(57)【要約】  本発明は、Ａ／Ｄコンバータと、補間フィルターと、Σ−Δモジュレータと、ダイナミック不整合レギュレータと、差動バッファと、スピーカーアレイとを含む、マルチビットΣ−Δ変調に基づくオールデジタルスピーカー装置を開示する。本発明は、Σ−Δ変調技術を利用して、スピーカー装置のハードウェア実現のコストおよび複雑さを効果的に低減させ、それにより音送信リンク全体の完全なデジタル化ならびに低電力消費および低容量のシステム装置の集積化を実現する。さらに本発明によるスピーカー装置には、ローカル音場に対するより良好な制御能力が与えられ、それにより音声機密送信のより良好で実用的な方法が提供される。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたアナログオーディオ信号をＰＣＭ符号化フォーマットのマルチビットデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ（１）と、
前記Ａ／Ｄコンバータ（１）の出力端に電気的に接続され、アップサンプリングする補間フィルター（２）と、
前記補間フィルター（２）の出力端に電気的に接続され、マルチビットΣ−Δ符号および整形ノイズを変調するΣ−Δモジュレータ（３）と、
前記Σ−Δモジュレータ（３）の出力端に電気的に接続され、アレイ要素間の周波数応答差から生じる符号エラーを除去するダイナミック不整合レギュレータ（４）と、
前記ダイナック不整合レギュレータ（４）の出力端に電気的に接続され、出力端の負荷駆動能力を引き上げる差動バッファ（５）と、
前記差動バッファ（５）の出力端に電気的に接続され、電気音響変換を実現するスピーカーアレイ（６）と、を備えたオールデジタルスピーカー装置。
【請求項２】
前記補間フィルター（２）は、前記Ａ／Ｄコンバータ（１）から出力されるデジタル信号をオーバーサンプリングレートで補間し、その後、前記補間された信号における周期的に連続するスペクトル成分をフィルタリング除去する請求項１に記載のオールデジタルスピーカー装置。
【請求項３】
前記Σ−Δモジュレータ（３）は、現存するΣ−Δ変調アルゴリズムの信号処理フロー従って、前記補間フィルター（２）からのオーバーサンプリング信号にノイズ整形処理を施し、音帯域からノイズエネルギーを追い出す請求項１に記載のオールデジタルスピーカー装置。
【請求項４】
前記Σ−Δモジュレータ（３）は、シフト加算演算を利用し、前記シフト加算演算のパラメータは、ＣＳＤ符号で表される請求項１に記載のオールデジタルスピーカー装置。
【請求項５】
前記Σ−Δモジュレータ（３）は、Σ−Δ変調によって生成されるＮビットΣ−ΔＰＣＭ符号化信号を２N送信チャネルに相当する等重み２進符号化信号に変換する請求項１に記載のオールデジタルスピーカー装置。
【請求項６】
前記ダイナミック不整合レギュレータ（４）は、要素選択アルゴリズムを利用し、各アレイ要素間の周波数応答差から生じる非線形高調波歪みを整形し、帯域内における高調波歪み成分の大きさを低減させ、その電力を帯域外の高周波数セクションへと押し上げる請求項１に記載のオールデジタルスピーカー装置。
【請求項７】
前記差動バッファ（５）は、前記ダイナミック不整合レギュレータ（４）から送信される信号チャネルデジタル信号をツインチャネル差分信号に変換する請求項１に記載のオールデジタルスピーカー装置。
【請求項８】
前記スピーカーアレイ（６）の要素は、特定のアレイ配置構成で配置された可動コイル型または圧電型の複数のスピーカーを含む請求項１に記載のオールデジタルスピーカー装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルスピーカー、特に、マルチビットΣ−Δ変調に基づくオールデジタルスピーカーシステム装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大規模集積回路およびデジタル化技術の急速な発展に伴い、従来のアナログスピーカーシステムに固有の限界が、信号の送信、保存および処理だけでなく、電力消費、容量、重量等においてますます明らかになってきた。このような欠陥を克服するため、低電力消費、小型化（small outline）、デジタル化、および集積化を目指したスピーカーシステムの研究開発が行われている。ＰＷＭ変調に基づくクラス−ＡＤデジタル増幅器の登場で、スピーカーシステムのデジタル化は、増幅器部にまで繰り広げられるようになった。しかし、高周波数搬送波成分を除去し、元のアナログ信号を復調するためには、大容量かつ高価な高品質インダクタおよびコンデンサが、ローパスフィルターを受動的にシミュレートするデジタル増幅器の後段回路に依然として求められている。そこで、デジタル増幅器の容量および価格を抑えてさらなる集積化を成し遂げるため、海外の多くのチップ製造業者によって、ＬＣフィルタリングをシミュレートする必要がないクラス−ＢＤデジタル増幅器チップが市場に出回るようになり、真の意味でのオールデジタルスピーカーシステムの製造が期待されるようになった。しかし、このような増幅器チップにおけるＰＷＭ変調回路は、依然としてアナログ回路設計の範囲に属しており、アナログ回路設計においては、ＰＷＭ変調技術を別個に実現するための元のアナログ構成要素は、小さなシリコンチップ上に単に高集積化されてフォトエッチングされるため、真の意味でのオールデジタル化レベルには到達していない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上述したＰＷＭ変調技術のアナログによる実施以外に、米国特許（ＵＳ２００６００４９８８９Ａ１，ＵＳ２００９０１６１８８０Ａ１）は、ＰＷＭ変調技術のデジタルによる実施プロセスを開示しており、ＰＷＭ変調技術に基づくオールデジタルスピーカーシステムおよびクラス−ＢＤ増幅器の実施方法も提供している。しかし、このようなＰＷＭ変調技術に基づくオールデジタルスピーカーシステムの方法には深刻な課題が二つ存在する。その一つは、ＰＷＭ変調技術に基づく符号化スキームには、構造による固有の非線形欠陥があり、予想帯域（expecting band）において符号化信号に非線形歪み成分を生成させてしまうという課題である。さらなる線形改善が求められる場合には、変調モードは、ますます実現困難となり、複雑になるであろう。もう一つは、ハードウェア実現の困難さを考慮すると、ＰＷＭ変調の低オーバーサンプリングレート（通常２００ＫＨｚから４００ＫＨｚ）では、符号化信号のＳＮＲ（信号対ノイズ比）は、オーバーサンプリングレートによっては、改善が困難であるという課題である。
【０００４】
オールデジタルスピーカーシステムの実現に対するＰＷＭ変調技術の非線形歪みおよび低オーバーサンプリングレートの欠陥、ならびに低電力消費、小型化、デジタル化および集積化に対する需要に注目すると、真の意味でのオールデジタルスピーカーシステムを実現するためには、性能に優れており実現が簡単な信号符号変調方法が求められる。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の目的は、従来技術におけるＰＷＭ変調技術の非線形歪みおよび低オーバーサンプリングレートの欠陥を克服し、低電力消費、小型化、デジタル化および集積化を実現したマルチビットΣ−Δ変調に基づくオールデジタルスピーカー装置を提供することである。これらの目的の少なくとも１つを達成するため、本発明は、入力されたアナログオーディオ信号をＰＣＭ符号化フォーマットのマルチビットデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータの出力端に電気的に接続され、低サンプリングレートの入力されたＰＣＭ符号化信号をオーバーサンプリングレートで補間し、補間された信号における周期的に連続するスペクトル成分をローパスフィルターによってフィルタリング除去する補間フィルターと、前記補間フィルターの出力端に電気的に接続され、マルチビットΣ−Δ符号および整形ノイズを変調するΣ−Δモジュレータと、前記Σ−Δモジュレータの出力端に電気的に接続され、アレイ要素間の周波数応答差から生じる符号エラーを除去するダイナミック不整合レギュレータと、前記ダイナック不整合レギュレータの出力端に電気的に接続され、前記出力端の負荷駆動能力を引き上げる差動バッファと、前記差動バッファの出力端に電気的に接続され、電気音響変換を実現するスピーカーアレイとを備えたオールデジタルスピーカー装置を提供する。
【０００６】
好ましくは、前記Σ−Δモジュレータは、現存するΣ−Δ変調アルゴリズムの信号処理フロー従って、前記補間フィルターからのオーバーサンプリング信号にノイズ整形処理を施し、音帯域からノイズエネルギーを追い出して帯域内において高ＳＮＲを保持する。
【０００７】
具体的には、ハードウェア実施中にハードウェアリソースを節約し、実現コストを低減させるため、前記Σ−Δモジュレータの定数乗算演算は、一般にシフト加算演算に置き換えられ、Σ−Δモジュレータのパラメータは、ＣＳＤ（正準符号付きディジット）符号で表される。好ましくは、前記Σ−Δモジュレータは、Σ−Δ変調によって生成されるＮビットΣ−ΔＰＣＭ符号化信号を２N送信チャネルに相当する等重み２進符号化信号に変換する。
【０００８】
好ましくは、前記ダイナミック不整合レギュレータは、現存する要素選択アルゴリズム、例えば、ＤＷＡ（データ重み付き平均）、ＶＦＭＳ（ベクトル−フィードバック不整合整形）、ＴＳＭＳ（ツリー構造不整合整形）等を利用し、各アレイ要素間の周波数応答差から生じる非線形高調波歪みを整形し、帯域内における高調波歪み成分の大きさを低減させ、その電力を帯域外の高周波数セクションへと押し上げ、それによりΣ−Δ符号化信号の音質を向上させる。
【０００９】
具体的には、前記差動バッファは、前記ダイナミック不整合レギュレータから送信される信号チャネルデジタル信号をツインチャネル差分信号に変換し、前記チャネル内の共通のモードノイズ成分を除去して出力音質を向上させる。
【００１０】
好ましくは、前記スピーカーアレイの要素は、特定のアレイ配置構成で配置された可動コイル型または圧電型の複数のスピーカーを含む。
【００１１】
具体的には、前記スピーカーアレイから生じる空間音響場の分布は、アレイ配置構成およびΣ−Δ変調ビットディジットに依存する。さらに変調されたビットディジットによって生じるアレイアパーチャおよびアレイ要素の数の増加に伴って、生成される空間音響場の指向性は、ますます顕著になり、アレイの対称軸に隣接するローカル領域には、最良の音質および最大の音圧が提供され、一方、最良の領域から遠ざかるにつれて、音質は徐々に悪化し、音圧は低下する。より大きなアパーチャがアレイに設けられている状況では、本発明によるスピーカー装置には、従来の線形アレイビーム整形技術とは異なる明白な音響場制御効果が提供される。これは、従来のビーム整形技術の各アレイ要素が発する信号は、音信号のコピーであるのに対して、システム装置の各アレイ要素チャネルが発する信号は、音信号のビット情報の一部に過ぎないためである。システム装置要素が発する信号の情報量は互いに異なるため、生成された音響場は、空間において音圧力振幅に対して変動を生じるだけでなく、高調波歪み、音の明瞭度および音質に対しても変動を生じる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は、Σ−Δ変調技術を利用して高ビットＰＣＭ符号化音信号を低ビットΣ−Δ符号化信号に変換し、スピーカー装置のハードウェア実現のコストおよび複雑さを効果的に低減させ、それによって音送信リンク全体の完全なデジタル化ならびに低電力消費および低容量のスピーカー装置の集積化を実現する。さらに、本発明は、ダイナミック不整合整形アルゴリズムを利用し、各アレイ要素間の周波数応答差から生じる非線形高調波歪みを除去し、それによりスピーカー装置の音質を向上させる。適切なアレイ配置構成を選択することにより、本発明によるスピーカー装置には、従来の線形アレイビーム整形技術とは異なる明白な音響場制御効果が提供される。生成された音響場は、空間において音圧力振幅に対して変動を生じるだけでなく、高調波歪み、音の明瞭度および音質に対しても変動を生じ、それにより音声機密送信のためのより良好で実用的な方法を提供する。
【００１３】
以下の詳細な説明では、図面を参照する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明によるオールデジタルスピーカー装置の構成要素モジュールを示すブロック図である。
【図２】本発明によるΣ−Δモジュレータの信号処理のフロー図である。
【図３】本発明によるダイナミック不整合レギュレータの信号処理を示すフロー図である。
【図４】本発明によるスピーカーアレイの寸法を示す概略図である。
【図５】本発明によるスピーカーアレイおよびマイクの配置構成を示す概略図である。
【図６】本発明によるダイナミック不整合レギュレータのテスト結果を示すグラフである。
【図７】本発明によるシステム装置の周波数応答を示すグラフである。
【図８】本発明によるシステム装置の全高調波歪みを示すグラフである。
【図９】本発明による８要素線形アレイの配置構成を示す概略図である。
【図１０】本発明による８要素線形アレイから生じる空間音響場の振幅分布を示すグラフである。
【図１１】本発明による８要素線形アレイから生じる空間音響場の振幅変動を示すグラフであり、θは０度であり、φは−９０度から９０度まで変化する。
【図１２】本発明による８要素線形アレイから生じる空間音響場の全高調波歪み分布を示す概略図である。
【図１３】本発明による８要素線形アレイから生じる空間音響場の全高調波歪み分布の変動を示すグラフであり、θは０度であり、φは−９０度から９０度まで変化する。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、当業者が本発明の利点および特徴を理解できるように添付の図面を参照しながら、本発明による好ましい実施形態を詳細に説明し、本発明の保護範囲を定義する。
【００１６】
本発明は、Σ−Δ変調技術を利用して従来の高ビットＰＣＭ符号化信号を低ビットΣ−ΔＰＣＭ符号化信号に変換する。次に、ＮビットΣ−ΔＰＣＭ符号化信号は、２Ｎ送信スピーカー要素を通して空間的に発せられる、２Ｎ送信チャネルに相当する等重み２進符号化信号に変換され、それによって、スピーカーから発せられた音響場は、空間的かつ線形に重畳され、元のアナログ音信号を合成する。
【００１７】
図１に示されるように、本発明によるマルチビットΣ−Δ変調に基づくオールデジタルスピーカーシステム装置は、Ａ／Ｄコンバータ１、補間フィルター２、Σ−Δモジュレータ３、ダイナミック不整合レギュレータ４、差動バッファ５、およびスピーカーアレイ６を備える。
【００１８】
オーディオ帯域のアナログオーディオ信号をＦＰＧＡ（フィールドプログラム可能なゲートアレイ）チップ（タイプＮｏ．Ｃｙｃｌｏｎｅ ＩＩＩ  ＥＰ３Ｃ２５Ｑ２４０Ｃ８）によって１２Ｓインターフェースを通して読み出される２４ビット、４８ＫＨｚのＰＣＭ符号化信号に変換するＡ／Ｄコンバータ１は、ＰＣＭ１８０４チップおよび周辺差動アナログバッファ回路を備え得る。
【００１９】
補間フィルター２の入力端は、Ａ／Ｄコンバータ１の出力端に電気的に接続されている。基本的な動作原理は以下のとおりである。２４ビット、４８ＫＨｚのＰＣＭ符号化信号は、ＦＰＧＡチップ内の３レベルアップサンプリング補間で処理される。第１レベル補間係数は４であり、サンプリングレートは１９２ＫＨｚであり、第２レベル補間係数は４であり、サンプリングレートは７６８ＫＨｚまで増加し、第３レベル補間係数は２であり、サンプリングレートはさらに１，５３６ＫＨｚまで増加する。最後に、３２回の補間後、２４ビット、４８ＫＨｚの元の信号は、１．５３６ＭＨｚ、２４ビットのオーバーサンプリングＰＣＭ符号化信号に変換される。
【００２０】
１．５３６ＭＨｚ、２４ビットのオーバーサンプリングＰＣＭ符号化信号を１．５３６ＭＨｚ、３ビットのΣ−Δ変調信号に変換するΣ−Δモジュレータ３の入力端は、補間フィルター２の出力端に電気的に接続されている。図２に示されるように、本実施形態では、Σ−Δモジュレータ３には、５次ＣＩＦＢ（分布フィードバック付きカスケード式積分器）位相幾何学構造が設けられている。この場合、モジュレータのオーバーサンプリング係数を６４とすると、その位相幾何学構造係数は表１に示されており、本発明によるΣ−Δモジュレータのパラメータを示す。ハードウェアリソースを節約し、実現コストを低減させるため、定数乗算演算は、一般にＦＰＧＡチップ内でシフト加算演算に置き換えられ、Σ−Δモジュレータのパラメータは、ＣＳＤ符号で表される。
【００２１】
【表１】
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【００２２】
各アレイ要素間の周波数応答差から生じる非線形高調波歪みを除去するダイナミック不整合レギュレータ４の入力端は、Σ−Δモジュレータ３の出力端に電気的に接続されている。本実施形態では、ダイナミック不整合レギュレータは、ＶＦＭＳ（ベクトル−フィードバック不整合整形）アルゴリズムを行い、その信号処理フローチャートは、図３に示される。ダイナミック不整合レギュレータによる処理の後、元のΣ−Δ符号化信号における高調波成分は、ＦＰＧＡチップ内で帯域外の高周波数セクションへと押し上げられ、それにより帯域内の信号の音質が引き上げられる。
【００２３】
本実施形態では２つの機能部を有する差動バッファ５の入力端は、ダイナミック不整合レギュレータ４の出力端に電気的に接続されている。１つの機能部は、ＦＰＧＡ内に設けられ、ダイナミック不整合レギュレータ４から直接的かつ逆数で入ってくる出力データを出力させ、２つの差分信号チャネルを生成する。もう１つの機能部は、ＦＰＧＡ外に設けられ、キャッシュチップ（モデルＮｏ．７４ＨＣ１２６）によって２つの差分信号チャネルをバッファ−リングする。
【００２４】
スピーカーアレイ６の入力端は、ダイナミック不整合レギュレータ４の出力端に電気的に接続されている。本実施形態では、スピーカーアレイは、図４に示されるように配置された８つのスピーカー要素を含み、それぞれ、寸法が４３．５ｍｍ×３９ｍｍ×２ｍｍのスピーカーである。
【００２５】
本発明によるオールデジタルスピーカーシステム装置に対する性能テストは、無響室で行われた。図５は、スピーカーシステム装置１０およびマイク２０の配置構成を示す概略図であり、ここで、スピーカーシステム装置１０の中心と、マイク２０との距離（Ａ）は１ｍであり、マイク２０と地面との距離（Ｂ）は１ｍである。図６は、１ＫＨｚの単一周波数正弦波信号が再生される場合の、非線形高調波歪みを除去するダイナミック不整合レギュレータのテスト結果を示す。ＶＦＭＳダイナミック不整合整形アルゴリズムを行った後、１ＫＨＺの信号を出力する際、高調波成分が大幅に低減されることに留意されたい。このことは、ダイナミック不整合レギュレータが非線形高調波歪みを除去することができることを示している。
【００２６】
図７は、本発明によるシステム装置から１ｍ離れた地点で得られる振幅−周波数応答曲線を示すグラフである。ここで、１Ｖ、２Ｖ、３Ｖ（有効値）の掃引周波数信号は、別個にスピーカーシステム装置に入力される。周波数が８ＫＨｚを越えるとき、システム装置の振幅−周波数応答曲線が大幅に低下するのがグラフより理解できる。これは、使用中のスピーカー要素に固有の周波数−応答特性から生じるものである。本実施形態におけるスピーカー要素の周波数−応答は、周波数が８ＫＨＺを越える場合に激しく減衰し、この結果、８つのスピーカー要素を含むシステム装置の周波数−応答が激しく減衰される。さらに、スピーカーシステム装置の音響圧力振幅は、入力電圧が増加するにつれて徐々に増加する。図８は、本発明によるシステム装置の全高調波歪みを示すグラフである。このグラフからは理解できるように、約１ＫＨＺ付近の低周波数領域には、より大きな全高調波歪みが発生し、このことは、低周波数帯域におけるシステム装置の出力信号の音質が低いことを意味する。その一方で、低周波数帯域から離れた周波数領域にはより小さな全高周波歪み（通常１％未満）が発生する。さらに、いくつかの周波数点には激しい高調波歪みが発生するものの、スピーカーシステム装置の高調波歪みは入力信号電圧が増加するにつれて徐々に増加する。
【００２７】
本発明によるシステム装置の空間音響場に対するローカル制御能力を幾分か明らかにするため、８つのスピーカー要素から生じる音響場の分布シミュレーションでは、要素間により大きな距離が設けられる。図９に示されるように、線形アレイは、０．１ｍ間隔で８つのスピーカー要素を含み、スピーカー要素はそれぞれ特定の空間配置で設けられている。１ＫＨＺの単一周波数正弦波信号は、システム装置に送信され、Σ−Δモジュレータによって３ビットΣ−Δ符号化信号が生成される。次に、８チャネルの２進データストリームが変換され、８つのスピーカー要素に送信されて空間放出を進める。図１０、１１、および図１２、１３に示されるように、８つのスピーカーアレイから生じる空間音響場の振幅分布および振幅変動は、各要素から生じる音響場を線形に重畳させることによって得られる。
【００２８】
図１０は、５ｍの放射半径（ｒ）における、本発明によるシステム装置から生じる空間音響場の振幅分布を示すグラフである。図１１は、本発明によるシステム装置から生じる空間音響場の振幅変動を示すグラフである。このグラフでは、θは０度であり、φは−９０度から９０度まで変化する。また、以下のことに留意されたい。音圧は、線形アレイの対称軸に隣接する領域では、小さい変動で平坦に分布しているのに対して、線形アレイの対称軸から離れた領域では、約２５ｄＢの激しい減衰を伴って分布し、このことは、システム装置が空間音響場に対して良好な制御能力を有することを意味する。より大きなアレイアパーチャおよびより変調されたビットを選択することによって、システム装置は、アレイの軸対称領域においてより大きな音圧分布を維持し得る。そして、温圧分布は、明らかに、対称領域から離れるにつれて減衰する。
【００２９】
図１２は、５ｍの放射半径（ｒ）における、本発明によるシステム装置から生じる空間音響場の全高調波歪み分布を示す概略図である。図１３は、本発明によるシステム装置から生じる空間音響場の全高調波歪み分布の変動を示すグラフである。このグラフでは、θは０度であり、φは−９０度から９０度まで変化する。また、以下のことに留意されたい。線形アレイの対称軸に隣接する領域では、全高調波歪みは比較的低く、このことは、信号の音質が良好であることを意味する。一方、線形アレイの対称軸から離れた領域では、全高調波歪みは急速に増加し、このことは、信号の音質が悪化していることを意味する。シミュレーション曲線より、以下のことが理解される。アレイにより大きなアパーチャが設けられているとき、本発明によるスピーカーシステム装置には、従来の線形アレイビーム整形技術とは異なる明白な音響場制御効果が提供される。これは、従来のビーム整形技術の各アレイ要素が発する信号は、音信号のコピーであるのに対して、システム装置の各アレイ要素チャネルが発する信号は、音信号のビット情報の一部に過ぎないためである。システム装置要素が発する信号の情報量は互いに異なるため、生成された音響場は、空間において音圧力振幅に対して変動を生じるだけでなく、高調波歪み、音の明瞭度および音質に対しても変動を生じる。このことは、本発明によるシステム装置には、ローカル音響場に対するより良好な制御能力が与えられ、それにより音声機密送信のより良好で実用的な方法が提供されることを意味する。
【００３０】
上記の説明は、例示のみを目的としており、図面に示され、かつ、上述した例に限定されるものではない。当業者であれば、開示される発明の範囲を逸脱せずに、記載されている実施形態に変更が行われ得ることを認識するであろう。また、本開示を参照すれば、当業者には、本発明およびそれと等価な技術の範囲に入り、異なる様式で変化するさらに他の改変も明白であろう。このような改変は、添付の請求の範囲に入るものとする。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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2013543715.tif 000018
2013543715.tif 000019
2013543715.tif 000020