(57)【要約】      （修正有）【課題】特に高い温度において低いスイッチング損失を有する、高出力ハーフブリッジに採用する半導体スイッチを提供する。【解決手段】半導体モジュール１０は、ゲート２６ａ、２６ｂ、コレクタ１６ａ、１６ｂ及びエミッタ１８ａ、１８ｂを有し、コレクタ１６ａ、１６ｂとエミッタ１８ａ、１８ｂとの間に逆導電ダイオード２４ａ、２４ｂを設けるＲＣ−ＩＧＢＴ又はＢＩＧＴである逆導電トランジスタ１２ａ、１２ｂ、静的状態において逆導電ダイオード２４ａ、２４ｂよりも高い順方向電圧降下を有するトランジスタ１２ａ、１２ｂに対して逆平行に接続される少なくとも1つのフリーホイーリングダイオード２８ａ、２８ｂと、トランジスタ１２ａ、１２ｂをオンおよびオフするためにゲート２６ａ、２６ｂを電位と接続するための制御部と、を含む。【選択図】図１
2015082841.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体モジュール（１０）であって、
ゲート（２６ａ，２６ｂ）、コレクタ（１６ａ，１６ｂ）、およびエミッタ（１８ａ，１８ｂ）を有し、前記コレクタ（１６ａ，１６ｂ）と前記エミッタ（１８ａ，１８ｂ）との間に逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）を設けた逆導電トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）と、
静的状態において前記逆導電ダイオードよりも高い順方向電圧降下を有するトランジスタ（１２ａ，１２ｂ）に対して逆平行に接続された少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）と、
トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）をオンおよびオフするために前記ゲート（２６ａ，２６ｂ）を電位と接続するための制御部（３２）とを備え、
前記制御部（３２）は、逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）が遮断状態に入る動的状態において逆導電ダイオードの順方向電圧降下が少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）よりも高くなるように、前記逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）が遮断状態に入る前にトランジスタ（１２ａ，１２ｂ）のゲート（２６ａ，２６ｂ）に正の電位のパルス（４６）を加えるように適合され、
前記逆導電トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）はＲＣ−ＩＧＢＴまたはＢＩＧＴであり、
前記少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）はＳｉＣダイオードを含む、半導体モジュール。
【請求項２】
前記制御部（３２）は、前記逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）が導電状態にある時に前記ゲート（２６ａ，２６ｂ）に負の電位を加え、ゲートパルス（４６）時に前記ゲートに正の電位を加えるように適合される、請求項１に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項３】
静的状態において、前記逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）の抵抗は、前記少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）の抵抗より小さい、請求項１または２に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項４】
前記トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）に対して逆平行に接続される１つ以上のフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）をさらに備える、請求項１から３のいずれか１項に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項５】
前記トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）に対して逆平行の前記少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）は、前記半導体モジュールのスイッチング損失が所定の温度範囲において最小となるようにトランジスタに対して調整される、請求項１から４のいずれか１項に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項６】
トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）に対して逆平行の前記少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）は、所定の温度範囲において、
静的状態で電流の少なくとも６０％が逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）を流れるように、または、
動的位相で電流の少なくとも６０％が少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）を流れるように調整される、請求項１から５のいずれか１項に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項７】
前記温度範囲は５０℃から２００℃である、請求項５または６に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項８】
前記制御部（３２）は、前記逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）が導電状態から遮断状態へ切り換わることを判定するように適合される、請求項１から７のいずれか１項に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項９】
第２の逆導電トランジスタ（１２ｂ）と直列に接続される第１の逆導電トランジスタ（１２ａ）をさらに備え、第１のＤＣ入力（１４）が前記第１のトランジスタ（１２ａ）の自由端によって設けられ、第２のＤＣ入力（２０）が前記第２のトランジスタ（１２ｂ）の自由端によって設けられ、前記直列に接続されたトランジスタの間に位相出力（２２）が設けられ、
前記少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ）は、前記第１の逆導電トランジスタ（１２ａ）に対して逆平行に接続され、
前記制御部は、前記第２のトランジスタ（１２ｂ）のためのスイッチコマンドを受けることにより、前記第１のトランジスタ（１２ａ）の前記逆導電ダイオード（２４ａ）が導電状態から遮断状態へ切り換わることを判定するように適合される、請求項１から８のいずれか１項に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項１０】
前記制御部（３２）は、前記スイッチコマンドを受けた後に前記第２のトランジスタの前記ゲート（２６ｂ）における負の電位を前記ゲートにおける正の電位に変えることにより、前記第２のトランジスタ（１２ｂ）をオフ状態からオン状態へ切り換えるように適合される、請求項９に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項１１】
前記第１のトランジスタ（１２ａ）に対して加えられるゲートパルス（４６）のパルス幅は、第２のトランジスタ（１２ｂ）のオフ状態の長さの少なくとも１０％である、請求項９または１０のいずれか１項に記載の半導体モジュール（１０）。
【請求項１２】
前記制御部（３２）は、前記第２のトランジスタをオフ状態に切り換える前に、ゲートパルス（４６）の後の遮断期間にわたって待機するように適合される、請求項７から１０のいずれか１項に記載の半導体モジュール。
【請求項１３】
逆導電トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）と前記トランジスタに対して逆平行に接続される少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）とを切り換える方法であって、前記少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードは、静的状態において前記トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）の逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）よりも高い順方向電圧降下を有し、
前記方法は、
前記逆導電ダイオード（２４ａ）が導電状態から遮断状態へ切り換わることを判定するステップと、
前記逆導電ダイオードが遮断状態に入る動的状態において、前記逆導電ダイオードの順方向電圧降下が前記少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）よりも高くなるように、前記逆導電ダイオード（２４ａ，２４ｂ）が遮断状態に入る前に正の電位のパルス（４６）を前記トランジスタのゲート（２６ａ，２６ｂ）に加えるステップとを備え、
前記逆導電トランジスタ（１２ａ，１２ｂ）はＲＣ−ＩＧＢＴまたはＢＩＧＴであり、
前記少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード（２８ａ，２８ｂ）はＳｉＣダイオードを含む、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
発明の分野
本発明は、パワー半導体の分野に関する。特に、本発明は、半導体モジュール、およびこのようなモジュール上で逆導電トランジスタを切り換える方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
発明の背景
たとえば、高出力インバータ、整流器、および他の電気的に高出力な機器は、ハーフブリッジモジュールを含む。このハーフブリッジモジュールは、通常は、機器のＤＣ側とＡＣ側とを接続するために直列に接続された２つの半導体スイッチを含む。半導体スイッチが、その逆方向、すなわち電流を導くように適合された方向とは逆の方向において遮断している場合、半導体スイッチがオンにされると、半導体スイッチに対して逆並列のフリーホイーリングダイオードを接続することができる。
【０００３】
一部の半導体スイッチは、このような逆導電経路をそれら自体に既に備えており、通常は、半導体スイッチと一体の逆導電ダイオードを有する。このようなスイッチの例は、欧州特許出願公開第２２４９３９２号Ａ２に記載されるようなＲＣ−ＩＧＢＴ、または特にＢＩＧＴである。
【０００４】
しかしながら、逆導電ダイオードモードにあるＢＩＧＴは、正のゲート値を伴う高い導電損失（通常は、順方向電圧降下Ｖｆに基づく）に悩まされ得る。さらに、低いダイオードモードスイッチング損失を得るようにＢＩＧＴを最適化するために、寿命制御が採用され得て、通常はこれによってダイオードおよびトランジスタの導電損失が高まる（ＶｆおよびＶＣＥに基づく）。
【０００５】
逆導電ダイオードが遮断状態に入る前のトランジスタの特別なスイッチング方式であるいわゆるＭＯＳ制御によってＢＩＧＴのダイオードスイッチング損失を減少させることも知られている。たとえば、Rahimoらによる文献「逆導電ＩＧＢＴを採用する高電流３３００Ｖモジュールによって、出力性能における新たな基準が設定される（A high current 3300 V module employing reverse conducting IGBTs setting a new benchmark in output power capability）」Proceedings of 20th International Symposium on Power Semiconductor Device & ICs（２００８年５月１８日から２２日）は、逆導電モードにおいてＲＣ−ＩＧＢＴを制御するための技術を記載している。
【０００６】
ブリッジ回路に配置された縦型ＭＯＳＦＥＴを制御する方法が米国特許出願公開第２００８／０２６５９７５号Ａ１から知られており、ゲートパルスをＭＯＳＦＥＴのゲートに対して加えてダイオードの電力損失を減少させることによって組込みダイオードの順電圧が制御される。
【０００７】
他方、ＳｉＣユニポーラダイオードは、フリーホイーリングダイオードとして使用され得るが、通常は振動性挙動および高い温度における高いスイッチング損失に悩まされる。加えて、ＳｉＣ装置の費用により、より大きな面積にわたってこの挙動を補償することが困難となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】欧州特許出願公開第２２４９３９２号Ａ２
【特許文献２】米国特許出願公開第２００８／０２６５９７５号Ａ１
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】Rahimoらによる文献「逆導電ＩＧＢＴを採用する高電流３３００Ｖモジュールによって、出力性能における新たな基準が設定される（A high current 3300 V module employing reverse conducting IGBTs setting a new benchmark in output power capability）」Proceedings of 20th International Symposium on Power Semiconductor Device & ICs（２００８年５月１８日から２２日）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
発明の説明
本発明の目的は、特に高い温度において低いスイッチング損失を有する高出力ハーフブリッジに採用され得る半導体スイッチを提供することにある。
【００１１】
この目的は、独立請求項の主題によって達成される。さらなる例示的な実施形態は、従属請求項および以下の記載から明らかとなる。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の局面は、半導体モジュールに関する。たとえば、半導体モジュールは、以下に記載されるトランジスタ、ダイオード、および制御部の回路などの半導体素子を収容および／または担持するＰＣＢを含み得る。
【００１３】
本発明の実施形態によれば、半導体モジュールは、ゲート、コレクタ、およびエミッタを有し、コレクタとエミッタとの間に逆導電ダイオードを設けた逆導電トランジスタと、静的状態（静電流が両方のダイオードを流れ得る状態）において逆導電ダイオードよりも高い順方向電圧降下を有するトランジスタに対して逆平行に接続された少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードとを含む。
【００１４】
逆導電トランジスタは、ＲＣ−ＩＧＢＴ（逆導電絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、特にＢＩＧＴ（バイモード絶縁ゲートトランジスタ）である。少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードは、少なくとも１つのＳｉＣダイオードであり得て、上述したように順方向電圧降下を有するように調整され得る。通常、半導体モジュールは、１つもしくは２つ以上の逆導電トランジスタを含み得る、および／またはトランジスタの１つと逆平行に接続された１つ以上のフリーホイーリングダイオードを含み得る。トランジスタが一方の金型に設けられ、少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードがさらなる金型に設けられる場合もあり得る。逆導電ダイオードは、ＲＣ−ＩＧＢＴのＩＧＢＴと一体である。ＲＣ−ＩＧＢＴまたはＢＩＧＴとＳｉＣダイオードとの組み合わせには、半導体スイッチの逆導電ダイオードよりも高い順方向電圧降下をフリーホイーリングダイオードが有するという利点がある。したがって、半導体のこれらのタイプの組み合わせには、逆回復の前にトランジスタのゲートに対して正のゲートパルスを加えると逆回復の前に電流の向きが変更されるという技術的効果がある。
【００１５】
さらに、半導体モジュールは、トランジスタをオンおよびオフするためにゲートと電位とを接続するための制御部またはゲートユニットを含む。制御部は、逆導電ダイオードが遮断状態に入る動的状態において逆導電ダイオードの順方向電圧降下が少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードよりも高くなるように、逆導電ダイオードが遮断状態に入る前にトランジスタのゲートに対して逆の電位のパルスを加えるように適合される。
【００１６】
一般に、逆導電トランジスタおよび特に逆導電ダイオードは、ダイオードの両方のタイプが急速充電電流を導電する、および／または導電状態と遮断状態との間で切換えを行う動的状態または動的位相時に、フリーホイーリングダイオードよりも高い損失を有し得る。さらに、ゲートパルスを加えることにより、逆導電ダイオードにおける蓄積電荷がトランジスタから使い尽くされ得て、動的位相時、および特に導電状態から遮断状態への切換え時における逆導電ダイオードの損失が低下し得る。
【００１７】
本発明のさらなる局面は、逆導電トランジスタ、およびトランジスタに対して逆平行に接続される少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードを切り換える方法に関し、少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードは、静的状態において逆導電ダイオードよりも高い順方向電圧降下を有する。特に、方法は、たとえば上記および下記のような半導体モジュールの制御部によって行われ得る。
【００１８】
上記および下記の方法の特徴は、上記および下記の半導体モジュールの特徴であり得て、その逆もあり得ることを理解する必要がある。
【００１９】
本発明の実施形態によれば、方法は、逆導電ダイオードが導電状態から遮断状態へ切り替わることを判定するステップと、逆導電ダイオードが遮断状態に入る動的状態において逆導電ダイオードの順方向電圧降下が少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードよりも高くなるように、逆導電ダイオードが遮断状態に入る前に逆電位のパルスをトランジスタのゲートに加えるステップとを含む。
【００２０】
ゲートパルスを加えることを、ＭＯＳ制御と言い得る。特に、逆平行ＳｉＣダイオードとＢＩＧＴのＭＯＳ制御との組み合わせにより、半導体モジュールの作動時におけるスイッチング損失の減少がもたらされ得る。
【００２１】
加えて、導電状態における逆導電ダイオードの損失を減少させるために、トランジスタは、ゲートの対応する制御によってオフ状態に維持され得る。さらに、ダイオードが遮断状態に入る前に、トランジスタが短いゲートパルスで短い時間にわたってオンとされる。
【００２２】
本発明の実施形態によれば、逆導電ダイオードが導電状態にある時にゲートに対して負の電位を加える、およびゲートパルス時にゲートに対して正の電位を加えるように、制御部が適合される、および／または方法がさらにこのようなステップを含む。正の電位および／または負の電位は、トランジスタをオンおよびオフするために使用される電位と同じ電圧を有し得ることを理解する必要がある。逆導電ダイオードの導電時において、ゲートエミッタ電圧は、装置において電荷を蓄えるように負の電圧に維持される。ダイオードの逆導電がオフになる時、短い正のゲートエミッタパルスが逆導電ダイオードに加えられ、蓄積電荷が最小化され得る。
【００２３】
本発明の実施形態によれば、静電流が逆導電ダイオードおよび少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードを流れ得る静的状態において、逆導電ダイオードの抵抗は、少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードの抵抗よりも小さい。ゲートパルスおよび少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードの内部抵抗により、逆導電ダイオードを流れる電流の量は、フリーホイーリングダイオードを流れる電流の量に対して調整され得る。ゲートパルスは、動的状態時において逆導電ダイオードの内部抵抗を高め得て、これによって電流は逆導電ダイオードからフリーホイーリングダイオードへと向きが変えられ得る。
【００２４】
本発明の実施形態によれば、所定の温度範囲において半導体モジュールのスイッチング損失が最小となるように、トランジスタに対して逆平行の少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードがトランジスタに対して調整される。特に、少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードの特徴は、トランジスタに対して逆平行に接続された等しい設計のダイオードの適切な数を選択することにより、トランジスタの特徴に対して調整され得る。たとえば、フリーホイーリングダイオードの数は、ゲートパルスの後に集合的な内部抵抗が逆導電ダイオードの内部抵抗よりも低くなるように選択され得る。
【００２５】
本発明の実施形態によれば、トランジスタに対して逆平行の少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードは、所定の温度範囲において、静止位相時に電流の少なくとも６０％が逆導電ダイオードを流れる、および／または動的位相時に電流の少なくとも６０％が少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードを流れるように調整される。
【００２６】
本発明の実施形態によれば、少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードが調整される温度範囲は、５０℃から２００℃である。特に高温時において、ＳｉＣダイオードは、幾分高い導電損失を有し得て、半導体モジュールの全体的な損失は、高温における損失が最小となるようにダイオードおよびトランジスタの特徴を調整することによって減少し得る。
【００２７】
本発明の実施形態によれば、 半導体モジュールは、第２の逆導電トランジスタと直列に接続された第１の逆導電トランジスタをさらに含み、第１のＤＣ入力は第１のトランジスタの自由端によって設けられ、第２のＤＣ入力は、第２のトランジスタの自由端によって設けられ、位相出力は、直列に接続されたトランジスタの間に提供され、少なくとも１つのフリーホイーリングダイオードは、第１の逆導電トランジスタに対して逆平行に接続される。半導体モジュールは、直流電流から交流電流への変換およびその逆の変換を行うために使用され得る２つのＲＣ−ＩＧＢＴまたは２つのＢＩＧＴのハーフブリッジを含み得る。トランジスタの一方または両方には、１つ以上のフリーホイーリングダイオードが設けられ得る。
【００２８】
本発明の実施形態によれば、第２のトランジスタのためのスイッチコマンドを受けることによって、導電状態から遮断状態へ第１のトランジスタの逆導電ダイオードが切り替わることを判定するように制御部が適合される、および／または方法がこのようなステップをさらに含む。スイッチコマンドは、たとえば中央制御部から受けるオフコマンドであり得る。逆平行フリーホイーリングダイオードを有するトランジスタと合わせたＭＯＳ制御の使用は、一方のトランジスタのためのハーフブリッジのゲートユニット（制御部）によって他方がオフである場合に実行され得る。
【００２９】
２つのＲＣ−ＩＧＢＴまたはＢＩＧＴを有するハーフブリッジの場合、一方のＩＧＢＴが導電に切り換えられる前に、ＭＯＳ制御パルスが他方に加えられる。
【００３０】
本発明の実施形態によれば、スイッチコマンドを受けた後に第２のトランジスタのゲートにおける負の電位をゲートにおける正の電位に変えることによって、第２のトランジスタをオフ状態からオン状態へ切り換えるように制御部が適合される、または方法がこのようなステップをさらに含む。
【００３１】
本発明の実施形態によれば、第１のトランジスタに加えられるゲートパルスのパルス幅は、第２のトランジスタのオフ状態の幅の少なくとも１０％である。特に、ゲートパルスの幅は、トランジスタのオフ状態およびオン状態よりも実質的に小さくなり得る。
【００３２】
本発明の実施形態によれば、第２のトランジスタをオフ状態に切り換える前のゲートパルス後に遮断期間にわたって待機するように、制御部が適合される、または方法がこのようなステップをさらに含む。ハーフブリッジの短絡を防ぐために、および／または逆導電ダイオードの消耗を調整するために、第２のトランジスタのオンは、ゲートパルスの終了に対して時間のずれ（遮断期間）を有し得る。
【００３３】
本発明のこれらの局面および他の局面は、以下に記載の実施形態を参照することによって明らかとなり、解明されるであろう。
【００３４】
本発明の主題は、添付の図面に示される例示的な実施形態を参照して以下の文においてより詳細に説明される。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の実施形態に係る半導体モジュールの高出力回路のレイアウトを概略的に示す図である。
【図２】図１の半導体モジュールの回路基板レイアウトを概略的に示す図である。
【図３】図１および図２のモジュールを切り換える方法をゲート電圧を用いて示す図である。
【図４】図１および図２のモジュールのためのフリーホイーリングダイオードの調整をオン電流を用いて示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
図面において使用される参照符号、およびそれらの意味は、参照符号の一覧において要約して示される。原則的に、図面において同じ部品には同じ参照符号が付される。
【００３７】
例示的な実施形態についての詳細な説明
図１は、半導体モジュール１０の高出力半導体の回路レイアウトを示す。高出力半導体は、１０Ａより高い電流および／または１０００Ｖより高い電圧を処理するための半導体であり得ることを理解する必要がある。モジュール１０は、直列に接続されてハーフブリッジを形成する２つのＢＩＧＴ１２ａ，１２ｂを含む。第１のトランジスタ１２は、そのコレクタ１６ａにおいてＤＣ＋入力１４を設け、そのエミッタ１８ａによって第２のトランジスタ１２ｂのコレクタ１６ｂと接続され、第２のトランジスタ１２ｂは、そのエミッタ１８ｂにおいてＤＣ−入力２０を設ける。負荷出力２２は、２つのトランジスタ１２ａ，１２ｂの間に設けられる、すなわちエミッタ１８ａおよびコレクタ１６ｂによって設けられる。
【００３８】
トランジスタ１２ａ，１２ｂの各々は、両方のトランジスタの回路記号において示される内部逆導電ダイオード２４ａ，２４ｂと、それぞれのトランジスタ１２ａ，１２ｂをオンおよびオフにするように適合されたゲート２６ａ，２６ｂとを含む。
【００３９】
ＲＣ−ＩＧＢＴは、フリーホイーリングダイオードと絶縁ゲートバイポーラトランジスタとを共通のウエハ上に含む。ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）は、ウエハのコレクタ側とコレクタ側とは反対のエミッタ側とを含む。ウエハの一部は、第１のドーピング濃度と下地層厚さとを有する（ｎ）ドープ化下地層を形成する。下地層厚さは、第１のドーピング濃度を有するウエハの一部のコレクタ側とエミッタ側との間の最大垂直距離である。ｎドープ化ソース領域、ｐドープ化下地層、およびゲート電極がエミッタ側に配置される。ゲート電極は、平面もしくはトレンチゲート電極であり得る。逆導電半導体素子は、電気的アクティブ領域を含み、このアクティブ領域は、ウエハ内のエリアであり、ソース領域、下地層、およびゲート電極を含み、これらの下方に配置される。
【００４０】
第１のドーピング濃度よりも高いドーピング濃度を有する第１のｎドープ化層、およびｐドープ化コレクタ層は、コレクタ側に交互に配置される。第１の層は、少なくとも１つの第１の領域を含み、各第１の領域は、第１の領域幅を有する。全ての領域は、領域幅および領域エリアを有し、領域エリアは領域境界によって囲まれ、最短距離は、前記領域エリア内の点と前記領域境界上の点との間の最小長さである。各領域幅は、前記領域内の任意の最短距離の最大値の２倍に規定される。
【００４１】
ＢＩＧＴは、ＲＣ−ＩＧＢＴの特徴に加え、以下の特徴を有する。コレクタ層は、少なくとも１つの第２の領域を含み、各第２の領域は第２の領域幅を有し、コレクタ層はさらに少なくとも１つの第３の領域を有し、各第３の領域は第３の領域幅を有する。各第３の領域エリアは、下地層の厚さの２倍よりも大きい距離を有する任意の２つの第１の領域によって囲われて境界が規定されるエリアである。少なくとも１つの第２の領域は、少なくとも１つの第３の領域でない第２の層の一部である。少なくとも１つの第３の領域は、少なくとも１つの下地層の厚さにおける第３の領域境界とアクティブ領域境界との間が最小距離となるように、アクティブ領域の中央部分に配置される。少なくとも１つの第３の領域の面積の和は、アクティブ領域の１０％から３０％の間である。各第１の領域幅は、下地層厚さよりも小さい。第３の領域は、３つの突出部を有する星（tri-star）を形成する３つの突起、十字を形成する４つの突起、または５つ以上の突起を伴う星形を有し得る。ＢＩＧＴについてのさらなる詳細は、国際特許出願ＥＰ２２４９３９２号Ａ２において見出され得て、上述の方法でコレクタ側の大小のｐドープ化された第２の領域および少なくとも１つの大きな第３の領域を有する逆導電ＩＧＢＴの定義、すなわちＢＩＧＴの定義に関するこの文献の内容は、引用により援用される。このようなＢＩＧＴを定義するさらなる詳細が、ＥＰ２２４９３９２号Ａ２において見出すことができる。
【００４２】
トランジスタ１２ａ，１２ｂのゲート２６ａ，２６ｂが特定の正のオン電圧／電位に設定されると、正の電流がコレクタ１６ａ，１６ｂからエミッタ１８ａ，１８ｂへ流れ得る。ゲート２６ａ，２６ｂが特定の負のオフ電圧／電位に設定されると、トランジスタはコレクタ１６ａ，１６ｂからエミッタ１８ａ，１８ｂへの正の電流を遮断する。いずれの場合においても、ダイオード２４ａ，２４ｂは、エミッタ１８ａ，１８ｂからコレクタ１６ａ，１６ｂへ正の電流の流れを可能とする。
【００４３】
モジュール１０は、トランジスタ１２ａ，１２ｂに対して逆平行かつ逆導電ダイオード２４ａ，２４ｂに対して平行に接続された１つ以上のフリーホイーリングＳｉＣダイオード２８ａ，２８ｂを含む。ダイオード２４ａ，２４ｂのように、ダイオード２８ａ，２８ｂは、エミッタ１８ａ，１８ｂからコレクタ１６ａ，１６ｂへ正の電流の流れを可能とする。
【００４４】
図２は、モジュール１０の基板レイアウトを概略的に示す図である。２つのトランジスタ１２ａ，１２ｂは、ＰＣＢ３０によって担持され得る。ＰＣＢ３０は、各トランジスタ１２ａ，１２ｂのための複数のフリーホイーリングダイオード２８ａ，２８ｂ（示される例においては、トランジスタ１２ａ，１２ｂごとに４つのダイオード２８ａ，２８ｂ）と、制御部３２またはゲートユニット３２とをさらに担持する。
【００４５】
図３は、トランジスタ１２ａ，１２ｂにおけるゲート電圧４０，４２と、逆導電ダイオード２４ｂを通る電流４４とを経時的に示す図である。図３は、制御部３２によって行われ得る方法を示す。
【００４６】
概して、線４０は第２のトランジスタ１２ｂのゲート２６ｂに加えられる電圧を示し、線４２は第１のトランジスタ１２ａのゲート２６ａに加えられる電圧を示す。線４４は逆導電ダイオード２８ａを流れる電流を示す。
【００４７】
最初に、負のゲート電圧４０，４２（たとえば、−１５Ｖ）が両方のゲート２６ａ，２６ｂに加えられる。
【００４８】
ＢＩＧＴ１２ａについては、通常のダイオード導電モード時（静的状態）において、ＢＩＧＴ１２ａにわたる順方向電圧降下Ｖｆは、ゲートが０またはマイナスであることから、ＳｉＣダイオード２８ａよりもかなり低い。これは、ＢＩＧＴ１２ａがより大きなエリアおよび／または少ない寿命制御を有することによって向上し得て、その一方で、加えてＳｉＣダイオード２８ａがそのユニポーラ動作によって高い温度において高い順方向電圧降下Ｖｆを有し得る。これ故に、ごく小さな電流がＳｉＣダイオード２８ａを流れる。
【００４９】
つまり、静電流が逆導電ダイオード２４ａおよびフリーホイーリングダイオード２８ａを流れる静的状態において、逆導電ダイオード２４ａの抵抗は、少なくとも１つのフリーホイーリングダイオード２８ａの抵抗よりも小さい。
【００５０】
その後、時点ｔ０の前に、制御部３２は、たとえばトランジスタ１２ｂについてのオンコマンドを受けることにより、逆導電ダイオード２８ａが導電状態から遮断状態へ切り換わることを判定する。
【００５１】
時点ｔ０において、制御部３２は、ゲート２６ａにおける電圧４２を正の電位／電圧（たとえば＋１５Ｖ）に逆転させ、時点ｔ１において、電圧４２を逆転させて負の電位／電圧に戻す。
【００５２】
このような方法により、逆導電ダイオード２４ａが遮断状態に入る前に、ゲートパルス４６がゲート２６ａに加えられる。逆回復の前に、ＢＩＧＴ１２ａのゲート電圧が正の電位に高められ、ダイオード２４ａのアノードとして作用するＰウェルセルの短絡によって順方向電圧降下Ｖｆがかなり高くなる。これにより、ＳｉＣダイオード２８ａを通る電流の向きが変えられ、これ故に逆回復時にゲートパルス４６を加える（すなわち、ＭＯＳ制御動作を用いる）ことにより、ピーク回復電流４８が非常に低くなり、損失が低下し、ＢＩＧＴダイオード２８ａが依然としてソフトテール（soft tail）を提供する。
【００５３】
正のゲート電位下において高い順方向電圧降下を実現するために、トレンチＢＩＧＴ１２ａ，１２ｂが使用され得る。
【００５４】
ｔ０とｔ１との間の期間ΔｔＰ、すなわちゲートパルスの幅は、約１０μｓであり得る。
【００５５】
ゲートパルス４６の後、制御部は、トランジスタ１２ａをオンするために第２のトランジスタのゲート電圧４０を正の電位／電圧に切り換える前に、遮断期間ΔｔＢにわたって待機する。遮断期間ΔｔＢは、５μｓより小さいものであり得る。
【００５６】
逆回復の前に電流の方向を変えるために、方法は、逆回復の前にＢＩＧＴ（または、より一般的にはＲＣ−ＩＧＢＴ）およびＳｉＣユニポーラダイオードをＭＯＳ制御ゲートパルスに結合させる。
【００５７】
対応して調整されるフリーホイーリングダイオード２８ａとＭＯＳゲート制御との組み合わせにより、スイッチング損失およびソフトネスが低下するという点において有利となり得る。方法および装置は、ＳｉＢＩＧＴ１２ａ，１２ｂおよびＳｉＣダイオード２８ａ，２８ｂの最適な性能を組み合わせることによって、損失およびソフトネスの点において最高のトレードオフを実現し得る。
【００５８】
このような組み合わせにより、低い順方向電圧降下、スイッチング損失、およびソフトネスの高い性能が実現され得る。加えて、コストを下げるために、標準的な手法と比較してダイオード２８ａ，２８ｂのＳｉＣエリアをより小さくすることが求められ得る。
【００５９】
図４は、異なる数のＳｉＣダイオード２８，２８ｂを伴うＢＩＧＴ１２ａ，１２ｂの異なる組み合わせについての鏡映逆回復電流を用いて、どのようにしてトランジスタおよびフリーホイーリングダイオード２８ａ，２８ｂの特徴が調整され得るかを示す図である。
【００６０】
時間経過に伴う電流５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ，５０ｅは、１．７ｋＶのＢＩＧＴ１２ａ，１２ｂおよびＳｉＣダイオード２８ａ，２８ｂについて行なわれた試験に基づいている。原則的に、電流５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ，５０ｅは、図３の電流４４とトランジスタ１２ｂを通る電流との和である。
【００６１】
試験は、室温で行われた。なぜなら、これらの装置に与えられる順方向電圧降下値Ｖｆからのコンセプトを示すのにはこれが最適なためである。このような試験については、異なるモード下における多くの共有がある。
【００６２】
以下の表は、結果を示す。
【００６３】
【表１】
2015082841.tif 000003
【００６４】
電流５０ｄは、非常に小さい損失およびソフトテールとなる最適な組み合わせを示す。
本発明は、図面および上記の説明において詳細に提示および記載がなされたが、このような例示および記載は説明的または例示的なものであって、限定的でないものと考慮される。本発明は開示される実施形態に限定されない。開示される実施形態に対する他の変更は、当業者によって、ならびに図面、開示、および添付の特許請求の範囲から学んで請求項に記載の発明を実施することによって理解および実行され得る。請求項において、「備える」の単語は、他の要素またはステップを排除するものではなく、不定冠詞「ａ」または「ａｎ」は複数を排除するものではない。単一のプロセッサ、制御部、または他のユニットは、請求項に記載の複数の項目の機能を達成し得る。互いに異なる従属請求項において特定の方法が記載されるという単なる事実は、これらの方法を有利に組み合わせて使用することができないことを示すものではない。請求項における任意の参照符号は、範囲を限定するものと解釈されるべきではない。
【符号の説明】
【００６５】
１０  半導体モジュール、１２ａ，１２ｂ  トランジスタ、１４  ＤＣ＋入力、１６ａ，１６ｂ  コレクタ、１８ａ，１８ｂ  エミッタ、２０  ＤＣ−入力、２２  負荷出力、２４ａ，２４ｂ  逆導電内部ダイオード、２６ａ，２６ｂ  ゲート、２８ａ，２８ｂ  フリーホイーリングダイオード、３０  ＰＣＢ、３２  制御部、４０  ゲート電圧、４２  ゲート電圧、４４  逆導電ダイオードを通る電流、４６  ゲートパルス、４８  ピーク回復電流、ｔ０  ゲートパルスの開始、ｔ１  ゲートパルスの終了、ｔ２  オンパルスの開始、ΔｔＰ  ゲートパルス長さ、ΔｔＢ  遮断期間、５０ａから５０ｅ  回復電流
【図１】
2015082841.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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