(57)【要約】【課題】複数の高調波成分を遮断可能な共振部の占有領域を小さくすることができ、デジタル信号に起因したＥＭＩを低減すること。【解決手段】プリント回路板５００は、プリント配線板１００とプリント配線板１００に実装された送信回路２００とを備えている。プリント配線板１００は、信号導体パターン１１１と、複数の共振周波数で共振する共振部１２０とを有する。共振部１２０は、送信回路２００のグラウンド端子２０２に接続されたグラウンド導体パターン１２１を有する。また、共振部１２０は、グラウンド導体パターン１２１に絶縁体層を介して対向するよう、互いに間隔をあけて並設された複数の導体パターン１３１，１３２，１３３を有する。また、共振部１２０は、互いに隣接する各導体パターン同士を連結する連結導体１４１，１４２を有する。また、共振部１２０は、導体パターン１３１と信号導体パターン１１１とを連結するヴィア導体１２３を有する。【選択図】図１
2015012169.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の導体層が絶縁体層を介して積層されたプリント配線板と、
デジタル信号を送信する送信端子と、グラウンド電位が印加されるグラウンド端子とを有し、前記プリント配線板に実装された送信回路と、を備え、
前記プリント配線板は、
前記複数の導体層のうち、第１導体層に形成され、前記送信回路の送信端子に接続された信号導体パターンと、
前記信号導体パターンに分岐して接続され、複数の共振周波数で共振する共振部と、を有し、
前記共振部は、
前記複数の導体層のうち、前記第１導体層とは異なる第２導体層に形成され、前記送信回路のグラウンド端子に接続されたグラウンド導体パターンと、
前記複数の導体層のうち、前記第１導体層及び前記第２導体層とは異なる第３導体層に形成され、前記グラウンド導体パターンに絶縁体層を介して対向するよう、互いに間隔をあけて並設された複数の導体パターンと、
互いに隣接する前記各導体パターン同士を連結する連結導体と、
前記複数の導体パターンのうち外側に位置する第１導体パターンと、前記信号導体パターンとを連結するヴィア導体と、を有することを特徴とするプリント回路板。
【請求項２】
前記複数の導体パターンを包囲する最短の包囲線で囲われた包囲領域の包囲面積は、前記共振部が前記デジタル信号の基本周波数の１倍で共振する面積であることを特徴とする請求項１に記載のプリント回路板。
【請求項３】
前記各導体パターンは、前記各共振周波数が前記デジタル信号の基本周波数の整数倍となるように設定されていることを特徴とする請求項２に記載のプリント回路板。
【請求項４】
前記複数の導体パターンが、前記第１導体パターンと、前記第１導体パターンに隣接する第２導体パターンとからなり、
前記第１導体パターンが前記包囲面積の１／２であり、前記第２導体パターンが前記包囲面積の１／４であることを特徴とする請求項２又は３に記載のプリント回路板。
【請求項５】
前記第１導体パターンを、前記第２導体パターンに隣接する側の第１領域と、前記第１領域とは反対側の第２領域とに区分したとき、前記第２領域の面積が、前記包囲面積の１／４の面積であり、
前記ヴィア導体は、前記第１導体パターンの第２領域に接続されていることを特徴とする請求項４に記載のプリント回路板。
【請求項６】
前記複数の導体パターンが、前記第１導体パターンと、前記第１導体パターンに隣接する第２導体パターンと、前記第２導体パターンに隣接する第３導体パターンとからなり、
前記第１導体パターンが前記包囲面積の１／４であり、前記第２導体パターンが前記包囲面積の５／３６であり、前記第３導体パターンが前記包囲面積の１／４であり、
前記包囲領域における前記第１導体パターンと前記第２導体パターンとの間の面積が、前記包囲面積の１／９であり、前記包囲領域における前記第２導体パターンと前記第３導体パターンとの間の面積が、前記包囲面積の１／４であることを特徴とする請求項２又は３に記載のプリント回路板。
【請求項７】
前記第１導体パターンを、前記第２導体パターンに隣接する側の第１領域と、前記第１領域とは反対側の第２領域とに区分したとき、前記第２領域の面積が前記包囲面積の１／９であり、
前記ヴィア導体は、前記第１導体パターンの第２領域に接続されていることを特徴とする請求項６に記載のプリント回路板。
【請求項８】
前記複数の導体パターンは、それぞれ長方形状に形成されており、幅方向に沿って互いに間隔をあけて配置され、幅方向に直交する長さ方向で同一の長さに形成されていることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載のプリント回路板。
【請求項９】
前記連結導体が、前記第３導体層に形成された線状の導体であることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のプリント回路板。
【請求項１０】
前記ヴィア導体と前記第１導体パターンとの接続部分が、前記連結導体の延びる方向に沿う直線上にあることを特徴とする請求項９に記載のプリント回路板。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号を送信する送信回路と、デジタル信号の伝送に用いられるプリント配線板とを備えたプリント回路板に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、デジタル複写機やデジタルカメラは、高速化・高精細化を実現するため、大容量のデジタル信号を高速に伝送する必要がある。高速なデジタル信号がプリント配線板上を伝送すると、プリント配線板に接続されたケーブル等をアンテナとして不要電磁波（ＥＭＩ：Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生し、他の電子機器の動作に影響を与える恐れがある。そのため、高速なデジタル信号に起因する放射ノイズを抑制する必要がある。
【０００３】
その抑制手段の１つとして、放射ノイズの原因となるデジタル信号の不要な高調波成分を除去するＬＣ共振型フィルタを用いることが知られている。ＬＣ共振型フィルタは、インダクタンスとキャパシタンスの直列共振、もしくは並列共振を利用し、不要な高調波成分とフィルタの共振周波数を合わせることで、デジタル信号の不要な高調波成分を遮断し、拡散を抑制するものである。
【０００４】
このＬＣ共振型フィルタにおいて、デジタル信号が高速になると不要な高調波成分もより高周波となるため、ＬＣ共振回路の共振周波数も高周波に設定することが必要となる。しかし、高周波共振回路を市販部品で構成しようとすると、部品素子値が非常に小さな値となり、標準的な部品では希望の共振周波数を得ることが難しくなる。
【０００５】
このような問題に対し、プリント配線板上の配線パターンでインダクタンス、キャパシタンスを形成することで希望の共振周波数を得る方法が知られている。この方法では、細長い配線パターンやヴィアに生じるインダクタンスや、対向した面状の配線パターンに生じるキャパシタンスを利用する（特許文献１参照）。プリント配線板の配線パターンを希望のインダクタンスとキャパシタンスが得られるような形状に設計することで、希望の共振周波数を得るというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平７−１４２８７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、デジタル信号が持つ不要な高調波成分は複数存在し、上記特許文献１を利用したプリント配線板においては高調波成分一点毎にヴィアと対向した面状配線パターンによるＬＣ型共振フィルタを準備する必要があった。そして、近年、製品小型化が進み、ＩＣなど実装部品の配置や配線などの制約が益々増える中で、複数のＬＣ共振フィルタを並べるような大きな放射ノイズ対策エリアを設けることは難しい状況となっていた。
【０００８】
そこで、本発明は、複数の高調波成分を遮断可能な共振部の占有領域を小さくすることができ、デジタル信号に起因したＥＭＩを低減することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のプリント回路板は、複数の導体層が絶縁体層を介して積層されたプリント配線板と、デジタル信号を送信する送信端子と、グラウンド電位が印加されるグラウンド端子とを有し、前記プリント配線板に実装された送信回路と、を備え、前記プリント配線板は、前記複数の導体層のうち、第１導体層に形成され、前記送信回路の送信端子に接続された信号導体パターンと、前記信号導体パターンに分岐して接続され、複数の共振周波数で共振する共振部と、を有し、前記共振部は、前記複数の導体層のうち、前記第１導体層とは異なる第２導体層に形成され、前記送信回路のグラウンド端子に接続されたグラウンド導体パターンと、前記複数の導体層のうち、前記第１導体層及び前記第２導体層とは異なる第３導体層に形成され、前記グラウンド導体パターンに絶縁体層を介して対向するよう、互いに間隔をあけて並設された複数の導体パターンと、互いに隣接する前記各導体パターン同士を連結する連結導体と、前記複数の導体パターンのうち外側に位置する第１導体パターンと、前記信号導体パターンとを連結するヴィア導体と、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、複数の高調波成分を遮断可能な共振部の占有領域を小さくすることができ、デジタル信号に起因したＥＭＩを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１実施形態に係るプリント回路板の概略構成を示す説明図である。
【図２】第１実施形態に係るプリント回路板の一部を示す断面図である。
【図３】デジタル信号のスペクトラムを示すグラフである。
【図４】第１実施形態に係るプリント回路板のプリント配線板の面状信号配線を示す説明図である。
【図５】第２実施形態に係るプリント回路板のプリント配線板の面状信号配線を示す平面図である。
【図６】第３実施形態に係るプリント回路板のプリント配線板の面状信号配線を示す説明図である。
【図７】シミュレーション結果を示すグラフである。
【図８】シミュレーション結果を示すグラフである。
【図９】シミュレーション結果を示すグラフである。
【図１０】シミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】シミュレーション結果を示すグラフである。
【図１２】シミュレーション結果を示すグラフである。
【図１３】比較例のプリント回路板の概略構成を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１３】
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係るプリント回路板の概略構成を示す説明図である。図２は、本発明の第１実施形態に係るプリント回路板の一部を示す断面図である。図１及び図２に示すプリント回路板５００は、例えば複写機、プリンタ、ファクシミリ、これらのデジタル複合機、或いはデジタルカメラ等の電子機器に搭載され、データ通信を行うためのデジタル信号の伝送に用いられる。
【００１４】
プリント回路板５００は、プリント配線板１００と、プリント配線板１００に実装された送信回路２００と、プリント配線板１００に実装され、ケーブル３００が接続されるコネクタ４００とを備えている。
【００１５】
送信回路２００は、差動伝送方式で所定の伝送レート［ｂｐｓ］のデジタル信号を送信するものであり、例えば半導体パッケージで構成され、送信端子２０１を有している。つまり、デジタル信号は、送信端子２０１から送信される。
【００１６】
本第１実施形態では、大容量のデジタル信号を高速に伝送するため、少ない伝送線路で高速に大容量のデータを伝送することが可能なシリアル伝送方式としている。シリアル伝送方式とは、データやアドレス、制御線といった低速なパラレル信号をシリアル化して伝送線路に出力し、送られてきたシリアル信号を受信側でデシリアライズしてパラレル信号に変換するものである。シリアル化したデータ列にクロック信号を埋め込んで伝送し、受信側ではクロックとデータが再生される。
【００１７】
なお、本第１実施形態では、送信回路２００が差動伝送方式でデジタル信号を出力するので、送信端子は２つあるが、そのうちの一方の送信端子２０１のみを図示しており、他方の送信端子は図示を省略している。また、送信回路２００は、不図示の電源端子とグラウンド端子２０２とを有し、電源端子に電源電位が印加され、グラウンド端子２０２にグラウンド電位が印加されて動作する。
【００１８】
デジタル信号の伝送レートに相当する周波数が基本周波数（繰り返し周波数）［Ｈｚ］であり、例えば、デジタル信号の伝送レートが１［Ｇｂｐｓ］の場合、デジタル信号の基本周波数は１［ＧＨｚ］である。換言すると、基本周波数は、１ビット当たりの周期に対応する周波数である。図３は、デジタル信号のスペクトラムを示すグラフである。このシリアル伝送方式のデジタル信号は、ｓｉｎｃ関数で表され、基本周波数の整数倍の周波数以外の周波数帯に信号成分があり、基本周波数の整数倍の周波数では信号成分はほとんどない。
【００１９】
プリント配線板１００は、図２に示すように、複数の導体層１０１〜１０３が絶縁体層１０５，１０６を介して積層された多層基板であり、少なくとも３層の導体層があればよく、本第１実施形態では、例えば３層である。
【００２０】
プリント配線板１００は、複数の導体層１０１〜１０３のうち、第１導体層である一方の表層の導体層１０１に形成され、図１に示すように、送信回路２００の送信端子２０１に接続された信号導体パターン１１１を有している。この信号導体パターン１１１は、線状に形成され、一端が送信回路２００の送信端子２０１に接続され、他端がコネクタ４００の端子（不図示）に接続されている。これにより、送信回路２００の送信端子２０１から送信されたデジタル信号は、信号導体パターン１１１及びケーブル３００を伝搬し、不図示の受信回路にて受信される。この受信回路は、プリント配線板１００とは別の不図示のプリント配線板や他の電子機器等に搭載されている。
【００２１】
また、プリント配線板１００は、信号導体パターン１１１に分岐して接続され、互いに異なる複数の共振周波数で直列共振する共振部１２０を有する。
【００２２】
ここで、信号導体パターン１１１を伝搬するデジタル信号には、基本周波数の整数倍（１倍、２倍、３倍…）の周波数でピークを持つナローバンドのノイズ（コモンモードノイズ）が重畳していることがある。つまり、差動クロック信号にて打ち消せないノイズが発生する。また、上述したように、デジタル信号の基本周波数の整数倍の周波数では、信号成分がほとんどない。従って、本第１実施形態では、共振部１２０は、各共振周波数が、基本周波数の整数倍（１倍、２倍、及び３倍）の周波数となるように設定されている。なお、共振部１２０は、信号導体パターン１１１に接続されているが、送信回路２００の不図示の他方の送信端子に接続される不図示の信号導体パターンにも共振部１２０と同一構成の不図示の共振部を接続してもよい。
【００２３】
共振部１２０は、複数の導体層１０１〜１０３のうち、導体層１０１とは異なる第２導体層である内層の導体層１０２に形成され、送信回路２００のグラウンド端子２０２にヴィア導体１１２等を介して接続されたグラウンド導体パターン１２１を有する。また共振部１２０は、導体層１０１及び導体層１０２とは異なる第３導体層である他方の表層である導体層１０３に形成され、グラウンド導体パターン１２１に絶縁体層１０６を介して対向する導体で形成された面状信号配線１２２を有する。更に、共振部１２０は、面状信号配線１２２と信号導体パターン１１１とを連結するヴィア導体１２３を有する。
【００２４】
グラウンド導体パターン１２１は、導体層１０１〜１０３の積層方向であって面状信号配線１２２を導体層１０２に投影したときの投影像の全体を含む大きさに形成されている。
【００２５】
本第１実施形態では、面状信号配線１２２、面状信号配線１２２に対向するグラウンド導体パターン１２１（具体的にはグラウンド導体パターン１２１の対向部分）、及びヴィア導体１２３により、ＬＣ直列共振回路（共振部１２０）が構成されている。
【００２６】
面状信号配線１２２とグラウンド導体パターン１２１とによるキャパシタンスをＣ［Ｆ］、ヴィア導体１２３のインダクタンスをＬ［Ｈ］とすると、この共振部１２０の共振周波数ｆは、
【００２７】
【数１】
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と表される。この共振周波数においては、信号導体パターン１１１とグラウンド導体パターン１２１との間のインピーダンスが小さくなる。そのため、送信回路２００から送信されるデジタル信号の周波数成分のうち、共振部１２０の共振周波数と合致する成分は遮断され、ケーブル３００への伝搬が抑制され、放射ノイズが抑制される。
【００２８】
図４は、本発明の第１実施形態のプリント配線板１００の面状信号配線１２２を示す説明図である。図４（ａ）は、面状信号配線１２２の平面図、図４（ｂ）は、面状信号配線１２２の構成を説明するための平面図である。
【００２９】
面状信号配線１２２は、互いに間隔をあけて並設された複数（３つ）の導体パターン１３１，１３２，１３３と、互いに隣接する各導体パターン同士を連結する連結導体１４１，１４２と、を有して構成される。導体パターン１３１，１３２，１３３は、面状に形成されている。
【００３０】
導体パターン１３１，１３２，１３３は、それぞれ長方形状に形成されているのが好ましい。そして、導体パターン１３１，１３２，１３３は、幅方向（矢印Ｙ方向）に沿って互いに間隔をあけて配置され、幅方向に直交する長さ方向（矢印Ｘ方向）で同一の長さに形成されているのが好ましい。そして、導体パターン１３１，１３２，１３３は、互いに平行、即ち長さ方向が互いに同一であるのが好ましい。また、連結導体１４１，１４２の延びる方向は、導体パターン１３１，１３２，１３３の長さ方向と交差する方向、特に直交する方向（矢印Ｙ方向）であるのが好ましい。各連結導体１４１，１４２の矢印Ｘ方向の幅は、導体パターン１３１，１３２，１３３の長さ方向（矢印Ｘ方向）の長さよりも短い。
【００３１】
連結導体１４１，１４２は、互いに同一線上に配置されている。本第１実施形態では、矢印Ｙ方向に延びる直線上（例えば図４（ａ）中、破線Ｌ１上）に配置されている。そして、導体パターン１３１，１３２，１３３の矢印Ｘ方向の一方の端部に配置されている。
【００３２】
本第１実施形態では、３つの導体パターン１３１，１３２，１３３のうちの外側に位置する導体パターン１３１，１３３のうち、導体パターン１３１を第１導体パターンとする。また、導体パターン１３１に隣接する導体パターン１３２を第２導体パターンとする。また、導体パターン１３２に隣接する導体パターン１３３を第３導体パターンとする。導体パターン１３１と導体パターン１３３との間に導体パターン１３２が配置されている。
【００３３】
上述したヴィア導体１２３は、導体パターン１３１と信号導体パターン１１１とを連結するよう、ヴィア導体１２３の一端が信号導体パターン１１１に接続され、他端が導体パターン１３１に接続されている。
【００３４】
連結導体１４１，１４２は、本第１実施形態では、導体層１０３に導体パターン１３１，１３２，１３３と一体に形成された線状の導体（パターン）である。なお、連結導体１４１，１４２は、不図示のヴィア導体、及び導体層１０３とは別の導体層に形成された不図示の導体パターンで形成してもよい。そして、連結導体１４１，１４２は、信号導体パターン１１１とは別体に形成されていればよい。
【００３５】
これら複数の導体パターン１３１，１３２，１３３を包囲する最短の包囲線Ｌａで囲われた包囲領域Ｒａの包囲面積（大きさ）Ｓ１は、共振部１２０がデジタル信号の基本周波数の１倍の周波数で共振する面積である。即ち包囲領域Ｒａは、導体パターン１３１〜１３３がグラウンド導体パターン１２１と対向して生じるキャパシタンスと、ヴィア導体１２３のインダクタンスによって、ノイズの第１次高調波と同じ共振周波数を有するＬＣ共振回路を構成する大きさである。
【００３６】
本第１実施形態では、導体パターン１３１が包囲面積Ｓ１の１／４の面積であり、導体パターン１３２が包囲面積Ｓ１の５／３６の面積であり、導体パターン１３３が包囲面積Ｓ１の１／４の面積である。
【００３７】
包囲領域Ｒａ内の導体パターン１３１と導体パターン１３２との間の領域（スペース）Ｒ１１の面積が、包囲面積Ｓ１の１／９の面積である。また、包囲領域Ｒａ内の導体パターン１３２と導体パターン１３３との間の領域（スペース）Ｒ１２の面積が、包囲面積Ｓ１の１／４の面積である。
【００３８】
図１３は、比較例のプリント回路板の概略構成を示す説明図である。比較例のプリント回路板５００Ｘは、プリント配線板１００Ｘ、プリント配線板１００Ｘに実装された送信回路２００及びケーブル３００が接続されるコネクタ４００を備えている。
【００３９】
プリント配線板１００Ｘは、信号導体パターン１１１と、信号導体パターン１１１に接続された複数の共振部１２０Ｘ１，１２０Ｘ２，１２０Ｘ３を有する。共振部１２０Ｘ１は、信号導体パターン１１１を伝搬するデジタル信号に重畳するノイズの第１次高調波成分を遮断するため、共振周波数が第１次高調波の周波数と等しくなるＬＣ直列共振回路である。共振部１２０Ｘ２は、信号導体パターン１１１を伝搬するデジタル信号に重畳するノイズの第２次高調波成分を遮断するため、共振周波数が第２次高調波の周波数と等しくなるＬＣ直列共振回路である。共振部１２０Ｘ３は、信号導体パターン１１１を伝搬するデジタル信号に重畳するノイズの第３次高調波成分を遮断するため、共振周波数が第３次高調波の周波数と等しくなるＬＣ直列共振回路である。
【００４０】
共振部１２０Ｘ１は、グラウンド導体パターン１２１に対向する面状信号配線１４と、面状信号配線１４と信号導体パターン１１１とを接続するヴィア導体１３と、を有する。共振部１２０Ｘ２は、グラウンド導体パターン１２１に対向する面状信号配線１６と、面状信号配線１６と信号導体パターン１１１とを接続するヴィア導体１５と、を有する。共振部１２０Ｘ３は、グラウンド導体パターン１２１に対向する面状信号配線１８と、面状信号配線１８と信号導体パターン１１１とを接続するヴィア導体１７と、を有する。
【００４１】
面状信号配線１４の面積Ｓ１は、グラウンド導体パターン１２１とのキャパシタンスをＣ１［Ｆ］、面状信号配線１４とグラウンド導体パターン１２１の対向距離、即ち層間厚をｔ［ｍ］、プリント配線板１００Ｘの絶縁体層の比誘電率をεｒとすると、
【００４２】
【数２】
2015012169.tif 000004
と表される。
【００４３】
また、第１次高調波の２倍の周波数となる第２次高調波、３倍周波数となる第３次高調波に対応する各々のキャパシタンスは、式（１）よりＣ２＝Ｃ１／４，Ｃ３＝Ｃ１／９となり、それぞれ面状信号配線１６，１８の面積Ｓ２，Ｓ３は、
【００４４】
【数３】
2015012169.tif 000005
と表される。面状信号配線１４、面状信号配線１６及び面状信号配線１８を並べて作るＬＣ直列共振フィルタは、約１．５×Ｓ１の面積を必要とする。
【００４５】
これに対し本第１実施形態では、連結導体１４２がインダクタとして作用する。そして、第１次高調波（デジタル信号の基本周波数に対する１倍の周波数）と等しい共振周波数において、面状信号配線１２２は導体パターン１３１側を電位変動の節部、導体パターン１３３側を電位変動の腹部とした電位分布を有する。面状信号配線１２２の電位分布により、連結導体１４２によるインダクタはヴィア導体１２３に流れる電流と同方向の電流が流れ、導体パターン１３３とグラウンド導体パターン１２１によるキャパシタとが共振する。同様に連結導体１４１と導体パターン１３２との間にも共振が発生する。
【００４６】
これら共振によって、導体パターン１３３によるキャパシタに生じる電位と隣接する導体パターン１３２によるキャパシタに生じる電位の差はより大きくなり、導体パターン１３３によるキャパシタ容量は見かけ小さくなる。同様に導体パターン１３２によるキャパシタも隣接する導体パターン１３１によるキャパシタとの電位差により容量が見かけ小さくなる。したがって、導体パターン１３３及び導体パターン１３２に挟まれたスペースＲ１２には導体パターン１３３と並列接続したキャパシタが存在するような状態となり、電気的に導体パターンが埋められたのと同等となる。同様に導体パターン１３２及び導体パターン１３１に挟まれたスペースＲ１１も電気的に導体パターンが埋められたのと同等となる。つまり、包囲面積Ｓ１と同一の面積を有する仮想導体パターンと、これに対向するグラウンド導体パターン１２１との間でキャパシタが生じるのと同等の効果が得られる。
【００４７】
また、第２次高調波と等しい共振周波数においては、面状信号配線１２２は中央の導体パターン１３２を電位変動の腹部、導体パターン１３１側及び導体パターン１３３側を電位変動の節部とした電位分布を有する。なお、第２次高調波は、デジタル信号の基本周波数に対する２倍の周波数である。面状信号配線１２２の電位分布により、連結導体１４１によるインダクタはヴィア導体１２３に流れる電流と同方向の電流が流れ、導体パターン１３２によるキャパシタとが共振する。この共振によって、導体パターン１３２によるキャパシタと導体パターン１３１によるキャパシタとの電位差により容量は見かけ小さくなり、導体パターン１３２及び導体パターン１３１に挟まれたスペースＲ１１が電気的にキャパシタとなる。
【００４８】
同時に連結導体１４２によるインダクタはヴィア導体１２３に流れる電流と逆方向の電流が流れ、信号導体パターン１１１に接続される不要高調波の遮断回路へは流れ込まなくなる。更に導体パターン１３３によるキャパシタと、導体パターン１３１，１３２及び導体が埋められたと見做せるスペースＲ１１の部分のキャパシタとにより、面状信号配線１２２内に、不要高調波の遮断とは無関係の自己共振が発生する。
【００４９】
つまり、この自己共振により、共振部１２０の直列共振に供する面状信号配線１２２の有効面積は、導体パターン１３１，１３２及び領域Ｒ１１の面積から導体パターン１３３の面積を差し引いた面積、即ち包囲面積Ｓ１の１／４の面積となる。換言すると、信号導体パターン１１１に接続される共振部１２０（ＬＣ直列共振回路）の面状信号配線１２２は、自己共振の影響を受けない導体パターン１３１のみを使用した動作となる。
【００５０】
また、第３次高調波（デジタル信号の基本周波数に対する３倍の周波数）と等しい共振周波数においては、面状信号配線１２２は導体パターン１３１の外側および導体パターン１３３の外側と導体パターン１３２のある中央に電位変動の節部が生じる。そしてその各電位変動の節部間の中央に電位変動の腹部が生じる電位分布を有する。但し、ヴィア導体１２３より遠い位置である導体パターン１３３と導体パターン１３２の間に生じる電位変動は小さく、共振による影響を導体パターン１３２へ及ぼさない。面状信号配線１２２の電位分布により、連結導体１４１によるインダクタはヴィア導体１２３に流れる電流と逆方向の電流が流れ、信号導体パターン１１１に接続される不要高調波の遮断回路へは流れ込まなくなる。更に導体パターン１３２によるキャパシタと導体パターン１３１によるキャパシタの一部にて、不要高調波の遮断とは無関係の自己共振が発生する。
【００５１】
つまり、この自己共振により、共振部１２０の直列共振に供する面状信号配線１２２の有効面積は、導体パターン１３１の面積から導体パターン１３２の面積を差し引いた面積、即ち包囲面積Ｓ１の１／９の面積となる。換言すると、共振部１２０の面状信号配線１２２は、自己共振の影響を受けない導体パターン１３１の４／９を使用した動作となる。
【００５２】
以上より、共振部１２０は、第１次、第２次及び第３次の高調波、即ち、デジタル信号の基本周波数に対する１倍、２倍及び３倍の周波数の成分を遮断することができるＬＣ直列共振フィルタとして作用する。
【００５３】
面状信号配線１２２の面積、即ち複数の導体パターン１３１〜１３３を包囲する包囲線Ｌａで囲われた包囲領域Ｒａの包囲面積Ｓ１は、比較例での面状信号配線１４の面積Ｓ１と同等となる。したがって、包囲面積Ｓ１は、比較例の面状信号配線１４，１６，１８の合計面積の２／３の面積に縮小することが可能である。
【００５４】
更に、ヴィア導体１２３と面状信号配線１２２の１セットからなる共振部１２０で第３次までの不要高調波の遮断が可能となり、基板設計での盛込みがしやすくなる。即ち、共振部１２０の占有領域が低減する分、他の配線の配置が容易となり、また、プリント配線板１００の小型化を実現することができる。
【００５５】
ここで、図４（ｂ）に示すように、導体パターン１３１を、導体パターン１３２に隣接する側の第１領域Ｒ１と、第１領域Ｒ１とは反対側であって包囲面積Ｓ１の１／９の面積の第２領域Ｒ２とに区分する。第２領域Ｒ２が、第３次高調波成分に対して共振部１２０の直列共振に寄与する部分である。したがって、ヴィア導体１２３は、導体パターン１３１の第２領域Ｒ２に接続されているのが好ましい。これにより、ヴィア導体１２３は第３次高調波周波数での自己共振の影響を受けなくなり、不要高調波周波数を精度良く遮断することができる。
【００５６】
また、ヴィア導体１２３と導体パターン１３１との接続部分が、連結導体１４１の延びる方向（矢印Ｙ方向）に沿う直線上（図４（ａ）中、破線Ｌ１上）にあるのが好ましい。これにより、不要高調波周波数を精度良く遮断することができる。
【００５７】
［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態のプリント回路板について説明する。図５は本発明の第２実施形態に係るプリント回路板のプリント配線板の面状信号配線を示す平面図である。なお、本第２実施形態において、面状信号配線以外の構成は、上記第１実施形態と同様であり、面状信号配線以外の構成の説明を省略する。
【００５８】
図５に示すように、面状信号配線１２２Ａは、上記第１実施形態と同様、複数（３つ）の導体パターン１３１，１３２，１３３と、これらを連結する連結導体１４１Ａ，１４２Ａと、を有する。上記第１実施形態では、連結導体１４１，１４２は、導体パターン１３１，１３２，１３３における矢印Ｘ方向の端部に配置されているが、これに限定するものではなく、本第２実施形態では、連結導体１４１Ａ，１４２Ａは、端部以外のところに配置されている。
【００５９】
これら連結導体１４１Ａ，１４２Ａは、同一線上（図５では、矢印Ｙ方向に延びる破線Ｌ２上）に配置されている。そして、導体パターン１３１においてヴィア導体１２３の接続部分は、上記第１実施形態と同様、連結導体１４１Ａの延びる方向（矢印Ｙ方向）に沿う直線上（破線Ｌ２上）にある。また、ヴィア導体１２３は、上記第１実施形態と同様、導体パターン１３１の第２領域Ｒ２に接続されている。以上の構成により、ヴィア導体１２３は第３次高調波周波数での自己共振の影響を受けず、不要高調波周波数を精度良く遮断することができる。
【００６０】
導体パターン１３２及び導体パターン１３３は、各々連結導体１４１Ａ，１４２Ａに接続される箇所より左右の端部に向け、２つのキャパシタに分割された状態となる。そして、連結導体１４２Ａは導体パターン１３３と、連結導体１４１Ａは導体パターン１３２と各々２つのキャパシタと共振する。また連結導体１４２Ａを挟んだ導体パターン１３３と導体パターン１３２、及び連結導体１４１Ａを挟んだ導体パターン１３２と導体パターン１３１のそれぞれの間に発生する自己共振も同様に各導体パターンの２つのキャパシタが寄与する。
【００６１】
本第２実施形態では、上記第１実施形態と同様の効果が得られる上に、ヴィア導体１２３と面状信号配線１２２Ａの接続位置に自由度が増すことで、高密度な基板への設計がしやすくなる。
【００６２】
［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態のプリント回路板について説明する。図６は本発明の第３実施形態に係るプリント回路板のプリント配線板の面状信号配線を示す説明図である。上記第１及び第２実施形態では、共振部が第１、第２及び第３高調波成分を遮断するよう構成した場合について説明したが、本第３実施形態では、第１及び第２高調波成分を遮断するように構成した場合について説明する。なお、本第３実施形態において、面状信号配線以外の構成は、上記第１実施形態で説明した図１及び図２と同様であり、本第３実施形態では、図１及び図２における面状信号配線１２２を、面状信号配線１２２Ｂとして説明する。
【００６３】
図６（ａ）は、面状信号配線１２２Ｂの平面図、図６（ｂ）は、面状信号配線１２２Ｂの構成を説明するための平面図である。
【００６４】
面状信号配線１２２Ｂは、互いに間隔をあけて並設された複数（２つ）の導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂと、互いに隣接する各導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂ同士を連結する連結導体１４１Ｂと、を有して構成される。導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂは、面状に形成されている。
【００６５】
導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂは、それぞれ長方形状に形成されているのが好ましい。そして、導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂは、幅方向（矢印Ｙ方向）に沿って互いに間隔をあけて配置され、幅方向に直交する長さ方向（矢印Ｘ方向）で同一の長さに形成されているのが好ましい。そして、導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂは、互いに平行、即ち長さ方向が互いに同一であるのが好ましい。また、連結導体１４１Ｂの延びる方向は、導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂの長さ方向と交差する方向、特に直交する方向（矢印Ｙ方向）であるのが好ましい。連結導体１４１Ｂの矢印Ｘ方向の幅は、導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂの長さ方向（矢印Ｘ方向）の長さよりも短い。
【００６６】
本第３実施形態では、２つの導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂは、いずれも外側に位置する導体パターンであり、導体パターン１３１Ｂを第１導体パターンとする。また、導体パターン１３１Ｂに隣接する導体パターン１３２Ｂを第２導体パターンとする。
【００６７】
ヴィア導体１２３は、導体パターン１３１Ｂと信号導体パターン１１１（図１参照）とを連結するよう、ヴィア導体１２３の一端が信号導体パターン１１１に接続され、他端が導体パターン１３１Ｂに接続されている。
【００６８】
連結導体１４１Ｂは、本第３実施形態では、導体層１０３（図２参照）に導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂと一体に形成された線状の導体（パターン）である。なお、連結導体１４１Ｂは不図示のヴィア導体、及び導体層１０３とは別の導体層に形成された不図示の導体パターンで形成してもよい。そして、連結導体１４１Ｂは、信号導体パターン１１１とは別体に形成されていればよい。
【００６９】
これら複数の導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂを包囲する最短の包囲線Ｌａで囲われた包囲領域Ｒａの包囲面積（大きさ）Ｓ１は、共振部１２０がデジタル信号の基本周波数の１倍の周波数で共振する面積である。即ち包囲領域Ｒａは、導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂがグラウンド導体パターン１２１と対向して生じるキャパシタンスと、ヴィア導体１２３のインダクタンスによって、ノイズの第１次高調波と同じ共振周波数を有するＬＣ共振回路を構成する大きさである。
【００７０】
本第３実施形態では、導体パターン１３１Ｂが包囲面積Ｓ１の１／２の面積であり、導体パターン１３２Ｂが包囲面積Ｓ１の１／４の面積である。
【００７１】
包囲領域Ｒａ内の導体パターン１３１Ｂと導体パターン１３２Ｂとの間の領域（スペース）Ｒ３１の面積が、包囲面積Ｓ１の１／４の面積である。
【００７２】
本第３実施形態では、連結導体１４１Ｂがインダクタとして作用する。そして、第１次高調波（デジタル信号の基本周波数に対する１倍の周波数）と等しい共振周波数において、面状信号配線１２２Ｂは導体パターン１３１Ｂの外側を電位変動の節部、導体パターン１３２Ｂの外側を電位変動の腹部とした電位分布を有する。面状信号配線１２２Ｂの電位分布により、連結導体１４１Ｂによるインダクタはヴィア導体１２３に流れる電流と同方向の電流が流れ、導体パターン１３２Ｂとグラウンド導体パターン１２１によるキャパシタとが共振する。
【００７３】
この共振によって、導体パターン１３２Ｂによるキャパシタに生じる電位と導体パターン１３１Ｂによるキャパシタに生じる電位の差はより大きくなり、導体パターン１３２Ｂによるキャパシタ容量は見かけ小さくなる。したがって、導体パターン１３１Ｂ及び導体パターン１３２Ｂに挟まれたスペースＲ３１には導体パターン１３２Ｂと並列接続したキャパシタが存在するような状態となり、電気的に導体パターンが埋められたのと同等となる。つまり、包囲面積Ｓ１と同一の面積を有する仮想導体パターンと、これに対向するグラウンド導体パターン１２１との間でキャパシタが生じるのと同等の効果が得られる。
【００７４】
また、第２次高調波と等しい共振周波数においては、面状信号配線１２２Ｂは中央となる導体パターン１３１Ｂの内側を電位変動の腹部、導体パターン１３１Ｂの外側及び導体パターン１３２Ｂの外側を電位変動の節部とした電位分布を有する。面状信号配線１２２Ｂの電位分布により、連結導体１４１Ｂによるインダクタはヴィア導体１２３に流れる電流と逆方向の電流が流れ、信号導体パターン１１１に接続される不要高調波の遮断回路へは流れ込まなくなる。更に導体パターン１３２Ｂによるキャパシタと導体パターン１３１Ｂの一部によるキャパシタにて、不要高調波の遮断とは無関係の自己共振が発生する。
【００７５】
つまり、この自己共振により、共振部１２０の直列共振に供する面状信号配線１２２Ｂの有効面積は、導体パターン１３１Ｂの面積から導体パターン１３２Ｂの面積を差し引いた面積、即ち包囲面積Ｓ１の１／４の面積となる。換言すると、共振部１２０の面状信号配線１２２Ｂは、自己共振の影響を受けない導体パターン１３１Ｂの１／２を使用した動作となる。
【００７６】
以上より、共振部１２０は、第１次及び第２次の高調波、即ち、デジタル信号の基本周波数に対する１倍及び２倍の周波数の成分を遮断することができるＬＣ直列共振フィルタとして作用する。
【００７７】
面状信号配線１２２Ｂの面積、即ち複数の導体パターン１３１Ｂ，１３２Ｂを包囲する包囲線Ｌａで囲われた包囲領域Ｒａの包囲面積Ｓ１は、比較例での面状信号配線１４の面積Ｓ１と同等となる。したがって、包囲面積Ｓ１は、比較例の面状信号配線１４，１６の合計面積よりも縮小することが可能である。
【００７８】
更に、ヴィア導体１２３と面状信号配線１２２Ｂの１セットからなる共振部１２０で第２次までの不要高調波の遮断が可能となり、基板設計での盛込みがしやすくなる。即ち、共振部１２０の占有領域が低減する分、他の配線の配置が容易となり、また、プリント配線板の小型化を実現することができる。
【００７９】
ここで、図６（ｂ）に示すように、導体パターン１３１Ｂを、導体パターン１３２Ｂに隣接する側の第１領域Ｒ４１と、第１領域Ｒ４１とは反対側であって包囲面積Ｓ１の１／４の面積の第２領域Ｒ４２とに区分する。第２領域Ｒ４２が、第２次高調波成分に対して共振部１２０の直列共振に寄与する部分である。したがって、ヴィア導体１２３は、導体パターン１３１Ｂの第２領域Ｒ４２に接続されているのが好ましい。これにより、ヴィア導体１２３は第２次高調波周波数での自己共振の影響を受けなくなり、不要高調波周波数を精度良く遮断することができる。
【００８０】
また、ヴィア導体１２３と導体パターン１３１Ｂとの接続部分が、連結導体１４１Ｂの延びる方向（矢印Ｙ方向）に沿う直線上（図６（ａ）中、破線Ｌ３上）にあるのが好ましい。これにより、不要高調波周波数を精度良く遮断することができる。
【実施例】
【００８１】
［実施例１］
図１に示す第１実施形態のプリント回路板の構成について、３次元電磁界シミュレーションを実施して効果の検証を行った結果について説明する。シミュレーションモデルとして、プリント配線板１００は、外形が幅１００［ｍｍ］、長さ１００［ｍｍ］、厚さ１．６［ｍｍ］とした。一方の表層である導体層１０１には、信号導体パターン１１１として幅３［ｍｍ］、長さ１００［ｍｍ］、厚さ０．０３５［ｍｍ］の導体を設けた。最下層、即ち他方の表層である導体層１０３には、幅１１［ｍｍ］、長さ１１［ｍｍ］、厚さ０．０３５［ｍｍ］の面状信号配線１２２を設けた。さらに面状信号配線１２２に層間厚２００［μｍ］で対向するように幅１００［ｍｍ］、長さ１００［ｍｍ］、厚さ０．０３５［ｍｍ］のグラウンド導体パターン１２１を設けた構造とした。絶縁体層１０５，１０６の絶縁体（誘電体）はＦＲ４（比誘電率４．３）とし、導体は銅（導電率５．８×１０７［Ｓ／ｍ］）を用いた。
【００８２】
送信回路２００とコネクタ４００は、Ｓパラメータのポート１、ポート２として信号導体パターン１１１の両端とグラウンド導体パターン１２１の間に設定した。信号導体パターン１１１の中点に径０．２［ｍｍ］、長さ１．６［ｍｍ］のヴィア導体１２３を設け、面状信号配線１２２と接続した。また、面状信号配線１２２において導体パターン１３３は幅２．７５［ｍｍ］、長さ１００［ｍｍ］、導体パターン１３２は幅１．５［ｍｍ］、長さ１００［ｍｍ］、導体パターン１３１は幅２．７５［ｍｍ］、長さ１００［ｍｍ］とした。連結導体１４２は、長さ２．７５［ｍｍ］、連結導体１４１は長さ１．２５［ｍｍ］とした。
【００８３】
このモデルについて、面状信号配線１２２の連結導体１４２の幅を０．２［ｍｍ］から０．６［ｍｍ］まで、更に連結導体１４１の幅を０．２［ｍｍ］から１．２［ｍｍ］まで変化させた場合のＳパラメータのＳ２１をシミュレーションから求めた。なお、ＳパラメータのＳ２１は、フィルタの透過特性を示している。
【００８４】
一例として、連結導体１４２の幅を０．４［ｍｍ］、連結導体１４１の幅を０．９［ｍｍ］でのシミュレーション結果を図７に示す。ＬＣ直列共振により、第１次高調波となる１［ＧＨｚ］、第２次高調波となる２［ＧＨｚ］、第３次高調波となる３［ＧＨｚ］にてＳパラメータＳ２１が小さくなる、即ちノイズを遮断することが確認できる。
【００８５】
まず、第１次高調波となる１［ＧＨｚ］においては連結導体１４２および連結導体１４１の幅を上記範囲で変化させても安定的に−２５［ｄＢ］程のＳ２１を得られる。
【００８６】
次に、第２次高調波となる２［ＧＨｚ］においては連結導体１４１の上記範囲の幅では影響されることなく、連結導体１４２の幅によりノイズの遮断特性が得られる。
【００８７】
連結導体１４１の幅を０．９［ｍｍ］とした場合の連結導体１４２の幅によるＳ２１の特性を図８に示す。この結果より連結導体１４２を０．５［ｍｍ］以下とすることで第２次高調波となる２［ＧＨｚ］のノイズを１０［ｄＢ］以上低減できることが確認できる。さらに、第３次高調波となる３［ＧＨｚ］においては連結導体１４２の幅は０．５［ｍｍ］以下では影響は小さく、連結導体１４１の幅によりノイズ遮断特性が得られる。
【００８８】
連結導体１４２の幅を０．４［ｍｍ］とした場合の連結導体１４１の幅によるＳ２１の特性を図９に示す。この結果より連結導体１４１を０．８［ｍｍ］〜１．０［ｍｍ］とすることで第３次高調波となる３［ＧＨｚ］のノイズを１０［ｄＢ］以上低減できることが確認できる。
【００８９】
また、面状信号配線１２２の面積を保つような下記の表１の外形についてノイズの遮断特性を確認した。
【００９０】
【表１】
2015012169.tif 000006
【００９１】
表１（ａ）は上述した例である。他の４つの状態についてＳパラメータのＳ２１をシミュレーションから求めた。第１次および第２次高調波は表１（ａ）と同様の傾向を示し、連結導体１４２は０．５［ｍｍ］以下の設定によりノイズ遮断効果が得られることを確認した。
【００９２】
第３次高調波となる３［ＧＨｚ］において表１に示す各状態について連結導体１４１の幅によるＳ２１の特性を図１０に示す。導体パターン１３１，１３２の長手方向が最長の表１（ｅ）から最短の表１（ｄ）に変化させると、導体パターン１３１によるキャパシタ及び導体パターン１３２によるキャパシタの容量は小さくなっていく。それに伴い、信号導体パターン１１１に接続される不要高調波の遮断回路にて、３ＧＨｚのノイズ低減効果を得るためには、連結導体１４１のインダクタンスが大きくなるよう幅を狭くする必要性が結果より確認できる。逆に導体パターンの長手方向を１２．８［ｍｍ］と長くすると連結導体１４１の幅は２．４［ｍｍ］広くする必要があるが、連結導体１４１のインダクタンスはかなり小さくなり、１０［ｄＢ］以上のノイズ低減効果を得られるのはこの長手方向長さまでである。したがって、連結導体１４１の幅が実現性のある０．２［ｍｍ］である表１（ｄ）の導体パターン１３１，１３２の長手方向の長さ以上で、第３次高調波となる３［ＧＨｚ］を１０［ｄＢ］以上低減できることが確認できる。また、連結導体１４１の幅は、表１（ｃ）の状態では０．２［ｍｍ］〜０．３［ｍｍ］であることで、第３次高調波となる３［ＧＨｚ］を１０［ｄＢ］以上低減できることが確認できる。また、連結導体１４１の幅は、表１（ｂ）状態では０．３［ｍｍ］〜０．５［ｍｍ］であることで、第３次高調波となる３［ＧＨｚ］を１０［ｄＢ］以上低減できることが確認できる。また、連結導体１４１の幅は、表１（ｅ）の状態では２．４［ｍｍ］であることで、第３次高調波となる３［ＧＨｚ］を１０［ｄＢ］以上低減できることが確認できる。
【００９３】
［実施例２］
図５に示す本発明の第２実施形態について、３次元電磁界シミュレーションを実施した結果について説明する。シミュレーションモデルについて上記実施例１で用いたモデルと異なる部分としては、連結導体１４１Ａ，１４２Ａの配置位置である。本実施例２では、連結導体１４２Ａが導体パターン１３３と導体パターン１３２の各々端部より２［ｍｍ］内側に、また連結導体１４１Ａが導体パターン１３２と導体パターン１３１の各々端部より２［ｍｍ］内側に接続されているモデルとした。
【００９４】
このモデルについて、面状信号配線１２２Ａの連結導体１４２Ａの幅を０．２［ｍｍ］から０．６［ｍｍ］まで、更に連結導体１４１Ａの幅を０．２［ｍｍ］から０．６［ｍｍ］まで変化させた場合のＳパラメータのＳ２１をシミュレーションから求めた。なお、ＳパラメータのＳ２１は、フィルタの透過特性を示している。
【００９５】
上記実施例１と同様に第１次高調波となる１［ＧＨｚ］においては連結導体１４２Ａおよび連結導体１４１Ａの幅を上記範囲で変化させても安定的に−２５［ｄＢ］程のＳ２１を得られる。
【００９６】
第２次高調波となる２［ＧＨｚ］においても連結導体１４１Ａの上記範囲の幅では影響されることなく、連結導体１４２Ａの幅を０．５［ｍｍ］以下にてノイズの遮断特性が得られる。
【００９７】
第３次高調波となる３［ＧＨｚ］においては連結導体１４２Ａの幅は０．５［ｍｍ］以下では影響は小さく、連結導体１４１Ａの幅によりノイズ遮断特性が得られる。連結導体１４２Ａの幅を０．４［ｍｍ］とした場合の連結導体１４１Ａの幅によるＳ２１の特性を図１１に示す。この結果より連結導体１４１Ａを０．２［ｍｍ］とすることで第３次高調波となる３［ＧＨｚ］のノイズを１０［ｄＢ］以上低減できることが確認できる。
【００９８】
連結導体１４１Ａの導体パターン１３２と導体パターン１３１の接続箇所より各導体パターンは左右に２つのキャパシタが分割され、キャパシタの容量に変化が生じ、３［ＧＨｚ］での自己共振に大きな影響を及ぼしている。連結導体１４１Ａは導体パターン１３２および導体パターン１３１の各端部より２［ｍｍ］を超えて内側に接続すると３［ＧＨｚ］のノイズの低減効果は期待できない。
【００９９】
また連結導体１４２Ａおよび連結導体１４１Ａが導体パターン１３３、導体パターン１３２、導体パターン１３１の各々端部へ接続される箇所を１．０［ｍｍ］または１．５［ｍｍ］としＳパラメータＳ２１をシミュレーションにて確認した。第３次高調波となる３［ＧＨｚ］において上記の各状態について連結導体１４１Ａの幅によるＳ２１の特性を図１２に示す。この結果より連結導体１４１Ａを導体パターン１３２および導体パターン１３１の各端部へ移動させていくことで、自己共振のキャパシタ容量が増えることに伴い、連結導体１４１Ａの幅は太く、インダクタを小さくする必要性を確認できる。
【０１００】
なお、本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、多くの変形が本発明の技術的思想内で当分野において通常の知識を有する者により可能である。
【０１０１】
上記第１及び第２実施形態では、第３次高調波成分までのノイズを低減する場合について説明したが、これに限定するものではなく、第４次以降の高調波成分までのノイズを低減するように構成してもよい。即ち、デジタル信号の基本周波数に対して４倍以上の周波数成分を低減するように共振部を構成してもよい。この場合、共振部における導体パターンの本数は、ｎ（ｎは２以上の整数）倍までの周波数成分を低減する場合には、ｎ本とすればよい。つまり、低減したい高調波成分の次数の分、導体パターンの本数を用意すればよい。この場合であっても、包囲面積Ｓ１の面積は、第１〜第３実施形態と同様で、比較例の面状信号配線１４の面積と同一で済み、共振部の占有領域を小さくすることができる。
【０１０２】
また、上記第１〜第３実施形態では、各導体パターンが長方形状である場合について説明したが、この形状に限定するものではなく、台形状、三角形状、長円形状等、任意の形状であってもよい。
【０１０３】
また、上記第１〜第３実施形態では、共振部の各共振周波数が、デジタル信号の基本周波数の整数倍の周波数である場合について説明したが、これに限定するものではなく、ノイズが発生する周波数帯に応じて、各導体パターンの面積を適宜調整してもよい。
【０１０４】
また、上記第１〜第３実施形態では、共振部の各共振周波数が、デジタル信号の基本周波数の整数倍の周波数である場合について説明したが、ノイズ低減効果を有する許容差の範囲内で各共振周波数が基本周波数の整数倍の周波数からずれていてもよい。つまり、共振部の各共振周波数が、デジタル信号の基本周波数の整数倍の周波数である場合とは、許容差の範囲のずれを含んだものである。したがって、包囲面積Ｓ１に対する各導体パターンの面積も、許容差の範囲でずれている場合も含んでいるものである。
【０１０５】
また、上記第１〜第３実施形態では、プリント配線板の導体層が４層の場合について説明したが、３層以上であればよい。また、導体パターンは、いずれの導体層に配置されていてもよく、また、グラウンド導体パターンもいずれの導体層に配置されていてもよい。その際、導体パターンとグラウンド導体パターンとは、これらパターンによるキャパシタの容量値が大きくなるよう、絶縁体層を挟んで互いに隣接する２つの導体層にそれぞれ配置されているのが好ましい。
【０１０６】
また、上記第１〜第３実施形態では、送信回路が差動伝送方式でデジタル信号として差動信号を送信する場合について説明したが、これに限定するものではなく、送信回路がシングルエンド方式でデジタル信号を送信する場合についても本発明は適用可能である。
【符号の説明】
【０１０７】
１００…プリント配線板、１０１…導体層（第１導体層）、１０２…導体層（第２導体層）、１０３…導体層（第３導体層）、１０５，１０６…絶縁体層、１１１…信号導体パターン、１１２…ヴィア導体、１２０…共振部、１２１…グラウンド導体パターン、１２３…ヴィア導体、１３１，１３２，１３３…導体パターン、１４１，１４２…連結導体、２００…送信回路、２０１…送信端子、２０２…グラウンド端子、５００…プリント回路板、Ｌａ…包囲線、Ｒａ…包囲領域
【図１】
2015012169.tif 000007
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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