(57)【要約】  中性点クランプ形のコンバータであって、ＤＣ電源と、ＤＣ電源に直列接続された第１および第２のコンデンサと、ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換するためＤＣ電源に接続されたスイッチング回路を備えている。スイッチング回路は、ニュートラル入力を備えている。さらに、ＤＣ電源に直列接続された第１、第２の抵抗器を有し、抵抗器間である第１の接続点にニュートラル電圧を生成する。このニュートラル電圧と、コンデンサ間である第２の接続点における中心電圧とが比較され、ニュートラル電圧と中心電圧との差である電圧ズレを検出する。可変電圧発生器は、比較の結果に応答して、電圧ズレを表わす可変電圧を生成する。第２の接続点の電圧に生成された可変電圧を加えたものがスイッチング回路のニュートラル入力に加えられる。これにより第２の接続点の中心電圧がズレてもスイッチング回路の動作は安定する。【代表図】  図１Ａ
2013539334.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中性点クランプ形のコンバータであって、
ＤＣ電圧を受ける第１および第２の端子と、
前記第１および第２の端子の間に直列に接続された第１および第２のコンデンサと、
前記第１および第２のコンデンサの中間接続点における電圧に対し、所定のニュートラル電圧からの電圧ズレを検出する検出手段と、
前記電圧ズレを表わす制御信号を生成する制御手段と、
入力が前記中間接続点に接続され、前記制御信号を受けて前記電圧ズレに対応した可変電圧を生成し、該可変電圧を前記中間接続点の電圧に加算し、前記所定のニュートラル電圧にほぼ等しい電圧を出力から生成する可変電圧発生器と、
正の入力、負の入力、およびニュートラル入力を有し、前記正の入力および負の入力が、前記第１および第２の端子にそれぞれ接続され、前記ニュートラル入力が、前記可変電圧発生器の前記出力に接続された、ＤＣ電圧をＡＣ電圧へと変換するスイッチング回路と
を備えた中性点クランプ形コンバータ。
【請求項２】
前記制御信号は、電圧ズレの量を表わす第１の制御信号を含み、前記生成された可変電圧は、前記第１の制御信号により得られる電圧ズレの量に対応する量を有する請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項３】
前記制御信号は、電圧ズレの極性を表わす第２の制御信号をさらに含み、前記生成された可変電圧は、前記第２の制御信号により得られる電圧ズレの極性とは反対の極性を有する請求項２に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項４】
前記検出手段は、前記第１および第２の端子の間に直列に接続された第１および第２の分圧器と、該第１および第２の分圧器の間の接続点の電圧を前記中間接続点の電圧と比較する比較器と、を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項５】
前記検出手段は、前記第１のコンデンサの両端電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記第２のコンデンサの両端電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記第１の電圧検出器により検出された電圧および前記第２の電圧検出器により検出された電圧を比較する比較器と、を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項６】
前記第１の制御信号は、高周波のパルス信号である請求項２に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項７】
前記可変電圧発生器は、フルブリッジ回路を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項８】
前記可変電圧発生器は、直列に接続された複数のフルブリッジ回路を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項９】
前記可変電圧発生器は、ハーフブリッジ回路を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１０】
前記可変電圧発生器は、インダクタとコンデンサを含むフィルタ回路を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１１】
前記可変電圧発生器は、双方向チョッパ回路を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１２】
さらに、前記第１のコンデンサを充電する第１の充電器と、前記第２のコンデンサを充電する第２の充電器と、を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１３】
さらに、前記第１および第２の端子の間に接続された共振転送回路を備えた請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１４】
前記スイッチング回路は、ＤＣ電圧を単相ＡＣ電圧に変換する請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１５】
前記スイッチング回路は、ＤＣ電圧を３相ＡＣ電圧に変換する請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１６】
前記スイッチング回路は、ＤＣ電圧を５レベルのＡＣ電圧に変換する請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１７】
前記可変電圧発生器は、ＩＧＢＴである多くのトランジスタで構成された、請求項１に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【請求項１８】
前記トランジスタは、広帯域のギャップ半導体で形成された、請求項１７に記載の中性点クランプ形コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力をＡＣ電力へと変換するためのＡＣコンバータに関し、さらに詳しくは、コンバータの中性点電圧を所定のニュートラル電圧に維持することができる中性点クランプ形コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣコンバータは、受け取ったＤＣ電圧をスイッチング回路により所望の周波数に従ってチョップし、ニュートラル電圧Ｖｃを通過する正の電圧Ｖｐと負の電圧Ｖｎとの間で変化するＡＣ電圧を生成する。スイッチング回路は、正の入力端子、負の入力端子、およびニュートラル入力端子を有し、それぞれに正の電圧Ｖｐ、負の電圧Ｖｎ、およびニュートラル電圧Ｖｃが入力される。
【０００３】
さらに、ＤＣ電圧は、２つの直列接続されたコンデンサにも印加される。したがって、２つのコンデンサからなる直列接続の両端には、正の電圧Ｖｐおよび負の電圧Ｖｎが表れる一方、２つのコンデンサの間の接続点には、中心電圧Ｖｃが表れる。コンデンサに蓄積された電荷に対し、スイッチング回路の動作を安定に保つために、２つのコンデンサの間の接続点が、スイッチング回路のニュートラル入力端子に直接に接続されている。
【０００４】
コンデンサに蓄積された電荷は、スイッチング回路で交互に放電される。したがって、各々コンデンサの両端電圧は、コンデンサの放電に伴って変化する。そのような電圧の変化は、２つのコンデンサの接続点における中心電圧Ｖｃの変動、すなわち中心点からのズレを生じさせる。そのようなズレを、容認できる範囲内に減らすために、大きな容量を有する大型のコンデンサが使用されていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
ＰＣＴ国際公開パンフレットＷＯ  ２００８／１５１１４５号（２００８年１２月１１日公開）
特開２００３−１４３８６３号公報明細書（２００３年５月１６日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ＡＣコンバータのコストを低くするためには、小さな容量のコンデンサを使用すればよいが、中心電圧Ｖｃのズレが大きくなり、動作が不安定になる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様によれば、中性点クランプ形のコンバータは、ＤＣ電圧を受ける第１および第２の端子と、前記第１および第２の端子の間に直列に接続された第１および第２のコンデンサと、前記第１および第２のコンデンサの中間接続点における電圧に対し、所定のニュートラル電圧からの電圧ズレを検出する検出手段と、前記電圧ズレを表わす制御信号を生成する制御手段と、入力が前記中間接続点に接続され、前記制御信号を受けて前記電圧ズレに対応した可変電圧を生成し、該可変電圧を前記中間接続点の電圧に加算し、前記所定のニュートラル電圧にほぼ等しい電圧を出力から生成する可変電圧発生器と、正の入力、負の入力、およびニュートラル入力を有し、前記正の入力および負の入力が、前記第１および第２の端子にそれぞれ接続され、前記ニュートラル入力が、前記可変電圧発生器の前記出力に接続された、ＤＣ電圧をＡＣ電圧へと変換するスイッチング回路を備えている。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、中間接続点における中心電圧がたとえズレても、可変電圧発生器によって生成される可変電圧が中間電圧に加えられることにより、スイッチング回路のニュートラル入力端子には、ニュートラル電圧にほぼ等しい電圧が印加され、スイッチング回路の安定な動作を得ることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１Ａ】本発明の第１の実施の形態による中性点クランプ形コンバータの回路図であり、特に正のレベルの制御の場合の負荷への電流経路を示している。
【図１Ｂ】本発明の第１の実施の形態による中性点クランプ形コンバータの回路図であり、特にニュートラルレベルの制御の場合の負荷への電流経路を示している。
【図１Ｃ】本発明の第１の実施の形態による中性点クランプ形コンバータの回路図であり、特に負のレベルの制御の場合の負荷への電流経路を示している。
【図２】図２Ａは出力端子Ｖｏｕｔにおける電圧変化を表すグラフであり、図２Ｂは接続点Ｊｆにおける電圧変化を表すグラフであり、図２Ｃは可変電圧発生器によって生成される電圧を表すグラフである。
【図３Ａ】可変電圧発生器の一例を示す回路図であり、特に負の電圧を生成するための電流経路を示している。
【図３Ｂ】可変電圧発生器の一例を示す回路図であり、特に正の電圧を生成するための電流経路を示している。
【図４】図３Ａ、３Ｂの回路の主要部における波形図である。
【図５】図１Ａに示した回路図と同様の回路図であるが、特に電圧検出手段の変形例を示している。
【図６】図３Ａに示した回路図と同様の回路図であるが、特にその変形例を示している。
【図７】図３Ａに示した回路図と同様の回路図であるが、特にその変形例を示している。
【図８】図１Ａに示した回路図と同様の回路図であるが、特に充電器を示している。
【図９】図３Ａに示した回路図と同様の回路図であるが、特にその変形例を示している。
【図１０】図１Ａに示した回路図と同様の回路図であるが、特に共振転送回路を示している。
【図１１】図１の回路において使用することができる３相スイッチング回路の回路図である。
【図１２】図１Ａに示した回路図と同様の回路図であるが、特に入力側の３相電源およびスイッチング回路を示している。
【図１３】図１の回路において使用することができる５レベルのスイッチング回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜実施の形態１＞
図１Ａには、本発明の第１の実施の形態による中性点クランプ形コンバータが示されており、そこにはＤＣ電源などの電源２と、２つの分圧器４、６と、コンデンサＣ１、Ｃ２と、比較器１６と、コントローラ１２と、可変電圧発生器１８と、スイッチング回路２０と、負荷２２とが含まれている。
【００１１】
ＤＣ電源２には、端子８、１０を介し、直列接続された分圧器４、６、及び直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２が接続されている。ＤＣ電源２は、所定のＤＣ電圧２Ｖ０を生成する。分圧器４、６は、例えば同じ抵抗値を有する抵抗器によって構成される。したがって、分圧器４、６の間の接続点Ｊｃの電位は、ＤＣ電圧２Ｖ０の中心電圧に常に等しい。コンデンサＣ１、Ｃ２は、同じ容量を有しているので、コンデンサＣ１、Ｃ２のいずれも、電圧Ｖ０に充電される。換言すると、コンデンサＣ１の充電電圧は、コンデンサＣ２の充電電圧と同じである。したがって、理想的には、コンデンサＣ１、Ｃ２の間の接続点Ｊｆの電位は、ＤＣ電圧２Ｖ０の中心電圧を示す。以下において、接続点または端子を表わす記号Ｊｃ、Ｊｆ等は、そのような接続点または端子における電位レベルを表わすためにも使用される。
【００１２】
ＤＣ電源２は、電池、太陽電池、又は図１Ａに示されているスイッチング回路２０と同様のＡＣ−ＤＣコンバータなど、任意のＤＣ電源であってよい。
【００１３】
比較器１６は、電圧Ｊｃと電圧Ｊｆを比較し、電位Ｊｃと電圧Ｊｆの差を生成する。この電位差が、可変電圧発生器１８の動作を制御するコントローラ１２へ印加される。
【００１４】
スイッチング回路２０は、３つの入力端子（正の入力端子Ｖｐ、負の入力端子Ｖｎ、およびニュートラル入力端子Ｖｃ）と、１つの出力端子Ｖｏｕｔを有している。入力端子Ｖｐ、Ｖｎは、直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２の両端に接続され、それぞれ正の側の電圧および負の側の電圧を受ける。ニュートラル入力端子Ｖｃは、可変電圧発生器１８の出力に接続される。スイッチング回路２０の出力端子Ｖｏｕｔは、負荷２２の入力に接続される。負荷２２の出力は、ニュートラル入力端子Ｖｃに接続される。簡単のため、この例では、負荷は抵抗器だけを備えているものとする。
【００１５】
スイッチング回路２０は、トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、及びダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を備えている。スイッチング回路２０は、トランジスタＴ１〜Ｔ４を制御することによって、正のレベル、ニュートラルレベル、および負のレベルという３つのレベルの電圧を、出力端子Ｖｏｕｔから生じるように構成されている。トランジスタＴ１〜Ｔ４は、タイミング回路（図示せず）により制御され、図２Ａ〜２Ｃの期間Ｐ１においてはトランジスタＴ１、Ｔ２がオンにされ、期間Ｐ２においてはトランジスタＴ２、Ｔ３がオンにされ、期間Ｐ３においてはトランジスタＴ３、Ｔ４がオンにされ、期間Ｐ４においてはトランジスタＴ２、Ｔ３がオンにされる。期間Ｐ１〜Ｐ４は、繰り返され、スイッチング回路２０からＡＣ電流が生成される。
【００１６】
期間Ｐ１においては、図１Ａに示すように、スイッチング回路２０のトランジスタＴ１、Ｔ２がオンであるため、電流（正の側の電流と称される）が、コンデンサＣ１から端子Ｖｐ、トランジスタＴ１、Ｔ２、負荷２２、及び可変電圧発生器１８を通り、再びコンデンサＣ１へと流れる。
【００１７】
期間Ｐ２においては、図１Ｂに示されるように、トランジスタＴ２、Ｔ３がオンであるため、電流が、負荷２２からトランジスタＴ３およびダイオードＤ６を通って可変電圧発生器１８へと流れ、又は可変電圧発生器１８からダイオードＤ５およびトランジスタＴ２を通って負荷２２へと流れ、期間Ｐ２においてはＶｏｕｔにおける電圧レベルがＶｃに等しく保たれる。しかしながら、この例では、単純な抵抗性の負荷が使用されているため、電流の流れはゼロである。
【００１８】
期間Ｐ３においては、図１Ｃに示されるように、スイッチング回路２０のトランジスタＴ３、Ｔ４がオンであるため、電流（負の側の電流と称される）が、コンデンサＣ２から可変電圧発生器１８、端子Ｖｃ、負荷２２、及びトランジスタＴ３、Ｔ４を通り、再びコンデンサＣ２へと流れる。
【００１９】
期間Ｐ４における動作は、期間Ｐ２について説明した動作と基本的に同じである。
【００２０】
もし、コンデンサＣ１の容量が充分に大きければ、コンデンサＣ１の電圧は、図２Ａに破線で示されているように、期間Ｐ１、すなわち正の側の電流が生じている期間、において、一定に保たれる。しかしながら、コンデンサＣ１が比較的小さい容量（本発明においては容認できる）であれば、コンデンサＣ１の電圧が、期間Ｐ１において、図２Ａに実線で示されているように減衰する。その結果、電位Ｊｆは、期間Ｐ１において、図２Ｂに示すように不適切な上昇を示す。比較器１６は、電位Ｊｆの係る上昇を検出する。コントローラ１２が、電位Ｊｆの上昇の情報を受け、可変電圧発生器１８へ制御信号を送る。可変電圧発生器１８は、図２Ｃに示すように、期間Ｐ１における接続点Ｊｆの電位の上昇を打ち消すための電圧Ｖｇｅｎを生成し、端子Ｖｃの電位をニュートラルレベルに維持する。
【００２１】
同じことが、コンデンサＣ２にも当てはまる。もし、コンデンサＣ２が比較的小さい容量（本発明においては容認できる）であれば、コンデンサＣ２の電圧は、期間Ｐ３において、図２Ａに実線で示されているように減衰する。その結果、電位Ｊｆは、期間Ｐ３において、図２Ｂに示すように不適切な下降を示す。比較器１６は、電位Ｊｆの係る下降を検出する。コントローラ１２が、電位Ｊｆの下降の情報を受け、可変電圧発生器１８への制御信号を送る。可変電圧発生器１８は、図２Ｃに示すように、期間Ｐ３における接続点Ｊｆの電位の下降を打ち消すための電圧Ｖｇｅｎを生成し、端子Ｖｃの電位をニュートラルレベルに維持する。
【００２２】
電位Ｊｃに対する電位Ｊｆの上昇または下降は、ここでは電位Ｊｆのズレと呼ぶ。分圧器４、６及び比較器１６は、一体となって、中間接続点Ｊｆの電位のズレを検出する電圧検出手段を構成する。
【００２３】
図３Ａは、可変電圧発生器１８の例を示す。可変電圧発生器１８は、トランジスタＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４と、該トランジスタＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４のそれぞれに逆方向に接続されたダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４を含むフルブリッジ回路を有する。コンデンサＣ３が、トランジスタＴ１３、Ｔ１４の直列接続に並列に接続されている。インダクタＬ１とコンデンサＣ４から構成されるフィルタ回路が、可変電圧発生器１８の入力と出力との間に接続されている。コンデンサＣ３は、充電器１７によって充電され、常に充電された状態に保たれ、動作中は常に、最大電圧Ｖｍａｘ以上の電圧を有している。電圧Ｖｍａｘは、電位Ｊｆの最大のズレに等しい。充電器１７は、内部の回路または外部の回路によって形成することができる。簡潔のため、充電器１７は、図３Ａのみにおいて示し、他の電圧発生器の回路においては省略される。
【００２４】
コントローラ１２は、トランジスタＴ１２、Ｔ１１、Ｔ１３、Ｔ１４のそれぞれに接続された４つの出力Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４を有する。出力Ａ１、Ａ２からは、比較器１６からの差信号の極性を表わすハイ（ＨＩＧＨ）またはロー（ＬＯＷ）の信号を生成する一方、出力Ａ３、Ａ４からは、ズレの量を表わすパルス列信号を生成する。例えば、パルス列信号は、コントローラ１２に設けられた高周波（２０〜５０ＫＨｚなど）パルス源（図示せず）で生成されたパルスを、電位Ｊｆのズレの程度または大きさによって決定される割合で間引かれて生成される。トランジスタＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４の制御は、上述に限らず、電圧Ｖｇｅｎを生成するのであれば、任意の他の種類の制御を使用できることは、当業者にとって自明である。後述する図７の変形例４で示すように、本発明では、差の極性を表わす出力Ａ１、Ａ２を用いずに実現することも可能である。
【００２５】
図３Ａは、電位Ｊｆのズレが−Ｖｄ１（図４Ａ）である場合を示しており、図３Ｂは、電位Ｊｆのズレが＋Ｖｄ２（図４Ａ）である場合を示している。
【００２６】
図４Ａ〜４Ｆを用い、可変電圧発生器１８の動作を説明する。図４Ａは、比較器１６の出力を示し、電位Ｊｃに対する接続点Ｊｆの電位の変化を表わしている。期間Ｑ１において、電位Ｊｆは、例えば電圧Ｖｍａｘの２／３に等しい量Ｖｄ１だけ下降し、期間Ｑ２において、電位Ｊｆは、例えば電圧Ｖｍａｘの５／６に等しい量Ｖｄ２だけ上昇すると仮定する。図４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ、４Ｅの波形は、コントローラ１２の出力であり、それぞれトランジスタＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３、Ｔ１４に加えられる。
【００２７】
期間Ｑ１において、接続点Ｊｆと接続点Ｊｃとの間の電位差の極性がマイナスであるので、コントローラ１２は、出力Ａ１からハイ（ＨＩＧＨ）を生成し、これがトランジスタＴ１２に加えられる。結果として、可変電圧発生器１８を通る電流経路は、期間Ｑ１においてトランジスタＴ１３がオンであるときは図３Ａの実線で示すように、また、期間Ｑ１においてトランジスタＴ１４がオンであるときは破線で示すように形成される。
【００２８】
期間Ｑ１において、コントローラ１２は、電位Ｊｆのズレの程度を計算し、それを比の形式で表現する。ここで、コンデンサＣ３の電圧は、最大（＝Ｖｍａｘ）であると仮定した場合、期間Ｑ１において出力Ａ３からは、２／３のデューティサイクルを有するパルス（図４Ｄ）が生成され、出力Ａ４からは、期間Ｑ１において１／３のデューティサイクルを有するインバースパルス（図４Ｅ）が生成される。このようにして、トランジスタＴ１３が、期間Ｑ１の時間の２／３の間オンになって、コンデンサＣ４を順方向に充電し、充電電圧が、図４Ｆに示すように電圧Ｖｍａｘの２／３の電圧となる。すなわち、期間Ｑ１において、コンデンサＣ４は、コンデンサＣ３に充電された電圧Ｖｍａｘを間欠的に使用して、図４Ｆに示されるように、期間Ｑ１において（２／３）×Ｖｍａｘ（平均として、＋Ｖｄ１に等しい）まで充電される。このようにして、接続点Ｊｆに現れる電位のズレが、コンデンサＣ４に充電された電圧と相殺され、端子Ｖｃにニュートラル電位をもたらす。
【００２９】
期間Ｑ２において、接続点Ｊｆと接続点Ｊｃとの間の電位差の極性がプラスである場合、コントローラ１２は、出力Ａ２にハイ（ＨＩＧＨ）を生成し、これがトランジスタＴ１１に加えられる。結果として、図３Ｂに期間Ｑ２においてトランジスタＴ１４がオンであるときは実線で、また、期間Ｑ２においてトランジスタＴ１３がオンであるときは破線で示すように、可変電圧発生器１８を通る電流経路が確立される。
【００３０】
期間Ｑ２において、コントローラ１２は、比の形式で表現される、電位Ｊｆのズレの程度を計算する。コンデンサＣ３の電圧＝Ｖｍａｘであると仮定した場合、出力Ａ４からは、期間Ｑ２において５／６のデューティサイクルを有するパルス（図４Ｄ）が生成され、出力Ａ３からは、期間Ｑ２において１／６のデューティサイクルを有する逆のパルス（図４Ｅ）が生成される。このようにして、トランジスタＴ１４は、期間Ｑ２の時間の５／６の間オンになって、コンデンサＣ４を逆方向に充電し、図４Ｆに示すように電圧Ｖｍａｘの−５／６の電圧をもたらす。すなわち、期間Ｑ２において、コンデンサＣ４は、コンデンサＣ３に充電された電圧Ｖｍａｘを使用して間欠的に充電され、図４Ｆに示すように、期間Ｑ２において（−５／６）×Ｖｍａｘ（平均として、−Ｖｄ２に等しい）の充電がなされる。このようにして、接続点Ｊｆに現れる電位のズレが、コンデンサＣ４に充電された電圧と相殺され、端子Ｖｃにニュートラル電位をもたらす。
【００３１】
本発明の中性点クランプ形コンバータによれば、端子Ｖｃの電位が、たとえコンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれの両端電圧が変動する場合でも、ズレの量に対応する電圧を生成して、生成された電圧を接続点Ｊｆの電位へと加えることにより、ニュートラルレベルに強制的に調節される。したがって、小さな容量のコンデンサＣ１、Ｃ２を使用することが可能である。また、動作の開始時にコンデンサＣ１、Ｃ２の電荷を精密につり合わせ調整をする必要がない。
【００３２】
＜変形例１＞
特にパルス源からのパルスの周波数が充分高い場合には、インダクタＬ１およびコンデンサＣ４からなるフィルタ回路を省略してもよい。
【００３３】
＜変形例２＞
図５には、電圧検出手段の変形例が示されている。図１に示す分圧器４、６の代わりに、図５に示す電圧検出器１０４、１０６を使用してもよい。電圧検出器１０４が、コンデンサＣ１の両端電圧を検出し、電圧検出器１０６が、コンデンサＣ２の両端電圧を検出する。電圧検出器１０４、１０６の出力が、比較器１６へと加えられる。
【００３４】
比較器１６が、コンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれの両端電圧を比較し、接続点Ｊｆにおけるズレを生成する。電圧検出器１０４、１０６ならびに比較器１６は、一体となって、中間接続点Ｊｆの電位のズレを検出する電圧検出手段を構成する。
【００３５】
このような電圧検出器１０４、１０６を、可変電圧発生器１８の下流側に挿入してもよい。例えば、電圧検出器１０４を、端子Ｖｐ、Ｖｃの間に挿入し、電圧検出器１０６を、端子Ｖｃ、Ｖｎの間に挿入することもできる。この場合、コントローラ１２は、フィードバック・ループ・モードで動作し、可変電圧発生器１８の電圧を調整して、比較器１６の出力をゼロに近付けるように動作する。すなわち、電圧検出器１０４、１０６、比較器１６、及びコントローラ１２は、一体となって、端子Ｖｃの電位を真ん中の電位の近くに保つべく釣り合い信号を生成する電圧制御手段を構成する。
【００３６】
＜変形例３＞
図６は、可変電圧発生器１８の変形例を示す。図３Ａに示した１つのフルブリッジ回路の代わりに、図６に示すように、直列に接続された２つのフルブリッジ回路を使用してもよい。第１のフルブリッジ回路は、トランジスタＴ１１ａ、Ｔ１２ａ、Ｔ１３ａ、Ｔ１４ａと、ダイオードＤ１１ａ、Ｄ１２ａ、Ｄ１３ａ、Ｄ１４ａと、コンデンサＣ３ａを含む。第２のフルブリッジ回路は、トランジスタＴ１１ｂ、Ｔ１２ｂ、Ｔ１３ｂ、Ｔ１４ｂと、ダイオードＤ１１ｂ、Ｄ１２ｂ、Ｄ１３ｂ、Ｄ１４ｂと、コンデンサＣ３ｂを含む。この場合、コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂの各々が、（１／２）Ｖｍａｘに充電される。各々のフルブリッジ回路は、コントローラ１２によって個別に制御される。コントローラ１２は、８つの出力Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５、Ａ６、Ａ７、Ａ８を有しており、その内、出力Ａ１〜Ａ４はトランジスタＴ１１ａ〜Ｔ１４ａを制御するために使用され、出力Ａ５〜Ａ８はトランジスタＴ１１ｂ〜Ｔ１４ｂを制御するために使用される。その制御方法は、図３Ａ、３Ｂ、４Ａ〜４Ｆで示した方法と同様である。したがって、そのような可変電圧発生器について、Ｖ（ＶＶＧ）＝０、Ｖ（ＶＶＧ）＝（１／２）Ｖｍａｘ、Ｖ（ＶＶＧ）＝Ｖｍａｘ、Ｖ（ＶＶＧ）＝−（１／２）Ｖｍａｘ、およびＶ（ＶＶＧ）＝−Ｖｍａｘという５つのレベルが得られ、ここでＶ（ＶＶＧ）は、端子Ｖｃと接続点Ｖｆとの間の電圧である。結果として、平均化がより容易となる。例えば、Ｖ（ＶＶＧ）＝（１／２）Ｖｍａｘを得るためには、一方のフルブリッジの（１／２）Ｖｍａｘの出力を用いれば簡単に実現できる。ちなみに図３の例では、５０％のデューティサイクルを得る必要がある。
【００３７】
図６の構成と同様に、直列に接続されたＮ個（Ｎは、「２」以上の整数）のフルブリッジ回路を備えてもよい。この場合、中央のコンデンサは、（１／Ｎ）Ｖｍａｘに充電される。
【００３８】
＜変形例４＞
図７は、可変電圧発生器１８の変形例を示す。図３Ａに示したフルブリッジ回路の代わりに、図７に示すようなハーフブリッジ回路を使用してもよい。ハーフブリッジ回路は、トランジスタＴ１３ｃ、Ｔ１４ｃと、ダイオードＤ１３ｃ、Ｄ１４ｃと、コンデンサＣ３ｃを備えている。この場合、コンデンサＣ３は、２Ｖｍａｘに充電される。さらに、オフセット回路３０が、接続点Ｊｆに接続されている。一例として、オフセット回路３０は、接続点Ｊｆと接続点Ｊｆａとの間に−Ｖｍａｘのオフセット電圧を生成する。接続点Ｊｆにおけるズレが正であるか、あるいは負であるかにかかわらず、接続点Ｊｆａの電位は、常に負の電圧になる。したがって、ハーフブリッジ回路は、常に正の電圧で接続点Ｊｆａの電圧と相殺することが出来る。
【００３９】
図７に示すように、コントローラ１２は、必要な相殺電圧の大きさを表わすデューティサイクルを有するパルスを生成する出力Ａ３、Ａ４だけを有している。換言すると、差信号の極性を表わす出力Ａ１、Ａ２は、図７の例では不要である。これは、図７の例では、接続点Ｊｆａにおける極性が、常に負であるからである。
【００４０】
オフセット回路３０は、接続点Ｊｆａに＋Ｖｍａｘのオフセット電圧を発生させてもよい。その場合、ハーフブリッジは、負の電圧を発生すように構成される。
【００４１】
さらに、オフセット回路３０を設ける代わりに、最初にコンデンサＣ１、Ｃ２を、それぞれ電圧（Ｖｓｔ＋Ｖｍａｘ）、（Ｖｓｔ−Ｖｍａｘ）のように、オフセットされた電圧に充電してもよい。そのような電圧（Ｖｓｔ＋Ｖｍａｘ）、（Ｖｓｔ−Ｖｍａｘ）は、変形例５において説明した充電器によって充電してもよい。
【００４２】
＜変形例５＞
図８は、中性点クランプ形コンバータのコンデンサＣ１、Ｃ２にそれぞれ接続された充電器３０、３２を示す。充電器３０、３２は、動作の開始時に、それぞれコンデンサＣ１、Ｃ２を強制的に充電するために使用される。充電器３０、３２は、コンデンサＣ１、Ｃ２が大きな容量を有するものである場合に、コンデンサＣ１、Ｃ２を迅速に充電し、その両端電圧が必要なレベルまで迅速に達成させるために使用される。充電器３０、３２は、接続点Ｊｆの電位をニュートラル値に保つべき場合には、コンデンサＣ１、Ｃ２を同じ電圧に充電する一方、接続点Ｊｆの電位を変形例４において述べたようにニュートラル値から所定のオフセットに保つべき場合には、コンデンサＣ１、Ｃ２を異なる電圧に充電する。
【００４３】
＜変形例６＞
図９は、可変電圧発生器１８の変形例を示す。図７に示したハーフブリッジ回路の代わりに、図９に示すような双方向チョッパを使用してもよい。双方向チョッパ回路は、トランジスタＴ１０、Ｔ１１と、ダイオードＤ１０、Ｄ１１と、コンデンサＣ１０、Ｃ１１と、インダクタＬ１０、Ｌ１１を備えている。トランジスタＴ１０、ダイオードＤ１０、およびインダクタＬ１０は、ステップダウンチョッパを構成し、インダクタＬ１１、トランジスタＴ１１、およびダイオードＤ１１は、ステップアップチョッパを構成する。トランジスタＴ１０の動作により、ステップダウンチョッパは、コンデンサＣ１１からコンデンサＣ１０へとエネルギーを遷移する。すなわちコンデンサＣ１１よりも低い電圧を有するコンデンサＣ１０へと電流が流れる。トランジスタＴ１１の動作により、ステップアップチョッパは、コンデンサＣ１０からコンデンサＣ１１へとエネルギーを遷移する。すなわちコンデンサＣ１０から電流を流出し、コンデンサＣ１１の電圧レベルを高める。これにより、コンデンサＣ１０の電圧を、ゼロと、コンデンサＣ１１の電圧Ｖｍａｘとの間の任意の正のレベルに調節することができ、トランジスタＴ１０、Ｔ１１を動作することにより、可変電圧発生器に流れる電流の方向を、両方向のいずれかの方向にすることができる。
【００４４】
＜変形例７＞
図１０は、中性点クランプ形コンバータに更に設けた共振転送回路３４を示す。共振転送回路３４は、端子Ｖｐ、Ｖｃの間に直列に接続されたトランジスタＴ２０、Ｔ２１と、端子Ｖｃ、Ｖｎの間に直列に接続されたトランジスタＴ２２、Ｔ２３と、接続点Ｊａ、Ｊｂの間に直列に接続されたコンデンサＣ６およびインダクタＬ６を含んでいる。接続点Ｊａは、トランジスタＴ２０、Ｔ２１の間の接続点であり、接続点Ｊｂは、トランジスタＴ２２、Ｔ２３の間の接続点である。ダイオードＤ２０、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ２３は、それぞれトランジスタＴ２０、Ｔ２１、Ｔ２２、Ｔ２３に接続されている。トランジスタＴ２０、Ｔ２１、Ｔ２２、Ｔ２３は、コントローラ１２からのさらなる出力によって制御される。
【００４５】
コンデンサＣ１が、所定のレベルよりも高いレベルに充電されれば、トランジスタＴ２０はオンにされ、コンデンサＣ１の電荷がトランジスタＴ２０を通ってコンデンサＣ６へと移る。この時点で、電流は、インダクタＬ６にエネルギーを蓄えるべく、コンデンサＣ６からインダクタＬ６およびダイオードＤ２２へと流れ、再びコンデンサＣ１へと戻る。その後に、トランジスタＴ２０がオフにされ、トランジスタＴ２１がオンにされる。その結果、インダクタＬ６のエネルギーが、インダクタＬ６からコンデンサＣ６、トランジスタＴ２１、コンデンサＣ２、およびダイオードＤ２３を通ってインダクタＬ６へと戻る電流を生じさせる。したがって、コンデンサＣ２が充電される。このようにして、コンデンサＣ１、Ｃ２の電荷が、長期的には所望のレベルに保たれる。
【００４６】
図１０において、共振転送回路３４は、可変電圧発生器１８の下流側に挿入されているが、可変電圧発生器１８の上流側に挿入してもよい。
【００４７】
＜変形例８＞
図１１は、スイッチング回路２０の変形例を示す。図１に示したスイッチング回路２０の代わりに、図１１に示すように、３相負荷２４に接続された３相スイッチング回路２３を使用してもよい。スイッチング回路２３は、端子Ｖｐ、Ｖｎの間に挿入されており、第１相用のトランジスタＴ１ａ、Ｔ２ａ、Ｔ３ａ、Ｔ４ａ、およびダイオードＤ１ａ、Ｄ２ａ、Ｄ３ａ、Ｄ４ａ、Ｄ５ａ、Ｄ６ａと、第２相用のトランジスタＴ１ｂ、Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ４ｂ、およびダイオードＤ１ｂ、Ｄ２ｂ、Ｄ３ｂ、Ｄ４ｂ、Ｄ５ｂ、Ｄ６ｂと、第３相用のトランジスタＴ１ｃ、Ｔ２ｃ、Ｔ３ｃ、Ｔ４ｃ、およびダイオードＤ１ｃ、Ｄ２ｃ、Ｄ３ｃ、Ｄ４ｃ、Ｄ５ｃ、Ｄ６ｃを備えている。端子Ｖｃが、ダイオードＤ５ａ、Ｄ６ａの間の接続点、ダイオードＤ５ｂ、Ｄ６ｂの間の接続点、およびダイオードＤ５ｃ、Ｄ６ｃの間の接続点に接続されている。３相負荷２４が、トランジスタＴ２ａ、Ｔ３ａの間の接続点、トランジスタＴ２ｂ、Ｔ３ｂの間の接続点、およびトランジスタＴ２ｃ、Ｔ３ｃの間の接続点に接続されている。
【００４８】
＜変形例９＞
図１２は、電源の変形例を示す。図１Ａに示したＤＣ電源２の代わりに、図１２に示すような、端子Ｖｐ、Ｖｎの間に挿入された３相電源２６およびＡＣ−ＤＣコンバータ２５を含む、ＡＣ電源を用いてもよい。ＡＣ−ＤＣコンバータ２５が、第１相用のトランジスタＴ１ｘ、Ｔ２ｘ、Ｔ３ｘ、Ｔ４ｘ、およびダイオードＤ１ｘ、Ｄ２ｘ、Ｄ３ｘ、Ｄ４ｘ、Ｄ５ｘ、Ｄ６ｘと、第２相用のトランジスタＴ１ｙ、Ｔ２ｙ、Ｔ３ｙ、Ｔ４ｙ、およびダイオードＤ１ｙ、Ｄ２ｙ、Ｄ３ｙ、Ｄ４ｙ、Ｄ５ｙ、Ｄ６ｙと、第３相用のトランジスタＴ１ｚ、Ｔ２ｚ、Ｔ３ｚ、Ｔ４ｚ、およびダイオードＤ１ｚ、Ｄ２ｚ、Ｄ３ｚ、Ｄ４ｚ、Ｄ５ｚ、Ｄ６ｚを備えている。端子Ｖｃが、ダイオードＤ５ｘ、Ｄ６ｘの間の接続点、ダイオードＤ５ｙ、Ｄ６ｙの間の接続点、およびダイオードＤ５ｚ、Ｄ６ｚの間の接続点に接続されている。３相電源２６は、トランジスタＴ２ｘ、Ｔ３ｘの間の接続点、トランジスタＴ２ｙ、Ｔ３ｙの間の接続点、およびトランジスタＴ２ｚ、Ｔ３ｚの間の接続点に接続されている。
【００４９】
＜変形例１０＞
図１３は、スイッチング回路２０の変形例を示す。図１に示したスイッチング回路２０の代わりに、正の入力、負の入力、ニュートラル入力を有する５レベルのダイオードクランプ形回路を使用する。スイッチング回路は、トランジスタＴ１ｍ、Ｔ２ｍ、Ｔ３ｍ、Ｔ４ｍ、Ｔ５ｍ、Ｔ６ｍ、Ｔ７ｍ、Ｔ８ｍと、トランジスタＴ１ｍ、Ｔ２ｍ、Ｔ３ｍ、Ｔ４ｍ、Ｔ５ｍ、Ｔ６ｍ、Ｔ７ｍ、Ｔ８ｍに逆方向に接続されたダイオードＤ１ｍ、Ｄ２ｍ、Ｄ３ｍ、Ｄ４ｍ、Ｄ５ｍ、Ｄ６ｍ、Ｄ７ｍ、Ｄ８ｍと、クランプダイオードＤ９ｍ、Ｄ１０ｍ、Ｄ１１ｍ、Ｄ１２ｍ、Ｄ１３ｍ、Ｄ１４ｍと、電源回路ＰＳ１、ＰＳ２を備えている。電源回路ＰＳ１が、Ｖｐ、Ｖｃの中心に等しい電圧レベルを生成する。電源回路ＰＳ２が、Ｖｃ、Ｖｎの中心に等しい電圧レベルを生成する。５レベルのスイッチング回路は、５つの出力電位レベルＶ０、（１／２）Ｖ０、０、−（１／２）Ｖ０、−Ｖ０のうちの１つを生成することができる。トランジスタＴ１ｍ、Ｔ２ｍ、Ｔ３ｍ、Ｔ４ｍがオンであるとき、Ｖｏｕｔは、Ｖ０を生成する。トランジスタＴ２ｍ、Ｔ３ｍ、Ｔ４ｍ、Ｔ５ｍがオンであるとき、Ｖｏｕｔは、（１／２）Ｖ０を生成する。トランジスタＴ３ｍ、Ｔ４ｍ、Ｔ５ｍ、Ｔ６ｍがオンであるとき、Ｖｏｕｔは、０を生成する。トランジスタＴ４ｍ、Ｔ５ｍ、Ｔ６ｍ、Ｔ７ｍがオンであるとき、Ｖｏｕｔは、−（１／２）Ｖ０を生成する。トランジスタＴ５ｍ、Ｔ６ｍ、Ｔ７ｍ、Ｔ８ｍがオンであるとき、Ｖｏｕｔは、−Ｖ０を生成する。高精度の出力電圧レベルが得られる一方、コンデンサＣ１、Ｃ２を小さくすることができる。
【００５０】
上述した種々の変形例は、他の変形例の一つまたは複数のものと組み合わせて使用することができる。ただし、そのような変形例の組み合わせが不適合とならない場合に限る。
【００５１】
さらには、コンデンサＣ１からコンデンサＣ２、またはその反対方向のエネルギーの遷移が、図１１に示した３相回路によっても成される。ただし、当業者には明らかなように、スイッチＴ１ａ〜Ｔ４ｃが適切に制御される場合に限る。その結果、追加のパワーエレクトロニクス部品を用いずに、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧バランスを長期的に安定に保つことが出来る。
【００５２】
なお、可変電圧発生器１８で使用されるトランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成される。更に、可変電圧発生器１８で使用されるトランジスタとダイオードは、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）あるいはダイヤモンドのような広い帯域幅のギャップを有する半導体が使用されるのが好ましい。これらは、シリコン（Ｓｉ）より広い帯域幅のギャップを有する。
【００５３】
同様に、スイッチング回路２０あるいは２３で使用されるトランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成される。更に、スイッチング回路２０あるいは２３で使用されるトランジスタとダイオードは、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）あるいはダイヤモンドのような広い帯域幅のギャップを有する半導体が使用されるのが好ましい。これらは、シリコン（Ｓｉ）より広い帯域幅のギャップを有する。
【００５４】
また同様に、共振転送回路３４で使用されるトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成される。更に、共振転送回路３４で使用されるトランジスタとダイオードは、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）あるいはダイヤモンドのような広い帯域幅のギャップを有する半導体が使用されるのが好ましい。これらは、シリコン（Ｓｉ）より広い帯域幅のギャップを有する。
【００５５】
また同様に、ＡＣ−ＤＣコンバータ２５で使用されるトランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成される。更に、ＡＣ−ＤＣコンバータ２５で使用されるトランジスタとダイオードは、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）あるいはダイヤモンドのような広い帯域幅のギャップを有する半導体が使用されるのが好ましい。これらは、シリコン（Ｓｉ）より広い帯域幅のギャップを有する。
【００５６】
トランジスタがＭＯＳＦＥＴかＩＧＢＴで構成される場合、トランジスタは低い電圧でオンすることができるので、高い信頼度の回路を設計することができ、サイズも縮小することができる。
【００５７】
トランジスタとダイオードが広帯域のギャップ半導体で形成されれば、様々な特徴の改善、たとえば破壊電圧の改善、最大許容電流密度の向上、熱に対する抵抗力の向上、電力損失の改善などを達成することができる。また、回路サイズを縮小することもできる。さらに、効率と信頼度を維持しつつ、ヒートシンク用の熱放散フィンを小さくすることができる。
【００５８】
本発明を、添付の図面に基づき、好ましい実施の形態を介して説明したが、種々の変更や修正は当業者にとって明らかであり、そのような変更や修正は、添付の特許請求の範囲によって定められる本発明の技術的範囲に包含される。
【産業上の利用可能性】
【００５９】
本発明は、コンバータに使用することが出来る。
【符号の説明】
【００６０】
２  電源，４、６  分圧器，１２  コントローラ，１６  比較器，１８  可変電圧発生器，２０  スイッチング回路，２２  負荷
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2013539334.tif 000015
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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