(57)【要約】  本発明は、ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック符号化の方法に関し、ステレオ信号に適用されたダウンミックス(307)によって生成されたモノ信号(M)を符号化し(312)、ステレオ信号の空間化情報を符号化する(315,316)ためのステップを含む。ダウンミックスのプロセスは、周波数サブバンドの所定のセットについて、2つのステレオチャネル(L、R)間の位相差(ICPD[j])を決定する(E400)ステップと、前記位相差を低減することによって得られる角度だけステレオ信号の第1の所定のチャネル(R[j]、L[j])を回転させることによって、中間チャネル(R'[j]、L'[j])を得る(E401)ステップと、中間チャネルと第2のステレオ信号との和である信号の位相(∠(L+R')、∠(L'+R))から、かつ、中間チャネルと第2のチャネルとの和である信号(L+R'、L'+R)を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネル(L、R)を他方とした位相差(α'[j])から、モノ信号の位相を決定する(E402〜404)ステップとを含む。
2013546013.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック符号化の方法において、前記ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理(307)からのモノ信号(M)を符号化し(312)、前記ステレオ信号の空間化に関する情報を符号化する(315,316)ためのステップを含む方法であって、
前記チャネル削減処理が、
-  周波数サブバンドの所定のセットについて、2つのステレオチャネル(L、R)間の位相差(ICPD[j])を決定する(E400)ステップと、
-  前記位相差を低減することによって得られる角度だけ前記ステレオ信号の所定の第1のチャネル(R[j]、L[j])を回転させることによって、中間チャネル(R'[j]、L'[j])を得る(E401)ステップと、
-  前記中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相(∠(L+R')、∠(L'+R))から、かつ、前記中間チャネルと前記第2のチャネルとを合計する信号(L+R'、L'+R)を一方とし、前記ステレオ信号の前記第2のチャネル(L、R)を他方とした位相差(α'[j])から、前記モノ信号の位相を決定する(E402〜E404)ステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記モノ信号が、
-  前記中間チャネル、および前記ステレオ信号の前記第2のチャネルから、中間モノ信号(M')を周波数帯域ごとに得る(E402)ステップと、
-  前記中間モノ信号と前記ステレオ信号の前記第2のチャネルとの間の位相差の分だけ前記中間モノ信号を回転させる(E403)ことによって、前記モノ信号(M)を決定する(E404)ステップとに従って決定されることを特徴とする、請求項1に記載の方法。
【請求項３】
前記中間チャネルが、前記決定された位相差の半分(ICPD[j]/2)だけ前記所定の第1のチャネルを回転させることによって得られることを特徴とする、請求項1に記載の方法。
【請求項４】
前記空間化情報が、前記ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報(ICLD)と、前記ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、前記第2の情報が、前記モノ信号と前記所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差(θ[j])を周波数サブバンドごとに含むことを特徴とする、請求項1から3のうちの一項に記載の方法。
【請求項５】
前記モノ信号と前記所定の第1のステレオチャネルと間の前記位相差が、前記中間モノ信号と、前記ステレオ信号の前記第2のチャネルとの間の前記位相差の関数であることを特徴とする、請求項4に記載の方法。
【請求項６】
前記所定の第1のチャネルが、前記ステレオ信号の前記チャネル間で振幅がより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルであることを特徴とする、請求項1に記載の方法。
【請求項７】
周波数サブバンドの、少なくとも1つの所定のセットについて、前記所定の第1のチャネルが、ローカル復号された対応するチャネルの振幅が前記ステレオ信号の前記チャネル間でより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルであることを特徴とする、請求項1に記載の方法。
【請求項８】
前記モノ信号の振幅が、ローカル復号された前記ステレオチャネルの振幅値の関数として計算されることを特徴とする、請求項7に記載の方法。
【請求項９】
前記第1の情報が第1の符号化レイヤによって符号化され、前記第2の情報が第2の符号化レイヤによって符号化されることを特徴とする、請求項4に記載の方法。
【請求項１０】
ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック復号の方法において、前記元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号し(502)、前記元のステレオ信号の空間化情報を復号する(505、506)ためのステップを含む方法であって、
前記空間化情報が、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報(ICLD[j])と、前記ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、前記第2の情報が、前記モノ信号(M[j])と所定の第1のステレオチャネル(L[j]、R[j])との間で定義される位相差(α[j]またはβ[j])を周波数サブバンドごとに含むことを特徴とし、前記方法が、
-  前記モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される前記位相差に基づいて、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネル(M'[j])と前記所定の第1のチャネルとの間の位相差(α'[j]またはβ'[j])を計算する(E1003)ステップと、
-  前記計算された位相差および前記復号された第1の情報から、修正された前記ステレオ信号の第2のチャネル(R'[j]、L'[j])と中間モノ信号との間の中間位相差(β'[j]またはα'[j])を決定する(E1004)ステップと、
-  前記中間位相差から、前記第2のチャネル(R[j]、L[j])と前記モノ信号との間の位相差(β[j]またはα[j])を決定する(E1005)ステップと、
-  前記復号されたモノ信号から、かつ、前記モノ信号と前記ステレオチャネルとの間で決定された前記位相差から開始して、前記ステレオ信号を周波数係数ごとに合成する(E1006およびE1007)ステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項１１】
前記第1の情報が第1の復号レイヤによって復号され、前記第2の情報が第2の復号レイヤによって復号されることを特徴とする、請求項10に記載の方法。
【請求項１２】
前記所定の第1のステレオチャネルが、前記ステレオ信号の前記チャネル間で振幅がより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルであることを特徴とする、請求項10に記載の方法。
【請求項１３】
ステレオディジタルオーディオ信号のためのパラメトリックコーダにおいて、前記ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理モジュール(307)からのモノ信号(M)を符号化するためのモジュール(312)と、前記ステレオ信号の空間化情報を符号化するためのモジュール(315、316)とを備えるパラメトリックコーダであって、
前記チャネル削減処理モジュールが、
-  周波数サブバンドの所定のセットについて、前記ステレオ信号の2つのチャネル間の位相差(ICPD[j])を決定する手段と、
-  前記決定された位相差を低減することによって得られる角度だけ前記ステレオ信号の所定の第1のチャネル(R[j]、L[j])を回転させることによって、中間チャネル(R'[j]、L'[j])を得る手段と、
-  前記中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相(∠(L+R')、∠(L'+R))から、かつ、前記中間チャネルと前記第2のチャネルとを合計する信号(L+R'、L'+R)を一方とし、前記ステレオ信号の前記第2のチャネル(L、R)を他方とした位相差(α'[j])から開始して、前記モノ信号(M)の位相を決定する手段とを備えることを特徴とするパラメトリックコーダ。
【請求項１４】
ステレオディジタルオーディオ信号のディジタルオーディオ信号のためのパラメトリックデコーダにおいて、前記元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号するためのモジュール(502)と、前記元のステレオ信号の空間化情報を復号するためのモジュール(505、506)とを備えるパラメトリックデコーダであって、
前記空間化情報が、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報(ICLD[j])と、前記ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、前記第2の情報が、前記モノ信号(M[j])と所定の第1のステレオチャネル(L[j])との間で定義される位相差(α[j]またはβ[j])を周波数サブバンドごとに含み、前記デコーダが、
-  前記モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される前記位相差から、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネル(M'[j])と前記所定の第1のチャネルとの間の位相差(α'[j]またはβ'[j])を計算する手段と、
-  前記計算された位相差および前記復号された第1の情報から、前記修正された前記ステレオ信号の第2のチャネル(R'[j])と中間モノ信号との間の中間位相差(β'[j]またはα'[j])を決定する手段と、
-  前記中間位相差から、前記第2のチャネル(R[j])と前記モノ信号との間の位相差(β[j]またはα[j])を決定する手段と、
-  前記復号されたモノ信号から、かつ、前記モノ信号と前記ステレオチャネルとの間で決定された前記位相差から開始して、前記ステレオ信号を周波数サブバンドごとに合成する手段とを備えることを特徴とするパラメトリックデコーダ。
【請求項１５】
プロセッサによる実行時に、請求項1から9のうちのいずれか一項に記載の符号化方法のステップ、および/または請求項10から12のうちのいずれか一項に記載の復号方法のステップを実施するためのコード命令を備える、コンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル信号の符号化/復号の分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明による符号化および復号は、特に、可聴周波数信号(音声、音楽等)などのディジタル信号の伝送および/または記憶に適合されたものである。
【０００３】
より詳細には、本発明は、多チャネルオーディオ信号、特にステレオフォニック信号(以下、ステレオ信号と呼ぶ)の、パラメトリック符号化/復号に関する。
【０００４】
このタイプの符号化/復号は、空間情報パラメータの抽出に基づく。したがって、復号時には、これらの空間特性を聴き手のために復元して、元の信号中と同じ空間像を再現することができる。
【０００５】
このようなパラメトリック符号化/復号技法は、例えば、EURASIP Journal on Applied Signal Processing 2005:9、1305〜1322頁の、J. Breebaart、S. van de Par、A. Kohlrausch、E. Schuijersによる「Parametric Coding of Stereo Audio」という題名の文書に記載されている。この例を、パラメトリックステレオコーダおよびデコーダをそれぞれ記述する図1および2に関して再考する。
【０００６】
したがって、図1に、左チャネル(英語のLeftにちなんでLとして示す)と右チャネル(英語のRightにちなんでRとして示す)の、2つのオーディオチャネルを受け取るコーダを記述する。
【０００７】
時間領域チャネルL(n)およびR(n)(nはサンプルの整数インデックス)が、高速フーリエ解析を実施するブロック101、102、103、および104によってそれぞれ処理される。したがって、変換された信号L[j]およびR[j](jは周波数係数の整数インデックス)が得られる。
【０００８】
ブロック105で、チャネル削減処理、または英語で「downmix(ダウンミックス)」を実施して、左信号および右信号から開始して周波数領域でモノフォニック信号(以下「モノ信号」と呼ぶ)を得る。このモノ信号は、ここでは和信号である。
【０００９】
ブロック105では、空間情報パラメータの抽出もまた実施される。抽出されるパラメータは、以下のとおりである。
【００１０】
パラメータICLD(英語の「Inter-Channel Level Difference(チャネル間レベル差)」にちなむ)は、「チャネル間強度差(inter-channel intensity differences)」とも呼ばれ、これは、左チャネルと右チャネルとの間の、周波数サブバンドごとのエネルギー比率を特徴付ける。これらのパラメータにより、「パニング(panning)」によってステレオ水平面における音源の位置を突き止めることができる。これらのパラメータは、下式によりdBで定義される。
【００１１】
【数１】
2013546013.tif 000003
【００１２】
上式で、L[j]およびR[j]は、LチャネルおよびRチャネルのスペクトル(複素)係数に対応し、インデックスkの周波数ごとの値B[k]およびB[k+1]は、離散スペクトルの、サブバンドへの分割を定義し、記号*は、複素共役を示す。
【００１３】
パラメータICPD(英語の「Inter-Channel Phase Difference(チャネル間位相差)」にちなむ)は、「位相差」とも呼ばれ、下式に従って定義される。
【００１４】
【数２】
2013546013.tif 000004
【００１５】
上式で、∠は、複素数オペランドの偏角(argument)(位相(phase))を示す。
【００１６】
ICPDと等価な方式で、ICTD(英語の「Inter-Channel Time Difference(チャネル間時間差)」にちなむ)も定義することができるが、この定義は当業者に知られており、ここでは想起しない。
【００１７】
局所化パラメータ(localization parameter)であるこれらのパラメータICLD、ICPD、およびICTDとは対照的に、パラメータICC(英語の「Inter-Channel Coherence(チャネル間コヒーレンス)」にちなむ)は、一方で、チャネル間の相関(またはコヒーレンス)を表し、音源の空間的な幅に関連する。これらのパラメータの定義はここでは想起しないが、Breebaartらによる記事では、次のように言及されている。すなわち、ICCパラメータは、単一の周波数係数に換算されたサブバンド中では必要ない。この理由は、振幅および位相の差が空間化を完全に記述する(この場合は「縮退」)からである。
【００１８】
ブロック105によってステレオ信号を解析することによって、これらのICLD、ICPD、およびICCパラメータが抽出される。ICTDパラメータも符号化される場合は、これらもまた、スペクトルL[j]およびR[j]からサブバンドによって抽出される。しかし、ICTDパラメータの抽出は一般に、各サブバンドについて同一のチャネル間時間差を仮定することによって単純化され、この場合、これらのパラメータは、時間によって変動するチャネルL(n)およびR(n)から、相互相関を用いて抽出することができる。
【００１９】
モノ信号M[j]は、高速フーリエ処理(逆FFT、ウィンドウイング、および加算-重畳(英語でOverLap-AddまたはOLAとして知られる))の後に時間領域で変換され(ブロック106〜108)、その後、モノ符号化(ブロック109)が実施される。平行して、ブロック110で、ステレオパラメータが定量化され符号化される。
【００２０】
概して言えば、信号のスペクトル(L[j]、R[j])は、ERB(等価矩形帯域幅、Equivalent Rectangular Bandwidth)タイプまたはBarkタイプの非線形周波数目盛に従って分割され、サブバンドの数は通常、16〜48kHzでサンプリングされた信号に対して20〜34個になる。この目盛は、サブバンドkごとのB[k]およびB[k+1]の値を定義する。パラメータ(ICLD、ICPD、ICC)はスカラー量子化によって符号化され、その後にエントロピー符号化および/または差分符号化が続く可能性がある。例えば、前に挙げた記事では、ICLDは、差分エントロピー符号化を用いて、非一様定量化器(non-uniform quantifier)によって符号化される(-50〜+50dBになる)。非一様量子化のピッチは、ICLDの値が高いほどこのパラメータの変動に対する聴覚感度が低いということを利用する。
【００２１】
モノ信号の符号化(ブロック109)のためには、メモリありまたはなしの、いくつかの量子化技法が可能である。例えば、符号化「パルス符号変調」(PCM)、「適応差分パルス符号変調」(ADPCM)として知られるその適応バージョン、またはより複雑な技法(変換による知覚符号化、または符号化「符号励振線形予測(Code Excited Linear Prediction)」(CELP)など)が可能である。
【００２２】
この文書は、より詳細には、勧告ITU-T G.722に焦点を合わせる。勧告ITU-T G.722は、サブバンド中でインタリーブされる符号を用いたADPCM符号化を使用する。
【００２３】
G.722タイプのコーダの入力信号は、ブロードバンド中で、サンプリング周波数16kHzで最小帯域幅[50〜7000Hz]を有する。この信号は、信号を直交ミラーフィルタ(またはQMF)によって分解することによって得られる2つのサブバンド[0〜4000Hz]と[4000〜8000Hz]に分解され、次いで、各サブバンドは、ADPCMコーダによって別々に符号化される。
【００２４】
低帯域は、6、5、および4ビットにわたるADPCM符号化を用いて組込みコーダによって符号化され、それに対して高帯域は、1サンプル当たり2ビットでADPCMコーダによって符号化される。総データレートは、低帯域の復号に使用されるビットの数に応じて、64、56、または48ビット/秒である。
【００２５】
1988年にさかのぼる勧告G.722は、音声およびビデオ会議の応用例のためにISDN(総合サービスディジタル網)で使用される全てのうちの最初のものであった。数年間にわたり、このコーダは、固定IPネットワークを介したHD(高品位)品質向上型音声電話(または英語で「HD voice」)の応用例で使用されてきた。
【００２６】
G.722標準による定量化された信号フレームは、低帯域(0〜4000Hz)では1サンプル当たり6、5、または4ビット、高帯域(4000〜8000Hz)では1サンプル当たり2ビットにわたって符号化された量子化インデックスからなる。スカラーインデックスの送信の周波数が各サブバンド中で8kHzなので、データレートは64、56、または48キロビット/秒である。
【００２７】
図2を参照すると、デコーダ200中では、モノ信号が復号され(ブロック201)、相関解除器(de-correlater)を使用して(ブロック202)復号済みモノ信号の2つのバージョン
【数３】
2013546013.tif 000005
および
【数４】
2013546013.tif 000006
が生成される。この相関解除により、モノソース
【数５】
2013546013.tif 000007
の空間的な幅を増大させることができ、よって、点のようなソースになるのが回避される。この2つの信号
【数６】
2013546013.tif 000008
および
【数７】
2013546013.tif 000009
は、周波数領域に渡され(ブロック203〜206)、復号されたステレオパラメータ(ブロック207)がステレオ合成(または整形)によって使用されて(ブロック208)、左チャネルおよび右チャネルが周波数領域で再構築される。最後に、これらのチャネルは、時間領域で再構築される(ブロック209〜214)。
【００２８】
したがって、コーダについて言及したように、ブロック105で、ステレオチャネル(左、右)を結合することによってダウンミックスを実施して、モノ信号を得る。モノ信号は、その後、モノコーダによって符号化される。空間パラメータ(ICLD、ICPD、ICCなど)が、ステレオチャネルから抽出され、モノコーダからのバイナリパルス列と共に送信される。
【００２９】
このダウンミックスのためにいくつかの技法が開発されてきた。このダウンミックスは、時間領域または周波数領域で実施することができる。一般に、2つのタイプのダウンミックスが区別される。
-  受動ダウンミックス。これは、ステレオチャネルを直接にマトリックス化して、ステレオチャネルを単一の信号に結合することに対応する。
-  能動(または適応)ダウンミックス。これは、2つのステレオチャネルを結合することに加えて、エネルギーおよび/または位相を制御することを含む。
【００３０】
受動ダウンミックスの最も単純な例を、以下の時間マトリックス化によって提供する。
【００３１】
【数８】
2013546013.tif 000010
【００３２】
しかし、このタイプのダウンミックスは、LチャネルとRチャネルが同相でないときに、ステレオからモノへの変換の後に信号のエネルギーをあまりよく保存しないという欠点を有する。L(n)=-R(n)という極端な場合では、モノ信号は0であり、これは望ましくない状況である。
【００３３】
この状況を改善する能動ダウンミックスのメカニズムを、下式によって提供する。
【００３４】
【数９】
2013546013.tif 000011
【００３５】
上式で、γ(n)は、任意の潜在的なエネルギー損失を補償する係数である。
【００３６】
しかし、信号L(n)とR(n)を時間領域で結合すると、LチャネルとRチャネルとの間の任意の潜在的な位相差を正確に制御する(十分な周波数分解能で)ことができない。LチャネルおよびRチャネルが、匹敵する振幅およびほぼ対向する位相を有する場合、モノ信号上の「フェードアウト」または「減衰」現象(「エネルギー」の損失)が、ステレオチャネルに対して周波数サブバンドによって認められることがある。
【００３７】
このことが、たとえダウンミックスを周波数領域で実施することにより、時間/周波数変換の計算が必要とされ、時間領域ダウンミックスに対して遅延および追加の複雑さにつながるとしても、ダウンミックスを周波数領域で実施する方が品質の点でしばしばより有利であることの理由である。
【００３８】
したがって、前述の能動ダウンミックスを、以下のようにして左チャネルおよび右チャネルのスペクトルで置き換えることができる。
【００３９】
【数１０】
2013546013.tif 000012
【００４０】
上式で、kは、周波数係数(例えば周波数サブバンドを表すフーリエ係数)のインデックスに対応する。補償パラメータは、以下のように設定することができる。
【００４１】
【数１１】
2013546013.tif 000013
【００４２】
したがって、ダウンミックスの全体的なエネルギーが左チャネルと右チャネルのエネルギーの合計であることが確実になる。ここで、係数γ[k]は、6dBの増幅で飽和する。
【００４３】
前に挙げたBreebaartらによる文書における、ステレオからモノへのダウンミックス技法は、周波数領域で実施される。モノ信号M[k]は、下式に従ったLチャネルとRチャネルとの線形結合によって得られる。
M[k] = w1L[k]+w2R[k] (7)
上式で、w1、w2は、複素数値による利得(gain)である。w1=w2=0.5である場合、モノ信号は、LとRの2つのチャネルの平均値と考えられる。利得w1、w2は一般に、特に位相を整合させるために、短期間の信号に応じて適合される。
【００４４】
この周波数領域ダウンミックス技法の、ある特定のケースが、IEEE会報、ICASSP 2006の、Samsudin、E. Kurniawati、N. Boon Poh、F. Sattar, S.Georgeによる「A stereo to mono downmixing scheme for MPEG-4 parametric stereo encoder」という題名の文書に提供されている。この文書では、チャネル削減処理を実施する前にLチャネルとRチャネルの位相が整合される。
【００４５】
より正確には、周波数サブバンドごとのLチャネルの位相が、基準位相として選択され、下式により、サブバンドごとのLチャネルの位相に従ってRチャネルが整合される。
R'[k] = ei・ICPD[b]・R[k] (8)
上式で、
【数１２】
2013546013.tif 000014
であり、R'[k]は、整合されたRチャネルであり、kは、b番目の周波数サブバンドにおける係数のインデックスであり、ICPD[b]は、下式によって与えられる、b番目の周波数サブバンドにおけるチャネル間位相差である。
【００４６】
【数１３】
2013546013.tif 000015
【００４７】
上式で、kbは、対応するサブバンドの周波数範囲を定義し、*は、複素共役である。インデックスbのサブバンドが周波数係数に換算されたとき、以下が求められることに留意されたい。
R'[k] = |R[k]|・ej∠L[k] (10)
【００４８】
最後に、前に挙げたSamsudinらによる文書におけるダウンミックスによって得られるモノ信号は、下式に従ってLチャネルと整合済みRチャネルとを平均することによって計算される。
【００４９】
【数１４】
2013546013.tif 000016
【００５０】
したがって、位相整合により、エネルギーを保存することができ、位相の影響をなくすことによって減衰の問題を回避することができる。このダウンミックスは、Breebaartらによる文書に記述されているダウンミックスに対応し、この場合、以下のとおりである。
【数１５】
2013546013.tif 000017
【００５１】
ステレオ信号からモノ信号への理想的な変換は、信号の全ての周波数成分について、減衰の問題を回避しなければならない。
【００５２】
このダウンミックス操作は、パラメトリックステレオ符号化にとって重要である。というのは、復号されたステレオ信号は、復号されたモノ信号の空間整形に過ぎないからである。
【００５３】
前述の、周波数領域におけるダウンミックスの技法は、実際、処理の実施前にRチャネルとLチャネルとを整合させることによって、ステレオ信号のエネルギーレベルをモノ信号中で保存する。この位相整合により、チャネルが逆位相である状況を回避することができる。
【００５４】
しかし、Samsudinらの方法は、位相基準を設定するために選択されたチャネル(LまたはR)に対するダウンミックス処理に、完全に依存することに基づく。
【００５５】
極端な例では、基準チャネルが0(「全くの」無音)であり、他方のチャネルが0でない場合、ダウンミックス後のモノ信号の位相は一定になり、結果として得られるモノ信号は一般に、低品質となる。同様に、基準チャネルがランダム信号(環境雑音など)である場合、モノ信号の位相は、ランダムになる可能性があるか、または、ここでもやはり低品質となるモノ信号によって、悪く条件付けられる可能性がある。
【００５６】
周波数ダウンミックスの代替技法が、T. M. N Hoang、S. Ragot、B. Kovesi、P. Scalartによる「Parametric stereo extension of ITU-T G.722 based on a new downmixing scheme」という題名の文書、IEEE MMSP議事録、2010年10月4〜6日において提案されている。この文書は、Samsudinらによって提供されたダウンミックス技法の欠点を克服するダウンミックス技法を提供する。この文書によれば、下式により、ステレオチャネルL[k]およびR[k]からモノ信号M[k]が計算される。
M[k] = |M[k]|・ej∠M[k]
上式で、サブバンドごとの振幅|M[k]|および位相∠M[k]は、以下によって定義される。
【００５７】
【数１６】
2013546013.tif 000018
【００５８】
M[k]の振幅は、LチャネルとRチャネルの振幅の平均である。M[k]の位相は、2つのステレオチャネルを合計する信号(L+R)の位相によって与えられる。
【００５９】
Hoangらの方法は、Samsudinらの方法のようにモノ信号のエネルギーを保存し、またこの方法は、位相計算∠M[k]のためにステレオチャネルの一方(LまたはR)に完全に依存する問題を、回避する。しかし、この方法は、いくつかのサブバンド中でLチャネルとRチャネルがほぼ逆位相であるときに(極端な例はL=-R)、不都合がある。これらの条件下では、結果として得られるモノ信号は、低品質となる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００６０】
したがって、逆位相のステレオ信号または位相が悪く条件付けられるステレオ信号が生む可能性のある、品質の問題を回避するために、これらの信号を管理しながらチャネルを結合することのできる符号化/復号方法が必要とされている。
【００６１】
本発明は、従来技術の状況を改善するであろう。
【課題を解決するための手段】
【００６２】
この目的で、本発明は、ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック符号化の方法を提供する。この方法は、ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からのモノ信号を符号化し、ステレオ信号の空間化情報を符号化するためのステップを含む。この方法は、チャネル削減処理が、
-  周波数サブバンドの所定のセットについて、2つのステレオチャネル間の位相差を決定するステップと、
-  前記位相差を低減することによって得られる角度だけステレオ信号の所定の第1のチャネルを回転させることによって、中間チャネルを得るステップと、
-  中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相から、かつ、中間チャネルと第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、モノ信号の位相を決定するステップとを含むような方法である。
【００６３】
したがって、このチャネル削減処理は、ほぼ逆位相のステレオチャネルにリンクした問題と、基準チャネル(LまたはR)の位相に対する処理に依存する可能性がある問題との両方を解決することを可能にする。
【００６４】
実際、この処理は、ステレオチャネルの位相差(ICPD)の値未満の角度だけ回転させることによってステレオチャネルの一方を修正して、中間チャネルを得ることを含むので、位相(周波数サブバンドごとの)が基準チャネルに依存しないようなモノ信号の計算に適合された角度範囲を得ることを可能にする。実際、このように修正されたチャネルは、位相整合しない。
【００６５】
チャネル削減処理からの、得られるモノ信号の品質は、結果として向上する。特に、ステレオ信号が逆位相であるかまたは逆位相に近い場合にはそうである。
【００６６】
以下に述べる様々な特定の実施形態を、独立してまたは相互と組み合わせて、上に定義した符号化方法のステップに追加することができる。
【００６７】
特定の一実施形態では、モノ信号は、
-  前記中間チャネル、およびステレオ信号の第2のチャネルから、中間モノ信号を周波数帯域ごとに得るステップと、
-  中間モノ信号とステレオ信号の第2のチャネルとの間の位相差の分だけ前記中間モノ信号を回転させることによって、モノ信号を決定するステップとに従って決定される。
【００６８】
この実施形態では、中間モノ信号は、それが得られるチャネルの位相が整合しないことにより、基準チャネルに依存しない位相を有する。さらに、元のステレオチャネルが逆位相であるとしても、中間モノ信号が得られるチャネルは逆位相でもないので、元のステレオチャネルの逆位相の結果として品質がより低いという問題は解決される。
【００６９】
特定の一実施形態では、中間チャネルは、所定の第1のチャネルを、所定の位相差の半分(ICPD[j]/2)だけ回転させることによって得られる。
【００７０】
これにより、逆位相であるかまたは逆位相に近いステレオ信号に対してモノ信号の位相が線形である、角度範囲を得ることができる。
【００７１】
このチャネル削減処理に適合されるために、空間化情報は、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、第2の情報は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を、周波数サブバンドごとに含む。
【００７２】
このように、ステレオ信号の再構築に有用な空間化情報のみが符号化される。この場合、低レートの符号化が可能であると同時に、デコーダは高品質のステレオ信号を得ることができる。
【００７３】
特定の一実施形態では、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間の位相差は、中間モノ信号と、ステレオ信号の第2のチャネルとの間の位相差の関数である。
【００７４】
したがって、空間化情報の符号化のために、チャネル削減処理ですでに使用された位相差とは別の位相差を決定するのは有用でない。よってこれは、処理容量および時間の利得をもたらす。
【００７５】
変形の一実施形態では、所定の第1のチャネルは、ステレオ信号のチャネル間でその振幅がより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルである。
【００７６】
したがって、1次チャネルは、情報の交換なしに、コーダ中とデコーダ中で同じ方式で決定される。この1次チャネルは、コーダ中でのチャネル削減処理またはデコーダ中でのステレオ信号の合成に有用な位相差を決定するための基準として使用される。
【００７７】
別の変形実施形態では、周波数サブバンドの、少なくとも1つの所定セットについて、所定の第1のチャネルは、ローカル復号された対応するチャネルの振幅がステレオ信号のチャネル間でより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルである。
【００７８】
したがって、1次チャネルの決定は、符号化に対してローカル復号された値に対して行われ、よってこれらの値は、デコーダ中で復号されることになる値と同一である。
【００７９】
同様に、モノ信号の振幅は、ローカル復号されたステレオチャネルの振幅値の関数として計算される。
【００８０】
したがって、振幅値は、真の復号値に対応し、復号においてよりよい品質の空間化を得ることを可能にする。
【００８１】
階層型符号化に適合された全ての実施形態の、変形の一実施形態では、第1の情報は、第1の符号化レイヤによって符号化され、第2の情報は、第2の符号化レイヤによって符号化される。
【００８２】
本発明はまた、ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック復号の方法に関する。この方法は、元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号し、元のステレオ信号の空間化情報を復号するためのステップを含む。この方法は、空間化情報が、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含むような方法であり、第2の情報は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を、周波数サブバンドごとに含む。この方法はまた、
-  モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差に基づいて、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネルと所定の第1のチャネルとの間の位相差を計算するステップと、
-  計算された位相差および復号された第1の情報から、修正されたステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号との間の中間位相差を決定するステップと、
-  中間位相差から、第2のチャネルとモノ信号との間の位相差を決定するステップと、
-  復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、ステレオ信号を周波数係数ごとに合成するステップとを含む。
【００８３】
したがって、復号においては、空間化情報により、ステレオ信号の合成の実施に適合された位相差を見つけることができる。
【００８４】
得られた信号は、周波数スペクトル全体にわたり、元のステレオ信号に対して保存されたエネルギーを有し、元の信号が逆位相であっても高品質である。
【００８５】
特定の一実施形態によれば、所定の第1のステレオチャネルは、ステレオ信号のチャネル間でその振幅がより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルである。
【００８６】
これにより、コーダ中で中間チャネルを得るのに使用されたステレオチャネルを、追加の情報の送信なしにデコーダ中で決定することができる。
【００８７】
階層型復号に適合された全ての実施形態の、変形の一実施形態では、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報は、第1の復号レイヤによって復号され、第2の情報は、第2の復号レイヤによって復号される。
【００８８】
本発明はまた、ステレオディジタルオーディオ信号のためのパラメトリックコーダに関する。このコーダは、ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理モジュールからのモノ信号を符号化するためのモジュールと、ステレオ信号の空間化情報を符号化するためのモジュールとを備える。このコーダは、チャネル削減処理モジュールが、
-  周波数サブバンドの所定のセットについて、ステレオ信号の2つのチャネル間の位相差を決定する手段と、
-  前記決定された位相差を低減することによって得られる角度だけステレオ信号の所定の第1のチャネルを回転させることによって、中間チャネルを得る手段と、
-  中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相から、かつ、中間信号と第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、モノ信号の位相を決定する手段とを備えるようなコーダである。
【００８９】
本発明はまた、ステレオディジタルオーディオ信号のディジタルオーディオ信号のためのパラメトリックデコーダに関する。このデコーダは、元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号するためのモジュールと、元のステレオ信号の空間化情報を復号するためのモジュールとを備える。このデコーダは、空間化情報が、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含むようなデコーダであり、第2の情報は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を、周波数サブバンドごとに含む。このデコーダは、
-  モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差から開始して、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネルと所定の第1のチャネルとの間の位相差を計算する手段と、
-  計算された位相差および復号された第1の情報から、修正されたステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号との間の中間位相差を決定する手段と、
-  中間位相差から、第2のチャネルとモノ信号との間の位相差を決定する手段と、
-  復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、ステレオ信号を周波数サブバンドごとに合成する手段とを備える。
【００９０】
最後に、本発明は、本発明による符号化方法、および/または本発明による復号方法のステップを実施するためのコード命令を備えた、コンピュータプログラムに関する。
【００９１】
本発明は、最後に、述べたようなコンピュータプログラムをメモリに記憶した、プロセッサによって読取り可能な記憶手段に関する。
【００９２】
本発明の特徴および利点は、非限定的な例として提供し添付の図面に関して提示する後続の記述を読めば、よりはっきりと明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】従来技術から知られる前述のパラメトリック符号化を実施するコーダを例示する図である。
【図２】従来技術から知られる前述のパラメトリック符号化を実施するデコーダを例示する図である。
【図３】本発明の一実施形態によるステレオパラメトリックコーダを例示する図である。
【図４ａ】本発明の変形実施形態による符号化方法のステップを流れ図の形で例示する図である。
【図４ｂ】本発明の変形実施形態による符号化方法のステップを流れ図の形で例示する図である。
【図５】本発明の特定の一実施形態における空間化情報の計算の一モードを例示する図である。
【図６ａ】特定の一実施形態で符号化された空間化情報のバイナリ列を例示する図である。
【図６ｂ】特定の一実施形態で符号化された空間化情報のバイナリ列を例示する図である。
【図７ａ】本発明を実施しない符号化の一例におけるモノ信号の位相の非線形性を例示する図である。
【図７ｂ】本発明を実施する符号化の一例におけるモノ信号の位相の非線形性を例示する図である。
【図８】本発明の一実施形態によるデコーダを例示する図である。
【図９】本発明の一実施形態による、空間化情報を使用してデコーダ中にステレオ信号を合成するための位相差を計算するモードを例示する図である。
【図１０ａ】本発明の変形実施形態による復号方法のステップを流れ図の形で例示する図である。
【図１０ｂ】本発明の変形実施形態による復号方法のステップを流れ図の形で例示する図である。
【図１１ａ】本発明の一実施形態による符号化方法を実施できるコーダを組み込んだ機器ユニットのハードウェアの一例を例示する図である。
【図１１ｂ】本発明の一実施形態による復号方法を実施できるデコーダを組み込んだ機器ユニットのハードウェアの一例を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００９４】
次に図3を参照しながら、ステレオ信号のモノ信号と空間情報パラメータとの両方を送達する、本発明の一実施形態によるステレオ信号用パラメトリックコーダについて述べる。
【００９５】
例示するようなこのパラメトリックステレオコーダは、56または64キロビット/秒のモノG.722符号化を使用し、5ミリ秒のフレームを用いて16kHzでサンプリングされたステレオ信号によって、広げられた帯域で動作することによってこの符号化を拡張する。5ミリ秒のフレーム長の選択は、本発明における限定では決してなく、本発明は、フレーム長が様々な、例えば10または20ミリ秒の、この実施形態の変形でも同様に適用可能であることに留意されたい。さらに、本発明は、G.722と相互運用可能な改良バージョンなど他のタイプのモノ符号化や、同じサンプリング周波数(例えばG.711.1)または他の周波数(例えば8もしくは32kHz)で動作する他のコーダにも、同様に適用可能である。
【００９６】
最初に、16kHzでサンプリングされた各時間領域チャネル(L(n)およびR(n))が、50Hz未満の成分を除去するハイパスフィルタ(またはHPF)によって事前フィルタリングされる(ブロック301および302)。
【００９７】
事前フィルタリングブロックからのチャネルL'(n)およびR'(n)は、長さ10ミリ秒または160サンプルの50%の重なりを使用する正弦波ウィンドウイングによる離散フーリエ変換によって、周波数において解析される(ブロック303〜306)。したがって、各フレームにつき、信号(L'(n)、R'(n))は、5ミリ秒の2フレームすなわち10ミリ秒(160サンプル)をカバーする対称解析ウィンドウによって重み付けされる。10ミリ秒の解析ウィンドウは、現在のフレームおよび未来のフレームをカバーする。未来のフレームは、「ルックアヘッド(lookahead)」と一般に呼ばれる5ミリ秒の「未来の」信号のセグメントに対応する。
【００９８】
80サンプル(16kHzで5ミリ秒)の現在のフレームについて、得られるスペクトルL[j]およびR[j](j=0...80)は、81個の複素係数を含み、分解能は1周波数係数当たり100Hzである。インデックスj=0の係数は、DC成分(0Hz)に対応し、これは実数である。インデックスj=80の係数は、ナイキスト周波数(8000Hz)に対応し、これもまた実数である。インデックス0<j<80の係数は、複素数であり、jの周波数を中心とした幅100Hzのサブバンドに対応する。
【００９９】
スペクトルL[j]とR[j]は、周波数領域におけるモノ信号(ダウンミックス)M[j]を得るために、後述するブロック307で結合される。この信号は、逆FFT、および前フレームの「ルックアヘッド」部分を用いた重畳-加算(overlap-add)によって、時間に変換される(ブロック308〜310)。
【０１００】
G.722のアルゴリズム遅延は22サンプルなので、モノ信号は、T=80-22サンプルにより遅延され(ブロック311)、それにより、G.722による復号済みモノ信号と、元のステレオチャネルとの間で累積する遅延は、フレーム長(80サンプル)の倍数になる。その後、ステレオパラメータの抽出(ブロック314)と、デコーダ中で実施されるモノ信号に基づく空間合成とを同期させるために、2フレームの遅延をコーダ-デコーダに導入しなければならない。2フレームの遅延は、ここで詳述する実装形態に特有であり、特に、10ミリ秒の正弦波対称ウィンドウにリンクされる。
【０１０１】
この遅延は、異なる可能性がある。変形の一実施形態では、隣接ウィンドウ間の重なりをより小さくして最適化されたウィンドウを用いて、1フレームの遅延が得られる可能性があり、ブロック311はどんな遅延も導入しない(T=0)。
【０１０２】
ここで図3に例示する本発明の特定の一実施形態では、ブロック313で、L[j]、R[j]、およびM[j]に対して2フレームの遅延を導入して、スペクトルLbuf[j]、Rbuf[j]、およびMbuf[j]を得ると考える。
【０１０３】
記憶されるデータ量の点でより有利な方式では、パラメータ抽出のためのブロック314の出力、さもなければ量子化ブロック315および316の出力を、シフトすることができる。このシフトもまた、デコーダ中で、ステレオ改善レイヤを受け取ったときに導入することができる。
【０１０４】
モノ符号化と平行して、ブロック314〜316で、ステレオ空間情報の符号化が実施される。
【０１０５】
ステレオパラメータは、2フレーム分シフトされたスペクトルL[j]、R[j]、およびM[j]、すなわちLbuf[j]Rbuf[j]、およびMbuf[j]から抽出され(ブロック314)、符号化される(ブロック315および316)。
【０１０６】
次に、チャネル削減処理のためのブロック307すなわちダウンミックスについて、より詳細に述べる。
【０１０７】
ブロック307で、本発明の一実施形態により、周波数領域でダウンミックスを実施してモノ信号M[j]を得る。
【０１０８】
本発明によれば、チャネル削減処理の原理は、図4aおよび4bに例示するステップE400〜E404またはステップE410〜E414に従って実施される。これらの図は2つの変形を示すが、この2つの変形は、結果の点から見れば等価である。
【０１０９】
したがって、図4aの形態によれば、第1のステップE400で、周波数領域で定義されるLチャネルとRチャネルとの間の、周波数ラインjごとの位相差を決定する。この位相差は、前述のような、下式によって定義されるICPDパラメータに対応する。
ICPD[j] = ∠(L[j]・R[j]*) (13)
上式で、j=0, ..., 80であり、∠(.)は、位相(複素数の偏角)を表す。
【０１１０】
ステップE401で、ステレオチャネルRの修正を実施して、中間チャネルR'が得られる。この中間チャネルの決定は、ステップE400で決定された位相差を小さくした角度だけRチャネルを回転させることによって実施される。
【０１１１】
ここで述べる特定の一実施形態では、この修正は、下式に従って、初期のRチャネルを角度ICPD/2だけ回転させてチャネルR'を得るにことによって実施される。
R'[j] = R[j]ei・ICPD[j]/2 (14)
【０１１２】
このように、ステレオ信号の2つのチャネル間の位相差が半分に低減されて、中間チャネルR'が得られる。
【０１１３】
別の実施形態では、回転は、異なる角度、例えば角度3・ICPD[j]/4で適用される。この場合、ステレオ信号の2つのチャネル間の位相差が4分の3に低減されて、中間チャネルR'が得られる。
【０１１４】
ステップE402で、チャネルL[j]およびR'[j]から、中間モノ信号が計算される。この計算は、周波数係数ごとに実施される。下式に従って、中間モノ信号の振幅は、中間チャネルR'の振幅とLチャネルの振幅とを平均することによって得られ、位相は、第2のLチャネルと中間チャネルR'とを合計する信号(L+R')の位相によって得られる。
【０１１５】
【数１７】
2013546013.tif 000019
【０１１６】
上式で、|.|は、振幅(複素数の絶対値)を表す。
【０１１７】
ステップE403で、中間モノ信号と、ステレオ信号の第2のチャネル(ここではLチャネル)との間の位相差(α'[j])が計算される。この差は、以下のようにして表される。
α'[j] = ∠(L[j]・M'[j]*) (16)
【０１１８】
この位相差を使用して、ステップE404で、中間モノ信号を角度α'だけ回転させることによってモノ信号Mを決定する。
【０１１９】
モノ信号Mは、下式に従って計算される。
M[j] = M'[j]・e-iα'[j] (17)
【０１２０】
修正チャネルR'が、Rを角度3・ICPD[j]/4だけ回転させることによって得られた場合は、Mを得るためにM'を角度3・α'だけ回転させることが必要になることに留意されたい。しかし、モノ信号Mは、式17で計算されるモノ信号とは異なることになる。
【０１２１】
図5に、図4aで述べた方法において言及した位相差を例示する。したがって図5は、これらの位相差の計算モードを示す。
【０１２２】
この例示は、ここでは次の値を用いて提示する。すなわち、ICLD=-12dB、およびICPD=165°である。したがって、信号LとRは、ほぼ逆位相である。
【０１２３】
したがって、Rチャネルと中間チャネルR'との間の角度ICPD/2、および、中間モノチャネルM'とLチャネルとの間の角度α'に注目することができる。このように、モノチャネルの構築により、角度α'が中間モノチャネルM'とモノチャネルMとの間の差でもあることがわかる。
【０１２４】
したがって、図5に示すように、Lチャネルとモノチャネルとの間の位相差
α[j] = ∠(L[j]・M[j]*) (18)
は、式α=2α'を証明する。
【０１２５】
したがって、図4aに関して述べたような方法は、以下の3つの角度または位相差の計算を必要とする。
-  元の2つのステレオチャネルLとRとの間の位相差(ICPD)
-  中間モノ信号の位相∠M'[j]
-  Mを得るためにM'の回転を適用するための角度α'[j]
【０１２６】
図4bに、ダウンミックス方法の第2の形態を示す。この形態では、中間チャネルL'(R'ではなく)を得るために、ステレオチャネルの修正が、角度-ICPD/2(ICPD/2ではなく)だけ回転されたLチャネル(Rではなく)に対して実施される。ステップE410〜E414は、修正チャネルがもはやR'ではなくL'であるということに適応されたステップE400〜E404に対応するので、ここでは詳細に提示しない。LチャネルおよびR'チャネルから得られるモノ信号Mと、RチャネルおよびL'チャネルから得られるモノ信号Mとは、同一であることを示すことができる。このように、モノ信号Mは、修正角度ICPD/2について修正されることになるステレオチャネル(LまたはR)から独立している。
【０１２７】
図4aおよび4bに例示した方法と数学的に等価な他の変形も可能であることに、留意することができる。
【０１２８】
ある等価な変形では、M'の振幅|M'[j]|および位相∠M'[j]は、明示的に計算されない。実際、以下の形でM'を直接に計算すれば十分である。
【０１２９】
【数１８】
2013546013.tif 000020
【０１３０】
したがって、2つの角度(ICPDおよびα'[j])のみを計算すれば済む。しかし、この変形は、L+R'の振幅を計算して除算を実施することを必要とし、除算は、実際にはしばしばコストのかかる演算である。
【０１３１】
別の等価な変形では、M[j]は、以下の形で直接に計算される。
【０１３２】
【数１９】
2013546013.tif 000021
【０１３３】
または、等価な方式では以下のように計算される。
【０１３４】
【数２０】
2013546013.tif 000022
【０１３５】
この∠M[j]の計算は、図4aおよび4bにおける方法と同一の結果を生むことを数学的に示すことができる。しかし、この変形では角度α'[j]は計算されず、これは不利な点である。というのは、この角度は、後でステレオパラメータの符号化で使用されるからである。
【０１３６】
別の変形では、モノ信号Mは、以下の計算から演繹できる。
【０１３７】
【数２１】
2013546013.tif 000023
【０１３８】
以上の変形では、図4aまたは4bに従ってモノ信号を計算する様々な方法を考えた。モノ信号は、その振幅および位相を介して直接に計算することもでき、または中間モノチャネルM'の回転によって間接的に計算することもできることに留意されたい。
【０１３９】
いずれの場合でも、モノ信号の位相の決定は、中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相から、かつ、中間チャネルと第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、実施される。
【０１４０】
次に、1次チャネルXと2次チャネルYとが区別される、ダウンミックスの計算の一般的な変形を提示する。XおよびYの定義は、対象のラインjに応じて異なる。
○  j=2, ..., 9の場合、チャネルXおよびYは、ローカル復号されたチャネル
【数２２】
2013546013.tif 000024
および
【数２３】
2013546013.tif 000025
に基づいて定義され、したがって以下のとおりである。
【数２４】
2013546013.tif 000026
および
【数２５】
2013546013.tif 000027
上式で、
【数２６】
2013546013.tif 000028
は、復号されたチャネルL[j]とR[j]との間の振幅比率を表す。比率
【数２７】
2013546013.tif 000029
は、コーダ中で(ローカル復号によって)利用可能であるようにデコーダ中で利用可能である。コーダのローカル復号は、明確にするために図3には示されていない。
比率
【数２８】
2013546013.tif 000030
の厳密な定義は、後でデコーダの詳細な記述において提供する。特に、復号されたLチャネルおよびRチャネルの振幅は、以下を与えることに留意されたい。
【０１４１】
【数２９】
2013546013.tif 000031
【０１４２】
○  範囲[2, 9]の外のjの場合、チャネルXおよびYは、元のチャネルL[j]およびR[j]に基づいて定義され、したがって以下のとおりである。
【０１４３】
【数３０】
2013546013.tif 000032
および
【数３１】
2013546013.tif 000033
【０１４４】
この、範囲[2, 9]の内部のインデックスjのラインと外部のインデックスjのラインとの区別は、後述するステレオパラメータの符号化/復号によって正当化される。
【０１４５】
この場合、モノ信号Mは、チャネルの一方(XまたはY)を修正することによって、XおよびYから計算することができる。XおよびYからMを計算することは、以下のように図4aおよび4bから演繹される。
○  
【数３２】
2013546013.tif 000034
または
【数３３】
2013546013.tif 000035
のときは、LおよびRをYおよびXでそれぞれ置き換えることによって、図4aに展開したダウンミックスが適用される。
○  
【数３４】
2013546013.tif 000036
または
【数３５】
2013546013.tif 000037
のときは、LおよびRをYおよびXでそれぞれ置き換えることによって、図4bに展開したダウンミックスが適用される。
【０１４６】
この変形は、実施がより複雑であり、範囲[2, 9]の外のインデックスjの周波数ラインについては、詳細に上述したダウンミックス方法と厳密に等価である。一方、インデックスj=2, ..., 9のラインについては、この変形は、Lの復号済み振幅値c1[j]およびRの復号済み振幅値c2[j]をとることによって、LチャネルおよびRチャネルを「歪ませる」。この振幅「歪み」は、対象のラインについてモノ信号をわずかに劣化させる影響を有するが、その代わり、後述するステレオパラメータの符号化/復号にダウンミックスを適合させることができるようにすると同時に、デコーダ中での空間化の品質を向上させることを可能にする。
【０１４７】
ダウンミックスの計算の別の変形では、計算は、対象のラインjに応じて実施される。
○  j=2, ..., 9の場合、モノ信号は、下式によって計算される。
【数３６】
2013546013.tif 000038
上式で、
【数３７】
2013546013.tif 000039
は、復号されたチャネルL[j]とR[j]との間の振幅比率を表す。比率
【数３８】
2013546013.tif 000040
は、コーダ中で(ローカル復号によって)利用可能であるようにデコーダ中で利用可能である。
○  範囲[2, 9]の外のjの場合、モノ信号は、下式によって計算される。
【数３９】
2013546013.tif 000041
【０１４８】
この変形は、範囲[2, 9]の外のインデックスjの周波数ラインについては、詳細に上述したダウンミックス方法と厳密に等価である。一方、j=2, ..., 9のラインについては、後述するステレオパラメータの符号化/復号にダウンミックスを適合させるために、復号された振幅の比率を使用する。これにより、デコーダ中での空間化の品質を向上させることができる。
【０１４９】
本発明の範囲に入る他の変形を考慮に入れるために、前に提示した原理を適用するダウンミックスの別の例についてもここで言及する。ステレオチャネル(LとR)間の位相の差(ICPD)を計算するための準備ステップ、および所定のチャネルを修正するための準備ステップについては、ここでは繰り返さない。図4aの場合、ステップE402で、下式により、チャネルL[j]およびR'[j]から中間モノ信号が計算される。
【０１５０】
【数４０】
2013546013.tif 000042
【０１５１】
可能な一変形では、以下のように、計算されることになるのはモノ信号M'である。
【０１５２】
【数４１】
2013546013.tif 000043
【０１５３】
この計算がステップE402に取って代わり、一方、他のステップは維持される(ステップ400、401、403、404)。図4bの場合も、以下のように同じ方式で信号M'を計算することができる(ステップE412に替えて)。
【０１５４】
【数４２】
2013546013.tif 000044
【０１５５】
この中間ダウンミックスM'の計算と、前に提示した計算との違いは、モノ信号M'の振幅|M'[j]|のみにある。この振幅は、ここでは、
【数４３】
2013546013.tif 000045
または
【数４４】
2013546013.tif 000046
によりわずかに異なる。したがって、この変形は、ステレオ信号の成分の「エネルギー」を完全に保存しないので有利性が劣るが、一方、実装の複雑さはより低い。結果として得られるモノ信号の位相はそれでも同一のままであることに注目するのは興味深い。このように、符号化される角度と復号される角度が同じのままなので、ダウンミックスのこの変形が実施された場合でも、後で提示するステレオパラメータの符号化および復号は、不変のままである。
【０１５６】
このように、本発明による「ダウンミックス」は、チャネル(L、R、またはX)がICPDの値未満の角度だけ回転されることによって修正されるという意味で、Samsudinらの技法とは異なり、この回転角度は、ICPDを係数<1で小さくすることによって得られる。この係数の典型的な値は1/2だが、可能性を限定することなく、3/4の例もすでに提供した。ICPDに適用される係数が厳密に1未満の値を有することで、回転角度は、位相差ICPDの「低減」の結果として適格となることができる。さらに、本発明は、「中間ダウンミックス」と呼ばれるダウンミックスに基づき、これに関する2つの本質的な変形はすでに提示した。この中間ダウンミックスは、位相(周波数ラインごとの)が基準チャネルに依存しないようなモノ信号を生成する(ステレオチャネルの一方が0である自明なケースを除く。これは、一般的なケースに関連しない極端なケースである)。
【０１５７】
前述のダウンミックス処理によって得られるようなモノ信号に空間化パラメータを適合させるために、次に図3を参照しながら、ブロック314による、ある特定のパラメータ抽出について述べる。
【０１５８】
ICLDパラメータの抽出(ブロック314)のために、スペクトルLbuf[j]およびRbuf[j]は、20個の周波数サブバンドに分割される。これらのサブバンドは、以下の境界によって定められる。
{B[k]}k=0, ..., 20 = [0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11, 13, 16, 19, 23, 27, 31, 37, 44, 52, 61, 80]
【０１５９】
上のテーブルは、インデックスk=0〜19の周波数サブバンドに境界をつける(フーリエ係数の数で)。例えば、最初のサブバンド(k=0)は、係数B[k]=0からB[k+1]-1=0までになる。したがって、最初のサブバンドは、100Hz(現実には、正の周波数のみがとられる場合は50Hz)を表す単一の係数に換算される。同様に、最後のサブバンド(k=19)は、係数B[k]=61からB[k+1]-1=79までになり、19個の係数を含む(1900Hz)。ナイキスト周波数に対応する、インデックスj=80の周波数ラインは、ここでは考慮に入れない。
【０１６０】
各フレームにつき、サブバンドk=0, ..., 19のICLDが、下式に従って計算される。
【０１６１】
【数４５】
2013546013.tif 000047
【０１６２】
上式で、
【数４６】
2013546013.tif 000048
および
【数４７】
2013546013.tif 000049
はそれぞれ、以下のように、左チャネル(Lbuf)のエネルギーおよび右チャネル(Rbuf)のエネルギーを表す。
【０１６３】
【数４８】
2013546013.tif 000050
【０１６４】
特定の一実施形態によれば、第1のステレオ拡張レイヤ(+8キロビット/秒)中で、パラメータICLDが、1フレーム当たり40ビットにわたる差分非一様スカラー量子化(differential non-uniform scalar quantization)によって符号化される(ブロック315)。この量子化は本発明の範囲外なので、ここでは詳細に述べない。
【０１６５】
J. Blauertによる著作「Spatial Hearing: The Psychophysics of Human Sound Localization」、改訂版、MIT Press、1997によれば、良いステレオ品質を得るためには、1.5〜2kHz未満の周波数についての位相情報が特に重要であることが知られている。ここで実施される時間周波数分析は、1フレーム当たり81個の複素周波数係数をもたらし、分解能は1係数当たり100Hzである。ビットの割当量(budget)が40ビットであり、後で説明するように割振りが1係数当たり5ビットであるので、8ラインしか符号化することができない。実験により、この位相情報符号化のために、インデックスj=2〜9のラインが選択された。これらのラインは、150〜950Hzの周波数帯域に対応する。
【０１６６】
したがって、第2のステレオ拡張レイヤ(+8キロビット/秒)では、位相情報が知覚的に最も重要である周波数係数が識別され、1フレーム当たり40ビットの割当量を使用して、以下に図6aおよび6bに関して詳述する技法により、関連する位相が符号化される(ブロック316)。
【０１６７】
図6aおよび6bに、好ましい一実施形態におけるコーダに関するバイナリ列の構造を提示する。これは、G.722タイプのコア符号化によるスケーラブル符号化からの階層型バイナリ列構造である。
【０１６８】
したがって、モノ信号は、56または64キロビット/秒のG.722コーダによって符号化される。
【０１６９】
図6aでは、G.722コアコーダは56キロビット/秒で動作し、第1のステレオ拡張レイヤ(Ext.stereo 1)が追加される。
【０１７０】
図6bでは、コアコーダG.722は64キロビット/秒で動作し、2つのステレオ拡張レイヤ(Ext.stereo 1およびExt.stereo 2)が追加される。
【０１７１】
このように、コーダは、以下の2つの可能なモード(または構成)に従って動作する。
-  データレート56+8キロビット/秒のモード(図6a)。56キロビット/秒のG.722符号化および8キロビット/秒のステレオ拡張による、モノ信号符号化(ダウンミックス)を用いる。
-  データレート64+16キロビット/秒のモード(図6b)。64キロビット/秒のG.722符号化および16キロビット/秒のステレオ拡張による、モノ信号符号化(ダウンミックス)を用いる。
【０１７２】
この第2のモードについては、追加の16キロビット/秒が、8キロビット/秒の2つのレイヤに分割されると仮定する。第1のレイヤは、構文(すなわち符号化されたパラメータ)の点で、56+8キロビット/秒モードの改善レイヤと同一である。
【０１７３】
したがって、図6aに示すバイナリ列は、ステレオチャネルの振幅に関する情報、例えば前述のようなICLDパラメータを含む。コーダの実施形態の好ましい一変形では、4ビットのICTDパラメータもまた第1の符号化レイヤで符号化される。
【０１７４】
図6bに示すバイナリ列は、第1の拡張レイヤ中の、ステレオチャネルの振幅に関する情報(および一変形ではICTDパラメータ)と、第2の拡張レイヤ中の、ステレオチャネルの位相情報との両方を含む。図6aおよび6bに示す2つの拡張レイヤへの分割は、2つの拡張レイヤの少なくとも一方が、振幅に関する情報の部分と位相に関する情報の部分との両方を含む場合に一般化することができる。
【０１７５】
前述の実施形態では、第2のステレオ改善レイヤ中で送られるパラメータは、一様なスカラー量子化に従って範囲[-π,π]中で5ビットにわたって符号化された、各ラインj=2, ..., 9ごとの位相差θ[j]であり、πのピッチは/16である。以下の段落では、各ラインj=2, ..., 9のインデックスの多重化の後で第2の拡張レイヤを形成するためにこれらの位相差θ[j]がどのように計算され符号化されるかについて述べる。
【０１７６】
ブロック314および316の好ましい実施形態では、以下のようにして、LチャネルおよびRチャネルから開始して、インデックスjの各フーリエラインにつき、1次チャネルXおよび2次チャネルYが決定される。
【０１７７】
【数４９】
2013546013.tif 000051
および
【数５０】
2013546013.tif 000052
上式で、
【数５１】
2013546013.tif 000053
は、下式に従ってICLDパラメータから計算された、ステレオチャネルの振幅比率に対応する。
【０１７８】
【数５２】
2013546013.tif 000054
【０１７９】
上式で、ICLDqbuf[k]は、インデックスjの周波数ラインが位置するインデックスkのサブバンドについての、復号されたICLDパラメータである(qはquantified(定量化)にちなむ)。
【０１８０】
上記のXbuf[j]、Ybuf[j]、および
【数５３】
2013546013.tif 000055
の定義において、使用されるチャネルは、元のチャネルLbuf[j]およびRbuf[j]がいくつかのフレーム分だけシフトされたものであることに留意されたい。というのは、計算されるのは角度であり、これらのチャネルの振幅が元の振幅であるかローカル復号された振幅であるかは問題でないからである。一方、コーダとデコーダが角度θ[j]に対して同じ計算/復号変換を使用するようにして、情報
【数５４】
2013546013.tif 000056
を、XとYとを区別するための基準として使用することが重要である。情報
【数５５】
2013546013.tif 000057
は、コーダ中で利用可能である(ローカル復号、およびいくつかの数のフレーム分のシフトによって)。したがって、θ[j]の符号化および復号に使用される決定基準
【数５６】
2013546013.tif 000058
は、コーダとデコーダとで同一である。
【０１８１】
Xbuf[j]、Ybuf[j]を使用して、2次チャネルYbuf[j]とモノ信号との間の位相差を以下のように定義することができる。
θ[j] = ∠(Ybuf[j]・ Mbuf[j]*)
【０１８２】
好ましい実施形態において1次チャネルと2次チャネルとを区別することを主に動機付けるのは、LとRとの間の振幅比率に応じてコーダによって送られた角度がαbuf[j]であるかβbuf[j]であるかによってステレオ合成の忠実度が異なることである。
【０１８３】
変形の一実施形態では、チャネルXbuf[j]、Ybuf[j]は定義されないが、θ[j]は、以下のように適応方式で計算されることになる。
【０１８４】
【数５７】
2013546013.tif 000059
【０１８５】
さらに、チャネルXとYとを区別する変形に従ってモノ信号が計算される場合、ダウンミックスの計算からすでに利用可能な(いくつかの数のフレーム分のシフトを除いて)角度θ[j]を再使用することができる。
【０１８６】
図5の例示では、Lチャネルが2次であり、本発明を適用することによってθ[j] =αbuf[j]が見出される。図中の表記を単純にするために、図5では、ダウンミックスの計算とステレオパラメータの抽出との両方を例示するのに使用されるインデックス「buf」は示されていない。しかし、スペクトルLbuf[j]およびRbuf[j]は、L[j]およびR[j]に対して2フレーム分シフトされていることに留意されたい。本発明の一変形では、使用されるウィンドウイング(ブロック303、304)と、ダウンミックスに適用される遅延(ブロック311)とに応じて、このシフトは1フレーム分のみである。
【０１８７】
所与のラインjについて、角度α[j]およびβ[j]は、以下を証明する。
【０１８８】
【数５８】
2013546013.tif 000060
【０１８９】
上式で、角度α'[j]およびβ'[j]は、それぞれ、2次チャネル(ここではL)と中間モノチャネル(M')との間の位相差、および、返された1次チャネル(ここではR')と中間モノチャネル(M')との間の位相差である(図5)。
【０１９０】
【数５９】
2013546013.tif 000061
【０１９１】
よって、α[j]の符号化が、ダウンミックスの計算(ブロック307)の間に実施されたα'[j]の計算を再使用することが可能であり、したがって、追加の角度の計算を回避することができる。この場合、ブロック307で計算されたパラメータα'[j]またはα[j]に、2フレームのシフトを適用しなければならないことに留意されたい。一変形では、符号化されたパラメータは、以下によって定義されるパラメータθ'[j]となる。
【０１９２】
【数６０】
2013546013.tif 000062
【０１９３】
第2のレイヤの総割当量は1フレーム当たり40ビットなので、したがって8個の周波数ラインに関連するパラメータθ[j]のみが、好ましくはインデックスj=2〜9のラインについて符号化される。
【０１９４】
要約すると、第1のステレオ拡張レイヤ中では、20個のサブバンドのICLDパラメータが、1フレーム当たり40ビットにわたる非一様なスカラー量子化(ブロック315)によって符号化される。第2のステレオ拡張レイヤ中では、角度θ[j]が、J=2, ..., 9について計算され、5ビットにわたる、PI/16の一様なスカラー量子化によって符号化される。
【０１９５】
この位相情報の符号化に割り振られた割当量は、特定の例示的な一実施形態に過ぎない。割当量はより低くてもよく、この場合は、より減少した数の周波数ラインのみを考慮に入れることになる。あるいは反対に、割当量はより高くてもよく、それによってより多数の周波数ラインを符号化することができる。
【０１９６】
同様に、2つの拡張レイヤにわたるこの空間化情報の符号化は、特定の一実施形態である。本発明は、この情報が単一の符号化改善レイヤ内で符号化される場合にも適用可能である。
【０１９７】
次に、図7aおよび7bに、本発明のチャネル削減処理によって提供できる利点を、他の方法に対して例示する。
【０１９８】
したがって、図7aには、ICLD[j]および∠R[j]に応じた、図4に関して述べたチャネル削減処理の場合の∠M[j]の変動を示す。読みやすくするために、ここでは∠L[j]=0を提起する。これにより、残りの2つの自由度、すなわちICLD[j]および∠R[j](この場合、これは-ICPD[j]に対応する)が与えられる。範囲[-PI, PI]全体にわたり、モノ信号Mの位相が∠R[j]に応じてほぼ線形であることがわかる。
【０１９９】
このことは、ICLD位相差の低減によってRチャネルを中間チャネルに修正することなくチャネル削減処理が実施された場合には、証明されないことになる。
【０２００】
実際、このシナリオでは、また、Hoangらのダウンミックス(前に挙げたIEEE MMSP文書を参照されたい)に対応する図7bに例示されるように、以下のことがわかる。
位相∠R[j]が範囲[-PI/2, PI/2]内にあるときは、モノ信号Mの位相は、∠R[j]に応じてほぼ線形である。
範囲[-PI/2, PI/2]外では、モノ信号の位相∠M[j]は、∠R[j]に応じて非線形である。
【０２０１】
したがって、LチャネルとRチャネルとがほぼ逆位相のとき(+/-PI)、∠M[j]は、パラメータICLD[j]の値に応じて、0、PI/2、または+/-PIあたりの値をとる。逆位相および逆位相に近いこれらの信号については、モノ信号の位相∠M[j]の挙動が非線形なので、モノ信号の品質は悪くなる可能性がある。極限的なケースは、対向するチャネル(R[j]=-L[j])に対応し、この場合、モノ信号の位相は、数学的に不確定(実際には値0で一定)になる。
【０２０２】
このように、本発明の利点は、モノ信号の位相がほぼ線形の挙動を有する範囲[-PI/2, PI/2]に中間モノ信号の計算を制限するために、角度範囲を収縮させることにあることが、はっきりと理解されるであろう。
【０２０３】
中間信号から得られたモノ信号は、この場合、逆位相の信号についても、範囲[-PI, PI]全体の内で線形の位相を有する。
【０２０４】
したがって、これにより、これらのタイプの信号についてモノ信号の品質が向上する。
【０２０５】
コーダの一変形実施形態では、θ[j]を符号化するのではなく、LチャネルとMチャネルとの間の位相差αbuf[j]を系統的に符号化することができる。この変形は、1次チャネルと2次チャネルとを区別せず、よって実装がより単純だが、より悪いステレオ合成品質をもたらす。この理由は、コーダに送られた位相差がαbuf[j]である(θ[j]ではなく)場合、デコーダは、LとMとの間の角度αbuf[j]を直接に復号することができるが、RとMとの間の「欠けている」(符号化されていない)角度βbuf[j]を「推定」しなければならないからである。Lチャネルが1次チャネルであるとき、この「推定」の精度は、Lチャネルが2次チャネルであるときほど良くはないことを示すことができる。
【０２０６】
また、前に提示したコーダの実装形態は、ICPD位相差を1/2の係数で低減することを用いたダウンミックスに基づいていたことにも留意されたい。ダウンミックスが別の低減係数(<1)、例えば値3/4を使用するときでも、ステレオパラメータの符号化の原理は不変のままであることになる。コーダ中で、第2の改良レイヤは、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差(θ[j]またはαbuf[j])を含むことになる。
【０２０７】
次に図8を参照しながら、本発明の一実施形態によるデコーダについて述べる。
【０２０８】
このデコーダは、デマルチプレクサ501を備える。デマルチプレクサ501中で符号化済みモノ信号が抽出されて、502で、デコーダ(この例ではG.722タイプ)によって復号される。バイナリ列(スケーラブル)の、G.722に対応する部分が、選択されたモードに応じて56または64キロビット/秒で復号される。ここでは、記述を単純にするために、フレーム損失もバイナリ列上のバイナリエラーもないと仮定する。しかし、当然、知られているフレーム損失補正技法をデコーダ中で実施してもよい。
【０２０９】
復号されたモノ信号は、チャネルエラーがない場合は
【数６１】
2013546013.tif 000063
に対応する。コーダ中と同じウィンドウイングを用いた離散高速フーリエ変換解析が
【数６２】
2013546013.tif 000064
に対して実施されて(ブロック503および504)、スペクトル
【数６３】
2013546013.tif 000065
が得られる。
【０２１０】
バイナリ列の、ステレオ拡張に関連する部分もまた、多重分離される。ICLDパラメータが復号されて、{ICLDq[k]}k=0, ..., 19が得られる(ブロック505)。ブロック505の実施の詳細は、本発明の範囲内に入らないので、ここでは提示しない。
【０２１１】
第1の実施形態によれば、周波数ラインごとのLチャネルと信号Mとの間の位相差θ[j]が、インデックスj=2, ..., 9の周波数ラインについて復号されて(ブロック506)、
【数６４】
2013546013.tif 000066
が得られる。
【０２１２】
復号されたICLDパラメータをサブバンドごとに適用することにより、左チャネルおよび右チャネルの振幅が再構築される(ブロック507)。復号されたICLDパラメータをサブバンドごとに適用することにより、左チャネルおよび右チャネルの振幅が復号される(ブロック507)。
【０２１３】
56+8キロビット/秒では、ステレオ合成は、j=0, ..., 80について以下のように実施される。
【０２１４】
【数６５】
2013546013.tif 000067
【０２１５】
上式で、c1[j]およびc2[j]は、サブバンドごとのICLDの値から計算される係数である。これらの係数c1[j]およびc2[j]は、以下の形をとる。
【０２１６】
【数６６】
2013546013.tif 000068
【０２１７】
上式で、
【数６７】
2013546013.tif 000069
であり、kは、インデックスjのラインが位置するサブバンドのインデックスである。
【０２１８】
パラメータICLDは、周波数ラインごとではなくサブバンドごとに符号化/復号されることに留意されたい。ここでは、インデックスkの同じサブバンドに属する(したがって範囲[B[k], ..., B[k+1]-1]内の)インデックスjの周波数ラインは、このサブバンドのICLDのICLD値を有すると考える。
【０２１９】
【数６８】
2013546013.tif 000070
は、以下のように2つの目盛係数間の比率に対応し、
【数６９】
2013546013.tif 000071
よって、復号されたICLDパラメータに対応する(対数目盛でなく線形目盛上で)ことに留意されたい。
【０２２０】
この比率は、8キロビット/秒で第1のステレオ改善レイヤ中で符号化された情報から得られる。関連する符号化プロセスおよび復号プロセスについてはここでは詳述しないが、1フレーム当たり40ビットの割当量の場合、この比率は、サブバンドへの非一様な分割により、周波数ラインごとではなくサブバンドごとに符号化されると考えることができる。
【０２２１】
好ましい実施形態の一変形では、第1の符号化レイヤを使用して、4ビットのICTDパラメータが復号される。この場合、ステレオ合成は、1.5kHz未満の周波数に対応するラインj=0, ..., 15については修正され、以下の形をとる。
【０２２２】
【数７０】
2013546013.tif 000072
【０２２３】
上式で、ICTDは、現在のフレームについての、サンプル数を単位としたLとRとの間の時間差であり、Nは、フーリエ変換の長さである(ここではN=160)。
【０２２４】
デコーダが64+16キロビット/秒で動作する場合、デコーダは、第2のステレオ改善レイヤ中で符号化された情報を追加で受け取る。これにより、図9に関して次に説明するように、インデックスj=2〜9のラインについてパラメータ
【数７１】
2013546013.tif 000073
を復号することができ、これらから、パラメータ
【数７２】
2013546013.tif 000074
および
【数７３】
2013546013.tif 000075
を演繹することができる。
【０２２５】
図9は、本発明により復号される位相差(角度)の幾何学的な例示である。提示を単純にするために、ここでは、Lチャネルが2次チャネル(Y)であり、Rチャネルが1次チャネル(X)であると考える。逆の場合も、以下の展開から容易に演繹することができる。したがって、
【数７４】
2013546013.tif 000076
であり、加えて、角度
【数７５】
2013546013.tif 000077
および
【数７６】
2013546013.tif 000078
の定義は、コーダから見出される。唯一の違いは、ここでは復号済みパラメータを示すために表記^が使用されることである。
【０２２６】
【数７７】
2013546013.tif 000079
と
【数７８】
2013546013.tif 000080
との間の中間角度
【数７９】
2013546013.tif 000081
は、角度
【数８０】
2013546013.tif 000082
から、以下の関係を介して演繹される。
【０２２７】
【数８１】
2013546013.tif 000083
【０２２８】
中間角度
【数８２】
2013546013.tif 000084
は、M'とR'との間の位相差として、以下のように定義される。
【０２２９】
【数８３】
2013546013.tif 000085
【０２３０】
MとRとの間の位相差は、以下によって定義される。
β[j] = ∠(R[j]・M[j]*) (29)
【０２３１】
図9の場合、図5で符号化について定義された幾何学的関係がなお有効であり、M[j]の符号化がほぼ完全であり、角度α[j]もまた非常に正確に符号化される、と仮定されることに留意されたい。これらの仮定は、周波数範囲j=2, ..., 9でのG.722符号化、および、妥当な細かさの量子化ピッチでのα[j]の符号化については、一般に証明される。インデックスが範囲[2, 9]内にあるラインとそうでないラインとを区別することによってダウンミックスが計算される変形では、この仮定は、証明される。というのは、LチャネルおよびRチャネルは振幅が「歪まされて」おり、したがって、LとRとの間の振幅比率は、デコーダ中で使用される比率
【数８４】
2013546013.tif 000086
に対応するからである。
【０２３２】
反対の場合では、図9はなお有効のままとなるが、再構築されたLチャネルおよびRチャネルの忠実度は近似化され、また一般に、ステレオ合成の品質は低下する。
【０２３３】
図9に例示するように、既知の値
【数８５】
2013546013.tif 000087
、
【数８６】
2013546013.tif 000088
、および
【数８７】
2013546013.tif 000089
から開始して、0とL+R'とを接続する直線に対してR'を投影することによって、角度
【数８８】
2013546013.tif 000090
を演繹することができる。ここで、三角関係
【数８９】
2013546013.tif 000091
を見出すことができる。
【０２３４】
したがって、角度
【数９０】
2013546013.tif 000092
を、式
【数９１】
2013546013.tif 000093
または
【数９２】
2013546013.tif 000094
から見出すことができる。
上式で、s=+1または-1であり、したがって、
【数９３】
2013546013.tif 000095
の符号は、
【数９４】
2013546013.tif 000096
の符号の逆である。より正確には以下のとおりである。
【０２３５】
【数９５】
2013546013.tif 000097
【０２３６】
Rチャネルと信号Mとの間の位相差
【数９６】
2013546013.tif 000098
は、以下の関係から演繹される。
【０２３７】
【数９７】
2013546013.tif 000099
【０２３８】
最後に、下式に基づいてRチャネルが再構築される。
【０２３９】
【数９８】
2013546013.tif 000100
【０２４０】
Lチャネルが1次チャネル(X)でありRチャネルが2次チャネル(Y)である場合に、
【数９９】
2013546013.tif 000101
を使用して
【数１００】
2013546013.tif 000102
および
【数１０１】
2013546013.tif 000103
を復号(または「推定」)するのも、同じ手順に従い、ここでは詳述しない。
【０２４１】
したがって、64+16キロビット/秒では、ステレオ合成は、図8のブロック507によって、j=2, ..., 9については以下のように実施される。
【０２４２】
【数１０２】
2013546013.tif 000104
【０２４３】
他の場合では、2, ..., 9以外のj=0, ..., 80については前のステレオ合成と同一である。
【０２４４】
その後、スペクトル
【数１０３】
2013546013.tif 000105
および
【数１０４】
2013546013.tif 000106
は、逆FFT、ウィンドウイング、および重畳-加算によって時間領域に変換されて(ブロック508〜513)、合成チャネル
【数１０５】
2013546013.tif 000107
および
【数１０６】
2013546013.tif 000108
が得られる。
【０２４５】
したがって、データレート64+16キロビット/秒が利用可能であると仮定して、図10aおよび10bに関して例示する流れ図により、復号において実施される方法を変形実施形態について表す。
【０２４６】
図9に関連する上記の詳細な記述と同様、まず初めに、単純化されたケースを図10aに提示する。この場合、Lチャネルが2次チャネル(Y)であり、Rチャネルが1次チャネル(X)であり、よって、
【数１０７】
2013546013.tif 000109
である。
【０２４７】
ステップE1001で、モノ信号のスペクトル
【数１０８】
2013546013.tif 000110
が復号される。
【０２４８】
ステップE1002で、第2のステレオ拡張レイヤを使用して、周波数係数j=2, ..., 9についての角度
【数１０９】
2013546013.tif 000111
が復号される。角度αは、ステレオチャネルの所定の第1のチャネル(ここではLチャネル)とモノ信号との間の位相差を表す。
【０２４９】
その後、ステップE1003で、復号された角度
【数１１０】
2013546013.tif 000112
から、角度
【数１１１】
2013546013.tif 000113
が計算される。この関係は、
【数１１２】
2013546013.tif 000114
である。
【０２５０】
ステップE1004で、計算された位相差α'と、図8のブロック505で第1の拡張レイヤ中で復号されたステレオチャネルの振幅に関する情報とを使用して、修正または中間ステレオ信号の第2のチャネル(ここではR')と中間モノ信号M'との間の中間位相差β'が決定される。
【０２５１】
この計算は、図9に例示されている。したがって、下式に従って、角度
【数１１３】
2013546013.tif 000115
が決定される。
【０２５２】
【数１１４】
2013546013.tif 000116
【０２５３】
ステップE1005で、中間位相差β'から、第2のRチャネルとモノ信号Mとの間の位相差βが決定される。
【０２５４】
角度
【数１１５】
2013546013.tif 000117
は、下式
【数１１６】
2013546013.tif 000118
および
【数１１７】
2013546013.tif 000119
を使用して演繹される。
【０２５５】
最後に、ステップE1006およびE1007で、復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、周波数係数ごとのステレオ信号の合成が実施される。
【０２５６】
このように、スペクトル
【数１１８】
2013546013.tif 000120
および
【数１１９】
2013546013.tif 000121
が計算される。
【０２５７】
図10bに、角度
【数１２０】
2013546013.tif 000122
が、角度
【数１２１】
2013546013.tif 000123
または
【０２５８】
【数１２２】
2013546013.tif 000124
に適応的な方式で対応する、一般的なケースを提示する。
【０２５９】
ステップE1101で、モノ信号のスペクトル
【数１２３】
2013546013.tif 000125
が復号される。
【０２６０】
ステップE1102で、第2のステレオ拡張レイヤを使用して、周波数係数j=2, ..., 9についての角度
【数１２４】
2013546013.tif 000126
が復号される。角度
【数１２５】
2013546013.tif 000127
は、ステレオチャネルの所定の第1のチャネル(ここでは2次チャネル)とモノ信号との間の位相差を表す。
【０２６１】
その後、ステップE1103で、Lチャネルが1次である場合と2次である場合とが区別される。2次チャネルと1次チャネルとの区別は、
【数１２６】
2013546013.tif 000128
と
【数１２７】
2013546013.tif 000129
のどちらの位相差がコーダによって送られたかを識別するために適用される。
【０２６２】
【数１２８】
2013546013.tif 000130
【０２６３】
この記述の以下の部分では、Lチャネルが2次であると仮定する。
【０２６４】
その後、ステップE1108で復号された角度
【数１２９】
2013546013.tif 000131
【０２６５】
から、ステップE1109で、角度
【数１３０】
2013546013.tif 000132
【０２６６】
が計算される。この関係は、
【数１３１】
2013546013.tif 000133
である。
【０２６７】
他方の位相差は、本発明で使用されるダウンミックスの幾何学的属性を利用することによって演繹される。LとRのいずれか一方を修正して修正チャネルL'またはR'を使用することによって、ダウンミックスを計算することができるので、ここでは、デコーダ中で、1次チャネルXを修正することによって復号済みモノ信号が得られたと仮定する。したがって、図9のように、2次チャネルと中間モノ信号M'との間の中間位相差(α'またはβ')が定義される。この位相差は、
【数１３２】
2013546013.tif 000134
【０２６８】
と、図8のブロック505で第1の拡張レイヤ中で復号されたステレオチャネルの振幅に関する情報
【数１３３】
2013546013.tif 000135
とを使用して決定することができる。
【０２６９】
この計算は、図9に、Lが2次でありRが1次であると仮定して例示されている。これは、
【数１３４】
2013546013.tif 000136
から開始して角度
【数１３５】
2013546013.tif 000137
を決定することと等価である(ブロックE1110)。これらの角度は、下式に従って計算される。
【０２７０】
【数１３６】
2013546013.tif 000138
【０２７１】
ステップE1111で、中間位相差β'から、第2のRチャネルとモノ信号Mとの間の位相差βが決定される。
【０２７２】
角度
【数１３７】
2013546013.tif 000139
は、下式
【数１３８】
2013546013.tif 000140
および
【数１３９】
2013546013.tif 000141
によって演繹される。
【０２７３】
最後に、ステップE1112で、復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、周波数係数ごとのステレオ信号の合成が実施される。
【０２７４】
このように、スペクトル
【数１４０】
2013546013.tif 000142
および
【数１４１】
2013546013.tif 000143
が計算され、その後、逆FFT、ウィンドウイング、および重畳-加算によって時間領域に変換されて(ブロック508〜513)、合成チャネル
【数１４２】
2013546013.tif 000144
および
【数１４３】
2013546013.tif 000145
が得られる。
【０２７５】
また、前に提示したデコーダの実装形態は、位相差ICPDを1/2に低減することを使用したダウンミックスに基づいていたことにも留意されたい。ダウンミックスが、異なる低減係数(<1)、例えば値3/4を使用するときでも、ステレオパラメータの復号の原理は不変のままであることになる。デコーダ中で、第2の改善レイヤは、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差(θ[j]またはαbuf[j])を含むことになる。デコーダは、この情報を使用して、モノ信号と第2のステレオチャネルとの間の位相差を演繹できることになる。
【０２７６】
図3を参照して提示したコーダ、および図8を参照して提示したデコーダについては、階層型符号化および復号の、特定の適用例の場合で述べた。本発明は、同じ符号化レイヤおよび同じデータレートで空間化情報が送出されてデコーダ中で受領される場合にも、適用することができる。
【０２７７】
さらに、本発明を、離散フーリエ変換によるステレオチャネルの分解に基づいて述べた。本発明はまた、他の複合表現、例えば、修正離散コサイン変換(MDCT)と修正離散サイン変換(MDST)とを結合したMCLT(変調複合重複変換、Modulated Complex Lapped Transform)分解などにも適用可能であり、また、擬似直交ミラーフィルタ(PQMF)タイプのフィルタバンクの場合にも適用可能である。したがって、この詳細な記述で使用される用語「周波数係数」は、本発明の性質を変更することなく、「サブバンド」または「周波数帯域」の概念に拡張することができる。
【０２７８】
図3および8に関して述べたようなコーダおよびデコーダは、ホームデコーダタイプ、「セットトップボックス」タイプ、または音声もしくはビデオコンテンツリーダタイプのマルチメディア機器に統合することができる。このようなコーダおよびデコーダはまた、携帯電話機タイプまたは通信ゲートウェイタイプの通信機器に統合することもできる。
【０２７９】
図11aに、本発明によるコーダが統合されたこのような機器の例示的な一実施形態を示す。このデバイスはプロセッサPROCを備え、プロセッサPROCは、揮発性および/または不揮発性メモリMEMを含むメモリブロックBMと協働する。
【０２８０】
メモリブロックは、有利なことに、コード命令を含むコンピュータプログラムを含んでよく、コード命令は、プロセッサPROCによって実行されたときに、本発明の意味における符号化方法のステップを実施するためのコード命令であり、特に、ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からのモノ信号を符号化するためのステップ、およびステレオ信号の空間化情報を符号化するためのステップを実施するためのコード命令である。これらのステップの間、チャネル削減処理は、周波数サブバンドの所定のセットについて、2つのステレオチャネル間の位相差を決定すること、前記位相差を低減することによって得られる角度だけステレオ信号の所定の第1のチャネルを回転させることによって、中間信号を得ること、中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相から、かつ、中間チャネルと第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、モノ信号の位相を決定することを含む。
【０２８１】
プログラムは、この処理に適合された情報を符号化するために実施されるステップを含んでよい。
【０２８２】
通常、図3、4a、4b、および5における記述は、このようなコンピュータプログラムのアルゴリズムのステップを使用する。コンピュータプログラムはまた、デバイスもしくは機器のリーダによって読取り可能な、または機器のメモリ空間にダウンロード可能な、メモリ媒体に記憶されてもよい。
【０２８３】
このような機器ユニットまたはコーダは、入力モジュールを備え、入力モジュールは、RおよびL(rightおよびleftにちなむ)チャネルを含むステレオ信号を、通信ネットワークを介して受け取ることができるか、または、記憶媒体に記憶された内容を読み取ることによって受け取ることができる。このマルチメディア機器はまた、このようなステレオ信号を取り込むための手段も備えてよい。
【０２８４】
デバイスは、ステレオ信号の符号化からの符号化済み空間情報パラメータPcおよびモノ信号Mを送出することのできる出力モジュールを備える。
【０２８５】
同様にして、図11bに、本発明によるデコーダを備えるマルチメディア機器または復号デバイスの例を示す。
【０２８６】
このデバイスはプロセッサPROCを備え、プロセッサPROCは、揮発性および/または不揮発性メモリMEMを含むメモリブロックBMと協働する。
【０２８７】
メモリブロックは、有利なことに、コード命令を含むコンピュータプログラムを含んでよく、コード命令は、プロセッサPROCによって実行されたときに、本発明の意味における復号方法のステップを実施するためのコード命令であり、特に、元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号するためのステップ、および元のステレオ信号の空間化情報を復号するステップを実施するためのコード命令である。空間化情報は、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、第2の情報は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を、周波数サブバンドごとに含む。復号方法は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差に基づいて、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネルと所定の第1のチャネルとの間の位相差を計算すること、計算された位相差および復号された第1の情報を使用して、修正されたステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号との間の中間位相差を決定すること、中間位相差から、第2のチャネルとモノ信号との間の位相差を決定すること、復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、ステレオ信号を周波数係数ごとに合成することを含む。
【０２８８】
通常、図8、9、および10における記述は、このようなコンピュータプログラムのアルゴリズムのステップに関係する。コンピュータプログラムはまた、デバイスのリーダによって読取り可能な、または機器のメモリ空間にダウンロード可能な、メモリ媒体に記憶されてもよい。
【０２８９】
デバイスは、例えば通信ネットワークからの、符号化済み空間情報パラメータPcおよびモノ信号Mを受け取ることのできる入力モジュールを備える。これらの入力信号は、記憶媒体に対する読取り動作からのものとすることができる。
【０２９０】
デバイスは、機器によって実施された復号方法によって復号されたステレオ信号LおよびRを送出することのできる出力モジュールを備える。
【０２９１】
このマルチメディア機器はまた、このステレオ信号を送出することのできる、ラウドスピーカタイプの再生手段、または通信手段も備えることができる。
【０２９２】
当然、このようなマルチメディア機器は、本発明によるコーダとデコーダの両方を備えてよい。この場合、入力信号は、元のステレオ信号であり、出力信号は、復号されたステレオ信号である。
【符号の説明】
【０２９３】
301  HPF
302  HPF
303  ウィンドウイング
304  ウィンドウイング
305  FFT
306  FFT
307  チャネル削減処理、ダウンミックス
308  逆FFT
309  ウィンドウイング
310  OLA
311  遅延
312  符号化
313  遅延、バッファ
314  パラメータ抽出
315  符号化、量子化
316  符号化、量子化
317  多重化
501  デマルチプレクサ
502  復号
503  ウィンドウイング
504  FFT
505  復号
506  復号
507  再構築、復号、ステレオ合成
508  逆FFT
509  ウィンドウイング
510  OLA
511  逆FFT
512  ウィンドウイング
513  OLA
【図１】
2013546013.tif 000146
【図５】
2013546013.tif 000147
【図９】
2013546013.tif 000148
【図１１ａ】
2013546013.tif 000149
【図１１ｂ】
2013546013.tif 000150
【図２】
2013546013.tif 000151
【図３】
2013546013.tif 000152
【図４ａ】
2013546013.tif 000153
【図４ｂ】
2013546013.tif 000154
【図６ａ】
2013546013.tif 000155
【図６ｂ】
2013546013.tif 000156
【図７ａ】
2013546013.tif 000157
【図７ｂ】
2013546013.tif 000158
【図８】
2013546013.tif 000159
【図１０ａ】
2013546013.tif 000160
【図１０ｂ】
2013546013.tif 000161
【国際調査報告】
2013546013.tif 000162
2013546013.tif 000163