(57)【要約】【課題】より高い演算効率で高精度にエコー抑圧することができるようにする。【解決手段】フーリエ変換部は、供給された入力信号および参照信号をフーリエ変換して、狭帯域入力信号および狭帯域参照信号とする。参照信号のフーリエ変換時には、サンプリング周期偏差に基づいてフレームステップが定められる。また、位相制御部は、サンプリング周期偏差に基づいて求められたフレーム中心位置のずれ時間に基づいて、狭帯域参照信号の位相補整を行う。そして、フィルタ処理部は、位相補整された狭帯域参照信号をフィルタ処理してフィルタ出力信号とし、減算部は、狭帯域入力信号からフィルタ出力信号を減算することで、エコー抑圧を行う。本技術は、音響エコーキャンセラに適用することができる。【選択図】図８
2015084466.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換により、第１の信号および第２の信号を、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換する周波数変換部と、
前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置を決定する中心位置決定部と、
前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相を制御する位相制御部と
を備えるサンプリングポイント調整装置。
【請求項２】
前記位相制御部により位相が制御された前記第２の狭帯域信号に対してフィルタ処理を行うフィルタ処理部をさらに備える
請求項１に記載のサンプリングポイント調整装置。
【請求項３】
前記第１の狭帯域信号から、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号を減算することで、前記第１の信号に含まれている前記第２の信号のエコー成分を抑圧する減算部をさらに備える
請求項２に記載のサンプリングポイント調整装置。
【請求項４】
前記第２の信号は、スピーカにより再生される信号であり、前記第１の信号は、前記第２の信号に基づく音声を含む周囲の音声を収音して得られた信号である
請求項３に記載のサンプリングポイント調整装置。
【請求項５】
前記第１の狭帯域信号と、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号とに基づいて、前記サンプリング周期の偏差の前記推定値を推定する推定部をさらに備える
請求項２に記載のサンプリングポイント調整装置。
【請求項６】
前記第１の狭帯域信号と、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号とに基づいて、前記フィルタ処理に用いるフィルタ係数を算出する係数計算部をさらに備える
請求項２に記載のサンプリングポイント調整装置。
【請求項７】
前記周波数変換部は、前記周波数変換として短時間フーリエ変換を行う
請求項１に記載のサンプリングポイント調整装置。
【請求項８】
周波数変換により、第１の信号および第２の信号を、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換し、
前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置を決定し、
前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相を制御する
ステップを含むサンプリングポイント調整方法。
【請求項９】
周波数変換により、第１の信号および第２の信号を、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換し、
前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置を決定し、
前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相を制御する
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本技術はサンプリングポイント調整装置および方法、並びにプログラムに関し、特に、より高い演算効率で高精度にエコー抑圧することができるようにしたサンプリングポイント調整装置および方法、並びにプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、音響エコーキャンセラは、例えばスピーカホンやテレビジョン会議システム、あるいは音声認識機能のついたテレビジョン受像機の音声操作など、マイクロホンとスピーカの両方を有する機器で利用されている。このような音響エコーキャンセラは、スピーカからの再生音がマイクロホン入力に回りこんでくる音、すなわち音響エコーを抑圧するために用いられる。
【０００３】
一般的な音響エコーキャンセラは、スピーカから再生する音の信号が参照信号として機器内で取得され、スピーカからマイクロホンまでの伝搬特性を模擬するフィルタで、参照信号の波形が変形される。そして、フィルタ処理された参照信号が、マイクロホンから取得される入力信号から減算されて、音響エコーが抑圧される（例えば、非特許文献１参照）。
【０００４】
ところで、音響エコーキャンセリング装置では、入力信号に対して行われるAD（Analog to Digital）変換と、参照信号に対して行われるDA（Digital to Analog）変換のサンプリング周期が正確に同期していることが必要である。これは、AD変換とDA変換のサンプリング周期にずれがある場合、そのずれ量が大きくなるとエコー抑圧性能が大幅に劣化してしまうからである（例えば、非特許文献２参照）。
【０００５】
ところが、近年の電子機器の複雑化に伴い、単一機器内に複数の発振器が装備されることも増えてきており、このような機器では、マイクロホンとスピーカに供給されるサンプリングクロックの原発発振器が異なることがある。そのような場合、各サンプリングクロックを同じサンプリング周波数となるよう合わせても、素子誤差や温度変化などに起因して、上述のAD変換とDA変換のサンプリング周期にずれが生じてしまう。
【０００６】
そこで、音響エコーキャンセリング装置において、サンプリング周期のずれを計測してサンプリングレート変換を行うことで、参照信号と入力信号のサンプリング周期を一致させる技術が提案されている（例えば、非特許文献３参照）。この技術では、サンプリング周期のずれ計測とフィルタ係数の推定を同時に行う構成とされている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】飯国洋二、「適応信号処理アルゴリズム」、培風館(2000)
【非特許文献２】E. Robledo-Arnuncio, T. S. Wada and B. H. Juang 「On Dealing with Sampling Rate Mismatches in Blind Source Separation and Acoustic Echo Cancellation」 Proc. WASPAA, 34/37 (2007)
【非特許文献３】M. Pawig, G. Enzner and P. Vary 「Adaptive Sampling Rate Correction for Acoustic Echo Control in Voice-Over-IP」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、非特許文献３に記載の技術では、サンプリングレートの変換処理が別途陽に行われるため計算量が増加してしまうだけでなく、エコー抑圧の性能も十分であるとはいえなかった。
【０００９】
本技術は、このような状況に鑑みてなされたものであり、より高い演算効率で高精度にエコー抑圧することができるようにするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本技術の一側面のサンプリングポイント調整装置は、周波数変換により、第１の信号および第２の信号を、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換する周波数変換部と、前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置を決定する中心位置決定部と、前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相を制御する位相制御部とを備える。
【００１１】
サンプリングポイント調整装置には、前記位相制御部により位相が制御された前記第２の狭帯域信号に対してフィルタ処理を行うフィルタ処理部をさらに設けることができる。
【００１２】
サンプリングポイント調整装置には、前記第１の狭帯域信号から、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号を減算することで、前記第１の信号に含まれている前記第２の信号のエコー成分を抑圧する減算部をさらに設けることができる。
【００１３】
前記第２の信号を、スピーカにより再生される信号とし、前記第１の信号を、前記第２の信号に基づく音声を含む周囲の音声を収音して得られた信号とすることができる。
【００１４】
サンプリングポイント調整装置には、前記第１の狭帯域信号と、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号とに基づいて、前記サンプリング周期の偏差の前記推定値を推定する推定部をさらに設けることができる。
【００１５】
サンプリングポイント調整装置には、前記第１の狭帯域信号と、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号とに基づいて、前記フィルタ処理に用いるフィルタ係数を算出する係数計算部をさらに設けることができる。
【００１６】
前記周波数変換部には、前記周波数変換として短時間フーリエ変換を行わせることができる。
【００１７】
本技術の一側面のサンプリングポイント調整方法またはプログラムは、周波数変換により、第１の信号および第２の信号を、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換し、前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置を決定し、前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相を制御するステップを含む。
【００１８】
本技術の一側面においては、周波数変換により、第１の信号および第２の信号が、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換され、前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置が決定され、前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相が制御される。
【発明の効果】
【００１９】
本技術の一側面によれば、より高い演算効率で高精度にエコー抑圧することができる。
【００２０】
なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載された何れかの効果であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】一般的な音響エコーキャンセラの構成を示す図である。
【図２】周波数領域音響エコーキャンセラの構成を示す図である。
【図３】一般的な音響エコーキャンセラのエコー抑圧性能を示す図である。
【図４】AD変換とDA変換が同期する例について説明する図である。
【図５】AD変換とDA変換が非同期となる例について説明する図である。
【図６】AD変換とDA変換が非同期となる例について説明する図である。
【図７】本技術の概要を説明するための図である。
【図８】本技術を適用した音響エコーキャンセラの構成例を示す図である。
【図９】音響エコーキャンセリング処理を説明するフローチャートである。
【図１０】本技術のエコー抑圧性能を示す図である。
【図１１】本技術の他の適用例を示す図である。
【図１２】本技術を適用したサンプリングポイント調整装置の構成例を示す図である。
【図１３】コンピュータの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照して、本技術を適用した実施の形態について説明する。
【００２３】
〈第１の実施の形態〉
〈本技術について〉
例えば、一般的な音響エコーキャンセラでは図１に示すように、参照信号がDA変換部１１でアナログ信号に変換され、アナログ信号とされた参照信号に基づいてスピーカから音声が出力される。また、スピーカから出力された音声は、音響エコーとなって周囲の音声とともにマイクロホンで収音され、その結果得られた入力信号がAD変換部１２でデジタル信号へと変換される。
【００２４】
さらに、機器内では参照信号が参照信号バッファ１３に供給されて一時的に蓄積され、フィルタ１４は、係数計算部１５から供給されたフィルタ係数を用いて、参照信号バッファ１３に蓄積されている参照信号にフィルタ処理を施し、その波形を変形する。ここで、フィルタ係数により構成されるフィルタは、スピーカからマイクロホンまでの伝搬特性を模擬するフィルタである。
【００２５】
減算部１６では、AD変換部１２で得られた入力信号から、フィルタ１４から出力された波形変形後の参照信号が減算され、回り込み音、すなわち音響エコーが抑圧される。また、係数計算部１５は、エコー抑圧された入力信号に基づいて、入力信号と参照信号の差分ができるだけ小さくなるようにフィルタ係数を更新する。
【００２６】
このような音響エコーキャンセラの実現方法の１つとして、周波数領域音響エコーキャンセラがある。図２に周波数領域音響エコーキャンセラの構成を示す。なお、図２において、図１における場合と対応する部分には同一の符号を付してあり、その説明は適宜省略する。
【００２７】
図２に示す周波数領域音響エコーキャンセラでは、参照信号バッファ１３に蓄積された参照信号が、フーリエ変換部２１において短時間フーリエ変換されて、その結果得られた狭帯域信号が狭帯域信号バッファ２２に一時的に蓄積される。そして、狭帯域信号バッファ２２に蓄積されている狭帯域信号に対してフィルタ１４によりフィルタ処理が行われて、減算部１６に供給される。
【００２８】
また、AD変換部１２から出力された入力信号は入力信号バッファ２３に一時的に蓄積され、その後、フーリエ変換部２４により短時間フーリエ変換されて、その結果得られた狭帯域信号が減算部１６に供給される。そして、減算部１６において、フーリエ変換部２４から出力された狭帯域信号から、フィルタ１４から出力された狭帯域信号が減算されて、その結果得られた出力信号がフーリエ逆変換部２５でフーリエ逆変換により広帯域信号に戻されて出力される。また、係数計算部１５では、フィルタ係数の更新演算が、狭帯域化された信号に対して行われる。
【００２９】
このように入力信号と参照信号を狭帯域化して処理を行うことで、短時間フーリエ変換に必要な信号区間をバッファリングすることによる処理遅延は生じるものの、本来長いタップ長を必要とするエコーキャンセリングフィルタを各狭帯域信号に対する短いタップ長のフィルタで等価的に実現することができる。したがって、性能がよく高速なフィルタ演算を実現することができる。
【００３０】
ところで、上述したように音響エコーキャンセリング装置では、AD変換とDA変換のサンプリング周期が正確に同期していることが必要である。
【００３１】
ここで、図２に示した周波数領域音響エコーキャンセラにおいて、AD変換とDA変換のサンプリング周期にずれがある場合におけるエコー抑圧性能を図３に示す。
【００３２】
なお、図３において、横軸はサンプリング周期のずれ、より詳細にはマイクロホン側のAD変換を基準としたときのスピーカ側のDA変換のずれ量を示している。また、縦軸はエコー抑圧性能（ERLE（Echo Return Loss Enhancement））を示している。
【００３３】
この例では、サンプリング周期にずれがないとき、つまり横軸の値が0ppmであるときには、40dB以上の抑圧性能が達成される。すなわち、振幅が1/100以下まで抑圧される。
【００３４】
しかし、サンプリング周期に、わずか±10ppm程度のずれがあると20dB程度の抑圧性能まで劣化し、さらに±100ppm程度のずれとなると6dB程度にまで抑圧性能が劣化してしまう。このようにサンプリング周期のずれが±100ppm程度となると、振幅が1/2程度にしか抑圧されないため、一般的に音響エコーキャンセラとして用いるのには不十分な性能となってしまう。
【００３５】
従来からの比較的簡単な構造の機器であれば、例えば図４に示すように単一機器内の原発発振器は１つしかないことが多く、AD変換およびDA変換のサンプリングクロックは、この原発発振器の出力から分周して生成される。
【００３６】
図４では、テレビジョン受像機、パーソナルコンピュータ、オーディオ再生装置、タブレット型の機器、多機能型携帯電話機などからなる機器内に１つの発振器５１が設けられている。
【００３７】
発振器５１から出力されたクロック信号は分周器５２で分周されて、その結果得られたクロック信号が、スピーカ５３に接続されているDA変換部５４に供給される。また、発振器５１から出力されたクロック信号は分周器５５にも供給される。このクロック信号は分周器５５で分周されて、マイクロホン５６からの信号が入力されるAD変換部５７に供給される。
【００３８】
このように、機器内において、１つの発振器５１から出力されるクロック信号が分周されて、DA変換部５４やAD変換部５７に供給される各クロック信号が生成される場合には、DA変換部５４とAD変換部５７とでサンプリング周期のずれは生じない。すなわち、例えば原発発振器である発振器５１の素子誤差や温度特性などで発振周波数が変化しても、AD変換およびDA変換が同期していることは変わらない。
【００３９】
しかしながら、近年の電子機器の複雑化に伴い、単一機器内に複数の発振器が装備されることも増えてきている。例えば図５に示すように、パーソナルコンピュータや多機能型携帯電話機など近年の電子機器には、原発発振器が異なる複数のオーディオ入出力を装備しているものも多くある。
【００４０】
なお、図５において、図４における場合と対応する部分には同一の符号を付してあり、その説明は適宜省略する。
【００４１】
図５の例では、発振器５１から出力され、分周器５２で分周されたクロック信号がDA変換部５４に供給されるのに対して、AD変換部５７に供給されるクロック信号は、発振器８１から出力され、分周器５５で分周されたものとされている。すなわち、この例では、機器内に２つの発振器５１および発振器８１が設けられており、これらの異なる発振器から出力されたクロック信号が分周されて、DA変換部５４およびAD変換部５７のそれぞれに供給されるクロック信号が生成される。
【００４２】
また、図６に示すように、有線または無線により接続されるスピーカ機器やマイクロホン機器を使う場合や、HDMI（登録商標）（High Definition Multimedia Interface）のような方式で外部から音声が供給される機器を使う場合なども増えてきている。
【００４３】
例えば図６の矢印Ａ１１に示す例では、テレビジョン受像機等の機器１１１に対して、外付けのスピーカ１１２がUSB（Universal Serial Bus）や無線により接続されている。したがって、この場合、スピーカ１１２に出力される信号のDA変換と、機器１１１に内蔵されているマイクロホンで収音された音声の信号のAD変換とは非同期となることがある。
【００４４】
また、矢印Ａ１２に示す例では、機器１１１に対して外付けのマイクロホン１１３がUSBや無線により接続されている。そのため、機器１１１に内蔵されているスピーカに出力される信号のDA変換と、マイクロホン１１３で収音された音声の信号のAD変換とは非同期となることがある。
【００４５】
同様に矢印Ａ１３に示すように機器１１１に対して、外部再生機器１１４からHDMI（登録商標）等の方式で音声や映像が供給される場合にも、機器１１１に内蔵されているスピーカに出力される信号のDA変換と、機器１１１に内蔵されているマイクロホンで収音された音声の信号のAD変換とが非同期となることがある。
【００４６】
矢印Ａ１１乃至矢印Ａ１３に示した例では、機器１１１では、マイクロホンとスピーカに供給されるサンプリングクロックの原発発振器が異なることがある。そのようなときには両者を、例えば48kHzなど同じサンプリング周波数となるよう合わせても、素子誤差や温度変化などに起因して数十から数百ppm程度のずれが生じることは避けられない。
【００４７】
そこで、（１）AD変換器とDA変換器のサンプリング周期のずれを何らかの方法で計測し、（２）サンプリングレート変換器により参照信号もしくは入力信号の何れか一方のデジタル信号のサンプリング周期を、他方の信号のサンプリング周期と一致するよう変換し、（３）そのようにして変換された信号を用いて通常のエコーキャンセラを実現することも考えられる。
【００４８】
例えば、サンプリング周期のずれの計測は、PLL（Phase Locked Loop）のような技術を用いて実現することができるし、サンプリング周期の変換はサンプリングレート変換器を用いれば実現可能である。
【００４９】
しかしながら、このような構成では（ａ）ずれ計測とサンプリングレート変換が直列接続となるため遅延時間が増大する、（ｂ）それぞれ別々の処理を行うため計算量や装置規模が増大する、（ｃ）それぞれ別々の処理を行うため性能劣化が生じるといったことが生じてしまう。
【００５０】
特に直列接続系の性能は掛け算で劣化するため、サンプリング周期のずれの計測、およびサンプリングレート変換を行うと性能の劣化が顕著になる。また、サンプリングレート変換器を、非整数倍の変換率で利用する場合には、演算量やメモリ量などのいわゆる計算リソースを多く必要とし、効率の悪い構成となる。
【００５１】
なお、サンプリング周期のずれ計測とエコーキャンセラ処理を一体化した構成とする技術も提案されているが、これでは上述した（ａ）乃至（ｃ）の一部には対処されているが、サンプリングレートの変換処理を別途陽に行う点は解消されていない。
【００５２】
そこで、本技術では、入力信号（マイクロホン信号）と、参照信号（スピーカ信号）との間のサンプリング周期の偏差を自動補正しつつエコーキャンセリングを行うようにする。具体的には、フレームステップ制御および位相制御を備えた周波数領域エコーキャンセラを構成することで、偏差の推定、補償およびエコーキャンセルフィルタ係数の更新計算が一体的に行われる。特に本技術の構成では、信号に対するサンプリングレート変換を陽に行う必要がないため、高い演算効率および性能で非同期なAD変換およびDA変換をもつ系に対するエコーキャンセラを実現することができる。
【００５３】
ここで、図７を参照して、本技術の概要について説明する。
【００５４】
図７は、入力信号に対するAD変換、および参照信号に対するDA変換のサンプリング周期が少し異なる場合における、本技術を適用した周波数領域エコーキャンセラの動作の模式図を示している。なお、図７において横方向は時間を示している。
【００５５】
また、図７において最上段、すなわち矢印Ｑ１１により示される段は、同期して処理される入力信号と参照信号のフレーム番号ｒを示しており、２段目、すなわち矢印Ｑ１２に示される段は入力信号Ｚ（ｎ）のサンプル位置（時刻）を示している。
【００５６】
なお、２段目では、１つの円が入力信号の１つのサンプルを表しており、サンプルとサンプルを結ぶ折れ線はフレームの窓を表している。以下では、離散時間ｎにおける入力信号をＺ（ｎ）とも表記することとする。
【００５７】
さらに、３段目は、つまり矢印Ｑ１３により示される段は、入力信号と参照信号の対応するフレームの中心位置のずれ時間の大きさを示している。特に、３段目において描かれている矢印がフレーム中心の位置のずれ時間Δｒの大きさを表している。
【００５８】
４段目、つまり矢印Ｑ１４に示す段は、参照信号のフレームステップφｒを示している。特に４段目において描かれている矢印の始点および終点は、それぞれ処理対象とするフレームの直前のフレームの中心位置、および処理対象のフレームの中心位置を表している。
【００５９】
また、５段目、すなわち矢印Ｑ１５に示される段は参照信号ｘ（ｎ）のサンプル位置（時刻）を示している。なお、５段目では、１つの円が参照信号の１つのサンプルを表しており、サンプルとサンプルを結ぶ折れ線はフレームの窓を表している。以下では、離散時間ｎにおける参照信号をｘ（ｎ）とも表記することとする。
【００６０】
このような例において、２段目と５段目を比べると、５段目の参照信号のサンプリング周期が、２段目の入力信号のサンプリング周期よりもわずかに大きい状況となっている。ここでは、入力信号のサンプリング周期Ｔｓは１となっており、参照信号のサンプリング周期Ｔｓは１＋εとなっている。
【００６１】
例えば、２段目に示す入力信号については、一般的な短時間フーリエ変換と同様に、窓関数の長さ、つまりフレームサイズＭ、およびフレームステップＲで短時間フーリエ変換が行われていく。この例ではフレームサイズＭは９サンプルとされ、フレームステップＲは５サンプルとされている。
【００６２】
これに対して、５段目に示される参照信号については、フレームサイズは同じくＭとされるが、フレームステップは、入力信号の対応するフレームの中心位置に対して、参照信号のフレーム中心の位置が±0.5サンプル以上ずれないよう適切に制御される。
【００６３】
入力信号と参照信号のサンプリング周波数のずれが小さい場合、例えばサンプリング周波数のずれが1000ppm程度以内である場合、参照信号のほとんどのフレームのフレームステップは入力信号と同じフレームステップφｒ＝Ｒとなる。しかし、参照信号のフレームステップφｒを適宜φｒ＝Ｒ＋１またはφｒ＝Ｒ−１とすることで、入力信号と参照信号のサンプリング周波数のずれに伴うフレーム中心の位置ずれを補正することができる。
【００６４】
以下では、このように参照信号のフレームステップφｒを変化させて、入力信号と参照信号のフレーム中心の位置ずれを補正することをフレームステップ制御と称することとする。
【００６５】
図７の例では、３段目にフレーム中心の位置のずれ時間Δｒの大きさが示されており、フレームｒ＝０，１，２の３つのフレームでは、フレーム中心の位置ずれ時間Δｒが大きくないため、参照信号のフレームステップφｒは、入力信号と同じくφｒ＝Ｒとされて処理されている。
【００６６】
これに対してフレームｒ＝３においては、フレームステップφ２＝Ｒ−１とすることで、フレーム中心位置のずれ時間Δｒが±0.5サンプル以上には拡大しないように制御されている。同様に、フレームｒ＝８においてもフレームステップφ７＝Ｒ−１となるように制御されている。なお、ここではフレーム中心位置のずれ時間Δｒが±0.5サンプル以上とならないように制御する例について説明するが、フレーム中心位置のずれ時間Δｒが窓の長さ、つまりフレームサイズＭより十分小さい所定のサンプル数以上とならないように制御されればよい。
【００６７】
このようなフレームステップ制御により、入力信号および参照信号のフレーム中心位置のずれ時間が±0.5サンプル以内に収まったとしても、このずれでは音響エコーキャンセラにおいて、必ずしも十分な性能を得ることができない。
【００６８】
そこで、さらにフレーム中心位置のずれ時間Δｒに相当する量を、短時間フーリエ変換により狭帯域化された参照信号の位相を回転することで近似的に補償する。以下では、このような位相の回転によるフレーム中心位置のずれの補償を位相制御と称することとする。
【００６９】
本技術では、フレームステップ制御と位相制御という２つの制御によって、図中、２段目および５段目に示すように、サンプル数が合わない２つの信号間の位置合わせを行うことで、AD変換とDA変換が同期していないときにも動作する、周波数領域音響エコーキャンセラが実現される。
【００７０】
〈音響エコーキャンセラの構成例〉
次に、本技術を適用した具体的な実施の形態について説明する。
【００７１】
図８は、本技術を適用した音響エコーキャンセラの構成例を示す図である。
【００７２】
図８に示す音響エコーキャンセラ１５１には、再生しようとする音声の信号である参照信号が供給される。また、参照信号はDA変換部１５２においてデジタル信号に変換された後、スピーカ１５３に供給される。スピーカ１５３は、DA変換部１５２から供給された参照信号に基づいて音声を再生する。このようにしてスピーカ１５３から出力された音声は、音響エコーとなってマイクロホン１５４に到達する。
【００７３】
マイクロホン１５４は、スピーカ１５３から出力された音声を含む、周囲の音声を収音し、その結果得られた入力信号をAD変換部１５５に供給する。AD変換部１５５は、マイクロホン１５４から供給されたアナログ信号である入力信号を、デジタル信号に変換して音響エコーキャンセラ１５１に供給する。
【００７４】
音響エコーキャンセラ１５１は、供給された参照信号と、AD変換部１５５から供給された入力信号とに基づいて、入力信号から音響エコー成分を除去し、その結果得られた出力時間信号を出力する。
【００７５】
音響エコーキャンセラ１５１は、入力信号バッファ１６１、フーリエ変換部１６２、参照信号バッファ１６３、フーリエ変換部１６４、狭帯域信号バッファ１６５、位相制御部１６６、フィルタ処理部１６７、減算部１６８、係数計算部１６９、サンプリング周期偏差推定部１７０、フレームステップ制御部１７１、およびフーリエ逆変換部１７２を有している。
【００７６】
入力信号バッファ１６１は、AD変換部１５５から供給された入力信号を一時的に保持し、フーリエ変換部１６２に供給する。フーリエ変換部１６２は、入力信号バッファ１６１から供給された入力信号に対して時間周波数変換を行い、その結果得られた周波数成分である狭帯域入力信号を減算部１６８に供給する。
【００７７】
参照信号バッファ１６３は、供給された参照信号を一時的に保持し、フーリエ変換部１６４に供給する。フーリエ変換部１６４は、参照信号バッファ１６３から供給された参照信号に対して時間周波数変換を行い、その結果得られた周波数成分である狭帯域参照信号を狭帯域信号バッファ１６５に供給する。
【００７８】
狭帯域信号バッファ１６５は、フーリエ変換部１６４から供給された狭帯域参照信号を一時的に保持する。位相制御部１６６は、サンプリング周期偏差推定部１７０から供給されたサンプリング周期偏差の推定値に基づいて、狭帯域信号バッファ１６５に蓄積されている狭帯域参照信号の位相制御を行う。
【００７９】
ここで、サンプリング周期偏差とは、入力信号のサンプリング周期と、参照信号のサンプリング周期とのずれ量（偏差）である。つまり、AD変換部１５５におけるAD変換のサンプリング周期と、DA変換部１５２におけるDA変換のサンプリング周期のずれ量である。サンプリング周期偏差の推定値は、入力信号と参照信号の互いに対応するフレームごとに求められる。以下では、フレームｒのサンプリング周期偏差の推定値を、サンプリング周期偏差εｒ’と記述する。
【００８０】
フィルタ処理部１６７は、狭帯域信号バッファ１６５に蓄積されている、位相制御が施された狭帯域参照信号に対して、係数計算部１６９から供給されたフィルタ係数を用いたAEC（Acoustic Echo Canceller）フィルタ処理を行って、得られたフィルタ出力信号を減算部１６８に供給する。
【００８１】
ここで、フィルタ処理部１６７によるフィルタ処理に用いられるフィルタ係数によって構成されるフィルタは、スピーカ１５３からマイクロホン１５４までの伝搬特性を模擬するフィルタであり、フィルタ処理によって狭帯域参照信号の波形が変形される。
【００８２】
減算部１６８は、フーリエ変換部１６２から供給された狭帯域入力信号から、フィルタ処理部１６７から供給されたフィルタ出力信号を減算し、その結果得られた出力信号を係数計算部１６９、サンプリング周期偏差推定部１７０、およびフーリエ逆変換部１７２に供給する。
【００８３】
減算部１６８において、狭帯域入力信号からフィルタ出力信号を減算することで、入力信号に含まれている、参照信号に起因する音響エコー成分が抑圧されることになる。
【００８４】
係数計算部１６９は、減算部１６８から供給された出力信号に基づいてフィルタ係数を更新し、フィルタ処理部１６７に供給する。サンプリング周期偏差推定部１７０は、減算部１６８から供給された出力信号に基づいてサンプリング周期偏差を推定し、位相制御部１６６およびフレームステップ制御部１７１に供給する。
【００８５】
フレームステップ制御部１７１は、サンプリング周期偏差推定部１７０から供給されたサンプリング周期偏差に基づいて、参照信号バッファ１６３に蓄積されている参照信号のフレームステップ制御を行う。フーリエ逆変換部１７２は、減算部１６８から供給された出力信号に対して周波数時間変換を行うとともに、その結果得られた各フレームの時間信号をオーバーラップ加算して出力時間信号とし、出力する。
【００８６】
なお、より詳細には、音響エコーキャンセラ１５１の各部は、互いに情報を授受することができるように接続されているが、図８では図を見やすくするため、その接続関係の一部が省略されて描かれている。
【００８７】
〈音響エコーキャンセリング処理の説明〉
次に、音響エコーキャンセラ１５１の動作について説明する。
【００８８】
以下、図９のフローチャートを参照して、音響エコーキャンセラ１５１による音響エコーキャンセリング処理について説明する。
【００８９】
ステップＳ１１において、サンプリング周期偏差推定部１７０は、サンプリング周期偏差εｒ’の初期値を設定する。例えば、サンプリング周期偏差εｒ’の初期値はε−１’＝０とされる。
【００９０】
また、系の初期値として、係数計算部１６９ではフィルタ係数ｗｋｌの値（但し、k＝0,…,N/2，l＝0,…,L-1）が適当な乱数や０などとされる。ここで、フィルタ係数ｗｋｌにおけるインデックスｋは離散周波数を示しており、インデックスｌはフレームを示している。
【００９１】
ステップＳ１２において、入力信号バッファ１６１は、AD変換部１５５から供給された入力信号を蓄積する。
【００９２】
また、ステップＳ１３において、参照信号バッファ１６３は、供給された参照信号を蓄積する。
【００９３】
例えば、マイクロホン１５４で得られた入力信号は、AD変換部１５５を通してデジタル化され、入力信号バッファ１６１の最後尾にセットされる。入力信号バッファ１６１は、少なくとも短時間フーリエ変換の窓サイズＭ以上のサンプルデータを蓄積するものである。なお、ここではAD変換部１５５により行われるAD変換における入力信号のサンプリング周期は、説明を簡単にするため１であるものとする。
【００９４】
一方、デジタル信号である参照信号は、DA変換部１５２を通してスピーカ１５３から再生される。このとき、DA変換部１５２により行われるDA変換のサンプリング周期は、AD変換部１５５で行われるAD変換のサンプリング周期とは異なっていてよく、その偏差をεとすると、DA変換のサンプリング周期は１+εと表される。
【００９５】
この偏差εは、例えば素子誤差や温度変化などに起因するため一般には未知であり、時間とともに緩やかに変化してゆくこともある。
【００９６】
また、参照信号は、音響エコーキャンセラ１５１にも供給され、参照信号バッファ１６３の最後尾にセットされる。参照信号バッファ１６３は、少なくとも短時間フーリエ変換の窓サイズＭ以上のサンプルデータを蓄積する。
【００９７】
なお、より詳細には、入力信号バッファ１６１への入力信号の蓄積と、参照信号バッファ１６３への参照信号の蓄積は、入力信号や参照信号が供給されるごとに、それぞれ独立して逐次行われる。
【００９８】
ステップＳ１４において、フーリエ変換部１６２は、入力信号バッファ１６１に蓄積された入力信号Ｚ（ｎ）に対して時間周波数変換を行い、その結果得られた狭帯域入力信号を減算部１６８に供給する。
【００９９】
例えばフーリエ変換部１６２は次式（１）を計算し、時間周波数変換として短時間フーリエ変換を行う。
【０１００】
【数１】
2015084466.tif 000003
【０１０１】
なお、式（１）において、Ｗ（ｎ）は窓関数を示しており、Ｍは窓サイズを示している。また、Ｒはフレームステップを示しており、固定値とされる。さらに、ｒは入力信号のフレーム番号を示しており、ＮはFFT（Fast Fourier Transform）サイズを示しており、ｋは離散周波数を示している。
【０１０２】
このように第ｒフレームについて入力信号Ｚ（ｎ）を短時間フーリエ変換すると、各離散周波数ｋについて、狭帯域入力信号Ｚ（ｋ，ｒ）が得られる。このようにして得られた各狭帯域入力信号Ｚ（ｋ，ｒ）は、もとの入力信号よりも帯域幅の狭い信号である。
【０１０３】
なお、ここでは狭帯域入力信号を得るために時間周波数変換を行う例について説明したが、例えばBPF（Band Pass Filter）を用いたフィルタ処理により狭帯域入力信号を得るようにしてもよい。
【０１０４】
ステップＳ１５において、フーリエ変換部１６４は、参照信号バッファ１６３に蓄積された参照信号ｘ（ｎ）に対して時間周波数変換を行い、その結果得られた狭帯域参照信号を狭帯域信号バッファ１６５に供給して蓄積させる。
【０１０５】
例えばフーリエ変換部１６４は、時間周波数変換として短時間フーリエ変換を行う。
【０１０６】
すなわち、例えば参照信号の先頭フレームから第ｒフレームまでのフレームステップφ０乃至フレームステップφｒ−１を用いると、第ｒフレームにおけるフレーム中心時刻Φｒは、次式（２）に示すようになる。
【０１０７】
【数２】
2015084466.tif 000004
【０１０８】
なお、参照信号のフレームステップφｒは、入力信号のフレームステップＲと異なり、フレームｒごとに異なる値となってもよい。
【０１０９】
フーリエ変換部１６４は、第ｒフレームのフレーム中心時刻Φｒを用いて次式（３）を計算し、参照信号を短時間フーリエ変換する。
【０１１０】
【数３】
2015084466.tif 000005
【０１１１】
第ｒフレームの参照信号ｘ（ｎ）に対する短時間フーリエ変換により、各離散周波数ｋについて、狭帯域参照信号Ｘ（ｋ，ｒ）が得られる。このようにして得られた各狭帯域参照信号Ｘ（ｋ，ｒ）は、もとの参照信号よりも帯域幅の狭い信号である。
【０１１２】
上述したように、参照信号に対する短時間フーリエ変換では、フレームステップ制御部１７１により決定されたフレームステップφｒが用いられるが、フレームステップφｒを決定するということは、短時間フーリエ変換に用いる窓Ｗ（ｎ）の中心位置を決定することであるということができる。
【０１１３】
なお、フーリエ変換部１６４は、フレームステップ制御部１７１から第ｒフレームのフレームステップφｒ−１を取得して式（３）の計算を行う。このフレームステップφｒ−１は、フレームステップ制御部１７１により決定されるが、その具体的な計算方法は後述する。
【０１１４】
また、短時間フーリエ変換により狭帯域化された参照信号、つまり狭帯域参照信号Ｘ（ｋ，ｒ）は、後段のフィルタ処理部１６７でフィルタ演算に用いられるため、少なくとも所定のフィルタ長であるＬフレーム以上、狭帯域信号バッファ１６５に蓄積される。
【０１１５】
ステップＳ１６において、位相制御部１６６は、サンプリング周期偏差推定部１７０から供給されたサンプリング周期偏差に基づいて、入力信号と参照信号のフレーム中心位置のずれ時間Δｒ（ずれ量）を更新する。
【０１１６】
具体的には、位相制御部１６６は第ｒ−１フレームまでの処理で求めたフレームステップφρ（但し、ρ＝0，…，r-1）、およびサンプリング周期偏差ερ’（但し、ρ＝0，…，r-1）を用いて、次式（４）を計算し、第ｒフレームにおけるフレーム中心位置のずれ時間Δｒを算出する。
【０１１７】
【数４】
2015084466.tif 000006
【０１１８】
なお、位相制御部１６６は式（４）の計算において、フレームステップ制御部１７１から取得した各フレームのフレームステップφρを用いる。
【０１１９】
ステップＳ１７において、位相制御部１６６は、フレーム中心位置のずれ時間Δｒに基づいて、狭帯域信号バッファ１６５に蓄積されている狭帯域参照信号の位相補整を行う。
【０１２０】
例えば位相制御部１６６は、図７の３段目に示した入力信号と参照信号のフレーム中心位置（時刻）のずれを位相回転により補償する計算を行う。
【０１２１】
具体的には、位相制御部１６６は、次式（５）を計算して狭帯域参照信号Ｘ（ｋ，ｒ）を補正することで、近似的にフレーム中心時刻を、狭帯域入力信号Ｚ（ｋ，ｒ）のフレーム中心時刻と一致させた狭帯域参照信号Ｘ’（ｋ，ｒ）を得る。
【０１２２】
【数５】
2015084466.tif 000007
【０１２３】
すなわち、位相制御部１６６は、狭帯域参照信号Ｘ（ｋ，ｒ）を狭帯域信号バッファ１６５から読み出して、式（４）および式（５）の計算により位相制御を行い、その結果得られた狭帯域参照信号Ｘ’（ｋ，ｒ）を狭帯域信号バッファ１６５に書き戻す。
【０１２４】
ステップＳ１８において、フィルタ処理部１６７は、狭帯域信号バッファ１６５に蓄積されている狭帯域参照信号Ｘ’（ｋ，ｒ）に対して、係数計算部１６９から供給されたフィルタ係数ｗｋｌを用いたフィルタ処理を行う。例えばフィルタ処理部１６７は、次式（６）を計算することによりフィルタ処理を行い、その結果得られたフィルタ出力信号Ｙ（ｋ，ｒ）を減算部１６８に供給する。
【０１２５】
【数６】
2015084466.tif 000008
【０１２６】
式（６）では、狭帯域参照信号Ｘ’（ｋ，ｒ）に対して、長さＬでフィルタ係数ｗｋｌを用いたFIR（Finite Impulse Response）フィルタ演算が行われる。
【０１２７】
ステップＳ１９において、減算部１６８は、次式（７）を計算することで、フーリエ変換部１６２から供給された狭帯域入力信号Ｚ（ｋ，ｒ）から、フィルタ処理部１６７から供給されたフィルタ出力信号Ｙ（ｋ，ｒ）を減算し、出力信号Ｅ（ｋ，ｒ）を算出する。
【０１２８】
【数７】
2015084466.tif 000009
【０１２９】
なお、式（７）の計算は正の周波数（ｋ≧０）についてのみの計算であるが、負の周波数に相当する出力信号Ｅ（−ｋ，ｒ）は、次式（８）の計算により、正の周波数成分を折り返すことで生成される。また、式（８）において、＊は複素共役を表している。
【０１３０】
【数８】
2015084466.tif 000010
【０１３１】
減算部１６８は、このようにして得られた出力信号Ｅ（ｋ，ｒ）を係数計算部１６９、サンプリング周期偏差推定部１７０、およびフーリエ逆変換部１７２に供給する。
【０１３２】
ステップＳ２０において、フーリエ逆変換部１７２は、減算部１６８から供給された出力信号Ｅ（ｋ，ｒ）に対して周波数時間変換を行う。すなわち、フーリエ逆変換部１７２は、次式（９）により逆フーリエ変換を行うことで、狭帯域化された信号から、元の時間波形である広帯域信号ｅ（ｎ）を生成する。
【０１３３】
【数９】
2015084466.tif 000011
【０１３４】
なお、式（９）において、Ｗｓ（ｎ）は逆変換用の窓関数を示している。
【０１３５】
ステップＳ２１において、フーリエ逆変換部１７２は、これまでに得られた各フレームの広帯域信号ｅ（ｎ）をオーバーラップ加算して出力時間信号とし、後段に出力する。
【０１３６】
ステップＳ２２において、係数計算部１６９は、減算部１６８から供給された出力信号Ｅ（ｋ，ｒ）に基づいてフィルタ係数を更新し、フィルタ処理部１６７に供給する。
【０１３７】
具体的には、係数計算部１６９は、出力信号Ｅ（ｋ，ｒ）と、狭帯域参照信号Ｘ’（ｋ，ｒ）との自乗誤差ができるだけ小さくなるように、次式（１０）の演算を行って、逐次的にフィルタ係数ｗｋｌを計算する。
【０１３８】
【数１０】
2015084466.tif 000012
【０１３９】
なお、式（１０）において、μは所定の学習係数である。学習係数μは定数でもよいが、学習同定法や正規化LMS（Least Mean Square）法などのように、入力信号や参照信号に合わせて動的に決定するような仕組みが導入されてもよい。
【０１４０】
また、式（１０）において、ｗｋｌ（ｏｌｄ）およびｗｋｌ（ｎｅｗ）は、それぞれ更新前のフィルタ係数ｗｋｌ、および更新後のフィルタ係数ｗｋｌを示している。さらに、式（１０）の計算時においては、係数計算部１６９は、狭帯域信号バッファ１６５から必要な狭帯域参照信号Ｘ’（ｋ，ｒ）を読み出して計算に用いる。
【０１４１】
ステップＳ２３において、サンプリング周期偏差推定部１７０は、減算部１６８から供給された出力信号Ｅ（ｋ，ｒ）に基づいて次式（１１）の計算によりサンプリング周期偏差εｒ’を推定し、位相制御部１６６およびフレームステップ制御部１７１に供給する。
【０１４２】
【数１１】
2015084466.tif 000013
【０１４３】
式（１１）の計算では、入力信号とフィルタされた参照信号（フィルタ出力信号）の自乗誤差ができるだけ小さくなるように、逐次的に第ｒフレームにおけるサンプリング周期偏差εｒ’が推定される。
【０１４４】
なお、式（１１）において、μ’は所定の学習係数である。この学習係数μ’においても上述した学習係数μと同様に、入力信号や参照信号に合わせて動的に決定するような仕組みが導入されてもよい。また、式（１１）においてＩｍは複素数の虚部を表す記号である。
【０１４５】
このような式（１１）の計算時においては、サンプリング周期偏差推定部１７０は、各フレームの狭帯域参照信号Ｘ’（ｋ，ｒ）、フィルタ係数ｗｋｌ、フレームステップφｒを、狭帯域信号バッファ１６５、係数計算部１６９、およびフレームステップ制御部１７１から取得して計算を行う。
【０１４６】
ステップＳ２４においてフレームステップ制御部１７１は、サンプリング周期偏差推定部１７０から供給されたサンプリング周期偏差εｒ’に基づいて次式（１２）を計算することで、参照信号ｘ（ｎ）の次フレームのフレームステップφｒを算出する。すなわち、参照信号の次の処理フレーム位置を決定するフレームステップφｒは、第ｒフレームのフレーム中心位置のずれ時間Δｒ、および第ｒフレームのサンプリング周期偏差εｒ’に基づいて式（１２）により算出される。
【０１４７】
【数１２】
2015084466.tif 000014
【０１４８】
なお、式（１２）において、round（）は四捨五入関数である。また、フレームステップ制御部１７１は、位相制御部１６６からフレーム中心位置のずれ時間Δｒを取得して計算を行う。
【０１４９】
ステップＳ２５において、入力信号バッファ１６１および参照信号バッファ１６３は、バッファのシフトを行う。
【０１５０】
すなわち、入力信号バッファ１６１は、蓄積している入力信号を、所定のフレームステップＲに相当するサンプル数だけバッファ先頭方向に移動させる。また、参照信号バッファ１６３は、蓄積している参照信号を、フレームステップ制御部１７１から供給されたフレームステップφｒに相当するサンプル数だけバッファ先頭方向に移動させる。
【０１５１】
このようにしてバッファのシフトが行われると、処理はステップＳ１２に戻り、音響エコーキャンセリング処理の終了が指示されるまで、上述した処理が繰り返し行われる。すなわち、それ以降のフレームの非同期の音響エコーキャンセリング計算が行われていく。
【０１５２】
以上のようにして、音響エコーキャンセラ１５１は、参照信号のフレームステップ制御と位相制御を行って、入力信号と参照信号のフレーム中心の位置ずれを補正しながら、音響エコーキャンセリングを行う。これにより、入力信号と参照信号のサンプリングポイント、すなわち各フレームにおける入力信号と参照信号のサンプルの対応関係を適切に調整することができ、より高い演算効率で高精度に音響エコーを抑圧することができる。
【０１５３】
したがって、音響エコーキャンセラ１５１によれば、入力信号のAD変換と、参照信号のDA変換が同期していない系でも、その偏差を推定すると同時に回りこみ成分（エコー）を高精度に抑圧できる。その結果、例えばUSB接続されたマイクロホン機器など、従来困難であった機器でも演算効率および性能のよいエコー抑圧が可能となる。
【０１５４】
ここで、一般的な手法と本技術の手法による音響エコーの抑圧性能を比較した結果を図１０に示す。なお、図１０において、横軸はサンプリング周期のずれ、より詳細にはマイクロホン側のAD変換を基準としたときのスピーカ側のDA変換のずれ量を示している。また、縦軸はエコー抑圧性能を示している。
【０１５５】
図１０の例では、折れ線Ｃ１１は一般的な手法によるエコー抑圧性能を示しており、折れ線Ｃ１２は本技術の手法によるエコー抑圧性能（ERLE）を示している。なお、折れ線Ｃ１１に示すエコー抑圧性能は、図３に示したエコー抑圧性能と同じである。
【０１５６】
折れ線Ｃ１１と折れ線Ｃ１２を比較すると、折れ線Ｃ１１では、AD変換とDA変換のずれにより抑圧性能が劇的に低下している。これに対して、折れ線Ｃ１２では、幅広い範囲で、すなわち±1000ppm程度のずれでも40dB程度の高い抑圧性能を確保していることが分かる。
【０１５７】
〈第２の実施の形態〉
〈本技術の他の適用例について〉
なお、以上においては、本技術を音響エコーキャンセラに適用する場合について説明したが、本技術は所定の信号のサンプリングポイントに対して、他の信号のサンプリングポイントが対応するようにサンプリングポイントの調整を行う機器全般に適用可能である。
【０１５８】
ここで、図１１に本技術の他の適用例を示す。
【０１５９】
例えば図１１の矢印Ａ４１に示すように、同一会議を複数の機器２０１および機器２０２で録音したり、あるいは同一イベントを複数のビデオカメラで録画録音したりする場合にも本技術は適用可能である。
【０１６０】
このような場合、複数の機器２０１と機器２０２のAD変換のサンプリング周期は完全には同一とならない。例えば機器２０１と機器２０２のサンプリング周期を、形式的に同じ48kHzなどに合わせても、各機器のサンプリング周期は通例数百ppm程度の偏差をもつため、例えば編集加工時などに複数の録音データについて高い精度で同期をとることは困難である。
【０１６１】
また、仮にある一時点に高い精度で録音データの同期を合わせたとしても、数分から数十分の後には、それらの録音データのサンプリングポイントが大きくずれてしまう。
【０１６２】
このような場合に、本技術を適用すると、時々刻々のサンプリング周期の偏差を高い精度で推定できるため、複数の録音データ間で時々刻々に、ほぼ完全な同期をとることが可能となる。
【０１６３】
また、矢印Ａ４２に示すように、音響ないし超音波によるレーダのように、遠方にある機器や乗り物自体が発する（超）音波、もしくは別の機器が発する（超）音波の反射音などを検知する場合にも本技術は適用可能である。この例では、３つの受音機器２０３乃至受音機器２０５により音声が収音される。
【０１６４】
例えば、受音機器が１つであるか、または複数の受音機器が互いに近くにある場合には、同一原発発振器による完全同期系を構成することも難しくはない。しかし、受音機器が複数あり、特にそれらの受音機器間の距離が離れている場合には、それぞれの受音機器で得られた受音信号が非同期系とならざるを得ないことがある。
【０１６５】
三角測量等の原理で発信源の（もしくは反射体の）位置を同定する場合、受音信号間での高精度な同期が必要であるが、本技術を適用することで、時々刻々のサンプリング周期の偏差を高い精度で推定できるため、受音信号のほぼ完全な同期をとることが可能となる。
【０１６６】
２つの信号を同期させて何らかの処理に用いる場合、本技術を適用したサンプリングポイント調整装置は、例えば図１２に示すように構成される。なお、図１２において、図８における場合と対応する部分には同一の符号を付してあり、その説明は適宜省略する。
【０１６７】
図１２に示すサンプリングポイント調整装置２４１は、入力信号バッファ１６１、フーリエ変換部１６２、参照信号バッファ１６３、フーリエ変換部１６４、狭帯域信号バッファ１６５、位相制御部１６６、フィルタ処理部１６７、減算部１６８、係数計算部１６９、サンプリング周期偏差推定部１７０、フレームステップ制御部１７１、およびフーリエ逆変換部２５１を有している。
【０１６８】
図１２に示すサンプリングポイント調整装置２４１は、フーリエ逆変換部１７２に代えてフーリエ逆変換部２５１が設けられている点で、図８の音響エコーキャンセラ１５１と異なり、他の点では同じ構成とされている。
【０１６９】
サンプリングポイント調整装置２４１では、フーリエ逆変換部２５１は、狭帯域信号バッファ１６５に蓄積されている狭帯域参照信号Ｘ’（ｋ，ｒ）に対して、逆フーリエ変換を行うとともに、その結果得られた各フレームの広帯域信号ｅ（ｎ）をオーバーラップ加算して出力時間信号とし、出力する。
【０１７０】
このようにして得られた出力時間信号は、マイクロホン１５４で得られた入力信号と同期が取れた状態に変換された参照信号である。
【０１７１】
以上のように、サンプリングポイント調整装置２４１によれば、複数の機器によるマイクロホン録音信号間での精密な同期が可能となり、例えば複数機器による会議やイベントの録音の編集加工や、超音波を用いたレーダ機器などの使用が容易となる。
【０１７２】
ところで、上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行することもできるし、ソフトウェアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウェアにより実行する場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、コンピュータにインストールされる。ここで、コンピュータには、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータや、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば汎用のコンピュータなどが含まれる。
【０１７３】
図１３は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。
【０１７４】
コンピュータにおいて、ＣＰＵ（Central Processing Unit）５０１，ＲＯＭ（Read Only Me mory）５０２，ＲＡＭ（Random Access Memory）５０３は、バス５０４により相互に接続されている。
【０１７５】
バス５０４には、さらに、入出力インターフェース５０５が接続されている。入出力インターフェース５０５には、入力部５０６、出力部５０７、記録部５０８、通信部５０９、及びドライブ５１０が接続されている。
【０１７６】
入力部５０６は、キーボード、マウス、マイクロホン、撮像素子などよりなる。出力部５０７は、ディスプレイ、スピーカなどよりなる。記録部５０８は、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる。通信部５０９は、ネットワークインターフェースなどよりなる。ドライブ５１０は、磁気ディスク、光ディスク、光磁気ディスク、又は半導体メモリなどのリムーバブルメディア５１１を駆動する。
【０１７７】
以上のように構成されるコンピュータでは、ＣＰＵ５０１が、例えば、記録部５０８に記録されているプログラムを、入出力インターフェース５０５及びバス５０４を介して、ＲＡＭ５０３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
【０１７８】
コンピュータ（ＣＰＵ５０１）が実行するプログラムは、例えば、パッケージメディア等としてのリムーバブルメディア５１１に記録して提供することができる。また、プログラムは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル衛星放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供することができる。
【０１７９】
コンピュータでは、プログラムは、リムーバブルメディア５１１をドライブ５１０に装着することにより、入出力インターフェース５０５を介して、記録部５０８にインストールすることができる。また、プログラムは、有線または無線の伝送媒体を介して、通信部５０９で受信し、記録部５０８にインストールすることができる。その他、プログラムは、ＲＯＭ５０２や記録部５０８に、あらかじめインストールしておくことができる。
【０１８０】
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
【０１８１】
また、本技術の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
【０１８２】
例えば、本技術は、１つの機能をネットワークを介して複数の装置で分担、共同して処理するクラウドコンピューティングの構成をとることができる。
【０１８３】
また、上述のフローチャートで説明した各ステップは、１つの装置で実行する他、複数の装置で分担して実行することができる。
【０１８４】
さらに、１つのステップに複数の処理が含まれる場合には、その１つのステップに含まれる複数の処理は、１つの装置で実行する他、複数の装置で分担して実行することができる。
【０１８５】
また、本明細書中に記載された効果はあくまで例示であって限定されるものではなく、他の効果があってもよい。
【０１８６】
さらに、本技術は、以下の構成とすることも可能である。
【０１８７】
（１）
周波数変換により、第１の信号および第２の信号を、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換する周波数変換部と、
前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置を決定する中心位置決定部と、
前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相を制御する位相制御部と
を備えるサンプリングポイント調整装置。
（２）
前記位相制御部により位相が制御された前記第２の狭帯域信号に対してフィルタ処理を行うフィルタ処理部をさらに備える
（１）に記載のサンプリングポイント調整装置。
（３）
前記第１の狭帯域信号から、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号を減算することで、前記第１の信号に含まれている前記第２の信号のエコー成分を抑圧する減算部をさらに備える
（２）に記載のサンプリングポイント調整装置。
（４）
前記第２の信号は、スピーカにより再生される信号であり、前記第１の信号は、前記第２の信号に基づく音声を含む周囲の音声を収音して得られた信号である
（３）に記載のサンプリングポイント調整装置。
（５）
前記第１の狭帯域信号と、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号とに基づいて、前記サンプリング周期の偏差の前記推定値を推定する推定部をさらに備える
（２）乃至（４）の何れか一項に記載のサンプリングポイント調整装置。
（６）
前記第１の狭帯域信号と、前記フィルタ処理された前記第２の狭帯域信号とに基づいて、前記フィルタ処理に用いるフィルタ係数を算出する係数計算部をさらに備える
（２）乃至（５）の何れか一項に記載のサンプリングポイント調整装置。
（７）
前記周波数変換部は、前記周波数変換として短時間フーリエ変換を行う
（１）乃至（６）の何れか一項に記載のサンプリングポイント調整装置。
（８）
周波数変換により、第１の信号および第２の信号を、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換し、
前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置を決定し、
前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相を制御する
ステップを含むサンプリングポイント調整方法。
（９）
周波数変換により、第１の信号および第２の信号を、第１の狭帯域信号および第２の狭帯域信号に変換し、
前記第１の狭帯域信号と前記第２の狭帯域信号とのサンプリング周期の偏差の推定値に基づいて、前記第２の信号に対する前記周波数変換の窓の中心位置を決定し、
前記推定値に基づいて、前記第２の狭帯域信号の位相を制御する
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
【符号の説明】
【０１８８】
１５１  音響エコーキャンセラ，  １６２  フーリエ変換部，  １６４  フーリエ変換部，  １６６  位相制御部，  １６７  フィルタ処理部，  １６９  係数計算部，  １７０  サンプリング周期偏差推定部，  １７１  フレームステップ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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