(57)【要約】      （修正有）【課題】ターンオフ損失とスナバ短絡によるターンオン損失とを低減し、低抵抗負荷への電力供給や小電力運転を可能にする。【解決手段】インバータにより加熱コイル１１に交流電力を供給して被加熱物を加熱する誘導加熱装置において、制御回路１００は、周波数制御部１０１，位相シフト制御部１０２，制御条件設定部１０４及び駆動回路部１０５を備え、インバータ１Ｅの出力電圧を零から直流中間コンデンサ４の正極側電圧または負極側電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアーム直列回路におけるデッドタイム、及び、出力電圧を正極側電圧または負極側電圧から零に制御する際にスイッチングする他のスイッチングアーム直列回路におけるデッドタイムを、スイッチング周波数が高くなるほど長くなるようにスイッチング素子を制御する。【選択図】図２０
2015216081.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流回路から直流中間コンデンサを介して入力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力端子間に共振コンデンサを介して接続される加熱コイルと、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記インバータは、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、かつ、少なくとも一以上の前記スイッチングアームに並列にスナバコンデンサが接続されたブリッジ回路を有し、
前記制御回路が、前記インバータのスイッチング周波数を制御する周波数制御部と、前記インバータの出力電圧が、前記直流中間コンデンサの正極側電圧に等しい期間、負極側電圧に等しい期間、及びこれらの期間に挟まれた零電圧期間を有するように前記スイッチング素子を制御する位相シフト制御部と、前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、前記スイッチングパターンに従って前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を有する誘導加熱装置において、
前記制御回路は、
前記インバータの出力電圧を零から前記正極側電圧または負極側電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアーム直列回路における第１のデッドタイム、及び、前記出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零に制御する際にスイッチングする他のスイッチングアーム直列回路における第２のデッドタイムを、前記スイッチング周波数が高くなるほど長くなるように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
整流回路から直流中間コンデンサを介して入力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力端子間に共振コンデンサを介して接続される加熱コイルと、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記インバータは、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、かつ、少なくとも一以上の前記スイッチングアームに並列にスナバコンデンサが接続されたブリッジ回路を有し、
前記制御回路が、前記インバータのスイッチング周波数を制御する周波数制御部と、前記インバータの出力電圧が、前記直流中間コンデンサの正極側電圧に等しい期間、負極側電圧に等しい期間、及びこれらの期間に挟まれた零電圧期間を有するように前記スイッチング素子を制御する位相シフト制御部と、前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、前記スイッチングパターンに従って前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を有する誘導加熱装置において、
前記制御回路は、
前記インバータの出力電圧を零から前記正極側電圧または負極側電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアーム直列回路における第１のデッドタイムが、前記出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零に制御する際にスイッチングする他のスイッチングアーム直列回路における第２のデッドタイムよりも長くなるように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項３】
整流回路から直流中間コンデンサを介して入力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力端子間に共振コンデンサを介して接続される加熱コイルと、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記インバータは、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、かつ、少なくとも一以上の前記スイッチングアームに並列にスナバコンデンサが接続されたブリッジ回路を有し、
前記制御回路が、前記インバータのスイッチング周波数を制御する周波数制御部と、前記インバータの出力電圧が、前記直流中間コンデンサの正極側電圧に等しい期間、負極側電圧に等しい期間、及びこれらの期間に挟まれた零電圧期間を有するように前記スイッチング素子を制御する位相シフト制御部と、前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、前記スイッチングパターンに従って前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を有する誘導加熱装置において、
前記制御回路は、前記スイッチング周波数が高くなるほど前記零電圧期間が短くなるように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項１に記載した誘導加熱装置において、
前記制御回路は、前記第１のデッドタイムが、前記第２のデッドタイムよりも長くなるように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項５】
整流回路から直流中間コンデンサを介して入力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力端子間に共振コンデンサを介して接続される加熱コイルと、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記インバータは、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成されたブリッジ回路を有し、
前記制御回路が、前記インバータのスイッチング周波数を制御する周波数制御部と、前記インバータの出力電圧が、前記直流中間コンデンサの正極側電圧に等しい期間、負極側電圧に等しい期間、及びこれらの期間に挟まれた零電圧期間を有するように前記スイッチング素子を制御する位相シフト制御部と、前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、前記スイッチングパターンに従って前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を有する誘導加熱装置において、
前記インバータの出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアームにのみ、スナバコンデンサを並列に接続したことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項６】
請求項１〜４のいずれか１項に記載した誘導加熱装置において、
前記インバータの出力電圧を零から前記正極側電圧または負極側電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアームと、前記出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零に制御する際にスイッチングする他のスイッチングアームとに、それぞれスナバコンデンサを並列に接続したことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項７】
請求項１〜４のいずれか１項に記載した誘導加熱装置において、
前記インバータの出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアームにのみ、スナバコンデンサを並列に接続したことを特徴とする誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般家庭やレストランなどで使用される誘導加熱調理器や金属溶解、シームレス溶接などに使用される誘導加熱装置に関し、詳しくは、インバータにより加熱コイルに高周波交流電流を流して被加熱物を加熱する誘導加熱装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
始めに、誘導加熱装置の一般的な回路構成を説明する。
図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）は、誘導加熱装置の主回路部の構成例であり、最初に、図１２（ａ）に基づいて主回路部の構成及び動作を説明する。なお、この回路構成及び動作は、例えば特許文献１に記載されている。
【０００３】
図１２（ａ）に示す主回路部１Ａにおいて、単相交流電源２にはダイオードブリッジからなる整流回路３が接続され、整流回路３の直流側には、直流中間コンデンサ４と、還流ダイオード７，８が逆並列接続された半導体スイッチング素子５，６からなるスイッチングアーム直列回路とが並列に接続され、スイッチング素子５，６にはスナバコンデンサ９，１０がそれぞれ並列に接続されている。また、前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点とスイッチング素子６の低圧側接続点との間には、加熱コイル１１と共振コンデンサ１２とが直列に接続されている。
【０００４】
単相交流電源２の交流電圧は整流回路３により整流され、直流中間コンデンサ４の両端に直流中間電圧が生成される。
上記構成において、スイッチング素子５をオンさせると、直流中間コンデンサ４→スイッチング素子５→加熱コイル１１→共振コンデンサ１２→直流中間コンデンサ４の経路で電流が流れる。次に、スイッチング素子５をオフさせると、加熱コイル１１の電流は、加熱コイル１１→共振コンデンサ１２→スナバコンデンサ１０→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→共振コンデンサ１２→直流中間コンデンサ４→スナバコンデンサ９→加熱コイル１１の経路に転流し、スナバコンデンサ９の電圧は緩やかに上昇することから、スナバコンデンサ９に並列接続されたスイッチング素子５はソフトスイッチング動作となる。
【０００５】
スナバコンデンサ９，１０の充放電が完了すると、加熱コイル１１の電流は、自然に還流ダイオード８が導通する経路に転流する。還流ダイオード８に電流が流れている間にスイッチング素子６をオンさせると、スイッチング素子６をソフトスイッチング動作させることができる。
還流ダイオード８を流れる電流は、加熱コイル１１と共振コンデンサ１２との共振現象により反転し、加熱コイル１１→スイッチング素子６→共振コンデンサ１２→加熱コイル１１の経路で流れる。この状態でスイッチング素子６をオフすると、加熱コイル１１の電流は、加熱コイル１１→スナバコンデンサ１０→共振コンデンサ１２→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→スナバコンデンサ９→直流中間コンデンサ４→共振コンデンサ１２→加熱コイル１１の経路に転流し、スナバコンデンサ１０の電圧は緩やかに上昇することから、スナバコンデンサ１０に並列接続されたスイッチング素子６はソフトスイッチング動作となる。
【０００６】
スナバコンデンサ９，１０の充放電が完了すると、加熱コイル１１の電流は、自然に還流ダイオード７が導通する経路に転流する。還流ダイオード７に電流が流れている間にスイッチング素子５をオンさせると、スイッチング素子５をソフトスイッチング動作させることができる。
還流ダイオード７を流れる電流は、加熱コイル１１と共振コンデンサ１２との共振現象により反転し、加熱コイル１１→共振コンデンサ１２→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子５→加熱コイル１１の経路で流れる。
以上の動作を高周波で繰り返すことにより、加熱コイル１１に高周波の交流電流を供給することができ、加熱コイル１１に近接配置された被加熱物（図示せず）を誘導加熱することが可能になる。
【０００７】
次に、スナバコンデンサ９，１０による損失低減効果について詳細に説明する。
図１３は、図１２（ａ）における各部の動作波形であり、上から加熱コイル１１の電流ｉＬｏ、スイッチング素子５及び還流ダイオード７の電圧ｖ５，電流ｉ５、スイッチング素子６及び還流ダイオード８の電圧ｖ６，電流ｉ６を示している。図示するように、電流ｉ５，ｉ６が同時に零となる期間ｔｓが存在し、この期間ｔｓにスナバコンデンサ９，１０の充放電が行われている（以後、期間ｔｓをスナバコンデンサ充放電期間と呼ぶ）。
【０００８】
図１４は、スナバコンデンサ充放電期間ｔｓを拡大した動作波形を示している。
スナバコンデンサ９，１０がない場合には、電圧ｖ５、電流ｉ５の波形は破線のようになり、大きなターンオフ損失Ｐｌｏｓｓ５が発生する。これに対し、図１２（ａ）のようにスナバコンデンサ９，１０を設けると、スイッチング素子５，６のターンオフ後にスナバコンデンサ９，１０が充放電され、図１４に実線で示すように、例えば電流ｉ５が迅速にほぼ零に収束し、電圧ｖ５の立ち上がりが遅くなるので、ターンオフ損失を大幅に低減することができる。
【０００９】
スナバコンデンサ９，１０によるスイッチング素子５，６のターンオフ損失低減効果は、スナバコンデンサ９，１０の静電容量が大きいほど効果が大きい。また、スイッチング素子５，６からなる上下アームの短絡を防止するためのデッドタイム（直列接続された２個のスイッチング素子が何れもオフしている期間）を、スナバコンデンサ充放電期間ｔｓよりも長い時間に設定しておき、還流ダイオード７，８の導通期間中にターンオンさせれば、ターンオン損失は発生しない。
従って、スイッチング損失が非常に小さいことが、図１２（ａ）の回路の特徴である。また、この回路では急峻な電圧変動を抑制できるため、ノイズ低減にも大きな効果がある。
【００１０】
図１２（ｂ）に示す主回路部１Ｂは、図１２（ａ）における共振コンデンサ１２を共振コンデンサ１２ａ，１２ｂの直列回路として直流中間コンデンサ４に並列接続し、加熱コイル１１の一端を共振コンデンサ１２ａ，１２ｂ同士の接続点に接続したものであり、基本的な動作は図１２（ａ）と同様である。
【００１１】
次に、誘導加熱装置を用いて被加熱物に供給する電力を調整する方法について説明する。
第１の電力調整方法は周波数制御によるものであり、この制御方法は、例えば特許文献２，３に記載されている。
図１５は、誘導加熱装置の構成を示すブロック図である。
図１５における主回路部１には、例えば図１２に示したものを適用可能であり、制御回路２０は、電力指令部２１、電力検出部２２、動作周波数決定部２３及び駆動回路部２４によって構成されている。なお、以下では、主回路部１を「インバータ」とも言うものとする。
【００１２】
図１５の動作としては、電力指令値と電力検出値とが一致するように動作周波数決定部２３がインバータ１のスイッチング周波数を決定し、駆動回路部２４によりスイッチング素子を駆動して誘導加熱装置を動作させる。このとき、電力検出値が電力指令値よりも大きい場合にはスイッチング周波数を高め、電力検出値が電力指令値よりも小さい場合にはスイッチング周波数を低くするように制御する。このような電力調整方法を、以下では「周波数制御」と呼ぶ。
【００１３】
図１６（ａ），（ｂ）は、周波数制御時の動作波形であり、各図における上段がインバータの出力電圧ｖｏｕｔ、下段が出力電流ｉＬｏを示している。
図１６（ａ）のように誘導加熱装置が大電力を供給しているときは、電圧ｖｏｕｔと電流ｉＬｏとの位相差（ｖｏｕｔの基本波成分ｖｏｕｔ（１）とｉＬｏとの位相差）がほぼ零、すなわち力率１で動作する。このとき、加熱コイル１１のインダクタンス及び共振コンデンサの静電容量によって決まる共振周波数ｆｓ１とスイッチング周波数とは、ほぼ一致している。
【００１４】
誘導加熱装置による供給電力が小さくなるにつれて、図１６（ｂ）のように電圧ｖｏｕｔと電流ｉＬｏとの位相差が大きくなる。このとき、スイッチング周波数ｆｓ２は共振周波数ｆｓ１より高い状態で誘導性負荷に電力を供給していることになる。
すなわち、ｆｓ１＜ｆｓ２の関係にあり、スイッチング周波数を高くするほど供給する電力は小さくなる。つまり、周波数制御は、力率を調整することで加熱コイル１１への供給電力を調整することになる。
【００１５】
次に、第２の電力調整方法としてデューティ制御（オン時比率制御）が知られている。
このデューティ制御は、インバータの出力電圧を小さくすることで供給電力を低下させる方法である。図１７（ａ），（ｂ）は、デューティ制御時の動作波形であり、各図における上段がインバータの出力電圧ｖｏｕｔ、下段が出力電流ｉＬｏを示している。
【００１６】
図１７（ａ）は大電力供給時の波形であり、周波数制御時の図１５（ａ）と同様にデューティ（オン時比率）が５０［％］の場合である。これ対し、図１７（ｂ）は電力抑制時（小電力供給時）の波形であり、デューティを２０［％］にしている。デューティを５０［％］以下にすると、出力電圧ｖｏｕｔの基本波成分ｖｏｕｔ（１）が小さくなる。
このように、前述した周波数制御が、インバータの出力電圧、電流の力率を調整して供給電力を調整するのに対し、デューティ制御は、出力電圧の実効値を調整して供給電力を調整する方式である。
【００１７】
更に、第３の電力調整方法として、位相シフト制御が知られている。
この位相シフト制御は、デューティ制御と同様に、インバータの出力電圧の実効値を調整して供給電力を調整するものであり、各相のスイッチング素子をオンさせる位相角をずらしてスイッチングする方式である。位相シフト制御は、通常、直流−直流変換装置等に適用される制御方法であるが、図１２（ｃ）に示す主回路部１Ｃのように、スイッチング素子５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂがフルブリッジ接続されたインバータを有する誘導加熱装置に適用することも容易に想像可能である。
なお、図１２（ｃ）において、７ａ，７ｂ，８ａ，８ｂは還流ダイオード、９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂはスナバコンデンサであり、他の部品には図１２（ａ）と同一の参照符号を付してある。
【００１８】
図１８（ａ），（ｂ）は、位相シフト制御時の動作波形であり、各図における上段がインバータの出力電圧ｖｏｕｔ、下段が出力電流ｉＬｏを示している。
図１８（ａ）は大電力供給時の波形であり、図１６（ａ），図１７（ａ）と同様にデューティ５０［％］の条件である。一方、図１８（ｂ）は電力抑制時の波形であり、インバータの出力電圧ｖｏｕｔは、零電圧期間を設けることにより基本波成分ｖｏｕｔ（１）を小さくしている。
このように位相シフト制御は、デューティ制御と同様に、インバータの出力電圧の実効値を調整して供給電力を調整する方式であり、図１２（ｃ）に示したようなフルブリッジ型の主回路部１Ｃでなければ実現することができない。
【００１９】
図１９は、デューティ制御及び位相シフト制御における制御スイッチングパターンの違いを示すもので、図１９（ａ）の回路図におけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、図１２（ｃ）のスイッチング素子５ａ，６ａ，６ｂ，５ｂにそれぞれ対応している。また、図１９（ａ）において、１Ｄはインバータ、２Ａは三相交流電源、３Ａは整流回路、４は直流中間コンデンサである。
【００２０】
図１９（ｂ）において、デューティ制御の大電力時には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ１のオン，オフの時間比率が１：１（デューティ５０［％］）であるが、小電力時には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ１のオン，オフの時間比率が何れもデューティ５０［％］ではなくなっている。
これに対し、位相シフト制御時には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ１のデューティが大電力時、小電力時ともに５０［％］のままである。しかし、小電力時には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ１のスイッチングパターンの位相をシフトし、いわゆる「重なり角」（または位相シフト重なり角）を設けることにより、図１８（ｂ）に示した出力電圧ｖｏｕｔの零電圧期間を実現している。
【００２１】
次に、周波数制御とデューティ制御、位相シフト制御との相違に基づく課題について説明する。
まず、第１に、デューティ制御や位相シフト制御では、前述したスナバコンデンサによるスイッチング損失の低減は実現困難である。
スナバコンデンサは、スイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を大幅に低減できる反面、ターンオン時に損失が大幅に増加する。これは、スナバコンデンサに蓄えられた電荷を、ターンオン時にスイッチング素子により短絡（スナバコンデンサ短絡）して放電させるためであり、スナバコンデンサによる損失レスのソフトスイッチング動作は成り立たない。
【００２２】
すなわち、デューティ制御による小電力時（図１７（ｂ））や位相シフト制御による小電力時（図１８（ｂ））にはターンオンが発生することから、スナバコンデンサによる損失低減は難しい。このように、デューティ制御や位相シフト制御が適用される誘導加熱装置では、周波数制御が適用される誘導加熱装置に比べ、スイッチング損失が大きくなるため装置効率が低下し、冷却能力の増強を強いられて装置の大型化、高価格化を招くことになる。
【００２３】
第２に、低抵抗負荷への電力供給が難しいという問題がある。
一般的な誘導加熱装置は、鉄や磁性ステンレス等からなる被加熱物を加熱しやすいのに対し、アルミ、銅、非磁性ステンレス等からなる被加熱物を加熱しにくいことが知られている。これは、アルミや銅、非磁性ステンレス等の金属材料は一般に低抵抗であってジュール熱を発生しにくいため、大電流が必要になるからである。
【００２４】
つまり、インバータを周波数制御して鉄や磁性ステンレスを加熱する時の誘導加熱装置は、図１６（ａ）に示したように力率１に近い状態で動作させることができるのに対し、アルミや銅を加熱しようとすると、図１６（ｂ）に示すような三角波状の出力電流ｉＬｏになり、大きな電力を供給することができない。このような三角波状の出力電流ｉＬｏにより装置の電流制限値で決まる最大電流付近で動作させると、スイッチング損失の増加によってスイッチング素子自体が破損し、または、電流増加によるスナバコンデンサの破損がスイッチング素子の破損を引き起こす等の懸念がある。
また、図１６（ｂ）に示すように三角波状の出力電流ｉＬｏの頂点でスイッチングが行われると大電流の遮断動作となり、大きなノイズを発生するという問題もある。
【００２５】
なお、アルミや銅などの低抵抗負荷への対応としては、以下のような従来技術が公知となっている。
まず、特許文献３には、通常の運転に先だってインバータから加熱コイルに所定周波数の電流を流した時の電流の大きさから負荷（鍋）の材質を判別し、その材質に応じて共振周波数を切り換える誘導加熱調理器が記載されている。この従来技術によれば、鍋の材質が例えばアルミニウムである場合には、鉄製の鍋の場合よりも共振周波数を高くして動作させることにより、鍋の材質を問わず適用可能であるが、その反面、回路構成が複雑化するという問題がある。
また、特許文献４には、インバータの入力電流が所定値以上になった場合の動作周波数に基づいてアルミや銅などの負荷（鍋）の材質を判別し、インバータを停止させて過電流の流入を防止する電磁調理器が記載されている。
更に、特許文献５に記載された誘導加熱装置では、負荷の材質には言及されていないが、複数に分割形成された透磁率の大きい円板状鉄心に絶縁物を介して加熱コイルを載置し、その全体を絶縁樹脂にてモールドすることにより、加熱コイルのインピーダンスを大きくして負荷電流を低減させている。この従来技術によれば、マッチングトランス等の部品が不要であるため、回路の簡略化が可能である。
【００２６】
ここで、アルミや銅などの低抵抗負荷に電力供給することを考えて、前述した三角波状の大電流を加熱コイルに流したときに誘導加熱装置が抱える課題について説明する。
三角波状の大電流を流して加熱する条件は、インバータの出力電流の位相角が電気角９０度近くで動作していることに相当する。このような三角波状の大電流でも動作可能なインバータは、アルミ溶解炉等に専用のインバータとして従来から存在している。この種の専用のインバータを設計する際には、種々課題はあるものの、基本的には三角波電流を流せるように各部品を選定し、冷却系を設計すれば良い。しかしながら、専用のインバータは非常に高価かつ大型であり、誘導加熱調理器等、低価格化が求められる各種用途に展開するのは難しい。
【００２７】
一方、誘導加熱調理器等に適した比較的安価な汎用ＩＨインバータは、出力電流の位相角４０度程度を最大とすることが一般的である。これは、例えば電磁調理器において、抵抗が最も大きい部類の被加熱物（１８−０ステンレス）と抵抗が最も小さい部類の被加熱物（１８−８ステンレス）とを同じ回路構成で、どちらにも対応できるように設計すると、電流の位相角が約０度から４０度まで必要になることによる。このように電流の位相角が約０度〜４０度に入る負荷は、定格電力を供給できる負荷条件となる。このため、電流の位相角が４０度より大きくなると、インバータを破損させる恐れがある。
【００２８】
インバータの破損を防止するための機能として、前述した特許文献４のように、材質が不適切な負荷を判別してインバータを停止させる機能の他に、電流制限機能がある。
この電流制限機能は、インバータが流す最大電流を超えないように、ソフトウェアまたはハードウェアにより出力電流を制限する機能である。このような電流制限機能では、電流波形（正弦波、三角波）の区別は不可能であるが、位相角が９０度近い三角波状の電流でも流すことができる。しかし、スイッチング損失の増加によってスイッチング素子が破損する恐れや、電流増加によるスナバコンデンサの破損がスイッチング素子に波及する恐れがある。
【００２９】
以上のように、従来では、低抵抗負荷を含む各種の被加熱物に対し、スイッチング損失やノイズを低減すると共に、スイッチング素子や装置を破損させずに所望の電力を供給可能な誘導加熱装置を実現することが困難であった。
上記の点に鑑み、本出願人は特願２０１４−７６６３３号として、主回路部に比較的安価な汎用ＩＨインバータを用いた場合でも、低抵抗負荷を含む各種の被加熱物をスイッチング素子等の破損を招くことなく安全に加熱可能とした誘導加熱装置（以下、先願発明という）を既に出願した。以下、この先願発明の概要を説明する。
【００３０】
図２０は、先願発明に係る誘導加熱装置の構成図であり、三相交流電源２Ａには主回路部としてのインバータ１Ｅが接続され、その出力側には加熱コイル１１が接続されている。
インバータ１Ｅは、いわゆる汎用ＩＨインバータを想定しており、三相交流電源２Ａに接続された整流回路３Ａと、その出力側に接続された直流中間コンデンサ４と、その両端に直流入力側が接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４及び還流ダイオードＤ１〜Ｄ４からなるフルブリッジ回路と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４にそれぞれ並列接続されたスナバコンデンサＣ１〜Ｃ４と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士の接続点とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４同士の接続点との間に接続された加熱コイル１１と共振コンデンサＣｒとの直列回路と、によって構成されている。なお、スナバコンデンサＣ１〜Ｃ４は必要不可欠ではないが、スイッチング損失を低減するために備えていることが望ましい。
図２０において、加熱コイル１１は、インダクタンス成分Ｌｏ及び抵抗成分Ｒｏの直列回路として表してある。また、Ｖｄｃは直流中間電圧、ｖｏｕｔはインバータ１Ｅの出力電圧、ｉＬｏは出力電流（負荷電流）を示す。
以下では、スイッチングアーム直列回路を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を位相シフトアームと呼び、別のスイッチングアーム直列回路を構成するスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を主アームと呼ぶこととする。
【００３１】
一方、制御回路１００は、インバータ１Ｅを周波数制御して加熱コイル１１への供給電力を調整する周波数制御部１０１と、各相のスイッチング素子をオンさせる位相をずらしてスイッチングする位相シフト制御によって加熱コイル１１への供給電力を調整する位相シフト制御部１０２と、各制御部１０１，１０２から送られる指令に基づいて所定の制御条件（スイッチングパターン）を設定する制御条件設定部１０４と、この制御条件設定部１０４により設定されたスイッチングパターンに従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御するための駆動信号（ゲート信号）を生成する駆動回路部１０５と、を備えている。
【００３２】
更に、制御回路１００には、被加熱物の材質が鉄や磁性ステンレスのように比較的高抵抗である場合の通常負荷モードと、被加熱物の材質がアルミや銅、非磁性ステンレスのように低抵抗である場合の低抵抗負荷モードと、を切り替える負荷モード切替部１０３が設けられている。
この負荷モード切替部１０３から出力される負荷モード切替指令は制御条件設定部１０４に入力されており、制御条件設定部１０４は、選択された負荷モードに応じたスイッチングパターンを設定するように構成されている。
【００３３】
この先願発明では、前述した周波数制御と位相シフト制御とを組み合わせてインバータ１Ｅを制御することによりスイッチング損失を低減している。
具体的な制御原理としては、図２１に示すように、スイッチング周期におけるインバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔの波形が、正極側電圧が正の直流中間電圧（Ｖｄｃ）、負極側電圧が負の直流中間電圧（−Ｖｄｃ）となり、かつ、正極側電圧と負極側電圧との間に零電圧期間を有する波形となるように、周波数制御部１０１及び制御条件設定部１０４によりスイッチングパターンを設定する。このスイッチングパターンは、周波数制御部１０１の動作により、インバータ１Ｅに対する電力指令値と電力検出値との偏差に応じて周波数が制御されるものであり、駆動回路部１０５を介してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフ制御される。
また、その際、位相シフト制御部１０２の動作により、位相シフト重なり角をほぼ一定に保ちながら加熱コイル１１への供給電力を調整する。
【００３４】
いま、仮に位相シフト制御のみによってインバータ１Ｅを制御すると、図１８（ｂ）に示したようにターンオン損失が発生してしまう。しかし、位相シフト制御における特定の位相シフト重なり角ではターンオン損失が発生しないため、原理的には、前記特定の位相シフト重なり角を保ったままで周波数制御を行うことにより、ターンオン損失を発生させず、しかもスイッチングにより遮断する電流を減少させることが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３５】
【特許文献１】特開昭５９−２０９２９６号公報（第２頁左上欄第１０行〜左下欄第１７行、第２図，第３図等）
【特許文献２】特開平３−３４２８７号公報（第６頁左上欄第１５行〜第７頁左上欄第３行、第１図等）
【特許文献３】特開２０１２−４９０１９号公報（段落［００３９］〜［００４４］、図１等）
【特許文献４】特開平１１−１２１１５９号公報（段落［００１６］〜［００２１］、図１，図２等）
【特許文献５】特開平１−２３９７９１号公報（第２頁右上欄第１９行〜右下欄第７行、第１図，第２図等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
前述した先願発明では、位相シフト制御時の位相シフト重なり角を所定値に設定すると共に周波数制御を行うことで、全てのスイッチング素子をターンオフ動作のみとし、ターンオン損失を発生させないようにしている。
しかしながら、この方法では特に位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）が零電流付近でターンオフするため、スナバコンデンサの充放電期間がデッドタイムより長くなる。このため、スナバコンデンサの充放電が完了する前にスイッチング素子がオンする場合があり、スナバコンデンサ短絡によりスイッチング素子の導通抵抗に起因した大きな損失が発生する。
【００３７】
図２２は上記問題点を説明するための電圧、電流の波形図であり、図２３は、図２２におけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大した波形図である。以下、これらの図面を参照しつつ先願発明の問題点を説明する。
なお、図２２，図２３のシミュレーション条件は、位相シフトアーム及び主アームのデッドタイムｔＤ：０．５［μｓ］、スイッチング周波数：２０［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：１３０°である。
【００３８】
始めに、図２０の位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）がスイッチングするときの動作を説明する。なお、以下の期間Iａ，IIａ，IIIａ，IVａは、図２３における各期間に対応している。
（１）期間Iａ（Ｓ１，Ｓ３：オン）
インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順に流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは０［Ｖ］となる。
（２)期間IIａ（Ｓ３：オン）
スイッチング素子Ｓ１がターンオフし、スイッチング素子Ｓ３のみがオンしているとき、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→コンデンサＣ１→共振コンデンサＣｒの経路と、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→直流中間コンデンサ４→コンデンサＣ２→共振コンデンサＣｒの経路とに転流するので、コンデンサＣ１が充電されてコンデンサＣ２が放電する。
（３)期間IIIａ（Ｓ２，Ｓ３：オン）
期間IIａにおける遮断電流が小さいので、コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電期間はデッドタイムｔＤより長くなる。このため、充放電が完了する前にスイッチング素子Ｓ２がオンすることにより、コンデンサＣ２が短絡され（スナバコンデンサ短絡）、スイッチング素子Ｓ２に大きな放電電流ｉＳ２が流れる。この電流ｉＳ２は、図２３に破線の楕円で示すようにスパイク状であり、スイッチング素子Ｓ２の導通抵抗により損失が発生する。
（４)期間IVａ（Ｓ２，Ｓ３：オン）
期間IIIａの放電電流ｉＳ２が流れ終わると、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→直流中間コンデンサ４→還流ダイオードＤ２→共振コンデンサＣｒの順で流れるので、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖｄｃに等しい負電圧となる。
なお、スイッチング素子Ｓ１がオンするときも、同様の動作となる。
【００３９】
次に、図２０の主アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がスイッチングするときの動作を説明する。
（１）期間iａ（Ｓ１，Ｓ4：オン）
インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→スイッチング素子Ｓ４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順で流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖｄｃに等しい正電圧となる。
（２）期間iiａ（Ｓ１：オン）
スイッチング素子Ｓ４がターンオフし、スイッチング素子Ｓ１のみがオンしているとき、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→コンデンサＣ４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの経路と、加熱コイル１１→コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの経路とに転流し、コンデンサＣ３が放電してコンデンサＣ４が充電される。コンデンサＣ３，Ｃ４の充放電が完了すると、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル→還流ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順で流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは０［Ｖ］となる。
（３）期間iiiａ（Ｓ１，Ｓ３：オン）
この期間では、スイッチング素子Ｓ３がオンするが、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは還流ダイオードＤ３を流れているため、ターンオン損失は発生しない。
なお、スイッチング素子Ｓ４がオンする場合も、同様の動作となる。
【００４０】
また、インバータ１Ｅのスイッチング周波数が高くなると、出力電流ｉＬｏが小さくなって遮断電流が小さくなるため、スナバコンデンサの充放電期間が長くなる。これによってスナバコンデンサの充放電期間がデッドタイムより長くなり、スナバコンデンサの充放電が完了する前にスイッチング素子がオンする。このため、スナバコンデンサ短絡により、大きな損失が発生する。
図２４は、図２２よりもスイッチング周波数が高い時の電圧、電流の波形図であり、図２５は、図２４におけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大した波形図である。この場合のミュレーション条件は、位相シフトアーム及び主アームのデッドタイムｔＤ：０．５［μｓ］、スイッチング周波数：３０［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：１１０°である。
【００４１】
位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）がスイッチングする場合、図２５における期間Iｂ（Ｓ１，Ｓ３：オン），IIｂ（Ｓ３：オン），IIIｂ（Ｓ２，Ｓ３：オン），IVｂ（Ｓ２，Ｓ３：オン）の動作は、図２３における期間Iａ，IIａ，IIIａ，IVａの動作と同様である。この場合、図２５の期間IIIｂにおいてコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電期間がデッドタイムｔＤより長くなるため、充放電完了前にスイッチング素子Ｓ２がオンすることになり、コンデンサＣ２が短絡されてスパイク状の放電電流ｉＳ２が流れる。この電流ｉＳ２によるスイッチング素子Ｓ２の導通抵抗により、損失が発生する。
【００４２】
主アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がスイッチングするときの動作は、次の通りである。
（１）期間iｂ（Ｓ１，Ｓ4：オン）
インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→スイッチング素子Ｓ４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順で流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖｄｃに等しい正電圧となる。
（２）期間iiｂ（Ｓ１：オン）
スイッチング素子Ｓ４がターンオフし、スイッチング素子Ｓ１のみがオンしているとき、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→コンデンサＣ４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの経路と、加熱コイル１１→コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの経路とに転流し、コンデンサＣ３が放電してコンデンサＣ４が充電される。
（３）期間iiiｂ（Ｓ１，Ｓ３：オン）
期間iiｂにおける遮断電流が小さいため、コンデンサＣ３，Ｃ４の充放電期間がデッドタイムｔＤより長くなる。このため、充放電完了前にスイッチング素子Ｓ３がオンすることになり、コンデンサＣ３が短絡されてスパイク状の放電電流ｉＳ３が流れる。この電流ｉＳ３によるスイッチング素子Ｓ３の導通抵抗により、損失が発生する。
（４）期間ivｂ（Ｓ１，Ｓ３：オン）
期間iiiｂにおける放電電流ｉＳ３が流れ終わると、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順に流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは０［Ｖ］となる。
なお、スイッチング素子Ｓ４がオンする場合も、同様の動作となる。
【００４３】
図２３，図２５の何れの場合でも、インバータ１Ｅ内のスナバコンデンサの短絡によりスイッチング素子に電流が流れるため、導通損失が発生する。
従って、スナバコンデンサを除去すれば、ターンオンしたアームは還流ダイオードが導通することになり、ターンオン損失は発生しなくなる。また、スナバコンデンサを除去しなくてもその容量を小さくすれば充放電期間が短くなるので、充放電が終了してからスイッチング素子をターンオンさせることが可能である。
しかしながら、スナバコンデンサを除去するか、またはその容量を小さくする場合には、インバータ１Ｅの出力電流を大きくして加熱コイル１１に大電力を供給する際に、スナバコンデンサ本来のターンオフ損失低減効果が得られなくなり、スイッチング損失が大きくなってしまう。従って、スイッチング損失を抑えながら低抵抗負荷への電力供給を可能にするためには、ターンオフ損失が小さく、しかもスナバコンデンサ短絡によるターンオン損失も小さいことが望ましい。
【００４４】
そこで、本発明の解決課題は、ターンオフ損失、ターンオン損失及びノイズを低減し、スイッチング素子や装置を破損させることなく低抵抗負荷への電力供給や小電力運転を可能とした誘導加熱装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４５】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、整流回路から直流中間コンデンサを介して入力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力端子間に共振コンデンサを介して接続される加熱コイルと、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記インバータは、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、かつ、少なくとも一以上の前記スイッチングアームに並列にスナバコンデンサが接続されたブリッジ回路を有し、
前記制御回路が、前記インバータのスイッチング周波数を制御する周波数制御部と、前記インバータの出力電圧が、前記直流中間コンデンサの正極側電圧に等しい期間、負極側電圧に等しい期間、及びこれらの期間に挟まれた零電圧期間を有するように前記スイッチング素子を制御する位相シフト制御部と、前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、前記スイッチングパターンに従って前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を有する誘導加熱装置において、
前記制御回路は、
前記インバータの出力電圧を零から前記正極側電圧または負極側電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアーム直列回路における第１のデッドタイム、及び、前記出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零に制御する際にスイッチングする他のスイッチングアーム直列回路における第２のデッドタイムを、前記スイッチング周波数が高くなるほど長くなるように前記スイッチング素子を制御するものである。
【００４６】
請求項２に係る発明は、整流回路から直流中間コンデンサを介して入力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力端子間に共振コンデンサを介して接続される加熱コイルと、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記インバータは、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、かつ、少なくとも一以上の前記スイッチングアームに並列にスナバコンデンサが接続されたブリッジ回路を有し、
前記制御回路が、前記インバータのスイッチング周波数を制御する周波数制御部と、前記インバータの出力電圧が、前記直流中間コンデンサの正極側電圧に等しい期間、負極側電圧に等しい期間、及びこれらの期間に挟まれた零電圧期間を有するように前記スイッチング素子を制御する位相シフト制御部と、前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、前記スイッチングパターンに従って前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を有する誘導加熱装置において、
前記制御回路は、
前記インバータの出力電圧を零から前記正極側電圧または負極側電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアーム直列回路における第１のデッドタイムが、前記出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零に制御する際にスイッチングする他のスイッチングアーム直列回路における第２のデッドタイムよりも長くなるように前記スイッチング素子を制御するものである。
【００４７】
請求項３に係る発明は、整流回路から直流中間コンデンサを介して入力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力端子間に共振コンデンサを介して接続される加熱コイルと、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記インバータは、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、かつ、少なくとも一以上の前記スイッチングアームに並列にスナバコンデンサが接続されたブリッジ回路を有し、
前記制御回路が、前記インバータのスイッチング周波数を制御する周波数制御部と、前記インバータの出力電圧が、前記直流中間コンデンサの正極側電圧に等しい期間、負極側電圧に等しい期間、及びこれらの期間に挟まれた零電圧期間を有するように前記スイッチング素子を制御する位相シフト制御部と、前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、前記スイッチングパターンに従って前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を有する誘導加熱装置において、
前記制御回路は、前記スイッチング周波数が高くなるほど前記零電圧期間が短くなるように前記スイッチング素子を制御するものである。
【００４８】
請求項４に係る発明は、請求項１に係る発明において、
前記制御回路は、前記第１のデッドタイムが、前記第２のデッドタイムよりも長くなるように前記スイッチング素子を制御するものである。
【００４９】
請求項５に係る発明は、整流回路から直流中間コンデンサを介して入力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力端子間に共振コンデンサを介して接続される加熱コイルと、前記インバータを制御する制御回路と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記インバータは、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子からなるスイッチングアームを２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成されたブリッジ回路を有し、
前記制御回路が、前記インバータのスイッチング周波数を制御する周波数制御部と、前記インバータの出力電圧が、前記直流中間コンデンサの正極側電圧に等しい期間、負極側電圧に等しい期間、及びこれらの期間に挟まれた零電圧期間を有するように前記スイッチング素子を制御する位相シフト制御部と、前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、前記スイッチングパターンに従って前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を有する誘導加熱装置において、
前記インバータの出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアームにのみ、スナバコンデンサを並列に接続したものである。
【００５０】
請求項６に係る発明は、請求項１〜４のいずれか１項に係る発明において、
前記インバータの出力電圧を零から前記正極側電圧または負極側電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアームと、前記出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零に制御する際にスイッチングする他のスイッチングアームとに、それぞれスナバコンデンサを並列に接続したものである。
【００５１】
請求項７に係る発明は、請求項１〜４のいずれか１項に係る発明において、
前記インバータの出力電圧を前記正極側電圧または負極側電圧から零電圧に制御する際にスイッチングするスイッチングアームにのみ、スナバコンデンサを並列に接続したものである。
【発明の効果】
【００５２】
本発明によれば、ターンオフ損失だけでなく、スナバ短絡によるターンオン損失を低減すると共にノイズを低減し、スイッチング素子や装置を破損させずにアルミ、銅、非磁性ステンレス等の低抵抗負荷への電力供給や小電力運転を可能にした誘導加熱装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図である。
【図２】図１において、スイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図である。
【図４】図３において、スイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
【図５】本発明の第３実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図である。
【図６】図５において、スイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
【図７】本発明の第３実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図である。
【図８】図７において、スイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
【図９】本発明の第４実施形態における誘導加熱装置の構成図である。
【図１０】本発明の第４実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図である。
【図１１】図１０において、スイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
【図１２】誘導加熱装置の主回路部の構成図である。
【図１３】図１２（ａ）における各部の動作波形図である。
【図１４】図１３の一部を拡大した動作波形図である。
【図１５】誘導加熱装置のブロック図である。
【図１６】周波数制御時の動作波形図である。
【図１７】デューティ制御時の動作波形図である。
【図１８】位相シフト制御時の動作波形図である。
【図１９】誘導加熱装置の構成図及び制御スイッチングパターンの説明図である。
【図２０】先願発明を示す回路構成図である。
【図２１】先願発明によるインバータの出力電圧の波形図である。
【図２２】先願発明の問題点を説明するための電圧、電流の波形図である。
【図２３】図２２においてスイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
【図２４】先願発明の問題点を説明するための電圧、電流の波形図である。
【図２５】図２４においてスイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００５４】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置の構成は図２０に示したものと同一であり、インバータ１Ｅの全てのスイッチングアーム（スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４）にはスナバコンデンサＣ１〜Ｃ４がそれぞれ並列に接続されている。なお、前記同様に、一つのスイッチングアーム直列回路を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を位相シフトアームといい、別のスイッチングアーム直列回路を構成するスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を主アームというものとする。
【００５５】
この第１実施形態では、図２０の周波数制御部１０１によりインバータ１Ｅのスイッチング周波数を制御して加熱コイル１１に供給する電力を調整すると共に、図２０の位相シフト制御部１０２が、スナバコンデンサ短絡を回避するために、位相シフトアームがスイッチングする際のデッドタイムｔＤを、主アームがスイッチングする際のデッドタイムｔＤ’より長くするように制御する。
また、位相シフト制御部１０２は、位相シフトアームまたは主アームをスイッチングすることによってインバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔを０［Ｖ］と直流中間コンデンサの正極側電圧または負極側電圧との間で変化させる際に、インバータ１Ｅのスイッチング周波数が高いほどデッドタイムｔＤ，ｔＤ’が長くなるように制御する。つまり、小電力制御を目的としてスイッチング周波数を高くする場合には出力電流が小さくなって遮断電流が小さくなるため、スナバコンデンサの充放電期間がデッドタイムより長くなり、充放電完了前にスイッチング素子がオンする場合がある。このような場合にはスナバコンデンサ短絡により大きな損失が発生するので、これを防止するために、スイッチング周波数が高くなるほどデッドタイムｔＤ，ｔＤ’を長くしてデッドタイム内でスナバコンデンサの充放電を完了させるようにしたものである。
【００５６】
図１は、第１実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図であり、図２は、図１において、スイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
図１，図２のシミュレーション条件は、主アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）のデッドタイムｔＤ’：２．０［μｓ］、位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）のデッドタイムｔＤ：４．０［μｓ］、スイッチング周波数：３０［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：１１０°である。
上記のように、本実施形態ではｔＤ’＜ｔＤであり、ｔＤ’，ｔＤの何れも、先願発明に関する図２２〜図２５のデッドタイム（０．５［μｓ］）より長く設定されている。
【００５７】
始めに、位相シフトアームがスイッチングするときの動作を説明する。なお、以下の期間Iｃ，IIｃ，IIIｃは、図２における各期間に対応している。
（１）期間Iｃ（Ｓ１，Ｓ３：オン）
インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順に流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは０［Ｖ］となる。
（２）期間IIｃ（Ｓ３：オン）
スイッチング素子Ｓ１がターンオフし、スイッチング素子Ｓ３のみがオンしている時、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→コンデンサＣ１→共振コンデンサＣｒの経路と、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→直流中間コンデンサ４→コンデンサＣ２→共振コンデンサＣｒの経路とに転流し、コンデンサＣ１が充電されてコンデンサＣ２が放電する。
ここで、上述したように、位相シフトアームのデッドタイムｔＤを主アームのデッドタイムｔＤ’（言い換えればコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電期間）よりも長くすると、デッドタイムｔＤ内でコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電が完了し、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→直流中間コンデンサ４→還流ダイオードＤ２→共振コンデンサＣｒの順で流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖｄｃに等しい負電圧となる。
（３）期間IIIｃ（Ｓ２，Ｓ３：オン）
スイッチング素子Ｓ２がオンするが、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは還流ダイオードＤ２を流れているため、ターンオン損失は発生しない。
スイッチング素子Ｓ２の代わりにスイッチング素子Ｓ１がオンするときも、同様の動作となる。
【００５８】
次に、主アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がスイッチングするときの動作を説明する。
（１）期間ｉｃ（Ｓ１，Ｓ４：オン）
インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→スイッチング素子Ｓ４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順に流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖｄｃに等しい正電圧となる。
（２）期間iiｃ（Ｓ１：オン）
スイッチング素子Ｓ４がターンオフし、スイッチング素子Ｓ１のみがオンしているとき、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→コンデンサＣ４→直流中間コンデンサ４→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの経路と、加熱コイル１１→コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの経路とに転流するため、コンデンサＣ３が放電してコンデンサＣ４が充電される。
ここで、主アームのデッドタイムｔＤ’をコンデンサＣ３，Ｃ４の充放電期間よりも長く設定すると、デッドタイムｔＤ’内に充放電が完了し、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順に流れ、インバータ１Ｅの出力電圧ｖｏｕｔは０［Ｖ］となる。
（３）期間iiiｃ（Ｓ１，Ｓ３：オン）
スイッチング素子Ｓ３がオンするが、インバータ１Ｅの出力電流ｉＬｏは還流ダイオードＤ３を流れているため、ターンオン損失は発生しない。
スイッチング素子Ｓ３の代わりにスイッチング素子Ｓ４がオンするときも、同様の動作となる。
【００５９】
以上のように、位相シフトアームがスイッチングする際のデッドタイムｔＤ（出力電圧ｖｏｕｔを零から直流中間コンデンサ４の正極側電圧または負極側電圧に制御する際にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が何れもオフしている期間）を、主アームがスイッチングする際のデッドタイムｔＤ’（出力電圧ｖｏｕｔを直流中間コンデンサ４の正極側電圧または負極側電圧から零に制御する際にスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が何れもオフしている期間）より長くし、かつ、スイッチング周波数が高くなるほどデッドタイムｔＤ，ｔＤ’を長くすることにより、スナバコンデンサの充放電完了後にスイッチングすることができ、主アームのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４及び位相シフトアームのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を何れもソフトスイッチングさせることが可能になる。
従って、本実施形態によれば、スナバコンデンサ本来のターンオフ損失低減効果だけでなく、スナバコンデンサ短絡を回避してターンオン損失の発生を防ぐことができる。
【００６０】
なお、上記した第１実施形態において、位相シフトアームがスイッチングする際のデッドタイムｔＤと主アームがスイッチングする際のデッドタイムｔＤ’とを同じ期間とし、単にスイッチング周波数が高くなるほどデッドタイムｔＤ，ｔＤ’を長くするようにするだけとしてもよい。これにより、スナバコンデンサの充放電完了後にスイッチングすることができ、主アームのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４及び位相シフトアームのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を何れもソフトスイッチングさせることが可能になる。
【００６１】
次いで、本発明の第２実施形態を、図３及び図４を参照しつつ説明する。この第２実施形態に係る誘導加熱装置の構成も図２０と同一である。
この実施形態は、スナバコンデンサ短絡を回避するために、位相シフトアームのデッドタイムｔＤを主アームのデッドタイムｔＤ’より長くしたものであり、特にインバータ１Ｅのスイッチング周波数を高くする必要がない場合に有効である。
【００６２】
図３は、第２実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図であり、図４は、図３において、スイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。
この場合のミュレーション条件は、主アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）のデッドタイムｔＤ’：０．５［μｓ］、位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）のデッドタイムｔＤ：１．０［μｓ］、スイッチング周波数：２０［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：１３０°である。
【００６３】
第２実施形態において、位相シフトアームがスイッチングする時の動作は、第１実施形態と同様である。また、主アームがスイッチングする時の動作は、先願発明における図２２の場合と同様である。
この第２実施形態によれば、位相シフトアームがスイッチングする際のデッドタイムを主アームがスイッチングする際のデッドタイムより長くし、スナバコンデンサの充放電が完了してから位相シフトアームをスイッチングすることで、ソフトスイッチングを実現することができる。これにより、スナバコンデンサ短絡を回避してターンオン損失の発生を防ぐことができる。また、主アームがスイッチングする時は、先願発明における期間iａ〜iiiａと同様にソフトスイッチングとなり、スナバコンデンサの充放電期間＜デッドタイムｔＤ’となるため、スナバコンデンサ短絡は発生しない。
従って、位相シフトアーム及び主アームの両方をソフトスイッチングすることができ、損失低減効果が大きい。
なお、小電力制御のためにスイッチング周波数を高くする場合には、前述した第１実施形態が有効である。
【００６４】
次に、本発明の第３実施形態を、図５〜図８を参照しつつ説明する。この第３実施形態係る誘導加熱装置の構成も図２０と同一である。
この実施形態では、スナバコンデンサ短絡を回避するために、スイッチング周波数が高いほど位相シフト重なり角が小さくなるように（言い換えれば、出力電圧ｖｏｕｔの零電圧期間が短くなるように）、位相シフト制御部１０２が制御を行う。
【００６５】
図５は第３実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図、図６は、図５におけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。この場合のシミュレーション条件は、主アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）及び位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）のデッドタイムｔＤ：０．５［μｓ］、スイッチング周波数：２０［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：１１０°である。
また、図７はスイッチング周波数を図５，図６より高くした場合の電圧、電流の波形図であり、図８は、図７におけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。この場合のミュレーション条件は、主アーム及び位相シフトアームのデッドタイムｔＤ：０．５［μｓ］、スイッチング周波数：２７［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：０°である。
すなわち、図７，図８では、図５，図６よりもスイッチング周波数が高く、位相シフト重なり角が小さくなっている。
【００６６】
この第３実施形態において、位相シフトアームがスイッチングする時の動作、及び、主アームがスイッチングする時の動作は、それぞれ第１実施形態と同様である。すなわち、図６，図８における期間Iｅ，IIｅ，IIIｅの動作は、図２における期間Iｃ，IIｃ，IIIｃの動作と同様である。
また、図５（スイッチング周波数：２０［ｋＨｚ］）及び図７（スイッチング周波数：２７［ｋＨｚ］）から明らかなごとく、スイッチング周波数を高くするにつれて、スナバコンデンサの充放電期間＜デッドタイムｔＤとなるように位相シフト重なり角を小さくしていくと、位相シフト重なり角が０度におけるスイッチング周波数が最高動作周波数となる。
【００６７】
以上のように、スイッチング周波数を高くして加熱コイル１１への供給電力を小さくする場合には位相シフト重なり角を小さくし、逆にスイッチング周波数を低くして供給電力を大きくする場合には位相シフト重なり角を大きくすることで、スナバコンデンサ短絡を防いでターンオン損失を零にすることができる。また、この実施形態では、インバータ１Ｅの出力電流が小さい場合には電流のピーク付近で、大きい場合には電流の零付近でターンオフすることになるため、周波数制御のみの場合に比べてターンオフ損失を減少させることができる。
従って、本実施形態によれば、ターンオフ損失を低減すると共に、スナバコンデンサ短絡によるターンオン損失を低減して抵抗負荷への電力供給や小電力運転が可能となる。
【００６８】
次いで、本発明の第４実施形態を、図９〜図１１を参照しつつ説明する。
図９は第４実施形態に係る誘導加熱装置の回路構成図であり、１Ｆは主回路としてのインバータを示している。この実施形態では、図２０と異なり、主アームのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４にのみ、スナバコンデンサＣ３，Ｃ４がそれぞれ並列に接続されている。その他の構成は図２０のインバータ１Ｅと同一である。
【００６９】
図１０は、第４実施形態の動作を示す電圧、電流の波形図であり、図１１は、図１０において、スイッチング素子Ｓ２のターンオン付近を拡大して示した波形図である。この場合のシミュレーション条件は、主アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）及び位相シフトアーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）のデッドタイムｔＤ：０．５［μｓ］、スイッチング周波数：２０［ｋＨｚ］、スナバコンデンサ容量Ｃ：０．０４［μＦ］、位相シフト重なり角：１４０°である。
【００７０】
まず、位相シフトアームがスイッチングするときの動作を説明する。なお、以下の期間Iｆ，IIｆ，IIIｆは、図１１における各期間に対応している。
（１）期間Iｆ（Ｓ１，Ｓ３：オン）
インバータ１Ｆの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｓ１→共振コンデンサＣｒの順に流れ、インバータ１Ｆの出力電圧ｖｏｕｔは０［Ｖ］となる。
（２）期間IIｆ（Ｓ３：オン）
スイッチング素子Ｓ１がターンオフし、スイッチング素子Ｓ３のみがオンしているとき、スイッチング素子Ｓ１はスイッチング速度に依存してハードスイッチングするため、デッドタイムｔＤよりも十分速くターンオフする。スイッチング素子Ｓ１のターンオフ後、インバータ１Ｆの出力電流ｉＬｏは、加熱コイル１１→還流ダイオードＤ３→直流中間コンデンサ４→還流ダイオードＤ２→共振コンデンサＣｒの順で流れ、インバータ１Ｆの出力電圧ｖｏｕｔは、波高値が直流中間コンデンサ４の電圧Ｖｄｃに等しい負電圧となる。
（３）期間IIIｆ（Ｓ２，Ｓ３：オン）
スイッチング素子Ｓ２がオンするが、インバータ１Ｆの出力電流ｉＬｏは還流ダイオードＤ２を流れているため、ターンオン損失は発生しない。
なお、スイッチング素子Ｓ２に代えてスイッチング素子Ｓ１がオンするときも、同様の動作となる。
【００７１】
主アームがスイッチングするときの動作は、先願発明において説明した期間ｉａ〜iiiａの動作と同様である。
【００７２】
この実施形態において、位相シフトアームがスイッチングする時は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にスナバコンデンサが接続されていないため、ハードスイッチングになる。    従って、先願発明のようなスナバコンデンサ短絡は起きず、ターンオン損失は発生しない。また、主アームがスイッチングする時は、先願発明における期間ｉａ〜iiiａと同様にソフトスイッチングとなり、スナバコンデンサの充放電期間＜デッドタイムｔＤとなるため、スナバコンデンサ短絡は発生しない。
一方、上述したように位相シフトアームがハードスイッチングとなることによってターンオフ損失は増大する。しかし、位相シフトアームの遮断電流は主アームの遮断電流より小さいため、ターンオフ損失は小さく、スナバコンデンサ短絡を回避することによるターンオン損失低減効果の方が大きいため、全体的に見ればスイッチング損失の低減が可能である。
【００７３】
なお、上記した第１〜第３実施形態においては、図２０に示した回路構成図、すなわち、インバータ１Ｅの通り全てのスイッチングアーム（スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４）にスナバコンデンサＣ１〜Ｃ４をそれぞれ並列に接続するようにしているが、第１〜第３実施形態では、図２０に代えて図９に示した回路構成図、すなわち、インバータ１Ｆの通り主アームのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のみにスナバコンデンサＣ３，Ｃ４をそれぞれ並列に接続するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
本発明は、三相または単相入力のインバータを備え、しかも様々な材質の負荷を加熱する誘導加熱装置であって、誘導加熱調理器や金属溶解、シームレス溶接等に使用される産業用誘導加熱装置として利用可能である。
【符号の説明】
【００７５】
１Ｅ，１Ｆ：インバータ
２Ａ：三相交流電源
３Ａ：整流回路
４：直流中間コンデンサ
１１：加熱コイル
１００：制御回路
１０１：周波数制御部
１０２：位相シフト制御部
１０３：負荷モード切替部
１０４：制御条件設定部
１０５：駆動回路部
Ｓ１〜Ｓ４：半導体スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４：還流ダイオード
Ｃ１〜Ｃ４：スナバコンデンサ
Ｃｒ：共振コンデンサ
Ｌｏ：インダクタンス成分
Ｒｏ：抵抗成分
【図１】
2015216081.tif 000003
【図２】
2015216081.tif 000004
【図３】
2015216081.tif 000005
【図４】
2015216081.tif 000006
【図５】
2015216081.tif 000007
【図６】
2015216081.tif 000008
【図７】
2015216081.tif 000009
【図８】
2015216081.tif 000010
【図９】
2015216081.tif 000011
【図１０】
2015216081.tif 000012
【図１１】
2015216081.tif 000013
【図１２】
2015216081.tif 000014
【図１３】
2015216081.tif 000015
【図１４】
2015216081.tif 000016
【図１５】
2015216081.tif 000017
【図１６】
2015216081.tif 000018
【図１７】
2015216081.tif 000019
【図１８】
2015216081.tif 000020
【図１９】
2015216081.tif 000021
【図２０】
2015216081.tif 000022
【図２１】
2015216081.tif 000023
【図２２】
2015216081.tif 000024
【図２３】
2015216081.tif 000025
【図２４】
2015216081.tif 000026
【図２５】
2015216081.tif 000027