(57)【要約】      （修正有）【課題】２台の電力変換器の間の配線インダクタンスに起因した共振による過電圧やノイズ、損失等の発生を防止する。【解決手段】直流電源１に接続されて電力変換を行なうと共に出力側に平滑コンデンサ２ｂが接続された直流／直流変換器２Ｘと、その出力を電力変換すると共に入力側に平滑コンデンサ３ｂが接続された直流／交流変換器３と、により構成され、直流／交流変換器３の出力を負荷に供給する電力変換システムにおいて、直流／直流変換器２Ｘから出力されるリプル電圧を検出するリプル電圧検出手段２ｄと、直流／直流変換器２Ｘの電力変換回路２ａのスイッチング周波数を調節して半導体スイッチング素子を制御する制御回路２ｃと、を備え、この制御回路２ｃは、リプル電圧検出手段２ｄにより検出したリプル電圧が小さくなるスイッチング周波数を選定して前記半導体スイッチング素子を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源に接続されて半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行なうと共に出力側にコンデンサが接続された第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器の出力を電力変換すると共に入力側にコンデンサが接続された第２の電力変換器と、により構成され、前記第２の電力変換器の出力を負荷に供給する電力変換システムにおいて、
前記第１の電力変換器から出力されるリプル電圧を検出するリプル電圧検出手段と、
前記半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を調節して前記半導体スイッチング素子を制御する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記リプル電圧検出手段により検出したリプル電圧が小さくなるスイッチング周波数を選定して前記半導体スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
前記制御手段は、
前記リプル電圧が最小値になるスイッチング周波数を選定することを特徴とする電力変換システム。
【請求項３】
請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
前記制御手段は、
前記リプル電圧が所定値より小さくなるスイッチング周波数を選定することを特徴とする電力変換システム。
【請求項４】
請求項２または３に記載した電力変換システムにおいて、
前記制御手段は、
前記第１の電力変換器の起動時に、前記第１の電力変換器をその定格出力より小さい出力で運転した際のリプル電圧に基づいて前記スイッチング周波数を選定することを特徴とする電力変換システム。
【請求項５】
請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
前記制御手段は、前記第１の電力変換器の出力側に接続されたコンデンサと、前記第１の電力変換器と前記第２の電力変換器との間の配線インダクタンスと、からなる共振回路の共振周波数を避けて前記スイッチング周波数を選定することを特徴とする電力変換システム。
【請求項６】
請求項５に記載した電力変換システムにおいて、
前記制御手段は、前記共振周波数以外の周波数であって最も小さい周波数を前記スイッチング周波数として選定することを特徴とする電力変換システム。
【請求項７】
請求項１〜３の何れか１項、または、請求項５もしくは請求項６に記載した電力変換システムを用いて、前記第２の電力変換器から前記負荷に電源を供給することを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は２台の電力変換器の間の配線インダクタンスに起因した共振による過電圧やノイズ、損失等の発生を防止する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、２台の電力変換器を備えた従来の電力変換システムを示している。
図４において、１は直流電源であり、例えば太陽電池や燃料電池などである。２は直流／直流変換器であり、半導体スイッチング素子からなる電力変換回路２ａ、平滑コンデンサ２ｂ及び制御回路２ｃを備えている。３は、ケーブル４を介して直流／直流変換器２に接続された直流／交流変換器であり、半導体スイッチング素子からなる電力変換回路３ａ、平滑コンデンサ３ｂ及び制御回路３ｃを備えている。
上記構成において、直流／直流変換器２は、電力変換回路２ａの動作により直流電源１の電圧を所定の大きさの直流電圧に変換して直流／交流変換器３に供給し、直流／交流変換器３は、電力変換回路３ａの動作により直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換して負荷（図示せず）に供給する。
【０００３】
なお、図４におけるＡは、変換器２，３の間を接続するケーブル４によって意図せずに存在する配線インダクタンスである。この配線インダクタンスＡは、一般的にケーブル１［ｍ］あたり１［μＨ］程度の大きさを持つが、直流／直流変換器２と直流／交流変換器３とが離れて設置されている大規模なシステムでは、配線インダクタンスＡの大きさが数１０〜数１００［μＨ］に達することもある。
【０００４】
次に、図５は、直流／直流変換器２内の電力変換回路２ａの構成例を示している。この電力変換回路２ａは、一般に昇圧チョッパとして知られており、リアクトル２１、ＩＢＧＴ等の半導体スイッチング素子２２及びダイオード２３によって構成されている。
【０００５】
図６は、電力変換回路２ａの動作を示すタイミングチャートである。スイッチング素子２２がオンすると、直流電源１→リアクトル２１→スイッチング素子２２→直流電源１の経路で電流が流れ、スイッチング素子２２がオフすると、直流電源１→リアクトル２１→ダイオード２３→平滑コンデンサ２ｂ→直流電源１の経路で電流が流れる。従って、この回路の出力電流Ｉｄは、スイッチング素子２２がオフした期間だけ流れるパルス電流となり、平滑コンデンサ２ｂは電流Ｉｄを平滑する役割を担っている。
【０００６】
近年の半導体スイッチング素子の高速化に伴い、数１０［ｋＨｚ］以上の周波数による高周波スイッチングが可能になっているため、平滑コンデンサ２ｂにはキャパシタンスの小さい小型のものを使用可能である。
一方、図４における直流／交流変換器３内の平滑コンデンサ３ｂは、電力変換回路３ａが例えば低周波数の交流電圧を出力する場合には、そのスイッチング周波数に関わらず、電力変換回路３ａの出力周波数またはその整数倍、すなわち数１０〜数１００［Ｈｚ］の電圧を平滑することが求められるので、通常はキャパシタンスの大きいものが用いられている。
【０００７】
前述したように、スイッチング周波数の高周波化により平滑コンデンサ２ｂのキャパシタンスを小さくすると、平滑コンデンサ２ｂと配線インダクタンスＡとによって形成される共振回路の共振周波数が、電力変換回路２ａのスイッチング周波数に接近する場合が生じる。電力変換回路２ａの出力電流Ｉｄに対し、直流／交流変換器３内の平滑コンデンサ３ｂは、前述した理由からキャパシタンスが十分大きいので、高周波に対して短絡しているとみなした場合、Ｉｄの注入点において、直流／直流変換器２内の平滑コンデンサ２ｂと配線インダクタンスＡとは、等価的に、図７に示す並列共振回路を形成する。
【０００８】
図８は、図７に示す並列共振回路のインピーダンス特性である。良く知られているように、並列共振回路は、共振周波数ｆｒ＝１／｛２π√（ＬＣ）｝においてインピーダンスＺが極大となる。このため、Ｉｄの交流成分の周波数（電力変換回路２ａのスイッチング周波数）が共振周波数と一致するかまたはそれに近い場合、共振回路電圧すなわち平滑コンデンサ２ｂの両端電圧は極めて大きくなり、この電圧によって平滑コンデンサ２ｂ自体や電力変換回路２ａを損傷する場合がある。なお、共振による弊害は、上述した過電圧のほか、高周波電圧・電流によるノイズの増加、電流実効値の増加や誘導損失の増加等がある。
【０００９】
上記の問題は、配線インダクタンスＡの値を管理して共振周波数が電力変換回路２ａのスイッチング周波数に接近しないようにすれば、理論的には回避可能である。しかし、例えば直流電源１が太陽電池であり、広範囲に分散配置された複数の太陽電池にそれぞれ直流／直流変換器２に相当する変換器を接続し、その出力を直流／交流変換器３に相当する共通のインバータに接続する場合などを想定すると、長さや配置の異なるケーブル毎に配線インダクタンスを管理するのは困難である。
【００１０】
配線インダクタンスＡの値に関わらず共振を回避するためには、平滑コンデンサ２ｂのキャパシタンスを十分大きくすることにより、共振周波数が確実に電力変換回路２ａのスイッチング周波数を下回るようにせざるを得ない。しかしながら、その場合、平滑コンデンサ２ｂは本来の平滑目的を果たすために必要なものよりも大型になり、装置の大型化やコストの増大を招く。
上記のように、図４に示した電力変換システムにおいては、平滑コンデンサと配線インダクタンスとからなる並列共振回路の共振周波数と、電力変換回路のスイッチング周波数との接近による過電圧等の発生を防止すること、及び、平滑コンデンサのキャパシタンスをなるべく小さくして装置の小型化、低コスト化を達成することが要請されている。
【００１１】
なお、特許文献１には、図４と同様に、２台の電力変換器を備えた電力変換装置が記載されている。
図９は、この従来技術を示す構成図であり、同図において、３００，４００は電力系統、３１０，４１０は変圧器、３２０，４２０は電力変換器、３２１，４２１は変換器本体、３２２，４２２は平滑コンデンサ、５００は直流回路、５０１は両変換器３２０，４２０を接続するケーブル、５０２はケーブル５０１の配線インダクタンスである。また、５０３は、平滑コンデンサ３２２，４２２の各一端の間に配線５０４によって接続された抵抗、５０５は配線５０４が有するインダクタンスである。
【００１２】
ここで、直流回路５００の構成は図４と同様であるから、電力変換器４２０の平滑コンデンサ４２２が高周波に対して短絡とみなせる場合には、電力変換器３２０の平滑コンデンサ３２２及び配線インダクタンス５０２が並列共振回路を形成し、電力変換器３２０のスイッチング周波数が共振周波数とほぼ一致する時に、共振によって平滑コンデンサ３２２に過電圧が印加される等の問題を生じる。
【００１３】
そこで、この従来技術では、配線インダクタンス５０２に並列に抵抗５０３を接続して電流の分流経路を作り、共振電流の周波数が高くなるほど抵抗５０３に流れる電流が配線インダクタンス５０２に流れる電流よりも大きくなることに着目して直流回路５００に流れる共振電流を抑制している。
更に、図示しないが、特許文献１には、抵抗５０３に直列にダイオードを接続し、または２個のサイリスタの逆並列接続回路を接続することにより、抵抗に共振電流のみを流して主電流の通流を阻止する技術も開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００３−３１９６６４号公報（段落［００１９］〜［００２６］、図１等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、特許文献１に記載された従来技術は、直流回路５００の共振電流を抵抗５０３側に分流させる原理に基づいているため、抵抗５０３やダイオード等に損失や発熱を生じ、装置全体の効率が低下すると共に、ノイズが発生する等の問題がある。
【００１６】
そこで、本発明の解決課題は、特許文献１のように共振電流を分流させるのではなく、２台の電力変換器の間の配線インダクタンスと平滑コンデンサとからなる共振回路の共振周波数に接近しないように一方の電力変換器のスイッチング周波数を調節することにより、共振を回避して過電圧や損失、ノイズの発生等を防止すると共に、装置の効率向上、小型化、低コスト化を可能とした電力変換システム及び電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、電源に接続されて半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行なうと共に出力側にコンデンサが接続された第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器の出力を電力変換すると共に入力側にコンデンサが接続された第２の電力変換器と、により構成され、前記第２の電力変換器の出力を負荷に供給する電力変換システムにおいて、
前記第１の電力変換器から出力されるリプル電圧を検出するリプル電圧検出手段と、
前記半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を調節して前記半導体スイッチング素子を制御する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記リプル電圧検出手段により検出したリプル電圧が小さくなるスイッチング周波数を選定して前記半導体スイッチング素子を制御するものである。
【００１８】
ここで、前記制御手段は、請求項２に記載するように、前記リプル電圧が最小値になるスイッチング周波数を選定するか、あるいは、請求項３に記載するように、前記リプル電圧が所定値より小さくなるスイッチング周波数を選定することが望ましい。
【００１９】
また、請求項４に記載するように、前記制御手段は、第１の電力変換器の起動時に、第１の電力変換器をその定格出力より小さい出力で運転した際のリプル電圧に基づいてスイッチング周波数を選定すれば良い。
【００２０】
なお、請求項５に記載するごとく、リプル電圧が小さくなるように選定されるスイッチング周波数は、前記第１の電力変換器の出力側に接続されたコンデンサと、前記第１の電力変換器と前記第２の電力変換器との間の配線インダクタンスと、からなる共振回路の共振周波数以外の周波数に相当するものである。
【００２１】
更に、請求項５に記載した電力変換システムにおいて、前記制御手段は、前記共振周波数以外の周波数であって最も小さい周波数を前記スイッチング周波数として選定することが望ましい。
【００２２】
なお、本発明は、請求項１〜３の何れか１項、または、請求項５もしくは請求項６に記載した電力変換システムを用いて、前記第２の電力変換器から前記負荷に電源を供給する電源装置としても構成することができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、第１の電力変換器の出力側に設けられる平滑コンデンサのキャパシタンスを小さくしつつ、前記平滑コンデンサと配線インダクタンスとからなる共振回路の共振を回避できるため、過電圧やノイズの発生等を防止すると共に、装置の小型化、低コスト化が可能である。
また、特許文献１のように共振電流を抵抗等に分流させるものではないため、損失も少なく、効率が低下する恐れもない。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態を示す電力変換システムの全体構成図である。
【図２】図１におけるリプル電圧検出手段の構成図である。
【図３】図２の動作を示す波形図である。
【図４】２台の電力変換器を備えた従来の電力変換システムの構成図である。
【図５】図４における主要部の回路構成図である。
【図６】図５の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】並列共振回路の説明図である。
【図８】図７に示した並列共振回路の共振周波数とインピーダンスとの関係を示す図である。
【図９】特許文献１に記載された電力変換装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態に係る電力変換システムの構成図であり、図４と異なるのは、第１の電力変換器としての直流／直流変換器２Ｘにおいて、出力電圧（平滑コンデンサ２ｂの両端電圧）が入力されるリプル電圧検出手段２ｄが設けられ、その出力が制御回路２ｃに加えられている点である。その他の構成は、第２の電力変換器としての直流／交流変換器３も含めて図４と同一であるため、図４と同一の機能を有するものについては同一の符号を付して説明を省略する。また、電力変換回路２ａの構成も図５に示したものと同一であり、半導体スイッチング素子２２の動作により昇圧チョッパとして動作する。
【００２６】
図示されていないが、制御回路２ｃは、例えばマイコンのソフトウェア等により、切替可能な複数の周波数の中から、または、連続的に変化させた周波数の中から、電力変換回路２ａの半導体スイッチング素子２２のスイッチング周波数を選定する手段を備えているものとする。
【００２７】
図２は、リプル電圧検出手段２ｄの具体的な構成を示している。
図２において、２００はピークホールド回路、２０１はローパスフィルタ、１０６は差動増幅器である。
【００２８】
ピークホールド回路２００は、平滑コンデンサ２ｂの一端にアノードが接続されるダイオード１０１と、そのカソードと接地（ＧＮＤ）との間に互いに並列に接続されるコンデンサ１０２及び抵抗１０３と、を備え、前記カソードが差動増幅器１０６の非反転入力端子に接続されている。また、ローパスフィルタ２０１は、平滑コンデンサ２ｂの一端と接地（ＧＮＤ）との間に直列に接続された抵抗１０４とコンデンサ１０５とを備え、これらの抵抗１０４とコンデンサ１０５との接続点が差動増幅器１０６の反転入力端子に接続されている。
【００２９】
ここで、ピークホールド回路２００内のコンデンサ１０２のキャパシタンスと抵抗１０３の抵抗値との積による時定数は、電力変換回路２ａの半導体スイッチング素子２２のスイッチング周期より十分長いものとする。また、ローパスフィルタ２０１内のコンデンサ１０５のキャパシタンスと抵抗１０４の抵抗値との積による時定数も、上記半導体スイッチング素子２２のスイッチング周期より十分長いものとし、ローパスフィルタ２０１は平均値回路として機能するようになっている。
【００３０】
差動増幅器１０６は、ピークホールド回路２００の出力電圧とローパスフィルタ２０１の出力電圧との差を増幅し、図１における制御回路２ｃに出力する。すなわち、差動増幅器１０６からは、平滑コンデンサ２ｂのリプル電圧に対応した直流の出力電圧を得ることができ、制御回路２ｃはこのリプル電圧に応じて半導体スイッチング素子２２のスイッチング周波数を制御することができる。
【００３１】
次いで、図３は図２の動作を示す波形図である。
直流／直流変換器２Ｘの起動時において、電力変換回路２ａの出力（入力電流）が定格値よりも小さくなるように制御しながら電力変換回路２ａを動作させる。この場合、仮に配線インダクタンスＡ及び平滑コンデンサ２ｂによる共振が起こったとしても、電流値が小さいため、平滑コンデンサ２ｂの両端電圧は問題となるレベルには達しない。
【００３２】
制御回路２ｃにより、電力変換回路２ａの半導体スイッチング素子２２のスイッチング周波数を変化させながら、図１のリプル電圧検出手段２ｄによりリプル電圧（図３の差動増幅器１０６の出力電圧）を測定し、共振によるリプル電圧の増大が観測されない周波数を選定する。具体的には、リプル電圧が最小となる周波数、または、リプル電圧が予め設定された所定値より小さくなるような周波数、言い換えれば、平滑コンデンサ２ｂと配線インダクタンスＡとからなる並列共振回路の共振周波数以外の周波数を選定する。上記スイッチング周波数の選定に当たっては、例えば、２つ以上の周波数を切り替えてその中から選定するか、あるいは、周波数を連続的に変化させて最適値を選定しても良い。
その後は、選定した周波数を半導体スイッチング素子２２のスイッチング周波数に設定して電力変換回路２ａの通常運転を行う。
【００３３】
この場合、共振を回避するのが目的であるため、必ずしもリプル電圧が最小となる周波数でなくても構わない。例えば、半導体スイッチング素子２２のスイッチング周波数が共振周波数と一致しない場合、スイッチング周波数が高い方が平滑コンデンサ２ｂによる平滑作用が強まるのでリプル電圧は小さくなるが、不必要にスイッチング周波数を上げると、スイッチング損失の増加等の弊害を生じる。そこで、差動増幅器１０６の出力電圧が所定値を超えない周波数のうち、最も小さい周波数をスイッチング周波数として選定する、等の方法を用いることが望ましい。
【００３４】
以上のように、この実施形態によれば、直流／直流変換器２Ｘから出力されるリプル電圧を監視しながら共振を回避可能なスイッチング周波数を選定して電力変換回路２ａをスイッチングすることにより、大容量の平滑コンデンサ２ｂを用いることなく、共振に起因する弊害（過電圧やノイズの発生、電流実効値や誘導損失の増加等）を解消することができる。
【００３５】
上述した実施形態では、直流／直流変換器２Ｘ内の電力変換回路２ａが昇圧チョッパである場合について説明した。
しかしながら、本発明の特徴は、第１の電力変換器の出力側に設けられたコンデンサと第１の電力変換器から第２の電力変換器に至る配線インダクタンスとからなる共振回路の共振周波数を避けて、第１の電力変換器のスイッチング周波数を選定することにある。  従って、第１，第２の電力変換器における電力変換の形態（直流／直流変換，交流／直流変換，直流／交流変換）や具体的な回路構成は特に限定されるものではなく、本発明は各種の電力変換器からなる電力変換システムに適用することができる。
また、この電力変換システム全体を１台の電源装置として構成し、第２の電力変換器から負荷の所望の交流電源、直流電源を供給することも可能である。
【符号の説明】
【００３６】
１：直流電源
２Ｘ：直流／直流変換器
３：直流／交流変換器
２ａ，３ａ：電力変換回路
２ｂ，３ｂ：コンデンサ
２ｃ，３ｃ：制御回路
２ｄ：リプル電圧検出手段
４：ケーブル
２１：リアクトル
２２：半導体スイッチング素子
２３：ダイオード
１０１：ダイオード
１０２，１０５：コンデンサ
１０３，１０４：抵抗
１０６：差動増幅器
２００：ピークホールド回路
２０１：ローパスフィルタ（平均値回路）
Ａ：配線インダクタンス
【図１】
2015046953.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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