(57)【要約】【課題】三相交流回転電機に流れる各相の電流からｄ軸・ｑ軸電流を高精度に算出することができるインバータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ６０に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流に基づいて電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する。座標変換部３５は、矩形波制御時に、モータ６０に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についてフーリエ変換して次数成分に分解し、分解された各次数の成分毎にＵ、Ｖ、Ｗの各相電流からｄ軸・ｑ軸電流に変換し、変換された各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得する。【選択図】図１
2015027136.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流に基づいて電流経路に設けられたスイッチング素子を制御するインバータ制御装置であって、
矩形波制御時に、三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についてフーリエ変換して次数成分に分解する分解手段と、
三相交流回転電機の回転位置に基づいて前記分解手段により分解された各次数の成分毎にＵ、Ｖ、Ｗの各相電流からｄ軸・ｑ軸電流に変換するＵＶＷ／ｄｑ変換手段と、
前記ＵＶＷ／ｄｑ変換手段により変換された各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得する加算手段と、
を備えることを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流における次数毎のフーリエ係数から次数毎のスペクトル値を算出するスペクトル値算出手段を更に備え、
前記ＵＶＷ／ｄｑ変換手段は、各次数毎にスペクトル値についての閾値を設定しておき、前記スペクトル値算出手段によるフーリエ変換後のスペクトル値が前記閾値を超えている次数の電流に対してのみ、ｄ軸・ｑ軸電流の変換を行うことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
三相交流回転電機の回転数およびトルクに対してｄ軸電流およびｑ軸電流を対応付けた情報を記憶する記憶手段と、
過渡状態ではない時において、三相交流回転電機の回転数およびトルクから前記記憶手段の情報を用いてｄ軸電流とｑ軸電流を算出する算出手段と、
を更に備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についての次数毎のフーリエ係数から次数毎のスペクトル値を算出するスペクトル値算出手段と、
次数毎のスペクトル値に対して各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を対応付けた情報を記憶する記憶手段と、
過渡状態ではない時において、前記スペクトル値算出手段により算出した次数毎のスペクトル値から前記記憶手段の情報を用いて各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を算出する算出手段と、
前記算出手段により算出された各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得する非過渡状態加算手段と、
を更に備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、モータ制御では、出力電圧を有効に利用するため矩形波制御を採用している（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−２７９１１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
インバータ制御装置において、三相交流回転電機に流れる電流に基づいてｄ軸・ｑ軸電流が目標値となるように電流経路に設けられたスイッチング素子を制御する際、三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流をｄ軸・ｑ軸電流に変換してｄ軸電流とｑ軸電流を取得する。矩形波制御では、ｄ軸・ｑ軸電流を算出する際に、誤差が生じやすく、この電流誤差がトルク、出力、応答性等に悪影響を及ぼす。
【０００５】
本発明の目的は、三相交流回転電機に流れる各相の電流からｄ軸・ｑ軸電流を高精度に算出することができるインバータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１に記載の発明では、三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流に基づいて電流経路に設けられたスイッチング素子を制御するインバータ制御装置であって、矩形波制御時に、三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についてフーリエ変換して次数成分に分解する分解手段と、三相交流回転電機の回転位置に基づいて前記分解手段により分解された各次数の成分毎にＵ、Ｖ、Ｗの各相電流からｄ軸・ｑ軸電流に変換するＵＶＷ／ｄｑ変換手段と、前記ＵＶＷ／ｄｑ変換手段により変換された各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得する加算手段と、を備えることを要旨とする。
【０００７】
請求項１に記載の発明によれば、分解手段において、矩形波制御時に、三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についてフーリエ変換して次数成分に分解される。ＵＶＷ／ｄｑ変換手段において、三相交流回転電機の回転位置に基づいて分解手段により分解された各次数の成分毎にＵ、Ｖ、Ｗの各相電流からｄ軸・ｑ軸電流に変換される。加算手段において、ＵＶＷ／ｄｑ変換手段により変換された各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流が加算されてｄ軸電流とｑ軸電流が取得される。
【０００８】
よって、三相交流回転電機に流れる電流に高調波成分が含まれているが、次数を考慮せずにまとめてｄ軸・ｑ軸電流変換するのではなく、次数成分毎にｄ軸・ｑ軸電流変換しているので、三相交流回転電機に流れる各相の電流からｄ軸・ｑ軸電流を高精度に算出することができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載のインバータ制御装置において、三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流における次数毎のフーリエ係数から次数毎のスペクトル値を算出するスペクトル値算出手段を更に備え、前記ＵＶＷ／ｄｑ変換手段は、各次数毎にスペクトル値についての閾値を設定しておき、前記スペクトル値算出手段によるフーリエ変換後のスペクトル値が前記閾値を超えている次数の電流に対してのみ、ｄ軸・ｑ軸電流の変換を行うことを要旨とする。
【００１０】
請求項２に記載の発明によれば、スペクトル値算出手段によるフーリエ変換後のスペクトル値が閾値を超えている次数の電流に対してのみ、ｄ軸・ｑ軸電流の変換が行われるので、効率的である。
【００１１】
請求項３に記載の発明では、請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置において、三相交流回転電機の回転数およびトルクに対してｄ軸電流およびｑ軸電流を対応付けた情報を記憶する記憶手段と、過渡状態ではない時において、三相交流回転電機の回転数およびトルクから前記記憶手段の情報を用いてｄ軸電流とｑ軸電流を算出する算出手段と、を更に備えることを要旨とする。
【００１２】
請求項３に記載の発明によれば、過渡状態ではない時において、三相交流回転電機の回転数およびトルクから記憶手段の情報を用いてｄ軸電流とｑ軸電流を算出することができ、ｄ軸・ｑ軸電流を容易に算出することができる。
【００１３】
請求項４に記載の発明では、請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置において、三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についての次数毎のフーリエ係数から次数毎のスペクトル値を算出するスペクトル値算出手段と、次数毎のスペクトル値に対して各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を対応付けた情報を記憶する記憶手段と、過渡状態ではない時において、前記スペクトル値算出手段により算出した次数毎のスペクトル値から前記記憶手段の情報を用いて各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を算出する算出手段と、前記算出手段により算出された各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得する非過渡状態加算手段と、を更に備えることを要旨とする。
【００１４】
請求項４に記載の発明によれば、過渡状態ではない時において、スペクトル値算出手段により算出した次数毎のスペクトル値から記憶手段の情報を用いて各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を算出し、各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得することができ、三相交流回転電機に流れる各相の電流からｄ軸・ｑ軸電流を容易に算出することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、三相交流回転電機に流れる各相の電流からｄ軸・ｑ軸電流を高精度に算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】インバータ制御装置の構成を示すブロック図。
【図２】第１の実施形態の作用を説明するためのフローチャート。
【図３】第２の実施形態の作用を説明するためのフローチャート。
【図４】第３の実施形態の作用を説明するためのフローチャート。
【図５】第４の実施形態の作用を説明するためのフローチャート。
【図６】矩形波制御時の三相電流波形図。
【図７】次数別Ｉｄ，Ｉｑ波形図。
【図８】フーリエ変換スペクトル図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（第１の実施形態）
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、インバータ装置１は、インバータ回路１０とインバータ制御装置２０を備えている。インバータ制御装置２０は、ドライブ回路２５と、ＰＷＭ制御部３０と、矩形波制御部４０と、制御切替部５０とを備えている。
【００１８】
インバータ回路１０は、６つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と６つのダイオードＤ１〜Ｄ６を有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＩＧＢＴを用いている。正極母線と負極母線との間に、Ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、Ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線と負極母線との間に、Ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、Ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線と負極母線との間に、Ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、Ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線、負極母線には平滑コンデンサＣを介して直流電源としてのバッテリＢが接続されている。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の間が三相交流回転電機としての三相交流モータ（以下、単にモータという）６０のＵ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の間がモータ６０のＶ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の間がモータ６０のＷ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有するインバータ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することができるようになっている。モータ６０は車両駆動用モータである。
【００２０】
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路２５が接続されている。ドライブ回路２５は、制御信号に基づいてインバータ回路１０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング動作させる。
【００２１】
モータ６０に位置検出部６１が設けられ、位置検出部６１によりモータ６０の回転位置としての電気角θが検出される。電流センサ６２によりモータ６０のＵ相電流Ｉｕが検出される。また、電流センサ６３によりモータ６０のＷ相電流Ｉｗが検出される。
【００２２】
ＰＷＭ制御部３０は、トルク／電流指令値変換部３１と、減算部３２，３３と、電流制御部３４と、座標変換部３５，３６と、ＰＷＭ発生部３７を備えている。
座標変換部３５は、電流センサ６２，６３によるＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗからモータ６０のＶ相電流Ｉｖを求め、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗをｄ軸電流（励磁成分電流）Ｉｄおよびｑ軸電流（トルク成分電流）Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流（励磁成分電流）Ｉｄはモータ６０に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流（トルク成分電流）Ｉｑはモータ６０に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。
【００２３】
トルク／電流指令値変換部３１は、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆを、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部３１は、記憶部（図示略）に予め記憶されるトルク指令値Ｔｒｅｆとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応付けられたテーブルを用いてトルク／電流指令値変換を行う。
【００２４】
減算部３２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを算出する。減算部３３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを算出する。電流制御部３４は、差分ΔＩｄおよび差分ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。座標変換部３６は、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。
【００２５】
ＰＷＭ発生部３７は、ＰＷＭ制御により基準となる三角波と電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの比較結果に基づいて、インバータ回路１０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオン、オフさせるためのＰＷＭ制御信号を出力する。
【００２６】
つまり、ＰＷＭ制御部３０は、モータ６０に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ６０におけるｄ軸電流（励磁成分電流）とｑ軸電流（トルク成分電流）が目標値となるようにモータ６０の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する。
【００２７】
矩形波制御部４０は、トルク演算部４１と、減算部４２と、電圧位相制御部４３と、矩形波発生部４４を備えている。
トルク演算部４１は、位置検出部６１により検出される電気角θを得る。そして、トルク演算部４１は、その電気角θと、座標変換部３５により変換されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとに基づいて、トルク推定値Ｔｄｅｔを得る。例えば、記憶部（図示略）に予め記憶されるｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ，電気角θとトルク推定値Ｔｄｅｔとが対応付けられたテーブルを用いてトルク推定値Ｔｄｅｔを得る。
【００２８】
減算部４２は、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆとトルク推定値Ｔｄｅｔとのトルク差分値ΔＴを算出する。
電圧位相制御部４３では、トルク差分値ΔＴを「０」にするように、電圧位相角指令値φｉを調整する。電圧位相角指令値φｉの調整は、例えば、トルク差分値ΔＴをフィードバックして、トルク差分値ΔＴが「０」となるように電圧位相角指令値φｉを制御するフィードバック制御で可能となる。それにより、トルク推定値Ｔｄｅｔをトルク指令値Ｔｒｅｆと一致させることが可能となる。
【００２９】
矩形波発生部４４は、電圧位相制御部４３から出力される電圧位相角指令値φｉに対応するカウント値Ｔｉから目標カウント値ΔＴｉ後のタイミングにおいて、矩形波制御信号を立ち上げる、または、立ち下げる。
【００３０】
制御切替部５０は、ＰＷＭ発生部３７の出力信号、および、矩形波発生部４４の出力信号を入力する。そして、制御切替部５０は、ＰＷＭ発生部３７からの信号および矩形波発生部４４からの信号のうちのいずれかの信号をドライブ回路２５に送る。また、制御切替部５０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、インバータ回路１０の入力電圧Ｖｄｃを入力する。インバータ回路１０の入力電圧Ｖｄｃは、電圧センサ６４により検出される。そして、制御切替部５０は、変調率を算出する。変調率は、インバータ回路１０の入力電圧Ｖｄｃに対するモータ電圧Ｖｍの比（Ｖｍ／Ｖｄｃ）であり、モータ電圧Ｖｍは√（Ｖｄ＊＾２＋Ｖｑ＊＾２）で求められる。制御切替部５０は、変調率が閾値よりも小さいとＰＷＭ制御を行わせるべくＰＷＭ発生部３７からの信号をドライブ回路２５に送る。一方、制御切替部５０は、変調率が閾値よりも大きいと矩形波制御を行わせるべく矩形波発生部４４からの信号をドライブ回路２５に送る。
【００３１】
座標変換部３５は矩形波制御か否かを検知している。例えば、座標変換部３５は、制御切替部５０からの信号により、変調率が閾値よりも大きい場合には矩形波制御であることを検知する。
【００３２】
次に、インバータ制御装置２０の作用について説明する。
図２に示すように、ステップ１００において座標変換部３５は、矩形波制御か否か判定して矩形波制御時であるとステップ２００に移行する。なお、ＰＷＭ制御の場合は電気角θに基づいて通常のｄｑ変換が行われる。
【００３３】
ステップ２００において座標変換部３５は、電流測定によるＵ相電流（実Ｉｕ）、Ｖ相電流（実Ｉｖ）、Ｗ相電流（実Ｉｗ）を得る。なお、実Ｉｕ＋実Ｉｖ＋実Ｉｗ＝０である。
【００３４】
その後、ステップ３００において分解手段としての座標変換部３５は、図６においてＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗに示すような矩形波制御時の三相電流をフーリエ変換して高調波成分（ｎ次成分）の電流に分解する。つまり、サンプリングした各相電流を、各相電流＝１次電流＋２次電流＋・・・＋ｎ次電流とし、ｎ次の成分に分割する。本実施形態では、１、５、７次を計算する。
【００３５】
詳しくは、次の数１，２，３によりモータ６０に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗについてフーリエ変換して１，５，７次数成分に分解する。
【００３６】
【数１】
2015027136.tif 000003
【００３７】
【数２】
2015027136.tif 000004
【００３８】
【数３】
2015027136.tif 000005
なお、フーリエ係数ａｎは、数４で表される。
【００３９】
【数４】
2015027136.tif 000006
また、フーリエ係数ｂｎは、数５で表される。
【００４０】
【数５】
2015027136.tif 000007
ただし、Ｔは周期であり、ｔは時間である。また、ωは角振動数であり、ω＝２π／Ｔである。ｎは次数である。
【００４１】
その後、図２のステップ４００においてＵＶＷ／ｄｑ変換手段としての座標変換部３５は、電気角θ（ロータ位置）に基づいて各次数成分毎にＵ、Ｖ、Ｗの各相電流からｄｑ変換してｄ軸・ｑ軸電流にする（３軸→２軸に変換する）。つまり、高調波成分別にｄｑ変換する。
【００４２】
ステップ５００において加算手段としての座標変換部３５は、各次数の成分毎のｄ軸電流・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを算出する。つまり、次のようにする。
【００４３】
ｄ軸電流＝ｄ軸電流（１次電流）＋・・・＋ｄ軸電流（ｎ次電流）
ｑ軸電流＝ｑ軸電流（１次電流）＋・・・＋ｑ軸電流（ｎ次電流）
このように、モータ電流を高調波成分に分解して各次数毎にｄｑ変換を行い、それらの和をｄｑ変換の結果として制御に使用する。これにより、ｄ軸・ｑ軸電流算出時の誤差が低減される。つまり、矩形波制御時はリアルタイムにフーリエ変換を行うことで、より精度の良い高次ｄ軸・ｑ軸電流が得られる。特に、影響がある次数の高調波の計算のみ行って計算負荷の低減を図る。そして、電流誤差低減により、トルク、出力、応答性の精度が向上する。
【００４４】
図７に示すように、例えば次数別Ｉｄ，Ｉｑ波形となるが、Ｉｄ波形について、全ての高周波成分を加算したＩｄ高調波は脈動しているが、１，３，５次数成分を加算した１，５，７次波形では一定値となっている。同様に、Ｉｑ波形について、全ての高周波成分を加算したＩｑ高調波は脈動しているが、１，３，５次数成分を加算した１，５，７次波形では一定値となっている。このように、影響がある次数の高調波を計算することにより一定値とすることが可能となる。
【００４５】
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）インバータ制御装置２０は、分解手段、ＵＶＷ／ｄｑ変換手段、加算手段としての座標変換部３５を備える。座標変換部３５は、矩形波制御時に、モータ６０に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についてフーリエ変換して次数成分に分解する。座標変換部３５は、モータ６０の回転位置（位相）に基づいて、分解された各次数の成分毎にＵ、Ｖ、Ｗの各相電流からｄ軸・ｑ軸電流に変換する。座標変換部３５は、変換された各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得する。よって、矩形波制御ではモータ６０に流れる電流にｎ次の高調波成分が含まれているが、次数を考慮せずにまとめてｄ軸・ｑ軸電流変換するのではなく、次数成分毎にｄ軸・ｑ軸電流変換しているので、モータ６０に流れる各相の電流からｄ軸・ｑ軸電流を高精度に算出することができる。
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態を、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
【００４６】
本実施形態では、図２に代わり図３の処理が実行される。図３においてステップ１００，２００，３００，４００，５００は図２でのステップ１００，２００，３００，４００，５００の処理と同様であり、本実施形態ではステップ６０１，６０２の処理が追加されている。
【００４７】
フーリエ変換をリアルタイムで行うと、計算量が増加し、マイコンの性能によっては処理の負担となる場合もある。そこで、要求されるｄ軸・ｑ軸電流の精度により、計算に用いる高調波の次数は異なる。例えば、図８に示すように、フーリエ変換スペクトル値（振幅）が得られる。
【００４８】
本実施形態では、図３に示すように、ステップ１００で矩形波制御であるとステップ２００で電流測定を行った後、ステップ３００でフーリエ変換する。その後、ステップ６０１，６０２を実行する。座標変換部３５は、ｄｑ変換に用いる電流を各次数のスペクトル値によって選択できるよう閾値を設けている。つまり、各次数毎にスペクトル値についての閾値が設定されている。
【００４９】
スペクトル値算出手段としての座標変換部３５は、ステップ６０１においてＵ，Ｖ，Ｗの各相における次数毎のフーリエ係数ａｎ，ｂｎから次数毎のスペクトル値ｄｎを算出する。スペクトル値ｄｎは、√（ａｎ＾２＋ｂｎ＾２）で求められる。ａｎ，ｂｎは、ｎ次のフーリエ係数である。
【００５０】
このように、図６に示すような矩形波制御時の三相電流をリアルタイムにフーリエ変換し、周期Ｔ、フーリエ係数ａｎ，ｂｎ、各次数のスペクトル値ｄｎを算出する。
そして、ＵＶＷ／ｄｑ変換手段としての座標変換部３５は、図３のステップ６０２においてモータ制御時のフーリエ変換のスペクトル値と予め設定しておいた閾値とを比較し、スペクトル値が閾値を超えている次数の電流、即ち、閾値以上の次数の電流に対してのみ、ｄｑ変換の対象とする。つまり、閾値より大きなスペクトル値ｄｎとなっている次数のみ使用する。図８を用いて説明すると、各次数のスペクトル値ｄｎと閾値を比較すると、１次、５次、７次のスペクトル値が閾値を超えている。
【００５１】
その後、座標変換部３５は、図３のステップ４００で３軸から２軸に変換し、ステップ５００で加算する。
これにより、支配的でない次数の電流に対するｄｑ変換を省くことが可能であり、計算処理を抑えることができる。また、閾値の設定により、計算に用いる高調波がフレキシブルに選択できるため、精度が良いｄ軸・ｑ軸電流を得ることができる。
【００５２】
このようにして、計算に用いる高調波を、予め定めた次数で行うより、本実施形態では精度が良好なｄ軸・ｑ軸電流が求められる。
上記実施形態によれば、上記（１）に加え、以下のような効果を得ることができる。
【００５３】
（２）インバータ制御装置２０は、スペクトル値算出手段としての座標変換部３５を更に備え、座標変換部３５は、モータ６０に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流における次数毎のフーリエ係数から次数毎のスペクトル値を算出する。ＵＶＷ／ｄｑ変換手段としての座標変換部３５は、各次数毎にスペクトル値についての閾値を設定しておき、フーリエ変換後のスペクトル値が閾値を超えている次数の電流に対してのみ、ｄ軸・ｑ軸電流の変換を行う。よって、効率的である。つまり、モータ６０に流れる各相の電流からｄ軸・ｑ軸電流を、計算負荷の増大を招くことなく誤差低減を図りつつ算出することができる。
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態を、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
【００５４】
本実施形態では、図２に代わり図４の処理が実行される。図４においてステップ１００，２００，３００，４００，５００は図２でのステップ１００，２００，３００，４００，５００の処理と同様であり、本実施形態ではステップ７０１，７０２，７０３の処理が追加されている。
【００５５】
矩形波制御時の電流は１，５，７次成分が支配的であることが、解析により得られている。フーリエ変換をリアルタイムで行うと、計算量が増加し、マイコンの性能によっては処理の負担となる場合が考えられる。
【００５６】
本実施形態では、座標変換部３５は、モータ６０の回転数およびトルクに対してｄ軸電流およびｑ軸電流を対応付けたマップを記憶している。
図４に示すように、ステップ１００で矩形波制御であるとステップ７０１に移行する。
【００５７】
座標変換部３５は、ステップ７０１において過渡状態でないか否か判定する。具体的には、単位時間でのトルクの変動や回転数の変動をモニタすることによって過渡状態でないか否か判断する。なお、座標変換部３５は、トルク、回転数を、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆ、位置検出部６１により検出される電気角θにより検知する。座標変換部３５は、過渡状態であると、ステップ２００で電流測定を行った後、ステップ３００でフーリエ変換し、ステップ４００で３軸から２軸に変換し、ステップ５００で加算する。
【００５８】
一方、座標変換部３５は、ステップ７０１において過渡状態でないと、ステップ７０２に移行して回転数とトルクを検出する。そして、算出手段としての座標変換部３５は、ステップ７０３において、記憶手段としての座標変換部３５に記憶された情報としてのマップ（予め回転数、トルクに対してＩｄ，Ｉｑを対応付けたマップ）からｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００５９】
このように、１，５，７次のｄ軸・ｑ軸電流を、回転数やトルクをパラメータとしたマップとして用意しておくことで、計算負荷を増加させることなく、ｄ軸・ｑ軸電流の精度を高めることができる。
【００６０】
上記実施形態によれば、上記（１）に加え、以下のような効果を得ることができる。
（３）インバータ制御装置２０は、記憶手段、算出手段としての座標変換部３５を更に備える。座標変換部３５は、モータ６０の回転数およびトルクに対してｄ軸電流およびｑ軸電流を対応付けた情報としてのマップを記憶している。座標変換部３５は、過渡状態ではない時において、モータ６０の回転数およびトルクからマップを用いてｄ軸電流とｑ軸電流を算出する。よって、過渡状態ではない時において、モータ６０の回転数およびトルクからマップを用いてｄ軸電流とｑ軸電流を算出することができ、ｄ軸・ｑ軸電流を計算負荷の増大を招くことなく容易に算出することができる。
（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態を、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
【００６１】
本実施形態では、図２に代わり図５の処理が実行される。図５においてステップ１００，２００，３００，４００，５００は図２でのステップ１００，２００，３００，４００，５００の処理と同様であり、本実施形態ではステップ８０１，８０２，８０３の処理が追加されている。
【００６２】
フーリエ変換をリアルタイムで行うと、計算量が増加し、マイコンの性能によっては処理の負担となる場合もある。フーリエ変換のスペクトル値ｄｎをパラメータとしたｄ軸・ｑ軸電流をマップとすることで、計算処理を抑えつつ、精度の良いｄ軸・ｑ軸電流を得ることができる。
【００６３】
具体的には、本実施形態では、座標変換部３５は、次数毎のスペクトル値に対して各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を対応付けたマップを記憶している。次数毎のスペクトル値ｄｎは、√（ａｎ＾２＋ｂｎ＾２）で求められる。ａｎ，ｂｎは、ｎ次のフーリエ係数である。
【００６４】
そして、図５に示すように、座標変換部３５は、ステップ１００で矩形波制御であるとステップ２００で電流測定を行った後、ステップ３００でフーリエ変換する。その後、ステップ８０１に移行する。
【００６５】
座標変換部３５は、ステップ８０１において過渡状態でないか否か判定する。具体的には、単位時間でのトルクの変動や回転数の変動をモニタすることによって過渡状態でないか否か判断する。なお、座標変換部３５は、トルク、回転数を、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆ、位置検出部６１により検出される電気角θにより検知する。座標変換部３５は、過渡状態であると、ステップ４００で３軸から２軸に変換し、ステップ５００で加算する。
【００６６】
一方、座標変換部３５は、ステップ８０１において過渡状態でないと、ステップ８０２に移行する。スペクトル値算出手段としての座標変換部３５は、ステップ８０２においてモータ６０に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についての次数毎のフーリエ係数から次数毎のスペクトル値ｄｎを算出する。そして、算出手段としての座標変換部３５は、ステップ８０３において、記憶手段としての座標変換部３５に記憶された情報としてのマップ（予め各次数のスペクトル値ｄｎに対して各次数成分電流Ｉｄｎ，Ｉｑｎを対応付けたマップ）を用いて次数毎のスペクトル値ｄｎから各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を算出する。
【００６７】
そして、非過渡状態加算手段としての座標変換部３５は、ステップ５００において、各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを算出する。
このように、予め、各次数のスペクトル値ｄｎをパラメータとし、各次数に対するｄ軸・ｑ軸電流をマップとして用意しておき、実際の制御では矩形波制御時の電流をフーリエ変換し、得られたスペクトル値ｄｎにより、各次数に対するｄ軸・ｑ軸電流を参照し、それらの総和よりｄ軸・ｑ軸電流を得る。よって、フーリエ変換結果から各次数に対する変換処理（ＵＶＷ／ｄｑ変換処理）を省略できるため、処理負担を増加させることなく、精度の良いｄ軸・ｑ軸電流を得ることができる。
【００６８】
上記実施形態によれば、上記（１）に加え、以下のような効果を得ることができる。
（４）インバータ制御装置２０は、スペクトル値算出手段、記憶手段、算出手段、非過渡状態加算手段としての座標変換部３５を更に備える。座標変換部３５は、モータ６０に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流についての次数毎のフーリエ係数から次数毎のスペクトル値を算出する。座標変換部３５は、次数毎のスペクトル値に対して各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を対応付けた情報としてのマップを記憶している。座標変換部３５は、過渡状態ではない時において、算出した次数毎のスペクトル値からマップを用いて各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を算出する。座標変換部３５は、算出された各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得する。よって、過渡状態ではない時において、算出した次数毎のスペクトル値からマップを用いて各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を算出し、各次数の成分毎のｄ軸・ｑ軸電流を加算してｄ軸電流とｑ軸電流を取得することができ、モータ６０に流れる各相の電流からｄ軸・ｑ軸電流を、計算負荷の増大を招くことなく容易に算出することができる。
【００６９】
なお、上記第２の実施形態について第３の実施形態、又は第４の実施形態の様な非過渡状態の処理を加えてもよい。
また、本発明はＰＷＭ制御と矩形波制御を切り替えるインバータ制御装置に限らず、矩形波制御をするインバータ制御装置であればよい。たとえば矩形波制御のみでもよいし、ＰＷＭ制御以外の制御と切り替えるインバータ制御装置でもよい。
【符号の説明】
【００７０】
２０…インバータ制御装置、３５…座標変換部、６０…モータ、Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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