(57)【要約】【課題】低出力〜大出力までの広い電力制御範囲で高効率状態を維持できる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を提供する。【解決手段】  電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列的に接続することで構成し、各ＤＣ／ＤＣコンバータは、その一次側回路を、インダクタとコンデンサの電流共振によりゼロ電流スイッチングする一次側スイッチング素子を備える電流共振回路で、二次側回路を、トランスの二次側出力電流に同期した信号がゲートに入力してオンオフする二次側スイッチング素子を備える同期整流回路で構成する。制御回路は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの中から運転するＤＣ／ＤＣコンバータを負荷電流の大きさに応じて選択するコンバータ選択信号を生成し、該選択信号を各ＤＣ／ＤＣコンバータ出力する。【選択図】図２
2015164365.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のＤＣ／ＤＣコンバータが並列的に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ装置であって、
各ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路は、インダクタとコンデンサの電流共振によりゼロ電流スイッチングする一次側スイッチング素子を備える電流共振回路で構成され、
各ＤＣ／ＤＣコンバータの二次側回路は、トランスの二次側出力電流に同期した信号がゲートに入力してオンオフする二次側スイッチング素子を備える同期整流回路で構成され、
複数のＤＣ／ＤＣコンバータの中から運転するＤＣ／ＤＣコンバータを負荷電流の大きさに応じて選択するコンバータ選択信号を生成し、該選択信号を各ＤＣ／ＤＣコンバータに出力する制御回路を備えたことを特徴とする電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記コンバータ選択信号を、負荷電流の大きさとコンバータの台数との関係を示したヒステリシス特性に基づいて生成することを特徴とする、請求項１記載の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
前記コンバータ選択信号は、選択しているＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次側出力電流の位相をずらすための位相信号を含む請求項１又は２記載の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記コンバータ選択信号を、各ＤＣ／ＤＣコンバータの積算電力量が平準化するように生成することを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数個並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータ装置に関し、特に、各ＤＣ／ＤＣコンバータを、一次側回路を電流共振回路で構成し、二次側回路を同期整流回路で構成した電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ装置には、インダクタとコンデンサの直列共振回路を利用して、電流がゼロとなるときに一次側スイッチング素子をスイッチングする（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））電流共振回路を一次側回路として構成したものがある。ＺＣＳでは、ゼロ電流のときにスイッチングするためスイッチング時の損失が減る。このため、この電流共振回路を採用したＤＣ／ＤＣコンバータ装置では、負荷の大きさがＺＣＳの行われる電流共振可能な範囲である限り効率が良くなる（例えば、非特許文献１）。
【０００３】
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の二次側に二次側スイッチング素子を接続し、二次側出力電流（トランスの二次側巻線からの出力電流）に同期してこの二次側スイッチング素子をオンオフする同期整流回路を接続したものがある。二次側スイッチング素子は二次側出力電流に同期してオンオフされるため、この素子にオン抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ等を使用することで、ダイオードを使う非同期整流回路よりも導通損失を小さく出来、その結果、さらに効率を高く出来る（例えば、特許文献１）。
【０００４】
図１は、一次側を電流共振回路で構成し、二次側を同期整流回路で構成した電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成図である。
【０００５】
トランスＴの一次側には、直流電源Ｅに一次側スイッチング素子ＳＷ２を介してコンデンサＣとインダクタＬとトランスＴの一次側巻線が直列接続され、また、その直列接続された回路に並列に一次側スイッチング素子ＳＷ１が接続されている。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴ等で構成され、交互に高周波でスイッチングされる。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング周波数を適切な大きさに選ぶことで、一次側に共振電流ｉ（ＩＮ）が流れる。このとき、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチングタイミングを共振電流ｉ（ＩＮ）のＺＣＳタイミングとなるようにゲート制御を行う。これにより、一次側スイッチング素子ＳＷ１をオンオフするスイッチング時の損失を減らすことが出来る。
【０００６】
また、トランスＴの二次側には、４個のＭＯＳＦＥＴ等からなるオン抵抗の小さな二次側スイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６がブリッジ接続され、その出力側にコンデンサ入力平滑回路を構成する大容量のコンデンサＣＸが接続され、その両端が負荷Ｌに接続される。二次側スイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６は、そのゲート信号が、トランスＴの二次側出力電流に同期してオンオフされる。二次側スイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６は、寄生ダイオード（内蔵ダイオード）Ｄ３〜Ｄ６を備えるが、これらのダイオードが導通する出力電流方向のときは同ダイオードが寄生している二次側スイッチング素子がオンする。二次側スイッチング素子がオンのときは、出力電流はダイオードＤ３〜Ｄ６を流れずに、そのスイッチング素子のオン抵抗の小さなソース・ドレイン間を流れる。このため、二次側回路の整流時の導通損失を小さく出来る。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】電気学会研究会資料.EDD, 電子デバイス研究会 2010(83), 33-38, 2010-11-29
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００５−１９８４３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、図１に示すような電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側の電流共振回路の電力制御範囲が広くない問題がある。すなわち、一次側の共振状態を維持出来る安定した出力電力のときは高効率となるが、ＺＣＳ制御できるスイッチング周波数の範囲が狭く、この周波数が共振点から大きくずれると、ＺＣＳが出来なくなり効率が低下してしまう。このため、低出力〜大出力までの広い電力制御範囲で高効率状態を維持できないという問題があった。
【００１０】
この発明の目的は、低出力〜大出力までの広い電力制御範囲で高効率状態を維持できる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータが並列的に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ装置であって、
各ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路は、インダクタとコンデンサの電流共振によりゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）する一次側スイッチング素子を備える電流共振回路で構成され、
各ＤＣ／ＤＣコンバータの二次側回路は、トランスの二次側出力電流に同期した信号がゲートに入力してオンオフする二次側スイッチング素子を備える同期整流回路で構成され、
複数のＤＣ／ＤＣコンバータの中から運転するＤＣ／ＤＣコンバータを負荷電流の大きさに応じて選択するコンバータ選択信号を生成し、該選択信号を各ＤＣ／ＤＣコンバータに出力する制御回路を備えたことを特徴とする。
【００１２】
この発明の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列的に接続して構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの一次側に電流共振回路が、二次側に同期整流回路がそれぞれ接続される共振型のＤＣ／ＤＣコンバータである。
【００１３】
前記電流共振回路は、インダクタとコンデンサの共振回路で構成される。インダクタはトランスの一次側漏れインダクタンスで兼用することが可能であり、このインダクタとコンデンサを例えば直列接続し、入力電流を高周波スイッチングして直列共振させる。このとき、一次側スイッチング素子を自励又は他励でＺＣＳ制御することで、一次側スイッチング素子のスイッチング時の損失をなくすことが出来る。
【００１４】
また、二次側回路である同期整流回路では、二次側スイッチング素子が、そのゲートにトランスの二次側出力電流の同期信号が入力することでオンオフする。典型的な整流ダイオードによる非同期整流では、電流がダイオードに流れる時の導通損失があり、出力電流が大きいとその損失が効率の観点から無視できないが、この発明の同期整流回路では、通常、スイッチング素子のオン抵抗がダイオードよりは小さいため、導通損失を小さく出来る。なお、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ素子が使用可能である。
【００１５】
以上の構成のＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側の共振状態が維持されている限り高効率で運転できるが、負荷が大きく変動すると共振が外れるためにＺＣＳ制御が出来なくなり効率が低下する。そこで、この発明では、この共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを複数個並列的に接続し、負荷の大きさに応じて、運転するコンバータの数を変更する。すなわち、負荷電流が大きくなるにしたがって（負荷が大きくなるにしたがって）、運転するコンバータ数を増やしていく。また、反対に、負荷電流が小さくなるにしたがって（負荷が小さくなるにしたがって）、運転するコンバータ数を減らしていく。このように制御することで、負荷が変動しても、単一のコンバータが負担する電力は大きく変動することがなくなるから、運転している各コンバータの共振状態を維持出来、効率を高く維持できる。したがって、この発明の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、低出力〜大出力までの広い電力制御範囲で高効率状態を維持できる。
【００１６】
この発明の実施態様では、前記コンバータ選択信号を、負荷電流の大きさとコンバータの台数との関係を示したヒステリシス特性に基づいて生成する。ＤＣ／ＤＣコンバータのオンオフ切替（投入と遮断の切替）のためのしきい値を固定しておくと、ノイズ的な負荷電流変動や瞬間的な負荷の増減があったときでも運転するコンバータ台数が変動して全体の動作が不安定となる。そこで、制御特性にヒステリシスを持たせる。これによって、動作の安定を図ることが出来る。
【００１７】
この発明の他の実施態様では、コンバータ選択信号は、選択しているＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次側出力電流の位相をずらすための位相制御信号を含む。
【００１８】
複数のＤＣ／ＤＣコンバータが並列運転しているときには、選択しているＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次側出力電流の位相をずらした方が平滑性が良い。また、位相のずれ量は、各ＤＣ／ＤＣコンバータ間の二次側出力電流の位相ずれが均一になるようにするのが好ましい。
【００１９】
この発明の他の実施態様では、制御回路は、前記コンバータ選択信号を、各ＤＣ／ＤＣコンバータの積算電力量が平準化するように生成する。平準化は、例えば次のように行う。
【００２０】
負荷電流が大きく（負荷が大きく）なって運転するＤＣ／ＤＣコンバータ台数を増やすときに、積算電力量の小さいＤＣ／ＤＣコンバータから選択し投入する。また、負荷電流が小さく（負荷が小さく）なって運転を遮断するＤＣ／ＤＣコンバータを増やすときに、積算電力量の大きいＤＣ／ＤＣコンバータから選択し切断する。
【発明の効果】
【００２１】
この発明では、一次側回路と二次側回路が、それぞれ電流共振回路と同期整流回路とでそれぞれ構成される共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを使用することで、効率を高く出来る一方、このＤＣ／ＤＣコンバータを複数個並列的に接続し、負荷電流の大きさに応じて、運転するＤＣ／ＤＣコンバータを選択することで、低出力〜大出力までの広い電力制御範囲でコンバータ装置全体の高効率状態を維持できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】一次側に電流共振回路が、二次側に同期整流回路がそれぞれ構成される電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図
【図２】この発明の実施形態の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の構成図
【図３】上記電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置に使用する電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図
【図４】上記電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の並列運転時の効率を示す特性図
【図５】上記電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の位相を示す図
【図６】上記電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置のヒステリシス制御特性図
【図７】上記電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の台数制御動作を示すフローチャート
【図８】上記電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の制御部のメモリ記憶例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００２３】
図２は、この発明の実施形態の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の構成図である。
【００２４】
このコンバータ装置１は、複数の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ，１ｂ，・・・１ｃで構成され、ＤＣ３６０Ｖの入力電圧をＤＣ２４Ｖに変換して負荷Ｌに出力する。各ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ，１ｂ，・・・１ｃは同じものであって、各定格出力は同一である。
【００２５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ，１ｂ，・・・１ｃは並列的に接続されていて、装置運転時には、制御部２で選択された一つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータをオンして運転状態にする。制御部２は、負荷電流検出部３で検出される負荷電流に基づいて、オンする（運転する）ＤＣ／ＤＣコンバータの数を選択する。また、後述のように制御部２は、どのＤＣ／ＤＣコンバータをオンするかについても判断する。
【００２６】
図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａの回路図である（他のＤＣ／ＤＣコンバータ１ｂ，１ｃも同様）。
【００２７】
トランスＴの一次側回路は、電流共振回路で構成される。この電流共振回路は、インダクタＬとコンデンサＣの直列共振回路が３６０ＶのＤＣ電源Ｅに接続され、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２とともに降圧チョッパ回路を構成している。トランスＴがリーケージトランスであれば、インダクタＬをトランスの一次側リーケージインダクタで構成することが出来る。
【００２８】
スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２はＭＯＳＦＥＴからなり、各素子ＳＷ１，ＳＷ２は休止期間を挟んで交互にオンオフする。各素子のオンオフは制御回路１０から出力されるＰＷＭ信号の周波数制御で行われ、制御回路１０は、分圧抵抗回路からなる出力電圧検出器１１で検出した出力電圧が２４Ｖを維持するように（２４Ｖの定電圧となるように）出力電流の指令値を生成し、これに基づいて電流共振回路のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を制御する。また、インダクタＬとコンデンサＣの直列共振回路は、出力電流が所定の大きさの電流のときに直列共振するようにそれぞれの値が設定されている。そして、制御回路１０は、共振状態において入力電流がゼロとなるタイミングでスイッチング素子ＳＷ１をオンし（ＺＣＳ制御）、スイッチング素子ＳＷ２をオフする。なお、ＰＷＭ信号のオンオフ比率は一定で制御され、各素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング周波数は出力電流の指令値が大きくなるに応じて低くされる。
【００２９】
以上の電流共振回路では、共振状態で効率を最大にすることが出来、且つ、ＺＣＳ制御によりスイッチング損失を少なく出来る。
【００３０】
トランスＴの二次側回路は、同期整流回路で構成される。この同期整流回路は、ＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６がフルブリッジ接続されて構成されたもので、各スイッチング素子は寄生ダイオードＤ３〜Ｄ６を備えている。寄生ダイオードＤ３〜Ｄ６と同じ方向の外付のダイオードを別途接続することも可能である。
【００３１】
スイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６のブリッジ回路では、ＳＷ３，ＳＷ６とＳＷ４，ＳＷ５がそれぞれ休止期間を挟んで交互にオンオフするが、このオンオフタイミングは、トランスＴの二次側出力電流に同期するように制御される。すなわち、制御回路１０は、トランスＴに設けた三次巻線から上記二次側出力電流を検出し、この検出した電流位相が正の半波の期間でスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ６をオンし、負の半波の期間でスイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５をオンする。それぞれのオン期間が重ならないように若干の休止期間が設けられるのはもちろんである。
【００３２】
同期整流回路の出力電流は大容量のコンデンサＣＸで平滑されてから、負荷に供給される。
【００３３】
従来の非同期の整流回路ではダイオードＤ３〜Ｄ６のみが接続されているが、この実施形態では出力電流に同期して寄生ダイオードＤ３〜Ｄ６に並列接続されるスイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６がオンオフするため、出力電流がダイオードよりも小さなオン抵抗のソース―ドレイン間を通ることになる。これにより、導通損失を小さく出来、効率が良くなる。
【００３４】
次に、上記の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転時の制御について説明する。
【００３５】
図２に示すように、複数の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは並列接続されており、制御部２は、負荷電流検出器３で検出した負荷電流に基づいて（出力電力に基づいて）、すなわち負荷の大きさに基づいて運転するコンバータの総数とどのコンバータを運転（オン）するかを決定する。また、コンバータの運転台数を変更するときは、ヒステリシス制御を行う。
【００３６】
図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数と装置全体の効率を示す効率特性図である。
【００３７】
曲線１００はＤＣ／ＤＣコンバータ１台運転時の効率特性、曲線１０１はＤＣ／ＤＣコンバータ２台運転時の効率特性、曲線１０２はＤＣ／ＤＣコンバータ３台運転時の効率特性、曲線１０３はＤＣ／ＤＣコンバータ４台運転時の効率特性をそれぞれ示している。
【００３８】
符号Ｐ１は、曲線１００において最大効率９７％のときの負荷電力（負荷電流に比例）を示す。したがって、負荷電力がＰ１のとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１台で最大効率の運転が可能である。このとき、一次側の電流共振回路は電流共振状態にあり、ＺＣＳ制御が行われる。もし、負荷電力がＰ１よりも大きくなると一次側の電流共振が外れていってＺＣＳ制御が困難になってくるため、効率が低下していく。負荷電力がＰ２に増加すると、効率が９６％に低下する。
【００３９】
一方、符号Ｐ２は、曲線１０１において最大効率９７％のときの負荷電力を示す。すなわち、２台のＤＣ／ＤＣコンバータを運転したときに負荷電力がＰ２であると最大効率９７％になる。同様に、符号Ｐ３は、曲線１０２において最大効率９７％のときの負荷電力を示す。すなわち、３台のＤＣ／ＤＣコンバータを運転したときに負荷電力がＰ３であると最大効率９７％になる。
【００４０】
制御部２は、１台のＤＣ／ＤＣコンバータを運転している状態で、負荷電力ＰがＰ１から増大していき効率が９６．５％程度に低下すると運転台数を２台にする。また、２台を運転している状態で、負荷電力ＰがＰ２から増大していき効率が９６．５％程度に低下すると運転台数を３台にする。逆に、３台を運転している状態で、負荷電力ＰがＰ３から減少していき効率が９６．５％程度に低下すると運転台数を２台にする。また、２台を運転している状態で、負荷電力ＰがＰ２から減少していき効率が９６．５％程度に低下すると運転台数を１台にする。
【００４１】
このような台数制御により、負荷が増減しても、全体の効率を常に９６．５％以上に維持できる。比較例として、例えば、運転台数が４台で固定した場合は曲線１０３の効率特性となるが、この場合、負荷電力がＰ４であると、最大効率９７％を達成出来るが、負荷電力がＰ３になると効率が９６％以下に低下し、負荷電力がＰ１まで低下すると効率が大きく低下する。運転台数が４台に相当する大型の１台のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を使用する場合も同様である。これに対し、本実施形態では、負荷電力がＰ１〜Ｐ４の範囲で増減があっても常に９６．５％以上の高効率で運転できる。
【００４２】
次に、各コンバータの二次側出力電流位相について説明する。
【００４３】
コンバータの二次側の同期整流回路は、トランスＴの二次側出力電流をブリッジ接続したスイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６で全波整流するため、出力電流は全波整流した脈流となる。この脈流がコンデンサＣＸに流れ平滑されて負荷に供給されるが、各コンバータの出力電流の位相が同一ではコンデンサＣＸの平滑化が不十分である。
【００４４】
そこで、図５に示すように、各コンバータの出力電流の位相を変える制御を行う。図５では、３台のコンバータを運転したときの位相を示しているが、１台目のコンバータに対して、２台目のコンバータは出力電流位相が６０度進み、３台目のコンバータはさらに６０度進んでいる。このように、複数台のコンバータを運転するときは、各コンバータの出力電流の位相をずらす制御を行う。これにより、コンデンサＣＸでの平滑化を良くすることが出来る。
【００４５】
コンバータの出力電流の位相をずらす制御は、図３において、制御回路１０が行う。すなわち、制御回路１０は、装置全体の制御を行う制御部２からの後述のコンバータ選択信号Ｓに含まれる位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオンオフタイミングを制御する。運転中のコンバータが位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）を受けると、予め設定してある基準位相（初期位相）に対して位相をどの程度ずらすかを決める。位相をどの程度ずらすかは、１８０度／運転台数により決定する。また、基準位相に対する位相のずれ量は、（１８０度／運転台数）×運転番号で決定する。したがって、３台の運転台数の場合は、１台目は運転番号が「０」であるため基準位相、２台目は運転番号が「１」であるため基準位相から６０度ずれた位相、３台目は運転番号が「２」であるため基準位相から１２０度ずれた位相となる（図５参照）。このように、各コンバータの出力電流位相を決定することで、コンデンサＣＸに入力する脈流成分が時系列で均一となるため平滑化が最も効果的となる。
【００４６】
次に、運転するコンバータの台数を変更するときの、制御部２のヒステリシス制御について説明する。
【００４７】
図６は、制御部２のヒステリシス制御特性図を示す。
【００４８】
制御部２は、コンバータの運転台数を増減するときに、図６に示すようにヒステリシス特性で台数制御を行う。例えば、１台を運転中に、負荷（電力）がＰ（２）からＰ（３）に増加しても直ちに運転台数を２台にせず、Ｐ（４）に増加した段階で２台にする。一方、負荷がＰ（４）〜Ｐ（３）に減少したときにはＰ（３）に下がったときにすぐに１台に減らす。つまり、負荷変動に応じて運転台数を変更するときに、負荷が増大するときの台数変更しきい値と負荷が減少するときの台数変更しきい値とを変えるようにしている。このようなヒステリシス制御を行うことで、一定の負荷電力範囲でノイズや瞬間的な負荷の増減があっても、それに応じて運転台数が頻繁に変わることが防がれる。
【００４９】
次に、コンバータの運転台数を増減するときに、どのコンバータを運転ないし停止にするかの制御方法について説明する。
【００５０】
制御部２は、負荷電流検出部３により検出した負荷電流に基づいて、コンバータの運転台数を決定するとともに、一定のルールに基づいてどのコンバータを運転するかを示すコンバータ選択信号Ｓを生成する。コンバータ選択信号Ｓは、運転をするか否かの情報と位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）を含み、各コンバータに対して出力する。また、制御部２は各コンバータの積算電力量をメモリに記憶している。
【００５１】
図７は、制御部２による各コンバータの制御手順を示すフローチャートである。このフローチャートは、一定の時間ごとに実行される。
【００５２】
ステップＳ１では、負荷電流検出部３と一定の出力電圧（例えば２４Ｖ）に基づいて現在の出力電力、すなわち、負荷の大きさを検出する。Ｓ２で、検出した出力電力に応じたコンバータの台数を決定する。このとき、図６に示すようなヒステリシス特性を参照して台数を決定する。Ｓ３で、台数を増やす必要があるかどうかを判断する。増やす必要があればＳ４において、運転していないコンバータの中において、積算電力量の最も小さいコンバータから順に新たな運転の投入対象とする。増やす台数が１台の場合は積算電力量の最も小さいコンバータを運転の投入対象とする。Ｓ５において、運転対象となる各コンバータの位相信号を作成し（図５参照）、Ｓ６において、運転をするか否かの情報と位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）を付加したコンバータ選択信号Ｓを生成し、全てのコンバータに対して出力する。
【００５３】
また、Ｓ３において台数を増やす必要がないと判断したときは、Ｓ７で台数を減らす必要があるかどうかを判断する。台数を減らす必要があればＳ８において、積算電力量の最も大きいコンバータから順に運転の切断対象とする。減らす台数が１台の場合は積算電力量の最も大きいコンバータを運転の切断対象とする。Ｓ５において、運転対象となる各コンバータの位相信号を作成し（図５参照）、Ｓ６において、運転をするか否かの情報と位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）を付加したコンバータ選択信号Ｓを生成し、全てのコンバータに対して出力する。
【００５４】
図８は、制御部２に記憶されている各コンバータの積算電力量の例である。各欄にはコンバータの番号と積算電力量が記憶されている。図８（Ａ）の例において積算電力量の最も小さいコンバータから順に投入する場合、ＮＯ．４→ＮＯ．２→ＮＯ．１→ＮＯ．Ｎ→ＮＯ．３の順となる。また、図８（Ｂ）の例において積算電力量の最も大きいコンバータから順に切断する場合、ＮＯ．２→ＮＯ．Ｎ→ＮＯ．４→ＮＯ．１→ＮＯ．３の順となる。
【００５５】
このような制御によれば、コンバータの運転の平準化が可能となり、一部のコンバータの寿命が短くなるのを防ぐことが出来、結果として装置全体の寿命を延ばすことが出来る。
【００５６】
なお、図３に示す一次側回路は、降圧チョッパ回路に限らず、ハーフブリッジ回路でも良く、また、一次側スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は自励でも可能である。
【符号の説明】
【００５７】
１−電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置
１ａ，１ｂ．・・・１ｃ−電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
２−制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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