(57)【要約】【課題】送信ダイバーシチを用いる無線通信システムにおいて、スループットを向上すること。【解決手段】本発明の一態様に係る無線基地局（１０）は、複数のアンテナ（１０１）それぞれについて、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレートより高速なシンボルレートで配置されるシンボルを、前記所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルに変換して、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access）信号を生成する送信処理部（５０３）と、前記複数のアンテナそれぞれのＯＦＤＭＡ信号をユーザ端末に送信する送信部（１０３）と、を有し、前記送信処理部は、前記高速なシンボルレートで配置されるシンボルについて、前記複数のアンテナで送信ダイバーシチを適用することを特徴とする。【選択図】図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナそれぞれについて、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレートより高速なシンボルレートで配置されるシンボルを、前記所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルに変換して、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access）信号を生成する送信処理部と、
前記複数のアンテナそれぞれのＯＦＤＭＡ信号をユーザ端末に送信する送信部と、を有し、
前記送信処理部は、前記高速なシンボルレートで配置されるシンボルについて、前記複数のアンテナで送信ダイバーシチを適用することを特徴とする無線基地局。
【請求項２】
前記送信処理部は、シンボル間隔及びサブキャリア間隔の積が１／２未満のシンボルを、シンボル間隔及びサブキャリア間隔の積が１／２のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access/Offset  Quadrature  Amplitude  Modulation）シンボルに変換することを特徴とする請求項１に記載の無線基地局。
【請求項３】
前記送信処理部は、時空間符号（ＳＴＢＣ）及び／又は周波数空間符号（ＳＦＢＣ）を適用することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無線基地局。
【請求項４】
前記ユーザ端末からチャネル状態に関する情報を受信する受信部を有し、
前記送信処理部は、前記複数のアンテナそれぞれのＯＦＤＭＡ信号に、前記チャネル状態に関する情報に基づいて、位相及び／又は振幅を制御するプリコーディングウェイトを乗算することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無線基地局。
【請求項５】
無線基地局の複数のアンテナで送信ダイバーシチを適用されたＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access）信号を受信する受信部と、
前記ＯＦＤＭＡ信号に含まれる、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルを、前記所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレートより高速なシンボルレートで配置されるシンボルに変換して復号する受信処理部と、を有し、
前記受信処理部は、前記送信ダイバーシチに基づいて、前記高速なシンボルレートで配置されるシンボルを復号することを特徴とするユーザ端末。
【請求項６】
前記受信処理部は、シンボル間隔及びサブキャリア間隔の積が１／２のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access/Offset  Quadrature  Amplitude  Modulation）シンボルを、シンボル間隔及びサブキャリア間隔の積が１／２未満のシンボルに変換することを特徴とする請求項５に記載のユーザ端末。
【請求項７】
前記受信処理部は、時空間符号（ＳＴＢＣ）及び／又は周波数空間符号（ＳＦＢＣ）に基づいて、前記高速なシンボルレートで配置されるシンボルを復号することを特徴とする請求項５又は請求項６に記載のユーザ端末。
【請求項８】
前記ＯＦＤＭＡ信号に含まれる参照信号シンボルに基づいてチャネル応答を推定するチャネル応答推定部を有し、
前記受信処理部は、前記チャネル応答に基づいて、前記無線基地局の複数のアンテナの送信信号にそれぞれ乗算されたプリコーディングウェイトを推定し、当該プリコーディングウェイトに基づいて、前記高速なシンボルレートで配置されるシンボルを復号することを特徴とする請求項５又は請求項６に記載のユーザ端末。
【請求項９】
ユーザ端末と通信する無線基地局における無線通信方法であって、
複数のアンテナそれぞれについて、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレートより高速なシンボルレートで配置されるシンボルを、前記所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルに変換して、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access）信号を生成する工程と、
前記複数のアンテナそれぞれのＯＦＤＭＡ信号を前記ユーザ端末に送信する工程と、を有し、
前記高速なシンボルレートで配置されるシンボルについて、前記複数のアンテナで送信ダイバーシチを適用することを特徴とする無線通信方法。
【請求項１０】
無線基地局とユーザ端末が通信する無線通信システムであって、
前記無線基地局は、複数のアンテナそれぞれについて、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレートより高速なシンボルレートで配置されるシンボルを、前記所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルに変換して、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access）信号を生成する送信処理部と、
前記複数のアンテナそれぞれのＯＦＤＭＡ信号を前記ユーザ端末に送信する送信部と、を有し、
前記送信処理部は、前記高速なシンボルレートで配置されるシンボルについて、前記複
数のアンテナで送信ダイバーシチを適用することを特徴とする無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、次世代の通信システムに適用可能な無線基地局、ユーザ端末、無線通信方法及び無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＵＭＴＳ（Universal  Mobile  Telecommunications  System）ネットワークにおいて、さらなる高速データレート、低遅延などを目的としてロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Long  Term  Evolution）が仕様化された（非特許文献１）。ＬＴＥではマルチアクセス方式として、下り回線（下りリンク）にＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access）をベースとした方式を用い、上り回線（上りリンク）にＳＣ−ＦＤＭＡ（Single  Carrier  Frequency  Division  Multiple  Access）をベースとした方式を用いている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】3GPP  TS  36.300  “Evolved  Universal  Terrestrial  Radio  Access  (E-UTRA)  and  Evolved  Universal  Terrestrial  Radio  Access  Network  (E-UTRAN);  Overall  description;  Stage  2”
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＬＴＥシステムにおいては、伝送品質向上のための技術が検討されている。例えば、フェージングを補償する技術として、ダイバーシチ技術がある。ダイバーシチとは、互いに相関の低い複数の信号を合成又は選択することにより、通信品質の向上を図る技術をいう。ここで、送信側が複数のアンテナを用いて信号を送信することで実現するダイバーシチを送信ダイバーシチという。
【０００５】
しかしながら、送信ダイバーシチにより伝送品質を担保する場合でも、さらなるスループット向上が求められている。
【０００６】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、送信ダイバーシチを用いる無線通信システムにおいて、スループットを向上することができる無線基地局、ユーザ端末、無線通信方法及び無線通信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様に係る無線基地局は、複数のアンテナそれぞれについて、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレートより高速なシンボルレートで配置されるシンボルを、前記所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルに変換して、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access）信号を生成する送信処理部と、前記複数のアンテナそれぞれのＯＦＤＭＡ信号をユーザ端末に送信する送信部と、を有し、前記送信処理部は、前記高速なシンボルレートで配置されるシンボルについて、前記複数のアンテナで送信ダイバーシチを適用することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、送信ダイバーシチを用いる無線通信システムにおいて、スループットを向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】Ａｌａｍｏｕｔｉ符号の一例を示す説明図である。
【図２】無線基地局における送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡ信号送信に係る主な機能構成の一例を示す図である。
【図３】ユーザ端末における送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡ信号受信に係る主な機能構成の一例を示す図である。
【図４】ナイキストレート以下の信号伝送及びＦＴＮの信号伝送の説明図である。
【図５】ＯＦＤＭシンボル及びＦＴＮシンボルの概念図である。
【図６】ＦＴＮ信号の生成法の特徴を説明する図である。
【図７】ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの信号点の配置の一例を示す説明図である。
【図８】本実施の形態に係る、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いてＦＴＮを適用した信号の送信処理部の一例を示す図である。
【図９】本実施の形態に係るＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルへのＦＴＮシンボルのマッピング処理の概念説明図である。
【図１０】p=3及びq=3の場合のＦＴＮマッピングの構成の一例を示す図である。
【図１１】ＩＯＴＡフィルタの時間応答の一例を示す図である。
【図１２】ＩＯＴＡ及び矩形波（rectangular）の窓関数を用いた場合のそれぞれの周波数応答の一例を示す図である。
【図１３】本実施の形態に係る、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いてＦＴＮを適用した信号の受信処理部の一例を示す図である。
【図１４】本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの一例を示す概略図である。
【図１５】本発明の一実施の形態に係る無線基地局の全体構成の説明図である。
【図１６】本発明の一実施の形態に係る無線基地局の機能構成の説明図である。
【図１７】本発明の一実施の形態に係るユーザ端末の全体構成の説明図である。
【図１８】本発明の一実施の形態に係るユーザ端末の機能構成の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１１】
無線通信システムでは、通信品質がマルチパスの影響で変動するというフェージング現象が問題となる。フェージングを補償する技術として、ダイバーシチがある。ダイバーシチのうち、送信側が複数のアンテナを用いて信号を送信することで実現するダイバーシチを送信ダイバーシチという。送信ダイバーシチでは、必ずしも受信側の受信アンテナ数を増加させる必要がないため、受信側の回路規模や消費電力を抑制しつつダイバーシチ効果を得ることができる。
【００１２】
送信ダイバーシチは、受信側からのフィードバック情報を用いない開ループ型送信ダイバーシチと、受信側からのフィードバック情報を用いる閉ループ型送信ダイバーシチと、に大別される。例えば、開ループ型送信ダイバーシチにおいては、送信側は、同一の情報系列を、複数のアンテナのシンボルで構成するように、各アンテナのシンボルを生成する。この場合、受信側は、送信側が複数のアンテナのシンボルで構成した信号を受信して、復号処理を行う。
【００１３】
ここで、開ループ型送信ダイバーシチは、時間領域で複数のシンボルを用いて実現してもよいし、周波数領域で複数のシンボルを用いて実現してもよい。例えば、開ループ型送信ダイバーシチは、時空間符号（Space-Time  Code）による符号化によって実現することができる。広く用いられている時空間符号として、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号がある。
【００１４】
Ａｌａｍｏｕｔｉ符号は、連続する２つの信号（x0,l及びx1,l）をまとめて１つのブロックとして符号化する。時間領域の連続する２シンボルの信号をＡｌａｍｏｕｔｉ符号化する場合（つまり、lが同一のサブキャリアインデックスを示す場合)、この符号を空間・時間ブロック符号（ＳＴＢＣ：Space-Time  Block  Code）という。また、周波数領域の連続する２サブキャリアの信号をＡｌａｍｏｕｔｉ符号化する場合（つまり、lが同一のシンボルインデックスを示す場合）、この符号を空間・周波数ブロック符号（ＳＦＢＣ：Space-Frequency  Block  Code)という。ＳＴＢＣによる符号化は時空間符号化、ＳＦＢＣによる符号化は周波数空間符号化ともいい、これらを総称して空間符号化ともいう。
【００１５】
図１は、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号の一例を示す説明図である。図１においては、送信側（例えば、無線基地局の送信部）が連続する２つの信号（x0,l及びx1,l）をＡｌａｍｏｕｔｉ符号化して、一方のアンテナ（アンテナ＃０）からx0,l、x1,lの順に送信し、他方のアンテナ（アンテナ＃１）から-x1,l*、x0,l*（“*”は複素共役を示す）の順に送信する。受信側（例えば、ユーザ端末の受信部）では、受信信号に簡単な時空間復号処理を行うことで、元のx0,l及びx1,lを復号することが可能である。
【００１６】
ＯＦＤＭＡを用いるＬＴＥの下りリンクで開ループ型送信ダイバーシチを実現する場合、無線基地局及びユーザ端末の構成は、例えば図２及び図３のようになる。
【００１７】
図２に、無線基地局における送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡ信号送信に係る主な機能構成の一例を示す。ＯＦＤＭＡ送信処理部７００は、少なくともＳ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部７０４、空間符号化部７０５、マルチキャリア変調（ＩＦＦＴ）部７０８及びＣＰ付加部７０９を有する。
【００１８】
Ｓ／Ｐ変換部７０４は、変調されたシンボルの複数のサンプルを、ＯＦＤＭＡの割り当てられたサブキャリア数にしたがって直列／並列変換して、空間符号化部７０５に出力する。
【００１９】
空間符号化部７０５は、Ｓ／Ｐ変換部７０４が出力した信号をＳＴＢＣ又はＳＦＢＣによって空間符号化し、各アンテナに対応する信号をそれぞれ異なるＩＦＦＴ部７０８に出力する。
【００２０】
ＩＦＦＴ部７０８は、空間符号化部７０５が出力した系列に対して、ＩＦＦＴ処理を用いて時間領域の信号を生成して、ＣＰ付加部７０９に出力する。
【００２１】
ＣＰ付加部７０９は、ＩＦＦＴ部７０８が出力した信号に対して、各シンボルにＣＰを付与し、送信信号として出力する。なお、送信信号はさらにフィルタ処理を適用されてもよい。各ＣＰ付加部が出力した送信信号（送信信号＃０、＃１）は、それぞれ異なるアンテナからユーザ端末へ送信される。
【００２２】
図３に、ユーザ端末における送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡ信号受信に係る主な機能構成の一例を示す。ＯＦＤＭＡ受信処理部８００は、少なくともＣＰ除去部８０１、マルチキャリア復調／分離（ＦＦＴ）部８０２、空間復号部８０６及びチャネル応答推定部８３１を有する。なお、各部は複数具備されて並列処理を実施できる構成としてもよい。例えば、図３では、ＣＰ除去部８０１、ＦＦＴ部８０２などが並列処理可能となっている。
【００２３】
ＣＰ除去部８０１は、入力された受信信号に対して、ＣＰを除去してＦＦＴ部８０２に出力する。なお、受信信号は逆フィルタ処理を適用されてもよい。
【００２４】
ＦＦＴ部８０２は、ＦＦＴによるマルチキャリア復調／分離を適用して、時間領域の信号を周波数領域に変換し、ＯＦＤＭＡの各サブキャリア位置のシンボルを、チャネル応答推定部８３１及び空間復号部８０６に出力する。
【００２５】
チャネル応答推定部８３１は、ＦＦＴ部８０２が出力した信号に含まれる参照信号を用いてチャネル応答を推定し、推定結果を空間復号部８０６に出力する。
【００２６】
空間復号部８０６は、受信ダイバーシチの各受信アンテナにおける、空間符号化されて送信された各送信信号のチャネル応答の推定値を用いて、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号に基づいて復号を行う。空間符号化の復号の過程で、各送信アンテナ及び受信アンテナ間のチャネル変動は補正され、２送信アンテナからの受信信号は同相で合成される。例えば、空間復号部８０６は、チャネル応答推定部８３１によって推定された各ＦＦＴブロック（ＯＦＤＭシンボル）位置のチャネル応答（チャネル状態）を用いて、ＳＴＢＣによる復号を行ってもよい。また、空間復号部８０６は、チャネル応答推定部８３１によって推定された各サブキャリア位置のチャネル応答を用いて、ＳＦＢＣによる復号を行ってもよい。また、空間復号部８０６は、上記各受信アンテナの空間符号化の復号後の信号を、同相合成することにより、最大比合成（ＭＲＣ：Maximal  Ratio  Combining）を行うことができる。
【００２７】
ところで、無線通信システムにおいては、セルスループット（セル内全ユーザ端末の総スループット）の一層の増大が求められている。ユーザ端末当たりの最大スループットは、主に無線基地局による各ユーザ端末へのスケジューリングの方法（範囲）に依存する。ＬＴＥシステムでは、様々なスループット向上技術が検討されている。
【００２８】
ＬＴＥシステムにおいてスループット及び周波数利用効率の増大に最も有効な技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Multiple  Input  Multiple  Output）による空間多重（ＳＤＭ：Spatial  Division  Multiplexing）がある。ＭＩＭＯ  ＳＤＭは、複数の送受信アンテナを用いて空間的に信号(ストリーム)を多重化して伝送する方式である。例えば、ＬＴＥ（Ｒｅｌ．  ８  ＬＴＥ）では、最大４アンテナのＭＩＭＯ  ＳＤＭにより、３００Ｍｂｐｓ以上のピークデータレートを実現することができる。また、ＬＴＥ−Ａ（Ｒｅｌ．  １０  ＬＴＥ）では、最大８アンテナのシングルユーザ／マルチユーザＭＩＭＯ  ＳＤＭにより、１Ｇｂｐｓ以上のピークデータレートを実現することができる。
【００２９】
また、ＬＴＥシステムでは、基地局間協調（ＣｏＭＰ：Coordinated  Multi-Point）送受信も検討されている。ＣｏＭＰ送受信では、ユーザ端末に対して複数の送受信ポイントが協調して信号の送受信を行う。つまり、複数ノード（セルサイト）の無線リソース（時間、周波数、電力リソースなど）を利用することで、特にセル端ユーザ端末のスループットを増大することが可能である。ただし、１つのユーザ端末に対して複数のセルの無線リソースを用いるため、セルスループットとのトレードオフを考慮すべきであるとともに、セル間の高速スケジューリングが重要となる。
【００３０】
ピークデータレートを増大するには、物理チャネルの高密度多重も効果的である。物理チャネルの高密度化の方針としては、空間方向、周波数方向、時間方向などが考えられる。
【００３１】
空間方向の無線リソースを高密度化する場合は、アンテナ空間又は信号空間を増やせばよい。アンテナ空間の増大は、上述のＭＩＭＯ多重のアンテナ数を増大させれば可能である。例えば、ＬＴＥ−Ａでは、最大８アンテナのＭＩＭＯ  ＳＤＭが採用されているが、さらにアンテナ数を増大させる（例えば、２４個−３６個）ことが考えられる。また、アンテナに偏波アンテナを導入し、送受信する信号に垂直偏波及び水平偏波を適用することも考えられる。
【００３２】
一方、信号空間の増大は、変調多値数を増やすことで可能である。例えば、ＬＴＥ−Ａでは最大で６４ＱＡＭであるが、さらに変調多値数を増大する（例えば、２５６ＱＡＭ、５１２ＱＡＭ）ことで、信号空間を増大することができる。
【００３３】
周波数方向の無線リソースを高密度化する場合は、非直交マルチアクセス（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal  Multiple  Access）方式を用いることが考えられる。ＮＯＭＡでは、例えばチャネルゲイン（例えば、ＲＳＲＰ（Reference  Signal  Received  Power））やパスロスなどに応じて送信電力を異ならせることで、同一の無線リソースに対して複数のユーザ端末への信号が非直交多重される。そのため、ＯＦＤＭＡのような直交多重方式と異なり、サブキャリア（搬送波）間の干渉（キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter  Carrier  Interference）ともいう）が発生し得る。
【００３４】
なお、周波数方向については、無線リソースを増大させることでデータレートを向上することも可能である。例えば、キャリアアグリゲーション（Carrier  Aggregation）、デュアルコネクティビティ（Dual  Connectivity）などのスペクトルアグリゲーション（Spectrum  Aggregation）技術により、複数の周波数帯を統合して用いることができる。
【００３５】
しかしながら、送信ダイバーシチを用いる無線通信システムにおいては、さらなるスループット向上が求められている。
【００３６】
この課題を解決するため、本発明者らは、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡ信号に、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート（Nyquist  rate）より高速なシンボルレートでシンボルを多重することを着想した。具体的には、本発明者らは、ナイキストレートより高速なシンボルレートで配置されるシンボルを、ナイキストレート以下のシンボルレートで配置される空間符号化されたＯＦＤＭシンボルにマッピングして、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡ信号を生成することを着想した。
【００３７】
ナイキストレートとは、有限の帯域（例えば、ＬＴＥのシステム帯域）において伝送したシンボルが一義的に復号できるシンボルレートの上限である。ナイキストレートより早いシンボルレートでシンボルを多重することを、ＦＴＮ（Faster-Than-Nyquist）という。ＦＴＮによれば、時間及び／又は周波数方向の無線リソースを高密度化することができる。
【００３８】
既存の移動通信方式（直交マルチアクセス）では、ナイキストレート以下の速度で、時間及び周波数領域で直交するリソースに情報シンボルを多重することにより、情報シンボル間の干渉（シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter  Symbol  Interference）ともいう）やＩＣＩを発生させない構成としていた。一方、ＦＴＮを適用した通信方式は非直交マルチアクセス方式となるため、直交マルチアクセスに比べて時間当たりの情報シンボル数を増大させることができるが、ＩＳＩ（時間領域の干渉）やＩＣＩ（周波数領域の干渉）の影響を受けてしまう。なお、情報シンボルは、所定のビット列に対して変調を行ったシンボルのことであり、データシンボル、制御情報シンボルなどを含む。
【００３９】
図４は、ナイキストレート以下の信号伝送及びＦＴＮの信号伝送の説明図である。図４Ａの波形Ｗ１及びＷ２は、ナイキストレート以下の速度で多重される（例えば、ナイキスト間隔をあけて多重される）シンボルを表している。各波形の強度が最大となる時間でサンプリングすれば、他方の信号の強度はほぼ無視できるため、干渉しない。一方、図４Ｂの波形Ｗ１−Ｗ４は、ＦＴＮで多重される（例えば、ナイキスト間隔の１／２の間隔をあけて多重される）シンボルを表している。この場合、Ｗ１のサンプリング時刻（例えば、信号強度が最大となる時刻）において、Ｗ３及びＷ４のシンボルによってＩＳＩ及び／又はＩＣＩが発生する。
【００４０】
より概念的な例を用いて、この問題を説明する。図５は、ＯＦＤＭシンボル及びＦＴＮシンボルの概念図である。ここで、ＦＴＮシンボルは、ナイキストレートより高速なシンボルレートで多重されるシンボルである。なお、図５においては、サイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic  Prefix）を各シンボルに付与しない場合を示している。
【００４１】
ＯＦＤＭの場合は、ＯＦＤＭシンボル長はＦＦＴブロック長と等しく、ＯＦＤＭシンボル間隔とも等しい。したがって、伝送路のマルチパスを考慮しなければ、ＩＳＩは発生しない。また、基本的にＩＣＩも発生しない。
【００４２】
ＦＴＮの場合は、ＦＴＮシンボル長はＦＦＴブロック長と等しいが、ＦＴＮシンボル間隔はＯＦＤＭシンボル間隔より短い。そのため、ＩＳＩが発生する。また、前後のＩＳＩの発生により、所定のシンボル区間でキャリア周波数の不連続性に起因してＩＣＩが生じる。
【００４３】
以上を鑑みると、ＦＴＮ信号を受信処理するＦＴＮ受信機には、ＩＳＩ及びＩＣＩを除去する干渉キャンセラが必須である。例えば干渉キャンセラとして、線形平均２乗誤差最小（ＬＭＭＳＥ：Linear  Minimum  Mean-Square  Error）干渉抑圧フィルタと、復号器出力の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood  Ratio）と、から干渉を与えるシンボルの軟判定推定値を生成して受信信号から差し引く繰り返し処理を行うターボソフト干渉キャンセラ（ＳＩＣ：Soft  Interference  Canceller）が性能及び演算量の観点から適している。
【００４４】
一方、ＦＴＮ信号の生成法としては、例えば図６に示すような手法が検討されている。図６は、ＦＴＮ信号の生成法の特徴を説明する図である。
【００４５】
図６の逆高速非整数次フーリエ変換（ＩＦＦｒＦＴ：Inverse  Fast  Fractional  Fourier  Transform）を用いる方法は、シンボル間干渉を受けたＦＴＮシンボルを直接生成する方法である。当該生成法は１つのＩＦＦｒＦＴ部で実現できるが、ＩＦＦｒＦＴの計算はカーネル関数を利用するため、演算量は若干複雑（中程度）である。ＦＴＮ多重効率（各ＦＴＮシンボルを時間的にどの程度重畳して多重するか）の変更は、カーネル関数を変更する必要がある。また、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse  Fast  Fourier  Transform）でなくＩＦＦｒＦＴを用いるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができない。なお、通常のＯＦＤＭ信号（通常のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）とは、ナイキストレート以下のシンボルレートでシンボルが多重された信号を表す。
【００４６】
図６の複数のＩＦＦＴを用いる方法は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（又はＯＦＤＭ）シンボルに、ＩＦＦＴを行った時間領域信号を加算して生成する方法である。当該生成法は、ＦＴＮ多重効率の増大に従いＩＦＦＴ数が増大することと、シンボル（サブキャリア）シフトの前処理（pre-processing）が必要なため、演算量は比較的大きい。ＦＴＮ多重効率の変更は、ＩＦＦＴ数を変更する必要がある。また、複数のＩＦＦＴを用いるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができない。
【００４７】
ここで、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Offset  Quadrature  Amplitude  Modulation）は、シンボル周期（シンボル間隔）ＴのＯＦＤＭシンボルの同相（In-phase）成分及び直交（Quadrature）成分を、ＯＦＤＭのシンボル周期の半分の間隔（＝Ｔ／２）で同相成分のみに多重（マッピング）する方法である。このため、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、ＯＦＤＭの２倍のシンボルレートを達成するが、２つのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いて１つのＯＦＤＭシンボル分の情報を伝送することから、情報ビットレートはＯＦＤＭと同じとなる。
【００４８】
図７は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの信号点の配置の一例を示す説明図である。図７には周波数及び時間リソースが示されており、ＯＦＤＭのシンボル周期Ｔ（ＯＦＤＭシンボル間隔）の半分の間隔（＝Ｔ／２）で配置される同相成分が示されている。図７は、元々のＯＦＤＭシンボルの同相成分（黒円）及び直交成分（白円）を交互に、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルの同相成分にマッピングする方法を示している。
【００４９】
また、図６のＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルにマッピング変換する方法は、ＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに射影してＩＦＦＴを施す方法である。当該生成法は、ＦＴＮ多重効率の増大に従い、ＦＴＮマッピング／デマッピング処理が増大するため、演算量は若干複雑（中程度）である。ＦＴＮ多重効率の変更は、射影係数テーブルを変更する必要がある。一方、ＦＴＮマッピングを適用しないことで通常のＯＦＤＭを実現できるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができる。
【００５０】
以下、本発明の実施の形態として、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いてＦＴＮを適用する場合の送受信処理を説明する。以下では、説明の簡単のため、ＦＴＮ送信処理部３００を有する送信側（ＦＴＮ送信機）が、ＦＴＮ受信処理部４００を有する受信側（ＦＴＮ受信機）にＦＴＮを適用したＯＦＤＭＡ信号を送信する場合について説明する。例えば、ＦＴＮ送信機として無線基地局を、ＦＴＮ受信機としてユーザ端末を用いる構成としてもよい。ただし、上記構成に限られず、無線通信方法として、ＦＴＮ送信処理部３００及びＦＴＮ受信処理部４００が実現する処理の工程を有していればよい。例えば、ユーザ端末が複数のアンテナを有し、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡ信号を送信できる場合には、ユーザ端末がＦＴＮ送信処理部３００を、無線基地局がＦＴＮ受信処理部４００を具備する構成としてもよい。
【００５１】
（ＦＴＮ送信処理部）
図８に、本実施の形態に係る、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いてＦＴＮを適用した信号の送信処理部の一例を示す。ＦＴＮ送信処理部３００は、チャネル符号化部３０１と、インタリーバ３０２と、変調マッピング部３０３と、Ｓ／Ｐ変換部３０４と、空間符号化部３０５と、ＯＱＡＭマッピング部３０６と、ＦＴＮマッピング部３０７と、マルチキャリア変調（ＩＦＦＴ）部３０８と、送信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）３０９と、を少なくとも有する。なお、各部は複数具備されて並列処理を実施できる構成としてもよい。また、図８では、ＦＴＮ送信処理部３００が生成した信号は２つのアンテナを用いて送信されるものとするが、無線基地局のアンテナが２以上であれば、アンテナ数はこれに限られない。
【００５２】
チャネル符号化部３０１は、入力された送信ビットを誤り訂正符号化（チャネル符号化）して、インタリーバ３０２に出力する。チャネル符号化には、例えばターボ符号や、ＲＣ／ＱＣ−ＬＤＰＣ（Rate-Compatible/Quasi-Cyclic-Low  Density  Parity-check  Code）符号を用いることができる。
【００５３】
インタリーバ３０２は、チャネル符号化部３０１により符号化されたビットを、バーストロスの発生を抑制するために、ビットインタリーブして変調マッピング部３０３に出力する。
【００５４】
変調マッピング部３０３は、インタリーバ３０２によりインタリーブされたビットを変調マッピング（データ変調）する。変調方式としては、例えばＱＰＳＫ（Quadrature  Phase  Shift  Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature  Amplitude  Modulation）、６４ＱＡＭなどのデジタル変調を用いることができる。本実施の形態では、ＱＰＳＫを用いるものとするが、これに限られない。
【００５５】
なお、チャネル符号化部３０１及び変調マッピング部３０３は、ＦＴＮ受信機からフィードバックされたチャネル状態情報（ＣＳＩ）などに基づいて、チャネル符号化率及び変調方式を決定し、当該チャネル符号化率及び変調方式に従ってチャネル符号化処理、変調処理を行うことができる。
【００５６】
Ｓ／Ｐ変換部３０４、空間符号化部３０５及びＩＦＦＴ部３０８は、それぞれ図２のＳ／Ｐ変換部７０４、空間符号化部７０５及びＩＦＦＴ部７０８と同様の構成としてもよいため、説明を省略する。
【００５７】
ＯＱＡＭマッピング部３０６は、空間符号化部３０５からの入力にＯＱＡＭマッピング（ＯＱＡＭ変換）を行い、ＦＴＮマッピング部３０７に出力する。本実施の形態において、ＯＱＡＭ変換されたシンボルは、ＦＴＮにより高密度多重される（ナイキストレートより高速なシンボルレートで配置される）ため、ＦＴＮシンボルともいう。
【００５８】
ＦＴＮマッピング部３０７は、ＯＱＡＭマッピング部３０６から入力されたＦＴＮシンボルに対して、ＦＴＮマッピングを行い、ＩＦＦＴ部３０８に出力する。ＦＴＮマッピングにより、実際に伝送されるＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルが生成される。つまり、各ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルには、複数のＦＴＮシンボルが重畳される。ＦＴＮマッピングの詳細な処理については、後述する。
【００５９】
送信フィルタ３０９は、ＩＦＦＴ部３０８で変換された信号に対して、送信フィルタによる帯域制限を適用し、送信信号として出力する。本実施の形態では当該送信フィルタとしては、ＩＯＴＡ（Isotropic  Orthogonal  Transform  Algorithm）フィルタを用いるが、これに限られない。送信フィルタによる帯域制限については、後述する。
【００６０】
（ＦＴＮマッピング）
以下、図８のＦＴＮマッピング部３０７について、図９を参照して詳細に説明する。図９は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルへのＦＴＮシンボルのマッピング処理の概念説明図である。本実施の形態においては、ＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル間隔の直交基底関数で表すことにより、従来のＩＦＦＴを適用可能としている。
【００６１】
図９に示すように、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭでは一般的に、ＯＦＤＭのシンボル周期Ｔの半分の周期（＝Ｔ／２）の同相成分のみに、ＯＦＤＭの同相成分及び直交成分をマッピングする。ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭによる送信信号s(t)を（式１）で表すことができる。
【００６２】
【数１】
2015164259.tif 000003
【００６３】
（式１）において、k及びlは、それぞれサブキャリアインデックス及びシンボルインデックスを示す。xk,lは、jk+lで位相オフセットされた同相成分のみを有する実数値のデータシンボルを示す。p(t)は、ＯＦＤＭ信号の場合には、周期Tの矩形波信号を示す。
【００６４】
一方、ＦＴＮが適用された送信信号は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭを用いるＦＴＮシンボルについて、シンボル間隔がＴDＴ／２で、サブキャリア間隔がＦD／Ｔとなる。ここで、ＴDはＦＴＮ信号の時間領域のシンボルの圧縮ファクタであり、ＦDはＦＴＮ信号の周波数領域のシンボルの圧縮ファクタである。なお、ＦＴＮシンボルのシンボル間隔とサブキャリア間隔の積は、ＴDＦD／２となる。Ｔがナイキスト間隔とすると、ＴDＦD＝１の場合に通常のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号となり、ＴDＦD＜１の場合にＦＴＮ信号となる。
【００６５】
また、本実施の形態では、時間及び周波数の局所性を高めるために、ＦＴＮ信号にガウスフィルタを適用して波形整形（帯域制限）を行う。
【００６６】
以上から、ガウスフィルタg(t)で帯域制限を行ったＦＴＮシンボル波形gk,l(t)は、（式２）で表すことができる。
【００６７】
【数２】
2015164259.tif 000004
【００６８】
（式１）及び（式２）から、ガウスフィルタg(t)で帯域制限されたＦＴＮ信号は、（式３）で表すことができる。
【００６９】
【数３】
2015164259.tif 000005
【００７０】
（式３）のＦＴＮ信号に従来のＩＦＦＴを適用可能とするため、第１の実施の形態のＦＴＮマッピングでは、ＦＴＮシンボル波形gk,l(t)を、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル間隔の直交基底関数で表す。当該直交基底関数の時間波形{jm,n(t)}を（式４）で定義する。
【００７１】
【数４】
2015164259.tif 000006
【００７２】
（式４）において、m及びnは、それぞれ直交基底関数のサブキャリアインデックス及びシンボルインデックスを表す。
【００７３】
（式２）のガウスフィルタで帯域制限されたＦＴＮシンボル波形は、射影係数（ＦＴＮマッピング係数）Ck,l,m,nを用いて（式４）の直交基底関数に射影することができる。（式５）に示すように、Ck,l,m,nは（式２）のgk,l(t)及び（式４）のjm,n(t)の内積で計算できる。
【００７４】
【数５】
2015164259.tif 000007
【００７５】
言い換えると、射影係数Ck,l,m,nは、サブキャリアk及びシンボルlの位置に配置されるＦＴＮシンボルが、直交基底関数jm,n(t)のサブキャリアm及びシンボルnに与える干渉ファクタを示す。
【００７６】
射影係数Ck,l,m,nを用いると、（式３）のＦＴＮ信号は、（式６）で表すことができる。
【００７７】
【数６】
2015164259.tif 000008
【００７８】
以上から、ＦＴＮマッピング部３０５は、シンボル間隔ＴDＴ／２、サブキャリア間隔ＦD／ＴのＦＴＮシンボルxk,lに（式７）を適用して、シンボル間隔Ｔ／２、サブキャリア間隔ＦD／ＴのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルx’m,nに変換する。つまり、シンボル間隔及びサブキャリア間隔の積（ＴDＦD／２）が１／２未満のシンボル（ＦＴＮシンボル）を、シンボル間隔及びサブキャリア間隔の積が１／２のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiple  Access/Offset  Quadrature  Amplitude  Modulation）シンボルにマッピングする。
【００７９】
【数７】
2015164259.tif 000009
【００８０】
（式７）において、p及びqは、それぞれ射影に用いるシンボルの時間方向及び周波数方向の数を示す。
【００８１】
（式６）及び（式７）から、ＦＴＮ信号は、さらに（式８）で表すことができる。
【数８】
2015164259.tif 000010
【００８２】
図１０に、p=3及びq=3の場合のＦＴＮマッピングの構成の一例を示す。この例では、xk+1,l+1、  xk,l+1、  xk-1,l+1、  xk+1,l、  xk,l、  xk-1,l、  xk+1,l-1、  xk,l-1、  xk-1,l-1の計９個のＦＴＮシンボルから、１個のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルx’m,nを生成している。図１０では、遅延素子、乗算器及び加算器により（式７）の変換を行う構成としているが、当該構成に限られない。
【００８３】
（送信フィルタによる帯域制限）
以下、図８の送信フィルタ３０９による帯域制限について、詳細に説明する。本実施の形態においては、上述の直交基底関数jm,n(t)として、通常のＯＦＤＭで用いられる矩形窓ではなく、ＦＴＮシンボルの基底関数への射影の局在化のために、ＩＯＴＡパルス（ＩＯＴＡ窓関数）を用いる。この場合、ＩＦＦＴ波形にＩＯＴＡフィルタを適用することで実現が可能である。
【００８４】
直交基底関数にＯＦＤＭと同様の矩形窓の正弦波を用いた場合、つまりj(t)=rect(t)（rect(t)は矩形関数）の場合の送信信号s(t)は、（式９）で表される。
【００８５】
【数９】
2015164259.tif 000011
【００８６】
矩形窓の正弦波の周波数領域波形は、ｓｉｎｃ関数になるため、ＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルへ射影した場合のサブキャリア干渉（ＩＣＩ）が広範囲に広がることになる。
【００８７】
（式７）のp及び／又はqを大きくすることでＦＴＮマッピングの周波数及び時間領域を広くすると、ＩＣＩを低減することができるが、演算量が増大する。また、ＦＴＮマッピングの周波数及び時間領域が広くなると、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル位置に多重される各ＦＴＮシンボルの電力が非常に小さくなる。このため、ＦＴＮ受信機でＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いて実際にチャネル推定を行う場合には、ターボＳＩＣに係る軟判定シンボル推定値の精度が劣化する恐れがある。
【００８８】
一方、直交基底関数にＩＯＴＡパルスを用いた場合の送信信号s(t)は、（式１０）で表される。
【００８９】
【数１０】
2015164259.tif 000012
【００９０】
ＩＯＴＡフィルタは基本的にはガウス関数であり、同一の形状の時間応答及び周波数応答を実現できる。図１１は、ＩＯＴＡフィルタの時間応答の一例を示す図である。図１１において、t0はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル長を表す。図１１に示すように、ＩＯＴＡフィルタは時間領域で良好な収束特性を有する。
【００９１】
図１２は、ＩＯＴＡ及び矩形波（rectangular）の窓関数を用いた場合のそれぞれの周波数応答の一例を示す図である。この例では、ＬＴＥの無線パラメータを仮定しており、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭのサブキャリア間隔は３０ｋＨｚである（基となったＯＦＤＭのサブキャリア間隔は１５ｋＨｚである）。図１２に示すように、ＩＯＴＡ関数を適用する場合、矩形波関数を適用する場合に比較して、隣接サブキャリアへの漏洩電力を低くすることができる。
【００９２】
以上説明したように、ＩＯＴＡフィルタを適用することで、時間及び周波数領域で良好な収束特性を実現できる。このため、ＦＴＮマッピング部の（式７）の演算量低減、ターボＳＩＣの軟判定シンボル推定値の高精度化などの観点から、本実施の形態では、ＩＯＴＡフィルタを適用することにより、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに対するＦＴＮシンボルの分散を狭くして干渉電力を局在化する。
【００９３】
ＩＦＦＴ／ＦＦＴのサンプリング点数をN、ＩＦＦＴ／ＦＦＴのサンプリング周期をTs（=T/N）とおくと、（式１０）は（式１１）のように変形することができる。
【００９４】
【数１１】
2015164259.tif 000013
【００９５】
（式１１）は、ＩＦＦＴ後の信号部分を示すX’n(pTs)に対して、ＩＯＴＡフィルタを適用することを表している。
【００９６】
（ＦＴＮ受信処理部）
図１３に、本実施の形態に係る、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いてＦＴＮを適用した信号の受信処理部の一例を示す。ＦＴＮ受信処理部４００は、受信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）４０１と、マルチキャリア復調／分離（ＦＦＴ）部４０２と、ＦＴＮデマッピング部４０３と、ＯＱＡＭデマッピング部４０４と、ＬＭＭＳＥフィルタ４０５と、空間復号部４０６と、ＬＬＲ計算部４０７と、デインタリーバ４０８と、チャネル復号部４０９と、インタリーバ４１２と、軟判定シンボル推定値生成部４１４と、Ｓ／Ｐ変換部４１５と、空間符号化部４１６と、ＯＱＡＭマッピング部４１７と、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４２１と、ＦＴＮマッピング部４２２と、合成部４２３と、を少なくとも有する。なお、各部は複数具備されて並列処理を実施できる構成としてもよい。例えば、図１３では、ＦＦＴ部４０２などが並列処理可能となっている。また、図１３では、ＦＴＮ受信処理部４００は２つのアンテナを用いて信号を受信するものとするが、アンテナ数はこれに限られない。
【００９７】
なお、ＦＦＴ部４０２及び空間復号部４０６は、それぞれ図３のＦＦＴ部８０２及び空間復号部８０６と同様の構成としてもよいため、説明を省略する。また、ＦＴＮ受信処理部４００は、図３のチャネル応答推定部８３１のように、チャネル応答を推定する機能を有してもよい。
【００９８】
受信フィルタ４０１は、入力された受信信号にＩＯＴＡフィルタ処理を行い、ＦＦＴ部４０２に出力する。
【００９９】
合成部４２３は、ＦＦＴ部４０２が出力したＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの各サブキャリア位置のシンボルから、後述する干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を減算して、ＦＴＮデマッピング部４０３に出力する。なお、合成部４２３は、ターボＳＩＣの１周目の処理など、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値が算出されていない場合については、０を減算する又は何も処理しないことで、ＦＦＴ処理後の受信信号をそのまま出力するように構成してもよい。
【０１００】
ＦＴＮデマッピング部４０３は、合成部４２３から入力されたＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに対して、マッチトフィルタ（ＭＦ：Matched  Filter）を用いて、ＦＴＮシンボルを再生するデマッピング処理を行い、当該ＦＴＮシンボルをＯＱＡＭデマッピング部４０４に出力する。ＦＴＮデマッピングには、ＦＴＮ送信機のＦＴＮマッピング部３０５で用いたのと同じ射影係数Ck,l,m,nを用いることが好ましい。ＦＴＮデマッピング後のサブキャリアk及びシンボルlの位置のＦＴＮシンボルは、（式１２）で表される。
【０１０１】
【数１２】
2015164259.tif 000014
【０１０２】
（式１２）に示すように、複数のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル位置にマッピングされたＦＴＮシンボルをかき集めることにより、着目するＦＴＮシンボルを再生する。（式７）を用いると、（式１２）のサブキャリアk1におけるシンボルl1の位置のＦＴＮシンボルは（式１３）で表される。
【０１０３】
【数１３】
2015164259.tif 000015
【０１０４】
（式１３）において、右辺の括弧内第１項は着目する(k1、l1)位置のＦＴＮシンボルを示す。また、括弧内第２項はＦＴＮシンボル(k1、l1)位置における他のＦＴＮシンボルからのＩＳＩ及びＩＣＩを示す。（式１３）から理解されるように、所定の位置のＦＴＮシンボルは、デマッピング処理の過程で、他のＦＴＮシンボルからのＩＳＩ及びＩＣＩの影響を受ける。
【０１０５】
ＯＱＡＭデマッピング部４０４は、ＦＴＮデマッピング部４０３から入力されるＦＴＮシンボルに対して、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭデマッピングにより変調シンボルを取得して、ＬＭＭＳＥフィルタ４０５に出力する。
【０１０６】
ＬＭＭＳＥフィルタ４０５はＩＳＩ及びＩＣＩを抑圧した信号を出力し、空間復号部４０６は空間符号化の復号を行う。ＬＬＲ計算部４０７は、空間復号部４０６から入力されるシンボルに基づいて、事後対数尤度比（事後ＬＬＲ）を計算し、デインタリーバ４０８に出力する。例えば、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号器によって事後ＬＬＲを算出することが可能である。
【０１０７】
デインタリーバ４０８は、ＬＬＲ計算部４０７から入力されるシンボルをデインタリーブして、チャネル復号部４０９に出力する。
【０１０８】
チャネル復号部４０９は、デインタリーバ４０８によるデインタリーブ後のシンボルから、情報ビット及びパリティビットの事後ＬＬＲを算出し、出力する。
【０１０９】
本実施の形態では、各変調シンボルを分離するために、ターボＳＩＣによる干渉除去を適用する。具体的には、事後ＬＬＲに基づいて干渉を与えるシンボルの軟判定推定値を生成して、受信信号から差し引く繰り返し処理を行う。ターボＳＩＣの構成として、受信ダイバーシチブランチ数分のシンボルを同相合成後、合成した信号を全ての送信信号の組み合わせの受信シンボルレプリカとの２乗ユークリッド距離を計算することで、各ビットの事後ＬＬＲを計算してもよい。
【０１１０】
ターボＳＩＣにより繰り返し復号を行うため、チャネル復号部４０９により出力された情報シンボルを用いてＦＴＮ送信処理部３００と同様な処理を行って送信信号を生成し、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を生成する。インタリーバ４１２、Ｓ／Ｐ変換部４１５、空間符号化部４１６及びＯＱＡＭマッピング部４１７は、上述した送信側の処理（インタリーバ３０２、Ｓ／Ｐ変換部３０４、空間符号化部３０５及びＯＱＡＭマッピング部３０６）と同様の構成であってよいため、説明を省略する。
【０１１１】
また、図１３では、軟判定シンボル推定値生成部４１４では、インタリーバ４１２の出力するインタリーブされた各情報ビット及びパリティビットの事後ＬＬＲに基づいて、変調方式に応じた全てのサブキャリアの全てのＯＦＤＭシンボル（又はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル）位置の軟判定シンボルの推定値を生成する。
【０１１２】
また、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４２１は、ＯＱＡＭマッピング部４１７の出力するＦＴＮシンボルに基づいて、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を生成する。干渉シンボルの軟判定シンボル推定値とは、着目する所定の情報シンボルに干渉を与える全てのサブキャリアのシンボル位置の情報シンボルの軟判定推定値のことをいう。具体的には、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４２１は、軟判定シンボル推定値生成部４１４で生成した全ての軟判定シンボル推定値から、着目するシンボルの軟判定シンボル推定値を差し引いた信号を算出する。
【０１１３】
ターボＳＩＣの最終繰り返し以外のループでは、各送信ストリームの軟判定シンボル推定値の生成に、符号化ビットの事後ＬＬＲを用いる。なお、通常は、軟判定シンボル推定値の生成には外部ＬＬＲを用いるが、本実施の形態では事後ＬＬＲを用いることが好ましい。干渉レベルが高い場合には、外部ＬＬＲを用いる場合に比べて事後ＬＬＲを用いる方が、良好な誤り率を実現することができる。
【０１１４】
ＦＴＮマッピング部４２２は、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値に基づいて、着目するシンボルに対して干渉を及ぼすサブキャリア位置のシンボル推定値を、（式７）に従ってマッピングを行う。ＦＴＮマッピングの構成に関しては、ＦＴＮマッピング部３０５と同様とすることができる。
【０１１５】
そして、合成部４２３は、ＦＦＴ部４０２によるＦＦＴ処理後の受信信号から、ＦＴＮマッピング部４２２から出力された干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を減算する。これにより、着目するシンボルに影響するＩＳＩ及びＩＣＩを低減することができる。
【０１１６】
全ての情報シンボルに対して干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を減算する処理を行って、繰り返し工程の１周が完了する。次周の繰り返し工程では、前の繰り返し工程から出力された信号に対して、再びＦＴＮデマッピング部４０３以降の処理を実行していく。
【０１１７】
ターボＳＩＣの最終繰り返しループでは、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号器出力の事後ＬＬＲを硬判定することにより、送信ビット系列（復号ビット）を再生する。ＦＴＮ受信処理部４００は、所定の受信信号に対して繰り返しが所定の回数（例えば、Nitr回）行われたときに、最終繰り返しループであると判断して復号ビットを出力してもよい。
【０１１８】
以上、本実施の形態によれば、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いてＦＴＮを適用することにより、スループットを向上することができる。本実施の形態においては、ＯＦＤＭシンボルに対して空間符号化した後に、複数のアンテナそれぞれの信号に対してＦＴＮを適用している。これによれば、送信ダイバーシチを用いた場合の直交マルチアクセス（ＯＦＤＭＡ）と非直交マルチアクセス（ＦＴＮ）の切り替えを柔軟に実現することができ、また、直交マルチアクセス及び非直交マルチアクセスの両方に送信ダイバーシチを適用することにより、目標の誤り率を満たすための所要平均ＳＮＲを低減できるという顕著な効果を奏する。
【０１１９】
（変形例）
なお、上記実施の形態では、送信ダイバーシチを実現するための空間符号化として、ＳＴＢＣ及びＳＦＢＣのいずれかを適用する構成としたが、これに限られない。例えば、空間符号化部３０５及び空間復号部４０６が、ＳＴＢＣ及びＳＦＢＣ両方を用いて空間符号化及び空間復号を行う構成としてもよい。
【０１２０】
また、上記実施の形態では、送信ダイバーシチとして受信側からのフィードバック情報を用いない開ループ型送信ダイバーシチを適用する構成としたが、これに限られない。例えば、受信側からのフィードバック情報を用いる閉ループ型送信ダイバーシチを適用する構成としてもよい。この場合、空間符号化部３０５及び空間復号部４０６の代わりに、プリコーディングウェイト乗算部及び合成復号部を用いる。また、ＦＴＮ受信機がチャネル応答に関する情報をＦＴＮ送信機にフィードバックする。
【０１２１】
プリコーディングウェイト乗算部では、伝送品質の低減を抑制するために、ＦＴＮ受信機からフィードバックされたチャネル応答に関する情報に基づいて、各アンテナの送信信号に、位相及び／又は振幅を制御するプリコーディングウェイトを乗算する。一方、合成復号部では、複数のアンテナで受信された信号を用いて、ＦＴＮ送信機の各アンテナに乗算されたプリコーディングウェイトを推定し、変調信号の系列を取得する。
【０１２２】
また、上記実施の形態ではＦＴＮ送信機のアンテナ数を２としたが、これに限られない。例えば、送信アンテナ数が４の場合は、空間符号化部３０５で４アンテナ分の送信シンボルを生成し、各シンボルに対してＯＱＡＭマッピング、ＦＴＮマッピングなどを行う構成とすればよい。
【０１２３】
（無線通信システムの構成）
以下、本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの構成について説明する。この無線通信システムでは、上記実施の形態に係る無線通信方法が用いられる。
【０１２４】
図１４は、本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの一例を示す概略構成図である。図１４に示すように、無線通信システム１は、複数の無線基地局１０（１１及び１２）と、各無線基地局１０によって形成されるセル内にあり、各無線基地局１０と通信可能に構成された複数のユーザ端末２０と、を備えている。無線基地局１０は、それぞれ上位局装置３０に接続され、上位局装置３０を介してコアネットワーク４０に接続される。
【０１２５】
図１４において、無線基地局１１は、例えば相対的に広いカバレッジを有するマクロ基地局で構成され、マクロセルＣ１を形成する。無線基地局１２は、局所的なカバレッジを有するスモール基地局で構成され、スモールセルＣ２を形成する。なお、無線基地局１１及び１２の数は、図１４に示す数に限られない。また、無線基地局１１又は１２のいずれかが配置されていない構成としてもよい。
【０１２６】
マクロセルＣ１及びスモールセルＣ２では、同一の周波数帯が用いられてもよいし、異なる周波数帯が用いられてもよい。また、無線基地局１１及び１２は、基地局間インターフェース（例えば、光ファイバ、Ｘ２インターフェース）を介して互いに接続される。
【０１２７】
なお、マクロ基地局１１は、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、無線基地局、送信ポイント（transmission  point）などと呼ばれてもよい。スモール基地局１２は、ＲＲＨ（Remote  Radio  Head）、ピコ基地局、フェムト基地局、Ｈｏｍｅ  ｅＮｏｄｅＢ、送信ポイント、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）などと呼ばれてもよい。
【０１２８】
ユーザ端末２０は、ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａなどの各種通信方式に対応した端末であり、移動通信端末だけでなく固定通信端末を含んでいてもよい。ユーザ端末２０は、無線基地局１０を経由して他のユーザ端末２０と通信を実行できる。また、ユーザ端末２０は、無線基地局１０を経由せずに、他のユーザ端末２０と直接通信（Ｄ２Ｄ：Device  to  Device）を実行してもよい。すなわち、ユーザ端末２０はＤ２Ｄ発見、Ｄ２Ｄ同期、Ｄ２Ｄ通信などのための端末間信号（Ｄ２Ｄ信号）を直接送受信する機能を有してもよい。なお、Ｄ２Ｄ信号はＳＣ−ＦＤＭＡ（Single  Carrier−Frequency  Division  Multiple  Access）を基本の信号フォーマットとするが、これに限られない。
【０１２９】
上位局装置３０には、例えば、アクセスゲートウェイ装置、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、モビリティマネジメントエンティティ（ＭＭＥ）などが含まれるが、これに限定されるものではない。
【０１３０】
無線通信システム１では、下りリンクのチャネルとして、各ユーザ端末２０で共有される下り共有チャネル（ＰＤＳＣＨ：Physical  Downlink  Shared  Channel）、下り制御チャネル（ＰＤＣＣＨ：Physical  Downlink  Control  Channel、ＥＰＤＣＣＨ：Enhanced  Physical  Downlink  Control  Channel）、報知チャネル（ＰＢＣＨ：Physical  Broadcast  Channel）などが用いられる。ＰＤＳＣＨにより、ユーザデータ、上位レイヤ制御情報、報知信号としてのＳＩＢ（System  Information  Block）などが伝送される。ＰＤＣＣＨ、ＥＰＤＣＣＨにより、ＰＤＳＣＨおよびＰＵＳＣＨのスケジューリング情報などの下りリンク制御情報（ＤＣＩ）が伝送される。また、ＰＢＣＨにより、同期信号や、ＭＩＢ（Master  Information  Block）などが伝送される。
【０１３１】
無線通信システム１では、上りリンクのチャネルとして、各ユーザ端末２０で共有される上り共有チャネル（ＰＵＳＣＨ：Physical  Uplink  Shared  Channel）、上り制御チャネル（ＰＵＣＣＨ：Physical  Uplink  Control  Channel）などが用いられる。ＰＵＳＣＨにより、ユーザデータや上位レイヤ制御情報が伝送される。また、ＰＵＣＣＨにより、下りリンクの無線品質情報（ＣＱＩ：Channel  Quality  Indicator）、ＡＣＫ／ＮＡＣＫなどの上りリンク制御情報（ＵＣＩ：Uplink  Control  Information）が伝送される。また、無線通信システム１では、上りリンクリソースを用いて、ユーザ端末２０間で互いを検出するためのＤ２Ｄ発見用信号が送信されてもよい。
【０１３２】
図１５は、本発明の一実施の形態に係る無線基地局１０の全体構成図である。無線基地局１０は、ＭＩＭＯ伝送のための複数の送受信アンテナ１０１と、アンプ部１０２と、送受信部（送信部及び受信部）１０３と、ベースバンド信号処理部１０４と、呼処理部１０５と、伝送路インターフェース１０６とを備えている。
【０１３３】
下りリンクにより無線基地局１０からユーザ端末２０に送信されるユーザデータは、上位局装置３０から伝送路インターフェース１０６を介してベースバンド信号処理部１０４に入力される。
【０１３４】
ベースバンド信号処理部１０４では、ＰＤＣＰレイヤの処理、ユーザデータの分割・結合、ＲＬＣ（Radio  Link  Control）再送制御などのＲＬＣレイヤの送信処理、ＭＡＣ（Medium  Access  Control）再送制御（例えば、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ  ＡＲＱ）の送信処理）、スケジューリング、伝送フォーマット選択、チャネル符号化、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse  Fast  Fourier  Transform）処理、プリコーディング処理が行われて各送受信部１０３に転送される。また、下り制御信号に関しても、チャネル符号化や逆高速フーリエ変換などの送信処理が行われて、各送受信部１０３に転送される。
【０１３５】
各送受信部１０３は、ベースバンド信号処理部１０４からアンテナごとにプリコーディングして出力された下り信号を無線周波数帯に変換する。また、送受信部１０３は、本実施の形態に係る送信部を構成する。アンプ部１０２は、周波数変換された無線周波数信号を増幅して送受信アンテナ１０１により送信する。
【０１３６】
一方、上り信号については、各送受信アンテナ１０１で受信された無線周波数信号がそれぞれアンプ部１０２で増幅され、各送受信部１０３で周波数変換されてベースバンド信号に変換され、ベースバンド信号処理部１０４に入力される。
【０１３７】
ベースバンド信号処理部１０４では、入力された上り信号に含まれるユーザデータに対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast  Fourier  Transform）処理、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse  Discrete  Fourier  Transform）処理、誤り訂正復号、ＭＡＣ再送制御の受信処理、ＲＬＣレイヤ、ＰＤＣＰレイヤの受信処理がなされ、伝送路インターフェース１０６を介して上位局装置３０に転送される。呼処理部１０５は、通信チャネルの設定や解放などの呼処理や、無線基地局１０の状態管理や、無線リソースの管理を行う。
【０１３８】
伝送路インターフェース１０６は、基地局間インターフェース（例えば、光ファイバ、Ｘ２インターフェース）を介して隣接無線基地局と信号を送受信（バックホールシグナリング）する。また、伝送路インターフェース１０６は、所定のインターフェースを介して、上位局装置３０と信号を送受信する。
【０１３９】
図１６は、本発明の一実施の形態に係る無線基地局１０が有するベースバンド信号処理部１０４の主な機能構成図である。図１６に示すように、無線基地局１０が有するベースバンド信号処理部１０４は、制御部５０１と、送信信号生成部５０２と、ＦＴＮ送信処理部５０３（送信処理部）と、を少なくとも含んで構成されている。
【０１４０】
制御部５０１は、ＰＤＳＣＨで送信される下りユーザデータ、ＰＤＣＣＨと拡張ＰＤＣＣＨ（ＥＰＤＣＣＨ）の両方、又はいずれか一方で伝送される下り制御情報、下り参照信号などのスケジューリングを制御する。また、制御部５０１は、ユーザ端末２０からＰＲＡＣＨで伝送されるＲＡプリアンブル、ＰＵＳＣＨで伝送される上りデータ、ＰＵＣＣＨ又はＰＵＳＣＨで伝送される上り制御情報、上り参照信号のスケジューリングの制御も行う。下り信号、上り信号などのスケジューリング（割り当て制御）に関する情報は、下り制御信号（ＤＣＩ）を用いてユーザ端末２０に通知される。
【０１４１】
制御部５０１は、伝送路インターフェース１０６を介して取得した上位局装置３０からの指示情報や、送受信部１０３を介して取得した各ユーザ端末２０から送信されたフィードバック情報（例えば、ＣＳＩ）に基づいて、下りリンク信号及び上りリンク信号に対する無線リソースの割り当てを制御する。つまり、制御部５０１は、スケジューラとしての機能を有している。なお、別の無線基地局１０又は上位局装置３０が、複数の無線基地局１０に対して統括的なスケジューラとして機能する場合、制御部５０１は、スケジューラとしての機能を省略してもよい。
【０１４２】
送信信号生成部５０２は、制御部５０１により割り当てが決定された下り制御信号や下りデータ信号、下り参照信号などを生成して、ＦＴＮ送信処理部５０３に適宜出力する。例えば、送信制御信号生成部５０２は、制御部５０１からの指示に基づいて、下り信号の割り当て情報を通知するＤＬアサインメント、上り信号の割り当て情報を通知するＵＬグラントなどを生成して、ＦＴＮ送信処理部５０３に出力する。
【０１４３】
ＦＴＮ送信処理部５０３は、制御部５０１による割り当て制御に基づいて、送信信号生成部５０２から出力された信号にＦＴＮを適用して、ナイキストレートより高速なレートで情報シンボルを多重した、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡ信号（ＦＴＮ信号）をマッピングして出力する。
【０１４４】
なお、ＦＴＮ送信処理部５０３は、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いてＦＴＮを適用した信号を生成して出力できる構成であればよく、上記実施の形態で述べたＦＴＮ送信処理部３００を用いてもよい。また、ＦＴＮ送信処理部５０３は、ＦＴＮを適用しないことで、送信ダイバーシチを用いた通常のＯＦＤＭＡ信号（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）を出力できる構成としてもよい。
【０１４５】
ＦＴＮ送信処理部５０３から出力された信号は、送受信部１０３によってユーザ端末２０に送信される。
【０１４６】
図１７は、本発明の一実施の形態に係るユーザ端末２０の全体構成図である。図１７に示すように、ユーザ端末２０は、ＭＩＭＯ伝送のための複数の送受信アンテナ２０１と、アンプ部２０２と、送受信部（受信部）２０３と、ベースバンド信号処理部２０４と、アプリケーション部２０５と、を備えている。
【０１４７】
下りリンクのデータについては、複数の送受信アンテナ２０１で受信された無線周波数信号がそれぞれアンプ部２０２で増幅され、送受信部２０３で周波数変換されてベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、ベースバンド信号処理部２０４でＦＦＴ処理や、誤り訂正復号、再送制御の受信処理などがなされる。この下りリンクのデータのうち、下りリンクのユーザデータは、アプリケーション部２０５に転送される。アプリケーション部２０５は、物理レイヤやＭＡＣレイヤより上位のレイヤに関する処理などを行う。また、下りリンクのデータのうち、報知情報もアプリケーション部２０５に転送される。
【０１４８】
一方、上りリンクのユーザデータについては、アプリケーション部２０５からベースバンド信号処理部２０４に入力される。ベースバンド信号処理部２０４では、再送制御の送信処理（例えば、ＨＡＲＱの送信処理）や、チャネル符号化、プリコーディング、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete  Fourier  Transform）処理、ＩＦＦＴ処理などが行われて各送受信部２０３に転送される。送受信部２０３は、ベースバンド信号処理部２０４から出力されたベースバンド信号を無線周波数帯に変換する。その後、アンプ部２０２は、周波数変換された無線周波数信号を増幅して送受信アンテナ２０１により送信する。
【０１４９】
図１８は、本発明の一実施の形態に係るユーザ端末２０が有するベースバンド信号処理部２０４の主な機能構成図である。図１８に示すように、ユーザ端末２０が有するベースバンド信号処理部２０４は、制御部６０１と、ＦＴＮ受信処理部（受信処理部）６０２と、チャネル状態推定部６０３と、を少なくとも含んで構成されている。
【０１５０】
制御部６０１は、無線基地局１０から送信された下り制御信号（ＤＣＩ）又は上位レイヤシグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング、報知信号）から、無線リソースの割り当て制御に関する情報を取得する。また、制御部６０１は、当該情報に基づいて、ＦＴＮ受信処理部６０２及びチャネル状態推定部（チャネル応答推定部）６０３の処理タイミングの制御を行う。
【０１５１】
ＦＴＮ受信処理部６０２は、制御部６０１の制御に従って、受信信号を、送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭＡにＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いてＦＴＮを適用した信号（ＦＴＮを適用したＯＦＤＭＡ信号）として受信処理（デマッピング、干渉除去など）を行う。
【０１５２】
なお、ＦＴＮ受信処理部６０２は、ＦＴＮを適用したＯＦＤＭＡ信号に受信処理を適用して情報シンボルを取得できる構成であればよく、上記実施の形態で述べたＦＴＮ受信処理部４００を用いてもよい。また、ＦＴＮ受信処理部６０２は、ＦＴＮを適用しないことで、送信ダイバーシチを用いた通常のＯＦＤＭＡ信号を復号できる構成としてもよい。
【０１５３】
また、ＦＴＮ受信処理部６０２は、参照信号について、マルチキャリア復調（ＦＦＴ）後の信号をチャネル状態推定部６０３に出力する。
【０１５４】
チャネル状態推定部６０３は、ＦＴＮ受信処理部６０２から入力された参照信号に基づいて、チャネル状態（チャネル応答）を推定する。なお、制御部６０１から、複数の送信アンテナに係る送信アンテナごとの参照信号多重位置に関する情報を取得した場合には、当該情報に基づいて各アンテナのチャネル状態を推定することができる。
【０１５５】
チャネル状態推定部６０３は、チャネル推定結果をＦＴＮ受信処理部６０２に出力する。チャネル推定結果は、例えば上記実施の形態に係るＦＴＮデマッピング部４０３において、（式１２）を用いてＦＴＮシンボルのデマッピング処理に利用することができる。
【０１５６】
なお、無線基地局１０の制御部５０１は、送信信号（ＯＦＤＭＡ信号）を、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート以下のシンボルレートでＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを多重する第１の無線リソース領域（直交多重部）と、上記所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレートより高速なシンボルレートでＦＴＮシンボルを配置する第２の無線リソース領域（非直交多重部）と、に時間分割多重（ＴＤＭ）するように制御する構成としてもよい。
【０１５７】
具体的には、無線基地局１０の制御部５０１は、時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報を生成し、下り制御チャネル（ＰＤＣＣＨ、ＥＰＤＣＣＨ）又は上位レイヤシグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング、報知信号）で通知するように制御する構成としてもよい。時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報としては、例えば、直交多重部のシンボル位置、直交多重部内で参照信号を多重するサブキャリア位置、複数のアンテナ（又はアンテナポート）それぞれに対する直交多重部のサブキャリア位置などを、生成してもよい。
【０１５８】
この場合、無線基地局１０の制御部５０１は、時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報に基づいて、送信信号を、直交多重部と、非直交多重部と、に時間分割多重（ＴＤＭ）するように、送信信号生成部５０２及びＦＴＮ送信処理部５０３を制御してもよい。制御部５０１は、直交多重部に、高品質に伝送すべき信号をマッピングするように制御することが好ましい。例えば、制御部５０１は、直交多重部に、参照信号シンボルをマッピングするように制御することが好ましい。なお、制御部５０１は、送信信号生成部５０２から出力されたデータ信号や制御信号などを、情報シンボル（データシンボル、制御情報シンボルなど）として直交多重部にマッピングするように制御してもよい。
【０１５９】
また、ユーザ端末２０の制御部６０１は、無線基地局１０から通知された上記時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報に基づいて直交多重部及び非直交多重部のシンボル位置、サブキャリア位置などを判断して、ＦＴＮ受信処理部６０２に対して、受信信号をＦＴＮ信号として受信処理（デマッピング、干渉除去など）を実施するか否かを制御してもよい。例えば、直交多重部に該当する信号は、ＦＴＮを適用したＯＦＤＭＡ信号ではなく、送信ダイバーシチを用いた通常のＯＦＤＭＡ信号と判断して受信処理を行う構成としてもよい。
【０１６０】
また、ユーザ端末２０のチャネル状態推定部６０３は、参照信号によるチャネル推定結果に基づいて、参照信号が割り当てられた無線リソース以外のチャネル推定を実施してもよい。例えば、直交多重部について周波数方向に各サブキャリア位置のチャネル推定を行った後、非直交多重部について時間方向に各サブキャリア及び各シンボル位置のチャネル推定を行う。
【０１６１】
具体的には、ユーザ端末２０のチャネル状態推定部６０３は、例えば、周波数領域の各サブキャリア位置のチャネル応答を内挿補間（例えば、重み付き同相加算）して各サブキャリア位置のチャネル応答を推定することができる。そして、所定のサブフレームの直交多重部と、当該所定のサブフレームの次サブフレームの直交多重部と、の各サブキャリア位置のチャネル応答を内挿補間して、時間領域の各シンボル位置に係るチャネル状態を推定することができる。
【０１６２】
以上、上述の実施形態を用いて本発明について詳細に説明したが、当業者にとっては、本発明が本明細書中に説明した実施形態に限定されるものではないということは明らかである。本発明は、特許請求の範囲の記載により定まる本発明の趣旨及び範囲を逸脱することなく修正及び変更態様として実施することができる。したがって、本明細書の記載は、例示説明を目的とするものであり、本発明に対して何ら制限的な意味を有するものではない。
【符号の説明】
【０１６３】
１…無線通信システム
１０、１１、１２…無線基地局
２０…ユーザ端末
３０…上位局装置
４０…コアネットワーク
１０１…送受信アンテナ
１０２…アンプ部
１０３…送受信部（送信部及び信部）
１０４…ベースバンド信号処理部
１０５…呼処理部
１０６…伝送路インターフェース
２０１…送受信アンテナ
２０２…アンプ部
２０３…送受信部（受信部）
２０４…ベースバンド信号処理部
２０５…アプリケーション部
３００…ＦＴＮ送信処理部
３０１…チャネル符号化部
３０２…インタリーバ
３０３…変調マッピング部
３０４…Ｓ／Ｐ変換部
３０５…空間符号化部
３０６…ＯＱＡＭマッピング部
３０７…ＦＴＮマッピング部
３０８…マルチキャリア変調（ＩＦＦＴ）部
３０９…送信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）
４００…ＦＴＮ受信処理部
４０１…受信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）
４０２…マルチキャリア復調／分離（ＦＦＴ）部
４０３…ＦＴＮデマッピング部
４０４…ＯＱＡＭデマッピング部
４０５…ＬＭＭＳＥフィルタ
４０６…空間復号部
４０７…ＬＬＲ計算部
４０８…デインタリーバ
４０９…チャネル復号部
４１２…インタリーバ
４１４…軟判定シンボル推定値生成部
４１５…Ｓ／Ｐ変換部
４１６…空間符号化部
４１７…ＯＱＡＭマッピング部
４２１…干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部
４２２…ＦＴＮマッピング部
４２３…合成部
５０１…制御部
５０２…送信信号生成部
５０３…ＦＴＮ送信処理部（送信処理部）
５０４…参照信号送信処理部
６０１…制御部
６０２…ＦＴＮ受信処理部（受信処理部）
６０３…チャネル状態推定部（チャネル応答推定部）
７００…ＯＦＤＭＡ送信処理部
７０４…Ｓ／Ｐ変換部
７０５…空間符号化部
７０８…ＩＦＦＴ部
７０９…ＣＰ付加部
８００…ＯＦＤＭＡ受信処理部
８０１…ＣＰ除去部
８０２…マルチキャリア復調／分離（ＦＦＴ）部
８０６…空間復号部
８３１…チャネル応答推定部
【図１】
2015164259.tif 000016
【図２】
2015164259.tif 000017
【図３】
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【図４】
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【図５】
2015164259.tif 000020
【図６】
2015164259.tif 000021
【図７】
2015164259.tif 000022
【図８】
2015164259.tif 000023
【図９】
2015164259.tif 000024
【図１０】
2015164259.tif 000025
【図１１】
2015164259.tif 000026
【図１２】
2015164259.tif 000027
【図１３】
2015164259.tif 000028
【図１４】
2015164259.tif 000029
【図１５】
2015164259.tif 000030
【図１６】
2015164259.tif 000031
【図１７】
2015164259.tif 000032
【図１８】
2015164259.tif 000033