(57)【要約】【課題】一般的にＤＣＤＣコンバータは熱的観点から最大負荷時に最も効率がよくなるように設計される。しかしその場合、待機時と動作時で負荷が大きく異なる機器では待機時（軽負荷時）に効率が低下してしまう。近年省エネルギー化が進み、待機状態での消費電力を下げる必要があることから軽負荷時にも効率の良い電源回路が必要となる。【解決手段】電源の動作モードを軽負荷時と重負荷時でそれぞれ効率優先の低周波発振モードと精度優先の高周波発振モードに分ける。具体的には非連続型ＤＣＤＣコンバータのチョークコイルを複数個直列にし、スイッチ素子で少なくとも１つをバイパスすることで発振周波数を変化させる。その際直列コイル数を切り替えるため、前記スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦはＤＣＤＣコンバータの主スイッチング素子のターンオンに同期して行う。【選択図】図１
2015015834.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された少なくとも２個のチョークコイルと前記チョークコイルに並列に接続された少なくとも１個以上のスイッチを備え、各スイッチのＯＮ／ＯＦＦはＤＣＤＣコンバータの主スイッチング素子のターンオンに同期して行うことを特徴とした非連続型ＤＣＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの指示はＣＰＵの機器制御装置から行うことを特徴とした請求項１に記載の非連続型ＤＣＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記チョークコイルの各インダクタンス値はそれぞれ異なる値を持ち、最小の値を持つチョークコイルのインダクタンス値と、全てのチョークコイルを直列に接続した時の合成インダクタンス値との差がチョークコイルの数の倍数以上であること特徴とする請求項１に記載の非連続型ＤＣＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は例えば待機時と動作時など、消費電力が大きく異なるいくつかの動作モードを持つ機器に搭載するスイッチング電源装置に関する発明である。
【０００２】
特に非絶縁・非連続型ＤＣＤＣコンバータにおいて軽負荷時・重負荷時で電源回路の動作モードを変えるに当たり、その遷移を行えるようにすることを目的としている。
【背景技術】
【０００３】
ある程度重い負荷を持つ機器の電源には電力変換効率の観点からＤＣＤＣコンバータが採用され、それらは通常、熱的観点から最大負荷時に最も効率が良くなるように設計されている。しかしながら機器によっては動作時と待機時で負荷の重さが大きく違うものもあり、上記のようなＤＣＤＣコンバータでは軽負荷時である待機時に効率が著しく低下してしまう。特に近年機器の省エネルギー化が進み待機中の消費電力を下げる必要性が高まっているため、軽負荷時にも効率の良い回路が必要となる。対策として考えられる方法の一つは最大負荷時と軽負荷時で電源の動作モードを分けることである。
【０００４】
動作モードを分けるとは、具体的には軽負荷時に間欠発振させたり発振周波数を低くすることである。例えば特許文献１にて負荷に応じてＤＣＤＣコンバータのチョークコイル数を変更する方法が示されている。チョークコイル数を変えると発振周波数が変わるので、軽負荷時に周波数を低くして効率を上げることが可能となる。
【０００５】
しかし特許文献１は連続型ＤＣＤＣコンバータが軽負荷時に非連続動作に移ってしまうことにより出力電圧リップルが低下するという問題を解決するための発明であり、特許文献２のような最初から非連続動作をするＤＣＤＣコンバータには適用できないことや、負荷に応じてコイル数を自動的に切り替える構造のため回路が複雑であるという問題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開2006-109559号公報
【特許文献２】特開2005-224072号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
また、レーザービームプリンタなどのように動作時には高精度な電圧が必要だが待機時にはあまり精度を必要としない機器も多く存在するため必ずしも軽負荷時にリップルを抑える必要はない。従って軽負荷時はリップルの低下を許容して効率を優先させるという手段をとることができる。
【０００８】
以上より、本発明では簡単な回路で重負荷時・軽負荷時両方に対して効率の良い電源を提供することを目的とする。その際、特許文献２に記載の非連続型ＤＣＤＣコンバータを基に例示する。
【０００９】
なお連続型とはチョークコイルを電流が流れている間に再びメインスイッチをＯＮする方式のＤＣＤＣコンバータであり、非連続型とはチョークコイルを回生電流が流れ終わるのを待ってから再びメインスイッチをＯＮする方式のＤＣＤＣコンバータである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、直列に接続された少なくとも２個のチョークコイルと前記チョークコイルに並列に接続されたスイッチを備え、各スイッチのＯＮ／ＯＦＦはＤＣＤＣコンバータの主スイッチング素子のターンオンに同期して行うことを特徴とした非連続型ＤＣＤＣコンバータである。
【００１１】
請求項２に記載の発明は前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの指示はＣＰＵの機器制御装置から行うことを特徴とした請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータである。
【００１２】
請求項３に記載の発明は前記チョークコイルの各インダクタンス値は、Ｘ個のコイルに対して全体でのインダクタンス値がＸ倍以上の値を持つことを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータである。
【発明の効果】
【００１３】
以上説明したように本発明によれば非連続型ＤＣＤＣコンバータに対し、機器の動作状態に合わせて効率と出力電圧リップルの優先度を逆転させたモードを持つことができる。また、簡単な回路でコイル数を切り替えることができることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の、第一の実施例の説明図である。
【図２】本発明のＤＣＤＣコンバータの基本動作を説明する図である。
【図３】本発明の、第一の実施例の説明図である。
【図４】本発明の第二の実施例である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
［実施例１］
本発明の第一の実施例を図１に示す。本実施例は特許文献２の回路をベースとし、チョークコイルを切り替える機能をつけたものである。図１においてＲ１〜Ｒ１３は抵抗器、Ｃ１〜Ｃ３はコンデンサ、Ｄ１，Ｄ３はダイオード、Ｄ２はツェナーダイオード、Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５はバイポーラトランジスタ、Ｑ２はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、ＩＣ１はコンパレータ、ＩＣ２Ｄフリップフロップ、ＩＣ３はＣＰＵである。ＩＣ３は製品が動作中であるか待機中であるかを把握しており、動作中であればＩＣ２に対して信号Ｌｏｗを出力し、待機中であればＨｉｇｈを出力する。
【００１６】
まずＤＣＤＣコンバータとしての基本的な動作を説明するため、ＩＣ３の出力はＨｉｇｈ，Ｑ３がオフでＬ１とＬ２は直列に接続されている状態とする。
【００１７】
最初にＩＣ１はＲ５とＲ６の分圧によって作られる基準電圧とＲ６経由で入力される出力参考電圧を比較する。出力参考電圧が基準電圧を下回った時、ＩＣ１はＬｏｗを出力し、Ｑ２がＯＮになる。すると電流はＲ１，Ｑ２，Ｌ１，Ｌ２，Ｃ３を流れ、Ｌ１，Ｌ２の合成インダクタンスの効果により直線的に上昇していく。この時Ｑ２とＬ１の間にはＶｃｃに近い電圧が加わっており、前記基準電圧はＤ２によって引き上げられる。同時にＲ１の両端には流れる電流に比例して電圧が発生し、その電圧がＱ１のＶｂｅを超えるとＱ１がＯＮになる。Ｑ１がＯＮになると前記出力参考電圧が上昇し、基準電圧を超えるためＩＣ１はＨｉｇｈを出力してＱ２がＯＦＦになる。
【００１８】
Ｑ２がＯＦＦになるとＬ１及びＬ２は逆起電力を発生させ、Ｄ１とＤ２が導通する。すると前記基準電圧が今度は０Ｖ付近まで下げられ、強制的にＱ２のＯＦＦ状態が維持される。この状態はＬ１，Ｌ２を回生電流が流れ終わるまで続く。回生終了後はＱ２とＬ１の間にＣ３からの電流が流れ込み、前記基準電圧が復活して最初の状態に戻る。以上の動作波形を図２に示す。
【００１９】
Ｑ２がＯＮしている間基準電圧が持ち上がることでＱ２のオフ要因をＲ１を流れる電流のみに限定し、結果として常に同じＯＮ時間で動作するＤＣＤＣコンバータとなる。ＯＮ時間が同じであるため、負荷によって発振周波数を変化させることで対応する。従って出力電圧リップルも周波数が変わるだけで、負荷によってその大きさは変わらない。
【００２０】
以上がＤＣＤＣコンバータ部分の基本的な動作説明であり、製品が待機モードである場合の動作に相当する。以下より待機モードから動作モードに移行する際の動作を説明する。
【００２１】
製品が動作モードに入るとＩＣ３は出力Ｌｏｗを出す。ＩＣ２のＤ端子にはＬｏｗが入力されるが、Ｄ端子の入力状態はＣＬＫ端子の立ち上がりエッジに合わせてＱ端子に反映されるため、Ｄ端子にＬｏｗが入力されただけでは動かない。一方ＩＣ１を中心としたＤＣＤＣコンバータの部分は自励発振を続けており、ＩＣ３がＬｏｗを出力した後の最も近いタイミングでＩＣ１が出力をＨｉｇｈからＬｏｗに切り替えた時、Ｑ４による回路でＬｏｗからＨｉｇｈへと反転され、ＩＣ２のＣＬＫ端子に入力される。するとＩＣ２のＱ端子にＩＣ３から信号であるＬｏｗが出力され、Ｑ４がオン、Ｑ３がオンになりＬ２がバイパスされる。即ち、ＩＣ３からのモード切り替え指示は主スイッチング素子Ｑ２のターンオンに合わせて実行されることになる。
【００２２】
Ｑ２のターンオンに合わせて切り替えを実行するのは、Ｌ１，Ｌ２に電流が流れていない時に行う必要があるからである。このＤＣＤＣコンバータは非連続型であるため、主スイッチング素子Ｑ２がターンオンする直前は必ずＬ１，Ｌ２を流れる電流はゼロであることを利用し、それを実現している。仮にＬ１，Ｌ２に電流が流れている最中にＱ３をターンオンするとＬ２はそれまでに蓄えられたエネルギーを放出してＱ３に大きな電流が流れてしまう。また、切り替え時にスパイク状の電圧リップルやノイズを発生させる可能性もある。
【００２３】
なお、Ｑ２はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ，Ｑ３はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、一般的に同等の定格であればＮチャネルＭＯＳＦＥＴの方がＰチャネルＭＯＳＦＥＴより寄生容量が小さく動作も速いため、両者を同時にターンオンした場合Ｌ２のバイパスの方が先に行われることになる。この意味でもより確実にＬ１，Ｌ２を電流が流れていない時に電流経路を切り替えることができる。
【００２４】
図３（ａ）に例として各抵抗・コンデンサ・コイルに実際の値を記入し、図３（ｂ）にその回路で動かした際の波形を示す。図３（ｂ）からわかるように、ＩＣ３からの切り替え指示が出た後、次にＩＣ１出力がＬｏｗになるタイミング（Ｑ２がターンオンするタイミング）から発振周波数が落ちていることがわかる。この場合、高周波モードから低周波モードに移行したことにより出力電圧リップルは０．０２５Ｖから０．１Ｖへと４倍になったが、変換効率は１０％向上した。
【００２５】
なお、特許文献１ではｎ個のコイルを使用し全体のインダクタンス値を１〜ｎ倍の間で任意に可変できることを特徴としている。これは例えば同じインダクタンス値を持つ２個のコイルを使用した場合、１つのコイルに接続されたスイッチをＯＮ／ＯＦＦすることにより全体のインダクタンス値をコイル１つだけを使用した場合に比べて１倍または２倍の間で選択できるという意味である。しかし本発明の場合は２つのモードの特性を明確に分ける必要があるため本実施例のように各コイルのインダクタンス値に重み付けをし、合成インダクタンス値がコイル1つだけを使用した場合に比べて２倍以上になるように各コイルのインダクタンス値を設定するのが望ましい。
【００２６】
［実施例２］
実施例２では、例えば電源オフ時、待機時、動作時など消費電力が３段階で違う製品に本発明を適用することを想定する。３段階それぞれで、消費電力の観点で最も効率良くなる様に回路を切り替える。回路図を図４に示す。
【００２７】
図２から追加された部品はＬ３，Ｄ４，Ｑ６，Ｒ１４，Ｑ７及びＩＣ４である。基本的な動作は実施例１と変わらず、ＩＣ３からの指示系統が１つ追加されてコイルとそのＯＮ／ＯＦＦ回路も追加された形となっている。切り替えるタイミングを決めるＩＣ２，ＩＣ４のＣＬＫ信号は同じものを使用し、ＩＣ３からの指示でどちらのコイルをバイパスするか決める。
【００２８】
切り替え方としては電源オフモードの時はＱ３・Ｑ６共にＯＦＦ。スタンバイモードの時はＱ６のみＯＮ。動作時はＱ３・Ｑ６共にＯＮとなる。この回路でＱ６をＯＦＦのままＱ３をＯＮしてしまうとＱ３のゲート電圧が不足しＯＦＦを継続できなくなる可能性があるので必ずＱ３はＱ６の後のモードでＯＮしなければならない。
【符号の説明】
【００２９】
Ｌ１〜３・・・チョークコイル
Ｒ１〜Ｒ１３・・・抵抗器
Ｃ１〜Ｃ３・・・コンデンサ
Ｄ１，Ｄ３，Ｄ４・・・ダイオード
Ｄ２・・・ツェナーダイオード
Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５、Ｑ７・・・バイポーラトランジスタ
Ｑ２・・・ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（主スイッチング素子）
Ｑ３，Ｑ６・・・ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
ＩＣ１・・・コンパレータ
ＩＣ２・・・Ｄフリップフロップ
ＩＣ３・・・ＣＰＵ（機器の制御装置）
ＩＣ４・・・Ｄフリップフロップ
【図２】
2015015834.tif 000003
【図１】
2015015834.tif 000004
【図３】
2015015834.tif 000005
【図４】
2015015834.tif 000006