(57)【要約】ＯＦＤＭ送信装置において、直交コード発生部は、隣接するｍ個（ｍは１以上の整数）のサブキャリアを組とするとき、各組のｍ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、各ｍ個のパイロットシンボルに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生し、直交コード乗算部は前記各組の直交コードを対応する組のサブキャリア成分に乗算し、ＩＦＦＴ部は各サブキャリアにおける乗算結果をＩＦＦＴ処理して送信する。
2003061170.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信データとパイロットを直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）して送信するＯＦＤＭ装置におけるパイロット多重方法において、
隣接するｍ個（ｍは１以上の整数）のサブキャリアを組とし、複数のパイロットシンボルにおける各組のサブキャリアの成分に直交コードを乗算してパイロットシンボルを送信する時、
各組のｍ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、各ｍ個のパイロットシンボルに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生し、
前記各組の直交コードを対応する組のサブキャリア成分に乗算し、
各サブキャリアにおける前記乗算結果をＩＦＦＴして送信する、
ことを特徴とするパイロット多重方法。
【請求項２】
ＯＦＤＭシンボル毎にサブキャリア方向に基地局識別用コードを［直交コード長／ｍ］以上ずらし、該基地局識別用コードを前記各サブキャリアの乗算結果に更に乗算する、
ことを特徴とする請求項１記載のパイロット多重方法。
【請求項３】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）された信号を受信し、該受信信号にＦＦＴ演算を施して送信データを復調するＯＦＤＭ受信方法において、
受信信号にＦＦＴ処理を施してパイロットシンボル毎に複数のサブキャリア成分を出力し、
隣接するｍ個（ｍは１以上の整数）のサブキャリアを組とし、各組のｍ×ｎ個のサブキャリア成分に、送信側で使用した直交コードを乗算してチャネル推定値を演算する時、
各組のｍ×ｎ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、ｍ個のパイロットシンボルにおける総計ｍ×ｎ個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生し、
各組のサブキャリア成分に該組の直交コードを乗算し、乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する第１のチャネル推定値演算方法と、ｍ個のパイロットシンボルにおけるｍ×ｎ個のサブキャリア成分と直交コードとの乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する第２のチャネル推定値演算方法とのいずれかによりサブキャリアのチャネル推定値を演算し、
該チャネル推定値を用いてチャネル補償する、
ことを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
【請求項４】
前記第１、第２のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、任意の時点における任意のサブキャリアのチャネル推定値を算出する、
ことを特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ受信方法。
【請求項５】
第１、第２のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、チャネル推定値の分布をサブキャリア−時間−チャネル推定値を軸とする３次元平面で近似して求める、
ことを特徴とする請求項４記載のパイロット多重方法。
【請求項６】
第１、第２のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、時間方向のチャネル推定値の変動にサブキャリア方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間により、あるいはサブキャリア方向のチャネル推定値の変動に時間方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間により、チャネル推定値の分布を求める、
ことを特徴とする請求項４記載のパイロット多重方法。
【請求項７】
第１、第２のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、チャネル推定値の分布をサブキャリア−時間−チャネル推定値を軸とする３次元平面で近似して求める第１の計算方法、第１、第２のチャネル推定値演算方法によりそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、時間方向のチャネル推定値の変動にサブキャリア方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間により、あるいはサブキャリア方向のチャネル推定値の変動に時間方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間により、チャネル推定値の分布を求める第２の計算方法とするとき、
チャネル推定値の変動が少ない場合は、チャネル推定値の分布を前記第１の計算方法で近似して求め、変動が大きい場合は、前記補間による第２の計算方法で近似して求める、
ことを特徴とする請求項４記載のパイロット多重方法。
【請求項８】
直交コード長をＬとするとき、ＯＦＤＭシンボル毎にサブキャリア方向に基地局識別用コードを（Ｌ／ｍ）コード以上づつずらし、該基地局識別用コードを順次ＦＦＴ処理結果に乗算し、ついで、送信側で使用した直交コードを該乗算結果に乗算してチャネル推定値を演算する
ことを特徴とする請求項３記載のパイロット多重方法。
【請求項９】
送信データとパイロットを直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）して送信するＯＦＤＭ送信装置において、
隣接するｍ個（ｍは１以上の整数）のサブキャリアを組とするとき、各組のｍ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、各ｍ個のパイロットシンボルに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生する直交コード発生部、
前記各組の直交コードを対応する組のサブキャリア成分に乗算する直交コード乗算部、
直交コード乗算部より求まる各サブキャリアにおける前記乗算結果をＩＦＦＴ演算するＩＦＦＴ部、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ送信装置。
【請求項１０】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）された信号を受信し、該受信信号にＦＦＴ演算を施して送信データを復調するＯＦＤＭ受信装置において、
受信信号にＦＦＴ処理を施してパイロットシンボル毎に複数のサブキャリア成分を出力するＦＦＴ部、
隣接するｍ個（ｍは１以上の整数）のサブキャリアを組とし、各組のｍ×ｎ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、ｍ個のパイロットシンボルにおける総計ｍ×ｎ個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生する直交コード発生部、
各組のサブキャリア成分に該組の直交コードを乗算し、乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する第１のチャネル推定値演算部、
ｍ個のパイロットシンボルにおけるｍ×ｎ個のサブキャリア成分と直交コードとの乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する第２のチャネル推定値演算部、
第１、第２のチャネル推定値演算部のいずれかより得られたサブキャリアのチャネル推定値を用いてチャネル補償するチャネル補償部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明はＯＦＤＭシステムにおけるパイロット多重方法及びＯＦＤＭ受信方法に係わり、特に、パイロットシンボルを所定の直交コードで拡散して送信シンボルと共に送信するＯＦＤＭシステムにおけるパイロット多重方法及びＯＦＤＭ受信方法に関する
背景技術
次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキャリア変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。また、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、ＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。
図１６（ａ）はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部１は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では４シンボルＳ１〜Ｓ４よりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ成分）及び直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図１６（ｂ）に示す周波数ｆ１〜ｆ４を有するサブキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように図１６（ｂ）に示すように周波数が配置される。
直交周波数分割多重方式では、マルチキャリア伝送のｎ番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図１７（ａ）は直交周波数分割多重方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データを複数のシンボル（Ｉ＋ｊＱ，複素数）よりなる並列データに変換する。ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）６は各シンボルを図１７（ｂ）に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ７ａ，７ｂを通して直交変調部８に入力する。直交変調部８は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。直交周波数分割多重方式によれば、図１７（ｂ）に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
また、近年ではマルチキャリアＣＤＭＡ方式（ＭＣ−ＣＤＭＡ）の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。ＭＣ−ＣＤＭＡでは、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより、複数のサブキャリアに分割する。周波数選択性フェージングにより、周波数間隔が離れたサブキャリアは、それぞれ独立したフェージングを受ける。したがって，コード拡散したサブキャリア信号を、周波数インタリーブにより周波数軸上に分散させることにより、逆拡散した信号は周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。
さらに，ＯＦＤＭとＭＣ−ＣＤＭＡを組み合わせた，直交周波数・符号分割多元接続（ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ）方式の検討も行われている。これは，ＭＣ−ＣＤＭＡによりサブキャリアに分割された信号を，直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。
ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式は、図１８に示すようにビット周期Ｔｓの送信データにチップ周期Ｔｃの拡散コードＣ１〜ＣＮを乗算器９で乗算し、乗算結果を変調して送信する。上記の乗算により、図１９に示すように２／Ｔｓの狭帯域信号ＮＭを２／Ｔｃの広帯域信号ＤＳに拡散変調して伝送することができる。Ｔｓ／Ｔｃは拡散率であり、図の例では拡散コードの符号長Ｎである。このＣＤＭＡ伝送方式によれば、干渉信号を１／Ｎに減少できる利点がある。
マルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理は、図２０に示すように１つの送信データＤよりＮ個のコピーデータを作成し、拡散コード（直交コード）を構成する各コードＣ１〜ＣＮを個別に前記各コピーデータに乗算器９１〜９Ｎで乗算し、各乗算結果ＤＣ１〜ＤＣＮを図２１（ａ）に示す周波数ｆ１〜ｆＮのＮ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。以上は１シンボルデータをマルチキャリア伝送する場合であるが、実際には後述するように、送信データをＭシンボルの並列データに変換し、Ｍ個の各シンボルに図２０に示す処理を施し、Ｍ×Ｎ個の全乗算結果を周波数ｆ１〜ｆＮＭのＭ×Ｎ個のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送する。又、図２１（ｂ）に示す周波数配置のサブキャリアを用いることにより直交周波数・符号分割多元接続方式が実現できる。
図２２はＭＣ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。データ変調部１１はユーザの送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号（シンボル）に変換する。時間多重部１２は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部１３は入力データをＭシンボルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれＮ分岐して第１の拡散部１４に入力する。第１の拡散部１４はＭ個の乗算部１４１〜１４Ｍを備えており、各乗算部１４１〜１４Ｍはそれぞれ直交コードを構成するコードＣ１，Ｃ２，．．ＣＮを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。直交コードＣ１，Ｃ２，．．ＣＮはユーザ毎に異なるウォルシュコードである。この結果、Ｎ×Ｍ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号Ｓ１〜ＳＭＮが第１拡散部１４より出力する。すなわち、第１拡散部１４は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。ついで、第２の拡散部１５はサブキャリア信号Ｓ１〜ＳＭＮに局識別用ゴールドコード（セルスクランブルコード）Ｇ１〜ＧＭＮを更に乗算してサブキャリア信号Ｓ１′〜ＳＭＮ′を出力する。
コード多重部１６は以上のようにして生成されたサブキャリア信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部１６は、サブキャリア毎に該サブキャリア応じた複数ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部１８は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部２０は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
サブキャリアの総数は、（拡散率Ｎ）×（パラレル系列数Ｍ）である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重し、受信側ではサブキャリア毎にフェージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、全てのユーザがチャネル推定に使用する共通パイロットである。
図２３はシリアルパラレル変換説明図であり、１フレームの送信データの前方に共通パイロットＰが時間多重されている。尚、後述するように共通パイロットＰはフレーム内で分散することもできる。１フレーム当たり共通パイロットがたとえば４×Ｍシンボル、送信データが２８×Ｍシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部１３より並列データとして最初の４回までパイロットのＭシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＭシンボルが出力する。この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償（フェージング補償）が可能となる。
図２４はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｍ×Ｎ個のサブキャリアサンプル（＝１ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
図２５はＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。無線受信部２１は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部２３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号をＮ×Ｍ個のサブキャリア信号（サブキャリアサンプル）ＳＰ１〜ＳＰＭＮに変換し、チャネル推定部２５ａは送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、チャネル補償部２５ｂはサブキャリア毎のチャネル推定値ＣＣ１〜ＣＣＭＮをＦＦＴ出力に乗算してフェージングの補償を行う。
チャネル推定部２５ａはＦＦＴ部２４から出力する各パイロットシンボルのサブキャリア成分に局識別用ゴールドコードを乗算し、サブキャリア毎に乗算結果を加算してその平均値により各サブキャリアのチャネル推定値ＣＣ１〜ＣＣＭＮを演算する。すなわち、チャネル推定部２５ａは、パイロット信号を用いて各サブキャリアのフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、チャネル補償部２５ｂは送信シンボルのサブキャリア信号成分にｅｘｐ（−ｊφ）を乗算してフェージングを補償する。
第１の逆拡散部２６はフェージング補償されたＭ×Ｎ個の各サブキャリア信号成分に局識別用ゴールドコードＧ１〜ＧＭＮを乗算して出力する。すなわち、フェージング補償された信号は局識別用ゴールドコードにより逆拡散され、コード多重された信号の中から自局宛の信号が抽出される。第２の逆拡散部２７はＭ個の乗算部２７１〜２７Ｍを備えており、乗算部２７１はユーザに割り当てられた直交コード（ウォルシュコード）を構成する各コードＣ１，Ｃ２，．．．ＣＮを個別にＮ個のサブキャリア信号に乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、自局宛の信号は各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。
合成部２８１〜２８Ｍはそれぞれ乗算部２７１〜２７Ｍから出力するＮ個の乗算結果を加算してＭ個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部２９は該並列データを直列データに変換し、データ復調部３０は送信データを復調する。
図２６（ａ）は局識別用ゴールドコードＧ１〜ＧＭＮ（ＭＮ＝５１２）の配列説明図であり、１ＯＦＤＭシンボル毎にサブキャリア方向に８コードづつずらしている。コードをずらす理由は以下の通りである。受信側において前述のようにチャネル推定部２５ａはＦＦＴ部２４から出力する各パイロットシンボルのサブキャリア成分に局識別用ゴールドコードを乗算し、サブキャリア毎に乗算結果を加算してその平均値により各サブキャリアのチャネル推定値ＣＣ１〜ＣＣＭＮを演算する。すなわち、第ｍサブキャリアのチャネル推定値ＣＣｍは次式、
2003061170.tif 000003
で与えられる。ただし、Ｒｍ（ｋ）はｋ番目のパイロットシンボルにおける第ｍサブキャリアのＦＦＴ出力、Ｇｍ（ｋ）はｋ番目のパイロットシンボルにおける第ｍサブキャリアの局識別用ゴールドコードであり、＊は共役複素数であることを示す。従って、図２６（ｂ）に示すように局識別用ゴールドコードＧ１〜ＧＭＮをずらさない場合には、＊Ｇｍ（ｋ）＝＊Ｇｍとなり、
2003061170.tif 000004
となる。同様に、他局のｋ番目のパイロットシンボルにおける第ｍサブキャリアの局識別用ゴールドコードをＧｍ（ｋ）′とすれば、第ｍサブキャリアのチャネル推定値ＣＣｍは次式、
2003061170.tif 000005
で与えられる。従って、局識別用ゴールドコードＧ１〜ＧＭＮをずらさない場合には、＊Ｇｍ（ｋ）′＝＊Ｇｍ′となり、
2003061170.tif 000006
となる。（２）式及び（４）式より、＊Ｇｍ＝＊Ｇｍ′となれば、２つの局の第ｍサブキャリアのチャネル推定値が同じになり、しかも、いずれの局のチャネル推定値であるか識別できなくなる。このため、図２６（ａ）に示すように１ＯＦＤＭシンボル毎にサブキャリア方向に局識別用ゴールドコードをずらしているのである。
図２７はチャネル推定部の動作説明図であり、３２ＯＦＤＭシンボルで構成された１フレーム中にｎ個（ｎ＝４）のパイロットシンボル（４ＯＦＤＭパイロットシンボル）が分散して多重されている。１つのパイロットシンボルはサブキャリア数（Ｍ×Ｎ個、例えば５１２個）のサブキャリアサンプルで構成されているから、受信側でパイロット受信タイミングにおいてＦＦＴ出力に局識別用ゴールドコードを乗算することによりサブキャリア毎のチャネル（振幅特性、位相特性）の推定が可能になる。すなわち、チャネル推定は、図２７のＰＧ１で示するように周波数方向におけるｍ個（ｍ＝８）のサブキャリアサンプルを時間方向にｎ（＝４）個集めてトータルｍ×ｎ（＝３２）サブキャリアサンプルで１グループを構成し、該グループにおけるｍ×ｎ（＝３２）個のチャネル推定値の平均値を中央のサブキャリアのチャネル推定値とする。又、次のサブキャリアのチャネル推定値は、ＰＧ２で示すように周波数方向に１サブキャリア分ずらしたｍ（＝８）個のサブキャリアサンプルを時間方向にｎ（＝４）つ集めてトータル３２サブキャリアサンプルで１グループを構成し、該グループＰＧ２における平均値を用いて同様に算出する。以上のようにチャネル推定値を平均して求める理由は、それぞれのシンボルにノイズが乗っているため、平均することで該ノイズの影響を無くしてＳ／Ｎ比を向上するためである。周波数が近いサブキャリアではあれば、殆どチャネル値は同じであるから、平均しても何ら問題はない。
ところで、以上のＯＦＤＭ通信では１つのパイロットしか使用できず、複数種類のパイロットを使用したい場合に対応できない。例えば、図２８に示すように基地局ＢＳの周囲をセクタ化し、各セクタＳＣ１〜ＳＣ３においてアンテナＡＴ１〜ＡＴ３より指向性ビームを放射する構成においては、セクタ毎の移動局ＭＳ１〜ＭＳ３を識別する必要がある。このため、セクタ毎に異なるパイロットを使用する必要があるが、従来の方式では複数種類のパイロットを使用することは不可能であった。
複数種類のパイロット信号を多重する一つの方法として直交コードを使う方法がある。この方法は、隣接するｍ個（ｍは１以上の整数）のサブキャリアを組とし、ｎ個のパイロットシンボルにおける各組の総計ｍ×ｎ個のサブキャリアの成分に直交コードを乗算する方法であり、直交コード数分のパイロット信号を同じ周波数、同じタイミングに多重することができる。
しかし、直交コードでパイロットを多重すると、コード全体を受信するまで各パイロットの分離ができない。このため、例えば１〜２個のパイロットシンボルを受信した段階で瞬時のチャネル推定値が欲しい時に対応できない問題がある。
以上より本発明の目的は、複数種類のパイロットを多重することができ、しかも、１フレームにおける先頭の幾つかのパイロットシンボルを受信すれば、チャネル推定値を計算できるようにすることである。
発明の開示
本発明のＯＦＤＭ装置は、隣接するｍ個（ｍは１以上の整数）のサブキャリアを組とし、複数（ｎ個の）のパイロットシンボルにおける各組のｍ×ｎ個のサブキャリア成分に直交コードを乗算して送信データに多重する。このとき、他組のｍ×ｎ個のサブキャリア成分に乗算する直交コードの順番を順にずらすことにより、１フレームにおける先頭の幾つかのパイロットシンボルを受信するだけでチャネル推定値が計算できるようにする。
すなわち、ＯＦＤＭ送信装置における直交コード発生部は、各組のｍ×ｎ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、ｍ個のパイロットシンボルにおける総計ｍ×ｎ個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生する。直交コード乗算部は第１組のｍ×ｎ個のサブキャリア成分に直交コードを乗算し、同様に他組のｍ×ｎ個のサブキャリア成分に直交コードをずらして乗算する。ＩＦＦＴ部はパイロットシンボル毎に直交コード乗算部より順次求まる各サブキャリアの乗算結果にＩＦＦＴ演算処理を施してデータと共に送信する。
ＯＦＤＭ受信装置において、ＦＦＴ部は受信信号にＦＦＴ処理を施して各パイロットシンボルに関して複数のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部の直交コード発生部は、各組のｍ×ｎ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように各組の直交コードを発生すると共に、ｍ個のパイロットシンボルにおける総計ｍ×ｎ個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように各組の直交コードを発生する。第１のチャネル推定値演算部は、各組のｍ×ｎ個のサブキャリアの成分に該組の直交コードを乗算し、乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する。第２のチャネル推定値演算部は、ｍ個のパイロットシンボルにおける総計ｍ×ｎ個のサブキャリア成分と直交コードとの乗算結果の平均値に基いて各組のサブキャリアのチャネル推定値を発生する。チャネル補償部は第１、第２のチャネル推定値演算部の一方より得られるサブキャリアのチャネル推定値を用いてチャネル補償する。
以上より、本発明によれば、パイロットシンボルを直交コードで拡散することにより複数種類のパイロットを多重することができ、しかも、１フレームにおける先頭の幾つか（ｍ個）のパイロットシンボルを受信すれば、チャネル推定値を計算できる。
又、第１のチャネル推定値演算部によれば、チャネル推定値を演算するために１フレーム時間必要であるが正確なチャネル推定値を得ることができ、第２のチャネル推定値演算部によれば正確さの点では若干落ちるが、ｍ個のパイロットシンボルの受信により短時間でチャネル推定値を得ることができる。したがって、適宜の方法によりチャネル推定値を得ることができる。
発明を実施するための最良の形態
（Ａ）直交コードを用いた第１のパイロット多重方式
図１は直交コードを用いたパイロット多重方法を説明するためにフレーム構成図である。チャネルの値は時間方向とサブキャリア方向の両方にある程度の相関があることが解っているので、時間とサブキャリアの両方向にまたがる領域で平均を行うことができる。例えば、図１に示すように１フレームにつき８ＯＦＤＭシンボルにまたがり、２サブキャリアづつ（合計２×８＝１６で）平均している。この２×８＝１６個の平均ブロック単位を逆拡散単位（ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｕｎｉｔ）という。また、逆拡散単位における２×２の各単位をサブブロックといい、符号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを付している。
複数のパイロット信号を多重する一つの方法として直交コードを使う方法がある。この直交コードを用いて多重する方法は、隣接するｍ個（図１ではｍ＝２）のサブキャリアを組とし、ｎ個（図１ではｎ＝８）のパイロットシンボルＰ０〜Ｐ７における同一組の総計ｍ×ｎ（＝１６）個のサブキャリア成分Ｐｉ０〜Ｐｉ７，Ｐ（ｉ＋１）０〜Ｐ（ｉ＋１）７（ｉ＝１，３，５．．．５１１）に図２に示す直交コードＫ０〜Ｋ１５を乗算して送信し、受信側でこれらｍ×ｎ（＝１６）個の受信サブキャリア成分Ｐｉ０′〜Ｐｉ７′，Ｐ（ｉ＋１）０′〜Ｐ（ｉ＋１）７′（ｉ＝１，３，５．．．５１１）にそれぞれ直交コードＫ０〜Ｋ７，Ｋ８〜Ｋ１５を乗算して復調し、その平均値を前記各組のｍ個の各サブキャリアのチャネル推定値とする。この直交コードを使う方法によれば、直交コード数分のパイロット信号を同じ周波数、同じタイミングに多重することができ、しかも、受信側において直交コードＫ０〜Ｋ１５を乗算して平均化することで簡単にサブキャリアのチャネル推定値を演算することができる。
図３は直交コードを用いてパイロット多重を実現するＯＦＤＭ送信装置の構成図、図４はパイロットＯＦＤＭシンボル発生部の詳細図である。データＯＦＤＭシンボル発生部５１は、図２２に示す構成１１，１３〜１７を備え、データシンボルにＩＦＦＴ演算処理を施して出力する。パイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２は、シリアルパラレル変換部５２ａ、直交コード発生器５２ｂ、直交コード乗算部５２ｃ、ＩＦＦＴ部５２ｄを備え、隣接する２つのサブキャリアを組とし（図１参照、総計２５６組）、８個のパイロットシンボルＰ０〜Ｐ７における各組の総計１６個のサブキャリア成分Ｐｉ０〜Ｐｉ７，Ｐ（ｉ＋１）０〜Ｐ（ｉ＋１）７に図２に示す直交コードＫ０〜Ｋ１５を乗算し、１シンボル分の乗算結果にＩＦＦＴ演算処理を施して出力する。
切換回路５３は、データ送信タイミングにおいてデータＯＦＤＭシンボル発生部５１から発生するＩＦＦＴ信号を選択し、パイロット送信タイミングにおいてパイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２から発生するＩＦＦＴ信号を選択する。ガードインターバル挿入部５４は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部５５はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部５６は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
パイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２において（図４参照）、シリアルパラレル変換部５２ａはビットシリアルに入力するパイロットデータをＭ個の並列データに変換すると共に、１個のパイロットデータをＮ分岐して総計Ｍ×Ｎ個（例えば５１２個）のサブキャリア成分を出力する。直交コード発生器５２ｂは、隣接する２つのサブキャリアを組とする総計２５６組のそれぞれの組ＣＬＳ１〜ＣＬＳ２５６に対して直交コードＫ０〜Ｋ７，Ｋ８〜Ｋ１５を発生する。直交コード乗算部５２ｃは、５１２個の乗算器を備え、各組の２個の乗算器ＭＰ１〜ＭＰ２は各組の総計１６個のサブキャリア成分Ｐｉ０〜Ｐｉ７，Ｐ（ｉ＋１）０〜Ｐ（ｉ＋１）７に直交コードＫ０〜Ｋ７，Ｋ８〜Ｋ１５を乗算する。ＩＦＦＴ部５２ｄは１シンボル毎に５１２個の乗算結果にＩＦＦＴ演算処理を施して出力する。
図３では、データＯＦＤＭシンボル発生部５１とパイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２のそれぞれにおいてＩＦＦＴ処理する場合について説明したが、ＩＦＦＴ処理する前にデータＯＦＤＭシンボルとパイロットＯＦＤＭシンボルを結合し、しかる後、ＩＦＦＴ処理するように構成することもできる。
図５はＯＦＤＭ受信装置の要部構成図であり、他の構成は図２５と同様の構成になっている。ＦＦＴ部６１は受信信号にＦＦＴ処理を施して各パイロットシンボルに関してそれぞれ５１２個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部６２は直交コード発生器６２ａと５１２個の直交コード乗算部６２ｂと平均計算部６２ｃを備えている。直交コード発生器６２ａは、隣接する２つのサブキャリアを組とする総計２５６組のそれぞれの組ＣＬＳ１〜ＣＬＳ２５６に対して直交コードＫ０〜Ｋ７，Ｋ８〜Ｋ１５を発生する。直交コード乗算部６２ｂは、５１２個の乗算器を備え、各組の２個の乗算器ＭＰ１〜ＭＰ２は各組の総計１６個の受信サブキャリア成分Ｐｉ０′〜Ｐｉ７′，Ｐ（ｉ＋１）０′〜Ｐ（ｉ＋１）７′（ｉ＝１，３，５．．．５１１）に直交コードＫ０〜Ｋ７，Ｋ８〜Ｋ１５を乗算する。
平均計算部６２ｃの平均部ＡＶＲ１〜ＡＶＲ２５６は各組における直交コード乗算値の平均値を演算し、演算結果をサブキャリアのチャネル推定値として出力する。例えば第１組の平均値ＡＶは次式
2003061170.tif 000007
より求まる。各組の平均部ＡＶＲ１〜ＡＶＲ２５６は平均値を各組の２つのサブキャリアのチャネル推定値ＣＣｉ，ＣＣ（ｉ＋１）（ｉ＝１，３，５．．．５１１）として出力する。チャネル補償部  ６３はサブキャリア毎のチャネル推定値ＣＣｉ，ＣＣ（ｉ＋１）（ｉ＝１，３，５．．．５１１）をＦＦＴ出力に乗算してフェージングの補償を行う。
尚、局識別用ゴールドコードで拡散されている場合には、ＦＦＴ部６１とチャネル推定部６２の間に局識別用ゴールドコード乗算部を設け、この局識別用ゴールドコード乗算部でＦＦＴ部６１から出力すする５１２個のサブキャリア成分に局識別用ゴールドコードを乗算し、５１２個の乗算結果をチャネル推定部６２に入力する。
（Ｂ）直交コードを用いた第２のパイロット多重方式
・直交コードを用いたパイロット多重方式の問題点
直交コードでパイロットを多重すると、（５）式より明らかなようにコード全体を受信するまで各パイロットの分離ができない、すなわち、チャネル推定値の取得ができない問題がある。このため、例えば、フレーム先頭幾つかかのパイロットシンボルを受信した時点で、瞬時のチャネル推定値が欲しい時に対応できない問題がある。
・第２のパイロット多重方式の原理
第２のパイロット多重方式では直交コードを適当なＮ個のサブブロックに区切りそのサブブロックを適切に配置することにより、時間方向にＮサブブロック選択したブロックでも、また、サブキャリア方向にＮサブブロック選択したブロックでも、どちらでも多重されたパイロットを分離してチャネル推定値を取得できるようにする。
図１のフレーム構成例において、直交コードは２×８の領域で解けるものとし、そのうちの２×２づつの領域をサブブロックとして、左からＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄとする。図６、図７にサブブロックの並びを示す。図６に示すように単純にサブブロックＡ〜Ｄを並べたものでは、時間方向に４つのサブブロックを取る事で直交コードを解くことができるが、サブキャリア方向に４つのサブブロックを取っても直交コードを解くことができない。ここで、図７に示すようにサブブロックを少しづつ、例えば１サブブロックづつずらしながら配置すると、時間方向だけでなくサブキャリア方向に４つのサブブロックを取った場合でも直交コードを解くことができる。これにより、瞬時のチャネル推定値を得ることができる。
・ＯＦＤＭ送信装置におけるパイロット多重制御
図８は第２のパイロット多重方式を採用するＯＦＤＭ送信装置のパイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２の構成図であり、ＯＦＤＭ送信装置の全体の構成は図３と同じである。パイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２は図４のパイロットＯＦＤＭシンボル発生部と同様のハードウェア構成を有しており、同一部分には同一符号を付している、異なる点は、直交コード発生器５２ｂ′から発生する各組の直交コードの順序をずらしている点である。
図８のパイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２は、第１のパイロット多重方式と同様に、隣接するｍ個（ｍは１以上の整数で例えば２）のサブキャリアを組とし、複数（ｎ個）のパイロットシンボルにおける各組のｍ×ｎ個のサブキャリア成分に直交コードを乗算して送信データに多重する。例えば、隣接する２つのサブキャリアを組とし（図１参照、総計２５６組）、８個のパイロットシンボルＰ０〜Ｐ７における各組の総計１６個のサブキャリア成分Ｐｉ０〜Ｐｉ７，Ｐ（ｉ＋１）０〜Ｐ（ｉ＋１）７（ｉ＝１，３，５，．．．５１１）に図２に示す直交コードＫ０〜Ｋ１５を乗算し、１シンボル分の乗算結果にＩＦＦＴ演算処理を施して出力する。
この時、直交コード発生器５２ｂ′は各組のｍ×ｎ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように（図７参照）、かつ、ｍ個のパイロットシンボルにおける総計ｍ×ｎ個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードを発生し、直交コード乗算部５２ｃ′は、各組の直交コードを該組のサブキャリア成分に乗算し、ＩＦＦＴ部５２ｄは各サブキャリアにおける直交コード乗算結果をＩＦＦＴ処理してデータと共に送信する。
更に詳細に説明すると、パイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２おいて、シリアルパラレル変換部５２ａはビットシリアルに入力するパイロットデータをＭ個の並列データに変換すると共に、１個のパイロットデータをＮ分岐して総計Ｍ×Ｎ個（例えば５１２個）のサブキャリア成分を出力する。直交コード発生器５２ｂ′は、隣接する２つのサブキャリアを組とする総計２５６組のそれぞれの組ＣＬＳ１〜ＣＬＳ２５６に対して直交コードＫ０〜Ｋ１５を、その順番をずらして発生する。例えば、第１組の乗算器ＭＰ１，ＭＰ２にはそれぞれ直交コードＫ０〜Ｋ７；Ｋ８〜Ｋ１５を入力し、第２組の乗算器ＭＰ１，ＭＰ２にはそれぞれ直交コードＫ６〜Ｋ７、Ｋ０〜Ｋ５；Ｋ１４〜Ｋ１５、Ｋ８〜Ｋ１３を入力し、第３組の乗算器ＭＰ１，ＭＰ２にはそれぞれ直交コードＫ４〜Ｋ７、Ｋ０〜Ｋ３；Ｋ１２〜Ｋ１５、Ｋ８〜Ｋ１１を入力し、第４組の乗算器ＭＰ１，ＭＰ２にはそれぞれ直交コードＫ２〜Ｋ７、Ｋ０〜Ｋ１；Ｋ１０〜Ｋ１５、Ｋ８〜Ｋ９を入力する。すなわち、直交コード発生器５２ｂ′は、各組のｍ×ｎ（＝２×８）個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように（図７参照）、かつ、ｍ個のパイロットシンボルにおける総計ｍ×ｎ個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように直交コードＫ０〜Ｋ１５を発生する。
直交コード乗算部５２ｃ′は、第１パイロットシンボルの第１〜第８サブキャリア成分Ｐ１０〜Ｐ８０にコードＫ０，Ｋ０８，Ｋ６，Ｋ１４，Ｋ４，Ｋ１２，Ｋ２，Ｋ１０を乗算し、第２パイロットシンボルの第１〜第８サブキャリア成分Ｐ１１〜Ｐ８１にコードＫ１，Ｋ０９，Ｋ７，Ｋ１５，Ｋ５，Ｋ１３，Ｋ３，Ｋ１１を乗算する。この結果、２パイロットシンボルを受信した時点で、第１〜第８サブキャリアの１６個のサブキャリア成分に直交コードＫ０〜Ｋ１５が乗算されたことになる。同様に、第９〜第１６サブキャリア、第１７〜第２４サブキャリア，．．．，，第５０５〜第５１２サブキャリアの１６個のサブキャリア成分に直交コードＫ０〜Ｋ１５が乗算されたことになる。従って、受信側では、２パイロットシンボルを受信すれば、各サブキャリアのチャネル推定値を求めることができる。又、次の２パイロットシンボルを受信すれば、次の時点における各サブキャリアのチャネル推定値を求めることができる。
又、直交コード乗算部５２ｃ′における各組の乗算器ＭＰ１〜ＭＰ２は、８パイロットシンボルの総計１６個のサブキャリア成分Ｐｉ０〜Ｐｉ７，Ｐ（ｉ＋１）０〜Ｐ（ｉ＋１）７（ｉ＝１，３，５，．．．５１１）に直交コードＫ０〜Ｋ７，Ｋ８〜Ｋ１５を乗算する。従って、受信側では、第１パイロット多重方式と同様に、８パイロットシンボルを受信すれば各サブキャリアのチャネル推定値を精度良く求めることができる。
・パイロット多重されている場合の受信制御
図９はＯＦＤＭ受信装置におけるチャネル推定部の構成図であり、４組分の構成のみ示すが残りの構成も同様である。又、図５のチャネル推定部と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、▲１▼直交コード発生器６２ａ′から発生する各組の直交コードの順序をずらしている点、▲２▼第２の平均計算部６２ｄを設けた点である。
ＯＦＤＭ受信装置のＦＦＴ部６１は、第１のパイロット多重方式と同様に、パイロット多重された信号を受信すと、受信信号にＦＦＴ処理を施し、各パイロットシンボルに関して複数のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部６２は、隣接するｍ個（ｍは１以上の整数で例えば２）のサブキャリアを組とし、複数（ｎ個、例えば８）のパイロットシンボルにおける各組のｍ×ｎ個のサブキャリア成分に、送信側で使用した直交コードを乗算してチャネル推定値を演算する。このとき、チャネル推定部の直交コード発生部６２ａ′は送信側の直交コード発生器５２ｂ′と同様に、同一組のｍ×ｎ個のサブキャリアに関して時間方向で直交するように、かつ、ｍ個のパイロットシンボルのそれぞれにおいて隣接する複数組の総計ｍ×ｎ個のサブキャリアに関してサブキャリア方向で直交するように、各組の直交コードをずらして発生する。
直交コード乗算部６２ｂ′は、第１パイロットシンボルの第１〜第８サブキャリアの受信成分Ｐ１０′〜Ｐ８０′にコードＫ０，Ｋ８，Ｋ６，Ｋ１４，Ｋ４，Ｋ１２，Ｋ２，Ｋ１０を乗算し、第２パイロットシンボルの第１〜第８サブキャリア成分Ｐ１１′〜Ｐ８１′にコードＫ１，Ｋ９，Ｋ７，Ｋ１５，Ｋ５，Ｋ１３，Ｋ３，Ｋ１１を乗算する。この結果、２パイロットシンボルを受信した時点で、第１〜第８サブキャリアの１６個のサブキャリア成分に直交コードＫ０〜Ｋ１５が乗算されたことになる。同様に、第９〜第１６サブキャリア、第１７〜第２４サブキャリア，．．．，，第５０５〜第５１２サブキャリアの１６個のサブキャリア成分に直交コードＫ０〜Ｋ１５が乗算されたことになる。従って、２パイロットシンボルを受信すれば、各サブキャリアのチャネル推定値を求めることができる。又、次の２パイロットシンボルを受信すれば、次の時点における各サブキャリアのチャネル推定値を求めることができる。
又、直交コード乗算部６２ｂ′の各組ＣＬＳ１〜ＣＬＳ２５６の乗算器ＭＰ１′〜ＭＰ２′はそれぞれ８パイロットシンボルの総計１６個のサブキャリア成分Ｐｉ０′〜Ｐｉ７′，Ｐ（ｉ＋１）０′〜Ｐ（ｉ＋１）７′（ｉ＝１，３，５，．．．５１１）に直交コードＫ０〜Ｋ７，Ｋ８〜Ｋ１５を乗算する。従って、第１パイロット多重方式と同様に、８パイロットシンボルを受信すれば各サブキャリアのチャネル推定値を精度良く求めることができる。
第１平均計算部６２ｃの各組の平均部ＡＶＲ１〜ＡＶＲ２５６は、各組の乗算器ＭＰ１′，ＭＰ２′から出力する２×８個の乗算結果の平均値をそれぞれ計算し、該平均値を各組の２つのサブキャリアにおけるチャネル推定値ＣＣｉ，ＣＣ（ｉ＋１）として出力する。ただし、第１平均計算部６２ｃは１フレーム間隔でチャネル推定値ＣＣｉ，ＣＣ（ｉ＋１）を計算して出力する。このため、第１平均計算部６２ｃは後述する第２平均計算部６２ｄよりチャネル推定値計算に時間がかかるが、精度の良いチャネル推定値を取得することができる。
第２平均計算部６２ｄは、２パイロットシンボルの各８個のサブキャリア成分、すなわち総計２×８個のサブキャリア成分と直交コードとの乗算結果を用いてその平均値を計算し、該平均値を該８個のサブキャリアのチャネル推定値ＣＣｉ〜ＣＣ（ｉ＋７）として出力する。図９の場合、第２平均計算部６２ｄは、第１パイロットシンボルの第１〜第８サブキャリアの受信成分Ｐ１０′〜Ｐ８０′にコードＫ０，Ｋ８，Ｋ６，Ｋ１４，Ｋ４，Ｋ１２，Ｋ２，Ｋ１０を乗算した乗算結果と、第２パイロットシンボルの第１〜第８サブキャリア成分Ｐ１１′〜Ｐ８１′にコードＫ１，Ｋ９，Ｋ７，Ｋ１５，Ｋ５，Ｋ１３，Ｋ３，Ｋ１１を乗算した乗算結果の合計値を１６で除算して平均値を計算する。第２平均計算部６２ｄは、２パイロットシンボルを受信する毎にチャネル推定値を出力できるため、第１平均計算部６２ｃより高速にチャネル推定値を取得できる。しかし、精度の点で若干落ちる。
チャネル推定値演算部６３は、図示しない制御部からの指示に従って、第１平均計算部６２ｃあるいは第２平均計算部６２ｄから出力するチャネル推定値を選択して出力する。
（Ｃ）チャネル推定値の計算の変形例
図９の実施例では、第１平均計算部６２ｃから出力するチャネル推定値を用いる場合には、チャネル推定値は１フレーム期間同じ値になる。又、第２計算部６２ｄから出力するチャネル推定値を用いる場合には、８サブキャリアのチャネル推定値が同じ値になる。しかし、厳密には、第１平均計算部６２ｃから出力するチャネル推定値は図１０（ａ）におけるパイロットシンボル中央、縦方向の４つのチャネル推定値である。又、第２計算部６２ｄから出力するチャネル推定値は図１０（ａ）におけるサブキャリア中央、横方向の４つのチャネル推定値である。換言すれば、時間方向に長いブロックとサブキャリア方向に長いブロックでそれぞれ直交コードを解くと、厳密には１０の×点付近のチャネル推定値が得られる。
これらチャネル推定値よりサブキャリア方向と時間方向の平均的なチャネル推定値の推移が分かる。そこで、これらのチャネル推定値を用いて各パイロットシンボルにおける各サブキャリアのチャネル推定値を近似的に求めることができる。
・第１の近似法
第１の近似法は、チャネル推定値の分布を、最小二乗法などで求めた図１０（ｂ）の平面ＰＬＮで近似する方法である。図１０（ｃ）は最小二乗法の説明図であり、直線近似する場合であるが、同様に平面近似に適用することができる。２つの変量ｘ，ｙについて、大きさｎの標本の組（ｘ１，ｙ１），（ｘ２，ｙ２）・・・，（ｘｎ，ｙｎ）があったとする。ｘとｙの間に近似的に次式の直線関係
2003061170.tif 000008
が成り立っていると仮定する。直線が標本値をよく近似しているといっても、ｘ＝ｘｉのときにｙｉ＝ａ＋ｂｘｉとなるわけでなく、ずれがある。図１０（ｃ）に示すように、（ｘｉ，ｙｉ）の点の直線からのずれをｅｉで表すと、
2003061170.tif 000009
となる。この式は線形回帰モデルと呼ばれる。図の例では（ｘ１，ｙ１）の点は直線より上にあるのでｅ１は正であり、（ｘ２，ｙ２）は直線より下であるので、ｅ２は負である。（ｘ３，ｙ３）のように直線にのっているときはｅ３＝０である。誤差ｅ１，ｅ２，・・・，ｅｎをできるだけ小さくするように、直線の係数ａ，ｂを決定すれば該直線が標本値を最も良く近似することになる。
2003061170.tif 000010
を最小にするように、未知の係数ａ，ｂを標本のデータで表す方法が最小２乗法（Ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  ｓｑｕａｒｅｓ）である。そのようにして得られた直線は、誤差の２乗の和が小さいという意味で、観測結果にもっともよくあてはまる直線である。（７）式を用いると、Ｑは、
Ｑ＝（ｙ１−ａ−ｂｘ１）２＋（ｙ２−ａ−ｂｘ２）２＋・・＋（ｙｎ−ａ−ｂｘｎ）となる。ｘ１，ｘ２，・・・，ｘｎ，ｙ１，ｙ２，・・・ｙｎは標本値として既知の量であるから、Ｑは２変数ａ，ｂの関数Ｑ（ａ，ｂ）となっている。Ｑが最小となるａ，ｂを求めるには２変数関数の極値問題を考えればよい。ａとｂを変化させたときＱが極値をとる条件は
2003061170.tif 000011
であり、（９），（１０）式よりａ，ｂが求まる。
この最小二乗法を用いた平面近似法によれば、×点以外の部分についてもチャネル推定値を得ることができる。なお、チャネル推定値は複素の値なので、実部、虚部のそれぞれについて同じ操作を行う必要がある。
・第２の近似法
第２の近似法は、図１１に示すようにサブキャリア方向の変動に時間方向の変動差分を加算する差分補間により、あるいは時間方向の変動にサブキャリア方向の変動差分を加算する差分補間によりチャネル推定値分布を求める。図１１（ａ）は図１０（ａ）と同様に平均計算部６２ｃ，６２ｄで求まったチャネル推定値、図１１（ｂ）は差分補間により得られた推定値を○印で示すものである。図１１（ｃ）はサブキャリア方向の変動に時間方向の変動差分を加算する差分補間の説明図であり、Ｑ０〜Ｑ３は平均計算部６２ｃ，６２ｄで求まったチャネル推定値に応じたポイント、Ｑａ，Ｑｂは差分補間により求めるポイントである。ポイントＱ１，Ｑ３のチャネル推定値の差分（Ｃ１−Ｃ３）を時間方向の変動差分として求める。ここで、ｘ０＝ｘ２，ｘ０−ｘ３＝ｘ１−ｘ０であるから、比例配分により、ポイントＱａ，Ｑｂのチャネル推定値Ｃａ，Ｃｂはそれぞれ次式
2003061170.tif 000012
により求まる。すなわち、時間方向の変動差分（Ｃ１−Ｃ３）／２をサブキャリア方向の変動Ｃ２に加減することによりポイントＱａ，Ｑｂのチャネル推定値Ｃａ，Ｃｂを演算することができる。なお、チャネル推定値は複素の値なので、実部、虚部のそれぞれについて同じ操作を行う。
・第１、第２の近似法の併用
チャネル推定値の変動率が均一の時は平面近似をした方が雑音が平均化されるので精度良く近似できるが、変動率が大きく変化する時は平面近似による誤差の方が大きくなるため、差分補間方法を使う方が良い精度で求められる。そこで、チャネル推定値の変動量の分散σ２に応じて平面近似と差分補間を切り替えればより精度を向上させることができる。
図１２はチャネル推定値の変動量の分散に応じて近似法を切り換える場合の処理フローである。まずチャネル推定値の差分を計算し（ステップ１０１）、ついで、該差分を用いて分散σ２を求める（ステップ１０２）。そして、分散σ２が基準値以下であれば、平面近似によりチャネル推定値の分布を求め、分散σ２が基準値以上であれば差分補間によりチャネル推定値の分布を求める（ステップ１０３）。
（Ｄ）局識別用ゴールドコードのシフト量の決定
複数基地局のパイロットを分離できるように、多重されたパイロットをさらにＯＦＤＭシンボル単位で局識別用ゴールドコードで拡散する時がある。このとき、時間方向の局識別用ゴールドコードが一定にならないようにＯＦＤＭシンボル毎に数サブキャリア分シフトさせて使用する（図２６参照）。このとき、図１３（ａ）に示すようにシフト量が十分でなく、直交コードを逆拡散する単位（逆拡散単位）７１における、サブキャリア方向長４よりもシフト量が少ないと、直交コードの逆拡散単位７１中の局識別用ゴールドコードに相関のある部分が出てしまい、実効的に局識別用ゴールドコード長が短くなってしまう。例えば、図１４（ａ）に示すように、Ａ局における局識別用ゴールドコードＧ１１〜Ｇ１Ｎのシフト量が１サブキャリアであるとすると、直交コードの逆拡散単位７１中の局識別用ゴールドコードＧ１１〜Ｇ１３が一致し、実質的に直交コードの逆拡散単位７１中の局識別用ゴールドコード長は５である。同様に、図１４（ｂ）に示すように、Ｂ局における局識別用ゴールドコードＧ２１〜Ｇ２Ｎのシフト量が１サブキャリアであるとすると、直交コードの逆拡散単位７１′中の局識別用ゴールドコードＧ２１〜Ｇ２３が一致し、実質的に直交コードの逆拡散単位７１′中の局識別用ゴールドコード長は５である。このため、Ａ局の逆拡散単位７１における局識別用ゴールドコードとＢ局の逆拡散単位７１′における局識別用ゴールドコードが一致する可能性が高くなり、一致すれば複数基地局のパイロットを分離できなくなる。
以上から、直交コードの逆拡散単位７１における実効的な局識別用ゴールドコード長を長くする必要がある。そこで、本発明では、図１４（ｃ）に示すように直交コードの逆拡散単位における、サブキャリア方向長Ｓよりもシフト量を多くする。このようにすれば、実効的な局識別用ゴールドコード長は８になり、他局の局識別用ゴールドコードと一致する可能性は最も低くなる。なお、直交コード長をＬ、各組のサブキャリア数をｍとすれば、Ｓ＝Ｌ／ｍである。
図１５は局識別用ゴールドコードで更に拡散する場合のＯＦＤＭ送信装置の構成図であり、図３のＯＦＤＭ送信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、局識別用ゴールドコード発生器８１、ＯＦＤＭシンボル毎に局識別用ゴールドコードを直交コードの逆拡散単位より大きくシフトするシフト部８２、直交コード乗算部５２ｃの後段に局識別用ゴールドコード乗算部８３を設けた点である。尚、データＯＦＤＭ発生部５１は局識別用ゴールドコードを用いて拡散し、且つ、ＩＦＦＴ処理しているものとする。
図１５では、局識別用ゴールドコード乗算部及びＩＦＦＴ部をデータＯＦＤＭシンボル発生部５１とパイロットＯＦＤＭシンボル発生部５２のそれぞれに設けた場合について説明したが、局識別用ゴールドコードを乗算する前にデータＯＦＤＭシンボルとパイロットＯＦＤＭシンボルを結合し、しかる後、局識別用ゴールドコードを乗算し、かつ、ＩＦＦＴ処理するように構成することもできる。
尚、ＯＦＤＭ受信装置では、逆拡散単位７１のサブキャリア方向長をＳとすれば、ＯＦＤＭシンボル毎に基地局識別用コードをＳづつずらし、該基地局識別用コードを順次ＦＦＴ処理結果に乗算し、ついで、送信側で使用した直交コードを該乗算結果に乗算してチャネル推定値を演算する。
以上本発明によれば、複数種類のパイロットを多重することができ、しかも、１フレームにおける先頭の幾つかのパイロットシンボルを受信すれば、チャネル推定値を短時間で計算することができる。
又、本発明によれば、第１、第２の方法によりチャネル推定値を演算できるため、時間がかかっても精度の良いチャネル推定値を使ってチャネル補償したい、精度は若干落ちても短時間でチャネル推定値を求めてチャネル補償したい、などに応じて適宜いずれかの方法によりチャネル推定値を演算してチャネル補償することができる。
又、本発明によれば、平面近似法あるいは差分補間法により所定時刻における所定サブキャリアのチャネル推定値を求めてチャネル補償することができる。
又、本発明によれば、局識別用ゴールドコードで拡散する場合、パイロットシンボル毎に該コードを所定長シフトするようにしたから実効的な局識別用ゴールドコード長を長くでき、他局の局識別用ゴールドコードと異ならせることができ、自局のパイロットを確実に分離できる。
【図面の簡単な説明】
図１は直交コードを用いたパイロット多重方法を説明図である。
図２は直交コード例である。
図３は直交コードを用いてパイロット多重を実現するＯＦＤＭ送信装置の構成図である。
図４はパイロットＯＦＤＭシンボル発生部の詳細図である。
図５はＯＦＤＭ受信装置の要部構成図である。
図６はサブブロックの並び説明図である。
図７は本発明のサブブロックの並び説明図である。
図８はＯＦＤＭ送信装置におけるパイロットＯＦＤＭシンボル発生部の構成図である。
図９はＯＦＤＭ受信装置におけるチャネル推定部の構成例である。
図１０は平面近似によりチャネル推定値分布を求める場合の説明図である。
図１１は差分補間によりチャネル推定値分布を求める場合の説明図である。
図１２はチャネル推定値の変動量の分散に応じて近似法を切り換える場合の処理フローである。
図１３は局識別用ゴールドコードのシフト量が十分でない場合の説明図である。
図１４は局識別用ゴールドコードのシフト量決定法説明図である。
図１５は局識別用ゴールドコードで更に拡散する場合のＯＦＤＭ送信装置の構成図である。
図１６は従来のマルチキャリア伝送方式の説明図である。
図１７は従来の直交周波数分割多重方式の説明図である。
図１８はＣＤＭＡのコード拡散変調説明図である。
図１９はＣＤＭＡにおける帯城の拡散説明図である。
図２０はマルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理説明図である。
図２１はサブキャリア配置説明図である。
図２２は従来のＭＣ−ＣＤＭＡの送信側の構成図である。
図２３はシリアルパラレル変換説明図である。
図２４はガードインターバル説明図である。
図２５は従来のＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。
図２６は局識別用ゴールドコードＧ１〜ＧＭＮ（ＭＮ＝５１２）の配列説明図である。
図２７はチャネル推定部の動作説明図である。
図２８は基地局の周囲をセクタ化した場合の説明図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【国際調査報告】
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