(57)【要約】      （修正有）【課題】コンデンサ容量増加を抑制することのできる電力変換器を提供する。【解決手段】３相交流を直流に変換してさらに３相交流に変換する第１及び第２のコンバータ・インバータ回路１、２と、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路に並列に接続されたコンデンサＣ１とで構成されるチョッパユニット７が、出力端で偶数個直列接続された回路要素をチョッパレグ８としたとき、第１及び第２のコンバータ・インバータ回路１、２のインバータ側交流３相出力端子との間で、３相の各相について設けられる第１リアクトル３と、第１チョッパレグ８ｉｕ、８ｉｖ、８ｉｗと、第２リアクトル４との直列回路を含む。又、第１及び第２のコンバータ・インバータ回路１、２のコンバータ側交流３相入力端子との間で、３相の各相について設けられる第３リアクトル５と、第２チョッパレグ８ｃｕ、８ｃｖ、８ｃｗと、第４リアクトル６との直列回路とを具備する。【選択図】図１
2015012749.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ３相交流を直流に変換してさらに３相交流に変換する第１及び第２のコンバータ・インバータ回路と、
２つのスイッチング素子の直列回路と該直列回路に並列に接続されたコンデンサとで構成されるチョッパユニットが、チョッパユニット出力端で偶数個直列接続された回路要素をチョッパレグとしたとき、前記第１のコンバータ・インバータ回路のインバータ側交流３相出力端子と前記第２のコンバータ・インバータ回路のインバータ側交流３相出力端子との間で、３相の各相について設けられる第１リアクトルと、第１チョッパレグと、第２リアクトルとの直列回路と、
前記第１のコンバータ・インバータ回路のコンバータ側交流３相入力端子と前記第２のコンバータ・インバータ回路のコンバータ側交流３相入力端子との間で、３相の各相について設けられる第３リアクトルと、第２チョッパレグと、第４リアクトルとの直列回路と、を具備し、
前記チョッパユニットが偶数個直列接続された第１チョッパレグの中間点が負荷となる電力系統に接続され、前記チョッパユニットが偶数個直列接続された第２チョッパレグの中間点が電源となる電力系統に接続された電力変換装置。
【請求項２】
前記第１及び第２のコンバータ・インバータ回路の直流電圧を、前記チョッパユニットの直流電圧よりも高く設定した上で、前記第１及び第２のコンバータ・インバータ回路の各相の動作を交流出力指令と同一周波数の１パルス動作とし、前記チョッパレグを構成するチョッパユニットの動作をパルス幅変調（ＰＷＭ）とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１及び第２のコンバータ・インバータ回路に用いる半導体スイッチング素子はシリコン製のデバイスであり、前記チョッパレグを構成するチョッパユニットに用いる半導体スイッチング素子は、シリコンカーバイト又はガリウムナイトライドを含むワイドバンドギャップ半導体を材料とするデバイスであることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流と交流とを互いに電力変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力系統の交流を直流に変換するコンバータや、直流を交流に変換してモータを駆動するインバータには、図６に示すような３相２レベルコンバータ、３相２レベルインバータが適用されてきた。例えば３相２レベルインバータは、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で、必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。
【０００３】
３相２レベルインバータの出力電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替をＰＷＭ（パルス幅変調）で行うので、擬似的な交流波形となっている。高耐圧のスイッチング素子を使用する高電圧モータドライブ用インバータ及び長距離海底ケーブルのように直流で伝送された電力を交流に変換する電力系統接続用インバータ等では、スイッチング高調波低減のために、３相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されたフィルタが挿入される。このような電力変換装置では、電力系統に流れ出す高調波成分を他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するために、このフィルタ容量が大きくなっており、コスト上昇と重量増加を招いていた。
【０００４】
更に、文献で発表されている回路方式では、図７のように、電力系統、配電系統電圧に、従来一般的に用いられているトランスによる電圧降圧なしに、直接接続することの出来る電力変換装置の研究開発も進められている。この電力変換装置は例えばＣＶＣＦ(constant voltage constant frequency)インバータとして動作する。
【０００５】
これが実用化されると、重量・体積が大きく、システム全体に占めるコストも比較的大きいトランスが不用になる他に、出力電圧・電流波形が多レベル化により正弦波に近づくため、高調波フィルタが不要になるメリットも享受することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】2009年cigre論文予稿集Paper401(Multilevel Voltage-Sourced Converters for HVDC and FACTS Applications:Siemens AG）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、この回路方式は、２つのスイッチング素子と直流コンデンサで構成される各単位スイッチングユニットの直流コンデンサの電圧値が、出力周波数と同一の周波数で原理的に脈動してしまう。この脈動が大きいとコンデンサに並列に接続された半導体スイッチングデバイスに過電圧がかかり破壊してしまったり、低電圧により必要な出力電圧が得られなくなって制御不安定を起こしてしまう。これを防ぐ為に、コンデンサ容量を増加させて電圧脈動が一定値以下になるように設計されている。しかしながらこのコンデンサ容量の増加は、装置の大型化、高コスト化を招く。
【０００８】
そこで実施形態は、コンデンサ容量増加を抑制することのできる回路方式を持つ電力変換器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
一実施形態に係る電力変換装置は、それぞれ３相交流を直流に変換してさらに３相交流に変換する第１及び第２のコンバータ・インバータ回路と、２つのスイッチング素子の直列回路と該直列回路に並列に接続されたコンデンサとで構成されるチョッパユニットが、チョッパユニット出力端で偶数個直列接続された回路要素をチョッパレグとしたとき、前記第１のコンバータ・インバータ回路のインバータ側交流３相出力端子と前記第２のコンバータ・インバータ回路のインバータ側交流３相出力端子との間で、３相の各相について設けられる第１リアクトルと、第１チョッパレグと、第２リアクトルとの直列回路と、前記第１のコンバータ・インバータ回路のコンバータ側交流３相入力端子と前記第２のコンバータ・インバータ回路のコンバータ側交流３相入力端子との間で、３相の各相について設けられる第３リアクトルと、第２チョッパレグと、第４リアクトルとの直列回路と、を具備し、前記チョッパユニットが偶数個直列接続された第１チョッパレグの中間点が負荷となる電力系統に接続され、前記チョッパユニットが偶数個直列接続された第２チョッパレグの中間点が電源となる電力系統に接続される。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。
【図２】制御部２０の制御動作を説明するための図である。
【図３】図２のＵ相正側（上側）各部の電圧波形を示す図である。
【図４】図２のＵ相負側（下側）各部の電圧波形を示す図である。
【図５】チョッパユニットに発生する出力周波数と同一周波数の直流脈動を示す図である。
【図６】従来の３相２レベルコンバータ又はインバータの構成を示す図である。
【図７】従来の電力変換装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。  
図１は実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。  
この電力変換装置は、３相５０Ｈｚ交流電源からの電力を、他の３相交流電源に電力供給する回路の例である。例えば、５０Ｈｚ３相交流電力系統から６０Ｈｚ３相交流電力系統へ電力変換する周波数変換所などで適用される電力変換装置である。
【００１２】
１実施形態における電力変換装置は、３相コンバータ・インバータ回路１と、３相コンバータ・インバータ回路２と、３相インバータリアクトル３と、３相インバータリアクトル４と、３相コンバータリアクトル５と、３相コンバータリアクトル６と、チョッパユニット７を偶数個（本例では４個）直列に接続したチョッパレグ８の６回路８ｃｕ、８ｃｖ、８ｃｗ、８ｉｕ、８ｉｖ、８ｉｗとで構成される。チョッパユニット７は、２つの半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、この直列回路に並列に接続された１つの直流コンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にそれぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１、Ｄ２で構成される。
【００１３】
３相コンバータ・インバータ回路１のコンバータ側Ｕ相１ｃｕは、３相コンバータリアクトル５のＵ相分５ｃｕの一端と接続される。同様に３相コンバータ・インバータ回路２のコンバータ側Ｕ相２ｃｕは、３相コンバータリアクトル６のＵ相分６ｃｕの一端と接続される。３相コンバータリアクトル５のＵ相５ｃｕの他端と、３相コンバータリアクトル６のＵ相６ｃｕの他端の間には、チョッパレグ８ｃｕが直列に接続される。チョッパレグ８ｃｕの４つのチョッパユニット７ｃａ、７ｃｂ、７ｃｃ、７ｃｄのうち、上から又は下から２つ目と３つ目回路の接続点（交流３相出力端子）を、３相交流電源２１のＵ相に接続する。
【００１４】
Ｖ相、Ｗ相も同様に接続する。同様にインバータ側（負荷側）のＵ相、Ｖ相、Ｗ相も同様の回路接続を行う。制御部２０は、各部の電流及び電圧値に基づいて、各チョッパユニット７及びコンバータ・インバータ回路の半導体スイッチング素子に対するゲート信号を出力し、この電力変換装置を制御する。
【００１５】
すなわち本実施形態に係る電力変換装置は、それぞれ３相交流を直流に変換してさらに３相交流に変換する第１及び第２のコンバータ・インバータ回路１、２と、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と該直列回路に並列に接続されたコンデンサＣ１とで構成されるチョッパユニット７が、チョッパユニット出力端で偶数個直列接続された回路要素をチョッパレグ８としたとき、第１のコンバータ・インバータ回路１のインバータ側交流３相出力端子と第２のコンバータ・インバータ回路２のインバータ側交流３相出力端子との間で、３相の各相について設けられる第１リアクトル３と、第１チョッパレグ８ｉｕ、８ｉｖ、８ｉｗと、第２リアクトル４との直列回路を含む。又、この電力変換装置は、第１のコンバータ・インバータ回路１のコンバータ側交流３相入力端子と第２のコンバータ・インバータ回路２のコンバータ側交流３相入力端子との間で、３相の各相について設けられる第３リアクトル５と、第２チョッパレグ８ｃｕ、８ｃｖ、８ｃｗと、第４リアクトル６との直列回路とを具備する。上記チョッパユニット７が偶数個直列接続された第１チョッパレグの中間点が負荷２２となる電力系統に接続され、上記チョッパユニット７が偶数個直列接続された第２チョッパレグの中間点が電源２１となる電力系統に接続される。
【００１６】
次に、出力電圧振幅Ｖ０、角周波数ωの３相出力をする場合を例として、制御部２０の制御動作を図２を用いて説明する。
【００１７】
チョッパレグ８におけるチョッパユニット７の４直列回路の場合、チョッパユニットの直流電圧指令値Ｖｄｃ１は、装置の直流電圧Ｖｄｃ０に対して以下の条件が成立するように設定する。
【００１８】
Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ０／４
コンバータ・インバータユニット１、２の直流電圧指令値Ｖｄｃ２は、直流電圧Ｖｄｃ０に対して以下の条件が成立するように設定し制御する。
【００１９】
Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ０／２
３相出力電圧指令ＶｕＲｅｆ、ＶｖＲｅｆ、ＶｗＲｅｆは、以下の式で表される。
【００２０】
ＶｕＲｅｆ＝Ｖ０×ｓｉｎ（ωｔ）
ＶｖＲｅｆ＝Ｖ０×ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）
ＶｗＲｅｆ＝Ｖ０×ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）
インバータ１１（コンバータ・インバータユニット１のインバータ部）の出力電圧パルスＶｕ１は、以下の条件分岐により決定して出力する。
【００２１】
ＶｕＲｅｆ＞０の時、Ｖｕ１＝−Ｖｄｃ２
ＶｕＲｅｆ＜０の時、Ｖｕ１＝＋Ｖｄｃ２
チョッパユニット７ｉａ、７ｉｂの出力電圧指令値Ｖｕｃ１、Ｖｕｃ２は、以下の式により決定して出力する。
【００２２】
Ｖｕｃ１＝Ｖｕｃ２＝（Ｖｄｃ０／２−ＶｕＲｅｆ−Ｖｕ１）／２
実際には、従来より知られる三角波比較方式ＰＷＭ(pulse width modulation)を用いて、制御部２０は上記出力電圧指令値Ｖｕｃ１、Ｖｕｃ２と三角波とをそれぞれ比較し、比較結果に対応するゲート指令をチョッパユニット７ｉａ、７ｉｂの半導体スイッチング素子に出力する。
【００２３】
図３は、図２のＵ相正側（上側）各部の電圧波形を示す図である。図３（ａ）はＵ相出力電圧指令ＶｕＲｅｆ、図３（ｂ）はＵ相出力電圧パルスＶｕ１、図３（ｃ）はＵ相電圧「Ｖｄｃ０−Ｖｕ１」、図３（ｄ）はチョッパユニット７ｉａ、７ｉｂの合計出力電圧指令値「Ｖｕｃ１＋Ｖｕｃ２」である。図３（ｂ）、３（ｃ）に示すように、インバータ１１の動作は、交流出力電圧指令ＶｕＲｅｆと同一周波数の１パルス動作である。
【００２４】
インバータ１２（コンバータ・インバータユニット２のインバータ部）の出力電圧パルスＶｕ２は、以下の条件分岐により決定して出力する。
【００２５】
ＶｕＲｅｆ＞０の時、Ｖｕ２＝＋Ｖｄｃ２
ＶｕＲｅｆ＜０の時、Ｖｕ２＝−Ｖｄｃ２
チョッパユニット７ｉｃ、７ｉｄの出力電圧指令値Ｖｕｃ３、Ｖｕｃ４は、以下の式により決定して出力する。
【００２６】
Ｖｕｃ３＝Ｖｕｃ４＝（Ｖｄｃ０／２＋ＶｕＲｅｆ−Ｖｕ２）／２
実際には上記同様、三角波比較方式ＰＷＭを用いて制御部２０は、上記出力電圧指令値Ｖｕｃ３、Ｖｕｃ４と三角波とをそれぞれ比較し、比較結果に対応するゲート指令をチョッパユニット７ｉｃ、７ｉｄの半導体スイッチング素子に出力する。
【００２７】
図４は、図２のＵ相負側（下側）各部の電圧波形を示す図である。図４（ａ）はＵ相出力電圧指令ＶｕＲｅｆ、図４（ｂ）はＵ相出力電圧パルスＶｕ２、図４（ｃ）はＵ相電圧「Ｖｄｃ０−Ｖｕ２」、図４（ｄ）はチョッパユニット７ｉｃ、７ｉｄの合計出力電圧指令値「Ｖｕｃ２＋Ｖｕｃ４」である。図４（ｂ）、４（ｃ）に示すように、インバータ１２の動作も、交流出力電圧指令ＶｕＲｅｆと同一周波数の１パルス動作であるが、インバータ１１とは逆相である。
【００２８】
制御部２０は、Ｖ相、Ｗ相も同様のパルス出力を行い、各チョッパユニットを制御する。又、図１のコンバータ側（左側）回路も、上記したインバータ側（右側）回路と同様に動作する。
【００２９】
３相リアクトル３〜６は、２つのコンバータ・インバータ回路１、２をチョッパユニットを介して並列に接続するために流れる横流を抑制するために挿入する。各相の直流電圧合成値がわずかでも異なると、相間に過大な短絡電流（横流）が流れてしまい機器を破壊してしまう危険がある。横流が許容値以下となるように、インダクタンスを設定する。
【００３０】
チョッパユニットは図５に示すとおり、それぞれ出力周波数と同一の周波数の直流脈動が図７に示す従来と同様に発生が、コンバータ・インバータ回路部のコンデンサＣ２、Ｃ３が３相で共通になっているため、脈動が３相でキャンセルされて小さくなり（図５のＶｄｃＵＶＷ参照）、その結果、チョッパユニットのコンデンサ容量を低減することが可能になる。
【００３１】
以上の構成により、コンデンサ容量増加を抑制することのできる回路方式を持つ電力変換器を提供することが可能になる。
【００３２】
尚、コンバータ・インバータ回路に用いる半導体スイッチング素子としては、高耐圧デバイスであるＩＧＢＴ等のシリコン製デバイスを使用する。このようなシリコン製デバイスはスイッチング損失が大きいが、図３（ｂ）、３（ｃ）、図４（ｂ）、４（ｃ）を参照して前述したように、コンバータ・インバータ回路は交流出力指令と同一周波数の１パルス動作であるから、スイッチングレートは低くスイッチング損失による温度上昇は問題とならない。
【００３３】
又、チョッパレグを構成するチョッパユニットに用いる半導体スイッチング素子としては、シリコンカーバイト、ガリウムナイトライドなどのワイドバンドギャップ半導体を材料とするデバイスを使用してもよい。このようなワイドバンドギャップ半導体で構成されるデバイスは、シリコン製デバイスに比べ低耐圧であるが、スイッチング損失が非常に小さい。従ってチョッパレグはチョッパユニットを多段接続して構成される。チョッパユニットは、前述したようにＰＷＭで動作し、正弦波に近い波形の交流電圧を出力する。従ってチョッパユニットはスイッチングレートが高いが、スイッチング損失が小さいので、スイッチング損失による温度上昇を低く抑えることができる。
【００３４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００３５】
１、２…コンバータ・インバータ回路、３〜６…リアクトル、７…チョッパユニット、８…チョッパレグ、２０…制御部、２１…負荷。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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