(57)【要約】  MIMO無線通信システムにおいて、複数の送信アンテナを有する送信機からデータストリームを送信する方法において、離散フーリエ変換（DFT）がデータストリームに適用され、複数のシンボル系列を生成する。複数のシンボル系列からの第１のシンボル系列のシンボルは、複数のシンボル系列からの第２のシンボル系列のシンボルと対になり、複数のシンボルの対を生成する。ただし、対にすることは、孤児シンボルを生じる。時空ブロック符号（STBC）が、シンボルの対に適用され、STBCシンボルの複数のセットを生成する。STBCシンボルの各セットは、複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられる。巡回遅延ダイバーシチ（CDD）動作が、孤児シンボルに適用され、複数のCDDシンボルを生成する。各CDDシンボルは、複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられる。アンテナのそれぞれは、STBCシンボルの対応するセット及び対応するCDDシンボルを送信する。
2013505604.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
MIMO（multiple-input-multiple-output）無線通信システムにおいて、複数の送信アンテナを有する送信機からデータストリームを送信する方法であって、
離散フーリエ変換（DFT：discrete  Fourier  transform）を前記データストリームに適用し、複数のシンボル系列を生成するステップと、
延期複数のシンボル系列からの第１のシンボル系列のシンボルを、前記複数のシンボル系列からの第２のシンボル系列のシンボルと対にし、複数のシンボルの対を生成するステップであり、ただし、前記対にすることは、孤児シンボルを生じるステップと、
時空ブロック符号（STBC：space-time  block  code）を前記シンボルの対に適用し、STBCシンボルの複数のセットを生成するステップであり、STBCシンボルの各セットは、前記複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられるステップと、
巡回遅延ダイバーシチ（CDD：cyclic  delay  redundancy）動作を前記孤児シンボルに適用し、複数のCDDシンボルを生成するステップであり、各CDDシンボルは、前記複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられるステップと、
前記アンテナのそれぞれからSTBCシンボルの対応するセット及び対応するCDDシンボルを送信するステップと
を有する方法。
【請求項２】
前記第１のシンボル系列は、第１のスロットに関連し、前記第２のスロットは、第２のスロットに関連し、前記第１及び第２のスロットは、相互に連続する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記CDD動作のサイクリックシフト（CS）は、サイクルの1/4及びサイクルの3/4のうち一方である、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記複数の送信アンテナは、２つの送信アンテナを有し、前記STBC符号は、Alamouti符号である、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記２つの送信アンテナの双方がスロット毎に１つの直交系列を使用して、前記２つの送信アンテナのそれぞれから、スロット毎に２つのリファレンス信号を送信するステップを更に有し、前記リファレンス信号の第１のものは、前記送信機を分離し、前記リファレンス信号のうち第２のものは、前記２つのアンテナのうち対応するものを分離する、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記リファレンス信号は、各スロット内において時間及び空間を通じてHadamard符号化される、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記２つのアンテナのそれぞれについて、前記２つのリファレンス信号は、対応するスロットの中間で連続的に送信される、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記２つのアンテナのそれぞれは、前記２つのリファレンス信号についてそれぞれ第１のスロットのシンボル3及び4を使用し、前記２つのリファレンス信号についてそれぞれ第２のスロットのシンボル2及び3を使用し、前記第１及び第２のスロットは、連続する、請求項６に記載の方法。
【請求項９】
コントローラと複数の送信アンテナとを有し、MIMO（multiple-input-multiple-output）無線通信システムにおいてデータストリームを送信するように動作可能な移動局であって、
前記コントローラは、
離散フーリエ変換（DFT：discrete  Fourier  transform）を前記データストリームに適用し、複数のシンボル系列を生成し、
前記複数のシンボル系列からの第１のシンボル系列のシンボルを、前記複数のシンボル系列からの第２のシンボル系列のシンボルと対にし、複数のシンボルの対を生成し、ただし、対にすることは、孤児シンボルを生じ、
時空ブロック符号（STBC：space-time  block  code）を前記シンボルの対に適用し、STBCシンボルの複数のセットを生成し、ただし、STBCシンボルの各セットは、前記複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられ、
巡回遅延ダイバーシチ（CDD：cyclic  delay  redundancy）動作を前記孤児シンボルに適用し、複数のCDDシンボルを生成し、ただし、各CDDシンボルは、前記複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられ、
前記アンテナのそれぞれからSTBCシンボルの対応するセット及び対応するCDDシンボルを送信するように動作可能である移動局。
【請求項１０】
前記第１のシンボル系列は、第１のスロットに関連し、前記第２のスロットは、第２のスロットに関連し、前記第１及び第２のスロットは、相互に連続する、請求項９に記載の移動局。
【請求項１１】
前記CDD動作のサイクリックシフト（CS）は、サイクルの1/4及びサイクルの3/4のうち一方である、請求項９に記載の移動局。
【請求項１２】
前記複数の送信アンテナは、２つの送信アンテナを有し、前記STBC符号は、Alamouti符号である、請求項９に記載の移動局。
【請求項１３】
前記コントローラは、前記２つの送信アンテナの双方がスロット毎に１つの直交系列を使用して、前記２つの送信アンテナのそれぞれから、スロット毎に２つのリファレンス信号を送信するように更に動作し、前記リファレンス信号の第１のものは、前記移動局を分離し、前記リファレンス信号のうち第２のものは、前記２つのアンテナのうち対応するものを分離する、請求項１２に記載の移動局。
【請求項１４】
前記リファレンス信号は、各スロット内において時間及び空間を通じてHadamard符号化される、請求項１３に記載の移動局。
【請求項１５】
前記２つのアンテナのそれぞれは、前記２つのリファレンス信号を、対応するスロットの中間で連続的に送信する、請求項１４に記載の移動局。
【請求項１６】
前記２つのアンテナのそれぞれは、前記２つのリファレンス信号についてそれぞれ第１のスロットのシンボル3及び4を使用し、前記２つのリファレンス信号についてそれぞれ第２のスロットのシンボル2及び3を使用し、前記第１及び第２のスロットは、連続する、請求項１５に記載の移動局。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この出願は、2009年9月21日に出願された米国特許出願第61/244,126号の優先権を主張する。この全内容を援用する。
【０００２】
本発明は、無線通信に関し、特に上りリンク送信について送信ダイバーシチ及びチャネル推定を提供する方法及びシステムに関する。
【背景技術】
【０００３】
音声、データ及び他のコンテンツのような様々な種類の通信コンテンツを提供するために、無線通信システムが広く展開されている。これらのシステムは、利用可能な送信リソース（例えば、周波数チャネル及び／又は時間間隔）を共有することにより、複数の無線端末の通信を同時にサポート可能なマルチプルアクセスシステムであることがある。送信リソースは共有されるため、送信リソースの効率的な割り当てが重要になる。この理由は、送信リソースの利用に影響を与え、個々の端末ユーザにより認識されるサービス品質に影響を与えるからである。１つのこのような通信システムは、複数の無線端末が直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal  Frequency-Division  Multiplexing）を使用してマルチプルアクセスを実行する直交周波数分割多元アクセス（Orthogonal  Frequency-Division  Multiple  Access）システムである。
【０００４】
OFDMは、全体のシステム帯域幅を複数の直交周波数サブチャネルに分割するマルチキャリア変調技術であり、各直交周波数サブチャネルは、データで変調され得る各サブキャリアに関連付けられる。サブチャネルは直交化されるため、サブチャネルの間の何らかのスペクトルの重複が可能になり、高いスペクトル効率をもたらす。OFDMシステムでは、ユーザデータストリームは、低減したレートの並列ストリームに分割され、それぞれ得られたサブストリームが別々のサブキャリアを変調する。
【０００５】
OFDMAでは、送信リソースは２次元（周波数チャネル及び時間間隔）に及ぶ。所与の周波数チャネルのリソースは、サブキャリアの連続するグループ及び／又は不連続のグループを有してもよい。
【０００６】
OFDM通信システムの例は、IEEE（Institute  of  Electrical  and  Electronics  Engineering）標準の無線802.11a、b、g及びnに従って規定された無線ローカルエリアネットワーク（WLAN：wireless  local  area  network）プロトコル（以下、“Wi-Fi”と呼ぶ）、IEEE802.16に従って規定された無線MAN（Wireless  Man）／固定BWA（Fixed  broadband  wireless  access）標準（以下、“WiMAX”と呼ぶ）、HSOPA（High  Speed  OFDM  Packet  Access）又はE-UTRA（Evolved  UMTS  Terrestrial  Radio  Access）の無線インタフェースを有する移動ブロードバンドの3GPP  LTE（Long  Term  Evolution）プロトコル、3GPP2  UMB（Ultra  Mobile  Broadband）プロトコル、デジタル無線システムのDAB（Digital  Audio  Broadcasting）プロトコル、HD（Hybrid  Digital）無線、地上波デジタルTVシステムのDVB-T（Digital  Video  Broadcasting-Terrestrial）、セルラ通信システムのFlash-OFDM等のような無線プロトコルを含むが、これらに限定されない。OFDM技術を使用する有線プロトコルは、ASDL（Asymmetric  Digital  Subscriber  Line）及びVDSL（Very  High    Bitrate  Digital  Subscriber  Line）のブロードバンドアクセス、BPL（Broadband  over  Power  Lines）を含む電力線通信（PLC：Power  line  communication）、並びにMoCA（Multimedia  over  Coax  Alliance）ホームネットワーキングを含む。
【０００７】
一般的には、OFDMシステムでは、各端末は、順方向及び逆方向リンクの送信を介して１つ以上の基地局と通信する。順方向リンク（又は下りリンク（DL：downlink））は、基地局から端末への通信リンクを示し、逆方向リンク（又は上りリンク（UL：uplink））は、端末から基地局への通信を示す。
【０００８】
3GPP  LTEでは、以下の物理チャネルが規定されている。
●下りリンク（DL）
○物理ブロードキャストチャネル（PBCH：Physical  Broadcast  Channel）：このチャネルは、ネットワークへのアクセスを要求するユーザ装置（UE：user  equipment）のシステム情報を伝達する。
○物理下りリンク制御チャネル（PDCCH：Physical  Downlink  Control  Channel）：この物理チャネルの主な目的は、スケジューリング情報を伝達することである。
○物理ハイブリッドARQインジケータチャネル（PHICH：Physical  Hybrid  ARQ  Indicator  Channel）：このチャネルは、ハイブリッドARQ状態を報告するために使用される。
○物理下りリンク共有チャネル（PDSCH：Physical  Downlink  Shared  Channel）：このチャネルは、ユニキャスト及びページング機能のために使用される。
○物理マルチキャストチャネル（PMCH：Physical  Multicast  Channel）：この物理チャネルは、マルチキャスト目的のためにシステム情報を伝達する。
○物理制御フォーマットインジケータチャネル（PCFICH：Physical  Control  Format  Indicator  Channel）：このチャネルは、UEがPDSCHを復号化することを可能にする情報を提供する。
●上りリンク（UL）
○物理上りリンク制御チャネル（PUCCH：Physical  Uplink  Control  Channel）：このチャネルは、制御チャネルで送信できる１つ以上のUEからのユーザシグナリングデータを伝達するために使用される。例えば、PUCCHは、肯定応答及び再送要求と、サービススケジューリング要求と、UEにより測定されたチャネル品質情報とをシステムに伝達する。
○物理上りリンク共有チャネル（PUSCH：Physical  Uplink  Shared  Channel）：このチャネルは、共有データで送信できる１つ以上の移動局からのユーザデータを伝達するために使用される。
○物理ランダムアクセスチャネル（PRACH：Physical  Random  Access  Channel）：この上りリンク物理チャネルは、移動局が無線通信システムにアクセスすることを試みるときに、移動局がアクセス要求をランダムに送信することを可能にする。
【０００９】
無線マルチプルアクセスシステムのDL及びUL通信リンクは、送信機の１つのアンテナと受信機の１つのアンテナとを介して確立されてもよく（SISO：stngle-input-single-output）、送信機の複数のアンテナと受信機の１つのアンテナとを介して確立されてもよく（MISO：multiple-input-single-output）、送信機の１つのアンテナと受信機の複数のアンテナとを介して確立されてもよく（SIMO：single-input-multiple-output）、送信機の複数のアンテナと受信機の複数のアンテナとを介して確立されてもよい（MIMO：multiple-input-multiple-output）。
【００１０】
MIMOシステムは、送信ダイバーシチを使用し、複数の独立したフェージングチャネルを介してデータストリームを送信するために複数のアンテナを使用することにより高速フェージングの影響に対処し得る。送信ダイバーシチ方式は、開ループ送信ダイバーシチ（OLTD：open  loop  transmit  diversity）及び閉ループ送信ダイバーシチ（CLTD：closed-loop  transmission  diversity）方式に分割され得る。OLTDでは、受信機からフィードバックは必要ない。一種のCLTDでは、受信機は、送信アンテナの構成を認識しており、受信機で受信した信号の電力を最大化させるために、送信アンテナに適用されるべき位相及び振幅調整を計算する。選択送信ダイバーシチ（STD：selection  transmit  diversity）と呼ばれる他の種類のCLTDでは、受信機は、どのアンテナを送信に使用するかに関するフィードバック情報を送信機に提供する。
【００１１】
例示的なOLTD方式は、Alamouti  2×1時空ダイバーシチ方式である。Alamouti  2×1時空ダイバーシチ方式は、２つのタイムスロットを使用して（すなわち、時空ブロック符号（STBC：Space-Time  Block  Code）送信ダイバーシチ）又は２つの周波数サブキャリアを使用して（すなわち、空間周波数ブロック符号（SFBC：Space-Frequency  Block  Code）送信ダイバーシチ）、２つの送信アンテナを使用したAlamouti  2×2  ブロック符号を送信することを考慮する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
概してマルチキャリア変調、特にOFDM通信システムでの主な問題は、送信信号に固有の高いピーク対平均電力費（PAPR：peak-to-average  power  ratio）にある。サブキャリアの信号が位相において建設的に加えられた場合、送信信号に大きい信号ピークが生じる。このような大きい信号ピークは、送信機の電力増幅器（PA：power  amplifier）を飽和させ、従って、送信信号の非線形歪みを生じさせる可能性がある。これは、性能の大きな劣化（例えば、ビット誤り率（BER：bit  error  rate）及び帯域外放射（スペクトル拡散）の双方の増加）を生じる。この高いPAPRの問題は、大きいダイナミックレンジを有する高度なPAを利用することにより、DL送信では部分的に克服される可能性がある。しかし、UL送信の場合、価格及び寸法の点でユーザ装置（UE）の制約が、この対策の可能性を妨げる。
【００１３】
唯一の送信アンテナがUEでサポートされる3GPP  Release  8のE-UTRAでは、PAPRをできるだけ小さく保持するために、それぞれPUCCH及びPUSCHに２つの別々の方法が利用されている。符号分割多元アクセス（CDMA：code-division  multiple  access）がマルチプルアクセス方法であるPUCCHでは、OFDMの逆離散フーリエ変換（IDFT：Inverse  Discrete  Fourier  Transform）信号処理ステップの出力で比較的低いPAPRを提供するように、直交拡散符号が指定される。他方、PUSCHでは、OFDMAに比べてPAPRを減少させるために、シングルキャリア周波数分割多元アクセス（SC-FDMA：Single  Carrier  Frequency-Division  Multiple  Access）がマルチプルアクセス方式として採用されている。SC-FDMAは、その固有のシングルキャリア構成のため、OFDMAより低い送信信号のPAPRを有する変調及びマルチプルアクセス方式である。
【００１４】
Advanced  E-UTRAでは、更なるピークデータレート（例えば、ULでは500Mbpsまで）が目標である。これらの高データレートを満たす有望な技術はMIMOである。MIMOが使用される場合、UEは、許容可能な誤り率で目標データレートをサポートするために、OLTD方式を利用することができる。しかし、現在提案されているOLTD方式は、前述の高いPAPRの問題又は当該技術分野において孤児シンボル問題（orphan  symbol  problem）として知られるものを受ける。例えば、STBCは、低いPAPRの特性を保持するが、スロット毎に偶数のシンボルを必要とする。一方、SFBCは、如何なる数のシンボルでも動作するが、PAPRを増加させる。他の候補の送信ダイバーシチ方式である巡回遅延ダイバーシチ（CDD：Cyclic  Delay  Diversity）は、低いPAPRの特性を保持し、如何なる数のシンボルでも動作するが、STBC及びSFBCに比べて悪い性能を受ける。
【００１５】
MIMOにより生じる他の問題は、ULチャネル推定に関する。LTEのULリファレンス信号（RS：reference  signal）は、３つの広い種類（PUSCHの復調用のリファレンス信号、PUCCHの復調用のリファレンス信号、及びULチャネル品質の測定用のリファレンス信号）に分類可能である。現在では、LTEの特定のPUCCHフォーマットでは、RSシンボルは、各スロット内で相互に分離される。このRSの分離は、低いSNRでは有利ではない。この理由は、低いSNRでは補間精度が低下するからである。端的な対策は、２つの直交系列（OS：orthogonal  sequence）を各UEに割り当てることにより、各アンテナのチャネル推定が単一のアンテナの場合と同様に実行可能にすることである。しかし、この対策は、別法では多くのUEをサポートするために使用され得るリソース（直交系列）を消費する。更に、この対策は、どの更なる系列を選択するかをUEに通知するための何らかのシグナリングオーバーヘッドを必要とする。
【００１６】
上りリンク送信の改善した送信ダイバーシチ方式の必要性が存在する。また、改善したチャネル推定方式の必要性が存在する。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の態様によれば、MIMO（multiple-input-multiple-output）無線通信システムにおいて、複数の送信アンテナを有する送信機からデータストリームを送信する方法が提供される。この方法によれば、離散フーリエ変換（DFT：discrete  Fourier  transform）がデータストリームに適用され、複数のシンボル系列を生成する。複数のシンボル系列からの第１のシンボル系列のシンボルは、複数のシンボル系列からの第２のシンボル系列のシンボルと対になり、複数のシンボルの対を生成する。ただし、対にすることは、孤児シンボルを生じる。時空ブロック符号（STBC：space-time  block  code）が、シンボルの対に適用され、STBCシンボルの複数のセットを生成する。STBCシンボルの各セットは、複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられる。巡回遅延ダイバーシチ（CDD：cyclic  delay  redundancy）動作が、孤児シンボルに適用され、複数のCDDシンボルを生成する。各CDDシンボルは、複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられる。アンテナのそれぞれは、STBCシンボルの対応するセット及び対応するCDDシンボルを送信する。
【００１８】
本発明の更なる態様によれば、コントローラと複数の送信アンテナとを有する移動局が提供され、移動局は、MIMO（multiple-input-multiple-output）無線通信システムにおいてデータストリームを送信するように動作可能である。コントローラは、離散フーリエ変換（DFT：discrete  Fourier  transform）をデータストリームに適用し、複数のシンボル系列を生成し、複数のシンボル系列からの第１のシンボル系列のシンボルを、複数のシンボル系列からの第２のシンボル系列のシンボルと対にし、複数のシンボルの対を生成し、対にすることは、孤児シンボルを生じ、時空ブロック符号（STBC：space-time  block  code）をシンボルの対に適用し、STBCシンボルの複数のセットを生成し、STBCシンボルの各セットは、複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられ、巡回遅延ダイバーシチ（CDD：cyclic  delay  redundancy）動作を孤児シンボルに適用し、複数のCDDシンボルを生成し、各CDDシンボルは、複数のアンテナのうち対応するものに関連付けられ、アンテナのそれぞれからSTBCシンボルの対応するセット及び対応するCDDシンボルを送信するように動作可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】セルラ通信システムのブロック図
【図２】本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的な基地局のブロック図
【図３】本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的な移動端末のブロック図
【図４】本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的な中継局のブロック図
【図５】本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的なOFDM送信アーキテクチャの論理分解のブロック図
【図６】本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的なOFDM受信アーキテクチャの論理分解のブロック図
【図７Ａ】SC-FDMA送信機のブロック図
【図７Ｂ】SC-FDMA受信機のブロック図
【図８】例示的な時空ブロック符号方式
【図９】チャネル推定をサポートするために使用され得る例示的なリファレンス信号構成
【図１０】チャネル推定をサポートするために使用され得る他の例示的なリファレンス信号構成
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の他の態様及び特徴は、添付図面と共に本発明の特定の実施例の以下の詳細な説明を読むことにより、当業者に明らかになる。
【００２１】
図面には、本発明の実施例が一例のみとして示されている。
【００２２】
ここで図面を参照する。図面において、同様の参照符号は同様の要素を示す。図１は、複数のセル12内での無線通信を制御する基地局コントローラ（BSC：base  station  controller）10を示しており、複数のセルは、対応する基地局（BS：base  station）14によりサービス提供される。或る構成では、各セルは、複数のセクタ13に更に分割される（図示せず）。一般的に、各基地局14は、移動端末16とのOFDMを使用した通信を容易にする。移動端末16は、対応する基地局16に関連するセル12内にある。基地局14に対する移動端末16の移動は、チャネル状況におけるかなりの変動を生じる。図示のように、基地局14及び移動端末16は、通信のための空間ダイバーシチを提供するために、複数のアンテナを含んでもよい。以下に詳細に説明するように、中継局（relay  station）15は、基地局14と移動端末16との間の通信を支援してもよい。移動端末16は、いずれかのセル12、セクタ13（図示せず）、基地局14又は中継局15から他のセル12、セクタ13（図示せず）、基地局14又は中継局15にハンドオフされてもよい18。或る構成では、基地局14は、バックホールネットワーク11で各ネットワーク及び他のネットワーク（コアネットワーク又はインターネット（双方とも図示せず）等）と通信する。或る構成では、基地局コントローラ10は必要ない。
【００２３】
図２は、基地局14の例を示している。基地局14は、一般的に、制御システム20と、ベースバンドプロセッサ22と、送信回路24と、受信回路26と、アンテナ28と、ネットワークインタフェース30とを含む。受信回路26は、移動端末16（図３に図示する）及び中継局15（図４に図示する）により提供された１つ以上の遠隔送信機から、情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず）は、処理のために信号からブロードバンド干渉を増幅及び除去するように協調してもよい。ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず）は、フィルタリングされた受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートする。中間又はベースバンド周波数信号は、１つ以上のデジタルストリームにデジタル化される。
【００２４】
ベースバンドプロセッサ22は、デジタル化された受信信号を処理し、受信信号で伝達された情報又はデータビットを抽出する。典型的には、この処理は、復調、復号化及び誤り訂正動作を有する。従って、ベースバンドプロセッサ22は、一般的には、１つ以上のデジタルシグナルプロセッサ（DSP：digital  signal  processor）又は特定用途向け集積回路（ASIC：application-specific  integrated  circuit）に実装される。受信情報は、ネットワークインタフェース30を介して無線ネットワークを通じて送信される、或いは、直接的に又は中継局15の支援により、基地局14によりサービス提供される他の移動端末16に送信される。
【００２５】
送信側では、ベースバンドプロセッサ22は、制御システム20の制御で、ネットワークインタフェース30からデジタル化されたデータ（音声、データ又は制御情報を表してもよい）を受信し、送信のためにデータを符号化する。符号化されたデータは、送信回路24に出力され、そこで、所望の送信周波数を有する１つ以上のキャリア信号により変調される。電力増幅器（図示せず）は、変調されたキャリア信号を送信に適したレベルに増幅し、マッチングネットワーク（matching  network）（図示せず）を通じて変調されたキャリア信号をアンテナ28に配信する。変調及び処理の詳細は、以下に詳細に説明する。
【００２６】
図３は、移動端末16の例を示している。基地局14と同様に、移動端末16は、制御システム32と、ベースバンドプロセッサ34と、送信回路36と、受信回路38と、アンテナ40と、ユーザインタフェース回路42とを含む。受信回路38は、１つ以上の基地局14及び中継局15から情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず）は、処理のために信号からブロードバンド干渉を増幅及び除去するように協調してもよい。ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず）は、フィルタリングされた受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートする。中間又はベースバンド周波数信号は、１つ以上のデジタルストリームにデジタル化される。
【００２７】
ベースバンドプロセッサ34は、デジタル化された受信信号を処理し、受信信号で伝達された情報又はデータビットを抽出する。典型的には、この処理は、復調、復号化及び誤り訂正動作を有する。ベースバンドプロセッサ34は、一般的には、１つ以上のデジタルシグナルプロセッサ（DSP：digital  signal  processor）又は特定用途向け集積回路（ASIC：application-specific  integrated  circuit）に実装される。
【００２８】
送信について、ベースバンドプロセッサ34は、制御システム32からデジタル化されたデータ（音声、ビデオ、データ又は制御情報を表してもよい）を受信し、送信のためにデータを符号化する。符号化されたデータは、送信回路36に出力され、そこで、所望の送信周波数にある１つ以上のキャリア信号を変調するために変調器により変調される。電力増幅器（図示せず）は、変調されたキャリア信号を送信に適したレベルに増幅し、マッチングネットワーク（図示せず）を通じて変調されたキャリア信号をアンテナ40に配信する。当業者に利用可能な様々な変調及び処理技術が、直接的に又は中継局を介して移動端末と基地局との間で信号を送信するために使用される。
【００２９】
OFDM変調では、送信帯域は複数の直交搬送波に分割される。各搬送波は、送信されるデジタルデータに従って変調される。OFDMは送信帯域を複数のキャリアに分割するため、キャリア毎の帯域幅は減少し、キャリア毎の変調時間は増加する。複数のキャリアが並列して送信されるため、いずれかの所与のキャリアのデジタルデータ又はシンボルの送信レートは、単一のキャリアが使用される場合より低い。
【００３０】
OFDM変調は、送信される情報について逆高速フーリエ変換（IFFT：Inverse  Fast  Fourier  Transform）の性能を利用する。復調について、受信信号での高速フーリエ変換（FFT：Fast  Fourier  Transform）の性能は、送信された情報を回復する。実際に、IFFT及びFFTは、それぞれ逆離散フーリエ変換（IDFT：Inverse  Discrete  Fourier  Transform）及び離散フーリエ変換（DFT：Discrete  Fourier  Transform）を実行するデジタル信号処理により提供される。従って、OFDM変調の特徴は、送信チャネル内の複数の帯域について直交搬送波が生成される点にある。変調された信号は、比較的低い送信レートを有し、各帯域内に留まることができるデジタル信号である。個々の搬送波は、デジタル信号により直接的に変調されない。その代わりに、全ての搬送波は、IFFT処理により同時に変調される。
【００３１】
一実施例では、OFDMは、基地局14から移動端末16への下りリンク送信に少なくとも使用されることが好ましい。各基地局14は、“n”個の送信アンテナ28（n>=1）を備えており、各移動端末16は、“m”個の受信アンテナ40（m>=1）を備えている。特に、各アンテナは、適切なデュプレクサ又はスイッチを使用して受信及び送信に使用可能であり、簡潔にするためにのみこのようにラベルが付与されている。
【００３２】
中継局15が使用される場合、OFDMは、基地局14から中継局15への下りリンク送信と、中継局15から移動装置16への下りリンク送信とに使用されることが好ましい。
【００３３】
図４は、例示的な中継局15を示している。基地局14及び移動端末16と同様に、中継局15は、制御システム132と、ベースバンドプロセッサ134と、送信回路136と、受信回路138と、アンテナ130と、中継回路142とを含む。中継回路142は、中継局14が基地局16と移動端末16との間の通信を支援することを可能にする。受信回路138は、１つ以上の基地局14及び移動端末16から情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず）は、処理のために信号からブロードバンド干渉を増幅及び除去するように協調してもよい。ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず）は、フィルタリングされた受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートする。中間又はベースバンド周波数信号は、１つ以上のデジタルストリームにデジタル化される。
【００３４】
ベースバンドプロセッサ134は、デジタル化された受信信号を処理し、受信信号で伝達された情報又はデータビットを抽出する。典型的には、この処理は、復調、復号化及び誤り訂正動作を有する。ベースバンドプロセッサ134は、一般的には、１つ以上のデジタルシグナルプロセッサ（DSP：digital  signal  processor）又は特定用途向け集積回路（ASIC：application-specific  integrated  circuit）に実装される。
【００３５】
送信について、ベースバンドプロセッサ134は、制御システム132からデジタル化されたデータ（音声、ビデオ、データ又は制御情報を表してもよい）を受信し、送信のためにデータを符号化する。符号化されたデータは、送信回路136に出力され、そこで、所望の送信周波数にある１つ以上のキャリア信号を変調するために変調器により変調される。電力増幅器（図示せず）は、変調されたキャリア信号を送信に適したレベルに増幅し、マッチングネットワーク（図示せず）を通じて変調されたキャリア信号をアンテナ130に配信する。前述のように、当業者に利用可能な様々な変調及び処理技術が、直接的に又は中継局を介して間接的に移動端末と基地局との間で信号を送信するために使用される。
【００３６】
図５を参照して、論理OFDM送信アーキテクチャについて説明する。まず、基地局コントローラ10は、直接的に又は中継局15の支援により、様々な移動端末16に送信されるデータを基地局14に送信する。以下に詳細に説明するように、基地局14は、送信用のデータをスケジューリングするため及びスケジューリングされたデータを送信するための適切な変調及び符号化方式（MCS：modulation  and  coding  scheme）を選択するために、移動端末に関連するチャネル品質インジケータ（CQI：channel  quality  indicator）値を使用する。CQIは、移動端末16からの直接的に受信されてもよく、移動端末16により提供された情報に基づいて基地局14で決定されてもよい。いずれの場合でも、各移動端末16に関連するCQI値は、例えば、信号対干渉比（SIR：signal-to-interference  ratio）と、チャネル振幅（又は応答）がOFDM周波数帯域を通じて変化する程度との関数でもよい。
【００３７】
ビットのストリームであるスケジューリングされたデータ44は、データスクランブル化ロジック46を使用してデータに関連するピーク対平均電力比を低減するようにスクランブル化される。スクランブル化されたデータの巡回冗長検査（CRC：cyclic  redundancy  check）は、CRC付加ロジック48を使用して決定され、スクランブル化されたデータに付与される。次に、チャネル符号化ロジック50を使用して、チャネル符号化が実行され、移動端末16での回復及び誤り訂正を容易にするためにデータに冗長性を効果的に付加する。以下に詳細に説明するように、特定の移動端末16のチャネル符号化は、その移動端末に関連する現在のCQI値に基づく。或る実装では、チャネル符号化ロジック50は、既知のTurbo符号化技術を使用する。符号化されたデータは、符号化に関連するデータ展開を補うために、レートマッチング（rate  matching）ロジック52により処理される。
【００３８】
ビットインターリーバロジック54は、符号化されたデータのビットを体系的に並び替え、連続的なデータビットのロスを最小化する。結果のデータビットは、マッピングロジック56により、選択されたベースバンド変調に応じて対応するシンボルに体系的にマッピングされる。直交振幅変調（QAM：Quadrature  Amplitude  Modulation）又は四相位相シフトキーイング（QPSK：Quadrature  Phase  Shift  Key）変調が使用されることが好ましい。以下に詳細に説明するように、変調の程度は、特定の移動端末のCQI値に基づいて選択される。シンボルは、シンボルインターリーバロジック58を使用して、周波数選択性フェージングにより生じる周期的なデータロスに対する送信信号の耐性を更に増強するために体系的に並び替えられてもよい。
【００３９】
この時点で、ビットのグループは、振幅及び位相コンステレーションの位置を表すシンボルにマッピングされる。空間ダイバーシチが望まれる場合、シンボルのブロックは、時空ブロック符号（STC：space-time  block  code）符号化ロジック60により処理される。STC符号化ロジック60は、送信信号を干渉に対してより耐性のあるようにし、移動端末16で容易に復号されるように、シンボルを変更する。STC符号化ロジック60は、入来するシンボルを処理し、基地局14の送信アンテナ28の数に対応する“n”個の出力を提供する。図５に関して前述した制御システム20及び／又はベースバンドプロセッサ22は、STC符号化を制御するためにマッピング制御信号を提供する。この時点で、“n”個の出力のシンボルが、送信されて移動端末16により回復可能なデータを表すことを仮定する。
【００４０】
この例では、基地局14が２つのアンテナ28（n=2）を有しており、STC符号化ロジック60がシンボルの２つの出力ストリームを提供することを仮定する。従って、STC符号化ロジック60により出力される各シンボルストリームは、理解を容易にするために別々に図示されている対応するIFFTプロセッサ62に送信される。当業者は、このようなデジタル信号処理を提供するために、１つ以上のプロセッサが単独で又はここに記載の他の処理と組み合わせて使用されてもよいことを認識する。IFFTプロセッサ62は、逆フーリエ変換を提供するために各シンボルで動作することが好ましい。IFFTプロセッサ62の出力は、時間領域でのシンボルを提供する。時間領域のシンボルはフレームにグループ化され、フレームは、プレフィックス挿入ロジック64によりプレフィックスに関連付けられる。結果の信号のそれぞれは、デジタル領域で中間周波数にアップコンバートされ、対応するデジタルアップコンバート（DUC：digital  up-conversion）及びデジタル・アナログ（D/A）変換回路66を介してアナログ信号に変換される。結果の（アナログ）信号は、所望のRF周波数で同時に変調され、増幅され、RF回路68及びアンテナ28を介して送信される。特に、目的の移動端末16により知られているパイロット信号は、サブキャリア間に分散される。以下に詳細に説明するように、移動端末16は、チャネル推定のためにパイロット信号を使用する。
【００４１】
基地局14から直接的な又は中継局15の支援による移動端末16による送信信号の受信を示す図６に参照が行われる。移動端末16の各アンテナ40に送信信号が到達すると、各信号は、対応するRF回路70により復調及び増幅される。簡潔且つ明瞭にするために、２つの受信パスのうち１つのみを詳細に説明及び図示する。アナログ・デジタル（A/D）変換器及びダウンコンバート回路72は、デジタル処理のために、アナログ信号をデジタル化してダウンコンバートする。結果のデジタル化された信号は、受信信号レベルに基づいてRF回路70の増幅器の利得を制御するために、自動利得制御回路（AGC：automatic  gain  control）74により使用されてもよい。
【００４２】
まず、デジタル化された信号は、同期ロジック76に提供される。同期ロジック76は、複数のOFDMシンボルをバッファに入れて、２つの連続するOFDMシンボルの間の自己相関を計算する粗い同期ロジック78を含む。相関結果の最大値に対応する結果の時間インデックスは、ヘッダに基づいて正確なフレーム開始位置を決定するために細かい同期ロジック80により使用される細かい同期検索ウィンドウを決定する。細かい同期ロジック80の出力は、フレーム整列ロジック84によるフレーム取得を容易にする。適切なフレーム整列は、次のFFT処理が時間領域から周波数領域への正確な変換を提供するために重要である。細かい同期アルゴリズムは、ヘッダにより伝達される受信パイロット信号と既知のパイロットデータのローカルコピーとの間の相関に基づく。フレーム整列の取得が生じると、OFDMシンボルのプレフィックスは、プレフィックス除去ロジック86で除去され、結果のサンプルは、周波数オフセット訂正ロジック88に送信される。周波数オフセット訂正ロジック88は、送信機及び受信機の一致しないローカル発振器により生じたシステム周波数オフセットを補う。同期ロジック78は、周波数オフセット及びクロック推定ロジック82を含むことが好ましい。周波数オフセット及びクロック推定ロジック82は、ヘッダに基づき、送信信号でのこのような効果を推定し、適切にOFDMシンボルを処理するためにこれらの推定を訂正ロジック88に提供することに役立てる。
【００４３】
この時点で、時間領域のOFDMシンボルは、FFT処理ロジック90を使用して周波数領域に変換する準備ができている。結果は周波数領域のシンボルであり、周波数領域のシンボルは、処理ロジック92に送信される。処理ロジック92は、分散パイロット抽出ロジック94を使用して分散したパイロット信号を抽出し、チャネル推定ロジック96を使用して抽出されたパイロット信号に基づいてチャネル推定を決定し、チャネル再構成ロジック98を使用して全てのサブキャリアについてチャネル応答を提供する。サブキャリア毎のチャネル応答を決定するために、基本的には、パイロット信号は、時間及び周波数の双方において既知のパターンでOFDMサブキャリアを通じてデータシンボル間に分散した複数のパイロットシンボルである。図６を参照し続けると、処理ロジックは、特定の時間の特定のサブキャリアで想定されるパイロットシンボルと受信したパイロットシンボルとを比較し、パイロットシンボルが送信されたサブキャリアのチャネル応答を決定する。結果は、パイロットシンボルが提供されない残りのサブキャリアの全てではなくてもほとんどのチャネル応答を推定するように補間される。実際に補間されたチャネル応答は、OFDMチャネルのサブキャリアの全てではなくてもほとんどのチャネル応答を含む全体のチャネル応答を推定するために使用される。
【００４４】
各受信パスのチャネル応答から導かれる周波数領域のシンボル及びチャネル再構成情報は、STC復号化器100に提供される。STC復号化器100は、双方の受信パスでSTC復号化を提供し、送信シンボルを回復する。チャネル再構成情報は、各周波数領域のシンボルを処理するときに送信チャネルの効果を除去するのに十分な等化情報をSTC復号化器100に提供する。本発明に関して、中継局は、他の基地局又は端末として動作してもよい。
【００４５】
回復されたシンボルは、シンボルデインターリーバロジック102を使用して逆の順序に配置される。シンボルデインターリーバロジック102は、送信機のシンボルインターリーバロジック58に対応する。デインターリーブされたシンボルは、デマッピングロジック104を使用して、対応するビットストリームに復調又はデマッピングされる。ビットは、ビットデインターリーバロジック106を使用してデインターリーブされる。ビットデインターリーバロジック106は、送信アーキテクチャのビットインターリーバロジック54に対応する。デインターリーブされたビットは、レートデマッチングロジック108により処理され、最初にスクランブル化されたデータ及びCRCチェックサムを回復するためにチャネル復号化ロジック110に提示される。従って、CRCロジック112は、CRCチェックサムを除去し、通常の方法でスクランブル化されたデータを検査し、既知の基地局のデスクランブル化コードを使用してデスクランブル化するためにこれをデスクランブル化ロジック114に提供し、元々送信されたデータ116を回復する。
【００４６】
データ116の回復と並行して、CQI値又は少なくとも基地局14でCQI値を生成するのに十分な情報が決定され、基地局14に送信される。前述のように、CQI値は、信号対干渉比（SIR：signal-to-interference  ratio）と、チャネル応答がOFDM周波数帯域の様々なサブキャリアを通じて変化する程度との関数でもよい。この実施例では、情報を送信するために使用されるOFDM周波数帯域の各サブキャリアのチャネル利得は、チャネル利得がOFDM周波数帯域を通じて変化する程度を決定するために、相互に比較される。変動の程度を測定するために複数の技術が利用可能であるが、１つの技術は、データを送信するために使用されているOFDM周波数帯域を通じた各サブキャリアのチャネル利得の標準偏差を計算することである。
【００４７】
図１〜６は、本発明の実施例を実施するために使用され得る通信システムの１つの特定の例を提供している。実施例は、特定の例とは異なるが、ここに記載した実施例の実装に従った方法で動作するアーキテクチャを有する通信システムで実施されてもよいことが分かる。
【００４８】
一実施例では、図１〜６の通信システムは、3GPP  LTEに従い、シングルキャリア周波数分割多元アクセス（SC-FDMA：Single  Carrier  Frequency-Division  Multiple  Access）が、移動局16から中継局15又は基地局14への上りリンク送信のマルチプルアクセス方式として利用される。
【００４９】
図７Ａ及びＢは、SC-FDMAチャネルについてそれぞれ送信機及び受信機で必要な基本的な信号処理ステップを示している。図示のように、SC-FDMAは、離散フーリエ変換（DFT：Discrete  Fourier  Transform）によりプリコーディングされたOFDMA方式としてみなされてもよい。SC-FDMA及びOFDMAの全体の送受信処理に複数の類似点が存在する。OFDMAとSC-FDMAとの間のこれらの共通の側面は、この明細書を考慮したときに当業者に明らかであるため、概してOFDMA送信回路702及びOFDMA受信回路704として示されている。SC-FDMAは、変調シンボルのDFTプリコーディング703及び復調シンボルの対応するIDFT705のため、OFDMAとは明確に異なる。このプリコーディングのため、SC-FDMAサブキャリアは、OFDMAサブキャリアの場合のように独立して変調されない。その結果、SC-FDMA信号のPAPRは、OFDMA信号のPAPRより低い。
【００５０】
本発明の或る実施例によれば、時空ブロック符号（STBC：Space-Time  Block  Code）送信ダイバーシチは、（例えば、PUSCH及びPUCCHについて）図５のSTC符号化ブロック60に特定の系列を与えることにより、OLTD方式として利用されてもよい。より具体的には、PUSCHでは、STBCは、２つの連続するスロットから対になったシンボルで使用されてもよい。シンボルが低いPAPRの特性を有する場合、STBCにより、低いPAPRが保持される。対にした後に対になっていないシンボルが存在する場合（すなわち、孤児シンボル（orphan  symbol））、孤児シンボルは、大きい遅延を備えた巡回遅延ダイバーシチ（CDD：Cyclic  Delay  Diversity）方式を使用して送信されてもよい。例えば、遅延は、サイクル（周期）の1/4又はサイクルの3/4でもよい。遅延は、性能の劣化なしに実装を簡潔にすることを提供する。また、遅延は、チャネル状態が時間と共に変化する場合に周波数ダイバーシチを提供することにより、CDDをプリコーディングされたMIMOシステムと等価にする。コードブックは、下りリンク閉ループMIMOシステムについて既に採用されている通り、4のサイズでもよい。この手法は、プリコーディング行列がコードブックのエントリ毎に変化するプリコーディング行列ホッピング（PMH：pre-coding  matrix  hopping）方式と等価である。
【００５１】
PUCCHでは、STBCは、２つの直交系列から対になったシンボルで使用されてもよい。PUCCHでは、各サブフレームのシンボル数は偶数である。しかし、或る場合に、各スロットのシンボル数は奇数になる。このような場合、スロット0の最後のシンボルは、スロット1の最初のシンボルと対になってもよい。２つのスロットは異なる周波数帯域にあるため、最小平均二乗誤差（MMSE：minimum  mean  square  error）受信機がこれらのシンボルのために使用されてもよい。
【００５２】
図８は、低いPAPRの特性が保持されるように、２つの連続する低いPAPRの系列からの対になったシンボルに適用されるSTBC符号化を示している。スロット間ホッピングのため、異なるスロットからの２つのSTBCシンボルで構成される対が異なる周波数帯域で送信される場合、最小平均二乗誤差（MMSE）受信機が使用されてもよい。そうでない場合、Alamouti復号化器が使用されてもよい。例えば、PUCCHチャネルのフォーマット2/2a/2bは、各サブフレームに偶数のシンボルを有しつつ、各スロットに奇数のシンボルを有してもよい。
【００５３】
サブフレーム毎のシンボル数が奇数である場合、対にする動作は、孤児シンボル（orphan  symbol）とも呼ばれる対になっていないシンボルを生じる。孤児シンボルでは、CDD送信ダイバーシチが使用されてもよい。例えば、PUSCHでは、第２のスロットの１つのシンボルは、サウンディングリファレンス信号（SRS：sounding  reference  signal）に専用である。
【００５４】
複雑性の低い実装及び良好な性能のため、CDDのサイクリックシフト（CS：cyclic  shift）は、OFDM又はSC-FDMAシンボルの1/4又は3/4であることが提案される（CS=N/4又はCS=3N/4）。前述のように、CS=N/4又はCS=3N/4では、CDDは、以下のオーダで周波数方向のプリコーディング行列ホッピング（PMH：pre-coding  matrix  hopping）と等価であると考えられてもよい。
【００５５】
【数１】
2013505604.tif 000003
前述のコードブックは、下りリンク閉ループMIMOに既に採用されている。PMHは、低い複雑性で実装可能であり、他のCS値を有するCDDと同様に（又はそれより良く）動作する。
【００５６】
複数のアンテナが同時に送信している場合のPUCCHのチャネル推定のために、リファレンス信号（RS：reference  signal）送信のための２段階の符号分割多重（CDM：code  division  multiplexing）方式が使用されてもよい。第１段階はUEを分離（区別）し（唯一の送信アンテナのサポートと同じ）、第２段階はアンテナを分離（区別）する。例えば、２つの送信アンテナが存在し、スロット毎に２つのRSが存在する場合、同じRSが双方のアンテナから送信される。しかし、（時間及び空間を通じた）４つのRSのブロックは、Hadamard符号化される。有利には、唯一の系列が各時間において各UEに割り当てられる。この方式の性能を改善するため、符号間干渉の影響を低減するために、RSは、各スロットの中間で送信されてもよい。
【００５７】
図９は、同じスロット内での２つのRSの例示的なRS構成（例えば、フォーマット2、2a及び2bの場合のLTEの通常のサイクリックプレフィクス（CP：cyclic  prefix）を有するPUCCH）を示している。Hadamard符号化されたRSは、所与のスロットにおいて、同じ直交系列（OS：orthogonal  sequence）を使用して双方のアンテナで送信されてもよい。RSは、各スロット内において時間及び空間を通じてHadamard符号化される。RS1では、双方の送信アンテナTx1及びTx2は、系列S1を送信する。RS2では、送信アンテナTx1は系列S1を送信し、送信アンテナTx2は系列-S1を送信する。
【００５８】
図１０は、同じスロット内での２つのRSの他の例示的なRS構成を示している。前述のように、RSについての２段階のCDMのRS構成は、図１０に示すように、スロットの中間に相互に隣同士に置かれてもよい。一実施例では、フォーマット2/2a/2bの場合の通常のCPを有するPUCCHでは、シンボル3及び4がスロット0においてRSに使用されてもよく、シンボル2及び3がスロット1においてRSに使用されてもよい。この手法を使用することにより、符号間干渉が抑制され、より良い性能が実現されることが分かる。
【００５９】
有利には、２段階のCDM  RS送信は、効率的なCDM  MIMOチャネル推定を可能にする。単一の送信アンテナの場合と同じ数のUEが多重されてもよく、既存のRS系列割り当て方式に変更は必要ない。また、UL送信モード（TxD或いは非TxD）とRS系列生成／マッピング方式との間に１対１の関係が存在するため、更なるシグナリングビットを導入する必要がない。前述のように、提案されるRS構成は、２段階のCDM  RS送信方式が、符号間干渉を抑制することにより、より良い性能を実現することを可能にする。
【００６０】
当業者に他の変更が明らかになるため、本発明は、特許請求の範囲に規定される。
【図１】
2013505604.tif 000004
【図２】
2013505604.tif 000005
【図３】
2013505604.tif 000006
【図４】
2013505604.tif 000007
【図５】
2013505604.tif 000008
【図６】
2013505604.tif 000009
【図７Ａ】
2013505604.tif 000010
【図７Ｂ】
2013505604.tif 000011
【図８】
2013505604.tif 000012
【図９】
2013505604.tif 000013
【図１０】
2013505604.tif 000014
【国際調査報告】
2013505604.tif 000015
2013505604.tif 000016