(57)【要約】【課題】処理容器内に供給される２種類の高周波のいずれか一方のパワーにパルスで変調をかける場合に、変調をかけない連続波の高周波を供給する高周波給電ライン上の整合器の整合機能により、パルス・オン期間中の投入パワーとパルス・オフ期間中の投入パワーとの比を任意に制御できるようにする。【解決手段】プラズマ生成系の整合器に備えられるインピーダンスセンサ９６Ａは、電圧センサ系のＲＦ電圧検出器１００、電圧検知信号生成回路１０２、算術平均値演算回路１０４、加重平均値演算回路１０６および移動平均値演算回路１０８と、電流センサ系のＲＦ電流検出器１１０、電流検知信号生成回路１１２、算術平均値演算回路１１４、加重平均値演算回路１１６および移動平均値演算回路１１８と、インピーダンス演算回路１２０とを有している。【選択図】図５
2015090759.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
前記第１の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子と、前記第１の高周波給電ライン上で第１の高周波電源より見える負荷のインピーダンスを測定する第１のインピーダンスセンサとを有し、前記第１のインピーダンスセンサより出力される負荷インピーダンス測定値が前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第１の整合部と、
第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記処理容器の中または周囲に配置される第２の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになるパルス・オン期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになるパルス・オフ期間とを一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源の出力をパルスで変調する高周波パワー変調部と
を具備し、
前記第１のインピーダンスセンサが、前記パルス・オン期間における負荷インピーダンスの平均値と前記パルス・オフ期間における負荷インピーダンスの平均値とを前記パルスのデューティ比から独立した所望の重みで加重平均して得られる加重平均値に対応した前記負荷インピーダンス測定値を出力する、
プラズマ処理装置。
【請求項２】
前記第１のインピーダンスセンサが、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記パルス・オン期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の算術平均値を演算するととともに、前記パルス・オフ期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記電圧検知信号を前記サンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の算術平均値を演算する第１の算術平均値演算回路と、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記パルス・オン期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電流検知信号を前記所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の算術平均値を演算するととともに、前記パルス・オフ期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記電流検知信号を前記サンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の算術平均値を演算する第２の算術平均値演算回路と、
前記第１の算術平均値演算回路より得られた前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の算術平均値と前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の算術平均値とを前記所望の重みで加重平均して、前記電圧検知信号の１サイクル分の加重平均値を求める第１の加重平均値演算回路と、
前記第２の算術平均値演算回路より得られた前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の算術平均値と前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の算術平均値とを前記所望の重みで加重平均して、前記電流検知信号の１サイクル分の加重平均値を求める第２の加重平均値演算回路と、
前記第１の加重平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記電圧検知信号の１サイクル分の加重平均値に基づいて、前記電圧検知信号の移動加重平均値を演算する第１の移動平均値演算回路と、
前記第２の加重平均値演算回路より得られた連続する前記複数個の前記電流検知信号の１サイクル分の加重平均値から前記電流検知信号の移動加重平均値を演算する第２の移動平均値演算回路と、
前記第１の移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号の移動加重平均値を前記第２の移動平均値演算回路より得られた前記電流検知信号の移動加重平均値で除して、負荷インピーダンスの移動加重平均値を求めるインピーダンス演算回路と
を有し、
前記インピーダンス演算回路より得られた前記負荷インピーダンスの移動加重平均値を前記負荷インピーダンス測定値として出力する、
請求項１に記載のプラズマ処理装置。
【請求項３】
前記第１のインピーダンスセンサが、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記パルス・オン期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の算術平均値を演算するととともに、前記パルス・オフ期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記電圧検知信号を前記サンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の算術平均値を演算する第１の算術平均値演算回路と、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記パルス・オン期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電流検知信号を前記所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の算術平均値を演算するととともに、前記パルス・オフ期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記電流検知信号を前記サンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の算術平均値を演算する第２の算術平均値演算回路と、
前記第１の算術平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の算術平均値および前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の算術平均値に基づいて、前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の移動平均値および前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の移動平均値を演算する第１の移動平均値演算回路と、
前記２の算術平均値演算回路より得られた連続する前記複数個の前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の算術平均値および前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の算術平均値に基づいて、前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の移動平均値および前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の移動平均値を演算する第２の移動平均値演算回路と、
前記第１の移動平均値演算回路より得られた前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の移動平均値と前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の移動平均値とを前記所望の重みで加重平均して、前記電圧検知信号の加重移動平均値を求める第１の加重平均値演算回路と、
前記第２の移動平均値演算回路より得られた前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の移動平均値と前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の移動平均値とを前記所望の重みで加重平均して、前記電流検知信号の加重移動平均値を求める第２の加重平均値演算回路と、
前記第１の加重平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号の加重移動平均値を前記第２の加重平均値演算回路より得られた前記電流検知信号の加重移動平均値で除して、負荷インピーダンスの加重移動平均値を求めるインピーダンス演算回路と
を有し、
前記インピーダンス演算回路より得られた前記負荷インピーダンスの加重移動平均値を前記負荷インピーダンス測定値として出力する、
請求項１に記載のプラズマ処理装置。
【請求項４】
前記第１のインピーダンスセンサが、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記パルス・オン期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の算術平均値を演算するととともに、前記パルス・オフ期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記電圧検知信号を前記サンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の算術平均値を演算する第１の算術平均値演算回路と、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記パルス・オン期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電流検知信号を前記所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の算術平均値を演算するととともに、前記パルス・オフ期間中に前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記電流検知信号を前記サンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の算術平均値を演算する第２の算術平均値演算回路と、
前記第１の算術平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の算術平均値および前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の算術平均値に基づいて、前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の移動平均値および前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の移動平均値を演算する第１の移動平均値演算回路と、
前記第２の算術平均値演算回路より得られた連続する前記複数個の前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の算術平均値および前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の算術平均値に基づいて、前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の移動平均値および前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の移動平均値を演算する第２の移動平均値演算回路と、
前記第１の移動平均値演算回路より得られた前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号の移動平均値を前記第２の移動平均値演算回路より得られた前記パルス・オン期間における前記電流検知信号の移動平均値で除して、前記パルス・オン期間における負荷インピーダンスの移動平均値を求める第１のインピーダンス演算回路と、
前記第１の移動平均値演算回路より得られた前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号の移動平均値を前記第２の移動平均値演算回路より得られた前記パルス・オフ期間における前記電流検知信号の移動平均値で除して、前記パルス・オフ期間における負荷インピーダンスの移動平均値を求める第２のインピーダンス演算回路と、
前記第１のインピーダンス演算回路より得られた前記パルス・オン期間における負荷インピーダンスの移動平均値と前記第２のインピーダンス演算回路より得られた前記パルス・オフ期間における負荷インピーダンスの移動平均値とを前記所望の重みで加重平均して、負荷インピーダンスの加重移動平均値を求める加重平均値演算回路と
を有し、
前記加重平均値演算回路より得られた前記負荷インピーダンスの加重移動平均値を前記負荷インピーダンス測定値として出力する、
請求項１に記載のプラズマ処理装置。
【請求項５】
前記第１および第２の加重平均値演算回路は、前記パルス・オン期間内に設定される第１のモニタ期間中に前記電圧検知信号および前記電流検知信号をそれぞれサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記電圧検知信号および前記電圧検知信号の算術平均値をそれぞれ演算するとともに、前記パルス・オフ期間内に設定される第２のモニタ期間中に前記電圧検知信号および前記電流検知信号をそれぞれサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記電圧検知信号および前記電圧検知信号の算術平均値をそれぞれ演算する、請求項１〜４のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項６】
前記第１のインピーダンスセンサが、
前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号に基づいて負荷インピーダンスの瞬時値を求める負荷インピーダンス瞬時値演算回路と、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記パルス・オン期間中に前記負荷インピーダンス瞬時値演算回路より得られる前記負荷インピーダンスの瞬時値を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値を演算するととともに、前記パルス・オフ期間中に前記負荷インピーダンス瞬時値演算回路より得られる前記負荷インピーダンスの瞬時値を前記所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値を演算する算術平均値演算回路と、
前記算術平均値演算回路より得られた前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値と前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値とを前記所望の重みで加重平均して、前記負荷インピーダンスの１サイクル分の加重平均値を求める加重平均値演算回路と、
前記加重平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記負荷インピーダンスの１サイクル分の加重平均値に基づいて前記負荷インピーダンスの移動加重平均値を演算する移動平均値演算回路と
を有し、
前記移動平均値演算回路より得られた前記負荷インピーダンスの移動加重平均値を前記負荷インピーダンス測定値として出力する、
請求項１に記載のプラズマ処理装置。
【請求項７】
前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値をａＺon，前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値をａＺoff、前記所望の重みを規定する重み変数をＫ（０≦Ｋ≦１）、前記加重平均値をｂＺとすると、前記加重平均値ｂＺは次の式（１）で表わされる、請求項６に記載のプラズマ処理装置。
ｂＺ＝Ｋ＊ａＺ1＋（１−Ｋ）＊ａＺ2   ・・・・（１）
【請求項８】
前記第１のインピーダンスセンサが、
前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号に基づいて負荷インピーダンスの瞬時値を求める負荷インピーダンス瞬時値演算回路と、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記パルス・オン期間中に前記負荷インピーダンス瞬時値演算回路より得られる前記負荷インピーダンスの瞬時値を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値を演算するととともに、前記パルス・オフ期間中に前記負荷インピーダンス瞬時値演算回路より得られる前記負荷インピーダンスの瞬時値を前記所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値を演算する算術平均値演算回路と、
前記算術平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値および前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値に基づいて、前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの移動平均値および前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの移動平均値を演算する移動平均値演算回路と、
前記移動平均値演算回路より得られた前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの移動平均値と前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの移動平均値とを前記所望の重みで加重平均して、前記負荷インピーダンスの加重移動平均値を求める加重移動平均値演算回路と
を有し、
前記加重平均値演算回路より得られた前記負荷インピーダンスの加重移動平均値を前記負荷インピーダンス測定値として出力する、
請求項１に記載のプラズマ処理装置。
【請求項９】
前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの移動平均値をｅＺon，前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値をｅＺoff、前記所望の重みを規定する重み変数をＫ（０≦Ｋ≦１）、前記加重平均値をｆＺとすると、前記加重平均値ｆＺは次の式（２）で表わされる、請求項８に記載のプラズマ処理装置。
ｆＺ＝Ｋ＊ｅＺon＋（１−Ｋ）＊ｅＺoff    ・・・・（２）
【請求項１０】
前記第１および第２の加重平均値演算回路は、前記パルス・オン期間内に設定される第１のモニタ期間中に前記負荷インピーダンスの瞬時値をそれぞれサンプリングして、前記パルス・オン期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値をそれぞれ演算するとともに、前記パルス・オフ期間内に設定される第２のモニタ期間中に前記負荷インピーダンスの瞬時値をそれぞれサンプリングして、前記パルス・オフ期間における前記負荷インピーダンスの算術平均値をそれぞれ演算する、請求項６〜９のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項１１】
前記第１および第２のモニタ期間の少なくとも一方は、前記パルス・オン期間の中でその開始直後の第１の過渡時間を含まない、請求項５または請求項１０に記載のプラズマ処理装置。
【請求項１２】
前記第１のモニタ期間の少なくとも一方は、前記パルス・オン期間の中でその終了直前の第２の過渡時間を含まない、請求項５、１０，１１のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【請求項１３】
前記第１および第２の高周波の一方は、前記プラズマの生成に適した周波数を有し、
前記第１および第２の高周波の他方は、前記プラズマから前記被処理体にイオンを引き込むのに適した周波数を有する、
請求項１〜１２のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、被処理体にプラズマ処理を施す技術に係り、特に処理容器内に供給される２種類の高周波のいずれか一方のパワーをパルスに変調するパワー変調方式のプラズマ処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、プラズマ処理装置は、真空排気可能な処理容器で処理ガスのプラズマを生成し、プラズマに含まれるラジカルやイオンの気相反応あるいは表面反応によって、処理容器内に配置される被処理体上に薄膜を堆積させ、あるいは基板表面の素材または薄膜を削るなどの微細加工を行うようにしている。
【０００３】
たとえば、容量結合型のプラズマ処理装置では、処理容器内に上部電極と下部電極とを平行に配置し、下部電極の上に被処理体（半導体ウエハ、ガラス基板等）を載置し、上部電極もしくは下部電極にプラズマ生成に適した周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以上）の高周波を印加する。この高周波の印加によって相対向する電極間に生成された高周波電界により電子が加速され、電子と処理ガスとの衝突電離によってプラズマが発生するようになっている。
【０００４】
近年は、半導体デバイス等の製造プロセスにおけるデザインルールが益々微細化し、特にプラズマエッチングでは、より高い寸法精度が求められており、エッチングにおけるマスクまたは下地に対する選択比や面内均一性をより高くすることも求められている。そのため、チャンバ内のプロセス領域の低圧力化、低イオンエネルギー化が指向され、４０ＭＨｚ以上といった高い周波数の高周波が用いられつつある。
【０００５】
しかしながら、このように低圧力化および低イオンエネルギー化が進んだことにより、従来は問題とならなかったチャージングダメージの影響を無視することができなくなっている。つまり、イオンエネルギーの高い従前のプラズマ処理装置ではプラズマ電位が面内でばらついたとしても大きな問題は生じないが、より低圧でイオンエネルギーが低くなると、プラズマ電位の面内不均一がゲート酸化膜のチャージングダメージを引き起こしやすくなるといった問題が生じる。
【０００６】
この問題に対しては、プラズマ生成に用いる高周波のパワーをデューティ比の制御可能なオン／オフ（またはＨレベル／Ｌレベル）のパルスで変調する方式（以下、「第１のパワー変調方式」という。）が有効とされている。この第１のパワー変調方式によれば、プラズマエッチング中に処理ガスのプラズマ生成状態とプラズマ非生成状態（プラズマを生成していない状態）とがパルスの周期で交互に繰り返されるので、プラズマ処理の開始から終了までプラズマを生成し続ける通常のプラズマ処理に比べて、プラズマを連続して生成している時間が短くなる。これによって、プラズマから被処理体に一度に流入する電荷の量あるいは被処理体の表面部に電荷が累積的に蓄積する量が減ることになるので、チャージングダメージは生じ難くなり、安定したプラズマ処理の実現およびプラズマプロセスの信頼性が向上する。
【０００７】
また、従来より、プラズマ処理装置においては、被処理体を載置する下部電極に低い周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以下）の高周波を印加し、下部電極上に発生する負のバイアス電圧またはシース電圧によりプラズマ中のイオンを加速して基板に引き込むＲＦバイアス法が多く用いられている。このようにプラズマからイオンを加速して被処理体の表面に衝突させることにより、表面反応、異方性エッチング、あるいは膜の改質等を促進することができる。
【０００８】
ところが、プラズマエッチング装置を用いてビアホールやコンタクトホール等のエッチングを行う場合には、ホールサイズの大小によってエッチングレートが異なる、いわゆるマイクロローディング効果が生じる問題があり、エッチング深さのコントロールが困難であるという問題がある。特に、ガードリング（ＧＲ）のような大きいエリアではエッチングが速いことが多く、ＣＦ系ラジカルが入りにくいスモールビアではエッチレートが遅いことが多い。
【０００９】
この問題に対しては、イオン引き込みに用いる高周波のパワーをデューティ比の制御可能なオン／オフ（またはＨレベル／Ｌレベル）のパルスで変調する方式（以下、「第２のパワー変調方式」という。）が有効とされている。この第２のパワー変調方式によれば、被処理体上の所定の膜のエッチングが進行するのに適した比較的高いオン状態（またはＨレベル状態）のパワーを維持するパルス・オン期間とイオン引き込み用の高周波が被処理体上の所定の膜にポリマーが堆積されるのに適した比較的低いオフ状態（またはＬレベル状態）のパワーを維持するパルス・オフ期間とが一定の周期で交互に繰り返されることにより、ホールサイズの大きい（広い）場所ほど高い堆積レートで所定の膜に適度なポリマー層が堆積され、エッチングの進行が抑制される。これによって、望ましくないマイクロローディング効果を低減し、高選択比および高エッチングレートのエッチングが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０００−７１２９２号公報
【特許文献２】特開２０１２−９５４４号公報
【特許文献３】特開２０１３−３３８５６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ところが、プラズマプロセスに上記のような第１のパワー変調方式または第２のパワー変調方式を用いる場合は、パワー変調をかける高周波のパワーが変調パルスのオン状態（またはＨレベル状態）とオフ状態（またはＬレベル状態）とでステップ的に変化し、それによって負荷のプラズマが周期的に大きく変動する。このことによって、パワー変調をかけない連続波の高周波をチャンバ内の負荷（プラズマ）に伝送する整合器では所期の整合動作を安定に行うことが困難になるだけでなく、当該パワー変調方式で期待される効果が達成困難になることが問題となっている。
【００１２】
たとえば、第２のパワー変調方式は、パワー変調をかけない連続波のプラズマ生成用の高周波が一定の投入パワーでプラズマに安定供給されていることを前提として、パルス・オン期間中はエッチングプロセスの進行を期待し、パルス・オフ期間中は反応生成物の堆積や反応副生成物の排気除去を期待する。ここで、高周波の投入パワーは、高周波電源の出力または進行波のパワーから反射波のパワーを差し引いた正味のパワーであり、“ロードパワー”と称されることもある。
【００１３】
しかし、上記のようにパルス・オン期間とパルス・オフ期間とで負荷のプラズマが変動すると、連続波のプラズマ生成用高周波を伝送する高周波給電ライン上では反射波のパワーが変動し、その影響で投入パワーも変動する。その場合、プラズマ生成用高周波の投入パワーがパルス・オン期間に大きく落ち込むと、エッチングプロセスが期待通りに進行しなくなる。あるいは、プラズマ生成用高周波の投入パワーがパルス・オフ期間に大きくに落ち込むと、プラズマが不安定になる。
【００１４】
また、従来より、パワー変調をかけない連続波の高周波を負荷に伝送する整合器においては、高周波給電ライン上で得られる高周波の電圧検知信号および電流検知信号をパルス・オン期間とパルス・オフ期間とで同一のサンプリング周波数でサンプリングして、１サイクル内の全サンプリング数の算術平均値に対応した負荷インピーダンス測定値を求める。そして、この負荷インピーダンス測定値（算術平均値ないしその移動平均値）が高周波電源の出力インピーダンスに対応する整合ポイントに一致または近似するように、整合回路内の可変リアクタンス素子たとえば可変コンデンサのキャパシタンスを可変に制御するようにしている。このため、パルス・オン期間とパルス・オフ期間とでは、それらの期間の長さまたはサンプリング時間の長さ（サンプリング数の大きさ）に比例して整合の度合いが異なり、相対的に長い期間の時の方が短い期間の時よりも完全整合状態に近くなる。別の見方をすると、パルス・オン期間とパルス・オフ期間とでは、相対的に長い期間の時の負荷インピーダンスが、短い期間の時の負荷インピーダンスよりも、整合ポイントからのオフセット量が小さくなる。
【００１５】
ところが、当該パワー変調方式において変調パルスのデューティ比が任意に変更されると、パルス・オン期間の長さとパルス・オフ期間の長さとの比が変わり、整合ポイントに合わせられる負荷インピーダンス測定値（整合目標点）がその影響を受けて変化する。そうすると、整合動作において、整合ポイントに対して、パルス・オン期間における負荷インピーダンスのオフセット量と、パルス・オフ期間における負荷インピーダンスのオフセット量とのバランスが変わる。その結果、パルス・オン期間中の投入パワーとパルス・オフ期間中の投入パワーとの比が変わる。
【００１６】
このように、従来は、パワー変調をかけない連続波の高周波について、変調パルスのデューティ比に関係なく、パルス・オン期間中の投入パワーとパルス・オフ期間中の投入パワーとの比を任意に制御することができなかった。
【００１７】
本発明は、上記のような従来技術の課題を解決するものであり、処理容器内に供給される２種類の高周波のいずれか一方のパワーにパルスで変調をかける場合に、変調をかけない連続波の高周波を供給する高周波給電ライン上の整合器の整合機能により、パルス・オン期間中の投入パワーとパルス・オフ期間中の投入パワーとの比を任意に制御できるようにし、ひいては当該パワー変調方式における期待効果の最適化を図れるようにしたプラズマ処理装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明のプラズマ処理装置は、被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子と、前記第１の高周波給電ライン上で第１の高周波電源より見える負荷のインピーダンスを測定する第１のインピーダンスセンサとを有し、前記第１のインピーダンスセンサより出力される負荷インピーダンス測定値が前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第１の整合部と、第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記処理容器の中または周囲に配置される第２の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになるパルス・オン期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになるパルス・オフ期間とを一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源の出力をパルスで変調する高周波パワー変調部とを具備し、前記第１のインピーダンスセンサが、前記パルス・オン期間における負荷インピーダンスの平均値と前記パルス・オフ期間における負荷インピーダンスの平均値とを前記パルスのデューティ比から独立した所望の重みで加重平均して得られる加重平均値に対応した前記負荷インピーダンス測定値を出力する。
【００１９】
上記の装置構成においては、第１のインピーダンスセンサより得られる負荷インピーダンス測定値が、加重平均の重みに依存し、変調パルスのデューティ比には依存しない。この負荷インピーダンス測定値を整合目標点とする第１の整合部では、加重平均の重みを一定の範囲内で任意に選定することで、整合ポイントに対するパルス・オン期間における負荷インピーダンスのオフセット量とパルス・オン期間における負荷インピーダンスのオフセット量との比を制御し、それによってパルス・オン期間中の投入パワーとパルス・オフ期間中の投入パワーとの比を任意に制御することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明のプラズマ処理装置によれば、上記のような構成および作用により、処理容器内に供給される２種類の高周波のいずれか一方のパワーにパルスで変調をかける場合に、変調をかけない連続波の高周波を供給する高周波給電ライン上の整合器の整合機能により、パルス・オン期間中の投入パワーとパルス・オフ期間中の投入パワーとの比を任意に制御することが可能である。このことにより、当該パワー変調方式における期待効果の最適化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の一実施形態における容量結合型プラズマ処理装置の構成を示す断面図である。
【図２Ａ】第１のパワー変調方式を説明するための各部の波形を示す波形図である。
【図２Ｂ】第２のパワー変調方式を説明するための各部の波形を示す波形図である。
【図３】プラズマ生成用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。
【図４】イオン引込用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。
【図５】プラズマ生成系の整合器に備えられるインピーダンスセンサの構成（第１の実施例）を示すブロック図である。
【図６Ａ】実施形態において、加重平均演算の重み変数Ｋを０．５＜Ｋ≦１に選んだときの各部の波形を示す波形図である。
【図６Ｂ】重平均演算の重み変数Ｋを０．５＜Ｋ≦１に選んだときの整合作用を示すスミスチャート図である。
【図６Ｃ】加重平均演算の重み変数ＫをＫ＝１に選んだときの整合作用を示すスミスチャート図である。
【図７Ａ】加重平均演算の重み変数ＫをＫ＝０．５に選んだときの各部の波形を示す波形図である。
【図７Ｂ】加重平均演算の重み変数ＫをＫ＝０．５に選んだときの整合作用を示すスミスチャート図である。
【図８Ａ】加重平均演算の重み変数Ｋを０≦Ｋ＜０．５に選んだときの各部の波形を示す波形図である。
【図８Ｂ】加重平均演算の重み変数ＫをＫ＝０に選んだときの整合作用を示すスミスチャート図である。
【図９】実施形態の検証実験においてＫ＝０．８の場合に得られた各部の波形を示すオシロスコープ波形図である。
【図１０】上記検証実験においてＫ＝０．５の場合に得られた各部の波形を示すオシロスコープ波形図である。
【図１１】上記検証実験においてＫ＝０．１の場合に得られた各部の波形を示すオシロスコープ波形図である。
【図１２】第２の実施例におけるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。
【図１３】第３の実施例におけるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。
【図１４】第４の実施例におけるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。
【図１５】第５の実施例におけるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。
［プラズマ処理装置の構成］
【００２３】
図１に、本発明の一実施形態におけるプラズマ処理装置の構成を示す。このプラズマ処理装置は、下部２高周波重畳印加方式の容量結合型（平行平板型）プラズマエッチング装置として構成されており、たとえば表面がアルマイト処理（陽極酸化処理）されたアルミニウムからなる円筒形の真空チャンバ（処理容器）１０を有している。チャンバ１０は接地されている。
【００２４】
チャンバ１０の底部には、セラミックなどの絶縁板１２を介して円柱状のサセプタ支持台１４が配置され、このサセプタ支持台１４の上にたとえばアルミニウムからなるサセプタ１６が設けられている。サセプタ１６は下部電極を構成し、この上に被処理体としてたとえば半導体ウエハＷが載置される。
【００２５】
サセプタ１６の上面には半導体ウエハＷを保持するための静電チャック１８が設けられている。この静電チャック１８は導電膜からなる電極２０を一対の絶縁層または絶縁シートの間に挟み込んだものであり、電極２０にはスイッチ２２を介して直流電源２４が電気的に接続されている。直流電源２４からの直流電圧により、半導体ウエハＷを静電吸着力で静電チャック１８に保持できるようになっている。静電チャック１８の周囲でサセプタ１６の上面には、エッチングの均一性を向上させるためのたとえばシリコンからなるフォーカスリング２６が配置されている。サセプタ１６およびサセプタ支持台１４の側面には、たとえば石英からなる円筒状の内壁部材２８が貼り付けられている。
【００２６】
サセプタ支持台１４の内部には、たとえば円周方向に延びる冷媒室３０が設けられている。この冷媒室３０には、外付けのチラーユニット（図示せず）より配管３２ａ，３２ｂを介して所定温度の冷媒たとえば冷却水（ｃｗ）が循環供給される。冷媒の温度によってサセプタ１６上の半導体ウエハＷの処理温度を制御できるようになっている。さらに、伝熱ガス供給機構（図示せず）からの伝熱ガスたとえばＨeガスが、ガス供給ライン３４を介して静電チャック１８の上面と半導体ウエハＷの裏面との間に供給される。
【００２７】
サセプタ１６には、高周波電源３６，３８がそれぞれ整合器４０，４２および共通の給電導体（たとえば給電棒）４４を介して電気的に接続されている。一方の高周波電源３６は、プラズマの生成に適した一定の周波数ｆHF（たとえば４０ＭＨｚ）の高周波ＨＦを出力する。他方の高周波電源３８は、プラズマからサセプタ１６上の半導体ウエハＷへのイオンの引き込みに適した一定の周波数ｆLF（たとえば１２．８８ＭＨｚ）の高周波ＬＦを出力する。
【００２８】
このように、整合器４０および給電棒４４は、高周波電源３６よりプラズマ生成用の高周波ＨＦをサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４３の一部を構成する。一方、整合器４２および給電棒４４は、高周波電源３８よりイオン引き込み用の高周波ＬＦをサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４５の一部を構成している。
【００２９】
チャンバ１０の天井には、サセプタ１６と平行に向かいあって接地電位の上部電極４６が設けられている。この上部電極４６は、多数のガス噴出孔４８ａを有するたとえばＳi、ＳiＣなどのシリコン含有材質からなる電極板４８と、この電極板４８を着脱可能に支持する導電材料たとえば表面がアルマイト処理されたアルミニウムからなる電極支持体５０とで構成されている。この上部電極４６とサセプタ１６との間にプラズマ生成空間または処理空間ＰＡが形成される。
【００３０】
電極支持体５０は、その内部にガスバッファ室５２を有するとともに、その下面にガスバッファ室５２から電極板４８のガス噴出孔４８ａに連通する多数のガス通気孔５０ａを有している。ガスバッファ室５２にはガス供給管５４を介して処理ガス供給源５６が接続されている。処理ガス供給源５６には、マスフローコントローラ（ＭＦＣ）５８および開閉バルブ６０が設けられている。処理ガス供給源５６より所定の処理ガス（エッチングガス）がガスバッファ室５２に導入されると、電極板４８のガス噴出孔４８ａよりサセプタ１６上の半導体ウエハＷに向けて処理空間ＰＡに処理ガスがシャワー状に噴出するようになっている。このように、上部電極４６は、処理空間ＰＡに処理ガスを供給するためのシャワーヘッドを兼ねている。
【００３１】
また、電極支持体５０の内部には冷媒たとえば冷却水を流す通路（図示せず）も設けられており、外部のチラーユニットにより冷媒を介して上部電極４６の全体、特に電極板４８を所定温度に温調するようになっている。さらに、上部電極４６に対する温度制御をより安定化させるために、電極支持体５０の内部または上面にたとえば抵抗発熱素子からなるヒータ（図示せず）を取り付ける構成も可能である。
【００３２】
サセプタ１６およびサセプタ支持台１４とチャンバ１０の側壁との間に形成される環状の空間は排気空間となっており、この排気空間の底にはチャンバ１０の排気口６２が設けられている。この排気口６２に排気管６４を介して排気装置６６が接続されている。排気装置６６は、ターボ分子ポンプなどの真空ポンプを有しており、チャンバ１０の室内、特に処理空間ＰＡを所望の真空度まで減圧できるようになっている。また、チャンバ１０の側壁には半導体ウエハＷの搬入出口６８を開閉するゲートバルブ７０が取り付けられている。
【００３３】
主制御部７２は、１つまたは複数のマイクロコンピュータを含み、外部メモリまたは内部メモリに格納されるソフトウェア（プログラム）およびレシピ情報にしたがって、装置内の各部、特に高周波電源３６，３８、整合器４０，４２、ＭＦＣ５８、開閉バルブ６０、排気装置６６等の個々の動作および装置全体の動作（シーケンス）を制御する。
【００３４】
また、主制御部７２は、キーボード等の入力装置や液晶ディスプレイ等の表示装置を含むマン・マシン・インタフェース用の操作パネル（図示せず）および各種プログラムやレシピ、設定値等の各種データを格納または蓄積する外部記憶装置（図示せず）等とも接続されている。この実施形態では、主制御部７２が１つの制御ユニットとして示されているが、複数の制御ユニットが主制御部７２の機能を並列的または階層的に分担する形態を採ってもよい。特に、主制御部７２の機能の一部が整合器４０，４２の中に組み込まれていてもよい。
【００３５】
この容量結合型プラズマエッチング装置における枚葉ドライエッチングの基本動作は次のようにして行われる。先ず、ゲートバルブ７０を開状態にして加工対象の半導体ウエハＷをチャンバ１０内に搬入して、静電チャック１８の上に載置する。そして、処理ガス供給源５６より処理ガスつまりエッチングガス（一般に混合ガス）を所定の流量および流量比でチャンバ１０内に導入し、排気装置６６による真空排気でチャンバ１０内の圧力を設定値にする。さらに、高周波電源３６，３８よりそれぞれ所定のパワーでプラズマ生成用の高周波ＨＦ（４０ＭＨｚ）およびイオン引き込み用の高周波ＬＦ（１２．８８ＭＨｚ）を重畳してサセプタ１６に印加する。また、直流電源２４より直流電圧を静電チャック１８の電極２０に印加して、半導体ウエハＷを静電チャック１８上に固定する。上部電極４６のシャワーヘッドより吐出されたエッチングガスは両電極４６，１６間の高周波電界の下で放電し、処理空間ＰＡ内にプラズマが生成される。このプラズマに含まれるラジカルやイオンによって半導体ウエハＷの主面の被加工膜がエッチングされる。
【００３６】
このプラズマエッチング装置においては、たとえば上述したようなチャージングダメージ対策として、高周波電源３６より出力されるプラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーを、たとえば１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲内で選ばれる一定の周波数ｆSおよび可変のデューティ比ＤSを有するパルスＭＳで変調する第１のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることができる。
【００３７】
この場合、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６に対しては、ＲＦ出力モードとしてパワー変調を指示する制御信号を与えるとともに、変調の周波数ｆSおよびデューティ比ＤSを表わす変調パルスＭＳを与える。高周波電源３６は、図２Ａに示すように、変調パルスＭＳに同期して高周波ＨＦのパワーをオン・オフする。ここで、変調パルスＭＳの周期、オン期間（第１の期間）、オフ期間（第２の期間）をそれぞれＴC，Ｔon，Ｔoffとすると、ＴC＝１／ｆS，ＴC＝Ｔon＋Ｔoff，ＤS＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff）の関係式が成立する。
【００３８】
一方で、第１のパワー変調方式を用いる場合、主制御部７２は、イオン引き込み系の高周波電源３８に対しては、ＲＦ出力モードとして連続波を指示するとともに、変調パルスＭＳと同一のパルスまたはそれに同期したタイミング信号を所要の制御信号や設定値データ等と一緒に与える。
【００３９】
また、このプラズマエッチング装置においては、上述したようなマイクロローディング効果対策として、高周波電源３８より出力されるイオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーを、たとえば１００Ｈｚ〜５０ｋＨｚの範囲内で選ばれる一定の周波数ｆSおよび可変のデューティ比ＤSを有するパルスＭＳで変調する第２のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることも可能となっている。
【００４０】
この場合、主制御部７２は、イオン引き込み系の高周波電源３８に対しては、ＲＦ出力モードとしてパワー変調を指示する制御信号を与えるとともに、変調の周波数ｆSおよびデューティ比ＤSを表わす変調パルスＭＳを与える。高周波電源３８は、図２Ｂに示すように、変調パルスＭＳに同期してイオン引き込み用高周波ＬＦのパワーをオン・オフする。この場合も、変調パルスＭＳの周期、オン期間（第１の期間）、オフ期間（第２の期間）をそれぞれＴC，Ｔon，Ｔoffとすると、ＴC＝１／ｆS，ＴC＝Ｔon＋Ｔoff，ＤS＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff）の関係式が成立する。
【００４１】
一方で、第２のパワー変調方式を用いる場合、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６に対しては、ＲＦ出力モードとして連続波を指示するとともに、変調パルスＭＳと同一のパルスまたはそれに同期したタイミング信号を所要の制御信号や設定値データ等と一緒に与える。
［プラズマ生成系の高周波電源及び整合器の構成］
【００４２】
図３に、この実施形態におけるプラズマ生成系の高周波電源３６および整合器４０の構成を示す。
【００４３】
高周波電源３６は、一般には正弦波の波形を有するプラズマ生成に適した一定周波数（たとえば４０ＭＨｚ）の基本高周波を発生するＲＦ発振器８０Ａと、このＲＦ発振器８０Ａより出力される基本高周波のパワーを制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプ８２Ａと、主制御部７２からの制御信号にしたがってＲＦ発振器８０Ａおよびパワーアンプ８２Ａを直接制御する電源制御部８４Ａとを備えている。主制御部７２から電源制御部８４Ａには、ＲＦの出力モードを指示する制御信号や変調パルスＭＳだけでなく、通常の電源オン・オフやパワーインターロック関係等の制御信号およびパワー設定値等のデータも与えられる。このプラズマ処理装置で第１のパワー変調方式（図２Ａ）が行われるときは、主制御部７２の制御の下で電源制御部８４Ａがパワー変調部を構成する。
【００４４】
高周波電源３６のユニット内には、ＲＦパワーモニタ８６Ａも備わっている。このＲＦパワーモニタ８６Ａは、図示省略するが、方向性結合器、進行波パワーモニタ部および反射波パワーモニタ部を有している。ここで、方向性結合器は、高周波給電ライン４３上を順方向に伝搬する進行波のパワーと逆方向に伝搬する反射波のパワーのそれぞれに対応する信号を取り出す。進行波パワーモニタ部は、方向性結合器により取り出された進行波パワー検出信号を基に、高周波給電ライン４３上の進行波に含まれる進行波のパワーを表わす進行波パワー測定値信号を生成する。この進行波パワー測定値信号は、パワーフィードバック制御用に高周波電源３６内の電源制御部８４Ａに与えられるとともに、モニタ表示用に主制御部７２にも与えられる。反射波パワーモニタ部は、チャンバ１０内のプラズマから高周波電源３６に返ってくる反射波のパワーを測定する。反射波パワーモニタ部より得られる反射波パワー測定値は、モニタ表示用に主制御部７２に与えられるとともに、パワーアンプ保護用のモニタ値として高周波電源３６内の電源制御部８４Ａに与えられる。
【００４５】
整合器４０は、高周波給電ライン４３に接続されている複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえば可変コンデンサあるいは可変インダクタ）ＸH1，ＸH2を含む整合回路８８Ａと、リアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）９０Ａ，９２Ａを介して制御するマッチングコントローラ９４Ａと、高周波給電ライン４３上で整合回路８８Ａのインピーダンスを含む負荷のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ９６Ａとを有している。インピーダンスセンサ９６Ａの内部の構成および作用については、後に詳細に説明する。
［イオン引き込み系の高周波電源及び整合器の構成］
【００４６】
図４に、この実施形態におけるイオン引き込み用の高周波電源３８および整合器４２の構成を示す。
【００４７】
高周波電源３８は、一般には正弦波の波形を有するイオンの引き込みに適した一定周波数（たとえば１２．８８ＭＨｚ）の基本高周波を発生するＲＦ発振器８０Ｂと、このＲＦ発振器８０Ｂより出力される基本高周波のパワーを制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプ８２Ｂと、主制御部７２からの制御信号にしたがって発振器８０Ｂおよびパワーアンプ８２Ｂを直接制御する電源制御部８４Ｂと、ＲＦパワーモニタ８６Ｂとを備えている。ＲＦ発振器８０Ｂの発振周波数（１２．８８ＭＨｚ）がＲＦ発振器８０Ａの発振周波数（４０ＭＨｚ）と異なる点を除いて、高周波電源３８内の各部８０Ｂ〜８６Ｂはプラズマ生成用の高周波電源３６内の各部８０Ａ〜８６Ａとそれぞれ同様の構成および機能を有している。このプラズマ処理装置で第２のパワー変調方式（図２Ｂ）が行われるときは、主制御部７２の制御の下で電源制御部８４Ｂがパワー変調部を構成する。
【００４８】
整合器４２は、複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえば可変コンデンサあるいは可変インダクタ）ＸL1，ＸL2を含む整合回路８８Ｂと、それらリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）９０Ｂ，９２Ｂを介して制御するマッチングコントローラ９４Ｂと、高周波給電ライン４５上で整合回路８８Ｂのインピーダンスを含む負荷のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ９６Ｂとを有している。
［インピーダンスセンサの構成］
【００４９】
図５に、プラズマ生成系の整合器４０に備えられるインピーダンスセンサ９６Ａの構成を示す。このインピーダンスセンサ９６Ａは、電圧センサ系のＲＦ電圧検出器１００、電圧検知信号生成回路１０２、算術平均値演算回路１０４、加重平均値演算回路１０６および移動平均値演算回路１０８と、電流センサ系のＲＦ電流検出器１１０、電流検知信号生成回路１１２、算術平均値演算回路１１４、加重平均値演算回路１１６および移動平均値演算回路１１８と、インピーダンス演算回路１２０とを有している。
【００５０】
電圧センサ系において、ＲＦ電圧検出器１００は、高周波給電ライン４３上で高周波ＨＦの電圧を検出する。電圧検知信号生成回路１０２は、たとえばスーパーヘテロダイン方式のフィルタ回路を有し、ＲＦ電圧検出器１００の出力信号をアナログのフィルタリング処理にかけて、高周波ＨＦの電圧に対応する電圧検知信号Ｖを生成する。
【００５１】
算術平均値演算回路１０４は、第２のパワー変調方式の場合、つまりプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中に電圧検知信号生成回路１０２からの電圧検知信号Ｖを所定のサンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonを演算するととともに、パルス・オフ期間Ｔoff中に電圧検知信号生成回路１０２からの電圧検知信号Ｖを上記サンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶoffを演算する。
【００５２】
しかし、第１のパワー変調方式の場合、つまり高周波ＨＦがパルスの場合は、算術平均値演算回路１０４は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔon中だけ電圧検知信号生成回路１０２からの電圧検知信号Ｖを上記所定のサンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonを演算する。
【００５３】
主制御部７２（図１）は、変調パルスＭＳに同期してサンプリング時間またはモニタ時間を指定するモニタ信号ＪＳと、サンプリング用のクロックＣＫ1とを算術平均値演算回路１０４に与える。ここで、モニタ信号ＪＳは、第２のパワー変調方式の場合はパルス・オン期間Ｔonおよびパルス・オフ期間Ｔoffの両方でモニタ時間Ｔ1，Ｔ2をそれぞれ指定し、第１のパワー変調方式の場合はパルス・オン期間Ｔonのみにモニタ期間Ｔ1を指定する。算術平均値演算回路１０４は、数１０ＭＨｚのサンプリングクロックＣＫ1に同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）を好適に用いることができる。
【００５４】
加重平均値演算回路１０６は、好適にはＣＰＵで構成され、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合に機能し、算術平均値演算回路１０４より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶoffとを所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、電圧検知信号Ｖの１サイクル分の加重平均値ｂＶを求める。主制御部７２は、加重平均演算のための重み変数ＫおよびクロックＣＫ2を加重平均値演算回路１０６に与える。
【００５５】
しかし、第１のパワー変調方式の下で高周波ＨＦがパルスの場合は、加重平均値演算回路１０６は機能せず、算術平均値演算回路１０４より出力されるパルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonが加重平均値演算回路１０６を介さずに後段の移動平均値演算回路１０８に送られる。
【００５６】
移動平均値演算回路１０８は、好適にはＣＰＵで構成され、第２のパワー変調方式の場合つまりプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、加重平均値演算回路１０６より得られた連続する複数個の電圧検知信号Ｖの１サイクル分の加重平均値ｂＶに基づいて、電圧検知信号Ｖの移動加重平均値ｃＶを演算する。
【００５７】
第１のパワー変調方式の場合、つまり高周波ＨＦがパルスの場合は、移動平均値演算回路１０８は、算術平均値演算回路１０４より出力された連続する複数個のパルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonに基づいて電圧検知信号Ｖの移動平均値ｄＶを演算する。主制御部７２は、移動区間Ｌおよび移動ピッチＰの設定値とクロックＣＫ3を移動平均値演算回路１０８に与える。
【００５８】
電流センサ系において、ＲＦ電流検出器１１０は、高周波給電ライン４３上で高周波ＨＦの電流を検出する。電流検知信号生成回路１１２は、たとえばスーパーヘテロダイン方式のフィルタ回路を有し、ＲＦ電流検出器１１０からの高周波電流検出信号をアナログのフィルタリング処理にかけて、高周波ＨＦの電流に対応する電流検知信号Ｉを生成する。
【００５９】
算術平均値演算回路１１４は、第２のパワー変調方式の場合、つまりプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中に電流検知信号生成回路１１２からの電流検知信号Ｉを上記サンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonを演算するととともに、パルス・オフ期間Ｔoff中に電流検知信号生成回路１１２からの電流検知信号Ｉを上記サンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩoffを演算する。
【００６０】
しかし、第１のパワー変調方式の場合、つまり高周波ＨＦがパルスの場合は、算術平均値演算回路１１４は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔon中だけ電流検知信号生成回路１１２からの電流検知信号Ｉを上記サンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonを演算する。主制御部７２は、この算術平均値演算回路１１４に対しても、電圧センサ系の算術平均値演算回路１０４に対するのと同じモニタ信号ＪＳおよびクロックＣＫ1を与える。
【００６１】
加重平均値演算回路１１６は、好適にはＣＰＵで構成され、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合に機能し、算術平均値演算回路１１４より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｖの算術平均値ａＩoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、電流検知信号Ｉの１サイクル分の加重平均値ｂＩを求める。主制御部７２は、この加重平均値演算回路１１６に対しても、電圧センサ系の加重平均値演算回路１０６に対するのと同じ重み変数ＫとクロックＣＫ2を与える。
【００６２】
しかし、第１のパワー変調方式の下で高周波ＨＦがパルスの場合は、加重平均値演算回路１１６は機能せず、算術平均値演算回路１１４より出力されるパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonが加重平均値演算回路１１６を介さずに後段の移動平均値演算回路１１８に送られる。
【００６３】
移動平均値演算回路１１８は、好適にはＣＰＵで構成され、第２のパワー変調方式の場合、つまりプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、加重平均値演算回路１１６より得られた連続する複数個の電流検知信号Ｉの１サイクル分の加重平均値ｂＩに基づいて、電圧検知信号Ｉの移動加重平均値ｃＩを演算する。
【００６４】
しかし、第１のパワー変調方式の場合、つまり高周波ＨＦがパルスの場合は、移動平均値演算回路１１８は、算術平均値演算回路１１４より出力された連続する複数個のパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonに基づいて、電流検知信号Ｉの移動平均値ｄＩを演算する。主制御部７２は、この移動平均値演算回路１１８に対しても、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８に対するのと同じ移動区間Ｌおよび移動ピッチＰの設定値とクロックＣＫ3を与える。
【００６５】
インピーダンス演算回路１２０は、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８より得られた電圧検知信号Ｖの移動加重平均値ｃＶを電流センサ系の移動平均値演算回路１１８より得られた電流検知信号Ｉの移動加重平均値ｃＩで除して、高周波周波給電ライン４３上で高周波電源３６から見える負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺを求める。
【００６６】
しかし、第１のパワー変調方式の下で高周波ＨＦがパルスの場合は、インピーダンス演算回路１２０は、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８より得られた電圧検知信号Ｖの移動平均値ｄＶを電流センサ系の移動平均値演算回路１１８より得られた電流検知信号Ｉの移動平均値ｄＩで除して、高周波周波給電ライン４３上で高周波電源３６から見える負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺを求める。  
【００６７】
インピーダンス演算回路１２０より出力される負荷インピーダンスの測定値ＭＺは、主制御部７２より与えられる所定のクロックＣＫ4に同期して更新される。通常、負荷側インピーダンス測定値ＭＺには、負荷インピーダンスＺの絶対値および位相の測定値が含まれる。
【００６８】
イオン引き込み系の整合器４２に備えられるインピーダンスセンサ９６Ｂも、第１のパワー変調方式における各部の動作モードと第２のパワー変調方式における各部の動作モードとが逆になるだけで、上述したインピーダンスセンサ９６Ａと同様の構成および機能を有している。
［整合器の作用］
【００６９】
以下に、この実施形態における整合器４０，４２の作用を説明する。一例として、このプラズマ処理装置において所与のプラズマプロセスに第２のパワー変調方式が用いられるとする。
【００７０】
この場合、主制御部７２は、イオン引き込み系の高周波電源３８の電源制御部８４Ｂに対しては、ＲＦ出力モードとしてパワー変調を指示する制御信号やパワー設定値等のデータを与えるとともに、パワー変調用のタイミング信号として変調パルスＭＳを与える。また、主制御部７２は、整合器４２のインピーダンスセンサ９６Ｂに対しては、第２のパワー変調方式に応じたモニタ信号ＪＳ、移動平均演算用の設定値Ｌ，ＰおよびクロックＣＫ1，ＣＫ2，ＣＫ3，ＣＫ4を与える。この場合、インピーダンスセンサ９６Ｂに重み変数Ｋは与えられない。
【００７１】
他方で、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６の電源制御部８４Ａに対しては、ＲＦ出力モードとして連続波を指示する制御信号やパワー設定値等のデータを与える。また、主制御部７２は、整合器４０のインピーダンスセンサ９６Ａに対しては、第２のパワー変調方式に応じたモニタ信号ＪＳ、重み変数Ｋ、加重平均演算用の設定値Ｌ，ＰおよびクロックＣＫ1，ＣＫ2，ＣＫ3，ＣＫ4を与える。
【００７２】
整合器４０のインピーダンスセンサ９６Ａにおいては、図６Ａに示すように、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔon内およびパルス・オフ期間Ｔoff内にモニタ時間Ｔ1，Ｔ2がそれぞれ設定される。好ましくは、パルス・オン期間Ｔon内では、高周波給電ライン４３上で反射波のパワーが急激に変化する開始直後および終了直前の過渡時間を除いた区間にモニタ時間Ｔ1が設定される。同様に、パルス・オフ期間Ｔoff内でも、開始直後および終了直前の過渡時間を除いた区間にモニタ時間Ｔ2が設定される。
【００７３】
電圧センサ系の算術平均値演算回路１０４は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中には電圧検知信号生成回路１０２からの電圧検知信号Ｖを上記所定のサンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonを演算するととともに、パルス・オフ期間Ｔoff中にも電圧検知信号生成回路１０２からの電圧検知信号Ｖを上記サンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶoffを演算する。
【００７４】
電流センサ系の算術平均値演算回路１１４は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中には電流検知信号生成回路１１２からの電流検知信号Ｉを所定のサンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonを演算するととともに、パルス・オフ期間Ｔoff中にも電流検知信号生成回路１１２からの電流検知信号Ｉを上記サンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩoffを演算する。
【００７５】
したがって、電圧センサ系の算術平均値演算回路１０４と電流センサ系の算術平均値演算回路１１４は、実質的には、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中には高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンスＺの値をクロックＣＫ1の周期でサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonを演算するととともに、パルス・オフ期間Ｔoff中にも高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンスＺの値をクロックＣＫ1の周期でサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffを演算していることになる。ここで、算術平均値ａＺon，ａＺoffは次の式（１），（２）でそれぞれ表わされる。
ａＺon＝ａＶon／ａＩon       ・・・・（１）
ａＺoff＝ａＶoff／ａＩoff    ・・・・（２）
【００７６】
電圧センサ系の加重平均値演算回路１０６は、算術平均値演算回路１０４より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、電圧検知信号Ｖの１サイクル分の加重平均値ｂＶを求める。ここで、重み変数Ｋは０≦Ｋ≦１の範囲で任意の値に選ばれ、加重平均値ｂＶは次の式（３）で表わされる。
ｂＶ＝Ｋ＊ａＶon＋（１−Ｋ）＊ａＶoff    ・・・・（３）
【００７７】
電流センサ系の加重平均値演算回路１１６は、算術平均値演算回路１１４より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、電圧検知信号Ｉの１サイクル分の加重平均値ｂＩを求める。ここで、加重平均値ｂＩは次の式（４）で表わされる。
ｂＩ＝Ｋ＊ａＩon＋（１−Ｋ）＊ａＩoff      ・・・・（４）
【００７８】
したがって、電圧センサ系の加重平均値演算回路１０６と電流センサ系の加重平均値演算回路１１６は、実質的には、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスＺの１サイクル分の加重平均値ｂＺを求めていることになる。ここで、加重平均値ｂＺは次の式（５）で表わされる。
ｂＺ＝Ｋ＊ａＺon＋（１−Ｋ）＊ａＺoff    ・・・・（５）
【００７９】
電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８は、加重平均値演算回路１０６より出力された連続する複数個（ｎ個）の電圧検知信号Ｖの１サイクル加重平均値ｂＶに基づいて、予め設定された所定の移動区間Ｌおよび移動ピッチＰで電圧検知信号Ｖの移動加重平均値ｃＶを演算する。たとえば、変調パルスＭＳの周波数ｆSが１００Ｈｚである場合に、移動区間Ｌを１００ｍｓｅｃに設定し、移動ピッチＰを２０ｍｓｅｃに設定したときは、２０ｍｓｅｃ毎に連続する１０個の１サイクル加重平均値ｂＶについて１個の移動平均値ｃＶを演算する。
【００８０】
電流センサ系の移動平均値演算回路１１８は、加重平均値演算回路１１６より出力された連続する複数個（ｎ個）の電流検知信号Ｉの１サイクル加重平均値ｂＩに基づいて、上記所定の移動区間Ｌおよび移動ピッチＰで電流検知信号Ｉの移動加重平均値ｃＩを演算する。電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８と同様に、たとえば、変調パルスＭＳの周波数ｆSが１００Ｈｚである場合に、移動区間Ｌを１００ｍｓｅｃに設定し、移動ピッチＰを２０ｍｓｅｃに設定したときは、２０ｍｓｅｃ毎に連続する１０個の１サイクル加重平均値ｂＩについて１個の移動平均値ｃＩを演算する。なお、移動ピッチＰとクロックＣＫ3の周波数ｆCK3との間にはＰ＝１／ｆCK3の関係がある。
【００８１】
したがって、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８と電流センサ系の移動平均値演算回路１１８は、実質的には、加重平均値演算回路（１０６，１１６）より実質的に得られた連続する複数個（ｎ個）の負荷インピーダンスＺの１サイクル加重平均値ｂＺに基づいて、上記所定の移動区間Ｌおよび移動ピッチＰで負荷インピーダンスＺの移動加重平均値ｃＺを演算していることになる。ここで、負荷インピーダンスＺの移動加重平均値ｃＺは次の式（６）で表わされる。
ｃＺ＝ｃＶ／ｃＩ   ・・・・（６）
【００８２】
インピーダンス演算回路１２０は、上記の式（６）を実際に演算する。すなわち、通常は移動ピッチＰまたはクロックＣＫ3に等しいクロックＣＫ4のサイクル毎に、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８より出力される電圧検知信号Ｖの移動加重平均値ｃＶを電流センサ系の移動平均値演算回路１１８より出力される電流検知信号Ｉの移動加重平均値ｃＩで除して、つまりｃＺ＝ｃＶ／ｃＩを演算して、この演算値つまり負荷インピーダンスＺの移動加重平均値ｃＺを負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力する。この負荷インピーダンス測定値ＭＺは、主制御部７２より加重平均値演算回路１０６，１１６に与えられる重み変数Ｋの値に依存し、変調パルスＭＳのデューティ比ＤSには依存しない。
【００８３】
整合器４０内のマッチングコントローラ９４Ａは、インピーダンスセンサ９６Ａ内のインピーダンス演算回路１２０よりクロックＣＫ4の周期で出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺに追従可能に応答し、負荷インピーダンス測定値ＭＺの位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、つまり整合ポイントＺSに一致または近似するように、モータ９０Ｂ，９２Ｂを駆動制御して整合回路８８Ｂ内のリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンスを可変に制御する。
【００８４】
このように、整合器４０においては、インピーダンスセンサ９６Ａより出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺを整合ポイントＺSに一致または近似するように整合動作が行われる。つまり、負荷インピーダンス測定値ＭＺが整合目標点となる。したがって、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonおよびパルス・オン期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffは、加重平均の重み変数Ｋの値に応じて整合ポイントＺSから（１−Ｋ）：Ｋの比でオフセットする。
【００８５】
すなわち、０．５＜Ｋ≦１のときは、上記加重平均の演算式（５）の右辺において、第１項のａＺＩonに対する重みＫが第２項のａＺＩoffに対する重み（１−Ｋ）よりも大きいため、図６Ｂのスミスチャートに示すように、整合ポイントＺSに対してパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonのオフセット量Ｑonは、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値Ｚoffのオフセット量Ｑoffよりも小さい。つまり、これら２つのオフセット量Ｑon，Ｑoffは、Ｑon：Ｑoff≒（１−Ｋ）：Ｋで与えられる。
【００８６】
特に、Ｋ＝１のときは、第２項の（１−Ｋ）＊ａＺoff の値が零（０）となり、図６Ｃのスミスチャートに示すように、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonが整合ポイントＺSに一致または近似する。一方で、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffは、整合ポイントＺSから最も遠くオフセットする。
【００８７】
このように、０．５＜Ｋ≦１の場合は、パルス・オン期間Ｔonの時の方がパルス・オフ期間Ｔoffの時よりも負荷インピーダンスＺが整合ポイントＺSに近づく。これにより、図６Ａの波形図で模式的に示すように、相対的に、パルス・オン期間Ｔon中の反射波パワーＰＲonがパルス・オフ期間Ｔoff中の反射波パワーＰＲoffよりも小さく、それによってパルス・オン期間Ｔon中のロードパワー（投入パワー）ＰＬonがパルス・オフ期間Ｔoff中のロードパワーＰＬoffよりも大きくなる。このことにより、第２のパワー変調方式において、パルス・オン期間中のプラズマを安定に保つことが可能であり、それによって所期の期待効果たとえばパルス・オン期間におけるプラズマエッチングの促進を適切に達成ないし調節することができる。
【００８８】
また、Ｋ＝０．５の場合は、上記加重平均の演算式（５）の右辺において、第１項のａＺonに対する重みＫと第２項のａＺoffに対する重み（１−Ｋ）とが等しいため、図７Ｂのスミスチャートに示すようにＱon≒Ｑoffである。これにより、図７Ａの波形図で模式的に示すように、相対的に、パルス・オン期間Ｔon中の反射波パワーＰＲonとパルス・オフ期間Ｔoff中の反射波パワーＰＲoffとが略同じになり、したがってパルス・オン期間Ｔon中のロードパワーＰＬonとパルス・オフ期間Ｔoff中のロードパワーＰＬoffとが略同じになる。
【００８９】
また、０≦Ｋ＜０．５のときは、上記加重平均の演算式（５）の右辺において、第１項のａＺonに対する重みＫが第２項のａＺoffに対する重み（１−Ｋ）よりも小さいため、Ｕon＞Ｕoffであり、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonは整合ポイントＺSから相対的に遠くなり、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffが整合ポイントＺSに相対的に近くなる。
【００９０】
特に、Ｋ＝０のときは、第１項のＫ＊ａＺonの値が零（０）となり、図８Ｂのスミスチャートに示すように、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffが整合ポイントＺSに一致または近似する。一方で、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonは整合ポイントＺSから最も遠くオフセットする。
【００９１】
これにより、図８Ａの波形図で模式的に示すように、相対的に、パルス・オン期間Ｔon中の反射波パワーＰＲonがパルス・オフ期間Ｔoff中の反射波パワーＰＲoffよりも大きくなり、それによってパルス・オフ期間Ｔoff中のロードパワーＰＬoffはパルス・オン期間Ｔon中のロードパワーＰＬonよりも小さくなる。したがって、第２のパワー変調方式において、パルス・オフ期間中にもプラズマを安定に保つことが可能であり、それによって所期の期待効果たとえばパルス・オフ期間における堆積膜の形成を適切に達成ないし調節することができる。
【００９２】
このように、この実施形態においては、変調パルスＭＳのデューティ比ＤSから独立して、パルス・オン期間Ｔon中の投入パワーＰＬonとパルス・オフ期間Ｔoff中の投入パワーＰＬoffとの比を任意に制御することができる。主制御部７２は、プロセスレシピの中で重み変数Ｋを０≦Ｋ≦１の範囲内で任意に設定し、プロセス毎に重み変数Ｋを切り替え、あるいは１回のプロセスの中で重み変数Ｋを段階的または連続的に切り替えることができる。
【００９３】
なお、イオン引き込み系の整合器４２においては、上記のように主制御部７２よりインピーダンスセンサ９６Ｂに重み変数Ｋは与えられず、加算平均値演算回路１０６，１０８は機能しない。インピーダンス演算回路１２０は、クロックＣＫ3のサイクル毎に電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８より出力される電圧検知信号Ｖの移動加重平均値ｄＶを電流センサ系の移動平均値演算回路１１８より出力される電流検知信号Ｉの移動加重平均値ｄＩで除して、つまりｄＺ＝ｄＶ／ｄＩを演算して、この演算値つまり負荷インピーダンスＺの移動加重平均値ｄＺを負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力する。この負荷インピーダンス測定値ＭＺは、変調パルスＭＳのデューティ比ＤSおよび重み変数Ｋのいずれにも依存しない。
【００９４】
整合器４２内のマッチングコントローラ９４Ｂは、インピーダンスセンサ９６Ｂ内のインピーダンス演算回路１２０よりクロックＣＫ4の周期で出力される負荷インピーダンス測定値ＭＺに追従可能に応答し、負荷インピーダンス測定値ＭＺの位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、つまり整合ポイントＺSに一致または近似するように、モータ９０Ｂ，９２Ｂを駆動制御して整合回路８８Ｂ内のリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンスを可変に制御する。この場合、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonないしその移動平均値ｃＺonが常に整合目標点となる。
［実施形態における効果の実例］
【００９５】
本発明者は、第２のパワー変調方式を用いるプラズマエッチングの実験において、上記実施形態における効果を検証した。この実験では、エッチングガスをＣＦ4、チャンバ内圧力を１８mTorr、プラズマ生成用高周波ＨＦの周波数ｆHFおよび出力パワーをそれぞれ４０ＭＨｚ，１０００Ｗ、イオン引き込み用高周波ＬＦの周波数ｆLFおよび出力パワーをそれぞれ１２．８８ＭＨｚ，２０００Ｗ、変調パルスＭＳの周波数ｆSを１ｋＨｚに設定し、重み変数ＫをＫ＝０．８，Ｋ＝０．５、Ｋ＝０．１の３通りに選んだ。変調パルスＭＳのデューティ比ＤSは，Ｋ＝０．８の場合は４０％、Ｋ＝０．５およびＫ＝０．１の場合は７０％であった。そして、Ｋ＝０．８，０．５、０．１の各場合で、プラズマ生成系の高周波給電ライン４３における進行波パワーＨＦ／ＰＦおよび反射波パワーＨＦ／ＰＲの波形と、イオン引き込み系の高周波給電ライン４５における進行波パワーＬＦ／ＰＦおよび反射波パワーＬＦ／ＰＲの波形をオシロスコープで観察した。
【００９６】
Ｋ＝０．８の場合は、図９に示すように、パワー変調をかけない連続波のプラズマ生成用高周波ＨＦにおいて、パルス・オン期間Ｔon中の反射波パワーＰＲonがパルス・オフ期間Ｔoff中の反射波パワーＰＲoffよりも一段小さいことが確認された。
【００９７】
Ｋ＝０．５の場合は、図１０に示すように、パワー変調をかけない連続波のプラズマ生成用高周波ＨＦにおいて、パルス・オン期間Ｔon中の反射波パワーＰＲonとパルス・オフ期間Ｔoff中の反射波パワーＰＲoffとが略同じになることが確認された。
【００９８】
Ｋ＝０．１の場合は、図１１に示すように、パワー変調をかけない連続波のプラズマ生成用高周波ＨＦにおいて、パルス・オフ期間Ｔoff中の反射波パワーＰＲoffがパルス・オン期間Ｔon中の反射波パワーＰＲonよりも格段に小さくなることが確認された。
［インピーダンスセンサに関する第２の実施例］
【００９９】
上述したインピーダンスセンサに係る第１の実施例によれば、プラズマ生成系の整合器４０のインピーダンスセンサ９６Ａにおいて、加重平均値演算回路１０６，１１６を算術平均値演算回路１０４，１１４と移動平均値演算回路１０８，１１８との間に設けた。しかし、第２の実施例として、図１２に示すように、加重平均値演算回路１０６，１１６を移動平均値演算回路１０８，１１８の後段に設けることも可能である。説明を省くが、イオン引き込み系の整合器４０のインピーダンスセンサ９６Ｂにおいても同様である。
【０１００】
この場合、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８は、第２のパワー変調方式の場合、つまりプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、算術平均値演算回路１０４より得られた連続する複数個（ｎ個）のパルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶoffに基づいて、パルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの移動平均値ｅＶonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの移動平均値ｅＶoffを演算する。
【０１０１】
同様に、電流センサ系の移動平均値演算回路１１８も、第２のパワー変調方式の場合、つまりプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、算術平均値演算回路１１４より得られた連続する複数個（ｎ個）のパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩoffに基づいて、パルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの移動平均値ｅＩonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｉの移動平均値ｅＩoffを演算する。
【０１０２】
しかし、第１のパワー変調方式の場合、つまり高周波ＨＦがパルスの場合は、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８は、算術平均値演算回路１０４より出力された連続する複数個（ｎ個）のパルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの算術平均値ａＶonに基づいて、電圧検知信号Ｖの移動平均値ｄＶを演算する。電流センサ系の移動平均値演算回路１１８も、算術平均値演算回路１１４より出力された連続する複数個（ｎ個）のパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの算術平均値ａＩonに基づいて、電流検知信号Ｉの移動平均値ｄＩを演算する。
【０１０３】
そして、電圧センサ系の加重平均値演算回路１０６は、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合に機能し、移動平均値演算回路１０８より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの移動平均値ｅＶonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの移動平均値ｅＶoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、電圧検知信号Ｖの加重移動平均値ｆＶを求め、この加重移動平均値ｆＶをインピーダンス演算回路１２０に送る。この加重移動平均値ｆＶは、次の式（７）で表わされる。
ｆＶ＝Ｋ＊ｅＶon＋（１−Ｋ）＊ｅＶoff    ・・・・（７）
【０１０４】
電流センサ系の加重平均値演算回路１１６も、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合に機能し、パルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの移動平均値ｅＩonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｉの移動平均値ｅＩoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、電流検知信号Ｉの加重移動平均値ｆＩを求め、この加重移動平均値ｆＩをインピーダンス演算回路１２０に送る。この加重移動平均値ｆＩは、次の式（８）で表わされる。
ｆＩ＝Ｋ＊ｅＩon＋（１−Ｋ）＊ｅＩoff    ・・・・（８）
【０１０５】
しかし、第１のパワー変調方式の下で高周波ＨＦがパルスの場合は、両加重平均値演算回路１０６，１１６は機能せず、移動平均値演算回路１０８，１１８より出力されるパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｖの移動平均値ｄＶ，ｄＩが加重平均値演算回路１０６，１１６を介さずにインピーダンス演算回路１２０に送られる。
【０１０６】
インピーダンス演算回路１２０は、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、加重平均値演算回路１０６より得られた電圧検知信号Ｖの加重移動平均値ｆＶを電流センサ系の加重平均値演算回路１１６より得られた電流検知信号Ｉの移動加重平均値ｆＩで除して、高周波周波給電ライン４３上で高周波電源３６から見える負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺを求める。
【０１０７】
また、第１のパワー変調方式の下で高周波ＨＦがパルスの場合は、インピーダンス演算回路１２０は、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８より得られた電圧検知信号Ｖの移動平均値ｄＶを電流センサ系の移動平均値演算回路１１８より得られた電流検知信号Ｉの移動平均値ｄＩで除して、高周波周波給電ライン４３上で高周波電源３６から見える負荷インピーダンスＺの測定値ＭＺを求める。  
［インピーダンスセンサに関する第３の実施例］
【０１０８】
図１３に、インピーダンスセンサに係る第３の実施例を示す。図示のように、プラズマ生成系の整合器４０のインピーダンスセンサ９６Ａにおいて、移動平均値演算回路１０８，１１８の後段にパルス・オン期間用のインピーダンス演算回路１０９とパルス・オフ期間用のインピーダンス演算回路１１９とを設け、それらインピーダンス演算回路１０９，１１９の後段に１つの加重平均値演算回路１２２を設けることも可能である。イオン引き込み系の整合器４２のインピーダンスセンサ９６Ｂにおいても同様である。
【０１０９】
この実施例によれば、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用高周波ＨＦが連続波の場合、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０８より出力されるパルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの移動平均値ｅＶonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの移動平均値ｅＶoffは、パルス・オン期間用のインピーダンス演算回路１０９およびパルス・オフ期間用のインピーダンス演算回路１１９にそれぞれ与えられる。同様に、電流センサ系の移動平均値演算回路１１８より出力されるパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの移動平均値ｅＩonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｉの移動平均値ｅＩoffも、パルス・オン期間用のインピーダンス演算回路１０９およびパルス・オフ期間用のインピーダンス演算回路１１９にそれぞれ与えられる。
【０１１０】
パルス・オン期間用のインピーダンス演算回路１０９は、パルス・オン期間Ｔonにおける電圧検知信号Ｖの移動平均値ｅＶonをパルス・オン期間Ｔonにおける電流検知信号Ｉの移動平均値ｅＩonで除して、つまりｇＺon＝ｃＶon／ｃＩonを演算して、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｇＺonを求める。
【０１１１】
一方、パルス・オフ期間用のインピーダンス演算回路１１９は、パルス・オフ期間Ｔoffにおける電圧検知信号Ｖの移動平均値ｅＶoffをパルス・オフ期間Ｔoffにおける電流検知信号Ｉの移動平均値ｅＩoffで除して、つまりｇＺoff＝ｃＶoff／ｃＩoffを演算して、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｇＺoffを求める。
【０１１２】
加重平均値演算回路１２２は、パルス・オン期間用のインピーダンス演算回路１０９より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｇＺonとパルス・オフ期間用のインピーダンス演算回路１１９より得られたパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｇＺoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスＺの加重移動平均値ｈＺを求め、この加重移動平均値ｈＺを負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力する。負荷インピーダンスＺの加重移動平均値ｈＺは、次の式（９）で表わされる。
ｈＺ＝Ｋ＊ｇＺon＋（１−Ｋ）＊ｇＺoff    ・・・・（９）
【０１１３】
なお、第１のパワー変調方式の下でプラズマ生成用高周波ＨＦがパルスの場合は、加重平均値演算回路１２２は機能しない。また、パルス・オフ期間用のインピーダンス演算回路１１９も機能しない。この場合は、パルス・オン期間用のインピーダンス演算回路１０９よりパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｇＺonがそのまま負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力される。
［インピーダンスセンサに関する第４の実施例］
【０１１４】
インピーダンスセンサに係る第４の実施例として、図１４に示すように、プラズマ生成系の整合器４０内のインピーダンスセンサ９６Ａを、ＲＦ電圧検出器１００、ＲＦ電流検出器１１０、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１２４、算術平均値演算回路１２６、加重平均値演算回路１２８および移動平均値演算回路１３０で構成することも可能である。イオン引き込み系の整合器４２のインピーダンスセンサ９６Ｂにおいても同様である。
【０１１５】
ここで、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１２４は、ＲＦ電圧検出器１００およびＲＦ電流検出器１１０より得られる電圧検知信号Ｖおよび電流検知信号Ｉに基づいて高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを演算する。負荷インピーダンス瞬時値演算回路１２４は、アナログ回路でも可能であるが、ディジタル回路で構成するのが好ましい。
【０１１６】
算術平均値演算回路１２６は、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用高周波ＨＦが連続波の場合は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中に負荷インピーダンス瞬時値演算回路１２４より得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを上記所定のサンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonを演算するととともに、パルス・オフ期間Ｔoff中に負荷インピーダンス瞬時値演算回路１２４より得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを上記サンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffを演算する。
【０１１７】
しかし、第１のパワー変調方式の下でプラズマ生成用高周波ＨＦがパルスの場合は、算術平均値演算回路１２６は、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔon中にのみ負荷インピーダンス瞬時値演算回路１２４より得られる負荷インピーダンスＺの瞬時値ＪＺを上記所定のサンプリング周波数ｆCでサンプリングして、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonを演算する。
【０１１８】
加重平均値演算回路１２８は、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用高周波ＨＦが連続波の場合は、算術平均値演算回路１２６より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスの１サイクル分の加重平均値ｂＺを求める。この加重平均値ｂＺは、次の式（１０）で表わされる。
ｂＺ＝Ｋ＊ａＺon＋（１−Ｋ）＊ａＺoff    ・・・・（１０）
【０１１９】
しかし、第１のパワー変調方式の下でプラズマ生成用高周波ＨＦがパルスの場合は、移動平均値演算回路１３０は機能せず、算術平均値演算回路１２６より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonが移動平均値演算回路１２８を介さずに移動平均値演算回路１３０に送られる。
【０１２０】
移動平均値演算回路１３０は、第２のパワー変調方式の場合、つまりプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、加重平均値演算回路１２８より得られた連続する複数個（ｎ個）の負荷インピーダンスＺの１サイクル加重平均値ｂＺに基づいて、負荷インピーダンスＺの移動加重平均値ｃＺを演算する。この移動加重平均値ｃＺは、負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力される。
【０１２１】
しかし、第１のパワー変調方式の場合、つまり高周波ＨＦがパルスの場合は、移動平均値演算回路１３０は、算術平均値演算回路１２６より出力された連続する複数個（ｎ個）のパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonに基づいて、負荷インピーダンスＺの移動加重平均値ｃＺを演算する。電流検知信号Ｉの移動平均値ｄＺを演算する。この移動加重平均値ｄＺは、負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力される。
［インピーダンスセンサに関する第５の実施例］
【０１２２】
上記第４の実施例の一変形例または第５の実施例として、図１５に示すように、加重平均値演算回路１２８を移動平均値演算回路１３０の後段に設けることも可能である。
【０１２３】
移動平均値演算回路１３０は、第２のパワー変調方式の場合、つまりプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合は、算術平均値演算回路１２６より得られた連続する複数個（ｎ個）のパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの算術平均値ａＺoffに基づいて、パルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺonおよびパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺoffを演算する。
【０１２４】
加重平均値演算回路１２８は、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用の高周波ＨＦが連続波の場合に機能し、移動平均値演算回路１３０より得られたパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺonとパルス・オフ期間Ｔoffにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺoffとを上記所望の重み（重み変数Ｋ）で加重平均して、負荷インピーダンスＺの加重移動平均値ｆＺを求め、この加重移動平均値ｆＺを負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力する。負荷インピーダンスＺの加重移動平均値ｆＺは、次の式（１１）で表わされる。
ｆＺ＝Ｋ＊ｅＺon＋（１−Ｋ）＊ｅＺoff    ・・・・（１１）
【０１２５】
しかし、第１のパワー変調方式の下で高周波ＨＦがパルスの場合は、加重平均値演算回路１２８は機能せず、移動平均値演算回路１３０より出力されるパルス・オン期間Ｔonにおける負荷インピーダンスＺの移動平均値ｅＺonがそのまま負荷インピーダンス測定値ＭＺとして出力される。
［他の実施形態または変形例］
【０１２６】
以上本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想の範囲内で種種の変形が可能である。
【０１２７】
本発明においては、第１のパワー変調方式として、プラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーが第１のレベル（Ｈレベル）になる第１の期間と第１のレベル（Ｈレベル）よりも低い第２のレベル（Ｌレベル）になる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。同様に、第２のパワー変調方式として、イオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーが第１のレベル（Ｈレベル）になる第１の期間と第１のレベル（Ｈレベル）よりも低い第２のレベル（Ｌレベル）になる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。
【０１２８】
上記実施形態（図１）では、プラズマ生成用の高周波ＨＦをサセプタ（下部電極）１６に印加した。しかし、プラズマ生成用の高周波ＨＦを上部電極４６に印加する構成も可能である。
【０１２９】
本発明は、容量結合型プラズマエッチング装置に限定されず、プラズマＣＶＤ、プラズマＡＬＤ、プラズマ酸化、プラズマ窒化、スパッタリングなど任意のプラズマプロセスを行う容量結合型プラズマ処理装置に適用可能であり、さらにはチャンバの周囲に高周波電極（アンテナ）を設ける誘導結合型プラズマ処理装置にも適用可能である。本発明における被処理体は半導体ウエハに限るものではなく、フラットパネルディスプレイ、有機ＥＬ、太陽電池用の各種基板や、フォトマスク、ＣＤ基板、プリント基板等も可能である。
【符号の説明】
【０１３０】
１０    チャンバ
１６    サセプタ（下部電極）
３６    （プラズマ生成系）高周波電源
３８    （イオン引き込み系）高周波電源
４０，４２    整合器
４３，４５    高周波給電ライン
４６    上部電極（シャワーヘッド）
５６    処理ガス供給源
７２    主制御部
８８Ａ，８８Ｂ    整合回路
９４Ａ，９４Ｂ    マッチングコントローラ
９６Ａ，９６Ｂ    インピーダンスセンサ
１００    ＲＦ電圧検出器
１０２    電圧検知信号生成回路
１１２    電流検知信号生成回路
１０４，１１４，１２６    算術平均値演算回路
１０６，１１６，１２２，１２８    加重平均値演算回路
１０８，１１８，１３０    移動平均値演算回路
１０９，１１９，１２０    インピーダンス演算回路
１２４    負荷インピーダンス瞬時値演算回路
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図７Ａ】
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【図８Ａ】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図７Ｂ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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