(57)【要約】２個のＰＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２と、５個のＮＭＯＳトランジスタＮ１〜Ｎ５とを有する、高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路であって、２個のＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタＮ３、Ｎ４、Ｎ５の各ベース電極はそれぞれローカルのグリッド電極と接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２の各ベース電極はそれぞれ接地され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１はＰＭＯＳトランジスタＰ１と位相反転器を形成し、ＮＭＯＳトランジスタＮ２はＰＭＯＳトランジスタＰ２と別の位相反転器を形成し、該２個の位相反転器はカットオフＮＭＯＳトランジスタＮ５を介して交差カップリングで互いに接続され、位相反転器Ｎ１、Ｐ１の出力端は直接位相反転器Ｎ２、Ｐ２の入力端に接続され、位相反転器Ｎ２、Ｐ２の出力端は位相反転器Ｎ１、Ｐ１の入力端にカットオフＮＭＯＳトランジスタＮ５を介して接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ３は位相反転器Ｎ１、Ｐ１の書き込みビット線（ＷＢＬ）と接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ４は、ＮＯＴ  ＷＢＬと位相反転器Ｎ２、Ｐ２の読み出しワード線（ＲＷＬ）とに接続されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダブルエンド型の書き込みとシングルエンド型の読み出しとを行う、高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路であって、
２個のＰＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２と、５個のＮＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５とを有し、これら７個のトランジスタ全てが前記サブスレッショルドメモリセル回路を構成し、
２個のＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタＮ３、Ｎ４、Ｎ５の各ベース電極がそれぞれローカルのグリッド電極と接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２のベース電極とソース電極とがそれぞれ接地され、２個のＰＭＯＳトランジスタのソース電極が供給電圧に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレイン電極とグリッド電極とがＰＭＯＳトランジスタＰ１のドレイン電極とグリッド電極とにそれぞれ接続されて、位相反転器を形成し、
ＮＭＯＳトランジスタＮ２のドレイン電極とグリッド電極とが、ＰＭＯＳトランジスタＰ２のドレイン電極とグリッド電極とにそれぞれ接続されて、別の位相反転器を形成し、
ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレイン電極とＰＭＯＳトランジスタＰ１のドレイン電極とが、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のグリッド電極とＰＭＯＳトランジスタＰ２のグリッド電極とにそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のグリッド電極とＰＭＯＳトランジスタＰ１のグリッド電極との間の接続端と、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のドレイン電極とＰＭＯＳトランジスタＰ２のドレイン電極との間の接続端とが、ＮＭＯＳトランジスタＮ５のソース電極またはドレイン電極とそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ５のグリッド電極が、外部制御信号のＮＯＴ読み出しワード線（ＮＯＴ  ＲＷＬ）と接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレイン電極とＰＭＯＳトランジスタＰ１のドレイン電極との間の接続端と、書き込みビット線とが、ＮＭＯＳトランジスタＮ３のソース電極またはドレイン電極とそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ３のグリッド電極が書き込みワード線（ＷＷＬ）と接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のドレイン電極とＰＭＯＳトランジスタＰ２のドレイン電極との間の接続端と、ＮＯＴ書き込みビット線（ＮＯＴＷＢＬ）と読み出しビット線（ＲＢＬ）とが共有するビット線とが、ＮＭＯＳトランジスタＮ４のソース電極またはドレイン電極とそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ４のグリッド電極が、書き込みワード線（ＷＷＬ）と読み出しワード線（ＲＷＬ）とが共有するワード線に接続された、サブスレッショルドメモリセル回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、サブスレッショルド作業領域で動作するメモリセルに関し、より詳細には、高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路に関する。本回路は２００ｍＶの供給電圧で動作し、高密度、高ロバスト性、超低消費電力などの特徴を有する。
【背景技術】
【０００２】
メモリセルアレイは現代のデジタルシステムにおける重要要素だが、システム設計における電力消費のボトルネックとなることも多い。ポータブル機器に対する市場の需要の高まりから、メモリセルアレイにおける、より高次の消費電力低減技術が望まれている。これに関して、サブスレッショルド設計が、超低消費電力回路設計の分野で今日注目を集めている。供給電圧（Ｖｄｄ）を回路のサブスレッショルド領域に下げることで、すなわちＶｄｄを閾値電圧（Ｖｔｈ）より低くすることで、システムは回路の線形範囲内で動作することができ、これによってシステムの動的および静的電力消費を大幅に減少することができる。サブスレッショルドメモリセルアレイの設計は、消費電力低減の観点でのサブスレッショルド設計の優位性を際だたせるものである。しかし、実際の運用では、上記設計は様々な問題を有している。すなわち、１）スタティックノイズマージン（ＳＮＭ）が著しく悪化する、２）書き込み性能が悪化する、３）プロセス逸脱に対する許容範囲が狭くなる、などである。これらの問題を解決するため、２００〜３００ｍＶで動作するサブスレッショルドメモリセルが提案されている。しかし、このような設計は、メモリセル密度を犠牲にすることを前提としている。
【０００３】
通常の状態では、ホールドノイズマージンや書き込みノイズマージンと比較すると読み出しノイズマージンが最も狭い。よって、読み出しノイズマージンこそがメモリセル設計の肝である。ある設計では、２個のＮＭＯＳトランジスタが６トランジスタメモリセル設計をもとに追加されるので、メモリセルの内部データ読み出しプロセスにおいて内部ノードのデータが影響を受けない。このような設計では、サブスレッショルドメモリセルの読み出しノイズマージンは、メモリセルのホールドノイズマージンと等しい。しかし、従来の６トランジスタメモリセルと比較すると、上記構造のメモリセルは３０％多くの領域を必要とする。ここで、シングルエンドな６トランジスタサブスレッショルドメモリセルについて考察する。このようなシングルエンド構造のメモリセルのロバスト性は読み出しプロセスでは高いが、この構造の場合、書き込み性能が低く、また、書きこみプロセスにおいて書き込みアシストユニットによる助力を必要とする。さらに、サブスレッショルド回路のプロセス逸脱に対する脆弱性という問題を解決するべく、上記設計では大きなサイズのトランジスタを採用するのが常である。上記設計によって得られる密度も、ある程度これの影響を受ける。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
サブスレッショルド設計技術により、システムの電力消費を指数関数的に（ｂｙ  ｓｑｕａｒｅ）減少することができる。サブスレッショルドメモリ回路設計では、供給電圧の低下に伴って、メモリセルの動的および静的電力消費を指数関数的に（ｂｙ  ｓｑｕａｒｅ）減少させられることが明らかになっている。メモリセルアレイの容量を考慮すると、消費電力の減少は相当な程度のものである。しかし、サブスレッショルド領域における回路の動作は特有の性質を持っている。書き込み性能とのトレードオフを図る方式、つまり、書き込み性能と、メモリセルのチップ領域とのトレードオフを（閾値上の状態の）従来の設計のメモリセルのトランジスタのサイズを調整することで図る方式では、サブスレッショルド回路設計の要求を満たすことは全く不可能である。このように、高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路の設計という部分が、サブスレッショルド回路設計の実用化におけるボトルネックとなってきた。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
従来技術の問題を解消するために、本発明は、高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路を提供して、メモリセルの技術指標のバランスを取り、全体的なシステムパフォーマンスの最適化を達成する。本発明では、サブスレッショルド回路の実際の特性を元に、ダブルエンド型の書き込みとシングルエンド型の読み出しとを行う、高密度で高いロバスト性を有するメモリセルを設計する。前記メモリセルは、超低消費電力を実現しつつ、最適な書き込みノイズマージンと、最適な読み出しノイズマージンと、最適なホールドノイズマージンとを達成する。さらに、高密度設計により、メモリセルアレイが要するチップ領域は、現在知られている各種チップのなかでも最小となる。このように、上記設計はサブスレッショルドメモリセルの産業化と実用化を可能にする。
上記目的を達成するために、本発明は以下の技術的特徴を有している。
【０００６】
ダブルエンド型の書き込みとシングルエンド型の読み出しとを行う、高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路であって、２個のＰＭＯＳトランジスタＰ１、Ｐ２と、５個のＮＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５とを有し、これら７個のトランジスタ全てが前記サブスレッショルドメモリセル回路を構成し、２個のＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタＮ３、Ｎ４、Ｎ５の各ベース電極がそれぞれトランジスタのローカルのグリッド電極と接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２のベース電極とソース電極とがそれぞれ接地され、２個のＰＭＯＳトランジスタのソース電極が供給電圧に接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレイン電極とグリッド電極とがＰＭＯＳトランジスタＰ１のドレイン電極とグリッド電極とにそれぞれ接続されて、位相反転器を形成し、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のドレイン電極とグリッド電極とが、ＰＭＯＳトランジスタＰ２のドレイン電極とグリッド電極とにそれぞれ接続されて、別の位相反転器を形成し、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレイン電極とＰＭＯＳトランジスタＰ１のドレイン電極とが、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のグリッド電極とＰＭＯＳトランジスタＰ２のグリッド電極とにそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のグリッド電極とＰＭＯＳトランジスタＰ１のグリッド電極との間の接続端が、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のドレイン電極とＰＭＯＳトランジスタＰ２のドレイン電極との間の接続端とともにＮＭＯＳトランジスタＮ５のソース電極またはドレイン電極とそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ５のグリッド電極が、外部制御信号のＮＯＴ読み出しワード線（ＮＯＴ  ＲＷＬ）と接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレイン電極とＰＭＯＳトランジスタＰ１のドレイン電極との間の接続端が、書き込みビット線とともに、ＮＭＯＳトランジスタＮ３のソース電極またはドレイン電極とそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ３のグリッド電極が書き込みワード線（ＷＷＬ）と接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のドレイン電極とＰＭＯＳトランジスタＰ２のドレイン電極との間の接続端が、ＮＯＴ書き込みビット線（ＮＯＴ  ＷＢＬ）と読み出しビット線（ＲＢＬ）とが共有するビット線とともに、ＮＭＯＳトランジスタＮ４のソース電極またはドレイン電極とそれぞれ接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ４のグリッド電極が、書き込みワード線（ＷＷＬ）と読み出しワード線（ＲＷＬ）とが共有するワード線に接続された、サブスレッショルドメモリセル回路。
【０００７】
前記回路において、ＮＭＯＳトランジスタＮ３、Ｎ４は互いに対応するトランジスタとして動作し、ＮＭＯＳトランジスタはカットオフトランジスタとして動作する。本発明の回路はサブスレッショルドメモリセル用に設計されているため、該回路の動作形態では、３個のトランジスタＮ３、Ｎ４、Ｎ５のソース電極とドレイン電極との動的スイッチングが可能である。すなわち、３個のトランジスタのソース電極とドレイン電極とを、該ソース電極とドレイン電極とにそれぞれ接続する２つの接続端の電位の変化として、自動的に切り替えることが可能である。よって、トランジスタＮ３、Ｎ４、Ｎ５のソース電極とドレイン電極は、無作為に対応する接続端と接続可能である。
【０００８】
先行技術と比較すると、本発明は以下の利点と顕著な効果を有する。
【０００９】
（１）単位領域電力消費は、現在知られているサブスレッショルドメモリセルの中でも最少である。７個のトランジスタは単純かつ信頼性の高い回路構造を有している。本発明はプロセス逸脱の影響を受けにくく、各トランジスタは最小サイズで設計されていて比例設計（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ  ｄｅｓｉｇｎ）を必要としない。
【００１０】
（２）トランジスタＰ１、Ｐ２、Ｎ３〜Ｎ５のベース電極が、それぞれ対応するトランジスタのグリッド電極に接続している。トランジスタＮ１、Ｎ２では、ベース電極は従来と同じように接地されている。これにより、本発明は、メモリセル内の互いに対応するトランジスタのオン／オフ電流の増加を可能にしつつ、プルアップ駆動能力とプルダウン駆動能力とのバランスをとっている。この構成には２つの利点がある。すなわち、ａ）プルアップ駆動能力とプルダウン駆動能力とのバランスをとることで、メモリセルのロバスト性を確保できること、およびｂ）本発明のサブスレッショルドメモリセルのオン／オフ電流が、現在知られているサブスレッショルドメモリセルの中で最大であることである。こうして、選択されないメモリセルに蓄積されるドレイン電流の影響が軽減される。これにより、同一のビット線が維持可能なメモリセルの数が増加する。よって、上記とは別の特徴として、本発明は、既存のサブスレッショルドメモリセルアレイが共有する問題である、同一のビット線上に直列で接続可能なメモリセル数の少なさを解消して、サブスレッショルドメモリセルアレイの容量と密度を増加することができる。
【００１１】
（３）シングルエンド型の読み出しワード線（ＲＷＬ）を介した読み出しと、書き込みビット線（ＷＢＬ）およびＮＯＴ  ＷＢＬ
【数１】
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を介した書き込みを同時に行うことで、本発明は、メモリセルの書き込み性能を損なうことなく、読み出しノイズマージンを拡大することができる。よって、メモリセル回路は、書き込みアシストユニットや敏感増幅器を用いなくても通常の動作が可能である。カットオフトランジスタＮ５の使用は、サブスレッショルド領域のＰ型トランジスタとＮ型トランジスタが、｜Ｖｇｓ｜＞０である場合は完全なデータ信号を送信する一方、｜Ｖｇｓ｜＝０である場合はロスのあるデータ信号を送信するという特性を適切に考慮したものである。つまり、カットオフトランジスタＮ５は、読み出しサイクルで｜Ｖｇｓ｜＝０の場合オフになり、外部情報によって内部ノードに障害が起きないようにする一方、書き込みサイクルで｜Ｖｇｓ｜＞０である場合はオンになって、書き込みおよびホールド性能を強化する。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路の構造図である。
【図２】サブスレッショルドメモリセルアレイの論理ブロック図であり、最悪の場合におけるビット線上のドレイン電流の影響を模式的に示す図である。
【図３】同一のビット線上の６４個のメモリセルと直列に接続された、従来のサブスレッショルドメモリセルから「１」を読み出す際のビット線の出力波形図である。
【図４】同一のビット線上の６４個のメモリセルと直列に接続された、従来のサブスレッショルドメモリセルから「０」を読み出す際のビット線の出力波形図である。
【図５】同条件における「１」の読み出し中の、本発明のサブスレッショルドメモリセルの出力波形と従来のサブスレッショルドメモリセルの出力波形との比較を示している。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１に示すように、本発明の高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路は、７個のトランジスタと、２個のＰ型トランジスタ（Ｐ１、Ｐ２）と、５個のＮ型トランジスタ（Ｎ１〜Ｎ５）とを有する。ここで、Ｐ１、Ｐ２、Ｎ３〜Ｎ５トランジスタのベース電極は、対応するトランジスタのグリッド電極と接続されている。トランジスタＮ１、Ｎ２では、ベース電極が従来のＧＮＤに接続されている。Ｎ１、Ｐ１とＮ２、Ｐ２とは、２個の位相反転器（ＩＮＶ１、ＩＮＶ２）をそれぞれ形成する。これらの位相反転器は、カットオフトランジスタＮ５を介して交差カップリングでお互いと接続している。Ｎ１とＰ１とからなるＩＮＶ１の出力端は、Ｎ２とＰ２とからなるＩＮＶ２の入力端と直接接続している。ＩＮＶ２の出力端は、カットオフトランジスタＮ５の入力端と接続している。Ｎ５のグリッド電極は、外部制御信号の読み出しワード線（ＲＷＬ）のＮＥＧ信号
【数２】
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に接続している。Ｎ３、Ｎ４は互いに対応するトランジスタであり、ＩＮＶ１はＮ３を介して書き込みビット線（ＷＢＬ）に接続し、Ｎ３のグリッド電極は書き込みワード線（ＷＷＬ）と接続し、ＩＮＶ２は、Ｎ４を介して、ＮＯＴ  ＷＢＬとＲＢＬとが共有するビット線
【数３】
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に接続し、Ｎ４のグリッド電極は、ＷＷＬとＲＷＬ（ＷＷＬ＋ＲＷＬ）とが共有するワード線に接続する。
【００１４】
本発明の実際の動作プロセスでは、読出し動作はシングルエンド型読出し読出し（ｓｉｎｇｌｅ−ｅｎｄ  ｒｅａｄｉｎｇ）によって実行される。すなわち、ＲＷＬ信号の制御により、トランジスタＮ４をオンにするとともにトランジスタＮ５をオフにして、メモリセルの内部情報を読み出しビット線（ＲＢＬ）に伝送し、ＲＢＬ上の論理回路が一端でこれを読み出すことで、メモリセルの内部情報が認識される。書込動作では、ＲＷＬ信号は無効化され、互いに対応するトランジスタＮ３、Ｎ４と、カットオフトランジスタＮ５とが、ＷＷＬ信号の制御によりＯＮ状態となる。ＷＢＬ上の信号とＮＯＴ  ＷＢＬ
【数１】
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上の信号とは、互いに対応するトランジスタＮ３、Ｎ４とを介して内部ノードに伝送されて、メモリセル内の情報を変更し、これによってダブルエンド型書込動作が完了する。
【００１５】
Ｐ型トランジスタの駆動力はＮ型トランジスタの駆動力と比較して格段に低いので、本発明では、プルアップトランジスタＰ１、Ｐ２、互いに対応するトランジスタＮ３、Ｎ４、およびカットオフトランジスタＮ５のベース電極は、それぞれローカルのグリッド電極と接続する一方、トランジスタＮ１、Ｎ２のベース電極は、従来通り直接接地している。この構成により、「１」の読出し動作に関連する各ビット線上のメモリセルの数の制限の問題を、メモリセルの読み出し性能と書き込み性能とのバランスを維持しつつ、適切に克服することができる。本発明の上記構成の別の利点として、プロセス逸脱の影響を受けにくいので、メモリセルのトランジスタを大型化することなく、プロセス逸脱に対する許容範囲を広げることができる。すなわち、最小限のサイズのトランジスタを用いても、本発明のメモリセルからなる論理セルアレイにおいて高い成功率を達成することができる。
本発明の高密度で高いロバスト性を有するサブスレッショルドメモリセル回路の動作原理は以下のとおりである。
【００１６】
Ａ  読出し動作
通常のメモリセルにおいて、メモリセルのストレージの論理値が０であるとすると（すなわちＱ＝「０」）、ＮＱは「１」となる。予備充電サイクル後、「０」の読出し動作において、電圧Ｑが、供給電圧（Ｖｄｄ）まで予備充電されたビット線とともに増加する。電圧が位相反転器のトリップ電圧（Ｖｔｒｉｐ）を上回ると、メモリセルは誤った「１」書込動作を行う。この動作を、メモリセル設計では「書き込み破壊（ｗｒｉｔｅ  ｄｅｓｔｒｏｙ）という。本発明において、予備充電サイクル後、ＲＷＬは１に設定され、ＱはＲＢＬ電圧より高い予備充電電圧まで引き上げられる。本発明の読出し動作ではカットオフトランジスタがオフになっているため、Ｑ１電圧はＱ値によって大きくは変動しない。こうして、メモリセルの内部ノードに対する外部情報の信号干渉が防止される。よって、サブスレッショルドメモリセルにおける狭い読み出しノイズマージンの問題が解決される。
【００１７】
Ｂ  書込動作
大きな読み出しノイズマージンと大きなホールドノイズマージンとは、サブスレッショルドＳＲＡＭ設計における非常に重要な要素である。実際の書込動作では、ＲＢＬは０に設定され、カットオフトランジスタ（Ｎ５）はオンになる（｜Ｖｇｓ｜＞０）。トランジスタは、サブスレッショルド領域においてオンとなった場合は情報をロスなく伝達することができるので、Ｑ１ノードはＱノードの変化とともに変化する。さらに、本発明では、ダブルエンド型書き込み構成と、２個の位相反転器（ＩＮＶ１、ＩＮＶ２）の交差カップリングによるポジティブフィードバックとによって、広い読み出しノイズマージンと広いホールドノイズマージンとが実現されている。
【００１８】
Ｃ  メモリセル密度の増加
メモリセルアレイ設計において、Ｉオン／Ｉオフ比は重要な要素である。従来の設計（閾値上状態）でのＩオン／Ｉオフ比は約１０７だが、サブスレッショルド設計におけるＩオン／Ｉオフ比は１０３−１０４まで低下する。冗長性が十分でない場合（ビット線上に直列に接続されたメモリセルの数が閾値より大きい場合）、選択されたメモリセルのＩオンが、選択されていないメモリセルに蓄積されたドレイン電流の影響を受けることがあり、これによって次の回路が正しい論理を認識できず、メモリセルの読み出し／書き込み失敗という結果をもたらしてしまう。（図２）。プロセス逸脱と後続の敏感増幅器（ｓｅｎｓｉｔｉｖｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）のバイアス電圧とを考慮すると、ビット線上のメモリセル数はさらに制限される。現在、サブスレッショルドメモリセルアレイ設計では２つのトレンドがある。すなわち、１）様々なプロセス局面（ｐｒｏｃｅｓｓ  ａｎｇｌｅｓ）でのトランジスタのＩオン／Ｉオフの比率関係を計算し、厳密に同一のビット線上のメモリセル数を制御する方向性［１、２］と、２）ドレイン電流補償論理をメモリセルに導入する方向性［３、４］とである。しかし、メモリセルアレイは大容量論理ユニットであり、密度設計について高い要求がある。上記の両方法とも、メモリセルアレイ内に大きなチップ領域が必要であるという問題を効果的に解決できない。
【００１９】
実際、Ｐ型トランジスタの駆動力はＮ型トランジスタの駆動力に比べて格段に低い（Ｐ型トランジスタの最少ドレイン電流は、｜Ｖｄｓ｜＝｜Ｖｇｓ｜＝２００ｍＶで０．１３μｍのプロセスでは、Ｎ型トランジスタの最少ドレイン電流の約２２％である）。図３、図４は、直列に接続された６４個のメモリセルを有するビット線からの「１」の読み出しと「０」の読み出しとの結果のシミュレーションを示している。全てのトランジスタは最小トランジスタ幅を有し、従来どおり接続されている（Ｐ型トランジスタのベース電極は供給電圧Ｖｄｄに接続し、Ｎ型トランジスタのベース電極は接地している）。メモリセルアレイの読み出しサイクルで得られたシミュレーション結果が最も悪い結果となっている（選択されないメモリセルに記憶される情報が、選択されたメモリセルに記憶された情報と反対になる）。図３では、「１」の読出し動作において、メモリセルのＲＢＬの電圧が６３．１９ｍＶまで引き下げられて、メモリセルアレイの読み出しエラーを引き起こしている。また、記憶セルのノードの情報も影響を受ける。一方、「０」の読出し動作では、ＲＢＬの電圧が非常に低い値（１２．９９ｍＶ）まで引き下げられるので、記憶セルのノードの情報に対する影響が少ない（図４参照）。サブスレッショルド領域では、「１」の読出し動作におけるエラー確率が、選択されないメモリセルに蓄積されたドレイン電流の悪影響により、「０」の読出し動作におけるエラー確率よりも高くなっている。つまり、ビット線上で直列に接続されるメモリセルの数は、「１」の読出し動作中のＩオンとＩオフによって制限される。
【００２０】
閾値電圧割り当て式を以下に示す。
【００２１】
【数４】
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【００２２】
ここで、Ｖｔｈ０はＶＢＳ＝０のときの閾値電圧を示し、γはボディ効果因子を示す。２φＦはシリコンの表面電位を示し、ＶＢＳはソース電極とベース電極との間の電位差を示す。本発明において、プルアップトランジスタＰ１、Ｐ２、互いに対応するトランジスタＮ３、Ｎ４、およびカットオフトランジスタＮ５のベース電極は、それぞれローカルのグリッド電極と接続している。上記接続形態の利点は、１）トランジスタがオン状態の時、閾値電圧が低くＩオンが高いので、電流の改善によってトランジスタの駆動力が増加すること、および２）トランジスタがオフ状態の時、閾値電圧が、ベース電極が従来の接続形態にあるときの閾値電圧に等しく、よってＩオフ等の電気的性質が同じであること、である。この設計では本発明のＩオン／Ｉオフ比が改善されるので、サブスレッショルド領域における回路のパフォーマンスに対するドレイン電流の悪影響を低減できるという一面がある。しかし、本発明では、サブスレッショルド領域ではＮ型トランジスタのプルダウン能力がＰ型トランジスタのプルダウン能力より高いことを考慮して、Ｐ１、Ｐ２、とＮ３〜Ｎ５とでのみベース電極がソース電極と接続しており、Ｎ１、Ｎ２のベース電極は依然としてそれぞれ直接接地していることに注目しておく必要がある。
【００２３】
図５は、Ｉオン／Ｉオフの増加により、ＲＢＬからの読み出しの電位が１１７．１ｍＶであることを示している。ＲＢＬでの電圧ロスは、６８．４％から４１．４５％に低下している。「１」の読出し動作では、メモリセルの内部ノードの電圧が、供給電圧（論理「１」）の９７．６％である一方、従来のメモリセルの内部ノードの電圧は、供給電圧の８５．６％に留まる。
【００２４】
上記設計において、本発明は大サイズのトランジスタを必要とせず、単位密度も低い。より多くのメモリセルをビット線に設けられるので、本発明の回路に実装されるメモリセルアレイは、より多い容量とより高い全体密度とを有している。
【００２５】
本発明の技術により、「１」の読出し動作に関わる各ビット線上のメモリセルの数の制限の問題が、メモリセルの読み出し性能と書き込み性能とのバランスを維持しつつ、適切に解消される。本発明の接続形態の他の利点として、本発明はプロセス逸脱の影響を受けにくいので、メモリセルのトランジスタを大型化することなく、プロセス逸脱に対する許容範囲を広げることができることが挙げられる。すなわち、最小限のサイズのトランジスタを用いても、本発明のメモリセルからなる論理セルアレイにおいて高い成功率を達成することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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2013502022.tif 000014
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