(57)【要約】【課題】位相誤差と振幅誤差を抑制でき、安定して電流制御を行うことが可能な多相電動機駆動装置を提供する。【解決手段】複数相の巻線を有した多相電動機１と、複数台の単相インバータ２１、・・・２Nと、上位制御装置３とで構成する。単相インバータ２１は、電流検出器５１と、制御装置６を具備する。制御装置６は、電流振幅指令を２軸の指令に展開する電流指令演算手段６１と、実電流の振幅と等しく、実電流の位相と直交する仮想余弦波を生成する仮想余弦波生成手段と、実電流と仮想余弦波を用いて直交回転座標変換する直交回転座標変換手段６８を有し、電流指令演算手段６１によって得られた２軸の電流指令に、直交回転座標変換手段６８によって得られた２軸の電流成分が夫々追従するように電流制御を行なうと共に、直交回転座標変換手段６８の基準位相は、多相電動機１の各巻線の位相差に応じて、各々の単相インバータで個別にシフトした位相角を用いる。【選択図】図１
2015126585.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機と、
前記各巻線に各々接続され、交流電力を出力する複数台の単相インバータと、
前記単相インバータに電流振幅指令を与える上位制御装置から構成され、
前記単相インバータは、
前記巻線に流れる実電流を検出する電流検出器と、
前記電流振幅指令に基づいて巻線に流す電流を制御する制御装置を具備し、
前記制御装置は、
前記電流振幅指令を２軸の電流指令に展開する電流指令演算手段と、
前記電流振幅指令または前記実電流の振幅と等しく、且つ前記電流振幅指令または前記実電流と直交する位相を持つ仮想余弦波を生成する仮想余弦波生成手段と、
前記実電流と前記仮想余弦波を用いて直交回転座標変換する直交回転座標変換手段
を有し、
前記電流指令演算手段によって得られた２軸の電流指令に、前記直交回転座標変換手段によって得られた２軸の電流成分が夫々追従するように電流制御を行なうと共に、
前記直交回転座標変換手段の基準位相は、
前記多相電動機の各巻線の位相差に応じて、各々の前記単相インバータで個別にシフトした位相角を用いることを特徴とする多相電動機駆動装置。
【請求項２】
多相電動機と回転同期した界磁極の方向を真D軸、それと直交し界磁極による誘起電圧の方向を真Q軸とし、前記真Q軸からの電流ベクトルの進み角を電流進み角としたとき、
前記直交回転座標変換手段の基準位相は、
前記多相電動機に設けられた回転角度検出器によって検出された回転角度を電気角に換算した値に前記個別にシフトした位相角を加算し、更に回転位相補正角を加算して得るようにし、
前記電流指令演算手段の基準位相は、前記電流進み角から前記回転位相補正角を減算して得ることを特徴とする請求項１に記載の多相電動機駆動装置。
【請求項３】
前記回転位相補正角を０としたことを特徴とする請求項２に記載の多相電動機駆動装置。
【請求項４】
前記電流進み角と前記回転位相補正角とを等しい値としたことを特徴とする請求項２に記載の多相電動機駆動装置。
【請求項５】
前記仮想余弦波生成手段は、
前記多相電動機に設けられた回転角度検出器によって検出された回転角度を電気角に換算した値に前記個別にシフトした位相角を加算し、更に前記電流進み角を加算した位相を有し、前記実電流または前記電流振幅指令の振幅を有する余弦波を生成することを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
【請求項６】
前記単相インバータの力率が１となるように前記電流進み角の位相を設定したことを特徴とする請求項２乃至請求項５の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
【請求項７】
前記電流振幅指令のトルク成分をトルク指令値としたとき、このトルク指令値に対して、通電する電流の振幅が最も小さくなるように前記電流進み角を設定することを特徴とする請求項２乃至請求項５の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
【請求項８】
前記電流振幅指令のトルク成分をトルク指令値としたとき、このトルク指令に対して、電動機端子電圧が一定になるように前記電流進み角を設定することを特徴とする請求項２乃至請求項５の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
【請求項９】
前記多相電動機の速度を検出する速度検出手段を有し、
前記上位制御装置は、
与えられた速度指令と前記速度検出手段によって得られた速度の偏差が最小となるように前記電流振幅指令を出力するようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、安定した電流制御を行なうことのできる多相電動機駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
多相電動機は、各巻線の相互間が電気的に絶縁されており、単相インバータを各巻線に接続して交流電力を供給することで駆動する。各々の単相インバータに用いる電流制御手法は、電動機の各巻線に流れる実電流をフィードバックし、交流の電流指令と実電流との偏差を電流制御器にて比例積分制御等の電流制御を行ない、電圧基準を得ることで実現する。
【０００３】
単相インバータでの交流電流指令による電流制御方法として、速度制御器からの電流振幅指令を回転子と同期した各相の電流パターン（正弦波または矩形波）と乗算器で乗算して電流指令を得、電流検出器で検出された実際の電流信号が電流指令と一致するように、その偏差に応じてインバータの電圧指令を与えることが行われていた（例えば特許文献１参照。）。
【０００４】
また、直交回転座標に座標変換(DQ変換)することを利用した電流制御方法として、位置検出器で検出された回転子位置と、電動機電流とから、D軸電流とQ軸電流を算出し、これらの電流と各々の電流指令との夫々の偏差が最小となるように２軸の電圧指令を得、これを逆変換して電動機に与える電圧指令を算出する手法があった（例えば特許文献２参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平８−２４２５８７号公報（全体）
【特許文献２】特開２００５−２６９８１８号公報（全体）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に示された手法によれば、インバータを用いた多相電動機駆動装置において、電流指令が交流であるため定常的に電流指令と実電流の間に位相誤差と振幅誤差が発生する。この誤差を極力小さくするため、電流制御器の応答ゲインを上げる手法はあるが、誤差を完全に無くすことはできず、応答ゲインを上げすぎると制御が発振して不安定になる問題がある。位相誤差と振幅誤差が発生すると電流指令どおりに電流が流れないため、トルクリプルが大きくなり、多相電動機駆動装置の振動や騒音が大きくなる問題がある。また振幅誤差が発生して電流指令よりも実電流が高くなれば、過大な電流が流れてしまう問題がある。
【０００７】
また、特許文献２においては、全単相インバータの実電流を一括して直交回転座標上にDQ変換しており、このため、多相電動機を駆動する複数の単相インバータの内、何台かが停止したとき制御が不安定になる問題がある。また、全単相インバータの実電流を共通の制御装置に実電流の信号を送る必要があり、装置が複雑となるばかりでなく、信号の伝達遅れによる不安定現象が発生する問題がある。
【０００８】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、位相誤差と振幅誤差を抑制でき、安定して電流制御を行うことが可能な多相電動機駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明の多相電動機駆動装置は、互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機と、前記各巻線に各々接続され、交流電力を出力する複数台の単相インバータと、前記単相インバータに電流振幅指令を与える上位制御装置から構成され、前記単相インバータは、前記巻線に流れる実電流を検出する電流検出器と、前記電流振幅指令に基づいて巻線に流す電流を制御する制御装置を具備し、前記制御装置は、前記電流振幅指令を直交回転座標上の２軸の電流指令に展開する電流指令演算手段と、前記電流振幅指令または前記実電流の振幅と等しく、且つ前記電流振幅指令または前記実電流と直交する位相を持つ仮想余弦波を生成する仮想余弦波生成手段と、前記実電流と前記仮想余弦波を用いて直交回転座標変換する直交回転座標変換手段を有し、前記電流指令演算手段によって得られた２軸の電流指令に、前記直交回転座標変換手段によって得られた２軸の電流成分が夫々追従するように電流制御を行なうと共に、前記直交回転座標変換手段の基準位相は、前記多相電動機の各巻線の位相差に応じて、各々の前記単相インバータで個別にシフトした位相角を用いることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、位相誤差と振幅誤差を抑制でき、安定して電流制御を行うことが可能な多相電動機駆動装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施例１に係る多相電動機駆動装置のブロック構成図。
【図２】多相電動機の誘起電圧と電流の位相関係を説明する図。
【図３】実施例１における電流ベクトルの位相関係を示す図。
【図４】制御D軸、制御Q軸で回転座標変換した場合の電流ベクトルの位相関係を示す図。
【図５】本発明の実施例２に係る多相電動機駆動装置のブロック構成図。
【図６】本発明の実施例３に係る多相電動機駆動装置の上位制御装置のブロック構成図。
【図７】力率１達成のための電流進み角を示すベクトル図。
【図８】埋め込み磁石型同期電動機の電流ベクトルと等トルク曲線を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、この発明の実施例を、図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は実施例１に係る多相電動機駆動装置の全体を示すブロック構成図である。多相電動機１は、各相を構成する複数個の巻線を備えており、各巻線の相互間が電気的に絶縁されている。これらの、各々の巻線に単相インバータ２１、２２、・・・２Nの出力を接続して交流電力を供給することによって多相電動機１が駆動される。本実施例では、多相電動機１の界磁を永久磁石型として説明しているが、電磁石型であっても励磁の磁極方向を永久磁石型の磁石方向に置き換えれば実現可能である。
【００１４】
共通に設けられた上位制御装置である速度制御装置３は、多相電動機１が速度指令に応じた回転速度となるように電流振幅指令を各単相インバータ２１、２２、・・・２Nに送る。そして各単相インバータ２１、２２、・・・２Nは、電流振幅指令に応じた交流電流を多相電動機１の巻線に流す。多相電動機１の軸に取り付けた回転角度検出器４によって機械角を検出し、速度制御装置３に入力する。この機械角を速度検出回路３１で微分することによって実速度を演算する。そして減算器３２によって、速度指令と実速度との速度偏差を求め、速度制御器３３に入力する。速度制御器においては、速度偏差が最小となるように比例積分制御などを行なって、電流振幅指令を出力する。電気角演算回路３４では、多相電動機１の極数に応じて機械角から電気角を演算し、この電気角を各単相インバータ２１、２２、・・・２Nに出力する。また、電流位相演算回路３５は、電流振幅指令またはそのトルク成分に応じて最適な多相電動機１の巻線電流の電流進み角を演算し、この電流進み角を各単相インバータ２１、２２、・・・２Nに出力する。例えば多相電動機１の端子電圧と巻線電流と力率を所望の値とするため、誘起電圧位相に対して電流進み角を変化させる。この詳細については実施例３で説明する。
【００１５】
次に各単相インバータ２１、２２、・・・２Nの内部構成について説明する。複数台の単相インバータは基本的に同一構成であるので、単相インバータ２１についての説明を行う。単相インバータ２１はインバータ主回路５と制御回路６とで構成される。インバータ主回路５は直流電源をスイッチング素子のブリッジ回路で交流に変換して出力し、多相電動機１の対応する巻線を駆動する。インバータ主回路５の出力には電流検出器５１が設けられ、この検出電流は制御回路６に与えられる。
【００１６】
以下、制御回路６の内部構成について説明する。速度制御装置３から与えられた電流振幅指令は電流指令演算器６１に入力される。電流指令演算器６１では、この電流振幅指令を、電流進み角を基準位相として真D軸方向のD軸電流指令と、これとは直交する成分である真Q軸方向のQ軸電流指令に直交回転座標上に展開する。すなわち、この電流振幅指令を真Q軸から電流進み角分位相の進んだ電流指令ベクトルと見做し、その電流指令ベクトルを真D軸と真Q軸に投影する。ここで、多相電動機１の界磁極である永久磁石の磁束ベクトルの方向を真D軸、それと直交する界磁極による誘起電圧ベクトルの方向を真Q軸としている。すなわち、多相電動機１の巻線に流す電流のベクトル方向は真Q軸より電流進み角だけ位相を進めた方向となる。この位相関係を図２及び図３に示す。図２は、（ａ）に誘起電圧波形を、（ｂ）にその位相を、（ｃ）に電流波形を、そして（ｄ）に電流位相を示している。これにより、誘起電圧位相に対し、電流位相は電流進み角分だけ進んだ位相となっていることが分かる。これをＤＱ直交回転座標で表わすと図４が得られる。すなわち、Ｑ軸電流と同相の誘起電圧に対し、電流指令ベクトルは電流進み角分だけ位相が進んでいる。尚、図３に示すベクトル図は、以下に説明するように指令通りに制御された実運転状態も示しているので、この場合電流指令ベクトルは、実電流も示す意味で単に電流ベクトルと呼称する。
【００１７】
電流指令演算器６１の出力であるD軸電流指令とQ軸電流指令は、夫々減算器６２と減算器６４によって直交座標変換器６８から与えられるＤ軸電流及びＱ軸電流と比較され、その各々の偏差がＤ軸電流制御器６３及びＱ軸電流制御器６５に夫々与えられる。Ｄ軸電流制御器６３及びＱ軸電流制御器６５においては、夫々の入力偏差が最小となるように個別に比例積分制御等を行い、Ｄ軸電圧指令及びＱ軸電圧指令を夫々出力し直交座標逆変換器６６に与える。直交座標逆変換器６６においては、与えられたＤ軸電圧指令及びＱ軸電圧指令を、ＤＱ位相θを基準位相として直交座標逆変換を行い、得られた電圧指令をPWM回路６７に入力する。この場合、以下に説明するようにＡ軸に入力した実電流を同一のＤＱ位相θを用いて直交座標変換と逆変換を行っているので、この電圧指令は実電流と同位相のＡ軸分のみとなる。PWM回路６７では電圧指令と三角波キャリアとの比較によるパルス幅変調を行ない、ゲートパルス信号を生成してインバータ主回路５に送り、単相インバータ２１の出力電圧を制御する。
【００１８】
ここで、直交座標変換について簡単に説明する。直交座標変換器６８は、入力端子としてA及びB、出力端子としてDとQを有し、DQ位相θを基準位相として、以下の（１）及び（２）式によって直交固定座標から直交回転座標への座標変換（DQ変換）を行なう。
【００１９】
Ｄ＝Ａcosθ＋Ｂsinθ      （１）
Q＝−Ａsinθ＋Ｂcosθ    （２）
そして、直交座標逆変換器６６は同じDQ位相θを基準位相として、以下の（３）及び（４）式によって直交回転座標から直交固定座標への座標変換（逆DQ変換）を行なう。
【００２０】
Ａ＝Ｄcosθ−Ｑsinθ      （３）
Ｂ＝Ｄsinθ＋Qcosθ      （４）
また、DQ位相θは以下のように決める。
【００２１】
まず、多相電動機１の各巻線の電気的な位相は、多相電動機１の設計に応じて一定の位相差を有しているため、各巻線すなわち各相に通電すべき電流の位相は、相毎にこの位相差分だけずれた波形となる。例えば相数が２０の典型的な多相電動機の場合、位相差＝３６０／２０＝１８度となり、１８度ずつ位相をずらした電流を各相に通電すればよいことになる。従って、速度制御装置３の電気角演算回路３４から与えられた電気角に対して、相間位相差補正回路７０で定められた単相インバータ２１特有の補正位相を加算器６９によって加算することにより誘起電圧位相を求め、これを基準のDQ位相とする。ただし、この実施例１の場合、加算器７１によって誘起電圧位相をπだけ進めて基準のDQ位相としている。これは一般的な３相インバータのDQ変換に用いる演算手法と符号を合わせるためである。
【００２２】
次に、直交座標変換器６８の入力について説明する。直交座標変換器６８のＡ端子には電流検出器５１で検出された交流量である実電流が与えられる。そして直交座標変換器６８のＢ端子には、この実電流の指令値である電流指令ベクトルと大きさが等しく直交する位相を有する電流を与える。このため、加算器７１の出力であるＤＱ位相に対し、加算器７２によって電流進み角を加算し、その余弦（ｃｏｓ）を余弦演算器７３でとり、その出力をＤ軸電流指令及びＱ軸電流指令から振幅演算器７４によって得られる電流指令振幅と乗算器７５によって掛け合わせることによって仮想余弦波を生成する。仮想余弦波は電流指令ベクトルの振幅と等しく、且つ電流指令ベクトルの位相と直交するように求めるようにすれば、上位装置から入力される電流振幅指令を用いるなど他の演算手法でも良い。また、実電流の振幅と位相の情報を用いて仮想余弦波を生成しても構わない。理想的には実電流の振幅と位相を用いる方がよいが、単相交流電流値から振幅と位相の情報を抽出するには、相応の複雑な演算処理が必要になる。良好に制御できている定常状態においては、電流指令ベクトルの振幅と位相で十分代用できるため、電流指令ベクトルを用いる構成とした方が現実的であると言える。
【００２３】
以上の構成において、多相電動機１が同期電動機の場合は、定常状態においては多相電動機１の回転位相と同期した実電流が各巻線に流れる。多相電動機１が誘導電動機であっても、電動機の回転周波数にすべり周波数を加算して得られる一次側周波数を積分して回転角度を得ることにより、この角度が通電すべき電流の位相角となるため、本実施例と同様の構成により制御することが可能である。また本実施例の電流位相は電流指令ベクトルの位相を用いているが、実電流の位相誤差や変動を補正して求めた位相であっても良い。
【００２４】
この実施例１においては、電流指令演算器６１に与える基準位相を電流進み角とした。そして、この場合直交座標変換器６８及び直交座標逆変換器６６の基準位相であるDQ位相を誘起電圧位相とすることによって、図３に示したように電流指令ベクトルを真D軸と真Q軸に展開し、これらの２軸に対して所謂フィードバック電流制御を行うことが可能となった。
【００２５】
図４は、一般化された制御D軸と制御Q軸の概念を導入し、この制御DQ軸が真のDQ軸に対して回転位相補正角分進んだ位相となっている場合の電流ベクトルの位相関係を示したものである。電流進み角は真Q軸からの電流ベクトルの進み角であるので、この場合電流指令演算器６１に与える基準位相は電流進み角から回転位相補正角を減算した位相角となる。そしてこの位相角で電流指令ベクトルを制御D軸と制御Q軸上に展開してＤ軸電流指令とＱ軸電流指令を求める。フィードバック側の電流位相をこれらと合わせる為、直交座標変換器６８及び直交座標逆変換器６６に与える基準位相であるDQ位相を、与えられた共通の電気角に対して、相間位相差補正回路７０で定められた個別にシフトした位相角を加算した誘起電圧位相に、更に回転位相補正角を加算した値とする。このようにして、真D軸と真Q軸とは回転位相補正角分ずれたDQ軸による制御が可能となる。実施例１は、制御DQ軸と真のDQ軸が一致した場合である。また、電流進み角と回転位相補正角が一致した場合については実施例２で述べる。
【００２６】
この実施例１によれば、D軸電流、Q軸電流、及び電流振幅指令の全てが直流量であるため、電流指令ベクトルに対する実電流の位相誤差と振幅誤差は発生しない。位相誤差を抑制できると電流指令ベクトルどおりの実電流を流すことができるため、電流波形を改善し、力率も改善できる。尚、力率改善の詳細については実施例３で述べる。また、各単相インバータで個別にDQ変換するため、全単相インバータの内、何台か停止しても残りの単相インバータで安定した電流制御を行うことにより、運転を継続できる。また、電流制御を各単相インバータ個別で行うため、装置を簡略化できる。更に、特許文献１に示されているような従来の多相電動機駆動装置を本発明の手法に変更する際に制御装置内の回路を変更するだけで済むので、簡単に置き換え可能となる。
【実施例２】
【００２７】
図５は本発明の実施例２に係る多相電動機駆動装置のブロック構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る多相電動機駆動装置のブロック構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、電流指令演算器６１を省いた点、これに従い振幅演算器７４も省き、Ｑ軸電流指令を直接乗算器７５に与える構成とした点、誘起電圧位相に加算器７６によって電流進み角を加えて電流位相とし、これを加算器７１に加える構成とした点、加算器７２を省きＤＱ位相をそのまま余弦演算器７３に加える構成とした点である。
【００２８】
図４において、電流進み角と回転位相補正角を等しく設定すると、電流ベクトルと制御Q軸の方向が一致する。そして、D軸電流指令は常に0となる。電流指令演算器６１に与える基準位相は電流進み角から回転位相補正角を減算することによって０となるので、電流指令演算器６１は不要となり、電流振幅指令がそのままQ軸電流指令の大きさとなる。そしてD軸電流指令に常に0を与えた状態で制御DQ軸上での制御が可能となる。この場合、図５に示すようにＤＱ位相θを実施例１で説明した誘起電圧位相に電流進み角を加えた基準位相としてフィードバック側の電流位相を指令側と合わせるようにする。そして、電流指令演算器６１が不要となったため加算器７２が不要となっている。
【００２９】
この実施例２によれば、D軸電流は常時0に制御すれば良いので、実施例１で述べた効果を維持した状態で制御を簡素化することができる。
【実施例３】
【００３０】
図６は図１における速度制御装置３に対応する上位制御装置を一般化して示したものである。上位制御装置３Ａには速度指令ではなくトルク指令が入力される。このトルク指令に対応してテーブル３６を参照して電流振幅指令を出力する。テーブル３６は多相電動機１の諸定数、諸特性のデータが記憶されている。すなわち、トルク指令が与えられたとき、与えられたトルクを実現する他、他の条件にも合致する電流振幅指令を選定してこれを出力する。尚、この場合の電流振幅指令は、ＤＱ軸に分解された電流指令を直接出力するようにしても良い。
【００３１】
電流位相演算回路３５は、与えられたトルク指令とテーブル３６のデータを参照して、所望の条件に合致する電流進み角を出力する。また、電流位相演算回路３５には速度検出回路３１によって回転速度情報が与えられている。
【００３２】
図７は、単相インバータ２１の出力力率を１にするために電流進み角をどのように設定すればよいかを説明するためのベクトル図である。単相インバータ２１の出力電圧をＶとすると、この電圧Ｖは、回路及び巻線の抵抗Ｒによる電流Ｉと同相の抵抗降下分ＲＩと回路及び巻線のリアクタンスＬによる電流Ｉと直交するリアクタンス降下分ωＬＩと磁石による誘起電圧をベクトル的に加算したものである。従って上記関係を維持した状態で電流進み角を変化させる。そして図７に示したように電圧Ｖと電流Ｉが同相となったとき単相インバータ２１の出力力率が１となるのでこのときの電流進み角が求める値となる。この図７の場合、ＤＱ軸を真のＤＱ軸とすれば、電流ＩのＱ軸成分がトルク指令または電流振幅指令のトルク成分に相当することになるので、与えられたトルク指令とリアクタンス降下分ωＬＩで定まる速度の条件で単相インバータ２１の出力力率を１に制御することが可能となる。
【００３３】
図８は埋め込み磁石型同期電動機での等トルク線、定電流円、定電圧楕円による電流動作点の決定方法を示している。図８に示した等トルク線はテーブル３７に記憶されたデータに対応する。埋め込み磁石型同期電動機の場合は、永久磁石によるトルクのほか、鉄心の突極性によるリラクタンストルクがあるので、図示したようにＤ軸電流、Ｑ軸電流の変化に対して非線形なグラフとなる。例えば図８の（１）は、電流ベクトルの定電流円と等トルク線の接点を動作点に選ぶことにより、最小の電流で所望のトルクを出力することができることを示している。また、（２）は、定電圧楕円と等トルク線の交点を動作点に選ぶことにより、永久磁石電動機が高速回転し誘起電圧がインバータ最大出力電圧を超えるような場合に、永久磁石磁束を弱める方向に電流を流して弱め磁束制御を行うことができ、より高速まで電動機を運転することができるようになることを示している。この場合、電流ベクトルの大きさを電流振幅指令として出力し、対応する電流進み角をそのまま電流位相演算回路３６の出力の電流進み角とすれば良い。尚（２）の場合、上位制御装置３Ａには、ＰＷＭ回路６７に入力する電圧指令を入力する構成が必要であるが図示を省略している。
【００３４】
以上、実施例１乃至実施例３について説明したが、これらの実施例は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【００３５】
例えば、図１および図５において、直交座標逆変換器６６の出力である電圧指令には（３）式に示したＡ軸成分を使用し、これに呼応して直交座標変換器６８には、実電流をＡ軸成分として入力し、仮想余弦波をＢ軸成分として入力しているが、電圧指令に（４）式に示すＢ軸成分を使用し、直交座標変換器６８のＢ軸成分に実電流を、Ａ軸成分に仮想余弦波を入力する構成も可能である。要は、実電流を制御する軸に直交する軸の成分として仮想余弦波を電流応答として入力すればよい。なお、「仮想余弦波」と記載したが、余弦波／正弦波の違いは、単に位相関係の違いであり上記位相関係に整合する位相で仮想波を作れるのであれば、その演算に余弦（cos演算）／正弦（sin演算）のどちらを用いるかは任意である。
【００３６】
また電流進み角、回転位相補正角は何れも正の値として説明したが、何れかが負であっても両者が負であっても良い。
【００３７】
また、図６に示したテーブル３６と電流位相演算回路３５は一体のものであっても良い。
【００３８】
更に、図１における電流指令演算器６１は制御装置６の内部に設ける構成としたが、上位制御装置である速度制御装置３の内部に設け、Ｄ軸電流指令及びＱ軸電流指令を単相インバータ２１に与える構成としても良い。
【符号の説明】
【００３９】
１  多相電動機
２１、２２、・・・２Ｎ  単相インバータ
３  速度制御装置
３Ａ  上位制御装置
４  回転角度検出器
５  インバータ主回路
６  制御装置
３１  速度検出回路
３２  減算器
３３  速度制御器
３４  電気角演算回路
３５  電流位相演算回路
３６  テーブル
５１  電流検出器
６１  電流指令演算器
６２  減算器
６３  Ｄ軸電流制御器
６４  減算器
６５  Ｑ軸電流制御器
６６  直交座標逆変換器
６７  ＰＷＭ回路
６８  直交座標変換器
６９  加算器
７０  相間位相差補正回路
７１  加算器
７２  加算器
７３  余弦演算器
７４  振幅演算器
７５  乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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