(57)【要約】【課題】少ないスイッチング素子の導通数によって９レベルの三相線間電圧の出力を可能とし、電力変換効率を向上させた直流／交流変換装置を提供する。【解決手段】直流電圧源ＶＤＣの直流電圧を複数レベルの直流電圧に変換するマルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路と、中性点端子ＮＰと前記Ｓ１，Ｓ２の共通接続点の間に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４とから成る回路を３相分設けて構成したマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２と、前記正側端子Ｐ１と前記変換器１０２の交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの間に接続されたＰ側バイパス回路１０３Ｐとを備える。１つの相の出力端子に、端子Ｎ２、ＮＰ、Ｐ２の電圧およびＶＤＣの４つのレベルの電圧を得て、線間電圧として９レベルの電圧を得る。図示（１）〜（４）の各電流経路において、各々２個以下のスイッチング素子の導通数とした。【選択図】図６
2015027170.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を複数レベルの交流出力に変換する直流／交流変換装置であって、
直流電源と、
入力側が前記直流電源の正、負側端子に各々接続され、直流電源の電圧を複数レベルの直流電圧に変換して正側出力端子、中性点側端子および負側出力端子へ出力する直流／直流変換器と、
前記直流／直流変換器の正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、前記直流／直流変換器の中性点側端子と前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点の間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の双方向スイッチング手段とを有した直流／交流変換部を３相分併設し、３相分の直流／交流変換部の各第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を３相交流出力端子とした直流／交流変換器と、
互いに逆の耐圧方向に制御できる第２の双方向スイッチング手段が３相分設けられ、該３相分の第２の双方向スイッチング手段の各一端を前記直流電源の正側端子又は負側端子に共通に接続し、前記第２の双方向スイッチング手段の各他端を前記直流／交流変換器の３相交流出力端子に各々接続したバイパス補助回路と、
を備えたことを特徴とする直流／交流変換装置。
【請求項２】
前記直流／直流変換器は、前記正側出力端子と負側出力端子の間に順次直列に接続された第７〜第１０のスイッチング素子と、前記第７および第８のスイッチング素子の共通接続点と前記第９および第１０のスイッチング素子の共通接続点の間に接続された第１のコンデンサと、前記第８および第９のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の正側端子の間に接続された昇圧用リアクトルと、前記正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第２および第３のコンデンサとを備え、前記第２および第３のコンデンサの共通接続点を前記中性点側端子としたことを特徴とする請求項１に記載の直流／交流変換装置。
【請求項３】
前記直流／直流変換器は、前記正側出力端子と負側出力端子の間に順次直列に接続された第１１〜第１４のスイッチング素子と、前記第１１および第１２のスイッチング素子の共通接続点と前記第１３および第１４のスイッチング素子の共通接続点の間に接続された第４のコンデンサと、前記第４のコンデンサに並列に接続された第１５および第１６のスイッチング素子の直列体と、前記第１５および第１６のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の正側端子の間に接続された昇圧用リアクトルと、前記正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第５および第６のコンデンサと、前記第１２および第１３のスイッチング素子の共通接続点と前記第５および第６のコンデンサの共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第３の双方向スイッチング手段と、を備え、前記第５および第６のコンデンサの共通接続点を前記中性点側端子としたことを特徴とする請求項１に記載の直流／交流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力の直流電圧を昇圧して、マルチレベルの電圧を出力可能な直流／交流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８に、昇圧チョッパと２レベルインバータを用いた従来のＤＣ／ＡＣ変換器の一例を示す。図８のＤＣ／ＡＣ変換器は、直流電圧源ＶＤＣを昇圧チョッパを用いてコンデンサＣ１１の電圧を昇圧し、２レベルインバータにより、コンデンサＣ１１の正側または負側の電位を三相出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに出力し、ＬＣＬフィルタ１０４を介して交流電源１０５に連系する回路である。
【０００３】
図８において、直流電圧源ＶＤＣの正側端子Ｐ１には昇圧用リアクトルＬの一端が接続されている。昇圧チョッパ用のスイッチング素子Ｓ３７，Ｓ３８の直列回路とコンデンサＣ１１が並列に接続され、該スイッチング素子Ｓ３７，Ｓ３８の共通接続点には昇圧用リアクトルＬの他端が接続されている。
【０００４】
スイッチング素子Ｓ３７およびコンデンサＣ１１の共通接続点は正側端子Ｐ２に接続され、スイッチング素子Ｓ３８およびコンデンサＣ１１の共通接続点は負側端子Ｎ１およびＮ２に接続されている。
【０００５】
前記端子Ｐ２，Ｎ２間には、スイッチング素子Ｓ３１〜Ｓ３６を三相ブリッジ接続した２レベルインバータ２００の直流側が接続され、三相交流側は三相出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。
【０００６】
この三相出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗは、三相分のリアクトルＬｆ１，Ｌｆ２およびコンデンサＣｆから成るＬＣＬフィルタ１０４を介して交流電源１０５に接続されている。
【０００７】
図８はＤＣ／ＡＣ変換器を交流電源に連系する例であるが、交流電源の代わりに負荷を接続する場合にも適用できる。
【０００８】
図８のＤＣ／ＡＣ変換器はＰＶインバータなどに用いられており、電力変換効率の向上、昇圧リアクトルＬの小型化、ＬＣＬフィルタ１０４のリアクトルＬｆ１の小型化が課題である。
【０００９】
図８のＤＣ／ＡＣ変換器において、電力変換効率を向上するために、非特許文献１、２で示すように、Ｔ−ｔｙｐｅ３レベル変換器を用いる例が知られている。
【００１０】
図９は、このＴ−ｔｙｐｅ３レベル変換器（図９（ａ））とＡＮＰＣ５レベル変換器（図９（ｂ））の１相分の構成を示しており、３相回路の場合は図８の破線内の回路（各相のアーム２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗ）が図９（ａ）又は図９（ｂ）の回路に置き換わる。
【００１１】
図９（ａ）において、正側端子Ｐ２と負側端子Ｎ２の間にはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が直列に接続され、中性点側端子ＮＰと、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点との間にはスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が逆方向に直列に接続されており、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４の共通接続点が交流出力側に接続される。
【００１２】
図９（ｂ）において、正側端子Ｐ２と負側端子Ｎ２の間には、スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ４４が順次直列に接続され、スイッチング素子Ｓ４２，Ｓ４３の共通接続点は中性点側端子ＮＰに接続され、スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２の共通接続点とスイッチング素子Ｓ４３，Ｓ４４の共通接続との間には、スイッチング素子Ｓ４５〜Ｓ４８が順次直列に接続され、スイッチング素子Ｓ４５，Ｓ４６の共通接続点とスイッチング素子Ｓ４７，Ｓ４８の共通接続との間にはコンデンサＣ１２が接続されており、スイッチング素子Ｓ４６，Ｓ４７の共通接続点が交流出力側に接続される。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】“Ｔｈｅ  ｈｉｇｈ  ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ-ｌｅｓｓ  ＰＶ  ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ  ｄｅｒｉｖｅｄ  ｆｒｏｍ  ＮＰＣ  ｔｏｐｏｌｏｇｙ”，ＥＰＥ２００９
【非特許文献２】“Ｔｈｅ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ  ｆｏｒ  ＰＶ  ｉｎｖｅｒｔｅｒ”、ＣＩＰＳ２０１２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図８の回路に図９（ａ）のＴ−ｔｙｐｅ  ３レベル変換器を用いる場合、端子ＮＰ−Ｐ２間の電圧をＥ、端子Ｎ２−ＮＰ間の電圧をＥとすると、Ｅ，０，−Ｅの３レベルの電圧をＮＰ基準で出力できる。図９（ａ）の回路を三相分用いて線間電圧を考えると、２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの線間電圧を出力できる。
【００１５】
出力電圧の３レベル電圧化により、同じ直流電圧時、同じスイッチング周波数時の従来の２レベルインバータ（図８）と比較して、出力するパルス電圧の電圧スキップ量を半減できるため、スイッチング損失の低減とＬＣＬフィルタのリアクトルＬｆの体積も低減できる。
【００１６】
この図９（ａ）の方式は、端子Ｐ２から出力までの間はスイッチング素子Ｓ１を導通して接続し、端子ＮＰから出力までの間はスイッチング素子Ｓ３とＳ４を導通して接続し、端子Ｎ２から出力までの間はスイッチング素子Ｓ２を導通して接続することで、各端子Ｐ２，ＮＰ，Ｎ２の電位を出力することができる。このとき、電流を出力する経路に導通するスイッチ数は１個か２個であるため、導通損失を低減できる。
【００１７】
これに対して図９（ｂ）の回路を用いた場合、端子ＮＰ−Ｐ２間の電圧を２Ｅ、端子Ｎ２−ＮＰ間の電圧を２Ｅ、コンデンサＣ１２の電圧をＥとすると、２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧をＮＰ基準で出力できる。図９（ｂ）の回路を三相分用いて線間電圧を考えると、４Ｅ，３Ｅ，２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅ，−３Ｅ，−４Ｅの９レベルの線間電圧を出力できる。
【００１８】
図９（ｂ）の回路を用いる場合、線間電圧のレベル数が９となるので、出力高調波低減の効果およびＬＣＬフィルタリアクトルＬｆ１の小型化の効果が図９（ａ）の回路を用いる場合よりもある。しかし、図９（ｂ）のＡＮＰＣ５レベル変換器では、端子Ｐ２の電位を出力する際、Ｓ４１，Ｓ４５，Ｓ４６の３個のスイッチング素子を導通するため、導通損失が増加する。このため、変換効率の向上が見込めない課題がある。
【００１９】
本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、入力の直流電圧を昇圧し、少ないスイッチング素子の導通数によって９レベルの三相線間電圧の出力を可能とし、これによって電力変換効率を向上させた直流／交流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記課題を解決するための請求項１に記載の直流／交流変換装置は、直流電源を複数レベルの交流出力に変換する直流／交流変換装置であって、直流電源と、入力側が前記直流電源の正、負側端子に各々接続され、直流電源の電圧を複数レベルの直流電圧に変換して正側出力端子、中性点側端子および負側出力端子へ出力する直流／直流変換器と、前記直流／直流変換器の正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、前記直流／直流変換器の中性点側端子と前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点の間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の双方向スイッチング手段とを有した直流／交流変換部を３相分併設し、３相分の直流／交流変換部の各第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を３相交流出力端子とした直流／交流変換器と、互いに逆の耐圧方向に制御できる第２の双方向スイッチング手段が３相分設けられ、該３相分の第２の双方向スイッチング手段の各一端を前記直流電源の正側端子又は負側端子に共通に接続し、前記第２の双方向スイッチング手段の各他端を前記直流／交流変換器の３相交流出力端子に各々接続したバイパス補助回路と、を備えたことを特徴としている。
【００２１】
また請求項２に記載の直流／交流変換装置は、前記直流／直流変換器は、前記正側出力端子と負側出力端子の間に順次直列に接続された第７〜第１０のスイッチング素子と、前記第７および第８のスイッチング素子の共通接続点と前記第９および第１０のスイッチング素子の共通接続点の間に接続された第１のコンデンサと、前記第８および第９のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の正側端子の間に接続された昇圧用リアクトルと、前記正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第２および第３のコンデンサとを備え、前記第２および第３のコンデンサの共通接続点を前記中性点側端子としたことを特徴としている。
【００２２】
上記構成によれば、少ないスイッチング素子の導通数にて９レベルの三相線間電圧を出力することができ、電力変換効率が向上する。
【００２３】
また請求項３に記載の直流／交流変換装置は、前記直流／直流変換器は、前記正側出力端子と負側出力端子の間に順次直列に接続された第１１〜第１４のスイッチング素子と、前記第１１および第１２のスイッチング素子の共通接続点と前記第１３および第１４のスイッチング素子の共通接続点の間に接続された第４のコンデンサと、前記第４のコンデンサに並列に接続された第１５および第１６のスイッチング素子の直列体と、前記第１５および第１６のスイッチング素子の共通接続点と前記直流電源の正側端子の間に接続された昇圧用リアクトルと、前記正側出力端子と負側出力端子の間に直列に接続された第５および第６のコンデンサと、前記第１２および第１３のスイッチング素子の共通接続点と前記第５および第６のコンデンサの共通接続点との間に直列に接続された第１７および第１８のスイッチング素子と、を備え、前記第５および第６のコンデンサの共通接続点を前記中性点側端子としたことを特徴としている。
【００２４】
上記構成によれば、上記効果に加えてさらに、直流／直流変換器に５レベルＤＣ／ＤＣ変換器を用いているため、昇圧用リアクトルのリプル電流を低減することができる。
【発明の効果】
【００２５】
（１）請求項１〜３に記載の発明によれば、少ないスイッチング素子の導通数にて９レベルの三相線間電圧を出力することができ、電力変換効率が向上する。
（２）請求項３に記載の発明によれば、直流／直流変換器に５レベルＤＣ／ＤＣ変換器を用いているため、昇圧用リアクトルのリプル電流を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の基本回路構成を示すブロック図。
【図２】本発明の実施形態例におけるマルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器の回路構成を表し、（ａ）は実施例１で用いる回路図、（ｂ）は実施例２で用いる回路図。
【図３】本発明の実施形態例におけるＤＣ／ＡＣ変換器の回路図。
【図４】本発明の実施形態例におけるバイパス補助回路の回路図。
【図５】本発明の実施例１を示す回路図。
【図６】本発明の実施例１における電流経路を説明する回路図。
【図７】本発明の実施例２を示す回路図。
【図８】従来のＤＣ／ＡＣ変換器の一例を示す回路図。
【図９】従来のＴ−ｔｙｐｅレベル変換器とＡＮＰＣ５レベル変換器を示す回路図。
【図１０】本発明の双方向スイッチング手段の他の例を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本発明の基本構成は、直流電圧源、マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器、マルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器およびバイパス補助回路を備えている。
【００２８】
図１は、本実施形態例における直流／交流変換装置の構成を示している。図１において、直流電圧源ＶＤＣの正側端子Ｐ１と負側端子Ｎ１にはマルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１が接続されている。
【００２９】
このマルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１は、直流電圧を２分圧した構成において、中性点クランプ形の変換器を用いており、直流出力側は正側端子Ｐ２、中性点側端子ＮＰ、負側端子Ｎ２となる。
【００３０】
前記各端子Ｐ２，ＮＰ，Ｎ２にはマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２が接続され、その三相出力側は高調波除去用と系統連系用のＬＣＬフィルタ１０４を介して交流電源１０５に接続されている。
【００３１】
前記マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１およびマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２をバイパスするバイパス補助回路は、正側に設ける場合は正側端子Ｐ１とマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２の三相出力側の間にＰ側バイパス回路１０３Ｐを接続し、負側に設ける場合は負側端子Ｎ１とマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２の三相出力側の間にＮ側バイパス回路１０３Ｎを接続する（図１では、正側、負側の両方を図示している）。
【００３２】
前記マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１としては、図２（ａ）の３レベルＦＣＤＣ／ＤＣ変換器、図２（ｂ）の５レベルＤＣ／ＤＣ変換器の何れかの回路を用いる。
【００３３】
図２（ａ）の３レベルＦＣＤＣ／ＤＣ変換器は、出力側の正側端子Ｐ２と出力側の負側端子Ｎ２の間に順次直列に接続されたスイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１０（第７〜第１０のスイッチング素子）と、前記スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８の共通接続点と前記スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１０の共通接続点の間に接続された第１のコンデンサＣ１（フライングキャパシタ）と、前記スイッチング素子Ｓ８，Ｓ９の共通接続点と前記直流電圧源ＶＤＣの正側端子Ｐ１の間に接続された昇圧用リアクトルＬと、前記出力側の端子Ｐ２とＮ２の間に直列に接続された第２および第３のコンデンサＣ２，Ｃ３とを備え、前記コンデンサＣ２，Ｃ３の共通接続点を中性点側端子（ＮＰ）としている。
【００３４】
図２（ｂ）の５レベルＤＣ／ＤＣ変換器は、出力側の正側端子Ｐ２と出力側の負側端子Ｎ２の間に順次直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４（第１１〜第１４のスイッチング素子）と、前記スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２の共通接続点と前記スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４の共通接続点の間に接続された第４のコンデンサＣ４と、前記コンデンサＣ４に並列に接続されたスイッチング素子Ｓ１５，Ｓ１６（第１５および第１６のスイッチング素子）の直列体と、前記スイッチング素子Ｓ１５，Ｓ１６の共通接続点と前記直流電圧源ＶＤＣの正側端子Ｐ１の間に接続された昇圧用リアクトルＬと、前記正側端子Ｐ２と負側端子Ｎ２の間に直列に接続された第５および第６のコンデンサＣ５，Ｃ６と、前記スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３の共通接続点と前記コンデンサＣ５，Ｃ６の共通接続点との間に逆方向に直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１７，Ｓ１８（第第３の双方向スイッチング手段）と、を備え、前記コンデンサＣ５，Ｃ６の共通接続点を中性点側端子（ＮＰ）としている。
【００３５】
図１のマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２としては、図３のＴ−ｔｙｐｅ３レベルＤＣ／ＡＣ変換器（１相分）を３相分設けた回路を用いる。図３において、前記正側端子Ｐ２と負側端子Ｎ２の間には、第１および第２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が直列に接続され、中性点側端子ＮＰとスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点の間には第３および第４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が逆方向に直列に接続されており（第１の双方向スイッチング手段）、前記スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４の共通接続点を交流出力としている。
【００３６】
図１のＰ側バイパス回路１０３Ｐ又はＮ側バイパス回路１０３Ｎとしては、図４の２レベルバイパス回路を３相分設けた回路を用いる。図４の上側の回路において、第５および第６のスイッチング素子Ｓ５Ｐ，Ｓ６Ｐを逆方向に直列接続した直列回路（第２の双方向スイッチング手段）の一端は直流電圧源ＶＤＣの正側端子Ｐ１に接続され、他端はマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２の出力側に接続される。
【００３７】
図４の下側の回路において、第５および第６のスイッチング素子Ｓ５Ｎ，Ｓ６Ｎを逆方向に直列接続した直列回路（第２の双方向スイッチング手段）の一端は直流電圧源ＶＤＣの負側端子Ｎ１に接続され、他端はマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２の出力側に接続される。
【００３８】
前記マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１、マルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２、Ｐ側バイパス回路１０３Ｐ又はＮ側バイパス回路１０３Ｎの組合せと実施例の関係は次の表１のとおりである。
【００３９】
【表１】
2015027170.tif 000003
【実施例１】
【００４０】
本実施例１では表１に示すように、ＤＣ／ＤＣ変換器に３レベルＦＣＤＣ／ＤＣ変換器を、ＤＣ／ＡＣ変換器にＴ−ｔｙｐｅ３レベルＤＣ／ＡＣ変換器を、バイパス補助回路に２レベルバイパス回路を各々用いて、図５のように三相の直流／交流変換装置を構成した。図５において、直流電圧源ＶＤＣの正側端子をＰ１、負側端子をＮ１としている。
【００４１】
マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１としては図２（ａ）に示す３レベルＦＣ方式のＤＣ／ＤＣ変換器が用いられ、スイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１０、コンデンサＣ１（フライングキャパシタ）、昇圧用リアクトルＬおよび平滑用コンデンサＣ２，Ｃ３を備えている。このユニットには、直流端子Ｐ１，Ｎ１が入力され、直流端子Ｐ２，Ｎ２が出力され、平滑用コンデンサＣ２とＣ３の直列回路の正側をＰ２、中性点をＮＰ、負側をＮ２としている。
【００４２】
マルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２としては図３に示すＴ−ｔｙｐｅ３レベルＤＣ／ＡＣ変換器が三相分用いられ、これらはスイッチング素子Ｓ１Ｕ，Ｓ１Ｖ，Ｓ１Ｗ，Ｓ２Ｕ，Ｓ２Ｖ，Ｓ２Ｗ，Ｓ３Ｕ，Ｓ３Ｖ，Ｓ３Ｗ，Ｓ４Ｕ，Ｓ４Ｖ，Ｓ４Ｗによって構成される。このユニットには、直流端子Ｐ２，ＮＰ，Ｎ２が入力され、三相の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗが出力される。
【００４３】
Ｐ側バイパス回路１０３Ｐとしては、図４の上側に示すバイパス補助回路が三相分（スイッチング素子Ｓ５ＰＵ，Ｓ５ＰＶ，Ｓ５ＰＷ，Ｓ６ＰＵ，Ｓ６ＰＶ，Ｓ６ＰＷ）用いられ、入力側は直流電圧源ＶＤＣの正側端子Ｐ１に接続され、出力側は三相出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに各々接続されている。三相出力端子Ｕ，Ｖ，ＷはＬＣＬフィルタ１０４を介して３相交流電源１０５へ連系される。
【００４４】
図５において、マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１では、入力直流電圧源ＶＤＣを昇圧して、平滑用コンデンサＣ２とＣ３に電圧源を生成する。
【００４５】
マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１のスイッチングパターンは以下のとおりである。フライングキャパシタＣ１の電圧をＥ、平滑用コンデンサＣ２とＣ３の各電圧をＥとすると、スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８がオンのときは昇圧用リアクトルＬのＰ１と反対側の端子（つまりＳ８とＳ９との接続点）には２Ｅの電圧が出現する。
【００４６】
スイッチング素子Ｓ７，Ｓ９がオンのときは、昇圧用リアクトルＬの電流ＩＬ＞０の条件でフライングキャパシタＣ１が放電され、昇圧用リアクトルＬのＰ１と反対側の端子（つまりＳ８とＳ９との接続点）には＋Ｅの電圧が出現する。
【００４７】
スイッチング素子Ｓ８，Ｓ１０がオンのときは、昇圧用リアクトルＬの電流ＩＬ＞０の条件でフライングキャパシタＣ１が充電され、昇圧用リアクトルＬのＰ１と反対側の端子（つまりＳ８とＳ９との接続点）には＋Ｅの電圧が出現する。
【００４８】
スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１０がオンのときは、昇圧用リアクトルＬのＰ１と反対側の端子（つまりＳ８とＳ９との接続点）の電圧は０となる。
【００４９】
尚、前記リアクトル電流ＩＬの向きは直流電圧源ＶＤＣからマルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１への方向を正としている。
【００５０】
直流電圧源ＶＤＣとマルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１の昇圧用リアクトルＬのＰ１と反対側の端子（つまりＳ８とＳ９との接続点）の電圧の差によって、昇圧用リアクトルＬに流れる電流ＩＬを制御することにより、平滑用コンデンサＣ２とＣ３の電圧をＶＤＣに対して昇圧することができる。
【００５１】
図５において、負側端子Ｎ１を基準とした場合、直流電圧源ＶＤＣの電圧の正側の電位を＋ＶＤＣ、平滑用コンデンサＣ２の端子Ｐ２の電位を２Ｅ、平滑用コンデンサＣ２とＣ３の中性点の端子ＮＰの電位をＥとしたときに、マルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗから出力できる電圧は、０、Ｅ，２Ｅ，ＶＤＣの４レベルとなる。
【００５２】
＋ＶＤＣはＰ側バイパス回路１０３Ｐから出力され、＋Ｅ，＋２Ｅおよび０はマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２から出力される。
【００５３】
ここで、Ｕ相の出力相電圧と関連するスイッチング素子のオン、オフパターンを表２に示す。
【００５４】
【表２】
2015027170.tif 000004
【００５５】
表２において、基準点は端子Ｎ２としている。またＥ＞ＶＤＣとしたときのスイッチング例であり（Ｕ相電流ＩＵ＞０の場合であり）、「１」はオン制御、「０」はオフ制御を表している。
【００５６】
表２において、Ｕ相の出力電圧は、スイッチング素子Ｓ１Ｕ，Ｓ３Ｕがオンのときに２Ｅとなり、スイッチング素子Ｓ３Ｕ，Ｓ４ＵがオンのときにＥとなり、スイッチング素子Ｓ３Ｕ，Ｓ５ＰＵがオンのときにＶＤＣとなり、スイッチング素子Ｓ２Ｕ，Ｓ３Ｕがオンのときに０となる。
【００５７】
表２の出力電圧は４レベルであるが、三相交流電圧において、線間電圧を考えると、表３に示すように、２Ｅ，２Ｅ−ＶＤＣ，Ｅ，Ｅ−ＶＤＣ，０，−２Ｅ，−２Ｅ＋ＶＤＣ，−Ｅ，Ｅ＋ＶＤＣの９レベル電圧となる。表３は、Ｕ相の出力電圧とＶ相の出力電圧とＵＶ相の線間電圧との関係を示している。
【００５８】
【表３】
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【００５９】
ここで、図９（ｂ）のＡＮＰＣ５レベル変換器を用いる従来回路では、端子Ｐ２から出力までに、スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４５，Ｓ４６の３個のスイッチング素子を導通する。一方、本実施例１では、図５の回路に流れる電流経路を表した図６の（１）〜（４）のいずれの経路においても、スイッチング素子の導通数は２個以下である。
【００６０】
すなわち、
経路（１）：導通スイッチング素子：Ｓ５ＰＵとＳ６ＰＵ
経路（２）：導通スイッチング素子：Ｓ１Ｕ
経路（３）：導通スイッチング素子：Ｓ３ＵとＳ４Ｕ
経路（４）：導通スイッチング素子：Ｓ２Ｕ
となる。
【００６１】
このように、本実施例１によれば、スイッチング素子の導通数を低減できるため、導通損失低減の効果がある。
【００６２】
尚、図５の例えばＵ相のスイッチング素子Ｓ３ＵおよびＳ４Ｕの直列回路（第１の双方向スイッチング手段）や、スイッチング素子Ｓ５ＰＵおよびＳ６ＰＵの直列回路（第２の双方向スイッチング手段）は、各々２個のスイッチング素子を逆方向に直列接続するに限らず、図１０のように２個のスイッチング素子を逆並列に接続した構成であってもよい。
【００６３】
すなわち、図１０（ａ）では、還流ダイオードを有したスイッチング素子Ｓ６１および該Ｓ６１に順方向に直列接続したダイオードＤ１から成る直列回路と、還流ダイオードを有し前記Ｓ６１とは逆方向のスイッチング素子Ｓ６２および前記Ｄ１とは逆方向のダイオードＤ２から成る直列回路とを並列に接続している。
【００６４】
また、図１０（ｂ）では、スイッチング素子Ｓ６３および該Ｓ６３に順方向に直列接続したダイオードＤ３から成る直列回路と、前記Ｓ６３とは逆方向のスイッチング素子Ｓ６４および前記Ｄ３とは逆方向のダイオードＤ４から成る直列回路とを並列に接続している。
【００６５】
図１０のように逆並列構成を採用してもよいことは、図５の、Ｖ相のスイッチング素子Ｓ３ＶおよびＳ４Ｖ、Ｓ５ＰＶおよびＳ６ＰＶ、Ｗ相のスイッチング素子Ｓ３ＷおよびＳ４Ｗ、Ｓ５ＰＷおよびＳ６ＰＷについても同様である。
【００６６】
また、図５ではバイパス補助回路をＰ側に設けているが、これに限らず、図４のスイッチング素子Ｓ５Ｎ，Ｓ６Ｎを３相分設けたＮ側バイパス回路１０３Ｎを端子Ｎ１と三相出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの間に接続するように構成してもよい。
【実施例２】
【００６７】
本実施例２では表１に示すように、ＤＣ／ＤＣ変換器に５レベルＤＣ／ＤＣ変換器を、ＤＣ／ＡＣ変換器にＴ−ｔｙｐｅ３レベルＤＣ／ＡＣ変換器を、バイパス補助回路に２レベルバイパス回路を各々用いて、図７のように三相の直流／交流変換装置を構成した。
【００６８】
図７において図５と同一部分は同一符号をもって示している。図７において図５と異なる点は、マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器１０１として、図２（ｂ）の５レベルＤＣ／ＤＣ変換器を用いた点にあり、その他の部分は図５と同一に構成されている。
【００６９】
図７において、直流電圧源の電圧の正側の電位を＋ＶＤＣ、負側の電位を０とし、コンデンサＣ２とＣ３の電位を正側をＥ、中性点を０、負側を−ＥとしたときにマルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器１０２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗから出力できる電圧は、実施例１と同様に０，Ｅ，２Ｅ，ＶＤＣの４レベルとなる。したがって線間電圧は、実施例１と同様に２Ｅ，２Ｅ−ＶＤＣ，Ｅ，Ｅ−ＶＤＣ，０，−２Ｅ，−２Ｅ＋ＶＤＣ，−Ｅ，Ｅ＋ＶＤＣの９レベルとすることができる。
【００７０】
本実施例２においても、各相に４レベル電圧を出力するときの電流経路は図６に示した（１）〜（４）と同様の経路となるので、いずれの電流経路においてもスイッチング素子の導通数は２個以下となる。
【００７１】
このため実施例１の場合と同様に、従来の図９（ｂ）の回路を用いた場合に比較して、スイッチング素子の導通数を低減できるため、導通損失低減の効果がある。また、本実施例２では、５レベルＤＣ／ＤＣ変換器を用いているため、昇圧用リアクトルＬのリプル電流を低減することができる。
【００７２】
尚図７のスイッチング素子Ｓ１７およびＳ１８に代えて、図１０（ａ），（ｂ）の回路構成を採用してもよい。
【符号の説明】
【００７３】
１０１…マルチレベルＤＣ／ＤＣ変換器
１０２…マルチレベルＤＣ／ＡＣ変換器
１０３Ｐ…Ｐ側バイパス回路
１０３Ｎ…Ｎ側バイパス回路
１０４…ＬＣＬフィルタ
１０５…交流電源
Ｃ１，Ｃ４…コンデンサ（フライングキャパシタ）
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ５，Ｃ６…平滑用コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード
Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ５Ｐ，Ｓ５Ｎ，Ｓ６Ｐ，Ｓ６Ｎ，Ｓ７〜Ｓ１８，Ｓ６１〜Ｓ６４…スイッチング素子
ＶＤＣ…直流電圧源
Ｌ…昇圧用リアクトル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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