(57)【要約】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｅｉに接続された第１直列回路（５ａ，Ｑ１）と、スイッチＱ１に接続された第２直列回路（Ｑ２，Ｃｓ）と、トランスＴの２次巻線５ｂの電圧を整流する整流回路（Ｑ３，Ｑ４，Ｄｑ３，Ｄｑ４）と、整流回路の出力を平滑する平滑回路（Ｌｏ，Ｃｏ）と、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを相補的にオンオフさせ、スイッチＱ１とスイッチＱ３とを同時にオンまたはオフさせ、スイッチＱ２とスイッチＱ４とを同時にオンまたはオフさせる制御回路１０とを有し、制御回路１０は、スイッチＱ２をオフさせる直前にスイッチＱ３とスイッチＱ４をオンさせる。
2004001937.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の両端に第３スイッチと第４スイッチとが直列に接続され、前記第３スイッチにより前記トランスの２次巻線の電圧を整流する整流回路と、
前記第４スイッチの両端に接続され、前記整流回路の電圧を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の両端に第３スイッチとダイオードとが直列に接続され、前記第３スイッチにより前記トランスの２次巻線の電圧を整流する整流回路と、
前記ダイオードの両端に接続され、前記整流回路の電圧を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の一端に一端が接続された第３スイッチと、
前記トランスの３次巻線の一端に一端が接続された第４スイッチと、
前記第３スイッチの他端と前記第４スイッチの他端との接続点と前記２次巻線の他端と前記３次巻線の他端との接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチとをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
直流電源の両端に接続され、インダクタとトランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記直流電源の両端に接続され、前記インダクタと第１スイッチとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、
前記トランスの２次巻線の一端に一端が接続された第３スイッチと、
前記トランスの３次巻線の一端に一端が接続された第４スイッチと、
前記第３スイッチの他端と前記第４スイッチの他端との接続点と前記２次巻線の他端と前記３次巻線の他端との接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチとをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
トランスの１次巻線の一端とトランスの４次巻線の一端とが接続された接続点に一端が接続された直流電源と、
前記１次巻線の他端に一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された第１スイッチと、
前記４次巻線の他端と前記直流電源の他端との間に接続され、コンデンサと第２スイッチとが直列に接続された直列回路と、
前記第２スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサと、
前記トランスの２次巻線の一端に一端が接続された第３スイッチと、
前記トランスの３次巻線の一端に一端が接続された第４スイッチと、
前記第３スイッチの他端と前記第４スイッチの他端との接続点と前記２次巻線の他端と前記３次巻線の他端との接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチとをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の一端に一端が接続された第３スイッチと、
前記トランスの３次巻線の一端に一端が接続された第４スイッチと、
前記トランスの２次巻線の一端に一端が接続された第１インダクタと、
前記トランスの３次巻線の一端に一端が接続された第２インダクタと、
前記第３スイッチの他端と前記第４スイッチの他端との接続点と前記第１インダクタの他端と第２インダクタの他端との接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記２スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチと少なくとも一方をオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の両端に接続され、第３スイッチと第４スイッチとが直列に接続された第１整流回路と、
前記トランスの２次巻線の両端に接続され、第５スイッチと第６スイッチとが直列に接続された第２整流回路と、
前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第５スイッチと前記第６スイッチとの接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチと前記第６スイッチを同時にオン又はオフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチと前記第５スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第６スイッチとの少なくとも一方のスイッチと前記第４スイッチと前記第５スイッチとをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
直流電源の両端に接続され、一方の第１スイッチとトランスの１次巻線と他方の第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記トランスの１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の両端に第３スイッチと第４スイッチとが直列に接続され、前記第３スイッチにより前記トランスの２次巻線の電圧を整流する整流回路と、
前記第４スイッチの両端に接続され、前記整流回路の電圧を平滑する平滑回路と、
前記一対の第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記一対の第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
直流電源の両端に接続され、一方の第１スイッチとトランスの１次巻線と他方の第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記トランスの１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の両端に接続され、第３スイッチと第４スイッチとが直列に接続された第１整流回路と、
前記トランスの２次巻線の両端に接続され、第５スイッチと第６スイッチとが直列に接続された第２整流回路と、
前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第５スイッチと前記第６スイッチとの接続点との間の電圧を平滑する平滑回路と、
前記一対の第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記一対の第１スイッチと前記第３スイッチと前記第６スイッチを同時にオン又はオフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチと前記第５スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第６スイッチとの少なくとも一方のスイッチと前記第４スイッチと前記第５スイッチとをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
直流電源の両端に接続され、第１トランスの１次巻線と第２トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１トランスの２次巻線の一端に一端が接続された第３スイッチと、
前記第２トランスの２次巻線の一端に一端が接続された第４スイッチと、
前記第３スイッチの他端と前記第４スイッチの他端との接続点と前記第１トランスの２次巻線の他端と前記第２トランスの２次巻線の他端との接続点との間の電圧を取り出す出力回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第２スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、
前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチとをオンさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トランスの巻線間の漏洩インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれか１項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオンオフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
前記トランスの３次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項１２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１２又は請求項１３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】  ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの２次巻線側に整流回路が設けられている。この整流回路に有するダイオードは、半導体材質によるアノードとカソード間の電位差（ダイオードの順方向電圧ＶＦ）が存在する。このため、ダイオードを用いた場合、ダイオードの損失（ダイオードの電流×ダイオードのドロップ電圧）が大きくなるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率が悪い。
一方、ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）は、ゲート・ソース間にスレッシホールド電圧以上の制御信号を印加するとオンし、ドレインからソースの方向とソースからドレインの方向のいずれの方向も導通状態となる。また、電流による電圧のドロップは、ＦＥＴのチャネル抵抗に比例する。従って、ＦＥＴは、オン抵抗（例えば０．０１Ω）が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、ＦＥＴを整流素子として採用する同期整流器の導入が進んでいる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、オンオフ制御されるＦＥＴ等からなるスイッチが用いられているが、スイッチにおいて、同じ時刻に電圧と電流との両方がある値を持つと、スイッチングロスが発生する。
従来、スイッチングロスを低減するものとして、電圧共振型のＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。電圧共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタンスとコンデンサとで共振させ共振電圧の振動周期を利用して、共振電圧がゼロになるまでターンオフ（オン状態からオフ状態に変わること）あるいはターンオン（オフ状態からオン状態に変わること）させない、即ち、ゼロボルトスイッチ（ＺＶＳ）を行いスイッチングロスを低減させるソフトスイッチングを行う。このソフトスイッチングをＦＥＴを採用した同期整流器と組み合わせて用いれば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、低ノイズ、高効率を実現することができる。
図１は従来のこの種の同期整流器を採用したＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流電源Ｅｉの両端にはトランスＴの１次巻線５ａ（又はＬｐ）とＦＥＴからなるスイッチＱ１との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１と共振用コンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。
トランスＴの１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１００のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
トランスＴの２次巻線５ｂの両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ３とＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴの２次巻線５ｂの一端（・印で示す一端側）は、スイッチＱ３のゲートに接続され、トランスＴの２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ４のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤｑ３が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤｑ４が並列に接続されている。これらの素子により整流回路を構成している。
また、スイッチＱ４の両端にはインダクタＬｏとコンデンサＣｏとが直列に接続され、平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷Ｒｏに出力する。
制御回路１００は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオンオフ制御し、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷Ｒｏの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２において、Ｖｑ１はスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ１はスイッチＱ１のドレイン電流、Ｖｑ２はスイッチＱ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ２はスイッチＱ２のドレイン電流、Ｖｑ３はスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ３はスイッチＱ３のドレイン電流、Ｖｑ４はスイッチＱ４のドレイン−ソース間電圧、Ｉｑ４はスイッチＱ４のドレイン電流、ＩＬｐは１次巻線５ａに流れる電流、ＶＴはトランスＴの２次巻線５ｂの両端電圧を示している。
まず、期間Ｔ１（期間Ｔ８も同様）では、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２がオンである。このため、スイッチＱ２に電流が流れ、スイッチＱ１には電流は流れない。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生する。このため、スイッチＱ４のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ３のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→Ｌｏと電流が流れて、負荷ＲｏにインダクタＬｏのエネルギーが供給される。
期間Ｔ２から期間Ｔ４では、スイッチＱ１がオフ状態からオン状態に変わり、スイッチＱ２がオン状態からオフ状態に変わる。このため、トランスＴの１次２次巻線間の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）とコンデンサＣｑ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧が正弦波状に低下していく。このとき、スナバコンデンサＣｓが充電されてスイッチＱ２の電圧が上昇する。そして、スイッチＱ１の電圧がゼロボルト近傍で（期間Ｔ４）スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１の電流が流れる。
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１がオンで、スイッチＱ２がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生する。このため、スイッチＱ３のゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱ４のゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
次に、期間Ｔ６では、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱ２は、オフ状態からオン状態に変わる。この期間Ｔ６では、トランスＴの１次２次巻線間の漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱ１の電圧が急激に上昇する。このとき、スイッチＱ２がオンのため、トランスＴに蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ２の電圧は急激に減少する。
次に、期間Ｔ７では、ダイオードＤｑ２は、スイッチＱ１がオフした後にオンしてダイオードＤｑ２に電流が流れ、トランスＴの１次巻線５ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤｑ２を介してスナバコンデンサＣｓに蓄えられる。次に、ダイオードＤｑ２のオン期間に、スイッチＱ２がオンする。
このように、従来の同期整流器は、スイッチＱ１をオンするときにはトランスＴの２次巻線５ｂの誘起電圧によりスイッチＱ３をオンし、また、スイッチＱ２がオンのときにはトランスＴの２次巻線５ｂの誘起電圧によりスイッチＱ４をオンしていた。また、スイッチＱ１をオフするときは、トランスＴに蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ２の電圧を零まで下げることができ、ソフトスイッチングを行うことができる。
【発明の開示】
しかしながら、スイッチＱ２がオフするときには、１次巻線５ａの逆起電力によってスイッチＱ１を零電圧にした後に、スイッチＱ１のゲートに制御信号を入力してスイッチＱ１をオンするが、スイッチＱ１の電圧が下がってくる途中で、ダイオードＤｑ４がオンしているときダイオードＤｑ３がオンしてしまう（図２の期間Ｔ３〜期間Ｔ４）。
このため、トランスＴの２次巻線５ｂが短絡状態になってしまい、トランスＴのインピーダンスが極端に下がってしまうので、共振による振動を続けられず、減衰してスイッチＱ１が零電圧に達しなかった。このため、スイッチＱ１は、ソフトスイッチングを行うことができなかった。この対策として、トランスＴの励磁電流を増やしたり、１次２次間の漏洩インダクタンスを増やすことによって、スイッチＱ１の電圧を下げることができる。しかし、励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすと、ロスが多くなり、効率を上げることができなかった。
また、トランスＴの電圧を検出して同期整流器のＦＥＴを制御しているため、電流が流れているか否かに関わらず、オン／オフ動作する。このため、２つの同期整流器が同時にオンすることもあり、このときには短絡電流が流れ、そのエネルギーを有効に使用できず、ロスが増加する。このため、効率を上げることができなかった。
本発明によれば、トランスの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなくスイッチの両端の電圧を零電圧まで下げてソフトスイッチングでき、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
本発明の技術的側面によれば、
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線の両端に第３スイッチと第４スイッチとが直列に接続され、前記第３スイッチにより前記トランスの２次巻線の電圧を整流する整流回路と、前記第４スイッチの両端に接続され、前記整流回路の電圧を平滑する平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを相補的にオンオフさせ、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記２スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせる制御回路とを有し、前記制御回路は、前記第２スイッチをオフさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチをオンさせることを特徴とする。
この発明によれば、第２スイッチをオフさせる直前に第３スイッチと第４スイッチをオンさせ、トランスの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡させ、第２スイッチの電流を増加させてから第２スイッチをオフさせるので、逆起電力が大きく、第１スイッチの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。従って、トランスの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなく第１スイッチをソフトスイッチングでき、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】  図１は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図２は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
図３は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図４は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
図５は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。
図６は、スイッチＱ２をオフ時の電流が多いときとオフ時の電流が少ないときのスイッチＱ１の共振電圧波形を示す図である。
図７は、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
図８は、第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図９は、第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１０は、第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１１は、第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１２は、第６の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１３は、第７の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１４は、第８の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１５は、第９の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１６は、第１０の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１７は、第１１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
図１８は、第１１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する図である。
図１９は、第１１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、フォワードコンバータであり、励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなくソフトスイッチングを行い、高効率としたことを特徴とする。
図３は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチＱ３のゲートをトランスＴの２次巻線５ｂの一端（・印で示す一端側）に接続し、スイッチＱ４のゲートを２次巻線５ｂの他端に接続し、２次巻線５ｂの誘起電圧によりスイッチＱ３とスイッチＱ４とをオンオフしていたが、図３に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、制御回路１０がスイッチＱ１〜Ｑ４の各々のゲートに各々のゲート信号を出力してスイッチＱ１〜Ｑ４の各々をオンオフ制御する。制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを相補的にオンオフさせ、スイッチＱ１とスイッチＱ３とを同時にオン又はオフさせ、スイッチＱ３とスイッチＱ４とを同時にオン又はオフさせる。
また、図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチＱ２がオフするとき、スイッチＱ１をオンし、スイッチＱ３をオンしたが、図３に示す制御回路１０は、スイッチＱ２をオフさせる直前（スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４がオンの状態）にスイッチＱ３をオンさせた後、スイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１及びスイッチＱ３をオンさせることを特徴とする。
なお、図３に示すその他の構成は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
次に、このように構成された第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図４乃至図７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図４は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの各部における信号のタイミングチャートである。図５は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。図６はスイッチＱ２をオフ時の電流が多いときとオフ時の電流が少ないときのスイッチＱ１の共振電圧波形を示す図である。図７は第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
なお、図４に示す各部の名称は図２に示した各部の名称に対応する。図５及び図７に示すＱ１ｇ〜Ｑ４ｇは、各スイッチＱ１〜Ｑ４のゲート信号を示している。
まず、スイッチＱ１をオンするときの動作を図５に示すタイミングチャートを用いて説明する。
期間Ｔ１（期間Ｔ８も同様）では、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオン、スイッチＱ３がオフ、スイッチＱ４がオンである。このとき、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→Ｌｏと電流が流れる。
スイッチＱ１をオンするときには、その前（期間Ｔ１）からスイッチＱ２とスイッチＱ４がオンしているが、期間Ｔ２において、スイッチＱ３のゲートにゲート信号を出力し、スイッチＱ３を先にオンする。このため、スイッチＱ２とスイッチＱ３とスイッチＱ４がオンすることになる。すると、トランスＴの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡になり、５ａ→Ｑ２→Ｃｓと電流が流れて、スイッチＱ２の電流が直線的に増加する。
この電流が増加したところ、即ち、期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると（スイッチＱ１のターンオン時）、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１（スイッチＱ１の浮遊容量でも良い。）とで共振を起こす。このときの共振動作を図６を用いて説明する。スイッチＱ２のオフ時にはマイナスのサージ電圧が発生するので、図６に示すように、オフ時のスイッチＱ２の電流が多いと（Ｉ）電圧の谷が深くなり、電流が少ないと（ＩＩ）電圧の谷が浅くなり、零電圧まで届かない。図２に示す従来のタイミング（先にスイッチＱ２をオフする。）では、トランスＴの励磁電流が流れているので、電流が小さく、スイッチＱ２をオフしても逆起電力も小さく、スイッチＱ１の電圧が零電圧まで下がらない。
第１の実施の形態では、スイッチＱ２をオフする前にスイッチＱ３をオンして、トランスＴの漏洩インダクタンスに電流を流して、その電流を増加させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。なお、この期間Ｔ３では、スナバコンデンサＣｓが充電されてスイッチＱ２の電圧が上昇する。
次に、期間Ｔ４において、スイッチＱ１が零電圧になった後に、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔｄ内の時刻ｔ４で、スイッチＱ１のゲートにゲート信号を入力する。即ち、ソフトスイッチングでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。その後、スイッチＱ４のゲート信号をオフする。そして、スイッチＱ４の電流が減少して、零になったところで期間Ｔ５に移る。
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフ、スイッチＱ３がオン、スイッチＱ４がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生する。このため、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
次に、スイッチＱ１がオフするときの動作を図７に示すタイミングチャートを用いて説明する。
まず、期間Ｔ６において、スイッチＱ１をオフすると、トランスＴの漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１によって共振を起こし、スイッチＱ１の電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。
そして、期間Ｔ７において、スイッチＱ２の電圧が零になると、ダイオードＤｑ２がオンしてダイオードＤｑ２に電流が流れ、トランスＴの１次巻線５ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤｑ２を介してスナバコンデンサＣｓに蓄えられる。次に、ダイオードＤｑ２のオン期間に、スイッチＱ２のゲート信号を入力してスイッチＱ２がオンする。これにより、スイッチＱ２をソフトスイッチングできる。さらに、スイッチＱ３の電流が減少し、スイッチＱ４の電流が増加していく。期間Ｔ８において、スイッチＱ３の電流が零になったとき、オフが終了する。
このように第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチＱ２をオフする前にスイッチＱ３をオンし、トランスＴの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡させ、スイッチＱ２の電流を増加させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。従って、トランスＴの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなくスイッチＱ１をソフトスイッチングでき、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
なお、第１の実施の形態では、同期整流器に、スイッチＱ４とこのスイッチＱ４に並列に接続されたダイオードＤｑ４とを設けたが、ダイオードＤｑ４のみを設けても良い。第１の実施の形態では、期間Ｔ１（期間Ｔ８）において、スイッチＱ４がオンであり、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→Ｌｏと電流が流れるが、ダイオードＤｑ４のみでも、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｄｑ４→Ｌｏと電流が流れる。即ち、ダイオードＤｑ４に順方向に電流が流れて導通しているため、ダイオードＤｑ４のみでも良い。
（第２の実施の形態）
図８は第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図３に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、同期整流器が半波整流を行ったが、図８に示す第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、同期整流器が両波整流を行うことを特徴とする。
図８に示す同期整流器において、トランスＴの２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとが直列に接続され、２次巻線５ｂの一端は、スイッチＱ３の一端とダイオードＤｑ３のカソードとに接続され、３次巻線５ｃの一端は、スイッチＱ４の一端とダイオードＤｑ４のカソードとに接続されている。スイッチＱ３の他端とダイオードＤｑ３のアノードとは、スイッチＱ４の他端とダイオードＤｑ４のアノードとに接続され、且つコンデンサＣｏの一端及び負荷Ｒｏの一端に接続されている。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの接続点は、インダクタＬｏを介してコンデンサＣｏの他端及び負荷Ｒｏの他端に接続されている。また、トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相となっており、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは同相となっている。
なお、図８に示すその他の構成は、図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
制御回路１０及びトランスＴの１次側回路が図３に示したものと同様であるので、各部の動作は図４乃至図７のタイミングチャートで示す動作と同様である。ここでは、同期整流器の構成のみが異なるので、スイッチＱ１がオン時及びオフ時の同期整流器の動作を説明する。
まず、スイッチＱ１がオン時（期間Ｔ５に対応）には、スイッチＱ３がオン、スイッチＱ２がオフ、スイッチＱ４がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生する。このため、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
次に、スイッチＱ１がオフ時（期間Ｔ８に対応）には、スイッチＱ３がオフ、スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４がオンである。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生し、この逆起電力により３次巻線５ｃにも電圧（３次巻線５ｃの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生する。このため、５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｃと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
このため、負荷ＲｏにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも直流電力が供給される。即ち、この同期整流器が両波整流を行っているので、リップルがより少なくなり、出力電圧がより一定値となる。また、インダクタＬｏを小さくすることができる。さらに、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。
一方、図３に示す同期整流器では、スイッチＱ１がオン（期間Ｔ５に対応）のときのみ、２次巻線５ｂのエネルギーが負荷Ｒｏに供給される。即ち、半波整流を行っているので、リップルが図８に示す回路のそれよりも大きい。
（第３の実施の形態）
図９は第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図９に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、図８に示す同期整流器を用いるとともに、図３に示すトランスＴの１次側回路に対して、直流電源Ｅｉの両端に、インダクタＬｉとトランスＴの１次巻線５ａとコンデンサＣｋとからなる直列回路を接続し、且つスイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点をインダクタＬｉと１次巻線５ａとの接続点に接続した点が異なる。また、トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとが互いに同相となっている点が異なる。
なお、図９に示すその他の構成は、図８に示す第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、トランスＴの１次側回路が図３に示すものと異なるので、この部分の動作を中心に説明する。
まず、期間Ｔ２において、スイッチＱ２とスイッチＱ３とスイッチＱ４とがオンであり、スイッチＱ１がオフである。このとき、Ｅｉ→Ｌｉ→５ａ→Ｃｋ→Ｅｉの閉ループで電流が流れるとともに、Ｅｉ→Ｌｉ→Ｑ２→Ｃｓ→Ｅｉの閉ループで電流が流れる。また、トランスＴの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡になり、１次巻線５ａの電流が直線的に増加する。
この電流が増加したところ、即ち、期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とで共振を起こす（コンデンサＣｋは共振用コンデンサＣｑ１よりも非常に大きいため、無視した。）。この共振によりスイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。
次に、期間Ｔ４において、スイッチＱ１が零電圧になった後に、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ４で、スイッチＱ１のゲート信号を入力する。即ち、ソフトスイッチングでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。その後、スイッチＱ４のゲート信号をオフする。そして、スイッチＱ４の電流が減少して、零になったところで期間Ｔ５に移る。
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフ、スイッチＱ３がオン、スイッチＱ４がオフである。このとき、コンデンサＣｋに蓄積されたエネルギーが１次巻線５ａに送られる。このため、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生する。このため、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。なお、期間Ｔ６から期間Ｔ７の動作は、図３において説明したものと同様であるので、ここでは、その説明は省略する。
次に、期間Ｔ８では、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ３がオフ、スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４がオンである。このとき、インダクタＬｉからの電流がトランスＴの１次巻線５ａに供給される。このため、トランスＴの１次巻線５ａには起電力（１次巻線５ａの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生し、この起電力により３次巻線５ｃにも電圧（３次巻線５ｃの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生する。このため、５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｃと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
従って、第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。さらに、１次巻線５ａに直列にコンデンサＣｋが接続されているので、１次巻線５ａには直流は流れず、交流のみ流れる。このため、トランスＴのＢ−Ｈ特性が原点Ｏを中心としたカーブとなり、より少ない磁束密度Ｂで済むから、トランスＴを小型化することができる。
（第４の実施の形態）
図１０は第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１０に示す第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、図９に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの変形例であり、スナバコンデンサＣｓをインダクタＬｉとコンデンサＣｋとの間に設けこれらを直列に接続したものであるが、交流的には図９に示す回路と等価である。なお、図１０に示すその他の構成は、図９に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
このように第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。
（第５の実施の形態）
図１１は第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１１に示す第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、図９に示す同期整流器を用いるとともに、トランスＴの１次側回路をセンタータップ回路とし、一方の巻線にコンデンサを直列に接続したことを特徴とする。
１次側回路において、トランスＴの１次巻線５ａに４次巻線５ｄが直列に接続され、１次巻線５ａの一端と４次巻線５ｄの一端との接続点には直流電源Ｅｉの正極が接続されている。１次巻線５ａの他端には、スイッチＱ１の一端とダイオードＤｑ１のカソードと共振用コンデンサＣｑ１の一端が接続され、スイッチＱ１の他端とダイオードＤｑ１のアノードと共振用コンデンサＣｑ１の他端は、直流電源Ｅｉの負極に接続されている。４次巻線５ｄの他端は、コンデンサＣｓを介してスイッチＱ２の一端とダイオードＤｑ２のカソードとコンデンサＣｑ２の一端に接続され、スイッチＱ２の他端とダイオードＤｑ２のアノードとコンデンサＣｑ２の他端は、直流電源Ｅｉの負極に接続されている。トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂと３次巻線５ｃと４次巻線５ｄとが互いに同相となっている。コンデンサＣｓは、コンデンサＣｑ１やコンデンサＣｑ２の容量値よりも十分に大きい。
なお、図１１に示すその他の構成は、図９に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、トランスＴの入力側回路が図３に示すものと異なるので、この部分の動作を中心に説明する。
まず、期間Ｔ２において、スイッチＱ２とスイッチＱ３とスイッチＱ４とがオンであり、スイッチＱ１がオフである。このとき、Ｅｉ→５ｄ→Ｃｓ→Ｑ２→Ｅｉの閉ループで電流が流れる。また、トランスＴにある漏洩インダクタンスを通して短絡になり、４次巻線５ｄの電流が直線的に増加する。
この電流が増加したところ、即ち、期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると、４次巻線５ｄに逆起電力が発生するとともに、４次巻線５ｄに電磁結合している１次巻線５ａにも逆起電力が誘起して、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とで共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。
次に、期間Ｔ４において、スイッチＱ１が零電圧になった後に、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ４で、スイッチＱ１のゲート信号を入力する。即ち、ソフトスイッチングでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。その後、スイッチＱ４のゲート信号をオフする。そして、スイッチＱ４の電流が減少して、零になったところで期間Ｔ５に移る。
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフ、スイッチＱ３がオン、スイッチＱ４がオフである。このとき、Ｅｉ→５ａ→Ｑ１→Ｅｉの閉ループで電流が流れる。このため、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生する。このため、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。なお、期間Ｔ６から期間Ｔ７の動作は、図３において説明したものと同様であるので、ここでは、その説明は省略する。
次に、期間Ｔ８では、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ３がオフ、スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４がオンである。このとき、Ｅｉ→５ｄ→Ｃｓ→Ｑ２→Ｅｉの閉ループで電流が流れる。このため、トランスＴの４次巻線５ｄには起電力（１次巻線５ａの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生し、この起電力により３次巻線５ｃにも電圧（３次巻線５ｃの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生する。このため、５ｃ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｃと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
従って、第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。また、スイッチＱ１とスイッチＱ２とのＧＮＤを共通化することができる。
（第６の実施の形態）
図１２は第６の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１２に示す第６の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、同期整流器が倍電流整流を行うことを特徴とする。
図１２に示す同期整流器において、インダクタＬ１とインダクタＬ２とが直列に接続され、２次巻線５ｂの一端及びインダクタＬ１の一端は、スイッチＱ３の一端とダイオードＤｑ３のカソードとに接続され、２次巻線５ｂの他端及びインダクタＬ２の一端は、スイッチＱ４の一端とダイオードＤｑ４のカソードとに接続されている。スイッチＱ３の他端とダイオードＤｑ３のアノードとは、スイッチＱ４の他端とダイオードＤｑ４のアノードとに接続され、且つコンデンサＣｏの一端及び負荷Ｒｏの一端に接続されている。インダクタＬ１とインダクタＬ２との接続点は、コンデンサＣｏの他端及び負荷Ｒｏの他端に接続されている。また、トランスＴの１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相となっている。
なお、図１２に示すその他の構成は、図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
制御回路１０及びトランスＴの１次側回路が図３に示したものと同様であるので、各部の動作は図４乃至図７のタイミングチャートで示す動作と同様である。ここでは、同期整流器の構成のみが異なるので、スイッチＱ１がオン時及びオフ時の同期整流器の動作を説明する。
まず、スイッチＱ１がオン時（期間Ｔ５に対応）には、スイッチＱ３がオン、スイッチＱ２がオフ、スイッチＱ４がオフである。このとき、直流電源ＥｉからトランスＴの１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生する。このため、５ｂ→Ｌ２→Ｃｏ→Ｑ３→５ｂの第１の閉ループ電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。また、Ｌ１→Ｃｏ→Ｑ３→Ｌ１の第２の閉ループ電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。従って、負荷Ｒｏには倍電流が流れる。
次に、スイッチＱ１がオフ時（期間Ｔ８に対応）には、スイッチＱ３がオフ、スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４がオンである。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻き線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生する。このため、５ｂ→Ｌ１→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂの第１の閉ループ電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。また、Ｌ２→Ｃｏ→Ｑ４→Ｌ２の第２の閉ループ電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。従って、負荷Ｒｏには倍電流が流れる。
従って、スイッチＱ１がオン時でもオフ時でも負荷Ｒｏには倍電流が供給される。また、２次巻線５ｂにタップを設けなくて済み、２次巻線５ｂが１つで済む。さらに、第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。
（第７の実施の形態）
図１３は第７の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１３において、直流電源Ｅｉの両端にはスイッチＱ１ａとトランスＴの１次巻線５ａとスイッチＱ１ｂとが直列に接続され、スイッチＱ１ａにはダイオードＤｑ１ａと共振用コンデンサＣｑ１ａが並列に接続され、スイッチＱ１ｂにはダイオードＤｑ１ｂと共振用コンデンサＣｑ１ｂが並列に接続されている。１次巻線５ａの両端にはスイッチＱ２とスナバコンデンサＣｓとが直列に接続され、スイッチＱ２にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。
２次巻線５ｂの両端にはスイッチＱ３ａとスイッチＱ４ｂとが直列に接続されるとともに、スイッチＱ４ａとスイッチＱ３ｂとが直列に接続されている。スイッチＱ３ａとスイッチＱ４ｂとの接続点は、インダクタＬｏを介してコンデンサＣｏの一端に接続され、スイッチＱ４ａとスイッチＱ３ｂとの接続点は、コンデンサＣｏの他端に接続されている。スイッチＱ３ａにはダイオードＤｑ３ａが並列に接続され、スイッチＱ４ｂにはダイオードＤｑ４ｂが並列に接続されている。スイッチＱ４ａにはダイオードＤｑ４ａが並列に接続され、スイッチＱ３ｂにはダイオードＤｑ３ｂが並列に接続されている。
制御回路１０ａは、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオンさせたとき、スイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとを同時にオンさせ、スイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとを同時にオフさせる。制御回路１０ａは、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオフさせたとき、スイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとを同時にオフさせ、スイッチＱ２をオンさせ、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとを同時にオンさせる。また、制御回路１０ａは、スイッチＱ２をオフさせる直前（スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４ａ及びスイッチＱ４ｂがオンの状態）にスイッチＱ３ａ及びスイッチＱ３ｂをオンさせ、スイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとスイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとをオンさせる。
次に、このように構成された第７の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
まず、期間Ｔ２において、スイッチＱ２とスイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとスイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとがオンであり、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオフである。このとき、Ｃｓ→５ａ→Ｑ２→Ｃｓの閉ループで電流が流れる。また、トランスＴの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡になり、スイッチＱ２の電流が直線的に増加する。
この電流が増加したところ、即ち、期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると、漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１ａと共振用コンデンサＣｑ１ｂ（Ｃｑ１ａとＣｑ１ｂとのシリーズ）とで共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。
次に、期間Ｔ４において、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとが零電圧になった後に、ダイオードＤｑ１ａ，Ｄｑ１ｂに電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ４で、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとのゲート信号を入力する。即ち、ソフトスイッチングでスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂをオンしたことになるので、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂのスイッチングロスを低減できる。その後、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとのゲート信号をオフする。そして、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとの電流が減少して、零になったところで期間Ｔ５に移る。
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオン、スイッチＱ２がオフ、スイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとがオン、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとがオフである。このとき、Ｅｉ→Ｑ１ａ→５ａ→Ｑ１ｂ→Ｅｉと電流が流れる。このため、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生する。このため、５ｂ→Ｑ３ａ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３ｂ→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。なお、期間Ｔ６から期間Ｔ７の動作は、図３において説明したものと同様であるので、ここでは、その説明は省略する。
次に、期間Ｔ８では、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとがオフ、スイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとがオフ、スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとがオンである。このとき、トランスＴの１次巻線５ａには逆起電力（１次巻線５ａの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生し、この逆起電力により２次巻き線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生する。このため、５ｂ→Ｑ４ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４ａ→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
従って、第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。また、トランスＴの１次巻線５ａにスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを直列に接続しているので、スイッチＱ１ａ、スイッチＱ１ｂ、及びスイッチＱ２の各スイッチの耐圧が半分で済む。また、同期整流器側を、スイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとスイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとからなるフルブリッジ回路としたので、各々のスイッチの耐圧が半分で済む。さらに、２次巻線５ｂが１つで済む。
なお、第７の実施の形態では、期間Ｔ２において、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとがオンのときにスイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとをオンしたが、例えば、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとがオンのときにスイッチＱ３ａ又はスイッチＱ３ｂのいずれか一方をオンさせても良い。即ち、スイッチＱ３ａ又はスイッチＱ３ｂのいずれか一方がオンすれば、２次巻線５ｂが短絡状態となるからである。
（第８の実施の形態）
図１４は第８の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１４に示す第８の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、図１３に示す第７の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの１次側回路と、図３に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの２次側回路とを組合わせたものである。
制御回路１０ｂは、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオンさせたとき、スイッチＱ３をオンさせ、スイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ４をオフさせる。制御回路１０ｂは、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを同時にオフさせたとき、スイッチＱ３をオフさせ、スイッチＱ２をオンさせ、スイッチＱ４をオンさせる。また、制御回路１０ｂは、スイッチＱ２をオフさせる直前（スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４がオンの状態）にスイッチＱ３をオンさせ、スイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとスイッチＱ３とをオンさせる。
このように構成された第８の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果が得られるとともに、トランスＴの１次巻線５ａにスイッチＱ１ａとスイッチＱ１ｂとを直列に接続しているので、スイッチＱ１ａ、スイッチＱ１ｂ、及びスイッチＱ２の各スイッチの耐圧が半分で済む。
（第９の実施の形態）
図１５は第９の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１５に示す第９の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとが巻回されたトランスＴ１と、３次巻線５ｃと４次巻線５ｄとが巻回されたトランスＴ２とを用いたことを特徴とする。なお、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相となっており、３次巻線５ｃと４次巻線５ｄとは逆相となっている。
直流電源Ｅｉの両端にはトランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ２の３次巻線５ｃとスイッチＱ１との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１と共振用コンデンサＣｑ１とが並列に接続されている。トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端とスイッチＱ１の一端との接続点には、スイッチＱ２の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣｓを介して直流電源Ｅｉの負極に接続されている。スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２が並列に接続されている。
トランスＴ１の２次巻線５ｂとトランスＴ２の４次巻線５ｄとが直列に接続され、２次巻線５ｂの一端は、スイッチＱ３の一端とダイオードＤｑ３のカソードとに接続され、４次巻線５ｄの一端は、スイッチＱ４の一端とダイオードＤｑ４のカソードとに接続されている。スイッチＱ３の他端とダイオードＤｑ３のアノードとは、スイッチＱ４の他端とダイオードＤｑ４のアノードとに接続され、且つコンデンサＣｏの一端及び負荷Ｒｏの一端に接続されている。２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとの接続点は、コンデンサＣｏの他端及び負荷Ｒｏの他端に接続されている。
次に、このように構成された第９の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。
まず、期間Ｔ２において、スイッチＱ２とスイッチＱ３とスイッチＱ４とがオンであり、スイッチＱ１がオフである。このとき、５ａ→５ｃ→Ｑ２→Ｃｓと電流が流れる。また、トランスＴ１の１次２次間にある漏洩インダクタンス及びトランスＴ２の３次４次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡になり、１次巻線５ａの電流及び３次巻線５ｃの電流が直線的に増加する。
この電流が増加したところ、即ち、期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると、トランスＴ１の１次２次間にある漏洩インダクタンスとトランスＴ２の３次４次間にある漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１とで共振を起こす。この共振によりスイッチＱ１の電圧を容易に零電圧まで下げることができる。
次に、期間Ｔ４において、スイッチＱ１が零電圧になった後に、ダイオードＤｑ１に電流が流れている期間Ｔｄの時刻ｔ４で、スイッチＱ１のゲート信号を入力する。即ち、ソフトスイッチングでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。その後、スイッチＱ４のゲート信号をオフする。そして、スイッチＱ４の電流が減少して、零になったところで期間Ｔ５に移る。
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフ、スイッチＱ３がオン、スイッチＱ４がオフである。このとき、Ｅｉ→５ａ→５ｃ→Ｑ１→Ｅｉの閉ループで電流が流れる。このため、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧（２次巻線５ｂの・印で示す一端側が＋で他端側が−）が発生する。このため、５ｂ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。なお、期間Ｔ６から期間Ｔ７の動作は、図３において説明したものと同様であるので、ここでは、その説明は省略する。
次に、期間Ｔ８では、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ３がオフ、スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４がオンである。このとき、３次巻線５ｃには逆起電力（３次巻線５ｃの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生し、この逆起電力により４次巻線５ｄにも電圧（４次巻線５ｄの・印で示す一端側が−で他端側が＋）が発生する。このため、５ｄ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｄと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
従って、第１の実施の形態及び第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。また、この場合には、インダクタＬｏが不要となる。
（第１０の実施の形態）
図１６は第１０の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１６に示す第１０の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、図９に示す第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの１次側回路と、図１３に示す第７の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの２次側回路とを組合わせたものである。
制御回路１０ｃは、スイッチＱ１をオンさせたとき、スイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとを同時にオンさせ、スイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとを同時にオフさせる。制御回路１０ｃは、スイッチＱ１をオフさせたとき、スイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとを同時にオフさせ、スイッチＱ２をオンさせ、スイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとを同時にオンさせる。また、制御回路１０ｃは、スイッチＱ２をオフさせる直前（スイッチＱ２がオン、スイッチＱ４ａ及びスイッチＱ４ｂがオンの状態）にスイッチＱ３ａ及びスイッチＱ３ｂをオンさせ、スイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１、スイッチＱ３ａ及びスイッチＱ３ｂをオンさせる。
このように構成された第１０の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの効果が得られるとともに、同期整流器側を、スイッチＱ３ａとスイッチＱ３ｂとスイッチＱ４ａとスイッチＱ４ｂとからなるフルブリッジ回路としたので、各々のスイッチの耐圧が半分で済む。さらに、２次巻線５ｂが１つで済む。
なお、本発明は、前述した第１乃至第１０の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではなく、第１乃至第１０の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを適宜組合わせたものにも適用可能である。
（第１１の実施の形態）
第１実施の形態から第１０の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
第１１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
図１７は第１１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１７に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図３に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図３に示す直流電源Ｅｉに対応する。
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴの１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプの主スイッチＱ１ｎが接続され、主スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、主スイッチＱ１ｎ以外のスイッチＱ２乃至スイッチＱ４は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ２の両端電圧を主スイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、入力平滑コンデンサＣ１に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、主スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオンする。
制御回路１１は、入力平滑コンデンサＣ１の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力し、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
また、トランスＴに設けられた３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）の一端は、主スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ３の一端と制御回路１１とに接続され、３次巻線５ｃの他端は、ダイオードＤ３のカソードに接続され、ダイオードＤ３のアノードはコンデンサＣ３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。３次巻線５ｃとダイオードＤ３とコンデンサＣ３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、３次巻線５ｃで発生した電圧をダイオードＤ３及びコンデンサＣ３を介して制御回路１１に供給する。
次にこのように構成された第１１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１７乃至図１９を参照しながら説明する。
なお、図１９において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ１電圧は、入力平滑コンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ２電圧は、コンデンサＣ２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣｏの電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
まず、時刻ｔ１０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプの主スイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ１を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１８中の▲１▼）。
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に蓄えられる（図１８中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ２の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ２の電圧は、図１９に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
そして、コンデンサＣ２の電圧が、主スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１９の時刻ｔ１１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１８中の▲３▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ１は、充電されて（図１８中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ１の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ１の充電が完了する。
次に、時刻ｔ１２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１８中の▲５▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１８中の▲６▼）、トランスＴの１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｂと電流が流れて、負荷Ｒｏに直流電力が供給される。
また、トランスＴの１次巻線５ａと電磁結合している３次巻線５ｃにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３を介して制御回路１１に供給される（図１８中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、主スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
次に、時刻ｔ１３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ１３に主スイッチＱ１ｎがオフして、トランスＴの漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣｑ１による共振を起こし、主スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。また、時刻ｔ１３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１８中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
なお、時刻ｔ１３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ１０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ１・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、主スイッチＱ１ｎはオンオフによるスイッチング動作を繰り返す。主スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２〜Ｑ４は、図３に示す第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＱ１〜Ｑ４の動作、即ち、図４、図５、図７に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
このように第１１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧により主スイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ１が充電された後、主スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な電力変換装置を提供することができる。
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第２スイッチをオフさせる直前に第３スイッチと第４スイッチをオンさせ、トランスの１次２次間にある漏洩インダクタンスを通して短絡させ、第２スイッチの電流を増加させてから第２スイッチをオフさせるので、逆起電力が大きく、第１スイッチの電圧を容易に零電圧まで下げることができる。従って、トランスの励磁電流や漏洩インダクタンスを増やすことなく第１スイッチをソフトスイッチングでき、これによって高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2004001937.tif 000017
【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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2004001937.tif 000023
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