(57)【要約】  ＯＦＤＭ装置においてチャネル予測を行う装置は、不揮発性メモリ、Ｇ行列セレクタ、およびチャネル予測値生成器を有している。不揮発性メモリは、信号対雑音比によってインデックス付けされており、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用して複数の信号対雑音比について予め計算されているＧ行列の集合を保存している。Ｇ行列セレクタは、量子化されている信号対雑音比を使用して不揮発性メモリに保存されているＧ行列の集合からＧ行列を選択する。チャネル予測値生成器は、チャネル予測値を得るように、選択されているＧ行列に基準信号に対する複数のＬＳ予測値を乗算する。【選択図】図５
2013516798.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ装置のチャネル予測の方法であって、
受信基準信号の信号対雑音比を量子化するステップと、
前記量子化された信号対雑音比を使用して、信号対雑音比でインデックス付けされており、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用して複数の信号対雑音比に対して予め計算されているＧ行列の集合からＧ行列を選択するステップと、
チャネル予測を得るために、前記選択されているＧ行列に前記基準信号に対する複数の最小自乗（ＬＳ）予測値を乗算するステップと、
を有する方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法において、
Ｇ行列の前記集合は複数の処理モードの範囲に対して予め計算されており、前記信号対雑音比だけでなく前記集合内で前記処理モードについてもインデックス付けされており、
受信基準信号の前記処理モードを判断するステップと、
前記処理モードだけでなく前記量子化された信号対雑音比も使用して前記Ｇ行列を選択するステップと、
をさらに有する方法。
【請求項３】
請求項２記載の方法において、
前記処理モードは、以下に挙げるパラメータ：
ＦＤＤ対ＴＤＤ、
セル固有の基準信号対ＵＥ固有の基準信号、
通常サイクリックプリフィックス対拡張サイクリックプリフィックス、
サブフレームタイプ、
時間領域内でのチャネル予測領域の大きさ、および
周波数領域内でのチャネル予測領域の大きさ
のうち、１つまたは２つ以上のパラメータに基づいている、方法。
【請求項４】
先行する請求項のいずれか一項に記載の方法において、
複数の前記ＬＳ予測値を前記基準信号の全帯域幅の複数のサブセクションに対応している複数のストリームに分割するステップをさらに有し、
前記選択されているＧ行列に前記基準信号に対する複数の前記ＬＳ予測値を乗算する前記ステップには、チャネル予測値の集合を得るように、前記選択されているＧ行列に各前記帯域幅サブセクションに対する複数の前記ＬＳ予測値ストリームを乗算するステップが伴う、方法。
【請求項５】
請求項４に記載の方法において、
前記サブセクションは大きさが同一である、方法。
【請求項６】
請求項４または５に記載の方法において、
前記選択されているＧ行列への複数の前記ＬＳ予測値ストリームの前記乗算は並列に実施される、方法。
【請求項７】
ＯＦＤＭ装置内でのチャネル予測に使用するようにＧ行列の集合を提供する方法であって、
離散的な信号対雑音比の範囲について、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用してＧ行列を予め計算するステップと、
複数の前記Ｇ行列に前記信号対雑音比によってインデックス付けをするステップと、
を有する方法。
【請求項８】
請求項７に記載の方法において、
離散的な信号対雑音比の範囲について、複数の前記Ｇ行列を予め計算する前記ステップは、複数の処理モードの範囲について実施され、前記Ｇ行列の集合に前記信号対雑音比に加えて前記処理モードでインデックス付けをするステップをさらに有する、方法。
【請求項９】
請求項８に記載の方法において、
複数の前記処理モードは、以下に挙げるパラメータ：
ＦＤＤ対ＴＤＤ、
セル固有の基準信号対ＵＥ固有の基準信号、
通常サイクリックプリフィックス対拡張サイクリックプリフィックス、
サブフレームタイプ、
時間領域内でのチャネル予測領域の大きさ、および
周波数領域内でのチャネル予測領域の大きさ
のうち、１つまたは２つ以上のパラメータに基づいている、方法。
【請求項１０】
ＯＦＤＭ装置のチャネル予測を実施する装置であって、
信号対雑音比によってインデックス付けされており、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用して複数の信号対雑音比について予め計算されているＧ行列の集合を保存する不揮発性メモリと、
量子化されている信号対雑音比を使用して前記不揮発性メモリに保存されているＧ行列の前記集合からＧ行列を選択するＧ行列セレクタと、
チャネル予測値を得るように、前記選択されているＧ行列に基準信号に対する複数のＬＳ予測値を乗算するチャネル予測値生成器と、
を有する装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の装置において、
前記不揮発性メモリに保存されている前記Ｇ行列は、前記信号対雑音比に加えて処理モードによってインデックス付けされており、
前記Ｇ行列セレクタは量子化されている前記信号対雑音比に加えて前記処理モードを使用して前記チャネル予測値を得るために使用する前記Ｇ行列を選択する、装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載の装置において、
異なる処理モードで受信した複数の基準信号を処理するように構成可能な基準信号デマルチプレクサをさらに有する、装置。
【請求項１３】
請求項１０から１２のいずれか一項に記載の装置において、
前記基準信号から複数の前記ＬＳ予測値を計算するＬＳ予測器をさらに有する、装置。
【請求項１４】
請求項１０から１３のいずれか一項に記載の装置において、
複数の前記ＬＳ予測値を前記基準信号の全帯域幅の複数のサブセクションに対応している複数のストリームに分離するＬＳ予測値デマルチプレクサをさらに有し、前記チャネル予測値生成器は、前記チャネル予測値の集合を得るように、選択されている前記Ｇ行列に各前記帯域幅サブセクションについて複数の前記ＬＳ予測値ストリームを乗算する、装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載の装置において、
前記チャネル予測値生成器は選択されている前記Ｇ行列に複数の前記ＬＳ予測値ストリームを並列に乗算する、装置。
【請求項１６】
図３〜５に記載の実施形態のいずれか１つを参照して実質的に前述したようなＯＦＤＭ装置におけるチャネル予測の方法または装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に直交周波数分割変調（ＯＦＤＭ）通信装置に関し、特にＯＦＤＭ装置のチャネル予測の改善に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭはデータを搬送する多数の近接した直交サブキャリヤを使用するデジタル多重搬送波変調方法である。ＯＦＤＭは高い帯域幅効率での高速送信能力のせいで無線通信装置で広く応用されるようになってきている。ＯＦＤＭ送信アンテナから受信した信号は、マルチパス伝搬や、信号と地理的な環境との間の干渉のせいでチャネルフェージングを受けることがある。これを考慮に入れて、複数の基準信号がサブキャリヤ上にマッピングされ、複数のチャネル予測を得るように受信機で使用される。
【０００３】
図１は、受信した無線周波数信号をデータを表している複数のソフトビットに変換するＯＦＤＭ装置用のユーザ装置（ＵＥ）受信機８を示しているアナログフロントエンド１０が複数の受信アンテナの位置で受信された無線周波数信号を増幅し、無線チャネル周波数からゼロＨｚを中心としているアナログベースバンド信号に変換する。複数のアンテナが受信ダイバーシティを達成するように使用される。これは、ＵＥ受信機に対する３ＧＰＰ標準の要件である。
【０００４】
一式のアナログ対デジタル変換器１２がアナログベースバンド信号を３０．７２ＭＨｚ（３ＧＰＰ  ＬＴＥ標準の典型例）のサンプリング周波数のデジタルサンプルのストリームに変換する。この点以降の全ての処理はデジタルの離散的領域で実施される。パスサーチャとタイミングトラッキングブロック１４は、ＦＦＴブロック１６がサンプルの各集合のバッファリングを開始し、フーリエ変換をそれに対して実施する、時間領域での正則点を決定する。ＦＦＴブロック１６を使用した処理は、ＬＴＥ標準とＬＴＥ−Ａ標準において必要とされる技法であり、それはこれら両方がＯＦＤＭ波形を使用するからである。
【０００５】
チャネル予測器１８は、それから受信した信号を復調器２０によって復調して複数のソフトビットに変換できるように各ＯＦＤＭシンボルと各サブキャリヤとについて複素サンプルの集合を提供する。この例においては、復調器２０は、データチャネル、例えば、物理ダウンリンク共有チャネル（ＰＤＳＣＨ）用である。復調器２０から出力された複数のソフトビットは、それからＨＡＲＱとＴｕｒｂｏ復号器とに出力されるが、それは図１には示していない。チャネル予測器１８は、制御チャネル、例えば、物理ダウンリンク制御チャネル（ＰＤＣＣＨ）の予測値も提供する
チャネル予測の１つの方法は、２Ｄ線形最小平均２乗誤差（２ＤＬＭＭＳＥ）である。この方法において、チャネル予測器１８は、以下に説明するように、Ｇ行列に複数の最小２乗（ＬＳ）チャネル予測値を乗算する。
【０００６】
図２は、複数のＯＦＤＭリソース要素のブロックの例を示している。周波数時間インデックス（ｋｉ，ｌｉ）のリソース要素（ＲＥ）には、以下を使用してインデックスｉが付けられている。
【０００７】
【数１−１】
2013516798.tif 000003
【０００８】
インデックス付けする方法ｉ＝ｋｉ×Ｌ＋ｌｉも可能であって、前述の方法（ｉ＝ｌｉ×Ｋ＋ｋｉ）と同じ結果となる。
【０００９】
ｍ番目のＲＥであるｈｍの位置と、ｎ番目のＲＥであるｈｎの位置での送信点（アンテナ）と受信点（アンテナ）との間の送信リンクの複数のチャネル間の時間周波数相関は次のようになる。
【００１０】
【数１−２】
2013516798.tif 000004
【００１１】
指数パワー遅延プロフィールについては、２つのサブキャリヤｋｍとｋｎとの周波数領域での相関は、以下のようになる。
【００１２】
【数１−３】
2013516798.tif 000005
【００１３】
ここで、Δｆはサブキャリヤ間隔であって、τｒｍｓはチャネルのｒ．ｍ．ｓ遅延広がりである。ｒ．ｍ．ｓ遅延広がりは、以下のように表わすことができる。
【００１４】
【数１−４】
2013516798.tif 000006
【００１５】
ここで、Ｐｋとτｋとは、それぞれｋ番目の経路パワーと遅延である。
・２つのＯＦＤＭシンボルｌｍとｌｎとの間の時間領域での相関は、以下のように与えられる。
【００１６】
【数１−５】
2013516798.tif 000007
【００１７】
Ｊ０は第１種ゼロ次ベッセル関数、ＴｕはＯＦＤＭシンボル長、ｆＤは最大ドップラ周波数で、以下のように与えられる。
【００１８】
【数１−６】
2013516798.tif 000008
【００１９】
ここでνは移動速度、ｆｃはキャリヤ周波数、Ｃは光速である。ゼロ次ベッセル関数Ｊ０は、以下にように与えられる。
【００２０】
【数１−７】
2013516798.tif 000009
【００２１】
ゼロ次ベッセル関数Ｊ０は、以下のようにも表すことができる。
【００２２】
【数１−８】
2013516798.tif 000010
【００２３】
ここで、ν！＝ν（ν−１）（ν−２）．．．１。Ｊ０は無限の項の総和であるが、有限の項によって近似することができる。
【００２４】
送信点（アンテナ）と受信点（アンテナ）との間の送信リンクのＲＥインデックスｐｎの位置で基準信号式ｓｐｎの受信信号式ｙｐｎは、以下のようになる。
【００２５】
【数１−９】
2013516798.tif 000011
【００２６】
ここで、Ｎｒｅｆは予測領域内の基準シンボルの数である。
【００２７】
チャネル予測器１８は、送信リンクの全てのリソース要素（ＲＥ）（数１−１０）で、式２−１のように複数のチャネルを見つける。
【００２８】
【数１−１０】
2013516798.tif 000012
【００２９】
【数２−１】
2013516798.tif 000013
【００３０】
ここで、
・ｚは複数の基準ＲＥについての最小２乗チャネル予測値を含んでいる。
【００３１】
【数２−２】
2013516798.tif 000014
【００３２】
・Ａは全てのＲＥでの複数のチャネルと複数の基準ＲＥでの複数のチャネルとの間の相関行列であって、Ａの大きさはＬＫ×Ｎｒｅｆである。Ａの（ｍ，ｎ）番目の要素は、以下のように与えられる。
【００３３】
【数２−３】
2013516798.tif 000015
【００３４】
・Ｂは複数の基準ＲＥでの複数のチャネル間の相関行列であって、Ｂの大きさはＮｒｅｆ×Ｎｒｅｆである。Ｂの（ｍ，ｎ）番目の要素は、以下のように与えられる。
【００３５】
【数２−４】
2013516798.tif 000016
【００３６】
式２−１はチャネル予測器１８がＧ行列を成分行列ＡとＢとからどのようにして計算するかを表している。大きな行列の反転が必要になるので、この演算は計算集約的である。複数の行列の各要素についてのベッセル関数の計算も計算集約的である。他の計算集約的な演算は、式２−１内のＧ行列と複数のＬＳ予測値との乗算、つまりＧ×ｚ項である。この手順は、新規に受信した入力データの各ブロック、つまりＬＴＥとＬＴＥ−Ａ  ＵＥの場合、またはベーストランシーバ基地局（ＢＴＳ）の場合の各スロット（または各サブフレーム）について高速に実施する必要がある。
【００３７】
また、Ｇ行列は、入力パラメータの１つが変更されると随時更新する必要がある。これらのパラメータには、予測されている領域内のｒ．ｍ．ｓ遅延広がり予測値τｒｍｘ、最大ドップラ周波数予測値ｆＤ、信号対雑音比、および基準信号構成、つまり基準信号の複数の位置が含まれている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３８】
これらの複雑さによって、市販品においては、２Ｄ  ＬＭＭＳＥチャネル予測の使用が限定される。
【００３９】
市販品での使用により適しており、既知のチャネル予測方法の１つまたは２つ以上の複雑さを改善するチャネル予測用の方法と装置の少なくともいずれかを提供することが好ましい。
【００４０】
背景技術のこれまでの説明は、本発明の状況を説明するために含まれている。本明細書の請求項のいずれか１つの優先日に、参照した文書や他の資料のいずれも公開されていた、既知であった、または共通の一般的知識の一部であったことを認めている、または示唆していると解釈すべきではない。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
一態様によれば、本発明は、ＯＦＤＭ装置のチャネル予測の方法であって、受信基準信号の信号対雑音比を量子化するステップと量子化された信号対雑音比を使用して、信号対雑音比でインデックス付けされており、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用して複数の信号対雑音比に対して予め計算されているＧ行列の集合からＧ行列を選択するステップと、チャネル予測を得るために、選択されているＧ行列に基準信号に対する複数の最小自乗（ＬＳ）予測値を乗算するステップとを有する方法を提供する。
【００４２】
本方法は、チャネル予測の実施時に、ドップラ広がりと遅延広がりの値を予測して更新する必要が無く、チャネル予測器の複雑さを減少させる。その代わりに、各信号対雑音比について、ドップラ周波数と遅延広がりについての現実的な値の全範囲を網羅する１つの行列Ｇが予め計算される。これによって、（チャネル条件に対する）堅牢性が向上し、チャネル予測器の複雑さが減少する。例えば、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ  ＵＥについての通常の試験条件内で、さまざまなチャネルについて、予測が堅牢であるように、ドップラ周波数と遅延広がりの値を選択して固定することができる。
【００４３】
本方法を使用するチャネル予測器は、チャネルの時間変化と周波数選択性とに対して堅牢である。Ｇ行列の計算は動的に実施する必要はなく、過程が簡略化される。ＳＮＲが量子化されているので、Ｇ行列の限定された集合だけを保存すればよいので、さらに複雑さが減少する。本方法は、データチャネルと制御チャネルの両方について、チャネル予測値を提供するのに使用してもよい。
【００４４】
本発明は、Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＬＴＥ）標準およびＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（ＬＥＤ−Ａ）標準に適用可能である。しかし、本発明はこれらの標準には限定されておらず、他のＯＦＤＭ装置で使用してもよい。さまざまな実施態様を、ユーザ装置（ＵＥ）内のダウンリンク受信機またはベーストランシーバ基地局（ＢＴＳ）内のアップリンク受信機のいずれにおいて使用してもよい。
【００４５】
Ｇ行列の集合は複数の処理モードの範囲に対して予め計算されており、信号対雑音比だけでなく集合内で処理モードについてもインデックス付けされている。この場合、本方法は、受信基準信号の処理モードを判断するステップと、処理モードだけでなく量子化された信号対雑音比も使用してＧ行列を選択するステップとをさらに有していてもよい。
【００４６】
処理モードは、以下に挙げる、
ＦＤＤ対ＴＤＤ、
セル固有の基準信号対ＵＥ固有の基準信号、
通常サイクリックプリフィックス対拡張サイクリックプリフィックス、
サブフレームタイプ、
時間領域内でのチャネル予測領域の大きさ、および
周波数領域内でのチャネル予測領域の大きさ
のうち、１つまたは２つ以上のパラメータに基づいていてもよい。
【００４７】
これらのモードの有効な各組み合わせに対するＧ行列の集合はチャネル予測を実施するのに保存され使用されてもよい。これによって、例えば、制御パラメータレジスタを再構成することによって、さまざまな処理コードに対して１つのチャネル予測器を使用することができる。さまざまな処理モードは複数の基準信号の様々な位置を定めており、これらの位置はＧ行列において考慮される。例えば、本方法は、データチャネルを受信するように、３ＧＰＰ  ＬＴＥ標準内の基準信号、
○ＬＴＥ−ＦＤＤセル固有の複数の基準信号
○ＬＴＥ−ＦＤＤ  ＵＥ固有の複数の基準信号
○ＬＴＥ−ＴＤＤセル固有の複数の基準信号
○ＬＴＥ−ＴＤＤ  ＵＥ固有の複数の基準信号
の様々な基準信号の構成に適用してもよい。
【００４８】
発明人等は、以下の場合、チャネル予測誤差はＧ行列の選択に依存しないことを見出した。
・Ｇ行列の計算に使用されるｒ．ｍ．ｓ遅延広がりが実際のチャネルのｒ．ｍ．ｓ遅延広がりよりも大きい。
・Ｇ行列の計算に使用されるドップラ周波数が実際のチャネルのドップラ周波数広がりよりも高いのに対して、チャネルドップラ周波数広がりは３００Ｈｚよりも高くない。ＬＴＥとＬＴＥ−Ａユーザ装置の標準試験条件は３００Ｈｚ未満のドップラ広がりを使用するだけである。
・Ｇ行列の選択に使用する信号対雑音比はチャネルの真のＳＮＲからの違いが３ｄＢ未満である。
【００４９】
これらの発見により、装置の正常な動作範囲における様々な量子化されている信号対雑音比の値についてＧ行列の集合を予め計算することができる。これは複数のＧ行列を保存しているルックアップテーブル内の１つの次元である。そのためＧ行列の計算は装置内では必要なく、したがって複雑さが減少する。
【００５０】
本発明の一実施態様において、ＬＴＥとＬＴＥ−Ａ  ＵＥに対しては、固定されたドップラ周波数は３００Ｈｚであって、固定された遅延広がりは９９１×１０−９であって、信号対圧音非は３ｄＢの刻みに量子化されている。
【００５１】
信号対雑音比の量子化は、保存する必要があるＧ行列の数を最小化するようにＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ  ＵＥで使用される３ｄＢ刻みなどかなり粗くてもよい。量子化は、チャネル予測の性能が十分なことを保証するように選択してもよい。
【００５２】
本方法は、複数のＬＳ予測値を基準信号の全帯域幅の複数のサブセクションに対応している複数のストリームに分割するステップをさらに有していてもよく、選択されているＧ行列に基準信号に対する複数のＬＳ予測値を乗算するステップには、チャネル予測値の集合を得るように、選択されているＧ行列に各帯域幅サブセクションに対する複数のＬＳ予測値ストリームを乗算するステップが伴う。
【００５３】
チャネル予測を全帯域幅の複数のサブセクションで別個に実施することで、本方法が簡単になり性能が良好になる。時間領域における基準信号の選択は限定されている。時間領域と周波数領域の両方でチャネル予測サイズを限定することで、複雑さが減少し、帯域幅の複数のサブセクションの各々についてチャネル予測の並列化が可能になる。
【００５４】
サブセクションの大きさは、チャネル予測の性能が受信機に対して十分で、例えば、ＬＴＥ標準の複数の性能要件を満たすように装置の設計段階で選択してもよい。全てのサブセクションは大きさが同一で、全てのサブセクションが１つの同一のＧ行列を共有してもよいように複数の基準信号の複数の位置について同一であることが有利である。このアプローチによって、計算を並列化することが可能で、チャネル予測器が複数のタイミング要件を満たすようにすることができる。
【００５５】
他の態様によれば、本発明はＯＦＤＭ装置内でのチャネル予測に使用するようにＧ行列の集合を提供する方法であって、離散的な信号対雑音比の範囲について、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用してＧ行列を予め計算するステップと、複数のＧ行列に信号対雑音比によってインデックス付けをするステップとを有している。
【００５６】
前述のように、予め計算されているＧ行列を提供することによって、チャネル予測の実施時にリソースを消費する計算を実施する必要がなくなる。また、一実施態様のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ  ＵＥについて、Ｇ行列は３００Ｈｚの固定されたドップラ周波数と固定された９９１×１０−９の遅延広がりを使用して計算してもよい。離散的な信号対雑音比の範囲の信号対雑音比は、例えば、３ｄＢ刻みであってもよい。
【００５７】
離散的な信号対雑音比の範囲について、複数のＧ行列を予め計算するステップは、複数の処理モードの範囲について実施されてもよく、Ｇ行列の集合に信号対雑音比に加えて処理モードでインデックス付けをするステップをさらに有していてもよい。複数の処理モードは前述の複数のパラメータに基づいていてもよい。
【００５８】
さらなる態様において、本発明は、ＯＦＤＭ装置のチャネル予測を実施する装置であって、信号対雑音比によってインデックス付けされており、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用して複数の信号対雑音比について予め計算されているＧ行列の集合を保存する不揮発性メモリと、量子化されている信号対雑音比を使用して不揮発性メモリに保存されているＧ行列の集合からＧ行列を選択するＧ行列セレクタと、チャネル予測値を得るように、選択されているＧ行列に基準信号に対する複数のＬＳ予測値を乗算するチャネル予測値生成器とを有する装置を提供する。
【００５９】
不揮発性メモリに保存されているＧ行列は、信号対雑音比に加えて処理モードによってインデックス付けされていてもよく、Ｇ行列セレクタは量子化されている信号対雑音比に加えて処理モードを使用してチャネル予測値を得るために使用するＧ行列を選択してもよい。様々な基準信号構成にはＧ行列の様々なバージョンが必要であって、そのため本実施態様では、処理モードがＧ行列ルックアップテーブル内のインデックスとして使用される。本装置は、異なる処理モードで受信した複数の基準信号を処理するように構成可能な基準信号デマルチプレクサも有していてもよい。これによって、装置は、例えば、３ＧＰＰ  ＬＴＥとＬＴＥ−Ａ標準内で適用可能な基準信号構成のさまざまな組み合わせを処理できるようになる。これによって実装が簡略化され、それは、従来技術のように、様々な場合について別個の複数のチャネル予測器が必要ないからである。１つのチャネル予測器が様々なチャネル予測モードを扱うことができる。
【００６０】
本装置は、基準信号から複数のＬＳ予測値を計算するＬＳ予測器をさらに有してもよい。それから、本装置は、複数の最小２乗予測値を内部で計算し、それからそれらは複数の目的で使用される。例えば、本装置がＵＥ内で使用される場合、複数のＬＳ予測値をデータチャネル（ＰＤＳＣＨ）のチャネル予測、制御チャネル（ＰＤＣＣＨ）のチャネル予測、および信号対雑音比の予測に使用してもよい。従来技術の何らかの構成においては、これらの各々が別個のＬＳ予測器を必要とし、複雑さが増す。
【００６１】
実装をさらに簡単にするように、本装置は複数のＬＳ予測値を基準信号の全帯域幅の複数のサブセクションに対応している複数のストリームに分離するＬＳ予測値デマルチプレクサをさらに有し、チャネル予測値生成器は、チャネル予測値の集合を得るように、選択されているＧ行列に各帯域幅サブセクションについて複数のＬＳ予測値ストリームを乗算する。各ＬＳ予測ストリームの乗算は並列に実施してもよい。
【００６２】
本発明の複数の実施形態を単なる例として添付の図面を参照して説明する。当然、図面の具体性は、本発明の前述の説明の具体性に取って代わる物ではない。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】ＯＦＤＭ装置用の従来技術のＵＥ受信機を示している模式図である。
【図２】図１の受信機で受信されるＯＦＤＭリソース要素のブロックのグラフィック表示の図である。
【図３】本発明の実施形態によるチャネル予測を実施する一連のデータ処理ブロックの模式図である。
【図４】本発明の実施形態によるチャネル予測に使用するＧ行列の集合を提供する方法を示している流れ図である。
【図５】本発明の実施形態によるチャネル予測の方法を示している流れ図である。
【発明を実施するための形態】
【００６４】
本発明の実施形態を、図１に示しているようなＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ  ＵＥ受信機８のチャネル予測を参照して説明する。当然、本発明は本実施形態に限定されず、ＢＴＳにおいてだけでなく他のＯＦＤＭベースの装置においても適用可能である。
【００６５】
図４を参照すると、チャネル予測に使用するように、Ｇ行列の集合を含んでいるルックアップテーブルを構築するように、装置の設計時に以下のステップが実施される。全ての有効な処理モードの範囲における各モードについて、Ｇ行列は、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用して、ＳＮＲ値の範囲の各ＳＮＲについてステップ５０であらかじめ計算される。ステップ５２において、複数のＧ行列に信号対雑音比と処理モードとによってインデックスが付けられる。しかし、当然、複数のＧ行列を１つの処理モードについてだけ予め計算し、ＳＮＲだけでインデックスを付けてもよい。本方法の具体的な例を以下で説明する。複数の離散的な信号対雑音比（例えば、３ｄＢ刻みの離散的な信号対雑音比：［−６，−３，０，３，６，９，１２，１５，１８，２１，２４，２７，３０］）について、固定ドップラ周波数と固定遅延広がりとを使用して、Ｇ行列を予め計算する。
具体的には、以下のように計算する。
【００６６】
【数３−１】
2013516798.tif 000017
【００６７】
・Ａは全てのＲＥでの複数のチャネルと複数の基準ＲＥでの複数のチャネルとの間の相関行列であって、Ａの大きさはＬＫ×Ｎｒｅｆである。Ａの（ｍ，ｎ）番目の要素は以下のように与えられる。
【００６８】
【数３−２】
2013516798.tif 000018
【００６９】
・Ｂは複数の基準ＲＥでの複数のチャネル間の相関行列であって、Ｂの大きさはＮｒｅｆ×Ｎｒｅｆである。Ｂの（ｍ，ｎ）番目の要素は以下のように与えられる。
【００７０】
【数３−３】
2013516798.tif 000019
【００７１】
以下のパラメータを使用している。
【００７２】
【数３−４】
2013516798.tif 000020
【００７３】
パラメータＬは時間領域内のチャネル予測領域の大きさを指す。これはＯＦＤＭシンボルの数である。ＬＴＥとＬＴＥ−Ａ  ＵＥについての値の例は、
２スロットベースの予測では、
【００７４】
【数３−５】
2013516798.tif 000021
【００７５】
１スロットベースの予測では、
【００７６】
【数３−６】
2013516798.tif 000022
【００７７】
パラメータＫは周波数領域内のチャネル予測領域の大きさを指す。これはサブセクションあたりのサブキャリヤの数である。
【００７８】
前述の全ての式において、ｋｐｎ、ｋｐｍ、ｌｐｎ、ｌｐｍは複数のパイロットの各々についてチャネル予測領域内の基準信号の位置を指す。使用される複数の位置の正確な値は、以下に挙げるチャネル予測モードパラメータ：
・ＦＤＤ対ＴＤＤモード、
・セル固有対ＵＥ固有の基準信号モード、
・通常対拡張巡回プレフィックスモード、
・サブフレームタイプ（通常、ＭＢＳＦＮ、特別なＴＤＤサブフレーム）、
・時間領域内のチャネル予測領域の大きさ、予測に含めるスロットの数、そして、
・周波数領域内でのチャネル予測領域の大きさ
に、依存している。
【００７９】
Ｇ行列は複数のパラメータに基づいて処理モードの範囲に対して予め計算されており、処理モードだけでなく信号対雑音比によってもインデックス付けされている。他の実施形態において、Ｇ行列は１つの処理モードについてだけ予め計算されており、ＳＮＲだけによってインデックス付けされていてもよい。
【００８０】
それからＧ行列のルックアップテーブルは、本発明の実施形態のチャネル予測器２１内の不揮発性メモリ３９に保存することができる（図３を参照）。チャネル予測器２１は制御チャネルとデータチャネルの両方について複数のチャネル予測値を提供する。複数の予測値は、セル固有とＵＥ固有の両方の基準信号について得てもよい。制御チャネルは常にセル固有基準信号を使用するのに対して、データチャネルは動作モードに依存して、セル固有またはＵＥ固有のいずれかの基準信号を使用する。
【００８１】
図５を参照すると、本発明の実施形態のチャネル予測の方法は、受信基準信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を量子化するステップ（ステップ５８）、量子化されたＳＮＲを使用してＧ行列の集合からＧ行列を選択するステップ（ステップ６０）、およびチャネル予測値を得るために（ステップ６２）、選択されているＧ行列に複数の最小２乗（ＬＳ）予測値を乗算するステップ（ステップ６４）を有している。該当する場合、ステップ５８は受信基準信号の処理モードを判断するステップも有していてもよく、それから処理モードと量子化された信号対雑音比はステップ６０でＧ行列の選択に使用される。
【００８２】
オプションとして、ステップ６６で、複数のＬＳ予測値を、基準信号の全帯域幅のサブセクションに対応している複数のストリームに分割してもよく、乗算のステップ６２には、ステップ６４でチャネル予測値の集合を得るように、選択されているＧ行列への各帯域幅サブセクションのＬＳ予測値ストリームの乗算が伴っていてもよい。
【００８３】
これらのステップの具体的な例を、図３を参照して以下に説明する。チャネル予測器２１は、ＦＦＴブロック１６（図１）から複数のサンプルを受信するセル固有基準信号デマルチプレクサ２２を有している。これらの複数のサンプルは、全てのＯＦＤＭシンボル内の全てのサブキャリヤの複数のリソース要素を有している。セル固有の基準信号デマルチプレクサ２２は、このストリームの逆多重化（つまり「フィルタリング」）を行い、セル固有基準信号だけを含んでいる複数のリソース要素だけを出力する。セル固有基準信号の複数の位置はチャネル予測モードと帯域幅モードとに依存している。基準信号デマルチプレクサはさまざまな処理モードで受信した複数の基準信号を処理するように構成可能である。
【００８４】
セル固有最小２乗予測器２４は受信した複数の基準信号サンプルを取得し、複数の最小２乗（ＬＳ）予測値を計算する。複数のＬＳ予測値は、信号と雑音の予測器３２内で信号対雑音比を予測するのに使用される。信号と雑音の予測器３２は、チャネル予測にどちらを使用するかに依存して、セル固有基準信号またはＵＥ固有基準信号の複数の予測値を使用する。
【００８５】
それから、信号対雑音比は３ｄＢ刻みで量子化され、Ｇ行列セレクタ３８によって以前に計算され不揮発性メモリ３９に保存されているＧ行列の集合からＧ行列を選択するルックアップアドレスとして使用される。Ｇ行列セレクタ３８は、正しい計算済みのＧ行列の選択に、予測（処理）モードも使用する。データチャネルと制御チャネルについて異なる行列が選択され、それは制御チャネルが各サブフレームの第１のＯＦＤＭシンボルだけを使用するのに対して、データチャネルは予測に複数の基準信号を含んでいる全てのＯＦＤＭシンボルを使用するからである。
【００８６】
制御チャネルの場合、ＬＳ予測値デマルチプレクサ３０は各サブフレームの開始時に複数の基準シンボルを取得し、それは制御チャネルが各サブフレームの第１のＯＦＤＭシンボル内の複数のセル固有基準信号だけを使用するからである。
【００８７】
ＬＳ予測値デマルチプレクサ３０は、制御チャネルのチャネル予測を実施するために、複数のセル固有ＬＳ予測値を各帯域幅セクションについての別個の複数のストリームに分割する。それから複数のストリームの各々は、各帯域幅セクションについて複数のＬＳ予測値にＧ行列を乗算するチャネル予測値生成器３６に対して出力される。これによって、チャネル予測値の集合が得られ、それらはそれから多重化およびバッファリングブロック４２におけるさらなる処理に必要な構造に再構築される。それから多重化およびバッファリングブロック４２は複数の制御チャネル予測値を出力する。
【００８８】
データチャネルの処理にはブロック２６、２８、３４、４０、および４４が関連する。ＵＥ固有基準信号デマルチプレクサ２６はＵＥ固有基準信号だけを含んでいる複数のリソース要素を選択する。それからこれらのサンプルはＵＥ固有基準信号用のＬＳ予測器２８に転送される。
【００８９】
それから、ＬＳ予測値デマルチプレクサ３４は、チャネル予測モードに依存して、セル固有またはＵＥ固有の複数のＬＳ予測値を選択する。
【００９０】
ＬＳ予測値デマルチプレクサ３４は、チャネル予測値に含まれている複数の基準シンボルをバッファリングするように構成されている。ＬＴＥまたはＬＴＥ−Ａ  ＵＥにおいて最もあり得る構成は、１度に１つのサブフレーム全体に対してチャネル予測が行われる構成である。そのような場合、ＬＥ予測値デマルチプレクサ３４は予測値が計算されているサブフレーム内の複数のＯＦＤＭシンボル用の複数のＬＳ予測値を取得することになる。複数のセル固有基準シンボルを使用する場合、性能のために必要であれば、ＬＳ予測値デマルチプレクサ３４も、予測が実施されているサブフレームの直前と直後の複数のスロットの複数の基準シンボルをバッファリングすることになる。
【００９１】
さらに、それから、ＬＳ予測値デマルチプレクサ３４は複数のバッファリングされているＬＳ予測値を基準信号の全帯域幅の複数のサブセクションに対応している複数の別個のストリームに分離する。それから複数のストリームの各々は、各帯域幅セクションについて複数のＬＳ予測値にＧ行列を乗算するチャネル予測値生成器４０に出力される。複数のサブセクションは同じＧ行列を使用してもよいようにサイズが同じであって、乗算が並列に実行される。これによって、チャネル予測値の集合が得られ、それらはそれから多重化およびバッファリングブロック４４におけるさらなる処理に必要な構造に再構築される。それから多重化およびバッファリングブロック４４は複数のデータチャネル予測値を最終的に出力する。
【００９２】
当然、様々な代替、追加、修正の少なくともいずれかを、本発明の範囲から逸脱することなく前述の複数の部分に対して行うことが可能で、前述の教えるところに照らして、本発明は当業者に理解されるようにソフトウェア、ファームウェア、およびハードウェアの少なくともいずれかにさまざまな態様で実装することができる。
【００９３】
本出願は、１つまたは２つ以上の将来の出願に関して優先権の基礎として使用される可能性があり、そのような将来のどのような出願の請求項も、本出願で説明したどのような１つの特徴または特徴の組み合わせを対象とするものとなる可能性がある。そのような将来のいかなる出願も、例として示され、将来のあらゆる出願で主張される可能性のあることを限定しない以下の請求項の１つまたは２つ以上を含む可能性がある。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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