(57)【要約】この発明は、電源周波数のＬ倍にＡＤ変換のサンプリング周波数を追従させるサンプリング周波数補正手段と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）とを用いて、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を高精度に制御し、この結果、電力関連量を高精度に取得する。特に、電源効率を把握するのに必要な無効電力を、高調波を含めて高精度に計測でき、電力有効利用のための指標となる力率を高精度に取得することができる。
2003081264.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源ラインの電流および電圧を示す測定信号をディジタル値に変換して取り込むためのＡＤ変換器と、前記ディジタル値に基づいて前記電源ラインの電力量を演算するための電力量演算手段を含むマイクロプロセッサとを有する電子式電力量計において、
前記電源ラインの電源周波数を検出する電源周波数検出手段と、
前記マイクロプロセッサのクロック回路とは別に設けられ、前記電源周波数に基づいて前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を制御するサンプリング周波数制御手段と
を備えたことを特徴とする電子式電力量計。
【請求項２】
前記サンプリング周波数制御手段は、前記サンプリング周波数が前記電源周波数の自然数倍となるように前記サンプリング周波数を制御し、
前記電力量演算手段は、高調波電力量を演算するための高調波演算部を含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子式電力量計。
【請求項３】
前記サンプリング周波数制御手段は、前記サンプリング周波数が電源周波数の２のｎ乗（ｎは自然数）となるように前記サンプリング周波数を制御し、
前記電力量演算手段は、高速フーリエ変換手段を含み、高速フーリエ変換により高調波電力量を演算するように構成されたことを特徴とする請求の範囲第２項に記載の電子式電力量計。
【請求項４】
前記ＡＤ変換器は、オーバーサンプリングを要するデルタシグマ型のＡＤ変換器であることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子式電力量計。
【請求項５】
前記サンプリング周波数制御手段は、
前記電源周波数の立上りまたは立下りのゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、
前記電源周波数の前回の立上りまたは立下りのゼロクロス点から一周期経過した時点での前記電源周波数のＡＤ変換値から、前記電源周波数の遅れまたは進みを電源位相差として検出する電源位相差検出手段とを含み、
前記電源位相差に基づいて前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を制御するように構成されたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子式電力量計。
【請求項６】
前記サンプリング周波数制御手段は、
前記電源ラインの電圧の絶対位相を検出する絶対位相検出手段と、
前記電圧の前回の絶対位相から一周期経過した時点での前記絶対位相の遅れまたは進みを電圧位相差として検出する電圧位相差検出手段とを含み、
前記電圧位相差に基づいて前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を制御するように構成されたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子式電力量計。
【請求項７】
前記電圧位相差検出手段は、０度、９０度、１８０度、または２７０度の絶対位相を基準とするように構成されたことを特徴とする請求の範囲第６項に記載の電子式電力量計。
【請求項８】
前記サンプリング周波数制御手段は、前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数を補正するサンプリング周波数補正手段を有し、
前記サンプリング周波数補正手段は、
前記サンプリング周波数の制御量を求める制御量演算手段と、
前記サンプリング周波数の制御量をＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ変換手段と、
前記Ｄ／Ａ変換手段の出力電圧をオフセットさせるオフセット手段とを含み、
前記オフセット手段は、前記電源ラインの規定周波数側に所定電圧だけオフセットさせるように構成されたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子式電力量計。
【請求項９】
前記オフセット手段は、前記所定電圧を外部から調整するためのオフセット電圧調整手段を有することを特徴とする請求の範囲第８項に記載の電子式電力量計。
【請求項１０】
前記電力量演算手段は、
前記電源周波数の一周期分の電圧および電流の測定信号をパッキングするＡＤ変換データパッキング手段と、
前記ＡＤ変換データパッキング手段によりパッキングされたデータをフーリエ変換して第１の電力値を演算する電力演算部と、
前記一周期分の電圧または電流をパッキングするのに要したパッキング時間を検出するパッキング時間検出手段と、
前記第１の電力値を前記パッキング時間毎に保持するとともに、所定演算周期のサンプリング指令が生成される毎に、前記第１の電力値を第２の電力値として出力する電力出力手段と、
前記第２の電力値を積算して、前記第２の電力値の積算値が所定値に達する毎に電力量パルスを出力する電力量パルス出力手段と
を含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子式電力量計。
【請求項１１】
前記電力量演算手段は、
電源周波数の一周期分の電圧および電流の測定信号をパッキングするＡＤ変換データパッキング手段と、
前記ＡＤ変換データパッキング手段によりパッキングされたデータをフーリエ変換して、高調波の各次数毎の電力関連値および前記電力関連値の位相差を演算する電力演算部と、
前記電力関連値の位相差が被測定側の真の電力関連値の位相差となるように回転演算することにより、前記一周期分の電流または前記電圧を補正する位相補正手段と
を含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子式電力量計。
【請求項１２】
電源ラインの電流および電圧を示す測定信号をディジタル値に変換して取り込むためのＡＤ変換器と、
前記ディジタル値を一周期分パッキングするＡＤ変換データパッキング手段と、
前記ＡＤ変換データパッキング手段によりパッキングされたデータをフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段による変換結果に基づいて電力関連量を演算する電力関連量演算手段と、
前記電流または前記電圧の周波数に基づいて、前記ＡＤ変換器のサンプリング周波数の補正量を演算するサンプリング周波数補正手段と、
前記補正量に応じて変化するサンプリング周波数を前記ＡＤ変換器に出力する電圧制御発振器と
を備えたことを特徴とする電力関連量演算回路。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、電力量を計測する電子式電力量計および電力関連量演算回路に関し、特に、有効電力、有効電力量、無効電力、無効電力量、皮相電力、ひずみ電力、電流実効値、電圧実効値、電流と電圧との位相差、これらの各次数の高調波における値などの電力関連量を演算できる電子式電力量計および電力関連量演算回路に関する。
背景技術
従来例１
従来の電子式電力量計は、たとえば日本国特許３０８０２０７号に参照されるように、電圧センサ（ＰＴ）および電流センサ（ＣＴ）により測定された電圧および電流のアナログ量をディジタル値に変換する手段として、第１および第２の逐次比較型ＡＤ変換器を有し、これらのディジタル出力（電圧および電流）を乗算器により演算して電力Ｗを得る構成となっている。
一般に、第１、第２の逐次比較型ＡＤ変換器は、アナログ入力信号に対して、出力を等しい分解能で離散的に増加するようなディジタル値に量子化しているので、低レベルの入力信号に対して絶対的なディジタル変換精度を得るためには、高分解能の逐次比較型ＡＤ変換器が必要である。
一方、ディジタル変換精度を上げる方法として、第１、第２の逐次比較型ＡＤ変換器のサンプリング周波数を上げる方法（いわゆる、オーバーサンプリング）が知られている。たとえば、サンプリング周波数を、ナイキストの定理から決定されるサンプリング周波数の１２８倍の周波数に上げると、量子化雑音が広い帯域に分散するので、各周波数成分スペクトルのレベルが低下して、信号周波数成分の雑音レベルは改善される。このことは、第１および第２の逐次比較型ＡＤ変換器の分解能を数ビット分だけ高めたことと等価である。
しかしながら、上記従来例１を用いて高精度の電子式電流量計を得るためには、高分解能の第１および第２の逐次比較型ＡＤ変換器と、多ビットを入力とする乗算器とが必要となるので、回路構成が複雑となり、コストの上昇を招くことになる。特に、モノリシックＩＣ化して大量生産を実現しようとする場合には、極めて不利な条件となっていた。
従来例２
また、上記日本国特許３０８０２０７号には、上述の問題を解決するための一例として、電流および電圧をそれぞれ積分器で積分し、比較器を通してディジタル値を出力するとともに、このディジタル出力を遅延してＤ／Ａ変換した値を上記積分器の入力側にフィードバックする手法も開示されている。
この場合、上記電流および電圧をオーバーサンプリング周波数によりそれぞれ量子化する第１および第２のデルタシグマＡＤ変調器と、量子化された電流および電圧をディジタルフィルタによりそれぞれ移動平均する第１および第２の移動平均処理手段と、移動平均処理された電流および電圧を乗算して電力値を求める乗算手段と、乗算により求めた電力値を積算する積算手段とを備えている。
このように、従来例２によれば、低周波域の量子化ノイズを大幅に低減することができる。すなわち、ＡＤ変換器の有効な出力ビットが、逐次型ＡＤ変換器の場合と比べて実質的に増加したこととなるので、高精度の電子式電力量計を簡単な回路構成で得ることができ、特に、モノリシックＩＣ化する場合に、回路を簡易化することができる。
しかしながら、上述したように、従来の電子式電力量計は、電力量をリアルタイムに計量（または、表示）することが要求されている理由から、サンプリングタイミング毎（ＡＤ変換器のサンプリング周波数は固定）に電流と電圧とを直接乗算して電力量を演算している。また、ナイキスト周波数以上の高周波成分の入力信号（電流および電圧）を、ローパスフィルタを介して取得することにより、電力量を演算している。こうして算出された電力量は、基本波および高調波が合成されたものであり、基本波のみまたは高調波のみを計測することはできない。また、無効電力や高調波の無効電力も計測することもできない。
他方、近年の電力機器には、サイリスタやインバータを使用したものが多く、電流に高調波が含まれることが多いので、高調波を含む電力関連量の多様な計測が要求されている。
ここで、高調波成分を検出するための周知のフーリエ変換を適用して演算すれば、従来の電力量計でも、理論上は高調波成分を計測することが可能と考えられる。しかしながら、ＡＤ変換器のサンプリング周波数が電源周波数の自然数倍ではないので、電流および電圧のフーリエ変換値は、隣接する次数（フーリエ変換の結果、Ｋ次高調波成分がＫ＋１次高調波成分）にも含まれる。
したがって、高調波成分を得るためには、ＡＤ変換器のサンプリング周波数が固定されていることから、電源周波数を用いた高調波の修正演算が必要となり、この修正演算のために電源周波数の検出のみならず演算自体が必要となるので、特にリアルタイム性が要求される電子式電力量計としては、高価なプロセッサ（ＣＰＵ）が必要となる。
この場合、電子式電力量計とは用途が異なる構成として、サンプリング周波数が高速なＡＤ変換器と、演算速度が高速なプロセッサを搭載した高精度且つ高価な計測器と同様の構成が必要となるので、民需品として汎用的に使用される電子式電力量計に採用することはできない。
また、修正演算を不要とするために、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を電源周波数の自然数倍に追従させようとすると、ＣＰＵからサンプリング周波数を制御するためには、従来例１の逐次ＡＤ変換器を用いた場合、たとえば、数ＫＨｚのサンプリング周波数に対して、数ＭＨｚのＣＰＵ出力クロックの分解能が要求されるが、計測したい高調波の次数が高くなると、ＣＰＵから高精度にサンプリング周波数を制御することはできない。
他方、従来例１の逐次ＡＤ変換器をオーバーサンプリングにより計測する場合（または、従来例２のデルタシグマＡＤ変換器を用いた場合）を例にとると、オーバーサンプリング周波数が数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚ（＞＞数ＫＨｚ）であるのに対して、ＣＰＵの出力クロックは数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚの分解能なので、ＣＰＵから高精度にサンプリング周波数を制御することはできない。
また、発明者らが先に提案した特許願（ＰＣＴ２００２ＪＰ０００４５：未公開）に記載されたように、ヒルベルト変換により電流を回転させれば、基本波の有効電力および無効電力などを演算することができる。しかしながら、同一のヒルベルト変換器によって９０度回転できる周波数は狭い（基本波で９０度回転できるヒルベルト変換器は、高調波は９０度からずれた角度の回転となる）ので、基本波以外の無効電力を１つのヒルベルト変換器により求めることは困難である。
従来の電子式電力量計および電力関連量演算回路は、以上のように構成されており、従来例１の電子式電流量計で高精度を得るためには、高分解能の第１および第２の逐次比較型ＡＤ変換器と、多ビットを入力とする乗算器とが必要となるので、回路構成が複雑となり、コストの上昇を招くという問題点があった。
また、従来の電子式電力量計は、サンプリングタイミング毎に電流と電圧とを直接乗算して電力量を演算し、基本波および高調波が合成された電力量を算出しているので、基本波のみまたは高調波のみを計測することができないうえ、無効電力や高調波の無効電力も計測することもできないという問題点があった。
また、周知のフーリエ変換を適用して高調波成分を計測しようした場合には、ＡＤ変換器のサンプリング周波数が電源周波数の自然数倍ではなく、フーリエ変換値が隣接する次数にも含まれることから、電源周波数を用いた高調波の修正演算が必要となるので、高価なプロセッサが必要となり、汎用的に使用される電子式電力量計に採用することができないという問題点があった。
また、逐次ＡＤ変換器をオーバーサンプリングにより計測する場合や、デルタシグマＡＤ変換器を用いた場合には、オーバーサンプリング周波数が非常に高い（数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）ので、ＣＰＵ出力クロックの分解能（数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ）で高精度にサンプリング周波数を制御することができず、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を電源周波数の自然数倍に追従させて修正演算を不要にすることができないという問題点があった。
さらに、ヒルベルト変換により電流を回転させて、基本波の有効電力および無効電力などを演算した場合には、同一のヒルベルト変換器によって９０度回転できる周波数が狭いので、基本波以外の無効電力を１つのヒルベルト変換器により求めることができないという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、サンプリング周波数の制御精度を向上させて高精度に電力量を得ることのできる電子式電力量計および電力関連量演算回路を提供することを目的とする。
また、この発明は、簡易な構成で、基本波の電力量のみならず、高調波の電力量を計測可能な電子式電力量計および電力関連量演算回路を提供することを目的とする。
特に、この発明は、電源効率を見るのに必要な無効電力を、高調波をも含めて高精度に計測して、電力有効利用のための指標となる力率を高精度に得ることのできる電子式電力量計および電力関連量演算回路を提供することを目的とする。
発明の開示
この発明に係る電子式電力量計は、電路（電源ライン）の電流および電圧を示す測定信号をＡＤ変換器によりディジタル値に変換して取り込み、このディジタル値に基づいて電源ラインの電力量を演算するためのマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）からなる電子式電力量計において、電源ラインの電源周波数を検出する電源周波数検出手段と、マイクロプロセッサのクロック回路とは別に設けられ、電源周波数に基づいてＡＤ変換器のサンプリング周波数を制御するサンプリング周波数制御手段とを備えたので、サンプリング周波数の制御精度を向上させて高精度に電力量を取得することができる。
また、サンプリング周波数制御手段は、サンプリング周波数が電源周波数の自然数倍となるように制御するように構成され、電力量演算手段は、高調波電力量を演算する高調波演算部を有するので、簡易な構成で基本波に加え高調波の電力量を計測できる。
また、サンプリング周波数制御手段は、サンプリング周波数が電源周波数の２のｎ乗（ｎは自然数）となるように制御するように構成され、電力量演算手段は高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）により高調波電力量を演算する高速フーリエ変換手段を有するので、演算を高速化することができ、リアルタイム性に優れる。
また、ＡＤ変換器はオーバーサンプリングを要するデルタシグマ型からなるので、高精度且つモノリシックＩＣ化に好適である。
また、サンプリング周波数制御手段は、電源周波数の立上りまたは立下りのゼロクロス点を検出する手段と、前回（１つ前）の電源周波数の立上りまたは立下りのゼロクロス点から一周期経過した時点での電源周波数のＡＤ変換値から、電源周波数の遅れまたは進みを電源位相差として検出する手段と、電源位相差に基づいてＡＤ変換器のサンプリング周波数を制御する手段とを有するので、ＣＰＵへの負荷が少なく簡易な構成とできる。
また、サンプリング周波数制御手段は、電源ラインの電圧の絶対位相を検出する手段と、電圧の前回の絶対位相から一周期経過した時点での絶対位相の遅れまたは進みを電圧位相差として検出する手段と、電圧位相差に基づいてＡＤ変換器のサンプリング周波数を制御する手段とを有するので、ホワイトノイズの影響を抑制することができる。
また、電圧位相差検出手段は、０度、９０度、１８０度、または２７０度の絶対位相を基準とするように構成されたので、調整の幅を広くとることができる。
サンプリング周波数補正手段は、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を補正するサンプリング周波数補正手段を有し、サンプリング周波数補正手段は、サンプリング周波数の制御量を求める制御量演算手段と、サンプリング周波数の制御量をＤ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換手段の出力電圧をオフセットさせるオフセット手段とを含み、オフセット手段は、電源ラインの規定周波数側に所定電圧だけオフセットさせるように構成されたので、簡易且つビット数が小さなＤ／Ａ変換手段を使用することができる。
また、所定電圧（オフセット電圧）を外部から調整するためのオフセット電圧調整手段を設けたので、種々の電路に適用できるとともに、簡易且つビット数が小さなＤ／Ａ変換手段を使用することができる。
また、電力量演算手段は、電源周波数の一周期分電圧および電流の測定信号をパッキングするＡＤ変換データパッキング手段と、ＡＤ変換データパッキング手段によりパッキングされたデータをフーリエ変換して第１の電力値を演算する電力演算部と、一周期分の電圧または電流をパッキングするのに要したパッキング時間を検出するパッキング時間検出手段と、第１の電力値をパッキング時間毎に保持するとともに、所定演算周期のサンプリング指令が生成される毎に、第１の電力値を第２の電力値として出力する電力出力手段と、第２の電力値を積算して、第２の電力値の積算値が所定値に達する毎に電力量パルスを出力する電力量パルス出力手段とを含むので、リアルタイム性も満たすことができる。
また、電力量演算手段は、電源周波数の一周期分電圧および電流の測定信号をパッキングするＡＤ変換データパッキング手段と、ＡＤ変換データパッキング手段によりパッキングされたデータをフーリエ変換して、高調波の各次数毎の電力関連値（電流、電圧、有効電力、無効電力）および電力関連値の位相差を演算する電力演算部と、電力関連値の位相差が被測定側の真の電力関連値の位相差となるように回転演算することにより、一周期分の電流または電圧を補正する位相補正手段とを含むので、計測精度を向上させることができる。
また、この発明に係る電力関連量演算回路は、電源ラインの電流および電圧を示す測定信号をディジタル値に変換して取り込むためのＡＤ変換器と、ディジタル値を一周期分パッキングするＡＤ変換データパッキング手段と、ＡＤ変換データパッキング手段によりパッキングされたデータをフーリエ変換するフーリエ変換手段と、フーリエ変換手段による変換結果に基づいて電力関連量を演算する電力関連量演算手段と、電流または電圧の周波数に基づいて、ＡＤ変換器のサンプリング周波数の補正量を演算するサンプリング周波数補正手段と、補正量に応じて変化するサンプリング周波数をＡＤ変換器に出力する電圧制御発振器とを備えたので、サンプリング周波数の制御精度を向上させて高精度に電力量を得ることができる。
この発明は、上記回路構成のように、電源周波数のＬ倍（Ｌは自然数）にＡＤ変換のサンプリング周波数を追従させるサンプリング周波数補正手段と電圧制御発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）を用いることで、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を高精度に制御でき、その結果、電力関連量を高精度に得ることができる。特に、電源効率を把握するのに必要な無効電力を、高調波を含めて高精度に計測することができるので、電力有効利用のための指標となる力率を高精度に得ることができる。
発明を実施するための最良の形態
実施の形態１
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
この発明は、従来の電子式電力量計の演算とは異なり、１周期分のデータをフーリエ変換（好ましくは、ＦＦＴ）により電力量などを演算するものである。
まず、この発明の実施の形態１に用いられる演算の理論について簡単に説明する。
ＡＤ変換器のサンプリング周波数が電源周波数の自然数倍のとき、フーリエ変換により、以下の電力関連量を計測することができる。
ＡＤ変換器のサンプリング周波数を電源周波数のＬ倍（Ｌは自然数）とし、高調波次数をｎ次とする。ｎ＝０のときＤＣ成分、ｎ＝１のとき基本波（１次高調波）となる。このときフーリエ変換により得ることのできる最大の高調波次数Ｈは、以下の式（１）で表される。
2003081264.tif 000003
ただし、式（１）において、ｆｌｏｏｒ（  ）は小数点以下を切り捨てる関数であり、したがって、Ｈは自然数である。
ＡＤ変換で得られたＬ点のデータをフーリエ変換すると、振幅および位相情報を持った複素数値がＤＣ成分からＨ次高調波成分まで得られる。電圧および電流のＡＤ変換データＬ点に対してフーリエ変換して得られるｎ次高調波の複素数値を、それぞれ、Ｖｎ＿ｃｍｐ、Ｉｎ＿ｃｍｐとし、これらを以下の式（２）、式（３）で表す。
2003081264.tif 000004
ただし、式（２）、式（３）において、ｊは虚数単位、「・」は乗算記号である。また、Ｖｎ＿ｒｅ、Ｖｎ＿ｉｍ、Ｉｎ＿ｒｅ、Ｉｎ＿ｉｍは、実数である。以下、フーリエ変換後の値は、実効値で正規化されているものとする。
ここで、ｎ次高調波の有効電力Ｗｎは、以下の式（４）で求められる。
2003081264.tif 000005
また、全ての高調波を含む電力Ｗは、以下の式（５）で求められる。
2003081264.tif 000006
ここで、ｎ次高調波の無効電力ｖａｒｎは、以下の式（６）で求められる。
2003081264.tif 000007
このとき、無効電力が正の場合には、電流は電圧に対して遅れ、無効電力が負の場合には、電流は電圧に対して進みである。また、全ての高調波を含む無効電力は、以下の式（７）で求められる。
2003081264.tif 000008
ｎ次高調波の電圧実効値Ｖｒｍｓｎは、以下の式（８）で求められる。
2003081264.tif 000009
全ての高調波を含む電圧実効値Ｖｒｍｓは、以下の式（９）で求められる。
2003081264.tif 000010
ｎ次高調波の電流実効値Ｉｒｍｓｎは、以下の式（１０）で求められる。
2003081264.tif 000011
全ての高調波を含む電流実効値Ｉｒｍｓは、以下の式（１１）で求められる。
2003081264.tif 000012
ｎ次高調波の皮相電力ＶＡｎは、以下の式（１２）で求められる。
2003081264.tif 000013
また、全ての高調波を含む皮相電力ＶＡは、以下の式（１３）で求められる。
2003081264.tif 000014
電源電圧および電流に基本波のみしか存在しなければ、有効電力Ｗ、無効電力および皮相電力ＶＡの関係は、以下の式（１４）を満たす。
2003081264.tif 000015
しかし、高調波が存在する場合には、上記式（１４）は成り立たず、歪み電力が存在する。歪み電力Ｄは、以下の式（１５）で求められる。
2003081264.tif 000016
歪み電力Ｄは、正の実数であり、負の値とはならない。
フーリエ変換により得られるｎ次高調波の電圧および電流の複素数値Ｖｎ＿ｃｍｐおよびＩｎ＿ｃｍｐは、ベクトル図として図１のように表される。ただし、図１において、横軸は実軸、縦軸は虚軸である。
図１において、θは複素数値Ｖｎ＿ｃｍｐの絶対位相、φは複素数値Ｉｎ＿ｃｍｐの絶対位相である。ここで、絶対位相の基準は横軸正方向であり、反時計方向が進み（正）、時計方向が遅れ（負）を示している。
複素数値Ｖｎ＿ｃｍｐを基準として、Ｖｎ＿ｃｍｐとＩｎ＿ｃｍｐとの位相差（φ−θ）をＰｈａｓｅ＿ＶｎＩｎとすると、位相差Ｐｈａｓｅ＿ＶｎＩｎは、以下の式（１６）で求められる。
2003081264.tif 000017
位相差Ｐｈａｓｅ＿ＶｎＩｎは、電圧に対して電流が進んでいるときが「正」、遅れているときが「負」である。また、位相差Ｐｈａｓｅ＿ＶｎＩｎの範囲は、±１８０度である。
上記においては、単相２線式についてのみ記述したが、単相３線式、三相３線式、三相４線式についても、同様に求めることができる。有効電力、無効電力および皮相電力は各相で求められた値を加算したものから、歪み電力は加算した各電力から、式（１６）を利用して求められる。
新たに、各相の電圧間の位相を求めることもできる。すなわち、まず、Ａ相のｎ次高調波電圧Ｖａｎ＿ｃｍｐを、以下の式（１７）とする。
2003081264.tif 000018
また、Ｂ相のｎ次高調波電圧Ｖｂｎ＿ｃｍｐを、以下の式（１８）とする。
2003081264.tif 000019
このとき、Ａ相を基準とした位相差Ｐｈａｓｅ＿ＶａｎＶｂｎは、以下の式（１９）で求められる。
2003081264.tif 000020
ただし、式（１９）において、Ｖａｂｎはａｂ相間の擬似的な有効電力、Ｖａｂｎ’はａｂ相間の擬似的な無効電力を表す。
また、相の異なる電圧および電流についても、同じ方法で位相差を算出することができる。
このように、ＡＤ変換器のサンプリング周波数が電源周波数の自然数倍であれば、フーリエ変換の演算結果を利用して高調波毎、高調波を含む全ての電力関連量、または、必要な高調波を含む電力関連量を得ることができる。
特に、無効電力を全ての高調波において得られることは特筆すべき点である。また、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を電源周波数の２のＮ乗倍（Ｎは自然数）とすると、フーリエ変換の演算にＦＦＴを利用することができる。したがって、通常はＡＤ変換のサンプリング周波数は、電源周波数の自然数倍、且つ２のＮ乗倍とすることが好ましい。
次に、この発明の実施の形態１による電子式電力量計の具体的な動作について説明する。
ここでは、この発明の実施の形態１によるＶＣＯ制御方法として、電源電圧のゼロクロスによりロックする方法について説明する。
図２はこの発明の実施の形態１による電子式電力量計の具体的な回路構成を示すブロック図である。
図２において、ＡＤ変換器１は、センサ（図示せず）により検出された電圧Ｖおよび電流Ｉをディジタル値に変換する。ＡＤ変換器１の出力端子には、ＡＤ変換データパッキング手段２、フーリエ変換手段３および電力関連量演算手段４が順次接続されている。
ＡＤ変換データパッキング手段２は、電源周波数の一周期分の電圧および電流の測定信号をパッキングする。また、ＡＤ変換データパッキング手段２は、電源ライン上の電源周波数を検出する機能と、電源周波数の立上りまたは立下りのゼロクロス点を検出する手段とを有する。
また、フーリエ変換手段３はフーリエ変換を行い、電力関連量演算手段４（電力量演算手段）は、高調波を含む電力関連量を演算するための高調波演算部としても機能する。
ＡＤ変換データパッキング手段２によりパッキングされたデータは、サンプリング周波数補正手段５を介して、ＡＤ変換器１を制御するための電圧制御発振器（以下、「ＶＣＯ」と記す）６に入力される。
ＡＤ変換器１に入力される電圧Ｖおよび電流Ｉは、センサ出力であり、電源上の物理電圧および電流そのものではなく、ＡＤ変換器１の入力に合わせられた値である。また、ＡＤ変換器１の入力側にアンチエリアシングフィルタや増幅用のオペアンプなど（図示せず）が配設される場合もある。
ＡＤ変換データパッキング手段２は、電源１周期分のＡＤ変換データをＬ点毎にまとめる。
フーリエ変換手段３は、ＡＤ変換データパッキング手段２から入力される電源１周期分のＡＤ変換データ（Ｌ点）に対して、Ｌ点（一周期）毎にフーリエ変換を行う。
電力関連量演算手段４は、フーリエ変換演算処理後の電圧および電流の複素数値から電力関連量を演算する。
サンプリング周波数補正手段５は、ＡＤ変換データパッキング手段２から入力されるデータに基づいて、ＡＤ変換サンプリング周波数を電源周波数の自然数Ｌ倍にロックするように、ＶＣＯ６への電圧出力を制御する。
ＶＣＯ６は、サンプリング周波数補正手段５からの電圧出力をクロック出力に変換する。ＶＣＯ６からＡＤ変換器１へのクロック出力は、ＡＤ変換器１が逐次ＡＤ変換器の場合にはサンプリング周波数であり、デルタシグマＡＤ変換器の場合にはオーバーサンプリング周波数である。ただし、ＡＤ変換器１がクロック信号の分周機能を有する場合には、ＶＣＯ６は分周前のクロック出力を供給する。
次に、図３および図４の説明図を参照しながら、図２に示したこの発明の実施の形態１による動作について説明する。
まず、図３に基づいて、サンプリング周波数補正手段５について説明する。図３は、図１と同様に、実軸（横軸）と虚軸（縦軸）とからなるベクトル空間を示している。
図３のように、基本波の位相は、電源周波数が遅くなると遅れ、速くなると進むので、ＶＣＯ６からのＡＤ変換サンプリング周波数は、基本波の位相が進んだときには速くし、遅れたときには遅くするように制御される。このような制御を行う最も単純な方法は、フィードバック制御である。
ここで、フィードバック係数をε、ｍ回目に行ったＶＣＯ制御電圧をＶｃｎｔｒｌ＿ｍ、ｍ回目の電圧基本波とｍ＋１回目の電圧基本波との位相差をΨ（進みが正）とすると、ｍ＋１回目に行うＶＣＯ制御電圧Ｖｃｎｔｒｌ＿ｍ＋１は、以下の式（２０）で表される。
2003081264.tif 000021
ここで、ＶＣＯ制御電圧値が大きいほど、クロック周波数が速くなるものとする。フィードバック係数ε（ε＞０）は、制御に適正な値を使用するＶＣＯ６や追従速度などから決定される。
上記式（２０）のフィードバックを行う誤差量として位相差をそのまま用いると、位相を求めるための三角関数の演算が必要となって演算量が増加してしまうので、位相差Ψに対して１対１対応し且つ単調増加または単調減少の関係にあるものを誤差量として利用する。この誤差量Ｅｒｒｏｒを用いると、上記式（２０）は、以下の式（２１）で表される。
2003081264.tif 000022
ここで、誤差量Ｅｒｒｏｒは、電源周波数が遅くなる（位相が遅れる）と正の値となり、電源周波数が早くなる（位相が進む）と負の値になる。したがって、位相差に対して、単調増加のときには符号反転し、単調減少のときにはそのままの値を誤差量Ｅｒｒｏｒとして使用することができる。
以下の周波数追従に関する処理は、誤差量Ｅｒｒｏｒを位相以外の量に置き換えて演算量を減らすために実行されるものである。
ＶＣＯ制御電圧Ｖｃｎｔｒｌ（サンプリング周波数補正手段５の電圧出力）は、通常、Ｄ／Ａ変換器により生成される。
なぜなら、たとえば、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ：パルス幅変調）出力を用いた場合には、ローパスフィルタが必要となるので追従速度が遅くなるからである。なお、Ｄ／Ａ変換前に、ＶＣＯ制御電圧Ｖｃｎｔｒｌが発振しないように、ローパスフィルタを挿入してもよいが、この場合も追従速度が遅くなる。
ここでは、最も基本的なフィードバック制御を例にとって説明するが、誤差量Ｅｒｒｏｒに基づいてＶＣＯ制御電圧Ｖｃｎｔｒｌを決定できるものであれば、何でも使用することができる。
図４は電源周波数を示す説明図であり、横軸は時間、縦軸は電源振幅を示している。
ＡＤ変換器１のサンプリング周波数は、電源周波数のｋ倍（電源周波数の自然数倍、且つ２のＮ乗倍）としたときに、Ｌ点サンプリングしたうちの１つの電圧（ＡＤ変換値）が立上りのゼロクロスとなるように制御される。
このとき、完全にロックしていれば（電源周波数に変動がなければ）、電圧のＡＤ変換値は毎回「０」となる。しかし、ＡＤ変換値は、電源周波数が早くなると正の値となり、遅くなると負の値となる（図４参照）。
誤差量Ｅｒｒｏｒは、±９０度の範囲で位相差に対して１対１対応し且つ単調増加を示すことにより、毎回選ばれるサンプリングポイントのＡＤ変換値を符号反転した値とすることができる。
ただし、サンプリング周波数の自然数倍の周波数、または自然数分の１の周波数でもロックするために、ＶＣＯ制御電圧Ｖｃｎｔｒｌは、１／２倍〜２倍のサンプリング周波数となる値に制限される必要がある。
この発明の実施の形態１においては、サンプリング周波数が電源周波数の自然数倍、且つ２のＮ乗倍に設定されているので、サンプリング周波数の１／２倍でもロックすることになる。また、上記式（２１）内のフィードバック量である「ε・Ｅｒｒｏｒ」にも制限を加える必要がある。
ここでは、サンプリング周波数を電源電圧のゼロクロス点の立上りにロックさせたが、立下りにロックさせてもよく、この場合には、誤差量ＥｒｒｏｒとしてＡＤ変換値そのものが使用されることになる。
以上のように、ＡＤ変換器１のサンプリング周波数を電源周波数の自然数倍に追従させることにより、フーリエ変換手段３によりフーリエ変換した結果から直接高調波成分を得ることができるので、簡易な構成で基本波の電力量に加え高調波の電力量も計測することができる。
また、サンプリング周波数が数ｋＨｚ、ＣＰＵのクロックが数ＭＨｚのものに、ＶＣＯ６を組み合わせることにより構成でき、ＡＤ変換器１として特段に高精度のものが必要となる訳ではないので、モノリシックＩＣ化する際にもチップ面積が大きくならず好ましい。
また、ＶＣＯ６により発振周波数を制御するので、ＣＰＵのクロックを使用してＡＤ変換器１のサンプリング周波数を直接制御する場合よりも制御精度を高くすることができ、高調波の電力量を高精度に計測することができる。
また、ＡＤ変換器１として、デルタシグマ形のものを使用しても、ＶＣＯ６によりオーバーサンプリング周波数を微調整することができるので、電力量を含む電力関連量の計量精度がよく、且つ、モノリシックＩＣ化に好適である。
また、上述したように、ＡＤ変換器１のサンプリング周波数は、電源周波数の自然数倍且つ２のＮ乗倍に設定し、フーリエ変換手段３は、ＦＦＴを使用することが演算速度の観点から好ましい。
また、上記構成により、有効電力、有効電力量、無効電力、無効電力量、皮相電力、ひずみ電力、電流実効値、電圧実効値、電流と電圧との位相差、または、これらの各次数の高調波における値などの、従来構成では計測演算することのできない電力関連量を計測演算することができる。
たとえば、電源効率の算出に必要な無効電力を、高調波をも含めて高精度に計測することができ、電力有効利用のための指標となる力率を高精度に取得することもできる。
また、サンプリング周波数補正手段５はＣＰＵの演算機能で実現可能なうえ、上記構成は、サンプリング周波数補正手段５にＶＣＯ６を組み合わせるのみで実現可能なので、単純化することができる。
また、サンプリング周波数補正手段５は、ＡＤデータパッキング手段２の出力データに基づいて、ゼロクロス点（立上り、または、立下り）を基準にロックさせるので、ＣＰＵにおいて複雑な演算が発生することはなく、単純な構成にすることができる。
また、上記式（２１）内の誤差量Ｅｒｒｏｒをフィードバック制御により追従させたので、追従性がよくリアルタイム性に優れる。
実施の形態２
なお、ＶＣＯ６の制御において、ＦＦＴの基本波の絶対位相を同じ位置にロックしてもよい。
図５はこの発明の実施の形態２による要部回路構成を示すブロック図であり、ＶＣＯ制御方法として、ＦＦＴの基本波の絶対位相を同じ位置にロックする場合を示している。図５において、前述（図２参照）と同様のものについては、同一符号の後に「Ａ」を付して詳述を省略する。
この場合、フーリエ変換手段３Ａは、サンプリング周波数補正手段５ＡおよびＶＣＯ６Ａと関連してサンプリング周波数制御手段を構成しており、電源電圧の絶対位相を検出する手段と、絶対位相の遅れまたは進みを電圧位相差として検出する手段とを含む。
また、サンプリング周波数補正手段５Ａは、フーリエ変換手段３Ａからのデータに基づいて、ＶＣＯ６Ａに対するＶＣＯ制御電圧を出力する。
図６は、この発明の実施の形態２によるＡＤ変換器１Ａのサンプリング周波数を電源周波数の自然数Ｌ倍に追従させるための補正処理を示す説明図であり、前述の図１、図３と同様に、実軸（横軸）と虚軸（縦軸）とからなるベクトル空間を示している。
前述のように、電圧の基本波の絶対位相は、ＡＤ変換器１Ａのサンプリング周波数が電源周波数の自然数Ｌ倍にロックされていれば、毎回同じ値となるが、電源周波数が遅くなると遅れ方向に回転し、速くなると進み方向に回転する。
まず、基本波のＦＦＴ演算後の複素数値の前回値Ｖ１＿ｃｍｐ＿ｐｒｅおよび現在値Ｖ１＿ｃｍｐを、以下の式（２２）で表した場合について考慮する。
2003081264.tif 000023
このとき、位相差Ｐｈａｓｅ＿Ｖ１＿Ｅｒｒｏｒは、以下の式（２３）で求められる。
2003081264.tif 000024
ここで、位相差Ｐｈａｓｅ＿Ｖ１＿Ｅｒｒｏｒの範囲は、±９０度である。
また、電圧の振幅が毎回ほぼ一定値とすると、式（２３）の分母は定数と見なされる。また、式（２３）の分子は、位相差に対して１対１対応し、単調減少となる。したがって、誤差量Ｅｒｒｏｒを式（２３）の分子とすれば、誤差量Ｅｒｒｏｒは、以下の式（２４）で表すことができる。
2003081264.tif 000025
このとき、±９０度以上の位相差があると、符号が反転する。また、サンプリング周波数の自然数倍、または自然数分の１でもロックするので、ＶＣＯ制御電圧Ｖｃｎｔｒｌは、１／２倍〜２倍のサンプリング周波数となる値に制限される必要がある。また、フィードバック量（ε・Ｅｒｒｏｒ）にも制限を加える必要がある。
以上のように構成することにより、この発明の実施の形態２では、前述の実施の形態１（ゼロ点の立上り、または立下りでロックする）による効果に加えて、以下の効果を奏する。
すなわち、フーリエ変換手段３Ａによりフーリエ変換（好ましくは、ＦＦＴ）した電圧（または、電流）の位相をロックしたので、前述の実施の形態１のように電圧波形のゼロクロス点でロックするものに比較し、ホワイトノイズや高調波が重畳したときの高精度化に優れている。
実施の形態３
なお、上記実施の形態２では、絶対位相の基準について具体的に言及しなかったが、ＦＦＴの基本波の絶対位相を０度、９０度、１８０度、２７０度にロックしてもよい。
以下、この発明の実施の形態３によるＶＣＯ制御方法について説明する。この場合、電圧の基本波の座標を固定する位置（ＦＦＴの基本波の絶対位相）は、０度、９０度、１８０度、２７０度のいずれかに選択される。
図７は実施の形態３によるＶＣＯ制御動作を示す説明図であり、図１、図３、図６と同様に、実軸（横軸）と虚軸（縦軸）とからなるベクトル空間を示している。
まず、０度にロックすることについて考える。
電源周波数が遅くなると位相が遅れるので、前述の式（２）内の実数値Ｖ１＿ｉｍが負となり、電源周波数が速くなると実数値Ｖ１＿ｉｍが正となる。
実数値Ｖ１＿ｉｍは、±９０度の範囲で位相差に対して１対１対応し、且つ単調増加の関係にある。したがって、誤差量Ｅｒｒｏｒは、以下の式（２５）で表すことができる。
2003081264.tif 000026
ここで、ＶＣＯ制御電圧Ｖｃｎｔｒｌの制限、フィードバック量の制限は、上記実施の形態２と同様に必要である。
この方法により、誤差量Ｅｒｒｏｒの演算量を上記実施の形態２の場合よりも少なくすることができ、且つ、１つ前（前回）の座標を記憶することが不要となる。
位相差が±９０度を超えると、誤差量Ｅｒｒｏｒは単調増加の関係ではなくなるが、符号は変化しない。したがって、誤差量Ｅｒｒｏｒを以下の式（２６）のように設定すれば、±１８０度の範囲で位相差に対して誤差量Ｅｒｒｏｒを単調減少の関係にすることができる。
2003081264.tif 000027
通常、電圧基本波の実効値Ｖｒｍｓ１は、ほとんど変化しないので、定数として扱うことも可能である。この方法により、±９０度のフィードバック範囲を±１８０度にすることができる。
９０度、１８０度、２７０度にロックするときも同様に誤差量を定義することができる。
すなわち、上記式（２５）と同様に、９０度の場合の誤差量Ｅｒｒｏｒは、以下の式（２７）で表される。
2003081264.tif 000028
また、１８０度の場合の誤差量Ｅｒｒｏｒは、以下の式（２８）で表される。
2003081264.tif 000029
また、２７０度の場合の誤差量Ｅｒｒｏｒは、以下の式（２９）で表される。
2003081264.tif 000030
また、上記式（２６）と同様に、９０度の場合の誤差量Ｅｒｒｏｒは、以下の式（３０）で表される。
2003081264.tif 000031
また、１８０度の場合の誤差量Ｅｒｒｏｒは、以下の式（３１）で表される。
2003081264.tif 000032
また、２７０度の場合の誤差量Ｅｒｒｏｒは、以下の式（３２）で表される。
2003081264.tif 000033
以上のように、ＦＦＴの基本波の絶対位相を０度、９０度、１８０度、２７０度にロックすることにより、上記実施の形態２による効果に加えて、±９０度であったフィードバック範囲を±１８０度に拡大させることができ、調整レンジを広くとることができる。
実施の形態４
なお、上記実施の形態１〜３では、サンプリング周波数補正手段に関連するＤ／Ａ変換部のビット数について言及しなかったが、ビット数の小さなＤ／Ａ変換器を用いてもよい。
図８はこの発明の実施の形態４による要部回路構成を示すブロック図であり、前述（図２、図５）と同様のものについては、同一符号の後に「Ｂ」を付して詳述を省略する。
図８においては、ビット数の小さなＤ／Ａ変換器に関連したサンプリング周波数補正手段５ＢおよびＶＣＯ６Ｂの周辺部のみが示されている・
この場合、サンプリング周波数補正手段５Ｂは、ビット数の小さなＤ／Ａ変換器を有している。
サンプリング周波数補正手段５ＢとＶＣＯ６Ｂとの間には、減衰器５１および加算器５２が挿入されている。加算器５２は、ビット数の小さなＤ／Ａ変換器に関連してオフセットされたＶＣＯ制御電圧を設定する。
加算器５２は、ＶＣＯ制御電圧が電源の規定周波数（たとえば、６０Ｈｚ）となるように、オフセット電圧ＶＯＦＦを加算したＶＣＯ制御電圧をＶＣＯ６Ｂに出力する。これにより、Ｄ／Ａ変換器のビット当たりに制御できる周波数を細かくすることが可能になる。
ＶＣＯ６Ｂが出力するクロック周波数の範囲が大きい場合、サンプリング周波数を細かく制御するために、Ｄ／Ａ変換器に要求されるビット数が多くなる。そこで、Ｄ／Ａ変換器からの出力が「０」のときに、ＶＣＯ６Ｂからのクロック周波数が電源の規定周波数（６０Ｈｚ）側となるように制御する。
好ましくは、加算器５２は、ＶＣＯ６Ｂのクロック周波数が電源の規定周波数となるように、オフセット電圧ＶＯＦＦを加算する。
図９はこの発明の実施の形態４による制御動作を示す説明図であり、Ｄ／Ａ変換器（サンプリング周波数補正手段５Ｂ）の出力電圧と、減衰器５１の出力電圧と、ＶＣＯ制御電圧と、オフセット電圧ＶＯＦＦとの関係を示している。
図９のように、オフセット電圧ＶＯＦＦを中心に、Ｄ／Ａ変換器の出力電圧を制御すれば、Ｄ／Ａ変換器に要求されるビット数を抑制することができ、安価で小型のＤ／Ａ変換器を用いて、電力関連量を高精度に計量することができる。
次に、ＶＣＯ制御電圧をさらに調整可能に構成した場合について説明する。
図１０は図８内の減衰器５１および加算器５２を具体的に示すブロック構成図であり、加算器５２がオフセット電圧ＶＯＦＦの調整を可能に構成された場合を示している。
図１０において、滅衰器５１は、Ｄ／Ａ変換器の出力電圧を分圧する抵抗器Ｒ１および可変抵抗器Ｒ２を備え、分圧電圧を調整することにより、ＶＣＯ制御電圧の制御範囲を調整できるように構成されている。
また、加算器５２は、オフセット電圧ＶＯＦＦを分圧する抵抗器Ｒ３および可変抵抗器Ｒ４と、Ｄ／Ａ出力電圧の分圧電圧（減衰器５１の出力電圧）とオフセット電圧ＶＯＦＦの分圧電圧とを加算してＶＣＯ制御電圧を出力する電圧加算回路５２Ｂとを備えている。
可変抵抗器Ｒ２およびＲ４の可変調整部は、外部から任意に調整できるように、電子式電力量計の外部に設けられている。
図１０の回路構成により、ＶＣＯ制御電圧のレンジのみならず、実際に加算されるオフセット電圧が調整可能になっている。
ＶＣＯ制御電圧のレンジとは、図９内のＶＣＯ制御電圧の矢印長さに対応し、たとえば８ビットのＤ／Ａ変換器に対して、４５Ｈｚ〜６６Ｈｚを割り振るときの電圧範囲を意味する。
また、オフセット電圧ＶＯＦＦは、図９内の０Ｖからのずれ量（矢印参照）に相当し、この場合、任意に調整可能となっている。
すなわち、減衰器５１内の可変抵抗器Ｒ２を調整すると、ＶＣＯ制御電圧のレンジが変化し、加算器５２内の可変抵抗器Ｒ４を調整すると、電圧加算回路５２Ｂに実際に入力されるオフセット電圧が変化する。
このように、Ｄ／Ａ変換器の制御範囲（または、オフセット電圧のオフセット量）を可変としたので、適用する電路に応じて高精度に電力関連量を計量することができ、また、規定周波数が変化する場合にも安価で小型のＤ／Ａ変換器により対応することができる。
実施の形態５
なお、上記実施の形態２〜４では特に言及しなかったが、図１１のように、電力関連量演算手段４Ｃの後段に、電力量をパルス出力する電力量パルス出力手段７を設けてもよい。
図１１はこの発明の実施の形態５による要部回路構成を示すブロック図であり、前述（図２、図５）と同様のものについては、同一符号の後に「Ｃ」を付して詳述を省略する。
この場合、電力量パルス出力手段７は、固定クロックで演算された電力をサンプリングして、パルス処理を行う。
一般に、電力量計においては、電力量パルス出力を電源１周期よりも短い間隔で出力することが要求されている。
従来の電力量計では、電流Ｉと電圧Ｖとを直接乗算して電力量を演算しているので、上記電力量パルス出力の要求を容易に満たすことができるが、この発明においては、フーリエ変換（ＦＦＴ）により１周期毎の電流および電圧を演算し、その演算結果から電力量を求めているので、１周期毎の電力量パルス出力では上記要求を満たすことができない。
たとえば、図１１において、電力関連量演算手段４Ｃは、ＦＦＴ演算処理が終了する毎に呼び出されて、有効電力、無効電力、皮相電力など必要な電力を算出するものと仮定する。
このとき、時々刻々と変化する電源周波数に対して、１周期毎に電源１周期の長さをカウンタなどで保持しておき、このカウンタ値（電源１周期）と電力値とを乗算して加算すれば電力量（電力の時間積分値）が得られる。しかしながら、このような演算処理によれば、電力量パルス出力手段７は、電源１周期毎の電力量パルスのみしか出力することができない。
以下、この問題点を解決してフーリエ変換を用いた際のリアルタイム性を改善したこの発明の実施の形態５による動作について説明する。
図１２はこの発明の実施の形態５によるＣＰＵの電力演算および電力量パルス出力動作を示すタイミングチャートである。図１２において、ｔ、ｔ＋１、・・・は、各処理動作の実行タイミング毎のデータ内容に対応している。
この場合、ＡＤ変換データパッキング手段２Ｃは、Ｌ点パッキングするのに要したパッキング時間を検出する機能を有し、電力関連量演算手段４Ｃは、サンプリング指令毎に演算された電力を出力する機能を有する。
まず、図１２の最上段に示すタイミングで、ＡＤ変換データパッキング手段２ＣがＬ点パッキングするのに要した時間（１周期分の時間）を記録する。
続いて、ＣＰＵは、パッキングデータをフーリエ変換手段３Ｃによりフーリエ変換し、電力関連量演算手段４Ｃにより電力（第１の電力値）を演算する（図１２内の第２段参照）。このとき、電力の演算タイミングでの各データ内容は、データパッキングの処理タイミングでの内容（最上段参照）よりも１周期分だけ遅れたことになる（ｔ−１、ｔ、・・・参照）。
次に、Ｌ点パッキングに要した時間（記録された時間：最上段参照）と、上記パッキングデータから演算した電力（フーリエ変換後、演算した電力：第２段参照）とを、電力関連量演算手段４Ｃから電力量パルス出力手段７に渡す（図１２内の第３段参照）。
このとき、記録された時間に応じて、電力量パルス出力手段７に渡す時間（第３段のセル幅）が長短変化する。この電力出力タイミングでのデータ内容は、データパッキング時よりも２周期分だけ遅れたことになる（ｔ−２、ｔ−１、・・・参照）。
ＣＰＵは、電力量パルス出力手段７に渡された電力を、電源周波数の１周期よりも短い一定周期（固定クロック）でサンプリングし、各サンプリング毎の電力（第３段の値、第２の電力）を電力量として加算する（図１２内の第４段参照）。
すなわち、図１２に示した例では、電源周波数の１周期当たりで約６回のサンプリングがあり、同一のデータパッキングに対応した電力出力に対するサンプリング毎に、同じ値の電力量が加算されることになる。
最後に、電力量パルス出力手段７は、上記電力量の加算値が所望の電力量に達する毎に、電力量パルスを出力する（図１２内の第５段参照）。
以上のように構成することにより、リアルタイム性の要求を満たしつつ、電力量パルスを高精度に出力することができる。
なお、このときのサンプリング周期が短いほど精度を高くすることができるので、一定周期（固定クロック）は、電力量パルスの出力周期に比べて、できるだけ短く設定することが望ましい。
実施の形態６
なお、上記実施の形態５では、特に言及しなかったが、高調波毎の電圧と電流との位相差を補正してもよい。
図１３は高調波毎の電圧と電流との位相差を補正可能に構成したこの発明の実施の形態６による要部回路構成を示すブロック図であり、前述（図１１）と同様のものについては、同一符号の後に「Ｄ」を付して詳述を省略する。
図１３において、フーリエ変換手段３Ｄと電力関連量演算手段４Ｄとの間には位相補正手段８が挿入されており、位相補正手段８は、電圧または電流の絶対位相を回転演算することにより、高調波毎の電圧と電流との位相差を補正する。
一般に、電流センサ（ＣＴなど）や電圧センサ（ＰＴなど）は、電源ラインにおける電圧および電流の位相に影響を与える。また、電圧および電流の位相は、ＡＤ変換器１Ｄに入力側に配設されたアナログ回路によっても影響を受ける。
したがって、電源ラインにおける電力関連量を正確に計測するためには、上記アナログ回路系によって歪められた位相を補正する必要がある。
たとえば、ｎ次高調波の電圧と電流との位相が図１に示した関係にある場合、電源ラインでの位相差が「０」の場合には、電圧をθ−φだけ回転演算するか、または、電流をφ−θだけ回転演算すればよく、電源ラインでの位相差が「０」で無い場合には、その位相差となるように回転演算すればよい。
ここで、電流を回転演算した場合に得られる新しい電流Ｉｎ＿ｃｍｐ＿ｎｅｗを、以下の式（３３）で表すものとする。
2003081264.tif 000034
このとき、新しい電流Ｉｎ＿ｃｍｐ＿ｎｅｗは、以下の式（３４）により求められる。
2003081264.tif 000035
電力関連量を算出するときには、新しい電流Ｉｎ＿ｃｍｐ＿ｎｅｗの値を使用する。高調波毎にこの補正を行うことで高精度に電力関連量を算出できる。
なお、ここでは、電力関連値として電圧または電流を選択し、その絶対位相を回転演算して高調波毎の位相差を補正したが、力関連量演算手段４Ｄにより演算された有効電力および無効電力を回転演算してもよく、この場合も同等の作用効果を奏することは言うまでもない。
産業上の利用可能性
以上のようにこの発明によれば、有効電力、有効電力量、無効電力、無効電力量、皮相電力、ひずみ電力、電流実効値、電圧実効値、電流と電圧との位相差、これらの各次数の高調波における値などの電力関連量を演算できるので、一般家庭用向けのみならず、時間帯別の電力量管理が必要な需要家向けの電子式電力量計および電力関連量演算回路に有用である。また、無効電力量をも計量することにより、力率を管理する需要家向けのみならず、インバータなどの高調波発生機器を使用する需要家向けの電子式電力量計および電力関連量演算回路に有用である。
【図面の簡単な説明】
図１はこの発明の実施の形態１に係る電力関連量の演算理論を示す説明図であり、電圧および電流のベクトル図を例にとって示している。
図２はこの発明の実施の形態１に係る電子式電力量計の要部回路構成を示すブロック図である。
図３はこの発明の実施の形態１に係る電子式電力量計における電源周波数が変化したときの基本波の電圧の挙動を示す説明図である。
図４はこの発明の実施の形態１に係る電子式電力量計における電源電圧のゼロクロス点およびサンプリングの起点を示す説明図である。
図５はこの発明の実施の形態２に係る電子式電力量計の要部回路構成を示すブロック図である。
図６はこの発明の実施の形態２によるＡＤ変換器のサンプリング周波数を電源周波数の自然数倍に追従させるための補正処理を示す説明図である。
図７はこの発明の実施の形態３に係る電子式電力量計のサンプリングの起点を示す説明図である。
図８はこの発明の実施の形態４に係る電子式電力量計の要部回路構成を示すブロック図である。
図９はこの発明の実施の形態４に係る電子式電力量計によりＶＣＯ制御電圧をオフセットさせる動作例を示す説明図である。
図１０はこの発明の実施の形態４に係る電子式電力量計によりＶＣＯ制御電圧をさらに調整可能な電圧加算回路を示すブロック構成図である。
図１１はこの発明の実施の形態５に係る電子式電力量計の要部回路構成を示すブロック図である。
図１２はこの発明の実施の形態５に係る電子式電力量計における電力量パルス出力を示すタイミングチャートである。
図１３はこの発明の実施の形態６に係る電子式電力量計の要部回路構成を示すブロック図である。
【図１】
2003081264.tif 000036
【図２】
2003081264.tif 000037
【図３】
2003081264.tif 000038
【図４】
2003081264.tif 000039
【図５】
2003081264.tif 000040
【図６】
2003081264.tif 000041
【図７】
2003081264.tif 000042
【図８】
2003081264.tif 000043
【図９】
2003081264.tif 000044
【図１０】
2003081264.tif 000045
【図１１】
2003081264.tif 000046
【図１２】
2003081264.tif 000047
【図１３】
2003081264.tif 000048
【国際調査報告】
2003081264.tif 000049
2003081264.tif 000050
2003081264.tif 000051
2003081264.tif 000052
2003081264.tif 000053