(57)【要約】【課題】入力電圧、負荷電流、素子定数の変動に対して出力電圧を低損失に制御し、且つこれを小型に行うこと。【解決手段】半波整流器（整流ダイオード８）の交流入力端子に寄生ダイオード３２Ｄを有するトランジスタ３２を接続し、平滑コンデンサ９の端子電圧に応じてトランジスタ３２のオン、オフを制御する。寄生ダイオード３２Ｄにより半波整流器を用いても高い電力伝送効率を実現可能となる。また、トランジスタ３２のオン、オフにより平滑コンデンサ９への電流供給と停止を切り替えると同時に、電流供給を停止している期間に交流電源１から見た入力インピーダンスＺinを増加させることで、平滑コンデンサ９に電流を供給しない期間における交流電源１の消費電力を抑制でき、低損失に出力電圧を制御可能となる。【選択図】図８
2015202030.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線により送信された電力を受電する受電コイル部（１６）と、
この受電コイル部が受電した交流電力を整流する半波整流器（８）と、
この半波整流器より出力される電流により充電され、負荷（１０）に並列に接続される平滑コンデンサ（９）と、
前記半波整流器の交流入力端子間に、前記交流入力端子間の電圧極性が正を示す期間にオフし、前記電圧極性が負を示す期間にオンするスイッチ素子（１１，２２，３２Ｄ）とを備えることを特徴とする非接触給電装置（１５，２１，３１）。
【請求項２】
前記スイッチ素子は、ダイオード（２２）で構成されることを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置（２１）。
【請求項３】
前記スイッチ素子を第１スイッチ素子として、この第１スイッチ素子に並列に接続される第２スイッチ素子（３２）と、
前記平滑コンデンサの端子電圧に応じて、前記第２スイッチ素子のオンオフを切り替えることで、前記平滑コンデンサに対する電流の供給と供給停止とを切換えると同時に、前記電流の供給を停止している期間に、前記無線による電力の送信源となる交流電源から見た入力インピーダンスを増大させる出力電圧制御手段（３３）とを備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の非接触給電装置（３１）。
【請求項４】
前記第１及び第２スイッチ素子を、寄生ダイオード（３２Ｄ）を有するトランジスタ（３２）で構成したことを特徴とする請求項３記載の非接触給電装置。
【請求項５】
前記トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴ（３２）であることを特徴とする請求項４記載の非接触給電装置。
【請求項６】
前記出力電圧制御手段は、前記平滑コンデンサの端子電圧と基準電圧とを比較するコンパレータ（１２Ｃ，３３）を備え、
前記コンパレータの出力信号により、前記第２スイッチ素子のオンオフを切り替えることを特徴とする請求項３から５の何れか一項に記載の非接触給電装置。
【請求項７】
請求項１から６の何れか一項に記載の非接触給電装置（１５，２１，３１）と、
交流電源（１）と、この交流電源の両端に接続される送電コイル部（１４）とを備え、前記送電コイル部を介して前記非接触給電装置に無線により電力を伝送する電力伝送装置（１３，４１，５１）とを有し、
前記受電コイル部及び前記送電コイル部を含む電力の伝送路中に存在するコイルの総数が偶数であることを特徴とする非接触給電システム。
【請求項８】
前記送電コイル部（１４）は、送電コイル（４）と、この送電コイルに対し直列又は並列に接続されるコンデンサ（２）とで構成され、
前記受電コイル部（１６）は、受電コイル（５）と、この受電コイルに対し直列又は並列に接続されるコンデンサ（７）とで構成されることを特徴とする請求項７記載の非接触給電システム。
【請求項９】
前記交流電源から見た前記非接触給電システムの入力インピーダンスの変化を検出し、前記平滑コンデンサに電流が供給されているか否かを判断する電流供給状態判断手段（３，４３，４４，４５）と、
前記平滑コンデンサに対する電流の供給が停止している期間に、前記交流電源が消費する電力を低下させるように制御する消費電力制御手段（４６，５２，５３，５４）とを備えることを特徴とする請求項７又は８記載の非接触給電システム。
【請求項１０】
前記消費電力制御手段（４６）は、前記交流電源の電圧振幅，デューティ比又は周波数の何れか１つ以上を制御することで、前記交流電源が消費する電力を低下させることを特徴とする請求項９記載の非接触給電システム。
【請求項１１】
前記消費電力制御手段（５２，５３，５４）は、交流電源の供給線の抵抗値を増加させて、前記交流電源が消費する電力を低下させることを特徴とする請求項８又は９記載の非接触給電システム。
【請求項１２】
無線により電力を送信し、且つ無線により送信された電力を受電する送受電コイル部（１４,１６）と、
ダイオード（６１Ｄ，６４Ｄ）及び第１トランジスタ（６１，６４）の並列回路で構成され、前記送受電コイル部が受電した交流電力を整流する半波整流器と、
この半波整流器より出力される電流により充電され、負荷（６７，６９）に並列に接続される平滑コンデンサ（７３，７４）と、
前記半波整流器の交流入力端子間に接続されるダイオード（３２Ｄ，６２Ｄ）及び第２トランジスタ（３２，６２）の並列回路で構成され、前記交流入力端子間の電圧極性が正を示す期間にオフし、前記電圧極性が負を示す期間にオンするスイッチ素子と、
前記平滑コンデンサの端子電圧に応じて、前記第２トランジスタのオンオフを切り替えることで、前記平滑コンデンサに対する電流の供給と供給停止とを切換えると同時に、前記電流の供給を停止している期間に、前記無線による電力の送信源となる交流電源から見た入力インピーダンスを増大させる出力電圧制御手段（６６，６８）と、
前記第１及び第２トランジスタによるスイッチングを制御するスイッチング制御手段（６３，６５）とを備えることを特徴とする非接触給電装置（７１，７２）。
【請求項１３】
前記ダイオード及び第１トランジスタの並列回路と、前記ダイオード及び第２トランジスタの並列回路とは、寄生ダイオードを有するトランジスタ（３２，６２）で構成されることを特徴とする請求項１２記載の非接触給電装置。
【請求項１４】
前記第１及び第２トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴ（３２，６２）であることを特徴とする請求項１３記載の非接触給電装置。
【請求項１５】
前記出力電圧制御手段は、前記平滑コンデンサの端子電圧と基準電圧とを比較するコンパレータ（３３）を備え、
前記コンパレータの出力信号により、前記第２トランジスタのオンオフを切り替えることを特徴とする請求項１２から１４の何れか一項に記載の非接触給電装置。
【請求項１６】
請求項１２から１５の何れか一項に記載の非接触給電装置を２つ備え、
前記２つの送受電コイル部を含む電力の伝送路中に存在するコイルの総数が偶数であり、
前記２つの非接触給電装置は、外部より入力される切り換え制御信号に応じて、電力を送信する側と電力を受信する側とに排他的に切り換えられ、
前記スイッチング制御手段は、前記送受電コイル部を介して電力を送信する際には、前記第１及び第２トランジスタを排他的且つ交互にオンオフするように制御し、
前記出力制御手段は、前記送受電コイル部を介して電力を受信する際に、前記第２トランジスタのオンオフを切り替えることを特徴とする非接触給電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線により送信された電力を受電コイル部により受電し、半波整流器で整流して負荷に供給する非接触給電装置，送受電コイル部により電力を送受信する非接触給電装置及び非接触給電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触給電装置では、入力電圧や負荷電流、素子定数の変動により出力電圧が変化し、出力電圧が規定値から外れるおそれがある。例えば負荷が軽くなった場合、出力電圧が必要以上に上昇してしまうため、特許文献１には、受電を行う共振回路のコンデンサと並列にスイッチを配置し、半波整流を行うための整流素子の入力端子に、印加される電圧の極性が負から正に変わる時にスイッチをオンし、所定時間が経過した後オフすることで出力電圧を一定に制御する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平４−３３４９７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記のような非接触給電システムでは、平滑コンデンサに電流を供給しない期間においても、電力を送信する交流電源は電力を消費しており、平滑コンデンサへ電流を供給していない期間での交流電源の消費電力は全て無駄となってしまう。特許文献１では、このように交流電源の消費電力を低減することは課題としておらず、そのような観点では最適な制御を行っているとは言えない。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力電圧や負荷電流、素子定数の変動に対する出力電圧制御を、低損失且つ小型な構成で実現可能な非接触給電装置及び非接触給電システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載の非接触給電装置によれば、受電コイル部が受電した交流電力を整流する半波整流器の交流入力端子間に、それらの端子間の電圧極性が正を示す期間にオフし、前記電圧極性が負を示す期間にオンするスイッチ素子を備える。半波整流器は、交流入力端子の電圧極性が負の時は整流動作を行っておらず、平滑コンデンサに電流を供給していない。その期間にスイッチ素子がオンすることで、半波整流器の入力端子間の抵抗が小さくなり、無線による電力の送信源となる交流電源から見た入力インピーダンスが増大する。したがって、平滑コンデンサに電流を供給していない期間での送信側の電力消費を低減することができる。
【０００７】
請求項２記載の非接触給電装置によれば、スイッチ素子をダイオードで構成することにより、電圧極性が正を示す期間にダイオードがオフし、電圧極性が負を示す期間にダイオードがオンするので、特段のオンオフ制御を行う必要がなくなる。
【０００８】
請求項３記載の非接触給電装置によれば、請求項１又は２記載のスイッチ素子を第１スイッチ素子として、その第１スイッチ素子に第２スイッチ素子を並列に接続し、出力電圧制御手段は、平滑コンデンサの端子電圧に応じて第２スイッチ素子のオンオフを切り替える。これにより、平滑コンデンサに対する電流の供給と供給停止とを切換えると同時に、前記電流の供給を停止している期間に、電力の送信源となる交流電源から見た入力インピーダンスを増大させる。すなわち、第２スイッチ素子をオンすることで交流入力端子間の抵抗値が小さくなり、送信側の電力消費をより低減できる。
【０００９】
請求項４記載の非接触給電装置によれば、第１及び第２スイッチ素子を、寄生ダイオードを有するトランジスタで構成し、請求項５記載の非接触給電装置によれば、そのトランジスタをＭＯＳＦＥＴとするので、ＭＯＳＦＥＴが備える寄生ダイオードを第１スイッチ素子に利用することができる。
【００１０】
請求項１２記載の非接触給電装置によれば、半波整流器をダイオード及び第１トランジスタの並列回路で構成し、スイッチ素子をダイオード及び第２トランジスタの並列回路で構成する。電力の送電時には、スイッチング制御手段が第１及び第２トランジスタによるスイッチングを制御することで電力を送電し、電力の受電時には、出力電圧制御手段が第２トランジスタのオンオフを切り替えることで請求項３と同様の作用を成して、送受電コイル部により電力を送受信する。したがって、電力の送受信を行う構成の非接触給電装置についても、請求項３と同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１実施形態であり、非接触給電システムの構成を示す図
【図２】動作原理を説明する図であり、スイッチがオンしている状態の等価回路を示す図
【図３】抵抗値ＲSW／Ｒと、入力インピーダンスＺinとの関係を示す図
【図４】動作タイミングチャート
【図５】回路シミュレーションのパラメータを示す図
【図６】回路シミュレーションの結果であり、（ａ）は抵抗値ＲSWに応じた効率の変化、（ｂ）は抵抗値ＲSWに応じて設定されるＲ，Ｌ，Ｃの定数を示す図
【図７】第２実施形態であり、非接触給電システムの構成を示す図
【図８】第３実施形態であり、非接触給電システムの構成を示す図
【図９】動作タイミングチャート
【図１０】回路シミュレーションのパラメータを示す図
【図１１】回路シミュレーションの結果であり、負荷電流の変化に対する出力電圧の変化を示す図
【図１２】同効率の変化を示す図
【図１３】第４実施形態であり、非接触給電システムの構成を示す図
【図１４】動作タイミングチャート
【図１５】第５実施形態であり、非接触給電システムの構成を示す図
【図１６】動作タイミングチャート
【図１７】第６実施形態であり、図８に示す電力伝送装置の交流電源を、具体的な構成で示す図
【図１８】２つの非接触給電装置で構成される電力伝送システムを示す図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（第１実施形態）
先ず、本実施形態の構成と共にその動作原理について説明する。図１に示すように、１次側には、交流電源１と、この交流電源１の両端に接続されるコンデンサ２，抵抗３及びコイル４の直列回路とが配置されている。尚、抵抗３は抵抗素子によるものと、配線に含まれる抵抗分との和を示している。交流電源１は、例えば周波数が数ＭＨｚ程度の信号を発振出力する。すると、コイル４より無線信号が外部（２次側）に出力される。
【００１３】
２次側には、コイル５，抵抗６，コンデンサ７，整流ダイオード８（半波整流器），平滑コンデンサ９の直列回路が構成されている。抵抗６は、抵抗３と同じく抵抗素子と配線の抵抗分の和である。尚、抵抗素子を加えるか否かは任意で、加えないこともある。平滑コンデンサ９には、電流源のシンボルで示す負荷１０が並列に接続されている。また、整流ダイオード８のアノードとグランドとの間には、スイッチ１１（スイッチ素子）が接続されている。制御回路１２（出力電圧制御手段）は、整流ダイオード８のアノード電圧を参照電圧ＶREFと比較した結果に基づいてスイッチ１１のオンオフを制御する。
【００１４】
すなわち、１次側から２次側への電力送信は磁界共鳴方式で行われ、１次側，２次側の何れにおいてもコンデンサ２，７が共振回路に直列に接続されているので、所謂Ｓ／Ｓ（シリアル／シリアル）方式となっている。以上において、１次側の構成が電力伝送装置１３であり、コンデンサ２，抵抗３及びコイル４は送電コイル部１４を構成している。また、２次側の負荷１０を除いたものが非接触給電装置１５であり、コイル５，抵抗６及びコンデンサ７は受電コイル部１６を構成している。
【００１５】
図２に示すように、非接触給電装置１５においてスイッチ１１がオンしている場合は、整流ダイオード８のアノードとグランドとの間がスイッチ１１のオン抵抗ＲSWで接続されている状態と等価である。この時、電力の送信源となる交流電源１から見た入力インピーダンスＺinは、次式で示される。
Ｚin＝Ｒ｛１＋（ｋＱ）２／（１＋ｒ）｝    …（１）
但し、Ｒは抵抗７の抵抗値，ｒ＝ＲSW／Ｒ，Ｑ＝ω０Ｌ／Ｒ，ｋは結合係数である。
（１）式において、ｒ＝０になると（２）式となる。
Ｚin＝Ｒ｛１＋（ｋＱ）２｝    …（２）
したがって、オン抵抗ＲSWを低減させれば、スイッチ１１をオンしている期間の入力インピーダンスＺinが大幅に上昇する（図３参照）。
【００１６】
次に、本実施形態の作用について説明する。図４に示すように、制御回路１２は、整流ダイオード８のアノード電圧が０Ｖを超えるとスイッチ（ＳＷ）１１をオフし、０Ｖ以下であればスイッチ１１をオンする（ａ，ｂ）。整流ダイオード８は、アノード電圧が平滑コンデンサ９の端子電圧Ｖoutに順方向電圧ＶＦを加えた電圧を超えるとオンする（ｄ）。尚、整流ダイオード８に流れる電流の方向を正として、スイッチ１１に流れる電流の方向を負で示している（ｃ）。そして、スイッチ１１がオンしている期間に、入力インピーダンスＺinが増大する（ｅ）。
【００１７】
ここで、回路シミュレーションの結果について示す。図５に示すように、入力電圧Ｖinの周波数を２．２ＭＨｚ，１０Ｖpp（peak to peak）の矩形波（Ｄｕｔｙ＝５０％），負荷電流を１００ｍＡとしたとき、出力電圧が２５ＶとなるＬ，Ｃ，Ｒの値を求め、このときの効率を算出した。ただし、結合係数ｋ＝０．８，Ｑ＝５０とした。スイッチ１１のオン抵抗ＲSWを１μΩ〜５０Ωの範囲で段階的に変化させた時、上記条件を満たすコンデンサ２及び７の容量，抵抗３及び６の抵抗値，コイル４及び５のインダクタンスの値は図６（ｂ）に示すようになった。平滑コンデンサ９の容量は２．２μＦである。
【００１８】
図６（ａ）に示すように、オン抵抗ＲSWが１Ω以下では電力伝送効率は９０％程度の良好な値を示しているが、オン抵抗ＲSWが１Ωを超えて１０Ω，５０Ωと上昇するのに応じて効率が低下している。したがって、オン抵抗ＲSWが小さくなるほど望ましいことが判る。また、ＲSW＝∞は交流入力端子にスイッチを設けず、受電コイル部を直接半波整流器に接続した構成と等価であり、交流入力端子に接続したスイッチのオンオフ切り替えにより、半波整流器を用いた時の効率が大幅に上昇することがわかる。
【００１９】
以上のように本実施形態によれば、非接触給電装置１５は、受電コイル部１６が受電した交流電力を整流する整流ダイオード８のアノードとグランドとの間，すなわち交流入力端子間に、それらの端子間の電圧極性が正を示す期間にオフし、前記電圧極性が負を示す期間にオンするスイッチ１１を備える。
【００２０】
したがって、平滑コンデンサ９に電流供給していない（交流入力端子の電圧が負の）期間に交流入力端子間の抵抗を小さくし、無線による電力の送信源となる交流電源１から見た入力インピーダンスＺinを増大させて、電力伝送装置１３側の交流電源１の消費電力を低減することができる。そして、コンパレータ１２Ｃにより半波整流器の交流入力端子の電圧と基準電圧（０Ｖ）とを比較し、コンパレータ１２Ｃの出力信号によりスイッチ１１のオンオフを切り替えるので、交流入力端子間の極性変化を簡単に検出して制御することができる。
【００２１】
（第２実施形態）
図７に示すように、第２実施形態の非接触給電装置２１は、第１実施形態のスイッチ１１に替えてダイオード２２（スイッチ素子）を配置したもので、ダイオード２２のアノードはグランドに接続され、カソードは整流ダイオード８のアノードに接続されている。このように構成すれば、交流入力端子間の電圧極性が正を示す期間にダイオード２２がオフし、電圧極性が負を示す期間にダイオード２２がオンするので、特段のオンオフ制御を行う必要がなくなる。
【００２２】
（第３実施形態）
図８に示すように、第３実施形態の非接触給電装置３１は、第１実施形態のスイッチ１１に替えてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３２（第１及び第２スイッチ素子）を配置したもので、ＭＯＳＦＥＴ３２のドレインは整流ダイオード８のアノードに接続され、ソースはグランドに接続されている。また、ヒステリシスコンパレータ３３（出力電圧制御手段）が配置されており、ヒステリシスコンパレータ３３には、非接触給電装置３１の出力電圧の目標値に応じた基準電圧が与えられている。
【００２３】
次に第３実施形態の作用について説明する。図９に示すように、時点（１）に達する以前のように、（ａ）入力電圧が一定で（ｃ）非接触給電装置３１の出力電圧が一定であれば、（ｄ）コンパレータ３３の出力信号はローレベルを示すのでＭＯＳＦＥＴ３２はオフしている。尚、（ｂ）負荷電流は一定とする。この時、交流入力端子間の電圧極性が負を示す期間に（ｆ）ＭＯＳＦＥＴ３２の寄生ダイオード３２Ｄ（第１スイッチ素子）を介して電流が流れ（ｈ）入力インピーダンスＺinが増大し、第２実施形態と同様の作用をなす。
【００２４】
時点（１）で（ａ）入力電圧が上昇すると（ｃ）出力電圧が上昇を開始する。そして、時点（２）において出力電圧がコンパレータ３３の上限閾値に達すると（ｄ）コンパレータ３３の出力信号がハイレベルに転じ、ＭＯＳＦＥＴ３２がターンオンする。すると、ＭＯＳＦＥＴ３２を介して交流電流が流れ、（ｇ）整流ダイオード８には電流が流れなくなる。また、（ｅ）ＭＯＳＦＥＴ３２のドレイン−ソース間電圧，すなわち交流入力端子間電圧が低下（交流入力端子間の抵抗値が低下）し、（ｈ）入力インピーダンスＺinが増大する。
【００２５】
時点（２）から（ｃ）出力電圧は低下を開始し、時点（３）で出力電圧がコンパレータ３３の下限閾値に達すると（ｄ）コンパレータ３３の出力信号がローレベルに転じ、ＭＯＳＦＥＴ３２はターンオフして時点（２）以前の状態に戻る。以降は、入力電圧が上昇した状態を維持する間、上記のプロセスが繰り返される。
【００２６】
ここで、回路シミュレーションの結果について示す。図１０に示すように、入力電圧Ｖinの周波数を２．２ＭＨｚとして、電圧を１０〜２０Ｖの範囲で変動させる。コンデンサ２及び７の容量は３．２５ｎＦ，抵抗３及び６の抵抗値は０．４５Ω，コイル４及び５のインダクタンスは１．６１μＨ，コイル４，５間の結合係数は０．８，平滑コンデンサ９の容量は２．２μＦである。ＶＲＥＦ＝２５Ｖとし、１０〜２０Ｖの入力電圧変動と、０〜１００ｍＡの負荷電流変動に対して出力電圧を２５Ｖに制御する。コンパレータ３３のヒステリシス幅は０．５Ｖである。
【００２７】
図１１に示すように、１０〜２０Ｖの入力電圧変動と、０〜１００ｍＡの負荷電流変動に対して、出力電圧を概ね２５Ｖに制御できている。また、図１２に示す効率（出力電力／入力電力）は、特に８０ｍＡ〜１００ｍＡの負荷電流変動に対して、全ての入力電圧範囲で効率８０％以上を維持しており、低損失に出力電圧を制御できていることがわかる。
【００２８】
以上のように第３実施形態によれば、整流ダイオード８のアノード，グランド間に寄生ダイオード３２Ｄを有するＭＯＳＦＥＴ３２を接続し、コンパレータ３３により、平滑コンデンサ９の端子電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ３２のオンオフを切り替える。これにより、平滑コンデンサ９に対する電流の供給と供給停止とを切換えると同時に、前記電流の供給を停止している期間に入力インピーダンスＺinを増大させ、平滑コンデンサ９に電流を供給していない期間での交流電源１の消費電力を抑制することができるため、低損失な出力電圧制御が可能となる。また、ＭＯＳＦＥＴ３２が備える寄生ダイオード３２Ｄをスイッチ素子に利用することができ、より少ない素子数で構成することができる。
【００２９】
（第４実施形態）
図１３に示すように、第４実施形態の非接触給電システムでは、２次側には第３実施形態の非接触給電装置３１と同じものを用いる。そして、１次側の電力伝送装置４１の構成が上記各実施形態と異なっている。すなわち、交流電源１に替えて制御信号により入力電圧のＤｕｔｙを変更可能な可変交流電源４２が配置されている。
【００３０】
抵抗３の両端は、ピーク検出回路４３の入力端子にそれぞれ接続されており、ピーク検出回路４３の出力端子は、比較回路４４の一方の入力端子に直接接続されていると共に、保持回路４５を介して比較回路４４の他方の入力端子に接続されている。比較回路４４の出力端子は、Ｄｕｔｙ選択回路４６の入力端子に接続されており、Ｄｕｔｙ選択回路４６の出力端子は可変交流電源４２に接続され、Ｄｕｔｙ選択回路４６の出力信号により、可変交流電源４２のＤｕｔｙが決定される。
【００３１】
ピーク検出回路４３は、抵抗３の両端電圧のピーク値を検出して比較回路４４及び保持回路４５に出力し、保持回路４５は、前回出力されたピーク値を記憶保持している。ここで、抵抗３は、必要に応じて電流検出用の抵抗素子を用いれば良い。比較回路４４は、ピーク検出回路４３より入力される今回のピーク値を、保持回路４５を介して入力される前回のピーク値と比較し、その比較結果に応じてＤｕｔｙ選択回路４６が可変交流電源４２のＤｕｔｙを決定し、可変交流電源４２への制御信号を出力する。尚、上記の「前回，今回」は、ピーク検出回路４３が出力するピーク値が保持回路４５を介して比較回路４４に入力されるまでの遅延時間差に応じて隔てられるものである。
【００３２】
比較回路４４は、入力される２つのピーク値から入力インピーダンスＺinの変化を検出し、２つのピーク値が同じ場合は入力インピーダンスＺin変化なし、ピーク値が増加した場合は入力インピーダンスＺin低下、ピーク値が減少した場合は入力インピーダンスＺin増加と判断する。Ｄｕｔｙ選択回路４６は、比較回路４４が検出した入力インピーダンスＺinの変化に基づいて、入力インピーダンスＺin変化なしの場合はＤｕｔｙを一定に保ち、入力インピーダンスＺin低下の場合はＤｕｔｙを５０％に設定し、入力インピーダンスＺin増加の場合は５０％未満の低い値に設定する。以上の構成において、抵抗３，ピーク検出回路４３，比較回路４４及び保持回路４５は電流供給状態判断手段に対応し、Ｄｕｔｙ選択回路４６は、消費電力制御手段に対応する。
【００３３】
次に、第４実施形態の作用について説明する。図１４に示すように、（ａ）出力電圧が上昇したことで、非接触給電装置３１側の作用によりＭＯＳＦＥＴ３２がオンになると（ｂ）入力インピーダンスＺinが増大する（（１）参照）。またこの時、非接触給電装置３１側では、平滑コンデンサ９に対する電流Ｉ１の供給が停止され、出力電圧は上昇から低下に転じる。その結果、電力伝送装置４１側では可変交流電源４２の出力電流（１次側電流）が減少する。すると、（ｃ）ピーク検出回路４３により検出されるピーク値が低下するので、（ｄ）比較回路４４は入力インピーダンスＺinの増加を検出し、その結果に基づいてＤｕｔｙ選択回路４６が可変交流電源４２のＤｕｔｙを現状の値から低下させるように指示する（（２）参照）。すなわち、上記ピーク値の変化を監視することで、電力伝送装置４１側で入力インピーダンスＺinの変化を検知することができる。
【００３４】
ここで、比較回路４４がＤｕｔｙ選択回路４６に出力する指令は例えば２ビットデータであり、（ｄ）に示すように「００：低下」，「０１：変化なし」，「１０：増加」のように割り当てる。（ｅ）Ｄｕｔｙ選択回路４６は、比較回路４４からの出力をもとに可変交流電源４２のＤｕｔｙを変化させる（（３）参照）。これにより、１次側電流は更に減少することになって電力伝送装置４１の消費電力が低減される（（４）参照）。
【００３５】
その後、（ａ）出力電圧が低下して（ｂ）入力インピーダンスＺinが減少すると（（５）参照）、電力伝送装置４１側では１次側電流が増加する。すると、ピーク検出回路４３により検出されるピーク値が上昇するので、（ｃ）比較回路４４はＤｕｔｙ選択回路４６に対して、入力インピーダンスの低下を信号として出力する（（６）参照）。すると、（ｅ）Ｄｕｔｙ選択回路４６は、比較回路４４からの出力信号を受けて可変交流電源４２のＤｕｔｙを５０％にする（（７）参照）。これにより、１次側電流は更に増加する（（８）参照）。
【００３６】
以上のように第４実施形態によれば、電力伝送装置４１は、抵抗３，ピーク検出回路４３，比較回路４４及び保持回路４５により、非接触給電装置３１の入力インピーダンスＺinの変化を検出し、平滑コンデンサ９に電流が供給されているか否かを判断すると、その判断結果に基づきＤｕｔｙ選択回路４６が可変交流電源４２のＤｕｔｙを制御し、可変交流電源４２が消費する電力を低下させるようにした。したがって、電力伝送装置４１側においても制御することで、消費電力を更に低下させることができる。
【００３７】
尚、ここではＰＷＭデューティを制御したが、可変交流電源の構成に応じて、交流電源の電圧振幅を制御したり、交流周波数を制御したりそれらを組み合わせて制御しても良い。また、ピーク検出回路４３が検出する対象は、抵抗３の両端電圧に限らず、コンデンサ２やコイル４の両端電圧等の入力インピーダンスに対応するものであれば何でも良い。
【００３８】
（第５実施形態）
以下、第４実施形態と異なる部分について説明する。図１５に示すように、第５実施形態の電力伝送装置５１は、電力伝送装置４１の可変交流電源４２を交流電源１に置き換え、交流電源１とコンデンサ２との間に抵抗５２及びスイッチ回路５３の並列回路が挿入されている。また、Ｄｕｔｙ選択回路４６に替えてスイッチ制御回路５４が配置されており、スイッチ制御回路５４は、比較回路４４からの制御指令を受けてスイッチ回路５３のオンオフを制御する。制御指令は、例えば第４実施形態と同様に２ビットデータを用いて、「００：低下」，「０１：変化なし」，「１０：増加」のように割り当てる。以上の構成において、抵抗５２，スイッチ回路５３及びスイッチ制御回路５４が消費電力制御手段に対応する。
【００３９】
次に、第５実施形態の作用について説明する。尚、初期状態として、スイッチ回路５３はオンしている。図１６に示すように、（ａ）出力電圧が上昇したことでＭＯＳＦＥＴ３２がオンになると（ｂ）入力インピーダンスＺinが増大する（（１）参照）。すると、１次電流が減少して（ｃ）ピーク検出回路４３により検出されるピーク値が低下し、（ｄ）比較回路４４が入力インピーダンスＺinの増加を検出する（（２）参照）。（ｅ）スイッチ制御回路５４は、比較回路４４の出力信号を受けてスイッチ回路５３（経路切替ＳＷ）をオフする（（３）参照）。これにより、（ｂ）入力インピーダンスＺinが更に増大し（（４）参照）、１次電流が更に減少する（（５）参照）。
【００４０】
その後、（ａ）出力電圧が低下して（ｂ）入力インピーダンスＺinが減少すると（（６）参照）、電力伝送装置５１側では１次側電流が増加する。すると、ピーク検出回路４３により検出されるピーク値が上昇するので、（ｃ）比較回路４４は入力インピーダンスＺinの減少を検出する（（７）参照）。すると、（ｅ）スイッチ制御回路５４は、比較回路４４の出力信号に基づいてスイッチ回路５３をオンする（（８）参照）。これにより、（ｂ）入力インピーダンスＺinがさらに減少して（（９）参照）、（ｃ）１次側電流は更に増加する（（１０）参照）。
【００４１】
以上のように第５実施形態によれば、電力伝送装置５１は、スイッチ回路５３のオンオフを制御することで、交流電源１の供給線の抵抗値を増加させて、交流電源１が消費する電力を低下させるようにした。したがって、第４実施形態と同様の効果が得られる。
【００４２】
尚、以上の各実施形態では、非接触給電システムが、電力伝送装置１３等と非接触給電装置１５等とで構成されており、送電コイル部１４及び受電コイル部１６を含む電力の伝送路中に存在するコイルの総数は「２」であった。しかし、実際の非接触給電システムは、このような形態だけでなく、電力伝送装置，非接触給電装置の間に中継装置が介在していたり、送電コイル部や受電コイル部のコイル数が複数であることも考えられるため、コイルの総数が「３」以上となる場合も想定される。但し本発明は、電力の伝送路中に存在するコイルの総数が偶数であるものに適用される。
【００４３】
（第６実施形態）
図１７は、第３実施形態の構成において、電力伝送装置１３側の交流電源１を具体的な構成で示したものである。電源とグランドとの間には、２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６１及び６２（第１及び第２トランジスタ）の直列回路が接続されており、送電コイル部１４は、ＦＥＴ６２に並列に接続されている。ＦＥＴ６１及び６２は、外部より入力されるＰＷＭ信号によってドライバ６３（スイッチング制御手段）を介して排他的且つ交互にオンオフされる。これにより、送電コイル部１４に交流電流が流れて、電力が無線信号として非接触給電装置３１側に送信される。
【００４４】
図１８は、上記構成において、非接触給電装置３１側のダイオード８をＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６４に置き換え、ＦＥＴ６４及び３２（第１及び第２トランジスタ）を、上記ドライバ６３と同様のドライバ６５（スイッチング制御手段）によってスイッチング制御するようにしたものである。また、コンパレータ３３に相当する構成を出力電圧制御部６６（出力電圧制御手段）として、電力を受電する際のＦＥＴ３２の制御もドライバ６５を介して行うようにする。
【００４５】
そして、電力伝送装置１３側についても、出力電圧制御部６６と同様の出力電圧制御部６８（出力電圧制御手段）を設け、ＦＥＴ６１及び６２の制御をドライバ６３を介して行うようにし、電源部分を負荷（電流源）６９及び平滑コンデンサ７４で示すと、電力の送電側の装置と受電側の装置とが対称な構成になる。この場合、２つの装置は互いに、相手に対して電力を送電し、また相手より送電された電力を受電可能になる。
【００４６】
ここで改めて、図中左側の装置を第１非接触給電装置７１，図中右側の装置を第２非接触給電装置７２と称する。この場合、第１非接触給電装置７１の送電部は送受電部１４となり、第２非接触給電装置７２の受電部は送受電部１６となる。そして、第１非接触給電装置７１のドライバ６３及び出力電圧制御部６８と、第２非接触給電装置７２のドライバ６５及び出力電圧制御部６６に対して、例えば上位の制御装置などにより送受電切替信号を入力する。この信号により、一方を送電側，他方を受電側とするように切替える。
【００４７】
またここで、ＦＥＴ６１及び６４をハイサイドＳＷ（スイッチ），ＦＥＴ６２及び３２をローサイドＳＷと称する。送電側となった装置は、入力されるＰＷＭ信号に基づき、ドライバを介してハイサイドＳＷ及びローサイドＳＷを排他的且つ交互にオンすることで、送受電部を介して受電側の装置に電力を送電する。一方、受電側となった装置は、第３実施形態と同様に、出力電圧制御部より入力される信号によりドライバを介してローサイドＳＷのみのオン／オフを切替えることで、送受電部を介して電力を受電している間の出力電圧を制御する。
【００４８】
尚、ハイサイドＳＷの寄生ダイオード６１Ｄ，６４Ｄは、受電時に整流ダイオードとして機能する。また、ローサイドＳＷの寄生ダイオード６２Ｄ，３２Ｄは、第３実施形態等と同様に、受電時における半波整流の効率を向上させるために使用される。また、この場合も、２つの送受電部１４及び１６を含む電力の伝送路中に存在するコイルの総数が偶数であることは他の実施形態と同様である。
【００４９】
以上のように第６実施形態によれば、第１及び第２非接触給電装置７１及び７２を対称に構成し、ハイサイドＳＷ及びローサイドＳＷを上述のようにスイッチング制御することで、一方の装置から送電した電力を他方の装置により受電することを相互に行うことができ、且つ受電時の出力電圧制御が可能になる。
【００５０】
本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
送電コイル部及び受電コイル部を、コイル及びコンデンサの並列回路で構成しても良い。
第３実施形態の構成を、第２，第４，第５実施形態の構成に適用しても良い。
トランジスタはＭＯＳＦＥＴに限ることなく、バイポーラトランジスタでも良い。
【符号の説明】
【００５１】
図面中、１は交流電源、８は整流ダイオード（半波整流器）、９は平滑コンデンサ、１０は負荷、１１はスイッチ（スイッチ素子）、１２は制御回路（出力電圧制御手段）、１２Ｃはコンパレータ、１３は電力伝送装置、１４は送電コイル部、１５は非接触給電装置、１６は受電コイル部を示す。
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１】
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