(57)【要約】  ＬＬＣコンバータを含む装置、及びＬＬＣコンバータ内のサージ電流を低減する方法が開示される。ＬＬＣコンバータ（１００）は、第１のスイッチ（ＳＷ１）及び第２のスイッチ（ＳＷ２）を有するスイッチング回路（１０２）、共振回路、及び整流回路（１０６）を含む。前記ＬＬＣコンバータのスタートアップの間、固定期間及び可変デューティ・サイクルを有する第１及び第２の信号が、それぞれ前記第１及び第２のスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）に印加される。整流回路（１０６）に結合されるように構成される負荷にかかる電圧が所定の電圧に達すると、前記第１及び第２の信号が、可変期間及び固定デューティ・サイクルを有する信号に変更される。
2013516955.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータを含む装置であって、
第１のスイッチ、第２のスイッチ、ＤＣ（直流）電圧に接続される入力、及び出力を有するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の前記出力に接続される共振回路と、
前記共振回路に接続される整流回路と、
を含む装置であって、
前記第１のスイッチが、前記ＬＬＣコンバータのスタートアップの間、固定期間及び可変デューティ・サイクルを有する第１のＰＷＭ（パルス幅変調）信号によって制御可能であり、
前記第２のスイッチが、前記ＬＬＣコンバータのスタートアップの間、固定期間及び可変デューティ・サイクルを有する第２のＰＷＭ信号によって制御可能であり、
前記第１のスイッチが、前記整流回路に結合されるように構成される負荷にかかる電圧が所定の第１の電圧に等しいか又はそれより大きいとき、可変期間及び固定デューティ・サイクルを有する第１の共振モード信号によって制御可能であり、更に、
前記第２のスイッチが、前記負荷にかかる電圧が前記所定の第１の電圧に等しいか又はそれより大きいとき、可変期間及び固定デューティ・サイクルを有する第２の共振モード信号によって制御可能である、装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置であって、前記共振回路が、
第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサに接続される第１のインダクタと、
前記第１のインダクタに接続される第２のインダクタと、
一次巻線及び二次巻線を有する変圧器と、
を含む装置であって、
前記一次巻線が前記第１及び第２のインダクタに接続され、
前記一次巻線と前記第２のインダクタとが並列に接続される、
装置。
【請求項３】
請求項２に記載の装置であって、前記整流回路が、
アノード及びカソードを有する第１のダイオードであって、前記第１のダイオードの前記アノードが前記二次巻線の第１の接続に接続される、前記第１のダイオードと、
アノード及びカソードを有する第２のダイオードであって、前記第２のダイオードの前記アノードが前記二次巻線の第２の接続に接続される、前記第２のダイオードと、
第１及び第２の接続を有する第２のコンデンサであって、前記第２のコンデンサの前記第１の接続が前記第１のダイオードの前記カソードに及び前記第２のダイオードの前記カソードに接続され、前記第２のコンデンサの前記第２の接続が前記二次巻線のセンタータップに接続される、前記第２のコンデンサと、
を含む、装置。
【請求項４】
請求項２に記載の装置であって、前記整流回路が、
アノード及びカソードを有する第１のダイオードであって、前記第１のダイオードの前記アノードが前記二次巻線の第１の接続に接続される、前記第１のダイオードと、
アノード及びカソードを有する第２のダイオードであって、前記第２のダイオードの前記カソードが前記二次巻線の前記第１の接続に接続される、前記第２のダイオードと、
アノード及びカソードを有する第３のダイオードであって、前記第３のダイオードの前記アノードが前記二次巻線の第２の接続に接続され、前記第３のダイオードの前記カソードが、前記第１のダイオードの前記カソードに接続される、前記第３のダイオードと、
アノード及びカソードを有する第４のダイオードであって、前記第４のダイオードの前記アノードが前記第２のダイオードの前記アノードに接続され、前記第４のダイオードの前記カソードが前記二次巻線の第２の接続に接続される、前記第４のダイオードと、
第１の接続及び第２の接続を有する第２のコンデンサであって、前記第２のコンデンサの前記第１の接続が前記第１のダイオードの前記カソードに接続され、前記第２のコンデンサの前記第２の接続が前記第２のダイオードの前記アノードに及び前記第４のダイオードの前記アノードに接続される、前記第２のコンデンサと、
を含む、装置。
【請求項５】
請求項２に記載の装置であって、前記装置がＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、携帯電話、及びラップトップ・コンピュータから成る群から選択される、装置。
【請求項６】
請求項１に記載の装置であって、
前記第１のＰＷＭ信号の前記固定期間が前記第２のＰＷＭ信号の前記固定期間にほぼ等しく、
前記第１のＰＷＭ信号の前記可変デューティ・サイクルが値Ｄを有し、
前記第２のＰＷＭ信号の前記可変デューティ・サイクルが値Ｄを有し、
Ｄの前記値が０から０．５の間である、
装置。
【請求項７】
請求項１に記載の装置であって、
前記第１の共振モード信号が約５０パーセントのデューティ・サイクルを有し、
前記第２の共振モード信号が約５０パーセントのデューティ・サイクルを有し、
前記第２の共振モード信号が前記第１の共振モード信号と約１８０度位相が異なる、
装置。
【請求項８】
ＬＬＣコンバータ内のサージ電流を低減する方法であって、
前記ＬＬＣコンバータのスタートアップの間、固定期間及び可変デューティ・サイクルを有する第１のＰＷＭ信号を第１のスイッチに印加し、
前記ＬＬＣコンバータのスタートアップの間、固定期間及び可変デューティ・サイクルを有する第２のＰＷＭ信号を第２のスイッチに印加し、
整流回路に結合されるように構成された負荷にかかる電圧が所定の第１の電圧に等しいか又はそれを上回るとき、可変期間及び固定デューティ・サイクルを有する第１の共振モード信号を前記第１のスイッチに印加し、更に、
前記ＬＬＣコンバータに接続される前記負荷にかかる電圧が前記所定の第１の電圧に等しいか又はそれを上回るとき、可変期間及び固定デューティ・サイクルを有する第２の共振モード信号を前記第２のスイッチに印加すること、
を含む、方法。
【請求項９】
請求項８に記載の方法であって、前記第１のＰＷＭ信号、前記第２のＰＷＭ信号、前記第１の共振モード信号、及び前記第２の共振モード信号が矩形波である、方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の方法であって、
前記第１のＰＷＭ信号の前記固定期間が前記第２のＰＷＭ信号の前記固定期間にほぼ等しく、
前記第１のＰＷＭ信号の前記可変デューティ・サイクルが値Ｄを有し、
前記第２のＰＷＭ信号の前記可変デューティ・サイクルが値Ｄを有し、
Ｄの前記値が０から０．５の間である、
方法。
【請求項１１】
請求項９に記載の方法であって、
前記第１の共振モード信号が約５０パーセントのデューティ・サイクルを有し、
前記第２の共振モード信号が約５０パーセントのデューティ・サイクルを有し、
前記第２の共振モード信号が前記第１の共振モード信号と約１８０度位相が異なる、
方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、更に特定して言えば、ＬＬＣ  ＤＣ−ＤＣコンバータに関連する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣ（直流−直流）コンバータは、多くの電子デバイスで見受けられる。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、携帯電話、及びラップトップ・コンピュータでよく見受けられる。これらの電子デバイスは、バッテリー又は外部電源によって供給されるものからの異なる電圧レベル要件の幾つかのサブ回路を含むことが多い。ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流のソースをサブ回路が要求する電圧レベルに合わせるため１つの電圧レベルから別の電圧レベルへ変換する。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣ変換を提供する一つの方法は、リニア・レギュレータの利用を介するものである。しかし、リニア・レギュレータは、ラップトップ・コンピュータ及び携帯電話などのデバイスに対し過度に多くの熱を放散し得る。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力エネルギーを一時的に蓄積し、その後、このエネルギーを異なる電圧で出力へ放つことにより、１つのＤＣ電圧を別のものに変換する。この蓄積は、磁場蓄積構成要素（例えば、インダクタ、変圧器）、又は電界蓄積構成要素（即ち、コンデンサ）のいずれかであってよく、又は両方の組み合わせであってもよい。この変換方法は、例えばリニア・レギュレータより電力効率がよい（大抵、７５％から９８％）。この効率は、バッテリーで動作するデバイスの実行時間増加に有益である。
【０００５】
異なるＤＣ−ＤＣコンバータ・トポロジー間では、ＬＬＣ（インダクタ・インダクタ・コンデンサ）コンバータは、効率が高く、波形がスムーズであり、高出力密度であるため、最近かなり注目されてきている。ＬＬＣコンバータの高い効率は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）の利用によるものである。ＺＶＳはスイッチング損失を低減し、それによりＬＬＣコンバータの効率が改善される。
【０００６】
ＬＬＣコンバータは共振モードで動作する。オペレーションの共振モードの間、固定デューティ・サイクル（約５０％）及び可変期間を有する信号がパワースイッチを駆動する。パワーＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）は、典型的に、パワースイッチとして用いられる。ＬＬＣコンバータのスタートアップ時間は非常に重要である。スタートアップ時、ＬＬＣコンバータの出力コンデンサは通常放電される。ＬＬＣコンバータが放電された出力コンデンサを充電し始めるとき、パワーＭＯＳＦＥＴを介して引き出される瞬時電流又はサージ電流が過度に大きくなり、そのパワーＭＯＳＦＥＴの機能を止めてしまう恐れがある。ＬＬＣコンバータのスタートアップの間徐々に出力コンデンサを充電することで、パワーＭＯＳＦＥＴが動作不能となることを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】図１は、ＬＬＣコンバータの一実施例の概略図である。
【０００８】
【図２】図２は、共振モードにおける図１のＬＬＣコンバータの一実施例のスイッチＳＷ１及びＳＷ２に印加される電圧のタイミング図である。
【０００９】
【図３】図３は、スイッチング周波数Ｆｓの関数とした、ＬＬＣコンバータの一実施例の利得のグラフである。
【００１０】
【図４】図４は、ＰＷＭ（パルス幅変調）モードにおける図１のＬＬＣコンバータの一実施例のスイッチＳＷ１及びＳＷ２に印加される電圧のタイミング図である。
【００１１】
【図５】図５は、スタートアップの間ＬＬＣコンバータ内のサージ電流を低減させる方法の一実施例を説明するフローチャートである。
【００１２】
【図６】図６は、センタータップなし全波整流回路の一実施例の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図面及び説明は全般的に、ＬＬＣコンバータの例示の実施例を開示する。要約すると、このＬＬＣコンバータは、スイッチング回路、共振回路、整流回路、及び負荷を含む。スタートアップの間、特に出力コンデンサが放電されるとき、スイッチング回路内のパワースイッチを介してサージ電流が引き出され得る。このサージ電流を制限するため、ＬＬＣコンバータは、まずＰＷＭモードで開始する。パワースイッチを駆動している信号は、固定期間及び可変デューティ・サイクルを有するＰＷＭ（パルス幅変調）信号である。パワースイッチを駆動するためにＰＷＭ信号を利用することにより、出力コンデンサが徐々に充電されて、パワースイッチをサージ電流から保護する。
【００１４】
出力電圧が、出力電圧設定点に近い所定の電圧まで充電されると（このとき、出力コンデンサも充電される）、スイッチング回路内のスイッチを駆動する信号は、可変期間及び固定デューティ・サイクルを有する共振モード信号に変わる。以下に更に詳そ細に説明するように、ＬＬＣコンバータをＰＷＭモードで開始し、その後、共振モードに変えることで、ＬＬＣコンバータ内の電気的構成要素が損傷を受ける可能性が低減される。
【００１５】
図１は、ＬＬＣコンバータ１００の一実施例を示す概略図である。図１のＬＬＣ共振回路１０４は、コンデンサＣｒ、インダクタＬｒ、インダクタＬｐ、及び変圧器Ｔｒを含む。コンデンサＣｒ、インダクタＬｒ、及びインダクタＬｐは、直列に接続される。インダクタＬｒは、変圧器Ｔｒの漏洩インダクタンスからつくられてもよく、又は個別のインダクタをその一部として用いることもできる。インダクタＬｐをつくるために、変圧器Ｔｒの励磁インダクタンスＬｍと、変圧器Ｔｒの一次巻線Ｐｒと並列に配置される個別のインダクタとの組み合わせを用いることもできる。
【００１６】
コンデンサＣｒの１つの接続は、ノードＮ２でインダクタＬｒの接続に接続される。インダクタＬｒの別の接続は、ノードＮ３で変圧器Ｔｒの一次巻線Ｐｒの第１の端部とインダクタＬｐの第１の接続とに接続される。変圧器Ｔｒの一次巻線Ｐｒの第２の端部とインダクタＬｐの第２の接続は接地に接続される。
【００１７】
この例の整流回路１０６は、センタータップ式全波整流回路であるが、センタータップなし全波整流回路（図６）又は半波整流などの他の種類の整流を用いることもできる。整流回路１０６において、変圧器Ｔｒの二次巻線Ｓｒの第１の接続は、ノードＮ４でダイオードＤ１のアノードに接続される。変圧器Ｔｒの二次巻線Ｓｒの第２の接続は、ノードＮ５でダイオードＤ２のアノードに接続される。Ｄ１のカソード、Ｄ２のカソード、及びコンデンサＣ１の第１の接続はＶｏｕｔで接続される。Ｖｏｕｔは、ＬＬＣコンバータ１００により生成される出力電圧である。コンデンサＣ１の第２の接続は、ノードＮ６で変圧器Ｔｒの二次巻線Ｓｒのセンタータップに接続される。負荷１０８の抵抗ＲＬはＶｏｕｔ及びノードＮ６で接続される。この実施例において、ローパス・フィルタとしてコンデンサＣ１が用いられる。しかし、パイネットワークなど、他のローパス・フィルタを用いることもできる。
【００１８】
図６は、センタータップなし全波整流回路の一実施例を図示する。図６に示す実施例は、センタータップ式ではないため、全波整流のために４つのダイオード、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、及びＤ４が必要となる。
【００１９】
本例のスイッチング回路１０２は、２つのスイッチＳＷ１及びＳＷ２を含む。この例では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２はＮＦＥＴである。ＳＷ１のドレインはＤＣ電圧Ｖｉｎに接続される。ＳＷ１のソース及びＳＷ２のドレインはノードＮ１で接続される。信号Ｓ１及びＳ２がスイッチＳＷ１及びＳＷ２を駆動する。ＳＷ２のソースは接地に接続される。Ｎ１はスイッチング回路１０２の出力に接続される。
【００２０】
スイッチＳＷ１及びＳＷ２スイッチは、信号Ｓ１及びＳ２（図２に示す）によって周波数Ｆｓで制御される。スイッチＳＷ１が期間Ｔの間オンである時間量ＤＴは、デューティ・サイクルＤ（図２に示す）によって決まる。デューティ・サイクルＤは、この例では約０.５の値を有する。スイッチＳＷ２がオンである時間量もＤであるが、１８０度シフトされている。スイッチＳＷ１及びＳＷ２はトランジスタを用いて実装され得る。本発明のこの実施例ではＮＦＥＴ（Ｎ型電界効果トランジスタ）が用いられる。
【００２１】
図３は、共振周波数Ｆｏの関数とした、ＬＬＣコンバータ１００の一実施例の利得のグラフである。ＬＬＣコンバータ１００が共振周波数Ｆｏ近辺で動作するとき、通常は、すべての負荷（Ｑ）曲線が収束する。この例においてＱを求める式を数式１に示す。
（数１）
Ｑ＝（（Ｌｒ／Ｃｒ）１／２／ｎ２×ＲＬ）
Ｑを求める数式１の記号「ｎ」は、変圧器Ｔｒの巻線比を表す。負荷（Ｑ）曲線の収束は、スイッチング周波数Ｆｓが著しく変化することなく幅広い範囲の負荷が駆動され得ることを示している。
【００２２】
出力コンデンサＣ１は、排出されているため、ＬＬＣコンバータのスタートアップ前に通常放電されている。出力コンデンサＣ１が通常放電されているため、スタートアップ状態は一時的「短絡回路」とみなされ得る。共振モード制御の固有の固定デューティ・サイクル（約５０％）特性のため、ＬＬＣコンバータ１００のスイッチＳＷ１及びＳＷ２を介して引き出されるサージ電流スイッチは過度に大きい場合がある。その結果、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が損傷する可能性がある。
【００２３】
突入電流問題に対する従来の解決策は、ＬＬＣコンバータを最大周波数で開始し、その後、制御ループが閉じてその後電圧Ｖｏｕｔを制御する設定点に出力電圧が近づくまで徐々に変調周波数を減らすことである。この解決策には２つの問題点がある。第１に、ＬＬＣコンバータに利用できる最大周波数がハードウェアにより限定されること、第２に、図３に図示するように、電圧変調利得がソフトスタートに充分低くないように周波数が増加するとき電圧変調利得は、ゼロまで下がらずフラットになる。これらの２つの問題点があるため、出力電圧は、ゼロから増加せず、或る値まで急増し、その後、その値から増加し始める。突入電流は、この初期電圧急増の結果、ＳＷ１及びＳＷ２に一層高いストレスを生じさせ得る。
【００２４】
このようなサージ電流を避けるため、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を介する電流フローが徐々に増加されることが必要である。ＬＬＣコンバータ１００のこの実施例では、サージ電流を避けるため、ＬＬＣコンバータ１００はまずＰＷＭモードで開始される。
【００２５】
図４は、スタートアップの間サージ電流を制御するためのＰＷＭ信号の一例を図示する。ＰＷＭ信号は、期間Ｔ及びデューティ・サイクルＤを有する。この例において、信号Ｓ１及びＳ２の期間Ｔは固定されるが、デューティ・サイクルＤは可変である。デューティ・サイクルＤは、０からおおよそ５０パーセントまで変化し得る。ＬＬＣコンバータ１００の一実施例のスタートアップの間、ＰＷＭ信号Ｓ１及びＳ２は、負荷１０８にかかる電圧Ｖｏｕｔを、ゼロから電圧Ｖｏｕｔの設定点に近い所定の電圧までゆっくりと増加させるために用いられる。デューティ・サイクルを変えることにより、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を介して引き出される電流の量は、有害なサージ電流を避けるように制御され得る。ＰＷＭモード状態の間、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）状態は合わないが、スイッチＳＷ１及びＳＷ２で放散される熱は、この短い期間のデバイス定格を下回る。そのため、スタートアップの間のスイッチＳＷ１及びＳＷ２に対する潜在的な損傷を避けることが可能である。
【００２６】
出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値まで充電されると、この例のＬＬＣコンバータ１００は共振モードに変わる。図２は、その後の電圧Ｖｏｕｔを制御するための共振モード信号Ｓ１及びＳ２の一例を図示する。この例において、矩形波制御信号Ｓ１及びＳ２の期間Ｔは可変であるが、デューティ・サイクルＤは固定される。本発明の一実施例において、制御信号Ｓ１及びＳ２のデューティ・サイクルＤは約５０パーセントであり、信号Ｓ２は、制御信号Ｓ１と約１８０度位相が異なる。共振モード制御信号Ｓ１及びＳ２は、所定の電圧に達するまでＶｏｕｔにかかる電圧を増加させ続ける。Ｖｏｕｔで前記所定の電圧に達した後、共振モード信号Ｓ１及びＳ２は、それらの周波数を変えることにより、電圧Ｖｏｕｔを調節する。
【００２７】
図５は、スタートアップの間ＬＬＣコンバータ１００内のサージ電流を低減させる方法の一実施例を説明するフローチャートである。ボックス５０２において、出力電圧Ｖｏｕｔが監視される。電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧より低いとき、スイッチＳＷ１及びＳＷ２はＰＷＭモードで動作される。電圧Ｖｏｕｔが前記所定の電圧に等しいか又はそれより大きいとき、スイッチＳＷ１及びＳＷ２は共振モードに変わる。
【００２８】
例示の実施例の文脈で説明したような特徴又は工程のすべて又はその幾つかを有する例示の実施例の文脈で説明した１つ以上の特徴又は工程の異なる組み合わせを有する実施例も、本明細書に包含されることも意図している。当業者であれば、他の多くの実施例、及び変形も特許請求の範囲に包含されることが理解されるであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
2013516955.tif 000009
2013516955.tif 000010