(57)【要約】  車両用の安全システムを作動させるための制御装置ないし本発明による方法であって、該制御装置ないし方法は、スイッチコンバータとして構成され、車両バッテリ電圧から導出された入力電圧（ＵＢ）を出力部でこれよりも高い充電電圧（ＶＵＰ）に変換する昇圧変圧器（ＡＷ）と、前記安全システムの作動のために充電電圧（ＶＵＰ）により充電される少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）とを有しており、昇圧変圧器（ＡＷ）と少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）との間には作動時にプログラミング可能であって、プログラミングの機能として少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）への充電電流を決定する充電電流源が介在してことを特徴とする【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
車両用の安全システムを作動させるための制御装置であって、
スイッチコンバータとして構成され、車両バッテリ電圧から導出された入力電圧（ＵＢ）を出力部でこれよりも高い充電電圧（ＶＵＰ）に変換する昇圧変圧器（ＡＷ）と、
自給モードにおいて前記安全システムの作動のために充電電圧（ＶＵＰ）により充電される少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）とを有している、そのような制御装置において、前記昇圧変圧器（ＡＷ）と少なくとも１つの前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）との間には作動時にプログラミング可能な充電電流源が介在しており、該充電電流源は少なくとも１つの前記エネルギーリザーブ蓄積器のための充電電流をプログラミングに依存して規定することを特徴とする制御装置。
【請求項２】
前記プログラミングのためにシリアルインターフェース（ＳＰＩ）が設けられており、プログラミングを実行するために該シリアルインターフェースにコンピュータを接続可能であることを特徴とする、請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記昇圧変圧器（ＡＷ）の出力部には充電電圧（ＶＵＰ）の上昇時間を調整するための容量性負荷（Ｃ１，Ｃ２）が接続されていることを特徴とする、請求項１または２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）の少なくとも１つの電気パラメータに依存して前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）の充電中に前記エネルギーリザーブ蓄積器のキャパシタンス（ＣＥＲ）の初期測定を実行し、これに引き続いて前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）の等価内部抵抗の測定を実行する論理回路を有していることを特徴とする、先行請求項のうちいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項５】
前記論理回路は少なくとも１つの前記電気パラメータを所定の閾値と比較するために少なくとも１つのコンパレータを有しており、キャパシタンスの初期測定および内部抵抗の測定は当該比較に依存して実行されることを特徴とする、請求項４に記載の制御装置。
【請求項６】
前記論理回路は前記エネルギーリザーブの充電後に前記論理回路がキャパシタンスの次の測定を周期的に行うように構成されていることを特徴とする、請求項４または５に記載の制御装置。
【請求項７】
車両用の安全システムを作動させるための方法において、次の各方法ステップを有しており、すなわち、
車両バッテリ電圧から導出される入力電圧（ＵＢ）をスイッチコンバータとして構成された昇圧変圧器（ＡＷ）の出力部でこれよりも高い充電電圧（ＶＵＰ）に変換し、
自給モードにおいて前記安全システムの作動のために充電電圧（ＶＵＰ）によって少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）を充電する、そのような方法において、前記昇圧変圧器（ＡＷ）と少なくとも１つの前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）との間に作動時にプログラミング可能な充電電流源（ＬＳＱ）を介在させ、該充電電流源は少なくとも１つの前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）のための充電電流をプログラミングに依存して規定することを特徴とする方法。
【請求項８】
前記プログラミングはシリアルインターフェース（ＳＰＩ）を介して行われることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
少なくとも１つの前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）の充電は充電電流源（ＬＳＱ）によって第１の時間帯および第３の時間帯では第１の電流レベルにより行われ、第２の時間帯ではテスト電流により行われ、第４の時間帯では前記第１の電流レベルを下回る第２の電流レベルにより行われ、第１、第２、第３、および第４の時間帯はこの順番で連続しており、第２の時間帯では前記エネルギーリザーブ蓄積器のキャパシタンスと等価内部抵抗の初期測定が行われ、第１の電流レベルとテスト電流との切換ならびに第１と第２の電流レベルの切換は前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）における電圧に基づいて行われることを特徴とする、請求項７または８に記載の方法。
【請求項１０】
前記制御装置は充電電圧（ＶＵＰ）への起動後に前記充電電流源（ＬＳＱ）が遮断されたまま保たれることによってエネルギー節約モードに移行し、それにより少なくとも１つの前記エネルギーリザーブ蓄積器（ＣＥＲ）の充電が行われず、前記制御装置のコンピュータが前記昇圧変圧器（ＡＷ）の出力部に接続された少なくとも１つの降圧変圧器（ＤＣ１）によって電気エネルギーの供給を受けることを特徴とする、請求項７，８または９のいずれか１項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、独立請求項の分野に基づく車両用の安全システムを作動させるための制御装置ないし方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１より車両乗員用の安全装置が公知であり、この場合、エネルギー供給のためのコンデンサと、車両バッテリと接続され、車両バッテリの電圧を車両バッテリの電圧の数倍に引き上げて、この高くなった電圧でコンデンサを充電する第１の変圧器とが設けられている。第２の変圧器は、その出力部を介して電圧安定器と接続するために設けられている。さらに、変圧器を制御するマイクロコントローラが設けられており、変圧器は、マイクロコントローラのシリアルインターフェースにより制御可能である。特許文献２より、電気エネルギー蓄積装置を充電する装置および方法が公知である。その場合、供給電流を特定の最大電流に制限するために、主電流経路での能動的な電流制限が意図されている。電気エネルギー蓄積装置の電位を供給電位よりも引き上げるために、電圧変換装置が電流制限装置に後置されて配置されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】ドイツ特許第１９５４２０８５Ｂ４号明細書
【特許文献２】ドイツ特許出願公開第１０２００４０５７６９０Ａ１号明細書
【発明の概要】
【０００４】
それに対して、車両用の安全システムを作動させるための本発明による制御装置ないし本発明による方法は、昇圧変圧器とエネルギーリザーブ蓄積器との間に、プログラミングに依存して少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器に対する充電電流を決定する、作動時にプログラミング可能な充電電流源が介在するという利点を有している。それにより、昇圧変圧器からエネルギーリザーブ蓄積器を切り離すことが可能なので、さまざまな要求事項を簡単な仕方で具体化することができ、たとえば特に、エネルギーリザーブ蓄積器が充電されるのではなく、制御装置のコンピュータすなわちマイクロコントローラだけが電流の供給を受け、それ以外のコンポーネントは供給を受けない制御装置のエネルギー節約モードを具体化することができる。すなわちエアバッグアプリケーションは、このような好ましい節約モードのときには活動化していない。にもかかわらず、このようなモードでの効率は、車両電圧からの低い入力電流値が可能である程度に、十分高くなくてはならない。また、充電電流源を利用したこのような切り離しによって、エネルギーリザーブ蓄積器の充電速度も設定に応じて容易に調整することができる。あとでまた説明するとおり、昇圧変圧器とエネルギーリザーブ蓄積器の間への充電電流源の導入は、エネルギーリザーブ蓄積器のキャパシタンスおよびこれと等価のエネルギーリザーブ蓄積器の内部抵抗の初期測定を、追加の測定電流源を用いることなく、プログラミング可能な充電電流源を通じて行えるという利点をさらに有している。さらには急速始動性、すなわち追加の外部コンポーネントを用いることなく５ｍｓ未満の時間内にエアバッグ供給を行う能力が、プログラミング可能な充電電流源によって可能である。
【０００５】
さらに、エネルギーリザーブの断絶に関わるリスクを回避するための、エネルギーリザーブと並列の容量性負荷を省略することができる。プログラミング可能な充電電流源が、エネルギーリザーブ蓄積器と昇圧変圧器との間に設けられているからである。さらに、プログラミング可能な充電電流源を介しての昇圧変圧器へのエネルギーリザーブ蓄積器の結合は、エネルギーリザーブ蓄積器の短絡や漏れ電流の増大が、エアバッグへの供給の途絶につながらないことを保証する。昇圧変圧器は、たとえば従属請求項から明らかなように容量性負荷で負荷される独自の出力部を有しており、プログラミング可能な充電電流源によって制限される取出し電流は、昇圧変圧器の能力の範囲内に収まっているからである。
【０００６】
特に、上に示唆したとおり、昇圧変圧器とエネルギーリザーブ蓄積器の間へのプログラミング可能な充電電流源の導入は、エネルギーリザーブ蓄積器のキャパシタンスを、充電プロセス中に自動的に決定できることを意味している。このことは、エネルギーリザーブ蓄積器における電圧が約１１Ｖと非常に小さいときすでに実現することができるので、エネルギーリザーブ蓄積器の漏れ電流の考えられる影響がきわめて小さくなる。測定精度の向上は、エネルギーリザーブ蓄積器の小型の設計につながる。
【０００７】
充電電流源のプログラミング可能性は、ソフトウェアによるパワーオンリセットのたびごとに、充電電流限界値をあらたに定義して適用できるようにすることを可能にする。
【０００８】
本件において制御装置とは、センサ信号を処理し、これに依存してたとえばエアバッグやベルトテンショナを含むパッシブな人員保護システムのような安全システムを制御する電気装置を意味している。制御装置は、通常、金属および／またはプラスチックからなる独自のハウジングを有しているが、さまざまな装置に分散したコンポーネントで少なくとも部分的に構成されていてもよい。このときアクティブセーフティとパッシブセーフティは、１つの共通のハウジングの中に配置されていてよい。
【０００９】
安全システムの作動とは、それが意図されて設計されている安全性関連のケースで、安全システムが活動化することを意味している。たとえばエアバッグの制御が必要となる事故が起こると、制御装置は相応のエアバッグを制御するために制御信号を出力する。
【００１０】
本件において安全システムとは、エアバッグやベルトテンショナといったパッシブセーフティシステムばかりでなく、車両の電子スタビリティコントロールやアンチスリップコントロールのようなアクティブセーフティシステムも意味している。
【００１１】
昇圧変圧器とは、入力電圧を入力電圧に比べて高い出力電圧に変換する、インダクタンスを有する、汎用電子式のコンポーネントである。そのために昇圧変圧器は、スイッチコンバータとして構成されている。このような昇圧変圧器は、本件においては集積化して具体化可能であるフリーホイーリングダイオードまたはフリーホイーリングトランジスタと直列につながれた、たとえばインダクタンスすなわちコイルを有している。フリーホイーリングダイオードの後には、出力電圧を合算する充電コンデンサが設けられている。コイルはスイッチによってアースにつながれている。コイルで入力電圧が低下し、コイルを通る電流およびこれに伴って磁界に蓄えられるエネルギーが上昇する。スイッチが開くと、コイルは電気の流れを維持しようとする。コイルの二次側端部における電圧は、コンデンサに印加される電圧を上回ってダイオードを開くまで、非常に迅速に上昇する。電流は最初の瞬間には引き続き変わりなく流れ、コンデンサを引き続き充電する。このとき磁場が崩壊し、ダイオードを介して充電コンデンサおよび負荷へと電流を送ることによって、そのエネルギーを放出する。一般的に表現すると、インダクタンスは充電プロセスでは負荷として作用してエネルギーを吸収し、放電プロセスではバッテリのようにエネルギー源として作用する。したがって充電段階と、いわゆるフリーホイーリング段階とが区別される。フリーホイーリング段階では、昇圧変圧器の出力部へとエネルギーが運ばれる。
【００１２】
車両バッテリから導出される入力電圧は、たとえば車両バッテリ電圧から直接導出される、フィルタリングされて逆電圧保護された電圧である。
【００１３】
昇圧変圧器の出力部における充電電圧は入力電圧よりも高くなっており、昇圧変圧器という用語はそのようにして説明される。
【００１４】
少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器は、通常、１つまたは複数のコンデンサであり、自給モードにおいて、安全システムの作動のために、昇圧変圧器の出力部で印加される充電電圧により充電される。自給モードとは、たとえば事故の結果として車両バッテリへの供給が途絶する時のことを表している。作動時にプログラミング可能な充電電流源は、通常、電流コントローラである。これは電流の弁のように作用するトランジスタ回路であり、プログラミングを相応の電流値へと具体化する論理回路が含まれている。それにより作動中に、すなわち車両がオンになっていてバッテリ電圧が印加されているときに、充電電流を状況に依存して調整することができる。このようなプログラミングは、たとえば制御装置のマイクロコントローラが実行することができる。プログラミング可能な充電電流源は、分路抵抗を備える電流ミラーまたは電流コントローラとして施工されていてよい。
【００１５】
本件においてプログラミングとは、作動時に充電電流源が信号を受けとり、充電電流源はこの信号を、それが充電電流の値を表していると解釈することを意味している。
【００１６】
従属請求項に記載されている方策と発展例により、独立請求項に記載された車両用の安全システムを作動させるための制御装置ないし方法の好ましい改良が可能である。
【００１７】
プログラミングのためにシリアルインターフェースが設けられているのが好ましく、プログラミングを実行するためにこれにコンピュータを、たとえば制御装置のマイクロコントローラを接続可能である。このときシリアルインターフェースとしては、いわゆるＳＰＩインターフェースが適しており、これはSerial Peripheral Interfaceというインターフェースのことである。このインターフェースは通常３＋ｎ（０．．７）個の導線を並列に有しており、これらの導線がたとえばサイクル、マスタ・イン・スレーブ・アウト（ＭＩＳＯ）、マスタ・アウト・スレーブ・イン（ＭＯＳＩ）といったさまざまに異なる信号を有しており、さらに、各々の接続されたスレーブモジュールについてｎ個のチップ・セレクト導線を有している。このことは、制御装置での特別に簡素なプログラミングと通信を可能にする。特に、昇圧変圧器と充電電流源ならびにたとえば降圧変圧器のようなその他のコンポーネントをただ１つのシステムＡＳＩＣに集積化し、すなわち、ただ１つの基板上の集積回路に統合することが可能である。調整可能な抵抗またはプログラミングピンを通じても、プログラミングを行うことができる。このときバイナリーレベルでのプログラミングピンは、プログラミング言語のビット数に相当する。
【００１８】
さらに、フリーホイーリングダイオードまたは同期制御されるフリーホイーリングトランジスタを介して放出される、昇圧変圧器の放出された誘導性の切換電流を加算するための容量性負荷が、昇圧変圧器の出力部に接続されているのが好ましい。この容量性負荷はできる限り小さいのがよい。このことは、１から１０ＭＨｚの高いサイクル周波数をもつコンバータによって実現可能である。目標値は１から２０μＦの範囲内にあるのがよく、いわゆるマルチレイヤセラミックチップキャパシタ（ＭＬＣＣ）によって具体化されるのがよい。昇圧変圧器の出力キャパシタンスをこのような値に低減することで、車内ネットワークからの始動電流制限をするための他の方策が必要ない（コスト削減）。始動電流は数μｓ（＜３０μｓ）に制限され、振幅に関しては車内ネットワークのインピーダンスによりきわめて強く規定される。さらに、このような容量性負荷により、昇圧変圧器の安定した動作を実現することができる。このことは、当該負荷に合わせたコントローラの適合化によって可能となる。そのために、正帰還を確実に回避しなければならない（不安定性）。このことは、フリーホイーリング回路と出力キャパシタンスとの間の不可避的な直列抵抗／インダクタンスの利用によって（抵抗の定義／フリーホイーリングダイオードと出力キャパシタンスとの間の条導体、ボンディングワイヤのインダクタンス）、追加のコストを要することなく的確に改善することができる。
【００１９】
これに加えて制御装置は、エネルギーリザーブ蓄積器の充電中における少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器の少なくとも１つの電気パラメータに依存して、少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器のキャパシタンスの初期測定を行うとともに、これに引き続いて少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器の等価内部抵抗の測定を行う論理回路を有しているのが好ましい。このような論理回路は、通常、マイクロコントローラに存在しており、マイクロコントローラはそのために必要な、例えば少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器における電圧推移に関するデータを読み出す。ＳＰＩインターフェースを介して、かつこれに依存して、キャパシタンスの初期測定および内部抵抗の測定が開始される。少なくとも１つのエネルギー蓄積器の充電という概念は、本件においては、それが制御装置のスイッチオンないしパワーオンの後のエネルギー蓄積器の充電であることを意味している。
【００２０】
論理回路は、少なくとも１つの電気パラメータを、通常は電圧を、本件においてはたとえば電気的なエネルギーリザーブ蓄積器における電圧を、所定の閾値と比較するための少なくとも１つのコンパレータを有しているのが好ましく、キャパシタンスの初期測定および内部抵抗の測定はこの比較に依存して実行される。すなわちコンデンサを備えるエネルギーリザーブ蓄積器における電圧が所定の値に達すると、キャパシタンスの測定が実行される。たとえば２つのコンパレータ値を利用することで、所定の測定帯域を通過するのに必要となる充電時間を、たとえば１０ビット／１０ＫＨｚの統合されたカウンタによって判定することができる。このとき測定電流としては、統一的に９０ｍＡを適用することができる。それによって次式に基づくキャパシタンスが生じる：
ＣＥＲ＝測定電流×充電時間／測定帯域
【００２１】
エネルギーリザーブすなわちエネルギーリザーブ蓄積器のいわゆる等価内部抵抗の測定についても、エネルギーリザーブ蓄積器の内部抵抗が十分に小さいかどうかを判断するために、２つのコンパレータ値を利用することができる。たとえば測定電流を９０ｍＡから９３０ｍＡに変更すれば、測定電流の変更から１０μｓ後にコンパレータ閾値によって具体化される、たとえば０．５Ｖの電圧変化が照会される。これを超過していれば、内部抵抗はたとえば＜０．６オームである。たとえば１Ｖの電圧変更がなされると、第２のコンパレータテスト個所が測定電流の印加後に照会される。これを超過していれば、内部抵抗は１．２オームを超えている。進行制御はマイクロコントローラで具体化されていてよく、あるいはＡＳＩＣの論理回路によってハードウェアで具体化されていてよい。同様に、マイクロコントローラのＡＤＣ（アナログ・デジタル・コンバータ）によって、またはシステムＡＳＩＣの電圧コンパレータとカウンタによって、測定装置が具体化されていてもよい。測定の開始はＡＳＩＣのマイクロコントローラが励起することができ、正確な開始時点は、ＶＥＲ＿ｍｉｎに達したときにハードウエアによって行われる。この励起は、たとえば初期キャパシタンスの結果レジスタの読み取りによって行うことができる。測定が実行されなければ、結果レジスタは上書きされない。
【００２２】
さらに論理回路は、エネルギーリザーブ蓄積器の充電後に論理回路がキャパシタンスの次回の測定を周期的に実行できるように構成されているのが好ましい。そのためにもコンパレータ閾値を利用することができる。この測定は、周期的なキャパシタンス測定の結果レジスタに対するマイクロコントローラの読み取りプロセス後に開始される。このプロセスによって充電電流源が遮断される。電圧は、コスト関連でない負荷によって、たとえば電圧分配器のところで低下する。エネルギーリザーブ蓄積器における電圧が所定の値に達すると、次の値に達するまで、測定電流によりエネルギーリザーブが再び充電される。小さくした測定ストロークおよびこれに対応して適合化された測定電流を選択することで、桁数で表したμＦの分解能は、初期キャパシタンス測定の値に正確に保たれる。
【００２３】
１つの発展例では、入力電圧がコンパレータにより監視されることによって、バッテリ電圧の急落の結果としてのキャパシタンス測定および内部抵抗測定での測定誤差が回避されることが意図される。コンパレータによって事前設定された値よりも入力電圧が低下すると、それぞれ進行中の測定は測定メモリにおいて実行不可能の表示が付される。その別案として、充電電流源の電流コントローラが測定アプリケーションにおける調整状態を生起する。立ち上がり時間を除いてこの調整状態が測定時間と同じ調整時間に達したときに限り、進行中の測定が障害なく進行しており、したがって有効であると見なされる。すなわち調整は目標電流に続いてただちに行われ、この調整状態のまま測定時間の終了まで保たれる。そうでない場合、測定値は測定メモリにおいて「実行不可能の表示」を与えられる。調整状態を検出するために、同じく１０ビットカウンタを１０ｋＨｚのサイクル周波数で利用することができる。これよりも低い分解能も考えられる。
【００２４】
さらに、充電電流源による少なくとも１つのエネルギーリザーブ蓄積器の充電は、第１の電流レベルを有する第１の時間帯および第３の時間帯で、テスト電流を有する第２の時間帯で、および第１の電流レベルを下回る第２の電流レベルを有する第４の時間帯で行われるのが好ましく、第１、第２、第３、および第４の時間帯はこの順番で連続し、第２の時間帯ではエネルギーリザーブ蓄積器のキャパシタンスと内部抵抗の初期測定が行われる。第１の電流レベルとテスト電流レベルとの切換、ならびに第１の電流レベルと第２の電流レベルとの切換は、エネルギーリザーブ蓄積器における電圧に基づいて行われる。すなわちエネルギーリザーブ蓄積器における電圧が、所定の閾値と比較される。
【００２５】
さらに、制御装置はエネルギー節約モードで始動するのが好ましい。１つまたは複数のエネルギーリザーブ蓄積器が充電されないので、制御装置電圧のスイッチオンとほぼ同期して、昇圧変圧器が出力電圧を形成することができるからである（充電電流源は当初は遮断されている）。昇圧変圧器の出力部に接続された少なくとも１つの降圧変圧器によってコンピュータ（マイクロコントローラ）へ電気エネルギーが供給され、すなわち本件では車両バッテリからの取出しが低減されるエネルギー節約モードが意図されており、これは、充電電流源からの制御装置内部のエネルギー蓄積器の充電を回避するために、ないしはそれが希望されたときに初めて実施するために（μｃプログラム、ＣＡＮ、ＦＬＥＸＲＡＹ、ＬＩＮを介してのデータトランスファ）、充電電流源が好ましく利用されることによってなされる。降圧変圧器では、入力電圧がこれよりも低い出力電圧へと変換される。降圧変圧器コンフィギュレーションの１つの好ましい特徴は、電圧を段階的に降下させる２つの降圧変圧器を直列につなぐことにある。これら両方の降圧変圧器は、昇圧変圧器と同様に容量性の負荷をかけられている。このようなエネルギー節約モードは、たとえば当該エネルギー節約モードで動くようにとの命令を制御装置が診断テスタを介して受けとるようにするために、たとえば展示会場の自動車などで採用される。エネルギー節約モードの別の可能性は、本来のアプリケーションを始動させることなく、定義された状態がスイッチオンされるキーレスエントリーである。
【００２６】
本発明の実施例が図面に示されており、以下の記述の中で詳しく説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明による制御装置のブロック図である。
【図２】本発明による方法のフローチャートである。
【図３】本発明による方法の別のフローチャートである。
【図４】本発明による制御装置の別のブロック図である。
【図５】スイッチコンバータにおけるトランジスタの時間グラフである。
【図６】電圧時間グラフである。
【図７】別の電圧時間グラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
図１は、本発明が対象とする制御装置の一部分をブロック図として示している。バッテリ電圧ＵＢは、たとえばフィルタおよび／または逆電圧保護部を介して昇圧変圧器ＡＷに印加され、すなわちその入力部に印加され、それによって昇圧変圧器ＡＷは、バッテリ電圧ＵＢまたはこれから導出される電圧を所定のレベルまで引き上げる。出力部と並列に若干の条導体を介して後置されたコンデンサＣ１における出力電圧は、記号ＶＵＰで表されている。昇圧変圧器ＡＷは主としてＳＰＩインターフェースを介して制御可能であり、このとき特に次のようなパラメータを変更することができる：オン／オフ、サイクル周波数、エッジ急峻度、トランジスタＴ１、Ｔ２、電流制限Ｔ１，Ｔ２、出力電圧２３．．．２５Ｖ／３１．．．３５Ｖ。出力部に並列につながれたコンデンサＣ１およびＣ２は、本例では、いわゆるマルチレイヤセラミックチップキャパシタ（ＭＬＣＣ）であり、これらは１から２０μＦのサイズを有しており、昇圧変圧器の安定した動作を保証する。これらのコンデンサＣ１およびＣ２は低いインピーダンスを有しているが、それにもかかわらず、本件では高い変圧器周波数が適用され、すなわち１８００から２２００ｋＨｚが適用され、それによって中波領域の障害を回避することができるので、安定したコントロールが実現される。定義された的確な方策により、たとえばこの変圧器出力キャパシタンスの結合部の１センチメートルにつき５．．．１５ｍオーム／５−１０ｎＨの単位長さあたりインダクタンスを、十分なインピーダンス値の実現のために利用することができる。このとき出力キャパシタンスＣ１およびＣ２を結合するために、幅０．５ｍｍと厚み３５μｍの長さ１ｃｍにつき０．１２５オームの値が好ましいことが判明している。変圧器から放出される電流は、Ｃ１およびＣ２の単位長さあたりインダクタンスにおいて時間遅延なしに電圧を惹起し、それによって安定したコントロールが可能となる。昇圧変圧器ＡＷの出力部に直列に接続された、以下に説明する図１の降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２は、昇圧変圧器ＡＷの変圧器出力キャパシタンスを長さ１ｃｍ、幅／０．５ｍｍ、厚み／３５μｍの条導体と接続することができるように配置されており、すなわち共通のＡＳＩＣに配置されており、すなわち、昇圧変圧器と両方の降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２ならびに充電電流源ＬＳＱが配置された共通の集積回路に配置されており、それによりインダクタンスに対して５．．．１５ｍオーム／５−１０ｎＨの単位長さあたり抵抗が発生し、そのようにして変圧器が通常安定する。しかしそれと同時に、これと同一のキャパシタンスで、後続の変圧器すなわちＤＣ１およびＤＣ２の入力緩衝キャパシタンスの機能も実現することができ、それは、これらの変圧器が０から５ｍｍの短い条導体長さをもって以後の変圧器段の入力部に結合されている場合である。それによって電圧リプルが減少し、放射も減少する。この方法は、両方の降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２の結合についても相応に適用することができる。
【００２９】
出力電圧ＶＵＰ、すなわち特許請求の範囲に基づく充電電圧は、充電電流源ＬＳＱにより、充電電流源の出力部に接続されたエネルギーリザーブ蓄積器であるエネルギーリザーブＣＥＲを充電して、自給モードのための準備を整えるために利用される。しかしながら点火は多くの場合、このキャパシタンスＣＥＲを介して行われ、すなわち非自給モードにおいても行われる。目標電圧はここでは符号ＶＥＲで表されている。充電電流源ＬＳＱと降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２もシリアルインターフェースＳＰＩを介して、ここには図示しない好ましくはマイクロコントローラによって制御可能かつプログラミング可能である。充電電流源ＬＳＱに関しては、コンデンサＣＥＲを充電するのにどれだけの電流が使用されるかというプログラミングが必要である。コンデンサＣＥＲは、通常、電解コンデンサであるが、これ以外のコンデンサ型式も可能である。同じくキャパシタンスやＥＳＲ測定電流の大きさも調整可能であってよく、時間測定のサイクル周波数も同様である。
【００３０】
充電電流源ＬＳＱは電流コントローラを有している。このような電流コントローラは、制御装置のマイクロコントローラにより規定されている、プログラミングされた電流に合わせて電流をコントロールする。このような電流のプログラミングにより、制御装置がスイッチオンされた後の充電段階で、すでにコンデンサＣＥＲのキャパシタンスおよび等価内部抵抗の初期測定を実行することが可能である。こうした測定が必要なのは、たとえばエアバッグやベルトテンショナの点火にエネルギーリザーブも利用することができるように、当該コンデンサの機能性を検証するためである。測定結果は、以後の機能検証に利用するために、制御装置に保存されるのが好ましい。
【００３１】
本発明の理解には必要でないが制御装置の動作には含まれるコンポーネントは、便宜上ここでの説明では省略している。
【００３２】
充電電流を調整することで、キャパシタンスＣＥＲが所定の電圧まで充電されていく上昇速度も調整可能である。さらには、電流節約モードのような動作モードも可能であり、それは充電電流源が、そのような電流節約モードではコンデンサＣＥＲを充電しないことによる。そのとき、エコモードとも呼ばれるそのような電流節約モードでも作動するべきマイクロコントローラは、昇圧変圧器に直接結合された降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２を介して、必要なエネルギーの供給を受ける。エネルギーリザーブＣＥＲの充電速度を調整することで、所定のシステム・レディ時間を設定することが可能である。
【００３３】
エネルギーリザーブＣＥＲには点火回路が接続されており、それによりエネルギーリザーブＣＥＲは、制御がなされた場合に、これにエネルギーを供給することができる。降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２を介して、自給モードにおいては制御装置のその他のコンポーネントも供給を受ける。
【００３４】
降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２は、少なくとも部分的に、昇圧変圧器ＡＷに対して反転した動作をする。これらもそれぞれインダクタンスを有しており、電圧を相応に引き下げる役割を有している。相応の電圧レベルで制御装置のエレクトロニクスに供給をするために、降圧変圧器にはインターフェースが接続されている。そのような電圧レベルについては後でまた説明する。降圧変圧器ＤＣ１がそのような供給を行うのではなくて電圧を第１のレベルまで引き下げ、このレベルを第２の変圧器ＤＣ２が利用して、これをさらに引き下げることが可能である。さらに降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２は少なくとも部分的に、昇圧変圧器ＡＷに対して反転した動作をする。少なくとも１つの降圧変圧器が昇圧変圧器ＡＷの出力部に接続されているとき、電圧ＶＵＰが下げられ、それに伴って電圧ＶＥＲも同じく下げられる。エネルギーリザーブＣＥＲが欠如しているとき、または昇圧変圧器が故障しているとき、バッテリ電圧は当該降圧変圧器の出力電圧まで引き下げられる。昇圧変圧器と降圧変圧器の反転した動作とは、昇圧変圧器で充電段階が開始されてから、降圧変圧器でいわゆるフリーホイーリング段階が開始されることを意味している。充電段階とはインダクタンスが充電されることであり、フリーホイーリング段階とは、エネルギーがインダクタンスから放出されることをいう。これら両方の段階の間には、スイッチコンバータが介在している。昇圧変圧器ＡＷがフリーホイーリング段階にあるとき、すなわちエネルギーが出力部ＶＵＰへと運ばれる段階にあるとき、一定の段階の重なり合いをもって、降圧変圧器ＤＣ１によりエネルギーがただちに再び出力部ＶＵＰから取り出される。それによってＶＵＰ制御電圧の振動分が低減され、そのようにして、出力部ＶＵＰにある可能なかぎり小型で低コストのセラミックコンデンサによる働きで済ませることができる。セラミックコンデンサはコンデンサＣ１およびＣ２であり、ないしは、両方の降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２の間ではＣ３およびＣ４である。
【００３５】
降圧変圧器ＤＣ１の出力電圧には、ハードウェアによってプログラミング可能である１．２から３．３Ｖの電圧を生成するために、別の降圧変圧器が接続されている。この第２の降圧変圧器ＤＣ２は、第１の降圧変圧器ＤＣ１と同じく、昇圧変圧器に対して反転した動作をする。それにより第１の降圧変圧器の出力部では、出力電圧が増大するちょうどその瞬間に、第２の降圧変圧器によるエネルギー取出しによって反対の作用が行われる。そのようにして、第１の降圧変圧器ＤＣ１の出力電圧の振動分が同じく低減され、それによって、第１の降圧変圧器の出力部におけるたとえば１５０μＦのキャパシタンスを約３０μＦまで引き下げることが促進される。
【００３６】
図２に示すフローチャートは、本発明による方法を説明したものである。方法ステップ２００では、バッテリ電圧ＵＢがたとえばフィルタリングされ、または逆電圧保護され、ただし少なくとも昇圧変圧器ＡＷの入力部に提供される。方法ステップ２０１では、この昇圧変圧器ＡＷがスイッチコンバータとして作動することによって昇圧変圧を実行する。それにより昇圧変圧器ＡＷの出力部では、電圧ＶＵＰを測定可能である。シリアルインターフェースＳＰＩを介して充電電流源ＬＳＱがプログラミングされ、それにより充電電圧源は充電電圧ＶＵＰに依存して、エネルギーリザーブ蓄積器またはエネルギーリザーブまたはエネルギーリザーブコンデンサであるコンデンサＣＥＲを相応の電流で充電し、すなわち、電圧ＶＥＲまで充電する。このことは方法ステップ２０３で行われる。
【００３７】
図３は、このフローチャートを別のフローチャートで精密化したものであり、ここでは方法ステップ２０３が方法ステップ３００で把握されており、これに先行する図２の各方法ステップはここには掲げていない。方法ステップ３００でのコンデンサの充電中に、方法ステップ３０１で、たとえばマイクロコントローラによって、あるいは変圧器そのものも含むシステムＡＳＩＣによって、コンデンサの電圧が測定される。コンデンサの電圧が閾値ＶＥＲ＿ｍｉｎに達しているかどうか、この電圧が方法ステップ３０２でチェックされる。これに達していなければ、方法ステップ３００に戻る。しかし達しているときは、方法ステップ３０３へそのまま進むことができ、または、コンデンサＣＥＲのキャパシタンスおよびその等価内部抵抗ＥＳＲを初期測定するために、ＳＰＩを通じてテスト命令が出力されるまで待機する。その後、方法ステップ３０４で充電が再び開始される。キャパシタンスの測定、ないし内部抵抗ＥＳＲの測定は、充電電流とは相違していてよい測定電流を用いて実行される。
【００３８】
方法ステップ３０４では、自動的に、またはシリアルインターフェースＳＰＩを介してのマイクロコントローラμＣによる要請後に、方法ステップ３００の充電電流が再び開始される。この第２の充電段階では方法ステップ３０５で、コンデンサＣＥＲの充電電圧が、電圧ＶＥＲ＿ｍｉｎよりも高い値ＶＵＰ＿ｌｏｗに達しているかどうかチェックされる。これに達していなければ、充電電流による充電が続行される。しかしこれに達しているときは、方法ステップ３０６で充電電流源ＬＳＱのプログラミングが変更されて、方法ステップ３００および３０４の充電電流よりも低い維持電流が適用されるようになる。このような維持電流が適用されるのは、目標電圧ＶＵＰに到達させてコンデンサをこの電圧で保つためである。昇圧変圧器は、充電電流源がそれを直流として解釈する程度に高い周波数で作動して、出力コンデンサにより平滑化される。
【００３９】
図４は、本発明が含んでいる制御装置の各コンポーネントの詳細な回路図を示している。２６Ｖ前後の値をとることができるバッテリ電圧ＵＢは、逆電圧保護部としての役目をするダイオードＤ１に流れ方向で接続されている。ダイオードＤ１には、コンデンサＶ−ＦおよびＣ４０に関わる、アースに向かう導出部を備えるＶフィルタＶ−Ｆが接続されている。ダイオードおよびコンデンサＶ−ＦにはフェライトＦＲが接続されており、このフェライトが、アースにつながれた入力コンデンサＣ４０と、昇圧変圧器ＡＷのインダクタンスＬ１と、エレクトロニクスに関する昇圧変圧器ＡＷの入力部と接続されている。昇圧変圧器ＡＷは降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２、ならびにリニアコントローラＬＲおよび充電電流源とともに、さらにこれ以外のコンポーネントも含むことができる１つの共通のシステムＡＳＩＣに統合されている。このシステムＡＳＩＣは、ただ１つの基板上または複数の基板上のコンポーネントを含むことができる。
【００４０】
昇圧変圧器ＡＷは、ドレーン接続部を介してインダクタンスＬ１に接続されるとともにソース接続部を介して抵抗Ｒ１を通じてアースと接続されたＮチャネル充電トランジスタＴ１を有している。さらに、フリーホイーリングＰチャネルトランジスタＴ２が設けられており、これはソース接続部でインダクタンスおよびトランジスタＴ１（ドレーン）に接続されるとともに、ドレーン接続部では昇圧変圧器コントローラＶＵＰｒの入力部と結合されている。同期制御式のトランジスタＴ２に代えて、単純な超高速フリーホイーリングダイオード（ショットキーダイオード）を使用することもできる。これはアノードでインダクタンスおよびＴ１（ドレーン）と接続されるとともに、カソードでＶＵＰｒに接続される。
【００４１】
ＶＵＰｒには、コンデンサＣ１およびＣ２の並列回路が接続されている。この並列回路では、２２から３４Ｖの間である電圧ＶＵＰがタッピングされる。たとえばマイクロコントローラμＣによって電圧が測定される。充電電圧ＶＵＰは充電電流源ＬＳＱの入力部と接続されており、充電電流源は、電流分配器ＳＶおよび流れ方向と逆向きにつながれたダイオードＤ２の並列回路を有しており、それは、充電電流源ＬＳＱの出力部に接続されたコンデンサＣＥＲからの逆流を可能にするためである。電流分配器ＳＶとしては、トランジスタＴ５が利用される。ダイオードＤ２は、通常、トランジスタＴ５の構成要素である。このとき電流は０から９３０ｍＡの間でＳＰＩインターフェースを通じてプログラミング可能である。充電電流源ＬＳＱの出力部に接続されたコンデンサＣＥＲはアースにつながれており、さらに、図示しない点火回路にも接続されている。ただし電圧ＶＵＰは、充電電流源ＬＳＱによって受け取られるだけでなく、電圧ＶＵＰを７．２Ｖの電圧ＶＡＳに引き下げる降圧変圧器ＤＣ１によっても受け取られる。降圧変圧器ＤＣ１は、制御電圧ＶＵＰの振動分を低減するために、昇圧変圧器ＡＷに反転して接続されている。
【００４２】
電圧ＶＵＰは、降圧変圧器ＤＣ１の電流分路Ｒ２を介して、後置された充電トランジスタＴ３（Ｐチャネル）とソースで接続されるとともに、そのドレーンを介して降圧変圧器のインダクタンスＬ２に接続されている。さらに別の同期フリーホイーリングトランジスタＴ４（Ｎチャネル）が、ソース接続部でアースにつながれるとともに、ドレーン接続部でインダクタンスＬ２ならびにＴ３のドレーンにつながれている。Ｔ４に代えて、単純な超高速フリーホイーリングダイオード（ショットキーダイオード）を使用することもできる。これはアノードでアースと接続されるとともに、カソードでインダクタンスＬ２およびトランジスタＴ３のドレーンに接続される。インダクタンスＬ２は降圧変圧器ＤＣ１の制御入力部に接続されており、ここでは制御電圧ＶＡＳｒを形成する。この場合にも昇圧変圧器と同じく、この制御入力部はＬ２の電流供給部とともに容量性負荷に接続されており、すなわち、降圧変圧器の出力部を形成するコンデンサＣ３およびＣ４に接続されている。Ｃ３／Ｃ４（＋）と接地ベースとの間で、引き下げられた電圧ＶＡＳをタッピングすることができる。６．４Ｖ．．．７．２Ｖのこの電圧ＶＡＳは、本件では降圧変圧器ＤＣ２により受け取られ、そのためにこの降圧変圧器は電流分路Ｒ３とスイッチングトランジスタＴ７およびＴ８とインダクタンスＬ３を有している。ＤＣ２はＤＣ１に準じて構成されている。それにより、１．２から３．３Ｖの間である、制御装置の各コンポーネントにより受け取られる出力電圧ＶＳＴが形成される。降圧変圧器ＤＣ１に接続されたリニアコントローラＬＲを介して、５Ｖの電圧が電流分路Ｒ４および制御トランジスタＴ６の後に出力される。この電圧は、ＣＡＮバスないしフレックスレイバスへの供給の役目を果たすことができる。リニアコントローラＬＲのこの出力部にも、冗長性の理由により並列につながれたコンデンサＣ４１およびＣ４４を含む容量性負荷が設けられている。
【００４３】
降圧変圧器ＤＣ２も、Ｐチャネル充電トランジスタＴ７と、ＮチャネルフリーホイーリングトランジスタＴ８もしくはＴ８に代わるフリーホイーリングダイオードとを有している。電圧ＶＡＳは、降圧変圧器ＤＣ２の電流分路Ｒ３を介して、後置された充電トランジスタＴ７（Ｐチャネル）とソースで接続されるとともに、ドレーンを介して、降圧変圧器のインダクタンスＬ３に接続されている。別の同期フリーホイーリングトランジスタＴ８（Ｎチャネル）が、ソース接続部でアースにつながれるとともに、ドレーン接続部でインダクタンスＬ３ならびにＴ７のドレーンにつながれている。Ｔ８に代えて、単純な超高速フリーホイーリングダイオード（ショットキーダイオード）を利用することもできる。これはアノードでアースと接続されるとともに、カソードではインダクタンスＬ３およびトランジスタＴ７のドレーンに接続される。
【００４４】
降圧変圧器ＤＣ２の出力部も、コンデンサＣ４３およびＣ４４の並列回路で容量性負荷されている。それにより、それぞれ出力部で機能的に昇圧変圧器ＡＷと同じように配線された、すなわち容量性に配線された、降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２の直列回路が成立する。さらにこれらの変圧器はすべて、変圧器の出力部で振動分が低減されるように作動する。このことは高い安定性につながる。
【００４５】
図５は、スイッチコンバータＡＷ、ＤＣ１、およびＤ２のトランジスタの変調を示している。これらは特に部分的に段階を重ね合わせながら、反転した動作を示している。ここで上側のグラフは、昇圧変圧器ＡＷのトランジスタＴおよびＴ２のパルス幅変調に対する変調を示しており、トランジスタはオンおよびオフされている。第１の段階には充電段階を見ることができ、第２の段階にはフリーホイーリング段階を見ることができる。中間のグラフには、充電段階とフリーホイーリング段階の部分的な重なり合いを示す、降圧変圧器ＤＣ１のトランジスタＴ３およびＴ４のパルス幅変調を見ることができる。ここでは正確な反転が行われており、最初はフリーホイーリング段階を見ることができ、次いで充電段階を見ることができる。このように昇圧変圧器ＡＷの放出段階には、降圧変圧器ＤＣ１によるエネルギー取出しも見ることができる。両方の降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２の関係もこれに準じており、このことは、中央および下側の時間グラフに見ることができる。各変圧器のサイクルは本件では５００ｎｓである。１回のサイクルには充電段階と放出段階が含まれる。
【００４６】
次の両方の電圧時間グラフである図６および図７には、図４に示す回路の機能形態が詳しく説明されている。図６は、バッテリ電圧ＵＢのスイッチオンから、エネルギーリザーブＣＥＲの等価内部抵抗の測定までの電圧を示している。図７は、エネルギーリザーブＣＥＲの充電段階の開始から、エネルギーリザーブＣＥＲが制御電圧に達するまでの電圧の時間グラフを示している。
【００４７】
図６は、時点Ｔ０で電圧供給がスイッチオンされることを示している。これは、たとえば１２Ｖに達するバッテリ電圧ＵＢである。スイッチコンバータは符号６００で始動し、その出力部で電圧ＶＵＰを出力する。この上昇は、車両の供給インピーダンス、インダクタンスＬ１のＶフィルタＶ−Ｆ、および容量性負荷Ｃ１およびＣ２に対応する。この上昇は本件では非常に迅速である。Ｔ０から約３０から７０μｓ後である時点Ｔ１で、少なくとも２つの安定したＡＳＩＣ内部の基準電圧が生成された後に、およびフィルタにより生じる定義された待機時間の後に、スイッチコンバータＡＷが始動する。基準電圧は差異に関してチェックされ、すなわち、相違が生じていればエラーが存在する。待機時間はカウンタによって計測される。
【００４８】
そして時点Ｔ２で降圧変圧器ＤＣ１も運転を開始し、このことは符号６０１で表されている。このことは、昇圧変圧器の出力電圧ＶＵＰが所定の値ＶＵＰ＿ｌｏｗを上回るとただちに行われる。降圧変圧器ＤＣ１自体がそのことを認識する。
【００４９】
そして時点Ｔ３でスイッチコントローラＤＣ２も始動し、このことは符号６０２で表されており、リニアコントローラＬＲも、第１の降圧変圧器ＤＣ１の出力電圧が所定の閾値ＶＡＳ＿ｌｏｗを超えるとただちに始動する。時点Ｔ４で、安定した電圧の生成後に、放出によるパワーオンリセットが行われる。Ｖｉｎｔは基準電圧が形成される元になる内部電圧であり、たとえばツェナー電圧から形成される。ＶＲｅｆ１は、トランジスタ・エミッタ電圧と、温度補正のための加算割合とが組み合わされてなる、いわゆるバンドギャップ電圧である。これはシリコンのバンドギャップに相当している。第１の降圧変圧器の出力電圧ＶＡＳは制御帯域内にあり、リニアコントローラＬＲの電圧および第２の降圧変圧器ＤＣ２の電圧もそれぞれの制御帯域内にあり、すなわちこれは、カウンタにより確認される定義された２から２０ｍｓの充電時間後である。これらの電圧は、変圧器を含んでいるシステムＡＳＩＣ自体により監視される。時点Ｔ５で、充電電流源ＬＳＱのプログラミングがマイクロコントローラによって行われる。たとえば２１０ｍＡの一次電流レベルによるエネルギー充電の開始が行われる。それにより、エネルギーリザーブＶＥＲにおける電圧が線形に上昇していく。時点Ｔ６で、エネルギーリザーブＶＥＲの電圧がたとえば１１Ｖの値ＶＥＲ＿ｍｉｎに達する。一次電流レベルが、たとえば９０ｍＡの測定電流レベルへと自動的に切り換えられ、少なくとも１０ビットでカウンタを始動させる。時点Ｔ７で、電圧が＋０．５Ｖの値ＶＥＲ＿ｍｉｎに達する。するとカウンタが停止する。このカウンタ水準がキャパシタンス測定値として次回のパワーオンリセットまで保存され、等価内部抵抗の検査のための電流レベルも切り換えられる。この電流レベルは９３０ｍＡである。
【００５０】
Ｔ７＋１０μｓである時点Ｔ８で、エネルギーリザーブＣＥＲにおける電圧が＜＝ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１Ｖであるかどうか、また、この電圧が＜＝ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１．５Ｖであるかどうかチェックされる。この決定フラッグが次回のパワーオンリセットまで保存され、その後、プログラミングされた一次電流レベルに切り換えられる。
【００５１】
その様子は図７にも示されている。一次電流レベルは時点Ｔ５とＴ６の間で第１の上昇７００をもたらし、キャパシタンスと等価内部抵抗の測定はＴ６とＴ８の間に行われる。第２の充電段階はＴ８とＴ９の間に行われ、符号７０３で表されている。時点Ｔ９で、エネルギーリザーブＣＥＲにおける電圧が値ＶＥＲ＿ｌｏｗ＝２２．８Ｖに達する。電流レベルは、たとえば６０ｍＡであるプログラミングされた維持値に自動的に設定される。エネルギーリザーブにおける電圧は、今度はゆっくりとした速度で電圧ＶＵＰ＝２２．４Ｖの制御値になる。これは符号７０４で上昇して表されている。
【００５２】
エネルギーリザーブＣＥＲを昇圧変圧器ＡＷから分断することで、エアバッグ供給システムはすでに時点Ｔ４で準備が整う。Ｔ４は、待機時間をどのように決めるかに応じて３から２１ｍｓの間である。それにより、いわゆるエコモードのような新たな機能性を実現することができる。このシステムは希望に応じて、エアバッグアプリケーションを始動させてエネルギーリザーブの充電により点火準備体制にすることなく、たとえば診断通信のような機能を実行する。このことは、たとえば定期検査や車両紹介などのために利用することができる。
【００５３】
適当な一次電流レベルすなわち充電電流をプログラミングすることで、一方では、点火準備体制を実現している間の、すなわちエネルギーリザーブの充電段階での、最大の制御装置入力電流を求める要請を満たすことができ、他方では、所要のエネルギーリザーブ量の選択に応じて所望の充電時間を実現することができる。
【００５４】
この充電段階でのキャパシタンス検査は、既存のプログラミング可能な充電電流源ＬＳＱ以外の測定源を必要とすることがない。２つのコンパレータ値ＶＥＲ＿ｍｉｎおよびＶＥＲ＿ｍｉｎ＋０．５Ｖを適用することで、０．５Ｖの測定帯域を通過するために必要となる充電時間を、組み込まれたカウンタによって判定することができる。測定電流としては、たとえば９０ｍＡが統一的に適用される。それに応じてキャパシタンスＣＥＲは、１０２．３ｍｓの測定時間で（９０ｍＡ×Ｔ測定）／０．５Ｖ）によって規定され、その結果は１８．４ｍＦとなる。
【００５５】
いわゆるＥＳＲテストはエネルギーリザーブの等価内部抵抗であり、この充電段階では、同じく既存のプログラミング可能な充電電流源ＬＳＱ以外の測定源を必要とすることがない。さらに別の２つのコンパレータ値すなわちＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１ＶおよびＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１．５Ｖを適用することで、エネルギーリザーブの内部抵抗が十分に小さいかどうかを判定することができる。９０ｍＡから９３０ｍＡに測定電流が変更されると、電流の印加後１０μｓにコンパレータ閾値ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１Ｖが照会される。このμｓは選択可能であり、本件では、さほどの容量性の再充電がないときの誘起効果の減衰を補正するために選択されている。このようなコンパレータ閾値を上回っていれば、内部抵抗は０．６Ωを超えている。同様に、測定電流の印加後１０μｓに、コンパレータ閾値ＶＥＲ＿ｍｉｎ＋１．５Ｖが照会される。これを上回っていれば、内部抵抗は１．２Ωを超えている。これは高すぎる値であり、ランプ点灯のような警告が表示される。
【００５６】
図４に準ずる直列結合された変圧器の反転動作という構成要件により、昇圧変圧器ＡＷが遮蔽段階にあるときに、結合されている降圧変圧器ＤＣ１を少なくとも一時的にエネルギー消費させることが試みられる。この方策は、昇圧変圧器ＡＷの出力部の振動分を低減させる。これと同じ手法が、降圧変圧器ＤＣ１およびＤＣ２の結合にも適用される。相応の導線部材により誘導減結合された変圧器出力キャパシタンスという構成要件により、電流の変化によって安定した変圧器・コントローラ情報を導き出すことができる。
【００５７】
エネルギーリザーブの充電後の別のコンパレータ閾値という構成要件により、エネルギーリザーブの周期的なキャパシタンス測定を実行することができ、このコンパレータ閾値は記号ＶＵＰ＿ｌｏｗ＋０．３３Ｖで表される。この測定は、周期的なキャパシタンス測定の結果レジスタに対するマイクロコントローラの読み取りプロセス後に開始される。結果レジスタは同様にシステムＡＳＩＣに配置されている。このプロセスによって充電電流源ＬＳＱが遮断される。電圧分配器、安全スイッチなどの電圧ＶＥＲに印加される負荷によって、電圧が低下する。電圧ＶＥＲが値ＶＥＲ＿ｌｏｗに達すると、たとえば６０ｍＡの測定電流により、ＶＵＰ＿ｌｏｗ＋０．３３Ｖに達するまで、エネルギーリザーブが再び充電される。短い測定ストロークおよびこれに合わせて相応に適合化された測定電流を選択することで、分解能が初期キャパシタンス測定の値に正確に保たれる。値ＶＥＲに達すると、すなわちエネルギーリザーブにおける電圧が値ＶＥＲ＿ｌｏｗ＋０．３３Ｖに達すると、追加的に、システムＡＳＩＣにも配置されている測定値メモリの電圧フラッグが良好へと変わる。供給電圧監視は、電圧ＶＵＰ、ＶＥＲ、ＶＡＳ、ＶＳＴ５０、ＶＳＴを、システムＡＳＩＣのマルチプレクサを介してアナログ・デジタル・コンバータに供給し、それにより、これらの値をマイクロコントローラによりＳＰＩインターフェースを介してシリアルに読み取ることができる。
【００５８】
本件では、エネルギーリザーブのキャパシタンス測定や等価内部抵抗の測定のときの測定誤差の回避も意図される。このような測定誤差は、バッテリ電圧の急落という状況で回避されるのが望ましい。そのために本件では、次の２つの二者択一の方法が提案される：
【００５９】
ａ）入力電圧ＵＢをコンパレータによって監視し、測定の進行中にこの電圧が少なくとも１回だけ閾値よりも低下すると、それぞれ進行中の測定に測定メモリで実行不可能の表示が付される。
【００６０】
ｂ）充電電流源ＬＳＱの電流コントローラが測定アプリケーションで調整状態を生起する。この調整状態が、立ち上がり時間を除いて、測定時間そのものと同じ調整時間に達したときに限り、進行中の測定が障害なく進行しており、したがって有効であると見なされ、そうでない場合、測定値は測定メモリにおいて実行不可能の表示を与えられる。調整状態を検出するために、同じく１０ビットカウンタを５ｋＨｚのサイクル周波数で利用することができ、これよりも低い分解能も本件では考えられる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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