(57)【要約】対象信号と局部発振信号とをミキシングして対象信号の周波数変換を行うミクサ回路において、局部発振信号として疑似サイン波を用いたため、局部発振信号の振幅が変化しても安定した動作を行うミクサ回路を得る。
2004019482.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から入力される一定周期を持ったパルス信号またはサイン波から、疑似サイン波を合成し出力する信号合成回路と、
前記疑似サイン波と外部から入力される対象信号とを混合し周波数変換して出力するミクサ部を備えることを特徴とするミクサ回路。
【請求項２】
前記信号合成回路は、一定周期を持った第一のパルス信号と、当該第一のパルス信号から特定周期だけずれた位相を持った第二のパルス信号とを加算して前記疑似サイン波を出力する加算回路であることを特徴とする請求の範囲１記載のミクサ回路。
【請求項３】
前記特定周期とは１／４周期であることを特徴とする請求の範囲２記載のミクサ回路。
【請求項４】
前記信号合成回路は、互いに逆位相の第一および第二の疑似サイン波を発生するものであり、
前記ミクサ部は、前記第一の疑似サイン波および第一の対象信号と、前記第二の疑似サイン波および第二の対象信号とをそれぞれ混合し周波数変換して出力するものであることを特徴とする請求の範囲１記載のミクサ回路。
【請求項５】
前記信号合成回路は、一定周期を持った第一のパルス信号と、当該第一のパルス信号から特定周期だけずれた位相を持った第二のパルス信号とを加算して前記第一の疑似サイン波を出力する第一の加算回路と、第一のパルス信号と逆位相を持った第三のパルス信号と、第二のパルス信号と逆位相を持った第四のパルス信号とを加算して前記第二の疑似サイン波を出力する第二の加算回路を備えることを特徴とする請求の範囲４記載のミクサ回路。
【請求項６】
前記特定周期とは１／４周期であることを特徴とする請求の範囲４記載のミクサ回路。
【請求項７】
前記ミクサ部は、ダイオード２つを逆極性に並列接続したアンチパラレルダイオードペアであることを特徴とする請求の範囲１乃至３いずれか一項記載のミクサ回路。
【請求項８】
前記ミクサ部は、逆極性のダイオード２つを並列接続したアンチパラレルダイオードペア４つをリング状に接続したアンチパラレルダイオードペアリングであって、前記各アンチパラレルダイオードペア間の４つの接続点にそれぞれ入力端子を有し、第一の局部発振信号を入力する第一の入力端子に隣接する第二および第三の入力端子の一方には第一の対象信号を、また、他方には第二の対象信号を入力し、第四の入力端子には第二の局部発振信号を入力する構成とし、当該第二および第三の入力端子が周波数変換された信号の出力端子ともなることを特徴とする請求の範囲４乃至６いずれか一項記載のミクサ回路。
【請求項９】
前記ミクサ部は、２つの接合型トランジスタの各エミッタおよびコレクタを並列接続し、各ベースに前記第一および第二の局部発振信号を入力する第一および第二のトランジスタ対と、
当該第一および第二のトランジスタ対のコレクタ側に接続された電源端子と、
前記第一のトランジスタ対のエミッタ側にコレクタが接続され、ベースが前記第一の対象信号入力端子と接続された第一の対象信号入力用トランジスタと、
前記第二のトランジスタ対のエミッタ側にコレクタが接続され、ベースが前記第二の対象信号入力端子と接続された第二の対象信号入力用トランジスタと、
前記第一のトランジスタ対のコレクタ側および前記第二のトランジスタ対のエミッタ側に接続された第一の出力端子と、
前記第一のトランジスタ対のエミッタ側および前記第二のトランジスタ対のコレクタ側に接続された第二の出力端子とを備えることを特徴とする請求の範囲４乃至６いずれか一項記載のミクサ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  この発明は、ミクサ回路に関し、特に移動体通信に用いられる偶高調波ミクサに関するものである。
【背景技術】  携帯電話やテレビ等の無線周波数信号を用いて伝送を行う装置では、アンテナから受信した無線周波数信号（以下、ＲＦ信号と呼ぶ）をそのまま増幅や変調を行うと、回路内で発振等を起こしてしまい不安定である。一方、中間周波数信号（以下、ＩＦ信号と呼ぶ）は空中への伝搬はできないものの、変調等が容易であり、発振をおこさないため、送受信の際に、信号の周波数を中間周波数や無線周波数に変換するミクサが用いられる。
通常のミクサは、サイン波等の周期的な波形を持った局部発振信号（以下、ＬＯ信号と呼ぶ）と無線周波数の信号とを、トランジスタやダイオードといった非線形の特性を持った素子に同時に供給することで種々の周波数の信号が発生することを利用するものである。
第８図は送受信機におけるミクサの役割を示す図であり、例えばスーパーヘテロダイン方式の送受信機を示す。１３は局部発振信号発生回路（以下、ＬＯ信号発生回路）、２０はミクサ、２１はアンテナ、２２は増幅器、２３は変復調器である。
受信動作の場合、アンテナ２１でＲＦ信号を受信すると、高周波増幅器２２において無線周波数信号が増幅されミクサ２０に出力される。ミクサ２０においては、入力されたＲＦ信号と、局部発振信号発生回路１３において発生したサイン波のＬＯ信号とが非線形の特性を持った素子で構成された回路に入力され、発生したＩＦ信号が変復調回路２３に出力される。
送信動作の場合、変復調回路２３で変調された音声等のＩＦ信号がミクサ２０に入力される。ミクサ２０では、ＬＯ信号発生回路１３で発生したサイン波のＬＯ信号とＩＦ信号とが混合され、得られたＲＦ信号が増幅器２２で増幅されてアンテナ２１を介して空中に放出される。
ここで、ミクサの一例として、近年の携帯電話等に用いられる偶高調波ミクサがある。偶高調波ミクサは、以下に述べるように送信機に適用した場合、低スプリアスであり、また、ＬＯ周波数も通常の基本波で動作するミクサと比べて半分にできるため、ミリ波など高周波動作に適するものである。
第９図は例えば、２００１年電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ大会予稿集Ｃ−２−６（Ｐ．３０）に示された従来の偶高調波ミクサ回路の模式図である。図において１ａは局部発振波信号（以下、ＬＯ信号と呼ぶ）を入力する局部発振波信号入力端子、２ａは高周波信号（以下、ＲＦ信号と呼ぶ）を入力する高周波信号入力端子、３ａは出力信号端子、４ａは分波回路、４ｃは分波回路４ａに含まれる帯域通過フィルタ、４ｄは分波回路４ａに含まれる高域通過フィルタ、４ｅは分波回路４ａに含まれる低域通過フィルタ、５ａ、５ｂはミクサダイオード、６ａはアンチパラレルダイオードペア、７は局部発振信号発生回路である。
次に、第９図の回路動作について説明する。第９図は無線周波数から中間周波数へ変換するダウンコンバータとして用いられる場合について示している。ＲＦ信号入力端子２ａに入力したＲＦ信号（周波数がｆｉｎ）およびＬＯ信号入力端子１ａに入力したＬＯ信号（周波数がｆｐ）は分波回路４ａを介して、アンチパラレルダイオードペア６ａへ入力される。ここで、局部発振信号発生回路７はＬＯ信号としてサイン波を発振するものである。
アンチパラレルダイオードペア６ａは逆極性の２つのミクサダイオード５ａ、５ｂを並列接続した構成である。このミクサダイオード５ａにおいては、ＬＯ信号による１周期毎の正電圧ｖの印加時に電流ｉが流れ、また、ミクサダイオード５ｂにおいては、ＬＯ信号による正電圧ｖの印加時の半周期後にあたる負電圧印加時に電流ｉが流れることになり、第１０図に示すように半周期ごとにミクサタイオード５ａと５ｂとが交互にオンして電流ｉが流れる。その結果、アンチパラレルダイオードペア６ａには半周期毎に逆位相のＬＯ電流が流れ、ダイオードの順方向のコンダクタンスｇ＝ｄｉ／ｄｖは電流ｉの瞬時値により非直線的に変化し、第１１図に示すように半周期毎にコンダクタンスが高まる動作をする。そのため、ＬＯ電流の高調波は奇数次、コンダクタンスの高調波は偶数次の成分しか存在しない。ここで、ＬＯ信号にＲＦ信号を重畳すると、ＲＦ信号はコンダクタンスｇの非直線性により歪められ、種々の周波数成分が発生するが、中でもｆｉｎ−２ｆｐの周波数が強く発生する。
従って、受信用に適用した偶高調波ミクサでは、第１２図に示すように、入力したＲＦ信号とＬＯ信号の２倍波（２ｆｐ）との混合が可能である。そのため、基本波で動作するミクサに比ベて半分のｆｐで動作させることができるため、この偶高調波ミクサはマイクロ波の送受信に適用されている。
また、第１２図で示したように、ＲＦ信号に近接するスプリアスである２ＬＯ波（２ｆｐ）はアンチパラレルダイオードペア６ａ内部で抑制され低スプリアスとなる。この抑制量は、２つのミクサダイオード５ａ、５ｂのバランスによって決まり、特性の差が小さいほど、ＬＯ信号の偶数次、コンダクタンスの奇数次の高調波を抑制できる。そのため、通常の平衡形のミクサと比較し、はるかに高い抑制が可能である。ちなみにマイクロ波におけるこの抑制は、通常の基本波動作のミクサでは２５ｄＢ程度であるが、偶高調波ミクサでは５０ｄＢから６０ｄＢ程度の抑制が可能である。
以上のように、従来のミクサ回路においては、ＬＯ信号としてサイン波が用いられていた。しかし、半導体プロセスのばらつき等が原因で、局部発振信号発生回路１３が所定の振幅より大きな、もしくは小さな振幅でしかサイン波を発生できない場合がある。すると、所定の振幅での動作を想定してあるミクサでは、この振幅のずれに依存して、第１３図（ａ）に示したように、ＬＯ信号の１周期においてミキシングが行われる時間の比率（以下、ミキシングデューティと呼ぶ）が第１３図（ｂ）に示すように変化してしまう。第９図の偶高調波ミクサの場合であれば、ミキシングオン、オフの特性はダイオードの駆動電圧による。
第１４図はＬＯ信号がサイン波の場合に、振幅に対する変換利得の依存性を表すグラフである。第１４図に示したように、外部入力されるＬＯ信号が製造時の装置特性のばらつき等で振幅が変化してしまうと、ミクサの変換利得が大きく変化してしまい、安定した回路動作を行うことができないという問題点があった。
【発明の開示】
本発明は、以上のような問題点を解決するためになされたものであり、ＬＯ信号の振幅によるミキシングデューティの変化を無くし、ミクサの変換利得がＬＯ信号の振幅に依存することを抑えた偶高調波ミクサ回路を得ることを目的とする。
本発明は、外部から入力される一定周期を持ったパルス信号またはサイン波から、疑似サイン波を合成し出力する信号合成回路と、前記局部発振信号合成回路からの出力信号と外部から入力される対象信号とを混合して周波数変換して出力するミクサ部を備えることを特徴とするミクサ回路である。
【図面の簡単な説明】  第１図は本発明の実施の形態１に係る偶高調波ミクサの回路構成を表す図であり、第２図（ａ）は本発明の実施の形態１に係る偶高調波ミクサに入力する第一のパルス信号の波形を表す図であり、（ｂ）は本発明の実施の形態１に係る偶高調波ミクサに入力する第二のパルス信号の波形であり、（ｃ）は本発明の実施の形態１に係る偶高調波ミクサの加算回路で合成される局部発振信号の波形を表す図であり、第３図（ａ）は本発明に係る偶高調波ミクサの局部発振信号の振幅が変化した場合を表す図であり、（ｂ）は本発明に係る偶高調波ミクサの局部発振信号の振幅変化によりミキシングデューティが変化しないことを表す図であり、第４図は本発明の実施の形態１に係る偶高調波ミクサの変換利得の局部発振信号の振幅依存性を表す図であり、第５図は本発明の実施の形態２に係る偶高調波ミクサの回路構成を表す図であり、第６図（ａ）は本発明の実施の形態２に係る偶高調波ミクサに入力する第一のパルス信号の波形を表す図であり、（ｂ）は本発明の実施の形態２に係る偶高調波ミクサに入力する第二のパルス信号の波形を表す図であり、（ｃ）は本発明の実施の形態２に係る偶高調波ミクサの加算回路で合成される第一の局部発振信号の波形を表す図であり、（ｄ）は本発明の実施の形態２に係る偶高調波ミクサに入力する第三のパルス信号の波形を表す図であり、（ｅ）は本発明の実施の形態２に係る偶高調波ミクサに入力する第四のパルス信号の波形を表す図であり、（ｆ）は本発明の実施の形態２に係る偶高調波ミクサの加算回路で合成される第二の局部発振信号の波形を表す図であり、第７図は本発明の実施の形態３に係る偶高調波ミクサ回路の回路構成を表す図であり、第８図はスーパーヘテロダイン方式の送受信機の構成を表すブロック図であり、第９図は従来の偶高調波ミクサの回路構成を表す図であり、第１０図はアンチパラレルダイオードペアに流れる電流変化をＬＯ周期に対して表した図であり、第１１図はアンチパラレルダイオードペアのコンダクタンスをＬＯ周期に対して表した図であり、第１２図は偶高調波ミクサで発生する信号の周波数成分を表す図であり、第１３図（ａ）は従来の局部発振信号の波形を表す図であり、（ｂ）は従来の局部発振信号の振幅変化によるミキシングデューティの変化を表す図であり、第１４図は従来の偶高調波ミクサの変換利得の局部発振信号の振幅依存性を表す図である。
【発明を実施するための最良の形態】実施の形態１．
本発明の実施の形態１は、局部発振信号として、少なくとも１つ以上の電圧レベルを持った上に凸形の矩形状の波形と、少なくとも１つ以上の前記電圧レベルより下位の電圧レベルを持った下に凸形の矩形状の波形とが交互に繰り返される周期信号（以下、疑似サイン波と呼ぶ）を用いたため、局部発振信号の振幅変化に依存しない安定した動作を行うミクサについて説明する。ここで、疑似サイン波の電圧レベルは正、または負のいずれでもよい。
第１図は本発明の実施の形態１に係る偶高調波ミクサの一実施例を示した模式図である。図において１ａはＬＯ信号入力端子、２ａはＲＦ信号入力端子、３ａはＩＦ信号出力端子、４ａは分波回路、４ｃは帯域通過フィルタ、４ｄは高域通過フィルタ、４ｅは低域通過フィルタ、５ａ、５ｂはミクサダイオード、６ａはアンチパラレルダイオードペア、１１ａ、１１ｂは加算回路ＬＯ信号入力端子、１２ａは加算回路、１４はパルス信号発生器、１５は遅延回路、２０は分波回路４ａとアンチパラレルダイオードペア６ａからなる偶高調波ミクサである。
次に、動作について説明する。加算回路ＬＯ信号入力端子１１ａおよび１１ｂには、第２図（ａ）、（ｂ）に示すように、パルス信号発生器１４で発生し、一方が遅延回路１５で１／４周期ほど遅延された関係にある２つのパルス信号が入力される。加算回路１２ａにおいて、この２波は加算され、第２図（ｃ）に示したように３つの電圧値を持ったミキシングデューティ５０％の疑似サイン波が生成される。このパルス信号発生器１４は、例えば本願発明に係るミクサ２０を携帯電話に適用した場合、ミクサ２０の外部に接続されたクロックパルス等の周期的な矩形波を発生するデジタル回路であれば、そのまま用いることができる。
アンチパラレルダイオードペア６ａは逆極性の２つのミクサダイオード５ａ、５ｂを並列接続した構成であり、例えば、第１図のような偶高調波ミクサの場合には、ＲＦ信号入力端子２ａとＬＯ信号入力端子１ａから入力されたＲＦ信号およびＬＯ信号を、分波回路４ａを介してこのアンチパラレルダイオードペア６ａに加えることにより、当該分波回路４ａの低域通過フィルタ４ｅを介してＩＦ信号出力端子３ａよりＩＦ信号を取り出すダウンコンバータとして動作する。
このような偶高調波ミクサをダウンコンバータとして動作させる場合にＬＯ信号入力端子１ａに、第２図（ｃ）に示した３つの電圧値を持ったミキシングデューティ５０％のパルス信号が入力されると、半周期毎にアンチパラレルダイオードペア６ａのミクサダイオード５ａ、５ｂとが交互にオンして電流が流れる。この動作を繰り返すことでＲＦ信号とＬＯ信号とが混合され、アンチパラレルダイオードペア６ａの両端には、以下のような周波数の混合波が生成される。
ｆｏｕｔ＝ｆＲＦ−２ｍｆＬＯ
ここで、ｍは整数である。
これらの複数の周波数を持った混合波を、分波回路４ａによって分波することで、例えば、中間周波数ｆＩＦ＝ｆＲＦ−２ｆＬＯの出力を得る。分波回路４ａは、例えば、ＲＦ信号入力側には帯域通過フィルタ４ｃを、また、ＩＦ信号出力側には、低域通過フィルタ４ｅを設けて構成されるものである。
第３図（ａ）は本発明に係る偶高調波ミクサの局部発振信号の振幅が変化した場合を表す図であり、（ｂ）は本発明に係る偶高調波ミクサの局部発振信号の振幅変化によりミキシングデューティが変化しないことを表す図である。第３図（ａ）、（ｂ）に示したように、３段階の電圧値を持った疑似サイン波を局部発振信号として用いることで、局部発振信号の振幅が変化してもミキシングデューティは変化しない。そのため、本実施の形態１に係る偶高調波ミクサは安定した動作を行う。第４図に本発明の実施の形態１に係る偶高調波ミクサの変換利得の局部発振信号の振幅依存性を表す。第４図のようにＬＯ信号の振幅が一定以上になると振幅が変化しても、ミキシングデューティは変化しないため、変換利得がほぼ一定となって、動作が安定する。
以上のように、本発明の実施の形態１に係るミクサ回路は、外部から入力される１／４周期ずれた２つのパルス信号を、加算器を用いて３つの電圧値を持ったデューティ５０％の疑似サイン波を生成し、これをＬＯ信号として用いるため、当該パルスの振幅に依存してミクサ回路のオンオフの時間比が変化することがなく、動作の安定したミクサ回路を得る。
また、本実施の形態１では、局部発振信号発生回路としてパルス信号発生器１４を用い、携帯電話機等への適用が容易である場合について示した。しかし、アナログ回路でサイン波を発生する発振回路においても、加算回路ＬＯ信号入力端子１１ａ、１１ｂの前段に周知のサイン波−パルス波変換回路（シュミットトリガ回路等）を設けてパルス信号を加算回路１２ａに入力する構成としてもよく、サイン波から得たパルス波形を合成して第２図（ｃ）のような疑似サイン波を得る構成としてもよい。この場合は、図１のパルス信号発生器１４と遅延回路１５をサイン波発生回路とパルス波発生回路とで置換したことになる。
さらにまた、ここでは、１／４周期ずれた２つのパルス信号を用いてＬＯ信号を合成する場合について説明したが、当然のことながら周期のずれは上記の例に限られない。また、上記の例では、ダウンコンバータについて説明したが、ＲＦ信号の代わりにＩＦ信号を入力し、出力端子から例えば、ｆＩＦ＋２ｆＬＯとなるＲＦ信号を取り出すアップコンバータとすることもできる。
また、ここでは一つのＬＯ信号入力端子を有する偶高調波ミクサ２０の一例として、アンチパラレルダイオードペア６ａを用いた偶高調波ミクサの実施例を示したが、一つのＬＯ信号入力端子を有する偶高調波ミクサ２０には、接合型バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタを使用したアクティブ動作のものを用いても構わない。また、偶高調波ミクサ以外のミクサであっても、適用は可能である。
実施の形態２．
次に、本発明による実施の形態２について説明する。上記実施の形態１では、単一のＬＯ信号で動作するミクサ回路について示したが、本実施の形態２では、互いに位相の逆転した２つの差動信号により動作する偶高調波ミクサに、３段階の電圧値を持ったミキシングデューティ５０％の疑似サイン波２つをＬＯ信号として用いた場合について説明する。
第５図は本実施の形態２に係る偶高調波ミクサの回路構成を表す図である。図において、１ｂはＬＯ信号入力端子、２ｂはＲＦ信号入力端子、３ｂはＩＦ信号出力端子、４ｂは分波回路、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄはアンチパラレルダイオードペア、７はアンチパラレルダイオードペアリング、１１ｃ、１１ｄは加算回路ＬＯ信号入力端子、１２ｂは加算回路、２１は複数のＬＯ信号入力端子１ａ、１ｂを有する偶高調波ミクサである。
第５図のように本実施の形態２に係る偶高調波ミクサでは、アンチパラレルダイオードペア４つをリング状に接続している。加算回路ＬＯ信号入力端子１１ａ、１１ｂには実施の形態１と同じく第６図（ａ）、（ｂ）に示したように１／４周期ずれた関係にあるＬＯ信号のパルス波が入力される。また、加算回路ＬＯ信号入力端子１１ｃ、１１ｄには、第６図（ｄ）、（ｅ）に示したように加算回路ＬＯ信号入力端子１１ａ、１１ｂに入力されるパルス信号とそれぞれ逆位相の関係にあるＬＯ信号のパルス波が入力される。さらに、ＲＦ信号入力端子２ａ、２ｂには第６図（ｃ）、（ｆ）にそれぞれ示したように逆位相の関係にあるＲＦ信号が入力される。
第５図中、Ａ、Ｂ、Ｃ、およびＤは各アンチパラレルダイオードペア６ａ、６ｂ、６ｃ、および６ｄ相互の接続点を意味する。ＲＦ信号は点ＡおよびＢから入力されており、また、ＬＯ信号は点ＣおよびＤから入力されている。ＲＦ信号およびＬＯ信号は互いにブリッジの中点となる位置関係に接続されている。そのため、例えば、点Ａにおいては、点ＣおよびＤから入力される２つのＬＯ信号の差に相当する電流が流れ、分波回路４ｂにこの２つのＬＯ信号とＲＦ信号とが混合されて、ｆＩＦ＝ｆＲＦ−２ｆＬＯのＩＦ信号が発生する。
このように分波回路４ａおよび４ｂで発生したＩＦ信号は分波回路内の低域通過フィルタ（図示せず）でＲＦ信号と分波されて出力端子３ａまたは３ｂより出力される。出力端子３ａおよび３ｂより出力されるＩＦ信号は差動出力であるので互いに逆位相である。
このように、本実施の形態２に係るミクサ回路は、実施の形態１と同様にＬＯ信号振幅が変動しても安定した動作を行うことができることに加えて、差動入出力であるため、外部回路が差動入力や差動出力である場合の接読が容易となり、また、電磁干渉による同位相モードの雑音を除去できるという効果がある。
実施の形態３
次に、本発明の実施の形態３について説明する。上記実施の形態２では、互いに位相の逆転した２つのＬＯ信号を差動信号として用い、パッシブ動作を行う偶高調波ミクサ回路についてであったが、本実施の形態３は、互いに位相の逆転した２つのＬＯ信号を差動信号として用いる点では上記実施の形態２と同様であるが、接合型バイポーラトランジスタ対で構成される差動回路を用いてアクティブに動作する点で実施の形態２と異なる。この偶高調波ミクサについて、３段階の電圧値を持ったミキシングデューティ５０％の疑似サイン波をＬＯ信号として用いた場合について説明する。
第７図は本実施の形態３に係る偶高調波ミクサの回路構成を表す図である。図において、２２は本実施の形態３に係るアクティブ動作を行う偶高調波ミクサ、３１は電源（Ｖｃｃ）端子、３２ａ、３２ｂはＬＯ信号入力用ＮＰＮトランジスタ、３３ａ、３３ｂはリファレンス用ＮＰＮトランジスタ、３４ａ、３４ｂはＲＦ信号入力用ＮＰＮトランジスタ、３５は低電流源、３６ａ、３６ｂは負荷抵抗、３９はリファレンス用バイアス端子、４１ａ、４１ｂはＮＰＮトランジスタ対である。
本実施の形態３の偶高調波ミクサは、電源端子３１に直流電圧Ｖｃｃを印可することにより、負荷抵抗３６ａ、３６ｂを介して、ＬＯ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３２ａ、３２ｂ、３２ｃ、３２ｄ、およびリファレンス用ＮＰＮトランジスタ３３ａ３３ｂにそれぞれ電圧が印可されるとともに、定電流源３５から定電流が供給されることによってアクティブ動作を行うものである。
次に、動作について説明する。ミクサ回路２２は対称な回路であるので、以下では、ＬＯ信号入力用トランジスタ３２ａ、３２ｂ、およびＲＦ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３４ａ等で構成される第５図の左側回路部分の動作について説明する。加算回路ＬＯ信号入力端子１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、および１１ｄには上記実施の形態２と同じパルス信号がそれぞれ入力される。そのため、ＬＯ信号入力端子１ａおよび１ｂには第５図（ｃ）、（ｆ）に示したのと同様な、互いに位相が逆転した３段階の電圧値を持ったミキシングデューティ５０％の疑似サイン波が入力される。
そして、ＬＯ信号入力端子１ａに正電圧が印加されると同時に、ＬＯ信号入力端子１ｂには負電圧が印加されるが、ＬＯ信号入力端子１ａと接続されたＬＯ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３２ｂのゲートに電圧が印加されて、電源端子３１からの電圧により、ＬＯ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３２ｂに電流が流れる。その際、ＲＦ信号入力端子２ａから入力されたＲＦ信号に応じ、ＲＦ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３４ａに定電流源３５によって電流が流れる。
一方、ＬＯ信号入力端子１ａに負電圧が印加された場合は、それと同時にＬＯ信号入力端子１ｂには正電圧が印加されるため、ＬＯ信号入力端子１ｂと接続されたＬＯ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３２ａのゲートに電圧が印可されてＬＯ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３２ａに電流が流れることとなる。そして、その際にも、ＲＦ信号入力端子２ａから入力されたＲＦ信号に応じ、ＲＦ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３４ａに定電流源３５によって電流が流れる。
これらの動作を交互に行うことにより、ＬＯとＲＦ信号とが混合され、出力端子３ａから中間周波数の信号が出力される。ミクサ回路２２の、ＬＯ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３２ｃ、３２ｄ、およびＲＦ信号入力用ＮＰＮトランジスタ３４ｂ等で構成される右側部分も、ＬＯ信号入力端子１ａ、１ｂのパルス入力にしたがって、上記と同様の動作を行う。出力端子３ａは図中の点Ｅと点Ｇから、また、出力端子３ｂは図中の点Ｆと点Ｈから出力を得ることで、位相の同じ中間周波数の信号が出力され、より高い変換利得を得る。
このように、ＲＦ信号とＬＯ信号を直接混合せず、トランジスタのベースを介してミキシングが行われるため、分波回路が不要となり、回路を小型化することができる。
さらに、上記実施の形態１、２と同様に、加算回路ＬＯ信号入力端子１１ａ、１１ｂに入力されるパルス信号は、必ずしも高変換利得が得られる１／４周期ずれた関係でなくともよい。
また、上記実施の形態１、２と同様に、ダウンコンバータのみならず、アップコンバータに適用することも可能である。またさらに、本実施の形態３では、ＮＰＮトランジスタを用いた偶高調波ミクサを示したが、その他、ＰＮＰトランジスタや電界効果トランジスタを使用したものを用いてもよい。
以上のように、本実施の形態３では、ＬＯ信号として３段階の電圧値を持ったミキシングデューティ５０％の疑似サイン波を、接合型バイポーラトランジスタを用いた差動入力の偶高調波ミクサに適用することで、実施の形態２と同様にＬＯ信号振幅が変動しても安定した動作を行うことができ、外部回路が差動入力や差動出力である場合の接続が容易となり、また、電磁干渉による同位相モードの雑音を除去できることに加えて、さらに、電源端子から各トランジスタに電源が供給され、各トランジスタに利得を持たせることで、高変換利得が得られ、分波回路が不要なため回路を小型化できるという効果がある。
【産業上の利用可能性】  以上のように、本発明に係るミクサ回路は、局部発振信号として疑似サイン波を用いたため、局部発振信号の振幅が変化しても安定した動作を行うミクサ回路を得る。
【図１】
2004019482.tif 000003
【図２】
2004019482.tif 000004
【図３】
2004019482.tif 000005
【図４】
2004019482.tif 000006
【図５】
2004019482.tif 000007
【図６】
2004019482.tif 000008
【図７】
2004019482.tif 000009
【図８】
2004019482.tif 000010
【図９】
2004019482.tif 000011
【図１０】
2004019482.tif 000012
【図１１】
2004019482.tif 000013
【図１２】
2004019482.tif 000014
【図１３】
2004019482.tif 000015
【図１４】
2004019482.tif 000016
【国際調査報告】
2004019482.tif 000017
2004019482.tif 000018
2004019482.tif 000019
2004019482.tif 000020