(57)【要約】【課題】本発明は、直接接合導波路により構成されたベクトル光変調器を実現し、当該ベクトル光変調器と位相感応増幅器とを同一基板上に集積することにより高いＳＮＲを有する多値信号用の光送信器を実現する。【解決手段】本発明のベクトル光変調器は、複数の位相シフタを有するマッハツェンダ型光変調器を備え、前記マッハツェンダ型光変調器の光導波路は、導波路コア部分となる第１の基板と、前記第１の基板よりも屈折率が低い導波路クラッド部分となる第２の基板とを直接接合法により接合することにより作製された直接接合基板上に設けられた直接接合光導波路であり、前記第１の基板及び前記第２の基板は、強誘電体材料を少なくとも含むことを特徴とする。【選択図】図２
2015227992.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の位相シフタを有するマッハツェンダ型光変調器を備え、
前記マッハツェンダ型光変調器の光導波路は、導波路コア部分となる第１の基板と、前記第１の基板よりも屈折率が低い導波路クラッド部分となる第２の基板とを直接接合法により接合することにより作製された直接接合基板上に設けられた直接接合光導波路であり、
前記第１の基板及び前記第２の基板は、強誘電体材料を少なくとも含むことを特徴とするベクトル光変調器。
【請求項２】
前記第１の基板が少なくとも含む強誘電体材料は、ＬｉＮｂＯ3結晶であることを特徴とする請求項１に記載のベクトル光変調器。
【請求項３】
前記第１の基板は、ＺｎＯをドープしたＬｉＮｂＯ3結晶基板であり、前記第２の基板は、ＬＴ、ＳｉＯ2又は水晶で構成された基板であることを特徴とする請求項１に記載のベクトル光変調器。
【請求項４】
ＣＷ光源と、
前記ＣＷ光源から出力された信号光を増幅する光増幅器と、
前記光増幅器に接続された、請求項１乃至３のいずれかに記載のベクトル光変調器と、
を備え、
前記ベクトル光変調器は、前記光増幅器の後段を配置されていることを特徴とする光送信器。
【請求項５】
前記ベクトル光変調器は、前記直接接合基板上に集積された、
前記光増幅器から出力された光による第２高調波発生により励起光を出力する第２高調波発生部と、
前記ＣＷ光源から出力された前記信号光と前記第２高調波発生部から出力された前記励起光との縮退パラメトリック増幅を行う縮退パラメトリック増幅部と、
前記縮退パラメトリック増幅部の後段に設けられ、前記縮退パラメトリック増幅部から出力された光のベクトル変調を行うベクトル光変調部と、
を含むことを特徴とする請求項４に記載の光送信器。
【請求項６】
前記ベクトル光変調器は、前記直接接合基板上に集積された、
前記光増幅器から出力された光による第２高調波発生により励起光を出力する第２高調波発生部と、
前記ＣＷ光源から出力された前記信号光のベクトル変調を行うベクトル光変調部と、
前記ベクトル光変調部の後段に設けられ、前記ベクトル光変調部から出力された光と前記第２高調波発生部から出力された前記励起光との縮退パラメトリック増幅を行う縮退パラメトリック増幅部と、
を含むことを特徴とする請求項４に記載の光送信器。
【請求項７】
前記ベクトル光変調器は、前記第２高調波発生部から出力された前記励起光の位相を前記信号光の位相と同期するためのディザリング用位相変調器をさらに含み、
前記ディザリング用位相変調器は、前記直接接合基板上に集積されていることを特徴とする請求項５又は６に記載の光送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ベクトル光変調器および光送信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、長距離光伝送において、４０Ｇｂ／ｓや１００Ｇｂ／ｓといった高いビットレートでの伝送へのニーズが高まっている。しかし、一般に、高速化のため変調シンボルレートを高くすると、分散耐性が急激に劣化するため伝送距離が縮小してしまうという問題がある。また、信号スペクトルの広がりも大きくなるため、波長分割多重（Wavelength Division Multiplexing：ＷＤＭ）伝送におけるフィルタの帯域やチャネル間隔を大きくとらなければならないという問題もある。そこで、シンボルレートを上げずにビットレートを大きくする多値化技術及び多重化技術の必要性が高まっている。
【０００３】
多値化技術の１つとして、光の信号空間ダイアグラム上で格子状に信号点を配置する直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）方式が注目を集めている。非特許文献１では、６４値のＱＡＭ変調（６４ＱＡＭ）を用いた光伝送が報告されている。データレート６Ｇｂ／ｓに対し、シンボルレートは１Ｇｂａｕｄとなるため、信号スペクトル幅が２ＧＨｚと小さく、高いスペクトル利用効率（３ｂｉｔ/ｓ/Ｈｚ）を実現している。
【０００４】
また、非特許文献２では、１６値のＱＡＭ変調（１６ＱＡＭ）及び直交偏波多重を用いた１１２Ｇｂ／ｓ×１０チャネルのＷＤＭ伝送が報告されている。１６ＱＡＭ及び直交偏波多重により、シンボルレートは１４Ｇｂａｕｄとなるため、波長チャネル間隔わずか２５ＧＨｚの狭チャネル間隔伝送を成功させている。このように、多値変調を用いた光伝送実験については近年多数報告されているが、非特許文献１及び２等に示される多くの例においては、多値の電気信号を用いて光変調器を駆動することで多値の光信号を生成している。
【０００５】
しかしながら、高速な多値電気信号の生成は一般に困難であり、１００Ｇｂ／ｓ級の高速な光伝送を行うにあたっては、２値の電気信号で光変調器を駆動し、多値の光信号を生成することが望ましい。この問題を解決するため、非特許文献３では、２値の電気信号で駆動し、光のベクトル合成により１６ＱＡＭ信号を生成する光変調器が報告されている。
【０００６】
非特許文献３に記載の光変調器では、２並列の４値位相シフトキーイング（Quadrature Phase-Shift Keying：ＱＰＳＫ）変調器を一対のＹ字型（対称）カプラで接続している。ＱＰＳＫ変調器としては、一般に良く知られた構成、すなわちメインマッハツェンダ干渉計の各アームにサブマッハツェンダ干渉計が埋め込まれたネスト型構造を用いており、２値電気信号で各サブマッハツェンダ干渉計を駆動することにより、ＱＰＳＫ信号を生成している。各ＱＰＳＫ変調器からの出力ＱＰＳＫ信号のうち、一方を６ｄＢ減衰して電場振幅比を２：１とした後、両者を合波することにより、ベクトル加算により１６ＱＡＭ信号を生成している。６ｄＢの減衰は、実際には一方のＱＰＳＫ変調器を他方の１／２の電圧振幅で駆動することで得ている。以上の方法により、１２．５Ｇｂ／ｓの２値電気信号４系統による駆動で５０Ｇｂ／ｓの１６ＱＡＭ光信号の生成を実現している。
【０００７】
また、非特許文献４には、非特許文献１に示される構成と同様の構成において、６ｄＢ減衰を用いる代わりに出力側カプラとして非対称カプラを用いる構成が示されている。非対称カプラの光強度分岐比は４：１（８０％：２０％）である。これにより、２系統のＱＰＳＫ信号が電場振幅比２：１で合波され、ベクトル加算により１６ＱＡＭ信号を生成することができる。
【０００８】
しかしながら、２値の電気信号で光変調器を駆動して多値の光信号を生成する上記多値変調器ではいずれも、ＱＰＳＫ変調器の損失（変調原理損失を含む）以外に、ベクトル合成に伴う原理過剰損失を生じるという問題があった。そのため、ベクトル変調を行うことにより多値化信号を送信する変調器においては、変調原理損失や原理過剰損失の影響を避けることができない。したがって、その損失分、送信信号のパワーが大幅に低下することになる。ベクトル変調を行う変調器におけるこれら変調原理損失や原理過剰損失は、信号光パワーの低下をもたらし、伝送信号の信号対雑音比ＳＮＲを劣化させる。その理由は、光通信において避けることができないショットノイズが信号光パワーに反比例して増大してしまうためである。
【０００９】
逆に言えば、変調器での損失による信号パワー低下によるＳＮＲの低下を避けるには、伝送信号パワーを増大さればよい。したがって、高出力なＣＷ光源を用いるか、あるいは光増幅器で増幅した光を変調する構成によりＳＮＲの劣化を防ぐことができる。しかし、サイズ及びコストの問題から半導体レーザ光源の高出力化には限界があるため、光源からの光を光増幅器により増幅した後、ベクトル変調を施す構成により伝送信号のＳＮＲを高める方法が考えられる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】J. Hongo, K. Kasai, M. Yoshida, and M. Nakazawa, “1-Gsymbol/s 64-QAM Coherent Optical Transmission Over 150 km,” IEEE Photon. Technol. Lett., 2007年, Vol.19, No 9, pp. 638-640
【非特許文献２】Peter J. Winzer and Alan H. Gnauck, “112-Gb/s Polarization-Multiplexed 16-QAM on a 25-GHz WDM Grid,” Proc. of ECOC2008, 2008年, Vol.7, pp.33-34, paper Th.3.E.5
【非特許文献３】T. Sakamoto, A. Chiba and T. Kawanishi, “50-Gb/s 16 QAM by a quad-parallel Mach-Zehnder modulator,” Proc. of ECOC2007, 2007年, PDS 2.8
【非特許文献４】Elza Ip and Joseph M. Kahn, “Carrier Synchronization for 3- and 4-bit-per-Symbol Optical Transmission,” Journal of Lightwave Technology, 2005年, Vol.23, No.12, pp. 4110-4124
【非特許文献５】Y. Nishida, H. Miyazawa, M. Asobe, O. Tadanaga, and H Suzuki, “Direct-bonded QPM-LN ridge waveguide with high damage resistance at room temperature,” Electronics Letters, 2003年 Vol.39, No.7, pp.609-611
【非特許文献６】T. Umeki, O. Tadanaga, and M. Asobe, “Highly efficient wavelength converter using direct-bonded PPZnLN ridge waveguide,” IEEE J. Quantum Electron., 2010年, Vol.46, No.8, pp.1003-1008
【非特許文献７】M. Asobe, T. Umeki, and O. Tadanaga,” Phase sensitive amplification with noise figure below the 3 dB quantum limit using CW pumped PPLN waveguide,” Optics Express, 2012年, Vol.20, No.12, pp.13164-13172
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、光増幅器を用いる構成では、以下のような問題が存在する。現在、高速なベクトル光変調器はＴｉ拡散ＬｉＮｂＯ3（ＬＮ）導波路により実現されているが、このＴｉ拡散ＬＮ導波路はフォトリフラクティブ効果が比較的大きい。このフォトリフラクティブ効果に起因する低い光損傷耐性のため、強い光の入力によりＬＮの屈折率が変化してしまい導波路構造が壊れ、変調器が機能しなくなる問題がある。したがって、光増幅器により高出力化された光を入力することができずＳＮＲを向上することができない。
【００１２】
このような理由から従来の技術では、図１に示すような構成が用いられた。図１は、従来のＴｉ拡散ＬＮ導波路を用いた光送信器を例示する。図１には、ＣＷ光源１１と、Ｔｉ拡散ＬＮ導波路を含むネスト型のベクトル光変調器１２と、エルビウム添加光ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）１３とを備えた従来の光送信器が示されている。ベクトル光変調器１２は、Ｔｉ拡散ＬＮ導波路に複数の位相シフタ１が設けられており、２つのＱＰＳＫ変調回路１２1を含む。２つのＱＰＳＫ変調回路１２1は、それぞれ２つのサブマッハツェンダ干渉計１２2を含む。
【００１３】
図１に示す光送信器では、ＣＷ光源１１からの光をＱＡＭ変調器等のベクトル光変調器１２で多値変調を施した後、ＥＤＦＡ１３により光増幅して送信パワーを増大させることによりＳＮＲの向上を図り、長距離伝送を実現している。
【００１４】
図１に示されるような、ＥＤＦＡ１３を用いてベクトル光変調器１２での損失を補償する構成によると、ＥＤＦＡを用いない構成に比べてＳＮＲの向上を図ることができる。しかし、図１に示されるようにベクトル光変調器１２の後段にＥＤＦＡ１３を配置する構成は、ベクトル光変調器１２において低下する光パワーが大きいため、ベクトル光変調器１２の前段にＥＤＦＡを配置する構成に比べてＳＮＲ向上の効果が希薄する。これを以下で説明する。
【００１５】
まず、ＥＤＦＡのような光増幅器の前段又は後段に、ベクトル光変調器などの損失媒体が存在する場合、光送信器全体での雑音指数ｆa、ｆbはそれぞれ以下の（式１）、（式２）で表される。
【００１６】
【数１】
2015227992.tif 000003
【００１７】
ここで、ｆaは光増幅器が損失媒体の後段に存在する場合の光送信器全体の雑音指数（ＮＦ）、ｆbは光増幅器が損失媒体の前段に存在する場合の光送信器全体の雑音指数（ＮＦ）、αPMは損失媒体の透過率、ｌPMは損失媒体の損失、ｆampは光増幅器のＮＦである。
【００１８】
（式２）で示されるような光増幅器を損失媒体の前段に配置した構成の場合、増幅利得ｇがある程度大きくなると、出力側損失に起因するＮＦの影響を無視することができる。それに対して、（式１）に示されるように、デシベル表示において入力側損失はＮＦの劣化に直結する。そのため、光増幅器を損失媒体の前段に配置する構成をとることが望ましい。
【００１９】
また、光増幅器としてＥＤＦＡを用いる場合、ベクトル光変調器ではＥＤＦＡで付加される自然放出光（ＡＳＥ）による雑音の影響を大きく受け、このＡＳＥに起因する雑音によりＮＦが劣化する。一般的なＥＤＦＡでは、５〜６ｄＢ程度のＮＦの劣化が生じる。
【００２０】
このような理由から、従来の多値信号用光送信器では、ベクトル光変調器での損失とＥＤＦＡのＮＦにより、ＳＮＲが約１３ｄＢも劣化していた。さらに、ベクトル光変調器とＥＤＦＡの間の接続損失も大きく、さらにＳＮＲを低下させていた。そのため、この入力側損失に起因するＮＦ劣化を回避するため、ＥＤＦＡの後段に配置可能な変調器やＥＤＦＡに比べてＮＦ特性が良好な光増幅器が強く望まれていた。
【００２１】
これまで説明した光損傷耐性に乏しいＴｉ拡散ＬＮ導波路に対して、近年、直接接合法と呼ばれる方法により作製したＬＮ導波路の非線形光学効果を用いた波長変換技術や低雑音光増幅技術が報告されている。直接接合法は、ＺｎＯやＭｇＯをドープした光損傷耐性の高いＬＮ結晶（それぞれＺｎＬＮ、ＭｇＬＮ）基板を他の基板と直接接合・アニールすることにより接合し、ＺｎＬＮやＭｇＬＮを導波路のコア層に用いることにより光損傷耐性を向上させ、高パワーの光を入射することを可能とする技術である。
【００２２】
この直接接合ＬＮ導波路に関する技術を鋭意精査した結果、発明者らはこれをベクトル光変調器および光増幅器に使用すれば前述の課題が解決可能であることに気付いた。すなわち、直接接合ＬＮ導波路を用いたベクトル光変調器を用いることにより光増幅器の後段に変調器が配置可能であり、さらにベクトル光変調器と光増幅器、すなわち低雑音な位相感応増幅器（パラメトリック増幅器）を同一直接接合ＬＮ基板上に形成することにより原理的に接続損失の存在しない多値信号用光送信器が実現可能である結論に至った。
【００２３】
そこで、本発明の目的は、直接接合導波路により構成されたベクトル光変調器を実現し、当該ベクトル光変調器と位相感応増幅器とを同一基板上に集積することにより、高いＳＮＲを有する多値信号用の光送信器を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記課題を解決するために、請求項１に記載のベクトル光変調器は、複数の位相シフタを有するマッハツェンダ型光変調器を備え、前記マッハツェンダ型光変調器の光導波路は、導波路コア部分となる第１の基板と、前記第１の基板よりも屈折率が低い導波路クラッド部分となる第２の基板とを直接接合法により接合することにより作製された直接接合基板上に設けられた直接接合光導波路であり、前記第１の基板及び前記第２の基板は、強誘電体材料を少なくとも含むことを特徴とする。
【００２５】
請求項２に記載のベクトル光変調器は、請求項１に記載のベクトル光変調器であって、前記第１の基板が少なくとも含む強誘電体材料は、ＬｉＮｂＯ3結晶であることを特徴とする。
【００２６】
請求項３に記載のベクトル光変調器は、請求項１に記載のベクトル光変調器であって、前記第１の基板は、ＺｎＯをドープしたＬｉＮｂＯ3結晶基板であり、前記第２の基板は、ＬＴ、ＳｉＯ2又は水晶で構成された基板であることを特徴とする。
【００２７】
請求項４に記載の光送信器は、ＣＷ光源と、前記ＣＷ光源から出力された信号光を増幅する光増幅器と、前記光増幅器に接続された、請求項１乃至３のいずれかに記載のベクトル光変調器と、を備え、前記ベクトル光変調器は、前記光増幅器の後段を配置されていることを特徴とする。
【００２８】
請求項５に記載の光送信器は、請求項４に記載の光送信器であって、前記ベクトル光変調器は、前記直接接合基板上に集積された、前記光増幅器から出力された光による第２高調波発生により励起光を出力する第２高調波発生部と、前記ＣＷ光源から出力された前記信号光と前記第２高調波発生部から出力された前記励起光との縮退パラメトリック増幅を行う縮退パラメトリック増幅部と、前記縮退パラメトリック増幅部の後段に設けられ、前記縮退パラメトリック増幅部から出力された光のベクトル変調を行うベクトル光変調部と、を含むことを特徴とする。
【００２９】
請求項６に記載の光送信器は、請求項４に記載の光送信器であって、前記ベクトル光変調器は、前記直接接合基板上に集積された、前記光増幅器から出力された光による第２高調波発生により励起光を出力する第２高調波発生部と、前記ＣＷ光源から出力された前記信号光のベクトル変調を行うベクトル光変調部と、前記ベクトル光変調部の後段に設けられ、前記ベクトル光変調部から出力された光と前記第２高調波発生部から出力された前記励起光との縮退パラメトリック増幅を行う縮退パラメトリック増幅部と、を含むことを特徴とする。
【００３０】
請求項７に記載の光送信器は、請求項５又は６に記載の光送信器であって、前記ベクトル光変調器は、前記第２高調波発生部から出力された前記励起光の位相を前記信号光の位相と同期するためのディザリング用位相変調器をさらに含み、
前記ディザリング用位相変調器は、前記直接接合基板上に集積されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によると、従来の光損傷耐性に乏しいＴｉ拡散ＬＮ導波路ではなく、ＺｎＯやＭｇＯ等をドープした光損傷耐性の高い強誘電体材料を含む結晶基板と他の基板とを直接接合法により接合することにより直接接合導波路を作成して導波路のコア層に用いることにより光損傷耐性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】従来のＴｉ拡散ＬＮ導波路を用いた光送信器を例示する図である。
【図２】本発明の実施例１に係る光送信器を示す図である。
【図３】本発明に係るサブマッハツェンダ干渉計を説明する図である。
【図４】本発明の実施例２に係る光送信器を示す図である。
【図５】本発明の実施例３に係る光送信器を示す図である。
【図６】本発明の実施例４に係る光送信器を示す図である。
【図７】本発明の実施例５に係る光送信器を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下に示す本発明の実施例において、多値変調器の高速位相シフタおよび位相感応増幅器を構成する強誘電体材料としてＬＮを用いる。ＬＮは電気光学（Electro-Optic：ＥＯ）効果の一種であるポッケルス効果を有し、電界印加による高速な屈折率変調が可能であるため、光変調器の材料として充分な実用導入実績があること、および大きな非線形光学定数を有しており、高利得なパラメトリック増幅が実現可能な材料として使用されている。さらに、以下に示す本発明の実施例においては、屈折率が高いコア基板と屈折率の低いクラッド基板を直接接合法により接合し、ドライエッチング技術によりチャネル型の光導波路（直接接合導波路）を用いる。
【００３４】
（実施例１）
図２に、本発明の実施例１に係る光送信器を示す。図２には、半導体レーザによるＣＷ光源１１０と、ＥＤＦＡ１２０と、１６ＱＡＭのベクトル光変調器１３０とを備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器１３０は、基板上に設けられた、２並列の第１及び第２のＱＰＳＫ変調器１３１及び１３２と、入出力導波路にそれぞれ接続された入力側Ｙ字型対称カプラ３及び出力側Ｙ字型対称カプラ４と、第１及び第２のＱＰＳＫ変調器１３１及び１３２と出力側Ｙ字型対称カプラ４との間にそれぞれ設けられた位相シフタとを含む。第１及び第２のＱＰＳＫ変調器１３１及び１３２は、入力側Ｙ字型対称カプラ３及び出力側Ｙ字型対称カプラ４の間に設けられて接続されており、それぞれ２つのサブマッハツェンダ干渉計１３３を含む。サブマッハツェンダ干渉計１３３は、各アーム導波路に位相シフタ１が設けられている。
【００３５】
実施例１に係る光送信器では、第１及び第２のＱＰＳＫ変調器１３１及び１３２からそれぞれ出力されたＱＰＳＫ信号のうち、第２のＱＰＳＫ変調器１３２から出力されたＱＰＳＫ信号を６ｄＢ減衰させ、電場振幅比を２：１とした。その後、Ｙ字型対称カプラ４で両者を合波して、ベクトル加算により１６ＱＡＭ信号を生成している。６ｄＢの減衰は、実際には、第２のＱＰＳＫ変調器１３２を第１のＱＰＳＫ変調器１３１の１／２の電圧振幅で駆動することで得ている。以上の方法により、１２.５Ｇｂ／ｓの２値電気信号４系統による駆動で５０Ｇｂ／ｓの１６ＱＡＭ光信号の生成を実現している。
【００３６】
ベクトル光変調器１３０は、以下の手法により作製した。まず、ＺｎＯをドープした大きさ３インチのｚカットＬＮ（以下ＺｎＬＮと呼ぶ）基板と、ＺｎＬＮ基板よりも屈折率の低いＭｇＯをドープした大きさ３インチのｚカットＬＮ（以下ＭｇＬＮと呼ぶ）基板とを、ウェハ表面に吸着している水酸基の分子間力を利用して直接張り合わせた後、アニール処理を行い接合界面に酸素結合を形成させて、ＺｎＬＮ基板とＭｇＬＮ基板とを接合する。その後、導波路コアに用いるＺｎＬＮ基板を所望のコア厚まで研削、研磨を行い、スラブ型の導波路を作製する。そして、コア層上にフォトリソグラフィー技術により導波路パターンを有するエッチングマスクを形成する。さらに、エッチングマスクが形成されたコア面に対してＣＦ系およびＡｒガスを用いたドライエッチングによって、リッジ型チャネル光導波路を作製した。その後、リッジが形成された面に光学バッファー層となるＳｉＯ2膜をＥＣＲプラズマＣＶＤ法により形成した。次に、変調電極形成のため、フォトリソグラフィーにより光学バッファー層上の変調電極を形成する箇所以外の箇所にフォトレジストを形成した。その後、光学バッファー層上のフォトレジストが形成されていない箇所に、電極材料である金をメッキ法により３０μｍの厚さで成膜し、不要なレジストを除去することにより変調電極を形成した。
【００３７】
図３に、サブマッハツェンダ干渉計１３３の構成を示す。図３（ａ）はサブマッハツェンダ干渉計１３３の上面図を示し、図３（ｂ）はサブマッハツェンダ干渉計１３３の断面図を示す。図３（ａ）には、ＭｇＬＮ基板３０１と、２つのアーム導波路３０２1及び３０２2を有するＺｎＬＮで構成された直接接合ＬＮ導波路３０２と、ＳｉＯ2バッファー層３０３と、接地導体３０５及び中心導体３０６で構成されるＣＰＷ電極３０４とを含むサブマッハツェンダ干渉計１３３が示されている。また、図３（ｂ）に示されるように、ＭｇＬＮ基板３０１及び直接接合ＬＮ導波路３０２上にＳｉＯ2バッファー層３０３が積層され、アーム導波路３０２2上にＳｉＯ2バッファー層３０３を介して中心導体３０６が設けられ、アーム導波路３０２1上にＳｉＯ2バッファー層３０３を介して接地導体３０５が設けられ、中心導体３０６を挟んでアーム導波路３０２1と反対側にも接地導体３０５が設けられている。
【００３８】
図３に示すように、ＣＰＷ電極３０４の周囲に光学バッファー層であるＳｉＯ2バッファー層３０３を配置し、ＣＰＷ電極３０４を伝搬する高周波信号の実効的な誘電率を下げ、光の屈折率に近づけることにより速度整合を図り、高周波信号電圧を効率よく位相変化に変換するコプレーナ電極構造としている。
【００３９】
図３に示すサブマッハツェンダ干渉計１３３では、導波路コアにｚカットＬＮ基板を用いているため、光学軸ｃ軸に平行な偏光を入射することによりＬＮ結晶の非線形定数ｄ３３およびＥＯ定数ｒ３３を同時に利用可能である。また、図３に示すサブマッハツェンダ干渉計１３３によると、マッハツェンダ干渉計の２つのアーム導波路３０２1及び３０２2での位相シフト量の大きさが同じでかつ変化量の正負を常に逆とすることができる。そのため、プッシュプル動作が可能であることから、半波長駆動電圧Ｖπを大きく低減できた。
【００４０】
次に、図３に示すサブマッハツェンダ干渉計１３３において、入力パワーに対する導波路の損失を評価した結果を説明する。評価の結果、波長１．５５μｍで入力パワーが５ワットの光入力においても、導波構造が破壊されず、損失は概ね８．５ｄＢ前後と変化がないことを確認し、安定した導波特性を確認した。
【００４１】
上述の通り、本実施例に用いたベクトル光変調器は、入力光パワーに対して損失特性は安定しているものの、損失自体はＴｉ拡散ＬＮ導波路と同様、８ｄＢ以上と比較的大きい。そこで、ベクトル光変調器の入力側にＥＤＦＡを配置して損失を補償しつつ、ＳＮＲの高い多値光信号の送信器を構成し、その特性を調べた。
【００４２】
図２に示した光送信器において、ＣＷ光源１１０からの波長１．５５μｍ、出力パワー０ｄＢｍの連続光を、利得２０ｄＢ、ＮＦが５．５ｄＢのＥＤＦＡ１２０を用いて増幅した後、ベクトル光変調器１３０により１６ＱＡＭ多値信号を生成した。ベクトル光変調器１３０が高い入力パワー耐性を有することにより、ＥＤＦＡを前段に配置することが可能となった。それにより、従来のＴｉ拡散ＬＮ導波路を用いたベクトル光変調器を用いた光送信器と比べて、光送信器全体のＮＦが向上したため、結果として８ｄＢ以上のＳＮＲ向上を確認した。
【００４３】
（実施例２）
図４に、本発明の実施例２に係る光送信器を示す。図４には、ＣＷ光源４０１と、第１の分波器４０２と、ディザリング用位相変調器４０３と、ＥＤＦＡ４０４と、ベクトル光変調器４１０と、光検出器４０５と、位相同期回路４０６と、ＰＺＴからなる光伸長器４０７と、ディザリング信号生成部４０８と、を備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器４１０は、基板４１１上に設けられた、励起光発生用の第２高調波発生（ＳＨＧ）部４１２と、合波器４１３と、縮退パラメトリック増幅（ＤＰＡ）部４１４と、第２の分波器４１５と、ベクトル光変調部４１６と、を含む。図４に示されるベクトル光変調部４１６では、例示として、図２に示すベクトル光変調器１３０と同様の構成を用いている。
【００４４】
本実施例２におけるベクトル光変調器４１０の構成は、実施例１に示されるベクトル光変調器に対して、直接接合により作製した基板４１１上のベクトル光変調部４１６の前段に、パラメトリック増幅用のＳＨＧ部４１２及び位相感応型光増幅器（ＰＳＡ）を構成するＤＰＡ部４１４を集積している点で異なる。
【００４５】
ベクトル光変調器４１０は、ＥＤＦＡ４０４で増幅された光を入力してＳＨＧ部４１２における第２高調波発生により励起光を生成する。ＣＷ光源４０１から出力された信号光とＳＨＧ部４１２から出力された励起光は、合波器４１３において合波されてＤＰＡ部４１４に入力され、ＤＰＡ部４１４でＤＰＡがなされてベクトル光変調部４１６に出力される。ベクトル光変調部４１６では、ＤＰＡ部４１４から出力された光のベクトル変調が行われる。
【００４６】
以下、実施例２に係るベクトル光変調器４１０の作製方法について説明する。本実施例２においては、縮退パラメトリック増幅機能を実現するため、まずコアとなるＺｎＬＮ基板上に、電界印加法によりＳＨＧ部４１２及びＤＰＡ部４１４用の周期分極反転領域を予め形成した。ＳＨＧ部４１２及びＤＰＡ部４１４となる２つの周期分極反転領域では、入力波長１．５５μｍにおいて疑似位相整合（ＱＰＭ）条件を満足するよう周期分極反転領域を最適化した。その後、この予め周期分極反転領域を２か所形成したＺｎＬＮ基板を、実施例１と同様にＭｇＬＮ基板と直接接合した後、直接接合基板の研削・研磨を行い、厚さ９μｍのコア層を有するスラブ導波路を作製した。その後、ＳＨＧ部４１２、ＤＰＡ部４１４及びベクトル光変調部４１６用導波路パターンと、入力した信号光とＳＨＧ部４１２で発生した励起光とを合波してＤＰＡ部４１４に出力する導波路型の合波器４１３と、増幅信号モニター用導波路型分波器パターンを有するフォトマスクを用いたフォトリソグラフィー及び実施例１と同様のドライエッチングプロセスによりＳＨＧ部４１２、ＤＰＡ部４１４、第２の分波器４１５及びベクトル光変調部４１６を直接接合基板上に集積した。ここで、合波器４１３および第２の分波器４１５は、マルチモード干渉型カップラ（ＭＭＩ）を用いた。
【００４７】
実施例２に係る多値信号光送信器を実際に動作させるための、各光学部品を接続する光ファイバの伸び縮みによる光路長の変動による位相変動の影響を抑圧するために、本実施例２では、第２の分波器４１５を用いてＤＰＡ部４１４の出力信号を分岐して光検出器４０５で検出した後、位相同期回路４０６を介してＰＺＴからなる光伸長器４０７およびディザリング用位相変調器４０３にフィードバックを行い、安定的な動作を実現している。
【００４８】
作製した実施例２に係る光送信器のＳＮＲを評価するため、ベクトルシグナルアナライザを用いて送信信号のＳＮＲを評価した。その結果、従来技術に比べてＳＮＲが約１１ｄＢ向上していることが分かった。
【００４９】
（実施例３）
図５に、本発明の実施例３に係る光送信器を示す。図５には、ＣＷ光源５０１と、第１の分波器５０２と、ＥＤＦＡ５０３と、ベクトル光変調器５１０と、光検出器５０４と、位相同期回路５０５と、ＰＺＴからなる光伸長器５０６と、ディザリング信号生成部５０７と、を備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器５１０は、基板５１１上に、励起光発生用のＳＨＧ部５１２と、ディザリング用位相変調器５１３と、合波器５１４と、ＤＰＡ部５１５と、第２の分波器５１６と、ベクトル光変調部５１７と、が設けられて構成されている。図５に示されるベクトル光変調部５１７では、例示として、図２に示すベクトル光変調器１３０と同様の構成を用いている。
【００５０】
本実施例３に係るベクトル光変調器５１０は、信号光と励起光の位相を同期するためのＰＬＬ用のディザリング用位相変調器５１３を基板５１１上に集積している点で実施例２に係るベクトル光変調器４１０と異なる。
【００５１】
図４に示した実施例２に係る光送信器においては、市販のＴｉ拡散ＬＮからなるＰＬＬ用のディザリング用位相変調器４０３をＥＤＦＡ４０４の後段に配置している。市販されているディザリング用位相変調器の多くがＴｉ拡散ＬＮ導波路により作製されているため光損傷耐性に乏しい。そのため、実施例２では、ＥＤＦＡ４０４の前段にディザリング用位相変調器４０３を配置せざるを得なかった。実施例２の構成では、ＥＤＦＡ４０４の前段に比較的大きな損失が存在するため、励起光のＳＮＲが劣化し、この励起光ＳＮＲの劣化がパラメトリック過程を経て増幅信号のＳＮＲの劣化を招いていた。
【００５２】
そこで、本実施例３では、ＰＬＬ用のディザリング用位相変調器５１３を基板５１１上にベクトル光変調部５１７の電極形成の際に同時に形成して集積することにより、励起光ＳＮＲの劣化を抑制することが可能としている。本実施例３に係る光送信器におけるＳＮＲを評価するため、ベクトルシグナルアナライザを用いて本実施例３に係る光送信器の送信信号のＳＮＲを評価した結果、励起光のＳＮＲが向上し、実施例２に係る光送信器に比べてＳＮＲが約１ｄＢ向上していることが分かった。
【００５３】
（実施例４）
図６に、本発明の実施例４に係る光送信器を示す。図６には、ＣＷ光源６０１と、第１の分波器６０２と、ディザリング用位相変調器６０３と、ＥＤＦＡ６０４と、ベクトル光変調器６１０と、光検出器６０５、位相同期回路６０６と、ＰＺＴからなる光伸長器６０７と、ディザリング信号生成部６０８と、を備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器６１０は、直接接合ＬＮ基板６１１上に、励起光発生用のＳＨＧ部６１２と、ベクトル光変調部６２０と、ベクトル光変調部６２０の出力を分波する第２の分波器６１３と、が設けられて構成されている。直接接合ＬＮ基板６１１上に設けられた光導波路は、直接接合ＬＮ導波路とした。
【００５４】
ベクトル光変調部６２０は、ＳＨＧ部６１２からの出力を分岐する第３の分波器６２１と、第３の分波器６２１で分岐された一方の出力と第１のサブマッハツェンダ干渉計６２６1の出力とを合波する第１の合波器６２２と、第３の分波器６２１で分岐された他方の出力を遅延する第１の遅延回路６２３と、第１の遅延回路６２３の出力と第２のサブマッハツェンダ干渉計６２６2の出力とを合波する第２の合波器６２４と、ネスト型構造のメインマッハツェンダ干渉計の出力側のメインアーム導波路６２７1及び６２７2に設けられたＤＰＡ部６２５と、第１及び第２のサブマッハツェンダ干渉計６２６1及び６２６2と、メインアーム導波路６２７2の出力を遅延する第２の遅延回路６２８と、第３の合波器６２９と、を含む。第１及び第２のサブマッハツェンダ干渉計６２６1及び６２６2は、各アーム導波路に位相シフタ１を有する。
【００５５】
本実施例４では、実施例１乃至３の構成とは異なり、変調器の後段にＰＳＡを集積している。また、実施例４においてベクトル光変調器としてＱＰＳＫ変調器をこれまでと同様の方法で作製し、ＰＳＡと集積している。
【００５６】
ＰＳＡを動作させるための位相同期回路６０６及びＳＨＧ部６１２などは実施例２及び３と同様である。本実施例４で用いたＰＳＡのＮＦは２ｄＢであり、ベクトル光変調器の後段に配置しても、従来の光送信器や実施例１に係る光送信器に比べて非常に小さいため、ＳＮＲの向上を図ることができる。
【００５７】
本実施例４では、図６に示すように、第１及び第２のサブマッハツェンダ干渉計６２６1及び６２６2に信号光が入力され、第１及び第２のサブマッハツェンダ干渉計６２６1及び６２６2において信号光からＩ相信号とＱ相信号をベクトル変調後、Ｉ相信号とＱ相信号を合波する前の位置にＤＰＡ部６２５を配置し、それぞれを増幅した後、第３の合波器６２９でＩ相信号とＱ相信号を合波する構成をとっている。
【００５８】
図６において、ＳＨＧ部６１２により生成した励起光をＩ相信号及びＱ相信号の増幅用にＭＭＩで構成された第２の分岐部６２１で分岐し、ＤＰＡ部６２５におけるメインアーム導波路６２７1及び６２７2の各出力をＭＭＩで構成された第３の合波器６２９を介してそれぞれ信号光と合波してＤＰＡを行っている。
【００５９】
なお、Ｉ相信号とＱ相信号との間の位相差をπ／２に維持するため、第１の遅延回路６２３を設けた。本実施例４では、第１の遅延回路６２３として曲げ導波路を複数組み合わせた遅延用導波路を使用した。
【００６０】
作製した実施例４に係る光送信器のＳＮＲを評価するため、ベクトルシグナルアナライザを用いて実施例４に係る光送信器の送信信号のＳＮＲを評価した。その結果、ＰＳＡの低雑音性により、ＥＤＦＡを後段の増幅器として用いる従来技術に比べてＳＮＲが約３．５ｄＢ向上していることが分かった。
【００６１】
（実施例５）
図７に、本発明の実施例５に係る光送信器を示す。図７には、ＣＷ光源７０１と、第１の分波器７０２と、ＥＤＦＡ７０３と、ベクトル光変調器７１０と、光検出器７０４と、位相同期回路７０５と、ＰＺＴからなる光伸長器７０６と、ディザリング信号生成部７０７と、を備えた光送信器が示されている。ベクトル光変調器７１０は、直接接合ＬＮ基板７１１上に、励起光発生用のＳＨＧ部７１２と、ディザリング用位相変調器７１３と、ベクトル光変調部７２０と、ベクトル光変調部７２０の出力を分波する第２の分波器７１４と、が設けられて構成されている。直接接合ＬＮ基板７１１上に設けられた光導波路は、直接接合ＬＮ導波路とした。
【００６２】
ベクトル光変調部７２０は、ＳＨＧ部７１２からの出力を分岐する第３の分波器７２１と、第３の分波器７２１で分岐された一方の出力と第１のサブマッハツェンダ干渉計７２６1の出力とを合波する第１の合波器７２２と、第３の分波器７２１で分岐された他方の出力を遅延する第１の遅延回路７２３と、第１の遅延回路７２３の出力と第２のサブマッハツェンダ干渉計７２６2の出力とを合波する第２の合波器７２４と、ネスト型構造のメインマッハツェンダ干渉計の出力側の両メインアーム導波路７２７1及び７２７2に設けられたＤＰＡ部７２５と、第１及び第２のサブマッハツェンダ干渉計７２６1及び７２６2と、メインアーム導波路７２７2の出力を遅延する第２の遅延回路７２８と、第３の合波器７２９と、を含む。第１及び第２のサブマッハツェンダ干渉計７２６1及び７２６2は、各アーム導波路に位相シフタ１を有する。
【００６３】
本実施例５では、ＱＰＳＫ変調器、ＰＳＡおよび合波・分波器を直接接合法により基板内に集積する点、並びに増幅器を後段に配置する構成は、実施例４と同様であるが、信号光と励起光の位相を同期するためのＰＬＬ用のディザリング用変調器７１３を直接接合ＬＮ基板７１１上に集積している点が異なる。
【００６４】
実施例４においては、ＰＬＬ用ディザリングのために市販のＴｉ拡散ＬＮ位相変調器をＥＤＦＡの入力側に配置していたが、市販されているＰＬＬ用のディザリング用位相変調器の多くがＴｉ拡散ＬＮ導波路により作製されているため光損傷耐性に乏しい。そのため、実施例４では、ＥＤＦＡの前段に配置せざるを得ず、ＥＤＦＡの前段に比較的大きな損失が存在するため励起光のＳＮＲが劣化し、この励起光ＳＮＲの劣化がパラメトリック過程を経て増幅信号のＳＮＲの劣化を招いていた。
【００６５】
そこで、本実施例５では、ＰＬＬ用のディザリング用変調器７１３を、直接接合ＬＮ基板７１１上でのベクトル光変調器の電極形成の際に同時に形成して集積することにより、励起光ＳＮＲの劣化を抑制することが可能となる。
【００６６】
本実施例５に係る光送信器のＳＮＲを評価するため、ベクトルシグナルアナライザを用いて送信信号のＳＮＲを評価した結果、励起光のＳＮＲが向上し、ＥＤＦＡを後段の増幅器として用いる従来技術に比べてＳＮＲが約４．３ｄＢ向上していることが分かった。
【００６７】
上記では、直接接合基板を構成する強誘電体材料としてＬＮを例示したが、これに限定されない。また、上記では、導波路クラッド部分となる基板としてＭｇＬＮ基板を用いた構成を例示したが、例えばＬＴ（タンタル酸リチウム：ＬｉＴａＯ3）、ＳｉＯ2又は水晶で構成された基板を用いてもよく、導波路コア材料としては、例えばＬＴ、ＰＬＺＴ又はＫＴＮを用いてもよく、これらのクラッド及びコア材料を適宜組み合わせることができる。
【符号の説明】
【００６８】
位相シフタ  １
Ｙ字型対称カプラ  ３、４
ＣＷ光源  １１、１１０、４０１、５０１、６０１
ベクトル光変調器  １２、１３０、４１０、５１０、６１０、７１０
ＱＰＳＫ変調回路  １２1、１３１、１３２
サブマッハツェンダ干渉計  １２2、１３３、６２６1、６２６2、７２７1、７２７2
ＥＤＦＡ  １３、１２０、４０４、５０３、６０４、７０３
ＭｇＬＮ基板  ３０１
直接接合ＬＮ導波路  ３０２
アーム導波路  ３０２1、３０２2
ＳｉＯ2バッファー層  ３０３
ＣＰＷ電極  ３０４
接地導体  ３０５
中心導体  ３０６
分波器  ４０２、４１５、５０２、５１６、６０２、６１３、６２１、７０２、７１４、７２１
ディザリング用位相変調器  ４０３、５１３、６０３、７１３
光検出器  ４０５、５０４、６０５、７０４
位相同期回路  ４０６、５０５、６０６、７０５
ＰＺＴからなる光伸長器  ４０７、５０６、６０７、７０６
ディザリング信号生成部  ４０８、５０７、６０８、７０７
基板  ４１１、５１１、６１１、７１１
ＳＨＧ部  ４１２、５１２、６１２、７１２
合波器  ４１３、５１４、６２２、６２４、６２９、７２２、７２４
ＤＰＡ部  ４１４、５１５、６２５、７２５
ベクトル光変調部  ４１６、５１７、６２０、７２０
遅延回路  ６２３、６２８、７２３
メインアーム導波路  ６２７1、６２７2、７２７1、７２７2
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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