【事件の表示】
　上記当事者間の特許第３１１１４１１号発明「擬周期系列を用いた通信方式」の特許無効審判事件について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
　審判費用は、請求人の負担とする。
【理　由】
第１．手続の経緯 
　本件特許第３１１１４１１号は、平成５年６月１５日に出願（特願平５−１４４０３３号）され、平成１２年９月２２日に特許権の設定登録が行われたものである。
　そして、本件無効審判請求後の手続の経緯は以下のとおりである。
　
　無効審判請求：平成２２年８月２０日
　答弁書：平成２２年１１月１５日
　口頭審理陳述要領書(被請求人)：平成２２年１２月２９日
　口頭審理陳述要領書(請求人)：平成２３年１月７日
　口頭審理陳述要領書（２）(請求人)：平成２３年１月２４日
　口頭審理：平成２３年１月２４日
　上申書(被請求人)：平成２３年２月１日
　上申書(請求人)：平成２３年２月３日
　
第２．本件特許発明 
　本件特許第３１１１４１１号の請求項１に係る発明(以下、「本件特許発明」という。)は、明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりのものである。
　
「伝送すべき情報をｂとしたとき、ｂ（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの信号を送信信号とし、（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタを通して前記情報ｂを受信することを特徴とする擬周期系列を用いた通信方式。」
　
第３．当事者の主張及び証拠方法
１．請求人
　請求人は、「特許第３１１１４１１号の特許を無効とする。審判費用は被請求人らの負担とする。」との審決を求めているところ、請求の理由の要点及び証拠方法は以下のとおりである。
　
（１）請求の理由の要点
ア．無効理由１
　本件特許発明は、甲第１号証に具体的に開示された発明であるから、特許法第２９条第１項第３号の規定に該当し、特許を受けることができないものである。したがって、本件特許は、同法第１２３条第１項第２号に該当し、無効とすべきものである。
イ．無効理由２（１）
　本件特許発明は、甲１発明及び甲第２号証乃至甲第９号証に記載された発明に基づいて、出願前に当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものである。したがって、本件特許は、同法第１２３条第１項第２号に該当し、無効とすべきものである。
ウ．無効理由２（２）
　本件特許発明は、甲２発明及び甲第７号証に記載された発明、並びに甲第４号証乃至甲第６号証の記載に基づいて、出願前に当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものである。したがって、本件特許は、同法第１２３条第１項第２号に該当し、無効とすべきものである。
エ．無効理由３
　本件特許発明は、特許法第２条第１項にいう「自然法則を利用した技術的思想の創作」たる発明には該当せず、同法第２９条第１項柱書に違反して特許されたものである。したがって、本件特許は、同法第１２３条第１項第２号の規定により無効とすべきものである。
　なお、口頭審理において、本件特許発明に対して特許法第２９条第１項柱書違反とする主張は撤回されたので、本審決においては、これを審理対象としない。
　
（２）証拠方法
　甲第１号証：特開平５−２２２５１号公報
　甲第２号証：特開平５−７１９６号公報
　甲第３号証：特開昭５６−１５８５４９号公報
　甲第４号証：ロバートＣ．ディクソン著、「最新スペクトラム拡散通信方式」、ジャテック出版、昭和５３年１１月３０日初版発行、第７６頁、第２０６頁、及び第２０７頁
　甲第５号証：中川正雄、真壁利明著、「確率過程」、培風館、昭和６２年１月１０日初版発行、第１５３頁
　甲第６号証：Ｂ．Ｐ．ラシィ著、「詳解ディジタルアナログ通信方式（下巻）」、ＨＢＪ出版局、１９８６年３月１３日第１刷発行、第５４９頁
　甲第７号証：米国特許５１２７０２５号明細書
　甲第８号証：特開平３−７２７２５号公報
　甲第９号証：特開昭６３−２４７３２号公報
　甲第１０号証：宮内一洋著、「通信方式入門」、コロナ社、１９９１年２月２５日初版発行、第１８６頁、及び第１８７頁
　甲第１１号証：山内雪路著、「ディジタル移動通信方式」、東京電機大学出版局、１９９３年２月２０日第１版１刷発行、第９３頁乃至第１０９頁
　甲第１２号証：特開昭６２−１９０９４０号公報
　甲第１３号証：特開平２−１３２９３８号公報
　甲第１４号証：ロバートＣ．ディクソン著、「最新スペクトラム拡散通信方式」、ジャテック出版、昭和５３年１１月３０日初版発行、第１３６頁、第１７３頁乃至第１８０頁、及び第１９１頁乃至第２２９頁
　甲第１５号証：特開昭６３−１３４４０号公報
　甲第１６号証：特開昭６３−１１０８３７号公報
　甲第１７号証：特開平２−９８２４２号公報
　
２．被請求人
　被請求人は、「本件請求は成り立たない。審判費用は請求人の負担とする。」との審決を求めているところ、答弁の理由の要点は以下のとおりである。
 　 
（１）答弁の理由の要点 
　答弁書の趣旨および理由は、本件特許発明と類似するのは甲第１号証のみであるから甲第１号証以外は本件無効審判請求の論拠とならない、本件特許発明と甲１号証とは技術思想が異なり進歩性は明らかである、というものである。
　
（２）証拠方法
　乙第１号証：今井秀樹著、「符号理論」、電子情報通信学会、平成２年３月１５日初版発行、第１７頁、及び第１８頁
　乙第２号証：電子情報通信学会編、「電子情報通信用語辞典」、コロナ社、１９８４年１１月３０日初版第１刷発行、第７６０頁、及び第７６１頁
　乙第３号証：今井秀樹著、「符号理論」、電子情報通信学会、平成２年３月１５日初版発行、第３６頁乃至第３８頁
　乙第４号証：電子情報通信学会編、「電子情報通信用語辞典」、コロナ社、１９８４年１１月３０日初版第１刷発行、第３０２頁
　乙第５号証：電子情報通信学会編、「電子情報通信用語辞典」、コロナ社、１９８４年１１月３０日初版第１刷発行、第５３５頁、及び第５３６頁
　乙第６号証：福田明著、「基礎通信工学」、森北出版、１９９９年３月１０日第１版第１刷発行、第２０４頁乃至第２０９頁
　乙第７号証：丸林元、中川正雄、河野隆二共著、「スペクトル拡散通信とその応用」、電子情報通信学会、平成１０年５月１０日初版第１刷発行、第１０８頁乃至第１１５頁
　乙第８号証：奥村喜久、進士昌明監修、「移動通信の基礎」、電子情報通信学会、昭和６１年１０月１日初版第１刷発行、第１２８頁、及び第１２９頁
　乙第９号証：野本真一著、「ワイヤレス基礎理論」、電子情報通信学会、平成１５年７月２０日初版第１刷発行、第２９０頁、及び第２９１頁
　乙第１０号証：電子情報通信学会編、「電子情報通信用語辞典」、コロナ社、１９８４年１１月３０日初版第１刷発行、第４９９頁、及び第５００頁
　
第４．無効理由についての当審の判断
１．無効理由１について 
（１）甲第１号証の記載事項 
　本件の特許出願前に頒布された甲第１号証の刊行物には、「スペクトラム拡散通信用送受信機」に関し、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。
ａ．「【請求項１】  符号長がＬｉ（但し、１≦ｉ≦ｋであり、Ｌｉ＝１を含む）であるｋ個の、符号長を異にする符号をＣｉと表し（但し、１≦ｉ≦ｋ）、以下に行う操作の都合上、該符号Ｃｉに全く同じ符号をＣｉ´として別に置き、前記符号Ｃｉの先頭ビット位置からｊ番目（但し、ｊ≧１であり、ｊ＞Ｌｉの場合には、（ｊ−１）／Ｌｉの剰余に１を加えた値を新たにｊと置く）のビット位置に位置する１ビットを、前記符号Ｃｉ´の末尾に付加し、前記符号Ｃｉの末尾のビット位置から先頭に向けてｊ番目のビット位置に位置する１ビットを、前記符号Ｃｉ´の先頭に付加することにより、符号Ｃｉ´の再構成を行うという操作を、ｊ＝１から順にｎ回繰り返した後に得られる符号Ｃｉ´（即ちｋ個の符号）を相互につなげて構成される符号長（ΣＬｉ＋２ｋｎ）の符号Ｃを拡散符号として用い（但し、ΣＬｉは、ｉ＝１  からｉ＝ｋ  までについて足し合わせることを意味する）、
データ信号の１ビット分の継続時間が、拡散符号１周期の継続時間に等しい如き、データ信号と、該拡散符号との排他的論理和を、該拡散符号の１ビット毎にとることにより、変調信号を構成し、これを送出する手段を備えたスペクトラム拡散通信用送信機と、
送信されてきたデータ信号１ビット分の変調信号に対し、データ信号１ビット分の継続時間において、送信機側で用いたのと同じ拡散符号Ｃを使い、両者間で相互相関値を求める際、拡散符号Ｃを構成する符号Ｃｉ´の各々について、前記符号Ｃｉの前後にそれぞれ付加されたｎビット相当のビット部分を除いた後の（ΣＬｉ）ビット分について得た相互相関値を、復調信号として求める復調手段を備えたスペクトラム拡散通信用受信機と、から成ることを特徴とするスペクトラム拡散通信用送受信機。」（第２頁１欄第２行〜第３３行）
　
ｂ．「【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散通信用送受信機に関するものである。」（第２頁１欄第４６行〜第４８行）
　
ｃ．「【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトラム拡散通信用送受信機を用いた多重接続方式は、上記のように構成され、各通信路（チャネル）の送受間には距離差が存在する。距離差に起因して、受信側における各チャネルの変調信号間には、レベル差と位相差が生じるため、受信側における符号間の相互相関値が増加する。この相互相関値の増加がチャネル間干渉の原因となるため、従来技術では、拡散符号に用いるＰＮ系列等の符号長を大きく設定する方法や拡散符号の同期のとり方を工夫することにより、この問題に対処していた。
【０００５】しかし、ＰＮ系列等の符号長を大きくする方法では、各変調信号間のレベル差や位相差を許容するため、要求される符号長が膨大となるという問題点が存在し、また、符号長をより短くするために、例えば符号間の相互相関値が零となる直交系列のような相互相関値の小さな系列を、拡散符号に利用した同期多重接続では、拡散符号間の同期がとれなかったり、同期に小さな誤差が生じた場合にチャネル間干渉が増加するといった問題点を存在した。
【０００６】本発明は、このような問題点を解決するためになされたもので、例えばＭ系列のような符号に対して前後を延長した符号を用い、受信側では、延長した部分を除いて相関をとり復調信号を得ることで、各チャネルのデータ信号の変化による相互相関値の増加を抑えることにより、チャネル間レベル差、チャネル間位相差が存在しても、チャネル間干渉を抑えて複数のチャネルの分離復調を可能とするスペクトラム拡散通信用送受信機を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するために本発明では、符号長で構成される１周期の継続時間が、データ信号１ビット分の継続時間に相当する如き、拡散符号に、例えばＭ系列のような符号（符号長Ｌ１ビット、但し、符号長１を含む）、あるいはＭ系列の末尾に０を付加してできる直交系列のように、複数ｋ個の符号（符号長Ｌ１，Ｌ２，．．．．Ｌｋ）をつなげて構成される符号に対し、Ｌｉ（１≦ｉ≦ｋ）ビットの各符号の先頭の１ビットに等しい１ビットを、その符号の最後に付加し、同様にＬｉ（１≦ｉ≦ｋ）ビットの末尾のビットに等しい１ビットを、符号の先頭に付加するというように、ビットを付加するという操作を、次はＬｉ（１≦ｉ≦ｋ）ビットの符号の先頭から２ビット目、及び末尾から２ビット目のそれに、それぞれ等しい１ビットを、それぞれ符号の最後と先頭に付加するというように、かかる操作をｎ回繰り返すことにより、Ｌｉ（１≦ｉ≦ｋ）ビットの符号の前後にｎビットずつ付加することで新たに形成される符号長ΣＬｉ＋２ｋｎビットの符号を拡散符号に用い（但し、ΣＬｉは、ｉ＝１からｉ＝ｋまでについて足し合せることを意味する）、変調信号を発生させる変調手段を送信側に設けた。
【０００８】また、受信側において、送信されてきた信号に対し、送信側で用いたものと同一の拡散符号を用いて、拡散符号の１周期毎に相互相関値を得る際に、拡散符号において各符号の前記に付加されているｎビット部分を除き、元のＬｉ（１≦ｉ≦ｋ）ビットの各符号の部分についてのみ、相互相関値を求め、これを復調信号とする復調手段を備えた。
【０００９】
【作用】本発明においては、スペクトラム拡散を用いた符号分割多重通信の各送信機における変調の際、伝送路における各チャネル間の距離差に起因する、最大のチャネル間位相差に相当するビット数ｎを、符号の前後に付加することで構成される符号、あるいはこのような符号を複数個つなげて構成される符号を、拡散符号に用い、復調時においては、拡散符号と受信信号との相互相関値を求める際、符号の前後に付加されているビットの部分を除いて相関をとることにより、チャネル間位相差によるデータ信号の変化が原因となる相互相関値の増加分を排除でき、チャネル間位相差が存在しない場合に、ビットを前後に付加する前の符号を拡散符号に用いて得られる復調信号と同等の、チャネル間干渉のない復調信号を得ることができる。」（第２頁２欄第２３行〜第３頁３欄第４５行）
　
ｄ．「【００１０】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図について説明する。図１は本発明にかかる送信機の一実施例を示すもので、スペクトラム拡散による変調信号を作る回路のブロック図であり、図２は、その変調信号を復調する受信機の回路のブロック図である。
【００１１】図１において、２１はデータ入力端子、２２は入力されたデータ信号をｘビットパラレルに変換するシリアル／パラレル変換回路、２３は２２によりｘビットパラレルに変換されたデータ信号を拡散符号の１周期と同期させるためのＤ−ＦＦ回路、２４は拡散符号とデータ信号から変調信号を作る排他的論理和回路、２５は拡散符号を記憶しているＲＯＭ、２６はｘビットパラレルの変調信号を変換するパラレル／シリアル変換回路、２７は変調信号の出力端子である。
【００１２】図１の送信機の動作を説明する。この送信機における変調信号の速度をｆｃ〔ｂｐｓ〕とする。また、本実施例では、ＬビットのＭ系列に、チャネル間位相差を許容する為Ｍ系列の巡回規則に従って前後にｎビットを付加した（Ｌ＋２ｎ）ビットの符号を拡散符号として用いることにする。従ってデータ信号の速度はｆｃ／（Ｌ＋２ｎ）〔ｂｐｓ〕とする。
【００１３】これらから、図１における各ブロックの動作速度は、シリアル／パラレル変換回路２２、排他的論理和回路２４、ＲＯＭ２５ではｆｃ／ｘ〔Ｈｚ〕，Ｄ−ＦＦ２３ではｆｃ／ｘ（Ｌ＋２ｎ）〔Ｈｚ〕，パラレル／シリアル変換回路２６ではｆｃ〔Ｈｚ〕となる。
【００１４】データ入力端子２１に入力された速度ｆｃ／（Ｌ＋２ｎ）〔ｂｐｓ〕のデータ信号は、シリアルパラレル変換回路２２及び、Ｄ−ＦＦ２３により、速度ｆｃ／ｘ（Ｌ＋２ｎ）〔ｂｐｓ〕のｘビットのパラレルの信号に変換されて、排他的論理和回路２４の一方の入力ポート（ｘビット入力）に入力される。排他的論理和回路２４の他方の入力ポートには、ＲＯＭ２５から速度ｆｃ／ｘ〔ｂｐｓ〕でｘビットパラレルで拡散符号が入力され、速度ｆｃ／ｘ〔Ｈｚ〕で排他的論理和が計算され、排他的論理和回路２４の出力ポートから速度ｆｃ／ｘ〔ｂｐｓ〕で出力される。この出力はｘビットパラレルであるため、パラレル／シリアル変換回路２６により速度ｆｃのシリアル信号に変換され、出力端子２７から変調信号として出力される。」（第３頁３欄第４６行〜第３頁４欄第３６行）
　
ｅ．「【００１５】図２において、３１は変調信号入力端子、３２はＡ／Ｄ変換回路、３３はＡ／Ｄ変換回路３２によりｙビットパラレルのディジタル信号に変換された変調信号と拡散符号の相互相関値を符号１周期毎に計算する累積器、３４は送信機で用いたものと同一の拡散符号を累積器における累積の極性として記憶し、また累積値のクリア信号も記憶するＲＯＭ、３５はＤ／Ａ変換回路、３６は復調信号出力端子、３７は同期判定回路、３８はＲＯＭ３４の読み出しアドレスを発生させるカウンタである。
【００１６】図２の受信機の動作を説明する。図２の受信機において入力される変調信号の速度は、送信機と同一のｆｃ〔ｂｐｓ〕であるとする。また、用いる拡散符号は、図１の送信機で用いたものと同一の符号で、ＬビットのＭ系列の前後にｎビットずつ付加した符号長（Ｌ＋２ｎ）ビットのものを用いる。図２の受信機の各ブロックの動作速度はｆｃ〔Ｈｚ〕とする。
【００１７】伝送されてきた変調信号は、入力端子３１に入力された後、アナログ信号としてＡ／Ｄ変換回路３２において速度ｆｃ〔Ｈｚ〕でサンプリングされ、ｙビットパラレルのディジタル信号として累積器３３の入力ポートに入力される。入力されたデータは、速度ｆｃ〔Ｈｚ〕で累積され、拡散符号の１周期（速度ｆｃ〔ｂｐｓ〕でＬ＋２ｎビット）毎に累積値が累積器３３の出力ポートからｚビットのパラレル信号として出力される。
【００１８】累積器３３における累積の際の正負の極性は、送信機で用いたものと同一の拡散符号として、ＲＯＭ３４に記憶されており、（Ｌ＋２ｎ）ビットを１周期とする符号の１ビットが１ならば、累積の極性は正，０ならば負として累積される。ＲＯＭ３４には累積器３３に対し、累積値を拡散符号の１周期毎にクリアする信号も記憶されているが、本実施例では、Ｍ系列の前後にｎビットずつ付加されているものを拡散符号に用いており、この場合クリア信号は前後に付加されたビットを極性とした累積の期間中累積器３３に入力されている。
【００１９】これにより、拡散符号の１周期毎の累積において、変調時にＭ系列との排他的論理和をとった信号のみが累積され、前後に付加された計２ｎビットの期間は累積されない。クリア信号のレベルがＬｏｗのとき、累積値がクリアされるとすると、クリア信号の立ち下がりを累積器３３の出力クロックに用いることで、累積器３３の出力ポートからは、拡散符号前後ｎビットを除いたＭ系列の部分を極性とした変調信号の累積値がｆｃ／（Ｌ＋２ｎ）〔ｂｐｓ〕で出力されることになる。累積器３３の出力ポートからのｚビットパラレルのディジタル信号は、Ｄ／Ａ変換回路３５に入力され、アナログ信号に変換された後、復調信号として出力端子３６から出力される。
【００２０】また、この復調信号を同期判定回路３７に入力し、拡散符号の１周期毎に１ビットの復調信号が復調される場合にＲＯＭ３４の読み出しアドレスがクリアされるようカウンタ３８へのクリアパルスが送出され、伝送されてきた変調信号に施されている拡散符号との排他的論理和の周期と累積器３３における変調信号と符号との相関の周期に同期がとれることになる。」（第３頁４欄第３７行〜第４頁５欄第４２行）
　
ｆ．「【００２１】図３はデータ信号と従来技術のスペクトラム拡散技術により、変調された変調信号Ａのタイムチャートである。また、データ信号の上には、データ信号と排他的論理和をとる拡散符号（Ｍ系列）ａを示す（符号長Ｌ＝７）。
【００２２】図４は、同じくデータ信号と本発明による図１の送信機による変調信号Ａ´のタイムチャートである。また、データ信号の上にはデータ信号と排他的論理和をとる拡散符号として、図３のＭ系列ａの前後に２ビットずつ付加することにより構成される符号ａ´を示す（符号長Ｌ´＝Ｌ＋２ｎ＝９：Ｌ＝７，ｎ＝１）。図５は、図３の変調信号Ａと、スペクトラム拡散技術により変調信号Ａが多重される場合の他のチャネルに用いられている拡散符号（Ｍ系列）ｂと、符号ｂと変調信号Ａとの排他的論理和及び符号一周期毎の相互相関値である。このとき、チャネル間には距離差に起因するチャネル間位相差が存在するものとする。
【００２３】図５において、排他的論理和「０１０００１０」に対して、（相互相関値）が（−３）と記載されているが、「０」は伝送路上で「−１」として伝送され、「１」は「＋１」として伝送されるので、結果として相互相関値が（−３）となるのである。
【００２４】図６は図４の変調信号Ａ´と、変調信号Ａ´がスペクトラム拡散により他のチャネルと多重される場合の他チャネルに用いられる拡散符号ｂ´と、符号ｂ´と変調信号Ａ´との排他的論理和、及び符号一周期毎の相互相関値である。また、符号ｂ´は変調信号Ａ´に用いられた符号ａ´と同様、本発明の実施例であるＭ系列の前後に２ビットずつ付加して構成される符号である。このとき、チャネル間には図５と同じチャネル間位相差を与える。
【００２５】図４に示した拡散符号は、Ｍ系列の前後に巡回規則に従って１ビットずつ付加したものである。従来技術と、この符号を拡散符号に用いた場合のスペクトラム拡散による多重を、図５と図６で比較する。多重するチャネルに等しい位相差を与えた場合、従来技術では、位相差が存在しない場合に、Ｍ系列を符号として用いた場合の相互相関値（−１），（＋１）を維持できない。しかし、本発明による復調方法をとる場合、符号の一周期毎の相互相関値には、他のチャネルのデータの変化による増加分が含まれず、相互相関値の増加を抑えることができる。
【００２６】さらにＭ系列のような巡回符号に、巡回規則に従ってビットを付加したものを拡散符号に用いることによって、チャネル間に位相差が存在しても、巡回符号同士の相互相関値を取ることになるため、位相差が存在しない場合に等しい振幅を持つ復調信号（位相差がない場合と同等な、チャネル間干渉の少ない復調信号）を得ることができる。
【００２７】従って巡回符号にＭ系列を用い、これにチャネル間位相差に相当するビットを前後に付加した符号を拡散符号に用いることにより、チャネル間の符号の相互相関値は、位相差に依らず（−１）を維持できる。また巡回符号にＭ系列と０を用い、それぞれについてチャネル間位相差に相当するビットを付加し、これをつなげた符号を拡散符号に用いることにより、チャネル間の相互相関値は、チャネル間位相差に依らず０を維持できる。チャネル間相互相関値は小さいほど、チャネル間干渉が少ないことを意味する。」（第４頁５欄第４３行〜第５頁７欄第１行）
　
ｇ．「【００２８】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スペクトラム拡散による符号分割多重通信の各送信機における変調の際、拡散符号として、符号または複数の符号に対し、チャネル間位相差に相当するビットｎビットを各符号の前後に付加することで構成される符号、あるいはこれらをつなげて構成される符号を用い、各受信機における復調の際には、元の各符号の前後に付加されているｎビット部分を除き、元の符号と変調信号との相互相関値を復調信号とすることにより、チャネル間位相差による他チャネルのデータ信号の変化が原因となる相関値の増加分を排除できるという利点がある。
【００２９】さらに、元の符号にＭ系列のような巡回符号や複数の巡回符号を用いることにより、相互相関を求める期間において、チャネル間の符号の位相関係をチャネル間位相差＝０で巡回符号や巡回符号をつなげて構成される符号を拡散符号に用いた場合の位相関係と等しくできるため、チャネル間位相差の大きさによらず、巡回符号や複数の巡回符号をつなげて構成される符号を、拡散符号に用いた場合と同じ値の振幅を持つ復調信号を得ることができるという効果がある。」（第５頁７欄第２行〜第２２行）
　
　
　上記甲第１号証の摘記事項及び図面の記載を総合すると、
・「データ信号」は、伝送すべき情報であって、その情報をｂと称することは任意であり、
・上記ｆ．【００２２】から明らかなように、「符号ａ´」は、「Ｍ系列ａ」の前後にｎビットずつ付加することにより構成され、符号長はＬ＋２ｎであるから、（ａL-n ，・・・，ａL-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ，ａ0 ，・・・，ａn-1 ）と表現できるものであり、
・上記ｅ．【００１７】、【００１９】から明らかなように、「累積器３３」では、「前後に付加された計２ｎビットの期間は累積されない」ように、「拡散符号の１周期毎」に「累積値」が出力されるから、長さＬの信号に対する累積値を出力しており、
・上記「L」、「n」は整数を表す文字であるから、それぞれ「N」、「L」と置き換えて表現することは任意であって、この場合、「排他的論理和２４」の出力は、ｂ（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの信号となり、この系列は擬周期系列といえるものであるから、
甲第１号証には、次の発明（以下、「甲１発明」という。）が記載されている。
  
「伝送すべき情報をｂとしたとき、ｂ（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの信号を送信信号とし、（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する累積値を拡散符号の１周期毎に出力して前記情報ｂを受信する擬周期系列を用いた通信方式。」
　
（２）対比・判断
　本件特許発明と甲１発明とを対比すると、甲１発明の「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＬの信号に対する累積値を拡散符号の１周期毎に出力して」と本件特許発明の「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタを通して」とは、いずれも「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する相関を利用して」いる点で共通する。
　したがって、両者は、以下の点で一致ないし相違している。
　
（一致点）
　「伝送すべき情報をｂとしたとき、ｂ（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの信号を送信信号とし、（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する相関を利用して前記情報ｂを受信する擬周期系列を用いた通信方式。」
　
（相違点）
　「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する相関を利用して」に関し、本件特許発明は「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタを通して」であるのに対し、甲１発明は「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する累積値を拡散符号の１周期毎に出力して」である点。
　
　そこで、上記相違点について、以下に検討する。
　上記相違点に関し、甲１発明では、「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する累積値を拡散符号の１周期毎に出力」するための回路が「累積器３３及びＲＯＭ３４」であるところ、請求人は、審判請求書７−１−１（２）（第１０頁）、７−４−３（２）（ｂ）（第４７頁〜第４８頁）において、累積器３３及びＲＯＭ３４が整合フィルタと等価である旨を主張している。
　ここで検討するに、例えば、甲５号証の第１５３頁第２行〜第１２行、甲１０号証の第１８６頁第２行〜第６行、乙８号証の第１２９頁第５行〜第１５行に示されるように、「整合フィルタ」とは、フィルタのインパルス応答（甲５号証、甲１０号証、乙８号証において、h(t)と表現される関数）が、入力信号を時間反転して所定の時間（甲５号証、甲１０号証、乙８号証において、それぞれtm、t0、Tと表現される時間）だけ移動したものとなるフィルタ（甲１０号証の図９．３、乙８号証の図６・７で示された関係となるフィルタ）であることが技術常識である。
　したがって、本件特許発明の「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタ」は、インパルス応答として（ａN-1 ，・・・・，ａ1 ，ａ0 ）を出力するフィルタであるといえる。
　一方、甲第１号証における「累積器３３及びＲＯＭ３４」の動作は、上記ｅ．【００１７】〜【００１９】から明らかなように、拡散符号の１周期毎に累積値を出力するものであって、インパルス応答として、（ａN-1 ，ａN-2 ，・・・・，ａ0 ）を得ることができないから、本件特許発明の「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタ」に相当するとはいえない。
　この点に関し、請求人は、口頭陳述要領書５．１（１）（第３頁〜第５頁）において、甲第１０号証の９．２．８に「相関受信器が整合フィルタと等価である」との記載があることと、甲第１号証に記載の「累積器３３及びＲＯＭ３４」が甲第１０号証の図９．４に記載の相関受信器の各回路に相当することから、「累積器３３及びＲＯＭ３４」が整合フィルタに相当する旨も主張している。
　この点について検討すると、当該主張の根拠として、「累積器３３」が有する動作が甲第１０号証の相関受信器における「乗算器」と「積分器」に相当する点があるが、甲第１０号証における相関受信器が整合フィルタとして動作する場合には、上記で示したインパルス応答を得るために、任意のt2において（９．５１）で示される出力信号が必要であるところ、甲第１号証に記載の「累積器３３」は、拡散符号の１周期毎に累積値を出力するものであって任意のt2において出力信号が得られる動作となっていないから、甲第１号証に記載の「累積器３３及びＲＯＭ３４」は整合フィルタと等価の動作までは行っていないといえる。
　したがって、甲１発明の「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する累積値を拡散符号の１周期毎に出力して」という構成は、本件特許発明の「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタに通して」に相当するとはいえない。
　よって、本件特許発明は、甲第１号証に具体的に開示された発明であるとすることはできない。
　
２．無効理由２（１）について
（１）甲第１号証〜甲第９号証の記載事項
ア．甲第１号証の記載事項
　上記「１．無効理由１について」の項において認定した通り、甲第１号証には、次の甲１発明が記載されている。
　
　「伝送すべき情報をｂとしたとき、ｂ（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの信号を送信信号とし、（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する累積値を拡散符号の１周期毎に出力して前記情報ｂを受信する擬周期系列を用いた通信方式。」
　
イ．甲第２号証〜９号証の記載事項
　本件の特許出願前に頒布された甲第２号証の刊行物には、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。
ａ．「【０００６】
【目的】本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされたもので、同一のＰＮ符号系列を元にその一部を情報伝送に用い、残りを同期保持に用いることで、簡易な構成のスペクトル拡散同期方式においてもＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調が使えるようにすること、また、搬送周波帯域の拡散信号に対しても適用出来るようにすること、さらに、同期点のずれを除去するためのスペクトル拡散変復調方式を提供することを目的としてなされたものである。」（第２頁２欄第４０行〜第４９行） 
　
ｂ．「【０００９】図１は、本発明によるスペクトル拡散変復調方式の一実施例を説明するための構成図で、図中、１はクロック発生器、２はＰＮ符号発生器（送信側）、３，４は乗算器、５，６は利得調整回路、７は加算器、８は相関器、９は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１０は電圧制御発振器、１１はＰＮ符号発生器（受信側）、１２は判定器である。まず、図１（ａ）の変調器の動作について述べる。水晶発振器等のクロック発生器１の出力を２分し、一方でＰＮ符号発生器２を駆動して図２（ａ）のＰＮ符号系列を発生する。この系列とクロック信号を乗算器４により乗算し、図２（ｂ）のマンチェスタ化ＰＮ符号系列を得る。ディジタル回路の場合、乗算器４は排他的論理和回路で代用できる。一方、ＰＮ符号を別の乗算器３により情報信号でＢＰＳＫ変調し、該変調信号と前記マンチェスタ化ＰＮ符号それぞれを利得調整回路５，６により利得調整して加算器７に入力し、該加算器７の加算出力を送信信号とする。利得調整はＰＮ符号の自己相関により同期がはずれないようにマンチェスタ化符号出力の方を大きくする方が良い。両者の振幅比を２とした場合の送信信号のパターンを図２（ｃ）に示す。なお、利得調整回路は、増幅器に限らず抵抗等の減衰器を用いても良い。
【００１０】次に、復調器について述べる前に、図２（ａ)〜(ｃ）の各信号系列とＰＮ符号との相互相関特性を夫々図３（ａ)〜(ｃ）に示す。図３（ｃ）は（ａ）,（ｂ）の特性を線形に重ね合わせたような特性となる。図（ｃ）の特性は情報信号が０の場合は実線の状態から破線の状態に変化する。さらに、相関器出力を情報信号帯域以上の周波数成分を遮断する低域通過フィルタに通した後の相互相関特性を考えると、情報信号による図３（ａ）の変動成分が除去されるため、図３（ｂ）の同期用制御信号成分のみが残ることになる。従って、低域通過フィルタにより同期点を遅延時間０の点に維持可能となる。このとき相関器出力は情報信号により正負に変動するので、これを取り出すことによりＢＰＳＫ変調波を復調できる。
【００１１】図１（ｂ）は復調器の構成図である。送信側と同一のＰＮ符号発生器１１を用意し、その出力と受信信号の相互相関を相関器８により求める。相関器８の出力を情報信号の帯域以上の周波数成分を遮断する低域通過フィルタ９に通し、その出力を制御信号として電圧制御発振器１０の出力クロック周波数を制御し、ＰＮ符号の同期を図る。情報信号は低域通過フィルタ９の前の相関器８の出力に現れるので、これをヒステリシスのあるコンパレータ等の判定器１２に通すことにより情報信号を復調出来る。なお、図示しないが低域通過フィルタ９の前後の信号を比較することにより情報信号を復調することも可能である。」（第３頁４欄第１行〜第４８行）
　
　本件の特許出願前に頒布された甲第３号証の刊行物には、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。
ａ．「入力端子201からの１，０の入力パルス列は乗算と等価の動作をする排他的論理和回路104に加えられ、VCO111からのCLKが乗ぜられる。」（第２頁右上欄第１８行〜第２０行）
　
　本件の特許出願前に頒布された甲第４号証の刊行物には、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。 
ａ．「本章での考察は，積分区間が十分長い場合（−∞〜＋∞）に限定されていることに注意してほしい。これは，我々の対象としている単純な例についていえば，符号は２ｎ−１ビットごとに繰り返されるので，積分区間として符号系列１周期をとることに等しい。同期検出器のように，使用される符号系列の長さよりも短い積分区間をとる場合には，短期の相互相関が現れることがあることを指摘しておく。すなわち，２符号間で同一のビットパターンが存在したり，同一の符号内で同一のビットパターンが繰り返えされたりする場合には，積分区間がそのパターンより十分長くない限り，それが正規の符号同期と誤認されるおそれがある。」）」（第７６頁第５行〜第１２行）
　また、第２０７頁の図６．６には、入力信号における｛Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７｝位置に対応する信号と、｛Ｔ１、Ｔ３、Ｔ４｝の位置に対応する信号に−１を乗じた信号とを加算することにより、入力信号との間の相関値を算出する遅延線整合フィルタが記載されている。
　
　本件の特許出願前に頒布された甲第５号証の刊行物には、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。 
 ａ．「インパルス応答h(t)の形を調べるために，上式をフーリエ逆変換すると，F*(ω)=F(−ω)（F(ω)は実関数f(t)のフーリエ変換であるから）に注意して，h(t)は
．．．（中略）．．．
=f(tm−t)　（6.61）
として与えられる。フィルタのインパルス応答h(t)は，パルス信号f(t)のとき間軸を正負逆転し，tmだけずらしたものになる。このように，最適フィルタのインパルス応答が，入力パルス信号と密接な関係を持つために，このフィルタを整合フィルタ（matched filter）とよんでいる。」（第１５３頁第２行〜第１２行）
　
　本件の特許出願前に頒布された甲第６号証の刊行物には、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。 
ａ．「マッチドフィルタは相関器と等価である。それゆえマッチドフィルタの代わりに相関器を用いても良い。」（第５４９頁第２４行〜第２５行）
　
　本件の特許出願前に頒布された甲第７号証の刊行物には、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。 
ａ．「Each transmitted burst comprises a preamble followed by a data field. The preamble is of a 25-bit sequence which, as shown in FIG. 2, consists of a 5-bit header sequence representing #0 to #4 bits of the preamble, a 15-bit intermediate sequence representing #5 to #19 bits, and a 5-bit trailer sequence representing #20 to #24 bits. The intermediate sequence is a maximum length sequence with period 15 consisting of (-1, -1, -1, +1, -1, -1, +1, +1, -1, +1, -1, +1, +1, +1, +1). The 5-bit header sequence is a replica of the last five bits of the maximum length sequence and the 5-bit trailer sequence is a replica of the first five bits of the maximum length sequence.」（第３欄第５８行〜第４欄第２行）
　
ｂ．「A series of bits comprising a preamble are fed to the first shift register SR1 and successively stepped along the delay line at symbol intervals to the last shift register SR14. Taps of the delay line are coupled respectively to multipliers M0 through M14 where the successively delayed bits are multiplied with the contents of a register 30 which correspond to the bit pattern of the maximum length sequence of the preamble. Detection of correlation begins at the instant #0 bit of a preamble is entered into multiplier M14 and multiplied with the value -1 of #5 bit of the stored preamble and ends at the instant #24 bit of the preamble is entered into multiplier M0 and multiplied with the value +1 of #19 bit of the stored preamble. The outputs of multipliers M0〜M14 are summed by an adder 31 to produce a series of output values representing an impulse response of the transmission channel. If there is no intersymbol interference and the sample timing of each signal path is synchronized with each received sequence, each of multipliers M0 to M14 simultaneously produces a +1 output at the instant the #5 to #19 bits of the incoming preamble are simultaneously entered into multipliers M0 to M14 respectively and adder 31 produces an output value 15 as shown in FIG. 4A. The instant at which the peak output value is generated is the reference timing, or OT, and the delay times with respect thereto are indicated by a step of intervals T. Under such ideal conditions, the adder 31 will produce an output value -1 at each of ten delayed instants -T to -5T and T to 5T.」（第４欄第１４行〜第４欄第４３行）
　
　本件の特許出願前に頒布された甲第８号証の刊行物には、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。
ａ．「このプリアンブルは、例えば、周期１５の最大周期系列（Ｍ系列）を用いて第５図のような２５シンボルのプリアンブルを用いることができる。」（第４頁左下欄第１９行〜右下欄第１行）
ｂ．「入力端子８０に入力したＡＤ変換回路１３又は１４からのディジタル信号は、シフトレジスタ８５のタップから出力し、レジスタ８４からのリファレンス系列であるＭ系列と１５個の乗算器８１で掛算され、加算器８２で加算され、出力される。」（第４頁右下欄第６行〜第１１行）
　
　本件の特許出願前に頒布された甲第９号証の刊行物には、図面の図示とともに次の技術事項が記載されている。 
ａ．「しかし、この受信機に用いる整合フィルタは、第２図に示すように、構成されるのが通常である。」（第１頁右欄第１行〜第３行）
　
（２）対比・判断 
 本件特許発明と甲１発明とを対比すると、上記「１．無効理由（１）について」の項において認定した通り、両者は、以下の点で一致ないし相違している。
　
（一致点）
　「伝送すべき情報をｂとしたとき、ｂ（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの信号を送信信号とし、（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＬの信号に対する相関を利用して前記情報ｂを受信する擬周期系列を用いた通信方式。」
　
（相違点）
　「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する相関を利用して」に関し、本件特許発明は「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタを通して」であるのに対し、甲１発明は「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する累積値を拡散符号の１周期毎に出力して」である点。
　
　そこで、上記相違点について、以下に検討する。
　上記相違点に関し、請求人は、審判請求書７−１−２（１）（ｂ）（第２０頁〜第２１頁）、７−４−４（１）（ｂ）（第５０頁〜第５２頁）において、累積器３３及びＲＯＭ３４が相関器として機能し、甲第５号証、甲第６号証に記載されるように整合フィルタが相関器と等価であることから、甲１発明において累積器３３及びＲＯＭ３４を整合フィルタとすることは当業者が容易に想到する旨を主張し、また、甲第４号証に記載の遅延整合フィルタが相関値を算出する作用のために設けられる点で累積器３３及びＲＯＭ３４と共通するから、甲１発明において累積器３３及びＲＯＭ３４を甲第４号証の遅延整合フィルタとすることは当業者が容易に想到する旨を主張している。
　そこでまず、この累積器３３及びＲＯＭ３４の動作について検討を行う。
　甲第１号証では、上記甲第１号証のｃ．【０００６】から明らかなように、チャネル間位相差による干渉を抑えることを目的とし、上記甲第１号証のｃ．【０００８】、【０００９】から明らかなように、最大のチャネル間位相差に相当するビットを符号の前後に付加して、各符号の前後に付加されているビットを除くように相互相関値を求めるようにしている。そして、上記甲第１号証のｅ．【００１７】〜【００１９】から明らかなように、このような相互相関値を求めるために、累積器３３及びＲＯＭ３４によって拡散符号の１周期毎の累積においてｎビットの期間は累積されないように動作することで、拡散符号の１周期毎に累積値を出力する構成となっている。したがって、甲１発明の目的を達成するためには、拡散符号の１周期毎に累積値を出力する動作が不可欠な構成であるといえる。
　一方、（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタは、ｎビットの期間は累積されないように拡散符号の１周期毎に累積値を出力するような動作とならないから、仮に（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタが周知技術であったとしても、甲１発明において整合フィルタを採用することには阻害要因があるといわざるを得ない。
　よって、本件特許発明が甲１発明及び甲第２号証乃至甲第９号証に記載された発明に基づいて、出願前に当業者が容易に発明をすることができたものであるとすることはできない。
　
３．無効理由２（２）について 
（１）甲２発明、甲第４号証〜甲第７号証の記載事項
ア．甲第２号証の記載事項 
　上記「１．無効理由２（１）について」の項において摘記したので省略する。
　
　上記甲第２号証の摘記事項及び図面の記載を総合すると、
・「情報信号」は、伝送すべき情報であり、上記ｂ．【０００９】から明らかなように、この信号と「ＰＮ符号」と乗算することで得られた信号を「送信信号」としており、
・上記ｂ．【００１０】、【００１１】から明らかなように、送信時に用いた「ＰＮ符号」と同じ符号を用いる「相関器」を通して「情報信号」を受信するから、
甲第２号証には、次の発明（以下、「甲２発明」という。）が記載されていると認められる。
　
　「伝送すべき情報信号とＰＮ符号とを乗算することで得られた信号を送信信号とし、送信時に用いたＰＮ符号と同じ符号を用いる相関器を通して、前記情報信号を受信する通信方式。」
　
イ．甲第４〜７号証の記載事項
　上記「１．無効理由２（１）について」の項において認定した通りである。
　
（２）対比・判断
本件特許発明と甲２発明とを対比すると、
・甲２発明の「伝送すべき情報」をｂと表現することは任意であり、この場合、甲２発明の「伝送すべき情報信号とＰＮ符号とを乗算することで得られた信号」は、「伝送すべき情報をｂとしたとき、ｂにＰＮ符号を乗算することで得られた信号」となり、この「ｂにＰＮ符号を乗算することで得られた信号」と本件発明の「ｂ（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの信号」とは、「ｂに符号を乗算した信号」で共通し、
・甲２発明の「送信時に用いたＰＮ符号と同じ符号を用いる相関器」と本件特許発明の「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタ」とは「相関手段」で共通する。
　したがって、両者は、以下の点で一致ないし相違している。
　
（一致点） 
「伝送すべき情報をｂとしたとき、ｂに符号を乗算した信号を送信信号とし、相関手段を通して前記情報ｂを受信する通信方式。」
 　
（相違点１）
「ｂに符号を乗算した信号を送信信号」及び「通信方式」に関し、本件特許発明は、「ｂ（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの信号」を送信信号とし、「擬周期系列を用い」た通信方式であるのに対し、甲２発明では、「ｂにＰＮ符号を乗算することで得られた信号」を送信信号とした通信方式である点。
　
（相違点２）
　相関手段に関し、本件特許発明は「（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮの信号に対する整合フィルタ」であるのに対して、甲２発明では「送信時に用いたＰＮ符号と同じ符号を用いる相関器」である点。
　
　上記各相違点について、以下に検討する。
　上記相違点１に関して、請求人は、審判請求書７−１−２（２）（ｂ）（第２７頁〜第２８頁）、７−４−４（２）（ｃ）（Ａ）（第５９頁）において、（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）は甲第７号証に記載される旨を主張しているが、甲２発明のＰＮ符号が拡散符号であるところ、甲第７号証に記載の信号（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）はプリアンブル信号であって、情報を拡散するための拡散符号ではないから、両者は用途が全く異なっている。また、甲第７号証には、情報を拡散すること自体微塵も記載されていない。したがって、甲２発明の拡散符号として、甲第７号証のプリアンブル信号を用いることなどはとうてい想起できない。
　また、請求人は、審判請求書７−１−２（２）（ｂ）（第２７頁〜第２８頁）、７−４−４（２）（ｃ）（Ｃ）（第６０頁〜第６１頁）において、本件特許発明が解決しようとする課題が甲第４号証に記載される旨を主張し、甲２発明が本願発明と同じくスペクトラム拡散通信の技術であるところ、甲第４号証がスペクトル拡散通信の技術に関する書籍であり、甲第７号証に係る発明が無線通信に係る発明であって、スペクトル拡散通信が無線通信の一分野であることは当業者に周知であることを根拠として、当業者が、甲第４号証を参照することにより課題を認識した上で甲第７号証を組み合わせる動機づけが存在する旨を主張している。
　そこで、甲第４号証の第７６頁第５行〜第１２行の記載を検討すると、そこには「積分区間が十分長い（−∞→＋∞）場合」とは「積分区間として符号系列１周期をとることに等しい」と記載され、「使用される符号系列の長さよりも短い積分区間をとる場合には、短期の相互相関が現れることがある」と記載される。このことから明らかなように、指摘された記載箇所は、積分区間の長さについて記載されているだけであり、その長さについても「符号系列１周期」と「使用される符号系列の長さよりも短い積分区間」とを比較しているにすぎない。一方、請求人が審判請求書７−４−４（２）（ｃ）（Ｃ）で指摘する本件特許明細書の【０００４】〜【０００６】は、「周期系列・・・・・１，１，１，−１，１，１，１，−１，１，１，１，−１，・・・・・（１，１，１、−１は１周期）」と記載されるように、符号系列（１，１，１、−１）が繰り返されることを無限長周期系列と表現し、無限長ではない系列を有限長として、両者の系列に対する整合フィルタの出力について比較した記載であるから、積分区間の長さを比較しているものではない。したがって、甲第４号証の第７６頁第５行〜第１２行に記載の技術事項と本件特許明細書の【０００４】〜【０００６】に記載の技術事項とは全く異なる技術概念についての記載であって、本件特許発明が解決しようとする課題が甲第４号証に記載されるというのは、全くの失当である。
　また、請求人は、口頭陳述要領書（３−２）イ（第１８頁〜第２１頁）において、甲２発明の拡散符号の機能である同期を取る目的に着目して、甲２発明に甲第７号証のＭ系列信号を採用可能な旨を主張している。
　この点に関しても検討すると、甲第２号証の上記ａ．【０００６】から明らかなように、甲２発明は同期を取ることを目的としているところ、その目的を達成するための構成として、甲第２号証の図１（ａ）、図２に示されるように、情報信号とＰＮ信号とを乗算して送信するだけでなくマンチェスタ化ＰＮコードを加算して送信することによって、図３に示される相互相関を得て同期を取得している。そして、このような相互相関を得るためには、送信時に用いたＰＮ符号と同じ符号を用いる相関器が必要であって、甲２発明の「送信時に用いたＰＮ符号と同じ符号を用いる相関器」は目的を達成するために必須の構成であるといえる。ここで、仮に甲２発明のＰＮ符号として甲第７号証記載の符号系列を用いた場合には、図３で示されるような相互相関特性が得られなくなるから、甲２発明のＰＮ符号として、甲第７号証のプリアンブル系列を採用するなどということはありえないことである。
　また、上記相違点２に関して、請求人は、審判請求書７−１−２（２）（ｂ）（第２７頁〜第２８頁）、７−４−４（２）（ｃ）（Ｂ）（第５９頁〜第６０頁）において、甲第７号証に記載の相関器が整合フィルタと等価である旨を主張している。
　しかしながら、上記相違点１の検討で言及したように、甲２発明において、「送信時に用いたＰＮ符号と同じ符号を用いる相関器」は必須の構成であるから、（ａN-L ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａN-1 ，ａ0 ，・・・，ａL-1 ）という長さＮ＋２Ｌの符号により生成された送信信号に対して、（ａ0 ，ａ1 ，・・・・，ａN-1 ）という長さＮ（すなわち異なる符号）の信号に対する整合フィルタを採用することには阻害要因があると言わざるを得ない。
　したがって、上記相違点１及び相違点２は、甲２発明、甲第４号証〜甲第７号証に記載された事項から当業者が容易に想到し得たものとは認められない。
　
第５． 結び
　以上のとおりであるから,請求人の主張及び証拠方法によっては、本件発明に係る特許を無効とすることができない。
　審判に関する費用については、特許法第１６９条第２項の規定で準用する民事訴訟法第８９条の規定により、請求人が負担すべきものとする。
　よって、結論のとおり審決する。