(57)【要約】【課題】信号から周波数特性において周期性のある雑音を精度良く除去すること。【解決手段】雑音は、自己相関が周波数に対して周期的に変動する周波数特性を有している。信号処理装置は、入力信号を、自己相関が極大となる周波数のうち、零でない任意の周波数だけ、周波数推移させた信号を生成する周波数推移手段と、周波数推移手段の出力する周波数推移信号の周波数特性を修正する等化手段と、等化手段の出力する信号と、入力信号とを合成する合成手段と、少なくとも所望信号が含まれる帯域において、合成手段の出力する合成信号における雑音を抑制するように等化手段の伝達関数を制御する制御手段とを有する。【選択図】図１
2015126360.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出すべき所望信号に雑音が重畳された入力信号から雑音を除去する信号処理装置において、
前記雑音は、自己相関が周波数に対して周期的に変動する周波数特性を有し、
前記入力信号を、前記自己相関が極大となる周波数のうち、零でない任意の周波数だけ、周波数推移させた信号を生成する周波数推移手段と、
前記周波数推移手段の出力する周波数推移信号の周波数特性を修正する等化手段と、
前記等化手段の出力する信号と、前記入力信号とを合成する合成手段と、
少なくとも前記所望信号が含まれる帯域において、前記合成手段の出力する合成信号における雑音を抑制するように前記等化手段の伝達関数を制御する制御手段と
を有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記周波数推移手段により推移される周波数は、前記雑音の時間軸上の既知の基本周期の逆数で決定される周波数の整数倍に設定することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記入力信号の周波数特性の自己相関を求めて、その自己相関の極大値を求め、極大値をとる零でない周波数を決定する推移周波数決定手段を有し、
前記周波数推移手段は、前記推移周波数決定手段により決定された周波数だけ、前記入力信号を周波数推移させる
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記推移周波数決定手段は、前記入力信号の周波数特性を求めるフーリエ変換手段と、  前記フーリエ変換手段により求められた周波数特性の自己相関を求め、その自己相関の極大値をとる零でない周波数を決定する自己相関演算手段と、
を有することを特徴とする請求項３に記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記推移周波数決定手段は、前記入力信号の周波数特性の自己相関を、前記入力信号の２乗の周波数特性により求めることを特徴とする請求項３に記載の信号処理装置。
【請求項６】
前記等化手段は、前記伝達関数のインパルス応答と前記周波数推移信号との畳み込みを出力する手段であることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項７】
前記等化手段は、前記伝達関数を、各タップ間の順次遅延と各タップで遅延分岐した信号に乗算する重み係数とで実現したトランスバーサルフィルタの処理を行う手段であることを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項８】
前記等化手段は、前記周波数推移信号の周波数特性を求め、その周波数特性と前記伝達関数との積のインパルス応答を出力する手段である
ことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項９】
前記制御手段は、前記合成信号の電力を最小とするパワーインバージョンアルゴリズムにより、前記伝達関数を決定することを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１０】
前記制御手段は、前記合成信号と既知の参照信号との誤差を最小とする前記伝達関数を決定することを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１１】
前記所望信号はＡＭラジオ放送波であり、前記雑音は、ハイブリッド車におけるＤＣ−ＤＣコンバータが発生する雑音であることを特徴とする請求項１乃至請求項１０の何れか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１２】
検出すべき所望信号に雑音が重畳された入力信号から雑音を除去する信号処理方法において、
前記雑音は、自己相関が周波数に対して周期的に変動する周波数特性を有し、
前記入力信号を、前記自己相関が極大となる周波数のうち、零でない任意の周波数だけ、周波数推移させた周波数推移信号を生成し、
前記周波数推移信号の周波数特性を修正し、
修正された周波数推移信号と前記入力信号とを合成し、
少なくとも前記所望信号が含まれる帯域において、合成された信号における雑音を抑制するように前記周波数推移信号の周波数特性を修正する
ことを特徴とする信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数特性において周期性を有する雑音の含まれる信号から、その雑音を除去する信号処理装置及び信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
雑音が重畳された所望の放送波から雑音を除去して所望の放送波を復調する方法として、下記特許文献に記載の技術が知られている。下記特許文献１は、他方のアンテナに比べて放送波を強く受信して第１信号を得る第１アンテナと、他方のアンテナに比べて雑音を強く受信して第２信号を得る第２アンテナとを用いて、合成後の信号レベルが小さくなるように、第２信号の振幅と位相とを調整して、第１信号に合成する技術である。この技術では、第２信号の振幅と位相の調整は、所望の放送波の受信レベルがある閾値より小さい場合に行っている。すなわち、雑音電力が放送波の電力よりも大きい場合に、合成信号のレベルが小さくなるように、第２信号の振幅と位相とを調整するものである。両アンテナが同一の雑音源から雑音を受信しているので、両アンテナで受信される雑音の振幅と位相は、雑音源との各アンテナとの距離の差に応じて異なる。これを補償するために、第２信号の振幅を第１信号の振幅と一致させ、第２信号の位相を第１信号の位相に対してπだけ位相を変化させて、第１信号に対して逆相で第２信号を合成している。このように第２信号の増幅率と位相とを調整すれば、所望の放送波を受信できる状態になった場合にも、受信された放送波から雑音がキャンセルされた信号を得ることができる。
【０００３】
また、下記特許文献２の技術は、車両に搭載されたラジオ受信機によるＡＭラジオ放送波の受信において、ＡＭラジオ放送波に車両の電子機器から発せられるパルス性の雑音が混入するが、このパルス性の雑音を除去する技術である。この技術では、まず、ＡＭラジオ放送波帯域以外の帯域におけるパルス雑音を検出して、そのパルス雑音の周期の大きさやレベルの変動幅を求めることで、雑音源を特定している。そして、その雑音源に応じて、パルス雑音が重畳された放送波において、放送波周波数付近のパルス雑音の高調波の帯域、雑音周期の帯域を、パルス雑音の時間幅に対応した時間だけ、減衰させることで、ＡＭラジオ放送を聞く人に、パルス性雑音による不快感を与えないようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２５７１５５
【特許文献２】特許第５０１２２４６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の技術は、２本のアンテナを用いて、雑音のみが受信できるようにして、２つのアンテナの受信信号の合成信号のレベルが小さくなるように、予め調整ておくという技術である。このため、特許文献１の技術は、雑音をキャンセルするために２本のアンテナを必要とし、雑音を除去するための設定は、所望の放送波の受信レベルが雑音除去の調整に影響を与えないように、受信レベルが小さい環境で行う必要がある。また、雑音の周波数特性に関係なく、一律に、第２信号の振幅と位相とを調整しているので、雑音は完全には除去されない。また、ＰＷＭ方式によるＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、基本周期は変わらなくとも、パルス幅の変化により雑音の周波数特性は変化する。このため、特許文献１の方法では、雑音を完全には除去できない。
【０００６】
また、特許文献２の技術は、放送波帯域以外の帯域でパルス雑音を検出して、その検出タイミングで、パルス幅に応じた時間だけ、雑音の種類に応じた適性な周波数帯域を減衰させるという技術である。したがって、本質的には、放送波もパルス雑音の期間だけ減衰されることになる。これが、ＡＭラジオ放送を聞く人に違和感を与える原因となる。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、所望信号に影響を与えることなく、周波数空間において周期性を有する雑音を精度良く除去することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するための本第１の発明は、検出すべき所望信号に雑音が重畳された入力信号から雑音を除去する信号処理装置において、雑音は、自己相関が周波数に対して周期的に変動する周波数特性を有し、入力信号を、自己相関が極大となる周波数のうち、零でない任意の周波数だけ、周波数推移させた信号を生成する周波数推移手段と、周波数推移手段の出力する周波数推移信号の周波数特性を修正する等化手段と、等化手段の出力する信号と、入力信号とを合成する合成手段と、少なくとも所望信号が含まれる帯域において、合成手段の出力する合成信号における雑音を抑制するように等化手段の伝達関数を制御する制御手段とを有することを特徴とする信号処理装置である。
【０００９】
本発明において、除去する対象の雑音は、周波数空間において、周期性がある雑音である。ここで、周期性とは、雑音の周波数特性が周期関数である場合の他、各周期の特性に相関性があるような場合も含む概念である。すなわち、雑音の周波数特性は、その周波数特性の自己相関が周波数に対して周期的に変動するような特性であれば良い。周期的に変動するとは、自己相関の極大値が複数の周波数で存在すれば良い。例えば、雑音が時間軸上で周期Ｔのパルスである場合には、周波数軸上では周波数間隔１／Ｔの線スペクトルとなり、この周波数特性の自己相関は１／Ｔ間隔で極大値をとるので、この場合の雑音の周波数特性は周期性のあるものとなる。雑音が、周期Ｔの幅τの方形波である場合も、その雑音の周波数特性は完全な周期関数ではないが、周波数間隔１／Ｔで、自己相関は極大値をとるので、その雑音の周波数特性は周期性を有する。また、雑音は時間軸上で周期関数である必要はなく、周波数特性が連続であっても良い。
【００１０】
本発明は、アナログ回路で構成できるが、入力信号をサンプリングして、ディジタル値としてコンピュータにより信号処理するものであっても良い。周波数推移手段は、推移させる周波数の正弦波と入力信号との積、その積の下帯域を除去する処理を行う手段である。周波数推移手段は、ミキサーとバンドパスフィルタ、または、それらと同一処理を行うコンピュータプログラムにより実現できる。
【００１１】
本発明において、雑音源の時間軸上での基本周期が既知な場合には、周波数推移手段により推移される周波数は、その既知の周波数としても良い。例えば、雑音が車両におけるＤＣ−ＤＣコンバータのキャリア周波数が１００ｋＨｚとすると、雑音の周波数特性は１００ｋＨｚ間隔の線スペクトルとなり、その自己相関は、１００ｋＨｚ間隔で極大値をとる。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータから発生される雑音の周波数特性は周期性を有するといえる。この場合に、入力信号の周波数の推移量は、１００ｋＨｚの整数倍である。
【００１２】
また、本発明は、入力信号の周波数特性の自己相関を求めて、その自己相関の極大値を求め、極大値をとる零でない周波数を決定する推移周波数決定手段を有し、周波数推移手段は、推移周波数決定手段により決定された周波数だけ、入力信号を周波数推移させる手段としても良い。すなわち、入力信号から、雑音の周波数特性における周期性を測定するようにしても良い。例えば、上記の１００ｋＨｚで動作させるＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、入力信号の周波数特性の自己相関は、１００ｋＨｚ間隔で極大値をとる。動作周波数が変動したり、パルス幅が変化したりすると、入力信号の周波数特性は変化するが、その自己相関の極大値を、周波数の推移量とすることで、後述するように、雑音を抑制できる。
【００１３】
また、本発明において、推移周波数決定手段は、入力信号の周波数特性を求めるフーリエ変換手段と、フーリエ変換手段により求められた周波数特性の自己相関を求め、その自己相関の極大値をとる零でない周波数を決定する自己相関演算手段とを有する手段としても良い。これは、入力信号の周波数特性の自己相関を具体的に求める構成の一つである。また、推移周波数決定手段は、入力信号の周波数特性の自己相関を、入力信号の２乗の周波数特性により求めるようにしても良い。これは、ある関数の自己相関は、その関数の２乗のフーリエ変換に等しいことを利用するものである。
【００１４】
本発明において、等化手段は、伝達関数のインパルス応答（伝達関数のフーリエ逆変換）と周波数推移信号との畳み込みを出力する手段としても良い。さらに、等化手段は、伝達関数を、各タップ間の順次遅延と各タップで遅延分岐した信号に乗算する重み係数とで実現したトランスバーサルフィルタの処理を行う手段としても良い。これは、周波数推移信号と伝達関数のインパルス応答との畳み込みを実行する具体的な一例である。トランスバーサルフィルタはアナログ回路であっても、コンピュータによる演算処理で実行されるものでも良い。
【００１５】
本発明において、等化手段は、周波数推移信号の周波数特性を求め、その周波数特性と伝達関数との積のインパルス応答を出力する手段としても良い。これは、周波数空間で処理するものであり、周波数推移信号のフーリエ変換と伝達関数との積のフーリエ逆変換により、周波数推移信号の周波数特性を修正するものである。
【００１６】
本発明において、制御手段は、合成信号の電力を最小とするパワーインバージョンアルゴリズムにより、伝達関数を決定する手段としても良い。すなわち、合成信号には所望信号が含まれいるが、雑音の電力が大きい場合には、合成信号の電力を最小とすることは、雑音を最大限除去することと等価である。また、制御手段は、合成信号と既知の参照信号との誤差を最小とするように伝達関数を決定する手段としても良い。すなわち、合成信号が既知の参照信号となるように伝達関数が決定されることは、所望信号だけの増幅率を大きくしたことと等価であり、参照信号と相関のない雑音は、合成信号から抑制される。雑音の周波数特性において自己相関が極大値をとる周波数だけ周波数を推移させると、特性の類似性により自己相関の大きさに応じて重なる。この結果、合成信号の電力が最小となるように、又は、参照信号が大きくなるように、周波数推移信号の周波数特性を修正して、入力信号の周波数特性と合成すれば、自己相関のある雑音成分だけ除去できる。換言すれば、入力信号と周波数推移信号とを、周波数特性において周期性のある雑音を除去できるように、合成することができる。
【００１７】
また、本発明は、所望信号や雑音源を限定するものではないが、所望信号はＡＭラジオ放送波であり、雑音は、例えば、ハイブリッド車におけるＤＣ−ＤＣコンバータやインバータから発生する雑音とすることで、車両においてＡＭラジオ放送を高品質で聴覚することができる。
【００１８】
また、本発明の原理は、下記の方法発明としても把握することができる。
方法発明は、雑音は、自己相関が周波数に対して周期的に変動する周波数特性を有し、入力信号を、自己相関が極大となる周波数のうち、零でない任意の周波数だけ、周波数推移させた周波数推移信号を生成し、周波数推移信号の周波数特性を修正し、修正された周波数推移信号と入力信号とを合成し、少なくとも所望信号が含まれる帯域において、合成された信号における雑音を抑制するように周波数推移信号の周波数特性を修正することを特徴とする信号処理方法である。
本方法発明においても、上記した説明は、そのまま成立する。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によると、周波数特性が周期性を有する雑音を入力信号から精度良く除去できるので、所望信号の検出精度、復調精度を向上させることができる。  
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の具体的な実施例１に係る信号処理装置の構成図。
【図２】実施例１の信号処理装置に入力する入力信号の周波数特性。
【図３】入力信号を周波数ｆd だけ推移させた周波数推移信号の周波数特性。
【図４】合成信号の周波数特性。
【図５】相関行列、重みベクトルを演算するタイミング、重み付け加算のタイミング、信号列のタイミングを示したタイミングチャート。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。本発明は、下記の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００２２】
本発明の具体的な一実施例に係る信号処理装置１の構成を図１に示す。本実施例は、ＨＶ（ハイブリッド車）におけるＡＭラジオ受信機に混入する雑音を抑制する信号処理装置である。ＨＶには、１００ｋＨｚのキャリア周波数で制御されるＤＣ−ＤＣコンバータが搭載されていると仮定する。ＡＭラジオ放送波は、５３１ｋＨｚから１６０２ｋＨｚの周波数帯域が割り当てられている。ＤＣ−ＤＣコンバータから発生するスイッチング雑音は、基本的には、周波数空間では、基本周波数１００ｋＨｚの整数倍の線スペクトル列となる。この雑音が、ＡＭラジオ放送帯域に入り込み、ＡＭラジオ放送波に雑音を与える。本実施例は、ＡＭラジオ放送帯域に入り込むこの雑音をキャンセルする信号処理装置である。
【００２３】
本実施例の信号処理装置１は、アンテナ１１により受信されたＡＭラジオ放送信号がＡ／Ｄコンバータ１３により、一定の周期Δｔでサンプリングされて、ディジタル値に変換された後、ＣＰＵにより処理される装置である。図１の構成は、ディジタル処理の各機能部毎にブロックで表現されている。ＡＭラジオ放送信号である入力信号Ｓ1 は、合成装置１２に入力される。入力信号Ｓ1 から分岐された入力信号Ｓ2 、Ｓ3 は、それぞれ、周波数推移装置２０、推移周波数決定装置３０に入力している。
【００２４】
周波数推移装置２０は、ミキサー２１と可変周波数発振装置２２とで構成されている。可変周波数発振装置２２は、推移周波数決定装置３０により決定された推移周波数Δｆd の余弦波と位相がπ／２だけ遅れた正弦波とを生成している。余弦波と正弦波とを生成するのは、余弦波を実部、正弦波を虚部として、周波数推移信号Ｓ4 を複素数として扱うためである。推移周波数決定装置３０は、ＡＭラジオ放送信号である入力信号Ｓ3 を高速フーリエ変換するＦＦＴ装置３１、ＦＦＴ装置３１の出力するＡＭラジオ放送波信号（入力信号）の周波数特性の自己相関を求める自己相関演算装置３２、自己相関演算装置３２により求められた自己相関の極大値から推移周波数Δｆd を決定するΔｆd 推定装置３３を有している。
【００２５】
可変周波数発振装置２２は、推移周波数決定装置３０により決定された推移周波数Δｆd を入力して、Ａcos(２πΔｆd t)と、Ａsin(２πΔｆd t)を、実部ミキサーと虚部ミキサー( 図面上は、ミキサー２１として表示) に出力している。また、入力信号Ｓ2 は、ミキサー２１に入力し、可変周波数発振装置２２の出力するＡcos(２πΔｆd t)、Ａsin(２πΔｆd t)、とそれぞれ乗算されて、入力信号Ｓ2 は、その周波数がΔｆd だけ、高い方に推移した実部と虚部とを有する周波数推移信号Ｓ4 として出力される。
【００２６】
周波数推移信号Ｓ4 は、トランスバーサルフィルタで構成された等化装置４０に入力する。等化装置４０は、入力信号を単位遅延時間τだけ順次遅延させ、各タップからは、周波数推移信号Ｓ4 がｋτ遅延時間（ｋ＝０〜Ｑ−１）だけ遅延された信号が出力される。単位遅延時間τは、サンプリング周期Δｔに等しくしている。そして、各ｋτ遅延時間だけ遅延されたそれぞれの信号に、重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * が乗算されて、それぞれの乗算された結果が加算される。等化装置４０は、周波数推移信号Ｓ4 の周波数特性を、重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * とexp(j ωΔt)〜exp(j ω(Q-1) Δt)により修正する装置である。
【００２７】
等化装置４０の伝達関数Ｚ（ω）は、次式で表される。
【数１】
2015126360.tif 000003
等化装置４０は、伝達関数Ｚ（ω）のフィルタ特性により、周波数推移信号Ｓ4 の周波数特性を修正した信号Ｓ5 を、合成装置１２に出力する。合成装置１２は、ＡＭラジオ放送波である入力信号Ｓ1 と、等化装置４０の出力信号Ｓ5 とを合成して、合成信号Ｓ6 を出力する。
【００２８】
また、入力信号Ｓ1 と周波数推移信号Ｓ4 は、ＰＩ（パワーインバージョン）アルゴリズムにより重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * を決定する制御装置５０に入力している。制御装置５０では、合成装置１２の出力する合成信号Ｓ6 の電力が最小となるように、等化装置４０の重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * が決定される。
【００２９】
次に、本信号処理装置１の作用について説明する。
１．推移周波数決定装置３０の作用
基本周波数１００ｋＨｚのＤＣ−ＤＣコンバータの発生する雑音の周波数特性は、基本的には、図２に示すように、Δｆの周波数間隔の多数の線スペクトルとなる。Δｆは１００ｋＨｚである。ＦＦＴ装置３１の出力は、入力信号Ｓ3 （ｔ）のフーリエ変換である周波数特性Ｄ（ω）を与える。次に、自己相関演算装置３２では、周波数特性Ｄ（ω）の自己相関Ａ（ω）が（２）次式で演算される。
【００３０】
【数２】
2015126360.tif 000004
ＦＦＴ装置３１は、時間窓Ｔw におけるサンプリング点数ｕ＋１、サンプリング周期Δｔ＝Ｔw ／ｕのＦＦＴとすると、Δω＝２π／Ｔw の角周波数間隔で出力されるｕ＋１個の離散値となるので、離散化された自己相関Ａ（ｐΔω）は、次式の積和で演算される。
【数３】
2015126360.tif 000005
ただし、ｐ，ｑは、０，１，…ｕの整数変数である。また、ＦＦＴ装置３１の出力であるＤ（ｑΔω）は、周波数空間における１周期分のサンプリング値を表しているので、（３）式におけるＤ（ｑΔω）は、ＦＦＴ装置３１の出力単位（周期ｕΔω）を繰り返す周期関数として演算する。Ｄ（ｑΔω）の周波数帯域は、所望信号の帯域を含む帯域に設定する。Ｄ（ｑΔω）の周波数帯域を広くする程、雑音電力が大きくなるのでパワーインバージョンアルゴリズムを用いる場合には、所望信号の検出精度を高くすることができる。Ｄ（ｑΔω）の周波数帯域は、所望信号が精度良く検出でき、少なくとも所望信号の帯域を含む範囲にとる。
【００３１】
図２のスペクトルから明らかなように、自己相関Ａ（ｐΔω）は、ＤＣ−ＤＣインバータのスイッチング雑音の強いスペクトルの周波数の位置で、大きくなる。すなわち、自己相関Ａ（ｐΔω）は、基本的には、角周波数間隔２πΔｆ毎に極大値をとる。整数変数ｐでいえば、ｐが２πΔｆ／Δωの整数倍をとる角周波数で、自己相関（ｐΔω）は極大値をとる。したがって、自己相関の極大値から雑音の周波数特性におけるの周期性（厳密な周期性は要求されない）の各間隔を決定することができる。自己相関Ａ（ｐΔω）が極大値をとる周波数のうち０でない周波数の任意の一つを推移周波数Δｆd として選択する。周波数推移がない場合が自己相関は最大となるので、その場合は除外する。本実施例では、Δｆd は、自己相関Ａ（ｐΔω）の極大値が最大となる周波数を選択している。基本的には、極大値が最大となる周波数は、最も小さい周波数Δｆである。したがって、Δｆd ＝Δｆに設定している。
なお、自己相関Ａ（ｐΔω）は、時間軸上の入力信号Ｓ1 の２乗の周波数特性に等しい。したがって、この２乗の周波数特性の極大値からΔｆd を求めても良い。
【００３２】
２．等化装置４０及び制御装置５０の作用
制御装置５０は、等化装置４０における重み係数を決定する装置である。制御装置５０は、入力信号Ｓ1 と、周波数推移信号Ｓ4 とから、（４）式により受信ベクトルｘ（ｐΔＴ）を生成する。Δｔは、サンプリング周期であり、等化装置４０における単位遅延時間αに等しくしている。ただし、Δｔとα（＞Δｔ）とを必ずしも等しくする必要はない。Ｑは、Δｔづつ遅延させた信号の数であり、等化装置４０の重み係数の数−１に等しい。本実施例では、ＱΔｔ＝ΔＴ間隔で、重み係数が演算される。入力信号Ｓ1 （ｐΔＴ）は、ΔＴ周期毎のｐ番目の信号を意味する。周波数推移信号入力信号Ｓ4 （ｋΔｔ＋ｐΔＴ）は、ｐΔＴ期間におけるΔｔ周期毎のｋ番目の信号を意味する。ただし、ｋ＝０，１，…，Ｑ−１である。受信信号ベクトルｘ（ｐΔＴ）は、Ｑ＋１次元の列ベクトルであり、ΔＴ毎に生成される。また、ΔＴは、周波数推移信号入力信号Ｓ4 が重み係数の積和演算を行う時間間隔でもある。
【数４】
2015126360.tif 000006
【００３３】
次に、受信信号ベクトルの相関行列の時間平均Ｒ（以下、「平均相関行列」という）が、（５）式、（６）で演算される。
【数５】
2015126360.tif 000007
【数６】
2015126360.tif 000008
平均は、ＰΔＴ（＝ＰＱΔｔ）期間の平均であり、Ｐは平均する期間のΔＴ期間の数である。ただし、ｘH （ｐΔＴ）は、受信信号ベクトルｘ（ｐΔＴ）の複素共役の転置行列を表し、Ｑ＋１次元の行ベクトルである。したがって、平均相関行列Ｒは、Ｑ＋１次元の正方行列である。
図５に示すように、平均相関行列Ｒを演算する時刻を現在時刻とすると、過去ＰΔＴの期間において、ΔＴ期間毎に生成された受信ベクトルｘ（ｐΔＴ）を用いて、平均相関行列Ｒが演算される。すなわち、平均相関行列Ｒは、合成信号Ｓ6 を求めるΔＴ期間毎に更新される。
【００３４】
パワーインバージョンアルゴリズムでは、重みベクトルＷ（Ｑ＋１次元の列ベクトル）を、相関行列Ｒの逆行列と拘束ベクトルｃとから（７）式により求めることができる。
【数７】
2015126360.tif 000009
拘束ベクトルｃは、（８）式で定義されるＱ＋１次元の列ベクトルである。これは、入力信号Ｓ1 の重み係数を固定したことに等しい。入力信号Ｓ1 は、そのまま合成装置１２に入力しているので、入力信号Ｓ1 に対する重み係数は１である。
【数８】
2015126360.tif 000010
（７）式で決定された重みベクトルＷの複素転置ベクトルＷH を用いて、（９）式により合成信号Ｓ6 を生成することができる。ただし、ＷH は、（１０）式に示すように、等化装置４０で用いられる重み係数１，ｗ0 * 〜ｗQ-1 * を成分とするＱ＋１次元の行ベクトルである。重み係数１は、入力信号Ｓ1 に対する重み係数である。ｋは、周期ΔＴ毎に、合成信号Ｓ6 を求める時の期間番号であり、ｋΔＴが現在時刻を表す。
【数９】
2015126360.tif 000011
【数１０】
2015126360.tif 000012
【００３５】
このようにして、重み係数を決定して、入力信号Ｓ1 と、周波数推移信号Ｓ4 の遅延合成信号Ｓ5 とを合成すると、合成信号Ｓ6 の電力を最小とすることができる。すなわち、雑音電力が所望信号の電力よりも大きい場合に、雑音をキャンセルして、所望信号を抽出することができる。
【００３６】
この様子を、図２、３、４に示す。図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング雑音が重畳されたＡＭラジオ放送信号、すなわち、入力信号Ｓ1 の周波数特性である。この周波数特性は、推移周波数Δｆd だけ推移されると、図３に示す周波数特性となる。この周波数特性は、周波数推移信号Ｓ4 の周波数特性である。入力信号Ｓ1 の周波数特性と周波数推移信号Ｓ4 とにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング雑音のスペクトルの位置は重なる。この結果、周波数推移信号Ｓ4 の周波数特性を重み係数ｗ0 * 〜ｗQ-1 * で修正して、入力信号Ｓ1 の周波数特性に加算すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング雑音を消去することができる。このときの合成信号Ｓ6 の周波数特性は、図４に示すようになる。このとき、ＡＭラジオ放送信号は、本来の信号と、その信号をΔｆd だけ推移した信号と２本生成される。しかし、推移周波数Δｆd は、１局のＡＭラジオ放送信号の周波数帯域よりも十分に広いので、本実施例の雑音を低減させる信号処理装置の後段に設けられるＡＭラジオ受信機における選局時に、Δｆd だけ推移したＡＭラジオ放送信号は除去することができる。
【００３７】
なお、図２、３、４は、ラジオ電力／ＤＣ−ＤＣコンバータ雑音電力＝０ｄＢ、ＤＣ−ＤＣコンバータ雑音電力／受信機雑音＝３０ｄＢとした時のシミュレーション結果である。
【００３８】
本実施例において、平均相関行列Ｒは、過去ＰΔＴ間の単純平均としたが、次のようにしても良い。過去（Ｐ−１）ΔＴ間の平均の相関行列をＲold として、最新のΔＴの１期間における相関行列をＲnew とする。重みベクトルＷを演算する相関行列Ｒを、（１１）式で求めても良い。
【数１１】
2015126360.tif 000013
忘却係数αを大きくすれば、最新に求めた相関行列を平均相関行列Ｒに大きく反映させることができる。
【実施例２】
【００３９】
実施例１は、重みベクトルＷを演算するのに、ＰＩアルゴリズムを用いたが、本実施例２は、最小２乗誤差法を用いた例である。この例は、実施例１の拘束ベクトルｃを、（１２）式で決定する方法である。
【数１２】
2015126360.tif 000014
ここで、ｓ* （ｐΔＴ）は、既知の参照信号の列であり、拘束ベクトルｃは、Ｑ＋１次元の列ベクトルであり、参照信号と受信信号との相関ベクトルの平均である。このように拘束ベクトルｃを決定すれば、（７）式を用いた重みベクトルＷを求めることができる。このようにして重みベクトルＷから得られる（１０）式の重み係数１，ｗ0 * 〜ｗQ-1 * を用いて周波数推移信号Ｓ4 と入力信号Ｓ1 とを合成すると、合成信号Ｓ6 は、参照信号との誤差が最小となる。すなわち、参照信号ではない雑音は、除去されることになる。
【実施例３】
【００４０】
実施例１、２は、等化装置４０をトランスバーサルフィルタで構成している。実施例１、２のように重み係数ｗk * が求まると、（１）により等化装置４０の伝達関数Ｚ（ω）が求まる。したがって、周波数推移信号Ｓ4 （ｋΔｔ）をフーリエ変換してその周波数特性ＦＳ4 （ω）に伝達関数Ｚ（ω）を掛け算して、フーリエ逆変換して、遅延合成信号Ｓ5 （ｋΔｔ）を求めて、その信号を合成装置１２に出力するようにしても良い。これにより、入力信号Ｓ1 （ｋΔｔ）と遅延合成信号Ｓ5 （ｋΔｔ）とを時間軸上で合成すれば、上記の周期性雑音をキャンセルすることができる。
【実施例４】
【００４１】
上記実施例１〜３は、ＣＰＵのプログラム処理により実現しているので、周波数推移装置２０は、（１３）式により信号Ｓ2 に角周波数２πΔｆd の指数関数を乗算する装置としても良い。入力信号Ｓ2 が、周波数ｆd だけ高い側に推移することは明らかである。
また、上記実施例１〜３は、入力信号Ｓ1 の自己相関の極大値から、推移周波数からΔｆd を決定しているが、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング雑音のように基本周期が既知でありその周期が時間的に変動しない場合には、自己相関を求める代わりに、雑音の既知の基本周波数を推移周波数Δｆd として、周波数推移を行っても良い。
【数１３】
2015126360.tif 000015
【００４２】
重みベクトルＷを求めるアルゴリズムは、上述したＰＩ法、ＭＭＳＥ法の他、拘束ベクトルを、雑音電力が小さくなるように設定する一般化されたＣＭＰ法、Ｓ／Ｎ比を最大化するように重みベクトルＷを決定するＭＳＮ法を用いることができる。本発明は、入力信号の周波数特性を周期性雑音の基本周期の整数倍だけ推移させた周波数推移信号と入力信号とを、合成信号における雑音電力が小さくなるように、重み係数を決定して合成することが要旨である。したがって、そのように合成できるアルゴリズムであれば、全てのアルゴリズムを用いることができる。また、除去する雑音は、周波数空間において完全な周期性がなくとも良い。すなわち、周波数空間において自己相関が現れる程度に周期性があれば良い。また、雑音の周波数特性は線スペクトルに限らず連続スペクトルでも、本発明は適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明は、入力信号から周期性雑音を除去する装置に用いることができる。
【符号の説明】
【００４４】
１２…合成装置
２０…周波数推移装置
３０…推移周波数決定装置
４０…等化装置
【図１】
2015126360.tif 000016
【図２】
2015126360.tif 000017
【図３】
2015126360.tif 000018
【図４】
2015126360.tif 000019
【図５】
2015126360.tif 000020