(57)【要約】【課題】変位情報のＳ／Ｎ比向上を図ることができる磁気軸受装置の提供。【解決手段】磁気軸受装置において、Y1軸のセンサ７１ｙに印加される第２の搬送波信号を、X1軸のセンサ７１ｘに印加される第１の搬送波信号に対して位相が（π/２＋θ）ラジアン異なるように設定し、かつ、第１の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相θずれたサンプリングタイミングで、第１のセンサ７１ｘから出力される第１の変調信号をサンプリングするとともに、第２の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたサンプリングタイミングで、第２のセンサ７１ｙから出力される第２の変調信号をサンプリングする。その結果、隣接軸の干渉によるノイズ成分を除去することができる。【選択図】図３
2015036575.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のラジアル方向に関して回転軸を非接触支持する第１のラジアル電磁石と、
第２のラジアル方向に関して前記回転軸を非接触支持する第２のラジアル電磁石と、
第１の搬送波信号を生成する第１の搬送波生成部と、
前記第１の搬送波信号に対して位相が（π/２＋θ）ラジアン異なる第２の搬送波信号を生成する第２の搬送波生成部と、
前記第１のラジアル方向の回転軸位置変位に応じて前記第１の搬送波信号を変調し、第１の変調信号を出力する第１の変位センサと、
前記第２のラジアル方向の回転軸位置変位に応じて前記第２の搬送波信号を変調し、第２の変調信号を出力する第２の変位センサと、
前記第１の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相θずれたサンプリングタイミングで、前記第１の変調信号をサンプリングして復調を行う第１の復調部と、
前記第２の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたサンプリングタイミングで、前記第２の変調信号をサンプリングして復調を行う第２の復調部と、
前記第１および第２の復調部の復調結果に基づいて前記第１および第２のラジアル電磁石の電流を制御する制御部と、を備える磁気軸受装置。
【請求項２】
第１のラジアル方向に関して回転軸を非接触支持する第１のラジアル電磁石と、
第２のラジアル方向に関して前記回転軸を非接触支持する第２のラジアル電磁石と、
前記第１のラジアル方向の回転軸位置変位を検出するための第１の搬送波信号が重畳された第１の電磁石電流を、前記第１のラジアル電磁石に供給する第１の励磁アンプと、
前記第２のラジアル方向の回転軸位置変位を検出するための第２の搬送波信号が重畳された第２の電磁石電流を、前記第２のラジアル電磁石に供給する第２の励磁アンプと、
前記第１の電磁石電流を検出する第１の電流センサと、
前記第２の電磁石電流を検出する第２の電流センサと、
前記第１の電流センサの検出信号をサンプリングして回転軸位置変位情報を抽出する第１の復調部と、
前記第２の電流センサの検出信号をサンプリングして回転軸位置変位情報を抽出する第２の復調部と、
前記第１および第２の復調部の復調結果に基づいて、前記第１および第２の励磁アンプを制御する制御部と、を備え、
前記第２の搬送波信号は、前記第１の搬送波信号に対して位相が（π/２＋θ）ラジアン異なり、
前記第１の復調部は、前記第１の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相θずれたサンプリングタイミングで、前記第１の電流センサの検出信号をサンプリングし、
前記第２の復調部は、前記第２の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたサンプリングタイミングで、前記第２の電流センサの検出信号をサンプリングする、磁気軸受装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、
前記第１の復調部は、前記第１の搬送波信号の周波数ｆcに対してｆc＝（ｍ＋１／２）×ｆs1（ただし、ｍは０以上の整数）を満たす周波数ｆs1でサンプリングを行い、前記第１の搬送波信号が最大ピークとなるタイミングから位相θずれたタイミングで前記第１の変調信号をサンプリングして得たデータｄ11、および、前記第１の搬送波信号が最小ピーク位置近傍となるタイミングから位相θずれたタイミングで前記第１の変調信号をサンプリングして得たデータｄ12から算出される値ｄ13＝（ｄ11−ｄ12）／２を復調結果として出力し、
前記第２の復調部は、前記第２の搬送波信号の周波数をｆcに対してｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆs2（ただし、ｎは０以上の整数）を満たす周波数ｆs2でサンプリングを行い、前記第２の搬送波信号が最大ピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたタイミングで前記第２の変調信号をサンプリングして得たデータｄ21、および、前記第２の搬送波信号が最小ピーク位置近傍となるタイミングから位相（−θ）ずれたタイミングで前記第２の変調信号をサンプリングして得たデータｄ22から算出される値ｄ23＝（ｄ21−ｄ22）／２を復調結果として出力する、磁気軸受装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、
前記位相θが−π/４≦θ≦π/４の範囲に設定される磁気軸受装置。
【請求項５】
ポンプロータと、
前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
前記ポンプロータを磁気浮上支持する請求項１乃至４のいずれか一項に記載の磁気軸受装置と、を備える真空ポンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気軸受装置、および磁気軸受装置を備えた真空ポンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気軸受型ターボ分子ポンプのように回転体（ロータ）を磁気軸受装置で非接触支持する装置においては、ロータを所定の目標位置に浮上維持すべく、ロータの浮上位置と目標位置との偏差（変位）に基づいて電磁石の磁気吸引力（電磁石電流）をリアルタイムでフィードバック制御している。
【０００３】
変位の検出に関しては、専用の変位センサにて検出する方式のものが主流であるが、近年、コンパクト化、低価格化および信頼性向上のために、専用センサを省略するとともに、浮上制御力を発生する電磁石に従来のアクチュエータ機能だけでなく、センシング機能（インダクタンス方式）も兼用させたセンサレスタイプ(セルフセンシングタイプとも称される)の装置が実用化されつつある。
【０００４】
インダクタンス方式では、専用センサあるいは電磁石コイルに高周波搬送波(センサキャリア)を印加し、浮上ギャップによるインダクタンス変化でセンサキャリアを振幅変調して、それを復調することで浮上ギャップ信号(変位信号)を得ている。復調処理にあたっては、デジタル技術を適用してＡＤコンバータで変調波信号を同期サンプリングして取り込む方式、すなわち、遅延発生の起因となる平滑処理を不要にしたダイレクト方式が多く考案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３０８０７４号公報
【特許文献２】特開２０００−６０１６９号公報
【特許文献３】特開２００１−１７７９１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載の技術は専用センサを備える構成のものであり、変調波信号をサンプリングする際のセンサキャリア周波数ｆcとサンプリング周波数ｆsとの関係を、ｆs=２ｆcあるいはｆs=ｆc／ｎ(ｎは自然数)としている。専用センサにはセンサキャリア信号電圧のみが印加されているので、通常、信号のＳ/Ｎは良好である。しかし、例えば、磁気軸受が搭載されている装置をコンパクト化すべく電磁石と専用センサとを極めて近くへ配置するなどのように、電磁石を励磁する制御電流による磁束が専用センサコイルの信号に影響を及ぼす場合には、磁束の影響によって、ロータ変位で変調された信号成分に制御電流成分（ノイズ成分）が混入するおそれがある。
【０００７】
そのため、通常は、ＡＤコンバータの直前に設けられたバンドパスフィルタ（センサキャリア周波数ｆcを中心とするバンドパスフィルタ）で大部分はフィルタリングされるが、ノイズ成分を取りきるためにはバンドパスフィルタのＱ値をさらに大きくして狭帯域化する必要がある。しかしながら、バンドパスフィルタを狭帯域化すると、復調した変位信号が本来の信号から大きく遅延することになり、磁気軸受制御自体が悪化するので適用に限度がある。そのため、ＡＤコンバータの入力信号にノイズ成分が残ることになり、復調信号にもノイズの影響が生じる。従って、復調されたロータ変位信号に、実際には変位(振動)していない振動成分が混入し、その変位情報がそのままフィードバックされて浮上制御される。その結果、ロータがノイズ成分によって強制振動されることになり、その反力がステータ側に伝達され、装置振動発生の原因になることがあった。
【０００８】
特許文献２に記載の技術は、専用センサおよびセンサレスの両タイプに関するものである。専用センサを有するタイプに関しては、ｆs＝２ｆcの条件のサンプリング時間ごとに符号反転させた方形波信号を、デジタル処理で発生させてＤＡコンバータから出力し、これをセンサキャリア信号としてセンサにて変位信号（ロータ変位）で変調し、その変調波を同一周波数ｆs（＝２ｆc）でピークタイミングに同期させて取り込んでいる。復調処理においては、ＡＤコンバータで取り込んだ信号データを１サンプリング毎に符号を反転（センサキャリアの最小ピーク時に符号反転）して処理しているので、特許文献１に記載の発明の場合と同様に、振動発生の問題がある。
【０００９】
また、センサレスタイプの場合には、電磁石駆動電流信号にセンサキャリア信号を重畳してＤＡコンバータから出力し、パワーアンプを介して電磁石を励磁している。重畳されたセンサキャリア信号は電磁石コイルにおいて振幅変調される。そのため、変位信号成分を含む振幅変調信号を抽出し、専用センサ有りの場合と同様にセンサキャリアと同期した復調処理が行われる。しかしながら、センサレスタイプの場合には、専用センサに代えて電磁石で変位信号をセンシングするため、重畳されるセンサキャリア信号の変調信号だけでなく、制御電流信号が同等以上の信号レベルで混合している。従って、振幅変調信号に混入する制御電流成分（ノイズ成分）は、専用センサタイプの場合よりもさらに多くなる。
【００１０】
特許文献３に記載の技術はセンサレスタイプに関するものであり、電磁石を励磁する駆動電流にセンシング用のセンサキャリア成分を重畳させている。基本的な信号処理は特許文献２に記載のものと同様であるが、以下の点で異なっている。すなわち、ロータを挟むように対向して向き合う一対の電磁石の各々に重畳されるセンサキャリア（搬送波）を、逆位相関係にて印加している。それにより、変位信号成分を含む振幅変調信号を制御電流成分から効率良く分離して抽出することができる。しかしながら、上記一対の電磁石の各々の特性および周辺環境が常に全く同一になることはあり得ず、程度の差はあるにしても、特許文献２のセンサレスタイプの場合と同様の理由から、変位変調信号へのノイズの混入という問題がある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の好ましい実施の形態による磁気軸受装置は、第１のラジアル方向に関して回転軸を非接触支持する第１のラジアル電磁石と、第２のラジアル方向に関して回転軸を非接触支持する第２のラジアル電磁石と、第１の搬送波信号を生成する第１の搬送波生成部と、第１の搬送波信号に対して位相が（π/２＋θ）ラジアン異なる第２の搬送波信号を生成する第２の搬送波生成部と、第１のラジアル方向の回転軸位置変位に応じて第１の搬送波信号を変調し、第１の変調信号を出力する第１の変位センサと、第２のラジアル方向の回転軸位置変位に応じて第２の搬送波信号を変調し、第２の変調信号を出力する第２の変位センサと、第１の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相θずれたサンプリングタイミングで、第１の変調信号をサンプリングして復調を行う第１の復調部と、第２の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたサンプリングタイミングで、第２の変調信号をサンプリングして復調を行う第２の復調部と、第１および第２の復調部の復調結果に基づいて第１および第２のラジアル電磁石の電流を制御する制御部と、を備える。
本発明の好ましい実施の形態による磁気軸受装置は、第１のラジアル方向に関して回転軸を非接触支持する第１のラジアル電磁石と、第２のラジアル方向に関して回転軸を非接触支持する第２のラジアル電磁石と、第１のラジアル方向の回転軸位置変位を検出するための第１の搬送波信号が重畳された第１の電磁石電流を、第１のラジアル電磁石に供給する第１の励磁アンプと、第２のラジアル方向の回転軸位置変位を検出するための第２の搬送波信号が重畳された第２の電磁石電流を、第２のラジアル電磁石に供給する第２の励磁アンプと、第１の電磁石電流を検出する第１の電流センサと、第２の電磁石電流を検出する第２の電流センサと、第１の電流センサの検出信号をサンプリングして回転軸位置変位情報を抽出する第１の復調部と、第２の電流センサの検出信号をサンプリングして回転軸位置変位情報を抽出する第２の復調部と、第１および第２の復調部の復調結果に基づいて、第１および第２の励磁アンプを制御する制御部と、を備え、第２の搬送波信号は、第１の搬送波信号に対して位相が（π/２＋θ）ラジアン異なり、第１の復調部は、第１の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相θずれたサンプリングタイミングで、第１の電流センサの検出信号をサンプリングし、第２の復調部は、第２の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたサンプリングタイミングで、第２の電流センサの検出信号をサンプリングする。
さらに好ましい実施形態では、第１の復調部は、第１の搬送波信号の周波数ｆcに対してｆc＝（ｍ＋１／２）×ｆs1（ただし、ｍは０以上の整数）を満たす周波数ｆs1でサンプリングを行い、第１の搬送波信号が最大ピークとなるタイミングから位相θずれたタイミングで第１の変調信号をサンプリングして得たデータｄ11、および、第１の搬送波信号が最小ピーク位置近傍となるタイミングから位相θずれたタイミングで第１の変調信号をサンプリングして得たデータｄ12から算出される値ｄ13＝（ｄ11−ｄ12）／２を復調結果として出力し、第２の復調部は、第２の搬送波信号の周波数をｆcに対してｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆs2（ただし、ｎは０以上の整数）を満たす周波数ｆs2でサンプリングを行い、第２の搬送波信号が最大ピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたタイミングで第２の変調信号をサンプリングして得たデータｄ21、および、第２の搬送波信号が最小ピーク位置近傍となるタイミングから位相（−θ）ずれたタイミングで第２の変調信号をサンプリングして得たデータｄ22から算出される値ｄ23＝（ｄ21−ｄ22）／２を復調結果として出力する。
さらに好ましい実施形態では、位相θが−π/４≦θ≦π/４の範囲に設定される。
本発明の好ましい実施の形態による真空ポンプは、ポンプロータと、ポンプロータを回転駆動するモータと、ポンプロータを磁気浮上支持する請求項１乃至４のいずれか一項に記載の磁気軸受装置と、を備える。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、磁気軸受制御における変位情報のＳ／Ｎ比向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子ポンプの概略構成を示す図である。
【図２】図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、５軸制御型磁気軸受の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、ラジアルセンサ７１のY1軸センサ７１ｙに関係する制御ブロックを示す図である。
【図５】図５は、ラジアルセンサ７１の外観を示す図である。
【図６】図６は、第１のノイズ成分を除去するためのサンプリングおよび復調処理を定性的に示す図である。
【図７】図７は、第１のノイズ成分を除去するためのサンプリングおよび復調処理の他の例を示す図である。
【図８】図８は、第１のノイズ成分を除去するためのサンプリングおよび復調処理の他の例を示す図である。
【図９】図９は、干渉が無い場合の差分信号Δｉxs，Δｉysを示すグラフである。
【図１０】図１０は、Ｙ軸干渉を受けた差分信号Δｉxsを示す図である。
【図１１】図１１は、Ｘ軸干渉を受けた差分信号Δｉysを示す図である。
【図１２】図１２は、隣接軸の干渉が無い場合の差分信号Δｉxs、Δｉysを示す図である。
【図１３】図１３は、隣接軸の干渉がある場合の差分信号Δｉxsを示す図である。
【図１４】図１４は、隣接軸の干渉がある場合の差分信号Δｉysを示す図である。
【図１５】図１５は、センサレス方式の磁気軸受型ターボ分子ポンプのコントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。
【図１６】図１６は、制御部４４における磁気軸受制御の機能ブロック図である。
【図１７】図１７は、励磁アンプ３６の構成を示す図である。
【図１８】図１８は、ノイズ対策をした場合およびノイズ対策をしなかった場合のＸ軸変位、Ｙ軸変位、Ｘ軸変位復調出力およびＹ軸変位復調出力のそれぞれを示す図である。
【図１９】図１９は、センサレス方式の場合の他の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子ポンプの概略構成を示す図である。ターボ分子ポンプは、ポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動制御するコントロールユニットとにより構成されている。なお、図１では、コントロールユニットの図示を省略した。
【００１５】
ロータ３に設けられたロータシャフト４は、ラジアル方向の磁気軸受５１、５２およびアキシャル方向の磁気軸受５３によって非接触支持される。磁気軸受５３は、ロータシャフト４の下部に固定されたスラストディスク４ａを軸方向に挟むように配置されている。ロータシャフト４の浮上位置の変位は、変位センサであるラジアルセンサ７１、７２およびアキシャルセンサ７３によって検出される。センサ７１〜７３には、センサコアにコイルを巻き回した構成のインダクタンス式変位センサが用いられている。
【００１６】
磁気軸受によって回転自在に磁気浮上されたロータ３は、モータ２７により高速回転駆動される。モータ２７にはブラシレスＤＣモータ等が用いられる。なお、図１では、模式的にモータ２７と記載しているが、より詳細には、符号２７で示した部分はモータステータを構成し、ロータシャフト４側にモータロータが設けられている。
【００１７】
ロータ３の回転は、回転センサ２８によって検出される。モータ２７によって回転駆動されるロータシャフト４の下端には、センサターゲット２９が設けられている。センサターゲット２９はロータシャフト４と一体に回転する。上述したアキシャルセンサ７３および回転センサ２８は、センサターゲット２９の下面と対向する位置に配置されている。磁気軸受が動作していないときには、ロータシャフト４は非常用のメカニカルベアリング２６ａ，２６ｂによって支持される。
【００１８】
ロータ３には、回転側排気機能部を構成する複数段の回転翼３ａと円筒部３ｂとが形成されている。一方、固定側には、固定側排気機能部である固定翼２２とネジステータ２４とが設けられている。複数段の固定翼２２は、軸方向に対して回転翼３ａと交互に配置されている。ネジステータ２４は、円筒部３ｂの外周側に所定のギャップを隔てて設けられている。
【００１９】
各固定翼２２は、スペーサリング２３を介してベース２０上に載置される。ポンプケーシング２１の固定フランジ２１ｃをボルトによりベース２０に固定すると、積層されたスペーサリング２３がベース２０とポンプケーシング２１との間に挟持され、固定翼２２が位置決めされる。ベース２０には排気ポート２５が設けられ、この排気ポート２５にバックポンプが接続される。ロータ３を磁気浮上させつつモータ２７により高速回転駆動することにより、吸気口２１ａ側の気体分子は排気ポート２５側へと排気される。
【００２０】
図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＤＣ電源４０によって交流から直流に変換される。ＤＣ電源４０は、インバータ４１用の電源、励磁アンプ３６用の電源、制御部４４用の電源をそれぞれ生成する。
【００２１】
モータ２７に電流を供給するインバータ４１には、複数のスイッチング素子が備えられている。これらのスイッチング素子のオンオフを制御部４４によって制御することにより、モータ２７が駆動される。
【００２２】
図２に示した１０個の磁気軸受電磁石５００は、各磁気軸受５１，５２，５３に設けられている磁気軸受電磁石を示している。図１に示したターボ分子ポンプに用いられている磁気軸受は５軸制御型磁気軸受であって、ラジアル方向の磁気軸受５１，５２は各々２軸の磁気軸受であって、それぞれ２対（４個）の磁気軸受電磁石５００を備えている。また、アキシャル方向の磁気軸受５３は１軸の磁気軸受であって、１対（２個）の磁気軸受電磁石５００を備えている。磁気軸受電磁石５００に電流を供給する励磁アンプ３６は１０個の磁気軸受電磁石５００のそれぞれに設けられており、コントロールユニットには合計で１０個の励磁アンプ３６が備えられている。
【００２３】
モータ２７の駆動および磁気軸受の駆動を制御する制御部４４は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のデジタル演算器とその周辺回路により構成される。モータ制御に関しては、制御部４４からインバータ４１へ、インバータ４１に設けられている複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号３０１が入力され、回転センサ２８から制御部４４へ、回転速度に関する信号３０２が入力される。磁気軸受制御に関しては、制御部４４から各励磁アンプ３６へ、励磁アンプ３６に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号３０３が入力され、各励磁アンプ３６から制御部４４には、各磁気軸受電磁石５００に関する電磁石電流信号３０４が入力される。また、制御部４４から各センサ回路３３には、センサキャリア信号（搬送波信号）３０５が入力され、各センサ回路３３から制御部４４には、変位により変調されたセンサ信号３０６が入力される。
【００２４】
図３は、５軸制御型磁気軸受の構成を示すブロック図である。図３において、デジタル制御回路３０，ＤＡコンバータ３１、フィルタ３２、ＡＤコンバータ３４、ＤＡコンバータ３５および位相シフトフィルタ３７Ａ〜３７Ｄは、図２の制御部４４に対応している。図１のラジアル磁気軸受５１はX1軸電磁石５１ｘとY1軸電磁石５１ｙとを備えており、ラジアル磁気軸受５２はX2軸電磁石５２ｘとY2軸電磁石５２ｙとを備えている。各電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙは、ロータシャフト４を挟んで対向する一対の磁気軸受電磁石５００（図２参照）で構成されている。アキシャル磁気軸受５３の電磁石５３ｚも、一対の磁気軸受電磁石５００で構成されている。一方、図１のラジアルセンサ７１は、X1軸電磁石５１ｘおよびY1軸電磁石５１ｙに対応してX1軸センサ７１ｘおよびY1軸センサ７１ｙを備えている。同様に、ラジアルセンサ７２は、X2軸電磁石５２ｘおよびY2軸電磁石５２ｙに対応してX2軸センサ７２ｘおよびY2軸センサ７２ｙを備えている。
【００２５】
上述したように、ラジアルセンサ７１（７１ｘ，７１ｙ），７２（７２ｘ，７２ｙ）およびアキシャルセンサ７３はインダクタンス式の変位センサであり、ギャップ変位の変化によるセンサ部インピーダンスの変化を利用して、ギャップ変位を電気信号に変換する。デジタル制御回路３０で生成された周波数ｆcのセンサキャリア信号は、ＤＡコンバータ３１でアナログ信号に変換され、フィルタ３２および位相シフトフィルタ３７Ａ〜３７Ｄを介して各センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙおよび７３に印加される。
【００２６】
各センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙおよび７３に印加されたセンサキャリア信号（搬送波信号）は、ギャップ変位により生じるセンサ部インピーダンス変化に応じて振幅変調される。この振幅変調されたセンサキャリア信号（以下では、変位変調波信号と呼ぶ）は各センサ回路３３ａ〜３３ｅを介してＡＤコンバータ３４に入力される。各センサ回路３３ａ〜３３ｅからのアナログ信号はＡＤコンバータ３４により順にデジタル値へと変換され、デジタル制御回路３０へと入力される。なお、ＡＤコンバータ３４におけるサンプリングの詳細は後述する。
【００２７】
デジタル制御回路３０では、予め記憶された磁気浮上制御定数とデジタル値へと変換された位置情報とに基づいて各電磁石５１ｘ、５１ｙ、５２ｘ、５２ｙ、５３に流すべき電磁石電流を算出し、電磁石電流制御信号を出力する。電磁石電流制御信号はＤＡコンバータ３５によりアナログ値に変換された後に励磁アンプ３６に入力される。なお、図３では励磁アンプ３６は一つだけ記載されているが、実際には図２に示したように磁気軸受電磁石５００の数（１０個）だけ設けられており、各励磁アンプ３６から各磁気軸受電磁石５００へと電磁石電流が供給される。
【００２８】
図４は、ラジアルセンサ７１のY1軸センサ７１ｙ（図３参照）に関係する制御ブロックの一例を示したものである。Y1軸センサ７１ｙは、ロータシャフト４を挟んで対向配置された一対のセンサ７１ｙｐ，７１ｙｍを有している。デジタル制御回路３０の正弦波離散値生成部３１３で生成された正弦波離散値はＤＡコンバータ３１によりアナログ信号に変換され、そのアナログ信号はフィルタ３２へ出力される。出力されたセンサキャリア信号は高調波が含まれていて階段状になっているため、ローパスフィルタやバンドパスフィルタ等で構成されるフィルタ３２でフィルタリングすることにより、滑らかなセンサキャリア信号が得られる。
【００２９】
フィルタ３２から出力されたセンサキャリア信号は、位相シフトフィルタ３７Ａにおいてセンサキャリア信号の位相をずらす処理が行われる。位相シフトフィルタ３７Ａから出力されたセンサキャリア信号は、抵抗Ｒと直列接続されたセンサ７１ｙｐ，７１ｙｍに印加される。各センサ７１ｙｐ，７１ｙｍで振幅変調されたセンサキャリア信号（変位変調波信号）は、差動アンプ２０３に入力される。差動アンプ２０３からは、それらの変位変調波信号の差分信号が出力される。差動アンプ２０３から出力された差分信号は、フィルタ２０５においてキャリア周波数ｆcを中心周波数とするバンドパス処理が施される。
【００３０】
フィルタ２０５から出力された信号は、ＡＤコンバータ３４から同期サンプリングにてデジタル制御回路３０に取り込まれる。その際、正弦波離散値生成部３１３で生成された正弦波離散値に基づいてサンプリングを行うが、本実施の形態では、正弦波離散値を位相シフト部３１２により所定量だけ位相シフトし、その位相シフトされた正弦波離散値に基づいてサンプリングを行う。その後、サンプリングしたデータに基づいて、復調演算部３１０にて復調演算を行う。その演算結果は制御演算部３１１に入力され、制御演算部３１１において電磁石電流制御量の演算が行われる。
【００３１】
なお、図３では、ＡＤコンバータ３４と同期させて出力するセンサキャリア信号をＤＡコンバータ３１から出力しているが、これに限定されない。例えば、デジタルにてセンサキャリア正弦波信号を一旦ＰＷＭ変調してHigh／Low信号にてデジタル出力し、アナログローパスフィルタにてＰＷＭ成分を除去してセンサキャリア信号を得るようにしても良い。
【００３２】
ところで、センサ７１〜７３に用いられているインダクタンス式変位センサは、センサコイルに鎖交する磁束の変化を検出することにより変位を検出するものである。そのため、電磁石が形成する磁束や隣接する変位センサが形成する磁束の影響を受け、それらが変位検出のノイズとして悪影響を及ぼす。
【００３３】
図５は、ラジアルセンサ７１の外観を示す図である。図５のラジアルセンサ７１は、ｚ軸方向に沿って見た平面図であり、２軸分（図３の７１ｘ，７１ｙ）のラジアルセンサを構成している。ラジアルセンサ７１は、内周に複数のティース１２が突設された電磁鋼板製のリング状コア１４と、所定のティース１２に捲き回されたセンサコイル１３ａ〜１３ｈとを備えている。
【００３４】
一対のセンサコイル１３ａ，１３ｂは、ラジアルセンサ７１ｘｐのセンサコイルを構成している。一対のコイル１３ｅ，１３ｆは、ラジアルセンサ７１ｘｍのセンサコイルを構成している。一対のコイル１３ｃ，１３ｄは、ラジアルセンサ７１ｙｍのセンサコイルを構成している。一対のコイル１３ｇ，１３ｈは、ラジアルセンサ７１ｙｐのセンサコイルを構成している。
【００３５】
例えば、センサコイル１３ａのティースから出た磁力線は対になっているコイル１３ｂのティース１２に入り、コアを通ってセンサコイル１３ａのティース１２へ戻る。しかしながら、リング状のコアであるため、磁力線の一部が隣接するラジアルセンサ、この場合にはラジアルセンサ７１ｙｐ、７１ｙｍのティースにも漏洩し、それらのセンサコイルと鎖交している。他のラジアルセンサ７１ｘｍ、７１ｙｐ、７１ｙｍの場合も同様である。このように、センサコイル１３ａ〜１３ｈが一つのリング状コアに設けられているため、ラジアルセンサ７１ｘｐ〜７１ｙｍは、隣接するラジアルセンサの漏洩磁束（すなわちセンサ電流）の影響を受ける。すなわち、この漏洩磁束の影響は、影響を受けるラジアルセンサのセンサキャリア信号にとっては、ノイズとして作用する。
【００３６】
上述のように、変位センサにおけるノイズとしては、電磁石電流等に起因する第１のノイズ成分と、隣接する変位センサとの干渉による第２のノイズ成分とがある。第２のノイズ成分はセンサキャリア周波数域におけるノイズであるが、第１のノイズ成分の周波数域は第２のノイズ成分よりも低く、１／１０程度の周波数である。
【００３７】
（第１のノイズ成分の除去）
ラジアルセンサ７１のX1軸センサ７１ｘは、図５に示すように、ロータシャフト４を挟んで対向配置された一対のセンサ７１ｘｐ，７１ｘｍを有している。ロータシャフト４とセンサ７１ｘｐ，７１ｘｍのティース１２との間の隙間（ギャップ）が大きいとセンサコイルのインダクタンス値は小さく、ギャップが小さいとセンサコイルのインダクタンス値は大きくなる。したがって、対向するセンサ７１ｘｐ，７１ｘｍの一方のインダクタンス値が大きくなると、他方のインダクタンス値は小さくなる。すなわち、対向するセンサ７１ｘｐ，７１ｘｍのインダクタンス変化によって、ギャップ変化、すなわちロータシャフト４の変位情報を得ることができる。
【００３８】
対向するセンサ７１ｘｐ，７１ｘｍのコイルのインダクタンスをそれぞれＬsp，Ｌsmとした場合、近似的に次式（１）が成り立つ。なお、Ｄｓはロータシャフト４が浮上中心軸（浮上目標位置）にある場合の、センサ７１ｘｐ，７１ｘｍとのギャップで、式（１）におけるｄsは浮上目標位置からの変位を表している。Ａｓは定数である。
１／Ｌsp＝Ａｓ×（Ｄs−ｄs）
１／Ｌsm＝Ａｓ×（Ｄs＋ｄs）        …（１）
【００３９】
ここで、コイル抵抗を近似的に無視すると、センサコイルに印加される電圧ｖsp，ｖsmとセンサコイルを流れる電流ｉsp，ｉsmとの関係は、次式（２）により表すことができる。なお、d（ｉsp）／dtは、ｉspの時間微分を表す。
ｖsp＝Ｌsp×d（ｉsp）／dt
ｖsm＝Ｌsm×d（ｉsm）／dt      …（２）
【００４０】
センサコイルに印加される電圧ｖsp，ｖsmを「−ｖsin（ωc×ｔ）」と表すと（ただし、ωc＝２π×ｆｃ）、上述した式（１），（２）から、センサコイルを流れる電流ｉsp，ｉsmは次式（３）のように表される。なお、Ｂs＝ｖ×Ａs／ωcである。このように、電流ｉsp，ｉsmは、変位ｄsの時間変化により振幅変調される。ラジアルセンサの場合には、これらの差分信号が変位変調波信号として用いられるので、差分信号は式（４）のようになる。
ｉsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌsp）
＝−Ｂs（Ｄs−ｄs）×sin（ωc×ｔ−π／２）
ｉsm＝−ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌsm）
＝−Ｂs（Ｄs＋ｄs）×sin（ωc×ｔ−π／２）            …（３）
Δｉs＝ｉsp−ｉsm
＝２Ｂsｄs×sin（ωc×ｔ−π／２）                    …（４）
【００４１】
図６は、第１のノイズ成分を除去するためのサンプリングおよび復調処理を定性的に示す図である。図６（ａ）は本実施の形態における処理を示し、図６（ｂ）は従来の処理を示している。図６において、振動波形ＷはＡＤコンバータ３４に入力される変位変調波信号を表しており、ｒはノイズ成分である。
【００４２】
例えば、電磁石電流に起因するノイズの場合にはサンプリング周波数ｆsに比べて低い周波数のノイズ成分となり、ここでは、定性的な影響を見るために近似的に直流ノイズとする。また、変位変調波信号もシンプルに直流変位のみで変調された場合を考える。そのため、ノイズ成分ｒは一定で、入力信号Ｗの振幅２Ｂsｄsも一定値となっている。２Ｂsｄs＝ｄと表すと、ＡＤコンバータ３４に入力される信号は、（直流変調）＋（直流ノイズ）＝ｄ×sin（２πｆc×ｔ）＋ｒのように表せる。
【００４３】
本実施の形態の場合には、同期サンプリングにて取り込みを行う際に、ｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆsの関係にて、センサキャリア信号の最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）および最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）に同期して取り込みを行う。なお、ｆcはキャリア周波数であり、ｆsはサンプリング周波数である。図６（ａ）に示す例は、ｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆsにおいてｎ＝０の場合（ｆs＝２ｆc）を示している。すなわち、キャリア周波数ｆcの場合の半分の周期１／（２×ｆc）（すなわち、２倍の周波数２ｆc）のピークタイミングにおいてサンプリングを行う。ここでは、最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）で取り込まれたデータ値をｄ１（＝ｄ＋ｒ）、最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）で取り込まれたデータ値をｄ２（＝−ｄ＋ｒ）とする。
【００４４】
図４の復調演算部３１０は、最大ピークタイミングS11で取り込まれたサンプリングデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21で取り込まれたサンプリングデータ値ｄ２とに基づいて、次式（５）で示す演算を行う。図６の矢印S31〜S34は演算結果の出力タイミングを示しており、図６に示す例では、出力タイミングS31〜S34は最小ピークタイミングS21〜S24と同一タイミングに設定されている。最大ピークタイミングS11および最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ１，ｄ２に基づく演算結果ｄ３は、出力タイミングS31（最小ピークタイミングS21と同一タイミング）において復調演算出力として出力される。
ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２    …（５）
【００４５】
同様に、出力タイミングS32（最小ピークタイミングS22と同一タイミング）には、最大ピークタイミングS12のサンプリングデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS22のサンプリングデータ値ｄ２とに基づく値ｄ３が復調演算出力として出力される。上述したように、出力タイミング（S33、S34、・・・）においても、同様の演算結果が出力される。出力タイミング（S31、S32、S33、S34・・・）は、それぞれ最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）と同タイミングに設定される。式（５）からも分かるように、直流ノイズの場合にはノイズ成分ｒは完全にキャンセルされる。図６（ａ）に示した例ではセンサキャリア信号は直流変位によるものなので、復調演算出力ｄ３は振幅値ｄと等しくなる。
【００４６】
すなわち、復調演算出力ｄ３は、キャリア周波数ｆc（すなわち、周期１／ｆc）の信号波形の最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）において出力される。なお、復調演算出力ｄ３の出力タイミング（S31、S32、S33、S34・・・）を、最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）と同一タイミングに設定するようにしても良い。例えば、最大ピークタイミングS12で復調演算出力ｄ３を出力する場合には、最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２と最大ピークタイミングS12のデータ値ｄ１とに基づいて復調演算出力ｄ３を算出する。
【００４７】
一方、図６（ｂ）では、本実施の形態と異なり、ｆs＝ｆcで最小ピークタイミングで取り込み、最小ピークタイミングで復調演算処理ｄ３を出力する場合を示している。この場合には、サンプリングされたデータ値ｄ２（＝−ｄ＋ｒ）を正負反転した値−ｄ２（＝ｄ−ｒ）を、復調演算出力ｄ３として出力している。すなわち、復調演算出力ｄ３にはノイズに起因する値ｒが誤差として含まれる。このように、電磁石電流に起因する低い周波数の混合ノイズも復調信号として取り込まれる。その結果、復調されたロータ変位信号（変位情報）に実際には変位（振動）していない振動成分が混入したままとなり、そのロータ変位信号がフィードバックされて磁気浮上制御される。そのため、ロータがノイズ分で強制振動されることになり、その反力がポンプケーシング２１に伝達され、ポンプユニット１の振動の原因となる。
【００４８】
しかしながら、本実施の形態では、上述したようにｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２を算出した際にノイズ成分ｒがほぼキャンセルされるため、復調されたロータ変位信号に含まれるノイズ（第１のノイズ成分）を低減することができ、ポンプ振動を防止することができる。
【００４９】
図６（ａ）に示す例では、ｆs＝２×ｆcのサンプリング周波数ｆsでピーク値（最大ピーク値および最少ピーク値）をサンプリングし、周期１／ｆcのピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する場合を示したが、サンプリングタイミングおよび出力タイミングはこれに限らない。図７は、サンプリング周期と復調演算出力ｄ３の出力周期とが等しい場合を示したものである。なお、図７では、入力信号Ｗをノイズ成分ｒ＝０として示しており、入力信号Ｗはｄ×sin（２πｆc×ｔ）と表される。
【００５０】
図７（ａ）は、ｆs＝２×ｆcでピーク値をサンプリングし、サンプリング周期と同じ周期１／（２×ｆc）のピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する場合を示す。ｆs＝２×ｆcでピーク値のサンプリングを行うことにより、センサキャリアの最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）のデータ値ｄ１および最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）のデータ値ｄ２が取り込まれる。そして、出力タイミング（S31、S32、S33、S34、S35・・・）にて復調演算出力ｄ３（＝（ｄ１−ｄ２）／２）を出力する。奇数番目の出力タイミング（S31、S33、S35、S37、・・・）は最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）と同一タイミングであり、偶数番目の出力タイミング（S32、S34、S36、S38・・・）は最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）と同一タイミングである。
【００５１】
例えば、最小ピークタイミングS21と同一タイミングの出力タイミングS32で復調演算出力ｄ３を出力する場合には、最大ピークタイミングS11のデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２とに基づいて復調演算出力ｄ３を算出する。一方、最大ピークタイミングS12と同一タイミングの出力タイミングS33で復調演算出力ｄ３を出力する場合には、最大ピークタイミングS12のデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２とに基づいて復調演算出力ｄ３を算出する。すなわち、直近に取り込まれた２つのデータ値ｄ１，ｄ２に基づいて復調演算出力ｄ３を算出する。
【００５２】
図７（ｂ）はｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆsにおいてｎ＝１とした場合を示している。図７（ｂ）では、ｆs＝（２／３）×ｆcでピーク値をサンプリングし、サンプリング周期と同じ周期１／（（２／３）×ｆc）のピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する。すなわち、キャリア周波数ｆcの３周期に２回の頻度でサンプリングを行い、最大ピークタイミングのデータ値ｄ１と最小ピークタイミングのデータ値ｄ２とを取り込む。そして、データ値ｄ１，ｄ２を取得したタイミングで復調演算出力ｄ３を出力する。
【００５３】
例えば、最小ピークタイミングS21と同一タイミングの出力タイミングS32では、最大ピークタイミングS11のデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２とに基づいて復調演算出力ｄ３を出力する。また、最大ピークタイミングS12と同一タイミングの出力タイミングS33では、最大ピークタイミングS12のデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２とに基づいて復調演算出力ｄ３を出力する。
【００５４】
図８（ａ）に示す例では、ｆs＝２×ｆcでピーク値をサンプリングし、周期１／ｆcの最小ピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する。復調演算出力ｄ３は、直近に取り込まれた２つのデータ値ｄ１，ｄ２に基づいて算出される。図７（ａ）に示した例と比較すると、復調演算出力ｄ３の出力頻度が１／２になっている。そのため、図８（ａ）に示す場合には演算負荷の軽減が図れる。一方、図７（ａ）の場合には、センサ信号に含まれるノイズをより高い周波成分まで除去することができる。
【００５５】
図８（ｂ）に示す例では、ｆs＝（２／３）×ｆcでピーク値をサンプリングし、サンプリング周期の２倍の周期１／（ｆc／３）の最小ピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する。図７（ｂ）に示した例と比較すると、復調演算出力ｄ３の出力頻度が１／２になっている。そのため、図８（ｂ）に示す場合の方が、演算負荷の軽減が図れる。
【００５６】
図６〜８に示したように、本実施の形態では、ｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆsの関係にてサンプリングを行うことによって、センサキャリアの最大ピークタイミングのデータ値ｄ１と最小ピークタイミングのデータ値ｄ２とが交互に取り込まれる。そして、出力タイミングの直近に取り込まれたデータ値ｄ１，ｄ２に基づいて復調演算出力ｄ３を出力することにより、ノイズ成分ｒがほぼキャンセルされる。その演算結果ｄ３に基づいて電磁石電流を制御することにより、ノイズに起因するポンプ振動を防止することができる。
【００５７】
（第２のノイズ成分の除去）
上述した式（４）で表される差分信号Δｉsは、隣接する変位センサとの間に干渉がない場合であって、干渉がある場合には、隣接する変位センサの電流の影響を受ける。ここでは、干渉を受ける軸をＸ軸（Ｘp側、Ｘm側）、干渉を与える軸をＹ軸（Ｙp側、Ｙm側）として説明する。Ｘ軸の差分信号をΔｉxs、Ｙ軸の差分信号をΔｉysとし、干渉の影響を簡易的に次式（６），（７）の第２項のように考える。式（７）におけるφは、Ｘ軸センサのセンサキャリア信号に対するＹ軸センサのセンサキャリア信号の位相ずれを表す。
Δｉxs＝２Ｂsｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）＋α×Δｉys        …（６）
Δｉys＝２Ｂsｄys×sin（ωc×ｔ−π／２＋φ）＋α×Δｉxs      …（７）
【００５８】
式（７）を式（６）に代入し、α≪１であることからα２の項を無視すると、差分信号Δｉxsは次式（８）のようになる。同様に、Δｉysは次式（９）のようになる。すなわち、信号ｄxsにはＹ軸の干渉によるノイズαｄysが加算され、信号ｄysにはＸ軸の干渉によるノイズαｄxsが加算される。
Δｉxs＝２Ｂsｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）
＋２Ｂsαｄys×sin（ωc×ｔ−π／２＋φ）        …（８）
Δｉys＝２Ｂsｄys×sin（ωc×ｔ−π／２＋φ）
＋２Ｂsαｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）            …（９）
【００５９】
本実施の形態では、Ｙ軸側のセンサキャリア信号の位相のずれφをφ＝９０°＋θとし、サンプリングの際にはＸ軸側およびＹ軸側のセンサキャリア信号の最大・最少ピークからθだけ位相をずらしてデータｄ１、ｄ２のサンプリングを、それぞれ行うようにした。そのようなタイミングでサンプリングを行うことにより、式（８），（９）の第２項がゼロとなり、隣接軸の干渉の影響を除去することが可能となる。なお、θは、−４５°≦θ≦４５°とする。
【００６０】
例えば、θ＝０として最大・最少ピークでデータｄ１、ｄ２をサンプリングする場合について、ラジアルセンサ７１を例に説明する。式（８），（９）の位相ずれφが９０°となるように、Ｙ１軸用センサキャリア信号を９０°だけ位相をずらして生成する。すなわち、図３、４の位相シフトフィルタ３７Ａにより、Ｙ１軸用センサキャリア信号の位相を９０°ずらす。その場合、上述した式（８），（９）は次式（１０），（１１）のようになる。
Δｉxs＝２Ｂsｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）＋２Ｂsαｄys×sin（ωc×ｔ）
…（１０）
Δｉys＝２Ｂsｄys×sin（ωc×ｔ）＋２Ｂsαｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）
…（１１）
【００６１】
まず、干渉が無い場合（α＝０）について説明する。図９は、干渉が無い場合の差分信号Δｉxs，Δｉysを示すグラフである。すなわち、図９（ａ）は式（１０）でα＝０とした差分信号Δｉxs＝２Ｂsｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）を示しており、図９（ｂ）は式（１１）でα＝０とした差分信号Δｉys＝２Ｂsｄys×sin（ωc×ｔ）を示している。なお、ここでは２Ｂsｄxs＝２Ｂsｄys＝１として図示している。差分信号Δｉxsと差分信号Δｉysとは、位相が９０°（＝π／２ラジアン）ずれていることが分かる。図９の場合には、差分信号Δｉysの方が９０°だけ進み位相となっている。これは、Ｙ軸用センサキャリア信号が、Ｘ軸用キャリア信号に対して位相が９０°進んでいるためである。
【００６２】
そして、ＡＤコンバータ３４からデータｄ１，ｄ２を取り込む場合には、それぞれ、キャリア信号の最大・最小ピークに同期して取り込むようにする。Ｙ軸用センサキャリア信号はＸ軸用キャリア信号に対して位相が９０°進んでいるので、図９からも分かるように、差分信号Δｉysのデータｄ１，ｄ２を取り込む時刻は、差分信号Δｉxsのデータｄ１，ｄ２を取り込む時刻に対して位相９０°分だけ早い。
【００６３】
その結果、差分信号Δｉxs，Δｉysのいずれにおいても最大ピークでデータｄ１がサンプリングされ、最少ピークでデータｄ２がサンプリングされる。差分信号Δｉxsの場合にはｄ１＝２Ｂsｄxs、ｄ２＝−２Ｂsｄxsとなるので、ｄ３＝ｄ１−ｄ２／４Ｂsを演算することで、Ｘ軸直流変位ｄxsを得ることができる。差分信号Δｉysについても同様である。
【００６４】
図１０，１１は、干渉がある場合を示したものであり、ここではα＝０．１５として図示している。図１０はＹ軸干渉を受けた差分信号Δｉxsを示す図であり、差分信号Δｉxsを示すラインＬ１と共に、２Ｂsｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）を示すラインＬ２および２Ｂsｄys×sin（ωc×ｔ）を示すラインＬ３も図示している。図１１はＸ軸干渉を受けた差分信号Δｉysを示す図であり、差分信号Δｉysを示すラインＬ４と共に、２Ｂsｄys×sin（ωc×ｔ）を示すラインＬ５および２Ｂsｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）を示すラインＬ６も図示している。
【００６５】
図１０において、データｄ１のサンプリングタイミングは、式（１０）の第１項（ラインＬ２）が最大ピークとなるタイミグ（ｔ＝（ｎ＋１／２）／ｆｃ、ｎは整数）で、データｄ２のサンプリングタイミングは、ラインＬ２が最少ピークとなるタイミグ（ｔ＝ｎ／ｆｃ、ｎは整数）である。上述したようにＹ軸用センサキャリア信号はＸ軸用センサキャリア信号に対して位相が９０°ずれているため、式（１０）の第１項と第２項とは位相が９０°ずれている。そのため、ｔ＝（ｎ＋１／２）／ｆｃおよびｔ＝ｎ／ｆｃにおいては、Ｙ軸干渉によるノイズ成分である式（１０）の第２項（すなわちラインＬ３）はゼロとなる。その結果、復調演算結果ｄ３＝（ｄ１−ｄ２／４Ｂs）は、Ｘ軸直流変位ｄxsを正確に復調していることが分かる。
【００６６】
同様に、図１１に示す差分信号Δｉysの場合にも、式（１１）の第１項を表すラインＬ５の最大ピークでデータｄ１をサンプリングし、ラインＬ５の最小ピークでデータｄ２をサンプリングする。上述したように、Ｙ軸用キャリア信号はＸ軸用キャリア信号に対して９０°だけ位相が進んでいるので、差分信号Δｉysにおけるデータｄ１，ｄ２のサンプリング時刻は、差分信号Δｉxsの場合に比べて位相９０°に相当する時間だけ早くなる。
【００６７】
このサンプリングタイミングでは、式（１１）の第２項がゼロとなるので、サンプリングされたデータｄ１、ｄ２にはＹ軸干渉によるノイズ成分が含まれていない。その結果、復調演算結果ｄ３＝（ｄ１−ｄ２／４Ｂs）は、Ｙ軸直流変位ｄysを正確に復調することになる。
【００６８】
図１０，１１では、式（１０）、（１１）の第１項が最大・最少ピークとなるタイミングでサンプリングを行うようにしたが、以下では、第１項の最大・最少ピークからθだけ位相がずれたタイミングでサンプリングを行う場合について説明する。通常の制御型磁気軸受は、図３に示すように５軸から構成されている。このように、制御軸の軸数が多い場合には、ＡＤコンバータ３４での取り込みの都合上、最大・最少ピークから位相をずらして取り込みを行うことが多く適用される。
【００６９】
Ｘ軸用センサキャリア信号に対するＹ軸用センサキャリア信号の位相差φをφ＝９０°＋θとする。θは、最大・最少ピークからの位相ずれを示す。なお、θは、−４５°≦θ≦４５°とする。そして、Ｘ軸側の差分信号Δｉxsに対しては、Ｘ軸用センサキャリア信号の最大・最少ピークからθだけ位相ずれたタイミングに同期してデータｄ１、ｄ２をサンプリングする。一方、Ｙ軸側の差分信号Δｉysに対しては、Ｙ軸用センサキャリア信号の最大・最少ピークからθだけ位相ずれたタイミングに同期してデータｄ１、ｄ２をサンプリングする。ここで、差分信号Δｉxs，Δｉysは、次式（１２）、（１３）のように表される。
Δｉxs＝２Ｂsｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）＋２Ｂsαｄys×sin（ωc×ｔ＋θ）
…（１２）
Δｉys＝２Ｂsｄys×sin（ωc×ｔ＋θ）＋２Ｂsαｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２）
…（１３）
【００７０】
式（１２）の第１項の最大ピークからθだけ位相がずれた（進んだ）タイミングの時刻は、ｔ＝（ｎ＋１／２）／ｆｃ−θ／（２πｆｃ）となる。また、最少ピークからθだけ位相がずれた（進んだ）タイミングの時刻は、ｔ＝ｎ／ｆｃ−θ／（２πｆｃ）となる。ただし、ｎは整数である。このように差分信号Δｉxsのサンプリングタイミングを設定することにより、式（１２）のＹ軸ノイズ成分である第２項はゼロとなる。
【００７１】
一方、式（１３）において、第１項の最大ピークからθだけ位相がずれた（遅れた）タイミングの時刻は、ｔ＝（ｎ＋１／４）／ｆｃとなる。また、第１項の最小ピークからθだけ位相がずれた（遅れた）タイミングの時刻は、ｔ＝（ｎ−１／４）／ｆｃとなる。このように差分信号Δｉysのサンプリングタイミングを設定することにより、式（１２）のＹ軸ノイズ成分である第２項はゼロとなる。
【００７２】
図１２（ａ）は、隣接軸の干渉が無い場合（α＝０、θ＝４５°）の差分信号Δｉxs（＝２Ｂsｄxs×sin（ωc×ｔ−π／２））を示す図である。同様に、図１２（ｂ）は、隣接軸の干渉が無い場合（α＝０、θ＝４５°）の差分信号Δｉys（＝２Ｂsｄys×sin（ωc×ｔ＋θ））を示す図である。差分信号Δｉxsの場合には、丸印で示すデータｄ１、ｄ２のサンプリングタイミングは、Δｉxsの第１項を示すラインの最大・最少ピークからマイナス方向に、位相θに相当する時刻Δｔ＝θ／２πｆｃだけずれている。一方、差分信号Δｉysの場合には、データｄ１、ｄ２のサンプリングタイミングは、Δｉysの第１項を示すラインの最大・最少ピークからプラス方向に、位相θに相当する時刻Δｔ＝θ／２πｆｃだけずれている。このように、サンプリングタイミングが最大・最小ピークからずれているため、得られる値は、Ｘ軸直流変位よりも若干小さくなっている。
【００７３】
図１３，１４は、α＝０．１５、θ＝４５°の場合の差分信号Δｉxs，Δｉys，データｄ１，２のサンプリングタイミング、およびデータｄ３の出力タイミングを示す図である。図１３において、ラインＬ７は差分信号Δｉxsを示し、ラインＬ８は式（１２）の第１項を示し、ラインＬ９は、式（１２）の第２項（αを除く）を示している。丸印で示すデータｄ１，ｄ２のサンプリングタイミングは、Ｘ軸用センサキャリア信号に対応するラインＬ７の最大・最小ピークから、位相θだけ進み側（＋θ）にずれている。そのサンプリングタイミングにおいては、式（１２）の第２項、すなわちＹ軸干渉によるノイズ成分はゼロとなる。
【００７４】
図１４において、ラインＬ１０は差分信号Δｉysを示し、ラインＬ１１は式（１３）の第１項を示し、ラインＬ１２は、式（１３）の第２項（αを除く）を示している。丸印で示すデータｄ１，ｄ２のサンプリングタイミングは、Ｙ軸用センサキャリア信号に対応するラインＬ１１の最大・最小ピークから、位相θだけ遅れ側（−θ）にずれている。そのサンプリングタイミングにおいては、式（１３）の第２項、すなわちＸ軸干渉によるノイズ成分はゼロとなる。
【００７５】
図３に示したような５軸制御型磁気軸受の場合には、Ｘ１軸、Ｙ１軸、Ｘ２軸、Ｙ２軸およびＺ軸のそれぞれに変位センサが設けられている。これらのセンサ出力信号を一つのＡＤコンバータ３４でＡＤ変換する場合には、それらのセンサ出力信号を入力ch1〜ch5のそれぞれに入力し、順に取り込むことになる。そのため、取り込みタイミングに時間ズレが生じ、５つのセンサキャリア信号の位相が揃っている場合には、各々のセンサキャリア信号の最大・最小ピークで上述したデータｄ１，ｄ２を取り込むことができない。そこで、位相シフトフィルタ３７Ａ〜３７Ｄを用いてセンサキャリア信号の位相をそれぞれずらすことで、センサキャリア信号の最大・最小ピークでデータｄ１，ｄ２を取り込むことが可能となる。
【００７６】
すなわち、位相シフトフィルタ３７Ａ〜３７Ｄの位相シフト量θをθa、θb、θc、θdのように互いに重ならないように設定する。このとき、X1軸センサ７１ｘのセンサキャリア信号に対するY1軸センサ７１ｙのセンサキャリア信号の位相ずれθ1＝θa、X2軸センサ７２ｘのセンサキャリア信号に対するY2軸センサ７２ｙのセンサキャリア信号の位相ずれθ2＝θc−θbは、−４５°以上４５°以下の範囲に設定される。このように各センサキャリア信号の位相を設定することにより、X1軸センサ７１ｘとY1軸センサ７１ｙとの間、および、X2軸センサ７２ｘとY2軸センサ７２ｙとの間に、上述した内容を適用することができる。
【００７７】
なお、上述した第２のノイズ成分の除去の説明では、最大ピークまたはその近傍のデータｄ１と最小ピークまたはその近傍のデータｄ２との差を取ることで、第１のノイズ成分の除去も行っている。しかし、図６（ｂ）に示したように、データｄ１またはデータｄ２だけを用いて復調した場合においても、第２のノイズ成分の除去は可能である。すなわち、第２のノイズの除去は、第１のノイズの除去と独立して行うことができる。一方、上記では、順に信号を取り込む方式のＡＤコンバータを適用した場合について説明したが、これとは別方式となる、ch1〜ch5の信号を一括して同タイミングで取り込む方式のＡＤコンバータを適用した場合は、隣接するＸ、Ｙ間で搬送波位相差を９０°、すなわちθ＝０°にすれば良い。
【００７８】
−第２の実施の形態−
上述した第１の実施の形態では、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子ポンプについて説明した。第２の実施の形態では、本来の軸支持機能に加えて位置センシング機能を有する磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子について説明する。ここでは、位置センシング機能を備えたセルフセンシング方式の磁気軸受装置を、センサレス方式の磁気軸受装置と呼ぶことにする。以下では、センサレス方式の磁気軸受装置に、第１の実施の形態で説明したノイズ除去方法を適用する場合について説明する。なおセンサレス方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子ポンプにおいては、図１に示したラジアルセンサ７１、７２およびアキシャルセンサ７３が省略される。
【００７９】
図１５は、センサレス方式の磁気軸受型ターボ分子ポンプのコントロールユニットの概略構成を示すブロック図であり、第１の実施の形態の図２に対応する図である。センサレス方式の磁気軸受装置を備える磁気軸受型ターボ分子ポンプの場合には、変位センサ用のセンサ回路が省略され、その代わりにセンシング用の電流成分が重畳された電磁石電流が、各磁気軸受電磁石５００に供給される。
【００８０】
図１６は、制御部４４における磁気軸受制御の機能ブロック図であって、制御軸５軸の内の１軸分（例えば、X1軸）について示したものである。上述したように、制御軸１軸分には一対（Ｐ側およびＭ側）の磁気軸受電磁石５００が設けられており、各磁気軸受電磁石５００に対して励磁アンプ３６（３６ｐ、３６ｍ）がそれぞれ設けられている。
【００８１】
図１７は、各磁気軸受電磁石５００に対応して設けられている励磁アンプ３６の構成を示す図である。励磁アンプ３６は、スイッチング素子とダイオードとを直列接続したものを、さらに２つ並列接続したものである。磁気軸受電磁石５００は、スイッチング素子ＳＷ１０およびダイオードＤ１０の中間と、スイッチング素子ＳＷ１１およびダイオードＤ１１の中間との間に接続される。
【００８２】
スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は、制御部４４からのＰＷＭゲート駆動信号３０３に基づいてオンオフ（導通、遮断）制御される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は同時にオンオフされ、両方ともオンの場合には実線矢印で示すように電磁石電流が流れ、両方ともオフの場合には破線矢印で示すように電磁石電流が流れる。オン時の電流値は電流センサ１０１Ａにより計測され、オフ時の電流値は電流センサ１０１Ｂにより計測される。電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂには例えばシャント抵抗が用いられ、シャント抵抗の電圧を電流検出信号として用いる。
【００８３】
図１６に戻って、ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｐ側の励磁アンプ３６ｐのスイッチング素子を駆動するためのゲート駆動電圧（ゲート信号）を生成する。同様に、ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｍ側の励磁アンプ３６ｍのスイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する。
【００８４】
ゲート信号に基づいて各励磁アンプ３６（３６ｐ，３６ｍ）のスイッチング素子がオンオフ制御されると、磁気軸受電磁石５００の電磁石コイルに電圧が印加され、電流Ｉp、Ｉmが流れる。Ｐ側の励磁アンプ３６ｐの電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｐ側の磁気軸受電磁石５００に流れる電流Ｉpの電流検出信号（電流と同様の符号Ｉpで示す）が出力される。一方、Ｍ側の励磁アンプ３６ｍの電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｍ側の磁気軸受電磁石５００に流れる電流Ｉmの電流検出信号（電流と同様の符号Ｉmで示す）が出力される。
【００８５】
各磁気軸受電磁石５００に流れる電磁石電流は、機能別で成分に分けると、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃおよび位置検出用のセンサキャリア成分の電流ｉｓ（ｐ側のｉsp、Ｍ側のｉsm）から構成される。ここで、対向する磁気軸受電磁石５００に流れる電磁石電流の各成分は、磁気浮上制御の必要性および位置信号（変位信号）を良好に検出する必要性から、バイアス電流は同符号、浮上制御電流およびセンサキャリア成分は逆符号となるように構成される。そのため、電流ＩpおよびＩmは、次式（１４）のように表される。ただし、式（１４）ではｉspとｉsmとは振幅が逆符号になっているので、ｉspおよびｉsmの係数はプラスとなっている。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ＋ｉsp
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋ｉsm      …（１４）
【００８６】
バイアス電流ｉｂは直流あるいは極めて低い周波数帯であり、回転体に作用する重力との釣り合い力、浮上力の直線性改善、変位センシングのためのバイアス用として用いられる。
【００８７】
浮上制御電流ｉｃは、ロータシャフト４を所定位置に浮上させる制御力用として用いられる電流である。浮上制御電流ｉｃは浮上位置の変動に応じて変化するので、その周波数帯は直流から１ｋＨｚオーダとなる。
【００８８】
センサキャリア成分ｉｓは、ロータシャフト４の浮上位置変位の検出に用いられる電流成分である。センサキャリア成分ｉｓには、浮上制御力の影響を極力抑えるべく、通常は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ（１ｋＨｚ≪fc≪１００ｋＨｚ）の周波数帯における周波数が使用される。
【００８９】
一般に、産業用途の磁気軸受では、励磁アンプ３６（３６ｐ，３６ｍ）として、フィードバックした電流信号と目標電流値との偏差量にて電圧制御するＰＷＭアンプが適用される。すなわち、磁気軸受電磁石５００の電磁石コイルに印加される電圧を制御することで、電磁石電流の制御を行っている。そのため、バイアス電流、浮上制御電流およびセンサキャリア成分の符号の決定は、電圧印加前の電圧制御信号で符号関係が生成される。
【００９０】
電磁石コイルに印加される電圧Ｖp、Ｖmの内の、センサキャリア成分ｖsp，ｖsmはそれぞれ逆位相で印加されるので、次式（１５）のように表される。ただし、ωc＝２πfcであって、fcはセンサキャリア周波数である。また、tは時間、ｖは一定振幅値である。
ｖsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ）
ｖsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ）        …（１５）
【００９１】
ロータシャフト４と磁気軸受電磁石５００との間の隙間（ギャップ）が大きいと、電磁石コイルのインダクタンス値は小さく、ギャップが小さいとインダクタンス値は大きくなる。したがって、対向する電磁石コイルの一方のインダクタンス値が大きくなると、他方の電磁石コイルのインダクタンス値は小さくなる。すなわち、対向する電磁石コイルのインダクタンス変化によって、ギャップ変化、すなわちロータシャフト４の変位情報を得ることができる。
【００９２】
対向するＰ側電磁石コイルおよびＭ側電磁石コイルのインダクタンスＬp，Ｌmに関しては、第１の実施の形態の変位センサの場合と同様の式（１６）が成り立つ。なお、Ｄはロータシャフト４が浮上中心軸（浮上目標位置）にある場合のギャップで、式（１６）におけるｄは浮上目標位置からの変位を表している。Ａは定数である。
１／Ｌp＝Ａ×（Ｄ−ｄ）
１／Ｌm＝Ａ×（Ｄ＋ｄ）        …（１６）
【００９３】
ここで、コイル抵抗を近似的に無視すると、センサキャリア成分に関して、電磁石コイルに印加される電圧と電磁石コイルを流れる電流との関係は、次式（１７）により表すことができる。
ｖsp＝Ｌp×d（ｉsp）／dt
ｖsm＝Ｌm×d（ｉsm）／dt      …（１７）
【００９４】
上述した式（１５），（１６），（１７）から、電磁石コイルを流れる電流のセンサキャリア成分ｉsp，ｉsmは次式（１８）のように表される。なお、Ｂ＝ｖ×Ａ／ωcである。このように、センサキャリア成分ｉsp，ｉsmは、変位ｄの時間変化により振幅変調されるので、これを検波すれば変位情報が得られる。
ｉsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌp）
＝−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
ｉsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌm）
＝Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）            …（１８）
【００９５】
Ｐ側およびＭ側の磁気軸受電磁石５００を流れるトータルの電流Ｉp，Ｉmは、次式（１９）のように表される。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）    …（１９）
【００９６】
図１５に示すように、励磁アンプ３６ｐ，３６ｍにおいて検出された電流信号Ｉp，Ｉmは、ローパスフィルタ４０３ｐ，４０３ｍを介してそれぞれ対応するＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれる。また、ローパスフィルタ４０３ｐ，４０３ｍを通過した電流信号Ｉp，Ｉmは加算部４１４により加算され、和信号（Ｉp＋Ｉm）が加算部４１４から出力される。その後、和信号（Ｉp＋Ｉm）は、センサキャリア周波数ｆcを中心周波数とするバンドパスフィルタ４０５を介してＡＤコンバータ４００に入力され、ＡＤコンバータ４００により取り込まれる。
【００９７】
（第１のノイズ成分の除去）
ＡＤコンバータ４００は、センサキャリア生成回路４１１で生成されたセンサキャリア信号（センサキャリア成分）に基づいて同期サンプリングにてデータを取り込む。そして、第１の実施の形態の場合と同じように、センサキャリア信号の周波数ｆcに対して、ｆc＝（ｎ＋１／２）ｆsを満足するサンプリングｆsで最大ピーク位置および最少ピーク位置（または、最大ピーク位置近傍および最少ピーク位置近傍）にてサンプリングを行う。
【００９８】
ＡＤコンバータ４００により取り込まれた和信号（Ｉp＋Ｉm）は、復調演算部４０６に入力される。そして、復調演算部４０６では、サンプリングにより取り込まれた最大ピーク位置のデータ値ｄ１と最小ピーク位置のデータ値ｄ２とに基づいて、復調演算出力ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２を演算する。磁気浮上制御器４０７では、復調演算部４０６からの変位情報に基づいて比例制御、積分制御および微分制御、位相補正等により浮上制御電流設定を生成する。そして、Ｐ側の制御には、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算したものが用いられ、Ｍ側の制御には、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算したものが用いられる。
【００９９】
一方、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれた電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれ対応する信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍに入力される。信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍは、サンプリングデータに基づいて浮上制御力へ寄与する電流成分（バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃ）に関する情報を演算する。例えば、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにおいてｆs＝ｆcで取り込み、その取り込んだ信号データを、信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍにおいて周波数ｆsで移動平均処理する。
【０１００】
信号処理演算部４０９ｐの演算結果は、アンプ制御器４１０ｐに通された後に、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算した結果に対して減算処理される。さらにこの減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が減算され、その減算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｐにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧（ＰＷＭゲート信号）を生成する。
【０１０１】
また、信号処理演算部４０９ｍの演算結果は、アンプ制御器４１０ｍに通された後に、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算した結果に対して減算処理される。さらに、この減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が加算され、その加算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｍにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧を生成する。
【０１０２】
ところで、各軸の対向する磁気軸受電磁石５００には特性ばらつきや、直角方向軸（例えば、X1軸に対するY1軸）間で磁束の干渉があるため、浮上制御電流ｉｃが全く同一に成ることはあり得ない。特に、高い周波数になるに従って不一致が大きくなると考えられる。このことを考慮して、Ｐ側の浮上制御電流をｉcp、Ｍ側の浮上制御電流をｉcmのように個別に表すと、上述した式（１９）は次式（２０）のように表される。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉcp−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
Ｉm＝ｉｂ−ｉcm＋Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）    …（２０）
【０１０３】
電流信号Ｉp、Ｉmの和演算により得られる和信号（Ｉp＋Ｉm）は次式（２１）で表せる。なお、式（２１）におけるΔｉcpmは、Δｉcpm＝ｉcp−ｉcmである。
Ｉp＋Ｉm＝２×ｉｂ＋Δｉcpm＋２×Ｂ×ｄ×sin（ωc×ｔ−π／２）  …（２１）
【０１０４】
上述したように、和信号（Ｉp＋Ｉm）は、センサキャリア周波数ｆcを中心周波数とするバンドパスフィルタ４０５を介して入力される。しかしながら、フィルタによる信号遅延の影響を考慮すると、バンドパスフィルタ４０５の狭帯域化にも自ずと限界がある。そのため、和信号（Ｉp＋Ｉm）をバンドパスフィルタ４０５に通しても、重畳されている制御電流成分に起因するノイズがＡＤコンバータ４００の入力信号に残留することになる。
【０１０５】
そこで、ＡＤコンバータ４００は、第１の実施の形態におけるＡＤコンバータ３４と同様に構成され、図６〜８に示した処理と同様のサンプリング処理を行う。そして、復調演算部４０６では、サンプリングにより取り込まれた最大ピーク位置のデータ値ｄ１と最小ピーク位置のデータ値ｄ２とに基づいて、復調演算出力ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２を演算する。
【０１０６】
ＡＤコンバータ４００の入力信号は、式（２１）で表される信号（Ｉp＋Ｉm）をバンドパスフィルタ４０５に通したものであって、理想的には変調波信号以外は全てカットされるべきであるが、上述したように、浮上制御で不可欠な信号遅延防止とのトレードオフにより十分にフィルタリングできない。従って、ここでは、便宜的に式（２１）の信号をＡＤコンバータ４００の入力信号とする。
【０１０７】
式（２１）において、バイアス電流ｉｂは一定（直流）と考えて良く、磁気軸受型ターボ分子ポンプの場合、通常、浮上制御電流ｉｃは変位信号をＰＩＤ演算した信号であるので、Δｉcpmの周波数帯域は直流から制御応答に関与する２ｋＨｚ程度までの広帯域である。また、ロータ変位（ロータシャフト４の変位）は、ロータ寸法にも依存するが、一般の磁気軸受型ターボ分子ポンプにおいては、通常、直流〜１ｋＨｚ程度までで、浮上制御電流ｉｃの帯域と同等、または、それよりも狭い帯域となっている。これらに比べて、センサキャリア周波数ｆcは１０ｋHz程度と高い。そのため、センサキャリア周波数ｆcに対して浮上制御電流ｉｃおよび変位ｄの周波数は１／１０程度と低く、センサキャリア信号の変化に対して浮上制御電流ｉｃおよび変位はゆっくりと変化する。
【０１０８】
一方、ＡＤコンバータ４００に取り込む際のサンプリング周波数ｆsは、浮上制御電流ｉｃや変位ｄに対して十分に周波数が高いので、隣り合うサンプリングタイミングにおいて、変位ｄおよびΔｉcpmの値の変化量は小さく、また、バイアス電流ｉｂは一定である。従って、最大ピーク位置におけるデータ値ｄ１および最小ピーク位置におけるデータ値ｄ２は、次式（２２）のように表せる。その結果、第１の実施の形態の場合と同様に、これらのデータ値ｄ１，ｄ２から復調演算出力ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２を算出すると、ｄ３＝ｄとなるので、復調演算出力ｄ３を用いることにより、浮上制御電流成分は、直流以外の交流成分も含めてキャンセルすることができる。
ｄ１≒ｉｂ＋Δｉcpm＋ｄ
ｄ２≒ｉｂ＋Δｉcpm−ｄ        …（２２）
【０１０９】
（第２のノイズ成分の除去）
次に、隣接軸間の干渉によるノイズ成分の除去について説明する。センサレスタイプの磁気軸受装置の場合も、Ｘ軸用電磁石電流およびＹ軸用電磁石電流に関しても、上述したラジアルセンサの場合と同様に、隣接軸との干渉によるノイズ成分が問題となる。ここでは、干渉の影響を受ける軸をＸ軸（Ｘｐ側、Ｘｍ側コイル）、干渉の影響を与える軸をＹ軸（Ｙｐ側、Ｙｍ側）とする。対称性より、Ｘ軸はｐ側、ｍ側の両コイルともに、Ｙ軸のｐ側、ｍ側の両コイルから同等の干渉を受けるとみるのが自然である。これより、各コイルを流れる励磁電流へ干渉度αを乗算した項を式（２０）に加算することで、干渉の影響を簡易的に表現できる。
【０１１０】
式（２０）をＸ軸側の電流Ｉxp、Ｉxmのように表現すると、電流Ｉxp、Ｉxmは次式（２３）のようになる。Ｘ軸変位信号は、Ｘ軸電流同士を和演算した信号（Ｉxp＋Ｉxm）に含まれる。和信号（Ｉxp＋Ｉxm）は次式（２４）のようになる。なお、Δｉcxpm＝ｉcxp−ｉcxmである。
Ｉxp＝ｉbx＋ｉcxp−Ｂ（Ｄ−ｄx）×sin(ωc×ｔ−π／２)＋α（Ｉyp＋Iym）
Ｉxm＝ｉbx−ｉcxm＋Ｂ（Ｄ＋ｄx）×sin(ωc×ｔ−π／２)＋α（Ｉyp＋Iym）
…（２３）
Ｉxp＋Ｉxm＝２ｉbx＋Δｉcxpm＋２Ｂｄx×sin(ωc×ｔ−π／２)＋２α（Ｉyp＋Iym）
…（２４）
【０１１１】
Ｙ軸に関しても同様であり、上述した式（２３）、（２４）に対応した式（２５）、（２６）が成り立つ。なお、Δｉcypm＝ｉcyp−ｉcymである。また、φは、第１の実施の形態の場合と同様に、ＸＹ軸間のセンサキャリア信号の位相ずれである。
Ｉyp＝ｉby＋ｉcyp−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin(ωc×ｔ−π／２＋φ)＋α（Ｉxp＋Ixm）
Ｉym＝ｉby−ｉcym＋Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin(ωc×ｔ−π／２＋φ)＋α（Ｉxp＋Ixm）
…（２５）
Ｉyp＋Ｉym＝２ｉby＋Δｉcypm
＋２Ｂｄx×sin(ωc×ｔ−π／２＋φ)＋２α（Ｉxp＋Ixm）
…（２６）
【０１１２】
式（２６）を式（２４）に代入して、α≪１であることからα２の項を無視すると、式（２６）は次式（２７）のように表せる。
Ｉxp＋Ｉxm＝｛２ｉbx＋２ｉby｝＋｛Δｉcxpm＋２αΔｉcypm｝
＋｛２Ｂ(ｄx×sin(ωc×ｔ−π／２)＋２αｄy×sin(ωc×ｔ−π／２＋φ))｝
…（２７）
【０１１３】
式（２７）の右辺は、第１項目のバイアス電流項、第２項目の制御電流項、第３項目の変位変調波項から構成される。第１および第２項のノイズ成分は、上述した第１のノイズ成分の除去方法によって除去される。
【０１１４】
一方、第３項は、上述した第１の実施の形態の式（８）に対応するものである。２番目のαを含む項が隣接する２軸間干渉によるノイズ成分であり、信号ｄxに対して２αｄyのノイズが加算されている。式（８）と式（２７）の第３項との対応関係からも分かるように、このノイズ成分は、第１の実施の形態で説明した第２のノイズ成分の除去方法を適用することにより、同様に除去することができる。
【０１１５】
除去方法の説明は繰り返しになるので省略するが、第１の実施の形態の場合と同じように、Ｘ軸側とＹ軸側のセンサキャリア信号の位相のずれφをφ＝９０°＋θとし、サンプリングの際には、Ｘ軸側およびＹ軸側のいずれにおいても、センサキャリア信号の最大・最少ピークからθだけ位相をずらしてデータｄ１、ｄ２のサンプリングを行えばよい。なお、θは、−４５°≦θ≦４５°とする。図１６のセンサキャリア生成回路４１１からは、上述のようなセンサキャリア信号は各軸に出力される。そして、ＡＤコンバータ４００は、センサキャリア生成回路４１１のセンサキャリア信号に同期して、θだけ位相をずらしてデータｄ１、ｄ２をサンプリングする。その結果、隣接軸の干渉の影響によるノイズ成分も除去することができる。なお、第１の実施の形態でも記載したが、データｄ１、ｄ２のいずれか一方をサンプリングする場合であっても、第２のノイズ成分を除去することはできる。
【０１１６】
図１８（ａ）は、ＸＹ軸間の干渉によるノイズ成分を除去した場合の、Ｘ軸変位（ラインＬ１１）、Ｙ軸変位（ラインＬ１２）、Ｘ軸変位復調出力（ラインＬ１３）およびＹ軸変位復調出力（ラインＬ１４）のそれぞれを示す図である。一方、図１８（ｂ）は、ＸＹ軸間の干渉によるノイズ成分を除去を行わなかった場合、すなわち、Ｘ軸用センサキャリア信号とＹ軸用センサキャリア信号の位相を同位相とした場合を示す。ラインＬ２１〜Ｌ２４が、図１８（ａ）のラインＬ１１〜Ｌ１４に対応するここでは、簡略的に、ロータシャフト４がＸ軸方向には５００Ｈｚのみで振動し、Ｙ軸方向には３００Ｈｚのみで振動している場合とした。また、α＝０．１５，θ＝４５°とした。
【０１１７】
図１８（ａ）と図１８（ｂ）とを比較すると、ノイズ除去対策をしなかった図１８（ｂ）では歪みが多いが、ノイズ除去対策をした図１８（ａ）の場合には歪みが少ないことが確認できる。
【０１１８】
図１６に示す例では、励磁アンプ３６ｐ，３６ｍに対するＰＷＭ制御信号生成までがデジタル処理される構成としたが、図１９に示すように、センサキャリアが重畳されたバイアス電流を含む制御電流がＤＡコンバータ４１３ｐ，４１３ｍから出力される構成としても良い。
【０１１９】
図１６の構成では、ＰＷＭ制御信号生成までデジタル処理されるので、ゲート信号となるＰＷＭ信号出力はＨ／Ｌの２値信号である。そのため、従来のＤＡコンバータ出力に限定されず、デジタル出力されることが多い。なお、図１６の説明では、電流信号Ｉp，Ｉmをｆs＝ｆcで取り込み、取込信号データを周波数ｆsで移動平均処理する構成としたが、電流信号Ｉp，Ｉmの取り込み方法についてはこれに限定されるものではない。
【０１２０】
上述した第２の実施の形態では、和信号（Ｉp＋Ｉm）をＡＤコンバータ４００に取り込む構成としたが、これに限定されず、例えば、式（１５）で示したｖsp,ｖsmの符号を同符号（両者とも＋ｖ）に変更して、差信号（Ｉp−Ｉm）を取り込む構成でも本発明は同様に適用できる。
【０１２１】
以上説明したように、図３のY1軸のセンサ７１ｙに印加される第２の搬送波信号を、X1軸のセンサ７１ｘに印加される第１の搬送波信号に対して位相が（π/２＋θ）ラジアン異なるように設定し、かつ、第１の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相θずれたサンプリングタイミングで、第１のセンサ７１ｘから出力される変位変調波信号（第１の変調信号）をサンプリングするとともに、第２の搬送波信号がピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたサンプリングタイミングで、第２のセンサ７１ｙから出力される第２の変調信号をサンプリングする。また、センサレスタイプの場合には、電磁石電流を検出する電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂの検出信号を上述したサンプリングタイミングでサンプリングする。その結果、隣接軸の干渉によるノイズ成分を除去することができ、磁気軸受制御における変位情報のＳ／Ｎ被向上を図ることができる。また、ノイズ成分混入による振動の発生を抑制することができる。
【０１２２】
さらに、第１の搬送波信号の周波数ｆcに対してｆc＝（ｍ＋１／２）×ｆs1（ただし、ｍは０以上の整数）を満たす周波数ｆs1でサンプリングを行い、第１の搬送波信号が最大ピークとなるタイミングから位相θずれたタイミングで変位変調波信号（第１の変調信号）をサンプリングして得たデータｄ11、および、第１の搬送波信号が最小ピーク位置近傍となるタイミングから位相θずれたタイミングで第１の変調信号をサンプリングして得たデータｄ12から算出される値ｄ13＝（ｄ11−ｄ12）／２を復調結果として出力する。同様に、第２の搬送波信号の周波数をｆcに対してｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆs2（ただし、ｎは０以上の整数）を満たす周波数ｆs2でサンプリングを行い、第２の搬送波信号が最大ピークとなるタイミングから位相（−θ）ずれたタイミングで第２の変調信号をサンプリングして得たデータｄ21、および、第２の搬送波信号が最小ピーク位置近傍となるタイミングから位相（−θ）ずれたタイミングで第２の変調信号をサンプリングして得たデータｄ22から算出される値ｄ23＝（ｄ21−ｄ22）／２を復調結果として出力する。
【０１２３】
このようなサンプリングおよび復調演算を行うことにより、上述した隣接軸の干渉によるノイズ成分の除去に加えて、変位情報に電磁石電流制御の振動成分（ノイズ成分）が混入するのを防止することができ、Ｓ／Ｎ比のさらなる向上が図れると共に、ノイズ成分に起因する振動を抑制することができる。
【０１２４】
また、位相ずれθを−π/４≦θ≦π/４の範囲に設定することで、複数軸の信号を一つのＡＤコンバータで取り込む場合においても、Ｓ／Ｎ比の低下を極力抑えることができる。
【０１２５】
なお、上述した実施の形態ではターボポンプ段とドラッグポンプ段とを有するターボ分子ポンプを例に説明したが、回転体を磁気軸受装置で支持する構成の真空ポンプであれば、本発明を同様に適用することができる。
【０１２６】
なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。
【符号の説明】
【０１２７】
１：ポンプユニット、３：ロータ、４：ロータシャフト、１３ａ〜１３ｈ：センサコイル、３０：ディジタル制御回路、３１：ＤＡコンバータ、３３，３３ａ〜３３ｅ：センサ回路、３４，４００：ＡＤコンバータ、３６，３６ｐ，３６ｍ：励磁アンプ、４４：制御部、５１〜５３：磁気軸受、７１，７２：ラジアルセンサ、７３：アキシャルセンサ、１０１Ａ，１０１Ｂ：電流センサ、３１０，４０６：復調演算部、３１３：正弦波離散値生成部、４１１：センサキャリア生成回路、４１４：加算部、５００：磁気軸受電磁石
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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