(57)【要約】【課題】  昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段を改良することで、高圧の生体印加交流出力を効率よく得ること。【解決手段】  ６０〜２００Ｈｚ程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦低周波半波信号で各別に幅変調した２系統の高周波パルスにより、１３０ボルト程度の直流電圧をスイッチング制御して２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力をチョークコイルＬとコンデンサＣおよびダイオードＤを有する２系統の復調回路４で各別に復調した２系統の正弦半波出力を導通制御回路６により、電流方向を半波毎に反転させて昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次コイルｔ２に発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路７により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となし得た。【選択図】図１
2015016061.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波電圧から、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記信号電圧よりも充分高い電圧の直流電源に接続した２個のスイッチング素子を各別にスイッチング制御することで、位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力の復調時にチョークコイルに生じる自己誘導電流をコイル出力側からコイル入力側に戻せるダイオードとコンデンサとを有する２系統の復調回路により、前記各パルス出力を各別に復調することで、位相が互いに１８０°異なる２系統の復調済正弦半波出力を得る一方、前記各コイルの出力側と接地間には、それぞれ直列２個の導通制御素子を１列ずつ接続して導通制御回路を構成し、この回路における１列目のコイル側導通制御素子と２列目の接地側導通制御素子、および２列目のコイル側導通制御素子と１列目の接地側導通制御素子を、それぞれ前記各半波出力に同期させて交互に導通制御することで、前記各列の導通制御素子の相互接続部間に接続した昇圧トランスの１次コイルの電流方向を半波毎に反転させ、前記トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
【請求項２】
交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器において、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波電圧から、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済高周波パルスにより、前記信号電圧よりも充分高い電圧の直流電源に接続した２個のスイッチング素子を各別にスイッチング制御することで、位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力の復調回路として、前記各素子の出力側に接続したチョークコイルと、これら各コイルの復調出力側に接続した１端接地のコンデンサと、前記各素子の出力側に接続したカソード接地のフリー・ホィーリング・ダイオードとを有する２系統の復調回路により、前記各パルス出力を各別に復調することで、位相が互いに１８０°異なる２系統の復調済正弦半波出力を得る一方、前記各コイルの出力側と接地間には、それぞれ直列２個の導通制御素子を１列ずつ接続して導通制御回路を構成し、この回路における１列目のコイル側導通制御素子と２列目の接地側導通制御素子、および２列目のコイル側導通制御素子と１列目の接地側導通制御素子を、それぞれ前記各半波出力に同期させて交互に導通制御することで、前記各列の導通制御素子の相互接続部間に接続した昇圧トランスの１次コイルの電流方向を半波毎に反転させ、前記トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となした交流電位治療器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電位治療器に係り、特に昇圧トランスに入力する正弦波交流の発生手段の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流電位治療器としては、例えば特許第２６０９５７４号公報（特許文献１）に記載のような商用交流昇圧トランスの２次コイルに設けた正電圧ブリーダ回路により、生体印加交流の正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器が周知であるし、実開昭６１−１１８３４６号公報（特許文献２）・特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献３）のような、矩形波発振回路の増幅出力を昇圧トランスの１次コイルに供給し、このトランスの高圧２次コイルにダイオードと抵抗を接続して矩形波高電圧を得る電位治療器が周知である。
【０００３】
前記特許文献１（特許第２６０９５７４号公報）は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する際に、交流正電圧と負電圧との波高値比率を１対３に設定した交流電位治療器であり、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合で生体に交流電位を印加できるが、この特許文献１は、その段落０００９における唯一の実施例記載のように、商用電源による交流を昇圧トランスの入力としているので、生体印加交流としても、我が国では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ限定となる。
【０００４】
近年、国内において、上記特許文献１の交流電位治療器による電位治療を実行している多数患者の中には、富士川と糸魚川を境として西の６０Ｈｚ地域における複数患者から、「東の５０Ｈｚ地域での電位治療よりも、こちらの方が治療効果の有効性と速効性に優れているようだ」という声がチラホラ聞こえつつ有るし、５０Ｈｚ地域の複数患者のなかには、「今一つ物足りない」という声も多少出始めている。
【０００５】
一方、前記実開昭６１−１１８３４６号公報および特開２００６−２３９０３２号公報（特許文献２・３）は、共に発振回路を有する電位治療器だから、生体印加交流は商用電源周波数に限定されない反面、これら各文献は、それぞれ唯一の実施例記載のように、矩形波発振回路で得た矩形波信号をそのまま出力増幅して昇圧トランスの１次コイルに入力し、その２次コイルに生じた矩形波の高圧出力電圧からこれら各公報第２図のような矩形波に近い波形の生体印加交流電圧を得ている。
【０００６】
したがって、これら各文献２・３における矩形波出力増幅回路にＢ級ブッシュプル増幅回路を用いたとしても、効率が最大で５０％以下の低効率であるという本質的な問題点が有るし、各文献２・３の入・出力は、共に矩形波電圧だから、商用電源に対応した心材と捲線で作った現用一般安価な昇圧トランスを用いると、トランスに無用な唸り音が生じ易いし、トランスが過熱し易いという本質的な大きい問題点が有る。
【０００７】
さらに、上記各特許文献２・３の高圧矩形波出力による生体印加交流には、有害無用なリンギングとか、オーバーシュートやプリシュートが生じ易いので、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、これら各特許文献２・３は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いし、電位治療効果の有効性と速効性に乏しく、生体拒否反応も生じるという根源的で切実な問題点が有る。
【０００８】
各特許文献１〜３による従来例の他に、特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）のように、スイッチングインバータにより高周波成分を含む交流波形を生成し、この交流出力をフィルタ回路を経て昇圧トランスの１次コイルに交互に供給するとした電位治療器とか、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）のように、２系統の高周波パルスを２個の昇圧用パルストランスに各別入力し、各パルストランスの高圧２次コイルにそれぞれダイオードと平滑コンデンサと電極とを接続した電位治療器も周知である。
【０００９】
前記特開２００９−２７９０２４号公報（特許文献４）は、出願人が直接出願の公開特許公報であり、周知事項や願望事項を手書き漫画図面と共に、断片的に羅列しているだけで、この文献４の意図するところは、結局、その段落００１１の記載から、昇圧トランスの１次コイルに加える交流出力回路として、パルス幅変調による現用一般のＤ級オーディオアンプを用いた電位治療器であると読み取れるが、肝心な具体回路に関する記載が一切無いから、これでは、当業者がこの特開２００９−２７９０２４号公報を見ても、上記電位治療器を作れず、実施できないという本質的な大きい問題点が有る。
【００１０】
Ｄ級オーディオアンプには、直列２個のパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の導通制御素子を２列用いたフルブリッジ回路構成のアンプと、直列２個の導通制御素子を１列だけ用いたハーフブリッジ回路構成のアンプが存在し、上記ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、部品点数少なく安価に使用できるが、復調用チョークコイルの自己誘導電流等による「バス・ポンピング」（Ｂａｓｓ・Ｐｕｍｐｉｎｇ）現象に起因する電源電圧変動が大きいという根源的で切実な問題点が有り、上記フルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプは、上記問題点は軽減できるが、使用部品点数がハーフブリッジ構成の２倍要するという互いに相容れない根源的な問題点が有ることは、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無いのである。
【００１１】
すなわち、ハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）ドライブ時に、復調用チョークコイル出力側から流出しようとする自己誘導電流をコイル出力側から入力側に戻すことで、前記「バス・ポンピング」現象に起因する電源電圧変動を抑制するための通常、フリー・ホィーリング・ダイオード（Ｆｒｅｅ・Ｗｈｅｅｌｌｉｎｇ・Ｄｉｏｄｅ）と称する高周波特性に優れたダイオードを音声その他の音響による低周波信号電流が流れるアンプ回路内に、この低周波信号に歪みを与えること無く接続できる箇所が無く、上記現象による電源電圧の変動を払拭できないという根源的で切実な問題点が有ることも、上記特許文献４には全く記載が無いのである。
【００１２】
現用一般的なハーフブリッジ構成のＤ級オーディオアンプは、負荷（昇圧トランス）を２００Ｈｚ以下の低域周波数でバスドライブ（Ｂａｓｓ・Ｄｒｉｖｅ）する時には、前記「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動も大きくなり、その程度は、上記周波数が低い程・負荷インピーダンスが小さい程・バスコンデンサの値が小さい程・デューティ比が２５％の時と７５％の時に、それぞれ前記有害無用な「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動が増大し、電位治療器の動作が著しく不安定になることも、上記特許文献４には全く記載が無く、示唆すらも無い。
【００１３】
ただし、寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴ等の直列２個の導通制御素子を２列用いた一般的なフルブリッジ回路構成のＤ級オーディオアンプでは、前記「バス・ポンピング」現象を上記寄生ダイオードにより、ある程度抑制できるが、上記寄生ダイオードは、前記フリー・ホィーリング・ダイオードと大きく異なり、高周波特性が悪く、逆回復時間が長いので、復調用チョークコイルの自己誘導電流をその復調出力側から入力側に確実には戻せず、特に負荷（昇圧トランス）を６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時は、前記段落００１２で述べたように、「バス・ポンピング」現象による電源電圧の変動を完全には払拭できないという根源的な問題点と、寄生ダイオード作用を有するパワーＭＯＳ・ＦＥＴは、一般に発熱が大で、厳重な放熱が必要であるという問題点とは、上記特許文献４には全く記載が無いのである。
【００１４】
一方、特開２０１１−２４８５９号公報（特許文献５）は、その段落００２０と００２２に記載のように、２系統の高周波スイッチングパルスをそれぞれ２個の昇圧用高周波パルストランスに各別入力し、一方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で正の高圧パルス電圧を得ると共に、他方のパルストランスの高圧２次コイルに接続したダイオードおよび抵抗と平滑コンデンサとの並列回路で負の高圧パルス電圧を得た後、これら各高圧パルス電圧を二つの電極にそれぞれ保護抵抗を経て各別供給する電位治療器である。
【００１５】
したがって、この特許文献５は、単一電極では生体に対して高圧交流を印加できないという根源的な大きい問題点が有るし、滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流による電位治療に比して、この特許文献５は、電位治療後に湯当たりのような不快感が残り易いという根源的で切実な問題点が有る。
【００１６】
また、上記特許文献５では、単一電極の電位治療器に比して、パルス昇圧トランスを初めとして、その高圧２次コイルに接続したダイオード・平滑コンデンサとか、生体保護用ハイメグ抵抗や電極などの高価な高圧用電気部品をそれぞれ２倍数ずつ必要とするので、特許文献５は、加工性悪く高価になるという本質的かつ大きい問題点が有る。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特許第２６０９５７４号公報
【特許文献２】実開昭６１−１１８３４６号公報
【特許文献３】特開２００６−２３９０３２号公報
【特許文献４】特開２００９−２７９０２４号公報
【特許文献５】特開２０１１−２４８５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明の目的は、位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済増幅パルス出力の各復調済半波出力を半波毎に電流方向を反転させて昇圧トランスの１次コイルに交互に供給することで、トランス２次側から高圧の生体印加交流を得ることに有る。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の目的は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波電圧から、位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得ると共に、これら各半波信号で各別にパルス幅変調した２系統の幅変調済増幅パルス出力により、前記信号電圧よりも充分高い電圧の直流電源に接続した２個のスイッチング素子を各別にスイッチング制御することで、位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済増幅パルス出力を得た後、これら各パルス出力の復調時にチョークコイルに生じる自己誘導電流をコイル出力側からコイル入力側に戻せるダイオードとコンデンサとを有する２系統の復調回路により、前記各パルス出力を各別に復調することで、位相が互いに１８０°異なる２系統の復調済正弦半波出力を取り出せる。
【００２０】
一方、前記各コイルの出力側と接地間には、それぞれ直列２個の導通制御素子を１列ずつ接続し、１列目のコイル側導通制御素子と２列目の接地側導通制御素子、および２列目のコイル側導通制御素子と１列目の接地側導通制御素子を、それぞれ前記各半波出力に同期させて交互に導通制御することで、前記各列の導通制御素子の相互接続部間に接続した昇圧トランスの１次コイルの電流方向を半波毎に反転させ、前記トランス２次コイルに発生した高圧正弦波交流を正電圧ブリーダ回路により、正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流となしたことで達成できた。
【００２１】
ただし、前記各幅変調済増幅パルス出力の復調回路として、前記スイッチング素子の出力側に接続したチョークコイルと、これら各コイルの復調出力側に接続した１端接地のコンデンサと、前記各素子の出力側に接続したカソード接地のフリー・ホィーリング・ダイオードとを有する２系統の復調回路を用いて前記幅変調済増幅パルス出力を各別に復調することで、前記コイルの復調出力側から位相が互いに１８０°異なる２系統の復調済正弦半波出力を得てもよい。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波電圧から得た正弦半波信号で、１００ＫＨｚ程度の高周波パルスを幅変調して幅変調済高周波パルスを得る一方、前記電圧よりも充分高い電圧の直流電源に接続したスイッチング素子を前記幅変調済高周波パルスでスイッチング制御することで、効率約９０％以上の高い効率で前記素子の出力側から幅変調済増幅パルス出力を取り出せる。
【００２３】
上記各パルス出力の復調回路として本発明では、前記各素子のスイッチング動作時における素子のオフ期間に復調用チョークコイルに生じる自己誘導電流を、コイル出力側からコイル入力側に戻せるダイオードとコンデンサとを有する２系統の復調回路、具体的には、前記各スイッチング素子の出力側に接続したチョークコイルと、その復調出力側に接続した１端接地のコンデンサと、前記素子の出力側に接続したカソード接地のダイオードとを有する２系統の復調回路を用いたので、復調動作中コイルの復調出力側から交互に流出しようとする各コイルの自己誘導電流を、このコイルに並列の上記コンデンサとフリー・ホィーリング・ダイオードとの直列回路を経て、チョークコイルの入力側に効率よく戻せるので、負荷（昇圧トランス）を６０〜１２０Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時にも、有害無用な前記バス・ポンピング現象を阻止でき、この現象による電源電圧の変動を抑制し払拭できたという優れた効果が有る。
【００２４】
すなわち、上記スイッチング素子の動作時における素子のオン期間には、チョークコイル入力の一部をこのコイルに蓄積しつつ出力側への供給を抑え、上記素子のスイッチング動作時におけるオフ期間には、コンデンサとダイオードとを経て上記コイルの自己誘導電流をコイルの出力側から入力側に確実に戻せるし、本発明に用いた前記復調回路は、高周波パルスの方形波の変化分、つまり交流成分を小さくする本来のローパスフィルターとしても当然に動作するので、負荷（昇圧トランス）を６０〜１２０Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時にも、バス・ポンピング現象による電源電圧変動を、より一層確実に抑制できるという優れた効果が有る。
【００２５】
また本発明は、前記チョークコイルの復調出力側と接地間に直列２個の導通制御素子を１列ずつ接続し、１列目のコイル側導通制御素子と２列目の接地側導通制御素子、および２列目のコイル側導通制御素子と１列目の接地側導通制御素子を、それぞれ前記各半波出力に同期させて交互に導通制御することで、前記各列のスイッチング素子の相互接続部間に接続した昇圧トランスの１次コイルに、電流方向が半波毎に反転した正弦波交流を供給できるので、全体的な効率が約９０％以上の高い効率でトランス２次コイルから高圧正弦波交流を得ることができ、ランニングコストを著減できたという効果も有る。
【００２６】
具体的には、昇圧トランスの１次コイルの電流方向を前記半波出力の半波毎に反転させて繰り返し供給することで、昇圧トランスの１次コイルに滑らかに変化する正弦波交流を供給でき、トランス２次コイルに１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得るから、周波数が前記６０〜２００Ｈｚ程度で滑らかに変化する高圧正弦波電圧を無理なく発生でき、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を得て、これを生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、何処でも常に治療効果の有効性と速効性とを大幅に促進でき、生体拒否反応も著減できるという優れた効果も有る。
【００２７】
さらに、前記６０〜２００Ｈｚ程度の正弦低周波信号や低周波電圧の周波数範囲では、商用電源に対応して量産した安価な珪素鋼板をコア材とした現用一般の昇圧トランスや、低周波トランスをそのまま採用でき、オーディオ用のコア材を用いた高価なトランスが不要だから、本発明は、製造コストを削減できるという経済効果も有る。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明による交流電位治療器の一例を示す系統回路図
【図２】図１の回路における動作波形図
【図３】図１の回路における動作波形図
【図４】図１の回路における動作波形図
【発明を実施するための形態】
【００２９】
次に、本発明を実施するための形態例を図面と共に説明すると、本発明の交流電位治療器は、交流高電圧を生体に印加して治療を実行する電位治療器を構成するに当たり、先ず、図１に示す系統回路図のように、直流電源ＤＣで動作するＣ・Ｒ発振回路・正帰還発振回路などの現用一般的な正弦低周波発生回路１から得た周波数が６０〜２００Ｈｚ程度、例えば７０〜１２０Ｈｚ程度で振幅が１０ボルト程度の正弦低周波信号を初段低周波トランスＴ１の１次コイルに入力する。
【００３０】
上記トランスＴ１における中点接地の２次コイルの中間タップＡ・Ｂに生じた位相が互いに１８０°異なる２系統の等レベル正弦波電圧を同方向に接続したダイオードｄで半波整流して図２のＣ・Ｄのような振幅が７ボルト程度で位相が互いに１８０°異なる２系統の正弦半波信号を得た後、これら各信号をそれぞれ現用一般のパルス幅変調回路２の各入力端Ｃ・Ｄに図１のように各別入力する。
【００３１】
一方、周波数が１００ＫＨｚ程度の三角波発振器等の現用一般的な前記直流電源ＤＣで動作する高周波パルス発生回路３から得た波高値が５ボルト程度の高周波パルスを前記各パルス幅変調回路２で、前記各正弦半波信号により各別にパルス幅変調することで、上記各変調回路２の出力側からそれぞれ図２のＥ・Ｆのような波高値が５ボルト程度で、ほぼ櫛歯状波形の位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済高周波パルスを得る。
【００３２】
次いで、図１のように直流電源ＤＣから得た前記各正弦半波信号の電圧よりも充分高い、例えば１３０ボルト程度の直流電源＋Ｖにドレインやコレクタを接続したパワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の２個のスイッチング素子Ｓのゲートやベース等の各制御電極Ｅ・Ｆとソースやエミッタとの間に、パルストランスＰＴまたは現用一般的なゲートドライブＩＣ（米国フェアーチャイルド社製のＩＣ・ＦＡＮ７３８２Ｎ等が有る）を経て、前記２系統の幅変調済高周波パルスを各別に入力し、上記各スイッチング素子Ｓを上記２系統の高周波パルスで各別にスイッチング制御することで、前記各素子Ｓのソース（エミッタ）等の各出力側Ｇ・Ｈから図２のＧ・Ｈのような波高値が１３０ボルト程度の位相が互いに１８０°異なる２系統の幅変調済増幅パルス出力を取り出す。
【００３３】
そして、上記２系統のパルス出力をそれぞれ各別に復調するには、前記スイッチング素子Ｓの各出力側Ｇ・Ｈ（ソースやエミッタ）に各別に接続した１８０μＨ程度のチョークコイルＬと、これら各コイルの出力側Ｉ・Ｊにそれぞれ１端を各別接続して他端を接地した０．１μＦ程度のセラミックコンデンサＣと、前記素子Ｓの各出力側Ｇ・Ｈにアノードを接続したカソード接地のフリー・ホィーリング・ダイオードＤとを有する２系統の復調回路４により、前記２系統の幅変調済増幅パルス出力をそれぞれ各別に復調することで、上記各コイルＬの復調出力側Ｉ・Ｊから図３のＩ・Ｊのような波高値が１３０ボルト程度の復調済正弦半波出力を取り出せる。
【００３４】
この復調動作は、上記各素子Ｓのスイッチング動作時のオフ期間に各チョークコイルＬの出力側Ｉ・Ｊから交互に流出しようとするコイルの自己誘導電流を、それぞれコンデンサＣとダイオードＤとの直列回路を各別交互に経て、上記オフ期間内に各コイルＬの入力側に効率よく戻せる復調動作だから、負荷（昇圧トランス）を６０〜２００Ｈｚ程度の低域周波数でバスドライブする時にも、有害無用な「バス・ポンピング現象」は生ぜず、電源電圧の変動を確実に抑制払拭できたので、前記チョークコイルＬの復調出力側Ｉ・Ｊからは、それぞれ図３のＩ・Ｊのように滑らかに変化し、位相が互いに１８０°異なる２系統の復調済正弦半波出力を９０％以上の変換効率で取り出せる。
【００３５】
一方、図１に示す前記低周波トランスＴ１の２次コイルの１端Ａ１に生じた振幅が２０ボルト程度の図３のＡ１のような正弦低周波信号を図１のように次段の低周波トランスＴ２の１次コイルに入力すると共に、その２次コイルに生じた正弦波交流をダイオードｄで半波整流して図３のＡ２のよう振幅が２０ボルト程度の正弦半波信号を作った後、この半波信号を抵抗ＲとツェナーダイオードＺＤとで構成した現用一般のスライス回路５や、コンパレータ等を用いた現用一般の矩形波整形回路により、図３のＡ３のようなほぼ矩形波状で前記正弦半波信号に同期した振幅が５ボルト程度の第１のオン信号を作る。
【００３６】
また、前記図３のＡ１の正弦低周波信号と同電圧で、位相が１８０°異なる図３のＢ１のような正弦低周波信号を前記トランスＴ１の２次コイルの他端Ｂ１から得て、この信号を前記のように半波整流して図３のＢ２のような正弦半波信号を作った後、この信号を前記と同様にほぼ矩形波状に整形し、前記第１のオン信号に対し位相が１８０°異なる図３のＢ３のような振幅が５ボルト程度で矩形波状の第２のオン信号を作る。
【００３７】
また、図１における前記２個のチョークコイルＬの各復調出力側Ｉ・Ｊと接地間には、それぞれ図１のように、パワーＭＯＳ・ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等を用いた直列２個の導通制御素子を１列ずつ接続して導通制御回路６を構成し、この回路における１列目のコイル側素子Ｑ１のゲートやベース等の制御電極とソースやエミッタとの間に前記図３のＡ３のようなほぼ矩形波状の第１のオン信号を印加すると共に、２列目の接地側素子Ｑ４の制御電極と接地間には、前記低周波トランスＴ１の２次コイルの１端Ｂ１に生じた図３のＢ１のような振幅が２０ボルト程度の正弦半波信号自体を前記と同様に矩形波状に整形した図３のＡ３のような振幅が５ボルト程度の第１のオン信号を印加することで、上記コイル側素子Ｑ１と接地側導素子Ｑ４との導通をそれぞれ同期制御する。
【００３８】
次いで、図１における２列目のコイル側素子Ｑ３の制御電極とソースやエミッタとの間、および１列目の接地側素子Ｑ２の制御電極と接地間に、それぞれ前記のように整形した矩形波状の図３のＢ３のような第２のオン信号を印加し、上記コイル側素子Ｑ３と接地側導素子Ｑ２との導通をそれぞれ同期制御することで、前記直列２個の導通制御素子の各相互接続部Ｋ・Ｌ間に接続した昇圧トランスＴの１次コイルｔ１に、図４のＫ・Ｌのような波高値が１３０ボルト程度で、電流方向が半波毎に反転する２系統の正弦半波出力を交互に供給できる。
【００３９】
その結果、昇圧トランスＴの１次コイルｔ１に対し供給する上記２系統の正弦半波出力は、電流方向が半波毎に反転する正弦半波出力だから、この１次コイルｔ１には正弦波交流を供給できる結果となり、トランス２次コイルｔ２に図４のＭのように滑らかに変化する１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得る。
【００４０】
具体的には、前記１列目の導通制御素子Ｑ１・Ｑ２の相互接続部Ｋに生じた図４のＫのような正弦半波出力は、トランス１次コイルｔ１・相互接続部Ｌおよびオン状態の２列目の接地側導通制御素子Ｑ４のドレイン・ソースを順次に経て接地側に流れ，上記接続部Ｋから接続部Ｌに向けて図４のＫのような正弦半波出力を供給できる。
【００４１】
その直後、今度は、前記２列目の導通制御素子Ｑ３・Ｑ４の相互接続部Ｌに生じた図４のＬのような正弦半波出力は、トランス１次コイルｔ１・相互接続部Ｋおよびオン状態の１列目の接地側導通制御素子Ｑ２のドレイン・ソースを順次に経て接地側に流れる結果となり、トランス１次コイルｔ１には前記とは逆向きの半波出力を供給でき、これら各正弦半波出力の交互反転供給動作を順次に繰り返すことで、昇圧トランスＴの１次コイルｔ１には正弦波交流を継続供給でき、トランス２次コイルｔ２に図４のＭのように、滑らかに変化する１０〜１５キロボルト程度の高圧正弦波交流を発生させ得る。
【００４２】
上記昇圧トランスＴにおける２次コイルｔ２の１端は、アース取りハイメグ抵抗Ｒ０を経て前記直流電源ＤＣにおける現用一般の接地ラインに接続すると共に、上記２次コイルｔ２の両端間には、５〜１０ＭΩ・１０Ｗ程度の大型ハイメグ抵抗Ｒ１とダイオードｄ1 との並列回路と、この並列回路と直列のハイメグ抵抗Ｒ２とダイオードｄ2 とを用いた正電圧ブリーダ回路７を接続すると共に、上記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値比率を２対１に設定することで、両者の相互接続部Ｎに図４のＮのように生じた正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を大地と生体に対して絶縁配置した導電マットｍに電流制限ハイメグ抵抗Ｒ３を経て供給できる。
【００４３】
したがって、本発明による上記生体印加交流は、周波数が６０〜２００Ｈｚ程度で滑らかに変化する正弦波を用いた生体印加交流だから、生体拒否反応の発生を防止できると共に、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧とのに、健康な人体内におけるイオンの理想的な存在比率に等しい割合の正電圧と負電圧との波高値比率が１対３の生体印加交流を前記導電マットｍ等を経て生体に印加できるので、商用電源周波数に関係なく、何処でも常時、滑らかに変化する生体印加交流で、交流電位治療が可能となった結果、治療効果の有効性と速効性とが大幅に促進できる。
【産業上の利用可能性】
【００４４】
本発明による交流電位治療器は、前記導電マットｍを用いる代わりに、生体患部に対して通電導子等により接触加電する交流電位治療器としても、当然に利用できる。
【符号の説明】
【００４５】
１…正弦低周波発生回路            Ｌ…チョークコイル
２…パルス幅変調回路              Ｃ…コンデンサ
３…高周波パルス発生回路          Ｄ…フリー・ホィーリング・ダイオード
４…復調回路                      ＺＤ…ツェナーダイオード
５…スライス回路                  ｄ・ｄ1 ・ｄ2 …ダイオード
６…導通制御回路                  Ｓ…スイッチング素子
７…正電圧ブリーダ回路            Ｑ１〜Ｑ４…導通制御素子
Ｔ１・Ｔ２…低周波トランス        Ｒ１〜Ｒ３・Ｒ０…ハイメグ抵抗
ＰＴ…パルストランス              Ｒ…直列抵抗
Ｔ…昇圧トランス                  ｍ…導電マット
ｔ１…昇圧トランスの１次コイル    ＤＣ…直流電源
ｔ２…昇圧トランスの２次コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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