(57)【要約】【課題】本明細書は、スイッチング素子の負荷を軽減したチョッパ型の電圧（昇圧）コンバータを提供する。【解決手段】本明細書が開示する電圧コンバータ３は、遮断と導通を切り換えることのできるスイッチング素子であって直列に接続されている２個のスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９と、一端が電圧コンバータ３の入力端正極に接続されており他端がスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路の高電位端に接続されているリアクトル１２を備えている。そして、電圧コンバータ３は、目標出力電圧を実現するＰＷＭ信号を一方のスイッチング素子Ｔ８に供給するとともに、導通を維持させるＯＮ信号を他方のスイッチング素子Ｔ９に供給するコントローラ１６を備えている。コントローラ１６は、所定のタイミングで、ＰＷＭ信号の供給先のスイッチング素子とＯＮ信号の供給先のスイッチング素子を繰り返し入れ替える。【選択図】図１
2015201903.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧を昇圧するチョッパ型の電圧コンバータであり、
遮断と導通を切り換えることのできるスイッチング素子であって直列に接続されている２個のスイッチング素子と、
一端が前記電圧コンバータの入力端正極に接続されており他端が前記スイッチング素子の直列回路の高電位端に接続されているリアクトルと、
目標出力電圧を実現するＰＷＭ信号を一方のスイッチング素子に供給するとともに、導通を維持させるＯＮ信号を他方のスイッチング素子に供給するコントローラと、
を備えており、
前記コントローラは、所定のタイミングで、前記ＰＷＭ信号の供給先のスイッチング素子と前記ＯＮ信号の供給先のスイッチング素子を繰り返し入れ替えることを特徴とする電圧コンバータ。
【請求項２】
前記コントローラは、
遮断を維持させるＯＦＦ信号と前記ＰＷＭ信号の論理和を前記一方のスイッチング素子に供給するとともに、前記ＯＮ信号と前記ＰＷＭ信号の論理和を前記他方のスイッチング素子に供給し、
前記ＰＷＭ信号のＨＩＧＨレベルが前記一方のスイッチング素子に供給されている間に、前記ＯＦＦ信号と前記ＯＮ信号を入れ替える、
ことを特徴とする請求項１に記載の電圧コンバータ。
【請求項３】
前記コントローラは、前記一方のスイッチング素子が短絡故障を生じた場合に、前記他方のスイッチング素子に、遮断を維持させるＯＦＦ信号を供給する、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電圧コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧を昇圧するチョッパ型の電圧コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧を昇圧するチョッパ型の電圧コンバータは、遮断と導通を切り換えることのできるスイッチング素子とリアクトルで構成される。その回路構成は、リアクトルの一端が電圧コンバータの入力端正極に接続されており他端がスイッチング素子の高電位端に接続されている。電圧コンバータの入力端負極と出力端負極は直接に接続されている。その共通の負極はいわゆるグランド線である。なお、電圧コンバータは、上記デバイスのほか、リアクトルの一端（電圧コンバータの入力端正極）とグランド線の間及び電圧コンバータの出力端正極とグランド線の間に夫々コンデンサが接続される場合もある。
【０００３】
電動車両においてバッテリの電圧を走行用モータの駆動電圧まで昇圧する電圧コンバータなどは、扱う電力が大きいため、発熱量が大きい。電動車両に用いられるような発熱量の大きい電圧コンバータでは、スイッチング素子の負荷を軽減する技術が望まれている。
【０００４】
なお、課題や目的が異なるが本明細書で開示する電圧コンバータの回路と似た構造の回路が知られているのでここで説明しておく。特許文献１に開示されている電圧コンバータは、バッテリの電圧を昇圧してインバータへ供給する昇圧動作と、インバータ側から送られる高電圧の電力を降圧してバッテリへ供給する降圧動作の双方を行うことができる昇降圧コンバータである。その電圧コンバータ回路は、直列に接続された４個のスイッチング素子を備えている。４個のスイッチング素子の直列回路は、インバータ側の高電位端と、バッテリ側とインバータ側の双方に共通のグランド線との間に接続されている。説明の便宜上、４個のスイッチング素子を、高電位側から第１、第２、第３、及び、第４スイッチング素子と称する。その電圧コンバータ回路は、第２スイッチング素子と第３スイッチング素子の中間点と、グランド線の間に、第１リアクトルと第１電源（バッテリ）の直列回路が接続されている。また、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の中間点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の中間点の間に、第２リアクトルと第２電源（キャパシタ）の直列回路が接続されている。その回路は、第１電源を使った昇降圧チョークコンバータ回路と第２電源を使った昇降圧チョークコンバータ回路を混在させたものである。その回路は、上記の４つのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることで、第１及び第２の電源を昇圧する。さらに、上記の４つのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを別のタイミングで切り替えることで、第１及び第２の電源を並列若しくは直列に接続し、電力変換装置の先に接続されたインバータ回路に電力を供給する。特許文献１の技術は、特に、第１電源で第２電源をプリチャージするためのスイッチング素子の制御技術に着目している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１３−１０２５９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本明細書は、電圧を昇圧するチョッパ型の電圧コンバータに関し、スイッチング素子の負荷を軽減する技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本明細書が開示する電圧コンバータは、遮断と導通を切り換えることのできる２個のスイッチング素子を直列に接続して用いる。２個のスイッチング素子には同性能のものを用いる。２個のスイッチング素子の直列回路は、電圧コンバータの出力端正極とグランド線の間に接続される。また、直列回路の高電位端と電圧コンバータの入力端正極の間にリアクトルが接続される。別言すれば、リアクトルは、その一端が電圧コンバータの入力端正極に接続されており他端がスイッチング素子の直列回路の高電位端に接続されている。また、電圧コンバータの出力端正極とグランド線の間にはコンデンサが接続される。さらに、リアクトルの一端（電圧コンバータの入力端正極）とグランド線の間には別のコンデンサが接続されることもある。電圧コンバータのコントローラは、目標出力電圧を実現するＰＷＭ信号を一方のスイッチング素子に供給するとともに、導通を維持させるＯＮ信号を他方のスイッチング素子に供給する。そしてコントローラは、所定のタイミングで、前記ＰＷＭ信号の供給先のスイッチング素子と前記ＯＮ信号の供給先のスイッチング素子を繰り返し入れ替える。即ち、本明細書が開示する電圧コンバータは、２個のスイッチング素子に交互に昇圧動作を行わせることにより、夫々のスイッチング素子の負荷を軽減する。
【０００８】
本明細書は、一つのＰＷＭ信号を直列に接続された２個のスイッチング素子に交互に供給するのに好適な簡単な回路も提供する。即ち、コントローラは、遮断を維持させるＯＦＦ信号とＰＷＭ信号の論理和を一方のスイッチング素子に供給するとともに、ＯＮ信号とＰＷＭ信号の論理和を他方のスイッチング素子に供給する。そして、ＰＷＭ信号のＨＩＧＨレベルが上記した一方のスイッチング素子に供給されている間に、ＯＦＦ信号とＯＮ信号を入れ替える。なお、スイッチング素子に与える信号は電圧レベルがＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルのいずれかである２値信号である。ＯＮ信号は、ＨＩＧＨレベルが継続する信号であり、ＯＦＦ信号はＬＯＷレベルが継続する信号である。
【０００９】
上記の切り換えは、ハードウエアとして、２個のＯＲゲートと１個のＮＯＴゲートで簡単に実現できる。その回路構成は次の通りである。ＰＷＭ信号の信号線は夫々のＯＲゲートの一方の入力端に接続される。一方のＯＲゲートの他方の入力端には、別の２値信号の信号線が接続される。その２値信号の供給線は分岐され、分岐された供給線はＮＯＴゲートを介して他方のＯＲゲートの他方の入力端に接続される。夫々のＯＲゲートの出力端を夫々のスイッチング素子に接続する。上記の回路構成によれば、２値信号がＨＩＧＨレベルのときに一方のスイッチング素子にＰＷＭ信号が供給され他方のスイッチング素子にＯＮ信号が供給される。その２値信号を反転させると、ＰＷＭ信号が供給されるスイッチング素子とＯＮ信号が供給されるスイッチング素子が入れ替わる。切り換えのタイミングは、前述したように、ＰＷＭ信号のＨＩＧＨレベルがいずれかのスイッチング素子に供給されている間である。本明細書が開示する技術によれば、極めて簡単な回路構成でスイッチング素子の負荷を軽減することができる。
【００１０】
２個のスイッチング素子の直列回路は、電圧コンバータのフェイルセーフに活用することもできる。ここで想定しているのは、スイッチング素子が短絡故障したときにバッテリの短絡を防止するためのフェイルセーフである。具体的には、コントローラは、いずれか一方のスイッチング素子が短絡故障を生じた場合に他方のスイッチング素子にＯＦＦ信号を供給するように構成される。故障していないスイッチング素子によってバッテリの短絡を防ぐことができる。
【発明の効果】
【００１１】
本明細書が開示する技術によれば、スイッチング素子の負荷を軽減した電圧コンバータ（昇圧コンバータ）を実現することができる。本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施例の電圧コンバータを含む電力変換装置のブロック図である。
【図２】コントローラに含まれる電圧コンバータに供給される信号を発信する論理回路の回路図である。
【図３】スイッチング素子に供給するＰＷＭ信号の一例を表すタイムチャート図である。
【図４】図２の論理回路により演算される信号の一例を表すタイムチャート図である。
【図５】図２の論理回路により演算される信号の他の例を表すタイムチャート図である。
【図６】図２の論理回路により演算される信号のさらに他の例を表すタイムチャート図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図面を参照して実施例の電圧コンバータを説明する。図１に、実施例の電圧コンバータ３を含む電力変換装置２のブロック図を示す。電力変換装置２は、電動車両１００に搭載されている。図１には、電力変換装置２のほかに、電動車両の動力系を構成する部品も示してある。電動車両１００は、２個の走行用の三相交流のモータ５ａ、５ｂを備えている。そのため、電力変換装置２は、２個のインバータ４ａ、４ｂを備えている。なお、２個のモータ５ａ、５ｂの出力は、動力分配機構６で合成または分配されて車軸７（即ち駆動輪）へ伝達される。また、図１において、符号３を付した破線で囲んだ回路が電圧コンバータ３の回路構成を示し、符号４ａを付した破線で囲んだ回路がインバータ４ａの回路構成を示す。なお、インバータ４ｂの回路構成はインバータ４ａの回路構成と同じであるので、その回路構成は省略する。
【００１４】
電力変換装置２は、システムメインリレー１３を介してバッテリ１４と接続されている。電力変換装置２は、バッテリ１４の電圧を昇圧する電圧コンバータ３と、昇圧後の直流電力を交流に変換する２セットのインバータ４ａ、４ｂを含む。電力変換装置２を介して変換された電力によりモータ５ａ、５ｂが駆動される。また、モータ５ａ、５ｂからの回生電力を電力変換装置２を介してバッテリ１４に蓄電することもできる。この場合、電圧コンバータ３は、降圧コンバータとして動作する。つまり、モータ５ａ、５ｂからの回生電力がインバータ４ａ、４ｂにより直流電力に変換された後、電圧コンバータ３により降圧され、バッテリ１４に蓄電される。
【００１５】
電圧コンバータ３の回路構成について説明する。なお、前述したように電圧コンバータ３は、バッテリ側からインバータ側へ電流が流れる場合（昇圧動作の場合）と、インバータ側からバッテリ側へ電流が流れる場合（降圧動作の場合）がある。説明の便宜上、電圧コンバータ３のバッテリ側を入力側と称し、インバータ側を出力側と称することにする。
【００１６】
電圧コンバータ３の高電位側のラインにおける入力側と出力側の間には、リアクトル１２及びスイッチング素子Ｔ７が接続されている。そして、低電位側のラインでは、電圧コンバータ３の入力側と出力側が直接接続されている。以下、低電位側のラインをグランド線Ｇと称する。即ち、電圧コンバータ３の入力側（バッテリ１４側）の低電位端Ｎ１と出力側（インバータ４ａ、４ｂの側）の低電位端Ｎ２を直接に接続するラインがグランド線Ｇに相当する。リアクトル１２の一端は、入力端正極Ｐ１（バッテリ１４側の高電位端）に接続され、その他端にはスイッチング素子Ｔ７が接続されている。また、電圧コンバータ３は、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路を含んでいる。その直列回路の高電位端は、リアクトル１２とスイッチング素子Ｔ７の間に接続され、低電位端は、グランド線Ｇに接続されている。また、電圧コンバータ３の入力端正極Ｐ１とグランド線Ｇの間には、フィルタコンデンサ８が接続され、電圧コンバータ３の出力端正極Ｐ２（インバータ４ａ、４ｂ側の高電位端）とグランド線Ｇの間には平滑コンデンサ９が接続されている。なお、各スイッチング素子Ｔ７、Ｔ８、Ｔ９には、逆並列にダイオードが接続されている。
【００１７】
インバータ４ａの回路構成について説明する。インバータ４ａは、２個のスイッチング素子の直列回路が３セット並列に接続された構成（Ｔ１とＴ４、Ｔ２とＴ５、Ｔ３とＴ６）を有する三相交流用のインバータ回路である。各スイッチング素子にはダイオードが逆並列に接続されている。３セットの直列回路の高電位側がインバータ４ａの高電位側の入力端に接続されており、３セットの直列回路の低電位側がインバータ４ａの回路の低電位側の入力端に接続されている。３セットの直列回路の中点から三相交流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）が出力される。
【００１８】
インバータ４ｂの回路構成は、インバータ４ａの回路構成と同じである。インバータ４ｂの回路も、インバータ４ａと同様に、２個のスイッチング素子の直列回路が３セット並列に接続された構成を有している。なお、インバータ４ａ、４ｂの動作はよく知られている技術であるので、説明は省略する。
【００１９】
また、スイッチング素子Ｔ１からＴ９はパワートランジスタであり、具体的にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。そして、電圧コンバータのスイッチング素子Ｔ７、Ｔ８、Ｔ９はすべて同性能のＩＧＢＴである。一方、インバータ４ａのスイッチング素子Ｔ１からＴ６もすべて同性能のＩＧＢＴであり、インバータ４ｂのスイッチング素子もすべて同性能のＩＧＢＴである。
【００２０】
また、電力変換装置２には、各スイッチング素子Ｔ１からＴ９に信号を供給するコントローラ１６が備えられている。この信号により各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦがコントロールされる。電力変換装置２の各スイッチング素子は、パルス幅が変化する信号（ＰＷＭ信号）によって駆動される。コントローラ１６には、電圧コンバータ３のスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のゲート電極Ｇ８、Ｇ９にＰＷＭ信号を供給する論理回路１６ａが備えられている。なお、詳しくは後述するが、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の一方には、ＰＷＭ信号に代えて導通を維持させる信号（ＯＮ信号）が供給される場合がある。また、図中では省略するが、コントローラ１６には、スイッチング素子Ｔ７のゲート電極Ｇ７にＰＷＭ信号を供給する回路とインバータ４ａ、４ｂの各スイッチング素子のゲート電極にＰＷＭ信号を供給する回路が備えられている。図１の論理回路１６ａから伸びる破線矢印で示すように、コントローラ１６は、電圧コンバータ３のスイッチング素子Ｔ７、Ｔ８、Ｔ９のゲート電極Ｇ７、Ｇ８、Ｇ９にＰＷＭ信号を供給する。また、同様に、破線矢印で示すように、コントローラ１６は、インバータ４ａ、４ｂの各スイッチング素子のゲート電極にＰＷＭ信号を供給する。なお、図１では、ＰＷＭ信号を示す破線はインバータ４ａ、４ｂを示す破線矩形までしか描いておらず、各スイッチング素子のゲート電極までの破線は省略している。なお、スイッチング素子を「ＯＮ」の状態にするとは、スイッチング素子を「導通状態」にすることを示し、「ＯＦＦ」の状態にするとは、スイッチング素子を「遮断状態」にすることを示す。
【００２１】
また、電動車両１００は、電力変換装置２やその他電力系の機器を統合的にコントロールするパワーコントロールユニット１５を備えている。パワーコントロールユニット１５は、電動車両１００の走行状況や走行環境及びアクセル開度を基に、インバータ４ａ、４ｂが出力するべき目標出力電流及び、電圧コンバータ３が出力するべき目標出力電圧を決定する。そして、コントローラ１６は、この目標出力電圧を基に電圧コンバータ３のスイッチング素子に供給するＰＷＭ信号を決定する。さらに、コントローラ１６は、目標出力電流を基にインバータ４ａ、４ｂに供給するＰＷＭ信号も決定する。
【００２２】
電圧コンバータ３の動作について説明する。電圧コンバータ３は、バッテリ１４の電圧を昇圧してインバータ４ａ、４ｂに電力を供給する昇圧動作と、インバータ４ａ、４ｂから入力された直流電力を降圧してバッテリ１４に電力を供給する降圧動作の双方を行うことができる。昇圧動作はスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の動作によって実現され、降圧動作はスイッチング素子Ｔ７の動作によって実現する。以下では、昇圧動作について説明する。典型的なチョッパ型の昇圧コンバータは、リアクトルとグランド線の間に接続されたスイッチング素子は一つである。本明細書で開示する電圧コンバータ３は、リアクトル１２とグランド線Ｇの間に接続されるスイッチング素子は１つではなく、２つのスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路である。電圧コンバータ３が従来と同様に昇圧動作を行うためには、例えばコントローラ１６は、以下のようにスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９に信号を供給する。コントローラ１６はスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のゲート電極Ｇ８、Ｇ９の一方に目標出力電圧を実現するＰＷＭ信号を供給する。そして、コントローラ１６は他方にＩＧＢＴのゲート電圧をＨＩＧＨレベルに維持する、即ちスイッチング素子の導通を維持するための信号（以下、ＯＮ信号）を供給する。これにより、電圧コンバータ３は従来と同様の昇圧動作を行うことができる。
【００２３】
さらに、コントローラ１６は、ＰＷＭ信号が供給されるスイッチング素子とＯＮ信号が供給されるスイッチング素子を所定のタイミングで入れ替える。本明細書で開示する電圧コンバータ３のコントローラ１６は、電圧コンバータ３の目標出力電圧を実現する一つのＰＷＭ信号を一方のスイッチング素子、例えばスイッチング素子Ｔ８に供給すると共に、導通を維持させるＯＮ信号を他方のスイッチング素子（スイッチング素子Ｔ９）に供給する。そして、コントローラ１６は、所定のタイミングで、上記のＯＮ信号をスイッチング素子Ｔ８に供給し、上記のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｔ９に供給するように入れ替える。そしてまた、コントローラ１６は、別の所定のタイミングで、上記のＯＮ信号をスイッチング素子Ｔ９に供給し、上記のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｔ８に供給するように入れ替える。このように、一つのＰＷＭ信号の供給先のスイッチング素子とＯＮ信号の供給先のスイッチング素子を所定のタイミングで繰り返し入れ替える。一つのＰＷＭ信号が直列に接続された２個のスイッチング素子で交互に供給される。なお、他方のスイッチング素子にはＯＮ信号が供給される。２個のスイッチング素子の全体の動作は、一つのＰＷＭ信号で一つのスイッチング素子が動作していることと等価である。即ち、コントローラ１６は、２つの直列に接続されたスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９に交互に一つのＰＷＭ信号を供給することで昇圧動作を行う。このように２つのスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９を動作させることにより、夫々のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦのスイッチング回数を低減することができる。即ち、夫々のスイッチング素子の負荷を軽減することができる。
【００２４】
図２を参照して、直列に接続された２つのスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９に交互に一つのＰＷＭ信号を供給する論理回路１６ａについて説明する。図２は、論理回路１６ａを示した回路図である。論理回路１６ａは、一般的にＴＴＬ（Transistor - Transistor Logic）と呼ばれる論理回路である。論理回路１６ａは、２個のＯＲゲートＬ１、Ｌ２と１個のＮＯＴゲートＬ３を備えている。また、ＰＷＭ信号源ＳＳ１は、図では信号源の記号で示しているが、コントローラ１６の内部で生成されるＰＷＭ信号であり、電圧コンバータ３の目標出力電圧を実現する一つのＰＷＭ信号である。また、論理回路１６ａは、上記のＰＷＭ信号とは別のステップ信号（２値信号）を発信するステップ信号源ＳＳ２を備えている。図２に示すように、論理回路１６ａの回路構成は次の通りである。ＯＲゲートＬ１の一方の入力端には、ＰＷＭ信号源ＳＳ１の供給線が接続される。ＯＲゲートＬ１の他方の入力端には、ＮＯＴゲートＬ３の出力端が接続される。また、ＯＲゲートＬ２の一方の入力端には、ＰＷＭ信号源ＳＳ１の供給線が接続される。ＯＲゲートＬ２の他方の入力端には、ステップ信号源ＳＳ２の供給線が接続される。そして、ステップ信号ＳＳ２の供給線は分岐しており、その分岐した線がＮＯＴゲートＬ３の入力端に接続されている。そして、ＯＲゲートＬ１、Ｌ２の夫々から出力された信号は、夫々、ドライバ回路Ｄ１、Ｄ２を介して、電圧コンバータ３のスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のゲート電極Ｇ８、Ｇ９に供給される。ここで、ドライバ回路Ｄ１、Ｄ２は論理回路１６ａの信号電圧のレベルをＩＧＢＴであるスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のゲート駆動電圧のレベルにまで増幅する回路である。このドライバ回路はよく知られた技術であるので詳細な説明は省略する。
【００２５】
図面を参照して、論理回路１６ａの動作を説明する。先ず、図３を参照して、一般的なチョッパ型昇圧コンバータの動作を簡単に説明する。今、図２の電圧コンバータ回路３において、スイッチング素子Ｔ８には導通を保持させ、スイッチング素子Ｔ９に、図３のグラフＱ１に示すＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせる。なお、図３のグラフＱ２は、リアクトル１２に流れる電流の変化を表している。スイッチング素子Ｔ９の導通と遮断（ＯＮとＯＦＦ）を繰り返すことで電圧コンバータ３は電圧を高める（先に述べたように、ここではスイッチング素子Ｔ８は導通を保持している）。このＯＮとＯＦＦの動作時間の比率、即ちデューティ比を変えることで、電圧コンバータ３は、バッテリ１４の電圧を任意の電圧まで昇圧することができる。論理回路１６ａは、２個のスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９を使って、グラフＱ２の電流変化を実現する。
【００２６】
図４に、各信号源と論理ゲートの出力のタイムチャートを示す。図４の内、符号Ｓ１が付されたタイムチャートが、ＰＷＭ信号源ＳＳ１が供給するＰＷＭ信号である。なお、図中のグラフにおいて、縦軸は論理回路１６ａの電圧レベルを示し、横軸が時間軸を示す。縦軸の「ＨＩＧＨ」がＨＩＧＨレベルの電圧を意味し、「ＬＯＷ」がＬＯＷレベルの電圧を意味する。以下、図５、６においても同様である。ＰＷＭ信号Ｓ１のデューティ比は、パワーコントロールユニット１５により決定される電圧コンバータ３の目標出力電圧からコントローラ１６により決定される。即ち、ＰＷＭ信号Ｓ１は、電圧コンバータ３の目標出力電圧を実現するＰＷＭ信号である。一方、ステップ信号源ＳＳ２からは、符号Ｓ２が示すステップ信号Ｓ２が供給される。ステップ信号Ｓ２は、図中の破線で示すタイミングＴＭ１で電圧レベルがＨＩＧＨからＬＯＷに入れ替わる。この破線で示すタイミングＴＭ１は、ＰＷＭ信号源ＳＳ１からＰＷＭ信号Ｓ１のＨＩＧＨレベルが発信されている間が選択される。
【００２７】
図２に示すように、ＯＲゲートＬ１には、ＰＷＭ信号源ＳＳ１から供給されるＰＷＭ信号Ｓ１と、ＮＯＴゲートＬ３を通過したステップ信号Ｓ２、即ち、ステップ信号Ｓ２の反転信号が入力される。ＯＲゲートＬ１によりＰＷＭ信号Ｓ１とステップ信号Ｓ２の反転信号の論理和が演算される。符号Ｓ３が付された信号が、ＯＲゲートＬ１の出力信号を表す。図４に示すようにタイミングＴＭ１より前では、出力信号Ｓ３はＰＷＭ信号Ｓ１と同じＰＷＭ信号となる。一方、タイミングＴＭ１より後では、出力信号Ｓ３はＨＩＧＨレベルが保持される。
【００２８】
また、図２に示すように、ＯＲゲートＬ２には、ＰＷＭ信号源ＳＳ１から供給されるＰＷＭ信号Ｓ１と、ステップ信号源ＳＳ２から供給されるステップ信号Ｓ２が入力される。ＯＲゲートＬ２によりＰＷＭ信号Ｓ１とステップ信号Ｓ２の論理和が演算される。符号Ｓ４が付された信号が、ＯＲゲートＬ２の出力信号を表す。図４に示すようにタイミングＴＭ１より前では、出力信号Ｓ４はＨＩＧＨレベルに保持される。一方、タイミングＴＭ１より後では、出力信号Ｓ４はＰＷＭ信号Ｓ１と同じＰＷＭ信号となる。即ち、出力信号Ｓ３と信号Ｓ４は、タイミングＴＭ１で、ＰＷＭ信号Ｓ１とＨＩＧＨレベルを保持する信号が入れ替わる。
【００２９】
図２に示すように、出力信号Ｓ３、Ｓ４は、夫々ドライバ回路Ｄ１、Ｄ２により電圧レベルが増幅され、変換後の信号がスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のゲート電極Ｇ８、Ｇ９に供給される。なお、出力信号Ｓ３、Ｓ４は、ドライバ回路Ｄ１、Ｄ２を介して、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のゲート駆動電圧のレベルまで増幅される。即ち、出力信号Ｓ３、Ｓ４のＨＩＧＨレベルが保持される信号は、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のゲート電圧をＨＩＧＨレベルに保持する「ＯＮ信号」となる。一方、出力信号Ｓ３、Ｓ４のＰＷＭ信号もゲート駆動電圧のレベルまで増幅される。
【００３０】
タイミングＴＭ１より前では、スイッチング素子Ｔ８にはＰＷＭ信号が供給される。一方、スイッチング素子Ｔ９はＯＮ信号が供給される。即ちスイッチング素子Ｔ９は導通が維持される。また、タイミングＴＭ１より後では、スイッチング素子Ｔ８にはＯＮ信号が供給され、スイッチング素子Ｔ９にはＰＷＭ信号が供給される。結局、スイッチング素子Ｔ８とＴ９を一つのスイッチング素子と見なすことができ、その動作は図４の符号Ｑ３が示すタイムチャートとなる。ただし、タイミングＴＭ１より以前はスイッチング素子Ｔ８のＯＮ／ＯＦＦ動作によるものであり、タイミングＴＭ１以降はスイッチング素子Ｔ９のＯＮ／ＯＦＦ動作によるものである。
【００３１】
図４のタイムチャートＱ３は図３のタイムチャートＱ１と同じであり、図３のＱ２のグラフに示す電流が実現される。
【００３２】
スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路を上記のように動作させることにより、目標の出力電圧を実現するためのスイッチング素子のスイッチング回数を２つのスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９に分散することができる。即ち、昇圧用のスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の夫々の負担を軽減することができる。
【００３３】
なお、コントローラ１６は、ステップ信号Ｓ２を一定のタイミングで繰り返し反転させる。即ち、コントローラ１６は、所定のタイミングで、ＰＷＭ信号の供給先のスイッチング素子と導通を維持させる信号（ＯＮ信号）の供給先のスイッチング素子を繰り返し入れ替える。こうして、昇圧動作の負荷を２個のスイッチング素子Ｔ８とＴ９に均等に分散させる。その所定のタイミングの例を以下に説明する。
【００３４】
図５を参照して、図２の論理回路１６ａにより演算される信号の他の例を説明する。図５のグラフは、ステップ信号源ＳＳ２から供給されるステップ信号Ｓ１２が図４のステップ信号Ｓ２と異なっている。ＰＷＭ信号源ＳＳ１から供給されるＰＷＭ信号Ｓ１は、図４と同様である。ステップ信号Ｓ１２は、ステップ信号のＨＩＧＨ／ＬＯＷを繰り返し入れ替える。図５の例では、ステップ信号を反転させる周期が、図４のステップ信号Ｓ２より短い。図５では縦の破線が反転タイミングを示している。図５の例ではコントローラ１６は、ＰＷＭ信号Ｓ１の２周期分に相当する期間でＨＩＧＨとＬＯＷを反転させる。ステップ信号Ｓ１３により、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９に供給される信号は夫々符号Ｓ１３、Ｓ１４を付したタイムチャートの信号になる。即ち、夫々のＯＲゲートの出力信号Ｓ１３、Ｓ１４は、ＯＮ信号とＰＷＭ信号がＰＷＭ信号Ｓ１の２周期毎に入れ替わる信号となる。信号Ｓ１３、１４が夫々スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９に供給されることで、Ｑ４に示すグラフのように、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路は、あたかも一つのスイッチング素子による昇圧コンバータと等価に動作する。
【００３５】
スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９は、ＰＷＭ信号が供給されている時間ではそのスイッチング損失により発熱し、ＯＮ信号が供給されている時間ではスイッチング損失が無く、発熱が少ない。ＯＮ信号とＰＷＭ信号が入れ替わる信号の入れ替わりの周期、即ちステップ信号源ＳＳ２から供給されるステップ信号の反転周期が長いほど、その１周期の間のＰＷＭ信号におけるスイッチング損失による発熱時間が長くなり、１周期での発熱量が高くなる。その発熱を放熱するために、スイッチング素子の放熱性能を高める必要がある。例えば、スイッチング素子に冷却器を備える場合に、その冷却器内部を通過する冷媒の流量を増やすことなどが挙げられる。即ち、スイッチング素子の放熱効率が低い。しかし、図５に示すように、ステップ信号の反転周期を短くすれば、その１周期の間のＰＷＭ信号におけるスイッチング損失による発熱時間が短くなり、ＰＷＭ信号が供給されている間の発熱量が低くなる。即ち、スイッチング素子の放熱性能を高める必要性が低くなる。本実施例の電圧コンバータは、スイッチング素子の放熱効率を、２個のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を用いて高めることができる。
【００３６】
図６は、図５よりもさらにステップ信号の反転周期を短くした一例である。ＰＷＭ信号源ＳＳ１から供給されるＰＷＭ信号は、図４、５と同様である。図６に示すステップ信号Ｓ２２のＨＩＧＨ／ＬＯＷを入れ替える周期は、ＰＷＭ信号Ｓ１の１周期分に相当する。ステップ信号Ｓ２２により、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９に供給される信号も夫々符号Ｓ２３、Ｓ２４を付したタイムチャートで示すように、ＯＮ信号とＰＷＭ信号がＰＷＭ信号Ｓ１の１周期毎に入れ替わる信号となる。図６に示すように、信号Ｓ２３、Ｓ２４のＰＷＭ信号とＯＮ信号が入れ替わる周期は、図５と比べ短くなる。即ち、図６に示すステップ信号Ｓ２２を供給することによって、電圧コンバータ３は、スイッチング素子の放熱効率に対してさらに優位となる。
【００３７】
本明細書で開示する電圧コンバータ３のスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路は、電圧コンバータ３のフェールセーフに活用することもできる。電圧コンバータ３は、電動車両１００の走行用モータ５ａ、５ｂに供給する電力を変換するため、その扱う電力は大きい。そのため、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の負荷が高く、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９が故障する虞がある。具体的に、図４に示す信号Ｓ３、Ｓ４が夫々スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９に供給される場合を考える。一方のスイッチング素子Ｔ８が短絡故障を生じた場合、他方のスイッチング素子Ｔ９にＯＮ信号が供給されると、その間スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路は常時導通状態となる。図１に示すように、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路はバッテリ１４と直列に接続されているため、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路が導通状態の間、バッテリ１４が短絡してしまう。本明細書では、このような場合に、バッテリ１４の短絡を防止する技術を開示する。具体的には、コントローラ１６は、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のいずれか一方のスイッチング素子が短絡故障を生じた場合に、他方のスイッチング素子にＬＯＷレベルの信号を供給する。ＬＯＷレベルの信号が供給されたスイッチング素子は、遮断状態を維持するので、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路が遮断状態となり、バッテリ１４の短絡が防止される。
【００３８】
また、上記のようなフェールセーフ動作によりスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９の直列回路が遮断状態となっても、バッテリ１４とインバータ４ａ、４ｂは直結状態が維持されている。したがって、バッテリ１４の電圧でモータ５ａ、５ｂを駆動させることができ、電動車両１００の走行を維持することができる。即ち、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９のいずれかが短絡しても、システムメインリレー１３を遮断して電動車両１００のバッテリを使用した走行を停止する必要がない。
【００３９】
以下、実施例で示した技術に関する留意点を述べる。実施例の電力変換装置は、２個のインバータを備えていたが、このような構成に限らない。本明細書で開示する技術は、１個のインバータを備えた電力変換装置若しくは３個以上のインバータを備えた電力変換装置に採用してもよい。
【００４０】
また、実施例の電圧コンバータでは、２個のスイッチング素子の直列回路のうち一方のスイッチング素子が短絡故障を生じた場合に、他方のスイッチング素子を開放してバッテリの短絡を防止した。ここで、実施例では、２個のスイッチング素子は同性能のトランジスタである。よって、一方のスイッチング素子が短絡故障を生じた場合、他方のスイッチング素子に電圧コンバータの目標出力電圧を実現するＰＷＭ信号を供給し、電圧コンバータの昇圧動作を継続することも好適である。即ち、従来の電圧コンバータと同様に、１個のスイッチング素子で昇圧動作を行うことになる。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｔ１からＴ９として利用されるトランジスタは、ＩＧＢＴには限らない。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であってもよい。あるいは、将来的には異なるタイプのスイッチング素子が電力変換装置に用いられるかもしれない。本明細書が開示する技術は、スイッチング素子のタイプに依存しない。
【００４２】
また、本明細書で開示する技術を実現するには、少なくともスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９は同性能のスイッチング素子であればよい。即ち、スイッチング素子Ｔ８、Ｔ９以外のスイッチング素子はスイッチング素子Ｔ８、Ｔ９とは異なる性能のスイッチング素子が用いられても良い。
【００４３】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００４４】
２：電力変換装置
３：電圧コンバータ
４ａ、４ｂ：インバータ
５ａ、５ｂ：モータ
６：動力分配機構
７：車軸
８：フィルタコンデンサ
９：平滑コンデンサ
１２：リアクトル
１３：システムメインリレー
１４：バッテリ
１５：パワーコントロールユニット
１６：コントローラ
１６ａ：論理回路
１００：電動車両
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、Ｔ８、Ｔ９：スイッチング素子
Ｇ７、Ｇ８、Ｇ９：ゲート電極
Ｌ１、Ｌ２：ＯＲゲート
Ｌ３：ＮＯＴゲート
ＳＳ１、ＳＳ２：ＰＷＭ信号源
ＳＳ３：ステップ信号源
Ｄ１、Ｄ２：ドライバ回路
Ｓ１：ＰＷＭ信号
Ｓ３、Ｓ１３、Ｓ２３：ステップ信号
Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１８、Ｓ１９、Ｓ２８、Ｓ２９：信号（ゲート電極Ｇ８、Ｇ９に供給される信号）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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