(57)【要約】【課題】チョッピング電流の検出ばらつきを抑制可能な回路装置及び電子機器等を提供すること。【解決手段】回路装置２００は、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２とローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４とを有するブリッジ回路２１０と、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２及びローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４のオン・オフ制御を行う制御部２４０と、ブリッジ回路２１０の出力電流を増加させるチャージ期間でのチャージ電流Ｉｄが設定値に達したか否かを検出する検出回路２２０と、を含む。制御部２４０は、チャージ期間情報に基づいてチャージ期間をカウントするカウンター２４５を有し、通常動作モードでは、検出回路２２０からの検出結果に基づいてオン・オフ制御を行い、自走モードでは、カウンター２４５からの出力に基づいてオン・オフ制御を行う。【選択図】      図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイサイド側のトランジスターとローサイド側のトランジスターとを有するブリッジ回路と、
前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターのオン・オフ制御を行う制御部と、
前記ブリッジ回路の出力電流を増加させるチャージ期間でのチャージ電流が設定値に達したか否かを検出する検出回路と、
を含み、
前記制御部は、
チャージ期間情報に基づいて前記チャージ期間をカウントするカウンターを有し、
通常動作モードでは、前記検出回路からの検出結果に基づいて前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターの前記オン・オフ制御を行い、
自走モードでは、前記カウンターからの出力に基づいて前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターの前記オン・オフ制御を行うことを特徴とする回路装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記制御部は、
外部の処理部からの指示に基づいて、前記通常動作モードと前記自走モードの切り替えを行うことを特徴とする回路装置。
【請求項３】
請求項１又は２において、
前記制御部は、
前記通常動作モードにおいて前記チャージ期間をモニターし、前記チャージ期間のモニター結果に基づいて前記チャージ期間情報を設定することを特徴とする回路装置。
【請求項４】
請求項２において、
前記チャージ期間情報は、前記外部の処理部からの指示に基づいて設定されることを特徴とする回路装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記通常動作モードでは前記検出回路からの前記検出結果に基づいて、前記チャージ期間の終了条件を満たしたことを示す検出信号を生成し、前記自走モードでは前記カウンターからの出力に基づいて前記検出信号を生成する検出信号生成部と、
前記検出信号生成部からの前記検出信号に基づいて、前記チャージ期間と、前記ブリッジ回路の前記出力電流を減少させるディケイ期間とを切り替える制御信号を出力する期間制御部と、
前記期間制御部からの前記制御信号に基づいて、前記オン・オフ制御を行う駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
を含むことを特徴とする回路装置。
【請求項６】
請求項５において、
前記制御部は、
前記通常動作モードにおいてモニターされた前記チャージ期間を前記チャージ期間情報として記憶するチャージ期間記憶部を有し、
前記検出信号生成部は、
前記カウンターのカウント値が、前記モニターされた前記チャージ期間に達した場合に前記検出信号をアクティブにし、
前記期間制御部は、
前記検出信号がアクティブになった場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えることを特徴とする回路装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかにおいて、
前記検出回路は、
前記自走モードにおいて、動作オフ状態又は低消費電力モードに設定されることを特徴とする回路装置。
【請求項８】
請求項７において、
前記検出回路は、
基準電圧を生成する電圧生成回路と、
前記チャージ電流が流れるセンス抵抗の一端の電圧と、前記基準電圧とを比較するコンパレーターと、
を有することを特徴とする回路装置。
【請求項９】
請求項８において、
前記自走モードにおいて、前記コンパレーター又は、前記電圧生成回路及び前記コンパレーターが、前記動作オフ状態又は前記低消費電力モードに設定されることを特徴とする回路装置。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかに記載された回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記回路装置により駆動されるモーターを含み、
前記回路装置は、
前記モーターが定速動作の場合に前記自走モードに設定されることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回路装置及び電子機器等に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流モーターの駆動電流を制御する手法として、チョッピング電流を制御する手法が知られている（例えば特許文献１）。この手法では、ブリッジ回路にセンス抵抗を接続し、そのセンス抵抗の一端の電圧が、チョッピング電流を規定する基準電圧に達したか否かをコンパレーターにより検出する。そして、センス抵抗の一端の電圧が基準電圧に達したときにチャージ期間からディケイ期間に切り替える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−０４３１７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
さて、モーターを定速状態に制御する際には、回転数やトルクを一定にするためチョッピング電流が一定となることが望ましい。しかしながら、上記のような手法では、アナログ的に電流検出を行うため検出値にばらつきが生じるという課題がある。
【０００５】
例えば、コンパレーターでの比較はノイズに敏感であるため、複数回のクロックでアクティブを検出した場合に真の検出とみなす手法が考えられる。しかしながら、その分だけ検出に時間がかかり、その間にも電流値は変化するため、真の検出と判断したときには基準電圧からずれてしまっている。
【０００６】
或いは、クロックでコンパレーターの出力をサンプリングするので、アナログ的にコンパレーターの出力がアクティブになるタイミングと、サンプリングした出力がアクティブになるタイミングとの間には、１クロック分のばらつきが生じてしまう。
【０００７】
本発明の幾つかの態様によれば、チョッピング電流の検出ばらつきを抑制可能な回路装置及び電子機器等を提供できる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様は、ハイサイド側のトランジスターとローサイド側のトランジスターとを有するブリッジ回路と、前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターのオン・オフ制御を行う制御部と、前記ブリッジ回路の出力電流を増加させるチャージ期間でのチャージ電流が設定値に達したか否かを検出する検出回路と、を含み、前記制御部は、チャージ期間情報に基づいて前記チャージ期間をカウントするカウンターを有し、通常動作モードでは、前記検出回路からの検出結果に基づいて前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターの前記オン・オフ制御を行い、自走モードでは、前記カウンターからの出力に基づいて前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターの前記オン・オフ制御を行う回路装置に関係する。
【０００９】
本発明の一態様によれば、自走モードにおいて、カウンターからの出力に基づいてブリッジ回路のトランジスターのオン・オフ制御を行うことができる。このように検出回路からの検出結果ではなくカウンターからの出力を用いることにより、チョッピング電流の検出ばらつきを抑制することが可能となる。
【００１０】
また本発明の一態様では、前記制御部は、外部の処理部からの指示に基づいて、前記通常動作モードと前記自走モードの切り替えを行ってもよい。
【００１１】
外部の処理部は、チョッピング電流の設定値を書き替えることで、ブリッジ回路の出力を制御している。そのため、外部の処理部は、チョッピング電流を一定にする場合に自走モードを指示することが可能である。このような指示により自走モードが設定されることで、カウンターによりデジタル的にチャージ期間が決定され、チョッピング電流の検出ばらつきを抑制できる。
【００１２】
また本発明の一態様では、前記制御部は、前記通常動作モードにおいて前記チャージ期間をモニターし、前記チャージ期間のモニター結果に基づいて前記チャージ期間情報を設定してもよい。
【００１３】
通常動作モードでは、チャージ電流が設定値に達したか否かを実際に検出するので、チャージ期間はチョッピング電流の設定値に対応して決まっている。そのようなチャージ期間をモニターし、その結果をチャージ期間情報として設定することで、自走モードにおいて、設定値に対応したチョッピング電流でブリッジ回路の出力を制御できる。
【００１４】
また本発明の一態様では、前記チャージ期間情報は、前記外部の処理部からの指示に基づいて設定されてもよい。
【００１５】
チャージ期間の長さを変えるとチョッピング電流が変化する。即ち、外部の処理部からの指示に基づいてチャージ期間情報が設定されることで、自走モードにおけるチョッピング電流を設定でき、ブリッジ回路の出力を制御できる。
【００１６】
また本発明の一態様では、前記通常動作モードでは前記検出回路からの前記検出結果に基づいて、前記チャージ期間の終了条件を満たしたことを示す検出信号を生成し、前記自走モードでは前記カウンターからの出力に基づいて前記検出信号を生成する検出信号生成部と、前記検出信号生成部からの前記検出信号に基づいて、前記チャージ期間と、前記ブリッジ回路の前記出力電流を減少させるディケイ期間とを切り替える制御信号を出力する期間制御部と、前記期間制御部からの前記制御信号に基づいて、前記オン・オフ制御を行う駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を含んでもよい。
【００１７】
このように構成することで、通常動作モードでは検出回路からの検出結果に基づいてオン・オフ制御を行い、自走モードではカウンターからの出力に基づいてオン・オフ制御を行うことができる。
【００１８】
また本発明の一態様では、前記制御部は、前記通常動作モードにおいてモニターされた前記チャージ期間を前記チャージ期間情報として記憶するチャージ期間記憶部を有し、前記検出信号生成部は、前記カウンターのカウント値が、前記モニターされた前記チャージ期間に達した場合に前記検出信号をアクティブにし、前記期間制御部は、前記検出信号がアクティブになった場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間に切り替えてもよい。
【００１９】
このように構成することで、通常動作モードにおいてモニターされたチャージ期間に基づいてチャージ期間情報を設定し、そのチャージ期間情報とカウンターからの出力とに基づいて自走モードでの動作を行うことができる。
【００２０】
また本発明の一態様では、前記検出回路は、前記自走モードにおいて、動作オフ状態又は低消費電力モードに設定されてもよい。
【００２１】
また本発明の一態様では、前記検出回路は、基準電圧を生成する電圧生成回路と、前記チャージ電流が流れるセンス抵抗の一端の電圧と、前記基準電圧とを比較するコンパレーターと、を有してもよい。
【００２２】
また本発明の一態様では、前記自走モードにおいて、前記コンパレーター又は、前記電圧生成回路及び前記コンパレーターが、前記動作オフ状態又は前記低消費電力モードに設定されてもよい。
【００２３】
自走モードでは、検出回路の検出結果ではなくカウンターからの出力を用いる。そのため、自走モードでは検出回路を動作オフ状態又は低消費電力モードに設定することが可能であり、それにより回路装置の消費電力を低減できる。
【００２４】
また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載された回路装置を含む電子機器に関係する。
【００２５】
また本発明の他の態様は、前記回路装置により駆動されるモーターを含み、前記回路装置は、前記モーターが定速動作の場合に前記自走モードに設定されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】回路装置の比較構成例。
【図２】比較例の動作を説明するタイミングチャート。
【図３】比較例の詳細な動作を説明するタイミングチャート。
【図４】本実施形態の回路装置の構成例。
【図５】通常動作モードにおける動作を説明するタイミングチャート。
【図６】自走モードにおける動作を説明するタイミングチャート。
【図７】回路装置の変形構成例。
【図８】電子機器の構成例。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００２８】
１．比較例
図１に、回路装置の比較構成例を示す。この回路装置２００は、モーター２８０（例えば、直流モーター、ステッピングモーター）に駆動電流を供給するブリッジ回路２１０と、ブリッジ回路２１０にＰＷＭ信号を出力する制御部２４０と、ＰＷＭ信号をバッファリングするプリドライバー２６０と、基準電圧ＶＲを出力するＤ／Ａ変換回路２２２と、チャージ電流を検出する検出回路２２０と、クロック生成回路２７０と、レジスター部２５０と、を含む。制御部２４０は、ＰＷＭ信号として駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する駆動信号生成部２４１を含む。
【００２９】
検出回路２２０は、基準電圧ＶＲを生成するＤ／Ａ変換回路２２２と、基準電圧ＶＲとセンス抵抗２９０の一端の電圧ＶＳとを比較するコンパレーター２２１と、を含む。
【００３０】
図２を用いて回路装置２００の動作を説明する。チャージ期間ＴＣでは、ブリッジ回路２１０のトランジスターＱ１、Ｑ４がオンになり、トランジスターＱ２、Ｑ３がオフになる。このとき、モーター２８０を流れる電流Ｉｄ（チャージ電流）は増加するため、電圧ＶＳが上昇していく。コンパレーター２２１は、電圧ＶＳが基準電圧ＶＲに達したことを検出して信号ＣＱ１をアクティブにし、制御部２４０は、アクティブになった信号ＣＱ１を受けて、チャージ期間ＴＣからディケイ期間ＴＤに切り替える。電圧ＶＳが基準電圧ＶＲに達したときの電流をチョッピング電流ＩＬと呼ぶ。
【００３１】
ディケイ期間ＴＤでは、ブリッジ回路２１０のトランジスターＱ２、Ｑ３がオンになり、トランジスターＱ１、Ｑ４がオフになる。このとき、モーター２８０を流れる電流Ｉｄ（ディケイ電流）は減少していく。
【００３２】
このようにして、モーター２８０を流れる電流がチョッピング電流ＩＬを上限として上下し、その平均がモーター２８０の駆動電流となる。レジスター部２５０には、Ｄ／Ａ変換回路２２２の設定値（基準電圧ＶＲの設定値）を可変に設定可能である。チョッピング電流は基準電圧ＶＲによって決まるので、Ｄ／Ａ変換回路２２２の設定値を変えることによって駆動電流が設定され、モーター２８０の回転数やトルクを制御できる。
【００３３】
図３に、上記動作のより詳細なタイミングチャートを示す。まず、チャージ期間からディケイ期間への切り替えるときの動作を説明する。
【００３４】
図３のＡ１に示すように、制御部２４０は、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりで信号ＣＱ１をサンプリングし、そのサンプリングした信号ＣＱ１に基づいて期間の切り替えを制御する。
【００３５】
具体的には、クロック信号ＣＬＫの１回目の立ち上がりで信号ＣＱ１がＨレベルであったとする。次の２回目の立ち上がりまでの間に電流Ｉｄが設定値を下から上に超えた場合（電圧ＶＳが基準電圧ＶＲを下から上に超えた場合）、コンパレーター２２１の出力信号ＣＱ１は、Ｈレベル（非アクティブ）からＬレベル（アクティブ）に変化する。そうすると、２回目の立ち上がりで信号ＣＱ１はＬレベルに変化する。そして、更に次の３回目の立ち上がりで信号ＣＱ１がＬレベルを維持している場合に、制御部２４０はチャージ期間からディケイ期間へ切り替える。切り替えるタイミングは、Ｌレベルを２回確認した次の４回目の立ち上がりである。
【００３６】
このように、少なくとも２回のクロックでコンパレーター２２１の出力信号ＣＱ１がＬレベル（アクティブ）であることを確認し、期間を切り替える処理を、マスク処理と呼ぶ。このマスク処理により、ノイズによる信号ＣＱ１の反転を排除し、チョッピング電流が真に設定値を超えた場合にだけチャージ期間からディケイ期間に切り替えることができる。
【００３７】
ディケイ期間に切り替わると、制御部２４０は不図示のカウンターにカウントを開始させる。制御部２４０は、所定のカウント値（図３の例では“１Ｆ”）に達したことを確認すると、ディケイ期間からチャージ期間へ切り替える。
【００３８】
さて、以上のような動作により、ノイズの影響を避けながらモーター２８０の回転数等を制御できるが、モーター２８０の定速動作において以下のような課題がある。
【００３９】
モーター２８０の定速動作（定速モード）とは、モーター２８０のトルクを一定にする動作である。モーター２８０の負荷が一定であれば回転数は一定となるので、定速でモーター２８０が回転する。この定速動作は、チョッピング電流の設定値を一定にする（Ｄ／Ａ変換回路２２２の設定値を書き替えない）ことによって実現される。
【００４０】
このとき、理想的には、電流Ｉｄがちょうどチョッピング電流の設定値に達した瞬間にチャージ期間からディケイ期間に毎回切り替われば、モーター２８０のトルクはばらつかないことになる。しかしながら、マスク処理と、クロック信号ＣＬＫによるサンプリングとにより、実際のチョッピング電流は設定値に対してばらつくという課題がある。
【００４１】
まず、マスク処理の影響について説明する。上述のようにマスク処理では２回のクロックでコンパレーター２２１の出力がアクティブであることを確認する。そのため、図３のＡ２に示すように、２回のクロックの間に電流Ｉｄが上昇し、実際にディケイ期間に切り替わるときの電流Ｉｄ（実際のチョッピング電流）は設定値よりも大きくなる。この誤差は、モーター２８０の駆動電流の誤差となるため、モーター２８０のトルクに誤差を発生させることになる。
【００４２】
次に、クロック信号ＣＬＫによるサンプリングの影響について説明する。図３のＡ３に示すように、サンプリングされた信号ＣＱ１がＨレベルからＬレベルに変わったとき、アナログのコンパレーター２２１の出力信号ＣＱ１がＬレベルからＨレベルに変わるタイミングは、クロック信号ＣＬＫの２つの立ち上がりの間であれば、どこでもよい。そのため、Ａ４に示すように、電流Ｉｄが設定値を超えるタイミングにはクロック１回分のばらつきがあることになる。Ａ５に示すように、このばらつきによって各チャージ期間で電流Ｉｄの最大値（実際のチョッピング電流）が変動してしまい、モーター２８０のトルクが揺らいでしまう。
【００４３】
２．回路装置
図４に、上記の課題を解決できる本実施形態の回路装置の構成例を示す。この回路装置２００は、ブリッジ回路２１０と検出回路２２０と制御部２４０（制御回路）とレジスター部２５０とプリドライバー２６０とクロック生成回路２７０とを含む。検出回路２２０は、コンパレーター２２１とＤ／Ａ変換回路２２２（電圧生成回路）とを含む。なお、既に上述した構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００４４】
回路装置２００は、例えばＩＣチップ（集積回路装置）で構成されており、回路装置２００の端子は、ＩＣチップのパッケージの端子或いはシリコン基板上のパッドに相当する。そして、ＩＣチップである回路装置２００は、プリント基板に実装されている。また、センス抵抗２９０は回路部品としてプリント基板に実装されている。
【００４５】
ブリッジ回路２１０は、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２と、ローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４と、を含む。トランジスターＱ１〜Ｑ４は、Ｈブリッジに構成されたＣＭＯＳトランジスターである。ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２は、例えばＰ型トランジスターであり、ローサイド側のトランジスターよりも高電位電源側に接続される。ローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４は、例えばＮ型トランジスターであり、ハイサイド側のトランジスターよりも低電位電源側に接続される。
【００４６】
具体的には、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２のソースノードは電源電圧ＶＣＣのノードに接続され、ローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４のソースノードは、端子ＲＮＦに接続されたノードＮ１に接続される。端子ＲＮＦには、センス抵抗２９０の一端が接続される。センス抵抗２９０の他端はグランド電圧のノードに接続される。トランジスターＱ１、Ｑ３のドレインノードは、モーター２８０の一端が接続された端子ＯＵＴ１に接続される。トランジスターＱ２、Ｑ４のドレインノードは、モーター２８０の他端が接続された端子ＯＵＴ２に接続される。
【００４７】
なお、トランジスターＱ１〜Ｑ４は、ＣＭＯＳ構造により構成される寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を含み、それらはトランジスターＱ１〜Ｑ４に並列に接続される。
【００４８】
ここで、トランジスターＱ１〜Ｑ４は全てＮ型のＣＭＯＳトランジスターで構成してもよい。あるいは、トランジスターＱ１〜Ｑ４はバイポーラトランジスターで構成してもよい。この場合、ダイオードＤ１〜Ｄ４は寄生ダイオードでなく、回路素子である。
【００４９】
制御部２４０は、比較例で説明したように、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ２及びローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４のオン・オフ制御を行う。更に、本実施形態では自走モードを設け、その自走モードでは通常動作モードとは異なる制御を行うことにより、定速動作時にチョッピング電流の誤差を抑制する。
【００５０】
具体的には、制御部２４０は、駆動信号生成部２４１と期間制御部２４２と検出信号生成部２４３とチャージ期間記憶部２４４とチャージ期間カウンター２４５とディケイ期間カウンター２４６と論理和回路２４７（ロジック回路）とを含む。
【００５１】
チャージ期間カウンター２４５は、チャージ期間記憶部２４４に記憶されたチャージ期間情報に基づいてチャージ期間をカウントする。検出信号生成部２４３は、通常動作モードでは、コンパレーター２２１からの検出結果（信号ＣＱ１）に基づいて検出信号ＦＬを生成し、自走モードでは、チャージ期間カウンター２４５からの出力（カウント値）に基づいて検出信号ＦＬを生成する。そして、期間制御部２４２は、検出信号ＦＬに基づいてチャージ期間とディケイ期間への切り替えを行い、駆動信号生成部２４１がブリッジ回路２１０のオン・オフ制御を行う。
【００５２】
このように、自走モードにおいてチャージ期間カウンター２４５のカウント値に基づいてディケイ期間への切り替えを行うことで、チョッピング電流の誤差やばらつきを低減できる。即ち、コンパレーター２２１を用いてアナログ的に電流検出を行うと、比較例で説明したような誤差やばらつきが避けられないが、カウンターでデジタル的にディケイ期間をカウントすることでチャージ期間のばらつきが無くなる。そうすると、毎回のチャージ期間において同じタイミングでディケイ期間へ切り替わるので、チョッピング電流のばらつきが抑制され、モーター２８０のトルクを一定にすることができる。
【００５３】
なお、チャージ期間情報とは、自走モードにおけるチャージ期間を表す情報である。図４の例では、チャージ期間情報は、チャージ期間記憶部２４４に記憶されたカウント値である。このカウント値は、後述のように通常動作モードにおいて電流検出により決まったチャージ期間をモニター（測定）したものである。或いは、図７で説明する変形例では、チャージ期間情報は、レジスター部２５０に設定された設定値である。設定値はカウント値そのものでもよいし、カウント値に対応したコード値であってもよい。
【００５４】
また、自走モードとは、チョッピング電流の検出結果を用いずにデジタル的に自律して期間の切り替えを行うモードである。このモードは、ブリッジ回路２１０が出力する駆動電流が一定である場合に設定されるモードである。例えばモーター２８０が直流モーターである場合には、モーター２８０を定速動作させる際に設定される。例えば、レジスター部２５０は、外部の処理部（図８の処理部３００）からモード設定が書き込まれるモード設定レジスター２５１を含む。そして、書き込まれたモード設定信号ＭＤに基づいて制御部２４０が通常動作モード又は自走モードにおける動作を行う。
【００５５】
外部の処理部は、チョッピング電流の設定値を書き替えることによってモーター２８０の回転数やトルクを制御している。例えばモーター２８０が直流モーターである場合、モーター２８０の回転を加速するときには段階的にチョッピング電流の設定値を上げていき、加速を終えるとチョッピング電流の設定値を一定に保って（書き替えずに）モーター２８０の回転を定速に保つ。即ち、外部の処理部は、モーター２８０の動作状態が分かっている。そのため、例えば、チョッピング電流の設定値が所定の時間変えない場合には、定速動作であると判断し、モード設定レジスター２５１に自走モードを設定することができる。
【００５６】
このように、外部の処理部からの指示に基づいて通常動作モードと自走モードを切り替えることで、外部の処理部によって制御されるモーター２８０が定速動作であるときに自走モードに設定することができる。これにより、チョッピング電流の誤差が抑制された理想的な定速動作を実現できる。
【００５７】
また、モーター２８０が加速又は減速動作であるときには、チョッピング電流の設定値を書き替えるが、ブリッジ回路２１０の出力が、その書き替えた設定値に達するまで待つ必要がある。この場合には、電流検出を行う方が適切である。本実施形態では、外部の処理部からの指示により通常動作モードに設定できるので、電流検出により適切に加速又は減速動作を行うことができる。
【００５８】
なお、ステッピングモーターにおいてマイクロステップ制御を行う場合には、チョッピング電流を細かく段階的に変更する制御が行われる。このような頻繁にチョッピング電流を変更するような場合には、通常動作モードを用いることによって、従来と同様の制御を行うことが可能である。
【００５９】
３．詳細な動作
次に、回路装置２００の詳細な動作について説明する。
【００６０】
まず、図５を用いて通常動作モードにおける動作について説明する。通常動作モードでは、比較例と同様にコンパレーター２２１からの検出結果に対してマスク処理を行い、チャージ期間からディケイ期間へ切り替える。
【００６１】
図５に示すように、通常動作モードでは、自走モードを設定する信号ＭＤはＬレベル（非アクティブ）である。論理和回路２４７は、信号ＭＤがＬレベルであるためコンパレーター２２１の出力信号ＣＱ１をそのまま信号ＣＱ２として出力する。チャージ期間カウンター２４５は、後述の自走モードで用いるカウンターであり、信号ＭＤがＬレベルのときには例えばリセット状態となっており、“０”を出力する。
【００６２】
検出信号生成部２４３は、コンパレーター２２１からの信号ＣＱ２又はチャージ期間カウンター２４５のカウント値に基づいて検出信号ＦＬ（フラグ信号）を生成する。検出信号ＦＬは、チャージ期間の終了条件を満たしたことを検出したときにアクティブとなる信号である。上記のように通常動作モードではチャージ期間カウンター２４５の出力は“０”なので、信号ＣＱ２に基づいて検出信号ＦＬを生成することになる。
【００６３】
即ち、図５のＢ１に示すように、検出信号生成部２４３は信号ＣＱ２をサンプリングする。そして、そのサンプリングされた信号ＣＱ２がＨレベル（非アクティブ）からＬレベル（アクティブ）に変わり、更に次のクロック信号ＣＬＫの立ち上がりでもＬレベルである場合、検出信号ＦＬをＬレベル（非アクティブ）からＨレベル（アクティブ）にする。
【００６４】
Ｂ２に示すように、期間制御部２４２はクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで検出信号ＦＬをサンプリングし、そのサンプリングした検出信号ＦＬがＨレベルである場合に、チャージ期間からディケイ期間へ切り替える制御信号を出力する。駆動信号生成部２４１は、その制御信号を受けて、ディケイ期間における駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。
【００６５】
例えば、駆動信号生成部２４１は、Ｈアクティブの駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。この場合、チャージ期間では駆動信号Ｓ１、Ｓ４がＨレベルであり、駆動信号Ｓ２、Ｓ３はＬレベルである。ディケイ期間に切り替わると、駆動信号Ｓ２、Ｓ３がＨレベルとなり、駆動信号Ｓ１、Ｓ４がＬレベルとなる。プリドライバー２６０は、この駆動信号Ｓ１〜Ｓ４をバッファリングするバッファー２６１〜２６４を含む。バッファー２６１〜２６４は、それぞれトランジスターＱ１〜Ｑ４のゲートへ、バッファリングされた駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を供給する。ローサイド側のトランジスターＱ３、Ｑ４はＮ型トランジスターなので、バッファー２６３、２６４は論理を反転するバッファーであり、Ｌアクティブの駆動信号Ｇ３、Ｇ４を出力する。
【００６６】
ディケイ期間に切り替わると、図５のＢ３に示すように、期間制御部２４２がディケイ期間カウンター２４６のカウントを開始させる。レジスター部２５０は、外部の処理部（図８の処理部３００）からディケイ期間が設定されるディケイ期間設定レジスター２５２を含む。ディケイ期間としては、例えばカウント値（例えば“１Ｆ”）が設定される。そして、ディケイ期間カウンター２４６のカウント値が、ディケイ期間カウンター２４６に設定されたカウント値に達すると、期間制御部２４２は、ディケイ期間からチャージ期間へ切り替える制御信号を駆動信号生成部２４１へ出力し、ディケイ期間カウンター２４６のカウント値をリセットする。
【００６７】
次に、図６を用いて自走モードにおける動作について説明する。自走モードでは、チャージ期間カウンター２４５により所定のチャージ期間までカウントし、チャージ期間を一定に保つ。
【００６８】
図６に示すように、自走モードでは信号ＭＤはＨレベル（アクティブ）である。論理和回路２４７の出力信号ＣＱ２は、信号ＭＤがＨレベルであるためＨレベルに固定される。チャージ期間カウンター２４５は、信号ＭＤがＨレベルのときにはリセットが解除され、チャージ期間をカウントする。
【００６９】
論理和回路２４７の出力信号ＣＱ２がＨレベル（非アクティブ）に固定されているため、検出信号生成部２４３は、チャージ期間カウンター２４５のカウント値に基づいて検出信号ＦＬを生成することになる。
【００７０】
例えば、チャージ期間記憶部２４４にチャージ期間情報としてカウント値“Ｆ”が記憶されているとする。このカウント値は通常動作モードにおいて測定されたものである。図６のＣ１に示すように、検出信号生成部２４３は、チャージ期間カウンター２４５のカウント値が“Ｆ”に達したときのクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで、検出信号ＦＬをＬレベル（非アクティブ）からＨレベル（アクティブ）にする。
【００７１】
Ｃ２に示すように、期間制御部２４２はクロック信号ＣＬＫの立ち上がりで検出信号ＦＬをサンプリングし、そのサンプリングした検出信号ＦＬがＨレベルである場合に、チャージ期間からディケイ期間へ切り替える制御信号を出力する。駆動信号生成部２４１は、期間制御部２４２からの制御信号を受けて、ディケイ期間における駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。なお、期間制御部２４２は、ディケイ期間に切り替える際にチャージ期間カウンター２４５のカウント値をリセットする。ディケイ期間からチャージ期間への切り替えは、通常動作モードと同じである。
【００７２】
以上のような構成及び動作により、通常動作モードと自走モードの切り替えを実現できる。即ち、検出信号生成部２４３が、通常動作モードにおいてコンパレーター２２１からの検出結果（信号ＣＱ１）に基づいて検出信号ＦＬを生成することで、電流検出によるチョッピング電流の制御を実現できる。また、検出信号生成部２４３が、自走モードにおいてチャージ期間カウンター２４５からの出力に基づいて検出信号ＦＬを生成することで、電流検出を用いずに期間の切り替えを行い、チョッピング電流のばらつきを低減できる。
【００７３】
なお、以上ではコンパレーター２２１の出力がＬアクティブである場合を例に説明したが、これに限定されず、コンパレーター２２１の出力をＨアクティブで構成してもよい。また、それに合わせて、他の信号（例えばモード設定信号ＭＤ）の論理レベルや構成要素（例えば論理和回路２４７）を適宜変更してもよい。
【００７４】
上述のように、通常動作モードにおいてチャージ期間を測定するが、その測定は例えば以下のようにして行う。即ち、チャージ期間記憶部２４４は、不図示のカウンターを有しており、そのカウンターのカウント値によって通常動作モードにおいてチャージ期間をモニターする。
【００７５】
検出信号生成部２４３は、通常動作モードではコンパレーター２２１の出力信号ＣＱ１に基づいてチャージ期間の終了を検出している。チャージ期間記憶部２４４は、このチャージ期間の終了が検出されたとき（例えば検出信号ＦＬがアクティブになったとき）のカウント値をチャージ期間情報として記憶する。例えば、直近に測定された所定回数のチャージ期間を平均し、その平均値をチャージ期間情報として記憶する。直近の測定結果を用いるためチャージ期間毎にチャージ期間情報が更新され、自走モードに切り替わったとき、その直前の所定回数のチャージ期間の平均値がチャージ期間情報として用いられることになる。
【００７６】
通常動作モードでは電流検出によりチャージ期間が決まるため、チョッピング電流の設定値に対応したチャージ期間が記憶される。このように通常動作モードにおいてモニターしたチャージ期間をチャージ期間情報として設定することで、自走モードにおいて、設定値に対応したチョッピング電流でモーター２８０を制御することができる。
【００７７】
なお、チャージ期間カウンター２４５にカウンターを設けず、チャージ期間カウンター２４５を兼用してもよい。この場合、通常動作モードにおいてもチャージ期間カウンター２４５はカウント動作を行う。そして、検出信号生成部２４３が、コンパレーター２２１の出力がアクティブになったときのチャージ期間カウンター２４５のカウント値をチャージ期間記憶部２４４が記憶する。
【００７８】
さて、上述のように自走モードでは検出回路２２０の検出結果を用いない。そのため、自走モードでは、検出回路２２０は、動作オフ状態又は低消費電力モードに設定される。例えば、制御部２４０が、モード設定信号ＭＤがＨレベル（アクティブ）である場合に、検出回路２２０を動作オフ状態又は低消費電力モードに設定する。或いは、外部の処理部（図８の処理部３００）が指示を行う。この場合、外部の処理部がレジスター部２５０に動作オフ状態又は低消費電力モードを設定し、その設定により検出回路２２０が動作オフ状態又は低消費電力モードとなる。
【００７９】
より具体的には、検出回路２２０は、コンパレーター２２１とＤ／Ａ変換回路２２２（電圧生成回路）とを含んでおり、それらの少なくとも一方が自走モードにおいて動作オフ状態又は低消費電力モードに設定される。例えば、コンパレーター２２１のみが動作オフ状態又は低消費電力モードに設定されてもよいし、或いは、コンパレーター２２１とＤ／Ａ変換回路２２２が動作オフ状態又は低消費電力モードに設定されてもよい。上記と同様に制御部２４０或いは外部の処理部が、コンパレーター２２１やＤ／Ａ変換回路２２２を動作オフ状態又は低消費電力モードに設定する。
【００８０】
動作オフ状態では、動作オフ状態に設定される構成要素のリファレンス電流がゼロに設定され、出力が固定レベル又はハイインピーダンス状態に設定される。低消費電力モードでは、動作オフ状態に設定される構成要素のリファレンス電流が、通常の状態に比べて低減される。或いは、１つの構成要素に複数のリファレンス電流が存在する場合には、その一部がオフされ、全体としてリファレンス電流が低減されてもよい。
【００８１】
以上のように、自走モードにおいて検出回路２２０が動作オフ状態又は低消費電力モードに設定されることで、使用しない回路の消費電流を削減し、低消費電力化を実現できる。
【００８２】
４．変形例
図７に、回路装置２００の変形構成例を示す。この回路装置２００は、ブリッジ回路２１０と検出回路２２０と制御部２４０とレジスター部２５０とプリドライバー２６０とクロック生成回路２７０とを含む。なお、既に上述した構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００８３】
この変形構成例では、外部の処理部（図８の処理部３００）からの指示に基づいてチャージ期間情報を設定する。
【００８４】
具体的には、レジスター部２５０は、図４の構成要素と更にチャージ期間設定レジスター２５３を含む。また、制御部２４０は、図４の構成要素からチャージ期間記憶部２４４が省略されている。
【００８５】
チャージ期間設定レジスター２５３には、外部の処理部（図８の処理部３００）からチャージ期間情報が設定される。そして、制御部２４０の検出信号生成部２４３は、自走モードにおいて、チャージ期間設定レジスター２５３からのチャージ期間情報に基づいて検出信号ＦＬを生成する。チャージ期間情報としては例えばカウント値が設定され、チャージ期間カウンター２４５のカウント値が、設定されたカウント値に達したときに検出信号ＦＬをアクティブにする。
【００８６】
チャージ期間の長さを変えるとチョッピング電流が変化するので、自走モードでは、チャージ期間設定レジスター２５３に設定されたチャージ期間情報によってチョッピング電流が設定され、モーター２８０の回転数やトルクが決まることになる。例えば、チャージ期間の長さとチョッピング電流の対応を予め測定しておき、その対応に基づいてチャージ期間情報を設定すればよい。
【００８７】
５．電子機器
図８に、本実施形態の回路装置２００が適用された電子機器の構成例を示す。電子機器は、処理部３００、記憶部３１０、操作部３２０、入出力部３３０、回路装置２００、これらの各部を接続するバス３４０、モーター２８０を含む。回路装置２００は、例えば集積回路装置により実現できる。
【００８８】
以下ではモーター駆動によりヘッドや紙送りを制御するプリンターを例にとり説明するが、本実施形態はこれに限定されず、種々の電子機器に適用可能である。
【００８９】
入出力部３３０は例えばＵＳＢコネクターや無線ＬＡＮ等のインターフェースで構成され、画像データや文書データが入力される。入力されたデータは、例えばＤＲＡＭ等の内部記憶装置である記憶部３１０に記憶される。操作部３２０により印刷指示を受け付けると、処理部３００は、記憶部３１０に記憶されたデータの印刷動作を開始する。処理部３００は、データの印刷レイアウトに合わせて回路装置２００に指示を送り、回路装置２００は、その指示に基づいてモーター２８０を回転させ、ヘッドの移動や紙送りを行う。
【００９０】
なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また検出回路、制御部、ブリッジ回路、プリドライバー、回路装置、電子機器の構成・動作等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。
【符号の説明】
【００９１】
２００  回路装置、２１０  ブリッジ回路、２２０  検出回路、
２２１  コンパレーター、２２２  Ｄ／Ａ変換回路、２４０  制御部、
２４１  駆動信号生成部、２４２  期間制御部、２４３  検出信号生成部、
２４４  チャージ期間記憶部、２４５  チャージ期間カウンター、
２４６  ディケイ期間カウンター、２４７  論理和回路、２５０  レジスター部、
２５１  モード設定レジスター、２５２  ディケイ期間設定レジスター、
２５３  チャージ期間設定レジスター、２６０  プリドライバー、
２６１〜２６４  バッファー、２７０  クロック生成回路、２８０  モーター、
２９０  センス抵抗、３００  処理部、３１０  記憶部、３２０  操作部、
３３０  入出力部、３４０  バス、
ＣＬＫ  クロック信号、ＣＱ１  コンパレーターの出力信号、ＦＬ  検出信号、
ＩＬ  チョッピング電流、ＭＤ  モード設定信号、ＯＵＴ１，ＯＵＴ２  端子、
Ｑ１〜Ｑ４  トランジスター、ＲＮＦ  端子、Ｓ１〜Ｓ４  駆動信号、
ＴＣ  チャージ期間、ＴＤ  ディケイ期間、ＶＲ  基準電圧、
ＶＳ  センス抵抗の一端の電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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