(57)【要約】      （修正有）【課題】コモンモード電圧およびコモンモード電流を低減するための可変速ドライブの制御方法を提供する。【解決手段】整流器段１のトランジスタ１００のスイッチングのために第１の制御信号を決定し、該スイッチングにより生じる第１の電圧の変化率に作用するようにスイッチングされるトランジスタのゲートに印加されるステップと、インバータ段２のトランジスタ２００のスイッチングのために第２の制御信号を決定し、該スイッチングにより生じる第２の電圧の変化率に作用するようにスイッチングされるトランジスタのゲートに印加されるステップと、整流器段のトランジスタの第１のスイッチングの瞬間と、インバータ段のトランジスタの第２のスイッチングの瞬間とを決定するステップとを含み、第１および第２の制御信号と第１および第２の瞬間は、第１および第２の電圧の差を最小化するよう決定される。【選択図】図１
2015033327.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変速ドライブ内で実行される制御方法であって、前記可変速ドライブは、
入力電流（Ｉｅ）を受け取るいくつかの入力相（Ｒ、Ｓ、Ｔ）に接続された整流器段（１）、および電気負荷（Ｃ）に向かう出力電流（Ｉｓ）が流れるいくつかの出力相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続されたインバータ段（２）と、
前記整流器段（１）を前記インバータ段（２）に連結し、第１の電力供給ライン（Ｖ＋）および第２の電力供給ライン（Ｖ−）を備えるＤＣ電力供給バスとを備え、
前記整流器段（１）および前記インバータ段（２）の各々は、前記第１の電力供給ラインおよび前記第２の電力供給ラインに接続された少なくとも２つのスイッチングアーム（１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ）を備え、各スイッチングアームは、少なくとも２つのトランジスタを備え、
前記制御方法は、
前記整流器段（１）のトランジスタ（１００）のスイッチングのために、第１のゲート電流（Ｉｇｅ）に対応する第１の制御信号（Ｃｅ）を決定するステップであって、前記第１のゲート電流（Ｉｇｅ）は、前記スイッチングにより生じる第１の電圧（Ｖｒｅｃ）の変化率に作用するようにスイッチングされる前記トランジスタのゲートに印加される、ステップと、
前記インバータ段（２）のトランジスタ（２００）のスイッチングのために、第２のゲート電流（Ｉｇｓ）に対応する第２の制御信号（Ｃｓ）を決定するステップであって、前記第２のゲート電流（Ｉｇｓ）は、前記スイッチングにより生じる第２の電圧（Ｖｉｎｖ）の変化率に作用するようにスイッチングされる前記トランジスタのゲートに印加される、ステップと、
前記整流器段の前記トランジスタの第１のスイッチングの瞬間（ｔｅ）と、前記インバータ段（２）の前記トランジスタの第２のスイッチングの瞬間（ｔｓ）とを決定するステップとを含み、
前記第１の制御信号（Ｃｅ）、前記第２の制御信号（Ｃｓ）、前記第１のスイッチングの瞬間、および前記第２のスイッチングの瞬間は、前記第１の電圧（Ｖｒｅｃ）と前記第２の電圧（Ｖｉｎｖ）との差を最小化するように決定されることを特徴とする制御方法。
【請求項２】
前記第１の制御信号の前記決定は、前記入力電流（Ｉｅ）を考慮に入れて実行されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第２の制御信号の前記決定は、前記出力電流（Ｉｓ）を考慮に入れて実行されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
入力電流を受け取るいくつかの入力相（Ｒ、Ｓ、Ｔ）に接続された整流器段（１）、および電気負荷に向かう出力電流が流れるいくつかの出力相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続されたインバータ段（２）と、
前記整流器段（１）を前記インバータ段（２）に連結し、第１の電力供給ライン（Ｖ＋）および第２の電力供給ライン（Ｖ−）を備えるＤＣ電力供給バスとを備え、
前記整流器段（１）および前記インバータ段（２）の各々は、前記第１の電力供給ラインおよび前記第２の電力供給ラインに接続された少なくとも２つのスイッチングアーム（１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ）を備え、各スイッチングアームは、少なくとも２つのトランジスタを備える、可変速ドライブであって、
前記可変速ドライブは、
前記整流器段のトランジスタ（１００）のスイッチングのために、第１のゲート電流（Ｉｇｅ）に対応する第１の制御信号（Ｃｅ）を決定する第１のモジュールであって、前記第１のゲート電流（Ｉｇｅ）は、前記スイッチングにより生じる第１の電圧の変化率に作用するようにスイッチングされる前記トランジスタのゲートに印加される、第１のモジュールと、
前記インバータ段のトランジスタ（２００）のスイッチングのために、第２のゲート電流（Ｉｇｓ）に対応する第２の制御信号（Ｃｓ）を決定する第２のモジュールであって、前記第２のゲート電流（Ｉｇｓ）は、前記スイッチングにより生じる第２の電圧の変化率に作用するようにスイッチングされる前記トランジスタのゲートに印加される、第２のモジュールと、
前記整流器段（１）の前記トランジスタの第１のスイッチングの瞬間（ｔｅ）と、前記インバータ段の前記トランジスタの第２のスイッチングの瞬間（ｔｓ）とを決定する第３のモジュールとを備え、
前記第１の制御信号、前記第２の制御信号、前記第１のスイッチングの瞬間、および前記第２のスイッチングの瞬間は、前記第１の電圧と前記第２の電圧との差を最小化するように決定されることを特徴とする可変速ドライブ。
【請求項５】
前記第１の決定するモジュールは、前記入力電流を考慮に入れるように設計されていることを特徴とする、請求項４に記載の可変速ドライブ。
【請求項６】
前記第２の決定するモジュールは、前記出力電流を考慮に入れるように設計されていることを特徴とする、請求項４に記載の可変速ドライブ。
【請求項７】
前記可変速ドライブは、各トランジスタのゲートにそのゲート電流（Ｉｇｅ、Ｉｇｓ）を変えることができるように接続される一組の抵抗器（４０）を備えることを特徴とする、請求項４に記載の可変速ドライブ。
【請求項８】
前記第１の決定するモジュールは、前記整流器段のスイッチングされる前記トランジスタで生じるスイッチング損失を考慮に入れるように設計されていることを特徴とする、請求項４に記載の可変速ドライブ。
【請求項９】
前記第２の決定するモジュールは、前記インバータ段のスイッチングされる前記トランジスタで生じるスイッチング損失を考慮に入れるように設計されていることを特徴とする、請求項４に記載の可変速ドライブ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コモンモード電圧およびコモンモード電流を低減するために可変速ドライブ（variable speed drive）内で実行される制御方法、および対応する可変速ドライブに関する。
【背景技術】
【０００２】
可変速ドライブは、ネットワークに接続されたいくつかの入力相、例えばもしそれが三相ネットワークに接続されるならば３つの入力相を備える。その入力相に接続されて、従来の可変速ドライブは、ネットワークにより提供されるＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換することを可能にする整流器段を備える。また、可変速ドライブは、正電位にある第１の電力供給ラインと負電位にある第２の電力供給ラインとが設けられ、これらの間にＤＣ電圧が印加されるＤＣ電力供給バスと、第１の電力供給ラインと第２の電力供給ラインとの間に接続され、バス上のＤＣ電圧を一定に維持するように意図されたバスキャパシタとを備える。また、バスキャパシタの下流に、可変速ドライブ型の電力変換器は、いくつかのスイッチングアーム（switching arm）、一般には３つのスイッチングアームが設けられたインバータ段を備え、各スイッチングアームは、電気負荷まで配線された出力相に接続されている。各スイッチングアームは、バスの第１の電力供給ラインと第２の電力供給ラインとの間に接続され、例えば２つのレベルを持つ変換器の場合は、ＤＣ電圧を電気負荷用の可変電圧に変換するために２つの制御される電力トランジスタを備える。
【０００３】
また、変換器の入力部に配置された整流器段は、各スイッチングアームに例えば少なくとも２つの電力トランジスタが設けられたいくつかのスイッチングアームを備えることにより能動型（active type）とすることができる。これらのトランジスタの各々は、ネットワークのＡＣ電圧を電力供給バスに印加されるＤＣ電圧に変換することができるようにゲート制御デバイスにより制御される。入力部に能動整流器段を持つこの種の変換器は一般に、「能動フロントエンド」と呼ばれる。
【０００４】
従来の方式では、整流器段およびインバータ段の電力トランジスタのコマンドは、パルス幅変調（以下ＰＷＭ）により制御される。交差型（intersective type）のＰＷＭは、対称的または非対称的な三角搬送波（carrier）を１つまたは複数の変調波（modulant）と比較することを含む。インバータ段または整流器段の電力トランジスタに関し、搬送波と１つまたは複数の変調波との交差は、トランジスタのスイッチングのオンおよびオフの瞬間を規定する。
【０００５】
インバータ段に印加されるチョッピング周波数を上昇させることが、コモンモード電流の増加を引き起こすことは、周知である。発生するコモンモード電流は、可変速ドライブと電気負荷との間の様々な経路をたどることができる。これらの経路は、可変速ドライブを電気負荷に連結するケーブルの導体間、モータおよび固定子の巻線間、または電力半導体と接地放散器（dissipater）との間などで生じる容量結合によりもたらされる。可変速ドライブがインバータ段と能動整流器段とを備えるときには、可変速ドライブの全コモンモード電圧は、整流器段およびインバータ段によりもたらされる外乱（disturbance）の合計である。
【０００６】
様々な解決策が、コモンモード電流を低減するために開発されている。これらの解決策は、受動フィルタの追加、および／または、整流器段およびインバータ段の制御に対する作用の追加とを含むことがある。
【０００７】
文書特開２００３−０１８８５３号は例えば、整流器段の３つの電力トランジスタのオン（またはオフ）へのスイッチング（ハイまたはロー）を、インバータ段の対応する３つのトランジスタのオン（またはオフ）へのスイッチング（それぞれハイまたはロー）と同期させることにより、可変速ドライブ内でのコモンモード電流を低減するプロセスを提案している。この解決策は、コモンモード電流をフィルタリングするために用いられるフィルタの寸法を低減することを可能にし、その結果、変換器のコストを減少させることを可能にする。しかしながら、この解決策は、コモンモード電流を十分に低減することは可能にしない。
【０００８】
また、米国特許第６，１８５，１１５号は、コモンモード電圧を低減するように整流器段のスイッチングをインバータ段のスイッチングと同期させることを可能にするプロセスを記載している。上に挙げた文書と同様に、このプロセスは、可変速ドライブ内でのコモンモード電圧を十分に低減することは可能にしないため、満足のいくものでない。実際、提案されているプロセスは、立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジにおいて、インバータ段の単一スイッチングアームのスイッチングを整流器段の単一スイッチングアームのスイッチングと同期させることを含み、それにより、チョッピング期間にわたってすべてのスイッチングアームで１２個の電圧エッジから８個の電圧エッジへと変わることを可能にするのみである。
【０００９】
また、特許出願ＥＰ２４４２４３６Ａ２は、整流器段とインバータ段との間でスイッチングを同期させるためのプロセスを記載している。このプロセスは、整流器段のトランジスタの各スイッチングをインバータ段のスイッチングと同期させることを可能にし、その結果、発生する全コモンモード電圧を低減することを可能にする。
【００１０】
しかしながら、これら前述の特許に記載された解決策は、十分ではない。整流器側で生じるコモンモード電圧とインバータ側で生じるコモンモード電圧は、単にスイッチングの同期化を通じてだけでは互いを相殺（eliminate）しない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００３−０１８８５３号
【特許文献２】米国特許第６，１８５，１１５号
【特許文献３】ＥＰ２４４２４３６Ａ２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、整流器段のレベルおよびインバータ段のレベルで生じるコモンモード電圧をより顕著に低減するための解決策を与えられた能動整流器を有する可変速ドライブを提案することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この目的は、可変速ドライブ内で実行される制御方法であって、可変速ドライブは、
入力電流を受け取るいくつかの入力相に接続された整流器段、および電気負荷に向かう出力電流が流れるいくつかの出力相に接続されたインバータ段と、
整流器段をインバータ段に連結し、第１の電力供給ラインおよび第２の電力供給ラインを備えるＤＣ電力供給バスとを備え、
整流器段およびインバータ段の各々は、第１の電力供給ラインおよび第２の電力供給ラインに接続された少なくとも２つのスイッチングアームを備え、各スイッチングアームは、少なくとも２つのトランジスタを備え、
この制御方法は、
整流器段のトランジスタのスイッチングのために、第１のゲート電流に対応する第１の制御信号を決定するステップであって、第１のゲート電流は、このスイッチングにより生じる第１の電圧の変化率（rate of variation）に作用するようにスイッチングされるトランジスタのゲートに印加される、ステップと、
インバータ段のトランジスタのスイッチングのために、第２のゲート電流に対応する第２の制御信号を決定するステップであって、第２のゲート電流は、このスイッチングにより生じる第２の電圧の変化率に作用するようにスイッチングされるトランジスタのゲートに印加される、ステップと、
整流器段のトランジスタの第１のスイッチングの瞬間（instant）と、インバータ段のトランジスタの第２のスイッチングの瞬間とを決定するステップとを含み、
第１の制御信号、第２の制御信号、第１のスイッチングの瞬間、および第２のスイッチングの瞬間は、第１の電圧と第２の電圧との差を最小化（minimize）するように決定される、制御方法により達成される。
【００１４】
特定の特徴によれば、第１の制御信号の決定は、入力電流を考慮に入れて実行される。
【００１５】
別の特定の特徴によれば、第２の制御信号の決定は、出力電流を考慮に入れて実行される。
【００１６】
また、本発明は、
入力電流を受け取るいくつかの入力相に接続された整流器段、および電気負荷に向かう出力電流が流れるいくつかの出力相に接続されたインバータ段と、
整流器段をインバータ段に連結し、第１の電力供給ラインおよび第２の電力供給ラインを備えるＤＣ電力供給バスとを備え、
整流器段およびインバータ段の各々は、第１の電力供給ラインおよび第２の電力供給ラインに接続された少なくとも２つのスイッチングアームを備え、各スイッチングアームは、少なくとも２つのトランジスタを備える、可変速ドライブであって、
この可変速ドライブは、
整流器段のトランジスタのスイッチングのために、第１のゲート電流に対応する第１の制御信号を決定する第１のモジュールであって、第１のゲート電流は、このスイッチングにより生じる第１の電圧の変化率に作用するようにスイッチングされるトランジスタのゲートに印加される、第１のモジュールと、
インバータ段のトランジスタのスイッチングのために、第２のゲート電流に対応する第２の制御信号を決定する第２のモジュールであって、第２のゲート電流は、このスイッチングにより生じる第２の電圧の変化率に作用するようにスイッチングされるトランジスタのゲートに印加される、第２のモジュールと、
整流器段のトランジスタの第１のスイッチングの瞬間と、インバータ段のトランジスタの第２のスイッチングの瞬間とを決定する第３のモジュールとを備え、
第１の制御信号、第２の制御信号、第１のスイッチングの瞬間、および第２のスイッチングの瞬間は、第１の電圧と第２の電圧との差を最小化するように決定される、可変速ドライブに関する。
【００１７】
特定の特徴によれば、第１の決定するモジュールは、入力電流を考慮に入れるように設計されている。
【００１８】
別の特定の特徴によれば、第２の決定するモジュールは、出力電流を考慮に入れるように設計されている。
【００１９】
別の特定の特徴によれば、可変速ドライブは、各トランジスタのゲートにそのトランジスタのゲート電流を変えることができるように接続される一組の抵抗器を備える。
【００２０】
別の特定の特徴によれば、第１の決定するモジュールは、整流器段のスイッチングされるトランジスタで生じるスイッチング損失を考慮に入れるように設計されている。
【００２１】
別の特定の特徴によれば、第２の決定するモジュールは、インバータ段のスイッチングされるトランジスタで生じるスイッチング損失を考慮に入れるように設計されている。
【００２２】
他の特徴および利点は、添付の図面に関連して提示される後述の詳細な説明で明らかになろう。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明による可変速ドライブを概略的に表す。
【図２】本発明の可変速ドライブ内で実行される本発明の制御方法を示す。
【図３Ａ】制御されるトランジスタのゲート電流を変えるために本発明の可変速ドライブ内で実行される１つの可能な変形例（variant）を表す。
【図３Ｂ】制御されるトランジスタのゲート電流を変えるために本発明の可変速ドライブ内で実行される１つの可能な変形例を表す。
【図４Ａ】本発明の解決策の有益性を示すことを可能にする１つの曲線を表す。
【図４Ｂ】本発明の解決策の有益性を示すことを可能にする１つの曲線を表す。
【図５Ａ】本発明の変形実施形態の動作原理を示す１つの曲線を表す。
【図５Ｂ】本発明の変形実施形態の動作原理を示す１つの曲線を表す。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
図１を参照すると、周知の方式では、可変速ドライブは、整流器段１と、ＤＣ電力供給バスと、インバータ段２とを備える。可変速ドライブの様々な構成が可能である。本発明は、能動整流器段を備える可変速ドライブに特別に適合する。
【００２５】
図１は、例えば能動整流器段１が設けられた２レベル可変速ドライブを表す。
【００２６】
図１を参照すると、整流器段１は、例えば三相整流器段１用の３つの入力相Ｒ、Ｓ、Ｔ上のインダクタンスＡＣ（図示されず）を介してネットワークに接続されている。通常、可変速ドライブでは、整流器段はダイオードブリッジで構成されている。しかしながら、整流器段１は、１つまたは複数の同一の制御されるスイッチングアーム１０ａ、１０ｂ、１０ｃを備えることにより能動型とすることもできる。よって、整流器段１は、ネットワークから取り出される電流を制御し、ネットワークにより提供されるＡＣ電圧をＤＣ電力供給バスに印加されるＤＣ電圧に変換するように駆動される。三相ネットワークに関し、整流器段１は、３つのスイッチングアーム１０ａ、１０ｂ、１０ｃを備え、これらのスイッチングアーム１０ａ、１０ｂ、１０ｃの各々は、インダクタンスＡＣを通じて三相ネットワークの３つの入力相Ｒ、Ｓ、Ｔのうちの１つに接続されている。従来の構成では、各スイッチングアームは例えば、２つの電力トランジスタ１００（例えばＩＧＢＴまたはＪＦＥＴ型）と、これら２つのトランジスタ間に位置し、入力相Ｒ、Ｓ、Ｔに接続された接続中点Ｍａ、Ｍｂ、Ｍｃとを備える。ＤＣ電力供給バスは、整流器段１をインバータ段２に連結している。ＤＣ電力供給バスは、正電位Ｖ＋にある電力供給ラインと、負電位Ｖ−にある電力供給ラインとを備える。少なくとも１つのバスキャパシタＣｂｕｓは、バスの２つの電力供給ラインの各々に接続されており、バスの電圧を一定値に維持することを可能にする。
【００２７】
図１では、インバータ段２は、バスキャパシタＣｂｕｓの下流でＤＣ電力供給バスに接続されている。インバータ段２は、いくつかの同一のスイッチングアーム２０ａ、２０ｂ、２０ｃを備え、これらのスイッチングアーム２０ａ、２０ｂ、２０ｃの各々は、電気負荷Ｃに連結された１つの出力相Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されている。よって、三相モードで動作する電気負荷Ｃに関し、インバータ段２は、３つのスイッチングアーム２０ａ、２０ｂ、２０ｃを備える。従来の構成のインバータ段２（図１）では、各スイッチングアーム２０ａ、２０ｂ、２０ｃは、２つの電力トランジスタ２００と、これら２つのトランジスタ間に位置し、電気負荷に接続された接続中点Ｐａ、Ｐｂ、Ｐｃとを備える。
【００２８】
また、可変速ドライブは、整流器段１の各スイッチングアームのスイッチングと、インバータ段２の各スイッチングアームのスイッチングとを制御することを可能にする制御ユニット３を備える。スイッチングアームの電力トランジスタの各スイッチングのために、制御ユニット３は、整流器段１およびインバータ段２の各トランジスタのスイッチングの瞬間を規定することを可能にするパルス幅変調（ＰＷＭ）による制御を使用する。従来のＰＷＭ制御は、交差型であり、対称的または非対称的な三角搬送波を１つまたは複数の変調波と比較することを含む。搬送波と１つまたは複数の変調波との間の交差は、電力トランジスタのスイッチングのオンおよびオフの瞬間を規定する。
【００２９】
本発明の制御方法は、整流器段１およびインバータ段２に全く同じ数のスイッチングアーム（例えば３つのスイッチングアーム）を備え、各アームが少なくとも２つの電力トランジスタを備える可変速ドライブに適合する。好ましくは、整流器段１のレベル数は、インバータ段２のレベル数と同一である。よって、図１では、２つのレベルを持つ整流器段１が、２つのレベルを持つ従来のインバータ段２と関連付けられている。
【００３０】
本発明は、能動整流器段１とインバータ段２とを備える可変速ドライブ内のコモンモード電流を結果的に低減することに向けられる。
【００３１】
実際、この可変速ドライブ構造は、インバータ段２および整流器段１でのスイッチングの存在に関連する２つのコモンモード電圧源を提示する。スイッチングにより、インバータ段２は、次の関係式により規定されるＶｍｃｉｎｖと呼ばれるコモンモード電圧を生成し、整流器段１は、次の関係式により規定されるコモンモード電圧Ｖｍｃｒｅｃを生成する。
【数１】
2015033327.tif 000003
【数２】
2015033327.tif 000004
これらの式において、
ＶＵ０、ＶＶ０、ＶＷ０は、ＤＣ電力供給バスの低点（low point）（Ｏ）を基準にした、インバータ段の出力相Ｕ、Ｖ、Ｗでの単純電圧（simple voltage）に対応し、
ＶＲ０、ＶＳ０、ＶＴ０は、ＤＣ電力供給バスの低点（Ｏ）を基準にした、整流器段の各アームの単純電圧に対応する。
【００３２】
可変速ドライブの全コモンモード電圧は、整流器段１およびインバータ段２によりもたらされる外乱の合計に等しい。整流器段１およびインバータ段２により生じるコモンモード電圧は逆符号であるため、可変速ドライブに生じる全コモンモード電圧を表す次の関係式が得られる。
【数３】
2015033327.tif 000005
よって、整流器段１とインバータ段２が同じスイッチング周波数でスイッチングされることを考慮することにより、能動整流器を有する可変速ドライブは、従来の可変速ドライブの２倍多いコモンモード電圧の変化を生じさせる。
【００３３】
特許出願ＥＰ２４４２４３６Ａ２から、整流器段とインバータ段との間でスイッチングを同期させて、インバータ段２により生じるコモンモード電圧を整流器段１により生じるコモンモード電圧により補償することを可能にするプロセス、またはその逆を可能にするプロセスは、周知である。他のより効果的でないプロセスもまた、前述の文書に記載されている。
【００３４】
特許出願ＥＰ２４４２４３６Ａ２に記載された制御方法は、入力相Ｒ、Ｓ、Ｔに印加される電位の変化（＝立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジ）が常に出力相Ｕ、Ｖ、Ｗに印加される同じ符号の電位の変化（＝立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジ）に対応するような同期化（時間的に）方式で、インバータ段２および整流器段１を制御することを含む。
【００３５】
好ましくは、本出願で説明される本発明の原理は、出願ＥＰ２４４２４３６Ａ２に記載されたプロセスなどの、スイッチングを同期させるための前述のプロセスに重ね合わされる。
【００３６】
さらに、本発明の制御方法は、インバータ段２のトランジスタおよび整流器段１のトランジスタの各スイッチングにより生じる電圧変化（ｄｖ／ｄｔ）を考慮することに向けられる。本発明の方法の目的は、整流器段１およびインバータ段２での２つのスイッチングにより生じる電圧変化を同期させることによりコモンモード電圧を減衰させ、除去さえすることである。
【００３７】
後述の説明では、本発明者らは、整流器段１のトランジスタ１００のスイッチングと、インバータ段２のトランジスタ２００の対応するスイッチングとを考えることにする。周知の方式では、トランジスタのスイッチングは、一定のゲート電流をそのゲートに印加することにより実行される。
【００３８】
２つのスイッチングの各々により生じる電圧変化の同期化は、２つの電圧変化について全く同じ変化率を得ることを含み、あるいは別の言い方をすると、もし２つのスイッチングの各々により生じる電圧の変化の２つの曲線が考えられるならば全く同じ勾配を得ることを含む。
【００３９】
この勾配を変えるために、本発明は、整流器段のトランジスタ１００に印加されるゲート電流Ｉｇｅと、インバータ段のトランジスタ２００に印加されるゲート電流Ｉｇｓとに作用することを含む。
【００４０】
様々な解決策が、ゲート電流を変えることを可能にする。例となる実施形態は、図３Ａおよび図３Ｂで表される。図３Ａでは、一組の制御される抵抗器４０が、制御されるトランジスタの制御デバイスの出力に配置され、制御されるトランジスタ１００、２００のゲートに接続される。抵抗器は並列に接続されるが、これらを直列に配置することも可能である。図３Ｂで表される別の解決策は、例えばアナログ回路４１により制御される電流源を用いることを含む。
【００４１】
図２で表されるような本発明によれば、制御ユニット３は、入力相Ｒ、Ｓ、Ｔに存在する入力電流Ｉｅと、出力相Ｕ、Ｖ、Ｗに存在する出力電流Ｉｓと、整流器段１のＰＷＭ制御の変調波ｍｅと、インバータ段２のＰＷＭ制御の変調波ｍｓとを入力として受け取る。よって、本発明の方法は、これらのデータに基づいて制御ユニット３の計算モジュール３０で実行することを含み、前記計算モジュール３０は、
整流器段１のトランジスタのゲートに印加される第１のゲート電流Ｉｇｅに対応する第１の制御信号Ｃｅを決定する第１のモジュールと、
インバータ段２のトランジスタのゲートに印加される第２のゲート電流Ｉｇｓに対応する第２の制御信号Ｃｓを決定する第２のモジュールと、
整流器段１のトランジスタの第１のスイッチングの瞬間ｔｅと、インバータ段２のトランジスタの第２のスイッチングの瞬間ｔｓとを決定する第３のモジュールと、
を備える。
【００４２】
トランジスタに印加されるゲート電流を表す２つの制御信号を決定するために、これらの決定するモジュールは、トランジスタのゲートの容量を充填（load）する入力電流または出力電流を考慮に入れる。このゲート容量の電流での充填の進展は周知であることから、電圧の変化の勾配を突き止めることが可能であり、その結果、制御されるトランジスタに印加されるゲート電流の値を調節することが可能である。
【００４３】
第１の制御信号Ｃｅおよび第２の制御信号Ｃｓの各々は、制御されるトランジスタに向かうゲート電流Ｉｇｅ、Ｉｇｓを変えることを可能にする制御デバイス５０に送られ、前記ゲート電流は通常、従来のゲート制御デバイスＣＴ（「ゲートドライバ」）により生成される。好ましくは、２つの制御デバイス５０は、制御ユニット３の一部を形成する。
【００４４】
第１の制御信号Ｃｅ、第２の制御信号Ｃｓ、第１のスイッチングの瞬間ｔｅ、および第２のスイッチングの瞬間ｔｓは、整流器段１のトランジスタのスイッチングにより生じる電圧Ｖｒｅｃとインバータ段２のトランジスタのスイッチングにより生じる電圧Ｖｉｎｖとの差を最小化するように制御ユニット３により決定される。
【００４５】
好ましくは、前述の特許に記載されているように、第１のスイッチングの瞬間ｔｅおよび第２のスイッチングの瞬間ｔｓは、スイッチングを同期させて、その結果、発生するコモンモード電圧を最小化するために、同一である。
【００４６】
スイッチングの同期化に加えて、第１の制御信号Ｃｅおよび第２の制御信号Ｃｓは、スイッチングの間に生じる電圧の変化率に作用することを可能にする。好ましくは、２つの制御信号は、２つの率が等しいように決定される。図４Ａでは、スイッチングの瞬間ｔｅ、ｔｓは同期化されているが、電圧の変化率への作用はなされていない。整流器側に生じる電圧Ｖｒｅｃとインバータ側に生じる電圧Ｖｉｎｖとの差はゼロでなく、その結果、コモンモード電圧を引き起こすことが分かる。図４Ｂでは、スイッチングの瞬間ｔｅ、ｔｓが同期化されており、電圧変化の勾配も同期化されている。このようにして、電圧差はゼロとなり、その結果、コモンモード電圧を生じさせていない。
【００４７】
本発明によれば、第１の決定するモジュールおよび第２の決定するモジュールは、制御されるトランジスタで生じるスイッチング損失を考慮に入れるように設計されてもよい。実際、もし損失が多大過ぎる傾向があるならば、各トランジスタの制御のために生成されるゲート電流Ｉｇｅ、Ｉｇｓは、もたらされるジュール効果損失を考慮に入れるように調節される。さらに、この状況では、第１のスイッチングの瞬間および第２のスイッチングの瞬間は、スイッチングにより生じる２つの電圧の差により生じる振幅を低減するように非同期化（desynchronize）される。その原理は、図５Ａおよび図５Ｂにより示される。図５Ａでは、２つの制御信号は、もたらされる損失を考慮に入れるように生成され、別個の変化率を有する電圧を引き起こす。２つのスイッチングの瞬間ｔｅ、ｔｓが同期化されると、整流器側の電圧Ｖｒｅｃとインバータ側の電圧Ｖｉｎｖとの差は、かなりの大きさであることが分かる。電圧差の振幅を最小化するために、２つのスイッチングの瞬間ｔｅ、ｔｓは、図５Ｂで表されるように非同期化される。
【符号の説明】
【００４８】
１  整流器段
２  インバータ段
３  制御ユニット
１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ  スイッチングアーム
３０  計算モジュール
４０  一組の抵抗器
４１  アナログ回路
５０  制御デバイス
１００、２００  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
2015033327.tif 000008
【図３Ｂ】
2015033327.tif 000009
【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
2015033327.tif 000012
【図５Ｂ】
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【外国語明細書】
2015033327000001.pdf