(57)【要約】  ΣΔ変調器を二乗差に基づくアナログ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータと統合することによる真のＲＭＳ検出のためのシグマ−デルタ（ΣΔ）二乗差対数ＲＭＳ−デジタルコンバータ。ＤＣオフセット及び低周波誤差に対する感度を低減するため、２つの異なる周波数で動作する整流器を介して実装されるチョッパ安定化を用いることができ、その結果、有用な入力換算ダイナミックレンジが拡大する。複数の積分器並びに周波数補償用のフィードフォワード及び／又はフィードバックパスを含むループフィルタを用いて高次ΣΔ対数ＲＭＳコンバータが実装され得る。得られる実装形態は、自然なデジタル出力及び対数圧縮されたダイナミックレンジを有するΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータである。
2013546283.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シグマ−デルタ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータを含む装置であって、
アナログ入力信号に関連する第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号を提供することによって前記アナログ入力信号に応答するアナログ入力信号ルータ回路要素、
前記アナログ入力信号ルータ回路要素に結合される第１のアナログ信号組み合わせ回路要素であって、それぞれ、前記第１のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号と前記第２のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号とのそれぞれの組合せに関連する第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を提供することによって、前記第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号並びに前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号に応答する、前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素、
前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素に結合されるアナログ信号乗算回路要素であって、前記第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号の積と前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号の積との差に対応する少なくとも１つの信号成分を含むアナログ積信号を提供することによって、前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号に応答する、前記アナログ信号乗算回路要素、
前記アナログ信号乗算回路要素に結合され、フィルタリングされたアナログ信号を提供することによって前記アナログ積信号に応答する、アナログ信号フィルタ回路要素、
前記アナログ信号フィルタ回路要素に結合され、関連するデジタル出力信号を提供することによって前記フィルタリングされたアナログ信号に応答する、アナログ−デジタル変換（ＡＤＣ）回路要素、及び
前記ＡＤＣ回路要素と前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の間に結合され、前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、フィードバック信号変換回路要素、
を含み、
前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号が、定義された非線形関数に従って前記デジタル出力信号に関連する、
装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置であって、前記定義された非線形関数が指数関数を含む、装置。
【請求項３】
請求項１に記載の装置であって、
前記フィードバック信号変換回路要素が、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、アナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、デジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）回路要素、
前記ＤＡＣ回路要素に結合され、変換されたフィードバック信号を提供することによって前記アナログフィードバック信号に応答する、非線形信号変換回路要素、及び
前記非線形信号変換回路要素に結合され、前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記変換されたフィードバック信号に応答する、アナログフィードバック信号ルータ回路要素、
を含む、装置。
【請求項４】
請求項３に記載の装置であって、
前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の一部と前記アナログ信号乗算回路要素の間に結合される第１のチョッパ回路要素であって、前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号の１つを第１のチョッピングされた信号として提供することによって前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号の前記１つに応答する、前記第１のチョッパ回路要素、
前記アナログ信号乗算回路要素と前記アナログ信号フィルタ回路要素の間に結合される第２のチョッパ回路要素であって、前記アナログ積信号を第２のチョッピングされた信号として提供することによって前記アナログ積信号に応答する、前記第２のチョッパ回路要素、及び
前記非線形信号変換回路要素と前記アナログフィードバック信号ルータ回路要素の間に結合される第３のチョッパ回路要素であって、前記変換されたフィードバック信号を第３のチョッピングされた信号として提供することによって前記変換されたフィードバック信号に応答する、前記第３のチョッパ回路要素、
をさらに含む装置。
【請求項５】
請求項１に記載の装置であって、
前記フィードバック信号変換回路要素が、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、第１のアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、第１のデジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）回路要素、
前記第１のＤＡＣ回路要素に結合され、第１の変換されたフィードバック信号を前記第１のルーティングされたアナログフィードバック信号として提供することによって前記第１のアナログフィードバック信号に応答する、第１の非線形信号変換回路要素、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、第２のアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、第２のＤＡＣ回路要素、及び
前記第２のＤＡＣ回路要素に結合され、第２の変換されたフィードバック信号を前記第２のルーティングされたアナログフィードバック信号として提供することによって前記第２のアナログフィードバック信号に応答する、第２の非線形信号変換回路要素、
をさらに含む、装置。
【請求項６】
請求項５に記載の装置であって、
前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の一部と前記アナログ信号乗算回路要素の間に結合される第１のチョッパ回路要素であって、前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号の１つを第１のチョッピングされた信号として提供することによって前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号の前記１つに応答する、前記第１のチョッパ回路要素、
前記アナログ信号乗算回路要素と前記アナログ信号フィルタ回路要素の間に結合される第２のチョッパ回路要素であって、前記アナログ積信号を第２のチョッピングされた信号として提供することによって前記アナログ積信号に応答する、前記第２のチョッパ回路要素、
前記第１の非線形信号変換回路要素と前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の間に結合される第３のチョッパ回路要素であって、前記第１のルーティングされたアナログフィードバック信号を第３のチョッピングされた信号として提供することによって前記第１の変換されたフィードバック信号に応答する、前記第３のチョッパ回路要素、及び
前記第２の非線形信号変換回路要素と前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の間に結合される第４のチョッパ回路要素であって、前記第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を第４のチョッピングされた信号として提供することによって前記第２の変換されたフィードバック信号に応答する、前記第４のチョッパ回路要素、
をさらに含む、装置。
【請求項７】
請求項１に記載の装置であって、
前記フィードバック信号変換回路要素が、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、アナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、非線形デジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）回路要素、及び
前記非線形ＤＡＣ回路要素に結合され、前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記アナログフィードバック信号に応答する、アナログフィードバック信号ルータ回路要素、
を含む、装置。
【請求項８】
請求項７に記載の装置であって、
前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の一部と前記アナログ信号乗算回路要素の間に結合される第１のチョッパ回路要素であって、前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号の１つを第１のチョッピングされた信号として提供することによって前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号の前記１つに応答する、前記第１のチョッパ回路要素、
前記アナログ信号乗算回路要素と前記アナログ信号フィルタ回路要素の間に結合される第２のチョッパ回路要素であって、前記アナログ積信号を第２のチョッピングされた信号として提供することによって前記アナログ積信号に応答する、前記第２のチョッパ回路要素、及び
前記非線形ＤＡＣ回路要素と前記アナログフィードバック信号ルータ回路要素の間に結合される第３のチョッパ回路要素であって、前記アナログフィードバック信号を第３のチョッピングされた信号として提供することによって前記アナログフィードバック信号に応答する、前記第３のチョッパ回路要素、
をさらに含む、装置。
【請求項９】
請求項１に記載の装置であって、
前記フィードバック信号変換回路要素が、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、前記第１のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、第１の非線形デジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）回路要素、及び
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、前記第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、第２の非線形システムＤＡＣ回路要素、
を含む、装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の装置であって、
前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の一部と前記アナログ信号乗算回路要素の間に結合される第１のチョッパ回路要素であって、前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号の１つを第１のチョッピングされた信号として提供することによって前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号の前記１つに応答する、前記第１のチョッパ回路要素、
前記アナログ信号乗算回路要素と前記アナログ信号フィルタ回路要素の間に結合される第２のチョッパ回路要素であって、前記アナログ積信号を第２のチョッピングされた信号として提供することによって前記アナログ積信号に応答する、前記第２のチョッパ回路要素、
前記第１の非線形ＤＡＣ回路要素と前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の間に結合される第３のチョッパ回路要素であって、前記第１のルーティングされたアナログフィードバック信号を第３のチョッピングされた信号として提供することによって前記第１のルーティングされたアナログフィードバック信号に応答する、前記第３のチョッパ回路要素、及び
前記第２の非線形ＤＡＣ回路要素と前記第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の間に結合される第４のチョッパ回路要素であって、前記第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を第４のチョッピングされた信号として提供することによって前記第２のルーティングされたアナログフィードバック信号に応答する、前記第４のチョッパ回路要素、
をさらに含む、装置。
【請求項１１】
請求項１に記載の装置であって、
前記アナログ信号フィルタ回路要素が、
前記アナログ信号乗算回路要素に結合され、第１の中間信号を提供することによって前記アナログ積信号に応答する、第１のフィルタ回路要素、
前記第１のフィルタ回路要素に結合され、第２の中間信号を提供することによって前記第１の中間信号に応答する、第２のフィルタ回路要素、
前記第１のフィルタ回路要素に結合され、第３の中間信号を提供することによって前記第１の中間信号に応答する、増幅器回路要素、及び
前記第２のフィルタ回路要素及び前記増幅器回路要素に結合され、前記フィルタリングされたアナログ信号を提供することによって前記第２及び第３の中間信号に応答する、第２のアナログ信号組み合わせ回路要素、
を含む、装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載の装置であって、
前記フィードバック信号変換回路要素が、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、アナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、デジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）回路要素、
前記ＤＡＣ回路要素に結合され、変換されたフィードバック信号を提供することによって前記アナログフィードバック信号に応答する、非線形信号変換回路要素、及び
前記非線形信号変換回路要素に結合され、前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記変換されたフィードバック信号に応答する、アナログフィードバック信号ルータ回路要素、
を含む、装置。
【請求項１３】
請求項１１に記載の装置であって、
前記フィードバック信号変換回路要素が、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、第１のアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、第１のデジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）回路要素、
前記第１のＤＡＣ回路要素に結合され、第１の変換されたフィードバック信号を前記第１のルーティングされたアナログフィードバック信号として提供することによって前記第１のアナログフィードバック信号に応答する、第１の非線形信号変換回路要素、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、第２のアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、第２のＤＡＣ回路要素、及び
前記第２のＤＡＣ回路要素に結合され、第２の変換されたフィードバック信号を前記第２のルーティングされたアナログフィードバック信号として提供することによって前記第２のアナログフィードバック信号に応答する、第２の非線形信号変換回路要素、
を含む、装置。
【請求項１４】
請求項１１に記載の装置であって、
前記フィードバック信号変換回路要素が、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、アナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、非線形デジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）回路要素、及び
前記非線形ＤＡＣ回路要素に結合され、前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記アナログフィードバック信号に応答する、アナログフィードバック信号ルータ回路要素、
を含む、装置。
【請求項１５】
請求項１１に記載の装置であって、
前記フィードバック信号変換回路要素が、
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、前記第１のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、第１の非線形デジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）回路要素、及び
前記ＡＤＣ回路要素に結合され、前記第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによって前記デジタル出力信号に応答する、第２の非線形システムＤＡＣ回路要素、
を含む、装置。
【請求項１６】
シグマ−デルタ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータを含む装置であって、
アナログ入力信号を前記アナログ入力信号に関連する第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号としてルーティングするためのアナログ入力信号ルータ手段、
それぞれ、前記第１のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号と前記第２のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号とのそれぞれの組合せに関連する第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を提供するように、前記第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号と第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号とを組み合わせるための第１のアナログ信号組み合わせ器手段、
前記第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号の積と前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号の積との差に対応する少なくとも１つの信号成分を含むアナログ積信号を提供するように、前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を乗算するためのアナログ信号乗算器手段、
フィルタリングされたアナログ信号を提供するため前記アナログ積信号をフィルタリングするためのアナログ信号フィルタ手段、
前記フィルタリングされたアナログ信号を関連するデジタル出力信号に変換するためのアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）手段、及び
前記デジタル出力信号を前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号に変換するためのフィードバック信号変換器手段、
を含み、
前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号が、定義された非線形関数に従って前記デジタル出力信号に関連する、
装置。
【請求項１７】
シグマ−デルタ二乗差ＲＭＳ−ＤＣ変換を実施するための方法であって、
アナログ入力信号を前記アナログ入力信号に関連する第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号としてルーティングすること、
それぞれ、前記第１のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号と前記第２のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号とのそれぞれの組合せに関連する第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を提供するように、前記第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号と第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号とを組み合わせること、
前記第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号の積と前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号の積との差に対応する少なくとも１つの信号成分を含むアナログ積信号を提供するように、前記第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を乗算すること、
フィルタリングされたアナログ信号を提供するように前記アナログ積信号をフィルタリングすること、
前記フィルタリングされたアナログ信号を関連するデジタル出力信号に変換すること、及び
前記デジタル出力信号を前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号に変換すること、
を含み、
前記第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号が、定義された非線形関数に従って前記デジタル出力信号に関連する、
方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、シグマ−デルタ変調器に関し、詳細には、ＲＭＳ（root-mean-square）信号値を直流（ＤＣ）信号に変換するために用いられるシグマ−デルタ変調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
シグマ−デルタ（ΣΔ）変調器は、狭帯域幅内で極めて高い分解能のデジタル出力を生成する電子システムである。アナログ入力が、必要とされるナイキストレート（ｆＮ）よりもはるかに高いサンプリングレート（ｆＳ）でオーバーサンプリングされ、低減された数（Ｍ）のビットを有するビットストリームとして符号化される。図１に示すように、この変調器は、フィードフォワードパス（量子化器）にローパスループフィルタ（ＬＰＦ）及び粗いＭビットアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を含み、フィードバックパスにデジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）を含む。ナイキストレート出力を生成するために、この変調器の後には、概して、デジタルデシメータが置かれる。また、このデシメータは、高周波ノイズをフィルタリングし、出力デジタルワードの長さを長くする。ΣΔ変調器とデジタルデシメータフィルタの組合せはΣΔ  ＡＤＣと呼ばれる。ΣΔ  ＡＤＣは、限られた帯域幅内で高分解能を必要とする広範囲なアプリケーション、例えば、センサインターフェース、デジタル遠隔通信レシーバ、高精度アプリケーション、及び直流測定、に用いられる。
【０００３】
ΣΔ変調器の動作原理は、図２に示す線形化モデルを用いてよりよく理解される。このラプラスドメインモデルでは、Ｌ（ｓ）はループフィルタ伝達関数であり、フィードバック率ｂはＡＤＣ基準電圧とＤＡＣ基準電圧の比を表す。ループフィルタ出力Ｕ（ｓ）のアナログ−デジタル変換は、量子化誤差Ｑ（ｓ）の加算としてモデル化される。マルチビット量子化器を用いると、量子化誤差は、平坦なパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を有するホワイトノイズ源と仮定され得る。総量子化ノイズパワー（ｑＲＭＳ２）は、ｆＳに無関係であり、下記によって与えられる。
【数１】
2013546283.tif 000003
ここで、Δは量子化ステップであり、ＶＲＥＦはＡＤＣ基準電圧である。
【０００４】
変調器出力Ｙ（ｓ）は、
【数２】
2013546283.tif 000004
と表現され得る。ここで、Ｑ（ｓ）の乗数項はノイズ伝達関数（ＮＴＦ）であり、Ｘ（ｓ）の乗数項は信号伝達関数（ＳＴＦ）である。Ｌ（ｓ）が極めて高いＤＣ利得を有するローパス伝達関数の場合、ＳＴＦは低周波数で利得１／ｂを有するローパス伝達関数であり、ＮＴＦはハイパス伝達関数である。図３は、アナログ入力Ｘ（ｓ）が帯域制限（ｆＢ＝ｆＮ／２）低周波信号である場合のΣΔ変調器の典型的なデジタル出力スペクトルを示す。
【０００５】
低周波数では、変調器出力はアナログ入力の無歪複製を含み、量子化ノイズは大きく減衰される。整形された量子化ノイズパワー（ｎＲＭＳ２）の大部分を含む変調器出力のスペクトルの中身がデジタルドメインにおいてフィルタリングされて除去される場合、極めて高い分解能のアナログ−デジタル変換が実現される。デジタルフィルタリング後の整形された量子化ノイズパワーは、下記によって与えられる。
【数３】
2013546283.tif 000005
【０００６】
ｆＳ＞ｆＮ＝２ｆＢである、すなわち、アナログ入力がオーバーサンプリングされるため、量子化誤差のノイズ整形及び帯域外ノイズのデジタルフィルタリングが可能である。オーバーサンプリング比（ＯＳＲ）は、
ＯＳＲ＝ｆｓ／２ｆＢ  （４）
と定義される。
【０００７】
ΣΔ変調器の最も簡単な実装形態は、ループフィルタが単一の積分器であり、コンパレータが量子化器として用いられる場合に実現される（図４）。この場合、ΣΔ変調器は単一ビット１次ΣΔ変調器と呼ばれ、デジタル出力はビットストリームである。
【０００８】
マルチビットΣΔ変調器は、マルチビットＡＤＣが量子化器として用いられ、マルチビットＤＡＣがフィードバックパスで用いられる場合に実装される。高次ノイズ整形は、ループフィルタが２つ以上の積分器を含む場合に実現される。バンドパスΣΔ変調器のループフィルタは、積分器の代わりに高周波共振器段を含む。Ｐ個のカスケード積分器を用いて実装されるＭビットΣΔ変調器の帯域内整形量子化ノイズパワーは、一般に、下記で表される。
【数４】
2013546283.tif 000006
【０００９】
対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータは、入力信号のＲＭＳ（root-mean-square）値（パワーの二乗根）の対数に比例するＤＣ出力信号（電流又は電圧）を生成する電子回路である。このようなデバイスは、試験及び測定並びに通信など、信号強度の測定が重要である、様々なアプリケーションで用いられる。一般に、ＲＭＳ測定デバイスの応答は、入力信号の精確な形状には左右されない。すなわち、この応答は、波高率の変動に左右されない。このことは、コンバータ入力信号が複数の異なる形式（変調パラメータ、可変長符号化など）を達成し得るアプリケーションでは特に重要である。対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの特定の特性は、出力ダイナミックレンジの圧縮が対数関数によって可能であることである。対数ＲＭＳ検出器は、入力ＲＭＳレベルの明示的計算に基づいて、又は暗示的計算に基づいて実装され得る。
【００１０】
明示的計算は、対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを実装する最も直裁的な方法であり、これを図５に示す。入力信号は二乗され、ローパスフィルタリングされ、二乗根演算が計算される。最後に、対数関数が適用される。このコンバータの全体的な伝達は、
【数５】
2013546283.tif 000007
と表現することができ、そのため、入力から出力（Ｋｓｑ、Ｋｓｑｒｔ、及びＫｌｏｇ）へのすべての変換利得に依存する。したがって、全体的な伝達は、温度ドリフト、周波数依存性、及びコンバータの各アナログ構成ブロックに起因する他の不正確さの原因、に左右される。明示的な対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの例は当技術分野では周知である。出力（ｙ）において注目する信号が直流であるため、内部ノード電圧に付加されるオフセットにより、小さな入力信号に対するコンバータの感度が著しく制限される。明示的な対数ＲＭＳ変換のための改善されたアーキテクチャは、対数ドメイン信号演算に基づくものである。この場合、内部ノードのダイナミックレンジ要件も対数圧縮によって緩和される。
【００１１】
対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータは、フィードバックループによって暗示的に実装され得る。この方法の主な利点は、入力換算ダイナミックレンジが拡大されることである。これは、内部ノードのダイナミックレンジ要件が明示的なＲＭＳ計算の場合と比較して大きく緩和されるために可能となる。図６は、対数ドメイン演算に基づく暗示的な対数ＲＭＳ検出器の例の説明図である。
【００１２】
入力信号のＲＭＳレベル及び対数ＲＭＳレベルはいずれも下記のこのシステムによって測定される。
【数６】
2013546283.tif 000008
【００１３】
この実装形態の主な欠点は、信号処理の大部分が対数ドメインで行われるので、広い入力帯域幅の実現が難しいことである。
【００１４】
図７は、「二乗差」技術に基づく対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。このアーキテクチャは、線形ＲＭＳ−ＤＣ変換の文脈で述べられたのが最初であり、その後、フィードバックパスにおける付加的な指数変換利得による対数ＲＭＳ計算に拡張された。この構成では、線形アナログ乗算器が、入力信号の二乗とフィードバック信号の二乗の差、すなわち、Ｋｍ［βｘ２ｘ２−βｙ２ｗ２］を生成するために用いられる。これは、１つの乗算器入力に入力信号と出力信号の和を供給し、他の入力にこれらの信号の差を供給することによって実現される。次いで、得られる二乗差が積分され、それによって、定常状態の状況で、入力信号の真のＲＭＳ値の対数に比例する直流レベルが生成される。積分器はローパスフィルタとして働き、その後に高利得Ａを有する増幅器が置かれる。ローパスフィルタにより、入力信号の二乗の高調波が除去され、高利得により乗算器の出力がゼロにされる。
【００１５】
コンバータのＤＣ出力ｙとＲＦ入力信号ｘ（ｔ）の関係は、図７に示すブロック図の解析に基づいて下記のように計算され得る。
【数７】
2013546283.tif 000009
ここで、Ｋｍは乗算器変換利得である。二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの静的伝達関数は、積分器の直流利得Ａが無限に近づくと仮定して（９）を解くことによって下記のように得られる。
【数８】
2013546283.tif 000010
【００１６】
フィードフォワード利得ＡＫｍがかなり大きい低周波数では、二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの静的伝達は、乗算器変換利得と無関係である。この静的伝達は、スケーリングファクタβｘ、βｙ、Ｖｏ、及びＶｉのみによって決まる。
【００１７】
二乗差原理に基づくＲＭＳ−ＤＣコンバータは、２つの整合する二乗回路を用いても実装され得る。フィードバックパスにおける指数変換利得の加算（図８）により、このシステムは対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータに変換される。
【００１８】
コンバータのＤＣ出力ｙとＲＦ入力信号ｘ（ｔ）の関係は、図８に示すブロック図の解析に基づいて下記のように計算され得る。
【数９】
2013546283.tif 000011
ここで、Ｋｘ及びＫｙは二乗化セルの変換利得である。ここでも、二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータの静的伝達関数は、積分器の直流利得Ａが無限に近づくと仮定して（１１）を解くことによって下記のように得られる。
【数１０】
2013546283.tif 000012
【００１９】
図７及び図８に示す二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータは広い動作帯域幅を示しており、そのため、ＲＦ入力のＲＭＳ検出が可能になり、対数ＲＭＳレベルの暗示的計算により入力換算ダイナミックレンジが大きくなる。
【００２０】
暗示的対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータは、図９に示すように、二乗化セルが可変利得増幅器（ＶＧＡ）によって駆動される場合に実装され得る。ＶＧＡ利得は、検出器のＤＣ出力ｙに反比例する。指数関数がフィードバックパスに置かれるので、全体的なコンバータ伝達関数は入力ＲＭＳレベルの対数に比例することになる。フォワードパスにおける検出器セルの出力は、入力ＲＦ信号ｘ（ｔ）の二乗をフィードバック信号ｗの二乗で除したものに比例する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、二乗化セル出力からＤＣを上回る周波数成分を除去する。積分器入力ｅは、ローパスフィルタ出力から基準レベルＫｒＲ２の二乗を減じたものからなる。
【数１１】
2013546283.tif 000013
【００２１】
積分器が別のローパスフィルタとして働き、その後に高ＤＣ利得Ａが続くと仮定して、コンバータのＤＣ出力ｙとＲＦ入力信号ｘ（ｔ）の関係が下記のように計算され得る。
【数１２】
2013546283.tif 000014
ここで、Ｋｘ及びＫｒは二乗化セルの変換利得である。フィードバック信号ｗの定常状態値は、Ａが無限であると仮定して（１４）を解くことによって下記のように計算される。
【数１３】
2013546283.tif 000015
【００２２】
ｗとｙの間の指数関係（ｗ＝Ｅｘｐ（ｙ／Ｖｉ））を考慮に入れると、検出器出力は、
【数１４】
2013546283.tif 000016
2013546283.tif 000017
を用いて計算され得る。
【００２３】
このΣΔ変調器は、本質的なデジタル出力を有するＲＭＳ−ＤＣコンバータを得るために、二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータと組み合わせることができる。このミックスドシグナルシステムは、米国特許第７，５４５，３０２号及び第７，５４５，３０３号に記載されているように、ΣΔ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータと呼ばれる。このアーキテクチャでは、ＲＦ入力の測定されたＲＭＳレベルが、変調器デジタル出力ビットストリームｙ「ｋ」のＤＣレベルとして符号化される。ΣΔＲＭＳ−ＤＣコンバータは、図１０に示すようにフォワードパス乗算器を中心として、又は、フィードフォワード及びフィードバック信号二乗演算に基づいて実装され得る。
【特許文献１】米国特許第７，５４５，３０２号
【特許文献２】米国特許第７，５４５，３０３号
【００２４】
ΣΔＲＭＳ−ＤＣコンバータの大信号演算は、それらのアナログバージョンの演算に極めて類似している。図１０では、誤差信号ｅ（ｔ）は、入力信号の二乗ｘ（ｔ）２とアナログフィードバック信号の二乗ｙ（ｔ）２との差にも比例する。ｙ（ｔ）、アナログ入力ｘ（ｔ）、及び積分器出力ｕ（ｔ）の間の関係は、下記を用いて計算され得る。
【数１５】
2013546283.tif 000018
ここで、ｙ（ｔ）＝ｙＤＣ＋ｑ（ｔ）はデジタル出力ｙ［ｋ］のアナログバージョンであり、ｑ（ｔ）は積分器出力ｕ（ｔ）の内部アナログ−デジタル変換中に付加される量子化誤差である。
【００２５】
積分器ＤＣ利得Ａが無限に近づくと仮定して、ΣΔ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータ（図１０）の大信号の静的伝達は、式（１７）を解くことによって下記のように得られる。
【数１６】
2013546283.tif 000019
【００２６】
図１０に示すΣΔＲＭＳ−ＤＣコンバータについての定常状態ＤＣ解は、アナログＲＭＳ−ＤＣコンバータについて得られる解に極めて類似している。主要な差異は、量子化誤差の二乗平均値ｑＲＭＳ２に相当する付加的な項である。この項は、ＤＣでの測定されたＲＭＳレベル及び高周波数での付加された量子化誤差両方を含んで、フィードバックビットストリームが二乗されることに起因するものである。実際には、ｑＲＭＳ２の値は、入力パワーレベルが小さい場合の法令適合誤差に影響を及ぼし、入力換算ダイナミックレンジの下限を規定する。
【発明の概要】
【００２７】
ここで説明される例示実施形態に従って、真のＲＭＳ検出用のシグマ−デルタ（ΣΔ）二乗差対数ＲＭＳ−デジタルコンバータが、ΣΔ変調器を二乗差に基づくアナログ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータと統合することによって提供される。ＤＣオフセット及び低周波誤差に対する感度を低減するために、２つの異なる周波数で動作する整流子を介して実装されるチョッパ安定化が用いられ得、その結果、有用な入力換算ダイナミックレンジが拡大する。高次ΣΔ対数ＲＭＳコンバータは、複数の積分器、並びに周波数補償用のフィードフォワード及び／又はフィードバック経路を含むループフィルタを用いて実装され得る。その結果の実施は、自然なデジタル出力及び対数圧縮されたダイナミックレンジを有するΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータである。
【００２８】
一実施形態に従って、シグマ−デルタ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータが、アナログ入力信号に関連する第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号を提供することによってアナログ入力信号に応答するアナログ入力信号ルータ回路要素、アナログ入力信号ルータ回路要素に結合される第１のアナログ信号組み合わせ回路要素であって、それぞれ、第１のルーティングされたアナログ入力信号及び第１のルーティングされたアナログフィードバック信号と第２のルーティングされたアナログ入力信号及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号とのそれぞれの組合せに関連する第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を提供することによって第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号並びに第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号に応答する第１のアナログ信号組み合わせ回路要素、第１のアナログ信号組み合わせ回路要素に結合されるアナログ信号乗算回路要素であって、第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号の積と第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号の積との差に対応する少なくとも１つの信号成分を含むアナログ積信号を提供することによって第１及び第２の組み合わされたアナログ信号に応答するアナログ信号乗算回路要素、アナログ信号乗算回路要素に結合され、フィルタリングされたアナログ信号を提供することによってアナログ積信号に応答する、アナログ信号フィルタ回路要素、アナログ信号フィルタ回路要素に結合され、関連するデジタル出力信号を提供することによってフィルタリングされたアナログ信号に応答する、ＡＤＣ回路要素、及びＡＤＣ回路要素と第１のアナログ信号組み合わせ回路要素の間に結合され、第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号を提供することによってデジタル出力信号に応答する、フィードバック信号変換回路要素を含む。第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号は、定義された非線形関数に従ってデジタル出力信号に関連する。
【００２９】
別の実施形態に従って、シグマ−デルタ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータが、アナログ入力信号に関連する第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号としてアナログ入力信号をルーティングするためのアナログ入力信号ルータ手段、それぞれ、第１のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号と第２のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号とのそれぞれの組合せに関連する第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を提供するため、第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号と第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号とを組み合わせるための第１のアナログ信号組み合わせ器手段、第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号の積と第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号の積との差に対応する少なくとも１つの信号成分を含むアナログ積信号を提供するため、第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を乗算するためのアナログ信号乗算器手段、フィルタリングされたアナログ信号を提供するため、アナログ積信号をフィルタリングするためのアナログ信号フィルタ手段、フィルタリングされたアナログ信号を関連するデジタル出力信号に変換するためのアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）手段、及びデジタル出力信号を第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号に変換するためのフィードバック信号変換器手段を含む。第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号は、定義された非線形関数に従ってデジタル出力信号に関連する。
【００３０】
さらに別の実施形態に従って、シグマ−デルタ二乗差ＲＭＳ−ＤＣ変換を実施するための方法が、アナログ入力信号に関連する第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号としてアナログ入力信号をルーティングすること、それぞれ、第１のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号と第２のルーティングされたアナログ入力及びフィードバック信号とのそれぞれの組合せに関連する第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を提供するため、第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号と第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号とを組み合わせること、第１及び第２のルーティングされたアナログ入力信号の積と第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号の積との差に対応する少なくとも１つの信号成分を含むアナログ積信号を提供するため、第１及び第２の組み合わされたアナログ信号を乗算すること、フィルタリングされたアナログ信号を提供するため、アナログ積信号をフィルタリングすること、フィルタリングされたアナログ信号を関連するデジタル出力信号に変換すること、及びデジタル出力信号を第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号に変換することを含む。第１及び第２のルーティングされたアナログフィードバック信号は、定義された非線形関数に従ってデジタル出力信号に関連する。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】ΣΔ変調器及びデジタルデシメータを示す。
【００３２】
【図２】ΣΔ変調器の線形モデルを示す。
【００３３】
【図３】ΣΔ変調器の典型的な出力スペクトルを示す。
【００３４】
【図４】単一ビット１次ΣΔ変調器を示す。
【００３５】
【図５】明示的な対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。
【００３６】
【図６】対数ドメイン演算に基づく暗示的な対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。
【００３７】
【図７】フィードフォワード乗算を用いて実装される二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣ変換を示す。
【００３８】
【図８】２つの二乗化セルを用いて実装される二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣ変換を示す。
【００３９】
【図９】指数可変利得関数によって駆動されるフィードフォワード二乗化セルを用いる暗示的な対数ＲＭＳ−ＤＣ変換を示す。
【００４０】
【図１０】フォワードパス乗算器に基づくΣΔ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。
【００４１】
【図１１】フィードバックパスに（アナログ）指数関数を有するΣΔ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。
【００４２】
【図１２】フォワードパス乗算器及びデジタルデシメータを用いて実装されるΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。
【００４３】
【図１３】（ａ）では２ビットＡＤＣを示す。（ｂ）では底をＢとした２ビット指数ＤＡＣを示す。
【００４４】
【図１４】ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ伝達曲線を時間ドメインシミュレーション設定時間Ｔの関数として示す。
【００４５】
【図１５】ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣの法令適合誤差を時間ドメインシミュレーション時間Ｔの関数として示す。
【００４６】
【図１６】ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ伝達曲線を内部ＡＤＣ量子化ステップΔの関数として示す。
【００４７】
【図１７】ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの法令適合誤差を内部ＡＤＣ量子化ステップΔの関数として示す。
【００４８】
【図１８】フォワード乗算器及び支配的なオフセット源に基づくΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。
【００４９】
【図１９】オフセット低減用のチョッパを用いるフォワード乗算器に基づくΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。
【００５０】
【図２０】オフセット電圧ＶＯＳがある及びない、チョッパがオン又はオフの状態での、チョッパ安定化ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの法令適合誤差を示す。
【００５１】
【図２１】１次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの線形化小信号モデルを示す。
【００５２】
【図２２】１次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ（Ｋｍ＝１、Ｖｏ＝Ｖｉ＝１、Ｂ＝ｅ、ω１＝１０６）についての小信号ＳＴＦ及びＮＴＦ周波数応答を示す。
【００５３】
【図２３】＝１Ｖ、Ｐｉｎ＝−２ｄＢｍ、及びｆＩＮ＝５５０ＭＨｚについての１次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ（Ｋｍ＝１、Ｖｏ＝Ｖｉ＝１Ｖ、Ｂ＝２）の出力スペクトルを示す。
【００５４】
【図２４】Ｐｉｎ＝−２ｄＢｍ、−２２ｄＢｍ、−３２ｄＢｍについての１次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ（Ｋｍ＝１、Ｖｏ＝Ｖｉ＝１Ｖ、Ｂ＝２、Δ＝１Ｖ、ｆＩＮ＝５５０ＭＨｚ）の出力スペクトルを示す。
【００５５】
【図２５】乗算器及び周波数補償用の２つのフィードフォワードパスを用いて実装される２次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。
【００５６】
【図２６】２次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの線形化された小信号モデルを示す。
【００５７】
【図２７】２次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ（Ｋｍ＝１、Ｖｏ＝Ｖｉ＝１、Ｂ＝ｅ、ａ２＝ａ１／４、ω１＝１０６、ω２＝１０５）についての小信号ＳＴＦ及びＮＴＦ周波数応答を示す。
【発明を実施するための形態】
【００５８】
対数ＲＭＳ−デジタル変換用の新たなミックスドシグナルシステムを利用する例示実施形態を説明する。本明細書では、この変換を「ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ」と称する。下記に、フォワードパス乗算器を有するΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを説明する。下記では、チョッパ安定化を用いてΣΔ対数ＲＭＳ−デジタルコンバータの感度を改善することも説明する。ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの小信号解析を下記に説明する。高次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータも下記で論じる。
【００５９】
ΣΔ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータ（図１０）のアナログフィードバックパスに指数関数を含めると、このミックスドシグナルシステムがΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ（図１１）に変換される。このようなシステムの最も簡単で最も堅固な実装形態では、図１２に示すように、フィードバックＤＡＣとアナログ指数関数が統合されて指数ＤＡＣと呼ばれる単一の構成ブロックになる。
【００６０】
図１３は、図１２に示すΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータのアーキテクチャで用いられるＡＤＣ及びＤＡＣの一般的な伝達特性を示す。この例では、２ビット量子化が用いられる。（ａ）におけるＡＤＣでは、従来の線形アナログ−デジタル変換が等間隔量子化レベルで実施される。（正の入力範囲を有するものとして示すが、負の入力範囲も使用し得る。）（ｂ）におけるフィードバックＤＡＣでは、指数関数ｗ（ｔ）＝Ｖｏ・Ｂｙ［ｋ］が実施される。ここで、ＤＡＣの底Ｂはｅ−Δ／Ｖｉに等しく、ｙ［ｋ］はデジタル的に符号化された整数であり、ｅは自然対数の底、ΔはＡＤＣ量子化ステップ、Ｖｉは図１１のアナログ指数利得の変数における正規化係数である。底Ｂが整数の場合、各指数間隔出力ＤＡＣレベルは、最良一致要素の整数比を用いて実装され得る。
【００６１】
完全な対数ＲＭＳ−デジタルコンバータの例示実装形態が図１２に示されている。図１２では、二乗差ΣΔ変調器の後にデジタルデシメーションフィルタが置かれ、フィードフォワード積分器は極めて高いＤＣ利得を有する一般的なローパスループフィルタで表されている。変調器出力は、オーバーサンプリングされたＭビットのビットストリームであり、そのＤＣレベルは入力ＲＭＳレベルの対数に比例する。デジタルデシメータは、高周波量子化ノイズをフィルタリングして除去し、サンプリングレートを下げ、同時にコンバータの最小公称分解能でデジタルＮビットワードを生成する。
【００６２】
図示したΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの動作を下記に説明する。誤差信号ｅ（ｔ）は、入力の二乗ｘ（ｔ）２とアナログフィードバック信号の二乗ｗ（ｔ）２の差に比例する。ループフィルタの高ＤＣ利得Ａにより、低周波数で誤差信号ｅ（ｔ）がゼロにされ、誤差信号の高周波高調波がフィルタリングされて除去される。積分器出力ｕ（ｔ）は、その平均も入力信号の対数ＲＭＳレベルに比例するが、量子化器（ＭビットＡＤＣ）によってデジタル化され、指数ＭビットＤＡＣによってフィードバックされる。数学的には、コンバータの動作の説明は、
【数１７】
2013546283.tif 000020
に言い換えられる。Ａが無限に近づくと、式（１９）は、
【数１８】
2013546283.tif 000021
と書き換えられ得る。
【００６３】
対数ＲＭＳコンバータ伝達特性は、フィードバック信号の二乗ｗ（ｔ）２がデジタル出力のＤＣレベルｙＤＣの関数として表現されるとき、下記のように得ることができる。
【数１９】
2013546283.tif 000022
指数関数の二乗は底の変更と等価であるので、対数ＲＭＳデジタル出力ｙ［ｋ］＝ｙＤＣ＋ｑ（ｔ）は、フィードバック二乗演算の影響を受けない。したがって、１次までは、コンバータＤＣ出力は量子化誤差の二乗平均値ｑＲＭＳ２と無関係である。ΣΔ二乗差線形ＲＭＳ−ＤＣコンバータの場合、ｑＲＭＳ２の値はコンバータの入力換算ダイナミックレンジの理想的な下限を規定する。
【００６４】
ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣ変換の場合、フィードバック指数関数をテイラー級数近似で置き換えると、コンバータの性能に対する量子化誤差の影響がよりよく洞察される。デジタル出力ｙ［ｋ］＝ｙＤＣ＋ｑ（ｔ）が大信号優勢成分ｙＤＣ及び小信号量子化誤差成分ｑ（ｔ）からなると仮定して、この指数関数の級数展開はｙ［ｋ］＝ｙＤＣを中心として下記のように計算され得る。
【数２０】
2013546283.tif 000023
【００６５】
量子化誤差ｑ（ｔ）が二乗平均値ｑＲＭＳ２を用いるゼロ平均確率プロセスとしてモデル化される場合、（２２）を（２０）に代入すると、
【数２１】
2013546283.tif 000024
が得られる。
【００６６】
入力のＲＭＳレベルＸＲＭＳとデジタル出力ＤＣレベルｙＤＣとを関連付ける式が、（２３）を解くことによって下記のように得られる。
【数２２】
2013546283.tif 000025
【００６７】
式（２４）は、ｙＤＣが、入力ＲＭＳレベルに量子化誤差ＲＭＳレベルｑＲＭＳに反比例する係数を乗じたもののＢを底とする対数に比例していることを示す。法令適合誤差は、理想的に測定されたＲＭＳレベルとｙＤＣの比によって定義される。図１２に示す対数ＲＭＳコンバータのアーキテクチャでは、ΣΔ変調器内の量子化誤差の加算による法令適合誤差（Ｌ．Ｃ．Ｅ）は下記のように与えられる。
【数２３】
2013546283.tif 000026
【００６８】
図１４は、図１２に示すΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの伝達曲線のシミュレーション結果を示す。伝達曲線中の各出力データ点ｙＲＭＳ＝ＢｙＤＣは、時間ドメインシミュレーションから得られる。ここで、シミュレーション時間Ｔは５００μｓ又は１０ｍｓである。理想的な入力ＲＭＳレベルが破線でプロットされており、ＡＤＣ／ＤＡＣパラメータは、ｆＳ＝２５ＭＨｚ、Ｂ＝２、及びΔ＝０．５Ｖである。計算されたＲＭＳデジタル出力は、対数ＲＭＳコンバータの内部設定時間がシミュレーション時間よりも短いすべての入力パワーレベルに対し、理想的な入力ＲＭＳレベルによくならっている。
【００６９】
図１４に基づいて、法令適合誤差は、理想的なＲＭＳ曲線をＴ＝５００μｓ及びＴ＝１０ｍｓについてシミュレーションされた伝達曲線で除算することによって計算され得る。その結果の法令適合誤差が図１５にプロットされている。比較のために、同じ内部時定数及び対数の底を有するアナログ対数ＲＭＳ二乗差コンバータ（図７）の時間ドメインシミュレーション（Ｔ＝５００μｓ及びＴ＝１０ｍｓ）から得られる法令適合誤差のプロットも示されている。定常状態の状況を実現するために必要とされる設定時間がシミュレーション時間よりも短い場合、法令適合誤差は±０．２ｄＢ未満である。
【００７０】
アナログ及びΣΔ対数ＲＭＳ二乗差コンバータから得られる法令適合誤差のプロットの比較から、ΣΔループ内で行われる内部量子化はコンバータの設定時間に影響を及ぼさないこともわかる。したがって、コンバータの最小ＤＣ出力、ひいてはその有用な入力換算ダイナミックレンジは、対数ＲＭＳコンバータの内部時定数及びフィードバック指数利得によって決まる。また、定常状態の状況を実現するために必要とされる最小設定時間は入力パワーレベルに反比例する。入力パワーレベルが小さすぎると、シミュレーション時間は必要とされる設定時間よりも短くなる。この場合、式（２４）は有効でなくなり、コンバータのＤＣ出力はその最小値に留まる。
【００７１】
ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの挙動は、異なる値の量子化ステップΔについてコンバータ伝達曲線がシミュレーションされると、よりよく洞察される。これらのシミュレーション結果が図１６にプロットされている。
【００７２】
量子化ステップがコンバータ出力ＤＲと比較してかなり大きくなると（例えばΔ＝１又は２ボルト）、シミュレーションされたコンバータ伝達曲線が、実際、有用な入力換算ＤＲ内で理想的な対数ＲＭＳプロットの区分的近似になることを指摘し得る。量子化ステップが小さいほど、シミュレーションされた伝達曲線が理想的な対数ＲＭＳプロットに近づく。図１７に示す法令適合誤差プロットにおいては、ΣΔ対数ＲＭＳ伝達特性の区分的特性にも留意されたい。最小ＤＣ出力レベルは、必要とされる／許容される設定時間のみによって決まる。最大ＤＣ出力レベルは、ΣΔ対数ＲＭＳコンバータの内部構成要素の飽和の関数である。
【００７３】
図１７に示す法令適合誤差プロットは明確な周期性を示している。シミュレーションされる各Δについての法令適合誤差のピーク値は式（２５）によって（近似的に）予測される。ただし、法令適合誤差プロットの切れ込みは、上述の数学的モデルでは予測され得ない。これらの切れ込みは、区分的対数ＲＭＳ検出器の伝達曲線が図１６に示す理想的な対数ＲＭＳプロットに等しい点に対応する。法令適合誤差は、出力対数ＲＭＳレベルがＭビット量子化器の各可能出力レベルに精確に等しい場合は常に０ｄＢ（すなわちｑＲＭＳ＝０）になる。言い換えると、法令適合誤差は、あらゆる入力ＲＭＳレベルＸＲＭＳ＝ＢｎΔ（ｎは整数）について０ｄＢになる。これは、図１７に見られるように、Δ＝２Ｖのとき、Ｐｉｎが１３ｄＢｍ、１ｄＢｍ、−１１ｄＢｍ、−２３ｄＢｍ、又は−３５ｄＢｍになる場合である。
【００７４】
しかし、実際には、低入力パワーレベルでは、法令適合誤差は、ＲＭＳ−ＤＣコンバータのいかなる物理的な実装形態にも存在するＤＣオフセットにも強く依存する。
【００７５】
ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータは、フィードフォワードパス及びフィードバックパスに配される２つの二乗化セルに基づいても実装され得る。
【００７６】
入力ＲＭＳレベルの対数についての全ての情報は、ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータのデジタル出力のＤＣ成分として現れる。したがって、必要とされる最大内部設定時間よりも測定時間が長い場合、測定が不確かになる主な原因は、いかなる回路実装形態にも存在する低周波誤差の内部源である。図１８は、４つのオフセット電圧ＶＯＳを重要なノードに付加することによって誤差源がモデル化される、フォワード乗算器に基づくΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータのブロック図を示す。
【００７７】
コンバータ出力に対するオフセット電圧の影響は、上記の説明で用いられたのと同じ方法を踏襲して計算され得る。数学的には、乗算器出力は、下記のように表現され得る。
【数２４】
2013546283.tif 000027
【００７８】
ΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの内部状態が定常状態の状況に達すると、量子化器の入力ｕ（ｔ）は、ｅ（ｔ）、ＶＯＳ３、及びＶＯＳ４の関数として下記のように表現され得る。
【数２５】
2013546283.tif 000028
【００７９】
積分器ＤＣ利得Ａが無限に近づく場合、式（２７）は下記のように書き換えられ得る。
【数２６】
2013546283.tif 000029
【００８０】
したがって、Ａが極めて大きい場合は常に、コンバータ出力におけるオフセット電圧ＶＯＳ４の影響は無視し得る程度となる。コンバータ伝達特性における残りのオフセット電圧の影響は、（２８）を解くことによって推定され得る。ただし、（２８）の解析的な解は、ｗ（ｔ）＝ＶｏＢｙ［ｋ］がｙ［ｋ］＝ｙＤＣを中心としたテイラー級数展開によって置換される場合にのみ見つかる。この場合、下記の近似が用いられ得る。
【数２７】
2013546283.tif 000030
【００８１】
（２９）及び（３０）を（２８）に代入すると、
【数２８】
2013546283.tif 000031
が得られる。ここで、Ｐ＝βｙＶｏＢｙＤＣは補助変数であり、ｑ１＝１＋１／２ｌｎ［Ｂ］２ｑＲＭＳ２及びｑ２＝１＋２ｌｎ［Ｂ］２ｑＲＭＳ２である。変数Ｐと幾つかのシステム入力を関連付ける２次式（３１）の解は、下記のように与えられる。
【数２９】
2013546283.tif 000032
【００８２】
コンバータのデジタル出力のＤＣレベルｙＤＣは、Ｐの関数として下記のようにも表現され得る。
ｙＤＣ＝ｌｏｇＢ（Ｐ／βｙＶ０）  （３３）
【００８３】
ｙＤＣに関する最後の式が、（３２）を（３３）に代入することによって下記のように得られる。
【数３０】
2013546283.tif 000033
【００８４】
測定時間が、必要とされる最大内部設定時間よりも長いとき、ΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの伝達特性における最小出力ＤＣレベルは、残りのオフセット電圧ＶＯＳ１、ＶＯＳ２、及びＶＯＳ３の大きさによって決まる。
【００８５】
残りのオフセット源に対するΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの感度を下げる手法は、図１９に示すように、乗算器の近くでフィードバックパスにチョッパを追加することである。チョッパによる安定化は、連続時間回路におけるオフセット誤差の影響を小さくするために極めて有効な技術である。この技術は、所望の情報（この場合、入力ＲＭＳレベルの対数）が位置する、ＤＣから離れた周波数にオフセット誤差を変調することによって働く。
【００８６】
チョッパ又は整流子は、処理信号に＋１、−１、＋１などのシーケンスを効果的に乗算する。ｃ１（ｔ）によって制御されるチョッパは、ＤＣからオフセットＶＯＳ３を除去する。第１の整流子は混合器入力の１つに置かれ、第２の整流子は混合器出力のところに置かれる。この手法の概念については「Chopper Stabilized Analog Multiplier」を参照されたい。フィードバックパスに置かれるｃ２（ｔ）によって制御されるチョッパは、ＤＣからＶＯＳ１及びＶＯＳ２を除去する。線形ＲＭＳ−ＤＣコンバータにおけるオフセット相殺手法をフィードバックパスの第３のチョッパが含まれるように拡張することについては、「RMS-DC converter with dual chopper offset cancellation」を参照されたい。
【００８７】
図１９のアーキテクチャでは、定常状態における積分器出力ｉ（ｔ）は、下記のように与えられる。
【数３１】
2013546283.tif 000034
【００８８】
チョッパによって処理された後、ＶＯＳ３は周波数位置ｆｃ１に対して変調され、ＶＯＳ１−ＶＯＳ２は周波数位置ｆｃ２に対して変調される。ＶＯＳ１＋ＶＯＳ２の項は、入力信号周波数に対して変調される。したがって、積分器帯域幅は、チョッパ周波数ｆｃ１及びｆｃ２並びに入力ＲＦのｆｘを抑制するように十分に狭くするべきである。数学的には、整流子の駆動信号は下記の同じ特性を有する。
【数３２】
2013546283.tif 000035
ここで、Ｃはゼロではない任意の定数を表す。（３６）を（３５）に代入した後、オフセット電圧ＶＯＳ１、ＶＯＳ２、及びＶＯＳ３を含むすべての項がゼロにされ、量子化器入力ｕ（ｔ）は、ｉ（ｔ）及びＶＯＳ４の関数として下記のように表現され得る。
【数３３】
2013546283.tif 000036
【００８９】
Ａが無限に近づくと、コンバータ出力に対するＶＯＳ４の影響が無視し得る程度となる。この場合、チョッパ安定化ΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの伝達特性は、近似式（３０）を（３７）に代入し、得られる２次解析方程式を解くことによって下記のように計算され得る。
【数３４】
2013546283.tif 000037
【００９０】
本明細書で説明するチョッパ安定化技術の有効性は、図１９に示すΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータアーキテクチャの一連の時間ドメインシミュレーション（Ｂ＝２、Δ＝２、Ｔ＝５００μｓ）を介して検証されている。これらの結果が、４つの異なる状況について図２０に示されている。すなわち、内部オフセットがない場合（ＶＯＳｉ＝０）、ＶＯＳ１＞ＶＯＳ２でありチョッパがオフの場合、ＶＯＳ１＜ＶＯＳ２でありチョッパがオフの場合、ＶＯＳ１≠ＶＯＳ２でありチョッパがオンの場合である。
【００９１】
チョッパがオフの場合、法令適合誤差は、入力パワーレベルが小さいと、理想的な場合（オフセットなし）からかなり逸脱する。結果の出力オフセットの極性は、式（３４）で予測されるように、ＶＯＳ２−ＶＯＳ１項の極性によって決まる。チョッパがオンの場合、法令適合誤差は理想的な状況によくならう。この場合、（３８）で予測されるようにＶＯＳ１ＶＯＳ２に比例する小さな残余オフセットだけが残る。
【００９２】
ΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータに付加された３つの整流子のために、コンバータ出力におけるオフセットＶＯＳ１、ＶＯＳ２、及びＶＯＳ３の影響は完全に取り除かれる。２次オフセット項ＶＯＳ１・ＶＯＳ２及び量子化誤差の総パワーｑＲＭＳ２のみが残されてコンバータの精度を制限する。
【００９３】
代替実施形態に従って、このようなΣΔ二乗差ＲＭＳ−ＤＣコンバータは、単一のフィードバックＤＡＣ及び信号ルータ（例えば信号分割器）の代わりに（例えば、米国特許第７，５４５，３０２号及び第７，５４５，３０３号の図７Ａに示すように）デュアルフィードバックＤＡＣを用いて２つのアナログフィードバック信号を生成し得る。この回路要素の残りの動作は同じままである。
【００９４】
さらなる代替実施形態に従って、上記で説明しさらに下記で指数関数として説明する、フィードバックパスにおける付加的な関数は、例えば、デジタル出力信号のデジタル−アナログ変換から得られるアナログ信号の線形スケーリング以外の、事実上あらゆる線形又は非線形の数学的関数の形式とすることもできる。
【００９５】
常に内部量子化器の分解能の関数である、総量子化誤差二乗平均値ｑＲＭＳ２は、ΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの有用な入力換算ＤＲ内のピーク法令適合誤差を決める支配的な因子である。また、周波数ドメインでは、付加された量子化誤差はΣΔ変調器のＮＴＦによって整形される。ΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータのＳＴＦ及びＮＴＦは、二乗差ΣΔ変調器の小信号モデルに基づいて計算され得る。このような小信号モデルは、変調器の内部状態が定常状態の状況に達した後得ることができる。この状況では、非線形構成ブロック（乗算器及び指数フィードバック関数）は、それらの等価な小信号利得で置き換えられ得る。乗算器のフィードフォワード及びフィードバック小信号利得ｋｘ及びｋｙは下記のように与えられる。
【数３５】
2013546283.tif 000038
指数関数小信号利得ｂは（βｘ＝βｙ）によって下記のように与えられる。
【数３６】
2013546283.tif 000039
【００９６】
図２１は、図１１及び図１２の１次ΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータ用の得られた線形化されたラプラスドメイン小信号モデルを示す。このモデルは、異なる入力ＲＭＳレベルｘＲＭＳのそれぞれに有効である。ここで、ω１はループフィルタ積分器のラジアン単位利得周波数であり、Ｑ（ｓ）は付加的な量子化誤差源である。フィードフォワード及びフィードバックループフィルタの伝達関数Ｌ０（ｓ）及びＬ１（ｓ）はそれぞれ、
【数３７】
2013546283.tif 000040
である。
【００９７】
フィードバックループフィルタＬ１（ｓ）が単一極伝達関数なので、１次ΣΔ対数ＲＭＳ二乗差変調器は常に安定であり、入力パワーレベルの変動とは無関係である。変調器の定常状態のＳＴＦ及びＮＴＦは、ループフィルタの伝達関数の関数として下記のように表現され得る。
【数３８】
2013546283.tif 000041
【００９８】
１次対数ＲＭＳ二乗差ΣΔ変調器の場合、ＮＴＦ及びＳＴＦ両方のコーナ周波数は入力パワーレベルに比例する。図２２は、幾つかの入力パワーレベル及びω１＝１ＭＨｚについてのＳＴＦ及びＮＴＦの大きさ−周波数応答を示す。
【００９９】
ΣΔ線形ＲＭＳ−ＤＣコンバータと比較すると、２つの主要な差異がある。第１に、ＮＴＦコーナ周波数は、単にｘＲＭＳではなくｘＲＭＳ２に比例して変化する。第２に、ＳＴＦのＤＣ利得はｘＲＭＳに反比例する。したがって、低周波ノイズ及びＤＣオフセット源の増幅を防ぐために、ΣΔ対数ＲＭＳコンバータの入力及びフロントエンド回路要素でＡＣ結合が必要とされる。
【０１００】
図２３は、量子化ステップΔ＝１Ｖ及び対数の底Ｂ＝２を用いる１次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの出力スペクトルを示す。６２５００点のデジタル出力が、２５ＭＨｚのサンプリング周波数（ｆＳ）及び入力パワーレベルＰｉｎ＝−２ｄＢｍで、時間ドメインシミュレーションから得られた。１次ΣΔ変調器のビットストリームＦＦＴで典型的に見られる２０ｄＢ／ｄｅｃの傾きのノイズ整形及び強い音声パターンが図２３で容易に認識され得る。高周波量子化ノイズがフィルタリングされて除去された後、高分解能ナイキストレートデジタル出力が得られる。
【０１０１】
図２４は、３つの異なる入力パワーレベル（Ｐｉｎ＝−２ｄＢｍ、−２２ｄＢｍ、及び−３２ｄＢｍ）について、同じ１次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータの出力スペクトルを示す。これらのシミュレーションでは、ＮＴＦ低周波利得を低減したことの影響がより容易に判別されるように、ホワイトノイズ源を量子化器の入力に付加した。極めて低い入力パワーレベルでは、フィードバックパスの利得はほとんど何のノイズ整形もないほど小さく、出力スペクトルは平坦なパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を示す。
【０１０２】
従来のΣΔ変調器と同様に、ループフィルタの次数が増やされる場合、ΣΔ対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータでは低周波数での量子化ノイズの減衰が大きくなり得る。一般に、Ｎ次のΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータは、ループフィルタ内にＮ個の積分器を含む。図２５は、乗算器及び周波数補償用の２つのフィードフォワードパスを用いて実装される２次ΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−ＤＣコンバータを示す。安定な２次ΣΔ対数ＲＭＳコンバータが、周波数補償用の、複数のフィードバックパス、又はフィードフォワードパスとフィードバックパスの組合せを用いても実装され得る。
【０１０３】
各入力ＲＭＳレベルＸＲＭＳに対し、変調器のすべての内部状態がそれらの定常状態レベルに達した後、上述した２次アーキテクチャの、ラプラスドメインにおける線形化された小信号モデル（図２６）が導出され得る。ここで、ω１及びω２はループフィルタ積分器のラジアン単位利得周波数であり、Ｑ（ｓ）は付加的な量子化誤差源である。ｋ＝２ＫｍβＸ２ＸＲＭＳ及びｂ＝ｌｎ（Ｂ）ＸＲＭＳ／Ｖｉと定義される信号依存性ＡＣ利得の場合、フィードフォワード及びフィードバックループフィルタの伝達関数Ｌ０（ｓ）及びＬ１（ｓ）はそれぞれ、
【数３９】
2013546283.tif 000042
である。
【０１０４】
フィードバックループフィルタＬ１（ｓ）は２極システムなので、２次ΣΔ対数ＲＭＳ二乗差変調器は条件付きで安定である。一般に、任意Ｎ次ΣΔ対数ＲＭＳコンバータ（Ｎ＞１）の安定な動作は、或る範囲の可能なサンプリング周波数に対して適切な、パラメータａｉ及びωｉの大きさによって決まる。変調器の定常状態小信号ＳＴＦ及びＮＴＦは、ループフィルタ伝達関数の関数として下記のように表現され得る。
【数４０】
2013546283.tif 000043
【０１０５】
図２７は、幾つかの入力パワーレベルについてのＳＴＦ及びＮＴＦの大きさ−周波数応答を示す。式（４８）中の２次ＮＴＦは、ＤＣにおいて追加のゼロを含む。Ｎ次ΣΔ対数ＲＭＳコンバータの主な利点は、実装されるＮＴＦがＤＣにおいてＮ個のゼロを含むことであり、これにより、ＮＴＦの低周波減衰がかなり大きくなる。ループフィルタの次数に無関係に、ＳＴＦのＤＣ利得はｘＲＭＳに反比例し、低周波ノイズ及びＤＣオフセット源の増幅を防ぐために、ΣΔ対数ＲＭＳコンバータ入力及びフロントエンド回路要素でＡＣ結合が必要とされる。ＤＣオフセットに対する感度を低下させ、入力換算ダイナミックレンジをさらに拡大するために、先に述べたように、（上述した）チョッパ安定化技術を高次ΣΔ対数ＲＭＳコンバータのアーキテクチャと組み合わせることができる。
【０１０６】
上記の説明に基づいて、本願で特許請求される発明の実施形態により多くの有利な特徴が得られることがわかる。これらの特徴には、内部量子化及びデジタル出力を用い、フォワードパス乗算器及び線形フィードバックＤＡＣ並びにその後に続くアナログ指数変換利得を用いて実施されるΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−デジタルコンバータ（例えば、図１１に示すもの）、内部量子化及びデジタル出力を用い、フォワードパス乗算器及び指数フィードバックＤＡＣを用いて実施されるΣΔ二乗差対数ＲＭＳ−デジタルコンバータ（例えば、図１２に示すもの）、ダイナミックレンジが拡大され、乗算器の近くのフィードバックパス内で整流子を用いるチョッパ安定化ΣΔ二乗差ＲＭＳ−デジタルコンバータ（例えば、図１９に示すもの）、及びＮ個の積分器を有するループフィルタを中心に構築され、複数のフィードフォワード及び／又はフィードバックパスによって安定化されるＮ次ΣΔ二乗差ＲＭＳ−デジタルコンバータ（例えば、図２５に示すもの）が含まれるが、これらに限定されるものではない。
【０１０７】
本発明の特許請求の範囲を逸脱することなく、説明した例示実施形態に改変をなし得ること、及び、多くの他の実施形態が実現され得ることが当業者には理解されよう。
【図１】
2013546283.tif 000044
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
2013546283.tif 000060
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【国際調査報告】
2013546283.tif 000071
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