(57)【要約】  本願は、差分干渉計に関連付けられた自由スペクトル領域を変える必要なしに光ネットワークの光信号対雑音比性能を改善する方法およびシステムを説明する。このことは、受信器に関連付けられた電子装置の電気的帯域幅を変えることにより達成される。例えば、電気的帯域幅は、光信号を搬送する伝送回線の組み合わされた有効光帯域幅に反比例して変化し得る。本明細書に説明する技術は、ｍＰＳＫ、ＤＰＳＫ、ＤｍＰＳＫ、ＰＤｍＰＳＫ、ｍＱＡＭ、ＯＤＢ、および他の直接検出フォーマットを含む広い範囲の変調フォーマットに適用可能である。本明細書に説明する技術を用いることにより、光ネットワークの光信号対雑音比性能およびビットエラー率性能は、自由スペクトル領域が可変である高価且つ複雑な差動干渉計を提供する必要なしに改善される。
2013528991.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光通信ネットワークの伝送回線において伝送される光信号を電気信号に変換するための方法であって、
前記光信号に関連付けられたデータを表す第１入力信号を電子装置において受信することと、
前記電子装置の電気的帯域幅を、前記光信号に関連付けられた特性に応答して変えることと、
前記電気的帯域幅を変えることに基づいて出力信号を生成することと、
を含む方法。
【請求項２】
前記光信号は、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）方式の変調信号、差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）方式の変調信号、またはＤｍＰＳＫ光信号である、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記電気的帯域幅を変えることは、前記伝送回線の光帯域幅と前記電子装置に関連付けられた干渉計の自由スペクトル領域との組み合わせに基づいて前記電気的帯域幅を変えることをさらに含む、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記第１入力信号は、自由スペクトル領域（ＦＳＲ）を有する差動干渉計（ＤＩ）に関連付けられ、前記ＦＳＲは一定である、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記特性は前記光信号から判定される、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記特性は、前記光信号の符号誤り率、前記光信号の光帯域幅、前記電子装置に接続された差動干渉計の自由スペクトル領域を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
差動干渉計、光検出器、電気的フィルタ、または差動検出器から前記第１入力信号を生成することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記電子装置は増幅器、電気的フィルタ、または光検出器を備える、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記伝送回線は光帯域幅に関連付けられ、前記特性は前記伝送回線の光帯域幅である、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記光帯域幅は、前記光ネットワークにおいてマルチプレクサにより出力される光信号の光帯域幅と、１つまたは複数の光フィルタにより出力される１つまたは複数の光信号のそれぞれの光帯域幅との和に基づく組み合わされた有効光帯域幅である、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記電子装置の前記電気的帯域幅は前記光帯域幅に対して逆相関関係で変えられる、請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
前記電子装置において第２入力信号を受信することをさらに含み、
前記第１入力信号は第１光検出器から出力され前記第２入力信号は第２光検出器から出力され、
前記出力信号を生成することは、前記第２入力信号から前記第１入力信号を減算することを含む、
請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
前記電気的帯域幅を変えることは、前記電子装置に関連付けられたビットエラー率（ＢＥＲ）における変化に応答して前記電気的帯域幅を変えることをさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
ＤＰＳＫ光信号を搬送する伝送回線を含む光通信ネットワークのための受信器であって、
前記ＤＰＳＫ光信号を受信するために接続された光干渉計であって、前記ＤＰＳＫ光信号とそれ自体とを干渉させ、第１信号および第２信号を出力する光干渉計と、
前記第１信号と前記第２信号との間の差異に応答する電気信号を提供するための差動検出器であって、可変帯域幅を有し、出力信号を生成する差動検出器と、
を備える受信器。
【請求項１５】
前記差動検出器の前記可変帯域幅は前記光信号の特性に応答して変えられる、請求項１４に記載の受信器。
【請求項１６】
前記可変帯域幅は電気的帯域幅である、請求項１５に記載の受信器。
【請求項１７】
前記特性は、前記光信号の符号誤り率、前記光信号の光帯域幅、前記電子装置に接続された差動干渉計の自由スペクトル領域を含む、請求項１４に記載の受信器。
【請求項１８】
前記ＤＰＳＫ光信号はＤｍＰＳＫ光信号である、請求項１４に記載の受信器。
【請求項１９】
前記光信号の特性に応答して前記可変帯域幅を調節するために前記差動検出器に接続されたコントローラをさらに備える、請求項１４に記載の受信器。
【請求項２０】
前記コントローラは、前記光信号の光帯域幅を判定するための光帯域幅判定ユニットと前記判定された光帯域幅に基づいて前記差動検出器に印加される帯域幅を計算するための電気的帯域幅計算ユニットとを備える、請求項１４に記載の受信器。
【請求項２１】
前記コントローラは、前記光信号に関連付けられたビットエラー率を判定するためのビットエラー率検出ユニットと前記差動検出器に印加される帯域幅を計算するための電気的帯域幅計算ユニットとを備える、請求項１４に記載の受信器。
【請求項２２】
光信号を伝送するための伝送回線を含む光ネットワークにおいて用いられるシステムであって、
前記光信号に関連付けられたデータを表す第１入力信号を受信することと、
出力信号を生成することと、
を実行するための電子装置と、
実行されたとき前記光信号に関連付けられた特性に応答して前記電子装置の前記電気的帯域幅を変化させる電子装置可読命令を記憶する電子装置可読記憶媒体と、
を備えるシステム。
【請求項２３】
前記電子装置はトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）である、請求項２２に記載のシステム。
【請求項２４】
前記電子装置は電気的フィルタである、請求項２２に記載のシステム。
【請求項２５】
前記電子装置は光学的光検出器である、請求項２２に記載のシステム。
【請求項２６】
前記命令は前記電子装置の前記電気的帯域幅を約２０ＧＨｚ〜３９ＧＨｚの範囲内で変化させる、請求項２２に記載のシステム。
【請求項２７】
前記命令は前記電子装置の前記電気的帯域幅を前記光信号のビットレートおよび前記光信号の変調フォーマットのうちの少なくとも１つに基づく範囲内で変化させる、請求項２２に記載のシステム。
【請求項２８】
前記電子装置の前記電気的帯域幅は制御電圧を前記電子装置に印加することにより変えられる、請求項２２に記載のシステム。
【請求項２９】
前記伝送回線は光帯域幅に関連付けられ、前記特性は前記伝送回線の前記光帯域幅である、請求項２２に記載のシステム。
【請求項３０】
前記光帯域幅は、前記光ネットワークにおいてマルチプレクサにより出力される光信号の光帯域幅と、１つまたは複数の光フィルタにより出力される１つまたは複数の光信号のそれぞれの光帯域幅との和に基づく組み合わされた有効光帯域幅である、請求項２９に記載のシステム。
【請求項３１】
前記電子装置の前記電気的帯域幅は前記光帯域幅に対して逆相関関係で変化する、請求項２９に記載のシステム。
【請求項３２】
遅延線干渉計（ＤＬＩ）のそれぞれのアームに提供された第１光検出器および第２光検出器をさらに備える、請求項２２に記載のシステム。
【請求項３３】
前記光信号は変調光信号であり、以下のフォーマットすなわちｍＰＳＫ、ＤＰＳＫ、ＤｍＰＳＫ、ＰＤＰＳＫ、ＰＤｍＰＳＫ、ｍＱＡＭ、およびＯＤＢのうちの１つにしたがって変調された、請求項２２に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、全般的には光通信に関し、さらに詳細には光通信ネットワークにおいて光信号を電気信号に変換するための方法およびシステムに関する。
【０００２】
関連出願の相互参照
本願は、２０１０年４月１５日に出願された米国仮特許出願整理番号第６１／３２４，５６１号の優先権を主張するものであり、この出願全体は引用することにより本明細書に援用される。
【背景技術】
【０００３】
ポイント・トゥ・ポイント情報伝達ネットワークの基幹は、光学的に増幅された高密度波長分割多重方式（ＤＷＤＭ）光リンクのシステムである。４０Ｇｂ／ｓ以上のチャネルレートで動作するＤＷＤＭ光ファイバ伝送システムは、より低いチャネルレートのシステムと比べて、潜在的に、ファイバ容量がより大きく且つ１伝送ビット当たりのコストがより低いため、非常に望ましい。
【０００４】
４０Ｇｂ／ｓＤＷＤＭ伝送システムの変調フォーマットは、典型的には、高い光信号対雑音比（ＯＳＮＲ：Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）感度を有するために、選択される。ＯＳＮＲ感度が高いということは、伝送の所望のビットエラー率（ＢＥＲ）が、低いＯＳＮＲで十分に維持されること、すなわち換言すれば、高レベルの光学雑音が存在する場合であっても、システムが所望のＢＥＲで作動可能であることを意味する。加えて、４０Ｇｂ／ｓＤＷＤＭ伝送システムの変調フォーマットは、既存のシステムが、帯域幅を制限する５０ＧＨｚチャネル間隔向けの光マルチプレクサおよびデマルチプレクサを備える場合もあるため、典型的には、光フィルタに対して耐性を有するものが選択される。また、既存のシステムは縦続接続光学アド・ドロップマルチプレクサを備える場合もある。
【０００５】
したがって、差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）が、部分的にはＤＰＳＫ伝送システムが優れたＯＳＮＲ感度を有するため、４０Ｇｂ／ｓＤＷＤＭ伝送システムに対して検討されてきた。差動受信器とも称されることもある平衡直接検出受信器を用いるＤＰＳＫ伝送システムは、ＮＲＺシステムおよびＰＳＢＴシステム等のオンオフ変調システムと比較して約３ｄＢのＯＳＮＲ感度を有することが示されてきた。しかし、従来のＤＰＳＫ伝送システムは良好なフィルタ耐性を有さない。
【０００６】
ＤＰＳＫシステムにおいて、データは、搬送波の位相を偏移することにより、搬送波上に符号化される。位相偏移量は、各位相偏移により符号化されるデータ量に基づいて選択されてもよい。例えば、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）においては、信号の位相は、単一ビットのデータ（「１」または「０」）を各位相偏移により符号化するために、１８０度（すなわち、πラジアン）の増加分で変調され得る。例えば、差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）においては、信号の位相は、２ビットのデータ（例えば、「１１」または「０１」）を各位相偏移により符号化するために、９０度（すなわち、π／２ラジアン）の増加分で変調され得る。
【０００７】
可能な位相偏移の個数は、典型的には、変調フォーマットの「配置点」の個数と呼ばれる。例えば、ＤＢＰＳＫは２つの配置点を有し、ＤＱＰＳＫは４つの配置点を有する。異なる個数の配置点（例えば、「ｍ」個の配置点）を用いる変調フォーマットも知られていて、これらは一般にＤｍＰＳＫフォーマットと称される。
【０００８】
信号の位相および信号の振幅の両方が、データで信号を符号化するために用いられる場合、係る変調フォーマットはＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交増幅変調）またはｍ−ＱＡＭと称される。なお、このｍは配置点の個数を示す。
【０００９】
信号の位相偏移は「シンボル」の伝送として参照され、各記号が伝送される速度は「シンボルレート」として参照される。上述のように、複数ビットのデータは各シンボルを用いて符号化され得る。ビットが伝送される速度は「ビットレート」と呼ばれる。したがって、ＤＱＰＳＫシステムにおけるシンボルレートはビットレートの半分である。例えば、それぞれ同一のシンボルレートで伝送するＤＢＰＳＫシステムおよびＤＱＰＳＫはビットレートが異なる。すなわち、ＤＱＰＳＫシステムは、ＤＢＰＳＫシステムのビットレートの２倍のビットレートを有することとなる。
【００１０】
したがって、ＤＱＰＳＫシステムにおける４３Ｇｂ／ｓデータレートは毎秒２１．５ギガシンボルに対応する。このように、ＤＱＰＳＫ伝送システムは、従来のフォーマットおよびＤＢＰＳＫと比較して、スペクトル帯域幅がより狭く、色分散耐性がより大きく、偏光モード分散（ＰＭＤ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  ｍｏｄｅ  ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）に対する耐性がより大きい。一方ＤＱＰＳＫ伝送システムはＤＢＰＳＫ伝送システムよりも受信器感度がおよそ１．５〜２ｄＢ低い。さらに、送信器および受信器の両方が従来のＤＢＰＳＫ送信器／受信器よりも著しく複雑となる。
【００１１】
ＤＢＰＳＫおよびＤＱＰＳＫは、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）方式であり得、またはゼロ復帰（ＲＺ）パルスカーバが送信器に加えられる場合、ＲＺ方式であり得る。
【００１２】
図１Ａは、とりわけＤＱＰＳＫ光信号を伝送するための光ネットワーク１００の１例を示すブロック図である。
【００１３】
送信器１０２はＤＱＰＳＫ光信号１０４を生成してもよい。送信器１０２は例えば発光ダイオード（ＬＥＤ：ｌｉｇｈｔ  ｅｍｉｔｔｉｎｇ  ｄｉｏｄｅ）またはレーザ等の光源を備えてもよい。パルスカーバは光源から光ビームを受け取り、その光ビームにパルスを加えてもよい。そのパルスビームは、光ビーム上のデータ信号を符号化するために１つまたは複数の干渉計により操作され得る位相を有し得る。操作されたビームはＤＱＰＳＫ光信号１０４であり得る。
【００１４】
ＤＱＰＳＫ光信号１０４は１つまたは複数のオンオフ変調（ＯＯＫ：ｏｎ−ｏｆｆ−ｋｅｙｅｄ）された信号１０６とマルチプレクサ１０７において組み合わされてもよい。例えば、これらの信号は波長分割多重（ＷＤＭ：ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いて多重化されてもよく、隣接する２つの信号は比較的同様の波長を有してもよい。信号１０４および１０６をともに多重化することにより、および／またはこれらの信号を１つまたは複数の光フィルタ１０８を用いてフィルタリングすることにより、より多くの情報が伝送回線１０９上で搬送されることができる。フィルタ１０８は、例えば、マルチプレクサ、デマルチプレクサ、光インターリーバ、光アド・ドロップフィルタ、および波長選択性スイッチを含み得る。フィルタ１０８はフィルタ１０８を通る信号をスペクトル的に狭化し得る。
【００１５】
伝送回線１０９上で搬送されるこれらの組み合わされた光信号は、係る組み合わされた光信号を復調するための受信器１１０において受信されてもよい。受信器１１０の前に、デマルチプレクサ１１１が多重化された信号を受信してもよい。デマルチプレクサ１１１は、これらの信号のうちの１つ、例えばＤＱＰＳＫ信号１０４を選択してもよい。デマルチプレクサ１１１は、この信号を、例えばＤＱＰＳＫ信号１０４を搬送する特定の波長を分離することにより、選択してもよい。代替的に、受信器１１０は、入力する変調光信号を受信するためのデマルチプレクサ１１１またはセレクタを備えてもよい。
【００１６】
受信器１１０は、ＤＱＰＳＫ信号１０４を２つ以上のソースビーム１１３および１１４に分割するためのスプリッタ１１２を備える。第１ソースビーム１１３は第１干渉計１１６において受信され、第２ソースビーム１１４は第２干渉計１１９において受信される。
【００１７】
ＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ受信器は、典型的に１つまたは複数の光復調器を用いる。なお、これらの光復調器は、伝送された光信号の位相変調を、直接検出受信器を用いて検出可能な振幅変調信号に変換する。典型的には、光復調器は、遅延干渉計（ＤＩ：ｄｅｌａｙ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）１１６および１１９として実装される。なお、これらの遅延干渉計は、光信号を２つの部分に分割し、一方の部分を他方の部分に対して差動遅延Δｔだけ遅延させ、最終的に、２つの部分を再結合することにより送信器１０２において光信号上に変調される位相に応じて建設的干渉または相殺的干渉を達成する。このように干渉計はＤＰＳＫ光信号またはＤＱＰＳＫ光信号と干渉計自体とを干渉させ得る。
【００１８】
光復調器はＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ位相変調信号を、一方の出力においては振幅変調光信号へと、他方の出力においては反転した振幅変調光信号へと、変換する。これらの信号は光検出器１２０を用いて検出される。なお、この光検出器１２０は（例えば）２つの高速検出器から構成されてもよい（例えば図１Ｂ参照）。これら２つの検出器の出力は互いから電気的に減算され、その後、生成された電気信号はデータ回復回路に送られる。
【００１９】
作動中、干渉計１１６および１１９は入力する信号の位相を偏移する。例えばＤＱＰＳＫシステムにおいて干渉計１１６および１１８は入力する信号の位相を互いに対してπ／２だけ偏移してもよい。係るシフトを達成するために、例えば、第１干渉計１１６はπ／４だけ信号の位相を偏移し、第２干渉計１１８は−π／４だけ信号の位相を偏移してもよい。
【００２０】
干渉計１１６および１１９は、入力する変調光信号１０２を分析および／または変調するために用いられ、それぞれの出力を１つまたは複数の検出器１２０および１２２に提供する。干渉計１１６および１１９は以下で図１Ｂ〜図１Ｄを参照してより詳細に説明される。
【００２１】
これら干渉計のそれぞれは光検出器に対する１つまたは複数の光入力を生成してもよい。例えば、第１干渉計１１６は光検出器１２０に提供される第１光入力１１７および第２光入力１１８を生成してもよい。同様に、第２干渉計１１９は光入力を第２光検出器１２２に提供してもよい。第１光検出器１２０および第２光検出器１２２は入力光信号上で動作し、それぞれ第１電気出力信号１２４および第２電気出力信号１２６を生成してもよい。これら光検出器は例えば平衡検出器または不平衡検出器であってもよい。
【００２２】
図１Ｂは図１Ａに示す受信器１１０の１部分のブロック図である。この受信器において、第１干渉計１１６および第１光検出器１２０が協働して光ドメインにおける第１光ソースビーム１１３を電気ドメインにおける第１電気出力信号１２４に変換する。
【００２３】
第１干渉計１１６において第１光ソースビーム１１３はサンプルビーム１２８および基準ビーム１３０に分割される。サンプルビーム１２８および基準ビーム１３０が処理されると第１光入力１１７および第２光入力１１９が生成され、第１光入力１１７および第２光入力１１９はそれぞれ第１検出器１３２および第２検出器１３４により受信される。第１検出器１３２および第２検出器１３４はそれぞれ第１光出力１３６および第２光出力１３８を電子装置１４０に出力する。電子装置１４０は、例えば、第１電気出力信号１２４を生成するために第２光出力１３８から第１光出力１３６を減算する差動検出器出であってもよい。
【００２４】
図１Ｃは、（例えば）干渉計１１６等の干渉計の１例である。干渉計１１６は例えば信号成分（例えば第１ソースビーム１１３）のうちの１つをスプリッタ１１２から受信する不均衡マッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ：Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）または遅延線干渉計（ＤＬＩ：ｄｅｌａｙ  ｌｉｎｅ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）であってもよい。干渉計１１６は例えばガリウム砒素またはニオブ酸リチウムで作られてもよい。
【００２５】
干渉計１１６は、受信した第１ソースビーム１１３を２つ以上の干渉計信号成分１２８および１３０に分割するための第１スプリッタ１４２を備えてもよい。第１干渉計信号成分１２８はサンプルビームと呼ばれ、光路１４４に沿った第１ミラー１４８に提供される。同様に、基準ビーム１３０は第２光路１４６に沿った第２ミラー１５０に供給される。光路１４４および１４６は光媒体を含み、その光媒体を信号が通過してもよい。例えば、光路１４４および１４６は空気またはガラスを含んでもよい。光路１４４および１４６内の媒体の光学特性は信号１２８および１３０が光路１４４および１４６内を移動するに要する時間量に影響を与える。
【００２６】
ミラー１４８および１５０から、それぞれの干渉計信号成分１２８および１３０が他のスプリッタ１５２に提供され、このスプリッタ１５２において、これらの信号はさらに１対の信号（第１光入力１１７および第２光入力１１９）に分割され、これらの第１光入力１１７および第２光入力１１９は２つ以上の検出器１３６および１３４により受信される。
【００２７】
光路１４４および１４６（または他の図示しない光路）が長さおよび他の特性において同一であるならば、サンプルビーム１２８および基準ビーム１３０は同時に検出器１３４および１３６に到達する。しかし光路１４４および１４６のうちの１つまたは複数を図１Ｄに示すように他方に対して変えることにより、時間遅延が導入され得る。
【００２８】
図１Ｄに示すように、各干渉計１１６および１１８は、各干渉計が時間遅延４１０（しばしば記号「τ」により参照される）を有し、この時間遅延４１０が、いくつかの状況において、他方の光路１４６のデータ変調レートのシンボル期間と比較すると、一方の光路１４４におけるデータ変調レートのシンボル期間（例えば、２０ギガシンボル回線レートに対して５０ｐｓ）に等しい場合もあるという点で不均衡型であり得る。時間遅延４１０は、それぞれのビーム１２８および１３０がそれぞれ検出器１３２および１３４に到達する時間に影響を与える。
【００２９】
１「シンボル期間」がしばしば干渉計における時間遅延４１０の値として用いられる。さらに詳細には、４相位相偏移変調を用いると、信号の位相は４つの異なる方法（０、π／２、π、および３π／２）により偏移され得る。したがって、各位相偏移は、２ビットの情報を有する信号を符号化することができる（例えば、「００」、「０１」、「１０」、「１１」）。シンボル期間が、１つのシンボルが伝送されるのに要する時間量を指すのに対し、シンボルレートはこれらの「シンボル」がネットワークで伝送される速度（例えば、毎秒当たりの伝送媒体に加えられたシンボル変化の個数）を指す。例えば、１つのシンボルを伝送するために４６．５ｐｓ（すなわち４．６５×１０−１１秒）が必要である場合、シンボル期間は４６．５ｐｓでありシンボルレートは約毎秒２．１５×１０１０シンボル（すなわち２１．５ギガシンボル／秒）である。
【００３０】
従来の干渉計は、特定の信号が位相偏移されたことを判定するために、時間遅延１５４を含む。従来、時間遅延１５４は、位相偏移信号の解釈を支援するために、（例えば）１シンボル期間に設定されてもよい。しかし、２０１０年１０月１８日に出願された「Ｍｅｔｈｏｄ  Ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｆｏｒ  Ｄｅｐｌｏｙｉｎｇ  Ａｎ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ  Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ  Ｉｎ  Ａ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｎｅｔｗｏｒｋ」を発明の名称とする米国特許出願整理番号第１２／９０６，５５４号で説明されるように、時間遅延１５４はシンボル期間よりもより長く設定されてもよく、より短く設定されてもよい。なお、この出願全体は引用することにより本明細書に援用される。
【００３１】
「古典的」な実装のＤＰＳＫ受信器においては、干渉計のアーム間の時間遅延１５４は、光ＤＰＳＫデータ信号の時間シンボルスロットの整数倍である。すなわちΔｔ＝ｎＴ（式中、ｎ＝１，２，．．．Ｔ、Ｔ＝１／Ｂはシンボル時間スロット、およびＢはシンボルビットレート）である。
【００３２】
時間遅延１５４は、２つの光路１４４および１４６の光路長を異なるものとすることにより、または信号１２８および１３０のうちの１つが通過する媒体を変えることにより、導入されてもよい。製造の簡便化のために、時間遅延１５４は、干渉計１１６の光路１４４の物理的長さを他方の光路１４６の物理的長さよりも長くすることにより、導入されてもよい。
【００３３】
各干渉計１１６および１１８は、より短い光路１４６上の電極に適切な電圧を印加することにより、それぞれ相対的位相偏移１５６を与えるよう設定される。位相偏移１５６の量は、例えば、変調フォーマットに基づいて判定されてもよい。ＤＱＰＳＫの例においては、相対的位相偏移１５６はπ／４または−π／４であり得る。ＤＰＳＫの例においては、相対的位相偏移１５６はπまたは０であり得る。干渉計および時間遅延に関するより詳細な説明は、「Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」を発明の名称とする米国特許出願整理番号第１０／４５１，４６４号に見出すことができる。なお、この出願全体は引用することにより本明細書に援用される。
【００３４】
時間遅延１５４の量を変化させることにより、干渉計１１６の自由スペクトル領域（ＦＳＲ：Ｆｒｅｅ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｒａｎｇｅ）を変化させることができる。ＦＳＲは例えば干渉計の２つの連続する反射または伝送された光強度の最大値および最小値の間の光周波数または波長における間隔に関する。ＦＳＲは、マルチプレクサ１０７、光フィルタ１０８、または光ネットワーク１００のその他の構成品により変更され得る。
【００３５】
従来、干渉計のＦＳＲは干渉計を通過する光信号の光帯域幅の変化に応じて変更される。干渉計の２つのアーム間の時間遅延Δｔが光ＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫデータ信号の時間シンボルスロットの正確に整数倍である（式１）［１］場合に最良の性能（最良の光信号対雑音比ＯＳＮＲ感度）が得られること、およびΔｔがその最適値から逸脱すると不利益が急速（〜２次的）に増大することが、最近までは一般的な理解であった（例えば、Ｐｅｔｅｒ  Ｊ．  Ｗｉｎｚｅｒ  ａｎｄ  Ｈｏｏｎ  Ｋｉｍ，  ”Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｂａｌａｎｃｅｄ  ＤＰＳＫ  ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”，  ＩＥＥＥ  ＰＨＯＴＯＮＩＣＳ  ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ  ＬＥＴＴＥＲＳ，  ｖｏｌ．  １５，  ｎｏ．  ９，  ｐａｇｅ  １２８２−１２８４，  Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ  ２００３参照）。すなわち、従来の理論においては、ＤＩの最適ＦＳＲ（ＦＳＲ＝１／Δｔ）は、１／ｎＴに等しく、（ｎ＝１の場合は）信号のシンボルレートに等しい。
【００３６】
ＤＰＳＫ方式で変調された光ネットワークの性能は、信号がスペクトル的に狭化されると（例えば、シンボルレートＢがＷＤＭ伝送等の伝送路間隔と同程度である場合、光マルチプレクサ／デマルチプレクサ、光インターリーバ、光アド・ドロップフィルタ、波長選択性スイッチ、または他のフィルタ１０８を通過した後）、著しく低下する。係る帯域幅制限伝送におけるＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫの性能を改善するために、部分的ＤＰＳＫ（Ｐ−ＤＰＳＫ）の概念が導入された。すなわち、遅延干渉計（ＤＩ）の２つのアーム間の時間遅延Δｔをシンボルサイズより小さくする（または、等価的に、ＤＩのＦＳＲをシンボルレートよりも大きくする：ＦＳＲ＞１／Ｔ）ことにより、光学的にフィルタされたＤＰＳＫは顕著に改善された（例えば、２００７年４月２５日に出願された「Ｐａｒｔｉａｌ  ＤＰＳＫ  （ＰＤＰＳＫ）  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」を発明の名称とする米国特許出願整理番号第１１／７４０，２１２号参照。この出願全体は引用することにより本明細書に援用される）。伝送システムにおける信号フィルタリングの量に応じて、ＤＩの最適ＦＳＲが存在し、この最適ＦＳＲは光フィルタリングの異なる強度に応じて異なることが示された。
【００３７】
それにも関わらず、実際のシステムにおいては、受信器は伝送回線において異なる量の信号スペクトルフィルタリングが存在する状況でも動作可能であるべきである。例えば、再構成可能光アド・ドロップマルチプレクサ（ＲＯＡＤＭ：ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ  ｏｐｔｉｃａｌ  ａｄｄ／ｄｒｏｐ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）を有するシステムの組み合わされた光帯域幅は、システムにおけるＲＯＡＤＭの個数およびＲＯＡＤＭの設定に応じて劇的に変化し得る。この問題に対処するため、ＦＳＲが機械的に切替可能（または調整可能）であるＤＩを有するＰ−ＤＰＳＫ受信器を使用することが前述の米国特許出願整理番号第１１／７４０，２１２号において提案され、業務用システムにおいて正常に用いられている。さらに簡潔には、信号の光帯域幅の変化に応答して信号のＦＳＲを変化させることが知られている。さらに、慣習的常識によれば、光帯域幅が変化するがＦＳＲが一定に保持されるとき、信号品質は速やかに劣化する。したがって、ＦＳＲは、速やかな信号劣化を避けるために、光帯域幅とともに変化すべきであると従来は考えられた。
【００３８】
この技術は信号のＯＳＮＲを効果的に低下させるが、切替可能／調節可能なＤＩは複雑度、コスト、および寸法を増大させる。加えて、トラフィックは、ＦＳＲが変化すると、遮られる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３９】
本願においては、ＤＩに関連付けられたＦＳＲを変える必要なしに光ネットワークのＯＳＮＲ性能を改善する方法およびシステムが説明される。このことは、受信器に関連付けられた電子装置の電気的帯域幅を変えることにより達成される。例えば、電気的帯域幅は、光信号を搬送する伝送回線の組み合わされた有効光帯域幅に反比例して変化し得る。本明細書に説明する技術を用いることにより、光ネットワークのＯＳＮＲ性能およびＢＥＲ性能は、ＦＳＲが可変である高価且つ複雑なＤＩを提供する必要なしに改善される。
【課題を解決するための手段】
【００４０】
模範的な実施形態によれば、光通信ネットワークの伝送回線において伝送される光信号を電気信号に変換するための方法が説明される。光信号は、例えば、差動２相位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）方式の変調信号または差動４相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）方式の変調信号であり得る。光信号は部分差動位相偏移変調（Ｐ−ＤＰＳＫ）方式の変調信号（Ｐ−ＤＱＰＳＫ信号であり得る）であってもよい。
【００４１】
第１入力信号が電子装置において受信されてもよい。電子装置は、例えば、トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ：ｔｒａｎｓ−ｉｍｐｅｄａｎｃｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）および／または電気的フィルタであってもよい。電子装置は光ネットワークのための受信器の１部分として提供されてもよい。受信器は、例えば、マッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ）のそれぞれのアームに提供された第１光検出器および第２光検出器を備えてもよい。
【００４２】
第１入力信号は光信号に関連付けられたデータを表してもよい。例えば、第１入力信号は、干渉計と関連付けられた検出器により出力された光信号であってもよい。
【００４３】
電子装置の電気的帯域幅は、光信号に関連付けられた特性に応答して変えられる。例えば、係る特性は光信号を搬送する伝送回線の光帯域幅であってもよい。光帯域幅は、光ネットワークにおいてマルチプレクサにより出力される光信号の光帯域幅と、１つまたは複数の光フィルタにより出力される１つまたは複数の光信号のそれぞれの光帯域幅との和に基づく組み合わされた有効光帯域幅であってもよい。特性は、光信号の光帯域幅の測定または検出等により光信号から判定されてもよい。
【００４４】
電気的帯域幅は光帯域幅に対して逆相関関係で変えられてもよい。例えば、光帯域幅が増加すると電気的帯域幅は減少させられてもよい。光帯域幅が減少すると電気的帯域幅は増加させられてもよい。電気的帯域幅は例えば電子装置に印加される制御電圧を用いて変えられてもよい。電気的帯域幅は例えば約２０ＧＨｚ〜３９ＧＨｚの範囲内で変化してもよい。
【００４５】
電子装置の電気的帯域幅を変えるための命令は、１つまたは複数の電子装置可読命令を保持する非一時的電子装置可読記憶媒体上に符号化されてもよい。
【００４６】
電子装置は出力信号を生成してもよい。なお、この出力信号は（例えば）入力光信号を他の入力光信号から減算した結果であってもよい。
【００４７】
本明細書に説明する技術を用いることにより、差動干渉計（ＤＩ）に関連付けられた自由スペクトル領域（ＦＳＲ）が固定され、それにより、可変ＤＩの複雑度および費用を回避することができる。
【００４８】
以下の図面において、同一の参照番号は図面全体を通じて同一の構成要素を参照するために用いられる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１Ａ】従来の光ネットワーク１００の概略ブロック図である。
【図１Ｂ】図１Ａに示す光ネットワーク１００の受信器１１０の１部分の概略ブロック図である。
【図１Ｃ】図１Ａの干渉計１１６および光検出器１１８の１部分を示す図である。
【図１Ｄ】干渉計１１６のさらなる態様を示す図である。
【図２Ａ】本発明の模範的な実施形態に係る受信器１１０の１部分を示す図である。
【図２Ｂ】図２Ａの電子装置１４０、リンク２０２、電気的帯域幅制御装置２００のさらなる詳細を示すブロック図である。
【図２Ｃ】図２Ａの電気的帯域幅制御装置２００の代替的な実装示すブロック図である。
【図３Ａ】本発明の模範的な実施形態にしたがって光信号の光帯域幅に基づいて電子装置１４０の電気的帯域幅を調節するための方法を説明するフローチャートである。
【図３Ｂ】本発明の模範的な実施形態にしたがって電気信号のビットエラー率に基づいて電子装置１４０の電気的帯域幅を調節するための方法を説明するフローチャートである。
【図４】様々な電気的帯域幅および光帯域幅の組み合わせに対するビットエラー率を評価するための実験的設定を示すブロック図である。
【図５】図４の実験的設定を用いるシミュレーションに対するビットエラー率と様々な電気的帯域幅および光帯域幅の組み合わせとの間の関係を示すグラフ５００である。
【図６】電子装置の電気的帯域幅が光帯域幅に対して逆相関関係で変えられるシミュレーション結果と実験結果との間の関係を示すグラフ６００である。
【図７】一定のＤＩのＦＳＲおよび適応的受信器電気的帯域幅を有するＰ−ＤＰＳＫシステムの性能と、伝送回線の光フィルタリングの強度と、を示すグラフ７００である。
【図８】本発明の他の模範的な実施形態を示す図である。
【図９】本発明のさらに他の模範的な実施形態を示す図である。
【図１０】本発明のさらに他の模範的な実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５０】
本発明者らは、驚くべきことに一定のＤＩのＦＳＲを有する（Ｐ）ＤＰＳＫ受信器の性能が受信器において適応電気的フィルタリングを加えることにより伝送回線における光信号の広い範囲の光フィルリングにわたって改善されることを予期せず見出した。本明細書に説明する模範的技術によれば、光ネットワークのＯＳＮＲ性能は、ＤＩに関連付けられたＦＳＲを変える必要なしに改善され得る。さらに詳細には、受信器に関連付けられた電子装置の電気的帯域幅を変えることにより、光ネットワークのＯＳＮＲ性能およびＢＥＲ性能は、ＦＳＲが可変である高価且つ複雑なＤＩを提供する必要なしに改善される。例えば、電気的帯域幅は、光信号を搬送する伝送回線の組み合わされた有効光帯域幅に反比例して変化し得る。
【００５１】
受信器における電子装置の電気的帯域幅を変えるための模範的な機構が図２Ａ〜図２Ｂに示される。例えば、図２Ａは本発明の模範的な実施形態に係る受信器１１０の１部分を示す。
【００５２】
図２Ａに示すように、ソースビーム１１３が干渉計１１６に提供される。この干渉計はソースビーム１１３を基準ビームおよびサンプルビームに分割し、これらの分割されたビーム成分を光検出器１２０に送る。光検出器１２０内で、２つの検出器が分割されたビーム成分を受信し、第１光出力１３６および第２光出力１３８を出力する。これらの光検出器は例えば高速フォトダイオードであってもよい。第１光出力１３６および第２光出力１３８は電子装置１４０において受信される。電子装置１４０は、例えば、トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）、電気的フィルタ、または差動検出器であってもよい。電子装置１４０は光入力、電気的入力、または光入力および電気的入力の組み合わせを受け取ってもよい。電子装置は電気信号を出力してもよい。
【００５３】
電子装置１４０は可変電子帯域幅を有してもよい。「帯域幅」は、変調信号等の信号により占められる周波数の範囲を示し、典型的に、ヘルツ（すなわち、毎秒あたりのサイクル）を単位として測定される。変調信号は、いくつかのドメインで提供されてもよい。例えば、信号が光信号である（すなわち、信号が光ドメインにある）場合、信号は光帯域幅に関連付けられる。例えば、信号が電気信号である（すなわち、信号が電気ドメインにある）場合、信号は電気的帯域幅に関連付けられる。
【００５４】
信号がデバイスを通過するとき、デバイスはその信号と一致する帯域幅で動作すると言われる。さらに、デバイスは、例えば第１帯域幅で信号を受信し第２帯域幅で信号を出力する等により、信号の帯域幅を変更し得る。
【００５５】
電子装置１４０の電子帯域幅（したがって、受信器１１０の帯域幅）は変えられてもよい。例えば、電子装置１４０の電子帯域幅は、コントローラ２００から制御電圧を印加して電子装置１４０の出力周波数の範囲を制御することにより、約２０ＧＨｚ〜約３９ＧＨｚの範囲内で変えられてもよい。この範囲は、（例えば）光信号のビットレートおよび使用される変調フォーマットを含む、いくつかの要因に基づいて選択されてもよい。
【００５６】
いくつかの実施形態において、受信器１１０の電気的帯域幅は、光学的光検出器（例えば、光検出器１２０の検出器）の帯域幅を変えることにより、変えられてもよい。当業者は、周波数の範囲が信号形式および他のシステムパラメータに基づいて変えられることを容易に認識するであろう。
【００５７】
制御電圧は、図２Ｂに示すように、リンク２０２を介して電子装置１４０に接続された電気的帯域幅制御装置２００により印加されてもよい。制御装置２００は、例えば、コントローラまたはカスタム設計のハードウェア部品もしくはソフトウェア部品、またはハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせであってもよい。例えば、制御装置２００は、制御装置により実行されたとき図３に説明した方法等の方法を制御装置に実行させる命令を記憶する非一時的電子装置可読媒体を備えてもよい。制御装置２００は電子装置１４０と一体化されてもよく、または電子装置１４０から分離していてもよい。同様に、電子装置１４０は光検出器１２０および／または受信器１１０に一体化されてもよく、または完全にもしくは部分的に分離した構成品であってもよい。
【００５８】
リンク２０２は、電子装置１４０と制御装置２００との間の物理接続または論理接続であってもよい。例えば、リンク２０２は電子装置１４０に対する有線インターフェースまたはソフトウェアインターフェースであってもよい。リンク２０２は双方向性であってもよい。例えば、受信器１１０を通過する信号の光帯域幅に関する情報が制御装置２００にリンク２０２を通して送信され、制御電圧（または、制御電圧を印加する命令）が制御装置２００から電子装置１４０にリンク２０２を通して送信されてもよい。
【００５９】
制御装置２００は光帯域幅判定ユニット２０４を備えてもよい。光帯域幅判定ユニット２０４は受信器１１０を通過する光信号の光帯域幅を判定し得る。動作時、光帯域幅判定ユニット２０４は図３Ａのステップ３２０において詳細に説明するいくつかのステップを実行し得る。
【００６０】
制御装置２００は電気的帯域幅計算ユニット２０６をさらに備えてもよい。電気的帯域幅計算ユニット２０６は、光帯域幅判定ユニット２０４により判定された光帯域幅に基づく、電子装置により印加される適切な電気的帯域幅を計算し得る。電気的帯域幅計算ユニット２０６は、電気的帯域幅計算ユニット２０６により判定された電気的帯域幅範囲内の電気信号を出力することを電子装置１４０に実施させるために電子装置１４０に印加される適切な制御電圧をさらに判定し得る。動作時、光学的電気的帯域幅計算ユニット２０６は図３Ａのステップ３３０において詳細に説明するいくつかのステップを実行し得る。
【００６１】
制御装置２００は制御電圧印加ユニット２０８をさらに備えてもよい。制御電圧印加ユニット２０８は電気的帯域幅計算ユニット２０６により判定された制御電圧を印加し得る。動作時、制御電圧印加ユニット２０８は図３Ａのステップ３５０において詳細に説明するいくつかのステップを実行し得る。
【００６２】
図２Ｂに示す実施形態において、光信号に関連付けられたＤＩの光帯域幅、ＢＥＲ、ＯＳＮＲ、またはＦＳＲ等の光信号の特性が、電気的帯域幅の範囲を判定するために用いられてもよい。光帯域幅に対して逆相関関係で電気的帯域幅を変えることによりＯＳＮＲが改善され、したがって、結果として生成される電気信号に対するビットエラー率（ＢＥＲ）が低下する。他の実施形態においては、ＢＥＲは光帯域幅のための代理として用いられてもよい。すなわち、光帯域幅を判定し判定された光帯域幅に基づいて電気的帯域幅を変更することよりもむしろ（またはそれと組み合わせて）、結果として生成された電気信号（または光信号）のＢＥＲを測定し、ＢＥＲに基づいて電子装置の電気的帯域幅が変えられてもよい。例えば、電気的帯域幅を変更することにより、図２Ｃで説明する例におけるように、ＢＥＲが低減および／または最小化され得る。当業者は、ＢＥＲ以外の信号品質または視覚品質（ｅｙｅ  ｑｕａｌｉｔｙ）の他の測定値も光帯域幅の代理として用いられ得ることを認識するであろう。
【００６３】
図２Ｃに示す制御装置２００はＢＥＲ検出ユニット２１０を備えてもよい。ＢＥＲ検出ユニット２１０は前方誤り訂正（ＦＥＣ：ｆｏｒｗａｒｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を用いてＢＥＲを判定してもよい。動作時、制御電圧印加ユニット２０８は図３Ｂのステップ３７０において詳細に説明するいくつかのステップを実行し得る。
【００６４】
ＢＥＲ検出ユニット２１０により判定されたＢＥＲに基づいて、電気的帯域幅計算ユニット２１２は電子装置により印加される適切な電気的帯域幅を計算してもよい。電気的帯域幅計算ユニット２１２は、電気的帯域幅計算ユニット２１２により判定された電気的帯域幅範囲内の電気信号を出力することを電子装置１４０に実施させるために電子装置１４０に印加される適切な制御電圧をさらに判定し得る。動作時、光学的電気的帯域幅計算ユニット２１２は図３Ｂのステップ３８０において詳細に説明するいくつかのステップを実行し得る。
【００６５】
制御装置２００は制御電圧印加ユニット２１４をさらに備えてもよい。制御電圧印加ユニット２１４は電気的帯域幅計算ユニット２１２により判定された制御電圧を印加し得る。動作時、制御電圧印加ユニット２０８は図３Ｂのステップ３９０において詳細に説明するいくつかのステップを実行し得る。
【００６６】
上述のように、図２Ｂおよび図２Ｃの制御装置２００は、電子装置１４０の電気的帯域幅を変えるための方法を実行し得る。模範的方法について以下で図３Ａおよび図３Ｂを参照して説明する。
【００６７】
図３Ａは本発明の模範的な実施形態にしたがって光信号の光帯域幅に基づいて電子装置１４０の電気的帯域幅を調節するための方法を説明するフローチャートである。処理はステップ３１０から開始し得る。なお、ステップ３１０において受信器１１０は光信号を受信する。例えば、光信号は送信器１０２により生成され、マルチプレクサ１０７により他の信号と多重化されてもよい。信号はいくつかの光フィルタ１０８を通過し（信号がマルチプレクサ１０７を通過する前、通過中、または通過後）、伝送回線１０９上で伝送されてもよい。受信器１１０はセレクタまたは復調器１１１において信号を受信してもよい。
【００６８】
ステップ３２０において、光帯域幅判定ユニット２０４は光信号の光帯域幅を判定し得る。光信号の光帯域幅は、伝送回線１０９に存在するマルチプレクサおよび／またはフィルタ等の、光帯域幅に反映される様々な要因により影響され得る。したがって、光帯域幅判定ユニット２０４により判定される光帯域幅は、光ネットワークにおいてマルチプレクサにより出力される光信号の光帯域幅と、１つまたは複数の光フィルタにより出力される１つまたは複数の光信号のそれぞれの光帯域幅との和に基づく組み合わされた有効光帯域幅であってもよい。これらの成分の帯域幅に関する情報は、受信器１１０、フィルタ１０８、変調器（例えば、送信器１０２）、マルチプレクサ１０７、その他により光帯域幅判定ユニット２０４に提供されてもよく、または光信号から導かれてもよい。
【００６９】
ステップ３３０において、電気的帯域幅計算ユニット２０６は、光帯域幅判定ユニット２０４により判定された光帯域幅に基づく、電子装置により印加される適切な電気的帯域幅を計算し得る。例えば、電気的帯域幅計算ユニット２０６は、光帯域幅を適切な電気的帯域幅に変換するための公式、方程式、または方法を備えてもよい。いくつかの実施形態において、電気的帯域幅計算ユニット２０６は、伝送回線１０９に関する光帯域幅およびＤＩのＦＳＲ（例えば、ＤＰＳＫおよびＤＱＰＳＫの場合）の両方にしたがって、電子装置の電気的帯域幅を変えてもよい。代替的に、電気的帯域幅計算ユニット２０６は、対応する電気的帯域幅に割り当てられたインデックス付き光帯域幅を格納するルックアップテーブルを用いてプログラムされてもよい。この割り当ては、例えば、光ネットワークのシミュレーションを用いてまたは実験により、決定されてもよい。光帯域幅が光帯域幅検出ユニット２０４により判定される場合、電気的帯域幅計算ユニット２０６はルックアップテーブルを調べることにより、電子装置１４０に印加される適切な電気的帯域幅を判定してもよい。
【００７０】
電気的帯域幅計算ユニット２０６は、電気的帯域幅計算ユニット２０６により判定された電気的帯域幅範囲内の電気信号を出力することを電子装置１４０に実施させるために電子装置１４０に印加される適切な制御電圧をさらに判定し得る。例えば、電気的帯域幅計算ユニット２０６は、電気的帯域幅範囲を好適な制御電圧に割り当てるための好適な公式、方法、方程式、またはルックアップテーブルを用いてプログラムされてもよい。
【００７１】
ステップ３５０において、制御電圧印加ユニット２０８は電気的帯域幅計算ユニット２０６によりステップ３４０において判定された制御電圧を印加してもよい。例えば、制御電圧印加ユニットは、判定された制御電圧を、リンク２０２を介して印加してもよい。したがって、電子装置１４０は、電気的帯域幅計算ユニット２０６により判定された電気的帯域幅を有する電気信号を出力させられてもよい。
【００７２】
図３Ｂは、受信器１１０に関連付けられた電気信号のビットエラー率を用いて電子装置１４０の電気的帯域幅を制御するための好適な方法の他の実施形態を示す。
【００７３】
ステップ３６０において、入力信号が電子装置１４０により受信されてもよい。入力信号は、受信器１１０により受信される光信号、または検出器１３２のうちの１つにより出力される光信号であり得る。例えば、光信号は送信器１０２により生成され、マルチプレクサ１０７により他の信号と多重化されてもよい。信号はいくつかの光フィルタ１０８を通過し（信号がマルチプレクサ１０７を通過する前、通過中、または通過後）、伝送回線１０９上で伝送されてもよい。受信器１１０はセレクタまたは復調器１１１において信号を受信してもよい。
【００７４】
ステップ３７０において、ＢＥＲ検出ユニット２１０は前方誤り訂正（ＦＥＣ：ｆｏｒｗａｒｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を用いてＢＥＲを判定してもよい。例えば、誤り訂正符号（ＥＣＣ：ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｎｇ  ｃｏｄｅ）等の冗長データが送信器１０２を用いて伝送回線１０９上で伝送されてもよい。ＥＣＣは、あらかじめ定められ、ＢＥＲ検出ユニット２１０にあらかじめプログラムされてもよい。ＥＣＣは受信器１１０において受信されて復調され、ＢＥＲ検出ユニット２１０が、その結果生成されたデータまたは情報とプログラムされたＥＣＣとを比較してもよい。一定期間にわたるエラーの個数（例えば、ビット単位で測定される）が、ＢＥＲを判定するために用いられてもよい。
【００７５】
ステップ３８０において、電気的帯域幅計算ユニット２１２は、ＢＥＲ判定ユニット２１０により判定されたＢＥＲに基づく、電子装置により印加される適切な電気的帯域幅を計算してもよい。例えば、電気的帯域幅計算ユニット２１２は一定期間にわたるビットエラー率を監視して、電子装置１４０の電気的帯域幅が応答して上昇されるべきか下降されるべきかどうかを計算してもよい。ＢＥＲ判定ユニット２１０は、フィードバックループまたは制御回路を用いて、電気的帯域幅の適切な方向および変化量を判定してもよい。例えば、電子装置１４０の電気的帯域幅における第１変化によりＢＥＲが増加した場合、ＢＥＲ判定ユニット２１０は電気的帯域幅がその後逆方向に変化されるべきであると判定してもよい。
【００７６】
他の実施形態においては、電気的帯域幅計算ユニット２１２は、制御電圧印加ユニット２１４に対し、電子装置の電気的帯域幅をディザリングし、その結果、ＢＥＲを最小化（および／または「信号品質」または「視覚品質」を最大化）することにより、適切な電気的帯域幅を見つけることを命令してもよい。信号をディザリングするために、信号品質の変化が観察されるよう、帯域幅を特定の方向に変えてもよい。信号品質が劣化する場合、逆方向の変化がなされてもよい。信号品質が改善される場合、さらなる変化が、信号品質の改善または劣化が停止するまで、同一方向に作られてもよい。帯域幅への変化は反復されてもよく、さらなる変化が、信号品質における観察された差異に応答して、作られてもよい。信号がリアルタイムで変化し得るため、または個別の変化を受けるため、ディザリングは一定または周期的であり得る。ディザリングは、信号に影響が与えられることを避けるために、停止されてもよい。
【００７７】
電気的帯域幅計算ユニット２１２は、電気的帯域幅計算ユニット２１２により判定された適切な方向に電子装置１４０の電気的帯域幅を変化させるために、電子装置１４０に印加される適切な制御電圧をさらに判定し得る。例えば、電気的帯域幅計算ユニット２１２は、所望の電気的帯域幅変化または変動を好適な制御電圧に割り当てるための好適な公式、方法、方程式、またはルックアップテーブルを用いてプログラムされてもよい。この割り当ては、例えば、光ネットワークのシミュレーションを用いてまたは実験により、決定されてもよい。ＢＥＲがＢＥＲ検出ユニット２１０により判定される場合、電気的帯域幅計算ユニット２１２はルックアップテーブルを調べることにより、電子装置１４０に印加される適切な電気的帯域幅を判定してもよい。
【００７８】
上述の方法は、シミュレーションまたは実験において検証される。例えば、図４は、様々な電気的帯域幅および光帯域幅の組み合わせに対するＢＥＲを評価するための実験的設定を示すブロック図である。
【００７９】
図４に示すように、４３ＧｂｐｓのＤＰＳＫ送信器１０２からの信号は光フィルタ１０８を通過し、次いで、信号はノイズ負荷システム４０２により導入されたノイズが加えられる。ノイズ負荷信号は、さらなる光フィルタ１０８およびデマルチプレクサ１１１を通過した後、ＤＰＳＫ受信器１１０により受信される。実験において縦続接続された光フィルタ１０８の個数を変えることにより、発明者らは、伝送回線の組み合わされた有効な３ｄＢの光帯域幅を約３０ＧＨｚから７５ＧＨｚに変えることができた。
【００８０】
光信号は受信器１１０により処理される。なお、受信器１１０は、電子装置１４０として機能するトランスインピーダンス増幅器を備える。次いでＴＩＡからの電気的出力は、クロック・データ再生装置（ＣＤＲ：ｃｌｏｃｋ  ａｎｄ  ｄａｔａ  ｒｅｃｏｖｅｒｙ  ｄｅｖｉｃｅ）４０４に導かれ、ＣＤＲ４０４の出力はビットエラー率ＢＥＲカウンタ４０６に接続される。
【００８１】
受信器１１０内において、４３ＧＨｚ、５０ＧＨｚ、５７ＧＨｚ、および６６ＧＨｚのＦＳＲを有するＤＩ干渉計がテストされた。一定値のＤＩのＦＳＲに対して、伝送回線の組み合わされた有効光帯域幅ＢＷｏｐｔが変化すると受信器電気的帯域幅ＢＷｅＲＸが変化する場合に、すなわちＢＷｏｐｔが増加すると最適ＢＷｅＲＸが減少しまたその逆も成り立つ場合に、受信器の最適性能が達成されることが見出された。
【００８２】
図５は、図４の実験的設定を用いるシミュレーションに対するビットエラー率と様々な電気的帯域幅および光帯域幅の組み合わせとの間の関係を示すグラフ５００である。図５は、３つの異なる場合（５０２、５０４、５０６）の光フィルタＢＷｏｐｔに対する、ＯＳＮＲ＝１６ｄＢにおける測定されたＦＥＣ前のＢＥＲと、受信器の電気的帯域幅との関係を示す。グラフ５００が明らかに示すように、伝送回線における異なる値の光帯域幅は、低いＢＥＲを達成するにあたり、異なる受信器電気的帯域幅を要求する。特定の光帯域幅に対して最適である受信器電気的帯域幅値は、伝送回線の最適帯域幅が変化した場合に顕著な不利（すなわち、より高いＢＥＲ）をもたらすこともある。
【００８３】
図６は、電子装置の電気的帯域幅が光帯域幅に対して逆相関関係で変えられるシミュレーション結果と実験結果との間の関係を示すグラフ６００である。すなわち、図６は、最適な受信器電気的帯域幅ＢＷｅＲＸと伝送回線の光帯域幅ＢＷｏｐｔとの間の数値的シミュレーション（６０２）および実験的測定（６０４）の依存関係を示す。図６に示すように、理論および実験は、実質的に同じ結果を達成する。図６上で見られる理論と実験との間で観察されるいくつかの差異は、実験においては受信器の実際のスペクトル応答がいくつかの波形および非理想的形状を示す一方で理論上では受信器の理想的な電気的ベッセルフィルタ形状が想定される事実によるものであると考えられる。
【００８４】
理論的曲線６０２は、光帯域幅が８５ＧＨｚから４５ＧＨｚに低下すると最適ＢＷｅＲＸは約２７ＧＨｚから約３７ＧＨｚに増加することを示す。したがって、受信器の電気的帯域幅は、最適ＢＥＲ性能を達成するためには伝送回線の光帯域幅とともに広い範囲で調節される必要がある。すなわち、ＤＩのＦＳＲ＝５０ＧＨｚ＝１．１６ｂの場合、光帯域幅が約８５ＧＨｚから約３０ＧＨｚに低下されると、最適ＢＷｅＲＸは約２７ＧＨｚから約３７ＧＨｚ（すなわち、約０．６Ｂから約０．８６Ｂ）に増加する。ＤＩのＦＳＲを変化させると、最適ＢＷｅＲＸが変化することに注目されたい。ＤＩのＦＳＲの値がより高いと、同一のＢＷｏｐｔに対してＢＷｅＲＸの必要とされる値は低下するが、傾向は同一であり続ける。すなわち、より狭い光フィルタリングは、最適動作のためにより高い電気的帯域幅を要求する。当業者は、狭い光フィルタリングに対して、最適なＲＦ帯域幅は、ＤＰＳＫおよびＤＱＰＳＫ等の変調フォーマットを有する受信器のためのＲＦ帯域幅に対して広く用いられる設計目標よりも顕著により大きくなり得ることも認識するであろう。
【００８５】
図７は、一定のＤＩのＦＳＲ＝５０ＧＨｚおよび適応的受信器電気的帯域幅を有する４３ＧｂｐｓのＰ−ＤＰＳＫシステムの性能と、伝送回線の光フィルタリングの強度と、を示すグラフ７００である。当業者が容易に認識するように、増強された性能が、広い範囲の光フィルタリング条件、すなわち、１つのみの１００ＧＨｚデマルチプレクサ（３ｄＢ帯域幅＝７５ＧＨｚ、およそ２次ガウシアン形状）から２つの５０ＧＨｚインターリーバと直列接続された１４個の５０ＧＨｚＲＯＡＤＭ（４次ガウシアンフィルタ形状を有する、組み合わされた約３０ＧＨｚの光３ｄＢ光帯域幅）にわたって、達成される。１ｅ−３のＢＥＲにおけるＯＳＮＲ感度の係る広い範囲の光フィルタリング条件における変化は、ＤＩのＦＳＲを変化させる必要なく、わずか１．５ｄＢ未満である。
【００８６】
電気的帯域幅はいくつかの異なる種類の電子装置をいくつかの異なる組み合わせにおいて用いることにより、変えることが可能である。電子装置１４０は電気的入力および／または光入力を受信し、電気信号を出力してもよい。例えば、図８〜図１０は異なる電子装置を用いる本発明の他の模範的な実施形態を示す。図８において、制御装置２００は２つの電気的フィルタ８０２の電気的帯域幅を制御する。なお、これらの電気的フィルタのそれぞれは光検出器１２０において検出器の出力に取り付けられる。電気的フィルタ８０２のそれぞれは光入力を受信し、電気的出力を提供する。電気的フィルタ８０２の出力は、一方の出力を他方の出力から減算するための差動ユニットに提供される。図９において、検出器の出力は先ず差動ユニットにより減算され、次いで、電気的入力を受信し電気的出力を生成する電気的フィルタ９０２に提供される。図１０において、各検出器出力はそれぞれ調節可能な帯域幅を有するシングルエンド型トランスインピーダンス増幅器１００２に提供される。トランスインピーダンス増幅器１００２のそれぞれは光信号を受信し電気信号を出力してもよい。トランスインピーダンス増幅器１００２により出力された電気信号は差動ユニットにより互いから減算されてもよい。
【００８７】
要約すると、明細書で説明した適応受信器電気的帯域幅の概念を適用することにより、光フィルタリングの広い範囲にわたってＤＰＳＫ受信器（部分的ＤＰＳＫおよび他の両方）の性能を顕著に改善することが可能であることを示してきた。同じ概念が、直接検出方式およびコヒーレント検出方式を有する、およびＮＲＺおよびＲＺの場合に対するｍＰＳＫ受信器およびｍＱＡＭ受信器に適用可能である。同じ概念が、光デュオバイナリフォーマットのＯＤＢ（位相整形２値伝送ＰＳＢＴとも知られる）および他の直接検出フォーマット（ＲＺおよびＮＲＺ両方のオンオフ変調）にも適用可能である。
【００８８】
以上の説明は、本発明の様々な実施形態の例示および説明を提供し得るものであるが、網羅的であること、および本発明を開示された正確な形態に限定することを意図するものではない。様々な修正例および変化例が以上の教示に照らして可能であり、本発明の実施から得られ得る。例えば、一連の動作が以上で説明されたが、動作の順番は、本発明の原理と一致する他の実装において変更可能である。さらに、非依存的な動作を並行して実施することも可能である。さらに、Ｐ−ＤＱＰＳＫを特に強調して説明がなされてきたが、他の変調フォーマットも利用可能である。
【００８９】
加えて、本発明の原則と一致する１つまたは複数の実装が、図面に示された以外のおよび本明細書に説明された以外の１つまたは複数の装置および／または構成を用いて、本発明の精神から逸脱することなく実施され得る。１つまたは複数の装置および／または構成品を、特定の使用および／または用途に応じて、図面に示した実装に追加することおよび／または係る実装から除去することが可能である。また、１つまたは複数の開示された実施形態は、特定の組み合わせのハードウェアに限定されない。
【００９０】
さらに、本発明の特定の部分は１つまたは複数の機能を実行し得るロジックとして実装されてもよい。このロジックは、ハードワイヤードロジック、特定用途集積回路、フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ、マイクロプロセッサ、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアとの組み合わせ等の、ハードウェアを含み得る。
【００９１】
本発明の説明において用いられた要素、動作、または命令のいずれもが、明確に記述なき限り、本発明に対して不可欠または本質的であると解釈してはならない。本明細書で用いられる不定冠詞「ａ」は、１つまたは複数の項目を含むことを意図するものである。ただ１つの項目を意図する場合、「単一の」または同様の言語が用いられる。さらに本明細書で用いる「〜に基づいて」という文言は、別段の明示的な記述なき限り、「少なくとも部分的に〜に基づいて」を意味することを意図する。加えて、本明細書で用いる「ユーザ」という用語は、例えば、演算デバイス（例えば、ワークステーション）または演算デバイスのユーザを含むものとして広く解釈されることを意図する。
【００９２】
本発明の範囲は請求項およびその等価物により定められる。
【符号の説明】
【００９３】
１４０  電子装置
２００  電気的帯域幅制御装置
２０２  リンク
２０４  光帯域幅判定ユニット
２０６  電気的帯域幅計算ユニット
２０８  制御電圧印加ユニット
２１０  ＢＥＲ検出ユニット
２１２  電気的帯域幅計算ユニット
２１４  制御電圧印加ユニット
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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