(57)【要約】【課題】入力端子でのＤＣ電圧を出力端子での出力電圧へ変換するバックコンバータ（５）が開示される。【解決手段】バックコンバータ（５）は、出力端子間の少なくとも２つのコンデンサ（Ｃ１とＣ２）の直列接続を含むＤＣ電圧結合と、前記直列接続された各コンデンサ（Ｃ１とＣ２）毎に１つの支回路（Ａ，Ｂ）とを含む。各支回路（Ａ，Ｂ）はインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）及びフリーホイールダイオード（Ｄ１，Ｄ２）を含む。入力端子の第１端子は、半導体スイッチ（Ｓ１）と、支回路の第１端子（Ａ）のインダクタ（Ｌ１）との直列接続により、第１出力端子へ接続され、および支回路はそれらのインダクタ（Ｌ１とＬ２）にかかる電圧をバランスさせるために結合される。バックコンバータは、入力端子での最大電圧がインバータ（４）内のブリッジスイッチの最大定格電圧を超えるように、インバータ（４）のインバータブリッジの上流で使用される。【選択図】図２
2013510548.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子でのＤＣ電圧を出力端子で出力電圧へ変換するバックコンバータ（５）であって、前記バックコンバータ（５）は、
−前記出力端子間の少なくとも２つのコンデンサ（Ｃ１とＣ２）の直列接続を含むＤＣ電圧結合；及び、
−各支回路（Ａ，Ｂ）がインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）とフリーホイールダイオード（Ｄ１，Ｄ２）を含む、前記直列接続の各コンデンサ（Ｃ１とＣ２）毎に１つの支回路（Ａ，Ｂ）；
を含み、
前記入力端子の第１の端子は、半導体スイッチ（Ｓ１）と前記支回路の第１支回路（Ａ）のインダクタ（Ｌ１）との直列接続により第１出力端子へ接続され、前記支回路はそれらのインダクタ（Ｌ１とＬ２）にかかる電圧をバランスさせるために結合されることを特徴とするバックコンバータ。
【請求項２】
各支回路において、そのインダクタ、そのコンデンサ及びそのフリーホイールダイオードは閉ループで接続される、請求項１に記載のバックコンバータ。
【請求項３】
前記支回路（Ａ，Ｂ）のインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）は磁気的に結合されるチョークとして設計される、請求項１又は２に記載のバックコンバータ。
【請求項４】
前記支回路（Ａ，Ｂ）のインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）はそれらの入力端で容量的に結合される、請求項１〜３のいずれか１項に記載のバックコンバータ。
【請求項５】
結合コンデンサ（Ｃ３）は半導体スイッチ（Ｓ１）と前記支回路の第１支回路（Ａ）ののインダクタ（Ｌ１）との結合点（６）、及び前記支回路の第２支回路（Ｂ）のインダクタＬ２とフリーホイールダイオード（Ｄ２）の結合点wとの間に接続される、請求項４に記載のバックコンバータ。
【請求項６】
前記結合コンデンサ（Ｃ３）は、前記支回路の第２支回路（Ｂ）のコンデンサ（Ｃ２）の静電容量に概ね等しい静電容量を有する、請求項５に記載のバックコンバータ。
【請求項７】
前記支回路（Ａ、Ｂ）のインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）は空芯コイルを含む磁気的非結合インダクタとして設計される、請求項４〜６のいずれか１項に記載のバックコンバータ。
【請求項８】
前記半導体スイッチ（Ｓ１）の定格電圧は、前記ＤＣ電圧の最大作動値の１／４と１／２の間にある、請求項１〜７のいずれか１項に記載のバックコンバータ。
【請求項９】
そのＤＣ入力において、請求項１〜８のいずれか１項に記載のバックコンバータ（５）を含むインバータ（１）。
【請求項１０】
トランス（Ｔ）をさらに含む請求項９に記載のインバータ（１）。
【請求項１１】
前記インバータ（４）のＡＣ出力（３）はＡＣ送電系統へ接続される、請求項９又は１０に記載のインバータ（１）。
【請求項１２】
前記インバータ（４）のＤＣ入力（３）は太陽電池電力発電機へ接続される、請求項９〜１１のいずれか１項に記載のインバータ（１）。
【請求項１３】
前記バックコンバータ（５）の最大ＤＣ入力電圧は前記インバータ（４）のブリッジ切り替え素子の最大定格電圧より少なくとも１０％高い、請求項９〜１２のいずれか１項に記載のインバータ（１）。
【請求項１４】
前記バックコンバータ（５）の最大ＤＣ電圧は概ね１５００Ｖであり、前記インバータ（４）のブリッジ切り替え素子の最大定格電圧は約１２００Ｖである、請求項１３に記載のインバータ（１）。
【請求項１５】
請求項９〜１４のいずれか１項に記載の三相インバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願の相互参照
本出願は、２００９年１１月９日提出の“Ｗｅｃｈｓｅｌｒｉｃｈｔｅｒ−Ｓｃｈａｌｔｕｎｇａｎｏｒｄｎｕｎｇ”と題する同時継続のドイツ特許出願番号ＤＥ１０  ２００９  ０５２  ４６１．４に対して優先権を主張する。
【０００２】
本発明は、概して、結合された支回路を備えるバックコンバータに関する。本発明は、特に、太陽電池発電機、ＡＣ出力、及び、ＤＣ／ＡＣ変換用半導体切り替え素子を含むブリッジ回路、を接続する入力端子を含むインバータの入力部を形成するバックコンバータに関する。
【背景技術】
【０００３】
太陽電池インバータは、太陽電池発電機又はモジュールにより発生したＤＣ電圧を送電系統対応電力へ変換するために使用される。このタイプのインバータは、比較的高い効率を持たなければならない。このため、切り替え損失とインバータ又は太陽電池電力システムから来る他の種類の損失を下げる努力がなされてきた。
【０００４】
既知の太陽電池インバータは、１０００Ｖまでの入力電圧またはシステム電圧を有する。１２００Ｖの最大定格電圧を備える標準的な半導体構成素子が、このようなインバータで使用される。
【０００５】
より低い入力電圧を有する太陽電池インバータも存在する。この場合、ステップアップコンバータを使用して、ＤＣ電圧を増加させる一方、インバータ又はより具体的には、インバータのインバータブリッジ又はブリッジ回路は、通常、電圧を送電系統電圧レベルまで低下させる。
【０００６】
ＤＣ／ＡＣコンバータ及び電力トランスを含むいくつかの解決法が知られており、これはそれらが電圧調節のためにステップアップコンバータを必要としないことを意味する。しかし、電力トランスを含むことは付加的損失を伴う。
【０００７】
太陽電池インバータのシステム又は開回路ＤＣ電圧を、例えば、１５００Ｖまで上昇させることにより、損失を低減させることができる。この理由はいくつかある。
【０００８】
太陽電池電圧の上昇は、トランスレス電力システムにおけるステップアップコンバータの必要性をなくし、これにより効率を増加させる。
【０００９】
電力トランスを特徴とする装置において、トランスの１次側へ印加される電圧を上昇させることが可能であり、これが次に対応する電流を低下させ、従って伝導損失を低減させる。
【００１０】
より高い電圧、従って低い電流は、それがすべての電源供給線、接点、または類似構成素子におけるオーム損失を低下させることになる限り、有利であろう。
【００１１】
しかし、入力ＤＣ電圧の上昇は、標準的な１２００Ｖ半導体の電圧負荷が超過するため、高価で、より損失の多い１７００Ｖ半導体が必要とされる、著しい欠点を有する。電圧を１５００Ｖに上昇させることは、１７００Ｖ半導体を使用して、コスト効率で妥協する場合、利用可能なインバータ動作範囲をさらに限定する。
【００１２】
３３０Ｖから１０００Ｖの入力電圧を備える太陽電池インバータを作動させるため、ＤＥ１０  ２００５  ０４７  ３７３Ａ１に開示されるようなバックコンバータが使用される。このバックコンバータは、２つのスイッチ、２つの直列コンデンサ、２つのフリーホイールダイオード、および２つのストレージチョークから構成される。しかし、このコンバータは１２００Ｖ以下の電圧にのみ設計されたことに注意されたい。それは、例えば、より高い電圧である１５００Ｖに設計されたものではない。それは電流経路内に完全に設置される２つの半導体スイッチも必要とし、これは含まれる構成素子が非常に多いため高価であり、従って、付加的損失を伴う。
【００１３】
ＤＥ１０１  ０３  ６３３Ａ１によると、多くの支回路を備える電力電子チョークコンバータは、電圧を調節するために使用することができる。この種のコンバータは３つのスイッチ、３つのフリーホイールダイオード、３つのストレージチョーク、および２つのコンデンサを必要とする。
【００１４】
米国特許第５，９７７，７５３Ａ号は、２つのトランス結合インダクタを介して、２つの出力を提供するバックコンバータについて開示する。パルス型入力電源のパルス間の期間中に、各出力コンデンサを充電するために、各インダクタ内に電流を流すため、各インダクタは、各出力コンデンサと各ダイオートへ接続される。入力電源は入力電源線中に配置されるスイッチにより提供される。１つのインダクタは、スイッチの下流へ直接接続され、もう一方のインダクタは各出力コンデンサの充電電流がパルス中に両インダクタ中を流れるように、結合コンデンサを介してスイッチへ接続される。２つの出力における出力電圧は異なる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】ＤＥ１０  ２００９  ０５２  ４６１．４
【特許文献２】ＤＥ１０  ２００５  ０４７  ３７３Ａ１
【特許文献３】ＤＥ１０１  ０３  ６３３Ａ１
【特許文献４】米国特許第５，９７７，７５３Ａ号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明の目的は、少ない数の能動構成素子しか必要とせず、かつ高効率を有するバックコンバータを提供することである。
【００１７】
本発明の別の目的は、定格１２００Ｖ半導体の使用を可能にするように、インバータのＤＣ入力結合電圧を一定に保つことを可能にするバックコンバータを提供することである。一定ＤＣ入力結合電圧は、半導体伝導損失と磁化損失をさらに低減させるだろう。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は、入力端子におけるＤＣ電圧を出力端子における出力電圧へ変換するバックコンバータに関する。このバックコンバータは、出力端子間の少なくとも２つのコンデンサの直列接続と、直列接続のコンデンサ毎の１つの支回路とを含むＤＣ結合からなり、各支回路はインダクタとフリーホイールダイオードを含む。入力端子の第１端子は、半導体スイッチと支回路の第１支回路のインダクタとの直列接続により、第１出力端子へ接続され、及び支回路はそれらのインダクタにかかる電圧をバランスさせるために結合される。
【００１９】
本発明の他の特徴と利点は、以下の図面と詳細説明を調べることで、当業者には明らかになるだろう。このような付加的特徴と利点は、すべて特許請求の範囲で規定される本発明の範囲内に含まれることを意図される。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
本発明は以下の図面を参照してよりよく理解することができる。図面の構成素子は必ずしも等縮尺ではなく、代わりに本発明の原理を明確に図示することが強調される。図面で、類似参照番号は、いくつかの図面を通して対応する部品を表示する。
【００２１】
【図１】インバータシステムを備えるＰＶプラント、又はより具体的には、その入力に配置されるバックコンバータとＤＣスイッチとを備えるインバータを含む送電系統接続ＰＶプラントの図である。
【図２】バックコンバータの第１実施例を示す。
【図３】バックコンバータの第２実施例を示す。
【図４】半導体スイッチが閉の場合のバックコンバータにおける電流経路を表示する。
【図５】半導体スイッチが開の場合のバックコンバータにおける電流経路を表示する。
【図６】バックコンバータ内を流れる電流の図である。
【図７】バックコンバータの半導体スイッチにより遮断される標準電圧の図である。
【図８】半導体スイッチにおける標準切り替え損失の図である。
【図９】標準伝導損失の別の図である。
【図１０】従来技術による回路構成を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明は、ＤＣ電圧結合を備える太陽電池インバータの入力段として、バックコンバータを使用する考えを含む。バックコンバータは、電流経路におけるその先行位置のため有利である著しい高効率を有する。
【００２３】
本発明は、バックコンバータが他の電力電子変換機のすべてと比較して、非常に効率的な解決法を提示するとの知見を利用する。本発明の特定バックコンバータは、低い特定切り替え損失とコストを伴う構成素子の使用を可能にするように、半導体構成素子に存在する最大電圧を低下させるように設計される。特定切り替え損失は最大逆電圧に依存し、例えば、第３世代ＩＧＢＴを使用する場合、以下の等式により近似計算することができる。
ＰＳ＝（ＵＳ，ｍａｘ／Ｕｒｅｆ）１．４
【００２４】
全作動電圧範囲向けに設計される通常のバックコンバータに対して、電圧変換比Ｍは負荷サイクルＤに等しい（Ｍ＝Ｄ、ここで０≦Ｍ≦１）。入力電圧Ｕ（またはＥ１又はＵ１）に関する最大スイッチ電圧ＵＳ，ｍａｘは、ＵＳ，ｍａｘ／Ｕ１＝１に達し、出力電圧Ｕ２に関しては、ＵＳ，ｍａｘ／Ｕ２＝１／Ｍに達する。
【００２５】
本発明の目的は、以下を利用できるバックコンバータを設計することである：実際、ＰＶ発電機の実際の電圧範囲は、１：２より小さい。一定出力電圧と仮定すると、逆電圧ＵＳ，ｍａｘは、入力電圧および、出力電圧の１／２との間の電圧の差による。
ＵＳ，ｍａｘ＝Ｕ１−（Ｕ２／２）＝Ｕ２（１／Ｍ−１／２）＝Ｕ１・（１−Ｍ／２）
【００２６】
しかし、最大出力電圧Ｕ２はスイッチが作動する前に存在すべきである。これは、インバータを適切に制御することで達成できる。
【００２７】
本発明は、インバータが特定入力電圧範囲をカバーすることを保証する。太陽電池電力システムは、上回らない指定最大システム電圧を有する。電力を公共４００Ｖ送電系統へ供給する場合、三相インバータに対する最大電力点（ＭＰＰ）は７００Ｖより高くなければならない。しかし、作動電圧範囲に関して、太陽電池発電機は非常に高い開回路電圧を生成することができる。
【００２８】
本発明の１つの基本的考えは、ＤＣ電圧結合を少なくとも２つのコンデンサへ分割すること、及び各コンデンサに対応するチョーク又はインダクタを備えること、及びフリーホイール経路を含む。
【００２９】
本発明はシステム電圧を高効率で１５００Ｖまで上昇させることを可能にする。
【００３０】
本発明の一態様によると、バックコンバータは太陽電池インバータのインバータブリッジ回路の上流へ接続される。バックコンバータは、第１インダクタとＤＣ電圧結合を形成する少なくとも２つの直列コンデンサへ直列接続される半導体スイッチを含み、直列コンデンサの中間点へフリーホイールダイオード及び付加インダクタが接続される。半導体スイッチが開の場合、付加インダクタは付加ダイオードを介して、フリーホイール電流を駆動する。この解決法は、比較的低い定格電圧、従って高効率を備える単一スイッチのみしか必要としない利点を有する。例えば、費用効率の良い標準型１２００Ｖ半導体スイッチを１５００Ｖのシステム電圧に使うことができる。
【００３１】
この発明が従来の回路に対して有する別の利点は、バックコンバータのスイッチに存在する最大電圧は、入力電圧より低いことである。従来のバックコンバータにおいて、それは入力電圧に等しい。
【００３２】
本発明はインバータのインバータブリッジへの入力電圧を１０００Ｖ以下に限定する目標を容易に達成する。半導体構成素子への可能な電圧負荷は、発電機により提供される入力電圧の１／３〜３／４の範囲にある。好ましくは、それは９００Ｖ〜１３００Ｖの範囲、特に約１０００Ｖである。バックコンバータの最大入力電圧は、本質的に１０００Ｖより高く、特に１２００Ｖより高い。それは１３００Ｖ〜１７００Ｖの範囲、特に約１５００Ｖである。バックコンバータの入力へ接続される太陽電池発電機の出力電圧は、例えば、１０００Ｖ〜１５００Ｖの範囲である。バックコンバータの半導体スイッチの電圧負荷は、発電機により提供される入力電圧の１／４〜１／２の範囲である。好ましくは、それは８００Ｖ〜１０００Ｖの範囲、特に約９００Ｖである。
【００３３】
電気回路を設計する場合、バックコンバータのスイッチが作動する前に、最大出力電圧が存在することが保証されなければならず、従って、これはインバータを制御することで達成できる。
【００３４】
この発明のバックコンバータの１つの有利な実施例で、結合コンデンサは、半導体スイッチと第１インダクタの接合点と、付加インダクタと付加ダイオードの接合点の間に接続される。結合コンデンサの目的は、リーク型結合の磁気結合チョークを使用する場合、リークインダクタンスを消磁することであり、第２インダクタの完全な消磁を防止することである。インダクタを形成するために、コイルを使用できる。結合コンデンサは、コイルは各切換えプロセス中にこのコンデンサに並列に配置され、これによりインダクタコイルにかかる電圧をバランスさせるので、異なるインダクタコイル間の付加結合手段としても作用する。この結果、インダクタの巻き数比Ｎ１／Ｎ２の変更は、直列コンデンサ間で分割される電圧に影響しない。
【００３５】
結合コンデンサに関して、インダクタンスは磁気的非結合チョークにより提供することさえできる。これは本発明の１つの好適実施例である。
【００３６】
結合コンデンサを２つのコイル間の磁気結合を中和するために使用することができるので、簡単な回路を達成するために、インダクタンスを空芯コイルとして実施することもできる。空芯コイルの別の利点は、それらが効率における目立った低下なく、より高い電流リップルを許容することである。
【００３７】
この発明に基づく回路構成の別の好適実施例で、結合コンデンサは付加ダイオードに接続される第２直列コンデンサと同様の静電容量を有する。従って、電圧リップルは結合コンデンサと第２コンデンサの両方で同一値を有し、この結果両方のフリーホイールダイオードの同時遮断となる。
【００３８】
ここで、図１をより詳細に参照すると、トランスＴを介してＡＣ送電系統Ｎへ接続される、太陽電池発電機ＰＧとＡＣ電圧出力３を接続するＤＣスイッチを含む、ＤＣ電圧入力２を備えるインバータ１の回路構成を示す。トランスのないインバータ１の実施例も可能である。インバータ１を使用して、例えば、太陽電池発電機ＰＧの最大システム電圧または開回路電圧が１５００Ｖ  ＤＣで、１１００ＶのＤＣ電圧を例えば５０Ｈｚ、２２０／３８０Ｖの三相ＡＣ電圧へ変換する。最大作動電圧は、例えば１１００Ｖ〜１２００Ｖの範囲で、太陽電池発電機ＰＧの太陽電池モジュールの配線とタイプに依存する。インバータ１は、例えばＤＣ／ＡＣコンバータ４を形成するＢ６回路におけるように、フルブリッジ又はハーフブリッジ構成における半導体素子から構成されるインバータブリッジ又はブリッジ回路を含む。
【００３９】
ブリッジ回路は、その入力側の発電機電圧へ接続され、その出力側のブリッジ回路へ接続されるバックコンバータ５から下流へ設置される。これは、バックコンバータがブリッジ回路の入力側へ設置されることを意味する。バックコンバータとブリッジ回路は２つの別の装置である。バックコンバータのステップダウン比は、その許容可能入力電圧がブリッジ回路の半導体切り替え素子の最大定格電圧を超えるように構成される一方、その出力電圧は、半導体切り替え素子の定格電圧を超えないように低下させる。バックコンバータ５はインバータ電圧負荷、又はより詳細には、半導体の電圧負荷を低下させる。半導体切り替え素子の定格電圧は、例えば、１２００Ｖであり、回路構成に依存する。１２００Ｖ  ＩＧＢＴまたは他の構成素子を使用するため、最大スイッチ電圧、連続電圧、または最大作動電圧は、１０００Ｖより低くなければならない。ブリッジ回路はＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴまたはそれらの組み合わせである。
【００４０】
ＤＣ／ＡＣコンバータ４はバックコンバータ５の下流に設置され、１２００Ｖ（開回路条件下で１５００Ｖ）の入力電圧を、上記等式
ＵＳ，ｍａｘ＝Ｕ１−（Ｕ２／２）により、約５０％、例えば６００Ｖ（図１参照）へ低下させる。
【００４１】
ここで、以下が観察されなければならない：
Ｕ１（Ｅ１）は最大送電系統電圧より高くなければならない。
Ｕ２は最大送電系統電圧より高くなければならない。
Ｕ２はブリッジにおける半導体切り替え素子の定格電圧より低くなければならない。
Ｕ１（Ｅ１）は最大作動電圧または開回路電圧より低くなければならない。
【００４２】
図２は、バックコンバータ５の実施例を示す。電気回路は半導体スイッチＳ１を含み、これは１２００Ｖの定格電圧を備えるＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴのいずれかである。スイッチＳ１が開の場合のみ、最大スイッチ電圧が存在する。
【００４３】
電気回路は、ここで磁気的に結合されるインダクタＬ１とＬ２としての２つのチョークコイルと、２つの直列コンデンサＣ１とＣ２と、２つのフリーホイールダイオードＤ１とＤ３と、結合コンデンサＣ３とを有する。ＤＣ／ＡＣコンバータ４により形成される負荷は抵抗Ｒ１により表示される。６〜１０で表示される５つの結合点がある。第１結合点６は、スイッチＳ１とインダクタＬ１／結合コンデンサＣ３の間に位置する。第２結合点７は、インダクタＬ１と第１コンデンサＣ１の間に位置する。第３結合点８は、２つの直列コンデンサ／ＤＣ電圧結合コンデンサＣ１とＣ２の間、及び第１ダイオードＤ１と第２インダクタＬ２の間に位置する。第４結合点９は第２直列コンデンサＣ２と第２ダイオードＤ２の間に位置する。第５結合点１０はそれぞれ結合コンデンサＣ３と第２インダクタＬ２又は第２ダイオードＤ２の間に設置される。
【００４４】
第１インダクタＬ１、第１ダイオードＤ１、及び第１コンデンサＣ１は、第１支回路Ａを形成する；及び第２インダクタＬ２、第２ダイオードＤ２及び第２コンデンサＣ２はバックコンバータ５の第２支回路Ｂを形成する。この結果、バックコンバータの出力ＤＣ電圧結合は、各々が直列コンデンサの１つを含む多くの支回路へ分割される。さらに、２つのフリーホイール経路が形成される（Ｌ１，Ｄ１；Ｌ２，Ｄ２）。
【００４５】
図２に示すように、結合コンデンサＣ３は第１結合点６と第５結合点１０の間に接続される。破線で示すように、結合コンデンサＣ３はインダクタＬ１とＬ２が磁気的に結合される、この変形でも除外される。
【００４６】
図２の回路の代案として、インダクタＬ１とＬ２は、磁気的非結合チョークとして形成することができ、図３に示すように空芯コイルとして実施される。他の全ての点で、回路は図２に示す回路と同一構成を有する。
【００４７】
理想的には、回路は連続電流条件下で作動する。この好ましい条件の達成は、十分なエネルギ貯蔵が利用可能かどうかに依存し、使用される構成素子の特定特性には余り依存しない。静的モードでの境界条件として、全コンデンサにかかる電圧は出力電圧の１／２に等しく、ここでコンデンサＣ１とＣ２の静電容量は等しいと仮定され、これによりダイオードＤ１とＤ２の同時遮断を可能にする。しかし、もしコンデンサＣ１がコンデンサＣ２に比較してその低いリップルにより、コンデンサＣ２よりはるかに小さい静電容量を有するならば、より有利である。
【００４８】
図４に示す第１ステップで、スイッチＳ１は閉である。太陽電池入力電流は、２つの電力回路又は支回路ＡとＢの間に分配される。電流の一部は第１コイル又はインダクタＬ１と負荷（抵抗Ｒ１）を流れる一方、その他は結合コンデンサＣ３、インダクタＬ２、及びコンデンサＣ２を流れる。このプロセスの間に、ダイオードＤ１とＤ２は遮断され、エネルギはチョーク又はインダクタＬ１とＬ２及びコンデンサＣ２とＣ３へ貯蔵される。コンデンサＣ１を流れる電流は、無視できるが、コンデンサＣ１は支回路ＡとＢにかかる出力ＤＣ結合電圧の対称な配分を提供する。しかし、Ｌ１とＬ２、及び、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３にかかる電流配分は結果的として非対称である。
【００４９】
図５に示す第２ステップで、スイッチＳ１は開である。チョークコイル（インダクタＬ１とＬ２）の両方にかかる電圧極性は変化し、その結果ダイオードＤ１とＤ２を切り替える。
ここで、負荷電流ＩＲ１は、コンデンサＣ２とダイオードＤ２を介して分配される。これが、２つのチョーク（インダクタＬ１とＬ２）及びコンデンサＣ２とＣ３に放電を起こさせる。
Ｕ１−ＵＲ１／２とＵ１−ＵＣ３（ＵＲ１はＲ１にかかる出力電圧で、ＵＣ３はコンデンサＣ３にかかる電圧である）を超えないスイッチ電圧は、この瞬間（即ち、約１２００Ｖ−３００Ｖ＝９００Ｖ）にスイッチＳ１に存在する。この電圧は、入力電圧Ｕ１と１２００Ｖのスイッチ定格電圧の両方より著しく低い。
【００５０】
上記ステップはコンデンサＣ２とＣ３が同一静電容量を有することも要求する。従って、両コンデンサ上の電圧リップルは同一値を有し、これが次にダイオードＤ１とＤ２の同時遮断を起こす。
【００５１】
図６は通常作動における電流波形を示す。もし、Ｓ１が閉（ＶｇａｔｅＳ１＝高）であれば、ＩＲ１はＩＬ１に概ね等しく、ＩＣ２とＩＣ３に概ね等しい。もし、スイッチＳ１が開であれば、電流ＩＤ１はＩＤ２に概ね等しく、ＩＣ２とＩＣ３の電流方向は逆である。図６は電流ＩＬ２、ＩＳ１とＩＣ１を示す。
【００５２】
変換比がチョーク電圧の時間積分により決定される。
∫ＵＬ１ｄｔ＝（Ｅ１−ＵＲ１）・ｔｏｎ＝（ＵＲ１／２）・（Ｔ−ｔｏｎ）
この等式から、以下が電圧変換比Ｍに対して導かれる。
Ｄ・（Ｅ１−ＵＲ１）＝（ＵＲ１／２）・（１−Ｄ）
ＵＲ１／（Ｅ１−ＵＲ１）＝（２・Ｄ）／（１−Ｄ）
Ｍ＝ＵＲ１／Ｅ１＝（２・Ｄ）／（１＋Ｄ）
ここで、
Ｅ１又はＵ１は太陽電池電圧または入力電圧に言及し、及び、
Ｄは負荷サイクルに言及する。反対に、以下が負荷サイクルＤへ適用される：
Ｄ＝Ｍ／（２−Ｍ）
【００５３】
図７はＭの関数としてのスイッチＳ１の相対逆電圧（ＵＳ，ｍａｘ）または標準スイッチ電圧を示す。
【００５４】
最大及び周期的スイッチ電圧ＵＳ，および各ダイオード電圧ＵＤ１とＵＤ２は、
ＵＳ＝ＵＤ１＝ＵＤ２＝Ｅ１−（ＵＲ１／２）＝Ｅ１・（１−Ｍ／２）
であり、従って、電圧変換値Ｍに依存する。
【００５５】
このため、回路構成は変換比または入力電圧が太陽電池への適用の場合のように、特定範囲に限定される適用に対してのみ有効である。
【００５６】
ここで、半導体損失を分析し、次に標準的はバックコンバータと比較する。
【００５７】
接続形態における切り替え損失を分析するため、放出されるＤＣ電力量を最初に検討する。
ＰＤＣ２＝ＩＲ１・ＵＲ１＝ＩＲ１／Ｅ１・Ｍ
これにより、受けられるＤＣ電力量は：
ＰＤＣ１＝ＩＳ／Ｅ１・Ｄ＝ＩＳ・Ｅ１・（Ｍ／（２−Ｍ））＝ＰＤＣ２＝ＩＲ１・Ｅ１・Ｍ
従って、切り替え電流ＩＳは
ＩＳ＝ＩＲ１／（２−Ｍ）のように得られる。
【００５８】
切り替え損失は以下に比例する：
ＰＳＷ＝ＩＳ・ＵＳ・ε（ＵＳ，ｍａｘ）＝［ＩＲ１・（２−Ｍ）］・［Ｅ１・（１−（Ｍ／２））］・（１−Ｍｍｉｎ／２）］
ＰＷＳ＝ＩＲ１・Ｅ１・［（（２−Ｍ）２・（２−Ｍｍｉｎ））／４］
この結果、
ΠＳ＝ＰＷＳ／ＰＤＣ＝（（２−Ｍ）２・（２−Ｍｍｉｎ））／４Ｍ
のＤＣ電力へ標準化された加重切り替え損失となる。
【００５９】
この分析で特に興味あることは、提案回路における切り替え損失が、同一変換比の場合、従来のバックコンバータに比較すると、変化する範囲である。これは、
ΠＳ／ΠＳ＿ｂｕｃｋ＝（（２−Ｍ）２・（２−Ｍｍｉｎ））／４Ｍ
【００６０】
図８は、下限Ｍｍｉｎを備える作動範囲が、より低い特定切り替え損失を有する、より低い定格電圧のスイッチの使用を許容するとの仮定に基づく標準型における切り替え損失を示す。
【００６１】
二乗電流曲線（二乗平均平方根）の平均を利用して伝導損失を図示する。
Ｉ２Ｓ，ＲＭＳ＝Ｉ２Ｓ・Ｄ＝［ＩＲ１・（２−Ｍ）］２・Ｄ
ＤＣ電流ＩＲ１に関して、スイッチＳの伝導損失は以下のようになる：
ＰＦ／ＰＦ（Ｄ＝１；Ｍｍｉｎ＝０）−［ＲＳ・（ＩＲ１・（２−Ｍ）２／（Ｉ２Ｒ１・ＲＳ）］＊Ｄ・ε（Ｍｍｉｎ）＝（２−Ｍ）２・（Ｍ／（２−Ｍ））・（１−（Ｍｍｉｎ／２）
ＰＦ／ＰＦ（Ｄ＝１；Ｍｍｉｎ＝０）＝Ｍ・（２−Ｍ）・（（２−Ｍｍｉｎ）／２）
【００６２】
この分析の１つの興味深い側面は、従来のバックコンバータとの比較の図示を含むことである。これは単一バックコンバータモデルに分析的に基づき記載することができる。
ＰＦ／ＰＦ（Ｄ＝１；Ｍｍｉｎ＝０）・（ＰＦ（Ｄ＝１；Ｍｍｉｎ＝０）／ＰＦ＿ｂｕｃｋ）＝（（２−Ｍｍｉｎ）／２）・（２−Ｍ）
【００６３】
図９は、電圧変換比Ｍと作動範囲下限Ｍｍｉｎの関数としてのスイッチＳ１の標準伝導損失を示す。
【００６４】
両グラフは、提案の電気回路は小さい切り替えと伝導損失によりを特徴づけられる。もし、変換比が限定されると、それは著しくより有利である。
【００６５】
従って、以下のような結論となる、即ち、本発明に基づく回路構成は、最低数の構成素子を備える最も効率的な解決法を提示する。
【００６６】
約１５００Ｖのシステム電圧は以下の電圧に至ることをここで認識することが重要である。
最大太陽電池電圧（開回路）：１５００Ｖ
ＭＰＰ作動における最大作動電圧：１２００Ｖ
ＭＰＰ作動における最大スイッチ電圧：約６００Ｖ
【００６７】
ＭＰＰ作動における最大スイッチ電圧は、６００Ｖだけであり、定格１２００Ｖの半導体は定格１７００Ｖ半導体の代わりに使用することができる。
【００６８】
作動電圧は適切な定格電圧の選択に関係する。しかし、スイッチ電圧は、それぞれいわゆる“軽減係数”により、および宇宙線により、最大作動電圧の約２／３を上回るべきではない。
【００６９】
図１０は、より多くの構成素子（ＤＥ１０  ２００５  ０４７  ３７３Ａ１に述べられるように）を必要とする従来技術に基づく異なる解決法を示す。図２と図１０に基づく回路を比較すると、この利点は特に明らかになる。
【００７０】
本発明はこの例に限定されず、これは電気回路が直列の多くのスイッチＳ１，及び／又は全体の電圧安定性向上のため、直列のフリーホイールダイオードも有することを意味する。他の支回路への分離も可能である。別の可能性は、それぞれ多くの並列接続入力段又はバックコンバータ５を介した太陽電池分野の分割ＭＰＰ制御を含む。
【００７１】
図１のＤＣ／ＡＣコンバータ４も、ＤＣ／ＤＣ段階とＤＣ／ＡＣ段階を含む構成にも基づく。
【００７２】
多くの変更と修正が、本発明の精神と原理から本質的に離れることなく、本発明の好適実施例に対して行われる。このような修正と変更は、すべて以下の特許請求の範囲で規定されるように、本発明の範囲内で明細書に含まれることを意図する。
【符号の説明】
【００７３】
１：インバータ
２：ＤＣ入力
３：ＡＣ入力
４：ＤＣ−ＡＣコンバータ
５：バックコンバータ
６：第１結合点
７：第２結合点
８：第３結合点
９：第４結合点
１０：第５結合点
Ａ：第１支回路
Ｂ：第２支回路
Ｎ：ＡＣ送電系統
ＰＧ：太陽電池発電機
Ｓ１：半導体スイッチ
Ｔ：トランス
Ｄ１、Ｄ２：ダイオード
Ｌ１、Ｌ２：インダクタ
Ｃ１、Ｃ２：コンデンサ
【図１】
2013510548.tif 000003
【図２】
2013510548.tif 000004
【図３】
2013510548.tif 000005
【図４】
2013510548.tif 000006
【図５】
2013510548.tif 000007
【図６】
2013510548.tif 000008
【図７】
2013510548.tif 000009
【図８】
2013510548.tif 000010
【図９】
2013510548.tif 000011
【図１０】
2013510548.tif 000012
【国際調査報告】
2013510548.tif 000013
2013510548.tif 000014
2013510548.tif 000015