(57)【要約】放電回路に蓄積された磁気エネルギーをコンデンサに回生し、次回の放電エネルギーとする、高繰り返しでパイポーラーパルス電流を供給するパルス電源装置を提供するため、４個の逆導通型半導体スイッチにてブリッジ回路を構成し、その直流端子に充電されたエネルギー源コンデンサを接続、その交流端子に前記誘導性負荷を接続するとともに、前記各逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、放電電流の上昇、維持、さらに減少時には、全ゲートをオフにしてスイッチのダイオード作用にて電流の磁気エネルギーがエネルギー源コンデンサに自動的に回生できるように制御する。また、放電回路に大電流電源を挿入することにより、放電により生じたエネルギー損失を補填し、高繰り返し放電を可能とする。
2004017151.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性負荷に、高い繰り返しでパイポーラーパルス電流を供給するとともに、系の残留磁気エネルギーを回生して次回の放電に用いるパルス電源装置であって、該装置は、
４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路の直流端子に初期充電されたエネルギー源コンデンサが接続され、その交流端子に前記誘導性負荷が接続されるとともに、
前記各逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、各半導体スイッチのオンオフ制御を行う制御回路をさらに具備し、
前記制御回路は、前記ブリッジ回路を構成する４個の逆導通型半導体スイッチのうち、対角線上に位置するペアの逆導通型半導体スイッチのオンオフ動作をそれぞれ同時にオンもしくは交互にオンするように制御するとともに、２組あるペアのうち、一方のペアを構成する２個の逆導通型半導体スイッチのうち少なくとも一つがオンのときは、他方のペアの逆導通型半導体スイッチは両方ともオフになるように制御することを特徴とする磁気エネルギーを回生するパルス電源装置。
【請求項２】
前記誘導性負荷と直列に低電圧大電流の電源を挿入し、放電中に失うエネルギーを補充して、次回の放電電流を増減させることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の磁気エネルギーを回生するパルス電源装置。
【請求項３】
前記各逆導通型半導体スイッチが、パワーＭＯＳ  ＦＥＴ、逆導通型ＧＴＯサイリスタ、又はダイオードとＩＧＢＴ等の半導体スイッチとの並列接続から成るユニットのいずれかである請求の範囲第１項または第２項に記載の磁気エネルギーを回生するパルス電源装置。
【請求項４】
前記２組のペアの逆導通型半導体スイッチのうちのいずれか一方のペアをダイオードで置き換えたことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第３項のいずれかに記載の磁気エネルギーを回生するパルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、誘導性負荷にパルス電流を供給するためのパルス電源装置に関するものである。
【背景技術】  誘導性の負荷に大電流を供給する湯合、通常、高電圧で充電されたエネルギー源コンデンサを、スイッチとしてイグナイトロン、放電ギャップスイッチ、サイリスタなどの半導体を用いて、負荷に接続して、コンデンサ放電を開始させるパルス電源が一般的である。
これら、放電スイッチには通常、クランプ回路と呼ばれるダイオードが負荷に並列、もしくはコンデンサに並列に接続されており、電流が最大になった後は、コンデンサ電圧の逆転と共にダイオードがオンし、負荷電流がダイオードに環流することで、コンデンサの逆充電を防ぎ、クランプされた電流は負荷の電気抵抗により時定数Ｌ／Ｒで減衰しながら流れ続ける。
一方、パルス電流の用途の中には、減衰波形よりも、立ち上がり時が重要であると言う分野も多い。小型医療用シンクロトロン加速器のパルス強磁場偏向電磁石などにおいては、最大の磁界を利用するのではなく、磁界を時間と共に上昇させる運転が必要であるが、このため、電流を速く減衰させてパルスレートを大きくすることが求められている。また、ガス励起レーザー電源の場合も、高速な電圧の立ち上がりと高繰り返しを要求されており、放電電源として、高繰り返し可能な制御が求められていた。
放電電流が必要な電流値に達した場合、スイッチの制御により放電電流の上昇を停止させるには、スイッチをイグナイトロン、放電ギャップスイッチ、サイリスタのようなオン制御のみのスイッチから、ＧＴＯサイリスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようにゲート信号による自己消弧能力を持った半導体スイッチに換えればできる。
しかし、負荷側の誘導性電流は電圧零でクランプされ、ダイオードによるフリーホイーリング状態でＬ／Ｒの長い時定数で減衰するのみである。ここに、エネルギーの無駄と、減衰を待つ時間が必要で、容量の増加や高繰り返しを求めるパルス電源の技術的問題となっていた。
フリーホイーリング状態の電流を遮断し、その磁気エネルギーをコンデンサに回生することが出来れば、負荷において、無駄に消費されていたエネルギーを減らせるばかりでなく、コンデンサにもどったエネルギーは次回のエネルギーとして回生されるので、エネルギー効率の高い、高繰り返し可能なパルス電流発生電源の実現が可能となる。
【発明の開示】
第２図は、本発明の基本動作を説明するためのものである。電源側はスナバーエネルギー回生方式の電流スイッチの構成をしている。スナバーエネルギーを一時的に蓄積するコンデンサが、本発明ではエネルギー源コンデンサに相当する。スナバーエネルギー回生方式の電流スイッチについては、特開２０００−３５８３５９「スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方向スイッチ」（特許文献１）に開示されている。本発明では前記のスナバーエネルギーを回生する電流スイッチの構成を利用しているが、前記特許文献１に開示されているのは、遮断電流回路の磁気エネルギーをスナバーコンデンサに一時的に蓄え、次回の導通時に負荷に放出する電流スイッチである。これに対して、本発明では、エネルギー源コンデンサに全エネルギーが充電されており、そのエネルギーのみで負荷を駆動し、パルス終了の際、負荷に残った磁気エネルギーをエネルギー源コンデンサに回生しようとする点が特許文献１に記載のものと異なっている。
第２図の例では負荷は誘導性負荷で、抵抗ＲとインダクタンスＬで表してあるが、気体レーザーの場合は放電電極部であり、加速器偏向電磁石ではトランス結合されたダイポールコイルになるが、いずれもＬとＲの直列接続の負荷とみなされる。放電パルスの時間がＬ／Ｒの時定数よりじゅうぶん短い場合、インダクタンス部の磁気エネルギーが供給したエネルギーの大部分を占めることが多い。
第２図の動作シーケンスを第３図で説明する。始めにコンデンサ１に第２図の極性のように充電しておき（充電回路は省略）、スイッチＳ１とスイッチＳ２をオンした場合、コンデンサの電荷は負荷に流れ始める。電流が最大になりコンデンサの電圧が負（ダイオードの順方向電圧分）になると、負荷電流はダイオードを介して環流し、フリーホイーリング状態になり負荷電流は「メイン電流の流れるパス」と書かれているような方向に、２並列で流れ続ける。ここで、フリーホイーリング状態の電流が２並列で流れ続ける状態があることがこのスイッチ構成と動作の特徴であり、これにより、スイッチの電流容量は半分で済むことになり、経済的である。
つぎに、Ｓ１とＳ２を共にオフにすれば、フリーホイーリング状態の電流は遮断され、２つのダイオードを介して、コンデンサ１は同じ極性で再充電されることで、電流は急速に減少し、電流が零になるとダイオードは逆電流を阻止するため、電流は停止する。
スイッチＳ１，Ｓ２をオンした後、コンデンサ電圧が残っている内にＳ１，Ｓ２のどちらか一方をオフすれば、負荷電流はその値からフリーホイーリング状態になり、コンデンサ電圧は維持される。再びスイッチをオンすれば電流は上昇を再開する。このように、スイッチの高速なオン／オフでコンデンサ放電電流のＰＷＭ制御が出来る可能性がある。この機能はスナバー回生方式の単なる電流スイッチではできなかったことである。
第２図の構成のスイッチとダイオードを用いれば、スイッチのオン／オフを任意のタイミングで行うことにより、放電を開始、維持、減少させることができ、かつ、磁気エネルギーはコンデンサに同じ極性で回生される。
第４図は本発明を電流双方向に発展させる原理図である。
この図が第２図と異なるところは、ダイオードとスイッチを並列接続したユニットを４つ、図のように逆直列・逆並列に取り付けたことにより、負荷に双方向の電流を流せるようにした点であり、スイッチをオフしたときにコンデンサ１に磁気エネルギーが回生される点は同じである（ここでも図２と同様に充電回路は省略してある）。
負荷への電流の向きを変えるには、動作スイッチ群を「たすき掛け」に、すなわち、電流順方向にはＳ１及びＳ２をオン，電流逆方向にはＳ３及びＳ４をオンに選択すれば可能である。なお、ここでいう「“たすき掛け”にペアを選択する」とは、４つのスイッチが４角形状に配置されているときに、互いに対角線上に位置するペアを選択することを意味する。順逆の最大電流の大きさに応じたスイッチとダイオードの容量を選択することで合理的な設計をすることが好ましい。
第５図は、エネルギー源コンデンサ１へのエネルギー補充を放電回路に挿入した低電圧大電流電源５で可能なことを示すシミュレーション回路と結果の波形を表すものである。第５図の波形によるとコンデンサ電圧と負荷電流が放電回数と共に上昇しているが、これは、直流抵抗分の電圧以上の電圧を外部電源から注入することで、放電電流が上昇するものである。このように、外部電源の電圧を増減すれば、パルス電流の電流値を制御できる。
また、運転に先立って低電圧大電流電源５により、回路に電圧を印加すれば抵抗で決まる電流が流れるが、その電流を電流スイッチで遮断することで、磁気エネルギーがコンデンサ１に回生され、充電されるので、コンデンサ充電のための高圧電源を用意することなく、低電圧電源のみで高速立ち上げのパルス電流を得ることもできる。
【図面の簡単な説明】  第１図は本発明の実施例を説明する図である。
第２図は本発明の基本原理を説明する図である。
第３図は第２図の電流と電圧およびスイッチのシーケンスを説明する図である。
第４図は本発明の電流双方向化の基本原理を説明する図である。
第５図は本発明のコンデンサ電圧を補助する方法の基本原理を解析する計算機シミュレーションのモデル図、および負荷の電流、コンデンサ電圧のシミュレーション波形である。
【発明を実施するための最良の形態】  第１図は本発明の実施形態を示す回路図である。同図が第４図と異なるところは、負荷の具体例である加速器用偏向電磁石６を電流トランス３を介してパルス電流で励磁する場合、パワーＭＯＳ  ＦＥＴを４つを逆直列・逆並列に接続したもので構成してあるところである。結果として、前記４つのパワーＭＯＳ  ＦＥＴはブリッジ回路を構成している。
ここで用いるパワーＭＯＳ  ＦＥＴは高耐圧でオン・オフが速く、導通損が少ない特徴があり、かつ、ボディーダイオード（寄生ダイオードとも呼ばれる）が並列ダイオードの代用として有効に利用できるシリコンカーバイド（ＳｉＣ）のパワーＭＯＳ  ＦＥＴを想定している。
ボディーダイオードが実用にならない現在のシリコン製のパワーＭＯＳ  ＦＥＴを用いても、逆導通状態になった時にゲート制御で強制的にオン状態にすることで、代用可能である。代用品として逆導通型ＧＴＯサイリスタ、またはダイオードとＩＧＢＴ等の半導体スイッチとの並列接続したユニットなどでも本発明の効果は発揮できる。
なお、本発明においては、スイッチがオフの場合に順方向には電流を流さない（阻止）が、逆方向には導通するタイプのスイッチを逆導通型半導体スイッチと呼んでいる。前記パワーＭＯＳ  ＦＥＴや逆導通型ＧＴＯサイリスタ、ダイオードとＩＧＢＴ等の半導体スイッチとの並列接続したユニットなどはその例である。
第１図のパワーＭＯＳ  ＦＥＴスイッチに制御装置７からＧ１〜Ｇ４にゲート信号を与えるが、Ｇ１、Ｇ２の「たすき掛け」にペアを選択することにより電流の向きが順方向になり、Ｇ３、Ｇ４のペアを選択すると電流の向きが逆方向になる。これは、小型医療用加速器偏向電磁石のパルス運転用電流トランスの励磁特性改善のための磁化リセット電流を流すことを可能にするために必要である。
また、第１図において、誘導性負荷６とスイッチ２の間に低電圧大電流電源５が挿入されているが、この電圧を放電電流に直列に印加することで、エネルギーを放電毎に補給することができる。また、初回に低電圧大電流電源５により、回路に電流４を流しておき、電流スイッチ２で遮断することで、コンデンサ１をスナバーコンデンサのように充電できるので、コンデンサ充電のために別の高電圧電源を用意することなく、低電圧電源のみで高速立ち上げのパルス電流を得ることができる。もちろん、コンデンサ１に充電電源を接続して、コンデンサを充電する一般的方法も有効である。
【産業上の利用可能性】  以上のように、本発明によれば、電流発生用エネルギー源コンデンサのスイッチとしてダイオードと並列接続した４つの半導体スイッチで構成されたブリッジ構成の双方向電流スイッチのゲート信号をそれぞれ制御することにより、誘導性負荷への電流の開始、維持、停止を高速に行うことができる。このとき電流減少時には、磁気エネルギーがコンデンサへと同じ極性で回生されることが特徴である。また、第５図のように低電圧大電流電源５を電流回路に挿入すれば、放電サイクルを繰り返しながら、コンデンサの充電電圧を増減することができる。
４つのスイッチ素子の総容量は、基本的に、耐電圧が、パワーＭＯＳ  ＦＥＴの２直列で持たせられれば、個々には半分で良く、かつパルス導通電流が、２アームを並列に流れることなどを考慮すればこれも半分であるので、従来のパルス電源に較べて、電圧・電流容量を基本的には増加させずに対応できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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