(57)【要約】【課題】単相電力変換器のコンデンサの電圧脈動を抑制することができる自励式無効電力制御装置を提供する。【解決手段】自励式無効電力制御装置は、複数の単相電力変換器の交流側が互いにカスケード接続され、単相電力変換器の直流側に接続されたコンデンサが直流電圧源として無効電力を生成し、交流側が互いにカスケード接続された単相電力変換器を三相分備えて三相交流系統に直結される。自励式無効電力制御装置は、各単相電力変換器の出力電圧に３の倍数の高調波電圧を各相同相で重畳する。よって、単相電力変換器のコンデンサの電圧脈動を抑制することができる。【選択図】図１
2015230555.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相電力変換器の直流側に接続されたコンデンサが直流電圧源として無効電力を生成し、前記単相電力変換器を三相分備えて三相交流系統に直結される自励式無効電力制御装置において、
各前記単相電力変換器の出力電圧に３の倍数の高調波電圧を各相同相で重畳する
ことを特徴とする自励式無効電力制御装置。
【請求項２】
前記高調波電圧は、３次高調波電圧である
請求項１に記載の自励式無効電力制御装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の自励式無効電力制御装置において、
前記三相交流系統の電源相電圧と前記高調波電圧を共に余弦波としたとき、前記電源相電圧に対する前記高調波電圧の位相角は、−π／２より大きくπ／２より小さい値である
ことを特徴とする自励式無効電力制御装置。
【請求項４】
前記電源相電圧と前記高調波電圧との位相角は、０である
請求項３に記載の自励式無効電力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自励式無効電力制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、太陽光発電などの分散型電源の導入量が増加している。これらの分散型電源は天候の変化によって発電量が変化するため、配電系統の電圧の急激な変化を引き起こし、配電系統の電圧変化幅が大きくなってきている。このため、これらの電圧変化に対して配電系統の電圧を適切な範囲内に制御する必要がある。そこで、配電系統の無効電流を制御して電圧を適正範囲になるように高速に制御する無効電力制御装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。無効電力制御装置は、交流側に接続されるリアクトルと、単相電力変換器とを備えている。トランスレスで高圧配電系統に対応できるようにモジュールをカスケード接続したカスケード電力変換器がある。各モジュールの単相電力変換器の直流側には、コンデンサが接続されている。無効電力制御装置は、このコンデンサを直流電圧源として無効電力を発生する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２８０３５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記の自励式無効電力制御装置では、無効電流を流すので、各相には２倍の電源周波数の瞬時電力脈動が生じ、コンデンサの電圧が２倍の電源周波数で脈動する。そして、電圧脈動が大きくなりコンデンサ電圧の最小値が低くなりすぎると、無効電流の制御ができなくなる。
【０００５】
本発明は、こうした実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、単相電力変換器のコンデンサの電圧脈動を抑制することができる自励式無効電力制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段及びその作用効果について説明する。
上記課題を解決する自励式無効電力制御装置は、単相電力変換器の直流側に接続されたコンデンサが直流電圧源として無効電力を生成し、前記単相電力変換器を三相分備えて三相交流系統に直結される自励式無効電力制御装置において、各前記単相電力変換器の出力電圧に３の倍数の高調波電圧を各相同相で重畳することをその要旨としている。
【０００７】
上記構成によれば、単相電力変換器が三相分備えられ、各単相電力変換器が三相交流系統に直結される。そして、各単相電力変換器の直流側に設けられるコンデンサを直流電圧源として用いて無効電力を生成し、各単相電力変換器の出力電圧に３の倍数の高調波電圧を各相同相で重畳する。すなわち、コンデンサ電圧が電源周波数の２倍で脈動していたとしても、３の倍数の高調波電圧が重畳されることで、コンデンサ電圧の脈動が抑制される。よって、コンデンサ電圧の平均値を低くすることができ、スイッチング素子の耐圧に余裕ができるとともに、スイッチング損失も低減できる。また、コンデンサ電圧の平均値を同じとすれば、コンデンサの容量を低減することができる。さらに、各相同相に重畳するので、線間電圧の波形には、各相の高調波電圧が互いに打ち消しあうことで現れず、入力電流制御に影響を与えることがない。
【０００８】
上記自励式無効電力制御装置について、前記高調波電圧は、３次高調波電圧であることが好ましい。
上記構成によれば、各単相電力変換器の出力電圧に重畳する高調波電圧を３次高調波電圧とするので、３以外の３の倍数の高調波電圧に比べてコンデンサ電圧の脈動を最も抑制することができる。
【０００９】
上記自励式無効電力制御装置について、前記三相交流系統の電源相電圧と前記高調波電圧を共に余弦波としたとき、前記電源相電圧に対する前記高調波電圧の位相角は、−π／２より大きくπ／２より小さい値であることが好ましい。
【００１０】
上記構成によれば、高調波電圧の位相角を−π／２より大きくπ／２より小さい値とすることで、各単相電力変換器の出力電圧に高調波電圧を重畳することによるコンデンサ電圧の脈動抑制を効果的に行うことができる。
【００１１】
上記自励式無効電力制御装置について、前記電源相電圧と前記高調波電圧との位相角は、０であることが好ましい。
上記構成によれば、高調波電圧の位相角を０とすることで、各単相電力変換器の出力電圧に高調波電圧を重畳することによるコンデンサ電圧の脈動抑制を最も効果的に行うことができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、単相電力変換器のコンデンサの電圧脈動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】（ａ）は自励式無効電力制御装置の一実施形態の概略構成を示す回路図、（ｂ）は自励式無効電力制御装置の単相電力変換器の構成を示す回路図。
【図２】自励式無効電力制御装置による無効電力の制御原理を示すｕ相の等価回路図。
【図３】自励式無効電力制御装置による無効電力の制御原理を示すｕ相の等価回路における進み無効電流のベクトル図。
【図４】自励式無効電力制御装置による無効電力の制御原理を示すｕ相の等価回路における遅れ無効電流のベクトル図。
【図５】自励式無効電力制御装置の解析モデルを示す図。
【図６】自励式無効電力制御装置のｄ−ｑ軸モデルに基づく電流制御系の構成を示す図。
【図７】（ａ）は自励式無効電力制御装置によって３次高調波を重畳したときのモジュール出力相電圧波形を示す図、（ｂ）は自励式無効電力制御装置によって３次高調波を重畳したときのモジュール出力線間電圧波形を示す図。
【図８】自励式無効電力制御装置によって３次高調波を重畳したときの高調波位相角が０における、電源位相角と、モジュール瞬時電力の積分値との関係を示す図。
【図９】自励式無効電力制御装置によって３次高調波を重畳したときの電源位相角と、高調波位相角と、モジュール瞬時電力の積分値との関係、及びモジュール瞬時電力の積分値の最大値と最小値とを示す図。
【図１０】実験に用いた自励式無効電力制御装置の回路を示す図。
【図１１】（ａ）は自励式無効電力制御装置の実験において遅れ電流を流したときのコンデンサ電圧の脈動抑制前の電源相電圧の波形を示す図、（ｂ）は電源電流の波形を示す図、（ｃ）は変換器入力電流の波形を示す図、（ｄ）は負荷電流の波形を示す図、（ｅ）は１段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｆ）は２段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｇ）は３段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｈ）はモジュール出力相電圧の波形を示す図、（ｉ）はモジュール出力線間電圧の波形を示す図。
【図１２】（ａ）は自励式無効電力制御装置の実験において進み電流を流したときのコンデンサ電圧の脈動抑制前の電源相電圧の波形を示す図、（ｂ）は電源電流の波形を示す図、（ｃ）は変換器入力電流の波形を示す図、（ｄ）は負荷電流の波形を示す図、（ｅ）は１段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｆ）は２段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｇ）は３段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｈ）はモジュール出力相電圧の波形を示す図、（ｉ）はモジュール出力線間電圧の波形を示す図。
【図１３】（ａ）は自励式無効電力制御装置の実験において遅れ電流を流したときのコンデンサ電圧の脈動抑制後の電源相電圧の波形を示す図、（ｂ）は電源電流の波形を示す図、（ｃ）は変換器入力電流の波形を示す図、（ｄ）は負荷電流の波形を示す図、（ｅ）は１段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｆ）は２段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｇ）は３段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｈ）はモジュール出力相電圧の波形を示す図、（ｉ）はモジュール出力線間電圧の波形を示す図。
【図１４】（ａ）は自励式無効電力制御装置の実験において進み電流を流したときのコンデンサ電圧の脈動抑制後の電源相電圧の波形を示す図、（ｂ）は電源電流の波形を示す図、（ｃ）は変換器入力電流の波形を示す図、（ｄ）は負荷電流の波形を示す図、（ｅ）は１段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｆ）は２段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｇ）は３段目のコンデンサ電圧の波形を示す図、（ｈ）はモジュール出力相電圧の波形を示す図、（ｉ）はモジュール出力線間電圧の波形を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図１〜図１４を参照して、自励式無効電力制御装置の一実施形態について説明する。本実施形態の自励式無効電力制御装置は、単相電力変換器のモジュールを３段カスケード接続したカスケード電力変換器である。
【００１５】
［カスケード電力変換器の構成］
図１（ａ）に示されるように、カスケード電力変換器は、三相交流電源（電源相電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ）に、入力リアクトルＬｆを介して３直列のモジュール（単相電力変換器）をスター結線している。図１（ｂ）に示されるように、カスケード電力変換器の各モジュールは、直流コンデンサＣと４個の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をＨブリッジ接続して構成している。各モジュールのコンデンサ電圧ｖｃｊｋとモジュール出力電圧ｖｍｊｋとは、相と直列段数との添字をつけて区別している（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ、ｋ＝１，２，３）。例えば、ｕ相の１段目モジュールについては、コンデンサ電圧ｖｃｕ１、モジュール出力相電圧ｖｍｕ１と表現する。図１（ａ）に示されるように、モジュール部分は、コンデンサ電圧ｖｃを制御により一定に保つ。また、ｕ相の直列モジュールの出力電圧をモジュール出力相電圧ｖｍｕと表す。モジュール出力相電圧ｖｍｕによりカスケード電力変換器の入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを制御する。
【００１６】
［カスケード電力変換器の無効電力制御原理］
カスケード電力変換器は、有効電力を変換器損失に相当した分だけ供給し、モジュールのコンデンサ電圧ｖｃを一定値に保つように制御される。また、カスケード電力変換器は、無効電力を任意の値に制御できる。
【００１７】
図２は、ｕ相等価回路であって、モジュール出力相電圧ｖｍｕを電圧源で表している。電源角周波数ωを用いて等価回路より定常状態のｕ相電圧方程式が次式（１）で得られる。
【００１８】
【数１】
2015230555.tif 000003
図３は、入力電流ｉｕを進み無効電流としたときのベクトル図である。図３に示されるように、カスケード電力変換器は、モジュール出力相電圧ｖｍｕを電源相電圧ｅｕと同相で、電源相電圧ｅｕよりも大きい電圧を与えることで、進み入力電流ｉｕを制御できる。
【００１９】
図４は、入力電流ｉｕを遅れ無効電流としたときのベクトル図である。図４に示されるように、カスケード電力変換器は、モジュール出力相電圧ｖｍｕを電源相電圧ｅｕと同相で、電源相電圧ｅｕよりも小さい電圧を与えることで、遅れ入力電流ｉｕを制御できる。
【００２０】
モジュール出力相電圧ｖｍｕとして出力できる最大電圧は、３段のｕ相モジュール直流電圧の和であり、これが進み無効電流制御時のモジュール出力相電圧波高値よりも高くなければならない。すなわち、電源の線間電圧実効値Ｅ、電源角周波数ω、定格無効電流Ｉｎを用いて、各モジュールのコンデンサ電圧（直流電圧）ｖｃｕ１，ｖｃｕ２，ｖｃｕ３に対して次式（２）を満たす必要がある。
【００２１】
【数２】
2015230555.tif 000004
［カスケード電力変換器の制御］
図５に示されるように、各相の直列接続されたモジュール出力相電圧ｖｍｕ，ｖｍｖ，ｖｍｗを電圧源として表している。入力リアクトルＬｆの抵抗Ｒｆを考慮し、瞬時値に対する三相電圧方程式が次式（３）で得られる。ここで、ｐは微分演算子である。
【００２２】
【数３】
2015230555.tif 000005
電源相電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは、線間電圧実効値Ｅ、電源角周波数ωの対称三相交流電圧として次式（４）で与えられる。
【００２３】
【数４】
2015230555.tif 000006
【００２４】
【数５】
2015230555.tif 000007
三相交流量を直流量として表し、制御を簡単にするために、電源位相角θに同期した回転座標（ｄ−ｑ座標）へ変換する。ｄ−ｑ座標への変換行列Ｃｄｑは次式（６）で得られる。
【００２５】
【数６】
2015230555.tif 000008
そして、式（６）を用いて、式（３），（４）をそれぞれ座標変換すると次式（７）が得られる。
【００２６】
【数７】
2015230555.tif 000009
【００２７】
【数８】
2015230555.tif 000010
式（７）に式（８）を代入し、ｉｄ，ｉｑについて解くと次式（９）が得られる。
【００２８】
【数９】
2015230555.tif 000011
図６の破線で囲んだカスケード電力変換器のブロックは、式（９）に基づいたｄ−ｑ軸モデルである。カスケード電力変換器のブロックは、ｄ−ｑ軸のモジュール出力電圧ｖｍｄ，ｖｍｑから入力電流ｉｄ，ｉｑまでのブロック線図として表している。カスケード電力変換器のブロックには、交流量を直流に変換することに伴うｄ−ｑ軸間の干渉項および電源電圧Ｅの外乱が存在している。
【００２９】
有効電流のｄ軸の制御系は、モジュールのコンデンサの平均電圧ｖｃａｖの制御に用いられ、直流電圧指令値ｖｃ＊と検出値ｖｃとの偏差に対してＰＩ制御を行い、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を与えている。無効電流のｑ軸の制御系では、無効電力指令値Ｑ＊を電源の線間電圧実効値Ｅで除し、無効電流指令値ｉｑ＊を得ている。ｄ−ｑ軸間の干渉項および電源電圧Ｅの外乱を非干渉化するために、それぞれ干渉項および外乱項を補償し、ＰＩ制御により電流制御系を構成している。
【００３０】
［モジュール瞬時電力と直流電圧脈動］
カスケード電力変換器は、無効電力を制御する。このため、入力電流実効値Ｉの遅れ電流の変換器入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは次式（１０）で得られる。
【００３１】
【数１０】
2015230555.tif 000012
式（１０）は遅れ電流としているが、進みの場合は入力電流実効値Ｉを負とすればよい。入力リアクトルＬｆによる電圧降下は小さいので無視する。また、各モジュールが同じ動作を行うとして、ｕ相のモジュール出力相電圧ｖｍｕは実効値Ｖ１、電源位相角θの次式（１１）で得られる。
【００３２】
【数１１】
2015230555.tif 000013
【００３３】
【数１２】
2015230555.tif 000014
コンデンサ電圧ｖｃは、モジュールが吸収する瞬時電力ｐにより脈動する。式（１０），（１１）を用いて、ｕ相モジュールの瞬時電力ｐは次式（１３）で得られる。
【００３４】
【数１３】
2015230555.tif 000015
脈動するコンデンサ電圧ｖｃは、直流平均値Ｖｃｏを用いて，次式（１４）の近似式で表される。
【００３５】
【数１４】
2015230555.tif 000016
したがって、コンデンサ電圧ｖｃの脈動幅は、瞬時電力ｐの積分値に比例する。式（１３）の瞬時電力ｐの積分値Ｗは次式（１５）で得られる。
【００３６】
【数１５】
2015230555.tif 000017
コンデンサ電圧ｖｃの電圧脈動は、基本波実効値Ｖ１と入力電流実効値Ｉとの積Ｖ１Ｉに比例し、電源の２倍の電源周波数で脈動する。式（１５）の積分値Ｗの最大値Ｖ１Ｉ／２と最小値−Ｖ１Ｉ／２との差ΔＷは次式（１６）で得られる。
【００３７】
【数１６】
2015230555.tif 000018
［直流電圧脈動の抑制法］
本実施形態では、コンデンサ電圧脈動を抑制するために、モジュール出力相電圧ｖｍｕに、実効値Ｖ３、位相角φの次式（１７）の３次高調波電圧ｖ３を重畳する。３次高調波電圧ｖ３は、電源相電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗと共に余弦波とする。
【００３８】
【数１７】
2015230555.tif 000019
モジュール出力相電圧ｖｍｕは、式（１１），（１７）の和となり、次式（１８）で得られる。
【００３９】
【数１８】
2015230555.tif 000020
図７（ａ）は３次高調波電圧を重畳したときのモジュール出力相電圧ｖｍｕ，ｖｍｖの波形である。図７（ｂ）は３次高調波電圧を重畳したときのモジュール出力線間電圧ｖｍｕｖの波形である。３次高調波電圧は、各相同相になるので、モジュール出力線間電圧ｖｍｕｖの波形には現れず、入力電流制御系に影響を与えない。
【００４０】
式（１０），（１８）より３次高調波電圧を重畳したときのｕ相モジュールの瞬時電力ｐ３は次式（１９）で得られる。
【００４１】
【数１９】
2015230555.tif 000021
瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３は、次式（２０）で得られる。
【００４２】
【数２０】
2015230555.tif 000022
瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３の変化を小さくすることで、コンデンサ電圧脈動を抑制できる。式（２０）の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３の変化幅が最小になるように、３次高調波電圧ｖ３の位相角φを求めることで、コンデンサ電圧ｖｃの脈動を最小にできる。式（２０）より瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３は、２θの関数であるから０≦θ≦πの範囲で考える。３次高調波電圧ｖ３の実効値Ｖ３は、式（１８）のモジュール出力相電圧ｖｍｕが高くなると、コンデンサ電圧ｖｃも高い電圧を必要とするので、基本波実効値Ｖ１の３割以下とする。なお、３次高調波電圧ｖ３の実効値Ｖ３の基本波実効値Ｖ１に対する割合は、任意に設定可能である。例えば、３次高調波電圧ｖ３の実効値Ｖ３を基本波実効値Ｖ１の１０割以下とすることも可能である。
【００４３】
【数２１】
2015230555.tif 000023
［瞬時電力ｐの積分値Ｗの最小値、最大値］
式（２０）の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３について、電源位相角θと３次高調波電圧ｖ３の位相角φの関数Ｗ３（θ，φ）として、変化幅が最小になるときの最小値と最大値とを導出する。式（２０）に、３次高調波電圧ｖ３の位相角φ＝０を代入したときの瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）は次式（２２）で得られる。
【００４４】
【数２２】
2015230555.tif 000024
図８は、式（１５）の瞬時電力ｐの積分値Ｗと、式（２２）の位相角φ＝０の３次高調波電圧ｖ３を重畳した瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）の波形である。瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）の最小値Ｗ３ｍｉｎは、電源位相角θ＝０，πのときで、次式（２３）で得られる。
【００４５】
【数２３】
2015230555.tif 000025
式（１５）の３次高調波電圧の重畳前と比較して最小値Ｗ３ｍｉｎは、Ｖ３Ｉ／４だけ高くなる。瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）の最大値Ｗ３ｍａｘは、電源位相角θ＝π／２のときで、次式（２４）と得られる。
【００４６】
【数２４】
2015230555.tif 000026
式（１５）の３次高調波電圧の重畳前と比較して最大値Ｗ３ｍａｘは、３Ｖ３Ｉ／４だけ低くなる。したがって，３次高調波電圧の重畳時の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）の最大値と最小値との差ΔＷ３は，次式（２５）で得られる。
【００４７】
【数２５】
2015230555.tif 000027
３次高調波電圧を重畳したときの脈動電圧の低減割合εは，次式（２６）で得られる。
【００４８】
【数２６】
2015230555.tif 000028
式（２２）の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）が、最もコンデンサ電圧脈動を抑制できることを示す。式（２３）の最小値Ｗ３ｍｉｎ近傍の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３を確認するために、式（２０）に電源位相角θ＝０を代入した瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（０，φ）は，次式（２７）で得られる。
【００４９】
【数２７】
2015230555.tif 000029
図９では、式（２２）の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）と、式（２７）の最小値Ｗ３ｍｉｎ近傍の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（０，φ）の関係を３次元的に示している。瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（０，φ）において、３次高調波電圧ｖ３の位相角φ＝０における瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３ｍｉｎ＝Ｗ３（０，０）が最小値の中では最も高く、３次高調波電圧ｖ３の位相角φ＝０の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）がコンデンサ電圧脈動の最小値を最も高くできる。
【００５０】
式（２４）の最大値Ｗ３ｍａｘ近傍の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）を確認するために、式（２０）に電源位相角θ＝π／２を代入した瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（π／２，φ）は、次式（２８）で得られる。
【００５１】
【数２８】
2015230555.tif 000030
図９は、式（２２）の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）と、式（２８）の最大値Ｗ３ｍａｘ近傍の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（π／２，φ）の関係を３次元的に示している。瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（π／２，φ）において、３次高調波電圧ｖ３の位相角φ＝０における瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３ｍａｘ＝Ｗ３（π／２，０）が最大値の中では最も低く、３次高調波電圧ｖ３の位相角φ＝０の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）がコンデンサ電圧脈動の最大値を最も低くできる。
【００５２】
したがって、３次高調波電圧ｖ３の位相角φ＝０とした式（２２）の瞬時電力ｐ３の積分値Ｗ３（θ，０）が最もコンデンサ電圧脈動を抑制できる。
［実験］
上述したカスケード電力変換器によるコンデンサ電圧の脈動抑制の効果を実験にて確認する。すなわち、カスケード電力変換器によって、無効電力制御を行い、脈動抑制制御の有無による違いを確認する。
【００５３】
［実験条件］
図１０にカスケード電力変換器の実験回路構成を示し、表１に実験条件を示している。入力線間電圧実効値は２００Ｖ、周波数は６０Ｈｚとする。入力リアクトルＬｆの値は３ｍＨ、モジュールコンデンサの容量は４７０μＦとしている。また、モジュールのコンデンサ電圧指令値ｖｃ＊は７１Ｖとしている。線電流実効値が７．５Ａとなるようにｑ軸電流指令値ｉｑ＊を±１３Ａとしている。また、負荷容量が１．８ｋＶＡであり、制御無効電力が２．６ｋｖａｒである。
【００５４】
【表１】
2015230555.tif 000031
［実験結果］
３次高調波電圧ｖ３を重畳することで、コンデンサ電圧の脈動を３割低減させる。モジュール出力相電圧に重畳する３次高調波電圧ｖ３は、実効値Ｖ３を電源線間電圧実効値Ｅの０．３として以下の式（２９）で与える。
【００５５】
【数２９】
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［コンデンサ電圧の脈動抑制制御なし］
図１１及び図１２にコンデンサ電圧の脈動抑制制御を行っていないときの波形を示す。図１１及び図１２の波形は、上から電源相電圧ｅｕ、電源電流ｉｓｕ、変換器入力電流ｉｕ、負荷電流ｉｌｕ、コンデンサ電圧ｖｃｕ１〜ｖｃｗ３、モジュール出力相電圧ｖｍｕ、モジュール出力線間電圧ｖｍｕｖである。コンデンサ電圧ｖｃｕ１〜ｖｃｗ３以外はＵ相のみを表示している。
【００５６】
図１１は、モジュール電力変換器にｑ軸で−１３Ａを流したときの波形である。図１１（ｄ）に示す変換器入力電流ｉｕは、図１１（ａ）に示す電源相電圧ｅｕに対し位相がπ／２遅れとなっている。また、図１１（ｈ）に示すモジュール出力相電圧ｖｍｕは、モジュールを３段直列接続していることから、マルチレベル化されている。図１１（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示すコンデンサ電圧ｖｃｕ１〜ｖｃｗ３は、各段で７１Ｖとなっており、脈動幅は２５Ｖである。
【００５７】
図１２は、モジュール電力変換器にｑ軸で＋１３Ａを流したときの波形である。図１２（ｄ）に示す変換器入力電流ｉｕは、図１２（ａ）に示す電源相電圧ｅｕに対し位相がπ／２進みとなっている。また、図１２（ｈ）に示すモジュール出力相電圧ｖｍｕは、モジュールを３段直列接続していることからマルチレベル化されている。図１２（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示すコンデンサ電圧ｖｃｕ１〜ｖｃｗ３は、各段で７１Ｖとなっており、脈動幅は３２Ｖである。
【００５８】
［コンデンサ電圧の脈動抑制制御あり］
図１３及び図１４にコンデンサ電圧の脈動抑制制御を行ったときの波形を示す。図１１は、モジュール電力変換器にｑ軸で−１３Ａを流したときの波形である。図１３（ｄ）に示す変換器入力電流ｉｕは、図１３（ａ）に示す電源相電圧ｅｕに対し位相がπ／２遅れとなっている。また、図１３（ｈ）に示すモジュール出力相電圧ｖｍｕは、モジュールを３段直列接続していることからマルチレベル化されている。
【００５９】
図１３（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示すコンデンサ電圧ｖｃｕ１〜ｖｃｗ３は、各段で７１Ｖとなっており、脈動幅は１８Ｖである。図１１（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示した脈動抑制制御を行っていないときの脈動幅２５Ｖを０．７倍すると１７．５Ｖになるため、理論通りの抑制効果が得られたといえる。また、図１３（ｉ）に示すモジュール出力線間電圧ｖｍｕｖ１に３次高調波電圧が現れず、図１３（ｂ）に示す電源電流ｉｓｕにも影響を与えていない。
【００６０】
図１４は、モジュール電力変換器にｑ軸で＋１３Ａを流したときの波形である。図１４（ｄ）に示す変換器入力電流ｉｕは、図１４（ａ）に示す電源相電圧ｅｕに対し位相がπ／２進みとなっている。また、図１４（ｈ）に示すモジュール出力相電圧ｖｍｕは、モジュールを３段直列接続していることからマルチレベル化されている。
【００６１】
図１４（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示すコンデンサ電圧ｖｃｕ１〜ｖｃｗ３は、各段で７１Ｖとなっており、脈動幅は２２Ｖである。図１２（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示した脈動抑制制御を行っていないときの脈動幅３２Ｖを０．７倍すると２２．４Ｖになるため、理論通りの抑制効果が得られたといえる。また、図１４（ｉ）に示すモジュール出力線間電圧ｖｍｕｖに３次高調波電圧が現れず、図１４（ｂ）に示す電源電流ｉｓｕにも影響を与えていない。
【００６２】
このように、カスケード電力変換器の脈動抑制制御により、コンデンサ電圧の平均値を低くできるので、スイッチング素子耐圧に余裕ができると共に、スイッチング損失も低減できる。また、コンデンサ電圧の平均値が同じであれば、脈動抑制制御によりコンデンサ容量を低減できる。
【００６３】
以上説明したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
（１）複数の単相電力変換器の交流側が互いにカスケード接続される単相電力変換器が三相分備えられ、各単相電力変換器が三相交流系統に直結される。そして、各単相電力変換器の直流側に設けられるコンデンサを直流電圧源として用いて無効電力を生成し、各単相電力変換器のモジュール出力相電圧ｖｍｕ，ｖｍｖ，ｖｍｗに３次高調波電圧を各相同相で重畳する。すなわち、コンデンサ電圧ｖｃが電源周波数の２倍で脈動していたとしても、３次高調波電圧が重畳されることで、コンデンサ電圧ｖｃの脈動が抑制される。よって、コンデンサ電圧ｖｃの平均値を低くすることができ、スイッチング素子の耐圧に余裕ができるとともに、スイッチング損失も低減できる。また、コンデンサ電圧ｖｃの平均値を同じとすれば、コンデンサの容量を低減することができる。さらに、各相同相に３次高調波電圧を重畳するので、モジュール出力線間電圧ｖｍｕｖ，ｖｍｖｗ，ｖｍｕｗの波形には、重畳した各相の３次高調波電圧が互いに打ち消しあうことで現れず、入力電流制御に影響を与えることがない。
【００６４】
（２）高調波電圧の位相角φを−π／２より大きくπ／２より小さい値とすることで、各単相電力変換器のモジュール出力相電圧ｖｍｕ，ｖｍｖ，ｖｍｗに高調波電圧を重畳することによるコンデンサ電圧ｖｃの脈動抑制を効果的に行うことができる。
【００６５】
（３）高調波電圧の位相角φを０とすることで、各単相電力変換器のモジュール出力相電圧ｖｍｕ，ｖｍｖ，ｖｍｗに高調波電圧を重畳することによるコンデンサ電圧ｖｃの脈動抑制を最も効果的に行うことができる。
【００６６】
（４）各相には複数の単相電力変換器がそれぞれ備えられ、各相の複数の単相電力変換器の交流側が互いにカスケード接続され、各単相電力変換器の組を三相交流系統の各相に直結されている。よって、各相に複数の単相電力変換器をカスケード接続することで多段階化（マルチレベル化）することができ、電流・電圧波形の改善、大容量化が可能である。
【００６７】
なお、上記実施形態は、これを適宜変更した以下の形態にて実施することができる。
・上記実施形態では、３次高調波電圧の位相角φを０としたが、０を除く−π／２より大きくπ／２よりも小さい値を採用してもよい。
【００６８】
・上記実施形態では、コンデンサ電圧ｖｃの脈動を最も抑制することができる３次高調波電圧を重畳したが、３を除く３の倍数の高調波電圧を重畳してもよい。このようにしても、３次高調波電圧を重畳した場合と同様にコンデンサ電圧ｖｃの脈動を抑制することができる。
【００６９】
・上記実施形態において、各モジュール（単相電力変換器）のコンデンサの容量は、制御したい無効電力の大きさに応じて任意に選択可能であって、異なる容量の組み合わせも可能である。
【００７０】
・上記実施形態では、各相の単相電力変換器を複数備えた構成として多段階化したが、コンデンサの容量が十分であれば、各相に各１個の単相電力変換器を備えた構成としてもよい。
【００７１】
・上記実施形態において、高調波として矩形波（方形波）や三角波を採用してもよい。
【符号の説明】
【００７２】
Ｃ…直流コンデンサ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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