(57)【要約】  並列の共振コンバータは、整流された電源から直接的に動作される。一段式電力供給は、現在の調光器（例えば、リーディングエッジ調光器及びトレーリングエッジ調光器）に対処すると共に、ＥＭＣ規格を満たす。動作方式は、電解コンデンサを使用することなく、１００／１２０Ｈｚのフリッカの励起を回避することを可能にする。このことは、完全な動作及び調光された動作の両方において可能である。５％未満までの強度な調光が可能であるが、追加の電力成分を必要としない。
2013523061.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力供給回路から負荷まで信号を供給する電流シェーパであって、前記負荷と前記電力供給回路との間で動作可能に接続される電流シェーパにおいて、
調光角を有する供給電圧信号を前記電力供給回路から受け取り、
受け取られた前記供給電圧信号を変換すると共に、変換された前記供給電圧信号内にブランキング期間を導入することによって、前記受け取られた供給電圧信号から出力電流信号を形成し、前記ブランキング期間は、前記受け取られた供給電圧信号の各半サイクルのおよそ中央において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記供給電圧信号の前記調光角に比例している、
電流シェーパ。
【請求項２】
前記調光角が前記供給電圧信号の終了ブランキング期間に対応している、請求項１に記載の電流シェーパ。
【請求項３】
前記出力電流信号は、前記負荷の発光要素により発される可視光の可視的なフリッカが所定のレベル未満であるように構成されている、請求項１又は２に記載の電流シェーパ。
【請求項４】
前記電流シェーパが、容量性要素及び誘導性要素の少なくとも一方を有する、請求項１乃至３の何れか一項に記載の電流シェーパ。
【請求項５】
前記電流シェーパは、コントローラを有し、前記ブランキング期間は、前記コントローラにより規定されている、請求項１乃至４の何れか一項に記載の電流シェーパ。
【請求項６】
前記出力電流信号は、電源の半サイクルの１／３及び２／３において開始する２つのブランキング期間を有しており、前記ブランキング期間の長さは、前記調光角に比例している、請求項１乃至５の何れか一項に記載の電流シェーパ。
【請求項７】
前記電流シェーパは、ブーストコンバータ、ＬＣＣ、フライバックコンバータ及びバック―ブーストコンバータのグループからの１つである、請求項１乃至６の何れか一項に記載の電流シェーパ。
【請求項８】
前記出力電流信号の電流高調波が、ＩＥＣ６１００―３―２による照明装置の要件を満たしている、請求項１乃至７の何れか一項に記載の電流シェーパ。
【請求項９】
前記電力供給回路が、調光器を有する、請求項１乃至８の何れか一項に記載の電流シェーパ。
【請求項１０】
電力供給回路から負荷まで電流を供給する電流シェーパの方法であって、
調光角を有する供給電圧信号を前記電力供給回路から受け取るステップと、
受け取られた前記供給電圧信号を変換すると共に、変換された前記供給電圧信号内にブランキング期間を導入することによって、前記受け取られた供給電圧信号から出力電流信号を形成するステップであって、前記ブランキング期間は、前記受け取られた供給電圧信号の各半サイクルのおよそ中央において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記供給電圧信号の前記調光角に比例している、ステップと、
前記出力電流信号を前記負荷に供給するステップと、
を有する方法。
【請求項１１】
前記変換された供給電圧信号に第２のブランキング期間を導入するステップであって、前記ブランキング期間は、電源の半サイクルの１／３及び２／３において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記調光角に比例している、請求項１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力インターフェース、及び前記電力インターフェースのための方法に関する。より詳細には、電力供給回路から負荷まで信号に供給する電力インターフェース及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
発光ダイオード（ＬＥＤ）光源のような、ソリッドステート光源の高い市場普及率に関して、当面、レトロフィットランプは、非常に重要であると考えられている。殆どの消費者向け照明器具に関して、ユーザ／顧客は、照明器具内の唯一の光源（例えば、白熱光バルブ）のみを低い初期経費で最新のＬＥＤ光源に交換することができる。ソケットとの互換性だけではなく、既存の取付け／回路との互換性も、非常に重要である。従って、前記光源は、既存のソケットに適合しなければならず、調光器を含む既存の電気的な取付けとの互換性を持たなければならない。このことは、既存の壁調光器とのインターオペラビリティを含む。
【０００３】
通常、オフラインのアプリケーションのための共振コンバータは、整流された電源から直接的に駆動されるのではなく、例えば、プリコンディショナから生じる安定化されたバス電圧である。調光信号が利用可能である場合、インバータスイッチング（例えば、スイッチング周波数）が、これに応じて前記出力電流（典型的には測定される）を修正するために操作される。
【０００４】
並列の共振コンバータ（ＰＲＣ）の分野から、これらのコンバータの両方の種類（即ち誘導性又は容量性出力フィルタを有するもの）に関して、共振周波数（入力インダクタ及び並列のコンデンサによって与えられる）に等しいスイッチング周波数において、前記出力電流が前記出力電圧から独立するようになることが知られており、例えば、Johnsonらによる"Steady-State Analysis and Design of the Parallel Resonant Converter" ＩＥＥＥ論文集ＰＥ （１９９８年） を参照いただきたい。
【０００５】
国際出願公開第２００８／１２００１９号は、「ＬＣＬ直列‐並列共振回路」を、共振周波数（ここでは、図４における入力インダクタＬ１、Ｌ２及びコンデンサＣ１によって与えられる）において動作されると共にインバータデューティサイクルにより変調されるＬＥＤドライバとして記述している。国際出願公開第２００８／１２００１９号は、前記デューティサイクルが、電源電圧に実質的に比例するように電源電流を調整するように操作され、この結果、単一の力率を与える、動作を記載している。従って、これは、電源高調波に関するＥＭＣ規格を満たしている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、結果として生じる１００Ｈｚの電流リップルをフィルタリングするために、駆動されるＬＥＤに対して並列に配される大きい（即ち、電解）コンデンサを必要とし、このことにより可視的なフリッカを生じている疑いがある。原理上、当該コンバータは、電源電圧によって直接的に調光されることができる。
【０００７】
本開示の発明者は、国際出願公開第２００８／１２００１９号の複数の不利な点を識別した。第一に、上述したように、国際出願公開第２００８／１２００１９号によれば、比較的大きい記憶要素（即ち、電解コンデンサ）が必要とされる。このコンデンサが大きいほど、ＬＥＤの負荷は、減少される寄生抵抗の観点から、より効率的になる。このような電解コンデンサは、特に、高いドライバ温度において、この大きいボリューム及び限られた信頼性に関して不利である。第二に、国際出願公開第２００８／１２００１９号に記載されている電源電流の形状は、結果として、通常動作の電源電圧ゼロ交差における減少された電流による低い電力レベルにおいて、悪い調光器互換性をもたらし得る。この文献に記載されているＬＣＬ回路の他の不利な点は、第２の共振インダクタであり、可変デューティサイクル動作の間におけるゼロ電圧スイッチングを妥協し得る。
【０００８】
本発明の目的は、これらの問題を解決し、自身に取り付けられる光源負荷における可視的なフリッカを回避する電力インターフェースを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
概して、上述の目的は、添付の独立請求項に記載の電力インターフェースにより達成される。
【００１０】
第１の見地によれば、上述の目的は、電力供給回路から負荷まで信号を供給するための電流シェーパにより達成され、前記電流シェーパは、前記負荷と前記電力供給回路との間に動作可能に接続されるように配され、前記電流シェーパは、前記電力供給回路から、調光角を有する供給電圧信号を受け取り、受け取られた前記供給電圧信号を変換し変換された信号にブランキング期間を導入することによって、前記受け取られた供給電圧信号から出力電流信号を形成し、前記ブランキング期間は、前記受け取られた供給電圧信号の各半サイクルの中央において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記供給電圧信号の調光角に比例している。「前記中央において」なる語は、各半サイクルの中央から所定の距離内で開始するブランキング期間と解釈されるべきである。前記所定の距離は、前記半サイクルの期間の固定された割合又は固定された単位時間に対応し得る。
【００１１】
開示される電流シェーパは、低い電力（例えば、１Ｗから１０Ｗ）のためのＬＥＤドライバとして適切なものであり得る。開示される電流シェーパは、電解コンデンサを必要としない。開示される電流シェーパは、調光器互換性（リーディング（leading）／トレーリングエッジ）を有し得る。開示される電力電流シェーパは、調光された状態と同様に、最大電力において、強く減少された１００／１２０Ｈｚのフリッカを有し得る。前記電流シェーパのインターフェースは、単一接合及び多接合ＬＥＤ構成との互換性を有することができる。開示される電流シェーパは、結果として、低い損失をもたらし、制御するのに簡単であり、低コストの構成要素を有する。結論として、開示される内容は、低コストアプリケーションのための電源調光可能な、電源フィルタ（ｅｌｃａｐ）のない共振ＬＥＤドライバを提供することができる。
【００１２】
この調光角は、供給電流信号の終了ブランキング期間に対応し得る。従って、前記調光角は、（前記電力供給回路により提供される）前記供給電流信号のブランキング期間が終了する供給電流信号の位相角とみなされることができる。
【００１３】
前記出力電流信号は、前記負荷の発光要素により発される可視光の可視的なフリッカ（例えば、可視光の１００Ｈｚ成分の減少）が所定のレベル未満であるように、構成されることができる。前記所定のレベルとは、例えば、１０％よりも少ないフリッカに対応し得る。前記電流シェーパは、コントローラを有することができ、前記ブランキング期間は、前記コントローラにより規定されることができる。
【００１４】
前記出力電流信号は、電源の半サイクルの１／３及び２／３において開始する２つのブランキング期間を有することができ、前記ブランキング期間の長さは、前記調光角に比例し得る。
【００１５】
前記電流シェーパは、ブーストコンバータ、ＬＣＣ、フライバックコンバータ及びバック―ブーストコンバータのグループからの１つであり得る。
【００１６】
前記入力電流信号の電流高調波は、ＩＥＣ６１００―３―２による照明装置に対する要件を満たすことができる。
【００１７】
前記電流シェーパは、更に、トランスを有することができる。
【００１８】
前記電力供給回路は、調光器を有することができる。
【００１９】
第２の見地によれば、上述の目的は、電力供給回路から負荷まで電流を供給する電流シェーパにおける方法であって、前記電力供給回路から、調光角を有する供給電圧信号を受け取るステップ；受け取られた前記供給電圧信号を変換し変換された信号にブランキング期間を導入することによって、前記受け取られた供給電圧信号から出力電流信号を形成するステップであって、前記ブランキング期間は、前記受け取られた供給電圧信号の各半サイクルの中央において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記供給電圧信号の調光角に比例している、ステップ；及び前記出力電流信号を前記負荷に供給するステップ；を有する方法により達成される。
【００２０】
当該方法は、変換される信号に第２のブランキング期間を導入するステップであって、前記ブランキング期間は、電源の半サイクルの１／３及び２／３において開始し、前記ブランキング期間の長さが前記調光角に比例している、ステップを更に有することができる。
【００２１】
本発明は、添付請求項に列挙されているフィーチャの全てのあり得る組み合わせに関するものであることに留意されたい。更に、前記第１の見地の特徴及び効果は、前記第２の見地に等しく適用することができる。
【００２２】
本発明のこれら及び他の見地は、以下で、本発明の実施例を示している添付図面を参照して、更に詳細に記載される。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】実施例によるコンバータ回路の概略図である。
【図２】実施例によるトランス回路を有するコンバータ回路の概略図である。
【図３】実施例によるコンバータ回路の時間の関数としての入出力の振る舞いを示している。
【図４】実施例によるコンバータ回路の時間の関数としての入出力の振る舞いを示している。
【図５】実施例によるコンバータ回路の時間の関数としての入出力の振る舞いを示している。
【図６】実施例によるフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
電力供給回路から負荷へ信号を供給する電流シェーパ及び方法が、ここで、複数の例示的な実施例を参照して記載される。以下の実施例は、この開示が詳細で完全なものとなり、本発明の範囲を当業者に完全に伝達するように、一例として与えられる。類似の符号は、全体にわたって類似の要素を表している。図４〜６において、文字ｔは、時間を示している。
【００２５】
図１は、回路１００を示している。回路１００は、電流シェーパ１０２と、電力供給回路１０４と、負荷１０６とを有している。電力供給回路１０４は、（時間変化する）電圧を供給し、調光器１１４を含むことができる。調光器１１４は、調光角を導入することができる。電流シェーパ１０２は、コンバータ回路１０８、整流器回路１１０及びコントローラ回路１１２を有することができる。整流器回路１１０全体の電圧は、ｖｍで示されている。コンバータ回路１０８に対する入力電流は、ｉｍで示されている。負荷１０６は、整流器回路及びコンバータ回路（図示略）を有することもできる。有利には、負荷１０６は、１つ以上の発光要素を有する。好ましくは、１つ以上の前記発光要素は、ＬＥＤである。特に、前記コンバータ回路は、誘導性要素Ｌｓと、１つ以上の容量性要素Ｃｄｃ、Ｃｐを有することができる（図２参照）。
【００２６】
電流シェーパ１０２は、共振コンバータとして実施されることができる。電流シェーパ及び共振コンバータなる語は、この開示の全体にわたって区別無く使用される。従って、電力供給回路１０４と負荷１０６との間に結合されている電流シェーパ１０２は、負荷１０６と電力供給回路１０４との間に動作可能に接続されるように配される。従って、前記電流シェーパは、電力供給回路１０４から負荷１０６まで信号を供給する。電流シェーパ１０２は、供給電力を電力供給回路１０４から受け取り、負荷１０６に出力電力を供給し、前記出力電力は、電力供給回路１０４と電流シェーパ１０２の内部要素とからの供給電力に基づいている。前記出力電力は、調光器１１４の設定に依存するものであり得る。
【００２７】
電流シェーパ１０２は、トランス１１８を更に有することができる。
【００２８】
図２は、実施例による回路２００の一例を示している。回路２００は、電流シェーパ１０２と、電力供給回路１０４と、負荷１０６とを有する。負荷１０６の両端の電圧は、ｖｏで示されており、これを流れる電流はｉｏで示されている。回路２００は、電力減少装置１１４を有することができる。電流シェーパ１０２は、整流器１１０及びコントローラ１１２を有することができる。前記コントローラは、１つ以上のパルス列を供給するように配されている。前記１つ以上のパルス列を生成するために、前記コントローラは、タイミング回路を有することができる。前記１つ以上のパルス列は、１つ以上のトランジスタに供給されることができる。次いで、前記１つ以上のトランジスタは、電力供給回路１０４から受け取られる電流が、前記電流シェーパのコンバータ回路に供給される前に遮断されるように、コントローラ１１２により制御されることができる。従って、１つ以上のブランキング期間（以下参照）を挿入することが可能である。コントローラ１１２が２つのパルス列を供給する場合、前記２つのパルス列は、１８０°の位相差を有することができる。従って、一度に１つのトランジスタが、交互する時間枠において、起動されることができる（各トランジスタは、前記２つのパルス列を供給される）。電流シェーパ１０２は、更にトランス１１８を有する。コントローラ１１２は、３つ以上のパルス列を供給するように配されることができ、前記電流シェーパは、３つ以上のトランジスタを更に有することができる。
【００２９】
図１及び２は、提案される動作方式を支持するのに十分に適切である実施化の例として与えられる。上述したように、他のコンバータも、使用されることができる（例えば、ＬＣＣ、ブースト、バック―ブースト、フライバック等）。
【００３０】
図６は、回路１００、２００を動作させる方法のためのフローチャートである。ステップＳ０２において、電流シェーパ１０２は、供給電圧信号を電力供給回路１０４から受け取り、ステップＳ０４において、受け取られた供給電圧信号から、負荷１０６まで供給されるべき出力電流信号を形成するように構成されている。即ち、前記電流シェーパは、受け取られた前記供給電圧信号から出力電流信号を形成するように構成されている。特に、前記受け取られた供給電圧信号は、ステップＳ０４ａにおいて、（前記コンバータ回路１０８の要素によって、又は前記コンバータ回路１０８によって及び（複数の）トランスによって）変換される。図４ａ及び４ｂを参照して以下で更に記載されるように、ブランキング期間は、ステップＳ０４ｂにおいて、変換された信号内に導入される。前記ブランキング期間は、コントローラ１１２により制御されることができる。ステップＳ０６において、形成された出力電流信号は、次いで、負荷１０６に供給されることができる。
【００３１】
上述したように、電流シェーパ１０２は、少なくとも１つの容量性素子Ｃｐを有することができる。電流シェーパ１０２は、少なくとも１つの誘導性要素Ｌｓを更に有することができる。容量性素子Ｃｐ及び誘導性要素Ｌｓを有している場合、前記共振コンバータは、誘導性要素Ｌｓ及び容量性要素Ｃｐの共振によって与えられる実質的に一定の周波数において、動作されることができる。従って、図１及び２の共振コンバータは、容量結合されるものであると言うことができる。誘導性要素Ｌｓを流れる電流は、ｉＬｓと示されている。
【００３２】
（ハーフブリッジ）インバータは、実質的にバスフィルタコンデンサを備えていない場合も、電力供給回路１０４により供給されるように、整流された電源によって、直接的に供給される。更なる容量性素子Ｃｄｃは、電力供給回路１０４からの直接的な電流を遮断するために、前記入力ループ又は前記出力ループの何れかに配されることができる。
【００３３】
一般に、電流シェーパ１０２は、ブーストコンバータであり得る。代替的には、電流シェーパ１０２は、ＬＣＣコンバータであり得る。更に代替的には、電流シェーパ１０２は、フライバックコンバータ又はバック―ブーストコンバータであり得る。当業者であれば理解するように、これらのコンバータの各々は、従来技術において、これ自体は知られている構成要素、利点及びフィーチャを有する。
【００３４】
図３の上側のプロットは、電流ｉＬｓがどのように電圧ｖｘに依存するかを示している。同様に、図３の下側のプロットは、ｉＬｏとｉｏとの関係を示している。更に詳細に、図３は、最大電圧ｖｘ及び約１０％の例示的なデューティサイクルの場合に関して、図１及び３の電流シェーパの１つの電力変換期間を有するＨＦ（高周波）電力変換サイクルを示している。極端なデューティサイクルにおけるスイッチング周波数の幾らかの変化は、ゼロ電圧スイッチングを支持し、従って、より高い周波数動作を可能にする。この例示的な具体例において、前記電力変換期間は、共振周波数Ｌｓ及びＣｐ及び最大インバータ（電源）電圧の０．９倍である。
【００３５】
最大電力動作
図４は、提案されている動作による、即ち１つの電源サイクル（１００／２００Ｈｚ）の間のトランス及び並列の共振コンバータを備える出力構成に関して、調光されていない状態における理想化された入力波形を示している。
【００３６】
１番上のプロットは、１つの期間（即ち２つの半サイクル）にわたる理想化された整流された電源電圧ｖｍを示している。上から２番目にあるプロットにおいて、線ｄ１は、本開示による好ましいデューティサイクル変調を示しており、結果として、電力ｐｍ及び電源電流ｉｍをもたらす。対応する電力ｐｍは、下から２番目にあるプロットに示されている一方で、電源電流ｉｍは、最も低いプロットに示されている。
【００３７】
前記デューティサイクルは、例えば、電源電圧を使用し、式
ｄ１＝０．５＊（１−ａ＊ｖｍ／ｖｍｐｅａｋ）
を評価して処理されることができる。ここで、ａは変調率、ｖｍｐｅａｋはピーク電源電圧である。ＩＥＣ６１００―３―２に従う照明装置の電源電流（ｉｍ）高調波要件は、依然として０．８の変調因子により達成されることができ、１０％と５０％との間のデューティサイクルの変化を意味する。即ち、出力電流信号の電流高調波は、ＩＥＣ６１００―３―２に従う照明装置の要件を満たすことができる。
【００３８】
５０％と９０％との間のデューティサイクル変調は、上から２番目のプロットの点線ｄ２により示されているように、等価の結果を与える。如何なる実質的な１００／１２０Ｈｚの記憶手段も有さないシステムに関しては、光の出力特性は、入力電力ｐｍと類似している。最大電源電圧（最小デューティサイクル）における最大のコンバータの損失と、最低電流における最高のＬＥＤ効率とを更に考慮すると、残りの１００Ｈｚの光変動は、全体の光出力の１０と２０％との間にのみにあり得る。
【００３９】
要約すると、図４は、第一に、電源高調波規則を満たし、第二に、結果として、（増大された２００Ｈｚのリップルを犠牲にしているかもしれない）減少された１００Ｈｚの出力電力リップルをもたらす電流波形を示している。電源フィルタ（ｅｌｃａｐ）がない場合、前記フリッカは、出力電力リップルに対応する。この電流波形は、更に、図４に示されている態様のデューティサイクル変調によって、（図１及び２のコンバータの場合においても）達成されることができる。
【００４０】
調光された動作
図５ａ及び図５ｂは、提案された動作による、即ち１つの電源サイクル（１００／１２０Ｈｚ）の間のトランス及び並列の共振コンバータの出力構成に関して、調光のための理想化された波形を示している。例えば、図５ａ及び５ｂは、リーディングエッジ調光器の場合における調光されたモードのデューティサイクル変調の方式のための振る舞いを表すことができる。図５ａ及びｂのプロットの振る舞いは、調光の異なるレベル（状態）に対応しており、図５ａのプロットの場合、図５ｂの調光されている状態よりもあまり調光されていない状態が、使用された。図４と同様に、図５ａ及び５ｂの一番上のプロットは、各々、１つの期間（即ち２つの半サイクル）にわたる理想化された整流された電源電圧ｖｍを示している。上から２番目にあるプロットにおいて、線ｄは、本開示による好ましいデューティサイクル変調を示しており、結果として、電力ｐｍ及び電源電流ｉｍを与えている。対応する電力ｐｍは、下から２番目にあるプロットに示されており、電源電流ｉｍは、１番下のプロットに示されている。
【００４１】
開示される電流シェーパ及び方法は、第一に、前記コンバータが、電源調光器の制御可能な角の約半分よりも既に後において、オフ状態において動作することができるという事実を利用している。第二に、電源電流高調波に関するＥＭＣ規格は、ここで、調光された状態において満たされる必要はない。従って、１００／１２０Ｈｚのフリッカを回避するための解決案は、ブランキング期間を導入し、ピークの入力電圧ｖｍにおける約９０°（即ちｔ２）において開始する電力変換を実質的に中断することにある。ここで（即ち約９０°において）デューティサイクルは、既に自身の最小値にあり、前記調光器は、適切に機能するのに電流を必要としない。しかしながら、比較的高い電流が、２、３ワットの低い電力ドライバに関してさえも、電源電圧ゼロ交差間に引き出されて、調光器の互換性を支持する。
【００４２】
電流シェーパ１０２からの出力電流信号は、受け取られた供給電流信号の各半サイクルのおよそ中央において開始するブランキング期間を有する波形を有する。導入されたブランキング期間は、ｔ３とｔ２との間において持続しており、（即席の例示的な実施例によれば）ｔ１に比例するようにされ、調光角を規定する。即ち供給電圧信号は、調光角ｔ１を有すると言うことができる。従って、ブランキング期間ｔ１の長さは、前記供給電圧信号の調光角に比例している。従って、可視的なフリッカは、（半サイクルのおよそ中央における）ｔ２において開始し、調光角ｔ１に比例する期間長を有するｔ３まで持続しているブランキング期間によって回避されることができる。従って、前記出力電流信号は、前記負荷の発光要素により発される可視光の可視的なフリッカが所定のレベル未満であるように、構成されることができる。
【００４３】
トレーリングエッジ調光器の場合、デューティサイクルは、一実施例によれば、アナログの態様において変調されることができる。この場合、調光角ｔ１は、以前の電源期間に基づいて評価されることができる。
【００４４】
両方の例示的な実施例において、前記光出力のうちの得られる１００／１２０Ｈｚ成分は、平均光出力の１５％まで（又は１５％未満でさえある）減少されることができる一方で、２００／２４０Ｈｚのフリッカが支配的になる。最小フリッカ周波数を３００／３６０Ｈｚまでシフトさせるために、２つのブランキング期間が導入されることができるが、使用可能な調光角ｔ１を更に減少し得る。従って、当該方法は、 ステップＳ０８において、前記変換された信号への更なるブランキング期間の導入を有し得る。２つのブランキング期間がある場合、これらは、電源の半サイクルの１／３及び２／３において開始し得る。前記ブランキング期間の長さは、前記調光角に比例していても良い。
【００４５】
この変調の方式は、強度の調光にも対処することができる。９０℃よりも大きい調光角ｔ１において前記第１のパルスが消滅する一方で、第２のパルスは、残りの調光電流を依然として可能にすると共に、殆ど電力を変換しない（例えば、最大電力の５％以下）ように、最小角に保持されるからである。
【００４６】
上述の容量性要素は、（無電解）コンデンサであっても良い。
【００４７】
要約すると、電流波形は、図５ａ及び５ｂに示されているようなエンベロープ及び電源同期ブランキング期間によって特徴づけられ、結果として、電解コンデンサを必要とすることなく、低電力（例えば１Ｗ〜１０Ｗ）のためのＬＥＤドライバとして適切な電流シェーパをもたらす。前記電流シェーパは、調光器互換性を有しており（リーディング／トレーリングエッジ）、最大電力及び調光された状態において、強く低減された１００／１２０Ｈｚのフリッカを有する。前記電流シェーパは、単一接合及び多接合ＬＥＤ構成の両方との互換性を有し、結果として、低損失をもたらし、制御するのに簡単であり、小型かつ低コストの構成要素を有する。
【００４８】
これらのフィーチャの一部又は全てを可能にするための手段は、最大電力及び調光された動作の両方のために開示された動作方式において見出されることが可能である。専用のコンバータ設計は、極端なデューティサイクル及びピーク電源電圧においてさえもゼロ電圧スイッチングを可能にする。従って、可能にされる高いスイッチング周波数は、小型の受動構成要素及び小型のＥＭＩフィルタ又はバスコンデンサをもたらし、これらは、調光互換性を支持する。ＬＥＤの順方向電圧の変化又は許容限度は、前記ＬＥＤ電流を変化させない。
【００４９】
当業者であれば、開示されている主題は、決して、上述の好ましい実施例に限定されるものではないことを理解するであろう。逆に、多くの変形及び変化が、添付の請求項の範囲内で可能である。
【図１】
2013523061.tif 000003
【図２】
2013523061.tif 000004
【図３】
2013523061.tif 000005
【図４】
2013523061.tif 000006
【図５ａ】
2013523061.tif 000007
【図５ｂ】
2013523061.tif 000008
【図６】
2013523061.tif 000009
【国際調査報告】
2013523061.tif 000010
2013523061.tif 000011