(57)【要約】【課題】双方向へ電力を伝送できる双方向電力変換装置の電力変換効率向上と電流高調波抑制機能と低コスト化の両立を図る。【解決手段】双方向電力変換装置は、双方向電力変換回路と制御手段とで構成されている。制御手段は、双方向電力変換回路を流れる回路電流と交流電源の電圧位相と、外部コントロール端子の信号とに基づいて、パルス信号を第一のスイッチと第四のスイッチの組と、第二のスイッチと第三のスイッチの組を、交互に開閉する。この開閉により双方向電力変換装置には、交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が流れる。【選択図】図１
2015082902.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一のスイッチと第二のスイッチとを直列に接続するとともに、第三のスイッチと第四のスイッチとを直列に接続し、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチ及び第二のスイッチと第四のスイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、交流電源に、第一のインダクタ、第一のキャパシタを直列に接続して閉ループを形成し、前記第一のスイッチと第二のスイッチの接続点と、前記第三のスイッチと第四のスイッチの接続点との間に、前記第一のキャパシタ、第二のインダクタからなる直列回路を接続し、直流電源に、前記第三のスイッチと前記第四のスイッチの直列接続の両端を接続した双方向電力変換回路と、
前記交流電源の電圧位相を検出する手段から得られる交流電圧位相と、前記双方向電力変換回路を流れる回路電流を検出する手段から得られる回路電流と、電力伝送の向きと送電量を決定する外部コントロール信号にと基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記双方向電力変換回路を流れるように、前記第一のスイッチと第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組を交互に開閉させるためのパルス信号を、前記第一のスイッチと前記第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組とに供給する制御手段と、
を具備したことを特徴とする双方向電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記交流電源の電圧位相を検出する手段により検出される電源電圧の位相信号に基づいて電源電圧と同位相の正弦波を生成する正弦波生成手段と、
この正弦波生成手段により生成された正弦波をもとに前記交流電源に流す正又は負の電流目標値を決定する決定手段と、
この決定手段により決定された前記交流電源電流の目標値に所定の幅を持たせて正側及び負側のエンベロープを生成するエンベロープ生成手段と、
前記回路電流検出手段により検出される回路電流が前記正側エンベロープと前記負側エンベロープとの範囲内に収まるか否かを判定する判定手段と、
前記判定手段により前記回路電流が前記正側エンベロープと前記負側エンベロープとの範囲内から外れるタイミングで前記パルス信号を生成するパルス生成手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の双方向電力変換装置。
【請求項３】
前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した回路電流が流れる経路に負荷または負荷回路を挿入し、前記交流電源からの交流電力と、前記直流電源からの直流電力を、前記外部コントロール信号に応じた電力配分で負荷に電力供給することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の双方向電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、
前記正側エンベロープが常に正の領域であることを検知する正側検知手段と、
前記正側検知手段により前記正側エンベロープが負の領域に外れたことを検出した場合、前記正側エンベロープの持つ負の値を無効とし、ゼロまたは正の値に設定し直す正側エンベロープ補正手段と、
前記負側エンベロープが常に負の領域であることを検知する負側検知手段と、前記負側検知手段により前記負側エンベロープが正の領域に外れたことを検出した場合、前記負側エンベロープの持つ正の値を無効とし、ゼロまたは負の値に設定し直す負側エンベロープ補正手段と、
をさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項３に記載の双方向電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施態様は、交流電源から得られる電力を直流電源に電力伝送するか、あるいは逆に直流電源から得られる電力を交流電源に電力伝送する双方向の電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を直流電圧に変換する方法として、ダイオードブリッジ回路と力率改善コンバータ（ＰＦＣ）と平滑コンデンサを接続する方法が知られている。この方法ではダイオードブリッジに流れる電流は常にダイオード２個分を経由して流れるため電力損失が発生する。また、力率改善コンバータを構成する電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）やダイオードでの電力損失も発生し、交流―直流変換に要する構成全体として電力変換効率が悪い。また、この方式では交流を直流に変換することは出来ても、直流を交流に変換する機能は持っていない。従って、上記構成と別に直流を交流に変換する回路を用意する必要がある。
【０００３】
直流電圧を交流電圧に変換する方法として、パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ回路がある。この方式ではパルス幅に応じた電流を交流電源側に流すことができるので、パルス幅制御を交流電源側の交流電圧に同期させて、交流電源側の電圧波形と同じ交流電流波形を生成することができる。しかしながら、このパルス幅を生成する過程でインバータを構成するスイッチ素子において損失が発生し、電力変換効率が低下してしまう。また、この方式は直流を交流に変換するインバータ機能しか持ち合わせていないため、逆方向の交流ー直流変換を兼ね備えるためには、交流を直流に変換する別回路を用意しなければならない。
【０００４】
このように、双方向の電力変換を実現するには、交流から直流へ変換する回路と直流から交流へ変換する回路を別々に設ける必要があり、しかもそれらのどちらか一方を動かし、他方を停止させるという制御が必要である。回路が冗長であるから、双方向電力変換装置のコストが高価であり、電力変換効率が悪く、装置が大型化、重量化する傾向にある。
【０００５】
これに対し、１つの回路で交流から直流への電力伝送と、直流から交流への電力伝送をまかなうことができ、しかも簡素な回路構成で、電力変換効率が良く、安価、小型、軽量の装置が求められている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−２１９０３公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明が解決しようとする課題は、交流から直流への電力変換と直流から交流への電力変換の双方向の電力変換を、たった１つの簡素な回路で実現し、同時に電力変換効率の向上と、低コスト、小型軽量化の両立を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明の実施形態における双方向電力変換装置は、第一のスイッチと第二のスイッチとを直列に接続するとともに、第三のスイッチと第四のスイッチとを直列に接続し、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチ及び第二のスイッチと第四のスイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、交流電源に、第一のインダクタ、第一のキャパシタを直列に接続して閉ループを形成し、前記第一のスイッチと第二のスイッチの接続点と、前記第三のスイッチと第四のスイッチの接続点との間に、前記第一のキャパシタ、第二のインダクタからなる直列回路を接続し、直流電源に、前記第三のスイッチと前記第四のスイッチの直列接続の両端を接続した双方向電力変換回路と、前記交流電源の電圧位相を検出する手段から得られる交流電圧位相と、前記双方向電力変換回路を流れる回路電流を検出する手段から得られる回路電流と、電力伝送の向きと送電量を決定する外部コントロール信号に基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記双方向電力変換回路を流れるように、前記第一のスイッチと第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組を交互に開閉させるためのパルス信号を、前記第一のスイッチと前記第四のスイッチの組と、前記第二のスイッチと第三のスイッチの組とに供給する制御手段と、を具備したことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第一の実施形態における双方向電力変換装置の回路構成図。
【図２】第一の実施形態における電力変換回路の動作説明に用いる波形図。
【図３】第一の実施形態における電力変換回路の動作説明に用いる波形図。
【図４】第一の実施形態における制御の具体的構成説明に用いるブロック図。
【図５】第一の実施形態における制御の詳細動作説明に用いる波形図。
【図６】第一の実施形態における電力変換回路の動作説明に用いる波形図。
【図７】第二の実施形態における双方向電力変換装置の回路構成図。
【図８】第二の実施形態における電力変換回路の動作説明に用いる波形図。
【図９】第二の実施形態における制御の具体的構成説明に用いるブロック図。
【図１０】第三の実施形態における電力変換回路の動作説明に用いる波形図。
【図１１】第三の実施形態における制御の具体的構成説明に用いるブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、双方向電力変換装置の実施形態について、図面を参照して説明する。
（第一の実施形態）
【００１１】
図１は、第一の実施形態における双方向電力変換装置１００の回路構成図である。双方向電力変換装置１００は、第一第二の半導体スイッチ（以下、単にスイッチと称する）Ｓ１，Ｓ２と、第三第四のスイッチＳ３，Ｓ４と、第一第二のインダクタＬ１，Ｌ２と、第一のキャパシタＣ１と、交流電源の電圧位相を検出する手段としてのゼロクロス検出部１、回路電流検出部２、からなる主回路部と、制御部３により構成される。スイッチＳ１〜Ｓ４はいずれもＮ型電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用する。
【００１２】
双方向電力変換装置１００は、第一のスイッチＳ１のソース端子を第二のスイッチＳ２のドレイン端子に接続する。また、第三のスイッチＳ３のソース端子を第四のスイッチＳ４のドレイン端子に接続する。さらに、第一のスイッチＳ１のドレイン端子と、第三のスイッチＳ３のドレイン端子を接続する。同様に、第二のスイッチＳ２のソース端子と第四のスイッチＳ４のソース端子を接続する。また、第一のスイッチのソース端子と第二のスイッチのドレイン端子を接続する点と、第三のスイッチのソース端子と第四のスイッチのドレイン端子を接続する点の間に、第一のキャパシタＣ１と、第二のインダクタＬ２と、回路電流検出部２を直列に接続する。
【００１３】
双方向電力変換装置１００は、第一のキャパシタＣ１の両端に、第一のインダクタＬ１と交流電源Ｖ１を直列に接続する。さらに、交流電源Ｖ１の両端にゼロクロス検出部１を接続する。
【００１４】
双方向電力変換装置１００は、第三のスイッチＳ３のソースと、第四のスイッチＳ４のドレイン端子の間に、直流電源Ｖ２を接続する。
【００１５】
制御部３は、ゼロクロス検出部１の検出信号Ｖｚと、回路電流検出部２の検出信号ＩＳ１を入力し、これらをもとに適宜演算を行い、その結果をＰ１、Ｐ２信号として出力する。そして、Ｐ１信号は第一のスイッチＳ１及び第四のスイッチＳ４のゲートに接続し、Ｐ２信号は第二のスイッチＳ２及び第三のスイッチＳ３のゲートに接続する。
【００１６】
第一のスイッチＳ１及び第四のスイッチＳ４は、ゲート端子にＰ１信号が供給されている間、導通する。第二のスイッチＳ２及び第三のスイッチＳ３は、ゲート端子にＰ２信号が供給されている間、導通する。
【００１７】
このような回路構成において、本実施形態では１００Ｖ［ボルト］で５０Ｈｚ［ヘルツ］の商用電源を交流電源Ｖ１として使用する。また、直流電源Ｖ２は４００Ｖ［ボルト］であるとする。
【００１８】
そして、交流で電源Ｖ１から直流電源Ｖ２へ２００Ｗ［ワット］の電力を供給する場合を想定する。この場合、交流電源電圧は１００Ｖであるから、２００Ｗの電力を伝達するためには２Ａ［アンペア］の電流が必要になる。つまり最終的に第一のインダクタＬ１を経由して交流電源Ｖ１に流れる電流が交流電源電圧と同相で２Ａであれば、２００Ｗの電力を直流電源Ｖ２に供給できる。この場合、直流電源Ｖ２は４００Ｖであるから、実効電流として０．５Ａの直流が直流電源Ｖ２に流れ込み、この結果として４００Ｖ×０．５Ａ＝２００Ｗの電力供給を受けることになる。
【００１９】
逆に直流電源Ｖ２から交流電源Ｖ１に２００Ｗの電力を伝達する場合は、直流電源Ｖ２から０．５Ａの電流を放出し、これをもとに双方向電力変換装置１００が５０Ｈｚで２Ａの交流電流に変換し、商用電源Ｖ１に供給する。
【００２０】
第一のインダクタＬ１と第一のキャパシタＣ１の組はローパスフィルタを形成し、第一のインダクタを経由して交流電源Ｖ１側に流れる電流は５０Ｈｚ成分のみである。一方で第一のキャパシタＣ１を経由して第一のスイッチＳ１又は第二のスイッチＳ２に流れる電流は、例えば１００ｋＨｚの高周波成分を含む。つまり、回路電流検出部２で検出される回路電流ＩＳ１は、５０Ｈｚの低周波と１００ｋＨｚの高周波の成分が混在している。かくして、双方向電力変換装置１００全体では、これら２種類の、周波数が異なる交流が混在して動作する。
【００２１】
１００ｋＨｚの高周波電流は、第一のスイッチＳ１と第四のスイッチＳ４の対と、第二のスイッチＳ２と第三のスイッチＳ３の対を交互に開閉させることによって得られる。そのためには、回路電流ＩＳ１のピークを規定する正負一対の正弦波状のエンベロープを生成し、これらエンベロープの間で電流の向きが切り替わるように、第一のスイッチＳ１と第四のスイッチＳ４の対と、第二のスイッチＳ２と第三のスイッチＳ３の対を適当なタイミングで交互にスイッチングさせればよい。この手順について図２を用いて説明する。
【００２２】
図２の波形Ｖｚは、商用電源Ｖ１に接続された入力電圧検出部１の検出信号を示す。商用電源Ｖ１の電圧が正のとき、検出信号ＶｚはＨレベルとなり、商用電源Ｖ１の電圧が負のとき、検出信号ＶｚはＬレベルとなる。さらに、商用電源Ｖ１が正から負に切り替わるゼロクロス点、および、負から正に切り替わるゼロクロス点において、検出信号ＶａｃがＨからＬへ、ＬからＨへ、それぞれゼロクロス点に同期して変化する。
【００２３】
図２の波形ｅｎｖ１は、検出信号Ｖｚをもとに正弦波を生成するとともに、そのゼロクロス点は検出信号Ｖａｃの切り替わりタイミングに同期する。このとき正弦波の振幅ａｍｐ１は、所定の演算の結果として与えられるものとする。
【００２４】
図２の波形ｅｎｖＵＰ及びｅｎｖＤＮは、正弦波ｅｎｖ１を中心としてそれぞれ正方向にｄｉｆ１を加算、負方向にｄｉｆ１を減算したものである。これにより正弦波状のエンベロープが正側および負側に生成でき、２つのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮで挟まれた幅は常に一定である。なお、ｄｉｆ１は所定の演算の結果として与えられるものとする。
【００２５】
図２の波形ＩＳ１は、２つのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮの間を折り返すようにスイッチング制御した回路電流を回路電流検出部２で検出した波形である。この２つのエンベロープ値と回路電流検出値ＩＳ１を常に比較し、エンベロープより外側に出たことを検出したら４つのスイッチＳ１〜４の状態を反転させ、電流の傾きを反転させる。次に反対側のエンベロープより外に出たことを検出したら再び４つのスイッチＳ１〜４の状態を反転させる。これにより電流検出値ＩＳ１の傾きが再び反転する。これを繰り返すことで連続的な高周波発振（１００ｋＨｚ）を生成する。なお、正側エンベロープｅｎｖＵＰは常に正の領域にあり、負側エンベロープｅｎｖＤＮは常に負の領域にあるものとする。この関係を維持することにより４つのスイッチＳ１〜４の動作が正常に行われ、効率のよい発振動作となる。
【００２６】
図２の波形Ｖ１電流は、商用電源Ｖ１に流れる電流波形である。回路電流ＩＳ１波形に対して第一のインダクタＬ１と第一のキャパシタＣ１からなるローパスフィルタを通して低周波成分のみを抽出した波形である。ローパスフィルタにより１００ｋＨｚは減衰され５０Ｈｚの低周波成分のみが第一のインダクタＬ１を経由して商用電源Ｖ１に流れる。
【００２７】
このとき、回路電流ＩＳ１は正弦波である２つのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮ間を往復する波形であることから、その平均値はやはり正弦波となる。従って、高周波成分を取り除いた５０Ｈｚ成分は正弦波であり、商用電源Ｖ１に流れる５０Ｈｚ成分は正弦波形状になる。正弦波形状であるということは、基本波である５０Ｈｚ成分に対して、これより高次の周波数成分、具体的には１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ，２００Ｈｚ，・・・の成分含有率が極めて少ない。これは商用電源Ｖ１に流れる入力電流の高調波成分が極めて少ないことを意味する。
【００２８】
ところで、図２では交流電源Ｖ１の電圧と同位相の電流が流れるようにエンベロープを設定した。交流電源Ｖ１から出力される電力は、Ｗ＝Ｖ１電圧×Ｖ１電流  であるから、Ｖ１電圧が正のときにＶ１電流が正であれば、出力電力Ｗは正であり、すなわち交流電源Ｖ１から電力を出力し、その電力は直流電源Ｖ２に供給していることを意味する。
【００２９】
図３は、図２と同等の動作であるが、ゼロクロス検出部１の検出出力Ｖｚに対して生成する正弦波ｅｎｖ１の極性を逆にしたものである。この正弦波ｅｎｖ１をもとに所定の計算結果として得られる幅ｄｉｆ１を加味したものをエンベロープｅｎｖＵＰおよびｅｎｖＤＮとする。このエンベロープ内を往復する回路動作をさせることにより、回路には５０Ｈｚ成分と１００ｋＨｚ成分の両方が混在した電流が流れる。この電流に対し、Ｌ１とＣ１からなるローパスフィルタで１００ｋＨｚ成分を取り除いた電流が交流電源Ｖ１に流れる。このとき、Ｖ１に流れる電流は５０Ｈｚの交流電流となり、なおかつ、電圧位相と逆位相の電流が流れる。これは、電力で見たとき、出力電力Ｗ＝Ｖ１電圧×Ｖ１電流であり、Ｖ１電圧が正のときＶ１電流が負になることから、出力電力は負になる。すなわち、直流電源Ｖ２から交流電源Ｖ１に対して電力を供給していることになる。このように交流電源Ｖ１の電圧位相に対して同相の電流を流すか逆方向の電流を流すかで電力伝送の向きを選択することができる。次に、この動作を制御するための方法を、図４を参照して説明する。
【００３０】
図４は、制御部３の内部構造を示すブロック図である。
【００３１】
制御部３は、正弦波生成機能４００、正弦波の増幅率調整機能４０１、エンベロープの幅調整機能４０２、エンベロープマージン決定機能４０３、２つの値を比較するコンパレータ４０４、およびコンパレータ４０５、状態を保持するラッチ機能４０６、遅延時間を生成する遅延生成４０７および遅延生成４０８から構成される。
【００３２】
正弦波生成手段４００は、ゼロクロス検出部１の検出信号Ｖｚをもとにゼロクロスタイミングと交流電源Ｖ１の電圧極性を知ることができ、これらをもとに交流電源Ｖ１と同位相の正弦波ｓｉｎ１を生成する。例えば、交流電源Ｖ１の電圧が正の場合は検出信号ＶｚはＨレベルであり、商用電源電圧が負の場合は検出信号ＶｚがＬレベルであるとする。検出信号ＶｚがＬからＨになるタイミングで生成する正弦波はｓｉｎ（０度）とし、検出信号ＶｚがＨからＬになるタイミングがｓｉｎ（１８０度）再び検出信号ＶｚがＬからＨになるタイミングがｓｉｎ（３６０度）となるように規定する。
【００３３】
増幅率調整手段４０１は、正弦波生成手段４００が生成した正弦波ｓｉｎ１に対して正又は負の適当な増幅率を掛けて、回路動作に適する振幅ｅｎｖ１を生成する。増幅率の生成方法については後述する。
【００３４】
幅調整手段４０２は、増幅率調整手段４０１が生成した振幅ｅｎｖ１をもとに、所定の幅を加算及び減算して２つのエンベロープ信号を生成する。正側のエンベロープは、振幅ｅｎｖ１に幅を加算したｅｎｖＵＰ、負側のエンベロープは振幅ｅｎｖ１に幅を減算したｅｎｖＤＮとする。所定の幅の生成方法については後述する。
【００３５】
コンパレータ４０４は、幅調整手段４０２が生成した正側エンベロープｅｎｖＵＰと、回路電流検出部２の出力ＩＳ１とを比較し、正側エンベロープｅｎｖＵＰより回路電流検出信号ＩＳ１が大きい場合はコンパレート結果ＳＥＴを出力する。
【００３６】
コンパレータ４０５は、幅調整手段４０２が生成した負側エンベロープｅｎｖＤＮと、回路電流検出部２の出力ＩＳ１とを比較し、負側エンベロープｅｎｖＤＮより回路電流検出信号ＩＳ１が小さい（外側にある）場合はコンパレート結果ＲＥＳＥＴを出力する。
【００３７】
ラッチ４０６は、コンパレータ４０４の出力ＳＥＴと、コンパレータ４０５の出力ＲＥＳＥＴを入力とし、状態を保持する機能である。例えばＳＥＴおよびＲＥＳＥＴ信号がＨレベルのとき有効であるとして、ＳＥＴ信号がＨレベルになるとラッチ出力ＱＡはＨ出力で保持状態となり、同時にラッチ出力ＱＢはＬ出力で保持状態となる。次に、ＳＥＴ信号がＬレベルに戻り、ＲＥＳＥＴ信号がＨレベルになると、ラッチ出力ＱＡはＬ出力で保持状態となり、同時にラッチ出力ＱＢはＨ出力で保持状態となる。その次に、再びＲＥＳＥＴ信号がＬレベルに戻りＳＥＴ信号がＨレベルになると、ラッチ出力ＱＡはＨレベル、ラッチ出力ＱＢはＬレベルとなり、以降この工程を繰り返す。
【００３８】
遅延生成４０７は、ラッチ４０６の出力ＱＡに対して所定の遅延時間を与えるものである。例えば、信号がＨレベルのときに有効であると仮定して、ラッチ出力ＱＡがＬ→Ｈに遷移する時に所定の遅延時間を付加する。逆に、ラッチ出力ＱＡがＨ→Ｌに遷移する時には遅延時間を付加しない。このようにしてラッチ４０６の出力ＱＡに対して遅延を付加した信号をＰ１とする。
【００３９】
遅延生成４０８は、ラッチ４０６の出力ＱＢに対して所定の遅延時間を与えるものである。ラッチ出力ＱＢがＬ→Ｈに遷移する時に所定の遅延時間を付加する。逆にラッチ出力ＱＢがＨ→Ｌに遷移する時には遅延時間を付加しない。このようにしてラッチ４０６の出力ＱＢに対して遅延を付加した信号をＰ２とする。
【００４０】
ＺＶＳマージン４０３は、４つのスイッチＳ１〜Ｓ４のスイッチング動作が効率よく行われる範囲を逸脱しないように動作領域に対してマージンを設定するための機能である。例えば正側エンベロープｅｎｖＵＰに対して、その存在位置がゼロあるいは負の領域に逸脱することを防ぐ。負側エンベロープｅｎｖＤＮに対してはその存在位置が正の領域に逸脱することを防ぐ。
【００４１】
幅調整機能４０２は、正弦波生成機能４００が生成した正弦波ｓｉｎ１に対して幅増幅機能４０１が生成した増幅率ａｍｐ１を掛けたものをｅｎｖ１とする。すなわち、
【００４２】
ｅｎｖ１＝ｓｉｎ１×ａｍｐ１
【００４３】
の式で表される。これをエンベロープの基準波形とみなす。
【００４４】
エンベロープ基準波形に対し、ＺＶＳマージン４０３のマージン値ｅｎｖＭＧＮを補償できる幅をエンベロープに付加したものを正側エンベロープｅｎｖＵＰ、負側エンベロープｅｎｖＤＮと規定する。具体的には
【００４５】
ｅｎｖＵＰ  ＝  ｅｎｖ１  ＋  ｄｉｆ１
【００４６】
ｅｎｆＤＮ  ＝  ｅｎｖ１  −  ｄｉｆ１
【００４７】
という計算式を基本とする。ｄｉｆ１が付加した幅である。
【００４８】
ただし、これらがマージン幅以下にならないようなｄｉｆ１を設定する。
【００４９】
ｄｉｆ１（正の値）＝ｅｎｖ１最大値（ａｍｐ１）＋ｅｎｖＭＧＮ
【００５０】
図４で示したこれらの機能ブロックの働きにより図２および図３の動作波形を得ることが出来るが、その動作詳細について図５を用いてさらに説明する。
【００５１】
図５の波形は、図２のエンベロープ基本波形ｅｎｖ１が正から負へゼロクロスする近辺を拡大した波形である。２つのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮに挟まれた範囲内を回路電流ＩＳ１が折り返すようにしている。回路電流ＩＳ１が正側エンベロープｅｎｖＵＰに達した点を正側判定点とする。同様に負側エンベロープｅｎｖＤＮに達した点を負側判定点とする。これらを用いて回路電流ＩＳ１をいかにして反復動作させるかについて次に説明する。
【００５２】
図５のＳＥＴ波形は、回路電流ＩＳ１が正側エンベロープｅｎｖＵＰより内側にある場合、常にＬレベルを維持する。そして、回路電流ＩＳ１が正側エンベロープｅｎｖＵＰに等しいか又は超えた場合、Ｈレベルを維持する。すなわち、正側判定点は、このＳＥＴ信号がＬからＨに立上ることをもって判定することができる。
【００５３】
図５のＲＥＳＥＴ波形は、回路電流ＩＳ１が負側エンベロープｅｎｖＤＮより内側にある場合、常にＬレベルを維持する。そして、回路電流ＩＳ１が負側エンベロープｅｎｖＤＮに等しいか又は外側へ出た場合、Ｈレベルを維持する。すなわち、負側判定点は、このＲＥＳＥＴ信号がＬからＨに立上ることをもって判定することができる。
【００５４】
図５のＰ１波形は、ＲＥＳＥＴ波形の立ち上がりから遅延１だけ遅れて立上るものとする。そして、ＳＥＴ波形の立ち上がりに対して遅延なく立ち下がるものとする。
【００５５】
図５のＰ２波形は、ＳＥＴ波形の立ち上がりに対して遅延２だけ遅れて立ち上がるものとする。そして、ＲＥＳＥＴ波形の立ち上がりに対して遅延なく立ち下がるものとする。この動作を繰り返すことで、Ｐ１波形とＰ２波形は常に相補的にＨレベルとＬレベルを繰り返す。しかも遅延１、遅延２の間隙があることから同時にＨレベルになることを防いでいる。
【００５６】
図５の波形Ｍ１、Ｍ２は、スイッチＳ１とＳ２の中点Ｍ１の電位、スイッチＳ３とＳ４の中点Ｍ２の電位を示している。スイッチＳ１とＳ４がＯＮ状態になると、直流電源Ｖ２正極端子→第一のスイッチＳ１→第一のキャパシタＣ１→第二のインダクタＬ２→第四のスイッチＳ４→直流伝下Ｖ２負極端子、の経路で電流が流れる。このとき中点Ｍ１電位は、第一のスイッチＳ１がＯＮ状態であることからＨレベルである。なお、Ｐ１波形に遅延１の分だけＨになる時間が遅くなっているが、遅延１の区間は第一のスイッチＳ１のボディダイオードに電流が流れている。すなわち、直流電源Ｖ２負極端子→第四のスイッチＳ４のボディダイオード→第二のインダクタＬ２→第一のキャパシタＣ１→第一のスイッチＳ１のボディダイオード→直流電源Ｖ２の正極端子、の経路で逆電流が流れており、すなわち、第一のスイッチのドレインソース間が逆方向に通電していることから、この状態でもやはり中点Ｍ１電位はＨであることがわかる。従って、遅延１の間隙があっても中点Ｍ１電位はすぐにＨレベルになる。
【００５７】
中点Ｍ２電位についても同様の動作であり、第三のスイッチＳ３、第二のスイッチＳ２がＯＮ状態になると、直流電源Ｖ２正極端子→第三のスイッチＳ３→第二のインダクタＬ２→第一のキャパシタＣ１→第二のスイッチＳ２→直流電源Ｖ２負極端子、の経路で電流が流れ、中点Ｍ２電位はＨレベルである。
【００５８】
遅延２の区間は、直流電源Ｖ２負極端子→第二のスイッチＳ２のボディダイオード→第一のキャパシタＣ１→第二のインダクタＬ２→第三のスイッチＳ３のボディダイオード→直流電源Ｖ２の正極端子、の経路で逆電流が流れ、この場合も中点Ｍ２電位はＨレベルである。従って、遅延２の間隙があっても中点Ｍ２電位はすぐにＨレベルになる。
【００５９】
次に、外部コントロール端子ＣＴＬの電圧を変化させることで双方向電力変換装置１００の電力供給の向きを可変にできることを、図６を参照しながら説明する。
【００６０】
図６は、双方向電力変換装置１００の動作を示す波形である。横軸に時間をとり、波形は上から順に、交流電源Ｖ１電圧波形、外部コントロール端子ＣＴＬの電圧波形、交流電源Ｖ１に流れる電流波形、直流電源Ｖ２に流れる電流波形を示している。
【００６１】
この時間軸ｔにおいて、ａ点においては外部コントロール端子ＣＴＬの電圧が正であり、ｂ点ではゼロ、ｃ点では負の電圧になるように徐々に変化していくものとする。
【００６２】
ａ点においては、外部コントロール端子ＣＴＬの電圧が正で大きいことから、これをもとに増幅率機能４０１で生成される増幅率信号ａｍｐ１も正で大きい値となる。すると、この増幅率ａｍｐ１をもとに生成されたエンベロープｅｎｖＵＰおよびｅｎｖＤＮは振幅が大きく幅も大きい波形となる。この発振動作のうち低周波成分のみを抽出したＶ１電流波形は、元の交流電源Ｖ１と同位相でしかも振幅の大きい電流が流れる。電圧と電流が同相であることから、ａ点における動作は交流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２へ電力を供給するモードにあることがわかる。
【００６３】
次に、ｂ点に移行すると、外部コントロール端子ＣＴＬの電圧はゼロであり、これをもとに生成する増幅率信号ａｍｐ１はぼぼゼロとなる。従って、ｂ点においては交流電源Ｖ１から入力も出力もない状態にある。
【００６４】
次に、ｃ点に移行すると、外部コントロール端子ＣＴＬの電圧は負の値であり、これをもとに生成する増幅率信号ａｍｐ１は負の値であり、これをもとに生成するエンベロープは元の交流電源Ｖ１の電圧位相とは逆位相になる。この発振動作のうち低周波成分のみを抽出したＶ１電流波形は、Ｖ１電圧波形とは逆相となり、すなわち、交流電源Ｖ１へ電力を供給しているモードになる。
【００６５】
直流電源Ｖ２に流れる電流は、交流電源へ供給する電流と相関関係にあり、脈流的な直流電流として流れる。
【００６６】
本実施形態によれば、簡素な構成で双方向の電力伝送を実現することができ、外部コントロール端子により回路動作を切り替えることなく稼働させたまま電力の伝達の向きや電力量をコントロールすることが出来る。また、交流電源側では送電/受電のいずれのモードにおいても交流電源の電圧位相に同期した正弦波電流が流れることから、力率が良く、電流高調波成分が極めて少ない双方向電力変換装置を提供できる。また、半導体スイッチの動作モードが常に効率のよいスイッチングができる範囲内に抑えられていることから、極めて電力変換効率のよい双方向電力変換装置を提供できる。
【００６７】
（第二の実施形態）
図７は、第二の実施形態を説明する回路図である。図１記載の回路と同一の部分に関しては説明を省略し、新たに追加した回路部分のみを説明する。
【００６８】
回路電流が流れる部位に第一のトランスＴ１の１次巻線Ｔ１−Ｐを直列に接続し、その２次巻線Ｔ１−Ｓ１およびＴ１−Ｓ２にダイオードＤ１およびＤ２と第三のキャパシタＣ３からなる整流平滑回路を接続し、これを出力電圧とみなして負荷４を接続する。また、負荷に印加する電圧を検出する出力電圧検出部５を出力端子に接続する。その検出信号をＶｏｕｔとする。
【００６９】
制御部７００は、基本機能は制御部３と同じであるが、新たにＶｏｕｔが入力として加わる。このＶｏｕｔ信号に応じてエンベロープの設定値を変化させ、常に負荷へ印加する電圧が一定になるように制御する。
【００７０】
この構成において、５０Ｈｚ成分と１００Ｈｚ成分が混在した回路電流が流れると、その交流成分はトランスＴ１の２次巻線側に設けられたダイオードＤ１、Ｄ２と第三のキャパシタＣ３による整流平滑回路で直流に変換される。この直流電圧をもとに負荷４は所定の電力で駆動される。このとき、負荷４へ電力を供給する元は、交流電源Ｖ１または直流電源Ｖ２であり、あるいはこれらが分担して供給するようにしてもよい。具体的には外部コントロール端子ＣＴＬにより印加するコントロール電圧を加減することで、これらの配分をコントロールすることができる。その様子を、図８を参照して説明する。
【００７１】
図８は、図７の双方向電力変換装置１００の動作波形を示す図である。横軸に時間軸ｔをとり、波形は上から順に、交流電源Ｖ１の電圧波形、外部コントロール端子ＣＴＬの信号電圧波形、交流電源Ｖ１に流れる電流波形、直流電源Ｖ２に流れる電流波形、回路電流検出部２の検出信号ＩＳ１波形を示す。時間軸のａ点においては、外部コントロール端子ＣＴＬの信号値が正であり、この値から増幅率ａｍｐ１を決めた結果として、交流電源Ｖ１に流れる電流は、交流電源Ｖ１電圧と同相で大電流が流れる。一方、同じａ点における直流電源Ｖ２の電流は、交流電源Ｖ１電流に比例して増減するが、５０Ｈｚ周期における正の電流と負の電流の総和は差引ゼロであり、これは、直流電源Ｖ１からの電力出力は無い状態と言える。すなわち、ａ点においては、交流電源Ｖ１からのみ電力を供給し、直流電源Ｖ２からは電力供給が無く、負荷４で消費される電力は全て交流電源Ｖ１が供給していることになる。
【００７２】
次に、ｂ点における動作は、外部コントロール端子ＣＴＬ信号が小さい値となり、これに応じた振幅の電流が交流電源Ｖ１に流れる。さらに、直流電源Ｖ２の電流値は負となり、直流電源Ｖ２側からも電力を出力していることになる。従って、ｂ点においては、交流電源Ｖ１側と、直流電源Ｖ２側とから、同時に電力を得て、その電力の総和を負荷４が消費していることになる。
【００７３】
次に、ｃ点における動作は、外部コントロール端子ＣＴＬ信号がゼロであり、これをもとに決定される交流電源Ｖ１を流れる電流はゼロとなる。一方で直流電源Ｖ２の電流値は大きい負の値となる。すなわち、交流電源Ｖ１からの電力供給はゼロで、直流電源Ｖ２からのみ電力供給がなされていて、その電力は負荷４で消費されていることになる。
【００７４】
以上のａ、ｂ、ｃ点における回路電流検出信号ＩＳ１の波形は、ａ点では５０Ｈｚ成分が多く含まれており、ｃ点ではほとんど含まれない。そして高周波発振の振幅はほぼ一定であるため、どの領域であっても負荷には電流が供給されている。
【００７５】
このように、外部コントロール信号ＣＴＬによって負荷へ電力供給する供給源を交流電源Ｖ１側にするか直流電源側Ｖ２にするかを決定することができ、しかも、どちらからも同時に供給することが可能で、その配分すらコントロールすることができる。
【００７６】
次に、負荷４に印加する電圧を一定に保つようにフィードバック制御をかける方法について図９を参照して説明する。
【００７７】
図９は、制御部７００の内部ブロックを示す図である。なお、図４で既に説明済みの機能ブロックについてはここでの説明は省略し、新たに加わった機能のみを説明する。
【００７８】
出力電圧検出部５の検出信号Ｖｏｕｔに対して、出力電圧として所望する電圧をリファレンス９００として持ち、その信号ｒｅｆ１とＶｏｕｔの差分を差分検出手段９０１により算出する。例えば、Ｖｏｕｔがｒｅｆ１より大きければ負の値、Ｖｏｕｔがｒｅｆ１より小さければ正の値を出力するものとする。これを幅調整機能４０２の中でエンベロープ基準値ｅｎｖ１を決定する過程で利用する。すなわち、Ｖｏｕｔがｒｅｆ１より大きければエンベロープ基準値ｅｎｖ１の振幅を小さくし、交流電源Ｖ１からの電力流入量を少なくする。同時にエンベロープ幅も狭くし、直流電源Ｖ２からの電力流入量を少なくする。これにより出力が減少することから、Ｖｏｕｔ値は下がることになる。すなわち、Ｖｏｕｔに対してネガティブフィードバックがかかることを意味する。
【００７９】
Ｖｏｕｔがｒｅｆ１より小さい場合は、上記の逆となり、エンベロープ基準値ｅｎｖ１の振幅を大きくするとともにエンベロープ間の幅も広くする。これにより負荷へ供給する電力が増加することから、Ｖｏｕｔ値は上昇する。
【００８０】
本実施形態によれば、負荷に対して交流電源と直流電源の２つの電力源から選択的に負荷に対して電力供給することができる。これは例えば、交流電源が遮断された場合でも蓄電池などの直流電源から、回路動作を止めることなく、稼働している状態のまま電力源の切替ができることを意味し、万一の停電に備えた電源システムとして非常に優れている。また、外部コントロール端子により交流側と直流側の電力配分を調整することも可能であり、商用電源と蓄電池の電力バランスコントロールが極めて簡単に出来るという特性がある。また、上記の電力源のバランスを保ちつつ、負荷へ供給する電圧を一定に保つ制御が可能であり、負荷へ安定した電力供給を実現している。また、本実施形態は第一の実施形態の作用効果も内包することは言うまでもない。
【００８１】
（第三の実施形態）
第一の実施形態では、伝送する電力量を外部コントロール端子ＣＴＬの信号により決定でき、これによりエンベロープ基準信号ｅｎｖ１の振幅や、ＺＶＳマージンを確保するためのエンベロープｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮ間の幅を制御部３で一意に決定することができた。
【００８２】
ところが、第二の実施形態では、負荷の状態は任意であり動作中に負荷のインピーダンスが激変する可能性もある。すると、出力電圧が変動し、これを補うためのネガティブフィードバック機構が働き、エンベロープ基準信号ｅｎｖ１の振幅とエンベロープ間の幅を変動させる。このとき、第一の実施形態で示したようなＺＶＳマージンを補償できない可能性が出てくる。そこで、新たなＺＶＳマージン補償方法を図１０で説明する。
【００８３】
図１０は、双方向電力変換装置１００の動作波形を示したものである。波形は上から順に、エンベロープ基準値であるｅｎｖ１と、これを基準に幅を持たせた上側エンベロープｅｎｖＵＰと、下側エンベロープｅｎｖＤＮ、この２つのエンベロープで挟まれた区間を往復する回路電流ＩＳ１、回路電流ＩＳ１のうち低周波成分のみをローパスフィルタで抽出して交流電源Ｖ１に流す電流、ＶＳ１電流を示している。
【００８４】
ここで、負荷の変動により一時的に直流電源Ｖ２からの電力供給より交流電源Ｖ１からの電力供給が増えた状態になったとする。すると、本来常に正の領域にあるべき正側エンベロープｅｎｖＵＰが負の領域に逸脱してしまう。同様に常に負の領域にあるべき負側エンベロープｅｎｖＤＮが正の領域に逸脱してしまう。
【００８５】
これを防止するためにＺＶＳマージンｅｎｖＭＧＮを設けて正側エンベロープｅｎｖＵＰは常にマージンをもって正の領域に、負側エンベロープｅｎｖＤＮは常にマージンをもって負の領域に留まるようにする。これにより回路電流ＩＳ１は常に正の領域と負の領域を往復することになり、双方向電力変換装置１００を構成する４つのスイッチＳ１〜Ｓ４は常にスイッチングロスの少ないモードで動作することができる。この動作を可能にする制御方法を次に図１１を用いて説明する。
【００８６】
図１１は、ＺＶＳ補償を含む制御部７００の機能を示すブロック図である。図７で既に説明した部分については説明を省略し、新たに加わった部分のみ説明する。
【００８７】
幅調整機能１１００は、正弦波生成機能４００の出力信号ｓｉｎ１、増幅率機能４０１の出力信号ａｍｐ１、差分検出機能９０１の出力信号ｄｉｆ１を入力とし、所定の演算を施した後、正側エンベロープの元信号ｅｎｖ２と、負側エンベロープの元信号ｅｎｖ３を出力する。
【００８８】
ＺＶＳ補償機能１１０１は、前記正側エンベロープの元信号ｅｎｖ２、負側エンベロープの元信号ｅｎｖ３、ＺＶＳマージン機能４０３の出力信号ｅｎｖＭＧＮを入力とし、ＺＶＳ補償のための演算を施した後、正側エンベロープｅｎｖＵＰ、負側エンベロープｅｎｖＤＮを出力する。
【００８９】
これらのエンベロープ信号は、コンパレータ４０４、コンパレータ４０５において回路電流ＩＳ１と比較され、以降の動作は図４と同じになる。
【００９０】
本実施例によれば、ＺＶＳ補償７００の機能によりエンベロープｅｎｖＵＰ及びｅｎｖＤＮが常に正しい領域に存在できる。これにより負荷が急変した場合であっても、スイッチング素子であるＦＥＴに対して損失の少ない駆動をしつつ、負荷に一定の電圧を供給することができる。すなわち、小型、高効率、低コストでありながら、負荷に印加する交流又は直流の電力コントロール範囲が広い電力変換装置が実現できる。なお、第一及び第二の実施形態の作用効果を内包することは言うまでもない。
【００９１】
（他の実施形態）
本発明は、前記各実施形態に限定されるものではない。
【００９２】
例えば前記各実施形態では、単相の交流電源Ｖ１を用いたが、交流電源Ｖ１は単相に限定するものではない。三相あるいはそれ以上の多相の交流電源を用いることも可能である。
【００９３】
また、前記各実施形態ではスイッチング素子としてＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）Ｓ１〜Ｓ４を用いたが、これに限定されるものではない。例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＧａＮ、ＳｉＣ等の半導体素子を用いても良い。あるいはリレーのような機械式スイッチとダイオードの組み合わせで、第一のスイッチＳ１〜第四のスイッチＳ４を構成してもよい。
【００９４】
また、前記各実施形態では商用電源Ｖ１のゼロクロスをゼロクロス検出部１でＶｚ信号として検出し、これをもとに正弦波生成部４００で商用電源Ｖ１と同相又は逆相の正弦波ｓｉｎ１を生成しているが、この方法に限定するものではなく、例えば商用電源Ｖ１の交流電圧波形をもとに同相又は逆相の正弦波ｓｉｎ１を生成してもよい。
【００９５】
また、図７では負荷の例としてトランスＴ１の２次側出力を整流平滑した直流電圧出力に対して直流負荷を接続した負荷回路を接続しているが、これに限定するものではなく、回路電流が流れる経路に交流負荷を入れてもよい。
【００９６】
以上を総括して、本発明の複数の実施形態を単独または連携させて実施することで、簡素な構成であるにもかかわらず、交流→直流および直流→交流の双方向の電力変換において交流電源側に流れる電流の高調波成分を極めて低く抑えることにより、外部機器への電流歪の影響を避けることができる。また、電力変換素子である４つのＦＥＴに対して常にスイッチング損失が極めて少ないモードで動作することから、小型、高効率、低コストの双方向電力変換装置を構成することができ、様々な分野の電力変換器として利用できるため、産業上の効果は大きい。
【００９７】
この他、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、様々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００９８】
１００  双方向電力変換装置
１  ゼロクロス検出部
２  回路電流検出部
３  制御部
４００  正弦波生成部
４０１  増幅率決定部
４０２  幅調整部
４０３  ＺＶＳマージン決定
４０４、４０５  コンパレータ
４０６  ラッチ
４０７、４０８  遅延生成
４  負荷
５  出力電圧検出部
７００  制御部
９００  リファレンス電圧
９０１  差分検出
１１００  幅調整部
１１０１  ＺＶＳ補償部
【図１】
2015082902.tif 000003
【図２】
2015082902.tif 000004
【図３】
2015082902.tif 000005
【図４】
2015082902.tif 000006
【図５】
2015082902.tif 000007
【図６】
2015082902.tif 000008
【図７】
2015082902.tif 000009
【図８】
2015082902.tif 000010
【図９】
2015082902.tif 000011
【図１０】
2015082902.tif 000012
【図１１】
2015082902.tif 000013