(57)【要約】  直交符号を用いて周波数領域のサブキャリアを拡散することでエンコードされている直交周波数分割多重方式の信号を等化するシステム及び方法は、受信機(300)で信号を受信するステップと、信号を復調し、復調情報を生成するステップと、復調情報の拡散周波数領域表現を生成するステップと、少なくとも1つの周波数による調整値に基づいて、拡散周波数領域表現の電力及び位相を調整することで、等化表現を判定するステップと、等化された拡散周波数領域表現を直交符号を用いて逆拡散し、受信したサブキャリアを含む逆拡散周波数領域表現を生成するステップと、受信したサブキャリア各々に対するサブキャリア値を判定するステップと、判定されたサブキャリア値を直交符号を用いて直交拡散し、モデル拡散周波数表現を生成するステップと、モデル拡散周波数領域表現及び等化された拡散周波数領域表現に基づいて予想される誤差値を算出するステップと、予想される誤差値に基づいて新たな調整値を算出するステップとを有する。
2013531927.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信されたサブキャリアにより形成されている無線周波数(RF)信号を復調し、復調されたディジタル情報を生成する無線周波数(RF)復調部と、
信号処理モジュールと
を有する通信装置であって、送信されたサブキャリアの各々は複数の直交符号のうちの何れかを用いて周波数拡散方式で符号化されており、
前記信号処理モジュールは、
前記復調されたディジタル情報の拡散周波数領域表現を生成し、
少なくとも1つの周波数において前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうちの少なくとも1つを複数の調整値に基づいて調整することで、前記復調されたディジタル情報の等化された拡散周波数領域表現を生成し、
複数の受信したサブキャリアを含む前記復調されたディジタル情報の逆拡散された周波数領域表現を生成するために、前記復調された前記ディジタル情報の前記等化された拡散周波数領域表現を、前記複数の直交符号を用いて逆拡散し、
前記複数の受信したサブキャリアの各々に対するサブキャリア値を判定し、
判定された前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するために、周波数領域において前記判定されたサブキャリア値を前記複数の直交符号を用いて直交拡散し、
前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現に基づいて、複数の新たな調整値を算出する、通信装置。
【請求項２】
前記信号処理モジュールが、前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現及び前記等化された拡散周波数領域表現に基づいて、複数の推定された誤差値を算出し、前記複数の推定された誤差値に基づいて複数の新たな調整値を算出する、請求項1に記載の通信装置。
【請求項３】
前記信号処理モジュールが、最小二乗平均(LMS)アルゴリズムに従って、前記複数の新たな調整値を算出する、請求項1に記載の通信装置。
【請求項４】
前記拡散周波数領域表現が複素数値の第1のベクトルで表現され、
前記複素数値の各々が特定の周波数における前記電力及び前記位相を表現し、
前記複数の調整値が複素数値の第2のベクトルで表現され、
前記等化された拡散周波数領域表現が複素数値の第3のベクトルで表現され、
前記信号処理モジュールは、前記拡散周波数領域表現に前記複数の調整値を成分毎に乗算することで、前記第3のベクトルを生成する、請求項2に記載の通信装置。
【請求項５】
前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現が複素数値の第4のベクトルで表現され、
前記複数の推定された誤差値が複素数値の第5のベクトルで表現され、
前記信号処理モジュールは、前記等化された拡散周波数領域表現と前記モデル拡散周波数領域表現との間の差分を成分毎に判定することで、前記第5のベクトルを生成する、請求項4に記載の通信装置。
【請求項６】
前記複数の新たな調整値が複素数値の第6のベクトルで表現され、
前記信号処理モジュールは、前記複数の推定された誤差値に実数のスケーリング値を乗算することで適用ベクトルを決定し、前記適用ベクトルを前記複数の調整値に成分毎に加算することで、前記複数の新たな調整値を算出する、請求項5に記載の通信装置。  
【請求項７】
前記信号処理モジュールは、前記復調されたディジタル情報について高速フーリエ変換(FFT)を実行することで、前記復調されたディジタル情報の拡散周波数領域表現を生成する、請求項1に記載の通信装置。
【請求項８】
前記信号処理モジュールは、受信部で受信したノイズの推定値に基づいて或る周波数範囲における重み付け関数を計算し、前記重み付け関数を前記等化された拡散周波数領域表現に適用することで、前記等化された拡散周波数領域表現の電力を少なくとも1つの周波数で調整する、請求項1に記載の通信装置。  
【請求項９】
前記複数の直交符号がウォルシュ行列から導出されている、請求項1に記載の通信装置。
【請求項１０】
前記信号処理モジュールは、前記複数の推定された誤差値に基づいて前記等化された拡散周波数領域表現の平均位相誤差を判定し、判定した前記平均位相誤差に従って前記等化された拡散周波数領域表現の複合位相を調整する、請求項5に記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信システム等に関連する。特に、本発明は通信システムの受信機において判定フィードバック等化(Decision  Feedback  Equalization：DFE)方式を適用するシステム及び方法等に関連し、そのシステム及び方法等は、直交周波数分割多重化(OFDM)方式により変調された通信信号を周波数領域で拡散する。
【背景技術】
【０００２】
OFDM通信システムでは、周波数分割多重化方式(FDM)による通信信号の周波数及び変調は、各周波数の信号同士の干渉を抑制するように互いに直交している。チャネル時間特性に比較してOFDMシステムの低レートの変調及び比較的低いシンボルレートは、マルチパス伝搬問題に対するシステムの感度を減らす。OFDMシステムの場合、単独の高速シンボルレートのストリームを広い帯域幅の周波数チャネルで送信するのではなく、多数の低速のシンボルレートのデータストリームが個々の狭い帯域幅のサブキャリアで送信される。これらの複数のサブキャリアは、チャネル伝搬特性が、チャネル全域の場合よりも所与のサブキャリアの場合の方が全体的に概ね一定である点で有利である。従来の同相/直交(I/Q)変調方式で変調された信号は、個々のサブキャリアで送信可能である。
【０００３】
OFDM信号は多数の直交サブキャリア信号が集まったものと考えることができ、ベースバンドデータは、例えば直交振幅変調(QAM)又は位相シフトキーイング(PSK)により個々のサブキャリア各々で独立に変調されている。サブキャリア信号は、Nポイントの逆高速フーリエ変換アルゴリズム(IFFT)を利用することで送信用に合成され、ここでNはサブキャリア数に等しい。典型的には、IFFTの出力はメイン無線周波数(RF)キャリアにより変調される。メインRFキャリアから受信した信号を復調した後、受信機は、受信信号に高速フーリエ変換(FFT)を適用することでサブキャリアを再構築することができる。
【０００４】
OFDM通信システムは、スペクトル効率が高いこと(帯域幅において単位周波数(Hz)当たり1秒当たりのビット数が多いこと)、及び他の多くの通信システムに対する改善されたノイズ耐性等の性質を有する。しかしながら、OFDM通信システムは、キャリア周波数オフセット、タイミングドリフト及び非ゼロドップラー拡散等による悪影響を被り、チャネルの位相における時間変動を招いてしまう。更に、チャネル内の周波数選択性フェージングは、OFDM信号の送信スペクトルの中で送信内容をゼロ(null)にしてしまうおそれがある。
【０００５】
OFDM信号を受信することになる受信機は、復調を行うために、最低限のサブキャリア当たりの信号対ノイズ比(SNR)を必要とし、許容可能な低いビットエラーレート(BER)でデコードを行う。送信スペクトルの中に他の望まれないエネルギがあった場合、SNRは減少し、BERを増やしてしまう。望まれないエネルギは他のソースからのノイズかもしれない。従来のOFDM信号は、許容可能な低いBERに必要な最小限のサブキャリア当たりのSNRに起因して、そのような干渉の影響を受けやすい。更に、チャネル内の周波数選択性フェージングは、OFDM信号の送信スペクトルの中で送信内容をヌル又はゼロにしてしまうおそれがあり、サブキャリアの周波数位置に依存して、ヌルに関する所定のサブキャリアのSNRを減少させ、不都合なことにBERを増加させてしまう。
【０００６】
米国特許出願公開第2008/0043861号(本願のリファレンスに組み入れられている)は、直交変換を利用して周波数領域におけるOFDM信号を拡散し、狭帯域の干渉の影響を緩和することを開示している。周波数領域でOFDM信号を拡散すると、周波数領域の処理利得をかせぐことで、周波数選択性フェージングの影響を低減させることができる。
【０００７】
一般に、無線通信受信機は、送信機から受信機へのRFキャリア信号の伝搬の影響に対処するために等化器又はイコライザを必要とする。例えば、マルチパスフェージングの影響に対処する必要がある。マルチパスフェージングは、チャネルにおける振幅及び位相の双方の変動を招く。マルチパスフェージングは環境内の障害物に起因し、その障害物は送信された信号が複数の経路で伝播すること(マルチパス)をもたらす反射物又はリフレクタとして機能する。受信機では、送信された信号の複数個の複製物又はコピーが受信される。マルチパスのコピー各々に関する受信信号の位相、遅延及び振幅の相違に基づく複合的な受信信号は別様に減衰し、異なる周波数で異なる位相を有することになる。例えば、或る周波数では、信号中の複数のコピーが建設的に干渉又は影響し、受信機で受信される電力が、唯1つのコピーしか受信されなかった場合よりも高くなるかもしれない。他の周波数では、受信した複数のコピーが非建設的に干渉し、受信信号が減少するかもしれない。送信機、受信機及び全ての反射物が完全に静止していた場合、一般に、所与の周波数で受信される電力は一定のままである。しかしながら、送信機、受信機又は反射物が移動していた場合、受信される電力は、送信周波数と、送信機、受信機及び反射物の相対速度とに依存するレートで変動する。更に、送信機及び受信機の間のタイミングオフセット、すなわち送信機及び受信機に備わっている基準クロックに関する相対的な誤差も、チャネルにおける位相変動に影響する。
【０００８】
OFDMシステムで通常使用されている等化器の構造は、逆拡散領域(逆拡散ドメイン)の中にチャネル等化/トラッキング機能を設けている。しかしながら、周波数拡散OFDMの場合、この等化方法は、チャネルがユニバーサル位相オフセットで表現できる場合にのみ有効に機能する。従って、この簡易な等化器構造は、タイミングドリフト及び/又は時間依存性マルチパス等の影響を含むより一般的な状況には不適切である。
【０００９】
従って、周波数領域拡散OFDMに相応しい一般的に利用可能な時間依存等化方法が望まれている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】米国特許出願公開第2008/0043861号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
開示される発明の課題は、周波数領域拡散OFDMに相応しい一般的に利用可能な時間依存等化を行う方法及び装置等を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
開示される発明による通信装置は、
複数の送信されたサブキャリアにより形成されている無線周波数(RF)信号を復調し、復調されたディジタル情報を生成する無線周波数(RF)復調部と、
信号処理モジュールと
を有する通信装置であって、送信されたサブキャリアの各々は複数の直交符号のうちの何れかを用いて周波数拡散方式で符号化されており、
前記信号処理モジュールは、
前記復調されたディジタル情報の拡散周波数領域表現を生成し、
少なくとも1つの周波数において前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうちの少なくとも1つを複数の調整値に基づいて調整することで、前記復調されたディジタル情報の等化された拡散周波数領域表現を生成し、
複数の受信したサブキャリアを含む前記復調されたディジタル情報の逆拡散された周波数領域表現を生成するために、前記復調された前記ディジタル情報の前記等化された拡散周波数領域表現を、前記複数の直交符号を用いて逆拡散し、
前記複数の受信したサブキャリアの各々に対するサブキャリア値を判定し、
判定された前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するために、前記複数の直交符号を用いて、周波数領域において前記判定されたサブキャリア値を直交拡散し、
前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現に基づいて、複数の新たな調整値を算出する、通信装置である。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態による通信システムのブロック図。
【図２】本発明の実施の形態によるOFDM送信機の上位概念的なブロック図。
【図３】本発明の実施の形態によるOFDM受信機の上位概念的なブロック図。
【図４】最小二乗平均(LMS)アルゴリズム及び位相ロックループ(PLL)を使用する本発明の実施の形態による受信機の上位概念的なブロック図。
【図５】本発明の実施の形態による送信機及び受信機を含むOFDM通信装置のブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
＜概要＞
本発明の一形態によれば、拡散周波数領域で判定フィードバック等化器を用いて直交周波数分割多重(OFDM)信号を等化する方法及びシステムが提供される。拡散周波数領域は、本願においては、1つ以上の直交符号を用いて周波数領域で拡散されている信号の周波数領域表現として規定される。
【００１５】
本発明の実施の形態では、送信機は直交符号を用いて周波数領域でOFDM信号のサブキャリアを拡散する。周波数拡散サブキャリアを含むOFDM信号は、通信チャネルを介して受信機に送信される。
【００１６】
受信機では、OFDM信号が受信され復調される。復調された情報(復調情報)の一部分はディジタルサンプルに変換される。受信機では、例えば離散フーリエ変換(DFT)又は高速フーリエ変換(FFT)を行うことで、復調情報の拡散周波数領域表現が生成される。復調情報の拡散周波数領域表現はベクトル、すなわち複素数値の1次元行列又は配列であり、複素数値の各々は特定の周波数における電力及び位相を表現している。
【００１７】
等化された拡散周波数領域表現は、ある範囲の周波数にわたる拡散周波数領域表現の電力及び位相を調整値に基づいて調整することで決定される。
【００１８】
復調情報の等化された拡散周波数領域表現は、送信機で信号を拡散するのに使用されたのと同じ直交符号を用いて逆拡散される。逆拡散された周波数領域表現は複数のサブキャリアを有する。
【００１９】
受信機における判定スライサは受信したサブキャリア各々に関するサブキャリア値を判定又は決定する。判定されたサブキャリア値は、送信機から受信機へ送信された情報を抽出するために処理される。
【００２０】
判定された(複数の)OFDMサブキャリア値も、以後受信される情報に関して等化器を調整するのに使用される。判定された(複数の)OFDMサブキャリア値は、送信機で使用されたのと同じ直交符号を利用して周波数領域で直交拡散される。判定スライサがサブキャリア値を正しく判定していたならば、判定スライサの出力は、拡散周波数領域における予想される受信情報を表す、すなわち通信チャネルが完璧に等化されかつ如何なるノイズも干渉も存在しなかった場合に受信機で受信されることになる情報を表す。
【００２１】
判定されたOFDMサブキャリア値のついての結果の拡散周波数領域表現は、モデルによる又は理想的な結果であり、復調情報の等化された拡散周波数領域表現と比較される。この比較は拡散周波数領域における推定誤差又はエラー推定値をもたらし、判定スライサに対する所望の入力と判定スライサに対する実際の入力との間の差分を表す。
【００２２】
そして、拡散周波数領域における推定誤差に基づいて新たな調整値が算出される。新たな周波数領域調整値は、復調情報の次の部分を等化するのに使用される。従って、受信機により復調される情報は、以前に受信した情報に関するエラーに応じて等化される。周波数領域での調整は、複数の過去の時間領域シンボルにわたるフィルタリングされたエラー値に基づいてもよいし、或いは有限インパルス応答(IIR)フィルタの場合は過去の全ての時間領域シンボルにわたるフィルタリングされたエラー値に基づいてもよい。
【００２３】
＜詳細な説明＞
以下、添付図面を参照しながら実施の形態を説明する。図中、同様な数字は同様な要素を示す。
【００２４】
本発明は添付図面を参照しながら説明され、図中、同様な又は等価な要素を示す際に同様な参照番号が使用される。図面は必ずしも寸法を描いているわけではなく、単に本発明を説明するためものにすぎない。以下、例示的な応用例を参照しながら、本発明の実施の形態が説明される。多くの具体的な詳細、相互関係及び方法は本発明の理解を促すために行われていることが理解されるべきである。しかしながら、当業者はそのような1つ以上の具体的な詳細や他の方法によらず、本発明を実施できることを速やかに認めるであろう。また、良く知られた構造や処理は本発明を曖昧にしてしまうことを避けるために詳細には説明されない。本発明は処理又はイベントの図示の順序に限定されず、異なる順序及び/又は他の処理又はイベントと共に実施されてもよい。更に、本発明による方法を実現するために必ずしも全ての図示の処理やイベントが必要ではない。
【００２５】
図1を参照するに、本発明の実施の形態による通信システムのブロック図が示されている。図1に示されているように、通信システム100は送信機200及び受信機300を有し、それらは通信チャネル110を介して互いに通信する。図1には図示していないが、典型的には通信システム100は双方向であり、すなわち通信システム100に接続されている装置の各々が送信機及び受信機の双方を備えている。通信チャネル110は有線又は無線の媒体であり、送信機200から送信された信号が受信機300に伝搬すること及び受信機300により受信されることを可能にする。通信チャネル110は無線用の素子及び有線用の素子双方を含んでいてもよい。更に、通信チャネルは、リピータ、ハブ及びゲートウェイ装置のようなアクティブ素子を含んでいてもよい。送信機から受信機へ無線通信を行う観点から説明されているが、本願で説明されるシステム及び方法は他の種類の通信システムに適用されてもよいことが認められるべきである。
【００２６】
図2を参照するに、本発明の実施の形態によるOFDM送信機の上位概念的なブロック図が示されている。送信機200は、データ生成部210と、データ生成部210の出力に接続されているスクランブラ部220と、スクランブラ部220の出力に接続されている符号化部230と、符号化部230の出力に接続されているインターリーバ部240と、インターリーバ部240の出力に接続されている変調部250と、変調部250の出力に接続されているサイクリックプレフィックス部255と、サイクリックプレフィックス部255の出力に接続されているサブキャリアマッピング部260と、サブキャリアマッピング部260の出力に接続された直交拡散部270と、直交拡散部270の出力に接続されたIFFT部280と、IFFT部280の出力に接続された整形フィルタ部285と、整形フィルタ部285の出力に接続されたRF復調部290と、RF復調部290の出力に接続された送信アンテナ295とを有する。図2に構成が示されているが、OFDM送信機200を実現することが可能な多くの別の方法が存在する。例えば、様々な図示の処理ブロックの機能が行われる順番は修正されてもよい。更に、図示のブロックで示されている全ての機能が必須ではない。図2は1つの送信アンテナ295しか示していないが、当該技術分野で知られているように、ダイバーシチ送信及び/又はビームフォーミングを行うために複数の送信アンテナが使用されてもよい。
【００２７】
送信されるデータは、先ず、データ生成部210で生成される。データは、ユーザから提供されてもよいし、送信機200自身で生成してもよいし、或いは別の装置から送信機200に与えられてもよい。その後データはスクランブラ部220に与えられる。スクランブラ部220はデータのシーケンスを他のデータで置換し、スクランブラ部220の出力が反復的なデータ(例えば、全て0又は全て1)を含む確率を減らす。スクランブルされたデータは符号化部230に提供され、符号化部230は順方向誤り訂正(FEC)符号化を実行し、おそらくはパンクチャリングも実行する。概して、符号化部230では冗長データが付加され、受信機が送信機200にデータの再送を要求することなく誤りを検出及び訂正できるようにする。符号化されたデータはインターリーバ部240に提供され、インターリーバ部240はデータをインターリーブし、バーストエラー(すなわち時間的に接近して生じるエラー)に対するデータのロバスト性を強める。
【００２８】
データは変調部250によりシンボルにマッピングされる又は対応付けられる。例えば、変調部250は直交振幅変調(QAM)方式又は直交位相シフトキーイング(PSK)方式でデータをマッピングしてもよい。従って、変調部250の出力は一連の同相成分値(I)及び直交成分値(Q)となる。I及びQの値のペア各々は特定の変調シンボルを表す。一実施形態において、I及びQの値のペア各々は1つの複素数で表現される。従って、変調部の出力は、変調シンボルを表す一連の複素数となる。
【００２９】
変調シンボルはその後にサブキャリアマッピング部260に与えられる。サブキャリアマッピング部260は、変調部250が生成した変調シンボルを入力として受ける。シンボルはN個のサブキャリア、例えば64個のサブキャリアにマッピングされる。サブキャリアの各々は、入力シンボルレートをNで除算したものに等しいシンボルレートを有する。従ってデータは複数のストリームに分割され、ストリームの各々は比較的低いデータレートを有する。
【００３０】
N個のサブキャリア各々に関連するデータ値、すなわちサブキャリア値は直交拡散部270に提供される。直交拡散部270は入力されたサブキャリア値に対してウォルシュ変換を実行してもよい。
【００３１】
ウォルシュ変換は、通常、CDMAのような通信システムで時間領域拡散を行うため及び多重接続のための直交符号を生成するために使用される。ウォルシュ変換は、本発明によるシステム、装置及び方法において、周波数領域でサブキャリアを拡散するために使用可能である。これは平均電力(dBm/Hz/sec)の顕著な減少をもたらすことができ、同じFCCスペクトルマスクの中でより強い送信電力を許容し、周波数領域の処理利得をかせぐことで周波数選択性フェージングの影響を減らす。周波数領域におけるサブキャリアの拡散は、狭帯域幅干渉を除去する先行する処理により又はマルチパスによりスペクトルがヌルになってしまう影響も低減する。各々のキャリアは周波数領域で拡散されるので、システムは、狭い帯域幅の干渉源に起因する干渉に対して敏感ではない。ウォルシュ変換を適用することは、狭い帯域幅の干渉の影響を低減する。なぜなら、通信チャネル110の周波数応答におけるノッチ又は狭い帯域幅の干渉源が、所与のサブキャリアで送信される情報と完全に干渉しないように、サブキャリア各々が周波数領域で拡散されるからである。更に、IFFTサイズと比較して少ないサブキャリア及び拡散符号長が使用される場合、周波数領域の拡散により、より多くの処理利得が実現される。多数のサブキャリアに対する拡散符号長及びIFFTのサイズを調整することで、同じFCCスペクトルマスクに関するキャリア数、データレート及び送信電力に関してトレードオフを行うことができる。
【００３２】
直交拡散部270は、入力されたサブキャリア値に対して行列演算を実行してもよい。行列演算自体については当業者に知られているので、ここでは説明しない。しかしながら、如何なる限定にもよらず、そのような任意の行列演算を実行できることが理解されるべきである。例えば、ウォルシュ行列に基づく処理が直交拡散部270により実行されてもよい。
【００３３】
直交拡散部270の出力は、拡散周波数領域内にあり、IFFT部280に提供される。IFFT部280において、周波数領域内にある直交拡散部270の拡散出力が時間領域に変換される。サイクリック延長部がガードインターバルとして付加されてもよい。
【００３４】
IFFT部280のシンボル出力はサイクリックプレフィックス部283に提供される。サイクリックプレフィックス部283はシンボルの末尾部分を先頭で反復することでシンボル各々についてプレフィックス処理を実行する。プレフィックスシンボルは整形フィルタ部285に提供される。整形フィルタ部285において、プレフィックスシンボルは、送信される情報の有効な帯域幅を制限するように処理される。
【００３５】
RF変調部290は、整形フィルタ部の出力をアナログRFキャリア信号に変調し、アナログRF信号はアンテナ295を介して受信機300に送信される。
【００３６】
図3を参照するに、本発明の実施の形態による受信機の上位概念的なブロック図が示されている。
【００３７】
受信機は、送信機200が通信チャネル110を介して送信したOFDM信号を受信する受信アンテナ305を有する。OFDM信号は、信号に変調されている情報を含むRF信号であり、RF復調部310に提供される。RF復調部310は、アナログRFキャリアで与えられる情報を復調し、変調データを表すディジタルベースバンドサンプルを出力する。ベースバンドデータサンプルはI及びQのデータ値のペアによるストリームの形式であってもよい。I及びQ値のペア各々は1つの複素数で表現される。
【００３８】
RF復調部310の出力は、送信機200がRFキャリアに関して変調した情報を含む。しかしながら、一般に、復調部の出力は、広帯域雑音(ワイドバンドノイズ)のような干渉及びその他の狭帯域干渉を含む。更に、送信機200から受信機300へのRF信号の伝搬の影響に起因して、RF復調部310の出力は、送信機200がRFキャリアに変調した情報と完全には一致しないかもしれない。例えば、マルチパスフェージングに起因して、受信したRF信号は異なる周波数では別様に減衰し、すなわち周波数応答は平坦ではないかもしれない。更に、受信した信号はそれに関連するRF位相オフセットを有する。更に、周波数応答は時間と共に変化するかもしれない。
【００３９】
RF復調部310の出力は干渉除去部312に提供される。干渉除去部312は、RF復調部からの出力に含まれている狭帯域干渉又はナローバンド干渉を検出し、検出した干渉を除去又は減衰させるフィルタリング処理を実行する。例えば、干渉除去部312は、高速フーリエ変換(FFT)を実行し、周波数領域における干渉を検出し、選択的に干渉を減衰させるように調整可能な有限インパルス応答(FIR)フィルタ又はIIRノッチフィルタを実現する。
【００４０】
FFT部315は一般に周波数変調を実行する。周波数変調は、干渉除去部312からの出力にFFTを適用することで実行できる。注意すべきことに、FFT部315で行われるFFTは、ブロック312で行われるFFTよりも低い分解能で実行される。この点に関し、ブロック315で実行される周波数分離はOFDMシンボル分離段階で実行されることが理解されるべきである。
【００４１】
従来のOFDM受信機の場合、FFT部315の出力は、N個のサブキャリアにエンコードされた(複数の)サブキャリア値に対応することになる。しかしながら、本発明の実施の形態によるシステムの場合、FFT部315からの出力は拡散周波数領域にあり、すなわちFFT部315の出力は、N個のサブキャリアにエンコードされたサブキャリア値の周波数拡散バージョンに対応する。FFT部315で実行されるFFTの処理サイズ(すなわち、ポイント数)は、一般に、送信機200で実行されるIFFTのサイズに一致する。ただし、IFFT及びFFTの処理サイズはサブキャリア値の数に一致する必要はない。例えば、拡散コード長及びIFFTサイズ及びFFTサイズと比較して少ないサブキャリア値しか存在しなかった場合、追加的な処理利得が周波数領域拡散により実現されてもよい。
【００４２】
処理部320、325、330、335及び340は全体として判定フィードバック等化器を形成する。判定フィードバック等化器は、受信機300で行われた過去の判定を用いて、受信機で受信した情報を等化する。
【００４３】
サンプルの各々について、FFT部315の出力は、FFTのサイズに等しい長さMの一連の値であり、等化される前の拡散周波数領域における復調情報を表す。乗算部320において、M個の値の各々に、チャネル等化部340で生成された個々の値が乗算され、これによりチャネル等化を実行する。FFT部315の出力及びチャネル等化部340の出力がそれぞれ長さMのベクトルとして表現される場合、乗算部320は2つのベクトルの要素毎又は成分毎に乗算を実行する。例えば、FFT部315の出力が［a  b  c］に等しいベクトルであり、等化部320の出力が［d  e  f］に等しいベクトルであった場合、乗算部320の出力は［a*d  b*e  c*f］に等しいベクトルとなる。
【００４４】
サンプルの各々について、乗算部320の出力は、等化された後の拡散周波数領域における長さMのベクトルとなる。乗算部320の等化後の出力は直交逆拡散部325に提供される。直交逆拡散部325は、サブキャリアを拡散する際に送信機200で使用されたのと同じ直交符号を用いて、入力されたベクトルを逆拡散する。従って、直交逆拡散部325の出力は送信機200がN個のサブキャリアにエンコードしたサブキャリア値に対応する。
【００４５】
直交逆拡散部325の出力は、逆拡散領域内にあり、判定スライサ部330に提供される。判定スライサ部330はハードスライサ(hard  slicer)を含んでもよい。或いはソフトスライサ(soft  slicer)が含まれていてもよい。判定スライサ部330がハードスライサを含んでいた場合、判定スライサ部330は、入力データの各サンプルが何れのサブキャリア値に対応するかの判定を行う。ソフトスライサが使用されていた場合、判定スライサ部330の出力はサブキャリア値に関して統計的に予想される値を表す。以下の説明においては、ハードスライサを使用することが仮定されている。
【００４６】
判定スライサ部330の動作例として、仮に、各サンプル又はサンプル群について64個のサブキャリアが送信機でデータをエンコードするために使用されていた場合、判定スライサは、各サンプル又はサンプル群が対応するサブキャリア値について64回の判定を行う。一般に、RF信号が送信機200から受信機300へ伝播する際に、ノイズ及び他の干渉がRF信号に付加されるので、典型的には、データを表現するのに使用されるビット数は、判定スライサ部330に依存して、特定のサブキャリア値を表現するのに実際に必要なビット数よりも少ない。例えば、データが元々は16QAM変調方式で変調されていた場合、合計4ビット(同相成分(I)に対して2ビット及び直交性分(Q)に対して2ビット)が各サブキャリア値をエンコードするのに使用されることになる。しかしながら、判定スライサ部330に依存して、より多い数のビットが受信情報を表現するために使用されてもよい。更に、アナログ形式からディジタル形式へ、受信したRFキャリア信号により変調された情報を変換するためにRF復調部310で使用されかつ情報を周波数領域へ変換するためにFFT部315で使用されるサンプルレートは、FFT部315の出力におけるサンプルレートが最終的なOFDMシンボルレートより高くなるように選択されてもよい。時間及び振幅の双方の観点からの高い分解能に基づいて、判定スライサ部は、各サンプル又はサンプル群が対応するサブキャリア値に関する判定を行う。
【００４７】
判定スライサ部330の出力は、送信機200がOFDMシンボルレートでN個のサブキャリアにおいてエンコードしたサブキャリア値に対応する。判定スライサ部330の出力は、サブキャリアデマッピング部342に提供され、その後、復調部345、デインターリーバ350、デコーダ部355及びデスクランブラ部360に提供され、これらは、サブキャリアマッピング部260、復調部250、インターリーバ部240、符号化部230及びスクランブラ部220によりそれぞれ実行された上記の機能の逆の処理を実行する。データ出力部365は受信機300の出力を表す。データ出力部365は、受信したデータを、受信機300を含む装置に提供する、更なる処理のためにネットワーク接続を介して別個の装置に提供する、或いはユーザに提供する。
【００４８】
判定スライサ部330の出力は直交拡散部335にも提供される。直交拡散部335は、送信機の直交拡散部270で使用されたのと同じ直交拡散符号を用いて、判定スライサ部330の出力を周波数領域で拡散する。従って、判定スライサ部330が正しく判定していたとすると、直交拡散部335の出力は拡散周波数領域で予想される受信信号を表す、すなわち通信チャネル110が完全に等化されておりかつ如何なるノイズも干渉も存在しない場合に受信機300が受信することになる信号を表す。
【００４９】
チャネル等化部340は、等化後の拡散周波数領域における乗算部320の出力と拡散周波数領域における予想される受信信号とを比較することでチャネルを等化するために拡散周波数領域で動作する。比較の結果に基づいて、チャネル等化部340は、FFT部315の出力に乗算するのに使用される一連の値を乗算部320に提供し、拡散周波数領域の信号の位相及び振幅を調整することでチャネルを等化する。FFT部315の出力及びチャネル等化部340の出力がそれぞれ長さMのベクトルとして表現される場合、乗算部320は2つのベクトルの要素毎又は成分毎に乗算を実行する。
【００５０】
チャネル等化部340について多くの可能な実現形態がある。例えば、チャネル等化部340は、最小二乗平均(Least-Mean-Square：LMS)アルゴリズム又は正規化LMSアルゴリズムのような適応フィルタアルゴリズムを用いて等化機能を実行してもよい。或いは、既存の他の判定フィードバック等化方式が使用されてもよい。
【００５１】
図4を参照するに、最小二乗平均(LMS)アルゴリズムを使用する一実施形態によるOFDM受信機300の判定フィードバック等化部の上位概念的なブロック図が示されている。等化部340は二重の等化トラッキングループを使用する。インナーループは、LMSアルゴリズムを使用して、周波数拡散サブキャリアにおける全体的な又は一般的なチャネル変動(general  channel  variation)を追跡する。更に、アウター位相ロックループ(PLL)を用いてユニバーサル位相オフセット(universal  phase  offset)を追跡及び補償する。更に、等化部340は重み付けの機能部も含む。
【００５２】
本発明の実施の形態において、インナーループは、LMSアルゴリズムを用いて、周波数拡散サブキャリアにおける全体的なチャネル変動を追跡し、その変動を補償する。具体的には、等化部は1次のLMSフィルタを用いて拡散周波数領域における等化を行う。1次のフィルタ(すなわち、1つのタップを有するフィルタ)に関し、LMSアルゴリズムは次のように要約することができる。
【００５３】
フィルタ出力：y(n)=w*(n)u(n)
誤り推定値：e(n)=d(n)-y(n)
次のフィルタタップウェイト：w(n+1)=w(n)+μu(n)e*(n)
ただし、x*はxの複素共役であり、
u(n)はサンプルnに対する複素フィルタ入力であり、
w(n)はサンプルnに対する現在の複素タップウェイトであり、
d(n)はサンプルnに対する予想された複素推定フィルタ出力であり、
μはフィルタの適用度合いを調整するスケーリング値(実数)である。
【００５４】
次のタップウェイトの複素共役は、次のように算出できる：
w(n+1)=(w(n)+μu(n)e*(n))*
=w*(n)+(μu(n)e*(n))*
=w*(n)+μ*u*(n)e(n)
μは実数値であるのでμ*=μである。従って、次式が得られる。
【００５５】
w(n+1)=w*(n)+μu*(n)e(n)。
【００５６】
LMSアルゴリズムの場合、フィルタタップに適用される補正値(すなわち、μu*(n)e(n))はフィルタ入力u(n)に比例する。従って、u(n)が大きい場合、このアルゴリズムは傾斜ノイズ増大問題(gradient  noise  amplification  problem)(入力が大きくなるとノイズが大きくなってしまう問題)を招く。この問題に対処するため、実スケーリング値μを定義する。すなわち、
μ=μ’/|u(n)|
となるように実スケーリング値μを入力u(n)の大きさに依存して定義し直すようにする。
ここで、μ’はフィルタの適用度合いを制御するスケーリング値(実数)であり、
(n)は時間領域を表す記号であり、
u(n)は周波数領域のベクトルであり、
|u(n)|はベクトルu(n)のベクトルノルム又はサンプルnに対する複素周波数成分の絶対値である。
【００５７】
図4を再び参照するに、受信アンテナ305は、通信チャネル110を介して送信機200が送信したOFDM信号を受信する。RF復調部310は、受信したアナログRFキャリア信号で与えられる情報を復調し、復調されたデータを表すディジタルベースバンドサンプルを出力する。
【００５８】
RF復調部310の出力は干渉除去部312に提供される。干渉除去部312は、RF復調部からの出力に含まれている狭帯域干渉を検出し、検出した干渉を除去する又は減らすように入力データをフィルタリングする。例えば、干渉除去部312は、高速フーリエ変換(FFT)を行い、干渉を検出し、その干渉を減衰させるために調整可能な有限インパルス応答(FIR)フィルタ又はノッチフィルタを使用する。
【００５９】
FFT部315において、干渉除去部312からの出力に高速フーリエ変換(FFT)が適用される。各サンプルについて、FFT部315の出力は、拡散周波数領域におけるサブキャリアを表す長さMのベクトルである。受信信号が、従来のOFDM受信機でN個のサブキャリアと共にエンコードされていた場合、FFT部315の出力はN個のサブキャリアにエンコードされたサブキャリア値となる。しかしながら、本発明の実施の形態の場合、FFT部315の出力は拡散周波数領域内にあり、その出力は、N個のサブキャリアでエンコードされたサブキャリア値を周波数領域で拡散したものに対応する。送信機200でデータを拡散するために使用された拡散符号の長さ及び送信機でのIFFT処理のサイズに依存して、拡散サブキャリアを表すベクトルの長さMは、サブキャリア数Nより多くてもよい。
【００６０】
乗算部410はアウター位相トラッキングループの一部である。乗算部410において、FFT部315から出力されるベクトルのM個の成分の値各々には、大きさが1のゲイン及び特定の位相を有する同じ複素数値が乗算される。これによりベクトルのM個の成分の値各々は同じ位相オフセットだけ調整される。
【００６１】
チャネル等化部340のインナーループをなす処理ブロックは、LMSアルゴリズムを並列的にM回効率的に実行し、これにより拡散周波数領域におけるチャネルを等化する。上述したように、|u(n)|がベクトルu(n)のベクトルノルムであった場合、全ての周波数について同じ正規化が行われる。|u(n)|がサンプルnについての複素周波数成分の絶対値であった場合、周波数毎に異なる正規化が行われる。
【００６２】
乗算部410の出力は乗算部320の入力に提供される。乗算部410のM個の出力の各々は、上述したLMSアルゴリズムの並列的なM個の処理におけるM個の入力u(n)のうちの1つに対応する。乗算部320において、要素毎又は成分毎に行われる乗算は、乗算部410から提供されるM個の成分の値のベクトル、及び1次インナーループフィルタ部465から出力される長さMのベクトルについて行われる。インナーループフィルタ部465から出力されるベクトルの成分値各々は、LMSアルゴリズムにおけるタップウェイトの複素共役(すなわち、w*(n))に対応する。
【００６３】
乗算部320の出力は長さMのベクトルである。M個の成分の値各々はLMSアルゴリズムのフィルタ出力y(n)に対応する。乗算部320の出力と長さMのウェイトベクトルとの要素毎又は成分毎の乗算の結果は、直交逆拡散部325に提供される。
【００６４】
直交逆拡散部325は、周波数領域でN個のサブキャリアを拡散するために送信機200が使用したのと同じ直交符号を用いて、入力ベクトルを逆拡散する。従って、逆拡散部325の出力は、送信機200がN個のサブキャリアにエンコードしたサブキャリア値に対応する。
【００６５】
直交逆拡散部325の出力は、逆拡散周波数領域にあり、判定スライサ部330に提供される。判定スライサ部330は、入力データの各サンプルが対応する値についての判定を行う。
【００６６】
サンプルの各々について、判定スライサ部330の出力は、送信機200がOFDMシンボルレートでN個のサブキャリアにエンコードしたサブキャリア値に対応する長さNのベクトルである。判定スライサ部330の出力は、サブキャリアデマッピング部342に提供され、その後、復調部345、デインターリーバ350、デコーダ部355及びデスクランブラ部360に提供され、これらは、サブキャリアマッピング部260、復調部250、インターリーバ部240、符号化部230及びスクランブラ部220によりそれぞれ実行された上記の機能の逆の処理を実行する。データ出力部365は受信機300の出力を表す。データ出力部365は、受信したデータを、受信機300を含む装置に提供する、更なる処理のためにネットワーク接続を介して別個の装置に提供する、或いはユーザに提供する。
【００６７】
判定スライサ部330の出力は直交拡散部335にも提供される。直交拡散部335は、送信機の直交拡散部270で使用されたのと同じ直交拡散符号を用いて、判定スライサ部330の出力を周波数領域で拡散する。従って、判定スライサ部330が正しく判定していたとすると、直交拡散部335の出力は拡散周波数領域で予想される受信信号を表す、すなわち通信チャネル110が完全に等化されておりかつ如何なるノイズも干渉も存在しない場合に受信機300が受信することになる信号を表す。従って、直交逆拡散部335により出力されたベクトルのM個の成分値の各々は、LMSアルゴリズムにおいて推定された予想値d(n)に対応する。
【００６８】
乗算部320から出力された値は、減算部425において、予想値のベクトルから減算され、長さMの出力ベクトルを生成する。減算部425から出力されたベクトルに含まれている値の各々は、LMSアルゴリズムにおける推定誤差e(n)に対応する(e(n)=d(n)-y(n))。
【００６９】
複素共役部430は、LMSアルゴリズムにおけるフィルタへの入力u(n)に対応する入力ベクトルを入力として受け、ベクトル要素各々の複素共役を生成する。
【００７０】
乗算部435は、減算部425から出力された推定誤差e(n)に対応するベクトルと複素共役部430からの出力との要素毎又は成分毎の乗算結果を出力する。乗算部430から出力されたベクトルに含まれている値の各々はLMSアルゴリズムにおけるu*(n)e(n)に対応する。
【００７１】
正規化部455は、M個の成分値のベクトルである乗算部410からの出力を入力として受け、M個の成分値の各々はLMSアルゴリズムにおけるフィルタへの入力u(n)に対応する。正規化部455は、M個の並列的なフィルタの適用度合い(rate  of  adaptation)を制御するための長さMの実数値のベクトルを出力として生成する。スケーリングベクトルのM個の成分値各々は|u(n)|により正規化される。上述したように、|u(n)|がベクトルu(n)のベクトルノルムであった場合、全ての周波数について同じ正規化が行われる。|u(n)|がサンプルnについての複素周波数成分の絶対値であった場合、周波数毎に異なる正規化が行われる。
【００７２】
乗算部450の出力は、乗算部435からの出力と正規化部455からの出力との要素毎又は成分毎の乗算結果である。乗算部450の出力は、LMSアルゴリズムにおける正規化補正因子(すなわち、μ’u*(n)e(n)/(|u(n)|)に対応し、インナーループフィルタ部465に提供される。
【００７３】
インナーループフィルタ部465は1次無限インパルス応答(IIR)フィルタであってもよく、LMSアルゴリズムの次の反復に対する(すなわち、次のサンプルに対する)タップウェイトの複素共役w*(n+1)を更新する。インナーループフィルタ部465の出力はM個の成分値のベクトルであり、M個の成分値各々はLMSアルゴリズムにおけるw*(n+1)に対応する：
w*(n+1)=w*(n)+μ’u*(n)e(n)/(|u(n)|)。
【００７４】
インナーループフィルタ部465の出力は、復調された情報の次のサンプルを等化するために使用される。従って、受信機により復調される情報は、以前に受信した情報に関連する誤差又はエラーに応じて等化される。
【００７５】
インナーループフィルタ部465は、インナーループフィルタ部465の初期化のための入力も有する。初期チャネル同期部495は、RF復調部310からの出力に基づいて、インナーループフィルタ部465をデフォルト値にリセットする信号を生成及び出力する。
【００７６】
チャネル等化部340は、周波数拡散サブキャリア(周波数領域で拡散されているサブキャリア)全てに対する複合位相誤差(composite  phase  error)を追跡及び補正する。周波数拡散サブキャリアに関する位相誤差の合計を比較し、平均位相誤差に応じて周波数拡散サブキャリアの全ての位相を調整することで、PLLは動作する。
【００７７】
複素共役部440は、周波数拡散サブキャリアの推定された予想値d(n)を表すM個の成分値のベクトルを入力として受け、各々のベクトルの複素共役を生成する。
【００７８】
乗算部445は、複素共役部440からの出力と乗算部320からの出力とを要素毎又は成分毎に乗算した乗算結果を出力し、その出力は等化された拡散周波数領域におけるM個の成分値のベクトルである。乗算部445の出力はM成分のベクトルであり、拡散周波数領域におけるM個の個々の周波数各々における位相誤差を表す。
【００７９】
処理ブロック470において、乗算部445の出力は、M個の拡散サブキャリア各々における位相誤差を表し、ウェイトベクトルが乗算される。
【００８０】
処理ブロック475において、周波数拡散サブキャリアに関連する位相誤差を表すM個の値は、平均位相オフセットを生成するために合計される。M個の拡散サブキャリアを合計することで、結果の出力はより高い信号対雑音比(SNR)を有するようになり、より高速のアウターPLLループをもたらす。
【００８１】
処理ブロック480において、処理ブロック475から出力された1つの複素数値から、実数の位相値が算出される。
【００８２】
アウターループフィルタ部485は、実数の位相値をフィルタリングするローパスフィルタである。アウターループフィルタ部485は2次のローパスIIRフィルタであってもよい。アウターPLLループのスピード、すなわちどの程度速やかにループがロック状態に到達するかは、アウターループフィルタ部485の周波数応答特性を修正することで調整されてもよい。
【００８３】
アウターループフィルタ部485は、アウターループフィルタ部485の初期化のための入力を有していてもよい。初期チャネル同期部495は、特定の通信システムに依存する初期同期手順に基づいて、アウターループフィルタ部485を或る値に設定する出力を生成する。例えば、同期手順は、送信の開始時にRF復調部310で受信される既知のトレーニングシーケンスに依存してもよい。
【００８４】
処理ブロック490は、アウターループフィルタ部485により生成された実数のフィルタリングされた位相値を、典型的には位相値に関連する大きさが1のゲインを有する複素数に変換する。
【００８５】
乗算部410において、FFT部315が出力したベクトルのM個の成分値各々に、処理ブロック490で生成された単独の複素数値が乗算される。これによりベクトルのM成分値各々の位相は同じ位相オフセットだけ調整される。
【００８６】
チャネル等化部340は重み付け部460も含む。重み付け部460は、ノイズ推定部405から出力されたノイズ推定値とインナーループフィルタ部465のM個の出力とを入力として受ける。上述したように、そのM個の出力各々はタップウェイトを表す。重み付け部460は、ノイズ推定出力とタップウェイトとを比較し、周波数成分各々に対して信号対ノイズ推定値を決定する。
【００８７】
重み付け部460の出力は長さMのベクトルであり、拡散周波数領域におけるM個の別個の周波数各々に与えるウェイトを変更するのに使用される。一実施形態において、重み付け部460の出力は1又は0の重み付けベクトルであってもよい。重み付けベクトルと拡散周波数領域内の情報との成分毎の乗算を実行することで、拡散周波数領域における或る周波数をキャンセルすることができる。例えば、ノイズ推定部405により、狭帯域干渉が周波数範囲kの中にあることが確認された場合、その周波数範囲kに対応する重み付けベクトルの1つ以上の成分値はゼロに設定され、チャネル等化部340のインナーループ及びアウターループにおいてその周波数範囲内の値が無視されるようにする。マルチパスヌルにより生じるおそれがある弱い信号成分又は狭帯域干渉を除去するための先行する処理により生じるおそれがある弱い信号成分を含む拡散周波数領域内の或る周波数は、重み付けベクトルを用いてキャンセルできる。そのような周波数(の影響)を排除することは以後の線形LMS処理で過剰なノイズを増幅してしまうことを防止する。
【００８８】
重み付けベクトルはインナーループの乗算部420及びアウターループの乗算部470に提供されている。或いは、別個の重み付けベクトルがインナー及びアウターループ各々のために算出されてもよい。
【００８９】
図5を参照するに、本発明の実施の形態によるOFDM通信装置のブロック図が示されている。OFDM通信装置500は、ユーザが容易に持ち運べる携帯装置のような小型装置であってもよい。或いは、OFDM通信装置500は固定された場所で使用されてもよい。
【００９０】
OFDM通信装置500はコントローラ又は制御部510を含む。コントローラ510は、1つ以上のマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、特定用途向集積回路(ASIC)及びプログラマブルデバイス(例えば、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)又は複合プログラマブル論理装置(CPLD))を含んでもよい。コントローラ510はメモリ535にアクセスする。メモリ535は、ダイナミックRAMのような揮発性メモリ及び不揮発性メモリ(例えば、強誘電体メモリ、磁気抵抗メモリ、フラッシュメモリ又はハードディスクドライブ等)を含んでもよい。メモリ535は、プログラム命令(例えば、ソフトウェアコード)、較正情報及びコントローラで必要な他の情報を保存するために使用されてもよい。
【００９１】
コントローラ510は1つ以上の外部I/Oインターフェース520にも接続されている。外部I/Oインターフェースの具体例は、USBのためのポート、シリアル通信のためのポート、イーサーネットのためのポート、ファームウェアのためのポート等を特に含んでいる。そのようなインターフェース自体は、当業者に良く知られているので、本願で詳細には説明しない。ユーザは、外部I/Oインターフェース520を通じてコントローラとやり取りを行い、ソフトウェアコードを更新し、コントローラ510との間で情報をやり取りすることができる。
【００９２】
メモリ535はコンピュータで読み取ることが可能な記憶媒体を含んでもよく、記憶媒体には上述したような1つ以上の方法、処理、手順又は機能を行うための1つ以上の命令群(例えば、ソフトウェアコード)が保存される。命令を保存しているコンピュータ読取可能な記憶媒体は何れかの外部I/Oインターフェース520を介してコントローラ510に接続されてもよい。命令は、コントローラ510の内部に全て又は部分的に存在してもよい。コントローラ510はプログラム命令を実行し、コントローラ510に指定された機能を実行する。代替的に、本願で説明されている方法、処理、手順又は機能は専用のハードウェア実現手段を用いて実現することができる。従って例示のシステムはソフトウェア、ファームウェア及びハードウェアの実現手段に適用可能である。
【００９３】
OFDM通信装置500はユーザインターフェース530を含む。ユーザインターフェース530は、ボタン、スイッチ、つまみ、取っ手及びキーボード等(ユーザがコントローラ510と相互にやり取りするために使用できるもの)を含んでもよい。ユーザインターフェースは、ステータス情報をユーザに提供するディスプレイを含んでもよい。スピーカ及びマイクロフォンが、音の情報を送信及び受信するためにユーザインターフェース530に含まれていてもよい。
【００９４】
コントローラ510は、信号処理モジュール(SPM)540に接続され、それと通信する。コントローラと同様に、SPM540はマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、専用ディジタル信号プロセッサ(DSP)、ASIC及びプログラマブルデバイス(例えば、FPGA及びCPLD)等を1つ以上含んでもよい。SPM540はコントローラから分離されている必要はない。SPM540の機能はコントローラ510に含まれていてもよい。
【００９５】
OFDM通信装置500はRFインターフェースも含んでいる。RFインターフェース585を実現することが可能な多種多様の方法が存在する。図5は送信アンテナ295及び受信アンテナ305を別々に示しているが、当該技術分野で知られているように、1つのアンテナが受信機及び送信機により共有されていてもよい。複数の送信及び/又は受信アンテナは、ダイバーシチ送受信及び/又はビームフォーミング等のために使用されてもよい。
【００９６】
RFインターフェース585はRF変調器290及びローカル発振器551を含んでいる。RF復調器290の機能は、アップリンクローカル発振器551から導出されたデータ(すなわち、RF信号)を搬送波上に変調することである。変調されるべきデータはSPM540によりRF変調部290に提供される。データを搬送するRF信号は、出力電力増幅器(図示せず)を用いて増幅され、アンテナ295に送られる。これによりアップリンク信号は他のOFDM通信装置に送信又はブロードキャストされる。
【００９７】
RFインターフェース585はRF復調部310及びダウンリンクローカル発振器561も含んでいる。ダウンリンク信号は、アンテナ295から受信され、入力電力増幅器(図示せず)により増幅される。増幅された入力信号はダウンリンクローカル発振器561を用いてRF復調部310により復調される。これによりダウンリンク信号からデータが抽出される。抽出されたデータはディジタルサンプルとしてSPM540に提供される。
【００９８】
本願により説明及び権利請求される全ての方法は多種多様なハードウェア装置を用いて実行されてよい。SPMは要求された機能を実行し、送信機200及び受信機300の上述した処理ブロックを実現してもよい。しかしながら、上記の方法のステップがSPM540によって実行されることは必須ではない。SPM540ではなく、多くのステップが、OFDM通信装置500に含まれている汎用プロセッサにより実行されてもよい。代替的に、開示される方法の一部は、OFDM通信装置500に直接含まれていないハードウェアによって実行されてもよい。例えば、外部I/Oインターフェース520を介してOFDM通信装置500に接続されている装置が、上記の機能の一部を実行してもよい。
【００９９】
更に、本発明の概念、精神及び範囲から逸脱することなく、開示された一連の機能ブロックの順番に関する変形例が適用されてもよい。更に、機能ブロックは、開示された方法の効率を改善するために他の機能ブロックと組み合わせられてもよく、追加的な機能ブロックが、本発明の概念、精神及び範囲から逸脱することなく追加されてもよい。
【０１００】
本願で開示される及び権利請求される全ての装置、方法及びアルゴリズムは、本開示内容に照らし、過度の実験(undue  experimentation)を行うことなく使用及び実行できる。本発明は好ましい実施の形態の観点から説明されてきたが、本発明の概念、精神及び範囲から逸脱することなく、装置、方法、及び方法を形成するステップの順序に変形例が適用されてもよいことは、当業者にとって明らかであろう。より具体的に言えば、或る構成要件が、本願で説明されている構成要件に追加され、組み合わせられ或いは置換されても、同一の又は類似する結果を達成できることは、明らかであろう。当業者に自明なそのような置換例及び変形例の全ては特許請求の範囲で規定されている本発明の精神、範囲及び概念の中に属すると考えられる。
【図１】
2013531927.tif 000003
【図２】
2013531927.tif 000004
【図３】
2013531927.tif 000005
【図４】
2013531927.tif 000006
【図５】
2013531927.tif 000007
【手続補正書】
【提出日】平成24年8月29日(2012.8.29)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信されたサブキャリアにより形成されている無線周波数(RF)信号を復調し、復調されたディジタル情報を生成する無線周波数(RF)復調部と、
信号処理モジュールと
を有する通信装置であって、送信されたサブキャリアの各々は複数の直交符号のうちの何れかを用いて周波数拡散方式で符号化されており、
前記信号処理モジュールは、
前記復調されたディジタル情報の拡散周波数領域表現を生成し、
少なくとも1つの周波数において前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうちの少なくとも1つを複数の調整値に基づいて調整することで、前記復調されたディジタル情報の等化された拡散周波数領域表現を生成し、
複数の受信したサブキャリアを含む前記復調されたディジタル情報の逆拡散された周波数領域表現を生成するために、前記復調された前記ディジタル情報の前記等化された拡散周波数領域表現を、前記複数の直交符号を用いて逆拡散し、
前記復調されたディジタル情報の逆拡散された周波数領域表現に基づいて、前記複数の受信したサブキャリアの各々に対するサブキャリア値を判定し、
判定された前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するために、周波数領域において前記判定されたサブキャリア値を前記複数の直交符号を用いて直交拡散し、
前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現に基づいて、複数の新たな調整値を算出し、
最小二乗平均(LMS)アルゴリズムを用いて、周波数拡散されたサブキャリアにおける全体的なチャネル変動を追跡するインナーループ、及びアウター位相ロックループ(PLL)を用いてユニバーサル位相オフセットを追跡及び補償するアウターループという二重の等化トラッキングループに従って前記複数の新たな調整値を算出し、
或る周波数範囲内で当該通信装置が受信したノイズの推定値に基づいて重み付け関数を算出し、
前記等化された拡散周波数領域表現に前記重み付け関数を適用することで、少なくとも1つの周波数における前記等化された拡散周波数領域表現の電力を調整する、通信装置。
【請求項２】
前記信号処理モジュールが、前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現及び前記等化された拡散周波数領域表現に基づいて、複数の推定された誤差値を算出し、前記複数の推定された誤差値に基づいて複数の新たな調整値を算出する、請求項1に記載の通信装置。
【請求項３】
前記拡散周波数領域表現が複素数値の第1のベクトルで表現され、
前記複素数値の各々が特定の周波数における前記電力及び前記位相を表現し、
前記複数の調整値が複素数値の第2のベクトルで表現され、
前記等化された拡散周波数領域表現が複素数値の第3のベクトルで表現され、
前記信号処理モジュールは、前記拡散周波数領域表現に前記複数の調整値を成分毎に乗算することで、前記第3のベクトルを生成する、請求項2に記載の通信装置。
【請求項４】
前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現が複素数値の第4のベクトルで表現され、
前記複数の推定された誤差値が複素数値の第5のベクトルで表現され、
前記信号処理モジュールは、前記等化された拡散周波数領域表現と前記モデル拡散周波数領域表現との間の差分を成分毎に判定することで、前記第5のベクトルを生成する、請求項3に記載の通信装置。
【請求項５】
前記複数の新たな調整値が複素数値の第6のベクトルで表現され、
前記信号処理モジュールは、前記複数の推定された誤差値に実数のスケーリング値を乗算することで適用ベクトルを決定し、前記適用ベクトルを前記複数の調整値に成分毎に加算することで、前記複数の新たな調整値を算出する、請求項4に記載の通信装置。  
【請求項６】
前記信号処理モジュールは、前記復調されたディジタル情報について高速フーリエ変換(FFT)を実行することで、前記復調されたディジタル情報の拡散周波数領域表現を生成する、請求項1に記載の通信装置。
【請求項７】
前記複数の直交符号がウォルシュ行列から導出されている、請求項1に記載の通信装置。
【請求項８】
前記信号処理モジュールは、前記複数の推定された誤差値に基づいて前記等化された拡散周波数領域表現の平均位相誤差を判定し、判定した前記平均位相誤差に従って前記等化された拡散周波数領域表現の複合位相を調整する、請求項4に記載の通信装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１１】
開示される発明による通信装置は、
複数の送信されたサブキャリアにより形成されている無線周波数(RF)信号を復調し、復調されたディジタル情報を生成する無線周波数(RF)復調部と、
信号処理モジュールと
を有する通信装置であって、送信されたサブキャリアの各々は複数の直交符号のうちの何れかを用いて周波数拡散方式で符号化されており、
前記信号処理モジュールは、
前記復調されたディジタル情報の拡散周波数領域表現を生成し、
少なくとも1つの周波数において前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうちの少なくとも1つを複数の調整値に基づいて調整することで、前記復調されたディジタル情報の等化された拡散周波数領域表現を生成し、
複数の受信したサブキャリアを含む前記復調されたディジタル情報の逆拡散された周波数領域表現を生成するために、前記復調された前記ディジタル情報の前記等化された拡散周波数領域表現を、前記複数の直交符号を用いて逆拡散し、
前記復調されたディジタル情報の逆拡散された周波数領域表現に基づいて、前記複数の受信したサブキャリアの各々に対するサブキャリア値を判定し、
判定された前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するために、周波数領域において前記判定されたサブキャリア値を前記複数の直交符号を用いて直交拡散し、
前記サブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現に基づいて、複数の新たな調整値を算出し、
最小二乗平均(LMS)アルゴリズムを用いて、周波数拡散されたサブキャリアにおける全体的なチャネル変動を追跡するインナーループ、及びアウター位相ロックループ(PLL)を用いてユニバーサル位相オフセットを追跡及び補償するアウターループという二重の等化トラッキングループに従って前記複数の新たな調整値を算出し、
或る周波数範囲内で当該通信装置が受信したノイズの推定値に基づいて重み付け関数を算出し、
前記等化された拡散周波数領域表現に前記重み付け関数を適用することで、少なくとも1つの周波数における前記等化された拡散周波数領域表現の電力を調整する、通信装置である。
【手続補正書】
【提出日】平成25年6月17日(2013.6.17)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の直交符号を用いて複数の送信されるサブキャリアを周波数領域で拡散することで符号化された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を等化する等化方法であって、
受信機において前記ＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
復調された情報を生成するために前記ＯＦＤＭ信号の少なくとも一部を復調するステップと、
前記復調された情報の拡散周波数領域表現を生成するステップと、
複数の等化調整値に基づいて少なくとも１つの周波数について前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうち少なくとも１つを調整することで、前記復調された情報の等化された拡散周波数領域表現を決定するステップと、
前記複数の直交符号を用いて前記等化された拡散周波数領域表現を逆拡散し、複数の受信したサブキャリアを含む逆拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記復調された情報の前記逆拡散周波数領域表現に基づいて、前記複数の受信したサブキャリア各々についてサブキャリア値を決定するステップと、
前記受信機が、前記複数の直交符号を用いて、前記周波数領域において決定された前記サブキャリア値を直交拡散し、前記決定されたサブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記等化された拡散周波数領域表現と前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現との比較結果に基づいて、複数の新たな等化調整値を算出するステップと
を有する等化方法。
【請求項２】
前記複数の新たな等化調整値が、最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムに従って算出される、請求項１に記載の等化方法。
【請求項３】
前記復調された情報の拡散周波数領域表現を生成する前記ステップにおいて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する、請求項１に記載の等化方法。
【請求項４】
ある範囲の周波数にわたって前記受信機が受信したノイズの推定値に基づいて重み付け関数を算出するステップと、
前記重み付け関数を前記等化された拡散周波数領域表現に適用することで、少なくとも１つの周波数の前記等化された拡散周波数領域表現の電力を調整するステップと
を更に有する請求項１に記載の等化方法。
【請求項５】
前記複数の直交符号がウォルシュ行列から導出される、請求項１に記載の等化方法。
【請求項６】
前記複数の直交符号各々の長さが、受信したサブキャリア数より大きい、請求項１に記載の等化方法。
【請求項７】
復調されたディジタル情報を生成するために、複数の送信されたサブキャリアにより形成された無線周波数（ＲＦ）信号を復調するように形成された無線周波数（ＲＦ）復調部であって、前記送信されたサブキャリア各々は複数の直交符号のうちの何れかを用いた周波数拡散処理により符号化されている、無線周波数（ＲＦ）復調部と、
信号処理モジュールと
を有し、前記信号処理モジュールは、
前記復調されたディジタル情報の拡散周波数領域表現を生成するステップと、
複数の等化調整値に基づいて少なくとも１つの周波数について前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうち少なくとも１つを調整することで、前記復調されたディジタル情報の等化された拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記複数の直交符号を用いて、前記復調されたディジタル情報の前記等化された拡散周波数領域表現を逆拡散し、複数の受信したサブキャリアを含む前記復調されたディジタル情報の逆拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記復調されたディジタル情報の前記逆拡散周波数領域表現に基づいて、前記複数の受信したサブキャリア各々についてサブキャリア値を決定するステップと、
前記複数の直交符号を用いて、前記周波数領域において決定された前記サブキャリア値を直交拡散し、前記決定されたサブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記等化された拡散周波数領域表現と前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現との比較結果に基づいて、複数の新たな等化調整値を算出するステップと
を実行する、通信装置。
【請求項８】
前記信号処理モジュールが、最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムに従って前記複数の新たな等化調整値を算出するように形成されている、請求項７に記載の通信装置。
【請求項９】
前記信号処理モジュールが、前記復調されたディジタル情報について高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行することで、前記復調された指示たる情報の前記拡散領域周波数表現を生成する、請求項７に記載の通信装置。
【請求項１０】
前記信号処理モジュールが、
ある範囲の周波数にわたって受信機が受信したノイズの推定値に基づいて重み付け関数を算出し、
前記重み付け関数を前記等化された拡散周波数領域表現に適用することで、少なくとも１つの周波数の前記等化された拡散周波数領域表現の電力を調整するように形成されている、請求項７に記載の通信装置。
【請求項１１】
前記複数の直交符号がウォルシュ行列から導出される、請求項７に記載の通信装置。
【請求項１２】
複数の直交符号を用いて複数の送信されるサブキャリアを周波数領域で拡散することで符号化された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を等化する等化方法であって、
受信機において前記ＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
復調された情報を生成するために前記ＯＦＤＭ信号の少なくとも一部を復調するステップと、
前記復調された情報の拡散周波数領域表現を生成するステップと、
複数の等化調整値に基づいて少なくとも１つの周波数について前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうち少なくとも１つを調整することで、前記復調された情報の等化された拡散周波数領域表現を決定するステップと、
前記複数の直交符号を用いて前記等化された拡散周波数領域表現を逆拡散し、複数の受信したサブキャリアを含む逆拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記複数の受信したサブキャリア各々についてサブキャリア値を決定するステップと、
前記受信機が、前記複数の直交符号を用いて、前記周波数領域において決定された前記サブキャリア値を直交拡散し、前記決定されたサブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現に基づいて、複数の新たな等化調整値を算出するステップと
を有し、複数の新たな等化調整値を算出する前記ステップにおいて、前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現と等化された拡散周波数領域表現とに基づいて、複数の推定された誤差値を算出し、前記複数の推定された誤差値に基づいて前記複数の新たな調整値を算出する、等化方法。
【請求項１３】
前記拡散周波数領域表現が複数の複素数値による第１のベクトルであり、前記複数の複素数値の各々は特定の周波数における前記電力及び前記位相を表現し、
前記複数の等化調整値は複数の複素数値による第２のベクトルを表現し、
前記等化された拡散周波数領域表現は、前記拡散周波数領域表現に前記複数の等化調整値を成分毎に乗算することで生成された複数の複素数値による第３のベクトルを表現する、請求項１２に記載の等化方法。  
【請求項１４】
前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現は複数の複素数値による第４のベクトルを表現し、
前記複数の推定された誤差値が、前記等化された拡散周波数領域表現と前記モデル拡散周波数表現との間の差分を成分毎に判定することで算出された複数の複素数値による第５のベクトルを表現する、請求項１３に記載の等化方法。
【請求項１５】
前記複数の新たな等化調整値が複数の複素数値による第６のベクトルを表現し、
前記複数の新たな等化調整値を算出する前記ステップにおいて、前記複数の推定された誤差値に実数のスケーリング値を乗算することで適応ベクトルを決定し、前記適応ベクトルに前記複数の等化調整値を成分毎に加算する、請求項１４に記載の等化方法。
【請求項１６】
前記複数の推定された誤差値に基づいて前記等化された拡散周波数領域表現についての平均位相誤差を判定するステップと、
判定された前記平均位相誤差に応じて前記等化された拡散周波数領域表現の複合位相を調整するステップと
を更に有する請求項１４に記載の等化方法。
【請求項１７】
復調されたディジタル情報を生成するために、複数の送信されたサブキャリアにより形成された無線周波数（ＲＦ）信号を復調するように形成された無線周波数（ＲＦ）復調部であって、前記送信されたサブキャリア各々は複数の直交符号のうちの何れかを用いた周波数拡散処理により符号化されている、無線周波数（ＲＦ）復調部と、
信号処理モジュールと
を有し、前記信号処理モジュールは、
前記復調されたディジタル情報の拡散周波数領域表現を生成するステップと、
複数の等化調整値に基づいて少なくとも１つの周波数について前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうち少なくとも１つを調整することで、前記復調されたディジタル情報の等化された拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記複数の直交符号を用いて、前記復調されたディジタル情報の前記等化された拡散周波数領域表現を逆拡散し、複数の受信したサブキャリアを含む前記復調されたディジタル情報の逆拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記複数の受信したサブキャリア各々についてサブキャリア値を決定するステップと、
前記複数の直交符号を用いて、前記周波数領域において決定された前記サブキャリア値を直交拡散し、前記決定されたサブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現に基づいて、複数の新たな等化調整値を算出するステップと
を実行し、前記信号処理モジュールは、更に、前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現と等化された拡散周波数領域表現とに基づいて、複数の推定された誤差値を算出し、前記複数の推定された誤差値に基づいて前記複数の新たな調整値を算出する、通信装置。
【請求項１８】
前記拡散周波数領域表現が複数の複素数値による第１のベクトルであり、前記複数の複素数値の各々は特定の周波数における前記電力及び前記位相を表現し、
前記複数の等化調整値は複数の複素数値による第２のベクトルを表現し、
前記等化された拡散周波数領域表現は、前記拡散周波数領域表現に前記複数の等化調整値を成分毎に乗算することで前記信号処理モジュールが生成した複数の複素数値による第３のベクトルを表現する、請求項１７に記載の通信装置。  
【請求項１９】
前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現は複数の複素数値による第４のベクトルを表現し、
前記複数の推定された誤差値が、前記等化された拡散周波数領域表現と前記モデル拡散周波数表現との間の差分を成分毎に判定することで前記信号処理モジュールが算出した複数の複素数値による第５のベクトルを表現する、請求項１８に記載の通信装置。
【請求項２０】
前記複数の新たな等化調整値が複数の複素数値による第６のベクトルを表現し、
前記信号処理モジュールが、前記複数の推定された誤差値に実数のスケーリング値を乗算することで適応ベクトルを決定し、前記適応ベクトルに前記複数の等化調整値を成分毎に加算することで、前記複数の新たな調整値を算出するように形成されている、請求項１９に記載の通信装置。
【請求項２１】
前記信号処理モジュールが、
前記複数の推定された誤差値に基づいて前記等化された拡散周波数領域表現についての平均位相誤差を判定し、
判定された前記平均位相誤差に応じて前記等化された拡散周波数領域表現の複合位相を調整するように形成されている、請求項１９に記載の通信装置。
【請求項２２】
コンピュータにより実行可能な命令を格納したコンピュータ読み取り可能な媒体であって、前記命令は装置に等化方法を実行させ、前記等化方法は、
複数の直交符号を用いて複数の送信されるサブキャリアを周波数領域で拡散することで符号化された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調し、復調された情報を生成するステップと、
前記復調された情報の拡散周波数領域表現を生成するために前記復調された情報を変換するステップと、
複数の等化調整値に基づいて少なくとも１つの周波数について前記拡散周波数領域表現の電力及び位相のうち少なくとも１つを調整することで、前記復調された情報の等化された拡散周波数領域表現を決定するステップと、
前記複数の直交符号を用いて前記等化された拡散周波数領域表現を逆拡散し、複数の受信したサブキャリアを含む逆拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記復調された情報の前記逆拡散周波数領域表現に基づいて、前記複数の受信したサブキャリア各々についてサブキャリア値を決定するステップと、
前記受信機が、前記複数の直交符号を用いて、前記周波数領域において決定された前記サブキャリア値を直交拡散し、前記決定されたサブキャリア値のモデル拡散周波数領域表現を生成するステップと、
前記等化された拡散周波数領域表現と前記サブキャリア値の前記モデル拡散周波数領域表現との比較結果に基づいて、複数の新たな等化調整値を算出するステップと
を有する、コンピュータ読み取り可能な媒体。
【国際調査報告】
2013531927.tif 000008
2013531927.tif 000009