(57)【要約】【課題】  入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、双方向電力変換器を提供する。【解決手段】  制御部１５は、車載蓄電池４の放電時において、短絡回路１４を遮断状態に維持して第２巻線Ｎ２の電圧を全波整流する全波整流動作と、短絡回路１４を導通状態に維持して第２巻線Ｎ２の電圧を両波倍電圧整流する両波倍電圧整流動作とを、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１−Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替え、充電時において、短絡回路１３を遮断状態に維持して第１巻線Ｎ１の電圧を全波整流する全波整流動作と、短絡回路１３を導通状態に維持して、第１巻線Ｎ１の電圧を両波倍電圧整流する両波倍電圧整流動作とを、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１−Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替える。【選択図】図１
2015012786.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を第２の端子間に出力する第１の動作と、前記第２の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記第１の端子間に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路、前記第１の端子間に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路からなる第１のスイッチング回路と、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスの第１巻線と、
前記第２の端子間に接続された第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子の直列回路、前記第２の端子間に接続された第７のスイッチング素子及び第８のスイッチング素子の直列回路からなる第２のスイッチング回路と、
前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子の接続点と前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点との間に接続された前記トランスの第２巻線と、
前記第１〜第８のスイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された第１〜第８の整流素子と、
前記第１の端子間に接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、
前記第２の端子間に接続された第３のコンデンサ及び第４のコンデンサの直列回路と、
前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点と前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの接続点との間を導通・遮断する第１の短絡回路と、
前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点と前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの接続点との間を導通・遮断する第２の短絡回路と、
前記第１〜第８のスイッチング素子の駆動制御、及び前記第１，第２の短絡回路の導通・遮断制御を行う制御部とを備え、
前記制御部は、
前記第１の動作時において、前記第２の短絡回路を遮断状態に維持して前記第２巻線の電圧を全波整流した全波整流電圧を、前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの直列回路に印加する全波整流動作と、前記第２の短絡回路を導通状態に維持して、前記第２巻線の電圧を前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサのそれぞれに印加する両波倍電圧整流動作とを、前記第１の端子間の直流電圧と前記第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替え、
前記第２の動作時において、前記第１の短絡回路を遮断状態に維持して前記第１巻線の電圧を全波整流した全波整流電圧を、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの直列回路に印加する全波整流動作と、前記第１の短絡回路を導通状態に維持して、前記第１巻線の電圧を前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサのそれぞれに印加する両波倍電圧整流動作とを、前記第１の端子間の直流電圧と前記第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替える
ことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御部は、
前記第１の動作時において、前記第１の短絡回路を遮断状態に維持して、前記第１のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第２のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第３のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第４のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をスイッチング制御するフルブリッジ動作と、前記第１の短絡回路を導通状態に維持して、前記第１のスイッチング素子のオンデューティを５０％以下に設定し、前記第２のスイッチング素子のオンデューティを前記第１のスイッチング素子のオンデューティと同じ値に設定し、前記第１のスイッチング素子のオン状態と前記第２のスイッチング素子のオン状態との位相差が１８０度になるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をオフ状態に維持するハーフブリッジ動作とを、前記第１の端子間の直流電圧と前記第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替えることを特徴とする請求項１記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、
前記第２の動作時において、前記第２の短絡回路を遮断状態に維持して、前記第５のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第６のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第７のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第８のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子をスイッチング制御するフルブリッジ動作と、前記第２の短絡回路を導通状態に維持して、前記第５のスイッチング素子のオンデューティを５０％以下に設定し、前記第６のスイッチング素子のオンデューティを前記第５のスイッチング素子のオンデューティと同じ値に設定し、前記第５のスイッチング素子のオン状態と前記第６のスイッチング素子のオン状態との位相差が１８０度になるように、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子をオフ状態に維持するハーフブリッジ動作とを、前記第１の端子間の直流電圧と前記第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替えることを特徴とする請求項１または２記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
第１の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を第２の端子間に出力する第１の動作と、前記第２の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う請求項１乃至３いずれか記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１の動作時に前記第２の端子間の電圧を交流電圧に変換して出力し、前記第２の動作時に交流電圧を直流電圧に変換して前記第２の端子間に印加する双方向インバータと
を備えることを特徴とする双方向電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、双方向電力変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、電気自動車（ＥＶ）やプラグインハイブリット車（ＰＨＥＶ）などの電動自動車が普及している。そして、電動自動車に搭載した車載蓄電池を家庭用電源として利用するために、Ｖ２Ｈ（Vehicle to Home）システムに用いるパワーコンディショナ（Power Conditioner）が種々提案されている。
【０００３】
パワーコンディショナは、一般に、商用電力系統に接続して連系動作を行う双方向インバータと、電動自動車の車載蓄電池に接続した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとで構成される。そして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、車載蓄電池の電池電圧を双方向インバータの入力に必要な直流電圧に電力変換する機能、双方向インバータが出力する直流電圧を車載蓄電池の充電電圧に変換する機能が必要になる。
【０００４】
従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとして、ハーフブリッジ接続のスイッチング素子、倍電圧整流回路を設けた第１の変換回路と、フルブリッジ接続のスイッチング素子を設けた第２の変換回路とを備えるものがある。この第１の変換回路と第２の変換回路との間の電力授受はトランスを介して行われており、このトランスによって電気的に絶縁されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−１２０３７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
Ｖ２Ｈシステムに用いるパワーコンディショナは、商用電力系統と電動自動車との間に接続されて、車載蓄電池と商用電力系統との間の充放電を管理するものである。パワーコンディショナは、一般に、商用電力系統に接続して連系動作を行う双方向インバータと、電動自動車の車載蓄電池に接続した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとで構成される。
【０００７】
そして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、様々な電池電圧（ＤＣ１５０〜４５０Ｖ）の車載蓄電池と接続して、車載蓄電池の放電時に双方向インバータの入力に必要な直流電圧に電力変換する機能が必要になる。双方向インバータの交流出力の仕様がＡＣ２００Ｖである場合、双方向インバータの入力に必要な直流電圧は、ＤＣ３００〜４００Ｖ程度になる。また、双方向インバータの交流出力の仕様がＡＣ１００Ｖである場合、双方向インバータの入力に必要な直流電圧は、ＤＣ１５０Ｖ〜２００Ｖ程度となる。
【０００８】
また、双方向インバータが接続する商用電力系統の電圧は、ＡＣ２００ＶまたはＡＣ１００Ｖとなる。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、車載蓄電池の充電時に、ＡＣ２００ＶまたはＡＣ１００Ｖの商用電力系統に接続した双方向インバータが出力する直流電圧を、車載蓄電池の充電電圧に電力変換する機能も必要になる。
【０００９】
したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、様々な電池電圧の車載蓄電池、様々な系統電圧の商用電力系統に対応するために、入力電圧および出力電圧の広範囲化が求められている。すなわち、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、車載蓄電池の広い電池電圧範囲及び商用電力系統の広い電圧範囲に対応して、双方向に昇圧及び降圧する機能が要求されている。
【００１０】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、双方向電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を第２の端子間に出力する第１の動作と、前記第２の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記第１の端子間に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路、前記第１の端子間に接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子の直列回路からなる第１のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスの第１巻線と、前記第２の端子間に接続された第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子の直列回路、前記第２の端子間に接続された第７のスイッチング素子及び第８のスイッチング素子の直列回路からなる第２のスイッチング回路と、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子の接続点と前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点との間に接続された前記トランスの第２巻線と、前記第１〜第８のスイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された第１〜第８の整流素子と、前記第１の端子間に接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの直列回路と、前記第２の端子間に接続された第３のコンデンサ及び第４のコンデンサの直列回路と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点と前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの接続点との間を導通・遮断する第１の短絡回路と、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点と前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの接続点との間を導通・遮断する第２の短絡回路と、前記第１〜第８のスイッチング素子の駆動制御、及び前記第１，第２の短絡回路の導通・遮断制御を行う制御部とを備え、前記制御部は、前記第１の動作時において、前記第２の短絡回路を遮断状態に維持して前記第２巻線の電圧を全波整流した全波整流電圧を、前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサの直列回路に印加する全波整流動作と、前記第２の短絡回路を導通状態に維持して、前記第２巻線の電圧を前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデンサのそれぞれに印加する両波倍電圧整流動作とを、前記第１の端子間の直流電圧と前記第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替え、前記第２の動作時において、前記第１の短絡回路を遮断状態に維持して前記第１巻線の電圧を全波整流した全波整流電圧を、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの直列回路に印加する全波整流動作と、前記第１の短絡回路を導通状態に維持して、前記第１巻線の電圧を前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサのそれぞれに印加する両波倍電圧整流動作とを、前記第１の端子間の直流電圧と前記第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替えることを特徴とする。
【００１２】
この発明において、前記制御部は、前記第１の動作時において、前記第１の短絡回路を遮断状態に維持して、前記第１のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第２のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第３のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第４のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をスイッチング制御するフルブリッジ動作と、前記第１の短絡回路を導通状態に維持して、前記第１のスイッチング素子のオンデューティを５０％以下に設定し、前記第２のスイッチング素子のオンデューティを前記第１のスイッチング素子のオンデューティと同じ値に設定し、前記第１のスイッチング素子のオン状態と前記第２のスイッチング素子のオン状態との位相差が１８０度になるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をオフ状態に維持するハーフブリッジ動作とを、前記第１の端子間の直流電圧と前記第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替えることが好ましい。
【００１３】
この発明において、前記制御部は、前記第２の動作時において、前記第２の短絡回路を遮断状態に維持して、前記第５のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第６のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第７のスイッチング素子のオン・オフ状態と前記第８のスイッチング素子のオン・オフ状態とが互いに逆になるように、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子をスイッチング制御するフルブリッジ動作と、前記第２の短絡回路を導通状態に維持して、前記第５のスイッチング素子のオンデューティを５０％以下に設定し、前記第６のスイッチング素子のオンデューティを前記第５のスイッチング素子のオンデューティと同じ値に設定し、前記第５のスイッチング素子のオン状態と前記第６のスイッチング素子のオン状態との位相差が１８０度になるように、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子をスイッチング制御し、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子をオフ状態に維持するハーフブリッジ動作とを、前記第１の端子間の直流電圧と前記第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替えることが好ましい。
【００１４】
本発明の双方向電力変換器は、第１の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を第２の端子間に出力する第１の動作と、前記第２の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を前記第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１の動作時に前記第２の端子間の電圧を交流電圧に変換して出力し、前記第２の動作時に交流電圧を直流電圧に変換して前記第２の端子間に印加する双方向インバータとを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
以上説明したように、本発明では、第１の端子間の直流電圧と第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを切り替える。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧の範囲及び出力電圧の範囲を広くすることができるので、入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができるという効果がある。また、本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた双方向電力変換器も、入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】実施形態の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】同上の双方向電力変換器の構成を示すブロック図である。
【図３】（ａ）〜（ｇ）同上の充電時の各部の動作を示す波形図である。
【図４】（ａ）〜（ｇ）同上の放電時の各部の動作を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１８】
（実施形態）
図２は、双方向電力変換器（パワーコンディショナ）のブロック構成を示す。双方向電力変換器は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、双方向インバータ２と、コンデンサ３とで構成される。
【００１９】
双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間（第１の端子間）に、電動自動車の車載蓄電池４を接続し、端子Ｔ２１−Ｔ２２間（第２の端子間）に、コンデンサ３を接続している。双方向インバータ２は、端子Ｔ３１−Ｔ３２間にコンデンサ３を接続し、端子Ｔ４１−Ｔ４２間に商用電源５から商用電力が供給される商用電力系統を接続している。
【００２０】
車載蓄電池４の放電時（第１の動作）において、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１，Ｔ１２に入力される車載蓄電池４の電池電圧を任意の直流電圧に変換して端子Ｔ２１，Ｔ２２から出力する。端子Ｔ２１，Ｔ２２から出力された直流電圧はコンデンサ３で平滑されて、双方向インバータ２の端子Ｔ３１，Ｔ３２に印加される。そして、双方向インバータ２は、端子Ｔ３１，Ｔ３２に入力される直流電圧を、商用電力系統に連系させた交流電圧に変換して端子Ｔ４１，Ｔ４２から出力する。
【００２１】
車載蓄電池４の充電時（第２の動作）において、双方向インバータ２は、端子Ｔ４１，Ｔ４２に入力される商用電圧（交流電圧）を直流電圧に変換して端子Ｔ３１，Ｔ３２から出力する。端子Ｔ３１，Ｔ３２から出力された直流電圧はコンデンサ３で平滑されて、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の端子Ｔ２１，Ｔ２２に印加される。そして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ２１，Ｔ２２に入力される直流電圧を充電電圧に変換して端子Ｔ１１，Ｔ１２から出力し、車載蓄電池４を充電する。
【００２２】
図１は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の回路構成を示す。この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチング回路１１，１２と、トランスＴｒ１と、ダイオードＤ１〜Ｄ８と、コンデンサＣ１〜Ｃ４と、短絡回路１３，１４と、制御部１５とを主構成として備える。
【００２３】
スイッチング回路１１（第１のスイッチング回路）は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と直列接続したスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４との並列回路を備え、この並列回路が端子Ｔ１１−Ｔ１２間に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がフルブリッジの対角に位置し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がフルブリッジの対角に位置する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）素子、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子等で構成される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれが、本発明の第１〜第４のスイッチング素子に相当する。
【００２４】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、ダイオードＤ１〜Ｄ４（第１〜第４の整流素子）が逆並列接続されている。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各接続点間には、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１が接続されている。
【００２６】
端子Ｔ１１−Ｔ１２間には、コンデンサＣ１，Ｃ２（第１，第２のコンデンサ）の直列回路が接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２は同容量のものが用いられる。
【００２７】
短絡回路１３（第１の短絡回路）は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点とコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間に設けられて、両接続点間を導通・遮断する。短絡回路１３は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点とコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点との間に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤ１１，Ｄ１２とで構成される。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、ＭＯＳＦＥＴ素子、ＩＧＢＴ素子等で構成される。
【００２８】
次に、スイッチング回路１２（第２のスイッチング回路）は、直列接続したスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と直列接続したスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８との並列回路を備え、この並列回路が端子Ｔ２１−Ｔ２２間に接続されている。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がフルブリッジの対角に位置し、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７がフルブリッジの対角に位置する。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ素子等素子で構成される。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のそれぞれが、本発明の第５〜第８のスイッチング素子に相当する。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の各々は、ダイオードＤ５〜Ｄ８（第５〜第８の整流素子）が逆並列接続されている。
【００３０】
スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６およびスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の各接続中点間には、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２と、インダクタＬ１との直列回路が接続されている。
【００３１】
端子Ｔ２１−Ｔ２２間には、コンデンサＣ３，Ｃ４（第３，第４のコンデンサ）の直列回路が接続されている。コンデンサＣ３，Ｃ４は同容量のものが用いられる。
【００３２】
短絡回路１４（第２の短絡回路）は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続点とコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間に設けられて、両接続点間を導通・遮断する。短絡回路１４は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続点とコンデンサＣ３，Ｃ４の接続点との間に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４のそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤ１３，Ｄ１４とで構成される。スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４は、ＭＯＳＦＥＴ素子、ＩＧＢＴ素子等で構成される。
【００３３】
制御部１５は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の電圧Ｖ１、端子Ｔ２１−Ｔ２２間の電圧Ｖ２、車載蓄電池４の充放電電流に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のオン・オフ駆動を制御することによって、スイッチング回路１１，１２のスイッチング動作を制御する。さらに、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン・オフ駆動を制御することによって、短絡回路１３，１４の導通・遮断動作を制御する。なお、図１において、制御部１５とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ１１〜Ｑ１４との間の制御線、電圧Ｖ１，Ｖ２の検出部、車載蓄電池４の充放電電流の検出部は省略している。
【００３４】
本実施形態において、制御部１５は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１−Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて、短絡回路１３，１４による導通・遮断を切り替えることにより、全波整流動作と両波倍電圧整流とを切り替える。
【００３５】
以下、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作について説明する。
【００３６】
車載蓄電池４の充電電圧および放電電圧（端子Ｔ１１−Ｔ１２間の電圧Ｖ１）は、車載蓄電池４の仕様や状態に応じて、ＤＣ１５０Ｖ〜４５０Ｖの範囲をとるものとする。また、商用電源５の系統電圧はＡＣ２００Ｖであるので、コンデンサ３の両端電圧はＤＣ３２０Ｖとする。また、トランスＴｒ１の巻線Ｎ１，Ｎ２の巻数比を、Ｎ１の巻数：Ｎ２の巻数＝３：４に設定している。
【００３７】
まず、車載蓄電池４の充電電圧がＤＣ１５０Ｖである場合、この車載蓄電池４の充電時の動作について、図３（ａ）〜（ｇ）の波形図を用いて説明する。双方向インバータ２が端子Ｔ３１，Ｔ３２から出力する電圧はＤＣ３２０Ｖである。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ２１−Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ１５０Ｖ（出力電圧）に降圧する。
【００３８】
充電電圧がＤＣ１５０Ｖである車載蓄電池４の充電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を、図３（ａ）〜（ｄ）に示すようにスイッチング制御して、フルブリッジ動作させる。このスイッチング回路１２のフルブリッジ動作時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフ状態に維持する。
【００３９】
スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、オンデューティが約５０％で、オン・オフ状態が互いに逆になっている。すなわち、スイッチング素子Ｑ５がオン状態であるとき、スイッチング素子Ｑ６はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ５がオフ状態であるとき、スイッチング素子Ｑ６はオン状態となる。また、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の状態反転時には、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が同時にオフ状態となるデッドタイムが設けられている。
【００４０】
スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８は、オンデューティが約５０％で、オン・オフ状態が互いに逆になっている。すなわち、スイッチング素子Ｑ７がオン状態であるとき、スイッチング素子Ｑ８はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ７がオフ状態であるとき、スイッチング素子Ｑ８はオン状態となる。また、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の状態反転時には、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８が同時にオフ状態となるデッドタイムが設けられている。
【００４１】
図３（ｅ）は、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の電圧Ｖｎ２の波形を示し、図３（ｆ）は、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１の電圧Ｖｎ１の波形を示す。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、Ｖｎ２＝３２０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて降圧されたＶｎ１＝２４０Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、Ｖｎ２＝−３２０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて降圧されたＶｎ１＝−２４０Ｖが発生する。すなわち、第１巻線Ｎ１には、ピーク電圧が２４０Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が−２４０Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する。
【００４２】
そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフ状態に維持しており、電圧Ｖｎ１はダイオードＤ１〜Ｄ４によって全波整流される。ダイオードＤ１〜Ｄ４による全波整流電圧は、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端間に印加されて平滑される。このコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧は、図３（ｇ）に示すように電圧Ｖ１として端子Ｔ１１−Ｔ１２間から出力される。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のオン・オフ動作に連動した同期整流によって全波整流動作を行ってもよい。
【００４３】
ここで、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７がオフ状態である期間をＴ１とする。また、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７がオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８がオフ状態である期間をＴ２とする。この２つの期間Ｔ１，Ｔ２が、第２巻線Ｎ２から第１巻線Ｎ１へのエネルギー供給期間となる。２つの期間Ｔ１，Ｔ２以外の期間（図３中の期間Ｔ３，Ｔ４）は、第２巻線Ｎ２から第１巻線Ｎ１へのエネルギー停止期間となる。そして、制御部１５は、エネルギー供給期間［Ｔ１＋Ｔ２］とエネルギー停止期間［Ｔ３＋Ｔ４］との比率を調整することによって、端子Ｔ１１−Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１を制御している。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の状態反転の位相、及びスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の状態反転の位相を変化させるフェーズシフトの動作を行う。
【００４４】
本実施形態では、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８の各オン期間の位相差が０°、且つスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７の各オン期間の位相差が０°である場合、端子Ｔ１１−Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１は、ＤＣ２４０Ｖとなる。また、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８の各オン期間の位相差が１８０°、且つスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７の各オン期間の位相差が１８０°である場合、端子Ｔ１１−Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１は、略０Ｖとなる。そして、制御部１５は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１がＤＣ１５０Ｖとなるように、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をオン・オフ制御する。
【００４５】
次に、車載蓄電池４の放電電圧がＤＣ１５０Ｖである場合、この車載蓄電池４の放電時の動作について、図４（ａ）〜（ｇ）の波形図を用いて説明する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ１５０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ２１−Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（出力電圧）に昇圧する。
【００４６】
放電電圧がＤＣ１５０Ｖである車載蓄電池４の放電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を、図４（ａ）〜（ｄ）に示すようにスイッチング制御して、フルブリッジ動作させる。このスイッチング回路１１のフルブリッジ動作時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフ状態に維持する。
【００４７】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、オンデューティが約５０％で、オン・オフ状態が互いに逆になっている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオン状態であるとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態であるとき、スイッチング素子Ｑ２はオン状態となる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態反転時には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオフ状態となるデッドタイムが設けられている。
【００４８】
スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、オンデューティが約５０％で、オン・オフ状態が互いに逆になっている。すなわち、スイッチング素子Ｑ３がオン状態であるとき、スイッチング素子Ｑ４はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ３がオフ状態であるとき、スイッチング素子Ｑ４はオン状態となる。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の状態反転時には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が同時にオフ状態となるデッドタイムが設けられている。
【００４９】
図４（ｅ）は、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１の電圧Ｖｎ１の波形を示し、図４（ｆ）は、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２の電圧Ｖｎ２の波形を示す。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ１＝１５０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝２００Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ１＝−１５０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝−２００Ｖが発生する。すなわち、第２巻線Ｎ２には、ピーク電圧が２００Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が−２００Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する。
【００５０】
そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオン状態に維持している。而して、第２巻線Ｎ２の電圧がコンデンサＣ３，Ｃ４のそれぞれにインダクタＬ１を介して半周期毎に印加される両波倍電圧整流が行われ、コンデンサＣ３，Ｃ４によって平滑される。そして、このコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路の両端電圧が、図４（ｇ）に示すように電圧Ｖ２として端子Ｔ２１−Ｔ２２間から出力される。
【００５１】
ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフ状態である期間をＴ１１とする。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ状態である期間をＴ１２とする。この２つの期間Ｔ１１，Ｔ１２が、第１巻線Ｎ１から第２巻線Ｎ２へのエネルギー供給期間となる。期間Ｔ１１では、コンデンサＣ３に電圧Ｖｎ２が印加され、期間Ｔ１２では、コンデンサＣ４に電圧Ｖｎ２が印加される。２つの期間Ｔ１１，Ｔ１２以外の期間（図４中の期間Ｔ１３，Ｔ１４）は、第１巻線Ｎ１から第２巻線Ｎ２へのエネルギー停止期間となる。そして、制御部１５は、エネルギー供給期間［Ｔ１１＋Ｔ１２］とエネルギー停止期間［Ｔ１３＋Ｔ１４］との比率を調整することによって、端子Ｔ２１−Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２を制御している。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態反転の位相、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の状態反転の位相を変化させるフェーズシフトの動作を行う。
【００５２】
本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各オン期間の位相差が０°、且つスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各オン期間の位相差が０°である場合、端子Ｔ２１−Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２は、ＤＣ４００Ｖとなる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各オン期間の位相差が１８０°、且つスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各オン期間の位相差が１８０°である場合、端子Ｔ２１−Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２は、略０Ｖとなる。そして、制御部１５は、端子Ｔ２１−Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２がＤＣ３２０Ｖ（コンデンサＣ３：ＤＣ１６０Ｖ、コンデンサＣ４：ＤＣ１６０Ｖ）となるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ制御する。
【００５３】
次に、車載蓄電池４の充電電圧がＤＣ４５０Ｖである場合、この車載蓄電池４の充電時の動作について説明する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ２１−Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ４５０Ｖ（出力電圧）に昇圧する。
【００５４】
充電電圧がＤＣ４５０Ｖである車載蓄電池４の充電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をフルブリッジ動作させる（図３（ａ）〜（ｄ）参照）。このスイッチング回路１２のフルブリッジ動作時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフ状態に維持する。
【００５５】
スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、Ｖｎ２＝３２０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて降圧されたＶｎ１＝２４０Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ５，Ｑ８が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、Ｖｎ２＝−３２０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて降圧されたＶｎ１＝−２４０Ｖが発生する。すなわち、第１巻線Ｎ１には、ピーク電圧が２４０Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が−２４０Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する（図３（ｅ）（ｆ）参照）。
【００５６】
そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン状態に維持している。而して、第１巻線Ｎ１の電圧がコンデンサＣ１，Ｃ２のそれぞれに半周期毎に印加される両波倍電圧整流が行われ、コンデンサＣ１，Ｃ２によって平滑される。そして、このコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧が、電圧Ｖ１として端子Ｔ１１−Ｔ１２間から出力される。
【００５７】
制御部１５は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間から出力される電圧Ｖ１がＤＣ４５０Ｖ（コンデンサＣ１：ＤＣ２２５Ｖ、コンデンサＣ２：ＤＣ２２５Ｖ）となるように、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をオン・オフ制御する。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の状態反転の位相、及びスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の状態反転の位相を変化させるフェーズシフトの動作を行う。
【００５８】
次に、車載蓄電池４の放電電圧がＤＣ４５０Ｖである場合、この車載蓄電池４の放電時の動作について説明する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ４５０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ２１−Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（出力電圧）に降圧する。
【００５９】
放電電圧がＤＣ４５０Ｖである車載蓄電池４の放電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をフルブリッジ動作させる（図４（ａ）〜（ｄ）参照）。このスイッチング回路１１のフルブリッジ動作時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフ状態に維持する。
【００６０】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ２＝４５０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ１＝６００Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオン状態であり、且つスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ２＝−４５０Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝−６００Ｖが発生する。すなわち、第２巻線Ｎ２には、ピーク電圧が６００Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が−６００Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する。
【００６１】
そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオフ状態に維持しており、電圧Ｖｎ２はダイオードＤ５〜Ｄ８によって全波整流される。ダイオードＤ５〜Ｄ８による全波整流電圧は、コンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路の両端間に印加されて平滑される。このコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路の両端電圧は、電圧Ｖ２として端子Ｔ２１−Ｔ２２間から出力される。なお、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ動作に連動した同期整流によって全波整流動作を行ってもよい。
【００６２】
制御部１５は、端子Ｔ２１−Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２がＤＣ３２０Ｖとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ制御する。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態反転の位相、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の状態反転の位相を変化させるフェーズシフトの動作を行う。
【００６３】
上述のように、制御部１５は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１−Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを切り替える。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力電圧の範囲及び出力電圧の範囲を広くすることができるので、入力電圧および出力電圧の広範囲化に対応して、双方向に昇圧及び降圧することができる。
【００６４】
上述の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の端子間（端子Ｔ１１−Ｔ１２間）の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を第２の端子間（端子Ｔ２１−Ｔ２２間）に出力する第１の動作と、第２の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う。そして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の端子間に接続された第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２の直列回路、第１の端子間に接続された第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の直列回路からなる第１のスイッチング回路１１を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２の接続点と第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の接続点との間に接続されたトランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第２の端子間に接続された第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６の直列回路、第２の端子間に接続された第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の直列回路からなる第２のスイッチング回路１２を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６の接続点と第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の接続点との間に接続されたトランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１〜第８のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８のそれぞれに逆並列接続された第１〜第８の整流素子Ｄ１〜Ｄ８を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の端子間に接続された第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の直列回路と、第２の端子間に接続された第３のコンデンサＣ３及び第４のコンデンサＣ４の直列回路とを備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の接続点と第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の接続点との間を導通・遮断する第１の短絡回路１３を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の接続点と第３のコンデンサＣ３及び第４のコンデンサＣ４の接続点との間を導通・遮断する第２の短絡回路１４を備える。さらに、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１〜第８のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の駆動制御、及び第１，第２の短絡回路１３，１４の導通・遮断制御を行う制御部１５を備える。
【００６５】
そして、制御部１５は、第１の動作時において、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを、第１の端子間の直流電圧と第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替える。第１の動作時における全波整流動作は、第２の短絡回路１４を遮断状態に維持して第２巻線Ｎ２の電圧を全波整流した全波整流電圧を、第３のコンデンサＣ３及び第４のコンデンサＣ４の直列回路に印加する。第１の動作時における両波倍電圧整流動作は、第２の短絡回路１４を導通状態に維持して、第２巻線Ｎ２の電圧を第３のコンデンサＣ３及び第４のコンデンサＣ４のそれぞれに印加する。
【００６６】
さらに、制御部１５は、第２の動作時において、全波整流動作と両波倍電圧整流動作とを、第１の端子間の直流電圧と第２の端子間の直流電圧との大小関係に基づいて切り替える。第２の動作時における全波整流動作は、第１の短絡回路１３を遮断状態に維持して第１巻線Ｎ１の電圧を全波整流した全波整流電圧を、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２の直列回路に印加する。第２の動作時における両波倍電圧整流動作は、第１の短絡回路１３を導通状態に維持して、第１巻線Ｎ１の電圧を第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２のそれぞれに印加する。
【００６７】
また、双方向電力変換器は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、双方向インバータ２とを備える。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１の端子間（端子Ｔ１１−Ｔ１２間）の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を第２の端子間（端子Ｔ２１−Ｔ２２間）に出力する第１の動作と、第２の端子間の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換した直流電圧を第１の端子間に出力する第２の動作とを切り換えて、双方向の電圧変換を行う。双方向インバータ２は、第１の動作時に第２の端子間の電圧を交流電圧に変換して出力し、第２の動作時に交流電圧を直流電圧に変換して第２の端子間に印加する。
【００６８】
また、制御部１５は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１−Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて、スイッチング回路１１，１２のフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを切り替えてもよい。この場合、入力電圧および出力電圧の広範囲化により対応可能となる。
【００６９】
例えば、車載蓄電池４の放電電圧がＤＣ４５０Ｖであり、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の電圧Ｖ１＝ＤＣ４５０Ｖ（入力電圧）を、端子Ｔ２１−Ｔ２２間の電圧Ｖ２＝ＤＣ３２０Ｖ（出力電圧）に降圧する。
【００７０】
放電電圧がＤＣ４５０Ｖである車載蓄電池４の放電時において、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオン状態に維持する。そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを５０％以下に制御し、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティと同じ値に制御する。さらに制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１のオン状態の位相とスイッチング素子Ｑ２のオン状態の位相とが互いに１８０度ずれるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御する。すなわち、制御部１５は、スイッチング回路１１をハーフブリッジ動作させる。
【００７１】
スイッチング素子Ｑ１がオン状態、且つスイッチング素子Ｑ２がオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ２＝２２５Ｖ（４５０Ｖの半分）が印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ１＝３００Ｖが発生する。また、スイッチング素子Ｑ２がオン状態、且つスイッチング素子Ｑ１がオフ状態であるとき、トランスＴｒ１の第１巻線Ｎ１には、Ｖｎ２＝−２２５Ｖが印加される。このとき、トランスＴｒ１の第２巻線Ｎ２には、トランスＴｒ１の巻数比に応じて昇圧されたＶｎ２＝−３００Ｖが発生する。すなわち、第２巻線Ｎ２には、ピーク電圧が３００Ｖの略台形状の電圧と、ピーク電圧が−３００Ｖの略台形状の電圧とが、交互に発生する。
【００７２】
そして、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をオフ状態に維持し、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオン状態に維持している。而して、第２巻線Ｎ２の電圧がコンデンサＣ３，Ｃ４のそれぞれに半周期毎に印加される両波倍電圧整流が行われ、コンデンサＣ３，Ｃ４によって平滑される。そして、このコンデンサＣ３，Ｃ４の直列回路の両端電圧が、電圧Ｖ１として端子Ｔ１１−Ｔ１２間から出力される。なお、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ動作に連動した同期整流を行ってもよい。
【００７３】
制御部１５は、端子Ｔ２１−Ｔ２２間から出力される電圧Ｖ２がＤＣ３２０Ｖ（コンデンサＣ３：ＤＣ１６０Ｖ、コンデンサＣ４：ＤＣ１６０Ｖ）となるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ制御する。具体的に、制御部１５は、エネルギー供給期間とエネルギー停止期間との比率を調整するために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティ制御を行う。
【００７４】
また、車載蓄電池４の充電時においても、制御部１５は、端子Ｔ１１−Ｔ１２間の直流電圧と端子Ｔ２１−Ｔ２２間の直流電圧との大小関係に基づいて、スイッチング回路１２のフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とを切り替えてもよい。
【００７５】
なお、上述の各実施形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
【符号の説明】
【００７６】
１  双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１  スイッチング回路（第１のスイッチング回路）
１２  スイッチング回路（第２のスイッチング回路）
１３  短絡回路（第１の短絡回路）
１４  短絡回路（第２の短絡回路）
１５  制御部
Ｔ１１，Ｔ１２  端子（第１の端子）
Ｔ２１，Ｔ２２  端子（第２の端子）
Ｑ１〜Ｑ８  スイッチング素子（第１〜第８のスイッチング素子）
Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード（第１〜第８の整流素子）
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ（第１〜第４のコンデンサ）
Ｔｒ１  トランス
Ｎ１  第１巻線
Ｎ２  第２巻線
【図１】
2015012786.tif 000003
【図２】
2015012786.tif 000004
【図３】
2015012786.tif 000005
【図４】
2015012786.tif 000006