(57)【要約】  調整された出力電圧（Ｖｏｕｔ）を提供するための電圧レギュレータ（１）であって、電圧レギュレータ（１）は、抵抗器（Ｒ１）と、しきい値電圧（ＶＴ）を有する電界効果トランジスタ（ＱＱ１）とを含む調整モジュール（７）を備え、抵抗器（Ｒ１）は、電界効果トランジスタ（ＱＱ１）のゲート端子（１１３）とソース端子（１１２）とに結合され、調整モジュール（７）は、出力電圧（Ｖｏｕｔ）を提供する。電圧レギュレータ（１）は、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動を検出することに適した基準モジュール（８）をさらに備え、基準モジュール（８）は調整モジュール（７）に結合される。電圧レギュレータ（１）は、調整モジュール（７）から基準モジュール（８）へ流れる電流から補償電流（Ｉｃｏｍｐ）を差し引くことに適した電流シンク（６）をさらに備え、補償電流（Ｉｃｏｍｐ）は、しきい値電圧の変動（ＤＶＴ）に依存する。
2013529806.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
調整された出力電圧（Ｖｏｕｔ）を提供するための電圧レギュレータ（１）であって、
抵抗器（Ｒ１）と、しきい値電圧（ＶＴ）を有する電界効果トランジスタ（ＱＱ１）とを含む調整モジュール（７）を備え、前記抵抗器（Ｒ１）は、前記電界効果トランジスタ（ＱＱ１）のゲート端子（１１３）とソース端子（１１２）とに結合され、前記調整モジュール（７）は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）を提供し、
前記電圧レギュレータ（１）は、
前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動を検出するのに適した基準モジュール（８）をさらに備え、前記基準モジュール（８）は前記調整モジュール（７）に結合され、
前記電圧レギュレータ（１）は、
前記調整モジュール（７）から前記基準モジュール（８）へ流れる電流から補償電流（Ｉｃｏｍｐ）を差し引くのに適した電流シンク（６）をさらに備え、前記補償電流（Ｉｃｏｍｐ）は、前記しきい値電圧の変動（ＤＶＴ）に依存する、電圧レギュレータ。
【請求項２】
前記調整モジュール（７）は、前記抵抗器（Ｒ１）に流れる電流（Ｉ１）を調整するのに適している、請求項１に記載の電圧レギュレータ。
【請求項３】
前記基準モジュール（８）および前記電流シンク（６）は、前記基準モジュール（８）を流れる基準電流（Ｉｒｅｆ）が前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動に応答して変化することを可能にする、請求項１または２に記載の電圧レギュレータ。
【請求項４】
前記基準モジュール（８）は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）を印加するベース端子を有するトランジスタ（Ｑ１）を含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電圧レギュレータ。
【請求項５】
前記電流シンク（６）は、ゼロまたはゼロ近傍から最大電流値までの範囲内で変化し得る前記補償電流（Ｉｃｏｍｐ）を生成することに適している、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電圧レギュレータ。
【請求項６】
前記電流シンク（６）は、前記しきい値電圧（ＶＴ）を検出するための基準ｐＨＥＭＴ（ＱＱ２）と、基準電流を生成するための抵抗器（Ｒ６）と、カレントミラー（Ｑ８，Ｑ９）とを含む、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電圧レギュレータ。
【請求項７】
前記電界効果トランジスタ（ＱＱ１）は、ｐＨＥＭＴである、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電圧レギュレータ。
【請求項８】
前記電圧レギュレータ（１）は、前記電圧レギュレータ（１）を活性化するためのイネーブリングモジュール（９）に結合され、
前記イネーブリングモジュールは、前記電圧レギュレータ（１）と、供給電圧端子（Ｖｓｕｐｐｌｙ）との間に結合される、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電圧レギュレータ。
【請求項９】
前記イネーブリングモジュール（９）は、低漏れ電流でのスイッチングに適している、請求項８に記載の電圧レギュレータ。
【請求項１０】
前記電流シンク（６）は、スイッチとして機能するトランジスタ（Ｑ１０）を含む、請求項９に記載の電圧レギュレータ。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電圧レギュレータ（１）と、
各々が抵抗器（４ａ，４ｂ，４Ｎ）およびスイッチ（ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎ）を有する複数の直列接続を含むバイアス回路（２）とを備え、
前記直列接続は、並列に接続される、システム。
【請求項１２】
電界効果トランジスタ（ＱＱ１）のしきい値電圧変動（ＤＶＴ）の影響を低減するための方法であって、
調整モジュール（７）は、前記電界効果トランジスタ（ＱＱ１）と、前記電界効果トランジスタ（ＱＱ１）のゲート端子（１１３）およびソース端子（１１２）に結合された抵抗器（Ｒ１）とを含み、
前記方法は、
前記抵抗器（Ｒ１）にわたる電圧降下を調整するステップを備える、方法。
【請求項１３】
前記電圧降下は、前記抵抗器（Ｒ１）を流れる電流（Ｉ１）によって調整される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記しきい値電圧の変動（ＤＶＴ）に依存する補償電流（Ｉｃｏｍｐ）を生成し、前記電流（Ｉ１）から前記補償電流（Ｉｃｏｍｐ）を差し引くことによって調整された基準電流（Ｉｒｅｆ）を生成するステップをさらに備える、請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電界効果トランジスタを備える電圧レギュレータ、および電界効果トランジスタのしきい値電圧変動の影響を低減するための方法に関連する。
【背景技術】
【０００２】
調整された電圧を提供する電圧レギュレータは、回路設計における１つのブロックであり得る。電圧レギュレータは、ＲＦ電力増幅器の一部であり得る。たとえば、ＲＦ電力増幅器設計について、調整された電圧は、電源電圧変化にわったって一定であり、温度依存性が少なく、負荷電流についての依存性も少ない。さらに、調整された電圧は、たとえばしきい値電圧変動やシート抵抗変動を引き起こし得るプロセス拡大（process spread）には鈍感であるべきである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ＧａＡｓ（ＢｉＦＥＴ）技術において、最小レイアウトサイズ、オン状態およびオフ状態における最小電流消費、および低ノイズが実現された特性を有する電圧レギュレータを設計することは困難である。しばしばＢｉＦＥＴまたはＢｉＨＥＭＴと称され、単一のＧａＡｓ基板上にＨＢＴと、ＦＥＴまたはｐＨＥＭＴとの双方を含む結合型または積層型ＦＥＴ−ＨＢＴ集積スキームは、ＣＳ  ＭＡＮＴＥＣＨ会議２００７からの以下の論文において報告されている。ウィリアム・ピートマン（William Peatman），モフセン・ショクラニ（Mohsen Shokrani），ボリス・ゲッツバーグ（Boris Gedzberg），ウォイチェフ・クリステク（Wojciech Krystek），マイケル・トリップ（Michael Trippe）による、「ＩｎＧａＰ−ＰｌｕｓＴＭ：高度ＧａＡｓ  ＢｉＦＥＴ技術と応用（InGaP-PlusTM: Advanced GaAs BiFET Technology and Applications）」、Ｔ．ヘンダーソン（T. Henderson），Ｊ．ミドルトン（J. Middleton），Ｊ．マホニー（J. Mahoney），Ｓ．ヴァルマ（S. Varma），Ｔ．リバーズ（T. Rivers），Ｃ．ジョーダン（C. Jordan），Ｂ．アバート（B. Avrit）による「高機能ＢｉＨＥＭＴ  ＨＢＴ／Ｅ−Ｄ  ｐＨＥＭＴ集積（High-Performance BiHEMT HBT / E-D pHEMT Integration）」、トッドＤ．バッソ（Todd D. Basso），リチャードＢ．ブラウン（Richard B. Brown）による「空間応用のための相補的ＧａＡｓマイクロプロセッサ（A Complementary GaAs Microprocessor for Space Application）」、ラヴィ・ラマンサン（Ravi Ramanathan），マイク・サン（Mike Sun），ピーターＪ．ザンパルディ（Peter J. Zampardi），アンドレＧ．メッツガー（Andre G. Metzger），ビンセント・ホー（Vincent Ho），セジュン・ウェイ（Cejun Wei），ピーター・トラン（Peter Tran），ホンジャオ・シャオ（Hongxiao Shao），ニック・チェン（Nick Cheng），クリスチャン・シスマル（Cristian Cismaru），ジャン・リー（Jiang Li），シァウ・チャン（Shiaw Chang），フィル・トｍプソン（Phil Thompson），マーク・カールマン（Mark Kuhlman），ケネス・ウェラー（Kenneth Weller）による「ＧａＡｓ電力増幅器のための結合型ＨＢＴ−ＦＥＴ（ＢｉＦＥＴ）技術の商業的実行可能性（Commercial Viability of a Merged HBT-FET (BiFET) Technology for GaAs Power Amplifiers）」、Ｃ．Ｋ．リン（C. K. Lin），Ｔ．Ｃ．ツァイ（T. C. Tsai），Ｓ．Ｌ．ユ（S. L. Yu），Ｃ．Ｃ．チャン（C. C. Chang），Ｙ．Ｔ．チョウ（Y . T. Cho），Ｊ．Ｃ．ユアン（J. C. Yuan），Ｃ．Ｐ．ホー（C. P. Ho），Ｔ．Ｙ．チョウ（T. Y. Chou），Ｊ．Ｈ．ヒュアン（J. H. Huang），Ｍ．Ｃ．ツー（M. C. Tu），Ｙ．Ｃ．ワン（Y. C. Wang）による「１５０ｍｍＧａＡｓウェハ上のＥ／ＤモードｐＨＥＭＴおよびＩｎＧａｐ  ＨＢＴ技術のモノリシック集積（Monolithic Integration of E/D-mode pHEMT and InGaP HBT Technology on 150-mm GaAs Wafers）」。
【０００４】
米国２００７／０１５９１４５の文書は、プロセス拡大でその特性、特にしきい値電圧が変化し得る、ＧａＡｓ（ＢｉＦＥＴ）技術における電圧レギュレータを示す。
【０００５】
プロセス拡大変動、特にしきい値電圧拡大は、プロセスが厳しい制限範囲内にあり、かつ監視，制御される場合には、あまり問題にならない。しかしながら、通常はこれは十分ではなく、そのため、他のパラメータに影響を与えかつ追加コストを伴うプロセス操作が用いられ得る。
【０００６】
ＧａＡｓ  ｐＨＥＭＴを製造する場合、しきい値電圧は、ゲートリセスエッチング（gate recess etching）、およびｅｐｉ開始材料に依存する。ゲートリセスエッチングは、極めて重要であり、なぜなら、ナノメータスケールの精度に注意が必要であるからであり、それゆえプロセス拡大は不可避的である。ＧａＡｓ技術におけるｅｐｉ開始材料は、しばしば、外部サプライヤからもたらされ、そのため、ｅｐｉプロセス制御のためのループは、非常に長くなる。さらに、バッチ間変動（batch-to-batch variation）は、ウェハ間変動（wafer-to-wafer variation）またはウェハ上変動（on-wafer variation）と比べて大きくなり得る。
【０００７】
イホング・ダイ（Yihong Dai），ドナルドＴ．コマー（Donald T. Comer），ディビドＪ．コマー（David J. Comer）による「ＧａＡｓ  ＨＢＴバンドギャップ電圧基準（A GaAs HBT bandgap voltage reference）」，国際電子ジャーナル，Vol.92，No.2，２００５年２月，pp.87-97は、複合回路、特にバンドギャップ基準電圧レギュレータ回路を示し、それは前述のすべての要件、具体的にはサイズ、電流消費、ノイズ性能、負荷変動に対する感度などを、同時に満たすことはできない。
【０００８】
他の代替案は、外部的に供給される基準電圧である。システムの他の部分においてレギュレータ電圧を生成することは可能かもしれないが、電力増幅器については、外部基準電圧を除外することがトレンドである。
【０００９】
しきい値電圧変動は、プロセス拡大によって引き起こされ得る。本発明の目的は、しきい値電圧変動にあまり敏感でない電圧レギュレータを設計することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
調整された出力電圧を提供するのに適した、請求項１に係る電圧レギュレータは、抵抗器としきい値電圧を有する電界効果トランジスタとを含む調整モジュールを備える。抵抗器は、電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子とに結合される。調整モジュールは、出力電圧を提供する。電圧レギュレータは、出力電圧の変動を検出するのに適した基準モジュールをさらに備える。基準モジュールは調整モジュールに結合される。電圧レギュレータは、調整モジュールから基準モジュールへ流れる電流から補償電流を差し引くのに適した電流シンクをさらに備える。補償電流は、しきい値電圧の変動に依存する。
【００１１】
しきい値電圧変動の結果として得られる出力電圧変動は、補償回路として機能する電流シンクを用いることによって排除または低減される。
【００１２】
一実施形態においては、調整モジュールは、抵抗器に流れる電流を調整することに適している。抵抗器にわたる電圧降下は、トランジスタに流れる電流に依存する。電圧降下は、電界効果トランジスタのゲート−ソース電圧と相互に関連し、電界効果トランジスタおよび抵抗器を通過する電流を制御する。抵抗器および電界効果トランジスタは、電流を調整するループを形成する。
【００１３】
一実施形態においては、基準モジュールは、基準モジュールを流れる基準電流が出力電圧の変動に応答して変化するように適合される。基準電流は、調整モジュールの抵抗を流れる電流に相互に関連し、抵抗器にわたる電圧降下に影響を与え、それによって電界効果トランジスタのソース端子に与えられる出力電圧を調整する。
【００１４】
一実施形態においては、基準モジュールは、出力電圧が印加されるベース端子を有するトランジスタを含む。改善された電圧レギュレータは、やや高い出力電圧を提供する。余分の電圧ヘッドルームは、トランジスタサイズ、電流消費、および温度挙動の間のトレードオフについての利点を提供し、これは、温度に依存する出力電圧が一定であるか、または少しの正または負の傾きのみを有することを意味する。
【００１５】
一実施形態においては、電流シンクは、ゼロまたはゼロ近傍から最大電流値までの範囲の補償電流を差し引くのに適している。この電流シンクは、広範囲のしきい値電圧変動を補償するのに適している。
【００１６】
一実施形態においては、電流シンクは、しきい値電圧偏差を「追跡する」補償電流を引き込む回路を備える。回路は、しきい値電圧を検出するための基準ｐＨＥＭＴと、必要とされる補償電流を生成するためのトランジスタおよび抵抗とを含む。一実施形態においては、電流シンクは、電流源出力を形成するためのカレントミラーを含む。電流シンクによって引き込まれる補償電流は補正を適用し、基準モジュールに流れる電流および出力電圧が、しきい値電圧変動に対して鈍感になるようにする。
【００１７】
一実施形態においては、電界効果トランジスタは、たとえばＧａＡｓ技術において形成されるような、ｐＨＥＭＴである。
【００１８】
電圧レギュレータは、電圧レギュレータを活性化するためのイネーブリングモジュールに結合され、イネーブリングモジュールは、電圧レギュレータと供給電圧端子との間に結合される。イネーブリングモジュールは、電圧レギュレータをオン・オフにスイッチングするのに適している。それは、オン状態挙動に影響を与えず、かつ、非常に少ないオフ状
一実施形態においては、電流シンクは、スイッチとして機能するトランジスタを含み、オフ状態における漏れ電流を回避または低減する。
【００１９】
一実施形態は、電圧レギュレータとバイアス回路とを備える。電圧レギュレータは、電圧レギュレータとバイアス回路との間に改善されたＲＦ絶縁のための追加的な抵抗器の挿入を可能とする出力電圧を提供する。これは、ＲＦ絶縁を改善し、またはプログラム可能なバイアス電流を実現するために用いられ得る。この目的のために、バイアス回路は、各々が抵抗器とスイッチとを含む複数の直列接続を含み、直列接続は並列に接続される。さらに、電圧レギュレータおよびバイアス回路は、オンおよびオフにスイッチングされ得る。このバイアス回路は、オフ状態において、非常に低い電流消費を有する。
【００２０】
電界効果トランジスタのしきい値電圧変動の影響を低減するための方法が提供され、電圧レギュレータは、電界効果トランジスタと、電界効果トランジスタのゲート端子およびソース端子に結合される抵抗器とを含む。方法は、抵抗器にわたる電圧降下を調整するステップを備え、それによって、しきい値電圧の変動の影響を補償する。
【００２１】
電圧降下は、抵抗器に流れる電流によって調整され、それによって、電界効果トランジスタのゲート−ソース電圧に相互に関連する、抵抗にわたる電圧降下を変化させる。
【００２２】
方法は、しきい値電圧を検出するステップと、しきい値電圧に依存する補償電流を、その電流から差し引くステップとをさらに備え、それによって、調整された基準電流を提供する。
【００２３】
さらなる特徴および改良は、添付の図面に関連して、以下の例示的な実施形態の説明から明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】電圧レギュレータの実施形態、バイアス回路の実施形態、およびＲＦ電力段の実施形態を備える、ＲＦ電力増幅器回路の実施形態を示す図である。
【図２】バイアス電流がプログラム可能なバイアス回路を有するＲＦ電力増幅器回路の実施形態を示す図である。
【図３Ａ】電圧レギュレータのさらなる実施形態を示す図である。
【図３Ｂ】電圧レギュレータのさらなる実施形態を示す図である。
【図３Ｃ】電圧レギュレータのさらなる実施形態を示す図である。
【図３Ｄ】電圧レギュレータのさらなる実施形態を示す図である。
【図３Ｅ】電圧レギュレータのさらなる実施形態を示す図である。
【図４Ａ】温度、供給電圧変動、およびしきい値電圧変動に対する図１における回路の挙動を示す図である。
【図４Ｂ】温度、供給電圧変動、およびしきい値電圧変動に対する図１における回路の挙動を示す図である。
【図５】ｐＨＥＭＴの実施形態についてのしきい値電圧変動の影響を示す図である。
【図６Ａ】しきい値電圧変動補償の原理を示す図である。
【図６Ｂ】しきい値電圧変動補償の原理を示す図である。
【図７】理想的な電流シンクを有する電圧レギュレータの実施形態を備えたＲＦ電力増幅器回路の実施形態を示す図である。
【図８】電流シンクの他の実施形態を有する電圧レギュレータの実施形態を備えたＲＦ電力増幅器回路の実施形態を示す図である。
【図９Ａ】温度、供給電圧変動、およびしきい値電圧変動に対する図８における回路の挙動を示す図である。
【図９Ｂ】温度、供給電圧変動、およびしきい値電圧変動に対する図８における回路の挙動を示す図である。
【図１０Ａ】温度、供給電圧変動、およびしきい値電圧変動に対する図８における回路の挙動を示す図である。
【図１０Ｂ】温度、供給電圧変動、およびしきい値電圧変動に対する図８における回路の挙動を示す図である。
【図１１Ａ】温度、供給電圧変動、およびしきい値電圧変動に対する図８における回路の挙動を示す図である。
【図１１Ｂ】温度、供給電圧変動、およびしきい値電圧変動に対する図８における回路の挙動を示す図である。
【図１２】イネーブリングモジュールの実施形態を備えるＲＦ電力増幅器回路の実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
図１は、電圧レギュレータ１と、バイアス回路２と、ＲＦ電力段３とを備えるＲＦ電力増幅器回路の実施形態を示す。
【００２６】
電圧レギュレータ１は、ＲＦ電力段３にバイアスを与えるために用いられる、調整された出力電圧Ｖｏｕｔを提供する。電圧レギュレータ１は、ドレイン端子１１１と、ソース端子１１２と、ゲート端子１１３とを有する電界効果トランジスタの実施形態であるｐＨＥＭＴ  ＱＱ１を含む。第１の抵抗器Ｒ１は、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のソース端子１１２およびゲート端子１１３と結合される。出力電圧Ｖｏｕｔは、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のソース端子１１２に与えられる。
【００２７】
第１のトランジスタＱ１は、第１の抵抗器Ｒ１から下流側に結合され、第１のトランジスタＱ１のコレクタ端子が第１の抵抗器Ｒ１に結合される。出力電力Ｖｏｕｔは、第１のトランジスタＱ１のベース端子に結合される。第１のトランジスタＱ１のエミッタ端子は、第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子およびベース端子に結合される。第２のトランジスタＱ２は、ダイオード接続型トランジスタである。第２の抵抗器Ｒ２は、第２のトランジスタＱ２のエミッタ端子と、基準電位ＧＮＤとの間に結合される。第２の抵抗器Ｒ２は任意的であり、出力電圧Ｖｏｕｔを増加するため、および温度挙動を調整するために用いられる。
【００２８】
図１に示されるバイアス回路２は、例示的な実施形態である。バイアス回路２は、直列に接続された第４の抵抗器Ｒ４と、第４のトランジスタＱ４と、第５のトランジスタＱ５とを含み、第４のトランジスタＱ４のベース端子とコレクタ端子が結合され、同様に、第５のトランジスタＱ５のベース端子とコレクタ端子も結合される。出力電圧Ｖｏｕｔが、直列接続Ｒ４，Ｑ４，Ｑ５に印加される。さらに、バイアス回路２は、第６のトランジスタＱ６および第５の抵抗器Ｒ５を含む。供給電位Ｖｓｕｐｐｌｙが、第６のトランジスタＱ６のコレクタ端子に印加される。第６のトランジスタＱ６のエミッタ端子は、第５の抵抗器Ｒ５に結合される。第６のトランジスタＱ６のベース端子は、第４のトランジスタＱ４のベース端子に結合される。
【００２９】
ＲＦ電力段３は、ＲＦチョーク４と第７のトランジスタＱ７とを含み、ＲＦチョーク４は、供給電位Ｖｓｕｐｐｌｙと第７のトランジスタＱ７のコレクタ端子との間に結合され、そのエミッタ端子は基準電位ＧＮＤに結合される。第７のトランジスタＱ７のベース端子は、バイアス回路２の第５の抵抗器Ｒ５に接続される。
【００３０】
入力電位ＲＦ＿ｉｎｐｕｔが、入力キャパシタＣｉｎを介して、第７のトランジスタＱ７のベース端子に印加される。出力電位ＲＦ＿ｏｕｔｐｕｔは、第７のトランジスタＱ７のコレクタ端子に結合された出力キャパシタＣｏｕｔに与えられる。
【００３１】
電圧レギュレータ１は、調整された出力電圧Ｖｏｕｔを提供し、ＲＦ電力段３の第７のトランジスタＱ７において一定または調整されたバイアス電流ＩＱ７を与える。
【００３２】
図１における電圧レギュレータは、従来の回路に対して改善される。たとえば、トランジスタのベースの代わりの、第１のトランジスタＱ１のエミッタにおけるダイオードレベルシフトは、より高い出力電圧Ｖｏｕｔをもたらし、第４の抵抗器Ｒ４に対する電圧ヘッドルーム、ならびに、バイアス、温度挙動、およびＲＦ絶縁の間のより良好なトレードオフを与える。
【００３３】
ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１を流れる電流は、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１および第１の抵抗器Ｒ１を含む第１の制御ループによって、一定に保たれる。出力電圧Ｖｏｕｔは、第１のトランジスタＱ１、第１の抵抗器Ｒ１、およびｐＨＥＭＴ  ＱＱ１によって形成される第２の制御ループによって、（負荷変動および電源電圧変動の下であっても）一定に保たれる。
【００３４】
ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１および第１の抵抗器Ｒ１は、調整モジュール７として機能し、出力電圧Ｖｏｕｔを提供するとともに第１の抵抗器Ｒ１を流れる一定電流Ｉ１を調整する。回路は以下のように動作する。出力電圧Ｖｏｕｔは、典型的には、増加する負荷電流Ｉｏｕｔのために減少する。そして、第１の抵抗器Ｒ１を流れる電流Ｉ１が公称設計値に到達するように、Ｒ１を流れる電流Ｉ１およびＲ１にわたる電圧降下が減少し、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のゲート−ソース電圧Ｖｇｓの負の量が減少して、それによりｐＨＥＭＴ  ＱＱ１がより多くの電流Ｉｄｓを負荷およびＲ１へ与える。
【００３５】
第１のトランジスタＱ１、第２のトランジスタＱ２、および第２の抵抗器Ｒ２の接続は、基準モジュール８として機能し、出力電圧Ｖｏｕｔの変動を検出する。通常動作の間は、基準電流Ｉｒｅｆが接続Ｑ１，Ｑ２，Ｒ２に流れ、それによって、電圧は、第１のトランジスタＱ１、第２のトランジスタＱ２、および第２の抵抗器Ｒ２にわたって、所望の出力電圧Ｖｏｕｔに等しい電圧に低下する。出力電圧Ｖｏｕｔが増加する場合には、第１のトランジスタＱ１のベース電流およびコレクタ電流Ｉｒｅｆが増加する。より高いコレクタ電流Ｉｒｅｆは、第１の抵抗器Ｒ１を流れるより高い電流Ｉ１、および第１の抵抗器Ｒ１にわたるより高い電圧降下をもたらし、それによって、より負側に大きいｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のゲート−ソース電圧、およびｐＨＥＭＴ  ＱＱ１を流れるものより低いドレイン−ソース電流がもたらされ、それに引き続いてＶｏｕｔが減少する。出力電圧Ｖｏｕｔが減少する場合は、第１のトランジスタＱ１、第２のトランジスタＱ２、および第２の抵抗器Ｒ２のベース−エミッタ接合にわたる電圧が減少する。第１のトランジスタＱ１のベース−エミッタ接合にわたる電圧におけるこの減少によって、コレクタ電流Ｉｒｅｆが減少し、それによって、第１の抵抗器Ｒ１にわたる電圧降下が減少し、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のゲート−ソース電圧Ｖｇｓの負の量を少なくし、それによってｐＨＥＭＴ  ＱＱ１を流れる電流Ｉｄｓを増加する。電流Ｉｄｓの増加は、基準モジュール８を流れるより高い電流Ｉｒｅｆをもたらすとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを増加する。このようにして、ループは設計値に到達する。
【００３６】
図２は、図１に示されるような、電圧レギュレータ１およびＲＦ電力段３の双方を備えるＲＦ電力増幅器回路のさらなる実施形態を示す。図２に示されるバイアス回路２の実施形態は、電流をプログラミングするのに適している。
【００３７】
追加の電圧ヘッドルームを用いて、複数の抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎを挿入することも可能であり、これらの抵抗器はバイアス回路２内でスイッチングされて、バイアス電流ＩＱ７をモードスイッチによってプログラムすることができる。図２におけるバイアス回路２は、図１に示される単一の第４の抵抗器Ｒ４に代えて、複数の抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎを示す。さらに、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎとして内蔵された複数のスイッチが設けられる。この実施形態においては、３つのｐＨＥＭＴ  ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎおよび３つの抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎは、例示的に示されている。より少ないスイッチおよび抵抗器を設けることも可能である。抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎの抵抗値は、同じであってもよいし、異なっていてもよい。
【００３８】
電圧レギュレータ１の出力電位Ｖｏｕｔが、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎのドレイン端子５１１，５２１，５Ｎ１に印加される。各ｐＨＥＭＴ  ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎのソース端子５１２，５２２，５Ｎ２は、複数の抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎのうちの１つの抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎの一方の端子に結合される。抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎの他方の端子は、第４のトランジスタＱ４のコレクタ端子に結合される。ｐＨＥＭＴ  ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎを制御するとともに抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎを切換えるスイッチング電圧Ｖｍｏｄｅ＿１，Ｖｍｏｄｅ＿２，Ｖｍｏｄｅ＿Ｎの印加によって、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎがスイッチングされ得る。そして、電流Ｉ４は、抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎの抵抗値およびｐＨＥＭＴ  ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎの抵抗値によって決定され、異なる並列分岐について線形領域で動作する。ＰＨＥＭＴ  ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎおよび抵抗器Ｒ４ａ，Ｒ４ｂ，Ｒ４Ｎの順序は、反転されてもよい。
【００３９】
図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃ，図３Ｄ，図３Ｅは、第１のトランジスタＱ１のみが制御ループ内であり、かつ第２のトランジスタＱ２は単にレベルシフトダイオードに過ぎない図１に示された電圧レギュレータとは異なる、５つの他の電圧レギュレータの実施形態を示す。図３Ａ〜図３Ｅに示される回路は、制御ループ内にトランジスタＱ１，Ｑ２の双方を有する。さらに、図３Ｂ〜図３Ｅについては、第３のトランジスタＱ３は、第２のトランジスタＱ２と、Ｖｂｅミラーリング（Vbe-mirrored）される。それらのサイズは、等しくてもよいし、異なっていてもよい。図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃ，図３Ｄ，図３Ｅに示される実施形態は、かなり類似して見えるが、温度変動および電源電圧変動について、やや異なった挙動をする。
【００４０】
図３Ａにおいては、トランジスタＱ１，Ｑ２は、ダーリントン対（Darlington pair）を形成する。
【００４１】
図３Ｂは図３Ａと類似しているが、追加のＶｂｅミラーリングされたトランジスタＱ３と、電流ブリーダ（currentbleeder）として作用する抵抗器Ｒ３とを有している。バイアス電流は、トランジスタＱ２，Ｑ３のサイジングに応じてスケーリングされるが、第１の抵抗器Ｒ１を流れる電流は同じである。電圧および温度についての挙動は、ほとんど変化しないままである。これは、正確なバイアス電流がブリーダトランジスタのトリミングによって設定され得る実際の動作について有用である。
【００４２】
図３Ｃにおいては、ブリーダ電流はｐＨＥＭＴ  ＱＱ１から到来し、第１の抵抗器Ｒ１には流れず、トランジスタＱ２，Ｑ３のサイジングに依存する。
【００４３】
図３Ｄは、Ｖｂｅミラーを介して結合された２つの分岐を示す。電流、出力電圧Ｖｏｕｔ、および温度挙動は、トランジスタＱ２，Ｑ３のサイジングによって設定される。
【００４４】
図３Ｅにおいては、ブリーダ電流は同じくｐＨＥＭＴ  ＱＱ１から到来し、第１の抵抗器Ｒ１には流れない。出力電力Ｖｏｕｔは、トランジスタＱ２，Ｑ３のサイジングに依存する。
【００４５】
図３Ａ〜図３Ｄにおいては、トランジスタＱ１はトランジスタとして動作するが、図３Ｅにおいては、トランジスタＱ１はレベルシフトダイオードとして接続される。
【００４６】
図３Ａ〜図３Ｄにおける抵抗器Ｒ４は、トランジスタＱ１の動作点を順方向動作から温度に対する挙動に影響を与える飽和状態に向かって変更するために用いられ得る。これは、微調整を可能とする。
【００４７】
図４Ａを図４Ｂは、温度に対する、図１に示された回路の挙動を示し、供給電圧およびしきい値電圧が変化される。その結果がシミュレーションされる。
【００４８】
図４Ａは、温度に対する、図１に記載された回路の出力電圧Ｖｏｕｔを示す。曲線の束２１は、単一の曲線にも見えるが、セ氏温度に依存する出力電圧Ｖｏｕｔを示す。各曲線は、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖのうちの１つを表わしており、しきい値電圧変動はＤＶＴ＝−０．５Ｖであり、これはしきい値電圧が公称値ＶＴ０よりも０．５Ｖ低いことを意味する。言い換えれば、供給電圧変動についての曲線は、互いの最上部（top）であり、それによって単一の曲線のように見え、これは、電圧レギュレータ１が供給電圧変動に対してほとんど感度を有さないことを意味する。単一の曲線のように見える曲線の束２２は、温度に依存する出力電圧Ｖｏｕｔを示す。各曲線は、供給電圧変動のない供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖのうちの１つを表わしている。言い換えれば、ＤＶＴ＝０Ｖであり、これは、しきい値電圧が公称値ＶＴ０に等しいことを意味する。単一の曲線のように見える曲線の束２３は、温度に依存する出力電圧Ｖｏｕｔを示す。各曲線は、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖのうちの１つを表わしており、しきい値電圧変動はＤＶＴ＝０．５Ｖであり、これはしきい値電圧が公称値ＶＴ０よりも０．５Ｖ高いことを意味する。
【００４９】
電圧レギュレータ１は、供給電圧変動に対してほとんど感度を有さないが、しきい値電圧変動ＤＶＴは、曲線の束２１，２２，２３間のオフセットによって示されているように、十分な効果を有している。
【００５０】
図４Ｂは、温度に依存する、図１に示される回路のＲＦ電力段３のバイアス電流ＩＱ７を示す。単一の曲線のように見える曲線の束２４は、セ氏温度に依存するバイアス電流ＩＱ７を示す。各曲線は、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖのうちの１つを表わしており、しきい値電圧変動はＤＶＴ＝−０．５Ｖである。これは、電圧レギュレータ１が供給電圧変動に対してほとんど感度を有さないことを意味する。単一の曲線のように見える曲線の束２５は、温度に依存するバイアス電流ＩＱ７を示す。各曲線は、供給電圧変動のない、すなわちＤＶＴ＝０Ｖである、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖのうちの１つを表わしている。単一の曲線のように見える曲線の束２６は、温度に依存するバイアス電流ＩＱ７を示す。各曲線は、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖのうちの１つを表わしており、しきい値電圧変動はＤＶＴ＝０．５Ｖである。
【００５１】
バイアス電流ＩＱ７は、供給電圧変動に対してほとんど感度を有さないが、しきい値電圧変動ＤＶＴは、曲線の束２４，２５，２６間のオフセットによって示されているように、十分な効果を有している。
【００５２】
しきい値電圧変動による電流変動は、電流設定が重要である線形電力増幅器のような用途については、大きすぎるかもしれない。
【００５３】
実際の設計においては、線形ＲＦ電力増幅器についての静止電流（quiescent current）は、プロセスが角にある（at the corners）場合に、ＲＦ電力増幅器が依然として線形に動作するような寸法とされるべきである。つまり、しきい値電圧補償を伴わない場合には、公称プロセスについての電流は、必要とされる電流よりも高く設定されなければならないが、しきい値電圧補償を用いる場合には、このことは必要ではない。すなわち、以下のしきい値電圧補償は、より低い電流消費を生じさせる。
【００５４】
シミュレーションが基礎とされる電流および要素の絶対値が効果を表わしていることが、言及されるべきである。もちろん、それらはスケーリングされてもよいし、異なるように選択されてもよい。
【００５５】
以下の実施形態は、性能および小型化の実現を維持しながら、観測されるしきい値電圧変動を低減する方法を示す。
【００５６】
図１に示された電圧レギュレータ１における電流についての動作原理が図５に示され、図５は電圧レギュレータ１のバイアスポイントの図式的導出を示す。ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のドレイン−ソース電流Ｉｄｓ、およびｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のゲート−ソース電圧Ｖｇｓは、第１の抵抗器Ｒ１を用いてフィードバックループ内に結合される。
【００５７】
図５は、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のゲート−ソース電圧Ｖｇｓに依存する、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のドレイン−ソース電流を示す。曲線２７，２８，２９は、しきい値電圧変動ＤＶＴに依存するＩｄｓおよびＶｇｓを示す。曲線２７は、Ｖｇｓに対するＩｄｓを示しており、しきい値電圧変動はＤＶＴ＝−０．５Ｖであり、これは、しきい値電圧ＶＴが公称しきい値電圧ＶＴ０と、ＤＶＴ＝ＶＴ−ＶＴ０＝−０．５Ｖだけ異なっていることを意味する。曲線２８は、Ｖｇｓに対するＩｄｓを示しており、しきい値電圧変動はＤＶＴ＝０である。曲線２９は、Ｖｇｓに対するＩｄｓを示しており、しきい値電圧変動はＤＶＴ＝０．５Ｖである。しきい値電圧の増加ＶＴ＝ＶＴ０＋ＤＶＴは、Ｉｄｓ対Ｖｇｓ曲線を右側にシフトさせる。言い換えれば、下ゲート−ソース電圧Ｖｇｓが一定のままでしきい値電圧ＶＴ＝ＶＴ０＋ＤＶＴが増加する場合、ドレイン−ソース電流Ｉｄｓは減少する。
【００５８】
飽和領域における動作についての近似である装置式から、バイアスポイントは以下のようになる。
【００５９】
Ids＝g_m, sat＊（Vgs−VT）  …  （１）
Vgs＝−Ids＊Rl  …  （２）
Ids＝（g_m, sat＊（−VT））／（l+g_m, sat＊Rl）  …  （３）
ここで、ｇ＿ｍ，ｓａｔは、飽和中の相互コンダクタンスである。式（３）は、ＩｄｓがＶＴに対して比例しており、したがって、しきい値電圧変動ＤＶＴに常に関連していることも示している。
【００６０】
第１の抵抗器Ｒ１にわたる電圧降下は、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のドレイン−ソース電流Ｉｄｓを制御するゲート−ソース電圧Ｖｇｓに対応する。曲線３０は、ゲート−ソース電圧Ｖｇｓに依存する第１の抵抗Ｒ１を流れる電流を示しており、Ｖｇｓ＝−Ｉｄｓ・Ｒ１である。
【００６１】
動作中のドレイン−ソース電流Ｉｄｓおよびゲートソース電圧Ｖｇｓを示すバイアスポイント３１，３２，３３は、−０．５Ｖ，０，０．５ＶのＤＶＴについて、それぞれ曲線３０と曲線２７，２８，２９との間の交点３１，３２，３３である。図５は、しきい値電圧変動ＤＶＴが、電圧レギュレータ１のバイアスポイント３１，３２，３３の変動を生じさせることを示している。
【００６２】
図６Ａおよび図６Ｂは、新しいしきい値電圧変動補償の原理を示す。
しきい値電圧変動は装置拡大であるが、図６Ａに示されるように、ゲート−ソース電圧Ｖｇｓに直列の補償電圧Ｖｃｏｍｐによって回路内で補償することができる。補償電圧Ｖｃｏｍｐは、ドレイン−ソース電流Ｉｄｓが、しきい値電圧変動を伴わないｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のドレイン−ソース電流Ｉｄｓに等しくなるように、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１のバイアスポイントをシフトさせる。
【００６３】
図６Ｂに示されるように、抵抗器Ｒ１を用いることによって、補償電圧Ｖｃｏｍｐは補償電流Ｉｃｏｍｐに変換される。電圧源Ｖｃｏｍｐに代えて、それにわたって電圧が降下する抵抗器Ｒ１が、ゲート−ソース電圧Ｖｇｓおよび補償電圧Ｖｃｏｍｐを与えるために用いられてもよい。電圧降下は、抵抗器Ｒ１に流れる電流Ｉ１に依存する。電流Ｉ１は、ドレイン−ソース電流Ｉｄｓとは異なっていてもよい。補償電流Ｉｃｏｍｐは、抵抗器Ｒ１の上流側において内側に結合される。内側結合された（incoupled）補償電流Ｉｃｏｍｐは、電流源５によって与えられる。補償電流Ｉｃｏｍｐは、抵抗器Ｒ１の下流側において外側に結合される。外側結合された補償電流Ｉｃｏｍｐは、電流シンク６内へと流れる。
【００６４】
抵抗Ｒ１にわたる電圧降下は、抵抗器Ｒ１に流れる電流Ｉ１を変化させることによって変化され得る。抵抗器Ｒ１を流れる電流Ｉ１は、補償電流Ｉｃｏｍｐを内側と外側に結合することによって、ドレイン−ソース電流Ｉｄｓとは独立して変動し得る。それによって、抵抗器Ｒ１にわたる電圧降下は、補償電流Ｉｃｏｍｐによって、回路の他の部分に影響を与えることなく変化される。
【００６５】
電流源５および電流シンク６は、その機能が回路によってすでに実行される場合には、除外することができる。電圧レギュレータについて、負荷電流と独立して基準モジュール８に流れるＩｒｅｆを制御する第２のフィードバックループがあるので、上位の電流源５は除外することができる。そのため、（図６Ａおよび図６Ｂには示されていないが、）上位の補償電流Ｉｃｏｍｐは、負荷電流の一部であるかのように、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ１によって供給される。
【００６６】
したがって、しきい値電圧変動の問題は、補償電流Ｉｃｏｍｐを差し引くための適当な補償電流シンク６の設計へと低減される。
【００６７】
図７は、理想的な電流シンク６を用いたしきい値電圧変動補償を有する電圧レギュレータ１の実施形態を含む、ＲＦ電力増幅器回路の実施形態を示す。バイアス回路２およびＲＦ電力段３も示されている。
【００６８】
電圧レギュレータ１は、理想的な補償電流シンク６に結合される。補償電流Ｉｃｏｍｐは、負のしきい値電圧変動ＤＶＴについてはより大きくする必要があり、これは、しきい値電圧ＶＴが公称しきい値電圧値ＶＴ０よりも、負側に大きいことを意味する。補償電流Ｉｃｏｍｐは、正のしきい値電圧変動ＤＶＴについてはより小さくする必要があり、これは、しきい値電圧ＶＴが、公称しきい値電圧値ＶＴ０よりも負側に小さいことを意味する。補償回路６は、補償電流Ｉｃｏｍｐがゼロまたは最大しきい値電圧に対して小さくなるように、寸法が決められる必要があり、これは、より負側に小さいしきい値電圧Ｖを意味する。そして、論理的には、補償電流Ｉｃｏｍｐは、負側により大きいしきい値電圧ＶＴに対して増加する。
【００６９】
図８は、電流シンク６についての実際の実行例を用いたしきい値電圧変動補償を有する電圧レギュレータ１の実施形態を含む回路を示す。
【００７０】
電流シンク６は、ドレイン端子１２１と、ソース端子１２２と、ゲート端子１２３とを有する電界効果トランジスタの実施形態である第２のｐＨＥＭＴ  ＱＱ２を備える。供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙが、ドレイン端子１２１に印加される。ゲート端子１２３とソース端子１２２とが接続される。電流シンク６は、第８のトランジスタＱ８と、第９のトランジスタＱ９と、第６の抵抗器Ｒ６とをさらに備える。第８のトランジスタＱ８のコレクタ端子は、ＰＨＥＭＴ  ＱＱ１のゲート端子および抵抗器Ｒ１に結合される。第６の抵抗器Ｒ６は、第９のトランジスタＱ９のエミッタ端子およびコレクタ端子に結合される。トランジスタＱ９のコレクタおよびベースは、短絡回路とされるとともに、第２のｐＨＥＭＴ  ＱＱ２のソース端子１２２に結合される。第８のトランジスタＱ８と第９のトランジスタＱ９のベース端子とが接続され、カレントミラーを形成する。
【００７１】
図８におけるしきい値電圧変動補償回路６は、第８のトランジスタＱ８である電流源出力を有する。その電流は、第９のトランジスタＱ９を流れる電流のスケーリングされたコピーであり、トランジスタＱ８，Ｑ９は、Ｖｂｅミラーとして機能する。第９のトランジスタＱ９を流れる電流Ｉｃ９は、しきい値電圧検出器ＰＨＥＭＴ２を通る電流Ｉｄｓ２と、第６の抵抗器Ｒ６およびＱ９のＶｂｅ電圧によって規定される基準電流との間の差である。以下の式が成立する。
【００７２】
Ids2＝g_m, sat＊（−VT）  …  （４）
I6＝Vbe9／R6  …  （５）
Ic9＝Ids2−16  …  （６）
Icomp＝Ic8＝（I_s8／I_s9）＊Ic9  …  （７）
Icomp＝I_s8／I_s9＊（g_m, sat＊（−VT）−Vbe9／R6）  …  （８）
最後の式において、しきい値電圧ＶＴを、その変動ＶＴ＝ＶＴ０＋ＤＶＴによって置き換えると、以下の式が成立する。
【００７３】
Icomp＝I_s8／I_s9＊（［g_m, sat＊（−VT0）−Vbe9／R6］
−［g_m, sat］＊DVT）  …  （９）
Ｉ６は、第６の抵抗器Ｒ６を流れる電流である。Ｉｃ８は、Ｑ８のコレクタ電流である。Ｉｃ９は、Ｑ９のコレクタ電流である。Ｉ＿ｓ８は、Ｑ８の飽和電流である。Ｉ＿ｓ９は、Ｑ９の飽和電流である。Ｖｂｅ９は、Ｑ９のベース−エミッタ電圧である。
【００７４】
式（９）は、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ２および第６の抵抗器Ｒ６の適切な選択によって、しきい値電圧変動ＤＶＴで線形に変化する補償電流Ｉｃｏｍｐが生成されることを示している。実際、第６の抵抗器Ｒ６を流れる電流Ｉ６は、他の基準電流として用いられる。
【００７５】
図８に示される回路は非常に良好に動作するが、しきい値電圧補償電流Ｉｃｏｍｐを生成するのに適したしきい値電圧補償回路についての他の実行例も可能である。
【００７６】
図９Ａは、温度に依存する、図８に示されるＲＦ電力増幅回路の出力電圧Ｖｏｕｔを示す。９つの曲線の束３４は、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについての出力電圧Ｖｏｕｔを示す。曲線３４は、非常に狭い範囲内を進む。
【００７７】
図９Ｂは、温度に依存する、図８に示される回路のバイアス電流ＩＱ７を示す。９つの曲線の束３５は、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。曲線３５は、非常に狭い範囲内を進む。図９Ａおよび図９Ｂは、図８に示される回路が、図４Ａおよび図４Ｂの特性を有する図１に示される回路よりも、しきい値電圧変動に対して、大幅に少ない感度を有していることを示している。
【００７８】
図１０Ａは、パラメータ「因子（factor）」を用いてバイアス電流ＩＱ７およびＲＦ電力段３をスケーリングすることによって電圧レギュレータから引き出される負荷電流Ｉｏｕｔが増加される場合に、図８に示される補償回路が、出力電圧変動、温度変動、ならびにしきい値電圧変動にわたって良好に動作することを示している。曲線の束３８は、因子が１である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。曲線の束３７は、因子が３である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。曲線の束３６は、因子が５である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。曲線の束３６，３７，３８の各々は、非常に狭い範囲内を進む。曲線は、しきい値電圧変動補償が良好に動作し、バイアス電流ＩＱ７は負荷に依存するが、しきい値電圧変動に対して鈍感であることを示している。
【００７９】
図１０Ｂは、図１０Ａと同じ条件についての、電圧レギュレータ１から引き出される負荷電流Ｉｏｕｔを示す。曲線の束４１は、因子が１である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについての負荷電流Ｉｏｕｔを示す。曲線の束４０は、因子が３である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについての負荷電流Ｉｏｕｔを示す。曲線の束３９は、因子が５である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについての負荷電流Ｉｏｕｔを示す。曲線の束３９，４０，４１の各々は、非常に狭い範囲内を進む。曲線は、しきい値電圧変動補償が良好に動作し、負荷電流Ｉｏｕｔは負荷に依存するが、しきい値電圧変動に対して鈍感であることを示している。
【００８０】
供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙの変動、しきい値電圧の変動、および負荷電流Ｉｏｕｔの変動は、約±１％の、ＲＦ電力段３のＱ７の静止電流変動をもたらす。
【００８１】
参考のために、図１１Ａおよび図１１Ｂは、しきい値電圧変動補償回路６を伴わない場合を示しており、約±１０％と、ずっと悪くなっている。
【００８２】
図１１Ａは、温度に対するバイアス電流ＩＱ７を示す。曲線の束４４は、因子が１である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。曲線の束４３は、因子が３である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。曲線の束４２は、因子が５である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。各束４２，４３，４４は、３つの曲線のグループを含む。上部グループ、たとえば４２ａは、しきい値電圧変動がＤＶＴ＝−０．５Ｖの場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。中間グループ、たとえば４２ｂは、しきい値電圧変動がＤＶＴ＝０Ｖの場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。下部グループ、たとえば４２ｃは、しきい値電圧変動がＤＶＴ＝０．５Ｖの場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖについてのバイアス電流ＩＱ７を示す。
【００８３】
図１１Ｂは、図１１Ａと同じ状況についての、負荷電流Ｉｏｕｔを示す。曲線の束４７は、因子が１である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについての負荷電流Ｉｏｕｔを示す。曲線の束４６は、因子が３である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについての負荷電流Ｉｏｕｔを示す。曲線の束４５は、因子が５である場合の、供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ＝３．２Ｖ，３．７Ｖ，４．２Ｖおよびしきい値電圧変動ＤＶＴ＝０．５Ｖ，０，−０．５Ｖについての負荷電流Ｉｏｕｔを示す。
【００８４】
図１２は、電圧レギュレータ１と、バイアス回路２と、ＲＦ電力段３と、イネーブリング回路９とを備えるＲＦ電力増幅回路のさらなる実施形態を示す。図１２は、イネーブリング機能を、どのように図８に加えることができるかを示す。第４のｐＨＥＭＴ  ＱＱ４，第３のｐＨＥＭＴ  ＱＱ３、第１０のトランジスタＱ１０、および第１１のトランジスタＱ１１が、追加的に設けられる。
【００８５】
回路は、電圧レギュレータ１のオフに切換える能力、および低漏れ電流を達成する能力を有する。供給電圧Ｖｓｕｐｐｌｙが、ＤモードｐＨＥＭＴスイッチＱＱ４を介して、電圧レギュレータ１、バイアス回路２、およびＲＦ電力段３に印加され、第４のｐＨＥＭＴ  ＱＱ４はイネーブル電圧Ｅｎａｂｌｅによって制御される。ＤモードｐＨＥＭＴ  ＱＱ４は、完全に遮断し、かつ低「漏れ」電流を達成するために、そのソース端子１４２と接地電位ＧＮＤとの間に、２つのベース−エミッタ接合を有することが必要である。したがって、トランジスタＱ１０，Ｑ１１が追加されるとともに、電流リミッタとして機能する第３のｐＨＥＭＴが追加される。第３のｐＨＥＭＴ  ＱＱ３のドレイン端子１３１は、第４のｐＨＥＭＴ  ＱＱ４のソース端子１４２に結合される。第３のｐＨＥＭＴ  ＱＱ３のソース端子３１２およびゲート端子１３３は、互いに結合されるとともに、第１１のトランジスタＱ１１のコレクタ端子およびゲート端子に結合される。第１１のトランジスタＱ１１のエミッタ端子は、第１０のトランジスタＱ１０のベース端子に結合され、第１０のトランジスタＱ１０のコレクタ端子は、トランジスタＱ８，Ｑ９のエミッタ端子に結合され、第１０のトランジスタＱ１０のエミッタ端子は基準電位ＧＮＤに結合される。
【００８６】
ＤモードｐＨＥＭＴ  ＱＱ４は、回路全体についての、汎用イネーブルスイッチとして機能する。しかし、非常に低い漏れ電流のみが存在するようにｐＨＥＭＴ  ＱＱ４を完全にターンオフするために、ソース端子１４２とＧＮＤとの間に２つのベース−エミッタダイオードを有することが必要であり、それによって、イネーブル電圧Ｅｎａｂｌｅ＝０に対して、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ４のＶｇｓ＝０−２＊Ｖｂｅ≒−１．５〜−２Ｖとなり、これは、およそ−１ＶであるｐＨＥＭＴ  ＱＱ４のしきい値電圧ＶＴよりも十分に低い。
【００８７】
バイアス回路２およびＲＦ電力段３において、２つのベース−エミッタダイオードの組み、Ｑ４とＱ５、Ｑ６とＱ７がある。電圧供給器１においては、Ｑ１およびＱ２がある。
【００８８】
図８に示される補償回路６においては、第９のトランジスタＱ９のみが設けられている。そのため、スイッチとして機能する第１０のトランジスタＱ１０が追加される。なぜなら、トランジスタＱ１，Ｑ２および第２の抵抗器Ｒ２にかかる電圧Ｖｃｅｌ＋Ｖｂｅ２＋Ｖ２に比べて、トランジスタＱ１０およびＱ８にかかる電圧Ｖｃｅ１０＋Ｖｃｅ８について十分な電圧ヘッドルームがあるからであり、それは性能には影響を与えない。
【００８９】
ｐＨＥＭＴ  ＱＱ４のソース端子１４２とＧＮＤとの間に２つのベース−エミッタダイオードＱ１０，Ｑ１１を得るために、第１１のトランジスタＱ１１、すなわちレベルシフトも追加される。第１０のトランジスタＱ１０のベース電流を制限するために、電流源として機能する第３のｐＨＥＭＴ  ＱＱ３が追加される。
【００９０】
オフ状態において、トランジスタＱ１０，Ｑ１１がオフ（漏れ電流のみ）であり、かつしきい値電圧補償回路がオフに切換えられることが言及されるべきである。
【００９１】
オフ状態において、図１２に示される改善された電圧レギュレータ１は、たとえば、米国２００７／０１５９１４５に示される従来の回路と比べて、より低い「漏れ」電流Ｉ＿ｌｅａｋａｇｅを有する（およそ、１ケタの大きさ）。オフ状態においては、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ４は、しきい値電圧とほぼ等しいゲート−ソース電圧Ｖｇｓ≒ＶＴを有する。抵抗器にわたる電圧は、無視できるほど小さい、などである。
【００９２】
I_leakage＝I_s1, 2＊exp（（VT_4／2）／（kT／q））
ここで、Ｉ＿ｓｌ，２はＱ１，Ｑ２の飽和電流である。ＶＴ＿４は、ｐＨＥＭＴ  ＱＱ４のしきい値電圧である。
【００９３】
従来の回路についての１１００ｎＡに比べて、図１２に示される回路についてのより悪い場合の状況における漏れ電流は約１００ｎＡであり、それにおいては、トランジスタＱ１のベースにおいてレベルシフトが形成され、それによってダイオード電流がより低くなり、したがってダイオード電圧がより低くなる。結果として、オフ状態におけるＱＱ４についての同じＶｇｓ≒ＶＴについて、第１のトランジスタＱ１のＶｂｅは、より多くの「漏れ」電流をもたらすＱ１のコレクタ電流と同様にやや高くなる。
【００９４】
用語「備える（comprising）」は、示された特徴、手段、ステップまたは要素の存在を特定することを意図しているが、１つまたはより多くの特徴、手段、ステップ、要素、またはそれらのグループの存在または追加を排除するものではない。さらに、要素に先行する用語「a」または「an」は、複数のそのような要素の存在を排除するものではない。さらに、「結合された（coupled）」は、結合されたそれらの素子間に電流経路があると理解されるべきであり、すなわち、「結合された」は、それらの素子が直接的に接続されなければならないことを意味するものではないことに注意すべきである。しかしながら、特に、図面においてそのように示されている場合には、素子は直接的に接続されてもよい。
【００９５】
さらに、実施形態の特徴は組み合わされてもよいことが、言及されるべきである。
【符号の説明】
【００９６】
１  電圧レギュレータ、２  バイアス回路、３  ＲＦ電力段、４  ＲＦチョーク、５  電流源、６  電流シンク、７  調整モジュール、８  基準モジュール、９  イネーブリングモジュール、ＱＱ１〜ＱＱ４，ＱＱ５１，ＱＱ５２，ＱＱ５Ｎ  ｐＨＥＭＴ、１１１，１２１，１３１，１４１，５１１，５２１，５Ｎ１  ドレイン端子、１１２，１２２，１３２，１４２，５１２，５２２，５Ｎ２  ソース端子、１１３，１２３，１３３，１３４，５１３，５２３，５Ｎ３  ゲート端子、ＶＴ  しきい値電圧、ＶＴ０  公称しきい値電圧、ＤＶＴ  しきい値電圧変動、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４〜Ｑ１１  トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ６  抵抗器、Ｃｉｎ，Ｃｏｕｔ  キャパシタ、Ｉｄｓ，Ｉｄｓ２  ドレイン−ソース電流、Ｉ１，Ｉ６，Ｉｃ９，Ｉｃ８  電流、ＩＱ７  Ｑ７のコレクタバイアス電流、Ｉｏｕｔ  負荷電流、Ｉｒｅｆ  基準電流、Ｉｃｏｍｐ  補償電流、ＧＮＤ  接地電位、Ｖｃｅｌ，Ｖｂｅ２，Ｖ２，Ｖｃｅ８，Ｖｂｅ９，Ｖｃｅ１０  電圧、Ｖｇｓ  ゲート−ソース電圧、Ｖｏｕｔ  出力電圧、Ｖｃｏｍｐ  補償電圧、Ｖｓｕｐｐｌｙ  供給電圧、ＲＦ＿ｏｕｔｐｕｔ  出力電圧、ＲＦ＿ｉｎｐｕｔ  入力電圧、Ｅｎａｂｌｅ  イネーブリング電圧、２１〜２６，３４〜４７  曲線の束、４２ａ〜４２ｃ  曲線、３１〜３３  バイアスポイント。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図３Ｅ】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図１２】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【国際調査報告】
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