(57)【要約】ミキサ回路（７００，８００，９００）は、ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段（７１０，８１０，９１０）と、少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子（７２２，７２４，８２２，８２４，９２２，９２４）を有する周波数変換段（７２０，８２０，９２０）とを有する。入力段は、ミキサ回路の入力部と少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗（７１２，７１４，８１２，９１２）を有する。少なくとも１つのスイッチング素子及び少なくとも１つの抵抗は、少なくとも１つのスイッチング素子がそれに接続される少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される。
2013504963.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ミキサ回路であって、
当該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、
前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段と
を有し、
前記入力段は、当該ミキサ回路の前記入力部と前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有し、前記少なくとも１つのスイッチング素子及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される、
ミキサ回路。
【請求項２】
前記入力段は、当該ミキサ回路の前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置される、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項３】
前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される抵抗−キャパシタンス回路を有する、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項４】
前記抵抗−キャパシタンス回路は、Ｔｗｉｎ−Ｔ型抵抗−キャパシタンスフィルタ回路を有する、
請求項３に記載のミキサ回路。
【請求項５】
前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の複数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される複数のカスケード接続された抵抗−キャパシタンス回路を有する、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項６】
前記入力段は、前記少なくとも１つの抵抗と直列に接続される少なくとも１つのカップリングキャパシタンスをさらに有する、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項７】
前記周波数変換段は、２対の交差結合されたスイッチング素子を有する少なくとも１つの周波数変換回路を有し、該少なくとも１つの周波数変換回路は、前記入力段から前記少なくとも１つの差動電流信号を受け、該少なくとも１つの差動電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される、
請求項２に記載のミキサ回路。
【請求項８】
前記周波数変換段は、少なくとも１つのギルバートセルミキサ回路を有する、
請求項７に記載のミキサ回路。
【請求項９】
前記周波数変換段は、同相周波数変換回路及び直交周波数変換回路を有する、
請求項７に記載のミキサ回路。
【請求項１０】
前記入力段は、当該ミキサの前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を前記同相周波数変換回路のための第１の差動電流信号と、前記直交周波数変換回路のための第２の差動電流信号とに変換するよう配置される、
請求項９に記載のミキサ回路。
【請求項１１】
前記入力段は、前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗と前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの中間スイッチング素子を有し、該少なくとも１つの中間スイッチング素子は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の少なくとも２倍の周波数で切り替えられるよう配置される、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項１２】
ミキサ回路を有する集積回路装置であって、
前記ミキサ回路は、該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段とを有し、
前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部と前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有し、前記少なくとも１つのスイッチング素子及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される、
集積回路装置。
【請求項１３】
前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置される、
請求項１２に記載の集積回路装置。
【請求項１４】
前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される抵抗−キャパシタンス回路を有する、
請求項１２に記載の集積回路装置。
【請求項１５】
前記入力段は、前記少なくとも１つの抵抗と直列に接続される少なくとも１つのカップリングキャパシタンスをさらに有する、
請求項１２に記載の集積回路装置。
【請求項１６】
前記周波数変換段は、２対の交差結合されたスイッチング素子を有する少なくとも１つの周波数変換回路を有し、該少なくとも１つの周波数変換回路は、前記入力段から前記少なくとも１つの差動電流信号を受け、該少なくとも１つの差動電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される、
請求項１３に記載の集積回路装置。
【請求項１７】
ミキサ回路を有する無線周波数通信ユニットであって、
前記ミキサ回路は、該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段とを有し、
前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部と前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有し、前記少なくとも１つのスイッチング素子及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される、
無線周波数通信ユニット。
【請求項１８】
前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置される、
請求項１７に記載の無線周波数通信ユニット。
【請求項１９】
前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される抵抗−キャパシタンス回路を有する、
請求項１７に記載の無線周波数通信ユニット。
【請求項２０】
前記入力段は、前記少なくとも１つの抵抗と直列に接続される少なくとも１つのカップリングキャパシタンスをさらに有する、
請求項１７に記載の無線周波数通信ユニット。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の分野は、ミキサ回路と、集積回路装置と、そのようなミキサ回路及び／又は集積回路を有する無線周波数通信ユニットとに関する。本発明は、特に、インダクタを用いない線形な集積ミキサ回路に適用されるが、それに限られない。
【背景技術】
【０００２】
無線周波数（ＲＦ）通信受信器の分野において、受信器フロントエンド回路の主な仕事は、後続の受信器回路、例えば復調回路によってより容易に処理されるように、受信器フロントエンド回路に結合されるアンテナによって受信された信号を処理することである。通常、そのようなフロントエンド回路は、受信ＲＦ信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、増幅されたＲＦ信号をより低い中間又はベースバンド周波数へ周波数変換するよう配置されるミキサ回路とを有する。中間／ベースバンド周波数信号は、次いで、干渉信号等を取り除くためにフィルタリングされてよい。
【０００３】
ミキサ回路によって出力される中間又はベースバンド信号の周波数は、通常、受信ＲＦ信号についてのキャリア周波数（ｆＲＦ）よりもずっと低いので、ミキサ回路に続く受信回路内の全ての段は、低周波数、すなわちベースバンド周波数で動作する。さらに、ミキサ回路の前のＬＮＡ回路によって及びミキサ回路自体によって（アクティブ型ミキサが用いられる場合）提供される増幅により、ミキサ回路の後の信号レベルは受信ＲＦ信号の信号レベルよりも大きい。然るに、このような低周波／高信号レベルの特性は、フロントエンド回路に続く受信回路内の段の実施のために多種多様な回路技術の使用を可能にする。
【０００４】
しかし、受信ＲＦ信号の高動作周波数及び低信号レベルにより、ＬＮＡ回路及びミキサ回路を有するフロントエンド回路をうまく実施するために、極めて限られた回路技術しか使用されない。ＬＮＡによって提供される増幅は、ミキサ回路／装置の入力部で信号レベルを増大させ、従って、そのノイズ要求を緩和する。しかし、完全集積ＬＮＡは、乏しい選択性を示すことが知られている。結果として、ＬＮＡは、所望の信号成分のみならず、所望の信号成分の周波数に近い周波数を有する不必要な信号成分も増幅する。然るに、ＬＮＡのゲインが高くなるほど、ミキサ回路の線形性要求が課題となる。重要なミキサ回路の線形性メトリックは、ミキサがＩＰ２（２次インターセプトポイント）及びＩＰ３（３次インターセプトポイント）に関して例えば受信器フロントエンド内でしばしば障害であるために、ＩＰ３である。
【０００５】
ここで、図１を参照すると、１対のギルバートセルミキサ１１０，１２０を有するギルバート直交ミキサ１００の形で周知のミキサ回路トポロジの一例が表されている。夫々のギルバートセルミキサの入力段は、例えば前のＬＮＡ又はフィルタから入来する入力信号を信号電流に変換する夫々の相互コンダクタンス段１１５，1２５を有する。次いで、この信号電流は、４つのトランジスタ１３０のグループによってチョップされる。トランジスタ１３０のグループは、信号電流の周波数を所望の中間又はベースバンド周波数にダウンコンバートする。ミキサ１００の出力は電流の形をとり、通常は、低域通過フィルタとして機能する抵抗／キャパシタＲＣ負荷（図示せず。）によって電圧に変換される。
【０００６】
この周知のミキサ設計の２つの有意な制限は、第１に、ミキサの線形性が主として入力相互コンダクタンス段１１５，１２５によって制限されることであり、第２に、トランジスタ１３０によって生成されるフリッカノイズが出力部で現れることである。これらの制限のうち第１のものについては、携帯電話端末等の携帯機器に相応の電力消費を有する良好なミキサ設計は、およそ０ｄＢＶよりも小さい入力換算ＩＰ３値を必要とする。そのような厳しい要求は、そのような入力相互コンダクタンス段の使用よっては達成不可能である。上記の制限のうち第２のものについては、フリッカノイズが例えばＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）についてよりもバイポーラトランジスタについて有意に低いので、そのような制限は、通常、バイポーラトランジスタ実施にとっては重要でない。しかし、出力部でのフリッカノイズの存在は、ＣＭＯＳ実施にとっては重要な問題である。
【０００７】
バイポーラトランジスタはそのフリッカノイズに関してミキサ回路を実施するのにより適しているが、高性能のバイポーラトランジスタの製造は、その製造の間に高価な加工段階を必要とする。結果として、そのような高性能のバイポーラトランジスタの製造は、費用重視の実施にとって、例えばＲＦ通信受信器のフロントエンド回路内では、ひどく高い。より安価なＣＭＯＳ加工が、より性能の低いバイポーラトランジスタを作るために使用されることがある。しかし、そのような性能の低いバイポーラトランジスタは、最新のＲＦ通信受信器によって必要とされるギガヘルツ周波数で動作することができない。
【０００８】
ギルバートセルミキサのＣＭＯＳ実施のフリッカノイズ問題を解消するための従来の方法は、ＣＭＯＳトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）のフリッカノイズがトランジスタを流れるドレインバイアス電流に比例するので、スイッチングトランジスタを流れるＤＣ（直流）電流を抑えることによる。図２は、パッシブ型ギルバートタイプのミキサ２００の周知例を表す。これによれば、カップリングキャパシタ２６０は、スイッチングトランジスタと直列に接続されており、ミキサの出力ポートは、低域通過フィルタとしても機能する相互インピーダンス増幅器２４０，２５０によって終端されている。このようにして、カップリングキャパシタ２６０は、スイッチングトランジスタ２３０を流れる零ＤＣバイアス電流を確かにし、ミキサの出力ポートに存在するフリッカノイズを有意に低減する。相互インピーダンス増幅器は、スイッチングトランジスタのソース／ドレイン電位を既知の電位に保持するために使用される。しかし、そのようなミキサ設計は依然として入力相互コンダクタンス段２１０，２２０を有するので、奇数次歪みの問題、従って乏しい線形性が、依然として存在する。
【０００９】
図３は、図１に表される典型的なギルバートセルミキサのフリッカノイズ問題を解消するための代替方法を実施する周知のミキサ回路３００の更なる例を表す。図３のミキサ回路３００はアクティブ型２ＬＯ−ＬＯミキサを有し、これによれば、スイッチ３４０は相互コンダクタンス段３１０に直接接続され、出力トランジスタ３００に使用される所望の局部発振器周波数（ＬＯ）の２倍の周波数で切り替えられる。このようにして、出力トランジスタ３３０のフリッカノイズは、ミキサ回路の出力部で現れない。反対に、スイッチ３４０のフリッカノイズは出力部で現れず、抑制されうるコモンモードノイズとして現れる。しかし、またしても、ミキサ回路３００は依然として入力相互コンダクタンス段３１０を有し、従って、奇数次歪み、従って乏しい線形性が、依然として存在する。
【００１０】
図４は、更なる周知のミキサ回路４００の一例を表す。図１乃至３に表される周知のミキサ回路の夫々については、奇数次歪み、特に３次インターセプトポイント（ＩＰ３）は主として入力相互コンダクタンス段によって制限される。図４のミキサ回路４００については、入力相互コンダクタンス段は存在しない。代わりに、キャパシタ４１０が、例えば前のＬＮＡの負荷として使用されるインダクタ−キャパシタ（ＬＣ）タンク４２０に直接スイッチングトランジスタを接続するために使用される。重要なことには、キャパシタ４１０は、タンク４２０の構成要素であり、単なるカップリングキャパシタではない。このようにして、そのインピーダンス及び大きさは比較的大きく、夫々の直交するＩチャネル及びＱチャネルの間の相当な分離を提供する。分離は、相互インピーダンス増幅器４４０のノイズ寄与を低く保つために必要とされる。さらに、並列共振は、ＬＣタンク４２０のクオリティファクタに等しい係数によって、ＬＮＡから入来する信号電流を立ち上げる。ミキサ回路４００の入力段は受動部品しか有さないので、このミキサ回路４００の線形性は、図１乃至３のミキサ回路と比較して優れている。これは、線形性がスイッチングトランジスタ４３０によって及び相互インピーダンス増幅器４４０によってのみ制限されるからである。
【００１１】
図４のミキサ回路４００に伴う問題は、ＬＣタンク４２０がインダクタの包含を必要とすることである。インダクタのような部品を有するアナログ回路は、デジタル回路と同じようには半導体製造工程における改善に対応しない。よって、インダクタのようなアナログ部品の存在は、集積回路装置のサイズ、フットプリント等を低減するために回路を縮小する能力にとってかなりの重荷となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】米国特許第３１９５０７３号明細書
【特許文献２】米国特許第７８５２１３５（Ｂ２）号明細書
【特許文献３】米国特許第７０５０７７９（Ｂ２）号明細書
【特許文献４】米国特許第６９４４４３７（Ｂ２）号明細書
【特許文献５】米国特許出願公開第２００４／０１４７２４０（Ａ１）号明細書
【特許文献６】米国特許出願公開第２００９／０１１１３７７（Ａ１）号明細書
【特許文献７】米国特許出願公開第２０１１／０２３０１５１（Ａ１）号明細書
【特許文献８】特開２００３−１９８３２９号公報
【特許文献９】国際公開第２００９／００３０９５（Ａ１）号パンフレット
【特許文献１０】国際公開第２０１１／０３２６１８（Ａ１）号パンフレット
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】Sowlati等、「Single-Chip  Multiband  WCDMA/HSDPA/HSUPA/EGPRS  Transceiver  with  Diversity  Receiver  and  3G  DigRF  Interface  without  SAW  Filters  in  Transmitter/3G  Receiver  Paths」、ISSCC  2009/SESSION  6/CELLULAR  AND  TUNER/6.3、２００９年２月９日
【非特許文献２】Mirzaei等、「A  Frequency  Translation  Technique  for  SAW-Less  3G  Receivers」、2009  Symposium  on  VLSI  Circuits  Digest  of  Technical  Papers
【非特許文献３】Pullela等、「An  Integrated  Closed-Loop  Polar  Transmitter  with  Saturation  Prevention  and  Low-IF  Receiver  for  Quad-Band  GPRS/EDGE」、ISSCC  2009、SESSION  6、CELLULAR  AND  TUNER、6.1、２００９年２月９日
【非特許文献４】Tenbroek等、「Single-Chip  Tri-Band  WCDMA/HSDPA  Transceiver  without  External  SAW  Filters  and  with  Integrated  TX  Power  Control」、ISSCC  2008/SESSION  10/CELLULAR  TRANSCEIVERS/10.2、２００８年２月５日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従って、本発明は、上記の欠点の１又はそれ以上を個々に又は組み合わせて軽減し、多少とも解決し、又は取り除くことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の態様は、添付の特許請求の範囲において記載されるような、増幅器回路並びにそのような増幅器回路を有する集積回路装置及び無線周波数通信装置を提供する。
【００１６】
本発明の第１の態様に従って、ミキサ回路であって、当該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段とを有するミキサ回路が提供される。前記入力段は、当該ミキサ回路の前記入力部と前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有する。前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子、及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される。
【００１７】
このようにして、本発明の例に従って構成されるミキサ回路配置は、隣接する回路（例えば、前のＬＮＡ回路、等）とのインターフェースでの適切に定められたインピーダンスとともに、良好な線形特性を有するインダクタ不要ミキサ回路の実施を可能にする。結果として、そのようなミキサ回路を大きなオンチップシステム（例えば、集積型オンチップＲＦ受信器フロントエンド）として集積回路装置に組み込むことは、システムのスケーラビリティに影響を与えるインダクタ等を用いずに達成される。さらに、アクティブ型入力相互コンダクタンス段が必要とされないという事実は、先行技術のミキサ回路の相互コンダクタンス段内で通常消費される電力がシステム内の他のサブブロック（例えば、ＲＦ受信器フロントエンドシステムの場合においては、前のＬＮＡ又はベースバンド相互インピーダンス増幅器）再分配されることを意味する。然るに、そのようなミキサ回路を有するより小さく、より電力が低く且つより線形な集積システムが達成可能である。
【００１８】
本発明の任意の特徴に従って、前記入力段は、当該ミキサ回路の前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置されてよい。さらに、前記周波数変換段は、２対の交差結合されたスイッチング素子を有する少なくとも１つの周波数変換回路を有してよく、該少なくとも１つの周波数変換回路は、前記入力段から前記少なくとも１つの差動電流信号を受け、該少なくとも１つの差動電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される。このようにして、当該ミキサ回路は差動ミキサ回路を有してよい。
【００１９】
本発明の任意の特徴に従って、前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される抵抗−キャパシタンス（ＲＣ）回路を有してよい。例えば、前記抵抗−キャパシタンス回路は、Ｔｗｉｎ−Ｔ型ＲＣフィルタ回路を有してよい。本発明の更なる任意の特徴に従って、前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の複数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される複数のカスケード接続されたＲＣ回路を有してよい。このようにして、スイッチング周波数の奇数調波にある受信入力信号内の不要な信号成分は、伝達零点（transmission  zero）によって実質的に阻止される。
【００２０】
本発明の任意の特徴に従って、前記入力段は、前記少なくとも１つの抵抗と直列に接続される少なくとも１つのカップリングキャパシタンスをさらに有してよい。このようにして、カップリングキャパシタは、前のシステムサブブロック（例えば、ＬＮＡ回路）についてと同様に、当該ミキサ回路の動作電圧を設定することにおいて、より高い柔軟性を可能にする。
【００２１】
本発明の任意の特徴に従って、前記周波数変換段は、少なくとも１つのギルバートセルミキサ回路を有してよい。
【００２２】
本発明の任意の特徴に従って、前記周波数変換段は、同相（in-phase）（Ｉ）周波数変換回路及び直交（quadrature）（Ｑ）周波数変換回路を有してよい。さらに、前記入力段は、当該ミキサの前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を前記同相（Ｉ）周波数変換回路のための第１の差動電流信号と、前記直交（Ｑ）周波数変換回路のための第２の差動電流信号とに変換するよう配置されてよい。
【００２３】
本発明の任意の特徴に従って、当該ミキサ回路は、複数の信号チャネルから入力電圧信号を受信する複数の入力部を有してよく、夫々の入力部は、夫々の入力部で受信された入力電圧信号を電流信号に変換する入力段に動作上結合される。周波数変換段は、夫々の電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置されてよい。当該ミキサ回路は、さらに、複数の信号チャネルを前記周波数変換段の出力部での相互インピーダンス仮想接地で再結合するよう配置されてよい。このようにして、例えば前のＬＮＡ回路とそれらの夫々のミキサ回路入力部との間の物理的な相互接続は短く保たれ、それにより、生じる寄生キャパシタンスは小さく且つノイズ収集のリスクは軽減される。結果として、そのような配置は、チャネルを再結合する従来の方法よりもかなりインダクタ不要の受信器設計に寄与する。周波数変換段の出力部での相互インピーダンス仮想接地でチャネルを再結合することによって、再結合される信号は、より低い中間又はベースバンド周波数を有する。そのようなものとして、それらの信号は、性能劣化のリスクを伴わずに、より長い距離にわたって伝送され得る。
【００２４】
本発明の任意の特徴に従って、前記入力段は、前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗と前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの中間スイッチング素子を有してよい。前記少なくとも１つの中間スイッチング素子は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の少なくとも２倍の周波数で切り替えられるよう配置されてよい。このようにして、当該ミキサ回路の出力部で現れる前記周波数変換段のスイッチング素子のフリッカノイズは、低減され得る。
【００２５】
本発明の任意の特徴に従って、当該ミキサ回路は、広帯域無線周波数フロントエンド回路の一部を形成する。
【００２６】
本発明の任意の特徴は、いかようにも組み合わされてよい。
【００２７】
本発明の第２の態様に従って、本発明の第１の態様のミキサ回路を有する集積回路装置が提供される。
【００２８】
本発明の第３の態様に従って、本発明の第１の態様のミキサ回路を有する無線周波数通信ユニットが提供される。
【００２９】
本発明の上記の及び他の態様は、以下で記載される実施形態から明らかであり、それらを参照して説明される。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】従来のミキサ回路トポロジの一例を表す。
【図２】パッシブ型ギルバートタイプミキサの一例を表す。
【図３】従来のミキサ回路トポロジの別の例を表す。
【図４】従来のミキサ回路トポロジの更に別の例を表す。
【図５】無線周波数通信ユニットの一例のブロック図を表す。
【図６】一般的なフロントエンド回路の一例を表す。
【図７】本発明の幾つかの実施形態に従うミキサ回路の略図の一例を表す。
【図８】本発明の幾つかの代替の実施形態に従うミキサ回路の一例を表す。
【図９】本発明の幾つかの別の実施形態に従うミキサ回路の一例を表す。
【図１０】本発明の幾つかの実施形態に従うスイッチング制御信号の一例を表す。
【図１１】本発明の幾つかの実施形態に従う入力段ＲＣ電流フィルタの実施の一例を表す。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
本発明の更なる詳細、態様及び実施形態は、単なる一例として、図面を参照して記載される。図中の要素は、簡単のために及び明りょうさのために図示され、必ずしも実寸通りでない。同じ参照符号が、理解を容易にするために夫々の図において使用されている。
【００３２】
本発明の例は、無線周波数（ＲＦ）通信受信器フロントエンドミキサ回路に関して記載される。なお、当業者には当然のことながら、ここで記載される発明概念は、あらゆるタイプのミキサ回路において具現されてもよい。多数の用途において、以下で記載される例に従って構成されるミキサ回路は、例えば相互コンダクタンス入力段によって通常導入される歪みを伴わずに、さらにオンチップインダクタ等を必要とすることなしに、受信信号の周波数変換を有効に行うことができる。このようにして、かかるミキサ回路は、改善されたスケーラビリティを有することができ、それ自体と他の集積されたオンチップサブブロック（例えば、前の低雑音増幅器サブブロック）との間のインターフェースでより低く且つ適切に定められたインピーダンスを提供することができる。
【００３３】
最初に図５を参照すると、無線周波数（ＲＦ）通信ユニット（第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）通信システムに関してセルラー通信又はユーザ装置（ＵＥ）との関連で時々「移動体加入者端末（mobile  subscriber  unit）（ＭＳ）」と呼ばれる。）の一例のブロック図が示されている。ＲＦ通信ユニット５００は、ＲＦ通信ユニット５００内で受信チェーンと送信チェーンとの間の分離を提供するデュプレックスフィルタ又はアンテナスイッチ５０４へ望ましくは結合されるアンテナ５０２を有する。
【００３４】
受信器チェーンは受信器フロントエンド回路５０６を有する。受信器フロントエンド回路５０６は、受信、フィルタリング及び中間又はベースバンド周波数変換を有効に提供するよう配置される例において以下で記載される帯域通過フィルタ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）及びミキサ回路を有する。フロントエンド回路５０６は、信号処理モジュール５０８へ直列に結合されている。信号処理モジュール５０８からの出力は、適切な出力装置５１０（例えば、スクリーン又はフラットパネルディスプレイ）へ供給される。受信器チェーンは、受信信号強度インジケータ（received  signal  strength  indicator）（ＲＳＳＩ）回路５１２をさらに有する。ＲＳＳＩ回路５１２は、加入者端末の全体的な制御を維持するコントローラ５１４に結合されている。従って、コントローラ５１４は、回復される情報からビットエラーレート（ＢＥＲ）又はフレームエラーレート（ＦＥＲ）データを受け取ってよい。コントローラ５１４は、さらに、受信器フロントエンド回路５０６及び（一般的に、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって実現される）信号処理モジュール５０８に結合されている。コントローラ５１４は、さらに、選択的に動作レジメ、例えば、デコーディング／エンコーディング機能、同期パターン、コードシーケンス、ＲＳＳＩデータ等を記憶するメモリ装置５１６に結合されている。タイマ５１８は、ＲＦ通信ユニット５００内の動作のタイミング（時間に依存する信号の送信又は受信）を制御するようコントローラ５１４に動作上結合されている。
【００３５】
送信チェーンに関しては、これは本質的に、送信／変調回路５２２及び電力増幅器５２４を介してアンテナ５０２と直列に結合されている入力装置５２０（例えば、キーパッド）を有する。送信／変調回路５２２は、以下で記載される例から恩恵を受けうるミキサ回路をさらに有する。ミキサ回路は、電力増幅器５２４による増幅及びアンテナ５０２からの放射のために、ベースバンド送信信号を無線周波数信号にアップコンバートする。送信チェーンにおける信号処理モジュール５０８は、受信チェーンにおけるプロセッサと区別して実施されてよい。代替的に、信号処理モジュール５０８は、図５に示されるように、送信信号及び受信信号の両方の処理を実施するために使用されてよい。明らかに、ＲＦ通信ユニット５００内の様々な構成要素は、ディスクリート又は集積部品形態で実現されてよく、従って、最終的な構造は、単に、アプリケーション特有又は設計選択である。
【００３６】
ここで、図６を参照すると、図５のＲＦ通信ユニット５００の広帯域フロントエンド回路５０６を実施するために使用される一般的なフロントエンド回路６００の一例が表されている。フロントエンド回路６００は、例えばＲＦ通信ユニット５００のアンテナ５０２によって受信される受信ＲＦ信号を増幅するための低雑音増幅器（ＬＮＡ）６１０を有する。フロントエンド回路６００は、中間又はベースバンド周波数信号を低めるために、ＬＮＡ６１０によって出力される増幅信号の周波数変換を実行するよう配置されるミキサ回路６２０をさらに有する。次いで、ミキサ回路６２０から出力された中間／ベースバンド周波数信号は、中間／ベースバンド周波数回路６３０によって、ベースバンド増幅され、更にフィルタリング等をされる。
【００３７】
ここで、図７を参照すると、図６のミキサ回路６２０を実施するために使用される、受信信号の入力周波数を出力周波数に変換するミキサ回路７００の略図の一例が表されている。例えば、ＲＦ受信器フロントエンド内で使用されるミキサの場合に、ミキサ回路７００は、受信信号ＲＦ周波数を中間又はベースバンド周波数に変換するよう配置されてよい。表されている例に関し、ミキサ回路７００は集積回路装置７０２内に設けられている。
【００３８】
ミキサ回路７００は、ミキサ回路の入力部７０５で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段７１０と、少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段７２０とを有する。図７に表される例に関し、入力段７１０は、ミキサ回路の入力部７０５で差動入力電圧信号を受信し、その差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置される。さらに、図７のミキサ回路７００は、同相（Ｉ）信号成分７４５及び直交（Ｑ）信号成分７５５を出力するよう配置される。然るに、周波数変換段７２０は、ミキサ回路７００の同相（Ｉ）チャネル７４０内にある第１の周波数変換回路と、ミキサ回路７００の直交（Ｑ）チャネル７５０内にある第２の周波数変換回路とを有する。当然のことながら、本発明は差動ミキサ実施に限定されず、同様に単一平衡ミキサ実施に適用されてよい。さらに、本発明は、複合（Ｉ／Ｑ）型ミキサ配置内で実施されることに限定されない。
【００３９】
周波数変換回路の夫々は、２対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４を有する。より具体的には、図７に表されるミキサ回路の夫々の周波数変換回路は、ギルバートセルミキサ回路を有する。さらに、図７に表される入力段７１０は、受信された差動入力電圧信号を第１の同相（Ｉ）差動電流信号及び第２の直交（Ｑ）差動電流信号に変換するよう配置される。然るに、夫々の周波数変換回路は、入力段７１０から対応する差動電流信号を受け取り、少なくとも１つの差動電流信号の信号成分を入力周波数（例えば、ＲＦ周波数）から出力周波数（例えば、ベースバンド又は中間周波数）へ変換するよう配置される。夫々の周波数変換回路は、受け取った電流信号がスイッチング信号に従ってスイッチング素子７２２，７２４によってチョップされることによって、夫々の電流信号を入力周波数から出力周波数へ変換する。表されている例に関し、スイッチング信号は、夫々スイッチング素子７２２，７２４のゲート端子に供給される相反する局部発振器（ＬＯ）信号７２３，７２５（例えば、互いに位相が１８０°ずれたＬＯ信号）によって供給される。
【００４０】
この例において、入力段７１０は、ミキサ回路の入力部７０５と周波数変換段７２０の少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有する。図７に表される例に関し、入力段７１０は、同相（Ｉ）チャネル７４０の周波数変換回路内の１対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４とミキサ回路の入力部７０５との間に夫々接続されている第１の対の抵抗７１２と、直交（Ｑ）チャネル７５０の周波数変換回路内の１対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４とミキサ回路の入力部７０５との間に夫々接続されている第２の対の抵抗７１４とを有する。このようにして、第１の対の抵抗７１２は、第１の差動電流信号を同相（Ｉ）チャネル７４０の周波数変換回路へ供給するよう配置され、一方、第２の対の抵抗７１４は、第２の差動電流信号を直交（Ｑ）チャネル７５０の周波数変換回路へ供給するよう配置される。
【００４１】
周波数変換段７２０のスイッチング素子（図７に表される例に関し、同相（Ｉ）チャネル７４０の周波数変換回路内の２対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４と、直交（Ｑ）チャネルの周波数変換回路内の２対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４とを有する。）及び入力段７１０の抵抗７１２，７１４は、周波数変換段７２０のスイッチング素子７２２，７２４がそれらに接続されている夫々の入力抵抗７１２，７１４よりも低い少なくとも１つの係数である抵抗率を示すターンオン抵抗（すなわち、スイッチング素子がオンされて、電流がスイッチング素子を通って流れることができる場合の抵抗）を有するように、配置される。
【００４２】
一次近似の結果、ＭＯＳＦＥＴにより実施されるミキサのミキサコアスイッチのターンオン抵抗は、以下のように表され得る：
【００４３】
【数１】
2013504963.tif 000003
ここで、Ｗは実効トランジスタチャネル幅であり、Ｌは実効チャネル長であり、Ｋ’は相互コンダクタンスパラメータであり、Ｖｇｓはトランジスタに印加されるゲート−ソース電圧であり、Ｖｔは閾電圧である。理想的には、入力抵抗（Ｒ１）の値に対するこの抵抗（ＲＯＮ）の値の比αは、（数学的に説明すると）零になる傾向を有するべきである。なお、Ｒ１は所望の有限値を有する。この理想的な状況は、実際のトランジスタに付随する寄生効果により、実際には達成できない。実際には、現在最先端の技術による実際の実施において、比αはおよそ１／５乃至１／１０の値に制限される。値が小さいほど強い寄生効果が生じ、ミキサのノイズ性能は、線形性における非常に控えめな更なる改善しか有さず悪化し始める。しかし、所望の効果（以下でより詳細に記載される。）を達成するために、周波数変換段７２０のスイッチング素子７２２，７２４は、それらに接続された夫々の入力抵抗７１２，７１４の少なくとも半分の抵抗率を示すターンオン抵抗を有することが考えられている。
【００４４】
比αの最適値は、システム制約条件及びノイズ対線形性の相対的重要度に依存する。よって、特定の回路のための最適値は、経験及び／又はシミュレーションによって見出される必要がある。同じ用途に関し、最適値は将来の技術改善に伴って小さくなると思われる。
【００４５】
周波数変換段７２０のスイッチング素子７２２，７２４のターンオン抵抗（ＲＯＮ）の状態が、抵抗が接続されており、表される例に関し、交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４の対のドレインノードであるスイッチング素子のノードでの入力段抵抗（Ｒ１）よりも、有意に小さい（例えば、より低い係数である抵抗値を示す）場合には、仮想接地とみなされてよい。結果として、入力部７０５で受信された電圧信号を抵抗７１２，７１４によって電流信号に変換する変換は、極めて線形である。このようにして、先行技術の回路の相互コンダクタンス入力段によって通常導入される歪みは、実質的に取り除かれる。
【００４６】
さらに、抵抗７１２，７１４は、ミキサ回路７００の入力インピーダンスを適切に定められた値に設定するためにも使用されてよい。このようにして、ミキサ回路７００が大きな集積オンチップシステムのサブブロック（例えば、図６の受信器フロントエンド回路６００）を有する場合に、ミキサ回路７００の適切に定められた入力インピーダンスを設定するこの能力は、前のサブブロック（例えば、図６の受信器フロントエンド回路６００のＬＮＡ６１０）の負荷インピーダンスを定めるために利用されてよい。
【００４７】
このミキサ構成の更なる利点は、相互インピーダンス増幅器のフィードバック抵抗が、入力段を実施するために使用される同じタイプの抵抗（例えば、非ケイ化物Ｐ＋ポリシリコン抵抗）により実施される場合に、一次近似の結果、ミキサのゲインは、同じタイプの２つの抵抗の比によって決定され得るという事実である。これは、異なる部分の間で僅かなばらつきを有して、ゲインを適切に制御されたパラメータとする。
【００４８】
注目に値すべきなのは、少なくとも１つの例のミキサ回路は、隣接する回路（例えば、前のＬＮＡ回路）とのインターフェースでの低く且つ適切に定められたインピーダンスとともに、良好な線形特性を有するインダクタ不要ミキサの実施を可能にする。結果として、そのようなミキサ回路をより大きなオンチップシステム（例えば、集積オンチップＲＦ受信器フロントエンド）の一部として集積回路装置に組み込むことは、システムのスケーラビリティに影響を与えるインダクタ等を有さずに、達成され得る。さらに、アクティブ型入力相互コンダクタンス段が幾つかの実施形態において必要とされないという事実は、先行技術のミキサ回路の相互コンダクタンス段内で通常消費される電力がシステム内の他のサブブロック（例えば、ＲＦ受信器フロントエンドシステムの場合に、前のＬＮＡ又はベースバンド相互インピーダンス増幅器）に再分配されてよいことを意味する。然るに、そのようなミキサ回路を有するより小さく且つ電力が低い集積システム回路が達成可能である。
【００４９】
表される例に関し、周波数変換段７２０のスイッチング素子７２２，７２４はＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）を有し、有意なフリッカノイズを欠点とする。然るに、図７のミキサ回路７００はカップリングキャパシタ７１６を有し、周波数変換回路のＭＯＳＦＥＴ７２２，７２４を流れるＤＣ電流を抑制する。ＭＯＳＦＥＴのフリッカノイズはトランジスタを流れるドレインバイアス電流に比例するので、それらを通って流れるＤＣ電流の抑制は、ＭＯＳＦＥＴ７２２，７２４によって引き起こされるフリッカノイズも低減する。抵抗７１２，７１４は、さらに、相互インピーダンス増幅器ノイズが有意に増幅されないように、ミキサ回路７００の同相（Ｉ）チャネル７４０及び直交（Ｑ）チャネル７５０を分離するよう動作する。
【００５０】
カップリングキャパシタ７１６の更なる利点は、それらがミキサの相互インピーダンス増幅器のコモンモード電圧を設定することにおいてより高い柔軟性を可能にすることである。コモンモード電圧は、実際には、前のシステムサブブロック（例えば、ＬＮＡ回路）の出力ＤＣバイアス電圧とは無関係に設定され得る。本質的には、夫々のキャパシタ７１６の２枚のプレートは、任意のＤＣバイアス電圧を有することができる。
【００５１】
ミキサ回路の出力ポートは、相互インピーダンス増幅器７３２，７３４によって終端される。相互インピーダンス増幅器７３２，７３４は、スイッチングトランジスタのソース／ドレイン電位を既知の電位に保つために使用され、低域通過フィルタとしても機能する。
【００５２】
ここで、図８を参照すると、幾つかの代替の実施形態に従うミキサ回路８００の一例が表されている。図７から、スイッチング素子７２２，７２４のターンオン抵抗がそれらに接続される夫々の抵抗７１２，７１４よりも有意に小さい（例えば、より低い係数である抵抗値を示す）ことを念頭に置くと、図８の提案されるミキサ構成は、標準的な反転演算増幅器（オペアンプ）に基づく増幅器回路と類似する点を有し、主な相違点は、スイッチング素子８２２，８２４によって実行される周波数変換である。提案されるミキサ構成のこの特徴は、図８に表されるように、複数の周波数変換段８２０の出力部での相互インピーダンス段８３０の共有を可能にし、それにより、複数の入力チャネルの再結合を可能にする。中間又はベースバンド周波数で、相互インピーダンス増幅器仮想接地は、全てのチャネルの信号が足し合わされる電流加算点として動作する。ほとんどの単一アクティブチャネルは零信号電流を有するという事実により、加算点は有効にマルチプレクサとして使用される。
【００５３】
マルチチャネル受信器においてサブブロックを共有する従来技術は、例えば、セルラー基地局又はノードＢで使用されるように、単一ミキサの入力部に対する全てのＬＮＡの出力を再結合することである。このようにして、ミキサからの及びミキサを含む受信チェーン内の全てのサブブロックは、全ての受信チャネル間で共有され得る。しかし、このアプローチの欠点は、複数のＬＮＡ及び単一のミキサが単一の集積回路装置内に集積される集積受信器回路に関し、夫々のＬＮＡが、可能な限りノイズを低減するために集積回路装置の入力パッドに近接近して位置付けられる必要があることである。多数の受信チャネルを有する受信器では、物理的な制約は、ミキサの近くに全てのＬＮＡを置くことができないことを意味する。結果として、ＬＮＡの少なくとも一部の出力は、長い距離にわたって伝送される必要があり、それにより、それらのＬＮＡ出力に対して有意な容量負荷を引き起こし、インダクタ不要設計技術の使用を極めて困難にする。
【００５４】
図８に表される例に関し、ミキサ回路８００は、２つの入力信号チャネル８４０，８５０を有し、夫々のチャネルは、ＬＮＡ８４５，８５５から入力電圧信号を受け取る入力部８０５，８０７を有する。ミキサ回路８００の夫々の信号チャネル８４０，８５０は、ミキサ回路８００の夫々の入力部８０５，８０７と周波数変換段８２０との間に接続される入力段８１０を有する。夫々のチャネルの入力段８１０は、夫々の入力部８０５，８０７と、対応する周波数変換段８２０の一対の交差結合されたスイッチング素子８２２，８２４との間に接続される少なくとも１つの抵抗８１２を有する。ＬＮＡの出力部で異なるチャネルを再結合するよりもむしろ、異なるチャネルは、周波数変換段８２０の出力部での相互インピーダンス仮想接地８６０で再結合される。ここで、周波数変換段８２０のスイッチング素子８２２，８２４は、デマルチプレクサスイッチとしても機能する。これを達成するために、ほとんどのアクティブチャネルに関し、スイッチングトランジスタ８２２，８２４のゲートバイアス電圧は接地され、それにより、非アクティブのＬＮＡは、本質的に、受信器の残りの部分から分離される。よって、表される例に関し、第１のチャネルＡ８４０がアクティブチャネルであるとき、他の全てのチャネル（表される例に関し、第２のチャネルＢ８５０を有する。）に関し、スイッチングトランジスタのゲートバイアス電圧はスイッチ８６５によって接地される。第２のチャネルＢ８５０のための局部発振器信号８５７も停止される。
【００５５】
図８の配置によって提供される利点は、夫々のＬＮＡとその各自のミキサ回路との間の物理的な相互接続が短く保たれ、それにより、如何なる寄生キャパシタンスも極めて小さい値を有することを確かにし、それにより、ノイズ収集のリスクが軽減されることである。結果として、そのような配置は、チャネルを再結合する従来の方法よりもかなりインダクタ不要の受信器設計に寄与する。周波数変換段８２０の出力部での相互インピーダンス仮想接地でチャネルを再結合することによって、再結合される信号は、より低い中間又はベースバンド周波数を有する。そのようなものとして、それらの信号は、性能劣化のリスクを伴わずに、より長い距離にわたって伝送され得る。
【００５６】
複数のチャネルを再結合するこのアプローチの１つの潜在的な欠点は、夫々のチャネルがそれ自体の入力段８１０及び周波数変換段８２０を必要とすることである。実際の設計において、大きな直交エラーを回避するよう、局部発振器周波数分割器も複製される必要がある。しかし、そのような集積回路設計において、これは、インダクタ不要配置の利点と比較して小さな不利益である。
【００５７】
簡単のために、シングルエンドのＬＮＡ及び単一の平衡ミキサが表されている。しかし、図８の配置は、同様に完全差動設計に適用可能である。さらに、図８のミキサ回路は、２つのチャネルについて周波数変換を行うよう配置されるように表されているが、当然のことながら、ミキサ回路は、２よりも多いチャネルについて周波数変換を行うよう構成されてよい。
【００５８】
ここで、図９を参照すると、更なる代替のミキサ回路９００の一例が表されている。図９に表されるミキサ回路９００に関し、入力段９１０は、入力段９１０の入力抵抗９１２と周波数変換段９２０のスイッチング素子９２２，９２４との間に接続される中間スイッチング素子９１５を有する。入力段９１０の中間スイッチング素子９１５は、スイッチング素子９２２，９２４の周波数の２倍の周波数で切り替わるよう配置される。周波数変換段９２０のスイッチング素子９２２，９２４及び中間スイッチング素子９１５の夫々のためのスイッチング制御信号ＬＯＱ９４０、ＬＯＩ９５０、及び２ＬＯ９６０の夫々は、図１０に表されている。このようにして、周波数変換段９２０のスイッチング素子９２２，９２４のフリッカノイズは、ミキサ回路の出力部で現れない。これは、ＬＯＩ信号９５０が極性を変えるとき、Ｉチャネルのスイッチング素子９２４が如何なる電流も伝えないために、達成される。全ての電流は、実際に、中間スイッチング素子９１５の助けによりＱ経路へ導かれる。同様に、ＬＯＱ信号９４０が極性を変えるとき、Ｑチャネルのスイッチング素子９２４は如何なる電流も伝えず、全ての電流は中間スイッチング素子９１５の助けによりＩチャネルへ導かれる。スイッチング素子９２４のみが、それらの全てが幾らかの電流を伝えるそれらのスイッチング遷移の間、ノイズを提供するので、中間スイッチング素子９１５の付加は、スイッチング素子９２４によって生成されるノイズを抑制する。
【００５９】
反対に、中間スイッチング素子９１５のフリッカノイズはミキサ回路９００の出力部では現れないが、それはコモンモードノイズとして現れ、従って抑制され得る。夫々のトランジスタ９１５のノイズは増幅器の負出力ノードに関して正出力ノードと等しい時間量の間導かれるので、１／ｆノイズが相互インピーダンス増幅器の出力部でコモンモード信号として現れる。ＬＯ信号周波数は、フリッカノイズ信号が変化する周波数よりも数桁速いので、正側増幅器出力ノードに存在するノイズ信号は、あらゆる実際の目的のために、負ノードでのノイズ信号と同じであると考えられ得る。その場合に、このコモンモードノイズは、良好なコモンモード阻止を有する中間／ベースバンドフィルタを用いて容易に抑制され得る。例えば、オペアンプに基づくフィルタは、差動モード信号しか通さない。コモンモード信号は有意に減衰される。
【００６０】
図９の配置によって提供される更なる利点は、一対の抵抗９１２しかミキサ回路９００の同相（Ｉ）チャネル及び直交（Ｑ）チャネルの両方のための電流信号を提供するために入力段９１０内に必要とされないことである。ＩチャネルとＱチャネルとの間の分離は、中間装置９１５によって提供される。２つのチャネルの間の入力段抵抗の共有は、独立した抵抗が２つのチャネルに使用される実施と比較して、ＩチャネルとＱチャネルとの間の改善された直交振幅整合をもたらすことができる。
【００６１】
差動ミキサ回路が図９において表されているが、当然のことながら、この例は、単一の平衡ミキサ回路内で同様に実施されてよい。
【００６２】
上述された様々な例に関し、周波数変換段７２０，８２０，９２０は、具体的に意図される入力周波数での信号成分を所望のベースバンド又は中間周波数に変換するのみならず、意図される入力周波数の奇数調波に近い周波数でのあらゆる信号成分も所望のベースバンド又は中間周波数に変換する。これは、ミキサ回路の入力段によって供給される電流信号が、振幅１及び周期Ｔ＝１／ｆＬＯ（ｆＬＯは、入力電流がチョップされる波形の局部発振器周波数である。）の矩形波によって数学的に表され得る波形を有して、周波数変換段のスイッチング素子によってチョップされるという事実に起因する。そのような関数のフーリエ級数展開は、基本周波数ｆＬＯの全ての奇数調波を含む。受信器において、全てのそのような調波は所謂スプリアス応答を生成する。スプリアス応答は、そのスプリアス周波数で所望の信号の受信を妨げる干渉信号として可能な限り抑制されるべきである。従来、これはフィルタを用いて実施される。しかし、上記のミキサ回路のいずれかのようなインダクタ不要回路では、インダクタを用いずに例えばＬＮＡとミキサ回路との間においてオンチップで十分選択的なフィルタを実施することは可能でない。
【００６３】
幾つかの例に従って、ミキサ回路の夫々の入力段抵抗は、周波数変換段のスイッチング素子の切替え周波数に係る奇数調波周波数の１又はそれ以上で伝達零点（transmission  null/zero）を提供するよう配置されてよい。例えば、図１１を参照すると、図７、８及び／又は９のミキサ回路の抵抗７１２，７１４，８１２，９１２の１つを実施するために使用されるような、入力段の実施の一例が表されている。入力段は、周波数変換段のスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供し、必要とされる抵抗（Ｒ１）に収束する低周波数特性を有するよう配置されるパッシブ型ＲＣ（抵抗／キャパシタンス）回路１０００を有する。このようにして、スイッチング周波数の奇数調波にある受信入力信号内の不必要な信号成分は、実質的に、伝達零点によって阻止される。
【００６４】
表される例に関し、ＲＣ回路１０００は、Ｔｗｉｎ−Ｔ型ＲＣフィルタ回路を有する。ここで、Ｒ＊（１＋ｒｈｏ）＝Ｒ１。差動ミキサの場合に、Ｔｗｉｎ−Ｔ接地接続は対称面（symmetry  plane）接地接続によって置換されてよい。さらに、夫々の入力段は、周波数変換段のスイッチング素子（７２２，７２４，８２２，８２４，９２２，９２４）のスイッチング周波数の複数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される複数のカスケード接続されたＴｗｉｎ−Ｔ型回路又は他のＲＣ回路を有してよいことが考えられる。
【００６５】
例は、ＲＦ通信ユニット受信器内での使用に制限されず、ミキサ回路を必要とする如何なる回路用途にも同様に適用されてよいと考えられる。例えば、本発明に従って構成されるミキサ回路は、オフセットＰＬＬ、マルチループＰＬＬ、コスタス（Costas）ループ等内で実施されてよい。さらに、当業者には当然のことながら、他の用途においては、代替の機能／回路／装置及び／又は他の技術が発明概念を実施するために使用されてよい。
【００６６】
よって、上記の例は、隣接する回路（例えば、前のＬＮＡ回路、等）とのインターフェースでの低く且つ適切に定められたインピーダンスとともに、良好な線形特性を有するインダクタ不要ミキサ回路の実施を可能にするミキサ回路を提供する。結果として、そのようなミキサ回路を大きなオンチップシステム（例えば、集積型オンチップＲＦ受信器フロントエンド）として集積回路装置に組み込むことは、システムのスケーラビリティに影響を与えるインダクタ等を用いずに達成される。さらに、幾つかの実施形態においてアクティブ型入力相互コンダクタンス段が必要とされないという事実は、先行技術のミキサ回路の相互コンダクタンス段内で通常消費される電力がシステム内の他のサブブロック（例えば、ＲＦ受信器フロントエンドシステムの場合においては、前のＬＮＡ又はベースバンド相互インピーダンス増幅器）再分配されることを意味する。然るに、そのようなミキサ回路を有するより小さく且つより電力が低い集積システム／回路が達成可能である。
【００６７】
上記の例は、ミキサ回路を有するあらゆる集積回路（例えば、メディアテック社の無線ハンドセット及び／又は無線接続性製品群）に製造者によって適用されてよいと考えられる。さらに、例えば、半導体製造者は、スタンドアローン型装置（例えば、集積型フロントエンド回路）若しくは特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）及び／又はその他のサブシステム要素の設計において上記の例を用いてよいと考えられる。
【００６８】
当然のことながら、明りょうさのために、上記の例は、特定の機能ユニット又は装置又は回路を参照して本発明の実施形態を記載している。しかし、例えば、相互コンダクタンス回路に関して、異なる機能ユニット又は装置又は回路の間の機能性の如何なる適切な分配も、本発明から逸脱することなしに使用されてよい。従って、特定の機能ユニットへの言及は、厳密な論理的若しくは物理的な構造又は編成を示すよりむしろ、記載される機能性を提供する適切な手段への言及としてのみ考えられるべきである。
【００６９】
本発明の態様は、あらゆる適切な形で実施されてよく、そのようなものとして、本発明の実施形態の要素及び部品は、如何なる適切な方法においても物理的、機能的且つ論理的に実施されてよい。実際に、機能性は、単一のユニットにおいて、複数のユニットにおいて、又は他の機能ユニットの一部として、実施されてよい。
【００７０】
本発明は幾つかの実施形態に関連して記載されてきたが、ここで挙げられている特定の形態に制限されるよう意図されない。むしろ、本発明の適用範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ制限される。さらに、特徴は特定の実施形態に関連して記載されるように見えるが、上記の実施形態の様々な特徴は本発明に従って組み合わされてよいことが当業者には認識される。特許請求の範囲において、語「有する」は、他の要素又はステップの存在を除外しない。
【００７１】
さらに、個々に挙げられているとしても、複数の手段、要素又は方法ステップは、例えば、単一のユニット又は部品によって、実施されてよい。さらに、個々の特徴が異なる請求項に含まれていることがあるが、それらは場合により有利に組み合わされてよく、異なる請求項における包含は、特徴の組み合わせが実行可能でなく及び／又は有利でないことを示すわけではない。また、１つのカテゴリの請求項における特徴の包含は、このカテゴリに対する限定を示すわけではなく、むしろ、特徴が必要に応じて他の請求項のカテゴリに同様に適用可能であることを示す。
【００７２】
さらに、特許請求の範囲における特徴の順序は、特徴が実行されるべき如何なる特定の順序も示さない。さらに、単数参照は複数個を除外しない。よって、「１つの」、「第１の」、「第２の」等への言及は複数個を除外しない。
【００７３】
よって、改善されたミキサ回路が記載されており、先行技術の配置に伴う上記の欠点のうち少なくとも１又はそれ以上が実質的に解消された。
【図１】
2013504963.tif 000004
【図２】
2013504963.tif 000005
【図３】
2013504963.tif 000006
【図４】
2013504963.tif 000007
【図５】
2013504963.tif 000008
【図６】
2013504963.tif 000009
【図７】
2013504963.tif 000010
【図８】
2013504963.tif 000011
【図９】
2013504963.tif 000012
【図１０】
2013504963.tif 000013
【図１１】
2013504963.tif 000014
【手続補正書】
【提出日】平成24年4月25日(2012.4.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ミキサ回路であって、
当該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、
前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段と
を有し、
前記入力段は、当該ミキサ回路の前記入力部と前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有し、前記少なくとも１つのスイッチング素子及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される、
ミキサ回路。
【請求項２】
前記入力段は、当該ミキサ回路の前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置される、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項３】
前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される抵抗−キャパシタンス回路を有する、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項４】
前記抵抗−キャパシタンス回路は、Ｔｗｉｎ−Ｔ型抵抗−キャパシタンスフィルタ回路を有する、
請求項３に記載のミキサ回路。
【請求項５】
前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の複数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される複数のカスケード接続された抵抗−キャパシタンス回路を有する、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項６】
前記入力段は、前記少なくとも１つの抵抗と直列に接続される少なくとも１つのカップリングキャパシタンスをさらに有する、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項７】
前記入力段は、前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗と前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの中間スイッチング素子を有し、該少なくとも１つの中間スイッチング素子は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の少なくとも２倍の周波数で切り替えられるよう配置される、
請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項８】
ミキサ回路を有する集積回路装置であって、
前記ミキサ回路は、該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段とを有し、
前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部と前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有し、前記少なくとも１つのスイッチング素子及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される、
集積回路装置。
【請求項９】
前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置される、
請求項８に記載の集積回路装置。
【請求項１０】
前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される抵抗−キャパシタンス回路を有する、
請求項８に記載の集積回路装置。
【請求項１１】
前記入力段は、前記少なくとも１つの抵抗と直列に接続される少なくとも１つのカップリングキャパシタンスをさらに有する、
請求項８に記載の集積回路装置。
【請求項１２】
ミキサ回路を有する無線周波数通信ユニットであって、
前記ミキサ回路は、該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段とを有し、
前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部と前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有し、前記少なくとも１つのスイッチング素子及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される、
無線周波数通信ユニット。
【請求項１３】
前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置される、
請求項１２に記載の無線周波数通信ユニット。
【請求項１４】
前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される抵抗−キャパシタンス回路を有する、
請求項１２に記載の無線周波数通信ユニット。
【請求項１５】
前記入力段は、前記少なくとも１つの抵抗と直列に接続される少なくとも１つのカップリングキャパシタンスをさらに有する、
請求項１２に記載の無線周波数通信ユニット。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１、８及び１２に記載されるミキサ回路、集積回路装置、及び無線周波数通信ユニットに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線周波数（ＲＦ）通信受信器の分野において、受信器フロントエンド回路の主な仕事は、後続の受信器回路、例えば復調回路によってより容易に処理されるように、受信器フロントエンド回路に結合されるアンテナによって受信された信号を処理することである。通常、そのようなフロントエンド回路は、受信ＲＦ信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、増幅されたＲＦ信号をより低い中間又はベースバンド周波数へ周波数変換するよう配置されるミキサ回路とを有する。中間／ベースバンド周波数信号は、次いで、干渉信号等を取り除くためにフィルタリングされてよい。
【０００３】
ミキサ回路によって出力される中間又はベースバンド信号の周波数は、通常、受信ＲＦ信号についてのキャリア周波数（ｆＲＦ）よりもずっと低いので、ミキサ回路に続く受信回路内の全ての段は、低周波数、すなわちベースバンド周波数で動作する。さらに、ミキサ回路の前のＬＮＡ回路によって及びミキサ回路自体によって（アクティブ型ミキサが用いられる場合）提供される増幅により、ミキサ回路の後の信号レベルは受信ＲＦ信号の信号レベルよりも大きい。然るに、このような低周波／高信号レベルの特性は、フロントエンド回路に続く受信回路内の段の実施のために多種多様な回路技術の使用を可能にする。
【０００４】
しかし、受信ＲＦ信号の高動作周波数及び低信号レベルにより、ＬＮＡ回路及びミキサ回路を有するフロントエンド回路をうまく実施するために、極めて限られた回路技術しか使用されない。ＬＮＡによって提供される増幅は、ミキサ回路／装置の入力部で信号レベルを増大させ、従って、そのノイズ要求を緩和する。しかし、完全集積ＬＮＡは、乏しい選択性を示すことが知られている。結果として、ＬＮＡは、所望の信号成分のみならず、所望の信号成分の周波数に近い周波数を有する不必要な信号成分も増幅する。然るに、ＬＮＡのゲインが高くなるほど、ミキサ回路の線形性要求が課題となる。重要なミキサ回路の線形性メトリックは、ミキサがＩＰ２（２次インターセプトポイント）及びＩＰ３（３次インターセプトポイント）に関して例えば受信器フロントエンド内でしばしば障害であるために、ＩＰ３である。
【０００５】
１つの従来のミキサ回路トポロジは、一対のギルバートセルミキサを有するギルバート直交ミキサの形をとる。しかし、この周知のミキサ設計の２つの有意な制限は、第１に、ミキサの線形性が主として入力相互コンダクタンス段によって制限されることであり、第２に、トランジスタによって生成されるフリッカノイズが出力部で現れることである。
【０００６】
バイポーラトランジスタはそのフリッカノイズに関してミキサ回路を実施するのにより適しているが、高性能のバイポーラトランジスタの製造は、その製造の間に高価な加工段階を必要とする。結果として、そのような高性能のバイポーラトランジスタの製造は、費用重視の実施にとって、例えばＲＦ通信受信器のフロントエンド回路内では、ひどく高い。より安価なＣＭＯＳ加工が、より性能の低いバイポーラトランジスタを作るために使用されることがある。しかし、そのような性能の低いバイポーラトランジスタは、最新のＲＦ通信受信器によって必要とされるギガヘルツ周波数で動作することができない。
【０００７】
ギルバートセルミキサのＣＭＯＳ実施のフリッカノイズ問題を解消するための従来の方法は、ＣＭＯＳトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）のフリッカノイズがトランジスタを流れるドレインバイアス電流に比例するので、スイッチングトランジスタを流れるＤＣ（直流）電流を抑えることによる。しかし、そのようなミキサ設計は依然として入力相互コンダクタンス段を有するので、奇数次歪みの問題、従って乏しい線形性が、依然として存在する。
【０００８】
ギルバートセルミキサのＣＭＯＳ実施のフリッカノイズを解消するための他の従来の方法は、相互コンダクタンス段に直接接続され、出力トランジスタに使用される所望の局部発振器（ＬＯ）周波数の２倍の周波数で切り替えられるスイッチを使用することによる。しかし、またしても、そのようなミキサ回路は依然として入力相互コンダクタンス段を有し、従って、奇数次歪み、従って乏しい線形性が、依然として存在する。
【０００９】
線形性の問題を解消するための従来の方法は、例えば前のＬＮＡの負荷として使用されるインダクタ−キャパシタ（ＬＣ）タンクに直接スイッチングトランジスタを接続するために使用されるキャパシタを有することによって、入力相互コンダクタンス段を有さないミキサ回路を提供することである。しかし、そのようなミキサ回路に伴う問題は、ＬＣタンクがインダクタの包含を必要とすることである。インダクタのような部品を有するアナログ回路は、デジタル回路と同じようには半導体製造工程における改善に対応しない。よって、インダクタのようなアナログ部品の存在は、集積回路装置のサイズ、フットプリント等を低減するために回路を縮小する能力にとってかなりの重荷となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】米国特許第３１９５０７３号明細書
【特許文献２】米国特許第７８５２１３５（Ｂ２）号明細書
【特許文献３】米国特許第７０５０７７９（Ｂ２）号明細書
【特許文献４】米国特許第６９４４４３７（Ｂ２）号明細書
【特許文献５】米国特許出願公開第２００４／０１４７２４０（Ａ１）号明細書
【特許文献６】米国特許出願公開第２００９／０１１１３７７（Ａ１）号明細書
【特許文献７】米国特許出願公開第２０１１／０２３０１５１（Ａ１）号明細書
【特許文献８】特開２００３−１９８３２９号公報
【特許文献９】国際公開第２００９／００３０９５（Ａ１）号パンフレット
【特許文献１０】国際公開第２０１１／０３２６１８（Ａ１）号パンフレット
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】Sowlati等、「Single-Chip  Multiband  WCDMA/HSDPA/HSUPA/EGPRS  Transceiver  with  Diversity  Receiver  and  3G  DigRF  Interface  without  SAW  Filters  in  Transmitter/3G  Receiver  Paths」、ISSCC  2009/SESSION  6/CELLULAR  AND  TUNER/6.3、２００９年２月９日
【非特許文献２】Mirzaei等、「A  Frequency  Translation  Technique  for  SAW-Less  3G  Receivers」、2009  Symposium  on  VLSI  Circuits  Digest  of  Technical  Papers
【非特許文献３】Pullela等、「An  Integrated  Closed-Loop  Polar  Transmitter  with  Saturation  Prevention  and  Low-IF  Receiver  for  Quad-Band  GPRS/EDGE」、ISSCC  2009、SESSION  6、CELLULAR  AND  TUNER、6.1、２００９年２月９日
【非特許文献４】Tenbroek等、「Single-Chip  Tri-Band  WCDMA/HSDPA  Transceiver  without  External  SAW  Filters  and  with  Integrated  TX  Power  Control」、ISSCC  2008/SESSION  10/CELLULAR  TRANSCEIVERS/10.2、２００８年２月５日
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記を鑑み、本発明は、上記の欠点の１又はそれ以上を個々に又は組み合わせて軽減し、多少とも解決し、又は取り除こうとするミキサ回路、集積回路装置及び無線周波数通信ユニットを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の目的は、請求項１、８及び１２に従うミキサ回路、集積回路装置及び無線周波数通信ユニットによって達成される。従属請求項は、対応する更なる発展及び改善に関連する。
【００１４】
本発明の第１の態様に従って、ミキサ回路であって、当該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段とを有するミキサ回路が提供される。前記入力段は、当該ミキサ回路の前記入力部と前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有する。前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子、及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される。
【００１５】
このようにして、本発明の例に従って構成されるミキサ回路配置は、隣接する回路（例えば、前のＬＮＡ回路、等）とのインターフェースでの適切に定められたインピーダンスとともに、良好な線形特性を有するインダクタ不要ミキサ回路の実施を可能にする。結果として、そのようなミキサ回路を大きなオンチップシステム（例えば、集積型オンチップＲＦ受信器フロントエンド）として集積回路装置に組み込むことは、システムのスケーラビリティに影響を与えるインダクタ等を用いずに達成される。さらに、アクティブ型入力相互コンダクタンス段が必要とされないという事実は、先行技術のミキサ回路の相互コンダクタンス段内で通常消費される電力がシステム内の他のサブブロック（例えば、ＲＦ受信器フロントエンドシステムの場合においては、前のＬＮＡ又はベースバンド相互インピーダンス増幅器）再分配されることを意味する。然るに、そのようなミキサ回路を有するより小さく、より電力が低く且つより線形な集積システムが達成可能である。
【００１６】
本発明の任意の特徴に従って、前記入力段は、当該ミキサ回路の前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置されてよい。さらに、前記周波数変換段は、２対の交差結合されたスイッチング素子を有する少なくとも１つの周波数変換回路を有してよく、該少なくとも１つの周波数変換回路は、前記入力段から前記少なくとも１つの差動電流信号を受け、該少なくとも１つの差動電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される。このようにして、当該ミキサ回路は差動ミキサ回路を有してよい。
【００１７】
本発明の任意の特徴に従って、前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される抵抗−キャパシタンス（ＲＣ）回路を有してよい。例えば、前記抵抗−キャパシタンス回路は、Ｔｗｉｎ−Ｔ型ＲＣフィルタ回路を有してよい。本発明の更なる任意の特徴に従って、前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の複数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される複数のカスケード接続されたＲＣ回路を有してよい。このようにして、スイッチング周波数の奇数調波にある受信入力信号内の不要な信号成分は、伝達零点（transmission  zero）によって実質的に阻止される。
【００１８】
本発明の任意の特徴に従って、前記入力段は、前記少なくとも１つの抵抗と直列に接続される少なくとも１つのカップリングキャパシタンスをさらに有してよい。このようにして、カップリングキャパシタは、前のシステムサブブロック（例えば、ＬＮＡ回路）についてと同様に、当該ミキサ回路の動作電圧を設定することにおいて、より高い柔軟性を可能にする。
【００１９】
本発明の任意の特徴に従って、前記周波数変換段は、少なくとも１つのギルバートセルミキサ回路を有してよい。
【００２０】
本発明の任意の特徴に従って、前記周波数変換段は、同相（in-phase）（Ｉ）周波数変換回路及び直交（quadrature）（Ｑ）周波数変換回路を有してよい。さらに、前記入力段は、当該ミキサの前記入力部で差動入力電圧信号を受け、該差動入力電圧信号を前記同相（Ｉ）周波数変換回路のための第１の差動電流信号と、前記直交（Ｑ）周波数変換回路のための第２の差動電流信号とに変換するよう配置されてよい。
【００２１】
本発明の任意の特徴に従って、当該ミキサ回路は、複数の信号チャネルから入力電圧信号を受信する複数の入力部を有してよく、夫々の入力部は、夫々の入力部で受信された入力電圧信号を電流信号に変換する入力段に動作上結合される。周波数変換段は、夫々の電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置されてよい。当該ミキサ回路は、さらに、複数の信号チャネルを前記周波数変換段の出力部での相互インピーダンス仮想接地で再結合するよう配置されてよい。このようにして、例えば前のＬＮＡ回路とそれらの夫々のミキサ回路入力部との間の物理的な相互接続は短く保たれ、それにより、生じる寄生キャパシタンスは小さく且つノイズ収集のリスクは軽減される。結果として、そのような配置は、チャネルを再結合する従来の方法よりもかなりインダクタ不要の受信器設計に寄与する。周波数変換段の出力部での相互インピーダンス仮想接地でチャネルを再結合することによって、再結合される信号は、より低い中間又はベースバンド周波数を有する。そのようなものとして、それらの信号は、性能劣化のリスクを伴わずに、より長い距離にわたって伝送され得る。
【００２２】
本発明の任意の特徴に従って、前記入力段は、前記入力段の前記少なくとも１つの抵抗と前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの中間スイッチング素子を有してよい。前記少なくとも１つの中間スイッチング素子は、前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子のスイッチング周波数の少なくとも２倍の周波数で切り替えられるよう配置されてよい。このようにして、当該ミキサ回路の出力部で現れる前記周波数変換段のスイッチング素子のフリッカノイズは、低減され得る。
【００２３】
本発明の任意の特徴に従って、当該ミキサ回路は、広帯域無線周波数フロントエンド回路の一部を形成する。
【００２４】
本発明の任意の特徴は、いかようにも組み合わされてよい。
【００２５】
本発明の第２の態様に従って、ミキサ回路を有する集積回路装置が提供される。前記ミキサ回路は、該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段を有する。周波数変換段は、前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される。前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部と前記周波数変換段の少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有する。前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子、及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される。
【００２６】
本発明の第３の態様に従って、ミキサ回路を有する無線周波数通信ユニットであって、前記ミキサ回路は、該ミキサ回路の入力部で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段と、前記少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される周波数変換段とを有する、無線周波数通信ユニットが提供される。前記入力段は、前記ミキサ回路の前記入力部と前記周波数変換段の少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有する。前記周波数変換段の前記少なくとも１つのスイッチング素子、及び前記少なくとも１つの抵抗は、前記少なくとも１つのスイッチング素子が該少なくとも１つのスイッチング素子に接続される前記少なくとも１つの抵抗よりも低い係数である抵抗率を示すターンオン抵抗を有するように、配置される。
【００２７】
以下、本発明は、一例として、添付の図面を参照してさらに説明される。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】従来のミキサ回路トポロジの一例を表す。
【図２】パッシブ型ギルバートタイプミキサの一例を表す。
【図３】従来のミキサ回路トポロジの別の例を表す。
【図４】従来のミキサ回路トポロジの更に別の例を表す。
【図５】無線周波数通信ユニットの一例のブロック図を表す。
【図６】一般的なフロントエンド回路の一例を表す。
【図７】本発明の幾つかの実施形態に従うミキサ回路の略図の一例を表す。
【図８】本発明の幾つかの代替の実施形態に従うミキサ回路の一例を表す。
【図９】本発明の幾つかの別の実施形態に従うミキサ回路の一例を表す。
【図１０】本発明の幾つかの実施形態に従うスイッチング制御信号の一例を表す。
【図１１】本発明の幾つかの実施形態に従う入力段ＲＣ電流フィルタの実施の一例を表す。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
ここで、図１を参照すると、１対のギルバートセルミキサ１１０，１２０を有するギルバート直交ミキサ１００の形で周知のミキサ回路トポロジの一例が表されている。夫々のギルバートセルミキサの入力段は、例えば前のＬＮＡ又はフィルタから入来する入力信号を信号電流に変換する夫々の相互コンダクタンス段１１５，1２５を有する。次いで、この信号電流は、４つのトランジスタ１３０のグループによってチョップされる。トランジスタ１３０のグループは、信号電流の周波数を所望の中間又はベースバンド周波数にダウンコンバートする。ミキサ１００の出力は電流の形をとり、通常は、低域通過フィルタとして機能する抵抗／キャパシタＲＣ負荷（図示せず。）によって電圧に変換される。
【００３０】
この周知のミキサ設計の２つの有意な制限は、第１に、ミキサの線形性が主として入力相互コンダクタンス段１１５，１２５によって制限されることであり、第２に、トランジスタ１３０によって生成されるフリッカノイズが出力部で現れることである。これらの制限のうち第１のものについては、携帯電話端末等の携帯機器に相応の電力消費を有する良好なミキサ設計は、およそ０ｄＢＶよりも小さい入力換算ＩＰ３値を必要とする。そのような厳しい要求は、そのような入力相互コンダクタンス段の使用よっては達成不可能である。上記の制限のうち第２のものについては、フリッカノイズが例えばＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）についてよりもバイポーラトランジスタについて有意に低いので、そのような制限は、通常、バイポーラトランジスタ実施にとっては重要でない。しかし、出力部でのフリッカノイズの存在は、ＣＭＯＳ実施にとっては重要な問題である。
【００３１】
バイポーラトランジスタはそのフリッカノイズに関してミキサ回路を実施するのにより適しているが、高性能のバイポーラトランジスタの製造は、その製造の間に高価な加工段階を必要とする。結果として、そのような高性能のバイポーラトランジスタの製造は、費用重視の実施にとって、例えばＲＦ通信受信器のフロントエンド回路内では、ひどく高い。より安価なＣＭＯＳ加工が、より性能の低いバイポーラトランジスタを作るために使用されることがある。しかし、そのような性能の低いバイポーラトランジスタは、最新のＲＦ通信受信器によって必要とされるギガヘルツ周波数で動作することができない。
【００３２】
ギルバートセルミキサのＣＭＯＳ実施のフリッカノイズ問題を解消するための従来の方法は、ＣＭＯＳトランジスタ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）のフリッカノイズがトランジスタを流れるドレインバイアス電流に比例するので、スイッチングトランジスタを流れるＤＣ（直流）電流を抑えることによる。図２は、パッシブ型ギルバートタイプのミキサ２００の周知例を表す。これによれば、カップリングキャパシタ２６０は、スイッチングトランジスタと直列に接続されており、ミキサの出力ポートは、低域通過フィルタとしても機能する相互インピーダンス増幅器２４０，２５０によって終端されている。このようにして、カップリングキャパシタ２６０は、スイッチングトランジスタ２３０を流れる零ＤＣバイアス電流を確かにし、ミキサの出力ポートに存在するフリッカノイズを有意に低減する。相互インピーダンス増幅器は、スイッチングトランジスタのソース／ドレイン電位を既知の電位に保持するために使用される。しかし、そのようなミキサ設計は依然として入力相互コンダクタンス段２１０，２２０を有するので、奇数次歪みの問題、従って乏しい線形性が、依然として存在する。
【００３３】
図３は、図１に表される典型的なギルバートセルミキサのフリッカノイズ問題を解消するための代替方法を実施する周知のミキサ回路３００の更なる例を表す。図３のミキサ回路３００はアクティブ型２ＬＯ−ＬＯミキサを有し、これによれば、スイッチ３４０は相互コンダクタンス段３１０に直接接続され、出力トランジスタ３００に使用される所望の局部発振器周波数（ＬＯ）の２倍の周波数で切り替えられる。このようにして、出力トランジスタ３３０のフリッカノイズは、ミキサ回路の出力部で現れない。反対に、スイッチ３４０のフリッカノイズは出力部で現れず、抑制されうるコモンモードノイズとして現れる。しかし、またしても、ミキサ回路３００は依然として入力相互コンダクタンス段３１０を有し、従って、奇数次歪み、従って乏しい線形性が、依然として存在する。
【００３４】
図４は、更なる周知のミキサ回路４００の一例を表す。図１乃至３に表される周知のミキサ回路の夫々については、奇数次歪み、特に３次インターセプトポイント（ＩＰ３）は主として入力相互コンダクタンス段によって制限される。図４のミキサ回路４００については、入力相互コンダクタンス段は存在しない。代わりに、キャパシタ４１０が、例えば前のＬＮＡの負荷として使用されるインダクタ−キャパシタ（ＬＣ）タンク４２０に直接スイッチングトランジスタを接続するために使用される。重要なことには、キャパシタ４１０は、タンク４２０の構成要素であり、単なるカップリングキャパシタではない。このようにして、そのインピーダンス及び大きさは比較的大きく、夫々の直交するＩチャネル及びＱチャネルの間の相当な分離を提供する。分離は、相互インピーダンス増幅器４４０のノイズ寄与を低く保つために必要とされる。さらに、並列共振は、ＬＣタンク４２０のクオリティファクタに等しい係数によって、ＬＮＡから入来する信号電流を立ち上げる。ミキサ回路４００の入力段は受動部品しか有さないので、このミキサ回路４００の線形性は、図１乃至３のミキサ回路と比較して優れている。これは、線形性がスイッチングトランジスタ４３０によって及び相互インピーダンス増幅器４４０によってのみ制限されるからである。
【００３５】
図４のミキサ回路４００に伴う問題は、ＬＣタンク４２０がインダクタの包含を必要とすることである。インダクタのような部品を有するアナログ回路は、デジタル回路と同じようには半導体製造工程における改善に対応しない。よって、インダクタのようなアナログ部品の存在は、集積回路装置のサイズ、フットプリント等を低減するために回路を縮小する能力にとってかなりの重荷となる。
【００３６】
本発明の例は、無線周波数（ＲＦ）通信受信器フロントエンドミキサ回路に関して記載される。なお、当業者には当然のことながら、ここで記載される発明概念は、あらゆるタイプのミキサ回路において具現されてもよい。多数の用途において、以下で記載される例に従って構成されるミキサ回路は、例えば相互コンダクタンス入力段によって通常導入される歪みを伴わずに、さらにオンチップインダクタ等を必要とすることなしに、受信信号の周波数変換を有効に行うことができる。このようにして、かかるミキサ回路は、改善されたスケーラビリティを有することができ、それ自体と他の集積されたオンチップサブブロック（例えば、前の低雑音増幅器サブブロック）との間のインターフェースでより低く且つ適切に定められたインピーダンスを提供することができる。
【００３７】
最初に図５を参照すると、無線周波数（ＲＦ）通信ユニット（第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）通信システムに関してセルラー通信又はユーザ装置（ＵＥ）との関連で時々「移動体加入者端末（mobile  subscriber  unit）（ＭＳ）」と呼ばれる。）の一例のブロック図が示されている。ＲＦ通信ユニット５００は、ＲＦ通信ユニット５００内で受信チェーンと送信チェーンとの間の分離を提供するデュプレックスフィルタ又はアンテナスイッチ５０４へ望ましくは結合されるアンテナ５０２を有する。
【００３８】
受信器チェーンは受信器フロントエンド回路５０６を有する。受信器フロントエンド回路５０６は、受信、フィルタリング、及び中間又はベースバンド周波数変換を有効に提供するよう配置される例において以下で記載される帯域通過フィルタ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）及びミキサ回路を有する。フロントエンド回路５０６は、信号処理モジュール５０８へ直列に結合されている。信号処理モジュール５０８からの出力は、適切な出力装置５１０（例えば、スクリーン又はフラットパネルディスプレイ）へ供給される。受信器チェーンは、受信信号強度インジケータ（received  signal  strength  indicator）（ＲＳＳＩ）回路５１２をさらに有する。ＲＳＳＩ回路５１２は、加入者端末の全体的な制御を維持するコントローラ５１４に結合されている。従って、コントローラ５１４は、回復される情報からビットエラーレート（ＢＥＲ）又はフレームエラーレート（ＦＥＲ）データを受け取ってよい。コントローラ５１４は、さらに、受信器フロントエンド回路５０６及び（一般的に、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって実現される）信号処理モジュール５０８に結合されている。コントローラ５１４は、さらに、選択的に動作レジメ、例えば、デコーディング／エンコーディング機能、同期パターン、コードシーケンス、ＲＳＳＩデータ等を記憶するメモリ装置５１６に結合されている。タイマ５１８は、ＲＦ通信ユニット５００内の動作のタイミング（時間に依存する信号の送信又は受信）を制御するようコントローラ５１４に動作上結合されている。
【００３９】
送信チェーンに関しては、これは本質的に、送信／変調回路５２２及び電力増幅器５２４を介してアンテナ５０２と直列に結合されている入力装置５２０（例えば、キーパッド）を有する。送信／変調回路５２２は、以下で記載される例から恩恵を受けうるミキサ回路をさらに有する。ミキサ回路は、電力増幅器５２４による増幅及びアンテナ５０２からの放射のために、ベースバンド送信信号を無線周波数信号にアップコンバートする。送信チェーンにおける信号処理モジュール５０８は、受信チェーンにおけるプロセッサと区別して実施されてよい。代替的に、信号処理モジュール５０８は、図５に示されるように、送信信号及び受信信号の両方の処理を実施するために使用されてよい。明らかに、ＲＦ通信ユニット５００内の様々な構成要素は、ディスクリート又は集積部品形態で実現されてよく、従って、最終的な構造は、単に、アプリケーション特有又は設計選択である。
【００４０】
ここで、図６を参照すると、図５のＲＦ通信ユニット５００の広帯域フロントエンド回路５０６を実施するために使用される一般的なフロントエンド回路６００の一例が表されている。フロントエンド回路６００は、例えばＲＦ通信ユニット５００のアンテナ５０２によって受信される受信ＲＦ信号を増幅するための低雑音増幅器（ＬＮＡ）６１０を有する。フロントエンド回路６００は、中間又はベースバンド周波数信号を低めるために、ＬＮＡ６１０によって出力される増幅信号の周波数変換を実行するよう配置されるミキサ回路６２０をさらに有する。次いで、ミキサ回路６２０から出力された中間／ベースバンド周波数信号は、中間／ベースバンド周波数回路６３０によって、ベースバンド増幅され、更にフィルタリング等をされる。
【００４１】
ここで、図７を参照すると、図６のミキサ回路６２０を実施するために使用される、受信信号の入力周波数を出力周波数に変換するミキサ回路７００の略図の一例が表されている。例えば、ＲＦ受信器フロントエンド内で使用されるミキサの場合に、ミキサ回路７００は、受信信号ＲＦ周波数を中間又はベースバンド周波数に変換するよう配置されてよい。表されている例に関し、ミキサ回路７００は集積回路装置７０２内に設けられている。
【００４２】
ミキサ回路７００は、ミキサ回路の入力部７０５で受信された入力電圧信号を少なくとも１つの電流信号に変換するよう配置される入力段７１０と、少なくとも１つの電流信号の信号成分を入力周波数から出力周波数へ変換するよう配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する周波数変換段７２０とを有する。図７に表される例に関し、入力段７１０は、ミキサ回路の入力部７０５で差動入力電圧信号を受信し、その差動入力電圧信号を少なくとも１つの差動電流信号に変換するよう配置される。さらに、図７のミキサ回路７００は、同相（Ｉ）信号成分７４５及び直交（Ｑ）信号成分７５５を出力するよう配置される。然るに、周波数変換段７２０は、ミキサ回路７００の同相（Ｉ）チャネル７４０内にある第１の周波数変換回路と、ミキサ回路７００の直交（Ｑ）チャネル７５０内にある第２の周波数変換回路とを有する。当然のことながら、本発明は差動ミキサ実施に限定されず、同様に単一平衡ミキサ実施に適用されてよい。さらに、本発明は、複合（Ｉ／Ｑ）型ミキサ配置内で実施されることに限定されない。
【００４３】
周波数変換回路の夫々は、２対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４を有する。より具体的には、図７に表されるミキサ回路の夫々の周波数変換回路は、ギルバートセルミキサ回路を有する。さらに、図７に表される入力段７１０は、受信された差動入力電圧信号を第１の同相（Ｉ）差動電流信号及び第２の直交（Ｑ）差動電流信号に変換するよう配置される。然るに、夫々の周波数変換回路は、入力段７１０から対応する差動電流信号を受け取り、少なくとも１つの差動電流信号の信号成分を入力周波数（例えば、ＲＦ周波数）から出力周波数（例えば、ベースバンド又は中間周波数）へ変換するよう配置される。夫々の周波数変換回路は、受け取った電流信号がスイッチング信号に従ってスイッチング素子７２２，７２４によってチョップされることによって、夫々の電流信号を入力周波数から出力周波数へ変換する。表されている例に関し、スイッチング信号は、夫々スイッチング素子７２２，７２４のゲート端子に供給される相反する局部発振器（ＬＯ）信号７２３，７２５（例えば、互いに位相が１８０°ずれたＬＯ信号）によって供給される。
【００４４】
この例において、入力段７１０は、ミキサ回路の入力部７０５と周波数変換段７２０の少なくとも１つのスイッチング素子との間に接続される少なくとも１つの抵抗を有する。図７に表される例に関し、入力段７１０は、同相（Ｉ）チャネル７４０の周波数変換回路内の１対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４とミキサ回路の入力部７０５との間に夫々接続されている第１の対の抵抗７１２と、直交（Ｑ）チャネル７５０の周波数変換回路内の１対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４とミキサ回路の入力部７０５との間に夫々接続されている第２の対の抵抗７１４とを有する。このようにして、第１の対の抵抗７１２は、第１の差動電流信号を同相（Ｉ）チャネル７４０の周波数変換回路へ供給するよう配置され、一方、第２の対の抵抗７１４は、第２の差動電流信号を直交（Ｑ）チャネル７５０の周波数変換回路へ供給するよう配置される。
【００４５】
周波数変換段７２０のスイッチング素子（図７に表される例に関し、同相（Ｉ）チャネル７４０の周波数変換回路内の２対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４と、直交（Ｑ）チャネルの周波数変換回路内の２対の交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４とを有する。）及び入力段７１０の抵抗７１２，７１４は、周波数変換段７２０のスイッチング素子７２２，７２４がそれらに接続されている夫々の入力抵抗７１２，７１４よりも低い少なくとも１つの係数である抵抗率を示すターンオン抵抗（すなわち、スイッチング素子がオンされて、電流がスイッチング素子を通って流れることができる場合の抵抗）を有するように、配置される。
【００４６】
一次近似の結果、ＭＯＳＦＥＴにより実施されるミキサのミキサコアスイッチのターンオン抵抗は、以下のように表され得る：
【００４７】
【数１】
2013504963.tif 000015
ここで、Ｗは実効トランジスタチャネル幅であり、Ｌは実効チャネル長であり、Ｋ’は相互コンダクタンスパラメータであり、Ｖｇｓはトランジスタに印加されるゲート−ソース電圧であり、Ｖｔは閾電圧である。理想的には、入力抵抗（Ｒ１）の値に対するこの抵抗（ＲＯＮ）の値の比αは、（数学的に説明すると）零になる傾向を有するべきである。なお、Ｒ１は所望の有限値を有する。この理想的な状況は、実際のトランジスタに付随する寄生効果により、実際には達成できない。実際には、現在最先端の技術による実際の実施において、比αはおよそ１／５乃至１／１０の値に制限される。値が小さいほど強い寄生効果が生じ、ミキサのノイズ性能は、線形性における非常に控えめな更なる改善しか有さず悪化し始める。しかし、所望の効果（以下でより詳細に記載される。）を達成するために、周波数変換段７２０のスイッチング素子７２２，７２４は、それらに接続された夫々の入力抵抗７１２，７１４の少なくとも半分の抵抗率を示すターンオン抵抗を有することが考えられている。
【００４８】
比αの最適値は、システム制約条件及びノイズ対線形性の相対的重要度に依存する。よって、特定の回路のための最適値は、経験及び／又はシミュレーションによって見出される必要がある。同じ用途に関し、最適値は将来の技術改善に伴って小さくなると思われる。
【００４９】
周波数変換段７２０のスイッチング素子７２２，７２４のターンオン抵抗（ＲＯＮ）の状態が、抵抗が接続されており、表される例に関し、交差結合されたスイッチング素子７２２，７２４の対のドレインノードであるスイッチング素子のノードでの入力段抵抗（Ｒ１）よりも、有意に小さい（例えば、より低い係数である抵抗値を示す）場合には、仮想接地とみなされてよい。結果として、入力部７０５で受信された電圧信号を抵抗７１２，７１４によって電流信号に変換する変換は、極めて線形である。このようにして、先行技術の回路の相互コンダクタンス入力段によって通常導入される歪みは、実質的に取り除かれる。
【００５０】
さらに、抵抗７１２，７１４は、ミキサ回路７００の入力インピーダンスを適切に定められた値に設定するためにも使用されてよい。このようにして、ミキサ回路７００が大きな集積オンチップシステムのサブブロック（例えば、図６の受信器フロントエンド回路６００）を有する場合に、ミキサ回路７００の適切に定められた入力インピーダンスを設定するこの能力は、前のサブブロック（例えば、図６の受信器フロントエンド回路６００のＬＮＡ６１０）の負荷インピーダンスを定めるために利用されてよい。
【００５１】
このミキサ構成の更なる利点は、相互インピーダンス増幅器のフィードバック抵抗が、入力段を実施するために使用される同じタイプの抵抗（例えば、非ケイ化物Ｐ＋ポリシリコン抵抗）により実施される場合に、一次近似の結果、ミキサのゲインは、同じタイプの２つの抵抗の比によって決定され得るという事実である。これは、異なる部分の間で僅かなばらつきを有して、ゲインを適切に制御されたパラメータとする。
【００５２】
注目に値すべきなのは、少なくとも１つの例のミキサ回路は、隣接する回路（例えば、前のＬＮＡ回路）とのインターフェースでの低く且つ適切に定められたインピーダンスとともに、良好な線形特性を有するインダクタ不要ミキサの実施を可能にする。結果として、そのようなミキサ回路をより大きなオンチップシステム（例えば、集積オンチップＲＦ受信器フロントエンド）の一部として集積回路装置に組み込むことは、システムのスケーラビリティに影響を与えるインダクタ等を有さずに、達成され得る。さらに、アクティブ型入力相互コンダクタンス段が幾つかの実施形態において必要とされないという事実は、先行技術のミキサ回路の相互コンダクタンス段内で通常消費される電力がシステム内の他のサブブロック（例えば、ＲＦ受信器フロントエンドシステムの場合に、前のＬＮＡ又はベースバンド相互インピーダンス増幅器）に再分配されてよいことを意味する。然るに、そのようなミキサ回路を有するより小さく且つ電力が低い集積システム回路が達成可能である。
【００５３】
表される例に関し、周波数変換段７２０のスイッチング素子７２２，７２４はＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）を有し、有意なフリッカノイズを欠点とする。然るに、図７のミキサ回路７００はカップリングキャパシタ７１６を有し、周波数変換回路のＭＯＳＦＥＴ７２２，７２４を流れるＤＣ電流を抑制する。ＭＯＳＦＥＴのフリッカノイズはトランジスタを流れるドレインバイアス電流に比例するので、それらを通って流れるＤＣ電流の抑制は、ＭＯＳＦＥＴ７２２，７２４によって引き起こされるフリッカノイズも低減する。抵抗７１２，７１４は、さらに、相互インピーダンス増幅器ノイズが有意に増幅されないように、ミキサ回路７００の同相（Ｉ）チャネル７４０及び直交（Ｑ）チャネル７５０を分離するよう動作する。
【００５４】
カップリングキャパシタ７１６の更なる利点は、それらがミキサの相互インピーダンス増幅器のコモンモード電圧を設定することにおいてより高い柔軟性を可能にすることである。コモンモード電圧は、実際には、前のシステムサブブロック（例えば、ＬＮＡ回路）の出力ＤＣバイアス電圧とは無関係に設定され得る。本質的には、夫々のキャパシタ７１６の２枚のプレートは、任意のＤＣバイアス電圧を有することができる。
【００５５】
ミキサ回路の出力ポートは、相互インピーダンス増幅器７３２，７３４によって終端される。相互インピーダンス増幅器７３２，７３４は、スイッチングトランジスタのソース／ドレイン電位を既知の電位に保つために使用され、低域通過フィルタとしても機能する。
【００５６】
ここで、図８を参照すると、幾つかの代替の実施形態に従うミキサ回路８００の一例が表されている。図７から、スイッチング素子７２２，７２４のターンオン抵抗がそれらに接続される夫々の抵抗７１２，７１４よりも有意に小さい（例えば、より低い係数である抵抗値を示す）ことを念頭に置くと、図８の提案されるミキサ構成は、標準的な反転演算増幅器（オペアンプ）に基づく増幅器回路と類似する点を有し、主な相違点は、スイッチング素子８２２，８２４によって実行される周波数変換である。提案されるミキサ構成のこの特徴は、図８に表されるように、複数の周波数変換段８２０の出力部での相互インピーダンス段８３０の共有を可能にし、それにより、複数の入力チャネルの再結合を可能にする。中間又はベースバンド周波数で、相互インピーダンス増幅器仮想接地は、全てのチャネルの信号が足し合わされる電流加算点として動作する。ほとんどの単一アクティブチャネルは零信号電流を有するという事実により、加算点は有効にマルチプレクサとして使用される。
【００５７】
マルチチャネル受信器においてサブブロックを共有する従来技術は、例えば、セルラー基地局又はノードＢで使用されるように、単一ミキサの入力部に対する全てのＬＮＡの出力を再結合することである。このようにして、ミキサからの及びミキサを含む受信チェーン内の全てのサブブロックは、全ての受信チャネル間で共有され得る。しかし、このアプローチの欠点は、複数のＬＮＡ及び単一のミキサが単一の集積回路装置内に集積される集積受信器回路に関し、夫々のＬＮＡが、可能な限りノイズを低減するために集積回路装置の入力パッドに近接近して位置付けられる必要があることである。多数の受信チャネルを有する受信器では、物理的な制約は、ミキサの近くに全てのＬＮＡを置くことができないことを意味する。結果として、ＬＮＡの少なくとも一部の出力は、長い距離にわたって伝送される必要があり、それにより、それらのＬＮＡ出力に対して有意な容量負荷を引き起こし、インダクタ不要設計技術の使用を極めて困難にする。
【００５８】
図８に表される例に関し、ミキサ回路８００は、２つの入力信号チャネル８４０，８５０を有し、夫々のチャネルは、ＬＮＡ８４５，８５５から入力電圧信号を受け取る入力部８０５，８０７を有する。ミキサ回路８００の夫々の信号チャネル８４０，８５０は、ミキサ回路８００の夫々の入力部８０５，８０７と周波数変換段８２０との間に接続される入力段８１０を有する。夫々のチャネルの入力段８１０は、夫々の入力部８０５，８０７と、対応する周波数変換段８２０の一対の交差結合されたスイッチング素子８２２，８２４との間に接続される少なくとも１つの抵抗８１２を有する。ＬＮＡの出力部で異なるチャネルを再結合するよりもむしろ、異なるチャネルは、周波数変換段８２０の出力部での相互インピーダンス仮想接地８６０で再結合される。ここで、周波数変換段８２０のスイッチング素子８２２，８２４は、デマルチプレクサスイッチとしても機能する。これを達成するために、ほとんどのアクティブチャネルに関し、スイッチングトランジスタ８２２，８２４のゲートバイアス電圧は接地され、それにより、非アクティブのＬＮＡは、本質的に、受信器の残りの部分から分離される。よって、表される例に関し、第１のチャネルＡ８４０がアクティブチャネルであるとき、他の全てのチャネル（表される例に関し、第２のチャネルＢ８５０を有する。）に関し、スイッチングトランジスタのゲートバイアス電圧はスイッチ８６５によって接地される。第２のチャネルＢ８５０のための局部発振器信号８５７も停止される。
【００５９】
図８の配置によって提供される利点は、夫々のＬＮＡとその各自のミキサ回路との間の物理的な相互接続が短く保たれ、それにより、如何なる寄生キャパシタンスも極めて小さい値を有することを確かにし、それにより、ノイズ収集のリスクが軽減されることである。結果として、そのような配置は、チャネルを再結合する従来の方法よりもかなりインダクタ不要の受信器設計に寄与する。周波数変換段８２０の出力部での相互インピーダンス仮想接地でチャネルを再結合することによって、再結合される信号は、より低い中間又はベースバンド周波数を有する。そのようなものとして、それらの信号は、性能劣化のリスクを伴わずに、より長い距離にわたって伝送され得る。
【００６０】
複数のチャネルを再結合するこのアプローチの１つの潜在的な欠点は、夫々のチャネルがそれ自体の入力段８１０及び周波数変換段８２０を必要とすることである。実際の設計において、大きな直交エラーを回避するよう、局部発振器周波数分割器も複製される必要がある。しかし、そのような集積回路設計において、これは、インダクタ不要配置の利点と比較して小さな不利益である。
【００６１】
簡単のために、シングルエンドのＬＮＡ及び単一の平衡ミキサが表されている。しかし、図８の配置は、同様に完全差動設計に適用可能である。さらに、図８のミキサ回路は、２つのチャネルについて周波数変換を行うよう配置されるように表されているが、当然のことながら、ミキサ回路は、２よりも多いチャネルについて周波数変換を行うよう構成されてよい。
【００６２】
ここで、図９を参照すると、更なる代替のミキサ回路９００の一例が表されている。図９に表されるミキサ回路９００に関し、入力段９１０は、入力段９１０の入力抵抗９１２と周波数変換段９２０のスイッチング素子９２２，９２４との間に接続される中間スイッチング素子９１５を有する。入力段９１０の中間スイッチング素子９１５は、スイッチング素子９２２，９２４の周波数の２倍の周波数で切り替わるよう配置される。周波数変換段９２０のスイッチング素子９２２，９２４及び中間スイッチング素子９１５の夫々のためのスイッチング制御信号ＬＯＱ９４０、ＬＯＩ９５０、及び２ＬＯ９６０の夫々は、図１０に表されている。このようにして、周波数変換段９２０のスイッチング素子９２２，９２４のフリッカノイズは、ミキサ回路の出力部で現れない。これは、ＬＯＩ信号９５０が極性を変えるとき、Ｉチャネルのスイッチング素子９２４が如何なる電流も伝えないために、達成される。全ての電流は、実際に、中間スイッチング素子９１５の助けによりＱ経路へ導かれる。同様に、ＬＯＱ信号９４０が極性を変えるとき、Ｑチャネルのスイッチング素子９２４は如何なる電流も伝えず、全ての電流は中間スイッチング素子９１５の助けによりＩチャネルへ導かれる。スイッチング素子９２４のみが、それらの全てが幾らかの電流を伝えるそれらのスイッチング遷移の間、ノイズを提供するので、中間スイッチング素子９１５の付加は、スイッチング素子９２４によって生成されるノイズを抑制する。
【００６３】
反対に、中間スイッチング素子９１５のフリッカノイズはミキサ回路９００の出力部では現れないが、それはコモンモードノイズとして現れ、従って抑制され得る。夫々のトランジスタ９１５のノイズは増幅器の負出力ノードに関して正出力ノードと等しい時間量の間導かれるので、１／ｆノイズが相互インピーダンス増幅器の出力部でコモンモード信号として現れる。ＬＯ信号周波数は、フリッカノイズ信号が変化する周波数よりも数桁速いので、正側増幅器出力ノードに存在するノイズ信号は、あらゆる実際の目的のために、負ノードでのノイズ信号と同じであると考えられ得る。その場合に、このコモンモードノイズは、良好なコモンモード阻止を有する中間／ベースバンドフィルタを用いて容易に抑制され得る。例えば、オペアンプに基づくフィルタは、差動モード信号しか通さない。コモンモード信号は有意に減衰される。
【００６４】
図９の配置によって提供される更なる利点は、一対の抵抗９１２しかミキサ回路９００の同相（Ｉ）チャネル及び直交（Ｑ）チャネルの両方のための電流信号を提供するために入力段９１０内に必要とされないことである。ＩチャネルとＱチャネルとの間の分離は、中間装置９１５によって提供される。２つのチャネルの間の入力段抵抗の共有は、独立した抵抗が２つのチャネルに使用される実施と比較して、ＩチャネルとＱチャネルとの間の改善された直交振幅整合をもたらすことができる。
【００６５】
差動ミキサ回路が図９において表されているが、当然のことながら、この例は、単一の平衡ミキサ回路内で同様に実施されてよい。
【００６６】
上述された様々な例に関し、周波数変換段７２０，８２０，９２０は、具体的に意図される入力周波数での信号成分を所望のベースバンド又は中間周波数に変換するのみならず、意図される入力周波数の奇数調波に近い周波数でのあらゆる信号成分も所望のベースバンド又は中間周波数に変換する。これは、ミキサ回路の入力段によって供給される電流信号が、振幅１及び周期Ｔ＝１／ｆＬＯ（ｆＬＯは、入力電流がチョップされる波形の局部発振器周波数である。）の矩形波によって数学的に表され得る波形を有して、周波数変換段のスイッチング素子によってチョップされるという事実に起因する。そのような関数のフーリエ級数展開は、基本周波数ｆＬＯの全ての奇数調波を含む。受信器において、全てのそのような調波は所謂スプリアス応答を生成する。スプリアス応答は、そのスプリアス周波数で所望の信号の受信を妨げる干渉信号として可能な限り抑制されるべきである。従来、これはフィルタを用いて実施される。しかし、上記のミキサ回路のいずれかのようなインダクタ不要回路では、インダクタを用いずに例えばＬＮＡとミキサ回路との間においてオンチップで十分選択的なフィルタを実施することは可能でない。
【００６７】
幾つかの例に従って、ミキサ回路の夫々の入力段抵抗は、周波数変換段のスイッチング素子の切替え周波数に係る奇数調波周波数の１又はそれ以上で伝達零点（transmission  null/zero）を提供するよう配置されてよい。例えば、図１１を参照すると、図７、８及び／又は９のミキサ回路の抵抗７１２，７１４，８１２，９１２の１つを実施するために使用されるような、入力段の実施の一例が表されている。入力段は、周波数変換段のスイッチング素子のスイッチング周波数の奇数調波で伝達零点を提供し、必要とされる抵抗（Ｒ１）に収束する低周波数特性を有するよう配置されるパッシブ型ＲＣ（抵抗／キャパシタンス）回路１０００を有する。このようにして、スイッチング周波数の奇数調波にある受信入力信号内の不必要な信号成分は、実質的に、伝達零点によって阻止される。
【００６８】
表される例に関し、ＲＣ回路１０００は、Ｔｗｉｎ−Ｔ型ＲＣフィルタ回路を有する。ここで、Ｒ＊（１＋ｒｈｏ）＝Ｒ１。差動ミキサの場合に、Ｔｗｉｎ−Ｔ接地接続は対称面（symmetry  plane）接地接続によって置換されてよい。さらに、夫々の入力段は、周波数変換段のスイッチング素子（７２２，７２４，８２２，８２４，９２２，９２４）のスイッチング周波数の複数の奇数調波で伝達零点を提供するよう配置される複数のカスケード接続されたＴｗｉｎ−Ｔ型回路又は他のＲＣ回路を有してよいことが考えられる。
【００６９】
例は、ＲＦ通信ユニット受信器内での使用に制限されず、ミキサ回路を必要とする如何なる回路用途にも同様に適用されてよいと考えられる。例えば、本発明に従って構成されるミキサ回路は、オフセットＰＬＬ、マルチループＰＬＬ、コスタス（Costas）ループ等内で実施されてよい。さらに、当業者には当然のことながら、他の用途においては、代替の機能／回路／装置及び／又は他の技術が発明概念を実施するために使用されてよい。
【００７０】
よって、上記の例は、隣接する回路（例えば、前のＬＮＡ回路、等）とのインターフェースでの低く且つ適切に定められたインピーダンスとともに、良好な線形特性を有するインダクタ不要ミキサ回路の実施を可能にするミキサ回路を提供する。結果として、そのようなミキサ回路を大きなオンチップシステム（例えば、集積型オンチップＲＦ受信器フロントエンド）として集積回路装置に組み込むことは、システムのスケーラビリティに影響を与えるインダクタ等を用いずに達成される。さらに、幾つかの実施形態においてアクティブ型入力相互コンダクタンス段が必要とされないという事実は、先行技術のミキサ回路の相互コンダクタンス段内で通常消費される電力がシステム内の他のサブブロック（例えば、ＲＦ受信器フロントエンドシステムの場合においては、前のＬＮＡ又はベースバンド相互インピーダンス増幅器）再分配されることを意味する。然るに、そのようなミキサ回路を有するより小さく且つより電力が低い集積システム／回路が達成可能である。
【００７１】
上記の例は、ミキサ回路を有するあらゆる集積回路（例えば、メディアテック社の無線ハンドセット及び／又は無線接続性製品群）に製造者によって適用されてよいと考えられる。さらに、例えば、半導体製造者は、スタンドアローン型装置（例えば、集積型フロントエンド回路）若しくは特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）及び／又はその他のサブシステム要素の設計において上記の例を用いてよいと考えられる。
【００７２】
当然のことながら、明りょうさのために、上記の例は、特定の機能ユニット又は装置又は回路を参照して本発明の実施形態を記載している。しかし、例えば、相互コンダクタンス回路に関して、異なる機能ユニット又は装置又は回路の間の機能性の如何なる適切な分配も、本発明から逸脱することなしに使用されてよい。従って、特定の機能ユニットへの言及は、厳密な論理的若しくは物理的な構造又は編成を示すよりむしろ、記載される機能性を提供する適切な手段への言及としてのみ考えられるべきである。
【００７３】
本発明の態様は、あらゆる適切な形で実施されてよく、そのようなものとして、本発明の実施形態の要素及び部品は、如何なる適切な方法においても物理的、機能的且つ論理的に実施されてよい。実際に、機能性は、単一のユニットにおいて、複数のユニットにおいて、又は他の機能ユニットの一部として、実施されてよい。
【００７４】
本発明は幾つかの実施形態に関連して記載されてきたが、ここで挙げられている特定の形態に制限されるよう意図されない。むしろ、本発明の適用範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ制限される。さらに、特徴は特定の実施形態に関連して記載されるように見えるが、上記の実施形態の様々な特徴は本発明に従って組み合わされてよいことが当業者には認識される。特許請求の範囲において、語「有する」は、他の要素又はステップの存在を除外しない。
【００７５】
さらに、個々に挙げられているとしても、複数の手段、要素又は方法ステップは、例えば、単一のユニット又は部品によって、実施されてよい。さらに、個々の特徴が異なる請求項に含まれていることがあるが、それらは場合により有利に組み合わされてよく、異なる請求項における包含は、特徴の組み合わせが実行可能でなく及び／又は有利でないことを示すわけではない。また、１つのカテゴリの請求項における特徴の包含は、このカテゴリに対する限定を示すわけではなく、むしろ、特徴が必要に応じて他の請求項のカテゴリに同様に適用可能であることを示す。
【００７６】
さらに、特許請求の範囲における特徴の順序は、特徴が実行されるべき如何なる特定の順序も示さない。さらに、単数参照は複数個を除外しない。よって、「１つの」、「第１の」、「第２の」等への言及は複数個を除外しない。
【００７７】
よって、改善されたミキサ回路が記載されており、先行技術の配置に伴う上記の欠点のうち少なくとも１又はそれ以上が実質的に解消された。
【００７８】
上記の特徴の全ての結合及び小結合も本発明に属する。
【国際調査報告】
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