【事件の表示】
　特願２００６−　４３７９４「無線通信システム及び受信装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１９年　９月　６日出願公開、特開２００７−２２８０２９〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本願は、平成１８年２月２１日の出願であって、平成２３年３月４日付けの最後の拒絶理由通知に対して、平成２３年５月６日付けで手続補正がなされたが、平成２３年５月３１日付けで上記手続補正について補正の却下の決定がなされるとともに、同日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成２３年９月７日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同日付けで手続補正がなされたものである。
　
第２．補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　　平成２３年９月７日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
１．本願発明と補正後の発明
　上記手続補正（以下、「本件補正」という。）は、補正前の平成２２年１０月１８日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　
　「【請求項１】
　複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システムであって、
　前記送信装置は、
　前記受信装置から以前の信号により生成されたチャネル行列を得る状態取得手段と、
　１以上の送信データ系列を空間インタリーブによって複数のデータストリームに分割する空間インタリーバを含む分割手段と、
　前記チャネル行列を特異値分解して得られる右特異行列における前記複数のデータストリームのストリーム数分の列をプリコーディング行列として用いることにより前記複数のデータストリームを前記各送信アンテナに割り当てる割当手段と、
を備え、
　前記受信装置は、
　受信信号を前記複数のデータストリームのストリーム数分の信号に分離させた複数の受信データストリームを空間デインタリーブによって１以上のデータ系列に変換する空間デインタリーバと、
　前記受信信号から現在のチャネル状態を推定し、このチャネル状態を示す現在チャネル行列を生成する推定手段と、
　前記現在チャネル行列から得られる信号対雑音比に対応する重み係数を用いてパスメトリックに重み付けすることにより前記１以上のデータ系列をビタビ復号する復号手段、
を備える無線通信システム。」
　
という発明（以下、「本願発明」という。）を、補正後の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　
　「【請求項１】
　複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システムであって、
　前記送信装置は、
　前記受信装置から以前の信号により生成されたチャネル行列を得る状態取得手段と、
　１以上の送信データ系列を空間インタリーブによって複数のデータストリームに分割する空間インタリーバを含む分割手段と、
　前記チャネル行列を特異値分解して得られる右特異行列における前記複数のデータストリームのストリーム数分の列をプリコーディング行列として用いることにより前記複数のデータストリームを前記各送信アンテナに割り当てる割当手段と、
を備え、
　前記受信装置は、
　受信信号を前記複数のデータストリームのストリーム数分の信号に分離させた複数の受信データストリームを空間デインタリーブによって１以上のデータ系列に変換する空間デインタリーバと、
　前記受信信号から現在のチャネル状態を推定し、このチャネル状態を示す現在チャネル行列を生成する推定手段と、
　前記現在チャネル行列から得られる信号対雑音比に対応する重み係数を用いてパスメトリックに重み付けすることにより前記１以上のデータ系列をビタビ復号する復号手段、
を備え、
　前記復号手段は、前記現在チャネル行列を特異値分解して得られる固有値である、前記現在チャネルを特異値分解して得られる対角行列の対角要素を２乗した値を前記重み係数とする
無線通信システム。」
　
という発明（以下、「補正後の発明」という。）に補正することを含むものである。
　
２．新規事項の有無、補正の目的要件について
　本件補正は、願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内において、補正前の特許請求の範囲の請求項１に記載された「復号手段」に関し、「前記復号手段は、前記現在チャネル行列を特異値分解して得られる固有値である、前記現在チャネルを特異値分解して得られる対角行列の対角要素を２乗した値を前記重み係数とする」という構成を付加することで限定し特許請求の範囲を減縮するものである。
　したがって、本件補正は、特許法第１７条の２第３項（新規事項）及び平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項（補正の目的）の規定に適合している。
　
３．独立特許要件について
　上記本件補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、上記補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうかについて以下に検討する。
　
（１）補正後の発明
　上記「１．本願発明と補正後の発明」の項で「補正後の発明」として認定したとおりである。
　
（２）引用発明
　Ａ．原審の拒絶理由に引用された、特開２００４−２５４２８５号公報（以下、「引用例１」という。）には「受信装置、送信装置及び受信方法」として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　イ．「【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
  本発明の発明者らは、マルチアンテナを用いた無線通信システムにおいて、単純に各変調信号を分離復調するのではなく、受信される変調信号の実効受信電力（すなわち受信装置で得られる受信電力のうち、各変調信号を復調する際に有効に利用できる実質的な受信電力）を考慮した復調処理及び送信処理を行うことで、各変調信号の復調精度を向上させることができると考え、本発明に至った。
【００１３】
  本発明においては、実効受信電力の指標としてチャネル変動行列の固有値を用いる。チャネル変動行列は、受信装置で各変調信号を分離するために、各アンテナ受信信号と各変調信号をチャネル変動値を要素として関連付けたものである。つまりチャネル変動値を要素とした行列である。そして一般にマルチアンテナ通信で用いられる受信装置では、チャネル変動行列の逆行列を求めて、受信された信号から各変調信号を分離する。
【００１４】
  本発明においては、このように一般に用いられるチャネル変動行列から固有値を求め、これを実効受信電力の指標として用いているので、比較的少ない演算量及び比較的少ない構成の追加で、実効受信電力を求めることができるようになされている。」（５頁〜６頁）
　
　ロ．「【０１８１】
  （実施の形態７）
  本実施の形態では、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、チャネル変動行列の固有値や各アンテナ受信信号の受信電界強度を用いて、受信信号に対して重み付け処理を行って受信信号を復調する受信装置について説明する。
【０１８２】
  具体的には、分離後の各変調信号の軟判定値を、チャネル変動行列の固有値を用いて重み付けする。これにより、軟判定値に変調信号の実効受信電力に応じた適切な尤度をもたせることができるようになる。この結果、復号部によって得られる受信ディジタル信号の誤り率特性が向上する。
【０１８３】
  先ず送信装置の構成について説明する。図２０に、本実施の形態における送信装置の送信ユニットの構成の一例を示す。ここでこの実施の形態の送信ユニット２０００と、図１の送信ユニット１００との違いは、送信ユニット２０００が誤り訂正符号化部２００１、２００２を有することである。その他の構成は、図１の送信ユニット１００と同様なので、その説明は省略する。
【０１８４】
  誤り訂正符号化部２００１、２００２はそれぞれ、送信ディジタル信号１０１、１１１を入力とし、送信ディジタル信号１０１、１１１に対して畳み込み符号を用いた誤り訂正符号化処理を施すことにより誤り訂正符号化信号２００３、２００４を得てこれを出力する。
【０１８５】
  変調部１０２、１１２はそれぞれ、誤り訂正符号化信号２００３、２００４を入力とし、誤り訂正符号化信号２００３、２００４に対して変調処理を施す。この実施の形態では、変調部１０２、１１２が、図２２に示すようなＢＰＳＫ変調を施す場合について説明するが、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の他の変調処理を施してもよい。
【０１８６】
  ここで送信ユニット２０００は例えば基地局に設けられており、この基地局は図２に示すような受信ユニット２００を有する。また送信ユニット２０００は図３に示すようなフレーム構成の信号を送信する。
【０１８７】
  次に受信装置の構成について説明する。図２１に、送信ユニット２０００から送信された信号を受信する本実施の形態の受信ユニットの構成を示す。受信ユニット２１００は例えば通信端末に設けられている。この実施の形態の受信ユニット２１００と、図４の受信ユニット２１００との違いは、受信ユニット２１００が固有値による係数計算部２１０１、軟判定値計算部２１０２、２１０４、誤り訂正復号化部２１０３、２１０５、受信レベルによる係数計算部２１０６を有することである。その他の構成は、図４の受信ユニット４００と同様なので、その説明は省略する。
【０１８８】
  固有値による係数計算部２１０１はチャネル変動推定情報４２７を入力とし、固有値から求めた係数２１１０を出力する。具体的には、実施の形態１でも説明したように、チャネル変動推定情報４２７としてチャネル変動ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）の推定値を入力し、この推定値を要素とする（３）式のチャネル変動行列の固有値を計算し、固有値のパワーのうち最もパワーの小さい値に基づいて係数２１０１を求める。すなわち、実施の形態１で説明した固有値による係数計算部２１４（図２）と同じ計算を行って係数２１１０を求め、これを軟判定値計算部２１０２、２１０４に送出する。」（２８頁〜２９頁）
　
　ハ．「【０１９６】
  本実施の形態において重要な動作は、軟判定値計算部２１０２、２１０４において、上記のように受信直交ベースバンド信号から得られる軟判定値に対して重み付けをする点であり、特に固有値から求めた係数を用いて重み付けする点である。
【０１９７】
  具体的には、まずチャネル変動情報生成部４２６において生成されたチャネル変動推定情報４２７、すなわち推定されたｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）を用い、固有値による係数計算部２１０１において（３）式に示したチャネル変動行列の固有値が求められ、固有値のうちパワーの最小となる値から係数Ｄ（ｔ）２１１０が算出される。
【０１９８】
  また一方で受信レベルによる係数計算部２１０６において、Ｒ１（ｔ）とＲ２（ｔ）の受信レベル（この実施の形態の場合、Ｒ１（ｔ）、Ｒ２（ｔ）は逆拡散後の信号）から受信レベルから求めた係数Ｃａ（ｔ）２１１５およびＣｂ（ｔ）２１１６が得られる。
【０１９９】
  以上のようにして得られた係数Ｄ（ｔ）、Ｃａ（ｔ）および受信直交ベースバンド信号Ｒ’ａ（ｔ）４２２を用い、軟判定値計算部２１０２において受信信号の軟判定値Ｓａ（ｔ）２１１１が次式により算出される。
【０２００】
【数５】
　　Ｓａ（ｔ）＝Ｃａ（ｔ）×Ｄ（ｔ）×Ｒ’ａ（ｔ）　………（５）
  また同様に軟判定値算出部２１０４において係数Ｄ（ｔ）、Ｃｂ（ｔ）および受信直交ベースバンド信号Ｒ’ｂ（ｔ）４２３を用い、軟判定値Ｓｂ（ｔ）２１１３が次式により算出される。
【０２０１】
【数６】
　　Ｓｂ（ｔ）＝Ｃｂ（ｔ）×Ｄ（ｔ）×Ｒ’ｂ（ｔ）　………（６）
  誤り訂正復号化部２１０３では、上記のようにして得られた軟判定値Ｓａ（ｔ）２１１１を用いて誤り訂正復号化処理が行われる。同様に誤り訂正復号化部２１０５では、上記のようにして得られた軟判定値Ｓｂ（ｔ）２１１３を用いて誤り訂正復号化処理が行われる。
【０２０２】
  ここで軟判定値計算部２１０２、２１０４で用いる重み付けのための係数Ｃａ（ｔ）×Ｄ（ｔ）およびＣｂ（ｔ）×Ｄ（ｔ）は、実際に受信した受信電界強度に効率の係数を乗算した、実効受信電界強度を示している。この係数を乗算することで、受信特性を向上させることができる。
【０２０３】
  本実施の形態では、誤り訂正符号として畳み込み符号化が施されているので、例えばビタビ復号のような最尤復号が用いられる。軟判定値をどのようにして最尤復号に用いるかについては、既に様々な文献において開示されており、例えば軟判定値と各信号点との間のユークリッド距離を算出して用いる方法や、確率密度分布特性に基づいたメトリック値を算出する方法等がある。本実施の形態では、一例として２乗ユークリッド距離が算出されるものとする。すなわち、図２３に示したような例では、各信号点からの尤度メトリック値Ｍ０、Ｍ１がそれぞれ以下の（７）式、（８）式に示すように算出される。これにより、ビタビ復号により復号された受信ディジタル信号２１１２、２１１３が得られる。
【０２０４】
【数７】
　　Ｍ０（ｔ）＝（＋０．６−（−１．０））２＝２．５６　………（７）
【０２０５】
【数８】
　　Ｍ１（ｔ）＝（＋０．６−（＋１．０））２＝０．１６　………（８）
  かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、分離処理して得た受信ベースバンド信号を用いて誤り訂正復号化を行う際、チャネル変動行列から算出した固有値の最小値に基づく係数Ｄ（ｔ）を用いて軟判定値を重み付けするようにしたことにより、軟判定値に実効受信電力に基づく適切な尤度をもたせることが可能となり、受信データの誤り率特性を向上させることができる。」（３０頁〜３１頁）
　
　ニ．「【０２２０】
  （実施の形態８）
  本実施の形態では、実施の形態７で説明した処理をＯＦＤＭ通信に適用した場合について説明する。本実施の形態の特徴は、チャネル変動推定結果から算出した固有値に基づく係数を用いて軟判定値を重み付けするといった処理を、サブキャリアごとに行うようにすることである。
【０２２１】
  図２６に、本実施の形態における送信装置の送信ユニットの構成例を示す。なお図２６において図１０との対応部分には同一符号を付し、図１０を用いて既に説明した部分については説明を省略する。
【０２２２】
  図２６の送信ユニット２６００と図１０の送信ユニット１０００との違いは、送信ユニット２６００が誤り訂正符号化部２６０１、２６０３を有し、誤り訂正符号化部２６０１、２６０３が送信ディジタル信号１０１、１１１に畳み込み符号等を用いた誤り訂正符号化処理を施し、誤り訂正符号化した信号２６０２、２６０４を変調部１０２、１１２に送出することである。これにより送信ユニット２６００においては、誤り訂正符号化したデータをＯＦＤＭ処理するので、送信データを周波数軸方向に符号化されている状態とすることができる。
【０２２３】
  ここで送信ユニット２６００は例えば基地局に設けられており、この基地局は図２に示すような受信ユニット２００を有する。また送信ユニット２６００は図１１に示すようなフレーム構成の信号を送信する。
【０２２４】
  図２７に、送信ユニット２６００から送信された信号を受信する本実施の形態の受信ユニットの構成を示す。ここで受信ユニット２７００は、大まかには、図１２で説明した受信ユニット１２００と図２１で説明した受信ユニット２１００とを組み合わせた構成となっているので、図１２及び図２１で既に説明した部分については説明を省略し、本実施の形態での特徴部分のみを説明する。なお図２７では、図１２と対応する部分については図１２と同一符号を付した。
【０２２５】
  各チャネル変動推定部１２０７、１２０９、１２１７、１２１９は、各サブキャリアに配置されていた推定用シンボルに基づいてサブキャリアごとのチャネル変動を推定する。チャネル変動情報生成部２７０３、固有値による係数計算部２７０５は、サブキャリアごとに、図２１のチャネル変動生成部４２６、固有値による係数計算部２１０１と同じ処理を行うことにより、サブキャリアごとに固有値による係数２７０６を求め、これを軟判定値計算部２７０７、２７１１に送出する。
【０２２６】
  受信レベルによる係数計算部２７０１は、無線部１２０３、１２１３からの出力信号１２０４、１２１４、離散フーリエ変換部（ｄｆｔ）１２０５、１２１５からの出力信号１２０６、１２１６、各チャネル変動推定部１２０７、１２０９、１２１７、１２１９からの出力信号１２０８、１２１０、１２１８、１２２０を入力し、これらのいずれか又は全てを使って、サブキャリアごとに受信レベルによる係数２７０２を求めてこれを軟判定値計算部２７０７、２７１１に送出する。
【０２２７】
  軟判定値計算部２７０７、２７１１は、入力されたチャネルＡの受信直交ベースバンド信号群１２２２、チャネルＢの受信直交ベースバンド信号群１２２３を、固有値による係数２７０６及び受信レベルによる係数２７０２によって重み付けて、軟判定値信号２７０８、２７１２を出力する。ここで軟判定値計算部２７０７、２７１１は、サブキャリアごとに、図２１の軟判定値計算部２１０２、２１０４について説明したのと同様の重み付け処理を行うようになっている。つまり、同じサブキャリアの受信直交ベースバンド信号、固有値による係数、受信レベルによる係数を用いて、サブキャリアごとに異なる重み付け処理を行う。
【０２２８】
  このようにして、サブキャリアごとに重み付けされた軟判定値信号２７０８、２７１２が得られ、この軟判定値信号２７０８、２７１２が誤り訂正復号化部２７０９、２７１３によって誤り訂正復号化処理されて受信ディジタル信号２７１０、２７１４が得られる。
【０２２９】
  かくして本実施の形態によれば、複数のアンテナから送信された複数のＯＦＤＭ変調信号を、複数のアンテナで受信する受信装置において、チャネル変動推定結果から算出した固有値に基づく係数を用いて軟判定値を重み付けするといった処理を、サブキャリアごとに行うようにしたことにより、周波数選択性フェージング等によりサブキャリアごとの実効受信電力が変化した場合でも、軟判定値にサブキャリアごとの実効受信電力に基づく適切な尤度をもたせることが可能となり、受信データの誤り率特性を向上させることができる。」（３３頁〜３４頁）
　
　ホ．「【０３１４】
　（中略）
しかし、本実施の形態では、各組み合わせで分離した変調信号の受信点と各候補点とのユークリッド距離（ブランチメトリック）を分離の際に用いたチャネル変動行列の固有値を使って重み付け合成し、重み付け合成後の軟判定値を判定する点で、実施の形態５と異なる。」（４５頁）
　
　ヘ．「【０３３１】
  さらに本実施の形態の方法は、畳み込み符号や、ターボ符号、低密度パリティ符号等の誤り訂正符号が施された信号を受信した場合にも適用することができる。この場合、上述した重み付け合成方法でブランチメトリックを求め、このブランチメトリックを使ってパスメトリックを求めて復号すればよい。」（４７頁）
　
　上記イ．〜ヘ．の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　引用例１には、上記イ．にあるように、マルチアンテナを用いた無線通信システムに関して記載されている。そして、上記ニ．に記載された（実施の形態８）には、上記マルチアンテナシステムをＯＦＤＭ通信に適用した場合について記載されている。この（実施の形態８）は、ＯＦＤＭ通信が適用されていない上記ロ．〜ハ．における（実施の形態７）を基礎としている。
　上記ロ．〜ニ．及び【図２６】には、送信装置において、送信ディジタル信号がＯＦＤＭ変調され複数のアンテナから複数の送信信号が送信されることが記載されている。
　上記ロ．〜ニ．及び【図２７】には、受信装置において、複数のアンテナから送信された複数の送信信号を複数の受信アンテナで受信することが記載され、各アンテナの受信信号からチャネル変動推定情報を得てチャネル変動行列を生成し、該チャネル変動行列の固有値を計算し、該固有値に基づき軟判定値の重み付けして誤り訂正復号化処理を行う構成が記載されている。
　ここで、上記ハ．の段落【０２０３】に記載されるように、送信装置で誤り訂正符号化処理として畳み込み符号化を施し受信装置でビタビ復号のような最尤復号を用いること、及び、軟判定値を最尤復号に用いるにあたりユークリッド距離を算出して用いることが記載されている。また、上記ホ．には、「ユークリッド距離（ブランチメトリック）」との記載があり、上記ヘ．には、畳み込み符号の復号において、「重み付け合成方法でブランチメトリックを求め、このブランチメトリックを使ってパスメトリックを求めて復号すればよい。」との記載がある
　
　したがって、上記引用例１には以下の発明（以下、「引用発明１」という。）が開示されている。
　
（引用発明１）
　「複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とがＯＦＤＭ通信方式を用いて通信する無線通信システムであって、
　前記送信装置は、
　複数の送信信号を前記各送信アンテナから送信する手段を備え、
　前記受信装置は、
　受信信号から現在のチャネル変動推定値を得て、チャネルの変動状態を示す現在チャネル変動行列を生成する手段と、
　前記現在チャネル変動行列から得られる固有値を用いてパスメトリックに重み付けすることにより１以上の受信ディジタル信号をビタビ復号する復号手段、
を備える無線通信システム。」
　
　Ｂ．原審の拒絶理由に引用された、特表２００５−５０９３１６号公報（以下、「引用例２」という。）には「送受信装置における多入力・多出力通信チャネルを制御する方法およびシステム」として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　ト．「【０００５】
  図１は、通信チャンネルの一部分が無線である通信チャンネルの上位の概略図を示している。図に示すように、ｘは受信機に無線送信されるユーザデータを表している。受信機においては、ｘはデータの推定値
【数１】
【０００６】
として表されている。ユーザデータｘは分割されて、複数のデータストリーム、ｘ１、ｘ２、．．．．を表すベクトルを生成していてもよい。
【０００７】
  ユーザデータｘは行列Ｖで処理されて、アダプティブアレイアンテナ信号ｚを生成する。行列Ｖの各列は、データストリームｘｉのうちの１つを送信するのに使用されるアンテナアレイの重みセットを含むベクトルである。信号ｚは、アンテナアレイのアンテナ素子から空中を通って送信され、受信アンテナ信号ｒとして受信機アンテナアレイで受信される。アンテナ信号ｚと受信アンテナ信号ｒとの間のエアインタフェースは、信号ｚに関するエアインタフェースの効果について記述する行列Ｈを含んでいる。エアインタフェースは、信号ｚにノイズｎを加算した形式でも記述される。
【０００８】
  受信アンテナ信号ｒは、受信機において行列Ｕ’で処理され、データの推定値
【数２】
を生成する。
【０００９】
  ここで図２を参照して、２つの入力、２つの出力を有するＭＩＭＯアンテナアレイシステムを示す。このＭＩＭＯシステムは、２つの異なったデータストリーム、ｘ１およびｘ２を、下記の行列で定義される「複合チャネル」Ｈを通じて単一の加入者装置に同時に送信するために用いることができる。
【数３】
上記式中、ｈｉｊ、ｉ＝１，２、ｊ＝１，２は複素数のチャネル値である。ここに用いた用語「複合チャネル」は、チャネルの完全な測定または記述を意味しており、送信アンテナと受信アンテナのあらゆる組み合わせの効果が考慮されていることに注意されたい。複合チャネルは、送信アンテナと受信アンテナとの対のすべての組み合わせによって定義された単一アンテナの対の間のあらゆるチャネルの集合体と見なすことができる。
【００１０】
  １つの平坦なレイリーフェージングチャネルを仮定すると、ｈｉｊは、Ｅ［ｈｉｊｈ＊ｉｊ］＝１となる単位平均電力を有する複素数値化されたガウス数となる。受信された（ベースバンド）ベクトルｒ（図１参照）は以下のように記述できる。
      ｒ＝Ｈｘ＋ｎ
上記式中、ｘ＝［ｘ１  ｘ２］Ｔは送信されたデータストリームのベクトル、ｎは、分散σ２ｎを有する付加白色ガウス雑音を有するノイズ標本のベクトルである。
【００１１】
  ノイズフリーチャネルにおいては、チャンネル行列（ｃｈａｎｎｅｌ  ｍａｔｒｉｘ）Ｈがフルランク（ｆｕｌｌ  ｒａｎｋ）の場合には、双方のストリームを完全に取り出すことができることに注意されたい。すなわち、２つの等式と２つの未知数を解いて未知数ｘ＝［ｘ１  ｘ２］Ｔを取り出すことができるｘ＝Ｈ−１ｒのときに、双方のデータストリームを取り出して、リンク、すなわちチャネルの容量を２倍にすることができる。例えば、線形の構成は、受信されたベクトルｒにＨ−１を乗算するゼロフォーシング受信機を用い得る。これは、信号対雑音比（ＳＮＲ）が高いときは良好に動作するが、ＳＮＲが低いときには望ましくないノイズを増大する。
【００１２】
  他の線形の受信機の構成において、検出されたデータストリームと受信信号と間の差の平均値を最小にするために、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）受信機を用いることができる。
【００１３】
  線形および非線形受信機の構成の双方はともに、雑音を有するチャンネルの複数のストリームを検出するために実施され得るが、実用上、多くの場合において、チャネルのノイズにより、構築するのにより複雑でかつ高価な非線形の受信機を使用する必要がある。改善された性能を有する非線形受信機の例として、直列干渉除去（ＳＩＣ：Ｓｅｒｉａｌ−Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ−Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）受信機および最大尤推定（ＭＬ）受信機がある。そうした複雑さおよび費用を考慮して、できれば非線形の受信機は避けるべきである。
【００１４】
  
理論的なＭＩＭＯ容量
【００１５】
      Ｈ＝ＵＳＶ’        （１）
上記式中、Ｓは特異値で構成された対角行列（すなわち、Ｈ’ＨまたはＨＨ’の固有値の平方根）、Ｕは、ＨＨ’の固有ベクトルに等しい列ベクトルを有する直交行列であり、Ｖは、Ｈ’Ｈの固有ベクトルに等しい列を有する直交行列であり、「’」演算子は、複素共役転置演算である。例として、次の複合チャネル行列を考える。
【数４】
この複合チャネルのＳＶＤは、
【数５】
である。
図１を参照すると、送信ベクトルは、
      ｚ＝Ｖｘ                （２）
である。
したがって、入信ベクトルは、
      ｒ＝Ｈｚ＋ｎ                （３）
である。
Ｈおよびｚを（１）および（２）に置き換えると次式が得られる。
      ｒ＝ＵＳＶ’Ｖｘ＋ｎ＝ＵＳｘ＋ｎ          （４）
上記式中、Ｖは正規直交行列であるので、Ｖ’Ｖは同値と置き換えられる。次に、受信されたベクトルはＵが事前に乗算される。
【数６】
【００１６】
  再び、Ｕが正規直交Ｕ行列であるので、Ｕ’Ｕは同値と置き換えられる。正規直交行列を事前に乗算することはノイズ共分散を変更しないので、新しいノイズベクトルｅはｎと同一の共分散行列を有することに注意されたい。
【００１７】
  等式（５）を２つの送信アンテナと２つの受信アンテナの場合に対して書き直すと、次式になる。
【数７】
上記式中、λｉはチャンネル行列の固有値である。
  シャノン限界（Ｓｈａｎｎｏｎ  ｂｏｕｎｄ）に基づいた誤りのないチャネル容量は、よく知られていており、次式で与えられる。」（４頁〜６頁）
　
　上記ト．の記載及び関連する図面【図１】〜【図２】並びにこの分野における技術常識を考慮すると、上記引用例２には以下の発明（以下、「引用発明２」という。）が開示されている。
　
（引用発明２）
「複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが通信する無線通信システムにおいて、チャンネル行列Ｈを特異値分解して得られる行列Ｖの各列を複数のデータ系列にそれぞれ乗算して、送信アンテナから送信する」
　
　Ｃ．原審の拒絶理由に引用された、特開２００６−４２３４２号公報（以下、「引用例３」という。）には「多重アンテナ通信システムにおける空間インターリーブ通信のための方法および装置」として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　チ．「【課題を解決するための手段】
【０００６】
  多重アンテナシステムの複数の送信ブランチに対しビットまたはシンボルのようなデータをインタリーブすることによって、データを空間インタリーブする。開示する空間インタリーブは、多重アンテナ通信システムの空間送信ダイバーシチから結果的に得られる性能利得を高める。一つの例示的実施形態では、ビットを周波数インタリーブする前に、ビットに空間インタリーブを実行する。別の例示的実施形態では、ビットをシンボルにマッピングした後で、シンボルに空間インタリーブを実行する。
  本発明のみならず、本発明のさらなる特長および利点についても、より完全な理解は、以下の詳細な説明および図面を参照することによって得られるであろう。」（４頁）
　
　リ．「【００１１】
  図３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、周波数インタリーブ３３０より前に、空間インタリーブ３６０が実行される。この場合、空間インタリーブ３６０は、図５に関連してさらに詳述するように、総当り方式でビットに対して実行される。ビットのインタリーブの実行はシンボルのインタリーブより優れているが、どちらの空間インタリーブ技術も、そのようなインタリーブ無しのシステムに比較して、改善された性能を達成する。
【００１２】
  図４は、シンボルの空間インタリーブを達成するために本発明の特長を組み込んだ、図３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信システム３００の代替実施形態の略ブロック図である。図４では、ブロック４０５乃至４６０は、図２および３における対応するブロックと同様の機能を実行する。しかし、この代替実施形態では、送信ブランチ４９０で空間インタリーバ４６０が周波数インタリーバ４３０より後に配置される。シンボルの空間インタリーブ４６０は、周波数インタリーブ４３０の結果に対する負の影響を防止するために実行される。空間インタリーブ４６０もまた、図５に関連してさらに詳述するように総当り方式で実行されるが、周波数インタリーブ４３０に対する負の影響が無いことを前提として、他の技術が可能である。
【００１３】
  送信システム３００、４００では、送信ブランチ３９０、４９０のデマルチプレクサ３２０、４２０より前に、スクランブラ３０５、４０５が配置されることに注目されたい。代替的に、スクランブラ３０５、４０５は、（スクランブラ３０５、４０５の設計に応じて）それぞれの送信ブランチ３９０、４９０で別個に、デマルチプレクサ３２０、４２０より前または後に配置することができる。しかし、この場合、各送信ブランチ３９０、４９０には、スクランブラの初期化シーケンスが必要になる。
【００１４】
  図５Ａおよび５Ｂは、３つの送信アンテナで空間インタリーブを実行するための適切な例示的技術５００を示す。図５Ａはインタリーブ前のビットまたはシンボルを表わし、図５Ｂは空間インタリーブ後のビットまたはシンボルを表わす。図５Ａおよび５Ｂにおいて、ビットまたはシンボルの各チェーン５２０、５２５、５３０は、送信ブランチ３９０、４９０に関連付けられるデータを表わす。第１インタリーブ動作５７０中に、送信ブランチＡ５２０のビットまたはシンボルは送信ブランチＢ５２５に転送され、送信ブランチＢ５２５のビットまたはシンボルは送信ブランチＣ５３０に転送され、送信ブランチＣ５３０のビットまたはシンボルは送信ブランチＡ５２０に転送される。第２インタリーブ動作５８０中に、送信ブランチＡ５２０のビットまたはシンボルは送信ブランチＣ５３０に転送され、送信ブランチＣ５３０のビットまたはシンボルは送信ブランチＢ５２５に転送され、送信ブランチＢ５２５のビットまたはシンボルは送信ブランチＡ５２０に転送される。これらの動作５７０、５８０の結果を図５Ｂに示す。空間インタリーバ３６０、４６０の他の実施形態では、インタリーブ動作５７０、５８０を全てのビットまたはシンボルに、あるいはｎ個のビットまたはシンボル毎に、実行することができる。本発明の一態様では、空間インタリーブ動作中に、１つの送信ブランチの周波数帯域に関連するビットまたはシンボルのチェーンを、異なる送信ブランチの同一周波数帯域に移動させる。例えば、空間インタリーブ動作中に、ブランチＡ５２０からブランチＢ５２５に移動するビットまたはシンボルのチェーンを、ブランチＡ５２０およびブランチＢ５２５の同一周波数帯域に関連付ける。」（５頁〜６頁）
　
　上記チ．〜リ．の記載及び関連する図面【図３】〜【図５】並びにこの分野における技術常識を考慮すると、上記引用例３には以下の発明（以下、「引用発明３」という。）が開示されている。
　
（引用発明３）
「複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システムにおいて、複数の送信アンテナで別個のデータ・ストリームを送信するにあたり、空間インターリーブを行う。」
　
（３）対比・判断
　引用発明１の「ＯＦＤＭ方式」は、『ＯＦＤＭ』が直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の略称であることは技術常識により明らかであるから、補正後の発明の「直交周波数分割多重方式」に相当する。
　
　引用発明１の「送信信号」は、技術常識から信号列であり、アンテナ毎に送信される「データストリーム」といえるものであり、補正後の発明のように「１以上の送信データ系列を空間インタリーブによって複数のデータストリームに分割する空間インタリーバを含む分割手段」と「前記チャネル行列を特異値分解して得られる右特異行列における前記複数のデータストリームのストリーム数分の列をプリコーディング行列として用いることにより前記複数のデータストリームを前記各送信アンテナに割り当てる割当手段」とにより生成される「データストリーム」ではないものの、「特定のデータストリーム」である点で共通する。そして、両発明は、上記「特定のデータストリームを各送信アンテナから送信する手段」を有する点で共通している。
　
　引用発明１の「現在のチャネル変動推定値を得て、チャネルの変動状態を示す現在チャネル変動行列を生成する手段」については、受信信号からチャネル変動推定値を得ることはすなわちチャネル状態を推定していることに他ならず、そのチャネル変動推定値によりチャネル変動行列を生成することは、チャネル状態を示すチャネル行列を生成することとなるから、補正後の発明の「前記受信信号から現在のチャネル状態を推定し、このチャネル状態を示す現在チャネル行列を生成する推定手段」に相当する。
　
　引用発明１の「受信ディジタル信号」は、技術常識から信号列であり「データ系列」といえるものであり、補正後の発明のように「受信信号を前記複数のデータストリームのストリーム数分の信号に分離させた複数の受信データストリームを空間デインタリーブによって１以上のデータ系列に変換する空間デインタリーバ」により変換された「データ系列」ではないものの、「特定のデータ系列」である点で共通する。
　
　引用発明１の「固有値」は、補正後の発明のように、「信号対雑音比に対応する」か否か不明であり、また、「現在チャネルを特異値分解して得られる対角行列の対角要素を２乗した値」であるかも不明であるが、補正後の発明の「重み係数」と「特定の重み係数」である点で共通する。
　
　したがって、補正後の発明と引用発明１は、以下の点で一致ないし相違している。
　
（一致点）
　「複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システムであって、
　前記送信装置は、
　特定のデータストリームを各送信アンテナから送信する手段を備え、
　前記受信装置は、
　受信信号から現在のチャネル状態を推定し、このチャネル状態を示す現在チャネル行列を生成する推定手段と、
　前記現在チャネル行列から得られる特定の重み係数を用いてパスメトリックに重み付けすることにより１以上の特定のデータ系列をビタビ復号する復号手段、
を備え、
　前記復号手段は、前記現在チャネル行列より得られる固有値を前記特定の重み係数とする
無線通信システム。」
　
（相違点）
（１）補正後の発明では、「前記受信装置から以前の信号により生成されたチャネル行列を得る状態取得手段」を有しているのに対し、引用発明１では、そのような構成を有していない点。
（２）補正後の発明では、「１以上の送信データ系列を空間インタリーブによって複数のデータストリームに分割する空間インタリーバを含む分割手段」を有しているのに対し、引用発明１では、そのような構成を有していない点。
（３）補正後の発明では、「前記チャネル行列を特異値分解して得られる右特異行列における前記複数のデータストリームのストリーム数分の列をプリコーディング行列として用いることにより前記複数のデータストリームを前記各送信アンテナに割り当てる割当手段」を有しているのに対し、引用発明１では、複数の送信ディジタル信号（データストリーム）を前記各送信アンテナから送信することのみ記載されている点。
（４）補正後の発明では、「受信信号を前記複数のデータストリームのストリーム数分の信号に分離させた複数の受信データストリームを空間デインタリーブによって１以上のデータ系列に変換する空間デインタリーバ」を有しているのに対し、引用発明１では、そのような構成を有していない点。
（５）「特定の重み係数」に関し、補正後の発明では、「信号対雑音比に対応する」ものであり、また、「現在チャネルを特異値分解して得られる対角行列の対角要素を２乗した固有値である、前記現在チャネルを特異値分解して得られる対角行列の対角要素を２乗した値」であるのに対し、引用発明１では「現在チャネル変動行列から得られる固有値」であるが、「信号対雑音比に対応する」か否か不明であり、また、「現在チャネルを特異値分解して得られる対角行列の対角要素を２乗した値」であるかも不明である点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。
　まず、上記相違点（１）及び相違点（３）について検討する。
　上記３．（２）Ｂ．において記載したとおり、引用例２には、
「複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが通信する無線通信システムにおいて、チャンネル行列Ｈを特異値分解して得られる行列Ｖの各列を複数のデータ系列にそれぞれ乗算して、各送信アンテナから送信する。」
という引用発明２が記載されている。
　上記引用発明２の「チャンネル行列Ｈ」、「行列Ｖ」はそれぞれ補正後の発明の「チャネル行列」、「右特異行列」に相当し、引用発明２では「行列Ｖの各列を複数のデータ系列にそれぞれ乗算」しているので、上記「行列Ｖ」は補正後の発明の「プリコーディング行列」に相当する。そして、引用発明２の「チャンネル行列Ｈ」は引用発明１の「チャネル変動行列」に相当している。
　引用発明２は、複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置と通信する無線通信システムという引用発明１がベースとする技術分野に係る発明である。そこで引用発明３を引用発明１に適用して、引用発明１の送信信号に引用発明１のチャネル変動行列を特異値分解して得られる右特異行列の各列をプリコーディング行列として用いることにより、複数のデータ系列を各送信アンテナから送信することは当業者が適宜為し得ることである。その際、プリコーディング後の複数のデータ系列を送信アンテナで送信する構成は、プリコーディング後に複数のデータ系列を各アンテナに割り当てる構成、すなわち「割当手段」といえるものとなる。（相違点（３））
　そして、引用発明１の受信装置で生成した「チャネル変動行列」に係る情報を送信装置に送信してから送信装置で特異値分解してプリコーディング行列（行列Ｖ）を得るようにするか、受信装置で「チャネル変動行列」で特異値分解してプリコーディング行列（行列Ｖ）を得てから、該プリコーディング行列に係る情報を送信装置に送信するようにするかは、送信装置・受信装置の負荷分担に応じて当業者が適宜選択し得る設計事項にすぎない。また、引用発明１において、固有値、プリコーディング等の「チャネル変動行列」から得られる処理値が、同じ時点の「チャネル変動行列」から得る必要があることは当業者にとって自明のことにすぎないから、受信装置における「現在チャネル行列」が送信装置において「以前の信号により生成されたチャネル行列」となることは自明である。（相違点（１））
　したがって、相違点（１）及び相違点（３）は格別なものでない。
　
　ついで、上記相違点（２）及び相違点（４）について検討する。
　上記３．（２）Ｃ．において記載したとおり、引用例３には、
「複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システムにおいて、複数の送信アンテナで別個のデータ・ストリームを送信するにあたり、空間インターリーブを行う。」
という引用発明３が記載されている。
　上記引用発明３と引用発明１は、「複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システム」という同一の技術分野に係る発明である。そこで、引用発明３を引用発明１に適用して、送信装置において「空間インターリーブ」処理を行って性能利得をより高めることは当業者が容易に為し得ることにすぎない。ここで、空間インターリーブを行うことで空間インターリーバに入力されるデータ系列は、複数の送信アンテナで別個に送信されるデータ・ストリームに分割されているといえる。（相違点（２））
　さらに、受信装置において送信装置の逆の処理を行うことは技術常識であって、送信装置の空間インターリーブ処理により並び替えが行われているのであるから、受信装置で該並び替えの逆の並び替えを行って送信装置の空間インターリーバに入力された元のデータ系列の並びとする「空間デインターリーブ」処理を行うことは当業者に自明な処理にすぎない。（相違点（４））
　上述のように為せば、引用発明１の送信装置において「１以上の送信データ系列を空間インタリーブによって複数のデータストリームに分割する空間インタリーバを含む分割手段」を有することとなり、引用発明１の受信装置において、「受信信号を前記複数のデータストリームのストリーム数分の信号に分離させた複数の受信データストリームを空間デインタリーブによって１以上のデータ系列に変換する空間デインタリーバ」を有することになる。
　したがって、相違点（２）及び相違点（４）は格別なものでない。
　なお、上記引用例３の【図３】、【図４】には、周波数インターリーブすることも記載されている。
　
　最後に、上記相違点（５）について検討する。
　引用例２には、上記３．（２）Ｂ．の摘記事項ト．の段落【００１５】に記載されるように、チャンネル行列Ｈを特異値分解したときの対角行列Ｓの対角要素が『特異値』であること、そして、該『特異値』と『固有値』との関係は、『特異値』の２乗が『固有値』であることが開示されている。このことから、当業者であれば、引用発明１の固有値を、チャネル変動行列を特異値分解して得られた特異値を２乗して得るようにすることを容易に為し得るものである。（この点については、国際公開第２００６／０１１３４５号の段落［００３７］の記載も参照されたい。）
　また、チャネル行列から得られる固有値が、信号対雑音比に対応することは周知の事項である。（必要があれば、唐沢好男，ＭＩＭＯ伝搬チャネルモデリング，電子情報通信学会論文誌Ｂ，社団法人電子情報通信学会，2003年9月，Vol.J86-B，No.9，pp.1706-1720の「３．１　狭帯域信号の伝送路表現」の項の記載、特に1710頁左欄第３〜６行の記載を参照されたい。）
　したがって、相違点（５）も格別なものでない。
　
　そして、補正後の発明に関する作用・効果も、引用発明１乃至引用発明３及び周知技術から当業者が予測できる範囲のものである。
　
　以上のとおりであるから、上記補正後の発明は上記引用発明１乃至引用発明３及び周知技術に基いて容易に発明することができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
４．結語
　以上のとおり、本件補正は、補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができないものであるから、平成１８年法律第５５号附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する特許法第１２６条第５項の規定に適合していない。
　したがって、本件補正は、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
第３．本願発明について
１．本願発明
　本件補正は上記のとおり却下されたので、本願発明は、上記「第２．補正却下の決定」の「１．本願発明と補正後の発明」の項で「本願発明」として認定したとおりである。　
　
２．引用発明及び周知技術
　引用発明及び周知技術は、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「（２）引用発明」及び「（３）対比・判断」の項で認定したとおりである。
　
３．対比・判断
　そこで、本願発明と引用発明１とを対比するに、本願発明は上記補正後の発明から、当該補正に係る構成を省いたものである。
　そうすると、本願発明の構成に当該補正に係る限定を付加した補正後の発明が、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項で検討したとおり、引用発明１乃至引用発明３及び周知技術に基いて容易に発明することができたものであるから、上記補正後の発明から当該補正に係る限定を省いた本願発明も、同様の理由により、容易に発明できたものである。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、上記引用発明１乃至引用発明３及び周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。