(57)【要約】      （修正有）【課題】永久磁石形同期電動機の制御装置のｄ，ｑ軸間の干渉を含む磁気飽和特性を考慮した磁束モデルのパラメータのオートチューニングを容易化し、この磁束モデルに基づいて、永久磁石形同期電動機の高精度なトルク制御を可能とする。【解決手段】永久磁石形同期電動機の制御装置が、ｄ軸電流直流成分を指令値に制御する手段、ｑ軸に正弦波交番電圧を印加する手段、ｑ軸電流のフーリエ係数演算手段、ｑ軸電圧のフーリエ係数演算手段及び交番電圧の角周波数からｑ軸磁束基本波成分のフーリエ係数を演算する手段と、ｄ軸直流成分のフーリエ係数を演算する手段、ｑ軸電流基本波成分，３倍高調波成分のフーリエ係数、ｄ軸電流の直流成分，２倍高調波成分のフーリエ係数、ｑ軸磁束基本波成分のフーリエ係数、ｄ軸磁束直流成分のフーリエ係数から第１〜第４のパラメータを求める手段を備え、これらのパラメータを用いて磁束モデルを構成する。【選択図】図１
2015144502.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器により永久磁石形同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御するための制御装置であって、電動機鉄芯の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて構成される制御装置において、
前記電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御する第１の手段と、
前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加する第２の手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算する第３の手段と、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算する第４の手段と、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算する第５の手段と、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算する第６の手段と、
前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算する第７の手段と、
前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数から、前記電動機のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算する第８の手段と、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数から、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算する第９の手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数から、前記ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値に相当する第１のパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータ、及び、ｄ，ｑ軸間の干渉の度合いを示す第３，第４のパラメータを求める第１０の手段と、
を備え、
前記第１〜第４のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記第１０の手段は、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数から、第２のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数とから、第２のｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数とから、第２のｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数とから、第２のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数を演算する手段と、
前記第２のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数、前記第２のｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記第２のｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数、前記第２のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数、及び、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数から、前記第１〜第４のパラメータを演算する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記第１の手段は、
前記ｄ軸電流の直流成分の指令値とｄ軸電流検出値との偏差からｄ軸電圧指令値を演算する手段を備え、
前記第２の手段は、
ｑ軸電流指令値を正弦波に制御する手段と、
前記ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差からｑ軸電圧フィードバック制御値を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数とからｑ軸リアクタンス及びｑ軸電機子抵抗を推定する手段と、
前記ｑ軸電流指令値、前記ｑ軸リアクタンスの推定値、及び、前記ｑ軸電機子抵抗の推定値からｑ軸電圧フィードフォワード補償値を演算する手段と、
前記ｑ軸電圧フィードバック制御値と前記ｑ軸電圧フィードフォワード補償値とからｑ軸電圧指令値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数と電機子抵抗とから、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分に起因する前記電機子抵抗の電圧降下を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数と電機子抵抗とから、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分に起因する前記電機子抵抗の電圧降下を演算する手段と、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分に起因する前記電機子抵抗の電圧降下からｄ軸電圧指令値を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分に起因する前記電機子抵抗の電圧降下からｑ軸電圧指令値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機の電気定数を自動測定する、いわゆるオートチューニング技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石形同期電動機のトルクを高精度に制御するためには、電動機鉄芯の磁気飽和特性を考慮した磁束モデルを求め、これに基づいて電流制御を行うことが望ましい。磁気飽和特性を考慮した磁束モデルの代表的なものとしては、非特許文献１に記載されたモデルが知られている。なお、磁気飽和特性とは、電流の増加に伴う電動機鉄芯の磁気飽和により、ｄ，ｑ軸磁束とこれらに対応する各軸電流との線形性が崩れる特性をいう。
【０００３】
ここで、図３は、非特許文献１に記載された永久磁石形同期電動機のモデルであり、ｄ，ｑ軸間の干渉を含む磁気飽和特性を考慮して構成されている。なお、ｄ，ｑ軸間の干渉とは、他軸電流の影響により自軸磁束が変化する特性をいう。
図３において、φｄ，φｑはｄ，ｑ軸磁束、ω１は角周波数、ｉｄ，ｉｑはｄ，ｑ軸電流、τは出力トルク、Ｒは巻線抵抗、φｍは永久磁石磁束、Ｐｎは極対数である。また、ｄ，ｑ軸磁束φｄ，φｑからｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを求める数式Ａ，Ｂは、磁気飽和特性を考慮した磁束モデル（後述する数式１６）を逆関数化したものであり、以下に示すとおりである。
【数Ａ】
2015144502.tif 000003
【数Ｂ】
2015144502.tif 000004
【０００４】
数式Ａ，Ｂでは、ｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑとｄ，ｑ軸磁束φｄ，φｑとの関係を８つのパラメータＫＬｄ,ＫＳｄ，ＫＳｄｑ，ＫＬｑ，ＫＳｑ，ＫＳｑｄ，Ｉ０，φ０を用いて表しており、ｄ，ｑ軸間の干渉を含む磁気飽和特性を考慮した電動機モデルとなっている。
【０００５】
ここで、ＫＬｄはｄ軸電流ｉｄに対するｄ軸磁束φｄの傾きの最大値に相当するパラメータ、ＫＬｑはｑ軸電流ｉｑに対するｑ軸磁束φｑの傾きの最大値に相当するパラメータ、ＫＳｄ，ＫＳｑは磁気飽和の度合いを示すパラメータ、ＫＳｄｑ，ＫＳｑｄはｄ，ｑ軸間の干渉の度合いを示すパラメータ、Ｉ０は等価磁化電流、φ０は磁束オフセットである。なお、Ｉ０，φ０は、ｑ軸電流ｉｑの大きさに関わらずｄ軸磁束φｄがほぼ一定値をとる時のｄ軸電流を−Ｉ０とし、これに対応するｄ軸磁束をφ０としている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】中津川潤之介，岩崎則久，名倉寛和，岩路善なお，「磁気飽和及びｄｑ軸間干渉を考慮した永久磁石同期モータの数式モデルの提案」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３０，Ｎｏ．１１，ｐ．１２１２−ｐ．１２２０（２０１０年）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
非特許文献１に記載された磁束モデルを利用するためには、パラメータＫＬｄ,ＫＳｄ，ＫＳｄｑ，ＫＬｑ，ＫＳｑ，ＫＳｑｄ，Ｉ０，φ０の値を求める必要がある。非特許文献１では、ｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑとｄ，ｑ軸磁束φｄ，φｑとの関係を測定し、これに基づいて各パラメータの値を求めている。しかし、ｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑとｄ，ｑ軸磁束φｄ，φｑとの関係を測定するのは煩雑であり、また、非特許文献１では、これらの測定データから各パラメータを計算する方法が明確に開示されていない。更に、ｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑとｄ，ｑ軸磁束φｄ，φｑとの関係を測定するためには、電動機に負荷をかける必要があり、負荷試験を行うための設備が必要になる。
【０００８】
一方、電動機を駆動するインバータを使用して電動機の電気定数を自動測定する、いわゆるオートチューニング技術が開発されており、これにより、電動機の高性能な制御を容易に実現することが可能である。しかしながら、非特許文献１では、前述した各パラメータをオートチューニングする技術についても、特に開示されていない。
【０００９】
そこで、本発明の解決課題は、ｄ，ｑ軸間の干渉を含む磁気飽和特性を考慮した磁束モデルのパラメータのオートチューニングを容易化し、この磁束モデルに基づいて、永久磁石形同期電動機の高精度なトルク制御を可能にした制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、電力変換器により永久磁石形同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御するための制御装置であって、電動機鉄芯の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて構成される制御装置において、
前記電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御する第１の手段と、
前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加する第２の手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算する第３の手段と、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算する第４の手段と、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算する第５の手段と、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算する第６の手段と、
前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算する第７の手段と、
前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数から、前記電動機のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算する第８の手段と、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数から、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算する第９の手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数から、前記ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値に相当する第１のパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータ、及び、ｄ，ｑ軸間の干渉の度合いを示す第３，第４のパラメータを求める第１０の手段と、を備え、
前記第１〜第４のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成するものである。
これにより、磁気飽和特性を考慮した磁束モデルのパラメータのオートチューニングが可能になる。
【００１１】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記第１０の手段は、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数から、第２のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数とから、第２のｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数とから、第２のｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数とから、第２のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数を演算する手段と、
前記第２のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数、前記第２のｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記第２のｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数、前記第２のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数、及び、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数から、前記第１〜第４のパラメータを演算する手段と、を備えたものである。
これにより、電機子抵抗による電圧降下や電流の制御誤差の影響を低減でき、磁束モデルのパラメータを正確に演算することができる。
【００１２】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記第１の手段は、
前記ｄ軸電流の直流成分の指令値とｄ軸電流検出値との偏差からｄ軸電圧指令値を演算する手段を備え、
前記第２の手段は、
ｑ軸電流指令値を正弦波に制御する手段と、
前記ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差からｑ軸電圧フィードバック制御値を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数とからｑ軸リアクタンス及びｑ軸電機子抵抗を推定する手段と、
前記ｑ軸電流指令値、前記ｑ軸リアクタンスの推定値、及び、前記ｑ軸電機子抵抗の推定値からｑ軸電圧フィードフォワード補償値を演算する手段と、
前記ｑ軸電圧フィードバック制御値と前記ｑ軸電圧フィードフォワード補償値とからｑ軸電圧指令値を演算する手段と、を備えたものである。
これにより、ｄ軸電流の直流成分及びｑ軸の交番電流を各指令値にそれぞれ正確に制御することができる。
【００１３】
請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数と電機子抵抗とから、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分に起因する前記電機子抵抗の電圧降下を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数と電機子抵抗とから、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分に起因する前記電機子抵抗の電圧降下を演算する手段と、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分に起因する前記電機子抵抗の電圧降下からｄ軸電圧指令値を演算する手段と、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分に起因する前記電機子抵抗の電圧降下からｑ軸電圧指令値を演算する手段と、を備えたものである。  
これにより、電機子抵抗による電圧降下の影響を受けることなく、磁束モデルのパラメータを正確に演算することができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、鉄芯の磁極飽和特性を考慮した磁束モデルのパラメータのオートチューニングにより、永久磁石形同期電動機のトルク制御を高精度に実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１におけるアドミタンス推定部のブロック図である。
【図３】非特許文献１に記載された電動機モデルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。この実施形態に係る制御装置では、永久磁石形同期電動機の電流をｄ，ｑ軸成分に分解し、ｄ軸電流の直流成分を指令値に制御してｑ軸に正弦波の交番電圧を印加したときの電流及び電圧から磁束モデルのパラメータを演算する。そして、この磁束モデルに基づいて永久磁石形同期電動機における磁束と電流との間の非線形性を解析し、制御装置の設計等を行うものである。
【００１７】
まず、図１は、この実施形態に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図であり、以下では、永久磁石形同期電動機（以下、単に電動機ともいう）の電圧及び電流の制御方法を制御装置の構成と共に説明する。なお、電圧及び電流の制御演算は、ｄ，ｑ軸直交回転座標上で行うこととし、電動機の回転子の磁極（Ｎ極）方向をｄ軸、ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。
【００１８】
図１において、積分器３０は、交番電圧の角周波数ωｈを積分してｑ軸交番電流指令値の角度θｈを演算する。
ｑ軸交番電流指令演算器３１は、ｑ軸交番電流指令値ｉｑｈ＊を数式１により演算する。
【数１】
2015144502.tif 000005
また、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊はｄ軸電流の直流成分の指令値Ｉｄ（ａ０）＊に制御し、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊はｑ軸交番電流指令値ｉｑｈ＊に制御する。
【００１９】
座標変換器１４は、電気角θ１（ｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度）を用いて、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉｕ，ｉｗをｄ，ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑに座標変換する。なお、上記電気角θ１は、例えば、特開２００１−１９００９３号公報や特許第３３１２４７２号公報に記載されている技術により、事前に求めた磁極位置演算値θ１０に制御する。
【００２０】
ローパスフィルタ１８ａ，１８ｂは、ｄ，ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑの高周波成分を除去してｄ，ｑ軸電流検出値ｉｄｆ，ｉｑｆを演算する。
ｄ軸電流調節器２０ａは、減算器１９ａにより演算したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄｆとの偏差が零になるように動作してｄ軸電圧フィードバック制御値ｖｄＡＣＲを求める。また、ｑ軸電流調節器２０ｂは、減算器１９ｂにより演算したｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流検出値ｉｑｆとの偏差が零になるように動作してｑ軸電圧フィードバック制御値ｖｑＡＣＲを求める。
【００２１】
後述するように、磁束モデルのパラメータは、電動機鉄芯の磁気飽和に起因して流れる高調波電流を利用して推定する。このため、ｄ軸電流調節器２０ａ及びｑ軸電流調節器２０ｂが高調波電流に作用しないようにするため、各調節器２０ａ，２０ｂの応答周波数、及び、ローパスフィルタ１８ａ，１８ｂのカットオフ周波数は、交番電圧の角周波数ωｈの２倍よりも小さく設計する。
【００２２】
直流電機子抵抗補償器２１は、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖｄｒａを数式２により演算する。
【数２】
2015144502.tif 000006
【００２３】
電圧補償値演算器３２は、ｑ軸電圧フィードフォワード補償値ｖｑｈＦＦを数式３により演算する。
【数３】
2015144502.tif 000007
【００２４】
電機子抵抗補償器３３は、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ２）、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｄ（ｂ２）、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｑ（ａ３）、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｑ（ｂ３）から、数式４によりｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｄｈｒａ、ｑ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｑｈｒａを演算する。
【数４】
2015144502.tif 000008
【００２５】
ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊は、加算器２２ａにより、ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖｄＡＣＲ、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖｄｒａ、ｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｄｈｒａを加算して求める。一方、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊は、加算器２２ｂ，３４により、ｑ軸電圧フィードバック制御値ｖｑＡＣＲ、ｑ軸電圧フィードフォワード補償値ｖｑｈＦＦ、ｑ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｑｈｒａを加算して求める。
【００２６】
座標変換器１５は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を電気角θ１に基づいて相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に座標変換する。
整流回路６０は、三相交流電源５０の三相交流電圧を整流して得た直流電圧をインバータ等の電力変換器７０に供給する。
ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から、電力変換器７０の出力電圧を前記相電圧指令値に制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器７０は、ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することにより、永久磁石形同期電動機８０の端子電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御する。
以上に述べた制御により、ｄ軸電流ｉｄを直流成分の指令値Ｉｄ（ａ０）＊に制御し、また、ｑ軸電流ｉｑを交番電流の指令値ｉｑｈ＊に制御することができる。
【００２７】
次に、θｈ，ｖｑ＊，ｉｄ，ｉｑに基づいて、ｑ軸リアクタンス推定値Ｘｑｈｅｓｔ及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒｑｈｅｓｔを求める方法について説明する。
図１のフーリエ係数演算器３５は、θｈ，ｖｑ＊，ｉｄ，ｉｑから、ｑ軸電圧、ｑ軸電流及びｄ軸電流のフーリエ係数を数式５により演算する。
【数５】
2015144502.tif 000009
なお、ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数Ｖｑ（ａ１），Ｖｑ（ｂ１）の演算は、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊の代わりにｑ軸電圧検出値ｖｑを用いて行ってもよい。
【００２８】
アドミタンス推定部３６は、ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｖｑ（ａ１）、ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｖｑ（ｂ１）、ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉｑ（ａ１）、ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉｑ（ｂ１）から、ｑ軸コンダクタンス推定値Ｇｑｈｅｓｔ及びｑ軸サセプタンス推定値（−Ｂｑｈｅｓｔ）を演算する。
【００２９】
図２は、アドミタンス推定部３６の構成を示すブロック図である。
図２において、振幅演算器１０１は、ｑ軸電圧の基本波成分の振幅Ｖｑ（ｃ１）を数式６により演算する。
【数６】
2015144502.tif 000010
【００３０】
有効電流・無効電流演算器１０２は、ｑ軸の交番電圧と同位相のｑ軸有効電流Ｉｑｐｏｗｄｅｔと、ｑ軸の交番電圧と９０度の位相差を持つｑ軸無効電流Ｉｑｖａｒｄｅｔとを、数式７により演算する。
【数７】
2015144502.tif 000011
【００３１】
乗算器１０３ａは、ｑ軸有効電流推定値Ｉｑｐｏｗｅｓｔを数式８により演算し、乗算器１０３ｂは、ｑ軸無効電流推定値ｉｑｖａｒｅｓｔを数式９により演算する。
【数８】
2015144502.tif 000012
【数９】
2015144502.tif 000013
【００３２】
減算器１０４ａは、ｑ軸有効電流推定値Ｉｑｐｏｗｅｓｔとｑ軸有効電流演算値Ｉｑｐｏｗｄｅｔとから、ｑ軸有効電流推定誤差Ｉｑｐｏｗｅｒｒを数式１０により演算する。
【数１０】
2015144502.tif 000014
【００３３】
パラメータ推定器１０５ａは、ｑ軸有効電流推定誤差Ｉｑｐｏｗｅｒｒを積分制御してｑ軸コンダクタンス推定値Ｇｑｈｅｓｔを演算する。具体的には、数式１１の演算を行う。
【数１１】
2015144502.tif 000015
数式１１による演算の結果、ｑ軸有効電流推定誤差Ｉｑｐｏｗｅｒｒが零になるようにｑ軸コンダクタンス推定値Ｇｑｈｅｓｔが演算され、ｑ軸コンダクタンス推定値Ｇｑｈｅｓｔは真値に収束する。
【００３４】
減算器１０４ｂは、ｑ軸無効電流推定値Ｉｑｖａｒｅｓｔとｑ軸無効電流演算値Ｉｑｖａｒｄｅｔとから、ｑ軸無効電流推定誤差Ｉｑｖａｒｅｒｒを数式１２により演算する。
【数１２】
2015144502.tif 000016
【００３５】
パラメータ推定器１０５ｂは、ｑ軸無効電流推定誤差Ｉｑｖａｒｅｒｒを積分制御してｑ軸サセプタンス推定値（−Ｂｑｈｅｓｔ）を演算する。具体的には、数式１３の演算を行う。
【数１３】
2015144502.tif 000017
数式１３による演算の結果、ｑ軸無効電流推定誤差Ｉｑｖａｒｅｒｒが零になるようにｑ軸サセプタンス推定値（−Ｂｑｈｅｓｔ）が演算され、ｑ軸サセプタンス推定値（−Ｂｑｈｅｓｔ）は真値に収束する。
【００３６】
図１におけるインピーダンス演算器３７は、数式１４により、ｑ軸リアクタンス推定値Ｘｑｈｅｓｔ及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒｑｈｅｓｔを演算する。
これらのｑ軸リアクタンス推定値Ｘｑｈｅｓｔ及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒｑｈｅｓｔは、電圧補償値演算器３２にも入力される。
【数１４】
2015144502.tif 000018
【００３７】
次に、パラメータ推定部４０において、磁束モデルのパラメータを求める方法について説明する。
まず、前述した非特許文献１と同様に、電流と磁束との関係を関数化した数式１５の磁束モデルを構成する。
【数１５】
2015144502.tif 000019
【００３８】
パラメータ推定部４０は、前述したフーリエ係数とパラメータＫＬｄ，ＫＳｄ，Ｉ０，φ０とを用いて、数式１５に示した磁束モデルのパラメータのうち、ＫＬｑ，ＫＳｑ，ＫＳｑｄ，ＫＳｄｑを推定する。
なお、ｄ軸電流ｉｄに対するｄ軸磁束Ψｄの傾きの最大値に相当するパラメータＫＬｄ、ｄ軸磁束Ψｄにおけるｄ軸電流反比例係数に相当するパラメータＫＳｄ、等価磁化電流に相当するパラメータＩ０、及び、磁束オフセットに相当するパラメータφ０は、後述するように既知の値とする。
【００３９】
次に、パラメータの推定の原理及び方法について説明する。
説明を簡単にするため、最初に、電動機の電機子抵抗を零に近似でき、電流を指令値に正確に制御できる場合について説明する。
前述したように、ｑ軸交番電流指令値ｉｑｈ＊を数式１のように制御する場合、ｄ，ｑ軸電圧ｖｄ，ｖｑ及びｄ，ｑ軸磁束Ψｄ，Ψｑは数式１６，数式１７のように表される。
【数１６】
2015144502.tif 000020
【数１７】
2015144502.tif 000021
【００４０】
数式１５によって表される磁束モデルにおいて、ｄ，ｑ軸磁束を数式１７のように制御した場合、ｄ軸電流ｉｄには直流成分と２倍高調波成分とが発生し、ｑ軸電流ｉｑには基本波成分と３倍高調波成分とが発生する。これを数式で表すと、数式１８となる。
【数１８】
2015144502.tif 000022
【００４１】
数式１７，数式１８を数式１５に代入して整理すると、数式１９を導出することができる。但し、数式１９における係数Ａ〜Ｅは、数式２０のとおりである。
【数１９】
2015144502.tif 000023
【数２０】
2015144502.tif 000024
【００４２】
ここで、数式２１の近似を行う。
【数２１】
2015144502.tif 000025
【００４３】
数式１９に数式２１の近似を適用し、両辺の直流成分、ｃｏｓ２θｈ成分，ｓｉｎθｈ成分，ｓｉｎ３θｈ成分を比較することにより、数式２２を導出する。
【数２２】
2015144502.tif 000026
【００４４】
磁束モデルのパラメータ推定は、数式２２の関係を利用して実現する。
まず、数式２０，数式２２を整理し、パラメータＫＬｑ，ＫＳｑｄの関係式を数式２３のように導出する。但し、数式２３における係数ａ，ｂ，ｃは、数式２４に示すとおりである。
【数２３】
2015144502.tif 000027
【数２４】
2015144502.tif 000028
【００４５】
数式２４において、フーリエ係数Ψｑ（ｂ１），Ｉｑ（ｂ１），Ｉｑ（ｂ３）、及び、パラメータＫＬｄ，ＫＳｄは既知の値である。
ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ余弦係数Ψｄ（ａ０）は、この時点では未知であるパラメータＫＳｄｑを零に近似し、数式１５に基づいて数式２５により近似計算する。
【数２５】
2015144502.tif 000029
この結果、係数ａ，ｂ，ｃは、既知の値から計算することができる。
【００４６】
数式２４，数式２５より、係数ａ，ｂ，ｃは、ｄ軸電流の直流成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ０）の関数となる。このことから、ｄ軸電流の直流成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ０）を異なる２種類の値に制御すると、数式２３から、数式２６に示す連立方程式を得ることができる。
【数２６】
2015144502.tif 000030
【００４７】
数式２６の連立方程式をパラメータＫＬｑ，ＫＳｑｄについて解くと、パラメータＫＬｑ，ＫＳｑｄは、数式２７のように、既知の係数ａ（１），ｂ（１），ｃ（１），ａ（２），ｂ（２），ｃ（２）から演算することができる。
【数２７】
2015144502.tif 000031
【００４８】
以上のことから、パラメータＫＬｑ，ＫＳｑｄは、下記の手順により演算する。
（１）ｄ軸電流を、直流成分の指令値Ｉｄ（ａ０）＊が異なる２種類の値に制御し、ｑ軸に交番電圧を印加する。そして、２つのケースについて、電圧及び電流のフーリエ係数を測定する。
（２）前記２つのケースについて、数式１７により、ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｖｑ（ａ１）と交番電圧の角周波数ωｈとから、ｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数Ψｑ（ｂ１）を演算する。
（３）前記２つのケースについて、数式２４，数式２５により、電流及び磁束のフーリエ係数から、係数ａ，ｂ，ｃを演算する。
（４）パラメータＫＬｑ，ＫＳｑｄを、数式２７により、係数ａ（１），ｂ（１），ｃ（１），ａ（２），ｂ（２），ｃ（２）から演算する。
【００４９】
数式２２より、係数Ｂ，Ｄは、数式２８の関係にある。
【数２８】
2015144502.tif 000032
数式２０より、係数Ａは既知の値から演算可能であるため、係数Ｂ，Ｄは数式２８により演算可能である。
【００５０】
また、数式２０をパラメータＫＳｑについて整理することで、数式２９を導出することができる。
【数２９】
2015144502.tif 000033
数式２９より、パラメータＫＳｑを既知の値から演算することができる。
更に、数式２０をパラメータＫＳｄｑについて整理することで、数式３０の導出が可能である。
【数３０】
2015144502.tif 000034
よって、数式３０により、パラメータＫＳｄｑを既知の値から演算することができる。
【００５１】
以上のことから、パラメータＫＳｑ，ＫＳｄｑは、下記の手順で演算する。
（１）数式２０により、係数Ａを演算する。
（２）数式２８により、係数Ｂ，Ｄを演算する。
（３）数式２９により、パラメータＫＳｑを演算する。
（４）数式３０により、パラメータＫＳｄｑを演算する。
【００５２】
次に、電機子抵抗、及び、電流の制御誤差を考慮した場合のパラメータ推定の原理と方法について説明する。
電機子抵抗、及び、電流の制御誤差を考慮した場合、ｑ軸交番電流指令値ｉｑｈ＊を前述した数式１のように制御すると、ｄ，ｑ軸電圧ｖｄ，ｖｑは数式３１により表される。但し、電機子抵抗推定値ｒａＭは、電機子抵抗の真値ｒａに等しいものとする。
【数３１】
2015144502.tif 000035
【００５３】
数式３１より、ｄ軸電流の２倍高調波に起因する電機子抵抗の電圧降下、及び、ｑ軸電流の３倍高調波に起因する電機子抵抗の電圧降下は、図１の電機子抵抗補償器３３によって補償されるので、ｄ軸磁束Ψｄは直流成分のみ、ｑ軸磁束Ψｑは基本波成分のみとなる。
これを数式で表すと、数式３２となる。
【数３２】
2015144502.tif 000036
【００５４】
数式１５の磁束モデルにおいて、ｄ，ｑ軸磁束Ψｄ，Ψｑを数式３２のように制御した場合、ｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑは数式３３のようになる。
【数３３】
2015144502.tif 000037
【００５５】
数式３２，数式３３より、電機子抵抗、及び、電流の制御誤差を考慮する場合のパラメータ推定は、先に述べた、電機子抵抗を零に近似でき、電流を指令値に正確に制御できる場合のパラメータ推定において、数式３４に示すように、フーリエ係数Ψｑ（ｂ１），Ｉｑ（ｂ１），Ｉｑ（ｂ３），Ｉｄ（ａ２）を第２のフーリエ係数Ψｑ（ｂ１）’，Ｉｑ（ｂ１）’，Ｉｑ（ｂ３）’，Ｉｄ（ａ２）’にそれぞれ置き換えることで実現可能である。
【数３４】
2015144502.tif 000038
【００５６】
次に、第２のフーリエ係数Ψｑ（ｂ１）’，Ｉｑ（ｂ１）’，Ｉｑ（ｂ３）’，Ｉｄ（ａ２）’の演算方法について説明する。
第２のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉｑ（ｂ１）’は、数式３５により演算する。
【数３５】
2015144502.tif 000039
【００５７】
第２のｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｑ（ｂ３）’と第２のｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ２）’とは、数式３６により演算する。
【数３６】
2015144502.tif 000040
【００５８】
磁束は電流と同位相であり、磁束に起因する電圧降下は磁束から９０度進みであることから、第２のｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数Ψｑ（ｂ１）’は、数式３７により演算する。
【数３７】
2015144502.tif 000041
【００５９】
このようにして、数式１５における磁束モデルのパラメータのうち、ＫＬｑ，ＫＳｑ，ＫＳｑｄ，ＫＳｄｑを推定することができる。なお、前述したように、他のパラメータＫＬｄ，ＫＳｄ，Ｉ０，φ０は既知の値として与えられる。
これにより、数式１５に示した磁束モデルのパラメータのオートチューニングを実現することができる。
【符号の説明】
【００６０】
１１ｕ  ｕ相電流検出器
１１ｗ  ｗ相電流検出器
１３  ＰＷＭ回路
１４  座標変換器
１５  座標変換器
１８ａ  ローパスフィルタ
１８ｂ  ローパスフィルタ
１９ａ  減算器
１９ｂ  減算器
２０ａ  ｄ軸電流調節器
２０ｂ  ｑ軸電流調節器
２１  直流電機子抵抗補償器
２２ａ  加算器
２２ｂ  加算器
３０  積分器
３１  ｑ軸交番電流指令演算器
３２  電圧補償値演算器
３３  高調波電機子抵抗補償器
３４  加算器
３５  フーリエ係数演算器
３６  アドミタンス推定部
３７  インピーダンス演算器
４０  パラメータ推定部
５０  三相交流電源
６０  整流回路
７０  電力変換器
８０  永久磁石形同期電動機
１０１  振幅演算器
１０２  有効電流・無効電流演算器
１０３ａ  乗算器
１０３ｂ  乗算器
１０４ａ  減算器
１０４ｂ  減算器
１０５ａ  推定器
１０５ｂ  推定器
【図１】
2015144502.tif 000042
【図２】
2015144502.tif 000043
【図３】
2015144502.tif 000044