(57)【要約】【課題】シリコンＩＧＢＴと逆並列接続されたダイオードとで構成される半導体スイッチ回路のダイオードとして、ＳｉＣダイオード単体又はＳｉＣダイオードとＳｉダイオードとの並列回路を適用すると、発生損失の低減と低価格化を両立させることができない。【解決手段】直流から交流、又は交流から直流に変換する電力変換回路に適用するパワー半導体デバイスにおいて、前記電力変換回路を構成するそれぞれのアームのスイッチ回路を構成するパワー半導体デバイスは、シリコン半導体の１チップ上に形成した逆導通形ＩＧＢＴと、前記逆導通形ＩＧＢＴのＩＧＢＴ部分と逆並列接続される前記逆導通形ＩＧＢＴとは別体のユニポーラ形ダイオードとで構成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流から交流、又は交流から直流に変換する電力変換回路に適用するパワー半導体デバイスにおいて、前記電力変換回路を構成するそれぞれのアームのスイッチ回路を構成するパワー半導体デバイスは、シリコン半導体の１チップ上に形成した逆導通形ＩＧＢＴと、前記逆導通形ＩＧＢＴのＩＧＢＴ部分と逆並列接続される前記逆導通形ＩＧＢＴとは別体のユニポーラ形ダイオードとで構成することを特徴とするパワー半導体デバイス。
【請求項２】
請求項１に記載のパワー半導体デバイスにおいて、前記逆導通形ＩＧＢＴのＩＧＢＴ部分と逆並列接続されたユニポーラ形ダイオードはワイドバンドギャップ半導体で形成することを特徴とするパワー半導体デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換回路に適用する半導体スイッチ回路を構成するパワー半導体デバイスの構成方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２に、交流を直流に変換するコンバータ回路と、直流を交流に変換するインバータ回路で構成された電力変換回路の代表である２レベルインバータの回路例を示す。１が３相の交流電源、２が３相交流を直流に変換するコンバータ回路、３が直流を交流に変換するインバータ回路、４が直流電圧を安定化する大容量のコンデンサ、５がモータなどの負荷である。
【０００３】
コンバータ回路２又はインバータ回路３の変換回路において、６、７が直流正側電位に接続される１アームを構成する上アームスイッチ回路で、スイッチ素子としてのＩＧＢＴ６と逆並列接続されているダイオード７で構成される。８、９が直流負側電位に接続される１アームを構成する下アームスイッチ回路で、スイッチ素子としてのＩＧＢＴ８と逆並列接続されているダイオード９で構成される。上アームスイッチ回路と下アームスイッチ回路は直列接続され上下アームスイッチ回路となり、直流回路の大容量コンデンサ４と並列接続される。コンバータ回路２及びインバータ回路３は、各々上述の上下アームスイッチ回路３回路で構成される。また、上下アームスイッチ回路の直列接続点は、コンバータ回路ではリアクトルを介して交流電源に、インバータ回路では負荷としての電動機に、各々接続される。
【０００４】
一般に、図２の電力変換回路に適用される１アーム分のスイッチ回路１０を構成する半導体デバイスの構成では、ＩＧＢＴチップとダイオードチップが別々のチップで構成され、両者間はワイヤ配線や裏面のＤＣＢ(Direct Copper Bond)基板上のパターンを利用して結線される。一方、モノシリックでＩＧＢＴとダイオードを１チップで構成したＲＣＩＧＢＴ（逆導通形ＩＧＢＴ）を利用することで、１アームを１チップで構成することが可能である。本ＲＣＩＧＢＴはプロセス上においてチップ内におけるＩＧＢＴ側とＦＷＤ側の比率を、ほぼ自由に設定できるという特徴がある。即ち、ＩＧＢＴ側を主体にすれば、ＩＧＢＴ側の飽和電圧は低くできるが、ダイオード側は高くなる特性となる。またＦＷＤ側を主体にすれば、逆の特性となる。
【０００５】
ＲＣＩＧＢＴについては、特許文献１等に示されている。本デバイスは従来の２チップ構成と比べて構成の簡略化、熱抵抗の低減などというメリットがあるのに対し、１チップ上でＩＧＢＴとダイオードの両方の特性設計をする必要があるため、チップ特性設計の自由度が２チップ方式と比較して少ないというデメリットがある。
また、ＩＧＢＴなどのスイッチングデバイスにおいて、半導体構造上の種類としてユニポーラ型とバイポーラ型がある。ユニポーラ型デバイスの特徴は、Ｐ型又はＮ型の１種類の半導体によって形成し、デバイス内のキャリアも１種類である点である。従って、電流（ＩＦ）と飽和電圧（ＶＦ）との関係は図３に示すように比例的となり、出力特性はほぼ直線となる。本デバイスの代表的なものとしてＭＯＳＦＥＴやショットキーバリアダイオードなどがある。
【０００６】
一方、バイポーラ型デバイスの特徴は、Ｐ型半導体とＮ型半導体によって形成し、デバイス内のキャリアが２種類で、伝導度変調により低飽和電圧化が図られる点である。従って、図４に示すように流れる電流が大きくなっても飽和電圧の上昇分は小さい。代表的なデバイスとしてはＩＧＢＴやＰＮダイオードなどがある。
【０００７】
また、従来の一般的なシリコン製のデバイスに対し、ＳｉＣ（炭化珪素）などによって作られたワイドバンドギャップデバイスがある。ＳｉＣデバイスの場合、高耐圧特性が得られるので、シリコンデバイスでは現実的に製造不可能であった高耐圧ＭＯＳＦＥＴの実現も可能となる。
また、シリコンデバイス又はワイドバンドギャップデバイスに関わらず、ユニポーラ型のデバイスとした場合、小電流領域ではバイポーラ型デバイスと比較して飽和電圧を低くすることが可能となるため、導通損失の低減化が図れる特長を有する。一方、大電流領域では飽和電圧が高くなるため、導通損失が大きくなる課題がある。
【０００８】
以上のデバイスの種類やデバイスの構成素材によって、スイッチングデバイスと逆並列接続されたダイオード（ＦＷＤ）を構成する現実的な組合せとしては、下記の構成１〜６が考えられる。ここで、構成７は今回提案する方式で、ＩＧＢＴとして、モノリシックでＩＧＢＴとダイオードを構成したＲＣＩＧＢＴ（逆導通型ＩＧＢＴ）とＳｉＣ−ＦＷＤとの組合せである。便宜上シリコン製をＳｉ、炭化珪素製をＳｉＣと記述する。
図７に、各デバイスの構成方法のまとめを示す。
構成１；Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ（シリコン製）
構成２；ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ製）
構成３；ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ−ダイオードを並列接続した構成
構成４；Ｓｉ−ＩＧＢＴとＳｉ−ダイオードを並列接続した構成
構成５；Ｓｉ−ＩＧＢＴとＳｉＣ−ダイオードを並列接続した構成
構成６；Ｓｉ−ＩＧＢＴとＳｉ−ダイオードとＳｉＣ−ダイオードを並列接続した構成
構成７；ＲＣＩＧＢＴとＳｉＣ−ダイオードを並列接続した構成
上記構成方法に関し、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ−ダイオードとを並列接続した構成は特許文献２に、Ｓｉ−ＩＧＢＴとＳｉＣ−ダイオードとを並列接続した構成は特許文献３に、Ｓｉ−ＩＧＢＴとＳｉ−ダイオードとＳｉＣ−ダイオードとを並列接続した構成は特許文献４に、各々示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００８−１０９０２８号公報
【特許文献２】特開２０１３−２４３８７７号公報
【特許文献３】特開２０１３−１３１７７４号公報
【特許文献４】特開２０１２−１５６５４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述の構成１〜６に示すデバイスの各構成方法とした場合の課題を以下に説明する。
（構成１の課題）
・シリコンによるＭＯＳＦＥＴの構造上、高耐圧化や大容量化に限界がある。
・ＦＷＤがＭＯＳＦＥＴ構造における寄生回路として構成するため、両者の特性の設計自由度がほとんどない。
・ＦＷＤの逆回復特性が遅い。その結果、逆回復損失が大となる。
（構成２の課題）
・ＦＷＤがＭＯＳＦＥＴ構造における寄生回路として構成するため、両者の特性の設計自由度がほとんどない。
・ＦＷＤの逆回復特性が遅い。その結果、逆回復損失が大となる。
・ＳｉＣ構成の場合、原理的にＳｉ構成と比較してコスト高となる。
（構成３の課題）
・構成２と同様コスト高となる。本構成の場合、ＦＷＤチップも追加されるため、さらにコスト高となる。
（構成４の課題）
・ＩＧＢＴ、ＦＷＤともに小電流時において損失が大きい。Ｓｉ構成であるため、ＦＷＤには逆回復損失が発生する。
（構成５の課題）
・ＦＷＤは大電流時において損失が大きい。
（構成６の課題）
・３チップ構成となるため構成が複雑で、チップの設置面積が大きくなる。
従って、本発明の課題は、電力変換装置の低損失高効率化と、低コスト化を両立できるパワー半導体デバイスを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流から交流、又は交流から直流に変換する電力変換回路に適用するパワー半導体デバイスにおいて、前記電力変換回路を構成するそれぞれのアームのスイッチ回路を構成するパワー半導体デバイスは、シリコン半導体の１チップ上に形成した逆導通形ＩＧＢＴと、前記逆導通形ＩＧＢＴのＩＧＢＴ部分と逆並列接続される前記逆導通形ＩＧＢＴとは別体のユニポーラ形ダイオードとで構成する。
【００１２】
第２の発明においては、第１の発明におけるパワー半導体デバイスにおいて、前記逆導通形ＩＧＢＴのＩＧＢＴ部分と逆並列接続されたユニポーラ形ダイオードはワイドバンドギャップ半導体で形成する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明では、シリコン半導体の１チップ上に形成した逆導通形ＩＧＢＴと、前記逆導通形ＩＧＢＴのＩＧＢＴ部分と逆並列接続される前記逆導通形ＩＧＢＴとは別体のユニポーラ形ダイオードとで構成しているため、使用するチップ数が２チップですむ。また、ダイオードに流れる電流は、小電流時はユニポーラ形ダイオード側が主体的で、大電流時は逆導通形ＩＧＢＴのダイオード側が主体的となり、順方向降下電圧が単体使用時に比べて小さくなり、損失を低減できる。
この結果、電力変換装置の低損失高効率化と、低コスト化の両立を図ることが可能となり、小型高効率で安価な電力変換システムを構築することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】パワーデバイスを適用した電力変換装置の構成例である。
【図３】ユニポーラ型半導体デバイスの出力特性例を示す図である。
【図４】バイポーラ型半導体デバイスの出力特性例を示す図である。
【図５】ユニポーラ型とバイポーラ型（ダイオード）の出力特性比較図である。
【図６】本提案デバイスの順方向電圧−電流特性を示す図である。
【図７】各種デバイスの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の要点は、電力変換回路を構成する半導体スイッチ回路の１アームを構成する半導体デバイスとして、シリコン半導体の１チップ上に形成した逆導通形ＩＧＢＴと、前記逆導通形ＩＧＢＴのＩＧＢＴ部分と逆並列接続される前記逆導通形ＩＧＢＴとは別体のユニポーラ形ダイオードとで構成している点である。
【実施例１】
【００１６】
図１に、本発明の第1の実施例を示す。１１がＲＣＩＧＢＴ（逆導通形のシリコン製ＩＧＢＴ）で、シリコン半導体の同一チップ上にＩＧＢＴ部と逆導通用ダイオード部が形成されている。また、１２がＲＣＩＧＢＴのＩＧＢＴ部と逆並列接続されたユニポーラ形のダイオードであり、ＲＣＩＧＢＴのチップとは別体のチップで形成される。本構成を電力変換回路の１アーム分として接続する。
ユニポーラ形のダイオードは、一般的にはショットキーバリアダイオードと呼ばれており、シリコンで形成する場合とＳｉＣなどのワイドバンドギャップ素材で形成する場合がある。
【００１７】
図５にダイオードの出力特性図を示す。特性ａがユニポーラ形ダイオードの特性、特性ｂがＲＣＩＧＢＴ側のダイオードである。本特性によって流れる電流は、図６の太線に示すように、小電流時はＶＦ特性の低いＲＣＩＧＢＴチップとは別体のユニポーラ型のダイオードが支配的に電流を流し、大電流時はＲＣＩＧＢＴチップに形成されたバイポーラ型のダイオードが支配的に電流を流し、小電流領域から大電流領域まで低飽和電圧化が図れる。このように、ダイオード側の飽和電圧は電流の大きさに応じて最適化が図れることとなり、その結果、低損失化が図れる。
【００１８】
従来の構成６の場合、シリコン（Ｓｉ）製チップのＩＧＢＴとＦＷＤは別チップとなるため、ＩＧＢＴとＦＷＤとのチップ面積比率を変える場合、新規のチップ設計が必要となり、さらにチップ面積が変更となるため設置する際のレイアウト変更も必要となる。
一方、本提案方式は同一チップ内だけの変更で済むため、設計変更が容易であり、またレイアウト変更も不要となるメリットを有する。
【００１９】
本提案の構成７は、構成１〜６のデバイスの各課題をバランス良く改善する方式で、下記（１）〜（６）のメリットを有する。
（１）シリコン（Ｓｉ）製ＩＧＢＴとＳｉＣ−ＦＷＤの構成上、高耐圧化や大容量化はシリコン製のＭＯＳＦＥＴと比べて容易である。
（２）ＲＣＩＧＢＴ側は、ＩＧＢＴとＦＷＤとの比率設計に自由度がある。
（３）高価なＳｉＣ適用がＦＷＤのみで、かつＲＣＩＧＢＴ側のＦＷＤと並列接続となるためチップ面積は小さくて済み、コストアップ分は少ない。
（４）ＦＷＤ側に小電流が転流している場合、ＳｉＣ−ＦＷＤ側をメインに流れるため、シリコン製のみの場合と比較して飽和電圧が低く、導通損失が小さくなる。
（５）ＦＷＤ側に大電流が転流している場合、Ｓｉ−ＦＷＤ側をメインに流れるため、ＳｉＣのみの場合と比較して飽和電圧が低く、導通損失が小さくなる。
（６）チップ構成は一般的な従来方式と同様の２チップ構成であるため、制約とはならない。
【００２０】
また、回路構成上等しくなる従来の構成６との比較では、実際に構成するチップ数が少なくなるというメリットとともに、所望のデバイス特性をアプリケーションに応じて最適設計する場合においてもメリットとなる。
例えば、図２においてインバータ部３に適用するデバイスはＩＧＢＴ側をメインに電流が流れるため、１アームを構成する３つのデバイスの中でＩＧＢＴの比率を多くする必要がある。一方、コンバータ部２に適用するデバイスはダイオード側をメインに電流が流れるため、ダイオード側の比率を多くする必要がある。
【００２１】
ここで、Ｓｉ−ＩＧＢＴとＳｉ−ＦＷＤとＳｉＣ−ＦＷＤのチップ面積上の比率で考えた場合、仮にトータルで１０とし、その中で価格的に高いＳｉＣ−ＦＷＤの比率を１に固定し、３つのデバイスを整数比率のみで面積分配するケースを想定すると、下記の４ケースが考えられる（ダイオード側の方が大きくなるケースは省略する）。ここでケース１やケース２がインバータ回路に適したデバイス組合せで、ケース３やケース４がコンバータ回路に適したデバイス組合せとなる。
【００２２】
Ｓｉ−ＩＧＢＴ      Ｓｉ−ＦＷＤ      ＳｉＣ−ＦＷＤ        
ケース１        ８      ：        １        ：      １
ケース２        ７      ：        ２        ：      １
ケース３        ６      ：        ３        ：      １
ケース４        ５      ：        ４        ：      １
【００２３】
アプリケーションに応じてこれら４ケースを想定してチップ設計を実施すると、従来構成６では、下記のように、チップ面積が異なる計９種のチップが必要となる。
Ｓｉ−ＩＧＢＴ：４種
Ｓｉ−ＦＷＤ：４種
ＳｉＣ−ＦＷＤ：１種
【００２４】
一方、提案方式の場合、（Ｓｉ−ＩＧＢＴ）＋（Ｓｉ−ＦＷＤ）＝９で固定であるため、プロセス上の設計変更は必要となるが、チップ面積が異なるチップ数は、ＲＣＩＧＢＴ１種とＳｉＣ−ＦＷＤ１種の計２種で済むため、モジュール化した場合などで構造の統一化が図れるなどのメリットを有する。
尚、上記実施例には、コンバータ回路とインバータ回路を前提に説明したが、チョッパ回路などの直流−直流変換回路に適用する半導体デバイスとしても同様に実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
本発明は、半導体スイッチ回路を用いて電力変換回路を構成する半導体スイッチ回路を構成する半導体デバイスの構成方法に関する技術であり、コンバータ回路、インバータ回路を用いる電動機駆動装置、無停電電源装置などの電力変換装置への適用が可能である。
【符号の説明】
【００２６】
１・・・交流電源          ２・・・コンバータ回路
３・・・インバータ回路          ４・・・コンデンサ
５・・・電動機（負荷）          ６、８・・・ＩＧＢＴ
７、９・・・ダイオード          １０・・・スイッチ回路（アーム）
１１・・・ＲＣＩＧＢＴ（逆導通ＩＧＢＴ）
１２・・・ＳｉＣ−ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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