(57)【要約】【課題】ブロックＱＲ分解を用いてＭＩＭＯ復調を行う際に、ＭＩＭＯ伝搬路の相関が大きい場合であっても、伝送特性の劣化を抑える。【解決手段】並び替えブロックＱＲ分解部２は、伝搬路応答Ｈを構成する列ベクトルのノルムを検出し、ノルムが最も小さい列ベクトルを選択し、他の列ベクトルについてノルムが最も小さい列ベクトルに対する相関を検出して相関の小さい順に並び替え、選択した列ベクトル及び並び替えた列ベクトルからなる伝搬路応答Ｈ’’を生成し、ブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列Ｑb及びブロック三角行列Ｒbを求める。尤度情報／復調結果生成部４は、受信信号ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号ｘに対し全ての変調候補点Ｃを代入したマンハッタンメトリックを求めて変調候補点を選択し、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて尤度情報を求める。【選択図】図２
2015041939.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナを介して受信し、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとの間の伝搬路応答を推定し、前記伝搬路応答の行列をＱＲ分解し、ＭＩＭＯ復調を行うＭＩＭＯ受信装置において、
前記伝搬路応答の行列を構成する列ベクトルを並び替え、並び替え後の伝搬路応答をブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求める並び替えブロックＱＲ分解部と、
前記並び替えブロックＱＲ分解部により生成されたユニタリ行列に基づいて、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号の行列を変換する受信信号変換部と、
前記受信信号変換部により変換された受信信号の行列が、前記並び替えブロックＱＲ分解部により生成されたブロック三角行列に、前記複数の送信アンテナから送信される送信信号の行列を乗算して得られ、前記ブロック三角行列が、当該ブロック三角行列を分解した複数のブロック行列により構成される場合に、
前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてメトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、
前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、
前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックに基づいて、前記送信信号の復調を行う復調部と、を備え、
前記並び替えブロックＱＲ分解部は、
前記伝搬路応答の行列を構成する複数の列ベクトルに対し、隣り合う列ベクトルの相関が小さくなるように並び替える、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
前記並び替えブロックＱＲ分解部は、
前記伝搬路応答の行列を構成する列ベクトルのそれぞれについてノルムを算出し、前記ノルムが最も小さい列ベクトルを選択するノルム算出部と、
前記ノルム算出部により選択された列ベクトルを、前記伝搬路応答の行列における左端の列に設定し、前記選択された列ベクトル以外の列ベクトルのそれぞれについて、前記選択された列ベクトルとの間の相関値を検出する相関検出部と、
前記相関検出部により検出された相関値が小さい順に、前記選択された列ベクトル以外の列ベクトルを並び替え、前記伝搬路応答の行列における左端を除く残りの列に設定することで、前記伝搬路応答を前記並び替え後の伝搬路応答に変換する伝搬路行列変換部と、
前記伝搬路行列変換部により変換された並び替え後の伝搬路応答をブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求めるブロックハウスホルダー変換部と、を備えたことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
前記メトリックを、二乗メトリックまたはマンハッタンメトリックとする、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
前記復調部は、
前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてマンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、
前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記マンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、
前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックに基づいて、軟判定による尤度情報を生成する、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）」という。）多重伝送方式を用いたＭＩＭＯ受信装置における復調技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
取材現場等から放送スタジオまたは中継局へ、ニュース映像、イベントの実況映像等の番組素材を伝送する場合、無線により映像信号を伝送する映像無線伝送システムの利用が有効である。この映像無線伝送システムに用いる代表的な装置として、ＦＰＵ（Field Pick-up Unit）装置及びワイヤレスカメラ等が挙げられる。
【０００３】
従来、ハイビジョン（登録商標）のテレビ信号を低遅延かつ高い回線信頼性で無線伝送するワイヤレスカメラの実現を目的とした新しい映像無線伝送システムの開発が注目されている。この新しい映像無線伝送システムでは、複数の送受信アンテナを用いて同一周波数上で複数のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号の伝送を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式を用いることが検討されている。
【０００４】
このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式は、同一周波数上で複数のＯＦＤＭ信号を送信することにより空間分割多重伝送を実現する。これにより、伝送速度を送信アンテナ数倍（受信アンテナは送信アンテナ数以上必要である。）に拡大することができると共に、伝送品質の向上及びダイバーシィティ効果による所要Ｃ／Ｎの低下を実現することができる。
【０００５】
前述のワイヤレスカメラの開発においては、高画質な撮影映像を視聴者へ届けるために大容量伝送が求められる一方、放送という性質上、特に、途切れない映像伝送が重要となる。このため、複数の送信信号を同一周波数上で同時に伝送可能なＭＩＭＯ多重伝送方式の復調技術において、最も優れた伝送特性を有するＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）方式の適用が検討されてきた。
【０００６】
しかし、ＭＬＤ方式では、多重する送信信号の数及び変調多値数の増加に伴い、復調に必要な演算規模が指数関数的に増大する。このようなＭＩＭＯ多重伝送方式を用いた送受信装置においては、ある一定以上の送信信号数及び変調多値数の情報を伝送するための仕組みを実装することが困難であった。
【０００７】
そこで、演算量規模を削減しながらも伝送特性を劣化させない演算量削減型のＭＬＤ方式が数多く検討されてきた。その中でも、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、有効に演算量を削減することができる方式として広く知られている。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、送受信アンテナ間の伝搬路応答の行列に対してＱＲ分解を行い、求めた上三角行列Ｒに基づいて、送信アンテナ数分のステージに分けて各送信信号の変調候補点を順番に求めるものである。
【０００８】
〔ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム〕
まず、ＭＬＤ方式またはＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの概略について説明する。図７は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの全体構成を示す概略図である。このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム３００は、４本の送信アンテナ＃１〜＃４を備えた１系統の端末側の端末装置（以下、送信装置（ＭＩＭＯ送信装置）という。）１００と、４本の受信アンテナ＃１〜＃４を備えた基地局側の基地局装置（以下、受信装置（ＭＩＭＯ受信装置）という。）２００との間でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行うワイヤレスカメラシステムである。送信装置１００から受信装置２００へ伝送するＯＦＤＭ信号の形式は、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ４３の規定に従うものとする。送信アンテナ＃１〜＃４と受信アンテナ＃１〜＃４との間にはＭＩＭＯ伝搬路（伝搬路応答ｈ11，ｈ21，ｈ31，ｈ41，ｈ12，・・・，ｈ44）が形成されている。
【０００９】
送信装置１００は、自由に移動することができる端末装置であり、４本の送信アンテナ＃１〜＃４から、同一周波数で異なるＯＦＤＭ信号を送信する。尚、受信装置２００の受信部が伝搬路応答を推定できるように、送信装置１００は、パイロット信号を周波数軸上に所定間隔で配置すると共に、時間軸上に連続して配置するものとする。
【００１０】
〔ＭＩＭＯ送信装置／端末側〕
端末側の送信装置１００は、４本の送信アンテナ＃１〜＃４、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０１及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２等を備えている。送信装置１００は、撮影映像をエンコードしたＴＳ信号を入力すると、ＴＳ信号に誤り訂正符号等を加える。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、誤り訂正符号等が加えられたＴＳ信号を入力し、入力したシリアルのＴＳ信号を、４系統のパラレルのＴＳ信号に変換する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２は、Ｓ／Ｐ変換部１０１により変換された４系統のＴＳ信号を入力し、４系統のＴＳ信号に所定のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調を施す。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２によりＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調された４系統のＯＦＤＭ信号は、各送信アンテナ＃１〜＃４から送信される。この場合、各ＯＦＤＭ信号のパイロット信号には直交符号等が割り当てられる。これにより、基地局側の受信装置２００は、各送受信アンテナ間のＭＩＭＯ伝搬路毎にパイロット信号を分離し、各伝搬路応答を推定することができる（特許文献１を参照）。
【００１１】
〔ＭＩＭＯ受信装置／基地局側〕
基地局側の受信装置２００は、４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１及びＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部２０２等を備えている。受信装置２００は、送信装置１００から送信された４系統のＯＦＤＭ信号を４本の受信アンテナ＃１〜＃４にて受信する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１は、受信したＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、各送受信アンテナ間の伝搬路応答を推定する。また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１は、受信したＯＦＤＭ信号に対し、推定した伝搬路応答を用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調を施し、元の４系統のＴＳ信号に復元する。Ｐ／Ｓ変換部２０２は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１によりＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調された４系統のＴＳ信号を入力し、入力した４系統のパラレルのＴＳ信号を、シリアルのＴＳ信号に変換する。そして、Ｐ／Ｓ変換部２０２により変換されたＴＳ信号に対し、誤り訂正符号復号及びデコードが行われ、元の撮影映像に復元される。
【００１２】
ここで、受信装置２００にて受信したＯＦＤＭ信号と、推定した伝搬路応答と、送信装置１００により送信されたＯＦＤＭ信号との関係は、式（１）にて表される。
【数１】
2015041939.tif 000003
ここで、ＡＴは任意の行列Ａに対する転置行列を示す。ＹＴ＝［ｙ1，ｙ2，ｙ3，ｙ4］は受信信号ベクトル、ＸＴ＝［ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4］は送信信号ベクトル、Ｈは伝搬路応答の行列、ＮＴ＝［ｎ1，ｎ2，ｎ3，ｎ4］は雑音ベクトルを示す。ｙ1は受信アンテナ＃１にて受信したＯＦＤＭ信号、ｙ2〜4はそれぞれ受信アンテナ＃２〜＃４にて受信したＯＦＤＭ信号である。ｘ1は送信アンテナ＃１から送信されたＯＦＤＭ信号、ｘ2〜4はそれぞれ送信アンテナ＃２〜＃４から送信されたＯＦＤＭ信号である。また、例えばｈ11は送信アンテナ＃１と受信アンテナ＃１との間の伝搬路応答、ｈ21は送信アンテナ＃１と受信アンテナ＃２との間の伝搬路応答を示す。
【００１３】
前記（１）式において、受信信号及び伝搬路応答は受信装置２００において検出することができるので、未知の値は送信信号ベクトルＸ及び雑音ベクトルＮとなる。雑音ベクトルＮは伝送誤りを引き起こす要因となるが、受信信号の電力が雑音電力に比べて十分に大きい場合は、伝送誤りがない状態で所望の信号を伝送することができる。そこで、雑音ベクトルＮを無視すると、未知の値が送信信号ベクトルＸのみとなる式が得られる。
【００１４】
前述のとおり、受信装置２００によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調処理の方式として、ＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式が知られている。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、ＭＬＤ方式の演算量を削減したものである。以下、ＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式について、それぞれ説明する。
【００１５】
〔ＭＬＤ方式〕
まず、ＭＬＤ方式について説明する。ＭＬＤ方式は、最も優れた伝送特性を持つ方式として知られている。ＭＬＤ方式では、送信信号ベクトルＸの各要素（ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4）が取り得る全パターンの変調候補点について、受信信号ベクトルＹのレプリカ信号（受信レプリカ信号）を生成する。受信レプリカ信号は、前記式（１）の右辺を用いて式（２）にて表される。
【数２】
2015041939.tif 000004
【００１６】
全ての送信信号ベクトルＸの組み合わせから生成した受信レプリカ信号のうち、受信信号ベクトルＹＴ＝［ｙ1，ｙ2，ｙ3，ｙ4］に最も近い受信レプリカ信号について、当該受信レプリカ信号を生成する送信信号ベクトルＸの変調候補点を元の送信信号として選択したものが、ＭＬＤ方式の硬判定の復調結果となる。このとき、受信レプリカ信号と受信信号ベクトルＹＴとの間の差を決定するメトリックとして、理論的に最も優れた伝送特性を示す式（３）の二乗メトリックが用いられる。
【数３】
2015041939.tif 000005
【００１７】
前記式（３）の二乗メトリックでは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差を求め、実数部の二乗と虚数部の二乗の和を求める。
【００１８】
ＭＬＤ方式では、前記式（３）で求められる二乗メトリックＥに対し、最も小さい値をとる受信レプリカ信号を生成する送信信号ベクトルＸを復調結果として選択する。ただし、復調結果として選択する可能性のある送信信号ベクトルＸの組み合わせは、変調多値数に対する多重信号数の階乗通りの組み合わせとなるため、変調多値数または多重信号数である送信信号数が増加した場合には、計算対象である前記式（２）にて求める受信レプリカ信号の数、及び前記式（３）にて求める二乗メトリックの演算回数が増大することとなり、演算量が増加して装置実装化が難しくなる。
【００１９】
〔ＱＲＭ−ＭＬＤ方式〕
そこで、ＭＬＤ方式の演算量を削減するために、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式が知られている（特許文献２を参照）。図８は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置２００は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調処理を行う装置であり、図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＦＦＴ処理部２１、伝搬路推定部２２、並び替えＱＲ分解部２３、受信信号変換部２４及び尤度情報／復調結果生成部２５を備えている。尚、図８の受信装置２００には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、誤り訂正部等の他の構成部は省略してある。以下、図８を参照しながらＱＲＭ−ＭＬＤ方式について説明する。
【００２０】
受信装置２００に備えた図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４は、送信装置１００に備えた４本の送信アンテナ＃１〜＃４との間のＭＩＭＯ伝搬路（伝搬路応答ｈ11，ｈ21，ｈ31，ｈ41，ｈ12，・・・，ｈ44）を経由したＯＦＤＭ信号を受信する。つまり、４本の送信アンテナ＃１〜＃４から送信されＭＩＭＯ伝搬路を経由して混信したＯＦＤＭ信号を、それぞれの受信アンテナ＃１〜＃４にて受信する。
【００２１】
ＦＦＴ処理部２１は、受信アンテナ＃１〜＃４にて受信した信号が直交復調されシンボルタイミングが検出されたＯＦＤＭ信号をそれぞれ入力し、ＯＦＤＭ信号からＧＩ信号を除去してＦＦＴを施し、時間軸データから周波数軸データに変換する。そして、ＦＦＴ処理部２１は、周波数軸データのうちのパイロット信号を伝搬路推定部２２に出力し、データ信号を受信信号変換部２４に出力する。
【００２２】
伝搬路推定部２２は、ＦＦＴ処理部２１からパイロット信号を入力し、パイロット信号を用いて送信アンテナ＃１〜＃４と受信アンテナ＃１〜＃４との間の伝搬路応答ｈ11，ｈ21，ｈ31，ｈ41，ｈ12，・・・，ｈ44を推定し、伝搬路応答Ｈ（伝搬路応答の行列Ｈ）を生成して並び替えＱＲ分解部２３に出力する。
【００２３】
並び替えＱＲ分解部２３は、伝搬路推定部２２から伝搬路応答Ｈを入力し、伝搬路応答Ｈを構成する複数の列ベクトルｈi（＝［ｈ1i，ｈ2i，ｈ3i，ｈ4i］Ｔ）（ｉ＝１，２，３，４）のそれぞれについてノルムを算出し、ノルムの小さい順に列ベクトルを左から右に並び替え、伝搬路応答Ｈ’を生成する。列ベクトルｈiのノルムは、｜ｈi｜2＝｜ｈ1i｜2＋｜ｈ2i｜2＋｜ｈ3i｜2＋｜ｈ4i｜2の式で表わされる。このように、並び替えＱＲ分解部２３は、前記式を用いて、ｉ＝１，２，３，４の各々についてノルムを算出し、ノルムの小さい順に左から並び替えることで、新たな伝搬路行列Ｈ’を生成する。
【００２４】
これにより、伝搬路応答Ｈ’は、左の列から右の列へ向けてノルムが小さい順に列ベクトルが配置され、左端の列には最小のノルムを有する列ベクトルが配置され、右端の列には最大のノルムを有する列ベクトルが配置される。
【００２５】
並び替えＱＲ分解部２３は、生成した伝搬路応答Ｈ’をＱＲ分解し（Ｈ’＝ＱＲ）、ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒを求める。そして、並び替えＱＲ分解部２３は、ユニタリ行列Ｑを受信信号変換部２４に出力し、上三角行列Ｒを尤度情報／復調結果生成部２５に出力する。図８において、Ｒ（４）は、後述する式（７）に示す上三角行列Ｒにおける４行目（最下行）の０以外の要素ｒ44であり、Ｒ（ｋ）は、上三角行列Ｒにおけるｋ行目（ｋ＝１，２，３）の全ての要素である。
【００２６】
これにより、上三角行列Ｒは、伝搬路応答Ｈ’と同様に、左の列から右の列へ向けてノルムが小さい順に列ベクトルが配置され、左端の列には最小のノルムを有する列ベクトルが配置され、右端の列には最大のノルムを有する列ベクトルが配置される。また、上三角行列Ｒを構成する複数の列ベクトルは、列数４及び行数４の場合に後述する式（７）に示すようになり、最大のノルムを有する右端の列ベクトルｈ4は要素ｒ14〜ｒ44から構成される。そして、後述する尤度情報／復調結果生成部２５において、上三角行列Ｒの最下行（４行目）から１行目までの行毎の処理が行われる。
【００２７】
この場合、例えば上三角行列Ｒの最下行（４行目）の処理では、伝搬路行列Ｈ’の列ベクトルについて最大のノルムを有する右端の列ベクトルｈ4を構成する要素ｒ14〜ｒ44の一部である要素ｒ44が用いられる。この要素ｒ44は、並び替えを行わない伝搬路行列Ｈから求めた要素ｒ44以上の大きさを持つこととなる。そのため、並び替えを行った伝搬路行列Ｈ’の要素ｒ44のエネルギーは、並び替えを行わない伝搬路行列Ｈから求めた場合よりも大きくなるので、尤度情報／復調結果生成部２５において要素ｒ44を用いて計算する送信信号の信号検出精度が向上する。尚、並び替えＱＲ分解の手法は既知であり、詳細については非特許文献１を参照されたい。
【００２８】
受信信号変換部２４は、ＦＦＴ処理部２１からデータ信号を入力すると共に、並び替えＱＲ分解部２３からユニタリ行列Ｑを入力し、データ信号である受信信号Ｙをユニタリ行列Ｑにて変換し、変換後の受信信号Ｙ’を尤度情報／復調結果生成部２５に出力する。図８において、ｙ’4は、後述する式（７）に示す受信信号Ｙ’における４行目（最下行）の要素であり、ｙ’kは、受信信号Ｙ’におけるｋ行目（ｋ＝３，２，１）の要素である。
【００２９】
前記式（１）の伝搬路応答Ｈに対して一般的なＱＲ分解を施すと、伝搬路応答Ｈは、式（４）のように、ユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒに分解することができる。
【数４】
2015041939.tif 000006
ｎは雑音成分である。以下、ｙを受信信号ベクトルとし、ｘを送信信号ベクトルとする。
【００３０】
さらに、ユニタリ行列Ｑは、ＱＨＱ＝Ｉを満たすので、式（５）が求められる。行列Ｉは単位行列を示す。
【数５】
2015041939.tif 000007
【００３１】
ここで、ＱＨｙ＝ｙ’，ＱＨｎ＝ｎ’とすると、式（６）が得られる。
【数６】
2015041939.tif 000008
【００３２】
前記式（６）を要素毎に記載すると、式（７）となる。
【数７】
2015041939.tif 000009
【００３３】
ここで、雑音成分Ｎ’を無視すると、前記式（７）は式（８）となる。
【数８】
2015041939.tif 000010
【００３４】
尤度情報／復調結果生成部２５は、受信信号変換部２４から受信信号Ｙ’を入力すると共に、並び替えＱＲ分解部２３から上三角行列Ｒを入力し、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの最下行（４行目）から１行目までの各行のステージ毎に（受信信号Ｙ’における最下行から１行目までの各要素のステージ毎に）、とり得る全ての変調候補点を代入した二乗メトリックを求め、二乗メトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求める。
【００３５】
尤度情報／復調結果生成部２５は、変調点記録メモリ２６、メトリック演算部２７、候補点選択部２８、干渉成分演算部２９、減算部３０、メトリック演算部３１及び候補点選択部３２を備えている。
【００３６】
ＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、最も下の行を１番目のステージとし、下から順番に各ステージで演算を行う。まず、メトリック演算部２７は、１番目のステージにおいて、最下行について式（９）の二乗メトリックを求める。
【数９】
2015041939.tif 000011
【００３７】
このとき、前記式（９）のｘ4に対し、とりうる全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ1を求める。そして、候補点選択部２８は、二乗メトリックＥ1が最も小さい変調候補点（ｘ4の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ1が小さい順からＭ1個の変調候補点（Ｍ1個のｘ4の変調候補点）を選択する。
【００３８】
次に、メトリック演算部３１は、２番目のステージにおいて、最下行から１つ上の行について式（１０）の二乗メトリックＥ2を求める。
【数１０】
2015041939.tif 000012
【００３９】
ここで、Ｅ1（ｘ4）は、前記式（９）で求めたｘ4の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１０）のｘ4に対し、１番目のステージにおいて選択した変調候補点を代入し、ｘ3に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ2を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ2が最も小さい変調候補点（ｘ3，ｘ4の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ2が小さい順からＭ2個の変調候補点の組み合わせ（Ｍ2個の（ｘ3，ｘ4）の変調候補点）を選択する。
【００４０】
尚、変調点記録メモリ２６は、送信信号ｘ4〜ｘ1の全ての変調候補点を記録しており、送信信号ｘ4の全ての変調候補点をメトリック演算部２７及び候補点選択部２８に出力し、送信信号ｘ3〜ｘ1の全ての変調候補点をメトリック演算部３１及び候補点選択部３２に出力する。干渉成分演算部２９は、各ステージに対応して、並び替えＱＲ分解部２３から上三角行列Ｒにおけるｋ行目（ｋ＝３，２，１）の要素を入力すると共に、候補点選択部２８から選択された送信信号ｘ4の変調候補点ＣM、及び候補点選択部３２から選択された送信信号ｘ3，ｘ2，ｘ1の変調候補点ＣMを入力する。そして、干渉成分演算部２９は、干渉成分を算出して減算部３０に出力する。干渉成分とは、前記式（８）においてｋ＝３（３行目）の場合、ｒ34ｘ4であり、ｋ＝２（２行目）の場合、ｒ23ｘ3＋ｒ24ｘ4であり、ｋ＝１（１行目）の場合、ｒ12ｘ2＋ｒ13ｘ3＋ｒ14ｘ4である。減算部３０は、各ステージに対応して、受信信号変換部２４からの受信信号ｙ’kから干渉成分を減算し、減算結果をメトリック演算部３１に出力する。
【００４１】
次に、メトリック演算部３１は、３番目のステージにおいて、最下行から２つ上の行について式（１１）の二乗メトリックＥ3を求める。
【数１１】
2015041939.tif 000013
【００４２】
ここで、Ｅ2（ｘ3，ｘ4）は、前記式（１０）で求めたｘ3及びｘ4の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１１）のｘ3及びｘ4に対し、２番目のステージにおいて選択したＭ2個の変調候補点を代入し、ｘ2に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ3を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ3が最も小さい変調候補点（ｘ2，ｘ3，ｘ4の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ3が小さい順からＭ3個の変調候補点の組み合わせ（Ｍ3個の（ｘ2，ｘ3，ｘ4）の変調候補点）を選択する。
【００４３】
次に、メトリック演算部３１は、４番目のステージにおいて、最上行について式（１２）の二乗メトリックＥ4を求める。
【数１２】
2015041939.tif 000014
【００４４】
ここで、Ｅ3（ｘ2，ｘ3，ｘ4）は、前記式（１１）で求めたｘ2、ｘ3及びｘ4の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１２）のｘ2、ｘ3及びｘ4に対し、３番目のステージにおいて選択したＭ3個の変調候補点を代入し、ｘ1に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ4を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ4が最も小さい変調候補点（ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4の変調候補点）を選択する。
【００４５】
硬判定では、候補点選択部３２は、４番目のステージにおいて選択した変調候補点（ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4の変調候補点）を、硬判定の復調結果として出力する。一方、軟判定では、メトリック演算部３１は、各ステージで計算した二乗メトリックを足し合わせたＥ4を、尤度情報として出力する。
【００４６】
このように、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いることにより、ＭＬＤ方式と比較して、生成する受信レプリカ信号の数及び二乗メトリックの演算回数を大幅に削減することができる。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、伝送特性の劣化が小さいため、演算量削減型ＭＬＤ方式として幅広い分野で適用が検討されている。
【００４７】
このＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加した場合であっても、前述のとおりＭＬＤ方式よりも処理負荷を削減することができる。しかしながら、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加するに伴って、受信レプリカ信号の数及び二乗メトリックの演算回数も増加してしまう。
【００４８】
この問題を解決するために、二乗メトリックの代わりに、式（１３）に示すマンハッタンメトリックを用いることにより、乗算回数を削減することができる。
【数１３】
2015041939.tif 000015
【００４９】
前記式（１３）のマンハッタンメトリックでは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差を求め、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求める。マンハッタンメトリックでは乗算を行う必要がないため、前記式（３）に示した二乗メトリックよりも演算量を削減することができる。特に、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等を用いた演算集積回路では、和算及び減算回路と比較して乗算回路がリソースを大幅に消費するため、マンハッタンメトリックのような乗算回路を用いないメトリックは、非常に有効なメトリック演算手法となる。しかし、マンハッタンメトリックは、理論的に最適なメトリックではないため、伝送特性が劣化する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００５０】
【特許文献１】特開２００５−１２４１２５号公報
【特許文献２】特許第４２９０６６０号公報
【非特許文献】
【００５１】
【非特許文献１】D. Wubben, J.Rinas, R.Bohnke, V.Kuhn, and K.D.Kammeyer, “Efficient algorithm for detecting layered Space-time code”, Proc. 4th International ITG Conference on Source and Channel Coding, pp.399-405 （Jan. 2002）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００５２】
一般に、送受信アンテナ間のＭＩＭＯ伝搬路の相関が大きい伝搬路応答に対しＭＩＭＯ復調を行う場合は、相関が小さい伝搬路応答に対してＭＩＭＯ復調を行う場合に比べて伝送特性が大幅に劣化する。また、ＭＩＭＯ伝搬路の相関の大きい伝搬路応答に対して一般のＱＲ分解を行う場合は、そのＱＲ分解の要素が０に近づくため、変調候補点の絞り込み精度（選択精度）が大幅に劣化する。このため、前述の並び替えＱＲ分解を行うことにより、変調候補点の絞り込み精度の劣化を抑制することができる。
【００５３】
しかしながら、前述の並び替えＱＲ分解を、後述するブロックＱＲ分解にそのまま適用することができないという問題があった。ブロックＱＲ分解は、伝搬路応答Ｈをブロック単位でＱＲ分解するものであり、ブロック単位でＭＩＭＯ復調の処理が行われる。このため、ブロック内の複数の要素の相関が大きい場合は、前述のとおり、変調候補点の絞り込み精度が劣化してしまう。
【００５４】
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ブロックＱＲ分解を用いてＭＩＭＯ復調を行う際に、ＭＩＭＯ伝搬路の相関が大きい場合であっても、伝送特性の劣化を抑えることが可能なＭＩＭＯ受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５５】
前記目的を達成するために、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナを介して受信し、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとの間の伝搬路応答を推定し、前記伝搬路応答の行列をＱＲ分解し、ＭＩＭＯ復調を行うＭＩＭＯ受信装置において、前記伝搬路応答の行列を構成する列ベクトルを並び替え、並び替え後の伝搬路応答をブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求める並び替えブロックＱＲ分解部と、前記並び替えブロックＱＲ分解部により生成されたユニタリ行列に基づいて、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号の行列を変換する受信信号変換部と、前記受信信号変換部により変換された受信信号の行列が、前記並び替えブロックＱＲ分解部により生成されたブロック三角行列に、前記複数の送信アンテナから送信される送信信号の行列を乗算して得られ、前記ブロック三角行列が、当該ブロック三角行列を分解した複数のブロック行列により構成される場合に、前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてメトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点におけるメトリックに基づいて、前記送信信号の復調を行う復調部と、を備え、前記並び替えブロックＱＲ分解部が、前記伝搬路応答の行列を構成する複数の列ベクトルに対し、隣り合う列ベクトルの相関が小さくなるように並び替える、ことを特徴とする。
【００５６】
また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記並び替えブロックＱＲ分解部が、前記伝搬路応答の行列を構成する列ベクトルのそれぞれについてノルムを検出し、前記ノルムが最も小さい列ベクトルを選択するノルム算出部と、前記ノルム算出部により選択された列ベクトルを、前記伝搬路応答の行列における左端の列に設定し、前記選択された列ベクトル以外の列ベクトルのそれぞれについて、前記選択された列ベクトルとの間の相関値を検出する相関検出部と、前記相関検出部により検出された相関値が小さい順に、前記選択された列ベクトル以外の列ベクトルを並び替え、前記伝搬路応答の行列における左端を除く残りの列に設定することで、前記伝搬路応答を前記並び替え後の伝搬路応答に変換する伝搬路行列変換部と、前記伝搬路行列変換部により変換された並び替え後の伝搬路応答をブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し、ユニタリ行列及びブロック三角行列を求めるブロックハウスホルダー変換部と、を備えたことを特徴とする。
【００５７】
また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記メトリックを、二乗メトリックまたはマンハッタンメトリックとする、ことを特徴とする。
【００５８】
また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記復調部が、前記変換された受信信号の行列及び前記ブロック三角行列を構成する前記ブロック行列に対応する最下行から最上行までの前記最下行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいてマンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、前記最下行の次の行から最上行までの行において、前記変換された受信信号の行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、前記ブロック三角行列の前記ブロック行列に対応する行の要素、及び前記送信信号の行列の前記ブロック行列に対応する要素についての全ての変調候補点に基づいて前記マンハッタンメトリックを求め、前記マンハッタンメトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックを求め、前記最下行から最上行までの各行にて選択した所定数の変調候補点における二乗メトリックに基づいて、軟判定による尤度情報を生成する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００５９】
以上のように、本発明によれば、ブロックＱＲ分解を用いてＭＩＭＯ復調を行う際に、ＭＩＭＯ伝搬路の相関が大きい場合であっても、伝送特性の劣化を抑えることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】並び替えブロックＱＲ分解部の構成を示すブロック図である。
【図３】並び替えブロックＱＲ分解部において、伝搬路応答Ｈを構成する列ベクトルを並び替えて伝搬路応答Ｈ’’を生成する処理を説明する図である。
【図４】尤度情報／復調結果生成部の構成を示すブロック図である。
【図５】尤度情報／復調結果生成部の処理を示すフローチャートである。
【図６】シミュレーション結果を示す図である。
【図７】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの全体構成を示す概略図である。
【図８】従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００６１】
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明では、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムによるＭＩＭＯ復調処理において、従来のＭＩＭＯ復調方式に比べて伝送特性を改善可能な新たな方式を提案する。特に、本発明のＭＩＭＯ復調方式を、ＭＩＭＯ伝搬路の相関が大きい伝搬環境に適用することにより、伝送特性の劣化を抑制する。
【００６２】
本発明の実施形態によるＭＩＭＯ受信装置は、伝搬路応答をブロックＱＲ分解してブロック三角行列を生成する際に、ブロック三角行列を構成するブロック行列内の要素の相関が小さくなるように、ブロックＱＲ分解を行う前に、伝搬路応答を構成する複数の列ベクトルの並び替えを行う。このブロック行列を単位としてＭＩＭＯ復調方式を用いることで、各ブロック行列のＭＩＭＯ復調性能を向上させ、並び替えを行わないＭＩＭＯ復調と比較して伝送特性を改善することができる。
【００６３】
〔ＭＩＭＯ受信装置〕
まず、本発明の実施形態による受信装置について説明する。図１は、本発明の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置（ＭＩＭＯ受信装置）１は、図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＦＦＴ処理部２１、伝搬路推定部２２、並び替えブロックＱＲ分解部２、受信信号変換部３及び尤度情報／復調結果生成部（復調部）４を備えている。尚、図１の受信装置１には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、誤り訂正部等の他の構成部は省略してある。
【００６４】
ＦＦＴ処理部２１及び伝搬路推定部２２は、図８に示した構成部と同じであるから、ここでは説明を省略する。
【００６５】
並び替えブロックＱＲ分解部２は、伝搬路推定部２２から伝搬路応答Ｈを入力し、伝搬路応答Ｈを構成する複数の列ベクトルｈi（ｉ＝１，２，３，４）のそれぞれについて、各送信アンテナ＃１〜＃４からの総ノルムを検出し、複数の列ベクトルのうちノルムが最も小さい最小列ベクトルを選択する。並び替えブロックＱＲ分解部２は、ノルムが最も小さい最小列ベクトル以外の列ベクトルについて、ノルムが最も小さい列ベクトルに対する相関をそれぞれ検出し、相関の小さい順に並び替える。並び替えブロックＱＲ分解部２は、選択した最小列ベクトル及び並び替えた列ベクトルからなる伝搬路応答Ｈ’’を生成する。
【００６６】
並び替えブロックＱＲ分解部２は、生成した伝搬路応答Ｈ’をブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し（Ｈ’＝ＱbＲb）、ユニタリ行列Ｑb及びブロック三角行列Ｒbを求める。並び替えブロックＱＲ分解部２は、ユニタリ行列Ｑbを受信信号変換部３に出力し、ブロック三角行列Ｒb（後述する要素Ｒ22、Ｒ12及びＲ11）を尤度情報／復調結果生成部４に出力する。
【００６７】
図２は、並び替えブロックＱＲ分解部２の構成を示すブロック図であり、図３は、並び替えブロックＱＲ分解部２において、伝搬路応答Ｈを構成する列ベクトルを並び替えて伝搬路応答Ｈ’’を生成する処理を説明する図である。並び替えブロックＱＲ分解部２は、ノルム算出部４１、相関検出部４２、伝搬路行列変換部４３及びブロックハウスホルダー変換部４４を備えている。
【００６８】
並び替えブロックＱＲ分解部２のノルム算出部４１は、伝搬路推定部２２から、例えば、前記式（１）に示した４つの列ベクトルｈi（ｉ＝１,２,３,４）から構成される伝搬路応答Ｈを入力し、４つの列ベクトルｈiのそれぞれについてノルムを求め、以下の式に示すように、列ベクトルのノルムが最も小さい最小列ベクトルｈminを選択する。そして、ノルム算出部４１は、選択した最小列ベクトルｈmin及び伝搬路応答Ｈを相関検出部４２に出力する。ここで、図３に示すように、ｈmin＝ｈ3とする。
【数１４】
2015041939.tif 000016
【００６９】
相関検出部４２は、ノルム算出部４１から最小列ベクトルｈmin（＝ｈ3）及び伝搬路応答Ｈを入力し、伝搬路応答Ｈの一番左側の列に最小列ベクトルｈmin（＝ｈ3）を設定し、最小列ベクトルｈmin以外の他の３つの列ベクトルｈ1，ｈ2，ｈ4を順番に並べて新たな伝搬路応答Ｈ’を生成する。相関検出部４２は、最小列ベクトルｈmin（＝ｈ3）以外の他の３つの列ベクトルｈ1，ｈ2，ｈ4について、以下の式により、最小列ベクトルｈmin（＝ｈ3）に対する相関値Corrを検出する。そして、相関検出部４２は、列ベクトルｈ1，ｈ2，ｈ4の相関値Corr及び伝搬路応答Ｈ’を伝搬路行列変換部４３に出力する。ここで、図３に示すように、ｈ2，ｈ1，ｈ4の順に相関値Corrが小さいものとする。
【数１５】
2015041939.tif 000017
ｈ’minは、ｈminの複素共役転置を示す。
【００７０】
伝搬路行列変換部４３は、相関検出部４２から列ベクトルｈ1，ｈ2，ｈ4の相関値Corr及び伝搬路応答Ｈ’を入力し、伝搬路応答Ｈ’における一番左側の最小列ベクトルｈmin（＝ｈ3）以外の他の３つの列ベクトルｈ1，ｈ2，ｈ4について、相関値Corrが小さい順番に並び替えて伝搬路応答Ｈ’’を生成する。そして、伝搬路行列変換部４３は、伝搬路応答Ｈ’’をブロックハウスホルダー変換部４４に出力する。伝搬路応答Ｈ’’は、図３に示すように、列ベクトルｈ3，ｈ2，ｈ1，ｈ4が左から右の列に設定された行列となる。
【００７１】
これにより、伝搬路応答Ｈ’’は、伝搬路応答Ｈを構成する複数の列ベクトルが並び替えられ、左端の列に最小ノルムを有する列ベクトルが配置され、右端の列へ向けて、左端の最小ノルムを有する列ベクトルとの間の相関が低い順に列ベクトルが配置される。これにより、各ブロック行列の要素同士の相関が小さくなる。
【００７２】
ブロックハウスホルダー変換部４４は、伝搬路行列変換部４３から伝搬路応答Ｈ’’を入力し、伝搬路応答Ｈ’’をブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し（Ｈ’’＝ＱbＲb）、ユニタリ行列Ｑb及びブロック三角行列Ｒbを求め、ユニタリ行列Ｑbを受信信号変換部３に出力し、ブロック三角行列Ｒb（後述する要素Ｒ22、Ｒ12及びＲ11）を尤度情報／復調結果生成部４に出力する。
【００７３】
これにより、ブロック三角行列Ｒbは、伝搬路応答Ｈ’’と同様に、左端の列に最小ノルムを有する列ベクトルが配置され、右端の列へ向けて、左端の最小ノルムを有する列ベクトルとの間の相関が低い順に列ベクトルが配置される。
【００７４】
ブロック三角行列Ｒbが列数４及び行数４にて構成される場合、ブロック三角行列Ｒbを構成するそれぞれの列ベクトルは、後述する式（１９）に示すように、要素ｒ11及びｒ21からなる左端の列ベクトル、要素ｒ12及びｒ22からなる左端の右隣の列ベクトル、その隣の列には要素ｒ13，ｒ23，ｒ33及びｒ43からなる列ベクトル、及び、要素ｒ14，ｒ24，ｒ34及びｒ44からなる右端の列ベクトルにより構成される。
【００７５】
この場合、ブロック三角行列Ｒbにおいて隣り合う２つの列ベクトルは相関が小さいから、ブロック三角行列Ｒbにおいて、後述するブロック行列Ｒ11を構成する要素ｒ11，ｒ21，ｒ12及びｒ22の相関も小さくなる。同様に、後述するブロック行列Ｒ12を構成する要素ｒ13，ｒ23，ｒ14及びｒ24の相関も小さくなり、後述するブロック行列Ｒ22を構成する要素ｒ33，ｒ43，ｒ34及びｒ44の相関も小さくなる。
【００７６】
したがって、図２及び図３に示した並び替えを行うブロックＱＲ分解の場合は、並び替えを行わないブロックＱＲ分解の場合と比較してブロック行列を構成する要素間の相関が小さくなるから、ブロック行列を単位に処理を行う後述する尤度情報／復調結果生成部４において、各ブロック行列で選択する変調候補点の選択精度が改善され、尤度情報の生成に用いるメトリックの精度も改善される。
【００７７】
図１に戻って、受信信号変換部３は、ＦＦＴ処理部２１からデータ信号（受信信号ｙ）を入力すると共に、並び替えブロックＱＲ分解部２からユニタリ行列Ｑbを入力し、ユニタリ行列Ｑbを用いて受信信号ｙを受信信号ｙ’に変換し（ｙ’＝ＱbHｙ）、受信信号ｙ’（後述する要素ｙ’34及びｙ’12）を尤度情報／復調結果生成部４に出力する。
【００７８】
ブロックハウスホルダー変換の式は、以下の式で表わすことができる。
【数１６】
2015041939.tif 000018
【００７９】
行列Ｉ4は、大きさ４の単位行列を示し、行列Ｖは、伝搬路応答Ｈから抽出した行列であって、ブロック三角行列Ｒbで定義した列と同じ列数の行列を示す。行列Ｈbは、行列Ｖを変換した行列であり、行列Ｖを用いて逆行列演算及び固有値演算等を行うことにより算出される。尚、ブロックハウスホルダー変換は既知であり、その詳細については以下の文献を参照されたい。
「Rotella F, Zambettakis I, “Block Householder Transformation for Parallel QR Factorization”, Applied Mathematics Letters, Volume12, No.4, May.1999, pp.29-34」
【００８０】
伝搬路応答Ｈ’’は、前記式（１６）を用いることで、ユニタリ行列Ｑb及びブロック三角行列Ｒbに分解される（Ｈ’’＝ＱbＲb）。以下、送信４及び受信４の伝搬路応答Ｈの列ベクトルを並び替えた伝搬路応答Ｈ’’に対し、複数の行数２及び列数２のブロック行列に分解するブロックＱＲ分解を例にして説明する。
【００８１】
前記式（１）の伝搬路応答Ｈを並び替えた伝搬路応答Ｈ’’に対して、ブロックＱＲ分解を施すと、伝搬路応答Ｈ’’は、以下の式のように、ユニタリ行列Ｑb及びブロック三角行列Ｒbに分解することができる。
【数１７】
2015041939.tif 000019
ｎは雑音成分である。この場合、受信信号ｙ、送信信号ｘ及び雑音成分ｎの各要素は、並び替えた伝搬路応答Ｈ’’の要素に対応して並び替えられているものとする。
【００８２】
ユニタリ行列Ｑbは、ＱbHＱb＝Ｉを満たすので、以下の式を求めることができる。行列Ｉは単位行列を示す。
【数１８】
2015041939.tif 000020
【００８３】
ここで、前記式（１８）において、ＱbHｙ＝ｙ’、ＱbHｎ＝ｎ’として、各要素も記載すると、以下の式となる。
【数１９】
2015041939.tif 000021
【００８４】
ここで、
2015041939.tif 000022
とし、雑音成分ｎ’を無視すると以下の式が得られる。
【数２０】
2015041939.tif 000023
【００８５】
これにより、行数４及び列数４の伝搬路応答Ｈ’’は、複数の行数２及び列数２のブロック行列Ｒ11，Ｒ12，Ｒ22に分解されることになる。つまり、行数２及び列数２のブロック行列Ｒ11，Ｒ12，Ｒ22は、行数４及び列数４のブロック三角行列Ｒｂを構成する要素を均等に４つ（このうち１つは零行列である。）に分解した行列である。
【００８６】
このようなブロックＱＲ分解は、伝搬路応答Ｈ’’に対してブロック行列の列数単位で行うため、ブロック行列への分解処理は繰り返して行われる。繰り返し回数は、ブロック行列の列数及び行数をＮb、伝搬路応答Ｈ’’の列数をＮとすると、（Ｎ／Ｎb−１）回となる。送信４及び受信４の伝搬路応答Ｈ’’を行数２及び列数２のブロック行列に分解する場合、１回のブロックハウスホルダー変換が必要となる。
【００８７】
ここで、行数４及び列数４の伝搬路応答Ｈ’’に対して一般的なＱＲ分解を行うために必要な乗算回数は、伝搬路応答Ｈ’’を行数２及び列数２のブロック行列に分解するブロックＱＲ分解を行うために必要な乗算回数と比べ、演算量を約３／４倍に抑えることができる。
【００８８】
図１において、尤度情報／復調結果生成部４は、受信信号変換部３から受信信号ｙ’（受信信号ｙ’の要素ｙ’34及びｙ’12）を入力すると共に、並び替えブロックＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒb（ブロック三角行列Ｒbの要素（ブロック行列）Ｒ22、Ｒ12及びＲ11）を入力し、受信信号ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最下行（２行目）から最上行（１行目）までの各行のブロック毎に（受信信号ｙ’における最下行から最上行までの各要素のブロック毎に）、ＭＩＭＯ復調を行う。具体的には、尤度情報／復調結果生成部４は、受信信号ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号ｘに対してとり得る全ての変調候補点を代入したマンハッタンメトリックを求め、マンハッタンメトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて、軟判定による尤度情報を求める。
【００８９】
図４は、尤度情報／復調結果生成部４の構成を示すブロック図であり、図５は、尤度情報／復調結果生成部４の処理を示すフローチャートである。この尤度情報／復調結果生成部４は、変調点記録メモリ５、ＭＩＭＯ復調部６、候補点選択部７、干渉成分演算部８、減算部９、ＭＩＭＯ復調部１０、候補点選択部１１及び二乗メトリック演算部１３，１４を備えている。
【００９０】
尤度情報／復調結果生成部４は、受信信号変換部３から受信信号ｙ’（受信信号ｙ’の要素ｙ’34及びｙ’12）を入力すると共に、並び替えブロックＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒb（ブロック三角行列Ｒbの要素Ｒ22、Ｒ12及びＲ11）を入力する（ステップＳ５０１）。
【００９１】
まず、ＭＩＭＯ復調部６、候補点選択部７及び二乗メトリック演算部１３は、受信信号ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最下行である２行目についての第１のブロックの処理として、変調候補点を選択するためにマンハッタンメトリックを算出し、尤度情報を生成するために二乗メトリックを算出する。つまり、第１のブロックの処理は、前記式（２０）の受信信号ｙ’（要素がｙ’12及びｙ’34の列ベクトル）及びブロック三角行列Ｒb（要素がＲ11、Ｒ12及びＲ22の行列）において、最下行の要素であるブロック行列Ｒ22に対応する最下行の要素（後述する式（２１））による処理である。
【００９２】
受信信号ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最下行である２行目のブロックは、以下の式で表される。
【数２１】
2015041939.tif 000024
このように、ブロック行列Ｒ22は行数２及び列数２の行列であるため、行数４及び列数４の行列よりも少ない演算量でＭＩＭＯ復調を行うことできる。
【００９３】
ＭＩＭＯ復調部６は、受信信号変換部３から受信信号ｙ’の最下行（２行目）の要素である受信信号ｙ’34を入力すると共に、並び替えブロックＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒbの最下行（２行目）の要素Ｒ22を入力し、さらに、変調点記録メモリ５から送信信号ｘ34の全ての変調候補点Ｃを入力する。そして、ＭＩＭＯ復調部６は、ブロック三角行列Ｒbの要素Ｒ22を構成する要素ｒ33、ｒ34、ｒ43及びｒ44と、送信信号ｘ34を構成する送信信号ｘ3及びｘ4とを用いて、送信信号ｘ3及びｘ4がとり得る全ての変調候補点Ｃについて、前記式（２１）の右辺を算出し、ｒ33ｘ3、ｒ34ｘ4、ｒ43ｘ3及びｒ44ｘ4を求める。そして、ＭＩＭＯ復調部６は、以下の式により、ｒ33ｘ3、ｒ34ｘ4、ｒ43ｘ3及びｒ44ｘ4について、送信信号ｘ3及びｘ4がとり得る全ての変調候補点Ｃの組み合わせ通りに足し合わせて受信レプリカ信号を生成し、受信信号ｙ’34を構成する受信信号ｙ’3及びｙ’4並びに受信レプリカ信号を用いて、送信信号ｘ3及びｘ4がとり得る全ての変調候補点ＣについてマンハッタンメトリックＥ34を求める（ステップＳ５０２）。
【数２２】
2015041939.tif 000025
【００９４】
前記式（２２）において、ｒｅａｌ（Ｘ）は複素数Ｘの実数部、ｉｍａｇ（Ｘ）は複素数Ｘの虚数部を示す。後述する式（２６）についても同様である。このマンハッタンメトリックは、受信信号ｙ’と受信レプリカ信号との間の差において、各実数部及び虚数部の絶対値を足し合わせて得られる値である。
【００９５】
候補点選択部７は、ＭＩＭＯ復調部６により求めた送信信号ｘ3及びｘ4がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ34のうち、マンハッタンメトリックＥ34の小さい順からＭ34個を選択し、Ｍ34個のマンハッタンメトリックＥ34における送信信号（ｘ3，ｘ4）の組み合わせ（送信信号ｘ3及びｘ4の変調候補点）を選択する（ステップＳ５０３）。Ｍ34は、予め設定された値である。
【００９６】
二乗メトリック演算部１３は、選択したＭ34個のマンハッタンメトリックＥ34における送信信号（ｘ3，ｘ4）の組み合わせ（送信信号ｘ3及びｘ4の変調候補点）について、以下の式により、二乗メトリックＥ’34を求める（ステップＳ５０４）。
【数２３】
2015041939.tif 000026
【００９７】
二乗メトリックは、受信信号ｙ’と受信レプリカ信号との間の差において、実数部の二乗と虚数部の二乗の和を求めることにより得られる値である。
【００９８】
次に、干渉成分演算部８、減算部９、ＭＩＭＯ復調部１０、候補点選択部１１及び二乗メトリック演算部１４は、受信信号ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最上行である１行目についての第２のブロックの処理として、変調候補点を選択するためにマンハッタンメトリックを算出し、尤度情報を生成するために二乗メトリックを算出する。つまり、第２のブロックの処理は、前記式（２０）の受信信号ｙ’（要素がｙ’12及びｙ’34の列ベクトル）及びブロック三角行列Ｒb（要素がＲ11、Ｒ12及びＲ22の行列）において、最上行の要素であるブロック行列Ｒ11，Ｒ12に対応する最上行の要素（後述する式（２４））による処理である。
【００９９】
受信信号ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最上行である１行目のブロックは、以下の式で表される。マンハッタンメトリックの小さい順に選択したＭ34個の送信信号（ｘ3，ｘ4）の組み合わせを用いて、以下の式の演算が行われる。
【数２４】
2015041939.tif 000027
【０１００】
干渉成分演算部８は、並び替えブロックＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒbの最上行（１行目）の要素Ｒ12を入力すると共に、候補点選択部７からＭ34個の送信信号（ｘ3，ｘ4）の組み合わせを入力し、要素Ｒ12にＭ34個の送信信号（ｘ3，ｘ4）の組み合わせを乗算して干渉成分を求める。
【０１０１】
減算部９は、受信信号変換部３から受信信号ｙ’の最上行（１行目）の要素である受信信号ｙ’12を入力すると共に、干渉成分演算部８から干渉成分を入力し、受信信号ｙ’12から干渉成分を減算し、減算結果ｙ’’をＭＩＭＯ復調部１０に出力する。減算結果ｙ’’（要素がｙ’’1及びｙ’’2の列ベクトル）は、以下の式で表される。
【数２５】
2015041939.tif 000028
【０１０２】
ＭＩＭＯ復調部１０は、並び替えブロックＱＲ分解部２からブロック三角行列Ｒbの最上行（１行目）の要素Ｒ11を入力すると共に、減算部９から減算結果ｙ’’を入力し、さらに、変調点記録メモリ５から送信信号ｘ12の全ての変調候補点Ｃを入力し、候補点選択部７から、選択したＭ34個の送信信号ｘ34の選択候補点におけるマンハッタンメトリックＥ34を入力する。そして、ＭＩＭＯ復調部１０は、ブロック三角行列Ｒbの要素Ｒ11を構成する要素ｒ11、ｒ12、ｒ21及びｒ22と、送信信号ｘ12を構成する送信信号ｘ1及びｘ2とを用いて、送信信号ｘ1及びｘ2がとり得る全ての変調候補点Ｃについて、前記式（２５）の右辺を算出し、ｒ11ｘ1、ｒ12ｘ2、ｒ21ｘ1及びｒ22ｘ2を求める。そして、ＭＩＭＯ復調部１０は、以下の式により、ｒ11ｘ1、ｒ12ｘ2、ｒ21ｘ1及びｒ22ｘ2について、送信信号ｘ1及びｘ2がとり得る全ての変調候補点Ｃの組み合わせ通りに足し合わせて受信レプリカ信号を生成し、減算結果ｙ’’を構成する受信信号ｙ’’1及びｙ’’2並びに受信レプリカ信号を用いて、送信信号ｘ1及びｘ2がとり得る全ての変調候補点Ｃについてマンハッタンメトリックを求め、受信信号ｙ’’1及びｙ’’2に対応する送信信号ｘ3及びｘ4におけるマンハッタンメトリックＥ34（Ｍ34個の送信信号ｘ34の選択候補点に対応しているＭ34個のマンハッタンメトリックＥ34のうちの１個）を足し合わせて、マンハッタンメトリックＥ12を得る（ステップＳ５０５）。
【数２６】
2015041939.tif 000029
【０１０３】
候補点選択部１１は、ＭＩＭＯ復調部１０により求めたマンハッタンメトリックＥ12のうち、マンハッタンメトリックＥ12の小さい順からＭ12個を選択し、Ｍ12個のマンハッタンメトリックＥ12における送信信号（ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4)の組み合わせ（送信信号ｘ1及びｘ2の変調候補点）を選択する。Ｍ12は、予め設定された値である。つまり、候補点選択部１１は、Ｍ12個のマンハッタンメトリックＥ12に対応する送信信号（ｘ1，ｘ2）の組み合わせ（送信信号ｘ1及びｘ2の変調候補点）及び送信信号（ｘ3，ｘ4）の組み合わせ（送信信号ｘ3及びｘ4の変調候補点）を選択する（ステップＳ５０６）。
【０１０４】
二乗メトリック演算部１４は、選択したＭ12個のマンハッタンメトリックＥ12に対応する送信信号（ｘ1，ｘ2）の組み合わせ（送信信号ｘ1及びｘ2の変調候補点）及び送信信号（ｘ3，ｘ4）の組み合わせ（送信信号ｘ3及びｘ4の変調候補点）について、以下の式により、二乗メトリックＥ’12を求める（ステップＳ５０７）。
【数２７】
2015041939.tif 000030
【０１０５】
候補点選択部１１は、ＭＩＭＯ復調部１０により求めたマンハッタンメトリックＥ12のうち最も小さいマンハッタンメトリックＥを特定し、最も小さいＥにおける送信信号（ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4）の組み合わせ（送信信号ｘ1、ｘ2、ｘ3及びｘ4の変調候補点）を求め、これを硬判定の復調結果として出力する（ステップＳ５０８）。
【０１０６】
二乗メトリック演算部１４は、ステップＳ５０７にて求めたＭ12個の二乗メトリックＥ’12を、軟判定の尤度情報として出力する（ステップＳ５０９）。尤度情報として例えばビット尤度または対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）が求められる。尤度情報を誤り訂正復号に用いることにより、軟判定による復調結果を得ることができる。
【０１０７】
（シミュレーション結果）
次に、本発明の実施形態による新たな方式（並び替え有りのブロックＱＲＭ−ＭＬＤ方式）及び並び替え無しのブロックＱＲＭ−ＭＬＤ方式におけるシミュレーション結果について説明する。図６は、そのシミュレーション結果を示す図である。縦軸はビットエラーレートを示し、横軸は受信ＣＮＲ［ｄＢ］を示す。ａは、本発明の実施形態による新たな方式における変調候補点の選択数Ｍ（Ｍ34，Ｍ12）＝２のシミュレーション結果を示し、ｂは、並び替え無しのブロックＱＲＭ−ＭＬＤ方式における変調候補点の選択数Ｍ＝２のシミュレーション結果を示し、ｃは、本発明の実施形態による新たな方式における変調候補点の選択数Ｍ（Ｍ34，Ｍ12）＝４のシミュレーション結果を示し、ｄは、並び替え無しのブロックＱＲＭ−ＭＬＤ方式における変調候補点の選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果を示し、ｅは、従来のＭＬＤ方式（二乗メトリックを使用）のシミュレーション結果を示す。ａ〜ｅは、いずれもＭＩＭＯ伝搬路の送信相関及び受信相関が０．８の場合を示している。並び替え無しのブロックＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、伝搬路応答Ｈの並び替えを行わないでブロックＱＲ分解を行い、変調候補点を選択するためにマンハッタンメトリックを算出し、尤度情報を生成するために二乗メトリックを算出する方式である。
【０１０８】
図６から、本発明の実施形態による新たな方式（並び替え有りのブロックＱＲＭ−ＭＬＤ方式）と、並び替え無しのブロックＱＲＭ−ＭＬＤ方式とを、同じ選択数Ｍとした場合について比較すると、並び替えを行う新たな方式の伝送特性は、並び替えを行わない方式よりも０．５ｄＢ程度改善していることがわかる。
【０１０９】
以上のように、本発明の実施形態による受信装置１によれば、並び替えブロックＱＲ分解部２は、伝搬路応答Ｈを構成する列ベクトルのノルムを検出し、ノルムが最も小さい列ベクトルを選択し、選択した列ベクトル以外の列ベクトルについて、ノルムが最も小さい列ベクトルに対する相関をそれぞれ検出し、相関の小さい順に並び替えるようにした。そして、並び替えブロックＱＲ分解部２は、選択した列ベクトル及び並び替えた列ベクトルからなる伝搬路応答Ｈ’’を生成し、伝搬路応答Ｈ’’をブロックハウスホルダー変換によりブロックＱＲ分解し（Ｈ’’＝ＱbＲb）、ユニタリ行列Ｑb及びブロック三角行列Ｒbを求める。また、受信信号変換部３は、ユニタリ行列Ｑbを用いて受信信号ｙを受信信号ｙ’に変換するようにした。そして、尤度情報／復調結果生成部４は、受信信号ｙ’及びブロック三角行列Ｒbの最下行から最上行まで順番に、ブロック単位に送信信号ｘに対してとり得る全ての変調候補点Ｃを代入したマンハッタンメトリックを求め、マンハッタンメトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて、軟判定による尤度情報を求めるようにした。
【０１１０】
これにより、並び替えブロックＱＲ分解部２により並び替えを行って求めた伝搬路応答Ｈ’’は、隣り合う列ベクトルの相関が小さくなるから、ブロック三角行列Ｒbにおける隣り合う２つの列ベクトルの相関も小さくなる。つまり、ブロック三角行列Ｒbを構成する複数のブロック行列において、当該ブロック行列内の要素の相関は小さくなる。したがって、ブロック行列を単位（ブロック行列の列数単位）に処理を行う尤度情報／復調結果生成部４において、変調候補点の選択の精度が改善され、尤度情報の生成に用いるメトリックの精度も改善される。
【０１１１】
また、本発明の実施形態による受信装置１によれば、図６のシミュレーション結果に示したように、伝搬路応答Ｈを構成する列ベクトルの並び替えを行わない方式よりも伝送特性を改善することができる。したがって、ブロックＱＲ分解を用いてＭＩＭＯ復調を行う際に、ＭＩＭＯ伝搬路の相関が大きい場合であっても、伝送特性の劣化を抑えることが可能となる。
【０１１２】
以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、前記実施形態では、送信４及び受信４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、行数４及び列数４の伝搬路応答Ｈ、並びに行数２及び列数２のブロック行列に分解するブロックＱＲ分解を用いた復調処理の例を挙げて説明したが、本発明は、より大きな行数及び列数の伝搬路応答Ｈに対しても適用があり、ブロック行列の大きさを変更した場合についても適用がある。
【０１１３】
また、前記実施形態では、変調候補点の選択のためにマンハッタンメトリックを用いるようにしたが、例えばマンハッタン−シェビチェフメトリックのように、二乗メトリックよりも演算の処理負荷の低い他のメトリックを用いるようにしてもよい。要するに、乗算を含まない演算を行うメトリックのように、二乗メトリックよりも演算の処理負荷の低いメトリックであればよい。
【０１１４】
また、前記実施形態では、変調候補点の選択のためにマンハッタンメトリックを用い、尤度情報を生成するために二乗メトリックを用いるようにしたが、変調候補点の選択及び尤度情報の生成のためにマンハッタンメトリックのみを用いるようにしてもよいし、二乗メトリックのみを用いるようにしてもよい。
【符号の説明】
【０１１５】
１，２００  受信装置
２  並び替えブロックＱＲ分解部
３，２４  受信信号変換部
４，２５  尤度情報／復調結果生成部
５，２６  変調点記録メモリ
６，１０  ＭＩＭＯ復調部
７，１１，２８，３２  候補点選択部
８，２９  干渉成分演算部
９，３０  減算部
１３，１４  二乗メトリック演算部
２１  ＦＦＴ処理部
２２  伝搬路推定部
２３  並び替えＱＲ分解部
２７，３１  メトリック演算部
４１  ノルム算出部
４２  相関検出部
４３  伝搬路行列変換部
４４  ブロックハウスホルダー変換部
１００  送信装置
１０１  Ｓ／Ｐ変換部
１０２  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部
２０１  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部
２０２  Ｐ／Ｓ変換部
３００  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム
【図１】
2015041939.tif 000031
【図２】
2015041939.tif 000032
【図３】
2015041939.tif 000033
【図４】
2015041939.tif 000034
【図５】
2015041939.tif 000035
【図６】
2015041939.tif 000036
【図７】
2015041939.tif 000037
【図８】
2015041939.tif 000038