(57)【要約】  マルチ位相マルチレベル変換器のためのスイッチングシーケンスの調整されたパルス幅を予側する方法が示される。第１の予側されたスイッチングシーケンスでは、マルチ位相リダンダンシにより、等価なスイッチングシーケンスが決定される。等価なスイッチングシーケンスから、所定の最適化ゴールに関して最適な１つのスイッチングシーケンスが、選択される。選択されたスイッチングシーケンスは、変換器を切り替えるために使用される。【選択図】図１
2013519342.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変換器を制御する方法であって、
前記変換器は、各位相に対して異なる電圧レベルを出力することにより、少なくとも２つの位相に対するＡＣ電流を生成するよう適合され、
前記異なる電圧レベルは、前記変換器のスイッチング状態によって決まり、
前記方法は、
（ａ）  次のものによって、複数の電圧ベクトルの第１のシーケンス（４４）を生成すし、各電圧ベクトルは、各位相の電圧レベルを含むことと、
各位相に対する基準波形（５０）を生成すること、
前記位相に対するそれぞれの基準波形（５０）から前記電圧レベルを導くことにより、前記第１のシーケンスの各電圧ベクトルの位相に対する前記電圧レベルを決定すること、
（ｂ）  次のものによって、複数の電圧ベクトルの等価なシーケンス（４６）のセットを決定することと、
複数の電圧ベクトルのシーケンス（４４）の各電圧ベクトルに対する電圧レベル差を算出し、前記電圧レベル差は、前記電圧ベクトルの電圧レベルの差であること、 
等しい電圧差を備えた等価な電圧ベクトルを決定すること、
前記第１のシーケンス（４４）の少なくとも１つの電圧ベクトルを前記等価な電圧ベクトルに置き換えることにより、等価なシーケンス（４６）を生成すること、
（ｃ）  前記シーケンスが前記変換器に適用される場合に、前記変換器の内部状態を最適化する前記等価なシーケンスのセットから１つのシーケンスを選択することと、
（ｄ）  前記選択されたシーケンスの前記第１の電圧ベクトルを前記変換器に適用することと、
を具備する方法。
【請求項２】
前記基準波形（５０）は、基準プロファイル、基準時間および最大振幅の少なくとも１つに基づいて生成される、請求項１の方法。
【請求項３】
前記ステップ（ａ）では、位相に対する電圧レベルは、周期的な正および負の傾きを有する少なくとも１つのキャリア波形（５２）を備えた前記基準波形（５０）との交差により、前記基準波形（５０）から導き、
前記少なくとも１つのキャリア波形（５２）は、前記変換器の低い電圧レベルと高い電圧レベルの間の間隔をカバーし、
前記基準波形（５０）が、前記キャリア波形（５２）の正の傾きと交差する場合、前記電圧レベルは、前記低い電圧レベルにセットされ、前記基準波形（５０）が、前記キャリア波形（５２）の負の傾きと交差する場合、前記電圧レベルは、前記高い電圧レベルにセットされる、前の請求項のうちの１つの方法。
【請求項４】
位相の各電圧レベルは、時刻に関係があり、
前記時刻は、前記キャリア波形（５２）が前記基準波形（５０）と交差する時刻である、請求項３の方法。
【請求項５】
前記正の傾きでは、前記キャリア波形（５２）は、前記低い電圧レベルから前記高い電圧レベルまで直線的に増加し、
前記負の傾きでは、前記キャリア波形（５２）は、前記高い電圧レベルから前記低い電圧レベルまで直線的に減少する、請求項３または４の方法。
【請求項６】
前記基準波形（５０）が２つのキャリア波形（５２）間で電圧レベルと交差する場合、位相に対する追加の電圧レベル（６４ａ）は、前記基準波形（５０）から導き、
前記基準波形（５０）が交差点で増加する場合、前記位相に対する追加の電圧レベル（６４ａ）は、次の高い電圧レベルにセットされ、前記基準波形（５０）が交差点で減少する場合、前記位相に対する追加の電圧レベルは、次の低い電圧レベルにセットされる、請求項３〜５のうちの１つの方法。
【請求項７】
前記位相の追加の電圧レベル（６４ａ）は、時刻と関係があり、
前記時刻は、前記基準波形（５０）が２つのキャリア波形（５２）間で前記電圧レベルと交差する時刻である、請求項６の方法。
【請求項８】
前記基準波形（５０）は、複数の電圧値のシーケンスを含み、
各電圧値は、時刻に関係があり、
キャリア波形（５２）と前記基準波形（５０）の間の前記交差を算出する場合、前記基準波形（５０）は、前記電圧値間で補間される、請求項３〜７のうちの１つの方法。
【請求項９】
第１の電圧と連続する第２の電圧の間の前記基準波形（５０）は、前記第１の電圧値であるとして補間される、または、 
前記基準波形は、第１の電圧値と連続する第２の電圧値の間で直線的に補間される、請求項８の方法。
【請求項１０】
前記ステップ（ｃ）では、前記シーケンスは、次のものによって選択される、
前記変換器のモデルに前記シーケンスを適用することにより、前記変換器の前記内部状態を評価すること、
前記最適に評価された内部状態を備えた前記シーケンスを選択すること、
前の請求項のうちの１つの方法。
【請求項１１】
前記ステップ（ｃ）では、前記シーケンスは、前記変換器の次の内部状態の少なくとも１つが最適化されるように選択される、
中性点ポテンシャル（Ｕ０）が、所定の範囲内に位置されること、
スイッチングロスおよび／またはスイッチング周波数が、最小化されること、
コモンモード電圧および／またはコモンモード電圧の変化が、最小化されること、 
所定の内部状態からの内部状態の平均偏差が、最小であること、
前の請求項のうちの１つの方法。
【請求項１２】
変換器を制御するためのプログラムエレメントであって、
少なくとも１つのプロセッサによって実行される場合、前記プログラムエレメントは、請求項１〜１２のうちの１つによる方法のステップを実行するように適合される、プログラムエレメント。
【請求項１３】
請求項１３によるプログラムエレメントが格納される、コンピュータ可読媒体。
【請求項１４】
変換器を制御するためのコントローラ（２６）であって、
前記コントローラは、請求項１〜１１のうちの１つの方法を実行するように適合される、コントローラ。
【請求項１５】
スイッチ（４０）を備え、少なくとも２つの位相に対する出力電圧の生成に適した変換回路（１４）と、
前記スイッチ（４０）を制御し、請求項１〜１２のうちの１つの方法の実行に適したコントローラ（２６）と、
を具備し、
前記出力電圧は、前記スイッチ（４０）の状態を切り替えることにより生成された異なる電圧レベルに対応する、変換器。
【発明の詳細な説明】
【関連出願の参照】
【０００１】
この出願は、２０１０年１月２５日に出願されたヨーロッパ特許出願番号１０１５１５４９．２の出願日の利益を要求する。この出願の開示は、参照によってこれによってここに組み込まれる。
【発明の分野】
【０００２】
発明は、パワーエレクトロニクスの分野に関する。特に、発明は、変換器の制御のための方法、プログラムエレメント、コンピュータ可読媒体およびコントローラに関する。さらに、発明は、変換器に関する。
【発明の背景技術】
【０００３】
マルチ位相の電気機械（electrical machine）の制御のために、マルチレベル変換器は、使用されてもよい。それは、位相モジュールのデザインに依存する多くの異なる出力電圧を生成する各位相の位相モジュールを含む。例えば、２レベルの位相モジュールは、２つの出力電圧（＋ＵＤＣ、０）を生成する。また、３レベルの位相モジュールは、３つの出力電圧（＋ＵＤＣ、０、−ＵＤＣ）を生成する。位相モジュールは、複数の電気的なスイッチ、通常パワー半導体スイッチを含んでもよい。それは、スイッチングパターンまたはスイッチング状態によるそれぞれの位相の出力電圧を生成する。それは、どの位相モジュールのスイッチが伝導し、どのスイッチが閉鎖しているかを説明する。
【０００４】
これらのスイッチングパターンの生成のために、いくつかの可能性（つまり、変調方式）がある。
【０００５】
例えば、スイッチングパターンは、最適化されたパルスパターン（ＯＰＰ）の概念で決定されてもよい。最適化されたパルスパターンで、モータの操作は、ある調波（harmonic）の除去またはモータ電流のトータルの調波ひずみの最小化のような、ある最小化目的を達成する予め計算されたスイッチングパターンに基づいてもよい。しかしながら、モータ速度または電圧の振幅または両方が、ある閾値以下になる場合、最適化されたパルスパターンに必要なパルスの数は、非常に高いので、それは禁止するようになるかもしれない。さらに、モータ速度および／または電圧のそのような低い値では、パルス幅調整（ＰＷＭ）のような他の方法と比較された時、最適化されたパルスパターンの使用法は、モータ電流のトータルの調波ひずみが生じた値の点から利点を提供しない。
【０００６】
したがって、低いモータ速度および／または電圧の場合には、パルス幅調整（ＰＷＭ）の概念が、使用されてもよい。ここで、例えば、電気機械に与えられなければならない調整サイクルにわたる出力電圧の平均値は、ＡＣ出力電圧の基本周波数と比較して高周波を備えた可能な出力電圧の間のスイッチングにより制御されてもよい。
【０００７】
別の可能性は、直接トルク制御（ＤＴＣ）の概念を使用することである。そこで、モータ（例えば、トルク、磁束）の状態は、それぞれの可変エラーがその上限または下限値に達する場合に、スイッチングにより、それらのヒステリシスバンド内にとどまるように制御され、評価される。
【０００８】
どんな変調方式も、変換器の操作に使用される場合、特に、５レベルトポロジを備えた１つに対して、重要な挑戦が生じる：変換器の内部電圧（例えば、中性点（neutral point）ポテンシャル、フローティングコンデンサ電圧）のバランスを保つ間に、必要な出力電圧を再生する実際の変換器のスイッチングパターンを適切に選択する。
【発明の説明】
【０００９】
本発明の目的は、パルス幅変調方式によって制御される電気変換器の内部状態のバランスを向上することである。
【００１０】
この目的は、独立請求項の主題によって達成される。さらに典型的な実施形態は、従属請求項および次の記述から明白である。
【００１１】
発明の第１の態様は、変換器を制御する方法に関する。
【００１２】
発明の実施形態によれば、変換器は、各位相の異なる電圧レベルの出力により、少なくとも２つの位相に対するＡＣ電流を生成するのに適している。異なる電圧レベルは、変換器のスイッチング状態によって決まる。例えば、変換器は、電力網（power grid）にジェネレータを接続するために、２つの電力網の相互接続に対して電気的なモータの供給のために使用されてもよい。変換器は、直接または間接の変換器である。
【００１３】
各位相の電圧レベルの生成のために、変換器は、各抑制された位相に対する位相モジュールを含んでもよい。それは、位相に対する出力電圧を生成するスイッチを含む。通常、変換器の位相モジュールには、等価な設計があってもよい。出力電圧レベルは、スイッチのスイッチング状態（各スイッチの開いた／閉じた）に依存する。変換器において本質的に利用可能でもよいリダンダンシにより、位相モジュールのスイッチの異なるスイッチング状態は、同じ電圧レベルを生成してもよい。
【００１４】
発明の実施形態によれば、方法は、次のステップを含む。
【００１５】
（ａ）  次のものによって、複数の電圧ベクトル（各電圧ベクトルは、各位相の電圧レベルを含む）の第１のシーケンスを生成すること：各位相の基準波形の生成すること；位相に対するそれぞれの基準波形から電圧レベルを導くことにより、第１のシーケンスの各電圧ベクトルの位相に対する電圧レベルを決定すること。
【００１６】
電圧ベクトルは、各位相の電圧レベルを含んでもよい。電圧ベクトルが、変換器に適用される場合、それぞれの位相に対する電圧ベクトルの電圧レベルが、それぞれの位相モジュールによって出力されるように、各位相モジュールのスイッチは、切り替えなければならない。電圧ベクトルのシーケンスは、電圧ベクトルのセットを含んでもよい。それは、各位相の調整された出力電圧を生成するために連続する時刻で変換器によって出力されてもよい。
【００１７】
ステップ（ａ）では、第１のスイッチングシーケンスは、いわゆるキャリアに基づいたパルス幅変調（ＣＢ−ＰＷＭ）によって決定される。この場合、スイッチング瞬間（switching instant）は、キャリア波形および基準波形の交差によって導かれてもよい。スイッチング瞬間は、電圧レベルとスイッチング時間を含んでもよい。さらに、スイッチング瞬間は、電圧レベルに帰着する位相モジュールのスイッチング状態を含んでもよい。
【００１８】
各位相については、基準波形は、平均で、それぞれの位相モジュールによって出力されるべき波形でもよい。基準波形は、モータがある必要条件を満たすために、周波数、トルクまたは他の変数に基づいて決定されてもよい。キャリア波形は、通常、基準波形として高い周波数を備えた周期的な波形である。例えば、キャリア波形は、２００〜１０００μｓの範囲に周期を有してもよい。各位相のスイッチング瞬間を導くために、キャリア波形は、基準波形で交差する。また、交差点は、スイッチング瞬間のスイッチング時間を決定する。スイッチング瞬間の電圧レベル、すなわち、それぞれの位相モジュールに適用されるべき電圧レベルは、交差点のキャリア波形の傾きおよび交差点の電圧の大きさから導かれてもよい。
【００１９】
同じスイッチング時間のスイッチング瞬間から、スイッチング時間の電圧ベクトルは、形成されてもよい。その結果、時間オーダー電圧ベクトルは、第１のスイッチングシーケンスを形成してもよい。
【００２０】
発明の実施形態によれば、方法は、次のステップを含む。
【００２１】
（ｂ）  次のものによって、複数の電圧ベクトルの等価なシーケンスのセットを決定すること：複数の電圧ベクトルのシーケンスの各電圧ベクトルに対する電圧レベル差（電圧レベル差は、電圧ベクトルの電圧レベルの差である）を算出すること；等しい電圧差を備えた等価な電圧ベクトルを決定すること；第１のシーケンスの少なくとも１つの電圧ベクトルを等価な電圧ベクトルに置き換えることにより、等価なシーケンスを生成すること。
【００２２】
ステップ（ｂ）では、いわゆる多重位相リダンダンシは、シーケンスがモータに適用される場合に、等価なシーケンス（つまり、モータで同じ電流を生成するシーケンス）を生成するために使用される。（シーケンスが、モータに適用される場合、シーケンスの電圧ベクトルは、変換器に連続して適用される。電圧ベクトルのアプリケーションの後、コントローラは、次の電圧ベクトルを適用する前に、所定の時間（それは、スイッチング時間によって定義されてもよい）待機する。シーケンスは、通常、モータに適用されないが、最適化しなければならない値を導くための変換器またはモータの振る舞いの評価またはシミュレートのために使用されることを理解しなければならない。
【００２３】
変換器の中性点に関するモータのターミナルでのポテンシャル間の電圧差ではなく、モータターミナル間の電圧差が、モータで電流を生成するように、位相間の等しい電圧差を備えた２つの電圧ベクトルは、モータで同じ電流を生成するだろう。したがって、シーケンスの全ての電圧ベクトルの電圧差は、決定されてもよい。また、等しい電圧差を備えた等価な電圧ベクトルは、等価なシーケンスを生成するために使用されてもよい。例えば、等価な電圧ベクトルは、ルックアップ表に格納されてもよい。
【００２４】
あらゆる等価なシーケンスを得るために、等価な電圧ベクトルのあらゆるコンビネーションは、第１のシーケンスに置き換えられてもよい。
【００２５】
いわゆる１つの位相リダンダンシは、等価なシーケンスの生成のために使用されてもよいことに留意しなければならない。１つの位相リダンダンシは、多重レベル変換モジュールの異なるスイッチング状態が、同じ出力電圧レベルを生成することができるという事実を言及する。この場合、各電圧レベルにスイッチング状態を割り当てなければならない。したがって、シーケンスは、位相モジュールのスイッチング状態を含む。
【００２６】
発明の実施形態によれば、方法は、次のステップを含む。
【００２７】
（ｃ）  シーケンスが変換器に適用される場合に、変換器の内部状態を最適化する等価なシーケンスのセットから１つのシーケンスを選択すること。
【００２８】
ステップ（ｃ）では、全ての等価なシーケンスについては、それぞれのシーケンスが変換器に適用される場合、変換器の内部状態は、評価される。例えば、コンデンサのポテンシャルまたは中性点ポテンシャルは、算出されてもよい。そして、最適な内部状態があるシーケンスが、選択される。
【００２９】
発明の実施形態によれば、ステップ（ｃ）では、シーケンスは、変換器の次の内部状態の少なくとも１つが最適化されるように選択される：中性点ポテンシャルが、所定の範囲内に位置される。スイッチングロスおよび／またはスイッチング周波数が、最小化される。コモンモード電圧および／またはコモンモード電圧の変化が、最小化される。所定の内部状態からの内部状態の平均偏差が、最小である。
【００３０】
発明の実施形態によれば、ステップ（ｃ）では、シーケンスは、次のものによって選択される：変換器のモデルにシーケンスを適用することにより、変換器の内部状態（または時間に関する内部状態の成果）を評価すること；最適な評価された内部状態を備えたシーケンスを選択すること。
【００３１】
発明の実施形態によれば、方法は、次のステップを含む。
【００３２】
（ｄ）  選択されたシーケンスの第１の電圧ベクトルを変換器に適用すること。
【００３３】
ステップ（ｄ）では、全体の選択されたシーケンスではなく、シーケンスの第１の電圧ベクトルだけが、変換器に適用される。
【００３４】
発明の実施形態によれば、基準波形は、基準プロファイルおよび最大振幅の少なくとも１つに基づいて生成される。
【００３５】
基準プロファイルは、周期関数（例えば、シヌソイド関数（sinusoidal function））でもよい。さらに、高位（higher-order）の周期的な偏差は、加えられてもよい。例えば、基準プロファイルｓｉｎ（ｘ）＋ｓｉｎ（３ｘ）は、モータに適用された電力変換ＤＣリンク電圧の利用を最大限にするという利点を有してもよい。基準プロファイルは、ルックアップ表に格納される離散値（discrete value）のセットを含んでもよい。
【００３６】
基準時間は、基準プロファイルの周期内のどの位置で、基準波形を開始するかを決めるために使用されてもよい。これは、それぞれの位相の現在の角度の位置によって決定されてもよい。そのために、基準波形を算出しなければならない。
【００３７】
最大振幅は、基準波形の最大値を定義してもよい。最大振幅は、変換器が接続されるモータの変調インデックスに基づいてもよい。変調インデックスは、モータに適用されるべき電圧の最大振幅に関係してもよく、モータ、トルクおよびモータの角速度のモデルから導いてもよい。
【００３８】
各位相の基準波形は、変換器が接続される電気機械のモデルに基づいてもよい。いくつかの規定値は、機械に対して存在する：トルク、ステータフラックス（stator flux）、ロータフラックス（rotor flux）およびステータ電流（stator current）。基準波形は、これらの規定値に合うように選ばれなければならない。
【００３９】
発明の実施形態によれば、方法のステップ（ａ）では、位相に対する電圧レベルは、周期的な正および負の傾きを有する少なくとも１つのキャリア波形を備えた基準波形との交差により、基準波形から導く。既に説明されていたように、キャリア波形を備えた基準波形の交差から、スイッチング瞬間に対するスイッチング時間および電圧レベルは、導かれてもよい。
【００４０】
発明の実施形態によれば、位相の各電圧レベルは、時刻または時間ポイントに関係がある。そこでは、時刻は、キャリア波形が基準波形と交差する時刻でもよい。位相に対して導かれた各電圧レベルは、ある時刻と関係してもよい。キャリア波形が基準波形と交差する場合、位相に対する新しい電圧レベルが生成される。新しい電圧レベルは、交差の時刻と関係がある。
【００４１】
全ての位相に対する全ての電圧レベルは、方法によって所定の将来の時間周期に対して生成（または予測）されてもよい。
【００４２】
所定の時間周期に対する全ての電圧レベルが、生成された後、ある時刻に関係する電圧レベルは、電圧ベクトルに集められる。時刻において、全ての位相に対してではなく、ある位相に対する電圧レベルだけが、存在する場合、見当たらない位相（missing phase）の電圧値を保持した時刻における電圧ベクトルは、電圧ベクトルに挿入されてもよい。このように、電圧ベクトルは、時刻（つまり、その電圧レベルの時刻）と関係があってもよい。
【００４３】
電圧ベクトルのシーケンスは、それらの時刻によって命じられた電圧ベクトルから生成されてもよい。
【００４４】
発明の実施形態によれば、少なくとも１つのキャリア波形は、変換器の低い電圧レベルと高い（連続する）電圧レベルの間の間隔をカバーする。変換器（特に、位相モジュール）は、Ｎ電圧レベルを生成するように適合されてもよい。したがって、Ｎ−１キャリア波形が、生成されてもよい。例えば、変換器が、電圧レベル｛−１、０、１｝を有する場合、２つのキャリア波形は、−１〜０および０〜１をカバーしてもよい。５レベルの変換器に対して、４つのキャリア波形があってもよい。
【００４５】
発明の実施形態によれば、基準波形が、キャリア波形の正の傾きと交差する場合、電圧レベルは、低い電圧レベルにセットされる。また、基準波形が、キャリア波形の負の傾きと交差する場合、電圧レベルは、高い電圧レベルにセットされる。各正の傾きは、キャリア周期の前半（first half）にあってもよい。また、負の傾きは、それぞれキャリア周期の後半（second half）にあってもよい。このように、基準波形が、２つの電圧レベル間にある場合、基準波形と同じ平均電圧を作成する交互のスイッチング瞬間が、作成される。
【００４６】
例えば、正の傾きでは、キャリア波形は、低い電圧レベルから高い電圧レベルに直線的に増加してもよい。負の傾きでは、キャリア波形は、高い電圧レベルから低い電圧レベルまで直線的に減少してもよい。したがって、キャリア波形は、ラムダ形（Λ）関数でもよい。関数の最小値は、第１の（低い）電圧レベルでもよい。また、関数の最大値は、第２の（高い）電圧レベルでもよい。直線部分だけを有するキャリア関数において、交差の計算は、容易かもしれない。
【００４７】
発明の実施形態によれば、基準波形が、２つのキャリア波形間の電圧レベルと交差する場合、位相に対する追加の電圧レベルは、基準波形から導く。そこでは、基準波形が交差点で増加する場合、位相に対する追加の電圧レベルは、次の高い電圧レベルにセットされる。基準波形が交差点で減少する場合、位相に対する追加の電圧レベルは、次の低い電圧レベルにセットされる。さらに、全ての電圧レベルとして、位相の追加の電圧レベルは、時刻と関係があってもよい。そこでは、時刻は、基準波形が２つのキャリア波形間の電圧レベルと交差する時刻である。
【００４８】
発明の実施形態によれば、基準波形は、複数の電圧値のシーケンスを含む。各電圧値は、時刻に関係がある。これらの時刻は、時刻に対応してもよい。ここで、キャリア傾きは、反転する。基準波形は、不連続（discrete）のカーブでもよい。各電圧値は、瞬間または時点と関係があってもよい。連続する電圧値は、呼ばれたキャリア周期の半分だけ分離されてもよい。
【００４９】
キャリア波形と基準波形の間の交差を算出する場合、基準波形は、電圧値間で補間（interpolate）されてもよい。
【００５０】
例えば、第１の電圧値と連続する第２の電圧値の間の基準波形は、第１の電圧値であるとして補間されてもよい。この場合、基準波形は、階段関数（step function）と見なされてもよい。または、基準波形は、第１の電圧値と連続する第２の電圧値の間で直線的に補間されてもよい。
【００５１】
発明のさらなる態様は、変換器の制御のためのプログラムエレメント（コンピュータプログラム）に関係がある。それは、少なくとも１つのプロセッサによって実行される場合、上記および下記に記述されるような方法のステップの実行に適している。例えば、プロセッサは、コントローラのプロセッサでもよい。
【００５２】
発明のさらなる態様は、コンピュータ可読媒体に関係がある。そのようなプログラムエレメントは、それに格納される。
【００５３】
コンピュータ可読媒体は、フロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク、ＵＳＢ（ユニバーサルシリアルバス）記憶デバイス、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、ＲＯＭ（読み出し専用メモリ）、ＥＰＲＯＭ（消去可能プログラマブルＲＯＭ）またはＦＬＡＳＨメモリでもよい。コンピュータ可読媒体は、さらにデータ通信ネットワーク（例えばインターネット）でもよい。それは、プログラムコードをダウンロードすることを可能にする。
【００５４】
さらに、方法は、ＦＰＧＡ（フィールドプログラム可能なゲートアレイ）で実現されることが可能である。
【００５５】
発明のさらなる態様は、変換器の制御のためのコントローラに関係がある。それは、上記および下記に記述されるような方法の実行に適している。コントローラは、プロセッサ上で実行されるプログラムエレメントを備えたプロセッサおよびメモリを含んでもよい。または、コントローラは、ＦＰＧＡを含んでもよい。
【００５６】
発明のさらなる態様は、変換器に関係がある。
【００５７】
発明の実施形態によれば、変換器は、スイッチを備えた変換回路を含む。変換回路は、少なくとも２つの位相に対する出力電圧の生成に適している。出力電圧は、スイッチの状態を切り替えることにより生成された異なる電圧レベルに対応する。変換回路は、出力電圧の生成のために上記の言及された位相モジュールを含んでもよい。
【００５８】
発明の実施形態によれば、変換器は、スイッチを制御するためのコントローラを含む。コントローラは、上記および下記に記述されるような方法の実行に適している。
【００５９】
上記および下記に記述されるような方法は、一般的であり、キャリアベースパルス幅変調技術によって制御されたマルチレベル変換器の任意のセットアップに適用可能かもしれない。将来のスイッチングイベントの予測は、それのために予言的な内部電圧制御機能に適用することができる。
【００６０】
要約するために、マルチ位相マルチレベル変換器のためのスイッチングシーケンスを調整したパルス幅を予言する方法が、開示される。第１の予言されたスイッチングシーケンスで、マルチ位相リダンダンシにより、等価なスイッチングシーケンスは、決定される。等価なスイッチングシーケンスから、所定の最適化ゴールに関する最適な１つのスイッチングシーケンスが、選択される。選択されたスイッチングシーケンスは、変換器を制御するために使用される。
【００６１】
上記および下記に記述されるような方法の特徴は、上記および下記に記述されるような装置の特徴であるかもしれないことを理解しなければならない。
【００６２】
明示的に言及されなくても技術的に可能な場合、上記および下記に記述された発明の実施形態のコンビネーションは、方法と装置の実施形態でもよい。
【００６３】
これらおよび発明の他の態様は、以下に記述された実施形態から明白になり、以下に記述された実施形態を参照して解明されるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
発明の主題は、添付の図面中で例証される典型的な実施形態に関する次のテキストでより詳細に説明されるだろう。
【図１】図１は、発明の実施形態による変換器を備えたモータシステムを概略的に示す。
【図２】図２は、発明の実施形態による位相モジュールを概略的に示す。
【図３】図３は、発明の実施形態による変換器のための電圧ベクトルを備えた図形を示す。
【図４】図４は、発明の実施形態による変換器を制御する方法のためのフローチャートを示す。
【図５】図５は、発明の実施形態による電圧ベクトルの第１のシーケンスを予言する方法のフローチャートを示す。
【図６】図６は、発明の実施形態による基準波形の例を備えた図形を示す。
【図７】図７は、発明の実施形態による基準波形のさらなる例を備えた図形を示す。
【図８】図８は、発明の実施形態によるスケールされシフトされた基準波形を備えた図形を示す。
【図９】図９は、発明の実施形態による追加の電圧レベルを備えた出力電圧波形を備えた図形を示す。
【図１０】図１０は、予測方法の結果を備えた４つの図形を示す。
【００６５】
図面の中で使用される参照符号、およびそれらの意味は、参照符号のリストの簡略な形式でリストされる。原則として、同一の部分には、図中で同じ参照符号が提供される。
【典型的な実施形態の詳細な説明】
【００６６】
図１は、三相モータ１２を備えたモータシステム１０および変換回路１４を備えた変換器を示す。変換回路１４は、モータに供給される各位相Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の位相モジュール１６を含む。位相モジュール１６の各々は、モータ１２のそれぞれの位相Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３に接続された出力１８、および位相モジュール１６を接地するために使用してもよい出力２０を有している。通常は、ターミナル２０は、仮想接地として働くようにフローティングされている。出力１８と２０の間で、各位相モジュール１６は、それぞれの出力ＡＣ電圧ＵＰ１、ＵＰ２、ＵＰ３を生成するのに適している。位相モジュールの各々は、別個のＤＣ供給電圧ＵＤＣに接続された２つの入力２２、２４をさらに有している。モータシステム１０は、３つのダイオード整流器２５にＡＣ電流を供給する変圧器２３をさらに含む。例えば、変圧器２３は、第２の側で３または６個の位相接続をしていてもよい。ダイオード整流器２５は、供給電圧ＵＤＣを生成するための６または１２個のパルス整流器でもよい。
【００６７】
モータシステムは、中間の電圧システム（つまり、供給電圧ＵＤＣが、１ｋＶと５０ｋＶの間の範囲である）でもよい。
【００６８】
変換器は、コントローラ２６をさらに含む。それは、モータ１２から位相電流のような制御信号を受け取り、スイッチング状態コマンドを位相モジュールに適用または供給することによって（つまり、位相モジュール中でスイッチのオンまたはオフを変えることによって）、変換回路１４を制御するのに適している。受信した制御信号から、コントローラ２６は、ステータフラックス、ロータフラックスおよび電磁トルクのようなモータの内部状態を評価する。これらの多数の助けとして、所望の位相電圧ＵＰ１、ＵＰ２、ＵＰ３は、コントローラ２６によって算出される。
【００６９】
図２は、位相モジュール１６の可能なデザインを示す。それは、５つの異なる出力電圧ＵＰ１を生成するのに適している。３つのそのような位相モジュール１６で、変換器は、位相電圧ＵＰ１、ＵＰ２、ＵＰ３を提供する５レベルの変換器になる。単一の位相モジュール１６は、ＡＢＢのＡＣＳ５０００変換器トポロジに使用される。
【００７０】
位相モジュール１６は、入力２２と２４の間に直列接続された２つのコンデンサ３０、３２を備えたＤＣリンク２８を含む。２つのコンデンサ３０、３２の間で、位相モジュールの中性点３４は、定義される。
【００７１】
位相モジュール１６は、第１のインバータ回路３６および第２のインバータ回路３８をさらに含む。インバータ回路３６、３８の各々は、４つのパワー半導体スイッチ４０を含む。それらは、直列に接続される。一連のスイッチの２つの端部は、ＤＣリンク２８を平行に横切って接続され、入力２２、２４に接続される。
【００７２】
インバータ回路３６、３８の各々の第１と第２のスイッチ４０の間および第３と第４のスイッチ４０の間で、位相モジュールの中性点３４への接続がある。出力１８は、インバータ回路３８の第２と第３のスイッチ４０の間に接続される。出力２０は、インバータ回路３６の第２と第３のスイッチ４０の間に接続される。
【００７３】
位相モジュール１６は、出力１８と２０の間の５つの異なる電圧レベルを生成するのに適している。電圧レベルは、（正ポテンシャルＵ＋を備えた）入力２２、（負ポテンシャルＵ−を備えた）入力２４、または（中性点ポテンシャルＵ０を備えた）中性点３４に、出力１８、２０を接続することにより生成される。
【００７４】
接続は、位相モジュールのスイッチング状態によってスイッチ４０を開閉するコントローラ２６によって生成される。
【００７５】
高いモータ速度で、コントローラ２６は、最適化されたパルスパターン（ＯＰＰ）方法によるスイッチング状態を算出する。それは、ある最小化基準が満たされるように、定常状態で変換器がモータに供給する必要のある電圧を表すパルスパターンのセット（それは、電圧ベクトルのシーケンスとしてコード化されてもよい）の所定の算出に依存する。これらのパルスパターンは、参照テーブルに格納される。モータの操作中に、コントローラ２６は、操作状況に依存して、モータ１２に適用されるべきこれらのテーブルからパルスパターンを読み出す。しかしながら、ＯＰＰに含まれており、ルックアップテーブルから読み出す情報は、単に、モータ位相ターミナルＰ１、Ｐ２、Ｐ３に適用される必要がある電圧レベル（例えば、各位相モジュールに対する−ＶＤＣ、−ＶＤＣ／２、０、ＶＤＣ／２、ＶＤＣ）および角度の位置（つまり、時刻）である。
【００７６】
低いモータ速度で、コントローラ２６は、上記および下記の中で説明されるようなキャリアベースパルス幅調整（ＣＢ−ＰＷＭ）方法によるスイッチング状態を算出する。この操作の領域（低いモータ速度）では、ＣＢ−ＰＷＭは、基本周波数比率への高いキャリア周波数のために有利かもしれない。特に、位相モジュール１６のスイッチング状態は、上記および下記の中で説明されるような制御方法の実行によるコントローラ２６によって決定される。ＯＰＰ方法に関する考察は、さらにＣＢ−ＰＷＭ方法に適用される。
【００７７】
従来の２レベルの変換器を操作する場合、あらゆる位相電圧は、要求された電圧と対応するスイッチ位置の間の１対１写像を作成して、それを生産することができるユニークなスイッチコンビネーション（スイッチング状態）に相当する。しかしながら、これは、マルチレベル変換器の場合ではない。そこでは、いわゆる単相および三相（single- and three-phase）リダンダンシが、存在する。
【００７８】
特に、用語の単相リダンダンシは、同じ位相電圧（例えば、ＵＰ１）を生産するが、中性点ポテンシャルＵ０またはフローティングコンデンサ電圧上の逆効果を有する位相モジュールのうちの１つの異なる２つ（またはより多く）のスイッチング状態の有効性を記述する。１つの構成が、電圧を増加させる場合、（同じ電流に対する）他方は、それを減少させる。図２に関して、１つは、１８を２２に接続するおよび２０を３４に接続する、または１８を３４に接続するおよび２０を２４に接続することのいずれかによって、同じ位相電圧（ＵＰ１）を達成することができる。第１のオプションは、正電流に対して、中性点ポテンシャルＵ０を減少させるだろう、その一方で、第２のオプションは、（同じ電流に対して）それを増加させるだろう。それらが、所望の方向へ内部電圧を導くことができる調整スキームによって要求される位相電圧に対して代案を供給するので、単相リダンダンシは、内部変換器電圧のバランスを保つために一般に開発される。
【００７９】
図３は、１４のような５レベルの変換器の可能な電圧ベクトル４２を備えた図形を示す。電圧ベクトル４２に対する各円の内部で、電圧ベクトルの３つの電圧レベルを示す３つの数が与えられる。例えば、電圧ベクトル４２は、次のものの３相モジュールの出力に対応する電圧レベル-１、２、-２を含む：ＵＰ１＝−ＵＤＣ／２、ＵＰ２＝ＵＤＣおよびＵＰ３＝−ＵＤＣ。電圧ベクトル４２は、（-１  ２  -２）によって記述されてもよい。図形に由来するかもしれないように、電圧ベクトル４２だけが、電圧差-３＝-１−（＋２）および４＝２−（-２）を有している。
【００８０】
図３は、電圧ベクトル（１  ０  ２）、（２  ０  ２）、（２  ０  １）、（２  ０  ０）を含むスイッチングシーケンス４４、電圧ベクトル（０  -１  １）、（１  -１  １）、（０  -２  -１）、（１  -１  -１）を含む等価なスイッチングシーケンスを示す。例えば、２つのスイッチングシーケンス４４、４６の第１の電圧ベクトル（１  ０  ２）および（０  -１  １）は、同じ電圧差１および−２を有する。
【００８１】
用語の３相リダンダンシは、出力電圧ＵＰ１、ＵＰ２、ＵＰ３の間の電圧差の中のリダンダンシを参照する。つまり、その場合、異なる位相電圧は、同じライン間電圧を備えたモータターミナルＰ１、Ｐ２、Ｐ３を提供するために組み合わせることができる。モータの電気的な量の全てが、個々の位相電圧ＵＰ１、ＵＰ２、ＵＰ３ではなくライン間電圧に依存するので、（単相の場合に匹敵した）多くのリダンダントスイッチ位置が、存在する。これらのスイッチ位置は、マシンターミナルＰ１、Ｐ２、Ｐ３で等価なライン間電圧を生成する。これは、図３に示される。ここで、１つは、単一の位相電圧の異なるコンビネーションが、αβ面上の同じライン間電圧（電圧差）、したがって同じ電圧ベクトルをどのように生成することができるについて言及することができる。
【００８２】
（２レベルの変換器の場合と対比して）マルチレベル変換器では、１対１写像は、単相リダンダンシによる位相電圧ＵＰ１、ＵＰ２、ＵＰ３と対応する位相モジュールスイッチング状態の間、三相リダンダンシによるライン間電圧（電圧差）と全体的な変換器スイッチング状態の間に、存在しない。これは、電圧がＯＰＰまたはＣＢ−ＰＷＭによって要求される場合、アルゴリズムが、ＯＰＰまたはＣＢ−ＰＷＭによって要求された電圧を達成する適切なスイッチ位置を（存在する多くのオプションから）決めるために必要かもしれないことを示唆する。その間、変換器の内部量の平衡を保ち、さらにそのスイッチングロスを減少し、そのスイッチング周波数を減少し、コモンモード電圧値を最小化するなどする。
【００８３】
図４は、変換器を制御する方法のフローチャートを示す。
【００８４】
ステップＳ１０では、電圧ベクトルの第１のシーケンスが、生成される。モータ速度に依存して、シーケンスは、ＯＰＰパターンから、または、詳細に下に記述されたＣＢ−ＰＷＭに基づいたシーケンスを生成するためのアルゴリズムで、生成される。両方の場合では、シーケンスは、ロードトルク、速度、モータ電流などのような、モータシステム１０の操作状況に依存して決定されてもよい。例えば、生成されたシーケンスは、図３に示されるシーケンス４４である。
【００８５】
ステップＳ１２では、生成された（第１の）シーケンスの各電圧ベクトルについては、等しい電圧差を備えた等価な電圧ベクトルが、決定される。例えば、シーケンスの第１の電圧ベクトル（１  ０  ２）については、これらは、電圧ベクトル（-１  -２  ０）および（０  -１  １）になるだろう。これは、ルックアップテーブルの助けとなるかもしれない。それは、図３に示される情報を原則として格納する。そして、等価なシーケンスのあらゆるコンビネーションは、第１のシーケンスの電圧ベクトルを等価な電圧ベクトルに置き換えることにより生成される。これらのシーケンスのうちの１つは、シーケンス４６になるだろう。さらに、１レベルのリダンダンシを使用するために、個々の等価なシーケンスでは、各電圧ベクトルの各電圧レベルは、電圧レベルを生成するスイッチング状態で追加される。これから、等しい電圧ベクトルだが異なるスイッチング状態の等価なシーケンスは、スイッチング状態を等価なスイッチング状態（つまり、位相に対する同じ電圧レベルを生成するスイッチング状態）に置き換えることにより導かれる。
【００８６】
ステップＳ１４では、ステップＳ１２の中で生成された等価なシーケンスのセットの各シーケンスについては、変換器のシーケンスによって定義されたスイッチングの影響が、評価される。各位相モジュール１６の中性点ポテンシャルＵ０の変化は、積分の助けによって算出される。
【数１】
2013519342.tif 000003
【００８７】
それで、コンデンサ３０、３２の各々の電圧Ｕは、算出されてもよい。Ｃは、ＤＣリンク２８およびそれぞれのコンデンサ３０、３２に流れる電流ｉ（ｔ）のコンデンサ３０、３２のキャパシタンスに相当する。電流ｉ（ｔ）は、スイッチングシーケンスでコード化された位相モジュール１６のスイッチング状態およびそれぞれの位相のモータ電流に依存する。モータ電流は、モータ１２のモデルで算出されてもよい、または、それぞれの位相のモータ電流がその基本のモードによって本質的に決定されるという仮定の下の単純なシヌソイド関数で評価されてもよい。時間Ｔ１、Ｔ２は、変換器にスイッチングを適用しなければならない場合、時間を含むスイッチングシーケンスによって決定される。
【００８８】
ステップＳ１６では、シーケンスは、全ての位相に対する中性点ポテンシャルＵ０が、所定の範囲内にとどまるように、選択される。
【００８９】
ステップＳ１８では、ステップＳ１６の中で選択された各シーケンスに対して、スイッチングロスが、評価される。その後に、最も小さなスイッチングロスを備えたシーケンスは、最適なシーケンスとして選択される。代わりにまたは加えて、さらなる最適化基準は、スイッチング周波数またはコモンモード電圧などでもよい。
【００９０】
ステップＳ２０では、最適なシーケンスの第１の電圧ベクトルが、変換器に適用される。次の電圧ベクトルを適用する前に、ステップＳ１２からＳ１８は、例えば、トルク、負荷またはモータ電流を変更するための、新しい最適なシーケンス（それは、前の決定された最適なシーケンスから外れてもよい）を決定するために、再び実行される。
【００９１】
ここに記述された変換器の内部状態を最適化する方法は、スイッチングロスを増加させる追加の交換を生成せず、パルス幅変調器によって命じられた調波ボルトセカンドバランス（harmonic volt-second balance）を妨害しない。したがって、電圧と電流の調波のひずみは、増加しない。方法は、異なるマルチレベル変換器の場合へ容易な適応が可能である。
【００９２】
ＰＷＭのための最適化方法を使用する場合、指定された目的（例として、減少されたスイッチングロス）を満たしている間、予側された将来の変換器のスイッチング瞬間は、変換器の内部電圧（中性点ポテンシャル、フローティングコンデンサ電圧）のバランスを考慮する。ＯＰＰで、予側された将来のスイッチング瞬間（つまり、電圧ベクトルの第１のシーケンス）は、コントローラ２６の中に既に存在してもよい。
【００９３】
コントローラ２６が、ＰＷＭを使用する場合、特に、変換器の制御のためのＣＢ−ＰＷＭ変調器（例として、ＦＰＧＡでプログラムされた）を含む場合、ＣＢ−ＰＷＭ変調器が、次の必要とされたスイッチング瞬間を単に算出するかもしれないので、将来の変換器のスイッチング瞬間は、最適化方法に存在していなくてもよい。したがって、ＣＢ−ＰＷＭのアプリケーションにおける１つの問題は、将来のスイッチング瞬間が、ＯＰＰに関しては予め定められないという事実かもしれない。
【００９４】
ＣＢ−ＰＷＭ変調器を備えた方法の使用については、次のスイッチング瞬間は、次のアルゴリズムによる効率的なやり方（リアルタイムの次のいくつかのスイッチング瞬間を計算するオンライン方法）で、オンラインで予め計算されてもよい。
【００９５】
図５は、電圧ベクトルのＣＢ−ＰＷＭ基づいたシーケンスを生成する方法またはアルゴリズムのためのフローチャートを示す。それは、電圧ベクトルの第１のシーケンスを生成する図４の方法のステップＳ１２の中で実行されてもよい。方法は、マルチレベル変換器のアルゴリズムのバランスを保つ予側の内部電圧に対するＣＢ−ＰＷＭスイッチング瞬間の予測のための計算方法と見なされてもよい。方法は、基準波形の非対称のサンプリングに基づいてもよい。
【００９６】
ステップＳ３０では、各位相に対する基準波形５０およびキャリア傾き５４が、算出される。このステップは、図６および図７を参照して説明されるだろう。
【００９７】
図６は、２レベルの変換器のための基準波形５０およびキャリア波形５２のスケーリングを備えた図形を示す。必要な計算を単純化するために、基準波形５０およびキャリア波形５２は、最大振幅（peak-to-peak）の基準値が１であるようにスケールする。特に、２つの波形５０、５２は、単に−０、５および０、５の間の値を含む。図形は、秒による時間に関して２つの波形５０、５２の成果を示す。
【００９８】
図６の基準波形５０は、次の方程式で生成することができる。
【数２】
2013519342.tif 000004
【００９９】
ここで、Ｍｉは、調整インデックス（最大振幅）である。ωｓは、モータ１２の基本周波数である。θは、位相シフトである。現在の場合、基準波形５０が、単純な正弦波なので、Ｖｏｆｆ＝０である。
【０１００】
原則として、よく知られた基準波形のうちのどれでも使用されてもよい。例えば、図７は、５レベルの変換器に対する基準波形５０と４つのキャリア波形５２のスケーリングを備えた図形を示す。図７の基準波形５０は、高位の調波を備えた図６の基準波形５０の重ね合せである。
【０１０１】
最初に、キャリア波形５２の位相および基準波形は、変換器の電流状態と同期しなければならない。特に、基準波形に関して、パラメータＭｉ、ωｓ、θは、決定されなければならない。同期することについては、アルゴリズムは、変換器の現在の動作点を提供するＣＢ−ＰＷＭ変調器からの情報を使用する。この情報は、３つの位相電圧レベル状態、次のキャリアサイクルの傾きおよびＦＰＧＡの現在のクロックタイムを含んでもよい。 
一般に、生成された基準波形５０は、Ｎ電圧値のシーケンスである。ここで、Ｎは、方法の予測水平線（prediction horizon）の長さである。つまり、ｋ＝０、１、…、Ｎ−１を備えたＶＲＥＦ（ｋ）である。基準波形５０の各電圧値（サンプル瞬間）に関係のある時刻は、キャリア波形５０のピークおよび谷にあり、つまり、キャリア周波数の２倍に対応する。
【０１０２】
キャリア波形５０の特定のプロファイルにより、キャリア波形５０のうちの第１のキャリア傾き５４（正または負）だけは、決定されなければならず、ＣＢ−ＰＷＭ変調器からの次のキャリア信号によってセットされる。将来のキャリア傾きは、正および負の傾きまたはその逆を交互にしている。アルゴリズムは、キャリア波形５０（それらは、方法を例証するために単に図６および７に示される）を算出しないことに留意する。
【０１０３】
原則として、三相の各々に対する基準波形５０の電圧値は、所定の予測水平線Ｎ（例えば、Ｎ＝４）のためのキャリア信号傾きのシーケンスと共に予め計算される。三相のＰＷＭ波形の各々のＮ電圧値の予測水平線は、変換器の電流状態と同期された第１の電圧値から始まる。次に、将来の電圧値は、例えばＶＲＥＦの上記の参考式で、定常状態動作点（つまり、一定の調整インデックスＭｉ、参照周波数ωｓ）を仮定して算出される。
【０１０４】
ステップＳ３２（図５を参照）では、基準波形５０の値は、スケールされ、図８に示されるようにキャリアレベル５６から範囲［０、１］へシフトされる。キャリアレベル５６は、変換器の連続する２つの電圧レベルによって定義される。変換器がｎｌｅｖｅｌｓ電圧レベルを有していれば、ｎｌｅｖｅｌｓ−１キャリアレベルがある。図７に示されるように、５レベルの変換器１６は、４キャリアレベル５６を有する。また、それぞれのキャリアレベル５６は、１つのキャリア波形５２によってカバーされる。
【０１０５】
波形のスケールおよびシフトの一例は、図７に示される５レベルの変換器に対するキャリア波形５２および基準波形５０から始まる。各キャリアレベル５６が、１の最大振幅の大きさを持つように、基準波形５０は、（ｎｌｅｖｅｌｓ−１）でスケールされる。各キャリアレベル５６は、むしろ範囲［０、１］にシフトされる。例えば、各キャリアレベルの参照の部分は、トップ（−１）、上部中間（０）、下部中間（＋１）および底部（＋２）によって、それぞれシフトされる。各キャリアレベル５６については、結局、範囲［０、１］の中に値を有しない基準波形５０の電圧値は、切り捨てられる。スケールとシフトの後に、各キャリアレベル５６に対して、図８に示されるようなスケールされた基準波形がある。図８では、さらに、時間軸は、基準波形５０の電圧値の時刻が、時間インデックスｋ（自然数）に一致するように、スケールされる。
【０１０６】
５レベルの変換器に対して、この計算は、図７の基準波形５０の値が、キャリアレベル５６に関して分割される方法の中で行われてもよい。各ｋに対して：
トップキャリアレベル：０、５≧Ｖｒｅｆ（ｋ）＞０、２５
上部中間キャリアレベル：０、２５≧Ｖｒｅｆ（ｋ）＞０
下部中間キャリアレベル：０≧Ｖｒｅｆ（ｋ）＞−０、２５
底部キャリアレベル：−０、２５≧Ｖｒｅｆ（ｋ）＞−０、５
各キャリアレベル５６の基準値を分割した後に、それらは、スケールされシフトされる：
０、５≧Ｖｒｅｆ（ｋ）＞０、２５に対して、Ｖｒｅｆ＿ｎｅｗｔ２（ｋ）＝（ｎｌｅｖｅｌｓ−１）Ｖｒｅｆ（ｋ）−１
０、２５≧Ｖｒｅｆ（ｋ）＞０に対して、Ｖｒｅｆ＿ｎｅｗｔ１（ｋ）＝（ｎｌｅｖｅｌｓ−１）Ｖｒｅｆ（ｋ）−０
０≧Ｖｒｅｆ（ｋ）＞−０、２５に対して、Ｖｒｅｆ＿ｎｅｗｂ１（ｋ）＝（ｎｌｅｖｅｌｓ−１）Ｖｒｅｆ（ｋ）＋１
−０、２５≧Ｖｒｅｆ（ｋ）＞−０、５に対して、Ｖｒｅｆ＿ｎｅｗｂ２（ｋ）＝（ｎｌｅｖｅｌｓ−１）Ｖｒｅｆ（ｋ）＋２
ここで、具体例としてｎｌｅｖｅｌｓ＝５である。
【０１０７】
ステップＳ３２（図５を参照）では、各キャリアレベル５６に対する（および各位相に対する）スイッチング瞬間（電圧レベルおよび時間ポイント、つまり、時刻）が、算出される。図８中のスケールされた基準波形５０については、キャリアレベル５６を拘束するまたは制限する２つの電圧レベル６０、６２だけが可能である。スケーリングにより、２つの電圧レベルは、図８の０、１である。
【０１０８】
ＣＢ−ＰＷＭ方法で、基準波形５０が、キャリア波形５２の正の傾きと交差する場合、出力電圧波形５８は、低い電圧レベル６２にセットされる。また、基準波形５０が、キャリア波形５２の負の傾きと交差する場合、電圧レベルは、高い電圧レベル６０にセットされる。
【０１０９】
基準波形５０の関数として、出力電圧波形５８は、ｋ＝０、…、Ｎ−１を備えたベクトルＶＯＵＴ（ｋ）でもよい。
【数３】
2013519342.tif 000005
【０１１０】
正確な出力レベルを生成するために、値ＶＯＵＴ（ｋ）は、図７のスケーリングにスケールされシフトされなければならない。
【０１１１】
スケールされた基準波形５０のスケーリングで、キャリアサイクルの半分内のスイッチング瞬間の位置（時刻）は、キャリア波形の期間に依存するスケールされた電圧値に正比例する：
【数４】
2013519342.tif 000006
【０１１２】
ここで、Ｔｃａｒｒは、キャリア期間である。
【０１１３】
前の計算中では、基準波形５０の値が２つの時刻ｋの間で保持されると仮定される。または、第２の実施形態によれば、基準波形５０の電圧値間の線形補間（linear interpolation）が、基準波形５０およびキャリア波形５２の交差点を算出することができる。この場合、Ｓ３２は、２つのラインの交差を算出するために修正される。
【０１１４】
ステップＳ３４（図５を参照）では、必要なときに、追加のスイッチング瞬間が、算出される。
【０１１５】
図９は、サンプリングにより、あるキャリアレベル５６から次のものまで基準波形５０のジャンプによってもたらされた付加的なスイッチング瞬間６４ａ、６４ｂを備えた出力電圧波形５８を示す。
【０１１６】
付加的なスイッチング瞬間６４ａ、６４ｂまたは付加的な電圧レベル６４ａ、６４ｂは、２つのキャリア波形５２間の電圧レベルと基準波形５０が交差するポイントに相当する。基準波形５０が、交差点で増加する場合、付加的な電圧レベル６４ａ、６４ｂは、次の高い電圧レベルにセットされる。基準波形が、交差点で減少する場合、位相に対する追加の電圧レベルは、次の低い電圧レベルにセットされる。
【０１１７】
ｋ＝１における基準波形が、−０、２５の電圧レベルと交差するので、ｋ＝１における第１の追加のスイッチング瞬間６４ａは、０の電圧レベルへ移行する。基準波形５０が、０の電圧レベルと交差するので、第２の追加のスイッチング瞬間６４ｂは、０、２５の電圧レベルへ移行する。
【０１１８】
電圧レベル交差の位置（時刻）を決定するために、アルゴリズムは、基準波形の近隣のペアの電圧値を見つけなければならない。その一方は、電圧レベルの１つより低く、その他方は、電圧レベルの１つより高い。
【０１１９】
ステップＳ３６（図５を参照）では、電圧ベクトルのシーケンスが、生成される。これは、図１０に関して説明されるだろう。
【０１２０】
図１０は、４つの移行水平線（transition horizon）の予測方法の結果を備えた４つの図形６６、６６ａ、６６ｂ、６６ｃを示す。全ての図形６６、６６ａ、６６ｂ、６６ｃで、Ｘ軸は、秒での時間を示す。図形６６は、４つのキャリア波形５２、第１の位相の基準波形５０ａ、第２の位相の第２の基準波形５０ｂおよび第３の位相の第３の基準波形５０ｃを示す。図形６６ａは、基準波形５０ａから生成された出力電圧波形５８ａを示す。図形６６ｂは、基準波形５０ｂから生成された出力電圧波形５８ｂを示す。図形６６ｃは、基準波形から５０ｃ生成された出力電圧波形５８ｃを示す。
【０１２１】
図形６６ａ、６６ｂ、６６ｃの各々では、ステップＳ３２、Ｓ３４の全ての三相のために生成されたスイッチング瞬間７０は、小さなｘによって示される。スイッチング移行が生じる位相は、ｘを囲む円６８によって示される。
【０１２２】
位相のうちの１つに対するある時刻ｔの全てのスイッチング移行６８については、電圧レベルは、他の位相の中で保持または持続される。
【０１２３】
全ての時刻ｔのスイッチング瞬間のその後、電圧ベクトルは、位相に対するスイッチング瞬間および３つの電圧レベルのスイッチング時間を含んで形成される。その後、電圧ベクトルの時系列のセットは、アルゴリズムによって予側された電圧ベクトルのシーケンスを形成する。
【０１２４】
電圧ベクトルのシーケンスの電圧ベクトルは、アレイＶＶｅｃｔｏｒｓに格納されてもよい：
【数５】
2013519342.tif 000007
【０１２５】
電圧ベクトルの生成されたシーケンス、つまり、その後、スイッチング時間に沿った予側された電圧レベルは、位相状態の最適なシーケンスまたは最適化されたシーケンスを決定するための図４の方法に提供することができる。
【０１２６】
計算ステップの他の順序、図５に示された順序と異なることが可能であることに留意しなければならない。例えば、あるキャリアレベルのスイッチング瞬間が、算出される前に、あるキャリアレベルから別のもの（したがって追加のスイッチング瞬間の時刻）までの基準波形の移行時間が、決定されてもよい。
【０１２７】
さらに、例えば、ステップＳ３２のスイッチング瞬間は、キャリア波形の正および負の傾きに対して別々に算出されてもよい。例えば、図９で、第２が正の傾きである一方、基準波形５０の第１の移行が負のキャリア傾きで生じる。したがって、２つの選択ベクトルは、正確に移行を組み合わせるために作成される：正の傾き＝［２  ４  …］；負の傾き＝［１  ３  …］。これらの２つの配列は、電圧レベルの１つの時系列の配列に組み合わせてもよい。
【０１２８】
各位相の時系列の配列から、各スイッチング瞬間に対応する各位相の電圧ベクトルレベルを含んでいるアレイＶＶｅｃｔｏｒｓは、次のキャリアの傾きによって作成され、前に決められた基準波形分割にスケールされてもよい。
【０１２９】
最終ステップとして、レベル移行による追加の電圧レベル値は、対応する時系列の瞬間でアレイＶＶｅｃｔｏｒｓに挿入されてもよい。
【０１３０】
発明が、例証され、図面および先の記述に詳細に記述された一方、そのような実例および記述は、実例または典型的であって、限定されない、と考えられる；その発明は、示された実施形態に限定されない。示された実施形態の他の変更は、当業者によって理解され、成されることができ、図面、開示および添付された請求項に関する検討から、要求された発明を実施することができる。請求項で、単語「含む」は、他の要素またはステップを排除せず、不定冠詞「１つの（ａ）」、「１つの（ａｎ）」は、複数を排除しない。シングルプロセッサまたはコントローラまたは他のユニットは、請求項で詳述されたいくつかのアイテムの機能を実行してもよい。ある手段が相互に異なる従属請求項で詳述されるという単なる事実は、これらの手段のコンビネーションが有利に使用することができないことを示していない。請求項のどんな参照符号も、範囲の限定として解釈されるべきではない。 
【参照符号のリスト】
【０１３１】
１０  モータシステム
１２  モータ
１４  変換回路
１６  位相モジュール
１８  位相出力
２０  接地された出力
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３  位相
ＵＰ１、ＵＰ２、ＵＰ３  位相電圧
２２、２４  入力
２３  変圧器
２５  整流器
ＵＤＣ  供給電圧
２６  コントローラ
２８  ＤＣリンク
３０、３２  コンデンサ
３４  中性点
３６、３８  インバータ回路
４０  スイッチ
Ｕ＋  正ポテンシャル
Ｕ−  負ポテンシャル
Ｕｏ  中性点ポテンシャル
４２  電圧ベクトル
５０、５０ａ、５０ｂ、５０ｃ  基準波形
５２  キャリア波形
５４  第１の傾き
５６  キャリアレベル
５８、５８ａ、５８ｂ、５８ｃ  出力電圧波形
６０  上部出力電圧
６２  下部出力電圧
６４ａ、６４ｂ  追加のスイッチング瞬間
６６、６６ａ、６６ｂ、６６ｃ  結果としての図形
６８、７０  スイッチング瞬間
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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