(57)【要約】【課題】シュミットトリガ入力付きインバーターやＮＡＮＤゲートＩＣを使う矩形波発振回路で、その電源電圧が高い時にはデューティ比を大きくする。【解決手段】矩形波発振回路の電源電圧が高いときは時定数回路へ加えられる電圧を抑制するように動作するリミッタを設ける。それにより、ＩＣの入力が高い側のスレシュホールドＶｔＨに達する時間を延伸させ、矩形波のデューティ比を大きくする。【選択図】図３
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【実用新案登録請求の範囲】
【請求項１】
シュミットトリガ入力付きのインバータやＮＡＮＤゲートのＩＣを用い、その入力とＧＮＤ間にコンデンサを接続し（ＩＣの入力容量を含む）、かつ、入力と出力間を直列接続した抵抗で接続して、それらの抵抗どうしの接続点の電圧を制限するリミッタを備えた矩形波発振回路。
【考案の詳細な説明】
【０００１】
【考案の属する技術分野】
矩形波発振回路の電源電圧と矩形波デューティ比。
【０００２】
【従来の技術】
負荷に対応してデューティ比を制御する技術がある。
【０００３】
【考案が解決しようとする課題】
矩形波発振回路の電源電圧が高い時に波形のデューティ比を大きくすること。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
図１はシュミットトリガ入力付きインバータＩＣ、コンデンサＣ及び抵抗Ｒで構成される周知の矩形波発振回路で、ＮＡＮＤゲートを用いた同様の回路も知られている。図２は図１の回路の入力と出力の電圧波形を示し、Ｖｃｃは電源電圧、ＶｔＨとＶｔＬはそれぞれＩＣの高い側と低い側のスレシュホールド電圧で、ＩＣの入力電圧はＶｔＨとＶｔＬの間で折り返えしている。ｔ１とｔ２はそれぞれＩＣ出力がハイレベルＨ≒Ｖｃｃ［ｖ］である時間、ローレベルＬ≒０［ｖ］である時間を表し、コンデンサＣの充電時間と放電時間でもある。Ｖｐについては後述する。図３は本考案の回路図を示し、図１の回路に対し、入力と出力間を接続している抵抗Ｒを、直列接続のＲ１とＲ２に換え、かつ、Ｒ１とＲ２を接続するＰ点とＧＮＤ間にＲ１と協働してＰ点の電圧リミッタとなる回路Ｘを追加している。すなわち点線で囲んだ部分がリミッタとなる。なお、Ｒ２《Ｒ１である。図４はＣＲ時定数回路の過度応答図でスイッチＳの可動接点ｃが固定接点ａに着けばコンデンサＣは充電され、固定接点ｂに着けばＣは放電する。
それぞれの過渡応答式は、次のように知られている。
充電時
ｖ＝Ｅ１・｛１−Ｅｘｐ（−ｔ１／ＣＲ）｝　［ｖ］
この式を変形して
ｔ１＝ＣＲ・１ｎ｛Ｅ１／（Ｅ１−ｖ）｝　［ｓｅｃ］　　　・・・（１）放電時
ｖ＝Ｅ２・Ｅｘｐ（−ｔ２／ＣＲ）　［ｖ］
この式を変形して
ｔ２＝ＣＲ・１ｎ（Ｅ２／ｖ）［ｓｅｃ］　　　　　・・・・・・・（２）但し、
充電開始前はコンデンサの電圧は０［ｖ］とし、
ｖは過渡応答中のコンデンサＣの電圧、
ＣＲは時定数、
Ｅ１は電源Ｂの電圧、
Ｅ２はコンデンサＣの放電開始電圧、
ｔ１は充電時間、
ｔ２は放電時間
である。
なおｔ１、ｔ２を図２に当てはめればデューティ比τは次の式で示される。
τ＝ｔ１／（ｔ１＋ｔ２）　　　　　　　　　　　　　　・・・・・（３）
図５は図３の回路Ｘの候補例で、それぞれ、Ａはダイオードの順方向降下電圧を利用、Ｂはツェナーダイオードのツェナー電圧を利用、Ｃはトランジスタ定電圧回路を利用するものである。以下、候補Ａを使用したリミッタ回路すなわち図６を取り上げて説明する。図６の回路でＱ点は図３のｏｕｔに対応し、Ｒ１とｐ点はそれぞれ図３のＲ１とｐ点に対応する。図２のＶｐはｐ点の電圧である。なお、Ｒ１≒ｒ、ダイオードＤにはＶｆが約２［ｖ］のＬＥＤを使用した。表１はＱ点に電圧Ｖを加え、その電圧を変化させた時のｐ点の電圧Ｖｐの実測データである。表２はＣＭＯＳインバータＩＣ、７４ＨＣ１４型の性能表のＶｔＨとＶｔＬの数値である。図７のグラフは表１と表２のデータを一緒にプロットしとしたものである。　表３は図７のグラフからＶｃｃ、Ｖｐ、ＶｔＨ、ＶｔＬを読み取り整理したものである。
さて、図４を参照しながら図２の動作を見ると
従来の回路（図１）の場合、充電時にＣに新たに加わる電圧は
Ｅ１＝Ｖｃｃ−ＶｔＬ［ｖ］
本考案の回路（図３）の場合、充電時にＣに新たに加わる電圧は
Ｅ１＝Ｖｐ−ＶｔＬ［ｖ］
に、それぞれ相当する。放電開始時のコンデンサの電圧はいずれの場合も
Ｅ２＝ＶｔＨ
で同一である。
表３から、両回路の各Ｖｃｃ値に対応した上記ふたつの場合分けをしたＥ１と共にｖ＝ＶｔＨ−ＶｔＬを算出して式（１）に代入し、また同様に上記Ｅ２を読み取りｖ＝ＶｔＬと共に式（２）に代入すればｔ１とｔ２が求められる。これらを式（３）に代入してデューティ比τを求めた。表４は従来の回路、表５は本考案の回路についての結果である。数値の代入に際し、式（１）、式（２）の時定数ＣＲ＝１として正規化した。図８のグラフは表４と表５のτのデータをプロットしたもので、本考案の回路では電源電圧Ｖｃｃが高くなると、矩形波のデューティτが大きくなことが分かる。
【０００５】
【考案の実施例】
実施の一例を図９の電池を使用するＬＥＤ点灯回路で説明する。本考案の矩形波発振回路（点線内）の後に接続したインバータＩＣ２で矩形波を反転させてから、　トランジスタＴｒを駆動しＬＥＤ２本を点灯させている。本考案の回路では電源電圧が高い時はデューティ比が大きくなるので、ＩＣ２による反転でＴｒのベースでは矩形波のデューティ比は電源電圧が高い時は小さくなる。電池は使用初期には電圧が高いのでＬＥＤに不必要に大きな電流が流れ、初期には明るいが次第に暗くなる傾向があり、また電池の寿命が短くなるが、本考案の回路を利用することで初期の電圧が高いときにデューティー比を小さく抑えて明るさの平均化と電池寿命の改善ができる。
【０００６】
【考案の効果】
本考案の回路では、電源電圧が高いときに時定数回路への印加電圧を制限するので、コンデンサの充電時間すなわちＩＣの入力電圧がＶｔＬからＶｔＨに達するまでの時間が長くなるが、放電時間すなわちＶｔＨからＶＴＬへの時間に影響せず、結果として発振回路の矩形波出力のデューティ比は大きくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の発振回路
【図２】発振回路の波形
【図３】本考案の発振回路
【図４】ＣＲ過渡応答
【図５】回路Ｘの候補
【図６】ダイオード利用のリミッタ
【図７】Ｖｐ、ＶｔＨ、ＶｔＬのグラフ
【図８】電圧とデューティ比のグラフ
【図９】実施例
【表１】リミッタのデータ
【表２】インバータのＶｔＨ、ＶｔＬデータ
【表３】電圧とリミッタ、ＶｔＨ、ＶｔＬデータ
【表４】電圧とデューティ比のデータ（従来回路）
【表５】電圧とデューティ比のデータ（本考案の回路）
【符号の説明】
ａ、ｂ、ｃ　　スイッチＳの接点
Ｂ　　　電源
Ｃ　　　コンデンサ
Ｄ　　　ダイオード
ＧＮＤ　電源のマイナス極
Ｈ　　　論理ハイレベル
ｉｎ　　ＩＣの入力
ＩＣ，ＩＣ２　シュミットトリガ入力付きインバータ
Ｌ　　　論理ローレベル
ＬＥＤ　発光ダイオード
ｏｕｔ　ＩＣの出力
ｐ　　　直列抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点
Ｒ、Ｒ１、Ｒ２、ｒ　　抵抗
Ｓ　　　スイッチ
ｔ１　　ＩＣ出力がハイレベルである時間またはコンデンサの充電時間
ｔ２　　ＩＣ出力がローレベルである時間またはコンデンサの放電時間
τ　　　矩形波のデューティ比
Ｔｒ　　トランジスタ
Ｖｃｃ　ＩＣの電源電圧
Ｖｐ　　ｐ点の電圧
ＶｔＨ　ＩＣの高い側のスレシュホールド電圧
ＶｔＬ　ＩＣの低い側のスレシュホールド電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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