(57)【要約】【課題】  入力電流が急激に減少した場合に、入力電圧が低下するのを抑制することができるＰＶパワーコンディショナを提供する。【解決手段】  太陽電池２から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源３へ出力するインバータ回路１０と、インバータ回路１０の入力電圧Ｖ１、入力電流Ｉ１及び出力電流Ｉ２を計測する計測手段と、バッファ用コンデンサ８と、入力電圧Ｖ１及び入力電流Ｉ１に基づいて、太陽電池２の出力電力が最大となるように、目標電圧Ｖｒｅｆを調整するＭＰＰＴ制御部１１と、入力電流Ｉ１に基づいて、入力電流Ｉ１の単位時間当たりの変化量ΔＩ１を求める電流微分算出部１４と、入力電圧Ｖ１及び目標電圧Ｖｒｅｆの差分、並びに、変化量ΔＩ１に基づいて、電流指令値Ｉｒｅｆを生成する電流指令値生成部１２と、出力電流Ｉ２及び電流指令値Ｉｒｅｆの差分に基づいて、インバータ回路１０を制御するＰＷＭ信号生成部１３により構成される。【選択図】  図１
2015203904.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ信号に基づいて、太陽電池から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源へ出力する電力変換回路と、
上記電力変換回路の入力電圧及び入力電流を計測する入力電力計測手段と、
上記電力変換回路の出力電流を計測する出力計測手段と、
上記入力電力計測手段と上記電力変換回路との間に設けられたバッファ用コンデンサと、
上記入力電圧及び上記入力電流に基づいて、上記太陽電池の出力電力が最大となるように、目標電圧を調整する動作点制御手段と、
上記入力電流に基づいて、入力電流の単位時間当たりの変化量を求める電流微分算出手段と、
上記入力電圧及び上記目標電圧の差分、並びに、上記変化量に基づいて、電流指令値を生成する電流指令値生成手段と、
上記出力電流及び上記電流指令値の差分に基づいて、上記電力変換回路を制御するための上記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えたことを特徴とするＰＶパワーコンディショナ。
【請求項２】
上記電流指令値生成手段は、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分と上記変化量との和に基づいて、上記電流指令値を生成することを特徴とする請求項１に記載のＰＶパワーコンディショナ。
【請求項３】
上記入力電流が減少する場合に、上記電流微分算出手段により求められた上記変化量を出力し、上記入力電流が増加する場合に、上記変化量に代えて固定値を出力するリミッタを備え、
上記電流指令値生成手段は、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分と上記リミッタの出力との和に基づいて、上記電流指令値を生成することを特徴とする請求項２に記載のＰＶパワーコンディショナ。
【請求項４】
上記入力電力計測手段は、上記系統電源の周波数に同期するサンプリング周波数に相当するサンプリング期間にわたって上記入力電圧及び上記入力電流の検出値をそれぞれサンプリングし、その平均値を計測値として出力する移動平均算出手段を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のＰＶパワーコンディショナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＶパワーコンディショナに係り、さらに詳しくは、太陽電池から入力される直流電力を交流電力に変換して系統電源へ出力するＰＶパワーコンディショナの改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽光を受光して電力に変換する太陽電池が、ＰＶ（Photo Voltaic）パワーコンディショナと呼ばれるインバータ装置を介し、系統電源に接続された連系システムが従来から知られている（例えば、特許文献１）。通常、ＰＶパワーコンディショナでは、インバータ回路への入力電圧と目標電圧との差分、すなわち、電圧偏差が小さくなるように、インバータ回路のスイッチング動作が制御される。また、太陽電池の動作点を最適化するために、太陽電池の出力電力が最大となるように、上記目標電圧を調整する動作点制御が行われる。
【０００３】
図４は、従来のＰＶパワーコンディショナ１００の構成を示した図であり、電圧計４，７、電流計５，６、バッファ用コンデンサ８及び電磁接触器９と、ローパスフィルタを構成するリアクトル１７及びフィルタ用コンデンサ１８と、インバータ回路１１０、ＭＰＰＴ制御部１１１、電流指令値生成部１１２及びフィードフォワード制御部１１３とを備えたＰＶパワーコンディショナ１００が示されている。インバータ回路１１０は、太陽電池２から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源３へ出力する電力変換回路である。電圧計４，７、電流計５及び６は、インバータ回路１１０の入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２、入力電流Ｉ１及び出力電流Ｉ２をそれぞれ計測する。ここで、電流計５及び電圧計４は、商用電源に同期したサイクルで移動平均を取っている。
【０００４】
ＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御部１１１は、入力電圧Ｖ１及び入力電流Ｉ１に基づいて、太陽電池２の出力電力が最大となるように、目標電圧Ｖｒｅｆを調整する動作点制御部である。そして、入力電圧Ｖ１及び目標電圧Ｖｒｅｆの差分からなる電圧偏差ΔＶ１を交流信号に変換し、電流指令値Ｉｒｅｆを生成する。この電流指令値Ｉｒｅｆが、ＭＰＰＴ制御部１１１で定めた最大出力電力となる目標電圧Ｖｒｅｆを得るための定電流制御の指令値となる。そして、出力電流Ｉ２及び電流指令値Ｉｒｅｆの差分からなる電流偏差ΔＩ２に基づいて、インバータ回路１１０のスイッチング動作を制御する。出力電流Ｉ２が電流指令値Ｉｒｅｆと一致するようにインバータ回路１１０を制御することにより、入力電圧Ｖ１を目標電圧Ｖｒｅｆに近づけることができる。
【０００５】
図５は、図４のＰＶパワーコンディショナ１００の動作を示した図であり、入力電流Ｉ１が急激に減少した場合の入力電圧Ｖ１及び出力電流Ｉ２の変化の様子が示されている。図中の（ａ）には、出力電流Ｉ２の時間変化を表す波形が示され、（ｂ）には、入力電圧Ｖ１の時間変化を表す波形が示され、（ｃ）には、入力電流Ｉ１の時間変化を表す波形が示されている。この図には、発電量が５００ｋＷ程度の太陽電池２を用いて、２００Ｖ系の系統電源３へ電力供給する場合が示されている。
【０００６】
日射量が急激に低下すれば、太陽電池２の出力電力が低下し、入力電流Ｉ１は、急激に減少する。電流計５では移動平均を取っているため、入力電流Ｉ１のステップ変動は、ランプ変動として検出される。その間、入力電流Ｉ１の検出が実際より遅れるので、インバータ回路１１０では、入力電流Ｉ１の不足分がバッファ用コンデンサ８から補われるが、インバータ回路１１０は、入力電力に比べて大きな電力を出力しようとするため、入力電圧Ｖ１が大きく低下する。
【０００７】
図示した入力電流Ｉ１は、時刻ｔ１１まで概ね一定であり、時刻ｔ１１において、８００Ａから４００Ａまで低下し、その後、概ね一定となっている。一方、入力電圧Ｖ１は、時刻ｔ１１まで概ね一定であるのに対し、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの間に、６５０Ｖから５７５Ｖまで急速に低下し、その後、暫くの間、変動している。時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの間における入力電圧Ｖ１の変動幅Ｖｗは、７５Ｖである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００１−１６９５６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述した従来のＰＶパワーコンディショナ１００では、日射量の急激な低下等によって入力電流Ｉ１が急激に減少した場合に、入力電圧Ｖ１が大きく低下してしまうという問題があった。例えば、入力電圧Ｖ１が大きく低下することにより、ＰＶパワーコンディショナ１００のＤＣＵＶＲ（ＤＣ  Ｕｎｄｅｒ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｒｅｌａｙ：ＤＣ不足電圧）等が作動し、機器の動作を停止させるといった不具合が生じてしまう。この不具合は、電流計５及び電圧計４で移動平均を取っていることに起因する。また、前述のように、入力電流Ｉ１の不足分を補うためのバッファ用コンデンサとして、大容量の電解コンデンサなどを用意する必要があり、コストダウンや機器の小型化が阻害されていた。
【００１０】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、入力電流が急激に減少した場合に、入力電圧が低下するのを抑制することができるＰＶパワーコンディショナを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
第１の本発明によるＰＶパワーコンディショナは、ＰＷＭ信号に基づいて、太陽電池から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源へ出力する電力変換回路と、上記電力変換回路の入力電圧及び入力電流を計測する入力電力計測手段と、上記電力変換回路の出力電流を計測する出力計測手段と、上記入力電力計測手段と上記電力変換回路との間に設けられたバッファ用コンデンサと、上記入力電圧及び上記入力電流に基づいて、上記太陽電池の出力電力が最大となるように、目標電圧を調整する動作点制御手段と、上記入力電流に基づいて、入力電流の単位時間当たりの変化量を求める電流微分算出手段と、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分、並びに、上記変化量に基づいて、電流指令値を生成する電流指令値生成手段と、上記出力電流及び上記電流指令値の差分に基づいて、上記電力変換回路を制御するための上記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えて構成される。
【００１２】
この様な構成によれば、入力電流の変動が入力電流の単位時間当たりの変化量を介して電流指令値に取り込まれるので、入力電流が急激に減少した場合に、入力電圧が低下するのを抑制することができる。従って、バッファ用コンデンサの容量を小さくすることができる。
【００１３】
第２の本発明によるＰＶパワーコンディショナは、上記構成に加え、上記電流指令値生成手段が、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分と上記変化量との和に基づいて、上記電流指令値を生成するように構成される。
【００１４】
この様な構成によれば、入力電流の単位時間当たりの変化量が入力電圧及び目標電圧の差分からなる電圧偏差よりも大きい場合に、入力電流の変動を電流指令値に速やかに反映させることができる。一方、変化量が電圧偏差よりも小さい場合には、電圧偏差に応じた定電圧制御を行わせることができる。
【００１５】
第３の本発明によるＰＶパワーコンディショナは、上記構成に加え、上記入力電流が減少する場合に、上記電流微分算出手段により求められた上記変化量を出力し、上記入力電流が増加する場合に、上記変化量に代えて固定値を出力するリミッタを備え、上記電流指令値生成手段が、上記入力電圧及び上記目標電圧の差分と上記リミッタの出力との和に基づいて、上記電流指令値を生成するように構成される。
【００１６】
この様な構成によれば、入力電流が減少する場合にだけ、入力電流の変動を電流指令値に速やかに反映させることができる。一方、入力電流が増加する場合には、リミッタ出力として、例えば、固定値０を出力することにより、入力電流の増加に対しては、その変動を電流指令値に反映させず、入力電圧及び目標電圧の差分からなる電圧偏差に応じた定電圧制御を行わせることができる。
【００１７】
第４の本発明によるＰＶパワーコンディショナは、上記構成に加え、上記入力電力計測手段が、上記系統電源の周波数に同期するサンプリング周波数に相当するサンプリング期間にわたって上記入力電圧及び上記入力電流の検出値をそれぞれサンプリングし、その平均値を計測値として出力する移動平均算出手段を有するように構成される。
【００１８】
このＰＶパワーコンディショナでは、入力電流の変動が入力電流の計測値に反映されるまでに、サンプリング期間のタイムラグがある。一方、入力電流の単位時間当たりの変化量は、算出時間を含めたサンプリングに要する検出時間を単位時間として求められる。このため、入力電力計測手段の応答性にかかわらず、入力電流の変動を電流指令値に速やかに反映させることができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、入力電流の変動が入力電流の単位時間当たりの変化量を介して電流指令値に取り込まれるので、入力電流が急激に減少した場合に、入力電圧が低下するのを抑制することができるＰＶパワーコンディショナを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施の形態によるＰＶパワーコンディショナ１の一構成例を示したブロック図である。
【図２】図１のＰＶパワーコンディショナ１の動作の一例を示した図であり、出力電流Ｉ２、入力電圧Ｖ１、入力電流Ｉ１及び入力電流Ｉ１の移動平均が示されている。
【図３】図１のＰＶパワーコンディショナ１の動作の一例を示した図であり、移動平均の微分値、ローパスフィルタの出力及び補正電圧偏差ΔＶ１１が示されている。
【図４】従来のＰＶパワーコンディショナ１００の構成を示した図である。
【図５】図４のＰＶパワーコンディショナ１００の動作を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
＜ＰＶパワーコンディショナ１＞
図１は、本発明の実施の形態によるＰＶパワーコンディショナ１の一構成例を示したブロック図である。ＰＶパワーコンディショナ１は、太陽電池２による発電電力を交流電力に変換して系統電源３へ供給する系統連系用のインバータ装置であり、出力電圧や周波数を系統電源３と一致させ、出力波形を系統電源３と同期させる系統連系制御を行っている。また、ＰＶパワーコンディショナ１は、系統電源３の停電及び復電を判断し、出力を停止又は再開させる系統保護制御を行っている。さらに、ＰＶパワーコンディショナ１は、太陽電池２の動作点を制御し、発電電力を最大化させる動作点制御を行っている。
【００２２】
このＰＶパワーコンディショナ１は、電圧計４，７、電流計５，６、バッファ用コンデンサ８及び電磁接触器９と、インバータ回路１０、ＭＰＰＴ制御部１１、電流指令値生成部１２、ＰＷＭ信号生成部１３、電流微分算出部１４、ＬＰＦ１５及びリミッタ１６と、ローパスフィルタを構成するリアクトル１７及びフィルタ用コンデンサ１８と、減算器２１，２３、加算器２２及び２４とにより構成される。インバータ回路１０の出力電流Ｉ２を検出する電流計６は、リアクトル１７とフィルタ用コンデンサ１８との間の電流を検出する。
【００２３】
太陽電池２は、太陽光を受光して電力に変換する発電装置である。太陽電池２では、光起電力効果を利用して、太陽光のエネルギーが直流電力に直接に変換される。例えば、太陽電池２は、複数のセルを直列又は並列に接続した太陽光発電モジュール（photovoltaic module）からなる。
【００２４】
系統電源３は、電力会社の電力網、すなわち、商用系統を介して供給される商用電源である。例えば、三相三線、交流定格電圧２００Ｖ及び周波数５０Ｈｚの系統電源３がＰＶパワーコンディショナ１に接続される。
【００２５】
電流計６及び電圧計７は、インバータ回路１０の出力電流Ｉ２及び出力電圧Ｖ２をそれぞれ計測するインバータ出力計測装置である。電圧計４及び電流計５は、インバータ回路１０の入力電圧Ｖ１及び入力電流Ｉ１をそれぞれ計測する入力電力計測装置である。移動平均演算を行うデジタル方式の計測装置が電圧計４及び電流計５として用いられる。
【００２６】
例えば、電圧計４は、サンプリング期間Ｔ１に、サンプリング回数ｎ回で入力電圧Ｖ１を繰り返し検出し、その電圧検出値Ｖｄｅｔの総和Σ（Ｖｄｅｔ）を平均値化した電圧平均値Ｖａｖを出力する。サンプリング期間Ｔ１は、系統電源３の周波数に同期したサンプリング周波数ｆに相当し、Ｔ１＝１／ｆである。算出時間を含む１回の検出時間は、Ｔ２である。例えば、系統電源３の周波数が５０Ｈｚのとき、その半サイクルをサンプリング周波数ｆ＝５０×２とし、サンプリング回数ｎ＝６０回とすると、Ｔ１＝１０ｍｓ、Ｔ２＝Ｔ１／ｎ＝１６６．６６６６７μｓである。
【００２７】
ここで、（ｎ＋１）個のバッファ値を有するリングバッファを使用して電圧平均値Ｖａｖを算出する場合の例について説明する。（ｎ＋１）個のバッファ値を有するリングバッファは、０〜ｎ番地のバッファを有する。リングバッファの０番地に一つ目の電圧検出値Ｖｄｅｔ１を書き込み、次いで、リングバッファの１番地に二つ目の電圧検出値Ｖｄｅｔ２を書き込み、この様に順次番地を繰り上げながら電圧検出値Ｖｄｅｔの書き込みを行う。サンプリング期間Ｔ１経過時に、（ｎ−１）番地にｎ個目の電圧検出値Ｖｄｅｔｎを書き込む。また、電圧計４では、その総和Σ（Ｖｄｅｔ）＝Σ（Ｖｄｅｔ１〜Ｖｄｅｔｎ）を算出し、総和Σ（Ｖｄｅｔ）をサンプリング回数ｎで除算し、電圧平均値Ｖａｖ＝［Σ（Ｖｄｅｔ）］／ｎを得る。
【００２８】
次に、サンプリング期間Ｔ１の経過後から検出時間Ｔ２が経過したとき、リングバッファの０番地に、最も古い電圧検出値Ｖｄｅｔ１が書き込まれており、それに隣接するリングバッファのｎ番地に（ｎ＋１）個目の電圧検出値Ｖｄｅｔ（ｎ＋１）を書き込み、直前の総和Σ（Ｖｄｅｔ）＝Σ（Ｖｄｅｔ１〜Ｖｄｅｔｎ）に最新の電圧検出値Ｖｄｅｔ（ｎ＋１）を加算し、最も古い電圧検出値Ｖｄｅｔ１を減算する。この結果をサンプリング回数ｎで除算し、最新の電圧平均値Ｖａｖを得る。
【００２９】
ｍ個目の電圧検出値Ｖｄｅｔｍを検出した際の電圧平均値Ｖａｖは、Ｖａｖ＝｛［Σ（Ｖｄｅｔ）＋Ｖｄｅｔｍ］−Ｖｄｅｔ（ｍ−ｎ）｝／ｎである。ただし、ここでは、Σ（Ｖｄｅｔ）＝Σ（Ｖｄｅｔ（ｍ−ｎ）〜Ｖｄｅｔ（ｍ−１））。電流計５についても、電圧計４の上記構成と同様の構成からなる。
【００３０】
バッファ用コンデンサ８は、太陽電池２の出力電力の低下時に、入力電力をバックアップするための容量素子であり、電流計５とインバータ回路１０との間に設けられている。例えば、バッファ用コンデンサ８には、通常、電解コンデンサが用いられるが、後述するように本発明を適用すれば、容量の小さなフィルムコンデンサを用いることも可能になる。電磁接触器９は、インバータ回路１０を系統電源３から解列させるための継電器である。
【００３１】
インバータ回路１０は、半導体素子のスイッチング動作により、太陽電池２から入力される直流電力を交流電力に変換し、系統電源３へ出力する電力変換回路である。ＭＰＰＴ制御部１１は、入力電圧Ｖ１及び入力電流Ｉ１の計測値に基づいて、太陽電池２の出力電力Ｐ１が最大となるように、目標電圧Ｖｒｅｆを調整する動作点制御部である。出力電力Ｐ１は、Ｐ１＝Ｖ１×Ｉ１から求められる。
【００３２】
太陽電池２は、日射量や温度によって出力特性（Ｖ−Ｉ特性）が変化する。このため、ＭＰＰＴ（最大電力点追従）制御により、太陽電池２の出力電圧、すなわち、入力電圧Ｖ１を制御し、出力特性上における動作点を最適化すれば、出力電力Ｐ１を最大化することができる。ＭＰＰＴ制御部１１では、山登り法を利用して、目標電圧Ｖｒｅｆの最適値が求められる。山登り法では、現在の入力電圧Ｖ１及び出力電力Ｐ１をＶｏ，Ｐｏとし、目標電圧Ｖｒｅｆを一定量ΔＶｒｅｆだけ変化させ、例えば、目標電圧Ｖｒｅｆを下げる方向に変化させ、変化させる前後の出力電力Ｐ１を比較し、変化後の出力電力Ｐ１の方が大きければ、さらに目標電圧Ｖｒｅｆを下げる。これを繰り返し、変化後の出力電力Ｐ１が変化前よりも小さくなると、直前の目標電圧Ｖｒｅｆが最大出力電力点と判断し、直前の目標電圧Ｖｒｅｆを目標値とする。このようにして、目標電圧Ｖｒｅｆの最適値が求められる。
【００３３】
減算器２１は、電圧平均値Ｖａｖと目標電圧Ｖｒｅｆとの差分を求め、電圧偏差ΔＶ１として加算器２２へ出力する。電圧偏差ΔＶ１は、ΔＶ１＝（Ｖａｖ−Ｖｒｅｆ）である。加算器２２は、電圧偏差ΔＶ１及びリミッタ出力Ｄ１の和を求め、補正電圧偏差ΔＶ１１として電流指令値生成部１２へ出力する。補正電圧偏差ΔＶ１１は、ΔＶ１１＝（ΔＶ１＋ｋ×Ｄ１）である。ｋは、固定値であり、予め定められた実数からなる。
【００３４】
電流微分算出部１４は、電流平均値Ｉａｖの単位時間当たりの変化量ΔＩ１からなる微分値を求める。図２に示すように、入力電流Ｉ１が急激に低下して一定の値が継続すると、電流平均値Ｉａｖは、サンプリング期間Ｔ１にわたり階段状に徐々に低下する。この微分値である電流平均値Ｉａｖの変化量ΔＩ１は、図３に示すように、マイナス側の離散的な線として現れる。この変化量ΔＩ１をＬＰＦ（ローパスフィルタ）１５に通すと、サンプリング期間Ｔ１の幅を持ち、電流低下分に相当する振幅の、マイナス側のパルス信号が生成される。なお、入力電流Ｉ１が急増した場合には、これらと上下反転した波形となるが、後述のリミッタ１６によりプラス側のパルス信号はカットされる。
【００３５】
リミッタ１６は、ＬＰＦ１５から出力されるパルス信号のうち、プラス側をカットすると共にマイナス側のパルス信号の下限を定めるもので、リミッタ出力Ｄ１を出力する。パルス信号の大きさが下限値である固定値ΔＩ０より大きいとき、リミッタ出力Ｄ１として、固定値ΔＩ０を出力する。なお、入力電流Ｉ１が上昇した場合は、ＬＰＦ１５からプラス側のパルス信号が出力されるが、リミッタ１６でプラス方向のパルス信号をカットし、固定値０をリミッタ出力Ｄ１として出力する。リミッタ出力Ｄ１を、加算器２２で電圧偏差ΔＶ１に加算し、補正電圧偏差ΔＶ１１を生成し、電流指令値生成部１２に送出する。この様なリミッタ１６を設けることにより、入力電流Ｉ１が減少する場合にだけ、入力電流Ｉ１の変動を電流指令値Ｉｒｅｆに速やかに反映させることができる。一方、入力電流Ｉ１が増加する場合には、電圧偏差ΔＶ１に応じた定電圧制御を行わせることができる。
【００３６】
電流指令値生成部１２は、電圧偏差リミッタ３１、発振器３２及び乗算器３３により構成さる。電圧偏差リミッタ３１は、インバータ回路１０の保護回路であり、補正電圧偏差ΔＶ１１を上限値ΔＶｕｐｐｅｒ及び下限値ΔＶｕｎｄｅｒと比較し、補正電圧偏差ΔＶ１１が上限値ΔＶｕｐｐｅｒ以下、かつ、下限値ΔＶｕｎｄｅｒ以上であれば、補正電圧偏差ΔＶ１１を乗算器３３へ出力する。一方、電圧偏差リミッタ３１は、補正電圧偏差ΔＶ１１が上限値ΔＶｕｐｐｅｒを超えているか、或いは、下限値ΔＶｕｎｄｅｒ未満であれば、固定上限値ΔＶｕｐｐｅｒ、或いは、固定下限値ΔＶｕｎｄｅｒを出力する。
【００３７】
発振器３２は、系統電源３と同じ周波数の基準正弦波を生成し、乗算器３３へ出力する。乗算器３３は、電圧偏差リミッタ３１の出力と基準正弦波とを乗算することにより、電流指令値Ｉｒｅｆを生成する。減算器２３は、この電流指令値Ｉｒｅｆと出力電流Ｉ２との差分に基づいて、電流偏差ΔＩ２を出力する。電圧偏差ΔＶ１と入力電流Ｉ１の変化量ΔＩ１から生成したリミッタ出力Ｄ１との和である補正電圧偏差ΔＶ１１に基づいて、電流指令値Ｉｒｅｆを定めることにより、入力電流Ｉ１の変化量ΔＩ１が電圧偏差ΔＶ１よりも大きい場合に、入力電流Ｉ１の変動を電流指令値Ｉｒｅｆに速やかに反映させて定電流制御を行うことができる。一方、入力電流Ｉ１の変化量ΔＩ１が電圧偏差ΔＶ１よりも小さい場合には、電圧偏差ΔＶ１に応じた定電圧制御を行わせることができる。
【００３８】
加算器２４は、電流偏差ΔＩ２と出力電圧Ｖ２との和を求め、ＰＷＭ信号生成部１３へ出力する。ＰＷＭ信号生成部１３は、搬送波生成部３４及び比較器３５により構成される。搬送波生成部３４は、ＰＷＭ信号を生成するための搬送波を生成し、比較器３５へ出力する。
【００３９】
比較器３５は、電流偏差ΔＩ２及び出力電圧Ｖ２の和と搬送波の波形とを比較し、その比較結果を示す二値化信号をＰＷＭ信号として出力するコンパレータであり、オペアンプからなる。この比較器３５には、電流偏差ΔＩ２及び出力電圧Ｖ２の和が反転入力として入力され、搬送波が非反転入力として入力され、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号をインバータ１０に出力する。ここのＰＷＭ信号は、出力電流Ｉ２が電流指令値Ｉｒｅｆと一致するようにインバータ回路１０を制御することにより、入力電圧Ｖ１を目標電圧Ｖｒｅｆに近づける。
【００４０】
従来、入力電力の検出値として移動平均演算を用いた場合、入力電力の変化を検出するまでに、サンプリング期間Ｔ１のタイムラグがあったため、このサンプリング期間Ｔ１間は、バッファ用コンデンサ８を用いて出力電力を制御していたため、容量の大きなバッファ用コンデンサ８を備える必要があった。しかし、本発明によれば、入力電力の変化を微分し、単位時間当たりの変化量ΔＩ１として、これに基づいて電流指令値Ｉｒｅｆを生成するため、入力電力の変化に即座に応答できるよう、応答性を早めることができる。そのため、従来、バッファ用コンデンサ８として、容量の大きい電解コンデンサが用いられていたが、本発明を適用することにより、容量が小さな小型で自己回復作用を有するフィルムコンデンサを用いることもできる。したがって、ＰＶパワーコンディショナ１の小型化、信頼性向上に寄与できる。
【００４１】
図２及び図３は、図１のＰＶパワーコンディショナ１の動作の一例を示した図であり、入力電流Ｉ１が急激に減少した場合が示されている。図２の（ａ）〜（ｄ）には、出力電流Ｉ２、入力電圧Ｖ１、入力電流Ｉ１及び入力電流Ｉ１の移動平均がそれぞれ示されている。また、図３の（ａ）〜（ｃ）には、移動平均の微分値、ローパスフィルタの出力及び補正電圧偏差ΔＶ１１が示されている。この図には、発電量が５００ｋＷ程度の太陽電池２を用いて系統電源３へ電力供給する場合が示されている。
【００４２】
入力電流Ｉ１は、時刻ｔ１まで概ね一定であり、時刻ｔ１において、８００Ａから４００Ａまで低下し、その後、概ね一定となっている。一方、入力電圧Ｖ１は、時刻ｔ１まで概ね一定であるのに対し、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間に、６５０Ｖから６００Ｖまで急速に低下し、その後、暫くの間、変動している。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間における入力電圧Ｖ１の変動幅Ｖｗは、５０Ｖ程度である。
【００４３】
補正電圧偏差ΔＶ１１は、入力電圧Ｖ１及び目標電圧Ｖｒｅｆの差分からなる電圧偏差ΔＶ１と、入力電流Ｉ１の単位時間当たりの変化量ΔＩ１との和である。入力電流Ｉ１の計測値は、移動平均演算によって求められることから、入力電流Ｉ１の変動が計測値に反映されるまでに、サンプリング期間Ｔ１のタイムラグがある。しかし、本発明では、入力電流Ｉ１の微分値からなる変化量ΔＩ１に基づいて、電圧偏差ΔＶ１を補正し、補正電圧偏差ΔＶ１１を生成している。つまり、入力電流Ｉ１が変化したことを即座に検出し、制御に反映させている。このため、入力電力計測装置の応答性にかかわらず、入力電流Ｉ１の変動が速やかに反映される。
【００４４】
本実施の形態によるＰＶパワーコンディショナ１では、入力電流Ｉ１の変動が変化量ΔＩ１を介して電流指令値Ｉｒｅｆに取り込まれるので、入力電流Ｉ１が減少し始めたタイミングで出力電流Ｉ２を速やかに絞り込むことができる。この様に出力電流Ｉ２を絞り込むことにより、入力電流が急激に減少した際の入力電圧Ｖ１の変動幅Ｖｗを抑制することができる。このように、入力電流Ｉ１の急激な低下を即座に制御に反映できるため、バッファ用コンデンサ８の容量を小さくすることができる。
【００４５】
なお、本実施の形態では、太陽電池２から入力される直流電力を交流電力に変換して系統電源３へ出力する電力変換回路がインバータ回路１０のみからなるチョッパレス型のパワーコンディショナの例について説明したが、本発明は、電力変換回路の構成をこれに限定するものではない。例えば、電力変換回路が、直流電圧を昇圧するチョッパ回路と、チョッパ回路から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とにより構成されるものにも本発明は適用することができる。
【符号の説明】
【００４６】
１  ＰＶパワーコンディショナ
２  太陽電池
３  系統電源
４，７  電圧計
５，６  電流計
８  バッファ用コンデンサ
９  電磁接触器
１０  インバータ回路
１１  ＭＰＰＴ制御部
１２  電流指令値生成部
１３  ＰＷＭ信号生成部
１４  電流微分算出部
１５  ＬＰＦ
１６  リミッタ
１７  リアクトル
１８  フィルタ用コンデンサ
２１，２３  減算器
２２，２４  加算器
３１  電圧偏差リミッタ
３２  発振器
３３  乗算器
３４  搬送波生成部
３５  比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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