(57)【要約】【課題】共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、高周波の動作において入力電圧変動、負荷変動の影響を少なくすることである。【解決手段】共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、入力回路１４は、直流電源１８と、共振補助コイル３２と、一次側コイル２２と、スイッチング素子３４が直列に接続され、スイッチング素子３４に整流素子３６と、共振コンデンサ３８が並列に接続される。ここで、共振補助コイル３２のインダクタンス値を変更するインダクタンス値変更回路４０と、インダクタンス値変更回路４０を制御し、一次側コイル２２の両端電圧が一定となるように、直流電源１８の電圧値に応じて共振補助コイル３２のインダクタンス値を変更する制御装置５０を備える。【選択図】図１
2015192470.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＣ共振回路を含む入力回路の一次側コイルと出力回路の二次側コイルが磁気結合されるトランスを備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
入力回路は、
接地された負極端子を有するとともに正極端子を有する直流電源と、
直流電源の正極端子と一次側コイルのコイル一方側端子との間に直列接続される共振補助コイルと、
一次側コイルのコイル他方側端子に接続されるスイッチング一方側端子と接地されるスイッチング他方側端子と制御端子とを有するスイッチング素子と、
スイッチング素子のスイッチング一方側端子にカソード端子が接続されスイッチング素子のスイッチング他方側端子にアノード端子が接続される整流素子と、
スイッチング素子のスイッチング一方側端子とスイッチング他方側端子に並列に接続される共振コンデンサと、
共振補助コイルのインダクタンス値を変更するインダクタンス値変更手段と、
インダクタンス値変更手段を制御し、一次側コイルの両端電圧が一定となるように、直流電源の電圧値に応じて共振補助コイルのインダクタンス値を変更する制御回路と、
を備えることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
インダクタンス値変更手段は、
複数のコイルについて、各コイルの一方端子を共通接続して共振補助コイルまたは１次側コイルに接続し、１つのコイルの他方端子を直流電源の正極側に共通接続し、残りの各コイルの他方端子にコンデンサと切替スイッチを直列に接続して接地する構成として、切替スイッチがオンのときに直流電源の電圧がコンデンサに印加されることで、その切替スイッチに接続されるコイルが等価的に直流電源に並列接続されることを用いることを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１に記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
入力回路と出力回路が二相構成であって、
インダクタンス値変更手段は、
各相の入力回路の共振補助コイルを相互に磁気結合させ、各相の入力回路のスイッチング素子の駆動信号の位相差をゼロ度と１８０度との間で切り替えることで、共振補助コイルの等価的インダクタンス値を変更することを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
インダクタンス値変更手段は、
各相の共振補助コイルをそれぞれ複数のコイルの直列接続構成とし、
複数のコイルの接続点のそれぞれを、コンデンサと切替スイッチを直列に接続して接地に接続し、複数の切替スイッチのオンオフ制御によってインダクタンス値を複数の値の間で変更することを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１に記載の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
出力回路の出力電圧をフィードバックし、所望の出力電流範囲で出力電圧が一定になるようにスイッチング素子の周波数を変更し、出力回路の出力電流と入力回路の入力電圧に基づいて補助共振コイルのインダクタンス値を変更することを特徴とする共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車両等の電動車両や産業用ロボット、工作機械、昇降機等のように回転電機を用いる機械装置には、直流電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。ＤＣ／ＤＣコンバータとして、トランスを介して電力を変換するタイプの絶縁型の共振動作方式があり、これは共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれる。この方式では、電磁誘導と共振を利用して１次側の直流電源の出力電圧を交流信号に変換し、トランスの巻数比率で昇圧または降圧し、２次側の交流信号を直流に戻して負荷に供給する。
【０００３】
例えば、特許文献１には、トランスの１次側が、直流電源とスイッチング回路で構成される矩形信号発生回路と、矩形信号発生回路の出力端子とトランスの一次側コイルの一方側端子との間に容量ＣSとインダクタＬSが直列に接続され、一次側コイルの一方側端子と他方側の接地端子との間に並列にインダクタＬmが接続されるＬＬＣ直列共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。
【０００４】
特許文献２には、特許文献１に比べて矩形信号発生回路を要いず、代わって１つのスイッチングトランジスタを用いて構成される１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが開示される。ここでは、１次側の電力供給源の正極端子には補助インダクタの一端が接続され、補助インダクタの他端はトランスの一次側インダクタの一端に接続される。また、一次側インダクタの他端はスイッチング素子の一端が接続され、スイッチング素子の他端は電力供給源の負極端子に接続される。また、スイッチング素子には、共振用キャパシタが並列に接続され、さらに電力供給源の負極端子をアノード端子とするダイオードが並列に接続される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第６，３４４，９７９号明細書
【特許文献２】特開２０１３−１５８１６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１の矩形波信号発生器を備えるＬＬＣ共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに比べると、特許文献２の１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、より高周波で動作することが期待される。共振型ＤＣ／ＤＣコンバータはＬＣ共振を用いるので、負荷変動によって見かけ上のＬが変化して共振周波数が変動し、そのために動作点が変動することが予想される。また、車両用の降圧コンバータでは、入力電圧仕様が１００Ｖから３００Ｖとなることがある。このように幅広い入力電圧の変化があると出力電圧が変動し、結果的に負荷変動をきたす。これらのことから、高周波の動作において、入力電圧変動、負荷変動の影響の少ない共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが望まれる。
【０００７】
本発明の目的は、高周波の動作において入力電圧変動、負荷変動の影響の少ない共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＬＣ共振回路を含む入力回路の一次側コイルと出力回路の二次側コイルが磁気結合されるトランスを備える共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、入力回路は、接地された負極端子を有するとともに正極端子を有する直流電源と、直流電源の正極端子と一次側コイルのコイル一方側端子との間に直列接続される共振補助コイルと、一次側コイルのコイル他方側端子に接続されるスイッチング一方側端子と接地されるスイッチング他方側端子と制御端子とを有するスイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチング一方側端子にカソード端子が接続されスイッチング素子のスイッチング他方側端子にアノード端子が接続される整流素子と、スイッチング素子のスイッチング一方側端子とスイッチング他方側端子に並列に接続される共振コンデンサと、  共振補助コイルのインダクタンス値を変更するインダクタンス値変更手段と、インダクタンス値変更手段を制御し、一次側コイルの両端電圧が一定となるように、直流電源の電圧値に応じて共振補助コイルのインダクタンス値を変更する制御回路と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
本発明に係る共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、インダクタンス値変更手段は、複数のコイルについて、各コイルの一方端子を共通接続して共振補助コイルまたは１次側コイルに接続し、１つのコイルの他方端子を直流電源の正極側に共通接続し、残りの各コイルの他方端子にコンデンサと切替スイッチを直列に接続して接地する構成として、切替スイッチがオンのときに直流電源の電圧がコンデンサに印加されることで、その切替スイッチに接続されるコイルが等価的に直流電源に並列接続されることを用いることが好ましい。
【００１０】
本発明に係る共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力回路と出力回路が二相構成であって、インダクタンス値変更手段は、各相の入力回路の共振補助コイルを相互に磁気結合させ、各相の入力回路のスイッチング素子の駆動信号の位相差をゼロ度と１８０度との間で切り替えることで、共振補助コイルの等価的インダクタンス値を変更することが好ましい。
【００１１】
また、本発明に係る共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、インダクタンス値変更手段は、各相の共振補助コイルをそれぞれ複数のコイルの直列接続構成とし、複数のコイルの接続点のそれぞれを、コンデンサと切替スイッチを直列に接続して接地に接続し、複数の切替スイッチのオンオフ制御によってインダクタンス値を複数の値の間で変更することが好ましい。
【００１２】
また、本発明に係る共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、出力回路の出力電圧をフィードバックし、所望の出力電流範囲で出力電圧が一定になるようにスイッチング素子の周波数を変更し、出力回路の出力電流と入力回路の入力電圧に基づいて補助共振コイルのインダクタンス値を変更することが好ましい。
【発明の効果】
【００１３】
上記構成の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＬＣ共振回路を含む入力回路の一次側コイルと出力回路の二次側コイルが磁気結合されるトランスを備える。そして、入力回路が、直流電源と、共振補助コイルと、一次側コイルと、スイッチング素子が直列に接続され、スイッチング素子に並列に整流素子と共振コンデンサが接続され、さらに、共振補助コイルのインダクタンス値を変更できる構成を有する。ここで、直流電源の電圧が変動すると、一次側コイルと共振補助コイルに流れる電流が変動し、一次側コイルへの入力電圧が変動する。トランスは一次側電圧が変動すると、二次側電圧を所定の電圧にすることが難しくなる。上記構成によれば、一次側コイルの両端電圧が一定となるように、直流電源の電圧値に応じて共振補助コイルの値を変更するので、高周波の動作において入力電圧変動の影響を抑制できる。
【００１４】
また、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、複数のコイルについて、各コイルの一方端子を共通接続して共振補助コイルまたは１次側コイルに接続し、１つのコイルの他方端子を直流電源の正極側に共通接続し、残りの各コイルの他方端子にコンデンサと切替スイッチを直列に接続して接地する構成として、切替スイッチがオンのときに、その切替スイッチに接続されるコイルが等価的に直流電源に並列接続されることを用いる。これにより、一次側コイルの両端電圧が一定となるように、直流電源の電圧値に応じて共振補助コイルの値を変更することが可能になる。
【００１５】
また、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力回路と出力回路を二相構成とするときは、各相の入力回路の共振補助コイルを相互に磁気結合させ、各相の入力回路のスイッチング素子の駆動信号の位相差をゼロ度と１８０度との間で切り替える。これにより、それぞれの共振補助コイルの等価的インダクタンス値を変更できる。
【００１６】
また、二相構成の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、各相の共振補助コイルをそれぞれ複数のコイルの直列接続構成とし、複数のコイルの接続点のそれぞれを、コンデンサと切替スイッチを直列に接続して接地する。これによって切替スイッチをオンにするときは、それに接続されたコイルが単なる抵抗となるので、インダクタンス値を複数の値の間で変更できる。
【００１７】
また、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、出力回路の出力電圧をフィードバックし、所望の出力電流範囲で出力電圧が一定になるようにスイッチング素子の周波数を変更し、出力回路の出力電流と入力回路の入力電圧に基づいて補助共振コイルのインダクタンス値を変更する。このようにして、入力電圧変動、負荷変動の影響を抑制して高周波の動作を可能にできる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明に係る実施の形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
【図２】図１において共振補助コイルのインダクタンス値を変更しないときの基本的動作を示す図である。図２（ａ）は、スイッチング素子の高周波動作の下での各要素の状態変化を示す図で、（ｂ）から（ｄ）はスイッチング素子の動作一周期における電流の流れ方の変化を示す図である。
【図３】図２の基本的動作における特性図である。
【図４】図１において、直流電源の電圧が変動したときに、共振補助コイルと一次側コイルに懸る電圧を示す図である。図４（ａ）は、共振補助コイルのインダクタンス値を変更しない場合を示し、（ｂ）は共振補助コイルのインダクタンス値を変更する場合を示す図である。
【図５】本発明に係る実施の形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、共振補助コイルのインダクタンス値を変更する回路構成の例の１つを示す図である。（ａ）は全体構成図、（ｂ）から（ｄ）は、切替スイッチの動作によって共振補助コイルのインダクタンス値が変更されることを示す図である。
【図６】本発明に係る実施の形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、二相構成の場合に、共振補助コイルのインダクタンス値を変更する回路構成の例の１つを示す図である。
【図７】本発明に係る実施の形態の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、二相構成の場合に、共振補助コイルのインダクタンス値を変更する回路構成の他の例を示す図である。
【図８】図７の構成で、入力電圧の変動に応じて共振補助コイルのインダクタンスを４段階に変更したときの特性図である。
【図９】図８よりも出力電流が大きい場合に、入力電圧の変動に応じて共振補助コイルのインダクタンスを４段階に変更したときの特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、車両に搭載される共振型ＤＣ／ＤＣコンバータについて述べるが、これは説明のための例示であって、車両搭載以外の用途に用いられるものであってもよい。以下で述べる入力電圧変動幅、出力電流変動幅、出力電圧値、インダクタンス値等は説明のための例示であって、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの仕様に応じ適宜変更が可能である。以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００２０】
図１は、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成図である。この共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、特許文献２の１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを基本形とし、さらに、入力電圧の幅広い範囲で動作を可能とするために、共振補助コイルのインダクタンス値を変更する機能を有する。以下では、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、特に断らない限り、コンバータ１０と呼ぶ。
【００２１】
コンバータ１０は、車両に搭載される電圧変換器で、トランス１２を介して電力を変換するタイプの絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。コンバータ１０は、トランス１２とその一次側である入力回路１４と、二次側である出力回路１６と、全体の動作を制御する制御装置５０を含んで構成される。コンバータ１０は、一次側の入力回路１４における直流電源１８の電圧を降圧して二次側の出力回路１６の負荷２０に供給する。トランス１２は、一次側コイル２２と二次側コイル２４を有し、これらの巻数比率で降圧比が定まる。一例を述べると、巻数比率を１次側巻数：２次側巻数＝７：１とし、直流電源１８の電圧を約１００Ｖとして、これを１／７の１５Ｖに降圧して負荷２０に供給する。
【００２２】
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の特徴事項は１次側の入力回路１４にあるので、特徴事項の少ない二次側の出力回路１６の構成を先に説明する。二次側の出力回路１６は、トランス１２の二次側コイル２４が出力する交流電力を整流平滑化して直流電力に変換し負荷２０に供給する交直変換回路である。ここでダイオード２６は整流機能、コンデンサ２８は平滑化機能、コイル３０はフィルタ機能を有する。負荷２０は、図１では抵抗素子として示されるが、これは直流で動作する各種装置、機器をモデル化したものである。負荷２０としては、車両に搭載される小型モータ、制御回路、空調装置、オーディオ装置、照明装置等が含まれる。
【００２３】
一次側の入力回路１４は、直流電源１８と、共振補助コイル３２と、一次側コイル２２と、スイッチング素子３４が直列に接続され、スイッチング素子３４に並列に整流素子３６と共振コンデンサ３８が接続され、さらに、共振補助コイル３２のインダクタンス値を変更するインダクタンス値変更回路４０を備える。
【００２４】
直流電源１８は、車両に搭載される蓄電装置で、その端子間電圧は、コンバータ１０の入力電圧ＶINであるが、車両の機種等により異なる。一例を挙げると、車両の機種によっては約１００Ｖから約３００Ｖの範囲で変動する場合もあり、コンバータ１０は、このような幅広い入力電圧の変動等に対応できるように、インダクタンス値変更回路４０を備える。図１に示すように、直流電源１８の負極端子は接地される。
【００２５】
共振補助コイル３２は、直流電源１８の正極端子と一次側コイル２２のコイル一方側端子との間に直列接続されるインダクタである。
【００２６】
スイッチング素子３４は、一次側コイル２２のコイル他方側端子に接続されるスイッチング一方側端子と、接地されるスイッチング他方側端子と、制御端子とを有する高電圧高周波用トランジスタである。図１では、スイッチング素子３４としてｎチャネル型ＭＯＳトランジスタが示されている。したがって、一次側コイル２２に接続されるスイッチング一方側端子はドレイン端子、接地されるスイッチング他方端子はソース端子、制御端子はゲート端子である。制御端子であるゲート端子には制御装置５０から制御信号が供給され、それによってスイッチング素子３４はオンオフする。スイッチング素子３４のドレインソース間電圧の最大値は１ＫＶ程度、ドレイン電流の最大値は２５Ａ程度であるので、例えば、市販されている１２００Ｖ，３０Ａ仕様のＭＯＳＦＥＴを用いることができる。場合によっては同程度の仕様を有する高電圧高周波用のｎｐｎ型バイポーラトランジスタ等を用いてもよい。
【００２７】
整流素子３６は、スイッチング素子３４のスイッチング一方側端子にカソード端子が接続され、スイッチング素子３４のスイッチング他方側端子にアノード端子が接続されるダイオードである。スイッチング一方側端子は一次側コイル２２のコイル他方側端子に接続され、スイッチング他方側端子は接地されるので、整流素子３６は、一次側コイル２２と接地の間に配置される。
【００２８】
共振コンデンサ３８は、スイッチング素子３４のスイッチング一方側端子とスイッチング他方側端子に並列に接続されるキャパシタである。スイッチング一方側端子は一次側コイル２２のコイル他方側端子に接続され、スイッチング他方側端子は接地されるので、共振コンデンサ３８は、一次側コイル２２と接地の間に配置されることになる。
【００２９】
このように、一次側コイル２２のコイル他方側端子と接地の間に、スイッチング素子３４、整流素子３６、共振コンデンサ３８がそれぞれ並列関係となるように接続されて配置される。
【００３０】
共振補助コイル３２は、一次側コイル２２と共に共振コイルを構成し、共振コイルと共振コンデンサ３８とでＬＣ共振回路を形成する。ＬＣ共振回路の共振周波数は、１／［２π｛（Ｌ1＋Ｌ2）Ｃ｝1/2］である。ここで、Ｌ1は共振補助コイル３２のインダクタンス値、Ｌ2は一次側コイル２２のインダクタンス値、Ｃは共振コンデンサ３８の容量値である。
【００３１】
以上が、特許文献２に述べられている１石共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本構成である。図１のコンバータ１０は、直流電源１８の端子間電圧であるコンバータ入力電圧ＶINの幅広い変動に対応できるように、さらに、共振補助コイル３２のインダクタンス値を変更するインダクタンス値変更回路４０を含む。その内容については、図４以下で後述する。
【００３２】
コンバータ１０は、全体の動作制御のために、二次側の出力回路１６における出力電圧ＶOUTを検出する出力電圧検出器４２、出力電流ＩOUTを検出する出力電流検出器４４、一次側の入力回路１４における直流電源１８の端子間電圧である入力電圧ＶINを検出する入力電圧検出器４６を備える。これらの検出値は適当な信号線で、制御装置５０に伝送される。
【００３３】
制御装置５０は、コンバータ１０の動作を全体として制御する装置で、スイッチング制御部５２とインダクタンス値変更制御部５４を含んで構成される。かかる制御装置５０は、車両の搭載に適したコンピュータ等で構成することができる。
【００３４】
スイッチング制御部５２は、出力電流ＩOUTが変動しても出力電圧ＶOUTが所望の一定値となるように、入力回路１４のスイッチング素子３４の動作周波数ｆとデューティ比Ａを変更する機能を有する。インダクタンス値変更制御部５４は、直流電源１８の端子間電圧である入力電圧ＶINが変動しても一次側コイル２２の両端電圧が一定となるように、インダクタンス値変更回路４０の動作を制御して、入力電圧ＶINに応じて共振補助コイル３２のインダクタンス値を変更する機能を有する。これらの機能は、制御装置５０がソフトウェアを実行することによって実現できる。これらの機能の一部をハードウェアで実現してもよい。
【００３５】
最初に、入力電圧ＶINの変動のないときのコンバータ１０の動作を図２、図３を用いて説明し、その後に、入力電圧ＶINの変動のある場合のインダクタンス値変更回路４０等の内容を詳細に述べる。
【００３６】
図２は、図１の構成において、直流電源１８の端子間電圧が安定し、インダクタンス値変更回路４０を省略できるときのコンバータ１０の動作を示す図である。図２（ａ）は、横軸に時間を取り、縦軸には、紙面の最上段にスイッチング素子３４のオンオフ状態、すなわちデューティ比Ａを取り、紙面の中段にスイッチング素子３４のドレインソース間電圧ＶPを取り、紙面の最下段に共振コイルＬ＝（Ｌ1＋Ｌ2）に流れる電流ＩLを取った。
【００３７】
デューティ比Ａは、｛オン時間／（オン時間＋オフ時間）］で与えられる。図２（ａ）におけるＴは、スイッチング素子３４の制御一周期で、スイッチング素子３４の動作周波数ｆとは、Ｔ＝１／ｆの関係がある。例えば、ｆ＝１ＭＨｚのとき、Ｔ＝１μｓである。なお、スイッチング素子３４のドレインソース電圧ＶPは、共振コンデンサ３８の両端電圧と同じものである。
【００３８】
図２（ｂ）から（ｄ）は、スイッチング素子３４の制御一周期Ｔを３つに分けたときの電流の流れを示す図である。制御一周期Ｔについて、スイッチング素子３４がオンになった時間をｔ＝０として、ｔ＝ｔDは整流素子３６に電流が流れなくなった時間であり、ｔ＝（ｔD＋ｔSW）はスイッチング素子３４がオフになったときであり、時間Ｔ＝（ｔD＋ｔSW＋ｔC）はスイッチング素子３４が再びオンとなったときである。
【００３９】
図２（ｂ）は、時間ｔ＝０から時間ｔ＝ｔDの期間における電流の流れを示す図である。この期間は、スイッチング素子３４はオンであるが、その前の状態である図２（ｄ）においては、共振コンデンサ３８が放電して、接地側から直流電源１８側に電流ＩLが流れているので、共振コイルＬの性質としてその流れの方向を維持しようとして、整流素子３６経由で接地側から直流電源１８側に接地側から直流電源１８側に電流ＩDが流れる。つまり、整流素子３６によって共振コイルＬに電流が流れる期間である。このとき共振コンデンサ３８には電流が流れないので、共振コンデンサＣ３８の端子間電圧ＶPはゼロである。
【００４０】
図２（ｃ）は、時間ｔ＝ｔDから時間ｔ＝（ｔD＋ｔSW）の期間における電流の流れを示す図である。時間ｔ＝ｔDにおいて整流素子３６に流れる電流がゼロとなり、それ以後は、オン状態であるスイッチング素子３４を経由して電流ＩPが流れる。
【００４１】
図２（ｄ）は、時間ｔ＝（ｔD＋ｔSW）から時間ｔ＝Ｔ＝（ｔD＋ｔSW＋ｔC）の期間における電流の流れを示す図である。時間ｔ＝（ｔD＋ｔSW）まではスイッチング素子３４に電流が流れていて共振コンデンサ３８には電流が流れていないので共振コンデンサ３８の端子間電圧ＶPはゼロである。スイッチング素子３４の電流をオフにする時間ｔ＝（ｔD＋ｔSW）でスイッチング素子３４はオンからオフに切り替わる。このときからＬＣ共振が開始する。すなわち、この期間は、共振コンデンサ３８に充電が行われ、共振コンデンサ３８の端子間電圧ＶPが最大になるときに共振コイルＬに流れる電流が反転して放電が行われる。充放電周期は、共振コイルＬと共振コンデンサＣによる共振周期で定まる。ここで、時間ｔ＝（ｔD＋ｔSW）は共振コンデンサ３８に充電が始まった時間で、時間Ｔは共振コンデンサ３８の放電が終了した時間である。したがって、時間ｔ＝ｔCは、共振コイルＬと共振コンデンサＣによる共振周期に対応した時間に相当する。
【００４２】
図２（ｂ）から（ｄ）に示されるように、スイッチング素子３４がオンとなるときｔ＝ｔdは共振コイルＬに流れる電流ＩL＝０であり、スイッチング素子３４がオフとなるとき（ｔ＝ｔd＋ｔSW）はスイッチング素子３４のドレインソース電圧ＶP＝０である。このように、スイッチング素子３４のオンオフは、ゼロ電流スイッチングとゼロ電圧スイッチングのタイミングで行われる。この制御は、制御装置５０のスイッチング制御部５２によって実行される。
【００４３】
したがって、スイッチング素子３４の制御一周期Ｔは、共振コイルＬ（＝Ｌ1＋Ｌ2）と共振コンデンサ３８の容量値Ｃで決まる共振周波数の項であるｔCとは別に、スイッチング素子３４によって共振コイルＬに電流を充填するｔ＝（ｔD＋ｔSW）の項を有する。出力電流ＩOUTが増加すると、トランス１２を経由して、一次側コイル２２のインダクタンス値Ｌ1が見かけ上減少する。これによって、共振周波数が高くなるので、共振周波数の項ｔCは短くなる。一方で、出力電流ＩOUTが増大するので、これに見合うだけＩLを増大させようとして、共振コイルＬに電流を充填するｔ＝（ｔD＋ｔSW）の項は長くなる。結果として、スイッチング素子３４の制御一周期Ｔはあまり変化しない。
【００４４】
一方で、出力電流ＩOUTが減少する場合は、上記と逆となって、共振周波数の項ｔCは長くなるが、共振コイルＬに電流を充填するｔ＝（ｔD＋ｔSW）の項は短くなる。結果として、この場合もスイッチング素子３４の制御一周期Ｔはあまり変化しない。
【００４５】
このように、図１の構成のコンバータ１０において、入力電圧ＶINに変動がない場合には、負荷２０の変動で出力電力要求値が変動しても、スイッチング素子３４の制御一周期Ｔを変更する必要がほとんどなく、あったとしても僅かですむ。したがって、負荷変動によって、スイッチング素子３４の動作点が変動することが少ない。これに対し、特許文献１のＬＬＣ共振型コンバータ等の従来技術の共振型コンバータは、ＬＣ共振周波数で動作点が決まるので、負荷変動があると共振コイルＬの値が見かけ上変動するのでＬＣ共振周波数が変動し、これによって駆動周波数の幅が大きくなる検討結果を得ている。
【００４６】
図３は、図１の構成のコンバータ１０において、入力電圧ＶINに変動がない場合の特性図である。ここでは、制御装置５０は、出力回路１６の出力電流ＩOUTを出力電流検出器４４で検出し、出力電圧検出器４２で検出した出力電力ＶOUTと共にフィードバックし、所望の出力電流ＩOUTの範囲で出力電圧ＶOUTが一定になるようにスイッチング素子３４のデューティ比Ａを変更し、必要に応じ制御一周期Ｔを変更する制御を行う。この制御は、スイッチング制御部５２の機能によって実行される。なお、入力電圧ＶIN＝１００Ｖで一定値である。
【００４７】
図３は、その制御が行われた結果を示す特性図で、横軸がＩOUT、縦軸が出力電圧ＶOUT、制御一周期Ｔに対応するスイッチング素子３４の動作周波数ｆ、デューティ比Ａ、コンバータ１０の変換効率ηである。図３に示されるように、ＩOUTが０．２５Ａから４Ａの広い範囲で、出力電圧ＶOUTを１００Ｖの一定値に制御したときのスイッチング素子３４の動作周波数は約１．５７ＭＨｚから約１．８３ＭＨｚの変更で済んでいる。このように、図１の構成のコンバータ１０は、入力電圧ＶINに変動のないときは、幅広い負荷変動でも、１ＭＨｚ以上の高周波領域で安定した動作を行うことができる。
【００４８】
次に、入力電圧ＶINに変動があるときのインダクタンス値変更回路４０の構成と作用について説明する。図４は、入力電圧ＶINが変動したときの問題点と、インダクタンス値変更回路４０の基本的機能を説明する図である。図４（ａ）は入力電圧ＶINが変動したときの問題点を示す図で、（ｂ）はインダクタンス値変更回路４０を用いてその問題点が解決することを示す図である。これらの図で、横軸は入力電圧ＶINで、縦軸は共振コイルＬ（＝Ｌ1＋Ｌ2）に供給される相当電圧ＶLである。共振コイルＬには高周波電圧が供給されるが、その振幅の大きさは入力電圧ＶINにほぼ比例することが確かめられた。相当電圧ＶLとは、共振コイルＬに供給される高周波電圧の大きさを入力電圧ＶINに対応する電圧値に置き替えた値である。
【００４９】
図４（ａ）に示されるように、入力電圧ＶINが変動によって増大すると、その増大に対応して共振コイルＬに流れる電流ＩLが増大し、それに応じて共振コイルＬに供給される相当電圧ＶLも増大する。図４（ａ）では、モデル的に、入力電圧ＶINが１００Ｖから３００Ｖに増大すると、ＶLも１００Ｖから３００Ｖに増大するものとして示した。１００Ｖ，３００Ｖは例示であるが、ハイブリッド車両における降圧コンバータの仕様が１００Ｖから３００Ｖになることがあることを考慮している。
【００５０】
このようにＶLが増大すると、その増大分は、一次側コイル２２のインダクタンス値Ｌ1と共振補助コイル３２のインダクタンス値Ｌ2とに応じて一次側コイル２２と共振補助コイル３２に按分される。例えば、Ｌ1：Ｌ2＝２：１とすると、ＶLが２００Ｖ相当分増加すると、一次側コイル２２に懸る電圧も約１４０Ｖ増大する。トランス１２は、動作が基本的に巻数比で定まるので、一次側コイル２２の電圧が変動すると、コンバータ１０の動作が正常に動作しなくなる。これがＶIN変動によって生じる問題点である。
【００５１】
図４（ｂ）では、共振コイルＬに懸る相当電圧ＶLの変動分の全部を、共振補助コイル３２に懸る相当電圧ＶL2の変動に負わせて、一次側コイル２２に懸る相当電圧ＶL1を変動の無い一定値とすることで、上記問題点を解消することを示す図である。すなわち、ＶL＝ＶL1＋ＶL2であるので、ＶLの変動値ΔＶL＝ΔＶL1＋ΔＶL2となるが、ここで、ΔＶL＝ΔＶL2となるようにし、ΔＶL1＝０とする。そのためには、ΔＶL2に相当するように、共振補助コイル３２のインダクタンス値Ｌ2を変更する。その手段がインダクタンス値変更回路４０であり、制御装置５０のインダクタンス値変更制御部５４は、インダクタンス値変更回路４０の動作を制御し、一次側コイル２２の両端電圧ＶL1が一定となるように、直流電源１８の電圧値ＶINに応じて共振補助コイル３２のインダクタンス値Ｌ2を変更する。
【００５２】
図５から図７は、共振補助コイル３２のインダクタンス値Ｌ2を変更するインダクタンス値変更回路の例として、インダクタンス値変更回路４０ａ，４０ｂ，４０ｃを示す図である。
【００５３】
図５は、インダクタンス値変更回路４０ａを示す図である。図５（ａ）はそのときのコンバータ１０の全体構成図、（ｂ）から（ｄ）は共振補助コイル３２のインダクタンス値が変更されることを示す図である。ここでは、図５（ａ）に示されるように、共振補助コイル３２として、直列接続された２つのコイルＬA，ＬBを基本とし、コイルＬAとＬBの接続点に、ＬC，ＬDの一方端子を共通として並列接続し、ＬC，ＬDの他方端子にそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ２とスイッチＳ１，Ｓ２を直列に接続して接地する構成とする。この構成では、スイッチＳ１，Ｓ２がオンのときに直流電源１８の電圧がコンデンサＣ１，Ｃ２に印加されることになるので、そのスイッチＳ１，Ｓ２に接続されるコイルが等価的に直流電源１８に並列接続される。このことを用いてインダクタンス値を変更する。
【００５４】
図５（ｂ）は、スイッチＳ１もスイッチＳ２もオフのときで、共振補助コイル３２のインダクタンス値は（ＬA＋ＬB）となる。
【００５５】
図５（ｃ）は、スイッチＳ１がオンでスイッチＳ２がオフのときで、この場合、Ｃ１に直流電源１８の電圧が印加されるので、コイルＬCのＣ１側の端子の電圧が直流電源１８の電圧となり、コイルＬCが等価的に直流電源１８に並列接続されることになる。したがって、共振補助コイル３２のインダクタンス値は、［１／｛（１／ＬA）＋（１／ＬC）｝］＋ＬBとなる。
【００５６】
図５（ｄ）は、スイッチＳ２がオンでスイッチＳ１がオフのときで、この場合、Ｃ２に直流電源１８の電圧が印加されるので、コイルＬDのＣ２側の端子の電圧が直流電源１８の電圧となり、コイルＬDが等価的に直流電源１８に並列接続されることになる。したがって、共振補助コイル３２のインダクタンス値は、［１／｛（１／ＬA）＋（１／ＬD）｝］＋ＬBとなる。
【００５７】
図５（ｅ）は、スイッチＳ１がオンでスイッチＳ２もオンのときで、この場合、共振補助コイル３２のインダクタンス値は、［１／｛（１／ＬA）＋（１／ＬC）＋（１／ＬD）｝］＋ＬBとなる。
【００５８】
このように、インダクタンス値変更回路４０ａを用い、Ｓ１，Ｓ２を入力電圧ＶINの変動に応じてオンオフ制御することで、共振補助コイル３２のインダクタンス値を４段階に変更できる。なお、ＬA，ＬC，ＬDの間に磁気結合があってもよい。また、場合により、ＬBを省略してもよい。
【００５９】
図６、図７は、コンバータ１０を２相構成とするときに用いることができるインダクタンス値変更回路４０ｂ，４０ｃを含む全体構成図である。図６は、インダクタンス値を２値の間で変更でき、図７は、インダクタンス値を４値の間で変更できる。
【００６０】
図６は、コンバータ１０を２相構成とするときの全体構成図で、１つの直流電源１８、２相分の２つの入力回路、２相分の２つのトランス１２，１３、２相分の２つの出力回路１６，１７で構成される。２相分の入力回路は、１相目が、共振補助コイル３２、スイッチング素子３４、整流素子３６、共振コンデンサ３８を含み、２相目が、共振補助コイル３３、スイッチング素子３５、整流素子３７、共振コンデンサ３９を含んで構成される。
【００６１】
共振補助コイル３２，３３は、１相目も２相目も、直列接続された２つのコイルＬA，ＬBで構成されるが、１相目のＬBと２相目のＬBは、同じコア６０に巻回されて磁気結合する。磁気結合は順結合（Ｋ＝１）である。１相目のスイッチング素子３４と２相目のスイッチング素子３５の駆動信号は、デューティ比Ａ，動作周波数ｆは同じであるが、位相差をゼロ度と１８０度の間で切り替えられる。図６では、２相目のスイッチング素子３５の駆動信号６２に対し、１相目のスイッチング素子３４の駆動信号は、駆動信号６２とこれに対し１８０度位相差を有する駆動信号６４のいずれが供給されるかを切替回路６６で切り替えられる。磁気結合したＬBの部分、切替回路６６の部分がインダクタンス値変更回路４０ｂに相当する。
【００６２】
図６で示されている例では、１相目のスイッチング素子３４は駆動信号６２が供給されるので、２相目のスイッチング素子３５の駆動信号と位相差がゼロ度である。この場合、共振補助コイル３２，３３は、１相目のＬBと２相目のＬBが順結合状態であるので、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値はいずれも（ＬA＋ＬB＋ＬB）＝ＬA＋２ＬBである。
【００６３】
切替回路６６が駆動信号６２に対し１８０度の位相差を有する駆動信号６４に切り替えると、スイッチング素子３４の駆動信号６４とスイッチング素子３５の駆動信号６２とは位相差が１８０度あることになる。この場合、共振補助コイル３２，３３は、１相目のＬBと２相目のＬBが順結合状態であるので、１相目のＬBと２相目のＬBは互いに打ち消し合い、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値はいずれも（ＬA＋ＬB−ＬB）＝ＬAとなる。
【００６４】
このように、インダクタンス値変更回路４０ｂを用い、切替回路６６を入力電圧ＶINの変動に応じて切替制御することで、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値を（ＬA＋２ＬB）とＬAの２段階に変更できる。
【００６５】
図７は、図６と同様の構成であるが、共振補助コイル３２，３３の構成が異なる。ここでは、磁気結合を２つ用いて直列に接続する。すなわち、ＬAとＬBを直列に接続したものと、ＬCとＬDを直列に接続したものを互いに直列に接続する。ここで、１相目のＬBと２相目のＬBは順結合（Ｋ＝１）とされ、１相目のＬDと２相目のＬDは逆結合（Ｋ＝−１）とされる。そして、ＬAとＬBを直列に接続したものと、ＬCとＬDを直列に接続したもの接続点から、それぞれ、コンデンサＣ３，Ｃ４を介してスイッチＳ３，Ｓ４が接地に接続される。
【００６６】
１相目の共振補助コイル３２では、ＬAとＬBを直列に接続したものと、ＬCとＬDを直列に接続したもの接続点から、コンデンサＣ３を介してスイッチＳ３が接地に接続される。スイッチＳ３がオンすると、直流電源１８からＬAとＬBを直列に接続したものを経由して直流電流がコンデンサＣ３に供給され、ＬC，ＬDに発生する交流電流はコンデンサＣ３を介して接地に流れる。したがって、ＬAとＬBを直列に接続したものは、等価的に抵抗素子となって、インダクタンス値がゼロとなる。
【００６７】
同様に、２相目の共振補助コイル３３では、ＬAとＬBを直列に接続したものと、ＬCとＬDを直列に接続したもの接続点から、コンデンサＣ４を介してスイッチＳ４が接地に接続される。スイッチＳ４がオンすると、直流電源１８からＬAとＬBを直列に接続したものを経由して直流電流がコンデンサＣ４に供給され、ＬC，ＬDに発生する交流電流はコンデンサＣ４を介して接地に流れる。したがって、ＬAとＬBを直列に接続したものは、等価的に抵抗素子となって、インダクタンス値がゼロとなる。
【００６８】
磁気結合したＬB，ＬDの部分、切替回路６６の部分、コンデンサＣ３，Ｃ４とスイッチＳ３，Ｓ４の部分がインダクタンス値変更回路４０ｃに相当する。
【００６９】
２相構成では、スイッチＳ３とスイッチＳ４は同時にオンオフされる。したがって、スイッチＳ３，Ｓ４がオフのときは、ＬAとＬBを直列に接続したもののインダクタンス値は、ＬBが順結合であるので、図６と同様に、位相差がゼロ度のときに（ＬA＋ＬB＋ＬB）となり、位相差が１８０度のときは（ＬA＋ＬB−ＬB）である。スイッチＳ３，Ｓ４がオンしているときは、ＬAとＬBを直列に接続したもののインダクタンス値はゼロである。一方、ＬCとＬDを直列に接続したもののインダクタンス値は、ＬDが逆結合であるので、位相差がゼロ度のときにＬCであり、位相差が１８０度のときは（ＬC＋ＬD＋ＬD）＝ＬC＋２ＬDである。
【００７０】
これらのことから、４つの場合が生じる。
（１）Ｓ３，Ｓ４がオフで、位相差がゼロ度の場合。このとき、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値は、（ＬA＋ＬB＋ＬB）＋ＬC＝ＬA＋２ＬB＋ＬCである。
（２）Ｓ３，Ｓ４がオフで、位相差が１８０度の場合。このとき、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値は、ＬA＋（ＬC＋ＬD＋ＬD）＝ＬA＋ＬC＋２ＬDである。
（３）Ｓ３，Ｓ４がオンで、位相差がゼロ度の場合。このとき、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値は、ＬCである。
（４）Ｓ３，Ｓ４がオンで、位相差が１８０度の場合。このとき、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値は、ＬC＋２ＬDである。
【００７１】
このように、インダクタンス値変更回路４０ｃを用い、切替回路６６を入力電圧ＶINの変動に応じて切替制御することで、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値を４段階に変更できる。
【００７２】
図８、図９は、図７の構成における特性図である。図８は出力電流ＩOUT＝１Ａの場合、図９は出力電流ＩOUT＝１００Ａの場合で、いずれも出力電圧ＶOUT＝１５Ｖを目標電圧としたときの特性図である。ここでは、制御装置５０は、直流電源１８の端子間電圧である入力電圧ＶINを入力電圧検出器４６で検出し、ＶINに応じてインダクタンス値変更回路４０の動作を制御し、共振補助コイル３２のインダクタンス値を変更する。その上で、出力回路１６の出力電流ＩOUTを出力電流検出器４４で検出し、出力電圧検出器４２で検出した出力電力ＶOUTと共にフィードバックし、所望の出力電流ＩOUTの下で出力電圧ＶOUTが一定になるように、スイッチング素子３４のデューティ比Ａを変更し、必要に応じ制御一周期Ｔを変更する制御を行う。この制御は、インダクタンス値変更制御部５４とともにスイッチング制御部５２の機能によって実行される。
【００７３】
図８、図９は、その制御が行われた結果を示す特性図で、これらはいずれも（ａ），（ｂ）の２つの図に分けて、横軸に入力電圧ＶINを取り、縦軸に動作周波数ｆ、デューティ比Ａ＝｛（１−Ｂ）／２｝となる制御変数Ｂ、共振補助コイル３２，３３のインダクタンス値Ｌ2、出力電圧ＶOUTを取り、ＶPとしてはスイッチング素子のドレインソース間電圧の最大値、ＩPとしてはスイッチング素子の電流の最大値を示した。これらの図から分かるように、ＶINの変動に応じてＬ2が段階的に変更され、その下で、出力電圧ＶOUTを一定にするように制御が行われている。図８の出力電流ＩOUTが１Ａの場合、スイッチング素子３４，３５の動作周波数が約１．７ＭＨｚから約１．９５ＭＨｚの範囲で動作可能であり、図９の出力電流ＩOUTが１００Ａの場合、スイッチング素子３４，３５の動作周波数が約１．３ＭＨｚから約１．８６ＭＨｚの範囲で動作可能となっている。このように、図７の構成のコンバータ１０は、幅広い入力電圧の変動でも、１ＭＨｚ以上の高周波領域で安定した動作を行うことができる。
【符号の説明】
【００７４】
１０  （共振型ＤＣ／ＤＣ）コンバータ、１２，１３  トランス、１４  入力回路、１６，１７  出力回路、１８  直流電源、２０  負荷、２２  一次側コイル、２４  二次側コイル、２６  ダイオード、２８  コンデンサ、３０  コイル、３２，３３    共振補助コイル、３４，３５  スイッチング素子、３６，３７  整流素子、３８，３９  共振コンデンサ、４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ  インダクタンス値変更回路、４２  出力電圧検出器、４４  出力電流検出器、４６  入力電圧検出器、５０  制御装置、５２  スイッチング制御部、５４  インダクタンス値変更制御部、６０  コア、６２，６４  駆動信号、６６  切替回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2015192470.tif 000009
【図８】
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【図９】
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