(57)【要約】【課題】非線形歪みを補償するための計算の複雑さを低減して、信号処理回路の回路規模を削減できるようにする。【解決手段】入力信号から第１の多値度よりも低い第２の多値度を有する信号を生成する第１の信号生成部２１と、第１の信号生成部２１で生成された前記第２の多値度の信号に基づいて、前記第１の多値度の信号の非線形歪みを演算する非線形歪み演算部２２と、非線形歪み演算部２２で演算された前記非線形歪みに基づいて、前記第１の多値度の信号に対して前記非線形歪みの補償を行なう非線形補償部２３と、を備える。【選択図】図３
2015056752.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の多値度を有する信号の非線形歪みを補償する非線形歪み補償装置であって、
入力信号から前記第１の多値度よりも低い第２の多値度を有する信号を生成する第１の信号生成部と、
前記第１の信号生成部で生成された前記第２の多値度の信号に基づいて、前記第１の多値度の信号の非線形歪みを演算する非線形歪み演算部と、
前記非線形歪み演算部で演算された前記非線形歪みに基づいて、前記第１の多値度の信号に対して前記非線形歪みの補償を行なう非線形補償部と、
を備えた、非線形歪み補償装置。
【請求項２】
送信バイナリデータを電界情報にマッピングして前記第１の多値度の信号を生成する第２の信号生成部を備え、
前記第１の信号生成部は、
前記電界情報にマッピングされる前の前記送信バイナリデータを前記入力信号とし、前記送信バイナリデータから前記第２の多値度の信号を生成する、請求項１に記載の非線形歪み補償装置。
【請求項３】
送信バイナリデータを電界情報にマッピングして前記第１の多値度の信号を生成する第２の信号生成部を備え、
前記第１の信号生成部は、
前記送信バイナリデータが電界情報にマッピングされた前記第１の多値度の信号を前記入力信号とし、前記第１の多値度の信号から前記第２の多値度の信号を生成する、請求項１に記載の非線形歪み補償装置。
【請求項４】
前記入力信号は、伝送路を通じて受信された前記第１の多値度の信号である、請求項１に記載の非線形歪み補償装置。
【請求項５】
前記非線形歪みは、前記第１の多値度の信号が伝送される光伝送路又は無線伝送路が有する非線形特性に応じて生じる非線形歪みである、請求項１〜４のいずれか１項に記載の非線形歪み補償装置。
【請求項６】
前記非線形歪みは、前記第１の多値度の信号の伝送に関わる光デバイス又は電気デバイスが有する非線形特性に応じて生じる非線形歪みである、請求項１〜５のいずれか１項に記載の非線形歪み補償装置。
【請求項７】
第１の多値度を有する信号の非線形歪みを補償する非線形歪み補償方法であって、
入力信号から前記第１の多値度よりも低い第２の多値度を有する信号を生成し、
前記生成された前記第２の多値度の信号に基づいて、前記第１の多値度の信号の非線形歪みを演算し、
前記演算された前記非線形歪みに基づいて、前記第１の多値度の信号に対して前記非線形歪みの補償を行なう、
非線形歪み補償方法。
【請求項８】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の非線形歪み補償装置を備えた、通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非線形歪み補償装置及び方法並びに通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
通信システムにおいて、送受信器において信号に対しデジタル信号処理を行ない、信号品質の向上を図る技術が一般的になりつつある。デジタル信号処理による信号品質の改善技術は無線通信では古くから実用化されているが、光通信分野でも、近年、送受信器にデジタル信号処理回路を備えたデジタルコヒーレント通信システムの研究が行なわれている。
【０００３】
デジタル信号処理では、通信装置に用いられるデバイスの不完全性や伝送路での信号劣化の補償などを行なう。例えば下記の特許文献１や特許文献４には、送信側でのデジタル信号処理により、信号の振幅、周波数、偏波などを制御することが記載されている。
【０００４】
ここで、デジタル信号処理による補償対象としては、増幅器（アンプ）などの送受信デバイス特性の非線形性や、伝送路の非線形特性などが挙げられる。送受信デバイス特性の非線形性については、無線通信分野及び光通信分野に共通の補償対象である。これに対し、伝送路、特に光伝送路を成す光ファイバの非線形特性や波長分散特性については、光通信分野に特有の補償対象である。
【０００５】
光ファイバの波長分散特性を送信側で予等化する技術の１つに、下記の特許文献３に記載された技術が知られている。一方、光ファイバの非線形特性による信号劣化を補償する技術の１つに、下記の特許文献２に記載された技術が知られている。
【０００６】
通信容量を増やすための手段の１つに、変調方式の多値度を上げることが考えられる。しかし、多値度を上げるほど、より高い信号対雑音比（ＳＮＲ）が要求される。ＳＮＲは、伝送路である光ファイバへ入力する信号のパワーを増加することにより改善する。しかし、光ファイバの非線形特性のため、入力信号パワーを増加するほど非線形歪みによる信号劣化が顕著に表れる。
【０００７】
このような課題に対し、特許文献２には、送信側のデジタル信号処理により、非線形歪みを補償する技術が記載されている。特許文献２によれば、光ファイバ中の偏波多重光信号の伝搬は、Manakov方程式により、以下の式（Ａ）でモデル化される。
【０００８】
【数１】
2015056752.tif 000003
【０００９】
なお、式（Ａ）において、uH(t,z)及びuV(t,z)は、それぞれ、時間t、位置zでの水平偏波及び垂直偏波の信号の電界成分を表す。また、α(z)，β2(z)，γ(z)は、それぞれ、位置zでのファイバの減数係数、分散係数、非線形係数を表す。
【００１０】
非線形歪みは、上記式（Ａ）で表される微分方程式を解くことにより求められるが、解析的に解を求めるには複雑なため、非線形補償のためには近似を用いて求めた非線形歪みが用いられる。
【００１１】
特許文献２に記載の技術では、式（Ａ）で表されるManakov方程式を、摂動理論を用いて解析し、送信側で非線形歪みの補償を行なう。すなわち、k番目のシンボルの位置Lでの水平偏波（Ｈ偏波）成分及び垂直偏波（Ｖ偏波成分）の非線形伝搬の解uH(t=kT,z=L)及びuV(t=kT,z=L)を以下の式（Ｂ）で表して解析する。
uH(kT,L)＝uH(kT,0)＋ΔuH(k)
uV(kT,L)＝uV(kT,0)＋ΔuV(k)
・・・（Ｂ）
ここで、uH(kT,0)／uV(kT,0)はＨ／Ｖ偏波成分の位置z=0での電界を表し、ΔuH(k)／ΔuV(k)はＨ／Ｖ偏波成分の非線形効果による摂動項を表す。
【００１２】
Ｈ／Ｖ偏波成分のk番目のシンボルの信号を振幅AkH/Vのパルスと考えると、次の式（Ｃ）が得られる。
【数２】
2015056752.tif 000004
なお、m,nは整数である。p(z)は位置zでの信号パワーを表し、s(z)は位置zに伝搬するために累積された伝送路での総分散値を表し、τはパルスの半値幅、Ｔはパルス周期を表す。上記の式（Ｃ）からわかるように、Ｈ／Ｖ偏波成分の非線形効果による摂動項は、３つの振幅AkH/Vの積の和で表される。また、C(m,n,z=L)は、あるn,mの組み合わせでの振幅の積が非線形歪みとなる度合いを表す係数で、摂動解析により求められる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０１２−１２００１０号公報
【特許文献２】特開２０１２−０７５０９７号公報
【特許文献３】特開２００８−２１１４９３号公報
【特許文献４】特開２００９−２７８６１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、特許文献２に記載の技術を多値変調方式に適用した場合、非線形歪みの計算に含まれる信号振幅の乗算は、信号の多値度が増すほど複雑さも増すため、信号処理回路の回路規模が膨大になってしまう。
【００１５】
本発明の目的の１つは、非線形歪みを補償するための計算の複雑さを低減して、信号処理回路の回路規模を削減できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の一態様は、第１の多値度を有する信号の非線形歪みを補償する非線形歪み補償装置であって、入力信号から前記第１の多値度よりも低い第２の多値度を有する信号を生成する第１の信号生成部と、前記第１の信号生成部で生成された前記第２の多値度の信号に基づいて、前記第１の多値度の信号の非線形歪みを演算する非線形歪み演算部と、前記非線形歪み演算部で演算された前記非線形歪みに基づいて、前記第１の多値度の信号に対して前記非線形歪みの補償を行なう非線形補償部と、を備える。
【発明の効果】
【００１７】
非線形歪みを補償するための計算の複雑さを低減して、信号処理回路の回路規模を削減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】一実施形態に係る光通信システムの一例を示すブロック図である。
【図２】図１に例示する光送信器の構成例を示すブロック図である。
【図３】図２に例示するＤＳＰにより実現される非線形予等化部の構成例を示すブロック図である。
【図４】図３に例示する近似シンボル生成部において１６ＱＡＭ信号から近似シンボル（ＱＰＳＫシンボル）を生成する例を説明する図である。
【図５】図３に例示する近似シンボル生成部において８ＱＡＭ信号から近似シンボル（ＱＰＳＫシンボル）を生成する例を説明する図である。
【図６】図３に例示する近似シンボル生成部において８ＰＳＫ信号から近似シンボル（ＱＰＳＫシンボル）を生成する例を説明する図である。
【図７】図３に例示する近似シンボル生成部が送信バイナリデータから近似シンボルを生成する場合の構成例を説明するブロック図である。
【図８】図７に例示する構成において近似シンボル生成部が送信バイナリデータから近似シンボルを生成する場合の処理例を示すフローチャートである。
【図９】図８に例示する処理での近似シンボルの設定例を示す図である。
【図１０】図３に例示する近似シンボル生成部が電界情報にマッピングされた信号から近似シンボルを生成する場合の構成例を示すブロック図である。
【図１１】図１０に例示する構成において近似シンボル生成部が電界情報にマッピングされた信号から近似シンボルを生成する場合の処理例を示すフローチャートである。
【図１２】図１１に例示する処理において近似シンボル生成部に入力される信号と近似シンボル生成部から出力される信号との関係を示す図である。
【図１３】図３〜図１２に例示する近似シンボルを用いた非線形予等化の伝送シミュレーション結果の一例を示す図である。
【図１４】図３に例示する構成の変形例を示すブロック図である。
【図１５】図３に例示する構成の変形例を示すブロック図である。
【図１６】図１に例示する光受信器の構成例を示すブロック図である。
【図１７】図１６に例示するＤＳＰにより実現される機能構成例を示すブロック図である。
【図１８】図１７に例示する非線形等化部の構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。なお、以下の実施形態で用いる図面において、同一符号を付した部分は、特に断らない限り、同一若しくは同様の部分を表す。
【００２０】
図１は、一実施形態に係る光通信システムの一例を示すブロック図である。図１に示す光通信システム１は、例えば、波長多重（ＷＤＭ）光を伝送するＷＤＭ光伝送システムである。ＷＤＭ光伝送システム１は、例示的に、波長多重（ＷＤＭ）光送信装置１０と、光ファイバを用いた光伝送路５０と、ＷＤＭ光受信装置９０と、を備える。
【００２１】
ＷＤＭ光送信装置１０は、複数の波長（チャネル）の光信号を波長多重したＷＤＭ光信号を光伝送路５０へ送信し、ＷＤＭ光受信装置９０は、光伝送路５０を伝送されてくるＷＤＭ光信号を波長毎に分離して受信する。ＷＤＭ光送信装置１０及びＷＤＭ光受信装置９０は、通信装置の一例である。
【００２２】
光伝送路５０には、ＷＤＭ光送信装置１０からＷＤＭ光受信装置９０へのＷＤＭ光信号の伝送距離に応じて、１又は複数の光増幅器３０や１又は複数の中継器７０を設けることができる。
【００２３】
ＷＤＭ光送信装置１０は、例示的に、波長毎の光送信器１１−１〜１１−Ｎ（Ｎは２以上の整数）と、各光送信器１１−１〜１１−Ｎが送信する光信号を波長多重（合波）してＷＤＭ光信号を出力する合波器１２と、を備える。
【００２４】
一方、ＷＤＭ光受信装置９０は、例示的に、光伝送路５０から受信されるＷＤＭ光信号を波長毎の光信号に分離する分波器９１と、分波器９１で分離された各波長の光信号を受信する光受信器９２−１〜９２−Ｎと、を備える。
【００２５】
光送信器１１−１〜１１−Ｎは、単一偏波の信号を送信する光送信器でもよいし、偏波多重信号を送信する光送信器でもよい。後者の偏波多重信号送信器の構成例を図２に示す。図２に例示する偏波多重信号送信器は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）１１１、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１１２、光源（レーザダイオード：ＬＤ）１１３、ビームスプリッタ（ＢＳ）１１４、Ｈ偏波及びＶ偏波用のＩＱ変調器１１５Ａ及び１１５Ｂ、並びに、偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）１１６を備える。
【００２６】
ＤＳＰ１１１は、演算処理回路の一例であり、送信データ信号に対して後述する非線形予等化などの所要のデジタル信号処理を施す。
【００２７】
ＤＡＣ１１２は、ＤＳＰ１１１によりデジタル信号処理された送信データ信号をアナログ信号に変換して各ＩＱ変調器１１５Ａ及び１１５Ｂに入力する。
【００２８】
光源１１３は、送信光を出力し、ＢＳ１１４は、光源１１３からの送信光を２分岐してＩＱ変調器１１５Ａ及び１１５Ｂにそれぞれ入力する。
【００２９】
ＩＱ変調器１１５Ａ及び１１５Ｂは、それぞれ、ＤＡＣ１１２から入力されるアナログ送信データ信号に従ってＢＳ１１４から入力される送信光を多値（ＩＱ）変調する。ＩＱ変調器１１５Ａ及び１１５Ｂの一方がＨ偏波成分の光変調信号を出力し、他方がＶ偏波成分の光変調信号を出力する。
【００３０】
ＰＢＣ１１６は、各ＩＱ変調器１１５Ａ及び１１５Ｂからの各偏波成分の光変調信号を偏波合成して出力する。
【００３１】
上述したＤＳＰ１１１は、その機能的な構成に着目すると、例えば図３に示すように、近似シンボル生成部２１、非線形歪み演算部２２及び非線形補償部２３を含む非線形予等化部２０を備える。
【００３２】
非線形予等化部２０は、非線形歪み補償装置の一例であり、送信信号に対して非線形歪みの予等化を施す。
【００３３】
近似シンボル生成部２１は、第１の信号生成部の一例であり、入力信号から当該入力信号が複素（ＩＱ）平面上の電界情報（シンボル）にマッピングされて送信されるときの多値度（第１の多値度）よりも低い（第２の）多値度の信号（近似シンボル）を生成する。
【００３４】
例えば、光伝送路５０へ送信される信号がＭ−ＱＡＭ（又はＰＳＫ）信号（Ｍは多値度を表し、例えば、８、１６、６４、２５６などである。）の場合、近似シンボル生成部２１は、Ｍよりも低い多値度の信号（一例としてＱＰＳＫシンボル）を生成する。
【００３５】
図４〜図６は、それぞれ、１６ＱＡＭ信号、８ＱＡＭ信号、８ＰＳＫ信号を近似シンボル生成部２１においてＱＰＳＫシンボルに縮退させる（マッピングしなおす）例を示している。
【００３６】
図４（１６ＱＡＭ信号）の場合、１６ＱＡＭ信号ｕ（ｋ）は、次式（１．１）（図４中の枠１００）に示すように、２つのＱＰＳＫシンボルの加算で表せる。この場合、近似シンボル生成部２１は、次式（１．２）（図４中の枠２００）に示すように、式（１．１）の第２項を省略することにより、近似シンボル（ＱＰＳＫシンボル）ｕ”（ｋ）を生成する。
【００３７】
ｕ（ｋ）＝Ａｅｘｐ（ｊφ１（ｋ））＋Ｂｅｘｐ（ｊφ２（ｋ））…（１．１）
ｕ”（ｋ）＝Ａｅｘｐ（ｊφ１（ｋ））…（１．２）
ただし、φｉ（ｋ）∈［π／４，３π／４，５π／４，７π／４］であり、Ａ＝√２×Ｂである。
【００３８】
既述の特許文献２に記載された摂動法に、この手法を適用すると、既述の式（Ｃ）に示した振幅AkH/Vの３項の積の取りうる値が少なくなる。すなわち、３つの振幅項の積の取りうる値は、１６ＱＡＭの場合が２５６通りであるのに対し、ＱＰＳＫの場合は４通りとなる。
【００３９】
図５（８ＱＡＭ信号）の場合、８ＱＡＭ信号は、次式（２．１）（図５中の枠１００）に示すように、ＱＰＳＫシンボルとＢＰＳＫシンボルの加算で表せる。この場合、近似シンボル生成部２１は、次式（２．２）（図５中の枠２００）に示すように、式（２．１）の第２項を省略することにより、近似シンボル（ＱＰＳＫシンボル）ｕ”（ｋ）を生成する。
【００４０】
ｕ（ｋ）＝Ａｅｘｐ（ｊφ１（ｋ））＋Ｂｅｘｐ（ｊφ２（ｋ））…（２．１）
ｕ”（ｋ）＝Ａｅｘｐ（ｊφ１（ｋ））…（２．２）
ただし、φ１（ｋ）∈［π／１２，７π／１２，１３π／１２，１９π／１２］、φ２（ｋ）∈［１１π／６，５π／６，４π／３，π／３］であり、Ｂ＝（２＋√３）１／２×Ａである。
【００４１】
既述の特許文献２に記載された摂動法に、この手法を適用すると、既述の式（Ｃ）に示した振幅AkH/Vの３項の積の取りうる値を、８ＱＡＭの場合の１２８通りからＱＰＳＫの場合の４通りに削減することができる。
【００４２】
図６（８ＰＳＫ信号）の場合、８ＰＳＫ信号は、次式（３．１）（図６中の枠１００）で表せる。この場合、近似シンボル生成部２１は、次式（３．２）（図６中の枠２００）に示すように、近似シンボル（ＱＰＳＫシンボル）ｕ”（ｋ）を生成する。
ｕ（ｋ）＝Ａｅｘｐ（ｊφ１（ｋ））…（３．１）
ｕ”（ｋ）＝Ｂｅｘｐ（ｊφ２（ｋ））…（３．２）
ただし、φ１（ｋ）∈［０，π／４，π／２，３π／４，π，５π／４，３π／２，７π／４］、φ２（ｋ）−π／８∈［π／４，３π／４，５π／４，７π／４］またはφ２（ｋ）＋π／８∈［π／４，３π／４，５π／４，７π／４］であり、Ａ＝Ｂである。
【００４３】
既述の特許文献２に記載された摂動法に、この手法を適用すると、既述の式（Ｃ）に示した振幅AkH/Vの３項の積の取りうる値を、８ＰＳＫの場合の８通りからＱＰＳＫの場合の４通りに削減することができる。
【００４４】
図３に例示した非線形歪み演算部２２は、上述のごとく近似シンボル生成部２１で生成された近似シンボルを基に非線形歪みを計算する。例えば、非線形歪み演算部２２は、伝送路情報、チャネル情報及び近似シンボルに基づいてシンボル毎に発生する非線形歪みを計算する。
【００４５】
なお、伝送路情報の一例としては、伝送路長や光ファイバの種類（分散係数、減衰係数、非線形係数など）が挙げられる。チャネル情報の一例としては、シンボルレート、光ファイバへの入力光パワー、中心波長などが挙げられる。伝送路情報及びチャネル情報は、例示的に、ＤＳＰ１１１のメモリ（図示省略）に記憶しておくことができ、非線形歪み演算部２２は、当該メモリから非線形歪みの計算に用いる情報（パラメータ）を適宜に読み取って非線形歪みを計算する。ここで、近似シンボル生成部２１において上述したとおり式（Ｃ）に示した振幅AkH/Vの３項の積の取りうる値が削減されているので、非線形歪みの計算の複雑さが低減され、当該計算に必要な回路規模を削減できる。
【００４６】
非線形補償部２３は、非線形歪み演算部２２で計算された非線形歪みを基に送信信号に対して非線形歪みの予等化を行なう。例えば、非線形補償部２３は、送信信号の該当シンボルから、非線形歪み演算部２２で計算された非線形歪みを差し引く。
【００４７】
なお、近似シンボル生成部２１は、図７〜図９に例示するように、送信データ（バイナリデータ）から近似シンボルを生成してもよいし、図１０〜図１２に例示するように、電界情報にマッピングされた信号から近似シンボルを生成してもよい。
【００４８】
図７に例示する構成では、近似シンボル生成部２１は、シンボルマッパ２４にて電界情報にマッピングされる前の送信バイナリデータから近似シンボルを生成する。なお、シンボルマッパ２４は、第２の信号生成部の一例であり、近似シンボル生成部２１が生成する近似シンボルの多値度よりも大きな多値度（非限定的な一例として、１６ＱＡＭ）のシンボル（電界情報）に送信バイナリデータをマッピングする。当該シンボルマッパ２４は、各部２１〜２３と同様に、例えばＤＳＰ１１１の一機能として具現される。
【００４９】
近似シンボル生成部２１は、例えば図８に例示するように、近似シンボルとしてＩＱ平面上の少なくとも１つの点を設定する（設定された点が複素電界情報として出力される）（処理Ｐ１１）。近似シンボルとしてＱＰＳＫシンボルを生成する場合を例にすると、近似シンボル生成部２１は、図９に例示するＩＱ平面における４点のシンボルのうち少なくとも１つの点を設定する。
【００５０】
次いで、図８に例示するように、近似シンボル生成部２１は、当該近似シンボル生成部２１に入力されるバイナリデータと出力する複素電界情報とを対応付ける（処理Ｐ１２）。例えば、グレイコード（Gray code）でマッピングされたＱＡＭシンボルでは４ビットのうちの特定の２ビットがＩＱ平面における当該シンボルの位置する象限を示す。そこで、近似シンボル生成部２１では、入力された送信バイナリデータからＩＱ平面の象限を示す２ビットを抽出し、抽出した２ビットから象限に対応したＱＰＳＫシンボルを近似シンボルとして生成する。
【００５１】
その後、送信信号データであるバイナリデータが近似シンボル生成部２１に入力されると（処理Ｐ１３）、近似シンボル生成部２１は、入力されたバイナリデータに対応した複素電界情報を出力する（処理Ｐ１４）。
【００５２】
一方、図１０に例示する構成では、近似シンボル生成部２１は、シンボルマッパ２４にて送信バイナリデータを電界情報にマッピングした後の信号データから近似シンボルを生成する。例えば図１１に示すように、近似シンボル生成部２１は、近似シンボルとしてＩＱ平面上の少なくとも１つの点を代表点として設定する（設定された点が複素電界情報として出力される）（処理Ｐ２１）。代表点の設定方法に制限はないが、計算の簡単化を図ることが目的のため、シンボルマッパ２４で生成されるシンボルの多値度よりも低い多値度のシンボル点を設定することが望ましい
【００５３】
その後、シンボルマッパ２４から信号データが近似シンボル生成部２１に入力される（処理Ｐ２２）。近似シンボル生成部２１は、入力された信号データと各近似シンボル点のＩＱ平面上での距離が最少となる近似シンボル点を複素電界情報として出力する（処理Ｐ２３）。別言すると、近似シンボル生成部２１は、電界情報として表された入力信号を、上記代表点のうち距離が最少になる点にマッピングしなおす。
【００５４】
近似シンボルとしてＱＰＳＫシンボルを生成する場合を例にすると、図１２に例示するように、シンボルマッパ２４でＩＱ平面の第１象限にマッピングされた信号データは、４つの近似シンボル点のうち第１象限に位置する近似シンボル点との距離が最少になる。したがって、近似シンボル生成部２１は、当該第１象限に位置するＱＰＳＫシンボルを近似シンボルとして出力する。
【００５５】
図１３に、上述した近似シンボルを用いた非線形予等化の伝送シミュレーション結果の一例を示す。図１３の縦軸はＱ値を表し、横軸は１チャネルあたりの光ファイバへの入力光パワーと光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）とを表す。ここでＱ値はビット誤り率から計算した。また、送信信号は例示的に２５４Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ（Dual Polarization）−１６ＱＡＭ信号の１１波長多重信号とした。
【００５６】
図１３において、符号３００が非線形補償なしの場合、符号４００が近似シンボルを用いた非線形予等化を実施した場合、符号５００が従来（特許文献２）の非線形補償を実施した場合の伝送特性をそれぞれ表す。伝送特性３００及び４００からわかるように、入力光パワーがー０以上の領域で、受信ビット誤り率に対応するＱ値を非線形補償なしの場合よりも約０．３３ｄＢ改善することができる。なお、伝送特性４００は、従来の伝送特性５００よりもＱ値の改善効果は劣るものの、既述のとおり非線形歪みの計算量を削減できるので、従来よりも回路規模及び消費電力を削減することができる。
【００５７】
なお、図１４に例示するように、非線形予等化部２０の前段及び後段の一方又は双方には、その他の信号処理を行なう信号処理部２０ａ及び／又は２０ｂが設けられても構わない。その他の信号処理の一例としては、誤り訂正や送信器デバイス（アンプなど）の不完全性の補償、送信信号の周波数調整、送信信号のパルス整形などが挙げられる。
【００５８】
また、本実施形態の非線形予等化部２０は、光ファイバの非線形性による信号劣化の補償に限られず、送信器を構成するデバイスの非線形性による信号劣化の補償に用いることもできる。例えば、非線形予等化部２０は、無線通信の送信器に適用してもよい。この場合、例えば図１５に示すように、非線形歪み演算部２２は、非線形特性を有するデバイス（例えば電気アンプ）２５による歪みを含んで非線形歪みを演算すればよい。
【００５９】
さらに、上述した実施形態では、近似シンボルを用いた非線形歪み補償を非線形予等化として送信側に適用した例について説明したが、近似シンボルを用いた非線形歪み補償は受信側に適用してもよい。
【００６０】
例えば図１６に示すように、図１に例示した光受信器９２−１〜９２−Ｎは、局発光源９２１、光フロントエンド９２２、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）９２３及びＤＳＰ９２４を備え、ＤＳＰ９２４において近似シンボルを用いた非線形歪み補償を実施する。なお、光フロントエンド９２２は、局発光源９２１からの局発光を用いて受信光信号を復調し光電変換する機能を具備する。ＡＤＣ９２３は、光フロントエンド９２２で光電変換された受信アナログ電気信号をデジタル信号に変換してＤＳＰ９２４に入力する。
【００６１】
ＤＳＰ９２４は、演算処理回路の一例であり、ＡＤＣ９２３から入力される受信デジタル電気信号に対して上述の近似シンボルを用いた非線形歪み補償を含む信号処理を施す。例示的に、ＤＳＰ９２４は、機能的な構成に着目すると、図１７に示すように、分散補償部４１、適応等化部４２、周波数オフセット補償部４３、搬送波位相復元部４４及び非線形等化部４５を含む。非線形等化部４５は、図１８に例示するように、近似シンボル生成部６１、非線形歪み演算部６２及び非線形補償部６３を含む。なお、非線形等化部４５は、搬送波位相復元部４４の後段に配置されていればよい。また、各部４１〜４５の間のいずれかには、その他の信号処理部が介在しても構わない。さらに、各部４１〜４３のいずれかが不要な場合もある。
【００６２】
分散補償部４１は、受信信号（デジタル信号）に生じた例えば波長分散をデジタル信号処理によって補償する。波長分散の補償をデジタル信号処理で行なうことで、波長分散補償ファイバ（ＤＣＦ）などの光学的デバイスを光伝送路に設けなくて済む。そのため、ＤＣＦ損の補償に伴う光雑音増加やＤＣＦ中での非線形光学効果による波形歪みが抑えられるなどの利点がある。また、分散補償量を柔軟に変更できる利点もある。なお、ＤＣＦなどを用いて光学的に波長分散補償がなされる場合には、分散補償部４１は無くても構わない。
【００６３】
適応等化部４２は、例示的に、受信信号に対して偏波分離や偏波モード分散（ＰＭＤ）の補償（適応等化）などを含む偏波処理を実施する。適応等化は、例示的に、複数の線形フィルタを用い、各線形フィルタのパラメータを光ファイバ中の信号光の偏光変動よりも十分高速かつ適応的に更新することで、高速な時間変化を伴う偏波変動やＰＭＤ波形歪みを補償することができる。
【００６４】
周波数オフセット補償部４３は、受信信号と局発光との周波数オフセットを補償（補正）する。例示的に、周波数オフセット補償部４３は、受信信号から周波数オフセットを推定し、推定した周波数オフセットに対応した逆の位相回転を受信信号に付加することにより、周波数オフセットを補償する。周波数オフセットの推定には、例示的に、累乗法と呼ばれる推定方式や、累乗法よりも周波数オフセットの推定可能範囲を拡大化できるＰＡＤＥ（Pre-decision based Angle Differential frequency offset Estimator）法と呼ばれる推定方式などを適用できる。
【００６５】
搬送波位相復元部（キャリア位相推定部）４４は、光増幅器３０から生じる自然放出光（ＡＳＥ）雑音やレーザ位相雑音を受信信号から除去し、正しいキャリア位相を推定、復元する。キャリア位相の推定には、例示的に、デジタルループフィルタを用いて雑音の影響を除去するフィードバック法や、位相検出器で検出した推定位相差を平均化することで雑音の影響を除去するフィードフォワード法などを適用できる。
【００６６】
非線形等化部４５は、既述の非線形予等化部２０と同様の手法により、受信信号に生じた非線形歪みを補償する。すなわち、非線形等化部４５は、図１８に例示するように、受信信号から近似シンボルを生成し、生成した近似シンボルを基に非線形歪みを計算し、その計算結果を基に非線形歪みを補償する。
【００６７】
具体的に、近似シンボル生成部６１は、図１０に例示した近似シンボル生成部２１と同様に、バイナリデータが電界情報にマッピングされた受信信号から当該受信信号の多値度よりも低い多値度の近似シンボルを生成する。ただし、当該受信信号には、光伝送路５０での雑音などが加わっている。すなわち、近似シンボル生成部６１は、受信信号データと各近似シンボル点のＩＱ平面上での距離が最少となる近似シンボル点を複素電界情報として出力する。
【００６８】
非線形歪み演算部６２は、近似シンボル生成部６１で生成された近似シンボルを基に非線形歪みを計算する。例えば、非線形歪み演算部６２は、伝送路情報、チャネル情報及び近似シンボルに基づいてシンボル毎に発生する非線形歪みを計算する。
【００６９】
なお、伝送路情報の一例としては、伝送路長や光ファイバの種類（分散係数、減衰係数、非線形係数など）が挙げられる。チャネル情報の一例としては、シンボルレート、光ファイバへの入力光パワー、中心波長などが挙げられる。伝送路情報及びチャネル情報は、例示的に、ＤＳＰ９２４のメモリ（図示省略）に記憶しておくことができ、非線形歪み演算部６２は、当該メモリから非線形歪みの計算に用いる情報（パラメータ）を適宜に読み取って非線形歪みを計算する。ここで、近似シンボル生成部６１において既述のとおり式（Ｃ）に示した振幅AkH/Vの３項の積の取りうる値が削減されているので、非線形歪みの計算の複雑さが低減され、当該計算に必要な回路規模を削減できる。
【００７０】
非線形補償部６３は、非線形歪み演算部６２で計算された非線形歪みを基に受信信号に対して非線形歪みの補償を行なう。例えば、非線形補償部６３は、受信信号の該当シンボルから、非線形歪み演算部６２で計算された非線形歪みを差し引く。
【００７１】
（その他）
上述した実施形態では、近似シンボル生成部２１（又は６１）において、多値度ＭのＱＡＭ信号（Ｍ−ＱＡＭ信号）をＭよりも多値度の低い異なる変調方式のＱＰＳＫ信号に縮退させる例について主に説明したが、同じ変調方式の信号に縮退させても構わない。例えば、２５６ＱＡＭ信号や６４ＱＡＭ信号をより多値度の低い１６ＱＡＭ信号などに縮退させるようにしてもよい。
【００７２】
また、上述した実施形態では、近似シンボルを用いた非線形歪み補償をＷＤＭ光伝送システム１の送信側又は受信側に適用した例について説明したが、当該非線形歪み補償は、単一波長の光信号を伝送する光通信システムの送信側又は受信側に適用してもよい。
【符号の説明】
【００７３】
１  光通信システム（ＷＤＭ光伝送システム）
１０  ＷＤＭ光送信装置
１１−１〜１１−Ｎ  光送信器
１２  合波器
２０  非線形予等化部
２０ａ，２０ｂ  その他の信号処理部
２１，６１  近似シンボル生成部（第１の信号生成部）
２２，６２  非線形歪み演算部
２３，６３  非線形補償部
２４  シンボルマッパ（第２の信号生成部）
３０  光増幅器
４１  分散補償部
４２  適応等化部
４３  周波数オフセット補償部
４４  搬送波位相復元部
４５  非線形等化部
５０  光伝送路
７０  中継器
９０  ＷＤＭ光受信装置
９１  分波器
９２−１〜９２−Ｎ  光受信器
１１１，９２４  ＤＳＰ（Digital Signal Processor）
１１２  デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）
１１３  光源（レーザダイオード：ＬＤ）
１１４  ビームスプリッタ（ＢＳ）
１１５Ａ，１１５Ｂ  ＩＱ変調器
１１６  偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ）
９２１  局発光源
９２２  光フロントエンド
９２３  アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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