(57)【要約】【課題】交流電源の電源特性が変動しても充電時の力率を悪化させることなく充電効率を向上させることができる充電回路を提供する。【解決手段】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有し、交流電源２０から供給される交流電力を、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御して力率改善を行いつつ直流電力に変換してバッテリ２２を充電する。制御部１７は、交流電源２０から供給される交流電力の交流電圧における複数周期での各周期における所定時間毎の電圧値をサンプリングして、サンプリングされた電圧値から交流電源の電源特性の安定性を評価して、評価された交流電源の電源特性の安定性に応じた力率改善を行う際の制御係数を決定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を有し、交流電源から供給される交流電力を、前記スイッチング素子を制御して力率改善を行いつつ直流電力に変換してバッテリを充電する充電回路であって、
前記交流電源から供給される交流電力の交流電圧における複数周期での各周期における所定時間毎の電圧値をサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段によりサンプリングされた電圧値から交流電源の電源特性の安定性を評価する安定性評価手段と、
前記安定性評価手段により評価された交流電源の電源特性の安定性に応じた力率改善を行う際の制御係数を決定する制御係数決定手段と、
を備えたことを特徴とする充電回路。
【請求項２】
前記安定性評価手段は、前記交流電源の電源特性の安定性を、振幅および周期の少なくとも一方の散らばりの程度を表す指標により評価することを特徴とする請求項１に記載の充電回路。
【請求項３】
前記サンプリング手段は、前記サンプリングを、ＰＷＭキャリア周期より短いタイミングで行うことを特徴とする請求項１または２に記載の充電回路。
【請求項４】
前記サンプリング手段は、前記サンプリングを、Ａ／Ｄ変換に必要な時間より長いタイミングで行うことを特徴とする請求項３に記載の充電回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、充電回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
商用電源などの外部電源を用いて車載バッテリなどを充電する技術が知られている（特許文献１等）。特許文献１では、バッテリへの充電動作開始前に電源電圧を複数周期モニタリングすることで電源系統の種類を判定し、電源系統の種類に応じた制御パラメータによりＰＦＣ制御を行い、バッテリの充電を行っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２６３６８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、商用電源（交流電源）は、他の電気機器（電源負荷）の負荷変動等により系統電源の揺れが生じて電源電圧の振幅や周波数が変動する場合がある。このように電源の電源特性が変動するとバッテリを効率よく充電することが困難になってしまう。
【０００５】
本発明の目的は、交流電源の電源特性が変動しても充電時の力率を悪化させることなく充電効率を向上させることができる充電回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１に記載の発明では、スイッチング素子を有し、交流電源から供給される交流電力を、前記スイッチング素子を制御して力率改善を行いつつ直流電力に変換してバッテリを充電する充電回路であって、前記交流電源から供給される交流電力の交流電圧における複数周期での各周期における所定時間毎の電圧値をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリング手段によりサンプリングされた電圧値から交流電源の電源特性の安定性を評価する安定性評価手段と、前記安定性評価手段により評価された交流電源の電源特性の安定性に応じた力率改善を行う際の制御係数を決定する制御係数決定手段と、を備えたことを要旨とする。
【０００７】
請求項１に記載の発明によれば、サンプリング手段において、交流電源から供給される交流電力の交流電圧における複数周期での各周期における所定時間毎の電圧値がサンプリングされる。安定性評価手段において、サンプリング手段によりサンプリングされた電圧値から交流電源の電源特性の安定性が評価される。そして、制御係数決定手段において、安定性評価手段により評価された交流電源の電源特性の安定性に応じた力率改善を行う際の制御係数が決定される。その結果、交流電源の電源特性が変動しても充電時の力率を悪化させることなく充電効率を向上させることができる。
【０００８】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の充電回路において、前記安定性評価手段は、前記交流電源の電源特性の安定性を、振幅および周期の少なくとも一方の散らばりの程度を表す指標により評価することを要旨とする。
【０００９】
請求項２に記載の発明によれば、振幅および周期の少なくとも一方の散らばりの程度を表す指標により交流電源の電源特性の安定性をより正確に評価することができる。
請求項３に記載の発明では、請求項１または２に記載の充電回路において、前記サンプリング手段は、前記サンプリングを、ＰＷＭキャリア周期より短いタイミングで行うことを要旨とする。
【００１０】
請求項３に記載の発明によれば、ＰＷＭキャリア周期より短いタイミングでサンプリングを行うことにより高精度にサンプリングすることができる。
請求項４に記載の発明では、請求項３に記載の充電回路において、前記サンプリング手段は、前記サンプリングを、Ａ／Ｄ変換に必要な時間より長いタイミングで行うことを要旨とする。
【００１１】
請求項４に記載の発明によれば、Ａ／Ｄ変換に必要な時間より長いタミングでサンプリングを行うことによりＡ／Ｄ変換時間を確保することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、交流電源の電源特性が変動しても充電時の力率を悪化させることなく充電効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態における充電回路の回路構成図。
【図２】充電回路の作用を説明するためのフローチャート。
【図３】充電回路の作用を説明するための波形図。
【図４】充電回路の作用を説明するための波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、充電回路１０は、平滑回路１１とコンデンサＣ２と整流回路１２と電流モニタ回路１３とフィルタ回路１４と電圧モニタ回路１５とプラグ１６と制御部１７を備えている。充電回路１０において、コンセント２１に接合されるプラグ１６からバッテリ２２に向かって順に、電圧モニタ回路１５、フィルタ回路１４、電流モニタ回路１３、整流回路１２、コンデンサＣ２、平滑回路１１が設けられている。そして、充電回路１０は、交流電源２０からコンセント２１を介して入力される交流電力を整流回路１２により直流電力に変換してバッテリ２２に充電する。
【００１５】
平滑回路１１は、コイルＬ１とコンデンサＣ１から構成されている。平滑回路１１は整流回路１２の出力電圧を平滑する。
整流回路１２は、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４と２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてＩＧＢＴを用いている。４個のダイオードＤ１〜Ｄ４がＨブリッジ接続されている。ダイオードＤ２には第１スイッチング素子Ｑ１が並列に接続されている。詳しくは、第１スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子がダイオードＤ２のカソードに接続され、第１スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子がダイオードＤ２のアノードに接続されている。また、ダイオードＤ４には第２スイッチング素子Ｑ２が並列に接続されている。詳しくは、第２スイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子がダイオードＤ４のカソードに接続され、第２スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子がダイオードＤ４のアノードに接続されている。
【００１６】
フィルタ回路１４の出力段に設けられる電流モニタ回路１３は、充電回路１０に交流電源２０から供給されてフィルタ回路１４を通過した交流電力の交流電流をモニタし、モニタした結果を交流電流モニタ信号として制御部１７に出力する。フィルタ回路１４の入力段に設けられる電圧モニタ回路１５は、交流電源２０から供給される交流電力の交流電圧をモニタし、モニタした結果を交流電圧モニタ信号として制御部１７に出力する。
【００１７】
制御部１７は整流回路１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＰＷＭ制御する。詳しくは、制御部１７はバッテリ２２の端子電圧が所定電圧になってから上限の電圧になるまでの期間、整流回路１２への入力電圧がバッテリ２２の端子電圧よりも常に所定値だけ高い電圧となるように、整流回路１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各デューティを調整する。
【００１８】
ＰＷＭ制御は、指令信号と三角波キャリア信号（図４参照）を比較してその大小によりＰＷＭパルス信号が生成され、例えばＰＷＭパルス信号がＬレベルの時にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフ、ＰＷＭパルス信号がＨレベルの時にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンとなる。図４において三角波キャリア信号の周期Ｔ１は例えば１００μｓ程度である。
【００１９】
図１のフィルタ回路１４はコイルＬ２，Ｌ３とコンデンサＣ３から構成されている。制御部１７は、フィルタ回路１４に入力される交流電力が正のとき、スイッチング素子Ｑ１をオンするとともにスイッチング素子Ｑ２をオフしてコイルＬ２にエネルギーを蓄積する。次に、制御部１７はスイッチング素子Ｑ１をオフするとともにスイッチング素子Ｑ２をオンしてコイルＬ２に蓄積されていたエネルギーをダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２に蓄積する。また、制御部１７は、フィルタ回路１４に入力される交流電力が負のとき、スイッチング素子Ｑ１をオフするとともにスイッチング素子Ｑ２をオンしてコイルＬ３にエネルギーを蓄積する。次に、制御部１７はスイッチング素子Ｑ１をオンするとともにスイッチング素子Ｑ２をオフしてコイルＬ３に蓄積されていたエネルギーをダイオードＤ３を介してコンデンサＣ２に蓄積する。従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各デューティを大きくすることによりコンデンサＣ２の両端電圧値を高くできる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各デューティを小さくすることによりコンデンサＣ２の両端電圧値を低くすることができる。
【００２０】
なお、制御部１７によりバッテリ２２の充電時にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同時にオン、オフさせてもよい。例えば、フィルタ回路１４に入力される交流電力が正のとき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同時にオンして整流回路１２を短絡状態とし、コイルＬ２、Ｌ３にエネルギーを蓄積させる。その状態で、スイッチング素子Ｑ１をオフさせると、コイルＬ２，Ｌ３に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２に蓄積される。
【００２１】
また、制御部１７は、バッテリ２２の充電時に力率を改善すべく、電流モニタ回路１３の交流電流モニタ信号と電圧モニタ回路１５の交流電圧モニタ信号に基づいて整流回路１２への入力電圧波形の位相と整流回路１２への入力電流波形の位相とが一致するようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動させるようになっている。
【００２２】
制御部１７は、マイコン（ＣＰＵ）を中心に構成され、メモリ１８およびタイマ回路１９を備えている。制御部１７により、交流電源２０から供給される交流電力を、整流回路１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御して力率改善（ＰＦＣ制御）を行いつつ直流電力に変換してバッテリ２２を充電する。メモリ１８には、各種処理を実行する上で必要な各種プログラム等が記憶されている。
【００２３】
また、タイマ回路１９を用いて、交流電力の交流電圧の電圧値をサンプリングするためのタイミングが生成される。つまり、電圧モニタ回路１５から送られてくるアナログの交流電圧モニタ信号を制御部１７でＡ／Ｄ変換するが、その際のタイミングがタイマ回路１９を用いて生成される。詳しくは、タイマ回路１９において図４に示すようにカウント値のカウントアップ動作が行われ、そのカウント値が所定値ｎｏに達すると「０」にリセットされる。この「０」にリセットされるタイミングｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４…が、交流電圧の電圧値のサンプリングタイミングとなる。図４において交流電圧のサンプリング周期Ｔ２が例えば４μｓ程度であり、Ａ／Ｄ変換時間Ｔ３が２μｓ程度である。
【００２４】
次に、このように構成した充電回路１０の作用を説明する。
図２に示すように、充電動作の直前において、制御部１７はステップ１００において電圧モニタ回路１５により検出された交流電圧を所定時間毎にサンプリングする。詳しくは、例えば４μｓ毎に交流電圧を抽出し、抽出した電圧をＡ／Ｄ変換した後にメモリ１８に順に記憶する。つまり、サンプリング手段としての制御部１７は、交流電源２０から供給される交流電力の交流電圧における複数周期での各周期における所定時間毎の電圧値をサンプリングする。
【００２５】
ここまでの処理を、図４を用いて説明する。
図４に示すように、サンプリング手段としての制御部１７は、サンプリングを、ＰＷＭキャリア周期（例えば１００μｓ）Ｔ１より短いタイミングで行う。また、サンプリング手段としての制御部１７は、サンプリングを、Ａ／Ｄ変換に必要な時間（例えば２μｓ）Ｔ３より長いタイミングで行う。
【００２６】
そして、図１の制御部１７は、図２のステップ１０１でサンプリングした電圧値から複数周期における各周期（１周期）での交流電源電圧の振幅および周期を算出する（交流電源の１周期ごとの振幅および周期を取得する）。さらに、制御部１７は、複数周期における各周期（１周期）での交流電源電圧の振幅および周期についての平均および分散を算出する。分散は、平均値からの偏差の２乗の和を（標本数−１）で割ることにより求められ、分散がデータの散らばりの大きさを示すものとなる。標本数は、例えば１０周期分等である。
【００２７】
ここまでの処理を、図３を用いて説明する。
図３に示すように、交流電圧波形における１周期のうちのプラス側に振れる半周期での頂上部の振幅Ｗ１，Ｗ３，Ｗ５…、交流電圧波形における１周期のうちのマイナス側に振れる半周期での頂上部の振幅Ｗ２，Ｗ４…、および、周期Ｔ１０，Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３…を算出する。そして、各振幅Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４，Ｗ５…、および、周期Ｔ１０，Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３…についての平均および分散を算出する。
【００２８】
なお、図３において仮想線で振幅および周期が一定である場合の交流電圧波形を示す。
図２に示すように、制御部１７はステップ１０２において交流電源の電源特性の安定性を平均および分散で評価する。つまり、安定性評価手段としての制御部１７はサンプリングされた電圧値から交流電源の電源特性の安定性を評価する。詳しくは、安定性評価手段としての制御部１７は、交流電源の電源特性の安定性についての指標βを、振幅および周期の少なくとも一方の散らばりの程度を表す指標としての分散により評価する。即ち、分散の値が大きいほどデータの散らばりが大きく、交流電源の電源特性が不安定であることが分かる。このβ値は、後述するようにＰＦＣ制御係数（力率改善を行う際の制御係数）と予め関係付けられている。
【００２９】
このようにして、工場の電源負荷の変動等による系統電源の揺れにより系統電源（交流電源）における電源電圧の振幅や周波数が変動する可能性がある。本実施形態では、交流電源の電源特性の変動を考慮して、振幅Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４，Ｗ５…、および、周期Ｔ１０，Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３…についての平均および分散を算出する。これにより、交流電源の電源特性がどの程度変動しやすいか測定することができる。
【００３０】
ここで、交流電圧の波形と交流電流の波形との位相差をゼロにすべく、分散に応じたＰＦＣ制御係数（力率改善を行う際の制御係数）が予め実験により求められており、メモリ１８にマップ化された状態で記憶されている。そして、メモリ１８のマップを用いてＰＦＣ制御係数を算出することができるようになっている。
【００３１】
図２に示すように、制御部１７はステップ１０３において安定性評価結果（β値）から平均および分散に応じた力率改善を行う際の制御係数を設定する。つまり、制御係数決定手段としての制御部１７は、評価された交流電源の電源特性の安定性に応じた力率改善を行う際の制御係数を決定する。
【００３２】
図２に示すように、制御部１７はステップ１０４において、ステップ１０３で決定した制御係数による充電動作を実行する。即ち、交流電源２０から供給される交流電力を整流回路１２で力率改善を行いつつ直流電力にしてバッテリ２２を充電する。
【００３３】
このようにして、制御部１７は、交流電源がどの程度変動しやすいか測定し、充電時のＰＦＣ制御における制御パラメータに反映する。詳しくは、充電動作の直前に行う交流電源電圧モニタにおいて、交流電源の１周期ごとの振幅および周期を算出し、これらの値を何周期かについて測定してその平均および分散を求める。即ち、交流電源の電源特性の安定性を平均および分散で評価し、平均および分散に応じて力率改善を行う際の制御係数を設定することで、充電中のＰＦＣ制御の精度を高めることができる。つまり、充電時の力率が改善され、充電効率が向上する。
【００３４】
また、ＰＦＣ制御で力率をより向上させるためには、交流電源電圧の波形を高精度に読み取る必要があり、そのため充電動作の直前に電源電圧をモニタするためのＡ／Ｄ変換サンプリングを、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフするＰＷＭ波形のキャリアと同期して行う場合には、交流電源電圧モニタの精度がＰＷＭキャリアに依存してしまう。これに対し本実施形態では、交流電源電圧のＡ／Ｄ変換サンプリング周期をＰＷＭキャリア周期相当（例えば１００μｓ）から例えば４μｓ程度に短縮することで、位相や周期を測定する際の測定精度を高め、充電時におけるＰＦＣ制御の精度を向上することができる。具体的には、充電動作の直前に行う交流電源電圧モニタを、ＰＷＭキャリアと非同期で高速に行う。例えば、Ａ／Ｄ変換周期の制御用にタイマ回路（周期タイマ）１９を作動させて、このタイマ回路１９によるタイマ周期ごとにＡ／Ｄ変換を開始する。タイマ周期はＡ／Ｄ変換時間より長い時間を設定するが、Ａ／Ｄ変換時間は２μｓ程度であり、ＰＷＭキャリア周期相当（例えば１００μｓ）よりも十分に短く設定することができる。Ａ／Ｄ変換結果は逐次ＲＡＭに転送していき、蓄積されたデータから交流電源電圧の振幅および周期を解析する。上述のように精度よく検出された交流電源電圧の振幅および周期から、ＰＦＣ制御パラメータを最適に設定する。なお、サンプリング時に位相データ（スタートの時間である電源の位相ゼロのタイミング）を取り込んでもよい。
【００３５】
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）交流電源から供給される交流電力の交流電圧における複数周期での各周期における所定時間毎の電圧値をサンプリングして電圧値から交流電源の電源特性の安定性を評価して交流電源の電源特性の安定性に応じた力率改善を行う際の制御係数を決定する。その結果、交流電源の電源特性が変動しても充電時の力率を悪化させることなく充電効率を向上させることができる。
【００３６】
（２）交流電源の電源特性の安定性を、振幅および周期の少なくとも一方の散らばりの程度を表す指標としての分散により評価することにより、交流電源の電源特性の安定性をより正確に評価することができる。
【００３７】
（３）サンプリングをＰＷＭキャリア周期より短いタイミングで行うことにより高精度にサンプリングすることができる。
（４）サンプリングをＡ／Ｄ変換に必要な時間より長いタイミングで行うことによりＡ／Ｄ変換時間を確保することができる。
【００３８】
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
・分散を、振幅および周期の少なくとも一方の散らばりの程度を表す指標として、交流電源の電源特性の安定性を評価したが、これに限定されない。例えば、分散に代わり標準偏差を用いてもよく、標準偏差を、振幅および周期の少なくとも一方の散らばりの程度を表す指標として、交流電源の電源特性の安定性を評価してもよい。
【００３９】
・サンプリングした交流電圧値から振幅および周期を算出して力率改善を行う際の制御係数を決定したが、これに限らない。例えば、振幅および周期の算出に代わり、振幅を算出してもよく、サンプリングした交流電圧値から振幅を算出して力率改善を行う際の制御係数を決定してもよい。他にも、振幅および周期の算出に代わり、周期を算出してもよく、サンプリングした交流電圧値から周期を算出して力率改善を行う際の制御係数を決定してもよい。
【００４０】
・複数周期における各半周期を求め、その平均、分散等から、交流電源の電源特性の安定性を評価して力率改善を行う際の制御係数を決定してもよい。
【符号の説明】
【００４１】
１０…充電回路、１５…電圧モニタ回路、１７…制御部、２０…交流電源、２２…バッテリ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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