(57)【要約】【課題】スイッチに対するスイッチング制御の複雑化を回避しつつ、ノイズの発生を抑制する。【解決手段】交流電圧Ｖａｃが入力される入力端子２ａ，２ｂ、直流電圧Ｖｄｃが出力される出力端子３ａ，３ｂ、ダイオード４，６、第１スイッチ５、第２スイッチ７、第１コイル８、第２コイル９、一対の直列ダイオード１０，１１、入力端子２ａが入力端子２ｂに対して正電圧となる期間では第１スイッチ５のみをスイッチングさせ、入力端子２ａが入力端子２ｂに対して負電圧となる期間では第２スイッチ７のみをスイッチングさせる制御回路１５とを備え、直列ダイオード１０には別体の並列コンデンサ１２が並列に接続され、かつ直列ダイオード１１には別体の並列コンデンサ１３が並列に接続されている。【選択図】図１
2015192546.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧が入力される一対の入力端子と、
一方が他方の電位を基準として正電位となる出力電圧が相互間から出力される一対の出力端子と、
電流流出側が前記一対の出力端子のうちの前記一方の出力端子に接続された第１整流素子と、
前記第１整流素子の電流流入側と前記一対の出力端子のうちの前記他方の出力端子との間に接続された第１スイッチと、
電流流入側が前記他方の出力端子に接続された第２整流素子と、
前記第２整流素子の電流流出側と前記一方の出力端子との間に接続された第２スイッチと、
一端が前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子に接続されると共に他端が前記第１整流素子および前記第１スイッチの接続点に接続された第１コイルと、
一端が前記一方の入力端子に接続されると共に他端が前記第２整流素子および前記第２スイッチの接続点に接続された第２コイルと、
順方向の状態で直列に接続されると共に、電流流出側が前記一方の出力端子に接続され、電流流入側が前記他方の出力端子に接続され、かつ双方の接続点が前記一対の入力端子のうちの他方の入力端子に接続された一対の直列整流素子と、
前記交流電圧に基づいて前記一方の入力端子が前記他方の入力端子に対して正電圧となる期間では、前記第１スイッチのみをスイッチングさせ、当該交流電圧に基づいて当該一方の入力端子が当該他方の入力端子に対して負電圧となる期間では、前記第２スイッチのみをスイッチングさせる制御回路とを備え、
前記一対の直列整流素子のうちの少なくとも一方の直列整流素子に、当該一方の直列整流素子とは別体のコンデンサが並列に接続されているブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項２】
交流電圧が入力される一対の入力端子と、
一方が他方の電位を基準として正電位となる出力電圧が相互間から出力される一対の出力端子と、
前記一対の出力端子のうちの前記他方の出力端子に接続された第１スイッチと、
前記第１スイッチと前記一対の出力端子のうちの前記一方の出力端子との間に、当該第１スイッチと直列となるように接続された第２スイッチと、
一端が前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子に接続されると共に他端が前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの接続点に接続されたコイルと、
順方向の状態で直列に接続されると共に、電流流出側が前記一方の出力端子に接続され、電流流入側が前記他方の出力端子に接続され、かつ双方の接続点が前記一対の入力端子のうちの他方の入力端子に接続された一対の直列整流素子と、
前記交流電圧に基づいて前記一方の入力端子が前記他方の入力端子に対して正電圧となる期間では、前記第１スイッチのみをスイッチングさせ、当該交流電圧に基づいて当該一方の入力端子が当該他方の入力端子に対して負電圧となる期間では、前記第２スイッチのみをスイッチングさせる制御回路とを備え、
前記一対の直列整流素子のうちの少なくとも一方の直列整流素子に、当該一方の直列整流素子とは別体のコンデンサが並列に接続されているブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項３】
前記一対の出力端子間に直列に接続された一対の直列コンデンサと、
前記一対の直列コンデンサの接続点と前記一対の直列整流素子の接続点との間に直列に接続された共振インダクタおよび第１双方向スイッチとを備え、
前記制御回路は、前記交流電圧の極性の変化に同期させて前記第１スイッチのオン期間と前記第２スイッチのオン期間との間に設けるデッドタイム期間において、前記第１双方向スイッチをオン状態に駆動する請求項１または２記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項４】
順方向の状態で直列に接続されると共に、電流流出側が前記一方の出力端子に接続され、電流流入側が前記他方の出力端子に接続され、かつ双方の接続点が前記共振インダクタおよび前記第１双方向スイッチの接続点に接続された一対のクランプ用整流素子を備えている請求項３記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項５】
前記共振インダクタに、当該共振インダクタの両端間に発生する電圧を低下させるクランプ回路が並列に接続されている請求項３記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項６】
前記クランプ回路は、前記共振インダクタに並列に接続された抵抗で構成されている請求項５記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項７】
前記クランプ回路は、互いに逆向きに直列接続された一対のツェナーダイオードが前記共振インダクタに並列に接続されて構成されている請求項５記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項８】
前記クランプ回路は、前記共振インダクタに並列に接続された第２双方向スイッチで構成され、
前記制御回路は、前記第１双方向スイッチをオン状態からオフ状態に駆動するのと同時に、前記第２双方向スイッチを一時的にオン状態に駆動する請求項５記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路を有しないブリッジレス力率改善コンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種のブリッジレス力率改善コンバータ（以下、単に「コンバータ」ともいう）として、本願出願人は、下記特許文献１に開示されているコンバータを既に提案している。このコンバータは、交流電源の一端に第１の端子が接続されたインダクタと、インダクタの第２の端子に第１の端子が接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子の第２の端子にアノードが接続され、かつ交流電源の他端にカソードが接続された第１のダイオードと、インダクタの第２の端子に第１の端子が接続された第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子の第２の端子にカソードが接続され、かつ交流電源の他端にアノードが接続される第２のダイオードとを備えている。
【０００３】
この構成のコンバータでは、第１のスイッチング素子は、交流電源から供給される入力電圧（交流電圧）の正の半サイクルで高周波スイッチングの対象となり、第２のスイッチング素子は、負の半サイクルで高周波スイッチングの対象となる。また、第１のスイッチング素子が高周波スイッチングの対象となっている入力電圧の正の半サイクルでは、第２のスイッチング素子はＯＦＦに維持され、これにより、この第２のスイッチング素子と協働する第２のダイオードもＯＦＦに維持されている。一方、第２のスイッチング素子が高周波スイッチングの対象となっている入力電圧の負の半サイクルでは、第１のスイッチング素子はＯＦＦに維持され、これにより、この第１のスイッチング素子と協働する第１のダイオードもＯＦＦに維持されている。
【０００４】
したがって、第１のスイッチング素子が高周波スイッチングの対象となっている入力電圧の正の半サイクルでは、ＯＦＦに維持されている第２のダイオードの両端間には、アノード端子を基準としてカソード端子に出力電圧が印加された状態になっている。つまり、ＯＦＦに維持されている第２のダイオードの寄生キャパシタ（以下、寄生容量ともいう）は出力電圧に充電され、かつＯＮに維持されている第１のダイオードの寄生容量はほぼゼロボルトに放電された状態になっている。一方、第２のスイッチング素子が高周波スイッチングの対象となっている入力電圧の負の半サイクルでは、ＯＦＦに維持されている第１のダイオードの両端間には、アノード端子を基準としてカソード端子に出力電圧が印加された状態になっている。つまり、ＯＦＦに維持されている第１のダイオードの寄生容量は出力電圧に充電され、かつＯＮに維持されている第２のダイオードの寄生容量はほぼゼロボルトに放電された状態になっている。
【０００５】
このようにして、入力電圧が負から正、または、正から負へ切り替わるポイント（ゼロクロスポイント）の直後において、ＯＦＦに維持されていたダイオードがＯＮに移行することによってこのダイオードの寄生容量の両端電圧が出力電圧からほぼゼロボルトに放電され、かつＯＮに維持されていたダイオードがＯＦＦに移行することによってこのダイオードの寄生容量の両端電圧がほぼゼロボルトから出力電圧まで充電されることで、第１のダイオードおよび第２のダイオードの接続点の電圧は、出力電圧分だけ変動する。
【０００６】
このため、ゼロクロスポイントの直後に高周波スイッチングの対象とするスイッチング素子を通常のオン時比率（ゼロクロスポイントの直後では入力電圧が低いため、予め規定された大きなオン時比率）でスイッチングを開始させる構成では、ＯＦＦに維持されていたダイオードの寄生容量の両端電圧が出力電圧からほぼゼロボルトに急速に放電され、かつＯＮに維持されていたダイオードの寄生容量が出力電圧まで急速に充電されることで、第１のダイオードおよび第２のダイオードの接続点の電圧は、出力電圧分だけ急速に変動する。したがって、このコンバータには、この接続点の電圧が出力電圧分だけ急速に変動することに起因したサージ電流が発生することになり、ＥＭＩノイズが増大する。
【０００７】
そこで、特許文献１に開示されているコンバータでは、ゼロクロスポイントの直後に高周波スイッチングの対象とするスイッチング素子に対してソフトスタート制御、つまりオン時比率を０％から通常のオン時比率まで徐々に上昇させる制御を行うことで、上記したダイオードの寄生容量に対する放電や充電が徐々に行われるようにし、これによって各ダイオードの接続点に生じる出力電圧分の急速な変動を回避することで、サージ電流の発生の原因、ひいてはＥＭＩノイズの増大の原因を排除するようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１２−７０４９０号公報（第５−６頁、第１図）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところが、従来のコンバータには、以下のような改善すべき課題が存在している。すなわち、このコンバータでは、スイッチング素子（スイッチ）に対して、オン時比率を徐々に上昇させるというソフトスタート制御を入力電圧のゼロクロスポイントの直後において行わなければならないため、スイッチング素子に対するスイッチング制御がその分だけ複雑になっているという改善すべき課題が存在している。
【００１０】
本発明は、かかる課題を改善するためになされたものであり、スイッチに対するスイッチング制御の複雑化を回避しつつ、ノイズの発生を抑制し得るブリッジレス力率改善コンバータを提供することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成すべく、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータは、交流電圧が入力される一対の入力端子と、一方が他方の電位を基準として正電位となる出力電圧が相互間から出力される一対の出力端子と、電流流出側が前記一対の出力端子のうちの前記一方の出力端子に接続された第１整流素子と、前記第１整流素子の電流流入側と前記一対の出力端子のうちの前記他方の出力端子との間に接続された第１スイッチと、電流流入側が前記他方の出力端子に接続された第２整流素子と、前記第２整流素子の電流流出側と前記一方の出力端子との間に接続された第２スイッチと、一端が前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子に接続されると共に他端が前記第１整流素子および前記第１スイッチの接続点に接続された第１コイルと、一端が前記一方の入力端子に接続されると共に他端が前記第２整流素子および前記第２スイッチの接続点に接続された第２コイルと、順方向の状態で直列に接続されると共に、電流流出側が前記一方の出力端子に接続され、電流流入側が前記他方の出力端子に接続され、かつ双方の接続点が前記一対の入力端子のうちの他方の入力端子に接続された一対の直列整流素子と、前記交流電圧に基づいて前記一方の入力端子が前記他方の入力端子に対して正電圧となる期間では、前記第１スイッチのみをスイッチングさせ、当該交流電圧に基づいて当該一方の入力端子が当該他方の入力端子に対して負電圧となる期間では、前記第２スイッチのみをスイッチングさせる制御回路とを備え、前記一対の直列整流素子のうちの少なくとも一方の直列整流素子に、当該一方の直列整流素子とは別体のコンデンサが並列に接続されている。
【００１２】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータは、交流電圧が入力される一対の入力端子と、一方が他方の電位を基準として正電位となる出力電圧が相互間から出力される一対の出力端子と、前記一対の出力端子のうちの前記他方の出力端子に接続された第１スイッチと、前記第１スイッチと前記一対の出力端子のうちの前記一方の出力端子との間に、当該第１スイッチと直列となるように接続された第２スイッチと、一端が前記一対の入力端子のうちの一方の入力端子に接続されると共に他端が前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの接続点に接続されたコイルと、順方向の状態で直列に接続されると共に、電流流出側が前記一方の出力端子に接続され、電流流入側が前記他方の出力端子に接続され、かつ双方の接続点が前記一対の入力端子のうちの他方の入力端子に接続された一対の直列整流素子と、前記交流電圧に基づいて前記一方の入力端子が前記他方の入力端子に対して正電圧となる期間では、前記第１スイッチのみをスイッチングさせ、当該交流電圧に基づいて当該一方の入力端子が当該他方の入力端子に対して負電圧となる期間では、前記第２スイッチのみをスイッチングさせる制御回路とを備え、前記一対の直列整流素子のうちの少なくとも一方の直列整流素子に、当該一方の直列整流素子とは別体のコンデンサが並列に接続されている。
【００１３】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータは、前記一対の出力端子間に直列に接続された一対の直列コンデンサと、前記一対の直列コンデンサの接続点と前記一対の直列整流素子の接続点との間に直列に接続された共振インダクタおよび第１双方向スイッチとを備え、前記制御回路は、前記交流電圧の極性の変化に同期させて前記第１スイッチのオン期間と前記第２スイッチのオン期間との間に設けるデッドタイム期間において、前記第１双方向スイッチをオン状態に駆動する。
【００１４】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータは、順方向の状態で直列に接続されると共に、電流流出側が前記一方の出力端子に接続され、電流流入側が前記他方の出力端子に接続され、かつ双方の接続点が前記共振インダクタおよび前記第１双方向スイッチの接続点に接続された一対のクランプ用整流素子を備えている。
【００１５】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータは、前記共振インダクタに、当該共振インダクタの両端間に発生する電圧を低下させるクランプ回路が並列に接続されている。
【００１６】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータは、前記クランプ回路は、前記共振インダクタに並列に接続された抵抗で構成されている。
【００１７】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータは、前記クランプ回路は、互いに逆向きに直列接続された一対のツェナーダイオードが前記共振インダクタに並列に接続されて構成されている。
【００１８】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータは、前記クランプ回路は、前記共振インダクタに並列に接続された第２双方向スイッチで構成され、前記制御回路は、前記第１双方向スイッチをオン状態からオフ状態に駆動するのと同時に、前記第２双方向スイッチを一時的にオン状態に駆動する。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータによれば、少なくとも一方の直列整流素子に、この直列整流素子とは別体の並列コンデンサが並列に接続されているため、交流電圧の極性が切り替わる都度、出力電圧分だけ変動する一対の直列整流素子の接続点に接続されている入力端子の電圧変動を、並列コンデンサによって緩やかにすることができる。これにより、このブリッジレス力率改善コンバータによれば、この電圧変動に起因して発生するサージ電流を大幅に低下させて、発生するＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）のレベルを大幅に抑制することができる。また、スイッチに対して、デューティ比を徐々に上昇させるというソフトスタート制御を実行しなくても、上記したようにＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）のレベルを大幅に抑制できるため、ソフトスタート制御を不要にでき、その分だけスイッチに対するスイッチング制御を簡易にすることができる。
【００２０】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータによれば、一対の直列コンデンサの接続点と一対の直列整流素子の接続点との間に直列に接続された共振インダクタおよび第１双方向スイッチとを備え、第１双方向スイッチが制御回路によってデッドタイム期間においてオン状態に駆動されるため、この第１双方向スイッチがオン状態に駆動される所定期間（デッドタイム期間に含まれる期間）に共振電流を発生させて、この共振電流によって並列コンデンサを放電または充電させることができる。このため、このブリッジレス力率改善コンバータによれば、交流電圧の極性が正から負に変化するデッドタイム期間においては、一対の直列整流素子の接続点の電圧を、ゼロボルトから緩やかに立ち上げ、その後に、出力電圧に向けてほぼ一定の変化率で上昇させ、所定期間の終期に至る手前で変化率を緩やかに減少させ、その後に、出力電圧と同じ電圧に収束させることができる。また、交流電圧の極性が負から正に変化するデッドタイム期間においては、一対の直列整流素子の接続点の電圧を、出力電圧と同じ電圧から緩やかに立ち下げ、その後に、ゼロボルトに向けてほぼ一定の変化率で低下させ、所定期間の終期に至る手前で変化率を緩やかに減少させ、その後に、ゼロボルトに収束させることができる。したがって、このブリッジレス力率改善コンバータによれば、一対の直列整流素子の接続点の電圧変動に伴うＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）の発生を十分に抑制することができる。
【００２１】
また、このブリッジレス力率改善コンバータによれば、一対の直列整流素子の接続点の電圧をゼロボルトから直流電圧に変化させる際の共振電流、および一対の直列整流素子の接続点の電圧を直流電圧からゼロボルトに変化させる際の共振電流を、第１双方向性スイッチと共振インダクタの直列回路、並列コンデンサおよび出力コンデンサでそれぞれ形成される２つの経路にのみ流し、入力端子側に流出しないようにすることができる。したがって、このブリッジレス力率改善コンバータによれば、入力電流への共振電流の重畳を回避することができる。
【００２２】
また、本発明に係るブリッジレス力率改善コンバータによれば、直列に接続された上記の共振インダクタおよび第１双方向スイッチと共に、一対のクランプ用整流素子、および共振インダクタに並列に接続されるクランプ回路のうちの一方を備えたことにより、共振インダクタに流れる共振電流が、第１双方向スイッチをオン状態に駆動する所定期間の終期に丁度ゼロアンペアにならない場合であっても、第１双方向スイッチをオフ状態に駆動したときに共振インダクタに流れている共振電流に起因して共振インダクタの両端間に発生する電圧（第１双方向スイッチの両端間に印加される電圧）を、一対のクランプ用整流素子またはクランプ回路によって第１双方向スイッチの耐圧未満に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】コンバータ１の回路図およびＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）の測定回路の回路図である。
【図２】コンバータ１の動作を説明するための波形図である。
【図３】コンバータ１の動作を説明するための説明図である。
【図４】コンバータ１の動作を説明するための他の説明図である。
【図５】コンバータについての雑音端子電圧の周波数特性図である。
【図６】並列コンデンサ１２，１３の容量値を５０ｎＦにしたときのコンバータ１についての雑音端子電圧の周波数特性図である。
【図７】並列コンデンサ１２，１３の容量値を１００ｎＦにしたときのコンバータ１についての雑音端子電圧の周波数特性図である。
【図８】コンバータ１Ａの回路図である。
【図９】コンバータ１Ｂの回路図である。
【図１０】コンバータ１Ｃの回路図である。
【図１１】コンバータ１Ｃの動作を説明するための波形図である。
【図１２】コンバータ１Ｃの動作を説明するための他の波形図である。
【図１３】コンバータ１Ｃの動作を説明するための他の波形図である。
【図１４】コンバータ１Ｃの動作を説明するための他の波形図である。
【図１５】コンバータ１Ｄの回路図である。
【図１６】コンバータ１Ｄの動作を説明するための波形図である。
【図１７】コンバータ１Ｄの動作を説明するための他の波形図である。
【図１８】クランプ回路３０の他の構成の回路図である。
【図１９】クランプ回路３０の他の構成の回路図である。
【図２０】図１８のクランプ回路３０を備えたコンバータ１Ｄの動作を説明するための波形図である。
【図２１】図１９のクランプ回路３０を備えたコンバータ１Ｄの動作を説明するための波形図である。
【図２２】コンバータ１Ｅの回路図である。
【図２３】コンバータ１Ｅの動作を説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、ブリッジレス力率改善コンバータの実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
【００２５】
最初に、ブリッジレス力率改善コンバータ（以下、「コンバータ」ともいう）の一例としての図１に示すコンバータ１の構成について説明する。
【００２６】
コンバータ１は、一対の入力端子２ａ，２ｂ（特に区別しないときには、「入力端子２」ともいう）、一対の出力端子３ａ，３ｂ（特に区別しないときには、「出力端子３」ともいう）、第１整流素子４、第１スイッチ５、第２整流素子６、第２スイッチ７、第１コイル８、第２コイル９、一対の直列整流素子１０，１１、一対の並列コンデンサ１２，１３、出力コンデンサ１４および制御回路１５を備えている。また、このコンバータ１は、一対の入力端子２ａ，２ｂに入力される交流電圧Ｖａｃ（５０Ｈｚや６０Ｈｚなどの商用周波数のＡＣ１００Ｖなどの交流電圧）を直流電圧Ｖｄｃ（例えば約ＤＣ３９０Ｖ）に変換して一対の出力端子３ａ，３ｂから出力電圧として出力する。この場合、直流電圧Ｖｄｃは、一対の出力端子３ａ，３ｂのうちの他方の出力端子３ｂの電位（基準電位）を基準として一方の出力端子３ａが正電位となる状態で、一対の出力端子３ａ，３ｂ間から出力される。
【００２７】
このコンバータ１では、第１整流素子４は、一例としてダイオードで構成されて（以下、「ダイオード４」ともいう）、電流流出側（本例ではダイオード４のカソード端子）が出力端子３ａに接続されている。第１スイッチ５は、第１整流素子４の電流流入側（本例ではダイオード４のアノード端子）と出力端子３ｂとの間に接続されている。本例では、第１スイッチ５は、一例としてｎ型のＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor ）で構成されて、ドレイン端子がダイオード４のアノード端子に接続され、かつソース端子が出力端子３ｂに接続されることで、ダイオード４のアノード端子と出力端子３ｂとの間に接続されている。この第１スイッチ５は、制御回路１５から出力される駆動信号Ｓ１を入力したとき（具体的には、駆動信号Ｓ１の論理がハイのとき）にオン状態に移行し、それ以外のときにオフ状態に移行する。また、第１スイッチ５内には、寄生ダイオード５ａが形成されている。
【００２８】
また、第２整流素子６は、一例としてダイオードで構成されて（以下、「ダイオード６」ともいう）、電流流入側（本例ではダイオード６のアノード端子）が出力端子３ｂに接続されている。第２スイッチ７は、第２整流素子６の電流流出側（本例ではダイオード６のカソード端子）と出力端子３ａとの間に接続されている。本例では、第２スイッチ７は、一例として第１スイッチ５と同じｎ型のＭＯＳＦＥＴで構成されて、ドレイン端子が出力端子３ａに接続され、かつソース端子がダイオード６のカソード端子に接続されることで、ダイオード６のカソード端子と出力端子３ａとの間に接続されている。この第２スイッチ７は、制御回路１５から出力される駆動信号Ｓ２を入力したとき（具体的には、駆動信号Ｓ２の論理がハイのとき）にオン状態に移行し、それ以外のときにオフ状態に移行する。また、第２スイッチ７内には、寄生ダイオード７ａが形成されている。
【００２９】
なお、第１整流素子４および第２整流素子６は、制御回路１５によって同期整流動作するように制御されるＭＯＳＦＥＴなどの同期整流素子で構成することもできる。
【００３０】
第１コイル８は、一端が一対の入力端子２ａ，２ｂのうちの一方の入力端子２ａに接続されると共に他端がダイオード４および第１スイッチ５の接続点Ａに接続されている。第２コイル９は、一端が入力端子２ａに接続されると共に他端がダイオード６および第２スイッチ７の接続点Ｂに接続されている。
【００３１】
一対の直列整流素子１０，１１のうちの一方の直列整流素子１０は、一例としてダイオードで構成されて（以下、「直列ダイオード１０」ともいう）、電流流出側（本例では直列ダイオード１０のカソード端子）が出力端子３ａに接続され、また電流流入側（本例では直列ダイオード１０のアノード端子）が入力端子２ｂに接続されている。また、他方の直列整流素子１１は、一例としてダイオードで構成されて（以下、「直列ダイオード１１」ともいう）、電流流出側（本例では直列ダイオード１１のカソード端子）が入力端子２ｂに接続され、また電流流入側（本例では直列ダイオード１０のアノード端子）が出力端子３ｂに接続されている。また、直列ダイオード１０，１１には、逆方向回復時間の短いダイオードが使用されている。
【００３２】
一対の並列コンデンサ１２，１３のうちの一方の並列コンデンサ１２は、例えば、セラミックコンデンサやフィルムコンデンサのような直列ダイオード１０とは別体のコンデンサで構成されて、直列ダイオード１０に並列に接続されている。また、他方の並列コンデンサ１３も、並列コンデンサ１２と同様にして、直列ダイオード１１とは別体のコンデンサで構成されて、直列ダイオード１１に並列に接続されている。また、ダイオードには、種類によって容量値は異なるものの寄生容量（接合部容量）が存在しており、直列整流素子１０，１１にも寄生容量（例えば、数十ｐＦから百数十ｐＦ程度の容量値）が存在している。このため、並列コンデンサ１２，１３の容量値は、この寄生容量の容量値よりも十分に大きな値（例えば、数百ｎＦ程度の容量値）に規定されている。
【００３３】
また、本例では一例として、並列コンデンサ１２，１３の容量値は同一に規定されているが、異なる容量値に規定することもできる。このコンバータ１を含む一般的なコンバータでは、後述するように、一対の出力端子３ａ，３ｂ間のインピーダンス（コンバータ１の出力インピーダンス）が十分に低くなるように設定されている。このため、並列コンデンサ１２，１３は、等価的に、入力端子２ｂと、出力端子３ａ，３ｂのうちのいずれか一方の端子（例えば、出力端子３ａ）との間に並列に接続される構成となっている。したがって、並列コンデンサ１２，１３の合成容量値が予め規定された容量値（基準容量値）以上になるのであれば、並列コンデンサ１２，１３のうちの一方の容量値を大きくし、他方の容量値を小さくすることもでき、さらには、基準容量値以上の容量値のコンデンサを並列コンデンサ１２，１３のうちの一方として使用し、並列コンデンサ１２，１３のうちの他方を省く構成を採用することもできる。
【００３４】
出力コンデンサ１４は、一対の出力端子３ａ，３ｂ間に接続されている。また、出力コンデンサ１４は、一対の出力端子３ａ，３ｂ間のインピーダンス（コンバータ１の出力インピーダンス）が十分に低くなるように、十分に大きな容量値のコンデンサ（例えば、数百μＦ程度の電解コンデンサ）が使用されている。
【００３５】
制御回路１５は、位相検知部１５ａおよび駆動信号生成部１５ｂを備え、交流電圧Ｖａｃの状態をモニタしつつ、第１スイッチ５および第２スイッチ７に対する駆動信号Ｓ１，Ｓ２を交流電圧Ｖａｃの電圧極性に応じて切り替えて生成する。
【００３６】
具体的には、制御回路１５では、位相検知部１５ａが、図２に示すように、交流電圧Ｖａｃの状態をモニタして、その電圧極性が、負から正、または正から負へ切り替わるゼロクロスポイントを検出する処理を実行する。また、位相検知部１５ａは、このゼロクロスポイントの検出結果に基づいて、交流電圧Ｖａｃの極性が正の期間に亘って論理ハイとなり、それ以外の期間では論理ゼロとなる正検波信号Ｓａと、交流電圧Ｖａｃの極性が負の期間に亘って論理ハイとなり、それ以外の期間では論理ゼロとなる負検波信号Ｓｂとを生成する。なお、位相検知部１５ａは、正検波信号Ｓａと負検波信号Ｓｂとを生成する際に、両検波信号Ｓａ，Ｓｂ間に双方とも論理ゼロになる適切な長さのゼロ期間を付加して生成する。すなわち、位相検知部１５ａは、駆動信号生成部１５ｂにおいて正検波信号Ｓａに基づいて生成される駆動信号Ｓ１と負検波信号Ｓｂに基づいて生成される駆動信号Ｓ２との間に、ゼロクロスポイントの前後において２つの駆動信号Ｓ１，Ｓ２が共に出力されない適切な期間（デッドタイム期間）を付加する。
【００３７】
駆動信号生成部１５ｂは、交流電圧Ｖａｃの周波数よりも十分に高い周波数（例えば数百ｋＨｚ程度）のパルス信号（出力期間には論理ハイとなり、それ以外の期間では論理ゼロとなる信号）を内部で生成可能に構成されている。このパルス信号の生成に際して、駆動信号生成部１５ｂは、位相検知部１５ａから入力されている正検波信号Ｓａおよび負検波信号Ｓｂの論理に基づいて、パルス信号を駆動信号Ｓ１および駆動信号Ｓ２のいずれとして生成するか、または駆動信号Ｓ１および駆動信号Ｓ２のいずれとしても生成しないかを判別する。
【００３８】
具体的には、駆動信号生成部１５ｂは、図２に示すように、正検波信号Ｓａおよび負検波信号Ｓｂの論理がいずれもゼロのとき（上記のデッドタイム期間のとき）には、駆動信号Ｓ１および駆動信号Ｓ２のいずれとしても生成しないと判別して、パルス信号の生成を停止する。したがって、制御回路１５は、駆動信号Ｓ１および駆動信号Ｓ２の出力を停止する。
【００３９】
また、駆動信号生成部１５ｂは、このパルス信号の生成を停止している停止状態において、正検波信号Ｓａの論理がゼロからハイになったことを検出したときには、この検出の時点から正検波信号Ｓａの論理がハイからゼロになるまでの期間において、パルス信号を駆動信号Ｓ１として生成すると判別して、パルス信号を駆動信号Ｓ１として生成して第１スイッチ５のゲート端子に出力する。また、駆動信号生成部１５ｂは、上記の停止状態において、負検波信号Ｓｂの論理がゼロからハイになったことを検出したときには、この検出の時点から負検波信号Ｓｂの論理がハイからゼロになるまでの期間において、パルス信号を駆動信号Ｓ２として生成すると判別して、パルス信号を駆動信号Ｓ２として生成して第２スイッチ７のゲート端子に出力する。
【００４０】
この構成により、制御回路１５は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、デッドタイム期間を除き、交流電圧Ｖａｃの極性が正のとき（入力端子２ａが入力端子２ｂに対して正電圧となる期間）には、第１スイッチ５のみをスイッチングさせ、交流電圧Ｖａｃの極性が負のとき（入力端子２ａが入力端子２ｂに対して負電圧となる期間）には、第２スイッチ７のみをスイッチングさせる。
【００４１】
また、駆動信号生成部１５ｂは、駆動信号Ｓ１または駆動信号Ｓ２としてパルス信号の生成を開始したときには、正検波信号Ｓａおよび負検波信号Ｓｂの論理ハイの期間長（交流電圧Ｖａｃのほぼ半周期に相当する長さ）と、正検波信号Ｓａまたは負検波信号Ｓｂの論理がゼロからハイに移行した時点からの経過時間とに基づいて交流電圧Ｖａｃの瞬時値の変化を把握しつつ、パルス信号のデューティ比を予め決められた可変範囲内で制御することにより、直流電圧Ｖｄｃの変動を抑制する。
【００４２】
具体的には、駆動信号生成部１５ｂは、図２に示すように、パルス信号の生成を開始した直後（正検波信号Ｓａまたは負検波信号Ｓｂの論理がゼロからハイに移行した直後）の交流電圧Ｖａｃの瞬時値の絶対値が小さい状態のときにはパルス信号のデューティ比を上記の可変範囲内で最も大きい値とする。その後に、駆動信号生成部１５ｂは、交流電圧Ｖａｃの瞬時値の絶対値が増加するのに伴いパルス信号のデューティ比を徐々に低下させて、交流電圧Ｖａｃの瞬時値の絶対値が最も大きくなった状態のときにデューティ比を最も小さい値とする。その後に、駆動信号生成部１５ｂは、交流電圧Ｖａｃの瞬時値の絶対値が減少するのに伴いパルス信号のデューティ比を徐々に大きくして、パルス信号の生成を終了させる直前（正検波信号Ｓａまたは負検波信号Ｓｂの論理がハイからゼロに移行する直前）の交流電圧Ｖａｃの瞬時値の絶対値が小さい状態のときにパルス信号のデューティ比を可変範囲内で最も大きい値とする。このように、駆動信号生成部１５ｂは、パルス信号のデューティ比を制御する。
【００４３】
次いで、コンバータ１の単体での動作について図３，４を参照して説明する。なお、出力端子３ａ，３ｂ間には不図示の負荷が接続されているものとする。
【００４４】
このコンバータ１では、制御回路１５は、上記したように、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電圧Ｖａｃの極性が正のとき（入力端子２ａが入力端子２ｂに対して正電圧となる期間）には、第２スイッチ７をオフ状態に維持して、第１スイッチ５のみをスイッチングさせる。この場合、第１スイッチ５がオン状態のときには、図３において破線で示す経路、すなわち、入力端子２ａから、第１コイル８、オン状態の第１スイッチ５および直列ダイオード１１を経由して入力端子２ｂに戻る経路に電流が流れて、第１コイル８にエネルギーが蓄積される。なお、この状態においては、負荷には、出力コンデンサ１４からエネルギーが供給される。
【００４５】
このスイッチング状態において第１スイッチ５がオン状態からオフ状態に移行したときには、第１コイル８に蓄積されているエネルギーが放出されることにより、図３において一点鎖線で示す経路、すなわち、入力端子２ａから、第１コイル８、ダイオード４、出力端子３ａ、不図示の負荷（および出力コンデンサ１４）、出力端子３ｂおよび直列ダイオード１１を経由して入力端子２ｂに戻る経路に電流が流れて、一対の出力端子３ａ，３ｂ間から直流電圧Ｖｄｃが出力される。
【００４６】
一方、制御回路１５は、上記したように、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電圧Ｖａｃの極性が負のとき（入力端子２ａが入力端子２ｂに対して負電圧となる期間）には、第１スイッチ５をオフ状態に維持して、第２スイッチ７のみをスイッチングさせる。この場合、第２スイッチ７がオン状態のときには、図４において破線で示す経路、すなわち、入力端子２ｂから、直列ダイオード１０、オン状態の第２スイッチ７および第２コイル９を経由して入力端子２ａに戻る経路に電流が流れて、第２コイル９にエネルギーが蓄積される。なお、この状態においては、負荷には、出力コンデンサ１４からエネルギーが供給される。
【００４７】
このスイッチング状態において第２スイッチ７がオン状態からオフ状態に移行したときには、第２コイル９に蓄積されているエネルギーが放出されることにより、図４において一点鎖線で示す経路、すなわち、入力端子２ｂから、直列ダイオード１０、出力端子３ａ、不図示の負荷（および出力コンデンサ１４）、出力端子３ｂ、ダイオード６および第２コイル９を経由して入力端子２ａに戻る経路に電流が流れて、一対の出力端子３ａ，３ｂ間から直流電圧Ｖｄｃが出力される。
【００４８】
また、このコンバータ１では、図２に示すように、交流電圧Ｖａｃの極性が正のときには（具体的には、第１スイッチ５のみをスイッチングさせている期間では）、直列ダイオード１１が常時オン状態に維持されていることから、一対の直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧は、出力端子３ｂの電圧とほぼ一致した状態に維持されている。なお、実際には、一対の直列ダイオード１０，１１の接続点の電圧は、直列ダイオード１１の順方向電圧分だけ出力端子３ｂの電圧よりも低くなるが、直流電圧Ｖｄｃと比べて直列ダイオード１１の順方向電圧は無視できるため、出力端子３ｂの電圧（ゼロボルト）とほぼ同じと見なすことができる。
【００４９】
一方、交流電圧Ｖａｃの極性が負のときには（具体的には、第２スイッチ７のみをスイッチングさせている期間では）、直列ダイオード１０が常時オン状態に維持されていることから、一対の直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧は、出力端子３ａの電圧（直流電圧Ｖｄｃ）と一致した状態に維持されている。
【００５０】
したがって、このコンバータ１では、一対の出力端子３ａ，３ｂ間に一対の直列ダイオード１０，１１が接続されて、この直列ダイオード１０，１１が、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、交互にオン状態に移行する構成のため、オフ状態の直列ダイオードがオン状態に移行するタイミング（交流電圧Ｖａｃの極性が負から正に切り替わるときには、デッドタイム期間後に第１スイッチ５が最初にオン状態に移行するタイミング、また交流電圧Ｖａｃの極性が正から負に切り替わるときには、デッドタイム期間後に第２スイッチ７が最初にオン状態に移行するタイミング）で、一対の直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧が、直流電圧Ｖｄｃ分だけ変動する。
【００５１】
背景技術でも述べたように、この直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧が急速に変動するとき（電圧の変化量（ｄＶ／ｄｔの絶対値）が大きいとき）には、これに起因したサージ電流が発生し、ＥＭＩノイズが増大するおそれがある。
【００５２】
しかしながら、このコンバータ１では、一対の直列ダイオード１０，１１のうちの少なくとも一方に直列ダイオードとは別体に、しかも直列ダイオードの寄生容量よりも十分に大きな容量値の並列コンデンサを並列に接続することで（本例では一例として、直列ダイオード１０に並列コンデンサ１２を、また直列ダイオード１１に並列コンデンサ１３をそれぞれ並列に接続することで）、一対の直列ダイオード１０，１１のうちのオフ状態の一方の直列ダイオードがオン状態に移行するときに、この一方の直列ダイオードに並列に接続された並列コンデンサを放電させるのに要する時間、またオン状態の他方の直列ダイオードがオフ状態に移行するときに、この他方の直列ダイオードに並列に接続された並列コンデンサを充電させるのに要する時間を長くしている。すなわち、このコンバータ１では、直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）に生じる電圧変動を緩やかにさせている（電圧の変化量（ｄＶ／ｄｔの絶対値）を低下させている）。
【００５３】
これにより、このコンバータ１では、直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧が変動することに起因して発生するサージ電流を大幅に低下させて、発生するＥＭＩノイズのレベルを大幅に抑制することが可能になっている。
【００５４】
以下、このコンバータ１についての伝導ノイズの評価についての実験結果について説明する。なお、コンバータ１には、入力端子２ａ，２ｂに一般的な電源用ＥＭＣフィルタ５０を接続し、ＬＩＳＮ（Line Impedance Stabilizing Network）６０および電源用ＥＭＣフィルタ５０を介して交流電圧Ｖａｃを供給するものとする。また、この状態において、ＬＩＳＮ６０に設けられた一対の端子ＴＰ１，ＴＰ２間のノイズ電圧スペクトル（雑音端子電圧）を測定するものとする。
【００５５】
なお、電源用ＥＭＣフィルタ５０は、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、ラインライン間コンデンサＣｘ、およびラインＦＧ間コンデンサＣｙ１，Ｃｙ２を備えている。また、ＬＩＳＮ６０は、互いに直列接続された状態で一方のラインとＦＧ（フレームグランド）との間に接続されたコンデンサＣ１および抵抗Ｒ１と、互いに直列接続された状態で他方のラインとＦＧとの間に接続されたコンデンサＣ２および抵抗Ｒ２とを備え、上記の端子ＴＰ１はコンデンサＣ１および抵抗Ｒ１の接続点に、また上記の端子ＴＰ２はコンデンサＣ２および抵抗Ｒ２の接続点にそれぞれ接続されている。また、コンデンサＣｆｇは、コンバータ１の出力端子３ｂとＦＧとの間に形成される（または、積極的に配設される）コンデンサであり、例えば、数千ｐＦ程度の容量値を有している。
【００５６】
まず、本例のコンバータ１の比較例として、一対の並列コンデンサ１２，１３を省いた状態のときの雑音端子電圧を測定した。この測定結果を図５に示す。なお、図５中の２本のラインのうちのラインＬで示される上側のラインは、ノイズ規格（CISPR22/EN55022 ）でのｃｌａｓｓＢの限度値を示すものである（以下の図６，７でも同様）。この測定結果から明らかなように、並列コンデンサを使用しない構成では、雑音端子電圧が、ノイズ規格で規定されている周波数範囲の全域に亘ってｃｌａｓｓＢの限度値を大幅に超えた状態になっている。
【００５７】
これは、直列ダイオード１０，１１の接続点に接続されている入力端子２ｂの上記した電圧変動により、入力端子２ｂから、電源用ＥＭＣフィルタ５０内のコモンモードチョークコイルＣＭＣ、ＬＩＳＮ６０内のコンデンサＣ２、ＬＩＳＮ６０内の抵抗Ｒ２、コンデンサＣｆｇおよび直列ダイオード１１を経由して入力端子２ｂに戻る経路にサージ電流が流れ、この経路を構成するコモンモードチョークコイルＣＭＣのインダクタンス成分（例えば数ｍＨ）とコンデンサＣｆｇの共振によってこのサージ電流にリンギング（リンギングの周波数は、数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）が生じるが、一対の並列コンデンサ１２，１３を省いた状態での入力端子２ｂの電圧変動は急速である（電圧の変化量（ｄＶ／ｄｔの絶対値）が大きい）ため、このリンギングも極めて大きな振幅になるからであると考えられる。
【００５８】
次に、本例のコンバータ１において、一対の並列コンデンサ１２，１３の容量値を５０ｎＦに規定したときの雑音端子電圧を測定した。この測定結果を図６に示す。この測定結果から明らかなように、ノイズ規格で規定されている周波数範囲の全域に亘って雑音端子電圧がｃｌａｓｓＢの限度値を超えた状態ではあるものの、並列コンデンサを使用しない図５の構成と比較して、この周波数範囲の全域で雑音端子電圧が低下しているのが確認される。
【００５９】
これは、直列ダイオード１０，１１の接続点（入力端子２ｂ）と出力端子３ａとの間の容量値（つまり、直列ダイオード１０に並列に存在する容量の容量値）、および直列ダイオード１０，１１の接続点（入力端子２ｂ）と出力端子３ｂとの間の容量値（つまり、直列ダイオード１１に並列に存在する容量の容量値）が、並列コンデンサ１２，１３の追加によってそれぞれ単純に増加し、これによって、この並列の容量への充放電時間が長くなったために入力端子２ｂの電圧変動が緩やかになったとする上記の理由と、並列コンデンサ１２，１３に対する充放電時において、この並列コンデンサ１２，１３と第１コイル８または第２コイル９とが共振することにより、入力端子２ｂの電圧変動が緩やかになったという理由の双方によるものと考えられる。
【００６０】
また、本例のコンバータ１において、一対の並列コンデンサ１２，１３の容量値を３００ｎＦに規定したときの雑音端子電圧を測定した。この測定結果を図７に示す。この測定結果から明らかなように、雑音端子電圧が、さらに低下して、ノイズ規格で規定されている周波数範囲の全域に亘ってほぼｃｌａｓｓＢの限度値以下に抑制されているのが確認される。
【００６１】
このように、このコンバータ１では、順方向の状態で直列接続された状態でコンバータ１の一対の出力端子３ａ，３ｂ間に接続されると共に双方の接続点が入力端子２ｂに接続されることで、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、交互にオン状態に移行する一対の直列整流素子１０，１１のうちの少なくとも一方の直列整流素子（本例では、双方の直列ダイオード１０，１１）に、直列整流素子とは別体の並列コンデンサ（本例では、並列コンデンサ１２，１３）が並列に接続されている。
【００６２】
したがって、このコンバータ１によれば、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、直流電圧Ｖｄｃ分だけ変動する直列整流素子１０，１１の接続点に接続されている入力端子２ｂの電圧変動を、並列コンデンサ１２，１３によって緩やかにすることができるため、この電圧変動に起因して発生するサージ電流を大幅に低下させて、発生するＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）のレベルを大幅に抑制することができる。また、このコンバータ１によれば、各スイッチ５，７に対して、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わるポイント（ゼロクロスポイント）の直後にデューティ比を徐々に上昇させるというソフトスタート制御を制御回路１５が実行しなくても、上記のようにＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）のレベルを大幅に抑制できるため、このソフトスタート制御を不要にでき、その分だけ制御回路１５による各スイッチ５，７に対するスイッチング制御を簡易にすることができる。
【００６３】
また、図８，９に示す構成のコンバータ１Ａ，１Ｂにおいても、上記したコンバータ１と同様にして、一対の直列ダイオード１０，１１の接続点に入力端子２ｂが接続されているため、この入力端子２ｂの電圧が、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、直流電圧Ｖｄｃ分だけ変動する。これにより、これらのコンバータ１Ａ，１Ｂにおいても、上記したコンバータ１と同様にして、直列整流素子１０，１１のうちの少なくとも一方の直列整流素子（図８，９では、双方の直列ダイオード１０，１１）に、直列整流素子とは別体の並列コンデンサ（図８，９では、並列コンデンサ１２，１３）を並列に接続することにより、発生するＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）のレベルを大幅に抑制することが可能になる。
【００６４】
まず、図８のコンバータ１Ａの構成について説明する。なお、以下に説明するコンバータ１Ａ〜Ｅについては、理解を容易にするため、コンバータ１の構成と比較しつつ説明し、コンバータ１の構成と同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００６５】
コンバータ１Ａは、コンバータ１から第２コイル９およびダイオード４，６を省くと共に、ダイオード４の位置に第２スイッチ７を配置して構成されている。すなわち、第２スイッチ７は、第１スイッチ５と出力端子３ａとの間に、第１スイッチ５と直列となるように接続されている。第１コイル８は、一端が入力端子２ａに接続されると共に他端が第１スイッチ５および第２スイッチ７の接続点Ａに接続されている。
【００６６】
次いで、コンバータ１Ａの動作について説明する。このコンバータ１Ａでも、制御回路１５は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電圧Ｖａｃの極性が正のとき（入力端子２ａが入力端子２ｂに対して正電圧となる期間）には、第１スイッチ５のみをスイッチングさせ、交流電圧Ｖａｃの極性が負のとき（入力端子２ａが入力端子２ｂに対して負電圧となる期間）には、第２スイッチ７のみをスイッチングさせる。
【００６７】
この場合、交流電圧Ｖａｃの極性が正の期間において、スイッチング状態の第１スイッチ５がオン状態になっているときには、図８において破線で示す経路に電流が流れて、第１コイル８にエネルギーが蓄積される。また、このスイッチング状態において第１スイッチ５がオン状態からオフ状態に移行したときには、第１コイル８に蓄積されているエネルギーが放出されることにより、図８において一点鎖線で示す経路、すなわち、第２スイッチ７の寄生ダイオード７ａを通過する経路に電流が流れて、一対の出力端子３ａ，３ｂ間から直流電圧Ｖｄｃが出力される。
【００６８】
一方、交流電圧Ｖａｃの極性が負の期間において、スイッチング状態の第２スイッチ７がオン状態になっているときには、入力端子２ｂから、直列ダイオード１０、オン状態の第２スイッチ７および第１コイル８を経由して入力端子２ａに戻る経路に電流が流れて、第１コイル８にエネルギーが蓄積される。また、このスイッチング状態において第２スイッチ７がオン状態からオフ状態に移行したときには、第１コイル８に蓄積されているエネルギーが放出されることにより、入力端子２ｂから、直列ダイオード１０、出力端子３ａ、不図示の負荷（および出力コンデンサ１４）、出力端子３ｂ、第１スイッチ５の寄生ダイオード５ａおよび第１コイル８を経由して入力端子２ａに戻る経路に電流が流れて、一対の出力端子３ａ，３ｂ間から直流電圧Ｖｄｃが出力される。
【００６９】
このように、このコンバータ１Ａでも、交流電圧Ｖａｃの極性が正のときには（具体的には、第１スイッチ５のみをスイッチングさせている期間では）、直列ダイオード１１が常時オン状態に維持され、交流電圧Ｖａｃの極性が負のときには（具体的には、第２スイッチ７のみをスイッチングさせている期間では）、直列ダイオード１０が常時オン状態に維持されていることから、一対の直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧は、コンバータ１と同様にして、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、直流電圧Ｖｄｃ分だけ変動する。このため、このコンバータ１Ａにおいても、この直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧が急速に変動するとき（電圧の変化量（ｄＶ／ｄｔの絶対値）が大きいとき）には、これに起因したサージ電流が発生し、ＥＭＩノイズが増大するおそれがある。
【００７０】
しかしながら、このコンバータ１Ａによれば、コンバータ１と同様にして並列コンデンサ１２，１３を備えたことにより、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、直流電圧Ｖｄｃ分だけ変動する直列整流素子１０，１１の接続点に接続されている入力端子２ｂの電圧変動を、並列コンデンサ１２，１３によって緩やかにすることができるため、この電圧変動に起因して発生するサージ電流を大幅に低下させて、発生するＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）のレベルを大幅に抑制することができる。
【００７１】
次いで、図９のコンバータ１Ｂの構成について説明する。なお、このコンバータ１Ｂは、図９から明らかなように、コンバータ１Ａのスイッチ回路（第１スイッチ５および第２スイッチ７の直列回路、並びに第１コイル８）と同等のスイッチ回路を２組（第１スイッチ５および第２スイッチ７の直列回路、並びに第１コイル８の組と、第３スイッチ２１および第４スイッチ２２の直列回路、並びに第２コイル９の組）備え、この２組のスイッチ回路を出力端子３ａ，３ｂ間に並列に接続して構成された、いわゆるインターリーブ方式のブリッジレス力率改善コンバータである。なお、第３スイッチ２１内には、寄生ダイオード２１ａが形成され、第４スイッチ２２内には、寄生ダイオード２２ａが形成されている。
【００７２】
このコンバータ１Ｂでも、第１スイッチ５と第４スイッチ２２とが交互にスイッチングされる交流電圧Ｖａｃの極性が正のときには、直列ダイオード１１が常時オン状態に維持され、第２スイッチ７と第３スイッチ２１とが交互にスイッチングされる交流電圧Ｖａｃの極性が負のときには、直列ダイオード１０が常時オン状態に維持されていることから、一対の直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧は、コンバータ１，１Ａと同様にして、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、直流電圧Ｖｄｃ分だけ変動する。
【００７３】
このため、このコンバータ１Ｂでも、上記したコンバータ１，１Ａと同様にして、直列ダイオード１０，１１の接続点（つまり、入力端子２ｂ）の電圧が急速に変動するとき（電圧の変化量（ｄＶ／ｄｔの絶対値）が大きいとき）には、これに起因したサージ電流が発生し、ＥＭＩノイズが増大するおそれがある。しかしながら、このコンバータ１Ｂでも、コンバータ１，１Ａと同様にして並列コンデンサ１２，１３を備えたことにより、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、直流電圧Ｖｄｃ分だけ変動する直列整流素子１０，１１の接続点に接続されている入力端子２ｂの電圧変動を、並列コンデンサ１２，１３によって緩やかにすることができるため、この電圧変動に起因して発生するサージ電流を大幅に低下させて、発生するＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）のレベルを大幅に抑制することができる。
【００７４】
ところで、上記した各コンバータ１，１Ａ，１Ｂでは、交流電圧Ｖａｃの極性が切り替わる都度、直流電圧Ｖｄｃ分だけ変動する入力端子２ｂの電圧変動を、並列コンデンサ１２，１３に対する充放電時において、この並列コンデンサ１２，１３と入力端子２に接続されたコイル（第１コイル８または第２コイル９）とが共振することによっても緩やかにしているが、この共振時に発生する電流（共振電流）は、入力端子２に接続されたコイル（第１コイル８または第２コイル９）に流れるため、入力端子２に入力される入力電流にこの共振電流が重畳した状態になる。
【００７５】
このような入力電流への無用な電流の重畳は、交流電圧Ｖａｃの供給源へのノイズの流出となるので回避するのが好ましい。以下では、発生するＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）のレベルを上記したコンバータ１，１Ａ，１Ｂと同様にして大幅に抑制しつつ、入力電流への共振電流の重畳を低減し得るコンバータ１Ｃについて図面を参照して説明する。
【００７６】
まず、コンバータ１Ｃの構成について図１０を参照して説明する。なお、一例として、コンバータ１に適用した例を挙げて説明するが、コンバータ１Ａ，１Ｂに適用できるのは勿論である。
【００７７】
コンバータ１Ｃは、直列接続された同一容量値の２つの出力コンデンサ１４ａ，１４ｂ（一対の直列コンデンサ）に出力コンデンサ１４を分割した構成、この出力コンデンサ１４ａ，１４ｂの接続点と直列ダイオード１０，１１の接続点（入力端子２ｂ）との間に双方向性スイッチ２３と共振インダクタ２４の直列回路が接続されている構成、およびこの双方向性スイッチ２３（第１双方向性スイッチ）が制御回路１５から出力される駆動信号Ｓ３によってオン・オフ状態が制御される構成においてコンバータ１と相違し、他の構成についてはコンバータ１と同一に構成されている。
【００７８】
なお、双方向性スイッチ２３と共振インダクタ２４の位置は入れ替えることが可能である。また、双方向性スイッチ２３としては、双方向に導通と遮断とが制御可能なスイッチを使用することができ、例えば、トライアックや、図１０に示すように互いに逆向きで直列接続されたＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）で構成することができる。
【００７９】
次に、コンバータ１Ｃの動作について説明する。なお、上記したように、コンバータ１と同じ基本構成を備えたコンバータ１Ｃは、コンバータ１と同一の構成要素が同じように動作して、交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換して出力すると共に、ＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）についてもそのレベルを大幅に抑制する。
【００８０】
また、このコンバータ１Ｃでは、図１１に示すように、制御回路１５が、デッドタイム期間中にのみ駆動信号Ｓ３を所定期間Ｔｒだけ出力することにより、デッドタイム期間中にのみ双方向性スイッチ２３を所定期間Ｔｒだけオン状態に駆動する。なお、図１１では、交流電圧Ｖａｃの電圧極性が正から負へ切り替わるゼロクロスポイントでのデッドタイム期間中の動作を示しているが、制御回路１５は、交流電圧Ｖａｃの電圧極性が負から正へ切り替わるゼロクロスポイントでのデッドタイム期間中においても、双方向性スイッチ２３を所定期間Ｔｒだけオン状態に駆動する。
【００８１】
一例として、図１１に示すように、交流電圧Ｖａｃの電圧極性が正から負へ切り替わるゼロクロスポイントでのデッドタイム期間中の動作を例に挙げて説明すると、このデッドタイム期間が開始したときには、直列ダイオード１１がオン状態のため、直列ダイオード１０，１１の接続点（入力端子２ｂ）の電圧は、直流電圧Ｖｄｃの基準電位（ゼロボルト）になっている。一方、出力コンデンサ１４ａ，１４ｂの接続点の電圧は、直流電圧Ｖｄｃの１／２となっている。
【００８２】
この状態において、双方向性スイッチ２３が所定期間Ｔｒだけオン状態に移行したときには、共振インダクタ２４と、並列コンデンサ１２，１３の合成容量とによる共振により、図１０において破線で示す２つの経路（双方向性スイッチ２３と共振インダクタ２４の直列回路、並列コンデンサ１２および出力コンデンサ１４ａの経路、並びに、この直列回路、並列コンデンサ１３および出力コンデンサ１４ｂの経路）に共振電流がそれぞれ流れる。このコンバータ１Ｃでは、共振周期の１／２の長さが所定期間Ｔｒの長さと一致するように、共振インダクタ２４のインダクタンス値および上記の合成容量の容量値が規定されている。
【００８３】
このため、各経路の共振電流の合成電流（つまり、共振インダクタ２４を流れる共振電流Ｉｒ）は、図１１に示すように、その電流値が、所定期間Ｔｒの始期でのゼロアンペアから正弦波状に上昇して所定期間Ｔｒの中間においてピークに達し、その後に、正弦波状に減少して所定期間Ｔｒの終期においてゼロアンペアになる。なお、図示はしないが、各経路の共振電流自体も、共振電流Ｉｒと同様にして、その電流値が、所定期間Ｔｒの始期でのゼロアンペアから正弦波状に上昇して所定期間Ｔｒの中間においてピークに達し、その後に、正弦波状に減少して所定期間Ｔｒの終期においてゼロアンペアになる。
【００８４】
これにより、コンバータ１Ｃでは、並列コンデンサ１２，１３は上記のように変化する共振電流によって放電・充電されることから、図１１に示すように、直列ダイオード１１，１２の接続点の電圧は、ゼロボルトから緩やかに立ち上がり、その後に、直流電圧Ｖｄｃに向けてほぼ一定の変化率で上昇し、所定期間Ｔｒの終期に至る手前で変化率が緩やかに減少しつつ、直流電圧Ｖｄｃに収束する。
【００８５】
また、交流電圧Ｖａｃの電圧極性が負から正へ切り替わるゼロクロスポイントでのデッドタイム期間中の動作については、図示はしないが、上記した電圧極性が正から負へ切り替わるときの動作と比較して、直列ダイオード１０，１１の接続点（入力端子２ｂ）の当初の電圧が直流電圧Ｖｄｃであり、上記の２つの経路に流れる共振電流の向きが上記の場合とは逆になる。
【００８６】
これにより、並列コンデンサ１２，１３は図１０に示す向きとは逆向きの共振電流で充電・放電されることから、図示はしないが、直列ダイオード１１，１２の接続点の電圧は、直流電圧Ｖｄｃから緩やかに立ち下がり、その後に、ゼロボルトに向けてほぼ一定の変化率で低下し、所定期間Ｔｒの終期に至る手前で変化率が緩やかに減少しつつ、ゼロボルトに収束する。
【００８７】
したがって、このコンバータ１Ｃによれば、直列ダイオード１１，１２の接続点の電圧がゼロボルトから直流電圧Ｖｄｃに変動したり、直流電圧Ｖｄｃからゼロボルトに変動したりするのに伴うＥＭＩノイズ（雑音端子電圧）の発生を十分に抑制することができる。
【００８８】
また、このコンバータ１Ｃでは、直列ダイオード１１，１２の接続点の電圧をゼロボルトから直流電圧Ｖｄｃに変化させる際の共振電流、および直列ダイオード１１，１２の接続点の電圧を直流電圧Ｖｄｃからゼロボルトに変化させる際の共振電流が、上記した２つの経路（双方向性スイッチ２３と共振インダクタ２４の直列回路、並列コンデンサ１２および出力コンデンサ１４ａの経路、並びに、この直列回路、並列コンデンサ１３および出力コンデンサ１４ｂの経路）にのみ流れ、入力端子２側には流出しない。したがって、このコンバータ１Ｃによれば、入力電流への共振電流の重畳を回避することができる。
【００８９】
ところで、上記のコンバータ１Ｃでは、共振周期の１／２の長さが所定期間Ｔｒの長さと一致するように、共振インダクタ２４のインダクタンス値および並列コンデンサ１２，１３の合成容量の容量値が規定されて、これにより、コンバータ１Ｃは、各経路の共振電流の合成電流（共振インダクタ２４を流れる共振電流Ｉｒ）は、その電流値が、所定期間Ｔｒの終期においてゼロアンペアになる理想的な構成になっている。このため、図１２に示すように、共振インダクタ２４の両端間電圧は、同図に示すように、この所定期間Ｔｒにおいて、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧値から、この電圧値と絶対値が同じで極性が逆の電圧値に正確に変化し、特にサージ電圧が発生することはない。
【００９０】
しかしながら、実際には、共振インダクタ２４のインダクタンス値および並列コンデンサ１２，１３の各容量値はそれぞれの公差範囲内でばらついたり、周囲温度の影響を受けて変化するため、設計通りに所定期間Ｔｒの終期において、上記の共振電流Ｉｒの電流値を丁度ゼロアンペアにするのは難しく、一般的には、図１３に示すように、共振電流Ｉｒが、所定期間Ｔｒの終期の手前で電流値がゼロアンペアになり、これにより所定期間Ｔｒの終期においては逆向きに流れている状態になったり、図１４に示すように、共振電流Ｉｒが、所定期間Ｔｒの終期において未だ電流値がゼロアンペアに達していなかったりする。
【００９１】
この場合、共振インダクタ２４に流れる共振電流Ｉｒがゼロアンペアではない状態で、双方向性スイッチ２３がオフ状態になることから、図１３，１４において太線で示すように、共振インダクタ２４の両端間電圧は、所定期間Ｔｒの終期においてパルス状に変化（上昇または下降）し、この変化した分のパルス電圧（サージ電圧）が双方向性スイッチ２３の両端間に印加されることで、両図において太線で示すように双方向性スイッチ２３の両端間電圧もパルス状に変化（上昇または下降）して、双方向性スイッチ２３の耐圧を超えるおそれがあり、これは、双方向性スイッチ２３にとって好ましくない。
【００９２】
そこで、以下に示すコンバータ１Ｄ（図１５参照）では、共振インダクタ２４の両端間電圧、ひいては、双方向性スイッチ２３の両端間電圧のパルス状の変化の程度を低く抑え得るクランプ回路３０を備えて構成されている。このクランプ回路３０としては、図１５に示す構成のコンバータ１Ｄでは、順方向の状態で直列に接続されると共に、電流流出側が一方の出力端子３ａに接続され、電流流入側が他方の出力端子３ｂに接続され、かつ双方の接続点が共振インダクタ２４および双方向性スイッチ２３の接続点に接続された一対のクランプ用整流素子（本例では一例として、ダイオード３１，３２）を備えている。
【００９３】
この構成のコンバータ１Ｄによれば、共振インダクタ２４の出力コンデンサ１４ａ，１４ｂの接続点側の端部の電圧が直流電圧Ｖｄｃの１／２に規定されていることから、上記の図１３や図１４で示すようなパルス状の変化が共振インダクタ２４の両端間電圧に発生しようとしたとしても、図１６，１７に示すように、パルス状の変化を含めた共振インダクタ２４の両端間電圧を、−Ｖｄｃ／２以上で、かつ＋Ｖｄｃ／２以下の電圧範囲内に抑制することができる。したがって、同図に示すように、双方向性スイッチ２３の両端間電圧についても、過大とならない電圧範囲内に抑制することができ、これによって、双方向性スイッチ２３の両端間電圧が双方向性スイッチ２３の耐圧を超える事態の発生を確実に防止することができる。
【００９４】
また、クランプ回路３０は、共振インダクタ２４に並列に接続するクランプ回路で構成することもできる。具体的には、このクランプ回路３０は、図１８に示すように、共振インダクタ２４の両端間に並列に接続された抵抗３３で構成することもできるし、また図１９に示すように、互いに逆向きに（本例では一例として、カソード端子同士が接続されて）直列接続された状態において、共振インダクタ２４の両端間に並列に接続された一対のツェナーダイオード３４，３５（ツェナー電圧Ｖｚが直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧よりも若干高い値のツェナーダイオード）で構成することもできる。
【００９５】
この場合、図１８に示すクランプ回路３０では、図２０に示すように、抵抗３３が、双方向性スイッチ２３がオフ状態に制御されたときに共振インダクタ２４の両端間に発生する電圧（両端間電圧）を共振インダクタ２４のインダクタンス値Ｌと抵抗３３の抵抗値Ｒの時定数（Ｌ／Ｒ）で減衰させる。なお、図２０は、共振電流Ｉｒの電流値が、所定期間Ｔｒの終期において未だゼロアンペアに達しない例であるが、共振電流Ｉｒの電流値が、所定期間Ｔｒの終期の手前でゼロアンペアに達し、この終期において逆向きに流れているときでも、抵抗３３が、この両端間電圧を上記の時定数（Ｌ／Ｒ）で減衰させる。具体的には、この時定数（Ｌ／Ｒ）が数十μｓから数百μｓまでの間の値になるように、共振インダクタ２４のインダクタンス値Ｌと抵抗３３の抵抗値Ｒを規定するのが好ましい。
【００９６】
また、図１９に示すクランプ回路３０では、図２１に示すように、共振インダクタ２４の両端間に発生する電圧（両端間電圧）がツェナー電圧Ｖｚに達したときには、ツェナーダイオード３４，３５がこの両端間電圧をツェナー電圧Ｖｚにクランプする。なお、図２１は、共振電流Ｉｒの電流値が、所定期間Ｔｒの終期において未だゼロアンペアに達しない例であるが、共振電流Ｉｒの電流値が、所定期間Ｔｒの終期の手前でゼロアンペアに達し、この終期において逆向きに流れているときでも、ツェナーダイオード３４，３５が、この両端間電圧がツェナー電圧Ｖｚに達したときには、ツェナー電圧Ｖｚにクランプする。
【００９７】
したがって、図１８や図１９に示すクランプ回路３０を備えたコンバータ１Ｄによっても、双方向性スイッチ２３の両端間電圧が双方向性スイッチ２３の耐圧を超える事態の発生を確実に防止することができる。
【００９８】
また、図２２に示すコンバータ１Ｅのように、共振インダクタ２４の両端間に並列に接続された双方向性スイッチ３６（第２双方向性スイッチ）で、共振インダクタ２４に並列に接続するクランプ回路３０を構成することもできる。このクランプ回路３０では、双方向性スイッチ３６は、制御回路１５から出力される駆動信号Ｓ４によってオン状態に駆動される。具体的には、図２３に示すように、制御回路１５は、駆動信号Ｓ３の出力を停止させるのと同時に（つまり、双方向スイッチ３６をオン状態からオフ状態に駆動するのと同時に）駆動信号Ｓ４を一定時間（例えば、デッドタイム期間の長さ以下の時間であって、実験などで予め決定された時間）だけ出力する。また、双方向性スイッチ３６は、双方向性スイッチ２３と同じように、トライアックや、図２２に示すように互いに逆向きで直列接続されたＦＥＴで構成することができる。
【００９９】
このため、このコンバータ１Ｅでは、共振インダクタ２４は、双方向性スイッチ２３のオン状態の終了と同時に（所定期間Ｔｒの終了と同時に）、双方向性スイッチ３６によって両端間が一時的に短絡される。
【０１００】
上記したように、双方向性スイッチ２３および共振インダクタ２４を含む２つの経路（図２２中において破線で示す経路）に流れる共振電流が所定期間Ｔｒの終期に丁度ゼロアンペアにならないことに起因して、共振インダクタ２４の両端間電圧、ひいては双方向性スイッチ２３の両端間電圧に発生するパルス状の電圧は、所定期間Ｔｒの終期、すなわち駆動信号Ｓ３の出力期間の終期に発生する。
【０１０１】
したがって、このコンバータ１Ｅによれば、駆動信号Ｓ４によってクランプ回路３０の双方向性スイッチ３６が、所定期間Ｔｒの終期と同時に（つまり、双方向性スイッチ２３がオフ状態に移行するのと同時に）一時的にオン状態に移行して共振インダクタ２４の両端間を短絡することにより、図２３に示すように、共振インダクタ２４の両端間電圧、ひいては双方向性スイッチ２３の両端間電圧にパルス状の電圧が発生しないようにすることができる。つまり、このコンバータ１Ｅによっても、双方向性スイッチ２３の両端間電圧が双方向性スイッチ２３の耐圧を超える事態の発生を確実に防止することができる。
【０１０２】
また、図１８，１９，２２に示すクランプ回路３０を使用することによってクランプ回路３０において損失が発生するが、この損失の発生期間は、交流電圧Ｖａｃの半周期と比べて極めて短いため、損失も極めて少ないことから問題とはならないレベルである。
【符号の説明】
【０１０３】
１  コンバータ
２ａ，２ｂ  入力端子
３ａ，３ｂ  出力端子
４  ダイオード
５  第１スイッチ
６  ダイオード
７  第２スイッチ
８  第１コイル
９  第２コイル
１０，１１  直列ダイオード
１２，１３  並列コンデンサ
１５  制御回路
Ｖａｃ  交流電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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