(57)【要約】【課題】逆流電流の発生を防止しながら、負荷装置の電力消費量の変動に対する応答性が高い電源装置を提供する。【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ１〜４は、入力電圧Ｖｉｎの電圧源に接続されたスイッチＳＷａ及び接地端子に接続されたスイッチＳＷｂと、スイッチＳＷａ及びＳＷｂを駆動するドライバ回路２４と、逆流電流を検出する逆流電流検出回路４２とを備える。ドライバ回路２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１〜４が正の出力電流を発生しているとき、スイッチＳＷａ及びＳＷｂをオンし、電源装置１０を起動してから予め決められた時間期間中に、逆流電流検出回路４２により逆流電流を検出したとき、スイッチＳＷｂをオフする。【選択図】図２
2015216779.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置において、
上記複数のＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第１及び第２のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第１のスイッチ及び上記接地端子に接続された第２のスイッチと、
上記第１及び第２のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第１及び第２のスイッチ間のノードに接続された上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第１及び第２のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第１又は第２のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第２のスイッチをオフすることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
上記複数のＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、
上記電源装置の出力電圧と基準電圧との誤差を表す第１の誤差電圧を発生する第１の誤差検出回路と、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値を検出する電流センサとをさらに備え、
上記駆動回路は、上記第１の誤差電圧に基づいて上記第１及び第２のスイッチを駆動し、
上記複数のＤＣ／ＤＣコンバータは、
上記電源装置の動作中において出力電流を発生する１つのマスタＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記電源装置の動作中において出力電流を発生する動作状態と出力電流を発生しない休止状態とを有する少なくとも１つのスレーブＤＣ／ＤＣコンバータとを含み、
上記各スレーブＤＣ／ＤＣコンバータは、
予め決められた第１の基準電圧を発生する基準電圧源と、
上記第１の誤差電圧の目標値である目標誤差電圧を発生する目標誤差電圧発生回路と、
上記第１の誤差電圧と上記目標誤差電圧との誤差を表す第２の誤差電圧を発生する第２の誤差検出回路と、
上記マスタＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値と当該スレーブＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値との誤差を表す第３の誤差電圧を発生する第３の誤差検出回路とをさらに備え、
上記各スレーブＤＣ／ＤＣコンバータの第１の誤差検出回路は、当該スレーブＤＣ／ＤＣコンバータが動作状態にあるとき、上記第１の基準電圧と上記第２の誤差電圧との和に基づく電圧を上記第１の誤差検出回路の基準電圧として使用し、当該スレーブＤＣ／ＤＣコンバータが休止状態にあるとき、上記第１の基準電圧と上記第３の誤差電圧との和に基づく電圧を上記第１の誤差検出回路の基準電圧として使用することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
上記目標誤差電圧は、上記電源装置の入力電圧に対する上記電源装置の出力電圧の目標値の比に比例するように設定されることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置に含まれるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第１及び第２のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第１のスイッチ及び上記接地端子に接続された第２のスイッチと、
上記第１及び第２のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第１及び第２のスイッチ間のノードに接続された上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第１及び第２のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第１又は第２のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第２のスイッチをオフすることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置と、そのような電源装置のためのＤＣ／ＤＣコンバータとに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯機器は、その高性能化及び高機能化にともない、より小型化することが求められるとともに、より大きな電力が必要とされている。このため、携帯機器に搭載される電源装置は、より小さく、大電力を扱うことができ、高効率であることが求められている。
【０００３】
この課題の解決策の候補として、複数のＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、「コンバータ」と略す）を並列接続するマルチフェーズ電源技術を用いた電源装置（マルチフェーズ電源装置）が既に知られている。マルチフェーズ電源装置では、複数のコンバータを並列接続し、これらのコンバータのスイッチング動作に所定の位相差を与えて同期させる。
【０００４】
複数のコンバータの出力電流を合成することによりリップルを低減できるので、電源装置の出力部に設けるフィルタを構成するために大きな受動素子を用いることが不要になるという利点がある。また、各コンバータに流れる電流は電源装置が単一のコンバータのみからなるときよりも減少するので、各コンバータにおいて回路の損失により発生する熱も減少し、個々のコンバータに対する放熱性能の要件が緩和されるという利点がある。これらの利点により、電源装置の小型化が容易になる。
【０００５】
さらに、負荷装置の電力消費量が小さい場合、一部のコンバータを休止させることで、電源装置全体の電力変換効率を向上できるという利点がある。負荷装置の電力消費量が小さい場合から大きい場合まで広範囲で高効率を維持できるという利点がある。
【０００６】
マルチフェーズ電源装置の例として、例えば、特許文献１及び２の発明が知られている。
【０００７】
また、近年、コスト削減のため、異なる製品を製造する場合であってもそれらの部品の種類を減らすことが求められている。電源装置は、従来、負荷装置の電力消費量に応じて個別に最適なものを選択することが必要であった。これに対して、マルチフェーズ電源技術を適用し、様々な機器の要求仕様（出力電圧及び出力電流の仕様）に対して、１種類のコンバータのみを使用し、並列接続されたさまざまな個数のコンバータを備えた電源装置を提供することが有望であると期待できる
【０００８】
また、一般に、マルチフェーズ電源装置において、安全のため、過剰な逆流電流の発生を防止する機能を実装することが既に知られている。なぜなら、複数のコンバータを並列接続すると、あるコンバータから別のコンバータへ電流が貫通して流れる、（電流が流れ込む側のコンバータにとっては）電流の逆流現象が起きる可能性がある。このような逆流電流が生じると、逆流電流のエネルギーが損失になるだけでなく、過剰な逆流電流がコンバータの破壊をもたらす。このため、マルチフェーズ電源装置のコンバータは、一般に、過剰な逆流電流の発生を防止する機能を備えている。
【０００９】
この過剰な逆流電流の発生を防止する機能は、電源装置の破壊に至らない程度の小さな逆流電流に対しては無効になっていてもよい。なぜなら、日常的に起こり得る、重負荷から軽負荷への急な変動が発生した場合、電源装置の出力電圧は過渡的に上昇してしまうが、瞬間的に電流を逆流させることで早期に出力電圧を所望値に戻し、コンバータの制御系を定常状態に戻すことが可能である。このため、応答性の観点からは、電源装置の破壊に至らない程度であれば、逆流電流を許容することはむしろ望ましい。また、過渡的な現象であるので、逆流電流による損失も限定される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、今までは、マルチフェーズ電源装置において、電源投入時に、過渡的に各コンバータ間で貫通電流が流れる可能性があるという問題があった。このようにコンバータ間を貫通して流れた電流は全て損失になるので、電源投入する度に損失が発生することになる。特に携帯機器においては、電源を細かくオン・オフしてバッテリーの持続時間を少しでも長くすることが重要であるので、電源をオン・オフするたびにコンバータで損失が発生するのは問題である。
【００１１】
対策として、電源投入後に、並列接続されたコンバータ間で出力電流を等しくする制御が整定するまでは、並列接続されたコンバータのうちのひとつしか動作させないという手法も考えられる。この手法の意図は、コンバータ間での貫通電流の原因になる装置ばらつきを補正した上で、コンバータを順に起動していくことにある。しかしながら、負荷装置の電力消費量が大きい場合は、電源装置の出力電圧が低下し、電源装置として正常に機能しないという問題があった。もし電源投入直後において負荷装置の電力消費量が大きい場合には、１つのコンバータだけでは所望の出力電力が得られず、電源装置の出力電圧が低下してしまうため、負荷装置は正常に動作しなくなってしまう。
【００１２】
別の対策として、逆流電流防止機能の検出しきい値を低くし、少ない逆流電流であっても許容しないように制御することが考えられる。しかし、この制御方法によれば、電源投入時に過渡的に発生する逆流電流の損失は抑えられるものの、応答性が悪化するという問題があった。すなわち、重負荷から軽負荷への急な変動が発生した場合、逆流電流が許容されていなければ、コンバータの出力電圧が過渡的に上昇し、負荷装置に高電圧が供給されて低下するのに時間がかかってしまう。また、最悪の場合には、電源装置から負荷装置に高電圧を供給することで、負荷装置を破壊してしまう恐れがある。
【００１３】
並列接続されたコンバータのうちのあるコンバータが休止状態から動作状態へ移行する際にも、電源投入時と同様に、コンバータ間の装置ばらつきにより貫通電流が流れるおそれがあり、損失が発生するという問題があった。このため、効率を向上させるために負荷装置の電力消費量の変動に応じてコンバータを休止させて細かに並列動作数を変更すると、かえって損失が増えて効率が低下してしまうおそれがあるという問題があった。
【００１４】
例えば特許文献１は、逆流電流防止機能による効率の低下を防ぐ目的で、電源投入時及び故障時のような異常時のみ逆流電流防止機能を有効として、それ以外のときは逆流電流防止機能を無効とする技術を開示している。特許文献１の電源装置は、逆流電流防止素子としてダイオードを含んでいる。小出力電流用の同期整流型スイッチング電源では、ダイオードよりも効率特性の面で有利なＭＯＳＦＥＴを使うことが多い。ＭＯＳＦＥＴは逆流電流防止機能を有しないので、特許文献１の技術は適用できず、コンバータ間の貫通電流により損失が発生するという問題を解消できない。
【００１５】
このため、同期整流型スイッチング電源であるコンバータにも適用可能な逆流電流防止機能が必要とされる。
【００１６】
本発明の目的は、並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置であって、逆流電流の発生を防止しながら、負荷装置の電力消費量の変動に対する応答性が高い電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の態様に係る電源装置によれば、
並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置において、
上記複数のＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第１及び第２のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第１のスイッチ及び上記接地端子に接続された第２のスイッチと、
上記第１及び第２のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第１及び第２のスイッチ間のノードに接続された上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第１及び第２のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第１又は第２のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第２のスイッチをオフすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の電源装置によれば、並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置であって、逆流電流の発生を防止しながら、負荷装置の電力消費量の変動に対する応答性が高い電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電源装置１０の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のコンバータ１の詳細構成を示すブロック図である。
【図３】図１のコンバータ２の詳細構成を示すブロック図である。
【図４】図２及び図３の誤差検出回路２１の詳細構成を示す回路図である。
【図５】図３の電圧調整回路２８の詳細構成を示す回路図である。
【図６】図２のＭ／Ｓ判定回路３０の詳細構成を示すブロック図である。
【図７】図３の起動回路３１の詳細構成を示すブロック図である。
【図８】図７の同期起動回路８７によって実行される同期起動処理を示すフローチャートである。
【図９】本発明の第２の実施形態に係る電源装置のスイッチＳＷａ、ＳＷｂの動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】比較例のスイッチＳＷａ、ＳＷｂの動作を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施形態に係る電源装置の特徴について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
第１の実施形態．
［電源装置１０の全体構成］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置１０の構成を示すブロック図である。図１の電源装置１０は、並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、「コンバータ」と略す）１〜４、インダクタＬ１〜Ｌ４、及びキャパシタＣ１を備える。
【００２２】
コンバータ１〜４は、同様の構成を有するが、そのうちの１つはマスタのコンバータとして動作し、残りはスレーブのコンバータとして動作する。説明する実施形態では、コンバータ１が、電源装置１０の動作中において常に出力電流を発生するマスタのコンバータとして動作する。コンバータ２〜４が、電源装置１０の動作中において出力電流を発生する動作状態と出力電流を発生しない休止状態とを有するスレーブのコンバータとして動作する。
【００２３】
コンバータ１〜４は、端子１ａ〜１ｇ、２ａ〜２ｇ、３ａ〜３ｇ、４ａ〜４ｇをそれぞれ有する。
【００２４】
端子１ａ〜４ａは、入力電圧Ｖｉｎの電圧源にそれぞれ接続される。端子１ｂ〜４ｂは互いに接続され、マスタのコンバータ１からスレーブのコンバータ２〜４に、コンバータ１の出力電流の大きさを示す信号（例えば電圧信号）Ｖｓｅｎｓｅ１を送る。端子１ｃ〜４ｃは互いに接続され、マスタのコンバータ１からスレーブのコンバータ２〜４に、クロック信号ＣＬＫを送る。
【００２５】
端子１ｄ〜４ｄは外部の制御装置（図示せず）に接続され、電源装置１０全体を起動（電源投入）するイネーブル信号ＥＮが入力される。
【００２６】
端子１ｆ〜４ｆは、インダクタＬ１〜Ｌ４を介して、出力電圧Ｖｏｕｔのノード（キャパシタＣ１の一端）にそれぞれ接続される。端子１ｇ〜４ｇは、出力電圧Ｖｏｕｔのノードにそれぞれ接続される。
【００２７】
端子１ｈは入力電圧Ｖｉｎの電圧源に接続され、端子４ｅは接地端子に接続される。端子１ｅ及び２ｈ、端子２ｅ及び３ｈ、端子３ｅ及び４ｈがそれぞれ互いに接続される。接地端子から端子４ｅへ入力される電流を、電流Ｉｓｉｎｋ４と呼ぶ。端子４ｈから電流Ｉｓｒｃ４が出力され、端子３ｅへ電流Ｉｓｉｎｋ３として入力される。端子３ｈから電流Ｉｓｒｃ３が出力され、端子２ｅへ電流Ｉｓｉｎｋ２として入力される。端子２ｈから電流Ｉｓｒｃ２が出力され、端子１ｅへ電流Ｉｓｉｎｋ１として入力される。端子１ｈから電流Ｉｓｒｃ１が出力される。
【００２８】
コンバータ１〜４は、共通の直流電圧源から入力電圧Ｖｉｎを取得し、各出力電流Ｉｏｕｔ１〜Ｉｏｕｔ４をインダクタＬ１〜Ｌ４を介してキャパシタＣ１に送る。インダクタＬ１〜Ｌ４及びキャパシタＣ１はフィルタを構成し、このフィルタにより平滑化された電圧が、電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷装置１１に供給される。
【００２９】
また、コンバータ１〜４のそれぞれは、その出力電流Ｉｏｕｔ１〜Ｉｏｕｔ４の大きさを内部でモニタリングし、さらに、電源装置１０の出力電圧Ｖｏｕｔをモニタリングする。コンバータ１は、コンバータ１の出力電流の大きさを示す信号（例えば電圧信号）Ｖｓｅｎｓｅ１を、他のコンバータ２〜４に送る。スレーブのコンバータ２〜４は、その出力電流Ｉｏｕｔ２〜Ｉｏｕｔ４がマスタのコンバータ１の出力電流Ｉｏｕｔ１と等しくなるように動作し、これにより、全てのコンバータ１〜４の出力電流Ｉｏｕｔ１〜Ｉｏｕｔ４が等しくなる。
【００３０】
［コンバータ１〜４の構成］
前述のように、マスタのコンバータ１とスレーブのコンバータ２〜４とは同様の構成を有し、各コンバータは、当該コンバータ自体がマスタであるのかスレーブであるのかを自律的に判定する。以下、マスタのコンバータとして動作するコンバータ１と、スレーブのコンバータとして動作するコンバータ２〜４とについて、別個に説明する。
【００３１】
図２は、図１のコンバータ１の詳細構成を示すブロック図である。コンバータ１は、基準電圧源Ｅ１、誤差検出回路２１、三角波発生回路２２、比較器２３，２５、ドライバ回路２４、タイマ２６、電流センサ２７、電圧調整回路２８、加算器２９、マスタ／スレーブ（Ｍ／Ｓ）判定回路３０、起動回路３１、論理積演算回路３２、及びスイッチＳＷａ〜ＳＷｄを備える。図２は、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであるコンバータ１を示す。
【００３２】
基準電圧源Ｅ１は、予め決められた基準電圧Ｖｒｅｆａを発生する。加算器２９は、電圧調整回路２８によって発生された電圧調整値Ｖａｄｊｕｓｔ（後述）を基準電圧Ｖｒｅｆａに加算して基準電圧Ｖｒｅｆｂを発生し、誤差検出回路２１に送る。誤差検出回路２１は、電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆｂとの誤差を表す誤差電圧Ｖｅｒｒａを発生する。三角波発生回路２２は、予め決められた周波数及び振幅を有する三角波を発生する。比較器２３は、誤差電圧Ｖｅｒｒａと三角波とを比較し、比較結果を示す信号をドライバ回路２４に送る。ドライバ回路２４は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生してスイッチＳＷａ，ＳＷｂのオン・オフを制御する。従って、三角波発生回路２２、比較器２３、及びドライバ回路２４は、誤差電圧Ｖｅｒｒａに基づいてスイッチＳＷａ，ＳＷｂを駆動する回路４１として動作する。
【００３３】
スイッチＳＷａ，ＳＷｂは、入力電圧Ｖｉｎの電圧源及び接地端子の間に直列接続され、スイッチＳＷａが入力電圧Ｖｉｎの電圧源に接続され、スイッチＳＷｂが接地端子に接続される。スイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードに、コンバータ１の出力端子である端子１ｆが接続される。例えば、スイッチＳＷａはｐチャネルＭＯＳＦＥＴであり、スイッチＳＷｂはｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。
【００３４】
電流センサ２７は、コンバータ１の出力電流Ｉｏｕｔ１の大きさを検出し、出力電流値に比例した電圧を有する信号Ｖｓｅｎｓｅ１に変換する。信号Ｖｓｅｎｓｅ１は、マスタのコンバータ１からスレーブのコンバータ２〜４に送られる。
【００３５】
比較器２５は、端子１ｆの電位と、接地端子の電位とを比較し、端子１ｆからスイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードへの逆流電流を検出し、検出結果をドライバ回路２４に通知する。スイッチＳＷｃは、スイッチＳＷｂが閉じているときのみ、閉じられる。タイマ２６は、イネーブル信号ＥＮが入力されてから（すなわち、電源装置１０を起動してから）予め決められた時間期間にわたってのみ、比較器２５を動作させる。スイッチＳＷｃ、比較器２５、及びタイマ２６は、逆流電流検出回路４２として動作する。
【００３６】
Ｍ／Ｓ判定回路３０は、端子１ｅを介して得られた電流値及び端子１ｈを介して得られた電圧値に基づいて、コンバータ１がマスタであるのかスレーブであるのかを自律的に判定する。
【００３７】
電圧調整回路２８は、当該電圧調整回路２８を含むコンバータがスレーブのコンバータであるとき、当該コンバータの誤差電圧Ｖｅｒｒａ、当該コンバータの出力電流値、及びマスタのコンバータ１の出力電流値に基づいて、電圧調整値Ｖａｄｊｕｓｔを発生する。
【００３８】
起動回路３１は、当該起動回路３１を含むコンバータがスレーブのコンバータであるとき、当該コンバータの誤差電圧Ｖｅｒｒａ及びマスタのコンバータ１の出力電流値に基づいて、当該コンバータを動作状態又は休止状態に切り換える起動信号ＡＣＴを発生する。
【００３９】
マスタのコンバータ１のＭ／Ｓ判定回路３０は、信号Ｖｓｅｎｓｅ１をコンバータ１から他のコンバータ２〜４に送るようにスイッチＳＷｄを切り換え、電圧調整回路２８及び起動回路３１を含む回路４３をオフにする。起動回路３１がオフのとき、起動回路３１は起動信号ＡＣＴをハイレベルに固定する。従って、マスタのコンバータ１の電圧調整回路２８及び起動回路３１は、電圧調整値Ｖａｄｊｕｓｔ及び起動信号ＡＣＴをそれぞれ発生しない。
【００４０】
論理積演算回路３２には、イネーブル信号ＥＮ及び起動信号ＡＣＴが入力される。マスタのコンバータ１の回路４１は、論理積演算回路３２の出力信号に応じて（すなわちイネーブル信号ＥＮに応じて）、動作状態になる。スレーブのコンバータの回路４１は、論理積演算回路３２の出力信号に応じて、動作状態又は休止状態になる。
【００４１】
図３は、図１のコンバータ２の詳細構成を示すブロック図である。スレーブのコンバータ２のＭ／Ｓ判定回路３０は、マスタのコンバータ１から受信した信号Ｖｓｅｎｓｅ１を電圧調整回路２８に送るようにスイッチＳＷｄを切り換え、電圧調整回路２８及び起動回路３１を含む回路４３をオンにする。スレーブのコンバータ２のＭ／Ｓ判定回路３０は、さらに、電源装置１０内で動作状態にあるコンバータの個数と、当該Ｍ／Ｓ判定回路３０を含むコンバータの順序（マスタのコンバータ１に対する相対的位置）とを含む通知信号を、起動回路３１に送る。
【００４２】
コンバータ３〜４もコンバータ２と同様に構成される。
【００４３】
［誤差検出回路２１の構成］
図４は、図２及び図３の誤差検出回路２１の詳細構成を示す回路図である。誤差検出回路２１は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、キャパシタＣ２〜Ｃ４、及びオペアンプ５１を備えた位相補償回路および積分回路を含む。誤差検出回路２１は、電源装置１０の出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆｂとの誤差を検出し、この誤差を増幅して積分し、誤差電圧Ｖｅｒｒａを発生する
【００４４】
［電圧調整回路２８の構成］
図５は、図３の電圧調整回路２８の詳細構成を示す回路図である。電圧調整回路２８は、目標誤差電圧発生回路６１、誤差検出回路６５，６６、加算器６７、積分器６８を備える。例えばコンバータ２において、電圧調整値Ｖａｄｊｕｓｔは、コンバータ２の出力電流Ｉｏｕｔ２がコンバータ１の出力電流Ｉｏｕｔ１に等しくなるように基準電圧Ｖｒｅｆａを調整して基準電圧Ｖｒｅｆｂを発生する。
【００４５】
例えばコンバータ２において、目標誤差電圧発生回路６１は、誤差検出回路２１から出力される第１の誤差電圧Ｖｅｒｒａの目標値（コンバータ２が動作状態にあるときの理想値）である目標誤差電圧Ｖａｉｍを発生する。誤差検出回路６５は、第１の誤差電圧Ｖｅｒｒａと目標誤差電圧Ｖａｉｍとの誤差を表す第２の誤差電圧Ｖｅｒｒｂを発生する。誤差検出回路６６は、マスタのコンバータ１の出力電流Ｉｏｕｔ１の大きさを示す信号Ｖｓｅｎｓｅ１と、スレーブのコンバータ２の出力電流Ｉｏｕｔ２の大きさを示す信号Ｖｓｅｎｓｅ２との誤差を表す第３の誤差電圧Ｖｅｒｒｃを発生する。
【００４６】
コンバータ２が動作状態にあるとき、目標誤差電圧発生回路６１及び誤差検出回路６５のみは機能を停止してもよいが、他の構成要素は動作している。従って、このとき、第３の誤差電圧Ｖｅｒｒｃが積分器６８によって積分されて電圧調整値Ｖａｄｊｕｓｔになり、基準電圧Ｖｒｅｆａと電圧調整値Ｖａｄｊｕｓｔとの和が基準電圧Ｖｒｅｆｂとして誤差検出回路２１に入力される。言い換えると、コンバータ２が動作状態にあるとき、誤差検出回路２１は、基準電圧Ｖｒｅｆａと積分された第３の誤差電圧Ｖｅｒｒｃとの和を、誤差検出回路２１の基準電圧Ｖｒｅｆｂとして使用する。
【００４７】
一方、コンバータ２が休止状態にあるとき、回路４１は機能を停止している。従って、このとき、第２の誤差電圧Ｖｅｒｒｂが積分器６８によって積分されて電圧調整値Ｖａｄｊｕｓｔになり、基準電圧Ｖｒｅｆａと電圧調整値Ｖａｄｊｕｓｔとの和が基準電圧Ｖｒｅｆｂとして誤差検出回路２１に入力される。言い換えると、コンバータ２が休止状態にあるとき、誤差検出回路２１は、基準電圧Ｖｒｅｆａと積分された第２の誤差電圧Ｖｅｒｒｂとの和を、誤差検出回路２１の基準電圧として使用する。
【００４８】
コンバータ２の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａは、本来は、コンバータ１の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａと一致しているはずであるが、製造ばらつきにより誤差を有する可能性がある。従って、コンバータ２が動作状態にあるとき、基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａは、第３の誤差電圧Ｖｅｒｒｃに基づき、コンバータ２の出力電流Ｉｏｕｔ２がコンバータ１の出力電流Ｉｏｕｔ１に等しくなるように調整される。コンバータ１，２が十分に長い時間にわたって動作して定常状態になると、コンバータ２の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａを調整した基準電圧Ｖｒｅｆｂは、コンバータ１の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａに等しくなっている。このとき、コンバータ１，２の各電流センサ２７，２５によって検出される出力電流Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２の大きさは等しくなる。
【００４９】
ただし、このように基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａの誤差を調整する機能は、コンバータ２が動作状態にあり、出力電流Ｉｏｕｔ２を発生していることが前提である。よって、コンバータ２が休止状態にあるとき、出力電流Ｉｏｕｔ２はゼロになるので、第３の誤差電圧Ｖｅｒｒｃに基づき、基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａの誤差を補正することはできなくなる。このため、コンバータ２が休止状態にあるとき、基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａは、第３の誤差電圧Ｖｅｒｒｃに代えて、第２の誤差電圧Ｖｅｒｒｂに基づいて調整される。
【００５０】
電源装置１０の出力電圧Ｖｏｕｔの目標値をＶｓｅｔと表すとき、誤差検出回路２１から出力される誤差電圧Ｖｅｒｒａは、定常状態においては、Ｖｓｅｔ／Ｖｉｎに比例した値になるはずである。このため、目標誤差電圧発生回路６１は、Ｖｓｅｔ／Ｖｉｎに比例する目標誤差電圧Ｖａｉｍを発生するように設定される。
【００５１】
目標誤差電圧発生回路６１は、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４、比較器６２〜６４、Ｎｃｈ又はＰｃｈの電界効果トランジスタであるトランジスタＳＷ１１〜ＳＷ１６、及び基準電圧源Ｅ１１，Ｅ１２を備える。
【００５２】
基準電圧源Ｅ１１は、電源装置１０の出力電圧Ｖｏｕｔの目標値Ｖｓｅｔに等しい基準電圧Ｖｒｅｆ１１を発生する。基準電圧源Ｅ１２は、予め決められた基準電圧Ｖｒｅｆ１２を発生する。
【００５３】
目標誤差電圧発生回路６１には、図１の電源装置１０の入力電圧Ｖｉｎと同じ入力電圧Ｖｉｎが供給される。入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧して誤差検出回路６２に入力することで、抵抗Ｒ１３には、入力電圧Ｖｉｎに比例した電流が流れる。
【００５４】
ＰｃｈトランジスタＳＷ１１，ＳＷ１２は同一条件でバイアスされるので、それぞれに流れる電流は等しい。このため、ＮｃｈトランジスタＳＷ１３にも、入力電圧Ｖｉｎに比例した電流が流れる。
【００５５】
ＮｃｈトランジスタＳＷ１３は、線形領域で動作し、可変抵抗として扱うことが可能である。ＮｃｈトランジスタＳＷ１３のドレイン電圧は、比較器６３によって、基準電圧源Ｅ１２の基準電圧Ｖｒｅｆ１２と等しくなるように制御される。このため、ＮｃｈトランジスタＳＷ１３を可変抵抗とみなすとき、基準電圧源Ｅ１２の基準電圧Ｖｒｅｆ１２に等しい電圧が印加され、入力電圧Ｖｉｎに比例した電流が流れる。ここで、「電圧＝抵抗×電流」の関係式より、ＮｃｈトランジスタＳＷ１３のドレイン−ソース間抵抗値は、１／Ｖｉｎに比例することになる。
【００５６】
抵抗Ｒ１４を流れる電流は、比較器６４により、基準電圧源Ｅ１１の基準電圧Ｖｒｅｆ１１（すなわち、電源装置１０の出力電圧Ｖｏｕｔの目標値Ｖｓｅｔ）に比例するように制御される。
【００５７】
ＰｃｈトランジスタＳＷ１４，ＳＷ１５は同一条件でバイアスされるので、それぞれに流れる電流はトランジスタサイズに比例する。従って、ＮｃｈトランジスタＳＷ１６にも、基準電圧源Ｅ１１の基準電圧Ｖｒｅｆ１１（すなわちＶｓｅｔ）に比例した電流が流れる。
【００５８】
ＮｃｈトランジスタＳＷ１６のゲート電圧は、ＮｃｈトランジスタＳＷ１３のゲート電圧と同じであり、かつ線形領域で動作する。従って、ＮｃｈトランジスタＳＷ１６は、ＮｃｈトランジスタＳＷ１３と同様に可変抵抗とみなすことができ、ＮｃｈトランジスタＳＷ１３の抵抗値とほぼ同じ抵抗値を有する。このため、ＮｃｈトランジスタＳＷ１６を可変抵抗とみなすときの抵抗値は、１／Ｖｉｎに比例し、基準電圧源Ｅ１１の基準電圧Ｖｒｅｆ１１（すなわちＶｓｅｔ）に比例した電流が流れる。
【００５９】
従って、目標誤差電圧Ｖａｉｍは、「電圧＝抵抗×電流」の関係式より、Ｖｓｅｔ／Ｖｉｎに比例することになる。これにより、目標誤差電圧Ｖａｉｍは、誤差検出回路２１から出力される誤差電圧Ｖｅｒｒａの望ましい値に近い値になる。
【００６０】
コンバータ２は、動作状態にあるときだけでなく、休止状態にあるときにおいても、コンバータ２の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａと、コンバータ１の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａとの誤差を調整する。コンバータ２が休止状態にあるとき、基準電圧Ｖｒｅｆａと積分された第２の誤差電圧Ｖｅｒｒｂとの和を誤差検出回路２１の基準電圧Ｖｒｅｆｂとして用いることにより、基準電圧Ｖｒｅｆｂは、コンバータ１の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａと等しくなる。その理由を以下に述べる。
【００６１】
スレーブのコンバータ２〜４が休止状態にあるときであっても、マスタのコンバータ１は常に動作状態にあり、電源装置１０の出力電圧Ｖｏｕｔは目標値Ｖｓｅｔになるように制御され、また、誤差検出回路２１は動作している。従って、定常状態では、誤差検出回路２１から出力される誤差電圧Ｖｅｒｒａは、Ｖｓｅｔ／Ｖｉｎに比例した値になるはずである。しかし、実際には、コンバータ２〜４の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａは、コンバータ１の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａとは異なるので、誤差電圧Ｖｅｒｒａは、コンバータ２〜４が動作状態にあるときの理想値とは異なるものになる。実際の誤差電圧Ｖｅｒｒａとその理想値との誤差は、誤差検出回路２１に含まれる積分回路により、時間の経過とともにどんどん大きくなる。
【００６２】
そこで、目標誤差電圧発生回路６１により誤差電圧Ｖｅｒｒａの目標値である目標誤差電圧Ｖａｉｍを発生し、誤差検出回路６５により目標誤差電圧Ｖａｉｍと実際の誤差電圧Ｖｅｒｒａとを比較し、その誤差が０になるようにフィードバックをかける。これにより、スレーブのコンバータ２の基準電圧Ｖｒｅｆｂは、マスタのコンバータ１の基準電圧源Ｅ１の基準電圧Ｖｒｅｆａと等しくなることが期待できる。なぜなら、誤差電圧Ｖｅｒｒａが理想値に等しいということは、コンバータ１とコンバータ２〜４とが同じ動作をし、コンバータ１〜４の誤差検出回路２１に入力される基準電圧Ｖｒｅｆｂが互いに等しいということを意味するからである。
【００６３】
コンバータ３〜４の電圧調整回路２８も、コンバータ２の電圧調整回路２８と同様に構成される。
【００６４】
［Ｍ／Ｓ判定回路３０の構成］
図６は、図２のＭ／Ｓ判定回路３０の詳細構成を示すブロック図である。コンバータ１のＭ／Ｓ判定回路３０は、電流／電圧（Ｉ／Ｖ）変換器７１、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器７２、制御回路７３、可変電流源７４、クロック変調回路７５、及びクロック復調回路７６を備える。他のコンバータ２〜４のＭ／Ｓ判定回路３０も、コンバータ１のＭ／Ｓ判定回路３０と同様に構成され、同様に動作する。
【００６５】
Ｉ／Ｖ変換器７１は、コンバータ１〜４の端子１ｅ〜４ｅから取得した電流Ｉｓｉｎｋ１〜Ｉｓｉｎｋ４の電流値を、当該電流値に対応するアナログ電圧値に変換する。Ａ／Ｄ変換器７２は、変換されたアナログ電圧値をデジタル電圧値に変換して制御回路７３に送る。
【００６６】
制御回路７３は、当該制御回路７３を含むコンバータ１〜４の端子１ｈ〜４ｈの電圧をそれぞれ測定する。制御回路７３は、端子１ｈ〜４ｈに入力電圧Ｖｉｎの電圧源が接続されているとき、当該制御回路７３を含むコンバータがマスタのコンバータであると判断し、そうでないとき、スレーブのコンバータであると判断する。図１の電源装置１０では、コンバータ１の端子１ｈに入力電圧Ｖｉｎの電圧源が接続されている。従って、コンバータ１の制御回路７３は、コンバータ１がマスタのコンバータであると判断し、コンバータ２〜４の制御回路７３は、コンバータ２〜４がスレーブのコンバータであるとそれぞれ判断する。
【００６７】
スレーブのコンバータ２〜４の制御回路７３は、当該制御回路７３を含むコンバータが動作状態にあるか休止状態にあるかを判断する。コンバータが休止状態にある場合、制御回路７３は、当該制御回路７３を含むコンバータ２〜４の端子２ｅ〜４ｅから取得した電流Ｉｓｉｎｋ２〜Ｉｓｉｎｋ４の電流値と同じ電流値を可変電流源７４に設定する。一方、コンバータが動作状態にある場合、制御回路７３は、当該制御回路７３を含むコンバータ２〜４の端子２ｅ〜４ｅから取得した電流Ｉｓｉｎｋ２〜Ｉｓｉｎｋ４の電流値に予め決められた電流値（例えば５μＡ）を加算した電流値を可変電流源７４に設定する。設定された電流値を有する電流Ｉｓｒｃ２〜Ｉｓｒｃ４が、端子２ｈ〜４ｈからそれぞれ出力される。
【００６８】
電源装置１０の起動から一定の時間期間にわたって、コンバータ１〜４のすべてが動作状態になる。この時間期間では、上記の電流値の例によれば、電流Ｉｓｉｎｋ４の電流値は０μＡであり、電流Ｉｓｉｎｋ３の電流値は５μＡであり、電流Ｉｓｉｎｋ２の電流値は１０μＡであり、電流Ｉｓｉｎｋ１の電流値は１５μＡである。コンバータ１の制御回路７３は、電流Ｉｓｉｎｋ１の電流値に基づいてコンバータ１〜４の合計個数（４個）を計算し、後述するようにクロック信号ＣＬＫを用いて他のコンバータ２〜４に通知する。
【００６９】
各コンバータ２〜４の制御回路７３は、対応する電流Ｉｓｉｎｋ２〜Ｉｓｉｎｋ４の電流値と、コンバータ１〜４の合計個数とに基づいて、当該制御回路７３を含むコンバータの順序（マスタのコンバータ１に対する相対的位置）を計算する。
【００７０】
その後、マスタのコンバータ１は動作状態を継続し、スレーブのコンバータ２〜４は動作状態及び休止状態のいずれかになる。スレーブのコンバータ２〜４のうちの少なくとも１つが動作状態にあるとき、スレーブのコンバータ２〜４は、マスタのコンバータ１と、動作状態にあるスレーブのコンバータとの間に、休止状態にあるスレーブのコンバータが存在しないように動作する。マスタのコンバータ１の制御回路７３は、電流Ｉｓｉｎｋ１を予め決められた電流値（例えば５μＡ）で除算することにより、動作状態にあるコンバータの個数を計算し、後述するようにクロック信号ＣＬＫを用いて他のコンバータ２〜４に通知する。
【００７１】
マスタのコンバータ１の制御回路７３は、クロック変調回路７５を用いてクロック信号ＣＬＫをＰＷＭ変調することにより、コンバータ１〜４の合計個数及び動作状態にあるコンバータの個数をスレーブのコンバータ２〜４のＭ／Ｓ判定回路３０に通知する。スレーブのコンバータ２〜４のクロック復調回路７６は、マスタのコンバータ１から受信したクロック信号ＣＬＫをＰＷＭ復調することにより、コンバータ１〜４の合計個数及び動作状態にあるコンバータの個数を制御回路７３に通知する。
【００７２】
スレーブのコンバータ２〜４のＭ／Ｓ判定回路３０は、電源装置１０内で動作状態にあるコンバータの個数と、当該Ｍ／Ｓ判定回路３０を含むコンバータの順序（マスタのコンバータ１に対する相対的位置）とを含む通知信号を、起動回路３１に送る。
【００７３】
［起動回路３１の構成］
図７は、図３の起動回路３１の詳細構成を示すブロック図である。起動回路３１は、基準電圧源Ｅ２１〜Ｅ２３、比較器８１〜８３、非同期起動回路８４、同期起動回路８７、及び論理和演算回路８８を備える。非同期起動回路８４は、インバータ８５及び論理積演算回路８６を含む。
【００７４】
基準電圧源Ｅ２１は、目標誤差電圧Ｖａｉｍより高い、予め決められたしきい値電圧Ｖｔｈｅｒｒを発生する。基準電圧源Ｅ２２は、動作状態にあるコンバータの個数を増やすか否かを判断するためのしきい値電圧Ｖｔｈｕを発生する。基準電圧源Ｅ２３は、動作状態にあるコンバータの個数を減らすか否かを判断するためのしきい値電圧Ｖｔｈｄを発生する。しきい値電圧Ｖｔｈｕは、しきい値電圧Ｖｔｈｄより大きい。
【００７５】
比較器８１は、誤差電圧Ｖｅｒｒａとしきい値電圧Ｖｔｈｅｒｒとを比較し、誤差電圧Ｖｅｒｒａがしきい値電圧Ｖｔｈｅｒｒを越えると、出力信号ｆ＿ａｃｔｉｖｅをハイレベルにする。すなわち、比較器８１は、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷装置１１の電力消費量の急増によって大きく低下したとき、出力信号ｆ＿ａｃｔｉｖｅをハイレベルにする。比較器８２は、信号Ｖｓｅｎｓｅ１としきい値Ｖｔｈｕとを比較し、信号Ｖｓｅｎｓｅ１がしきい値Ｖｔｈｕを超えたとき、出力信号ｉｓ＿ｕｐをハイレベルにする。比較器８３は、信号Ｖｓｅｎｓｅ１としきい値Ｖｔｈｄとを比較し、信号Ｖｓｅｎｓｅ１がしきい値Ｖｔｈｄ未満になったとき、出力信号ｉｓ＿ｄｏｗｎをハイレベルする。
【００７６】
［同期起動回路８７の構成］
同期起動回路８７は、デジタル論理回路で構成される。同期起動回路８７は、比較器８２及び８３の出力信号ｉｓ＿ｕｐ，ｉｓ＿ｄｏｗｎに基づいて、コンバータ２〜４を動作状態または休止状態に切り換える起動信号ＡＣＴａを発生する。
【００７７】
同期起動回路８７は、当該同期起動回路８７を含むコンバータが動作状態にあるとき、信号Ｖｓｅｎｓｅ１がしきい値Ｖｔｈｄ未満になると、負荷装置１１の電力消費量が減少したと判断し、当該コンバータを休止状態に切り換える。すなわち、同期起動回路８７は、比較器８３の出力信号ｉｓ＿ｄｏｗｎがハイレベルになると、起動信号ＡＣＴａをローレベルにする。
【００７８】
同期起動回路８７は、当該同期起動回路８７を含むコンバータ２が休止状態にあるとき、信号Ｖｓｅｎｓｅ１がしきい値Ｖｔｈｕを越えると、負荷装置１１の電力消費量が増大したと判断し、当該コンバータを動作状態に切り換える。すなわち、同期起動回路８７は、比較器８２の出力信号ｉｓ＿ｕｐがハイレベルになると、起動信号ＡＣＴａをハイレベルにする。また、同期起動回路８７は、起動信号ＡＣＴａをローレベルからハイレベルに変更してから予め決められた時間Ｔ１にわたって、ハイレベルのホールド信号を出力し、その後、ホールド信号をローレベルにする。同期起動回路８７は、時間Ｔ１を計時するために、図示しない内部カウンタに設定した数値をクロックごとに減算してもよい。
【００７９】
図８は、図７の同期起動回路８７によって実行される同期起動処理を示すフローチャートである。
【００８０】
ステップＳ１において、同期起動回路８７は、起動信号ＡＣＴａをハイレベルにする。ステップＳ２において、同期起動回路８７は、ホールド信号をハイレベルに設定する。ステップＳ３において、同期起動回路８７は、予め決められた時間Ｔ１が経過したか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ４に進み、ＮＯのときはステップＳ３を繰り返す。ステップＳ４において、同期起動回路８７は、ホールド信号をローレベルに設定する。
【００８１】
ステップＳ５において、同期起動回路８７は、ｉｓ＿ｄｏｗｎはハイレベルであるか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ６に進み、ＮＯのときはステップＳ５を繰り返す。ステップＳ６において、同期起動回路８７は、当該同期起動回路８７を含むコンバータの順序は、動作状態にあるコンバータの個数に等しいか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ７に進み、ＮＯのときはステップＳ５に戻る。
【００８２】
ステップＳ７において、同期起動回路８７は、起動信号ＡＣＴａをローレベルにする。ステップＳ８において、同期起動回路８７は、ホールド信号をハイレベルに設定する。ステップＳ９において、同期起動回路８７は、予め決められた時間Ｔ１が経過したか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ１０に進み、ＮＯのときはステップＳ９を繰り返す。ステップＳ１０において、同期起動回路８７は、ホールド信号をローレベルに設定する。
【００８３】
ステップＳ１１において、同期起動回路８７は、ｉｓ＿ｕｐはハイレベルであるか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ１２に進み、ＮＯのときはステップＳ１１を繰り返す。ステップＳ１２において、同期起動回路８７は、当該同期起動回路８７を含むコンバータの順序は、動作状態にあるコンバータの個数＋１であるか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ１に戻り、ＮＯのときはステップＳ１１に戻る。
【００８４】
同期起動回路８７は、図８の同期起動処理を行なうことにより、負荷装置１１の電力消費量の大きさに応じた個数のコンバータ２〜４を駆動させるまでに、比較的長い時間（例えば数十マイクロ秒）かかる。しかし、負荷装置１１の電力消費量の大きさに対応した適正な個数のコンバータ２〜４を動作状態にすることができる。
【００８５】
［非同期起動回路８４の構成］
非同期起動回路８４は、デジタル論理回路で構成される。インバータ８５は、同期起動回路８７から送られたホールド信号を反転する。論理積演算回路８６は、インバータ８５の出力信号と、比較器８１の出力信号ｆ＿ａｃｔｉｖｅとの論理積を、コンバータ２〜４を動作状態または休止状態に切り換える起動信号ＡＣＴｂとして発生する。
【００８６】
非同期起動回路８４は、ホールド信号がローレベルのとき、インバータ８５の出力信号がハイレベルになるので、比較器８１の出力信号ｆ＿ａｃｔｉｖｅがハイレベルになると、起動信号ＡＣＴｂをハイレベルにする。
【００８７】
非同期起動回路８４は、図８の同期起動処理のように予め決められた時間にわたって待機することはないので、比較器８１の出力信号ｆ＿ａｃｔｉｖｅがハイレベルになると、比較的短い時間（例えば数ナノ秒以内）で起動信号ＡＣＴｂをハイレベルにする。すなわち、非同期起動回路８４は、比較器８１の出力信号ｆ＿ａｃｔｉｖｅがハイレベルになるとほぼ同時に、起動信号ＡＣＴｂをハイレベルにする。
【００８８】
起動信号ＡＣＴａ及びＡＣＴｂは、論理和演算回路８８に入力され、論理和演算回路８８の出力信号が起動信号ＡＣＴとして論理積演算回路３２に送られる。
【００８９】
［逆流電流検出回路４２の構成］
逆流電流検出回路４２は、電源装置１０全体の起動（電源投入）の直後から、コンバータ間の貫通電流による損失を発生することなく、負荷装置１１に電力を早期に安定供給することを目的としている。電源投入後は、コンバータ間の貫通電流による損失を防ぐと同時に、高速な応答性を実現することを目的とする。すなわち、負荷装置１１の電力消費量が急激に変動しても、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つことを目的とする。さらに、あるスレーブのコンバータが休止状態から動作状態へ移行しても、コンバータ間の貫通電流による損失を防ぐことを目的とする。
【００９０】
まず、コンバータ１〜４の基本的な電圧変換動作について説明する。例えばコンバータ１において、ドライバ回路２４がスイッチＳＷａをオンにして、スイッチＳＷｂをオフにしたとき、コンバータ１は、入力電圧Ｖｉｎからの電力をインダクタＬ１に蓄積しつつ、負荷装置１１に電力を供給する。また、ドライバ回路２４がスイッチＳＷａをオフにし、スイッチＳＷｂをオンにしたとき、コンバータ１は、インダクタＬ１に蓄積した電力を負荷装置１１に供給する。これらを交互に繰り返し、キャパシタＣ１で平滑化することにより、コンバータ１は、負荷装置１１に対して一定の出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。
【００９１】
次いで、逆流電流について説明する。コンバータ１にとって、図２の矢印の向きに電流Ｉｏｕｔ１が流れると、負荷装置１１に電力を供給できる。つまり、スイッチＳＷｂをオンしたとき、スイッチＳＷｂのソースからドレインに流れる電流が、順方向の電流である。本明細書で問題としている逆流電流とは、図２の出力端子１ｆからスイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードへ流れる電流、すなわち、スイッチＳＷｂをオンしたときに、スイッチＳＷｂのドレインからソースに流れる電流を意味する。
【００９２】
ここで、逆流電流検出回路４２の動作について説明する。
【００９３】
スイッチＳＷｂをオンする場合について説明する。スイッチＳＷｂのオン抵抗は理想的にはゼロが望ましいが、実際はわずかに抵抗がある。スイッチＳＷｂのソースからドレインに電流が流れている場合、スイッチＳＷｂのオン抵抗の電圧降下によって、スイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードの電圧は接地端子の電位よりも低下する。一方、スイッチＳＷｂのドレインからソースに電流が流れている場合、同じくスイッチＳＷｂのオン抵抗の電圧降下によって、スイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードの電圧は接地端子の電位よりも高くなる。従って、比較器２５を用いてスイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードの電圧と接地端子の電位とを比較することにより、逆流電流を検出することができる。
【００９４】
比較器２５の非反転入力端子は、スイッチＳＷｃを介して、スイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードに接続され、反転入力端子は、接地端子に接続される。比較器２５は、電源装置１０を起動してから予め決められた時間期間にわたってのみ、逆流電流の検出結果をドライバ回路２４に通知する。ドライバ回路２４は、電源装置１０を起動してから予め決められた時間期間中に、逆流電流検出回路４２により逆流電流を検出したとき、スイッチＳＷｂをオフする。
【００９５】
スイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードの電圧は、スイッチＳＷａをオンしている間は、入力電圧Ｖｉｎにほぼ一致し、スイッチＳＷｂのオン抵抗による電圧降下は観測できない。従って、スイッチＳＷｃは、スイッチＳＷｂをオンする場合にのみ、スイッチＳＷａ，ＳＷｂ間のノードの電圧を比較器２５の非反転入力端子に入力する（マスク機能）。
【００９６】
ドライバ回路２４は、逆流電流が発生したときにスイッチＳＷｂをオフにして、逆流電流による損失を防止することができる。
【００９７】
比較器２５の反転入力端子に入力される電圧は、接地端子の電位でなくてもよく、任意の電圧値にすることで、検出する逆流電流の値にオフセットを与えることが可能である。
【００９８】
電源装置１０の電源投入時は、並列接続された全てのコンバータ１〜４を動作状態で起動することにより、負荷装置１１の電力消費量が大きい場合でも、電源投入の直後から早期に電力を安定供給できる。コンバータ１〜４のそれぞれは、逆流電流を防止する手段を有し、電源投入時のみ、逆流電流を防止する手段を有効化する。従って、コンバータ１〜４の出力電流を等しくする制御が整定するまでの不安定な期間においても、あるコンバータから別のコンバータへ電流が貫通することはない。このため、電源投入時に損失は発生しない。
【００９９】
［電圧調整回路２８による逆流電流の防止］
複数のコンバータを並列接続したとき、コンバータ間のばらつき（製造過程で生じる微小な回路の誤差、デバイスの特性ばらつき）により、出力電圧及び出力電流はばらつき、あるコンバータから別のコンバータへ電流が貫通するような状態が起き得る。しかしながら、電圧調整回路２８によって、動作状態にあるコンバータの出力電流が互いに等しくなるように制御しているので、定常状態では、あるコンバータから別のコンバータへ電流が貫通するような不均衡な状態は起こらず、損失も発生しない。
【０１００】
前述のように、電源投入時以外は、逆流電流検出回路４２を無効化するが、動作状態にあるコンバータの出力電流を互いに等しくすることにより、コンバータ間で電流が貫通して損失が発生することはない。また、逆流電流を防止する機能を働かせるのに必要な電力も必要ないので、全体として電力変換効率を向上することができる。
【０１０１】
また、一般に、重負荷から軽負荷へ急激な変動があると出力電圧Ｖｏｕｔが上昇してしまう。しかしながら、図１の電源装置１０では、電源装置１０の起動から予め決められた時間が経過した後、コンバータで過渡的な逆流電流の発生が意図的に許容されているので、出力電圧Ｖｏｕｔを早期に所望の電圧に戻すことができ、高速な応答性を実現できる。
【０１０２】
電圧調整回路２８は、休止状態のコンバータにおいても、その基準電圧をマスタのコンバータ１の基準電圧に等しくなるように調整する。これにより、あるコンバータが休止状態から動作状態へ移行した直後でも、出力電圧及び出力電流が他のコンバータと著しく異なることはない。従って、そのコンバータから他の前から動作していたコンバータへ電流が貫通したり、他の前から動作していたコンバータからそのコンバータへ電流が貫通したりすることは起きず、損失は発生しない。
【０１０３】
以上説明したように、図１の電源装置１０によれば、並列接続された複数のコンバータの出力電流が等しくなるように制御することで、貫通電流による損失が発生することを防ぐことができる。また、電源投入時は全てのコンバータを起動させることで、電源投入直後から早期に電力を安定供給でき、かつ逆流電流検出回路４２により電源投入時でも貫通電流による損失は発生しない。また、電源投入後は前記逆流電流検出回路４２を無効化することで高速応答性を実現することができる。また、休止状態においてもコンバータ間のばらつきを補正することで、休止状態から動作状態への移行にあたっても貫通電流による損失が生じない。 
【０１０４】
第２の実施形態．
従来のＤＣ／ＤＣコンバータには、出力電圧を発生するための２つのスイッチを駆動するために、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御及びＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御を併用するものがある。ＰＷＭ制御では、スイッチング周波数は一定であり、第１のスイッチがオンする時間と第２のスイッチがオンする時間との比を変える。ＰＦＭ制御では、第１のスイッチがオンする時間及び第２のスイッチがオンする時間は一定であり、スイッチング周波数を変化させる。
【０１０５】
軽負荷時にはＰＷＭ制御よりもＰＦＭ制御のほうが高効率であり、重負荷時にはＰＦＭ制御よりもＰＷＭ制御のほうが高効率である。負荷装置の電力消費量に応じてＰＦＭ制御及びＰＷＭ制御を切り換えることで、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を向上させることができる。
【０１０６】
ＰＷＭ制御自体は、逆流電流の発生を防止することができない。従って、第１の実施形態では、電源装置１０の電源投入時に逆流電流検出回路４２が逆流電流を検出したとき、スイッチＳＷａ，ＳＷｂをオフすることで逆流電流を強制的に遮断している。一方、ＰＦＭ制御は、逆流電流の発生を防止することが制御自体に組み込まれている。第２の実施形態では、ＰＦＭ制御を用いた逆流電流の防止について説明する。
【０１０７】
［ドライバ回路２４による逆流電流の防止］
図９は、図２及び図３のスイッチＳＷａ、ＳＷｂの動作を示すタイミングチャートである。図１０は、比較例のスイッチＳＷａ、ＳＷｂの動作を示すタイミングチャートである。コンバータを「不連続モード」で動作させることにより、逆流電流を防止する方法について説明する。
【０１０８】
まず、「不連続モード」及び「連続モード」について説明する。図９は不連続モードで動作するコンバータ１について、図１０は連続モードで動作するコンバータ１について、インダクタＬ１に流れる電流Ｉｏｕｔ１と、スイッチＳＷａ及びＳＷｂのオン／オフとを示す。
【０１０９】
不連続モード（図９）では、スイッチＳＷａをオンすると電流Ｉｏｕｔ１が増加し、スイッチＳＷａをオフしてスイッチＳＷｂをオンすると電流Ｉｏｕｔ１が減少し、電流Ｉｏｕｔ１がゼロになったとき、スイッチＳＷａ及びＳＷｂをともにオフする。従って、ドライバ回路２４は、コンバータが正の出力電流を発生しているとき、スイッチＳＷａ又はＳＷｂをオンし、コンバータが正の出力電流を発生していないとき、スイッチＳＷａ及びＳＷｂの両方をオフする。
【０１１０】
一方、連続モード（図１０）では、スイッチＳＷａをオンすると電流Ｉｏｕｔ１が増加し、スイッチＳＷｂをオンすると電流Ｉｏｕｔ１が減少するのは不連続モードと同じである。ただし、連続モードでは、スイッチＳＷａ及びＳＷｂがともにオフする期間はなく、常にどちらかをオンしており、電流Ｉｏｕｔ１がゼロになることはない（瞬間的にゼロになることはある）。
【０１１１】
コンバータを不連続モードで動作させるためには、電流Ｉｏｕｔ１がゼロもしくは負になったことを検出してスイッチＳＷｂをオフする必要がある。電流Ｉｏｕｔ１がゼロもしくは負になったことを検出する方法は、逆流電流検出回路４２を用いるか、タイマを用いる。すなわち、スイッチＳＷａをオンする時間と、スイッチＳＷｂをオンする時間との比は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとで決まるので、スイッチＳＷａのオン時間とスイッチＳＷｂのオン時間を制御することで、不連続モードでの動作を実現可能である。
【０１１２】
スイッチＳＷａ，ＳＷｂをＰＦＭ制御で駆動することは、スイッチＳＷａ，ＳＷｂを不連続モードで動作させることと実質的に等しい。不連続モードで動作する限りは、逆流電流が発生しない。従って、本来は軽負荷時に使用されるＰＦＭ制御（不連続モード）を、電源装置１０の電源投入時に強制的に適用することによって、逆流電流の発生を防止することができる。
【０１１３】
［まとめ］
電源装置１０は、電源投入と同時に、並列接続された全てのコンバータ１〜４を起動し、動作状態に移行する。このとき、逆流電流検出回路４２を予め決められた時間期間にわたってのみ動作させ、その後、逆流電流検出回路４２をオフする。負荷装置１１の電力消費量に応じて効率を最適化するために、出力電流Ｉｏｕｔに応じて動作状態にあるコンバータの個数を変化させる。スレーブのコンバータが休止状態と動作状態との間で移行する際には、逆流電流検出回路４２はオフにされたままである。 
【０１１４】
電源装置１０によれば、負荷装置１１の電力消費量が増大したとき、休止したコンバータ２〜４を短い整定時間で復帰させることができる。
【０１１５】
電源装置１０は、２つ、３つ、又は５つ以上のコンバータを備えてもよい。
【０１１６】
本発明の態様に係る電源装置は、以下の構成を備えたことを特徴とする。
【０１１７】
本発明の第１の態様に係る電源装置によれば、
並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置において、
上記複数のＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第１及び第２のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第１のスイッチ及び上記接地端子に接続された第２のスイッチと、
上記第１及び第２のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第１及び第２のスイッチ間のノードに接続された上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第１及び第２のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第１又は第２のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第２のスイッチをオフすることを特徴とする。
【０１１８】
本発明の第２の態様に係る電源装置によれば、第１の態様に係る電源装置において、
上記複数のＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、
上記電源装置の出力電圧と基準電圧との誤差を表す第１の誤差電圧を発生する第１の誤差検出回路と、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値を検出する電流センサとをさらに備え、
上記駆動回路は、上記第１の誤差電圧に基づいて上記第１及び第２のスイッチを駆動し、
上記複数のＤＣ／ＤＣコンバータは、
上記電源装置の動作中において出力電流を発生する１つのマスタＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記電源装置の動作中において出力電流を発生する動作状態と出力電流を発生しない休止状態とを有する少なくとも１つのスレーブＤＣ／ＤＣコンバータとを含み、
上記各スレーブＤＣ／ＤＣコンバータは、
予め決められた第１の基準電圧を発生する基準電圧源と、
上記第１の誤差電圧の目標値である目標誤差電圧を発生する目標誤差電圧発生回路と、
上記第１の誤差電圧と上記目標誤差電圧との誤差を表す第２の誤差電圧を発生する第２の誤差検出回路と、
上記マスタＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値と当該スレーブＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値との誤差を表す第３の誤差電圧を発生する第３の誤差検出回路とをさらに備え、
上記各スレーブＤＣ／ＤＣコンバータの第１の誤差検出回路は、当該スレーブＤＣ／ＤＣコンバータが動作状態にあるとき、上記第１の基準電圧と上記第２の誤差電圧との和に基づく電圧を上記第１の誤差検出回路の基準電圧として使用し、当該スレーブＤＣ／ＤＣコンバータが休止状態にあるとき、上記第１の基準電圧と上記第３の誤差電圧との和に基づく電圧を上記第１の誤差検出回路の基準電圧として使用することを特徴とする。
【０１１９】
本発明の第３の態様に係る電源装置によれば、第２の態様に係る電源装置において、
上記目標誤差電圧は、上記電源装置の入力電圧に対する上記電源装置の出力電圧の目標値の比に比例するように設定されることを特徴とする。
【０１２０】
本発明の第４の態様に係るＤＣ／ＤＣコンバータによれば、
並列接続された複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置に含まれるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第１及び第２のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第１のスイッチ及び上記接地端子に接続された第２のスイッチと、
上記第１及び第２のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第１及び第２のスイッチ間のノードに接続された上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第１及び第２のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第１又は第２のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第２のスイッチをオフすることを特徴とする。
【０１２１】
本発明の態様、説明した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲で特定される発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
【符号の説明】
【０１２２】
１〜４…ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１０…電源装置、
１１…負荷装置、
２１…誤差検出回路、
２２…三角波発生回路、
２３…比較器、
２４…ドライバ回路、
２５…比較器、
２６…タイマ、
２７…電流センサ、
２８…電圧調整回路、
２９…加算器、
３０…Ｍ／Ｓ判定回路、
３１…起動回路、
３２…論理積演算回路、
６１…目標誤差電圧発生回路、
６２〜６４…比較器、
６５〜６６…誤差検出回路、
６７…加算器、
６８…積分器、
５１…オペアンプ、
７１…Ｉ／Ｖ変換器、
７２…Ａ／Ｄ変換器、
７３…制御回路、
７４…可変電流源、
７５…クロック変調回路、
７６…クロック復調回路、
８１〜８３…比較器、
８４…非同期起動回路、
８５…インバータ、
８６…論理積演算回路、
８７…同期起動回路、
８８…論理和演算回路、
Ｃ１〜Ｃ４…キャパシタ、
Ｅ１，Ｅ１１，Ｅ１２，Ｅ２１〜Ｅ２３…基準電圧源、
Ｌ１〜Ｌ４…インダクタ、
Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ１１〜Ｒ１４…抵抗、
ＳＷａ〜ＳＷｄ…スイッチ。
ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１４，ＳＷ１５…Ｐｃｈトランジスタ、
ＳＷ１３，ＳＷ１６…Ｎｃｈトランジスタ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１２３】
【特許文献１】特開平１０−２４８２６１号公報
【特許文献２】特開２０１２−０９０４２３号公報
【図１】
2015216779.tif 000003
【図２】
2015216779.tif 000004
【図３】
2015216779.tif 000005
【図４】
2015216779.tif 000006
【図５】
2015216779.tif 000007
【図６】
2015216779.tif 000008
【図７】
2015216779.tif 000009
【図８】
2015216779.tif 000010
【図９】
2015216779.tif 000011
【図１０】
2015216779.tif 000012