(57)【要約】【課題】回路内の還流電流を抑制し損失を小さくする電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源から入力される電力を変換して交流電力を出力する第１変換回路と、第１変換回路に電気的に接続されて、交流電力を三相交流電力に変換し、出力側に接続されるリアクトルに三相交流電力を出力する第２変換回路と、第１変換回路及び第２変換回路を制御するコントローラ１００とを備え、第１変換回路は、ブリッジ状に接続された複数のスイッチング素子と、複数のスイッチング素子にそれぞれ並列に接続された複数の還流素子とを有し、第２変換回路は、各相で上アーム及び下アームにそれぞれ接続され、双方向にスイッチング可能な複数の双方向スイッチング素子Ｓを有し、コントローラ１００は、第２変換回路から出力側に電圧を出力しない第２ゼロベクトル期間を、第１変換回路から電圧を出力しない第１ゼロベクトル期間に合わせて、双方向スイッチング素子Ｓを制御する。【選択図】  図１
2015201954.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から入力される電力を変換して交流電力を出力する第１変換回路と、
前記第１変換回路に電気的に接続されて、交流電力を三相交流電力に変換し、出力側に接続されるリアクトルに前記三相交流電力を出力する第２変換回路と、
前記第１変換回路及び前記第２変換回路を制御するコントローラとを備え、
前記第１変換回路は、
ブリッジ状に接続された複数のスイッチング素子と、
前記複数のスイッチング素子にそれぞれ並列に接続された複数の還流素子とを有し、
前記第２変換回路は、
各相で上アーム及び下アームにそれぞれ接続され、双方向にスイッチング可能な複数の双方向スイッチング素子を有し、
前記コントローラは、
前記第２変換回路から前記出力側に電圧を出力しない第２ゼロベクトル期間を、前記第１変換回路から電圧を出力しない第１ゼロベクトル期間に合わせて、前記双方向スイッチング素子を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記コントローラは、
前記第１変換回路の前記スイッチング素子を駆動させる第１スイッチング信号、及び、前記第１ゼロベクトル期間を示す第１ゼロベクトル信号を生成し、
パルスの密度により前記第２変換回路を制御するＰＤＭ制御用のパルス信号及び前記第１ゼロベクトル信号に基づき、前記双方向スイッチング素子を駆動させる第２スイッチング信号を生成する
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第２スイッチング信号は、
前記パルス信号のオン期間であり、かつ、前記第１ゼロベクトル期間である期間に、前記上アームの前記双方向スイッチング素子を全てオフにし、
前記パルス信号のオン期間であり、かつ、前記第１ゼロベクトル期間ではない期間に、前記上アームの少なくとも一つの前記双方向スイッチング素子及び前記下アームの少なくとも一つの前記双方向スイッチング素子をオンにさせる信号である
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高周波の正弦波電圧をマトリックスコンバータに入力して、入力された電圧をＰＤＭ制御のパルスとして扱うことで、所望の周波数の三相交流電圧を出力するマトリックスコンバータが開示されている（非特許文献１）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】ＰＤＭ制御法を用いた高周波単相／三相マトリックスコンバータの動作検証  ＳＰＣ−１１−０２（著  中田  祐樹（長岡技術科学大学））
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記の非特許文献で開示するＰＤＭ制御法を、直流電源の出力から交流に変換し（１次変換）、さらに交流に変換して（２次変換）、交流を出力するような電力変換回路に適用した場合には、三相交流マトリックスコンバータの出力側に接続されたリアクトルの電流によって還流電流が発生する。そして、この還流電流が１次変換の回路部分にも流れることで電力変換回路の損失が大きくなる、という問題があった。
【０００５】
本発明が解決しようとする課題は、回路内の還流電流を抑制し損失を小さくする電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、直流電源から入力される電力を変換して交流電力を出力する第１変換回路と、第１変換回路に電気的に接続されて交流電力を三相交流電力に変換し、出力側に接続されるリアクトルに三相交流電力を出力する第２変換回路と、第１変換回路及び第２変換回路を制御するコントローラとを備え、第２変換回路から前記出力側に電圧を出力しない第２ゼロベクトル期間を、第１変換回路から電圧を出力しない第１ゼロベクトル期間に合わせるよう、双方向スイッチング素子を制御する、ことによって上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明は、双方スイッチング素子のスイッチング動作により、リアクトルで発生する誘電電流を第１変換回路に流さないように、第２変換回路の電流経路を形成するので、変換回路内の還流電流を抑制し、損失を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図２】図１のコントローラ１００のブロック図である。
【図３】マトリックスコンバータ制御部によるＰＤＭ制御を説明するための概念図であって、（ａ）はマトリックスコンバータの入力電圧の時間特性を示し、（ｂ）ＰＤＭ信号の時間特性を示し、（ｃ）はマトリックスコンバータの出力電圧の特性を示すグラフである。
【図４Ａ】比較例に係る電力変換装置において、第１モードで流れる電流経路を説明するための回路図である。
【図４Ｂ】比較例に係る電力変換装置において、第２モードで流れる電流経路を説明するための回路図である。
【図４Ｃ】比較例に係る電力変換装置において、第３モードで流れる電流経路を説明するための回路図である。
【図５】比較例に係る電力変換装置において、（ａ）インバータのゼロベクトル、（ｂ）１次側トランス電圧（Ｖ１）、（ｃ）１次側トランス電流（Ｉ１）、（ｄ）２次側トランス電圧（Ｖ１）、（ｅ）２次側トランス電流（Ｉ２）、及び、（ｆ）マトリックスコンバータのゼロベクトルの時間的推移を示すグラフである。
【図６Ａ】本発明に係る電力変換装置において、第１モードで流れる電流経路を説明するための回路図である。
【図６Ｂ】本発明に係る電力変換装置において、第３モードで流れる電流経路を説明するための回路図である。
【図７】本発明に係る電力変換装置において、（ａ）インバータのゼロベクトル、（ｂ）１次側トランス電圧（Ｖ１）、（ｃ）１次側トランス電流（Ｉ１）、（ｄ）２次側トランス電圧（Ｖ１）、（ｅ）２次側トランス電流（Ｉ２）、及び、（ｆ）マトリックスコンバータのゼロベクトルの時間的推移を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の概略図である。本例の電力変換装置は、直流電源から入力される直流電力を交流に変換し、変換された交流電力を出力するための装置である。例えば、蓄電池などの直流電源の電力を、家屋の外部から宅内配線を介して家屋内の負荷に供給するための装置である。
【００１０】
図１に示すように、電力変換装置１は、バッテリ１０と、整流回路２０と、インバータ３０と、トランス４０と、マトリックスコンバータ５０と、整流回路６０と、コントローラ１００とを備えている。なお、図１では図示を省略しているが、電力変換装置は、インバータ３０への入出力を検出するためのセンサ、及び、マトリックスコンバータ５０への入出力を検出するためのセンサを備えている。センサは、電流センサ及び電圧センサである。また図１において、一点鎖線で囲う回路は、スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎの接続回路を表している。
【００１１】
バッテリ１０は、直流電源であって、複数の電池を接続することで構成されている。電力変換装置１は、車両等の移動体に搭載された電源を利用して電力を出力する場合には、バッテリ１０は移動体に設けられる。また、バッテリ１０は、車両に限らず、定置用の電力源でもよい。
【００１２】
整流回路２０は、インバータ３０のスイッチング動作により発生するノイズをバッテリ１０に流さないための回路である。整流回路２０は、コイル２１とコンデンサ２２とを備えており、バッテリ１０とインバータ３０との間に接続されている。コイル２１は、バッテリ１０の正極に配線を介して接続されている。コンデンサ２２は、バッテリ１０の正極及び負極にそれぞれ接続された配線の間に、接続されている。
【００１３】
インバータ３０は、バッテリ１０から入力される電力を交流に変換して、変換された交流電力をトランス４０に出力する変換回路である。インバータ３０はトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４と、ダイオードＤ１〜Ｄ４とを備えており、整流回路２０とトランス４０との間に接続されている。
【００１４】
トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は、ＩＧＢＴ等により構成されている。トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ２の直列回路、及び、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の直列回路は並列に接続されている。そして、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２との接続点（中性点）が、トランス４０の１次巻線の一端に接続され、トランジスタＴｒ３とトランジスタＴｒ４との接続点（中性点）が、トランス４０の１次巻線の他端に接続されている。これにより、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は、バッテリ１０の正極及び負極間で、ブリッジ状に接続されている。
【００１５】
ダイオードＤ１〜Ｄ４は還流用の素子であり、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４に対して、それぞれ並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ４の向き（電流の導通方向）は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の向きとは逆向きに接続されている。トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は、コントローラ１００から送信されるスイッチング信号に基づいて、オン、オフを切り替える。なお、図１では図示を省略しているが、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４とコントローラ１００との間には、駆動回路が接続されており、駆動回路は、コントローラ１００からスイッチング信号に応じて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のオン、オフを切り替えるためのゲートパルスを、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４に出力する。
【００１６】
トランス４０は、インバータ３０から出力される交流電力の電圧を変えて、マトリックスコンバータ５０の入力側に対して出力する回路である。トランス４０はコイル（１次側トランス）４１とコイル（二次側トランス）４２とを備えており、インバータ３０とマトリックスコンバータ５０との間に接続されている。
【００１７】
マトリックスコンバータ５０は、トランス４０から出力される交流電力を三相交流電力に変換する変換回路である。マトリックスコンバータ５０は、複数の双方向にスイッチング可能なスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを備えている。マトリックスコンバータ５０は、トランス４０と整流回路６０との間に接続されている。
【００１８】
スイッチング素子Ｓｕｐは双方向にスイッチング可能な素子とするために、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどのトランジスタＴｒｕｐ１及びトランジスタＴｒｕｐ２と、ダイオードＤｕｐ１及びダイオードＤｕｐ２を有している。トランジスタＴｒｕｐ１及びトランジスタＴｒｕｐ２は互いに逆方向で直列に接続され、ダイオードＤｕｐ１及びダイオードＤｕｐ２は互いに逆方向で直列に接続され、トランジスタＴｒｕｐ１及びダイオードＤｕｐ１は互いに逆方向で並列に接続され、トランジスタＴｒｕｐ２及びダイオードＤｕｐ２は互いに逆方向で並列に接続されている。他のスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎ、Ｓｗｎも同様に、トランジスタＴｒｕｎ１、Ｔｒｕｎ２とダイオードＤｕｎ１、Ｄｕｎ２のブリッジ回路、トランジスタＴｒｖｐ１、Ｔｒｖｐ２とダイオードＤｖｐ１、Ｄｖｐ２のブリッジ回路、トランジスタＴｒｖｎ１、Ｔｒｖｎ２とダイオードＤｖｎ１、Ｄｖｎ２のブリッジ回路、トランジスタＴｒｗｐ１、Ｔｒｗｐ２とダイオードＤｗｐ１、Ｄｗｐ２のブリッジ回路、トランジスタＴｒｗｎ１、Ｔｒｗｎ２とダイオードＤｗｎ１、Ｄｗｎ２のブリッジ回路により構成されている。
【００１９】
そして、２つのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを直列に接続した３対の回路が、トランス４０のコイル４２に対して並列接続されている。そして、三相の出力線が、一対に接続されたスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ同士の接続点（中性点）にそれぞれ接続されている。これにより、各相で上アーム及び下アームに、双方向にスイッチング可能なスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎをそれぞれ接続した三相のマトリックスコンバータ５０が構成されている。
【００２０】
整流回路６０は、マトリックスコンバータ５０から出力された三相交流電力を整流することで、負荷で使用される系統電力として出力するためのフィルタ回路である。整流回路６０は、コイル６１〜６３と、コンデンサ６４〜６６を備えている。コイル６１〜６３は、マトリックスコンバータ５０のｕ相、ｖ相、ｗ相にそれぞれ接続されている。コンデンサ６４〜６６は、ｕ相とｖ相との間、ｖ相とｗ相との間、ｗ相とｕ相との間に、それぞれ接続されている。
【００２１】
送電網（Ｐｏｗｅｒ  Ｇｒｉｄ）７０は、電力変換装置１の出力先となる配線網である。送電網７０には負荷が接続されることで、当該負荷は電力変換装置１から電力を受ける。このとき、負荷は誘導性（リアクトル）成分をもっており、マトリックスコンバータ５０の出力側は整流回路６０を介してリアクトルに接続されることになる。
【００２２】
コントローラ１００は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のオン、オフを切り替えることでインバータ３０を制御し、またスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎのオン、オフを切り替えることでマトリックスコンバータ５０を制御する。
【００２３】
次に、図２を用いてコントローラ１００の構成を説明する。図２はコントローラ１００のブロック図である。コントローラ１００は、各種プログラムが格納されたＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、プログラムを実行する動作回路としてのＣＰＵ等を有している。そして、コントローラ１００は、インバータ３０及びマトリックスコンバータ５０の制御機能を発揮するための機能ブロックとして、インバータ制御部１１０と、マトリックスコンバータ制御部１２０とを有している。
【００２４】
インバータ制御部１１０は、センサを用いてバッテリ１０の電圧を検出しつつ、インバータ３０への入力電圧に対して、所定の交流電圧をインバータ３０から出力するように、インバータ３０を制御する。インバータ制御部１１０は、１次側スイッチング信号生成部１１１及びゼロベクトル信号生成部１１２を有している。
【００２５】
１次側スイッチング信号生成部１１１は、バッテリ１０の電圧又は電流に対して、高周波の交流電圧をインバータ３０から出力するための指令値を算出する。指令値を生成する際に、１次側スイッチング信号生成部１１１は、インバータ３０の出力側に接続されているセンサを用いて、インバータ３０の出力値をフィードバックさせつつ、ＰＩ制御により指令値を算出する。インバータ３０から出力される交流電圧の周波数は、予め設定されており、マトリックスコンバータ５０から出力される三相交流の周波数より高い。そして、１次側スイッチング信号生成部１１１は、算出した指令値と予め設定されているキャリアとを比較することで、インバータ３０を制御するためのスイッチング信号（以下、１次側スイッチング信号とも称す。）を生成する。すなわち、１次側スイッチング信号生成部１１は、ＰＷＭ制御によりインバータ３０を制御する。
【００２６】
１次側スイッチング信号生成部１１１は、１次側スイッチング信号を、駆動回路を介してトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４に出力する。また、１次側スイッチング信号生成部１１１は、１次側スイッチング信号をゼロベクトル信号生成部１１２に出力する。
【００２７】
ゼロベクトル信号生成部１１２は、１次側スイッチング信号生成部に基づいて、ゼロベクトル信号を生成する。ゼロベクトル信号は、インバータ３０からコイル４１に対して電圧を印加していないゼロベクトル期間（インバータ３０の出力電圧がゼロの期間）を表す信号である。ゼロベクトル期間は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のオン、オフの状態で決まるため、ゼロベクトル信号生成部１１２は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のオン、オフの切り替えのタイミングを表す１次側スイッチング信号からゼロベクトル期間を特定する。そして、ゼロベクトル信号生成部１１２は、特定したゼロベクトル期間をハイレベルとしつつ、ゼロベクトル期間以外の期間をローレベルとしたゼロベクトル信号を生成する。ゼロベクトル信号生成部１１２は、ゼロベクトル信号を２次側スイッチング信号生成部１２２に出力する。
【００２８】
マトリックスコンバータ制御部１２０は、コイル４２に印加された電圧に対して、所定の三相交流電圧をマトリックスコンバータ５０から出力するための指令値を算出する。マトリックスコンバータ５０への入力は高周波である。一方、マトリックスコンバータ５０の出力は、送電網７０に接続される家庭用負荷のための電力源となることを想定している点から低周波となる。すなわち、マトリックスコンバータの入力周波数は、出力周波数に比べて十分に大きい。そのため、マトリックスコンバータ制御部１２０は、ＰＤＭ制御により、マトリックスコンバータ５０を制御している。マトリックスコンバータ制御部１２０は、ＰＤＭ制御信号生成部１２１と、２次側スイッチング信号生成部１２２を有している。
【００２９】
マトリックスコンバータ制御部１２０によるＰＤＭ制御について、図３を用いて説明する。図３は、マトリックスコンバータ制御部１２０によるＰＤＭ制御を説明するための概念図であって、（ａ）はマトリックスコンバータ５０に入力される入力電圧の時間特性を示し、（ｂ）はＰＤＭ制御信号生成部１２１で生成されるＰＤＭ信号の時間特性を示し、（ｃ）はマトリックスコンバータ５０の出力電圧の特性を示すグラフである。
【００３０】
マトリックスコンバータ５０に入力される入力電圧は、図６（ａ）に示すように、高周波の正弦波電圧となる。マトリックスコンバータ制御部１２０は、マトリックスコンバータ５０への入力電圧の半周期を、ＰＤＭ制御の１パルスとして扱って、スイッチング素子Ｓ（スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）のオン、オフを切り替えているためのスイッチング信号を生成する。この１パルスに相当する時間幅は、マトリックスコンバータ５０の出力の最小単位となり、ＰＤＭ制御は、最小単位の出力パルスの数を調整することで、パルス密度及びパルスの正負で出力電圧の波形を形成している。
【００３１】
ＰＤＭ制御信号生成部１２１は、パルス密度と対応したデューティをもった矩形波のＰＤＭ制御信号を生成している。ＰＤＭ制御信号のハイレベルの期間（オン期間）が、パルスの出力期間となる。２次側スイッチング信号生成部１２２は、ＰＤＭ制御信号を用いてスイッチング素子Ｓのオン、オフを切り替えるための２次側スイッチング信号を生成して、各スイッチング素子Ｓに出力する。このとき、マトリックスコンバータ５０への入力は単相交流であるため、入力電圧の正負が反転するときに、上下アームのスイッチング素子Ｓのオン、オフが反転されるように、２次側スイッチング信号生成部１２２は２次側スイッチング信号を生成する。そのため、マトリックスコンバータ制御部１２０は、インバータ３０の制御信号（ＰＷＭ制御信号）から、入力電圧の極性を判別し、負の場合には、上下アームのスイッチング信号を入れ替えるように、スイッチング素子Ｓを制御する。
【００３２】
また、入力電圧は正弦波であるため、図６（ａ）に示すように、半周期毎にゼロクロス点が表れる。そして、２次側スイッチング信号生成部１２２は、半周期毎のゼロクロス点に合わせて、スイッチング素子Ｓのオン、オフを切り替えている。これにより、スイッチング損失がほぼゼロなり、スイッチング素子Ｓで発生する損失が低減できる。
【００３３】
上記のようなＰＤＭ制御によって、マトリックスコンバータ５０の出力電圧は図６（ｃ）の点線に示すような、入力電圧の周波数よりも低い低周波の波形となる。すなわち、出力電圧の節の部分では、ＰＤＭ制御信号のオン期間が短くなり、パルス密度は粗となる。一方、出力電圧の腹の部分では、ＰＤＭ制御信号のオン期間が長くなり、パルス密度が密となる。これにより、コントローラ１００は、マトリックスコンバータ５０の入力電圧に対して、マトリックスコンバータ５０から出力されるパルスの密度を調整することで、出力電圧を生成している。
【００３４】
ところで、マトリックスコンバータ５０がＰＤＭ制御により制御される際、送電網７０に接続されるリアクトルによって、還流電流が、ＰＤＭ制御信号のオン期間にマトリックスコンバータ５０内で流れて、トランス４０を介してインバータ３０にも流れることが問題となっていた。以下、還流電流が流れるときの回路の動作原理について、図４及び図５を用いて説明する。また還流電流が流れるときの回路動作を、比較例に係る回路動作として説明する。なお比較例に係る回路構成は、図１に示す回路と同様である。
【００３５】
比較例に係るインバータ３０及びマトリックスコンバータ５０の回路動作を、３つの動作モードに分けた上で、還流電流について説明する。図４Ａは第１モードでインバータ３０及びマトリックスコンバータ５０に流れる電流を説明するための回路図である。図４Ｂは第２モードで流れる電流を説明するための回路図であり、図４Ｃは第３モードで流れる電流を説明するための回路図である。図４Ａ〜４Ｃに示す回路図では、図１に示した回路の一部を省略した上で図示している。
【００３６】
第１モードでは、インバータ３０は１次側トランスに電圧を出力し、マトリックスコンバータ５０は送電網（リアクトル）７０に電圧を出力している。
【００３７】
第１モードでは、図４Ａに示すように、インバータ３０の上アームのトランジスタＴｒ１とインバータ３０の下アームのトランジスタＴｒ４がオンになり、他のトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３がオフになっている。また、マトリックスコンバータ５０の上アームのスイッチング素子Ｓｕｐと下アームのスイッチング素子Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオンになり、他のスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐはオフになっている。
【００３８】
第２モードでは、インバータ３０は１次側トランスに電圧を出力せず、マトリックスコンバータ５０は送電網（リアクトル）７０に電圧を出力している。
【００３９】
第２モードでは、図４Ｂに示すように、インバータ３０の上アームのトランジスタＴｒ１がオンになり、他のトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４がオフになっている。マトリックスコンバータ５０のスイッチング素子の状態は、第１モードと同じである。
【００４０】
第３モードでは、インバータ３０は１次側トランスに電圧を出力せず、マトリックスコンバータ５０は送電網（リアクトル）７０に電圧を出力していない。
【００４１】
第３モードでは、図４Ｃに示すように、インバータ３０のトランジスタの状態は、第２モードと同じである。また、マトリックスコンバータ５０の下アームのスイッチング素子Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオンになり、上アームの全てのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ及び下アームのスイッチング素子Ｓｕｎはオフになっている。
【００４２】
そして、ＰＤＭ制御信号のオン期間に、第１モードと第２モードの状態が周期的に繰り返されることで、パルス密度を調整した出力電圧がマトリックスコンバータ５０から送電網７０に出力される。なお、ＰＤＭ制御信号のオフ期間では、インバータ３０は所定の周期のパルスを出力するように、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を動作しているが、マトリックスコンバータ５０は、電圧を出力しないように動作している。
【００４３】
このような比較例の制御において、インバータ３０のゼロベクトル、１次側トランス電圧（Ｖ１）、１次側トランス電流（Ｉ１）、２次側トランス電圧（Ｖ１）、２次側トランス電流（Ｉ２）、及びマトリックスコンバータ５０のゼロベクトルの時間的推移を表すと、図５の（ａ）〜（ｆ）で表される。なお、図５（ａ）（ｆ）について、ＩＮＶゼロベクトルのレベル（１）は、インバータ３０から１次側トランスに電圧を出力していないことを示し、ＭＣ（マトリックスコンバータ）ゼロベクトル（１）はマトリックスコンバータから送電網７０に電圧を出力していないことを示す。また、図５において、モード１、モード２、及びモード３は、図４Ａ〜Ｃに示した第１モード、第２モード、及び第３モードにそれぞれ対応する。
【００４４】
モード２ではマトリックスコンバータ５０は２次側トランスと送電網７０との間で閉回路を形成するように、スイッチング素子Ｓが動作している。そのため、モード１で充電された送電網７０のリアクトルが、モード２で放電されて、還流電流がマトリックスコンバータ５０に流れる。図５（ｅ）に示すように、モード２の状態で、２次側トランス電流が流れている。さらに、マトリックスコンバータ５０の還流電流は、トランス４０を介して、インバータ３０にも還流する。そのため、図５（ｃ）に示すように、モード２の状態で、１次側トランス電流が流れている。
【００４５】
還流電流は電力変換装置の損失となるため、本発明の電力変換装置は還流電流を流さないように、マトリックスコンバータ５０のゼロベクトルの期間を、インバータ３０のゼロベクトルの期間に合わせて、マトリックスコンバータ５０を制御している。
【００４６】
図２に戻り、２次側スイッチング信号生成部１２２は、ゼロベクトル信号生成部１１２から、インバータ３０のゼロベクトル期間を表すゼロベクトル信号を取得し、ＰＤＭ制御信号生成部１２１からＰＤＭ制御信号を取得する。２次側スイッチング信号生成部１２２は、ＰＤＭ制御信号のオフ期間では、ＰＤＭ制御信号に応じたスイッチング信号を、スイッチング素子Ｓに出力する。
【００４７】
また、２次側スイッチング信号生成部１２２は、ＰＤＭ制御信号のオン期間では、ゼロベクトル信号のレベルに応じて、マトリックスコンバータ５０の出力側から送電網７０に電圧を出力する第１モード（図４Ａを参照）と、マトリックスコンバータ５０の出力側から送電網７０に電圧を出力しない第３モード（図４Ｃを参照）とを切り替える。２次側スイッチング信号生成部１２２は、ゼロベクトル信号のレベルがローレベル（ゼロ）のときには、ＰＤＭ制御信号に応じたスイッチング信号（ゲートパルス）を、スイッチング素子Ｓに出力する。
【００４８】
マトリックスコンバータ制御部１２０は、ＰＤＭ制御信号のオン期間で、かつ、インバータ３０のゼロベクトル期間でない期間に、マトリックスコンバータ５０の上アームのうち少なくとも１つのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐをオンにし、下アームのうち少なくとも１つのスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎをオンにしている。これにより、コントローラ１００はＰＤＭ制御でマトリックスコンバータ５０を制御することができるため、スイッチング損失を低減できる。
【００４９】
一方、２次側スイッチング信号生成部１２２は、ゼロベクトル信号のレベルがローレベル（ゼロ）のときには、マトリックスコンバータ５０の上アームのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐを全てオフにして、マトリックスコンバータ５０は送電網７０に電圧を出力しない。
【００５０】
すなわち、マトリックスコンバータ制御部１２０は、ＰＤＭ制御信号のオン期間であり、かつ、インバータ３０のゼロベクトル期間である期間に、上アームのスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐをオフにする。これにより、コントローラ１００は、インバータ３０のゼロベクトル期間とマトリックスコンバータ５０のゼロベクトル期間とを合わせるように、スイッチング素子Ｓを制御できる。
【００５１】
上記の回路動作について、図６Ａ、Ｂ及び図７を用いて説明する。図６Ａは第１モードでインバータ３０及びマトリックスコンバータ５０に流れる電流を説明するための回路図である。図６Ｂは第３モードで流れる電流を説明するための回路図である。図６Ａ、６Ｂに示す回路図では、図１に示した回路の一部を省略した上で図示している。
【００５２】
また図７（ａ）〜（ｆ）は、本発明の電力変換装置１において、インバータ３０のゼロベクトル、１次側トランス電圧（Ｖ１）、１次側トランス電流（Ｉ１）、２次側トランス電圧（Ｖ１）、２次側トランス電流（Ｉ２）、及びマトリックスコンバータ５０の時間的推移を表すグラフである。また、図７において、モード１及びモード３は、図６Ａ、６Ｂに示した第１モード及び第３モードにそれぞれ対応する。
【００５３】
比較例において還流電流がインバータ３０に流れていた期間（モード２の期間）で、本発明はモード３になるようにスイッチング素子Ｓを制御している。図６Ｂに示すように、モード３では、マトリックスコンバータ５０の入力側が２次側トランスと遮断した状態となる。そのため、送電網７０のリアクトルの放電により発生した電流は、マトリックスコンバータ５０から２次側トランスに流れないため、還流電流がインバータ３０に流れない。
【００５４】
すなわち、図７（ｆ）に示すように、比較例で還流電流が流れた期間を、ＭＣゼロベクトル期間とすることで、マトリックスコンバータ５０からトランス４０に流れる電流経路が無くなるため、１次側トランス及び２次側トランスの電流はゼロとなり（図７（ｃ）、（ｅ）を参照）、インバータ３０の還流電流が無くなる。これにより、本発明は、インバータ３０の還流電流を抑制しつつ、損失を小さくすることができる。
【００５５】
上記のように本発明は、マトリックスコンバータ５０のゼロベクトル期間を、インバータ３０のゼロベクトル期間に合わせるように、スイッチング素子Ｓを制御している。これにより、比較例のように還流電流の発生の原因となっていたモード２の制御期間が無くなるため、還流電流を防ぐことができる。その結果として、電力変換装置の変換効率を高めることができ、またトランス４０の容量を削減できるためトランスの小型化を実現できる。
【００５６】
また本発明において、コントローラ１００は、ＰＤＭ制御信号とインバータ３０のゼロベクトル信号に基づき、スイッチング素子Ｓを制御するためのスイッチング信号を生成している。これにより、インバータ３０のスイッチング信号より、インバータ３０のゼロベクトル信号を生成し、当該ゼロベクトル信号とＰＤＭ制御信号とのＡＮＤ演算によってマトリックスコンバータ５０のスイッチング信号を生成できるため、マトリックスコンバータ５０のゼロベクトル期間とインバータのゼロベクトル期間との間の遅延を防ぐことができる。
【００５７】
上記インバータ３０は本発明に係る第１変換回路に相当し、マトリックスコンバータ５０が本発明に係る第２変換回路に相当する。
【符号の説明】
【００５８】
１０…バッテリ
２０…整流回路
２１…コイル
２２…コンデンサ
３０…インバータ
Ｔｒ１〜Ｔｒ４…トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード
トランス
４１、４２…コイル
５０…マトリックスコンバータ
Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ…スイッチング素子
６０…整流回路
６１、６２、６３…コイル
６４、６５、６６…コンデンサ
７０…送電網
１００…コントローラ
１１０…インバータ制御部
１１１…１次側スイッチング信号生成部
１１２…ゼロベクトル信号生成部
１２０…マトリックスコンバータ制御部
１２１…ＰＤＭ制御信号生成部
１２２…２次側スイッチング信号部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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