(57)【要約】【課題】バイアスの立ち上げ時間を短縮しつつバイアスを安定的に制御する。【解決手段】負バイアス回路２０１は、負極性の直流電圧を出力する。正バイアス回路２０２は、正極性の直流電圧を出力する。正極性の直流電圧はたとえば転写電圧として使用され、負極性の直流電圧はトナーをクリーニングするためのクリーニング電圧として使用される。転写電圧からクリーニング電圧に遷移する過程において、正バイアスと負バイアスとの電位差に応じてトランスの一次側電圧を補正する。【選択図】図１
2015049489.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１極性の直流電圧を出力する第１電源部と前記第１極性とは異なる第２極性の直流電圧を出力する第２電源部とを有し、前記第１電源部からの前記第１極性の直流電圧または前記第２電源部からの前記第２極性の直流電圧を選択的に負荷に供給する電圧発生装置であって、
前記負荷に供給する電圧を前記第２極性の直流電圧から前記第１極性の直流電圧に切り替える際に、前記第１電源部のトランスの一次側に供給される電圧である一次側電圧を前記第１極性の直流電圧の目標値に応じて決定する電圧決定手段と、
少なくとも前記第２極性の直流電圧と前記第１極性の直流電圧との電位差に応じて前記一次側電圧の補正値を決定する補正値決定手段と、を有し、
前記第１電源部は、前記補正により補正された前記一次側電圧を前記トランスの一次側に印加して前記第１極性の直流電圧を生成することを特徴とする電圧発生装置。
【請求項２】
前記補正値決定手段は、前記負荷の大きさと、前記第２極性の直流電圧と前記第１極性の直流電圧との電位差との組み合わせに応じて前記一次側電圧の補正値を決定することを特徴とする請求項１に記載の電圧発生装置。
【請求項３】
前記電位差と前記補正値との対応関係を示す情報を記憶する記憶手段をさらに有し、
前記補正値決定手段は、前記記憶手段に記憶されている情報を参照し、前記電位差に対応した前記補正値を決定することを特徴とする請求項１に記載の電圧発生装置。
【請求項４】
前記負荷の大きさおよび前記電位差の組み合わせと、前記一次側電圧の補正値との対応関係を示す情報を記憶する記憶手段をさらに有し、
前記補正値決定手段は、前記記憶手段に記憶されている情報を参照し、前記組み合わせに対応した前記補正値を決定することを特徴とする請求項２に記載の電圧発生装置。
【請求項５】
前記負荷の環境状態を検出する検出手段と、
前記検出手段が検出した環境状態に基づき前記負荷の大きさを決定する負荷決定手段と
をさらに有することを特徴とする請求項４に記載の電圧発生装置。
【請求項６】
前記負荷の耐久状態に基づき前記負荷の大きさを決定する負荷決定手段をさらに有することを特徴とする請求項４に記載の電圧発生装置。
【請求項７】
前記負荷の環境状態を検出する検出手段と、
前記検出手段が検出した環境状態と前記負荷の耐久状態とに基づき前記負荷の大きさを決定する負荷決定手段と
をさらに有することを特徴とする請求項４に記載の電圧発生装置。
【請求項８】
前記第１電源部は、
クロック信号を発生する制御手段と、
前記制御手段から供給されたクロック信号に応じてスイッチング動作するスイッチ手段と
を有し、前記負荷に対して供給される電圧が前記第２極性の直流電圧から前記第１極性の直流電圧へ遷移する期間において、前記クロック信号が間引かれることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電圧発生装置。
【請求項９】
前記負荷に対して供給される電圧を前記第２極性の直流電圧から前記第１極性の直流電圧に切り替えるのに先立って、前記第１電源部のトランスの一次側に供給される電圧を保持するコンデンサの充電を開始する制御手段をさらに有することを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電圧発生装置。
【請求項１０】
トナー像を像担持体からシートに転写する転写手段と、
前記転写手段に転写電圧またはクリーニング電圧を印加する印加手段と
を有し、
前記印加手段として、請求項１ないし９のいずれか１項に記載の電圧発生装置が用いられ、前記印加手段は前記第１の直流電圧を前記クリーニング電圧として前記転写手段に印加し、前記第２の直流電圧を前記転写電圧として前記転写手段に印加することを特徴とする画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に電圧発生装置に関し、たとえば、電子写真方式の画像形成装置に直流電圧を供給する電圧発生装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子写真プロセスを用いた画像形成装置では、中間転写ベルトに担持されたトナー像を二次転写ローラによってシートへ転写する。転写を促進するために二次転写ローラには数ｋＶの転写電圧が印加される。ところで、中間転写ベルトに残存するトナーが二次転写ローラに付着し、さらに二次転写ローラからシートの裏面に転写されてしまうことがある（裏汚れ現象）。このような現象を抑制するために、特許文献１によれば、二次転写前と二次転写終了後にクリーニング用の逆バイアスを印加することが提案されている。この逆バイアスによってトナーが二次転写ローラから中間転写ベルトへ逆転写され、クリーニング機構によって中間転写ベルトから回収される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−１４５２９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、連続して画像を形成する際の時間を短縮するために、紙間（先行するシートの後端と後続のシートの先端の間隔）を短くすることが考えられる。しかし、紙間時間が短縮されると、クリーニング用の逆バイアスを印加する時間も短くなってしまい、クリーニングが不十分となりうる。二次転写用の正規バイアスからクリーニング用の逆バイアスに切り替えるには、逆バイアスを立ち上げるためのある程度の時間が必要となる。そのため、紙間時間のすべてをクリーニングに使用できるわけではない。二次転写用の正規バイアスから逆バイアスに切り替える際の逆バイアスの立ち上げ時間を短縮すれば、短い紙間時間中に十分なクリーニングを行えるであろう。しかし、逆バイアスの立ち上げ時間を短縮しようとすると、アンダーシュートが発生して逆バイアスが安定しにくくなる。そこで、本発明は、バイアスの立ち上げ時間を短縮しつつバイアスを安定的に制御することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、たとえば、第１極性の直流電圧を出力する第１電源部と前記第１極性とは異なる第２極性の直流電圧を出力する第２電源部とを有し、前記第１電源部からの前記第１極性の直流電圧または前記第２電源部からの前記第２極性の直流電圧を選択的に負荷に供給する電圧発生装置であって、
前記負荷に供給する電圧を前記第２極性の直流電圧から前記第１極性の直流電圧に切り替える際に、前記第１電源部のトランスの一次側に供給される電圧である一次側電圧を前記第１極性の直流電圧の目標値に応じて決定する電圧決定手段と、
少なくとも前記第２極性の直流電圧と前記第１極性の直流電圧との電位差に応じて前記一次側電圧の補正値を決定する補正値決定手段と、を有し、
前記第１電源部は、前記補正により補正された前記一次側電圧を前記トランスの一次側に印加して前記第１極性の直流電圧を生成することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、少なくとも第２極性の直流電圧と第１極性の直流電圧との電位差に応じて一次側電圧の補正値を決定することで、第１極性の直流電圧の立ち上げ時間を短縮しつつ第１極性の直流電圧を安定的に制御することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】電圧発生装置の機能ブロック図
【図２】電圧発生装置の回路図
【図３】正バイアスと負バイアスとが交互に切り替えられる様子を示す図
【図４】各種の信号または電圧の波形を示す図
【図５】出力端子電圧とその分圧電圧との関係を示す図
【図６】各種の信号または電圧の波形を示す図
【図７】電圧発生装置の回路図
【図８】出力端子電圧（正バイアス）と制御時間との関係を示す図
【図９】出力端子電圧と雰囲気の絶対水分量との関係を示す図
【図１０】正の制御信号のデューティ比と制御時間との関係を示す図
【図１１】各種の信号または電圧の波形を示す図
【図１２】画像形成装置の一例を示す図
【図１３】電圧発生装置の回路図
【図１４】テーブルの一例を示す図
【図１５】一次側電圧の制御方法を示すフローチャート
【図１６】実施例の効果を説明する図
【発明を実施するための形態】
【０００８】
［実施例１］
本発明では、負荷に供給される電圧を第２極性の電圧（例：転写電圧）から第１極性の電圧（例：クリーニング電圧）に切り替える際に、第１極性の電圧に関与するコンデンサを予め充電しておくことを特徴としている。これにより、第１極性の電圧を短時間で立ち上げることが可能となる。しかし、第１極性の電圧の立ち上げ時間を短縮しようとすると、アンダーシュートが発生して第１極性の電圧が安定しにくくなる。そこで、実施例１では、第２極性の直流電圧から第１極性の直流電圧へ遷移する期間においてクロック信号が間引かれる。そのため、第１極性の直流電圧が安定的に制御される。
【０００９】
＜電圧発生装置の基本構成＞
図１を用いて、第１極性の直流電圧または第２極性の直流電圧を選択的に負荷８に供給する電圧発生装置１００について説明する。電圧発生装置１００は、高圧電源装置２００とコントローラ３００とを有している。高圧電源装置２００は、たとえば、二次転写ローラに高圧電圧を印加する電圧発生装置である。負バイアス回路２０１は、第１極性の直流電圧を出力する第１電源部の一例であり、ここでは負極性の直流電圧（例：−１ｋＶ〜−２ｋＶ）をクリーニング電圧として出力する。正バイアス回路２０２は、第２極性の直流電圧を出力する第２電源部の一例であり、ここでは正極性の直流電圧（例：４ｋＶ）を二次転写電圧として出力する。コントローラ３００は、負バイアス回路２０１や正バイアス回路２０２を制御し、出力端子７から負荷８に対して選択的に電圧を出力させる。コントローラ３００は、正バイアス回路２０２に対して、正の制御信号ＣＮＴＰと正のクロック信号ＣＬＫＰを出力する。コントローラ３００は、負バイアス回路２０１に対して、負の制御信号ＣＮＴＮと負のクロック信号ＣＬＫＮを供給する。制御信号に頭記される正・負は制御信号の振幅の極性ではなく、単に、正バイアス回路２０２と負バイアス回路２０１とのどちらに関与する信号であるかを示しているにすぎない。
【００１０】
正バイアス回路２０２において、電圧供給部２３は、コントローラ３００からの正の制御信号ＣＮＴＰにしたがって電圧変換部２１の一次側に基準となる電圧を供給する回路である。スイッチ部２４は、正のクロック信号ＣＬＫＰを用いて電圧変換部２１の一次側電圧をスイッチングする回路である。整流部２２は、電圧変換部２１の二次側電圧を交流から直流に整流する回路である。出力値検知部６は、出力端子７の出力端子電圧ＶＯＵＴを分圧して電圧供給部２３にフィードバックする回路である。これにより、電圧供給部２３は、出力端子電圧ＶＯＵＴを安定制御する。
【００１１】
負バイアス回路２０１において、電圧供給部１３は、コントローラ３００からの負の制御信号ＣＮＴＮにしたがって電圧変換部１１の一次側に基準となる電圧を供給する回路である。スイッチ部１４は、負のクロック信号ＣＬＫＮを用いて電圧変換部１１の一次側をスイッチングする回路である。整流部１２は、電圧変換部１１の二次側の出力電圧を交流から直流に整流する回路である。電圧値検知部１５は、電圧変換部１１の一次側の電圧を分圧して電圧供給部１３にフィードバックする回路である。これにより、電圧供給部１３は、電圧変換部１１の一次側電圧を安定制御する。比較部９は、コントローラ３００によって設定される基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦと出力値検知部６が出力する検知電圧Ｖｓｎｓとを比較する。合成部１６は、比較部９の比較結果に応じて負のクロック信号ＣＬＫＮを間引く間引き手段として機能する。出力値検知部６は負荷８に供給される出力端子電圧ＶＯＵＴを検知する電圧検知手段として機能する。実施例１において合成部１６は検知電圧Ｖｓｎｓが基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦに達すると、クロック信号の間引きを開始する。これにより、出力端子電圧ＶＯＵＴが安定的に制御される。
【００１２】
図２は、コントローラ３００と高圧電源装置２００の回路図である。コントローラ３００の内部には、演算部３０１、記憶部３０２、カウンタ３０３、ＰＷＭ生成部３０４、３０６、クロック生成部３０５、３０７などが含まれている。ＰＷＭ生成部３０６は正の制御信号ＣＮＴＰを生成して正バイアス回路２０２に供給する回路である。制御信号ＣＮＴＰの出力開始、出力停止、デューティ比などは演算部３０１によって指定される。クロック生成部３０７は正のクロック信号ＣＬＫＰを生成して正バイアス回路２０２に供給する回路である。正のクロック信号ＣＬＫＰの出力開始、出力停止、デューティ比などは演算部３０１によって指定される。ＰＷＭ生成部３０４は負の制御信号ＣＮＴＮを生成して負バイアス回路２０１に供給する回路である。負の制御信号ＣＮＴＮの出力開始、出力停止、デューティ比などは演算部３０１によって指定される。クロック生成部３０７は負のクロック信号ＣＬＫＮを生成して負バイアス回路２０１に供給する回路である。負のクロック信号ＣＬＫＮの出力開始、出力停止、デューティ比などは演算部３０１によって指定される。演算部３０１は、記憶部３０２に記憶されている制御データやプログラムに応じてカウンタ３０３、ＰＷＭ生成部３０４、３０６、クロック生成部３０５、３０７を制御する。つまり、演算部３０１は、コントローラ３００における各種の制御主体として機能する。
【００１３】
電圧供給部２３において、制御信号ＣＮＴＰは抵抗Ｒ２１を介してＦＥＴ Ｑ２１のゲートに供給される。ＦＥＴは電界効果トランジスタの略称である。ＦＥＴ Ｑ２１のドレインは抵抗Ｒ２２を介して３．３Ｖ電源に接続されている。ＦＥＴ Ｑ２１のドレインとソースの間にはコンデンサＣ２１が設けられている。コンデンサＣ２１は制御信号ＣＮＴＰにしたがって充電され、その両端電圧がＶｃ＿ｐである。つまり、Ｖｃ＿ｐは、トランスＴ２２の一次側電圧の基準となる電圧である。コンデンサＣ２１の一端は接地されており、他端はオペアンプＩＣ２５の非反転入力端子に接続されている。オペアンプＩＣ２５の反転入力端子には出力値検知部６からの検知電圧Ｖｓ＿ｐが入力される。つまり、Ｖｃ＿ｐとＶｓ＿ｐとの比較結果に応じた信号をオペアンプＩＣ２５が出力する。オペアンプＩＣ２５の反転入力端子と出力端子との間にはコンデンサＣ２６が接続されている。オペアンプＩＣ２５の出力端子は、抵抗Ｒ２３を介してトランジスタＱ２２のベースに接続されている。トランジスタＱ２２のコレクタは抵抗Ｒ２４を介して２４Ｖ電源に接続されている。トランジスタＱ２２のソースはコンデンサＣ２２の一端とトランスＴ２２の一次巻線の一端とに接続されている。コンデンサＣ２２の他端は接地されている。つまり、コンデンサＣ２２の両端電圧であるＶｉ＿ｐがトランスＴ２２の一次側電圧として供給される。トランスＴ２２の一次巻線の他端はＦＥＴ Ｑ２３のドレインに接続されている。ＦＥＴ Ｑ２３のソースは接地されている。ＦＥＴ Ｑ２３のドレインとソースとの間にはコンデンサＣ２３が設けられている。ＦＥＴ Ｑ２３は、スイッチ部２４の主要素子であり、スイッチング素子である。ＦＥＴ Ｑ２３のゲートには、抵抗Ｒ２５を介してクロック信号ＣＬＫＰが入力される。
【００１４】
正バイアス回路２０２においてクロック信号ＣＬＫＰは電圧変換部２１のトランスＴ２２をスイッチング駆動するためのパルス信号であり、たとえば５０ｋＨｚ，デューティ比５０％，振幅３．３Ｖに固定された矩形波が用いられる。クロック信号ＣＬＫＰがＦＥＴ Ｑ２３のゲートに入力されると、ＦＥＴ Ｑ２３は、クロック信号ＣＬＫＰに応じてオン／オフを繰り返す。このＦＥＴ Ｑ２３をオン／オフすることで、電解コンデンサＣ２２の両端電圧（一次側電圧）は、スイッチングされたパルス状の波形としてトランスＴ２２の一次巻線へ印加される。この電圧はトランスＴ２２により昇圧されて二次側電圧となる。二次側電圧の周期は一次側電圧の周期と同一である。二次側電圧の波形はスイッチングされたパルス状の電圧波形である。
【００１５】
整流部２２は、高圧ダイオードＤ２１、Ｄ２２と高圧コンデンサＣ２４、Ｃ２５を組み合わせた２つの整流回路を有し、二次側電圧を整流平滑する。つまり、高圧コンデンサＣ２５と高圧ダイオードＤ２１で１組の整流回路が構成され、高圧コンデンサＣ２４と高圧ダイオードＤ２２でもう１組の整流回路が構成されている。整流部２２は、コッククロフト・ウォルトン回路と呼ばれる倍電圧整流回路であり、整流回路の数に比例した電圧を出力する。たとえば、トランスＴ２２の一次側電圧に相当する電解コンデンサＣ２２の両端電圧が最大電圧となったと仮定する。このとき、トランスＴ２２の一次側巻線と二次側巻線との巻数の比によって、トランスＴ２２の二次側電圧は約＋２ｋＶとなる。トランスＴ２２の二次側に発生した電流が高圧ダイオードＤ２１の順方向に流れたときに、高圧コンデンサＣ２４には正の電荷が充電される。これによって、高圧コンデンサＣ２４には４ｋＶの電位差が発生する。接地電位からみた出力端子７の出力端子電圧ＶＯＵＴは、＋４ｋＶの直流電圧となる。つまり、トランスＴ２２の出力可能な電圧である＋２ｋＶが２倍になり、＋４ｋＶとなる。図２では説明の簡略化のため２段の整流回路を記載したが、トランスＴ２２の仕様や出力電圧範囲などに応じて３段以上の整流回路が用いられてもよい（多段整流回路）。高圧コンデンサＣ２４には並列に抵抗Ｒ２６が接続されている。
【００１６】
検知抵抗Ｒ２７は、出力端子７に現れる出力端子電圧ＶＯＵＴを検知し、それを一定電圧に制御するための電圧検知抵抗である。検知抵抗Ｒ２７としては、高耐圧でかつ精度の良い（たとえば抵抗値の許容差±１％）抵抗が用いられうる。オペアンプＩＣ２５の反転入力端子（−端子）には、出力端子７の出力端子電圧ＶＯＵＴを抵抗Ｒ２７，Ｒ２８，Ｒ２９で分圧した電圧Ｖｓ＿ｐが入力される。電圧Ｖｓ＿ｐは出力端子電圧ＶＯＵＴに比例した電圧であり、出力端子電圧ＶＯＵＴを示している。オペアンプＩＣ２５は、非反転入力端子（＋端子）に接続されている出力設定電圧Ｖｃ＿ｐと反転入力端子の電圧Ｖｓ＿ｐとが等しくなるように、トランジスタＱ２２のベース電圧を制御する。反転入力端子の電圧Ｖｓ＿ｐが出力設定電圧Ｖｃ＿ｐよりも大きくなると、オペアンプＩＣ２５の反転入力が非反転入力よりも大きくなる。したがって、オペアンプＩＣ２５の出力は小さくなり、トランジスタＱ２２をオフさせ、電解コンデンサＣ２２の両端電圧である一次側電圧Ｖｉ＿ｐが低下する。これによりトランスＴ２２の一次巻線に印加される一次側電圧が低下することになるため、二次側電圧も小さくなる。一方、反転入力端子に入力された電圧Ｖｓ＿ｐが出力設定電圧Ｖｃ＿ｐよりも小さくなると、オペアンプＩＣ２５はトランジスタＱ２２をオンさせる。電解コンデンサＣ２２の両端電圧は上昇し、出力端子電圧ＶＯＵＴの絶対値が大きくなる。以上のような制御により、出力端子７の出力端子電圧ＶＯＵＴは一定電圧（たとえば＋４ｋＶ）にコントロールされる。
【００１７】
画像形成装置において二次転写を良好に実行するためには、十分な転写電流をシートに流すことが重要である。転写電流は、画像形成装置が設置される環境（雰囲気）や、中間転写ベルトの抵抗値、二次転写ローラの抵抗値、シートの種類等に応じて変化するため、それに応じて二次転写電圧の値を変化させる必要がある。そのため、出力設定電圧Ｖｃ＿ｐの値は、コントローラ３００から供給される制御信号ＣＮＴＰによって変更可能となっている。この出力設定電圧Ｖｃ＿ｐの値を変化させることで、出力端子７の出力端子電圧ＶＯＵＴを、たとえば、０Ｖから＋４ｋＶまでの範囲で制御することができる。出力設定電圧Ｖｃ＿ｐの値を変更する方法としては、たとえば、コントローラ３００から出力された整流平滑して出力設定電圧Ｖｃ＿ｐとして用いる方法がある。あるいは、コントローラ３００から出力されたデジタルデータ信号を、ＤＡコンバータを介してアナログ値へ変換して出力設定電圧Ｖｃ＿ｐとする方法が採用されてもよい。図２は前者の回路を示している。
【００１８】
負バイアス回路２０１おいて、電圧供給部１３は、抵抗Ｒ１１を介して入力される制御信号ＣＮＴＮに応じてオンオフするＦＥＴ Ｑ１１を有している。ＦＥＴ Ｑ１１のドレインは抵抗Ｒ１２を介して３．３Ｖ電源に接続されている。ＦＥＴ Ｑ１１のドレインとソースとの間にはコンデンサＣ１１が接続されている。コンデンサＣ１１は、クロック信号ＣＬＫＮに応じて充電される。コンデンサＣ１１の両端電圧はトランスＴ１１の一次側電圧の基準となる基準電圧Ｖｃ＿ｎであり、電圧値検知部１５のオペアンプＩＣ１５の非反転入力端子に入力される。オペアンプＩＣ１５の反転入力端子にはトランスＴ１１の一次側電圧Ｖｉ＿ｎを、抵抗Ｒ１７，Ｒ１９，Ｒ１８で分圧して生成された電圧であるＶｓ＿ｎが入力される。電圧Ｖｓ＿ｎは、一次側電圧Ｖｉ＿ｎに比例しており、一次側電圧Ｖｉ＿ｎを示す電圧である。オペアンプＩＣ１５の出力端子は、電圧供給部１３のトランジスタＱ１２のベースに接続されている。オペアンプＩＣ１５の出力端子と非反転入力端子との間にはコンデンサＣ１６が接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタは抵抗Ｒ１４を介して２４Ｖ電源に接続されている。トランジスタＱ１２のエミッタはコンデンサＣ１２に接続されている。つまり、コンデンサＣ１２は、基準電圧Ｖｃ＿ｎとＶｓ＿ｎとの比較結果に応じて充電される。コンデンサＣ１２の両端電圧が一次側電圧Ｖｉ＿ｎであり、トランスＴ１１の一次巻線に印加される。
【００１９】
クロック信号ＣＬＫＮはトランスＴ１１をスイッチング駆動するためのパルス信号である。クロック信号ＣＬＫＮはとしては、たとえば５０ｋＨｚ，デューティ比５０％，振幅３．３Ｖに固定された矩形波が用いられる。ＦＥＴ Ｑ１３は、クロック信号ＣＬＫＮがＦＥＴ Ｑ１３のゲートに入力されると、クロック信号ＣＬＫＮに応じてオン／オフを繰り返す。このＦＥＴ Ｑ１３をオン／オフすることで、一次側電圧Ｖｉ＿ｎがスイッチングされたパルス状の波形となり、トランスＴ１１の一次巻線へ印加さる。トランスＴ１１は一次側電圧Ｖｉ＿ｎを昇圧して二次側電圧を生成する。一次側電圧Ｖｉ＿ｎと二次側電圧とでは、それぞれ周期は同一であり、いずれもパルス状の電圧波形となる。二次側電圧は、整流部１２の高圧ダイオードＤ１２と高圧コンデンサＣ１４により整流平滑され、直流電圧となる。正バイアス回路２０２と負バイアス回路２０１を比較すると、ダイオードＤ１２はダイオードＤ２２に対して逆方向に配置されている。これは負バイアスと正バイアスとを逆極性にするためである。整流部１２は片電圧整流回路である。トランスＴ１１の一次側電圧に相当する電解コンデンサＣ１２の両端電圧が最大電圧のときに、たとえば、トランスＴ１１の二次側電圧が＋２ｋＶとなるものと仮定する。整流部１２では、トランスＴ１１の二次側に発生した電流が高圧ダイオードＤ１２の順方向に流れたときに高圧コンデンサＣ１４に負の電荷が充電される。つまり、高圧コンデンサＣ１４の両端間には２ｋＶの電位差が発生し、出力電圧Ｖｎとして生成される。接地電位からみた出力電圧Ｖｎは、−２ｋＶの直流電圧となる。高圧コンデンサＣ１４には並列に抵抗Ｒ１６が接続されている。
【００２０】
出力電圧Ｖｎは、高耐圧抵抗Ｒ２６（一般的に、ブリーダ抵抗と呼ばれる）を介して出力端子７に出力端子電圧ＶＯＵＴとして出力され、負荷８に供給される。出力電圧Ｖｎは、高耐圧抵抗Ｒ２６と負荷８のインピーダンスとで分圧される。出力電圧Ｖｎが−２ｋＶであれば、出力端子電圧ＶＯＵＴはたとえば１．５ｋＶとなる。このように、出力端子電圧ＶＯＵＴの絶対値は、出力電圧Ｖｎの絶対値よりも低下する。図２では、説明の簡略化のために整流部１２として片電圧整流回路を採用した、トランスの仕様や出力電圧範囲などに応じて２段以上の多段整流回路が用いられてもよい。
【００２１】
電圧検知回路についても正バイアス回路２０２と負バイアス回路２０１とでは異なっている。正バイアス回路２０２では、出力端子７の出力端子電圧ＶＯＵＴが検知抵抗Ｒ２７により検知され所定電圧に制御される。一方、負バイアス回路２０１では、電解コンデンサＣ１２の両端電圧である一次側電圧Ｖｉ＿ｎが、検知抵抗Ｒ１７により検知され一定電圧に制御される。負バイアス回路２０１の検知抵抗Ｒ１７としては、正バイアス回路２０２の検知抵抗Ｒ２７のように高耐圧の抵抗が選定される必要がない。これは、検知抵抗Ｒ１７の周囲には高電圧のパターンが存在しないためである。検知抵抗Ｒ１７は一次側電圧Ｖｉ＿ｎを検知するため、精度の良い（たとえば抵抗値の許容差±１％）抵抗が用いられてもよい。
【００２２】
上述したようにオペアンプＩＣ１５の反転入力端子には、電解コンデンサＣ１２の一次側電圧Ｖｉ＿ｎを抵抗Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ１９で分圧した電圧Ｖｓ＿ｎが入力されている。オペアンプＩＣ１５は、非反転入力端子に接続されている出力設定電圧Ｖｃ＿ｎと反転入力端子の電圧Ｖｓ＿ｎが等しくなるように、トランジスタＱ１２のベース電圧を制御する。負バイアス回路２０１は電解コンデンサＣ１２の一次側電圧Ｖｉ＿ｎを精度良く一定に保つことはできる。しかし、出力電圧Ｖｎや高耐圧抵抗Ｒ２６を介して出力端子７に発生する出力端子電圧ＶＯＵＴはトランスＴ１１の製造上の特性バラツキや、負荷８となる二次転写ローラの抵抗値のバラツキ等に左右される。このため、出力端子電圧ＶＯＵＴを直接的にコントロールしている正バイアスと比較して、負バイアスの精度は劣りうる。しかし、負バイアスは主に二次転写ローラのクリーニングのために用いられる。このように、画像形成装置では高精度の負バイアスは要求されないため、実使用上の不都合はない。
【００２３】
正バイアスの一次側電圧Ｖｉ＿ｐと同様に、負バイアスの一次側電圧Ｖｉ＿ｎの値は、コントローラ３００によって変更可能となっている。コントローラ３００は、制御信号ＣＮＴＮを介して出力設定電圧Ｖｃ＿ｎを変化させることで、電解コンデンサＣ１２の一次側電圧Ｖｉ＿ｎを変化させる。一次側電圧Ｖｉ＿ｎに対応した出力端子電圧ＶＯＵＴは、たとえば０Ｖから−１．５ｋＶまでの範囲で制御される。コントローラ３００は、画像形成装置の使用環境等のクリーニング条件に応じて、その条件に適した負バイアスを設定してもよい。
【００２４】
図３が示すように、二次転写が実行される期間ｔ４１〜ｔ４２、ｔ４３〜ｔ４４、ｔ４５〜では正バイアスが出力され、二次転写ローラのクリーニングシーケンスが実行される期間である紙間時間ｔ４２〜ｔ４３、ｔ４４〜ｔ４５では負バイアスが出力される。なお、ここで紙間時間とは先行するシートの後端と後続のシートの先端の時間間隔をいう。近年、紙間時間は非常に短くなっている。よって、紙間時間を余すところなくクリーニングに利用するために、負バイアスを高速に立ち上げる必要がある。
【００２５】
＜本実施例の特徴となる部分の説明＞
図１において、比較部９と合成部１６とが設けられ、さらに、コントローラ３００は負の閾値電圧信号である基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを出力する。本実施例では、負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを、たとえば０Ｖから３．３Ｖまで可変できるアナログＤＣ信号として説明する。
【００２６】
出力端子電圧ＶＯＵＴは出力値検知部６によって低電圧に分圧され、正の電圧供給部２３にフィードバックされるとともに電圧検知信号（検知電圧Ｖｓｎｓ）として比較部９に入力される。比較部９は、検知電圧Ｖｓｎｓと、コントローラ３００から出力される負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦとを比較する。比較部９は、比較結果に応じてチョッピング信号ＣＨＰを”Ｈ”または”Ｌ”のレベルとして出力する。”Ｈ”はハイレベルを意味し、”Ｌ”はローレベルを意味する。チョッピング信号ＣＨＰは、合成部１６に入力される。合成部１６は、負のクロック信号ＣＬＫＮとチョッピング信号ＣＨＰとを論理合成して新たに合成クロック信号ＮＣＬＫを生成する。合成クロック信号ＮＣＬＫは、抵抗Ｒ１５を介してスイッチ部１４のＦＥＴ Ｑ１３のゲートに入力されてトランスＴ１１をスイッチングするためのスイッチング信号として利用される。
【００２７】
実施例１では、正電圧出力状態から負バイアス出力状態に切換える際の負バイアス回路２０１の動作に特徴がある。正バイアス回路２０２をオフするのに先立って電圧変換部１１の一次側電圧Ｖｉ＿ｎが予め第１のターゲット電圧（例：２２Ｖ）に設定される。つまり、コンデンサＣ１２が予め充電され、高速な負バイアスの立ち上げが実現される。正バイアス回路２０２をオフすると同時に負バイアス回路２０１がスイッチングを開始する。コントローラ３００は、出力端子電圧ＶＯＵＴの降下にしたがって１回または段階的にターゲット電圧を変更し（２２Ｖ→１８Ｖ）、一次側電圧Ｖｉ＿ｎが調整される。これによって、負の出力電圧Ｖｎの降下が緩やかとなり、アンダーシュートが抑制される。出力端子電圧ＶＯＵＴが目標電圧（例：０ｋＶ）に達すると（つまり、ＶｓｎｓがＶＮ＿ＲＥＦに達すると）、合成部１６がクロック信号ＣＬＫＮのチョッピングを開始する。これにより、負の出力電圧Ｖｎが最終的な目標電圧（例：−１ｋＶ）に安定的に制御される。
【００２８】
＜回路および動作の説明＞
図２が示すように、比較部９はコンパレータＩＣ９により構成されている。コンパレータＩＣ９の＋端子に検知電圧Ｖｓｎｓが入力される。コンパレータＩＣ９の−端子に負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦが入力される。たとえば、ＶｓｎｓがＶＮ＿ＲＥＦを超えている場合、コンパレータＩＣ９が出力するチョッビング信号ＣＨＰは”Ｈ”となる。一方、ＶｓｎｓがＶＮ＿ＲＥＦ以下である場合、チョッビング信号ＣＨＰは”Ｌ”となる。合成部１６はＡＮＤ回路ＩＣ１４で構成されており、ＡＮＤ回路ＩＣ１４は負のクロック信号ＣＬＫＮとチョッピング信号ＣＨＰの論理積を求める。ＡＮＤ回路ＩＣ１４は、論理積として合成クロック信号ＮＣＬＫを出力する。たとえば、チョッピング信号ＣＨＰが”Ｈ”であれば、負のクロック信号ＣＬＫＮがそのまま合成クロック信号ＮＣＬＫとして出力される。これに対して、チョッピング信号ＣＨＰが”Ｌ”であれば、負のクロック信号ＣＬＫＮに依存せずに”Ｌ”レベルの電圧が合成クロック信号ＮＣＬＫとして出力される。すなわち、トランスＴ１１をスイッチングしない状態となるので、トランスＴ１１の二次側電圧である出力電圧Ｖｎの絶対値が低下する。
【００２９】
図４を用いて、正バイアス出力状態から負バイアス出力状態に高速に切換える際の回路動作に関わる各信号および出力端子の電圧波形を説明する。なお、本実施例の説明で使用する具体的な数値は、理解しやすいよう代表的な数値にすぎない。これらの数値が回路および使用条件によっては変わることは言うまでもない。また、本実施例では、出力端子電圧ＶＯＵＴと検知電圧Ｖｓｎｓが、図５に示す関係になるような高圧電源装置２００に基づいて説明する。
【００３０】
初期状態として、正の制御信号ＣＮＴＰ（波形Ａ１）が周波数１３ｋＨｚ，デューティ比８０％，振幅３．３Ｖで電圧供給部２３に入力されている。正のクロック信号ＣＬＫＰ（波形Ａ２）が周波数５０ｋＨｚ，デューティ比５０％，振幅３．３Ｖ、所定の周波数でスイッチ部２４に入力されている。これらの信号の入力が維持されるタイミングｔ１２まで、出力端子電圧ＶＯＵＴ（波形Ａ１０）は正の出力電圧＋４ｋＶを維持している。
【００３１】
この正電圧出力状態において、タイミングｔ１１で負の制御信号ＣＮＴＮ（波形Ａ３）がコントローラ３００から電圧供給部１３に供給される。ここで負の制御信号ＣＮＴＮのパラメータは、周波数１３ｋＨｚ，デューティ比９０％，振幅３．３Ｖである。このとき、負のトランスＴ１１の一次側電圧Ｖｉ＿ｎ（波形Ａ４）は０Ｖから所定の時定数を伴って２２Ｖに立ち上がる。一次側電圧Ｖｉ＿ｎの立ち上り時定数は、電解コンデンサＣ１２への充電時間などによって決まる。負バイアス回路２０１を急速に立ち上げるため、負のトランスＴ１１の一次側電圧Ｖｉ＿ｎとして、ターゲット値である第２の値（１８Ｖ）が最初には使用されない。その代わり、より絶対値の高い出力電圧が得られる第１の値（２２Ｖ）となるように、演算部３０１はＰＷＭ生成部３０４に対して負の制御信号ＣＮＴＮを設定する。第１の値（１８Ｖ）は、最終的な目標電圧（−１ｋＶ）に対応しており、第１の値（２２Ｖ）は、最終的な目標電圧よりも絶対値の大きな電圧（−２ｋＶ）に対応している。このように、一次側電圧Ｖｉ＿ｎを第２の値よりも大きな第１の値に設定することで、ＶＯＵＴを高速に変化させることが可能となる。ただし、この場合、アンダーシュートが発生しやすくなるため、途中で、第１の値（２２Ｖ）から第２の値（１８Ｖ）に切り替えられる。
【００３２】
タイミングｔ１２で、トランスＴ１１の一次側の電解コンデンサＣ２２が十分に充電され、一次側電圧Ｖｉ＿ｎが２２Ｖで安定する。タイミングｔ１１からタイミングｔ１２までの時間は、電解コンデンサＣ２２が十分に充電される充電時間以上となるように予め決定されており、記憶部３０２に記憶されている。演算部３０１はカウンタ３０３を用いて各タイミングを管理する。タイミングｔ１２で、コントローラ３００は、正バイアス回路２０２を停止させると同時に、負バイアス回路２０１に出力を開始させる。まず、正の制御信号ＣＮＴＰと正のクロック信号ＣＬＫＰが停止する。それと同時に、負のクロック信号ＣＬＫＮがコントローラ３００から周波数５０ｋＨｚ，デューティ比２５％，振幅３．３Ｖで供給される（波形Ａ５）。負のクロック信号ＣＬＫＮは、この時点では”Ｈ”となっているチョッピング信号ＣＨＰ（波形Ａ６）とＡＮＤ回路ＩＣ１４が合成されて生成される。そのため、合成クロック信号ＮＣＬＫには負のクロック信号ＣＬＫＮがそのまま生成され出力される（波形Ａ７）。合成クロック信号ＮＣＬＫの入力によって、負のトランスＴ１１が動作し、出力端子電圧ＶＯＵＴは＋４ｋＶから降下し始める。出力端子電圧ＶＯＵＴの降下の時定数は、負の整流部１２がもつ時定数や、正の整流部２２に含まれる平滑用の高圧コンデンサＣ２４に残った残留電荷や負荷８の容量成分に残った残留電荷などに依存する。これに同期して、検知電圧Ｖｓｎｓも降下する（波形Ａ８）。なお、この時点で検知電圧Ｖｓｎｓと、負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦ（ここでは０．７Ｖとする）の関係は、Ｖｓｎｓ  ＞  ＶＮ＿ＲＥＦのままである。
【００３３】
タイミングｔ１３で、コントローラ３００は、ＰＷＭ生成部３０４を制御し、負の制御信号ＣＮＴＮのデューティ比を９０％から７０％に変更する。これにより、一次側電圧Ｖｉ＿ｎが２２Ｖからターゲット電圧値である１８Ｖに変更される。これに伴い、出力端子電圧ＶＯＵＴの降下は緩やかになり、アンダーシュートが抑制される。
【００３４】
タイミングｔ１４で、出力端子電圧ＶＯＵＴが目標電圧−１ｋＶ以下となる。これにより、検知電圧Ｖｓｎｓと負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦ（波形Ａ９）が交差する。つまり、Ｖｓｎｓ  ≦  ＶＮ＿ＲＥＦとなる。このとき、コンパレータＩＣ９から出力されるチョッピング信号ＣＨＰのレベルが”Ｈ”から”Ｌ”に反転する。これにより、ＡＮＤ回路ＩＣ１４が出力する合成クロック信号ＮＣＬＫは、”Ｌ”レベルとなる。ＦＥＴ Ｑ１３が負のトランスＴ１１をスイッチングできなくなり、出力端子電圧ＶＯＵＴの絶対値が低下する。
【００３５】
タイミングｔ１５で、検知電圧Ｖｓｎｓと負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦが再度交差して、Ｖｓｎｓ  ＞  ＶＮ＿ＲＥＦの関係になる。チョッピング信号ＣＨＰのレベルが再び”Ｌ”から”Ｈ”に反転するため、合成クロック信号ＮＣＬＫとして、負のクロック信号ＣＬＫＮがそのまま出力される。これにより、負のトランスＴ１１が動作し始め、出力端子電圧ＶＯＵＴの絶対値が上昇する。このように、コンパレータＩＣ９とＡＮＤ回路ＩＣ１４の動作が続く限り、出力端子電圧ＶＯＵＴは−１ｋＶを中心に上昇と低下を繰り返す。
【００３６】
タイミングｔ１６は、負バイアスが立ち上って十分安定したタイミングである。タイミングｔ１６で、コントローラ３００は、負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを０．７Ｖから０Ｖに切換える。これにより、Ｖｓｎｓ  ＞  ＶＮ＿ＲＥＦ  の関係が成立し、チョッピング信号ＣＨＰのレベルが”Ｈ”に固定される。また、合成クロック信号ＮＣＬＫとして、負のクロック信号ＣＬＫＮがそのまま出力され、出力端子電圧ＶＯＵＴは安定して目標電圧である−１ｋＶを維持する。
【００３７】
図６を用いて、本実施例に関わる別の制御方法について説明する。図６によれば、タイミングｔ５４で、コントローラ３００は、基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを第２の値よりも高い第１の値（例：１．０Ｖ）に設定する。タイミングｔ５５で、コントローラ３００は、基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを第２の値（例：０．７Ｖ）に切り替える。第２の値は、出力端子電圧ＶＯＵＴを最終的な目標電圧（例：−１ｋＶ）に設定するための電圧である。このように、基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦは２段階で変更されてもよい。第１の値から第２の値の切り替えタイミングは、ＣＮＴＰを停止してから所定時間後である。所定時間は予め工場出荷時に決定されてもよいし、実施例２で説明するように環境状態等に基づいて動的に決定されてもよい。
【００３８】
図６によれば、出力端子電圧ＶＯＵＴが目標電圧−１ｋＶに達する前に、検知電圧Ｖｓｎｓと負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦが交差して、Ｖｓｎｓ  ≦  ＶＮ＿ＲＥＦの関係が成立する。比較部９は、この関係が成立したと判定すると、間引き制御を開始する（ｔ５４）。これにより、出力端子電圧ＶＯＵＴ（たとえば０Ｖ）が維持される。タイミングｔ５５で、基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦが低下することにより、Ｖｓｎｓ  ＞  ＶＮ＿ＲＥＦの関係が成立する。これにより、コンパレータＩＣ９の出力であるチョッピング信号ＣＨＰのレベルが再び”Ｌ”から”Ｈ”に反転する。その結果、合成クロック信号ＮＣＬＫとして、負のクロック信号ＣＬＫＮがそのまま生成され、負のトランスＴ１１が動作し始める。出力端子電圧ＶＯＵＴの絶対値は上昇し、目標電圧−１ｋＶに達する。タイミングｔ５６で、電圧検知信号Ｖｓｎｓと負の基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦが再び交差して、Ｖｓｎｓ  ≦  ＶＮ＿ＲＥＦの関係が成立する。これにより、チョッピング信号ＣＨＰのレベルが再び”Ｈ”から”Ｌ”に反転し、間引き制御が再開される。タイミングｔ５７で、間引き制御が終了し、出力端子電圧ＶＯＵＴは目標電圧−１ｋＶに維持される。このように、基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを段階的に切換える制御が採用されてもよい。
【００３９】
＜実施例１のまとめ＞
実施例１によれば、負荷８に供給される電圧を第２極性の電圧（例：転写電圧）から第１極性の電圧（例：クリーニング電圧）に切り替える際に、第１極性の電圧に関与するコンデンサＣ１２を予め充電しておく。演算部３０１は、負荷８に対して供給される電圧を第２極性の直流電圧から第１極性の直流電圧に切り替えるのに先立って、第１電源部のトランスの一次側に供給される電圧を保持するコンデンサＣ１２の充電を開始する。図４によれば、正電圧出力状態から負バイアス出力状態に切換えるために正バイアス回路２０２をオフする前に、トランスＴ１１の一次側電圧Ｖｉ＿ｎがターゲット電圧（２２Ｖ）に設定される。そして、正バイアス回路２０２がオフされると、負バイアス回路２０１がスイッチング動作を開始する。このように、正バイアス回路２０２をオフする前に一次側電圧がターゲット電圧に設定されているため、負バイアスを短時間で立ち上げることが可能となる。出力端子電圧ＶＯＵＴの降下に合わせてトランスＴ１１の一次側電圧をターゲット電圧に近づけてゆく（２２Ｖ→１８Ｖ）。一次側電圧のターゲット電圧を高めの第１の電圧（例：２２Ｖ）から最終的な第２の電圧（例：１８Ｖ）に変更することで（ｔ１３、ｔ５３）、出力端子電圧ＶＯＵＴの変化が緩やかになり、アンダーシュートが抑制される。
【００４０】
さらに、実施例１では、負荷８に対して供給される電圧が正バイアスから負バイアスへ遷移する期間において、クロック信号が間引かれる。たとえば、検知電圧Ｖｓｎｓが基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦに達すると、合成部１６がクロック信号の間引きを開始する。つまり、合成部１６がクロック信号ＣＬＫＮをチョッピングしてクロック信号が間引かれる。間引かれたクロック信号に応じてＦＥＴ Ｑ１３がトランスＴ１１をスイッチングすることによって負バイアスが目標電圧（０−１ｋＶ）に維持される。これにより、安定した出力電圧の制御が実現される。なお、合成部１６は、クロック信号の間引き量を可変制御してもよい。たとえば、間引き量が徐々に削減されてもよい。なお、間引き量はコントローラ３００の演算部３０１によって合成部１６に指示されてもよい。
【００４１】
本実施例では、ターゲット電圧Ｖｃ＿ｎを１回切り替える制御を説明したが、ターゲット電圧Ｖｃ＿ｎが段階的に複数回にわたって切換えられてもよい。これにより、アンダーシュートの抑制効果が増大しよう。また、コンパレータＩＣ９やＡＮＤ回路ＩＣ１４などを１チップ化したり、コントローラ３００に搭載されたＣＰＵやＡＳＩＣに同様の機能を持たせたりしてもよい。本実施例では出力端子電圧ＶＯＵＴの極性を正から負に切換えた後に、負バイアスが目標電圧（０Ｖ、−１ｋＶ）に到達した段階でクロック信号を間引く制御について説明した。しかし、負バイアスが目標電圧に到達する過程においてクロック信号が間引かれてもよい。本実施例では出力端子電圧ＶＯＵＴの極性を正から負に切換えた後のタイミングであって負バイアスが安定したタイミングで負のクロック信号ＣＬＫＮを間引く制御が停止されている（ｔ１６、ｔ５７）。しかし、負のクロック信号を間引く制御を継続してもよい。本実施例では紙間における負バイアスから正バイアスへの切換えについて説明したが、正負の切り換えを紙間または画像形成終了後に複数回行う場合にも本実施例は適用可能である。本実施例では正のトランスＴ２２および負のトランスＴ１１としてインバータトランスが用いられている。しかし、圧電トランスが用いられても同様の効果を発揮できる。
【００４２】
図６を用いて説明したように演算部３０１は、正バイアスから負バイアスに切り替わる過程において、間引きタイミングを決定するための基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを１回以上にわたって変更してもよい。たとえば、演算部３０１は、第１の値（例：１．０Ｖ）からそれよりも小さな第２の値（例：０．７Ｖ）に基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを切り替えてもよい。これにより、出力端子電圧ＶＯＵＴは徐々に負のバイアスの目標電圧（例：−１ｋＶ）に近づいてゆくため、アンダーシュートが発生しにくくなる。
【００４３】
［実施例２］
実施例２に従う高圧電源装置２００の回路の一例について図７を用いて説明する。図７において、図１、図２と比較して異なる点は、合成部１６および比較部９が省略されている一方で、環境センサ４００が追加されている。合成部１６および比較部９が省略されているため、クロック生成部３０５が発生する負のクロック信号ＣＬＫＮは抵抗Ｒ１５を介して直接的にＦＥＴ Ｑ１３のゲートに入力される。よって、クロック信号ＣＬＫＮの間引き制御はコントローラ３００が実行することになる。
【００４４】
＜本実施例の特徴となる部分の説明＞
実施例１では、間引き制御の開始タイミングを決定するために、出力検知電圧Ｖｓｎｓと基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを比較していた。つまり、出力検知電圧Ｖｓｎｓが基準電圧ＶＮ＿ＲＥＦを最初に下回ったタイミングが、間引き制御の開始タイミングであった。一方、実施例２では、温湿度などの環境状態や耐久状態に応じて間引き制御の開始タイミングを決定する。たとえば、正バイアスの出力設定電圧Ｖｃ＿ｐは、温湿度などの環境状態や耐久状態に応じて可変制御される。出力設定電圧Ｖｃ＿ｐが変更されると、出力電圧が負の目標電圧に達するまでに要する時間ｔｐも変化する。そこで、実施例２では、環境状態と時間ｔｐとの関係を予め工場出荷時等に数式化またはテーブル化し、数式またはテーブルをコントローラ３００の記憶部３０２に記憶させておく。なお、時間ｔｐの始期は、たとえば、負の制御信号ＣＮＴＮの出力開始タイミングである。時間ｔｐの終期は、たとえば、間引き制御の開始タイミングである。なお、負の制御信号ＣＮＴＮのデューティ比を変更するタイミングについても、間引き制御の開始タイミングと同様に決定される。
【００４５】
以下では、環境センサ４００からの検知情報を用いて時間ｔｐを演算部３０１が決定するが、記憶部３０２に蓄積された画像形成装置１１０の耐久情報（例：累積稼働時間や累積画像形成枚数）などが利用されてもよい。これらの情報は時間ｔｐを決定するだけでなく、Ｖｃ＿ｐを決定するためにも使用される。これらの情報とＶｃ＿ｐとの関係も予め工場出荷時等に数式化またはテーブル化され、記憶部３０２に記憶されているものとする。
【００４６】
＜本実施例の回路および動作の説明＞
図８に示すように、正の出力電圧値の大小に依存して、切替を開始したタイミングから負の出力電圧の目標値に達するタイミングまでの制御時間（降下時間）が変化する。たとえば、出力端子電圧ＶＯＵＴを＋４ｋＶから−１ｋＶに切換えるのに要する制御時間と、出力端子電圧ＶＯＵＴを＋３ｋＶから−１ｋＶに切換えるのに要する制御時間とでは、前者の方が長い。したがって、画像形成装置の使用環境が分かり、かつ、使用環境が安定した状態にあれば、正から負に切換えるのに要する制御時間を予想することが可能となる。
【００４７】
図９に示すように、絶対水分量に応じた出力端子電圧ＶＯＵＴの関係が予め分かっていれば、正から負に出力端子電圧ＶＯＵＴを切換えるのに要する制御時間を予想することが可能になる。つまり、環境センサ４００によって絶対水分量が測定され、絶対水分量から出力端子電圧ＶＯＵＴが決定され、出力端子電圧ＶＯＵＴから制御時間ｔｐが決定される。なお、出力端子電圧ＶＯＵＴは、正の制御信号ＣＮＴＰによって決定される。
【００４８】
図１０に示すように、記憶部３０２には、正の制御信号ＣＮＴＰのデューティ比と制御時間との関係が示されている。Ｔ１は、正の制御信号ＣＮＴＰの出力停止から出力端子電圧ＶＯＵＴが負の目標電圧に到達するまでに要する制御時間を示している。Ｔ２は、負のクロック信号ＣＬＫＮの出力開始から負の制御信号ＣＮＴＮのデューティ比の切換えるタイミングまでの制御時間を示している。記憶部３０２には、Ｔ１やＴ２を表す数式またはテーブルが格納されている。たとえば、正の制御信号ＣＮＴＰのデューティ比が９０％の場合、負のクロック信号ＣＬＫＮの出力開始から８ｍｓｅｃ後に、コントローラ３００は、負の制御信号ＣＮＴＮのデューティ比を切換える。出力端子電圧ＶＯＵＴは、負のクロック信号ＣＬＫＮの出力開始から１０ｍｓｅｃ後に目標電圧である−１ｋＶ到達する。
【００４９】
図１１を用いて本実施例の具体的な動作を説明する。初期状態として、正の制御信号ＣＮＴＰ（波形Ｂ１）が、たとえば、周波数１３ｋＨｚ，デューティ比８０％，振幅３．３Ｖで電圧供給部２３に入力されている。また、正のクロック信号ＣＬＫＰ（波形Ｂ２）が、たとえば、周波数５０ｋＨｚ，デューティ比５０％，振幅３．３Ｖ、所定の周波数でスイッチ部２４に入力されている。これにより、出力端子電圧ＶＯＵＴ（波形Ｂ６）は正の出力電圧＋４ｋＶに維持されている。
【００５０】
タイミングｔ２１で、演算部３０１は、ＰＷＭ生成部３０４を制御し、周波数１３ｋＨｚ，デューティ比９０％，振幅３．３Ｖの制御信号ＣＮＴＮの出力を開始させる（波形Ｂ３）。このとき、演算部３０１は、カウンタ３０３の数値を読み込み、カウントアップを開始する。タイミングｔ２１は、二次転写が終了するタイミングｔ２２よりも所定時間前になるように予め決定されているものとする。
【００５１】
演算部３０１は、環境センサ４００によって取得された環境状態（例：絶対水分量）に対応する制御時間を、記憶部３０２に記憶されている数式またはテーブルを参照して決定する。これにより、負の制御信号ＣＮＴＮのデューティ比を切換えるタイミングは、負のクロック信号ＣＬＫＮの出力開始から、たとえば、６ｍｓｅｃが経過したタイミングに決定される。同様に、に負のクロック信号ＣＬＫＮの間引きを開始するタイミングは、負のクロック信号ＣＬＫＮの出力開始から、たとえば、８ｍｓｅｃが経過したタイミングに決定される。
【００５２】
タイミングｔ２２で、演算部３０１は、正の制御信号ＣＮＴＰと正のクロック信号ＣＬＫＰとの出力を停止する。また、演算部３０１は、クロック生成部３０５を制御し、周波数５０ｋＨｚ，デューティ比５０％，振幅３．３Ｖの負のクロック信号ＣＬＫＮの出力を開始させる（波形Ｂ５）。このとき、負の制御信号ＣＮＴＮのデューティ比は９０％に設定されている。よって、カウンタ３０３が６ｍｓｅｃまでカウントしたタイミングｔ２３で、演算部３０１が負の制御信号ＣＮＴＮのデューティ比を９０％から７０％に切換える。これにより、負の一次側電圧Ｖｉ＿ｎは、２２Ｖからターゲット電圧の１８Ｖに切り替わる。カウンタ３０３は、タイミングｔ２１にカウントを開始するものとする。
【００５３】
タイミングｔ２４で、カウンタ３０３のカウント値が１０ｍｓｅｃになる（図１１中の矢印で示した期間）。演算部３０１は、カウント値が１０ｍｓｅｃになったことを認識すると、負のクロック信号ＣＬＫＮの間引きを介する。たとえば、負のクロック信号ＣＬＫＮのデューティ比を２５％から０％に変更される。これにより、出力端子電圧ＶＯＵＴは目標値である−１ｋＶ付近で一旦降下が止まるが、まだ安定した出力状態ではない。そのため、タイミングｔ２４以降で、演算部３０１は、クロック生成部３０５を制御し、負のクロック信号ＣＬＫＮのデューティ比を０％から２５％に徐々に回復していく。この負のクロック信号ＣＬＫＮのデューティ比の回復シーケンスについても、正バイアスの出力電圧値に応じて予め複数の回復シーケンスが記憶部３０２に記憶されていてもよい。演算部３０１は、環境状態または正バイアスの出力電圧値にとって最も適している回復シーケンスを記憶部３０２から読み出して実行してもよい。これにより精度の負バイアスの制御が可能になろう。
【００５４】
以上説明したように、実施例２によれば、演算部３０１は、環境状態（雰囲気の絶対水分量）等に応じて間引きタイミングを決定する。演算部３０１は、たとえば、環境状態に基づいて決定された正バイアスまたは負バイアスの設定値に応じてクロック信号の間引きを開始するタイミングを決定してもよい。演算部３０１は、記憶部３０２に記憶されたテーブルや数式などを用いて間引き開始タイミングを決定し、カウンタ３０３を用いてタイミングを管理してもよい。つまり、コントローラ３００に設けられている記憶部３０２やカウンタ３０３を用いるため、コンパレータＩＣ９やＡＮＤ回路ＩＣ１４など追加回路が不要となる利点がある。よって、安価かつ簡単に回路を構成することができる。実施例２についてのその他の効果は実施例１の効果と同様である。なお、実施例２において、演算部３０１は、クロック生成部３０５を制御することで、クロック信号の間引き量を可変制御してもよい。たとえば、間引き量が徐々に削減されてもよい。
【００５５】
＜その他＞
実施例２では、正の出力電圧の目標値は可変で、負の出力電圧の目標値は固定と仮定する。しかし、正の出力電圧の目標値が固定で負の出力電圧の目標値が環境状態に応じて可変であってもよい。この場合は、環境状態または負の出力電圧の目標値と制御時間との関係を示す数式または関数が記憶部３０２に記憶されることになろう。正および負の出力電圧の目標値が両方とも可変であってもよい。この場合、場合は、環境状態と制御時間との関係を示す数式または関数が記憶部３０２に記憶されることになろう。あるいは、正の出力電圧の目標値と負の出力電圧の目標値との差分と、制御時間との関係を示す数式または関数が記憶部３０２に記憶されてもよい。このように、制御時間は、環境状態から直接的にまたは間接的に決定されることになる。
【００５６】
演算部３０１は、カウンタ３０３のカウントアップを開始するタイミングを、タイミングｔ２２としてもよい。これは、制御信号ＣＮＴＮの出力開始から制御信号ＣＮＴＰの出力停止までの時間が一定の時間だからである。
【００５７】
上述した電圧発生装置１００は、様々な電子機器に使用可能であり、たとえば、電子写真方式の画像形成装置の電源装置として適用できる。図１２は、電子写真方式の多色画像形成装置の一例を示す図である。多色の画像形成装置１１０は、タンデム式のカラーレーザビームプリンタであり、イエロー（Ｙ）、マゼンダ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、ブラック（Ｋ）の４色のトナーを重ねあわせることで多色画像を出力する。
【００５８】
感光体１１３は図中矢印の方向に回転し、高圧電源装置２００から帯電電圧を印加された帯電ローラ１１６によって一様な電圧に帯電する。露光装置１１１によって感光体１１３の表面に静電潜像が形成される。現像ローラ１１５には、高圧電源装置２００から現像電圧が印加されており、静電潜像を現像する。現像ローラ１１５は、静電潜像をトナー像に現像する現像手段の一例である。また、高圧電源装置２００は、現像ローラ１１５に現像電圧を印加する印加手段として機能する。一次転写ローラ１１８には、高圧電源装置２００から一次転写電圧が印加されている。これにより、トナー画像が感光体１１３から中間転写体１１９に一次転写される。中間転写体１１９にイエロー（Ｙ）、マゼンダ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、ブラック（Ｋ）の４色のトナー画像が多重転写される。中間転写体１１９は像担持体として機能している。
【００５９】
カセット１２２に格納された記録紙１２１は給紙ローラ１２３によって搬送路へ送り出される。記録紙１２１は、搬送ローラ対１２５およびレジストローラ対１２６によって、二次転写ニップ部に搬送される。二次転写ニップ部に設置された二次転写ローラ１２８には、高圧電源装置２００から二次転写電圧（正バイアス）が印加されている。二次転写ローラ１２８によって、トナー画像が中間転写体１１９から記録紙１２１上に転写される。二次転写ローラ１２８はトナー像を像担持体からシートに転写する転写手段として機能している。また、電圧発生装置１００は、二次転写ローラ１２８に転写電圧またはクリーニング電圧を印加する印加手段として機能している。図３を用いて説明したように、電圧発生装置１００は、先行するシートの後端が二次転写ローラ１２８を通過した後から、後続のシートの先端が二次転写ローラ１２８に到着する前までの期間に、クリーニング電圧を二次転写ローラ１２８に印加する。トナー画像は、定着器１２９で、記録紙１２１上に熱定着する。
【００６０】
上述した電圧発生装置１００を画像形成装置１１０に採用することで、画像形成装置１１０のＦＰＯＴを短縮できる。ＦＰＯＴはファーストプリントアウトタイムの略称であり、画像形成装置１１０を起動してから１枚目の画像を出力するまでに必要となる待ち時間のことである。すなわち、１枚目の画像の形成を開始する前までに二次転写ローラ１２８のクリーニングを実行する他の画像形成装置と比較して、本実施例の画像形成装置１１０は、ＦＰＯＴを短縮できる。本実施例の画像形成装置１１０は、紙間や画像形成後に二次転写ローラ１２８のクリーニングを実行するからである。
【００６１】
［実施例３］
実施例３は実施例１を改良したもので、とりわけ、正バイアスと負バイアスとの電位差に応じてトランスの一次側電圧を補正することを特徴としている。もちろん、負荷８の大きさに応じてトランスの一次側電圧を補正してもよいし、電位差と負荷８の大きさとの組み合わせに応じてトランスの一次側電圧を補正してもよい。これにより、オーバーシュートまたはアンダーシュートを抑えつつ正バイアスから負バイアスにまたは負バイアスから正バイアスに高速に切り替えることが可能となる。このように本発明は負バイアスから正バイアスへの切り替えにも適用できるが、ここでは正バイアスから負バイアスの切り替えを中心に説明する。
【００６２】
図１３を用いて実施例３について説明する。なお、すでに説明した個所には同一の参照符号を付与することで説明の簡明化を図る。コントローラ３００は、高圧電源装置２００の制御量を演算する演算部３０１を有している。命令部３２０は、演算部３０１に目標電圧値Ｄ３００や極性情報Ｄ３１０を提供する。記憶部３０２は、画像形成枚数や稼働時間などの耐久情報Ｄ２００を記憶する。さらに、環境センサは、画像形成装置１１０の周辺温度を測定して温度情報Ｄ１００や周辺湿度を測定して湿度情報Ｄ１１０を生成し、コントローラ３００に渡す。演算部３０１は電圧検出信号ＶＳＮＳを入力し、出力端子電圧ＶＯＵＴを認識する。
【００６３】
はじめに、実施例３の特徴の１つである、正バイアス出力時に予め充電されるコンデンサＣ１２の電圧（一次側電圧Ｖｉ＿ｎ）の初期値の決定方法について、図１４を用いて説明する。なお、出力端子電圧ＶＯＵＴから負バイアスＶｎを出力するものとする。負荷８（二次転写ローラ１２８の抵抗値）が一定の状態で、かつ、負バイアスのスイッチング波形ＣＬＫＮが一定と仮定する。Ｔａｂｌｅ１が示すように、負バイアスＶｎは一次側電圧Ｖｉ＿ｎに対応した電圧値となる。このように、負バイアスＶｎと一次側電圧Ｖｉ＿ｎとの対応関係がＴａｂｌｅ１によって保持されており、Ｔａｂｌｅ１は記憶部３０２に記憶されている。演算部３０１は、命令部によって指定された出力端子電圧ＶＯＵＴとＴａｂｌｅ１とから一次側電圧Ｖｉ＿ｎを決定し、ＰＷＭ生成部３０４に一次側電圧Ｖｉ＿ｎを設定する。たとえば、出力端子電圧ＶＯＵＴを−１ｋＶに設定する場合、演算部３０１は、Ｔａｂｌｅ１を参照して一次側電圧Ｖｉ＿ｎを＋６．６７Ｖに設定する。実施例３では、演算部３０１は、一次側電圧Ｖｉ＿ｎの初期値を補正するためにＴａｂｌｅ２も参照する。Ｔａｂｌｅ２は、Ｔａｂｌｅ１により決定された一次側電圧Ｖｉ＿ｎに対して追加される電圧値（補正電圧）を表している。Ｔａｂｌｅ２に示すように、実施例３では、演算部３０１が「正バイアスと負バイアスの電位差」と「負荷の大きさ」に依存して一次側電圧Ｖｉ＿ｎを可変制御する。たとえば、「正バイアスと負バイアスの電位差が中レベル」で、「負荷が大レベル」であれば、補正電圧は、＋７Ｖである。つまり、演算部３０１は、負バイアスＶｎが−１ｋＶで正バイアスＶｐが１ｋＶであれば電位差（絶対値）を中レベルと判定する。また、演算部３０１は、環境情報（温度情報Ｄ１００や湿度情報Ｄ１１０）や耐久情報（画像形成枚数や稼働時間）から負荷８のレベルを決定する。さらに、演算部３０１は、Ｔａｂｌｅ２を参照し、電位差レベルと負荷レベルに対応した補正電圧を決定する。たとえば、負バイアスＶｎが−１ｋＶであれば、補正後の一次側電圧Ｖｉ＿ｎは、６．６７Ｖ  ＋  ７Ｖ  ＝  １３．６７Ｖとなる。
【００６４】
これまで、正バイアスから負バイアスに切り換える場合について説明したが、負バイアスから正バイアスに切り換える場合についてもコントローラ３００は同様の動作を行う。具体的には、正バイアス回路２０２の一次側電圧Ｖｉ＿ｐと出力端子電圧ＶＯＵＴとの関係がＴａｂｌｅ３として記憶部３０２に記憶されている。図１４が示すように、正バイアス回路２０２におけるＴａｂｌｅ３の内容は、極性を除き、負バイアス回路２０１におけるＴａｂｌｅ１の内容と同等であってもよい。また、「正バイアスと負バイアスの電位差」と「負荷の大きさ」とに依存して一次側電圧Ｖｉ＿ｐの補正電圧もＴａｂｌｅ２から決定される。なお、Ｔａｂｌｅ２に代えて、一次側電圧Ｖｉ＿ｐ用に個別にＴａｂｌｅ４が記憶部３０２に記憶されていてもよい。ここでは、正バイアスと負バイアスとについて共通にＴａｂｌｅ２が使用されるものとする。
【００６５】
図１５はコントローラ３００の演算部３０１が実行する動作を示している。ここでは、正バイアスまたは負バイアスが安定して出力されている状態を仮定している。Ｓ１５０１で、演算部３０１は命令部３２０から送られてくる極性情報Ｄ３１０を取得する。ＳＳ１５０２で、演算部３０１は現在の極性と極性情報Ｄ３１０が示す極性とを比較し、極性が変化したかどうかを判定する。極性が変化した場合、Ｓ１５０３に進む。
【００６６】
Ｓ１５０３で、演算部３０１は環境センサ４００から環境情報（温度情報Ｄ１００、湿度情報Ｄ１１０）を取得する。環境センサ４００は、負荷の環境状態を検出する検出手段の一例である。Ｓ１５０４で、記憶部３０２から耐久情報Ｄ２００（画像形成枚数や稼働時間など）を取得する。Ｓ１５０５で、演算部３０１は取得した環境情報と耐久情報Ｄ２００とに基づいて負荷８の大きさ（抵抗値）を求める。負荷８の抵抗値が変動する理由は、環境状態（温度や湿度）や耐久状態（画像形成枚数や稼働時間）に依存した二次転写ローラ１２８の抵抗値が変動することである。たとえば、環境温度が上昇すると負荷８の抵抗値が増加し、環境温度が低下すると負荷８の抵抗値が減少する。また、環境湿度が上昇すると負荷８の抵抗値が減少し、環境湿度が低下すると負荷８の抵抗値が増加する。さらに、負荷８の耐久が進むと、負荷８の抵抗値が増加する。たとえば、負荷８の抵抗値をＲとすると、Ｒ＝ｃ１・Ｔ  ＋  ｃ２・Ｈ  ＋  ｃ３・Ｎと表現できる。ｃ１、ｃ２、ｃ３は負荷８である二次転写ローラ１２８の素材等によって定まる係数である。Ｔは環境温度である。Ｈは環境湿度である。Ｎは二次転写ローラ１２８が新品のときからカウントされた画像形成枚数である。Ｎは二次転写ローラ１２８が新品に交換されるとゼロにリセットされる。なお、Ｒの算術式は一例にすぎない。たとえば、環境温度と、環境湿度と、負荷８の耐久状態との組み合わせのうち１つが使用されればよい。つまり、Ｒ＝ｃ１・Ｔであってもよいし、Ｒ＝ｃ２・Ｈ  であってもよいし、Ｒ＝ｃ３・Ｎであってもよい。さらに、Ｒ＝ｃ１・Ｔ  ＋  ｃ２・Ｈ  であってもよいし、Ｒ＝ｃ１・Ｔ＋  ｃ３・Ｎであってもよいし、Ｒ＝ｃ２・Ｈ  ＋  ｃ３・Ｎであってもよい。このように演算部３０１は環境センサ４００が検出した環境状態に基づき負荷８の大きさを決定する負荷決定手段として機能する。また、演算部３０１は、負荷８の耐久状態に基づき負荷の大きさを決定する負荷決定手段として機能してもよい。さらに、演算部３０１は、環境センサ４００が検出した環境状態と負荷８の耐久状態とに基づき負荷８の大きさを決定する負荷決定手段であってもよい。
【００６７】
Ｓ１５０６で、演算部３０１は命令部３２０が提供する目標電圧値Ｄ３００を取得する。Ｓ１５０７で、演算部３０１は、電圧検出信号ＶＳＮＳを取得し、出力端子電圧ＶＯＵＴを演算する。電圧検出信号ＶＳＮＳが示す電圧値と出力端子電圧ＶＯＵＴとは線形比例しているため、簡単な計算により、出力端子電圧ＶＯＵＴが算出される。Ｓ１５０８で、演算部３０１は、目標電圧値Ｄ３００（正バイアス／負バイアス）と出力端子電圧ＶＯＵＴ（負バイアス／正バイアス）の電位差を計算する。Ｓ１５０９で、演算部３０１は、現在の極性と極性情報Ｄ３１０が示す極性とを比較し、極性が「正から負」に変化したかどうかを判定する。極性が「正から負」に変化した場合は、Ｓ１５１０に進む。
【００６８】
Ｓ１５１０で、演算部３０１はＴａｂｌｅ１を参照し、出力端子電圧ＶＯＵＴの目標電圧値に対応した一次側電圧Ｖｉ＿ｎを決定する。このように、演算部３０１は、負荷８に供給する電圧を第２極性の直流電圧から第１極性の直流電圧に切り替える際に、第１電源部のトランスの一次側に供給される電圧である一次側電圧を第１極性の直流電圧の目標値に応じて決定する電圧決定手段として機能する。ここでは第２極性の直流電圧は正バイアスであり、第１極性の直流電圧は負バイアスに相当する。
【００６９】
Ｓ１５１１で、演算部３０１はＴａｂｌｅ２を参照し、負荷８の大きさと電位差との組み合わせに対応した補正電圧を決定する。このように、演算部３０１は、少なくとも第２極性の直流電圧と第１極性の直流電圧との電位差に応じて一次側電圧の補正値を決定する補正値決定手段として機能する。また、演算部３０１は、第２極性の直流電圧と第１極性の直流電圧との間の電位差と負荷８の大きさとの組み合わせに応じて一次側電圧の補正値を決定してもよい。また、演算部３０１は、記憶部３０２やＴａｂｌｅ２は、少なくとも電位差と補正値との対応関係を示す情報を記憶する記憶手段として機能している。上述したように、演算部３０１は、記憶部３０２に記憶されているＴａｂｌｅ２を参照し、少なくとも電位差に対応した補正値を決定してもよい。とりわけ、Ｔａｂｌｅ２は、負荷８の大きさおよび電位差の組み合わせと、一次側電圧の補正値との対応関係を示す情報の一例である。この場合、演算部３０１は、Ｔａｂｌｅ２を参照し、組み合わせに対応した補正値を決定する。
【００７０】
Ｓ１５１２で、演算部３０１は、一次側電圧Ｖｉ＿ｎに補正電圧を加算して一次側電圧Ｖｉ＿ｎを補正する。Ｓ１５１３で、演算部３０１は、補正後の一次側電圧Ｖｉ＿ｎ（またはそれに対応した電圧Ｖｃ＿ｎ）をＰＷＭ生成部３０４に設定し、補正後の一次側電圧Ｖｉ＿ｎに対応したＣＮＴＮを生成させる。これにより、極性の切替前に、コンデンサＣ１２の両端電圧が一次側電圧Ｖｉ＿ｎとなるようにコンデンサＣ１２が充電される。Ｓ１５１４で、演算部３０１はクロック生成部３０７を制御し、ＣＬＫＰの出力を停止させる。Ｓ１５１５で、演算部３０１はクロック生成部３０５を制御し、ＣＬＫＮの出力を開始させる。このようにして正バイアスから負バイアスに切り替わる。このように、ここでは第１電源部として機能している負バイアス回路２０１は、補正により補正された一次側電圧をトランスＴ１１の一次側に印加して第１極性の直流電圧である負バイアスを生成する。
【００７１】
Ｓ１５０９で、演算部３０１が、極性が「負から正」に変化したと判定した場合は、Ｓ１５２０に進む。Ｓ１５２０で、演算部３０１はＴａｂｌｅ３を参照し、出力端子電圧ＶＯＵＴの目標電圧値に対応した一次側電圧Ｖｉ＿ｐを決定する。このように、演算部３０１は、負荷８に供給する電圧を第２極性の直流電圧から第１極性の直流電圧に切り替える際に、第１電源部のトランスの一次側に供給される電圧である一次側電圧を第１極性の直流電圧の目標値に応じて決定する電圧決定手段として機能する。ここでは第２極性の直流電圧は負バイアスであり、第１極性の直流電圧は正バイアスに相当する。
【００７２】
Ｓ１５２１で、演算部３０１はＴａｂｌｅ２を参照し、負荷８の大きさと電位差との組み合わせに対応した補正電圧を決定する。このように、演算部３０１は、少なくとも第２極性の直流電圧と第１極性の直流電圧との電位差に応じて一次側電圧の補正値を決定する補正値決定手段として機能する。
【００７３】
Ｓ１５２２で、演算部３０１は、一次側電圧Ｖｉ＿ｐに補正電圧を加算して一次側電圧Ｖｉ＿ｐを補正する。Ｓ１５２３で、演算部３０１は、補正後の一次側電圧Ｖｉ＿ｐをＰＷＭ生成部３０６に設定し、補正後の一次側電圧Ｖｉ＿ｐに対応したＣＮＴＰを生成させる。これにより、極性の切替前に、コンデンサＣ２２の両端電圧が一次側電圧Ｖｉ＿ｐとなるようにコンデンサＣ２２が充電される。Ｓ１５２４で、演算部３０１はクロック生成部３０５を制御し、ＣＬＫＮの出力を停止させる。Ｓ１５２５で、演算部３０１はクロック生成部３０７を制御し、ＣＬＫＰの出力を開始させる。このようにして負バイアスから正バイアスに切り替わる。このように、ここでは第１電源部として機能している正バイアス回路２０２は、補正により補正された一次側電圧をトランスＴ２２の一次側に印加して第１極性の直流電圧である正バイアスを生成する。
【００７４】
＜実施例３による効果の説明＞
ここで、実施例３の効果について図１６を用いて説明する。横軸は時間を示し、縦軸は出力端子電圧ＶＯＵＴを示している。ｔｓｗは正バイアスから負バイアスへの切り替えタイミングである。ｔｉは所望の切り替え完了タイミングである。なお、以降の説明で用いる電圧値などの値は一例であり、実際には回路定数によって変わる。以降、Ｔａｂｌｅ２における二次転写負荷は「中」レベルであると仮定して説明する。
【００７５】
初めに、出力端子電圧ＶＯＵＴを＋３ｋＶから−１ｋＶに切り換える場合（電位差レベル“大”に相当する）について説明する。波形Ｗ１１は、Ｔａｂｌｅ１だけで一次側電圧Ｖｉ＿ｎを６．６７Ｖに決めたときの出力端子電圧ＶＯＵＴの変化を示す波形である。図１６からわかるように、Ｗ１１では所望の切り換え完了タイミングに間に合わない。一方、Ｗ１２は、Ｔａｂｌｅ２を用いて補正された一次側電圧Ｖｉ＿ｎ（１３．６７）を用いたときの出力端子電圧ＶＯＵＴの変化を示す波形である。Ｗ１２では、所望の切り換え完了タイミングまでに、オーバーシュートすることなく出力端子電圧ＶＯＵＴが目標電圧値である−１ｋＶに制御されている。
【００７６】
Ｗ１３は、出力端子電圧ＶＯＵＴを＋１ｋＶから−１ｋＶを出力する場合（電位差レベル“中”に相当する）の出力端子電圧ＶＯＵＴの変化を示す波形である。なお、Ｗ１３では、Ｔａｂｌｅ２を用いて補正された一次側電圧Ｖｉ＿ｎである１１．６７Ｖ（＝６．６７Ｖ＋５Ｖ）が使用されている。Ｗ１３が示すように、所望の切り換え完了タイミングまでにオーバーシュートすることなく出力端子電圧ＶＯＵＴが目標電圧値である−１ｋＶに制御されている。なお、負バイアスから正バイアスに切り換える場合にも、同様の方法でオーバーシュートを抑えつつ、所望の切り換え完了タイミングに間に合うように、切り替えを高速化できる。
【００７７】
正バイアスと負バイアスの電位差によって、一次側電圧Ｖｉ＿ｎの適切値が異なる理由は、２つある。１つ目の理由は、正バイアス回路２０２の平滑コンデンサＣ２４に充電される電荷量が正バイアスに依存して変化することである。２つ目の理由は、負バイアス回路２０１の平滑コンデンサＣ１４に充電される電荷量が負バイアスに依存して変化することである。正バイアス回路２０２の平滑コンデンサＣ２４については、所望の切り換え完了タイミングまでに出力端子電圧ＶＯＵＴを立ち下げるためには平滑コンデンサＣ２４の電荷を急速に引き抜く必要がある。たとえば、平滑コンデンサＣ２４の電荷量が多い場合、すなわち正バイアスの値が大きい場合には、一次側電圧Ｖｉ＿ｐを大きくすることで平滑コンデンサＣ２４の電荷を急速に引き抜く必要がある。一方で、平滑コンデンサＣ２４の電荷量が少ない場合、すなわち正バイアスの値が小さい場合には、アンダーシュートに注意が必要である。平滑コンデンサＣ２４の電荷を引き抜く力が大き過ぎると、アンダーシュートが発生しやすくなる。よって、正バイアスの値が小さい場合には、一次側電圧Ｖｉ＿ｎを小さくする必要がある。一方、負バイアス回路２０１の平滑コンデンサＣ１４については、負バイアスの絶対値が大きい場合には、一次側電圧Ｖｉ＿ｎを大きくする必要がある。また、負バイアスの値が小さい場合には、一次側電圧Ｖｉ＿ｎを小さくする必要がある。このように、正バイアス回路２０２と負バイアス回路２０１が直列接続されている回路構成では平滑コンデンサＣ１４、Ｃ２４の電荷量を考慮することで、アンダーシュートやオーバーシュートを抑制しつつ、切替を高速化できるようになる。
【００７８】
このように実施例３によれば、負荷８に供給する電圧を第２極性の直流電圧から第１極性の直流電圧に切り替える際に少なくとも第２極性の直流電圧と第１極性の直流電圧との電位差に応じて一次側電圧の補正値が決定される。その結果、図１６が例示するように、アンダーシュートやオーバーシュートを抑制しつつ、切替を高速化できる。なお、本発明は、正バイアスから負バイアスに切り替えるときだけでなく、負バイアスから正バイアスに切り替えるときに適用されてもよい。
【００７９】
Ｔａｂｌｅ２は、負荷８の大きさおよび電位差の組み合わせと、一次側電圧の補正値との対応関係を保持している。しかし、Ｔａｂｌｅ２は、電位差と一次側電圧の補正値との対応関係を保持していてもよい。同様に、Ｔａｂｌｅ２は、負荷８の大きさと一次側電圧の補正値との対応関係を保持していてもよい。つまり、一次側電圧Ｖｉ＿ｎ、Ｖｉ＿ｐの補正電圧は、電位差だけから決定されてもよいし、負荷８の大きさだけから決定されてもよいし、両者の組み合わせから決定されてもよい。とりわけ、負荷８の大きさおよび電位差の組み合わせから補正電圧を決定することで、より精度よくアンダーシュートやオーバーシュートを抑制しつつ、切替を高速化できるようになる。
【００８０】
負荷８は、環境状態だけから求められてもよいし、耐久状態だけから求められてもよいし、環境状態および耐久状態の組み合わせから求められてもよい。環境状態を考慮することで、様々な環境下においても適切に負荷８を決定できるようになる。また、耐久状態を考慮することで、様々な耐久状態においても適切に負荷８を決定できるようになる。負荷８の精度が高まれば、一次側電圧Ｖｉ＿ｎ、Ｖｉ＿ｐの補正電圧の精度も高まる。よって、アンダーシュートやオーバーシュートを抑制しやすくなろう。
【００８１】
なお、実施例３についても実施例１や実施例２で説明した技術を適用できる。たとえば、クロック信号の間引や、第２極性の直流電圧から第１極性の直流電圧に切り替えるのに先立って、第１電源部のトランスの一次側に供給される電圧を保持するコンデンサの充電を開始することは有効であろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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