(57)【要約】【課題】回路規模および消費電力の増大を回避しつつ、反射係数を一意に検出できる不整合検出回路を提供する。【解決手段】電力増幅器（１０２）と負荷（１０４）との間を接続する伝送線路（１０６）において、第１（１０８）、第２（１１０）および第３（１１２）の検出点を備える。不整合検出回路は、第１の検出点および第２の検出点における高周波信号の位相差と、第１の検出点および第３の検出点における高周波信号の位相差から演算処理回路（１３０）により、伝送線路に接続された負荷の反射係数を計算する。【選択図】図１
2015032930.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送線路上の第１、第２および第３の検出点に、第１、第２および第３の高インピーダンス素子を介してそれぞれ接続される、第１、第２および第３の包絡線変動除去回路と、
前記第１および第３の包絡線変動除去回路の出力から位相差を検出する第１の位相比較回路と、
前記第２および第３の包絡線変動除去回路の出力から位相差を検出する第２の位相比較回路と、
前記第１および第２の位相比較回路の出力値から、前記伝送線路に接続された負荷の反射係数を計算する演算処理回路と
からなる不整合検出回路。
【請求項２】
制御部をさらに備え、該制御部は、
一定周期毎に前記第１の位相比較回路により検出された第３の位相を保持し、
前記第３の位相が保持された周期の次の周期において、前記第１の位相比較回路により検出された第１の位相と前記第３の位相との差が一定の範囲を越えた場合に、前記第２の位相比較回路を動作させ、
前記第１の位相および前記第２の位相比較回路により検出された第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させる
ことを特徴とする請求項１に記載の不整合検出回路。
【請求項３】
制御部をさらに備え、該制御部は、
一定周期毎に前記第１および第２の位相比較回路により交互に検出された第３および第４の位相を保持し、
前記第３および第４の位相が保持された周期の次の周期に前記第１または第２の位相比較回路により第１または第２の位相を検出し、
前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合、または前記第２の位相と前記第４の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合に、前記第２または第１の位相比較回路により前記第２または第１の位相をそれぞれ検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させる
ことを特徴とする請求項１に記載の不整合検出回路。
【請求項４】
制御部をさらに備え、該制御部は、
前回前記負荷の反射係数を計算した時に、前記第１の位相比較回路により検出された第３の位相を保持し、
一定周期毎に前記第１の位相比較回路により検出された第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合に第２の位相比較器を動作させ、
前記第１の位相および前記第２の位相比較回路により検出された第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させる
ことを特徴とする請求項１に記載の不整合検出回路。
【請求項５】
制御部をさらに備え、該制御部は、
前回前記負荷の反射係数を計算した時に、前記第１および第２の位相比較回路により検出された第３および第４の位相を保持し、
一定周期毎に前記第１および第２の位相比較回路により交互に第１および第２の位相を検出し、
前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合、または前記第２の位相と前記第４の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合に、前記第２または第１の位相比較回路により前記第２または第１の位相をそれぞれ検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させる
ことを特徴とする請求項１に記載の不整合検出回路。
【請求項６】
伝送線路上の第１および第２の検出点に、第１および第２の高インピーダンス素子を介してそれぞれ接続される２つの入力端子を有する選択回路と、
前記選択回路の出力が接続された第１の包絡線変動除去回路と、
前記伝送線路上の第３の検出点に、第３の高インピーダンス素子を介して接続される第２の包絡線変動除去回路と、
前記第１および第２の包絡線変動除去回路の出力から位相差を検出する位相比較回路と、
前記位相比較回路の出力値から、前記伝送線路に接続された負荷の反射係数を計算する演算処理回路と
からなる不整合検出回路。
【請求項７】
制御部をさらに備え、該制御部は、
前記選択回路に前記第１の検出点を選択させ、一定周期毎に前記位相比較回路により検出された第３の位相を保持し、
前記第３の位相が保持された周期の次の周期に位相比較回路により検出された第１の位相と、前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合に、前記選択回路に前記第２の検出点を選択させ、前記位相比較回路により第２の位相を検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させる
ことを特徴とする請求項６に記載の不整合検出回路。
【請求項８】
制御部をさらに備え、該制御部は、
一定周期毎に前記選択回路に前記第１および第２の検出点を選択させ、前記位相比較回路により検出された第３および第４の位相を保持し、
前記第３および第４の位相が保持された周期の次の周期に前記選択回路が前記第１または第２の検出点を選択した時に、前記位相比較回路により第１または第２の位相を検出し、
前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合、または前記第２の位相と前記第４の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合に、前記選択回路に前記第２または第１の検出点を選択させ、前記位相比較回路により前記第２または第１の位相をそれぞれ検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させる
ことを特徴とする請求項６に記載の不整合検出回路。
【請求項９】
制御部をさらに備え、該制御部は、
前回前記負荷の反射係数を計算した時に、前記選択回路が前記第１の検出点を選択していた時に前記位相比較回路により検出された第３の位相を保持し、
前記選択回路に前記第１の検出点を選択させ、一定周期毎に前記位相比較回路により第１の位相を検出し、前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合に前記選択回路に前記第２の検出点を選択させ、前記位相比較回路により第２の位相を検出し、
前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させる
ことを特徴とする請求項６に記載の不整合検出回路。
【請求項１０】
制御部をさらに備え、該制御部は、
前回前記負荷の反射係数を計算した時に、前記選択回路が前記第１および第２の検出点を選択していた時に前記位相比較回路により検出された第３および第４の位相を保持し、
一定周期毎に前記選択回路により前記第１および第２の検出点を交互に選択して前記位相比較回路により第１および第２の位相を検出し、前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合、または前記第２の位相と前記第４の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合に、前記選択回路により前記第２または第１の検出点を選択させ、前記位相比較回路により前記第２または第１の位相をそれぞれ検出し、
前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させる
ことを特徴とする請求項６に記載の不整合検出回路。
【請求項１１】
前記制御部は、
前記演算処理回路で反射係数を計算した後の一定期間、前記第１および第２の位相比較回路の位相検出周期を短くする
ことを特徴とする請求項２乃至５に記載の不整合検出回路。
【請求項１２】
前記制御部は、
前記演算処理回路で反射係数を計算した後の一定期間、前記位相比較回路の位相検出周期を短くする
ことを特徴とする請求項７乃至１０に記載の不整合検出回路。
【請求項１３】
請求項１乃至１２に記載の不整合検出回路に接続された増幅器と、
前記増幅器または前記負荷に設けられ、該増幅器のインピーダンスと該負荷のインピーダンスとを整合させる可変インピーダンス整合回路とをさらに備え、
前記不整合検出回路の出力を元に、前記可変インピーダンス整合回路を制御する
ことを特徴とする高周波信号増幅システム。
【請求項１４】
請求項１乃至１２に記載の不整合検出回路に接続された増幅器をさらに備え、
前記不整合検出回路の出力を元に、前記増幅器の入力信号および電源電圧のいずれか一方または双方に、前記負荷の不整合により生じる歪み成分を補償する前置歪みを与える
ことを特徴とする高周波信号増幅システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、不整合検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話などの移動通信端末に搭載されたアンテナは周辺環境の影響を受け易く、移動通信端末の使用状態によりアンテナのインピーダンスが変動する。
【０００３】
一般に、信号源と負荷のインピーダンスの整合が取れていないと、信号源から負荷への電力伝送効率が低下する。移動通信端末においては、信号源は電力増幅器、負荷はアンテナに当たり、電力伝送効率の低下に加え、電力増幅器の効率低下および出力信号の歪み劣化が生じる。扱う電力の大きい電力増幅器の効率低下は移動通信端末の消費電力すなわち動作時間に大きい影響を与え、出力信号の歪みは伝送情報の誤りを増大させる。そのため、電力増幅器の出力には不整合による反射電力を吸収し、擬似的に負荷インピーダンスを安定させるアイソレータを挿入することが一般的である。
【０００４】
アイソレータはその機構上、小型化および低背化には限界がある。また、周波数特性を持つため、複数の帯域で共用することも難しい。このため、小型化・マルチバンド化が要求される近年の携帯電話では、アイソレータの除去が要望されている。
【０００５】
アイソレータを除去した場合、負荷インピーダンスの変動によらず、所要特性を満たす送信信号品質を実現する必要があり、解決手段として様々な技術が提案されている。
【０００６】
提案技術の重要な要素の一つは負荷インピーダンスの把握である。一般に、負荷インピーダンスを表すための指標として反射係数が用いられる。進行波信号に対する反射波信号の振幅比をｒ、位相をθと表すと、反射係数は次のように表される。
【０００７】
Γ＝r・exp(jθ)
なお、0≦r≦1、0≦θ≦2πである。
【０００８】
非特許文献１では、信号源と負荷を接続する伝送線路上の３点で検出した高周波信号の包絡線（エンベロープ）情報を元に負荷インピーダンスを得る方式が提案されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】Ｄｏｎｇｊｉａｎｇ  Ｑｉａｏ，  ａｔ，  ｅｌ“Ａｎｔｅｎｎａ  Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ  Ｍｉｓｍａｔｃｈ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  ａｎｄ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  ＣＤＭＡ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ”，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  Ｄｉｇｅｓｔ，  ２００５  ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
非特許文献１に記載の構成では、携帯電話などの移動通信端末に適用する場合、高分解能かつ高速のＡＤ変換器が３つ必要となり、回路規模および消費電力の増大を招く。
【００１１】
さらに、高周波信号から包絡線情報を取り出す検出器の振幅誤差補正や変調信号および送信出力ダイナミックレンジの見合い分も考慮に入れると、必要なＡＤ変換器の有効ビット数（ＥＮＯＢ：Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ  Ｎｕｍｂｅｒ  Ｏｆ  Ｂｉｔｓ）は増加する。発明者らのシミュレーションによれば、非特許文献１に記載の構成により、誤差５％以内で反射係数を検出するための所要ＥＮＯＢは１７ビットにも上った。
【００１２】
また、携帯電話などの移動通信端末において、不整合の原因となる負荷インピーダンスの変動は主にアンテナ周辺の環境変化（バッグに入れている、通話のため手で保持して頭部に近接させている、金属製のデスク上に置く、等）に起因する準静的なものであり、反射係数の検出頻度は１００ｍｓに１回（１０Ｈｚに相当）でも余裕を持って環境変動に追従できる。
【００１３】
しかし、ＡＤ変換器の速度は反射係数の検出頻度ではなく、包絡線情報の変動速度、すなわち送信信号の変調帯域幅により決まる。非特許文献１で適用された無線方式は帯域幅１．２５ＭＨｚの第二世代ＣＤＭＡ（ＩＳ−９５）であるが、現在主流である第三世代通信方式（Ｗ−ＣＤＭＡ）では帯域幅は４倍の５ＭＨｚ、普及が始まっている３．９世代と呼ばれるＬＴＥ方式では１６倍の２０ＭＨｚであり、さらに帯域幅１００ＭＨｚの第四世代方式：ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄの検討も進められている。
【００１４】
これらの送信信号の包絡線情報を再生するには、少なくとも前記帯域幅を超えるサンプリングレートが必要となる。
【００１５】
このような高分解能かつ高速のＡＤコンバータを３つ準備する必要があるため、非特許文献１に記載の構成は、回路規模および消費電力が大きくなるという課題があった。
【００１６】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、反射係数の検出を簡易かつ適切な構成で実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の課題を解決するために、本開示に係る不整合検出回路は、伝送線路上の第１、第２および第３の検出点に、第１、第２および第３の高インピーダンス素子を介してそれぞれ接続される、第１、第２および第３の包絡線変動除去回路と、前記第１および第３の包絡線変動除去回路の出力から位相差を検出する第１の位相比較回路と、前記第２および第３の包絡線変動除去回路の出力から位相差を検出する第２の位相比較回路と、前記第１および第２の位相比較回路の出力値から、前記伝送線路に接続された負荷の反射係数を計算する演算処理回路とを備える。
【００１８】
この構成によれば、回路規模および消費電力の増大を回避しつつ、反射係数Γ=r・exp(jθ)の成分である振幅比ｒおよび位相θを一意に検出できる。
【００１９】
前記不整合検出回路は、制御部をさらに備え、該制御部は、一定周期毎に前記第１の位相比較回路により検出された第３の位相を保持し、前記第３の位相が保持された周期の次の周期において、前記第１の位相比較回路により検出された第１の位相と前記第３の位相との差が一定の範囲を越えた場合に、前記第２の位相比較回路を動作させ、前記第１の位相および前記第２の位相比較回路により検出された第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させても良い。
【００２０】
この構成によれば、待ち受け時に動作させる回路を減らし、演算処理回路を動作させないことで不整合検出回路の消費電力を低減できる。
【００２１】
前記不整合検出回路は、制御部をさらに備え、該制御部は、一定周期毎に前記第１および第２の位相比較回路により交互に検出された第３および第４の位相を保持し、前記第３および第４の位相が保持された周期の次の周期に前記第１または第２の位相比較回路により第１または第２の位相を検出し、前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合、または前記第２の位相と前記第４の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合に、前記第２または第１の位相比較回路により前記第２または第１の位相をそれぞれ検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させても良い。
【００２２】
この構成によれば、消費電力を低減しながら、負荷変動の検出感度をより上げることができる。
【００２３】
前記不整合検出回路は、制御部をさらに備え、該制御部は、前回前記負荷の反射係数を計算した時に、前記第１の位相比較回路により検出された第３の位相を保持し、一定周期毎に前記第１の位相比較回路により検出された第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合に第２の位相比較器を動作させ、前記第１の位相および第２の位相比較回路により検出された第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させても良い。
【００２４】
この構成によれば、待ち受け時に動作させる回路を減らし、演算処理回路を動作させないことで不整合検出回路の消費電力を低減しつつ、負荷の反射係数の緩やかな変動も検出することができる。
【００２５】
前記不整合検出回路は、制御部をさらに備え、該制御部は、前回前記負荷の反射係数を計算した時に、前記第１および第２の位相比較回路により検出された第３および第４の位相を保持し、一定周期毎に前記第１および第２の位相比較回路により交互に第１および第２の位相を検出し、前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合、または前記第２の位相と前記第４の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合に、前記第２または第１の位相比較回路により前記第２または第１の位相をそれぞれ検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させても良い。
【００２６】
この構成によれば、消費電力を低減しながら負荷変動の検出感度を上げ、さらに負荷の反射係数の緩やかな変動も検出することができる。
【００２７】
別な形態の不整合検出回路は、伝送線路上の第１および第２の検出点に、第１および第２の高インピーダンス素子を介してそれぞれ接続される２つの入力端子を有する選択回路と、前記選択回路の出力が接続された第１の包絡線変動除去回路と、前記伝送線路上の第３の検出点に、第３の高インピーダンス素子を介して接続された第２の包絡線変動除去回路と、前記第１および第２の包絡線変動除去回路の出力から位相差を検出する位相比較回路と、前記位相比較回路の出力値から、前記伝送線路に接続された負荷の反射係数を計算する演算処理回路とを備える。
【００２８】
この構成によれば、包絡線変動除去回路および位相比較回路の数を削減できる。
【００２９】
前記不整合検出回路は、制御部をさらに備え、該制御部は、前記選択回路に前記第１の検出点を選択させ、一定周期毎に前記位相比較回路により検出された第３の位相を保持し前記第３の位相が保持された周期の次の周期に位相比較回路により検出された第１の位相と、前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合に、前記選択回路に前記第２の検出点を選択させ、前記位相比較回路により第２の位相を検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させても良い。
【００３０】
この構成によれば、待ち受け時に演算処理回路を動作させないことで不整合検出回路の消費電力を低減できる。
【００３１】
前記不整合検出回路は、制御部をさらに備え、該制御部は、一定周期毎に前記選択回路に前記第１および第２の検出点を選択させ、前記位相比較回路により検出された第３および第４の位相を保持し、前記第３および第４の位相が保持された周期の次の周期に前記選択回路が前記第１または第２の検出点を選択した時に、前記位相比較回路により第１または第２の位相を検出し、前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合、または前記第２の位相と前記第４の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合に、前記選択回路に前記第２または第１の検出点を選択させ、前記位相比較回路により前記第２または第１の位相をそれぞれ検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された前記負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させても良い。
【００３２】
この構成によれば、消費電力を低減しながら、負荷変動の検出感度をより上げることができる。
【００３３】
前記不整合検出回路は、制御部をさらに備え、該制御部は、前回前記負荷の反射係数を計算した時に、前記選択回路が前記第１の検出点を選択していた時に前記位相比較回路により検出された第３の位相を保持し、前記選択回路に前記第１の検出点を選択させ、一定周期毎に前記位相比較回路により第１の位相を検出し、前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を越えた場合に前記選択回路に前記第２の検出点を選択させ、前記位相比較回路により第２の位相を検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させても良い。
【００３４】
この構成によれば、待ち受け時に動作させる回路を減らし、演算処理回路を動作させないことで不整合検出回路の消費電力を低減しつつ、負荷の反射係数の緩やかな変動も検出することができる。
【００３５】
前記不整合検出回路は、制御部をさらに備え、該制御部は、前回前記負荷の反射係数を計算した時に、前記選択回路が前記第１および第２の検出点を選択していた時に前記位相比較回路により検出された第３および第４の位相を保持し、一定周期毎に前記選択回路により前記第１および第２の検出点を交互に選択して前記位相比較回路により第１および第２の位相を検出し、前記第１の位相と前記第３の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合、または前記第２の位相と前記第４の位相の差の絶対値が一定の範囲を超えた場合に、前記選択回路により前記第２または第１の検出点を選択させ、前記位相比較回路により前記第２または第１の位相をそれぞれ検出し、前記第１および第２の位相から、前記伝送線路に接続された負荷の反射係数を前記演算処理回路により計算させても良い。
【００３６】
この構成によれば、消費電力を低減しながら負荷変動の検出感度を上げ、さらに負荷の反射係数の緩やかな変動も検出することができる。
【００３７】
前記不整合検出回路において、前記制御部は、前記演算処理回路で反射係数を計算した後の一定期間、前記位相比較回路の位相検出周期を短くしても良い。
【００３８】
この構成によれば、負荷変動に対してより高速に応答できる。
【００３９】
また、本開示における高周波信号増幅システムは、不整合検出回路に接続された増幅器と、前記増幅器または前記負荷に設けられ、該増幅器のインピーダンスと該負荷のインピーダンスとを整合させる可変インピーダンス整合回路とをさらに備え、前記不整合検出回路の出力を元に、前記可変インピーダンス整合回路を制御する。
【００４０】
この構成によれば、アンテナ等の負荷インピーダンス変動によらず、電力効率や出力信号の歪み劣化を回避できる高周波信号増幅システムを提供することができる。
【００４１】
本開示における別の形態の高周波信号増幅システムは、不整合検出回路に接続された増幅器をさらに備え、前記不整合検出回路の出力を元に、前記増幅器の入力信号および電源電圧のいずれか一方または双方に、前記負荷の不整合により生じる歪み成分を補償する前置歪みを与える。
【００４２】
この構成によれば、可変インピーダンス整合回路によらず電力効率や出力信号の歪み劣化を回避でき、より低損失な高周波信号増幅システムを提供することができる。
【発明の効果】
【００４３】
本発明によれば、回路規模および消費電力の増大を回避しつつ、反射係数を一意に検出できる。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の構成例を示すブロック図
【図２】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路における位相比較回路の分解能と検出誤差のシミュレーション結果を示す図
【図３】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の基本動作タイミングチャート
【図４】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の第２のタイミングチャート
【図５】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の第２のタイミングチャートの動作を示すフローチャート
【図６】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の第３のタイミングチャート
【図７ａ】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の第３のタイミングチャートの動作を示すフローチャート
【図７ｂ】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の第３のタイミングチャートの動作を示すフローチャート
【図８】本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の第４のタイミングチャート
【図９】本発明の第２の実施形態に係る不整合検出回路の構成例を示すブロック図
【図１０】本発明の第３の実施形態に係る高周波信号増幅システムの構成および動作を説明するためのブロック図
【図１１】本発明の第４の実施形態に係る高周波信号増幅システムの構成および動作を説明するためのブロック図
【発明を実施するための形態】
【００４５】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００４６】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る不整合検出回路の構成を説明するためのブロック図である。
【００４７】
電力増幅器１０２の出力は、特性インピーダンスＺ０［Ω］を持つ伝送線路１０６を介してインピーダンスＺＬ［Ω］の負荷１０４に接続されている。
【００４８】
不整合検出回路１００は、高インピーダンス素子１１４、１１６および１１８と、包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４と、位相比較回路１２６および１２８と、演算処理回路１３０とからなる。
【００４９】
高インピーダンス素子１１４、１１６および１１８のインピーダンスは、伝送線路１０６上の検出点から包絡線変動除去回路側への電力漏洩を抑制するため、伝送線路１０６のインピーダンスに比べ十分に大きい。
【００５０】
伝送線路１０６は、その両端が電力増幅器１０２と負荷１０４に接続されている。
【００５１】
伝送線路１０６を流れる高周波電圧を検出するため、３つの検出点１０８、１１０および１１２を設定する。なお、検出点１０８は負荷１０４側に、検出点１１２は電力増幅器１０２側に配置され、検出点１１０は検出点１０８と１１２の間に配置される。
【００５２】
ここで、角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］において、検出点１０８〜検出点１１０間の位相変化をφ1［ｒａｄ］、検出点１０８〜検出点１１２間の位相変化をφ2［ｒａｄ］とする。なお、φ1およびφ2の値は任意であるが、移動通信端末への小型化要求を考慮すると、検出精度に影響を与えない範囲で可能な限り小さいことが望ましい。本実施形態においては、0<φ1<φ2≦π/2であるとして説明を進める。
【００５３】
前記検出点１０８、１１０および１１２における高周波電圧の持つ情報は、電力増幅器１０２から負荷１０４へ伝送されるエネルギーの損失を軽減するため、高インピーダンス素子１１４、１１６および１１８を介して取り出され、包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４により包絡線変動が取り除かれた、振幅一定の位相情報のみを持つ信号に変換される。
【００５４】
ここで、高インピーダンス素子１１４、１１６および１１８は小容量キャパシタや高抵抗素子により実現できる。また、包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４はリミッタアンプにより実現できる。
【００５５】
前記包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４の出力は、位相比較回路１２６および１２８により、検出点１０８における位相情報を基準とした二つの位相差情報に変換され、それを元に演算処理回路１３０において反射係数を得る。
【００５６】
ここで、位相比較回路は、ＡＤＰＬＬ等で用いられるフリップフロップを用いて位相差をパルス幅に変換し、フィルタ後の電圧をＡＤ変換器で検出する構成やＴＤＣ（Ｔｉｍｅ−ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）によるパルス時間差を検出する構成により実現できる。
【００５７】
本実施形態に係る不整合検出回路は、さらに制御部１３２を有していてもよい。制御部１３２は、図示しない通信制御部からのタイミング情報を元に、不整合検出回路１００の各構成要素の制御を行う。
【００５８】
次に、本実施形態に係る不整合検出回路の動作を説明する。
【００５９】
電力増幅器１０２から伝送線路１０６に送り出された進行波電力は、伝送線路１０６の特性インピーダンスＺ０と負荷１０４のインピーダンスＺＬが異なる場合、両者の接続点においてその一部が反射し、伝送線路１０６を逆向きに進む反射波信号が生じる。
【００６０】
伝送線路１０６上の検出点１０８から負荷１０４を見た時の反射係数をΓ0=r0・exp(jθ0)とし、検出点１０８における進行波信号をＡcosωτ［Ｖ］とすると、反射波信号はr0Ａcos(ωτ+θ0)［Ｖ］となる。検出点１０８における高周波信号Ｖ０［Ｖ］は進行波信号と反射波信号の和であり、下記のように表される。
2015032930.tif 000003
【００６１】
なお、α０［ｒａｄ］は以下の関係を満たす値である。
2015032930.tif 000004
【００６２】
伝送線路１０６の損失が十分小さく無視できるものとすると、検出点１１０における進行波信号はＡcos(ωτ+θ1)［Ｖ］、反射波信号はr0Ａcos(ωτ+θ0−φ1)［Ｖ］となる。また、検出点１１２における進行波信号はＡcos(ωτ+φ2)［Ｖ］、反射波信号はr0Ａcos(ωτ+θ0−φ2)［Ｖ］となる。検出点１１０における高周波信号Ｖ１［Ｖ］は進行波信号と反射波信号の和であり、下記のように表される。
2015032930.tif 000005
【００６３】
なお、α1［ｒａｄ］は以下の関係を満たす値である。
2015032930.tif 000006
【００６４】
同様に、検出点１１２における高周波信号Ｖ２［Ｖ］は、下記のように表される。
2015032930.tif 000007
【００６５】
なお、α2［ｒａｄ］は以下の関係を満たす値である。
2015032930.tif 000008
【００６６】
伝送線路１０６上の検出点１０８、１１０および１１２における高周波信号Ｖ０、Ｖ１およびＶ２は、電力増幅器１０２から負荷１０４へ伝送されるエネルギーの損失を軽減するため、高インピーダンス素子１１４、１１６および１１８を介して取り出され、包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４により、振幅が一定で位相情報のみを持つ高周波信号Ｖ０Ｌ、Ｖ１ＬおよびＶ２Ｌに変換される。
2015032930.tif 000009
【００６７】
ここで、振幅ＢおよびオフセットＣは位相比較回路１２６および１２８が適正に動作する値である。また、高周波信号Ｖ０Ｌ、Ｖ１ＬおよびＶ２Ｌには、本来であれば高インピーダンス素子１１４、１１６および１１８や包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４における位相回転量や、各部を接続する配線長差に起因する位相誤差が重畳されるが、それらは既知の値であり、演算処理回路１３０において演算処理を行う前に除去可能であるので、ここでは示していない。
【００６８】
高周波信号Ｖ０Ｌ、Ｖ１ＬおよびＶ２Ｌは、位相比較回路１２６によりＶ０Ｌを基準としたＶ１Ｌの位相α1−α0に、位相比較回路１２８によりＶ０Ｌを基準としたＶ２Ｌの位相α2−α0に変換される。
【００６９】
演算処理回路１３０は、前記α1−α0およびα2−α0を元に負荷１０４の反射係数Γ0＝r0・exp(jθ0)を検出する。
【００７０】
以下に、演算処理回路１３０の演算内容を説明する。
【００７１】
加法定理より下記のような関係式が成り立つ。
2015032930.tif 000010
【００７２】
ここで、Ｔ１=tan(α1−α0)、Ｔ２=tan(α2−α0)と表すと、下記のようになる。
2015032930.tif 000011
【００７３】
ここで、θ1=θ0−φ1、φ21=φ2−φ1と表すと、下記のような式が成り立つ。
2015032930.tif 000012
【００７４】
さらに、下記のように置き換える。
2015032930.tif 000013
【００７５】
すると、下記のような関係式が成り立つ。
2015032930.tif 000014
【００７６】
２式目を変形することで、下記のようになる。
2015032930.tif 000015
【００７７】
これを、r0に対して整理すると、下記のようになる。
2015032930.tif 000016
【００７８】
以上から、r0は下記のように求められる。
2015032930.tif 000017
【００７９】
但し、Ａ、ＢおよびＣは下記の通りである。
2015032930.tif 000018
【００８０】
また、上述した式をさらに変形すると、下記のようになる。
2015032930.tif 000019
【００８１】
これに、上記r0を代入して、位相θ0を得ることができる。
【００８２】
図２は、本実施形態に係る不整合検出回路における、位相比較回路の分解能に対する検出誤差のシミュレーション結果である。位相比較回路１２６および１２８の出力（0≦αn−α0＜2π［ｒａｄ］）を所与のＥＮＯＢで離散化した位相差を元に反射係数を計算した。ここで、検出誤差は、負荷の反射係数をΓ0＝r0・exp(jθ0)、検出した反射係数をΓm＝rm・exp(jθm)として、以下のように定義した。
2015032930.tif 000020
【００８３】
なおΓ0は、r0を一定として１６個のθ0（2πを１６等分割した各点の値）において定義した。
【００８４】
図２に示すように、ＥＮＯＢが７ビットであれば誤差５％以内で反射係数を検出できる。さらに、検出器の振幅誤差、変調信号および送信出力ダイナミックレンジの見合い分といった振幅変動成分は包絡線変動除去回路により除去されるので、トータルでの所要ＥＮＯＢは非特許文献１の構成に比べて小さくなる。
【００８５】
また、本実施形態の構成では、反射係数の導出に送信信号の包絡線情報は必要ないため、ＡＤコンバータのサンプリングレートは送信信号の変調帯域幅ではなく、反射係数の検出頻度に対応できれば良く、１００Ｈｚ程度の低速ＡＤコンバータでも十分な結果が得られる。
【００８６】
このような構成を取ることにより、非特許文献１に記載の構成の課題である回路規模および消費電力の増大を回避しつつ、反射係数を一意に検出することができる。
【００８７】
図３は、本実施形態に係る不整合検出回路の基本動作タイミングチャートである。
【００８８】
図１において図示しない通信制御回路からの制御信号を元に、制御部１３２が包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４、位相比較回路１２６および１２８、および演算処理回路を動作させ、位相差α1−α0およびα2−α0を検出し、負荷１０４の反射係数Γ0＝r0・exp(jθ0)を得る。
【００８９】
携帯電話などの移動端末において、負荷インピーダンスの変動は主にアンテナ周辺の環境変化によるものであり、１００ｍｓに一回検出する程度で十分である。
【００９０】
送信と受信で同一周波数を用いるＴＤＤ方式を用いた無線方式では、一般に送信周期は数十ｍｓ程度であるので、送信周期毎に反射係数Γ0を求めることで、周辺の環境変化に追従した反射係数を得ることができる。
【００９１】
一方、送信と受信で異なる周波数を用いるＦＤＤ方式を用いた無線方式では送信連続時間が１００ｍｓを越える場合もあるので、一定時間毎に反射係数Γ0を求める必要がある。
【００９２】
ここで、反射係数の演算は複雑な処理を含むため、相応の消費電力が必要となる。反射係数の検出周期を長くすれば不整合検出回路の消費電力は削減できるが、負荷変動への追従性能が劣化してしまうという課題が生じる。
【００９３】
図４は、本実施形態に係る不整合検出回路の第２のタイミングチャートである。また図５は、図４のタイミングチャートに対応する不整合検出回路の動作を示すフローチャートである。
【００９４】
図１において図示しない通信制御回路からの制御信号を元に、制御部１３２が包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４、位相比較回路１２６および１２８、および演算処理回路１３０を動作させ、位相差α1−α0およびα2−α0を検出し、負荷１０４の反射係数Γ0＝r0・exp(jθ0)を得る。また、制御部１３２は、反射係数演算の仮定で得た位相差α1−α0をαLast1として保持する。
【００９５】
以後は図５（ａ）に示すように、制御部１３２は一定時間毎に包絡線変動除去回路１２０および１２２、および位相比較回路１２６のみを動作させて位相差α1−α0を検出し、制御部１３２が保持しているαLast1の差の絶対値がしきい値ｄα以下であればαLast1を更新して次回測定に備える。また、しきい値ｄαを超えた時には負荷変動が発生したと判断し、制御部１３２は包絡線変動除去回路１２４、位相比較回路１２８および演算処理回路を立ち上げて位相差α2−α0を検出し、負荷の反射係数を再度演算する。
【００９６】
以上のような制御を行うことにより、負荷変動の待ち受け時に不整合検出回路内の動作回路を制限することで、負荷変動への追従性能を劣化させることなく消費電力の増大を回避することができる。
【００９７】
なお、負荷インピーダンスの変動が緩やかであり、位相差α1−α0とαLast1の差の絶対値がしきい値ｄαより小さい場合、負荷インピーダンスの変動を検出できず、負荷の状態を正しく把握できなくなる可能性がある。このような緩やかな変動が予想される場合は、図５（ｂ）に示すように、負荷の反射係数を演算した時にαLast1の更新を行うようにすることで位相差検出の間隔を長く取ることができ、緩やかな負荷インピーダンス変動も漏らさず把握することができる。
【００９８】
図６は、本実施形態に係る不整合検出回路の第３のタイミングチャートである。図７ａ、図７ｂは、図６のタイミングチャートに対応する不整合検出回路の動作を示すフローチャートである。
【００９９】
図１において図示しない通信制御回路からの制御信号を元に、制御部１３２が包絡線変動除去回路１２０、１２２および１２４、位相比較回路１２６および１２８、および演算処理回路１３０を動作させ、位相差α1−α0およびα2−α0を検出し、負荷１０４の反射係数Γ0＝r0・exp(jθ0)を得る。また、制御部１３２は、反射係数演算の仮定で得た位相差α1−α0をαLast1として、α2−α0の値を変数αLast2として保持する。
【０１００】
以後は図７ａに示すように、制御部１３２は一定時間毎に位相差α1−α0とα2−α0を交互に検出する。位相差α1−α0を検出する時には包絡線変動除去回路１２０および１２２、および位相比較回路１２６を動作させ、位相差α2−α0を検出する時には包絡線変動除去回路１２０および１２４、および位相比較回路１２８を動作させる。
【０１０１】
検出した位相差α1−α0と制御部１３２が保持しているαLast1との差の絶対値、および位相差α2−α0と制御部１３２が保持しているαLast2との差の絶対値を取得し、何れか一方の絶対値がしきい値ｄαを超えた時に負荷変動が発生したと判断し、もう一方の位相差を検出して負荷の反射係数を再度演算する。
【０１０２】
このような制御を行うことにより、位相差α1−α0およびα2−α0の双方から負荷変動の発生を検知することで、負荷変動の検出感度をより上げることができる。
【０１０３】
なお、負荷インピーダンスの変動が緩やかであり、位相差α1−α0とαLast1の差の絶対値または位相差α2−α0とαLast2の差の絶対値がしきい値ｄαより小さい場合、負荷インピーダンスの変動を検出できず、負荷の状態を正しく把握できなくなる可能性がある。このような緩やかな変動が予想される場合は、図７ｂに示すように、負荷の反射係数を演算した時にαLast1およびαLast2の更新を行うようにすることで位相差検出の間隔を長く取ることができ、緩やかな負荷インピーダンス変動も漏らさず把握することができる。
【０１０４】
図８は、本実施形態に係る不整合検出回路の第４のタイミングチャートである。
【０１０５】
反射係数を演算した後の一定期間、負荷変動の要因となった周囲環境の変動が継続している可能性が高いため、変動に追従するべく位相差検出器の検出周期を短縮する。
【０１０６】
制御部１３２は負荷の反射係数を演算させた後、位相差検出の周期を短縮し、一定期間負荷変動の発生を検出しなければ位相検出の周期を元に戻す。
【０１０７】
このような制御を行うことにより、負荷変動が発生した場合に、より高速に追従することができる。
【０１０８】
（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係る不整合検出回路の基本動作を説明するためのブロック図である。なお、図１に該当する部分には同一符号を付した。
【０１０９】
電力増幅器１０２の出力は、特性インピーダンスＺ０［Ω］を持つ伝送線路１０６を介してインピーダンスＺＬ［Ω］の負荷１０４に接続されている。
【０１１０】
不整合検出回路２００は、高インピーダンス素子１１４、１１６および１１８と、選択回路２０２と、包絡線変動除去回路１２０および１２２と、位相比較回路１２６と、演算処理回路２０４とからなる。
【０１１１】
伝送線路１０６は、その両端が電力増幅器１０２と負荷１０４に接続されている。
【０１１２】
伝送線路１０６上に設定された検出点１０８における高周波電圧の持つ情報は、高インピーダンス素子１１４を介して取り出され、包絡線変動除去回路１２０により包絡線成分が取り除かれた、振幅一定の位相情報のみを持つ高周波信号Ｖ０Ｌに変換される。
【０１１３】
同じく伝送線路１０６上に設定された検出点１１０および１１２における高周波電圧の持つ情報は、高インピーダンス素子１１６および１１８を介して取り出され、そのいずれか一方を選択回路２０２により選択され、包絡線変動除去回路１２２により包絡線成分が取り除かれた、振幅一定の位相情報のみを持つ高周波信号Ｖ１ＬおよびＶ２Ｌに変換される。
【０１１４】
選択回路２０２の選択状態により、位相比較回路１２６は検出点１０８における位相情報を基準とした二つの位相差情報α1−α0およびα2−α0を出力する。演算処理回路２０４は、前記α1−α0およびα2−α0を元に負荷１０４の反射係数Γ0＝r0・exp(jθ0)を検出する。なお、演算処理回路２０４の演算内容は、第１の実施形態に記載の演算処理回路１３０と同じである。
【０１１５】
本実施形態の不整合検出回路２００は、さらに制御部２０６を有していても良い。制御部２０６は、図示しない通信制御部からのタイミング情報を元に、不整合検出回路２００の各構成要素の制御を行う。
【０１１６】
この構成によれば、本発明の第１の実施形態の機能を、より小さい回路規模で実現できる。
【０１１７】
また、図３乃至８に示した制御も適用可能である。
【０１１８】
（第３の実施形態）
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る高周波信号増幅システムの構成および動作を説明するためのブロック図である。
【０１１９】
電力増幅器１０２の出力は、伝送線路１０６、可変整合回路１００２を介して負荷１０４に接続されている。また、不整合検出回路１００の反射係数検出出力は制御部１００４に伝送され、制御部１００４は反射係数検出値を元に、不整合が解消されるよう可変整合回路１００２を制御する。
【０１２０】
この構成によれば、アンテナ等の負荷インピーダンス変動によらず、電力増幅器の効率や出力信号の歪み劣化を回避できる高周波信号増幅システムを実現することができる。
【０１２１】
なお、不整合検出回路１００の代わりに、第２の実施形態で示した不整合検出回路２００を適用しても同じ効果が得られる。
【０１２２】
（第４の実施形態）
図１１は、本発明の第４の実施形態に係る高周波信号増幅システムの構成および動作を説明するためのブロック図である。
【０１２３】
電力増幅器１０２の出力は、伝送線路１０６を介して負荷１０４に接続されている。また、不整合検出回路１００の反射係数検出出力は線形補償回路１１０２に伝送され、線形補償回路１１０２は反射係数検出値を元に、負荷の不整合により生じる歪み成分を補償する前置歪みを加えた入力信号および電源電圧のいずれか一方または双方を電力増幅器１０２に印加する。
【０１２４】
この構成によれば、アンテナ等の負荷インピーダンス変動によらず、電力増幅器の効率や出力信号の歪み劣化を回避できる高周波信号増幅システムを実現することができる。
【０１２５】
なお、不整合検出回路１００の代わりに、第２の実施形態で示した不整合検出回路２００を適用しても同じ効果が得られる。
【０１２６】
なお、上述の実施形態では、不整合検出回路の各入力端子と、当該不整合検出回路の外部に配された伝送線路の各検出点とが接続される構成とした。しかしながら、本発明の不整合検出回路はこのような構成に限定されない。例えば、伝送線路が不整合検出回路の内部に含まれ、当該伝送線路の両端が当該不整合検出回路の入出力端子にそれぞれ接続され、当該入出力端子に増幅器および負荷がそれぞれ接続される構成としても良い。
【符号の説明】
【０１２７】
１００  不整合検出回路
１０２  電力増幅器
１０４  負荷
１０６  伝送線路
１０８  検出点
１１０  検出点
１１２  検出点
１１４  高インピーダンス素子
１１６  高インピーダンス素子
１１８  高インピーダンス素子
１２０  包絡線変動除去回路
１２２  包絡線変動除去回路
１２４  包絡線変動除去回路
１２６  位相比較回路
１２８  位相比較回路
１３０  演算処理回路
１３２  制御部
２００  不整合検出回路
２０２  選択回路
２０４  演算処理回路
２０６  制御部
１００２  可変整合回路
１００４  制御部
１１０２  線形補償回路
【図１】
2015032930.tif 000021
【図２】
2015032930.tif 000022
【図３】
2015032930.tif 000023
【図４】
2015032930.tif 000024
【図５】
2015032930.tif 000025
【図６】
2015032930.tif 000026
【図７ａ】
2015032930.tif 000027
【図７ｂ】
2015032930.tif 000028
【図８】
2015032930.tif 000029
【図９】
2015032930.tif 000030
【図１０】
2015032930.tif 000031
【図１１】
2015032930.tif 000032