(57)【要約】  ハイブリッドアップコンバータは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）（３２）と２ポートパラメトリック増幅器（３５）とを含んでいる。パラメトリック増幅器（３５）は、増幅されアップコンバートされる入力信号（１３）を受信するための第１のポート（２１）と、局部発振器信号（７）を受信し、増幅されアップコンバータされた上側波帯周波数及び下側波帯周波数の信号を出力するための第２のポート（３４）とを含んでいる。パラメトリック増幅器（３５）は、さらに、第２のポート（３４）に結合され、局部発振器信号（７）を受信し、増幅されアップコンバートされた上側波帯周波数及び下側波帯周波数の信号を送信するアンテナを含んでいる。低雑音増幅器（３２）は、パラメトリック増幅器の第１のポート（２１）を駆動する。２ポートパラメトリック増幅器（３５）は、第１のポート（２１）と第２のポート（３４）との間に接続された１対のバラクタダイオード（２４、２５）とを含んでいる。ダイオード（２４、２５）は、第１のポート（２１）から並列に、第２のポート（３４）から直列に接続されている。【選択図】図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
低雑音増幅器（ＬＮＡ）と２ポートパラメトリック増幅器とを含み、前記パラメトリック増幅器が、増幅されアップコンバートされる入力信号を受信するための第１のポートと、局部発振器信号を受信して、増幅されアップコンバートされた上側波帯周波数及び下側波帯周波数の信号を出力するための第２のポートとを含み、前記パラメトリック増幅器が、さらに、前記第２のポートに結合されて、前記局部発振器信号を受信し、前記増幅されアップコンバートされた上側波帯周波数及び下側波帯周波数の信号を送信するためのアンテナを含み、前記低雑音増幅器が前記パラメトリック増幅器の第１のポートを駆動し、前記２ポートパラメトリック増幅器が、前記第１のポートと前記第２のポートとの間に接続された１対のバラクタダイオードを含み、前記ダイオードが、前記第１のポートから並列に、前記第２のポートから直列に接続され、前記低雑音増幅器が前記１対のバラクタダイオードに直接接続されているハイブリッドアップコンバータ。
【請求項２】
前記低雑音増幅器の出力インピーダンスが追加のドレイン装荷によって低下する請求項１に記載のアップコンバータ。
【請求項３】
前記追加のドレイン装荷によって前記出力インピーダンスがほぼ２７０Ωの値まで低下する請求項２に記載のアップコンバータ。
【請求項４】
さらに、電力ハーベスタが含まれ、前記電力ハーベスタが、局部発振器電力を受電して、前記パラメトリック増幅器のためのＤＣバイアス電圧及び前記低雑音増幅器のための供給電圧を発生する請求項１から３のいずれかに記載のアップコンバータ。
【請求項５】
前記低雑音増幅器が前記パラメトリック増幅器にバイアス電圧を供給する請求項４に記載のアップコンバータ。
【請求項６】
前記アップコンバータが、さらに、前記アンテナと前記パラメトリック増幅器との間に電力分割器を含み、前記電力分割器が、前記電力ハーベスタと前記パラメトリック増幅器とに放射局部発振器電力を分割する請求項４または５に記載のアップコンバータ。
【請求項７】
前記第１のポートがＲＦポートである請求項１から６のいずれかに記載のアップコンバータ。
【請求項８】
前記第１のポートが２０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの周波数範囲の信号を受信する請求項７に記載のアップコンバータ。
【請求項９】
前記第２のポートがマイクロ波ポートである請求項１から８のいずれかに記載のアップコンバータ。
【請求項１０】
前記第２のポートが１ＧＨｚ〜５ＧＨｚの周波数範囲の信号を受信する請求項９に記載のアップコンバータ。
【請求項１１】
ボア内に取り付けられた局部発振器及びトランシーバアレイと、無線局部コイルアレイ及び請求項１から１０のいずれかに記載の複数のアップコンバータを含むアップコンバージョン段とを含む無線磁気共鳴画像診断システム。
【請求項１２】
２ポートパラメトリック増幅器と低雑音増幅器とを含み、前記２ポートパラメトリック増幅器が、増幅されアップコンバートされる入力信号を受信するための第１のポートと、局部発振器信号を受信して、増幅されアップコンバートされた上側波帯及び下側波帯周波数の信号を出力するための第２のポートと、前記第１のポートと前記第２のポートとの間に接続された１対のバラクタダイオードとを含むハイブリッドアップコンバータの利得制御方法であって、前記バラクタダイオードを前記第１のポートから並列に、前記第２のポートから直列に接続するステップと、前記低雑音増幅器の出力を前記１対のバラクタダイオードに直接接続して、前記低雑音増幅器で前記パラメトリック増幅器を駆動するステップとを含む、ハイブリッドアップコンバータの利得制御方法。
【請求項１３】
さらに、追加のドレイン装荷によって前記低雑音増幅器の出力インピーダンスを低下させるステップが含まれる請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記追加のドレイン装荷によって、前記出力インピーダンスがほぼ２７０Ωの値まで低下する請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記第１のポートが２０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの周波数範囲の信号を受信する請求項１２から１４のいずれかに記載の方法。
【請求項１６】
前記第２のポートが１ＧＨｚ〜５ＧＨｚの周波数範囲の信号を受信する請求項１２から１５のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、とりわけ磁気共鳴画像法（ＭＲＩ）に用いられるアップコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＲＩスキャナは、傾斜磁場コイルによって生じる傾斜磁場で修正される超電導磁石からの強い定常磁場（Ｂ0）と無線周波（ＲＦ）アンテナからの回転磁場（Ｂ1）との組合せを利用して、体内に核磁気共鳴を励起し、短期ＲＦ信号を生じさせて、これを受信し、断層画像を作成する。
【０００３】
全ての現世代ＭＲＩスキャナは、可能な最高の信号対雑音比（ＳＮＲ）でＲＦを受信するため、走査を受ける患者のすぐ近くに取り付けられた局部コイルアレイを用いている。患者の背面から信号を受信する局部コイルは患者テーブルに取り付けられる。患者の正面から信号を受信する局部コイルは、患者に慎重に被せられる「マット」を形成するように配置される。一般に各局部コイル毎に１つの同軸線を含むフレキシブルケーブルが各マットと組み合わせられている。ケーブルはＢ1磁場及び患者から発生する信号と相互作用し、従って、一定の（一般にλ／８の）間隔で「トラップ」（高インピーダンスセクション）を組み込まなければならない。これらによって、この構造のコストと不便さが増す。
【０００４】
使用時には、ケーブルを接続し、１人の患者の走査と次の患者の走査との間にケーブルを消毒することが要求されるため、走査間の停止時間が増大する。従って、ケーブルを排除するのが望ましい。
【０００５】
同時係属特許出願（特許文献１、２、及び、３参照）には、それぞれ、複数の局部コイルの１つに接続され、それぞれ、以下においては患者マイクロ波アンテナと呼ばれるマイクロ波アンテナにも接続されたパラメトリック増幅器を利用する無線コイルの実施例が記載されている。さらに、スキャナのボアが、他のアンテナと同じ周波数に同調させられる、今後はボアマイクロ波アンテナと呼ぶことにするマイクロ波アンテナと一列に並んでいる。ボアマイクロ波アンテナは、患者マイクロ波アンテナによって受信される局部発振器信号を送信する。この信号は、パラメトリック増幅器を操作して局部信号をマイクロ波周波数にアップコンバートできるようにするのに必要な電力及び手段をもたらす。アップコンバートされた信号は、患者マイクロ波アンテナから放射されて、ボアマイクロ波アンテナで受信される。１つ又は複数のボアマイクロ波アンテナに接続された受信器が、同じ局部発振器を用いて、その信号をダウンコンバートし、もとの周波数に戻す。
【０００６】
同時係属特許出願の１つ（特許文献１参照）には、図４に示すようにパラメトリック増幅器を駆動する低雑音増幅器を含むハイブリッドパラメトリック増幅器が記載されている。
【０００７】
パラメトリック増幅器の利得及び安定性は、局部発振器（ＬＯ）の受信レベルに影響されやすいが、一般に、局部発振器の電力変動を数デシベル未満の範囲に抑制することは不可能である。
【０００８】
もう１つの同時係属特許出願（特許文献２参照）の場合、２ポートパラメトリック増幅器と、ＤＣ電圧発生器と、ＤＣバイアス調整器とを含むパラメトリック増幅装置によって、利得をほぼ一定の状態を保つため、高局部発振器電圧に関してパラメトリック増幅器を離調させるようにパラメトリック増幅器のバイアス電圧を調整し、パラメトリック増幅器の測定された受信局部発振器電圧と共振させることが可能である。これを行う回路は、とりわけ、可変励振及び負荷インピーダンス並びにＬＯレベルの下で補償が必要とされる場合、複雑で、影響を受けやすくなる恐れがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】英国特許出願第０９１５６４８．０号明細書
【特許文献２】英国特許出願第０９１５６５３．０号明細書
【特許文献３】英国特許出願第０９１５６５５．５号明細書
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の第１の態様によれば、ハイブリッドアップコンバータは、低雑音増幅器と２ポートパラメトリック増幅器とを含み、パラメトリック増幅器は、増幅されアップコンバートされる入力信号を受信するための第１のポートと、局部発振器信号を受信して、増幅されアップコンバートされた上側波帯及び下側波帯周波数の信号を出力するための第２のポートとを含み、ここで、パラメトリック増幅器が、さらに、第２のポートに結合されて、局部発振器信号を受信し、前記増幅されアップコンバートされた上側波帯周波数及び下側波帯周波数の信号を送信するためのアンテナを含み、低雑音増幅器はパラメトリック増幅器の第１のポートを駆動し、２ポートパラメトリック増幅器は、第１のポートと第２のポートとの間に接続された１対のバラクタダイオードを含み、これらのダイオードは、第１のポートから並列に、第２のポートから直列に接続され、低雑音増幅器は１対のバラクタダイオードに直接接続されている。
【００１１】
本発明の場合、一般にほぼ数千オームの比較的高いインピーダンスを有する低雑音増幅器が、やはりインピーダンス点の高いパラメトリック増幅器のバラクタダイオード対に直接接続され、低雑音増幅器が存在することによって、２ポートパラメトリック増幅器で必要とされる利得が低減するため、本発明によれば利得補償ループの必要をなくすことが可能になり、結果として回路が大幅に単純化され、潜在的コストが大幅に削減される。
【００１２】
低雑音増幅器の出力インピーダンスは、追加のドレイン装荷によって低下させるのが望ましい。
【００１３】
追加のドレイン装荷によって、出力インピーダンスをほぼ２７０Ω程度の値まで低下させるのが望ましい。
【００１４】
ほぼ２７０Ωにまで出力インピーダンスを減衰させると、不安定にならないようにして、局部発振器周波数より低い周波数の中心周波数にパラメトリック増幅器の第２のポートを同調させることが可能になる。
【００１５】
アップコンバータはさらに電力ハーベスタを含むのが望ましく、電力ハーベスタは、局部発振器電力を受電して、パラメトリック増幅器のためのＤＣバイアス電圧及び低雑音増幅器のための供給電圧を発生する。
【００１６】
低雑音増幅器は、パラメトリック増幅器にバイアス電圧を供給するのが望ましい。
【００１７】
アップコンバータは、さらに、アンテナとパラメトリック増幅器との間に電力分割器を含むのが望ましいが、ここで、電力分割器は、電力ハーベスタとパラメトリック増幅器とに放射局部発振器電力を分割する。
【００１８】
第１のポートは、ＲＦポートであって、２０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの周波数範囲の信号を受信するのが望ましい。
【００１９】
第２のポートは、マイクロ波ポートであって、１ＧＨｚ〜５ＧＨｚの周波数範囲の信号を受信するのが望ましい。
【００２０】
本発明の第２の態様によれば、無線磁気共鳴画像診断システムには、システムのボア内に取り付けられた局部発振器及びトランシーバアレイと、無線局部コイルアレイ及び第１の態様による複数のアップコンバータを含むアップコンバージョン段とを含んでいる。
【００２１】
本発明の第３の態様によれば、２ポートパラメトリック増幅器と低雑音増幅器とを含み、２ポートパラメトリック増幅器が、増幅されアップコンバートされる入力信号を受信するための第１のポートと、局部発振器信号を受信して、増幅されアップコンバートされた上側波帯及び下側波帯周波数の信号を出力するための第２のポートと、第１のポートと第２のポートとの間に接続された１対のバラクタダイオードを含むハイブリッドアップコンバータの利得制御方法において、バラクタダイオードを第１のポートから並列に、第２のポートから直列に接続するステップと、低雑音増幅器の出力を１対のバラクタダイオードに直接接続して、低雑音増幅器でパラメトリック増幅器を駆動するステップが含まれている。
【００２２】
この方法には、さらに、追加のドレイン装荷によって低雑音増幅器の出力インピーダンスを低下させるステップが含まれるのが望ましい。
【００２３】
追加のドレイン装荷によって、出力インピーダンスをほぼ２７０Ωの値まで低下させるのが望ましい。
【００２４】
第１のポートは、２０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの周波数範囲の信号を受信するのが望ましい。
【００２５】
第２のポートは、１ＧＨｚ〜５ＧＨｚの周波数範囲の信号を受信するのが望ましい。
【００２６】
次に、本発明によるアップコンバータの一例及びその利得を制御する方法について、添付の図面を参照しながら説明することにする。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】アップコンバータを利用するＭＲＩシステムの一例を示す図である。
【図２】図１のシステムにおけるアップコンバータで用いられるパラメトリック増幅器の一例をより詳細に示す図である。
【図３】図２によるパラメトリック増幅器のバイアス電圧制御を利用する従来のアップコンバータのブロック図である。
【図４】本発明の方法で用いられるアップコンバータのブロック図である。
【図５ａ】適切なフィルタリングを施したパラメトリック増幅器における３周波数動作に関するマンレーローの関係を例示した図である。
【図５ｂ】３つの基本周波数の上側波帯へのアップコンバージョンを例示した図である。
【図５ｃ】図５ｂに対してＲＦ周波数だけ局部発振器をシフトダウンさせた、３つの基本周波数の上側波帯へのアップコンバージョンを例示した図である。
【図５ｄ】自励発振に関する図５ｃの反転図である。
【図５ｅ】無限利得状態を例示した図である。
【図６】適切なフィルタリングを施したパラメトリック増幅器における４周波数動作を例示した図である。
【図７】本発明に従って修正された図２のパラメトリック増幅器を示す図である。
【図８】図４のアップコンバータ回路の修正バージョンを示す図である。
【図９】通常の局部発振器駆動レベルの場合の高Ｑパラメトリック増幅器について、周波数に対するマイクロ波ポート振幅応答を示す図である。
【図１０】局部発振器駆動レベルを強めた場合の、周波数に対するマイクロ波ポート振幅応答を示す図である。
【図１１】通常の局部発振器駆動レベルの場合の、本発明によるアップコンバータにおけるＲＦ減衰パラメトリック増幅器について、周波数に対するマイクロ波ポート振幅応答を示す図である。
【図１２】局部発振器駆動レベルを強めた場合の、本発明によるアップコンバータにおけるＲＦ減衰パラメトリック増幅器について、周波数に対するマイクロ波ポート振幅応答を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明は、多重照射スキャナボアの領域内でパラメトリック増幅器を用いる場合に遭遇する放射局部発振器電力レベルの変動問題、すなわち、さまざまな多経路の影響によって、ボアに取り付けられたＬＯ源と患者コイルに取り付けられたパラメトリック増幅器との間で経路損失が大幅に変動する問題に対処するものである。
【００２９】
次に、本発明によるパラメトリック増幅装置が用いられる、ＭＩＭＯマイクロ波リンクを利用したＭＲＩシステムの一例について述べる。図１には、ＭＲＩスキャナボアチューブ２内の患者１が示されている。患者の一部が、画像化のためマットで覆われており、このマットには複数の局部コイル３が埋め込まれている。各局部コイル３には、アップコンバータ段４及びマイクロ波アンテナ５が組み合わされている。アンテナ１２のアレイ６に接続されたトランシーバ９がスキャナボア２に組み込まれている。アップコンバータのパラメトリック増幅回路によって、局部コイル３のそれぞれから受信する磁気共鳴（ＭＲ）信号１３のアップコンバージョンに必要な混合及び増幅が実施される。
【００３０】
各患者マットの周波数アップコンバータ４で生じる信号は、スキャナボア２内のトランシーバアレイに送られる。約２．４ＧＨｚまたは他の選択されたマイクロ波周波数の局部発振器（ＬＯ）信号がアンテナアレイ６に供給され、局部発振器周波数の信号７が患者コイル電子部品１４に照射される。アップコンバータ段４のパラメトリック増幅器は、放射局部発振器信号７を利用して、アップコンバージョンのための周波数基準及び電力を生じる。コイルからのＭＲ信号１３は、それによってマイクロ波周波数信号８に変換され、ボア内のトランシーバアンテナアレイ６に送られる。トランシーバにおける同じ局部発振器信号によって、患者コイル３からのＬＯ周波数±６３ＭＨｚのアップコンバートされた信号８が、画像処理システム（不図示）におけるＭＲ受信器への入力１１のために６３ＭＨｚのもとのＭＲ周波数に戻される。ラーモア周波数ω０は磁気回転比γと磁場強度Ｂ０によって決まるので、１．５テスラの磁石の場合、ＭＲ周波数は６３．６ＭＨｚになり、３Ｔ磁石の場合、ＭＲ周波数は１２３ＭＨｚになる。これらの値は、一般に用いられる磁石及びＭＲ周波数に関するものであるが、０．５Ｔ〜１１Ｔの範囲の磁石を用いることも可能であり、はるかに広い帯域からＭＲ及び局部発振器マイクロ波周波数を選択することも可能である。例えば、核のタイプに応じて、ＭＲ周波数は２０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの範囲とすることができ、ＬＯ周波数は１ＧＨｚ〜５ＧＨｚの範囲から選択することも可能である。
【００３１】
図２には、パラメトリック増幅器の一例がより詳細に示されている。図２の例には、入力においてアース２０及び局部コイルから信号１３を受信するシングルエンドＲＦ入力２１と、ダイポールアンテナ２８、２９に接続するための出力ポート３４とを備えたパラメトリック増幅器の主要部３５が含まれている。この例の場合、磁気共鳴信号は６３．６ＭＨｚである。ＲＦ信号１３は、高ＱのＲＦ入力インダクタ２３を介して供給され、接地接続３３への並列整合線路対３０を介して「地帰路」と並列をなすバラクタダイオード対２４、２５を同相モードで駆動する。高インピーダンス（電流必要量が極めて少ない）電圧源が、高ＱのＲＦ入力整合チョーク２３を介してバラクタダイオード対２４、２５（例えばＢＢＹ５３０２Ｖ）に３Ｖのバイアス電圧２２を印加し、正しい動作容量バイアス点を設定する。マイクロ波アンテナ２８、２９によって受信された放射局部発振器「ポンプ」信号７（例えば２．４４ＧＨｚの周波数）が、適切なプリントマイクロ波直列整合線路２６、２７及び並列整合線路３０を介して供給され、バラクタダイオード対２４、２５を差動駆動する（中心接地３３で）。この差動ＬＯ信号７は、バラクタダイオード２４、２５において同相モードＲＦ駆動信号１３と混合され、マイクロ波周波数の下側波帯（ＬＳＢ）及び上側波帯（ＵＳＢ）生成信号を生じる。これらの差動モード混合生成信号は、マイクロ波整合線路２６、２７を介してマイクロ波アンテナ２８、２９にフィードバックされ、トランシーバのボアアレイに送り返される。
【００３２】
パラメトリック増幅回路の２つのバラクタダイオード２４、２５は、ＤＣ電源を必要としないアップコンバータ及び増幅器の働きをし、局部発振器及び電源として「ポンプ」信号７を直接利用する。パラメトリック増幅器は、一般に２ポート装置であり、第１のポートが、アップコンバートされ増幅される比較的低周波数の入力信号を受信し、第２のポートは、比較的高周波数のポンプ信号を受信し、かつ、アップコンバートされ増幅された比較的高周波の混合生成信号を出力する。一般に、放射ＬＯ駆動信号からアップコンバートされた出力信号を分離するためにサーキュレータが用いられるが、これらの強磁性体ベースの装置は、Ｂ０磁場のためＭＲＩ用途には適していない。代わりに、再放射ＬＳＢ／ＵＳＢ信号が、ボアトランシーバのフィルタで放射ＬＯから分離される。
【００３３】
例えば、パラメトリック増幅器へのポンプ信号７は、マットへのＤＣ電力供給の要件を取り除くため、無線伝送から受信するのが望ましい。上側波帯及び下側波帯及びポンプ信号７が占める全帯域幅は、一般に、単一アンテナの有効な帯域幅内に収まるのに十分狭い。従って、２ポートパラメトリック増幅回路が設けられ、第１のポート２１が、アップコンバートされ増幅される入力信号１３を受信し、第２のポート３４が、ポンプ信号７を受信し、さらに、上側波帯及び下側波帯周波数のアップコンバートされ増幅された入力信号８を出力する。
【００３４】
ダイポールアンテナ２８、２９によってボアアレイ送信器９から受信する局部発振器信号７が、＋１０ｄＢｍの電力レベルでマイクロ波ポート３４に到達する。この「ポンプ」信号は、プリント整合線路２６、２７を介してバラクタダイオード対２４、２５に送られる。陽極がダイポールアンテナ２８、２９からの平衡給電の各半分に対して１つずつ接続されるバラクタダイオードの共通陰極構成によって、ＬＯ（ポンプ）周波数でバラクタダイオードの逆相刺激が生じる。共通陰極ノードにおけるＲＦ入力インダクタ２３を介したＲＦ刺激によって、ＲＦ周波数でバラクタダイオード２４、２５の同相刺激が生じる。従って、２つのバラクタダイオードのそれぞれにおいて結果として発生するＬＳＢ及びＵＳＢ信号は逆相である。次に、これらの必要とされる出力信号が、放射ＬＯ信号７のより大きい（反射）部分と共にプリント整合線路２６、２７を介してダイポールアンテナ２８、２９に送り返され、信号８がボア２内に送出されて、ボア受信器アレイシステム６、９、１０によって受信される。
【００３５】
シングルエンドＲＦ入力２１と直列をなす高ＱのＲＦ入力整合チョーク２３が、ＲＦ周波数でバラクタダイオード２４、２５の高容量性リアクタンスと直列共振する。ＲＦ給電２１の地帰路が、マイクロ波ポート分岐線路の中心接地３３によって形成される。マイクロ波ポートにおける中心接地した分岐マイクロストリップ線路は、マイクロ波ポート周波数でバラクタダイオード２４、２５の高容量アドミタンスの大部分と共振する。その結果、直列線路２６、２７の平衡対がバラクタダイオードの容量性リアクタンスの残余部分となり、インピーダンス変換を完了すると、マイクロ波ダイポールアンテナ２８、２９の２２Ω平衡負荷に整合する。
【００３６】
この実施例では、複数のダイオードをＲＦ給電のため並列に接続すると、ＲＦポートに与えられる６３．６ＭＨｚのＲＦでバラクタダイオードの高インピーダンスが半減する。複数のダイオードをマイクロ波ポート３４に関して直列に接続すると、マイクロ波ポートに与えられる２．４４２ＧＨｚでバラクタダイオードの非常に低いインピーダンスが倍増する。直列／並列構成は、シングルエンドＲＦ駆動、平衡マイクロ波駆動、及び、２ポート動作に適している。シングルエンドＲＦ駆動は、６３．６ＭＨｚが適しており、ＲＦ入力チョーク２３による駆動及びマイクロ波ポート電圧ノードにおける大地帰路３３を介して実施される。平衡マイクロ波ポートは、２．４４ＧＨｚでダイポールアンテナに接続するのに適している。
【００３７】
マイクロ波ポートは、２．４４２ＧＨｚのＬＯ「ポンプ」給電並びに２．４４２ＧＨｚ±６３．６ＭＨｚの出力周波数に関して完全に平衡状態で動作する。これによって、マイクロ波ポート回路における低インピーダンスの接地が不要になる。マイクロ波ポートが完全に平衡状態で動作することは、ＬＯ信号７を受信しＬＳＢ及びＵＳＢ信号８を再放射する平衡ダイポールアンテナ２８、２９への接続に十分に適する。パラメトリック増幅器の混合プロセスには、本来、少なくとも４つの周波数が必要であり、そのため、ＬＯ及びＲＦ周波数の混合、並びに、前述の周波数のさまざまな高調波からＵＳＢおよびＬＳＢの両方が生成される。一般に、選択的ポートフィルタリングを利用して、用いられるＲＦ及びＬＯ周波数の範囲を制限し、単一の出力混合生成周波数（例えばＵＳＢのみ）の選択を実施することによって、パラメトリック増幅器は、３つの求められる動作周波数  −  ＲＦ周波数、ＬＯ周波数、及び、単一の望ましい混合生成周波数  −  にほぼ制限される。
【００３８】
当業者には周知のマンレー及びローによる高調波電力平衡分析によって、パラメトリック増幅器の主要部を構成するバラクタダイオードに流入しまたバラクタダイオードから流出するさまざまな周波数の電力間における一般的な関係が予測される。適切なフィルタリングを施すことによってＲＦ、ＬＯ、及び、ＵＳＢのみでの３周波数動作に制限されるパラメトリック増幅器の場合、マンレーローの関係は、図５ａに例示された単純な幾何学的形態に要約される。図５ａの場合、正の電力振幅は、パラメトリック増幅器の主要部に流入する電力を表わし、負の電力振幅はその主要部から流出する電力を表わしている。マンレーローの関係によって、パラメトリック増幅器の主要部から流出するＵＳＢ混合生成周波数の電力が、＜ＵＳＢ周波数対ＲＦ周波数の比率で高められた利用可能なＲＦ電力＞と＜ＵＳＢ周波数対ＲＦ周波数の比率で高められた利用可能なＬＯ電力＞のうちの小さい方に限定されることが予測される。一般に、ＬＯ電力は、パラメトリック増幅器において余剰レベルで利用可能になり、従って、ＵＳＢの出力レベルは、ＵＳＢ周波数対ＲＦ周波数の比率で高められたＲＦ電力レベルに限定される。従って、図５ａの場合、（ゼロ周波数でゼロの線形電力振幅の）原点から、利用可能なＲＦ電力の振幅及び周波数によって決まる点を通る直線の単純な構成によって、このレベルが予測される。ＲＦ電力レベルからＵＳＢレベルへのこのスケーリングは、所望の線形アップコンバージョン利得である。デシベルで利得を表わすと、この３周波数利得は２０×ｌｏｇ（ｆUSB／ｆRF）に限定される。ＲＦ周波数が６３．６ＭＨｚであり、ＬＯ周波数が２．４４ＧＨｚであり、ＵＳＢ周波数が２．５０３６ＧＨｚである場合、この利得は１６ｄＢをほんの少し下回り、これはＭＲＩスキャナに関して提案されている無線リンクの要件を満たすのに十分ではない。
【００３９】
３周波数の場合の全ての電力流を逆転すれば、マンレーローの関係はやはり依然として満たされる。これは、ＵＳＢ周波数でパラメトリック増幅器の主要部に送り込まれる電力、及び、ＬＯ及びＲＦ周波数で結果として同時にオーバフローする電力に対応する。この逆転シナリオにおいて信号に適切な名前変更及び周波数シフトを施すことにより、ＲＦ、ＬＯ、及び、ＬＳＢ周波数での３周波数動作に対する適切なフィルタリングによって制限されるパラメトリック増幅器の場合、ＬＯ周波数の電力を注入するだけで、ＲＦ出力とＬＳＢ出力の両方が発生することが明らかになる。
【００４０】
図５ｂには、ＲＦ入力及びＬＯ入力の結果としてＵＳＢ出力が生じる、上側波帯への基本的な３周波数アップコンバージョンが例示されている。図５ｃには、局部発振器がＲＦ周波数によって図５ｂに対してシフトダウンされた、上側波帯への基本的な３周波数アップコンバージョンが例示されている。図５ｄには、反転した図５ｂが示されており、これは自励発振に関する構成である。ＬＯ周波数の給電がＲＦ出力とＬＳＢ出力に分割される。図５ｅには、無限利得状態が例示されている。全てのＬＯ電力がＵＳＢとＬＳＢとに分割される（ＲＦの正味電力流は存在しない）が、ポートは共振する。
【００４１】
変換利得が不定であるため、ＲＦを用いてまたは用いずに発生するＵＳＢ信号は小さい値にしかならず、このようなシステムは不安定であると広くみなされている。しかしながら、ＲＦ、ＬＯ、及び、ＵＳＢでの３周波数動作に適切なフィルタリングを施すことによって有利に働くが、ＬＳＢ周波数における電力流の制御レベルも許容されるパラメトリック増幅器を構成すると、図６に例示のようにＬＳＢ信号６５の生成に付随してＲＦ電力６６の制御された流出が生じる。これを放射ＲＦ電力６２から取り去ると、定められたレベルのＵＳＢ出力６４の発生に必要なＲＦ入力電力のレベルが低下する。この結果増大するアップコンバージョンは一般に「４周波数利得」と呼ばれる。ＲＦポートからのＲＦ電力６６の出力は、ＲＦポート測定において反射減衰量として現れ、ＲＦ出力レベルがＲＦ入力レベルと等しくなるポイントで、０ｄＢの反射減衰量（１．０の反射係数）が測定される。この状態は、患者コイルの信号源インピーダンスの抵抗負荷によってシステム雑音性能を劣化させるＭＲＩスキャナにおいて患者コイル３からの信号１３のアップコンバージョンにパラメトリック増幅器のアップコンバータを適用するのに理想的である。理想的な無損失パラメトリック増幅器の場合、この状態は、３周波数利得を６ｄＢ上回る、すなわち、２２ｄＢのアップコンバージョン利得の発生と符合する。実際には、このシステムにおける損失は、１の入力反射係数に達する前により高い利得に達することを意味している。２５〜３０ｄＢの利得領域では、ＲＦポートで約１の反射係数が観測された。
【００４２】
発生するＬＳＢ６５ａのレベル、従って、放射ＲＦ電力６２のレベルを超える反射ＲＦ電力６６ａのレベルをさらに増すと、その結果生じる、１より大きいＲＦポート反射係数は、負のＲＦポートインピーダンスとみなすことが可能である。ＲＦポート２１に生じる負のインピーダンスの大きさがＲＦポート信号源インピーダンスの大きさより大きいと、これらの環境下でパラメトリック増幅器の安定動作が可能になる。ＲＦポートの負のインピーダンスとＲＦ信号源インピーダンスとの正確な平衡をとる手法によって、急速に利得が増大し（ただし有限）、このポイントを超えると、パラメトリック増幅器自体が発振する。
【００４３】
４周波数効果を適切かつ精密に制御すると、アンテナ５からアンテナ６への無線コイルマイクロ波リンクに用いるのに適した利得レベルを実現することが可能になる。本発明では、ＵＳＢ発生とＬＳＢ発生との正しい平衡（従って制御された４周波数利得）は、ＬＯ、ＵＳＢ、及び、ＬＳＢ周波数のそれぞれにおけるシステムの応答を決める単一マイクロ波ポート共振回路（バラクタダイオード２４、２５とマイクロストリップ共振線路２６、２７を含む）の同調によって制御される。
【００４４】
４周波数利得状態では、ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との平衡を慎重にとる必要があるので、マイクロ波ポート負荷（ＬＳＢ、ＬＯ、及び、ＵＳＢ周波数）、及び、患者コイルに対するパラメトリック増幅器ＲＦポート２１の直接接続によるＲＦポート駆動インピーダンスの変動には細心の注意を払うべきである。本発明はこれらの課題に取り組んでいる。
【００４５】
４周波数利得はＬＯレベルの変動にも影響されやすく、ＬＯ駆動レベルの変動条件下での安定動作の制御が特許文献２に記載されている。ＤＣバイアス電圧（一般に３．０Ｖ）を印加して、バラクタダイオード２４、２５の動作点（従って、その静電容量）を設定するが、パラメトリック増幅器の主要部３５に加えられるＡＣ  ＬＯ信号７によって、バラクタダイオードがＣ／Ｖ曲線の上下に振幅させられ、バイアス電圧によって設定された公称動作点の両側への変位（エクスカーション）を生じる。Ｃ／Ｖ曲線は非線形であるため、低バイアス電圧における高容量への変位は、高バイアス電圧における低容量への変位をある程度上回り、バイアス電圧によって設定されたＤＣ容量より高い動的（総）容量が生じる。この容量の増大によって、マイクロ波ポート周波数応答６１の同調中心周波数が低下する。こうして、ＬＯ駆動レベルが増すことによって、ＵＳＢ出力６４のレベルが高くなり、従って４周波数利得が増大する。アップコンバージョンのためにＬＯエネルギーがより多く存在することにより単純に生じる４周波数利得の自然増がこの効果を助長する。増大したＬＯ駆動レベルでバラクタダイオードのバイアス電圧２２を増すことによるこれら２つの付加効果の補償は特許文献２に記載されている。
【００４６】
図４に例示のように、患者からの磁気共鳴信号によって励振されたピックアップコイル３は、アップコンバータ４に入力されるラーモア周波数の信号１３を発生する。ラーモア周波数信号１３は、パラメトリック増幅装置７０の入力で受信されるが、この装置には低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２と２ポートパラメトリック増幅器３５が含まれている。増幅後、信号１３は、パラメトリック増幅器３５の無線周波数（ＲＦ）入力２１に入力される。ボアチューブ２に取り付けられたマイクロ波アンテナ１２から放射された局部発振器（ＬＯ）信号７は、パラメトリック増幅器のマイクロ波周波数ポート３４に接続されたマイクロ波アンテナ５によって受信される。ＲＦ信号１３とＬＯ信号７はパラメトリック増幅器内で組み合わせられて、やはりボアチューブマイクロ波アンテナ１２の帯域幅内に含まれる上側波帯及び下側波帯が生じ、側波帯８の一方、他方または両方が放射されて、ボア内の受信器９によって受信され、これらの信号を処理して磁気共鳴画像が作成される。
【００４７】
この構成は、本発明の場合、図７に示すようにハイブリッドアップコンバータシステム内にパラメトリック増幅器を導入するように修正される。この導入によって、パラメトリック増幅器の主要部は高利得及び低雑音指数をもたらす必要から解放される。ハイブリッドシステムにおけるＬＮＡ段３０はほぼ１０ｄＢの利得を生じる。これにより、パラメトリックアップコンバータに要求される利得は、４周波数効果をほとんど必要としないレベルまで低下する。さらに、ＬＮＡ利得は、パラメトリック増幅器の主要部３５における比較的低い雑音指数を克服することが可能である。従って、高ＱのＲＦポートインダクタ２３がもはや不要になり、ＬＮＡ３２の出力８２がポイントＢでバラクタダイオード対２４、２５に直接接続されるので、パラメトリック増幅器の主要部は単純化される。
【００４８】
ＬＮＡ段３２の抵抗出力によるバラクタダイオード対２４、２５の直接コモンモード駆動が今や可能であり、これによって、パラメトリック増幅器の主要部が大幅に減衰される、すなわち、Ｑが抑えられる。この状態の場合、主要部の正の高抵抗負荷によって、動作中に結果として生じる負の高インピーダンスを４周波数領域にうまく吸収することが可能になるので、マイクロ波ポート３４におけるＬＳＢ周波数６５に近い高バイアス電圧でパラメトリック増幅器を動作させることが可能になる。これにより、マイクロ波ポート同調の応答６１のピークをＬＯ周波数未満に集中させることが可能になる。今、この同調状態で動作させると、増大したＬＯ駆動レベルの２つの作用を無効にすることが可能になる。増大したＬＯ駆動レベルは、依然としてアップコンバージョンのためにより多くのエネルギーを与える働きをするが、この時点でマイクロ波ポート中心周波数がダウンシフトする結果、ＬＳＢ及びＵＳＢ周波数６５、６４の両方において利得が低下する。こうして、この２つの作用が無効になる。マイクロ波ポートの応答を適切かつ慎重に設計し、バラクタダイオードバイアス電圧２２を適切かつ慎重に設定することによって、ＬＯ駆動レベルの広い有効範囲にわたって、２つの作用をほぼ無効にするように構成することが可能になる。本発明を利用することにより、８ｄＢのＬＯ駆動レベル範囲にわたってアップコンバージョン利得を±０．７５ｄＢ内に制御することができた。
【００４９】
上述のタイプのパラメトリック増幅器を使用することの利点は、放射局部発振器信号によって十分に電力供給されるので、外部ＤＣ電源が不要になることである。従って、図３に示すように、オプションの追加は、電力ハーベスティング（power harvesting）を利用して、ＬＮＡ３２とパラメトリック増幅器３５の両方に供給することであり、これにより、アップコンバータ段のマイクロ波アンテナ５における放射ＬＯ信号７によって、パラメトリック増幅器にＬＯ電力が供給され、放射ＬＯ信号の一部は整流器４３に入力されて、ＬＯ電力が整流され、ＬＮＡに電力供給するためのＤＣ電圧が生じる。さらに、電力ハーベスティングは電力分割器４４と併用することが可能である。ポート３４Ｂはアンテナ５に接続され、ポート３４Ａは、パラメトリック増幅器の同調マイクロ波周波数ポート３４に接続される。この例の場合、電力ハーベスタ４３への入力は、双方向分割器４４のポート３４Ｃから受電するが、電力分割器の電力対称性または非対称性を有する可能性がある。分割器は、ＬＯ信号の２つの分割部分間を切り離すウィルキンソン分割器または方向性結合器の形態をとることが可能である。
【００５０】
局部発振器７から調達された（４３）ＤＣ電力は、ＬＮＡ３２に必要な電力供給８１を行い、パラメトリック増幅器３５にＤＣバイアス電圧２２を供給することも可能であるが、放射ＬＯ信号の一部は、マイクロ波周波数ポート３４で受信される。パラメトリック増幅器３５は、局部発振器電力を通し、アップコンバートされた側波帯を戻す。電力ハーベスティング回路４３は、一般に、ＤＣ電圧を得るように構成された整流器及び例えばコンデンサのような蓄電回路の形態をとるが、この回路は、低雑音増幅器に電力８１を供給するのに適しさらにパラメトリック増幅器にバイアス信号２２を加えるのにも適した電圧及び電流供給能力を有している。ＬＮＡは、極少電力消費に合せて設計されており、その出力回路はパラメトリック増幅器の最適入力インピーダンスに直接整合させられる。単一電圧基準を用いて、ＬＮＡドレイン電圧８１が供給され、パラメトリック増幅器の主要部３５に直接ＤＣ接続２２して、パラメトリック増幅器にバイアスがかけられる。
【００５１】
しかしながら、無線ＭＲＩコイルシステムに用いる場合、異なる患者のマイクロ波アレイからの距離の相違とか、衣服あるいは反射の影響の相違によって、異なる患者から生じる多くの変数が存在し、結果として各パラメトリック増幅器アンテナで受信する実際のＬＯ信号を正確に制御または予測できなくなる。先行技術におけるようなバイアス電圧の利用では、不安定性を防ぐのに十分ではない。
【００５２】
上述のように、ＵＳＢ及びＬＯ信号周波数にピークを持つフィルタの代わりに、広帯域フィルタをほぼＬＳＢ、ＬＯ、及び、ＵＳＢ信号周波数に設定すると、ＲＦ入力信号プラスＬＯ入力信号が前述のようにＵＳＢ出力を生じさせるが、やはり、ＬＳＢ出力の一部は通過させられ、同じく、限定された量の反射ＲＦ出力信号が発生する。これを実現するために用いられる電力は、ＲＦ入力とＲＦ出力との差でしかなく、従って、マンレーロー方程式の制約から逸脱し、極めて高利得の装置になる。ＬＳＢレベルとＵＳＢレベルとを平衡させるために、これらの周波数およびＬＯ周波数を適切に通過させるフィルタを用いて、通過帯域をＬＯの一方の側または他方の側にシフトさせることが可能である。フィルタのピークがＬＳＢに接近すると、これによって、やはりより大きいＲＦ出力を生じさせることが可能になり、最終的に、これはシステムを完全に不安定にするポイントに達する。
【００５３】
増大したＬＯ信号レベルを受信するという、動作変数によって惹き起こされた問題に対処するため、ＬＯ信号の変動につれてパラメトリック増幅器の利得変化を補償する何らかの形態の自己補償が必要になる。先行技術の場合、これは、放射ＬＯ信号レベルの変化によって修正されるパラメトリック増幅器のバイアス電圧を用いて実現された。本発明では、この問題に、必要な利得を低下させ、それによって同調マイクロ波ポート周波数をＬＯ周波数より低くする回路動作を可能にすることにより対処する。ＬＮＡ３２の出力インピーダンスは一般にほぼ数千オームである。図８において分かるように、高ＱのＲＦポートインダクタ２３が不要であるので、ＬＮＡの出力８２はパラメトリック増幅器のポイントＢでバラクタダイオード対２４、２５に直接接続される。ＬＮＡの出力インピーダンスは、追加のドレイン装荷８３によって、その値をほぼ数百オーム程度まで、実施形態の１つでは、２７０Ωの値まで低下させることが可能である。比較的低インピーダンスから駆動することによってパラメトリック増幅器を減衰させると、利得が低下する。入力２１の前にＬＮＡが存在することは、ＬＮＡ３２がパラメトリック増幅器の総合利得の低下を補償するので、もはやパラメトリック増幅器３５をその最適な効率で動作させる必要がない。
【００５４】
ハイブリッドパラメトリック増幅器の場合、低雑音増幅器の利得によって、パラメトリック増幅器の主要部の入力雑音の有効性が抑制される。従って、パラメトリック増幅器の主要部は、雑音指数を最もうまく整合させて動作する必要がなくなり、最適な利得及び雑音指数をもたらすのに必要な値より低い駆動インピーダンスで動作させることが可能になる。パラメトリック増幅器のＲＦ入力ポート２１に対する低インピーダンス駆動でパラメトリック増幅器の利得を減衰させることにより、パラメトリック増幅器３５は、同調マイクロ波ポート中心周波数より高いＬＯ周波数で、不安定領域より下の領域で動作させることが可能になる。これらの状況においてＬＯ周波数が増すと、信号レベルが高まり、マイクロ波ポート３４の中心周波数がＬＳＢ周波数に向かってシフトする。しかしながら、どちらの変化も、動作が不安定になるほど十分ではない。低駆動インピーダンスを利用してパラメトリック増幅器の主要部を減衰させると、マイクロ波ポートの中心周波数を超えるＬＯ周波数で実質的に４周波数のパラメトリック増幅器の主要部にポンピングを施すことが可能になる。
【００５５】
マンレーロー制約下における典型的な雑音指数は、３周波数動作の場合には、約１３ｄＢの利得であるが、無線コイルの特定用途には、ほぼ２０ｄＢ〜２５ｄＢの利得が必要になる。パラメトリック増幅器に加えて低雑音増幅器を用いることにより、パラメトリック増幅器の入力インピーダンスを制御し、パラメトリック増幅器内で必要な利得をほぼ１０ｄＢ〜１２ｄＢの値まで低下させることが可能になる。ＬＮＡ３２は、極めて弱いバイアス電流で動作しても、１５ｄＢ〜１８ｄＢの利得を生じることができるが、より一般的な１０ｍＡではなく、０．２５ｍＡの電流しか必要としない。従って、パラメトリック増幅器への電力は、ＬＮＡにも電力供給する必要があるのでさほど減少しないが、パラメトリック増幅器で必要とされる利得の低下によって、動作領域を安定性のために必要な領域内に十分にもたらす。なお、パラメトリック増幅器で必要とされる利得の低下は最適化が不要になることを意味する。示された雑音指数は、ＲＦポートへの６３ＭＨｚの入力、及び、マイクロ波ポートへの２．４４２ＧＨｚの局部発振器入力の例に基づくものである。この利得は、１０ｄＢの範囲にわたって約±０．５ｄＢに一定に保つことが可能である。
【００５６】
図９〜１２のグラフには、本発明の有益な作用がより詳細に例示され、周波数に対するマイクロ波ポート振幅応答が示されている。図９には、ＬＯ周波数における通常のＬＯ駆動レベルの場合の高Ｑパラメトリック増幅器３５の応答５０及び振幅５１が例示されている。パラメトリック増幅器のマイクロ波ポート３４は、安定動作を実現するため、ＬＯ周波数５３より高い中心周波数５２を有するように同調させられる。マイクロ波ポートの中心周波数５２を超えると応答が不安定になるが、これは不安定領域５４内に入るためである。図１０には、ＬＯ駆動レベルを上げることによって、応答振幅５５を大きくし、中心周波数５２ａをＵＳＢ領域からＬＯ周波数５３に向かってシフトさせる態様が例示されている。曲線５６は今や不安定領域内に十分に入り込んでいる。ＬＯ周波数でこの２つの作用が加わるので、パラメトリック増幅器は不安定になる。
【００５７】
本発明は、図１１に示されているように、適切な入力インピーダンスを利用してパラメトリック増幅器３５のＲＦ入力２１で受信する信号を減衰させることによって、本書で示された問題に対処する。図７に示すように、この減衰は、高ＱのＲＦ入力インダクタ２３を省き、バラクタダイオード対の比較的高いインピーダンスのポイントＢにＬＮＡを直接接続することによって実施可能である。通常のＬＯ駆動レベルを利用し、マイクロ波ポート３４をＬＯ周波数５３未満の中心周波数５７に同調させると、振幅応答レベル５８は、依然として不安定領域を十分に下回り、減衰させたパラメトリック増幅器の応答は、マイクロ波ポート中心周波数５７を超えて安定する。図１２から分かるように、ＬＯ駆動レベルを高め、結果として振幅応答レベル９０が上がり、中心周波数９１がシフトしても、応答は拡大された不安定領域５９ａに入ることはなく、従って、パラメトリック増幅器３５は依然として安定したままである。こうして、パラメトリック増幅器３５への入力を減衰させるのと併せて、ＬＮＡを組み込んだ装置を設けることによって、安定した４周波数動作を実現することが可能になる。
【００５８】
マイクロ波ポート同調周波数を超えるＬＯ周波数でパラメトリック増幅器の主要部を動作させると、自己補償の実施が可能になる。ＬＯ駆動レベルを上げると、パラメトリック増幅器の主要部に２つの影響が及ぶ。第１に、本質的にはミクサである装置においてより多くのＬＯエネルギーがＬＳＢ及びＵＳＢ信号への変換に利用可能になるので、アップコンバージョン利得が増大する。第２に、ＬＯ駆動レベルが上がると、バラクタダイオードの動的容量が増大し、従って、マイクロ波ポート中心周波数が低下する。中心周波数の高側のＬＯ周波数でパラメトリック増幅器を動作させると、この第２の影響によって、アップコンバージョン利得が低下する。限定されたＬＯ駆動レベル範囲にわたって正しく同調をとると、一次的には、これら２つの影響を無効にし、ＬＯ駆動レベルの変動に対して利得がほぼ一定になるように構成することが可能になる。これが図１１及び１２に例示されている。
【符号の説明】
【００５９】
１  患者
２  スキャナボア
３  局部コイル
４  アップコンバータ段
５  マイクロ波アンテナ
６  アンテナアレイ
７  局部発振器信号
８  患者コイルからの信号
９  トランシーバ
１２  アンテナ
１３  入力信号
２０  アース
２１  パラメトリック増幅器の第１のポート
２３  ＲＦ入力整合チョーク
２４  バラクタダイオード
２５  バラクタダイオード
２６  マイクロ波直列整合線路
２７  マイクロ波直列整合線路
２８  ダイポールアンテナ
２９  ダイポールアンテナ
３０  並列整合線路対
３２  低雑音増幅器
３３  接地接続
３４  パラメトリック増幅器の第２のポート
３５  パラメトリック増幅器、パラメトリック増幅器の主要部
４４  双方向分割器
７０  パラメトリック増幅装置
８３  追加のドレイン装荷
【図１】
2013504238.tif 000003
【図２】
2013504238.tif 000004
【図３】
2013504238.tif 000005
【図４】
2013504238.tif 000006
【図５（ａ）】
2013504238.tif 000007
【図５（ｂ）】
2013504238.tif 000008
【図５（ｃ）】
2013504238.tif 000009
【図５（ｄ）】
2013504238.tif 000010
【図５（ｅ）】
2013504238.tif 000011
【図６】
2013504238.tif 000012
【図７】
2013504238.tif 000013
【図８】
2013504238.tif 000014
【図９】
2013504238.tif 000015
【図１０】
2013504238.tif 000016
【図１１】
2013504238.tif 000017
【図１２】
2013504238.tif 000018
【手続補正書】
【提出日】平成24年7月12日(2012.7.12)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項３】
前記追加のドレイン装荷によって前記出力インピーダンスが２７０Ωの値まで低下する請求項２に記載のアップコンバータ。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項１４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項１４】
前記追加のドレイン装荷によって、前記出力インピーダンスが２７０Ωの値まで低下する請求項１３に記載の方法。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００１】
本発明は、とりわけ磁気共鳴画像法（ＭＲＩ）に用いられるハイブリッドアップコンバータ、無線磁気共鳴画像診断システムおよびハイブリッドアップコンバータの利得制御方法に関する。
【国際調査報告】
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