(57)【要約】【課題】Ｓ／Ｎ比を改善し、より遠方の物体をより高精度に検出することができるレーダ及び物体検出方法を提供する。【解決手段】送信部２１は、符号で変調された送信信号を繰り返し送信する。速度検出用データ取得部３１は、物体に反射した送信信号それぞれの反射波の１つの符号の２箇所以上を繰り返しサンプリングする。このようにサンプルを増やすことにより、同じノイズが含まれていても、Ｓ／Ｎ比を改善することができ、より小さい信号を検出することができる。そのため、ピークサーチＤＦＴ部３４及び速度検出部３５が、速度検出用データ取得部３１がサンプリングしたデータに基づいて、物体の相対速度を検出することにより、より遠方の物体の相対速度をより高精度に検出することができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号で変調された送信信号を繰り返し送信する送信部と、
物体に反射した前記送信信号それぞれの反射波の１つの前記符号の２箇所以上を繰り返しサンプリングする速度検出用データ取得部と、
前記速度検出用データ取得部がサンプリングしたデータに基づいて、前記物体の相対速度を検出する速度検出部と、
前記物体に反射した前記送信信号それぞれの反射波を前記符号を復元できるサンプリング周期でサンプリングする距離検出用データ取得部と、
前記速度検出部が検出した前記物体の前記相対速度に基づいて、前記距離検出用データ取得部がサンプリングした前記反射波のドップラーシフトを補償する補償部と、
前記補償部によりドップラーシフトを補償された前記反射波に基づいて、前記物体との距離を検出する距離検出部と、を備えたレーダ。
【請求項２】
前記速度検出部は、前記速度検出用データ取得部がサンプリングした前記反射波の前記符号の同じ位置のデータの集合それぞれをフーリエ変換したものをノンコヒーレント加算したものに基づいて、前記物体の相対速度を検出する、請求項１に記載のレーダ。
【請求項３】
符号で変調された送信信号を繰り返し送信する送信工程と、
物体に反射した前記送信信号それぞれの反射波の１つの前記符号で２箇所以上を繰り返しサンプリングする速度検出用データ取得工程と、
前記速度検出用データ取得工程でサンプリングしたデータに基づいて、前記物体の相対速度を検出する速度検出工程と、
前記物体に反射した前記送信信号の反射波を前記符号を復元できるサンプリング周期でサンプリングする距離検出用データ取得工程と、
前記速度検出工程で検出した前記物体の前記相対速度に基づいて、前記距離検出用データ取得工程でサンプリングした前記反射波のドップラーシフトを補償する補償工程と、
前記補償工程によりドップラーシフトを補償された前記反射波に基づいて、前記物体との距離を検出する距離検出工程と、を備えた物体検出方法。
【請求項４】
前記速度検出工程では、前記速度検出用データ取得工程でサンプリングした前記反射波の前記符号の同じ位置のデータの集合それぞれをフーリエ変換したものをノンコヒーレント加算したものに基づいて、前記物体の相対速度を検出する、請求項３に記載の物体検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ及び物体検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直接シーケンススペクトル拡散（ＤＳ‐ＳＳ:Direct  Sequence  Spread  Spectrum）方式のレーダが提案されている。図１５に示すように、ＤＳ−ＳＳレーダ１では、送信部２より所定の系列（例えば、図１６においてはＭ系列）の一定の周期の符号で変調された送信信号が繰り返し送信される。検出用データ取得部３では、物体に反射した送信信号それぞれの反射波について、サンプリング周期（Ｎ＋１）Ｔｗにて等価時間サンプリングが行われることにより、サンプリング信号が取得される。図１７に示すように、乗算部４では、サンプリング周期（Ｎ＋１）Ｔｗの等価時間サンプリング後の符号方向ｈ＝０〜Ｎ−１及び距離方向ｋ＝０〜Ｎ−１のサンプリング信号に対して、遅延時間（距離）ｋごとに変調符号を参照関数として複素共役積にて同一符号で補償が行われる。ＦＦＴ部５では、距離ｋごとに符号方向にフーリエ変換が行われる。これにより、速度・距離検出部６では、距離Ｒごとの物体の速度（相対速度）Ｖが求められる。
【０００３】
例えば、特許文献１では、所定の符号系列を含む送信信号を１以上の目標体に送信する手段と、１以上の目標体により反射された信号を受信する手段と、異なる時点で得た受信信号の和及び差を算出し、和信号及び差信号間の位相差から目標体のドップラ周波数偏移を求める手段とを有するＤＳ‐ＳＳ方式のレーダが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−２３２６６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記の技術では、検出信号のＳ／Ｎ比が符号長に依存するため、比較的長い符号を使用できない場合には、Ｓ／Ｎ比が不足し、探知距離が短いという問題があり、改善が望まれている。
【０００６】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、Ｓ／Ｎ比を改善し、より遠方の物体をより高精度に検出することができるレーダ及び物体検出方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、符号で変調された送信信号を繰り返し送信する送信部と、物体に反射した送信信号それぞれの反射波の１つの符号の２箇所以上を繰り返しサンプリングする速度検出用データ取得部と、速度検出用データ取得部がサンプリングしたデータに基づいて、物体の相対速度を検出する速度検出部と、物体に反射した送信信号それぞれの反射波を符号を復元できるサンプリング周期でサンプリングする距離検出用データ取得部と、速度検出部が検出した物体の相対速度に基づいて、距離検出用データ取得部がサンプリングした反射波のドップラーシフトを補償する補償部と、補償部によりドップラーシフトを補償された反射波に基づいて、物体との距離を検出する距離検出部とを備えたレーダである。
【０００８】
この構成によれば、送信部は、符号で変調された送信信号を繰り返し送信する。速度検出用データ取得部は、物体に反射した送信信号それぞれの反射波の１つの符号の２箇所以上を繰り返しサンプリングする。このようにサンプルを増やすことにより、同じノイズが含まれていても、Ｓ／Ｎ比を改善することができ、より小さい信号を検出することができる。そのため、速度検出部が、速度検出用データ取得部がサンプリングしたデータに基づいて、物体の相対速度を検出することにより、より遠方の物体の相対速度をより高精度に検出することができる。
【０００９】
また、この構成によれば、距離検出用データ取得部は、物体に反射した送信信号それぞれの反射波を符号を復元できるサンプリング周期でサンプリングする。補償部は、速度検出部が検出した物体の相対速度に基づいて、距離検出用データ取得部がサンプリングした反射波のドップラーシフトを補償する。これにより、より高い精度で検出された相対速度に基づいて反射波のドップラー補償を行うことができる。距離検出部は、補償部によりドップラーシフトを補償された反射波に基づいて、物体との距離を検出する。これにより、より高い精度で検出された相対速度でドップラー補償がなされた反射波に基づいて、物体との距離を検出することができる。
【００１０】
この場合、速度検出部は、速度検出用データ取得部がサンプリングした反射波の符号の同じ位置のデータの集合それぞれをフーリエ変換したものをノンコヒーレント加算したものに基づいて、物体の相対速度を検出することが好適である。
【００１１】
この構成によれば、速度検出部は、速度検出用データ取得部がサンプリングした反射波の符号の同じ位置のデータの集合それぞれをフーリエ変換したものをノンコヒーレント加算したものに基づいて、物体の相対速度を検出する。これにより、周波数分解して信号の真のピークを求めることが可能となる。
【００１２】
また、本発明は、符号で変調された送信信号を繰り返し送信する送信工程と、物体に反射した送信信号それぞれの反射波の１つの符号で２箇所以上を繰り返しサンプリングする速度検出用データ取得工程と、速度検出用データ取得工程でサンプリングしたデータに基づいて、物体の相対速度を検出する速度検出工程と、物体に反射した送信信号の反射波を符号を復元できるサンプリング周期でサンプリングする距離検出用データ取得工程と、速度検出工程で検出した物体の相対速度に基づいて、距離検出用データ取得工程でサンプリングした反射波のドップラーシフトを補償する補償工程と、補償工程によりドップラーシフトを補償された反射波に基づいて、物体との距離を検出する距離検出工程とを備えた物体検出方法である。
【００１３】
この場合、速度検出工程では、速度検出用データ取得工程でサンプリングした反射波の符号の同じ位置のデータの集合それぞれをフーリエ変換したものをノンコヒーレント加算したものに基づいて、物体の相対速度を検出することが好適である。
【発明の効果】
【００１４】
本発明のレーダ及び物体検出方法によれば、Ｓ／Ｎ比を改善し、より遠方の物体のをより高精度に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダを示すブロック図である。
【図２】実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダの信号処理を示す図である。
【図３】実施形態のサンプル方向のノンコヒーレント加算の前後における速度の推定結果を示すグラフである。
【図４】実施形態の距離の推定結果を示すグラフである。
【図５】実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダの近距離モードにおける車両の最大探知距離の計算結果を示す表である。
【図６】実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダの近距離モードにおける人間の最大探知距離の計算結果を示す表である。
【図７】実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダの遠距離モードにおける車両の最大探知距離の計算結果を示す表である。
【図８】実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダの遠距離モードにおける人間の最大探知距離の計算結果を示す表である。
【図９】実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダのシミュレーションにおけるレーダの近距離モードのパラメータと期待される性能とを示す表である。
【図１０】実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダのシミュレーション条件を示す表である。
【図１１】（ａ）（ｂ）は図１０の条件Ｎｏ．１のシミュレーションの距離推定の結果を示すグラフであり、（ａ）は目標１の結果を示し、（ｂ）は目標２の結果を示す。
【図１２】（ａ）（ｂ）は図１０の条件Ｎｏ．２のシミュレーションの距離推定の結果を示すグラフであり、（ａ）は目標１の結果を示し、（ｂ）は目標２の結果を示す。
【図１３】（ａ）（ｂ）は図１０の条件Ｎｏ．３のシミュレーションの距離推定の結果を示すグラフであり、（ａ）は目標１の結果を示し、（ｂ）は目標２の結果を示す。
【図１４】（ａ）（ｂ）は図１０の条件Ｎｏ．４のシミュレーションの距離推定の結果を示すグラフであり、（ａ）は目標１の結果を示し、（ｂ）は目標２の結果を示す。
【図１５】従来のＤＳ‐ＳＳレーダを示すブロック図である。
【図１６】ＤＳ‐ＳＳレーダで送信される信号を示す図である。
【図１７】従来のＤＳ‐ＳＳレーダの信号処理を示す図である。
【図１８】（ａ）〜（ｄ）は雑音無しの一目標についての信号処理結果を示すグラフであり、（ａ）（ｂ）は速度特性を示し、（ｃ）（ｄ）は距離特性を示す。
【図１９】符号長Ｎ＝１２７における送信信号とドップラーシフト後の受信信号の周波数スペクトルを示すグラフである。
【図２０】従来のＤＳ‐ＳＳレーダの車両のレーダ反射断面積１５ｄＢｓｍにおける最大探知距離の計算結果を示す表である。
【図２１】従来のＤＳ‐ＳＳレーダの車両のレーダ反射断面積１０ｄＢｓｍにおける最大探知距離の計算結果を示す表である。
【図２２】従来のＤＳ‐ＳＳレーダのシミュレーションにおけるレーダの近距離モードのパラメータと期待される性能とを示す表である。
【図２３】従来のＤＳ‐ＳＳレーダのシミュレーションの条件と結果とを示す表である。
【図２４】図２３の条件Ｎｏ．１のシミュレーションの結果を示すグラフである。
【図２５】（ａ）〜（ｄ）は図２３の条件Ｎｏ．１のシミュレーションの結果を示すグラフであり、（ａ）は目標１についての速度ビンを示し、（ｂ）は目標１についての距離ビンを示し、（ｃ）は目標２についての速度ビンを示し、（ｄ）は目標２についての距離ビンを示す。
【図２６】Ａ／Ｄサンプリング前の受信電力を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
図面を参照して、本発明の実施形態に係るレーダ及び物体検出方法の例について説明する。図１に示すように、本発明の実施形態のＤＳ‐ＳＳレーダ１０は、送信部２１、速度検出用データ取得部３１、ＦＦＴ部３２、サンプル方向ノンコヒーレント加算部３３、ピークサーチＤＦＴ部３４、速度検出部３５、距離検出用データ取得部４１、ドップラ補償部４２、乗算部４３、符号方向コヒーレント加算部４４及び距離検出部４５を備えている。
【００１７】
送信部２１は、図１６に示すように、チップ（ｃｈｉｐ）毎にＭ系列符号で位相を符号変調した信号を連続で繰り返し送信する。信号の１チップのチップ幅をＴｗ、信号に含まれる符号ｎ＝０〜Ｎ−１の符号長をＮ、１回の信号処理に必要な観測時間Ｔｃに対する周期ｍ＝０〜Ｍ−１の周期数をＭとする。
【００１８】
速度検出用データ取得部３１は、物体に反射した送信信号の反射波に対し、図２に示すように、速度推定区間観測時間Ｔｃ＿Ｖ、周期数Ｍｖ（ただし、符号長Ｎの整数倍とする)の区間の受信信号に対して、等価時間サンプリングをｓｐ間隔サンプル（ただし、符号長Ｎより小さく、ｓｐは好適には２のべき乗とする）で行う。これにより、サンプリング間隔Ｎの同一符号のサンプリングデータがｓｐ個得られる。つまり、本実施形態では、Ｓ／Ｎを向上させるために、反射波の１つの符号の２箇所以上を繰り返しサンプリングすることにより、サンプリング間隔Ｎの同一符号のサンプリングデータが複数個得られる。１つの符号について、最少で２チップのサンプリングデータが得られ、最多で全チップのサンプリングデータが得られる。ここで、Ｍ系列符号の符号長は２ｎ−１と２のべき乗とならないため、等価時間サンプリングを行う際は、周期毎にサンプリング取得のタイミングを１チップずつ遅らせるようにすると好適である。
【００１９】
ＦＦＴ部３２は、図２に示すように、等価時間サンプリング後の同一符号毎のサンプリングデータに対して、周期数ｍ方向に離散フーリエ変換を行い、サンプル数分の速度推定結果を得る。
【００２０】
サンプル方向ノンコヒーレント加算部３３は、図２に示すように、周期数ｍ方向の離散フーリエ変換後のサンプル数分の速度推定結果に対して各電力の加算すなわち、ノンコヒーレント加算を行う。図３は距離Ｒ＝０ｍ、相対速度Ｖ＝３０ｋｍ／ｈ及びＳ／Ｎ比＝０ｄＢにおけるシミュレーションの速度推定結果を示す。図３に示すように、サンプル方向のノンコヒーレント加算を行うことで、雑音の周波数領域の分散が抑えられていることが分かる。これにより、目標検出時の最小Ｓ／Ｎ値であるＳ／Ｎｍｉｎを下げることが可能となり、更なる探知距離の延伸が期待される。
【００２１】
ピークサーチＤＦＴ部３４は、距離推定におけるドップラー補償を行う際に物体の相対速度の推定誤差を低減するためにサンプル方向のノンコヒーレント加算後の速度推定結果から検出されたドップラー周波数のピーク周波数番号の前後１ビンの範囲に対して、離散フーリエ変換による物体の相対速度の推定を行う。
【００２２】
速度検出部３５は、離散フーリエ変換により推定された物体の相対速度を出力し、ドップラ補償部４２に送信する。
【００２３】
距離検出用データ取得部４１は、図２に示すように、距離推定区間観測時間Ｔｃ＿Ｒ、周期数Ｍｒ（＝Ｎ）の区間の受信信号に対して、等価時間サンプリングをＮ＋１間隔サンプルで行い、符号方向のサンプリングデータを得る。
【００２４】
等価時間サンプリングの受信信号は、ドップラシフトの影響を受け時間方向に位相が不連続となる。そこで、ドップラ補償部４２は、図２に示すように、速度検出部３５によって得られた目標の速度の情報を用いてドップラ補償を行う。
【００２５】
乗算部４３は、図２に示すように、ドップラ補償後の受信信号に対して、送信信号の参照関数であるＭ系列符号を距離遅延に１チップずらしたものと乗算し符号補償を行う。
【００２６】
符号方向コヒーレント加算部４４は、図２に示すように、乗算後の受信信号に対して符号方向にサンプル数Ｍｒのコヒーレント加算を行う。図４は距離Ｒ＝１０ｍ、相対速度Ｖ＝３０ｋｍ／ｈ、速度推定誤差Ｖｅｒｒｏｒ＝０及びノイズ無しにおけるシミュレーションの距離推定結果を示す。図４に示すように、物体の距離においては位相が連続となるため，符号方向のコヒーレント加算により物体の距離の推定結果が得られる。１目標下のシミュレーション条件において，サイドローブレベルが符号長Ｎ=２０４７に基づく２０ｌｏｇ（２０４７）＝約６２ｄＢとなることが分かる。距離検出部４５は、符号方向のコヒーレント加算により得られた物体の距離を出力する。
【００２７】
本実施形態によれば、送信部２１は、符号で変調された送信信号を繰り返し送信する。速度検出用データ取得部３１は、物体に反射した送信信号それぞれの反射波の１つの符号の２箇所以上を繰り返しサンプリングする。このようにサンプルを増やすことにより、同じノイズが含まれていても、Ｓ／Ｎ比を改善することができ、より小さい信号を検出することができる。そのため、ピークサーチＤＦＴ部３４及び速度検出部３５が、速度検出用データ取得部３１がサンプリングしたデータに基づいて、物体の相対速度を検出することにより、より遠方の物体の相対速度をより高精度に検出することができる。
【００２８】
また、本実施形態によれば、距離検出用データ取得部４１は、物体に反射した送信信号それぞれの反射波を符号を復元できるサンプリング周期でサンプリングする。ドップラ補償部４２は、速度検出部３５が検出した物体の相対速度に基づいて、距離検出用データ取得部４１がサンプリングした反射波のドップラーシフトを補償する。これにより、より高い精度で検出された相対速度に基づいて反射波のドップラー補償を行うことができる。符号方向コヒーレント加算部４４及び距離検出部４５は、ドップラ補償部４２によりドップラーシフトを補償された反射波に基づいて、物体との距離を検出する。これにより、より高い精度で検出された相対速度でドップラー補償がなされた反射波に基づいて、物体との距離を検出することができる。
【００２９】
また、本実施形態によれば、ピークサーチＤＦＴ部３４及び速度検出部３５は、速度検出用データ取得部３１がサンプリングした反射波の符号の同じ位置のデータの集合それぞれをフーリエ変換したものをノンコヒーレント加算したものに基づいて、物体の相対速度を検出する。これにより、周波数分解して信号の真のピークを求めることが可能となる。
【００３０】
以下、図１に示す本実施形態のＤＳ−ＳＳレーダ１０についてのシミュレーション結果を示す。なお、速度推定の観測時間Ｔｃ＝Ｔｗ・Ｎ・Ｍｖ＝１ｎｓｅｃ・２０４７ｃｈｉｐ・２０４８周期＝約４ｍｓｅｃの間、相対速度Ｖｔｇ＝２００ｋｍ／ｈの目標が移動するレンジウォーク量は、Ｖｔｇ・Ｔｃ＝０．２２ｍとなる。したがって、観測時間３２ｍｓｅｃの区間におけるレンジウォーク量は１．７８ｍであり、チップ幅１ｍｓｅｃ（距離分解能０．１５ｍ）の約１０倍に相当するレンジウォークによる信号損失が生じる。
【００３１】
そこで、近距離目標に対しては、観測時間を４ｍｓｅｃにし、サンプル方向にノンコヒーレント加算を行う近距離モードを用いる。遠距離目標に対してはチップ幅を１６ｎｓｅｃ（帯域幅６２．５ＭＨｚ、距離分解能２．４ｍ）に伸ばすことで、（１）受信機帯域幅を狭め、受信機内の雑音（ｋＴＢ積）低下、及び（２）レンジウォークの影響が緩和し、速度推定の観測時間の延伸により信号処理利得の向上を図る遠距離モードを用いる。近距離モードと遠距離モードとの両モードを時分割に信号処理を切り替えた。
【００３２】
本実施形態のＤＳ−ＳＳレーダ１０における近距離モード及び遠距離モードの最大探知距離の計算結果を図５〜図８に示す。図５は近距離モードにおける車両の最大探知距離を示し、図６は近距離モードにおける人間の最大探知距離を示し、図７は遠距離モードにおける車両の最大探知距離を示し、図８は遠距離モードにおける人間の最大探知距離を示す。後述する従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１に比して最大探知距離が向上していることが判る。
【００３３】
本実施形態のＤＳ−ＳＳレーダ１０の近距離モードにおいて、２つの物体を検出するシミュレーションを実施した。レーダパラメータ及び期待される性能を図９に示し、シミュレーション条件を図１０に示す。図１１（ａ）（ｂ）にシミュレーション条件Ｎｏ．１で検出した速度３０ｋｍ／ｈ，４０ｋｍ／ｈ（検出ピーク番号１８，２５)の距離推定結果それぞれを示す。いずれもサイドローブ（フロア）レベルは約３２ｄＢという結果となった。これは各ピーク情報を用いて距離推定区間の信号にドップラ補正処理を行うため、各ドップラに対する距離推定処理時に別の目標のドップラ成分が残留することが原因であると思われる。シミュレーション条件Ｎｏ．１は、Ｓ１／Ｓ２＝０ｄＢという同じ信号レベルの異なる２つのドップラの目標が存在する環境において、後述する従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１のノイズ無し、１つの目標の環境と同等のサイドローブ（フロア）レベルであった。
【００３４】
シミュレーション条件Ｎｏ．２〜Ｎｏ．４では、２つの物体の信号レベルＳ１／Ｓ２を１０ｄＢ刻みで変化させた。シミュレーション条件Ｎｏ．２〜Ｎｏ．４の距離推定結果を図１２（ａ）（ｂ）〜図１４（ａ）（ｂ）にそれぞれ示す。図１２（ａ）（ｂ）〜図１４（ａ）（ｂ）に示すように、シミュレーション条件Ｎｏ．１の結果より予想された通り、目標２に対し信号レベルの大きい目標１ではサイドローブ（フロア）レベルが低下し、逆に目標２ではサイドローブ（フロア）レベルが上がり、図１３（ａ）（ｂ）〜図１４（ａ）（ｂ）に示すシミュレーション条件Ｎｏ．３及びＮｏ．４では距離の検出が困難な結果となった。しかしながら、後述するように、シミュレーション条件Ｎｏ．４の条件下では従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１においては目標の検出すら困難であったことから、本実施形態のＤＳ−ＳＳレーダ１０は目標の検出能力に関して能力が向上したと思われる。
【００３５】
比較のため、図１５に示す従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１についてのシミュレーション結果を示す。まず、雑音無しの１つの目標となる物体が存在する条件下の処理結果を図１８（ａ）〜（ｄ）に示す。符号長Ｎ＝１２７である。図１８（ａ）〜（ｄ）に示すように、目標の距離・速度に対応する速度ビンと距離ビンにおいてフロアが低下しており、目標の存在しない距離・速度においてサイドローブレベルが高く、符号長に依存した１０ｌｏｇ（１２７）≒２１ｄＢとなることが確認される。これらの要因として目標の存在しない距離においては乗算後の位相が不連続となるため、目標の存在しない距離に目標のドップラ成分が雑音として拡散していることが考えられる。
【００３６】
図１９に符号長Ｎ＝１２７における送信信号及びドップラシフト後の受信信号を離散フーリエ変換した結果を示す。図１９より、送信信号では周波数番号０のみを低くするフィルタ特性を有し、周波数番号１０のドップラシフト後の周波数スペクトルは周波数番号１０のみを低くしていることが分かる。このことから、目標の存在しない速度においても目標のドップラ成分が雑音として拡散することが考えられる。本方式におけるＳ／Ｎ改善能力はＦＦＴによるＳ／Ｎ改善利得に依存し、１０ｌｏｇ（Ｎ）（符号長Ｎ＝２０４７のとき約３３ｄＢ）と予想される。
【００３７】
次に、従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１における自動車及び人間の最大探知距離の計算結果を図２０及び図２１に示す。ここで受信機帯域幅を１チップの帯域幅の１．５倍である１．５ＧＨｚ、送信アンテナと受信アンテナのゲインをそれぞれ２３ｄＢ、目標検出の閾値をＳ／Ｎｍｉｎ＝１３ｄＢとした。図２０及び図２１に示すように、上述した本実施形態のＤＳ−ＳＳレーダ１０に比べて、従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１における自動車及び人間の最大探知距離は劣ることが判る。
【００３８】
次に、従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１において、２つの物体を検出するシミュレーションを実施した。レーダパラメータ及び期待される性能を図２２に示し、シミュレーション条件を図２３に示す。この従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１におけるシミュレーションでは、２つの目標をそれぞれ距離１０ｍと距離１００ｍとに配置し、距離減衰を考慮した場合（−４０ｄＢ）と考慮無しの場合とにおけるシミュレーションを行った。雑音は、ＳＮＲ＝０ｄＢ、−１０ｄＢ及び−２０ｄＢとした。図２３に、それぞれのシミュレーション条件におけるＳ／Ｎの改善の結果を示す。目標検出の閾値を目標検出の最小Ｓ／ＮであるＳ／Ｎｍｉｎ＝１３ｄＢとし、この閾値を超えた物を検出可能な対象とした。参考のために、シミュレーション条件Ｎｏ．５の結果を図２４及び図２５（ａ）〜（ｄ）に示す。図２３より、本実施形態のＤＳ−ＳＳレーダ１０では距離の検出が困難ではあるが目標の検出は可能な距離減衰を考慮した条件において（−４０ｄＢ）、従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１では、目標の検出すら困難であることが判る。
【００３９】
従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１におけるＡ／Ｄサンプリング前の受信電力を図２６に示す。このとき送受信アンテナのゲイン、自動車と人間とのレーダ反射断面積ＲＣＳ及び信号処理利得は、それぞれ上述した従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１における最大探知距離計算と同様の値を用いた。また、送信波の漏れ込みのアイソレーションを５０ｄＢとした。図２６は自動車又は人間の反射電力と、信号処理後の雑音の電力との交点以下に相当する距離では、目標の信号は雑音以下に埋もれてしまうことを示している。また、従来の方式のＤＳ−ＳＳレーダ１のサイドローブレベルが３３ｄＢとなるため、これ以上の目標電力差のある多目標環境においては強信号の目標のサイドローブに弱信号が埋もれてしまうことが考えられる。
【００４０】
なお、本発明は上記実施形態に限定されず、様々な変形態様が可能である。
【符号の説明】
【００４１】
１…ＤＳ-ＳＳレーダ、２…送信部、３…検出用データ取得部、４…乗算部、５…ＦＦＴ部、６…速度・距離検出部、１０…ＤＳ‐ＳＳレーダ、２１…送信部、３１…速度検出用データ取得部、３２…ＦＦＴ部、３３…サンプル方向ノンコヒーレント加算部、３４…ピークサーチＤＦＴ部、３５…速度検出部、４１…距離検出用データ取得部、４２…ドップラ補償部、４３…乗算部、４４…符号方向コヒーレント加算部、４５…距離検出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２６】
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【図１８】
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【図２４】
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【図２５】
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