(57)【要約】【課題】正弦波ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間の移行を円滑に行うことができるインバータ装置を提供する。【解決手段】インバータ装置１０はインバータ回路２０とドライブ回路２５とＰＷＭ発生部３７と矩形波発生部４４と制御切替部５０を備える。制御切替部５０は、正弦波ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間を移行する際に、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間での切り替え、過変調ＰＷＭ制御と１８０°未満矩形波制御との間での切り替え、１８０°未満矩形波制御と１８０°矩形波制御との間での切り替えを行う。【選択図】図１
2015012662.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、
制御信号に基づいて前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路と、
正弦波ＰＷＭ制御により前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるための前記制御信号を出力する正弦波ＰＷＭ制御手段と、
過変調ＰＷＭ制御により前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるための前記制御信号を出力する過変調ＰＷＭ制御手段と、
１８０°未満矩形波制御により前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるための前記制御信号を出力する１８０°未満矩形波制御手段と、
１８０°矩形波制御により前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるための前記制御信号を出力する１８０°矩形波制御手段と、
前記正弦波ＰＷＭ制御と前記１８０°矩形波制御との間を移行する際に、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間での切り替え、過変調ＰＷＭ制御と１８０°未満矩形波制御との間での切り替え、１８０°未満矩形波制御と１８０°矩形波制御との間での切り替えを行う切替手段と、
を備えたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記切替手段は、変調率と閾値を比較した結果から切り替えを行うことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記切替手段は、少なくとも１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御への切り替えは、実際のｄ軸電流の大きさに応じて行うことを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記切替手段は、トルク指令値が閾値よりも大きい場合には、実際のｄ軸電流についての実際のｑ軸電流に対する大きさと閾値を比較することにより切り替えを行い、トルク指令値が閾値よりも小さい場合には、実際のｄ軸電流と指令のｄ軸電流に応じた閾値を比較することにより切り替えを行うことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記切替手段は、切替条件が成立した状態が一定期間継続したら実際に切り替えを行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、モータを駆動するモータ制御では、出力電圧を有効に活用するために矩形波制御を採用しており、矩形波制御は、モータへの印加電圧がＰＷＭ制御に対して多くの電圧を印加でき、多くのインバータでは有効電圧が高いことにより矩形波制御を採用している。また、矩形波制御は単純に１８０°で電圧をかけるだけであるので、トルクをあまり必要としない領域でも電圧を全てかけることになるので、消費電力が多くなりやすい。そこで、トルクをあまり必要としない領域ではＰＷＭ制御によって消費電力を低く抑えている。一方、高回転になるとＰＷＭ制御での大きなトルクを得ることが難しくなる。逆に、トルクの低い時には応答性の良いＰＷＭ制御が有用となってくる。
【０００３】
そこで、特許文献１等に開示のように、ＰＷＭ制御と矩形波制御を切り替えることが行われている。特許文献１においては、駆動信号としてＰＷＭ駆動信号または矩形波駆動信号を選択する制御切替手段を備える。矩形波制御手段はチョッピング手段を備えている。チョッピング手段は、制御切替手段に選択される駆動信号としてＰＷＭ駆動信号から矩形波駆動信号に切り替わる際、または、矩形波駆動信号からＰＷＭ駆動信号に切り替わる際、矩形波駆動信号のハイレベルにおいて一定間隔毎に所定幅ずつローレベルにする。また、チョッピング手段は、矩形波駆動信号のローレベルにおいて一定間隔毎に所定幅ずつハイレベルにする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−２７９１１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、ＰＷＭ制御（３相変調、２相変調）と矩形波制御では、電圧の出力方式が異なるため、矩形波制御時の制御方式を切り替える制御を実施している。矩形波制御での制御方式は、ＰＷＭ制御領域における電圧コントロールではなく、位相をコントロールする制御方式を採用している。位相コントロールでは出力電圧は固定値となるためＰＷＭ制御と矩形波制御との間でハンチングしないように切替判定条件に時間を設けている。この切替時間は矩形波制御への移行条件を十分に満たすように設定されている。この移行安定時間を満たすためには制御のリアルタイム性が損なわれ、ＰＷＭ制御から矩形波制御への移行（あるいは矩形波制御からＰＷＭ制御への移行）で円滑性が損なわれる。
【０００６】
具体的には、図１１には回転数が一定でトルク値が大（負のトルク）から小（略ゼロトルク）へ急変したときのＵ，Ｖ，Ｗ相の電流値、トルク値、モータ入力電圧を示している。なお、モータへの入力電圧波形は、時間軸に対して周波数が高いために矩形波制御とＰＷＭ制御とで波形が同じように見えるが、実際は異なっている。図１１に示すとおり、矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替える際に、波形が乱れる。詳しくは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流においてＡ部に示すように電流が跳ねてしまう。
【０００７】
本発明の目的は、正弦波ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間の移行を円滑に行うことができるインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載の発明では、上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、制御信号に基づいて前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチング動作させるドライブ回路と、正弦波ＰＷＭ制御により前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるための前記制御信号を出力する正弦波ＰＷＭ制御手段と、過変調ＰＷＭ制御により前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるための前記制御信号を出力する過変調ＰＷＭ制御手段と、１８０°未満矩形波制御により前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるための前記制御信号を出力する１８０°未満矩形波制御手段と、１８０°矩形波制御により前記インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせるための前記制御信号を出力する１８０°矩形波制御手段と、前記正弦波ＰＷＭ制御と前記１８０°矩形波制御との間を移行する際に、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間での切り替え、過変調ＰＷＭ制御と１８０°未満矩形波制御との間での切り替え、１８０°未満矩形波制御と１８０°矩形波制御との間での切り替えを行う切替手段と、を備えたことを要旨とする。
【０００９】
請求項１に記載の発明によれば、正弦波ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間を移行する際に、切替手段により、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間での切り替え、過変調ＰＷＭ制御と１８０°未満矩形波制御との間での切り替え、１８０°未満矩形波制御と１８０°矩形波制御との間での切り替えが行われる。
【００１０】
つまり、正弦波ＰＷＭ制御から１８０°矩形波制御への移行は、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御に切り替えられ、過変調ＰＷＭ制御から１８０°未満矩形波制御に切り替えられ、１８０°未満矩形波制御から１８０°矩形波制御に切り替えられることにより行われる。
【００１１】
また、１８０°矩形波制御から正弦波ＰＷＭ制御への移行は、１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御に切り替えられ、１８０°未満矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御に切り替えられ、過変調ＰＷＭ制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられることにより行われる。
【００１２】
よって、正弦波ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間の移行を円滑に行うことができる。
請求項２に記載のように、請求項１に記載のインバータ装置において、前記切替手段は、変調率と閾値を比較した結果から切り替えを行うとよい。
【００１３】
請求項３に記載のように、請求項１または２に記載のインバータ装置において、前記切替手段は、少なくとも１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御への切り替えは、実際のｄ軸電流の大きさに応じて行うとよい。
【００１４】
請求項４に記載のように、請求項３に記載のインバータ装置において、前記切替手段は、トルク指令値が閾値よりも大きい場合には、実際のｄ軸電流についての実際のｑ軸電流に対する大きさと閾値を比較することにより切り替えを行い、トルク指令値が閾値よりも小さい場合には、実際のｄ軸電流と指令のｄ軸電流に応じた閾値を比較することにより切り替えを行うとよい。
【００１５】
請求項５に記載のように、請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置において、前記切替手段は、切替条件が成立した状態が一定期間継続したら実際に切り替えを行うとよい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、正弦波ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間の移行を円滑に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】実施形態におけるインバータ装置の構成を示すブロック図。
【図２】作用を説明するためのフローチャート。
【図３】作用を説明するためのタイムチャート。
【図４】作用を説明するためのタイムチャート。
【図５】作用を説明するためのタイムチャート。
【図６】正弦波ＰＷＭ制御の際のＵ，Ｖ，Ｗ相波形図。
【図７】過変調ＰＷＭ制御の際のＵ，Ｖ，Ｗ相波形図。
【図８】（ａ）は１８０°未満矩形波制御の際のＵ相波形図、（ｂ）は１８０°未満矩形波制御の際のＶ相波形図、（ｃ）は１８０°未満矩形波制御の際のＷ相波形図。
【図９】（ａ）は１８０°矩形波制御の際のＵ相波形図、（ｂ）は１８０°矩形波制御の際のＶ相波形図、（ｃ）は１８０°矩形波制御の際のＷ相波形図。
【図１０】２相変調時の指令電圧波形図。
【図１１】矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えの際の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明を具体化したインバータ装置の一実施形態を図面に従って説明する。なお、説明中の「閾値」とは予め決められた値であり、それぞれ事前に実験的に求めておくことで得られる。
【００１９】
図１に示すように、インバータ装置１０は、インバータ回路２０と、ドライブ回路２５と、正弦波ＰＷＭ／過変調ＰＷＭ制御部３０と、１８０°未満／１８０°矩形波制御部４０と、制御切替部５０とを備えている。
【００２０】
インバータ回路２０は、６つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と６つのダイオードＤ１〜Ｄ６を有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＩＧＢＴを用いている。正極母線と負極母線との間に、Ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、Ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線と負極母線との間に、Ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、Ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線と負極母線との間に、Ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、Ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線、負極母線には平滑コンデンサＣを介して直流電源としてのバッテリＢが接続されている。
【００２１】
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の間がモータ６０のＵ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の間がモータ６０のＶ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の間がモータ６０のＷ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有するインバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することができるようになっている。モータ６０は車両駆動用モータである。
【００２２】
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路２５が接続されている。ドライブ回路２５は、制御信号に基づいてインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング動作させる。
【００２３】
モータ６０に位置検出部６１が設けられ、位置検出部６１により電気角θが検出される。電流センサ６２によりモータ６０のＵ相電流Ｉｕが検出される。また、電流センサ６３によりモータ６０のＷ相電流Ｉｗが検出される。
【００２４】
正弦波ＰＷＭ／過変調ＰＷＭ制御部３０は、トルク／電流指令値変換部３１と、減算部３２，３３と、電流制御部３４と、座標変換部３５，３６と、ＰＷＭ発生部３７を備えている。
【００２５】
座標変換部３５は、電流センサ６２，６３によるＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗからモータ６０のＶ相電流Ｉｖを求め、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流Ｉｄはモータ６０に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流Ｉｑはモータ６０に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。
【００２６】
トルク／電流指令値変換部３１は、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆを、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部３１は、記憶部（図示略）に予め記憶されるトルク指令値Ｔｒｅｆとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応付けられたテーブルを用いてトルク／電流指令値変換を行う。
【００２７】
減算部３２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを算出する。減算部３３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを算出する。電流制御部３４は、差分ΔＩｄおよび差分ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。座標変換部３６は、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。
【００２８】
ＰＷＭ発生部３７は、ＰＷＭ制御により基準となる三角波と電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの比較結果に基づいて、インバータ回路２０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオン、オフさせるためのＰＷＭ制御信号を出力する。ここで、ＰＷＭ発生部３７は、図６に示す正弦波ＰＷＭ制御を行わせるための信号を出力する。つまり、正弦波ＰＷＭ制御手段としてのＰＷＭ発生部３７は、正弦波ＰＷＭ制御によりインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチングさせるための制御信号（正弦波ＰＷＭ制御信号）を出力して制御切替部５０を介してドライブ回路２５に送ることができるようになっている。なお、本実施形態ではＰＷＭ制御として２相変調を行っている。
【００２９】
また、ＰＷＭ発生部３７は、図７に示す過変調ＰＷＭ制御を行わせるための信号を出力する。つまり、過変調ＰＷＭ制御手段としてのＰＷＭ発生部３７は、過変調ＰＷＭ制御によりインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチングさせるための制御信号（過変調ＰＷＭ制御信号）を出力して制御切替部５０を介してドライブ回路２５に送ることができるようになっている。
【００３０】
ＰＷＭ発生部３７において正弦波ＰＷＭ制御信号を出力するか過変調ＰＷＭ制御信号を出力するかの切り替えは、制御切替部５０からの切替指令により行われる。
１８０°未満／１８０°矩形波制御部４０は、トルク演算部４１と、減算部４２と、電圧位相制御部４３と、矩形波発生部４４を備えている。
【００３１】
トルク演算部４１は、位置検出部６１により検出される電気角θを得る。そして、トルク演算部４１は、その電気角θと、座標変換部３５により変換されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとに基づいて、トルク推定値Ｔｄｅｔを得る。例えば、記憶部（図示略）に予め記憶されるｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ，電気角θとトルク推定値Ｔｄｅｔとが対応付けられたテーブルを用いてトルク推定値Ｔｄｅｔを得る。
【００３２】
減算部４２は、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆとトルク推定値Ｔｄｅｔとのトルク差分値ΔＴを算出する。
電圧位相制御部４３では、トルク差分値ΔＴを「０」にするように、１８０°矩形波制御のための電圧位相角指令値φｉおよび１８０°未満矩形波制御のための電圧位相角指令値φｕを調整する。１８０°未満矩形波制御のための電圧位相角指令値φｕは、トルク差分値ΔＴからマップを用いて求められる。電圧位相角指令値φｉ，φｕの調整は、例えば、トルク差分値ΔＴをフィードバックして、トルク差分値ΔＴが「０」となるように電圧位相角指令値φｉ，φｕを制御するフィードバック制御で可能となる。それにより、トルク推定値Ｔｄｅｔをトルク指令値Ｔｒｅｆと一致させることが可能となる。
【００３３】
矩形波発生部４４は、電圧位相制御部４３から出力される１８０°矩形波制御のための電圧位相角指令値φｉに対応するカウント値Ｔｉから目標カウント値ΔＴｉ後のタイミングにおいて、矩形波制御信号を立ち上げる、または、立ち下げる。これにより、図９に示す１８０°矩形波制御を行わせるための信号を矩形波発生部４４から出力させることができる。つまり、１８０°矩形波制御手段としての矩形波発生部４４は、１８０°矩形波制御によりインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチングさせるための制御信号（１８０°矩形波制御信号）を出力して制御切替部５０を介してドライブ回路２５に送ることができるようになっている。
【００３４】
また、矩形波発生部４４は、電圧位相制御部４３から出力される１８０°未満矩形波制御のための電圧位相角指令値φｕに対応するカウント値Ｔｉから目標カウント値ΔＴｉ後のタイミングにおいて、矩形波制御信号を立ち上げる、または、立ち下げる。これにより、図８に示す１８０°未満矩形波制御を行わせるための信号を矩形波発生部４４から出力させることができる。つまり、１８０°未満矩形波制御手段としての矩形波発生部４４は、１８０°未満矩形波制御によりインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチングさせるための制御信号（１８０°未満矩形波制御信号）を出力して制御切替部５０を介してドライブ回路２５に送ることができるようになっている。
【００３５】
矩形波発生部４４における１８０°矩形波制御信号を出力するか１８０°未満矩形波制御信号を出力するかの切り替えは、制御切替部５０からの切替指令により行われる。
制御切替部５０は、ＰＷＭ発生部３７の出力信号、および、矩形波発生部４４の出力信号を入力する。そして、制御切替部５０は、ＰＷＭ発生部３７からの信号および矩形波発生部４４からの信号のうちのいずれかの信号をドライブ回路２５に送る。また、制御切替部５０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、インバータ回路２０の入力電圧Ｖｄｃ、トルク指令値Ｔｒｅｆ、ｄ軸電流Ｉｄ（実Ｉｄ値）、ｑ軸電流Ｉｑ（実Ｉｑ値）、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊（指令Ｉｄ値）を入力する。インバータ回路２０の入力電圧Ｖｄｃは、電圧センサ６４により検出される。そして、制御切替部５０は、変調率を算出する。変調率は、インバータ回路２０の入力電圧Ｖｄｃに対するモータ電圧Ｖｍの比（Ｖｍ／Ｖｄｃ）であり、モータ電圧Ｖｍは√（Ｖｄ＊＾２＋Ｖｑ＊＾２）で求められる。また、制御切替部５０は、実ＩｄＩｑ電流位相を算出する。実ＩｄＩｑ電流位相は、ｔａｎ＾−１（Ｉｑ／Ｉｄ）で求められる。
【００３６】
制御切替部５０は、ＰＷＭ発生部３７に対して切替指令を出力する。この切替指令により、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間での切り替えが行われる。また、制御切替部５０は、矩形波発生部４４に対して切替指令を出力する。この切替指令により、１８０°未満矩形波制御と１８０°矩形波制御との間での切り替えが行われる。
【００３７】
次に、インバータ装置１０の作用について説明する。
制御切替部５０において、正弦波ＰＷＭ制御から１８０°矩形波制御に移行する際、あるいは、１８０°矩形波制御から正弦波ＰＷＭ制御に移行する際に、図２の処理が実行される。
【００３８】
図３において、上から順に、変調率、制御移行カウンタのカウント値、制御方式、トルク指令値、実Ｉｄ（ｄ軸電流Ｉｄ）、実ＩｄＩｑ電流位相を示す。
図３において、変調値が上昇するとともに、その後に下降している状況を示している。変調率について３つの閾値（第１閾値、第２閾値、第３閾値）が用意されている。３つの閾値（第１閾値、第２閾値、第３閾値）は、固定値であり、予め求められている。第１閾値が最も小さく、第１閾値よりも第２閾値が大きく、第２閾値よりも第３閾値が大きい。具体的数値を挙げるならば、例えば、第１閾値が「１．００」、第２閾値が「１．１５」、第３閾値が「１．２７」に近い値である。
【００３９】
変調率と閾値との大小関係の比較に基づいて、制御移行カウンタによりカウントしつつ、制御（制御方式）が切り替えられる。制御（制御方式）は、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、１８０°未満矩形波制御、１８０°矩形波制御がある。
【００４０】
変調率が大きくなるとき、正弦波ＰＷＭ制御→過変調ＰＷＭ制御→１８０°未満矩形波制御→１８０°矩形波制御に切り替えられる。
一方、変調率が小さくなるとき、１８０°矩形波制御→１８０°未満矩形波制御→過変調ＰＷＭ制御→正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる。１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御への切り替えは、実際のｄ軸電流の大きさに応じて行われる。詳しくは、トルク指令値が閾値よりも大きい場合には、実際のｄ軸電流についての実際のｑ軸電流に対する大きさ（位相）と閾値を比較することにより切り替えられる。具体的には、実ＩｄＩｑ電流位相（ｔａｎ＾−１（Ｉｑ／Ｉｄ））と閾値とが比較される。また、トルク指令値が閾値よりも小さい場合には、実際のｄ軸電流と指令のｄ軸電流に応じた閾値を比較することにより切り替えられる。詳しくは、実Ｉｄ（ｄ軸電流Ｉｄ）と、指令Ｉｄに所定値を加算した閾値とが比較される。
【００４１】
図２において、制御切替部５０は、ステップ１００で１８０°矩形波制御か否か判定し、１８０°矩形波制御でないと、即ち、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、１８０°未満矩形波制御であると、ステップ１０１に移行する。
【００４２】
制御切替部５０は、ステップ１０１において変調率が閾値より大きいか否か判定し、変調率が閾値より大きいとステップ１０２で制御移行カウンタのカウントアップを行う。制御切替部５０は、ステップ１０１において変調率が閾値以下だと、ステップ１０５で変調率が閾値よりも小さいか否か判定し、変調率が閾値より小さいとステップ１０６で制御移行カウンタのカウントダウンを行う。例えば、現在の制御方式が１８０°未満矩形波の場合、ステップ１０１の閾値は第３閾値であり、ステップ１０５の閾値は第２閾値である。なお、現在の制御方式が正弦波ＰＷＭ制御の場合、ステップ１０５は必ずＹＥＳとなりステップ１０６に移行するように設定されている。
【００４３】
ステップ１０２またはステップ１０６の処理後において制御切替部５０は、ステップ１０３で条件により制御移行カウンタのカウント値をクリア（＝０）する。その後、ステップ１０４においてカウント値がプラス側閾値に達するか、マイナス側閾値に達した場合、制御の切り替えを行う。この切り替え処理として、制御切替部５０はＰＷＭ発生部３７に切替指令を出したり矩形波発生部４４に切替指令を出す。ＰＷＭ発生部３７は切替指令を受けると、制御切替部５０に出力する信号として、正弦波ＰＷＭ制御信号から過変調ＰＷＭ制御信号に切り替える、または、過変調ＰＷＭ制御信号から正弦波ＰＷＭ制御信号に切り替える。また、矩形波発生部４４は切替指令を受けると、制御切替部５０に出力する信号として、１８０°未満矩形波制御信号から１８０°矩形波制御信号に切り替える。また、切り替え処理として、制御切替部５０は、ＰＷＭ発生部３７からの信号および矩形波発生部４４からの信号のうちのいずれかの信号をドライブ回路２５に送る。これにより、いずれかの制御方式でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が制御されることになる。
【００４４】
制御切替部５０は、ステップ１００で１８０°矩形波制御であると、ステップ１０７に移行する。制御切替部５０は、ステップ１０７においてトルク指令値が閾値よりも大きいか否か判定し、トルク指令値が閾値よりも大きいとステップ１０８に移行する。制御切替部５０は、ステップ１０８において実電流のＩｄＩｑ電流位相（実ＩｄＩｑ電流位相）が閾値よりも大きいか否か判定する。具体的には、実ＩｄＩｑ電流位相を、ｔａｎ＾−１（Ｉｑ／Ｉｄ）にて求める。制御切替部５０は、実ＩｄＩｑ電流位相が閾値よりも大きいとステップ１０９で制御移行カウンタのカウントダウンを行う。制御切替部５０は、ステップ１０８において実ＩｄＩｑ電流位相が閾値以下だと、ステップ１１０で制御移行カウンタのカウントアップを行う。
【００４５】
一方、制御切替部５０は、ステップ１０７でトルク指令値が閾値以下だと、実電流のＩｄＩｑ電流位相の誤差が大きくなり比較判定が困難になるので、ステップ１１１に移行する。制御切替部５０は、ステップ１１１において、実際のｄ軸電流のみを用いて比較判定を行う。具体的には、制御切替部５０は、実Ｉｄ（ｄ軸電流Ｉｄ）と、指令Ｉｄ（ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊）に所定値を加算した閾値（指令のｄ軸電流に応じた閾値）とを比較する。そして、制御切替部５０は、実Ｉｄ（ｄ軸電流Ｉｄ）が、指令Ｉｄに所定値を加算した閾値よりも大きいとステップ１１２で制御移行カウンタのカウントダウンを行う。制御切替部５０は、ステップ１１１において実Ｉｄ（ｄ軸電流Ｉｄ）が、指令Ｉｄに所定値を加算した閾値以下だと、ステップ１１３で制御移行カウンタのカウントアップを行う。
【００４６】
ステップ１０７〜ステップ１１３の処理について言及すると、本来、ＰＷＭ制御する領域で矩形波制御すると、ｄ軸電流が過大に流れてしまうので、ｄ軸電流が過大に流れていたならばＰＷＭ制御に戻す。このとき実際のｄ軸電流の大きさに応じて行うが、ｄ軸電流の判断としてトルクが大きい時には流れている電流も大きいので位相で判断することができる。一方、トルクが小さいときには位相では誤差が大きく正確に判断できないので直接電流から判断する。
【００４７】
ステップ１０９，１１０，１１２，１１３の処理後において制御切替部５０は、ステップ１０３で条件により制御移行カウンタのカウント値をクリア（＝０）する。その後、ステップ１０４においてカウント値がマイナス側閾値に達した場合、制御の切り替えを行う。この切り替え処理として、制御切替部５０は矩形波発生部４４に切替指令を出す。矩形波発生部４４は切替指令を受けると、制御切替部５０に出力する信号として、１８０°矩形波制御信号から１８０°未満矩形波制御信号に切り替える。これにより、１８０°未満矩形波制御方式でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が制御されることになる。
【００４８】
図３においてｔ１のタイミング以前は正弦波ＰＷＭ制御であり、ｔ１のタイミングで変調率が第１閾値を超えることにより制御移行カウンタのカウントアップが始まり、カウント値がプラス側閾値に達したｔ２のタイミングで過変調ＰＷＭ制御に切り替えられる。その後、ｔ３のタイミングで変調率が第２閾値を超えることにより制御移行カウンタのカウントアップが始まり、カウント値がプラス側閾値に達したｔ４のタイミングで１８０°未満矩形波制御に切り替えられる。その後、ｔ５のタイミングで変調率が第３閾値を超えることにより制御移行カウンタのカウントアップが始まり、カウント値がプラス側閾値に達したｔ６のタイミングで１８０°矩形波制御に切り替えられる。
【００４９】
図３においてｔ６のタイミングで１８０°矩形波制御に切り替えられた後においてｔ７のタイミングで１８０°未満矩形波制御への切替条件が成立することにより制御移行カウンタのカウントダウンが始まり、カウント値がマイナス側閾値に達したｔ８のタイミングで１８０°未満矩形波制御に切り替えられる。その後、ｔ９のタイミングで変調率が第２閾値を下回ることにより制御移行カウンタのカウントダウンが始まり、カウント値がマイナス側閾値に達したｔ１０のタイミングで過変調ＰＷＭ制御に切り替えられる。その後、ｔ１１のタイミングで変調率が第１閾値を下回ることにより制御移行カウンタのカウントダウンが始まり、カウント値がマイナス側閾値に達したｔ１２のタイミングで正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられる。
【００５０】
閾値をまたぐような事象が生じた際の処理について説明する。例えば、図４に示すように、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御への切り替えの際について述べる。ｔ２０のタイミングで変調率が第１閾値を超えた後においてｔ２１のタイミングで変調率が第１閾値を下回ると制御移行カウンタがカウントダウンされ、ｔ２２のタイミングで変調率が第１閾値を超えると制御移行カウンタがカウントアップされて、カウント値がプラス側閾値に達したｔ２３のタイミングで過変調ＰＷＭ制御に切り替えられる。
【００５１】
同様に、１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御への切り替えの際に閾値をまたぐような事象が生じた際の処理について説明する。図５に示すように、トルク指令値が閾値よりも大きい場合において実ＩｄＩｑ電流位相が閾値よりも大きいとｔ３０のタイミングで制御移行カウンタのカウントダウンを開始し、実ＩｄＩｑ電流位相が閾値以下になるｔ３１〜ｔ３２の期間は制御移行カウンタがカウントアップされる。そして、ｔ３２のタイミング以降はカウントダウンされ、ｔ３３のタイミングでカウント値がマイナス側閾値に達すると１８０°未満矩形波制御に切り替えられる。同様に、トルク指令値が閾値以下の場合において実Ｉｄ（ｄ軸電流Ｉｄ）が、指令Ｉｄに所定値を加算した閾値よりも大きいとｔ３０のタイミングで制御移行カウンタのカウントダウンを開始し、実Ｉｄ（ｄ軸電流Ｉｄ）が、指令Ｉｄに所定値を加算した閾値以下になるｔ３１〜ｔ３２の期間は制御移行カウンタがカウントアップされる。そして、ｔ３２のタイミング以降はカウントダウンされ、ｔ３３のタイミングでカウント値がマイナス側閾値に達すると１８０°未満矩形波制御に切り替えられる。
【００５２】
なお、制御移行カウンタのカウント値は、正弦波ＰＷＭ制御のとき負の値とならないようにガードされる。また、制御移行カウンタのカウント値は、１８０°矩形波制御のとき正の値とならないようにガードされる。すなわち、ステップ１０３において、正弦波ＰＷＭ制御時にカウント値が負の値のとき又は、１８０°矩形波制御時にカウント値が正の値の時に「条件」が合致し、カウンタクリアされる。それ以外はステップ１０３ではカウント値が維持される。
【００５３】
正弦波ＰＷＭ制御から１８０°矩形波制御に移行する際に１８０°未満矩形波制御を実施することで移行遅れを防止する。例えば、１８０°矩形波制御は、１８０°間の上アームオン・下アームオンで制御してどちらかの相がオンをしている状態となるが、１８０°未満矩形波制御ではデッドタイム期間は除くが制御中も上下アームをともにオフする時間を設けることによって変調率を細かく制御でき電流値も細かく制御可能となる。例えば、車両駆動モータを駆動する場合においてＰＷＭ制御と矩形波制御の切替時のトルク脈動によるモータ振動を抑制することができる。また、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御を経由して１８０°未満矩形波制御に切り替えることにより電圧利用率（変調率）が高くなり、電流値増加によるトルクアップを図ることが可能となる。また、過変調ＰＷＭ制御を用いることによりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がスイッチングしない領域を設けることによってスイッチングロスの低減を図ることができる。
【００５４】
図３における第３閾値が例えば「１．２７」に近い値であれば、三角波が例えば１つ程度になったタイミングで１８０°矩形波制御に切り替えられる。これを、図１０を用いて説明する。図１０はＰＷＭ制御領域での２相変調制御の時の各相の指令電圧波形と三角波である。指令電圧と三角波との比較でデュティが決められ、ＰＷＭ制御が行われる。指令電圧一定期間では、三角波より指令電圧が高い、もしくは低いので三角波と指令電圧波形が交差することがなく、スイッチング素子はオンまたはオフで固定（連続オン期間）となる。なお、２相変調制御ではＶ相とＷ相の連続オン期間は重なっていないが、過変調ＰＷＭ制御では、Ｖ相とＷ相の連続オン期間が重なり、過変調ＰＷＭ制御での変調率の上昇に従いＷ相とＶ相の連続オン期間が延び、重なる期間が延びる。連続オン期間以外では、指令電圧と三角波が交差し、その指令電圧と三角波との比較で決まるデュティによって制御されるが、連続オン期間が１８０°に近づき、指令電圧波形と交差する三角波の数が例えば１つ程度になったタイミングで過変調ＰＷＭ制御モードから１８０°未満矩形波制御モードに切り替わる。交差する三角波の数が１つ程度だと非常にデュティが小さい駆動信号が１つ程度発生するため、電流値等の波形が乱れるが、この状態を避けて本実施形態のように１８０°未満矩形波制御にすることで、波形の乱れを抑制できる。
【００５５】
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）インバータ装置１０の構成として、インバータ回路２０とドライブ回路２５とＰＷＭ発生部３７と矩形波発生部４４と制御切替部５０を備える。切替手段としての制御切替部５０は、正弦波ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間を移行する際に、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間での切り替え、過変調ＰＷＭ制御と１８０°未満矩形波制御との間での切り替え、１８０°未満矩形波制御と１８０°矩形波制御との間での切り替えを行う。つまり、正弦波ＰＷＭ制御から１８０°矩形波制御への移行は、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御に切り替えられ、過変調ＰＷＭ制御から１８０°未満矩形波制御に切り替えられ、１８０°未満矩形波制御から１８０°矩形波制御に切り替えられることにより行われる。また、１８０°矩形波制御から正弦波ＰＷＭ制御への移行は、１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御に切り替えられ、１８０°未満矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御に切り替えられ、過変調ＰＷＭ制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替えられることにより行われる。よって、正弦波ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間の移行を図１１のように波形の乱れ（Ａ部で示す電流の跳ね）が生じることなく円滑に行うことができる。
【００５６】
（２）切替手段としての制御切替部５０は、図２のステップ１０１の処理により変調率と閾値を比較した結果からステップ１０４で切り替えを行うので、移行を正確に行うことができる。
【００５７】
（３）切替手段としての制御切替部５０は、少なくとも１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御への切り替えは、実際のｄ軸電流の大きさに応じて行うので、移行を正確に行うことができる。
【００５８】
（４）詳しくは、制御切替部５０は、図２のステップ１０７，１０８の処理によりトルク指令値が閾値よりも大きい場合には、実際のｄ軸電流についての実際のｑ軸電流に対する大きさ（位相）と閾値を比較することにより切り替えを行う。また、制御切替部５０は、図２のステップ１０７，１１１の処理によりトルク指令値が閾値よりも小さい場合には、実際のｄ軸電流と指令のｄ軸電流に応じた閾値を比較することにより切り替えを行う。よって、移行を正確に行うことができる。
【００５９】
（５）切替手段としての制御切替部５０は、図２のステップ１０２，１０６，１０９，１１０，１１２，１１３、及び１０４の処理によりカウント値と、プラス側閾値，マイナス側閾値を用いているので、切替条件が成立した状態が一定期間継続したら実際に切り替えを行うので、変調率が閾値を超えたら直ちに制御を切り替える場合に比べて移行を正確に行うことができる。
【００６０】
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
・１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御への切り替えの際に、実際に測定したｄ軸電流の大きさに応じて行ったが、これに限るものではない。例えば、１８０°未満矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御への切り替えを、実際に測定したｄ軸電流の大きさに応じて行ってもよい。また、過変調ＰＷＭ制御から正弦波制御への切り替えを、実際に測定したｄ軸電流の大きさに応じて行ってもよい。他にも、１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御への切り替え、１８０°未満矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御への切り替え、および、過変調ＰＷＭ制御から正弦波制御への切り替えを、実際に測定したｄ軸電流の大きさに応じて行ってもよい。
【００６１】
・ＰＷＭ制御は２相変調であったが、３相変調でもよい。
【符号の説明】
【００６２】
２０…インバータ回路、２５…ドライブ回路、３７…ＰＷＭ発生部、４４…矩形波発生部、５０…制御切替部、Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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