(57)【要約】【課題】サージ電圧の発生が無く、低ノイズ、高周波化が可能な昇圧コンバータを提供しようとするものである。【解決手段】直流電源に、第１のスイッチング素子と第１のリアクトルを直列に接続し、前記第１のリアクトルに並列に、第２のリアクトルと第１のコンデンサと第２のコンデンサを直接に接続し、前記第２のコンデンサに並列に第２のスイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング素子に並列に、第３のスイッチング素子と第３のコンデンサを接続し、前記第３のコンデンサの両端に基づいて第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子のオンオフを制御し、第３のコンデンサから出力を取りだす。【選択図】図１
2015047004.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に、第１のスイッチング素子と第１のリアクトルを直列に接続し、
前記第１のリアクトルに並列に、第２のリアクトルと第１のコンデンサと第２のコンデンサを直列に接続し、
前記第２のコンデンサに並列に第２のスイッチング素子を接続し、
前記第２のスイッチング素子に並列に、第３のスイッチング素子と第３のコンデンサを直列に接続し、
前記第３のコンデンサの両端から出力を取りだすことを特徴とした昇圧コンバータ。
【請求項２】
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は、同期してオン・オフし、
前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子は、同時にオフするデッドタイム期間を有して、排他的にオン・オフすることを特徴とした請求項１に記載の昇圧コンバータ。
【請求項３】
前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子は、同期してオン・オフし、
前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子は、同時にオフするデッドタイム期間を有して、排他的にオン・オフすることを特徴とした請求項１に記載の昇圧コンバータ。
【請求項４】
前記第１のスイッチング素子のオン期間は、前記第２のリアクトルと第１のコンデンサの共振周期のおおよそ１／２であることを特徴とした請求項１乃至３に記載の昇圧コンバータ
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された直流電圧を昇圧する昇圧コンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から低い直流電圧を高い直流電圧に変換する昇圧コンバータが知られている。特に非絶縁型の昇圧コンバータは回路構成が簡単なことから広く使用されている。非絶縁型の従来の昇圧コンバータを図８に示す。従来の昇圧コンバータは直流電源Ｖｉに、インダクタＬとスイッチング素子Ｑ１とが直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１の両端にダイオードＤと平滑コンデンサＣｏの直列回路が並列に接続され、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する制御回路Ｃｏｎｔ３を備える。スイッチング素子の両端には、抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路からなるスナバ回路が並列に接続されている。平滑コンデンサＣｏの両端から出力電圧Ｖｏを得る。
【０００３】
制御回路Ｃｏｎｔ３の回路図を図９に示す。 制御回路Ｃｏｎｔ３は、基準周波数となる三角波発振器（三角波ＯＳＣ）、ＰＷＭコンパレータ（ＰＷＭＣＯＭＰ）、誤差増幅器としてのオペアンプ（ＯＰＡＭＰ）、基準電圧（ＥＳ）、抵抗（Ｒｓ）、抵抗（Ｒｆ）、コンデンサ（Ｃｆ）、バッファ回路（ＢＵＦＦ１）からなる。
制御回路Ｃｏｎｔ３は、ＦＢ端子で検出した出力電圧Ｖｏと基準電圧ＥＳをオペアンプＯＰＡＭＰにより比較する。オペアンプＯＰＡＭＰの出力は、誤差信号としてＰＷＭコンパレータＰＷＭＣＯＭＰへ送られる。ＰＷＭコンパレータＰＷＭＣＯＭＰは、誤差信号と三角波信号を比較しＰＷＭ信号を作り出す。このＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御する。
【０００４】
しかし、一般的に昇圧コンバータは、図８には図示されないリーケージ（浮遊）インダクタンスが存在する。例えば、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤなどに直列に存在する。このため、スイッチング素子Ｑ１やダイオードＤの急峻な電流変化によって、サージ電圧が発生する。このサージ電圧によって半導体素子に大きな電圧が印加され、素子が破壊することがある。これを防止するために、図８の例ではＲとＣによるスナバ回路をスイッチング素子Ｑ１に挿入している。サージ電圧はＲとＣからなるスナバ回路により熱として吸収され、サージ電圧を低減する。このように、図８に示す従来の昇圧コンバータは、いわゆるハードスイッチングであるためリーケージインダクタンスによるサージ電圧が発生することから、リーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギを何らかの方法で熱に変換してサージ電圧の発生を防いでいた。このため、変換効率の低下を招いていた。また、急峻なスイッチングにより高周波ノイズ発生の原因にもなっていた。さらに、サージ電圧の発生はスイッチング周波数に比例しているため、高周波化の妨げにもなっていた。
【０００５】
以上の問題点を改善するため、直流電源に直列に接続されたチョッパ用リアクトルと、チョッパ用リアクトルと接地間に直列接続された第１のスイッチング素子と、チョッパ用リアクトルと出力点の間に直列に接続された整流素子と、整流素子の出力を受けて充電される平滑用コンデンサと、第１のスイッチング素子と直列に接続された共振用リアクトルと、チョッパ用リアクトルの一方の端点と直列接続された共振用コンデンサと、該共振用コンデンサと接地間に直列接続された第２のスイッチング素子と、共振用リアクトルと第１のスイッチング素子との接続点と、出力点との間、及び共振用コンデンサと第２のスイッチング素子との接続点と、出力点との間にそれぞれ接続され、共振用リアクトルにより発生する逆起電圧を所定の電圧に抑えるバイパス手段とを備えた昇圧コンバータが提案されている（特許文献１）。特許文献１の昇圧コンバータは、第１及び第２のスイッチング素子のターンオフ時に、共振用リアクトルにより発生する逆起電圧を、各スイッチング素子の入力端と出力点間に設けたバイパス手段により、出力点電圧でクランプすることで、スイッチング素子に印加される電圧波形の振動を抑制してノイズの発生を防ぎ、変換効率を向上させ、さらにスイッチング素子の破損を防ぐことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−０４２４４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１は第１のスイッチング素子のオン・オフする毎に第２スイッチング素子のオンオフを制御して共振電流を流すので制御が複雑になる。また共振用リアクトルの逆起電圧を所定の電圧に抑えるバイパス手段が必要となるという問題点がある。本発明は、サージ電圧の発生が無く、低ノイズ、高周波化が可能な昇圧コンバータを提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、直流電源に、第１のスイッチング素子と第１のリアクトルを直列に接続し、前記第１のリアクトルに並列に、第２のリアクトルと第１のコンデンサと第２のコンデンサを直列に接続し、前記第２のコンデンサに並列に第２のスイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング素子に並列に、第３のスイッチング素子と第３のコンデンサを直列に接続し、前記第３のコンデンサの両端から出力を取りだすことを特徴とした昇圧コンバータである。
【０００９】
さらに、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は、同期してオン・オフし、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子は、同時にオフするデッドタイム期間を有して、排他的にオン・オフすることを特徴とした反転型昇圧コンバータである。
【００１０】
また、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子は、同期してオン・オフし、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子は、同時にオフするデッドタイム期間を有して、排他的にオン・オフしてもよい。昇圧コンバータとして動作する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、昇圧コンバータをサージ電圧の発生が無く、低ノイズ、高周波化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】図１に使用される制御回路のブロック図である。
【図３】図２の制御回路のタイミングチャートである
【図４】図１に示す実施例１の各部の動作波形である。
【図５】本発明の実施例２を示す回路図である。
【図６】図５に使用される制御回路のブロック図である。
【図７】図５に示す実施例２の各部の動作波形である。
【図８】従来の昇圧コンバータの回路図である。
【図９】図８に使用される制御回路のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１３】
図１は本発明の実施例１の回路図である。直流電源Ｖｉに、第１のスイッチング素子Ｑ１と第１のリアクトルＬｌを直列に接続し、さらに第１のリアクトルＬｌに並列に、第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉと第２のコンデンサＣｒｖを直接に接続し、さらに第２のコンデンサＣｒｖに並列に第２のスイッチング素子Ｑ２を接続し、さらに第２のスイッチング素子Ｑ２に並列に、第３のスイッチング素子Ｑ３と第３のコンデンサＣｏを直列に接続する。なお、第１のスイッチング素子Q１、第２のスイッチング素子Q２、第３のスイッチング素子Q３にはそれぞれ並列に寄生ダイオードが存在する。
【００１４】
昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎｔ１は、出力電圧Vｏを検出し、検出した出力電圧Vｏに基づいて、第１のスイッチング素子Ｑ１と第３のスイッチング素子Ｑ３を同時にオン・オフさせ、第２のスイッチング素子Ｑ２と第１のスイッチング素子Ｑ１及び第３のスイッチング素子Ｑ３を、デッドタイムを有して交互にオン・オフさせる。出力は第３のコンデンサＣOの両端から取り出す。
【００１５】
図２は本発明の実施例１の昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎｔ１である。出力電圧Vｏはフィードバック端子ＦＢに入力される。オペアンプＯＰＡＭＰ、抵抗Ｒｓ、Ｒｆ、コンデンサＣｆから構成される反転増幅回路はフィードバック端子ＦＢに入力された出力電圧と基準電圧Ｅｓを比較し、出力からは出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｅｓの差の電圧が誤差信号として出力される。オペアンプＯＰＡＭＰの出力は電圧制御型可変周波数発振器である発振器ＶＣＯに入力され、発振器ＶＣＯの出力は誤差信号に基づいて周波数が変化するパルス信号ＶＣＯ出力を出力する。パルス信号ＶＣＯ出力は、ワンショットマルチバイブレータ回路ＯＮＥ−ＳＨＯＴに入力される。ワンショットマルチバイブレータ回路ＯＮＥ−ＳＨＯＴはパルス信号ＶＣＯ出力が入力されると所定のパルス幅の信号であるパルスＯＮＥ-ＳＨＯＴ出力を出力する。パルスＯＮＥ-ＳＨＯＴ出力は第２のデッドタイム生成回路ＤＴ２に入力され、第２のデッドタイム生成回路ＤＴ２からは第１のスイッチング素子Ｑ１及び第３のスイッチング素子Ｑ３が必要とするデッドタイムを付与された信号ＤＴ２出力が出力される。信号ＤＴ２出力は、レベルシフト回路ＬＥＶＥＬＳＨＩＦＴ１及びバッファ回路ＢＵＦＦ２を介して第３のスイッチング素子Ｑ３の駆動信号Ｑ３Ｄに変換され、第３のスイッチング素子Ｑ３を駆動するとともに、レベルシフト回路ＬＥＶＥＬＳＨＩＦＴ２及びバッファ回路ＢＵＦＦ３を介して第１のスイッチング素子Ｑ１の駆動信号Ｑ１Ｄに変換され、第１のスイッチング素子Ｑ１を駆動する。さらにパルスＯＮＥ-ＳＨＯＴ出力は、インバータＩＮＶを介して第１のデッドタイム生成回路ＤＴ１の入力に接続される。第１のデッドタイム生成回路ＤＴ１からは第２のスイッチング素子Ｑ２が必要とするデッドタイムが付与された信号ＤＴ１出力が出力される。信号ＤＴ１出力はバッファ回路ＢＵＦＦ１を介して第２のスイッチング素子Ｑ２の駆動信号Ｑ２Ｄに変換され、第２のスイッチング素子Ｑ２を駆動する。
【００１６】
昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎｔ１の動作波形を図３に示す。図３によると、時刻ｔ０でパルス信号ＶＣＯ出力が出力され、ワンショットマルチバイブレータ回路ＯＮＥ−ＳＨＯＴが起動し、パルスＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力が生成される。所定の時間経過し時刻ｔ１になると、第２のデッドタイム生成回路ＤＴ２で信号ＤＴ２出力が出力される。信号ＤＴ２出力はレベルシフト回路ＬＥＶＥＬＳＨＩＦＴ２及びバッファ回路ＢＵＦＦ３を介して信号Ｑ１Ｄを生成し第１のスイッチング素子Ｑ１をオンする。またレベルシフト回路ＬＥＶＥＬＳＨＩＦＴ１及びバッファ回路ＢＵＦＦ２を介してＱ３Ｄを生成し第３のスイッチング素子Ｑ３をオンする。時刻ｔ２になるとパルスＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力が無くなり、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３はオフする。同時にインバータＩＮＶから信号ＩＮＶ出力が出力され、第１のデッドタイム生成回路ＤＴ１で所定の時間経過後時刻ｔ３で信号ＤＴ１出力が出力される。信号ＤＴ１出力はバッファ回路ＢＵＦF１を介して信号Ｑ２Ｄ出力を生成し第２のスイッチング素子Ｑ２をオンする。次に、ＶＣＯ信号が出力されるとワンショットマルチバイブレータ回路ＯＮＥ−ＳＨＯＴが起動し、パルスＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力が生成されるので信号ＤＴ１はなくなり第２のスイッチング素子Ｑ２はオフする。以上の動作を繰り返し、それぞれのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はオン・オフを繰り返す。このため、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３はパルスＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力から第２のデッドタイム生成回路ＤＴ２で生成されるデッドタイムを引いた時間だけオンし、第２のスイッチング素子Q２はパルス信号ＶＣＯ出力の周期からパルスＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力と第１のデッドタイム生成回路ＤＴ１で生成された所定のデッドタイムを引いた時間だけオンし、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３は同時にオンし、第２のスイッチング素子Q２は第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３とは交互にオンすることになる。
【００１７】
ここで、出力電圧Ｖｏが上昇すると、オペアンプＯＰＡＭＰから出力される誤差信号が小さくなる。発振器ＶＣＯの出力は誤差信号に基づいて誤差信号が小さくなると周期が長くなるパルス信号を生成するので、信号ＶＣＯ出力は周期が長くなる。図３では時刻ｔ０のときＶＣＯ出力の周期が期間ｔ０からｔ４であったのに対し、時刻ｔ４では誤差信号が時刻ｔ０のときより小さいので、ＶＣＯ出力は周期が期間ｔ４からｔ８と長くなる。このとき、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３のオン期間は期間ｔ１からｔ２又は期間ｔ５からｔ６であり変化がないが、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン期間は期間ｔ３からｔ４が期間ｔ７からｔ８となり、信号ＶＣＯ出力の周期が長くなった分だけ長くオンする。
【００１８】
図１により電圧変換の動作を説明する。第１のスイッチング素子Ｑ１と第３のスイッチング素子Ｑ３がオンし第２のスイッチング素子Ｑ２がオフすると、Ｖｉ−Ｑ１−Ｌｌ−Ｖｉの第１の経路で第１のリアクトルＬｌの励磁電流が流れる。同時に、Ｖｉ−Ｑ１−Ｌｓ−Ｃｒｉ−Ｃｒｖ−Ｖｉの経路に第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉと第２のコンデンサＣｒｖで決まる共振周波数の共振電流が流れ、第２のコンデンサＣｒｖが略Ｖｏになるまで充電される。第２のコンデンサＣｒｖが略Ｖｏになると、Ｖｉ−Ｑ１−Ｌｓ−Ｃｒｉ−Ｑ３−Ｃｏ−Ｖｉの第２の経路に電流が流れ、第３のコンデンサＣｏを出力電圧Ｖｏで充電する。このとき、第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉと第２のコンデンサＣｒｖと第３のコンデンサＣｏによる共振周波数は最も高い第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉの共振周波数が支配的となる。ワンショットマルチバイブレータ回路ＯＮＥ−ＳＨＯＴの出力パルスＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力は第１のスイッチング素子Ｑ１と第３のスイッチング素子Ｑ３のオン期間を決定し、ＬｓとＣｒｉの共振周波数の周期の略１／２に設定する。
【００１９】
次に第１のスイッチング素子Ｑ１と第３のスイッチング素子Ｑ３がオフすると、Ｌｌ−Ｃｒｖ−Ｃｒｉ−Ｌｓの経路に電流が流れて、第１のリアクトルＬｌと第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉと第２のコンデンサＣｒｖの共振回路により、略Ｖｏ電圧まで充電された第２のコンデンサＣｒｖの電圧が徐々に低下してゼロボルトに到達すると、第３のスイッチング素子Ｑ３に流れていた電流が第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードに転流する。この時、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３の両端に電圧擬似共振波形が現れる。この転流期間に第２のスイッチング素子Ｑ２にドライブ信号を供給しオンさせると第２のスイッチング素子Ｑ２はゼロボルトスイッチングとなる。第２のスイッチング素子Ｑ２がオンするとＬｌ−Ｑ２−Ｃｒｉ−Ｌｓ−Ｌｌの経路に電流が流れる。Ｌｌ>>Ｌsの関係にあるため、この時の共振周波数は、ＬｌとＣｒｉの共振周波数が支配的となり、スイッチング周期より遥かに大きな周期となり、共振電流としてはスイッチング周波数より格段に低い周波数の正弦波の一部が、後述する図４のＩＱ２に示すように直線的に観測される。第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの間に共振電流は反転してＬｌ−Ｌｓ−Ｃｒｉ−Ｑ２−Ｌｌの経路で流れる。
【００２０】
次に、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフすると、第２のスイッチング素子Ｑ２の電流が第２のコンデンサＣｒｖに転流し、Ｌｌ−Ｌｓ−Ｃｒｉ−Ｃｒｖの経路に電流が流れて、第１のリアクトルＬｌと第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉと第２のコンデンサＣｒｖの共振回路により、第２のコンデンサＣｒｖの電圧が徐々に充電されて、略Ｖｏ電圧まで充電されると、第２のコンデンサＣｒｖに流れていた電流が第３のスイッチング素子Ｑ３に並列に接続される寄生ダイオードを介して転流する。この時、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３の両端に電圧擬似共振波形が現れる。この転流期間に第３のスイッチング素子Ｑ３にドライブ信号を供給し第３のスイッチング素子Ｑ３をオンさせると第３のスイッチング素子Q3はゼロボルトスイッチングとなる。また、同時に第１のスイッチング素子Ｑ１もオンさせる。
【００２１】
第１のスイッチング素子Ｑ１と第３のスイッチング素子Ｑ３のオン時間は、ＬｓとＣｒｉの共振周波数の周期の略１／２に設定する。Ｑ２のオン時間比率Ｄｏｎ（Ｑ２）は、デッドタイム<<スイッチング周期Ｔとすれば、おおよそ、以下の式となり、入出力電圧により決定される。
Ｄｏｎ（Ｑ２）＝Ｖｉ／Ｖｏ・・・・・・・・・・・・・・・式（１）
同様にＱ１とＱ３のオン時間比率は、
Ｄｏｎ（Ｑ１、Ｑ３）＝１−Ｖｉ／Ｖｏ・・・・・・・式（２）
と表せられる。  すなわち出力電圧制御は、出力電圧Ｖｏを昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎｔ１のＦＢ端子にて検出し、基準電圧Ｅｓと比較し、その誤差信号により電圧制御型可変周波数発振器ＶＣＯをコントロールする。第１のスイッチング素子Ｑ１と第３のスイッチング素子Ｑ３のオン時間は、ワンショットマルチバイブレータ回路ＯＮＥ―ＳＨＯＴにて一定に制御されるため、第１のスイッチング素子Ｑ１と第３のスイッチング素子Ｑ３のオフ時間がＶＣＯにより可変される。
【００２２】
図４に実施例１の昇圧コンバータの各部の波形を示す。図４は入力電圧の違いによって、第１のスイッチング素子Ｑ１の電圧VQ1と電流IQ1、第２のスイッチング素子Ｑ２の電圧VQ２と電流IQ２、第３のスイッチング素子Ｑ３の電圧VQ３と電流IQ３、第１のリアクトルＬｌの電流ILｌ、第２のリアクトルＬｓの電流ILｓの変化を示している。図からわかるように、式（１）、（２）にしたがって、各スイッチング素子のオン時間比率が入出力電圧比率によって変化する。負荷変動に対しては、共振電流が変化するのみでオン時間比率は変化しない。実際には、ラインインピーダンスなどの浮遊インピーダンスを補う程度のオン時間比率の変動となる。
【００２３】
以上のように、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３は、電圧擬似共振と電流共振で動作し、ゼロボルトスイッチング、ソフトスイッチングを行う。また、第１のスイッチング素子Ｑ１は、ハードスイッチングではあるが、オフ時の電流が低下してからオフするためサージ電圧の発生が少ない。すなわち、わずかなスナバ回路でサージ電圧対策が可能となる。図４では、図示しないＲとＣによるスナバを接続した場合の波形を示している。わずかなサージ電圧で収まっている。また、本発明の昇圧コンバータは、負荷変動で各スイッチング素子のオン時間比率が変化しないため、制御回路の応答スピードは、過渡応答スピードに関係ない。したがって、理論上応答遅れが無い。
【実施例２】
【００２４】
図５は本発明の実施例２であり、反転昇圧コンバータとして動作する。図１の実施例１とは直流電源Ｖｉの極性が逆に接続される。第１のスイッチング素子Ｑ１、第２のスイッチング素子Ｑ２、第３のスイッチング素子Ｑ３は、昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎt２により、それぞれオン・オフ制御され、コンデンサＣｏの両端から出力を取りだす。
【００２５】
図５に示す実施例２の動作は以下のようになる。図１の実施例１が第１のスイッチング素子Ｑ１と第３のスイッチング素子Ｑ３を同時にオン・オフさせ、第２のスイッチング素子Ｑ２と第１のスイッチング素子Ｑ１及び第３のスイッチング素子Ｑ３を、デッドタイムを有して交互にオン・オフさせるのに対し、図５の実施例２では、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２を同時にオン・オフさせ、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３は、デッドタイムを有して交互にオン・オフさせる。
このように制御させるため昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎt２は、図６に示す構成とする。すなわち、図２の昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎt１は、第２のスイッチング素子Ｑ２の駆動信号Ｑ２Ｄを生成するため、ワンショットマルチバイブレータ回路ＯＮＥ−ＳＨＯＴから出力されるパルスＯＮＥ-ＳＨＯＴ出力をインバータＩＮＶで反転させていたが、図６に示す実施例２の昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎt２では、第３のスイッチング素子Ｑ３の駆動信号Ｑ３Ｄを生成するため、ワンショットマルチバイブレータ回路ＯＮＥ−ＳＨＯＴから出力されるパルスＯＮＥ-ＳＨＯＴ出力をインバータＩＮＶで反転させる。なお、第１のスイッチング素子Q１、第２のスイッチング素子Q２は反転させずそのままパルスＯＮＥ-ＳＨＯＴ出力で駆動する。ただし第１のスイッチング素子Q１は、昇圧コンバータ制御回路Ｃｏｎt１と同様にレベルシフト回路LEVELSHIFT２を介して信号レベルを変える。
【００２６】
図５により実施例２の電圧変換の動作を説明する。Ｑ１とＱ２は同時にオンする。Ｖｉ−Ｌｌ−Ｑ１−Ｖｉの第１の経路と、Ｖｉ−Ｑ２−Ｃｒｉ−Ｌｓ−Ｑ１−Ｖｉの第２の経路に電流が流れる。すなわち、第１の経路では、第１のリアクトルＬｌの励磁電流が流れる。第２の経路では、第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉによる共振周波数の共振電流が流れる。ＯＮＥ−ＳＨＯＴから出力されるオン期間は、この共振周波数の周期の略１／２に設定する。
【００２７】
第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２がオフすると、Ｌｌ−Ｌｓ−Ｃｒｉ−Ｃｒｖの経路に電流が流れて、第１のリアクトルＬｌと第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉと第２のコンデンサＣｒｖの共振回路により、ゼロボルトまで放電された第２のコンデンサＣｒｖの電圧が徐々に上昇して略出力電圧Ｖｏに到達すると、第２のコンデンサＣｒｖに流れていた電流が第３のスイッチング素子Ｑ３に並列に接続される寄生ダイオードを介して転流する。この時、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３の両端に電圧擬似共振波形が現れる。この転流期間に第３のスイッチング素子Ｑ３をオンさせると第３のスイッチング素子Ｑ３はゼロボルトスイッチングとなる。第３のスイッチング素子Ｑ３がオンするとＬｌ−Ｌｓ−Ｃｒｉ−Ｑ３−Ｃｏ−Ｌｌの経路に電流が流れる。Ｌｌ>>Ｌs、Ｃｏ>>Ｃｒｉの関係にあるため、この時の共振周波数は、第１のリアクトルＬｌと第１のコンデンサＣｒｉの共振周波数が支配的となり、スイッチング周期より遥かに大きな周期となり、共振電流としてはスイッチング周波数より格段に低い周波数の正弦波の一部が直線的に観測される。
【００２８】
第３のスイッチング素子Ｑ３がオフすると、第３のスイッチング素子Ｑ３の電流が第２のコンデンサＣｒｖに転流し、Ｃｒｖ−Ｃｒｉ−Ｌｓ−Ｌｌ−Ｃｒｖの経路に電流が流れて、第１のリアクトルＬｌと第２のリアクトルＬｓと第１のコンデンサＣｒｉと第２のコンデンサＣｒｖの共振回路により、第２のコンデンサＣｒｖの電圧が徐々に放電されて、ゼロボルトまで放電されると、第２のコンデンサＣｒｖに流れていた電流が第２のスイッチング素子Ｑ２に並列に接続される寄生ダイオードを介して転流する。この時、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３の両端に電圧擬似共振波形が現れる。転流期間中に第２のスイッチング素子Ｑ２にドライブ信号を供給しオンさせる。また、同時に第１のスイッチング素子Ｑ１もオンさせる。
【００２９】
第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２のオン時間は、ＬｓとＣｒｉの共振周波数の周期の略１／２に設定する。Ｑ３のオン時間比率Ｄｏｎ（Ｑ３）は、デッドタイム<<スイッチング周期Ｔとすれば、おおよそ、以下の式の通り、入出力電圧により決定される。
Ｄｏｎ（Ｑ３）＝Ｖｉ／Ｖｏ・・・・・・・・・・・・・・・式（３）
同様にＱ１とＱ２のオン時間比率は、
Ｄｏｎ（Ｑ１、Ｑ２）＝１−Ｖｉ／Ｖｏ・・・・・・・式（４）
と表せられる。
【００３０】
以上のように、実施例２は反転昇圧コンバータとして動作する。図７に実施例２の昇圧コンバータの各部の波形を示す。図７は入力電圧の違いによって、第１のスイッチング素子Ｑ１の電圧VQ1と電流IQ1、第２のスイッチング素子Ｑ２の電圧VQ２と電流IQ２、第３のスイッチング素子Ｑ３の電圧VQ３と電流IQ３、第１のリアクトルＬｌの電流ILｌ、第２のリアクトルＬｓの電流ILｓの変化を示している。図７に示すように、実施例２においても実施例１同様に、電圧擬似共振の電流共振で動作し、ゼロボルトスイッチング、ソフトスイッチングで動作する。また実施例１同様に、第１のスイッチング素子Ｑ１は、ハードスイッチングではあるが、オフ時の電流が低下してからオフするためサージ電圧の発生が少ない。負荷変動でオン時間比率が変化しないため、制御回路の応答スピードは、過渡応答スピードに関係ない。したがって、理論上応答遅れが無い。
【産業上の利用可能性】
【００３１】
本発明は、昇圧電源を必要とする装置、電源装置に適用できる。
【符号の説明】
【００３２】
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３    スイッチング素子
Ｌｌ、Ｌｓ    リアクトル
Ｃｒｉ、Ｃｒｖ    コンデンサ
Ｃｏ  コンデンサ
Ｃｏｎｔ１、Ｃｏｎｔ２、Ｃｏｎｔ３    制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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