(57)【要約】【課題】本発明は、出力電圧の制御範囲を拡大することができるスイッチングコンバータを提供する。【解決手段】ＤＣＤＣコンバータ１０は、第１，第２メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２、トランス１４、分圧用コンデンサ１２、第１，第２リアクトル１６ａ，１６ｂ、第１，第２整流素子Ｓｒ１，Ｓｒ２、及び平滑コンデンサ１８を備えている。こうした構成において、各メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２、及び各整流スイッチＳｒ１，Ｓｒ２のオンオフ操作により、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧の制御範囲を拡大する。【選択図】      図１
2015201911.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（２２）の正極に第１端が接続された第１メインスイッチ（Ｓｍ１）と、
トランス（１４）を構成する２次巻線（１４ｂ）と分圧用コンデンサ（１２）との直列接続体であって、前記第１メインスイッチの第２端に第１端が接続された前記直列接続体と、
前記直列接続体の第２端に第１端が接続された第１リアクトル（１６ａ）と、
前記直列接続体の第２端及び前記第１リアクトルの第１端を接続する電気経路と前記直流電源の負極とを接続する第１整流素子（Ｓｒ１）と、
前記第１メインスイッチの第２端と前記直列接続体の第１端とを接続する電気経路に第１端が接続された第２メインスイッチ（Ｓｍ２）と、
前記第２メインスイッチの第２端に第１端が接続された第２リアクトル（１６ｂ）と、
前記第２メインスイッチの第２端及び前記第２リアクトルの第１端を接続する電気経路と前記直流電源の負極とを接続する第２整流素子（Ｓｒ２）と、
前記第１リアクトル及び前記第２リアクトルのそれぞれの第２端と前記直流電源の負極とを接続し、かつ負荷（２４）に並列接続される平滑コンデンサ（１８）と、
前記トランスを構成し、前記２次巻線と磁気結合可能な１次巻線（１４ａ）と、
前記１次巻線に前記直流電源の端子間電圧を印加すべくオンオフ操作されるスイッチであって、前記１次巻線に前記直流電源の端子間電圧を印加することで前記直列接続体の端子間電圧が上昇可能となるように設けられたブースト用スイッチ（Ｓｓ１，Ｓｓ２，Ｓｍ１，Ｓｍ２；Ｓａ〜Ｓｄ；Ｓｃ，Ｓｄ）と、
を備え、
前記第１整流素子は、前記直流電源の負極から前記第１リアクトルに向かう第１方向の電流の流通を許容し、前記第１方向とは逆方向の電流の流通を阻止する機能を有し、
前記第２整流素子は、前記直流電源の負極から前記第２リアクトルに向かう第２方向の電流の流通を許容し、前記第２方向とは逆方向の電流の流通を阻止する機能を有することを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項２】
前記ブースト用スイッチは、
前記第１メインスイッチ及び前記第２メインスイッチと、
前記第１メインスイッチの第１端に第１端が接続された第１サブスイッチ（Ｓｓ１）と、
前記第１サブスイッチの第２端に第１端が接続され、第２端が前記第２メインスイッチの第２端に接続された第２サブスイッチ（Ｓｓ２）と、を含み、
前記１次巻線の第１端には、前記第１メインスイッチの第２端と前記第２メインスイッチの第１端とを接続する電気経路が接続され、
前記１次巻線の第２端には、前記第１サブスイッチの第２端と前記第２サブスイッチの第１端とを接続する電気経路が接続され、
前記トランスは、前記１次巻線の第２端側に極性が正となる電圧が印加された場合、前記２次巻線の両端のうち前記直列接続体の第１端側の極性が正となるように構成されている請求項１記載のスイッチングコンバータ。
【請求項３】
前記第１メインスイッチの第２端及び前記第２メインスイッチの第１端を接続する電気経路と、前記第１サブスイッチの第２端及び前記第２サブスイッチの第１端を接続する電気経路とを接続する素子であって、前記１次巻線と直列接続されたコンデンサ（２６）をさらに備える請求項２記載のスイッチングコンバータ。
【請求項４】
前記第１メインスイッチをオン操作してかつ前記第２メインスイッチをオフ操作する処理を第１の処理とし、前記第１メインスイッチ及び前記第２メインスイッチをオフ操作する処理を第２の処理とし、前記第２メインスイッチをオン操作してかつ前記第１メインスイッチをオフ操作する処理を第３の処理とし、前記第１メインスイッチ及び前記第２メインスイッチをオフ操作する処理を第４の処理とし、前記第１の処理、前記第２の処理、前記第３の処理及び前記第４の処理の順でこれら一連の処理を繰り返し実行するメイン操作実行手段と、
前記第１メインスイッチのオン操作と前記第２サブスイッチのオン操作とが重複する期間、及び前記第２メインスイッチのオン操作と前記第１サブスイッチのオン操作とが重複する期間のそれぞれを当該コンバータの目標出力電圧に応じた期間に調整すべく、前記第１サブスイッチと前記第２サブスイッチとを相補的にオンオフ操作するサブ操作実行手段と、
をさらに備える請求項２又は３記載のスイッチングコンバータ。
【請求項５】
前記メイン操作実行手段は、前記第１メインスイッチと前記第２メインスイッチとのそれぞれを、スイッチング周期に対するオン操作時間の比率である時比率を５０％としてかつ１８０度の位相差で操作する請求項４記載のスイッチングコンバータ。
【請求項６】
前記第１整流素子及び前記第２整流素子のそれぞれは、スイッチング素子である請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチングコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、下記特許文献１に見られるように、入力電圧に対する出力電圧の降圧比を拡大するとともに、スイッチング損失及び出力電圧リップルを低減可能な多相式スイッチングコンバータが知られている。このコンバータは、第１，第２メインスイッチ、第１，第２リアクトル、分圧用コンデンサ、及び平滑コンデンサを備えている。詳しくは、第１メインスイッチの第１端には、直流電源の正極が接続され、第１メインスイッチの第２端には、分圧用コンデンサの第１端が接続されている。分圧コンデンサの第２端には、第１リアクトルの第１端が接続され、分圧コンデンサの第２端と第１リアクトルの第１端との接続点には、第１ダイオードを介して直流電源の負極（アース）が接続されている。また、第１メインスイッチの第２端と分圧用コンデンサの第１端との接続点には、第２メインスイッチの第１端が接続され、第２メインスイッチの第２端には、第２リアクトルの第１端が接続されている。第２メインスイッチの第２端と第２リアクトルの第１端との接続点には、第２ダイオードを介して直流電源の負極が接続されている。第１リアクトル及び第２リアクトルのそれぞれの第２端と直流電源の負極とは、平滑コンデンサを介して接続されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４４２７６６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、上記特許文献１に記載されたコンバータでは、その出力電圧の制御範囲が入力電圧の「１／４」以下に制限される。このため、コンバータの入力側にバッテリ等の電圧変動の大きな電源が接続されたり、コンバータの出力側に電圧変動の大きな負荷が接続されたりする場合、上記コンバータの出力電圧の制御範囲では、要求される出力電圧の制御範囲に対処できなくなる懸念がある。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、出力電圧の制御範囲を拡大することができるスイッチングコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成すべく、本発明は、直流電源（２２）の正極に第１端が接続された第１メインスイッチ（Ｓｍ１）と、トランス（１４）を構成する２次巻線（１４ｂ）と分圧用コンデンサ（１２）との直列接続体であって、前記第１メインスイッチの第２端に第１端が接続された前記直列接続体と、前記直列接続体の第２端に第１端が接続された第１リアクトル（１６ａ）と、前記直列接続体の第２端及び前記第１リアクトルの第１端を接続する電気経路と前記直流電源の負極とを接続する第１整流素子（Ｓｒ１）と、前記第１メインスイッチの第２端と前記直列接続体の第１端とを接続する電気経路に第１端が接続された第２メインスイッチ（Ｓｍ２）と、前記第２メインスイッチの第２端に第１端が接続された第２リアクトル（１６ｂ）と、前記第２メインスイッチの第２端及び前記第２リアクトルの第１端を接続する電気経路と前記直流電源の負極とを接続する第２整流素子（Ｓｒ２）と、前記第１リアクトル及び前記第２リアクトルのそれぞれの第２端と前記直流電源の負極とを接続し、かつ負荷（２４）に並列接続される平滑コンデンサ（１８）と、前記トランスを構成し、前記２次巻線と磁気結合可能な１次巻線（１４ａ）と、前記１次巻線に前記直流電源の端子間電圧を印加すべくオンオフ操作されるスイッチであって、前記１次巻線に前記直流電源の端子間電圧を印加することで前記直列接続体の端子間電圧が上昇可能となるように設けられたブースト用スイッチ（Ｓｓ１，Ｓｓ２，Ｓｍ１，Ｓｍ２；Ｓａ〜Ｓｄ；Ｓｃ，Ｓｄ）と、を備え、前記第１整流素子は、前記直流電源の負極から前記第１リアクトルに向かう第１方向の電流の流通を許容し、前記第１方向とは逆方向の電流の流通を阻止する機能を有し、前記第２整流素子は、前記直流電源の負極から前記第２リアクトルに向かう第２方向の電流の流通を許容し、前記第２方向とは逆方向の電流の流通を阻止する機能を有することを特徴とする。
【０００７】
上記発明では、ブースト用スイッチのオンオフ操作により、分圧用コンデンサ及び２次巻線の直列接続体の端子間電圧が上昇可能とされている。上記直列接続体の端子間電圧を上昇させることで、各リアクトルの第２端に対する第１端の電位差を上昇させることができる。この電位差の上昇分が、出力電圧の制御範囲の拡大に寄与する。したがって、上記発明では、分圧用コンデンサを備えるスイッチングコンバータの出力電圧の制御範囲を拡大することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１実施形態にかかるコンバータの回路図。
【図２】コンバータの動作態様を示すタイムチャート。
【図３】コンバータの動作態様を説明するための回路図（ｍｏｄｅ１）。
【図４】コンバータの動作態様を説明するための回路図（ｍｏｄｅ１Ａ）。
【図５】コンバータの動作態様を説明するための回路図（ｍｏｄｅ２）。
【図６】コンバータの動作態様を説明するための回路図（ｍｏｄｅ２Ａ）。
【図７】コンバータの動作態様を説明するための回路図（ｍｏｄｅ３）。
【図８】コンバータの動作態様を説明するための回路図（ｍｏｄｅ３Ａ）。
【図９】コンバータの動作態様を説明するための回路図（ｍｏｄｅ４）。
【図１０】コンバータの動作態様を説明するための回路図（ｍｏｄｅ４Ａ）。
【図１１】第２実施形態にかかるコンバータの回路図。
【図１２】第３実施形態にかかるコンバータの回路図。
【図１３】第４実施形態にかかるコンバータの回路図。
【図１４】第５実施形態にかかるコンバータの回路図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１実施形態）
以下、本発明にかかるスイッチングコンバータを具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１０】
図１に示すように、ＤＣＤＣコンバータ１０は、非絶縁型コンバータである。ＤＣＤＣコンバータ１０は、第１，第２メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２、第１，第２整流スイッチＳｒ１，Ｓｒ２（「第１，第２整流素子」に相当）、分圧用コンデンサ１２、トランス１４、第１，第２リアクトル１６ａ，１６ｂ、平滑コンデンサ１８、及び制御装置２０を備えている。本実施形態では、各スイッチとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。なお、本実施形態において、各スイッチＳｍ１，Ｓｍ２，Ｓｓ１、Ｓｓ２が「ブースト用スイッチ」に相当する。
【００１１】
第１メインスイッチＳｍ１には、第１メインダイオードＤｍ１が逆並列に接続され、また、第１メインコンデンサＣｍ１が並列接続されている。第２メインスイッチＳｍ２には、第２メインダイオードＤｍ２が逆並列に接続され、また、第２メインコンデンサＣｍ２が並列接続されている。第１サブスイッチＳｓ１には、第１サブダイオードＤｓ１が逆並列に接続され、また、第１サブコンデンサＣｓ１が並列接続されている。第２サブスイッチＳｓ２には、第２サブダイオードＤｓ２が逆並列に接続され、また、第２サブコンデンサＣｓ２が並列接続されている。なお、各ダイオードＤｍ１，Ｄｍ２，Ｄｓ１，Ｄｓ２は、例えば、各スイッチのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。
【００１２】
第１メインスイッチＳｍ１のドレインには、直流電源２２の正極端子が接続され、ソースには、分圧用コンデンサ１２の第１端が接続されている。分圧用コンデンサ１２の第２端には、トランス１４を構成する２次巻線１４ｂの第１端が接続され、２次巻線１４ｂの第２端には、第１整流スイッチＳｒ１のドレインが接続されている。２次巻線１４ｂ及び第１整流スイッチＳｒ１の接続点には、第１リアクトル１６ａの第１端が接続されている。第１リアクトル１６ａの第２端と、第１整流スイッチＳｒ１のソースとは、平滑コンデンサ１８によって接続されている。平滑コンデンサ１８には、ＤＣＤＣコンバータ１０外部の負荷２４が並列接続されている。
【００１３】
第１メインスイッチＳｍ１と分圧用コンデンサ１２との接続点には、第２メインスイッチＳｍ２のドレインが接続され、第２メインスイッチＳｍ２のソースには、第２整流スイッチＳｒ２のドレインが接続されている。第２メインスイッチＳｍ２と第２整流スイッチＳｒ２との接続点には、第２リアクトル１６ｂの第１端が接続されている。第２リアクトル１６ｂの第２端と第２整流スイッチＳｒ２とは、平滑コンデンサ１８によって接続されている。
【００１４】
第１メインスイッチＳｍ１のドレインには、第１サブスイッチＳｓ１のドレインが接続され、第１サブスイッチＳｓ１のソースには、第２サブスイッチＳｓ２のドレインが接続されている。第２サブスイッチＳｓ２のソースには、第２メインスイッチＳｍ２と第２整流スイッチＳｒ２との接続点が接続されている。
【００１５】
第２サブスイッチＳｓ２と第１サブスイッチＳｓ１との接続点には、トランス１４を構成する１次巻線１４ａの第１端が接続され、１次巻線１４ａの第２端には、第１メインスイッチＳｍ１と第２メインスイッチＳｍ２との接続点が接続されている。トランス１４は、共通のコアを備えることにより、１次巻線１４ａと２次巻線１４ｂとが磁気結合可能となるように構成されている。ここで、本実施形態では、１次巻線１４ａの第１端側に極性が正となる電圧が印加された場合、２次巻線１４ｂの第１端側の極性が正となるようにトランス１４が構成されている。
【００１６】
制御装置２０は、各スイッチＳｍ１，Ｓｍ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２，Ｓｒ１，Ｓｒ２を操作対象とする。本実施形態では、第１，第２メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２に対する時比率が５０％（０．５）未満になる場合と、５０％になる場合とで、制御装置２０は各スイッチの操作手法を変更する。ここで、時比率とは、スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン操作時間の比率のことである。
【００１７】
詳しくは、時比率が５０％未満となる場合、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２をオフ操作した状態で、第１の処理、第２の処理、第３の処理及び第４の処理の順でこれら一連の処理を繰り返し実行する。ここで、第１の処理とは、第１の期間において第１メインスイッチＳｍ１をオン操作してかつ第２メインスイッチＳｍ２をオフ操作する処理であり、第２の処理とは、第１の期間に続く第２の期間において各メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２をオフ操作する処理である。また、第３の処理とは、第２の期間に続く第３の期間において第２メインスイッチＳｍ２をオン操作してかつ第１メインスイッチＳｍ１をオフ操作する処理であり、第４の処理とは、第３の期間に続く第４の期間において各メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２をオフ操作する処理のことである。この際、各整流スイッチＳｒ１，Ｓｒ２により、同期整流が行われる。こうした構成によれば、分圧用コンデンサ１２の端子間電圧を直流電源２２の端子間電圧Ｖｉｎの「１／２」に維持することができ、ひいてはスイッチング損失の低減等を図ることができる。なお、このことに関しては、上記特許文献１に記載されているため、その詳細な説明を省略する。
【００１８】
一方、時比率が５０％となる場合、出力電圧の制御範囲の拡大を目的として、図２に示すように各スイッチＳｍ１，Ｓｍ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２，Ｓｒ１，Ｓｒ２を操作する。ここで、図２（ａ）〜図２（ｆ）は、第１メインスイッチＳｍ１、第１整流スイッチＳｒ１、第２メインスイッチＳｍ２、第２整流スイッチＳｒ２、第１，第２サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２の操作状態の推移を示す。また、図２（ｇ），（ｈ）は、第１，第２リアクトル１６ａ，１６ｂの端子間電圧（以下、第１，第２リアクトル電圧ＶＬ１，ＶＬ２）の推移を示し、図２（ｉ），（ｊ）は、第１，第２リアクトル１６ａ，１６ｂに流れる電流（以下、第１，第２リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２）の推移を示す。なお、各リアクトル電圧ＶＬ１，ＶＬ２は、各リアクトル１６ａ，１６ｂの両端のうち第２端の電位よりも第１端の電位の方が高い場合を正と定義する。また、各リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２は、各リアクトル１６ａ，１６ｂを第１端側から第２端側に向かう方向の電流を正と定義する。
【００１９】
時比率が５０％となる場合、各メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２の相補的なオンオフ操作に加えて、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２を相補的にオンオフ操作する。本実施形態では、各メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２のスイッチング周期Ｔｓｗと、各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２のスイッチング周期Ｔｓｗとを同一に設定している。こうした操作により、以下に説明する図３〜図１０の各モードが繰り返し実行されることとなる。本実施形態において、制御装置２０によるこうした処理が「メイン操作実行手段」及び「サブ操作実行手段」を構成する。なお、図２では、後述するｍｏｄｅ１Ａ，ｍｏｄｅ２Ａ，ｍｏｄｅ３Ａ，ｍｏｄｅ４Ａの図示を省略した。
【００２０】
以下、図３〜図１０を用いて、各スイッチの操作について説明する。なお、各図において、分圧用コンデンサ１２の端子間電圧Ｖｃは「Ｖｉｎ／２」とされている。また、各図には、トランス１４の漏れリアクトル１５を併せて示した。さらに、ｍｏｄｅ１，２，３，４では、主な電流流通経路を破線の矢印にて示した。
【００２１】
＜１．ｍｏｄｅ１＞
図３に示すモードでは、１次巻線１４ａの端子間電圧ＶＴが直流電源２２の端子間電圧Ｖｉｎとなる。このため、第１リアクトル電圧ＶＬ１は下式（ｅｑ１）で表される。
【００２２】
【数１】
2015201911.tif 000003
なお、上式（ｅｑ１）において、トランス１４の巻数比を「ｎ＝ｎ１／ｎ２」（ただし、ｎ１：１次巻線１４ａの巻数、ｎ２：２次巻線１４ｂの巻数）とし、平滑コンデンサ１８の端子間電圧（出力電圧）を「Ｖｏ」とした。一方、第２リアクトル１６ｂの両端が第２整流スイッチＳｒ２を介して短絡されることから、第２リアクトル電圧ＶＬ２は下式（ｅｑ２）で表される。
【００２３】
【数２】
2015201911.tif 000004
＜２．ｍｏｄｅ１Ａ＞
ｍｏｄｅ１において第２サブスイッチＳｓ２がオフ操作に切り替えられると、図４に示すモードとなる。このモードでは、直流電源２２、第１メインスイッチＳｍ１、漏れリアクトル１５（１次巻線１４ａ）、第２サブコンデンサＣｓ２、及び第２整流スイッチＳｒ２を含む閉回路に電流が流れ、第２サブコンデンサＣｓ２が充電される。第２サブコンデンサＣｓ２の充電と同時に、第１サブコンデンサＣｓ１が放電し、第１サブコンデンサＣｓ１、第１メインスイッチＳｍ１、及び漏れリアクトル１５を含む閉回路に電流が流れる。その後、第２サブコンデンサＣｓ２の充電と、第１サブコンデンサＣｓ１の放電とが完了しても、漏れリアクトル１５に磁気エネルギが未だ蓄積されているため、漏れリアクトル１５、第１サブダイオードＤｓ１、及び第１メインスイッチＳｍ１を含む閉回路に電流が流れ続ける。
【００２４】
＜３．ｍｏｄｅ２＞
第１サブダイオードＤｓ１に電流が流れている状態で、第１サブスイッチＳｓ１がオン操作に切り替えられると図５に示すモードに移行する。ここでは、第１サブダイオードＤｓ１の端子間電圧が略０とされるため、第１サブスイッチＳｓ１のオン操作への切り替えはＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）となる。
【００２５】
このモードでは、１次巻線１４ａの両端が第１メインスイッチＳｍ１及び第１サブスイッチＳｓ１を介して短絡されることから、２次巻線１４ｂの誘起電圧「ＶＴ／ｎ」は０となる。このため、第１リアクトル電圧ＶＬ１は下式（ｅｑ３）で表される。
【００２６】
【数３】
2015201911.tif 000005
一方、第２リアクトル１６ｂの両端が第２整流スイッチＳｒ２を介して短絡されることから、第２リアクトル電圧ＶＬ２は、上式（ｅｑ２）で表される。
【００２７】
＜４．ｍｏｄｅ２Ａ＞
第１メインスイッチＳｍ１がオフ操作に切り替えられると、図６に示すモードに移行する。このモードでは、漏れリアクトル１５、第１サブスイッチＳｓ１、及び第１メインコンデンサＣｍ１を含む閉回路に電流が流れ、第１メインコンデンサＣｍ１が充電される。第１メインコンデンサＣｍ１の充電と同時に、第２メインコンデンサＣｍ２が放電され、漏れリアクトル１５、第１サブスイッチＳｓ１、直流電源２２、及び第２メインコンデンサＣｍ２を含む閉回路に電流が流れる。
【００２８】
その後、第１メインコンデンサＣｍ１の充電と第２メインコンデンサＣｍ２の放電とが完了しても、漏れリアクトル１５に磁気エネルギが未だ蓄積されているため、漏れリアクトル１５、第１サブスイッチＳｓ１、直流電源２２、及び第２メインダイオードＤｍ２を含む閉回路に電流が流れ続ける。
【００２９】
＜５．ｍｏｄｅ３＞
第２メインダイオードＤｍ２に電流が流れている状態で、第２メインスイッチＳｍ２がオン操作に切り替えられると、図７に示すモードに移行する。ここでは、第２メインダイオードＤｍ２の端子間電圧が略０とされるため、第２メインスイッチＳｍ２のオン操作への切り替えはＺＶＳとなる。
【００３０】
このモードでは、第１リアクトル１６ａの両端が第１整流スイッチＳｒ１を介して短絡されることから、第１リアクトル電圧ＶＬ１は下式（ｅｑ４）で表される。
【００３１】
【数４】
2015201911.tif 000006
一方、直流電源２２の正極端子から、第１サブスイッチＳｓ１、１次巻線１４ａ、第２メインスイッチＳｍ２及び第２リアクトル１６ｂを介して直流電源２２の負極端子（グランド）に至る経路に着目すると、第２リアクトル電圧ＶＬ２は下式（ｅｑ５）で表される。
【００３２】
【数５】
2015201911.tif 000007
ここで、直流電源２２の正極端子から、第１サブスイッチＳｓ１、１次巻線１４ａ、分圧用コンデンサ１２及び２次巻線１４ｂを介して直流電源２２の負極端子に至る経路に着目すると、下式（ｅｑ６）が導かれる。
【００３３】
【数６】
2015201911.tif 000008
上式（ｅｑ６）から、上式（ｅｑ５）における１次巻線１４ａの電圧降下量ＶＴは下式（ｅｑ７）で表される。
【００３４】
【数７】
2015201911.tif 000009
＜６．ｍｏｄｅ３Ａ＞
第１サブスイッチＳｓ１がオフ操作に切り替えられると、図８に示すモードに移行する。このモードでは、直流電源２２、第１サブコンデンサＣｓ１、漏れリアクトル１５、及び第２メインスイッチＳｍ２を含む閉回路に電流が流れ、第１サブコンデンサＣｓ１が充電される。第１サブコンデンサＣｓ１の充電と同時に、第２サブコンデンサＣｓ２が放電され、第２サブコンデンサＣｓ２、漏れリアクトル１５、及び第２メインスイッチＳｍ２を含む閉回路に電流が流れる。その後、第１サブコンデンサＣｓ１の充電と第２サブコンデンサＣｓ２の放電とが完了しても、漏れリアクトル１５には磁気エネルギが未だ蓄積されているため、漏れリアクトル１５、第２メインスイッチＳｍ２、及び第２サブダイオードＤｓ２を含む閉回路に電流が流れ続ける。
【００３５】
＜７．ｍｏｄｅ４＞
第２サブダイオードＤｓ２に電流が流れている状態で、第２サブスイッチＳｓ２がオン操作に切り替えられると、図９に示すモードに移行する。ここでは、第２サブダイオードＤｓ２の端子間電圧が略０とされるため、第２サブスイッチＳｓ２のオン操作への切り替えはＺＶＳとなる。
【００３６】
このモードでは、第１リアクトル１６ａの両端が第１整流スイッチＳｒ１を介して短絡されることから、第１リアクトル電圧ＶＬ１は上式（ｅｑ４）で表される。一方、１次巻線１４ａの両端が第２サブスイッチＳｓ２及び第２メインスイッチＳｍ２を介して短絡されることから、２次巻線１４ｂの誘起電圧「ＶＴ／ｎ」は０となる。このため、第２リアクトル電圧ＶＬ２は下式（ｅｑ８）で表される。
【００３７】
【数８】
2015201911.tif 000010
上式（ｅｑ１），（ｅｑ３），（ｅｑ４）を用いて、ｍｏｄｅ１，２において第１リアクトル電圧ＶＬ１と「０」とで囲まれる面積Ａ１が、ｍｏｄｅ３，４において第１リアクトル電圧ＶＬ１と「０」とで囲まれる面積Ａ２と等しくなるとの関係から、下式（ｅｑ９）が導かれる。
【００３８】
【数９】
2015201911.tif 000011
上式（ｅｑ９）の導出に際し、ｍｏｄｅ１等の時間に対してｍｏｄｅ１Ａ等の時間が非常に短いことから、ｍｏｄｅ１Ａ等の影響を無視した。上式（ｅｑ９）において、第２時比率Ｄｕｔｙ２は、１スイッチング周期Ｔｓｗに対する、第１メインスイッチＳｍ１のオン操作と第２サブスイッチＳｓ２のオン操作とが重複する時間の比率である。このため、「Ｄｕｔｙ２×Ｔｓｗ」は、第１メインスイッチＳｍ１のオン操作と第２サブスイッチＳｓ２のオン操作との重複時間（すなわち、第１メインスイッチＳｍ１がオン操作に切り替えられるタイミングから第２サブスイッチＳｓ２がオフ操作に切り替えられるタイミングまでを規定する位相シフト時間）を示すこととなる（先の図２参照）。上式（ｅｑ９）を「Ｖｏ／Ｖｉ」について解くと、下式（ｅｑ１０）が導かれる。
【００３９】
【数１０】
2015201911.tif 000012
一方、上式（ｅｑ２），（ｅｑ５），（ｅｑ７），（ｅｑ８）を用いて、ｍｏｄｅ１，２において第２リアクトル電圧ＶＬ２と「０」とで囲まれる面積Ａ３が、ｍｏｄｅ３，４において第２リアクトル電圧ＶＬ２と「０」とで囲まれる面積Ａ４と等しくなるとの関係から、下式（ｅｑ１１）が導かれる。
【００４０】
【数１１】
2015201911.tif 000013
上式（ｅｑ１１）において、第１時比率Ｄｕｔｙ１は、１スイッチング周期Ｔｓｗに対する、第２メインスイッチＳｍ２のオン操作と第１サブスイッチＳｓ１のオン操作とが重複する時間の比率である。このため、「Ｄｕｔｙ１×Ｔｓｗ」は、第２メインスイッチＳｍ２のオン操作と第１サブスイッチＳｓ１のオン操作との重複時間（すなわち、第２メインスイッチＳｍ２がオン操作に切り替えられるタイミングから第１サブスイッチＳｓ１がオフ操作に切り替えられるタイミングまでを規定する位相シフト時間）を示すこととなる（先の図２参照）。上式（ｅｑ１１）を「Ｖｏ／Ｖｉ」について解くと、下式（ｅｑ１２）が導かれる。
【００４１】
【数１２】
2015201911.tif 000014
上式（ｅｑ１０），（ｅｑ１２）において、右辺第１項が出力電圧の制御範囲の拡大分となる。このように、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧及び目標出力電圧に応じた上記位相シフト時間を設定することにより、実際の出力電圧を目標出力電圧に制御することができる。なお、先の図２において、「Ａ２＝Ａ３」であることから、「Ａ１＝Ａ４」の関係が成立する。この関係式から、下式（ｅｑ１３）が導かれる。
【００４２】
【数１３】
2015201911.tif 000015
上式（ｅｑ１３）は、第１時比率Ｄｕｔｙ１と第２時比率Ｄｕｔｙ２とが、巻数比ｎに応じた比例関係を有することを示している。
【００４３】
＜８．ｍｏｄｅ４Ａ＞
第２メインスイッチＳｍ２がオフ操作に切り替えられると、図１０に示すモードに移行する。このモードでは、漏れリアクトル１５、第２メインコンデンサＣｍ２、及び第２サブスイッチＳｓ２を含む閉回路に電流が流れ、第２メインコンデンサＣｍ２が充電される。第２メインコンデンサＣｍ２の充電と同時に、第１メインコンデンサＣｍ１が放電され、漏れリアクトル１５、第１メインコンデンサＣｍ１、直流電源２２、及び第２サブスイッチＳｓ２を含む閉回路に電流が流れる。その後、第２メインコンデンサＣｍ２の充電と第１メインコンデンサＣｍ１の放電とが完了しても、漏れリアクトル１５に磁気エネルギが未だ蓄積されているため、漏れリアクトル１５、第１メインダイオードＤｍ１、直流電源２２、及び第２サブスイッチＳｓ２を含む閉回路に電流が流れ続ける。この状態でｍｏｄｅ１に移行し、第１メインスイッチＳｍ１がオン操作に切り替えられる。ここでは、第１メインダイオードＤｍ１の端子間電圧が略０とされるため、第１メインスイッチＳｍ１のオン操作への切り替えはＺＶＳとなる。
【００４４】
以上説明した本実施形態によれば、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧の制御範囲を拡大することができる。特に本実施形態では、ブースト用スイッチとして、第１，第２メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２を用いることで、ＤＣＤＣコンバータ１０を構成するスイッチ数を低減することができる。
【００４５】
また、本実施形態では、各スイッチＳｍ１，Ｓｍ２，Ｓｓ１，Ｓｓ２のオン操作への切り替えをＺＶＳとすることができ、スイッチング損失を低減することもできる。さらに、本実施形態によれば、図２（ｉ），（ｊ）に示すように、各リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の波形を四角形状とすることができる。このため、例えばリアクトル電流の波形が三角形状となる場合と比較して、各リアクトル電流のピーク値（実効値）を低減することができ、ひいては導通損失を低減することもできる。
【００４６】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図１１に本実施形態にかかるスイッチングコンバータを示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００４７】
図示されるように、本実施形態では、第１，第２メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２の接続点と、１次巻線１４ａの第２端との間を偏磁防止用コンデンサ２８で接続する。こうした構成によれば、ＤＣＤＣコンバータ１０の偏磁現象の発生を防止し、各メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２や各サブスイッチＳｓ１，Ｓｓ２等に過電流が流れることに起因したＤＣＤＣコンバータ１０の信頼性の低下を回避できる。
【００４８】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図１２に本実施形態にかかるスイッチングコンバータを示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００４９】
図示されるように、本実施形態では、第１〜第４スイッチＳａ〜Ｓｄ（「ブーストスイッチ」に相当）を備えるフルブリッジ回路により、１次巻線１４ａに直流電源２２の端子間電圧を印加する。本実施形態では、各スイッチＳａ〜Ｓｄとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。また、各スイッチＳａ〜Ｓｄには、各ダイオードＤａ〜Ｄｄが逆並列に接続され、各コンデンサＣａ〜Ｃｄが並列接続されている。
【００５０】
詳しくは、第１スイッチＳａのソースには、第２スイッチＳｂのドレインが接続され、第３スイッチＳｃのソースには、第４スイッチＳｄのドレインが接続されている。第３，第４スイッチＳｃ，Ｓｄの接続点には、１次巻線１４ａの第１端が接続され、１次巻線１４ａの第２端には、第１，第２スイッチＳａ，Ｓｂの接続点が接続されている。第１，第３スイッチＳａ，Ｓｃのドレインには、直流電源２２の正極端子が接続され、第２，第４スイッチＳｂ，Ｓｄのソースには、直流電源２２の負極端子が接続されている。ここで、本実施形態では、１次巻線１４ａの第１端側に極性が正となる電圧が印加された場合、２次巻線１４ｂの第１端側の極性が正となるようにトランス１４が構成されている。
【００５１】
続いて、本実施形態にかかる各スイッチの操作態様について、上記第１実施形態との相違点を中心に説明する。
【００５２】
ｍｏｄｅ１では、第２サブスイッチＳｓ２に代えて、第１スイッチＳａ及び第４スイッチＳｄをオン操作する。また、第１サブスイッチＳｓ１に代えて、第２スイッチＳｂ及び第３スイッチＳｃをオフ操作する。ｍｏｄｅ２では、第１サブスイッチＳｓ１に代えて、第１スイッチＳａ及び第３スイッチＳｃをオン操作する。また、第２サブスイッチＳｓ２に代えて、第２スイッチＳｂ及び第４スイッチＳｄをオフ操作する。
【００５３】
ｍｏｄｅ３では、第１サブスイッチＳｓ１に代えて、第２スイッチＳｂ及び第３スイッチＳｃをオン操作する。また、第２サブスイッチＳｓ２に代えて、第１スイッチＳａ及び第４スイッチＳｄをオフ操作する。ｍｏｄｅ４では、第２サブスイッチＳｓ２に代えて、第２スイッチＳｂ及び第４スイッチＳｄをオン操作する。また、第１サブスイッチＳｓ１に代えて、第１スイッチＳａ及び第３スイッチＳｃをオフ操作する。
【００５４】
以上説明した本実施形態によれば、出力電圧の制御範囲の拡大効果、ＺＶＳとすることによるスイッチング損失の低減効果、及びリアクトル電流低減による導通損失の低減効果を得ることはできる。
【００５５】
（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図１３に本実施形態にかかるスイッチングコンバータを示す。なお、図１３において、先の図１２に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００５６】
図示されるように、本実施形態では、第３，第４スイッチＳｃ，Ｓｄ（「ブーストスイッチ」に相当）と、第１，第２コンデンサ２８ａ，２８ｂとを備えるハーフブリッジ回路により、１次巻線１４ａに直流電源２２の端子間電圧を印加する。なお、本実施形態では、各コンデンサ２８ａ，２８ｂの静電容量を同一に設定している。また、本実施形態では、第３スイッチＳｃと第４スイッチＳｄとが相補的にオン操作される。
【００５７】
以上説明した本実施形態によっても、上記第４実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることはできる。
【００５８】
（第５実施形態）
以下、第５実施形態について、先の第４実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図１４に本実施形態にかかるスイッチングコンバータを示す。なお、図１４において、先の図１３に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
【００５９】
図示されるように、本実施形態では、第３，第４スイッチＳｃ，Ｓｄ（「ブーストスイッチ」に相当）と、第２コンデンサ２８ｂとを備える非対称ハーフブリッジ回路により、１次巻線１４ａに直流電源２２の端子間電圧を印加する。なお、本実施形態では、第３スイッチＳｃと第４スイッチＳｄとが相補的にオン操作される。
【００６０】
以上説明した本実施形態によっても、上記第４実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることはできる。
【００６１】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００６２】
・分圧用コンデンサ１２の設置位置としては、上記第１実施形態に例示したものに限らない。例えば、第１，第２メインスイッチＳｍ１，Ｓｍ２の接続点側に、２次巻線１４ｂではなく分圧用コンデンサ１２を設置してもよい。
【００６３】
・上記第３実施形態において、上記第２実施形態で説明した偏磁防止用のコンデンサを追加してもよい。
【００６４】
・上記各実施形態において、第１，第２整流スイッチＳｒ１，Ｓｒ２をダイオードに変更してもよい。
【符号の説明】
【００６５】
１２…分圧用コンデンサ、１４…トランス、１６ａ，１６ｂ…第１，第２リアクトル、１８…平滑コンデンサ、２２…直流電源、Ｓｍ１，Ｓｍ２…第１，第２メインスイッチ、Ｓｓ１，Ｓｓ２…第１，第２サブスイッチ、Ｓｒ１，Ｓｒ２…第１，第２整流スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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