【事件の表示】
　特許第６４１６６９０号発明「直流電源装置および空気調和機」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第６４１６６９０号の明細書、特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正明細書、特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項〔１−１２〕について訂正することを認める。
　特許第６４１６６９０号の請求項２ないし４、１０ないし１２に係る特許を維持する。
　特許第６４１６６９０号の請求項１に係る特許についての特許異議の申立てを却下する
【理　由】
第１　手続の経緯
　特許第６４１６６９０号の請求項１ないし１２に係る特許についての出願は、平成２７年５月１３日に出願され、平成３０年１０月１２日にその特許権の設定登録がなされ、同年１０月３１日に特許掲載公報が発行された。その後、本件特許に対して２件の特許異議の申立てがなされたものであり、以後の本件に係る手続の概要は以下のとおりである。
平成３１年　４月２５日　　　特許異議申立人　角田　朗による請求項１に
　　　　　　　　　　　　　　係る特許に対する特許異議の申立て
平成３１年　４月２６日　　　特許異議申立人　井澤　幹による請求項１な
　　　　　　　　　　　　　　いし４、１０ないし１２に係る特許に対する
　　　　　　　　　　　　　　特許異議の申立て
令和　１年　７月　３日付け　取消理由通知
令和　１年　８月２８日　　　特許権者による訂正請求書の提出
令和　１年　９月　３日　　　令和１年８月２８日付け訂正請求に対する請
　　　　　　　　　　　　　　求取下書の提出
令和　１年　９月　３日　　　特許権者による訂正請求書の提出
令和　１年１０月　３日　　　特許異議申立人　角田　朗による意見書の提
　　　　　　　　　　　　　　出
令和　１年１１月１８日付け　取消理由通知（決定の予告）
令和　１年１２月２７日　　　特許権者による訂正請求書及び意見書の提出
　なお、先にした令和１年９月３日付けの訂正請求は、特許法第１２０条の５第７項の規定により取下げられたものとみなす。
第２　訂正の適否
１．訂正の内容
　令和１年１２月２７日付けの訂正請求（以下、「本件訂正請求」という。）は、特許第６４１６６９０号の明細書、特許請求の範囲を、訂正請求書に添付した訂正明細書、特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項１ないし１２について訂正することを求めるものであり、その訂正の内容は、以下の訂正事項のとおりである（なお、下線は訂正部分を示す。）。
（１）訂正事項１
　特許請求の範囲の請求項１を削除する。
（２）訂正事項２
　特許請求の範囲の請求項２に「前記制御部は、
　交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、
　前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、
　交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替える、
　ことを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、独立形式に改める。
　更に、訂正前の請求項１に記載の「前記交流電源の電圧の極性に同期して」との記載を、「前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　請求項２を直接的または間接的に引用する請求項３ないし９、１２についても同様に訂正する。
（３）訂正事項３
　特許請求の範囲の請求項１０に「・・ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、「・・ことを特徴とする請求項
２
　請求項１０を引用する請求項１２についても同様に訂正する。
（４）訂正事項４
　特許請求の範囲の請求項１１に「・・ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、「・・ことを特徴とする請求項
２
　請求項１１を引用する請求項１２についても同様に訂正する。
（５）訂正事項５
　特許請求の範囲の請求項１２に「請求項１ないし請求項１１のうち何れか１項に記載の直流電源装置を備えた、・・」と記載されているのを、「請求項
２
（６）訂正事項６
　明細書の段落【０００７】の「前記した課題を解決するため、第１の発明では、第１のダイオードのカソードと第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と、交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と、を備えることを特徴とする直流電源装置とした。」との記載を、「前記した課題を解決するため、第１の発明では、第１のダイオードのカソードと第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と、交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
、前記制御部は、交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替え
（７）訂正事項７
　明細書の段落【０００８】の「第２の発明では、請求項１に記載の直流電源装置を備えたことを特徴とする空気調和機とした。・・」との記載を、「第２の発明では、請求項
２
２．訂正の適否についての判断
（１）一群の請求項について
　訂正前の請求項１ないし１２について、請求項２ないし１２は、請求項１を直接または間接的に引用しているものであって、訂正事項１によって訂正される請求項１に連動して訂正されるものである。
　したがって、訂正前の請求項１ないし１２に対応する訂正後の請求項１ないし１２は、特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。
（２）訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否等
ア．訂正事項１について
　訂正事項１は、請求項１を削除するものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」を目的とするものであり、また、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であリ、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
イ．訂正事項２について
　訂正事項２は、訂正前の請求項２が請求項１を引用する記載であったものを、請求項間の引用関係を解消して請求項１の記載を引用しないものとして独立形式の請求項へ改めるとともに、令和１年７月３日付けで通知した取消理由（特許法第３６条第６項第２号）で指摘した記載不備を解消するために、「極性に同期して」との記載を「極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで」と訂正することにより不明瞭さを正し、訂正後の請求項２に係る発明を明確なものとするものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」、及び第４号に掲げる「他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすること」を目的とするものである。
　そして、訂正事項２は上述のとおり、独立形式の請求項へ改めるだけでなく、明瞭でない記載の釈明を目的として含むものであるところ、本件特許明細書の段落【００２７】に「・・なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。」と記載され、段落【００２８】に「・・なお、ＭＯＳＦＥＴ（
Ｑ２
Ｑ２
　また、訂正事項２は上述のとおり、独立形式の請求項へ改めるとともに、明瞭でない記載の釈明を目的として訂正前の不明瞭さを正すものであるから、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第第６項の規定に適合する。
ウ．訂正事項３について
　訂正事項３は、訂正前の請求項１０が請求項１を引用するものであったのを、請求項２を引用するようにしたものであり、かかる引用先の変更によって実質的に、訂正前の請求項１０に係る発明における「制御部」について、訂正前の請求項２に記載されていた事項である「交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替える」ものであることの限定を付加するとともに、上記訂正事項２による訂正に伴い、「極性に同期して」との記載を「極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで」と訂正して不明瞭さを正すものとなっていることから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」、及び第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。
　そして、訂正事項３は上述のとおり、訂正前の請求項２に記載されていた事項の限定を付加することによって特許請求の範囲を減縮するとともに、明瞭でない記載の釈明を目的として本件特許明細書中の記載に基づいて訂正前の不明瞭さを正すものであって、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
エ．訂正事項４について
　訂正事項４は、訂正前の請求項１１が請求項１を引用するものであったのを、請求項２を引用するようにしたものであり、かかる引用先の変更によって実質的に、訂正前の請求項１１に係る発明における「制御部」について、訂正前の請求項２に記載されていた事項である「交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替える」ものであることの限定を付加するとともに、上記訂正事項２による訂正に伴い、「極性に同期して」との記載を「極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで」と訂正して不明瞭さを正すものとなっていることから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」、及び第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。
　そして、訂正事項４は上述のとおり、訂正前の請求項２に記載されていた事項の限定を付加することによって特許請求の範囲を減縮するとともに、明瞭でない記載の釈明を目的として本件特許明細書中の記載に基づいて訂正前の不明瞭さを正すものであって、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。　
オ．訂正事項５について
　訂正事項５は、上記訂正事項１による訂正に伴い、訂正前の請求項１２が請求項１ないし１１を引用する記載であったものを、請求項１の引用を削除し、請求項２ないし１１を引用する記載として引用請求項を減少させたものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」を目的とするものであり、また、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
カ．訂正事項６について
　訂正事項６は、上記訂正事項１、２による訂正に伴い、特許請求の範囲の記載と明細書の記載との整合を図るためのものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものであり、また、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であリ、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
　また、明細書の訂正である訂正事項６に関係する一群の請求項の全て（請求項１ないし１２）が訂正請求の対象とされているから、訂正事項６は、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第４項の規定に適合する。
キ．訂正事項７について
　訂正事項７は、上記訂正事項１、２、５による訂正に伴い、特許請求の範囲の記載と明細書の記載との整合を図るためのものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものであり、また、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であリ、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
　また、明細書の訂正である訂正事項７に関係する一群の請求項の全て（請求項１ないし１２）が訂正請求の対象とされているから、訂正事項７は、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第４項の規定に適合する。
（３）特許出願の際に独立して特許を受けることができること
　上記訂正事項１、３ないし５については、「特許請求の範囲の減縮」を目的として含むものであるが、本件においては、訂正前の請求項１ないし４、１０ないし１２について特許異議の申立てがなされているので、訂正前の請求項１、１０ないし１２に係る訂正事項１、３ないし５に関して、特許法第１２０条の５第９項で読み替えて準用する同法第１２６条第７項の独立特許要件は課されない。
　なお、特許異議の申立てがなされていない訂正前の請求項５ないし９については、実質的に上記訂正事項２による訂正に伴い、「明瞭でない記載の釈明」を目的とする訂正がなされているだけであるから、これらについても、特許法第１２０条の５第９項で読み替えて準用する同法第１２６条第７項の独立特許要件は課されない。
３．訂正の適否についてのむすび
　以上のとおりであるから、本件訂正請求による訂正は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号、第３号及び第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第４項、及び同条第９項で準用する同法第１２６条第４項ないし第６項の規定に適合する。
　よって、訂正後の請求項〔１−１２〕について訂正することを認める。
第３　当審の判断
１．本件発明
　本件訂正請求により訂正された請求項１ないし１２に係る発明（以下、それぞれ「本件発明１」ないし「本件発明１２」という。）は、その特許請求の範囲の請求項１ないし１２に記載された事項により特定される次のとおりのものである（なお、下線は訂正された箇所を示す。）。
「【請求項１】
　（削除）
【請求項２】
　
第１のダイオードのカソードと第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と、
　
交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　
前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　
前記交流電源の電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と、
　
を備え、
　前記制御部は、
　交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、
　前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、
　交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替える、
　ことを特徴とす
る直
【請求項３】
　前記制御部は、前記整流回路の出力側の負荷の大きさに応じて、前記全波整流動作と前記部分スイッチング動作と前記高速スイッチング動作のうちいずれかの動作に切り替える、
　ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
【請求項４】
　前記制御部は、上位装置の運転領域に応じて、前記全波整流動作と前記部分スイッチング動作と前記高速スイッチング動作のうちいずれかの動作に切り替える、
　ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
【請求項５】
　前記交流電源の一端側の電圧が正極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で前記第１のスイッチング素子に設けたデッドタイムに対して、前記第２のスイッチング素子に設けたデッドタイムを相対的に大きくし、前記交流電源の一端側の電圧が負極性の場合は、前記第１のスイッチング素子に設けたデッドタイムに対して、前記第２のスイッチング素子に設けたデッドタイムを相対的に小さくする、
　ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
【請求項６】
　前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを前記交流電源の電圧の大きさに応じて変化させる、
　ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
【請求項７】
　前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを前記交流電源の電圧位相に応じて変化させる、
　ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
【請求項８】
　前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを、電源電圧ゼロクロス付近に対して電源電圧ピーク付近の方が小さくなるように変化させる、
　ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
【請求項９】
　前記交流電源の一端側の電圧が正極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で、前記第２のスイッチング素子の制御にデッドタイムを設けて、前記第１のスイッチング素子の制御には設けず、前記交流電源の一端側の電圧が負極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で、前記第１のスイッチング素子側の制御にデッドタイムを設け、前記第２のスイッチング素子側の制御には設けない、
　ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
【請求項１０】
　前記第１，第２のダイオードは、ＳｉＣ（Silicon Carbide）−ショットキーバリアダイオードまたは整流ダイオードである、
　ことを特徴とする請求項
２
【請求項１１】
　前記第１，第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）またはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである、
　ことを特徴とする請求項
２
【請求項１２】
　請求項
２
　ことを特徴とする空気調和機。」
２．取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由について
（１）取消理由の概要
　令和１年７月３日付け取消理由通知に記載した取消理由、及び同年１１月１８日付け取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由の概要は、次のとおりである。
（１−１）令和１年７月３日付け取消理由通知
　請求項１ないし４、１０ないし１２に係る特許は、特許請求の範囲の記載が下記の点で不備のため、特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものである。 
　　　　　　　　　　　　　　　　記 
　請求項１において、「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施する・・」とあるが、ここでいう電圧の「極性に同期して」の意味するところが不明確である。 
　よって、請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし４、１０ないし１２に係る発明は明確なものでない。
（１−２）令和１年１１月１８日付け取消理由通知（決定の予告）
ア．特許法第２９条第１項第３号
　請求項１、請求項１１、請求項１２（ただし、請求項１または１１を引用するもの）に係る発明は、下記の引用例に記載された発明であるから、特許法第２９条第１項第３号に該当し、請求項１、１１、１２に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものである。
イ．特許法第２９条第２項
　請求項１０、請求項１２（ただし、請求項１０を引用するもの）に係る発明は、下記の引用例に記載された発明に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、請求項１０、１２に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　　　　　　　　　　　　　　　記
　引用例：特許第４９３５２５１号公報（特許異議申立人　角田　朗が提出した甲第３号証）　
（２）引用例の記載事項
　引用例（特許第４９３５２５１号公報、特許議申立人　角田　朗が提出した甲第３号証）には、「電力変換装置」について、図面とともに以下の各記載がある（なお、下線は当審で付与した。）。
ア．「【００２２】
《発明の実施形態１》
　本発明の
実施形態１
本実施形態の電力変換装置（1）は、整流回路（2）と、コンデンサ回路（3）と、
制御回路（8）とを備えている。
【００２３】
　
上記整流回路（2）は、リアクトル（L）とスイッチングレグ（leg4）を各１つ備えている。
【００２４】
　
上記スイッチングレグ（leg4）は、２つのスイッチング素子（2a,2b）が直列に設けられている。
リアクトル（L）は、商用電源（10）とスイッチングレグ（leg4）の中間点との間に接続されている。整流回路（2）では、商用電源（10）の交流電圧が直流電圧に変換される。
【００２５】
　
上記コンデンサ回路（3）は、２つのコンデンサ（3a,3b）が直列に設けられている。そして、コンデンサ回路（3）は、整流回路（2）で変換された直流電圧を充放電するものである
イ．「【００３５】
　また、
制御回路（8）は、商用電源（10）の電源電圧の極性に応じて同期整流するように、整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）をスイッチングする。例えば、電源電圧の極性が正に切り換わると同時に、スイッチングレグ（leg4）の上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、電源電圧の極性が負に切り換わると同時に、下アーム側のスイッチング素子（2b）をオンする。
【００３６】
　また、
制御回路（8）は、次の制御を行うように構成してもよい。
【００３７】
　
制御回路（8）は、商用電源（10）の電源半周期の間に、整流回路（2）を
一回または
複数回短絡させ（以下、短絡制御という。）、それ以外の期間は上述した同期整流の制御を行うようにする。
【００３８】
　この場合、
電源極性が正に切り換わると同時に、上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、同期整流の制御を行う。そして、オンしてから所定時間が経過すると、オン状態のスイッチング素子（2a）をオフすると共に、下アーム側のスイッチング素子（2b）をオンし、短絡制御を行う。
そうすると、電源電圧が短絡し、リアクトル（L）を流れる電流の通電幅が大きくなる。これにより、電源力率が向上する。スイッチング素子（2b）がオンされてから所定時間が経過すると、オン状態のスイッチング素子（2b）をオフすると共に、上アーム側のスイッチング素子（2a）をオンし、再び同期整流の制御を行う。つまり、この制御では、電源極性が正の半周期の間に、同期整流の制御と短絡制御とが交互に行われる。なお、電源極性が負の半周期についても同様の制御が行われる。
　ウ．「【００４５】
《発明の実施形態２》
　本発明の
実施形態２
本実施形態は、図５に示すように、上記実施形態１における整流回路（2）にダイオードレグ（leg5）を追加すると共に、その整流回路（2）とコンデンサ回路（3）との間に新たなスイッチ（7）を設けたものである。
【００４６】
　本実施形態の
整流回路（2）は、リアクトル（L）とスイッチングレグ（leg4）とダイオードレグ（leg5）を各１つ備えている。ダイオードレグ（leg5）は、２つのダイオード（2c,2d）が直列に設けられている。この整流回路（2）では、スイッチングレグ（leg4）とダイオードレグ（leg5）とがブリッジ結線されている。つまり、商用電源（10）がスイッチングレグ（leg4）の中間点とダイオードレグ（leg5）の中間点との間に接続されている。上記スイッチ（7）は、ダイオードレグ（leg5）の中間点とコンデンサ回路（3）の中間点との間に接続されている。つまり、本実施形態の整流回路（2）は、スイッチ（7）がオン状態になると、倍電圧整流回路に切り換わり、スイッチ（7）がオフ状態になると、全波整流回路に切り換わるように構成されている。
　　　　　　　　　・・・・・（中　略）・・・・・
【００４８】
　本実施形態の
制御回路（8）は、
上記実施形態２と同様に、商用電源（10）の電源電圧の極性に応じて同期整流するように整流回路（2）のスイッチング素子（2a,2b）をスイッチングする。つまり、
全波整流回路
において、同期整流が行われる。
【００４９】
　なお、
本実施形態では、スイッチ（7）をオフにして全波整流回路に切り換えた場合において、上記実施形態２と同様に、電源半周期の間に同期整流の制御と短絡制御とを交互に行うようにしてもよい。
（なお、段落【００４８】及び【００４９】中、「上記実施形態
２
１
　・上記引用例に記載の「電力変換装置」は、上記「ア．」、「ウ．」の記載事項、及び図５によれば、整流回路(2)と、コンデンサ回路(3)と、制御回路(8)とを備え、整流回路(2)は、リアクトル(L)とスイッチングレグ(leg4)とダイオードレグ(leg5)を各１つ備えてなるものである。
　そして、スイッチングレグ(leg4)は２つのスイッチング素子(2a,2b)が直列に設けられ、ダイオードレグ(leg5)は２つのダイオード(2c,2d)が直列に設けられてなり、商用電源(10)がスイッチングレグ(leg4)の中間点とダイオードレグ(leg5)の中間点との間に接続されることで、スイッチングレグ(leg4)とダイオードレグ(leg5)とがブリッジ結線されてなるものである。
　また、リアクトル(L)は、商用電源(10)とスイッチングレグ(leg4)の中間点との間に接続されている。
　・上記「ア．」の段落【００２５】の記載事項、及び図５によれば、コンデンサ回路(3)は、整流回路(2)の出力側に設けられ、直列に設けられた２つのコンデンサ（3a,3b）からなり、整流回路（2）で変換された直流電圧を充放電するものである。
　・上記「ウ．」の段落【００４６】の記載事項によれば、ダイオードレグ（leg5）の中間点とコンデンサ回路（3）の中間点との間に接続されているスイッチ(7)がオフ状態になると、整流回路(2)は全波整流回路に切り換わる構成となっている。
　・上記「イ．」、「ウ．」の記載事項によれば、制御回路(8)は、スイッチ(7)をオフにして全波整流回路に切り換えた場合において、商用電源(10)の電源半周期の間に、整流回路(2)を複数回短絡させ、それ以外の期間は同期整流の制御を行って、同期整流の制御と短絡制御とを交互に行うようにしてなるものである。ここで、同期整流の制御は、商用電源(10)の電源電圧の極性が正に切り換わると同時にスイッチングレグ(leg4)の上アーム側のスイッチング素子(2a)をオンし、電源電圧の極性が負に切り換わると同時に下アーム側のスイッチング素子(2b)をオンすることにより行われる。
　したがって、特に図５に示される実施形態２に係るものであって、整流回路(2)を全波整流回路に切り換えた場合（スイッチ(7)がオフ状態の場合）に着目し、上記記載事項および図面を総合勘案すると、引用例には、次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
「全波整流回路を構成する整流回路と、コンデンサ回路と、制御回路とを備えた電力変換装置であって、
　前記整流回路は、リアクトルと、２つのスイッチング素子が直列に設けられたスイッチングレグと、２つのダイオードが直列に設けられダイオードレグとを各１つ備え、商用電源が前記スイッチングレグの中間点と前記ダイオードレグの中間点との間に接続されることで、前記スイッチングレグと前記ダイオードレグとがブリッジ結線されてなり、また、前記リアクトルは、前記商用電源と前記スイッチングレグの中間点との間に接続され、
　前記コンデンサ回路は、前記整流回路の出力側に設けられ、直列に設けられた２つのコンデンサからなり、前記整流回路で変換された直流電圧を充放電するものであり、
　前記制御回路は、商用電源の電源電圧の極性が正に切り換わると同時に前記スイッチングレグの上アーム側のスイッチング素子をオンし、電源電圧の極性が負に切り換わると同時に下アーム側のスイッチング素子をオンすることにより同期整流の制御を行うとともに、前記商用電源の電源半周期の間に、前記整流回路を複数回短絡させ、それ以外の期間は前記同期整流の制御を行って、前記同期整流の制御と短絡制御とを交互に行うようにした、電力変換装置。」
（３）取消理由についての当審の判断
（３−１）令和１年７月３日付け取消理由通知に記載した取消理由（特許法第３６条第６項第２号）について
　上記（１−１）のとおりの記載不備の指摘に対して、本件訂正請求による訂正により、独立形式の記載とされた請求項２において、「前記交流電源の電圧の極性に同期して・・」との記載が、「前記交流電源の電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで・・」と訂正され、訂正前の不明瞭さは正された。
　したがって、当審による取消理由で指摘した不備な点は解消され、請求項２及び請求項２に従属する請求項３、４、１０ないし１２に係る特許は、特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものではない。
　
（３−２）令和１年１１月１８日付け取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由（特許法第２９条第１項第３号及び特許法第２９条第２項）について
　本件訂正請求による訂正により、当該取消理由の対象とされた請求項１は削除された。そこで、当該取消理由の対象としなかった請求項２に係る発明について、当該請求項２に従属する請求項に係る発明も含めて検討しておく。　
ア．本件発明２について
　本件発明２と引用発明を対比する。
（ア）引用発明における「全波整流回路を構成する整流回路と、コンデンサ回路と、制御回路とを備えた電力変換装置であって、前記整流回路は、リアクトルと、２つのスイッチング素子が直列に設けられたスイッチングレグと、２つのダイオードが直列に設けられダイオードレグとを各１つ備え、商用電源が前記スイッチングレグの中間点と前記ダイオードレグの中間点との間に接続されることで、前記スイッチングレグと前記ダイオードレグとがブリッジ結線されてなり、・・」によれば、
　引用発明における、直列に設けられてスイッチングレグを構成する「２つのスイッチング素子」が、本件発明２でいう「第１のスイッチング素子」及び「第２のスイッチング素子」に相当し、直列に設けられてダイオードレグを構成する「２つのダイオード」が、本件発明２でいう「第１のダイオード」及び「第２のダイオード」に相当し、また、引用発明における「商用電源」は、本件発明２でいう「交流電源」に相当する。
　そして、引用発明のスイッチングレグとダイオードレグとは、商用電源が当該スイッチングレグの中間点と当該ダイオードレグの中間点との間に接続されることでブリッジ結線されてなるものであることから、引用発明における「整流回路」のうちリアクトルを除いた部分、つまりブリッジ結線されてなる「スイッチングレグ」と「ダイオードレグ」からなる部分が、本件発明２でいう「整流回路」に相当するといえる。
　したがって、本件発明２と引用発明とは、「第１のダイオードのカソードと第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と」を備えるものである点で一致する。
（イ）引用発明における「前記整流回路は、リアクトルと、２つのスイッチング素子が直列に設けられたスイッチングレグと、２つのダイオードが直列に設けられダイオードレグとを各１つ備え、・・・・また、前記リアクトルは、前記商用電源と前記スイッチングレグの中間点との間に接続され」によれば、
　引用発明における「リアクトル」は、商用電源とスイッチングレグの中間点との間に接続されてなるものであることから、本件発明２でいう「リアクトル」に相当する。
　したがって、本件発明２と引用発明とは、「交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと」を備えるものである点で一致する。
（ウ）引用発明における「前記コンデンサ回路は、前記整流回路の出力側に設けられ、直列に設けられた２つのコンデンサからなり、前記整流回路で変換された直流電圧を充放電するものであり」によれば、
　引用発明における、コンデンサ回路を構成する直列に設けられた「２つのコンデンサ」は、整流回路で変換、より具体的には全波整流された直流電圧を充放電することによって平滑化するものであるといえることから、本件発明２でいう「平滑コンデンサ」に相当する。
　したがって、本件発明２と引用発明とは、「前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと」を備えるものである点で一致する。
（エ）引用発明における「前記制御回路は、商用電源の電源電圧の極性が正に切り換わると同時に前記スイッチングレグの上アーム側のスイッチング素子をオンし、電源電圧の極性が負に切り換わると同時に下アーム側のスイッチング素子をオンすることにより同期整流の制御を行うとともに、前記商用電源の電源半周期の間に、前記整流回路を複数回短絡させ、それ以外の期間は前記同期整流の制御を行って、前記同期整流の制御と短絡制御とを交互に行うようにした・・」によれば、
 (a)引用発明における「同期整流の制御」は、商用電源の電源電圧の極性が正に切り換わると同時に一方のスイッチング素子をオンし、電源電圧の極性が負に切り換わると同時に他方のスイッチング素子をオンするものであるから、本件発明２と同様、電源電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで２つのスイッチング素子を双方向にスイッチングしてなるものであるといえ、本件発明２でいう「同期整流制御」に相当する。
 (b)また、引用発明における「短絡制御」は、商用電源の電源半周期の間に、整流回路を複数回短絡させることにより行われるものであることから、本件発明２でいう「回路短絡制御」に相当する。
 (c)そして、引用発明における「制御回路」は、同期整流の制御を実施するとともに、電源半周期の間に短絡制御を繰り返し複数回実施するものであるといえることから、本件発明２でいう「制御部」に相当する。
　したがって、本件発明２と引用発明とは、「前記交流電源の電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と」を備えるものである点で一致する。
（オ）そして、引用発明における「電力変換装置」は、本件発明２と同様、整流回路によって商用電源の交流電圧を直流電圧に変換し、さらにコンデンサ回路によって変換された直流電圧を平滑化して出力するものであることから、本件発明２でいう「直流電源装置」に相当するということができるものである。　
　よって、本件発明２と引用発明とは、
「第１のダイオードのカソードと第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と、
　交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記交流電源の電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と、
　を備える、
　ことを特徴とする直流電源装置。」
である点で一致し、次の点で相違する。
[相違点]
　制御部について、本件発明２では「交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替える」ものである旨特定するのに対し、引用発明ではそのような特定を有していない点。　　
　上記のとおり相違点があるから、本件発明２は、引用例に記載された発明ではない。
　次に、上記相違点について検討する。
　本件発明２の制御部は、交流全周期に亘って同期整流制御を実施する全波整流動作（以下、「全波整流モード」という。）と、同期整流制御を実施すると共に、交流電源の所定位相にて部分的に回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作（以下、「部分スイッチングモード」という。）と、交流全周期に亘って同期整流制御と回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作（以下、「高速スイッチングモード」という。）のいずれも同期整流制御の実施を伴うようにした３つのモードを有し、そのうちのいずれかに切り替えることができるものであると解される。
　これに対して、引用発明は、制御回路が「・・同期整流の制御を行うとともに、前記商用電源の電源半周期の間に、前記整流回路を複数回短絡させ、それ以外の期間は前記同期整流の制御を行って、前記同期整流の制御と短絡制御とを交互に行う」ようにしているが、かかる制御は、特に「商用電源の電源半周期の間に、整流回路を
複数回短絡
　なお、特許議申立人　角田　朗は令和１年１０月３日付け意見書において、全波整流動作と部分スイッチング動作と高速スイッチング動作のうちのいずれかの動作に切り替えることは、当該意見書とともに提出した甲第４号証（韓国特許出願公開第１０−２００７−０１０１４７６号明細書）に記載されているように本件出願前に周知技術である旨主張している。
　確かに上記甲第４号証には、電源電圧を整流するダイオードブリッジ回路（３１１）、及びスイッチング制御部（３２０）の信号に応じて直流リンク電流を調節するスイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）を含んで構成されるアクティブフィルタ（３１０）を有する直流電源供給装置において、運転負荷の大きさに応じて、前記スイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）を停止させる動作モード、所定の運転区間継続して前記スイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）を制御する動作モード、及び所定の運転区間の一部の間、前記前記スイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）を制御する動作モードのうちいずれかに切り替えることが記載（特に段落＜３１＞、＜３２＞、＜４１＞を参照）されているといえる。しかしながら、そもそもいずれの動作モードも同期整流制御の実施を伴うものではなく、本件発明２の「全波整流モード」、「部分スイッチングモード」及び「高速スイッチングモード」に相当するモードを有し、これらを切り替えるようにしているわけではないことから、特許異議申立人の上記主張は採用できない。
　したがって、本件発明２は、引用発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものでもない。　　
イ．本件発明３、４、１０ないし１２について
　本件訂正請求による訂正により、訂正後の請求項３、４、１０ないし１２はいずれも請求項２を直接または間接的に引用するものとなった。したがって、本件発明３、４、１０ないし１２は、本件発明２の発明特定事項をすべて含みさらに他の発明特定事項を追加して限定したものであるから、上記本件発明２についての判断と同様の理由により、本件発明３、４、１０ないし１２は、引用例に記載された発明ではなく、引用発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものでもない。　
　よって、請求項３、４、１０ないし１２に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものではなく、また、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでもない。
　
（３）まとめ
　以上のとおりであるから、本件発明２ないし４、１０ないし１２に係る特許は、取消理由通知に記載した取消理由によっては取り消すことはできない。
３．取消理由通知において採用しなかった特許異議申立理由等について
３−１．特許異議申立人　角田　朗による申立理由について
（１）申立理由の概要
ア．特許法第２９条第２項
　請求項１に係る発明は、下記の甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載の技術事項に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、請求項１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　　　　　　　　　　　　　　　記
　甲第１号証：特許第５３４９６３６号公報
　甲第２号証：特許第４７８４２０７号公報
イ．特許法第３６条第６項第１号
　請求項１に係る発明は、発明の詳細な説明に記載されたものではないから、請求項１に係る特許は、特許法第３６条第６項第１号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してされたものである。
　
（２）判断
　上記申立理由「ア．」及び「イ．」はいずれも請求項１のみに対して申立てられてなるものであるところ、本件訂正請求による訂正により、請求項１は削除され、請求項１に係るこれらの申立てはその対象が存在しないものとなったため、特許法第１２０条の８第１項で準用する同法第１３５条の規定により却下する。　
３−２．特許異議申立人　井澤　幹による申立理由について
（１）申立理由の概要
ア．特許法第２９条第１項第３号
　請求項１、１１に係る発明は、下記の甲第１号証に記載された発明であるから、特許法第２９条第１項第３号に該当し、請求項１、１１に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものである。
イ．特許法第２９条第２項
　請求項１、１１、１２に係る発明は、下記の甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載の技術事項に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであり、
　請求項２ないし４に係る発明は、下記の甲第１号証に記載された発明、甲第２号証及び甲第３号証にそれぞれ記載の技術事項に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであり、
　請求項１０に係る発明は、下記の甲第１号証に記載された発明、甲第２号証及び甲第４号証にそれぞれ記載の技術事項に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものである。　
　よって、請求項１ないし４、１０ないし１２に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　　　　　　　　　　　　　　　記
　甲第１号証：特開２０１５−６１３２２号公報
　甲第２号証：特許第５３４９６３６号公報
　甲第３号証：特許第３６９５３８２号公報
　甲第４号証：特許第５７４３９９５号公報
（２）甲第１号証の記載事項
　特許異議申立人　井澤　幹が提示した甲第１号証（特開２０１５−６１３２２号公報）には、「電力変換装置」について、図面とともに以下の各記載がある（なお、下線は当審で付与した。）。
ア．「【請求項１】
　
ダイオード部分を有する半導体スイッチング素子であるメインスイッチング素子（３４，３６）と、前記メインスイッチング素子と相補的にオンオフされることで同期整流動作を実現するように設けられた半導体スイッチング素子であるサブスイッチング素子（３３，３５）と、を備えた、電力変換回路（１３）と
　
前記メインスイッチング素子及び前記サブスイッチング素子のオンオフ動作を制御するように設けられた、制御部（１４）と
　
を備えた、電力変換装置（１０）
　前記制御部は、
　入出力電力に対応する特性値が所定値を超える場合に前記メインスイッチング素子と前記サブスイッチング素子とを相補的にオンオフさせることで前記同期整流動作を実行させ、前記特性値が前記所定値以下である場合に前記メインスイッチング素子又は前記サブスイッチング素子をオフに保持することで前記同期整流動作を停止させるようになっていることを特徴とする、電力変換装置。」
イ．「【００１２】
　＜構成＞ 
　図１を参照すると、本発明の一実施形態としての
電力変換装置１０は
交流電源１１から入力された交流電力を直流電力に変換して、変換後の電力を直流負荷１２に出力するように構成されている
この電力変換装置１０は、電力変換回路１３と制御部１４とを備えている
　
電力変換回路１３には、一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂ
と、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ
と、が設けられている。そして、電力変換回路１３は、一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂを介して交流電源１１に接続される
【００１４】
　
電力変換回路１３における入力側、すなわち一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂ側には、フィルタ回路３１が設けられている。フィルタ回路３１は、リアクトル３１ａ，３１ｂと、コンデンサ３１ｃと、によって構成されている。リアクトル３１ａは、交流入力端子３０ａに接続されている。リアクトル３１ｂは、交流入力端子３０ｂに接続されている
　　　　　　　　　・・・・・（中　略）・・・・・
【００１６】
　
電力変換回路１３における出力側、すなわち一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ側には、平滑コンデンサ３２、及びスイッチング素子３３〜３６が設けられている。平滑コンデンサ３２は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄの間に設けられている
【００１７】
　
スイッチング素子３３〜３６は
フィルタ回路３１と平滑コンデンサ３２との間に設けられている。本実施形態においては、スイッチング素子３３〜３６は、いわゆる「パワーＭＯＳＦＥＴ」であって、その内部に寄生ダイオード成分を有している。以下、スイッチング素子３３，３４，３５及び３６における、トランジスタ動作部分をそれぞれスイッチング部分Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４と称し、寄生ダイオード成分をそれぞれダイオード部分Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３及びＤ４と称することがある
【００１８】
　本発明の「第一スイッチング素子」に相当するスイッチング素子３３は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ドレインが直流出力端子３０ｃに接続されている。本発明の「第二スイッチング素子」に相当するスイッチング素子３４は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ソースが直流出力端子３０ｄに接続されている。スイッチング素子３３のソースは、スイッチング素子３４のドレインに接続されている。このようにして、
スイッチング素子３３及び３４は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間にて直列接続されている
【００１９】
　本発明の「第三スイッチング素子」に相当するスイッチング素子３５は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ドレインが直流出力端子３０ｃに接続されている。本発明の「第四スイッチング素子」に相当するスイッチング素子３６は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ソースが直流出力端子３０ｄに接続されている。スイッチング素子３５のソースは、スイッチング素子３６のドレインに接続されている。このようにして、
スイッチング素子３５及び３６は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間にて直列接続されている。また、スイッチング素子３３及び３４の直列接続体と、スイッチング素子３５及び３６の直列接続体とが、並列に設けられている
【００２０】
　
スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部は、フィルタ回路３１におけるリアクトル３１ａを介して、交流入力端子３０ａに接続されている。同様に、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部は、フィルタ回路３１におけるリアクトル３１ｂを介して、交流入力端子３０ｂに接続されている
【００２１】
　本実施形態においては
、「メインスイッチング素子」に相当する、下アーム側のスイッチング素子３４及び３６
スイッチング素子３４及び３６は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間の出力電圧である直流電圧が所望値となるようなオンデューティ比でＰＷＭ制御されるように設けられている
サブスイッチング素子」に相当する、上アーム側のスイッチング素子３３及び３５
スイッチング素子３３及び３５は、スイッチング素子３４及び３６と相補的にオンオフされることで、電力変換回路１３にて同期整流動作を実現可能に設けられている
【００２２】
　
制御部１４は、スイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御するように設けられている
ウ．「【００４４】
　一方、
極性判定部４１６は、入力電圧Ｖａｃの極性に応じて、「０」又は「１」の信号（極性信号）を出力する
　　　　　　　　　・・・・・（中　略）・・・・・
【００４６】
　オアゲート４２２の出力及びスイッチング素子３６（スイッチング部分Ｑ４）のゲート信号についても、上述と同様であるが、オアゲート４２１の出力及びスイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）のゲート信号と半周期ずれたものとなる（図３における「Ｑ４」のタイムチャート参照）。このようにして、
下アーム側のスイッチング素子３４とスイッチング素子３６とが、上述の極性信号に応じて、交互にＰＷＭ駆動される
　　　　　　　　　・・・・・（中　略）・・・・・
【００４９】
　同期整流許可信号すなわち「１」が入力された場合、アンドゲート４２６は、オアゲート４２１の出力がノットゲート４２４によって反転されたものに対応する信号を、スイッチング素子３３（スイッチング部分Ｑ１）のゲート信号として出力する。この場合、
上アーム側のスイッチング素子３３は、これと直列に接続された下アーム側のスイッチング素子３４と相補的にオンオフされる。これにより、同期整流動作が実現される
　　　　　　　　　・・・・・（中　略）・・・・・
【００５１】
　このように、本実施形態においては、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下である場合に、上アーム側のスイッチング素子３３（スイッチング部分Ｑ１）及びスイッチング素子３５（スイッチング部分Ｑ３）をオフに保持することで、同期整流動作が停止される（図３における１点鎖線の領域参照）。これに対し、
比較例としての従来の制御動作においては、入力電圧Ｖａｃの大きさにかかわらず常時、同期整流動作が行われる
　・上記甲第１号証に記載の「電力変換装置」は、上記「ア．」、「イ．」の記載事項、及び図１によれば、交流電源１１から入力された交流電力を直流電力に変換して、変換後の電力を直流負荷１２に出力するように構成されたものであって、電力変換回路１３と、当該電力変換回路１３中のスイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御する制御部１４とを備えてなるものである。
　・上記「ア．」、「イ．」の記載事項、及び図１によれば、電力変換回路１３におけるスイッチング素子３３〜３６は、寄生ダイオード成分であるダイオード部分を有する半導体スイッチング素子であり、下アーム側のスイッチング素子３４とスイッチング素子３６からなるメインスイッチング素子と、上アーム側のスイッチング素子３３とスイッチング素子３５とからなるサブスイッチング素子とで構成されてなるものである。そして、スイッチング素子３３及びスイッチング素子３４が一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間にて直列接続されるとともに、スイッチング素子３５及びスイッチング素子３６が一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間にて直列接続されて、２つの直列接続体が並列に設けられ、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部がリアクトル３１ａを介して交流入力端子３０ａに接続され、同様に、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部がリアクトル３１ｂを介して交流入力端子３０ｂに接続されてなるものである。
　・上記「イ．」の段落【００１６】、及び図１によれば、電力変換回路１３における一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間には平滑コンデンサ３２が設けられてなるものである。
　・上記「ア．」、「イ．」の段落【００２１】、「ウ．」の記載事項、及び図４によれば、上アーム側のサブスイッチング素子は、下アーム側のメインスイッチング素子と交流の入力電圧の極性に応じて相補的にオンオフされることで同期整流動作が行われ、さらに、交流の入力電圧Ｖａｃの極性が正の半周期においては、メインスイッチング素子のうちのスイッチング素子３６をオン状態とし、スイッチング素子３４をＰＷＭ駆動してオン・オフのスイッチングを行い、また、極性が負の半周期においては、メインスイッチング素子のうちのスイッチング素子３４をオン状態とし、スイッチング素子３６をＰＷＭ駆動してオン・オフのスイッチングを行うようにしてなるものである。
　したがって、特に図４に示される比較例に係るものに着目し、上記記載事項および図面を総合勘案すると、甲第１号証には、次の発明（以下、「甲１発明」という。）が記載されている。　
「電力変換回路と、当該電力変換回路中のスイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御する制御部とを備え、交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換して、変換後の電力を直流負荷に出力するように構成された電力変換装置であって、
　前記電力変換回路におけるスイッチング素子３３〜３６は、寄生ダイオード成分であるダイオード部分を有する半導体スイッチング素子であり、下アーム側のスイッチング素子３４とスイッチング素子３６からなるメインスイッチング素子と、上アーム側のスイッチング素子３３とスイッチング素子３５とからなるサブスイッチング素子とで構成され、前記スイッチング素子３３及び前記スイッチング素子３４が一対の直流出力端子間に直列接続されるとともに、前記スイッチング素子３５及び前記スイッチング素子３６が前記一対の直流出力端子間に直列接続されて、２つの直列接続体が並列に設けられ、
　前記スイッチング素子３３と前記スイッチング素子３４との接続部がリアクトル３１ａを介して交流入力端子３０ａに接続され、同様に、前記スイッチング素子３５と前記スイッチング素子３６との接続部がリアクトル３１ｂを介して交流入力端子３０ｂに接続され、
　前記一対の直流出力端子間には平滑コンデンサが設けられてなり、
　上アーム側の前記サブスイッチング素子は、下アーム側の前記メインスイッチング素子と交流の入力電圧の極性に応じて相補的にオンオフされることで同期整流動作が行われ、さらに、交流の入力電圧の極性が正の半周期においては、メインスイッチング素子のうちのスイッチング素子３６をオン状態とし、スイッチング素子３４をＰＷＭ駆動してオン・オフのスイッチングを行い、また、極性が負の半周期においては、メインスイッチング素子のうちのスイッチング素子３４をオン状態とし、スイッチング素子３６をＰＷＭ駆動してオン・オフのスイッチングを行うようにしてなる、電力変換装置。」
（３）対比・判断
ア．本件発明１について
　本件訂正請求による訂正により、請求項１は削除され、請求項１に係る申立てはその対象が存在しないものとなったため、特許法第１２０条の８第１項で準用する同法第１３５条の規定により却下する。　
イ．本件発明２について
　本件発明２と甲１発明とを対比する。
（ア）甲１発明における「電力変換回路と・・・を備え、交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換して、変換後の電力を直流負荷に出力するように構成された電力変換装置であって、前記電力変換回路におけるスイッチング素子３３〜３６は、寄生ダイオード成分であるダイオード部分を有する半導体スイッチング素子であり、下アーム側のスイッチング素子３４とスイッチング素子３６からなるメインスイッチング素子と、上アーム側のスイッチング素子３３とスイッチング素子３５とからなるサブスイッチング素子とで構成され、前記スイッチング素子３３及び前記スイッチング素子３４が一対の直流出力端子間に直列接続されるとともに、前記スイッチング素子３５及び前記スイッチング素子３６が前記一対の直流出力端子間に直列接続されて、２つの直列接続体が並列に設けられ、前記スイッチング素子３３と前記スイッチング素子３４との接続部がリアクトル３１ａを介して交流入力端子３０ａに接続され、同様に、前記スイッチング素子３５と前記スイッチング素子３６との接続部がリアクトル３１ｂを介して交流入力端子３０ｂに接続され」によれば、
　甲１発明の「電力変換回路」にあっても、４つのスイッチング素子３３〜３６がブリッジ接続されて「整流回路」を構成しているといえるものであり、「スイッチング素子３５」及び「スイッチング素子３６」が、それぞれ本件発明２でいう「第１のスイッチング素子」及び「第２のスイッチング素子」に相当するととに、「スイッチング素子３３」及び「スイッチング素子３４」が、それぞれ本件発明２でいう「第１のダイオード」及び「第２のダイオード」に対応するものであるといえる。
　したがって、本件発明２と甲１発明とは、「第１の素子と第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１の素子と第２の素子とが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２の素子と前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と」を備えるものである点で共通する。
　ただし「第１の素子」及び「第２の素子」が、本件発明２ではそれぞれ「第１のダイオード」及び「第２のダイオード」であって、いずれも「ダイオード」であり、「第１のダイオードのカソード」が出力側の正極に接続され、「第１のダイオードのアノード」と「第２のダイオードのカソード」とが交流電源の一端側に接続され、「第２のダイオードのアノード」が出力側の負極に接続される旨特定するのに対し、甲１発明ではいずれもスイッチング素子である点で相違している。　　
（イ）甲１発明における「前記スイッチング素子３３と前記スイッチング素子３４との接続部がリアクトル３１ａを介して交流入力端子３０ａに接続され、同様に、前記スイッチング素子３５と前記スイッチング素子３６との接続部がリアクトル３１ｂを介して交流入力端子３０ｂに接続され」によれば、
　甲１発明における「リアクトル３１ａ」は、交流入力端子３０ａと、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部の間に設けられ、また、「リアクトル３１ｂ」は、交流入力端子３０ｂと、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部の間に設けられており、これら「リアクトル３１ａ」及び「リアクトル３１ｂ」は、交流電源とスイッチング素子３３〜３６により構成される整流回路との間に設けられているといえることから、本件発明２でいう「リアクトル」に相当する。　
　したがって、本件発明２と甲１発明とは、「交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと」を備えるものである点で一致する。　　
（ウ）甲１発明における「前記一対の直流出力端子間には平滑コンデンサが設けられてなり」によれば、
　甲１発明における「平滑コンデンサ」にあっても、スイッチング素子３３〜３６により構成される整流回路から印加（出力）される電圧を平滑化するためのものであることは自明なことであるから、
　本件発明２と甲１発明とは、「前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと」を備えるものである点で一致する。　
（エ）甲１発明における「・・当該電力変換回路中のスイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御する制御部とを備え、・・・上アーム側の前記サブスイッチング素子は、下アーム側の前記メインスイッチング素子と交流の入力電圧の極性に応じて相補的にオンオフされることで同期整流動作が行われ、さらに、交流の入力電圧Ｖａｃの極性が正の半周期においては、メインスイッチング素子のうちのスイッチング素子３６をオン状態とし、スイッチング素子３４をＰＷＭ駆動してオン・オフのスイッチングを行い、また、極性が負の半周期においては、メインスイッチング素子のうちのスイッチング素子３４をオン状態とし、スイッチング素子３６をＰＷＭ駆動してオン・オフのスイッチングを行うようにしてなる・・」によれば、
 (a)甲１発明における「制御部」は、整流回路を構成するスイッチング素子のスイッチング動作を制御するものである点で、本件発明２の「制御部」と共通する。
 (b)そして、甲１発明における「同期整流動作」は、本件発明２でいう「同期整流制御」に相当し、甲１発明にあっても、「上アーム側の前記サブスイッチング素子は、下アーム側の前記メインスイッチング素子と交流の入力電圧の極性に応じて相補的にオンオフされる」ものであり、入力電圧の極性が切り替わるタイミングで相補的な、すなわち双方向にオンオフのスイッチングが行われるものであるといえる（甲第１号証の図４も参照）。
 (c)さらに、甲１発明においても「交流の入力電圧Ｖａｃの極性が正の半周期においては、メインスイッチング素子のうちのスイッチング素子３６をオン状態とし、スイッチング素子３４をＰＷＭ駆動してオン・オフのスイッチングを行い、また、極性が負の半周期においては、メインスイッチング素子のうちのスイッチング素子３４をオン状態とし、スイッチング素子３６をＰＷＭ駆動してオン・オフのスイッチングを行う」ものであるところ、極性が正の半周期においてＰＷＭ駆動されるスイッチング素子３４がオンとなった際に、リアクトル３１ａ−スイッチング素子３４−スイッチング素子３６−リアクトル３１ｂの経路で短絡電流が流れ、本件発明２でいう「回路短絡制御」が行われ、同様に、極性が負の半周期においてＰＷＭ駆動されるスイッチング素子３６がオンになった際に、リアクトル３１ｂ−スイッチング素子３６−スイッチング素子３４−リアクトル３１ａの経路で短絡電流が流れ、本件発明２でいう「回路短絡制御」が行われるものと認められる。
　以上のことから、本件発明２と甲１発明とは、「前記交流電源の電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで所定の複数のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と」を備えるものである点で共通するといえる。
　ただし、同期整流制御を実施するために双方向にスイッチングされる「所定の複数のスイッチング素子」が、本件発明２では「第１のスイッチング素子」と「第２のスイッチング素子」の２つのスイッチング素子であるのに対し、甲１発明では、上アーム側のサブスイッチング素子と下アーム側のメインスイッチング素子の計４つのスイッチング素子である点で相違している。　
（オ）そして、甲１発明における「電力変換装置」は、本件発明２と同様、交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換し、さらに平滑コンデンサによって変換された直流電力を平滑化して出力するものであることから、本件発明２でいう「直流電源装置」に相当するということができるものである。
　よって、本件発明２と甲１発明とは、
「第１の素子と第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１の素子と第２の素子とが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２の素子と前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と、
　交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記交流電源の電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで所定の複数のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と、
　を備える、
　ことを特徴とする直流電源装置。」
である点で一致し、次の点で相違する。
［相違点１］
　ブリッジ接続される整流回路を構成する「第１の素子」及び「第２の素子」が、本件発明２ではそれぞれ「第１のダイオード」及び「第２のダイオード」であって、いずれも「ダイオード」であり、「第１のダイオードのカソード」が出力側の正極に接続され、「第１のダイオードのアノード」と「第２のダイオードのカソード」とが交流電源の一端側に接続され、「第２のダイオードのアノード」が出力側の負極に接続される旨特定するのに対し、甲１発明ではいずれもスイッチング素子である点。
［相違点２］
　上記相違点１にも関連して、同期整流制御を実施するために双方向にスイッチングされる「所定の複数のスイッチング素子」が、本件発明２では「第１のスイッチング素子」と「第２のスイッチング素子」の２つのスイッチング素子であるのに対し、甲１発明では、上アーム側のサブスイッチング素子と下アーム側のメインスイッチング素子の計４つのスイッチング素子である点。
［相違点３］
　制御部について、本件発明２では「交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替える」ものである旨特定するのに対し、甲１発明ではそのような特定を有していない点。
　
　上記のとおり相違点があるから、本件発明２は、甲１号証に記載された発明ではない。
　次に、まず上記相違点１について検討する。
　特許異議申立人　井澤　幹が提示した甲第２号証（特許第５３４９６３６号公報）には、ダイオード５、ダイオード６、ＭＯＳＦＥＴ３、及びＭＯＳＦＥＴ４がブリッジ接続された整流器２１が記載（段落【００１６】、図１を参照）され、また甲第３号証（特許第３６９５３８２号公報）にも同様のことが記載（段落【００８０】、図１２を参照）されている。
　しかしながら、甲１発明は、甲第１号証の【請求項１】にも記載のように、ブリッジ接続される整流回路のうちの下アーム側の「スイッチング素子３４」と「スイッチング素子３６」とを「メインスイッチング素子」とし、上アーム側の「スイッチング素子３３」と「スイッチング素子３５」とを「サブスイッチング素子」として構成し、これを相補的にオンオフすることを前提とする発明、すなわち、ブリッジ接続される整流回路を構成する４つの素子がすべてスイッチング素子であることを前提とする発明であり、甲１発明に対して上記甲第２号証や甲第３号証に記載の技術事項を適用し、あえて「スイッチング素子３３」及び「スイッチング素子３４」に代えてそれぞれ「ダイオード」を用いるようにすべき積極的な動機付けがなく、むしろ阻害要因があるともいえる。
　そして、甲１発明において、相違点１に係る構成とすることを導き出すことができない以上、相違点２に係る構成とすることも導き出すことはできない。
　よって、上記相違点３について検討するまでもなく、本件発明２は、甲１発明、甲第２号証及び甲第３号証にそれぞれ記載の技術事項に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものではない。　　　
ウ．本件発明３、４、１２について
　本件訂正請求による訂正により、訂正後の請求項３、４、１２はいずれも請求項２を直接または間接的に引用するものとなった。したがって、本件発明３、４、１２は、本件発明２の発明特定事項をすべて含みさらに他の発明特定事項を追加して限定したものであるから、上記本件発明２についての判断と同様の理由により、本件発明３、４、１２は、甲１発明、甲第２号証及び甲第３号証にそれぞれ記載の技術事項に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものではない。
エ．本件発明１０について
　特許異議申立人　井澤　幹が提示した甲第４号証（特許第５７４３９９５号公報）には、段落【００４５】に「・・半導体スイッチ３、４、
５、６
　そして、本件訂正請求による訂正により、訂正後の請求項１０は請求項２を引用するものとなり、本件発明１０は、本件発明２の発明特定事項をすべて含みさらに他の発明特定事項を追加して限定したものとなったことから、上記本件発明２についての判断と同様の理由により、本件発明１０は、甲１発明、甲第２号証ないし甲第４号証にそれぞれ記載の技術事項に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものではない。
オ．本件発明１１について
　本件訂正請求による訂正により、訂正後の請求項１１は請求項２を引用するものとなった。したがって、少なくとも上記［相違点１］ないし［相違点３］があるから、本件発明１１は、甲第１号証に記載された発明ではない。また、本件発明２は、本件発明２の発明特定事項をすべて含みさらに他の発明特定事項を追加して限定したものであるから、上記本件発明２についての判断と同様の理由により、本件発明１１は、甲１発明、甲第２号証及び甲第３号証にそれぞれ記載の技術事項に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものでもない。　
第４　むすび
　以上のとおり、本件発明２ないし４、１０ないし１２に係る特許は、取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載した特許異議申立理由によっては取り消すことはできない。また、他に本件発明２ないし４、１０ないし１２に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。
　そして、本件の請求項１に係る特許については訂正により削除され、本件特許の請求項１に対して、特許異議申立人　角田　朗と井澤　幹がした特許異議申立てについてはその対象が存在しないものとなったため、特許法第１２０条の８第１項で準用する同法第１３５条の規定により却下する。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
令和２年２月１２日（２０２０．２．１２）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
直流電源装置および空気調和機
　【技術分野】
　【０００１】
　本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機に関する。
　【背景技術】
　【０００２】
　電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
　【０００３】
　例えば、特許文献１の段落００１２には、「交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流手段と、前記交流電源と前記整流手段との間に接続されたリアクターと、前記整流手段から出力される前記直流電圧を平滑し、並列に負荷が接続される平滑手段と、前記交流電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記平滑手段の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記電源電圧検出手段によって検出された前記交流電圧（以下、「検出交流電圧」という）、及び前記直流電圧検出手段によって検出された前記直流電圧（以下、「検出直流電圧」という）を受信する制御手段と、を備え、前記整流手段は、整流素子としてＭＯＳＦＥＴを有し、前記制御手段は、前記検出交流電圧及び前記検出直流電圧に基づいて、前記ＭＯＳＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ動作させ、それぞれの前記ＭＯＳＦＥＴに内蔵された寄生ダイオードに電流が流れ始めたことを検出したときに、そのＭＯＳＦＥＴをＯＮ動作させ、前記寄生ダイオードに流れる電流が停止したことを検出したときに、そのＭＯＳＦＥＴをＯＦＦ動作させ、前記ＭＯＳＦＥＴにおける前記寄生ダイオードに電流が流れ始めたことを検出してから、前記検出交流電圧、前記検出直流電圧及び前記リアクターのインダクタンスに基づいた積分値の算出を開始し、該積分値が０になった場合に、前記寄生ダイオードに流れる電流が停止したものと判断することを特徴とする。」と記載されている。
　【先行技術文献】
　【特許文献】
　【０００４】
　【特許文献１】特開２０１２−１４３１５４号公報
　【発明の概要】
　【発明が解決しようとする課題】
　【０００５】
　ところで、直流電源装置には省エネルギ化の他に、電子機器や配電・受電設備の保護といった観点から高調波電流の低減が求められており、そのためには電源力率の改善が必要である。一般的に１次電源側を短絡させて、回路に短絡電流を通流することで力率を改善することが行われる。しかし、短絡回数が１回であると負荷が大きい領域では力率の改善には不十分である。
　また、電源力率を改善するためには、単に回路に短絡電流を通流するだけでは足りず、その通流タイミングなどを調整する必要がある。
　【０００６】
　そこで、本発明は、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供することを課題とする。
　【課題を解決するための手段】
　【０００７】
　前記した課題を解決するため、第１の発明では、第１のダイオードのカソードと第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と、交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
、前記制御部は、交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替え
　【０００８】
　第２の発明では、請求項
２
　その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
　【発明の効果】
　【０００９】
　本発明によれば、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供可能となる。
　【図面の簡単な説明】
　【００１０】
　【図１】本実施形態における直流電源装置を示す概略の構成図である。
　【図２】交流電源電圧が正の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図３】交流電源電圧が負の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図４】全波整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図５】交流電源電圧が正の極性の場合において、回路を短絡した場合に回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図６】交流電源電圧が負の極性の場合において、回路を短絡した場合に回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図７】短絡電流を通流させた場合における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図８】高速スイッチングを行った場合の電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図９】高速スイッチングを行った場合のＭＯＳＦＥＴのデューティの関係を示した図である。
　【図１０】高速スイッチングを行い、デッドタイムを考慮した場合のＭＯＳＦＥＴのデューティの関係を示した図である。
　【図１１】高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧と回路電流の関係を示した図である。
　【図１２】交流電源電圧が正極性の場合に、リアクトルによる電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴのデューティを示した図である。
　【図１３】交流電源電圧が正極性、かつ、片方のＭＯＳＦＥＴにデッドタイムを設けた場合、目標電流に対して通流電流が不足している様子を示した図である。
　【図１４】交流電源電圧が正極性のとき、両方のＭＯＳＦＥＴにデッドタイムを設定した様子を表した図である。
　【図１５】交流電源電圧が負極性のとき、両方のＭＯＳＦＥＴにデッドタイムを設定した様子を表した図である。
　【図１６】部分スイッチングの概要を説明した図である。
　【図１７】ＭＯＳＦＥＴの等価回路を示す図である。
　【図１８】本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
　【図１９】負荷の大きさに応じて直流電源装置の動作モードと空気調和機の運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
　【図２０】変形例における直流電源装置を示す概略の構成図である。
　【発明を実施するための形態】
　【００１１】
　以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
　図１は、本実施形態に係る直流電源装置１の構成図である。
　図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
　直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）およびシャント抵抗Ｒ１，Ｒ２を含むブリッジ整流回路１０とを備えている。直流電源装置１は更に、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備えている。
　【００１２】
　ダイオードＤ１，Ｄ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、ブリッジ接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、その接続点Ｐ１は配線ｈａを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
　【００１３】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、シャント抵抗Ｒ１を介してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースとシャント抵抗Ｒ１との接続点Ｐ２は、配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
　ダイオードＤ２のアノードは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースに接続されたシャント抵抗Ｒ２に接続されている。
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
　【００１４】
　また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にダイオードＤ２のカソードは配線ｈｄを介して、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースはシャント抵抗Ｒ２と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。
　【００１５】
　リアクトルＬ１は配線ｈａ上に、つまり交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。このリアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。
　平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。この平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。
　【００１６】
　スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路損失を低減できる。
　なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、その内部に寄生ダイオードＤ１１を有している。同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、その内部に寄生ダイオードＤ２１を有している。
　【００１７】
　このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を更に低減することが可能である。ここで、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、アクティブ動作時に逆回復電流が発生する。特にスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きいという課題がある。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、逆回復時間（ｔｒｒ）が小さいＭＯＳＦＥＴを使用することで、スイッチング損失を低減することができる。
　【００１８】
　ダイオードＤ１，Ｄ２はアクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、その順方向電圧小さいものを選定することが好ましい。例えば、一般的な整流ダイオードや交耐圧のショットキーバリアダイオードを使用することで、回路の導通損失を低減することが可能である。
　【００１９】
　シャント抵抗Ｒ１，Ｒ２（電流検出部）は、配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流（負荷）を検出するものである。しかし後記する図１９に示すように、電流検出部としてトランスを用いてもよく、またはホール素子などを用いてもよい。
　【００２０】
　ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧圧縮比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有している。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。
　【００２１】
　交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
　【００２２】
　ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか、つまり、ゼロクロス点に達したか否かを判定する機能を有している。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。
　【００２３】
　負荷検出部１５は、例えばシャント抵抗によって構成され、交流電源ＶＳから流れる電流を検出し、よって負荷Ｈに供給される電流値（負荷）を検出する機能を有している。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１５によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から電流値（負荷）を推定するようにしてもよい。負荷検出部１５は、その検出値を昇圧比制御部１６に出力する。
　昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比１／ａを選定し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そして目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにコンバータ制御部１８はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）に駆動パルスを出力することで、スイッチング制御を行う。
　【００２４】
　直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
　【００２５】
　コンバータ制御部１８は、例えば、マイコン（Ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ：図示せず）であり、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）に展開し、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、電流検出部１１又はシャント抵抗Ｒ１、Ｒ２、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、及び直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。
　【００２６】
　直流電源装置１の動作モードとしては、全波整流モード、部分スイッチングモード、高速スイッチングモードの３つを考える。部分スイッチングモード、高速スイッチングモードは、コンバータがアクティブ動作をするモードであり、ブリッジ整流回路１０に短絡電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うモードである。以下、各モードにおける直流電源装置１の動作について説明する。
　例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する必要がある。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる必要がある。
　【００２７】
≪全波整流動作≫
　本発明の主目的である高効率動作実現のために、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
　図２は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図２において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ２→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オン状態である。仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオン状態で無い場合には、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードＤ２１（図１参照）を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの特性は悪いため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。
　【００２８】
　図３は、交流電源電圧が負の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図３において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源ＶＳ→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オン状態である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
　以上のように直流電源装置１を動作させることで、高効率動作が可能となる。
　【００２９】
　図４（ａ）〜（ｄ）は、全波整流時における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図４（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図４（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図４（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図４（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図４（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　図４（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベル、負のときにＨレベルとなる。
　図４（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベル、負のときにＬレベルとなる。
　図４（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが所定振幅に達した場合に流れる。
　以上が、電源電圧の極性に応じて回路短絡動作を行った場合の電流の流れと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング動作である。次に、高速スイッチング動作について説明する。
　【００３０】
≪高速スイッチング動作≫
　次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。
　この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して、回路に短絡電流を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。まず、回路を短絡させた場合の動作について説明する。
　【００３１】
　交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルで全波整流を行った場合、電流の流れは図２の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記した通りである。このとき、図４（ｂ）に示したように、電源電圧に対して回路電流ｉｓは歪んでいる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。
　そこで、複数回に亘って回路に短絡電流を通流させることで、回路電流を正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。
　【００３２】
　図５は、電源電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせた場合に流れる短絡電流ｉｓｐの経路を示した図である。
　短絡電流ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→シャント抵抗Ｒ１→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、以下の式（１）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。
　【数１】
　【００３３】
　交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで全波整流を行った場合の電流の流れは図５の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記の通りである。
　図６は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて短絡電流ｉｓｐを通流させた場合の経路を示した図である。
　電流の経路としては、交流電源ＶＳ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１、の順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。
　【００３４】
　図７（ａ）〜（ｄ）は、短絡電流を通流させた場合における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図７（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図７（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図７（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図７（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図７（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　図７（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のときにＨレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＬレベルのパルスとなる。
　図７（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転している。
　図７（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧Ｖｓが負極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。
　【００３５】
　図８（ａ）〜（ｄ）は、高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図８（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図８（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図８（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図８（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図８（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　図８（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のとき、その大きさに応じたオフ・デューティとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のとき、その大きさに応じオン・デューティとなる。
　図８（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のとき、その大きさに応じたオン・デューティとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のとき、その大きさに応じたオフ・デューティとなる。
　図８（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓと同位相の正弦波状の波形となる。これにより、図７の場合よりも更に力率が改善される。
　【００３６】
　高速スイッチング動作においては、例えば電源電圧が正の極性の場合、回路短絡動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ状態とすることで、短絡電流ｉｓｐを通流させる。次にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態にする。このように、このように短絡動作の有無に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフを切り替えているのは、同期整流を行っているためである。単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。しかし、このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）オフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）もオフ状態であると、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードＤ２２を流れることになる。前記したように、この寄生ダイオードは特性が悪く、電圧ドロップが大きいために、導通損失が大きくなってしまう。そこで本発明では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）オフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態にして同期整流を行うことで、導通損失を低減しているのである。
　直流電源装置１に流れる回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の式（２）で表すことができる。
　【数２】
　【００３７】
　さらに、この式（２）を書き換えると、以下の式（３）となる。
　【数３】
　【００３８】
　式（４）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流実効値Ｉｓとの関係を示すものである。
　【数４】
　【００３９】
　式（３）を変形して式（４）を代入すると、以下の式（５）となる。
　【数５】
　【００４０】
　昇圧比の逆数を右辺とすると、以下の式（６）となる。
　【数６】
　【００４１】
　さらに、ＭＯＳＦＥＴのデューティｄは、式（７）のように表すことが可能である。
　【数７】
　【００４２】
　以上より、式（６）に示したＫｐ×Ｉｓを制御することで、交流電源電圧Ｖｓの実効値のａ倍に昇圧可能であり、そのときのＭＯＳＦＥＴのデューティｄ（通流率）は、式（７）で与えることができる。
　【００４３】
　図９は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティの関係を示した図である。図９の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　破線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティは、交流電源電圧Ｖｓと比例している。２点鎖線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティは、１．０からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを減算したものとなる。
　図９において、式（７）で示したように、回路電流ｉｓが大きくなるほど短絡電流を流すためにスイッチング動作を行うＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは小さくなり、逆に回路電流ｉｓが小さいほどＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは大きくなる。同期整流を行う側のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄとは逆特性となる。
　【００４４】
　図１０は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、デッドタイムを考慮したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを実線で追記した図である。図１０の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は交流電源電圧Ｖｓの正極性の半サイクル分の時間を示している。
　このように、所定のデッドタイムを付与すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティは、このデッドタイム分だけ小さくなる。
　【００４５】
　図１１は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと、回路電流ｉｓ（瞬時値）との関係を示した図である。実線は交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓを示し、破線は回路電流ｉｓの瞬時値を示している。図１１の横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　図１１に示すように、高速スイッチング制御により、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓ（瞬時値）とは両方とも略正弦波状となり、よって力率を改善することができる。
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティｄＱ１を、以下の式（８）に示す。
　【数８】
　【００４６】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティｄＱ２を、以下の式（９）に示す。
　【数９】
　【００４７】
　また、電源電圧と電流の関係をみると、回路電流ｉｓは正弦波状に制御されているため、力率は良い状態である。なお、これはリアクトルＬ１（図１参照）のインダクタンスが小さく電源電圧に対して電流の位相遅れが無い状態を想定している。仮に、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れる場合には、電流位相を考慮してデューティｄを設定すればよい。
　【００４８】
　図１２は、交流電源電圧Ｖｓが正極性の場合に、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示した図である。図１２の縦軸はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示している。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示している。このように制御することにより、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、電流を正弦波状に制御可能である。
　【００４９】
　ブリッジ整流回路１０の制御において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンからオフに切り替わり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフからオンに切り替わるタイミングではデッドタイムを設ける必要がある。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフからオンに切り替わり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンからオフに切り替わるタイミングも同様である。デッドタイムを設けていない場合には、ブリッジ整流回路１０の直流出力側が上下短絡し、最悪の場合、直流電源装置１が破壊するおそれがある。
　【００５０】
　図１３（ａ）〜（ｃ）は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルの場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）それぞれにデッドタイムを設けた場合の回路電流とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の駆動パルスの関係を示した図である。
　図１３（ａ）の回路電流の実線はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）にデッドタイムを設けた場合に通流する電流を示している。回路電流の破線は、目標値を示している。
　図１３（ｂ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示している。破線はデッドタイムを考慮しない場合、実線はデッドタイムを考慮した場合である。周期ＴはＰＷＭ周期を示し、時間ｔｏｎはオン時間、時間ｔｏｆｆはオフ時間を示している。
　図１３（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示している。図１３（ａ）〜（ｃ）とも横軸は、共通する時間を示している。時間ｔｄはデッドタイムを示している。
　【００５１】
　図１３（ｂ）のｔ０のタイミングにおいて、本来はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形において、破線で示す部分までオン・デューティを確保すべきである。しかしＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にもデッドタイムを設けることで、設定されたオン・デューティを確保できない。よって図１３（ａ）に示すように、破線で示す目標電流まで電流を通流させることができていない。
　このため、直流電圧Ｖｄを目標値まで昇圧することができない。
　【００５２】
　例えば目標とするデッドタイムを確保するために、交流電源電圧Ｖｓが正極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデッドタイムの分担比を考えた場合に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の分担比を小さくすればするほど、目標電流に近づけることが可能となる。つまり、理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側にデッドタイムを１００％分担させることで、目標電流を通流させることができ、つまりは目標とする直流電圧Ｖｄまで昇圧することが可能である。この内容を図示すると、図１４のような関係となる。
　【００５３】
　図１４（ａ），（ｂ）は、交流電源電圧Ｖｓが正極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）にデッドタイムを設定した様子を表した図である。図１４（ａ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示し、図１４（ｂ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示している。
　ここではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側にデッドタイムを１００％分担し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側はデッドタイムを分担していない。
　図１４（ａ）のように、オン時間ｔｏｎとオフ時間ｔｏｆｆとがＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに設定されている。これにより、回路電流ｉｓを目標電流に近づけることが可能となる。
　図１４（ｂ）のように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに対して、時間ｔｄのデッドタイムをＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設けている。これにより、ブリッジ整流回路１０の直流出力側の上下短絡を防ぐことができる。
　【００５４】
　また同様に交流電源電圧Ｖｓが負極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にデッドタイムをもたせることで直流電圧Ｖｄを目標値まで昇圧可能である。この内容を図示すると図１５のような関係となる。
　【００５５】
　図１５（ａ），（ｂ）は、交流電源電圧Ｖｓが負極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）にデッドタイムを設定した様子を表した図である。図１５（ａ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示し、図１５（ｂ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示している。
　ここではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にデッドタイムを１００％分担し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側はデッドタイムを分担していない。
　図１５（ａ）のように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに対して、時間ｔｄのデッドタイムをＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設けている。これにより、ブリッジ整流回路１０の直流出力側の上下短絡を防ぐことができる。
　図１５（ｂ）のように、オン時間ｔｏｎとオフ時間ｔｏｆｆとがＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設定されている。これにより、回路電流ｉｓを目標電流に近づけることが可能となる。
　【００５６】
　以上、まとめると本発明の直流電源装置１において、デッドタイムは、交流電源電圧Ｖｓが正の場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側の駆動パルスのデッドタイムの分担に対してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側を小さくし、理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側にデッドタイムを設定する。交流電源電圧Ｖｓが負の場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデッドタイムの分担に対してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側を小さくし、理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にデッドタイムを設定する。
　【００５７】
　以上のように、交流電源電圧Ｖｓの極性に合わせてデッドタイムを設定した場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のデューティやオン時間、オフ時間の関係を表すと以下のようになる。
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン時間ｔｏｎ＿Ｑ１は、以下の式（１０）で算出される。ここでＴは周期である。
　【数１０】
　【００５８】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオフ時間ｔｏｆｆ＿Ｑ１は、以下の式（１１）で算出される。
　【数１１】
　【００５９】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン時間ｔｏｎ＿Ｑ２は、以下の式（１２）で算出される。ここでｔｄはデッドタイムである。
　【数１２】
　【００６０】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフ時間ｔｏｆｆ＿Ｑ２は、以下の式（１３）で算出される。
　【数１３】
　【００６１】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティｄＱ２は、以下の式（１４）で算出される。
　【数１４】
　【００６２】
　以上のようにデッドタイムを設定することで、直流電圧Ｖｄを目標値まで昇圧しつつ、力率の改善による高調波電流の低減が可能である。更に、本発明の直流電源装置１においては同期整流を行っているため高効率動作も可能である。
　【００６３】
≪部分スイッチング動作≫
　前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。
　回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなるため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。逆に入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
　そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。
　【００６４】
　部分スイッチング動作とは、高速スイッチング動作のように所定周波数で回路を短絡させるのではなく、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、ブリッジ整流回路を繰り返し複数回短絡させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１６を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。
　【００６５】
　図１６（ａ）〜（ｄ）は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流ｉｓの関係を示した図である。
　図１６（ａ）は交流電源電圧Ｖｓを示し、図１６（ｂ）は回路電流ｉｓを示している。図１６（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示し、図１６（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示している。
　図１６（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状である。
　図１６（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
　ここで例えば、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをｄｉ（Ｐ１）／ｄｔとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を時間ｔｏｎ１＿Ｑ１に亘ってオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ１＿Ｑ１）／ｄｔとおく。さらに時間ｔｏｎ１＿Ｑ１に亘ってオンした後、時間ｔｏｆｆ＿Ｑ１に亘ってオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ１＿Ｑ１）／ｄｔとおく。このときｄｉ（ｔｏｎ１＿Ｑ１）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ１＿Ｑ１）／ｄｔとの平均値が点Ｐ１における傾きｄｉ（Ｐ１）／ｄｔと等しくなるように制御する。
　次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをｄｉ（Ｐ２）／ｄｔとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を時間ｔｏｎ２＿Ｑ１に亘ってオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ２＿Ｑ１）／ｄｔとおき、時間ｔｏｆｆ２＿Ｑ２に亘ってオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ２＿Ｑ２）／ｄｔとおく。点Ｐ１の場合と同様に、ｄｉ（ｔｏｎ２＿Ｑ１）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ２＿Ｑ１）／ｄｔの平均値が点Ｐ２における傾きｄｉ（Ｐ２）／ｄｔと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。
　【００６６】
　図１６（ｄ）において、まずＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が時間ｔｏｎ１＿Ｑ２に亘ってオンとなり、そののち時間ｔｏｆｆ１＿Ｑ２に亘ってオフ状態となる。
　図１６（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフになったタイミングで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）が時間ｔｏｎ１＿Ｑ１に亘ってオン状態になる。そしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態となったタイミングでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が時間ｔｏｎ２＿Ｑ２に亘ってオン状態となる。以降、同様にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は双方でオン、オフを繰り返す。これは、高速スイッチング動作で説明したように、回路短絡動作を行いつつ、同期整流を行っているためである。この部分スイッチング動作においても、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフ切り替わりのタイミングで上下短絡を起こす危険性があるため、高速スイッチング動作の場合と同様にデッドタイムを設けている。つまり、交流電源電圧Ｖｓが正の場合では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側のデッドタイムの割合をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）よりも小さくする。理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側でデッドタイムを確保する。交流電源電圧Ｖｓが負の場合では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側のデッドタイムの割合をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）よりも小さくする。理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側でデッドタイムを確保する。このようにデッドタイムを設定することで、高効率動作を行いつつ、力率の改善と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うことが可能である。
　【００６７】
＜デッドタイム可変＞
　これまでの説明では、デッドタイムはある一定の固定値で考えてきた。しかしデッドタイムにある特性をもたせ、場合に応じて変化させてもよい。
　図１６は、ＭＯＳＦＥＴのゲート回路の等価回路である。
　ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧Ｖｇｓは、以下の式（１５）の関係がある。
　【数１５】
　【００６８】
　但し、Ｅは電源電圧、Ｃｇｓはゲート−ソース間容量、Ｃｇｄはゲート−ドレイン間容量、Ｒｇはゲート抵抗を示している。また、ゲートの入力容量Ｃｉｓｓは、ＣｇｄとＣｇｓとの和で表される。
　ここで、ゲートの入力容量Ｃｉｓｓは、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが大きくなるほど、容量が小さくなるという特性がある。そのためドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが大きいほど早くオンするといえる。本発明の直流電源装置１は、入力電源が交流電源ＶＳであるため、実際にはオンするまでの時間も、この交流電源電圧Ｖｓとともに変化していると考えられる。すなわち、交流電源電圧Ｖｓのゼロクロス付近でのオン時間ｔｏｎ＿ｚｅｒｏと、交流電源電圧Ｖｓのピーク付近でのオン時間ｔｏｎ＿ｐｅａｋとを比べると、オン時間ｔｏｎ＿ｚｅｒｏは、オン時間ｔｏｎ＿ｐｅａｋよりも大きい。
　【００６９】
　そこで、より最適にデッドタイムを設定するためには、電源電圧ゼロクロス付近でのデッドタイムに対して、電源電圧ピーク付近でのデッドタイムは小さく設定すればよい。このように設定することで、同期整流期間が増えることになり、損失低減効果をさらに高めることが可能である。
　例えばデッドタイムｔｄを、以下の式（１６）のように設定する。
　【数１６】
　【００７０】
　但し、ｔｄ０はデッドタイムの最大値、Ｔはスイッチング周期、ｔｏｎはオン時間、ｔｏｆｆはオフ時間である。
　ここで、ｔｏｎ，ｔｏｆｆは変化する。デューティで考えた場合、図９に示したように、ゼロクロス付近では１００％、電圧ピーク付近では１０％以下というように、ピーク付近ほどデューティは小さくなる、つまりｔｏｎは小さくなる。よって式（１６）に示すように、周期に対してオン時間の割合だけデッドタイムｔｄを小さくするとよい。交流電源電圧ＶｓとＭＯＳＦＥＴの特性を考慮してデッドタイムｔｄを可変させることで、同期整流期間を増やすことができ、導通損低減効果を更に高めることが可能である。なお、デッドタイムｔｄの可変方法として式（１６）で説明したが、これはあくまで代表的な式であり、別の式や方法でデッドタイムを可変させてもよい。
　【００７１】
＜空気調和機と直流電源装置の動作＞
　図１８は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
　図１８に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、不図示の直流電源装置１（図１参照）とを備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。直流電源装置１は、この室内機１００と室外機２００とに直流電力を供給する。
　【００７２】
　リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。
　【００７３】
　空気調和機Ａに搭載された直流電源装置１の動作の流れについて説明する。直流電源装置１は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、全波整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の３つの動作モードを備えている。
　【００７４】
　例えば負荷Ｈとして空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置１を全波整流モードで動作させるとよい。
　負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置１に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。
　【００７５】
　図１９は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１の動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
　定格運転とは、ＪＩＳＣ９６１２に記載された「ＪＩＳＢ８６１５−１　表１（冷房能力試験条件）のＴ１条件下での運転」のことをいう。具体的にはＪＩＳＢ８６１５−１の第５項「冷房試験」と第６項「暖房試験」の中に、温度条件が記載されている。
　高負荷運転とは、例えば「ＪＩＳ　Ｂ　８６１５−１に記載の過負荷運転条件下での運転」であるが、定格運転よりも更に入力が大きい運転領域であればよい。
　中間運転とは、「定格運転の半分の運転能力」のことをいい、ＪＩＳＣ９６１２に記載されている。
　負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置１は全波整流を行い、定格運転時には部分スイッチングを行い、必要に応じて高速スイッチングを行う。
　定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチングを行う。
　以上のように、直流電源装置１は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
　【００７６】
　なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置１に通流する回路電流ｉｓで負荷Ｈの大きさを判断してもよい。
　例えばまたは負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置１は全波整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチングを行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチングを行う。
　以上のように直流電源装置１は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
　【００７７】
　本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。
　【００７８】
　また、本発明の直流電源装置１を空気調和機Ａに備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）が高く、また、信頼性の高い空気調和機Ａを提供できる。空気調和機以外の機器に本発明の直流電源装置１を搭載しても、高効率で信頼性の高い機器を提供することが可能である。
　【００７９】
（変形例）
　本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
　【００８０】
　上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｋ）などの記録媒体に置くことができる。
　【００８１】
　各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
　例えば図２０は、変形例における直流電源装置１Ａを示す概略の構成図である。電流検出部１１（電流検出部）は、トランスであり、配線ｈｂに設けられており、配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流（負荷）を検出する。本発明は、このように構成してもよい。なお、トランスの代わりに、ホール素子などを用いてもよい。
　【符号の説明】
　【００８２】
　１，１Ａ　直流電源装置
　１０　ブリッジ整流回路　（整流回路）
　１１　電流検出部
　Ｒ１，Ｒ２　シャント抵抗　（電流検出部）
　１２　ゲイン制御部
　１３　交流電圧検出部
　１４　ゼロクロス判定部　（極性検出部）
　１５　負荷検出部
　１６　昇圧比制御部
　１７　直流電圧検出部
　１８　コンバータ制御部
　Ｖｓ　交流電源
　Ｃ１　平滑コンデンサ
　Ｄ１，Ｄ２　ダイオード
　ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ　配線
　Ｌ１　リアクトル
　Ｑ１，Ｑ２　ＭＯＳＦＥＴ
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　（削除）
　【請求項２】
　第１のダイオードのカソードと第１のスイッチング素子の一端とが出力側の正極に接続され、前記第１のダイオードのアノードと第２のダイオードのカソードとが交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが出力側の負極に接続されることによりブリッジ接続される整流回路と、
　交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記交流電源の電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と、
　を備え、
　前記制御部は、
　交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、
　前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、
　交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替える、
　ことを特徴とす
る直
　【請求項３】
　前記制御部は、前記整流回路の出力側の負荷の大きさに応じて、前記全波整流動作と前記部分スイッチング動作と前記高速スイッチング動作のうちいずれかの動作に切り替える、
　ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
　【請求項４】
　前記制御部は、上位装置の運転領域に応じて、前記全波整流動作と前記部分スイッチング動作と前記高速スイッチング動作のうちいずれかの動作に切り替える、
　ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
　【請求項５】
　前記交流電源の一端側の電圧が正極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で前記第１のスイッチング素子に設けたデッドタイムに対して、前記第２のスイッチング素子に設けたデッドタイムを相対的に大きくし、前記交流電源の一端側の電圧が負極性の場合は、前記第１のスイッチング素子に設けたデッドタイムに対して、前記第２のスイッチング素子に設けたデッドタイムを相対的に小さくする、
　ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
　【請求項６】
　前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを前記交流電源の電圧の大きさに応じて変化させる、
　ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
　【請求項７】
　前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを前記交流電源の電圧位相に応じて変化させる、
　ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
　【請求項８】
　前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを、電源電圧ゼロクロス付近に対して電源電圧ピーク付近の方が小さくなるように変化させる、
　ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
　【請求項９】
　前記交流電源の一端側の電圧が正極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で、前記第２のスイッチング素子の制御にデッドタイムを設けて、前記第１のスイッチング素子の制御には設けず、前記交流電源の一端側の電圧が負極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で、前記第１のスイッチング素子側の制御にデッドタイムを設け、前記第２のスイッチング素子側の制御には設けない、
　ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
　【請求項１０】
　前記第１，第２のダイオードは、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）−ショットキーバリアダイオードまたは整流ダイオードである、
　ことを特徴とする請求項
２
　【請求項１１】
　前記第１，第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである、
　ことを特徴とする請求項
２
　【請求項１２】
　請求項
２
　ことを特徴とする空気調和機。