(57)【要約】【課題】回路部品が熱によって破壊されることを防止することが可能で、小型で低コストのスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置は、トランジスタ２、還流ダイオード３、リアクトル４、およびトランジスタ２をオン／オフさせる制御ＩＣ１０を含むチョッパ回路と、トランジスタ２３を含み、入力電圧Ｖｉに基づいて制御ＩＣ１０を起動させるための電源電圧ＶＣＣ１を生成する起動回路８と、リアクトル４と電磁結合されるリアクトル５の端子間電圧に基づいて制御ＩＣ１０を定常動作させるための電源電圧ＶＣＣ２を生成する電源供給回路９と、トランジスタ２，２３を冷却するヒートシンク３０とを備える。【選択図】図１
2015231267.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源装置であって、
第１のスイッチング素子、還流ダイオード、第１のリアクトル、および前記第１のスイッチング素子をオン／オフさせる制御回路を含み、入力端子に与えられた第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力端子に出力するチョッパ回路と、
前記スイッチング電源装置のうちの互いに排他的に発熱する第１および第２の回路部品に共通に設けられ、前記第１および第２の回路部品を冷却するヒートシンクとを備える、スイッチング電源装置。
【請求項２】
さらに、前記第１の直流電圧に基づいて前記制御回路を起動させるための第１の電源電圧を生成する起動回路と、
前記第１のリアクトルと電磁結合される第２のリアクトルを含み、前記第２のリアクトルの端子間電圧に基づいて前記制御回路を定常動作させるための第２の電源電圧を生成する電源回路とを備え、
前記第１の回路部品は前記制御回路の起動時に発熱し、
前記第２の回路部品は前記制御回路の定常動作時に発熱する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記起動回路は、前記入力端子と前記制御回路の電源端子との間に直列接続された抵抗素子および第２のスイッチング素子を含み、
前記第１の回路部品は前記第２のスイッチング素子であり、前記第２の回路部品は前記第１のスイッチング素子である、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記起動回路は、前記入力端子と前記制御回路の電源端子との間に直列接続された第２のスイッチング素子および抵抗素子を含み、
前記第１および第２のスイッチング素子の一方端子は互いに接続されており、
前記第１の回路部品は前記第２のスイッチング素子であり、前記第２の回路部品は前記第１のスイッチング素子である、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１および第２の回路部品は互いに接触しており、
前記第１および第２の回路部品のうちの一方の回路部品が発熱するときは他方の回路部品が前記ヒートシンクとして働く、請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第１および第２の回路部品はプリント基板のパターンに搭載されており、
前記パターンが前記ヒートシンクとして働く、請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング素子をオン／オフさせて第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば特許文献１には、スイッチング素子、還流ダイオード、リアクトル、およびスイッチング素子をオン／オフさせる制御回路を備え、第１の直流電圧を降圧して第２の直流電圧を生成するスイッチング電源装置が開示されている。制御回路は、第１の直流電圧によって駆動される。
【０００３】
また特許文献２には、トランスの１次巻線をリアクトルとして使用するスイッチング電源装置が開示されている。このスイッチング電源では、起動回路によって制御回路が起動された後に、トランスの２次巻線から制御回路に電力が供給されて制御回路が定常動作する。
【０００４】
また特許文献３には、交流電圧を第１の直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと、ヒートシンクとを備えたスイッチング電源装置が開示されている。ヒートシンクは、ＡＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子とＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子とに共通に設けられ、２つのスイッチング素子で発生する熱を放散させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１２−０１６１３６号公報
【特許文献２】実開平３−１８６８４号公報
【特許文献３】特開平１１−３５６０４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献２のスイッチング電源装置において、たとえば出力端子間が短絡した場合、トランスの２次巻線の電圧が制御回路の定常動作に必要とされる電圧よりも低下し、起動回路によって制御回路が間欠的に動作される。通常、起動回路は起動時の瞬間的な電流のみを流すように設計されているので、制御回路を繰り返し動作させると起動回路を構成する回路部品が発熱し、破壊される恐れがある。この対策として起動回路用のヒートシンクを別途設けることが考えられるが、装置の大型化、高コスト化を招くという問題がある。
【０００７】
それゆえに、この発明の主たる目的は、回路部品が熱によって破壊されることを防止することが可能で、小型で低コストのスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係るスイッチング電源装置は、第１のスイッチング素子、還流ダイオード、第１のリアクトル、および第１のスイッチング素子をオン／オフさせる制御回路を含み、入力端子に与えられた第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力端子に出力するチョッパ回路と、スイッチング電源装置のうちの互いに排他的に発熱する第１および第２の回路部品に共通に設けられ、第１および第２の回路部品を冷却するヒートシンクとを備えたものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係るスイッチング電源装置では、互いに排他的に発熱する第１および第２の回路部品に共通に１つのヒートシンクを設けたので、回路部品が熱によって破壊されることを防止することができ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１に示した起動回路の構成を示す回路図である。
【図３】図１および図２に示した２つのトランジスタを冷却するためのヒートシンクを示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるスイッチング電源装置の起動回路の構成を示す回路図である。
【図５】この発明の実施の形態３によるスイッチング電源装置の要部を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４によるスイッチング電源装置の要部を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
[実施の形態１]
図１は、この発明の実施の形態１によるスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１において、このスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１，Ｔ２、出力端子Ｔ３，Ｔ４、入力コンデンサ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２(第１のスイッチング素子)、還流ダイオード３、リアクトル４(第１のリアクトル）、リアクトル５（第２のリアクトル）、整流ダイオード６、出力コンデンサ７、起動回路８、ＩＣ用電源供給回路９（電源回路）、スイッチング制御ＩＣ１０（制御回路）、およびゲート駆動回路１１を備える。
【００１２】
入力端子Ｔ１，Ｔ２は、それぞれ直流電源１２の正極および負極に接続される。直流電源１２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に直流電圧Ｖｉを出力する。出力端子Ｔ３，Ｔ４間には負荷１３が接続される。入力端子Ｔ２および出力端子Ｔ４は互いに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２、還流ダイオード３、リアクトル４、スイッチング制御ＩＣ１０、およびゲート駆動回路１１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に与えられた直流電圧Ｖｉ（第１の直流電圧）を降圧して所望の直流電圧Ｖｏ（第２の直流電圧）を生成し、その直流電圧Ｖｏを出力端子Ｔ３，Ｔ４間に出力する降圧チョッパ回路を構成する。負荷１３は、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏによって駆動される。
【００１３】
入力コンデンサ１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続され、入力された直流電圧Ｖｉを安定化させる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のドレインは入力端子Ｔ１に接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２は寄生ダイオード２ａを含む。寄生ダイオード２ａのアノードおよびカソードは、それぞれＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のソースおよびドレインに接続されている。
【００１４】
還流ダイオード３のアノードは入力端子Ｔ２および出力端子Ｔ４に接続され、そのカソードはＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のソースに接続される。リアクトル４の一方端子はＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のソースに接続され、その他方端子は出力端子Ｔ３に接続されている。
【００１５】
リアクトル５は、リアクトル４と電磁結合している。たとえば、トランスの１次巻線および２次巻線をそれぞれリアクトル４，５として使用してもよい。リアクトル５の一方端子は入力端子Ｔ２に接続され、その他方端子は整流ダイオード６のアノードに接続される。整流ダイオード６のカソードは、ＩＣ用電源供給回路９の入力端子に接続される。リアクトル５の端子間電圧は、整流ダイオード６によって整流されてＩＣ用電源供給回路９の入力端子に与えられる。
【００１６】
起動回路８は、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に与えられた直流電圧Ｖｉに基づいて電源電圧ＶＣＣ１を生成し、その電源電圧ＶＣＣ１をスイッチング制御ＩＣの電源端子１０ａに与える。ＩＣ用電源供給回路９は、リアクトル５からダイオード６を介して与えられた電力に基づいて電源電圧ＶＣＣ２を生成し、その電源電圧ＶＣＣ２をスイッチング制御ＩＣ１０の電源端子１０ｂに与える。起動時では電源電圧ＶＣＣ１は電源電圧ＶＣＣ２よりも高く、定常動作時には電源電圧ＶＣＣ２が電源電圧ＶＣＣ１よりも高くなる。
【００１７】
なお、リアクトル５およびダイオード６によって生成される電圧が十分に安定しており、スイッチング制御ＩＣ１０の電源電圧として使用可能である場合は、ＩＣ用電源供給回路９を削除し、整流ダイオード６のカソードをスイッチング制御ＩＣ１０の電源端子１０ｂに直接接続してもよい。
【００１８】
スイッチング制御ＩＣ１０は、電源電圧ＶＣＣ１とＶＣＣ２のうちの高い方の電源電圧によって駆動され、ゲート駆動回路１１を介してＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のゲートに制御信号ＣＮＴを与え、出力端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧Ｖｏが目標電圧になるように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２をオン／オフさせる。出力コンデンサ７は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に接続され、出力端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧Ｖｏを安定化させる。
【００１９】
次に、このスイッチング電源装置の動作について説明する。入力端子Ｔ１，Ｔ２間に直流電圧Ｖｉが印加されると、起動回路８に電力が供給されて電源電圧ＶＣＣ１が生成される。起動回路８により生成された電源電圧ＶＣＣ１がスイッチング制御ＩＣ１０の起動電圧に達すると、スイッチング制御ＩＣ１０が制御信号ＣＮＴの出力を開始する。
【００２０】
制御信号ＣＮＴが「Ｈ」レベルにされると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオンし、直流電源１２の正極からＮチャネルＭＯＳトランジスタ２、リアクトル４、および出力コンデンサ７と負荷１３の並列接続体を介して直流電源１２の負極に至る経路で電流が流れる。これにより、出力コンデンサ７が充電されるとともにリアクトル４に電磁エネルギーが蓄えられる。
【００２１】
制御信号ＣＮＴが「Ｌ」レベルにされると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオフし、リアクトル４に蓄えられていた電磁エネルギーが放出されて、リアクトル４の他方端子(出力端子Ｔ３側の端子)から、出力コンデンサ７と負荷１３の並列接続体、および還流ダイオード３を介してリアクトル４の一方端子(入力端子Ｔ１側の端子)に至る経路で電流が流れる。このような経路で電流が流れる状態は一般に還流と呼ばれる。今回、還流の経路を形成する回路部品として還流ダイオード３を用いて説明するが、回路の高効率化を目的として外部からの制御信号によってオン／オフが切り替わるスイッチング素子を用いることもある。
【００２２】
制御信号ＣＮＴは一定周波数の信号であり、各周期毎に「Ｈ」レベルの期間と「Ｌ」レベルの期間とが設けられる。各周期において「Ｈ」レベルにされる時間と１周期の時間との比はデューティ比と呼ばれる。デューティ比を大きくすると出力電圧Ｖｏが上昇し、デューティ比を小さくすると出力電圧Ｖｏが低下する。したがって、デューティ比を調整することにより、出力電圧Ｖｏを所望の目標電圧に調整することができる。ただし、Ｖｏ≦Ｖｉである。
【００２３】
また、制御信号ＣＮＴによってＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオン／オフされ、リアクトル４に流れる電流が増減すると、リアクトル５の端子間に交流電圧が発生する。リアクトル５の端子間に生じた交流電圧は整流ダイオード６によって整流され、ＩＣ用電源供給回路９によってスイッチング制御ＩＣ１０の電源電圧ＶＣＣ２に変換される。
【００２４】
このとき、ＩＣ用電源供給回路９で生成される電源電圧ＶＣＣ２を起動回路８で生成される電源電圧ＶＣＣ１よりも高く設定することにより、起動回路８の出力を停止することが可能となっている。起動回路８への電流の逆流が懸念される場合は、起動回路８の出力ノードとスイッチング制御ＩＣ１０の電源端子１０ａの間にダイオードを挿入してもかまわない。
【００２５】
図２は、起動回路８の構成を示す回路図である。図２において、起動回路８は、定電圧回路であって、抵抗素子２１，２２、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３（第２のスイッチング素子）、およびツェナーダイオード２４を含む。抵抗素子２１，２２の一方端子はともに入力端子Ｔ１に接続され、それらの他方端子はそれぞれＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のゲートおよびドレインに接続される。
【００２６】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のソースは、起動回路８の出力ノード８ａに接続される。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３は寄生ダイオード２３ａを含む。寄生ダイオード２３ａのアノードおよびカソードは、それぞれＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のソースおよびドレインに接続されている。ツェナーダイオード２４のアノードは入力端子Ｔ２に接続され、そのカソードはＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のゲートに接続される。
【００２７】
ツェナーダイオード２４のツェナー電圧が出力ノード８ａの電圧とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のしきい値電圧との和の電圧よりも高い場合は、トランジスタ２３がオンし、入力端子Ｔ１から抵抗素子２２およびトランジスタ２３を介して出力ノード８ａに電流が流れる。ツェナーダイオード２４のツェナー電圧が出力ノード８ａの電圧とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のしきい値電圧との和の電圧よりも低い場合は、トランジスタ２３がオフする。
【００２８】
スイッチング制御ＩＣ１０の電源端子１０ａ，１０ｂはスイッチング制御ＩＣ１０の内部で導通している。ＩＣ用電源供給回路９の出力電圧ＶＣＣ２が起動回路８の出力電圧ＶＣＣ１よりも高くなると、起動回路８のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のゲート−ソース間電圧がＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のしきい値電圧よりも小さくなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３がオフする。このため、ＶＣＣ１＞ＶＣＣ２となる起動時では、スイッチング制御ＩＣ１０はＶＣＣ１によって駆動され、ＶＣＣ２＞ＶＣＣ１となる定常動作時ではスイッチング制御ＩＣ１０はＶＣＣ２によって駆動される。
【００２９】
起動回路８の出力電圧ＶＣＣ１は、ツェナーダイオード２４のツェナー電圧によって決まり、最大出力電流は抵抗素子２２によって制限されている。通常、スイッチング制御ＩＣ１０の電源端子１０ａには電圧安定化コンデンサが接続されている。入力端子Ｔ１，Ｔ２間に直流電圧Ｖｉが印加されてから、スイッチング制御ＩＣ１０が起動するまでの時間は、電圧安定化コンデンサの容量値と抵抗素子２２の抵抗値との時定数によって決まる。
【００３０】
スイッチング制御ＩＣ１０の起動時間を短くしたい場合は、電圧安定化コンデンサの容量値を小さくするか、抵抗素子２２の抵抗値を小さくして、起動回路８が供給できる最大電流を大きくする。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３の損失は、トランジスタ２３に流れる電流と、トランジスタ２３のドレインおよびソース間に印加される電圧との積であるので、抵抗素子２２の抵抗値を小さくして起動時間を短くする場合、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３の発熱量が大きくなるためヒートシンクが必要になる。
【００３１】
また、起動回路８の出力ノード８ａと入力端子Ｔ２とが短絡した場合、起動回路８が供給し得る最大電流がトランジスタ２３に流れ続けるので、トランジスタ２３にヒートシンクを取り付けて熱的に保護することが望ましい。しかし近年、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化が要求されているので、安易にヒートシンクを取り付けることはできない。そこで、本実施の形態１の目的は、ヒートシンクの数を増やすことなく起動回路８のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３に熱的保護を施すことである。
【００３２】
図３に示すように、本実施の形態１では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３に共通に１つのヒートシンク３０が設けられている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３のパッケージは、それぞれネジ３１，３２によってヒートシンク３０に固定されている。ヒートシンク３０は、熱伝導率の高い金属（たとえば、アルミニウム、銅）で形成されている。トランジスタ２，２３で発生した熱は、ヒートシンクに伝導し、ヒートシンクから空気中に放散される。
【００３３】
起動回路８の出力電圧がスイッチング制御ＩＣ１０の起動電圧よりも低い期間や、起動回路８の出力ノード８ａが入力端子Ｔ１と短絡した場合は、制御信号ＣＮＴは「Ｌ」レベルに固定されているので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２には電流が流れず、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２は発熱しない。
【００３４】
その一方で、ツェナーダイオード２４のツェナー電圧が出力ノード８ａの電圧とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のしきい値電圧との和の電圧よりも高い場合は、起動回路８のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３がオンし、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３に電流が流れてＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３が発熱する。
【００３５】
これに対して定常動作時は、制御信号ＣＮＴが「Ｈ」レベルになる期間と「Ｌ」レベルになる期間とが交互に繰り返され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２がオン／オフを繰り返される。このため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２に電流が間欠的に流れてＮチャネルＭＯＳトランジスタ２が発熱する。
【００３６】
その一方で、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３は、ＩＣ用電源供給回路９の出力電圧ＶＣＣ２が起動回路８の出力電圧ＶＣＣ１よりも高く設定されているので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のゲート−ソース間電圧がしきい値電圧以下になり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３がオフして発熱しない。
【００３７】
つまり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３は、互いに排他的に発熱する。そのため、ヒートシンク３０は起動時にはＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３の放熱器として働き、定常動作時にはＮチャネルＭＯＳトランジスタ２の放熱器として働く。
【００３８】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３に個別にヒートシンクを取り付ける場合、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２の最大発熱量を許容するヒートシンクと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３の最大発熱量を許容するヒートシンクとを設ける必要がある。
【００３９】
これに対して本実施の形態１では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２の最大発熱量とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３の最大発熱量との大きい方の発熱量を許容するようにヒートシンク３０を設計する。このため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３の個々にヒートシンクを取り付ける場合に比べて、ヒートシンク数の削減、装置寸法の小型化、低コスト化が可能になる。
【００４０】
また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３は排他的に発熱するので、発熱していない方のＮチャネルＭＯＳトランジスタのパッケージが放熱器の一部として作用する。このため、ヒートシンク３０単体より放熱性が向上する。
【００４１】
また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３を熱保護することによりＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３の許容電流が増えるので、起動回路８の出力電流を大きくすることができ、スイッチング制御ＩＣ１０が起動するまでの時間を短縮することができる。
【００４２】
なお、本実施の形態１では、２つのＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３で１つのヒートシンク３０を共用する場合について説明したが、これに限るものではなく、最大発熱時の動作条件が異なる組み合わせであればどのような組み合わせであっても構わない。
【００４３】
たとえば、還流ダイオード３とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３で１つのヒートシンク３０を共用してもよいし、整流ダイオード６とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３で１つのヒートシンク３０を共用してもよい。
【００４４】
また、ＩＣ用電源供給回路９を図２で示した定電圧回路で構成し、起動回路８のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３とＩＣ電源供給回路９のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３とで１つのヒートシンク３０を共用してもよい。
【００４５】
また、１つのヒートシンク３０に共通に取り付ける回路部品の数は２個に限らず、３個以上の複数個でも良い。
【００４６】
[実施の形態２]
図４は、この発明の実施の形態２によるスイッチング電源装置の要部を示す回路図であって、図２と対比される図である。図４を参照して、このスイッチング電源装置が実施の形態１のスイッチング電源装置と異なる点は、起動回路８が起動回路３５で置換されている点である。
【００４７】
起動回路３５は、起動回路８の抵抗素子２２とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３の接続順序を変更したものであり、定電流回路となっている。トランジスタ２３のドレインは入力端子Ｔ１に接続され、そのソースは抵抗素子２２を介して出力ノード８ａに接続される。
【００４８】
入力端子Ｔ１，Ｔ２間に直流電圧Ｖｉが印加されると、入力端子Ｔ１から抵抗素子２１およびツェナーダイオード２４を介して入力端子Ｔ２に電流が流れる。これにより、ツェナーダイオード２４のカソード−アノード間にツェナー電圧が発生し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のゲートに「Ｈ」レベルが入力されてトランジスタ２３がオンする。
【００４９】
起動回路３５の出力電圧はツェナーダイオード２４のツェナー電圧によって決定され、最大出力電流はツェナーダイオード２４に発生するツェナー電圧からＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のゲート−ソース間電圧を引いた電圧を抵抗素子２２の抵抗値で除算した値となる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のドレインは、入力端子Ｔ１とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のドレインに接続されている。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。
【００５０】
この実施の形態２では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のドレインの電位が等しいので、ヒートシンク３０に取り付ける回路部品（すなわちＮチャネルＭＯＳトランジスタ２と２３）の絶縁を考慮する必要がない。たとえば、フルモールド（絶縁）されていないパッケージのＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３を用いることができ、設計の簡易化を図ることができ、部品選択の幅が広がる。
【００５１】
また、一般的にフルモールドされているパッケージに比べて、フルモールドされていないパッケージでは、パッケージおよび空気間の熱抵抗が小さく、さらに絶縁を考慮する必要がないので、放熱シートよりも熱抵抗が小さなグリスを用いて回路部品をヒートシンク３０に取り付けることができる。このため、ヒートシンク３０を小型化することができる。
【００５２】
[実施の形態３]
図５は、この発明の実施の形態３によるスイッチング電源装置の要部を示す図であって、図３と対比される図である。図５を参照して、このスイッチング電源装置が実施の形態１のスイッチング電源装置と異なる点は、ヒートシンク３０が除去され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３とが背中合わせの状態で固定ネジ３６によって互いに固定されている点である。
【００５３】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３は互いに排他的に発熱するので、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２が発熱しているときはＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３が放熱器として働き、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３が発熱しているときはＮチャネルＭＯＳトランジスタ２が放熱器として働く。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。
【００５４】
この実施の形態３では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３の一方が発熱している場合に他方をヒートシンクとして使用するので、トランジスタ２，２３の各々を単体で実装した場合よりも、トランジスタ２，２３を効果的に冷却することができ、許容可能な熱損失を大きくすることができる。
【００５５】
また、起動回路８を図２に示した定電圧回路で構成した場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２とチャネルＭＯＳトランジスタ２３と固定ネジ３６とを絶縁する必要がある。
【００５６】
一方、起動回路８を図４に示した定電流回路で構成した場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２とチャネルＭＯＳトランジスタ２３のドレインの電位が等しいので、それらの絶縁を考慮する必要がない。このため、一般的に放熱シートと比べて熱抵抗が小さいグリスを塗布してトランジスタ２，２３同士を固定することができ、許容可能な熱損失をさらに大きくすることができる。
【００５７】
[実施の形態４]
図６は、この発明の実施の形態４によるスイッチング電源装置の要部を示す図である。図６において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３のパッケージがプリント基板４０上の共通のパターン４１に接する面積が最も大きくなるように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３がプリント基板４０に実装されている。パターン４１は、熱伝導性の高い金属（たとえば、アルミニウム、銅）で形成されている。
【００５８】
パターン４１を厚くすることにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３で発生した熱がパターン４１に伝導し易くなる。また、パターン４１を広くすることにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３からパターン４１に伝導した熱の放熱性が向上し、パターン４１が放熱器として機能する。
【００５９】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３は上述の通り排他的に発熱するので、放熱を目的として個々にパターンに接続するよりもパターンの合計面積が小さくなり、その結果、プリント基板４０の小型化が可能になる。
【００６０】
なお、図２に示した定電圧回路で構成された起動回路８を使用する場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３のパッケージはフルモールド（絶縁）されている必要がある。一方、図４に示した定電流回路で構成された起動回路３５を使用する場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２，２３のドレインの電位が等しいので、トランジスタ２，２３のパッケージが絶縁されている必要はなく、部品選定の幅が広くなる。
【００６１】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００６２】
Ｔ１，Ｔ２  入力端子、Ｔ３，Ｔ４  出力端子、１  入力コンデンサ、２，２３  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、３  還流ダイオード、４，５  リアクトル、６  整流ダイオード、７  出力コンデンサ、８，３５  起動回路、９  ＩＣ用電源供給回路、１０  スイッチング制御ＩＣ、１１  ゲート駆動回路、１２  直流電源、１３  負荷、２１，２２  抵抗素子、２４  ツェナーダイオード、３０  ヒートシンク、３１，３２，３６  ネジ、４０  プリント基板、４１  パターン。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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