(57)【要約】【課題】従来方式の逆Ｌ型アンテナに比べてアンテナ特性を改善できるようにする。【解決手段】使用周波数の波長に依存した大きさを有して接地電位に保持される接地導体板１０と、この接地導体板１０の上部に第１の隙間だけ離れ接地導体板１０と平行な面上に配置された外導体２６と、当該面上にあって外導体２６で挟まれ外導体２６とは間隔を開けて配置された外導体２６よりも先端が伸びた内導体２４を有し、かつ、使用周波数の帯域に共振周波数を有する逆Ｌ状のアンテナ素子８と、このアンテナ素子８の共振周波数とほぼ等しい共振周波数で共振する大きさを有して当該アンテナ素子８の上部に第２の隙間だけ離れ当該アンテナ素子８と平行な面上に配置された対向導体板１７とを備えるものである。【選択図】図１
2015164256.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
使用周波数の波長に依存した大きさを有して接地電位に保持される接地導体板と、
前記接地導体板の上部に第１の隙間だけ離れ前記接地導体板と平行な面上に配置された外導体と、当該面上にあって前記外導体で挟まれ前記外導体とは間隔を開けて配置された前記外導体よりも先端が伸びた内導体を有し、前記外導体の基端部が前記接地導体板の所定箇所に接続され、前記内導体の基端部が前記接地導体板側に設けた給電部に接続され、前記内導体に給電されて前記使用周波数の帯域に共振周波数を有する逆Ｌ状のアンテナ素子と、
前記アンテナ素子の共振周波数とほぼ等しい共振周波数で共振する大きさを有して当該アンテナ素子の上部に第２の隙間だけ離れ当該アンテナ素子と平行な面上に配置された対向導体板とを備える逆Ｌ型アンテナ。
【請求項２】
前記外導体及び内導体を有するアンテナ素子の第１の隙間が、空気よりも比誘電率の高い誘電体で形成されることを特徴とする請求項１記載の逆Ｌ型アンテナ。
【請求項３】
前記外導体及び内導体を有するアンテナ素子の第２の隙間が、空気よりも比誘電率の高い誘電体で形成されることを特徴とする請求項２に記載の逆Ｌ型アンテナ。
【請求項４】
前記アンテナ素子の外導体及び内導体が前記接地導体板の所定箇所から前記第１の隙間だけ離れた箇所で折り曲げられて前記接地導体板と平行に配置される請求項１に記載の逆Ｌ型アンテナ。
【請求項５】
前記外導体と前記内導体は、
同軸ケーブルの外導体及び内導体で構成した請求項４に記載の逆Ｌ型アンテナ。
【請求項６】
前記アンテナ素子は、
前記外導体と前記内導体とを所定の間隔を開けて配置したコプレーナ線路で構成した請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の逆Ｌ型アンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数範囲が２．４０〜２．５０GHzである２．４５ＧＨｚ帯の無線通信システムに装備される不平衡給電超低姿勢逆Ｌ型アンテナに適用して好適な逆Ｌ型アンテナの改良に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、無線通信で使われている平面アンテナとしては、例えば、正方形状の誘電体基板の表面に正方形、或いは、円形などのパッチ導体を印刷したマイクロストリップアンテナ（Microstrip  Antenna）が知られている。
【０００３】
図１２は、従来例に係る平面アンテナ３００の構成例を示す斜視図である。図１２に示す平面アンテナ３００はマイクロストリップアンテナを構成し、正方形の誘電体基板（以下で単に基板１という）、ほぼ同一形状の接地導体板２、この接地導体板２の約１／４の面積の正方形のパッチ導体板４及び、給電線としての同軸ケーブル５を有している。
【０００４】
図中において、ｘは基板１の幅方向（ｘ方向）であり、ｙは基板１の長さ方向（ｙ方向）であり、アンテナ電流（以下で単に電流という）の流れる方向である。ｚは電磁波の放射方向であり、指向性利得が観測される方向である。ｓｘは接地導体板２の幅方向の長さであり、ｓｙは接地導体板２の長さ方向の長さである。ｗはパッチ導体板４の幅方向の長さであり、小文字のｌ（エル）は接地導体板２の長さ方向の長さである。
【０００５】
平面アンテナ３００によれば、接地導体板２とパッチ導体板４との間に電磁界を励振させる構造を採っている。例えば、接地導体板２の１辺の長さｓｘ及びｓｙは、使用周波数の約１波長（λ）に設定され、パッチ導体板４の１辺の長さｗ及びｌは、その約半波長（λ／２）に設定される。
【０００６】
接地導体板２とパッチ導体板４との間に電磁界を励振させるために、パッチ導体板４の端の開口から電磁波を放射させる構造となっている。図中、４ａは給電点であり、同軸ケーブル５の内導体５ａが接続される。同軸ケーブル５の外導体（図示せず）は接地導体板２に接続される。
【０００７】
しかしながら、平面アンテナ３００は、基板１の厚さが波長に比べて十分に小さいため、インピーダンス特性が狭帯域となるという問題がある。広帯域にするために厚い基板を用いた場合、接地導体板２と給電点４ａの間の給電線が長くなり、そこに発生するインダクタンスにより、アンテナとしてのインピーダンス整合が取り難くなって、帯域幅が１０％程度が限界となってしまうという問題がある。
【０００８】
このインピーダンス整合の問題を改善するために、非特許文献１に見られるようなＬ−プローブ給電が提案されている。このＬ−プローブ給電のマイクロストリップアンテナによれば、接地導体板の背面から同軸ケーブルの給電線である内導体を延ばし、逆Ｌ字形に曲げて、パッチ導体と平行な部分との間の容量を作り、同軸給電線の内導体で発生するインダクタンスを打ち消す構造となっている。
【０００９】
またインピーダンス整合の問題を改善するために、特許文献１の逆Ｌ型アンテナが提案されている。接地電位に保持される接地導体板上に、同軸ケーブルの接地電位である外導体を接続し、上方の所定距離だけ離れた箇所で同軸ケーブルを折り曲げて、接地導体板面と近接して平行に配置し、平行部位の途中から内導体のみを露出させて更に延伸させた構造である。
【００１０】
上述の非特許文献１のＬ−プローブ給電のマイクロストリップアンテナとは、内導体を露出させる位置が異なっている。この逆Ｌ型アンテナは、上記同軸ケーブルの平行部位の長さが約１／４波長（λ／４）、接地導体板のこの方向の長さが約半波長（λ／２）と、小型にできる利点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１１−０８２９５１号公報
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】K. M. Luk，C. L. Mak，Y. L. Chow and K. F. Lee，”Broadband microstrip patch antenna”Electronics Letters vol.34、no.15、pp.1442-1443，July 1998.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
従来例に係る平面アンテナによれば、次のような問題がある。  
i．平面アンテナ３００は、上述のように帯域が狭いという問題がある。  
【００１４】
ii．平面アンテナ３００も非特許文献１のＬ−プローブ給電マイクロストリップアンテナも、接地導体板２の１辺の長さは１波長程度が必要であり、アンテナ全体が大きくなり、小型化の妨げとなるという問題がある。  
【００１５】
iii．特許文献１の逆Ｌ型アンテナは、アンテナ素子の放射面積が線状であるため、放射方向への指向特性が良くないという問題がある。
【００１６】
そこで、本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、従来方式の逆Ｌ型アンテナに比べて指向特性を改善できるようにした逆Ｌ型アンテナを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記目的を達成するため、本発明の逆Ｌ型アンテナは、請求項１に記載のように、使用周波数の波長に依存した大きさを有して接地電位に保持される接地導体板と、前記接地導体板の上部に第１の隙間だけ離れ前記接地導体板と平行な面上に配置された外導体と、当該面上にあって前記外導体で挟まれ前記外導体とは間隔を開けて配置された前記外導体よりも先端が伸びた内導体を有し、前記外導体の基端部が前記接地導体板の所定箇所に接続され、前記内導体の基端部が前記接地導体板側に設けた給電部に接続され、前記内導体に給電されて前記使用周波数の帯域に共振周波数を有する逆Ｌ状のアンテナ素子と、前記アンテナ素子の共振周波数とほぼ等しい共振周波数で共振する大きさを有して当該アンテナ素子の上部に第２の隙間だけ離れ当該アンテナ素子と平行な面上に配置された対向導体板とを備えるものである。
【００１８】
請求項１に係る逆Ｌ型アンテナによれば、逆Ｌ状のアンテナ素子における電磁波の放射面積を線状から面状に拡大（拡張）できるので、対向導体板が無い場合に比べて指向特性利得を最大に増加できるようになる。
【００１９】
請求項２に記載の逆Ｌ型アンテナは、請求項１において、前記外導体及び内導体を有するアンテナ素子の第１の隙間が、空気よりも比誘電率の高い誘電体で形成されることを特徴とする請求項１記載の逆Ｌ型アンテナ。
【００２０】
請求項３記載の逆Ｌ型アンテナは、請求項２において、前記外導体及び内導体を有するアンテナ素子の第２の隙間が、空気よりも比誘電率の高い誘電体で形成されるものである。
【００２１】
請求項４に記載の逆Ｌ型アンテナは、請求項１において、前記アンテナ素子の外導体及び内導体が前記接地導体板の所定箇所から前記第１の隙間だけ離れた箇所で折り曲げられて前記接地導体板と平行に配置されるものである。
【００２２】
請求項５に記載の逆Ｌ型アンテナは請求項４において、前記外導体と前記内導体は、同軸ケーブルの外導体及び内導体で構成したものである。
【００２３】
請求項６に記載の逆Ｌ型アンテナは請求項２から請求項４のいずれか１項において、前記アンテナ素子が前記外導体と前記内導体とを所定の間隔を開けて配置したコプレーナ線路で構成したものである。
【発明の効果】
【００２４】
本発明に係る逆Ｌ型アンテナによれば、基端が接地導体板に接続された逆Ｌ型状のアンテナ素子の共振周波数とほぼ等しい共振周波数で共振する大きさの対向導体板を備え、この対向導体板が当該アンテナ素子の上部に対向して配置されたものである。
【００２５】
この構造によって、逆Ｌ状のアンテナ素子における電磁波の放射面積を線状から面状に拡大（拡張）できるので、対向導体板が無い場合に比べて指向特性利得が最大に増加できるようになる。これにより、従来方式の逆Ｌ型アンテナに比べて指向特性を改善できるようになる。しかも、従来の平面アンテナに比べて小型化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１の実施形態としての逆Ｌ型アンテナ１００の構造例（その１）を示す斜視図である。
【図２】図１のＸ１−Ｘ１矢視線の構成を含む逆Ｌ型アンテナ１００の構造例（その２）を示す断面図である。
【図３】逆Ｌ型アンテナ１００の各部の寸法例及びその放射原理を示す斜視図である。
【図４】対向導体板１７でｙ方向の寸法ｄｙを変化させた場合のＳ11特性例を示すグラフ図である。
【図５】（Ａ）及び（Ｂ）は、放射電界指向性パターン例（ｘｚ面）を示すグラフ図及びアンテナ素子８の構成例を示す断面図である。
【図６】（Ａ）及び（Ｂ）は、放射電界指向性パターン例（ｙｚ面）を示すグラフ図及びアンテナ素子８の構成例を示す断面図である。
【図７】比較例としての逆Ｌ型アンテナ１０１の構成例を示す斜視図である。
【図８】（Ａ）及び（Ｂ）は、逆Ｌ型アンテナ１０１の放射電界指向性パターン例（ｘｚ面，ｙｚ面）を示すグラフ図である。
【図９】逆Ｌ型アンテナ１００の指向性利得特性例を示すグラフ図である。
【図１０】第２の実施形態としての逆Ｌ型アンテナ２００の構造例（その１）を示す斜視図である。
【図１１】（Ａ）〜（Ｃ）は、逆Ｌ型アンテナ２００の構造例（その２）を示す断面図である。
【図１２】従来例に係る平面アンテナ３００の構成例を示す斜視図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照しながら、本発明に係る逆Ｌ型アンテナについて、その実施の形態を説明する。図１に示す第１の実施形態としての逆Ｌ型アンテナ１００は、不平衡給電超低姿勢逆Ｌ型アンテナとして構成したものである。逆Ｌ型アンテナ１００は接地導体板１０、逆Ｌ状のアンテナ素子８及び、長方形状の対向導体板１７を有している。
【００２８】
図中のｘ方向、ｙ方向及びｚ方向は三次元座標系であり、ｘは接地導体板１０及び対向導体板１７の幅方向であり、ｙ方向と直交する方向である。ｙは接地導体板１０及び対向導体板１７の長さ方向であり、アンテナ電流の流れる方向である。ｚは指向性方向であり、電磁波の輻射方向である。ｚ方向はｘ，ｙ方向と直交する方向である。
【００２９】
接地導体板１０は使用周波数の波長に依存した大きさ、例えば、所定サイズの四角形状（縦×横）を有した有限導体から構成され、少なくとも表面を接地電位（接地電位部）に保持して使用される。接地導体板１０の具体的な寸法例については後述する。接地導体板１０上の所定の位置には外導体２６の基端部が接続され、内導体２４に給電されるアンテナ素子８が設けられている。アンテナ素子８は逆Ｌ状を有しており、使用周波数の帯域、この例では２．４５ＧＨｚ帯に共振周波数を有している。アンテナ素子８の内導体２４及び外導体２６には特性インピーダンス５０Ωのセミリジット同軸ケーブル（単に同軸ケーブル２０という）が使用される。
【００３０】
アンテナ素子８の基端部は同軸ケーブル２０の外導体２６が接地導体板１０の所定箇所に接続されることで支持されている。内導体２４は外導体２６とは間隔を開けて配置され、外導体２６よりも先端が伸びている。外導体２６及び内導体２４は、接地導体板１０の所定箇所から所定距離だけ離れた箇所で折り曲げられ、接地導体板１０と近接して平行に配置され、内導体２４に給電される。
【００３１】
図１に示す破線の矢印は、接地導体板１０の裏面側から同軸ケーブル２０の接続部２１に向かっており、この裏面側から給電している状態を示している。送信時には送信信号をアンテナ素子８に供給し、受信時にはアンテナ素子８から受信信号を取り出すようになされる。
【００３２】
このアンテナ素子８の上部には、当該アンテナ素子８を間に挟んだ形態で、接地導体板１０と対向した上方の位置に対向導体板１７が配設されている。対向導体板１７は、アンテナ素子８の共振周波数とほぼ等しい共振周波数で共振する大きさを有しており、接地導体板１０に対して絶縁性が維持されている。
【００３３】
例えば、対向導体板１７は、図２に示すような複数の支持部１１ａ，１１ｂ上に架設される。支持部１１ａ，１１ｂは接地導体板１０を保持するための、例えば、筐体１１の両側に設けられる。筐体１１は接地導体板１０を保持する保持部１１ｃ，１１ｄを有している。対向導体板１７は接地導体板１０と平行した位置で支持部１１ａ，１１ｂ上に架設される。対向導体板１７の具体的な寸法例については後述する。
【００３４】
ここで、図２を参照して、逆Ｌ状のアンテナ素子８の構成例について説明する。この例で、図２において、接地導体板１０の表面の所定箇所には、同軸ケーブル２０の一方の端部（基端側）を接続した接続部２１が設けられている。図２に示すＬ０は同軸ケーブル２０を逆Ｌ状に曲げた部分の長さであり、Ｌ１はその外導体２６のみの長さである。従って、Ｌ０−Ｌ１は内導体２４が露出している部分の長さとなる。
【００３５】
すなわち、同軸ケーブル２０は、中心に配置された内導体２４の外側を囲むように、図中、白抜きで示す絶縁体（誘電体）２５が配置してあり、その絶縁体２５の外側を囲むように外導体２６が配置されている。同軸ケーブル２０は、接地導体板１０との接続部２１において、接地導体板１０の表面と外導体２６とを電気的に接続されており、外導体２６が接地電位部となっている。
【００３６】
この接続部２１に一方の端部が接続された同軸ケーブル２０は、高さ方向に所定の長さだけ接地導体板１０の表面と離れた位置で曲折箇所２２として折り曲げられ、その折り曲げられた同軸ケーブル２０の先端側が、接地導体板１０の表面と平行になるように配置されている。図中、ｈは距離であり、接地導体板１０の表面と同軸ケーブル２０の中心との間の長さであり、距離ｈについては、例えば、逆Ｌ型アンテナ１００で送受信する使用周波数の信号の１波長の約１／３０に設定されている。
【００３７】
同軸ケーブル２０は、曲折箇所２２で逆Ｌ状に折り曲げられて接地導体板１０と平行、かつ、近接して延伸され、内導体２４だけを内導体端部２４ａまで長さＬ０に伸ばしている。同軸ケーブル２０の外導体２６については、その長さＬ０よりも短い長さＬ１の位置を、外導体端部２３としている。この外導体端部２３の位置で、絶縁体２５についても端部として、切断してある。この外導体２６を切断した位置が、アンテナ素子８の給電点となる。
【００３８】
曲折箇所２２から内導体端部２４ａまでの長さＬ０については、使用周波数によって決定する。例えば、逆Ｌ型アンテナ１００で送受信する信号の１波長の約１／４に設定されている。このように伸ばされた内導体２４と長さＬ１の外導体２６が、この例の逆Ｌ型アンテナ１００のアンテナ素子８として機能する。
【００３９】
外導体２６の長さＬ１については、アンテナ素子８のインピーダンスが所望の値（ここでは特性インピーダンス：５０Ω）になるように設定される。アンテナ素子８のインピーダンスは内導体２４の長さＬ０−Ｌ１を調整することで行う。この長さＬ０−Ｌ１を調整することで、アンテナ素子８と給電点とのインピーダンス整合をとることができる。
【００４０】
また、図２において、接地導体板１０と同軸ケーブル２０との間の接続部２１には、表面から裏面まで貫通した孔２０ａを設けてあり、その孔２０ａに、同軸ケーブル２０の内導体２４を通過させてある。例えば、絶縁体２５についても孔２０ａを貫通させて、内導体２４が接地導体板１０の表面等に電気的に接触しないような構成を採っている。
【００４１】
この接地導体板１０の裏面側に引き出された外導体２６と内導体２４を使って給電する。外導体２６と内導体２４は図２に示した信号処理回路３に接続され、信号処理回路３では、送信時、送信信号を変調したり、受信時、受信信号を復号する処理等がなされる。
【００４２】
次に、図３を参照して、逆Ｌ型アンテナ１００の各部の寸法例及びその放射原理について説明する。図３において、ｐxmは同軸ケーブル２０の接続部２１から接地導体板１０の一方の端部に至るまでの長さである。ｐxpはその接続部２１からその他方の端部までの長さである。この例では長さｐxmと長さｐxpとは等しい寸法に設定されており、長さｐxm＋ｐxpは、接地導体板１０のｘ方向（幅方向）の幅を示している。
【００４３】
ｐymは同軸ケーブル２０の接続部２１から、アンテナ素子８の内導体２４が伸びた反対方向の接地導体板１０の端部に至るまでのｙ軸方向の長さである。ｐypはその接続部２１からその内導体２４が伸びた方向の接地導体板１０の端部に至るまでのｙ軸方向の長さである。この例では、長さｐymと長さｐypとは異なる寸法に設定されており、長さｐym＋ｐypは、接地導体板１０のｙ方向（長さ方向）の寸法を示している。
【００４４】
ｄｘは、対向導体板１７のｘ方向の幅であり、ｄｙは、対向導体板１７のｙ方向の長さである。ｄｈは、接地導体板１０と対向導体板１７との間の導体間距離である。長さｄｘ，ｄｙはアンテナ素子８の共振周波数に依存する寸法に設定される。この設定は、線状の放射面積を面状の放射面積に拡大（拡張）するためである。
【００４５】
また、図３に示す実線の黒太の矢印は、接地導体板１０と同軸ケーブル２０を流れる電流の方向を示している。図中、Ｉ１〜Ｉ４は各部を流れる電流であり、電流Ｉ１は内導体２４をｙ軸方向に流れる電流である。
【００４６】
この例では、接地導体板１０の表面上の、アンテナ素子８の長手方向と直交する方向（図３中のｘ軸方向）については、長さｐxmと長さｐxpとが等しくし設定されているので、ｘ軸方向の電流Ｉ２が打ち消し合ってｘ軸方向の電流が零となり、電流Ｉ２による放射を抑制する。
【００４７】
その上で、接地導体板１０のｙ軸方向の長さｐym，ｐypの設定で、導体板上のｙ軸方向の電流が＋ｙ軸方向に流れるように調整する。ここでの＋ｙ軸方向とは、同軸ケーブル２０の接続部２１から内導体端部２４ａに向かう方向である。すなわち、この例では、長さｐymの方がｐypよりも小さく設定されているので、電流Ｉ３の方が電流Ｉ４より大きくなるため、両者が逆向きに打ち消しあっても導体板上のｙ軸方向の電流はトータルとしては＋ｙ軸方向に流れる。そのために、内導体２４を＋ｙ軸方向に流れる電流Ｉ１による放射が大きくなる。
【００４８】
送受信時の電流Ｉ１の向きについて、より詳しく説明すると、同軸ケーブル２０の内部では、図２に示した内導体２４と外導体２６とには逆向きの電流が流れる。そして、外導体２６が配置された位置の同軸ケーブル２０は、その外導体２６で遮蔽されているので、電磁波は放射されない。
【００４９】
一方、外導体端部２３から内導体２４を外部に延ばすことで、そこから電流Ｉ１が流れ出る。この結果、外導体端部２３から電磁界が放射される。それと等量の電流Ｉ１が外導体２６の表面から同軸ケーブル２０の内部に流れ込む。もし、外導体端部２３から内導体２４が延長されていなければ、外導体端部２３から放射される電磁界はほぼ零となる（放射原理）。
【００５０】
逆Ｌ型アンテナ１００で受信する場合には、外導体端部２３から延長された内導体２４と同軸ケーブル２０の外導体２６の表面に電流が流れる。両者によって、外導体端部２３での内導体２４と外導体２６の間に電位差（電圧）が生じ、それによって、同軸ケーブル２０の内部に電流Ｉ１が流れ込み、受信が行われる。
【００５１】
次に、図４〜図６を参照して、逆Ｌ型アンテナ１００の具体的な寸法例で計算したアンテナ特性について説明をする。逆Ｌ型アンテナ１００の形状パラメータとして、以下のように設定した。アンテナ素子８を構成する同軸ケーブルの半径として、接続部２１から外導体端部２３（給電点）までの半径を１．０９５ｍｍとし、給電点から先端までの内導体２４の半径を０．２５５ｍｍとする。
【００５２】
また、図１に示したｘ軸方向の接地導体板１０の幅（ｐxm＋ｐxp）としては、信号の波長λの０．３６倍の幅（ｐxm＋ｐxp）、すなわち、長さｐxm＝ｐxp＝２２mmとする。接地導体板１０のｙ軸方向の長さとしては、信号の波長λの０．５１倍の長さ（ｐym＋ｐyp）、すなわち、ｐym＝１３mm、ｐyp＝５０mmとする。さらに、アンテナ素子８の長さＬ０，Ｌ１及び高さｈとしては、各々をＬ０＝３９．８mm、Ｌ１＝１７mm、ｈ＝５．０mmとする。
【００５３】
対向導体板１７のｘ方向の幅ｄｘは接地導体板１０の幅（ｐxm＋ｐxp）と同じく、ｄｘ＝４４ｍｍとする。対向導体板１７のｙ方向の長さｄｙは接地導体板１０の長さｐym＋ｐypよりも短い、ｄｙ＝５１．５mmとする。接地導体板１０と対向導体板１７との間の導体間距離ｄｈは信号の波長λの０．０８倍のｄｈ＝１０mmとする。これらの寸法を設定して逆Ｌ型アンテナ１００を構成した。これらのパラメータを設定した上で、この逆Ｌ型アンテナ１００が扱う中心周波数を２．４５ＧＨｚとして、アンテナ特性を求めた。
【００５４】
ここで、図４を参照して、対向導体板１７のｙ方向の寸法ｄｙを変化させた場合のＳ11特性（電圧反射係数）例について説明する。図４において、縦軸は電圧反射係数Ｓ11［ｄＢ］であり、Ｓ11は等分目盛りで０，−１０，−２０，−３０，−４０，−５０［ｄＢ］である。横軸は使用周波数［ＧＨｚ］である。この例で使用周波数は、等分目盛りで０．１ＧＨｚ刻みの２．２ＧＨｚ〜３．０ＧＨｚである。この使用周波数２．２ＧＨｚ〜３．０ＧＨｚの範囲で寸法ｄｙを変化させた場合のＳ11特性を計算したものである。数値解析には、モーメント法に基づいた電磁界シミュレータ”WIPL-D”を用いた。
【００５５】
実線に示す曲線は、対向導体板１７の寸法ｄｙが４１．５ｍｍで、アンテナ素子８の寸法Ｌ０が３０．０ｍｍで、Ｌ１が９．０ｍｍで、設計周波数の範囲が下限値２．３７ＧＨｚ〜その上限値２．５３ＧＨｚの場合に、リターンロスが−１０［ｄＢ］以下となるＳ11対周波数特性である。使用周波数２．３７ＧＨｚ〜２．５６ＧＨｚの範囲において、小さな共振点（共振周波数２．４４ＧＨｚ付近）が得られ、使用周波数２．６４ＧＨｚ〜２．９７ＧＨｚの範囲において、大きな共振点（共振周波数２．８６ＧＨｚ付近）が得られている。
【００５６】
破線に示す曲線は、対向導体板１７及びアンテナ素子８の寸法がｄｙ＝５１．５ｍｍで、Ｌ０＝３９．８ｍｍで、Ｌ１＝１７．０ｍｍで、設計周波数の範囲が２．３９ＧＨｚ〜２．５１ＧＨｚの場合に、リターンロス＝−１０［ｄＢ］以下が得られるＳ11対周波数特性である。使用周波数２．３９ＧＨｚ〜２．５０ＧＨｚの範囲において、大きな共振点（共振周波数２．４５ＧＨｚ付近）が得られている。
【００５７】
一点鎖線に示す曲線は、同様の寸法がｄｙ＝６１．５ｍｍで、Ｌ０＝３４．０ｍｍで、Ｌ１＝２３．５ｍｍで、設計周波数の範囲が２．４３ＧＨｚ〜２．４８ＧＨｚの場合に、リターンロス＝−１０［ｄＢ］以下が得られるＳ11対周波数特性である。使用周波数２．４３ＧＨｚ〜２．４７ＧＨｚの範囲において、大きな共振点（共振周波数２．４５ＧＨｚ付近）が得られている。
【００５８】
上述の計算結果を逆Ｌ型アンテナ１００（Ａ）〜（Ｃ）に分類して表１にまとめている。
【００５９】
【表１】
2015164256.tif 000003
【００６０】
この表１によれば、ｄｙ＝４１．５ｍｍの対向導体板１７を配置した逆Ｌ型アンテナ１００（Ａ）によれば、共振周波数２．４４ＧＨｚ付近と共振周波数２．８６ＧＨｚ付近とで２つ共振が得られ、広帯域用の逆Ｌ型アンテナ１００を提供できるようになる。逆Ｌ型アンテナ１００（Ａ）によれば、使用周波数２．９８ＧＨｚ付近で最大指向性利得＝８．２６［ｄＢ］が得られることがわかった。
【００６１】
また、ｄｙ＝５１．５ｍｍの対向導体板１７を配置した逆Ｌ型アンテナ１００（Ｂ）によれば、共振周波数２．４５ＧＨｚ付近で共振が得られ、狭帯域用の逆Ｌ型アンテナ１００を提供できるようになる。逆Ｌ型アンテナ１００（Ｂ）によれば、使用周波数２．４５ＧＨｚ付近で最大指向性利得＝８．１０［ｄＢ］が得られることがわかった。
【００６２】
また、ｄｙ＝６１．５ｍｍの対向導体板１７を配置した逆Ｌ型アンテナ１００（Ｃ）によれば、共振周波数２．４５ＧＨｚ付近で共振が得られ、狭帯域用の逆Ｌ型アンテナ１００を提供できるようになる。すなわち、逆Ｌ型アンテナ１００（Ｃ）によれば、接地導体板１０の長さｐmy＋ｐypと、対向導体板１７の長さｄｙとがほぼ同じ大きさになり、共振周波数がほぼ等しくなって、周波数帯域が狭帯域となる。また、逆Ｌ型アンテナ１００（Ｃ）によれば、使用周波数２．１９ＧＨｚ付近で最大指向性利得＝６．６７［ｄＢ］が得られた。ｄｙを長くし過ぎると、−ｚ方向への放射が強くなりすぎて、最大指向性利得が低下することがわかった。
【００６３】
ここで、図５及び図６を参照して、逆Ｌ型アンテナ１００の放射電界指向性パターン例（ｘｚ面、ｙｚ面）について説明する。図５Ａに示す円形グラフにおいて、横軸はアンテナ素子８のｘ方向の指向特性利得［ｄＢ］であり、縦軸はそのｚ方向の指向特性利得［ｄＢ］である。指向特性利得は等分目盛りで−２０，−１０，−５，０，５，１０［ｄＢ］である。図５Ｂに示すｘｚ面の断面図において、アンテナ素子８上に幅ｄｘ＝４４mmの対向導体板１７が配置されている。
【００６４】
実線の曲線はアンテナ素子８のｘｚ面における磁気特性Ｅφを示す放射電界指向性パターンである。Ｅφの放射電界指向性パターンによれば、逆さ向きの瓢箪の形状を有しており、対向導体板１７の方向に大きくが指向性が広がっている。ｚ方向で最大指向特性利得が８［ｄＢ］となっている。
【００６５】
破線の曲線はアンテナ素子８のｘｚ面における電界特性Ｅθを示す放射電界指向性パターンである。Ｅθの放射電界指向性パターンは無限大（∞）の記号に類似した形状を有している。いずれも、使用周波数２．４５ＧＨｚ、ｄｙ＝５１．５ｍｍ時のアンテナ特性である。
【００６６】
また、図６Ａに示す円形グラフにおいて、横軸はアンテナ素子８のｙ方向の指向特性利得［ｄＢ］であり、縦軸はそのｚ方向の指向特性利得［ｄＢ］である。図６Ｂに示すｙｚ面の断面図において、アンテナ素子８上に長さｄｙ＝５１．５ｍｍの対向導体板１７が配置されている。なお、ｙｚ面においては、電界特性Ｅφは零である。
【００６７】
破線の曲線はアンテナ素子８のｙｚ面における電界特性Ｅθを示す放射電界指向性パターンである。Ｅθの放射電界指向性パターンは逆さ向きの瓢箪に類似した形状を有している。ｚ軸方向に電流放射が寄与していることが分かる。いずれも、使用周波数２．４５ＧＨｚ時のアンテナ特性である。
【００６８】
このように対向導体板１７の長方形の縦×横の大きさである寸法ｄｘ，ｄｙに依存する共振周波数と、逆Ｌ状のアンテナ素子８の共振周波数とを一致させることで、アンテナ素子８の電圧反射係数（｜Ｓ11｜）特性を最小に低減し、しかも、指向特性利得も最大に増加できるようになる。指向特性利得として８ｄＢが得られるアンテナ素子８に関して、大きさが約６倍のマイクロストリップ形式のアンテナと同等の指向性利得を得られることが分かった。
【００６９】
ここで、図７及び図８を参照して、比較例としての逆Ｌ型アンテナ１０１と、本発明に係る逆Ｌ型アンテナ１００とを比較する。この例では、図７に示すような対向導体板１７が無い場合の逆Ｌ型アンテナ１０１と、上述した対向導体板１７が有る場合の逆Ｌ型アンテナ１００についてアンテナ特性を比較した。比較例としての逆Ｌ型アンテナ１０１の形状パラメータは、次の通りであり、逆Ｌ型アンテナ１０１は、逆Ｌ型アンテナ１００から対向導体板１７と取っただけではなく、｜Ｓ11｜特性が最小となり、指向特性利得が最大になるように設定したものである。
【００７０】
図７に示す逆Ｌ型アンテナ１０１によれば、そのｘ軸方向の接地導体板１０の幅（ｐxm＋ｐxp）として、長さｐxm＝ｐxp＝１５mmとする。接地導体板１０のｙ軸方向の長さとしては、長さｐym＝１０mm、ｐyp＝５０mmとする。さらに、逆Ｌ型アンテナ１０１のアンテナ素子８の長さＬ０，Ｌ１及び高さｈとしては、各々をＬ０＝３１．６mm、Ｌ１＝２２．８mm、ｈ＝４．０mmとする。なお、逆Ｌ型アンテナ１０１のアンテナ素子８を構成する同軸ケーブルについては、逆Ｌ型アンテナ１００と同様なものを使用した。
【００７１】
図８Ａ及びＢは、比較例としての図７に示した不平衡給電逆Ｌ型アンテナ１０１の放射電界指向パターン例（ｘｚ面）及び放射電界指向パターン例（ｙｚ面）を示すグラフ図である。図８Ａにおいて、実線の曲線は逆Ｌ型アンテナ１０１のアンテナ素子８のｘｚ面における電界特性Ｅφを示す放射電界指向性パターンである。Ｅφの放射電界指向性パターンによれば、若干潰れ気味ではあるが、ほぼ円形状を有しており、ｚ方向に大きくが指向性が広がっているが、図５に示した逆Ｌ型アンテナ１００のｚ方向での最大指向特性利得＝８［ｄＢ］に比べて最大指向特性利得が４．８［ｄＢ］程度と少なくなっている。
【００７２】
破線の曲線は逆Ｌ型アンテナ１０１のアンテナ素子８のｘｚ面における電界特性Ｅθを示す放射電界指向性パターンである。Ｅθの放射電界指向性パターンは逆Ｌ型アンテナ１００と同様にして無限大（∞）の記号の形状を有している。
【００７３】
また、図８Ｂに示す円形グラフにおいて、破線の曲線は逆Ｌ型アンテナ１０１のアンテナ素子８のｙｚ面における電界特性Ｅθを示す放射電界指向性パターンである。Ｅθの放射電界指向性パターンは逆さ向きの瓢箪の形状を有しているが、図６に示した逆Ｌ型アンテナ１００のｚ方向での最大指向特性利得＝８［ｄＢ］に比べて最大指向特性利得が４．８［ｄＢ］程度と少なくなっている。いずれも、使用周波数２．４５ＧＨｚ時のアンテナ特性である。
【００７４】
両者の放射電界指向性パターンは逆Ｌ型アンテナ１００に比べて一回り小さい。これは、図７に示した逆Ｌ型アンテナ１０１にはアンテナ素子８上に対向導体板１７が無いため、送信時、放射面積が内導体２４の線形状に依存して少なく、指向性が延びなかったと考えられる。
【００７５】
一方、この実施形態によれば、アンテナ素子８上に対向導体板１７が存在し、送信時、放射面積が内導体２４の線形状から対向導体板１７の面形状に拡大されたことから、指向性が延びたものと考えられる。受信時には、逆Ｌ型アンテナ１０１に比べて、対向導体板１７の面で捉えた逆Ｌ型アンテナ１００から受信電力を効率よく取り出すことができる。
【００７６】
ここで、図９を参照して、逆Ｌ型アンテナ１００の指向性利得特性について説明する。
図９において、縦軸は逆Ｌ型アンテナ１００のｚ方向で測定される指向特性利得［ｄＢ］である。指向特性利得は等分目盛りで７．００〜９．００［ｄＢ］である。横軸は逆Ｌ型アンテナ１００の使用周波数［ＧＨｚ］である。使用周波数［ＧＨｚ］は等分目盛りで０．１［ＧＨｚ］刻みの２．２０〜２．７０［ＧＨｚ］である。
【００７７】
実線の曲線は逆Ｌ型アンテナ１００のｚ方向の指向特性利得［ｄＢ］を示す計算値をパターン化したものである（利得特性パターン）。この利得特性パターンによれば、なだらかな円弧状を有している。周波数帯域幅２．４０［ＧＨｚ］〜２．５０［ＧＨｚ］で、その中心周波数が２．４５ＧＨｚで、指向特性利得が８．１０［ｄＢ］以上を実現できており、アンテナ素子８のｚ方向での最大指向特性利得が８．１０［ｄＢ］となることを示している。
【００７８】
このように第１の実施形態としての逆Ｌ型アンテナ１００によれば、外導体２６の基端が接地導体板１０に接続された逆Ｌ状のアンテナ素子８の共振周波数（２．４５ＧＨｚ）とほぼ等しい共振周波数で共振する大きさ（ｄｘ，ｄｙ）の対向導体板１７を備え、この対向導体板１７が当該アンテナ素子８の上部に対向して配置されたものである。
【００７９】
この構造によって、逆Ｌ状のアンテナ素子８の放射面積を線状から面状に拡大（拡張）できるので、対向導体板１７が無い場合に比べて指向特性利得が最大に増加できるようになる。これにより、従来方式の逆Ｌ型アンテナ１０１に比べて指向特性を改善できるようになった。また逆Ｌ状のアンテナ素子８を備えたことにより、接地導体板の寸法が、長手方向の長さ（（ｐym＋ｐyp）＝６３ｍｍ）が波長の約１／３、短手方向の長さ（（ｐxm＋ｐxp）＝４４ｍｍ）が波長の約１／２となり、従来の１波長ｘ１波長の大きさの平面アンテナと比べて、面積を約１／６とすることができ、大幅に小型化できるようになった。
【００８０】
＜第２の実施形態＞  
次に、図１０及び図１１を参照して、第２の実施形態としての逆Ｌ型アンテナ２００の構造例（その１，２）について説明する。図１０に示す逆Ｌ型アンテナ２００は、導電パターンを挟んだ多層構造を成す誘電体基板（以下で単に基板２８，９０という）を有し、基板９０の裏面９１ｂに、接地導体板９２を配置し、当該基板９０の表面９１ａ（接地導体板９２から高さｈ’（＝基板９０の厚さ分）を有した位置：図１１Ａ参照）に、平坦状の導電パターン９３，９４，９５をコプレーナ線路として配置した例としたものである。
【００８１】
即ち、図１０に示すように、基板９０の裏面９１ｂのほぼ全面に接地導体板９２を設けている。接地導体板９２のｙ方向の寸法は一方の端部より長さｐym’、さらにｙ方向に長さｐyp’、すなわち長さｐym’＋ｐyp’である。ｘ方向には、中心から端部まで長さｐxm’およびｐxp’、すなわち長さｐxm’＋ｐxp’である。
【００８２】
基板９０の表面９１ａに導電パターン９３，９４，９５を、接地導体板９２の一方の端部より長さｐym’の位置を基端部としてｙ方向に向けて平行に設けている。導電パターン９３の長さはＬ０’、導電パターン９４，９５の長さはＬ１’である。
【００８３】
ｘ方向には、導電パターン９３は接地導体板９２の中心位置に、導電パターン９４，９５はそれに対して所定の間隔を持って配置され、コプレーナ線路となっている。導電パターン９３，９４，９５の上部に、ｙ方向の寸法が長さｄｙ’、ｘ方向の寸法が長さｄｘ’の対向導体板４７が配置されている。
【００８４】
導電パターン９３，９４，９５の基端部（すなわち接地導体板９２の一方の端部より長さｐym’の位置）には、それぞれ、図１１Ｂに示す貫通部１０３，１０４，１０５が接続されている。図１１Ｂに示すように、貫通部１０４と貫通部１０５は、接地導体板９２と接続されている。貫通部１０３は、接続部９７と接続され、電線９８が接続部９７に接続されている。図１１Ａ及び図１１Ｂにおいて、４７ａ〜４７ｄは基板９０の周縁上下を支持する支持部である。
【００８５】
図１１Ｃは、図１１Ａの矢印Ａから視た平面図の部分拡大図である。貫通部１０３とほぼ同心に、接続部９７が形成されている。接続部９７と接地導体板９２は、環状の空隙によって絶縁されている。電線９８は接続部９７に接続されている。信号処理回路３は、電線９８および接地導体板９２に接続された電線９９によって、逆Ｌ型アンテナ２００と結線される。
【００８６】
逆Ｌ型アンテナ２００はプリント基板技術によって製作される。基板９０および基板２８には、空気より比誘電率の高い誘電体であるガラスエポキシ樹脂、セラミック等が使用される。
【００８７】
基板９０の裏面９１ｂに、接続部９７および接地導体板９２から成る形状パターンを、基板９０の表面９１ａに導電パターン９３，９４，９５の形状パターンを形成し、貫通部１０３，１０４，１０５の位置でビアホールを孔明して導電材を充填し、表面と裏面を接続する貫通部１０３，１０４，１０５を形成する。
【００８８】
接地導体板９２、導電パターン９３，９４，９５の厚みは２０μｍ程度である。また、貫通部１０３，１０４，１０５の電流の流れ方向に直交する断面の面積は、導電パターン９３，９４，９５の電流の流れ方向に直交する断面の面積と略等しくなるようにする。
【００８９】
対向導体板４７は、基板２８の表面すなわち導電パターン９３，９４，９５側の反対面に、所定の形状パターンで形成する。図１１Ａでは、基板２８は、支持部４７ａ，４７ｂ上に架設されているが、基板２８の下面と導電パターン９３，９４，９５の上面を直接固着して、構成してもよい。
【００９０】
このように第２の実施形態としての逆Ｌ型アンテナ２００によれば、導電パターン９４，９５の基端部が接地導体板９２に接続された逆Ｌ状のアンテナ素子８の共振周波数（２．４５ＧＨｚ）とほぼ等しい共振周波数で共振する大きさ（ｄｘ’，ｄｙ’）の対向導体板４７を備え、この対向導体板４７が当該アンテナ素子８の上部に対向して配置されたものである。
【００９１】
この構造によって、逆Ｌ状のアンテナ素子８の放射面積を線状から面状に拡大（拡張）できるので、対向導体板４７が無い場合に比べて指向特性利得が最大に増加できるようになる。これにより、従来方式の逆Ｌ型アンテナ１０１に比べて指向特性を改善できるようになる。
【００９２】
また、図１０に示したように、導電パターン９３の長さＬ０’と、導電パターン９４，９５の長さＬ１’とを調整して、インピーダンスを５０Ωなど調整できる。また長さＬ０’は、例えば送受信する信号の１波長の約１／４より短く設定される。これは、導電パターン９３と対向導体板４７との間に誘電体である基板２８が介在され、第１の実施形態のように空間部分を有さないためである。
【００９３】
また、接地導体板９２の各長さｐym’，ｐyp’，ｐxm’，ｐxp’および対向導体板４７の各長さｄｙ’，ｄｘ’の設定で、良好な特性とすることができる。これらの長さは誘電体である基板９０、基板２８の介在によって、第１の実施形態で説明した逆Ｌ型アンテナ１００に比べて小さくすることができる。更に、接地導体板９２と導電パターン９３，９４，９５の距離すなわち隙間ｈ’および接地導体板９２と対向導体板４７の距離すなわち隙間ｄｈ’も小さくすることができる。
【００９４】
したがって、アンテナの大きさと厚さを更に小さくすることができ、小型・薄型かつ高性能の不平衡給電超低姿勢逆Ｌ型アンテナを提供できるようになる。
【００９５】
なお、ここまで説明したそれぞれの実施の形態の例において、例えば接地導体板９２の表面にスリットを設ける等して、接地導体板９２上の電流を制御することで、アンテナ特性を改善するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９６】
本発明は、使用中心周波数が２．４５ＧＨｚ帯の無線通信システムや、携帯電話機、自動車のワイヤレス充電システムに装備される超低姿勢逆Ｌ型アンテナに適用して極めて好適なものである。
【符号の説明】
【００９７】
３・・・信号処理回路、８・・・逆Ｌ状のアンテナ素子（アンテナ素子部）、１０，４０，８０・・・接地導体板、１１・・・筐体、９０・・・基板（第１の誘電体基板）、１７，４７・・・対向導体板、２０ａ・・・孔部、２１・・・接続点、２２・・・曲折箇所、２３・・・外導体端部、２４・・・内導体、２４ａ・・・内導体先端部、２５・・・絶縁体、２６・・・外導体、２８・・・基板（第２の誘電体基板）、４７ａ〜４７ｄ・・・支持部、９３，９４，９５・・・導電パターン、９７・・・接続部、１０３，１０４，１０５・・・貫通部、１００，２００・・・逆Ｌ型アンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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