(57)【要約】時間方向に４シンボル、サブキャリア方向に１０２４サブキャリア分のパイロット信号を受信側でメモリに格納し、チャネル推定するチャネルのウォルシュ符号を４シンボル×８サブキャリアのブロックを単位として、受信パイロット信号に乗算し、チャネル推定すべきサブキャリアを中心とした８サブキャリアを含む前記ブロックについて乗算結果を加算し、チャネル推定値を求める。
2003032546.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアを用いたＣＤＭＡシステムにおけるチャネル推定装置であって、
受信信号からパイロット信号を抽出し、セル間分離用拡散符号による拡散を逆拡散により除去して出力する抽出・逆拡散手段と、
該抽出・逆拡散手段によって得られた出力の複数シンボル、隣接した複数サブキャリアから構成されるブロックに、チャネリング用拡散符号による拡散を除去する逆拡散を施し出力を得るブロック逆拡散手段と、
該ブロック逆拡散手段によって得られた出力の信号値を当該ブロックに渡って加算することによりチャネル推定値を得るチャネル推定手段と、
を備えることを特徴とするチャネル推定装置。
【請求項２】
前記チャネル推定値は、各サブキャリア毎に得られることを特徴とする請求項１に記載のチャネル推定装置。
【請求項３】
前記チャネル推定値を求めるサブキャリアが、前記ブロックの複数サブキャリア方向の配置において、略中心にくるように、ブロックの前記抽出・逆拡散手段によって得られた出力に対する位置を設定することを特徴とする請求項２に記載のチャネル推定装置。
【請求項４】
前記チャネル推定値は、予めチャネル推定に必要な分の前記抽出・逆拡散手段の出力を信号値として格納した後に、前記チャネリング用拡散符号の拡散を逆拡散により除去し、チャネル推定値を求めるべきサブキャリアが前記ブロックの複数サブキャリア方向の配置において、略中心に来る位置の該ブロック内の信号値について加算することによってチャネル推定値を得ることを特徴とする請求項２に記載のチャネル推定装置。
【請求項５】
前記チャネリング用拡散符号は、ウォルシュ符号であることを特徴とする請求項１に記載のチャネル推定装置。
【請求項６】
前記ウォルシュ符号は、３２チップ長であることを特徴とする請求項５に記載のチャネル推定装置。
【請求項７】
前記セル間分離用拡散符号は、ゴールド系列符号であることを特徴とする請求項１に記載のチャネル推定装置。
【請求項８】
前記パイロット信号は、データフレームに４シンボルずつ含まれていることを特徴とする請求項１に記載のチャネル推定装置。
【請求項９】
前記ブロックは、４シンボル×８サブキャリア分の大きさであることを特徴とする請求項１に記載のチャネル推定装置。
【請求項１０】
複数のサブキャリアを用いたＣＤＭＡシステムにおけるチャネル推定方法であって、
受信信号からパイロット信号を抽出し、セル間分離用拡散符号による拡散を逆拡散により除去して出力する抽出・逆拡散ステップと、
該抽出・逆拡散ステップによって得られた出力の複数シンボル、隣接した複数サブキャリアから構成されるブロックに、チャネリング用拡散符号による拡散を除去する逆拡散を施し出力を得るブロック逆拡散ステップと、
該ブロック逆拡散ステップによって得られた出力の信号値を当該ブロックに渡って加算することによりチャネル推定値を得るチャネル推定ステップと、
を備えることを特徴とするチャネル推定方法。
【請求項１１】
前記チャネル推定値は、各サブキャリア毎に得られることを特徴とする請求項１０に記載のチャネル推定方法。
【請求項１２】
前記チャネル推定値を求めるサブキャリアが、前記ブロックの複数サブキャリア方向の配置において、略中心にくるように、ブロックの前記抽出・逆拡散ステップによって得られた出力に対する位置を設定することを特徴とする請求項１１に記載のチャネル推定方法。
【請求項１３】
前記チャネル推定値は、予めチャネル推定に必要な分の前記抽出・逆拡散ステップの出力を信号値として格納した後に、前記チャネリング用拡散符号の拡散を逆拡散により除去し、チャネル推定値を求めるべきサブキャリアが前記ブロックの複数サブキャリア方向の配置において、略中心に来る位置の該ブロック内の信号値について加算することによってチャネル推定値を得ることを特徴とする請求項１１に記載のチャネル推定方法。
【請求項１４】
前記チャネリング用拡散符号は、ウォルシュ符号であることを特徴とする請求項１０に記載のチャネル推定方法。
【請求項１５】
前記ウォルシュ符号は、３２チップ長であることを特徴とする請求項１４に記載のチャネル推定方法。
【請求項１６】
前記セル間分離用拡散符号は、ゴールド系列符号であることを特徴とする請求項１０に記載のチャネル推定方法。
【請求項１７】
前記パイロット信号は、データフレームに４シンボルずつ含まれていることを特徴とする請求項１０に記載のチャネル推定方法。
【請求項１８】
前記ブロックは、４シンボル×８サブキャリア分の大きさであることを特徴とする請求項１０に記載のチャネル推定方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）−ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）システムにおけるチャネル推定装置及びその方法に関する。
背景技術
近年において、通信技術の発達はめざましく、大容量のデータを高速で通信するシステムが実現されつつある。これは、有線通信のみのことではなく、無線通信においても同様である。すなわち、携帯電話などの移動端末の普及に伴い、無線でも大容量のデータを高速で通信し、動画や音声などのマルチメディアデータを移動端末でも利用可能とする方向で多くの開発、研究が行われてきた。
そして、最近では、第３世代と呼ばれるＣＤＭＡシステムを基本とした高速無線通信が開発され、実用段階にさしかかっている。これを受けて、無線通信の研究、開発部門では、更に高速大容量の無線通信を目指す第４世代の無線通信システムの研究開発が始められている。
第４世代の無線通信システムの基本システムとしては、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムと呼ばれるシステムが有力候補として挙げられている。このシステムでは、互いに直交する周波数を持つ複数のサブキャリアを用いて、情報を並列に送信するＯＦＤＭ技術と、複数のユーザのデータを多重する場合に、ユーザデータに乗算する拡散符号の直交性を利用するＣＤＭＡ技術とを融合させ、より品質の良い通信を高速かつ大容量で行うものである。
しかし、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムは、現在提案及び研究段階でのシステムの評価などが行われているに過ぎず、実際のシステムとして必要な個々の技術は、これから開発されるべきものである。
特に、第３世代のＷ−ＣＤＭＡシステムなどにおいて行われているチャネル推定は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおいても行う必要がある。この場合、チャネル推定値は、空中を伝搬することによって信号が受けた振幅変調や位相回転を元に戻し、正確な信号検出を行うために必要不可欠である。しかし、通常、チャネル推定値を算出する場合に、Ｗ−ＣＤＭＡシステムでは、時間方向に平均したチャネル推定値を使用することとしている。
信号は、空中を伝搬することによってノイズの影響を受けるので、ノイズの影響を排除し、正しいチャネル推定値を得るために、Ｗ−ＣＤＭＡシステムにおいては、時間方向に複数のパイロット信号を用いたチャネル推定値を平均化することとしているのである。
これに対し、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムでは、時間方向の平均はもちろん、複数のサブキャリアを有するので、チャネル推定値をサブキャリア毎に算出する場合に、サブキャリア方向にも平均して、より正確なチャネル推定値を得ることが考えられている。
しかしながら、上記ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムのチャネル推定値の算出方法の具体的内容は依然確定されていない。
発明の開示
本発明の課題は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおけるチャネル推定装置及びその方法を提供することである。
本発明のチャネル推定装置は、複数のサブキャリアを用いたＣＤＭＡシステムにおけるチャネル推定装置であって、受信信号からパイロット信号を抽出し、セル間分離用拡散符号による拡散を逆拡散により除去して出力する抽出・逆拡散手段と、該抽出・逆拡散手段によって得られた出力の複数シンボル、隣接した複数サブキャリアから構成されるブロックに、チャネリング用拡散符号による拡散を除去する逆拡散を施し出力を得るブロック逆拡散手段と、該ブロック逆拡散手段によって得られた出力の信号値を当該ブロックに渡って加算することによりチャネル推定値を得るチャネル推定手段とを備えることを特徴とする。
本発明のチャネル推定方法は、複数のサブキャリアを用いたＣＤＭＡシステムにおけるチャネル推定方法であって、受信信号からパイロット信号を抽出し、セル間分離用拡散符号による拡散を逆拡散により除去して出力する抽出・逆拡散ステップと、該抽出・逆拡散ステップによって得られた出力の複数シンボル、隣接した複数サブキャリアから構成されるブロックに、チャネリング用拡散符号による拡散を除去する逆拡散を施し出力を得るブロック逆拡散ステップと、該ブロック逆拡散ステップによって得られた出力の信号値を当該ブロックに渡って加算することによりチャネル推定値を得るチャネル推定ステップとを備えることを特徴とする。
本発明によれば、複数のサブキャリアを有するＣＤＭＡシステムにおけるチャネル推定において、従来行われていた時間方向の加算平均のみならず、サブキャリア方向の加算平均を行い、ノイズの影響を低減した精度の良いチャネル推定値を容易に得ることができる。
発明を実施するための最良の形態
図１は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムの送信機の概略構成を示したブロック図である。
入力されたユーザデータは、例えば、ＱＰＳＫ変調マッピング部１によって、ＱＰＳＫ変調される。この変調方法は、一例であって、必ずしもＱＰＳＫ変調に限定されるものではない。変調されたユーザデータは、シリアル／パラレル変換器２によって、シリアルデータからパラレルデータに変換される。例えば、シリアル／パラレル変換器２の出力ａ１には、１タイムスロットに変調されたユーザデータの１シンボルが出力される。同様に、シリアル／パラレル変換器２の出力ａ２〜ａｎにも、同じタイミングで変調されたユーザデータの１シンボルが出力される。
このようにして、シリアル／パラレル変換器２から出力された変調信号シンボルは、各出力に設けられたコピー部３によって、ｓｎ個にコピーされる。そして、このｓｎ個の同じ変調信号シンボルに、チャネルを特定する拡散コード（今の場合、ウォルシュ符号）の１チップづつがそれぞれ乗算器４において乗算される。ここで、ウォルシュ符号の長さは、ｓｎチップである。従って、コピーされたｓｎ個の変調信号シンボルのそれぞれに、ウォルシュ符号のｓｎチップ内、異なるチップがそれぞれ乗算される。
次には、これらウォルシュ符号が乗算された変調信号シンボルに、各基地局のセルを特定する拡散コード（今の場合、ゴールド系列符号）が乗算器５によって乗算される。その後、他ユーザ用の変調部７から送られてくる、他ユーザのデータを変調し、同様に処理した信号がそれぞれ加算器６において加算され、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部８に入力される。
ＩＦＦＴ部８に入力された各信号は、それぞれが、各周波数成分であると見なされて、逆フーリエ変換を受け、１つの変調波として出力される。すなわち、ＩＦＦＴ部８への入力が１０２４個あったとすると、周波数成分が１０２４個あることになり、従って、１０２４個のサブキャリアに各周波数成分が載せられたものが合波されて、ＩＦＦＴ部８から出力される。
ＩＦＦＴ部８では、直流成分の他、基本周波数のサブキャリアとこの基本周波数の逓倍の周波数のサブキャリアとを使って、逆フーリエ変換を行う。各サブキャリアの周波数が互いに逓倍になっている場合には、逓倍の周波数のサブキャリアと基本周波数のサブキャリアの積の１周期に渡る積分が０となり、同じ周波数のサブキャリア同士の積の１周期に渡る積分のみが有限の値となる。すなわち、ある周波数のサブキャリアは他の逓倍の周波数のサブキャリアと直交しているということになる。ＯＦＤＭシステムのＯｒｔｈｏｇｏｎａｌという語は、この事実から付けられたものである。
このようにして、ＩＦＦＴ部８から出力された信号波には、ガードインターバル付加部（＋ＧＩ部）９において、後述するガードインターバルが付加されて送出される。ここまでは、デジタルで処理されてきたので、Ｄ／Ａ変換器１０において、デジタル信号がアナログ信号に変換され、送信側に送られる。
図２は、サブキャリア方向を縦軸に、時間方向（タイムスロット方向）を横軸に取って、各変調信号シンボルがどのように配列されるかを示した図である。
変調信号は、フレームとして構成されるが、フレームは少なくともデータ部とパイロット部とから構成される。ここでは、サブキャリアの数を１０２４個としている。また、ウォルシュ符号は、３２チップであるとする。この場合、データ部がタイムスロット１〜４からなっているとすると、データ部では、タイムスロット１には、サブキャリア１〜３２に１つのシンボル、サブキャリア３３〜６４に１つのシンボルというように配列され、１タイムスロットに１０２４／３２＝３２シンボルが収容される。
また、次のタイムスロット２には、同様に、シンボルが収容されるが、ウォルシュ符号及びゴールド系列符号の乗算の仕方を変えている。すなわち、ウォルシュ符号とゴールド系列符号の組み合わせで、１０２４チップの符号を生成するようにし、これを、例えば、図２に示すように、タイムスロット２では、８チップずらして乗算するようにする。タイムスロット３では、更に８チップ、タイムスロット４では、更に、８チップずらすというように拡散符号の乗算タイミングをずらす。
以上は、データ部のシンボルの配列と拡散符号との関係であったが、パイロット部の場合には、データ部と異なった構成となる。例えば、タイムスロットｎにパイロット部の１シンボルが含まれている場合、このパイロットシンボルは、１０２４個のサブキャリア全部に共通に含まれる。パイロットシンボルは、後述するように、１フレームに例えば４シンボル含まれるが、各シンボルとも同様である。また、ウォルシュ符号の乗算の仕方は、データ部とは異なる。ウォルシュ符号の乗算の仕方については、後述する。
図３は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおける受信機側の概略構成を示すブロック図である。
受信データは、まず、Ａ／Ｄ変換器１５によってデジタル信号に変換される。次に、ガードインターバル除去部（−ＧＩ部）１６において、ガードインターバルが取り除かれ、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７に入力される。ＦＦＴ部１７では、時間領域の信号波をフーリエ変換により各周波数成分に分ける処理をする。すなわち、送信機では、ユーザデータの変調信号のシンボルは、周波数成分と見なされ、逆フーリエ変換によって時間領域の信号波に変換されたが、ＦＦＴ部１７では、逆フーリエ変換の逆変換であるフーリエ変換によって、時間領域の信号波から周波数成分を取り出し、従って、ユーザデータの変調信号のシンボルを取り出す処理を行っている。
ＦＦＴ部１７によって、処理された結果得られた各周波数成分ｆ１〜ｆｎの内、パイロット部の変調信号のシンボルは、チャネル推定部１８において、チャネル推定に使用される。各周波数成分ｆ１〜ｆｎは、チャネル補償部１９において、チャネル補正され、乗算器２０において、送信側で使用されたゴールド系列符号の複素共役符号が乗算される。そして、乗算器２１において、ウォルシュ符号が乗算される。ここの段において、ユーザデータの変調信号のシンボルが復調され、同じシンボルが含まれている信号が加算器２２においてそれぞれ加算され、シンボル判定器２３においてシンボルの値が判定される。そして、判定されたシンボル値は、パラレル／シリアル変換器２４において、パラレル信号からシリアル信号に変換され、復調デマッピング部２５に入力される。復調デマッピング２５では、送信機側で変調されたユーザデータを復調し、ユーザデータを取り出す。そして、後段の受信部へ送信する。
以上説明したように、送信データの１シンボルは、複数のサブキャリアに渡って送信されるので、周波数依存性のあるフェージングを受けても、特定の周波数のサブキャリアは大きな影響を受けることがあっても、他の周波数のサブキャリアは影響をほとんど受けない場合が生じ、従って、送信信号を復号した場合に、周波数依存フェージングの影響を小さく抑えることができる。
図４は、ガードインターバルを説明する図である。
送信機から送信されるデータには、所定の長さのデータの前方部分のコピーが後方にガードインターバル（ＧＩ）として付加される。ガードインターバルは、マルチパスなどによって遅れて受信機に到達する遅延波の遅延分がこのガードインターバルの範囲に入るような長さに設定される。
このようなガードインターバルを設ける理由は以下の通りである。
すなわち、データ及びガードインターバルは、複数のサブキャリアに載せられて送信されるが、１つのサブキャリアに注目すると、１回のフーリエ変換の対象であるデータの部分は、基本周波数のサブキャリアの１周期あるいは、逓倍の周波数のサブキャリアの整数倍周期に納められる。フーリエ変換において、各周波数成分を取り出す場合には、各サブキャリアが、基本周波数の１周期について見ると、互いに直交していることを利用する。従って、正しく周波数成分を取り出すことができるためには、受信した信号のフーリエ変換の対象であるデータがサブキャリアの整数倍周期にきっちりと載っている必要がある。さもないと、サブキャリア同士の直交性が崩れ、フーリエ変換をしても正しい値を得られない。
特に、マルチパスによって、遅延波が受信される場合には、図４に示すように、遅延波のデータが時間的に直接波のデータよりも遅れて到着するので、次のデータがすぐ後に続いている場合などは、図４の斜線部分についてフーリエ変換を行うと、符号間干渉（Ｉｎｔｅｒ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）を生じてしまう。
そこで、図４のように、ガードインターバルを付加すると、ガードインターバルは、データの先頭部分の所定の長さの分のコピーであるので、ガードインターバルを載せるサブキャリアは、データの後方部分と連続的につながり、ガードインターバルの分延びることになる。遅延波がガードインターバルの長さの範囲で許される遅延時間内に受信機に到着すれば、図４の斜線部分についてフーリエ変換しても、直接波も遅延波も基本周波数の１周期についてフーリエ変換することになるので、正しく値を得ることができる。また、データのすぐ後に、他のデータが続かないので、符号間干渉も生じない。なお、遅延波を含むデータのフーリエ変換の結果には、振幅の変化や位相の回転が含まれるが、これは、チャネル推定及びチャネル補償の対象である。
以上のように、ガードインターバルを設けることによって、遅延波が生じてもフーリエ変換の結果の正しさを補償し、かつ、符号間干渉を防ぐ効果を得ることができる。
図５は、基地局とセル及び、基地局から送信される指向性のある電波の関係を示した図である。
基地局３０には、自分が受け持つ領域があり、当該領域に移動端末が入ってきた場合に、当該移動端末から電波を受け、あるいは、当該移動端末に電波を送信する。この領域を通常セル３２と呼ぶ。基地局３０は、電波をセル３２に全体に渡って送信することも可能であるが、送信される電波の指向性を利用して、セル３２を幾つかの領域３１−１〜３１−５に分けて管理することができる。
基地局３０は、当該領域３１−１〜３１−５に送信する電波に、それぞれ異なるウォルシュ符号１〜５を使って異なるチャネルを割当てて区別する。従って、基地局３０からの電波を受信する移動端末では、どのウォルシュ符号が使われているかを検出することにより受信しているチャネルを特定し、自分がどの領域３１−１〜３１−５にいて、どの電波を受信しているかを知ることができる。
図６は、チャネル推定に使用されるパイロット信号について説明する図である。
図６（ａ）に示すように、１フレームの中に、パイロット信号が４シンボル含まれているとする。どのような場所にパイロット信号のシンボルを配置するかは任意であり、本実施形態においては、図６（ａ）を仮定するが、本実施形態の実質的な内容には本質的ではない。
前述したように、パイロット信号の場合には、他のデータ部とは異なり、１つのタイムスロットにおいて、全てのサブキャリアに同じシンボルが載せられる。パイロット信号のシンボルが載せられているタイムスロットは決められており、データ部とは別となっているので、チャネル推定部は、パイロット信号のシンボルが含まれているタイムスロットのみを取り出し、メモリに格納するようにする。
図６（ｂ）は、チャネル推定部のメモリに格納されたパイロット信号の様子を示す図である。
図６（ｂ）に示されるように、１０２４個のサブキャリアに載せられたパイロット信号のシンボルが４シンボル分メモリに格納される。また、パイロット信号に乗算されるウォルシュ符号（チャネルを特定する（チャネリング）ための拡散符号）の配列もデータ部とは異なり、図６（ｂ）の番号で示されているように、３２チップ長のウォルシュ符号の場合、シンボル方向（タイムスロット方向）に順次１チップずつ配列され、８サブキャリア分が集まって、１つのウォルシュ符号を構成するように使用される。このような、ウォルシュ符号の乗算は、送信機において制御されるべきである。
そして、図６（ｂ）に示されるように、４シンボル×８サブキャリアのウォルシュ符号の同じブロックが互いに重なることなく、１０２４サブキャリア分に渡って、繰り返し、パイロット信号に乗算されている。
なお、図６（ｂ）では、１つのウォルシュ符号のみが乗算されているように記載しているが、図５の領域３１−１〜３１−５をカバーする指向性のある電波の内、複数の電波が受信される可能性があるので、実際には、図６（ｂ）には、複数のウォルシュ符号が重畳された状態で受信され、チャネル推定部のメモリに格納される。
図７は、本発明の実施形態の基本動作を説明する図である。
本実施形態によれば、１つのサブキャリアのチャネル推定値を求める場合に、周辺の８サブキャリアについての平均を取る。この８サブキャリアという数は特に限定されないものであるが、チャネル推定値を求めるサブキャリアの十分隣接したサブキャリアである必要がある。すなわち、チャネル推定値を求めるサブキャリアとあまり離れた周波数のサブキャリアでは、受けるチャネル変動が大きく異なると考えられ、これらについても平均をしてしまうと、求めるべきサブキャリアのチャネル推定値が悪い値になってしまう。
本実施形態では、目的のサブキャリアに隣接した８サブキャリア程度で有れば、目的のサブキャリアのチャネル推定値とほぼ同じチャネル推定値を有しており、平均することによるノイズ除去の効果が有効になると考えるものである。
また、特定のチャネルのパイロット信号の４シンボル×８チャネルに渡る平均のチャネル推定値を抽出するために、互いに直交したウォルシュ符号として、３２チップ長のものを用い、４シンボル×８チャネルに収まるようにしたものである。
本発明の実施形態においては、まず、最初のチャネル推定値を得るために、チャネル推定部のメモリに格納されたパイロット信号の１番目のサブキャリアから８番目のサブキャリアまでの４シンボル分の値を図６（ｂ）に示したようにウォルシュ符号を乗算して求め、４チャネル×８サブキャリアについて加算する。
そして、次のサブチャネルのチャネル推定値を求める場合には、図７に示されるように、１段下にずらしたブロックについて、同様に、ウォルシュ符号を乗算し、４シンボル×８チャネルについて加算する。
このように、換算するブロックを順次ずらしながらチャネル推定値を求めるようにする。
通常、チャネル推定部のメモリに格納されるパイロット信号は、複数のチャネルに対応して複数のウォルシュ符号が乗算されたものが、複数重畳されている状態であるが、特定のウォルシュ符号を乗算することによって、特定のチャネルのみを抽出することができる。ここで、ブロックを１つずらした場合、図６（ｂ）から明らかなように、ウォルシュ符号の１〜４番目のチップが最下段に来るという、行の入れ替えが起きるのみであり、ブロックに含まれるウォルシュ符号自身のパターンは、読み出す位置を変えれば、全く同じとなっていることが分かる。従って、ブロックを１つずらしても、目的のチャネルを抽出することは可能である。以下、順次ブロックをずらしても同様のことが言える。
本実施形態は、この事実を利用して、各サブチャネルのチャネル推定値を求める場合に、加算平均する信号の範囲を示すブロックを順次ずらして行くことにより求めることとしたものである。このようにすれば、チャネル推定の対象であるサブキャリアを中心とする前後のサブキャリアを８キャリア分加算することが可能となり、より精度のよいチャネル推定値が求められる。
図８は、本実施形態のパイロット信号の流れとチャネル推定値の演算処理を説明する図である。
なお、図８においては、４シンボル×８サブキャリア分のデータの図示のみをしている場合においても、実際には、より多くの（例えば、１０２４個の）サブキャリアがあるものとして考える。
また、信号の送受信においては、実際は、図１〜図４において説明したような処理が施されるが、図８においては、本発明のチャネル推定方法の実施形態に直接関係のない処理は省略する。
まず、送信側において、異なるチャネルを区別するため、（１）に示すように、２つのウォルシュ符号１、２を用意する。パイロット信号のシンボルパターンが、ｉを虚数単位として仮に（１＋ｉ）であるとすると、これに、ウォルシュ符号１、２をそれぞれ乗算したものを、（２）に示すように用意する。そして、送信に当たっては、（２）で得られた、２つのパイロット信号のシンボルパターンとウォルシュ符号１、２との乗算結果を合わせたもの（図８（３）参照）が送信される。
この送信信号は、空中を伝搬中にチャネル変動を受け、個々の信号値が変動を受ける。受信機は、このようにチャネル変動を受けた信号を受け取る。受信側では、この信号に、図６（ｂ）に示したようにウォルシュ符号をブロック単位で乗算し、パイロット信号の４シンボル分について、全サブキャリアの信号値を得る（図８の（５）参照）。図７においては、ウォルシュ符号をブロック単位でずらしながらパイロット信号のシンボルに乗算し、乗算した部分について加算するように説明したが、図８のように、チャネル推定に使用すべきパイロット信号の全シンボル数×全サブキャリア数分の信号値をメモリなどに格納してから、ウォルシュ符号をブロック単位で乗算する方法を採用しても良い。
次に、図８の（５）に示されているように、ウォルシュ符号を乗算した結果から、４シンボル×８サブキャリアのブロックを選択し、このブロックに含まれる信号値を加算することによって、チャネル推定値α１を求める。
そして、その他のチャネル推定値を求める場合には、図７の本発明のチャネル推定値算出方法の実施形態に従って、上記ブロックを１サブキャリア分ずつずらしながら、当該ブロック内の信号値について加算してチャネル推定値α２を求める。以下同様に、チャネル推定値α３、・・・を求める。
このようにして求められたチャネル推定値は、各サブキャリアのチャネル推定値として用いられる。特に、チャネル推定値を求めるべきサブキャリアは、サブキャリア方向の加算平均のほぼ中心にあるほうが、チャネル推定値の精度が良くなるので、当該サブキャリアは、例えば、加算平均する８サブキャリアの内、４番目のサブキャリアに当たるようにする。
すなわち、図８の（５）に示されるように、最初のサブキャリア１〜３は、上述したような設定が不可能であるので、チャネル推定値α１をチャネル推定値として用いる。サブキャリア４は、チャネル推定値α１の算出の場合の４番目のサブキャリアに当たるので、チャネル推定値α１をチャネル推定値として用いる。サブキャリア５については、加算平均を行うブロックを１つずらして得られたチャネル推定値α２をチャネル推定値として用いる。以下同様に、サブキャリア６については、チャネル推定値α３、・・・というようにチャネル推定値を割り当てる。サブキャリアの最後の方になると、サブキャリア１〜３と同様なことが起こるが、この場合も、得られたチャネル推定値の最後のものをこれら最後の数サブキャリアのチャネル推定値として用いる。
図９は、本発明の実施形態に用いるチャネル推定部のブロック構成図である。
チャネル推定部は、パイロット信号のデータを受信すると、セル間を分離するため、Ｌｏｎｇ  Ｃｏｄｅ（図３との対応で述べれば、ゴールド系列符号の複素共役）を乗算して、目的のセルのパイロット信号のデータを取り出す。次に、セル間分離されたパイロット信号のデータに、テーブルから読み出した、パイロット用ショートコード（図３との対応で言えば、ウォルシュ符号であり、乗算の仕方は、図６〜図８で説明したとおりとする）を乗算する。乗算結果は、パイロットバッファ４０に格納される。
図９の構成の場合には、全シンボル×全サブキャリア（上記実施形態の例では、４シンボル×１０２４サブキャリア）分のデータを格納する。従って、ウォルシュ符号も、チャネル推定値を求める前に、予め使用する信号値全てに乗算しておく方法となる。
このようにしてパイロットバッファ４０に格納された信号値は、パイロット移動平均部４１に、チャネル推定値を求める単位ブロックずつ読み出される。そして、読み出されたブロックの分の信号値は、加算され、チャネル推定値バッファ４２に格納された後、チャネル推定値としてチャネル推定部から出力される。
図１０は、図９のパイロット移動平均部４１の動作を示すフローチャートと図９のパイロットバッファ内のデータの様子を示す図である。
図１０（ａ）に示すように、パイロットバッファ内のデータは、４タイムスロット（パイロット信号の４シンボルに対応する）のデータが縦に、１０２４サブキャリア分格納されたものとなっている。なお、データは、図９に示されるように、既に、ウォルシュ符号が乗算されたものとなっている。
図１０（ｂ）のフローチャートによれば、パイロット移動平均部４１は、ｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値を求める場合、まず、ステップＳ１において、ｎ＞４であるか否かを判断する。ステップＳ１の判断がＮＯである場合には、ステップＳ３において、パイロットバッファ中の１〜３２のデータの足し算を行い、この値をチャネル推定値として、処理を終了する。
ステップＳ１の判断がＹＥＳである場合には、ステップＳ２において、ｎ＜１０２２であるか否かを判断する。ステップＳ２の判断がＮＯの場合には、ステップＳ４において、パイロットバッファ中の４０６５〜４０９６のデータの足し算を行い、この値をチャネル推定値とし、処理を終了する。
ステップＳ２における判断がＹＥＳの場合には、パイロットバッファ中の４ｎ−１５〜４ｎ＋１６のデータの足し算を行い、この値をチャネル推定値とし、処理を終了する。
以上によって、ｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値が求まるので、ｎを１〜１０２４までについて計算を繰り返せば、全てのサブキャリアについてチャネル推定値が求まる。
図１１は、チャネル推定値の算出方法の別の形態を説明する図である。
この構成では、まず、パイロットデータを入力し、ロングコード（セル間分離を行うものであって、前述のゴールド系列符号の複素共役となっている）を乗算し、データを１番目のサブキャリア、９番目のサブキャリア、１７番目のサブキャリア、・・・というように１番目から８個ずつ離れた信号と、２番目のサブキャリアと、これから８個ずつ離れた信号と、・・・というように、ｎ＋８ｊ（ｊ＝０、１、２、・・・）番目の信号を組にして信号を仕分ける。
そして、それぞれに、ウォルシュ符号を乗算する。ウォルシュ符号の乗算の仕方は、ｎ＝１の時、ウォルシュ符号をそのまま乗算し、ｎ＝２のときは、４チップ分サイクリックに遅延させたウォルシュ符号を乗算する。従って、ｎ＝ｍ（ｍは正数）の場合、データには、４ｍサンプル分サイクリックに遅延させたウォルシュ符号を乗算させる。そして、加算部では、ウォルシュ符号が順次乗算され、シリアルに出力される信号を４×８＝３２シンボル分加算したものをチャネル推定値として出力する。
なお、上記実施形態においては、セル間を分離する拡散符号として、ゴールド系列符号、チャネリング用拡散符号として、ウォルシュ符号を前提にして説明したが、これらは、必ずしも上記実施形態に示したものに限定されるものではない。
また、パイロット信号は、１フレームに４シンボル含まれていることとしたが、これも上記実施形態に限定されるものではない。
更に、サブキャリアの数は、全部で１０２４個としたが、必ずしもこれに限定されるものではなく、例えば、半分の５１２個などであっても良い。
また、ウォルシュ符号の長さは、３２チップ長としたが、これも限定されるものではなく、当業者によって適切に選択されるべきものである。
産業上の利用可能性
本発明によれば、時間方向とサブキャリア方向に平均した精度の良いチャネル推定値を各サブキャリアについて効率的に求めることができる。
【図面の簡単な説明】
図１は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムの送信機の概略構成を示したブロック図である。
図２は、サブキャリア方向を縦軸に、時間方向（タイムスロット方向）を横軸に取って、各変調信号シンボルがどのように配列されるかを示した図である。
図３は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおける受信機側の概略構成を示すブロック図である。
図４は、ガードインターバルを説明する図である。
図５は、基地局とセル及び、基地局から送信される指向性のある電波の関係を示した図である。
図６は、チャネル推定に使用されるパイロット信号について説明する図である。
図７は、本発明の実施形態の基本動作を説明する図である。
図８は、本実施形態のパイロット信号の流れとチャネル推定値の演算処理を説明する図である。
図９は、本発明の実施形態に用いるチャネル推定部のブロック構成図である。
図１０は、図９のパイロット移動平均部４１の動作を示すフローチャートと図９のパイロットバッファ内のデータの様子を示す図である。
図１１は、チャネル推定値の算出方法の別の形態を説明する図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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