(57)【要約】【課題】２つの信号のＡ／Ｄ変換を同時に行えない場合に、分解能と精度の低下を抑制できるモータの回転角度検出装置を提供する。【解決手段】電動モータＭの回転角度に応じた第１、第２の信号を出力するレゾルバ３を含み、該電動モータの回転角度を検出する回転角度検出装置１であって、レゾルバから出力される第１の信号における振幅のピーク位置の電圧と、第２の信号における振幅のピーク位置から所定時間ずれたタイミングの電圧とに基づいて、電動モータの回転角度を検出する。第１、第２の信号のＡ／Ｄ変換を同時に行えない場合に、所定時間ずれたタイミングの電圧に対して補正処理を行うことで、レゾルバから出力される第１、第２の信号の双方をピーク位置の取得値として扱うことができ、分解能と精度の低下を抑制できる。【選択図】図１
2015169464.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動モータの回転角度に応じた第１、第２の信号を出力するレゾルバを含み、該電動モータの回転角度を検出する回転角度検出装置であって、
前記レゾルバから出力される第１の信号における振幅のピーク位置の電圧値と、第２の信号における振幅のピーク位置から所定時間ずれたタイミングの電圧値とに基づいて、前記電動モータの回転角度を検出する、ことを特徴とするモータの回転角度検出装置。
【請求項２】
前記所定時間ずれたタイミングの電圧値を、前記レゾルバに入力する励磁信号における振幅のピーク位置との振幅比で補正して用いる、ことを特徴とする請求項１に記載のモータの回転角度検出装置。
【請求項３】
前記所定時間ずれたタイミングは、前記第２の信号における振幅のピーク位置に対して所定時間前のタイミングである、ことを特徴とする請求項１または２に記載のモータの回転角度検出装置。
【請求項４】
前記レゾルバから出力される第１、第２の信号の電圧値を、１つのＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換する、ことを特徴とする請求項１乃至３いずれか１つの項に記載のモータの回転角度検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レゾルバを用いてモータの回転角度を検出する回転角度検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車載の電動アクチュエータにおいて、モータ駆動では効率性などから永久磁石ブラシレスモータが用いられる場合があり、モータの回転角度をレゾルバで検出する手法が知られている。この手法では、レゾルバに励磁信号を入力し、該レゾルバから出力される正弦波信号と余弦波信号に基づきモータの回転角度を算出する。
ここで、２つの信号のＡ／Ｄ変換を同時に行えない（２つのＡ／Ｄ変換機能を充てられない）場合には、例えば特許文献１のように周期をずらして測定したり、あるいは特許文献２のように、信号波形の１周期内で理論的に同一値となるタイミングを組み合わせて測定したりしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−２２３８２６号公報
【特許文献２】特開２０００−３９３３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、前者の技術では、２つの信号のＡ／Ｄ変換を行うタイミングが大きくずれるため、モータの回転角度の算出精度が低下する。一方、後者の技術では、励磁信号波形の最大振幅の前と後で電圧を取得するため、分解能と精度が最も良いタイミングを外していることになる。
このため、前者は過渡追随時などにおける精度の低下を招き、後者は分解能と精度が最も良い検出タイミングを活用できない、という課題がある。
【０００５】
本発明は上記のような事情に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、２つの信号のＡ／Ｄ変換を同時に行えない場合に、分解能と精度の低下を抑制できるモータの回転角度検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のモータの回転角度検出装置では、レゾルバから出力される２つの信号の一方をピーク位置で、他方をピーク位置から所定時間ずらした位置で取得し、これらの出力値に基づきモータの回転角度を検出するようにした。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、レゾルバから出力される２つの信号のＡ／Ｄ変換を同時に行えない場合に、ピーク位置から所定時間ずらして取得した出力値に対して補正処理を行うことで、レゾルバから出力される２つの信号の双方をピーク位置の取得値として扱うことができ、分解能と精度の低下を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態に係るモータの回転角度検出装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した回転角度検出装置における第１の検出動作を示すタイミングチャートである。
【図３】図２における補正側の信号取得処理動作を示すフローチャートである。
【図４】図２におけるピーク側の信号取得処理動作を示すフローチャートである。
【図５】図１に示した回転角度検出装置における第２の検出動作を示すタイミングチャートである。
【図６】図５における補正側の信号取得処理動作を示すフローチャートである。
【図７】図５におけるピーク側の信号取得処理動作を示すフローチャートである。
【図８】図１に示した回転角度検出装置における第３の検出動作を示すタイミングチャートである。
【図９】図８における補正側の信号取得処理動作を示すフローチャートである。
【図１０】図８におけるピーク側の信号取得処理動作を示すフローチャートである。
【図１１】図１に示した回転角度検出装置における第４の検出動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】図１１における補正側の信号取得処理動作を示すフローチャートである。
【図１３】図１１におけるピーク側の信号取得処理動作を示すフローチャートである。
【図１４】本発明の実施形態に係るモータの回転角度検出装置をＶＣＲに適用する場合の概略構成図である。
【図１５】図１４に示したＶＣＲにおけるモータの回転角度と、レゾルバから出力される正弦波信号及び余弦波信号の電圧値との関係について説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
図１は、本発明の実施形態に係るモータの回転角度検出装置の概略構成を示している。回転角度検出装置１は、モータ制御装置２から励磁信号が入力され、モータ（電動モータ）Ｍの回転角度に応じた正弦波信号と余弦波信号を出力するレゾルバ３と、このレゾルバ３から出力される正弦波信号と余弦波信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器４と、このＡ／Ｄ変換器４から出力されるデジタルデータを演算処理してアークタンジェント（Arctan）を取る演算装置５を含んで構成されている。
【００１０】
レゾルバ３は、モータＭの回転子に取り付けられ、モータＭと一体的に回転する回転子３ａと、モータ制御装置２から励磁信号が供給される励磁コイル３ｂと、回転子３ａを介して励磁コイル３ｂの磁力により起電力を発生する一対の検出コイル３ｃ，３ｄとを備えている。ここで、一対の検出コイル３ｃ，３ｄは、正弦波及び余弦波の交流電圧（レゾルバ信号）を発生させるために、９０°の位相差をもって配置されている。
【００１１】
そして、モータＭの回転に伴ってレゾルバ３の回転子３ａが回転すると、回転子３ａの回転角度に応じて、検出コイル３ｃ，３ｄから、それぞれ正弦波信号と余弦波信号が出力される。モータＭの回転角度は、これら正弦波信号と余弦波信号の電圧値をＡ／Ｄ変換器４に入力してＡ／Ｄ変換を行い、デジタルデータに変換した後、演算装置５でアークタンジェント（Arctan）を取ることで算出する。算出した回転角度は、モータ制御装置２に入力することで、モータＭをフィードバック制御する。
【００１２】
回転角度検出装置１の第１の検出動作は、図２のタイミングチャートに示すように、レゾルバ３に入力される励磁信号の周期と振幅が一定であることを利用するものである。すなわち、励磁信号の周期と振幅が一定であることから、励磁信号の最大振幅に対して振幅比（α）が一定となるタイミングがわかる。そこで、励磁信号のピーク位置の所定時間（β）前のタイミングで、正弦波信号の電圧値を検出してＡ／Ｄ変換を行い、最大振幅との比率から補正処理を行い、励磁信号の振幅の最大値（ピーク位置）に近似した補正値をＡ／Ｄ変換して用いる。一方、余弦波信号は励磁信号のピーク位置の電圧値を検出してＡ／Ｄ変換して用いる。これらの正弦波信号と余弦波信号から取得した電圧値のアークタンジェントを取ることで、モータＭの回転角度を算出する。
【００１３】
一例として、励磁信号のピーク位置である時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７の振幅に対して、振幅比α＝０．９（９０%）の電圧を検出したい場合、励磁信号の周期Ｔは一定（例えばＴ＝１００μｓ）であることから、励磁信号の前回のピーク位置から９２．７７μｓ経過した時点であることが分かる。よって、前回のピーク位置から９２．７７μｓ経過した時点の正弦波信号の電圧値に対して、０．９の逆数（＝１÷０．９＝１．１１）を乗算し、補正値として使用する。
【００１４】
従って、補正側（正弦波信号側）の電圧取得処理タイミングは、励磁信号のピーク位置である時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７に対して、それぞれ所定時間β（本例では７．２３μｓ）前の時刻ｔ０，ｔ４，ｔ８，ｔ１２，ｔ１６である。このように、電圧取得処理タイミングが、ピーク位置より所定時間β前でありながら、励磁信号のピーク位置の時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７における正弦波信号の電圧値を取得したのと等価になる。一方、ピーク側（余弦波信号側）の電圧取得処理タイミングは、励磁信号のピーク位置の時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７である。モータ角更新タイミングは、ピーク側の電圧取得処理タイミングであり、時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７となる。
【００１５】
次に、取得した電圧値の処理動作について、図３及び図４のフローチャートにより詳しく説明する。図３は、図２における補正側の電圧取得処理動作を示すフローチャートである。ステップＳ１では、例えば時刻ｔ０のタイミングで正弦波信号の電圧値を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う。ここで、正弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ２では、取得した正弦波信号の電圧値をＶsin1とし、次のステップＳ３で電圧値Ｖsin1に対して時刻ｔ１のタイミングの正弦波信号の電圧値に対応させる補正処理を行う。この補正処理では、「Ｖsin1hosei＝Ｖsin1×補正係数」の演算を行う。補正係数は、振幅比α＝０．９の場合、１．１１である。
【００１６】
同様に、時刻ｔ４，ｔ８，ｔ１２，ｔ１６のタイミングで正弦波信号の電圧値を取得し、補正処理を行って時刻ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７のタイミングの正弦波信号の電圧値に対応する電圧値を算出する。
このように、励磁信号の振幅及び周期は常に一定であることから、励磁信号が最大振幅となる時点に対して所定時間ずらしたタイミングで、正弦波信号の電圧値を取得してＡ／Ｄ変換を行い、そのデジタルデータに対して最大振幅に対する振幅比で補正することで、励磁信号が最大振幅の時と近似となる正弦波信号の電圧値が得られる。
【００１７】
図４は、ピーク側の電圧取得処理動作を示すフローチャートであり、ステップＳ４では、例えば時刻ｔ１のタイミングで余弦波信号の電圧値を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う。この余弦波信号の電圧値の範囲も−１〜＋１とする。ステップＳ５では、取得した余弦波信号の電圧値をＶcos1とし、次のステップＳ６でモータ角度演算を行う。モータ角度演算は、Ｖsin1hoseiとＶcos1からアークタンジェントを用いて算出する。
以降は同様に、時刻ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７のタイミングで余弦波信号の電圧値を取得し、補正処理で算出した時刻ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７の正弦波信号の電圧値に対応する電圧値Ｖsin1hoseiを用いてモータ角度演算を行う。
【００１８】
上記のような構成によれば、レゾルバから出力される正弦波信号と余弦波信号から取得した電圧値のＡ／Ｄ変換を同時に行えない場合に、ずらした側に対して補正処理を行うことで、レゾルバから出力される２つの信号波形の双方が励磁信号のピーク位置の出力値として扱えるので、分解能と精度の低下を抑制できる。
本第１の実施形態は、モータの回転角度の更新タイミングが比較的少ないことで、演算装置５の処理負荷を軽減したい場合に有効である。
また、励磁信号のピーク位置に対して、それぞれ所定時間前のタイミングで正弦波信号の電圧値を検出するので、余弦波信号の検出タイミングまでの時間βを利用して補正処理の演算を行うことができる。
【００１９】
なお、上記第１の実施形態では、励磁信号の振幅が最大振幅となる時点に対して所定時間ずらしたタイミングで正弦波信号の電圧値を取得してＡ／Ｄ変換を行い、補正処理するようにしたが、余弦波信号の電圧値を取得してＡ／Ｄ変換を行い、補正処理するようにしても良いのはもちろんである。この場合には、励磁信号が最大振幅となるタイミングで正弦波信号の電圧値を取得してＡ／Ｄ変換を行うことになる。
【００２０】
［第２の実施形態］
図５は、第２の検出動作を示すタイミングチャートである。本第２の検出動作は、励磁信号の振幅の上下のピーク位置において、正弦波信号と余弦波信号の電圧値を取得してモータＭの角度更新タイミングを増やすと共に、基準電圧を求めてモータの回転角度を検出するものである。
【００２１】
補正側（正弦波信号側）の電圧取得処理タイミングは、励磁信号の上下のピーク位置である時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５，ｔ１７に対して、それぞれ所定時間β前の時刻ｔ０，ｔ２，ｔ４，ｔ６，ｔ８，ｔ１０，ｔ１２，ｔ１４，ｔ１６である。上述したように、電圧取得処理タイミングは、ピーク位置より所定時間β前でありながら、補正処理を行うことで、励磁信号のピーク位置の時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５，ｔ１７における正弦波信号の電圧値を取得したのと等価になる。一方、ピーク側（余弦波信号側）の電圧取得処理タイミングは、励磁信号の上下のピーク位置である時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５，ｔ１７である。そして、モータ角更新タイミングは、ピーク側の電圧取得処理タイミングであり、時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５，ｔ１７となる。
【００２２】
また、例えば時刻ｔ４のタイミングでは、時刻ｔ２−ｔ４間の正弦波信号の平均値から基準電圧を求め、例えば時刻ｔ５のタイミングでは、時刻ｔ３−ｔ５間の余弦波信号の平均値から基準電圧を求める。時刻ｔ８のタイミングでは、時刻ｔ６−ｔ８間の正弦波信号の平均値から基準電圧を求め、時刻ｔ９のタイミングでは、時刻ｔ７−ｔ９間の余弦波信号の平均値から基準電圧を求める。以下、同様にして、時刻ｔ１２，ｔ１６のタイミングでは、時刻ｔ１０−ｔ１２間、ｔ１４−ｔ１６間の正弦波信号のそれぞれの平均値から基準電圧を求め、時刻ｔ１３，ｔ１７のタイミングでは、時刻ｔ１１−ｔ１３間、ｔ１５−ｔ１７間の余弦波信号のそれぞれの平均値から基準電圧を求める。
基準電圧の更新タイミングは、時刻ｔ０，ｔ１，ｔ４，ｔ５，ｔ８，ｔ９，ｔ１２，ｔ１３，ｔ１６，ｔ１７となる。ここで、基準電圧更新フラグFLAG_cenは、時刻ｔ１以前、時刻ｔ３−ｔ５間、時刻ｔ７−ｔ９間、時刻ｔ１１−ｔ１３間、及び時刻ｔ１５−ｔ１７間に“１”、すなわち更新となる。
【００２３】
次に、取得した電圧の処理動作について、図６及び図７のフローチャートにより詳しく説明する。図６は、図５における補正側の電圧取得処理動作を示すフローチャートである。ステップＳ１１では、正弦波信号の電圧値を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う。この正弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ１２では、基準電圧更新タイミングか否かを判定する。この判定は、基準電圧更新フラグFLAG_cen＝１か否かで行う。例えば時刻ｔ０のタイミングでフラグFLAG_cenが“１”の場合には、取得した正弦波信号の電圧値をＶsin2とし（ステップＳ１３）、このＶsin2に対して次のステップＳ１４で補正処理を行う。補正処理では、「Ｖsin2hosei＝Ｖsin2×補正係数」の演算を行う。補正係数は、振幅比α＝０．９の場合、１．１１である。
【００２４】
ステップＳ１５では、基準電圧Ｖscenの算出を行う。基準電圧Ｖscenは、前回の補正値Ｖsin1hoseiとの平均値、すなわち、「Ｖscen＝（Ｖsin1hosei＋Ｖsin2hosei）／２」である。ステップＳ１６では、補正値Ｖsin2hoseiと基準電圧Ｖscenとの差電圧Ｖs3ho（Ｖs3ho＝Ｖsin2hosei−Ｖscen）を算出する。
続く、時刻ｔ４，ｔ８，ｔ１２，ｔ１６における正弦波信号の電圧値の取得動作も同様である。
【００２５】
一方、ステップＳ１２で、基準電圧の更新タイミングではない、例えば時刻ｔ２のタイミングでフラグFLAG_cenが“０”の場合には、取得した正弦波信号の電圧値をＶsin1とし（ステップＳ１７）、このＶsin1に対して次のステップＳ１８で補正処理を行う。補正処理では、「Ｖsin1hosei＝Ｖsin1×補正係数」の演算を行う。補正係数は、振幅比α＝０．９の場合、１．１１である。ステップＳ１９では、補正値Ｖsin1hoseiと基準電圧Ｖscenとの差電圧Ｖs3ho（Ｖs3ho＝Ｖsin1hosei−Ｖscen）を算出する。
続く、時刻ｔ６，ｔ１０，ｔ１４，ｔ１８における正弦波信号の電圧値の取得動作も同様である。
【００２６】
図７は、ピーク側の電圧取得処理動作を示すフローチャートであり、ステップＳ２１では、余弦波信号を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う。この余弦波信号値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ２２では、基準電圧更新タイミングか否かを判定する。この判定は、基準電圧更新フラグFLAG_cen＝１か否かで行う。例えば時刻ｔ１のタイミングでフラグFLAG_cenが“１”の場合には、取得した余弦波信号の電圧値をＶcos2とし（ステップＳ２３）、このＶcos2に対して次のステップＳ２４で基準電圧Ｖccenの算出を行う。基準電圧Ｖccenは、前回の取得値Ｖcos1との平均値、すなわち、「Ｖccen＝（Ｖcos1＋Ｖcos2）／２」である。ステップＳ２５では、電圧値Ｖcos2と基準電圧Ｖccenとの差電圧Ｖcos3（Ｖcos3＝Ｖcos2−Ｖccen）を算出する。続いて、フラグFLAG_cenを“０”にクリア（FLAG_cen＝０）する。
続く、時刻ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７における余弦波信号の電圧値の取得動作も同様である。
【００２７】
一方、ステップＳ２２で、基準電圧の更新タイミングではないと判定されたとき、例えば時刻ｔ３のタイミングでフラグFLAG_cenが“０”の場合には、取得した余弦波信号の電圧値をＶcos1とし（ステップＳ２７）、次のステップＳ２８でこのＶcos1に対して「Ｖcos3＝Ｖcos1−Ｖccen」を算出する。続いて、フラグFLAG_cenを“１”にセット（FLAG_cen＝１）する。
続く、時刻ｔ７，ｔ１１，ｔ１５，ｔ１９における余弦波信号の電圧値の取得動作も同様である。
そして、ステップＳ３０でモータ角度の演算を行う。この演算では、正弦波信号の差電圧Ｖs3hoと余弦波信号の差電圧Ｖcos3とからアークタンジェントを用いてモータ角度を算出する。
【００２８】
上記のような第２の検出動作によれば、第１の検出動作と同様に、レゾルバ３から出力される２つの信号波形の双方がピーク位置の出力値として扱えるので、分解能と精度の低下を抑制できる。しかも、第１の検出動作に比べてモータ回転角度更新タイミングが多いので、より高精度化が図れる。
【００２９】
なお、上記第２の実施形態では、第１の実施形態と同様に、励磁信号が最大振幅となる時点に対して所定時間ずらしたタイミングで正弦波信号の電圧値を取得してＡ／Ｄ変換を行い、補正処理するようにしたが、余弦波信号の電圧値を取得してＡ／Ｄ変換を行い、補正処理するようにしても良いのはもちろんである。この場合には、励磁信号が最大振幅となるタイミングで正弦波信号の電圧値を取得してＡ／Ｄ変換を行うことになる。
【００３０】
［第３の実施形態］
図８は、第３の検出動作を示すタイミングチャートである。本第３の検出動作は、励磁信号のピーク位置のタイミングで取得する信号を、余弦波信号と正弦波信号で交互に取得するものである。
正弦波信号の電圧取得処理タイミングは、時刻ｔ０，ｔ５，ｔ８，ｔ１３，ｔ１６であり、余弦波信号の電圧取得処理タイミングは、時刻ｔ１，ｔ４，ｔ９，ｔ１２，ｔ１７である。ここで、補正側として取得する電圧値は、時刻ｔ０，ｔ８，ｔ１６には正弦波信号、時刻ｔ４，ｔ１２には余弦波信号である。また、ピーク側として取得する電圧値は、時刻ｔ１，ｔ９，ｔ１７には余弦波信号、時刻ｔ５，ｔ１３には正弦波信号である。モータ角更新タイミングは、ピーク側の電圧取得処理タイミングであり、時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７となる。補正側更新フラグFLAG_hoseiは、時刻ｔ１−ｔ５間、時刻ｔ９−ｔ１３間、及び時刻ｔ１７以降が“１”となる。
【００３１】
次に、取得した電圧の処理動作について、図９及び図１０のフローチャートにより詳しく説明する。図９は、図８における補正側の電圧取得処理動作を示すフローチャートである。ステップＳ３１では、補正対象が正弦波信号か否かを判定する。この判定には補正側更新フラグFLAG_hoseiを用い、FLAG_hosei＝０であれば正弦波信号を取得し、FLAG_hosei＝１であれば余弦波信号を取得する。例えば時刻ｔ０のタイミングでは、正弦波信号の電圧値を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う（ステップＳ３２）。この正弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ３３では、取得した正弦波信号の電圧値をＶsin1とし、このＶsin1に対して次のステップＳ３４で補正処理を行う。補正処理では、「Ｖsin1hosei＝Ｖsin1×補正係数」の演算を行う。補正係数は、振幅比α＝０．９の場合、１．１１である。ステップＳ３５では、補正処理で得られた電圧Ｖsin1hoseiを正弦波信号のピーク値Ｖsinpeakとする。
【００３２】
一方、ステップＳ３１で、FLAG_hosei＝１の場合、例えば時刻ｔ４のタイミングで余弦波信号を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う（ステップＳ３６）。この余弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ３７では、取得した余弦波信号の電圧値をＶcos1とし、このＶcos1に対して次のステップＳ３８で補正処理を行う。補正処理では、「Ｖcos1hosei＝Ｖcos1×補正係数」の演算を行う。補正係数は、振幅比α＝０．９の場合、１．１１である。ステップＳ３９では、補正処理で得られた電圧Ｖcos1hoseiを余弦波信号のピーク値Ｖcospeakとする。
続く、時刻ｔ８，ｔ１２，ｔ１６では、正弦波信号、余弦波信号、正弦波信号の電圧値をそれぞれ取得してＡ／Ｄ変換を行った後、補正処理を行う。
【００３３】
図１０は、ピーク側の電圧取得処理動作を示すフローチャートであり、ステップＳ４１では、補正対象が正弦波信号か否かを判定する。この判定には補正側更新フラグFLAG_hoseiを用い、FLAG_hosei＝０であれば余弦波信号の電圧値を取得し、フラグFLAG_hosei＝１であれば正弦波信号の電圧値を取得する。例えば時刻ｔ１のタイミングでは、余弦波信号の電圧値を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う（ステップＳ４２）。この余弦波信号値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ４３では、取得した余弦波信号の電圧値をＶcos2とし、このＶcos2を余弦波信号のピーク値Ｖcospeakとする（ステップＳ４４）。ステップＳ４５では、フラグFLAG_hoseiを“１”にセットする。
【００３４】
一方、ステップＳ４１で、FLAG_hosei＝１の場合、例えば時刻ｔ５のタイミングでは正弦波信号を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う（ステップＳ４６）。この正弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ４７では、取得した正弦波信号の電圧値をＶsin2とし、このＶsin2を正弦波信号のピーク値Ｖsinpeakとする。ステップＳ４９では、フラグFLAG_hoseiを“０”にクリアする。
続く、時刻ｔ９，ｔ１３，ｔ１７では、余弦波信号、正弦波信号、余弦波信号の電圧値をそれぞれ取得してＡ／Ｄ変換を行う。
次のステップＳ５０では、モータ角度の演算を行う。この演算では、正弦波信号のピーク値Ｖsinpeakと余弦波信号のピーク値Ｖcospeakからアークタンジェントを用いてモータ角度を算出する。
【００３５】
上記のような第３の検出動作によれば、第１、第２の検出動作と同様に、レゾルバから出力される２つの信号波形の双方がピーク位置の出力値として扱えるので、分解能の低下を抑制でき、精度の劣化を抑制できる。しかも、ピーク位置のタイミングでＡ／Ｄ変換する信号を正弦波信号と余弦波信号で交互に切り換えることにより、片方だけで補正を行う場合に比べて精度悪化を分散して均等にできる。
【００３６】
［第４の実施形態］
図１１は、第４の検出動作を示すタイミングチャートである。本第４の検出動作は、余弦波信号と正弦波信号のうち振幅が大きい方に対して補正処理を行うものである。
図１１に示す例では、余弦波信号の電圧取得処理タイミングを、時刻ｔ０，ｔ４，ｔ８，ｔ１３，ｔ１７とし、時刻ｔ０，ｔ４，ｔ８で取得した電圧値に対して補正処理を行う。また、正弦波信号の電圧取得処理タイミングを、時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９，ｔ１２，ｔ１６とし、時刻ｔ１２，ｔ１６で取得した電圧値に対して補正処理を行うようにしている。
そして、モータ角更新タイミングは、ピーク側の電圧取得処理タイミングであり、時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９，ｔ１３，ｔ１７となる。補正側更新フラグFLAG_hoseiは、時刻ｔ９までの期間が“１”、時刻ｔ９以降が“０”である。
【００３７】
次に、取得した電圧の処理動作について、図１２及び図１３のフローチャートにより詳しく説明する。図１２は、図１１における補正側の電圧取得処理動作を示すフローチャートである。ステップＳ５１では、補正対象が正弦波信号か否かを判定する。この判定には補正側更新フラグFLAG_hoseiを用い、FLAG_hosei＝０であれば正弦波信号の電圧値を取得し、FLAG_hosei＝１であれば余弦波信号の電圧値を取得する。
【００３８】
例えば時刻ｔ０，ｔ４，ｔ８のタイミングでは、余弦波信号の電圧値を取得してＡ／Ｄ変換を行う（ステップＳ５６）。この余弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ５７では、取得した余弦波信号の電圧値をＶcos1とし、このＶcos1に対して次のステップＳ５８で補正処理を行う。補正処理では、「Ｖcos1hosei＝Ｖcos1×補正係数」の演算を行う。補正係数は、振幅比α＝０．９の場合、１．１１である。ステップＳ５９では、補正処理で得られたＶcos1hoseiを余弦波信号のピーク値Ｖcospeakとする。
【００３９】
一方、ステップＳ５１で、FLAG_hosei＝０の場合、例えば時刻ｔ１２，ｔ１６のタイミングでは正弦波信号を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う（ステップＳ５２）。この正弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ５３では、取得した正弦波信号の電圧値をＶsin1とし、このＶsin1に対して次のステップＳ５４で補正処理を行う。補正処理では、「Ｖsin1hosei＝Ｖsin1×補正係数」の演算を行う。補正係数は、振幅比α＝０．９の場合、１．１１である。ステップＳ５５では、補正処理で得られたＶsin1hoseiを正弦波信号のピーク値Ｖsinpeakとする。
【００４０】
図１３は、ピーク側の電圧取得処理動作を示すフローチャートである。ステップＳ６１では、補正対象が正弦波信号か否かを判定する。この判定には補正側更新フラグFLAG_hoseiを用い、FLAG_hosei＝０であれば余弦波信号の電圧値を取得し、FLAG_hosei＝１であれば正弦波信号の電圧値を取得する。例えば時刻ｔ１，ｔ５，ｔ９のタイミングでは、正弦波信号の電圧値を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う（ステップＳ６５）。この正弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ６６では、取得した正弦波信号の電圧値をＶsin2とし、このＶsin2を正弦波信号のピーク値Ｖsinpeakとする（ステップＳ６７）。
【００４１】
一方、ステップＳ６１で、FLAG_hosei＝０の場合、例えば時刻ｔ１３，ｔ１７のタイミングでは余弦波信号の電圧値を取得し、Ａ／Ｄ変換を行う（ステップＳ６２）。この余弦波信号の電圧値の範囲は−１〜＋１とする。
ステップＳ６３では、取得した余弦波信号の電圧値をＶcos2とし、このＶcos2を余弦波信号のピーク値Ｖcospeakとする（ステップＳ６４）。
【００４２】
次のステップＳ６８では、ステップＳ６４またはＳ５９の余弦波信号のピーク値Ｖcospeakの絶対値とステップＳ６７またはＳ５５の正弦波信号のピーク値Ｖsinpeakの絶対値を比較する。「｜Ｖcospeak｜≧｜Ｖsinpeak｜」の関係を満たすときには、フラグFLAG_hoseiを“１”にセットし（ステップＳ６９）、満たさないときにはフラグFLAG_hoseiを“０”にクリアする（ステップＳ７０）。
次のステップＳ７１では、モータ角度の演算を行う。この演算では、正弦波信号のピーク値Ｖsinpeakと余弦波信号のピーク値Ｖcospeakとからアークタンジェントを用いてモータ角度を算出する。
【００４３】
上記のような第４の検出動作によれば、第１乃至第３の検出動作と同様に、レゾルバから出力される２つの信号波形の双方がピーク位置の出力値として扱えるので、分解能と精度の低下を抑制できる。しかも、余弦波信号と正弦波信号の振幅が大きい方の波形に対して補正処理を行う構成とすることで、分解能の悪い小振幅領域では補正処理を行わないので精度を向上できる。
【００４４】
［第５の実施形態］
本第５の実施形態は、上述した第１乃至第４の実施形態において、異常が発生した場合の制御例である。異常の検出は、取得した電圧値及び算出値を記憶しておき、前回値と比較して急激な変化が生じた場合に異常と判断することで行う。検出した電圧値が異常と判断した場合には、正弦波信号及び余弦波信号の電圧値の両方を、前回値を用いて角度算出を行う。あるいは、異常と判断された一方の信号の電圧値のみ前回値を用い、他方は今回値を用いて角度算出を行う。
【００４５】
同様に、補正のために算出した電圧値に、前回と比較して急激な変化が生じた場合にも異常と判定する。異常と判断した場合には、補正を行う前の取得値を用いて角度算出を行う。あるいは前回の角度算出値を用いる。
このように、学習しておいた前回値を用いて異常を判定することで、異常が発生した場合の影響を抑制できる。
【００４６】
＜適用例＞
図１４は、本発明の実施形態に係るモータの回転角度検出装置をＶＣＲ（Variable Compression Ratio）に適用する場合の概略構成図である。エンジン１１には、ＶＣＲ機構１２が搭載されている。ＶＣＲ機構１２は、ブラシレスモータ（電動アクチュエータ）Ｍによって駆動され、エンジン１の圧縮比を走行状態に応じて変更する。ＶＣＲ機構１２は、例えばブラシレスモータＭの制御によりコントロールシャフトを回転させ、コントロールポイントを移動させることで、上死点時のピストン位置の変化により圧縮比を変化させている。
【００４７】
ブラシレスモータＭには、このモータの回転角度を検出するレゾルバ（相対角度センサ）１３が取り付けられており、レゾルバ１３から出力される正弦波信号と余弦波信号が、ＶＣＲコントローラ（ＶＣＲ−ＣＵ）１４に入力される。エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）１５は、ＶＣＲ機構１２の制御位置の目標値を演算し、ＶＣＲコントローラ１４へＣＡＮ（Controller Area Network）により送信する。ＶＣＲコントローラ１４は、受信した目標値になるようにブラシレスモータＭを三相電流で制御する。ブラシレスモータＭの制御によりコントロールシャフトが回転し、上死点時のピストン位置の変化により圧縮比を変更する。
【００４８】
レゾルバ１３には、ＥＣＵ１５あるいはＶＣＲ−ＣＵ１４から励磁信号が入力され、モータＭの回転角度に応じた正弦波信号と余弦波信号を出力する。これら正弦波信号と余弦波信号の電圧値を取得し、ＶＣＲ−ＣＵ１４にて回転角度を算出し、ＥＣＵ１５に供給する。本例においては、ＶＣＲ−ＣＵ１４は図１におけるモータ制御装置２に対応し、Ａ／Ｄ変換器４と演算装置５としても機能する。ＶＣＲ−ＣＵ１４は、例えば第４の検出動作で説明した手順に従ってブラシレスモータＭの回転角度を算出し、この回転角度に基づきＶＣＲ−ＣＵ１４によりＶＣＲ機構１２をフィードバック制御する。
【００４９】
図１５は、図１４に示したＶＣＲにおけるモータの回転角度と正弦波信号及び余弦波信号の電圧値との関係について説明するための波形図である。エンジンの圧縮比をコントロールするシステムにおいては、高圧縮比で保持する場合と低圧縮比で保持する場合の使用頻度が高い。そこで、回転角度と圧縮比の関係を、振幅が小さい領域が使用頻度の高い領域になるのを避けるような構成とするのが望ましい。よって、圧縮比が低い領域と高い領域のモータ角度が４５°〜３１５°の範囲としている。
【００５０】
すなわち、モータ角度が９０°と２７０°付近の領域Ａ１，Ａ２は、余弦波信号の電圧値が０付近の領域Ｂに入り、モータ角度が１８０°付近の領域Ａ３は、正弦波信号の電圧値が０付近の領域Ｂに入る。これに対し、モータ角度が４５°付近の圧縮比が低い領域Ｃ１は、正弦波信号と余弦波信号の電圧値が共に振幅が比較的大きく、モータ角度が３１５°付近の圧縮比が高い領域Ｃ２は、正弦波信号の電圧値が正、余弦波信号の電圧値は負であるものの、やはり振幅が比較的大きい。従って、振幅が大きい領域Ｃ１，Ｃ２が使用頻度の高い領域になる。
【００５１】
上述したように、本発明では、正弦波信号、余弦波信号に対して同タイミングでＡ／Ｄ変換できない場合であっても、正弦波または余弦波どちらかは、励磁信号の振幅が最大となる点の出力信号の電圧を取得し、もう一方はタイミングをずらして取得し、補正を行うことで、実質的に同じタイミングの正弦波信号と余弦波信号の電圧値を簡単な処理によって取得することができる。また、振幅が最大の点で出力信号の電圧値を取得できるため、分解能も高くなり、より正確な出力信号の電圧値を取得することができ、精度の良いモータ回転角度の検出が可能となる。
【００５２】
なお、本発明は上述した第１乃至第５の実施形態及び適用例に限定されるものではなく、モータ制御においてレゾルバを用いて角度検出を行うもの全般に適用可能である。
（変形例１）
また、上記各実施形態では、励磁信号のピーク位置に対して、それぞれ所定時間前のタイミングで正弦波信号の電圧値を検出するようにしたが、所定時間後のタイミングで正弦波信号の電圧値を検出することもできる。
【００５３】
（変形例２）
更に、上記各実施形態では、回転角度検出装置１がレゾルバ３、Ａ／Ｄ変換器４及び演算装置５を備え、レゾルバ３から出力される正弦波信号と余弦波信号をＡ／Ｄ変換器４と演算装置５で処理してモータの回転角を検出する場合について説明した。しかし、適用例に示したようにＡ／Ｄ変換器４と演算装置５の機能の一部または全部をモータ制御装置やＥＣＵ内に設けられているマイクロコンピュータなどの処理装置を用いて実現することもできる。
【符号の説明】
【００５４】
１…回転角度検出装置、２…モータ制御装置、３，１３…レゾルバ、４…Ａ／Ｄ変換器、５…演算装置、Ｍ…モータ（電動モータ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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