せず）へ出力するとともに、その送信信号（アナログ信号）を帰還信号として周波数変換部１７に出力する。
【００２５】
周波数変換部１７は、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号（アナログ信号）をベースバンド帯の信号（アナログ信号）に変換して出力する。フィルタ１８は、Ａ／Ｄコンバータ１９でのサンプリング時の折り返しが起こらないように周波数帯を除去して出力する。Ａ／Ｄコンバータ１９は、フィルタ１８を通過したアナログ信号をデジタル信号に変換して出力する。
【００２６】
誤差検出部２０は、ＤＰＤ部１１によって増幅器１５の非線形特性の逆特性が与えられた信号と、Ａ／Ｄコンバータ１９が出力する帰還信号との誤差を求め、ＤＰＤ部１１に与える補正値を算出する。誤差検出部２０が、ＤＰＤ部１１が出力する信号と、帰還信号との誤差を最小化するような補正値を計算し、ＤＰＤ部１１が使用する補正値を更新することで、図１に示した電力増幅装置１は、環境や経年変化に対して適応的に制御することが出来る。
【００２７】
ＤＰＤ部１１に実装される非線形特性モデルには様々なものが提案されているが、例えば、次の数式１のような、過去の入力を考慮したメモリ多項式でモデル化される。
【００２８】
【数１】
2015119241.tif 000003
【００２９】
上記数式１において、ｙｔは時刻ｔの時のＤＰＤ部１１の出力信号、ｘｔは時刻ｔの時のＤＰＤ部１１に入力される信号、ｍは過去の入力をどの程度考慮するかを示すサンプル数を表している。従ってｘｔ―ｍは時刻ｔの時からｍサンプル前の、ＤＰＤ部１１に入力される信号を表している。またｎは次数を表し、ｂｎｍはｍサンプル前の入力信号ｘｔ―ｍに対するｎ次歪補償係数を表す。
【００３０】
図１に示した電力増幅装置１における誤差検出部２０で計算される補正値は、ＤＰＤ部１１が出力する信号と帰還信号との誤差を、上記数式１で示したモデルに適合させるように計算された各次数の係数ｂｎｍである。
【００３１】
図１に示したような既存の電力増幅装置１は、デジタルプレディストーション方式によって、増幅器１５による歪を補償することが可能になるが、その一方で次のような問題を抱えていた。
【００３２】
まず、誤差検出部２０でＤＰＤ部１１が出力する信号と帰還信号との正確な誤差を計算するために、送信信号帯域外の歪信号も観測する必要があった。図２は、送信信号帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号の観測帯域との関係を示す説明図である。図２の符号Ｃ１は送信信号を示し、符号Ｃ２は増幅器で発生する歪が含まれた信号を示す。なお、符号Ｃ２３は３次歪に基づく信号、符号Ｃ２５は５次歪に基づく信号、符号Ｃ２７は７次歪に基づく信号をそれぞれ示している。また、図２の横軸は周波数を表わしている。
【００３３】
図２に示したように、誤差検出部２０でＤＰＤ部１１が出力する信号と帰還信号との正確な誤差を計算するためには、送信信号帯域外の歪信号も観測する必要がある。帰還信号の観測帯域を広くするためには、Ａ／Ｄコンバータ１９の動作が高速である必要がある。例えば、送信信号帯域が２０ＭＨｚの場合、Ａ／Ｄコンバータ１９のサンプリング周波数は１００ＭＨｚ以上必要である。一般的に、Ａ／Ｄコンバータは高速になればなるほど消費電力が増大し、コストも高くなる。従って、ＤＰＤによって電力増幅装置の効率向上を行っても、ＤＰＤ処理によって消費される電力が大きいと、結果としてシステム全体としての効率が上がらない問題があった。
【００３４】
ＤＰＤ処理によって消費される電力を抑えるために低速なＡ／Ｄコンバータが電力増幅装置に用いられと、帰還信号の観測帯域が狭められてしまう。図３は、送信信号帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号の観測帯域との関係を示す説明図であり、図２に比べて歪が含まれた信号の観測帯域を狭め、送信信号帯域と同程度の帯域にした場合を示したものである。図３の符号Ｃ１は送信信号を示し、符号Ｃ３は増幅器で発生する歪が含まれた信号を示す。また、図３の横軸は周波数を表わしている。図３に示したように帰還信号の観測帯域が狭くなると、歪信号が失われ、送信信号帯域内にほとんど含まれることになる。上述したような一般的なメモリ多項式モデルの場合、送信信号内に含まれる歪の各次数成分同士は相関があるため、ｎ次歪補償係数ｂｎｍを決定することが困難になってしまう。
【００３５】
また、上述したような一般的なメモリ多項式モデルの場合、帰還信号の帯域を狭くすると、誤差情報が失われてしまう。従って帰還信号の帯域を狭くすると、送信信号の１サンプル遅延間隔の歪補償係数ｂｎｍを誤差情報から推定することが困難となり、観測帯域外に歪が残ってしまう可能性がある。
【００３６】
これに対して、特願２０１２−２６７５１３には、増幅器により増幅された信号のうち、送信信号の帯域内の信号を直交化し、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を区別することで、低速のＡ／Ｄコンバータを使用して歪補償を行う技術が開示されている。同文献に係る技術に依れば、送信信号の帯域内の非線形歪成分をモニタリングして、帯域外の非線形歪を推定するため、増幅器により増幅された信号の帯域よりも観測帯域を狭く設定することが可能となる。
【００３７】
しかしながら、送信信号の帯域内の非線形成分のみから歪成分を推定した場合には、送信信号の帯域内の周波数特性と当該帯域外の周波数特性とが著しく異なる場合に、歪補償性能が低下する可能性がある。
【００３８】
そこで、本実施形態に係る電力増幅装置１は、増幅器により増幅された信号の周波数特性が著しく変化する場合においても歪補償性能の低下を抑制し、かつ、消費電力を抑えることを可能とすることを目的とする。
【００３９】
＜２．本発明の第１の実施形態＞
［概要］
まず、本発明の第１の実施形態に係る電力増幅装置１の概要について、図４を参照しながら説明する。図４は、本実施形態に係る電力増幅装置１の概要について説明するための図である。図４の横軸は周波数を表わしている。なお、図４において、符号Ｃ１、Ｃ２，Ｃ２３、Ｃ２５、及びＣ２７は、図２と同様である。また、図４において、符号Ｂ１は、増幅器で発生する歪が含まれた信号Ｃ２の帯域を示している。
【００４０】
本発明に係る電力増幅装置１では、図４に示すように、帯域Ｂ１を、当該帯域Ｂ１よりも狭い部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３、Ｂ２Ｕ５、Ｂ２Ｕ７、Ｂ２Ｌ３、Ｂ２Ｌ５、及びＢ２Ｌ７に分けて、各部分帯域を観測帯域として逐次設定することで、非線形歪を補正するための補正値を生成する。なお、帯域Ｂ１と、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３、Ｂ２Ｕ５、Ｂ２Ｕ７、Ｂ２Ｌ３、Ｂ２Ｌ５、及びＢ２Ｌ７とは、それぞれベースバンド信号の帯域中における、少なくとも一部の帯域を示している。また、以降では、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３、Ｂ２Ｕ５、Ｂ２Ｕ７、Ｂ２Ｌ３、Ｂ２Ｌ５、及びＢ２Ｌ７を特に区別しない場合には、単に「部分帯域Ｂ２」と記載する場合がある。
【００４１】
なお、一般的に、送信信号に対する３次歪、５次歪、及び７次歪の周波数は既知であるため、３次歪に基づく信号Ｃ２３、５次歪に基づく信号Ｃ２５、及び７次歪に基づく信号Ｃ２７それぞれの帯域を推定可能である。そのため、部分帯域Ｂ２の帯域幅は、送信信号Ｃ１の帯域と、増幅器で発生する歪が含まれた信号Ｃ２の帯域とに基づきあらかじめ決定してもよい。例えば、図４に示す例の場合には、送信信号Ｃ１、３次歪に基づく信号Ｃ２３、５次歪に基づく信号Ｃ２５、及び７次歪に基づく信号Ｃ２７それぞれの帯域に基づき、各部分帯域Ｂ２が決定されている。このように各部分帯域Ｂ２を設定することで、例えば、部分帯域Ｂ２Ｕ７には、７次歪に基づく信号Ｃ２７のみが存在し、当該部分帯域Ｂ２Ｕ７に隣接する部分帯域Ｂ２Ｕ５には、７次歪に基づく信号Ｃ２７と５次歪に基づく信号Ｃ２５とが存在することとなる。
【００４２】
特に、本実施形態に係る電力増幅装置１は、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７の間で、観測帯域を時分割で変更し、当該部分帯域Ｂ２ごとに増幅器により増幅された信号と参照信号との間の誤差を検出する。そして、電力増幅装置１は、部分帯域Ｂ２ごとに検出された誤差に基づき、非線形歪を補正するための補正値を生成する。そこで、以降では、本実施形態に係る電力増幅装置１の機能構成とともに詳細な動作について説明する。
【００４３】
［電力増幅装置の構成例］
本発明の第１の実施形態に係る電力増幅装置１の機能構成の一例について図５を参照しながら説明する。図５は、本実施形態に係る電力増幅装置１の機能構成例を示す説明図である。
【００４４】
図５に示したように、本実施形態に係る電力増幅装置１は、ＤＰＤ部１１ａと、Ｄ／Ａコンバータ１２と、フィルタ１３と、周波数変換部１４と、増幅器１５と、方向性結合器１６と、周波数変換部２１と、フィルタ２２と、Ａ／Ｄコンバータ２３と、誤差検出部２４と、補正値生成部２５と、フィルタ２６と、モニタ周波数制御部２７とを含む。
【００４５】
ＤＰＤ部１１ａは、デジタルプレディストーション方式によって、増幅器１５の非線形特性の逆特性をデジタルの入力信号に与えて出力するものである。
【００４６】
以下に、図６を参照しながら、ＤＰＤ部１１ａの機能構成の一例について説明する。図６は、ＤＰＤ部１１ａの機能構成の一例を示す説明図である。図６に示すように、ＤＰＤ部１１ａは、直交化部１２１と、補償部１２２とを含む。
【００４７】
直交化部１２１は、ＤＰＤ部１１ａに入力される入力信号に対し、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化する。直交化部１２１は、直交化した各次数成分を、補償部１２２に出力する。
【００４８】
補償部１２２は、直交化部１２１から出力される入力信号の各次数成分のそれぞれを、後述する補正値生成部２５で生成された補正値で補正する。なお、この補正値が、増幅器１５の非線形特性の逆特性に相当する。補償部１２２は、補正後の各次数成分を加算した信号、即ち、増幅器１５の非線形特性の逆特性を与えた信号（デジタル信号）をＤ／Ａコンバータ１２に出力する。また、補正後の各次数成分を加算した信号は、参照信号（デジタル信号）として、後述するフィルタ２６を介して誤差検出部２４にも出力される。
【００４９】
なお、上述した直交化部１２１及び補償部１２２の詳細な構成については、「ＤＰＤ部の構成例」として、別途後述する。
【００５０】
ここで、再度図５を参照する。Ｄ／Ａコンバータ１２は、ＤＰＤ部１１ａからのデジタルの出力信号をアナログ信号に変換してフィルタ１３に出力する。フィルタ１３は、Ｄ／Ａコンバータ１２が変換したアナログ信号からサンプリング時の折り返し信号を除去するためにフィルタリングして、周波数変換部１４に出力する。周波数変換部１４は、フィルタ１３を通過した後の、ベースバンド帯の信号（アナログ信号）をＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号（アナログ信号）に変換して出力する。
【００５１】
増幅器１５は、周波数変換部１４が出力する信号（アナログ信号）を所定量増幅して出力する。ＤＰＤ部１１ａで増幅器１５の非線形特性の逆特性があらかじめ与えられているので、増幅器１５で増幅する際には、相殺されて歪のない信号（アナログ信号）がアンテナから出力される。
【００５２】
方向性結合器１６は、本発明の帰還信号出力部の一例であり、増幅器１５が出力する電力増幅後の送信信号（アナログ信号）をアンテナ（図示せず）へ出力するとともに、その送信信号（アナログ信号）を帰還信号として周波数変換部２１に出力する。
【００５３】
周波数変換部２１は、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号、即ち帰還信号（アナログ信号）を、モニタ周波数制御部２７から指示された帯域の信号に変換する。モニタ周波数制御部２７は、後述する補正値生成部２５からの通知されるモニタ周波数を示す情報に基づき、周波数変換部２１の動作を制御する制御部である。
【００５４】
このとき、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号（アナログ信号）は、ベースバンド帯の信号（アナログ信号）に変換される。周波数変換部２１は、変換後の信号をフィルタ２２に出力する。フィルタ２２は、Ａ／Ｄコンバータ２３でのサンプリング時の折り返しが起こらないように周波数帯を除去して出力する。Ａ／Ｄコンバータ２３は、フィルタ２２を通過したアナログ信号をデジタル信号に変換して出力する。
【００５５】
フィルタ２２の通過帯域は、送信信号の帯域と同程度か、または広くても１．５倍程度とすることが望ましい。また、Ａ／Ｄコンバータ２３の動作速度は、図１に示した既存の電力増幅装置１で用いられるＡ／Ｄコンバータ１９に比べて低速に動作するものを用いることが望ましい。
【００５６】
ここで、図７を参照しながら、本実施形態に係る周波数変換部２１の動作について、さらに詳しく説明する。図７は、本実施形態に係る周波数変換部２１の動作の詳細について説明するための図である。図７の横軸は周波数を表わしている。図７において、符号Ｂ３は、フィルタ２２が信号を通過させる帯域を示している。また、符号Ｃ１’は、周波数変換部２１による変換後の、帰還信号の一例を示している。同様に、符号Ｃ２’は、周波数変換部２１による変換後の、増幅器で発生する歪が含まれた信号を示している。なお、符号Ｃ２３’は３次歪に基づく信号、符号Ｃ２５’は５次歪に基づく信号、符号Ｃ２７’は７次歪に基づく信号をそれぞれ示している。
【００５７】
また、符号Ｃ２Ｕ３は、図４に示した信号（即ち、送信信号Ｃ１、及び増幅器で発生する歪が含まれた信号Ｃ２）のうち、部分帯域Ｂ２Ｕ３に対応する信号の帯域を模式的に示したものである。即ち、図７に示す例では、周波数変換部２１は、図４に示した信号Ｃ１及びＣ２のうち部分帯域Ｂ２Ｕ３に対応する信号が、フィルタ２２が信号を通過させる帯域Ｂ３の信号となるように、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号を変換する。そのため、図７に示す例の場合には、信号Ｃ１’及びＣ２’のうち、符号Ｃ２Ｕ３で示された部分の信号、即ち、図４に示した部分帯域Ｂ２Ｕ３に対応する信号がフィルタ２２を通過し、その他の帯域の信号についてはフィルタ２２で除去される。
【００５８】
以上のようにして、モニタ周波数制御部２７は、図４に示した各部分帯域Ｂ２（即ち、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７）の信号それぞれが、時分割で帯域Ｂ３の信号となるように、周波数変換部２１に方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号を変換させる。換言すると、モニタ周波数制御部２７の制御に基づき、図４に示した各部分帯域Ｂ２に対応する信号が観測対象となるように、相対的に観測帯域が制御されることとなる。このような構成により、図４に示した各部分帯域Ｂ２の信号が、時分割でフィルタ２２から出力され、Ａ／Ｄコンバータ２３でデジタル信号に変換されて誤差検出部２４に出力されることとなる。なお、モニタ周波数制御部２７が、どの部分帯域Ｂ２を、どのタイミングで観測対象をするかは、後述する補正値生成部２５により制御される。
【００５９】
フィルタ２６は、信号を通過させる帯域を制御可能に構成されたフィルタである。フィルタ２６が信号を通過させる帯域は、補正値生成部２５により制御される。即ち、フィルタ２６は、ＤＰＤ部１１ａから出力される参照信号を受け、当該参照信号のうち、補正値生成部２５により指定された帯域の信号を通過させて誤差検出部２４に出力し、その他の帯域の信号を除去する。
【００６０】
このとき、フィルタ２６が信号を通過させる帯域は、図４に示した各部分帯域Ｂ２（即ち、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７）の信号それぞれが、時分割で誤差検出部２４に出力されるように、補正値生成部２５により制御される。
【００６１】
誤差検出部２４は、ＤＰＤ部１１ａから出力される参照信号と、Ａ／Ｄコンバータ２３が出力するデジタル信号（即ち、デジタル信号に変換された帰還信号）との誤差を求める。以下に、図８を参照しながら、誤差検出部２４の機能構成の一例について説明する。図８は、誤差検出部２４の機能構成の一例を示す説明図である。図５に示すように、誤差検出部２４は、ＤＰＤ部２４１と、演算部２４２とを含む。
【００６２】
ＤＰＤ部２４１の構成は、前述したＤＰＤ部１１ａと同様である。即ち、ＤＰＤ部２４１は、誤差検出部２４に入力される信号、即ち、部分帯域Ｂ２ごとにＡ／Ｄコンバータ２３から逐次出力される帰還信号（デジタル信号）に対し、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化する。そして、ＤＰＤ部２４１は、直交化された帰還信号の各次数成分のそれぞれを、後述する補正値生成部２５で生成された補正値で補正し、補正後の各次数成分を加算した信号（以降では、「補正後の帰還信号」と呼ぶ場合がある）を、演算部２４２に出力する。なお、ＤＰＤ部２４１の詳細な構成については、ＤＰＤ部１１ａの構成を例に別途「ＤＰＤ部の詳細」にて後述する。
【００６３】
演算部２４２は、ＤＰＤ部２４１から、補正後の帰還信号（デジタル信号）を部分帯域Ｂ２ごとに逐次取得する。また、演算部２４２は、フィルタ２６を介してＤＰＤ部１１ａの直交化部１２１から、参照信号（即ち、入力信号）を部分帯域Ｂ２ごとに逐次取得する。
【００６４】
演算部２４２は、部分帯域Ｂ２ごとに取得した補正後の帰還信号（デジタル信号）と参照信号（デジタル信号）との誤差を最小化するような各次数成分の補正値を算出する。なお、補正後の帰還信号（デジタル信号）と参照信号（デジタル信号）との誤差を最小化するような各次数成分の補正値を算出する方法としては、例えば、最小二乗法等の近似法を適用することが可能である。演算部２４２は、算出した各次数成分の補正値を、当該部分帯域Ｂ２ごとに補正値生成部２５に出力する。
【００６５】
補正値生成部２５は、図４に示すように、帯域Ｂ１を、当該帯域Ｂ１よりも狭い部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３、Ｂ２Ｕ５、Ｂ２Ｕ７、Ｂ２Ｌ３、Ｂ２Ｌ５、及びＢ２Ｌ７に分けて、所定のタイミングごとに時分割で各部分帯域Ｂ２を観測帯域として逐次設定する。
【００６６】
そして、補正値生成部２５は、フィルタ２６が、観測帯域に設定した部分帯域Ｂ２の信号を通過させるように、当該フィルタ２６を制御する。これにより、ＤＰＤ１１ａから出力された参照信号（デジタル信号）のうち、観測帯域に設定された部分帯域Ｂ２の信号のみが、フィルタ２６を通過して誤差検出部２４に入力される。
【００６７】
また、補正値生成部２５は、観測帯域に設定した部分帯域Ｂ２を示す情報、即ち、モニタ周波数を示す情報をモニタ周波数制御部２７に通知する。この通知を受けて、モニタ周波数制御部２７は、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号（アナログ信号）をベースバンド帯の信号（アナログ信号）に変換するとともに、変換された当該信号のうち、通知された部分帯域Ｂ２に対応する信号がフィルタ２２を通過するように、周波数変換部２１の動作を制御する。これにより、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号が変換されたベースバンド帯の信号のうち、観測帯域に設定された部分帯域Ｂ２に対応する信号が、Ａ／Ｄコンバータ２３でデジタル信号に変換されて誤差検出部２４に入力される。
【００６８】
このように、補正値生成部２５は、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７のそれぞれが観測帯域となるように、観測帯域を時分割で変更し、観測帯域に設定された部分帯域Ｂ２に対応する各次数成分の誤差を、演算部２４２からそれぞれ取得する。これにより、補正値生成部２５は、帯域Ｂ１中の一連の部分帯域Ｂ２（即ち、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７）について各次数成分の誤差を取得する。
【００６９】
補正値生成部２５は、帯域Ｂ１中の一連の部分帯域Ｂ２について取得された各次数成分の補正値を、周波数応答から時間応答に変換（例えば、逆フーリエ変換）することで、帯域Ｂ１に対応する補正値を生成し、生成した補正値をＤＰＤ部１１ａの補償部１２２に出力する。これにより、補償部１２２は、直交化部１２１から出力される入力信号の各次数成分のそれぞれを、当該補正値に基づき補正することが可能となる。なお、補正値生成部２５の詳細については別途後述する。また、帯域Ｂ１に対応する補正値が、「送信データを補正するための補正値」の一例に相当する。
【００７０】
以上、図４〜図８を参照しながら、本発明の第１の実施形態に係る電力増幅装置１の機能構成の一例について説明した。次に、本実施形態に係る電力増幅装置１のＤＰＤ部１１ａ（特に、直交化部１２１及び補償部１２２の構成）と、誤差検出部２４及び補正値生成部２５とについてさらに詳しく説明する。
【００７１】
［ＤＰＤ部の詳細］
まず、本実施形態に係る電力増幅装置１におけるＤＰＤ１１ａについて説明する。図６を参照しながら前述したように、本実施形態に係る電力増幅装置１に含まれるＤＰＤ部１１ａは、直交化部１２１と、補償部１２２とを含む。
【００７２】
直交化部１２１は、ＤＰＤ部１１ａに入力される入力信号に対し、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化して、補償部１２２に出力する。直交化部１２１は、多項式モデルの各次数成分を直交化することで、各次数成分を独立して検出できるようにする。
【００７３】
本実施形態では、直交化部１２１は、例えばＧｒａｍ−Ｓｈｍｉｄｔの直交化アルゴリズムを用いて、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化する。Ｇｒａｍ−Ｓｈｍｉｄｔの直交化アルゴリズムについて簡単に説明すれば以下の通りである。まず、一般的な多項式モデルを以下のように規定する。
【００７４】
【数２】
2015119241.tif 000004
【００７５】
上記数式２で示した一般的な多項式モデルは、以下の様な直交化モデルに変換することができる。
【００７６】
【数３】
2015119241.tif 000005
【００７７】
【数４】
2015119241.tif 000006
【００７８】
【数５】
2015119241.tif 000007
【００７９】
上述したように、直交化した各次数成分Ｕｎは、数式２の多項式モデルの各次数成分｜ｘ｜ｎ−１ｘから、下位次数への相関成分を引いて直交化したものである。数式５における＜＞はベクトルの内積を表すものであり、時系列データをベクトルとみなしている。例えば、＜ｕｍ，ｕｎ＞は以下のように定義される。
【００８０】
【数６】
2015119241.tif 000008
【００８１】
ここで、ｕ＊ｎ，ｉはｕｎ，ｉの複素共役を表している。また、数式５において、｜｜ｕｍ｜｜はベクトルｕｍのノルムを表す。
【００８２】
補償部１２２は、直交化部１２１によって直交化された入力信号の各次数成分に対し、増幅器１５でのメモリ効果を補償し、各次数成分を加算して出力する。補償部１２２は、増幅器１５でのメモリ効果を補償する際に、補正値生成部２５が生成した補正値を使用する。
【００８３】
本実施形態では、補償部１２２には、増幅器１５でのメモリ効果を補償するためにＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタが用いられる。ＦＩＲフィルタによって過去の入力を考慮することで、補償部１２２は増幅器１５でのメモリ効果を補償することができる。
【００８４】
ＤＰＤ部１１ａが図６のように構成されることで、ＤＰＤ部１１ａからの時刻ｔにおける出力信号ｙｔは以下のようになる。
【００８５】
【数７】
2015119241.tif 000009
【００８６】
数式７から分かるように、ＤＰＤ部１１ａは、信号帯域内に影響を与える線形成分（前半部）と、信号帯域外に影響を与える非線形歪成分（後半部）に分けることができる出力信号ｙｔを出力することができる。
【００８７】
［直交化部の詳細］
次に、図９を参照しながら、本実施形態に係る直交化部１２１の具体的な構成の一例について説明する。図９は、本実施形態に係る直交化部１２１の具体的な構成例を示す説明図である。
【００８８】
図９には、上述の直交化モデル、特に数式４で示したｕｎを求めるための直交化部１２１の構成を示している。なお、図９では、ｎ＝１，３，５，７とした場合の直交化部１２１の構成が示されている。
【００８９】
直交化部１２１に送られた信号ｘ（ｔ）は、累乗部１３１ａ、１３１ｂ、１３１ｃでそれぞれ絶対値が累乗される。累乗部１３１ａはｘ（ｔ）を２乗して、累乗部１３１ｂはｘ（ｔ）を４乗して、累乗部１３１ｃはｘ（ｔ）を６乗して出力する。
【００９０】
累乗されたｘ（ｔ）は、乗算部１３２ａ、１３２ｂ、１３２ｃでそれぞれｘ（ｔ）と乗算される。乗算部１３２ｂの出力は、後述する係数計算部１３６ａでの係数の計算に用いられ、乗算部１３２ｃの出力は、後述する係数計算部１３６ｂ、１３９での係数の計算に用いられる。
【００９１】
以降の処理は、まず３次成分を例にして説明する。乗算部１３２ａでｘ（ｔ）の絶対値の２乗と、ｘ（ｔ）とが乗じられると、係数計算部１３３ａは、ｘ（ｔ）及び乗算部１３２ａの出力から係数α３１を計算する。係数α３１は、数式５から以下のように求められる。なお、下記の数式８では時刻ｔを表す（ｔ）は省略している。
【００９２】
【数８】
2015119241.tif 000010
【００９３】
係数計算部１３３ａで係数α３１が計算されると、乗算部１３４ａは、係数α３１にｘ（ｔ）を乗じて出力し、加算部１３５は、乗算部１３２ａの出力から乗算部１３４ａの出力を減算することで、入力信号と直交した３次成分ｕ３を作る。３次成分ｕ３は以下の数式で表される。
【００９４】
【数９】
2015119241.tif 000011
【００９５】
３次成分ｕ３は、ＦＩＲフィルタ１２３ａに出力されるとともに、係数計算部１３６ａ、１３６ｂでの係数α５３、α７３の計算に用いられる。また、係数計算部１３６ａが出力する係数α５３は、乗算部１３７ａにおいて３次成分ｕ３と乗じされる。
【００９６】
次に、５次成分を例にして説明する。乗算部１３２ｂでｘ（ｔ）の絶対値の４乗と、ｘ（ｔ）とが乗じられると、係数計算部１３３ｂは、ｘ（ｔ）及び乗算部１３２ｂの出力から係数α５１を計算する。
【００９７】
係数計算部１３３ｂで係数α５１が計算されると、乗算部１３４ｂは、係数α５１にｘ（ｔ）を乗じて出力し、加算部１３８は、乗算部１３２ｂの出力から乗算部１３４ｂの出力及び乗算部１３７ａの出力を減算することで、入力信号と直交した５次成分ｕ５を作る。
【００９８】
５次成分ｕ５は、ＦＩＲフィルタ１２３ｂに出力されるとともに、係数計算部１３９での係数α７５の計算に用いられる。また、係数計算部１３９が出力する係数α７５は、乗算部１４０において５次成分ｕ５と乗じされる。
【００９９】
最後に、７次成分を例にして説明する。乗算部１３２ｃでｘ（ｔ）の絶対値の６乗と、ｘ（ｔ）とが乗じられると、係数計算部１３３ｃは、ｘ（ｔ）及び乗算部１３２ｃの出力から係数α７１を計算する。
【０１００】
係数計算部１３３ｃで係数α７１が計算されると、乗算部１３４ｃは、係数α７１にｘ（ｔ）を乗じて出力し、加算部１４１は、乗算部１３２ｃの出力から乗算部１３４ｃの出力、乗算部１３７ｂの出力及び乗算部１４０の出力を減算することで、入力信号と直交した７次成分ｕ７を作る。７次成分ｕ７は、ＦＩＲフィルタ１２３ｃに出力される。なお、以降では、ＦＩＲフィルタ１２３ａ〜１２３ｃを特に区別しない場合には、単に「ＦＩＲフィルタ１２３」と記載する場合がある。
【０１０１】
直交化部１２１は、図６に示したような構成及び上述したような動作を実行することにより、多項式モデルの各次数成分を直交化して、入力信号の各次数成分を独立して検出可能にする。
【０１０２】
［補償部の詳細］
次に、図１０を参照しながら、補償部１２２の詳細について、特にＦＩＲフィルタの構成に着目して説明する。図１２は、本実施形態に係る補償部１２２に含まれるＦＩＲフィルタの具体的な構成例を示す説明図である。
【０１０３】
図１０に示したＦＩＲフィルタ１２３ａは、例えば、３次成分ｕ３に対するフィルタ処理を実行する。図７に示したように、ＦＩＲフィルタ１２３ａは遅延部１５１ａ〜１５１ｄと、乗算部１５２ａ〜１５２ｅと、加算部１５３と、を含んで構成される。
【０１０４】
遅延部１５１ａ〜１５１ｄは、入力をそれぞれ遅延させて出力する。
【０１０５】
乗算部１５２ａは、入力に係数ｃｎ０を乗じて出力する。同様に、乗算部１５２ｂは、入力に係数ｃｎ１を、乗算部１５２ｃは、入力に係数ｃｎ２を、乗算部１５２ｄは、入力に係数ｃｎ３を、乗算部１５２ｅは、入力に係数ｃｎ４を、それぞれ乗じて出力する。ここでのｎは次数を表す。例えば、３次成分ｕ３の場合には、係数Ｃ３０、Ｃ３１、Ｃ３２、Ｃ３３、及びＣ３５が、乗算部１５２ａ、１５２ｂ、１５２ｃ、１５２ｄ、１５２ｅにそれぞれ対応することとなる。なお、以降では、乗算部１５２ａ〜１５２ｅを特に区別しない場合には、単に「乗算部１５２」と記載する場合がある。また、それぞれの乗算部１５２で乗じられる係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４は、補正値生成部２５で生成される。補正値生成部２５が係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４を算出する動作の詳細については、誤差検出部２４及び補正値生成部２５の動作の詳細として別途後述する。
【０１０６】
なお、図１０に示したＦＩＲフィルタ１２３ａは、４つの遅延部１５１ａ〜１５１ｄ及び乗算部１５２ａ〜１５２ｅを備える構成であったが、本発明においては、補償部１２２で用いられるＦＩＲフィルタの構成は係る例に限定されるものではないことは言うまでもない。
【０１０７】
ここで、再度、図９を参照する。図９に示すように、１次成分ｕ１（即ち、ｘ（ｔ））と、ＦＩＲフィルタ１２３ａ、１２３ｂ、１２３ｃの出力とは、加算部１２４で加算される。加算部１２４での加算結果は、ＤＰＤ部１１ａからの出力に相当し、以下に示す数式１０で規定される。なお、ｙ１ｔは、１次成分ｕ１（即ち、ｘ（ｔ））に相当する。また、ｙ１ｔは、３次成分ｕ１に対応するＦＩＲフィルタ１２３ａの出力に相当する。同様に、ｙ５ｔは、５次成分ｕ５に対応するＦＩＲフィルタ１２３ｂの出力に相当し、ｙ７ｔは、７次成分ｕ７に対応するＦＩＲフィルタ１２３ｃの出力に相当している。
【０１０８】
【数１０】
2015119241.tif 000012
【０１０９】
以上のように、直交化部１２１及び補償部１２２は、図９及び図１０に示したような構成を有することで、信号帯域内に影響を与える線形成分と、信号帯域外に影響を与える非線形歪成分とに分けることができる出力信号ｙｔを出力することが可能となる。
【０１１０】
なお、出力信号ｙｔは、参照信号として、フィルタ２６を介して誤差検出部２４にも出力される。
【０１１１】
また、誤差検出部２４におけるＤＰＤ部２４１も、ＤＰＤ部１１ａ、即ち、上記に詳細を説明した直交化部１２１及び補償部１２２と同様の構成である。即ち、ＤＰＤ部２４１は、前述の通り、帰還信号を直交化することで、当該帰還信号の各次数成分を独立して検出し、次数成分ごとに補正値生成部２５からの係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４に基づき補正を行う。そして、ＤＰＤ部２４１は、補正後の各次数成分を加算して、加算された信号を補正後の帰還信号として演算部２４２に出力する。
【０１１２】
［誤差検出部及び補正値生成部の詳細］
次に、誤差検出部２４及び補正値生成部２５の詳細について、図１１及び図１２を参照しながら、特に、ＦＩＲフィルタ１２３ａ〜１２３ｃの各乗算部で乗じられる係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４の算出方法に着目して説明する。図１１及び図１２は、本実施形態に係る誤差検出部２４及び補正値生成部２５の動作の詳細について説明するための図である。
【０１１３】
まず、図１１を参照する。図１１は、ＤＰＤ部２４１が、帰還信号（デジタル信号）を直交化し、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を独立して検出する動作を模式的に示した図である。
【０１１４】
前述の通り、本実施形態に係る電力増幅装置１では、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号は、ベースバンド帯の信号に変換され、各部分帯域Ｂ２（即ち、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７）に対応する信号ごとにＡ／Ｄコンバータ２３によりデジタル信号に変換されて、時分割でＤＰＤ部２４１に出力される。
【０１１５】
ＤＰＤ部２４１は、部分帯域Ｂ２ごとにＡ／Ｄコンバータ２３から出力される帰還信号（デジタル信号）を直交化することで、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を独立して検出する。
【０１１６】
例えば、図１１に示す例の場合には、部分帯域Ｂ２１に対応する信号には、送信信号Ｃ１、３次歪に基づく信号Ｃ２３、５次歪に基づく信号Ｃ２５、及び７次歪に基づく信号Ｃ２７が含まれる。そのため、ＤＰＤ部２４１は、部分帯域Ｂ２１に対応する信号を入力とした場合には、当該信号の１次成分ｕ１、３次成分ｕ３、５次成分ｕ５、及び７次成分ｕ７を出力することとなる。
【０１１７】
同様に、部分帯域Ｂ２Ｌ５に対応する信号には、５次歪に基づく信号Ｃ２５及び７次歪に基づく信号Ｃ２７が含まれる。そのため、ＤＰＤ部２４１は、部分帯域Ｂ２Ｌ５に対応する信号を入力とした場合には、当該信号の５次成分ｕ５及び７次成分ｕ７を出力することとなる。
【０１１８】
以上のように、ＤＰＤ部２４１は、部分帯域Ｂ２ごとにＡ／Ｄコンバータ２３から順次出力される帰還信号（デジタル信号）を直交化することで、各部分帯域Ｂ２に対応する信号から各次数成分を独立して検出する。そして、ＤＰＤ部２４１は、直交化された帰還信号の各次数成分のそれぞれを、補正値生成部２５で生成された補正値で補正し、補正後の各次数成分を加算した信号を補正後の帰還信号として、部分帯域Ｂ２ごとに演算部２４２に出力する。
【０１１９】
演算部２４２は、ＤＰＤ部２４１から、補正後の帰還信号（デジタル信号）を部分帯域Ｂ２ごとに逐次取得する。また、演算部２４２は、フィルタ２６を介してＤＰＤ部１１ａの直交化部１２１から、参照信号（即ち、入力信号）の各次数成分を部分帯域Ｂ２ごとに逐次取得する。
【０１２０】
演算部２４２は、部分帯域Ｂ２ごとに取得した補正後の帰還信号（デジタル信号）と参照信号（デジタル信号）との誤差を最小化するような各次数成分の補正値を算出する。以上のようにして、演算部２４２は、一連の部分帯域Ｂ２（即ち、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７）について各次数成分の補正値を算出し、一連の部分帯域Ｂ２について算出された各次数成分の補正値を補正値生成部２５に出力する。
【０１２１】
補正値生成部２５は、一連の部分帯域Ｂ２（即ち、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７）について、部分帯域Ｂ２ごとに算出された各次数成分の補正値を演算部２４２から取得する。補正値生成部２５は、取得した各次数成分の補正値（即ち、一連の部分帯域Ｂ２について算出された各次数成分の補正値）に基づき、帯域Ｂ１に対応する補正値として、ＦＩＲフィルタ１２３ａ〜１２３ｃの各乗算部で乗じられる係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４を算出する。
【０１２２】
以下に、図１２を参照しながら、補正値生成部２５の動作の詳細について説明する。図１２は、補正値生成部２５が、一連の部分帯域Ｂ２について算出された各次数成分の誤差に基づき、ＦＩＲフィルタ１２３ａ〜１２３ｃの各乗算部で乗じられる係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４を生成する動作を模式的に示した図である。
【０１２３】
図１２に示すように、補正値生成部２５は、一連の部分帯域Ｂ２について算出された各次数成分の補正値（即ち、周波数応答）を、例えば、逆フーリエ変換により周波数応答から時間応答に変換する。このように、補正値生成部２５は、一連の部分帯域Ｂ２について算出された各次数成分を変換することで得られた時間応答に基づき、各次数成分（例えば、３次成分ｕ３、５次成分ｕ５、及び７次成分ｕ７）に対応するＦＩＲフィルタの出力を示す式（即ち、ＦＩＲフィルタ係数形式）に変換する。例えば、３次成分ｕ３に対応するＦＩＲフィルタ１２３ａの出力ｙ３ｔは、以下に示す数式１１で表される。
【０１２４】
【数１１】
2015119241.tif 000013
【０１２５】
以上のようにして、補正値生成部２５は、各次数成分について係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４（ｎは次数を表す）を算出し、各次数成分について算出した係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４を、補正値としてＤＰＤ部１１ａの補償部１２２と、ＤＰＤ部２４１の補償部１２２に対応する構成とに出力する。
【０１２６】
補償部１２２は、補正値生成部２５から次数成分ごとに補正値として取得した係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４を、当該次数成分に対応するＦＩＲフィルタ１２３の乗算部１５２に設定する。ここで、図１０を参照して、補償部１２２の具体的な動作の一例について、３次成分ｕ３に対応するＦＩＲフィルタ１２３ａの場合を例に説明する。
【０１２７】
例えば、補償部１２２は、補正値生成部２５から取得した３次成分ｕ３に対応する係数Ｃ３０〜Ｃ３４のうち、Ｃ３０を乗算部１５２ａに入力する。同様にして、補償部１２２は、係数Ｃ３１〜Ｃ３４を、乗算部１５２ｂ〜１５２ｅにそれぞれ入力する。この動作は、５次成分ｕ５に対応するＦＩＲフィルタ１２３ｂ、及び７次成分ｕ７に対応するＦＩＲフィルタ１２３ｃについても同様である。
【０１２８】
以上のようにして、入力信号（デジタル信号）の各次数成分に、増幅器１５の非線形特性の逆特性が与えられ、結果として、増幅器１５による電力増幅に伴う送信信号の非線形歪が補正される。なお、上記に示す補償部１２２の動作は、誤差検出部２４のＤＰＤ部２４１についても同様である。
【０１２９】
また、上述した一連の動作は、電力増幅装置１の各構成を動作させる装置のＣＰＵを機能させるためのプログラムによって構成することができる。このプログラムは、その装置にインストールされたＯＳ（Ｏｐｅｒａｔｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）を介して実行されるように構成してもよい。また、このプログラムは、上述した処理を実行する構成が含まれる装置が読み出し可能であれば、記憶される位置は限定されない。例えば、装置の外部から接続される記録媒体にプログラムが格納されていてもよい。この場合には、プログラムが格納された記録媒体を装置に接続することによって、その装置のＣＰＵに当該プログラムを実行させるように構成するとよい。
【０１３０】
［まとめ］
以上、説明したように、本実施形態に係る電力増幅装置１は、増幅器で発生する歪が含まれた信号Ｃ２の帯域Ｂ１（図４参照）を、複数の部分帯域Ｂ２に分けて、各部分帯域Ｂ２を時分割で観測帯域として設定することで、非線形歪を補正するための補正値を生成する。このような構成により、電力増幅装置１は、信号Ｃ２の帯域Ｂ１全体を観測帯域とする場合に比べて、当該観測帯域を狭く設定できるため、帰還信号のＡ／Ｄ変換に低速のＡ／Ｄコンバータ２３を使用することが可能となり、消費電力を低く抑えることが可能となる。
【０１３１】
また、本実施形態に係る電力増幅装置１は、信号Ｃ２の帯域Ｂ１全体にわたって、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を独立して検出し、検出された次数成分ごとに先勝信号との間の誤差を検出することで補正値を生成する。そのため、本実施形態に係る電力増幅装置１は、信号Ｃ２の周波数特性が著しく変化する場合においても、当該変化に追随して歪補償を行うことが可能となり、歪補償性能の低下を抑制することが可能となる。
【０１３２】
＜２．本発明の第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態に係る電力増幅装置１ａについて説明する。前述した第１の実施形態に係る電力増幅装置１では、図４に示すように、増幅器で発生する歪が含まれた信号Ｃ２の帯域Ｂ１を複数の部分帯域Ｂ２に分けて、部分帯域Ｂ２ごとの参照信号と帰還信号との間の誤差を時分割で検出していた。これに対して、本実施形態に係る電力増幅装置１ａは、部分帯域Ｂ２ごとの参照信号と帰還信号との間の誤差を並列で検出する点で、前述した第１の実施形態に係る電力増幅装置１とは異なる。そこで、以降では、図１３を参照しながら、本実施形態に係る電力増幅装置１ａについて、第１の実施形態に係る電力増幅装置１とは異なる部分に着目して説明する。図１３は、本実施形態に係る電力増幅装置１ａの機能構成の一例について説明するための説明図である。
【０１３３】
図１３に示すように、本実施形態に係る電力増幅装置１ａは、ＤＰＤ部１１ａと、Ｄ／Ａコンバータ１２と、フィルタ１３と、周波数変換部１４と、増幅器１５と、方向性結合器１６と、信号分配部３１と、周波数変換部２１ａ〜２１ｇと、複数のフィルタ２２と、多チャンネルＡ／Ｄコンバータ３２と、誤差検出部２４ａと、フィルタ３３ａ〜３３ｇと、補正値生成部２５とを含む。なお、ＤＰＤ部１１ａ、Ｄ／Ａコンバータ１２と、フィルタ１３、周波数変換部１４、増幅器１５、及び方向性結合器１６の動作は、前述した第１の実施形態に係る電力増幅装置１と同様のため、詳細な説明は省略する。
【０１３４】
また、本実施形態に係る電力増幅装置１ａにおける複数のフィルタ２２それぞれは、前述した第１の実施形態に係る電力増幅装置１におけるフィルタ２２と同様である。なお、以降の説明では、フィルタ２２が信号を通過させる帯域を、帯域Ｂ３として説明する。
【０１３５】
また、多チャンネルＡ／Ｄコンバータ３２の各チャンネルそれぞれは、前述した第１の実施形態に係る電力増幅装置１におけるＡ／Ｄコンバータ２３に相当する。なお、図１３に示す例では、多チャンネルＡ／Ｄコンバータ３２のチャンネルそれぞれを、Ａ／Ｄコンバータ２３として模式的に示している。
【０１３６】
信号分配部３１は、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号、即ち帰還信号（アナログ信号）を、周波数変換部２１ａ〜２１ｇのそれぞれに分配する。
【０１３７】
周波数変換部２１ａ〜２１ｇのそれぞれは、信号分配部３１により分配されたＲＦ帯の信号（即ち、帰還信号）を、あらかじめ決められた帯域の信号に変換する。このとき、ＲＦ帯の信号（アナログ信号）は、ベースバンド帯の信号（アナログ信号）に変換される。
【０１３８】
なお、周波数変換部２１ａ〜２１ｇのそれぞれには、増幅器で発生する歪が含まれた信号Ｃ２の帯域Ｂ１が分割された部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７（図４参照）の中から、互いに異なる部分帯域Ｂ２があらかじめ対応付けられている。
【０１３９】
例えば、周波数変換２１ａには、図４における部分帯域Ｂ２Ｌ７が対応付けられているとする。この場合には、周波数変換２１ａは、図４に示した信号Ｃ１及びＣ２のうち部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する信号が、フィルタ２２が信号を通過させる帯域Ｂ３の信号となるように、方向性結合器１６が出力するＲＦ帯の信号を変換し、変換後の信号をフィルタ２２に出力する。これにより、図４に示した信号Ｃ１及びＣ２のうち部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する信号が、フィルタ２２を通過し、その他の帯域の信号についてはフィルタ２２で除去される。
【０１４０】
周波数変換２１ａ及びフィルタ２２を介して出力された部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する帰還信号は、多チャンネルＡ／Ｄコンバータ３２の各チャンネルのうち一のチャンネル（以下、「Ａ／Ｄコンバータ２３」と記載する場合がある）によりアナログ信号からデジタル信号に変換されて、誤差検出部２４ａに出力される。
【０１４１】
また、フィルタ３３ａは、誤差検出部２４ａに対応付けられており、ＤＰＤ部１１ａから出力される参照信号（即ち、入力信号）を受け、当該参照信号のうち、部分帯域Ｂ２Ｌ７の信号を通過させて誤差検出部２４ａに出力し、その他の帯域の信号を除去する。
【０１４２】
誤差検出部２４ａは、前述した第１の実施形態に係る誤差検出部２４と同様の構成を有し、フィルタ３３ａから出力される参照信号と、Ａ／Ｄコンバータ２３から出力されるデジタル信号（即ち、デジタル信号に変換された帰還信号）との誤差を最小化するような、各次数成分の補正値を求める。なお、この場合には、誤差検出部２４ａは、部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する参照信号と、当該部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する帰還信号との誤差を最小化するような、各次数成分の補正値を求めることとなる。
【０１４３】
具体的には、誤差検出部２４ａは、ＤＰＤ部２４１と、演算部２４２とを含む。ＤＰＤ部２４１は、Ａ／Ｄコンバータ２３から逐次出力される帰還信号（デジタル信号）に対し、ＤＰＤ方式のための多項式モデルの各次数成分を直交化する。以上のようにして、ＤＰＤ部２４１は、帰還信号（デジタル信号）の各次数成分を独立して検出する。そして、ＤＰＤ部２４１は、直交化された帰還信号の各次数成分のそれぞれを、補正値生成部２５で生成された補正値で補正し、補正後の各次数成分を加算した信号を補正後の帰還信号として、部分帯域Ｂ２ごとに演算部２４２に出力する。
【０１４４】
演算部２４２は、ＤＰＤ部２４１から、部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する補正後の帰還信号（デジタル信号）を逐次取得する。また、演算部２４２は、フィルタ３３ａを介してＤＰＤ部１１ａの直交化部１２１から、部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する参照信号（即ち、入力信号）を逐次取得する。
【０１４５】
演算部２４２は、部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する補正後の帰還信号（デジタル信号）と参照信号（デジタル信号）との誤差を最小化するような各次数成分の補正値を算出する。演算部２４２は、算出した各次数成分の補正値、即ち、部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する補正値を補正値生成部２５に出力する。以上のようにして、補正値生成部２５は、周波数変換部２１ａ、フィルタ２２、及び、Ａ／Ｄコンバータ２３を介して出力される部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する帰還信号と、フィルタ３３ａを介して出力される部分帯域Ｂ２Ｌ７に対応する参照信号との誤差を最小化するような各次数成分の補正値を取得する。
【０１４６】
なお、周波数変換部２１ｂ〜２１ｇ、フィルタ３３ｂ〜３３ｇ、及び誤差検出部２４ｂ〜２４ｇの動作についても、対応する部分帯域Ｂ２が異なることを除けば、周波数変換部２１ａ、フィルタ３３ａ、及び誤差検出部２４ａの動作と同様である。
【０１４７】
例えば、周波数変換部２１ｂ、フィルタ３３ｂ、及び誤差検出部２４ｂは、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７（図４参照）のうち、部分帯域Ｂ２Ｌ５に対応付けられているとする。この場合には、周波数変換部２１ｂ、フィルタ２２、及びＡ／Ｄコンバータ２３を介して、部分帯域Ｂ２Ｌ５に対応する帰還信号（デジタル信号）が誤差検出部２４ｂに出力される。
【０１４８】
また、フィルタ３３ｂは、誤差検出部２４ｂに対応付けられており、ＤＰＤ部１１ａから出力される参照信号（即ち、入力信号）を受け、当該参照信号のうち、部分帯域Ｂ２Ｌ５の信号を通過させて誤差検出部２４ａに出力し、その他の帯域の信号を除去する。
【０１４９】
誤差検出部２４ｂは、フィルタ３３ｂから出力される部分帯域Ｂ２Ｌ５に対応する参照信号と、Ａ／Ｄコンバータ２３から出力される部分帯域Ｂ２Ｌ５に対応するデジタル信号（即ち、デジタル信号に変換された帰還信号）との誤差を最小化するような各次数成分の補正値を算出する。誤差検出部２４ｂは、算出した各次数成分の補正値、即ち、部分帯域Ｂ２Ｌ５に対応する補正値を補正値生成部２５に出力する。
【０１５０】
以上のようにして、補正値生成部２５は、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７（図４参照）のそれぞれに対応する各次数成分の補正値を、誤差検出部２４ａ〜２４ｇからそれぞれ取得する。補正値生成部２５は、取得した各次数成分の補正値（即ち、一連の部分帯域Ｂ２について算出された各次数成分の補正値）に基づき、帯域Ｂ１に対応する補正値として、ＦＩＲフィルタ１２３ａ〜１２３ｃの各乗算部で乗じられる係数Ｃｎ０〜Ｃｎ４を算出する。なお、以降の動作は、前述した第１の実施形態に係る電力増幅装置１ａと同様である。
【０１５１】
以上、説明したように、本実施形態に係る電力増幅装置１ａは、部分帯域Ｂ２１、Ｂ２Ｕ３〜Ｂ２Ｕ７、及びＢ２Ｌ３〜Ｂ２Ｌ７（図４参照）のそれぞれに対応する各次数成分の補正値を並列に算出する。そのため、本実施形態に係る電力増幅装置１ａは、前述した第１の実施形態に係る電力増幅装置１に比べて、回路規模は大きくなるが、ＤＰＤの収束時間を高速化することが可能となる。
【０１５２】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【符号の説明】
【０１５３】
１、１ａ  電力増幅装置
１１ａ  ＤＰＤ部
１２    Ａ／Ｄコンバータ
１３    フィルタ
１４    周波数変換部
１５    増幅器
１６    方向性結合器
２１、２１ａ〜２１ｇ  周波数変換部
２２    フィルタ
２３    Ａ／Ｄコンバータ
２４、２４ａ〜２４ｇ  誤差検出部
２５    補正値生成部
２６    フィルタ
２７    モニタ周波数制御部
３１    信号分配部
３２    多チャンネルＡ／Ｄコンバータ
３３ａ〜３３ｇ  フィルタ
【図１】
2015119241.tif 000014
【図２】
2015119241.tif 000015
【図３】
2015119241.tif 000016
【図４】
2015119241.tif 000017
【図５】
2015119241.tif 000018
【図６】
2015119241.tif 000019
【図７】
2015119241.tif 000020
【図８】
2015119241.tif 000021
【図９】
2015119241.tif 000022
【図１０】
2015119241.tif 000023
【図１１】
2015119241.tif 000024
【図１２】
2015119241.tif 000025
【図１３】
2015119241.tif 000026