(57)【要約】【課題】従来構成よりもインピーダンス整合可能な周波数範囲が広いインピーダンス調整素子を提供する。【解決手段】インピーダンス調整素子１０は、矩形導波管１００、金属メッシュ２１−２８、フェライト３１−３８を備える。金属メッシュ２１−２８とフィライト３１−３８は、矩形導波管１００の高周波信号伝送方向に沿って、交互に間隔をおいて配置されている。すなわち、インピーダンス調整素子１０は、高周波信号伝送方向に並ぶ金属メッシュとフェライトからなる単位構造体が、高周波信号伝送方向に沿って周期的に配置される構造を有する。【選択図】  図３
2015027018.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１ポートと第２ポートとの間に接続され、前記第１ポートと前記第２ポートとの間を伝送する高周波信号に対するインピーダンスを調整するインピーダンス調整素子であって、
伝送する高周波信号の位相θの変化量ｄθの周波数特性であるｄθ／ｄωが負値である構造からなる、インピーダンス調整素子。
【請求項２】
前記高周波信号に対して負の誘電率を有する負の誘電体部と、
前記高周波信号に対して負の透磁率を有する負の磁性体部と、
を備える、請求項１に記載のインピーダンス調整素子。
【請求項３】
前記負の誘電体部は、矩形導波管内に高周波信号の伝送方向に沿って間隔を空けて配置された複数の金属メッシュからなり、
前記負の磁性体部は、矩形導波管内に高周波信号の伝送方向に沿って間隔を空けて配置された複数のフェライトからなる、
請求項２に記載のインピーダンス調整素子。
【請求項４】
前記複数の金属メッシュと前記複数のフェライトは、前記高周波信号の伝送方向に沿って交互に配置されている、
請求項３に記載のインピーダンス調整素子。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインピーダンス調整素子と、
前記第１ポートに接続される第１の高周波回路部と、
前記第２ポートに接続される第２の高周波回路部と、
を備えた高周波モジュール。
【請求項６】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のインピーダンス調整素子と、
前記第１ポートと前記第２ポートとを接続する伝送導体とグランドとの間に接続された可変型トラップフィルタとを備え、
前記インピーダンス調整素子は、前記伝送導体とグランドとの間に接続されている、高周波モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波伝送線路のインピーダンス調整を行うインピーダンス調整素子に関する。
【背景技術】
【０００２】
メガヘルツ帯やギガヘルツ帯を利用する無線通信では、当該無線通信で利用する高周波信号におけるインピーダンスが、接続される二つの回路素子間で整合されていなければ、高周波信号の伝送損失が発生する。
【０００３】
このため、回路素子の入力端や出力端にインピーダンス整合回路を接続している。例えば、特許文献１では、電力増幅器の入力端に入力整合回路が接続され、出力端に付加整合回路が接続されている。
【０００４】
通常のこのような整合回路は、インダクタやキャパシタ等からなり、基板に実装した実装回路部品や基板に形成した導体パターンによって実現されている。
【０００５】
一方で、現在、携帯電話に代表される無線通信機器では、一つの無線通信機器で利用する通信帯域（ＢＡＮＤ）数が増加している。すなわち、一つの無線通信機器で送受信する周波数帯域が広帯域化している。したがって、アンテナやパワーアンプも広帯域が求められており、各種の広帯域アンテナや広帯域パワーアンプが実用化されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−３２８１９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述の従来の構成からなる整合回路では、インピーダンス整合可能な周波数範囲に限界がある。これは、基板に実装した実装回路部品や基板に形成した導体パターンによって整合回路を実現することによって生じる寄生成分（寄生容量）や、整合を行う対象となる実装回路部品や実装回路パターンに生じる寄生成分（寄生容量）によるものである。
【０００８】
したがって、本発明の目的は、従来構成よりも広帯域にインピーダンス整合を行うことを可能にするインピーダンス調整素子を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明は、第１ポートと第２ポートとの間に接続され、第１ポートと第２ポートとの間を伝送する高周波信号に対するインピーダンスを調整するインピーダンス調整素子であって、伝送する高周波信号の位相θの変化量ｄθの周波数特性であるｄθ／ｄωが正値である構造からなることを特徴としている。
【００１０】
この構成では、インピーダンス調整素子によって負のインピーダンス特性を実現できるので、当該インピーダンス調整素子に接続される回路素子のインピーダンスの寄生成分を相殺できる。
【００１１】
また、この発明のインピーダンス調整素子は、高周波信号に対して負の誘電率を有する負の誘電体部と、高周波信号に対して負の透磁率を有する負の磁性体部と、を備えることが好ましい。この構成では、ｄθ／ｄωが負値となるためのインピーダンス調整素子の透磁率と誘電率の条件を示している。
【００１２】
また、この発明のインピーダンス調整素子は、次の構成であることが好ましい。負の誘電体部は、矩形導波管内に高周波信号の伝送方向に沿って間隔を空けて配置された複数の金属メッシュからなる。負の磁性体部は、矩形導波管内に高周波信号の伝送方向に沿って間隔を空けて配置された複数のフェライトからなる。この構成では、負の誘電率および負の透磁率を実現するための構造例を示している。
【００１３】
また、この発明のインピーダンス調整素子は、複数の金属メッシュと複数のフェライトが高周波信号の伝送方向に沿って交互に配置されていることが好ましい。この構成では、負の誘電率および負の透磁率を実現するためのより具体的な構造例を示している。
【００１４】
また、この発明の高周波モジュールは、上述のいずれかに記載のインピーダンス調整素子と、第１ポートに接続される第１の高周波回路部と、第２ポートに接続される第２の高周波回路部と、を備えることを特徴としている。
【００１５】
この構成では、上述のインピーダンス整合素子を用いることで、第１の高周波回路部と第２の高周波回路部とのインピーダンス整合を広い周波数帯域で実現できる。
【００１６】
また、この発明の高周波モジュールは、上述のいずれかに記載のインピーダンス調整素子と、第１ポートと第２ポートとを接続する伝送導体とグランドとの間に接続された可変型トラップフィルタとを備え、インピーダンス調整素子が伝送導体とグランドとの間に接続されていることを特徴としている。
【００１７】
この構成では、上述のインピーダンス整合素子を用いることで、減衰極周波数の可変範囲が広いトラップフィルタを実現することができる。
【発明の効果】
【００１８】
この発明によれば、従来実現できなかったインピーダンスを実現することができる。これにより、従来構成よりも広帯域にインピーダンス整合を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】伝送線路の位相θの周波数特性を示すグラフである。
【図２】インピーダンス整合の態様による通過特性（Ｓ２１）の変化を示す概念図である。
【図３】本発明の実施形態に係るインピーダンス調整素子の外観斜視図である。
【図４】本発明の実施形態に係るインピーダンス調整素子の三面図（正面図、平面図、および側面図）である。
【図５】図３、図４の構造からなるインピーダンス調整素子の周波数特性を表すグラフである。
【図６】本発明の実施形態に係る高周波モジュールの機能ブロック図である。
【図７】本発明の実施形態に係る別の態様の高周波モジュールの機能ブロック図である。
【図８】図７に示す構成のトラップフィルタおよび従来構成のトラップフィルタの反射特性を示すグラフである。
【図９】本発明の実施形態に係るインピーダンス調整素子に対する入出力構造を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の実施形態に係るインピーダンス調整素子について、図を参照して説明する。まず、本発明の実施形態に係るインピーダンス調整素子を実現するための原理を説明する。
【００２１】
誘電率がεで透磁率がμである伝送線路を周波数ｆ（角周波数ω）の高周波信号が伝送する場合、単位長当たりの波数ｋ［ｍ−１］は、次の（式１）で表すことができる。
【００２２】
【数１】
2015027018.tif 000003
ただし、誘電率εは、真空の誘電率ε０と伝送線路の比誘電率εｒから次式となる。
【００２３】
ε＝ε０εｒ
また、透磁率μは、真空中の透磁率μ０と伝送線路の比透磁率μｒから次式となる。
【００２４】
μ＝μ０μｒ
ここで、高周波信号が伝送方向に無限に伸長する平行平板からなる伝送線路をＴＥＭモードで伝送している状態を仮定すると、平行平板の平板面に直交する方向（ｚ方向）の電界成分Ｅｚ１（ｘ，ｔ）  ［Ａ／ｍ］は、次の（式２）で表される。なお、ｘ［ｍ］は、信号伝送方向に沿った基準点からの位置を表し、ｔ［ｓｅｃ．］は時刻を表す。
【００２５】
【数２】
2015027018.tif 000004
ここで、ＥＺ０１  ［Ａ／ｍ］はｚ方向電界成分の最大値である。
【００２６】
この時、伝送方向の異なる第１点ｘ１［ｍ］をポート１とし、第２点ｘ２［ｍ］をポート２とした時、ポート１−２間のＳパラメータは、次の（式３）、（式４）、（式５）で得られる。なお、ポート１が入射ポートであり、ポート２が出射ポートとする。
【００２７】
【数３】
2015027018.tif 000005
【数４】
2015027018.tif 000006
【数５】
2015027018.tif 000007
ここで、θはポート１−２間の通過位相を表し、Ｌはポート１−２間の伝送線路長を表す。
【００２８】
なお、ここでは、ネットワークアナライザの測定を前提とするため、（式２）によって電界ＥＺ１（ｘ、ｔ）を表している。
【００２９】
誘電率εおよび透磁率μに周波数依存性があることを考慮して、（式５）と（式１）より、通過位相θは、次の（式６）で表される。
【００３０】
【数６】
2015027018.tif 000008
（式６）を微分すると、すなわち、位相θの各周波数ω特性を算出すると、次の（式７）になる。
【００３１】
【数７】
2015027018.tif 000009
（式７）の微分項を計算すると、次の（式８）になる。
【００３２】
【数８】
2015027018.tif 000010
従来ある通常の伝送線路（正の電気長を有する伝送線路）では、図１（Ａ）に示すように、ｄθ／ｄωは負の特性を有することが知られている。図１は伝送線路の位相θの周波数特性を示すグラフである。図１（Ａ）が従来ある通常の伝送線路の特性を示し、図１（Ｂ）が後述する本願構成の伝送線路の特性を示す。図１（Ａ）に示すように、従来ある通常の伝送線路では、周波数の増加に伴って位相が負の方向に回転する。
【００３３】
ここで、（式８）から、
ｄθ／ｄω＜０          −（式９）
となる条件を考える。
【００３４】
従来ある通常の伝送線路では、比誘電率εｒ（仮にεｒｎとする）、および、比透磁率μｒ（仮にμｒｎとする）は、正の定数である。したがって、ｄε／ｄω＝０，ｄμ／ｄω＝０となる。さらに、この条件を（式８）に入力することで、次式が得られる。
【００３５】
【数９】
2015027018.tif 000011
比誘電率εｒｎ、および、比透磁率μｒｎは正の定数であるので、（式１０）からｄθ／ｄω＜０となる。このように、図１（Ａ）に示す従来ある通常の伝送線路（正の電気長を有する伝送線路）の特徴と一致する。したがって、上述の（式８）は現実の伝送線路の特性と一致するものと判断できる。
【００３６】
このような正の電気長を有する伝送線路に対して、負の電気長を有する伝送線路もしくはインピーダンス調整素子を考える。すなわち、図１（Ｂ）に示すような特性の伝送線路もしくはインピーダンス調整素子（以下、単にインピーダンス調整素子とする）を考える。このような特性を有するインピーダンス素子を用いると、周波数の増加に伴って位相θを増加させる特性、すなわち、
ｄθ／ｄω＞０        −（式１１）
の特性を実現できる。このようなｄθ／ｄω＞０の特性を実現することで、負のインピーダンスを実現できる。
【００３７】
これにより、基板に実装した実装回路部品や基板に形成した導体パターンによって整合回路を実現することによって生じる寄生成分（寄生容量）や、整合を行う対象となる実装回路部品や実装回路パターンに生じる寄生成分（寄生容量）に対して、逆の位相特性（位相の周波数特性）を得ることができる。したがって、広い周波数帯域で寄生成分を相殺することができる。これにより、広い周波数帯域でインピーダンス整合が可能になる。
【００３８】
図２は、インピーダンス整合の態様による通過特性（Ｓ２１）の変化を示す概念図である。図２は、上述の式（８）に基づいて計算されたシミュレーション結果によるものである。図２は、インピーダンス整合を行わない場合、従来のインピーダンス整合を行った場合、本願のインピーダンス整合を行った場合の通過特性（Ｓ２１）を示している。
【００３９】
図２に示すように、従来のインピーダンス整合（正の電気長の伝送線路によるインピーダンス整合（ｄθ／ｄω＜０））を行った場合、特定周波数ｆｓの伝送損失は低減するが、伝送損失の低い周波数帯域の帯域幅は狭くなる。
【００４０】
一方、図２に示すように、本願のインピーダンス整合（負の電気長の伝送線路によるインピーダンス整合（ｄθ／ｄω＞０））を行った場合、広い周波数帯域で伝送損失を低減させることができる。
【００４１】
以上のように、ｄθ／ｄω＞０を実現するインピーダンス整合素子を用いることで、従来構成よりも広い周波数帯域でインピーダンス整合を行うことができる。
【００４２】
次に、上述のｄθ／ｄω＞０を実現するインピーダンス整合素子の具体的な構成例について、図を参照して説明する。図３は本発明の実施形態に係るインピーダンス調整素子の外観斜視図である。図４は本発明の実施形態に係るインピーダンス調整素子の三面図（正面図、平面図、および側面図）である。なお、図３、図４では、導波管を透視した図を示している。図５は、図３、図４の構造からなるインピーダンス調整素子の周波数特性を表すグラフである。図５（Ａ）は比誘電率の周波数特性であり、図５（Ｂ）は比透磁率の周波数特性であり、図５（Ｃ）はｄθ／ｄωの周波数特性である。
【００４３】
図３、図４に示すように、インピーダンス調整素子１０は、矩形導波管１００、金属メッシュ２１，２２，２３，２４，２５，２６，２７，２８、フェライト３１，３２，３３，３４，３５，３６，３７，３８を備える。なお、本実施形態のインピーダンス調整素子１０では、金属メッシュとフェライトを８個ずつ使用する例を示したが、使用する金属メッシュとフェライトの個数は、所望とするインピーダンス特性に基づいて適宜設定すればよい。金属メッシュ２１−２８からなる部分が本発明の「負の誘電体部」に相当し、フェライト３１−３８からなる部分が本発明の「負の磁性体部」に相当する。
【００４４】
矩形導波管１００は、ｚ方向を高さ方向とし、ｙ方向を幅方向として、ｘ方向に伸長する形状である。この導波管１００における高周波信号の伝送方向の一方端が第１ポートに相当し、他方端が第２ポートに相当する。
【００４５】
金属メッシュ２１−２８およびフェライト３１−３８は、矩形導波管１００内に配置されている。金属メッシュ２１−２８は、例えば平板状の絶縁体の表面に形成されており、当該絶縁体の平板面が高周波信号伝送方向に直交するように、当該絶縁体を矩形導波管１００内に配置することで、金属メッシュ２１−２８が矩形導波管１００内において立設された状態に配置できる。金属メッシュ２１−２８とフィライト３１−３８は、矩形導波管１００のｘ方向に沿って、交互に間隔をおいて配置されている。言い換えれば、金属メッシュ２１−２８とフィライト３１−３８は、矩形導波管１００の高周波信号伝送方向に沿って、交互に間隔をおいて配置されている。具体的には、ｘ方向（高周波信号伝送方向）に沿って、金属メッシュ２１、フェライト３１、金属メッシュ２２、フェライト３２、金属メッシュ２３、フェライト３３、金属メッシュ２４、フェライト３４、金属メッシュ２５、フェライト３５、金属メッシュ２６、フェライト３６、金属メッシュ２７、フェライト３７、金属メッシュ２８、フェライト３８の順に配置されている。この際、隣り合うフェライト間の領域は、空気が充填されていてもよいし、比誘電率εｒ（≠１）の誘電体を充填していてもよい。
【００４６】
このように、インピーダンス調整素子１０は、高周波信号伝送方向に並ぶ金属メッシュとフェライトからなる単位構造体が、高周波信号伝送方向に沿って周期的に配置される構造を有する。
【００４７】
なお、隣り合う金属メッシュとフェライトとの間隔はＰｃであり、金属メッシュの間隔はＰｄである。これらの間隔Ｐｃ，Ｐｄは所望とするインピーダンス特性に基づいて適宜設定されている。また、上述の構成では、フェライトと金属メッシュとの間に間隔を設けた例を示しているが、単位構造体として、フェライトの一方主面に金属メッシュを形成する構造を用いてもよい。
【００４８】
金属メッシュ２１−２８は、銀Ａｇ、アルミニウムＡｌ、ニッケルＮｉ等の材料からなる。金属メッシュ２１−２８は、同じ構造であり、以下では、代表して、金属メッシュ２１の構成を具体的に説明する。
【００４９】
金属メッシュ２１は、高さ方向（ｚ方向）に沿って伸長する縦線状導体２０１，２０２，２０３，２０４，２０５，２０６，２０７と、幅方向（ｙ方向）に沿って伸長する横線状導体２１１，２１２，２１３，２１４とを備える。縦線状導体２０１−２０７、横線状導体２１１−２１４は、導波管１００に接続している。
【００５０】
縦線状導体２０１−２０７は、幅（ｙ方向の長さ）がＷｗであり、幅方向（ｙ方向）に沿って間隔Ｐｗで配置されている。横線状導体２１１−２１４は、幅（ｚ方向の長さ）がＷｈであり、高さ方向（ｚ方向）に沿って間隔Ｐｈで配置されている。なお、縦線状導体２０１−２０７および横線状導体２１１−２１４の幅や間隔は、所望とするインピーダンス特性に基づいて設定されている。
【００５１】
ここで、各金属メッシュ２１−２８における縦線状導体Ｗｗおよび横線状導体の幅ＷｈをＷｒとし、間隔Ｐｗ，Ｐｈ，ＰｄをＰａとすると、金属メッシュ２１−２８の周期構造が有する比誘電率εｒｃｙは、次式の（式１２）で表すことができる。なお、εｒＭは線状導体間の誘電率とする。
【００５２】
【数１０】
2015027018.tif 000012
（式１２）より、比誘電率εｒｃｙは、周波数分散特性を有する。すなわち、ｄεｒｃｙ／ｄω≠０である。したがって、各金属メッシュ２１−２８における線状導体の幅Ｗｒと、線状導体の間隔Ｐａを設定することで、所望とする周波数で比誘電率εｒｃｙを負値にすることができる。例えば、比誘電率εｒｃｙを、図５（Ａ）に示すような特性にすることができる。
【００５３】
フェライト３１−３８は、矩形導波管１００の幅方向（ｙ方向）および高さ方向（ｚ方向）に広がる平板からなる。フェライト３１−３８の平板面に直交する各側面は、矩形導波管１００の内壁面に当接している。
【００５４】
フェライト３１−３８は、磁気共鳴点を有し、フェライト３１−３８の周期構造が有する比透磁率μｒｃｙは、次式の（式１３）で表すことができる。なお、Ｈ０［Ｏｅ］はフェライトの内部磁界であり、Ｍｓ［Ｇ］は飽和磁化であり、γは磁気回転比であり、ΔＨは損失項である。
【００５５】
【数１１】
2015027018.tif 000013
なお、
【数１２】
2015027018.tif 000014
である。
【００５６】
（式１３）より、比透磁率μｒｃｙは、周波数分散特性を有する。すなわち、ｄμｒｃｙ／ｄω≠０である。したがって、フェライト３１−３８の材質および形状を設定することで、所望とする周波数で比透磁率μｒｃｙを負値にすることができる。例えば、比透磁率μｒｃｙを、図５（Ｂ）に示すような特性にすることができる。
【００５７】
このように、比誘電率εｒｃｙおよび比透磁率μｒｃｙをともに負値（εｒｃｙ＜０，μｒｃｙ＜０）とすることで、上述の（式８）の右辺が正値になる一条件を得ることができる。すなわち、（式１１）で表されるｄθ／ｄω＞０を満たす一条件を得ることができる。
【００５８】
さらに、（式８）に、εｒｃｙ＜０，μｒｃｙ＜０，ｄεｒｃｙ／ｄω，ｄμｒｃｙ／ｄωの条件、および、ｄθ／ｄω＞０を適用して変形すると、次式の（式１４）が得られる。
【００５９】
【数１３】
2015027018.tif 000015
この場合、ｄθ／ｄωの特性図は、図５（Ｃ）となる。
【００６０】
このように、この（式１４）の条件、および、εｒｃｙ＜０，μｒｃｙ＜０の条件を満たすように、金属メッシュ２１−２８とフェライト３１−３８の周期構造を構成することで、負の電気長を有するインピーダンス整合素子１０を実現することができる。そして、上述のように、この構成からなるインピーダンス整合素子１０を用いることで、従来の構成では実現できなかった広い周波数帯域で、インピーダンス整合を行うことができる。
【００６１】
なお、インピーダンス整合が可能な周波数帯域幅は、フェライト３１−３８の損失項ΔＨによって調整できる。具体的には、フェライト３１−３８の損失項ΔＨを大きくするほど、インピーダンス整合可能な周波数帯域は広くなる。しかしながら、損失項ΔＨが大きくなるほど伝送損失も大きくなってしまう。したがって、インピーダンス整合する周波数帯域幅と伝送損失とに基づいて、損失項ΔＨを決定すればよい。
【００６２】
上述のインピーダンス整合素子１０は、次に示すような高周波モジュールに適用することができる。図６は、本発明の実施形態に係る高周波モジュールの機能ブロック図である。
【００６３】
図６に示すように、高周波モジュール９０は、ＲＦフロントエンド回路９１、アンテナ９２を備えるとともに、上述の構成からなるインピーダンス整合素子１０を備える。インピーダンス整合素子１０は、ＲＦフロントエンド回路９１とアンテナ９２との間に接続されている。
【００６４】
ＲＦフロントエンド回路９１で生成された送信信号は、インピーダンス整合素子１０を介してアンテナ９２に供給される。アンテナ９２は、送信信号を外部へ放射する。アンテナ９２が受信した受信信号は、インピーダンス整合素子１０を介して、ＲＦフロントエンド回路９１に出力される。ＲＦフロントエンド回路９１は、受信信号を復調する。
【００６５】
そして、高周波モジュール９０は、上述のインピーダンス整合素子１０によって、ＲＦフロントエンド回路９１とアンテナ９２とのインピーダンス整合が行われているので、ＲＦフロントエンド回路９１、アンテナ９２、ＲＦフロントエンド回路９１とインピーダンス整合素子１０との間の伝送線路、アンテナ９２とインピーダンス整合素子１０との間の伝送線路等の寄生成分（寄生容量）を相殺できる。したがって、ＲＦフロントエンド回路９１とアンテナ９２との間のインピーダンス整合を、広い周波数帯域で実現することができ、ＲＦフロントエンド回路９１とアンテナ９２との間で低損失に高周波信号を伝送することができる。
【００６６】
この際、広帯域アンテナと広帯域対応のＲＦフロントエンド回路９１とを接続する態様であっても、複数のインピーダンス整合回路もしくはインピーダンス整合素子を用いることなく、上述のインピーダンス整合素子１０を一つ用いるだけで、広帯域に広がる複数のバンドの高周波信号を低損失に伝送することができる。すなわち、複数バンドの高周波信号を送受信する高周波モジュールを小型に形成することができる。
【００６７】
また、上述のインピーダンス整合素子１０は、次に示すような高周波モジュールに適用することができる。図７は、本発明の実施形態に係る別の態様の高周波モジュールの機能ブロック図である。図８は、図７に示す構成のトラップフィルタおよび従来構成のトラップフィルタの反射特性を示すグラフである。図８の破線が従来構成のトラップフィルタの反射特性を示し、実線が図７に示す構成のトラップフィルタの反射特性を示す。
【００６８】
図７に示すように、高周波モジュール９０Ａは、ＳＡＷ共振子９３、可変容量素子９４を備えるとともに、上述の構成からなるインピーダンス整合素子１０を備える。高周波モジュール９０Ａは、第１ポートＰ１、第２ポートＰ２を備える。ＳＡＷ共振子９３と可変容量素子９４は並列接続されており、ＳＡＷ共振子９３と可変容量素子９４の並列回路は、第１、第２ポートＰ１，Ｐ２間を接続する伝送導体とグランドとの間に接続されている。これにより、高周波モジュール９０Ａは、減衰極周波数が可変であるトラップフィルタとして機能している。
【００６９】
さらに、高周波モジュール９０Ａでは、インピーダンス整合素子１０が、第１、第２ポートＰ１，Ｐ２間を接続する伝送導体とグランドとの間に接続されている。このような構成とすれば、インピーダンス整合素子１０によって、ＳＡＷ共振子９３と可変容量素子９４の並列回路が有する寄生成分（寄生容量）を相殺できる。したがって、減衰極周波数の可変周波数範囲を広くすることができる。例えば、図８に示すように、従来構成の可変周波数範囲Δｆｏｐに対して、高周波モジュール９０Ａの可変周波数範囲Δｆｏｉを広くすることができる。さらに、この構成により、広帯域に減衰極周波数を可変なトラップフィルタを、一つのインピーダンス整合素子１０の追加で実現できるので、トラップフィルタを小型に形成することができる。
【００７０】
なお、上述の構成からなるインピーダンス調整素子に対しては、例えば、次の構成により高周波信号を入出力すればよい。図９は、本発明の実施形態に係るインピーダンス調整素子に対する入出力構造を示す図である。図９（Ａ）は、入出力構造を示す斜視図であり、図９（Ｂ）は概略回路図である。
【００７１】
矩形導波管１００の高周波信号伝送方向（ｘ方向）の両端には、アンテナ導体４０がそれぞれ配置されている。アンテナ導体４０は、高周波信号伝送方向に直交する二方向にそれぞれ伸長する第１アンテナ用導体４１および第２アンテナ用導体４２からなる。第１アンテナ用導体４１はｙ方向に伸長する形状であり、第２アンテナ用導体４２はｚ方向に伸長する形状である。第２アンテナ用導体４２は、２つに分割されている。この構成により、第１アンテナ用導体４１と第２アンテナ用導体４２は、互いに離間した状態で、直交する態様で配置されている。
【００７２】
矩形導波管１００の高周波信号伝送方向の両端における外壁には、コネクタ５０がそれぞれ配置されている。コネクタ５０は、二導体のコネクタであり、例えば、同軸型コネクタである。コネクタ５０の一方の導体は、第１アンテナ用導体４１に接続されており、コネクタ５０の他方の導体は、第２アンテナ用導体４２に接続されている。この際、コネクタ５０の他方の導体と、第２アンテナ用導体４２との間には、９０°位相器６０（図９（Ａ）では図示を省略している。）が接続されている。
【００７３】
このような構成とすることで、一方のコネクタ５０を介して高周波信号が入力されると、当該高周波信号は、一方のアンテナ導体４０から螺旋偏波として矩形導波管１００内に伝搬される。また、インピーダンス調整素子１０を伝搬した高周波信号は、他方のアンテナ導体４０で受波され、他方のコネクタ５０から外部へ出力される。
【００７４】
なお、上述の説明では、矩形導波管内に金属メッシュとフェライトからなる単位構造体を周期的に配置する構成のインピーダンス調整素子を例に説明したが、比誘電率および比透磁率が負値であり、上述の（式１４）の条件を満たす構造、すなわちｄθ／ｄω＞０を満たす構造であれば、他の構成であってもよい。
【符号の説明】
【００７５】
１０：インピーダンス調整素子
２１−２８：金属メッシュ
３１−３８：フェライト
９０，９０Ａ：高周波モジュール
９１：ＲＦフロントエンド回路
９２：アンテナ
９３：ＳＡＷ共振子
９４：可変容量素子
１００：矩形導波管
２０１−２０７：縦線状導体
２１１−２１４：横線状導体
【図１】
2015027018.tif 000016
【図２】
2015027018.tif 000017
【図３】
2015027018.tif 000018
【図４】
2015027018.tif 000019
【図５】
2015027018.tif 000020
【図６】
2015027018.tif 000021
【図７】
2015027018.tif 000022
【図８】
2015027018.tif 000023
【図９】
2015027018.tif 000024