(57)【要約】  入射信号のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を判定すること及び前記ＰＳＤからの少なくとも１つの周波数通信チャネルを識別すること（２０３〜２０７、４０３〜４０８）を含む無線装置上で受信される前記入射信号内で前記少なくとも１つのチャネルを識別する方法。前記ＰＳＤ判定は、所定の継続期間中に受信した前記入射信号の時間サンプルを格納すること（２０１、４０１）と、前記格納されたサンプルに対して第１の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を実行すること（２０２、４０２）とを含む。
2013513326.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線装置上で受信される入射信号内で少なくとも１つのチャネルを識別する方法であって、前記入射信号のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を判定することと、前記ＰＳＤからの前記少なくとも１つの周波数通信チャネルを識別すること（２０３〜２０７、４０３〜４０８）を含み、
前記ＰＳＤ判定は、所定の継続期間中に受信した前記入射信号の時間サンプルを格納すること（２０１、４０１）と、前記格納されたサンプルに対して第１の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を実行すること（２０２、４０２）と、を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
１つの周波数通信チャネルを識別するために、前記識別するステップは、
前記ＰＳＤにおいて最強周波数ピークを判定すること（２０３）と、
前記最強周波数ピークの周囲の周波数帯域に対応する前記格納された時間サンプルに対して、分解能が前記第１のＤＦＴ処理より高い第２のＤＦＴ処理を実行すること（２０４）と
前記第２のＤＦＴ処理の結果から前記周波数チャネルの中心周波数を判定すること（２０５、２０６）と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
全ての周波数通信チャネルを識別するために、前記識別するステップは、前記ＰＳＤの周波数微分を実行すること（４０５ａ）と、前記微分ＰＳＤの極値を判定すること（４０５ｄ）とを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
入射信号内において少なくとも１つのチャネルを識別するデバイスであって、
受信した信号のサンプルを受信する受信手段（３２４、５２４）と、
処理手段（３２３、５２３）と、を備え、該処理手段は、
前記入射信号のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を判定する手段（３２６〜３２８、３４０、５２６〜５２８、５４０）と
前記ＰＳＤから少なくとも１つの周波数通信チャネルを識別する識別手段（３２９〜３３１、５２９〜５３１）と、を備え、
前記処理手段が更に、
所定の継続期間中に受信した前記入射信号の時間サンプルを格納する格納手段（３２５、５２５）と、
第１の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理のためのＤＦＴモジュール（３２６、５２６）と、を備えることを特徴とするデバイス。
【請求項５】
前記処理手段（３２３）は、前記ＰＳＤにおいて最強周波数ピークを判定するように構成されたスペクトル解析手段（３２９）を備え、
前記ＤＦＴモジュール（３２６）は、前記最強ピークの周囲の周波数帯域に対応する前記時間サンプルに対して、前記第１のＤＦＴ処理よりも高い分解能の第２のＤＦＴ処理を行うために構成され、
前記処理手段（３２３）は、前記第２のＤＦＴ処理の結果から前記周波数帯域の中心周波数を更に判定するように構成されることを特徴とする請求項４に記載のデバイス。
【請求項６】
前記処理手段は、スペクトル解析手段（５２９）を備え、
該スペクトル解析手段は、
−  前記ＰＳＤの微分周波数を判定する微分手段（５２９２）と
−  前記微分ＰＳＤの極値を判定する判定手段（５２９４）と、を備えることを特徴とする請求項４に記載のデバイス。
【請求項７】
請求項４乃至６のいずれか１項に記載のデバイス（３２２、５２２）を備えることを特徴とする無線装置（５００、３００）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号処理に関し、特に、移動電話の同期する通信セルに対応する周波数のチャネルを探索及び／又は選択する処理に関する。
【０００２】
本発明の適応例は、無線通信分野に関し、特に２Ｇ標準、３Ｇ標準及び４Ｇ標準に関するが、これらに限定されるものではない。
【背景技術】
【０００３】
セルとの同期の前に、別のセルへのあらゆるハンドオーバを予期するために、ダウンリンク帯域の走査が、チャネルを予め選択するために必要である。現状の最新技術において、移動電話の局部発振器の周波数は、ダウンリンク帯域全体を走査するように周波数ステップ幅を小さくして（例えば、４００ｋＨｚ）制御される。走査後、予め選択された全てのチャネルに対して同期のテストが実行される。ＰＬＭＮ探索と呼ばれる累積処理は、処理時間が長く、その精度には向上の余地がある。
【０００４】
チャネルの選択後、局部発振器の周波数は、選択されたチャネルの厳密な周波数に補正されなければならない。現状の最新技術において、ＨＦＯ補正と呼ばれる段階がそのような目的のために実行される。この処理は上述の処理に類似する。すなわち、第１のステップにおいて、ダウンリンク帯域が走査され、チャネルが選択され、その後同期テストが実行される。この処理は、必要となる補正がある特定の範囲（例えば、２０ｋＨｚ）を超える場合には正確ではない。そのような幅及び精度にも更に向上される余地がある。
【０００５】
これらの２つの処理は、ハードウェア処理手段により実現され、無線受信機をＯＮにすることを必要とする。しかし、移動電話がいずれかのセルと同期されない限り、無線は他のあらゆる目的に対して役に立たない。無線受信機が移動電話において最もエネルギーを消費する構成要素であるため、オートノミーの喪失（loss of autonomy）になることもある。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００６】
一実施形態によれば、受信した信号において少なくとも１つの通信チャネルを識別する方法は、このようなオートノミーの喪失を回避するために、受信した信号を格納することに基づく。方法は、ハードウェアではなくソフトウェアを使用することに更に基づき、格納されたデータを処理し、複雑な動作を容易に実現できるようにする。
【０００７】
一態様によれば、入射信号のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を判定すること、および、そのＰＳＤから少なくとも１つの周波数通信チャネルを識別することを含む、無線装置上で受信される射信号内で少なくとも１つのチャネルを識別する方法が提案される。
【０００８】
この態様の総合的な特徴によれば、ＰＳＤ判定は、所定の継続期間中に受信した入射信号の時間サンプルを格納すること、および、格納されたサンプルに対して第１の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を実行することを含む（実現されるＤＦＴの一例として、高速フーリエ変換を使用することができる）。
【０００９】
ＤＦＴを使用することにより、より高速で正確なＰＳＤ判定が可能になる。このより適切な精度は、後のステップにおいて、ＰＬＭＮ探索やＨＦＯがより高速に実現され得るようにするために有用である。
【００１０】
格納された信号に対する処理により無線受信機を停止できるため、オートノミー（autonomy）を改善できる。種々のモード（２Ｇ、３Ｇ、４Ｇモード）が同時に使用される場合、無線受信機上で他のモードのタスクを更に実現できる。
【００１１】
一つの実施形態において、識別するステップは、１つの周波数通信チャネルに関し、
ＰＳＤにおいて最強周波数ピークを判定することと、
最強周波数ピークの周囲の周波数帯域に対応する格納された時間サンプルに対して、分解能が第１のＤＦＴ処理より高い第２のＤＦＴ処理を実行することと、
第２のＤＦＴ処理の結果から周波数チャネルの中心周波数を判定することと、を含む。
【００１２】
別の実施形態において、識別するステップは、全ての周波数通信チャネルを考慮し、ＰＳＤの周波数微分を実行することと、微分ＰＳＤの極値を判定することとを含む。
【００１３】
別の一態様によれば、入射信号内で少なくとも１つのチャネルを識別するデバイスが提案される。ここで、該デバイスは、受信した信号のサンプルを受信する受信手段と、処理手段を備え、この処理手段は、
入射信号のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を判定する手段と、
ＰＳＤから少なくとも１つの周波数通信チャネルを識別する識別手段と、を備える。
【００１４】
この態様の特徴によれば、処理手段は、
所定の継続期間中に受信した入射信号の時間サンプルを格納する格納手段と、
離散フーリエ変換処理のためのＤＦＴモジュールと、を更に備える。
【００１５】
一実施形態において、処理手段は、ＰＳＤにおいて最強周波数ピークを判定するように構成されたスペクトル解析手段を備え、
ＤＦＴモジュールは、最強ピークの周囲の周波数帯域に対応する時間サンプルに対して、第１のＤＦＴ処理より高い分解能の第２のＤＦＴ処理を処理するように構成され、
処理手段は、第２のＤＦＴ処理の結果から周波数チャネルの中心周波数を更に判定するように構成される。
【００１６】
別の実施形態において、処理手段はスペクトル解析手段を備え、該スペクトル解析手段は、
−  ＰＳＤの微分周波数を判定する微分手段と、
−  微分ＰＳＤの極値を判定する判定手段と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
実施形態及び添付の図面の詳細な説明に基づいて、本発明の他の利点及び特徴が明らかとなるが、これらに限定されるものではない。
【図１】現状の最新技術に従って移動電話の同期を可能にするデバイスのレベル１を示す図である。
【図２】本発明に係る方法の第１の実施形態を図式的に示す図である。
【図３】本発明に係るデバイスの一実施形態を含む本発明に係る無線装置の第１の実施形態を図式的に示す図である。
【図４】本発明に係る方法の別の実施形態を示す図である。
【図５】本発明に係るデバイスの別の実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は、３Ｇ標準において最新技術に従って移動電話の同期を可能にするデバイスの、参照番号２で示されたレイヤ１の手段を示す。
【００１９】
このデバイスは、メッセージハンドラ３を備え、手段４を制御する。メッセージハンドラは、上位レイヤ手段１からのメッセージを受信及び処理するように構成される。その後、制御手段は、それに応じて他の手段５〜８に命令を送出し、他の手段５〜８が命令を実現するように制御する。
【００２０】
他の手段５〜８は以下の手段を備える。
−  ＲＳＳＩ（受信信号強度）測定キャンペーン手段６。これらの手段は、２００ｋＨｚのステップによるダウンリンク帯域のスペクトルの電力評価を可能にする。ＲＳＳＩの後、ＵＡＲＦＣＮ（Universal Terrestrial Radio Access Absolute Radio Frequency Channel Number）候補の集合が選択される。以下において説明するＨＦＯ及びＩＡ（初期接続）は、ＵＡＲＦＣＮ候補の集合に対して実行される。当業者には既知であるように、ダウンリンクスペクトルのチャネルの中心周波数をＵＡＲＦＣＮと呼ぶ。それらは、２つの値間に２００ｋＨｚのピッチで周波数のリストとして事前定義される。一実現例によれば、選択されたチャネルの中心周波数との近接に従って、リストの中から９つのＵＡＲＦＣＮ候補が予め選択される。
【００２１】
−  ＨＦＯ（高周波数オフセット）補正手段７。ＨＦＯ補正手段７は、各候補ＵＡＲＦＣＮにおいて、移動装置の局部発振器の周波数との差分を判定することができる。ＵＡＲＦＣＮ候補毎に、局部発振器の周波数が適応的に調整され、ＩＡ（初期接続）手段８により同期が試行される。ＨＦＯは高周波数オフセットの影響を受けやすく、補正は［−１１ｋＨ、＋１１ｋＨｚ］の範囲であると仮定される。
【００２２】
−  初期同期データベース５。これらの手段は、手段６〜８の結果を記憶し、手段６〜８により格納された結果及びパラメータを読み出せるように構成される。
【００２３】
手段５〜８は、制御手段４により後続して、及び／又は、個別に、使用される。これらの手段は、制御手段４からの命令に従って物理レイヤ手段９を制御する。
【００２４】
上述の全ての段階及び手段は、初期同期処理手段の一部である。上述の全ての段階及び手段は、移動電話のマイクロプロセッサ内のソフトウェアモジュール及び／又は移動電話の集積回路内の特定の構成要素により実現される。上述の全ての段階及び手段は、レベル１のレイヤ手段に属する。
【００２５】
一態様によれば、本発明は物理レイヤ手段に関する。図２〜図５において、物理レイヤ手段を更に詳細に説明する。図３及び図５において、レベル１レイヤ及び上位レイヤは、それぞれ制御手段３５０及び５５０により示される。
【００２６】
物理レイヤ手段は、移動電話のマイクロプロセッサ内のファームウェアモジュール又はソフトウェアモジュール、及び／又は、移動電話の集積回路内の特定の構成要素により実現される。
次に、図２〜図５を説明する前に、レイヤ１に係る方法を簡単に説明する。
【００２７】
移動電話の同期前に局部発振器の補正が必要であり、以下のものを含む。
−  ＲＳＳＩ
−  選択されたチャネルの中心周波数に対応する予め選択されたＵＡＲＦＣＮ候補（Universal Terrestrial Radio Access Absolute Radio Frequency Channel Number）上のＨＦＯによるＩＡテスト。例えば、９つのＵＡＲＦＣＮ候補が予め選択される。
【００２８】
ＩＡテストは、１つのＵＡＲＦＣＮを選択するために予め選択されたＵＡＲＦＣＮ候補に対する同期のテストを含む。実際には、予め選択されたＵＡＲＦＣＮは、１つのＵＡＲＦＣＮによるＩＡテストが正（positive）になるまでテストされる。
【００２９】
局部発振器の補正上の主な制約は、ＲＳＳＩの正確度である。上述したように、ＨＦＯ補正が高周波数オフセットの影響を受けやすいため、ＲＳＳＩが正確でない場合、ＨＦＯを実現できない。また、より正確なＲＳＳＩが用いられると、予め選択されたＵＡＲＦＣＮ候補に対するより少ないテストでＨＦＯ補正後のＩＡテストは成功する。
【００３０】
現在の技術において、セル上の同期と関連したもう一つの段階、ＰＬＭＮ（公衆陸上移動ネットワーク）探索が重要である。ＰＬＭＮ探索により、移動装置がその後の処理において同期しやすいセルに対応するチャネルを予め選択することができる。ＰＬＭＮ探索は、
ＲＳＳＩ、いくつかのチャネルの選択、選択されたチャネル毎の予め選択された候補ＵＡＲＦＣＮに対するＩＡテスト、
を含む。
【００３１】
選択中において、例えば６つのチャネルが選択される。この選択は最強チャネルに基づく。
ＰＬＭＮ探索中において、より少ない同期の試行回数でＩＡテストを成功させられるように、候補ＵＡＲＦＣＮが予め正確に選択されるべきである。
【００３２】
記載されるように、ＲＳＳＩは、ＨＦＯ補正及びＰＬＭＮ探索において使用される。精度が高いほど、テストされるＵＡＲＦＣＮが少なくなり、全体的な処理がより高速になるため、このステップは重要である。実現例として、ＲＳＳＩの精度は２００ｋＨｚである。この精度は十分ではない。
【００３３】
また、ＲＳＳＩの処理は時間がかかる。ダウンリンク帯域が６０ＭＨｚ又は７５ＭＨｚである３Ｇ標準の場合、帯域全体を範囲に含むために２００ｋＨｚの３００〜３７５回のシフトがある。
【００３４】
本発明の一実施形態によれば、ＲＳＳＩより高速で正確なスペクトル測定を可能にする解決方法が提案される。全体的な処理は２つの点でより高速である。また、処理の終了時の正確度も向上する。
ＰＬＭＮ及びＨＦＯの場合の改善されたＲＳＳＩの２つの適応例を以下において説明する。
【００３５】
図２は、高周波数オフセット（ＨＦＯ）補正が改善されるフローチャートを示す。ＨＦＯ補正では、局部発振器の周波数を受信した最強チャネルの中心周波数に同調するように操作される。
【００３６】
最初に、ステップ２０１において、所定数のスロットの間にＩＱ信号のモジュールが格納される。当業者には既知であるように、フレームはスロットを含む。一例として、ＩＱ信号は、１つのスロット中に格納される（スペクトル全体に対して十分なサンプルを累積するために（２５６・［１／７６８０］・１５）・（１５／１０）＝０．７５スロットが必要とされ、以下において計算を説明する）。
【００３７】
当業者には既知であるように、ＩＱ信号は、２つの変調ベアラを含む信号に対応し、一方の変調ベアラは「同相」であり、他方の変調ベアラは一方の変調ベアラと直交する。従って、この信号をＩＱ（同相（in）及び直交（quadrature）位相）と呼ぶ。
【００３８】
格納は、ＩＱ信号に適用される種々の処理により実現される。最初に、信号はＲＦ（無線周波数）処理され、このステップはアナログ復調を含む。次に、アナログ信号は数字サンプルに変換され、数字信号はフィルタリングされる（３Ｇの場合、平方根二乗余弦フィルタ（Root-Raised-Cosine filter）が使用される）。一実施形態によれば、数字サンプルは、ダウンサンプリングされ、ＦＩＦＯ（先入れ先出し）で処理される。ＦＩＦＯメモリが一杯である場合、サンプルはＤＭＡ（ダイレクトメモリアクセス）で格納される。格納されたサンプルが必要な場合は常に、ＤＭＡがＦＩＦＯメモリを充填し、ダウンサンプリングされたサンプルは、補間手段を使用して再度アップサンプリングされる。
【００３９】
次に、ステップ２０２において、格納された信号はＤＦＴ（離散フーリエ変換）処理される。一実施形態によれば、信号帯域幅に対応する周波数偏移（例えば、３．８４ＭＨｚ）の後、第１のＤＦＴが信号帯域幅に対して処理される。実現の一例によれば、使用される粒度は、７．６８ＭＨｚに対して２５６個の点である。信号帯域幅及びＤＦＴに対応する連続した周波数偏移（例えば、３．８４ＭＨｚの偏移）が、ダウンリンク帯域全体が範囲に含まれるまで繰り返される。一例として、６０ＭＨｚの帯域及び５ＭＨｚの信号帯域幅の場合、１５回の周波数偏移及び１６回の第１のＤＦＴが、帯域全体を処理するために必要である。次に、全てのＤＦＴ結果は、連結され、ダウンリンク帯域全体にわたりＰＳＤ（パワースペクトル密度）を与える。
【００４０】
ダウンリンク帯域全体にわたりデータのＰＳＤを用いる場合、最強の信号電力を含むチャネルに対応する周波数は、スペクトル解析手段により判定される（２０３）。絶対最大ピーク検出又は最大相関性ピークとして、種々の既知の方法が使用される。オプションとして、ＰＳＤのｄＢｍ（デシベルミリワット）変換が可能である。
【００４１】
次に、より適切な粒度（例えば、３．８４ＭＨｚ／１０２４＝３．７５ｋＨｚの粒度を可能にする３．８４ＭＨｚに対して１０２４個の点）の第２のＤＦＴ２０４が、最強ピークの周囲の周波数チャネルに対して適用される。
【００４２】
換言すると、実現の一例として、ＤＦＴは３．８４ＭＨｚ帯域に対して処理される。スペクトル全体を範囲に含むために、信号は、ｋ・３．８４ＭＨｚだけシフトし、その後ＤＦＴ処理される。これらの２つのステップは、ｋ＝０からｋ＝１６まで繰り返される。１６個の３．８４ＭＨｚ幅のスペクトルは、スペクトル全体を推定するために連結される。スペクトルのうちの１つは、最強の電力信号を含み、対応するシフトはＦＳＫと呼ばれる。ＦＳＫシフト後のＤＦＴ帯域３．８４ＭＨｚに属するサンプルは、最強ピークの周囲の帯域に対応する前記時間サンプルである。
【００４３】
第２のＤＦＴは、補間によるアップサンプリング後にこれらのサンプルに対して適用される。アップサンプリングには、例えば、１／４チップ（quarter-chip）サンプリングが使用される。
【００４４】
このようなより適切な分解能帯域表現を用いると、チャネルの２つの境界の正確な判定２０５がスペクトル解析手段により可能である。この場合に、微分に基づくいくつかの方法が適用される。以下において詳述する。
【００４５】
チャネルの中心周波数は、これらの境界から判定される（２０６）。実際には、中心は、２つの境界（Ｆｄｏｗｎ、Ｆｕｐ）間の中心にあり、一方が判定不可能である場合、他方から１，９２ＭＨｚ（ＤＦＴの帯域及び周波数偏移に対して３．８４ＭＨｚが考慮される場合）離れている。換言すると、中心を判定するために以下の３つの可能性がある。
双方の境界が使用可能である場合、（Ｆｄｏｗｎ＋Ｆｕｐ）／２
境界Ｆｄｏｗｎのみが使用可能である場合、Ｆｄｏｗｎ＋１．９２ＭＨｚ
境界Ｆｕｐのみが使用可能である場合、Ｆｕｐ−１．９２ＭＨｚ
したがって、ステップ２０５及びステップ２０６において、周波数チャネルの中心周波数が、第２のＤＦＴの結果から判定される。
【００４６】
中心値をＵＡＲＦＣＮと比較する（２０７）。このような比較において、中心周波数と最近接ＵＡＲＦＣＮとの間の最近接する周波数及び差分デルタが判定される（２０７ａ）。移動電話の局部発振器の周波数は、判定されたデルタ値と同調される。
換言すると、ステップ２０３〜ステップ２０７の間に、推定されたＰＳＤからの１つのチャネルが識別される。
【００４７】
次に、ＨＦＯのステップが、更に、実時間信号に対して処理される。
一実施形態においてＨＦＯは、説明した方法の後、同調された局部発振器の周波数での帯域走査ステップから開始する。
別の実施形態において、同調された発振器の周波数を用いる場合、ＵＡＲＦＣＮに最近接する予め選択されたＵＡＲＦＣＮ候補の集合が２０７ａで判定されるため、帯域走査を省略する。
【００４８】
実施形態の方法による利点は以下の通りである。
・上述の別の実施形態に対応する例において、ズーム（６ｍｓ、３．７５ｋＨｚ）を伴うＤＦＴ処理は、ＲＳＳＩ（７００ｍｓ、２００ｋＨｚ）より高速で正確である。
・最初の同調及びより適切な分解能の下で、あらゆる例において、局部発振器の周波数補正の残りのステップはより簡単になり、より少ないＵＡＲＦＣＮ候補がテストされる。従って、全体的な処理はより高速である。更に、無線受信機を停止することにより、オートノミー（autonomy）を改善できる。また、より適切な種々のモードの共生（cohabitation）が更に可能になる。
【００４９】
図３は、図２において説明したように少なくとも１つの周波数通信チャネルを識別する方法を実現できるデバイス３２２を備える無線装置３００を図式的に示す。装置は、一般に、アンテナ３０９、アナログ段３１０、デジタル段３２０及び制御手段３５０を含む。アンテナ３０９は、ＲＦ信号を放出及び／又は受信できる。アナログ段３１０は、ＲＦ処理のための一般的な手段を備える。
【００５０】
デジタル段３２０は、ベースバンドプロセッサ３２１等を備える。デバイス３２２は、周波数の少なくとも１つのチャネルの中心周波数を既知のＵＡＲＦＣＮと比較する処理手段３２３を備える。デバイスは、サンプルをＲＲＣフィルタリングするフィルタリング手段３２４を更に備える。サンプルのフィルタリング手段は、入射信号のデジタルサンプルを受信する受信手段を更に備える。
【００５１】
デバイスは、ベースバンドプロセッサ内のファームウェアモジュールにより実現される。ファームウェアを使用すると、簡単な実現例により、格納された信号の読み出し及びＤＦＴズームを実行できる。
【００５２】
処理手段３２３は以下のものを備える。
−  ＦＩＦＯ及びダイレクトメモリアクセスを含み、信号を格納する格納手段３２５。例えば格納手段３２５は、補間によりダウンサンプリング及びアップサンプリングする手段を更に備える。
−  例えば２５６個の点及び１０２４個の点の粒度の、少なくとも２つの分解能を処理できるＤＦＴ（離散フーリエ変換）モジュール３２６。
−  サンプルを周波数偏移するように構成されたシフティング手段３２７。シフティング手段３２７は、３，８４ＭＨｚ周波数偏移との乗算（multiplication）で実現される。
−  帯域を連結する連結手段３２８、並びに
−  手段３２６、３２７及び３２８を制御するように構成された制御手段３４０。
【００５３】
ＤＦＴモジュール３２６は、シフティング手段３２７及び連結手段３２８と共に動作する。これらの３つの手段は、ダウンリンク帯域全体のＰＳＤを実現するように制御手段３４０により制御される。従って、手段３２６、３２７、３２８及び３４０は、信号のパワースペクトル密度を判定する手段である。
【００５４】
処理手段３２３は、スペクトル解析手段３２９を更に備える。これらの手段は、絶対最大ピーク検出又は最大相関ピークとしてデバイスを実現する種々の既知の方法により実現される。スペクトル解析手段は、ダウンリンク帯域全体のスペクトル間の最強ピークを判定するように構成される。スペクトル解析手段は、シフティング手段３２７と連携し、最強ピークで帯域に対応する周波数偏移を判定する。
【００５５】
ＤＦＴモジュールは、より適切な分解能でこれらのサンプルを処理するように構成される。
このより適切な分解能スペクトル上で、スペクトル解析手段３２９は、最強ピークの周囲のチャネルの境界を判定するように更に構成される。
【００５６】
処理手段は、チャネルの中心を判定する算出手段３３０及び中心周波数をＵＡＲＦＣＮと比較する比較手段３３１を更に備える。
換言すると、手段３２９〜３３１は、ＰＳＤからの１つのチャネルの識別手段である。
【００５７】
内部に備えられた処理システム及び手段は、マイクロプロセッサ内のソフトウェアモジュール及び／又はファームウェアモジュール、且つ／あるいは集積回路内の特定の構成要素により実現される。デバイス３２３の全ての物理層手段は、制御手段３５０により制御される。
【００５８】
図４は、ＰＬＭＮ探索が向上される別のフローチャートを示す。
最初に、４０１において、先述したフローチャートのように、ＩＱ信号が所定数（たとえば、２４８個）のスロットの間に格納される。以下に説明するように、この数は、非コヒーレント累積を可能にするのに十分な数であるべきである。次に４０２において、１０２４個の点の粒度で信号全体に対してＤＦＴが実行される。これらの２つのステップに対して使用された方法は、例えば、先に上述した実施形態のステップ２０１及びステップ２０２に類似する。
【００５９】
その後、ＰＳＤの非コヒーレント累積４０３が処理される。非コヒーレント累積は、例えば４０個のＰＳＤ結果に対して実行される。非コヒーレント累積は、累積された４０個のＰＳＤ間の各周波数の全ての最大レベルを格納することを含む。非コヒーレント累積により、フェージング及び雑音を緩和できる。
【００６０】
スロットの数で表された、上記累積に必要な時間は、容易に算出される。
３Ｇの場合、各フレームは、１０ｍｓ続き、１５個のスロットを含む。各スロットは２５６０個のチップを含む。従って、チップの周波数は３８４０ｋＨｚである。上述したように、サンプルはハーフチップとして格納されるので、ハーフチップの周波数は７６８０ｋＨｚである。
【００６１】
周波数偏移の適切な数が１５であり、ＤＦＴが帯域全体を範囲に含み、１０２４個の点の粒度ＤＦＴである場合、以下のようになる。
（１０２４・［１／７６８０］・１５）・４０・（１５／１０）＝１２０個のスロット
振幅が変倍されたＰＳＤのオプションのｄＢｍ変換は、この段階で処理される。
【００６２】
ステップ４０４において、スライディングウィンドウフィルタリングは、ＡＷＧＮ雑音（平均白色ガウス雑音）を減衰できるように処理される。スライディングウィンドウの長さは、例えば３０であり、全ての係数を１に設定する。
【００６３】
次に、処理４０５は、累積され且つフィルタリングされたＰＳＤの微分に対して実行され、各チャネルの開始及び終了を判定する。
最初に、ＰＳＤの微分関数４０５ａが推定される。例えば、位置ｎにおける微分値を判定するために、以下の式が使用される。
（Ｘｎ＋３０−Ｘｎ−３０）／６０
【００６４】
次に、４０５ｂにおいて、ＡＷＧＮを最小限にするためにスライディングウィンドウフィルタリングを適用する。長さは、例えば１０である。
閾値によるフィルタリング４０５ｃは、ＰＳＤ微分関数に対して適用される。例えば、絶対振幅が最大ピークの３５％より高いピークのみを維持する。
このようにフィルタリングされた微分は、アップステップに対応する正のピーク及びダウンステップに対応する負のピークを含む。
【００６５】
その後、４０５ｄにおいて、再帰的ダウンステップ及びアップステップ検出、並びにチャネル帯域除去が実行される（検出された帯域の各々は、帯域全体から除去され、次の反復のために処理される）。例えば、１つのダウンリンク帯域全体の６つのチャネルには制限がある。換言すると、ＰＳＤの微分において、チャネルは、ダウンステップが後続するアップステップに対応する。アップステップ及びダウンステップは、約３．８４ＭＨｚだけ離間されるべきである。最初に、アップステップが検出される。アップステップ検出の後、そのアップステップは抑制され、別のアップステップの検出が行われる。同一の処理は、ダウンステップに対して適用される。２つの処理の結果は、比較され、約３，８４ＭＨｚの空間を考慮して、チャネルが判定される。６つのチャネルの境界が判定されるとステップ４０５ｄは終了する。
【００６６】
評価されたチャネル境界は、境界のリストに追加される（４０５ｅ）。
残りのステップ４０６〜４０８は、先に判定された境界値を使用して直接ＰＳＤに対して処理される。
【００６７】
最初に、判定された周波数チャネル帯域の準拠が調査される（４０６）。そのようにして、微分において検出されたチャネルが異なるセルを含むＰＳＤから予想される結果と一貫性があるかを判定する。
【００６８】
チャネル帯域毎に、チャネルの中心周波数が判定される（４０７）。中心は、２つの境界（Ｆｄｏｗｎ、Ｆｕｐ）の間の中央にあるか、一方が使用不可である場合に他方から１，９２ＭＨｚ離れている。換言すると、中心を判定するために以下の３つの可能性がある。
双方が使用可能である場合、（Ｆｄｏｗｎ＋Ｆｕｐ）／２
Ｆダウンのみが使用可能である場合、Ｆｄｏｗｎ＋１，９２ＭＨｚ
Ｆアップのみが使用可能である場合、Ｆｕｐ−１，９２ＭＨｚ
【００６９】
次に、４０８において、前記各中心周波数は、最近接の中心ＵＡＲＦＣＮと位置合わせされる。また、各々が１つの中心ＵＡＲＦＣＮに対応するチャネルを含む集合が判定される。例えばこの集合は、６つのチャネルを含む。次に、集合のチャネル毎に、９つ等のある特定の数の予め選択されたＵＡＲＦＣＮ候補が判定される。例えば候補は、当該チャネルの中心ＵＡＲＦＣＮまでの距離に従って予め選択される。
【００７０】
ＰＬＭＮ探索は、実時間信号において選択されたチャネル毎に予め選択されたＵＡＲＦＣＮ候補に対するＩＡテストから継続する。予め選択された候補は、例えば、帯域の左部分（下位ＵＡＲＦＣＮ）から帯域の右部分（上位ＵＡＲＦＣＮ）にテストされる。
換言すると、ステップ４０３〜ステップ４０８の間に、ＰＳＤからの全てのチャネルが識別されている。
【００７１】
この適応例において、本発明により、ＲＳＳＩの処理（７００ｍｓ）よりも高速な処理が可能になる。事実上、ＤＦＴ処理は、
約（１０２４・［１／７６８０］・１５）・４０＝８５，３３ｍｓ
続く。
【００７２】
この適応例において、本発明のより適切な分解能（３，７５ｋＨｚ）により、ＲＳＳＩより正確なＵＡＲＦＣＮ選択が可能になるため、残りの処理においてより少ないＵＡＲＦＣＮがテストされる。従って、全体的な処理は、上記の２つの点でより高速である。
【００７３】
また、使用されない場合、無線受信機を停止することにより、オートノミーを改善できる。それにより、より適切な種々のモードの共生が更に可能になる。換言すると、この方法が特に格納されたデータに対して機能したため、種々のモード（２Ｇ、３Ｇ、４Ｇモード）が同時に使用される場合、１つのモードに対する実現例により、他のモードのタスクを実現できる。
【００７４】
図５は、アナログ段５１０、デジタル段５２０、制御手段５５０及び最終的にベースバンドプロセッサ５２１を含む無線装置５００を図式的に示す。デジタル段は、ＰＬＭＮ探索に対する適応例において少なくとも１つの周波数通信チャネルを識別する方法を実現できるデバイス５２２を更に備える。このデバイスは、図３の無線装置のベースバンドプロセッサ３２１におけるソフトウェア及び／又はファームウェアと同様の方法で組み込まれる。デバイス５２２は、少なくとも１つの中心周波数をＵＡＲＦＣＮと比較する処理手段５２３を備える。デバイスは、サンプルをＲＲＣフィルタリングするフィルタリング手段５２４及びサンプルに対してスライディングウィンドウを適用する手段を更に備える。スライディングウィンドウの長さは、例えば３０であり、全ての係数を１に設定する。サンプルのフィルタリング手段は、入射信号のデジタルサンプルを受信する受信手段を更に備える。
【００７５】
処理手段５２３は、図３に示された手段と同様の手段５２５〜５３１を備える。これらの手段は以下の通りである。
−  サンプルを格納する格納手段５２５。
−  例えば１つの粒度（１０２４個の点）のみで３．８４ＭＨｚ帯域に対してＤＦＴを処理するように構成されたＤＦＴモジュール５２６。
−  例えば３．８４ＭＨｚのサンプルを周波数偏移するように構成されたシフティング手段５２７。
−  例えば３．８４ＭＨｚ幅のサンプルの帯域を連結する連結手段５２８。
−  手段５２６、５２７及び５２８を制御するように構成された制御手段５４０。
【００７６】
ＤＦＴモジュール５２６、シフティング手段５２７及び連結手段５２８は、協働してダウンリンク帯域全体に対してＰＳＤを判定するように制御手段５４０により制御される。従って、手段５２６〜５２８、５４０は、信号のパワースペクトル密度を判定する手段である。
【００７７】
処理手段５２３は、スペクトル解析手段５２９を更に備える。
スペクトル解析手段は以下の手段を備える。
【００７８】
−  非コヒーレント累積手段５２９１。非コヒーレント累積手段５２９１は、累積されたサイクル間の各周波数の全ての最大レベルを格納することを処理するように構成される。
【００７９】
−  微分手段５２９２。微分手段５２９２は、微分式をＰＳＤに適用するように構成され、例えば、（Ｘｎ＋３０−Ｘｎ−３０）／６０が位置ｎにおける微分である。
【００８０】
−  フィルタリング手段５２９３。フィルタリング手段５２９３は、微分手段により推定された微分ＰＳＤにフィルタを適用するように構成される。フィルタリング手段５２９３は、ＰＳＤの閾値によるフィルタを含む。このフィルタを用いる場合、例えば、振幅が最大ピークの３５％より高いピークのみを維持する。フィルタリング手段５２９３は、雑音を最小限にするスライディングウィンドウフィルタを更に含む。ウィンドウの長さは、例えば１０である。
【００８１】
−再帰的アップステップ及びダウンステップ検出手段５２９４。再帰的アップステップ及びダウンステップ検出手段５２９４は、ＰＳＤの微分内のフィルタリング後、１つのチャネルに対して境界が約３，８４ＭＨｚだけ離間すべきであることを認識するチャネル帯域の境界に対応するアップステップ及びダウンステップを判定するように構成される。再帰的アップステップ及びダウンステップ検出手段５２９４は、例えば予め選択された数のチャネルに対して限られた量のアップステップ及びダウンステップを検出するように更に構成される。換言すると、再帰的ダウンステップ及びアップステップ検出手段５２９４は、前記微分ＰＳＤの極値を判定する判定手段である。
【００８２】
−  準拠チェック手段５２９５。手段５２９４により判定された境界に従って、ＰＳＤにおけるチャネルが判定される。その準拠は、準拠チェック手段５２９５によりチェックされる。そのように、微分において検出されたチャネルが種々のセルを含むＰＳＤから予想される結果と一貫性があるかを判定する。
【００８３】
処理手段は以下の手段を更に備える。
−  算出手段５３０。算出手段５３０は、チャネルの中心周波数を判定するように構成される。そのようにするために、簡単な式が以下により適用される。
双方が使用可能である場合、（Ｆｄｏｗｎ＋Ｆｕｐ）／２
Ｆｄｏｗｎのみが使用可能である場合、Ｆｄｏｗｎ＋１，９２ＭＨｚ
Ｆｕｐのみが使用可能である場合、Ｆｕｐ−１，９２ＭＨｚ
【００８４】
−  比較手段５３１。比較手段５３１は、チャネルの集合の各チャネルの中心周波数をＵＡＲＦＣＮと比較するように構成される。正確には、このような比較の間に、最近接するＵＡＲＦＣＮと各チャネルの中心周波数とを比較する。次に、チャネルの各中心周波数は、その最近接ＵＡＲＦＣＮと位置合わせされる。実現例として、チャネルの集合は６つのチャネルを含む。比較手段５３１は、チャネルの集合内のチャネル毎にある特定の数のＵＡＲＦＣＮ候補を予め選択するように更に構成される。例えば、各中心ＵＡＲＦＣＮに最近接する９つのＵＡＲＦＣＮが予め選択される。
【００８５】
換言すると、手段５２９〜５３１は、前記ＰＳＤからの全てのチャネルを識別する識別手段である。
デバイス５２３の全ての物理層手段は、制御手段５５０により制御される。
【００８６】
本発明の一態様によれば、移動電話の同期処理における必須のステップに対してより正確で高速な解決方法を可能にする物理層手段による解決方法を説明する。この解決方法は、ベースバンドプロセッサにおいてファームウェアとして容易に実現される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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