(57)【要約】【課題】商用電源電圧の大きさが第１の電圧系又は第２の電圧系のいずれの場合であっても、ＰＦＣ回路とＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチング損失が大きくならないＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】  ＤＣ−ＤＣコンバータは、商用電源に接続され力率改善を行う昇圧型のＰＦＣ回路と、記ＰＦＣ回路の出力電圧を分圧する分圧回路と、前記ＰＦＣ回路の制御を行うＰＦＣ制御部と、前記ＰＦＣ回路の出力が接続され降圧トランスを含むＤＣ−ＤＣコンバータ部と、を備える。さらに、入力電圧検が第１の電圧系か第２の電圧系かに基づいて、前記分圧回路の分圧比率と前記降圧トランスの一次側巻線数とを変更するＰＦＣ出力電圧制御部を備える。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧の大きさが相対的に低い第1の電圧系と相対的に高い第2の電圧系のいずれかの電圧系の商用電源に接続され力率改善を行う昇圧型のＰＦＣ回路と、前記ＰＦＣ回路の出力電圧の分圧電圧を参照した電圧をＰＦＣ制御電圧として前記ＰＦＣ回路に入力する分圧回路と、前記ＰＦＣ制御電圧に応じて前記ＰＦＣ回路の制御を行うＰＦＣ制御部と、前記ＰＦＣ回路の出力が接続され降圧トランスを含むＤＣ−ＤＣコンバータ部と、を備えたＰＦＣ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
商用電源からの入力電圧の大きさが第１の電圧系又は第２の電圧系のいずれの電圧系であるかを検出する入力電圧検出回路と、
前記入力電圧検出回路で検出した電圧系に基づいて、前記分圧回路の分圧比率と前記降圧トランスの一次側巻線数とを変更するＰＦＣ出力電圧制御部と、備えてなるＰＦＣ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記ＰＦＣ出力電圧制御部は、
前記入力電圧が第１の電圧系のときに、前記ＰＦＣ回路の出力電圧が相対的に低い第１の出力電圧となり、第２の電圧系のときに、前記ＰＦＣ回路の出力電圧が相対的に高い第２の出力電圧となるように、前記分圧回路の分圧比率を変更し、且つ、
前記入力電圧が第１の電圧系のときに、前記降圧トランスの一次側巻線数が巻線数の相対的に小さい第１の巻線数となり、第２の電圧系のときに、前記降圧トランスの一次側巻線数が巻線数の相対的に大きい第２の巻線数となるように、前記降圧トランスの一次側巻線数を変更する、
請求項１記載のＰＦＣ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、コンデンサインプット型電源回路の力率改善を行うＰＦＣ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
コンデンサインプット型電源回路では、入力側のコンデンサによる容量性負荷のため力率が悪くなる。そこで、近年の電源回路では入力側にＰＦＣ回路が挿入されることが必然となっている。ＰＦＣ回路は、力率を改善すると同時に入力電流波形の歪を改善することで高調波の発生を少なくし、電源側への影響を最小限にする。先行例としては例えば特許文献１がある。
【０００３】
図１は、入力側にＰＦＣ回路が挿入された従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【０００４】
同図において、商用電源１からの電源はダイオードブリッジ２で全波整流されて入力コンデンサ３に入力する。ＰＦＣ回路４は、入力電圧をスイッチング素子４０によるスイッチングにより昇圧すると同時に、入力電圧波形に対し力率と入力電流波形歪を改善し、スイッチング出力はダイオード４１と平滑コンデンサ４２により平滑されて出力される。平滑出力は抵抗５０、５１からなる分圧回路５で分圧され、分圧回路５のＡ点で分圧された電圧が制御電圧としてＰＦＣ制御回路６に入力する。ＰＦＣ制御回路６は、入力される制御電圧が一定電圧となるように（出力電圧が昇圧された一定電圧となるように）、且つ、電流波形歪をなくし力率が良くなるように入力電圧波形を参照しながらスイッチング素子４０の制御端子に入力する高周波のＰＷＭ信号のパルス幅制御を行う。
【０００５】
ＰＦＣ回路４の出力はＤＣ−ＤＣコンバータ回路７に入力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路７は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、これらのスイッチング素子をＰＷＭ制御するスイッチング制御部７０と、降圧トランス７１と、降圧された交流電圧を整流平滑する整流平滑回路７２とを備える。
【０００６】
上記従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、商用電源電圧がＡＣ９０Ｖ〜１２０Ｖ程度（ＡＣ１００Ｖ系）の第１の電圧系、またはＡＣ２００Ｖ〜２４０Ｖ程度（ＡＣ２００Ｖ系）の第２の電圧系のいずれの場合であっても、ＰＦＣ回路４にて例えばＤＣ４００Ｖ程度に昇圧し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路７において例えばＤＣ１５Ｖに変換する。この場合、トランス７１の一時側では降圧コンバータ部を構成することが多く、さらに、降圧トランス７１でＤＣ１５Ｖに降圧する。このように、商用電源電圧がＡＣ１００Ｖ系の第１の電圧系、または２００Ｖ系の第２の電圧系のいずれの場合であっても、その入力電圧の大きさにかかわらず、ＰＦＣ制御回路６の出力電圧を例えば４００Ｖの一定電圧に昇圧し、その電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ回路７で例えばＤＣ１５ＶのＤＣ一定電圧に降圧していた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１３−１０６４３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、上記図１に示すような従来の回路では、ＰＦＣ回路４の出力電圧が４００Ｖ等の一定電圧であるため、以下の問題があった。
【０００９】
（１）商用電源の入力電圧がＡＣ１００Ｖ系の第１の電圧系の場合に、ＰＦＣ回路の入力電圧と出力電圧の差が大きくなるために、商用電源の入力電圧がＡＣ２００Ｖ系の第２の電圧系の場合に比べてＰＦＣ回路自身の損失、すなわちスイッチング素子４０のスイッチング損失が大きくなる。
【００１０】
（２）商用電源電圧が第１、第２の電圧系のいずれの場合にも対応するために、ＰＦＣ回路４の出力電圧は入力電圧の最大値（２４０Ｖ）よりも高い電圧に設定する必要があり（従来は例えば４００Ｖ）、商用電源の入力電圧が第１の電圧系の場合にはＤＣ−ＤＣコンバータ回路７の入力電圧と出力電圧の差が大きくなるために、入力電圧が第２の電圧系の場合に比べてＤＣ−ＤＣコンバータ回路自身の損失、すなわちスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング損失が大きくなる。
【００１１】
以上のように、商用電源電圧が第１、第２の電圧系のいずれの場合も許容する従来のＰＦＣ回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の損失が大きくなる不都合があった。
【００１２】
この発明の目的は、商用電源電圧の大きさが第１の電圧系又は第２の電圧系のいずれの場合であっても、ＰＦＣ回路とＤＣ−ＤＣコンバータ部のスイッチング損失が大きくならないＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧型のＰＦＣ回路と、降圧トランスを含むＤＣ−ＤＣコンバータ部とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
商用電源からの入力電圧の大きさが第１の電圧系又は第２の電圧系のいずれの電圧系であるかを検出する入力電圧検出回路と、
前記入力電圧検出回路で検出した電圧系に基づいて、分圧回路の分圧比率とＤＣ−ＤＣコンバータ回路内の降圧トランスの一次側巻線数とを変更するＰＦＣ出力電圧制御回路と、を備えたことを特徴とする。
【００１４】
入力電圧の大きさが第１の電圧系の場合（例えば１００Ｖ系）、分圧回路の分圧比率を、ＰＦＣ回路の出力電圧が相対的に低い第１の出力電圧となるように変更する。また、入力電圧の大きさが第２の電圧系の場合（例えば２００Ｖ系）、分圧回路の分圧比率を、ＰＦＣ回路の出力電圧が相対的に高い第２の出力電圧となるように変更する。第１の出力電圧は例えば２００Ｖであり、第２の出力電圧は例えば３８５Ｖである。
【００１５】
また、入力電圧の大きさが第１の電圧系の場合（例えば１００Ｖ系）、降圧トランスの一次側巻線数が巻線数の相対的に小さい第１の巻線数となり、入力電圧の大きさが第２の電圧系（例えば２００Ｖ系）のときに、降圧トランスの一次側巻線数が巻線数の相対的に大きい第２の巻線数となるように降圧トランスの一次側巻線数を変更する。すなわち、入力電圧の大きさが第１の電圧系の場合は、ＰＦＣ回路の出力電圧が相対的に低くなるため、降圧トランスによる降圧比率を、入力電圧の大きさが第２の電圧系の場合よりも小さくする。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のＤＣ出力電圧を一定電圧（例えばＤＣ１５Ｖ）に制御出来る。
【発明の効果】
【００１６】
この発明では、商用電源からの入力電圧の大きさが相対的に低い第１の電圧系の場合に、ＰＦＣ回路の出力電圧を低くしてＰＦＣ回路とＤＣ−ＤＣコンバータ部の損失を軽減する一方、その場合の前記分圧回路の分圧比率と降圧トランスの一次側巻線数を変更して、ＤＣ出力電圧の一定化を図っている。このため、ＤＣ出力電圧の一定化を実現しつつ、全体の損失を低減できる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。
【図２】この発明の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。
【図３】ＰＦＣ出力電圧制御回路９の構成図を示している。
【図４】入力電圧に対するＰＦＣ出力電圧制御回路９の各部の制御出力電圧を示している
【図５】図５（Ａ）は、入力電圧が第１の電圧系（１００Ｖ系）の場合の分圧回路５の等価回路図、図５（Ｂ）は、入力電圧が第２の電圧系（２００Ｖ系）の場合の分圧回路５の等価回路図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図２は、この発明の第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。
【００１９】
この実施形態の回路が、図１と比較して相違する箇所は次の通りである。
【００２０】
（１）入力電圧検出回路８を設ける。この入力電圧検出回路８は、商用電源からの整流後の入力電圧を抵抗８０、８１で構成される分圧回路８で適当な電圧に分圧して、商用電源からの入力電圧の大きさが１００Ｖ系（９０Ｖ〜１２０Ｖ）の第１の電圧系又は２００Ｖ（２００Ｖ〜２４０Ｖ）の第２の電圧系のいずれの電圧系であるかを検出する。
【００２１】
（２）分圧回路５において、抵抗５０と抵抗５１の接続点に抵抗５２を接続する。
【００２２】
（３）ＰＦＣ出力電圧制御回路９を設ける。このＰＦＣ出力電圧制御回路９は、入力電圧検出回路８で検出した電圧系に基づいて、この抵抗５２を抵抗５１に並列接続したり、又は、抵抗５２に所定の電圧を印加することで、分圧回路５の分圧比率を変更する。また、下記（５）のように接続した、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路７の２つのスイッチング素子の切り替えを行う。
【００２３】
（４）トランス７１の一次側巻線を中点タップのある３端子にし、中点タップの上側の巻線と下側の巻線の各巻線数を図１の一次側巻線の巻線数と略同一とする。
【００２４】
（５）トランス７１の一次側巻線の上側巻線にスイッチング素子Ｑ１を接続し、中点タップにスイッチング素子Ｑ２を接続し、下側巻線にスイッチング素子Ｑ３を接続する。なお、Ｑ１からＱ3は、各々逆阻止機能を備えている。
【００２５】
（６）ＤＣ−ＤＣコンバータ回路７にドライブ切替回路７３を設ける。この回路７３は、ＰＦＣ出力電圧制御回路９のスイッチング素子切替信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ２又はＱ３のいずれかの駆動を有効にする。すなわち、ＰＦＣ出力電圧制御回路９は、入力電圧検出回路８で検出した電圧系に基づいて、スイッチング素子Ｑ２又はＱ３のいずれかの駆動を有効にして、トランス７１の一次側巻線数を全体の巻線数の半分（上側巻線）にするか、上側と下側の全体の巻線にする。具体的には、入力電圧検出回路８が第１の電圧系（１００Ｖ系）を検出した時は、スイッチング素子Ｑ２を有効とし、入力電圧検出回路８が第２の電圧系（２００Ｖ系）を検出した時は、スイッチング素子Ｑ３を有効とする。
【００２６】
スイッチング素子Ｑ２が有効であると、トランス７１の一次側巻線の上側の巻線を介してスイッチング素子Ｑ１とＱ２が同時にスイッチングし、巻線数は全体の巻線数の半分（上側巻線）となる。また、スイッチング素子Ｑ３が有効であると、トランス７１の一次側巻線の上側と下側の全体の巻線を介してスイッチング素子Ｑ１とＱ３が同時にスイッチングし、巻線数はスイッチング素子Ｑ２が有効である場合よりも略２倍となる。したがって、商用電源からの入力電圧の大きさが第１の電圧系（１００Ｖ系）のときのトランス７１の降圧比率は、第２の電圧系（２００Ｖ系）のときのトランス７１の降圧比率に対して略２分の１となる。
【００２７】
図３は、ＰＦＣ出力電圧制御回路９の構成図を示している。また、図４は、入力電圧に対するＰＦＣ出力電圧制御回路９の各部の制御出力電圧を示している。
【００２８】
入力電圧検出回路８は、非反転アンプ２０、減算回路２１、反転アンプ２２で構成され、入力電圧検出回路８からの分圧電圧は非反転アンプ２０に入力する。非反転アンプ２０は第２の電圧系（２００Ｖ系）の入力電圧範囲を決定する。図４に示すように、非反転アンプ２０の制御出力電圧（ａ）は、入力電圧が２４０Ｖまで上昇し、入力電圧が２４０Ｖ以上で１２Ｖに固定される。減算回路２１は、第１の電圧系（１００Ｖ系）の入力電圧範囲を決定する。図４に示すように、減算回路２１の制御出力電圧（ｂ）は、入力電圧が１５０Ｖから２４０Ｖまでの範囲で上昇し、入力電圧が２４０Ｖ以上で５Ｖに固定される。反転アンプ２２は、第１の電圧系（１００Ｖ系）が入力されたときに、制御出力電圧（ｃ）が大きくなるように入力電圧を反転増幅する。図４に示すように、制御出力電圧（ｃ）は、入力電圧が０Ｖ〜１５０Ｖの範囲で１２Ｖ、１５０Ｖを超えると０Ｖとなる。以上の特性から、ＰＦＣ出力電圧制御回路９の制御出力電圧は、入力電圧が第１の電圧系のときは１２Ｖとなり、第２の電圧系のときは０Ｖとなる。
【００２９】
図５（Ａ）は、入力電圧が第１の電圧系（１００Ｖ系）の場合の分圧回路５の等価回路図、図５（Ｂ）は、入力電圧が第２の電圧系（２００Ｖ系）の場合の分圧回路５の等価回路図である。
【００３０】
入力電圧が第１の電圧系（１００Ｖ系）の場合は、抵抗５２に電圧１２Ｖが印加され、入力電圧が第２の電圧系（２００Ｖ系）の場合は、抵抗５２に抵抗５１が並列接続される。また、本実施形態では、第１の電圧系（１００Ｖ系）の場合は、ＰＦＣ回路４の出力電圧は２００Ｖであり、第２の電圧系（２００Ｖ系）の場合は、ＰＦＣ回路４の出力電圧は３８５Ｖとなっている。そして、抵抗５０、５１、５２は、それぞれ８８４ＫΩ、２５．１ＫΩ、５７．５ＫΩとされる。このような条件であれば、計算式は省略するが、入力電圧がいずれの電圧系であっても、ＰＦＣ出力電圧制御回路９の制御出力電圧、すなわちＰＦＣ制御電圧（Ａ点の電圧）は７．５Ｖとなる。
【００３１】
ＰＦＣ出力電圧制御回路９は、入力電圧が第１の電圧系であっても第２の電圧系であっても、ＰＦＣ制御電圧（Ａ点の電圧）が７．５Ｖを維持するようにＰＷＭ信号の制御を行う結果、入力電圧が第１の電圧系の場合には、ＰＦＣ回路４の出力電圧が２００Ｖとなるように制御され、入力電圧が第２の電圧系の場合には、ＰＦＣ回路４の出力電圧が３８５Ｖとなるように制御される。
【００３２】
一方、ＰＦＣ出力電圧制御回路９は、ドライブ切替回路７３に対してスイッチング素子切替信号を入力する。スイッチング素子切替信号は図４の信号（ｃ）と同じであるため、図４に示すように、入力電圧が第１の電圧系のときは、この切替信号はスイッチング素子Ｑ２を選択する信号レベル「Ｈ」となり、入力電圧が第２の電圧系のときは、この切替信号はスイッチング素子Ｑ３を選択する信号レベルと「Ｌ」となる。ドライブ切替回路７３がスイッチング素子Ｑ２を選択して、その駆動を有効にすると、トランス７１の一次側巻線の上側巻線に電圧が入力され、ドライブ切替回路７３がスイッチング素子Ｑ３を選択して、その駆動を有効にすると、トランス７１の一次側巻線の上側と下側の巻線に電圧が入力される。
【００３３】
以上から、入力電圧が第１の電圧系のときは、ＰＦＣ回路４の出力電圧が２００Ｖとなる一方、ドライブ切替回路７３がスイッチング素子Ｑ２を選択することにより、トランス７１の降圧率が小さくなる。また、入力電圧が第２の電圧系のときは、ＰＦＣ回路４の出力電圧が３８５Ｖとなる一方、ドライブ切替回路７３がスイッチング素子Ｑ３を選択することにより、トランス７１の降圧率が２の電圧系の場合に比して略２倍となる。よって、いずれの場合も、トランス７１の出力電圧は同一となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路７のＤＣ出力電圧もＤＣ１５Ｖの一定電圧となる。
【００３４】
したがって、入力電圧が第１の電圧系のときは、ＰＦＣ回路４の入出力電圧差が、従来に比して小さくなるから、ＰＦＣ回路４でのスイッチング損失が小さくなる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の入出力電圧差も小さくなるから、この部分でのスイッチング損失も小さくなる。
【００３５】
なお、以上の実施形態では、図５に示すように、入力電圧が第１の電圧系のときに、抵抗５２を１２Ｖに接続しているが、１２Ｖに接続せず反転アンプ２２の出力を直接抵抗５０と抵抗５１の接続点に接続するようにして抵抗値を適切な値に選択することで、分圧比率が変わっても、Ａ点の電圧が７．５Ｖとなる様々な分圧回路を構成することが可能である。
【符号の説明】
【００３６】
４−ＰＦＣ回路
５−分圧回路
６−ＰＦＣ制御回路
７−ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
９−ＰＦＣ出力電圧制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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