(57)【要約】【課題】  制御電源を共通化しても誘起電圧が制御端子に重畳されることを抑制できる、半導体素子の駆動装置を提供する。【解決手段】  複数の下アーム側ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の各ゲート端子に駆動信号を与える複数の下アーム側駆動回路１２，１１２，２１２と、複数の下アーム側駆動回路１２，１１２，２１２に共通接続されるゲート電源１３と、複数の下アーム側ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の各エミッタ端子と、ゲート電源１３との間に接続される複数のインピーダンス手段１０，１１０，２１０と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の正極側に接続される複数の上アーム側半導体スイッチング素子と、前記直流電源の負極側に接続される複数の下アーム側半導体スイッチング素子とから構成されるブリッジ回路における前記複数の上アーム側半導体スイッチング素子および前記複数の下アーム側半導体スイッチング素子を駆動する半導体素子の駆動装置において、
前記複数の下アーム側半導体スイッチング素子の各制御端子に駆動信号を与える複数の下アーム側駆動回路と、
前記複数の下アーム側駆動回路に接続される一つの制御電源と、
前記複数の下アーム側半導体スイッチング素子の各制御電圧基準端子と、前記一つの制御電源との間に接続される複数のインピーダンス手段と、
を備えることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載される半導体素子の駆動装置において、
前記インピーダンス手段が抵抗器であることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
【請求項３】
請求項１に記載される半導体素子の駆動装置において、
前記インピーダンス手段がダイオードであることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれか１項に記載される半導体素子の駆動装置において、
前記複数の上アーム側半導体スイッチング素子の各制御端子に駆動信号を与える複数の上アーム側駆動回路と、
前記複数の上アーム側駆動回路に接続される複数の制御電源と、
を備えることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれか１項に記載される半導体素子の駆動装置において、
前記複数の上アーム側半導体スイッチング素子および前記複数の下アーム側半導体スイッチング素子には複数のダイオード素子が逆並列に接続されることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
【請求項６】
上アーム側半導体スイッチング素子と下アーム側半導体スイッチング素子との直列回路の両端が直流電源に接続され、直列接続点が交流端子に接続されるアーム回路を複数個備え、かつ前記上アーム側半導体スイッチング素子および前記下アーム側半導体スイッチング素子のオン・オフを制御する駆動回路装置を備える電力変換装置において、
前記駆動回路装置が請求項１ないし４のいずれか１項に記載の半導体素子の駆動装置であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６に記載される電力変換装置において、
さらに、前記複数の上アーム側半導体スイッチング素子および前記複数の下アーム側半導体スイッチング素子に逆並列に接続される複数のダイオード素子を備えることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体素子の駆動装置およびそれを用いる電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置は、直流電源から供給される直流電力を回転電機などの交流電気負荷に供給するための交流電力に変換する機能、あるいは回転電機により発電された交流電力を直流電源に供給するための直流電力に変換する機能を備えている。前記変換機能を果すため、電力変換装置は複数の半導体スイッチング素子を有するインバータ回路を有しており、半導体スイッチング素子が導通動作や遮断動作を繰り返すことにより直流電力から交流電力へあるいは交流電力から直流電力への電力変換を行う。
【０００３】
電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を駆動するために複数の駆動装置を備える。従って、電力変換装置を小型・低コスト化するためには、主回路のみならず駆動装置も小型・低コスト化が要求される。
【０００４】
駆動装置を小型・低コスト化する技術としては、特許文献１に記載の技術が知られている。本技術においては、三相インバータ回路の負極側（下アーム側）の３個の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと記す）を駆動する駆動装置の制御電源（ゲート電源）が１個に共通化されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−２９０６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来技術のように、複数の半導体スイッチング素子の制御電源（ゲート電源）を共通化すると、それぞれの半導体スイッチング素子の制御電圧基準端子（例えば、ＩＧＢＴのエミッタ端子）どうしを接続する配線の寄生インダクタンスとスイッチング電流のｄｉ／ｄｔによって発生する誘起電圧が、半導体スイッチング素子の制御端子（例えば、ＩＧＢＴのゲート端子）に重畳される。このため、スイッチング損失が増大したり、ダイオードリカバリサージ電圧が増大したりする。
【０００７】
そこで、本発明は、制御電源を共通化してもスイッチング損失やサージ電圧を抑制できる、半導体素子の駆動装置およびそれを用いた電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明による半導体素子の駆動装置は、直流電源の正極側に接続される複数の上アーム側半導体スイッチング素子と、前記直流電源の負極側に接続される複数の下アーム側半導体スイッチング素子とから構成されるブリッジ回路における前記複数の上アーム側半導体スイッチング素子および前記複数の下アーム側半導体スイッチング素子を駆動するものであって、前記複数の下アーム側半導体スイッチング素子の各制御端子に駆動信号を与える複数の下アーム側駆動回路と、前記複数の下アーム側駆動回路に接続される一つの制御電源と、前記複数の下アーム側半導体スイッチング素子の各制御電圧基準端子と、前記一つの制御電源との間に接続される複数のインピーダンス手段と、を備える。
【０００９】
また、本発明による電力変換装置は、上アーム側半導体スイッチング素子と下アーム側半導体スイッチング素子との直列回路の両端が直流電源に接続され、直列接続点が交流端子に接続されるアーム回路を複数個備え、かつ前記上アーム側半導体スイッチング素子および前記下アーム側半導体スイッチング素子のオン・オフを制御する駆動回路装置を備え、前記駆動回路装置が上記本発明による半導体素子の駆動装置である。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、インピーダンス手段によって、寄生インダクタンスに流れる電流を抑えられるので、半導体スイッチング素子の制御端子への誘起電圧の重畳を抑制することができる。これにより、駆動装置を小型化しながらも、半導体スイッチング素子に発生するスイッチング損失やサージ電圧を抑制することができる。また、電力変換装置を、小型化あるいは低コスト化することができると共に、高信頼化できる。
【００１１】
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施例におけるパワーモジュールおよび駆動回路装置の回路構成を示す。
【図２】本実施例の回路構成の具体例を示す。
【図３】本実施例の回路構成の他の具体例を示す。
【図４】従来のターンオン波形例を示す。
【図５】本実施例のターンオン波形例を示す。
【図６】従来のターンオフ波形例を示す。
【図７】本実施例のターンオフ波形例を示す。
【図８】従来のダイオードリカバリ波形例を示す。
【図９】本実施例のダイオードリカバリ波形例を示す。
【図１０】本発明の一実施例であるインバータ装置の回路構成を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施例を、図面を用いて説明する。
【００１４】
なお、以下に説明する構成は、ＤＣ／ＤＣコンバータや直流チョッパなどの直流−直流電力変換装置にも適用可能である。また、以下に説明する構成は、車載用、産業用や家庭用などの電力変換装置にも適用可能である。
【００１５】
まず、図１０を用いて、本発明の一実施例であるインバータ装置の電気的な回路構成について説明する。
【００１６】
本実施例のインバータ装置ＩＮＶは、パワーモジュールＰＭＵ，駆動回路装置ＤＣＵ及び電動機制御装置ＭＣＵから構成されている。パワーモジュールＰＭＵは電力変換用の主回路を構成しており、駆動回路装置ＤＣＵから出力される駆動信号を受けて動作し、直流電源である高圧バッテリＢＡＴから供給される直流電力を三相交流電力に変換し、モータＭの固定子巻線に供給する。主回路は３相ブリッジ回路であり、３相分の直列回路（Ａｕ，Ａｖ，Ａｗ）が高圧バッテリＢＡＴの正極側と負極側との間に電気的に並列に接続されて構成されている。直列回路はアームとも呼ばれ、２つのパワー半導体スイッチング素子によって構成されている。
【００１７】
アームは、上アーム側のパワー半導体スイッチング素子と下アーム側のパワー半導体スイッチング素子とが電気的に直列に接続されて構成されている。本実施例では、パワー半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いている。ＩＧＢＴには、コレクタ電極とエミッタ電極との間にダイオード素子を電気的に逆並列に接続する。また、ＩＧＢＴはコレクタ電極とエミッタ電極の他にゲート電極を備えている。
【００１８】
パワー半導体スイッチング素子としては、他の電圧制御型半導体スイッチング素子、例えばｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ（金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタ）を用いてもよい。ＭＯＳＦＥＴを構成する半導体チップは、ドレイン電極，ソース電極及びゲート電極の３つの電極を備えている。また、ドレイン電極とソース電極との間には、ソース電極からドレイン電極に向かう方向が順方向である寄生の内蔵ダイオードが電気的に逆並列に接続される。
【００１９】
Ｕ相アームＡｕは、上アーム側のパワー半導体スイッチング素子Ｍｐｕのエミッタ電極と下アーム側のパワー半導体スイッチング素子Ｍｎｕのコレクタ電極が電気的に直列に接続されて構成されている。図１０においては、Ｕ相アームＡｕを示すブロック内のみに具体的な回路構成を示しているが、Ｖ相アームＡｖおよびＷ相アームＡｗもＵ相アームＡｕと同様であり、パワー半導体スイッチング素子Ｍｐｖ，Ｍｐｗのエミッタ電極にそれぞれパワー半導体スイッチング素子Ｍｎｖ，Ｍｎｗのコレクタ電極が電気的に直列に接続されて構成されている。なお、本文中、下付き文字ｐ，ｎはそれぞれ上アーム，下アームを示し、下付き文字ｕ，ｖ，ｗはそれぞれ三相交流のＵ相，Ｖ相，Ｗ相を示す。
【００２０】
パワー半導体スイッチング素子Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗのコレクタ電極は高圧バッテリＢＡＴの高電位側（正極側）に電気的に接続されている。パワー半導体スイッチング素子Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗのエミッタ電極は高圧バッテリＢＡＴの低電位側（負極側）に電気的に接続されている。また、パワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ，Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のコレクタとダイオード素子（Ｄｐｕ，Ｄｐｖ，Ｄｐｗ，Ｄｎｕ，Ｄｎｖ，Ｄｎｗ）のカソードが電気的に接続され、パワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ，Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のエミッタとダイオード素子（Ｄｐｕ，Ｄｐｖ，Ｄｐｗ，Ｄｎｕ，Ｄｎｖ，Ｄｎｗ）のアノードが電気的に接続されている。すなわち、各パワー半導体スイッチング素子には、ダイオード素子が電気的に逆並列に接続される。なお、これらダイオード素子は、いわゆる還流（フライホイール）ダイオードとして機能する。
【００２１】
Ｕ相アームＡｕの中点、すなわち上アーム側のパワー半導体スイッチング素子のエミッタ電極と下アーム側のパワー半導体スイッチング素子のコレクタ電極との接続部分は、モータＭのＵ相の固定子巻線に電気的に接続されている。Ｖ相アームＡｖ，Ｗ相アームＡｗの中点もＵ相アームＡｕの中点と同様に、それぞれ、モータＭのＶ相，Ｗ相の固定子巻線に電気的に接続されている。
【００２２】
直流電源である高圧バッテリＢＡＴの正極側と負極側との間には、パワー半導体スイッチング素子の動作によって生じる直流電圧の変動を抑制するために、平滑用の電解コンデンサＳＥＣが電気的に接続されている。
【００２３】
パワーモジュールＰＭＵは、ケースによって囲われたベース上に絶縁基板を介して半導体チップが実装され、三相ブリッジ回路が形成されるように、半導体チップ間、半導体チップと入力端子との間、半導体チップと出力端子との間がアルミワイヤや板状導体などの接続導体によって電気的に接続されて構成されている。ベースは、銅やアルミニウムなどの熱伝導性部材によって構成されている。ベースの下面は空気或いは冷却水などの冷却媒体によって冷却されるようになっている。ベースの下面には、冷却媒体による冷却効率を向上させるために、フィンなどが設けられている。絶縁基板は、窒化アルミニウムなどの絶縁部材からなるものであって、両面に配線パターンがメタライズされている。半導体チップは、前述したＩＧＢＴおよびダイオード素子を構成するものであり、両面に電極を有している。ベースと絶縁基板との間、絶縁基板と半導体チップとの間は、半田などの接合部材によって接合されている。
【００２４】
駆動回路装置ＤＣＵは、パワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ，Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のゲート電極に電気的に接続されている。駆動回路装置ＤＣＵは、電動機制御装置ＭＣＵから出力された上アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ）の制御指令信号（Ｖｐｕ＊，Ｖｐｖ＊，Ｖｐｗ＊）を受けて、受けた制御指令信号（Ｖｐｕ＊，Ｖｐｖ＊，Ｖｐｗ＊）に応じて、上アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ）をオン・オフ駆動するための駆動信号（Ｖｐｕ，Ｖｐｖ，Ｖｐｗ）を作成して、上アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ）のゲート電極に出力する。また、駆動回路装置ＤＣＵは、電動機制御装置ＭＣＵから出力された下アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の制御指令信号（Ｖｎｕ＊，Ｖｎｖ＊，Ｖｎｗ＊）を受けて、受けた制御指令信号（Ｖｎｕ＊，Ｖｎｖ＊，Ｖｎｗ＊）に応じて、下アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）をオン・オフ駆動するための駆動信号（Ｖｎｕ，Ｖｎｖ，Ｖｎｗ）を作成して、下アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のゲート電極に出力する。
【００２５】
なお、駆動回路装置ＤＣＵは、後述する本発明による実施例である半導体素子の駆動装置（図１〜３参照）を、パワー半導体スイッチング素子の個数分、図１０においては６個、備えている。６個の駆動装置の内、下アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）を駆動する３個の駆動装置は、後述するように、制御電源が共通化されると共に、共通化された制御電源と下アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の各制御電圧基準端子と制御電源との間にインピーダンス手段が電気的に接続される。これにより、半導体スイッチング素子の制御電圧基準端子（図１０ではＩＧＢＴのエミッタ端子）どうしを接続する配線の寄生インダクタンスとスイッチング電流のｄｉ／ｄｔによって発生する誘起電圧が、半導体スイッチング素子の制御端子（図１０ではＩＧＢＴのゲート端子）に重畳されることが抑制される。このため、スイッチング損失の増大や、ダイオードリカバリサージ電圧の増大を防止できる。
【００２６】
電動機制御装置ＭＣＵは、パワーモジュールＰＭＵのパワー半導体スイッチング素子を動作させるための制御値を、入力された複数の入力信号に基づいて演算し、演算された制御値を制御指令信号（Ｖｐｕ＊〜Ｖｎｗ＊）として駆動回路装置ＤＣＵに出力するものであり、制御値を演算するマイクロコンピュータを備えている。マイクロコンピュータには、入力信号として、トルク指令信号（トルク指令値）τ＊，回転数指令信号（回転数指令値）ｎ＊，検知信号（Ｕ相〜Ｗ相の電流値）ｉｕ〜ｉｗ及び検知信号（回転子の磁極位置）θが入力される。トルク指令信号（トルク指令値）τ＊および回転数指令信号（回転数指令値）ｎ＊は、運転モードに応じて、図示されない総合制御装置ＧＣＵから出力される。検知信号（Ｕ相〜Ｗ相の電流値）ｉｕ〜ｉｗは電流センサＣｕ〜Ｃｗから出力される。検知信号（回転子の磁極位置）θは、モータＭに取り付けられる磁極位置センサから出力される。
【００２７】
電流センサＣｕ〜Ｃｗは、インバータ装置ＩＮＶ（すなわちパワーモジュールＰＭＵ）からモータＭの固定子の固定子巻線に供給されるＵ相〜Ｗ相電流ｉｕ〜ｉｗを検知するためのものであり、シャント抵抗器，変流器（ＣＴ）などから構成される。磁極位置センサは、モータＭの回転子の磁極位置θを検出するためのものであり、レゾルバ，エンコーダ，ホール素子，ホールＩＣなどから構成される。
【００２８】
マイクロコンピュータは、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を入力信号に基づいて演算し、演算された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に基づいて電圧制御値（Ｖｕ〜Ｖｗ）を演算し、演算された電圧制御値（Ｖｕ〜Ｖｗ）を、パワーモジュールＰＭＵのパワー半導体スイッチング素子を動作させるための制御指令信号（例えば、ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号））Ｖｐｕ＊〜Ｖｎｗ＊として駆動回路装置ＤＣＵに出力する。
【００２９】
次に、図１，２および３を用いて、本発明の一実施例である半導体素子の駆動装置について説明する。
【００３０】
図１は、図１０の実施例のパワーモジュールＰＭＵおよび駆動回路装置ＤＣＵにおける三相分の回路構成を示す。
【００３１】
正極側（上アーム側）および負極側（下アーム側）の半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ，Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）が、それぞれダイオード（Ｄｐｕ，Ｄｐｖ，Ｄｐｗ，Ｄｎｕ，Ｄｎｖ，Ｄｎｗ）と電気的に逆並列に接続されている。本回路は、パワーモジュールＰＭＵによって構成されるインバータ装置の主回路となるブリッジ回路である。各ＩＧＢＴにはゲート端子を駆動する駆動回路（１２，１１２，２１２，１５，１１５，２１５）が接続される。各駆動回路は、制御指令信号（図１０におけるＶｐｕ＊〜Ｖｎｗ＊）に応じて、駆動信号（図１０におけるＶｐｕ〜Ｖｎｗ）を作成して各ＩＧＢＴのゲート端子に与える。各ＩＧＢＴは、この駆動信号に応じて、オン・オフ駆動される。正極側（上アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ）の駆動回路（１５，１１５，２１５）のゲート電源（Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３）は各々独立しているが、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の駆動回路（１２，１１２，２１２）のゲート電源（Ｖｃｃ）は１個に共通化されている。
【００３２】
正極側（上アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ）の各エミッタ端子と各ゲート電源（Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３）の負極側とを接続する配線には寄生インダクタンス（１４，１１４，２１４）が存在する。これは、パワーモジュール内において、ＩＧＢＴチップのエミッタ電極とエミッタ端子とを接続するワイヤの寄生インダクタンスや、エミッタ端子自体の寄生インダクタンスである。同様に、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の各エミッタ端子とゲート電源Ｖｃｃの負極側とを接続する配線にも寄生インダクタンス（１１，１１１，２１１）が存在する。
【００３３】
ここで、例えば、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のターンオン時のコレクタ電流をＩ１とすると、Ｉ１の殆どは主電流としてバッテリ（図１０のＢＡＴ）の負極側に流れるが、一部の電流Ｉ２は寄生インダクタンス１１にも分流し、さらに寄生インダクタンス１１１または２１１に流れ込む。このとき、ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のターンオン時のｄｉ／ｄｔと寄生インダクタンス（１１，１１１，２１１）により発生する誘起電圧が、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のゲート端子に重畳されうる。なお、図１において、寄生インダクタンス（１１，１１１，２１１）の両端部分に記載している符号（＋），（−）が誘起電圧の極性を示す。
【００３４】
これに対し、本実施例においては、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の制御電圧基準端子である各エミッタ端子および駆動回路（１２，１１２，２１２）の負極側と、ゲート電源Ｖｃｃの負極側との間に、抵抗器などのインピーダンス手段（１０，１１０，２１０）を電気的に接続する。これにより、分流電流Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４が流れにくくなるため、ｄｉ／ｄｔが低減し、寄生インダクタンス（１１，１１１，２１１）による誘起電圧の発生が抑制される。
【００３５】
なお、本実施例ではパワー半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴを用いても良い。ＭＯＳＦＥＴの場合、逆並列ダイオードとして内蔵ダイオードを用いることができるので、個別のダイオードを接続しなくても良い。また、本実施例では、ＩＧＢＴ及びダイオードを１個ずつ接続しているが、それらの個数は電力変換装置の電力容量に応じて、複数個ずつ並列に接続してもよい。
【００３６】
図２は、本実施例の回路構成の具体例を示す。
【００３７】
本具体例において、基本的な回路構成、回路動作は図１と同様であるが、インピーダンス手段が抵抗器（２０，１２０，２２０）である。これらの抵抗器により、エミッタ配線に分流する電流Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４が小さくなり、ｄｉ／ｄｔが低減する。これにより、ｄｉ／ｄｔおよび寄生インダクタンス（１１，１１１，２１１）によって発生する誘起電圧が抑制される。
【００３８】
図３は、本実施例の回路構成の他の具体例を示す。
【００３９】
本具体例において、基本的な回路構成、回路動作は図１と同様であるが、インピーダンス手段がダイオード（３０，１３０，２３０）である。各ダイオードは、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の駆動回路（１２，１１２，２１２）の負極側からゲート電源Ｖｃｃの負極側に向かう方向が順方向になるように、駆動回路の負極側とゲート電源Ｖｃｃの負極側との間に電気的に接続される。これらダイオード（３０，１３０，２３０）により、エミッタ配線に分流する電流Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４が殆ど流れなくなり、ｄｉ／ｄｔが低減する。これにより、ｄｉ／ｄｔおよび寄生インダクタンス（１１，１１１，２１１）によって発生する誘起電圧が抑制される。
【００４０】
図４は従来のターンオン波形例を示す。それぞれの波形は負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ４０、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電流Ｉｇ４１、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ４２、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のコレクタ電流Ｉｃ４３である。負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）がターンオンした直後のコレクタ電流Ｉｃ４３の一部が分流してエミッタ配線の寄生インダクタンス１１に流れ、その分流電流Ｉ２のｄｉ／ｄｔで図１に示すような極性の誘起電圧が発生する。このとき負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のエミッタ電位がプラス側に持ち上がり、ゲート電源Ｖｃｃの負極電位がマイナス側に下がるため、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート・エミッタ間電圧は低くなる。このため、コレクタ・エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔが緩やかになり、ターンオン損失は増大する。
【００４１】
図５は駆動装置がインピーダンス手段を備える本実施例のターンオン波形例を示す。それぞれの波形は負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ５０、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電流Ｉｇ５１、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ５２、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のコレクタ電流Ｉｃ５３である。エミッタ配線にインピーダンス手段が挿入されている場合、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のターンオン直後のコレクタ電流Ｉｃ５３の寄生インダクタンス１１に分流される電流Ｉ２が小さくなり、ｄｉ／ｄｔも低減するため、誘起電圧が抑制される。このため、ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート・エミッタ間電圧の低下が抑制され、コレクタ・エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔが増大し、ターンオン損失は減少する。
【００４２】
図６は従来のターンオフ波形例を示す。それぞれの波形は負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ６０、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電流Ｉｇ６１、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ６２、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のコレクタ電流Ｉｃ６３である。負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）がターンオフし、コレクタ電流Ｉｃ６３が下がり始めた直後に、エミッタ配線の寄生インダクタンス１１に流れる分流電流Ｉ２のｄｉ／ｄｔにより、図１に示す誘起電圧と逆の極性の誘起電圧が発生する。このとき負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のエミッタ電位がマイナス側に持下がり、ゲート電源Ｖｃｃの負極電位がプラス側に上がるため、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート・エミッタ間電圧は高くなる。このため、コレクタ・エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔが増大し、ターンオフ損失は減少するが、ターンオフサージは増大する。
【００４３】
図７は駆動装置がインピーダンス手段を備える本実施例のターンオフ波形例を示す。それぞれの波形は負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ７０、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電流Ｉｇ７１、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ７２、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のコレクタ電流Ｉｃ７３である。エミッタ配線にインピーダンス手段が挿入されている場合、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）がターンオフし、コレクタ電流Ｉｃ７３が下がり始めた直後に、エミッタ配線の寄生インダクタンス１１に流れる分流電流Ｉ２が減少し、ｄｉ／ｄｔも減少するため誘起電圧が抑制される。このため、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート・エミッタ間電圧の増大が抑制され、コレクタ・エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔが緩やかになり、ターンオフ損失は増大するが、ターンオフサージは減少する。ここで、ターンオフ損失は増大するが、上述したようにターンオン損失は減少するので、ＩＧＢＴが発生するトータルのスイッチング損失を増大することなくターンオフサージ電圧を低減できる。
【００４４】
図８は従来のダイオードリカバリ波形例を示す。それぞれの波形は負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ４０、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電流Ｉｇ４１、正極側（上アーム側）ダイオード（Ｄｐｕ）のカソード・アノード間電圧ＶＦ８２、正極側（上アーム側）ダイオード（Ｄｐｕ）のダイオード電流ＩＦ８３である。負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）がターンオフすると、負荷モータのインダクタンスに溜まったエネルギーを消費するため、正極側（上アーム側）ダイオード（Ｄｐｕ）に還流電流ＩＦ８３が流れる。その後、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）がターンオンした直後のＩＧＢＴのコレクタ電流（図示せず）の一部が分流してエミッタ配線の寄生インダクタンス１１に流れ、その分流電流Ｉ２のｄｉ／ｄｔで図１に示すような誘起電圧が発生する。このときＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のエミッタ電位がプラス側に持ち上がり、ゲート電源Ｖｃｃの負極電位がマイナス側に下がるため、ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート・エミッタ間電圧は低くなる。さらに、ダイオードの還流電流が流れなくなり、ダイオードのリカバリ電流が流れ、ｄｉ／ｄｔが反転するタイミングで、図１に示す誘起電圧と逆の誘起電圧が発生する。このとき負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のエミッタ電位がマイナス側に持下がり、ゲート電源Ｖｃｃの負極電位がプラス側に上がるため、ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート・エミッタ間電圧は高くなる。このため、図８に示すようにリカバリ電流のｄｉ／ｄｔが増大し、リカバリサージも増大する。
【００４５】
図９は駆動装置がインピーダンス手段を備える本実施例のダイオードリカバリ波形例を示す。それぞれの波形は負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電圧Ｖｇｅ４０、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート電流Ｉｇ４１、正極側（上アーム側）ダイオード（Ｄｐｕ）のカソード・アノード間電圧ＶＦ８２、正極側（上アーム側）ダイオード（Ｄｐｕ）のダイオード電流ＩＦ８３である。負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）がターンオフすると、負荷モータのインダクタンスに溜まったエネルギーを消費するため、正極側（上アーム側）ダイオード（Ｄｐｕ）に還流電流ＩＦ８３が流れる。エミッタ配線にインピーダンス手段が挿入されている場合、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のターンオン直後のコレクタ電流（図示せず）の寄生インダクタンス１１に分流される電流Ｉ２が小さくなり、ｄｉ／ｄｔも低減するため、誘起電圧が抑制される。このため、ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート・エミッタ間電圧の低下が抑制される。さらに、ダイオードの還流電流が流れなくなり、ダイオードのリカバリ電流が流れ、ｄｉ／ｄｔが反転するタイミングで、図１に示す誘起電圧と逆の誘起電圧が発生するが、負極側（下アーム側）ＩＧＢＴ（Ｍｎｕ）のゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの増大が抑制される。このため、図９に示すようにリカバリ電流のｄｉ／ｄｔが減少し、リカバリサージも低減する。
【００４６】
以上、本実施例によれば、下アーム側の制御電源であるゲート電源を共通化して駆動装置を小型化しながらも、エミッタ配線の寄生インダクタンスによるゲート電圧への誘起電圧の重畳が抑制されるので、スイッチング損失やスイッチングサージを抑制できる。また、インバータ装置のような電力変換装置の駆動回路装置として、本実施例の駆動装置を用いることにより、電力変換装置を、サージ電圧や電力損失を増大させることなく小型化あるいは低コスト化できる。また、電力変換装置のサージ性に対する信頼性が向上する。
【００４７】
なお、本発明は前述した各実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した各実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、さらに、ある実施例の構成に他の実形例の構成を加えることも可能である。さらにまた、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
【００４８】
たとえば、駆動装置によって制御されるパワー半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴのほか、パワーＭＯＳＦＥＴでも良い。
【符号の説明】
【００４９】
１０，１１０，２１０…インピーダンス手段、
２０，１２０，２２０…抵抗器、
３０，１３０，２３０…ダイオード、
１２，１５，１１２，１１５，２１２，２１５…駆動回路、
１３…ゲート電源、
ＩＮＶ…インバータ装置、ＰＭＵ…パワーモジュール、ＤＣＵ…駆動回路装置、
ＭＣＵ…電動機制御装置、Ｍ…モータ、Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ…電流センサ、
Ａｕ…Ｕ相アーム、Ａｖ…Ｖ相アーム、Ａｗ…Ｗ相アーム、ＳＥＣ…電解コンデンサ、
ＢＡＴ…高圧バッテリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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