(57)【要約】【課題】直流電源の電圧低下があっても、システムの効率低下を抑制できるようにする。【解決手段】永久磁石（22b）を有したロータ（22）、及びコイル（28）の切り替えが可能なステータ（21）を有したモータ（20）を設ける。直流電源（11,60）から直流電力を交流電力に変換し、モータ（20）に供給するインバータ回路（13）を設ける。直流電源（11,60）が出力する直流電圧（vdc）が所定の閾値（Vt）よりも小さい場合に、永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなるように、コイル（28）を切り替える切替制御部（40）を設ける。【選択図】図５
2015065754.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石（22b）を有したロータ（22）、及びコイル（28）の切り替えが可能なステータ（21）を有し、交流電力で駆動されるモータ（20）と、
直流電源（11,60）から直流電力を受けて、該直流電力を交流電力に変換し、上記モータ（20）に供給するインバータ回路（13）と、
上記直流電源（11,60）が出力する直流電圧（vdc）が所定の閾値（Vt）よりも小さい場合に、上記永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなるように、上記コイル（28）を切り替える切替制御部（40）と、
を備えたことを特徴とするモータシステム。
【請求項２】
請求項１において、
上記切替制御部（40）は、上記磁束をより小さくする場合には巻数がより少なくなり、上記磁束をより大きくする場合には巻数が多くなるように、上記コイル（28）を切り替えることを特徴とするモータシステム。
【請求項３】
請求項１において、
上記切替制御部（40）は、上記磁束をより小さくする場合には同相のコイル（28）を並列接続させ、上記磁束をより大きくする場合には同相のコイル（28）を直列接続させることを特徴とするモータシステム。
【請求項４】
請求項１から請求項３の何れか１つにおいて、
上記直流電源（11,60）は、バッテリー（60）であり、
上記閾値（Vt）は、上記モータ（20）の所定出力時における効率を最大化する端子電圧（Va）の√２倍に設定されていることを特徴とするモータシステム。
【請求項５】
請求項１から請求項３の何れか１つにおいて、
上記インバータ回路（13）は、上記直流電源（11）から脈動する直流電圧（vdc）が供給され、
上記閾値（Vt）は、上記モータ（20）の端子電圧（Va）の√２倍であることを特徴とするモータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ロータに永久磁石を備えたモータとそれを駆動する制御部とを有したモータシステムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ロータに永久磁石を備えた永久磁石モータは、交流電源やバッテリーからの電力を所定の交流電力に変換する電力変換装置によって電力供給を受けて駆動されることが多い。このような電力変換装置の中には、コンバータ回路の出力ノード間に非常に小さな静電容量のコンデンサを設けて脈動する直流を生成し、その直流から交流電力を生成するものがある（例えば特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−５１５８９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記文献の電力変換装置によって永久磁石同期モータを駆動する場合は、直流リンクの電圧が脈動して低下した際に、モータ端子電圧の定数倍（√２倍）が直流リンク電圧を上回る場合がある。このような場合は、一般的な駆動装置では、ｄ軸電流の位相を進めて磁石磁束を弱める制御（いわゆる弱め磁束制御）が行われる。そうすると、電流の実効値が増加して銅損が増加し、システムの効率が低下することになる。
【０００５】
また、バッテリーから交流電力を生成する電力変換装置によって永久磁石同期モータを駆動する場合は、バッテリーの電圧が低下すると、やはり、いわゆる弱め磁束制御が行われてシステムの効率が低下する。
【０００６】
本発明は上記の問題に着目してなされたものであり、永久磁石を備えたモータとそれを駆動する制御部を有したモータシステムにおいて、直流電源の電圧低下があっても、システムの効率低下を抑制できるようにすることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するため、第１の発明は、
永久磁石（22b）を有したロータ（22）、及びコイル（28）の切り替えが可能なステータ（21）を有し、交流電力で駆動されるモータ（20）と、
直流電源（11,60）から直流電力を受けて、該直流電力を交流電力に変換し、上記モータ（20）に供給するインバータ回路（13）と、
上記直流電源（11,60）が出力する直流電圧（vdc）が所定の閾値（Vt）よりも小さい場合に、上記永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなるように、上記コイル（28）を切り替える切替制御部（40）と、
を備えたことを特徴とする。
【０００８】
この構成では、直流電源（11,60）の直流電圧（vdc）の大きさに応じて永久磁石（22b）に鎖交する磁束の大きさが制御される。具体的には、直流電圧（vdc）が閾値（Vt）よりも小さい場合に、上記永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなる。これにより、直流電源（11,60）の電圧低下があった場合でも、モータ（20）の高出力時に弱め磁束制御を行う必要性が小さくなる。
【０００９】
また、第２の発明は、
第１の発明において、
上記切替制御部（40）は、上記磁束をより小さくする場合には巻数がより少なくなり、上記磁束をより大きくする場合には巻数が多くなるように、上記コイル（28）を切り替えることを特徴とする。
【００１０】
この構成では、コイル（28）の巻数の切替によって、永久磁石（22b）に鎖交する磁束の大きさが制御される。
【００１１】
また、第３の発明は、
第１の発明において、
上記切替制御部（40）は、上記磁束をより小さくする場合には同相のコイル（28）を並列接続させ、上記磁束をより大きくする場合には同相のコイル（28）を直列接続させることを特徴とする。
【００１２】
この構成では、コイル（28）を直列或いは並列に接続することによって、鎖交する磁束の大きさが制御される。
【００１３】
また、第４の発明は、
第１から第３の発明の何れか１つにおいて、
上記直流電源（11,60）は、バッテリー（60）であり、
上記閾値（Vt）は、上記モータ（20）の所定出力時における効率を最大化する端子電圧（Va）の√２倍に設定されていることを特徴とする。
【００１４】
この構成では、バッテリー（60）の出力電圧が閾値（Vt）よりも低下した場合に、鎖交磁束が弱められる。
【００１５】
また、第５の発明は、
第１から第３の発明の何れか１つにおいて、
上記インバータ回路（13）は、上記直流電源（11）から脈動する直流電圧（vdc）が供給され、
上記閾値（Vt）は、上記モータ（20）の端子電圧（Va）の√２倍であることを特徴とする。
【００１６】
この構成では、直流電源（11）の出力の脈動に応じて、コイル（28）が切り替えられる。具体的には、直流電源（11）の出力電圧が閾値（Vt）よりも低下した場合に、鎖交磁束が弱められる。
【発明の効果】
【００１７】
第１の発明によれば、直流電源の電圧低下があった場合でも、モータ（20）の高出力時に弱め磁束制御を行う必要性が小さくなるので、システムの効率低下を抑制できる。
【００１８】
また、第２の発明によれば、鎖交磁束の大きさを容易に切り替えできる。
【００１９】
また、第３の発明によれば、鎖交磁束の大きさを容易に切り替えできるとともに、並列接続時にはコイル（28）の抵抗値が１／４になっているので、巻数半減により電流は２倍となるがそれによる損失増加は起こらない。
【００２０】
また、第４の発明によれば、バッテリー（60）の出力電圧が低下してもシステムの効率低下を抑制できる。
【００２１】
また、第５の発明によれば、直流電源（11）の出力電圧が脈動する場合に、システムの効率低下を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】図１は、実施形態１に係るモータシステムの構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、交流電源からの入力電流、入力電圧、及び直流リンク電圧の波形を例示する。
【図３】図３は、実施形態１に係るモータの横断面図である。
【図４】図４は、巻線切替部の構成を例示する。
【図５】図５は、実施形態１に係るコイルの切替動作を説明するフローチャートである。
【図６】図６は、実施形態１に係るモータシステムにおけるモータ効率を示す。
【図７】図７は、実施形態１の変形例に係るモータの構成を示す。
【図８】図８は、実施形態２に係るモータシステムの構成を示すブロック図である。
【図９】図９は、実施形態２に係るコイルの切替動作を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【００２４】
《発明の実施形態１》
〈実施形態の概要〉
図１は、本発明の実施形態１に係るモータシステム（1）の構成を示すブロック図である。同図に示すようにモータシステム（1）は、電力変換装置（10）、モータ（20）、巻線切替部（30）、及び切替制御部（40）を備えている。
【００２５】
〈電力変換装置の構成〉
電力変換装置（10）は、コンバータ回路（11）、直流リンク部（12）、インバータ回路（13）、及びＰＷＭ制御部（14）を備え、単相の交流電源（50）から供給された交流電力を所定の周波数の交流電力に変換して、モータ（20）に供給する。
【００２６】
−コンバータ回路−
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L1）を介して交流電源（50）に接続され、交流電源（50）からの交流（以下、入力交流）を直流に整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、４つのダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）によって、交流電源（50）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。コンバータ回路（11）は、本発明の直流電源の一例である。
【００２７】
−直流リンク部−
直流リンク部（12）は、コンデンサ（12a）を備えている。コンデンサ（12a）は、リアクトル（L2）を介してコンバータ回路（11）の出力に接続され、該コンデンサ（12a）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧（vdc））がインバータ回路（13）の入力ノードに印可されている。このコンデンサ（12a）は、インバータ回路（13）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（12a）は、コンバータ回路（11）によって整流された電圧（電源電圧に応じて変動する電圧）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。コンデンサ（12a）には、一例としてフィルムコンデンサを採用できる。
【００２８】
この例では、コンデンサ（12a）は、一般的なコンバータ回路の出力の平滑化に用いる電解コンデンサの概ね１／１００の容量を有している。したがって、この直流リンク部（12）が出力する直流リンク電圧（vdc）は脈動している。具体的に、直流リンク部（12）が出力する直流リンク電圧（vdc）は、その最大値（Vmax）がその最小値（Vmin）の２倍以上となるような大きな脈動を有している。図２は、交流電源（50）からの入力電流（Iin）、入力電圧（Vin）、及び直流リンク電圧（vdc）の波形を例示する。
【００２９】
−インバータ回路−
インバータ回路（13）は、入力ノードが直流リンク部（12）のコンデンサ（12a）に接続され、脈動する直流電圧（vdc）が供給されている。インバータ回路（13）は、直流リンク部（12）の出力をスイッチングして三相交流（U,V,W）に変換し、モータ（20）に供給する。
【００３０】
本実施形態のインバータ回路（13）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（13）は、三相交流をモータ（20）に出力するので、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（20）の各相のコイル（後述）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列接続されている。
【００３１】
そして、インバータ回路（13）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流リンク部（12）から入力された直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（20）へ供給する。このオンオフ動作の制御はＰＷＭ制御部（14）が行う。
【００３２】
−ＰＷＭ制御部−
ＰＷＭ制御部（14）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムを含み、インバータ回路（13）の出力を制御して、モータ（20）の駆動を制御する。このモータ（20）の駆動の制御には、ｄ−ｑ軸ベクトル制御が用いられる。
【００３３】
ｄ−ｑ軸ベクトル制御を行う際に、ＰＷＭ制御部（14）は、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフを制御するゲート信号（G1,G2,…,G6）を生成する。具体的には、まず、ＰＷＭ制御部（14）は、速度を指示する速度指令値（ω*）、及び現在のモータ（20）の回転速度（ω）を用いて、ｄ軸電流を指示するｄ軸電流指令値（id*）、及びｑ軸電流を指示するｑ軸電流指令値（iq*）を生成する。
【００３４】
また、ＰＷＭ制御部（14）には、モータ（20）の相電流（iu,iw）の検出値が入力されており、ＰＷＭ制御部（14）は、その検出値を座標変換してｄ軸電流（id）、及びｑ軸電流（iq）を算出する。ＰＷＭ制御部（14）は、算出したｄ軸電流（id）とｄ軸電流指令値（id*）の偏差、ｑ軸電流（iq）とｑ軸電流指令値（iq*）との偏差をそれぞれ求め、ｄ軸電圧指令値（vd*）、及びｑ軸電圧指令値（vq*）を生成する。そして、ＰＷＭ制御部（14）.は、ｄ軸電圧指令値（vd*）、及びｄ軸電圧指令値（vd*）から、それぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をオンにする時間を求め、ゲート信号（G1,G2,…,G6）を生成する。
【００３５】
〈モータの構成〉
モータ（20）は、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータである。本実施形態のモータ（20）は、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する。図３は、本実施形態に係るモータ（20）の横断面図である。同図に示すようにモータ（20）は、ロータ（22）とステータ（21）とを備えている。
【００３６】
−ステータ−
ステータ（21）は、図３に示すように、円筒状のステータコア（23）と、コイル（28）を備えている。
【００３７】
ステータコア（23）は、プレス加工した多数の電磁鋼板を軸方向に積層した積層コアである。ステータコア（23）は、図３に示すように、１つのバックヨーク部（24）、及び複数（この例では６つ）のティース部（25）を備えている。
【００３８】
それぞれのティース部（25）は、図３に示すように、ステータコア（23）において径方向に伸びる直方体状の部分である。各ティース部（25）の間の空間が、コイル（28）が収容されるコイル用スロット（27）である。ティース部（25）には、いわゆる集中巻方式で、コイル（28）が巻回されている。すなわち、１つのティース部（25）ごとにコイル（28）が巻回され、巻回されたコイル（28）はコイル用スロット（27）内に収容されている。なお、各ティース部（25）に巻回されるコイル（28）の巻数は同じである。また、図３では、後の説明の便宜のため、各コイル（28）の参照符号に枝番（−１・・・６）を付してある。図３には、コイル（28-1）〜コイル（28-6）と、後述する巻線切替部（30）の端子（T1,T2,…,T12）との接続関係も併記してある。
【００３９】
バックヨーク部（24）は、円環状の形態を有している。バックヨーク部（24）は、各ティース部（25）を該ティース部（25）の外周側で連結している。
【００４０】
−ロータ−
ロータ（22）は、ロータコア（22a）、及び複数の永久磁石（22b）を備え、円筒状の形態である（図３を参照）。この例では、ロータ（22）は、４つの磁極を備えている。それぞれの永久磁石（22b）は、希土類金属を用いた磁石である。望ましくは、ネオジウム鉄ボロン系の磁石が、磁力が強くて望ましいが、フェライト磁石等であってもかまわない。
【００４１】
〈巻線切替部〉
図４は、巻線切替部（30）の構成を例示する。巻線切替部（30）は、ステータ（21）のコイル（28）の切り替えを行う。具体的には、巻線切替部（30）は、同相のコイル（28）同士を互いに並列接続する状態と、同相のコイル（28）同士を互いに直列接続する状態の何れかに一方の状態に切り替えるようになっている。この切替の制御は、切替制御部（40）が行う。
【００４２】
本実施形態の巻線切替部（30）は、スイッチ（S1）、スイッチ（S2）、及びスイッチ（S3）を備えている。それぞれのスイッチ（S1,S2,S3）は、互いに連動して動作する３つのオンオフスイッチを備えている。なお、以下の説明では、例えばスイッチ（S1）をオンにするとは、それを構成する３つのオンオフスイッチをすべてオンにすることであり、スイッチ（S1）をオフにするとは、該３つのオンオフスイッチをすべてオフにすることである。他のスイッチ（S2,S3）も同様である。
【００４３】
図４に示すように、巻線切替部（30）には、１２個の端子（T1,T2,…,T12）が設けられている。スイッチ（S1）の３つのオンオフスイッチは、一端がそれぞれ端子（T1）、端子（T2）、端子（T3）に接続され、他端がそれぞれ、端子（T7）、端子（T8）、端子（T9）に接続されている。更に、スイッチ（S1）の３つのオンオフスイッチの一端には、インバータ回路（13）の３つの出力（三相交流（U,V,W））がそれぞれ接続されている。
【００４４】
また、スイッチ（S2）は、一端がそれぞれ端子（T4）、端子（T5）、端子（T6）に接続され、他端がそれぞれ、端子（T10）、端子（T11）、端子（T12）に接続されている。端子（T10）、端子（T11）、及び端子（T12）は、電気的に互いに接続され、モータ（20）のコイル（28）の中性点となる。また、スイッチ（S3）は、一端がそれぞれ端子（T4）、端子（T5）、端子（T6）に接続され、他端がそれぞれ、端子（T7）、端子（T8）、端子（T9）に接続されている。
【００４５】
そして、それぞれのコイル（28）は、図３に示すように、所定の端子（T1,T2,…,T12）に接続されている。この例では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオンにし、スイッチ（S3）をオフにすると、同相のコイル（28）同士が並列接続されて、その一端がインバータ回路（13）の出力のひとつにつながり、他端が中性点につながることになる（図４、図３を参照）。なお、以下では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオン、スイッチ（S3）をオフに切り替えた状態を、説明の便宜上、並列接続モードと呼ぶ。
【００４６】
並列接続モードでは、例えば、コイル（28-1）とコイル（28-4）とが並列接続され、その一端がインバータ回路（13）のＵ相出力につながり、他端が中性点につながる。同様に、コイル（28-2）とコイル（28-5）とが並列接続され、その一端がインバータ回路（13）のＶ相出力につながり、他端が中性点につながる。コイル（28-3）とコイル（28-6）も並列接続され、その一端がインバータ回路（13）のＷ相出力につながり、他端が中性点につながる。
【００４７】
また、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオフにし、スイッチ（S3）をオンにすると、同相のコイル（28）同士が直列接続されて、その一端がインバータ回路（13）の出力のひとつにつながり、他端が中性点につながることになる（図３、図４を参照）。なお、以下では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオフ、スイッチ（S3）をオンに切り替えた状態を、説明の便宜上、直列接続モードと呼ぶ。
【００４８】
例えば、直列接続モードでは、コイル（28-1）とコイル（28-4）とが直列接続され、直列接続されたこれらのコイル（28-1,4）の一端がインバータ回路（13）のＵ相出力につながり、他端が中性点につながる。同様に、コイル（28-2）とコイル（28-5）とが直列接続され、直列接続されたこれらのコイル（28-2,5）の一端がインバータ回路（13）のＶ相出力につながり、他端が中性点につながる。また、コイル（28-3）とコイル（28-6）とが直列接続され、直列接続されたこれらのコイル（28-3,6）の一端がインバータ回路（13）のＷ相出力につながり、他端が中性点につながる。
【００４９】
直列接続モードでは、同相のコイル（28）同士が直列接続されるので、磁束の大きさはひとつのコイル（28）のみで磁束を形成する場合と比べ２倍の大きさになる。すなわち、直列接続モードでは、コイル（28）の巻数を２倍にした効果がある。
【００５０】
一方、並列接続モードでは、同相のコイル（28）同士が並列接続されるので、磁束の大きさは、ひとつのコイル（28）のみで磁束を形成する場合と同じである。つまり、直列接続モードの磁束の大きさは、並列接続モードの磁束の大きさの２倍である。また、並列接続モードでは、同相のコイル（28）同士が並列接続されるので、その電気的な抵抗値は、ひとつのコイル（28）と比べ、１／４になる。
【００５１】
〈切替制御部〉
切替制御部（40）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムを含んでいる。このマイクロコンピュータは、ＰＷＭ制御部（14）を構成するものと兼用してもよいし、別個に設けてもよい。
【００５２】
本実施形態の切替制御部（40）は、コンバータ回路（11）の出力電圧（すなわち直流リンク電圧（vdc））が所定の閾値（Vt）よりも小さい場合に、永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなるように、コイル（28）を切り替える。具体的には、切替制御部（40）は、直流リンク電圧（vdc）が閾値（Vt）よりも小さいに場合は、巻線切替部（30）を制御して並列接続モードを選択させる。また、切替制御部（40）は、直流リンク電圧（vdc）が閾値（Vt）以上の場合には、巻線切替部（30）を制御して直列接続モードを選択させる。
【００５３】
本実施形態では、閾値（Vt）として、モータ（20）の端子電圧（Va）の√２倍を用いる。端子電圧（Va）は、以下の式（１）で表せる。
【００５４】
【数１】
2015065754.tif 000003
【００５５】
ここで、ｉｄはｄ軸電流であり、ｉｑはｑ軸電流である。また、Ｌｄはモータ（20）のＬ軸インダクタンスであり、Ｌｑはモータ（20）のＬ軸インダクタンスである。ＬｄやＬｑは、モータ（20）の仕様によって異なり、予め実験などを行って測定し、切替制御部（40）に記憶させておくとよい。なお、直流リンク電圧（vdc）は、例えばコンデンサ（12a）の両端に電圧検出回路（図示は省略）を設け、その検出値を利用すればよい。また、ｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）の値は、ＰＷＭ制御部（14）が持っているので、これらを用いることができる。
【００５６】
そして、この例では、切替制御部（40）は、交流電源（50）の電源周期（例えば１／５０ｓｅｃや１／６０ｓｅｃ）の１／２以下の周期ごとに、直流リンク電圧（vdc）と端子電圧（Va）とを比較する。
【００５７】
〈コイルの切替動作〉
図５は、実施形態１に係るコイルの切替動作を説明するフローチャートである。このフローは、例えば、電源周期の１／２以下の周期ごとに、切替制御部（40）に対してタイマー割り込みを発生させるなどして起動させる。このフローの実行が開始されると、切替制御部（40）は、直流リンク電圧（vdc）の検出値を取得する（ステップＳＴ１１）。それと平行して、ＰＷＭ制御部（14）では、相電流（iu,iw）の検出を行う（ステップＳＴ１２）。次の、ステップＳＴ１３では、ＰＷＭ制御部（14）が相電流（iu,iw）を用いてｄ軸電流（id）、ｑ軸電流（iq）を計算し、切替制御部（40）が、そのｄ軸電流（id）、ｑ軸電流（iq）の値から端子電圧（Va）を算出する。
【００５８】
ステップＳＴ１４では、切替制御部（40）は、端子電圧（Va）の√２倍と直流リンク電圧（vdc）とを比較する。その結果、直流リンク電圧（vdc）が端子電圧（Va）の√２倍よりも小さい場合(Vｄc＜√２Va)には、ステップＳＴ１５に進んで、巻線切替部（30）において並列接続モードを選択させる。具体的には、スイッチ（S1）及びスイッチ（S2）をオンにし、スイッチ（S3）をオフにする。これにより、永久磁石（22b）に鎖交する磁束が、直列接続モードよりも小さくなる。
【００５９】
一方、Vｄc≧√２Vaの場合には、テップＳＴ１６に進んで、巻線切替部（30）において直列接続モードを選択させる。具体的には、スイッチ（S1）及びスイッチ（S2）をオフにし、スイッチ（S3）をオンにする。これにより、永久磁石（22b）に鎖交する磁束が、並列接続モードよりも大きくなる。
【００６０】
なお、ステップＳＴ１５やテップＳＴ１６において、巻線切替部（30）のスイッチ（S1,S2,S3）を切り替える場合には、すべてのスイッチ（S1,S2,S3）がオフとなる期間（いわゆるデッドタイム）を設けるのが好ましい。そうすることで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の短絡が防止される。
【００６１】
このように、本実施形態では、端子電圧（Va）の√２倍を閾値（Vt）としたことで、直流電圧（vdc）が端子電圧（Va）の√２倍を下回る度に並列接続モードが選択され、磁束が小さくなる。これにより、弱め磁束制御（負のｄ軸電流を流す制御）を行う必要がなくなり、電流の実効値の増大が抑えられる。電流位相が一定であれば、並列接続モードと直列接続モータの銅損は同等であるため、切替によって弱め磁束制御により増加する損失を小さくできる。
【００６２】
図６は、実施形態１に係るモータシステム（1）におけるモータ効率を示す。図６のグラフの縦軸は、モータ（20）の効率であり、横軸は、モータ（20）の出力（具体的には出力トルク）である。同図において、実線は、本実施形態におけるモータ効率を例示し、破線は、本実施形態において直列接続モードに固定した場合（比較例と呼ぶ）におけるモータ効率を例示している。同図に示すように、出力が大きいほど、比較例よりも本実施形態の方が、効率が向上している。
【００６３】
そして、この効率向上は、切替を判断するパラメータとしてコンバータ回路（11）の出力電圧（すなわち直流リンク電圧（vdc））を用いたことに依拠するところが大きい。例えば、回転速度に応じてコイルを切り替えるとすれば、必ずしも効率の向上が望めない場合があると考えられる。それは、モータでは、低速回転で高出力（大きなトルク）が必要な場合もあるし、高速回転で高出力が必要な場合もあるからである。本実施形態では、巻線切替の判断に用いるパラメータとして、直流リンク電圧（vdc）を用いているので、モータ（20）の回転速度にかかわらず、鎖交磁束を弱めるべきタイミングを判断できる。すなわち、本実施形態は、運転速度のエリア全域にわたり有用な制御を行えるのである。
【００６４】
〈本実施形態における効果〉
以上のように、本実施形態によれば、直流リンク電圧（vdc）の低下があっても、システムの効率低下を抑制できる。
【００６５】
《実施形態１の変形例》
図７は、実施形態１の変形例に係るモータ（20）の構成を示す。この例では、ひとつのティース部（25）に対して２つのコイル（28）が巻回されている。なお、図７では、後の説明において各コイル（28）を識別するためにそれぞれの参照符号に枝番（−１・・・１２）を付し、ティース部（25）を識別するためにそれぞれの参照符号に枝番（−１・・・６）を付してある。また、図７には、コイル（28-１）〜コイル（28-12）と、巻線切替部（30）の端子（T1,T2,…,T12）との接続関係も併記してある。
【００６６】
この例では、同相のコイル（28）同士が結線されて直列接続されている。例えば、ティース部（25-1）のコイル（28-1）は、該ティース部（25-1）が対向するティース部（25-4）の一方のコイル（28-4）と直列に結線され、ティース部（25-1）のコイル（28-7）は、ティース部（25-4）のもう一方のコイル（28-10）と直列に結線されている。同様に、ティース部（25-2）とティース部（25-5）に着目すると、コイル（28-2）はコイル（28-5）と直列に結線され、コイル（28-8）は、コイル（28-11）と直列に結線されている。
【００６７】
更に、ティース部（25-3）とティース部（25-6）に着目すると、コイル（28-3）とコイル（28-6）とが直列接続され、コイル（28-9）とコイル（28-12）とが直列接続されている。
【００６８】
そして、直列接続の２つのコイル（28）（以下、コイルペア（28,28）と呼ぶ）は、図７に示すように、所定の端子（T1,T2,…,T12）にそれぞれ接続されている。この例では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオンにし、スイッチ（S3）をオフにすると、２つのコイルペア（28,28）同士が並列接続される。並列接続のコイルペア（28,28）は、その一端がインバータ回路（13）の何れか1つの出力につながり、他端が中性点につながる。なお、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオン、スイッチ（S3）をオフに切り替えた状態を、説明の便宜上、並列接続モードと呼ぶ。
【００６９】
例えば、ティース部（25-1）とティース部（25-4）を見ると、コイル（28-1）とコイル（28-4）とが直列接続されたコイルペア（第１コイルペアと呼ぶ）がある。また、コイル（28-7）とコイル（28-10）とが直列接続されたコイルペア（第２コイルペアと呼ぶ）がある。そして、並列接続モードでは、第１コイルペアと第２コイルペアとが並列接続される。並列接続された第１コイルペアと第２コイルペアは、その一端がインバータ回路（13）のＵ相出力につながり、他端が中性点につながる。他の相（V,W）に関しても同様である。
【００７０】
また、この例では、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオフにし、スイッチ（S3）をオンにすると、２つのコイルペア（28,28）が直列接続される。直列接続されたコイルペア（28,28）は、その一端がインバータ回路（13）の何れか１つの出力につながり、他端が中性点につながる。なお、ここでも、スイッチ（S1）とスイッチ（S2）をオフ、スイッチ（S3）をオンに切り替えた状態を、説明の便宜上、直列接続モードと呼ぶ。
【００７１】
例えば、直列接続モードでは、ティース部（25-1）とティース部（25-4）では、上記第１コイルペアと上記第２コイルペアとが直列接続される。つまり、４つのコイル（28）が直列接続される。そして、直列接続された第１コイルペアと第２コイルペアの一端がインバータ回路（13）のＵ相出力につながり、他端が中性点につながる。
【００７２】
上記のように、直列接続モードでは、同相の直列接続のコイルペア（28,28）同士が直列接続されるので、磁束の大きさは、ひとつのコイルペア（28,28）のみで磁束を形成する場合と比べ２倍の大きさになる。すなわち、直列接続モードでは、巻数を２倍にした効果がある。
【００７３】
一方、並列接続モードでは、同相のコイルペア（28,28）同士が並列接続されるので、磁束の大きさは、ひとつのコイルペア（28,28）のみで磁束を形成する場合と同じである。つまり、直列接続モードの磁束の大きさは、並列接続モードの磁束の大きさの２倍である。また、並列接続モードでは、同相のコイルペア（28,28）同士が並列接続されるので、その電気的な抵抗値は、ひとつのコイルペア（28,28）と比べ、１／４になる。
【００７４】
以上のように、本変形例においても、各ステータ（21）における磁束の大きさを切り替えることが可能になる。したがって、本変形例においても実施形態1と同様の切替制御を行うことによって、直流リンク電圧の低下があっても、システムの効率低下を抑制できる。
【００７５】
《発明の実施形態２》
図８は、本発明の実施形態２に係るモータシステム（1）の構成を示すブロック図である。同図に示すようにモータシステム（1）は、電力変換装置（10）の構成が実施形態1とは異なっている。本実施形態の電力変換装置（10）は、コンバータ回路（11）に代えて、直流電源としてバッテリー（60）を備えている。つまり、本実施形態のインバータ回路（13）に入力される直流電力は、実施形態1とは異なり、脈動はしていない。なお、バッテリー（60）は、本発明の直流電源の一例である。
【００７６】
また、モータ（20）は、実施形態１で採用したものと同じであり、図３に示すように巻線切替部（30）と接続されている。
【００７７】
そして、本実施形態の切替制御部（40）は、バッテリー（60）の出力電圧（直流電圧（vdc））が所定の閾値（Vt）よりも小さい場合に、永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなるように、コイル（28）を切り替える。具体的には、切替制御部（40）は、直流電圧（vdc）が閾値（Vt）よりも小さいに場合は、巻線切替部（30）を制御して並列接続モードを選択させる。また、切替制御部（40）は、直流電圧（vdc）が閾値（Vt）以上の場合には、巻線切替部（30）を制御して直列接続モードを選択させる。
【００７８】
本実施形態の閾値（Vt）は、固定値である点が実施形態1とは異なっている。具体的には、本実施形態では、閾値（Vt）として、モータ（20）が所定の出力である場合において、効率を最大化する端子電圧（Va）の√２倍を設定する。「所定の出力」としては、例えばモータ（20）の定格出力が考えられる。
【００７９】
〈コイルの切替動作〉
図９は、実施形態２に係るコイルの切替動作を説明するフローチャートである。このフローは、例えば、所定の周期ごとに、切替制御部（40）に対してタイマー割り込みを発生させるなどして起動させる。このフローの実行が開始されると、切替制御部（40）は、直流リンク電圧（vdc）の検出値を取得する（ステップＳＴ２１）。
【００８０】
ステップＳＴ２２では、切替制御部（40）は、閾値（Vt）と直流電圧（vdc）とを比較し、直流電圧（vdc）が閾値（Vt）よりも小さい場合(Vｄc＜Vt)には、ステップＳＴ２３に進んで、巻線切替部（30）において並列接続モードを選択させる。具体的には、スイッチ（S1）及びスイッチ（S2）をオンにし、スイッチ（S3）をオフにする。これにより、永久磁石（22b）に鎖交する磁束が、直列接続モードよりも小さくなる。
【００８１】
一方、Vｄc≧Vtの場合には、ステップＳＴ２４に進んで、巻線切替部（30）において直列接続モードを選択させる。具体的には、スイッチ（S1）及びスイッチ（S2）をオフにし、スイッチ（S3）をオンにする。これにより、永久磁石（22b）に鎖交する磁束が、並列接続モードよりも大きくなる。
【００８２】
なお、ステップＳＴ２３やステップＳＴ２４において、巻線切替部（30）のスイッチ（S1,S2,S3）を切り替える場合には、本実施形態においても、いわゆるデッドタイムを設けるのが好ましい。
【００８３】
この例では、閾値（Vt）には、所定出力時（例えば定格出力時）にモータ（20）の効率を最大化する端子電圧（Va）の√２倍を設定してある。そのため、バッテリー（60）の出力電圧、すなわち直流電圧（vdc）が低下して定格出力時の端子電圧（Va）の√２倍を下回ると、並列接続モードが選択される。そうすると、永久磁石（22b）に鎖交する磁束がより小さくなる。
【００８４】
これにより、バッテリー（60）の出力電圧が低下しても弱め磁束制御を行う必要がなくなり、電流の実効値の増大が抑えられる。すなわち、本実施形態では、バッテリー（60）の出力電圧が低下した場合に、この切替によって損失を小さくできる。また、並列接続モードでは、コイル（28）の抵抗値も１／４になっているので、それによる損失低減も可能である。
【００８５】
また、上記のようにコイル（28）を切り替えることで、本来ならばバッテリー（60）の出力電圧が低下時に不可能な出力値（トルク）を得ることも可能になる。すなわち、バッテリー（60）の出力電圧の低下時にも、電圧低下前に近い運転エリアの確保が可能になる。
【００８６】
〈本実施形態における効果〉
以上のように、本実施形態によれば、バッテリー（60）（直流電源）の電圧低下があっても、システムの効率低下を抑制できる。
【００８７】
なお、実施形態２においても、実施形態１の変形例で示したように結線されたモータ（20）（図７参照）も採用できる。
【００８８】
《その他の実施形態》
なお、実施形態１においても閾値（Vt）を固定値とすることも可能である。
【００８９】
また、モータ（20）としては、ＳＰＭモータも採用できる。
【００９０】
また、モータ（20）の極数も例示である。
【００９１】
また、巻線切替部（30）の構成や、モータ（20）のコイル（28）の構成も例示である。例えば、コイル（28）は、途中にタップを設けるなどして、巻数を切り替えるようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
本発明は、ロータに永久磁石を備えたモータとそれを駆動する制御部とを有したモータシステムとして有用である。
【符号の説明】
【００９３】
１      モータシステム
１１      コンバータ回路（直流電源）
１３      インバータ回路
２０      モータ
２１      ステータ
２２      ロータ
２２ｂ    永久磁石
２８      コイル
４０      切替制御部
６０      バッテリー（直流電源）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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