(57)【要約】電力増幅器の歪補償を行うプリディストータにおいて、周波数振幅偏差が在る場合なども正しく歪補償を行うことを目的とする。電力増幅器への入力以前の送信信号の包絡線の特徴量をテーブル参照値として、その参照値に対応する歪補償係数を格納する手段２と、特徴量の大きさに応じて、その特徴量をあらかじめ定められた値に変換する手段３とを備え、特徴量が例えば包絡線の振幅値であり、振幅値が小さい時、その値が例えば増幅器の線形範囲の上限の値に切上げられる。
2003103167.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信電力信号を出力する電力増幅器への入力信号に対して歪補償係数を用いた演算を行い、該演算後の信号を該電力増幅器に入力させるプリディストータにおいて、
該電力増幅器への入力以前の送信信号の包絡線の特徴量をテーブル参照値として、該参照値に対応する歪補償係数を格納する歪補償係数格納手段と、
該特徴量の大きさに応じて、該特徴量をあらかじめ定められた値に変換する参照値変換手段とを備えることを特徴とするテーブル参照型プリディストータ。
【請求項２】
前記特徴量が前記送信信号の包絡線の振幅値であり、該振幅値が小さい時、前記参照値変換手段が該振幅値をあらかじめ定められた値に切上げることを特徴とする請求項１記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項３】
前記送信信号に無変調信号が含まれる時、前記参照値変換手段が前記振幅値を前記あらかじめ定められた値より更に大きい値に切上げることを特徴とする請求項２記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項４】
前記送信信号に複数の無変調信号が含まれる時、前記参照値変換手段が、該無変調信号の数に応じて、前記参照値を切上げるべき更に大きい値を変化させることを特徴とする請求項３記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項５】
前記プリディストータにおいて、
前記送信信号の平均電力に応じて、該送信信号の包絡線の特性値にあらかじめ定められた演算を施した結果、または施されない結果を、前記特徴量として前記参照値変換手段に与える演算手段を更に備えることを特徴とする請求項１記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項６】
前記特性値が前記送信信号の包絡線の振幅値であり、かつ前記送信信号の平均電力が大きい時、前記演算手段が該振幅値を電力変換して前記参照値変換手段に与え、該参照値変換手段が該電力変換後の特徴量が小さい時に該特徴量をあらかじめ定められた値に切上げることを特徴とする請求項５記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項７】
前記特性値が前記送信信号の包絡線の振幅値であり、かつ該送信信号の平均電力が小さい時、前記演算手段が該振幅値をデシベル値に変換して特徴量として前記参照値変換手段に与え、
該参照値変換手段が、該特徴量の値が小さい時、該特徴量をあらかじめ定められた値に切上げることを特徴とする請求項５記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項８】
前記特徴量が前記送信信号の包絡線の振幅値と、該包絡線の値の時間差分、または時間微分の値との２つであり、
前記参照値変換手段が、該振幅値が小さい時、該振幅値のあらかじめ定められた値への切上げを行うことを特徴とする請求項１記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項９】
前記特徴量が前記送信信号の包絡線の振幅値と、該包絡線の値の時間差分、または時間微分の値との２つであり、
前記参照値変換手段が、該振幅値が小さい時に該振幅値のあらかじめ定められた値への切上げを行い、または／かつ該時間差分、または時間微分の絶対値が大きい時に該絶対値をあらかじめ定められた値に切下げて、該時間差分、または時間微分と同一符号の値に変換することを特徴とする請求項１記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項１０】
前記プリディストータにおいて、
前記送信信号の平均電力に応じて、該送信信号の包絡線の振幅値にあらかじめ定められた演算を施した結果、または施さない結果を出力する演算手段を更に備え、
また前記特徴量が該演算手段の出力と、送信信号の包絡線の値の時間差分、または時間微分の値との２つであり、
更に前記参照値変換出力が該演算手段の出力が小さい時にその出力の値をあらかじめ定められた値に切上げ、または／かつ該時間差分、または時間微分の絶対値が大きい時に該絶対値をあらかじめ定められた値に切下げ切下げて、該時間差分、または時間微分と同一符号の値に変換することを特徴とする請求項１記載のテーブル参照型プリディストータ
【請求項１１】
前記送信信号の平均電力が大きい時、前記演算手段が前記包絡線の振幅値を電力変換する演算を施すことを特徴とする請求項１０記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項１２】
前記送信信号の平均電力が小さい時、前記演算手段が前記包絡線の振幅値をデシベル値に変換する演算を施すことを特徴とする請求項１０記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項１３】
前記プリディストータにおいて、
前記送信信号の平均電力に応じて、前記包絡線の振幅値に対してあらかじめ定められた演算を施した結果、または施さない結果としての第１の特徴量と、該第１の特徴量の時間差分、または時間微分の値としての第２の特徴量とを求める演算手段を更に備え、
前記参照値変換手段が、該第１の特徴量が小さい時に該第１の特徴量をあらかじめ定められた値に切上げ、または／かつ該第２の特徴量の絶対値が大きい時に該絶対値をあらかじめ定められた値に切下げて、該第２の特徴量と同一符号の値に変換することを特徴とする請求項１記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項１４】
前記送信信号の平均電力が大きい時、前記演算手段が前記包絡線の振幅値の電力への変換の演算を施すことを特徴とする請求項１３記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項１５】
前記送信信号の平均電力が小さい時、前記演算手段が前記包絡線の振幅値のデシベル値への変換の演算を施すことを特徴とする請求項１３記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項１６】
前記プリディストータにおいて、
前記送信信号の平均電力に応じて、該送信信号の包絡線の振幅値に対してあらかじめ定められた第１の演算を施した結果、または施さない結果としての第１の特徴量と、該包絡線の値の時間差分、または時間微分の絶対値に対してあらかじめ定められた第２の演算を施した結果、または施さない結果としての第２の特徴量とを求める演算手段を更に備え、
前記参照値変換手段が、該第１の特徴量が小さい時に該第１の特徴量のあらかじめ定められた値への切上げを行い、または／かつ該第２の特徴量の絶対値が大きい時に該絶対値をあらかじめ定められた値への切下げて、該第２の特徴量と同一符号の値に変換するを行うことを特徴とする請求項１記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項１７】
前記送信信号の平均電力が大きい時、前記第１の演算、または／かつ第２の演算が電力への変換演算であることを特徴とする請求項１６記載のテーブル参照型プリディストータ。
【請求項１８】
前記送信信号の平均電力が小さい時、前記第１の演算、または／かつ第２の演算がデシベル値への変換演算であることを特徴とする請求項１６記載のテーブル参照型プリディストータ。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は携帯電話やディジタル放送などに用いられる無線送信用の電力増幅器に係わり、更に詳しくはその増幅器の歪を低減するためのプリディストータに関する
背景技術
非線形特性を有する増幅回路に対する直線性補償装置としてプリディストータがある。プリディストータでは、例えば送信すべき源信号の包絡線に応じた係数を、増幅器の歪をうち消すための逆歪係数として源信号に乗算することによって、増幅器の歪の抑圧が実現される。この逆歪係数、すなわち歪補償係数は、送信すべき源信号と増幅器の出力信号との比較によって決定される。
図１８はこのようなプリディストータを用いる送信装置の第１の従来例の構成ブロック図である。同図において入力信号、すなわち送信すべき源信号は増幅器１００の前段に設けられる乗算回路１０１に与えられ、逆歪係数テーブル１０２に格納されている逆歪係数、すなわち歪補償係数が乗算されて増幅器１００に入力され、増幅器１００の出力は方向性結合器１０３を介して出力される。
逆歪係数テーブル１０２のデータの読み出しについては、例えば包絡線振幅算出部１０４によって源信号の包絡線の振幅が算出され、その振幅値がアドレスとして用いられ、逆歪係数テーブル１０２の参照が行われる。
方向性結合器１０３から増幅器の出力信号の一部が比較演算器１０５に与えられ、その一部の信号と入力、すなわち源信号とが比較され、係数作成部１０６によって新たな歪補償係数が作成され、逆歪係数テーブル１０２の更新が行われる。この係数作成部１０６においては、例えば最小二乗法（ＬＭＳ）が、係数更新のアルゴリズムとして用いられる。
図１９はプリディストータを用いる送信装置の第２の従来例の構成ブロック図である。同図では逆歪係数テーブル１０２が包絡線振幅値に加えて、包絡線の値の時間差分または時間微分を求める包絡線時間差分算出部１０７の出力もアドレスとして歪補償係数を格納する２次元的な構造を持ち、係数作成部１０６も包絡線時間差分算出部１０７の算出結果も利用して歪補償係数の更新を行う。
このようなプリディストータ、あるいは直線性補償装置については、例えば次のような文献がある。
文献１）特開昭５４−１４０８５６号公報「直線性補償装置」
文献２）特開平９−６９７３３号公報「歪補償を有する増幅器」
文献３）特開２０００−７８０３７公報「増幅器のプリディストータと増幅装置」
文献１では、常時増幅回路の入出力間の非直線誤差を検出し、それをディジタル信号としてリードライトメモリに書き込み、信号入力レベルをアドレスとして書き込まれたデータを補正量として読み出して、プログラマブルアッテネータを制御することにより、常時増幅回路の非直線特性に追従して、それを補正することができる直線性補償装置が開示されている。
文献２では、適応アルゴリズムとして最小二乗法（ＬＭＳ）、または指数重み付き逐次最小二乗法（ＲＬＳ）を用いて、歪補償テーブルの容量を小さくできる歪補償機能を有する増幅器が開示されている。
文献３では、増幅器出力の隣接チャネル漏洩電力を低減するために、入力信号の微分、または積分、またはその両方の値に対応する補正係数に基づいて、入力信号を変形して最終的なプリディストーション信号とするプリディストータが開示されている。
このように源信号と増幅器の出力信号の一部とを比較して逆歪係数を決定するプリディストータにおいては、周波数振幅偏差がある場合（振幅の周波数特性が平坦でない場合）や、源信号と増幅器の出力信号との間に遅延誤差がある場合などには、正しい逆歪係数を決定することができないという問題点があった。
また源信号の包絡線の振幅が小さい領域や、包絡線の変化が大きく、ある時間間隔での差分の絶対値が大きいような領域では、逆歪係数の収束に時間がかかり、また誤差が大きくなるという問題点もあった。
図２０〜図２２は、周波数振幅偏差があり、源信号の包絡船の振幅が小さい場合の問題点の説明図である。図２０はこの問題点を説明するための２つの無変調信号（コンティニュアスウェーブ、ＣＷ信号）の説明図である。同図に示すような２つの波のＣＷ信号は次式のように書き表すことができる。
ｃｏｓ（Δωｔ）ｃｏｓ（ωｔ）
図２０のような源信号をＩＱ平面上に書くと、図２１に示すＩ軸上の太い直線として表示されている。
しかしながら周波数振幅偏差がある場合には、増幅器に対する入力信号は直線からずれて楕円によって表現される。一般に包絡線の振幅値は原点からの距離で表されるため、本来点Ａで示されるような振幅を持つ源信号は点Ｂで表され、包絡線の振幅値が大きくなる。
図２２はこのように周波数振幅偏差がある場合と、周波数偏差がない場合に、図１８の係数作成部１０６によって作成される歪補償係数の説明図である。周波数偏差がない場合、すなわち点線の特性では、参照値としての包絡線の振幅の大きさが小さい範囲では増幅器１００が線形の特性を持っており、歪補償は本来必要がなく、従って歪補償係数の値は１となっている。参照値が大きくなると増幅器１００の出力が飽和するため、これを補償するために歪補償係数の値は１より大きくなる。
これに対して周波数偏差がある場合には、図２１で説明したように源信号としての点Ａの信号が点Ｂの信号として表されるために、歪補償係数の値が１のままでは増幅器１００の出力が線形特性の値より大きくなる。そのため歪補償係数としては１より小さい値が得られてしまうことになる。これは点Ａが原点に近いほど、すなわち参照値が０に近いほど極端になり、歪補償係数の値は参照値が０に近い所で急激に減少する。このような場合には、歪補償係数を乗算した結果として、スパイク状に小さくなる０に近い信号が発生し、広帯域の歪を生じる。
このように周波数偏差がある場合には、プリディストータは包絡線の振幅値が小さい、すなわち参照値が小さい部分で０に近い歪補償係数を出力することになる。これはプリディストータとしては当然の動作ではあるが、周波数振幅偏差がない場合には、この歪補償係数が源信号に乗算されることによって増幅器１００への入力信号は小さくなり、増幅器１００の出力誤差が大きくなるという問題点を生じることになる。
図２３〜図２５は増幅器からの出力信号に時間遅れがあり、また包絡線の値の時間差分の絶対値が大きい領域での問題点の説明図である。図２３において、源信号が太線、増幅器の出力信号としての時間遅れ波形は細線で示されている。図２３の最初の部分で包絡線の大きさが時間的に小さくなる場合、すなわち後の時刻における包絡線の値から前の時刻における包絡線の値を差し引いた時間差分値がマイナスとなる部分では、増幅器を通った信号、すなわち時間遅れの波形の値は源信号の値よりも大きく見えるため、これを補正するために歪補償係数の値は正しい値より小さくなってしまう。
逆に図２３の次の部分で包絡線の値が大きくなる場合、すなわち時間差分値がプラスの部分では、増幅器の出力信号は源信号よりも小さく見えるため、歪補償係数は正しい値よりも大きくなってしまう。このような誤差は信号の傾きが大きい部分、すなわち時間差分の絶対値が大きい部分でより大きくなる。
図２４は、ＣＤＭＡ信号の場合を例として、このような時間差分の値と包絡線振幅の値との出現頻度の説明図である。この図から時間差分の絶対値の大きい部分は出現頻度が小さいことが分かる。
図２５はこのように出現頻度の小さい部分で生ずる歪補償係数のスパイク状の誤差の説明図である。図２４で示したように、時間差分の絶対値が大きい部分の出現頻度が少ないため、そのような部分に対しては歪補償係数の収束に時間がかかったり、誤差が蓄積して発散してしまう場合も考えられる。そのような場合には図２５に示すようなスパイク状の１点のみの歪補償係数の特異点が表れ、正しい歪補償効果が得られないという問題点を生ずる。
本発明の目的は、以上に述べた問題点に鑑み、周波数振幅偏差がある場合や、出現頻度が小さい条件においても、歪補償係数の正しい値を用いて電力増幅器の歪補償を実現することである。
すなわち、源信号の包絡線の振幅値が小さい場合や、包絡線の値の時間差分、または時間微分の絶対値が大きい部分などで、正しい歪補償係数の値を用いて増幅器の歪補償を行うことである。
発明の開示
図１は本発明のプリディストータの原理構成ブロック図である。同図は、送信電力信号を出力する電力増幅器への入力信号に対して歪補償係数を用いた演算を行い、演算後の信号を電力増幅器に入力させるプリディストータ１の原理構成ブロック図であり、歪補償係数格納手段２と、参照値変換手段３とを備える。
歪補償係数格納手段２は、電力増幅器への入力以前の送信信号の包絡線の特徴量、例えば包絡線の振幅値や、包絡線の値の時間差分、または時間微分の値をテーブル参照値として、その参照値に対応する歪補償係数を格納するものであり、参照値変換手段３は、その特徴量の大きさに応じて特徴量をあらかじめ定められた値に変換して、新たなテーブル参照値として出力するものである。この変換においては、例えばあらかじめ定められた値への切り上げや、絶対値の切り下げなどが用いられる。
発明の実施の形態においては、特徴量は送信信号の包絡線の振幅幅であって、その振幅値が小さい時参照値変換手段３はその振幅値をあらかじめ定められた値に切り上げることもできる。
また実施の形態においては、送信信号に無変調信号が含まれる時、参照値変換手段３がその振幅値を前述のあらかじめ定められた値より更に大きい値に切り上げることもでき、また送信信号に複数の無変調信号が含まれる時には、その無変調信号の数に応じて、振幅値を切り上げるべき、前述の更に大きい値を変化させることもできる。
実施の形態において、プリディストータは送信信号の平均電力に応じて、包絡線の特性値にある決められた演算を施した結果、または施さない結果を、前述の特徴量として参照値変換手段３に与える演算手段を更に備えることもできる。
この場合、特性値が包絡線の振幅値であり、かつ送信信号の平均電力が大きい時には演算手段が振幅値を電力変換して、平均電力が小さい時にはデシベル値に変換して参照値変換手段３に与え、参照値変換手段３は、与えられた値が小さい時、その値をあらかじめ定められた値に切り上げることもできる。
発明の実施の形態において、前述の特徴量が包絡線の振幅値と、包絡線の値の時間差分、または時間微分の値との２つであり、参照値変換手段３がその振幅値が小さい時にあらかじめ定められた値への切り上げを行うことも、また時間差分、または時間微分の絶対値が大きい時にあらかじめ定められた絶対値への切り下げ、すなわち切り下げられた絶対値を持つ同一符号の値への変換を行うこともできる。
実施の形態において、プリディストータは送信信号の平均電力に応じて、送信信号の包絡線の振幅値にある演算を施した結果、または施さない結果を出力する演算手段を更に備え、また前述の特徴量が演算手段の出力結果と、包絡線の値の時間差分、または時間微分の値との２つであり、更に参照値変換手段３が演算手段の出力結果が小さい時にあらかじめ与えられた値への切り上げを行い、または／かつ時間差分、または時間微分の絶対値が大きい時にあらかじめ定められた絶対値への切り下げを行うこともできる。
この場合、送信信号の平均電力が大きい時、演算手段は包絡線の振幅値を電力変換することもでき、また送信信号の電力が小さい時、演算手段は包絡線の振幅値をデシベル値に変換することもできる。
実施の形態においては、プリディストータが送信信号の平均電力に応じて、包絡線の振幅値に対してあらかじめ決められた演算を施した結果、または施さない結果としての第１の特徴量と、その第１の特徴量の時間差分、または時間微分の値としての第２の特徴量とを求める演算手段を更に備え、参照値変換手段３が第１の特徴量が小さい時にあらかじめ定められた値への切り上げを行い、または／かつ第２の特徴量の絶対値が大きい時にあらかじめ定められた絶対値への切り下げを行うこともできる。
この場合、送信信号の平均電力が大きい時に演算手段が包絡線の振幅値の電力変換を行うこともでき、送信信号の平均電力が小さい時に包絡線の振幅値のデシベル値への変換を行うこともできる。
更に実施の形態においてプリディストータは、送信信号の平均電力に応じて、包絡線の振幅値に対してあらかじめ定められた第１の演算を施した結果、または施さない結果としての第１の特徴量と、包絡線の値の時間差分、または時間微分の値に対してあらかじめ定められた第２の演算を施した結果、または施さない結果としての第２の特徴量とを求める演算手段を更に備え、参照値変換手段３が第１の特徴量が小さい時にあらかじめ定められた値への切り上げを行い、または／かつ第２の特徴量の絶対値が大きい時にあらかじめ定められた絶対値への切り下げを行うこともできる。
この場合、送信信号の平均電力が大きい時に第１の演算または／かつ第２の演算として電力への変換を行うこともでき、送信信号の平均電力が小さい時に第１の演算または／かつ第２の演算としてデシベル値への変換を用いることもできる。
以上のように本発明によれば、例えば送信信号の包絡線の振幅値が小さい時にはその値があらかじめ定められた値に切り上げられ、また包絡線の値の時間差分、または時間微分の絶対値が大きい時にはその絶対値があらかじめ定められた値に切り下げられて、歪補償係数テーブルの参照値として用いられる。
発明を実施するための最良の形態
図２は本発明におけるプリディストーション方式の基本説明図である。同図において入力、すなわち増幅器への入力に対して、その入力の特徴量に応じて歪補償係数テーブル１０内の歪補償係数が用いられた演算が演算回路１１によってなされ、演算回路１１の出力が増幅器１２に与えられて送信出力信号となる。
この歪補償係数テーブル１０を参照する時に指定されるアドレスとしては、入力の特徴量がそのまま用いられるのではなく、参照レベル変換部１３によって、例えば参照レベルとしてのアドレスが切り上げられたり、切り下げられたりする変換が行われ、その変換結果によって指定されるアドレスによって歪補償係数テーブル１０が参照される点に本発明の特徴がある。
図３は本発明の第１の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。同図においては、図２におけると同様に、歪補償係数テーブル１５に格納されている歪補償係数と入力信号とが乗算回路１６によって乗算され、その乗算結果が増幅器１７に与えられ、増幅器１７の出力は方向性結合器１８を介して送信出力信号となる。
また入力信号と送信出力信号の一部、すなわち方向性結合器１８の出力の一部が比較演算器２２によって比較され、誤差が算出されて、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いて、係数作成部２３によって歪補償係数テーブル１５の格納内容の更新が行われる。
なお、このＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補償係数の更新については出願人の次の先願に詳細に記述されている。
文献４）国際公開番号：ＷＯ  ０１／０８３２０  Ａ１  「無線装置の歪補償方法及び歪補償装置」
図３においては、図１８と同様に基本的には入力信号の包絡線の振幅が包絡線振幅算出部２０によって算出されるが、その振幅の算出結果はそのまま歪補償係数テーブル１５を参照するためのアドレスとしては用いられず、設定値との比較・切上部２１によって、算出された振幅値があらかじめ設定された設定切り上げ値、例えば増幅器１７の線形範囲で、周波数振幅偏差の影響の無い入力値に近い値、例えば図２２では参照値で１００程度の値に切り上げられて、その値が歪補償係数テーブル１５を参照するためのアドレスとして用いられ、そのアドレスに格納されている歪補償係数が乗算回路１６に与えられる。
参照値の切上設定値の決定法としては、前述の周波数振幅偏差の影響の無い入力値に設定する方法の他に、増幅器の入出力特性を調べ、線形範囲の上限の値に設定したり、増幅器の飽和レベルから２０ｄＢ落とした入力値に設定したりする方法も考えられる。
図４は第１の実施形態において入力信号の中に無変調信号がある場合の動作の説明図である。マルチキャリアの信号を送信する時に、それらのマルチキャリアの信号の中に無変調信号（コンティニュアス  ウェーブ，ＣＷ信号）がある場合には、無変調信号の包絡線振幅値がある一定値をとるため、切り上げレベルをその分だけ大きくする、すなわち例えばＣＷ信号の包絡線振幅値をそのまま加算する必要がある。そこで無変調信号が入力されたことが、図示しない検出部によって検出されると、切上設定値切替部２４によって、設定値との比較・切上部２１に与えられる切上設定値の切り替えが行われる。
図５は、第１の実施形態において、無変調信号の入力数に応じて切上設定値の切り替えを行う動作の説明図である。マルチキャリアの信号を送信する場合に無変調信号の数が多くなり、それぞれのレベルが異なる場合には、無変調信号のビート信号、例えば２波の場合にはオフセットのかかった正弦波の振幅を求め、切上値をその値の分だけ上昇させる必要がある。そこで無変調信号の入力数の検出結果に応じて、切上設定値切替部２４によって切上設定値が切り替えられて、設定値の比較・切上部２１に与えられる。
図６は本発明の第２の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。同図においては、図１９で説明した第２の従来例と同様に、包絡線振幅の値と包絡線の値の時間差分との２つをアドレスとして歪補償係数テーブルの参照が行われるが、図６では包絡線時間差分算出部２５と歪補償係数テーブル１５との間に設定値との比較・切下部２６が備えられる。
そして包絡線時間差分の絶対値があらかじめ設定された設定値と比較され、図２４，図２５で説明したように包絡線時間差分の絶対値が大きく、出現頻度が小さいためにスパイク状の歪補償係数が発生するような領域では、より絶対値の小さい範囲の歪補償係数を利用するために包絡線時間差分の絶対値が切り下げられれて、歪補償係数テーブル１５の参照値として用いられる。
この切下絶対値の設定法としては、例えば図２５で説明したような誤差による増幅器の性能劣化の生じないような絶対値の範囲をカットアンドトライで調べ、その範囲まで切り下げるように設定が行われる。
図７は第３の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。この第３の実施形態においては、第１の実施形態における動作と第２の実施形態における動作が選択的に、あるいは同時に行われる。
すなわち図７において、包絡線振幅算出部２０と歪補償係数テーブル１５との間に設定値との比較・切上部２１が、また包絡線時間差分算出部２５と歪補償係数テーブル１５の間に設定値との比較・切下部２６が設けられる。
そして包絡線振幅算出部２０によって算出された振幅値が設定された切上値より小さい場合には、参照値、すなわち歪補償係数テーブル１５の参照アドレスが設定された切上値まで切上げられ、また包絡線時間差分算出部２５によって算出された時間差分の絶対値が設定された切下絶対値より大きい場合には、その値までの切下げが設定値との比較・切下部２６によって行われ、その結果が歪補償係数テーブル１５に対する参照アドレスとして与えられる。すなわち、時間差分の絶対値が大きいときには、あらかじめ定められた、小さな絶対値を持ち、元の時間差分と同符号の値を参照アドレスとしてテーブルの参照が行われる。
このように包絡線の振幅値と時間差分の絶対値との両方、あるいはいずれか一方を利用する場合には、包絡線振幅値としての参照アドレスを切り上げると時間差分の絶対値が求められない場合が生じる。図８はそのような場合の説明図である。
図８において、例えば点ａにおいて振幅値が小さいために切上設定値で決定される点ｂまで振幅値に対応する参照値を切り上げると、図の半楕円形の内部が振幅値と時間差分の絶対値の存在範囲であるために、時間差分の値も点ｃまで切下げる必要がある。このような場合には、包絡線振幅値の切上げと時間差分絶対値の切下げとの両方を適用する必要がある。
図９は第４の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。第４の実施形態においては、第３の実施形態におけると同様に、包絡線振幅値の切上げと包絡線時間差分絶対値の切下げとが必要に応じて実行されるが、図７と比較して包絡線算出部２０と設定値との比較・切上部２１との間に演算回路３０が設けられ、入力信号の平均電力の値に応じて演算回路３０によって包絡線振幅値に対する演算が行われ、その演算結果が設定値との比較・切上部２１に与えられる点が異なっている。
この場合、入力信号の平均電力は平均値計算積分回路閾値比較部３１によって求められ、あらかじめ設定された閾値と比較されて、その比較結果に応じて演算回路３０に対して切替情報が与えられ、演算回路３０による演算が行われて振幅値の算出結果に対する演算が行われるか、あるいは包絡線振幅算出部２０の算出結果がスルーで設定値との比較・切上部２１に与えられるかの切替えが行われる。
図１０は第４の実施形態における演算の第１の例の説明図である。同図においては、図９における演算回路３０の具体例として電力計算またはスルー部３２が用いられ、包絡線振幅算出部２０の算出結果としての包絡線の振幅値の電力変換が行われ、その変換結果が設定値との比較・切上部２１に与えられる。
基本的には包絡線の振幅値を２乗して電力値に変換することによって、包絡線振幅値の大きい部分の分解能を上げることができることができるため、信号の平均電力が大きく、平均値計算積分回路閾値比較部３１によって、電力計算またはスルー部３２によって電力計算が行われるべき閾値よりも信号の平均電力が大きいと判定された時に、電力計算を行うための切替情報が電力計算またはスルー部３２に与えられる。
図１１は第４の実施形態における演算の第２の例の説明図である。同図においては、包絡線振幅算出部２０と設定値との比較・切上部２１との間にｄＢ計算またはスルー部３３が設けられている。デシベル値に換算することによって、包絡線振幅値の小さい部分の分解能を上げることができるため、信号の平均電力が小さい時にｄＢ計算またはスルー部３３によってデシベル値への変換が行われ、変換結果が設定値との比較・切上部２１に与えられる。
図１２は第５の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。第５の実施形態においても、第３の実施形態におけると同様に、包絡線振幅値の切上げと包絡線時間差分絶対値の切下げとが必要に応じて行われ、歪補償係数テーブル１５の参照が行われる。
また図９で説明した第４の実施形態におけると同様に、演算回路３０が包絡線振幅算出部２０と設定値との比較・切上部２１との間に設けられるが、演算回路３０の出力は包絡線時間差分算出部２５にも与えられ、包絡線時間差分算出部２５は演算回路３０の出力を用いて包絡線時間差分の絶対値を算出し、設定値との比較・切下部２６にその算出結果を与える点が異なっている。
図１３は第５の実施形態における演算の第１の例の説明図である。同図においては、図１２の演算回路３０として図１０におけると同様に電力計算またはスルー部３２が用いられ、包絡線時間差分算出部２５が、電力計算またはスルー部３２により包絡線振幅算出部２０によって算出された振幅値が例えば２乗されて電力相当の値とされた結果を用いて、包絡線の時間差分の絶対値を算出することになる。この場合にも、平均値計算積分回路閾値比較部３１は、信号の平均電力が大きい時に、電力計算を行わせるための切替情報を電力計算またはスルー部３２に出力する。
図１４は第５の実施形態における演算の第２の具体例の説明図である。同図においては、図１２の演算回路３０の代わりに図１１と同様にｄＢ計算またはスルー部３３が設けられ、例えば信号の平均電力が小さい時に、包絡線振幅算出部２０によって算出された振幅値がデシベル値に変換されて設定値との比較・切上部２１に与えられると同時に、包絡線時間差分算出部２５にも与えられる点が異なっている。
図１５は第６の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。第６の実施形態においても、第３以降の実施形態におけると同様に、包絡線振幅値と包絡線時間差分絶対値の算出結果に応じて歪補償係数テーブル１５を参照するためのアドレスの切上げや切下げが必要に応じて行われるが、第５の実施形態において包絡線振幅算出部２０の算出結果としての振幅値に対して必要に応じて演算回路３０による演算が行われ、その演算結果が包絡線時間差分算出部２５にも与えられるのに対して、第６の実施形態では包絡線時間差分算出部２５に対しては第４の実施形態までと同様に入力信号がそのまま与えられ、包絡線時間差分算出部２５と設定値との比較・切下部２６との間に絶対値部分の演算回路またはスルー部３５が設けられ、包絡線時間差分算出部２５によって算出された時間差分絶対値に対して基本的には演算回路３０とは独立に演算が行われ、その結果が設定値との比較・切下部２６に与えられる点が異なっている。
絶対値部分の演算回路またはスルー部３５に対しても、平均値計算積分回路閾値比較部３１から切替情報が与えられ、演算が実行されるか、またはスルーで包絡線時間差分算出部２５の算出結果が設定値との比較・切下部２６に与えられるかが制御される。
前述のように演算回路３０が演算を行ってその結果を出力するか、または包絡線振幅算出部２０の算出結果をそのままスルーで設定値との比較・切上部２１に与えるかは、同様に平均値計算積分回路閾値比較部３１から出力される切替情報によって制御されるが、演算回路３０がスルーの動作をするか否か、また絶対値部分の演算回路またはスルー部３５がスルーの動作をするか否かは、基本的には独立である。
図１６は第６の実施形態における演算の第１の例の説明図である。同図においては、図１５の絶対値部分の演算回路またはスルー部３５として、絶対値部分の電力計算またはスルー部３６が設けられ、また演算回路３０として、例えば図１３におけると同様に電力計算またはスルー部３２が設けられる。
そして平均値計算積分回路閾値比較部３１からの切替情報に応じて、包絡線振幅算出部２０の算出結果に対する電力計算またはスルーの動作、および包絡線時間差分算出部２５の算出結果としての時間差分絶対値に対する電力計算またはスルーの動作の制御が行われる。
図１７は第６の実施形態における演算の第２の例の説明図である。同図においては、包絡線時間差分算出部２５の出力に対しては、図１６におけると同様に絶対値部分の電力計算またはスルー部３６によって電力計算またはスルーの動作が行われるが、演算回路３０としては、例えば図１４におけると同様にｄＢ計算またはスルー部３３によって包絡線振幅値のデシベル値への変換またはスルーの動作が行われる点が異なっている。
以上の第６の実施形態の説明では、図１５の振幅値に対する演算回路３０と、時間差分絶対値に対する演算回路３５の両方に電力計算を行う演算回路を用いる例と、振幅値に対してはｄＢ計算、差分絶対値に対しては電力計算を行う例について説明したが、必要に応じて両方の演算回路にｄＢ計算を行う回路、または振幅値に対しては電力計算、時間差分絶対値に対してはｄＢ計算を行う演算回路を使用することもできることは当然である。
以上詳細に説明したように、本発明によれば周波数振幅偏差がある場合や、源信号と増幅器の出力信号との間に遅延誤差がある場合などにおいても正しい歪補償係数を使用することが可能となる。
すなわち包絡線の振幅値が小さい場合に、その振幅値を例えば線形範囲の上限の値に切上げて歪補償係数テーブルを参照し、また包絡線時間差分の絶対値が大きい場合にその値をあらかじめ設定された絶対値に切下げて歪補償係数テーブルを参照することにより、増幅器の歪補償の精度を向上することが可能となり、プリディストータを用いた増幅器の性能向上に寄与するところが大きい。
産業上の利用可能性
本発明は、送信用の電力増幅器の歪補償性能を向上させるものであり、携帯電話などの無線通信産業や、ディジタル放送などの放送産業などに利用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明のプリディストータの原理構成ブロック図である。
図２は本発明におけるプリディストーション方式の基本説明図である。
図３は第１の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。
図４は第１の実施形態において入力信号の中に無変調信号がある場合の動作の説明図である。
図５は無変調信号の入力数に応じて切り上げ設定値の切り替えを行う動作の説明図である。
図６は第２の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。
図７は第３の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。
図８は第３の実施形態において包絡線振幅値の切り上げと時間差分絶対値の切り上げとの両方を用いる場合の説明図である。
図９は第４の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。
図１０は第４の実施形態における演算の第１の例の説明図である。
図１１は第４の実施形態における演算の第２の例の説明図である。
図１２は第５の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。
図１３は第５の実施形態における演算の第１の例の説明図である。
図１４は第５の実施形態における演算の第２の例の説明図である。
図１５は第６の実施形態におけるプリディストーション方式の説明図である。
図１６は第６の実施形態における演算の第１の例の説明図である。
図１７は第６の実施形態における演算の第２の例の説明図である。
図１８はプリディストータを用いる送信装置の第１の従来例の構成ブロック図である。
図１９はプリディストータを用いる送信装置の第２の従来例の構成ブロック図である。
図２０は２つの無変調信号の説明図である。
図２１は図２０の源信号のＩＱ平面上の表現を示す図である。
図２２は周波数振幅偏差がある場合とない場合の歪補償係数の説明図である。
図２３は源信号と増幅器の出力信号との波形を示す図である。
図２４は時間差分の値と包絡線振幅値との出現頻度の説明図である。
図２５は出現頻度の小さい部分で生ずるスパイク状の誤差の説明図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【国際調査報告】
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