(57)【要約】無線受信装置において、直交検波器（４）のデジタル出力信号は、サンプリング周波数変換器（１５）によってサンプリング周波数が下げられて帯域制限フィルタ（６）に与えられる。シンボルタイミングずれ検出回路（１８）は、帯域制限フィルタ（６）の出力からシンボルタイミング検出回路（１７）で得られる相関値に基づいて、サンプリング周波数変換器（１５）におけるサンプリングのタイミングのずれの大きさおよび方向を検出し、サンプリング周波数変換器（１５）におけるサンプリングのタイミングを調整する。これにより、正しいタイミングのシンボル点が抽出される。
2003045026.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多値変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置であって、
受信した信号を第１のサンプリング周波数を有する第１のデジタル信号に変換する信号変換手段（３）と、
前記第１のデジタル信号をサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する第２のデジタル信号に変換する周波数変換手段（１５）と、
前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するシンボルタイミング検出手段（１７）と、
前記第２のデジタル信号から、前記検出されたタイミングのシンボル点を抽出する信号抽出手段（８）と、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す信号処理手段（９，１０）と、
前記シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するタイミングずれ検出手段（１８）とを備え、
前記周波数変換手段は、前記タイミングずれ検出手段で検出されたタイミングのずれに応じて、前記シンボルタイミング検出手段によって正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、前記第１のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する、無線受信装置。
【請求項２】
前記シンボルタイミング検出手段は、前記第２のデジタル信号と、所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する、請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記タイミングずれ検出手段は、前記最大値の前後の相関値の大きさと、前記最大値の大きさとの関係に基づいて、前記ずれの大きさおよび方向を算出する、請求項２に記載の無線受信装置。
【請求項４】
前記タイミングずれ検出手段は、
前記最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を前記最大値の大きさの二乗で除算する除算手段と、
前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、前記得られた値が前記閾値よりも大きければ前記得られた値を累算する累算手段と、
前記除算手段による除算と前記累算手段による累算とを所定回数繰返す反復手段と、
前記所定回数繰返した後の前記累算手段の累算結果の大きさに基づいて前記ずれの大きさを決定し、かつ前記累算結果の符号に基づいて前記ずれの方向を決定する決定手段とを含む、請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記周波数変換手段は、前記第１のデジタル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する、請求項３に記載の無線受信装置。
【請求項６】
前記周波数変換手段と前記シンボルタイミング検出手段との間に設けられ、前記第２のデジタル信号を帯域制限するフィルタ手段をさらに備える、請求項１に記載の無線受信装置。
【請求項７】
多値変調された信号を複数のアンテナで受信しデジタル処理する無線受信装置であって、
前記複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、第１のサンプリング周波数を有する複数の第１のデジタル信号に変換する複数の信号変換手段（３ａ−３ｄ）と、
前記複数の第１のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する複数の第２のデジタル信号に変換する複数の周波数変換手段（１５ａ−１５ｄ）と、
前記複数の第２のデジタル信号のうち信号レベルの相対的に高い第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するシンボルタイミング検出手段（２７）と、
前記複数の第２のデジタル信号のうち信号レベルの相対的に高い第２のデジタル信号から、前記検出されたタイミングのシンボル点を抽出する信号抽出手段（２９）と、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す信号処理手段（３０，１０）と、
前記シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するタイミングずれ検出手段（２８）とを備え、
前記複数の周波数変換手段の各々は、前記タイミングずれ検出手段で検出されたタイミングのずれに応じて、前記シンボルタイミング検出手段によって正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、対応する前記第１のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する、無線受信装置。
【請求項８】
前記シンボルタイミング検出手段は、前記信号レベルの相対的に高い第２のデジタル信号と、所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する、請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項９】
前記タイミングずれ検出手段は、前記最大値の前後の相関値の大きさと、前記最大値の大きさとの関係に基づいて、前記ずれの大きさおよび方向を算出する、請求項８に記載の無線受信装置。
【請求項１０】
前記タイミングずれ検出手段は、
前記最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を前記最大値の大きさの二乗で除算する除算手段と、
前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、前記得られた値が前記閾値よりも大きければ前記得られた値を累算する累算手段と、
前記除算手段による除算と前記累算手段による累算とを所定回数繰返す反復手段と、
前記所定回数繰返した後の前記累算手段の累算結果の大きさに基づいて前記ずれの大きさを決定し、かつ前記累算結果の符号に基づいて前記ずれの方向を決定する決定手段とを含む、請求項９に記載の無線受信装置。
【請求項１１】
前記複数の周波数変換手段の各々は、対応する前記第１のデジタル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する、請求項９に記載の無線受信装置。
【請求項１２】
前記複数の周波数変換手段と前記シンボルタイミング検出手段との間に設けられ、前記複数の第２のデジタル信号をそれぞれ帯域制限する複数のフィルタ手段をさらに備える、請求項７に記載の無線受信装置。
【請求項１３】
多値変調された信号を複数のアンテナで受信しアダプティブアレイ処理する無線受信装置であって、
前記複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、第１のサンプリング周波数を有する複数の第１のデジタル信号に変換する複数の信号変換手段（３ａ〜３ｄ）と、
前記複数の第１のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する複数の第２のデジタル信号に変換する複数の周波数変換手段（３１ａ〜３１ｄ）と、
前記複数の第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するシンボルタイミング検出手段（３５）と、
前記複数の第２のデジタル信号からシンボル点を抽出する複数の信号抽出手段（３２ａ〜３２ｄ）と、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す信号処理手段（３３，１０）と、
前記シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するタイミングずれ検出手段（３６）と、
前記複数の第２のデジタル信号にアダプティブアレイ処理を施して、受信指向性が制御されたアレイ合成出力を形成する受信指向性合成手段（３４）とを備え、
前記シンボルタイミング検出手段は、前記アレイ合成出力と、所定の参照信号との相関値に関するデータを算出して前記タイミングずれ検出手段に与え、
前記タイミングずれ検出手段は、前記シンボルタイミング検出手段から与えられる前記相関値に関するデータの、最大のシンボル点の値と、前記最大のシンボル点の前後の値とに２次曲線近似を施すことにより、前記最大のシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出し、かつ前記検出したタイミングのずれに基づき、前記複数の周波数変換手段の前記複数の第１のデジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、かつ前記複数の信号抽出手段のシンボル点抽出のタイミングを制御する、無線受信装置。
【請求項１４】
多値変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御方法であって、
受信した信号を第１のサンプリング周波数を有する第１のデジタル信号に変換するステップと、
前記第１のデジタル信号をサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する第２のデジタル信号に変換するステップと、
前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、
前記第２のデジタル信号から、前記検出されたタイミングのシンボル点を抽出するステップと、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、
前記検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップとを備え、
前記第１のデジタル信号をサンプリングするステップは、前記検出されたタイミングのずれに応じて、正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、前記第１のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する、シンボルタイミング制御方法。
【請求項１５】
前記シンボル点のタイミングを検出ステップは、前記第２のデジタル信号と、所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する、請求項１４に記載のシンボルタイミング制御方法。
【請求項１６】
前記タイミングのずれを検出するステップは、前記最大値の前後の相関値の大きさと、前記最大値の大きさとの関係に基づいて、前記ずれの大きさおよび方向を算出する、請求項１５に記載のシンボルタイミング制御方法。
【請求項１７】
前記タイミングのずれを検出するステップは、
前記最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を前記最大値の大きさの二乗で除算するステップと、
前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、前記得られた値が前記閾値よりも大きければ前記得られた値を累算するステップと、
前記除算と前記累算とを所定回数繰返すステップと、
前記所定回数繰返した後の累算結果の大きさに基づいて前記ずれの大きさを決定し、かつ前記累算結果の符号に基づいて前記ずれの方向を決定するステップとを含む、請求項１６に記載のシンボルタイミング制御方法。
【請求項１８】
前記第１のデジタル信号をサンプリングするステップは、前記第１のデジタル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する、請求項１６に記載のシンボルタイミング制御方法。
【請求項１９】
前記第２のデジタル信号を帯域制限するステップをさらに備える、請求項１４に記載のシンボルタイミング制御方法。
【請求項２０】
多値変調された信号を複数のアンテナで受信しアダプティブアレイ処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御方法であって、
前記複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、第１のサンプリング周波数を有する複数の第１のデジタル信号に変換するステップと、
前記複数の第１のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する複数の第２のデジタル信号に変換するステップと、
前記複数の第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、
前記複数の第２のデジタル信号からシンボル点を抽出するステップと、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、
前記検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、
前記複数の第２のデジタル信号にアダプティブアレイ処理を施して、受信指向性が制御されたアレイ合成出力を形成するステップとを備え、
前記シンボル点のタイミングを検出するステップは、前記アレイ合成出力と、所定の参照信号との相関値に関するデータを算出するステップを含み、
前記タイミングずれを検出するステップは、
前記相関値に関するデータの、最大のシンボル点の値と、前記最大のシンボル点の前後の値とに２次曲線近似を施すことにより、前記最大のシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、
前記検出したタイミングのずれに基づき、前記複数の第１のデジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、かつ前記シンボル点抽出のタイミングを制御するステップとを含む、シンボルタイミング制御方法。
【請求項２１】
多値変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御プログラムであって、コンピュータに、
受信した信号を第１のサンプリング周波数を有する第１のデジタル信号に変換するステップと、
前記第１のデジタル信号をサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する第２のデジタル信号に変換するステップと、
前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、
前記第２のデジタル信号から、前記検出されたタイミングのシンボル点を抽出するステップと、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、
前記検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップとを実行させ、
前記第１のデジタル信号をサンプリングするステップは、前記検出されたタイミングのずれに応じて、正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、前記第１のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する、シンボルタイミング制御プログラム。
【請求項２２】
前記シンボル点のタイミングを検出ステップは、前記第２のデジタル信号と、所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する、請求項２１に記載のシンボルタイミング制御プログラム。
【請求項２３】
前記タイミングのずれを検出するステップは、前記最大値の前後の相関値の大きさと、前記最大値の大きさとの関係に基づいて、前記ずれの大きさおよび方向を算出する、請求項２２に記載のシンボルタイミング制御プログラム。
【請求項２４】
前記タイミングのずれを検出するステップは、
前記最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を前記最大値の大きさの二乗で除算するステップと、
前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、前記得られた値が前記閾値よりも大きければ前記得られた値を累算するステップと、
前記除算と前記累算とを所定回数繰返すステップと、
前記所定回数繰返した後の累算結果の大きさに基づいて前記ずれの大きさを決定し、かつ前記累算結果の符号に基づいて前記ずれの方向を決定するステップとを含む、請求項２３に記載のシンボルタイミング制御プログラム。
【請求項２５】
前記第１のデジタル信号をサンプリングするステップは、前記第１のデジタル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する、請求項２３に記載のシンボルタイミング制御プログラム。
【請求項２６】
前記第２のデジタル信号を帯域制限するステップをさらに備える、請求項２１に記載のシンボルタイミング制御プログラム。
【請求項２７】
多値変調された信号を複数のアンテナで受信しアダプティブアレイ処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御プログラムであって、コンピュータに、
前記複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、第１のサンプリング周波数を有する複数の第１のデジタル信号に変換するステップと、
前記複数の第１のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する複数の第２のデジタル信号に変換するステップと、
前記複数の第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、
前記複数の第２のデジタル信号からシンボル点を抽出するステップと、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、
前記検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、
前記複数の第２のデジタル信号にアダプティブアレイ処理を施して、受信指向性が制御されたアレイ合成出力を形成するステップとを実行させ、
前記シンボル点のタイミングを検出するステップは、前記アレイ合成出力と、所定の参照信号との相関値に関するデータを算出するステップを含み、
前記タイミングずれを検出するステップは、
前記相関値に関するデータの、最大のシンボル点の値と、前記最大のシンボル点の前後の値とに２次曲線近似を施すことにより、前記最大のシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、
前記検出したタイミングのずれに基づき、前記複数の第１のデジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、かつ前記シンボル点抽出のタイミングを制御するステップとを含む、シンボルタイミング制御プログラム。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、無線受信装置、シンボルタイミング制御方法、およびシンボルタイミング制御プログラムに関し、より特定的には、データ通信のような高速かつ大容量の通信を実現する移動体通信システムにおいて、たとえばその基地局に用いられる、無線受信装置、シンボルタイミング制御方法、およびシンボルタイミング制御プログラムに関する。
背景技術
従来、ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ  Ｓｙｓｔｅｍ）のような移動体通信システムにおいては、変調方式として、たとえばπ／４ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式が採用されている。
図１３は、そのような変調方式を採用した従来のＰＨＳの、たとえば基地局を構成する無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
図１３を参照して、アンテナ１で受信した無線周波数のアナログ受信信号は、周波数変換回路２に与えられ、中間周波数のアナログ受信信号に変換される。この中間周波数のアナログ受信信号は、アナログ／デジタル変換器３によって所定のサンプリング周波数のデジタル受信信号に変換される。
このデジタル受信信号は、直交検波器４に与えられ、直交検波される。なお、正確には、直交検波器４からの出力は、同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）からなるが、図示の便宜上、図１３においては１本の信号線で示すこととする。
直交検波器４の出力は、サンプリング周波数変換器５に与えられ、サンプリング周波数変換器５は、与えられたデジタル受信信号を間欠的にサンプリングすることによって（信号を間引くことによって）、デジタル受信信号のサンプリング周波数をより低いサンプリング周波数に変換している。
サンプリング周波数変換器５のデジタル信号出力は、帯域制限のために帯域制限フィルタ６に与えられる。帯域制限フィルタ６は、周知のＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどで構成されるロールオフフィルタである。
帯域制限フィルタ６の出力は、シンボルタイミング検出回路７に与えられるとともに、シンボルタイミング抽出器８に与えられる。シンボルタイミング検出回路７は、帯域制限フィルタ６のデジタル信号出力および既知の参照データに基づいて、与えられたデジタル信号出力のうち、シンボル点の存在するタイミングを検出し、そのタイミングを示すタイミング信号をシンボルタイミング抽出器８に与える。
シンボルタイミング抽出器８は、シンボルタイミング検出回路７からのタイミング信号に基づいて、帯域制限フィルタ６のデジタル信号出力のうち、シンボル点のデータを抽出する。
シンボルタイミング抽出器８で抽出されたシンボル点のデータは、キャリア位相・周波数オフセット補償器９に与えられ、キャリアの位相および周波数オフセットが補償される。
キャリア位相・周波数オフセット補償器９の出力は、判定器１０に与えられ、周知のπ／４ＱＰＳＫ方式に基づくＩＱ座標平面上のシンボル点の判定がなされ、その結果が復調データとして出力される。
図１４は、図１３に示したシンボルタイミング検出回路７およびシンボルタイミング抽出器８の構成をより詳細に説明するブロック図である。
図１４を参照して、図１３の帯域制限フィルタ６から出力されたデジタル信号を構成するＩ成分およびＱ成分は、シンボルタイミング検出回路７の相関器７ａに与えられる。相関器７ａには、Ｉ成分およびＱ成分のそれぞれごとに、既知の参照データが与えられる。
相関器７ａは、帯域制限されたＩ成分およびＱ成分と、参照データのＩ成分およびＱ成分との相関値を計算し、絶対値回路７ｂは、その計算結果の実数部を二乗し、絶対値回路７ｃは、その乗算結果の虚数部を二乗する。
実数部および虚数部のそれぞれの二乗は、加算器７ｄによって加算され、相関値の二乗として最大値検出部７ｅに与えられる。
図１５は、加算器７ｄによって得られる相関値の二乗の値の変化の一例を示すグラフである。図１５において、横軸は時間を、縦軸は相関値の二乗を表わしている。
最大値検出部７ｅは、図１５に示したグラフにおいて、相関値の二乗が最大となるタイミングをシンボル点のタイミングとして検出して、シンボル点のタイミングを示すタイミング信号をＩ成分およびＱ成分のそれぞれに発生してシンボルタイミング抽出器８に与える。
シンボルタイミング抽出器８は、帯域制限フィルタ６からキャリア位相・周波数オフセット補償器９にＩ成分およびＱ成分の信号成分をそれぞれ供給するためのスイッチ８ａ，８ｂを含んでいる。
すなわち、これらのスイッチ８ａ，８ｂは、最大値検出部７ｅからのタイミング信号が、シンボル点のタイミングを示すときに閉じて、帯域制限フィルタ６から出力されるＩ成分およびＱ成分の信号を取り出してシンボル点の信号として出力する。それ以外の場合は、これらのスイッチ８ａ，８ｂは開いた状態にある。
このようにして、シンボルタイミング検出回路７およびシンボルタイミング抽出器８により、帯域制限されたデジタル受信信号のうち、シンボル点の信号が抽出されて後段の回路により復号処理を受けることになる。
ところで、図１３に示した無線受信装置において、サンプリング周波数変換器５を設けた理由について説明する。通常、アナログ／デジタル変換器３から出力されるデジタル信号のサンプリング周波数は、周波数変換回路２の出力である中間周波数に依存し、たとえばその２倍以上の周波数を要する。
このため、このように高いサンプリング周波数（たとえば８０サンプル／シンボル）のデジタル信号を、帯域制限フィルタ６によって帯域制限しようとすると、帯域制限フィルタ６を構成するＦＩＲフィルタにおけるデジタル信号処理量が増大し、信号処理に非常に時間を要することになる。
そこで、サンプリング周波数変換器５を設け、直交変調器４のデジタル信号出力のサンプリング周波数（たとえば８０サンプル／シンボル）をより低いサンプリング周波数（たとえば８サンプル／シンボル）に変換するものである。
これにより、帯域制限フィルタ６の信号処理量を軽減し、信号処理に要する時間を短縮することができる。
上述のようにサンプリング周波数変換器５を用いて、直交検波器４の出力信号を単にサンプリングする（間引く）だけであれば、後段のシンボルタイミング検出回路７およびシンボルタイミング抽出器８において正しいシンボル点をとらえることができなくなるという問題がある。
図１５は、図１３のサンプリング周波数変換器５における信号のサンプリングの結果、シンボルタイミング検出回路７の加算器７ｄによって得られる前述の相関値の二乗の値の変化の様子を模式的に示すグラフである。図１５において破線で示す曲線は、直交検波器４から出力される高いサンプリング周波数のデジタル信号に対応するであろう相関値の二乗の値を表わし、曲線上の白丸は、サンプリング周波数変換器５でサンプリングされたシンボル点に対応する相関値の二乗の値を表わしている。
図１５の例では、サンプリング周波数変換器５において、たまたまデジタル信号のピークに相当するシンボル点がサンプリングされている。すなわち、図１５において上向き矢印で示したサンプリング点がたまたま正しかったことになる。
しかしながら、一般に、サンプリング周波数変換器５では、どのタイミングでサンプリングするかは特に認識しておらず、任意のタイミングでサンプリングが行なわれる。
図１６は、図１３のサンプリング周波数変換器５における信号のサンプリングの結果、シンボルタイミング検出回路７の加算器７ｄによって得られる前述の相関値の二乗の値の変化の様子の他の例を模式的に示すグラフである。図１６において破線で示す曲線は、図１５と同様に直交検波器４から出力される高いサンプリング周波数のデジタル信号に対応するであろう相関値の二乗の値を表わし、曲線上のＸ印は、サンプリング周波数変換器５でサンプリングされたシンボル点に対応する相関値の二乗の値を表わしている。図１５の例では、サンプリング周波数変換器５において、たまたまデジタル信号のピークに相当するシンボル点がサンプリングされていたが、図１６の例ではピークに相当するシンボル点が正確にサンプリングされていない。すなわち、図１６において上向き矢印で示したサンプリング点は、図１５に示した正しいサンプリングタイミングからずれていることになる。
サンプリング周波数変換器５におけるサンプリングタイミングは特に制御されていなかったため、図１６に示すようなずれたタイミングでのサンプリングが行われることがあり、後段のシンボルタイミング検出回路に与えられていた。
しかし、ＰＨＳのような従来の移動体通信システムでは、一般に、変調方式として、周知のπ／４ＱＰＳＫ方式が採用されているため、このようにサンプリングされたシンボル点のタイミングが本来のタイミングからずれていても、信号処理時に受信エラーなどは発生していなかった。
より詳細に説明すると、π／４ＱＰＳＫ変調方式では、周知のようにＩＱ座標平面上で各象限ごとに１つのシンボル点が配置されるだけである。すなわち、この方式では各象限に１つしかシンボル点がないため、たとえシンボル点のタイミングが若干ずれていても、シンボル点が本来の象限内にある限り当該シンボル点と正しく認識され、後段の信号処理に受信エラーが生じることはなかった。
ところで、最近の移動体通信システムでは、データ通信のように、従来の音声通信に比べて高品質、大容量の伝送が要求されるようになっており、そのために上述のπ／４ＱＰＳＫ方式に比べてより多値の変調方式の適用が検討されている。
このような多値変調方式の一例として、周知の１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式が既にある種のデータ通信で実用化されている。この１６ＱＡＭ方式では、周知のようにＩＱ座標平面上で各象限ごとに４個格子状に配置された、座標平面全体で合計１６個の信号点のいずれかに受信信号のシンボル点が対応している。
このため、ＰＨＳの変調方式としてこの１６ＱＡＭ方式を採用した場合、図１６に示すようにシンボル点のサンプリングのタイミングが不適切であれば、ＩＱ座標平面のある象限に格子状に配された４個のシンボル点のいずれかに本来対応するシンボルが隣接する別のシンボル点と誤認され、後段の信号処理において受信エラーが生じるという問題があった。
それゆえに、この発明の目的は、移動体通信システムにおいて、高速かつ大容量の伝送を可能にするために多値変調方式を採用した場合でも、シンボル点のサンプリングタイミングのずれに起因する受信エラーの発生を防止した、無線受信装置、シンボルタイミング制御方法、およびシンボルタイミング制御プログラムを提供することである。
発明の開示
この発明の１つの局面によれば、多値変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置は、信号変換手段と、周波数変換手段と、シンボルタイミング検出手段と、信号抽出手段と、信号処理手段と、タイミングずれ検出手段とを備える。信号変換手段は、受信した信号を第１のサンプリング周波数を有する第１のデジタル信号に変換する。周波数変換手段は、第１のデジタル信号をサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する第２のデジタル信号に変換する。シンボルタイミング検出手段は、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出する。信号抽出手段は、第２のデジタル信号から、検出されたタイミングのシンボル点を抽出する。信号処理手段は、抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す。タイミングずれ検出手段は、シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出する。周波数変換手段は、タイミングずれ検出手段で検出されたタイミングのずれに応じて、シンボルタイミング検出手段によって正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、第１のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する。
好ましくは、シンボルタイミング検出手段は、第２のデジタル信号と、所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する。
好ましくは、タイミングずれ検出手段は、最大値の前後の相関値の大きさと、最大値の大きさとの関係に基づいて、ずれの大きさおよび方向を算出する。
好ましくは、タイミングずれ検出手段は、最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を最大値の大きさの二乗で除算する除算手段と、除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、得られた値が閾値よりも大きければ得られた値を累算する累算手段と、除算手段による除算と累算手段による累算とを所定回数繰返す反復手段と、所定回数繰返した後の累算手段の累算結果の大きさに基づいてずれの大きさを決定し、かつ累算結果の符号に基づいてずれの方向を決定する決定手段とを含む。
好ましくは、周波数変換手段は、第１のデジタル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する。
好ましくは、無線受信装置は、周波数変換手段とシンボルタイミング検出手段との間に設けられ、第２のデジタル信号を帯域制限するフィルタ手段をさらに備える。
この発明の他の局面によれば、多値変調された信号を複数のアンテナで受信しデジタル処理する無線受信装置は、複数の信号変換手段と、複数の周波数変換手段と、シンボルタイミング検出手段と、信号抽出手段と、信号処理手段と、タイミングずれ検出手段とを備える。複数の信号変換手段は、複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、第１のサンプリング周波数を有する複数の第１のデジタル信号に変換する。複数の周波数変換手段は、複数の第１のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する複数の第２のデジタル信号に変換する。シンボルタイミング検出手段は、複数の第２のデジタル信号のうち信号レベルの相対的に高い第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出する。信号抽出手段は、複数の第２のデジタル信号のうち信号レベルの相対的に高い第２のデジタル信号から、検出されたタイミングのシンボル点を抽出する。信号処理手段は、抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す。タイミングずれ検出手段は、シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出する。複数の周波数変換手段の各々は、タイミングずれ検出手段で検出されたタイミングのずれに応じて、シンボルタイミング検出手段によって正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、対応する第１のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する。
好ましくは、シンボルタイミング検出手段は、信号レベルの相対的に高い第２のデジタル信号と、所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する。
好ましくは、タイミングずれ検出手段は、最大値の前後の相関値の大きさと、最大値の大きさとの関係に基づいて、ずれの大きさおよび方向を算出する。
好ましくは、タイミングずれ検出手段は、最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を最大値の大きさの二乗で除算する除算手段と、除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、得られた値が閾値よりも大きければ得られた値を累算する累算手段と、除算手段による除算と累算手段による累算とを所定回数繰返す反復手段と、所定回数繰返した後の累算手段の累算結果の大きさに基づいてずれの大きさを決定し、かつ累算結果の符号に基づいてずれの方向を決定する決定手段とを含む。
好ましくは、複数の周波数変換手段の各々は、対応する第１のデジタル信号のサンプリングの基準位置を算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する。
好ましくは、無線受信装置は、複数の周波数変換手段とシンボルタイミング検出手段との間に設けられ、複数の第２のデジタル信号をそれぞれ帯域制限する複数のフィルタ手段をさらに備える。
この発明のさらに他の局面によれば、多値変調された信号を複数のアンテナで受信しアダプティブアレイ処理する無線受信装置は、複数の信号変換手段と、複数の周波数変換手段と、シンボルタイミング検出手段と、複数の信号抽出手段と、信号処理手段と、タイミングずれ検出手段と、受信指向性合成手段とを備える。複数の信号変換手段は、複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、第１のサンプリング周波数を有する複数の第１のデジタル信号に変換する。複数の周波数変換手段は、複数の第１のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する複数の第２のデジタル信号に変換する。シンボルタイミング検出手段は、複数の第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出する。複数の信号抽出手段は、複数の第２のデジタル信号からシンボル点を抽出する。信号処理手段は、抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す。タイミングずれ検出手段は、シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出する。受信指向性合成手段は、複数の第２のデジタル信号にアダプティブアレイ処理を施して、受信指向性が制御されたアレイ合成出力を形成する。シンボルタイミング検出手段は、アレイ合成出力と、所定の参照信号との相関値に関するデータを算出してタイミングずれ検出手段に与える。タイミングずれ検出手段は、シンボルタイミング検出手段から与えられる相関値に関するデータの、最大のシンボル点の値と、最大のシンボル点の前後の値とに２次曲線近似を施すことにより、最大のシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出し、かつ検出したタイミングのずれに基づき、複数の周波数変換手段の複数の第１のデジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、かつ複数の信号抽出手段のシンボル点抽出のタイミングを制御する。
この発明のさらに他の局面によれば、多値変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御方法は、受信した信号を第１のサンプリング周波数を有する第１のデジタル信号に変換するステップと、第１のデジタル信号をサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する第２のデジタル信号に変換するステップと、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、第２のデジタル信号から、検出されたタイミングのシンボル点を抽出するステップと、抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップとを備える。第１のデジタル信号をサンプリングするステップは、検出されたタイミングのずれに応じて、正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、第１のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する。
好ましくは、シンボル点のタイミングを検出ステップは、第２のデジタル信号と、所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する。
好ましくは、タイミングのずれを検出するステップは、最大値の前後の相関値の大きさと、最大値の大きさとの関係に基づいて、ずれの大きさおよび方向を算出する。
好ましくは、タイミングのずれを検出するステップは、最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を最大値の大きさの二乗で除算するステップと、除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、得られた値が閾値よりも大きければ得られた値を累算するステップと、除算と累算とを所定回数繰返すステップと、所定回数繰返した後の累算結果の大きさに基づいてずれの大きさを決定し、かつ累算結果の符号に基づいてずれの方向を決定するステップとを含む。
好ましくは、第１のデジタル信号をサンプリングするステップは、第１のデジタル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する。
好ましくは、シンボルタイミング制御方法は、第２のデジタル信号を帯域制限するステップをさらに備える。
この発明のさらに他の局面によれば、多値変調された信号を複数のアンテナで受信しアダプティブアレイ処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御方法は、複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、第１のサンプリング周波数を有する複数の第１のデジタル信号に変換するステップと、複数の第１のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する複数の第２のデジタル信号に変換するステップと、複数の第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、複数の第２のデジタル信号からシンボル点を抽出するステップと、抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、複数の第２のデジタル信号にアダプティブアレイ処理を施して、受信指向性が制御されたアレイ合成出力を形成するステップとを備える。シンボル点のタイミングを検出するステップは、アレイ合成出力と、所定の参照信号との相関値に関するデータを算出するステップを含む。タイミングずれを検出するステップは、相関値に関するデータの、最大のシンボル点の値と、最大のシンボル点の前後の値とに２次曲線近似を施すことにより、最大のシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、検出したタイミングのずれに基づき、複数の第１のデジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、かつシンボル点抽出のタイミングを制御するステップとを含む。
この発明のさらに他の局面によれば、多値変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御プログラムは、コンピュータに、受信した信号を第１のサンプリング周波数を有する第１のデジタル信号に変換するステップと、第１のデジタル信号をサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する第２のデジタル信号に変換するステップと、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、第２のデジタル信号から、検出されたタイミングのシンボル点を抽出するステップと、抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップとを実行させる。第１のデジタル信号をサンプリングするステップは、検出されたタイミングのずれに応じて、正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、第１のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する。
好ましくは、シンボル点のタイミングを検出ステップは、第２のデジタル信号と、所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する。
好ましくは、タイミングのずれを検出するステップは、最大値の前後の相関値の大きさと、最大値の大きさとの関係に基づいて、ずれの大きさおよび方向を算出する。
好ましくは、タイミングのずれを検出するステップは、最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を最大値の大きさの二乗で除算するステップと、除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、得られた値が閾値よりも大きければ得られた値を累算するステップと、除算と累算とを所定回数繰返すステップと、所定回数繰返した後の累算結果の大きさに基づいてずれの大きさを決定し、かつ累算結果の符号に基づいてずれの方向を決定するステップとを含む。
好ましくは、第１のデジタル信号をサンプリングするステップは、第１のデジタル信号のサンプリングの基準位置を算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する。
好ましくは、シンボルタイミング制御プログラムは、第２のデジタル信号を帯域制限するステップをさらに備える。
この発明のさらに他の局面によれば、多値変調された信号を複数のアンテナで受信しアダプティブアレイ処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御プログラムは、コンピュータに、複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、第１のサンプリング周波数を有する複数の第１のデジタル信号に変換するステップと、複数の第１のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、第２のサンプリング周波数を有する複数の第２のデジタル信号に変換するステップと、複数の第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、複数の第２のデジタル信号からシンボル点を抽出するステップと、抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、検出されたシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、複数の第２のデジタル信号にアダプティブアレイ処理を施して、受信指向性が制御されたアレイ合成出力を形成するステップとを実行させる。シンボル点のタイミングを検出するステップは、アレイ合成出力と、所定の参照信号との相関値に関するデータを算出するステップを含む。タイミングずれを検出するステップは、相関値に関するデータの、最大のシンボル点の値と、最大のシンボル点の前後の値とに２次曲線近似を施すことにより、最大のシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、検出したタイミングのずれに基づき、複数の第１のデジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、かつシンボル点抽出のタイミングを制御するステップとを含む。
したがって、この発明によれば、移動体通信システムにおいて多値変調方式を採用した場合でも、周波数変換手段におけるシンボル点のサンプリングタイミングのずれを本来の正しいタイミングに補正することにより、サンプリングタイミングのずれに起因する受信エラーの発生を防止することができる。
発明を実施するための最良の形態
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による、たとえばＰＨＳのような移動体通信システムの基地局に適用される無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。なお、以下に説明する各実施の形態では、多値変調方式として周知の１６ＱＡＭを採用するものとする。したがって、最終段の判定部１０においては１６ＱＡＭによるシンボル点の判定がなされる。
図１に示した無線受信装置は、図１３に示した従来の無線受信装置と以下の部分を除いて同じである。すなわち、シンボルタイミング検出回路１７は、基本的に図１４に示したシンボルタイミング検出回路７と同じ構成を有しており、図１４の加算器７ｄから出力される相関値の二乗のデータが、最大値検出部７ｅに与えられるだけでなく、外部にも供給される。また、最大値検出部７ｅからは相関値の二乗が最大となるタイミングを示す信号が外部に供給される。
この外部に供給された相関値の二乗のデータおよび最大値タイミングデータは、シンボルタイミングずれ検出回路１８に与えられる。シンボルタイミングずれ検出回路１８は、相関値の二乗のデータおよび最大値タイミングデータに基づいて、サンプリング周波数変換器１５におけるサンプリングのタイミングを調整するタイミング信号を発生してサンプリング周波数変換器１５に与える。
図２Ａおよび２Ｂは、図１のシンボルタイミングずれ検出回路が、サンプリング周波数変換器１５におけるサンプリングのタイミングずれを補正する原理を模式的に示す波形図である。
図２Ａおよび２Ｂはそれぞれ、図１５または図１６に示した、シンボルタイミング検出回路１７から供給される相関値の二乗のグラフのピーク部分を拡大して示すグラフであり、白丸はそれぞれ相関値の二乗の信号点を示している。
図２Ａは、図１５に示すように、サンプリング周波数変換器１５において正しいタイミングでサンプリングがなされた場合の相関値の二乗のピーク部分を表わしている。この図では、最大値を示す点ａ２が相関値の二乗のピークにあり、したがってその前後の相関値の二乗の点ａ１，ａ３がほぼ同じ大きさを有している。
これに対し、図２Ｂは、図１６に示すように、サンプリング周波数変換器１５においてずれたタイミングでサンプリングがなされた場合の相関値の二乗のピーク部分を表わしている。この図では、最大値を示す点ｂ２が相関値の二乗のピークにはなく、したがってその前後の相関値の二乗の点ｂ１，ｂ３は大きさが異なっている。
このことから、相関値の二乗の最大値（ａ２，ｂ２）の前後の２つの相関値の二乗（ａ１およびａ３，ｂ１およびｂ３）の差の大きさおよび変化の方向を検出することによって、相関値の最大値がピークの位置からどちらの方向にどれだけずれているのか、すなわちサンプリング周波数変換器１５のサンプリングのタイミングが本来のタイミングからどちらの方向にどれだけずれているかを判定することができる。
そして、検出されたずれの大きさおよび方向だけ、サンプリング周波数変換器１５のサンプリングのタイミングを補正すれば、正しいタイミングでシンボル点を抽出することができるようになる。
図１に示した無線受信装置の構成のうち、直交検波器４から後段の機能は、たとえばデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）などのデジタル信号処理部２０を用いてソフトウェアで実現することができる。上述のこの発明の実施の形態１による無線受信装置の動作は、実際には、図３，図４および図６に示すフロー図に従ってソフトウェアで実行されるものである。このＤＳＰ２０は、以下の各フロー図の各ステップを備えるプログラムを図示しないメモリから読み出して実行する。このプログラムは、外部からインストールすることができる。
図３は、図１のシンボルタイミング検出回路１７における相関値の大きさの二乗のデータ、およびその最大値のタイミングを検出する動作を示すフロー図である。
図３を参照して、ステップＳ１において、相関値計算ポジションに開始位置を入れる。そして、ステップＳ２において、相関値計算ポジションが終了位置であるか否かが判定される。
終了位置でないと判定されると、ステップＳ３に進み、相関値計算ポジションのデジタル受信信号と既知の参照データとの複素乗算および複素加算により、相関値およびその大きさの二乗値が求められる。
次に、ステップＳ４において、相関値計算ポジションを次の位置にする。
ステップＳ２において、相関値計算ポジションが終了位置になったことが判定されるまで、ステップＳ３および４の処理が繰り返され、終了位置になったことが判定されると、ステップＳ５において、相関値の大きさの二乗が最大となるタイミング位置が見出される。
図４は、図１のシンボルタイミング検出回路１８におけるサンプリングタイミング変更データを形成する動作を示すフロー図である。
まず、ステップＳ１１において、図３の処理で得られた、相関値の大きさの二乗のデータと、その最大値のタイミング位置を示すデータとを取得する。
次に、ステップＳ１２において、最大値の前後の相関値の二乗の大きさの差を求め、その差を、相関値の二乗の大きさの最大値で除算する。そしてその結果をαとする。
次に、ステップＳ１３において、αが所定の閾値より大きいか否か判定される。大きくなければ、ステップＳ１４において、αの累算値であるβをゼロとし、処理の回数をカウントするカウンタＣＮＴの値をゼロとする。
一方、ステップＳ１３において、αが閾値より大きいと判定されると、αの累算値であるβに、今回算出されたαが加算される。そしてカウンタＣＮＴを１だけインクリメントする。
次に、ステップＳ１６において、ＣＮＴが所定の閾値以上か否かが判定され、以上でなければ処理を終了しする。そして、図３の処理において次のデータが算出されれば、ステップＳ１１においてそのデータを取得して、ステップＳ１２からステップＳ１６の処理が、ＣＮＴを１インクリメントしながら繰返される。
そして、ある回数、処理を繰返した後、ステップＳ１６においてＣＮＴが閾値以上になったと判定されると、ステップＳ１７に進む。
ステップＳ１７では、それまでの処理でえられたαの累算結果であるβに対し、所定の係数ａを乗算したａ×βの絶対値を、サンプリングタイミングの変化量、すなわちサンプリング周波数変換器１５におけるサンプリングタイミングの補正量とする。
また、βの符号を、サンプリングタイミングの変化方向、すなわちサンプリング周波数変換器１５におけるサンプリングタイミングの補正方向とする。
図５は、対比の目的で、図１３の従来のサンプリング周波数変換器５の動作を示すフロー図である。従来のサンプリング周波数変換器５では、ステップＳ２０において、任意の基準タイミング位置から、（入力信号のサンプリング周波数）÷（出力信号のサンプリング周波数）の値ごとのタイミングで、入力信号をサンプリングして出力していた。
これに対し、図６は、図１のサンプリング周波数変換器１５におけるサンプリングタイミング変更動作を示すフロー図である。
図６を参照して、まずステップＳ３０において、図４の処理で算出されたａ×βのデータを取得する。
そして、ステップＳ３１において、任意の基準タイミング位置にａ×βを加えることにより、サンプリング周波数変換器１５においてサンプリングを開始する基準タイミングを、シンボルタイミングずれ検出回路１８によって検出されたサンプリングタイミングのずれの大きさおよび方向に関して、補正することが可能になる。
この結果、シンボルタイミング抽出器８では正しいタイミングでシンボル点が抽出され、後段の判定器１０において１６ＱＡＭ方式により正しくシンボル点の判定がなされる。
図７は、上述の実施の形態による無線受信装置を、複数アンテナで信号を受信するＰＨＳの基地局に適用した場合の構成を示す機能ブロック図である。
図７を参照して、図示しない４本のアンテナからそれぞれ対応する図示しない４個の周波数変換回路を介して与えられたアナログ受信信号は、対応するアナログ／デジタル変換器３ａ〜３ｄによってデジタル信号に変換される。
これらのデジタル受信信号は、対応する直交検波器４ａ〜４ｄに与えられ、直交検波される。
直交検波器４ａ〜４ｄの出力は、サンプリング周波数変換器１５ａ〜１５ｄに与えられ、サンプリング周波数変換器１５ａ〜１５ｄは、与えられたデジタル受信信号を間欠的にサンプリングすることによって、デジタル受信信号のサンプリング周波数をより低いサンプリング周波数に変換している。
サンプリング周波数変換器１５ａ〜１５ｄのデジタル信号出力は、帯域制限のために帯域制限フィルタ６ａ〜６ｄに与えられる。
帯域制限フィルタ６ａ〜６ｄの出力は、シンボルタイミング検出回路２７に与えられるとともに、シンボルタイミング抽出器２９に与えられる。シンボルタイミング検出回路２７は、帯域制限フィルタ６ａ〜６ｄのデジタル信号出力のうち、受信レベルが最大の信号を選択し、そのデジタル信号および既知の参照データに基づいて、選択したデジタル信号出力のうち、シンボル点の存在するタイミングを検出し、そのタイミングを示すタイミング信号をシンボルタイミング抽出器２９に与える。
シンボルタイミング抽出器２９は、シンボルタイミング検出回路２７からのタイミング信号に基づいて、帯域制限フィルタ６ａ〜６ｄのデジタル信号出力のうち、受信レベルが最大の信号を選択し、そのデジタル信号のシンボル点のデータを抽出する。
シンボルタイミング抽出器２９で抽出されたシンボル点のデータは、受信指向性制御回路３０に与えられ、周知のアダプティブアレイ処理などにより受信信号の指向性が制御される。
受信指向性制御回路３０の出力は、判定器１０に与えられ、周知の１６ＱＡＭ方式に基づくＩＱ座標平面上のシンボル点の判定がなされ、その結果が復調データとして出力される。
シンボルタイミング検出回路２７は、４系統の受信信号のうち受信レベルが最大の信号を選択する点を除いて、図１のシンボルタイミング検出回路１７と同じ動作をし、シンボルタイミングずれ検出回路２８は、検出されたタイミング補正用の信号を、４個のサンプリング周波数変換器１５ａ〜１５ｄに共通に与える。
このように、この発明は、無線受信装置が複数系列設けられた基地局（たとえばアダプティブアレイ基地局）においても適用可能であり、同等の効果を奏する。
［実施の形態２］
図８は、この発明の実施の形態２による無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
図８に示したこの発明の実施の形態２は、上述の実施の形態１の無線受信装置を改良したものである。
すなわち、図１および図７に示した実施の形態１による無線受信装置装置では、帯域制限フィルタの出力をそのまま用いてシンボルタイミングの検出、ひいてはシンボルタイミングのずれの検出を行なっていたが、以下に説明する実施の形態２による無線受信装置では、複数アンテナを用いてアダプティブアレイ受信が可能なアダプティブアレイ無線受信装置（たとえばＰＨＳにおけるアダプティブアレイ基地局）において、受信信号のアダプティブアレイ処理の結果算出されるアレイ合成出力を用いて、シンボルタイミングの検出およびシンボルタイミングのずれの検出を行なっている。
さらに、実施の形態１におけるシンボルタイミングのずれの検出方法（図２Ａ〜図４参照）に代えて、実施の形態２では、以下に説明する２次曲線近似の方法を採用している。
これらの改良点についていは、以下に詳細に説明する。
まず図８を参照して、アレイアンテナを構成する４本のアンテナ１ａ〜１ｄからそれぞれ対応する４個の周波数変換回路２ａ〜２ｄを介して与えられたアナログ受信信号は、対応するアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）３ａ〜３ｄによってデジタル信号に変換される。
これらのデジタル受信信号は、対応する直交検波器４ａ〜４ｄに与えられ、直交検波される。
直交検波器４ａ〜４ｄの出力は、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄに与えられ、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄは、与えられたデジタル受信信号を間欠的にサンプリングすることによって、デジタル受信信号のサンプリング周波数をより低いサンプリング周波数に変換している。
サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄのデジタル信号出力はそれぞれ、帯域制限のための図示しない帯域制限フィルタを介して、対応するシンボルタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄに与えられるとともに、受信指向性合成回路３４に与えられる。
シンボルタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄは、後述するように、入力デジタル信号のシンボル点のデータを抽出する。
シンボルタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄで抽出されたシンボル点のデータは、受信指向性制御回路３３に与えられ、周知のアダプティブアレイ処理などにより受信信号の指向性が制御される。
アダプティブアレイ処理とは、無線受信装置、たとえば基地局の複数のアンテナからなるアレイアンテナで端末から受信した信号に基づいて、アンテナごとの受信係数（ウェイト）からなる受信ウェイトベクトルを計算して適応制御することによって、特定の端末からの信号を正確に抽出する処理である。
このようなアダプティブアレイ処理を採用したアダプティブアレイ基地局においては、受信信号のシンボルごとにこのような受信ウェイトベクトルを計算する受信ウェイトベクトル計算機が設けられ、この受信ウェイトベクトル計算機は、受信信号の各フレームの先頭部分に設けられた既知の参照信号区間（ウェイト推定区間）において、受信信号と算出された受信ウェイトベクトルとの複素乗算和（アレイ合成出力信号）と、当該既知の参照信号との誤差の２乗を減少させるよう受信ウェイトベクトルを収束させる処理、すなわち特定の端末からの受信指向性を収束させるアダプティブアレイ処理を実行する。
アダプティブアレイ処理では、このような受信ウェイトベクトルの収束を、時間や信号電波の伝搬路特性の変動に応じて適応的に行ない、受信信号中から干渉成分やノイズを除去し、特定の端末ユーザからの受信信号を抽出している。
このような受信ウェイトベクトル計算機では、アレイ合成出力信号と参照信号との誤差の２乗に基づく最急降下法ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）によりウェイトの学習を行うアルゴリズムである、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズム、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズム、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）アルゴリズムなどのアダプティブアレイアルゴリズムを使用している。このようなＲＬＳアルゴリズム、ＬＭＳアルゴリズム、ＳＭＩアルゴリズムなどは、アダプティブアレイ処理の分野では周知の技術である。
このようなアダプティブアレイ処理を採用した無線受信装置については、たとえば、飯沼敏範他著、「アダプティブアレイアンテナ方式ＰＨＳ基地局」、ＳＡＮＹＯ  ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ  ＲＥＶＩＥＷ（三洋電機技報）、三洋電機株式会社、２０００年５月１日発行、第３２巻、第１号、ｐ．８０−８８などに詳細に開示されているので、ここではアダプティブアレイ処理の詳細についての説明は省略する。
受信指向性制御回路３３の出力は、判定器１０に与えられ、周知の１６ＱＡＭ方式に基づくＩＱ座標平面上のシンボル点の判定がなされ、その結果が復調データとして出力される。
一方、受信指向性制御回路３３で上述のように算出された受信指向性形成情報、すなわち受信ウェイトベクトルは、受信指向性合成回路３４に与えられる。また、この受信指向性合成回路３４には、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄからのデジタル信号が与えられる。
受信指向性合成回路３４は、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄからの入力デジタル信号と、受信指向性制御回路３３からの受信ウェイトベクトルとの複素乗算和であるアレイ合成出力を形成し、シンボルタイミング検出回路３５に与える。
シンボルタイミング検出回路３５は、基本的に、図１４に示したシンボルタイミング検出回路７（および実施の形態１のシンボルタイミング検出回路１７）と同様の構成を有しており、図１４のシンボルタイミング検出回路７においては、帯域制限フィルタの出力を入力として参照データとの相関値の二乗データを得ているのに対し、この実施の形態２では、シンボルタイミング検出回路３５は、アレイ合成出力と参照データとの相関値の二乗データを演算してシンボルタイミングずれ検出回路３６に与える。
図９は、シンボルタイミング検出回路３５からシンボルタイミングずれ検出回路３６に与えられる、アレイ合成出力と参照データとの相関値の二乗データの波形を示す図である。この波形図を参照して、この実施の形態２のシンボルタイミングずれ検出回路３６によるシンボルタイミングずれの演算方法について説明する。
図９において、破線で示す曲線は、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄによって低くされる前の高いサンプリング周波数のデジタル信号に対応する相関値の二乗データを表わし、曲線上のＸ印は、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄでサンプリングされたシンボル点に対応する相関値の二乗データを表わしている。
図９を参照して、Ｘ印の二乗データのうち、ピーク値をａとし、ピークの１つ前の値をｂとし、ピークの１つ後の値をｃとする。そしてサンプリング点の間隔をΔｔとする。
これらの３点を２次曲線近似した場合の、本来のピーク点からのシンボル点のずれ幅は、次式により算出される。
−｛（ｃ−ｂ）／（ｃ＋ｂ−２ａ）｝×（Δｔ／２）
図９のピーク値ａのシンボルタイミングに対して、この式で表わされるずれ幅だけずらすことにより、本来のピークに対応する正しいシンボルタイミングを得ることができる。なお、この実施の形態２では、データのばらつきの影響を排除するため、上述のように得られたシンボルタイミング推定値に対し、平均化処理を施すことによりシンボルタイミングを最終的に決定する。これにより、シンボルタイミング推定の精度を向上させることができる。
図８に戻って、シンボルタイミングずれ検出回路３６は、上述のようにして算出した正しいシンボルタイミングに基づいて、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄのサンプリングのタイミングを調整する。また、シンボルタイミングずれ検出回路３６は、上述のようにして算出した正しいシンボルタイミングに基づいて、シンボルタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄのシンボル点抽出のタイミングを調整する。これにより、正しいタイミングでシンボル点を抽出することができるようになる。
図８に示した無線受信装置の構成のうち、直交検波器４ａ〜４ｄから後段の機能は、たとえばデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）などのデジタル信号処理部を用いてソフトウェアで実現することができる。上述のこの発明の実施の形態２による無線受信装置の動作は、実際には、図１０〜図１２に示すフロー図に従ってソフトウェアで実行されるものである。このＤＳＰは、以下の各フロー図の各ステップを備えるプログラムを図示しないメモリから読み出して実行する。このプログラムは、外部からインストールすることができる。
図８のシンボルタイミング検出回路３５におけるアレイ合成出力と参照データとの相関値の大きさの二乗のデータを検出する動作は、実施の形態１において図３に示した動作と同様であるので、ここでは説明を省略する。
図１０のフロー図は、実施の形態１における図４のフロー図に対応し、正しいシンボルタイミングのデータを形成する動作を示している。
図１０を参照して、ステップＳ４１において、シンボルタイミングずれ検出回路３６は、シンボルタイミング検出回路３５で算出された相関値の二乗データ（図９）の最大値ａと、その前後の二乗データの値ｂ，ｃとをシンボルタイミング検出回路３５から取得する。
次に、ステップＳ４２において、シンボルタイミングずれ検出回路３６は、これらの３点を２次曲線近似した場合の、本来のピーク点からのシンボル点のずれ幅を演算する。
すなわち、前述したように、（ｃ−ｂ）÷（ｃ＋ｂ−２ａ）×Δｔ÷２で表わされるずれを算出し、その算出結果を、前回の演算の際に得られたピークのタイミングから減算する。そしてその結果を瞬時ピークタイミングとする。
ステップＳ４３において、前回の演算時のピークタイミングと瞬時ピークタイミングとの差を算出し、これに係数α（α＜１）を乗算したものと前回のピークタイミングに係数（１−α）を乗算したものを加えたものを今回のピークタイミングとする。
次に、ステップＳ４４において、今回のピークタイミングからシンボルタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄへの入力値を計算する。すなわち、今回のピークタイミング値にピークタイミングのサンプリング時間を乗算したものを、シンボルタイミングのサンプリング時間で除算した結果の整数部を算出して入力値とする。
次に、ステップＳ４５において、今回のピークタイミングと、上述のシンボルタイミング抽出器への入力値とから、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄへの入力値を算出する。すなわち、今回のピークタイミングから、ジンボルタイミング抽出器への入力値をピークタイミングのサンプリング時間で除算した結果にシンボルタイミングのサンプリング時間を乗算したものを減算し、その減算結果にピークタイミングのサンプリング時間を乗算し、さらにサンプリング周波数変換器のサンプリング時間で除算した結果の整数部を算出して入力値とする。
次に、図１１のフロー図は、実施の形態１における図６のフロー図に対応し、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄにおけるサンプリングタイミングの変更動作を示している。
図１１を参照して、まずステップＳ５０において、図１０のステップＳ４５でサンプリングタイミングずれ検出回路３６で算出されたサンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄへの入力値を取得する。
次に、ステップＳ５１において、サンプリング周波数変換器３１ａ〜３１ｄは、サンプリング周波数変換器への入力値に基づいて、入力信号のサンプリング周波数を出力信号のサンプリング周波数で除算した値ごとに、データを出力する。
次に、図１２のフロー図は、サンプリングタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄにおけるシンボルタイミングの抽出動作を示している。
図１２を参照して、まずステップＳ６０において、図１０のステップＳ４４でサンプリングタイミングずれ検出回路３６で算出されたシンボルタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄへの入力値を取得する。
次に、ステップＳ６１において、シンボルタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄは、シンボルタイミング抽出器への入力値に基づいて、入力信号のサンプリング周波数をシンボルレート（＝１÷シンボル時間）で除算した値ごとに、データを出力する。
以上の処理により、シンボルタイミング抽出器３２ａ〜３２ｄでは正しいタイミングでシンボル点が抽出され、後段の判定器１０では１６ＱＡＭ方式により正しくシンボル点の判定がなされる。
特に、この実施の形態２ではアダプティブアレイ処理によって得られたアレイ合成出力に基づいてシンボルタイミング検出を行なっている。すなわち、図８の受信指向性制御回路３３で用いられるアダプティブアレイ技術は、複数のアンテナで得られる信号に適切な重み付けをした後、それらを合成することによって、雑音や干渉波などの不要な信号成分を除去するものである。
受信指向性制御回路３３から出力される受信指向性形成情報は、前述のように、このような重み付けに用いられる受信ウェイトベクトルであり、シンボルタイミング抽出器で抽出される前のデジタル信号にこのような受信ウェイトベクトルで重み付けした、不要信号成分が低減されたアレイ合成信号と、参照データとの相関値を用いてシンボルタイミングの検出を行なうことにより、シンボルタイミング検出の精度を向上させることができる。
上述の各実施の形態では多値変調方式として、１６ＱＡＭ方式を採用した場合について説明したが、この発明の対象となる多値変調方式は、１６ＱＡＭ方式に限られるものではなく、他の多値変調方式にも適用可能である。
なお、上述の各実施の形態では、ＰＨＳの基地局にこの発明を適用した場合について説明したが、基地局に限らず、移動局にも適用できることはいうまでもない。
また、ＰＨＳは、時分割多元接続（ＴＤＭＡ：Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）により、時分割された各ユーザごとに上述の実施の形態による制御を行なっている。しかしながらこの発明は、そのようなＴＤＭＡ方式に限らず、たとえば符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）による移動体通信システムにも適用可能である。
また、上述の各実施の形態では、帯域制限フィルタをデジタルフィルタで実現する例を示したが、アナログＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で実現した場合にもこの発明は適用可能である。
また、上述の各実施の形態では、複数アンテナを用いる場合として４本の場合を記したが、４本以外であってもこの発明は適用可能である。
以上のように、この発明によれば、ＰＨＳのような移動体通信システムにおいて、高速かつ大容量の伝送を可能にするために１６ＱＡＭのような多値変調方式を採用した場合でも、周波数変換手段におけるシンボル点のサンプリングタイミングのずれを本来の正しいタイミングに補正することにより、サンプリングタイミングのずれに起因する受信エラーの発生を防止することができる。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明に係る無線受信装置、シンボルタイミング制御方法、およびシンボルタイミング制御プログラムによれば、サンプリング周波数が低い場合でもシンボル点のサンプリングタイミングのずれを本来の正しいタイミングに補正することができるので、多値変調方式を採用した移動体通信システムの無線受信装置において特に有用である。
【図面の簡単な説明】
図１は、この発明の実施の形態１による無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
図２Ａおよび２Ｂは、この発明の実施の形態１の原理を説明する波形図である。
図３は、この発明の実施の形態１による無線受信装置の動作を説明するフロー図である。
図４は、この発明の実施の形態１による無線受信装置の動作を説明するフロー図である。
図５は、従来の無線受信装置の動作を説明するフロー図である。
図６は、この発明の実施の形態１による無線受信装置の動作を説明するフロー図である。
図７は、この発明の実施の形態１による無線受信装置のＰＨＳ基地局への適用例を示す機能ブロック図である。
図８は、この発明の実施の形態２による無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
図９は、この発明の実施の形態２の原理を説明する波形図である。
図１０〜図１２は、この発明の実施の形態２による無線受信装置の動作を説明するフロー図である。
図１３は、従来の無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
図１４は、図１３に示したシンボルタイミング検出回路７およびシンボルタイミング抽出器８の構成を示す機能ブロック図である。
図１５は、相関値の二乗の値の変化を示す図である。
図１６は、相関値の二乗の値の変化の他の態様を示す図である。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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