(57)【要約】【課題】高精度に交流電圧の振幅電圧を検出する。【解決手段】ＬＥＤ調光制御装置は，交流電圧を入力し位相制御された出力電圧を出力する調光器から出力電圧を供給されＬＥＤの調光を制御し，調光器がオフ状態になるオフ期間での出力電圧の電圧を検出し検出したオフ期間での電圧に基づいて交流電圧の振幅電圧を検出する波形情報検出回路と，振幅電圧に基づいてＬＥＤを駆動制御する駆動パルスを生成する駆動制御回路とを有する。【選択図】図３
2015015216.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を入力し位相制御された出力電圧を出力する調光器から前記出力電圧を供給され，ＬＥＤの調光を制御するＬＥＤ調光制御装置において，
前記調光器がオフ状態になるオフ期間での前記出力電圧の電圧を検出し，前記検出したオフ期間での電圧に基づいて前記交流電圧の振幅電圧を検出する波形情報検出回路と，
前記振幅電圧に基づいて，前記ＬＥＤを駆動制御する駆動パルスを生成する駆動制御回路とを有するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項２】
請求項１において，
前記波形情報検出回路は，前記出力電圧の波形を分析して，前記出力電圧の波形の立ち上がりエッジのタイミングと，前記出力電圧のゼロクロス点のタイミングとに基づいて，前記交流電圧の周波数または周期と，前記立ち上がりエッジからゼロクロス点までの導通角とを検出し，
前記駆動制御回路は，前記振幅電圧に加えて，前記周波数または周期と導通角とに基づいて前記駆動パルスを生成するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項３】
請求項１において，
前記波形情報検出回路は，前記オフ期間の電圧のうち，前記オフ期間内の任意の電圧と，当該任意の電圧における位相角とに基づいて，前記交流電圧の振幅電圧を検出するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項４】
請求項１において，
前記波形情報検出回路は，前記オフ期間における前記出力電圧の複数のサンプリング点での第１のサンプリング電圧と，前記オフ期間における前記交流電圧の前記複数のサンプリング点での第２のサンプリング電圧とのそれぞれの差分の合計値を最も小さくする電圧を，前記交流電圧の振幅電圧として検出するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項５】
請求項１において，
前記波形情報検出回路は，前記オフ期間における前記出力電圧の複数のサンプリング点での第１のサンプリング電圧の積分値と，前記オフ期間における前記交流電圧の前記複数のサンプリング点での第２のサンプリング電圧の積分値との差分を最も小さくする電圧を，または前記両積分値の比を最も１に近づける電圧を，前記交流電圧の振幅電圧として検出するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項６】
請求項１において，
前記波形情報検出回路は，前記オフ期間における前記出力電圧の複数のサンプリング点での第１のサンプリング電圧の積分値と，前記オフ期間における前記交流電圧の任意の振幅電圧の場合の前記複数のサンプリング点での第２のサンプリング電圧の積分値との比に基づいて，前記交流電圧の振幅電圧として検出するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項７】
交流電圧を入力し位相制御された出力電圧を出力する調光器から前記出力電圧を供給され，ＬＥＤの調光を制御するＬＥＤ調光制御装置において，
前記出力電圧の波形の立ち上がりエッジのタイミングから前記出力電圧のゼロクロス点のタイミングまでの導通角の範囲での前記出力電圧の電圧を検出し，前記検出した前記導通角での電圧に基づいて前記交流電圧の振幅電圧を検出する波形情報検出回路と，
前記振幅電圧に基づいて，前記ＬＥＤを駆動制御する駆動パルスを生成する駆動制御回路とを有するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項８】
請求項７において，
前記波形情報検出回路は，前記導通角の期間における前記出力電圧の複数のサンプリング点での第１のサンプリング電圧と，前記導通角の期間における前記交流電圧の前記複数のサンプリング点での第２のサンプリング電圧とのそれぞれの差分の合計値を最も小さくする電圧を，前記交流電圧の振幅電圧として検出するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項９】
請求項７において，
前記波形情報検出回路は，前記導通角の期間における前記出力電圧の複数のサンプリング点での第１のサンプリング電圧の積分値と，前記導通角の期間における前記交流電圧の前記複数のサンプリング点での第２のサンプリング電圧の積分値との差分を最も小さくする電圧を，または前記両積分値の比を最も１に近づける電圧を，前記交流電圧の振幅電圧として検出するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項１０】
請求項７において，
前記波形情報検出回路は，前記導通角の期間における前記出力電圧の複数のサンプリング点での第１のサンプリング電圧の積分値と，前記導通角の期間における前記交流電圧の任意の振幅電圧の場合の前記複数のサンプリング点での第２のサンプリング電圧の積分値との比に基づいて，前記交流電圧の振幅電圧として検出するＬＥＤ調光制御装置。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれかにおいて，
前記駆動制御回路は，前記振幅電圧に基づいて，前記調光器に流す電流量を制御する制御信号を生成するＬＥＤ調光制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，ＬＥＤ調光制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＥＤ調光制御装置は，ＬＥＤ（Light Emitting Diode:発光ダイオード）の調光を制御する装置であり，ＬＥＤ照明装置内に設けられるＬＥＤ調光装置内の制御回路である。ＬＥＤ照明装置は，従来の白熱ランプで使用されてきたサイリスタによる調光回路に接続された場合でも，サイリスタ調光回路による白熱ランプの調光と同様の調光態様をＬＥＤで実現することが望まれる。
【０００３】
しかしながら，サイリスタの調光回路は，ＡＣ電源の電圧波形を位相制御して平均電流を調整するのに対して，ＬＥＤの調光制御は一定のパルス信号のデューティ比を制御して行われる。したがって，白熱ランプ用の調光回路とＬＥＤとの間に，白熱ランプ用の調光回路により位相制御されているＡＣ駆動電圧をＤＣ駆動電圧に変換する整流器と，そのＤＣ駆動電圧の電圧波形に基づいて調光回路で行われている位相制御を検出し，ＬＥＤの調光制御に適したパルス幅変調（ＰＷＭ）されたパルス信号を生成するＬＥＤ調光制御装置とが設けられる。
【０００４】
ＬＥＤ調光制御については，以下の特許文献に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−３５４０３号公報
【特許文献２】特開２０１１−１９８６７１号公報
【特許文献３】特開２００９−２６５４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のLED調光制御装置は，サイリスタの調光回路の出力波形から位相制御によってサイリスタが導通している導通角を検出し，検出した導通角に基づいてＰＷＭパルス信号を生成する。
【０００７】
しかしながら，サイリスタの調光回路によって制御される白熱ランプの調光制御は，導通角だけでなく，商用ＡＣ電源の振幅電圧や周波数にも依存した制御である。したがって，白熱ランプと同等の調光制御を行うためには，導通角に加えて，商用ＡＣ電源の振幅電圧や周波数にも依存した調光制御が必要になる。
【０００８】
一方で，途上国における商用ＡＣ電源は，その周波数や振幅電圧の品質が高くない場合があり，一律に予想することはできない。そのため，サイリスタの調光回路の出力電圧の波形から，商用ＡＣ電源の振幅電圧，周波数，そして導通角を高精度に検出して，ＬＥＤのＰＷＭパルス信号を制御することが望まれる。
【０００９】
そこで，本発明の目的は，ＡＣ電源の少なくとも振幅電圧を，さらに，周波数，導通角を高精度に検出して，適切なＰＷＭパルスを生成するＬＥＤ調光制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
実施の形態の第１の側面は，交流電圧を入力し位相制御された出力電圧を出力する調光器から前記出力電圧を供給され，ＬＥＤの調光を制御するＬＥＤ調光制御装置において，
前記調光器がオフ状態になるオフ期間での前記出力電圧の電圧を検出し，前記検出したオフ期間での電圧に基づいて前記交流電圧の振幅電圧を検出する波形情報検出回路と，
前記振幅電圧に基づいて，前記ＬＥＤを駆動制御する駆動パルスを生成する駆動制御回路とを有する。
【発明の効果】
【００１１】
第１の側面によれば，ＡＣ電圧の振幅電圧を高精度に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】調光器と白熱ランプ及びLED照明器具の構成を示す図である。
【図２】調光器の回路例を示す図である。
【図３】本実施の形態におけるＬＥＤ照明器具の構成例１を示す図である。
【図４】本実施の形態におけるＬＥＤ照明器具の構成例２を示す図である。
【図５】調光器の出力電圧とその整流された整流出力電圧と，それに対応するＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１の例を示す図である。
【図６】ＬＥＤ調光制御装置４０に入力されるノードａでの電圧波形とＡＣ電源電圧波形と検出される波形情報とを示す図である。
【図７】ノードａの電圧波形（実線）とＡＣ電源電圧波形（破線）の詳細図である。
【図８】本実施の形態におけるＬＥＤ調光制御装置４０のＰＷＭ制御回路４２に設定されるテーブル例を示す図である。
【図９】電流引き抜き回路３２が流すべき引き抜き電流を説明する図である。
【図１０】波形情報検出回路４１の構成図である。
【図１１】波形情報検出方法のフローチャート図である。
【図１２】本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（１）を示すフローチャート図である。
【図１３】本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の一例を示すフローチャート図である。
【図１４】本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の別の例を示すフローチャート図である。
【図１５】本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の別の例を示すフローチャート図である。
【図１６】本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の別の例を示すフローチャート図である。
【図１７】本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の別の例を示すフローチャート図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１は，調光器と白熱ランプ及びLED照明器具の構成を示す図である。図１（Ａ）は，商用ＡＣ電源と，調光器１０と，白熱ランプ１２との構成を示す。通常，住宅設備等において，商用ＡＣ電源と白熱ランプ１２との間に，トライアックによる調光器１０が設けられている。調光器１０は，一般には部屋の壁の内部に設けられる。そして，調光器１０の調光用つまみ（図示せず）を調節することで，白熱ランプ１２の明るさを調節することができる。
【００１４】
図１（Ｂ）は，商用ＡＣ電源と，調光器１０と，ＬＥＤ照明器具２０との構成を示す。図１（Ａ）に示した商用ＡＣ電源と調光器１０が設けられた部屋の電源端子Ｎ１，Ｎ２にＬＥＤ照明器具２０を取り付け，調光器１０の調光用つまみを操作すると白熱ランプと同様にＬＥＤ照明の明るさを調節することができる。
【００１５】
図２は，調光器の回路例を示す図である。調光器はトライアックＴＲと，双方向ダイオードＤ１と，調光用つまみで抵抗が調節される可変抵抗Ｒｖと，キャパシタＣ０とを有する。双方向ダイオードＤ１と，調光用つまみで抵抗が調節される可変抵抗Ｒｖと，キャパシタＣ０とで，トライアックＴＲへのゲートパルスを生成するダイアックを構成する。負荷ＲＬは，図１（Ａ）の場合は白熱ランプ１２であり，図１（Ｂ）の場合はＬＥＤ照明器具２０である。
【００１６】
トライアックＴＲは，図２の上から下方向にＡＣ電源の電圧が印加されているときにノードＮＴの電圧が上昇してダイアックからトライアックＴＲに正のゲートパルスが印加されると，トライアックＴＲが導通して上から下方向に電流が流れ，トライアックＴＲの順方向電圧未満になるかまたは最小導通電流未満になるまで導通状態を継続する。逆に，図２の下から上方向にＡＣ電源の電圧が印加されているときにノードＮＴの電圧が下降してダイアックからトライアックＴＲに負のゲートパルスが印加されると，トライアックＴＲが導通して下から上方向に電流が流れ，トライアックＴＲの順方向電圧未満になるかまたは最小導通電流未満になるまで継続する。
【００１７】
正弦波であるＡＣ電源が印加されるので，可変抵抗Ｒｖの抵抗値に応じて，ゲートパルスが印加されるタイミングが変化し，トライアックが導通する期間が変化する。したがって，調光器１０は，調光用つまみにより可変抵抗Ｒｖの抵抗値を可変制御し，それに応じてトライアックが導通するタイミングを可変制御し，ＡＣ電源を位相制御した電圧を負荷ＲＬに印加している。詳細な動作については，後述する。
【００１８】
図３，図４は，本実施の形態におけるＬＥＤ照明器具の構成例１，２を示す図である。図３の構成例１では，ＬＥＤ照明器具２０は，調光器１０からの出力端子Ｎ１，Ｎ２に接続された全波整流回路３１と，ＬＥＤ調光制御装置４０と，電流引抜回路３２と，電流制御回路３３と，トランス３４と，ＬＥＤと，ダイオード３５と，キャパシタ３６とを有する。
【００１９】
前述のとおり，商用ＡＣ電源の交流電圧は，調光器１０により位相制御され，全波整流回路３１により直流電圧に変換される。電流引抜回路３２は，調光器１０内のトライアックが導通状態を維持するために必要な最小電流を供給するために，ノードａから電流を引き抜く回路であり，例えばＭＯＳトランジスタである。また，電流制御回路３３は，トランス３４を介してＬＥＤに駆動電流を供給する回路であり，例えばＭＯＳトランジスタである。
【００２０】
そして，ＬＥＤ調光制御装置４０は，調光器１０の出力電圧を整流回路３１で整流した整流出力電圧をノードａから入力し，その整流出力電圧の波形情報を検出する波形情報検出回路４１と，検出した波形情報に基づいてＬＥＤの駆動電流制御のためのＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１と，電流引抜制御のための引抜駆動パルスＰＷＭ２とを生成するＰＷＭ制御回路（駆動制御回路）４２とを有する。本実施の形態では，ＰＷＭ制御回路４２が，それぞれの必要な電流量に対応してパルス幅変調された駆動パルスＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。
【００２１】
図３の構成例１では，電流制御回路３３で生成した駆動電流がトランス３４を介してＬＥＤに流れるので，ＡＣ電源側の電圧とＬＥＤ側の電圧とがトランス３４により分離された絶縁型の駆動回路である。
【００２２】
図４の構成例２では，ＬＥＤ照明器具２０は，全波整流回路３１と，ＬＥＤ調光制御装置４０と，電流引抜回路３２と，電流制御回路３３と，ＬＥＤと，キャパシタ３６と，ＬＥＤ調光制御装置４０とを有する。ここまでは，図３の構成例１と同じである。そして，図４の構成例２では，インダクタＬ１とダイオード３７と電流制御回路３３とで降圧回路を構成し，ノードａの整流出力電圧を降圧回路で一定の電圧に低下させ，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比に対応した電流をＬＥＤに流す。
【００２３】
具体的には，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１で電流制御回路３３が導通すると，ノードａからインダクタＬ１，ＬＥＤ，電流制御回路３３の経路で電流が流れ，インダクタＬ１にエネルギーが蓄積され，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１で電流制御回路３３が非導通になると，インダクタＬ１の電流がＬＥＤ，ダイオード３７，インダクタＬ１の経路で流れる。そして，キャパシタ３６によりＬＥＤに印加される電圧が所望の電圧に維持される。
【００２４】
図４の構成例２では，ＡＣ電源側の電圧とＬＥＤ側の電圧とが分離されずに降圧されているので，非絶縁絶縁型降圧型の駆動回路である。
【００２５】
図３，図４の構成例では，電流制御回路３３と電流引抜回路３２とが別々に設けられているが，電流引抜回路３２によるトライアック電流の引き抜き機能を，電流制御回路３３で行うようにすることもできる。その場合は，電流制御回路３３のＭＯＳトランジスタだけが設けられる。
【００２６】
図５は，調光器の出力電圧とその整流された整流出力電圧と，それに対応するＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１の例を示す図である。図５の（１−１）は，調光器１０のトライアックが常時導通するように調光制御された場合の出力電圧の波形を示す。この場合は，トライアックの導通電圧は微少であるので，ＡＣ電源の電圧がほとんどそのまま調光器１０の出力電圧となる。そして，図５の（２−１）は，（１−１）の出力電圧が整流回路３１で整流されたノードａにおける整流出力電圧の波形であり，交流から直流に変換されている。
【００２７】
図５の（１−２）は，調光器１０のトライアックが約４５°と２２５°で導通するように調光制御された場合の出力電圧の波形を示す。この場合，トライアックがトリガパルスにより導通したときに出力電圧が急激に立ち上がり，次のゼロクロス付近でトライアックが非導通になる。したがって，一般的には，出力電圧の立ち上がりエッジ（または立ち下がりエッジ）から次のゼロクロスまでの位相角の範囲が導通角と定義されている。そして，図５の（２−２）は，（１−２）の出力電圧が整流回路３１で整流されたノードａにおける整流出力電圧の波形であり，交流から直流に変換されている。
【００２８】
前述したとおり，整流出力電圧（２−１）（２−２）をＬＥＤに直接印加することは好ましくない。例えば，商用ＡＣ電源の周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであるので，整流出力電圧（２−１）（２−２）を直接ＬＥＤに印加すると，５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ程度の低周波数のＬＥＤの点滅により，人間が感じることができるちらつきが発生するからである。また，商用ＡＣ電源は，振幅電圧が高圧の場合もありＬＥＤの耐圧を超える場合があるからである。
【００２９】
そこで，ＬＥＤ照明器具２０内のＬＥＤ調光制御装置４０は，図５の（１−１）（２−１）の出力電圧か，もしくは（２−１）（２−２）の整流出力電圧の波形を分析して，その波形情報として導通角，周期（または半周期），振幅電圧を検出する。そして，検出した導通角，周期，振幅電圧から，商用ＡＣ電源の正弦波とその位相制御に基づいて，調光器１０により行われている調光制御に対応するＬＥＤ調光制御を行うためのＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１を生成する。併せて，ＬＥＤ調光制御装置４０は，調光器１０内のトライアックに流すべき最小導通電流を維持するために，ノードａから電流を引抜するための引抜駆動パルスＰＷＭ２も生成する。この引抜駆動パルスＰＷＭ２も，検出した導通角，周期，振幅電圧に基づいて所望の電流を引き抜くように生成される。
【００３０】
図５の（３−１）（３−２）は，整流出力電圧（２−１）（２−２）に対応してＬＥＤ調光制御装置４０のＰＷＭ制御回路４２が生成するＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１の例である。（３−１）のＬＥＤ駆動パルスのほうが（３−２）よりもデューティ比が大きい。
【００３１】
図６は，ＬＥＤ調光制御装置４０に入力されるノードａでの電圧波形とＡＣ電源電圧波形と検出される波形情報とを示す図である。図６（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）はいずれも，太線で示すノードａの実際の電圧波形と，細線で示すＡＣ電源電圧波形とを示している。
【００３２】
太線がノードａで実際に発生する電圧波形であるのに対して，細線のＡＣ電源電圧波形は，理想的な正弦波の波形であり，ノードａの波形にみられるＴ１−Ｔ２間での微少な増加と，時間Ｔ２でのピークと，Ｔ２−Ｔ３間の非線形な電圧低下などがない。
【００３３】
それに対して，ノードａでの電圧波形は，時間Ｔ１でゼロクロスＺ１となり，時間Ｔ２で調光器のトライアックが導通してピークを有する立ち上がりエッジＥＧが発生し，時間Ｔ３でゼロクロスＺ２となり，時間Ｔ４で調光器のトライアックが反対方向に導通して逆方向に立ち上がるエッジが発生し，更に，時間Ｔ５で再びゼロクロスＺ３となる。
【００３４】
さらに，ノードａの電圧波形は，時間Ｔ１−Ｔ２間では，調光器のトライアックが未だ導通していないが，調光器１０の抵抗ＲｖとキャパシタＣ０による電圧降下でＡＣ電源電圧より低い電圧で緩やかに上昇している。そして，図２の調光器１０の可変抵抗ＲｖとキャパシタＣ０の接続ノードＮＴの電圧が可変抵抗Ｒｖの抵抗値に依存して上昇してトリガパルスが発生すると，時間Ｔ２で整流出力電圧にピークを伴った立ち上がりエッジＥＧが発生する。また，ノードａの電圧波形は，Ｔ２−Ｔ３間，Ｔ４−Ｔ５間では，厳密にいえば，トライアックが導通している期間と，トライアックの閾値電圧未満での非導通の期間とが生じる。
【００３５】
図７は，ノードａの電圧波形（実線）とＡＣ電源電圧波形（破線）の詳細図である。ノードａの立ち上がりエッジＥＧから電圧Ａ２に低下する位相角θ２までは，トライアックＴＲが導通している。トライアックが導通中は，図２の調光器１０の電圧はトライアックの比較的小さい導通電圧となり，ＡＣ電源電圧からトライアックの導通電圧を減じた電圧が負荷ＲＬに，つまりノードａに印加される。そして，トライアックが導通状態から非導通状態に遷移する条件は，トライアックに流れる電流が最小導通電流未満になることか，または，トライアックに印加される電圧がオフするための電圧（閾値電圧）より低くなることである。そして，トライアックの導通電圧は温度やオン電流で変化し非線型である。
【００３６】
上記のように，トライアックが導通状態から非導通状態に遷移する条件は，トライアックに流れる電流が最小導通電流未満になることか，または，トライアックに印加される電圧がオフするための電圧（閾値電圧）より低くなることである。前述した電流引き抜き回路３２により最小導通電流が供給されているが，ＡＣ電源電圧（破線）が低下してノードａの電圧（実線）が電圧Ａ２に達すると，トライアックに印加される電圧Ａ３はオフするための電圧より低くなり，電圧Ａ２に対応する位相角θ２からゼロクロスＺ２までの間，トライアックＴＲは非導通状態になる。そして，電圧Ａ２は，トライアックがオフするための電圧に対応する電圧Ａ３に基づいて知ることができる。
【００３７】
トライアックが非導通状態になると，図２の調光器１０の電圧は，抵抗ＲｖとキャパシタＣ０の電圧になり，負荷ＲＬとの接続ノードａの電圧は，ＡＣ電源電圧を，負荷ＲＬと，調光器１０内の抵抗Ｒｖ及びキャパシタＣ０の電圧とで分圧した電圧になる。つまり，ノードａの電圧は，ＡＣ電源電圧から調光器１０の電圧を減じた電圧になる。そして，そのノードａの電圧は，調光器１０と負荷ＲＬとの間の分圧比を比Ｋとすると，ＡＣ電源電圧の１／Ｋ倍になる。この分圧比Ｋは一定値であるので，位相角θ２からゼロクロスＺ２までの間のＡＣ電源電圧は，ノードａの電圧のＫ倍になる。
【００３８】
つまり，図７の立ち上がりエッジＥＧから位相角θ２までのトライアックが導通状態の間は，トライアックの導通電圧が変動するのでノードａの電圧からＡＣ電源電圧を正確に算出することは困難である。一方，位相角θ２からゼロクロスＺ２までの間は，トライアックがオフしており比例定数Ｋが一定であるのでノードａの電圧からＡＣ電源電圧を正確に算出することができる。
【００３９】
これを利用して，ノードａが電圧Ａ２になるときの位相角θ２を検出できれば，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａは次のようにして求めることができる。
Ａ＊sin（θ２）＝Ｋ＊Ａ２
よって，
Ａ＝Ｋ＊Ａ２／sin（θ２）      （１）
上記のＡ２はトライアックの閾値電圧であり，Ｋは既知の比例定数であり，θ２は検出される位相角である。したがって，調光器１０に供給されるＡＣ電源電圧が未知であっても，上記の計算式によりＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを算出することができる。
【００４０】
そこで，本実施の形態の波形情報検出回路４１は，例えば，ノードａの整流出力電圧をＡＤ変換し，その電圧のデジタル値の変化を分析することで，まず，図６（Ｂ）に示すように，ゼロクロス点Ｚ１−Ｚ３と，立ち上がりエッジＥＧとを検出する。その結果，導通区間ｔ１と，半周期ｔ０とを検出する。
【００４１】
半周期ｔ０は，周波数ｆとすると
ｆ＝１／（２＊ｔ０）
になり，立ち上がりエッジＥＧからゼロクロスＺ２までの導通区間ｔ１の位相角の範囲（導通角）θ１は，
θ１＝（ｔ１／ｔ０）＊１８０°
になる。
【００４２】
これにより，波形情報検出回路４１は，図６（Ｃ）に示される導通角θ１と，周波数ｆを波形情報として検出することができる。なお，上記の導通角θ１の位相角の範囲では，正確にはトライアックが非導通の期間も含まれている。しかし，一般的に，調光回路の導通回路は，トリガパルスによる立ち上がりエッジから次のゼロクロス点までの期間を導通角と定義しているので，本実施の形態では，この一般的な導通角の定義を採用する。
【００４３】
次に，本実施の形態の波形情報検出回路４１は，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを検出する。この検出方法は種々の方法があるが，一例として，後述する第１の実施の形態では，次のようにして検出する。
【００４４】
すなわち，まず，ノードａの電圧波形が閾値電圧Ａ２になるタイミングを検出する。そのタイミングと半周器期間ｔ０とから，位相角θ２を算出し，さらに，前述した式（１）により，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを正確に算出する。
【００４５】
図５に示した調光器１０の出力波形（１−１）（１−２）は，ノードａの整流された出力波形（２−１）（２−２）とは，負電圧が正電圧に整流されていることを除くと，同等の波形である。したがって，波形情報検出回路４１は，ノードａの電圧波形に代えて，調光器１０の出力波形から波形情報を検出してもよい。
【００４６】
図８は，本実施の形態におけるＬＥＤ調光制御装置４０のＰＷＭ制御回路４２に設定されるテーブル例を示す図である。このテーブルは，調光器１０の調整量１００％〜０％に対応する，３種類のＡＣ電源の場合の導通角θ１，電流制御回路用の駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比，得られるＬＥＤ照明の明るさ（％），電流引抜回路の引き抜き電流（ｍＡ）とが示されている。３種類のＡＣ電源は，次の通りである。
（１）左側：振幅電圧１００Ｖ，周波数５０Ｈｚ
（２）中央：振幅電圧１００Ｖ，周波数６０Ｈｚ
（３）右側：振幅電圧２２０Ｖ，周波数５０Ｈｚ
このテーブル例は，ＬＥＤの調光制御の一例を示すものであり，ＬＥＤの調光制御を調光器１０の出力電圧または整流出力電圧に基づいてどのように行うかの考え方に依存して様々な数字になる。図７の例について以下にて説明する。
【００４７】
［（１）左側：振幅電圧１００Ｖ，周波数５０Ｈｚ］
まず，（１）左側：振幅電圧１００Ｖ，周波数５０Ｈｚの場合，１８０°〜０°の導通角θ１に対して，電流制御回路３３へのＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比８０％−０％が設定されている。この場合のＬＥＤ照明の明るさは１００％〜０％になっている。また，電流引抜回路３２に流すべき引抜電流が０〜２０ｍＡと設定されている。
【００４８】
図９は，電流引き抜き回路３２が流すべき引き抜き電流を説明する図である。横軸が明るさの設定値で，縦軸が電流である。横軸の明るさの設定値０％−１００％に対して，ＬＥＤ電流は０から増加する。一方，引き抜き電流は，明るさの設定値が２５％以下になると徐々に上昇する。その結果，ＬＥＤ電流と引き抜き電流の合計電流は，明るさの設定値が０−２５％の範囲で，最小電流Ｉｍｉｎになる。この最小電流Ｉｍｉｎが，サイリスタが導通状態を維持するために必要な最小導通電流に対応する。このように，明るさの設定値が十分に高く，ＬＥＤ電流が多く流れる範囲では引き抜き電流は必要なく，明るさの設定値が低くＬＥＤ電流が小さくなると，引き抜き電流が必要になる。
【００４９】
図８に戻り，（１）左側：振幅電圧１００Ｖ，周波数５０Ｈｚにおいて，調光器の調整量１００％−０％が，導通角θ１の１８０°−０°に対応付けられている。ただし，図８の例では，調光器の調整量が１６％−０％では導通角θ１は２８．８°−０°になっているものの，電流制御回路へのＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比は０％に設定され，照明の明るさも０になっている。その理由は，以下の（２）中央：振幅電圧１００Ｖ，周波数６０Ｈｚの場合で説明する。
【００５０】
図８の設定テーブルでは，上記の（１）左側：振幅電圧１００Ｖ，周波数５０Ｈｚに示された，調光器の調光量１００％−０％に対して行われた導通角θ１，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１，引き抜き電流の設定は，（２）中央：振幅電圧１００Ｖ，周波数６０Ｈｚ，（３）右側：振幅電圧２２０Ｖ，周波数５０Ｈｚにおいても，維持される。
【００５１】
［（２）中央：振幅電圧１００Ｖ，周波数６０Ｈｚ］
（２）中央：振幅電圧１００Ｖ，周波数６０Ｈｚでは，導通角θ１が１８０°−０°から更に−３６°まで低下している。その理由は，調光器の調光量は，図２の調光器内のトライアック回路での可変抵抗Ｒｖの可変範囲に対応付けられていて，一方で，トライアックが導通開始するまでの時間は，可変抵抗Ｒｖと容量Ｃ０に依存する絶対時間である。それに対して，（１）左側は５０Ｈｚと周期が長いのに対して，（２）中央は６０Ｈｚと周期が短い。その結果，調光器の調光量である絶対時間に対して，（１）左側の５０Ｈｚで導通角θ１が１８０°−０°に割り当てられれば，（２）中央の６０Ｈｚでは導通角θ１は１８０°−０°から更に−３６°まで低下することになる。
【００５２】
そこで，（２）中央では，導通角θ１が正の範囲に対して，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比を８０％〜０％に割り当てている。これが，（１）左側の５０Ｈｚの場合に導通角θ１は２８．８°−０°に対してＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比を０％に設定した理由である。
【００５３】
（２）中央ではＡＣ電源の電圧が１００Ｖであり，（１）左側と同じ電圧であるので，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比と引き抜き電流は，（２）左側と同じである。
【００５４】
［（３）右側：振幅電圧２２０Ｖ，周波数５０Ｈｚ］
（３）右側では，周波数が５０Ｈｚと（１）左側と同じであるので，導通角θ１も同じである。ただし，（３）右側では，振幅電圧２２０Ｖと高いので，それに対応して，（１）左側と比較すると，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比はその１００／２２０倍に小さくなっている。その結果，しかし，照明の明るさは（１）左側と同じなっている。また，（３）右側では，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１のデューティ比が低くなりＬＥＤに流れる電流が小さくなるので，その分，引き抜き電流は，（１）左側に比較すると大きく設定されている。
【００５５】
以上のように，ＰＷＭ制御回路４２は，図７に示した設定テーブルを参照し，振幅電圧Ａと導通角θ１と周波数ｆの波形情報に基づいて，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１と引き抜き電流駆動パルスＰＷＭ２を生成し，電流制御回路３３と電流引き抜き回路３２に供給し，それぞれの電流量を制御する。したがって，波形情報検出回路４１が，振幅電圧Ａと導通角θ１と周波数ｆの波形情報を正確に検出することが必要である。以下，本実施の形態における波形情報検出方法について説明する。
【００５６】
［本実施の形態における波形情報検出方法］
図１０は，波形情報検出回路４１の構成図である。波形情報検出回路４１は，ノードａの整流出力電圧を入力する入力部（例えばＡＤ変換器）４１１と，その入力された電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出部４１２と，立ち上がりエッジ検出部４１３とを有する。前述したとおり，ａ点の整流出力電圧の代わりに，調光器１０の出力電圧を入力してもよい。さらに，波形情報検出回路４１は，ゼロクロス点間の時間ｔ０から周期２＊ｔ０を算出する周期算出部４１４と，立ち上がりエッジ点と次のゼロクロス点間の時間から導通区間の時間ｔ１を算出する導通区間算出部４１５と，タイマー４１６と，ＡＣ電源の振幅電圧Ａを検出する振幅電圧検出部４１７とを有する。そして，出力電圧の周波数ｆ，導通角θ１，ＡＣ電源の振幅電圧Ａを算出する算出部４１８とを有する。
【００５７】
図１１は，波形情報検出方法のフローチャート図である。図１１のフローチャートに示されるように，本実施の形態のＬＥＤ調光制御装置４０内の波形情報検出回路４１は，ノードａの整流された出力電圧を例えばＡＤ変換器でデジタル信号に変換し，出力電圧の波形の図６（Ｂ）に示されたゼロクロス点Ｚ１−Ｚ３と立ち上がりエッジＥＧとを検出する（Ｓ１）。
【００５８】
これらを検出することにより，立ち上がりエッジＥＧから次のゼロクロス点Ｚ２，Ｚ３までの時間である導通区間ｔ１と，ゼロクロス間の半周期の時間ｔ０とを抽出し，導通区間ｔ１の角度範囲の導通角θ１と，周波数ｆとを次の演算により求める（Ｓ２）。
θ１＝１８０＊（ｔ１／ｔ０）
ｆ＝１／（２＊ｔ０）
さらに，波形情報検出回路４１は，ノードａの電圧波形からＡＣ電源の振幅電圧Ａを検出する（Ｓ３）。この検出方法の一例では，前述したとおり，ノードａの電圧波形がトライアックがオフするノードａでの電圧Ａ２に達するときの位相角θ２を検出し，式（１）により振幅電圧Ａを算出する。
【００５９】
そして，検出された波形情報の振幅電圧Ａと，導通角θ１と，周波数ｆに基づいて，図８に示したような設定テーブルを参照して，ＬＥＤ電流と引き抜き電流の制御値を抽出する（Ｓ４）。これらの制御値に基づいて，ＰＷＭ制御回路４２は，ＬＥＤ駆動パルスＰＷＭ１と，引き抜き電流駆動パルスＰＷＭ２とを生成する。
【００６０】
次に，ＡＣ電源の振幅電圧Ａの検出方法について，３つの例を説明する。
【００６１】
［本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（１）］
図１２は，本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（１）を示すフローチャート図である。図１０の振幅電圧検出部４１７は，ノードａの電圧のデジタル値を入力し，前述の電圧Ａ２になるタイミングを検出し，既に検出済みの周期２＊ｔ０に基づいて，そのタイミングの位相角θ２を検出する（Ｓ１０）。この電圧Ａ２は，前述のとおり，トライアックの閾値電圧（または導通維持電圧）に対応する電圧に設定されている。または，この電圧Ａ２は，閾値電圧のばらつきを考慮して，理論的な閾値電圧よりばらつき分低い電圧に対応する電圧に設定することが好ましい。そして，ノードａの電圧が電圧Ａ２になるタイミングの位相角θ２を検出する。
【００６２】
そして，振幅電圧検出部４１７は，検出した電圧Ａ２の位相角θ２から，前述の式（１）によって，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを算出する（Ｓ１１）。前述の通り，パラメータＫは一定の比例定数であるので，高精度にＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを算出することができる。
【００６３】
［本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）］
図１３は，本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の一例を示すフローチャート図である。振幅電圧検出部４１７は，ノードａの電圧の導通区間ｔ１内のサンプリング点での電圧ｆ（Ｘ）を取得する（Ｓ２０）。それと並行して，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを仮定の値に設定して，導通区間ｔ１内のサンプリング点でのＡＣ電源電圧ＡsinXを計算する（Ｓ２１）。
【００６４】
そして，各サンプリング点での差分（ｆ（Ｘ）−ＡsinX）を演算し（Ｓ２２），それらを積分する（Ｓ２３）。この積分値ｅが小さくなるように，新たな振幅電圧Ａを演算で求める（Ｓ２４）。
【００６５】
新たに求めた振幅電圧Ａで工程Ｓ２１を再度実行し，工程Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４を実行する。これを繰り返すことで，積分値ｅがゼロに最も近づいたときの振幅電圧Ａを，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａとして出力する。
【００６６】
図７を参照して，上記の振幅電圧Ａの検出方法について説明する。図７のノードａの電圧とＡＣ電源電圧は，導通区間ｔ１において，必ずしも一致していない。しかし，時間ｔ２の区間ではノードａの電圧はＡＣ電源電圧よりトライアックの導通電圧だけ小さく，この導通電圧は一般に微少であるので，温度特性を有するなど予想困難ではあるが，ＡＣ電源電圧が１００Ｖ，２２０Ｖなどの場合は，両者の電圧の誤差は小さい。また，時間ｔ３の区間ではノードａの電圧はＡＣ電源電圧の１／Ｋ倍であるので，同様に誤差は微少である。
【００６７】
したがって，上記のようにノードａの電圧とほぼ一致するＡＣ電源電圧ＡsinXの振幅電圧Ａを採用することで，ある程度正確な振幅電圧Ａを検出することができる。
【００６８】
図１４は，本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の別の例を示すフローチャート図である。この例では，振幅電圧検出部４１７は，ノードａの電圧の導通区間ｔ１内のサンプリング点での電圧ｆ（Ｘ）を取得する（Ｓ３０）。これは，図１３のＳ２０と同じである。それと並行して，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを実存する各国の商用ＡＣ電源の振幅電圧Ａ１−Ａｎのいずれかに設定設定して，導通区間ｔ１内のサンプリング点でのＡＣ電源電圧ＡｎsinXを計算する（Ｓ３１）。そして，各サンプリング点での差分（ｆ（Ｘ）−ＡsinX）を演算し（Ｓ３２），それらを積分する（Ｓ３３）。
【００６９】
上記の演算を各国の商用ＡＣ電源の振幅電圧Ａ１−Ａｎ全てについて実行し，その内の最小の積分値ｅに対応する振幅電圧を選択して，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａとして出力する。
【００７０】
この振幅電圧Ａの検出方法は，図１３の例と同様の考え方による。
【００７１】
図１５は，本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の別の例を示すフローチャート図である。この例は，図１３の変形例である。振幅電圧検出部４１７は，ノードａの電圧の導通区間ｔ１内のサンプリング点での電圧ｆ（Ｘ）を取得する（Ｓ４０）。それと並行して，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを仮定の値に設定して，導通区間ｔ１内のサンプリング点でのＡＣ電源電圧ＡsinXを計算する（Ｓ４１）。これらの工程Ｓ４０，Ｓ４１は，図１３の工程Ｓ２０，Ｓ２１と同じである。
【００７２】
そして，図１５では，電圧ｆ（Ｘ）の積分値Ｓを演算し（Ｓ４２），電圧ＡsinXの積分値Ｓｙを演算し（Ｓ４３），それらの差分Ｓ−Ｓｙまたは比Ｓ／Ｓｙを演算する（Ｓ４４）。そして，その差分が小さくなるように，または比が１に近づくように，新たな振幅電圧Ａを演算して，上記の演算処理Ｓ４１−Ｓ４４を繰り返す。そして，差分が最も小さいまたは比が最も１に近づいたときの振幅電圧Ａを出力する。
【００７３】
この振幅電圧Ａの検出方法も，図１３の例と同様の考え方による。
【００７４】
図１６は，本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の別の例を示すフローチャート図である。この例は，図１４の変形例である。この例では，振幅電圧検出部４１７は，ノードａの電圧の導通区間ｔ１内のサンプリング点での電圧ｆ（Ｘ）を取得する（Ｓ５０）。これは，図１４のＳ３０と同じである。それと並行して，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを実存する各国の商用ＡＣ電源の振幅電圧Ａ１−Ａｎのいずれかに設定設定して，導通区間ｔ１内のサンプリング点でのＡＣ電源電圧ＡｎsinXを計算する（Ｓ５１）。これは，図１４のＳ３１と同じである。
【００７５】
そして，図１６では，電圧ｆ（Ｘ）の積分値Ｓを演算し（Ｓ５２），電圧ＡsinXの積分値Ｓｙを演算し（Ｓ５３），それらの差分Ｓ−Ｓｙまたは比Ｓ／Ｓｙを演算する（Ｓ５４）。
【００７６】
上記の演算を各国の商用ＡＣ電源の振幅電圧Ａ１−Ａｎ全てについて実行し，その内の最小の差分値Ｓ−Ｓｙまたは１に最も近い比Ｓ／Ｓｙに対応する振幅電圧を選択して，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａとして出力する。
【００７７】
この振幅電圧Ａの検出方法も，図１３の例と同様の考え方による。
【００７８】
図１７は，本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（２）の別の例を示すフローチャート図である。この例では，振幅電圧検出部４１７は，ノードａの電圧の導通区間ｔ１内のサンプリング点での電圧ｆ（Ｘ）を取得する（Ｓ６０）。これは，図１５のＳ４０と同じである。それと並行して，ＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを仮定の値，例えば１に設定して，導通区間ｔ１内のサンプリング点でのＡＣ電源電圧ＡｎsinXを計算する（Ｓ６１）。これは，図１５のＳ４１と類似する。
【００７９】
そして，図１７では，電圧ｆ（Ｘ）の積分値Ｓを演算し（Ｓ６２），電圧ＡsinXの積分値Ｓｙを演算し（Ｓ６３），それらの比Ｓ／Ｓｙを演算する（Ｓ６４）。そして，この比Ｓ／Ｓｙが１になるような電圧振幅Ａを算出する。振幅電圧Ａの初期値を１に設定していたので，比Ｓ／Ｓｙがそのまま振幅電圧Ａと等しくなる。
【００８０】
この振幅電圧Ａの検出方法も，図１３の例と同様の考え方による。
【００８１】
［本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（３）］
本実施の形態における振幅電圧Ａの検出方法（３）では，図１３−図１７の検出方法において，図７の位相角θ２からゼロクロス点Ｚ２までのトライアックの非導通区間ｔ３でのサンプリング点でのノードａの電圧ｆ（Ｘ）を検出し，仮定したＡに基づきＡＣ電源電圧ＡsinXを算出し，さらに，ＡＣ電源電圧がノードａの電圧の比例定数Ｋ倍であることを考慮して，同様の方法で振幅電圧Ａを求める。
【００８２】
一例として，図１７を参照して検出方法（３）を説明する。まず，位相角θ２からゼロクロス点Ｚ２までのトライアックの非導通区間ｔ３でのサンプリング点でのノードａの電圧ｆ（Ｘ）を検出し（Ｓ６０），仮定したＡ（例えばＡ＝１）に基づきＡＣ電源電圧sinXを算出し（Ｓ６１），それぞれの積分値Ｓ，Ｓｙを算出する（Ｓ６２，Ｓ６３）。そして，両積分値Ｓ，Ｓｙの比Ｓ／Ｓｙを演算する（Ｓ６４）。この比Ｓ／Ｓｙが１になるような電圧振幅Ａを算出する。振幅電圧ＡをＡ＝１と設定していたので，比Ｓ／Ｓｙは，次の式を満たす。
Ｓ／Ｓｙ＝Ａ／Ｋ
よって，
Ａ＝Ｋ＊Ｓ／Ｓｙ
上記の検出方法（３）によれば，トライアックの非導通区間ｔ３でのノードａのサンプリング電圧を利用しているので，その比例定数Ｋ倍が実際のＡＣ電源電圧になるので，より精度の高いＡＣ電源電圧の振幅電圧Ａを求めることができる。
【００８３】
以上説明したとおり，本実施の形態によれば，トライアック調光器の出力電圧を解析してＡＣ電源の振幅，周波数，及び調光制御による導通角の波形情報を精度良く検出できるので，ＬＥＤの駆動電流制御やトライアックの引き込み電流の制御を適切に行うことができる。
【符号の説明】
【００８４】
ＡＣ：ＡＣ電源
１０：調光器
２０：ＬＥＤ照明器具
４０：ＬＥＤ調光制御装置
４１：波形情報検出回路
４２：ＰＷＭ制御回路（駆動制御回路）
３２：電流引き抜き回路
３３：電流制御回路
【図１】
2015015216.tif 000003
【図２】
2015015216.tif 000004
【図３】
2015015216.tif 000005
【図４】
2015015216.tif 000006
【図５】
2015015216.tif 000007
【図６】
2015015216.tif 000008
【図７】
2015015216.tif 000009
【図８】
2015015216.tif 000010
【図９】
2015015216.tif 000011
【図１０】
2015015216.tif 000012
【図１１】
2015015216.tif 000013
【図１２】
2015015216.tif 000014
【図１３】
2015015216.tif 000015
【図１４】
2015015216.tif 000016
【図１５】
2015015216.tif 000017
【図１６】
2015015216.tif 000018
【図１７】
2015015216.tif 000019