(57)【要約】  一次導体（２）内を流れる一次電流ＩPを測定するための測定回路（６）とインダクタ（４）とを備える電流変換器であって、インダクタは、高透磁性の磁性材によって形成される可飽和磁気コア（１０）と、磁気コアを交互に飽和させるように構成される交流励磁電流ｉを流す二次コイル（１２）とを備え、コイルは測定回路に接続されている。測定回路は、小さい一次電流振幅の場合には二次コイル内の励磁電流の平均値を測定し且つそこから一次電流の値を求めるように構成され、大電流の場合には励磁電流ｉの周波数を計算し且つそこから一次電流の値を求めるように更に構成される。
2013501931.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次導体内を流れる一次電流ＩPを測定するための測定回路とインダクタとを備える電流変換器であって、前記インダクタは、高透磁性の磁性材によって形成される可飽和磁気コアと、前記磁気コアを交互に飽和させるように構成される交流励磁電流ｉを印加する、前記測定回路の自動発振回路に接続された二次コイルとを備え、
前記測定回路は、小さい一次電流振幅の場合には前記交流励磁電流ｉの平均値を測定し且つそこから前記一次電流の値を求めるように構成され、大電流の場合には前記励磁電流ｉの周波数を計算し且つそこから前記一次電流の値を求めるように更に構成される電流変換器。
【請求項２】
前記測定回路は、バイポーラＤＣ電圧源Ｖcと、一方又は他方の極性に交互に切り替えてこの電圧源を可飽和インダクタに接続する手段と、前記接続手段に影響を与える前記インダクタを流れる電流の閾値を検出する手段と、この電流の平均値を測定する回路と、発振の周波数を測定する回路と、これらの測定値を線形化し合成する手段と、前記一次電流の計算された値を伝達する出力回路とを含む請求項１記載の電流変換器。
【請求項３】
前記電圧源を前記可飽和インダクタに接続する前記手段及び電流閾値検出器は比較器回路である請求項２記載の電流変換器。
【請求項４】
前記平均値測定回路はローパスフィルタとアナログ−デジタル変換器とを備える請求項２又は３記載の電流変換器。
【請求項５】
前記発振の周波数を測定する前記回路は、前記電圧接続手段のスイッチング期間の間に既知の周波数の周期をカウントすることにより周波数測定を実行するように構成される請求項２、３又は４記載の電流変換器。
【請求項６】
信号を線形化し合成する前記手段は、デジタル−アナログ変換器及び／又はデジタルインターフェースを有するシステムである請求項２、３、４又は５記載の電流変換器。
【請求項７】
前記測定回路は前記励磁電流を測定する抵抗Ｒmを備える前出の請求項のいずれかに記載の電流変換器。
【請求項８】
前記可飽和磁気コアは環状で閉じている前出の請求項のいずれかに記載の電流変換器。
【請求項９】
前記測定回路が接続されるマイクロコントローラを更に含み、
前記マイクロコントローラは数値処理装置に加えて以下のブロック：アナログ−デジタル変換器、電圧基準器、時間（周期）測定用カウンタ、デジタル-アナログ変換器、及びデジタル出力のうちの一つ以上を備える前出の請求項のいずれかに記載の電流変換器。
【請求項１０】
一次導体内を流れる電流を測定する方法であって、
−自動発振励磁回路を有する測定回路と可飽和磁気コアの周囲に巻かれた二次コイルを備えるインダクタとを含む電流変換器を提供することと、
−前記磁気コアを交互に飽和させるように構成された前記二次コイルに励磁電圧を印加することと、
−小さい一次電流振幅の場合には交流励磁電流ｉを測定し、そこから一次電流の値を求めることと、
−大きい一次電流振幅の場合には前記インダクタを流れる前記励磁電流を駆動する前記自動発振回路の周波数を測定し、そこから前記一次電流の値を求めることと、
を含む方法。
【請求項１１】
小さい一次電流の場合には前記一次電流の前記測定は前記励磁電流の平均値の計算に基づく前出の請求項に記載の方法。
【請求項１２】
小電流の場合の前記測定方法は、以下の条件：
2013501931.tif 000005
に従う一次電流の場合に採用され、ここでＩPは一次電流、Ｎは前記二次コイルのターン数、ｉs0は一次電流が０である場合の飽和励磁電流の値である請求項１０又は１１記載の測定方法。
【請求項１３】
値ｉ＝０周辺の転移領域における一次電流の場合、出力値は前記励磁電流の平均値と発振周波数の両方の関数として計算される前出の請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項１４】
前記変換器は請求項１〜９のいずれかに記載の前記変換器のいずれか一つ又は複数の特徴を有する、請求項１０〜１３のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流変換器に関し、特にフラックスゲート型のものに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のフラックスゲート電流変換器は、典型的には、そのフラックスゲートの励磁コイルによって交番磁界にさらされる高透磁率の軟磁性材料のコアを備える。励磁コイルの磁界によってこのコアは交互に飽和状態となる。例えば一次導体内を流れる電流によって生じる外部磁界等の磁界の存在下で、軟磁性のコアの飽和特性は（見掛け上、二次側から見て）非対称となり、フラックスゲートコイルを駆動する回路において対応する信号が生成される。結果として生じた信号は外部磁界の振幅に相関性を有する。クローズドループ電流変換器においてこの信号は、一次電流の鎖交磁束によってもたらされた外部磁界の影響を打ち消すように構成される磁気回路上で二次コイルを駆動するためにフィードバックループにおいて使用される。クローズドループフラックスゲート変換器の主な利点は、測定の安定性、振幅の小さい電流を高精度に測定できる点、ならびに大きなダイナミックレンジを有する点にある。一方、一般的にこのような変換器は構築が比較的高価であり、したがって費用重視の一般的な電流測定用途には最適とはいえない。
【０００３】
ある特定の用途においては、限られた費用で広範囲の電流を測定する必要がある。振幅の小さい電流を高精度に測定することと広い測定範囲とを必要とする用途の一例としてバッテリーの監視がある。バッテリーの監視には、バッテリーの状態（充電、健全性）を評価するためにバッテリーシステムの異なるパラメータ、温度、電圧、インピーダンス及び電流を測定することが含まれうる［２］。多くの場合、例えば工業用ＵＰＳ、電気通信システム又はバッテリーの蓄電システム等において数百ブロックからなる複雑なシステムを監視する必要がある。バッテリーを監視する用途に関する問題の一つとして電流の測定があり、ここで典型的には測定範囲（ＤＣ）は１０ｍＡから１０００Ａまで多様でありうる。今日入手可能な低コストの電流変換器は、数ミリアンペアの細流充電（フロート）電流から数百アンペアのバッテリーの放電電流及び再充電電流まで多様でありうる極めて広い測定範囲をサポートしつつ、振幅の小さい電流の場合に充分な精度で動作するようにはうまく適応しているとはいえない。
【０００４】
ある特定の電気モータ、発電機及びその他の電気駆動装置においても、その駆動装置又は発電機に対して精度が高く且つ信頼性の高い制御を行うために、極めて広い範囲にわたる電流の測定が必要となることがある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、小電流を高精度で測定し且つ広い測定範囲を有する電流変換器を提供することである。
【０００６】
経済的に製造できる電流変換器を提供することは有利である。
【０００７】
精度が高く且つ経済的に製造できるバッテリー監視用電流変換器を提供することは有利である。
【０００８】
実施が容易である電流変換器を提供することは有利である。
【０００９】
コンパクトで信頼性の高い電流変換器を提供することは有利である。
【００１０】
本発明の目的は、請求項１に記載の混合モードフラックスゲート変換器及び請求項１０に記載の電流の測定方法を提供することによって達成された。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本明細書で開示するのは、一次導体内を流れる一次電流ＩPを測定するための測定回路とインダクタとを備えるフラックスゲート電流変換器であって、前記インダクタは、高透磁性の磁性材によって形成される可飽和磁気コアと、前記磁気コアを交互に飽和させるように構成される交流励磁電流ｉを印加する、前記測定回路の自動発振回路に接続された二次コイルとを備える。上記計算回路は、小さい電流振幅の場合には上記励磁電流ｉの平均値を測定し且つそこから上記一次電流の値を求めるように構成され、大電流の場合には上記励磁電流ｉの周波数を測定し且つそこから上記一次電流の値を求めるように更に構成されている。
【００１２】
好ましくは、上記電流変換器は、上記測定回路であって、バイポーラＤＣ電圧源Ｖcと、一方又は他方の極性に交互に切り替えてこの電圧源を上記可飽和インダクタに接続する手段と、上記接続手段に影響を与える上記インダクタを流れる上記電流の閾値を検出する手段と、この電流の平均値を測定する回路と、上記発振の周波数を測定する回路と、これらの測定値を線形化し合成する手段と、上記一次電流の上記計算された値を伝達する出力回路とを含む測定回路を有する。上記電圧源を上記可飽和インダクタに接続する上記手段及び上記電流閾値検出器は、比較器回路であってもよい。上記平均値測定回路は、ローパスフィルタとアナログ−デジタル変換器とを備えてもよい。上記発振の周波数を測定する上記回路は、上記電圧接続手段のスイッチング期間の間に既知の周波数の周期をカウントすることにより周波数測定を実行するように構成されてもよい。上記信号を線形化し合成する上記手段は、デジタル−アナログ変換器及び／又はデジタルインターフェースを有するシステムであってもよい。上記測定回路は、上記励磁電流を測定する抵抗Ｒmを備えてもよい。
【００１３】
上記電流変換器は、上記測定回路が接続されるマイクロコントローラを更に含んでもよく、上記マイクロコントローラは数値処理装置に加えて以下のブロック：アナログ−デジタル変換器、電圧基準器、時間（周期）測定用カウンタ、デジタル-アナログ変換器、及びデジタル出力のうちの一つ以上を備える。
【００１４】
本発明に係る一次導体内を流れる電流を測定する方法は、
−自動発振励磁回路を有する測定回路と可飽和磁気コアの周囲に巻かれた二次コイルを備えるインダクタとを含む電流変換器を提供することと、
−上記磁気コアを交互に飽和させるように構成された上記二次コイルに励磁電圧を印加することと、
−小さい一次電流振幅の場合には上記励磁電流ｉの平均値を測定し、そこから上記一次電流の値を求めることと、
−大きい一次電流振幅の場合には上記インダクタを流れる上記励磁電流を駆動する上記自動発振回路の周波数を測定し、そこから上記一次電流の値を求めることを含む。
【００１５】
上記値ｉ＝０周辺の転移領域における一次電流の場合、上記出力値は上記励磁電流の平均値と上記発振周波数の両方の関数として計算されてもよい。
【００１６】
「フラックスゲート」型の技術に基づく本発明に係る電流変換器は、経済的に製造及び実施でき且つ十分な精度を実現しつつ広い測定範囲を有する。この変換器は、一次電流が可飽和インダクタに対して作用することによって生じる磁界を使用している。低い一次電流振幅では、二次コイル内を流れる励磁電流の平均値は、一次電流によって生じた磁界を打ち消す傾向のある平均磁界を生じさせる。したがって、交流励磁電流の平均値は一次電流の平均値と相関性を有する。大きな一次電流では、磁気コアは、励磁電流方向の変化の間で完全に非飽和にならず、その結果交流励磁電流の平均値はもはや一次電流と相関性を有さなくなる。大きな一次電流では、一次電流に相関する交流励磁電流の励磁周波数が測定され、適切なマイクロコントローラを利用することによって、非常に広い測定範囲にわたって高い電流レベルと低い電流レベルの両方の場合に一次電流の値を高精度に計算することができる。
【００１７】
小さい一次電流ＩPの場合、一次電流の値は、二次コイル内を流れる励磁電流の平均値の値に基づいて決定すればよい。
【００１８】
小電流の測定方法は、以下の条件：
2013501931.tif 000003
に従う一次電流の場合に採用されることが好ましく、ここでは、ＩPは一次電流、Ｎは二次コイルのターン数、ｉs0は、一次電流が０である場合の磁気コアを飽和させる励磁電流の振幅である。
【００１９】
大きい一次電流の場合、一次電流の測定は二次コイル内の交流励磁電流ｉを駆動する自動発振回路の励磁周波数の計算に基づく。
【００２０】
本発明の更なる目的及び有利な特徴は、請求項、実施形態の以下の詳細な説明、並びに添付図面からも明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】図１は測定パラメータを示すバッテリー監視システムの簡略図である。
【図２】図２は本発明の実施形態に係る電流変換器の可飽和インダクタとそのメインパラメータとを示している。
【図３】図３は二次（すなわち励磁）コイル内の電流の周波数の変動を測定した値を一次電流の関数としてグラフで示したものである。
【図４ａ】図４ａは、電流源がフラックスゲート変換器の等価電気回路と電子測定回路とに接続されている、本発明の実施形態に係るフラックスゲート電流変換器のシミュレーションモデルの回路図を示している。
【図４ｂ】図４ｂは、フラックスゲートを流れる電流の平均値及びその発振周波数を計算するための、本発明に係る一例としての測定回路のシミュレーションモデルの機能ブロック図である。
【図４ｃ】図４ｃは当該シミュレーションモデルの幾何学的パラメータ及び磁気パラメータと電子比較器に必要な電圧源とを示す図である。
【図５ａ】図５ａは一次電流が小さいときの二次フラックスゲート巻線内を流れる電流を示すグラフである。
【図５ｂ】図５ｂは一次電流が大きいときの二次フラックスゲート巻線内を流れる電流のスイッチング周波数を示すグラフである。
【図６ａ】図６ａは一次電流に対する当該回路の二つの出力信号を示すグラフである。
【図６ｂ】図６ｂは図６ａの拡大図である。
【図６ｃ】図６ｃは図６ａの別の拡大図である。
【図７】図７は本発明に係る電流変換器の測定回路の実施形態の回路図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
図１、２及び７を参照すると、一次導体２内を流れる一次電流ＩPを測定するための本発明に係る電流変換器の実施形態は、例えばバッテリー１やその他の電気装置やモータ等に接続されており、この一次電流はバッテリーの充電電流又は放電電流あるいは電気モータの駆動電流に対応している。この変換器は測定回路６に接続されるインダクタ４（インダクタンスＬを示す）を備える。このインダクタは高透磁率材料（軟磁性材）によって形成される磁気コア１０を有する磁気回路８と、可飽和磁気コア１０の少なくとも一部に巻かれた二次コイル（本願明細書においては励磁コイルとも呼ぶ）１２とを備える。二次コイル１２はこの二次コイルに励磁電流＋ｉ、−ｉを供給する測定回路６に接続され、この励磁電流は磁気コアを一方向に、その次に反対方向に、交互に飽和させるように構成されている。示される実施形態において磁気コアは、一次導体が貫通して延在する中央通路１４を有する環状の閉じたリングの形状である。
【００２３】
一次導体は磁気コアの中央通路を一直線に貫通する単一の導体として示されているが、一次導体は可飽和コアの一部に巻かれた一つ以上のターン（巻線）を有するものでもよい。一次導体の部分は電流変換器に組み込まれていてもよく、測定対象となるシステムの外部一次導体に接続するための複数の接続端子を備える。一次導体は変換器とは別体であって変換器を貫通するように挿入されてもよい。磁気コアは円形以外の他の形状であってもよく、例えば四角形、正方形、多角形又は他の形状等であってもよい。更には、インダクタの磁気コアは、例えば棒の形状やエアギャップを有するほぼ閉じた磁気コアの形態等の閉じていない回路を形成してもよい。磁気コアは、例えば一次導体の周囲に組立てられた二つの半体部分又は二つの部分等の一つ以上の部分によって形成されてもよい。また電流変換器は、一次導体が貫通して延在する中央通路を有さない磁気コアを備えてもよく、これによって磁気コアの近傍に一次導体を位置させることもできるし、磁気コアの一部分の周囲に一つ以上のターンの形で一次導体を巻くこともできる。これらの様々な構成において、機能原理は実質的に同一のままであり、これによって二次コイルにおける励磁電流は磁気コアを交互の方向に飽和させる交互の電流となり、磁気コアの見かけ上の飽和特性に影響を与える磁界が一次電流によって生じることとなる。
【００２４】
本発明において、小電流の場合には測定回路は励磁電流の平均値を測定するが、この平均値は一次電流の振幅に実質的に比例する。しかしながら、大きい一次電流の場合にはこの測定原理が採用されることはない。これは、二次（励磁）電流がなくてもコアは飽和状態にあり、二次電流の平均値はもはや一次電流を反映しなくなるからである。このため、大電流の場合には測定回路は他の測定方法を採用するが、この方法は、以下に詳しく説明するように一次電流の振幅に対応する二次コイル励磁電流の周波数を計算するものである。
【００２５】
これにより、有利には、極めて広い電流範囲の測定のために単一で簡素で低コストの変換器を使用することができる。
【００２６】
図１及び２はクローズドループ電流変換器を有するバッテリー監視システムにおける以下のパラメータを示している。
Ｎは二次ターン数であり、
ＩFeは平均磁気回路長であり、
ＳFeは磁気回路断面であり、
ｉは励磁電流であり、 
ＩPは一次電流（測定対象）であり
Φは磁束である。
この種の用途における主な問題は電流の測定である。これは、細流充電（フロート）電流の数ミリアンペアからバッテリーの放電電流及び再充電電流の数百アンペアまでの極めて広い範囲において電流が多様でありうるためである。
【００２７】
図４ａはフラックスゲート変換器の等価電気回路（フラックスゲートモデル）と電子測定回路とに接続された電流源ＣＳを示す。この電流源は、フラックスゲート発振周波数の大きなダイナミックレンジに適合する形式での当該シミュレーションのために単調に増大する電流を供給する。フラックスゲートモデルは、ｉ／√（１＋ｉ2）の型のシグモイド関数Ψ（ｉ）（鎖交磁束対電流）を含む可飽和インダクティビティＬ＿ｎｏｎｌｉｎｅａｒと、コアが完全に飽和したときのフラックスゲートの残留インダクタンスを表す一定インダクティビティＬ＿ｓａｔと、磁性材の動的損失を表す抵抗Ｒ＿Ｆｅと、二次ターン数ｎ（一次ターンカウントは１）を有する理想的な変圧器Ｔと、二次巻線の銅損を表す抵抗とを含む。
【００２８】
フラックスゲートに二次電流を供給するこの電子回路は、極めて単純な自動発振構造になっており、電子比較器ｃｏｍｐと、フラックスゲート巻線内を流れる二次電流を測定する抵抗Ｒ＿ｓｈｕｎｔと、比較器の出力電圧の一部をフィードバックする分圧器（Ｒ＿ｆｂ１，Ｒ＿ｆｂ２）とを含む。
【００２９】
この構造は、広いダイナミックレンジを有する電流変換器としてこの回路を使用可能にする基本動作を示す。
【００３０】
図４ｂはフラックスゲートを流れる電流の平均値とその発振周波数とを計算するブロックのアセンブリを示す。
この情報は信号Ｏｕｔ＿ｍｅａｎ及びＯｕｔ＿ｆｒｅｑによって提供される。
Ｏｕｔ＿ｍｅａｎは、Ｓ／Ｈ１でサンプリングされ、フラックスゲート電流（Ｒ＿ｓｈｕｎｔで測定した電圧）の各スイッチング期間における積分値（Ｉｎｔ１）として計算される。
Ｏｕｔ＿ｆｒｅｑは、Ｓ／Ｈ２でサンプリングされ、上記期間において定数を積分する（Ｉｎｔ２）ことによって求めた各スイッチング期間の逆数（Ｄｉｖ）として計算される。フリップ・フロップＦＦ及びバッファｂｕｆ２は、各スイッチング期間の終わりに短いパルスを生成してサンプルアンドホールド回路Ｓ／Ｈ１及びＳ／Ｈ２にゲートし、積分器をリセットする。
【００３１】
実際の装置では、これらの機能はオペアンプ、レジスタ、コンデンサ、アナログ−デジタル変換器、ファームウェアを有するマイクロプロセッサ等の電子部品として実現されうる。
【００３２】
図４ｃは、一例としてのトロイダルフラックスゲートの幾何学的パラメータ及び磁気パラメータを定義したシミュレーションモデルのブロックと、電子比較器に必要な電圧源とを簡単に示したものである。
【００３３】
図５ａ、５ｂ、及び６ａ〜６ｃは、大きなダイナミックレンジを有する一次電流のイメージである各信号を当該回路が生成可能であることを示す。
【００３４】
図５ａは、一次電流が小さいときにシミュレーションの始めに二次フラックスゲート巻線内を流れる電流を示している。このシミュレーションにおけるスイッチング周波数は５００Ｈｚ未満である。一次電流が標準的な方法（平均値計算）で計算できない高い値に到達する場合には、周波数は図５ｂに示すように１００ｋＨｚより高い値に到達している。
【００３５】
図３は、試験用プロトタイプにおいて二次（すなわち励磁）コイル内の電流の周波数の変動を測定した値を一次電流の関数として示したものである。ここで、約７アンペアより大きい電流については、二次コイルの周波数は一次電流が増大するにつれて測定可能に変動することが分かる。したがってこの例では、転移点Ｔ未満の一次電流の測定モードは低電流の測定用に構成され、転移点より後では、測定モードは二次回路励磁周波数の計算に基づく高電流の測定用に構成される。
【００３６】
図６ａは一次電流に対する当該回路の二つの出力信号を示す：小電流の場合は、出力周波数はほぼ一定であり、電流の平均値は上昇し、一次電流が１０Ａを超えるとこの平均値は非常に小さい値に再び減少する。この値は、更なる情報なしでは一次電流を求めるために使用できない。なぜならばこれらの値は曖昧なものであり、また小さい一次電流においても存在するからである。約５Ａよりも大きい一次電流の場合に上昇するスイッチング周波数を利用すると、この曖昧さを解消することができる。図６ｂは図６ａの拡大図であり、ここにおいて、スイッチング周波数は、小さい一次電流については比較的一定に保たれることが明らかである。図６ｃは図６ａの別の拡大図であり、周波数測定が最高の結果をもたらすであろう電流範囲が示されている。約７Ａより小さい電流の場合、平均二次電流値と周波数とを合成計算してもよく、約２０Ａより大きい電流の場合には、周波数上昇はますます小さくなり、測定精度はパラメータの変動、例えば温度変動などにより、影響を受けるであろう。
【００３７】
測定回路 
図７は本発明に係る変換器の実施形態の測定回路図を示す。測定対象の電流は、適切なトロイダルコアを内蔵する電流変圧器の一次電流である。二次（測定）回路は、フラックスゲートに電力を供給するＤＣ電圧源ＶC＝１２Ｖによって形成される。図４ｂの各ブロックは、一体化されたアナログ−デジタル変換器とタイミングを計る目的のデジタル同期入力装置とを有するマイクロプロセッサによって置換される。小さい一次電流の場合、このマイクロプロセッサ装置はレジスタＲ＿ｓｈｕｎｔに存在する（内部でローパスフィルタにかけられた）励磁電流信号を使用し、大きい一次電流の場合には、フラックスゲート回路の発振周波数を表すデジタル入力が監視される。転移領域における一次電流の場合には、両信号の合成を用いることができる。
【００３８】
低い一次電流の場合の測定方法
フラックスゲートの二次巻線を流れる電流の平均値は、アナログローパスフィルタとアナログからデジタルへの変換とを利用して、又はオーバーサンプリングとそれに続く数値ローパスフィルタリングにより求められる。アナログフィルタは、フラックスゲートのスイッチング期間に同期させた簡単なＲ−Ｃ回路、アクティブフィルタ、又はゲート積分器回路であってよい。数値ローパスフィルタもまたスイッチング期間に同期させてよい。その後、平均値は入力電流に比例した値に調整される。
小さい一次電流の場合の上記測定方法は、以下の条件に従う一次電流の場合に使用することができる。
2013501931.tif 000004
一例として、試験用プロトタイプにおいてこの条件は±７Ａの測定範囲（一次電流）を指している。より高い一次電流の場合には異なる測定方法が用いられる。
【００３９】
高い一次電流の場合の測定方法 
フラックスゲートの発振周波数を求めるために、比較器Ｃｏｍｐの出力信号は、必要に応じて信号レベルをマイクロプロセッサと互換性のある信号レベルに適合させる電圧制限ネットワーク（図示せず）を介して、マイクロプロセッサのデジタル入力に接続される。フラックスゲート励磁信号の周波数を求める最も速い方法は、“ｓｙｎｃ”入力の二つの上昇（又は下降）端の間で、例えばマイクロプロセッサ自体の、（内部）クロックサイクル数をカウントする方法である。次いで、カウントされた(多くのマイクロプロセッサはこの目的のための内部装置を備える)パルス数の逆数に定数をかけて周波数Ｈｚを得ることができる。この周波数は入力電流の関数であるが線形関数ではない。従って、周波数信号に関して図６ａに示す関数の近似逆関数が適用される。このような近似は、例えば区分的線形補間によって計算できるが、他の多くのアルゴリズムが知られている。
【００４０】
動作範囲に従って、出力信号“ｏｕｔ”が生成される。この出力信号は電気量（電圧又は電流）であってもよいが、周波数、デューティサイクル又は他のＲＳ−４８５のようなデジタルインターフェース、などとして符号化された値を有するデジタル出力もまた用いることができる。中間範囲では、出力信号は平均値と周波数両方の関数として計算できる。
【図１】
2013501931.tif 000006
【図２】
2013501931.tif 000007
【図３】
2013501931.tif 000008
【図４ａ】
2013501931.tif 000009
【図４ｂ】
2013501931.tif 000010
【図４ｃ】
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【図５ａ】
2013501931.tif 000012
【図５ｂ】
2013501931.tif 000013
【図６ａ】
2013501931.tif 000014
【図６ｂ】
2013501931.tif 000015
【図６ｃ】
2013501931.tif 000016
【図７】
2013501931.tif 000017
【手続補正書】
【提出日】平成24年2月15日(2012.2.15)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次導体内を流れる一次電流ＩPを測定するための測定回路とインダクタとを備える電流変換器であって、前記インダクタは、高透磁性の磁性材によって形成される可飽和磁気コアと、前記磁気コアを交互に飽和させるように構成される交流励磁電流ｉを印加する、前記測定回路の自動発振回路に接続された二次コイルとを備え、
前記測定回路は、小さい一次電流振幅の場合には前記交流励磁電流ｉの平均値を測定し且つそこから前記一次電流の値を求めるように構成され、大電流の場合には前記励磁電流ｉの周波数を計算し且つそこから前記一次電流の値を求めるように更に構成される電流変換器。
【請求項２】
前記測定回路は、バイポーラＤＣ電圧源Ｖcと、一方又は他方の極性に交互に切り替えてこの電圧源を可飽和インダクタに接続する手段と、前記接続手段に影響を与える前記インダクタを流れる電流の閾値を検出する手段と、この電流の平均値を測定する回路と、発振の周波数を測定する回路と、これらの測定値を線形化し合成する手段と、前記一次電流の計算された値を伝達する出力回路とを含む請求項１記載の電流変換器。
【請求項３】
前記電圧源を前記可飽和インダクタに接続する前記手段及び電流閾値検出器は比較器回路である請求項２記載の電流変換器。
【請求項４】
前記平均値測定回路はローパスフィルタとアナログ−デジタル変換器とを備える請求項２又は３記載の電流変換器。
【請求項５】
前記発振の周波数を測定する前記回路は、前記電圧接続手段のスイッチング期間の間に既知の周波数の周期をカウントすることにより周波数測定を実行するように構成される請求項２、３又は４記載の電流変換器。
【請求項６】
信号を線形化し合成する前記手段は、デジタル−アナログ変換器及び／又はデジタルインターフェースを有するシステムである請求項２、３、４又は５記載の電流変換器。
【請求項７】
前記測定回路は前記励磁電流を測定する抵抗Ｒmを備える前出の請求項のいずれかに記載の電流変換器。
【請求項８】
前記可飽和磁気コアは環状で閉じている前出の請求項のいずれかに記載の電流変換器。
【請求項９】
前記測定回路が接続されるマイクロコントローラを更に含み、
前記マイクロコントローラは数値処理装置に加えて以下のブロック：アナログ−デジタル変換器、電圧基準器、時間（周期）測定用カウンタ、デジタル-アナログ変換器、及びデジタル出力のうちの一つ以上を備える前出の請求項のいずれかに記載の電流変換器。
【請求項１０】
一次導体内を流れる電流を測定する方法であって、
−自動発振励磁回路を有する測定回路と可飽和磁気コアの周囲に巻かれた二次コイルを備えるインダクタとを含む電流変換器を提供することと、
−前記磁気コアを交互に飽和させるように構成された前記二次コイルに励磁電圧を印加することと、
−小さい一次電流振幅の場合には交流励磁電流ｉの平均値を測定し、そこから一次電流の値を求めることと、
−大きい一次電流振幅の場合には前記インダクタを流れる前記励磁電流を駆動する前記自動発振回路の周波数を測定し、そこから前記一次電流の値を求めることと、
を含む方法。
【請求項１１】
小さい一次電流の場合には前記一次電流の前記測定は前記励磁電流の平均値の計算に基づく前出の請求項に記載の方法。
【請求項１２】
小電流の場合の前記測定方法は、以下の条件：
2013501931.tif 000018
に従う一次電流の場合に採用され、ここでＩPは一次電流、Ｎは前記二次コイルのターン数、ｉs0は一次電流が０である場合の飽和励磁電流の値である請求項１０又は１１記載の測定方法。
【請求項１３】
値ｉ＝０周辺の転移領域における一次電流の場合、出力値は前記励磁電流の平均値と発振周波数の両方の関数として計算される前出の請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項１４】
前記測定回路は、バイポーラＤＣ電圧源Ｖcと、一方又は他方の極性に交互に切り替えてこの電圧源を可飽和インダクタに接続する手段と、前記接続手段に影響を与える前記インダクタを流れる電流の閾値を検出する手段と、この電流の平均値を測定する回路と、発振の周波数を測定する回路と、これらの測定値を線形化し合成する手段と、前記一次電流の計算された値を伝達する出力回路とを含む請求項１０〜１３のいずれかに記載の方法。
【請求項１５】
前記電圧源を前記可飽和インダクタに接続する前記手段及び電流閾値検出器は比較器回路である請求項１４記載の方法。
【国際調査報告】
2013501931.tif 000019
2013501931.tif 000020
2013501931.tif 000021