(57)【要約】      （修正有）【課題】入力電流の歪みを抑制することができるマトリクスコンバータを提供する。【解決手段】マトリクスコンバータ１は、電圧指令補正部２２と、駆動信号生成とを備える。電圧指令補正部２２は、交流電源２から電力変換部への入力電流のリップル成分によって生じる入力電流の振幅変動に基づき、出力電圧指令の大きさを補正する。駆動信号生成部２３は、電圧指令補正部によって補正された出力電圧指令に基づき、複数の双方向スイッチをオン／オフする駆動信号を生成する。【選択図】図１
2015012729.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の各相と負荷の各相とを接続する複数の双方向スイッチを含む電力変換部と、
前記複数の双方向スイッチを制御して前記交流電源と前記負荷との間の電力変換を行う制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記電力変換部から前記負荷への出力電圧を制御する出力電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
前記交流電源から前記電力変換部への入力電流のリップル成分によって生じる前記入力電流の振幅変動に基づき、前記出力電圧指令の大きさを補正する電圧指令補正部と、
前記電圧指令補正部によって補正された前記出力電圧指令に基づき、前記複数の双方向スイッチをオン／オフする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備える
ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
【請求項２】
前記電圧指令補正部は、
前記リップル成分により前記入力電流の振幅が増加する領域では、前記出力電圧指令の大きさを減少させる補正値を算出し、前記リップル成分により前記入力電流の振幅が減少する領域では、前記出力電圧指令の大きさを増加させる補正値を算出する補正値算出器と、
前記補正値算出器によって演算された補正値により前記出力電圧指令を補正する補正処理器と、を備える
ことを特徴とする請求項１に記載のマトリクスコンバータ。
【請求項３】
前記補正値算出器は、
前記入力電流の基本波成分の振幅に対する前記リップル成分の比に基づき、前記補正値を算出する
ことを特徴とする請求項２に記載のマトリクスコンバータ。
【請求項４】
前記補正処理器は、
前記補正値算出器から出力される前記補正値を前記出力電圧指令に乗算、加算または減算することにより、前記出力電圧指令を補正する
ことを特徴とする請求項２または３に記載のマトリクスコンバータ。
【請求項５】
前記電力変換部から前記負荷への出力電流を検出する出力電流検出部を備え、
前記電圧指令補正部は、
前記出力電流検出部による前記出力電流の検出結果から前記リップル成分を検出する振幅成分検出器を備え、
前記補正値算出器は、
前記振幅成分検出器によって検出された前記リップル成分に基づき、前記補正値を算出する
ことを特徴とする請求項３または４に記載のマトリクスコンバータ。
【請求項６】
前記入力電流を検出する電流検出部を備え、
前記電圧指令補正部は、
前記電流検出部による前記入力電流の検出結果から前記リップル成分を検出する振幅成分検出器を備え、
前記補正値算出器は、
前記振幅成分検出器によって検出された前記リップル成分に基づき、前記補正値を算出する
ことを特徴とする請求項３または４に記載のマトリクスコンバータ。
【請求項７】
前記電力変換部から前記負荷への出力電流を制御する出力電流指令を生成する電流指令生成部を備え、
前記電圧指令生成部は、
前記電力変換部から前記負荷への出力電流が前記出力電流指令と一致するように前記出力電圧指令を生成し、
前記補正値算出器は、
前記出力電流指令に対する前記リップル成分の比に基づき、前記補正値を算出する
ことを特徴とする請求項２〜６のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の実施形態は、マトリクスコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
マトリクスコンバータは、交流電源と負荷とを接続する複数の双方向スイッチを有しており、これら双方向スイッチにより交流電源の各相電圧を直接スイッチングすることで負荷へ任意の電圧・周波数を出力する。
【０００３】
マトリクスコンバータは、理論上、入力電圧の基本波の０．８６６倍までしか歪みのない正弦波電圧を出力できないことが知られているが、用途によっては出力電圧が飽和する領域（以下、過飽和領域と記載する）での運転が求められる。
【０００４】
そして、例えば、誘導電動機を駆動する場合に、過飽和領域において磁束を弱める制御を行うことで出力電圧を正弦波状に制御する技術がある（例えば、特許文献１参照）が、かかる技術では、磁束を弱める分、出力電流が増加する。
【０００５】
そこで、過飽和領域において出力電圧指令をゲイン倍することにより、過飽和領域における入力電流の増加を抑制する技術が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平５−２６０７６２号公報
【特許文献２】特開２００８−２５９３８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、過飽和領域において出力電圧指令をゲイン倍する技術では、出力電圧が歪むことにより入力電流に歪みが生じてしまうという課題がある。
【０００８】
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、入力電流の歪みを抑制することができるマトリクスコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、電力変換部と制御部を備える。前記電力変換部は、交流電源の各相と負荷の各相とを接続する複数の双方向スイッチを含む。前記制御部は、前記複数の双方向スイッチを制御して前記交流電源と前記負荷との間の電力変換を行う。前記制御部は、電圧指令生成部と、電圧指令補正部と、駆動信号生成部とを備える。前記電圧指令生成部は、前記電力変換部から前記負荷への出力電圧を制御する出力電圧指令を生成する。前記電圧指令補正部は、前記交流電源から前記電力変換部への入力電流のリップル成分によって生じる前記入力電流の振幅変動に基づき、前記出力電圧指令の大きさを補正する。前記駆動信号生成部は、前記電圧指令補正部によって補正された前記出力電圧指令に基づき、前記複数の双方向スイッチをオン／オフする駆動信号を生成する。
【発明の効果】
【００１０】
実施形態の一態様によれば、入力電流の歪みを抑制することができるマトリクスコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。
【図２】図２は、図１に示す双方向スイッチの構成例を示す図である。
【図３】図３は、図１に示す電圧指令補正部および駆動信号生成部の構成例を示す図である。
【図４】図４は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。
【図５】図５は、図４に示す電圧指令補正部および駆動信号生成部の構成例を示す図である。
【図６】図６は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータにおける他の補正値算出器の構成例を示す図である。
【図７】図７は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。
【図８】図８は、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１３】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、３相交流電源２（以下、単に交流電源２と記載する）と負荷３との間に設けられる。負荷３は、例えば、永久磁石同期電動機などの交流電動機である。なお、以下においては、交流電源２側を入力側と記載し、負荷３側を出力側と記載する。また、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相を入力相と記載し、負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相を出力相と記載する。
【００１４】
マトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔおよび出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを備える。入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔには交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相が接続され、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗには負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相が接続される。マトリクスコンバータ１は、交流電源２から入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔを介して供給される３相交流電力を任意の電圧および周波数の３相交流電力に変換して出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから負荷３へ出力する。
【００１５】
かかるマトリクスコンバータ１は、図１に示すように、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３と、制御部１４とを備える。
【００１６】
電力変換部１０は、交流電源２の各相と負荷３の各相とを接続する複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗ（以下、双方向スイッチＳｗと総称する場合がある）を備える。
【００１７】
双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＵ相との間にそれぞれ接続される。双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＶ相との間にそれぞれ接続される。双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＷ相との間にそれぞれ接続される。
【００１８】
双方向スイッチＳｗは、例えば、図２に示すように、ダイオードＤ１、Ｄ２と、片方向スイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２によって構成することができる。図２は、図１に示す双方向スイッチＳｗの構成例を示す図である。片方向スイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor  Field-Effect  Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）などの半導体スイッチング素子である。
【００１９】
なお、双方向スイッチＳｗは、図２に示す構成に限られない。例えば、双方向スイッチＳｗは、片方向スイッチング素子およびダイオードとの直列接続体が逆並列接続された構成でもよい。また、双方向スイッチＳｗは、例えば、逆阻止型のスイッチング素子で構成された片方向スイッチング素子が互いに逆方向に並列接続された構成でもよい。
【００２０】
ＬＣフィルタ１１は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相と電力変換部１０との間に設けられ、電力変換部１０から交流電源２へと流れ込む高周波電流を抑制する。具体的には、ＬＣフィルタ１１は、交流電源２の各相と電力変換部１０との間に接続された３つのリアクトルと、かかるリアクトルの一端間に接続された３つのコンデンサとにより構成され、双方向スイッチＳｗのスイッチングに起因する高周波成分を除去する。
【００２１】
入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の電圧値Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ（以下、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと記載する）を検出する。
【００２２】
出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３との間に流れる出力電流を検出する。具体的には、出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、出力電流検出部１３は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。
【００２３】
制御部１４は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａ、Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂ（以下、駆動信号Ｓと総称する場合がある）を生成する。かかる駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａ、Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂにより双方向スイッチＳｗが制御され、交流電源２と負荷３との間の電力変換が行われる。
【００２４】
制御部１４は、交流電源２から電力変換部１０への入力電力が一定の力率（以下、入力力率と記載する）で維持されるように駆動信号Ｓを生成することで、交流電源２から電力変換部１０への入力電流のうち基本波成分以外の周波数成分を抑制する。なお、入力力率を一定に維持する制御に代えて、他の制御処理により、基本波成分以外の周波数成分を抑制してもよい。
【００２５】
なお、駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａは、９つの双方向スイッチＳｗのそれぞれを構成する９つの片方向スイッチング素子Ｓｗ１のゲートにそれぞれ入力され、これにより、各片方向スイッチング素子Ｓｗ１のオン／オフが制御される。また、駆動信号Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂは、９つの双方向スイッチＳｗのそれぞれを構成する９つの片方向スイッチング素子Ｓｗ２のゲートにそれぞれ入力され、これにより、各片方向スイッチング素子Ｓｗ２のオン／オフが制御される。
【００２６】
制御部１４は、電圧指令生成部２１と、電圧指令補正部２２と、駆動信号生成部２３とを備える。電圧指令生成部２１は、周波数指令Ｆｒｅｆを入力し、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを制御する出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１を生成する。周波数指令Ｆｒｅｆは、電力変換部１０から負荷３への出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数を制御する指令である。また、出力電圧ＶｕはＵ相の電圧、出力電圧ＶｖはＶ相の電圧、出力電圧ＶｗはＷ相の電圧である。
【００２７】
電圧指令生成部２１は、負荷３が交流電動機である場合、上記出力電圧指令演算として、例えば、Ｖ／ｆ制御を行う。Ｖ／ｆ制御は、負荷３である交流電動機の回転周波数と電圧の特性に基づいて出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１を生成する制御である。なお、Ｖ／ｆ制御は、周知の制御方式であるので、ここでは詳細な説明は省略する。また、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１は、電力変換部１０から負荷３への出力電圧の振幅を制御する指令である。
【００２８】
電圧指令補正部２２は、交流電源２から電力変換部１０へ流れる入力電流のリップル成分を検出し、かかるリップル成分によって生じる入力電流の振幅変動に基づき、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１の大きさを補正する。
【００２９】
具体的には、電圧指令補正部２２は、出力電流検出部１３によって検出された出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、入力電流のリップル成分によって生じる入力電流の振幅変動（以下、入力振幅変動と記載する）を検出する。そして、電圧指令補正部２２は、検出した入力振幅変動に基づき、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１の大きさを補正し、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆとして駆動信号生成部２３へ出力する。
【００３０】
駆動信号生成部２３は、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが出力電圧指令Ｖｏｒｅｆに応じた振幅になり、かつ、入力力率が設定値（例えば、１）に維持されるように双方向スイッチＳｗを駆動する駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａ、Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂを生成する。
【００３１】
入力力率が一定である場合、入力電流のリップル成分に応じた入力振幅変動が現れる。例えば、入力力率が１である場合、入力電流のリップル成分は入力電流の振幅変動のみの成分として現れ、入力電流の位相変動には現れない。また、入力力率が１でない場合でも入力力率が一定であれば、入力電流のリップル成分は入力力率に応じた入力振幅変動として現れる。
【００３２】
入力電流の振幅は、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの大きさより決まることから、制御部１４は、電圧指令補正部２２において、入力振幅変動に応じて、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆを補正する。これにより、過飽和領域時を含め、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの歪みに起因する入力電流の歪みを低減することができる。
【００３３】
例えば、電圧指令補正部２２は、リップル成分により入力電流の振幅が増加する領域では、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆの大きさを減少させる補正を行い、リップル成分により入力電流の振幅が減少する領域では、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆの大きさを増加させる補正を行う。これにより、入力電流の歪みを低減することができる。また、電圧指令補正部２２は、リップル成分の振幅が所定値以上の領域において、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆの大きさを増減させる補正を行うこともできる。
【００３４】
図３は、電圧指令補正部２２および駆動信号生成部２３の構成例を示す図である。まず、駆動信号生成部２３について説明する。駆動信号生成部２３は、図３に示すように、積分器３１と、ｄｑ／３相座標変換器３２と、ＰＷＭデューティ比演算器３３と、分配率維持器３４と、転流制御器３５とを備える。
【００３５】
積分器３１は、周波数指令Ｆｒｅｆを入力し、入力した周波数指令Ｆｒｅｆを積分して位相指令θｒｅｆを生成する。ｄｑ／３相座標変換器３２は、位相指令θｒｅｆと出力電圧指令Ｖｏｒｅｆとに基づき、３相の出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆ（以下、これらを出力電圧指令Ｖｕｖｗｒｅｆと記載する場合がある）を生成する。出力電圧指令ＶｕｒｅｆはＵ相の出力電圧指令、出力電圧指令ＶｖｒｅｆはＶ相の出力電圧指令、出力電圧指令ＶｗｒｅｆはＷ相の出力電圧指令である。
【００３６】
具体的には、ｄｑ／３相座標変換器３２は、ｄｑ軸回転座標系におけるｑ軸成分の出力電圧指令として出力電圧指令Ｖｏｒｅｆを入力し、ｄ軸成分の出力電圧指令としてゼロを入力する。ｄｑ軸回転座標系は、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数に同期して座標軸が回転する回転座標系である。そして、ｄｑ／３相座標変換器３２は、位相指令θｒｅｆに基づき、ｑ軸成分の出力電圧指令およびｄ軸成分の出力電圧指令を座標変換することにより、出力電圧指令Ｖｕｖｗｒｅｆを生成する。
【００３７】
ＰＷＭデューティ比演算器３３は、出力電圧指令Ｖｕｖｗｒｅｆおよび入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づき、デューティ比Ｄｒｕ、Ｄｒｖ、Ｄｒｗ、Ｄｓｕ、Ｄｓｖ、Ｄｓｗ、Ｄｔｕ、Ｄｔｖ、Ｄｔｗをそれぞれ有するＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ９を生成する。
【００３８】
デューティ比Ｄｒｕ、Ｄｒｖ、Ｄｒｗ、Ｄｓｕ、Ｄｓｖ、Ｄｓｗ、Ｄｔｕ、Ｄｔｖ、Ｄｔｗ（以下、デューティ比Ｄと総称する）はそれぞれ、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗのデューティ比を示す。かかるデューティ比Ｄは、１キャリア期間において双方向スイッチＳｗをオンにする割合を示す。
【００３９】
出力電圧指令Ｖｏｒｅｆからデューティ比Ｄを有するＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ９を生成する技術は、公知技術であり、例えば、特開平１１−３４１８０７号公報、特開２００５−２９５６４０号公報などに記載されている技術が用いられる。
【００４０】
例えば、ＰＷＭデューティ比演算器３３は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの絶対値の大小関係が変化しない期間において、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの絶対値が大きい順に入力相電圧Ｅｐ’、Ｅｍ’、Ｅｎ’とする。そして、ＰＷＭデューティ比演算器３３は、出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆを、入力相電圧Ｅｐ’、Ｅｍ’、Ｅｎ’の各電圧値に対応したデューティ比Ｄを有するＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ９に変換して出力する。
【００４１】
分配率維持器３４は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに対する出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの変調率が０．８６６倍を超える過飽和領域の場合、入力力率が設定値と一致するように電流分配率を変化させずにデューティ比Ｄを調整して出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅を変化させる。これにより、入力力率を一定に維持したまま出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅の制御を行うことができる。
【００４２】
具体的には、分配率維持器３４は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとに基づき、過飽和領域であるか否かを判定する。過飽和領域である場合、分配率維持器３４は、過飽和領域においても電流分配率が変化しないように、デューティ比Ｄを調整し、調整後のデューティ比Ｄを有するＰＷＭ信号Ｓ１’〜Ｓ９’を出力する。
【００４３】
ここで、電圧瞬時値が最大の入力相を最大入力相Ｐｉｐとし、最大入力相Ｐｉｐの電圧瞬時値をＥｐとする。また、電圧瞬時値が中間の入力相を中間入力相Ｐｉｍとし、中間入力相Ｐｉｍの瞬時電圧値をＥｍとする。また、電圧瞬時値が最小の入力相を最小入力相Ｐｉｎとし、最小入力相Ｐｉｎの電圧瞬時値をＥｎとする。
【００４４】
この場合、例えば、｜Ｅｐ｜＜｜Ｅｎ｜であれば、電流分配率は、最大入力相Ｐｉｐの電流に対する中間入力相Ｐｉｍの電流の割合であり、｜Ｅｐ｜＞｜Ｅｎ｜であれば、電流分配率は、最小入力相Ｐｉｎの電流に対する中間入力相Ｐｉｍの電流の割合である。
【００４５】
また、電圧瞬時値が最大の出力相、中間の出力相および最小の出力相をそれぞれ最大出力相Ｐｏｐ、中間出力相Ｐｏｍおよび最小出力相Ｐｏｎとする。そして、例えば最大入力相ＰｉｐがＲ相で、中間入力相ＰｉｍがＳ相で、最小入力相ＰｉｎがＴ相であり、｜Ｅｐ｜＜｜Ｅｎ｜で、最大出力相ＰｏｐがＵ相で、中間出力相ＰｏｍがＶ相で、最小出力相ＰｏｎがＷ相であるとする。
【００４６】
この場合、電圧飽和が発生して過飽和領域になった場合、分配率維持器３４は最大出力相ＰｏｐであるＵ相のデューティ比を調整する。デューティ比ＤｒｕとＤｓｕの比率が電流分配率と等しいため、分配率維持器３４は、例えば、下記式（１）で表されるデューティ比Ｄｒｕ’、Ｄｓｕ’をデューティ比Ｄｒｕ、Ｄｓｕに対応する調整後のデューティ比にする。かかるデューティ比Ｄｒｕ’、Ｄｓｕ’は、Ｄｒｕ’／Ｄｓｕ’＝Ｄｒｕ／Ｄｓｕを満足するため電流分配率を調整前と同じ値に保ち、かつ、Ｄｒｕ’＋Ｄｓｕ’＝１となるように調整されたものである。
【数１】
2015012729.tif 000003
【００４７】
また、デューティ比ＤｒｖとＤｓｖの比率が電流分配率と等しいため、分配率維持器３４は、例えば、下記式（２）で表されるデューティ比Ｄｒｖ’、Ｄｓｖ’をデューティ比Ｄｒｖ、Ｄｓｖに対応する調整後のデューティ比にする。この場合、分配率維持器３４は、Ｖ相のデューティ比を下記式（２）のとおり、調整後のＵ相のデューティ比の変化率と同じ変化率分になるように変更する。
【数２】
2015012729.tif 000004
【００４８】
転流制御器３５は、調整後のデューティ比Ｄを有するＰＷＭ信号Ｓ１’〜Ｓ９’を入力し、駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａ、Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂを生成して電力変換部１０に出力する。駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａ、Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂは、負荷３の各相に接続する交流電源２の相を双方向スイッチＳｗにより切り替える際に転流動作を行うように処理されたＰＷＭ信号である。
【００４９】
転流動作により、双方向スイッチＳｗを構成する複数の片方向スイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２のそれぞれが所定の順序で個別にオン／オフ制御され、交流電源２の相間短絡やマトリクスコンバータ１の出力相の開放などが防止される。転流動作以外の期間は、双方向スイッチＳｗを構成する片方向スイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２は同時にオン／オフ制御される。なお、かかる転流動作に関し、例えば、国際公開第２００８／１０８１４７号などに記載されている技術が用いられる。
【００５０】
次に、電圧指令補正部２２について説明する。電圧指令補正部２２は、図３に示すように、振幅成分検出器４１と、補正値算出器４２と、補正処理器４４とを備える。
【００５１】
振幅成分検出器４１は、出力電流検出部１３によって検出された出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、入力電流の基本波成分の振幅および入力電流のリップル成分を検出する。かかる振幅成分検出器４１は、電流変換器５１と、入力振幅検出器５２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５３と、減算器５４とを備える。
【００５２】
電流変換器５１は、例えば、下記式（３）を用いて、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力相電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔへ変換する。入力相電流ＩｒはＲ相に流れる電流の瞬時値、入力相電流ＩｓはＳ相に流れる電流の瞬時値、入力相電流ＩｔはＴ相に流れる電流の瞬時値である。
【数３】
2015012729.tif 000005
【００５３】
入力振幅検出器５２は、入力相電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを固定座標上の直交した２軸のαβ軸成分であるＩα、Ｉβへ変換する。さらに、入力振幅検出器５２は、Ｉα、Ｉβの自乗和平方根√（Ｉα2＋Ｉβ2）を演算して入力電流振幅Ｉｉｎａ（＝√（Ｉα2＋Ｉβ2））を求め、かかる入力電流振幅Ｉｉｎａをローパスフィルタ５３および減算器５４へ出力する。
【００５４】
ローパスフィルタ５３は、入力電流振幅Ｉｉｎａに含まれるリップル成分（出力周波数よりも高い周波数成分）を除去し、入力電流振幅Ｉｉｎａの直流成分Ｉｉｎｅｓｔとして減算器５４および補正値算出器４２へ出力する。ローパスフィルタ５３のカットオフ周波数は、負荷３のＶ／ｆ特性に基づき、電圧飽和が起きる電圧に対応する周波数成分を除去できる周波数に設定され、例えば、２Ｈｚに設定される。
【００５５】
減算器５４は、入力電流振幅Ｉｉｎａから直流成分Ｉｉｎｅｓｔを減算することにより入力電流振幅Ｉｉｎａのリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを検出する。このように、振幅成分検出器４１は、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、直流成分Ｉｉｎｅｓｔおよびリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを検出して出力する。
【００５６】
補正値算出器４２は、直流成分Ｉｉｎｅｓｔおよびリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔに基づき、電圧指令補正値Ｖｃｒを生成して補正処理器４４へ出力する。かかる補正値算出器４２は、除算器６１と、増幅器６２と、減算器６３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６４とを備える。
【００５７】
除算器６１は、リップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを直流成分Ｉｉｎｅｓｔで除算することにより、直流成分Ｉｉｎｅｓｔに対するリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔの比率Ｄｄｓｔ（以下、歪み成分比率Ｄｄｓｔと記載する）を求める。増幅器６２はゲインＫを有しており、歪み成分比率Ｄｄｓｔ（＝Ｉｄｓｔｅｓｔ／Ｉｉｎｅｓｔ）をＫ倍し、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔ（＝Ｋ×Ｄｄｓｔ）として減算器６３へ出力する。減算器６３は、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔを１から減算し、電圧指令補正値Ｖｃｒ（＝１−ＤＫｄｓｔ）を生成してローパスフィルタ６４へ出力する。
【００５８】
リップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔは、正値と負値との間で変化する一方、直流成分Ｉｉｎｅｓｔは正値であるため、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔは正値と負値との間で変化する。補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔが正値である場合、電圧指令補正値Ｖｃｒは１よりも小さい値になり、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔが負値である場合、電圧指令補正値Ｖｃｒは１よりも大きい値になる。
【００５９】
入力電流のリップル成分によって入力電流振幅Ｉｉｎａが直流成分Ｉｉｎｅｓｔよりも増加する領域（以下、振幅増加領域と記載する）において、リップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔが正値になることから、振幅増加領域において電圧指令補正値Ｖｃｒは１よりも小さい値になる。また、入力電流のリップル成分によって入力電流振幅Ｉｉｎａが直流成分Ｉｉｎｅｓｔよりも減少する領域（以下、振幅減少領域と記載する）では、リップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔが負値になることから、振幅減少領域において電圧指令補正値Ｖｃｒは１よりも大きい値になる。
【００６０】
ローパスフィルタ６４は、電圧指令補正値Ｖｃｒの高周波成分を除去して補正処理器４４へ出力する。ローパスフィルタ６４のカットオフ周波数は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数が１０ｋＨｚである場合、例えば、２ｋＨｚに設定される。
【００６１】
補正処理器４４は、電圧指令生成部２１から出力される出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１に電圧指令補正値Ｖｃｒを乗算することにより出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１を補正し、補正後の出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１を出力電圧指令Ｖｏｒｅｆとして出力する。
【００６２】
電圧指令補正値Ｖｃｒが１よりも小さくなった場合、１よりも小さい値が出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１に乗算されることになり、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆの大きさが出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１の大きさよりも減少して出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅が減少する。これにより、入力電流のリップル成分による入力電流の振幅の増加が抑制され、入力電流の歪みを低減することができる。
【００６３】
また、電圧指令補正値Ｖｃｒが１よりも大きくなった場合、１よりも大きい値が出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１に乗算され、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆの大きさが出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１の大きさよりも増加して出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅が増加する。これにより、入力電流のリップル成分による入力電流の振幅の減少が抑制され、入力電流の歪みを低減することができる。
【００６４】
このように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、入力電流のリップル成分によって生じる入力電流の振幅変動に基づき、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１の大きさを補正するようにしており、これにより、入力電流の歪みを低減することができる。
【００６５】
なお、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔの求め方は、上述の例に限定されるものではない。例えば、リップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを増幅器６２に入力し、増幅器６２のゲインＫを直流成分Ｉｉｎｅｓｔの増減によって変化させ、増幅器６２から補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔを出力させるようにしてもよい。
【００６６】
また、本実施形態では出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１を補正する方法としたが、これに限定されるものではない。第２の実施形態のごとく、出力電圧指令Ｖｕｖｗｒｅｆを補正してもよい。
【００６７】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータについて説明する。第２の実施形態に係るマトリクスコンバータは、ベクトル制御によって出力電圧指令を生成する点で、Ｖ／ｆ制御によって出力電圧指令を生成する第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１とは異なる。なお、負荷３は、交流電動機であるものとして説明する。また、上述した第１の実施形態の構成要素に対応する構成要素には同一の符号を付し、第１の実施形態と重複する説明については適宜、省略する。
【００６８】
図４は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａの構成を示す図である。マトリクスコンバータ１Ａの制御部１４Ａは、電圧指令生成部２１Ａと、電圧指令補正部２２Ａと、駆動信号生成部２３Ａと、ベクトル制御部２４とを備える。
【００６９】
ベクトル制御部２４は、公知の交流機のベクトル制御則により、速度指令、出力電流指令、トルク指令等の指令信号(不図示)と、電流検出信号、速度検出信号等の検出信号（不図示）とに基づき、出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ１、Ｖｖｒｅｆ１、Ｖｗｒｅｆ１（図４では、これらを出力電圧指令Ｖｕｖｗｒｅｆ１と記載する）を生成し、電圧指令補正部２２Ａへ出力する。
【００７０】
電圧指令補正部２２Ａは、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、入力振幅変動を検出する。そして、電圧指令補正部２２Ａは、検出した入力振幅変動に基づき、出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ１、Ｖｖｒｅｆ１、Ｖｗｒｅｆ１を補正し、出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆとして駆動信号生成部２３Ａへ出力する。駆動信号生成部２３Ａは、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがそれぞれ出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆに応じた振幅になり、かつ、入力力率が設定値（例えば、１）に維持されるように双方向スイッチＳｗを駆動する駆動信号Ｓを生成する。
【００７１】
図５は、電圧指令補正部２２Ａおよび駆動信号生成部２３Ａの構成例を示す図である。駆動信号生成部２３Ａは、図５に示すように、ＰＷＭデューティ比演算器３３と、分配率維持器３４と、転流制御器３５とを備える一方、積分器３１およびｄｑ／３相座標変換器３２を備えていない点で駆動信号生成部２３（図３参照）と異なる。
【００７２】
また、電圧指令補正部２２Ａは、振幅成分検出器４１と、補正値算出器４２と、補正処理器４４Ａとを備える。
【００７３】
補正処理器４４Ａは、入力される出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ１、Ｖｖｒｅｆ１、Ｖｗｒｅｆ１にそれぞれ電圧指令補正値Ｖｃｒを乗算して出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ１、Ｖｖｒｅｆ１、Ｖｗｒｅｆ１を補正する。そして、補正処理器４４Ａは、補正後の出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ１、Ｖｖｒｅｆ１、Ｖｗｒｅｆ１を出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆとして出力する。
【００７４】
このように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａは、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と同様に、直流成分Ｉｉｎｅｓｔおよびリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔに基づき、電圧指令補正値Ｖｃｒを生成する。そして、補正処理器４４Ａは、電圧指令補正値Ｖｃｒに基づいて、出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ１、Ｖｖｒｅｆ１、Ｖｗｒｅｆ１を補正する。これにより、入力電流のリップル成分による入力電流の振幅の増加が抑制され、入力電流の歪みを低減することができる。
【００７５】
なお、電圧指令補正値Ｖｃｒの生成方法は上述の例に限定されない。例えば、出力電流指令Ｉｒｅｆに対するリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔの比率Ｄｄｓｔ’を用いて電圧指令補正値Ｖｃｒを生成するようにしてもよい。なお、出力電流指令Ｉｒｅｆは、電流指令生成部としての機能を有するベクトル制御部２４において生成される。
【００７６】
ここで、出力電流指令Ｉｒｅｆを用いた場合の電圧指令補正値の生成方法について図６を参照して説明する。図６は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａにおける他の補正値算出器４２Ａの構成例を示す図である。図６に示すように、補正値算出器４２Ａは、除算器６１Ａと、増幅器６２Ａと、減算器６３と、ローパスフィルタ６４とを備える。
【００７７】
除算器６１Ａは、リップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを出力電流指令Ｉｒｅｆで除算することにより、出力電流指令Ｉｒｅｆに対するリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔの比率Ｄｄｓｔ’（以下、歪み成分比率Ｄｄｓｔ’と記載する）を求める。増幅器６２ＡはゲインＫ’を有しており、歪み成分比率Ｄｄｓｔ’（＝Ｉｄｓｔｅｓｔ／Ｉｒｅｆ）をＫ’倍し、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔ’（＝Ｋ’×Ｄｄｓｔ’）として減算器６３へ出力する。
【００７８】
減算器６３は、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔ’を１から減算し、電圧指令補正値Ｖｃｒ’（＝１−ＤＫｄｓｔ’）を生成してローパスフィルタ６４へ出力する。ローパスフィルタ６４は、電圧指令補正値Ｖｃｒ’の高周波成分を除去して補正処理器４４Ａへ出力する。
【００７９】
このように、補正値算出器４２Ａは、出力電流指令Ｉｒｅｆを用いて電圧指令補正値Ｖｃｒ’を生成しており、出力電流検出部１３の検出結果に基づいて求められた基本波成分Ｉｉｎｅｓｔを用いる場合に比べ、安定して入力電流の歪みを低減することができる。
【００８０】
また、歪み成分比率Ｄｄｓｔ’はリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを出力電流指令の有効成分で割り算して求めてもよい。出力電流指令の有効成分は、マトリクスコンバータ１Ａが出力する電圧と略平行な出力電流指令の成分で、例えば負荷３が表面磁石型の同期電動機（ＳＰＭＭ）であればｑ軸出力電流指令である。この場合、ｑ軸出力電流指令は、電流指令生成部としての機能を有するベクトル制御部２４において生成される。
【００８１】
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータについて説明する。第３の実施形態に係るマトリクスコンバータは、電圧指令補正値を出力電圧指令に加算して出力電圧指令を補正する点で、電圧指令補正値を出力電圧指令に乗算して出力電圧指令を補正する第１および第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａとは異なる。なお、上述した第１の実施形態のマトリクスコンバータ１とは、電圧指令補正部の構成のみが異なるため、以下においては、電圧指令補正部について説明する。また、第１の実施形態の構成要素に対応する構成要素には同一の符号を付し、第１の実施形態と重複する説明については適宜、省略する。
【００８２】
図７は、第３の実施形態に係る電圧指令補正部の構成を示す図である。図７に示すように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂの制御部１４Ｂには、電圧指令補正部２２Ｂが設けられる。電圧指令補正部２２Ｂは、振幅成分検出器４１と、補正値算出器４２Ｂと、補正処理器４４Ｂとを備える。さらに、補正値算出器４２Ｂは、除算器６１と、増幅器６２Ｂと、ローパスフィルタ６４と、乗算器６５とを備える。
【００８３】
除算器６１は、リップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを直流成分Ｉｉｎｅｓｔで除算して歪み成分比率Ｄｄｓｔを求める。増幅器６２Ｂはゲイン−Ｋを有しており、歪み成分比率Ｄｄｓｔを−Ｋ倍し、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔＲ（＝−Ｋ×Ｄｄｓｔ）としてローパスフィルタ６４へ出力する。
【００８４】
ローパスフィルタ６４は、補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔＲの高周波成分を除去し、乗算器６５へ出力する。乗算器６５は、高周波成分が除去された補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔＲと出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１とを乗算し、電圧指令補正値Ｖｃｒ１として出力する。
【００８５】
補正処理器４４Ｂは、入力される出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１に電圧指令補正値Ｖｃｒ１を加算することにより出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１を補正し、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆとして出力する。
【００８６】
なお、増幅器６２Ｂのゲインをゲイン−Ｋではなく、ゲインＫとしてもよい。この場合、補正処理器４４Ｂは、入力される出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１から電圧指令補正値Ｖｃｒ１を減算することにより出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１を補正し、出力電圧指令Ｖｏｒｅｆとして出力する。
【００８７】
また、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａにおいて、電圧指令補正部２２Ａを電圧指令補正部２２Ｂに置き換えることもできる。この場合、乗算器６５は、出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ１、Ｖｖｒｅｆ１、Ｖｗｒｅｆ１にそれぞれ高周波成分除去後の補正歪み成分比率ＤＫｄｓｔＲを乗算し、かかる乗算結果をそれぞれ電圧指令補正値Ｖｃｒ１ｕ、Ｖｃｒ１ｖ、Ｖｃｒ１ｗとして出力する。そして、補正処理器４４Ｂは、入力される出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ１、Ｖｖｒｅｆ１、Ｖｗｒｅｆ１にそれぞれ電圧指令補正値Ｖｃｒ１ｕ、Ｖｃｒ１ｖ、Ｖｃｒ１ｗを加算または減算することにより出力電圧指令Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆを生成する。
【００８８】
このように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂでは、電圧指令補正値Ｖｃｒ１を出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１（Ｖｕｖｗｒｅｆ１）に加算または減算して出力電圧指令Ｖｏｒｅｆ１（Ｖｕｖｗｒｅｆ１）を補正することで、入力電流の歪みを低減することができる。
【００８９】
（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータについて説明する。第４の実施形態に係るマトリクスコンバータは、ＬＣフィルタ１１から電力変換部１０に流れる入力電流を検出し、かかる検出結果に基づいてリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを検出する点で、第１〜第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１、１Ａ、１Ｂとは異なる。なお、上述した実施形態の構成要素に対応する構成要素には同一の符号を付し、上述した実施形態と重複する説明については適宜、省略する。
【００９０】
図８は、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。図８に示すように、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｃは、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、制御部１４Ｃと、入力電流検出部１５とを備える。制御部１４Ｃは、さらに、振幅成分検出器４１Ｃを備える。なお、図示していないが、マトリクスコンバータ１Ｃは、入力電圧検出部１２（図１参照）を備え、また、制御部１４Ｃは、図示していないが、補正値算出器４２および補正処理器４４を備える。
【００９１】
振幅成分検出器４１Ｃは、さらに、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５５と、入力振幅検出器５２Ｃと、ローパスフィルタ５３と、減算器５４とを備え、入力電流検出部１５による入力電流の検出結果からリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを検出する。
【００９２】
入力電流検出部１５は、ＬＣフィルタ１１と電力変換部１０との間に流れる入力電流を検出する。具体的には、入力電流検出部１５は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値である入力相電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを検出する。なお、入力電流検出部１５は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。
【００９３】
ローパスフィルタ５５は、入力電流検出部１５によって検出された入力相電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの成分のうち、双方向スイッチＳｗのスイッチングに起因する高周波成分を除去する。
【００９４】
入力振幅検出器５２Ｃは、入力相電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを固定座標上の直交した２軸のαβ軸成分であるＩα、Ｉβへ変換し、Ｉα、Ｉβの自乗和平方根√（Ｉα2＋Ｉβ2）を演算して入力電流振幅Ｉｉｎａ（＝√（Ｉα2＋Ｉβ2））を求める。かかる入力電流振幅Ｉｉｎａは、入力振幅検出器５２Ｃからローパスフィルタ５３および減算器５４へ出力される。
【００９５】
ローパスフィルタ５３は、入力電流振幅Ｉｉｎａの高周波成分を除去し、入力電流振幅Ｉｉｎａの直流成分Ｉｉｎｅｓｔとして減算器５４へ出力する。減算器５４は、入力電流振幅Ｉｉｎａから直流成分Ｉｉｎｅｓｔを減算することにより入力電流振幅Ｉｉｎａのリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを検出する。
【００９６】
このように、振幅成分検出器４１Ｃは、入力電流検出部１５によって検出された入力相電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔに基づき、直流成分Ｉｉｎｅｓｔおよびリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを検出して出力する。
【００９７】
したがって、出力電流検出部１３によって検出された出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、直流成分Ｉｉｎｅｓｔおよびリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔを検出するのに比べ、直接入力電流を検出できることから、直流成分Ｉｉｎｅｓｔおよびリップル成分Ｉｄｓｔｅｓｔの検出精度を向上させることもできる。
【００９８】
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
【符号の説明】
【００９９】
１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ  マトリクスコンバータ
２  交流電源
３  負荷
５  位置検出器
１０  電力変換部
１１  ＬＣフィルタ
１２  入力電圧検出部
１３  出力電流検出部
１４、１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ  制御部
１５  入力電流検出部
２１、２１Ａ  電圧指令生成部
２２、２２Ａ、２２Ｂ  電圧指令補正部
２３、２３Ａ  駆動信号生成部
２４  ベクトル制御部
３１  積分器
３３  ＰＷＭ演算器
３４  分配率維持器
３５  転流制御器
４１、４１Ｃ  振幅成分検出器
４２、４２Ａ、４２Ｂ  補正値算出器
４４、４４Ａ、４４Ｂ  補正処理器
５１  電流変換器
５２、５２Ｃ  入力振幅検出器
５３、５５、６４  ローパスフィルタ
５４  減算器
６１、６１Ａ、６３  除算器
６２、６２Ａ、６２Ｂ  増幅器
６５  乗算器
【図１】
2015012729.tif 000006
【図２】
2015012729.tif 000007
【図３】
2015012729.tif 000008
【図４】
2015012729.tif 000009
【図５】
2015012729.tif 000010
【図６】
2015012729.tif 000011
【図７】
2015012729.tif 000012
【図８】
2015012729.tif 000013