(57)【要約】【課題】計測精度を確保しつつ耐雑音性能を向上させる。【解決手段】複数の周波数で測定用信号を発生可能な信号発生部と、信号発生部が発生する測定用信号の周波数を制御する制御部と、第１プローブと、第２プローブと、第３プローブと、第４プローブと、電流検出部と、電流検出部が検出して得た電流信号を、この電流信号の対数である対数電流信号に変換する第１ログアンプと、電圧検出部と、電圧検出部が検出して得た電圧信号を、この電圧信号の対数である対数電圧信号に変換する第２ログアンプと、この対数電流信号をＡＤ変換してデジタル電流信号を生成し、この対数電圧信号をＡＤ変換してデジタル電圧信号を生成するＡＤ変換部と、を備え、制御部は、測定用信号の周波数毎に生成されたデジタル電流信号とデジタル電圧信号とに基づいて、測定用信号の周波数毎の被測定物のインピーダンスを算出する。【選択図】図１
2015105928.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の周波数で測定用信号を発生可能な信号発生部と、
前記信号発生部が発生する測定用信号の周波数を制御する制御部と、
前記信号発生部が発生した測定用信号が供給される第１プローブと、
被測定物のインピーダンスの測定時に前記第１プローブとの間に前記被測定物が接続される第２プローブと、
第３プローブと、
前記被測定物のインピーダンスの測定時に前記第３プローブとの間に前記被測定物が接続される第４プローブと、
前記第２プローブに接続され前記第２プローブに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部が検出して得た電流信号を、前記電流信号の対数である対数電流信号に変換する第１ログアンプと、
一端が前記第３プローブに接続され、他端が前記第４プローブに接続され、前記第３プローブと前記第４プローブの間の電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部が検出して得た電圧信号を、前記電圧信号の対数である対数電圧信号に変換する第２ログアンプと、
前記対数電流信号をＡＤ変換してデジタル電流信号を生成し、前記対数電圧信号をＡＤ変換してデジタル電圧信号を生成するＡＤ変換部と、
を備え、
前記制御部は、前記第１プローブと前記第３プローブが前記被測定物の一端に電気的に接続され、かつ前記第２プローブと前記第４プローブが前記被測定物の他端に電気的に接続された状態で、前記測定用信号の周波数毎に生成された前記デジタル電流信号と前記デジタル電圧信号とに基づいて、前記測定用信号の周波数毎の前記被測定物のインピーダンスを算出するインピーダンス測定装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記デジタル電流信号に対して前記第１のログアンプの変換とは逆の変換を実行し、前記デジタル電圧信号に対して前記第２のログアンプの変換とは逆の変換を実行する指数変換部を備え、
前記指数変換部が変換を実行して得た変換後電流信号と変換後電圧信号に基づいて、前記測定用信号の周波数毎の前記被測定物のインピーダンスを算出する
請求項１に記載のインピーダンス測定装置。
【請求項３】
前記制御部は、処理の対象となる対象信号から特定の周波数の信号を分離して得られた分離信号の振幅と、前記特定の周波数を有しかつ位相の基準となる参照信号と前記対象信号との間の位相差を検出する２相ロックインアンプの機能を有し、前記２相ロックインアンプの機能により前記変換後電流信号から前記測定用信号と同じ周波数の信号を分離して得られた第１分離信号の振幅を電流振幅として検出し、前記測定用信号と同じ周波数を有しかつ位相の基準となる基準正弦波信号と前記変換後電流信号との間の位相差を電流位相差として検出し、前記２相ロックインアンプの機能により前記変換後電圧信号から前記測定用信号と同じ周波数の信号を分離して得られた第２分離信号の振幅を電圧振幅として検出し、前記基準正弦波信号と前記変換後電圧信号との間の位相差を電圧位相差として検出する処理部と、
前記処理部が検出した前記電流振幅、前記電流位相差、前記電圧振幅、及び前記電圧位相差に基づいて、前記被測定物のインピーダンスを算出する算出部と、
を更に備える請求項２に記載のインピーダンス測定装置。
【請求項４】
前記算出部は、前記電圧振幅を前記電流振幅で割った値をインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜とし、前記電流位相から前記電圧位相を差分した値をインピーダンスの位相角φとし、ｊを虚数単位とした場合、前記被測定物のインピーダンスを｜Ｚ｜ｃｏｓφ＋ｊ｜Ｚ｜ｓｉｎφの式で算出する請求項３に記載のインピーダンス測定装置。
【請求項５】
前記電流検出部が検出して得た信号を増幅して前記第１ログアンプへ出力する第１電流用アンプと、
前記第１ログアンプの出力を増幅して前記ＡＤ変換部へ出力する第２電流用アンプと、
前記電圧検出部が検出して得た信号を増幅して前記第２ログアンプへ出力する第１電圧用アンプと、
前記第２ログアンプの出力を増幅して前記ＡＤ変換部へ出力する第２電圧用アンプと、
を更に備える請求項１から４のいずれか一項に記載のインピーダンス測定装置。
【請求項６】
前記信号発生部は、正弦波の電圧信号を生成する正弦波発生器と、
前記正弦波発生器が生成した正弦波の電圧信号に基づいて、所定の振幅の電流を前記測定用信号として生成する定電流増幅器と、
を備える請求項１から５のいずれか一項に記載のインピーダンス測定装置。
【請求項７】
複数の周波数で測定用信号を発生可能な信号発生部と、前記信号発生部が発生する測定用信号の周波数を制御する制御部と、前記信号発生部が発生した測定用信号が供給される第１プローブと、被測定物のインピーダンスの測定時に前記第１プローブとの間に前記被測定物が接続される第２プローブと、第３プローブと、前記被測定物のインピーダンスの測定時に前記第３プローブとの間に前記被測定物が接続される第４プローブと、前記第２プローブに接続され前記第２プローブに流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部が検出して得た電流信号を、前記電流信号の対数である対数電流信号に変換する第１ログアンプと、一端が前記第３プローブに接続され、他端が前記第４プローブに接続され、前記第３プローブと前記第４プローブの間の電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部が検出して得た電圧信号を、前記電圧信号の対数である対数電圧信号に変換する第２ログアンプと、前記対数電流信号をＡＤ変換してデジタル電流信号を生成し、前記対数電圧信号をＡＤ変換してデジタル電圧信号を生成するＡＤ変換部と、を備えるインピーダンス測定装置が実行するインピーダンス測定方法であって、
前記制御部が、前記第１プローブと前記第３プローブが前記被測定物の一端に電気的に接続され、かつ前記第２プローブと前記第４プローブが前記被測定物の他端に電気的に接続された状態で、前記測定用信号の周波数毎に生成された前記デジタル電流信号と前記デジタル電圧信号とに基づいて、前記測定用信号の周波数毎の前記被測定物のインピーダンスを算出するステップを有するインピーダンス測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インピーダンス測定装置及びインピーダンス測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
インピーダンスを計測する場合、正弦波電流を流して被測定物の両端に発生する電圧を計測し、電圧と電流からインピーダンスを求める交流４端子法が良く用いられる（特許文献１及び特許文献２参照）。更に、微小インピーダンスを測定する場合、電圧信号は非常に小さくノイズに埋もれてしまうため、ロックインアンプを用いて特定の周波数の成分だけを精度よく取り出す手法が合わせて用いられる。
【０００３】
ある特定の固定された周波数で計測するインピーダンス計測器においては、同期検波を利用したアナログ式の１相ロックインアンプが用いられている。１相ロックインアンプは、回路構成が簡単で安価であるが、計測信号と基準正弦波の位相を調整して信号の大きさを得るため、インピーダンス計測をするための計測周波数を変化させたい場合、周波数毎に位相調整ができないため適用が困難である。
【０００４】
それに対し、２相ロックインアンプは、正弦波と９０度位相の異なる余弦波の２種類の基準信号を使って計測信号の絶対値と位相を得ることができ、１相ロックインアンプのような位相調整は不要である。しかし、周波数を変えながらインピーダンスを計測する計測器において、アナログの２相ロックインアンプを利用しようとすると回路規模が大きくなり高価なものになる。それに対し、デジタル方式では、２相ロックインアンプを簡単に構成でき、計測周波数を変化させるのも容易であり、経済的である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−３２１２２６号公報
【特許文献２】特開平１１−１１８８５０号公報
【特許文献３】特開２０１３−１１４４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、デジタル方式にてロックインアンプを実現する場合、電圧信号、電流信号をアナログ信号からデジタル化するときに用いるＡＤ変換器の解像度（ビット数）の制限により、耐雑音性能が十分にとれない場合があるという問題があった。また、特許文献３の技術を用いても、同様に、耐雑音性能が十分にとれない場合があるという問題を有する。
【０００７】
そこで、本発明は上記問題に鑑みてなされたものであり、計測精度を確保しつつ耐雑音性能を向上させることを可能とするインピーダンス測定装置及びインピーダンス測定方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様に係るインピーダンス測定装置は、
複数の周波数で測定用信号を発生可能な信号発生部と、
前記信号発生部が発生する測定用信号の周波数を制御する制御部と、
前記信号発生部が発生した測定用信号が供給される第１プローブと、
被測定物のインピーダンスの測定時に前記第１プローブとの間に前記被測定物が接続される第２プローブと、
第３プローブと、
前記被測定物のインピーダンスの測定時に前記第３プローブとの間に前記被測定物が接続される第４プローブと、
前記第２プローブに接続され前記第２プローブに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部が検出して得た電流信号を、前記電流信号の対数である対数電流信号に変換する第１ログアンプと、
一端が前記第３プローブに接続され、他端が前記第４プローブに接続され、前記第３プローブと前記第４プローブの間の電圧を検出する電圧検出部と、
前記電圧検出部が検出して得た電圧信号を、前記電圧信号の対数である対数電圧信号に変換する第２ログアンプと、
前記対数電流信号をＡＤ変換してデジタル電流信号を生成し、前記対数電圧信号をＡＤ変換してデジタル電圧信号を生成するＡＤ変換部と、
を備え、
前記制御部は、前記第１プローブと前記第３プローブが前記被測定物の一端に電気的に接続され、かつ前記第２プローブと前記第４プローブが前記被測定物の他端に電気的に接続された状態で、前記測定用信号の周波数毎に生成された前記デジタル電流信号と前記デジタル電圧信号とに基づいて、前記測定用信号の周波数毎の前記被測定物のインピーダンスを算出する。
【０００９】
本発明の一態様は、前記インピーダンス測定装置において、
前記制御部は、前記デジタル電流信号に対して前記第１のログアンプの変換とは逆の変換を実行し、前記デジタル電圧信号に対して前記第２のログアンプの変換とは逆の変換を実行する指数変換部を備え、
前記指数変換部が変換を実行して得た変換後電流信号と変換後電圧信号に基づいて、前記測定用信号の周波数毎の前記被測定物のインピーダンスを算出する。
【００１０】
本発明の一態様は、前記インピーダンス測定装置において、
前記制御部は、処理の対象となる対象信号から特定の周波数の信号を分離して得られた分離信号の振幅と、前記特定の周波数を有しかつ位相の基準となる参照信号と前記対象信号との間の位相差を検出する２相ロックインアンプの機能を有し、前記２相ロックインアンプの機能により前記変換後電流信号から前記測定用信号と同じ周波数の信号を分離して得られた第１分離信号の振幅を電流振幅として検出し、前記測定用信号と同じ周波数を有しかつ位相の基準となる基準正弦波信号と前記変換後電流信号との間の位相差を電流位相差として検出し、前記２相ロックインアンプの機能により前記変換後電圧信号から前記測定用信号と同じ周波数の信号を分離して得られた第２分離信号の振幅を電圧振幅として検出し、前記基準正弦波信号と前記変換後電圧信号との間の位相差を電圧位相差として検出する処理部と、
前記処理部が検出した前記電流振幅、前記電流位相差、前記電圧振幅、及び前記電圧位相差に基づいて、前記被測定物のインピーダンスを算出する算出部と、
を更に備える。
【００１１】
本発明の一態様は、前記インピーダンス測定装置において、
前記算出部は、前記電圧振幅を前記電流振幅で割った値をインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜とし、前記電流位相から前記電圧位相を差分した値をインピーダンスの位相角φとし、ｊを虚数単位とした場合、前記被測定物のインピーダンスを｜Ｚ｜ｃｏｓφ＋ｊ｜Ｚ｜ｓｉｎφの式で算出する。
【００１２】
本発明の一態様は、前記インピーダンス測定装置において、
前記電流検出部が検出して得た信号を増幅して前記第１ログアンプへ出力する第１電流用アンプと、
前記第１ログアンプの出力を増幅して前記ＡＤ変換部へ出力する第２電流用アンプと、
前記電圧検出部が検出して得た信号を増幅して前記第２ログアンプへ出力する第１電圧用アンプと、
前記第２ログアンプの出力を増幅して前記ＡＤ変換部へ出力する第２電圧用アンプと、
を更に備える。
【００１３】
本発明の一態様は、前記インピーダンス測定装置において、
前記信号発生部は、正弦波の電圧信号を生成する正弦波発生器と、
前記正弦波発生器が生成した正弦波の電圧信号に基づいて、所定の振幅の電流を前記測定用信号として生成する定電流増幅器と、
を備える。
【００１４】
本発明の一態様に係るインピーダンス測定方法は、
複数の周波数で測定用信号を発生可能な信号発生部と、前記信号発生部が発生する測定用信号の周波数を制御する制御部と、前記信号発生部が発生した測定用信号が供給される第１プローブと、被測定物のインピーダンスの測定時に前記第１プローブとの間に前記被測定物が接続される第２プローブと、第３プローブと、前記被測定物のインピーダンスの測定時に前記第３プローブとの間に前記被測定物が接続される第４プローブと、前記第２プローブに接続され前記第２プローブに流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部が検出して得た電流信号を、前記電流信号の対数である対数電流信号に変換する第１ログアンプと、一端が前記第３プローブに接続され、他端が前記第４プローブに接続され、前記第３プローブと前記第４プローブの間の電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部が検出して得た電圧信号を、前記電圧信号の対数である対数電圧信号に変換する第２ログアンプと、前記対数電流信号をＡＤ変換してデジタル電流信号を生成し、前記対数電圧信号をＡＤ変換してデジタル電圧信号を生成するＡＤ変換部と、を備えるインピーダンス測定装置が実行するインピーダンス測定方法であって、
前記制御部が、前記第１プローブと前記第３プローブが前記被測定物の一端に電気的に接続され、かつ前記第２プローブと前記第４プローブが前記被測定物の他端に電気的に接続された状態で、前記測定用信号の周波数毎に生成された前記デジタル電流信号と前記デジタル電圧信号とに基づいて、前記測定用信号の周波数毎の前記被測定物のインピーダンスを算出するステップを有する。
【発明の効果】
【００１５】
したがって、本発明に係るインピーダンス測定装置は、第１ログアンプ及び第２ログアンプで増幅することにより、計測アンプのゲインをそれほど大きくしなくても、小さなレベルの信号により多くのビット数を割り当てられるので、インピーダンス測定の精度を確保することができる。更に、本発明に係るインピーダンス測定装置は、第１ログアンプ及び第２ログアンプで増幅することにより、線形アンプで増幅した場合よりも、電流検出部が検出した電流信号または電圧検出部が検出した電圧信号のダイナミックレンジを大きくすることができる。これにより、電流検出部が検出した電流信号または電圧検出部が検出した電圧信号に含まれる雑音電圧について最大限許容できる雑音電圧（最大許容雑音電圧）を大きくすることができる。耐雑音性能は最大許容雑音電圧に比例することから、このように最大許容雑音電圧を大きくすることで耐雑音性能を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、本発明の一態様である第１の実施形態に係るインピーダンス測定装置１の構成の一例を示す図である。
【図２】図２は、インピーダンス測定装置１の制御部ＣＯＮにおけるインピーダンスの算出の流れを示すフローチャートである。
【図３】図３は、比較例における線形アンプの特性と本実施形態に係るログアンプの特性の比較の一例を示す図である。
【図４】図４は、本発明の一態様である第２の実施形態に係るインピーダンス測定装置１の構成の一例を示す図である。
【図５】図５は、ノイズの無い理想状態の図である。
【図６】図６は、外来ノイズに計測信号が埋もれた状態例の図である。
【図７】図７は、外来ノイズを含めてアンプが飽和しないようにした状態例の図である。
【図８】図８は、第２の実施形態のようにログアンプを用いて耐雑音性能を向上させる例の図である。
【図９】図８に示すログアンプの特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明に係る各実施形態について図面に基づいて説明する。
【００１８】
（第１の実施形態）
【００１９】
図１に示すように、本発明の一態様である第１の実施形態に係るインピーダンス測定装置１は、信号発生部ＳＧと、信号発生部ＳＧの出力に接続された第１接続端子ＴＡと、を備える。
更に、インピーダンス測定装置１は、第１接続端子ＴＡを介して信号発生部ＳＧの出力に接続された第１プローブＴ１と、被測定物ＯＭのインピーダンスの測定時に第１プローブＴ１との間に被測定物ＯＭが接続される第２プローブＴ２と、を備える。
【００２０】
更に、インピーダンス測定装置１は、第３プローブＴ３と、被測定物ＯＭのインピーダンスの測定時に第３プローブＴ３との間に被測定物ＯＭが接続される第４プローブＴ４と、を備える。
更に、インピーダンス測定装置１は、第２プローブＴ２に接続された第２接続端子ＴＢと、第３プローブＴ３に接続された第３接続端子ＴＣと、第４プローブＴ４に接続された第４接続端子ＴＤと、を備える。
【００２１】
更に、インピーダンス測定装置１は、一端が第２プローブＴ２に第２接続端子ＴＢを介して接続され他端が接地に接続された電流検出部ＣＳと、一端が第３接続端子ＴＣを介して第３プローブＴ３に接続され、他端が第４接続端子ＴＤを介して第４プローブＴ４に接続された検出部ＶＳと、を備える。
【００２２】
更に、インピーダンス測定装置１は、第１入力が電流検出部ＣＳに接続され第２入力が電圧検出部ＶＳの出力に接続されたＡＤ変換部ＡＤＣを備える。
【００２３】
更に、インピーダンス測定装置１は、入力がＡＤ変換部ＡＤＣの出力に接続された制御部ＣＯＮを備える。
【００２４】
図１に示すように、第１プローブＴ１から第１接続端子ＴＡの間の伝送路は、寄生インピーダンスＺａ（ωｔ）を有する。ここで、ωは角周波数で、ｔは時間である。同様に、第２プローブＴ２から第２接続端子ＴＢの間の伝送路は、寄生インピーダンスＺｂ（ωｔ）を有する。同様に、第３プローブＴ３から第３接続端子ＴＣの間の伝送路は、寄生インピーダンスＺｃ（ωｔ）を有する。同様に、第４プローブＴ４から第４接続端子ＴＤの間の伝送路は、寄生インピーダンスＺｄ（ωｔ）を有する。
【００２５】
信号発生部ＳＧは、複数の周波数で測定用信号を発生可能である。第１プローブＴ１には、この信号発生部ＳＧが発生した測定用信号が供給される。制御部ＣＯＮは、制御信号により、この信号発生部ＳＧが発生する測定用信号の周波数を制御する。ここで、信号発生部ＳＧは、制御部ＣＯＮから制御信号が入力され、一端が接地に接続されている正弦波発生器ＳＩＮＧと、入力が正弦波発生器ＳＩＮＧの他端に接続された定電流増幅器ＣＡとを備える。
【００２６】
正弦波発生器ＳＩＮＧは、制御部ＣＯＮによる制御に応じた周波数で正弦波の電圧信号を生成し、生成した電圧信号を定電流増幅器ＣＡへ出力する。
定電流増幅器ＣＡは、正弦波発生器ＳＩＮＧが生成した正弦波の電圧信号に基づいて、所定の振幅Ｉの電流Ｉｓｉｎωｔを測定用信号として生成する。定電流増幅器ＣＡは、生成した電流Ｉｓｉｎωｔを第１接続端子ＴＡを介して第１プローブＴ１へ供給する。
【００２７】
電流検出部ＣＳは、第２プローブＴ２に流れる電流を検出し、検出して得た電流信号を第１ログアンプＬＡ１へ出力する。
【００２８】
電圧検出部ＶＳは、第３プローブＴ３と第４プローブＴ４の間の電圧を検出する。実際には、寄生インピーダンスＺｃ（ωｔ）と寄生インピーダンスＺｄ（ωｔ）が既知であるので、電圧検出部ＶＳは、第３接続端子ＴＣと第４接続端子ＴＤの間の電圧を検出することにより、第３プローブＴ３と第４プローブＴ４の間の電圧を計測する。電圧検出部ＶＳは、検出して得た電圧信号を第２ログアンプＬＡ２へ出力する。
【００２９】
第１ログアンプＬＡ１は、電流検出部ＣＳが検出して得た電流信号を、この電流信号の対数である対数電流信号に変換し、変換して得たアナログ信号である対数電流信号をＡＤ変換部ＡＤＣへ出力する。
第２ログアンプＬＡ２は、電圧検出部ＶＳが検出して得た電圧信号を、この電圧信号の対数である対数電圧信号に変換し、変換して得たアナログ信号である対数電圧信号をＡＤ変換部ＡＤＣへ出力する。
【００３０】
ＡＤ変換部ＡＤＣは、上述した対数電流信号をＡＤ変換してデジタル電流信号を生成し、上述した対数電圧信号をＡＤ変換してデジタル電圧信号を生成する。ＡＤ変換部ＡＤＣは、生成したデジタル電流信号及びデジタル電圧信号を制御部ＣＯＮへ出力する。
【００３１】
制御部ＣＯＮは、測定用信号の周波数毎に生成されたデジタル電流信号とデジタル電圧信号とに基づいて、測定用信号の周波数毎の被測定物ＯＭのインピーダンスを算出する。その際、制御部ＣＯＮは、第１プローブＴ１と第３プローブＴ３が被測定物ＯＭの一端に電気的に接続され、かつ第２プローブＴ２と第４プローブＴ４が被測定物ＯＭの他端に電気的に接続された状態で、インピーダンスを算出する。
【００３２】
ここで、制御部ＣＯＮは、入力がＡＤ変換部ＡＤＣの出力に接続された指数変換部ＥＴ、入力が指数変換部ＥＴの出力に接続された処理部ＰＲＣ、及び入力が処理部ＰＲＣの出力に接続された算出部ＣＡＬを備える。
指数変換部ＥＴは、上述したデジタル電流信号に対して第１のログアンプＸの変換とは逆の変換を実行し、上述したデジタル電圧信号に対して第２のログアンプＸの変換とは逆の変換を実行する。指数変換部ＥＴは、変換を実行して得た変換後電流信号と変換後電圧信号を処理部ＰＲＣへ出力する。
これにより、制御部ＣＯＮは、指数変換部ＥＴが変換を実行して得た変換後電流信号と変換後電圧信号に基づいて、測定用信号の周波数毎の被測定物ＯＭのインピーダンスを算出する。その詳細について、以下説明する。
【００３３】
処理部ＰＲＣは、処理の対象となる対象信号から特定の周波数の信号を分離して得られた分離信号の振幅と、この特定の周波数を有しかつ位相の基準となる参照信号と対象信号との間の位相差を検出する２相ロックインアンプの機能を有する。
処理部ＰＲＣは、この２相ロックインアンプの機能により上述した変換後電流信号から測定用信号と同じ周波数の信号を分離して得られた第１分離信号の振幅を電流振幅として検出し、上述した測定用信号と同じ周波数を有しかつ位相の基準となる基準正弦波信号と上述した変換後電流信号との間の位相差を電流位相差として検出する。
また処理部ＰＲＣは、この２相ロックインアンプの機能により上述した変換後電圧信号から測定用信号と同じ周波数の信号を分離して得られた第２分離信号の振幅を電圧振幅として検出し、上述した基準正弦波信号と上述した変換後電圧信号との間の位相差を電圧位相差として検出する。
処理部ＰＲＣは、検出した電流振幅、電流位相差、電圧振幅、及び電圧位相差を算出部ＣＡＬへ出力する。
【００３４】
算出部ＣＡＬは、処理部ＰＲＣが検出した電流振幅、電流位相差、電圧振幅、及び電圧位相差に基づいて、被測定物ＯＭのインピーダンスを算出する。具体的には例えば、算出部ＣＡＬは、上述した電圧振幅を上述した電流振幅で割った値をインピーダンスの大きさ｜Ｚ｜とし、上述した電流位相から上述した電圧位相を差分した値をインピーダンスの位相角φとし、ｊを虚数単位とした場合、被測定物ＯＭのインピーダンスを｜Ｚ｜ｃｏｓφ＋ｊ｜Ｚ｜ｓｉｎφの式で算出する。
【００３５】
図２を参照して、インピーダンス測定装置１の制御部ＣＯＮにおけるインピーダンスの算出の流れについて説明する。
【００３６】
（ステップＳ１０１）次に、指数変換部ＥＴは、上述したデジタル電流信号に対して第１ログアンプＬＡ１の変換とは逆の変換を実行し、上述したデジタル電圧信号に対して第２ログアンプＬＡ２の変換とは逆の変換を実行する。
【００３７】
（ステップＳ１０２）次に、処理部ＰＲＣは、この２相ロックインアンプの機能により上述した変換後電流信号から測定用信号と同じ周波数の信号を分離して得られた第１分離信号の振幅を電流振幅として検出し、上述した測定用信号と同じ周波数を有しかつ位相の基準となる基準正弦波信号と上述した変換後電流信号との間の位相差を電流位相差として検出する。
【００３８】
また処理部ＰＲＣは、この２相ロックインアンプの機能により上述した変換後電圧信号から測定用信号と同じ周波数の信号を分離して得られた第２分離信号の振幅を電圧振幅として検出し、上述した基準正弦波信号と上述した変換後電圧信号との間の位相差を電圧位相差として検出する。
【００３９】
（ステップＳ１０３）次に、算出部ＣＡＬは、処理部ＰＲＣが検出した電流振幅、電流位相差、電圧振幅、及び電圧位相差に基づいて、被測定物ＯＭのインピーダンスを算出する。
【００４０】
図３の直線Ｌ１に示すように、線形アンプの出力が１２ビットのＡＤ変換器に入力される場合、線形アンプの入力電圧に対して、ＡＤ変換器の出力であるＡＤＣ出力が線形の関係にある。
それに対し、図３の直線Ｌ２に示すように、本実施形態における第１ログアンプＬＡ１または第２ログアンプＬＡ２の出力が１２ビットのＡＤ変換部ＡＤＣに入力される場合、ＡＤ変換部ＡＤＣの出力であるＡＤＣ出力が線形アンプの入力電圧の対数となる。その結果、線形アンプよりも、例えば、２．５Ｖ以下のアンプ入力電圧に対して、より多くのビットを割りあてることができるので、小さな電圧に対する解像度を向上させることができる。
【００４１】
例えば、計測レンジ１ｍΩで計測誤差を１０μΩ以下にしようとすると、計測範囲に対して１０００分の１のＡ／Ｄ変換分解能が必要である。すなわち有効ビットが１０ビット必要となる。
また、例えば、位相誤差を０．０５ｄｅｇ以下とするためには、位相をａｔａｎを使って計算するので、有効ビットが１１ビット必要となる。
【００４２】
このときに、電圧検出部ＶＳが検出した得た電圧信号及び電流検出部ＣＳが検出して得た電流信号に含まれる目的とする周波数の正弦波に１１ビット以上割り当てられていなければ、精度が保障できない。しかし、電圧信号、電流信号にはノイズが含まれているため、仮に、多くのビットを割り当てようとして測定レンジ（入力レンジ）を狭めた場合、一部の信号は、アンプが飽和して計測できなくなる。このため、計測精度と耐雑音性能とは、トレードオフの関係にある。
【００４３】
ロックインアンプの耐雑音性能を表すダイナミックリザーブは、次の式（１）で表される。
【００４４】
【数１】
2015105928.tif 000003
【００４５】
ここで、Ｖｐ−ｐは、ピークツーピークの電で、Ｖｒｍｓは実行電圧である。この式（１）から対雑音性能を向上させるためには、最大許容雑音電圧を大きくするか、測定レンジを小さくするかの少なくともいずれかをする必要がある。デジタル信号処理では、信号のデジタル化の際に線形のアンプとＡＤ変換器が用いられることが多いが、それでは、信号成分に対するノイズ成分の割合が高い微小インピーダンス計測では計測レンジが小さくなることは計測の分解能が悪くなることを意味し、計測精度が保障できなくなる。
【００４６】
それに対し、上述した本実施形態では、第１ログアンプＬＡ１が電流信号の対数である対数電流信号を生成し、生成した対数電流信号をＡＤ変換部ＡＤＣへ出力する。また、第２ログアンプＬＡ２が電圧信号の対数である対数電圧信号を生成し、生成した対数電圧信号をＡＤ変換部ＡＤＣへ出力する。
このように構成することで、小さなレベルの信号により多くのビット数を割り当てることができるので、インピーダンス測定の精度を確保することができる。それとともに、ログアンプを用いることで、同じ大きさの信号に対して線形アンプで増幅する場合よりも、ＡＤ変換部ＡＤＣに入力する電圧のレンジを狭くすることができる。これにより、電流信号または電圧信号に含まれる最大許容雑音電圧を大きくすることができるので、耐雑音性能を向上させることができる。
【００４７】
以上、第１の実施形態に係るインピーダンス測定装置は、複数の周波数で測定用信号を発生可能な信号発生部ＳＧと、信号発生部ＳＧが発生する測定用信号の周波数を制御する制御部ＣＯＮと、信号発生部ＳＧが発生した測定用信号が供給される第１プローブＴ１と、被測定物ＯＭのインピーダンスの測定時に第１プローブＴ１との間に被測定物ＯＭが接続される第２プローブＴ２と、第３プローブＴ３と、被測定物ＯＭのインピーダンスの測定時に第３プローブＴ３との間に被測定物ＯＭが接続される第４プローブＴ４と、第２プローブＴ２に接続され第２プローブＴ２に流れる電流を検出する電流検出部ＣＳと、電流検出部ＣＳが検出した電流信号を、この電流信号の対数である対数電流信号に変換する第１ログアンプＬＡ１と、一端が第３プローブＴ３に接続され、他端が第４プローブＴ４に接続され、第３プローブＴ３と第４プローブＴ４の間の電圧を検出する電圧検出部ＶＳと、電圧検出部ＶＳが検出した電圧信号を、この電圧信号の対数である対数電圧信号に変換する第２ログアンプＬＡ２と、電流信号をＡＤ変換してデジタル電流信号を生成し、電圧信号をＡＤ変換してデジタル電圧信号を生成するＡＤ変換部ＡＤＣと、を備える。
【００４８】
そして、制御部ＣＯＮは、第１プローブＴ１と第３プローブＴ３が被測定物ＯＭの一端に電気的に接続され、かつ第２プローブＴ２と第４プローブＴ４が被測定物ＯＭの他端に電気的に接続された状態で、測定用信号の周波数毎に生成されたデジタル電流信号とデジタル電圧信号とに基づいて、測定用信号の周波数毎の被測定物ＯＭのインピーダンスを算出する。
【００４９】
これにより、インピーダンス測定装置１は、第１ログアンプＬＡ１及び第２ログアンプＬＡ２で増幅することにより、小さなレベルの信号により多くのビット数を割り当てることができるので、インピーダンス測定の精度を確保することができる。更に、インピーダンス測定装置１は、第１ログアンプＬＡ１及び第２ログアンプＬＡ２で増幅することにより、線形アンプで増幅した場合よりも、電流検出部ＣＳが検出した電流信号または電圧検出部ＶＳが検出した電圧信号のダイナミックレンジを大きくすることができる。これにより、電流検出部ＣＳが検出した電流信号または電圧検出部ＶＳが検出した電圧信号に含まれる雑音電圧について最大限許容できる雑音電圧（最大許容雑音電圧）を大きくすることができる。耐雑音性能は最大許容雑音電圧に比例することから、このように最大許容雑音電圧を大きくすることで耐雑音性能を向上させることができる。
【００５０】
（第２の実施形態）
続いて、第２の実施形態に係るインピーダンス測定装置２について説明する。第２の実施形態に係るインピーダンス測定装置２は、第１の実施形態に係るインピーダンス測定装置１に対して、第１ログアンプＬＡ１前後に線形アンプが接続され、第２ログアンプＬＡ２の前後に線形アンプが接続される点が異なる。
【００５１】
図４に示すように、第２の実施形態に係るインピーダンス測定装置２の構成は、第１の実施形態におけるインピーダンス測定装置１の構成に対して、第１電流用アンプＣＡ１、第２電流用アンプＣＡ２、第１電圧用アンプＶＡ１、及び第２電圧用アンプＶＡ２が追加されたものになっている。なお、図１と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。
【００５２】
第１電流用アンプＣＡ１は、入力が電流検出部ＣＳの出力に接続され、出力が第１ログアンプＬＡ１に接続されている。第１電流用アンプＣＡ１は、電流検出部ＣＳが検出して得た信号を増幅して第１ログアンプＬＡ１へ出力する。
第２電流用アンプＣＡ２は、入力が第１ログアンプＬＡ１の出力に接続され、出力がＡＤ変換部ＡＤＣの第１入力に接続されている。第２電流用アンプＣＡ２は、第１ログアンプの出力信号を増幅してＡＤ変換部ＡＤＣへ出力する。
【００５３】
第１電圧用アンプＶＡ１は、入力が電圧検出部ＶＳの出力に接続され、出力が第２ログアンプＬＡ２に接続されている。第１電圧用アンプＶＡ１は、電圧検出部ＶＳが検出して得た信号を増幅して第２ログアンプＬＡ２へ出力する。
第２電圧用アンプＶＡ２は、入力が第２ログアンプＬＡ２の出力に接続され、出力がＡＤ変換部ＡＤＣの第２入力に接続されている。第２電圧用アンプＶＡ２は、第２ログアンプＬＡ２の出力信号を増幅してＡＤ変換部ＡＤＣへ出力する。
【００５４】
続いて、図５〜図９を用いて、第２の実施形態において、耐雑音性能が向上する理由について説明する。
一例として、第２の実施形態におけるＡＤ変換器が１２ビットであり、このＡＤ変換器を使って、電圧、電流変換により抵抗値を求める場合を想定し、１ｍΩの抵抗に計測のために０．２Ａｐ−ｐの交流電流を流す場合を考える。図５に示すように、波形Ｗ１に示す計測信号が初段のアンプに入力される。また、ＡＤ変換器では、ＡＤ変換後、波形Ｗ２に示すデジタル信号が得られる。
【００５５】
ＡＤ変換器は、一例として、入力範囲が０Ｖ〜３Ｖで１２ｂｉｔ分解能を持つものとする。ノイズを考慮しない理想的な状態では、１ｍΩの抵抗にピークツーピーク値で０．２Ａの交流電流が供給されるので、１ｍΩの抵抗の両端にはピークツーピーク値で０．２ｍＶの信号電圧が発生する。このため、この０．２ｍＶｐ−ｐの信号電圧を１．５Ｖｐ−ｐ以下の電圧に増幅してＡＤ変換器の直前で１．５Ｖ加算してＡＤ変換してデジタル化する。その時のアンプ列の総合ゲインＫ１×Ｋ２×…×Ｋｎの値を、１．５Ｖ÷０．１ｍＶ＝１５０００倍以下とすれば、アンプの途中で信号が飽和することなく、正弦波の波形が取り込まれるために正しい計測ができる。
【００５６】
このような状態であれば、ＡＤ変換器の１２ビットをすべて計測信号に割り当てることができる。
ところが、実際の計測環境においては、多くの外来ノイズが存在し、計測すべき信号電圧が非常に小さい場合は、アンプ列の初段のアンプに入る前に信号がノイズに埋もれた状態になることもある。
【００５７】
例えば、図６に示すように、波形Ｗ１１に示す計測信号が波形Ｗ１２に示す０．６ｍＶｐ−ｐのノイズに埋もれた状態を想定する。この場合、計測信号が０．２ｍＶｐ−ｐでノイズが０．６ｍＶｐ−ｐなので、初段のアンプには、０．８ｍＶｐ−ｐの信号が入力される。
【００５８】
アンプの総合ゲインＫ１×Ｋ２×…×Ｋｎの値を３分の１である５０００に落としても、信号のピーク付近では、いずれかのアンプの入力範囲を超える信号が入力されて、そのアンプの出力が飽和して、計測値に大きな誤差を生じてしまう。
【００５９】
アンプの電源電圧を大きくしてアンプ段での飽和が起こらないようにした場合、図６に示すように、ＡＤ変換器へ入力される電圧範囲は１．５±２．０Ｖとなり、ＡＤ変換器の入力範囲０−３Ｖを超えている。その結果、図６の波形Ｗ１３に示すように、ＡＤ変換器でデジタル化した後のデジタル信号が飽和する。
このように、アンプの電源電圧を大きくしてアンプ段での飽和が起こらないようにしても、ＡＤ変換器によりＡＤ変換後の値は、アンプが飽和しているのと同じ結果になる。
【００６０】
図７でも同様に、波形Ｗ２１の計測信号に、波形Ｗ２２のノイズが重畳する。図７に示すように、さらにゲインを落としてアンプ列の総合ゲインＫ１×Ｋ２×…×Ｋｎの値を３５００とすると、アンプが飽和しなくなる。そのため、図７の波形Ｗ２３に示すように、ＡＤ変換器でデジタル化した後のデジタル信号が飽和しないので、計測信号をきちんと復元し計測ができるようになる。
【００６１】
但し、この例の場合ではＡＤ変換器の入力範囲３Ｖのうち、０．７（＝３５００／１５０００×３）Ｖ分を計測信号に割り当てることになり、０．７Ｖに相当する９ビットの分解能に低下したことになり、計測精度が悪化する。
【００６２】
外乱ノイズのレベルがさらに大きくなると、アンプが飽和しないようにするためにさらにゲインを落として、計測信号に割り当てるビット数が少なくするしかなく、計測精度が悪化する。
【００６３】
逆に、必要な計測精度を確保するという観点から考えると、計測信号の計測レンジに割り当てるＡＤ変換器のビット数が目標とする計測誤差により決定されるビット数以上なければならない。ビット数の多いＡＤ変換器を利用すると装置が高価になること、変換時間が長くなり計測に必要な時間が長くなること、及び高い周波数の信号に対応できないことなどの欠点がある。ＡＤ変換器のビット数を固定して考えた場合は、ＡＤ変換器の入力信号範囲のうち、なるべく広い範囲を計測に有効できるようにすることが重要である。
【００６４】
図８に示すように、初段の線形アンプが増幅した後に、ログアンプが増幅し、更に２段目〜ｎ段目の線形アンプが順に増幅する回路構成を考える。このログアンプの特性は、一例として、図９に示すように、入力範囲が０〜３．０Ｖとし、出力は最大２．５Ｖで、入力が１０分の１になると出力が１．０Ｖだけ低下する理想的な対数特性を持つものと考える。ここで、図９は、横軸がログアンプの入力電圧の対数で、縦軸がログアンプの出力電圧である。
【００６５】
このログアンプが、単一電源で動作する素子であるので、ログアンプの前に、１．０Ｖの直流電圧を加えている。初段アンプのゲインが１０００であるので、ノイズがないと仮定した場合、初段アンプから出力される電圧は２Ｖｐ−ｐであり、これに加算器で１．０Ｖが加えられることから、ログアンプに入力される電圧の範囲は０〜２．０Ｖとなる。
【００６６】
２段目〜ｎ段目の線形アンプの総合ゲインＫ２×…×Ｋｎの値が１．２倍であるとすると、ログアンプの出力電圧は２．５Ｖまで許容できる。図９の特性を参照すると、ログアンプの出力電圧２．５Ｖに対応するログアンプの入力電圧は３．０Ｖであるので、ログアンプの入力電圧は３．０Ｖまで許容できる。
【００６７】
ここで、１２ビットのＡＤ変換器を使い、計測精度を保つために計測信号に割り当てるビット数が１０ビットとすると、ノイズの大きさは、計測信号の最大３倍まで許容できる。
それに相当するのが、図８において、加える直流電圧を１．０Ｖから０．４Ｖにした場合である。０．４Ｖを中心に入力信号が振れるとすると、初段アンプの出力が２．６Ｖ（＝３．０−０．４）にならないと、ログアンプは飽和しないため、入力信号のダイナミックレンジが図５〜７の場合よりも広がっている。このようにして、ログアンプが雑音を多く含んだ信号を対数変換し、その後にＡＤ変換することによって、最大許容雑音電圧を大きくすることができるので、耐雑音性を向上することができる。
【００６８】
以上、第２の実施形態に係るインピーダンス測定装置２によれば、第１の実施形態に係るインピーダンス測定装置２と同様に、小さなレベルの信号により多くのビット数を割り当てることができるので、インピーダンス測定の精度を確保することができる。それとともに、ログアンプを用いることで、同じ大きさの信号に対して線形アンプで増幅する場合よりも、ＡＤ変換部ＡＤＣに入力する電圧のレンジを狭くすることができる。これにより、電流信号または電圧信号に含まれる最大許容雑音電圧を大きくすることができるので、耐雑音性能を向上させることができる。
【００６９】
なお、実施形態は例示であり、発明の範囲はそれらに限定されない。
【符号の説明】
【００７０】
１、２  インピーダンス測定装置
ＳＧ  信号発生部
ＳＩＮＧ  正弦波発生器
ＣＡ  定電流増幅器
ＣＯＮ  制御部
ＡＣＱ  取得部
ＰＲＣ  処理部
ＣＡＬ  算出部
Ｔ１  第１プローブ
Ｔ２  第２プローブ
Ｔ３  第３プローブ
Ｔ４  第４プローブ
ＴＡ  第１接続端子
ＴＢ  第２接続端子
ＴＣ  第３接続端子
ＴＤ  第４接続端子
ＣＳ  電流検出部
ＶＳ  電圧検出部
ＡＤＣ  ＡＤ変換部
ＭＥＭ  メモリ
ＣＭ  通信部
ＯＭ  被測定物
ＬＡ１  第１ログアンプ
ＬＡ２  第２ログアンプ
ＥＴ  指数変換部
ＰＲＣ  処理部
ＣＡＬ  算出部
ＣＡ１  第１電流用アンプ
ＣＡ２  第２電流用アンプ
ＶＡ１  第１電圧用アンプ
ＶＡ２  第２電圧用アンプ
【図１】
2015105928.tif 000004
【図２】
2015105928.tif 000005
【図３】
2015105928.tif 000006
【図４】
2015105928.tif 000007
【図５】
2015105928.tif 000008
【図６】
2015105928.tif 000009
【図７】
2015105928.tif 000010
【図８】
2015105928.tif 000011
【図９】
2015105928.tif 000012