(57)【要約】【課題】高い制御応答性と制御安定性を兼ね備えるモータの制御システムを提供する【解決手段】モータ５０に供給される電流を検出して電流信号Ｉｖ，Ｉｗとして検出する電流検出器５２，５３と、電流信号Ｉｖ，Ｉｗをフィードバック電流信号Ｉｄ，Ｉｑに変換する信号変換部７１と、モータ５０への電流指令Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍとフィードバック電流信号Ｉｄ，Ｉｑとの偏差に基づいてフィードバック制御を行ってモータ５０への電圧指令Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する電圧指令生成部７４と、電圧指令Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づいて変調率ＦＭを計算する変調率演算部７８と、を含む制御装置６０と、を備えるモータ制御システム１００であって、電圧指令生成部７４は、フィードバック制御の際のゲインを変調率ＦＭによって変化させる。【選択図】図２
2015126607.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータに供給される電流を検出して電流信号として出力する少なくとも１つの電流検出器と、
前記電流検出器から出力される前記電流信号をフィードバック電流信号に変換する信号変換部と、モータへの電流指令と前記フィードバック電流信号との偏差に基づくフィードバック制御を行ってモータへの電圧指令を生成する電圧指令生成部と、前記電圧指令に基づいて変調率を計算する変調率演算部と、を含む制御装置と、
を備えるモータ制御システムであって、
前記電圧指令生成部は、前記フィードバック制御のゲインを前記変調率によって変化させること、
を特徴とするモータ制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御システムであって、
前記電圧指令生成部は、前記変調率が所定の閾値を超える場合に前記ゲインを変化させること、
を特徴とするモータ制御システム。
【請求項３】
請求項１または２に記載のモータ制御システムであって、
前記電圧指令生成部は、前記変調率が所定の閾値を超える場合には前記変調率が所定の閾値以下の場合よりも小さくなるように前記ゲインを変化させること、
を特徴とするモータ制御システム。
【請求項４】
請求項２または３に記載のモータ制御システムであって、
前記電圧指令生成部は、前記変調率が高くなるほど前記ゲインが小さくなるようにすること、
を特徴とするモータ制御システム。
【請求項５】
請求項２に記載のモータ制御システムであって、
前記モータに電力供給を行うインバータを更に備え、
前記電圧指令生成部は、前記インバータが矩形モードまたは過変調ＰＷＭモードで制御される場合には、前記インバータが正弦波ＰＷＭモードで制御される場合に比べて前記ゲインが小さくなるようにすること、
を特徴とするモータ制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御システム、特に、インバータによってモータの制御を行うモータ制御システムの構造に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、インバータで直流電力を交流電力に変換してモータの制御を行う技術が多く用いられるようになってきている。この場合、制御方式としては、モータに印加する所望の交流電圧波形に応じて直流電圧を幅の異なる複数のパルス列に変換し、疑似的な交流電圧波形でモータの駆動を制御するＰＷＭ制御と、電圧の高いハイレベル期間と電圧の低いローレベル区間の比率が１：１の矩形波パルスでモータの駆動を制御する矩形波制御の二種類の制御方式がある。また、ＰＷＭ制御には、所望の電圧波形が正弦波で、疑似的な正弦波の交流電圧でモータの駆動を制御する正弦波ＰＷＭ制御と、所望の電圧波形が歪んだ正弦波（矩形パルスと正弦波の中間の波形）で、疑似的な歪んだ正弦波の交流電圧でモータの駆動を制御する過変調ＰＷＭ制御がある。また、過変調ＰＷＭ制御では、モータを駆動する交流電圧の波形を正弦波に近い波形（正弦波からの歪みが少ない波形）から矩形パルスに近い波形（正弦波からの歪みが大きい波形）の間で変化させることができる。
【０００３】
ＰＷＭ制御は、低回転域のモータ制御に適しており、矩形波制御は高回転域に適していることから、低回転域ではＰＷＭ制御、高回転域では矩形波制御というように、モータの駆動状態に応じて制御ロジックの切り替えを行うことが一般的である。ＰＷＭ制御と矩形波制御との制御方式の切り替えは、正弦波ＰＷＭ制御から矩形パルスに近い波形の過変調ＰＷＭ制御の状態に移行した後、過変調ＰＷＭ制御と矩形波制御との間で制御を切り替えることで、制御ロジックの切換によるモータのトルク、回転数に段差が発生することを抑制し、広い動作範囲でモータを滑らかに制御することができるようにすることが一般的である。
【０００４】
しかし、矩形波制御への切換直前の過変調ＰＷＭ制御は、モータを駆動する疑似的な交流電圧の波形が矩形パルスに近い形状であり、モータに流れる電流の波形が正弦波から大きく歪んでいるので、制御動作が不安定になる場合がある。このため、モータの運転状態が急変したような場合等には、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に制御ロジックがジャンプしてしまい、モータのトルク、回転数に段差が発生する場合がある。
【０００５】
この点に関し、モータ電流の検出結果に対してフィルタリングを行うことにより過変調ＰＷＭ制御における制御安定性を高める方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−８８２０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、モータの制御では、バッテリの電圧を昇圧することによってモータの出力範囲を広げることが行われる。通常、昇圧にはスイッチング素子のオン・オフ動作によって昇圧を行う昇圧コンバータが用いられるので、昇圧コンバータの出力電圧は変動を伴うものとなる。そこで、昇圧後の電圧を平滑で安定した直流電圧としてインバータに供給するための平滑コンデンサが昇圧コンバータとインバータとの間に設けられている。
【０００８】
近年、モータの制御装置を小型化する要求があり、このために平滑コンデンサを小さくする場合がある。この場合、インバータに供給される直流電圧が変動しやすくなるので、安定してモータを制御するためには、制御応答性を高めることが必要となる。一方で、単純に制御応答性を高くすると制御安定性が低下してしまうという問題がある。
【０００９】
この点、特許文献１に記載された従来技術の制御システムでは、制御の安定化を図ることはできるものの、モータ電流の検出結果に対するフィルタリングにより発生する電流検出の遅れが制御応答性の低下に結びついてしまうという問題点があった。
【００１０】
そこで、本発明は、高い制御応答性と制御安定性を兼ね備えるモータの制御システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のモータ制御システムは、モータに供給される電流を検出して電流信号として出力する少なくとも１つの電流検出器と前記電流検出器から出力される前記電流信号をフィードバック電流信号に変換する信号変換部と、モータへの電流指令と前記フィードバック電流信号との偏差に基づくフィードバック制御を行ってモータへの電圧指令を生成する電圧指令生成部と、前記電圧指令に基づいて変調率を計算する変調率演算部と、を含む制御装置と、を備えるモータ制御システムであって、前記電圧指令生成部は、前記フィードバック制御の際のゲインを前記変調率によって変化させること、を特徴とする。
【００１２】
本発明のモータ制御システムにおいて、前記電圧指令生成部は、前記変調率が所定の閾値を超える場合に前記ゲインを変化させること、としても好適である。
【００１３】
本発明のモータ制御システムにおいて、前記電圧指令生成部は、前記変調率が所定の閾値を超える場合には前記変調率が所定の閾値以下の場合よりも小さくなるように前記ゲインを変化させること、としても好適である。
【００１４】
また、本発明のモータ制御システムにおいて、前記電圧指令生成部は、前記変調率が高くなるほど前記ゲインが小さくなるようにすること、としても好適である。
【００１５】
また、本発明のモータ制御システムは、前記モータに電力供給を行うインバータを更に備え、前記電圧指令生成部は、前記インバータが矩形モードまたは過変調ＰＷＭモードで制御される場合には、前記インバータが正弦波ＰＷＭモードで制御される場合に比べて前記ゲインが小さくなるようにすること、としても好適である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明は、高い制御応答性と制御安定性を兼ね備えるモータ制御システムを提供することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態におけるモータ制御システムの構成を示す系統図である。
【図２】本発明の実施形態におけるモータ制御システムの制御ブロック図である。
【図３】本発明の実施形態におけるモータ制御システムの正弦波ＰＷＭ制御の際の電圧波形を示す説明図である。
【図４】本発明の実施形態におけるモータ制御システムの各相の電圧と出力電圧の基本波形を示す説明図である。
【図５】本発明の実施形態におけるモータ制御システムによってモータの制御を行う際の回転数とトルクと制御モードの適用範囲を示す説明図である。
【図６】本発明の実施形態におけるモータ制御システムの動作を示すフローチャートである。
【図７】本発明の実施形態におけるモータ制御システムの変調率に対するゲイン補正係数のマップである。
【図８】本発明の実施形態におけるモータ制御システムの時間に対するトルクと変調率の変化を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、発明の実施形態について説明する。図１に示すように、本発明の実施形態におけるモータ制御システム１００は、バッテリ１０と、バッテリ１０から供給される直流電力の電圧を昇圧して昇圧直流電力を出力する昇圧コンバータ２０と、複数のスイッチング素子３３ａ〜３５ａ，３３ｂ〜３５ｂをキャリア周波数ｆmgでオン・オフさせて昇圧コンバータ２０から供給される昇圧直流電力を交流電力に変換してモータ５０に供給するインバータ３０と、モータ５０に供給される電流のフィードバック制御によりインバータ３０の各スイッチング素子３３ａ〜３５ａ，３３ｂ〜３５ｂのオン・オフ動作を調整する制御装置６０と、を備えている。
【００１９】
昇圧コンバータ２０とインバータ３０とは、バッテリ１０のマイナス側に接続されたインバータ３０と共通のマイナス側電路１１と、バッテリ１０のプラス側に接続された低圧電路１２と、昇圧コンバータ２０のプラス側出力端であり、インバータ３０のプラス側入力端である高圧電路１３とを含んでいる。
【００２０】
昇圧コンバータ２０は、低圧電路１２と高圧電路１３との間に配置された上アームスイッチング素子２３ａと、マイナス側電路１１と低圧電路１２との間に配置された下アームスイッチング素子２３ｂと、低圧電路１２に直列に配置されたリアクトル２１と、低圧電路１２とマイナス側電路１１との間に配置されたフィルタコンデンサ２２とフィルタコンデンサ２２の両端の低電圧ＶＬを検出する低電圧センサ２７とを含んでいる。また、各スイッチング素子２３ａ，２３ｂには、それぞれダイオード２４ａ，２４ｂが逆並列に接続されている。昇圧コンバータ２０は、下アームスイッチング素子２３ｂをオン、上アームスイッチング素子２３ａをオフとしてリアクトル２１にバッテリ１０からの電気エネルギを蓄積した後、下アームスイッチング素子２３ｂをオフとし、上アームスイッチング素子２３ａをオンとして、リアクトル２１に蓄積した電気エネルギによって電圧を上昇させて高圧電路１３に昇圧した電圧を出力する。したがって、昇圧コンバータ２０からの出力電圧は、スイッチング素子２３ａ，２３ｂのオン・オフの周期によって変動する。
【００２１】
インバータ３０の入力側（昇圧コンバータ２０側）のマイナス側電路１１と高圧電路１３との間に昇圧コンバータ２０からの変動する昇圧電圧を平滑な直流電圧とする平滑コンデンサ３１と、平滑コンデンサ３１の両端の高電圧ＶＨを検出する高電圧センサ３２を含んでいる。また、平滑コンデンサ３１の昇圧コンバータ２０と反対側のマイナス側電路１１とそれに対向する高圧電路１３との間には、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対してそれぞれ上アームスイッチング素子３３ａ〜３５ａ，下アームスイッチング素子３３ｂ〜３５ｂの６個のスイッチング素子が相ごとに２つずつ直列に配置されている。各上アームスイッチング素子３３ａ〜３５ａと各下アームスイッチング素子３３ｂ〜３５ｂの間にはＵ，Ｖ，Ｗの各相の出力線５５，５６，５７が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗの各出力線５５，５６，５７はそれぞれモータ５０のＵ，Ｖ，Ｗの各相に入力端子に接続されている。また、Ｕ．Ｖ．Ｗ相の各上アームスイッチング素子３３ａ〜３５ａ，各下アームスイッチング素子３３ｂ〜３５ｂには、それぞれダイオード３６ａ〜３８ａ，３６ｂ〜３８ｂが逆並列に接続されている。インバータ３０は、上アームスイッチング素子３３ａ〜３５ａ，下アームスイッチング素子３３ｂ〜３５ｂの６個のスイッチング素子をキャリア周波数ｆmgでオン・オフさせて昇圧コンバータ２０から供給される昇圧直流電力を交流電力に変換して車両駆動用のモータ５０に供給する。
【００２２】
インバータ３０からモータ５０にＶ，Ｗ相の電力を供給する２本の出力線５６，５７には、各出力線５６，５７に流れる電流を検出して電流信号Ｉｖ，Ｉｗとして出力する電流センサ５３，５４が取り付けられている。また、モータ５０には、ロータの回転数或いは回転角度θを検出するレゾルバ５２が取り付けられている。また、制御装置６０は、内部にＣＰＵ６１と、記憶部６２と、各機器、センサとの接続を行う機器・センサインターフェース６３と、を備えており、ＣＰＵ６１と記憶部６２と機器・センサインターフェース６３とはデータバス６４によって接続されているコンピュータである。記憶部６２の中には、制御用データ６５と、ＰＷＭ制御ロジックが記憶されているＰＷＭ制御ブロック７０と、矩形波制御ロジックが記憶されている矩形波制御ブロック８０と、ＰＷＭ制御と矩形波制御の制御方式を切り替える制御方式切換部９０とを含んでいる。ＰＷＭ制御ブロック７０は、図２に示すように、信号変換部７１、電流指令生成部７２、電流減算器７３ａ，７３ｂ、電圧指令生成部７４、電圧振幅補正部７５、二相三相変換部７６、ＰＷＭ制御信号生成出力部７７、変調率演算部７８を含んでいる。なお、図１では、信号変換部７１、電圧指令生成部７４、ＰＷＭ制御信号生成出力部７７、変調率演算部７８のみを図示し、その他の部分の図示は省略している。また、矩形波制御ブロック８０は、図２に示すように、電力演算部８１、トルク演算部８２、トルク減算器８３、ＰＩ演算部８４、矩形波信号発生器８５、矩形波制御信号生成出力部８６を含んでいる。電圧指令生成部７４は、後で説明する変調率に対するゲイン補正係数のマップ（図７）を含んでいる。
【００２３】
モータ制御システム１００の昇圧コンバータ２０、インバータ３０の各スイッチング素子２３ａ，２３ｂ，３３ａ〜３５ａ，３３ｂ〜３５ｂは機器・センサインターフェース６３を介して制御装置６０に接続され、制御装置６０の指令によって駆動するよう構成されている。Ｖ，Ｗ相の電流センサ５３，５４、モータ５０に取り付けられたレゾルバ５２はそれぞれ制御装置６０の機器・センサインターフェース６３に接続されており、各センサによって検出した電流、ロータの回転角度θ等の信号は機器・センサインターフェース６３を介して制御装置６０に入力される。
【００２４】
以上説明したモータ制御システム１００の動作について説明する前に、図３〜図５を参照しながら、図１に示すインバータ３０（三相ブリッジインバータ）によるＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御を含む）、矩形波制御と本明細書における「変調率」について説明する。正弦波ＰＷＭ制御の場合、図３（ａ）に示す様に、角周波数ω0、波高値Ｖ0のＵ，Ｖ，Ｗの各相の正弦波信号ｅU，ｅV，ｅWと、角周波数ωc、波高値Ｖcの三角搬送波ｅcとを比較し、振幅の大小によって図１に示すインバータ３０の各相の上アームのスイッチング素子３３ａ，３４ａ，３５ａと下アームのスイッチング素子３３ｂ，３４ｂ，３５ｂとをそれぞれ交互にオン・オフ動作させる。これにより、Ｕ，Ｖ，Ｗの各出力線５５，５６，５７の直流中点（高圧電路１３とマイナス側電路１１との中点）に対する電圧ＶU，ＶV，ＶWは、図３（ｂ）から図３（ｄ）に示すように、ＶＨ／２または、−ＶＨ／２のどちらかになり、図３（ｂ）から図３（ｄ）の一点鎖線ａ、二点鎖線ｂ、破線ｃに示すような正弦波ｄ，ｅ，ｆのように変調されたパルス列となる。また、Ｕ相電圧ＶUとＶ相電圧ＶVとの間の電位差となる線間電圧ＶUVは、図３（ｅ）に示すようなＶＨと−ＶＨとの間で正弦波ｈのように変調されたパルス列ｇとなる。ここで、出力の周波数は正弦波信号ｅU，ｅV，ｅWの角周波数ω0により制御することができ、その大きさは、正弦波信号ｅU，ｅV，ｅWの波高値Ｖ0と三角搬送波ｅcの波高値Ｖcの比（α＝Ｖ0／Ｖc）によって制御することができる。
【００２５】
図３（ｅ）に示すパルス列ｇは、角周波数ω0の基本波形（図３（ｅ）に示す正弦波ｈ、図４（ｄ）に示す正弦波ｈａ）と、それより角周波数の高い高調波成分とのベッセル関数として表される。正弦波ＰＷＭ制御の場合、図３（ｅ）に示す出力電圧（線間電圧ＶUV）の基本波である正弦波ｈの波高値Ｖａは、Ｖａ＝０．８６×α×ＶＨ（α＝Ｖ0／Ｖc）で表され、その実効値Ｖａｍは、Ｖａ／√２＝０．８６／√２×α×ＶＨ＝０．６１×α×ＶＨとなる。本願明細書では、「変調率ＦＭ」とは、高電圧ＶＨに対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分の実効値Ｖａｍの比であると定義する。つまり、変調率ＦＭ＝Ｖａｍ／ＶＨ＝０．６１×α、である。正弦波ＰＷＭ制御の場合にはα≦１なので、変調率ＦＭは、０〜０．６１の間で変化する（図４（ａ）、図４（ｄ）参照）。正弦波ＰＷＭ制御は、モータ５０の動作状態に応じて、モータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御するのでトルク変動も少なく、きめ細かな制御をすることが可能である。
【００２６】
矩形波制御は、図４（ｃ）に示す様に、ハイレベル期間とローレベル期間の比が１：１の矩形波をモータ５０に印加する。この場合の出力電圧も角周波数ω0の基本波形（図４（ｆ）に示す正弦波ｈｃ）と、それより角周波数の高い高調波成分とのベッセル関数として表され、図４（ｆ）に示す基本波形である正弦波ｈｃの波高値Ｖｃは、Ｖｃ＝２×√３×ＶＨ／π＝１．１０×ＶＨで、その実効値Ｖｃｍは、Ｖｃｍ=Ｖｃ／√２＝０．７８×ＶＨとなる。したがって、矩形波制御の場合の「変調率ＦＭ」、すなわち、高電圧ＶＨに対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分の実効値Ｖｃｍの比は、０．７８となる。したがって、矩形波制御では、同じ高電圧ＶＨでも正弦波ＰＷＭ制御より高い実効電圧をモータ５０に印加することができる。一方、矩形波制御では、図４（ｃ）に示す様に、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行されるので、正弦波ＰＷＭ制御のようなきめ細かな制御をすることはできず、正弦波ＰＷＭ制御よりもトルク変動が大きくなる傾向がある。
【００２７】
過変調ＰＷＭ制御は、図３（ａ）に示すＵ，Ｖ，Ｗの各相の正弦波信号ｅU，ｅV，ｅW波高値Ｖ0が三角搬送波ｅcの波高値Ｖcよりも大きい範囲（α＝Ｖ0／Ｖc＞１．０）で正弦波ＰＷＭ制御と同様の方法のＰＷＭ制御を行うものである。このため、図４（ｂ）に示す様に、Ｕ，Ｖ，Ｗの各出力線５５，５６，５７の直流中点（高圧電路１３とマイナス側電路１１との中点）に対する電圧ＶU，ＶV，ＶWは、歪んだ正弦波となり、モータ５０に印加される線間電圧も歪んだ正弦波となる。過変調ＰＷＭ制御の場合の出力電圧も図４（ｅ）に示す様に、角周波数ω0の基本波形（図４（ｆ）に示す正弦波ｈｂ）と、それより角周波数の高い高調波成分とのベッセル関数として表される。基本波成分である正弦波ｈｂの波高値Ｖｂ、実効値Ｖｂｍは、それぞれ図４（ｄ）に示す正弦波ＰＷＭ制御の場合の基本波ｈａの波高値Ｖａ、実効値Ｖａｍと、図４（ｆ）に示す矩形波制御の場合の基本波ｈｃの波高値Ｖｃ、実効値Ｖｃｍとの中間となる。このため、過変調ＰＷＭ制御の場合の「変調率ＦＭ」は、正弦波ＰＷＭ制御の場合の最大値０．６１と矩形波制御の場合の０．７８との中間の値となる。したがって、過変調ＰＷＭ制御では、同じ高電圧ＶＨの場合、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御の中間の実効電圧をモータ５０に印加することができる。また、過変調ＰＷＭ制御では、変調率ＦＭが０．６１に近い場合には、モータ５０に印加される線間電圧の波形が正弦波に近くなりトルク変動が少なく細かな制御が可能であるが、変調率が０．７８に近い場合には、モータに印加される線間電圧の波形が矩形波に近くなり、制御動作が不安定となる傾向がある。
【００２８】
モータ５０では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなり、昇圧コンバータ２０昇圧電圧、すなわち、高電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、昇圧コンバータ２０の昇圧電圧（高電圧ＶＨ）には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。したがって、図５に示す様に、低回転数域Ｉではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭモード）が用いられ、高回転数域IIIでは同じ高電圧ＶＨでもモータ５０に印加される実効電圧が高くできる矩形波制御（矩形モード）が適用され、中間回転数領域IIでは、過変調ＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭモード）が適用される。そして、過変調ＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭモード）と矩形波制御（矩形モード）との間で制御ロジックの切換が行われる。先に述べたように、過変調ＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭモード）では変調率が０．７８に近い場合には、モータに印加される線間電圧の波形が矩形波に近くなり、制御動作が不安定となる傾向があるので、従来技術では、過変調ＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭモード）で変調率が０．７８に近い場合には、制御動作の不安定から過変調ＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭモード）から矩形波制御（矩形モード）に制御ロジックがジャンプしてしまい、トルクや回転数に変動が発生する場合があった。
【００２９】
次に本実施形態のモータ制御システム１００の動作について、図２、図６〜図８を参照しながら説明する。図２に示すように、ＰＷＭ制御ブロック７０の信号変換部７１は、機器・センサインターフェース６３を介してＶ相、Ｗ相の電流センサ５３，５４から入力されるＶ相、Ｗ相の電流信号Ｉｖ，ＩｗからＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流値を算出し、算出した各相の電流値とレゾルバ５２によって検出したロータの回転角度θとに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相の交流電流をｄ軸電流Ｉｑ，ｑ軸電流Ｉｄからなる二相のフィードバック電流信号Ｉｄ，Ｉｑに変換して出力する。一方、制御装置６０の図示しない他のブロックで生成されたトルク指令Ｔｒｑｃｏｍは、電流指令生成部７２に入力され、電流指令生成部７２は、トルク指令Ｔｒｑｃｏｍからモータ５０への電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ、ｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍを生成し、出力する。電流指令生成部７２から出力されたｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ、ｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍと、信号変換部７１から出力されたフィードバック電流信号であるｄ軸電流Ｉｑ，ｑ軸電流Ｉｄとはそれぞれ電流減算器７３ａ，７３ｂに入力され、各指令電流Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍと各フィードバック電流Ｉｑ，Ｉｄの偏差ΔＩｄ，ΔＩｑが計算される。電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑは、電圧指令生成部７４に入力され、比例積分演算によりｄ軸、ｑ軸のモータ５０への電圧指令Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を演算、出力する。これにより、モータ５０の各相の電流をフィードバックする(フィードバック制御)。電圧指令生成部７４から出力されたｄ軸、ｑ軸のモータ５０への電圧指令Ｖｄ♯，Ｖｑ♯は、電圧振幅補正部７５に入力される。電圧振幅補正部７５は、電圧指令生成部７４によって算出された、ｄ軸、ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対して、モータ５０の印加電圧の振幅を拡大するための補正処理を実行して出力する。補正処理後の各電圧指令値Ｖｄ♯´，Ｖｑ♯´は二相三相変換部７６でＵ，Ｖ，Ｗの各相電圧ＶU，ＶV，ＶWに変換される。ＰＷＭ制御信号生成出力部７７は、図３（ａ）〜図３（ｄ）を参照して説明したように、各相の電圧指令信号（正弦波信号）ｅU，ｅV，ｅWと三角搬送波ｅcとの比較に基づいて、インバータ３０のＵ，Ｖ，Ｗの各相のスイッチング素子３３ａ〜３５ａ，３３ｂ〜３５ｂをオン・オフする信号を生成し、出力する。この信号は、図１に示す機器・センサインターフェース６３を介して各スイッチング素子３３ａ〜３５ａ，３３ｂ〜３５ｂのゲートに入力され、各スイッチング素子３３ａ〜３５ａ，３３ｂ〜３５ｂは、図３（ｂ）〜図３（ｄ）に示すように、オン・オフ動作し、モータ５０には図３（ｅ）に示すような正弦波ｈに変調された電圧のパルス列ｇが印加される。
【００３０】
また、電圧指令生成部７４から出力されたｄ軸、ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯は変調率演算部７８に入力される。変調率演算部７８は、下記の（式１）によって変調率ＦＭを計算する。
変調率ＦＭ＝（Ｖｄ♯2＋Ｖｑ♯2）1/2／ＶＨ    --------      （式１）
計算された変調率ＦＭは、制御方式切換部９０に入力されると共に、電圧指令生成部７４にフィードバックされる。制御方式切換部９０は、入力された変調率ＦＭが０．７８以上である場合には、ＰＷＭ制御では適切な交流電圧を発生させることができないため、トルク指令Ｔｒｑｃｏｍが矩形波制御ブロック８０に入力されるようにすると共に、矩形波制御ブロック８０によってモータ５０の制御を行うように制御ロジックの切換を行う。計算した変調率ＦＭが０．７８よりも小さい場合（ＦＭ＜０．７８の場合）には、ＰＷＭ制御を継続する。
【００３１】
電圧指令生成部７４は、フィードバックされた変調率ＦＭに基づいて、図６に示すフローチャートのように比例積分演算のゲイン（ＰＩゲインＧ）を補正する。図６のステップＳ１０１に示すように、電圧指令生成部７４は、変調率演算部７８が計算した変調率ＦＭを取得する。この際の変調率ＦＭは、前回の制御クロックの際に演算された前回値である。電圧指令生成部７４は、図６のステップＳ１０２に示す様に、閾値Ａと取得した変調率ＦＭとを比較し、変調率ＦＭが閾値Ａを超えている場合（変調率ＦＭ＞Ａ）には、図６のステップＳ１０３に示す様に、図７に示す変調率ＦＭに対する比例積分演算のゲイン（ＰＩゲイン）のマップから変調率ＦＭに対するＰＩゲイン補正係数Ｋを算出或いは取得する。そして、電圧指令生成部７４は、図６のステップＳ１０４に示す様に、ＰＩゲイン補正係数Ｋを通常制御のＰＩゲインＧに乗算し、乗算した結果の補正ＰＩゲインＧ´を比例積分演算で用いるＰＩゲインＧに置き換え、図６のステップＳ１０５に示す様に比例積分演算を行ってｄ軸、ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を計算する。また、図６のステップＳ１０２で変調率ＦＭが閾値Ａを超えていない場合（変調率ＦＭ≦Ａ）には、図６のステップＳ１０６に示すように、通常制御の場合のＰＩゲインＧのままの図６のステップＳ１０５に進み、通常のＰＩゲインＧを用いてｄ軸、ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を計算する。
【００３２】
上記の動作により、図７に示す様に、電圧指令生成部７４が取得した変調率ＦＭが閾値Ａを越えていない場合（変調率ＦＭ≦Ａ）には、ＰＩゲイン補正係数Ｋは１．０となっており、通常のＰＩゲインＧのまま比例積分演算が行われる。そして、電圧指令生成部７４が取得した変調率ＦＭが閾値Ａを越えた場合には、図７の線ｊ，ｋに示す様に、ＰＩゲイン補正係数Ｋは１．０から低減され、ＰＩゲイン補正係数Ｋが乗算された結果の補正ゲインＧ´は通常のＰＩゲインＧよりも低減される。ＰＩゲイン補正係数Ｋは、図７の線ｊに示す様に、変調率ＦＭが閾値Ａから上限値の０．７８の間で１．０からＫ1まで直線的に低減するようにしてもよいし、図７の線ｋに示す様に、変調率ＦＭが閾値Ａと第二の閾値Ｂの間で１．０からＫ1まで低減した後、第二の閾値Ｂから上限値の０．７８間でＫ1一定とするようにしてもよい。また、閾値Ａは、たとえば、正弦波ＰＷＭ制御の場合の変調率ＦＭの上限である０．６１としてもよい。また、閾値Ｂは、０．６１と０．７８との中間値としてもよい。つまり、図７の線ｊ、線ｋのようなＰＩゲイン補正係数Ｋを用いた場合には、電圧指令生成部７４は、モータ５０或いはインバータ３０が矩形モードまたは過変調ＰＷＭモードで制御される場合には、モータ５０或いはインバータ３０が正弦波ＰＷＭモードで制御される場合に比べてゲインＧを小さくする。
【００３３】
以上説明した本実施形態のモータ制御システム１００では、変調率ＦＭが上限の０．７８に近づくにしたがって、ＰＩゲイン補正係数Ｋを小さくするので、制御が不安定になり易い矩形波制御への切換直前の過変調ＰＷＭ制御において、モータ５０の電流のフィードバック量を小さくできる。これにより、矩形波制御への切換直前の過変調ＰＷＭ制御における制御安定性を確保することができる。また、本実施形態では、変調率ＦＭが上限の０．７８から小さくなるにしたがって、ＰＩゲイン補正係数Ｋを大きくし、変調率ＦＭが閾値Ａ（例えば、０．６１）では１．０とするので、正弦波ＰＷＭ制御では、モータ電流のフィードバック量が大きくなり、高速応答性を確保することができる。また、閾値Ａが正弦波ＰＷＭ制御の場合の変調率ＦＭの上限である０．６１の場合、変調率ＦＭが０．６１と上限の０．７８の間の過変調ＰＷＭ制御では、変調率ＦＭが大きくなるにしたがって、つまり、モータ５０に印加される線間電圧波形の正弦波からの歪みが大きくなり、モータ５０の電流の高調波成分が大きくなるにしたがって、ＰＩゲイン補正係数Ｋが小さくなり、モータ５０の電流のフィードバック量が低減されるので、高調波の大きさに合わせたフィードバック量とすることができ、制御安定性と制御応答性を両立させることができる。
【００３４】
なお、以上説明した実施形態では、電圧指令生成部７４は、比例積分演算を用いたフィードバック制御を行うこととして説明したが、たとえば比例演算を用いたフィードバック制御、あるいは積分演算を用いたフィードバック制御を行うようにしてもよい。
【００３５】
次に、従来技術のモータ制御システムによって車両駆動用のモータ５０の制御をおこなった場合と本実施形態のモータ制御システム１００によって車両駆動用のモータ５０の制御を行った場合を比較して説明する。
【００３６】
従来技術のモータ制御システムによって車両駆動用のモータ５０の制御を行った場合、変調率ＦＭの高い領域で過変調ＰＷＭ制御を行っている図８（ａ）、図８（ｂ）の時刻ｔ0に、図８（ｂ）の線ｕに示すように、車両のスリップ、グリップ等によってモータ５０のトルクＴｒｑが急変したような場合、モータ５０の電流値が急変して過変調ＰＷＭ制御が不安定となり、図８（ａ）の一点鎖線ｐのように、時刻ｔ0において制御方式が過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御にジャンプしてしまう。これにより、モータ５０の回転数やトルクに段差が発生し、車両のドライバビリティを低下させてしまうことがある。
【００３７】
これに対して、本実施形態のモータ制御システム１００によって車両駆動用のモータ５０の制御を行った場合、変調率ＦＭの高い領域ではモータ電流のフィードバック量が低減されているので、変調率ＦＭの高い領域で過変調ＰＷＭ制御を行っている図８（ａ）、図８（ｂ）の時刻ｔ0に、図８（ｂ）の線ｕに示す様に、車両のスリップ、グリップ等によってモータ５０のトルクＴｒｑが急変したような場合でも、過変調ＰＷＭ制御は安定した制御状態を保つことができる。そして、図８（ａ）の実線ｓのように、時刻ｔ0において過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に制御方式がジャンプせず、時刻ｔ1まで過変調ＰＷＭ制御の変調率ＦＭを０．７８近傍までゆっくりと増加させて、モータ５０の回転数やトルクに段差が発生しないように、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への制御ロジックの変更を行うことができる。これにより、車両のドライバビリティの低下を抑制することができる。また、本実施形態のモータ制御システム１００によって車両駆動用のモータ５０の制御を行った場合には、変調率ＦＭが０．６１近傍の過変調ＰＷＭ制御や、正弦波ＰＷＭ制御においては、通常のＰＩゲインＧに近いゲインを用いているので応答の高速性を確保している。
【００３８】
更に、本実施形態のモータ制御システム１００では、平滑コンデンサ３１の容量を小さくしてインバータ３０への入力電圧が若干変動するような場合であっても、過変調ＰＷＭ制御における制御安定性を確保することができるとともに、変調率ＦＭが０．６１近傍の過変調ＰＷＭ制御や、正弦波ＰＷＭ制御においては応答の高速性を確保することができる。このように、本実施形態のモータ制御システム１００は、制御安定性と高速応答性とを併せ持つ制御を行うことが可能である。
【符号の説明】
【００３９】
１０  バッテリ、１１  マイナス側電路、１２  低圧電路、１３  高圧電路、２０  昇圧コンバータ、２１  リアクトル、２２  フィルタコンデンサ、２３ａ，２３ｂ，３３ａ-３５ａ，３３ｂ-３５ｂ  スイッチング素子、２４ａ，２４ｂ，３６ａ-３８ａ，３６ｂ-３８ｂ  ダイオード、２７  低電圧センサ、３０  インバータ、３１  平滑コンデンサ、３２  高電圧センサ、５０  モータ、５２  レゾルバ、５３，５４  電流センサ、５５，５６，５７  出力線、６０  制御装置、６１  ＣＰＵ、６２  記憶部、６３  機器・センサインターフェース、６５  制御用データ、６４  データバス、７０  ＰＷＭ制御ブロック、７１  信号変換部、７２  電流指令生成部、７３ａ，７３ｂ  電流減算器、７４  電圧指令生成部、７５  電圧振幅補正部、７６  二相三相変換部、７７  ＰＷＭ制御信号生成出力部、７８  変調率演算部、８０  矩形波制御ブロック、８１  電力演算部、８２  トルク演算部、８３  トルク減算器、８４  演算部、８５  矩形波信号発生器、８６  矩形波制御信号生成出力部、９０  制御方式切換部、１００  モータ制御システム。
【図１】
2015126607.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【手続補正書】
【提出日】平成26年12月4日(2014.12.4)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３１】
電圧指令生成部７４は、フィードバックされた変調率ＦＭに基づいて、図６に示すフローチャートのように比例積分演算のゲイン（ＰＩゲインＧ）を補正する。図６のステップＳ１０１に示すように、電圧指令生成部７４は、変調率演算部７８が計算した変調率ＦＭを取得する。この際の変調率ＦＭは、前回の制御クロックの際に演算された前回値である。電圧指令生成部７４は、図６のステップＳ１０２に示す様に、閾値Ａと取得した変調率ＦＭとを比較し、変調率ＦＭが閾値Ａを超えている場合（変調率ＦＭ＞Ａ）には、図６のステップＳ１０３に示す様に、図７に示す変調率ＦＭに対する比例積分演算のゲイン（ＰＩゲイン）のマップから変調率ＦＭに対するＰＩゲイン補正係数Ｋを算出或いは取得する。そして、電圧指令生成部７４は、図６のステップＳ１０４に示す様に、ＰＩゲイン補正係数Ｋを通常制御のＰＩゲインＧに乗算し、乗算した結果の補正ＰＩゲインＧ´を比例積分演算で用いるＰＩゲインＧに置き換え、図６のステップＳ１０５に示す様に比例積分演算を行ってｄ軸、ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を計算する。また、図６のステップＳ１０２で変調率ＦＭが閾値Ａを超えていない場合（変調率ＦＭ≦Ａ）、図７のマップに示す様に変調率ＦＭに対するＰＩゲイン補正係数Ｋは１．０であるから、図６のステップＳ１０６に示すように、通常制御の場合のＰＩゲインＧに補正係数１．０をかけて、つまり、通常制御の場合のＰＩゲインＧのまま、図６のステップＳ１０５に進み、通常のＰＩゲインＧを用いてｄ軸、ｑ軸の各電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を計算する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２】
2015126607.tif 000011
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図６】
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