(57)【要約】【課題】特性の異なる固体発光素子に対して簡単な構成で光出力のばらつきが抑制された安定した点灯をさせることができる点灯装置等を提供する。【解決手段】ＬＥＤ４を点灯させる点灯装置１ａであって、直流電源Ｃ１と、バックコンバータ３と、制御回路５とを備える。バックコンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１とを有する。制御回路５は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出回路６と、インダクタＬ１の両端の電圧を検出する電圧検出回路８と、電圧検出回路８により検出される電圧に応じた遅延時間を発生する遅延回路９と、電流検出回路６により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、遅延回路９により発生される遅延時間の経過後に、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる制御信号を生成してスイッチング素子Ｑ１に出力する駆動回路１０とを有する。【選択図】図１
2015033243.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
固体発光素子を点灯させる点灯装置であって、
直流電源と、
前記直流電源からの電流を受けて前記固体発光素子に所定の電流を提供する定電流出力のバックコンバータと、
前記バックコンバータを制御する制御回路とを備え、
前記バックコンバータは、
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子と直列に接続され、前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタと、
前記インダクタから放出される電流を前記固体発光素子に供給するダイオードとを有し、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記固体発光素子の順方向電圧又は前記インダクタの両端の電圧を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路により検出される電圧に応じた遅延時間を発生する遅延回路と、
前記電流検出回路により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、前記遅延回路により発生される遅延時間の経過後に、前記スイッチング素子をオフさせ、前記インダクタが所定のエネルギーを放出した時点で前記スイッチング素子をオンさせる制御信号を生成して前記スイッチング素子に出力する駆動回路とを有する
点灯装置。
【請求項２】
前記遅延回路は、前記電圧検出回路により検出される電圧に依存することなく前記インダクタに流れる電流のピーク値が一定になるように、前記遅延時間を発生する
請求項１記載の点灯装置。
【請求項３】
前記遅延回路は、前記固体発光素子の順方向電圧が大きいほど、又は、前記インダクタの両端の電圧が小さいほど、より大きな遅延時間となるように、前記遅延時間を発生する
請求項１又は２記載の点灯装置。
【請求項４】
前記遅延回路は、当該点灯装置に接続される固体発光素子の順方向電圧の最小値をＶｏｕｔ＿ｍｉｎとした場合に、当該点灯装置に接続された固体発光素子の順方向電圧が最小値Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎの時に、前記遅延時間として、最小値の遅延時間を発生する
請求項１〜３のいずれか１項に記載の点灯装置。
【請求項５】
前記駆動回路は、
前記電流検出回路により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点でリセットされ、前記インダクタが所定のエネルギーを放出した時点でセットされるフリップフロップと、
前記フリップフロップからの出力信号を前記制御信号として前記スイッチング素子に出力するバッファアンプとを有し、
前記バッファアンプは、前記フリップフロップがリセットしたことを示す出力信号を前記遅延回路により発生される遅延時間だけ遅延させて、前記スイッチング素子に出力する
請求項１〜４のいずれか１項に記載の点灯装置。
【請求項６】
前記駆動回路は、
前記電流検出回路により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、前記遅延回路により発生される遅延時間の経過後にリセットされ、前記インダクタが所定のエネルギーを放出した時点でセットされるフリップフロップと、
前記フリップフロップからの出力信号を前記制御信号として前記スイッチング素子に出力するバッファアンプとを有する
請求項１〜４のいずれか１項に記載の点灯装置。
【請求項７】
前記点灯装置は、複数の固体発光素子を点灯させる装置であり、
前記点灯装置は、前記複数の固体発光素子のそれぞれに対応する複数の前記バックコンバータと、前記複数のバックコンバータのそれぞれを制御する複数の前記制御回路とを備える
請求項１〜６のいずれか１項に記載の点灯装置。
【請求項８】
さらに、所望の光出力に応じた前記電流指令値を前記複数の制御回路に出力する調光制御回路を備える
請求項７記載の点灯装置。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項に記載の点灯装置と、
前記点灯装置から電流を供給される固体発光素子とを具備する
照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ等の固体発光素子を点灯させる点灯装置、及び、その点灯装置を備える照明器具に関する。
【背景技術】
【０００２】
負荷であるＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）を安定して点灯させる点灯装置では、負荷によらず一定の出力電流を出力する定電流制御を行うことが望ましい。なぜなら、ＬＥＤ素子の電圧−電流特性は、ある印加電圧以上で急に電流が流れ出し、定格電流値付近の電流が流れている状態においては順方向電圧はほとんど変化しないという非線形特性を持ち、かつ、光出力は基本的に流す電流値に応じて決まるからである。定電流制御では、出力電圧に拠らずＬＥＤ素子に一定の電流を流れるよう制御することにより、ＬＥＤ素子の個体差による点灯電圧にばらつきがある場合において光出力のばらつきを低減させることができる。また、定電流制御では、定格点灯電圧が異なる負荷を接続した場合や、同じ負荷の直列数を変更して接続する場合においても、負荷に一定の電流を流せることにより、様々な接続形態に対応可能である。
【０００３】
従来、以上のような定電流制御を基本として、ＬＥＤ素子の光出力のばらつきを抑制する様々な点灯装置が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。
【０００４】
特許文献１では、直流電源の電圧が脈動することによる出力電流のばらつきの低減策について考案されている。
【０００５】
一般的に、バックコンバータを電流臨界モード（Ｂｏｕｎｄａｒｙ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｏｄｅ；ＢＣＭ）＆ピーク電流制御にて動作させることにより、接続されるＬＥＤにはその順方向電圧によらず一定の電流を流す制御を行うことができる。ここで、ＢＣＭ＆ピーク電流制御とは、バックコンバータにおいて、電流検出回路により検出される電流値が所定値に達するとスイッチング素子をオフさせ、インダクタが所定のエネルギーを放出したことを検出するとスイッチング素子をオンさせる制御である。このようなＢＣＭ制御では、平均出力電流は電流ピーク値の半分であり、ピーク電流制御では、インダクタに流れる電流がピーク電流目標値Ｉｒｅｆに達するとスイッチング素子をオフする。これにより、インダクタに流れる電流のピーク値を目標値Ｉｒｅｆと一致させるため、出力電圧に拠らず出力電流を一定値（電流目標値Ｉｒｅｆの１／２）とすることができる。しかし、バックコンバータを構成する部品が持つ遅延時間（例えば検出演算回路の遅延時間、ドライバＩＣの信号出力遅延時間、スイッチング素子の駆動遅延時間等）が存在する。これにより、インダクタに流れる電流がピーク電流目標値Ｉｒｅｆに達したタイミングからスイッチング素子をオフするタイミングまでの間に遅れが発生する。バックコンバータの入力電圧が脈動する場合、この遅延時間の存在により、実際のインダクタに流れる電流ピーク値Ｉｐｅａｋは、目標値Ｉｒｅｆよりも大きい値となり、光出力にも変動が生じる。この課題に対し特許文献１では、バックコンバータの入力電圧に相当する電圧を、インダクタの２次巻線により検出し、ピーク電流目標値Ｉｒｅｆを補正するというものである。
【０００６】
特許文献２では、複数の出力（出力端子）を備えた点灯装置において各出力の電流を同一とする回路について考案されている。共通の電流目標値ＲＥＦに対して、各バックコンバータはスイッチング素子に流れる平均電流を算出し、目標値に一致させるようにフィードバック制御が行われる。つまり、それぞれのバックコンバータのスイッチング素子を流れる電流を監視し、監視電流Ｉｓｅｎと目標電流ＲＥＦとの差異をエラーアンプで算出する。そして、エラーアンプ出力と鋸波形（ＲＡＭＰ波形）の論理和を算出することにより、スイッチング素子がオンしている期間の監視電流Ｉｓｅｎの平均値とＲＥＦを等しくするようにスイッチング素子の駆動信号のデューティー比を調整する。このような制御においては、通常、電流連続モード（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｍｏｄｅ；ＣＣＭ）により定電流制御が行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１２−１０９１４１号公報
【特許文献２】特開２０１０−４０５０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記特許文献１及び２の技術では、以下の問題がある。
【０００９】
特許文献１の技術では、バックコンバータを構成する部品が持つ遅延時間の存在が考慮されているが、バックコンバータの入力電圧の脈動による出力電流の変動を解決するものである。よって、特許文献１の技術では、遅延時間の存在による出力電圧の変動時の電流変動は改善できず、出力電圧−電流特性は、完全な定電流特性とならず、出力電圧が小さくなるにつれ出力電流が大きくなる特性となる。このような特性の点灯装置においては、接続される負荷（つまり、ＬＥＤ）の電圧電流特性の個体差や温度特性により、負荷による光出力のばらつきが出たり、時間経過により光出力が変化してしまうことが考えられる。また、電流定格が同じで電圧定格の異なる異種の負荷（つまり、ＬＥＤ）を接続する場合、または、負荷の直列接続数を変更する場合において、出力電圧の違いにより出力電流が定格値からずれてしまうことで、所望の光出力が得られないことも考えられる。
【００１０】
また、特許文献２の技術では、共通の電流目標値ＲＥＦに対して、各バックコンバータはスイッチング素子に流れる平均電流を算出し、電流目標値に一致させるよう制御するフィードバック制御を行うことで、各出力の電流を同一とすることができる。しかしながら、フィードバック回路を構成するには、エラーアンプや周辺回路が必要であるため、回路部品のコストアップとなる。またエラーアンプの出力と鋸波形（ＲＡＭＰ波形）の論理和を算出することによりスイッチング素子駆動信号を作成するため、スイッチング周波数は鋸波（ＲＡＭＰ波）の周波数と常に一致する。つまり、基本的には周波数一定の電流連続モード（ＣＣＭ）で動作させることになる。電流連続モードにおいては、バックコンバータのインダクタに流れる電流が連続的であり０に戻ることがなく、連続的な電流を入切するためにバックコンバータのスイッチング素子等の部品に貫通電流が流れるなど大きなストレスとロスが発生する。そのために、回路効率の低下や回路部品のコストアップ、回路の大型化に繋がる。特に高出力の照明用途としては適さない。
【００１１】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、ＢＣＭ＆ピーク電流制御で動作する点灯装置であって、特性の異なる固体発光素子に対して簡単な構成で光出力のばらつきが抑制された安定した点灯をさせることができる点灯装置等を提供することを目的する。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、本発明に係る点灯装置の一形態は、固体発光素子を点灯させる点灯装置であって、直流電源と、前記直流電源からの電流を受けて前記固体発光素子に所定の電流を提供する定電流出力のバックコンバータと、前記バックコンバータを制御する制御回路とを備え、前記バックコンバータは、スイッチング素子と、前記スイッチング素子と直列に接続され、前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタと、前記インダクタから放出される電流を前記固体発光素子に供給するダイオードとを有し、前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記固体発光素子の順方向電圧又は前記インダクタの両端の電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路により検出される電圧に応じた遅延時間を発生する遅延回路と、前記電流検出回路により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、前記遅延回路により発生される遅延時間の経過後に、前記スイッチング素子をオフさせ、前記インダクタが所定のエネルギーを放出した時点で前記スイッチング素子をオンさせる制御信号を生成して前記スイッチング素子に出力する駆動回路とを有する。
【００１３】
ここで、前記遅延回路は、前記電圧検出回路により検出される電圧に依存することなく前記インダクタに流れる電流のピーク値が一定になるように、前記遅延時間を発生してもよい。
【００１４】
また、前記遅延回路は、前記固体発光素子の順方向電圧が大きいほど、又は、前記インダクタの両端の電圧が小さいほど、より大きな遅延時間となるように、前記遅延時間を発生してもよい。
【００１５】
また、前記遅延回路は、当該点灯装置に接続される固体発光素子の順方向電圧の最小値をＶｏｕｔ＿ｍｉｎとした場合に、当該点灯装置に接続された固体発光素子の順方向電圧が最小値Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎの時に、前記遅延時間として、最小値の遅延時間を発生してもよい。
【００１６】
また、前記駆動回路は、前記電流検出回路により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点でリセットされ、前記インダクタが所定のエネルギーを放出した時点でセットされるフリップフロップと、前記フリップフロップからの出力信号を前記制御信号として前記スイッチング素子に出力するバッファアンプとを有し、前記バッファアンプは、前記フリップフロップがリセットしたことを示す出力信号を前記遅延回路により発生される遅延時間だけ遅延させて、前記スイッチング素子に出力してもよい。
【００１７】
また、前記駆動回路は、前記電流検出回路により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、前記遅延回路により発生される遅延時間の経過後にリセットされ、前記インダクタが所定のエネルギーを放出した時点でセットされるフリップフロップと、前記フリップフロップからの出力信号を前記制御信号として前記スイッチング素子に出力するバッファアンプとを有してもよい。
【００１８】
また、前記点灯装置は、複数の固体発光素子を点灯させる装置であり、前記点灯装置は、前記複数の固体発光素子のそれぞれに対応する複数の前記バックコンバータと、前記複数のバックコンバータのそれぞれを制御する複数の前記制御回路とを備えてもよい。
【００１９】
また、前記点灯装置はさらに、所望の光出力に応じた前記電流指令値を前記複数の制御回路に出力する調光制御回路を備えてもよい。
【００２０】
また、上記目的を達成するために、本発明に係る照明器具の一形態は、上記点灯装置と、前記点灯装置から電流を供給される固体発光素子とを具備する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、ＢＣＭ＆ピーク電流制御で動作する点灯装置であって、特性の異なる固体発光素子に対して簡単な構成で光出力のばらつきが抑制された安定した点灯をさせることができる点灯装置及びその点灯装置を用いた照明器具が実現される。
【００２２】
よって、ＬＥＤ等の固体発光素子の照明装置が普及してきた今日において、本発明の実用的価値は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施の形態１における点灯装置の回路図
【図２】本発明の実施の形態１における点灯装置が備える制御回路の詳細な回路図
【図３】従来の点灯装置におけるインダクタに流れる電流のピーク値のばらつきを示す図
【図４】従来の点灯装置における出力電圧−電流特性を示す図
【図５】本発明の実施の形態１における点灯装置の出力電圧と遅延時間との関係を示す図
【図６】本発明の実施の形態１における点灯装置の様々な出力電圧に対する実際の電流ピーク値を示す図
【図７】本発明の実施の形態１における点灯装置の出力電圧−電流特性を示す図
【図８】本発明の実施の形態２における点灯装置の回路図
【図９】本発明の実施の形態２における点灯装置が備える制御回路の詳細な回路図
【図１０】本発明の実施の形態３における点灯装置の回路図
【図１１】本発明の実施の形態３における点灯装置の各バックコンバータのインダクタを流れる電流の波形例を示す図
【図１２】本発明の実施の形態における照明器具の一例を示す外観図
【図１３】本発明の実施の形態における照明器具の他の一例を示す外観図
【図１４】本発明の実施の形態における照明器具の他の一例を示す外観図
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の好ましい一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、より好ましい形態を構成する任意の構成要素として説明される。
【００２５】
（実施の形態１）
まず、本発明の実施の形態１における点灯装置について説明する。
【００２６】
図１は、本発明の実施の形態１の点灯装置１ａの回路図、図２は、点灯装置１ａが備える制御回路５の詳細な回路図である。従来の技術との差異は、制御回路５内に遅延回路９を追加している点等である。
【００２７】
点灯装置１ａは、負荷となる固体発光素子の一例であるＬＥＤ４を点灯させる装置であって、直流電源となる平滑コンデンサＣ１と、バックコンバータ３と、バックコンバータ３を制御する制御回路５と、調光制御回路１１とを備える。バックコンバータ３は、直流電源となる平滑コンデンサＣ１からの電流を受けてＬＥＤ４に所定の電流を提供する定電流出力のコンバータである。つまり、この点灯装置１ａは、直流電源となる平滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を降圧して、負荷となる固体発光素子（ここでは、ＬＥＤ４）に直流電流を供給するバックコンバータ３と、その制御回路５と、調光制御回路１１とを備えている。
【００２８】
直流電源となる平滑コンデンサＣ１は、例えば商用交流電源を全波整流器（図示せず）により全波整流した直流電圧を充電されている。全波整流器の交流入力側には高周波成分を除去するためのフィルタ回路を設けることが一般的である。また、全波整流器の直流出力側と平滑コンデンサＣ１の間に、昇圧チョッパ回路等を用いた力率改善回路を介在させてもよい。
【００２９】
調光制御回路１１は、電流指令値Ｉｒｅｆを制御回路５（厳密には、制御回路５の電流検出回路６）へ送信する回路であ。そのために、調光制御回路１１は、例えば外部からの調光信号（図示せず）を受信し、所望の光出力を得ることができる点灯装置１ａの出力電流Ｉｏｕｔの目標を設定し、その出力電流Ｉｏｕｔを得るための電流指令値Ｉｒｅｆを算出する。なお、電流指令値Ｉｒｅｆは、例えば、指令する出力電流Ｉｏｕｔの大きさに対応する電圧である。
【００３０】
バックコンバータ３は、主要な構成要素として、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１とを有する。インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑ１、及び、直流電流により点灯するＬＥＤ４に対して直列に接続され、ここには、スイッチング素子Ｑ１のオン時に平滑コンデンサＣ１からの電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１は、インダクタＬ１とＬＥＤ４の直列回路を平滑コンデンサＣ１の両端間に接続するための素子であり、例えば、トランジスタ等である。ダイオードＤ１は、インダクタＬ１から放出される電流をＬＥＤ４に供給する回生ダイオードである。つまり、ダイオードＤ１は、インダクタＬ１とＬＥＤ４との直列回路と並列に接続されて、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１の蓄積エネルギーをＬＥＤ４に放出する。また、ＬＥＤ４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化してＬＥＤ４に平滑化された直流電流が流れるようにその容量が設定されている。なお、ＬＥＤ４は、単一のＬＥＤチップであってもよいし、複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであってもよい。
【００３１】
図１に示される抵抗Ｒ１２及びＲ１３は、ＬＥＤ４とインダクタＬ１との接続点における電圧Ｖｏｕｔ＿Ｋを検出するための分圧用の抵抗であり、後述するように、電圧検出回路８に属する。なお、電圧Ｖｏｕｔ＿Ｋは、ＬＥＤ４のカソードにおける電圧でもあるので、以下、電圧Ｖｏｕｔ＿Ｋをカソード電圧Ｖｏｕｔ＿Ｋともいう。また、抵抗Ｒ１は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出するための抵抗であり、後述するように、電流検出回路６に属する。
【００３２】
制御回路５は、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフする信号を生成し、負荷（ＬＥＤ４）に適正な電流が流れるようインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１を制御する。制御回路５は電流検出回路６とＺＣＤ検出回路７と電圧検出回路８と遅延回路９と駆動回路１０とを備える。
【００３３】
図２は本実施の形態に用いる制御回路５の内部構成を簡略化して示している。
【００３４】
電流検出回路６は、電流検出用の抵抗Ｒ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点における電圧を監視することによりスイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出値Ｉｓｅｎとして検出する。具体的には、図２に示されるように、電流検出回路６は、コンパレータ６０、抵抗６１、コンデンサ６２を有する。電流検出回路６では、検出値Ｉｓｅｎを示す信号は、抵抗６１及びコンデンサ６２からなるローパスフィルタで平滑化され、コンパレータ６０に入力される。そして、コンパレータ６０で、検出値Ｉｓｅｎと、調光制御回路１１からの電流指令値Ｉｒｅｆとが比較され、検出値Ｉｓｅｎが電流指令値Ｉｒｅｆより大きいときを示す信号が駆動回路１０に出力される。
【００３５】
ＺＣＤ検出回路７は、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出した時点を検出する回路の一例である。本実施の形態では、ＺＣＤ検出回路７は、インダクタＬ１に結合された２次巻線ｎ２の電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆ以下となることを検出し、これにより、電流ＩＬ１が略ゼロとなったことを検出する。具体的には、図２に示されるように、ＺＣＤ検出回路７は、コンパレータ７０、及び、閾値電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発生器７１等を有する。ＺＣＤ検出回路７は、コンパレータ７０で、インダクタＬ１に結合された２次巻線ｎ２の電圧と、基準電圧発生器７１で発生された閾値電圧Ｖｒｅｆとを比較し、２次巻線ｎ２の電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆよりも小さいときを示す信号を駆動回路１０に出力する。
【００３６】
電圧検出回路８は、ＬＥＤ４の順方向電圧又はインダクタＬ１の両端の電圧を検出する回路の一例である。本実施の形態では、電圧検出回路８は、カソード電圧Ｖｏｕｔ＿Ｋを検出することで、スイッチング素子Ｑ１がオンである期間のインダクタＬ１の両端電圧ＶＬを検出する。具体的には、図２に示されるように、電圧検出回路８は、カソード電圧Ｖｏｕｔ＿Ｋを、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３とで分圧し、得られた分圧電圧を遅延回路９に出力する。なお、スイッチング素子Ｑ１がオンである期間においては、カソード電圧Ｖｏｕｔ＿ＫはインダクタＬ１の両端電圧ＶＬと略等しい。スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗及び抵抗Ｒ１は、無視できる程度に小さいからである。また、ＬＥＤ４のアノード側の電圧は平滑コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃ１（固定値）と等しいため、ＬＥＤ４への出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ＿Ｋとなる。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、ＬＥＤ４の両端に印加される電圧であり、ＬＥＤ４の順方向電圧でもある。
【００３７】
遅延回路９は、電圧検出回路８により検出される電圧に応じた遅延時間を発生する回路であり、インダクタＬ１の両端電圧ＶＬに応じて、スイッチング素子Ｑ１のオフタイミングに遅延を発生させる。具体的には、図２に示されるように、遅延回路９は、スイッチング素子Ｑ１のゲートから引抜く電流を調整するトランジスタ９０及びダイオード９１等を備える。このような回路構成により、電圧検出回路８からの電圧が小さいほど、トランジスタ９０のベース電位が下がり、トランジスタ９０に流れる電流、つまり、スイッチング素子Ｑ１のゲートから引抜かれる電流が小さくなり、上記遅延が大きくなる。よって、この遅延回路９は、インダクタＬ１の両端電圧ＶＬが小さいほど（あるいは、ＬＥＤ４の順方向電圧が大きいほど）、より大きな遅延時間を発生する。その結果、遅延回路９は、電圧検出回路８により検出される電圧に依存することなくインダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定になるように、遅延時間を発生する。
【００３８】
駆動回路１０は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせる制御信号を生成し、生成した制御信号をスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。その制御信号は、電流検出回路６により検出される電流（検出値Ｉｓｅｎ）が所定の電流指令値（電流指令値Ｉｒｅｆ）に達した時点から、遅延回路９により発生される遅延時間の経過後に、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる信号である。さらに、その制御信号は、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出した時点（本実施の形態では、ＺＣＤ検出回路７により電流ＩＬ１が略ゼロになったことが検出された時点）で、スイッチング素子Ｑ１をオンさせる信号である。つまり、駆動回路１０は、電流検出回路６とＺＣＤ検出回路７の検出結果を受けてスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を生成しスイッチング素子Ｑ１を駆動させる回路である。なお、抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート信号には殆ど影響しない。
【００３９】
具体的には、図２に示されるように、駆動回路１０は、フリップフロップ１００及びバッファアンプ１０１等を有する。フリップフロップ１００は、電流検出回路６により検出される電流（検出値Ｉｓｅｎ）が所定の電流指令値Ｉｒｅｆに達した時点でリセットされる。そして、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出した時点（ＺＣＤ検出回路７により電流ＩＬ１が略ゼロになったことが検出された時点）でセットされる。バッファアンプ１０１は、フリップフロップ１００からの出力信号を制御信号としてスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。ここで、バッファアンプ１０１とスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に、遅延回路９が挿入されている。これにより、バッファアンプ１０１は、フリップフロップ１００がリセットしたことを示す出力信号（つまり、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる信号）を遅延回路９により発生される遅延時間だけ遅延させて、スイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。
【００４０】
次に、以上のように構成された本実施の形態における点灯装置１ａの動作について、説明する。
【００４１】
まずは、本実施の形態においてのバックコンバータ３の基本動作となる、ピーク電流制御と電流臨界モード（ＢＣＭ）制御について説明する。これらは、特許文献１で示されている動作と同じである。ピーク電流制御は、インダクタＬ１の電流ＩＬ１が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフする制御である。ＢＣＭ制御は、電流ＩＬ１が略ゼロとなった時にスイッチング素子Ｑ１をオンする制御である。
【００４２】
スイッチング素子Ｑ１がオンの状態では、平滑コンデンサＣ１の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介して平滑コンデンサＣ１の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ＩＬ１は、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。インダクタＬ１の両端電圧ＶＬは平滑コンデンサＣ１の両端での電圧Ｖｃ１と出力コンデンサＣ２の両端での電圧Ｖｃ２との差となるため、インダクタＬ１の電流ＩＬ１は略一定の傾きｄｉ／ｄｔ（≒ＶＬ／Ｌ１＝（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ１）となる。よって、出力コンデンサＣ２の両端での電圧Ｖｃ２、つまり、出力電圧が大きいときには、インダクタＬ１の電流ＩＬ１は緩慢に増加し、小さいときには、急速に増加する。
【００４３】
スイッチング素子Ｑ１がオンの状態でインダクタＬ１に流れる電流値は、スイッチング素子Ｑ１に直列に接続された抵抗Ｒ１に発生する電圧により電流検出回路６にて検出される。電流検出回路６は、検出値Ｉｓｅｎと電流指令値Ｉｒｅｆとを比較するコンパレータ６０等を備えている。電流指令値Ｉｒｅｆは、調光制御回路１１により、検出抵抗Ｒ１による検出値Ｉｓｅｎの検出比（実際の電流値と検出電圧との比）に応じて、電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔが出力電流の目標値Ｉｏｕｔ＿Ｔの２倍の値となるような値に設定されている。例えば、Ｒ１＝０．１Ω、Ｉｏｕｔ＿Ｔ＝１Ａとする時、Ｉｐｅａｋ＿Ｔ＝２Ａ、Ｉｒｅｆ＝０．２Ｖと設定されている。
【００４４】
よって、インダクタ電流が電流指令値Ｉｒｅｆによって定まる電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔに達すると、電流検出回路６の検出値Ｉｓｅｎが電流指令値Ｉｒｅｆを超え、コンパレータ６０の出力がＨｉｇｈレベルとなる。その結果、駆動回路１０のフリップフロップ（ＦＦ）１００のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップ１００のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。よって、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、スイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。
【００４５】
スイッチング素子Ｑ１がオフの状態では、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーがダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾きｄｉ／ｄｔ（≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少していく。
【００４６】
インダクタＬ１に電流が流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流の傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ＩＬ１が流れ終わると、消失する。そのタイミングをＺＣＤ検出回路７で検出する。
【００４７】
ＺＣＤ検出回路７は、ゼロクロス検出用のコンパレータ７０を備えている。コンパレータ７０の−入力端子にはインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧が接続され、コンパレータ７０の＋入力端子には、基準電圧発生器７１で発生されたゼロクロス検出用の閾値電圧Ｖｒｅｆが印加されている。２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータ７０の出力がＨｉｇｈレベルとなり、駆動回路１０のフリップフロップ１００のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給される。その結果、フリップフロップ１００のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号が印加されスイッチング素子Ｑ１はオンとなる。
【００４８】
このような動作を繰り返すことで、インダクタ電流ＩＬ１は、ピーク値が一定であり、かつ、略ゼロとなる点で折り返す電流波形となる。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔは、出力コンデンサＣ２の両端での電圧Ｖｃ２と等しく、出力電流Ｉｏｕｔは、インダクタ電流ＩＬ１の平均値、つまり、ピーク電流値の約半分の電流値となる。
【００４９】
また、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、負荷（ＬＥＤ４）の電圧特性に拠らず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。
【００５０】
ところで、背景技術においても述べたが、バックコンバータ３を構成する部品が持つ遅延時間が存在することにより、スイッチングオフを行うタイミングには電流ピーク検出タイミングから遅延時間ｔｄ０が発生する。
【００５１】
図３に示すように、このような遅延時間ｔｄｏの存在により、実際のインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒは、電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔ（電流指令値）よりも大きい値となる。図３は、従来の点灯装置における実際のインダクタＬ１に流れる電流（インダクタ電流ＩＬ１）の電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒのばらつきを示す図である。図３の左図は、様々な電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒの例を示しており、図３の右図は、電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒ付近を拡大したインダクタ電流ＩＬ１の波形を示している。また、次の式から分かるように、バックコンバータ３の出力電圧Ｖｏｕｔが小さいほど、実際のピーク電流値Ｉｐｅａｋ＿Ｒと電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔとの差Δｉｐｅａｋ＝Ｉｐｅａｋ＿Ｒ−Ｉｐｅａｋ＿Ｔは大きくなる。
【００５２】
Δｉｐｅａｋ＝Ｉｐｅａｋ＿Ｒ−Ｉｐｅａｋ＿Ｔ＝ｄｉ／ｄｔ×ｔｄ０＝（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ）／Ｌ×ｔｄ０
【００５３】
これは、遅延時間ｔｄ０が一定であっても、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間でのインダクタＬ１の電流の傾きはｄｉ／ｄｔ≒ＶＬ／Ｌ１＝（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ）／Ｌ１となり、出力電圧Ｖｏｕｔによって、傾きｄｉ／ｄｔが異なるからである。これにより、単に電流臨界モード（ＢＣＭ）＆ピーク電流制御にてバックコンバータ３を動作させると、出力電圧−電流特性は、図４に示す従来のような、完全な定電流性とならず、出力電圧Ｖｏｕｔが小さくなるにつれ出力電流Ｉｏｕｔが大きくなる特性となる。図４は、従来の点灯装置における出力電圧−電流特性を示す図である。ここに示される出力電圧−電流特性は、次の式に示される通りである。
【００５４】
Ｉｏｕｔ＝Ｉｐｅａｋ＿Ｒ／２＝（Δｉｐｅａｋ＋Ｉｐｅａｋ＿Ｔ）／２＝（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ）／Ｌ×ｔｄ０／２＋Ｉｐｅａｋ＿Ｔ／２
【００５５】
実際のこのような特性の点灯装置において、接続される負荷（ＬＥＤ４）において順方向電圧（つまり、出力電圧Ｖｏｕｔ）に個体差がある場合、接続される個体により出力電流にばらつきが出るため、光出力にばらつきが出てしまう。また、電流定格が同じで、電圧定格の異なる異種の負荷を接続した場合、または、同じ負荷を直列に複数個並べて回路に接続した場合、出力電圧の差により出力電流が定格範囲内から外れてしまうことで、所望の光出力が得られないことも考えられる。
【００５６】
例えば、図４の出力電圧−電流特性を持つ点灯装置に、順方向電圧（つまり、出力電圧Ｖｏｕｔ）が定格１００ＶのＬＥＤモジュールを複数直列接続した際、１直列（Ｖｏｕｔ＝１００Ｖ）では出力電流１．１０Ａに対し、３直列（Ｖｏｕｔ＝３００Ｖ）の負荷では１．０４Ａとなり、出力電流に６０ｍＡのばらつきが発生してしまう。これでは、同じＬＥＤモジュールにも関わらず、直列接続したＬＥＤの個数によって１つのＬＥＤあたりの光出力が変化してしまう。なお、上記出力電流の算出条件は、Ｖｃ１＝４２０Ｖ、インダクタＬ＝８００ｕＨ、ｔｄ０＝５００ｎＳ、Ｉｐｅａｋ＿Ｔ＝２Ａである。
【００５７】
そこで、本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１がオンの状態において、インダクタ電流ＩＬ１が電流指令値Ｉｒｅｆによって定まる電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｔに達した後、所定の遅延時間の後にスイッチング素子Ｑ１をオフとする。そのために、本実施の形態の点灯装置１ａは、遅延回路９を制御回路５内に備える。これにより、インダクタ電流ＩＬ１の実際のピーク電流値Ｉｐｅａｋ＿Ｒと電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔとの差Δｉｐｅａｋを、出力電圧Ｖｏｕｔに拠らず一定値とすることで、出力電圧の違いによる出力電流のばらつきを低減させる。
【００５８】
遅延回路９は、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷の引き抜き速度を調整するトランジスタ９０を持ち、電圧検出回路８によるインダクタＬ１の両端電圧ＶＬに応じてスイッチング素子Ｑ１のオフタイミングを遅延させる。電圧ＶＬによりインダクタＬ１の電流の傾きを容易に推定することができ、実際のピーク電流値Ｉｐｅａｋ＿Ｒと電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔとの差Δｉｐｅａｋを、出力電圧Ｖｏｕｔに拠らず一定値とする最適な遅延時間ｔｄも推定することができる。
【００５９】
以下、最適な遅延時間ｔｄの設定方法について説明する。
【００６０】
インダクタ電流ＩＬ１が電流指令値Ｉｒｅｆによって定まる電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｔに達してから実際にスイッチング素子Ｑ１がオフするまでの遅延時間ｔｄ＿ｔｏｔａｌは、以下の式で表される。つまり、遅延時間ｔｄ＿ｔｏｔａｌは、遅延回路以外のバックコンバータ３の構成部品（検出演算回路、ドライバＩＣ等）による遅延時間ｔｄ０（固定値）と遅延回路９による遅延時間ｔｄとの合計時間と考える。
【００６１】
ｔｄ＿ｔｏｔａｌ＝ｔｄ＋ｔｄ０
【００６２】
出力電圧Ｖｏｕｔが、想定される負荷（ＬＥＤ４）がとりうる順方向電圧の最小値（Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎ）となるとき、遅延回路９による遅延時間ｔｄが最小値ｔｄ＿ｍｉｎとなるように設定する。この最小値ｔｄ＿ｍｉｎはほぼ０とすることが望ましい。
【００６３】
つまり、出力電圧Ｖｏｕｔが最小Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎである時に、検出演算回路、ドライバＩＣ等の遅延回路以外のバックコンバータ３の構成部品による遅延時間ｔｄ０と遅延回路９による遅延時間の最小値ｔｄ＿ｍｉｎとの合計時間ｔｄ＿ｔｏｔａｌ＿ｍｉｎ＝ｔｄ０＋ｔｄ＿ｍｉｎが、スイッチング素子Ｑ１のオフ時の遅延時間として設定される。
【００６４】
ここで、遅延時間の最小値ｔｄ＿ｍｉｎ≒０と設定すると、ｔｄ＿ｔｏｔａｌ＿ｍｉｎ≒ｔｄ０となる。
【００６５】
電流検出回路６によるピーク検出からスイッチング素子Ｑ１がオフするまでの遅延時間ｔｄ＿ｔｏｔａｌは、ｔｄ＿ｔｏｔａｌ＝｛ｔｄ０＊（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎ）｝／（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ）と設定するとよい。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさに依存することなく、実際のピーク電流値Ｉｐｅａｋ＿Ｒを一定値にすることができる。
【００６６】
この式において、図５に、Ｖｃ１＝４２０Ｖ、Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎ＝５０Ｖ、ｔｄ０＝５００ｎＳ、インダクタＬ＝８００ｕＨとした時の、出力電圧Ｖｏｕｔと遅延時間ｔｄ＿ｔｏｔａｌとの関係を示す。
【００６７】
上記式より、遅延回路９により発生される遅延時間ｔｄは、
ｔｄ＝ｔｄ＿ｔｏｔａｌ−ｔｄ０＝｛ｔｄ０＊（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎ）｝／（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ）−ｔｄ０となる。
【００６８】
以上の式で示される遅延時間ｔｄに設定することで、図６に示すように、実際のピーク電流値Ｉｐｅａｋ＿Ｒと電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔとの差Δｉｐｅａｋを出力電圧Ｖｏｕｔに拠らず一定にすることができる。図６は、本実施の形態の点灯装置１ａにおける様々な出力電圧Ｖｏｕｔに対する実際の電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒを示す図である。図６の左図は、様々な出力電圧Ｖｏｕｔに対する電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒの例を示しており、図６の右図は、電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒ付近を拡大したインダクタ電流ＩＬ１の波形を示している。
【００６９】
このように設定された遅延時間を用いた制御により、図７に示されるように、点灯装置１ａの出力電圧−電流特性を、出力電圧Ｖｏｕｔに拠らず一定とすることができる。図７は、本実施の形態の点灯装置１ａにおける出力電圧−電流特性を示す図である。
【００７０】
なお、このような遅延回路９により、出力電圧Ｖｏｕｔに拠らず出力電流Ｉｏｕｔを一定にすることができるが、電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒが大きくなることで、出力電流Ｉｏｕｔが電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔからずれてしまう。そのために、以下の式で示されるように、電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔを修正するのが好ましい。
【００７１】
電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔ＝出力電流Ｉｏｕｔ目標×２−｛ｔｄ０＊（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎ）｝／Ｌ
【００７２】
つまり、電流検出回路６におけるピーク検出が、上記修正後の電流ピーク目標値Ｉｐｅａｋ＿Ｔにおいて行われるよう、電流検出比に応じて電流指令値Ｉｒｅｆを決定するとよい。
【００７３】
例えば、Ｖｃ１＝４２０Ｖ、Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎ＝５０Ｖ、インダクタＬ＝８００ｕＨ、ｔｄ０＝５００ｎＳ、Ｒ１＝０．１Ωにおいて、出力電流目標Ｉｏｕｔ＿Ｔ＝１Ａを得るには、Ｉｒｅｆ＝０．１７７Ｖと設定すればよい。
【００７４】
なお、本実施の形態を実現できるバックコンバータ３は、図１に示すような回路だけでなく、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときに、インダクタを流れる電流の傾きが出力電圧に応じて変化するコンバータであればよい。つまり、平滑コンデンサＣ１の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１を介して平滑コンデンサＣ１の負極へ電流が流れるタイプのコンバータであればよい。ただし、採用する回路構成に合わせて一部検出回路の論理の正負など詳細部において変更が必要になる場合がある。
【００７５】
以上、実施の形態１では、遅延回路９による遅延時間の後にスイッチング素子Ｑ１をオフさせ、その遅延時間をインダクタＬ１の両端電圧に応じて可変とすることで、出力電圧Ｖｏｕｔに拠らずインダクタＬ１に流れる電流のピーク値を一定値にする手段を備える。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔによらず出力電流Ｉｏｕｔを一定とする点灯装置１ａを実現できる。よって、負荷であるＬＥＤ４の順方向電圧のばらつきや、電圧定格が違う負荷（ＬＥＤ４）が接続された場合においてもその負荷に所望の電流を流すことができるため所望の光出力を得ることができる。
【００７６】
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２における点灯装置について説明する。
【００７７】
実施の形態２は、バックコンバータの構成と一部の制御回路が実施の形態１と異なるが、基本的なバックコンバータの動作は実施の形態１と同様であるので、実施の形態１との相違点のみ説明する。
【００７８】
実施の形態１においては、遅延回路９による遅延時間の発生方法として、スイッチング素子Ｑ１のゲートソース電荷の引き抜き速度を変える方法を示した。しかし、この方法では、スイッチング素子Ｑ１の閾値電圧やゲート容量等の部品ばらつきの影響により、生成される遅延時間がばらついてしまう恐れがある。
【００７９】
そこで、本実施の形態では、ばらつきが少なく精度のよい遅延時間を発生できる遅延回路を示す。
【００８０】
図８に本実施の形態の点灯装置１ｂの回路図、図９に点灯装置１ｂが備える制御回路１５の回路図を示す。本実施の形態では、バックコンバータ１３、制御回路１５（特に、電圧検出回路１８、遅延回路１９）の回路構成が実施の形態１と異なる。
【００８１】
実施の形態２でのバックコンバータ１３では、スイッチング素子Ｑ１をハイサイドで駆動し、ＺＣＤ検出回路７はインダクタＬ１の２次巻線ｎ２を使用しない方式が用いられている。実施の形態１で説明したように、バックコンバータとしては、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときに、インダクタＬ１を流れる電流の傾きが出力電圧に応じて変化するコンバータであればよい。つまり、バックコンバータは、平滑コンデンサＣ１の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１を介して平滑コンデンサＣ１の負極へ電流が流れるタイプのコンバータであればよい。本実施の形態のバックコンバータ１３も、このようなタイプのコンバータの一例である。
【００８２】
本実施の形態においては、電圧検出回路１８は、平滑コンデンサＣ１での電圧Ｖｃ１と出力電圧Ｖｏｕｔとの差異を算出することで、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間のインダクタＬ１の両端電圧ＶＬを検出する。そのために、図９に示されるように、電圧検出回路１８は、電圧Ｖｃ１と出力電圧Ｖｏｕｔとの差を検出するための差動増幅器１８０を有する。
【００８３】
また、電流検出回路６については、電流検出回路６が有するコンパレータ６０とＺＣＤ検出回路７が有するコンパレータ７０の入力端子を図９に示すように接続する（実施の形態１とは逆向きであることに注意）。
【００８４】
遅延回路１９は、電流検出回路６と駆動回路１０との間に接続され、ＲＣ回路による遅延により電圧検出回路１８からの電圧に応じた遅延時間を発生させることができる。そのために、遅延回路１９は、電圧検出回路１８からの電圧を遅延させるローパスフィルタを構成する抵抗１９１及びコンデンサ１９２、トランジスタ１９０等を有する。このような回路構成により、電流検出回路６からＬｏｗレベル信号が出力されると、トランジスタ１９０がオフし、トランジスタ１９０のドレインにおいて電圧検出回路１８からの電圧に応じた速さで立ち上がる信号が生成され、駆動回路１０に入力される。このとき、トランジスタ１９０のドレインにおける電圧の立ち上がり速度は、電圧検出回路１８からの電圧、つまり、インダクタＬ１の両端電圧ＶＬが小さいほど、小さい。よって、この遅延回路１９は、インダクタＬ１の両端電圧ＶＬが小さいほど（あるいは、ＬＥＤ４の順方向電圧が大きいほど）、より立ち上がり速度の小さい信号、つまり、より大きな遅延時間を発生する。なお、より高い精度を求めるならば遅延回路１９として専用のディレイ回路やマイコン等のデジタル回路を用いてもよい。
【００８５】
ＺＣＤ検出回路７には、ＺＣＤ検出回路７への入力信号（ＺＣＤ信号）としてスイッチング素子Ｑ１のソース電圧が入力される。コンパレータ７０は、スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間において、ＺＣＤ信号が基準電圧発生器７１からの閾値電圧Ｖｒｅｆに達することを検出し、駆動回路１０のフリップフロップ１００のセット入力端子にセット信号を出力する。
【００８６】
スイッチング素子Ｑ１がオンの状態でインダクタＬ１に流れる電流値は、スイッチング素子Ｑ１に直列に接続された抵抗Ｒ１に発生する電圧により電流検出回路６にて検出される。インダクタ電流が電流指令値Ｉｒｅｆによって定まる電流ピーク目標値ｉｐｅａｋ＿Ｔに達すると、電流検出回路６の検出値Ｉｓｅｎが電流指令値Ｉｒｅｆを超えコンパレータ６０の出力がＨｉｇｈレベルとなる。遅延回路９は、この信号を受け取り、電圧検出回路８による検出結果ＶＬ（＝Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ）に応じた遅延時間の後に、駆動回路１０のフリップフロップ１００のリセット入力端子Ｒにリセット信号を出力する。これによりフリップフロップ１００のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。よって、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、スイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。
【００８７】
つまり、本実施の形態では、駆動回路１０のフリップフロップ１００は、電流検出回路６により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、遅延回路１９により発生される遅延時間の経過後にリセットされる。そして、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出した時点（本実施の形態では、ＺＣＤ検出回路７により電流ＩＬ１が略ゼロになったことが検出された時点）でセットされる。バッファアンプ１０１は、フリップフロップ１００からの出力信号を制御信号としてスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。これにより、バッファアンプ１０１は、電流検出回路６により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、遅延回路１９により発生される遅延時間だけ遅延した時点で、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる。
【００８８】
なお、遅延時間の設定に関しては、実施の形態１と同様である。つまり、電流検出回路６によるピーク検出からスイッチング素子Ｑ１がオフするまでの遅延時間ｔｄ＿ｔｏｔａｌは、ｔｄ＿ｔｏｔａｌ＝｛ｔｄ０＊（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎ）｝／（Ｖｃ１−Ｖｏｕｔ）と設定するとよい。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさに依存することなく、実際のピーク電流値Ｉｐｅａｋ＿Ｒを一定値にすることができる。
【００８９】
なお、本実施の形態で示したように、この発明で採用するバックコンバータの回路構成は、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときに、インダクタを流れる電流の傾きが出力電圧に応じて変化するコンバータであればよい。つまり、本発明におけるバックコンバータは、平滑コンデンサＣ１の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１を介して平滑コンデンサＣ１の負極へ電流が流れるタイプのコンバータであればよい。その際、採用する回路構成に応じて、電圧検出回路８において各部電圧を検出しスイッチング素子Ｑ１がオンしている期間のインダクタＬ１の両端電圧ＶＬを算出できるような構成にすればよい。
【００９０】
このように、実施の形態２では、遅延回路１９に正確な遅延時間を発生することができる回路を用いることで、より精度の良い出力電流の定電流性を確保することができる。
【００９１】
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３における点灯装置について説明する。
【００９２】
実施の形態３では、バックコンバータと、制御回路と、固体発光素子（ここでは、ＬＥＤ）とを複数備える点で実施の形態１及び２と異なる。
【００９３】
図１０は、実施の形態３の点灯装置１ｃの回路図である。この点灯装置１ｃは、共通の直流電源となる平滑コンデンサＣ１の直流電圧を降圧して、負荷となるＬＥＤ４ａ〜４ｃに直流電流を供給する複数のバックコンバータ３ａ〜３ｃ及び制御回路５ａ〜５ｃを備える。本実施の形態では３個のバックコンバータ３ａ〜３ｃ及び制御回路５ａ〜５ｃで構成した回路を用いて説明する。
【００９４】
それぞれのバックコンバータ３ａ〜３ｃは、いずれも、実施の形態１のバックコンバータ３と同様の回路構成を備える。たとえば、バックコンバータ３ａであれば、インダクタＬ１ａと、スイッチング素子Ｑ１ａと、ダイオードＤ１ａと、出力コンデンサＣ２ａとを備える。
【００９５】
それぞれの制御回路５ａ〜５ｃは、いずれも、実施の形態１の制御回路５と同様の回路構成を備える。たとえば、制御回路５ａであれば、電流検出回路６ａ、ＺＣＤ検出回路７ａ、電圧検出回路８ａ、遅延回路９ａ、駆動回路１０ａを備える。３つの制御回路５ａ〜５ｃには、調光制御回路１１から共通の電流指令値Ｉｒｅｆが入力される。
【００９６】
各バックコンバータ３ａ〜３ｃとその制御回路５ａ〜５ｃは、それぞれ独立して実施の形態１と同様の動作をする。例えば、バックコンバータ３ａ及び制御回路５ａにおいては、スイッチング素子Ｑ１ａがオンしている期間においてインダクタＬ１ａの両端電圧ＶＬを検出し、電圧ＶＬに応じた遅延回路９ａによる遅延時間の後にスイッチング素子Ｑ１ａをオフさせる。これにより、ＬＥＤ４ａへの出力電圧Ｖｏｕｔに拠らずインダクタＬ１ａに流れる電流のピーク値（実際のピーク電流値Ｉｐｅａｋ＿Ｒ）を一定値にする。
【００９７】
図１１に各バックコンバータ３ａ〜３ｃのインダクタを流れる電流ＩＬ＿ａ〜ＩＬ＿ｃの波形例を示す。３つのバックコンバータ３ａ〜３ｃには定格電圧が異なる以下の負荷（ＬＥＤ４ａ〜４ｃ）を接続した。つまり、バックコンバータ３ａに接続されるＬＥＤ４ａの定格電圧Ｖｏｕｔ＿ａ＝５０Ｖ、バックコンバータ３ｂに接続されるＬＥＤ４ｂの定格電圧Ｖｏｕｔ＿ｂ＝１５０Ｖ、バックコンバータ３ｃに接続されるＬＥＤ４ｃの定格電圧Ｖｏｕｔ＿ｃ＝２５０Ｖである。
【００９８】
図１１の波形例から分かるように、それぞれのバックコンバータ３ａ〜３ｃにおいて、スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎと電流傾きΔｉは異なるが、遅延時間ｄｔをインダクタ電圧ＶＬに応じて設定することで電流ピーク値Ｉｐｅａｋ＿Ｒは一定となる。その結果、出力電流も一定となる。
【００９９】
このように、本実施の形態においては、簡単な回路により、各バックコンバータ３ａ〜３ｃの出力における出力電圧−電流特性の定電流性が確保され、各出力に接続する負荷間に順方向電圧のばらつきが存在しても、各出力電流のばらつきを低減することが可能である。さらに、定格電圧が異なる負荷が接続された場合においても、各出力に一定の電流を出力し、所望の光出力を得ることができる。よって、各出力において所望の光出力を確保し全体出力の光出力ムラを低減することができる点灯装置を実現できる。
【０１００】
なお、本実施の形態の点灯装置１ｃは、実施の形態１のバックコンバータ及び制御回路を３セット備えたが、３セット以外のセット数のバックコンバータ及び制御回路を備えてもよいし、実施の形態２のバックコンバータ及び制御回路を備えてもよい。
【０１０１】
以上の実施の形態１〜３で説明した点灯装置１ａ〜１ｃは、照明器具に適用できるのは言うまでもない。図１２〜図１４は、上記実施の形態１〜３の点灯装置１ａ〜１ｃを備える照明器具の外観図である。ここでは、照明器具の例として、ダウンライト２００ａ（図１２）、スポットライト２００ｂ（図１３）及び２００ｃ（図１４）が図示されている。図中の２０１は点灯装置の回路（バックコンバータ及び制御回路）を収納している回路ボックスであり、２０２はＬＥＤを装着した灯体であり、２０３は回路ボックス２０１と灯体２０２のＬＥＤとを電気的に接続する配線である。回路ボックス２０１には、例えば、実施の形態１の点灯装置１ａ、実施の形態２の点灯装置１ｂ、又は、実施の形態３の点灯装置１ｃにおける１組以上の回路（バックコンバータ及び制御回路）のいずれかが収納される。
【０１０２】
このような照明器具では、上記実施の形態における点灯装置が用いられるので、簡単な構成で光出力のばらつきが抑制された点灯が実現される。さらに、上記実施の形態３の点灯装置１ｃを適用した場合には、複数の照明器具において、同じ光出力が確保される。
【０１０３】
以上のように、上記実施の形態における点灯装置は、固体発光素子（ＬＥＤ４等）を点灯させる点灯装置であって、直流電源（平滑コンデンサＣ１）と、直流電源からの電流を受けて固体発光素子に所定の電流を提供する定電流出力のバックコンバータ３等と、バックコンバータ３等を制御する制御回路５等とを備える。バックコンバータ３等は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１と直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１のオン時に直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と、インダクタＬ１から放出される電流を固体発光素子に供給するダイオードＤ１とを有する。制御回路５等は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出回路６等と、固体発光素子の順方向電圧又はインダクタＬ１の両端の電圧を検出する電圧検出回路８等と、電圧検出回路８等により検出される電圧に応じた遅延時間を発生する遅延回路９等と、電流検出回路６等により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、遅延回路９等により発生される遅延時間の経過後に、スイッチング素子Ｑ１をオフさせ、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出した時点でスイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御信号を生成してスイッチング素子Ｑ１に出力する駆動回路１０等とを有する。
【０１０４】
より詳しくは、遅延回路９等は、電圧検出回路８等により検出される電圧に依存することなくインダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定になるように、遅延時間を発生する。たとえば、遅延回路９等は、固体発光素子の順方向電圧が大きいほど、又は、インダクタＬ１の両端の電圧が小さいほど、より大きな遅延時間となるように、遅延時間を発生する。
【０１０５】
これにより、出力電圧の大きさに依存することなく出力電流が一定となるので、固体発光素子の順方向電圧あるいは定格電圧のばらつきがあっても、電流指令値で定まる一定の電流が固体発光素子に出力される。さらに、このような定電流制御は、簡易な遅延回路によって実現されている。よって、ＢＣＭ＆ピーク電流制御で動作するスイッチング電源回路を用いた点灯装置であって、特性の異なる固体発光素子に対して簡単な構成で光出力のばらつきが抑制された安定した点灯をさせることができる点灯装置が実現される。
【０１０６】
また、遅延回路９等は、当該点灯装置に接続される固体発光素子の順方向電圧の最小値をＶｏｕｔ＿ｍｉｎとした場合に、当該点灯装置に接続された固体発光素子の順方向電圧が最小値Ｖｏｕｔ＿ｍｉｎの時に、遅延時間として、最小値の遅延時間を発生する。これにより、出力電流が所定の電流指令値に達してからピーク電流値に達するまでの時間が最小化されるので、電流指令値と現実のピーク電流値との差が小さく抑えられる。
【０１０７】
また、実施の形態１では、駆動回路１０等は、電流検出回路６により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点でリセットされ、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出した時点でセットされるフリップフロップ１００と、フリップフロップ１００からの出力信号を制御信号としてスイッチング素子Ｑ１に出力するバッファアンプ１０１とを有する。バッファアンプ１０１は、フリップフロップ１００がリセットしたことを示す出力信号を遅延回路９により発生される遅延時間だけ遅延させて、スイッチング素子Ｑ１に出力する。これにより、駆動回路とスイッチング素子との間に挿入される簡単な回路で、遅延回路が実現される。
【０１０８】
また、実施の形態２では、駆動回路１０は、電流検出回路６により検出される電流が所定の電流指令値に達した時点から、遅延回路１０により発生される遅延時間の経過後にリセットされ、インダクタＬ１が所定のエネルギーを放出した時点でセットされるフリップフロップ１００と、フリップフロップ１００からの出力信号を制御信号としてスイッチング素子Ｑ１に出力するバッファアンプ１０１とを有する。これにより、電流検出回路と駆動回路との間に挿入される簡単な回路で、精度の高い遅延回路が実現される。
【０１０９】
また、実施の形態３では、点灯装置１ｃは、複数の固体発光素子を点灯させる装置であり、複数の固体発光素子のそれぞれに対応する複数のバックコンバータ３ａ〜３ｃと、複数のバックコンバータ３ａ〜３ｃのそれぞれを制御する複数の制御回路５ａ〜５ｃとを備える。このとき、点灯装置１ｃはさらに、所望の光出力に応じた電流指令値を複数の制御回路５ａ〜５ｃに出力する調光制御回路１１を備える。これにより、複数の固体発光素子に対して、共通の電流指令値で定まる同じ出力電流が印加されるので、複数の固体発光素子間において光出力の大きさが統一され、全体として光出力のばらつきが抑制された照明が行われる。
【０１１０】
また、上記実施の形態における照明器具（ダウンライト２００ａ、スポットライト２００ｂ及び２００ｃ）は、点灯装置１ａ〜１ｃのいずれかと、その点灯装置から電流を供給される固体発光素子とを具備する。これにより、簡単な構成で光出力のばらつきが抑制された安定した照明が実現される。さらに、上記実施の形態３の点灯装置を適用した複数の照明器具では、複数の照明器具間で光出力のばらつきが抑制された照明が実現される。
【０１１１】
以上、本発明に係る点灯装置及び照明器具について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の一つまたは複数の態様の範囲内に含まれてもよい。
【０１１２】
たとえば、上記実施の形態の点灯装置では、固体発光素子として、ＬＥＤが用いられたが、本発明に係る固体発光素子は、有機ＥＬ素子等の他の固体発光素子であってもよい。
【０１１３】
また、上記実施の形態における点灯装置を複数の照明器具に適用する場合には、上記実施の形態１〜３のいずれかのタイプの点灯装置が全ての照明器具に適用されてもよいし、複数のタイプの点灯装置が混在した形態で複数の照明器具に適用されてもよい。さらに、上記実施の形態３の点灯装置を複数の照明器具に適用する場合には、複数組のバックコンバータ及び制御回路のそれぞれが分散されて各照明器具に収納されてもよいし、複数組のバックコンバータ及び制御回路がまとめて１つの照明器具に収納されてもよい。
【符号の説明】
【０１１４】
Ｃ１、Ｃ１ａ  平滑コンデンサ
Ｄ１、Ｄ１ａ  ダイオード
Ｑ１、Ｑ１ａ  スイッチング素子
Ｌ１、Ｌ１ａ  インダクタ
Ｃ２、Ｃ２ａ  出力コンデンサ
Ｒ１、Ｒ１ａ、Ｒ１０〜Ｒ１３、Ｒ１０ａ〜Ｒ１３ａ、６１、１９１  抵抗
１ａ、１ｂ、１ｃ  点灯装置
３、３ａ〜３ｃ、１３  バックコンバータ
４、４ａ〜４ｃ  ＬＥＤ
５、５ａ〜５ｃ、１５  制御回路
６、６ａ  電流検出回路
７、７ａ  ＺＣＤ検出回路
８、８ａ、１８  電圧検出回路
９、９ａ、１９  遅延回路
１０、１０ａ  駆動回路
１１  調光制御回路
６０、７０  コンパレータ
７１  基準電圧発生器
９０、１９０  トランジスタ
９１  ダイオード
１００  フリップフロップ
１０１  バッファアンプ
６２、１９２  コンデンサ
２００ａ  ダウンライト
２００ｂ、２００ｃ  スポットライト
２０１  回路ボックス
２０２  灯体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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