(57)【要約】【課題】動作モードの移行時における出力電圧の変動を抑制する。【解決手段】電圧制御回路４は、降圧モードでの動作から昇圧モードでの動作へと移行する昇圧移行期間には、誤差アンプ１３の制御とは無関係に昇圧用のトランジスタＴ２を５％固定のオンデューティで駆動する固定デューティ昇圧モードでの動作を行う。電圧制御回路４は、昇圧モードでの動作から降圧モードでの動作へと移行する降圧移行期間には、誤差アンプ１３の制御とは無関係に降圧用のトランジスタＴ１を９５％固定のオンデューティで駆動する固定デューティ降圧モードでの動作を行う。【選択図】図１
2015047040.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源入力端子（Ｐ１）に与えられる入力電圧を昇圧して電源出力端子（Ｐ２）から出力する昇圧動作と、前記入力電圧を降圧して前記電源出力端子から出力する降圧動作とを行う昇降圧型のスイッチング電源回路（１、２１、３１、４１）であって、
前記昇圧動作時にスイッチング動作する昇圧用スイッチング素子（Ｔ２）と、
前記降圧動作時にスイッチング動作する降圧用スイッチング素子（Ｔ１）と、
前記電源出力端子における出力電圧に応じた検出電圧を出力する電圧検出回路（１２）と、
前記昇圧用スイッチング素子および前記降圧用スイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成回路（４、２２、３２、４２）と、
前記駆動信号に基づいて前記昇圧用スイッチング素子を駆動する昇圧用駆動回路（３）と、
前記駆動信号に基づいて前記降圧用スイッチング素子を駆動する降圧用駆動回路（２）と、
を備え、
前記駆動信号生成回路は、
前記検出電圧および前記出力電圧の目標値に対応した基準電圧に応じたデューティを持つＰＷＭ信号を前記駆動信号として前記昇圧用駆動回路に出力する昇圧モードと、
前記検出電圧および前記基準電圧に応じたデューティを持つＰＷＭ信号を前記駆動信号として前記降圧用駆動回路に出力する降圧モードと、
を備え、さらに、
前記降圧モードにおける前記ＰＷＭ信号のオン期間を表すパルス幅の最大値よりも小さい第１パルス幅を持つ第１固定パルス信号を前記駆動信号として前記昇圧用駆動回路に出力する固定ディーティ昇圧モードと、
前記昇圧モードにおける前記ＰＷＭ信号のオン期間を表すパルス幅の最小値よりも大きい第２パルス幅を持つ第２固定パルス信号を前記駆動信号として前記降圧用駆動回路に出力する固定デューティ降圧モードと、
のいずれか一方または双方を備え、
前記固定デューティ昇圧モードを備える場合、前記降圧モードでの動作から前記昇圧モードでの動作へと移行する昇圧移行期間に前記固定デューティ昇圧モードでの動作が含まれ、
前記固定デューティ降圧モードを備える場合、前記昇圧モードでの動作から前記降圧モードでの動作へと移行する降圧移行期間に前記固定デューティ降圧モードでの動作が含まれていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記駆動信号生成回路（４、２２、３２、４２）は、前記固定デューティ昇圧モードおよび前記固定デューティ降圧モードの双方を備えていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記駆動信号生成回路（４、３２、４２）は、
前記昇圧移行期間において、前記固定デューティ昇圧モードでの動作に先立って、前記固定デューティ降圧モードでの動作を行うことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記駆動信号生成回路（４、３２、４２）は、
前記降圧移行期間において、前記固定デューティ降圧モードでの動作に先立って、前記固定デューティ昇圧モードでの動作を行うことを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記駆動信号生成回路（４、２２、３２、４２）は、
前記基準電圧に対する前記検出電圧の誤差を増幅した誤差信号を出力する誤差増幅回路（１３）と、
前記誤差信号およびキャリア信号を入力し、各入力信号の比較結果に応じた信号を出力する比較回路（１５）と、
を備え、
前記昇圧モードおよび前記降圧モードでは、前記比較回路の出力信号を前記駆動信号として出力することを特徴とする請求項２から４のいずれか一項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記駆動信号生成回路（４、２２）は、前記固定デューティ昇圧モードでは前記誤差信号に代えて第１閾値信号を前記比較回路に入力するとともに、前記固定デューティ降圧モードでは前記誤差信号に代えて第２閾値信号を前記比較回路に入力する入力信号切替回路（１４、２４）を備え、
前記駆動信号生成回路は、前記固定デューティ昇圧モードおよび前記固定デューティ降圧モードでは、前記比較回路の出力信号を前記駆動信号として出力することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記駆動信号生成回路（３２）は、前記固定デューティ昇圧モードにおいて前記誤差増幅回路の出力を最大値および最小値のいずれか一方に固定するとともに、前記固定デューティ降圧モードにおいて前記誤差増幅回路の出力を最大値および最小値のいずれか他方に固定する出力固定回路（３５）を備え、
前記駆動信号生成回路は、前記固定デューティ昇圧モードおよび前記固定デューティ降圧モードでは、前記比較回路の出力信号を前記駆動信号として出力することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記駆動信号生成回路（４２）は、前記第１固定パルス信号を生成する第１固定パルス信号生成回路（４４）と、前記第２固定パルス信号を生成する第２固定パルス信号生成回路（４５）と、を備え、
前記駆動信号生成回路は、前記固定デューティ昇圧モードでは、前記第１固定パルス信号を前記駆動信号として前記昇圧用駆動回路に出力し、前記固定デューティ降圧モードでは、前記第２固定パルス信号を前記駆動信号として前記降圧用駆動回路に出力することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源入力端子に与えられる入力電圧を昇圧して電源出力端子から出力する昇圧動作と入力電圧を降圧して電源出力端子から出力する降圧動作とを行う昇降圧型のスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
昇降圧型のスイッチング電源回路（例えば、特許文献１参照）は、例えば車載のバッテリから供給されるバッテリ電圧を、マイコンなどの回路電源に適した電圧値の直流電圧に変換するために用いられる。この場合、バッテリ電圧が通常の値（定常値）であれば、スイッチング電源回路は、降圧動作を行う（降圧モード）。ただし、通常、上記バッテリは、マイコン以外へも電源供給を行っている。そのため、その他の負荷の状況によっては、バッテリ電圧が急激に低い値に変化することも考えられる。このような場合、スイッチング電源回路は、昇圧動作を行う（昇圧モード）。これにより、マイコンには、常に適切な電源電圧が与えられ、その動作が停止する事態を防止することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第３２０６５５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、上記構成のスイッチング電源回路は、各動作モード（降圧モードおよび昇圧モード）において、誤差アンプ（誤差増幅回路）の出力に基づく制御の内容が異なる。そのため、降圧モードおよび昇圧モードの切り替わり時（各動作モードの移行時）において、出力電圧が不安定になる（変動する）といった問題が生じるおそれがある。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、動作モードの移行時における出力電圧の変動を抑制することができる昇降圧型のスイッチング電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１に記載のスイッチング電源回路は、電源入力端子に与えられる入力電圧を昇圧して電源出力端子から出力する昇圧動作と、入力電圧を降圧して電源出力端子から出力する降圧動作とを行う昇降圧型のスイッチング電源回路である。スイッチング電源回路は、昇圧動作時にスイッチング動作する昇圧用スイッチング素子と、降圧動作時にスイッチング動作する降圧用スイッチング素子と、電源出力端子における出力電圧に応じた検出電圧を出力する電圧検出回路と、昇圧用スイッチング素子および降圧用スイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、駆動信号に基づいて昇圧用スイッチング素子を駆動する昇圧用駆動回路と、駆動信号に基づいて降圧用スイッチング素子を駆動する降圧用駆動回路と、を備える。
【０００７】
駆動信号生成回路が昇圧モードで動作すると、検出電圧および出力電圧の目標値に対応した基準電圧に応じたデューティを持つＰＷＭ信号が駆動信号として昇圧用駆動回路に出力される。これにより、入力電圧を昇圧して得られる出力電圧が所望する目標値となるように、昇圧用スイッチング素子のスイッチング動作がフィードバック制御され、前述した昇圧動作が行われる。また、駆動信号生成回路が降圧モードで動作すると、検出電圧および基準電圧に応じたデューティを持つＰＷＭ信号が駆動信号として降圧用駆動回路に出力される。これにより、入力電圧を降圧して得られる出力電圧が所望する目標値となるように、降圧用スイッチング素子のスイッチング動作がフィードバック制御され、前述した降圧動作が行われる。
【０００８】
従来技術の説明でも述べたように、降圧モードでの動作から昇圧モードでの動作へと移行する期間（昇圧移行期間）および昇圧モードでの動作から降圧モードでの動作へと移行する期間（降圧移行期間）には、出力電圧が変動する問題が生じるおそれがある。このような問題が生じる理由は、次のような点にあると考えられる。
【０００９】
すなわち、降圧モードの終盤には、入力電圧の低下に伴って出力電圧も同様に低下しており、出力電圧が目標値を大きく下回る状態、つまり検出電圧が基準電圧を大きく下回る状態になっている。そのため、ＰＷＭ信号のオンデューティは、最大値またはそれに近い値になっている。このような状態のまま、昇圧モードに移行すると、上記フィードバック制御により、昇圧用スイッチング素子がオン駆動される期間が最初から長くなる。そうすると、昇圧モードの開始直後から出力電圧が急激に上昇する。そのため、出力電圧のオーバーシュートが生じるなどして、昇圧モードの開始直後におけるフィードバック制御に時間を要してしまい、その結果、出力電圧が不安定になる（変動する）問題が生じる。
【００１０】
また、昇圧モードの終盤には、入力電圧の上昇に伴って出力電圧も同様に上昇しており、出力電圧が目標値を大きく上回る状態、つまり検出電圧が基準電圧を大きく上回る状態になっている。そのため、ＰＷＭ信号のオンデューティは、最小値またはそれに近い値になっている。このような状態のまま、降圧モードに移行すると、上記フィードバック制御により、降圧用スイッチング素子がオン駆動される期間が最初から短くなる。そうすると、降圧モードの開始直後から出力電圧が急激に低下する。そのため、出力電圧のアンダーシュートが生じるなどして、降圧モードの開始直後におけるフィードバック制御に時間を要してしまい、その結果、出力電圧が不安定になる（変動する）問題が生じる。
【００１１】
このような問題の発生を抑制するため、本手段では、駆動信号生成回路は、昇圧移行期間および降圧移行期間の一方または双方において、次のような動作を行う。すなわち、駆動信号生成回路は、昇圧移行期間にあっては、降圧モードにおけるＰＷＭ信号のオン期間を表すパルス幅（オンデューティ）の最大値よりも小さい第１パルス幅を持つ第１固定パルス信号を駆動信号として昇圧用駆動回路に出力する固定デューティ昇圧モードで動作する。
【００１２】
これにより、昇圧移行期間には、上記フィードバック制御とは関連のない昇圧動作が行われる。そして、これに伴い、出力電圧の低下が軽減される、あるいは出力電圧が上昇に転じるため、検出電圧および基準電圧の差が小さくなる。そのため、その後に昇圧モードが開始された際、昇圧用スイッチング素子がオン駆動される期間は、降圧モードから昇圧モードに直接移行する場合における同期間に比べて短くなる。これにより、出力電圧のオーバーシュートなどが生じ難くなり、その結果、昇圧移行期間において出力電圧が変動する問題の発生が抑制される。
【００１３】
また、駆動信号生成回路は、降圧移行期間にあっては、昇圧モードにおけるＰＷＭ信号のオン期間を表すパルス幅（オンデューティ）の最小値よりも大きい第２パルス幅を持つ第２固定パルス信号を駆動信号として降圧用駆動回路に出力する固定デューティ降圧モードで動作する。これにより、降圧移行期間には、上記フィードバック制御とは関連のない降圧動作が行われる。そして、これに伴い、出力電圧の上昇が軽減される、あるいは出力電圧が低下に転じるため、検出電圧および基準電圧の差が小さくなる。そのため、その後に降圧モードが開始された際、降圧用スイッチング素子がオン駆動される期間は、昇圧モードから降圧モードに直接移行する場合における同期間に比べて長くなる。これにより、出力電圧のアンダーシュートなどが生じ難くなり、その結果、降圧移行期間において、出力電圧が変動する問題の発生が抑制される。
【００１４】
このように、請求項１に記載の手段によれば、昇圧移行期間および降圧移行期間のうち、少なくともいずれか一方における出力電圧の変動を抑制することができるという効果が得られる。また、請求項２に記載の手段では、駆動信号生成回路は、固定デューティ昇圧モードおよび固定デューティ降圧モードの双方を備えている。そのため、請求項２に記載の手段によれば、昇圧移行期間および降圧移行期間の双方における出力電圧の変動を確実に抑制することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１の実施形態を示すもので、昇降圧型スイッチング電源回路の構成図
【図２】入力電圧、切替信号および各部の動作状態の関係を示す図
【図３】各部の波形を表すタイミングチャート
【図４】第２の実施形態を示す図１相当図
【図５】図２相当図
【図６】図３相当図
【図７】第３の実施形態示す図１相当図
【図８】図２相当図
【図９】第４の実施形態を示す図１相当図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、スイッチング電源回路の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図３を参照して説明する。
図１に示す電源回路１は、例えば車両に搭載されるＥＣＵにおいて用いられる。電源回路１は、トランジスタＴ１、Ｔ２、ダイオードＤ１、Ｄ２、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、降圧用ドライバ２、昇圧用ドライバ３、電圧制御回路４などを備えている。トランジスタＴ１、Ｔ２は、いずれもＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである。
【００１７】
電源回路１は、例えば車載バッテリ（図示略）から電源入力端子Ｐ１に与えられる入力電圧Ｖｉを昇圧して電源出力端子Ｐ２から出力する昇圧動作と、入力電圧Ｖｉを降圧して出力する降圧動作とを行う昇降圧型のスイッチング電源回路である。上記降圧動作時、トランジスタＴ１の駆動がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御される。つまり、トランジスタＴ１は、降圧動作時にスイッチング動作する降圧用スイッチング素子に相当する。上記昇圧動作時、トランジスタＴ２の駆動がＰＷＭ制御される。つまり、トランジスタＴ２は、昇圧動作時にスイッチング動作する昇圧用スイッチング素子に相当する。
【００１８】
トランジスタＴ１のドレインは、電源入力端子Ｐ１に接続されている。電源入力端子Ｐ１およびグランド端子（図示略）の間には、上記車載バッテリから入力電圧Ｖｉ（例えば、定常値が＋１２Ｖ）が印加される。グランド端子は、グランド線５に接続されている。トランジスタＴ１のソースは、ノードＮ１に接続されている。トランジスタＴ１のゲートには、降圧用ドライバ２から駆動電圧が与えられる。ダイオードＤ１は、ノードＮ１およびグランド線５（０Ｖ）の間に、グランド線５側をアノードとして接続されている。ダイオードＤ１は、降圧動作時に還流ダイオードとして機能する。
【００１９】
トランジスタＴ２のドレインは、ノードＮ２に接続されている。トランジスタＴ２のソースは、グランド線５に接続されている。トランジスタＴ２のゲートには、昇圧用ドライバ３から駆動電圧が与えられる。ノードＮ１、Ｎ２の間には、平滑用のインダクタＬ１が接続されている。ダイオードＤ２は、ノードＮ２および電源出力端子Ｐ２の間に、ノードＮ２側をアノードとして接続されている。ダイオードＤ２は、昇圧動作時に還流ダイオードとして機能する。平滑用のコンデンサＣ１は、電源出力端子Ｐ２およびグランド線５の間に接続されている。電源出力端子Ｐ２の電圧（出力電圧Ｖｏ）は、電圧制御回路４に与えられる（フィードバックされる）。電源出力端子Ｐ２およびグランド端子を介して出力される出力電圧Ｖｏ（例えば、目標値が＋５Ｖ）は、マイコンなどの図示しない負荷に供給される。
【００２０】
降圧用ドライバ２（降圧用駆動回路に相当）は、電圧制御回路４から与えられる駆動信号Ｓａに基づいて、トランジスタＴ１をオン駆動またはオフ駆動するための駆動電圧をトランジスタＴ１のゲートに出力する。降圧用ドライバ２は、駆動信号ＳａがＨレベルである期間にあってはトランジスタＴ１をオン駆動し、Ｌレベルである期間にあってはトランジスタＴ１をオフ駆動する。
【００２１】
昇圧用ドライバ３（昇圧用駆動回路に相当）は、電圧制御回路４から与えられる駆動信号Ｓｂに基づいて、トランジスタＴ２をオン駆動またはオフ駆動するための駆動電圧をトランジスタＴ２のゲートに出力する。昇圧用ドライバ３は、駆動信号ＳｂがＨレベルである期間にあってはトランジスタＴ２をオン駆動し、Ｌレベルである期間にあってはトランジスタＴ２をオフ駆動する。
【００２２】
電圧制御回路４（駆動信号生成回路）は、４つの動作モード（降圧モード、昇圧モード、固定デューティ降圧モードおよび固定デューティ昇圧モード）を備えている。なお、各動作モードの内容については後述する。電圧制御回路４は、入力電圧Ｖｉの電圧値に応じて、上記４つの動作モードのうち、いずれかの動作モードで動作する。
【００２３】
具体的には、電圧制御回路４は、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、降圧モードで動作する。また、電圧制御回路４は、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第２閾値Ｖth2以上である期間、固定デューティ降圧モードで動作する。また、電圧制御回路４は、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖth2未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間、固定デューティ昇圧モードで動作する。また、電圧制御回路４は、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、昇圧モードで動作する。なお、各閾値の関係は、下記（１）式のとおりである。
Ｖth3＜Ｖth2＜Ｖth1            …（１）
【００２４】
電圧制御回路４は、降圧モードで動作する場合、昇圧用ドライバ３に出力する駆動信号ＳｂをＬレベルに固定する。そのため、降圧モード時には、トランジスタＴ２が常時オフとなって電源回路１が降圧型の形態となる。その上で、電圧制御回路４は、出力電圧Ｖｏの目標値およびフィードバックされた出力電圧Ｖｏの差に基づいて、出力電圧Ｖｏが目標値に一致するように降圧用ドライバ２に出力する駆動信号Ｓａのデューティ比を変化させる（電圧フィードバック制御）。すなわち、電圧制御回路４は、降圧モードで動作する場合、ＰＷＭ信号を駆動信号Ｓａとして降圧用ドライバ２に出力する。
【００２５】
電圧制御回路４は、昇圧モードで動作する場合、降圧用ドライバ２に出力する駆動信号ＳａをＨレベルに固定する。そのため、昇圧モード時には、トランジスタＴ１が常時オンとなって電源回路１が昇圧型の形態となる。その上で、電圧制御回路４は、出力電圧Ｖｏの目標値およびフィードバックされた出力電圧Ｖｏの差に基づいて、出力電圧Ｖｏが目標値に一致するように昇圧用ドライバ３に出力する駆動信号Ｓｂのデューティ比を変化させる（電圧フィードバック制御）。すなわち、電圧制御回路４は、昇圧モードで動作する場合、ＰＷＭ信号を駆動信号Ｓｂとして昇圧用ドライバ３に出力する。
【００２６】
電圧制御回路４は、固定デューティ降圧モードで動作する場合、昇圧用ドライバ３に出力する駆動信号ＳｂをＬレベルに固定する。そのため、固定デューティ降圧モード時には、トランジスタＴ２が常時オフとなって電源回路１が降圧型の形態となる。その上で、電圧制御回路４は、固定のパルス幅（第２パルス幅）を持つパルス信号（第２固定パルス信号に相当）を駆動信号Ｓａとして降圧用ドライバ２に出力する。
【００２７】
なお、ここで言うパルス幅は、オン期間を表すものであり、パルス信号がＨレベルであるときの幅である。すなわち、電圧制御回路４は、固定デューティ降圧モードで動作する場合、降圧用ドライバ２に出力する駆動信号Ｓａのオンデューティを固定する。上記第２パルス幅としては、昇圧モードにおけるＰＷＭ信号のオン期間を表すパルス幅の最小値よりも大きい幅であればよい。本実施形態では、駆動信号Ｓａのオンデューティが９５％に固定されるように、上記第２パルス幅を設定している。
【００２８】
電圧制御回路４は、固定デューティ昇圧モードで動作する場合、降圧用ドライバ２に出力する駆動信号ＳａをＨレベルに固定する。そのため、固定デューティ昇圧モード時には、トランジスタＴ１が常時オンとなって電源回路１が昇圧型の形態となる。その上で、電圧制御回路４は、固定のパルス幅（第１パルス幅）を持つパルス信号（第１固定パルス信号）を駆動信号Ｓｂとして昇圧用ドライバ３に出力する。
【００２９】
すなわち、電圧制御回路４は、固定デューティ昇圧モードで動作する場合、昇圧用ドライバ３に出力する駆動信号Ｓｂのオンデューティを固定する。上記第１パルス幅としては、降圧モードにおけるＰＷＭ信号のオン期間を表すパルス幅の最大値よりも小さい幅であればよい。本実施形態では、駆動信号Ｓｂのオンデューティが５％に固定されるように、上記第１パルス幅を設定している。
【００３０】
電圧制御回路４は、上述した各動作を実現できる構成であればよいが、例えば、図１に示すような具体的構成を採用することができる。すなわち、本実施形態では、電圧制御回路４は、入力電圧判定回路６、基準電圧生成回路７、ＡＮＤ回路８〜１０、ＮＡＮＤ回路１１、出力電圧検出回路１２（電圧検出回路に相当）、誤差アンプ１３（誤差増幅回路に相当）、閾値選択回路１４（入力信号切替回路に相当）、コンパレータ１５（比較回路に相当）、三角波発振回路１６、セレクタ回路１７、インバータ回路１８などを備えている。
【００３１】
入力電圧判定回路６は、抵抗Ｒ１〜４およびコンパレータＣＰ１〜ＣＰ３を備えている。抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、電源入力端子Ｐ１およびグランド線５の間に直列に接続されている。抵抗Ｒ１およびＲ２の相互接続点であるノードＮ３の電圧は、コンパレータＣＰ１の反転入力端子に与えられている。抵抗Ｒ２およびＲ３の相互接続点であるノードＮ４の電圧は、コンパレータＣＰ２の反転入力端子に与えられている。抵抗Ｒ３およびＲ４の相互接続点であるノードＮ５の電圧は、コンパレータＣＰ３の反転入力端子に与えられている。
【００３２】
コンパレータＣＰ１〜ＣＰ３の非反転入力端子には、入力電圧Ｖｉの電圧値を判定するための基準電圧Ｖr1が与えられる。本実施形態では、基準電圧Ｖr1は、後述する基準電圧生成回路７により生成されるようになっている。コンパレータＣＰ１〜ＣＰ３から出力される切替信号Ｓ１〜Ｓ３は、ＡＮＤ回路８〜１０およびＮＡＮＤ回路１１に与えられる。抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値（分圧比）および基準電圧Ｖr1の電圧値は、下記（ａ）〜（ｄ）の条件を満たす値に設定される。
【００３３】
（ａ）入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＬレベルになる。
（ｂ）入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第２閾値Ｖth2以上である期間、切替信号Ｓ１、Ｓ２がＬレベルになるとともに、切替信号Ｓ３がＨレベルになる。
（ｃ）入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖth2未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間、切替信号Ｓ１がＬレベルになるとともに、切替信号Ｓ２、Ｓ３がＨレベルになる。
（ｄ）入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＨレベルになる。
【００３４】
出力電圧検出回路１２の抵抗Ｒ５およびＲ６は、電源出力端子Ｐ２およびグランド線５の間に直列に接続されている。抵抗Ｒ５およびＲ６の相互接続点であるノードＮ６の電圧、つまり出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ５およびＲ６により分圧して得られる検出電圧Ｖｄは、誤差アンプ１３の反転入力端子に与えられている。
【００３５】
基準電圧生成回路７は、例えばバンドギャップリファレンス回路（ＢＧＲ）を主体として構成されており、前述した基準電圧Ｖr1と、出力電圧Ｖｏの目標値を指令するための基準電圧Ｖr2とを生成する。基準電圧生成回路７により生成される基準電圧Ｖr2（例えば１．２２Ｖ）は、誤差アンプ１３の非反転入力端子に与えられている。誤差アンプ１３の出力端子および反転入力端子の間には、帰還用の抵抗Ｒｆが接続されている。誤差アンプ１３は、基準電圧Ｖr2に対する検出電圧Ｖｄの誤差を増幅した誤差信号Ｓｃを出力する。
【００３６】
閾値選択回路１４は、誤差アンプ１３から出力される誤差信号Ｓｃおよび固定Duty発生閾値信号Ｓｄのうち、いずれかの信号を選択して後段のコンパレータ１５に出力する。固定Duty発生閾値信号Ｓｄ（第１閾値信号および第２閾値信号に相当）は、一定レベルに固定された信号であり、駆動信号Ｓａ、Ｓｂのデューティを固定するための信号である。
【００３７】
閾値選択回路１４は、選択信号Ｓｅに基づいて、上記各信号の選択を行う。すなわち、閾値選択回路１４は、選択信号ＳｅがＬレベルであるときには誤差信号Ｓｃを後段に出力し、Ｈレベルであるときには固定Duty発生閾値信号Ｓｄを後段に出力する。上記した選択信号Ｓｅは、ＡＮＤ回路８の出力信号である。ＡＮＤ回路８の反転入力端子には、切替信号Ｓ１が与えられている。ＡＮＤ回路８の非反転入力端子には、切替信号Ｓ３が与えられている。
【００３８】
三角波発振回路１６は、ＰＷＭのキャリア波である三角波信号Ｓｆ（キャリア信号に相当）を生成する。コンパレータ１５の非反転入力端子には、閾値選択回路１４から出力される誤差信号Ｓｃまたは固定Duty発生閾値信号Ｓｄが与えられる。コンパレータ１５の反転入力端子には、三角波発振回路１６から出力される三角波信号Ｓｆが与えられている。
【００３９】
このような構成により、コンパレータ１５の出力信号は、誤差信号Ｓｃまたは固定Duty発生閾値信号Ｓｄが三角波信号Ｓｆより小さい期間にＬレベルとなり、誤差信号Ｓｃまたは固定Duty発生閾値信号Ｓｄが三角波信号Ｓｆより大きい期間にＨレベルとなる。すなわち、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃまたは固定Duty発生閾値信号Ｓｄと、三角波信号Ｓｆとを比較し、その比較結果に応じたデューティを持つデューティ信号Ｓｇを生成する。
【００４０】
なお、固定Duty発生閾値信号Ｓｄのレベルは、当該信号がコンパレータ１５に与えられた場合、そのコンパレータ１５の出力信号がＨレベルである期間の割合（１周期においてＨレベルである期間が占める割合）が９５％となるような値に設定されている。従って、選択信号ＳｅがＨレベルであるとき、コンパレータ１５から出力されるデューティ信号Ｓｇは、９５％のオンデューティに固定される。
【００４１】
ＮＡＮＤ回路１１の一方の反転入力端子には、切替信号Ｓ２が与えられている。ＮＡＮＤ回路１１の他方の反転入力端子には、コンパレータ１５から出力されるデューティ信号Ｓｇが与えられている。ＮＡＮＤ回路１１の出力信号は、駆動信号Ｓａとして、降圧用ドライバ２に与えられる。
【００４２】
ＡＮＤ回路９の４つの非反転入力端子には、それぞれ切替信号Ｓ１〜Ｓ３およびコンパレータ１５から出力されるデューティ信号Ｓｇが与えられている。ＡＮＤ回路１０の反転入力端子には、切替信号Ｓ１が与えられている。ＡＮＤ回路１０の２つの非反転入力端子には、それぞれ切替信号Ｓ２、Ｓ３が与えられている。セレクタ回路１７の一方の入力端子（０）には、ＡＮＤ回路９の出力信号が与えられている。セレクタ回路１７の他方の入力端子（１）には、デューティ信号Ｓｇ’が与えられている。デューティ信号Ｓｇ’は、デューティ信号Ｓｇを入力するインバータ回路１８の出力信号であり、デューティ信号Ｓｇを反転した信号である。セレクタ回路１７の選択端子には、ＡＮＤ回路１０の出力信号が選択信号Ｓｈとして与えられている。セレクタ回路１７の出力信号は、駆動信号Ｓｂとして、昇圧用ドライバ３に与えられる。
【００４３】
上記構成の電圧制御回路４によれば、図２に示すように、入力電圧Ｖｉの電圧値に応じて切替信号Ｓ１〜Ｓ３のレベルが切り替わるため、次のように、前述した各動作を実現することができる。すなわち、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＬレベルになる。これにより、選択信号ＳｈがＬレベルになるとともに、ＡＮＤ回路９の出力信号がＬレベルになるため、駆動信号Ｓｂは、Ｌレベルに固定される。そのため、トランジスタＴ２が常時オフとなる。
【００４４】
そして、選択信号ＳｅがＬレベルになるため、誤差アンプ１３から出力される誤差信号Ｓｃがコンパレータ１５に与えられる。従って、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃおよび三角波信号Ｓｆの比較結果に応じたデューティを持つデューティ信号Ｓｇを出力する。そして、ＮＡＮＤ回路１１からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓａが出力される。その結果、トランジスタＴ１の駆動が誤差アンプ１３によりデューティ制御される。このように、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、電圧制御回路４は、降圧モードで動作する。
【００４５】
また、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第２閾値Ｖth2以上である期間、切替信号Ｓ１、Ｓ２がＬレベルになるとともに、切替信号Ｓ３がＨレベルになる。これにより、選択信号ＳｈがＬレベルになるとともに、ＡＮＤ回路９の出力信号がＬレベルになるため、駆動信号Ｓｂは、Ｌレベルに固定される。そのため、トランジスタＴ２が常時オフとなる。
【００４６】
そして、選択信号ＳｅがＨレベルになるため、固定Duty発生閾値信号Ｓｄがコンパレータ１５に与えられる。従って、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃとは無関係に、固定されたオンデューティ（９５％）を持つデューティ信号Ｓｇを出力する。そして、ＮＡＮＤ回路１１からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓａが出力される。その結果、トランジスタＴ１は、誤差アンプ１３の制御とは無関係に、９５％のオンデューティで駆動される。このように、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第２閾値Ｖth2以上である期間、電圧制御回路４は、固定デューティ降圧モードで動作する。
【００４７】
また、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖth2未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間、切替信号Ｓ１がＬレベルになるとともに、切替信号Ｓ２、Ｓ３がＨレベルになる。これにより、選択信号ＳｅがＨレベルになるため、固定Duty発生閾値信号Ｓｄがコンパレータ１５に与えられる。従って、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃとは無関係に、固定されたオンデューティ（９５％）を持つデューティ信号Ｓｇを出力する。ただし、切替信号Ｓ２がＨレベルであるため、ＮＡＮＤ回路１１から出力される駆動信号ＳａがＨレベルに固定される。そのため、トランジスタＴ１が常時オン（フルオン）となる。
【００４８】
そして、選択信号ＳｈがＨレベルになるため、セレクタ回路１７からデューティ信号Ｓｇ’と同じ論理を持つ、つまり、デューティ信号Ｓｇとは反対の論理を持つ駆動信号Ｓｂが出力される。その結果、トランジスタＴ２は、誤差アンプ１３の制御とは無関係に、５％のオンデューティで駆動される。このように、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖth2未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間、電圧制御回路４は、固定デューティ昇圧モードで動作する。
【００４９】
また、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＨレベルになる。これにより、選択信号ＳｅがＬレベルになるため、誤差アンプ１３から出力される誤差信号Ｓｃがコンパレータ１５に与えられる。従って、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃおよび三角波信号Ｓｆの比較結果に応じたデューティを持つデューティ信号Ｓｇを出力する。ただし、切替信号Ｓ２がＨレベルであるため、ＮＡＮＤ回路１１から出力される駆動信号ＳａがＨレベルに固定される。そのため、トランジスタＴ１が常時オン（フルオン）となる。
【００５０】
そして、選択信号ＳｈがＬレベルになるとともに、セレクタ回路１７の一方の入力端子（０）にデューティ信号Ｓｇと同一の信号が与えられる。そのため、セレクタ回路１７からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓｂが出力される。その結果、トランジスタＴ２の駆動が誤差アンプ１３によりデューティ制御される。このように、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、電圧制御回路４は、昇圧モードで動作する。
【００５１】
上述したように、本実施形態の電圧制御回路４では、昇圧動作（昇圧モードおよび固定デューティ昇圧モードでの動作）と、降圧動作（降圧モードおよび固定デューティ降圧モードでの動作）とにおいて、１つの誤差アンプ１３および１つのコンパレータ１５を共通使用するようになっている。このような構成によれば、昇圧動作および降圧動作において、それぞれ別々の誤差アンプ（誤差増幅回路）およびコンパレータ（比較回路）を設ける構成に比べ、回路構成を簡素化することができるという効果が得られる。
【００５２】
さて、従来技術の説明でも述べたように、降圧モードでの動作から昇圧モードでの動作へと移行する昇圧移行期間および昇圧モードでの動作から降圧モードでの動作へと移行する降圧移行期間には、出力電圧Ｖｏが変動する問題が生じるおそれがある。このような問題が生じる理由は、次のような点にあると考えられる。
【００５３】
すなわち、降圧モードの終盤には、入力電圧Ｖｉの低下に伴って出力電圧Ｖｏも同様に低下しており、出力電圧Ｖｏが目標値を大きく下回る状態、つまり検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖr2を大きく下回る状態になっている。そのため、デューティ信号Ｓｇのオンデューティは、最大値またはそれに近い値になっている。このような状態のまま、昇圧モードに移行すると、誤差アンプ１３による電圧フィードバック制御により、昇圧用のトランジスタＴ２がオン駆動される期間が最初から長くなる。そうすると、昇圧モードの開始直後から出力電圧Ｖｏが急激に上昇する。そのため、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートが生じるなどして、昇圧モードの開始直後におけるフィードバック制御に時間を要してしまい、その結果、出力電圧Ｖｏが不安定になる（変動する）問題が生じる。
【００５４】
また、昇圧モードの終盤には、入力電圧Ｖｉの上昇に伴って出力電圧Ｖｏも同様に上昇しており、出力電圧Ｖｏが目標値を大きく上回る状態、つまり検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖr2を大きく上回る状態になっている。そのため、デューティ信号Ｓｇのオンデューティは、最小値またはそれに近い値になっている。このような状態のまま、降圧モードに移行すると、誤差アンプ１３による電圧フィードバック制御により、降圧用のトランジスタＴ１がオン駆動される期間が最初から短くなる。そうすると、降圧モードの開始直後から出力電圧Ｖｏが急激に低下する。そのため、出力電圧Ｖｏのアンダーシュートが生じるなどして、降圧モードの開始直後におけるフィードバック制御に時間を要してしまい、その結果、出力電圧Ｖｏが不安定になる（変動する）問題が生じる。
【００５５】
本実施形態では、電圧制御回路４が以下のような動作を行うことにより、このような問題の発生を抑制するようにしている。すなわち、電圧制御回路４は、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第２閾値Ｖth2以上である期間には、固定デューティ降圧モードで動作する。そのため、昇圧移行期間の前半（図３の時刻ｔ１〜ｔ２）には、電圧制御回路４が固定デューティ降圧モードで動作する。また、電圧制御回路４は、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖth2未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間には、固定デューティ昇圧モードで動作する。そのため、昇圧移行期間の後半（図３の時刻ｔ２〜ｔ３）には、電圧制御回路４が固定デューティ昇圧モードで動作する。
【００５６】
これにより、昇圧移行期間には、誤差アンプ１３による電圧フィードバック制御とは関連のない降圧動作および昇圧動作が行われる。そして、昇圧移行期間の後半に行われる昇圧動作に伴い、出力電圧Ｖｏの低下が軽減される、あるいは出力電圧Ｖｏが上昇に転じる。そのため、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖr2を上回る、あるいは下回るとしてもそれらの差が小さくなる。
【００５７】
これにより、その後に昇圧モードが開始される際には（図３の時刻ｔ３）、誤差アンプ１３から出力される誤差信号Ｓｃが低いレベルになる。従って、昇圧モードの開始時点において、トランジスタＴ２がオン駆動される期間（トランジスタＴ２のオンデューティ）は、最小値（例えば３％）となっており、降圧モードから昇圧モードに直接移行する場合における同期間に比べて短くなる。これにより、出力電圧Ｖｏのオーバーシュートなどが生じ難くなり、その結果、昇圧移行期間において出力電圧Ｖｏが変動する問題の発生が抑制される。
【００５８】
さらに、固定デューティ昇圧モードでは、昇圧用のトランジスタＴ２を、オンデューティの最小値（３％）に近い５％のオンデューティで駆動する。これにより、昇圧移行期間の後半におけるトランジスタＴ２のオンデューティ（５％）と、その後に実行される昇圧モードの開始時点におけるトランジスタＴ２のオンデューティ（３％）とが、近い値となる。そのため、固定デューティ昇圧モードから昇圧モードへの移行がスムーズに行えるため、出力電圧Ｖｏの変動を一層抑制することができる。
【００５９】
また、電圧制御回路４は、降圧移行期間の前半（図３の時刻ｔ４〜ｔ５）には固定デューティ昇圧モードで動作し、昇圧移行期間の後半（図３の時刻ｔ５〜ｔ６）には固定デューティ降圧モードで動作する。これにより、降圧移行期間には、誤差アンプ１３による電圧フィードバック制御とは関連のない昇圧動作および降圧動作が行われる。そして、降圧移行期間の後半に行われる降圧動作に伴い、出力電圧Ｖｏの上昇が軽減される、あるいは出力電圧Ｖｏが低下に転じる。そのため、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖr2を下回る、あるいは上回るとしてもそれらの差が小さくなる。
【００６０】
これにより、その後に降圧モードが開始される際には（図３の時刻ｔ６）、誤差アンプ１３から出力される誤差信号Ｓｃが高いレベルになる。従って、降圧モードの開始時点において、トランジスタＴ１がオン駆動される期間（トランジスタＴ１のオンデューティ）は、最大値（例えば９７％）となっており、昇圧モードから降圧モードに直接移行する場合における同期間に比べて長くなる。これにより、出力電圧Ｖｏのアンダーシュートなどが生じ難くなり、その結果、降圧移行期間において出力電圧Ｖｏが変動する問題の発生が抑制される。
【００６１】
さらに、固定デューティ降圧モードでは、降圧用のトランジスタＴ１を、オンデューティの最大値（９７％）に近い９５％のオンデューティで駆動する。これにより、降圧移行期間の後半におけるトランジスタＴ１のオンデューティ（９５％）と、その後に実行される降圧モードの開始時点におけるトランジスタＴ１のオンデューティ（９７％）とが、近い値となる。そのため、固定デューティ降圧モードから降圧モードへの移行がスムーズに行えるため、出力電圧Ｖｏの変動を一層抑制することができる。
【００６２】
また、電圧制御回路４は、入力電圧Ｖｉの電圧値に応じて、前述した４つの動作モードを切り替える構成となっている。そのため、入力電圧Ｖｉが漸減して降圧モードから昇圧モードへと移行する昇圧移行期間の後半に、何らかの理由により入力電圧Ｖｉが急激に上昇に転じた場合でも、固定デューティ降圧モードを経てから降圧モードへと移行するため、出力電圧Ｖｏが変動する問題が生じ難くなる。また、入力電圧Ｖｉが漸増して昇圧モードから降圧モードへと移行する降圧移行期間の後半に、何らかの理由により入力電圧Ｖｉが急激に低下に転じた場合でも、固定デューティ昇圧モードを経てから昇圧モードへと移行するため、出力電圧Ｖｏが変動する問題が生じ難くなる。
【００６３】
以上説明したように、本実施形態の電源回路１は、誤差アンプ１３の制御とは無関係に固定のオンデューティでもってトランジスタＴ１、Ｔ２を駆動する固定デューティ降圧モードおよび固定デューティ昇圧モードによる動作を行うことが可能となっている。そして、昇圧移行期間には固定デューティ昇圧モードでの動作が含まれるとともに、降圧移行期間には固定デューティ降圧モードでの動作が含まれる。そのため、本実施形態によれば、昇圧移行期間および降圧移行期間の双方において、出力電圧Ｖｏの変動を確実に抑制することができるという効果が得られる。
【００６４】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図４〜図６を参照して説明する。
図４に示す本実施形態の電源回路２１（スイッチング電源回路に相当）は、図１に示した第１の実施形態の電源回路１に対し、電圧制御回路４に代えて電圧制御回路２２（駆動信号生成回路に相当）を備えている点が異なる。電圧制御回路２２は、入力電圧Ｖｉの電圧値だけでなく、その値の推移をも考慮した上で、降圧モード、昇圧モード、固定デューティ降圧モードおよび固定デューティ昇圧モードのうち、いずれかの動作モードで動作する。
【００６５】
具体的には、電圧制御回路２２は、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間にあっては、それ以前における入力電圧Ｖｉの値に関係なく、降圧モードで動作する。また、電圧制御回路２２は、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間にあっては、それ以前における入力電圧Ｖｉの値に関係なく、昇圧モードで動作する。また、電圧制御回路２２は、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間（以下、共通移行期間と称す）にあっては、共通移行期間に遷移する前の入力電圧Ｖｉの電圧値に応じて、固定デューティ昇圧モードおよび固定デューティ降圧モードのいずれかで動作する。
【００６６】
すなわち、電圧制御回路２２は、共通移行期間に遷移する前、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上であった場合には、固定デューティ昇圧モードで動作する。また、電圧制御回路２２は、共通移行期間に遷移する前、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満であった場合には、固定デューティ降圧モードで動作する。
【００６７】
電圧制御回路２２は、上述した各動作を実現できる構成であればよいが、例えば、図４に示すような具体的な構成を採用することができる。すなわち、本実施形態の電圧制御回路２２は、電圧制御回路４に対し、新たにシーケンサ２３を備えている点、ＡＮＤ回路８が省かれている点、閾値選択回路１４に代えて閾値選択回路２４（入力信号切替回路に相当）を備えている点、ＮＡＮＤ回路１１に代えてＮＡＮＤ回路２５を備えている点、ＡＮＤ回路９、１０に代えてＡＮＤ回路２６、２７を備えている点などが異なる。
【００６８】
シーケンサ２３には、入力電圧判定回路６から出力される切替信号Ｓ１〜Ｓ３が入力されている。シーケンサ２３は、所定周期毎に切替信号Ｓ１〜Ｓ３のレベルを取得し、それら取得されたレベルに基づいて、出力する切替信号Ｓ４〜Ｓ７のレベルを決定する。シーケンサ２３から出力される切替信号Ｓ４〜Ｓ７は、閾値選択回路２４、ＮＡＮＤ回路２５およびＡＮＤ回路２６、２７に与えられる。シーケンサ２３における入出力信号の関係は、図５に示すようになっている。なお、図５における「※」は、ＨレベルでもＬレベルでも構わないということを表す。
【００６９】
すなわち、シーケンサ２３は、所定の周期（図５におけるシーケンスｎ）において取得された切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＬレベルである場合、その１つ前の周期（図５におけるシーケンスｎ−１）において取得された切替信号Ｓ１〜Ｓ３のレベルに関係なく、切替信号Ｓ４〜Ｓ６をＨレベルにするとともに、切替信号Ｓ７をＬレベルにする。また、シーケンサ２３は、所定の周期において取得された切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＨレベルである場合、その１つ前の周期において取得された切替信号Ｓ１〜Ｓ３のレベルに関係なく、切替信号Ｓ４、Ｓ６およびＳ７をＨレベルにするとともに、切替信号Ｓ５をＬレベルにする。
【００７０】
また、シーケンサ２３は、所定の周期において取得された切替信号Ｓ１がＬレベルであるとともに切替信号Ｓ３がＨレベルである場合、その１つ前の周期において取得された切替信号Ｓ１〜Ｓ３のレベルに応じて、切替信号Ｓ４〜Ｓ７のレベルを次のように設定する。すなわち、この場合、シーケンサ２３は、１つ前の周期において取得された切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＨレベルであれば、切替信号Ｓ５およびＳ６をＨレベルにするとともに、切替信号Ｓ４およびＳ７をＬレベルにする。また、この場合、シーケンサ２３は、１つ前の周期において取得された切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＬレベルであれば、切替信号Ｓ４〜Ｓ７を全てＬレベルにする。
【００７１】
閾値選択回路２４は、シーケンサ２３から与えられる切替信号Ｓ４に基づいて、誤差信号Ｓｃおよび固定Duty発生閾値信号Ｓｄのうち、いずれかの信号を選択してコンパレータ１５に出力する。すなわち、閾値選択回路２４は、切替信号Ｓ４がＨレベルであるときには誤差信号Ｓｃを後段に出力し、Ｌレベルであるときには固定Duty発生閾値信号Ｓｄを後段に出力する。ＮＡＮＤ回路２５の非反転入力端子には、切替信号Ｓ５が与えられている。ＮＡＮＤ回路２５の反転入力端子には、デューティ信号Ｓｇが与えられている。ＮＡＮＤ回路２５の出力信号は、駆動信号Ｓａとして、降圧用ドライバ２に与えられる。
【００７２】
ＡＮＤ回路２６の４つの非反転入力端子には、それぞれ切替信号Ｓ４、Ｓ６、Ｓ７およびデューティ信号Ｓｇが与えられている。ＡＮＤ回路２６の反転入力端子には、切替信号Ｓ５が与えられている。ＡＮＤ回路２６の出力信号は、セレクタ回路１７の一方の入力端子（０）に与えられている。ＡＮＤ回路２７の４つの反転入力端子には、それぞれ切替信号Ｓ４〜Ｓ７が与えられている。ＡＮＤ回路２７の出力信号は、選択信号Ｓｈとして、セレクタ回路１７の選択端子に与えられている。
【００７３】
上記構成の電圧制御回路２２によれば、図５に示すように、入力電圧Ｖｉの電圧値およびその値の推移に応じて切替信号Ｓ４〜Ｓ７のレベルが切り替わるため、次のように、前述した各動作を実現することができる。すなわち、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、切替信号Ｓ４〜Ｓ６がＨレベルになるとともに切替信号Ｓ７がＬレベルになる。これにより、選択信号ＳｈがＬレベルになるとともに、ＡＮＤ回路２６の出力信号がＬレベルになるため、駆動信号Ｓｂは、Ｌレベルに固定される。そのため、トランジスタＴ２が常時オフとなる。
【００７４】
そして、切替信号Ｓ４がＨレベルであるため、誤差信号Ｓｃがコンパレータ１５に与えられる。従って、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃおよび三角波信号Ｓｆの比較結果に応じたデューティを持つデューティ信号Ｓｇを出力する。そして、ＮＡＮＤ回路２５からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓａが出力される。その結果、トランジスタＴ１の駆動が誤差アンプ１３によりデューティ制御（Duty制御）される。このように、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、電圧制御回路２２は、降圧モードで動作する。
【００７５】
また、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、つまり上記したように電圧制御回路２２が降圧モードで動作する期間から、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間に遷移した場合、切替信号Ｓ４〜Ｓ７が全てＬレベルになる。これにより、固定Duty発生閾値信号Ｓｄがコンパレータ１５に与えられる。従って、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃとは無関係に、固定されたオンデューティ（９５％）を持つデューティ信号Ｓｇを出力する。ただし、切替信号Ｓ５がＬレベルであるため、ＮＡＮＤ回路２５から出力される駆動信号ＳａがＨレベルに固定される。そのため、トランジスタＴ１が常時オン（フルオン）となる。
【００７６】
そして、選択信号ＳｈがＨレベルになるため、セレクタ回路１７からデューティ信号Ｓｇ’と同じ論理を持つ、つまり、デューティ信号Ｓｇとは反対の論理を持つ駆動信号Ｓｂが出力される。その結果、トランジスタＴ２は、誤差アンプ１３の制御とは無関係に、５％のオンデューティで駆動される。このように、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間から第１閾値Ｖth1未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間に遷移した場合、電圧制御回路２２は、固定デューティ昇圧モードで動作する。
【００７７】
また、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、切替信号Ｓ４、Ｓ６およびＳ７がＨレベルになるとともに、切替信号Ｓ５がＬレベルになる。これにより、誤差信号Ｓｃがコンパレータ１５に与えられる。従って、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃおよび三角波信号Ｓｆの比較結果に応じたデューティを持つデューティ信号Ｓｇを出力する。ただし、切替信号Ｓ５がＬレベルであるため、ＮＡＮＤ回路２５から出力される駆動信号ＳａがＨレベルに固定される。そのため、トランジスタＴ１が常時オン（フルオン）となる。
【００７８】
そして、選択信号ＳｈがＬレベルになるとともに、セレクタ回路１７の一方の入力端子（０）にデューティ信号Ｓｇと同一の信号が与えられる。そのため、セレクタ回路１７からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓｂが出力される。その結果、トランジスタＴ２の駆動が誤差アンプ１３によりデューティ制御される。このように、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、電圧制御回路２２は、昇圧モードで動作する。
【００７９】
また、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、つまり上記したように電圧制御回路２２が昇圧モードで動作する期間から、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間に遷移した場合、切替信号Ｓ４およびＳ７がＬレベルになるとともに、切替信号Ｓ５およびＳ６がＨレベルになる。これにより、選択信号ＳｈがＬレベルになるとともに、ＡＮＤ回路２６の出力信号がＬレベルになるため、駆動信号Ｓｂは、Ｌレベルに固定される。そのため、トランジスタＴ２が常時オフとなる。
【００８０】
そして、切替信号Ｓ４がＬレベルであるため、固定Duty発生閾値信号Ｓｄがコンパレータ１５に与えられる。従って、コンパレータ１５は、誤差信号Ｓｃとは無関係に、固定されたオンデューティ（９５％）を持つデューティ信号Ｓｇを出力する。そして、ＮＡＮＤ回路２５からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓａが出力される。その結果、トランジスタＴ１は、誤差アンプ１３の制御とは無関係に、９５％のオンデューティで駆動される。このように、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間から、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間に遷移した場合、電圧制御回路２２は、固定デューティ降圧モードで動作する。
【００８１】
以上説明したように、電圧制御回路２２は、降圧モードでの動作から昇圧モードでの動作へと移行する昇圧移行期間（図６の時刻ｔ１〜ｔ２の期間）には、固定デューティ昇圧モードでの動作を行う。また、電圧制御回路２２は、昇圧モードでの動作から降圧モードでの動作へと移行する降圧移行期間（図６の時刻ｔ３〜ｔ４の期間）には、固定デューティ降圧モードでの動作を行う。そのため、本実施形態の電源回路２１によっても、第１の実施形態の電源回路１と同様、昇圧移行期間および降圧移行期間の双方において、出力電圧Ｖｏの変動を確実に抑制することができるという効果が得られる。
【００８２】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図７および図８を参照して説明する。
図７に示す本実施形態の電源回路３１（スイッチング電源回路に相当）は、図１に示した第１の実施形態の電源回路１に対し、電圧制御回路４に代えて電圧制御回路３２（駆動信号生成回路に相当）を備えている点が異なる。電圧制御回路３２は、電圧制御回路４と同様の動作を行うものであるが、その具体的な構成が異なっている。
【００８３】
すなわち、本実施形態の電圧制御回路３２は、電圧制御回路４に対し、ＡＮＤ回路８および閾値選択回路１４が省かれている点、新たにＡＮＤ回路３３、３４および基準電圧選択回路３５（出力固定回路に相当）を備えている点などが異なる。この場合、誤差アンプ１３から出力される誤差信号Ｓｃは、コンパレータ１５の非反転入力端子に直接与えられている。
【００８４】
ＡＮＤ回路３３の反転入力端子、非反転入力端子には、それぞれ切替信号Ｓ１、Ｓ２が与えられている。ＡＮＤ回路３３の出力信号は、切替信号Ｓ８として基準電圧選択回路３５に与えられている。ＡＮＤ回路３４の反転入力端子、非反転入力端子には、それぞれ切替信号Ｓ２、Ｓ３が与えられている。ＡＮＤ回路３４の出力信号は、切替信号Ｓ９として基準電圧選択回路３５に与えられている。
【００８５】
基準電圧選択回路３５には、基準電圧Ｖr2、上固定電圧Ｖαおよび下固定電圧Ｖβが与えられている。なお、上固定電圧Ｖαは、検出電圧Ｖｄの最大値を上回る電圧値（例えば２．０Ｖ）に設定されている。また、下固定電圧Ｖβは、検出電圧Ｖｄの最小値を下回る電圧値（例えば０．５Ｖ）に設定されている。基準電圧選択回路３５は、基準電圧Ｖr2、上固定電圧Ｖαおよび下固定電圧Ｖβのうち、いずれかの電圧を選択して後段の誤差アンプ１３（の非反転入力端子）に出力する。基準電圧選択回路３５は、切替信号Ｓ８、Ｓ９のレベルに基づいて、上記各電圧の選択を行う。
【００８６】
すなわち、基準電圧選択回路３５は、切替信号Ｓ８およびＳ９がいずれもＬレベルである場合、基準電圧Ｖr2を後段に出力する。また、基準電圧選択回路３５は、切替信号Ｓ８がＬレベルであるとともに切替信号Ｓ９がＨレベルである場合、上固定電圧Ｖαを後段に出力する。また、基準電圧選択回路３５は、切替信号Ｓ８がＨレベルであるとともに切替信号Ｓ９がＬレベルである場合、下固定電圧Ｖβを後段に出力する。
【００８７】
上記構成の電圧制御回路３２によれば、図８に示すように、入力電圧Ｖｉの電圧値に応じて切替信号Ｓ１〜Ｓ３、Ｓ８およびＳ９のレベルが切り替わるため、次のように、前述した各動作を実現することができる。すなわち、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＬレベルになる。そのため、第１の実施形態と同様の動作により、昇圧用のトランジスタＴ２が常時オフとなる。
【００８８】
そして、切替信号Ｓ８およびＳ９がいずれもＬレベルになるため、誤差アンプ１３の非反転入力端子には、出力電圧Ｖｏの目標値を指令するための基準電圧Ｖr2が与えられる。これにより、コンパレータ１５から出力されるデューティ信号Ｓｇのデューティは、出力電圧Ｖｏが目標値に一致するように変化する。そして、ＮＡＮＤ回路１１からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓａが出力される。その結果、降圧用のトランジスタＴ１の駆動が誤差アンプ１３によりデューティ制御される。このように、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1以上である期間、電圧制御回路３２は、降圧モードで動作する。
【００８９】
また、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第２閾値Ｖth2以上である期間、切替信号Ｓ１、Ｓ２がＬレベルになるとともに、切替信号Ｓ３がＨレベルになる。そのため、第１の実施形態と同様の動作により、昇圧用のトランジスタＴ２が常時オフとなる。
【００９０】
そして、切替信号Ｓ８がＬレベルになるとともに切替信号Ｓ９がＨレベルになるため、誤差アンプ１３の非反転入力端子には、上固定電圧Ｖαが与えられる。これにより、誤差信号Ｓｃは、検出電圧Ｖｄの値とは無関係に、Ｈレベル（最大値）に固定される。従って、コンパレータ１５から出力されるデューティ信号Ｓｇのデューティは、誤差信号Ｓｃとは無関係に、最大値（例えば９５％）に固定される。そして、ＮＡＮＤ回路１１からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓａが出力される。その結果、降圧用のトランジスタＴ１は、誤差アンプ１３による電圧フィードバック制御とは無関係に、９５％のオンデューティで駆動される。このように、電圧制御回路３２は、入力電圧Ｖｉが第１閾値Ｖth1未満であり且つ第２閾値Ｖth2以上である期間、誤差アンプ１３の出力をＨレベル（最大値）に固定することで固定デューティ降圧モードを実現する。
【００９１】
また、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖth2未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間、切替信号Ｓ１がＬレベルになるとともに、切替信号Ｓ２、Ｓ３がＨレベルになる。そのため、第１の実施形態と同様の動作により、降圧用のトランジスタＴ１が常時オンとなる。そして、切替信号Ｓ８がＨレベルになるとともに切替信号Ｓ９がＬレベルになるため、誤差アンプ１３の非反転入力端子には、下固定電圧Ｖβが与えられる。これにより、誤差信号Ｓｃは、検出電圧Ｖｄとは無関係に、Ｌレベル（最小値）に固定される。従って、コンパレータ１５から出力されるデューティ信号Ｓｇのデューティは、誤差信号Ｓｃとは無関係に、最小値（例えば５％）に固定される。
【００９２】
そして、第１の実施形態と同様の動作により、セレクタ回路１７からデューティ信号Ｓｇとは反対の論理を持つ駆動信号Ｓｂが出力される。その結果、昇圧用のトランジスタＴ２は、誤差アンプ１３による電圧フィードバック制御とは無関係に、５％のオンデューティで駆動される。このように、電圧制御回路３２は、入力電圧Ｖｉが第２閾値Ｖth2未満であり且つ第３閾値Ｖth3以上である期間、誤差アンプ１３の出力をＬレベル（最小値）に固定することで固定デューティ昇圧モードを実現する。
【００９３】
また、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、切替信号Ｓ１〜Ｓ３が全てＨレベルになる。そのため、第１の実施形態と同様の動作により、降圧用のトランジスタＴ１が常時オンとなる。そして、切替信号Ｓ８およびＳ９がいずれもＬレベルになるため、誤差アンプ１３の非反転入力端子には、出力電圧Ｖｏの目標値を指令するための基準電圧Ｖr2が与えられる。これにより、コンパレータ１５から出力されるデューティ信号Ｓｇのデューティは、出力電圧Ｖｏが目標値に一致するように変化する。
【００９４】
そして、第１の実施形態と同様の動作により、セレクタ回路１７からデューティ信号Ｓｇと同じ論理を持つ駆動信号Ｓｂが出力される。その結果、昇圧用のトランジスタＴ２の駆動が誤差アンプ１３によりデューティ制御される。このように、入力電圧Ｖｉが第３閾値Ｖth3未満である期間、電圧制御回路３２は、昇圧モードで動作する。
【００９５】
上記構成の電圧制御回路３２によっても、第１の実施形態の電圧制御回路４と同様の動作を行うことができる。すなわち、電圧制御回路３２は、昇圧移行期間の前半（図３の時刻ｔ１〜ｔ２）には固定デューティ降圧モードで動作し、その後半（図３の時刻ｔ２〜ｔ３）には固定デューティ昇圧モードで動作する。また、電圧制御回路３２は、降圧移行期間の前半（図３の時刻ｔ４〜ｔ５）には固定デューティ昇圧モードで動作し、その後半（図３の時刻ｔ５〜ｔ６）には固定デューティ降圧モードで動作する。従って、本実施形態の電源回路３１によっても、第１の実施形態の電源回路１と同様の作用および効果を得ることができる。
【００９６】
（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態について図９を参照して説明する。
図７に示す本実施形態の電源回路４１（スイッチング電源回路に相当）は、図１に示した第１の実施形態の電源回路１に対し、電圧制御回路４に代えて電圧制御回路４２（駆動信号生成回路に相当）を備えている点が異なる。電圧制御回路４２は、電圧制御回路４と同様の動作を行うものであるが、その具体的な構成が異なっている。
【００９７】
すなわち、本実施形態の電圧制御回路４２は、電圧制御回路４に対し、ＡＮＤ回路８、閾値選択回路１４およびインバータ回路１８が省かれている点、ＡＮＤ回路３３、３４、信号選択回路４３、第１固定パルス信号生成回路４４および第２固定パルス信号生成回路４５を備えている点などが異なる。この場合、誤差アンプ１３から出力される誤差信号Ｓｃは、コンパレータ１５の非反転入力端子に直接与えられている。また、ＡＮＤ回路３３、３４から出力される切替信号Ｓ８、Ｓ９は、信号選択回路４３に与えられている。
【００９８】
信号選択回路４３には、コンパレータ１５から出力されるデューティ信号Ｓｇ、第１固定パルス信号Ｓp1および第２固定パルス信号Ｓp2が与えられている。第１固定パルス信号Ｓp1は、第１固定パルス信号生成回路４４により生成される。第１固定パルス信号Ｓp1のパルス幅（第１パルス幅）は、第１の実施形態の第１固定パルス信号と同様に設定されている。すなわち、第１固定パルス信号Ｓp1は、５％のオンデューティに固定された信号である。
【００９９】
第２固定パルス信号Ｓp2は、第２固定パルス信号生成回路４５により生成される。第２固定パルス信号Ｓp2のパルス幅（第２パルス幅）は、第１の実施形態の第２固定パルス信号と同様に設定されている。すなわち、第２固定パルス信号Ｓp2は、９５％のオンデューティに固定された信号である。
【０１００】
信号選択回路４３は、デューティ信号Ｓｇ、第１固定パルス信号Ｓp1、第２固定パルス信号Ｓp2のうち、いずれかの信号を選択して出力する。信号選択回路４３の出力信号は、ＡＮＤ回路９の非反転入力端子、ＮＡＮＤ回路１１の反転入力端子およびセレクタ回路１７の入力端子（０）に与えられる。信号選択回路４３は、切替信号Ｓ８、Ｓ９のレベルに基づいて、上記各信号の選択を行う。
【０１０１】
すなわち、信号選択回路４３は、切替信号Ｓ８およびＳ９がいずれもＬレベルである場合、デューティ信号Ｓｇを後段に出力する。また、信号選択回路４３は、切替信号Ｓ８がＬレベルであるとともに切替信号Ｓ９がＨレベルである場合、第２固定パルス信号Ｓp2を後段に出力する。また、信号選択回路４３は、切替信号Ｓ８がＨレベルであるとともに切替信号Ｓ９がＬレベルである場合、第１固定パルス信号Ｓp1を後段に出力する。
【０１０２】
上記構成の電圧制御回路４２によっても、第１の実施形態の電圧制御回路４と同様の動作を行うことができる。すなわち、電圧制御回路４２は、昇圧移行期間の前半（図３の時刻ｔ１〜ｔ２）には固定デューティ降圧モードで動作し、その後半（図３の時刻ｔ２〜ｔ３）には固定デューティ昇圧モードで動作する。また、電圧制御回路４２は、降圧移行期間の前半（図３の時刻ｔ４〜ｔ５）には固定デューティ昇圧モードで動作し、その後半（図３の時刻ｔ５〜ｔ６）には固定デューティ降圧モードで動作する。従って、本実施形態の電源回路４１によっても、第１の実施形態の電源回路１と同様の作用および効果を得ることができる。
【０１０３】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
電圧制御回路４、２２、３２、４２は、固定ディーティ昇圧モードおよび固定デューティ降圧モードのいずれか一方を備えた構成でもよい。そして、固定デューティ昇圧モードを備える場合、昇圧移行期間に固定デューティ昇圧モードでの動作が含まれていればよい。また、固定デューティ降圧モードを備える場合、降圧移行期間に固定デューティ降圧モードでの動作が含まれていればよい。このような構成であっても、昇圧移行期間および降圧移行期間のうち、少なくともいずれか一方における出力電圧Ｖｏの変動を抑制することができるという効果が得られる。
【０１０４】
上記各実施形態では、誤差アンプ１３の反転入力端子に検出電圧Ｖｄが与えられ、非反転入力端子に基準電圧Ｖr2が与えられる構成であったが、誤差アンプ１３の各入力端子に与える電圧を入れ替えてもよい。ただし、その場合、誤差アンプ１３の出力信号またはコンパレータ１５の出力信号を反転するためのインバータ回路など、論理の整合性を図る構成を追加する必要がある。また、第３の実施形態の電圧制御回路３２に対して上記変更を加える場合、基準電圧選択回路３５による上固定電圧Ｖαおよび下固定電圧Ｖβの選択を入れ替える必要もある。
【０１０５】
固定デューティ昇圧モードで動作する際、降圧用のトランジスタＴ１はフルオンに固定されていたが、これに限らずともよく、例えばＰＷＭ制御されていてもよい。また、固定デューティ降圧モードで動作する際、昇圧用のトランジスタＴ２はオフに固定されていたが、これに限らずともよく、例えばＰＷＭ制御されていてもよい。
固定デューティ昇圧モードおよび固定デューティ降圧モードにおける固定のデューティは、１種類の値に限らずともよく、複数の値の固定デューティを段階的に変化させてもよい。
【符号の説明】
【０１０６】
図面中、１、２１、３１、４１は電源回路（スイッチング電源回路）、２は降圧用ドライバ（降圧用駆動回路）、３は昇圧用ドライバ（昇圧用駆動回路）、４、２２、３２、４２は電圧制御回路（駆動信号生成回路）、１２は出力電圧検出回路（電圧検出回路）、１３は誤差アンプ（誤差増幅回路）、１４、２４は閾値選択回路（入力信号切替回路）、１５はコンパレータ（比較回路）、３５は基準電圧選択回路（出力固定回路）、４４は第１固定パルス信号生成回路、４５は第２固定パルス信号生成回路、Ｐ１は電源入力端子、Ｐ２は電源出力端子、Ｔ１はトランジスタ（降圧用スイッチング素子）、Ｔ２はトランジスタ（昇圧用スイッチング素子）を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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