(57)【要約】      （修正有）【課題】複数のＬＬＣコンバータの起動シーケンスを設定して、電源起動時の負荷装置に流れるピーク電流を抑制する。【解決手段】ＬＬＣコンバータＡは、ハイサイドスイッチ（Ｑ１）とローサイドスイッチ（Ｑ２）の直列接続回路と、ローサイドスイッチ（Ｑ２）の両端子間にトランスＴ１の1次巻線Ｐ１と共振コンデンサＣｒｉ１の直列接続回路と、ハイサイドスイッチ（Ｑ１）を駆動するためのハイサイドドライバー（Ｚ１）、ブートストラップ回路（Ｄ１，Ｒ１，Ｃ１）を備える。ＬＬＣコンバータＢも同様の回路を備え、ＬＬＣコンバータの制御回路（Ｚ２）が双方のコンバータに共用されている。ここで、ＬＬＣコンバータＢのブートストラップ回路（Ｄ２，Ｒ２，Ｃ２）の時定数は、ＬＬＣコンバータＡの時定数と異なる小さい値に設定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧とグランドとの間に、直列接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチからなるブリッジ回路を接続し、
前記ハイサイドスイッチを駆動するためのブートストラップ回路を備えた前記ブリッジ回路を少なくとも２以上有するスイッチング装置において、
前記複数のブートストラップ回路の抵抗とコンデンサの時定数が異なる値に設定されていることを特徴とするスイッチング装置。
【請求項２】
前記ブートストラップ回路の時定数は、前記ブリッジ回路毎の起動開始が重ならない値であることを特徴とする請求項１項記載のスイッチング装置。
【請求項３】
前記ブートストラップ回路は低電圧保護機能を備えたことを特徴とする請求項１項乃至２項記載のスイッチング装置。
【請求項４】
前記数台の並列接続されたスイッチング装置はインターリーブ方式のＬＬＣコンバータであることを特徴とする請求項１項乃至３項記載のスイッチング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の両端を、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列回路に接続し、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチが交互にオン・オフするブリッジ回路を用いた装置において、特に複数のブリッジ回路を用いたスイッチング装置の起動シーケンスに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ブリッジ回路を用いた装置の一例として、図１０は、スイッチング電源のＬＬＣコンバータの基本回路図である。この基本回路図は図１１に示すようにスイッチング素子Ｑ１とＱ２を交互にオン、オフさせて共振回路（コンデンサＣｒｉ1、トランスＴ１の1次巻線Ｐ１及び1次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスと図示しないリーケージインダクタンス）とトランスＴ１を介して２次側に電力を伝達するコンバータである。Ｑ１、Ｑ２を駆動するオン・オフ時には、厳密にはデッドタイムを設けるが、デッドタイムの比率は小さいので、それぞれのデューティーは約５０％でオン・オフさせている。
図１０の例ではスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いている（以下、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとして説明する）。また、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧制御は、周波数を変化させて制御を行う。この制御は、軽負荷時には周波数を上げることにより２次側に伝達する電力を減らすことができ、負荷が重くなると周波数を下げることにより２次側に伝達する電力を増やすことができる。（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−２１７５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＬＬＣコンバータは、起動時に周波数を高い周波数から低い周波数に移行することによってソフトスタートをかけることができるが、ＬＬＣコンバータは、その回路構成および素子特性などから、起動時の出力電圧の立ち上がり時間を自由にコントロールすること、すなわち自由にソフトスタートをかけることが困難である。以下にそれを説明する。
【０００５】
一般的に、ＬＬＣコンバータは周波数の高い状態で起動することによって２次側に伝達する電力を絞った状態で起動させる。
ここで、トランスにはリーケージインダクタンスが存在する。このため、図１２に示すように、トランスＴ１を理想トランスとリーケージインダクタンスとに分けて考えることができる。
この場合、理想トランスの２次巻線出力（図１２のＡおよびＢ）は、巻数比（Ｐ１：Ｓ１またはＰ１：Ｓ２）で決まる電圧がクロック状で出力される。その電圧が、リーケージインダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２とコンデンサＣｏの容量で構成されるＬＣローパスフィルタを通って出力される。
【０００６】
ここで、図１３にリーケージインダクタンス（Ｌｒ１、Ｌｒ２）が小さい場合のＶｏｕｔ電圧波形を示す。また、図１４にリーケージインダクタンス（Ｌｒ１、Ｌｒ２）が大きい場合のＶｏｕｔ電圧波形を示す。
リーケージインダクタンス（Ｌｒ１、Ｌｒ２）を大きくできれば出力電圧の立ち上がり時間を長くできるが、一般的にＬＬＣコンバータの設計ではリーケージインダクタンスはさまざまな設計要因により決定されるため自由に大きくはできないことが多い。特にＬＬＣコンバータの電力変換効率を上げたい場合には、リーケージインダクタンスを小さく設計しなければならないことも多く、その場合は出力電圧の立ち上がり時間が短くなってしまう。
【０００７】
また、ＬＬＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり時間が短い場合の不具合のケースを図１５に示す。
図１５に示すように、ヒューズＦ１とコンデンサＣＬを備えた負荷Ｌｏａｄが接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりが急峻な場合には、図１６（ａ）に示すように負荷のコンデンサ成分ＣＬの充電のために負荷電流Ｉｏｕｔは大きなピーク値をもった電流となる。これによりＬＬＣコンバータ側の配線パターンや部品にも負担がかかることに加えて、負荷側の部品や配線パターンにも負担がかかる。たとえば、図１５のヒューズＦ１に大きなピーク値をもった電流が流れるので、起動時にヒューズＦ１が切れてしまうなどの不具合も考えられる。対策としてヒューズの溶断耐量を大きくしなければならないなど、信頼性、コスト面で不利になる。
また、大きな電流が流れることから、配線パターンでの電圧ドロップによる負荷側の起動電圧の低下や負荷へのノイズの影響が問題になることも考えられる。
このため、図１６（ｂ）に示すように、出力電圧の立ち上がりを緩やかにしたい。
特に、大きな電力を消費するシステムでは、１つのコンバータでは部品の発熱や大きさ等の限界があるので、二つ以上のコンバータを並列に接続する方式が採用される場合が多い。図５に、上述したＬＬＣコンバータの並列接続図の一例として示す。
しかし、複数台を接続した並列運転の電源ということは、起動時の電流供給能力も複数倍に大きくなり、起動時のピーク電流問題等もより顕著になる。すなわち、出力電力が大きくなるほど、起動時の出力電圧を細かに制御させるか、或いは複数のコンバータの起動シーケンスを行うことで、起動時の電流供給能力を個々の起動時間をずらして分散させる必要が出てくる。
【０００８】
上記問題に鑑み、本発明は、複数台の並列接続されたブリッジ回路を備えるコンバータ（スイッチング装置）の起動において、起動シーケンスを簡単な構成で設定することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング装置は、電源電圧とグランドとの間に、直列接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチからなるブリッジ回路を接続し、前記ハイサイドスイッチを駆動するためのブートストラップ回路を備えた前記ブリッジ回路を少なくとも２以上有するスイッチング装置において、前記複数のブートストラップ回路の抵抗とコンデンサの時定数が異なる値に設定されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によると、ブリッジ回路を備える複数のコンバータのブートストラップ回路の時定数を各々異なる値にすることで、新たな回路を設けることなく、起動シーケンスを簡単に設定することが可能になる。一例として、ＬＬＣコンバータの並列運転を行った場合、起動時の負荷装置へ流れる電流を時系列で分散することができるので、負荷装置に流れる電流のピーク値を抑制することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施形態１に係るインターリーブ方式のＬＬＣコンバータの構成図である。
【図２】図２は、図１の実施形態１のＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲート信号波形である。
【図３】図３は、従来技術及び実施形態１に係るＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲート信号波形を示す。
【図４】図４は、実施形態１に係る起動時の出力電圧、出力電流の波形を示す。
【図５】図５は、実施形態１の応用例に係るＬＬＣコンバータの構成図を示す。
【図６】図６は、実施形態１の応用例に係るＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図を示す。
【図７】図７は、図６のＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１〜Ｑ８のゲート信号波形である。
【図８】図８は、実施形態２に係る三相モーター用インバータ装置の構成図を示す。
【図９】図９は、図８のＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１〜Ｑ１２のゲート信号波形である。
【図１０】図１０は、従来のＬＬＣコンバータの構成図である。
【図１１】図１１は、従来のＬＬＣコンバータのＭＯＳＦＥＴ  Ｑ１，Ｑ２の駆動波形である。
【図１２】図１２は、トランスＴ１のリーケージインダクタンスを示した説明図である。
【図１３】図１３は、リーケージインダクタンスが小さい場合に係る出力電圧立ち上り特性を示した図である。
【図１４】図１４は、リーケージインダクタンスが大きい場合に係る出力電圧立ち上り特性を示した図である。
【図１５】図１５は、従来のＬＬＣコンバータに負荷装置が接続された場合の構成図である。
【図１６】図１６は、図１５の出力電圧波形と出力電流波形の関係を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（実施形態１）
実施形態１の事例として、スイッチング装置としてスイッチング電源装置をもとに説明する。
スイッチング電源装置の出力電力の大きなシステムの場合、前述したように図５に示す個々のＬＬＣコンバータを２台以上並列接続して使用する場合が多い。または、図１のように２台のＬＬＣコンバータをインターリーブ接続して使用する場合もある。ここで、図１は、実施形態１に係るインターリーブ方式のＬＬＣコンバータの構成図である。
図１は２台並列接続のインターリーブ方式の回路構成図を示したものであるが、３台の並列以上の構成も可能である。
図１に示すように、LLCコンバータＡ及びＢが入力電源Ｅに並列接続され、LLCコンバータＡ及びＢの２次側整流ダイオードＤ３〜Ｄ６のカソードが出力端子の正極に接続され、トランスＴ１、Ｔ２の２次巻線のセンタータップは出力端子の負極に接続されている。また、平滑コンデンサＣｏは出力端子間に接続されており、LLCコンバータＡ及びＢの平滑コンデンサとして共用されている。
ＬＬＣ制御回路Ｚ３は、LLCコンバータＡ及びＢのハイサイドドライバーＺ１、Ｚ２に接続され、各コンバータのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチＱ１〜Ｑ４のゲート信号を送出している。図２に示すように、各LLCコンバータのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのゲート信号は相補的なオン・オフ信号とし、かつ、点線で示されているように各LLCコンバータ間のスイッチングの位相はずらされている。
各LLCコンバータ間のスイッチングの位相をずらすことにより、大きな出力電力が得ながら出力電流のリプル成分を抑えることができる、スイッチングのタイミングが同期しないのでノイズが分散されて小さくなるなどのさまざまなメリットがある。
図示しないが、３台以上の並列接続によるインターリーブ構成は、図１と同じ構成で、ＬＬＣ制御回路が３台以上の並列接続される各LLCコンバータのハイサイドドライバーに接続される。ここで、共有されるＬＬＣ制御回路の動作は、並列接続される台数分の位相差を持ったゲート信号を各LLCコンバータへ送出する。
本発明である実施形態１は、LLCコンバータの並列接続方式、あるいはLLCコンバータのインターリーブ方式において、起動時に起動のタイミングを同時立ち上げではなく、コンバータ毎に順次起動させることによって出力電圧の立ち上がる時間を制御し、負荷装置側に流れる電流のピーク値を平均化して抑制するものである。
【００１３】
ＬＬＣコンバータには、ハイサイドドライバＺ１、Ｚ２が使用され、ハイサイド側の駆動電源として、ブートストラップ回路を用いることが多い。ブートストラップ回路とは、ハイサイドスイッチＱ１、Ｑ３の駆動電源電圧を得るためのものである。
図１のLLCコンバータＡの制御電源Ｖｃｃ１、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１の組み合わせ、またはLLCコンバータＢの制御電源ＶＣＣ２、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２の組み合わせをブートストラップ回路と呼んでいる。前者の組み合わせで説明すると、ローサイドスイッチＱ２がオンした状態で制御電源Ｖｃｃ１から抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１が充電される。ローサイドスイッチＱ２がオフしてハイサイドスイッチＱ１をオンさせるときに、コンデンサＣ１に充電された電圧を用いてハイサイドスイッチＱ１をオンさせるものである。つまり、コンデンサＣ１の電圧値がハイサイドスイッチＱ１のゲート駆動電圧値になる。
【００１４】
通常、ブートストラップ回路の抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ１、Ｃ２には同じ値を用いる。つまり、Ｒ１＝Ｒ２、Ｃ１＝Ｃ２に設定する。
図３（ａ）に前述の従来の条件での各ＬＬＣコンバータのゲート信号波形を示す。ゲート信号電圧がハイサイドスイッチＱ１、Ｑ２、及びローサイドスイッチＱ３、Ｑ４のゲート閾値を超えた時点からスイッチングが開始される。ハイサイドスイッチＱ１、Ｑ２、及びローサイドスイッチＱ３、Ｑ４の各ゲート閾値のばらつきはあるにせよ、ほぼ同時にスイッチングが開始される。すなわち、図１のＬＬＣコンバータＡ、ＬＬＣコンバータＢは、ほぼ同時に電力供給を開始する。
次に、図３（ｂ）に示すゲート信号波形は、本発明の実施形態を示す。ブートストラップ回路の抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ１、Ｃ２の関係をＣ１＞Ｃ２、あるいはＲ１＞Ｒ２、あるいはＣ１＞Ｃ２かつＲ１＞Ｒ２、に設定する。
この場合のハイサイドスイッチＱ１のゲート信号は、コンデンサＣ１の充電に時間がかかるため、ハイサイドスイッチＱ１のゲート信号電圧も緩やかに上昇する。そして、ハイサイドスイッチＱ１のゲート信号電圧が閾値以上になった時点ｔａでハイサイドスイッチＱ１のスイッチングが開始される。それまでの間はローサイドスイッチＱ２のみスイッチングすることになるが、ハイサイドスイッチＱ１がスイッチングしていないのでＬＬＣコンバータＡは電力を送出しない状態にある。
これに対して、ハイサイドスイッチＱ３のゲート信号は、コンデンサＣ２の充電にコンデンサＣ１ほど時間はかからないため、ハイサイドスイッチＱ３のゲート信号電圧は早い段階で上昇する。そして、ハイサイドスイッチＱ３のゲート信号電圧が閾値以上になった時点ｔｂでハイサイドスイッチＱ３のスイッチングが開始され、ＬＬＣコンバータＢは電力を送出する。
このようにしてＬＬＣコンバータＡとＬＬＣコンバータＢの起動開始時間の時間差を得ることができる。起動開始時間の時間差はコンデンサＣ１とＣ２の比、あるいは抵抗Ｒ１とＲ２の比、あるいはその両方の定数で自由に設定できる。
また、ハイサイドドライバＺ１、Ｚ２にハイサイド側の駆動電圧の低電圧保護機能が備えられている場合のハイサイドスイッチＱ１、Ｑ３、及びローサイドスイッチＱ２、Ｑ４のゲート信号波形を図３（ｃ）に示す。ハイサイドスイッチＱ１、Ｑ３のゲート信号波形は、ゲート閾値を越える条件より発生する。ブートストラップ回路の抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ１、Ｃ２の関係は、図３（ｂ）と同条件であるが、ゲート閾値を超えるまでの時間分だけ遅延していることが分かる。
ハイサイドスイッチＱ１、Ｑ３のスイッチングをハイサイド側の駆動電圧が低電圧状態時にスイッチングさせないため、起動時のスイッチング損失を低減でき、信頼性の面からも好ましい。
【００１５】
次に、図４に本実施形態の出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔの波形を示す。図４に示すように、起動時、２つのＬＬＣコンバータが２回に分けて電力を供給するので、ＬＬＣコンバータ全体として出力電圧の立ち上り時間を延長することができ、その結果として出力電流のピーク値も減らせることが可能になる。
【００１６】
以上、本発明の実施形態によれば、各ＬＬＣコンバータのブリッジ回路のブートストラップ回路の時定数だけを変えることで、ブートストラップ回路の時定数が大きいコンバータほど起動時間が遅延するシーケンスとなる。従って、出力電圧の立ち上り時間を容易に制御することが可能になる。これにより、起動時に負荷装置へ流れる電流のピーク値を抑制できるという利点を得られる。
【００１７】
（実施形態１の応用例）
実施形態１では、ハーフブリッジ構成のＬＬＣコンバータを例にして説明したが、実施形態１の応用例としてフルブリッジ構成のスイッチング電源装置でも同様に行える。
図６にフルブリッジ構成のＰＷＭ方式ＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続回路図を示す。図６において、コンバータＣ部のブートストラップ回路の時定数とコンバータＤ部のブートストラップ回路の時定数は異なる値に設定されている。ここでは、コンバータＣ部の抵抗Ｒ１１、Ｒ１２とコンバータＤ部の抵抗Ｒ２１、Ｒ２２の関係を（Ｒ１１＝Ｒ１２）＞（Ｒ２１＝Ｒ２２）とする。また、コンバータＣ部のコンデンサＣ１１、Ｃ１２とコンバータＤ部のコンデンサＣ２１，Ｃ２２の容量の関係を（Ｃ１１＝Ｃ１２）＞（Ｃ２１＝Ｃ２２）に設定したとする。従って、コンバータＣ部内またはコンバータＤ部内のブートストラップ回路の時定数は同じ設定値とする。
図７に図６のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチＱ１〜Ｑ８のゲート信号波形を示す。実施形態１の図３（ｂ）または（ｃ）に示したゲート信号波形のように、本実施形態の応用例においても、上述したブートストラップ回路の時定数を設定することにより、コンバータＣの起動時間をコンバータＤよりも遅れて起動させることができる。
【００１８】
（実施形態２）
実施形態２では、スイッチング装置として三相モーターを負荷とするインバータ装置の一例をあげる。図８に三相モーターを負荷とするインバータ装置の構成図を示す。
三相モーターを起動する時に大きな励磁電流が流れるため、複数のモーターを起動するにはシーケンスを持たせて順次起動させる必要がある。三相モーターを駆動・制御するインバータ装置の制御回路間でシーケンスを構築させる方法があるが、シーケンスをやり取りするための回路及び配線が増設となる。これに対して本発明では、図８に示すようにインバータＥ及びインバータＦのブートストラップ回路の時定数を各々設定することにより、インバータＥのハイサイドスイッチの起動時間をコンバータＦよりも遅らせて起動させることができる。
このように本実施形態２においても、インバータＥとインバータＦとの起動シーケンスを設定することができ、起動時の励磁電流を簡単に分散させることができる。
【００１９】
以上、本発明の実施の形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための例示であって、個々の構成、組合せ等を上記のものに特定するものではない。本発明は、要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施できる。
【産業上の利用可能性】
【００２０】
以上のように、本発明に係るスイッチング装置は、起動時に負荷装置へ流れる電流のピーク値を抑制でき、大容量電源に用いるのに好適である。
【符号の説明】
【００２１】
Ｃ１〜Ｃ３、Ｃ１１〜Ｃ１３、Ｃ２１〜Ｃ２３、Ｃｏ１、Ｃｏ２、ＣＬ  コンデンサ
Ｃｒｉ１、Ｃｒｉ２  共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ３、Ｄ１１〜Ｄ１３、Ｄ２１〜Ｄ２３  ダイオード
Ｅ  入力電源
Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１  ハイサイドスイッチ
Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２  ローサイドスイッチ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１〜Ｒ１２、Ｒ２１〜Ｒ２３  抵抗
Ｔ１、Ｔ２  トランス
Ｖｃｃ１、Ｖｃｃ２  制御電源
Ｚ１、Ｚ２、Ｚ４、Ｚ６  ハイサイドドライバー
Ｚ３  ＬＬＣ制御回路
Ｚ５  ＰＷＭ制御回路
Ｚ７  モーター制御回路
Ｍ  モーター
【図１】
2015216720.tif 000003
【図２】
2015216720.tif 000004
【図３】
2015216720.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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