(57)【要約】電子回路における、第１信号の第１タイミングジッタ系列と、第２信号の第２タイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ算出部と、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列の周波数成分に基づいて、第１信号と第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定部とを備えることを特徴とする測定装置を提供する。ジッタ伝達関数推定部は、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列において周波数が略等しいタイミングジッタの周波数成分の複数の組み合わせに対し、タイミングジッタの周波数成分の比に基づいて、前記ジッタ伝達関数を算出する。
2003093846.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子回路のジッタ特性を測定する測定装置であって、
前記電子回路に与えられ、又は前記電子回路が生成する第１信号の第１タイミングジッタ系列と、前記電子回路が生成する第２信号の第２タイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ算出部と、
前記第１タイミングジッタ系列及び前記第２タイミングジッタ系列の周波数成分に基づいて、前記第１信号と前記第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定部と
を備えることを特徴とする測定装置。
【請求項２】
前記ジッタ伝達関数に基づいて、前記電子回路の対ジッタ信頼性を算出する対ジッタ信頼性算出部を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の測定装置。
【請求項３】
前記対ジッタ信頼性算出部は、前記ジッタ伝達関数に基づいて前記電子回路のビット誤り率を算出するビット誤り率算出部を有することを特徴とする請求項２に記載の測定装置。
【請求項４】
前記対ジッタ信頼性算出部は、前記ジッタ伝達関数に基づいて前記電子回路のジッタ耐力を算出するジッタ耐力算出部を有することを特徴とする請求項２に記載の測定装置。
【請求項５】
前記第１タイミングジッタ系列及び前記第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、
前記ビット誤り率算出部は、前記複数の周波数成分における前記ビット誤り率の最悪値を算出することを特徴とする請求項３に記載の測定装置。
【請求項６】
前記第１タイミングジッタ系列及び前記第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、
前記ビット誤り率算出部は、前記複数の周波数成分における前記ビット誤り率の平均値を更に算出することを特徴とする請求項５に記載の測定装置。
【請求項７】
前記ビット誤り率算出部は、前記電子回路の入力信号に、前記入力タイミングジッタとしてサイン波ジッタが重畳された場合の、前記ビット誤り率を更に算出することを特徴とする請求項５に記載の測定装置。
【請求項８】
前記ビット誤り率算出部は、前記入力タイミングジッタとしてサイン波ジッタが重畳された場合の、前記電子回路における前記ビット誤り率の性能限界を算出することを特徴とする請求項７に記載の測定装置。
【請求項９】
前記第１タイミングジッタ系列及び前記第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、
前記ジッタ耐力算出部は、前記複数の周波数成分における前記ジッタ耐力の最悪値を算出することを特徴とする請求項４に記載の測定装置。
【請求項１０】
前記第１タイミングジッタ系列及び前記第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、
前記ジッタ耐力算出部は、前記複数の周波数成分における前記ジッタ耐力の平均値を更に算出することを特徴とする請求項９に記載の測定装置。
【請求項１１】
前記ジッタ耐力算出部は、前記電子回路の入力信号に、前記入力タイミングジッタとしてサイン波ジッタが重畳された場合の、前記ジッタ耐力を算出することを特徴とする請求項９に記載の測定装置。
【請求項１２】
前記ジッタ耐力算出部は、前記入力タイミングジッタとしてサイン波ジッタが重畳された場合における、前記電子回路の前記ジッタ耐力の性能限界を算出することを特徴とする請求項１１に記載の測定装置。
【請求項１３】
前記電子回路は、クロックを生成し、生成した前記クロックを前記電子回路に含まれる第１の回路及び第２の回路に分配するクロック発生器を備えるデバイスであって、
前記タイミングジッタ算出部は、前記第１の回路が受け取った前記クロックを前記第１信号として前記第１タイミングジッタ系列を算出し、前記第２の回路が受け取った前記クロックを前記第２信号としてとして前記第２タイミングジッタ系列を算出し、
前記測定装置は、前記ジッタ伝達関数に基づいて、前記第１の回路が受け取った前記クロックと、前記第２の回路が受け取った前記クロックとの間のスキューを算出するスキュー算出部を更に備えることを特徴とする請求項２に記載の測定装置。
【請求項１４】
電子回路を測定する測定装置であって、
前記電子回路に与えられ、又は前記電子回路が生成する第１信号の第１瞬時位相雑音と、前記電子回路が生成する第２信号の第２瞬時位相雑音とを算出する瞬時位相雑音算出部と、
前記第１瞬時位相雑音及び前記第２瞬時位相雑音の周波数成分に基づいて、前記第１信号と前記第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定部と
を備えることを特徴とする測定装置。
【請求項１５】
電子回路のジッタ特性を測定する測定方法であって、
前記電子回路に与えられ、又は前記電子回路が生成する第１信号の第１タイミングジッタ系列と、前記電子回路が生成する第２信号の第２タイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ算出段階と、
前記第１タイミングジッタ系列及び前記第２タイミングジッタ系列の周波数成分に基づいて、前記第１信号と前記第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定段階と
を備えることを特徴とする測定方法。
【請求項１６】
前記ジッタ伝達関数に基づいて、前記電子回路の対ジッタ信頼性を算出する対ジッタ信頼性算出段階を更に備えることを特徴とする請求項１５に記載の測定方法。
【請求項１７】
前記対ジッタ信頼性算出段階は、前記ジッタ伝達関数に基づいて前記電子回路のビット誤り率を算出するビット誤り率算出段階を有することを特徴とする請求項１６に記載の測定方法。
【請求項１８】
前記対ジッタ信頼性算出段階は、前記ジッタ伝達関数に基づいて前記電子回路のジッタ耐力を算出するジッタ耐力算出段階を有することを特徴とする請求項１６に記載の測定方法。
【請求項１９】
前記電子回路は、クロックを生成し、生成した前記クロックを前記電子回路に含まれる第１の回路及び第２の回路に分配するクロック発生器を備えるデバイスであって、
前記タイミングジッタ算出段階は、前記第１の回路が受け取った前記クロックを前記第１信号として前記第１タイミングジッタ系列を算出し、前記第２の回路が受け取った前記クロックを前記第２信号としてとして前記第２タイミングジッタ系列を算出し、
前記ジッタ伝達関数に基づいて、前記第１の回路が受け取った前記クロックと、前記第２の回路が受け取った前記クロックとの間のスキューを算出するスキュー算出段階を更に備えることを特徴とする請求項１６に記載の測定方法。
【請求項２０】
電子回路を測定する測定方法であって、
前記電子回路に与えられ、又は前記電子回路が生成する第１信号の第１瞬時位相雑音と、前記電子回路が生成する第２信号の第２瞬時位相雑音とを算出する瞬時位相雑音算出段階と、
前記第１瞬時位相雑音及び前記第２瞬時位相雑音の周波数成分に基づいて、前記第１信号と前記第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定段階と
を備えることを特徴とする測定方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、電子回路を測定する測定装置及び測定方法に関する。特に、本発明は、電子回路のジッタ伝達関数、ビット誤り率、及びジッタ耐力を測定する測定装置に関する。また本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。
米国出願番号１０／１３４、２９８    出願日  ２００２年４月２９日
背景技術
ジッタ試験は、シリアル通信用デバイス（シリアライザ、デシリアライザ）にとって重要な試験項目である。たとえば、Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ＵｎｉｏｎやＢｅｌｌｃｏｒｅなどの勧告（（１）ＩＴＵ−Ｔ、Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ  Ｇ．９５８：Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｌｉｎｅ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｈｉｅｒａｒｃｈｙ  ｆｏｒ  Ｕｓｅ  ｏｎ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｒｅ  Ｃａｂｌｅｓ、Ｎｏｖｅｍｂｅｒ  １９９４．、（２）ＩＴＵ−Ｔ、Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ  Ｏ．１７２：Ｊｉｔｔｅｒ  ａｎｄ  Ｗａｎｄｅｒ  Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ  Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ  ｆｏｒ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｗｈｉｃｈ  ａｒｅ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｈｉｅｒａｒｃｈｙ（ＳＤＨ）、Ｍａｒｃｈ  １９９９．、（３）Ｂｅｌｌｃｏｒｅ、Ｇｅｎｅｒｉｃ  Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ  ＧＲ−１３７７−Ｃｏｒｅ：ＳＯＮＥＴ  ＯＣ−１９２  Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｇｅｎｅｔｉｃ  Ｃｒｉｔｅｒｉａ、Ｄｅｃｅｍｂｅｒ  １９９８）は、ジッタ耐力（ｊｉｔｔｅｒ  ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）、ジッタ生成（ｊｉｔｔｅｒ  ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）、ジッタ伝達関数（ｊｉｔｔｅｒ  ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）の測定を規定している。
したがって、シリアル通信用デバイス等はこれらの規格値を満足する必要がある。例えば、デシリアライザのジッタ耐力測定は、以下の（ａ）〜（ｄ）の手順で行われる。（ａ）入力ビット列のゼロ交叉に揺らぎ（サイン波ジッタ）をあたえる。（ｂ）デシリアライザは、最適標本化時点近傍でサンプリングし、シリアルビット列を、パラレルデータとして出力する。（ｃ）−のポートをビット誤り率測定器に接続し、ビット誤り率を算出する。（ｄ）この最適標本化時点は、ゼロ交叉が揺らいでいる再生クロックまたはデータ列から抽出したクロックからもとめなければならない。したがって、ジッタ耐力測定は最も困難な測定のひとつであることがわかる。
ところで，よく知られているアイダイアグラム（ｅｙｅ−ｄｉａｇｒａｍ）測定をもちいると，通信デバイスの性能を簡単にテストできる。図４３はアイダイアグラムを図示している。水平のアイ開口度（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ  ｅｙｅ  ｏｐｅｎｉｎｇ）は，タイミングジッタのピークツゥピーク値をあたえる。一方，垂直のアイ開口度（ｖｅｒｔｉｃａｌ  ｅｙｅ  ｏｐｅｎｉｎｇ）は，耐ノイズ性（ｎｏｉｓｅ  ｉｍｍｕｎｉｔｙ）または信号対雑音比（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ）をあたえる。しかし，ジッタ耐力測定のとき，ゼロ交叉は１  ＵＩ（ＵＩ（Ｕｎｉｔ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）は、単位時間間隔を示し，１  ＵＩはビット周期Ｔｂに等しい）以上のピークツゥピーク値をもつタイミングジッタで揺らぎをあたえられる。この結果，アイダイアグラム測定では，閉じたアイパターン（ｅｙｅ  ｐａｔｔｅｒｎ）しか測定できない。したがって，アイダイアグラムをジッタ耐力測定に適用することは困難であった。
図４４はデシリアライザのジッタ耐力測定構成を示す。ジッタ耐力測定は，ビット誤り率試験の拡張である。デシリアライザは，入力シリアルビット列をシリアル・パラレル変換し，たとえば１６ビットの再生データとして出力する。被試験デシリアライザへの入力ビット列の瞬時位相Δθ［ｎＴ］はサイン波ジッタにより変動させられる。ここで，Ｔはデータレートである。誤り率試験器は，出力再生クロックに時間遅延をあたえ最適タイミングとし，出力再生データをサンプリングする。再生データのサンプリング値とその期待値を比較することによりパラレル（ｐａｒａｌｌｅｌ）データのビット誤り率を試験する。しかし，出力再生クロックはエッジが揺らいでいるシリアルビット列から抽出されるため，印加ジッタ量が大きくなると最適標本化時点で出力再生データをサンプリングするのは困難になる。一方，再生データ列からクロックを抽出する方式では，誤り率試験器は高性能のクロック再生器を備える必要がある。何故なら、被試験デシリアライザのジッタ耐力を測定するには，被試験デシリアライザが内蔵しているクロック再生器よりもジッタ耐力のあるクロック再生器が必要であるからである。
つまり、誤り率試験器をもちいたジッタ耐力測定では，ジッタ耐力を過小評価する可能性がある。このため，再現ある測定をおこなうには，高度な測定スキルやノウハウが必要であった。
さらにジッタ耐力測定では，ジッタ周波数ｆＪを固定し印加ジッタ量を増加させ，ビット誤り率が発生する最小印加ジッタ量をもとめる。たとえば，２．５Ｇｂｐｓのシリアル通信デバイスのビット誤り率試験をおこなう場合，パターン長２１５−１の疑似ランダム２値系列を用いて，１ｓｅｃのビット誤り率測定を行う。印加ジッタ量を２０回変更して，ジッタ耐力を測定するには，２０ｓｅｃのテスト時間を要することになる。
入力ビット列のタイミング劣化（ｔｉｍｉｎｇ  ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ）は，振幅劣化（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ）と同様にビット誤り率を増加させる。ところで，タイミング劣化はアイダイアグラム測定における水平のアイ開口度に対応し，振幅劣化は垂直のアイ開口度に対応する。したがって，タイミング劣化度や振幅劣化度を測定することにより，ビット誤り率を算出できる。なお，ジッタ耐力測定は，アイダイアグラム測定における水平のアイ開口度に対応する。たとえば，受信信号の振幅が劣化し／ΔＡ＝１０％小さくなると，信号対雑音比が２０ｌｏｇ１０（１００−１０）／１００＝０．９ｄＢ小さくなったことに対応する。したがって，ビット誤り率は０．９ｄＢ大きくなる。タイミング劣化ΔＴについても同様に計算できる。ただし，割合％値やｄＢ値は相対値であり，絶対値をあたえない。このため、ビット誤り率の正確な値をえるには，校正が必要である。
ここで，Ｊｏｈｎ  Ｅ．Ｇｅｒｓｂａｃｈ、Ｉｌｙａ  Ｉ．Ｎｏｖｏｆ、Ｊｏｓｅｐｈ  Ｋ．Ｌｅｅ、“Ｆａｓｔ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｌｉｎｋ  Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ、”Ｕ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ＃５，４１８，７８９、Ｍａｙ  ２３、１９９５には下式の定義が開示されている。
2003093846.tif 000003
上記公報においては、ΔＴ，ΔＡ，ローカルクロック周期Ｔと最適標本化時点におけるサンプルの最大値Ａから瞬時ビット誤り率（ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ  ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒｒａｔｅ）を算出している。しかし，この発明はガウス雑音ジッタによるタイミング劣化度を測定することにより，ビット誤り率を推定する方法しかあたえていない。
つまり、上記公報は、データエッジのヒストグラムをもとめ，しきい値処理をおこない，ΔＴをもとめている。この処理は，単峯性の分布を示すガウス雑音ジッタにのみ有効である。図４５は，ガウス雑音ジッタとサイン波ジッタの確率密度分布を比較している。ジッタ耐力試験でもちいられるサイン波ジッタは，分布の両端に２つのピークをもつ。したがって，単純なしきい値処理をおこなってもΔＴをもとめることはできない。また、ジッタ耐力測定のとき，ゼロ交叉は１ＵＩＰＰ以上のタイミング・ジッタで揺らぎをあたえられる。この結果，ヒストグラムは図４５に図示するように隣り合うエッジの確率密度関数がお互いに重なり合った分布を示す。このヒストグラムから，ΔＴはもとめられない。また、このヒストグラム処理は，１００００程度のデータをサンプリングしないと十分な測定精度を確保できないことが知られている。このため，測定時間の短縮が困難である。さらに，上式のＫは理論値をもたない。このため，瞬時ビット誤り率を実際のビット誤り率で校正することにより，Ｋの初期値を与える必要がある。同時に，瞬時ビット誤り率の長時間平均値と実際のビット誤り率の差から，補正値ΔＫを算出する必要がある。従来においてはジッタ耐力測定の困難度を解決することが望まれていた。特に、試験時間を短縮することが望まれている。
本発明は、上記課題を解決することのできる測定装置及び測定方法を提供することを目的とする。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
発明の開示
本発明の第１の形態においては、電子回路のジッタ特性を測定する測定装置であって、電子回路に与えられ、又は電子回路が生成する第１信号の第１タイミングジッタ系列と、電子回路が生成する第２信号の第２タイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ算出部と、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列の周波数成分に基づいて、第１信号と第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定部とを備えることを特徴とする測定装置を提供する。
ジッタ伝達関数推定部は、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列において周波数が略等しい、タイミングジッタの周波数成分の比に基づいて、ジッタ伝達関数を算出してよい。
第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、ジッタ伝達関数推定部は、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列において周波数が略等しいタイミングジッタの周波数成分の複数の組み合わせに対し、タイミングジッタの周波数成分の比に基づいて、ジッタ伝達関数を算出してよい。
タイミングジッタ算出部は、電子回路に与えられる入力信号を第１信号として第１タイミングジッタ系列を算出してよい。
測定装置は、第１信号は電子回路に与えられる入力信号であって、入力信号に所望の入力タイミングジッタを重畳するジッタ重畳部を更に備えてよい。
ジッタ伝達関数推定部は、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列を受け取り、受け取ったタイミングジッタ系列に基づいて第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列の周波数成分を算出するタイミングジッタスペクトル算出部を有してよい。
ジッタ重畳部は、複数の周波数成分を有する入力タイミングジッタを入力信号に重畳してよい。
ジッタ伝達関数推定部は、第１タイミングジッタ系列又は第２タイミングジッタ系列のパワースペクトルを算出するパワースペクトル算出部と、第１タイミングジッタ系列と第２タイミングジッタ系列との相互スペクトルを算出する相互スペクトル算出部と、パワースペクトルと相互スペクトルとの比に基づいて、ジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数算出部とを有してよい。
測定装置は、ジッタ伝達関数に基づいて、電子回路の対ジッタ信頼性を算出する対ジッタ信頼性算出部を更に備えてよい。
対ジッタ信頼性算出部は、ジッタ伝達関数に基づいて電子回路のビット誤り率を算出するビット誤り率算出部を有してよい。
対ジッタ信頼性算出部は、ジッタ伝達関数に基づいて電子回路のジッタ耐力を算出するジッタ耐力算出部を有してよい。
第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、ビット誤り率算出部は、複数の周波数成分におけるビット誤り率の最悪値を算出してよい。
第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、ビット誤り率算出部は、複数の周波数成分におけるビット誤り率の平均値を更に算出してよい。
第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、ビット誤り率算出部は、複数の周波数成分における電子回路の入力信号に、入力タイミングジッタとしてサイン波ジッタが重畳された場合の、ビット誤り率を更に算出してよい。
ビット誤り率算出部は、入力タイミングジッタとしてサイン波ジッタが重畳された場合の、電子回路におけるビット誤り率の性能限界を算出してよい。
第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、ジッタ耐力算出部は、複数の周波数成分におけるジッタ耐力の最悪値を算出してよい。
第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列は、複数の周波数成分を有し、ジッタ耐力算出部は、複数の周波数成分におけるジッタ耐力の平均値を更に算出してよい。
ジッタ耐力算出部は、電子回路の入力信号に、入力タイミングジッタとしてサイン波ジッタが重畳された場合の、ジッタ耐力を算出してよい。
ジッタ耐力算出部は、入力タイミングジッタとしてサイン波ジッタが重畳された場合における、電子回路のジッタ耐力の性能限界を算出してよい。
ジッタ重畳部は、入力信号を位相変調することにより入力信号にタイミングジッタを重畳してよい。
ジッタ重畳部は、入力信号を周波数変調することにより入力信号にタイミングジッタを重畳してよい。
第２信号は、電子回路が出力する出力信号であって、ジッタ重畳部は、入力タイミングジッタと、出力信号の出力タイミングジッタとの関係が線形となる範囲内の振幅であって、振幅の異なる複数の入力タイミングジッタを入力信号に重畳し、ジッタ伝達関数推定部は、入力タイミングジッタの振幅毎に対応付けた、第１タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値と、第２タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値との関係を１次近似することによりジッタ伝達関数のゲインを算出するゲイン算出部を有してよい。
ジッタ伝達関数推定部は、入力タイミングジッタと、出力信号の出力タイミングジッタとの間の位相差を算出するジッタ位相差算出部を更に有してよい。
タイミングジッタ算出部は、第１信号及び第２信号を複素数の解析信号に変換する解析信号変換部と、解析信号に基づいて、解析信号の瞬時位相を推定する瞬時位相推定部と、解析信号の瞬時位相に基づいて、第１信号及び第２信号のリニア瞬時位相を推定するリニア瞬時位相推定部と、瞬時位相及びリニア瞬時位相に基づいて、瞬時位相からリニア瞬時位相を除去した瞬時位相雑音を第１信号及び第２信号のそれぞれに対して算出するリニア位相除去部とを有してよい。
タイミングジッタ算出部は、第１信号及び第２信号の瞬時位相雑音を受け取り、瞬時位相雑音をリサンプリングして第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列を算出するリサンプリング部を更に有してよい。
リサンプリング部は、第１信号又は第２信号のゼロクロスタイミングと略等しいタイミングで、対応する瞬時位相雑音をリサンプリングしてよい。
解析信号変換部は、第１信号及び第２信号のそれぞれから、それぞれの基本周波数を含む周波数成分を抽出する帯域制限部と、帯域制限部が抽出した周波数成分をヒルベルト変換したヒルベルト変換対を、第１信号及び第２信号のそれぞれに対して生成するヒルベルト変換器とを有し、解析信号変換手段は、ヒルベルト変換対を解析信号の虚数部として出力してよい。
解析信号変換部は、第１信号及び第２信号のそれぞれを周波数領域の両側スペクトル信号に変換する周波数領域変換部と、周波数領域変換部が変換した両側スペクトル信号の、正の基本周波数を含む周波数成分を抽出する帯域制限部と、帯域制限部が抽出した周波数成分を時間領域の信号に変換した信号を解析信号として出力する時間領域変換部とを有してよい。
解析信号変換部は、第１信号及び第２信号を格納するバッファメモリと、バッファメモリが格納した信号を順次選択する信号選択部と、信号選択部が選択した信号成分に、予め定められた窓関数を乗算する窓関数乗算部と、窓関数が乗算された信号成分を、周波数領域のスペクトル信号に変換する周波数領域変換部と、スペクトル信号のうち、正の基本周波数を含む周波数成分を抽出する帯域制限部と、帯域制限部が抽出した周波数成分を時間領域の信号に変換する時間領域変換部と、時間領域の信号に、窓関数の逆数を乗算し、解析信号を生成する振幅補正部とを有し、信号選択部は、前回選択した信号成分と、一部が重複する信号成分を選択してよい。
帯域制限部は、所望の周波数帯域を抽出してよい。
タイミングジッタ推定部は、第１信号及び第２信号の振幅変調成分を除去し、解析信号変換部に供給する波形クリッパを更に有してよい。
タイミングジッタ算出部は、瞬時位相雑音の低周波成分を除去して、リサンプリング部に供給する低周波成分除去部を更に有してよい。
また、電子回路は、クロックを生成し、生成したクロックを電子回路に含まれる第１の回路及び第２の回路に分配するクロック発生器を備えるデバイスであって、タイミングジッタ算出部は、第１の回路が受け取ったクロックを第１信号として第１タイミングジッタ系列を算出し、第２の回路が受け取ったクロックを第２信号としてとして第２タイミングジッタ系列を算出し、測定装置は、ジッタ伝達関数に基づいて、第１の回路が受け取ったクロックと、第２の回路が受け取ったクロックとの間のスキューを算出するスキュー算出部を更に備えてよい。
本発明の第２の形態においては、電子回路を測定する測定装置であって、電子回路に与えられ、又は電子回路が生成する第１信号の第１瞬時位相雑音と、電子回路が生成する第２信号の第２瞬時位相雑音とを算出する瞬時位相雑音算出部と、第１瞬時位相雑音及び第２瞬時位相雑音の周波数成分に基づいて、第１信号と第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定部とを備えることを特徴とする測定装置を提供する。
本発明の第３の形態においては、電子回路のジッタ特性を測定する測定方法であって、電子回路に与えられ、又は電子回路が生成する第１信号の第１タイミングジッタ系列と、電子回路が生成する第２信号の第２タイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ算出段階と、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列の周波数成分に基づいて、第１信号と第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定段階とを備えることを特徴とする測定方法を提供する。
測定方法は、ジッタ伝達関数に基づいて、電子回路の対ジッタ信頼性を算出する対ジッタ信頼性算出段階を更に備えてよい。
対ジッタ信頼性算出段階は、ジッタ伝達関数に基づいて電子回路のビット誤り率を算出するビット誤り率算出段階を有してよい。
対ジッタ信頼性算出段階は、ジッタ伝達関数に基づいて電子回路のジッタ耐力を算出するジッタ耐力算出段階を有してよい。
本発明の第４の形態においては、電子回路を測定する測定方法であって、電子回路に与えられ、又は電子回路が生成する第１信号の第１瞬時位相雑音と、電子回路が生成する第２信号の第２瞬時位相雑音とを算出する瞬時位相雑音算出段階と、第１瞬時位相雑音及び第２瞬時位相雑音の周波数成分に基づいて、第１信号と第２信号との間のジッタ伝達関数を算出するジッタ伝達関数推定段階とを備えることを特徴とする測定方法を提供する。
尚、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションも又、発明となりうる。
発明を実施するための最良の形態
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図１は、本発明の実施形態に係る測定装置１００の構成の一例を示す。測定装置１００は、被試験システム／回路／デバイスの一例である電子回路（ＤＵＴ）におけるジッタ伝達関数を測定する。
測定装置１００は、タイミングジッタ算出部１０と、ジッタ伝達関数推定部２０とを備える。タイミングジッタ算出部１０は、ＤＵＴにおける第１信号の第１タイミングジッタ系列と、第２信号の第２タイミングジッタ系列を算出する。ここで、第１信号及び第２信号は、例えばＤＵＴに入力される信号であってよく、またＤＵＴが出力する信号であってよく、またＤＵＴの内部における信号であってもよい。また、タイミングジッタ系列とは、図１３から図２０に関連して説明するような信号を指す。
ジッタ伝達関数推定部２０は、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列の周波数成分に基づいて、第１信号と第２信号との間のジッタ伝達関数を算出する。ジッタ伝達関数推定部２０は、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列において周波数が略等しいジッタの周波数成分の比に基づいて、ジッタ伝達関数を算出してよく、また、周波数が略等しいジッタの周波数成分の複数の組み合わせに対し、当該ジッタの周波数成分の比に基づいてジッタ伝達関数を算出することが好ましい。
図２は、本発明の実施形態に係る測定方法の一例を示すフローチャートである。本測定方法は、被試験システム／回路／デバイスの一例である電子回路（ＤＵＴ）におけるジッタ伝達関数を測定する。
まず、タイミングジッタ算出段階Ｓ１０１０で、ＤＵＴにおける第１信号及び第２信号のタイミングジッタ系列を算出する。Ｓ１０１０は、図１において説明したタイミングジッタ算出部１０と同様の機能を有する。
次に、ジッタ伝達関数推定段階Ｓ１０２０で、ＤＵＴのジッタ伝達関数を推定する。Ｓ１０２０は、図１において説明したタイミングジッタ算出部１０と同様の機能を有する。
図３は、測定装置１００の構成の他の例を示す。本例において、測定装置１００は、図１において説明した測定装置１００の構成に対し、タイミングジッタ算出部１０に代えて瞬時位相雑音算出部３０を備える。
瞬時位相雑音算出部３０は、ＤＵＴにおける第１信号の瞬時位相雑音と、第２信号の瞬時位相雑音を算出する。ここで、瞬時位相雑音とは、図１３から図１９に関連して説明するような信号を指す。
ジッタ伝達関数推定部２０は、第１瞬時位相雑音及び第２瞬時位相雑音において周波数が略等しいジッタの周波数成分に基づいて、第１信号と第２信号との間のジッタ伝達関数を算出する。ジッタ伝達関数推定部２０は、図１におけるジッタ伝達関数推定部２０と同様の機能を有する。
図４は、実施形態に係る測定方法の他の例を示すフローチャートである。本例において、測定方法は、図２において説明した測定方法に対し、Ｓ１０１０に代えて瞬時位相雑音算出段階Ｓ１０６０を備える。
まず、Ｓ１０６０においてＤＵＴの第１信号及び第２信号の瞬時位相雑音を算出する。Ｓ１０６０は図３において説明した瞬時位相雑音算出部３０と同様の機能を有してよい。
図５は、測定装置１００の構成の他の例を示す。本例において、測定装置１００は、ＤＵＴ２００の入力信号を第１信号として受け取り、出力信号を第２信号として受け取る。測定装置１００は、図１に関連して説明した測定装置１００の構成に加え、ノイズソース５０、ジッタ重畳部４０、及び対ジッタ信頼性算出部６０を更に備える。また、本例においては、図１において説明した測定装置１００のように、ＤＵＴ２００における信号のタイミングジッタ系列に基づいてジッタ伝達関数を測定するが、他の例においては、図３において説明した測定装置１００のように、ＤＵＴ２００における信号の瞬時位相雑音に基づいてジッタ伝達関数を測定してもよい。
本例における測定装置１００は、ＤＵＴの入力信号にジッタを重畳し、ジッタが重畳された入力信号と、ＤＵＴの出力信号とに基づいて、ＤＵＴのジッタ伝達関数、ビット誤り率、及びジッタ耐力のいずれか又は複数の測定する。
ノイズソース５０は、入力信号に重畳するべき所望の入力タイミングジッタ（ノイズ）を生成する。ジッタ重畳部４０は、ノイズソース５０が生成した入力タイミングジッタを入力信号に重畳する。ノイズソース５０は、広帯域の入力タイミングジッタを生成することが好ましい。本例においては、ノイズソース５０は、広帯域の周波数成分を有するような、ガウスジッタを生成する。
ジッタ重畳部４０は、入力信号を位相変調することにより入力信号にタイミングジッタを重畳してよく、また入力信号を周波数変調することにより入力信号にタイミングジッタを重畳してもよい。即ち、ジッタ重畳部４０は、入力信号の位相項をガウスジッタにより変調してよく、周波数項をガウスジッタにより変調してもよい。
ＤＵＴ２００は、入力タイミングジッタが重畳された入力信号を受け取り、当該入力信号に応じた出力信号を出力する。このとき、入力信号に重畳された入力タイミングジッタは、ＤＵＴ２００のジッタ伝達関数に応じて出力信号の出力タイミングジッタに伝達される。
タイミングジッタ算出部１０は、入力信号の第１タイミングジッタ系列と、出力信号の第２タイミングジッタ系列とを算出する。また、ジッタ伝達関数推定部２０は、第１タイミングジッタ系列及び第２タイミングジッタ系列に基づいて、ジッタ伝達関数を測定する。
対ジッタ信頼性算出部６０は、ジッタ伝達関数に基づいて、ＤＵＴの対ジッタ信頼性を算出する。ここで、対ジッタ信頼性とは、入力タイミングジッタに対する、ＤＵＴの動作の信頼性を示す。本例において、対ジッタ信頼性算出部６０は、ＤＵＴのビット誤り率を算出するビット誤り率算出部６２及びＤＵＴのジッタ耐力を算出するジッタ耐力算出部６４を有する。
本例における測定装置１００によれば、容易にＤＵＴの対ジッタ信頼性を算出することができる。また、本例においては測定装置１００は、ジッタ重畳部４０及びノイズソース５０を備えているが、他の例においては、測定装置１００はこれらを備えず、外部に設けられていてもよい。また、本例においては、タイミングジッタ算出部１０が入力信号のタイミングジッタ系列を算出したが、他の例においては、外部からジッタ伝達関数推定部２０に入力信号のタイミングジッタ系列が与えられてよく、またノイズソース５０が入力信号のタイミングジッタ系列をジッタ伝達関数推定部２０に与えてもよい。
図６は、測定方法の他の例を示すフローチャートである。本例において測定方法は、図２に関連して説明した測定方法に加え、ジッタ重畳段階Ｓ１０４０と、対ジッタ信頼性算出段階Ｓ１０６０とを更に備える。
まず、Ｓ１０４０において入力信号に所望のタイミングジッタを重畳する。Ｓ１０４０は図５に関連して説明したジッタ重畳部４０と同様の機能を有する。次にＳ１０１０で入力信号と出力信号のタイミングジッタ系列を算出する。Ｓ１０１０は図５に関連して説明したタイミングジッタ算出部１０と同様の機能を有する。
次にＳ１０２０でタイミングジッタ系列に基づいてジッタ伝達関数を推定する。Ｓ１０２０は図５に関連して説明したジッタ伝達関数推定部２０と同様の機能を有する。次にＳ１０６０でジッタ伝達関数に基づいて、ＤＵＴの対ジッタ信頼性を算出する。Ｓ１０６０は図５に関連して説明した対ジッタ信頼性算出部６０と同様の機能を有する。以下、測定装置１００の詳細な動作及び構成、並びに測定方法の詳細について説明する。
図７は、タイミングジッタ算出部１０の構成の一例を示す。タイミングジッタ算出部１０は、解析信号変換部１１と、瞬時位相推定部１２と、リニア瞬時位相推定部１３と、リニア位相除去部１４と、リサンプリング部１５とを有する。本例においてタイミングジッタ算出部１０が、ＤＵＴの出力信号のタイミングジッタ系列を算出する場合について説明するが、入力信号のタイミングジッタ系列を算出する場合についても同様である。また、測定装置１００は、入力信号と出力信号のそれぞれに対してタイミングジッタ算出部１０を備えてもよい。
解析信号変換部１１は、出力信号を受け取り、受け取った出力信号を複素数の解析信号に変換する。解析信号変換部１１は例えば、フーリエ変換、ヒルベルト変換等により解析信号を生成する。
瞬時位相推定部１２は、解析信号を受け取り、受け取った解析信号の瞬時位相を推定する。リニア瞬時位相推定部１３は、解析信号の瞬時位相に基づいて、出力信号のリニア瞬時位相を推定する。リニア位相除去部１４は、瞬時位相及びリニア瞬時位相に基づいて、瞬時位相からリニア瞬時位相を除去した瞬時位相雑音を算出する。
リサンプリング部１５は、瞬時位相雑音を受け取り、受け取った瞬時位相雑音をリサンプリングして出力信号のタイミングジッタ系列を算出する。例えば、リサンプリング部１５は、出力信号のゼロクロスタイミングと略等しいタイミングで、瞬時位相雑音をリサンプリングしてよい。つまり、解析信号の実数部のゼロクロスタイミングに基づいて瞬時位相雑音をリサンプリングしてよい。
リサンプリング部１５がゼロクロスタイミングで瞬時位相雑音をリサンプリングすることにより、出力信号のエッジにおけるジッタを示すタイミングジッタ系列を容易に生成することができる。
図８は、タイミングジッタ算出段階Ｓ１０１０の一例を示すフローチャートである。まず、解析信号変換段階Ｓ１０１１で、入力された出力信号を解析信号に変換する。Ｓ１０１１は、図７に関連して説明した解析信号変換部１１と同様の機能を有する。次に、瞬時位相推定段階Ｓ１０１２で、解析信号の瞬時位相を推定する。Ｓ１０１２は、図７に関連して説明した瞬時位相推定部１２と同様の機能を有する。
次に、リニア瞬時位相推定段階Ｓ１０１３で、リニア瞬時位相を推定する。Ｓ１０１３は、図７に関連して説明したリニア瞬時位相推定部１３と同様の機能を有する。
次に、リニア位相除去段階Ｓ１０１４で、瞬時位相からリニア成分を除去した瞬時位相雑音を推定する。Ｓ１０１４は、図７に関連して説明したリニア位相除去部１４と同様の機能を有する。次に、リサンプリング段階Ｓ１０１５で、瞬時位相雑音をリサンプリングし、タイミングジッタ系列を推定する。Ｓ１０１５は、図７に関連して説明したリサンプリング部１５と同様の機能を有する。
図９は、ジッタ伝達関数推定部２０の構成の一例を示す。ジッタ伝達関数推定部２０は、電子回路の入力信号と出力信号のそれぞれに対応した複数のタイミングジッタスペクトル算出部２１と、ジッタ伝達関数算出部２３とを有する。
それぞれのタイミングジッタスペクトル算出部２１は、入力信号又は出力信号のうち対応する信号のタイミングジッタ系列の周波数成分を算出する。タイミングジッタスペクトル算出部２１は、例えばフーリエ変換によりタイミングジッタ系列の周波数成分を算出する。
ジッタ伝達関数算出部２３は、入力信号のタイミングジッタ系列の周波数成分と出力信号のタイミングジッタ系列の周波数成分において周波数が略等しいジッタの周波数成分の比に基づいて、ジッタ伝達関数を算出する。本例においては、入力信号にガウス分布のタイミングジッタが重畳されているため、入力信号及び出力信号のタイミングジッタ系列は、広帯域において実質的に零でない周波数成分を有する。
このため、一度の測定によって、複数の周波数における周波数成分の比を算出でき、ジッタ伝達関数を算出することができる。例えば、入力信号にサイン波ジッタを重畳した場合は、一度の測定において単一の周波数における周波数成分の比のみ算出することができる。このため、広帯域にわたるジッタ伝達関数を算出するためには、必要な周波数帯域において、サイン波ジッタの周波数を掃引し、それぞれタイミングジッタ系列の周波数成分の比を算出する必要があった。本例においては、周波数掃引する必要がないため、測定時間を大幅に低減できる。
図１０は、ジッタ伝達関数推定段階Ｓ１０２０の一例を示すフローチャートである。ジッタ伝達関数推定段階Ｓ１０２０は、入力タイミングジッタスペクトル算出段階Ｓ１０２１、出力タイミングジッタスペクトル算出段階Ｓ１０２２、及びジッタ伝達関数算出段階Ｓ１０２３を有する。
Ｓ１０２１、Ｓ１０２２において、入力信号及び出力信号のタイミングジッタ系列の周波数成分を算出する。Ｓ１０２１、Ｓ１０２２は、図９に関連して説明したタイミングジッタスペクトル算出部２１と同様の機能を有してよい。また、Ｓ１０２１及びＳ１０２２は、いずれを先に行ってもよく、また同時に行ってもよい。
次に、Ｓ１０２３でジッタ伝達関数を算出する。Ｓ１０２３は、図９に関連して説明したジッタ伝達関数算出部２３と同様の機能を有する。
図１１は、解析信号変換部１１の構成の一例を示す。
解析信号変換部１１は、受け取った信号を蓄積するバッファメモリ１０１と、バッファメモリ１０１が蓄積した信号を順次選択する信号選択部１０２と、信号選択部１０２が選択した部分信号に、予め定められた窓関数を乗算する窓関数乗算部１０３と、窓関数が乗算された部分信号を、周波数領域のスペクトルに変換する周波数領域変換部１０４と、スペクトルのうち、与えられた信号の正の基本周波数近傍の周波数成分を抽出する帯域制限部１０６と、帯域制限部１０６が抽出した周波数成分を、時間領域の信号に変換する時間領域変換部１０７と、時間領域の信号に、窓関数の逆数を乗算し、解析信号を生成する振幅補正部１０８とを有する。また、信号選択部１０２は、直前に選択した部分信号と、一部が重複する部分信号を選択する。
信号ｘ（ｔ）の部分信号に、窓関数を乗算した場合、信号ｘ（ｔ）は振幅変調される。しかし、本例における解析信号変換部１１によれば、振幅補正部１０８において窓関数の逆数を乗算することにより、信号ｘ（ｔ）の振幅変調を補正することができる。
窓関数乗算部１０３は、信号ｘ（ｔ）に窓関数ｗ（ｔ）を乗算した信号ｘ（ｔ）・ｗ（ｔ）を、周波数領域変換部１０４に出力する。周波数領域変換部１０４は、受け取った信号を周波数領域の信号に変換し、帯域制限部１０６は、当該周波数領域の信号の負の周波数成分を零としたスペクトルＺ（ｆ）を出力する。
時間領域変換部１０７は、スペクトルＺ（ｆ）を時間領域の信号に変換した信号ＩＦＦＴ［Ｚ（ｆ）］を出力する。本例において、解析信号変換部１１は、時間領域変換部１０７が出力する信号の実数部及び虚数部を、解析信号の実数部及び虚数部として出力してよい。解析信号の実数部をｘｒｅａｌ（ｔ）及び虚数部をｘｉｍａｇ（ｔ）と、時間領域変換部１０７の出力信号の実数部Ｒｅ｛ＩＦＦＴ［Ｚ（ｆ）］｝及び虚数部Ｉｍ｛ＩＦＦＴ［Ｚ（ｆ）］｝とは、次式の関係を有する。
2003093846.tif 000004
ここで、ｗ’（ｔ）は、スペクトルＺ（ｆ）における、窓関数ｗ（ｔ）の成分を示す。解析信号の実数部ｘｒｅａｌ（ｔ）及び虚数部ｘｉｍａｇ（ｔ）は、窓関数ｗ（ｔ）による振幅変調の影響を略等しく受けている。このため、信号ｘ（ｔ）の瞬時位相は、次式で表される。
2003093846.tif 000005
式（３）に示すように、本例においては、信号ｘ（ｔ）の瞬時位相を算出する場合、窓関数による振幅変調による位相推定誤差は、実数部と虚数部において互いにキャンセルすることができる。窓関数による振幅変調が生じた場合、下式のように、振幅変調によって位相推定誤差が生じる。
2003093846.tif 000006
本例においては、ｘｒｅａｌ（ｔ）とｘｉｍａｇ（ｔ）とによる位相推定誤差を、互いにキャンセルできるため、窓関数による振幅変調による位相推定誤差を除去した瞬時位相を算出することができる。つまり、時間領域変換部１０７の出力信号の実数部Ｒｅ｛ＩＦＦＴ［Ｚ（ｆ）］及び虚数部Ｉｍ｛ＩＦＦＴ［Ｚ（ｆ）］を、解析信号の実数部及び虚数部として出力しても、瞬時位相推定部１２は、信号ｘ（ｔ）の瞬時位相を精度よく算出することができる。
また、振幅補正部１０８において、窓関数による振幅変調成分を除去した信号の実数部及び虚数部を、解析信号の実数部及び虚数部として出力した場合、例えば、ＤＵＴの他の解析、試験等を行う場合に、当該解析信号を用いて効率よく行うことができる。
次に、解析信号変換部１１の動作を説明する。はじめに、バッファメモリ１０１は、被測定信号を蓄積する。次に、信号選択部１０２は、バッファメモリ１０１が蓄積した信号の一部を取り出す。次に、窓関数乗算部１０３は、信号選択部１０２が選択した部分信号に窓関数を乗算する。次に、周波数領域変換部１０４は、窓関数を乗算された部分信号にＦＦＴを施し、時間領域の信号を周波数領域の両側スペクトルに変換する。次に、帯域制限部１０６は、変換された周波数領域の両側スペクトルに対し、負の周波数成分をゼロに置き換える。次に、帯域制限部１０６は、負の周波数成分をゼロに置き換えられた片側スペクトルに対し、被測定信号の基本周波数付近の成分のみを残しその他の周波数成分をゼロに置き換え、周波数領域の信号を帯域制限する。次に、時間領域変換部１０７は、帯域制限された周波数領域の片側スペクトルに逆ＦＦＴを施し、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。次に、振幅補正部１０８は、逆変換された時間領域の信号に窓関数の逆数を乗算し、帯域制限された解析信号を生成する。解析信号変換部１１は、バッファメモリ１０１に処理されていないデータが存在するか否かを確認し、処理されていないデータが存在する場合、信号選択部１０２は、次の信号を選択する。信号選択部１０２が、前回取り出した分と一部重複させながら信号を順次取り出した後、解析信号変換部１１は、上述した処理を繰り返す。
図１２は、解析信号変換段階Ｓ１０１１の一例を示すフローチャートである。まずバッファメモリ段階Ｓ１１０１で、入力信号又は出力信号を格納する。Ｓ１１０１は、図１１において説明したバッファメモリ１０１と同様の機能を有する。次に、信号選択段階Ｓ１１０２で、Ｓ１１０１において格納した信号の一部を選択して取り出す。Ｓ１１０２は、図１１において説明した信号選択部１０２と同様の機能を有する。
次に、窓関数乗算段階Ｓ１１０３で、Ｓ１１０２において選択された部分信号に所定の窓関数を乗算する。Ｓ１１０３は、窓関数として、例えばハニング関数を部分信号に乗算してよい。Ｓ１１０３は、図１１において説明した窓関数乗算部１０３と同様の機能を有する。
次に、周波数領域変換段階Ｓ１１０４で、窓関数が乗算された信号を周波数領域の信号に変換する。Ｓ１１０４は、図１１において説明した周波数領域変換部１０４と同様の機能を有する。
次に、負成分除去段階Ｓ１１０５で、周波数領域に変換された信号の負周波数成分を除去する。Ｓ１１０５は、図１１において説明した帯域制限部１０６と同様の機能を有する。
次に、帯域制限段階Ｓ１１０６で、周波数領域に変換された信号の基本周波数近傍の周波数成分を抽出する。Ｓ１１０６は、図１１において説明した帯域制限部１０６と同様の機能を有する。
次に、時間領域変換段階Ｓ１１０７で、帯域制限された信号を時間領域の信号に変換する。Ｓ１１０７は、図１１において説明した時間領域変換部１０７と同様の機能を有する。
次に、振幅補正段階Ｓ１１０８で、Ｓ１１０３において乗算した窓関数の逆関数を乗算し、帯域制限された解析信号を生成する。Ｓ１１０８は、図１１において説明した振幅補正部１０８と同様の機能を有する。
次に、判定段階Ｓ１１０９で、Ｓ１１０１において格納した被測定信号のデータのうち、まだ処理していないデータが存在するかを判定する。まだ処理していないデータが存在する場合、信号選択段階Ｓ１１１０で、次の信号部分を、前回の信号部分と一部を重複して取り出す。Ｓ１１１０は、Ｓ１１０２と同様の機能を有する。Ｓ１１０９において、全てのデータを処理したと判定した場合、処理を終了する。次に、タイミングジッタ算出部１０におけるタイミングジッタ系列の算出方法について、出力信号を例として説明する。
図１３は、出力信号の一例を示す。図１３に示された出力信号ｘ（ｔ）は、離散化されてタイミングジッタ算出部１０に与えられることが好ましい。周波数領域変換部１０４は、出力信号を例えば高速フーリエ変換し、出力信号の両側スペクトル信号（正と負の周波数を有する）Ｘ（ｆ）を算出する。
図１４は、両側スペクトル信号の一例を示す。次に、帯域制限部１０６は、両側スペクトル信号Ｘ（ｆ）の正の周波数成分における基本周波数付近のデータのみを残して残りのデータをゼロとし，さらに，正の周波数成分を２倍する。周波数領域におけるこれらの処理が，時間領域において被測定信号を帯域制限し解析信号に変換することに対応する。
図１５は、信号Ｘ（ｆ）を変換してえられた周波数領域の信号Ｚ（ｆ）の一例を示す。次に、時間領域変換部１０７は、信号Ｚ（ｆ）を逆高速フーリエ変換し、帯域制限された解析信号ｚ（ｔ）を算出する。
図１６は、帯域制限された解析信号ｚ（ｔ）の一例を示す。ＦＦＴをもちいた解析信号への変換については，たとえば，Ｊ．Ｓ．Ｂｅｎｄａｔ  ａｎｄ  Ａ．Ｇ．Ｐｉｅｒｓｏｌ，Ｒａｎｄｏｍ  Ｄａｔａ：Ａｎａｌｙｓｉｓ  ａｎｄ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ，２ｎｄ  ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｊｏｈｎ  Ｗｉｌｅｙ  ＆  Ｓｏｎｓ，Ｉｎｃ．，１９８６．に記載されている。また，瞬時位相の算出が目的であるとき，正の周波数成分を２倍する処理は省略してよい。えられた解析信号には帯域通過フィルタ処理が施されている。これは，ジッタが被測定信号の基本周波数の揺らぎに対応するため，ジッタ解析において被測定信号の基本周波数付近の信号成分のみをあつかうためである。
次に，瞬時位相推定部１２は、解析信号から瞬時位相を推定する。実信号ｘ（ｔ）の瞬時位相波形φ（ｔ）は，解析信号ｚ（ｔ）から次式をもちいて算出できる。
2003093846.tif 000007
算出された瞬時位相を下式に示す。
2003093846.tif 000008
ここで，φ（ｔ）は，−πから＋πの範囲の位相の主値（ｐｒｉｎｃｉｐａｌ  ｖａｌｕｅ）をもちいて表され，＋πから−πに変化する付近で不連続点をもつ。
図１７は、瞬時位相波形φ（ｔ）の一例を示す。次に，不連続な瞬時位相波形φ（ｔ）をアンラップする（ｕｎｗｒａｐｐｉｎｇ）（すなわち，主値φ（ｔ）に２πの整数倍を適切に加える）ことにより，不連続を取り除き連続な瞬時位相波形φ（ｔ）をえることができる。
2003093846.tif 000009
位相アンラップ法については，Ｄｏｎａｌｄ  Ｇ．Ｃｈｉｌｄｅｒｓ，Ｄａｖｉｄ  Ｐ．Ｓｋｉｎｎｅｒ  ａｎｄ  Ｒｏｂｅｒｔ  Ｃ．Ｋｅｍｅｒａｉｔ，“Ｔｈｅ  Ｃｅｐｓｔｒｕｍ：Ａ  Ｇｕｉｄｅ  ｔｏ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，”Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ＩＥＥＥ，ｖｏｌ．６５，ｐｐ．１４２８−１４４２，１９７７．に記載されている。
図１８は、アンラップされた連続な瞬時位相波形φ（ｔ）の一例を示す。次に、リニア瞬時位相推定部１３は、アンラップされた瞬時位相に基づいて、リニア瞬時位相を推定する。ここで、リニア瞬時位相は、ジッタが無い理想的な信号の瞬時位相を指す。つまり、リニア瞬時位相推定部１３は、瞬時位相の直線成分を算出する。次に、リニア位相除去部１４は、瞬時位相からリニア瞬時位相を除去した瞬時位相雑音を生成する。
図１９は、瞬時位相雑音の一例を示す。次に、リサンプリング部１５は、瞬時位相雑音を解析信号の実数部のゼロクロスタイミングでリサンプリングし、タイミングジッタ系列を生成する。
図２０は、タイミングジッタ系列の一例を示す。次に、ジッタ伝達関数推定部２０は、入力信号及び出力信号のタイミングジッタ系列に基づいて、ジッタ伝達関数を算出する。タイミングジッタスペクトル算出部２１は、入力信号のタイミングジッタ系列及び出力信号のタイミングジッタ系列をフーリエ変換し、周波数成分を算出する。
図２１は、入力信号及び出力信号のタイミングジッタ系列の周波数成分、並びにジッタ伝達関数の一例を示す。図２１に示すように、ジッタ伝達関数算出部２３は、入力タイミングジッタ系列と出力タイミングジッタ系列において、略等しい周波数成分の比を算出する。例えば、入力タイミングジッタ系列において、ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅで示される周波数成分を算出し、出力タイミングジッタ系列において、ａ’，ｂ’，ｃ’，ｄ’，ｅ’で示される周波数成分を算出し、それぞれの比に基づいて、ジッタ伝達関数の周波数成分ａ’’，ｂ’’，ｃ’’，ｄ’’，ｅ’’を算出する。
ジッタ伝達関数算出部２３は、必要な周波数帯域においてジッタ伝達関数を算出してよい。本例においては、ジッタ伝達関数算出部２３は、５箇所において比を算出しているが、他の例においては、更に多くの箇所において比を算出し、ジッタ伝達関数を算出することが好ましい。
前述したように、本例における測定装置１００によれば、効率よく所望の周波数におけるジッタ伝達関数を算出することができる。また、ジッタ伝達関数推定部は、周波数を識別して各ジッタ周波数における入出力タイミングジッタ間のジッタ伝達関数を推定してもよいし，周波数を識別しないで所望の周波数帯域におけるジッタ伝達関数の平均値を推定してもよい。さらに，周波数を識別しない場合，所望の周波数帯域におけるジッタ伝達関数の平均値をもとめる手段を有してよい。また，ジッタ伝達関数推定部２０は，推定したジッタ伝達関数のゲインが１．０より大きいとき，算出したジッタ伝達関数の逆数をジッタ伝達関数として出力してもよい。また、ジッタ伝達関数推定部２０は、ジッタ伝達関数の逆数を算出する手段を有していてもよい。
図２２は、ジッタ伝達関数推定部２０の構成の他の例を示す。本例において、ジッタ伝達関数推定部２０は、タイミングジッタスペクトル算出部２１と、パワースペクトル算出部２６と、相互スペクトル算出部２７と、ジッタ伝達関数算出部２３とを有する。タイミングジッタスペクトル算出部２１は、図９に関連して説明したタイミングジッタスペクトル算出部２１と同一又は同様の機能及び構成を有する。
パワースペクトル算出部２６は、入力信号のタイミングジッタ系列のスペクトル信号に基づいて、入力信号のパワースペクトルを算出する。また、パワースペクトル算出部２６は、出力信号のタイミングジッタ系列のパワースペクトルを算出してもよい。相互スペクトル算出部２７は、入力信号と出力信号のタイミングジッタ系列のスペクトル信号に基づいて、入力タイミングジッタ系列と出力タイミングジッタ系列との相互スペクトルを算出する。
ジッタ伝達関数算出部２３は、パワースペクトル算出部２６が算出したパワースペクトルと、相互スペクトル算出部２７が算出した相互スペクトルとの比に基づいて、ジッタ伝達関数を算出する。
即ち、ジッタ伝達関数算出部２３は、下式に基づいてジッタ伝達関数を算出する。
2003093846.tif 000010
ここで、ＨＪ［ｆＪ］はジッタ伝達関数を示し、ΔΦ［（ｆＪ）］は出力タイミングジッタのスペクトルを示し、ΔΘ［ｆＪ］は入力タイミングジッタのスペクトルを示す。ジッタ伝達関数をもちいて，ＤＵＴの出力タイミングジッタスペクトルをあらわすと
2003093846.tif 000011
のようになる。本例によれば、入力タイミングジッタΔθ［ｎ］と出力タイミングジッタΔφ［ｎ］間の相互スペクトル（ｃｒｏｓｓ−ｓｐｅｃｔｒｕｍ）ΔΦ［ｆＪ］ΔΘ＊［ｆＪ］をもちいてジッタ伝達関数を推定することにより、ＤＵＴの出力端付加雑音（ｅｘｔｒａｎｅｏｕｓ  ｎｏｉｓｅ  ａｔ  ｔｈｅ  ｏｕｔｐｕｔ）の影響を低減することができる。
図２３は、ジッタ伝達関数推定段階Ｓ１０２０の他の例を示すフローチャートである。まずタイミングジッタスペクトル算出段階Ｓ１０２４及びＳ１０２５で、入力タイミングジッタ系列及び出力タイミングジッタ系列のスペクトル信号を生成する。Ｓ１０２４及びＳ１０２５は、図２２に関連して説明したタイミングジッタスペクトル算出部２１と同様の機能を有する。
次に、Ｓ１０２６で、入力タイミングジッタ系列のパワースペクトルを算出する。Ｓ１０２６は図２２に関連して説明したパワースペクトル算出部２６と同様の機能を有する。
次に、Ｓ１０２７で、入力タイミングジッタ系列と出力タイミングジッタ系列との相互スペクトルを算出する。Ｓ１０２７は、図２２に関連して説明した相互スペクトル算出部２７と同様の機能を有する。
次に、Ｓ１０２８で、ジッタ伝達関数を算出する。Ｓ１０２８は、図２２に関連して説明したジッタ伝達関数算出部２３と同様の機能を有する。
図２４は、タイミングジッタ算出部１０の構成の他の例を示す。本例において、タイミングジッタ算出部１０は、図７に関連して説明したタイミングジッタ算出部１０の構成に加え、波形クリッパ１６を更に備える。波形クリッパ１６は、タイミングジッタ算出部１０が受け取った信号の振幅変調成分を除去し、解析信号変換部に供給する。本例によれば、入力信号及び出力信号の振幅変調成分を除去することにより、位相変調成分のみによるジッタを検出することができ、精度よくビット誤り率等を算出することができる。
図２５は、タイミングジッタ算出段階Ｓ１０１０の他の例を示すフローチャートである。本例におけるＳ１０１０は、図８に関連して説明したＳ１０１０に加え、波形クリップ段階Ｓ１０１６を更に有する。
Ｓ１０１６では、入力信号及び出力信号の振幅変調成分を除去する。Ｓ１０１６は、図２４に関連して説明した波形クリッパ１６と同様の機能を有する。
図２６及び図２７は、波形クリッパ１６における動作を説明する図である。図２６は、ＤＵＴの出力信号の一例を示す。波形クリッパ１６は、出力信号の信号値に所定の値を乗算する。乗算した値が所定の閾値より大きい場合、その値を所定の値に置き換えることにより、振幅変調成分を除去することができる。図２７は、振幅変調成分が除去された出力信号の一例を示す。
図２８は、タイミングジッタ算出部１０の構成の他の例を示す。本例におけるタイミングジッタ算出部１０は、図７に関連して説明したタイミングジッタ算出部１０の構成に加え、低周波成分除去部１７を更に有する。低周波成分除去部１７は、瞬時位相雑音の低周波成分を除去して出力する。瞬時位相雑音の低周波成分を除去することにより、更に精度よくジッタ伝達関数のゲインを算出することができる。
図２９は、タイミングジッタ算出段階Ｓ１０１０の他の例を示す。本例におけるＳ１０１０は、図８に関連して説明したＳ１０１０に加え、低周波成分除去段階Ｓ１０１７を更に備える。Ｓ１０１７は、瞬時位相雑音の低周波成分を除去する。Ｓ１０１７は、図２８に関連して説明した低周波成分除去部１７と同様の機能を有する。
図３０は、解析信号変換部１１の構成の他の例を示す。本例において、解析信号変換部１１は、帯域制限部１１１と、ヒルベルト変換部１１２とを有する。
帯域制限部１１１は、入力信号又は出力信号の基本周波数近傍の周波数成分を抽出した帯域制限信号を生成する。帯域制限部１１１は、アナログフィルタでもデジタルフィルタでもよいし、ＦＦＴなどのデジタル信号処理をもちいて実装してもよい。また、帯域制限部１１１は、信号の通過帯域を自由に変更できるように構成してもよい。
ヒルベルト変換部１１２は、帯域制限信号をヒルベルト変換し、ヒルベルト変換対を生成する。解析信号変換部１１は、帯域制限信号を解析信号の実数部として出力し、そのヒルベルト変換対を解析信号の虚数部として出力する。
本例における解析信号変換部１１によれば、受け取った信号の基本周波数に基づく解析信号を生成できるため、精度よくジッタ伝達関数を算出できる。以下、ヒルベルト変換を用いた解析信号の生成について説明する。
実信号ｘ（ｔ）の解析信号ｚ（ｔ）は、次式の複素信号で定義される。
2003093846.tif 000012
ルベルト変換（Ｈｉｌｂｅｒｔ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）である。
一方、時間波形ｘ（ｔ）のＨｉｌｂｅｒｔ変換は、次式で定義される。
2003093846.tif 000013
2003093846.tif 000014
ルト変換は、ｘ（ｔ）を全帯域通過フィルタを通過させたときの出力と等価であ
2003093846.tif 000015
その位相はπ／２だけシフトする。
解析信号及びヒルベルト変換については、たとえば、Ａ．Ｐａｐｏｕｌｉｓ、Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ、Ｒａｎｄｏｍ  Ｖａｒｉａｂｌｅｓ、ａｎｄ  Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ  Ｐｒｏｃｅｓｓｅｓ、２ｎｄ  ｅｄｉｔｉｏｎ、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ  Ｂｏｏｋ  Ｃｏｍｐａｎｙ、１９８４．に記載されている。
実信号ｘ（ｔ）の瞬時位相波形φ（ｔ）は、解析信号ｚ（ｔ）から次式をもちいてもとめられる。
2003093846.tif 000016
出力信号ｘ（ｔ）は、下式によって与えられる。
2003093846.tif 000017
上式にヒルベルト変換を適用して複素信号の虚数部に対応する信号
2003093846.tif 000018
を求めることにより、信号ｘ（ｔ）を解析信号
2003093846.tif 000019
に変換する。
ここで、えられた解析信号には帯域制限部１１１により帯域通過フィルタ処理が施されている。このため、被測定信号の基本周波数の揺らぎに対応するジッタを精度よく算出できる。
図３１は、解析信号変換段階Ｓ１０１１の他の例を示す。Ｓ１０１１は、帯域制限段階Ｓ１１１１、ヒルベルト変換段階Ｓ１１１２、及び出力段階Ｓ１１１３を有する。
まず、Ｓ１１１１で入力信号又は出力信号を帯域制限した帯域制限信号を生成する。Ｓ１１１１は、図３０に関連して説明した帯域制限部１１１と同様の機能を有する。
次に、Ｓ１１１２で帯域制限信号のヒルベルト変換対を生成する。Ｓ１１１２は、図３０に関連して説明したヒルベルト変換部１１２と同様の機能を有する。
次に、Ｓ１１１３で帯域制限信号を解析信号の実数部として出力し、ヒルベルト変換対を解析信号の虚数部として出力する。
図３２は、ジッタ伝達関数推定部２０の構成の他の例を示す。ジッタ伝達関数推定部２０は、ゲイン算出部５０１とジッタ位相差算出部５０２とを有する。本例においては、ジッタ重畳部４０は、振幅の異なる複数の入力タイミングジッタを入力信号に重畳する。
ゲイン算出部５０１は、入力タイミングジッタの振幅毎に対応付けた、入力タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値と、出力タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値とを、ＤＵＴの線形動作領域において直線適合（一次近似）し、ジッタ伝達関数のゲインを算出する。つまり、ゲイン算出部５０１は、入力タイミングジッタの振幅毎に対応付けた、第１タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値と、第２タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値との関係を１次近似することにより、ジッタ伝達関数のゲインを算出する。
ジッタ位相差算出部５０２は、入力タイミングジッタと出力タイミングジッタとの位相差を算出する。当該位相差は下式によって算出される。
2003093846.tif 000020
図３３は、入力タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値と、出力タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値との関係の一例を示す。図３３において丸印は実測値を示し、直線は実測値を直線適合した結果を示す。
ゲイン算出部５０１は、当該直線の傾きをジッタ伝達関数のゲインとして算出する。また、ゲイン算出部５０１は、ＤＵＴが線形動作する領域において実測値を直線適合する。例えば、図３３に示すように、入力タイミングジッタ値が１以下である領域において直線適合を行い、ジッタ伝達関数のゲインを算出する。
図３４は、測定装置１００による測定の他の例を示す。本例において、ＤＵＴ２００は、クロックを生成するクロック発生器２０２、クロック発生器２０２が生成したクロックが分配される第１の回路２０４、及び第２の回路２０６を備える。クロック発生器２０２が、第１の回路２０４と第２の回路２０６に分配するクロックは、同一周波数のクロック信号であってよく、また周波数が逓倍のクロック信号であってもよい。クロック発生器２０２は、例えばＰＬＬであって、ジッタを有するクロックを生成する。
本例における測定装置１００は、第１の回路２０４が受け取ったクロックを第１信号とし、第２の回路２０６が受け取ったクロックを第２信号として測定を行う。
図３５は、図３４における測定装置１００の構成の一例を示す。本例において測定装置１００は、タイミングジッタ算出部１０、ジッタ伝達関数推定部２０、及び対ジッタ信頼性算出部６０を備える。
タイミングジッタ算出部１０は、第１の回路２０４が受け取ったクロックを第１信号、第２の回路２０６が受け取ったクロックを第２信号として受け取り、第１信号に基づいて第１タイミングジッタ系列を算出し、第２信号に基づいて第２タイミングジッタ系列を算出する。タイミングジッタ算出部１０は、図５に関連して説明したタイミングジッタ算出部１０と同一又は同様の機能及び構成を有する。
ジッタ伝達関数推定部２０は、第１信号と第２信号との間のジッタ伝達関数を算出する。ジッタ伝達関数推定部２０は、図５に関連して説明したジッタ伝達関数推定部２０と同一又は同様の機能及び構成を有する。
対ジッタ信頼性算出部６０は、図５に関連して説明した対ジッタ信頼性算出部６０の構成に加え、スキュー算出部６６を更に有する。スキュー算出部６６は、ジッタ伝達関数に基づいて、第１の回路２０２が受け取ったクロックと、第２の回路２０４が受け取ったクロックとの間のスキューを算出する。ジッタ伝達関数のゲインの値１．０からの２乗平均値は、クロックスキューのエネルギーに比例する。このため、クロックスキューは、ジッタ伝達関数のゲインに基づいて算出することができる。例えば、スキュー算出部６６は、下式に基づいてクロックスキューの実効値を算出する。
2003093846.tif 000021
但し、式（１６）の右辺はジッタ伝達関数のゲインの値１．０からの２乗平均値を示す。
また、本例における測定装置１００によれば、第１の回路２０４と第２の回路２０６との間におけるスキューによるエラーレートを、ビット誤り率算出部６２によって容易に算出することができる。
図３６は、測定装置１００による測定の他の例を示す。本例において、ＤＵＴ２００は、データ信号と、データ信号と同期するべきクロック信号とを出力するシンクロナス回路を有する。測定装置１００は、シンクロナス回路が出力するデータ信号を第１信号とし、クロック信号を第２信号として、当該シンクロナス回路の対ジッタ信頼性を測定する。
図３７は、図３６における測定装置１００の構成の一例を示す。測定装置１００は、タイミングジッタ算出部１０、ジッタ伝達関数推定部２０、及び対ジッタ信頼性算出部６０を備える。本例における測定装置１００は、図３５に関連して説明した測定装置１００と同一又は同様の機能及び構成を有する。本例における測定装置１００によれば、シンクロナス回路におけるデータ信号とクロック信号とのエラーレートを、ビット誤り率算出部６２によって容易に算出することができる。
次に、測定装置１００の測定原理について説明する。
まず、ジッタ伝達関数について説明する。フーリエ変換によって入力瞬時位相雑音Δθ（ｎＴＳ）と出力瞬時位相雑音Δφ（ｎＴＳ）を周波数領域へ変換すれば，位相雑音スペクトル（ｐｈａｓｅ  ｎｏｉｓｅ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ）
2003093846.tif 000022
をえる。ただし，ＴＳはサンプリング周期である．ｆＪはジッタ周波数であり，クロック周波数からのオフセット周波数である。
サンプリング周期ＴＳを被試験クロック再生器のクロック周期Ｔに等しくし，ゼロ交叉（立ち上がりエッジまたは立下りエッジ）付近の瞬時位相雑音をサンプリングすると，入力タイミング・ジッタΔθ［ｎＴ］と出力タイミング・ジッタΔφ［ｎＴ］をえる。フーリエ変換によってΔθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］を周波数領域へ変換すれば，タイミングジッタ・スペクトル（ｔｉｍｉｎｇ  ｊｉｔｔｅｒ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ）
2003093846.tif 000023
をえる。ただし，タイミング・ジッタは周期Ｔの弱義周期定常（ｗｉｄｅ−ｓｅｎｓｅ  ｃｙｃｌｏｓｔａｔｉｏｎａｒｙ）であるから，タイミングジッタ・スペクトルが位相雑音スペクトルより変調ノイズ源の解析に有効である。
｜ΔΘ［ｆＪ］｜がゼロでないとき，ジッタ伝達関数は
2003093846.tif 000024
と定義される。ジッタ伝達関数は定係数線形系（ｃｏｎｓｔａｎｔ−ｐａｒａｍｅｔｅｒ  ｌｉｎｅａｒ  ｓｙｓｔｅｍ）の周波数応答関数（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）としてあたえられる。
次に、図３２において説明したゲイン算出部５０２におけるジッタ伝達関数のゲインの算出について説明する。
線形性の仮定から，入力ジッタのピークツゥピーク値はジッタ伝達関数のゲイン｜ＨＪ（ｆＪ）｜だけ増幅され，再生クロックのタイミング・ジッタのピークツゥピーク値をあたえる。
ジッタ伝達関数は，入出力ジッタのピーク値または平均値の比から測定される。次に，周波数領域と時間領域でジッタ伝達関数のゲインを測定する方法を説明する。
｜ΔΘ（ｆＪ）｜がゼロでないとき，ジッタ伝達関数のゲインはタイミングジッタ・スペクトル（位相雑音スペクトル）のピーク値または平均値から
2003093846.tif 000025
により周波数領域で推定できることがわかる。
ジッタ伝達関数は定係数線形系の周波数応答関数としてあたえられるから，ジッタ伝達関数は系への入力の関数ではない。この性質を利用し，時間領域でジッタ伝達関数を推定する手順を説明する。被試験クロック再生器が線形動作（ｌｉｎｅａｒ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）を示す範囲で入力タイミング・ジッタのピークツゥピーク値を設定し，Δθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］間の入出力関係を複数回測定する。次に，図３３示すようにΔθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］間のピークツゥピークジッタの入出力関係またはＲＭＳジッタの入出力関係に対し直線適合すると，その傾きからジッタ伝達関数のゲイン
2003093846.tif 000026
をえる。直線適合によりジッタ伝達関数のゲインを求めるには，Δθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］間の入出力関係を４回程度測定すればよいことを実験的に確認している。また、図２１に関連して説明したように、直線適合を行わずにジッタ伝達関数を算出する場合においては、当該Δθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］間の入出力関係の測定を、一の周波数に対して複数回行う必要が無いため、より高速にジッタ伝達関数を算出することができる。
また、再生クロックのタイミング・ジッタのピークツゥピーク値は
2003093846.tif 000027
であたえられる。
次に、クロック再生器のジッタ伝達関数を高い周波数分解能で観測するための条件について説明する。ＤＵＴへの入力ビット列は，ビットレートｆｂｉｔであたえられる。例えば、ＤＵＴは，データレートｆｂｉｔ／ＮｐａｒａｌｌｅｌでＮｐａｒａｌｌｅｌビットをパラレルに出力するデシリアライザである。例えば、Δθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］をＬポイントの高速フーリエ変換によって周波数領域へ変換し，入力タイミングジッタスペクトルΔΘ［ｆＪ］と出力タイミングジッタスペクトルΔΦ［ｆＪ］をえると仮定する。その周波数分解能はそれぞれ
2003093846.tif 000028
であたえられる。すなわち，ΔΦ［ｆＪ］の周波数分解能は，ΔΦ［ｆＪ］のＮｐａｒａｌｌｅｌ倍高分解能になってしまう。ジッタ伝達関数は共通のジッタ周波数ｆＪについてのタイミングジッタ・スペクトル間の比であたえられるため，Ｌポイントの高速フーリ
2003093846.tif 000029
ンのジッタ伝達関数しか測定できない。
一方Δθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］を，それぞれＮｐａｒａｌｌｅｌＬポイントとＬポイントの高速フーリエ変換によって周波数領域へ変換すると，入力タイミングジッタスペクトルΔΘ［ｆＪ］と出力タイミングジッタスペクトルΔΦ［ｆＪ］の周波数分解能は
2003093846.tif 000030
となり，互いに一致する。したがって，（ａ）｜ΔΘ［ｆＪ］｜≠０（ｆＪ∈ｂａｎｄ）なる広帯域ジッタをΔθ［ｎＴ］として入力し，（ｂ）それぞれＮｐａｒａｌｌｅｌＬポイントとＬポイントの高速Ｆｏｕｒｉｅｒ変換によってΔθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］を周波数領域へ変換すると，（ｃ）同時にＬラインのジッタ伝達関数を算出することができる。すなわち，測定をＬ倍程度高速化できる。ジッタ伝達関数推定部２０は、上記のようにジッタ伝達関数を算出することが好ましい。この高速フーリエ変換の条件は，因果関係からみても妥当である。何故ならば，入力タイミングジッタ系列も出力タイミングジッタ系列も，時間間隔ＴＮｐａｒａｌｌｅｌＬにわたって観測されているため，原因と結果の関係が成立しているからである。
被試験デシリアライザ内蔵のＰＬＬは，内部に周波数分周器（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｄｅｒ）を有する。一般に，デシリアライザにもちいられる周波数分周器の分周比Ｎｄｉｖｓｉｏｎは，パラレルに出力されるビット数Ｎｐａｒａｌｌｅｌに等しく設計される。
次に、アラインメント・ジッタについて説明する。アラインメント・ジッタは，時間領域の量として定義される。このアラインメント・ジッタは，入力信号のタイミングジッタと再生クロックのタイミングジッタ間のアラインメント誤差をあらわす。
2003093846.tif 000031
ビット誤り率を直接あつかえるように，ここでアラインメント・ジッタを周波数領域の量として再定義する。すなわち，ｆＪに対し
2003093846.tif 000032
と表される。式（２２）及び式（３２）から，アラインメント・ジッタは
2003093846.tif 000033
となる。したがって，値１．０をとるジッタ伝達関数が，アラインメント・ジッタの基準値ゼロをあたえていることがわかる。これは，Δθ（ｆＪ，ｎＴ）とΔφ（ｆＪ，ｎＴ）が同じ振幅でさらに同位相で整列するときである。アラインメント・ジッタのピークツゥピーク値と実効値は
2003093846.tif 000034
であたえられる。
理想ビット列において，ビット境界のタイミングは揺らぎをもたない。すなわち，理想ビット列のタイミング・ジッタ（ビット境界の揺らぎ）は，周波数領域でエネルギーをもたない。したがって，被試験クロック再生器に理想的なビット列を印加しても，入力タイミングジッタスペクトル）のエネルギーがゼロとなるから，被試験クロック再生器のジッタ伝達関数は測定不能である。よって，被試験クロック再生器のジッタ伝達関数を測定するには，ビット列の境界に揺らぎをあたえる必要がある。ビット境界を位相変調または周波数変調することにより，この揺らぎをあたえることができる。ノイズ重畳部４０は、ビット列の境界に揺らぎを与える。
被試験クロック再生器への入力データｘ（ｔ）のタイミング・ジッタΔθ［ｎＴ］と再生クロックｙ（ｔ）のタイミング・ジッタΔφ［ｎＴ］を，それぞれ位相変調波形としてあらわすと
2003093846.tif 000035
のようになる。ただし，ｆｂｉｔは，ビットレート（ビットクロック周波数）である。ｆｂｉｔ／Ｎｐａｒａｌｌｅｌは再生クロックのデータレートである（Ｎｐａｒａｌｌｅｌは一般に２ｎであたえられる。（ｎ＝０，１，２，．．．）ｘ（ｔ）のタイミング・ジッタΔθ［ｎＴ］としては，サイン波ジッタやガウス雑音ジッタがある。ただし，本明細書においては、疑似ランダム系列をガウス雑音ジッタにふくめる。
まず、サイン波ジッタを重畳した場合について説明する。
ビットクロックの瞬時位相Δθ［ｎＴ］をサイン波ｃｏｓ（２πｆＰＭｔ）により変化させる。このとき，ＤＵＴへの入力データ列は，つぎのタイミングジッタ
2003093846.tif 000036
を有する。ただし，２Ｋｉは入力ジッタのピークツゥピーク値，ｆＰＭはサイン波による位相変調周波数である。ＤＵＴへ，ＤＵＴ自身が発生する内部ジッタより十分大きいサイン波ジッタを入力すると
2003093846.tif 000037
となる。ただし，ＨＪ（ｆＰＭ）はクロック再生器のジッタ伝達関数である．式（３８）と式（３９）より、サイン波ジッタのピークツゥピーク値は下式のように有界（ｂｏｕｎｄｅｄ）である。
2003093846.tif 000038
また，ジッタ周波数ｆＪは位相変調周波数ｆＰＭによりあたえられる。
2003093846.tif 000039
したがって，ジッタ周波数ｆＪにおけるジッタの最悪値と平均値は
2003093846.tif 000040
2003093846.tif 000041
ともとめられる。また，時間領域のピークツゥピーク・ジッタ値とＲＭＳ値は，それぞれ
2003093846.tif 000042
からえられる。ここで，｜Ｘ｜２や（｜Ｘ｜２）０．５は，｜Ｘ｜として計算してもよい。以上より、サイン波ジッタは確定的なジッタ（ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｓｔｉｃ  ｊｉｔｔｅｒ）をＤＵＴへあたえる。さらに，サイン波ジッタの確率密度分布は最悪ケースに対応する。
次に、ガウス分布ジッタを重畳した場合について説明する。
ビットクロックの入力タイミングジッタΔθ［ｎＴ］をガウス雑音ｎｇ（ｔ）により変化させた場合，ＤＵＴへの入力データ列エッジは，入力タイミングジッタによって揺らぐ。
2003093846.tif 000043
ただし，２Ｋｉは入力ジッタのピークツゥピーク値である。ＤＵＴへ，ＤＵＴ自身が発生する内部ジッタより十分大きいガウス雑音ジッタを入力すると、出力タイミングジッタ系列は下式で表される。
2003093846.tif 000044
ただし，ＨＪ（ｆ）はＤＵＴのジッタ伝達関数である。
ｆｂｉｔ／Ｎｐａｒａｌｌｅｌ上からのオフセット周波数区間（ｆｌｏｗｅｒ，ｆｕｐｐｅｒ）にわたりジッタ伝達関数を測定するとき，サイン波ジッタをもちいる測定時間とガウス雑音ジッタをもちいる測定時間を比較する。
クロック再生器のジッタ伝達関数を測定するときには，従来サイン波ジッタがもちいらている。サイン波ジッタは，ビットクロックの瞬時位相Δθ［ｎＴ］やΔφ［ｎＴ］をサイン波ｃｏｓ（２πｆＰＭｔ）に対応させる。逆に，サイン波ジッタを復調するとサイン波をえる。ところで，このサイン波は周波数領域で線スペクトルに対応するから，ジッタ周波数ｆＪは単一周波数ｆＰＭであたえられる。したがって，サイン波ジッタをもちいてジッタ伝達関数を測定するには，サイン波の周波数ｆＰＭをｆｌｏｗｅｒからｆｕｐｐｅｒまでＫｓｗｅｅｐ回だけ周波数掃引する必要がある。
サイン波ジッタ印加時における、ジッタ伝達関数の測定時間をもとめる。（ａ）最初に，サイン波ジッタをＭｃｙｃｌｅ（たとえば，２０）周期標本化する。このとき、観測時間Ｍｃｙｃｌｅ／ｆＪを要する。（ｂ）次に，離散化波形を高速フーリエ変換し（たとえば，４ｋまたは８ｋポイントの離散フーリエ変換），そのタイミングジッタ系列をもとめる。すなわち，高速フーリエ変換の計算時間ＴＦＦＴと重複保持区分化（ｏｖｅｒｌａｐ−ｓａｖｅ  ｓｅｃｔｉｏｎｉｎｇ）の区分化数ＮＦＦＴ（たとえば４０回）の積が，全計算時間を支配する。よって，入力と出力の離散化波形からそのタイミングジッタ系列をもとめる全計算時間は，ＮＦＦＴＴＦＦＴであたえられる。（ｃ）さらに入出力タイミングジッタ値の関係に対し直線適合しジッタ伝達関数のゲインをもとめる。上述したように，サイン波ジッタの振幅を４回変え，ジッタ伝達関数を４回測定する。よって定数４が，観測時間と全計算時間の和に乗ぜられる。（ｄ）最後に，周波数掃引回数Ｋｓｗｅｅｐが乗ぜられる。したがって，全測定時間は
2003093846.tif 000045
であたえられる。
これに対し、ガウス雑音ジッタを復調するとガウス雑音波形をえる。ガウス雑音は，周波数領域で広帯域スペクトルに対応するから，オフセット周波数区間（ｆｌｏｗｅｒ，ｆｕｐｐｅｒ）を周波数掃引する必要はない。同時にオフセット周波数区間の（ｆｌｏｗｅｒ，ｆｕｐｐｅｒ）のジッタ伝達関数を測定できる。
全測定時間を同様にもとめる．（ａ）最初に，ガウス雑音ジッタをＭｃｙｃｌｅ周期標本化する。このとき観測時間Ｍｃｙｃｌｅ／ｆｌｏｗｅｒを要する。（ｂ）次に，離散化波形を高速フーリエ変換し，そのタイミングジッタ系列をもとめる。すなわち，高速フーリエ変換の計算時間ＴＦＦＴと重複保持区分化の区分化数ＮＦＦＴの積が，全計算時間を支配する。よって，入力と出力の離散化波形からそのタイミングジッタ系列をもとめる全計算時間は，ＮＦＦＴＴＦＦＴであたえられる。（ｃ）さらに入力タイミングジッタ系列と出力タイミングジッタ系列をそれぞれＭｃｙｃｌｅポイントとＭｃｙｃｌｅ／Ｎｄｉｖｉｄｅｒポイントの高速フーリエ変換により周波数領域に変換し，ジッタ伝達関数のゲインをもとめる。広帯域ジッタ法の全測定時間は
2003093846.tif 000046
となる。ここに，ジッタ伝達関数を計算する時間は
2003093846.tif 000047
であり，高速フーリエ変換の演算時間は加算回数と乗算回数の和であたえられる。したがって，ＣＰＵのクロック周波数が十分に高速になると，サイン波ジッタ法と広帯域ジッタ法の測定時間比は
2003093846.tif 000048
となり，広帯域ジッタ法の測定時間はサイン波ジッタ法の測定時間の４Ｋｓｗｅｅｐ倍高速になる。
クロックスピード１ＧＨｚのコンピュータをもちいてジッタ伝達関数を測定するときを事例とし，その測定時間を比べる．最初に，サイン波ジッタをもちいてジッタ伝達関数を測定するときを調べる．式（４８）から全測定時間ＴＭｅａｓ，Ｓｉｎｅ＝７４ｓｅｃをえる．バッファから主メモリに５００ｋポイントの離散化波形データを読み込む毎に３００ｍｓｅｃ，タイミング・ジッタを計算する毎に６２５ｍｓｅｃを要する。ただし，Ｋｓｗｅｅｐ＝２０，１０ＧＳｐｓと仮定した。次に，ガウス雑音ジッタをもちいてジッタ伝達関数を測定するときを考える。式（５１）から全測定時間ＴＭｅａｓ，Ｒａｎｄ＝１．１１５ｓｅｃをえる。すなわち，広帯域ジッタ法はサイン波ジッタ法より６６倍高速である．それぞれ１２８ｋポイントと８ｋポイントの高速フーリエ変換によってΔθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］を周波数領域へ変換し，８ｋラインのジッタ伝達関数をもとめるのに，ＴＪｉｔＴｒａｎｓＦｃｔｎ＝１９０ｍｓｅｃを要する．さらに，コンピュータの計算時間が無視できると，ＴＭｅａｓ，Ｓｉｎｅ＝２４ｓｅｃとなる．一方，ＴＭｅａｓ，Ｒａｎｄ＝３００ｍｓｅｃと８０倍高速になる。
オシロスコープや従来の誤り率測定器は，アイダイアグラムや誤り率を測定するために利用される。しかし，これらの測定器は周波数を識別しないで，アイダイアグラムや誤り率を測定する。本節は，周波数を識別しないタイミングジッタ測定を定義し，その測定方式の限界を明らかにする。
ビット列のビット境界が，ガウス雑音ジッタにより揺るがせられているとき，再生クロックのタイミングジッタは
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とあらわせる。再生クロックのタイミングジッタスペクトルは，ジッタ伝達関数とビット列のタイミングジッタスペクトルの積によりあたえられる。時間領域の誤り率測定などの周波数を識別しない測定は
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とみなせる。すなわち，周波数を識別しないため，周波数領域におけるタイミングジッタパワースペクトルの和が，再生クロックのタイミングジッタのエネルギーに対応させられる。一般には
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となる。
周波数を識別しないでジッタ伝達関数を推定すると，式（５４）から
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となる。これは，つぎの時間領域におけるジッタ伝達関数のゲイン推定と等価である。すなわち，時間領域においては，Δθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］間の入出力関係を複数回測定し，Δθ［ｎＴ］とΔφ［ｎＴ］間の入出力関係に対し直線適合すると，その傾きからジッタ伝達関数のゲインが
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と推定される。
周波数を識別する測定と周波数を識別しない測定の違いを，アラインメント・ジッタにより比べる。最初に，周波数を識別しない方式を考える。ガウス雑音ジッタのとき，アラインメント・ジッタの実効値は，
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となる。ただし，Ｐｅｒｓｅｖａｌの定理
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をもちいた。
次に，周波数を識別する測定方式を調べる。ジッタ周波数ｆＷｏｒｓｔにおいてアラインメント・ジッタは最悪値を示すと仮定する。すなわち
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が成り立つ。ここに
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である。したがって，周波数を識別しない測定方式のアラインメント・ジッタ推
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となる。すなわち，ガウス雑音ジッタ入力のとき，周波数を識別しない測定方式はアラインメント・ジッタの最悪値を観測できず，観測帯域で平均されたアラインメント・ジッタを測定することになる。
次にタイミングジッタによるビット誤り率について説明する。隣り合うビットの立ち上がりエッジ・タイミングｔｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇと立ち下がりエッジ・タイミングｔｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇが最適標本化時点ｔｄｅｃｉｓｉｏｎをそれぞれクロスするとき，ビット誤りが生起する。よって，ビット誤り率は，入力タイミング・ジッタの確率密度関数を考慮し，エッジ・タイミングｔｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇがｔｄｅｃｉｓｉｏｎを交叉する確率を見積もることによりあたえられる。
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単一ジッタ周波数ｆＪについてのビット誤り率は，一様分布を仮定すると
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となる。ここで，ｐ（ｘ）は入力タイミング・ジッタの確率密度関数である．Ｘはアラインメント・ジッタの最大値に対応する。アラインメント・ジッタΔａｌｉｇｎＰＰ［ｆＪ］は入力タイミング・ジッタと再生クロックのタイミング・ジッタ間のジッタ伝達関数をもちいてあらわせる。
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すなわち，ビット誤り率は入力タイミング・ジッタの確率密度関数とジッタ伝達関数の函数としてあたえられることがわかる。したがって，入力ジッタの確率密度関数，たとえばｐ（ｘ）＝サイン波分布かｐ（ｘ）＝ガウス分布か，があたえられれば，ジッタ伝達関数と組み合わせることにより，入力ジッタのピークツゥピーク値または実効値にたいするビット誤り率ＢＥＲ［ｆＪ］を計算できる。重要なポイントは，ジッタ伝達関数測定とタイミング・ジッタの確率密度関数の独立性である。したがって，ビット誤り率やジッタ耐力（被試験デシリアライザにビット誤りを起こさせる最小の入力ジッタ量）を直接測定する必要はないことになる。たとえば，ガウス雑音ジッタをもちいてジッタ伝達関数を高速に測定してしまえば，式（６４）の函数ｇ（ｘ，Ｘ，ｆＪ）を選択することにより確率密度関数がサイン波ジッタやガウス雑音ジッタに対応するビット誤り率やジッタ耐力を推定できる。
以上説明したように、ビット誤り率算出部６２は、ビット誤り率の最悪値を算出してよく、また平均値を算出してもよく、サイン波ジッタが重畳された場合のビット誤り率を算出してもよく、ガウス分布ジッタが重畳された場合のビット誤り率を算出してもよい。
同様に、ジッタ耐力算出部６４は、ジッタ耐力の最悪値を算出してよく、また平均値を算出してもよく、サイン波ジッタが重畳された場合のジッタ耐力を算出してもよく、ガウス分布ジッタが重畳された場合のジッタ耐力を算出してもよい。
次に、サイン波ジッタを重畳した場合のＤＵＴのビット誤り率について説明する。
印加ジッタの影響でビット列の立ち上がりエッジがゆれている場合について考える。ただし，ビット列は，変調雑音をもたない位相変調器によりタイミングゆらぎをあたえられると仮定する。隣り合う立ち上がりエッジのタイミングｔｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇがｔｄｅｃｉｓｉｏｎをそれぞれクロスすると，先行するビットやつぎのビットをｔｄｅｃｉｓｉｏｎにおいて識別することになる。すなわち，ビット誤りが生じる。先行するビットもつぎのビットも誤って判定される確率は等しいから，ビット誤り率は
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であたえられる。簡単のためｔｄｅｃｉｓｉｏｎを最適な標本化時点とみなし，標本化時点のタイミングゆらぎΔφ［ｎＴ］を入力データ列のゆらぎΔθ［ｎＴ］に組み込む。この結果，アラインメント・ジッタによるビット誤り率のみを理論計算すればよい。ところで，サイン波分布は平均値を中心として対称であるから，式（６５）の第１項と第２項は等しい。したがって，
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となる。
ここで，アラインメント・ジッタの確率密度関数を導く。式（３８）と式（３９）を式（３１）に代入すると
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をえる。位相変調周波数ｆＰＭをあたえると，Ｋｉ｛｜ＨＪ（ｆＰＭ）｜ｅｘｐ（−ｊ＜ＨＪ（ｆＰＭ）−１）は定数となる。したがってサイン波ジッタ入力のとき，アラインメント・ジッタの確率密度関数は下式のようにサイン波分布となる。
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ここで，Ｘ＝Ｋｉ｛｜ＨＪ（ｆＰＭ）｜−１｝である。簡単のため，このサイン波分布をつぎの一様分布
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で近似する。ここで、Ｘ＝ΔφＰ＝ΔθＰ｛｜ＨＪ（ｆＰＭ）｜−１｝であることを用いて，ビット誤り率をもとめる。一様分布を示す確率変数が，ｔｄｅｃｉｓｉｏｎをこえる部分の確率をもとめると，式（６６）から
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をえる。さらに，ｔｄｅｃｉｓｉｏｎ＝０．５ＵＩであるので、
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となる。
また，式（７１）であたえられるビット誤り率へ，ジッタ伝達関数の位相を組み込むと
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をえる。
式（７２）は、ジッタ伝達関数のみでビット誤り率を算出できることを示している。つまり、式（７２）は、ＤＵＴのビット誤り率の性能限界を示している。ＤＵＴの設計の問題（例えば、ＰＬＬ回路のループ帯域等）により、ＤＵＴのビット誤り率性能は劣化する。ここで、設計により定まるビット誤り率の劣化指数をβとすると、劣化したビット誤り率は下式で与えられる。
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次に、サイン波ジッタを重畳した場合のジッタ耐力（ｊｉｔｔｅｒ  ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）について説明する。
サイン波ジッタ入力のジッタ耐力は，ビット誤りが生じる入力タイミングジッタの下限値であたえられる。したがって，サイン波ジッタ入力のジッタ耐力は，式（７１）から
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ともとめられる。また，ジッタ伝達関数の位相を組み込むと，ジッタ耐力は式（７２）から
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となる。
また、上述した劣化指数βを考慮した場合、ジッタ耐力は下式で与えられる。
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ビット誤り率と同様に、式（７４．２）は、ＤＵＴのジッタ耐力の性能限界を与える。
図３８は、ランダムジッタを入力信号に重畳して算出したジッタ伝達関数の一例を示す。図３８の上図はジッタ伝達関数のゲインを示し、下図はジッタ伝達関数の位相を示す。また、図３８において、実線は測定装置１００における算出結果を示し、丸印は従来のサイン波ジッタ入力を用いたＢＥＲＴ法による測定結果を示す。図３８に示すように、測定装置１００の算出結果は、従来の測定結果とほぼ一致する。
図３９は、ランダムジッタを入力信号に重畳して算出したビット誤り率の一例を示す。図３８において、実線は測定装置１００における算出結果を示し、丸印は上述したＢＥＲＴ法による測定結果を示す。図３９に示すように、測定装置１００の算出結果は、従来の測定結果とほぼ一致する。
図４０は、ランダムジッタを入力信号に重畳して算出したジッタ耐力の一例を示す。図４０において、四角印は測定装置１００における算出結果を示し、丸印は上述したＢＥＲＴ法による測定結果を示す。本例においては、ジッタ耐力値を式（７４．１）を用いて算出した。図４０に示すように、測定装置１００による算出結果は、ＢＥＲＴ法による測定結果より大きい値を示す。これは、式（７４．１）に関連して説明したように、ＤＵＴの性能限界を算出したためである。
図４１は、ランダムジッタを入力信号に重畳して算出したジッタ耐力の他の例を示す。図４１において、四角印は測定装置１００における算出結果を示し、丸印は上述したＢＥＲＴ法による算出結果を示す。本例においては、ジッタ耐力値を式（７４．２）を用い、β＝０．７５として算出した。図４１に示すように、測定装置１００は、従来法と互換性のあるジッタ耐力を算出できる。
次に、ガウス分布ジッタを重畳した場合の、周波数を識別したビット誤り率について説明する。印加ジッタの影響でデータ列の立ち上がりエッジが揺れているときについて考える。隣り合う立ち上がりエッジのタイミングｔｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓｉｎｇがｔｄｅｃｉｓｉｏｎをそれぞれクロスすると，先行するビットやつぎのビットをｔｄｅｃｉｓｉｏｎにおいて識別することになる。すなわち，ビット誤りが生じる。先行するビットもつぎのビットも誤って判定される確率は等しく、ガウス分布は平均値を中心として対称であるから，ジッタ周波数ｆＪについてのビット誤り率は
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となる。ここでのσａｌｉｇｎは，アラインメント・ジッタの実効値である。さらに
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ｔｄｅｃｉｓｉｏｎの時間間隔幅（＝０．５ＵＩ）とアライメント・ジッタの信号対雑音比に対応する。式（３５）を式（５７）に代入すると
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をえる。ジッタ周波数ｆＷｏｒｓｔにおいてビット誤り率は最悪値を示すと仮定する。すなわち
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となる。
次に、ガウス分布ジッタを重畳した場合の、周波数を識別しないビット誤り率について説明する。周波数を識別しないビット誤り率を再定義する。式（５５）によるジッタ伝達関数推定（この量は周波数を識別しない方式で測定される）をもちい，式（７７）から周波数を識別しないビット誤り率
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をえる。ただし，ｂｗＪはジッタ伝達関数の帯域幅をあらわす。
したがって，ガウス雑音ジッタ入力のとき，周波数を識別しない測定方式はビット誤り率の最悪値を観測できず，観測帯域で平均されたビット誤り率を測定することになる。すなわち
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となる。
次に、ジッタ耐力について説明する。ランダム雑音ジッタ入力のジッタ耐力は，ある誤り率の閾値ｂｅｒ’に対応する入力タイミングジッタの最小値であたえられる。したがって，周波数を識別するときと周波数を識別しないときのランダム雑音ジッタ入力のジッタ耐力は，式（５９），（６１）からそれぞれ
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ともとめられる。
次に、測定装置１００が測定したビット誤り率について、図４２を用いて説明する。図４２において、丸印はランダムジッタ印加時の実際のビット誤り率を示す。測定装置１００は、上述したようにガウス分布ジッタを印加し、算出したジッタ伝達関数に基づいて、サイン波ジッタ印加時のビット誤り率及びジッタ耐力、並びにガウス分布ジッタ印加時のビット誤り率及びジッタ耐力を算出できる。図４２において、破線はガウス分布ジッタ印加時のビット誤り率を示し、実線はサイン波ジッタ印加時の測定装置１００が測定したビット誤り率を示す。図４２に示すように、測定装置１００は、ビット誤り率の最悪値を精度よく測定することができる。
また、ノイズソース５０及びジッタ重畳部４０は、広帯域の位相変調器を用いて実現することが好ましい。この場合、帯域の狭い位相変調器を用いた場合に生じるタイミングジッタによるタイミング劣化と、振幅劣化等を防ぎ、より精度のよく測定を行うことができる。
また、測定装置１００は、シリアル通信や高速入出力回路におけるデシリアライザやシリアライザの特性測定や試験等に用いることができる。また、図３４において前述したようにＶＬＳＩチップのクロック分配回路の性能評価や試験、クロック分配回路のビット誤り率やジッタ耐力に用いることができる。この場合、これまでにのべた手順においてＮｐａｒａｌｌｅｌ＝１とし，分配クロック間のジッタ伝達関数を測定する。また、｜ＨＪ［ｆＪ］｜＞１．０のとき，ジッタが増幅されることを意味し，誤り率が過大に評価されてしまう場合が有るため、ジッタ周波数ｆＪ毎に，｜ＨＪ［ｆＪ］｜＜１．０となるように２つの分配クロックを入力と出力に対応させることが好ましい。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されない。上記実施形態に、多様な変更または改良を加えることができる。そのような変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
産業上の利用可能性
上記説明から明らかなように、本発明の測定方法及び測定装置によれば、ＤＵＴのジッタ伝達関数等を効率よく且つ精度よく測定することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の実施形態に係る測定装置１００の構成の一例を示す。
図２は、本発明の実施形態に係る測定方法の一例を示すフローチャートである。
図３は、測定装置１００の構成の他の例を示す。
図４は、実施形態に係る測定方法の他の例を示すフローチャートである。
図５は、測定装置１００の構成の他の例を示す。
図６は、測定方法の他の例を示すフローチャートである。
図７は、タイミングジッタ算出部１０の構成の一例を示す。
図８は、タイミングジッタ算出段階Ｓ１０１０の一例を示すフローチャートである。
図９は、ジッタ伝達関数推定部２０の構成の一例を示す。
図１０は、ジッタ伝達関数推定段階Ｓ１０２０の一例を示すフローチャートである。
図１１は、解析信号変換部１１の構成の一例を示す。
図１２は、解析信号変換段階Ｓ１０１１の一例を示すフローチャートである。
図１３は、出力信号の一例を示す。
図１４は、両側スペクトル信号の一例を示す。
図１５は、変換してえられた周波数領域の信号Ｚ（ｆ）の一例を示す。
図１６は、帯域制限された解析信号ｚ（ｔ）の一例を示す。
図１７は、瞬時位相波形φ（ｔ）の一例を示す。
図１８は、アンラップされた連続な瞬時位相波形φ（ｔ）の一例を示す。
図１９は、瞬時位相雑音の一例を示す。
図２０は、タイミングジッタ系列の一例を示す。
図２１は、入力信号及び出力信号のタイミングジッタ系列の周波数成分、並びにジッタ伝達関数の一例を示す。
図２２は、ジッタ伝達関数推定部２０の構成の他の例を示す。
図２３は、ジッタ伝達関数推定段階Ｓ１０２０の他の例を示すフローチャートである。
図２４は、ジッタ伝達関数推定段階Ｓ１０２０の他の例を示すフローチャートである。
図２５は、タイミングジッタ算出段階Ｓ１０１０の他の例を示すフローチャートである。
図２６は、ＤＵＴの出力信号の一例を示す。
図２７は、振幅変調成分が除去された出力信号の一例を示す。
図２８は、タイミングジッタ算出部１０の構成の他の例を示す。
図２９は、タイミングジッタ算出段階Ｓ１０１０の他の例を示す。
図３０は、解析信号変換部１１の構成の他の例を示す。
図３１は、解析信号変換段階Ｓ１０１１の他の例を示す。
図３２は、ジッタ伝達関数推定部２０の構成の他の例を示す。
図３３は、入力タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値と、出力タイミングジッタ系列のタイミングジッタ値との関係の一例を示す。
図３４は、測定装置１００による測定の他の例を示す。
図３５は、図３４における測定装置１００の構成の一例を示す。
図３６は、測定装置１００による測定の他の例を示す。
図３７は、図３６における測定装置１００の構成の一例を示す。
図３８は、測定装置１００が測定したジッタ伝達関数の測定結果の一例を示す。
図３９は、測定装置１００が測定したビット誤り率の測定結果の一例を示す。
図４０は、測定装置１００が測定したジッタ耐力の測定結果の一例を示す。
図４１は、測定装置１００が測定したジッタ耐力の測定結果の別の一例を示す。
図４２は、測定装置１００が測定したビット誤り率について説明する図である。
図４３は、アイダイアグラムを図示する。
図４４は、デシリアライザのジッタ耐力測定構成を示す。
図４５は、ガウス雑音ジッタとサイン波ジッタの確率密度分布を比較する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【国際調査報告】
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