(57)【要約】      （修正有）【課題】ＣＭＯＳ技術のスケーリングに適しており、かつ、低供給電圧で動作可能である、位相復調もしくは周波数復調を利用する、電力効率の良い無線受信機を提供する。【解決手段】変換器２を備えた無線装置のためのフロントエンドシステム１０において、変換器２は、信号発生器６により発生された局所発振器信号を使用することにより、無線周波数信号をベースバンド信号にダウンコンバートするように構成された混合器３を備える。変換器２は、ベースバンド信号をデジタル信号に量子化するように構成された量子化器４をさらに備える。信号発生器６は、局所発振器信号が無線周波数信号に同期するように、デジタル信号に基づき、局所発振器信号を発生する。【選択図】図１
2015156641.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変換器を備える無線装置のためのフロントエンドシステムであって、
上記変換器は、信号発生器により発生された局所発振器信号を使用することにより、無線周波数信号をベースバンド信号にダウンコンバートするように構成された混合器を備え、
上記変換器は、上記ベースバンド信号をデジタル信号に量子化するように構成された量子化器をさらに備え、
上記信号発生器は、上記局所発振器信号が上記無線周波数信号に同期するように、上記デジタル信号に基づき、上記局所発振器信号を発生するように構成される無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項２】
上記信号発生器は、それぞれが異なる位相を有する複数の信号を発生するように構成された位相固定ループを備えた請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項３】
上記信号発生器はさらに、上記デジタル信号に基づいて、上記複数の信号から１つの信号を選択し、上記選択された信号を上記混合器に供給するように構成されたセレクタを備えた請求項２記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項４】
上記選択された信号は、上記選択された信号と上記無線周波数信号との間の周波数もしくは位相における差が最小となるように選択される請求項３記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項５】
上記セレクタに対する入力として使用される前に上記デジタル信号を累積するように構成されたアキュムレータをさらに備えた請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項６】
上記位相固定ループは、複数の位相シフトを発生して上記複数の位相シフトを参照信号に加算し、それによってそれぞれが異なる位相を有する上記複数の信号を発生するように構成された位相発生器を備えた請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項７】
上記位相発生器はさらに、上記複数の信号を上記セレクタに供給するように構成された請求項６記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項８】
上記デジタル信号は、上記無線周波数信号の周波数を示す請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項９】
デジタル信号は、上記無線周波数信号の位相を示す請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項１０】
一定包絡線変調方式に適した請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項１１】
低ピーク対平均比の非定包絡線変調方式に適した請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項１２】
上記信号発生器の前段に、上記デジタル信号をフィルタリングするように構成されたフィルタを備えた請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項１３】
搬送波周波数オフセット補償モジュールを備えた請求項１記載の無線装置のためのフロントエンドシステム。
【請求項１４】
請求項１から１３のうちのいずれか１つに記載のフロントエンドシステムを備えた無線装置。
【請求項１５】
請求項１４記載の無線装置を備えた通信ネットワーク。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は一般的に、無線受信機に関し、より特にＣＭＯＳ技術のスケーリングに適し、低電源電圧で動作可能な位相もしくは周波数復調を利用するダイレクトコンバージョン受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
超低電力無線受信機の実現は、（例えば無線標準のＩＥＥＥ８０２．１５．４（ジグビー）もしくはブルートゥーススマートなどの）低電力無線センサネットワーク（ＷＳＮ）及び無線ボディエリアネットワーク（ＷＢＡＮ）アプリケーションにおいてキーとなる挑戦の１つである。その理由は、通常それらはリモート無線もしくはセンサノードの全消費電力を支配するからである。そのようなアプリケーションでは、制限されたエネルギー源だけが利用できる。しかしながら、無線ノードに対して長いもしくは無制限の動作時間を保持することがしばしば必要である。そのようなものとして、無線受信機の低電力消費はそれらの設計に対して最も重要な要件の１つである。
【０００３】
従来の直交受信機アーキテクチャは、その良好な感度及び選択性の能力のためにポピュラーである。このタイプの受信機の例は、ダイレクトコンバージョンゼロ−ＩＦ受信機である。そのようなアーキテクチャでは、無線周波数（ＲＦ）信号は複素領域で復調され、結果として実部（Ｉ）及び虚部（Ｑ）のベースバンド信号を生じさせる。このアーキテクチャは、無線アプリケーションでは広く使用されるが、それはＩ信号及びＱ信号の分離した復調のために２つの独立したＲＦからアナログ信号への処理回路（一般的には、処理パスという）を必要とするのでそれは高電力消費を有し、それらのそれぞれは混合器、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、ＡＤＣ及び局所（ローカル）発振器（ＬＯ）バッファを含む。またさらに、（例えば、ローパスフィルタもしくはプログラマブル利得増幅器の利得及び遅延などの）Ｉ信号パスとＱ信号パスとの間の不整合は、復調の品質を著しく劣化させる。また、これらのアーキテクチャは利得増幅器による増幅の後にＡＤＣを簡単に飽和させることができるので、それはアナログベースバンドにおけるＤＣオフセット電圧の存在に対して敏感である。従って、ＡＣカップリングもしくはサーボループのいずれかのＤＣオフセットキャンセル機構が直交受信機において必要とされる。さらに、直交受信機は電圧領域で動作するので、低供給電圧で動作することは、特にアナログベースバンドパスの終端で（すなわち、アナログ電圧からデジタル符号への変換が発生するＡＤＣステージで）問題となる。その理由は、供給電圧を低下させることは、ＡＤＣの動的範囲の重大な劣化を引き起こしそれ故に受信機自身の動的範囲の劣化を引き起こすからである。
【０００４】
従来のアーキテクチャのもう１つの不利益は、それらの全体の性能はＣＭＯＳ技術のスケーリングにともなって劣化するそのアナログ回路の性能に大きく依存する。デジタル性能が改良される一方で、例えば出力インピーダンス、線形性、帯域幅などのディープサブミクロンＣＭＯＳデバイスのアナログ性能は著しく劣化する。
【０００５】
非特許文献１では、単一パスのダイレクトコンバージョンゼロ−ＩＦ受信機が説明される。ここで、ＲＦ信号は位相固定（フェーズドロックド）ループによりベースバンド周波数（ゼロ周波数）に直接的に復調される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】Li et al., “Ultra low power phase detector and phase-locked loop designs and their application as a receiver,” Microelectronic Journal, vol.42, pp.358-364, 2011
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本開示は、ＣＭＯＳ技術のスケーリングに適しておりかつ低供給電圧で動作可能である、位相復調もしくは周波数復調を利用する、電力効率の良い無線受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
いくつかの例示的な実施形態では、本開示は、変換器を備えた無線装置のためのフロントエンドシステムに関する。上記変換器は、信号発生器により発生された局所発振器ＬＯ信号を使用することにより、無線周波数ＲＦ信号をベースバンドＢＢ信号にダウンコンバートするように構成された混合器を備え、上記変換器は、上記ベースバンド信号をデジタル信号ＤＳに量子化するように構成された量子化器をさらに備え、上記信号発生器は、上記局所発振器ＬＯ信号が上記無線周波数ＲＦ信号に同期するように、上記デジタル信号に基づき、上記局所発振器信号を発生するように構成される。
【０００９】
有利に、ベースバンド信号の位相だけが重要でありその振幅は重要でないので、提案されたフロントエンドシステムは、ベースバンド信号を量子化するための高分解能量子化器もしくは高精度しきい値回路を必要としない。
【００１０】
例示的な実施形態では、信号発生器はそれぞれが異なる位相を有する複数の信号を発生するように構成された位相固定ループＰＬＬを備える。信号発生器は、上記デジタル信号ＤＳに基づいて、上記複数の信号から１つの信号を選択し、上記選択された信号を上記混合器に供給するように構成されるセレクタをさらに備えてもよい。上記選択された信号は、上記選択された信号と上記無線周波数ＲＦ信号との間の周波数もしくは位相における差が最小となるように選択される。言い換えると、局所発振器信号は、ＲＦとＬＯとの間の位相差が最小となるように選択される。一実施形態では、セレクタはマルチプレクサとして実装されてもよい。有利に、位相固定ループは定義された搬送波周波数で特徴付けられる。結果として、フロントエンドシステムは強い干渉が存在するときでさえも所望の信号を追跡することができる。
【００１１】
他の例示的な実施形態では、無線装置のためのフロントエンドシステムは、上記セレクタに対する入力として使用される前に上記デジタル信号ＤＳを累積するように構成されるアキュムレータをさらに備えてもよい。
【００１２】
いくつかの他の例示的な実施形態では、位相固定ループは、複数の位相シフトを発生して上記複数の位相シフトを参照信号に加算し、それによってそれぞれが異なる位相を有する上記複数の信号を発生するように構成された位相発生器を備えてもよい。位相発生器は、上記複数の信号を上記セレクタに供給するように構成されてもよい。位相発生器は、時間デジタル変換器であってもよい。
【００１３】
さらなる例示的な実施形態では、デジタル信号ＤＳは、上記無線周波数ＲＦ信号の周波数もしくは位相を示してもよい。
【００１４】
さらに、さらなる例示的な実施形態では、フロントエンドシステムは、任意の一定包絡線変調方式すなわちＰＳＫ及びＦＳＬ、並びに低ピーク対平均比（ＰＡＲ）の非定包絡線変調を実行するのに適している。
【００１５】
もう１つの実施形態では、フロントエンドシステムは、上記信号発生器の前段に、上記デジタル信号をフィルタリングするように構成されたフィルタを備える。有利に、これが提案されたフロントエンドシステムの２ＭＨｚ及び３ＭＨｚでの干渉拒絶のさらなる改善を可能とする。
【００１６】
もう１つの実施形態では、フロントエンドシステムは、搬送波周波数オフセット補償（ＣＦＯ）モジュールを備える。有利に、ＣＦＯ補償モジュールを使用することにより、提案されたフロントエンドシステムが初期ＣＦＯを補正することを可能とし、提案されたフロントエンドシステムがデータ受信の間にＣＦＯドリフトを処理して次々と正確なデータを受信することを確実とすることを可能とする。
【００１７】
もう１つの例示的な実施形態では、本開示は本開示におけるようなフロントエンドシステムを備える無線装置に関する。
【００１８】
さらにもう１つの例示的な実施形態では、本開示は本開示におけるような無線装置を備える通信ネットワークに関する。
【００１９】
本開示をより理解するために、いくつかの例示的な実施形態が添付された図面及び図面の説明とともに以下に説明される。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】１つの例示的な実施形態に係る無線装置のフロントエンドシステムを図示する。
【図２】もう１つの例示的な実施形態に係る無線装置のフロントエンドシステムを図示する。
【図３】無線周波数ＲＦ信号に同期しない局所発振器ＬＯ信号の例を図示する。
【図４Ａ】無線周波数ＲＦ信号に同期する局所発振器ＬＯ信号の位相情報φ（ｔ）の例を図示する。
【図４Ｂ】局所発振器ＬＯ信号が無線周波数ＲＦ信号に同期するときの結果として生じるベースバンドＢＢ信号及びデジタル信号ＤＳの位相情報φ（ｔ）の例を図示する。
【図５】もう１つの例示的な実施形態に係る無線装置のフロントエンドシステムを図示する。
【図６】もう１つの例示的な実施形態に係る、図２で図示されるフロントエンドシステムを図示する。
【図７】もう１つの例示的な実施形態に係る無線装置のフロントエンドシステムを図示する。
【図８】干渉除去の問題を図示する。
【図９】干渉除去を改良させることに対するフィードバックの効果を図示する。
【図１０】もう１つの例示的な実施形態に係る、無線装置のフロントエンドシステムを図示する。
【図１１】図１０の無線装置のフロントエンドシステムをより詳細に図示する。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本開示が、特定の実施形態に関して、及びある図面を参照して説明されるであろうが、本開示はこれに限定されない。説明された図面はただ概略的なだけであって限定されない。図面において、いくつかの要素の大きさは例示的な目的のために誇張され、同一寸法で描かれないかもしれない。寸法及び相対寸法は必ずしも開示を実施するために実際の縮図には対応しない。
【００２２】
またさらに、当該説明中及び当該特許請求の範囲における第１、第２、第３の用語及び同等のものが、同様の要素間で区別するために使用されて、必ずしも連続して起こるまたは年代の順番のために使用されるものではない。当該用語は適切な環境のもとでは相互に交換でき、当該開示の実施形態がここで説明もしくは図示されたもの以外の他のシーケンスにおいて動作することができる。
【００２３】
さらに、当該説明中及び当該特許請求の範囲におけるトップ（ｔｏｐ）、ボトム（ｂｏｔｔｏｍ）、オーバー（ｏｖｅｒ）、アンダー（ｕｎｄｅｒ）の用語及び同等のものが、説明的な目的のために使用されて、必ずしも相対的な位置を説明するために使用されるものではない。そのように用いられた当該用語は適切な環境のもとでは相互に交換でき、ここで説明された当該開示の実施形態はここで説明もしくは図示されたもの以外の他の適応例において動作することができる。
【００２４】
当該特許請求の範囲に用いられた用語‘‘備えている（含んでいる）’’は、その後に挙げられた手段に限定されるように解釈されるべきではなく、それは他の構成要素またはステップを除かない。それは、言及された記載された特徴、整数、ステップまたは構成要素の存在を特定するように解釈されるために必要であるが、１つもしくはそれ以上の他の特徴、整数、ステップまたはそのグループの存在または追加を除かない。従って、‘‘手段Ａ及びＢを備えているデバイス’’という表現は構成要素Ａ及びＢだけから構成するデバイスに限定されるべきではない。本開示に関しては、それは当該デバイスの関連した構成要素がＡ及びＢだけであることを意味する。
【００２５】
（例えば、ジグビーにおけるＨＳ−ＯＱＰＳＫもしくはブルートゥース低エネルギーにおけるＧＦＳＫなどの）多数の短距離用の低電力無線アプリケーションでは、例えば位相シフトキーイング（ＰＳＫ）もしくは周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などの一定包絡線位相もしくは周波数変調は、典型的には、フロントエンド回路に対するその緩和された線形性要件のために利用される。そのような変調では、ＲＦ信号の振幅情報Ａ（ｔ）は一定に保持され、その位相φ（ｔ）もしくは周波数ｆ（ｔ）情報だけがベースバンド情報（すなわち送信されるべきデータ）に従って変調される。そのベースバンド情報はＲＦ信号の位相もしくは周波数で保持される。
【００２６】
同相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）の別々に復調された信号の処理に対して少なくとも２つのフロントエンドＲＦ回路を必要とする従来の直交受信機と比較すると、位相もしくは周波数変調された無線アーキテクチャに対しては、位相及び周波数情報だけが抽出されるので、１つのフロントエンドだけが必要となる。これを以下簡単に説明する。
【００２７】
複素Ｉ＋ｊＱ信号は、その時間変数の大きさＡ（ｔ）及び位相φ（ｔ）の情報を用いた極形式で以下のように表される。
【００２８】
【数１】
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【００２９】
明らかに、位相情報を直接的に抽出するための混合器として位相復調器を利用する位相変調無線受信機は、当該抽出されたベースバンド情報を処理するための１つのフロントエンド回路だけを必要とする。従って、そのような受信機の電力消費は著しく減少される。その理由は受信機及びＬＯ発生器ハードウェアが著しく簡単化されるからである。すなわち、受信機だけが１つの混合器、１つのＬＯバッファ及び１つの量子化器を必要とする。また、（Ｉパス及びＱパスは存在せずに）ただ１つの処理パスだけが存在するので、ＩパスとＱパスとの間の整合要件は存在しない。
【００３０】
一実施形態では、本開示は、図１に示すように、（Ｉ＋ｊＱ複素信号である）受信された無線周波数ＲＦ信号を直接的にデジタル信号ＤＳに変換するための変換器２を含む、無線装置のためのフロントエンドシステム１０に関する。それはＲＦ信号をベースバンドＢＢ信号に直接的に変換するので、そのようなフロントエンドシステムは、ダイレクトコンバージョンシステムと言われてもよい。ここで、「直接的に」と用いるのは、変調方式によって、ＲＦ信号の位相もしくは周波数情報がベースバンド信号として直接的に抽出されることを意味する。フロントエンドシステム１０は、（図面で図示されない）アンテナを介して、位相変調もしくは周波数変調されてもよい無線周波数ＲＦ信号ＲＦｉｎ（ｔ）を受信する。次に、ＲＦ信号は低ノイズ（ＬＮＡ）増幅器１により増幅されてもよい。
【００３１】
変換器２は、混合器３、信号発生器６及び量子化器４を備える。混合器３は、到来する変調されたＲＦ信号を信号発生器６により発生される局所発振器ＬＯ信号で乗算してそれ故にベースバンド情報を抽出することにより、当該到来する変調されたＲＦ信号をベースバンドＢＢ信号へとダウンコンバートする。例えばＰＳＫもしくはＦＳＫなどの変調方式によって、混合器は本質的に位相もしくは周波数検出器として動作してＲＦ信号の位相情報φ（ｔ）もしくは周波数情報ｆ（ｔ）を直接的にベースバンド信号へと抽出する。それ故に、抽出されたＢＢ信号は、ＲＦ信号に対するＬＯ信号の位相もしくは周波数における差を表す。
【００３２】
さらに、本開示はＰＳＫ変調された信号に対してより詳細に説明されるであろう。しかしながら、留意すべきことは、当業者が本開示は任意の一定包絡線変調方式、すなわちＰＳＫ及びＦＳＫ、並びに低ピーク対平均比（ＰＡＲ）の非定包絡線変調に簡単に適用されることを認識するであろう、ということである。
【００３３】
いま、ダウンコンバージョン処理がＰＳＫ変調で変調されたＲＦ信号の例を示す図３を参照して説明されるであろう。ここで、信号の０度の位相は「０」の２値情報に対応し、１８０度の位相は「１」の２値情報に対応する。それが図で図示されるように、ＲＦ信号とＬＯ信号との両方の周波数は同一であるが、ＬＯ信号はわずかに遅延される。これはＬＯ信号の位相はＲＦ信号の位相よりもわずかに異なり２つの信号が同期していないことを明らかに示していることを意味する。これは位相領域でもまた表される。ＲＦ位相φ（ｔ）は＋πと−πとの間で変化している。ＬＯ信号はＲＦ信号に対してわずかに遅延するので、その位相φ（ｔ）はπ−Δφと−π＋Δφとの間で変化している。混合器は、ＲＦ信号とＬＯ信号とを乗算してＢＢ信号を抽出する。ここでの乗算は、結果として位相領域での減算を生じさせる。２つの正弦波の乗算は結果として、以下の方程式で示されるように、２つの信号の位相の合計及び減算の項の両方を含む２つの成分を有する出力信号を生じさせる。
【００３４】
【数２】
2015156641.tif 000004
【００３５】
ここで、ＡはＢＢ信号の振幅を表し、φＲＦ及びφＬＯはＲＦ信号及びＬＯ信号の位相情報をそれぞれ表す。典型的には、アナログ回路（量子化器の前段に位置された回路、すなわち混合器）の制限された帯域幅のために、減算の項は、混合器３の出力において残余成分だけである。両方の項が混合器の出力で存在する場合は、（図面でまた図示されない）ベースバンドローパスフィルターは抽出されたベースバンド信号の合計の項を除去（フィルタリング）するために使用されてもよい。従って、混合器は混合器Ａの利得及び２つの信号Δφ＝（φＲＦ−φＬＯ）と、＋Δφと−Δφとの間で変化する位相φＢＢとの間の位相ずれとにより定義される振幅ＡＢＢ＝Ａ・Δφを有するＢＢ信号を抽出する。
【００３６】
ゼロ（もしくは無視できる）位相差Δφを有する両方の信号が同期すれば、その場合は抽出されたベースバンドＢＢ信号はまたそれらと同期している。従って、ＢＢ信号は変調されたＲＦ信号と同一のデジタルパターンで特徴付けされる。図４Ａは、両方の信号が同期しているときの変調されたＲＦ信号と局所発振器信号ＬＯとの位相表現を示す。図４Ｂは、抽出されたＢＢ信号及びデジタル信号ＤＳのそれぞれの時間領域波形を示す。抽出されたＢＢ信号はＲＦ信号とＬＯ信号と同期した位相と、混合器中心点ＭＣＯＰを中心とした＋Ａ・Δφと−Ａ・Δφとの間で変化する振幅とを有する。ＬＯ信号とＲＦ信号との間の位相ずれが最小となる（無視できる）すなわちΔφ≒０であるので、ＢＢ信号の振幅ＡＢＢは主に混合器Ａの利得により決定される。従って、システム１０の出力において抽出されたデジタル信号ＤＳは、ＲＦ信号で保持されたデジタル情報、すなわち０１００１１に対応する。
【００３７】
上述したように、混合器３は位相検出器として動作する。到来するＰＳＫ変調された信号を信号発生器６により発生された局所発振器ＬＯ信号で乗算することにより、それは当該到来するＰＳＫ変調されたＲＦ信号をベースバンドＢＢ信号にダウンコンバートする。数学的に、これがωＲＦ＝ωＬＯを考慮して上述した方程式（２）において表現される。ベースバンド信号の振幅は混合器の出力におけるその位相差を表すことは明らかである。ＲＦ信号とＬＯ信号とが完全に同期される場合は、ＢＢ信号は、混合器３の利得とＲＦ信号の位相と位置合わせされる位相とにより主に定義される、「ほとんど」ゼロである振幅ＡＢＢを持つであろう。
【００３８】
ここでのＬＯ信号とＲＦ信号との間の同期化は、デジタル化されたベースバンド信号に従ってＬＯ信号の位相を制御することにより獲得される。ＤＳ信号は信号発生器６のための制御信号として使用される。信号発生器６は、上記デジタル信号ＤＳに基づき、ＬＯ信号が無線周波数ＲＦ信号と同期するように、局所発振器ＬＯ信号を発生する。従って、フィードバックループは実現される。ここで、信号発生器は、デジタル信号ＤＳの値に基づき、ＬＯ信号の位相を調整することにより、入力ＲＦ信号の位相もしくは周波数を追跡するためのフィードバック素子として使用される。
【００３９】
ＲＦ信号の正確な復調を獲得するために、出来る限り良好なＬＯ信号とＲＦ信号との間の同期化が必要される。それとは別に、２つの信号間の位相ずれは出来る限り小さくすべきである。位相差が約５度よりも小さいときにベストな結果が獲得される。
【００４０】
次に、ベースバンドＢＢ信号は量子化器４によりデジタル化されてデジタルベースバンドブロックによりさらに処理されてもよいデジタル信号ＤＳを生成してもよい。デジタル化されたベースバンド信号ＤＳはまた、信号発生器６にフィードバックされてその動作を制御する。信号発生器６は、フィードバック素子としての役目を果たしてデジタル信号ＤＳに基づいて、発生されたＬＯ信号の位相を調整することにより入力ＲＦ信号の位相を追跡する。従って、フィードバックループは、図１に示すように、入力ＲＦ位相とＬＯ位相との間の「仮想的短絡」を提供し、発生されたＬＯ信号の位相をＲＦ信号の位相に位置合わせ（整合）させることにより、変換器がＲＦ信号の位相もしくは周波数情報を直接的に追跡することを可能とさせる。このように、ＬＯ信号の位相はＲＦ信号の位相と同期した状態へともたらされる。図４Ａに示すように、ＲＦ信号の位相とＬＯ信号の位相とは同一であり、図４Ｂに示すように、ｘ軸に沿って、それらの位相は同期している。ＢＢ信号はＲＦ信号及びＬＯ信号の位相と同期しており、混合器の中心点ＭＣＯＰが中心となる。ＢＢ信号の振幅は混合器３の利得により主に定義される。
【００４１】
従って、変換器２は、ダイレクトＲＦ信号トラッキングループを実現するクローズドループ法で実装される。この実装が−πと＋πとの間の完全な範囲内で連続的にＲＦ位相を追跡することを可能とさせる。
【００４２】
他の実施形態では、図２で示されるように、信号発生器６は、異なる位相をそれぞれ有する複数のＬＯ信号を発生するように構成された位相固定ループ（ＰＬＬ）７を備える。ＰＬＬは安定した参照信号にロックされて搬送波周波数ωＬＯに等しい周波数を有する安定したＬＯ信号を発生する。次に、安定したＬＯ信号はＰＬＬ７により遅延されて（位相シフトされて）複数の位相シフトされたバージョンのＬＯ信号を生成する。位相発生器は複数の位相シフトされたバージョンのＬＯ信号を発生するために使用されてもよい。もしアナログＰＬＬ７が使用されれば、位相発生器は、例えば分周器もしくはリング発振器として実装される。０度，４５度，９０度，１３５度，１８０度，２２５度，２７０度及び３１５度の４５度の離散的な位相ステップを有する８つの異なる位相は、（差動ＬＯ信号の場合では）４分周器を用いて発生されるかもしくは８個の遅延素子を有するリング発振器を用いて発生される。もしデジタルＰＬＬ７が使用されれば、位相発生器は、時間デジタル変換器として実装される。当業者は、異なる位相シフトされたバージョンのＬＯ信号を発生する回路、すなわち位相発生器は、ＰＬＬ回路自身の一部であってもよいしもしくはそれに外付けされてもよい、ことを認識するであろう。第１のケースでは、図５で示されるように、ＰＬＬ７が多相ＰＬＬとして参照され、後者では単一のＰＬＬとして参照される。
【００４３】
もう１つの実施形態では、量子化器４の出力でのデジタル信号ＤＳは、信号発生器６にフィードバックされてその動作を制御する。従って、信号発生器６は、複数のＬＯ信号を受信し、デジタル信号の値に基づいてＲＦ信号の位相に最も接近した位相を有するＬＯ信号を選択するように構成されたセレクタ８をさらに備える。選択されたＬＯ信号はＲＦ信号を復調するための混合器３に供給される。セレクタ８は、マルチプレクサとして実装されてもよい。有利に、ＬＯ信号の選択（すなわち、ＲＦ信号の追跡及び復調）は、ＬＯ信号の発生から分離された状態とされる。位相追跡及び復調は、発生されたＬＯ信号の１つを簡単に選択することにより実行される。さらに、ＬＯ信号の発生が復調処理から独立しているので、ＰＬＬによりそれらを発生することは、ＬＯ信号がまた非常に安定的であることを確実とする。さらに、ＰＬＬは位相追跡及び復調の間はロックされて保持され、それが復調の間のＬＯ信号の周波数の安定性を保証する。
【００４４】
もう１つの実施形態では、変換器２は、離散的ＬＯ位相ステップ（有限数のＬＯ位相）によりベースバンドＢＢ信号において導入された量子化ノイズをフィルタリングするためのループフィルタ５を備えてもよい。ＬＯ信号の位相シフトが離散的位相シフトステップ（所定量の位相シフト）を用いて変更されるので、ＢＢ信号は、位相シフトステップの量により定義される量子化ノイズにより歪まされる。すなわち、位相ステップの大きさが大きくなればなるほど量子化ノイズはより高くなる。このノイズをフィルタリングするために、図１及び図２に図示されるように、（例えばアナログ積分器もしくはデジタルアキュムレータなどの）ループフィルタ５が使用されてもよい。有利に、量子化ノイズをフィルタリングすることは、より大きい位相シフトステップを使用しそれ故に位相シフトを発生するための回路の複雑性をより小さくすることを可能とさせる。例えば、信号発生器６及びＡＤＣ４の両方に対する分解能要件は低減されてもよい。３ビット分解能を有する単一発生器に対して、２３個の異なる位相のＬＯ信号は、入力ＲＦ信号の位相追跡に対して十分であり、それ故に位相シフトステップは４５度に緩和される。
【００４５】
本開示に係るように、（回路３，４，５及び６により定義される）フィードバックループを使用すれば、混合器の位相検出範囲は、およそ−π／８から＋π／８までの範囲から−πから＋πまでの全範囲へと改善される。結果的に、これが位相検出器としてギルバートセル混合器を使用することを可能とする。もし出力位相情報がフィードバックされなくて同期ループを実行すれば、そのアーキテクチャは、量子化器４及び／又は離散的ＬＯ位相ステップにより導入された量子化ノイズによる検出範囲に対する制限を受けるかもしれない。
【００４６】
さらなる実施形態では、ループフィルタ５は、セレクタ８に対する入力として使用される前に、上記デジタル信号ＤＳを累積するためのデジタルアキュムレータとして実装されてもよい。例えば、デジタル信号ＤＳは最初にアキュムレータ５により累積され、次にセレクタ８に対する制御信号として使用される。変換器回路２におけるアキュムレータ５の位置によって、フロントエンドシステム１０はダイレクト位相もしくはダイレクト周波数復調受信機として機能してもよい。例えば、ダイレクト周波数復調受信機に対して、図５に図示するように、アキュムレータ５は、（信号発生器６により定義された）フィードバックパスに位置されるべきである。このケースでは、累積は単一パスではなく、フィードバックパスにおいて起こる。それ故に、さらなるデジタルベースバンド処理に対して供給される、量子化器４の出力でのデジタル信号は、周波数情報ｆと等価である。ダイレクト位相復調受信機に対して、図６に図示するように、アキュムレータ５は、（混合器３及び量子化器４により定義された）単一パスにおいて位置されるべきである。累積は単一パスにおいて起こり、それ故にアキュムレータの出力は、すなわち累積されたＤＳ信号は、入力ＲＦ信号の位相情報φと等価である。１／ｓのアキュムレータは、位相量子化ノイズを抑制するのに十分である。
【００４７】
さらに、位相ラップすなわち＋πから−πまでの範囲内での連続的な位相変化はシステムに対する付加的な費用なしにデジタル領域で容易に処理されるので、デジタルアキュムレータとしてループフィルタ５を実装することは好ましい。マルチビットデジタルアキュムレータのチップ領域及び電力消費量は、特にディープサブミクロンＣＭＯＳ技術におけるアナログ積分器に比較すると、ほとんど「フリー（無料）」である。例えば、２５ＭＨｚでサンプリングされる、９０ｎｍＣＭＯＳデバイスを有する１２ビットアキュムレータは、１０μＷ未満の電力を消費する。またさらに、デジタルアキュムレータは電圧ヘッドルームに依存しないので、このアーキテクチャはまた定電圧動作に適している。
【００４８】
ケイデンス社においてシミュレーションされた、提案されたダイレクト復調受信機の電力消費量が表１で示される。それはまた、従来のゼロＩＦ直交受信機と比較される。本開示に係るダイレクトＲＦ復調受信機の全電力消費量は、およそ１．４ｍＡと推定される一方で、従来の直交受信機の電力消費量は２．２ｍＡである。１次元ＲＦ信号処理のため、提案されたアーキテクチャは、全電力消費量のほとんど４０％を節約する。
【００４９】
【表１】
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【００５０】
もう１つの実施形態では、提案されたフロントエンドシステム１０はさらに、図７に図示するように、フィードバックループにおいてフィルタ９を備える。もしループフィルタ（アキュムレータ）５が図５に示すようにフィードバックパスにおいて配置されれば、フィルタ９は位相セレクタ８とアキュムレータ５との間に設けられる。
【００５１】
フィードバックフィルタ９は、干渉に対するフロントエンドシステム１０のロバスト性を改善するのに有用である。ロバスト干渉拒絶は例えばジグビーにおけるＨＳ−ＯＱＰＳＫ，ブルートゥース低エネルギー標準におけるＧＦＳＫにおいて必要とされる。ＧＦＳＫ及び例えばＦＳＫ，ＧＭＳＫ，ＭＳＫ，ＨＳ−ＯＱＰＳＫ，ＰＳＫなどの変調は、他のユーザの周波数チャンネルに及ぶ周波数スペクトルを有するＲＦ信号における幅広のサイドローブの創造を引き起こす。これを回避するために、ＢＴ−ＬＥ標準が搬送波周波数から２−３ＭＨｚ離れて位置する干渉を十分に拒絶することができるためのＲＦ受信機を必要とする。
【００５２】
従来の受信機では、正弦波トーンであるＬＯ信号を有するＲＦ信号の復調は、ＲＦ周波数からベースバンド周波数までのＲＦ信号の周波数スペクトルをシフトさせることと等価である。結果として、干渉拒絶は、ローバスフィルタリングもしくはベースバンド信号のデジタル処理または両方の組み合わせにより実行される。しかしながら、提案されたフロントエンドシステム１０では、復調は受信されたＲＦ信号のほとんど完全なコピーであるＬＯ信号を有する受信されたＲＦ信号を追跡することにより取得される。また、ＲＦ信号のように、ＬＯ信号は隣接する周波数チャンネル内に及ぶ幅広のサイドローブにより特徴付けられるであろう。もしこれらのサイドローブ内に干渉波が存在すれば、復調の間、干渉波電力は、図８で図示するように、所望の信号の上部において折り畳まれるであろう。ローパスフィルタリング及び／又はベースバンド信号のデジタル処理による簡単な従来のアーキテクチャにおけるのと同じように、干渉レジリエンス（回復力）は低下して補償されない。
【００５３】
ここでの干渉拒絶を改善することは、フィードバックパスにおいて位置されるフィードバックフィルタ９を用いて得られる。フィルタ９は、デジタル信号ＤＳをフィルタリングしてわずかに完全でないセレクタ８の出力での受信されたＲＦ信号をコピーすることを目的とする。それ故に、フィルタ９は、図９に図示するように、ＬＯ信号のサイドローブのスペクトルを狭くする。その結果、復調動作の後は、より少ない干渉波電力がベースバンド周波数へとたどり着く。それが図で示されるように、より少ない干渉エネルギーは復調されたＢＢ信号の周辺で混合される。フィードバックフィルタ９は、推定されたＲＦ信号（すなわち、デジタル信号ＤＳ）における高周波数成分をフィルタリングすることによりＬＯ信号の周波数スペクトルを結果的に狭くするローパスフィルタである。それ故に、もし干渉波がＬＯ信号のフィルタリングされた周波数スペクトルの外側に位置すれば、それはベースバンド周波数に復調されないであろう。
【００５４】
フィードバックフィルタ９の目的は、ループフィルタ５とは異なる。ループフィルタ５は、ＲＦ信号の出来る限り正確なコピーであるＬＯ信号を有する受信されたＲＦ信号を追跡するように設計される。しかしながら、フィードバックフィルタ９の目的は、ループフィルタ５よりもわずかに正確でないコピーを作成することにある。
【００５５】
ＬＯ信号をより小さく理想的とすることは、０ＭＨｚと１ＭＨｚとの距離での低下された干渉性能コストへ到達する。しかしながら、０ＭＨｚと１ＭＨｚとの距離において、提案されたフロントエンドシステムは、干渉性能におけるこの損失を許す。その理由は、表２において示すように、それがＢＴ−ＬＥ標準と比較すると、およそ１２ｄＢのヘッドルームの、ＢＴ−ＬＥにより必要とされるものを超えた十分なヘッドルームを提供するからである。フィードバックフィルタを利用することにより、０ＭＨｚと１ＭＨｚとにおける干渉性能（ＩＣＲ，ｄＢ）が−９ｄＢ及び−４ｄＢから−１１ｄＢ及び−６ｄＢへと低下する一方で、２ＭＨｚと３ＭＨｚとにおける干渉性能は２０ｄＢ及び３０ｄＢから２２ｄＢ及び３３ｄＢへと増加する。従って、２ＭＨｚと３ＭＨｚとにおけるヘッドルームは、３ｄＢから６ｄＢへと増加し、それは標準要件に準拠しかつ（例えばＥＲ−ＰＡＮ，ＮＯＲＩＤＣｎＲＦ８００１及びＴＩＣＣ２４５１などの）現在の最先端の解決策と同程度である。
【００５６】
フィルタ９はまた、位相セレクタ８の後段に配置することが可能である。フィルタの位置は、その実装と動作周波数を定義する。もしフィルタがセレクタ８の前段に配置されれば、フィルタはベースバンド周波数で動作するデジタルフィルタとして実装されるか、もしくはもしフィルタがセレクタ８の後段に配置されれば、フィルタはＲＦ周波数で動作するアナログフィルタとして実装される。デジタルフィルタは非常に効率的に実装される。その理由は、フィルタは（例えば３ビット符号語などの）低周波数デジタル信号をフィルタリングする必要があるので、シンプルで小型の低コストでかつ非常に低電力なデジタルフィルタ実装が（例えば１０００などの）ＲＦでの等価品質係数を実現するのに十分であるからである。例えば、１次バターワースフィルタを実装するデジタルフィルタが使用される。また、フィルタが所望の信号フィードバックに対する低遅延及びＬＯ信号のサイドローブの十分な抑制のために設計されて例えば６ｄＢもしくはそれよりも大きいなどの標準要件を超えた、必要とされるヘッドルームを提供する限りは、他のタイプ及び／又は次数のフィルタを使用することができる。しかしながら、セレクタ８の後段のアナログ領域において配置されると、必要とされる品質係数を有するアナログフィルタを実装しかつＲＦ周波数で動作させることはそのようなフィルタの消費電力を少なくさせてかつ現代のＣＭＯＳ技術を実装するには非実用的とさせる。
【００５７】
【表２】
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【００５８】
もう１つの実施形態では、フロントエンドシステム１０はさらに、搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）補償を備え、図１０で示されるように、フロントエンドシステムがデータ受信の間に広範囲のＣＦＯ幅及び追跡搬送波ドリフトを超えて正確に動作できることを確実とする。システム１０がそれ自身をＲＦ信号の位相にロックしようとしているので、フロントエンドシステムは周波数もしくは位相変化を追跡することができる。復調して次に受信されたＲＦ信号をデジタル信号ＤＳにローパスフィルタリングした後に、ＤＳ信号は残差誤差の量を保持する。積分することにより、ループフィルタ５では、この瞬間的な残差誤差は位相誤差に変換される。次に、位相誤差はフィードバックループを介して位相セレクタ８にフィードバックされて出力信号発生器６を更新して到来するＲＦ信号の実際の位相をより密接に整合させる。すなわち、ＬＯ信号がＲＦ信号に出来る限り接近して整合するように、ＬＯ信号の位相は位相誤差に従って選択される。従って、その瞬間的な位相誤差に基づき、到来するＲＦ信号を復調するのに使用されるＬＯ信号の瞬間的な位相は増加されるかもしくは減少される。この手順は、位相固定ループ（ＰＬＬ）に相当する。しかしながら、重要な差異は、ＰＬＬは一般的に（例えば結晶などの）正弦波源にロックし、ここで、提案されたフロントエンドシステム１０は情報ビットを含む変調されたＲＦ搬送波にロックしている、ということである。もし搬送波周波数オフセット（ＣＦＯ）が信号発生器６の出力と到来するＲＦ信号との間に発生すれば、これは付加的な位相変化を生じさせる。結果的に、復調された信号の位相は、１方向ではより速く回転し他の方向ではより遅く回転するように見える。フロントエンドシステム１０の、到来する信号に対して位相ロックすることの固有の能力によれば、それは＋／−１０ｐｐｍまでのいくらかのＣＦＯに耐えることができる。しかしながら、この数を超えるオフセットは、システム１０が到来するＲＦ信号に対してロックすることができずにデータを正確に受信することができないほど大きな位相誤差を生み出すであろう。ＲＦ信号がパケットの間に２０ｐｐｍまでドリフトすることを可能とするＢＴ−ＬＥにおける仕様はその状況を悪化させる。フロントエンドシステム１０がＲＦ信号を直接的に追跡して出力において復調されたデータを提供するフィードバックシステムであるので、任意のそのようなドリフトは、フロントエンドシステム１０がロックされなくなることの原因となるであろう。フロントエンドシステム１０は１つだけのブランチを有するので、位相ロックを失うことは結果としてデータを損失することになるであろう。任意のＣＦＯを補正するためにベースバンドでの復調されたデータを後処理することは可能ではない。従って、ＣＦＯはすぐに補償される必要があるので、システム１０はロックすることができる。システムは正確にロックされるように、ＣＦＯがループにおいて直接的に補償されるべきである。そうでなければ、任意の受信されたデータは失われるであろう。
【００５９】
図１０は、位相セレクタ８の前段でかつフィードバックフィルタ９の後段のフィードバックループ内に組み込まれたＣＦＯ補償モジュール１１を含む提案されたフロントエンドシステム１０を図示する。従って、すべてのＣＦＯ補償はデジタル領域において実行される（デジタル信号ＤＳが位相誤差ｂ／ｗを示すのであれば、受信されたＲＦ及びＬＯ信号は任意のＣＦＯに対して補償される）。それ故に、デジタルＣＦＯ補償はフィードバックパスにおける位相領域において実行されてシステム１０がより広範囲のＣＦＯ幅を超えてロックすることを可能とさせ、データ受信の間に（ペイロードデータ受信の間に）搬送波ドリフトを追跡できることを可能とさせる。ＣＦＯ補償１１は、位相セレクタ８からの入力として使用される前に、任意のＣＦＯに対してデジタル信号ＤＳ（すなわち、瞬間的な位相誤差）を補正する。有利に、このＣＦＯ補償１１は、次のサンプルの検出の後に開始するためにその補正を可能にさせる。
【００６０】
いま、ＣＦＯ補償１１の動作が図１１を参照して説明されるであろう。ＣＦＯ補償モジュール１１は初期のＣＦＯ推定モジュール１２と、ＣＦＯドリフト推定モジュール１３と、補償モジュール１４とを備える。それらの名前が示唆するように、モジュール１２はプリアンブル受信での初期のＣＦＯの量の推定に対して責任があり、モジュール１３はデータ（ペイロード）受信の間のＣＦＯドリフトの量の推定に対して責任があり、モジュール１４は初期のＣＦＯ及びＣＦＯドリフトの両方の補償に対して責任がある。モジュール１２及びモジュール１３の出力は補償モジュール１４に供給され、ここで、最初に初期のＣＦＯが補償されＣＦＯドリフトの補償へと続く。
【００６１】
モジュール１５は、検出信号ＰＲを初期のＣＦＯ推定モジュール１２に送信することにより、プリアンブル受信の検出を指示する。検出信号ＰＲの受信に対して、モジュール１２は、ループフィルタ５により出力されたプリアンブル期間の一部の間に累積された位相を、プリアンブル期間の同様の一部の間に累積された位相の既知の理想値と比較する。既知の値は例えばＢＴ−ＬＥ標準からのプリアンブルの定義から得られる。比較の結果は、フィードバックループにおけるデジタルサンプルあたりに必要とされる位相領域における初期のＣＦＯ補正係数の量を示す。次に、この量はデジタル信号の位相を適切に反対に回転させる補償モジュール１４に供給される。従って、補償モジュール１４の出力は初期のＣＦＯにより補正されたデジタル信号ＤＳである。
【００６２】
また、プリアンブル検出信号ＰＲは、データ検出モジュール１６への入力である。データ検出モジュール１６及びデータ支援されたＣＦＯ補償モジュール１３はプリアンブルが検出された後にループにおいてアクティブとなる。モジュール１６はループフィルタ５のデジタル出力に基づいて及びプリアンブル検出ピークのタイミングに基づいて、どの情報ビットがデータ（パケット）受信の間に実際に受信されるかを決定する。モジュール１３は、モジュール１６の情報ビット決定に基づき、ＣＦＯがない場合に対する期待された累積された位相を計算する。同時に、モジュール１３は、計算された期待された累積された位相をフィードバックフィルタ９の出力と比較する。ここで、フィードバックフィルタ９の出力はデータ受信の間に実際に累積された位相である。データ（パケット）受信の間、モジュール１４におけるＣＦＯ補償係数はモジュール１３における位相補償に基づいてデジタルサンプルごとに更新され、それによってフィードバックループにおいてすぐにＣＦＯドリフトを補正する。このアプローチを介して、初期のＣＦＯ推定誤差はまた、データ受信の間に補正されるであろう。さらに、ＣＦＯドリフト及び／又は残差ＣＦＯ誤差のいずれかのために、モジュール１４におけるＣＦＯ補償係数の連続的な更新は、ループが所望の信号に対して位相ロックし損なうことを回避する。
【００６３】
ＣＦＯ補償モジュール１１は、プリアンブル受信の間に、フロントエンドシステム１０が＋／−１００ｐｐｍの初期のＣＦＯ誤差を処理することを可能とさせ、データ受信の間に、もし累積されたＣＦＯが＋／−１００ｐｐｍを超過しなければ、＋／−４０ｐｐｍのＣＦＯドリフトを処理することを可能とさせる。
【００６４】
有利に、ＲＦ及びアナログハードウェアの両方の複雑性が低減されるので、提案されたフロントエンドアーキテクチャは、従来の直交フロントエンド回路の電力消費量の６０％から７０％だけの電力消費量で周波数もしくは位相情報を直接的に復調することができる。受信機がＲＦ信号の位相もしくは周波数情報に対して動作しＩ及びＱの復調された信号に対して動作しないので、ＩＱ不整合に対する要件は回避される。ＲＦ信号は、直交受信機における電圧領域内の代わりに位相もしくは周波数領域内であるので、受信機は低電圧動作に適している。さらに、ベースバンド処理のほとんどはデジタル領域内で実行されるので、システム１０はアナログ回路の緩和された動的要件を有する。例えば、図５及び図６は、量子化器４と、ループフィルタ５と、デジタル領域内で動作する信号発生器６とを図示する。図９及び図１１は、フィードバックフィルタ９と、ＣＦＯ補償モジュール１１と、プリアンブル検出１５と、デジタル領域内で動作するデータ検出１６とを図示する。それは将来のＣＭＯＳ技術のスケーリングに適しており、それ故にデジタル信号処理電力の利点を十分に利用することが可能となる。また、デジタル領域内で動作する回路はソフトウェアで実装されてもよい。代わりに、例えば、ソフトウェアを実行するマイクロプロセッサは、デジタル回路の機能性を達成するように使用されてもよい。
【００６５】
さらなる実施形態では、本開示は本開示のフロントエンドシステム１０を備える無線装置に関する。本開示はさらに、少なくとも１つのそのような無線装置を備える通信ネットワークに関する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【外国語明細書】
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