(57)【要約】【課題】コンバータ回路への電力供給が停止したときに、主スイッチング素子に発生する跳ね上がり電圧を抑え、耐電圧仕様の低い主スイッチング素子を使用できるようにする。【解決手段】ソフトエンドスイッチング動作制御部２３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１への電源供給が停止したときに、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのオン時間を徐々に減少させる。これにより、インダクタＬやトランスＴＲの各巻線Ｌｐ，Ｌｓなど蓄積されたエネルギーを、徐々にトランスＴＲの出力側に送出して減少させ、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄに発生する跳ね上がり電圧を抑制することができる。【選択図】図１
2015033296.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトルと主スイッチング素子とトランスとを含み、負荷に電力を供給するコンバータ回路を備え、
前記主スイッチング素子をスイッチング動作させて、前記リアクトルから出力されるリアクトル電流の経路を制御することで、力率を改善しつつ前記負荷への出力電圧を制御する構成とし、
前記主スイッチング素子のスイッチング動作時に、当該主スイッチング素子に発生する電圧を抑制するために、補助スイッチング素子を含むクランプ回路を備えた電力変換装置において、
前記コンバータ回路への電源供給が停止したときに、前記主スイッチング素子のオン時間を徐々に減少させた後に、当該主スイッチング素子の動作を停止させる動作制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記動作制御手段は、前記主スイッチング素子の一周期の動作が完了した回数をｎとしたときに、前記主スイッチング素子の周期を１／２ｎの割合で減少させて、前記主スイッチング素子のオン時間を徐々に減少させることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善機能と出力制御機能を一つのコンバータ回路で実現させた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電力変換装置として、例えば特許文献１には、リアクトルと、複数の主スイッチング素子で形成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の出力側に接続するトランスとを含み、負荷に電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を備え、主スイッチング素子をスイッチング動作させて、リアクトルから出力されるリアクトル電流の経路を制御することで、力率を改善しつつ負荷への出力電圧を制御するＤＣ−ＤＣアップコンバータとしての回路構成が提案されている。
【０００３】
こうしたワンステージ方式の電力変換装置は、力率改善機能と出力制御機能を一つのコンバータ回路で実現できるので、電力の変換効率が高い。しかし、主スイッチング素子のスイッチング動作時に、トランスの漏れインダクタンスとインダクタの磁気エネルギーによる高圧放電で、主スイッチング素子に高電圧が発生する問題が確認されている。
【０００４】
そこで従来は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に補助スイッチング素子を含むクランプ回路を付加することで、主スイッチング素子に発生する高電圧対策を行なっていた。こうしたクランプ回路は、特許文献１の他に、特許文献２〜特許文献７にもそれぞれ開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１２−１９５００２号公報
【特許文献２】特開２０１１−４１４１９号公報
【特許文献３】特開２０１０−２２６９３１号公報
【特許文献４】特開２００８−１９９８７８号公報
【特許文献５】特開２００４−３２８９３号公報
【特許文献６】特開２０００−３４１９４３号公報
【特許文献７】特開２００７−３１２５７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記引用文献１の電力変換装置では、主スイッチング素子のオン期間中にインダクタまたはトランスに電流が流れ続けるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路への電力供給が停止して、主スイッチング素子や補助スイッチング素子の動作が停止した瞬間に、インダクタやトランスに蓄積されたエネルギーが行き場を失い、主スイッチング素子に高い跳ね上がり電圧を発生させてしまう。
【０００７】
そのため、主スイッチング素子として高耐電圧の素子を使用せざるを得ず、その単価が高い。また、高耐電圧の素子は電流容量が小さいので、複数個の素子を並列に接続して用いなければならず、さらにコストアップの要因となっていた。
【０００８】
そこで、本発明は上記問題点に鑑み、コンバータ回路への電力供給が停止したときに、主スイッチング素子に発生する跳ね上がり電圧を抑え、耐電圧仕様の低い主スイッチング素子を使用できる電力変換装置を提供することを主な目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１の電力変換装置は、リアクトルと主スイッチング素子とトランスとを含み、負荷に電力を供給するコンバータ回路を備え、前記主スイッチング素子をスイッチング動作させて、前記リアクトルから出力されるリアクトル電流の経路を制御することで、力率を改善しつつ前記負荷への出力電圧を制御する構成とし、前記主スイッチング素子のスイッチング動作時に、当該主スイッチング素子に発生する電圧を抑制するために、補助スイッチング素子を含むクランプ回路を備えた電力変換装置において、前記コンバータ回路への電源供給が停止したときに、前記主スイッチング素子のオン時間を徐々に減少させた後に、当該主スイッチング素子の動作を停止させる動作制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１０】
請求項２の電力変換装置は、請求項１において、前記主スイッチング素子の一周期の動作が完了した回数をｎとしたときに、前記主スイッチング素子の周期を１／２ｎの割合で減少させて、前記主スイッチング素子のオン時間を徐々に減少させるように、前記動作制御手段を構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
請求項１の発明によれば、コンバータ回路への電源供給が停止したときに、主スイッチング素子のオン時間を徐々に減少させることで、インダクタの自己誘導やトランスの巻線の漏れインダクタンスなどにより蓄積された磁気エネルギーを、徐々にトランスの出力側に送出して減少させることができる。そのため、本電力変換装置の動作停止時において、主スイッチング素子に高い跳ね上がり電圧が発生するのを抑制して、従来よりも耐電圧が低い素子を使用することが可能になる。その結果、低耐電圧の素子が使用でき安定した安価な装置が実現できる。
【００１２】
請求項２の発明によれば、主スイッチング素子の周期が１／２ｎの割合で減少するように、主スイッチング素子のオン時間を徐々に減少させることで、主スイッチング素子に高い跳ね上がり電圧が発生するのを、より効果的に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の一実施形態における電力変換装置の主な構成を示す回路図である。
【図２】同上、定常動作時における各スイッチング素子の基本スイッチング波形を示すタイミングチャートである。
【図３】同上、ソフトエンド動作時における各スイッチング素子の基本スイッチング波形を示すタイミングチャートである。
【図４】同上、ソフトエンド動作時における制御手段の動作手順を示すフローチャートである。
【図５】従来の電力変換装置における各部の状態を示すシミュレーション波形図である。
【図６】図５の比較として、本発明の電力変換装置における各部の状態を示す実測波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明における電力変換装置の一実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。
【００１５】
図１は、電力変換装置の主な回路構成を示すものである。同図において、１は入力端子＋Vｉ，−Ｖｉ間に印加される直流電源電圧Ｖinを変換し、出力端子＋Vｏ，−Ｖｏ間に接続する負荷（図示せず）に直流出力電圧Ｖoutを供給するＤＣ−ＤＣコンバータ回路、２はＤＣ−ＤＣコンバータ１に付加して接続されるアクティブクランプ回路、３はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１やアクティブクランプ回路２の動作を制御する制御回路である。なお、この図では示していないが、入力端子＋Vｉ，−Ｖｉ間に交流の電源電圧Ｖinが印加される場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の前段に、例えばダイオードブリッジなどの整流回路を接続してもよい。
【００１６】
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１は、インダクタＬと、フルブリッジ回路１１と、トランスＴＲと、整流平滑回路１２とにより構成される。ここでのインダクタＬは、入力端子＋Vｉに接続する正極電源ライン１４に介挿され、自己誘導によって波形形成されたリアクトル電流を出力するものである。このリアクトル電流は、フルブリッジ回路１１での制御によって各々が三角波状に形成される。
【００１７】
アクティブクランプ回路２は、前記正極電源ライン１４と、入力端子−Vｉに接続する負極電源ライン１５との間に接続するもので、インダクタＬとフルブリッジ回路１１との間に設けられる。このアクティブクランプ回路２は、フルブリッジ回路１１のスイッチング状態に応じて、リアクトル電流の通過経路を形成させる役割を担う。
【００１８】
本実施形態のアクティブクランプ回路２は、正極電源ライン１４と負極電源ライン１５との間に補助スイッチング素子ＳＷ−１とクランプコンデンサＣ１との直列回路を接続し、補助スイッチング素子ＳＷ−１と並列にダイオードＤ１を接続して構成される。ダイオードＤ１は、アノードが正極電源ライン１４に接続され、カソードが補助スイッチング素子ＳＷ−１とクランプコンデンサＣ１との接続点に接続される。補助スイッチング素子ＳＷ−１は、例えばＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などの素子を用いることができる。その場合、補助スイッチング素子ＳＷ−１に内蔵するダイオードＤ１を用いることで、回路構成の簡素化を図ることができる。
【００１９】
ダイオードＤ１とクランプコンデンサＣ１による直列回路は、補助スイッチング素子ＳＷ−１の動作状態に拘らず、正極電源ライン１４からのリアクトル電流を導入させて、クランプコンデンサＣ１でその電荷を蓄積させる。即ち、この直列回路はリアクトル電流の通過経路を形成するクランプ回路となる。また、能動素子としての補助スイッチング素子ＳＷ−１は、ダイオードＤ１と逆方向の電流経路をスイッチング動作に応じて形成させ、これにより、クランプコンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電電流として正極電源ライン１４へ開放させる。
【００２０】
フルブリッジ回路１１は、４個の主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄをブリッジ接続して構成される。より具体的には、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｃを直列接続した第１アームと、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｄを直列接続した第２アームを、正極電源ライン１４と負電源ライン１５との間に並列接続し、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｃの接続点と、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｄの接続点にブリッジを形成する状態で、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐが接続される。
【００２１】
主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄには、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５がそれぞれ並列に接続される。第１アーム側では、ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ４のカソードが、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｃの接続点に接続され、ダイオードＤ２のカソードが正極電源ライン１４に接続され、ダイオードＤ４のアノードが負極電源ライン１５に接続される。また、第２アーム側では、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ５のカソードが、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｄの接続点に接続され、ダイオードＤ３のカソードが正極電源ライン１４に接続され、ダイオードＤ５のアノードが負極電源ライン１５に接続される。
【００２２】
本実施例における主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄは何れもＩＧＢＴであるが、ＭＯＳＦＥＴなどの素子を用いても構わない。その場合、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄに内蔵するダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５を用いることで、回路構成の簡素化を図ることができる。
【００２３】
図示したように、補助スイッチング素子ＳＷ−１と主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄは、各々のゲート部に信号ラインが接続される。補助スイッチング素子ＳＷ−１の信号ラインは、制御回路３を構成するアクティブクランプ制御部２１に接続され、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの各信号ラインは、制御回路３を構成するゲート制御部２２に接続される。これにより、アクティブクランプ制御部２１からのパルス駆動信号によって補助スイッチング素子ＳＷ−１がスイッチング動作し、ゲート制御部２２からのパルス駆動信号によって主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄがスイッチング動作する構成となっている。
【００２４】
トランスＴＲは、一次巻線Ｌｐと二次巻線Ｌｓを図示しない鉄心に巻装して構成され、一次巻線Ｌｐへの印加電圧に対して二次巻線Ｌｓから所望の電圧が誘起されるように、一次巻線Ｌｐと二次巻線Ｌｓの巻線比が設定される。ここでは図示しないが、現実的なトランスＴＲである場合、一次巻線Ｌｐや二次巻線Ｌｓには必然的に漏れインダクタンスが存在することとなる。
【００２５】
整流平滑回路１２は、トランスＴＲの二次巻線Ｌｓに４個の整流ダイオードＤ６，Ｄ７，Ｄ８，Ｄ９をブリッジ接続した全波整流回路と、この全波整流回路の出力端間に接続する平滑コンデンサＣ２とにより構成され、平滑コンデンサＣ２の一端と他端には、上述の出力端子＋Vｉ，−Ｖｉがそれぞれ接続される。整流平滑回路１２は、トランスＴＲの二次巻線Ｌｓに誘起した電圧を整流平滑して、出力端子＋Vｉ，−Ｖｉ間に直流出力電圧Ｖoutを供給するもので、同等の機能を発揮する種々の回路構成を適用できる。
【００２６】
制御回路３は、アクティブクランプ制御部２１や、ゲート制御部２２や、その他種々の制御部によって構成される。これらの制御部は、ＣＰＵ，メモリ回路，Ａ／Ｄ回路，クロック回路，ＤＳＰ，ＩＣといった周知の電気的素子によって構成される。また、当該制御部は、適宜なプログラムが機能することで、この回路構成が所望の機能を構築させることとなる。さらに、実際のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１には、各種の電圧や電流などを検出するための検出回路が適宜設けられており、制御回路３は、この検出回路からの検出値（入力電圧，出力電圧、一次電流，二次電流など）に基づいて、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのデューティ比を設定し、そのデューティ比に応じたパルス駆動信号を、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのゲート端子へ各々出力する構成となっている。
【００２７】
このうち、アクティブクランプ制御部２１は、アクティブクランプ回路２の動作を制御するもので、ここではクランプコンデンサＣ１の電荷充電が完了した後に、補助スイッチング素子ＳＷ−１をオン動作させるパルス駆動信号を出力し、クランプコンデンサＣ１に蓄積した電荷を放電させる。このパルス駆動信号の出力タイミングについては、後程詳述する。
【００２８】
一方、ゲート制御部２２は、フルブリッジ回路１１の動作を制御するもので、ここではクランプコンデンサＣ１の電荷放電が完了するタイミングで、次回のリアクトル電流の三角波を成形開始させる。ここで、クランプコンデンサＣ１の放電完了タイミングは、当該クランプコンデンサＣ１における両端電圧のゼロクロス点で検出することが可能である。
【００２９】
その他、本実施形態の電力変換装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１に供給される電源電圧Ｖinを、所望の動作電圧に変換して制御回路３に供給すると共に、図示しない主電源スイッチをオフに操作した場合や停電の場合に、電源電圧Ｖinの供給が停止した後も、所定の期間内ではゲート制御部２２から主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄにパルス駆動信号を供給できるように、制御回路３に動作電圧を供給し続け、所定の期間を過ぎると動作電圧の供給を遮断する補助電源回路を備えている。
【００３０】
また制御回路３は、例えば前述した入力電圧（電源電圧Ｖin）の検出回路からの検出値を受けて、当該電源電圧Ｖinの供給が停止したと判断すると、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのオン時間を徐々に減少させて、補助電源回路が動作電圧を供給し続けることができる所定の期間内に、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄと補助スイッチング素子ＳＷ−１の動作を停止させるソフトエンドスイッチング動作制御部２３としての機能も備えている。
【００３１】
次に、上記電力変換装置の構成について、その作用を説明する。先ず、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１に所定の電源電圧Ｖinが供給される定常時の動作について、図２を参照しつつ説明する。この図２は、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄ相と、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ相と、アクティブクランプ回路２を構成する補助スイッチング素子ＳＷ−１のそれぞれについて、オン（ＯＮ），オフ（ＯＦＦ）のタイミングを示している。
【００３２】
ステージ１の期間では、フルブリッジ回路１１の主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄが全て導通状態となり、アクティブクランプ回路２の補助スイッチング素子ＳＷ−１が非導通状態となる。この期間は、入力端子＋Vｉ，−Ｖｉ間にリアクトルＬが直接接続した状態になり、電源電圧ＶinによってリアクトルＬにエネルギーが蓄積され、そのリアクトル電流がトランスＴＲの一次巻線Ｌｐを経由することなく、正極電源ライン１４から各主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄを通過して、負極電源ライン１５へ導引される。また、リアクトルＬにエネルギーが蓄積されるのに伴い、三角波状のリアクトル電流の形成が開始され、当該リアクトル電流は線型的に増加していく。
【００３３】
やがて、ステージ２の期間に移行すると、アクティブクランプ回路２にダイオードＤ１を介してリアクトル電流の経路が形成され、クランプコンデンサＣ１を充電するためのクランプ電流が急激に流れる。クランプ電流は、時間経過に応じてクランプコンデンサＣ１に電荷が蓄積されるので、その電流値が減少してゆく。また、ステージ２の期間に移行すると、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄは引き続き導通状態を維持するものの、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃは非導通状態へ切換えられる。このためステージ２の期間では、リアクトル電流の経路が、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐを経由する経路として形成される。
【００３４】
こうして、ステージ２に移行した直後は、アクティブクランプ回路２にリアクトル電流の通過経路を形成させ、リアクトル電流の殆どが当該通過経路へと導かれるが、その後で時間が経過するにしたがって、アクティブクランプ回路２の通過経路で電流が制限されるようになり、やがてクランプコンデンサＣ１に所定の電荷が蓄積されると、アクティブクランプ回路２へリアクトル電流が流れなくなる。一方、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐを経由する経路では、ステージ２に移行した直後からリアクトル電流が時刻ｔ１から徐々に増加する。ステージ２の期間では、リアクトルＬに蓄えられていたエネルギーが放出して、クランプコンデンサＣ１やトランスＴＲの一次巻線Ｌｐに移動し、リアクトルＬからのリアクトル電流は線形的に減少する。また、クランプコンデンサＣ１やトランスＴＲの一次巻線Ｌｐには、リアクトルＬに発生する誘起電圧が電源電圧Ｖinに重畳して、この電源電圧Ｖinよりも高い電圧が印加されることになる。
【００３５】
そして、上記ステージ１からステージ２に切換わる時点では、トランスＴＲの一次側に存在する漏れインダクタンスへ流れる電流が極めて少ない状態となるため、漏れインダクタンスに起因する電位の上昇は殆ど発生せず、非導通状態に切換わった直後の主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃに、過電圧が生じることもなくなる。つまり、本実施形態のアクティブクランプ回路２は、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃがオンからオフの状態にスイッチングされる際に、ダイオードＤ１とクランプコンデンサＣ１とによるリアクトル電流の通過経路を形成するので、トランスＴＲの一次側の漏れインダクタンスに起因する過電圧を抑制できる。
【００３６】
その後、ステージ２の期間では、クランプコンデンサＣ１に蓄積した電荷を放電させるために、補助スイッチング素子ＳＷ−１を導通状態にするパルス駆動信号を、アクティブクランプ制御部２１から補助スイッチング素子ＳＷ−１に供給する。補助スイッチング素子ＳＷ−１がオン状態になると、クランプコンデンサＣ１の電荷は補助スイッチング素子ＳＷ−１を介して放電され、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐに移動する。
【００３７】
こうしてアクティブクランプ制御部２１は、ダイオードＤ１を介してクランプコンデンサＣ１の電荷充電が完了した後に、補助スイッチング素子ＳＷ−１を導通状態にするパルス駆動信号を送って、クランプコンデンサ１３３の電荷を放電させ、ステージ２の期間中に、クランプコンデンサ１３３にクランプされた充電電荷が放電される期間を与えることにより、次に主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄが非導通状態に切換わった時に、アクティブクランプ回路２を好適に機能させることが可能になる。
【００３８】
また、クランプコンデンサＣ１での電荷充電が完了した後に、補助スイッチング素子ＳＷ−１を導通状態にするパルス駆動信号をアクティブクランプ制御部２１から供給すれば、クランプコンデンサＣ１の容量が十分に活用されることとなり、リアクトル電流を取り込む機能が最大限に発揮される。
【００３９】
やがて、クランプコンデンサＣ１の電荷放電が完了し、その両端電圧のゼロクロス点が検出されると、ステージ３の期間に移行して、フルブリッジ回路１１の主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄは再び全て導通状態となる。ステージ３の期間は上述したステージ１の期間と同じ動作を繰り返す。
【００４０】
その後、ステージ４の期間に移行すると、アクティブクランプ回路２にダイオードＤ１を介してリアクトル電流の経路が再び形成され、クランプコンデンサＣ１を充電するためのクランプ電流が急激に流れる。このクランプ電流は、時間経過に応じてクランプコンデンサＣ１に電荷が蓄積されるので、その電流値が減少してゆく。また、ステージ４の期間に移行すると、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃは引き続き導通状態を維持するものの、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄは非導通状態へ切換えられる。このためステージ４の期間では、リアクトル電流の経路が、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐを経由する経路として形成される。
【００４１】
ステージ４の期間は、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐを流れる電流の向きが、ステージ２の期間とは逆になるが、その他の動作はステージ２の期間と同じになる。やがて、クランプコンデンサＣ１の電荷放電が完了し、その両端電圧のゼロクロス点が検出されると、前述したステージ１の期間に移行する。
【００４２】
上記ステージ１〜ステージ４の一連の動作では、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐに正負の電流が繰り返し流れることで、二次巻線Ｌｓに誘起した電圧が整流平滑回路１２で整流平滑され、出力端子＋Vｏ，−Ｖｏ間に接続した負荷に所望の直流出力電圧Ｖoutが供給される。その際、出力電圧Ｖoutに応じたデューティ比を有するパルス駆動信号をゲート制御部２２で生成して、これをフルブリッジ回路１１の主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄに出力することで、負荷に安定した出力電圧Ｖoutを供給することができる。また、インダクタンスＬとフルブリッジ回路１１は恰も力率改善用の昇圧チョッパ回路としても動作するので、力率改善機能と出力制御機能を一つのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１で実現できる。
【００４３】
次に、上述した定常動作後に、本電力変換装置の使用が終了し、或いは、停電等により本電力変換装置への電源電圧Ｖinの供給が停止した場合の動作手順について、図３や図４を参照して説明する。図３は、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄ相と、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ相のそれぞれについて、オン，オフのタイミングを示しており、図中ｔ０は、電源電圧Ｖinの供給が停止した時刻を示している。また図４は、時刻ｔ０以降におけるソフトエンドスイッチング動作制御部２３の制御フローを示している。
【００４４】
定常動作時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１への電源電圧Ｖinの供給が停止すると、制御回路３に組み込まれたソフトエンドスイッチング動作制御部２３は、図４に示すような出力オフの処理を開始する。具体的には、ソフトエンドスイッチング動作制御部２３は、先ずステップＳ１で「繰り返し回数」を設定し、次のステップＳ２で初期の「周期時間」を設定した後、その設定した周期時間中に、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの一周期の動作が完了するように、ステップＳ３〜ステップＳ８の各手順に従って、好ましくは固定したデューティ比で、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄや補助スイッチング素子ＳＷ−１にそれぞれパルス駆動信号を供給する。
【００４５】
ステップＳ３〜ステップＳ８の各手順は、定常動作時におけるステージ１〜ステージ４と共通している。即ち、ステップＳ３ではステージ１の期間と同様に、フルブリッジ回路１１の主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄが全て導通状態となり、アクティブクランプ回路２の補助スイッチング素子ＳＷ−１が非導通状態となる。次のステップＳ４とステップＳ５では、ステージ２の期間と同様に、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄは引き続き導通状態を維持するものの、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃは非導通状態へ切換えられ、やがて所定時間が経過すると、補助スイッチング素子ＳＷ−１が一時的に導通状態になる。ステップＳ６になると、ステージ３の期間と同様に、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄが再び全て導通状態となり、ステップＳ４とステップＳ５では、ステージ４の期間と同様に、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃは引き続き導通状態を維持するものの、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄは非導通状態へ切換えられ、やがて所定時間が経過すると、補助スイッチング素子ＳＷ−１が一時的に導通状態になる。
【００４６】
こうして、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの一周期の動作が完了すると、次にソフトエンドスイッチング動作制御部２３は、ステップＳ９に移行して、「繰り返し回数」を１減じた後、ステップＳ１０で「繰り返し回数」が０になったか否かを判断する。「繰り返し回数」が０でないと判断した場合は、ステップＳ１１に移行して、予め決められた低減率に従って、それまでよりも短い「周期時間」を新たに設定し、その「周期時間」に主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの一周期の動作が完了するように、上述したステップＳ３〜ステップＳ８の各手順を繰り返し実行する。
【００４７】
そして、前述のステップＳ１０で、「繰り返し回数」が０になったと判断した場合は、ステップＳ１２に移行して、ソフトエンドスイッチング動作制御部２３は、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄと補助スイッチング素子ＳＷ−１の全てのスイッチング動作を停止させる。
【００４８】
図３は、「繰り返し回数」が３で、「周期時間」に相当する時間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３が、１／２ｎ（ｎは、上記一周期の動作が完了した回数）の低減率で徐々に減少した場合の例を示している。電源電圧Ｖinの供給が停止すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１へのエネルギー供給は遮断されるが、インダクタＬやトランスＴＲの各巻線Ｌｐ，Ｌｓなどには、それまでに蓄積されたエネルギーが保持されている。そこで、本実施形態のソフトエンドスイッチング動作制御部２３は、図３に示すように、電源電圧Ｖinの供給が停止した時刻ｔ０の後も、設定された「繰り返し回数」の間に、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの「周期時間」が、一周期毎に１／２ｎの割合で徐々に減少するように、各主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄをスイッチング動作させる。
【００４９】
図中、時刻ｔ０直後における主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのスイッチング周期である周期Ｔ１は、図４のステップＳ２に示す初期の「周期時間」に相当する。また、図４のステップ１１で設定される「周期時間」に相当する次の周期Ｔ２は、Ｔ２＝Ｔ１×１／２１＝Ｔ１／２となり、同じくステップ１１で設定されるさらに次の周期Ｔ３は、Ｔ１×１／２２＝Ｔ１／４となる。
【００５０】
本実施形態では、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３を徐々に減少させることで、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのオン時間も徐々に減少させ、インダクタＬやトランスＴＲの各巻線Ｌｐ，Ｌｓなど蓄積されたエネルギーを、徐々にトランスＴＲの出力側に送出して減少させている。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１への電源電圧Ｖinの供給が停止した直後であっても、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄに高い跳ね上がり電圧が発生するのを抑制して、従来よりも耐電圧の低い素子を使用することができる。
【００５１】
加えて、本実施形態におけるソフトエンドスイッチング動作制御部２３は、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのみならす、補助スイッチング素子ＳＷ−１をスイッチング動作させることで、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄが非導通状態に切換わった直後に過電圧が生じることもなく、この点でも耐電圧の低い素子を使用することが可能になる。
【００５２】
さらに本実施形態では、図４の制御フローで示したように、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄ相と、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ相のそれぞれについて、個々にオン時間を設定するのではなく、周期的にオンオフを繰り返す主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの一周期の時間を、周期毎に可変設定することで、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｄ相と、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ相のオン時間を徐々に減少させているので、ソフトエンドスイッチング動作制御部２３としての制御構成を簡素化することができる。
【００５３】
次に、従来例の電力変換装置と本実施形態の電力変換装置の作用効果に関する比較結果を、図５と図６にそれぞれ示す。図５は、ソフトエンドスイッチング動作制御部２３を備えていない従来の電力変換装置において、主スイッチング素子ＳＷ−Ａのドレイン―ソース電圧と、主スイッチング素子ＳＷ−Ａのドレイン電流と、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂのドレイン―ソース電圧と、主スイッチング素子ＳＷ−Ｂのドレイン電流と、リアクトルＬの両端間電圧と、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐの両端間電圧のシミュレーション波形をそれぞれ示している。ここでは、演算エラー防止のために、１０００Vのツェナーダイオードを入れているが、電源電圧Ｖinの供給が停止した直後のリアクトルＬの両端間電圧は１０００Ｖに達している。
【００５４】
また図６は、ソフトエンドスイッチング動作制御部２３を備えた本実施形態の電力変換装置において、トランスＴＲの一次巻線Ｌｐを流れる電流と、リアクトルＬの両端間電圧の実測波形をそれぞれ示しており、ここでは「周期時間」を一周期毎に１／２ｎの割合ではなく、同じ割合で直線的に減衰させている。
【００５５】
これらの各図を比較すると、従来の電力変換装置では、電源電圧Ｖinの供給が停止した直後に、トランスＴＲの一次巻線ＬｐやリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが行き場を失って、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂのドレイン―ソース間に高い跳ね上がり電圧が発生している。これは図示しないが、他の主スイッチング素子ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄでも同じことがいえる。一方、本実施形態の電力変換装置では、電源電圧Ｖinの供給が停止した後に、トランスＴＲの一次巻線ＬｐやリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが徐々に減少しており、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄには高い跳ね返り電圧が発生しない。
【００５６】
一実施例において、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−ＤがＩＧＢＴ（１０ｋＷ，１５０Ａ）を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の場合、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの耐電圧を１２００Ｖから６００Ｖに大きく低減できた。またこれは、ＩＧＢＴ以外の素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）にも適用でき、同様の効果が得られる。
【００５７】
以上のように、本実施形態では、リアクトルＬと、複数個の主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄと、入力側と出力側を絶縁するためのトランスＴＲとを含み、トランスＴＲの出力側から負荷に電力を供給するコンバータ回路としてのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１を備え、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄをスイッチング動作させて、リアクトルＬから出力されるリアクトル電流の経路を制御することで、力率を改善しつつ負荷への出力電圧を制御する構成とし、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのスイッチング動作時に、当該主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄに発生する電圧を抑制するために、少なくとも補助スイッチング素子ＳＷ−１を含むクランプ回路としてのアクティブクランプ回路２を備えた電力変換装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１への電源供給が停止したときに、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのオン時間を徐々に減少させた後に、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの動作を停止させる動作制御手段としてのソフトエンドスイッチング動作制御部２３を備えている。
【００５８】
この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１への電源供給が停止したときに、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのオン時間を徐々に減少させることで、インダクタＬの自己誘導やトランスＴＲの各巻線Ｌｐ，Ｌｓの漏れインダクタンスなどにより蓄積された磁気エネルギーを、徐々にトランスＴＲの出力側に送出して減少させることができる。そのため、本電力変換装置の動作停止時において、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄに高い跳ね上がり電圧が発生するのを抑制して、従来よりも耐電圧が低い素子を使用することが可能になる。その結果、低耐電圧の素子が使用でき安定した安価な電力変換装置が実現できる。
【００５９】
また、本実施形態では、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの一周期の動作が完了した回数をｎとしたときに、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの周期を１／２ｎの割合で減少させることで、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのオン時間を徐々に減少させるように、ソフトエンドスイッチング動作制御部２３を構成している。
【００６０】
この場合、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの周期が１／２ｎの割合で減少するように、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄのオン時間を徐々に減少させることで、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄに高い跳ね上がり電圧が発生するのを、より効果的に抑制することができる。
【００６１】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、当該実施形態はあくまでも例として提示したに過ぎず、発明の範囲を限定することを意図していない。ここに提示したれ実施形態は、その他の様々な形態で実施可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置換、変更が可能である。例えば、上述した「ＯＮ時間」の低減率は１／２ｎ以外であってもよく、また「繰り返し回数」も３以外の複数回数に設定して構わない。さらに、主スイッチング素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄの数や接続形態などは、図１で示したものに限らない。
【符号の説明】
【００６２】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（コンバータ回路）
２  アクティブクランプ回路（クランプ回路）
２３  ソフトエンドスイッチング動作制御部（動作制御手段）
Ｌ  リアクトル
ＴＲ  トランス
ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂ，ＳＷ−Ｃ，ＳＷ−Ｄ  主スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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