(57)【要約】直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続されたトランスＴ１の１次巻線５ａと第１スイッチＱ１との直列接続回路と、第１スイッチＱ１の両端に接続された第２スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ３との直列接続回路と、コアに１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂの一端とコアに１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｃの一端とに接続されたダイオードＤ１、及びダイオードＤ１と３次巻線５ｃの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とに接続されたダイオードＤ２を有する整流回路と、３次巻線５ｃの他端と２次巻線５ｂの他端とに接続されたコンデンサＣ４と、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０とを有する直流変換装置。
2004019472.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子、及び該第１整流素子と該２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有する整流回路と、
前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路と、
を有することを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トランスの巻線間のリーケージインダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
【請求項４】
前記第１整流素子の両端に接続された第３スイッチと、
前記第２整流素子の両端に接続された第４スイッチとを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせ、前記第１スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記２スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
【請求項５】
前記第１整流素子の両端に接続された第３スイッチと、
前記第２整流素子の両端に接続された第４スイッチとを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせ、前記第１スイッチと前記第４スイッチとを同時にオフさせ、前記２スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第１スイッチをオンさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
【請求項６】
前記直流電源は、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
【請求項７】
前記トランスは４次巻線をさらに備え、該トランスの４次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項６記載の直流変換装置。
【請求項８】
前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項６記載の直流変換装置。
【請求項９】
前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項７記載の直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、高効率、小型、低ノイズな直流変換装置に関する。
【背景技術】  図１に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す。図１に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴ１の１次巻線５０ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ１２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
また、トランスＴ１の１次巻線５０ａとトランスＴ１の２次巻線５０ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５０ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１及びコンデンサＣ１１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５０ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、トランスＴ１の１次巻線５０ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴ１の１次巻線５０ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５０ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５０ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５０ａと２次巻線５０ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１には電流Ｄ１ｉは流れない。
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次巻線５０ａに誘起された励磁エネルギーと、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５０ｂと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、抵抗Ｒ２を介してスナバコンデンサＣ１２に蓄えられる。このため、トランスＴ１の１次巻線５０ａのリーケージインダクタＬｇとスナバコンデンサＣ１２とにより電圧共振が形成され、その共振周波数ｆは、式（１）で表される。
ｆ＝１／［２π×｛Ｌｇ×Ｃ１２｝１／２］    ・・・（１）
また、そのときの共振波形は、図３に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となる。なお、スナバコンデンサＣ１２の値と抵抗Ｒ２の値とを適当な値に調整すれば、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形は、抵抗Ｒ２により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻ｔ３３直前まで継続する。また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉは零になる。
なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、１次巻線５０ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５０ａと２次巻線５０ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。
このような直流変換装置によれば、主スイッチＱ１の両端にスナバ回路（Ｃ１２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴ１のリーケージインダクタンスによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【発明の開示】
しかしながら、図１に示す直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ１２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、変換周波数に比例するため、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
また、図１に示す直流変換装置にあっては、主スイッチＱ１をオンした時にトランスＴ１にエネルギーを蓄え、主スイッチＱ１をオフした時に２次巻線５０ｂを介して負荷ＲＬに電力を供給する構成となっている。このとき、トランスＴ１が直流励磁（直流磁化）されるため、トランスＴ１のＢ−Ｈ特性は図４に示すように直流励磁分にさらに交流分（磁束の動作範囲）が加わったものとなり、交流分の動作範囲が狭い。このため、図５に示すように、コの字型のコア１１０，１１１との間に比較的大きなギャップ１１３を設け、コアの飽和を回避していた。このため、ギャップ１１３の周辺の磁束により、巻線５０ａ，５０ｂに渦電流が生じ、効率低下の原因となっていた。
本発明は、トランスの直流励磁の軽減によるトランスの小型化とスイッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。本発明の第１の技術的側面によれば、直流変換装置は、直流電源の両端に接続され、トランスのコアに巻回された１次巻線と第１スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチの両端又は前記１次巻線の両端に接続され、第２スイッチとスナバコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記コアに前記１次巻線と密結合させて巻回された前記トランスの２次巻線と、前記コアに前記１次巻線と疎結合させて巻回された前記トランスの３次巻線と、前記２次巻線に直列に接続された第１整流素子、及び該第１整流素子と該２次巻線との直列回路に並列に接続された第２整流素子を有する整流回路と、前記第２整流素子に並列に前記３次巻線を介して接続された平滑回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。
本発明の第２の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記２次巻線の巻数と前記３次巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記１次巻線に対して逆相に巻回され、前記３次巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。
本発明の第３の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンするときに、前記第１スイッチの電圧が該第１スイッチと並列に接続された共振用コンデンサと前記トランスの巻線間のリーケージインダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中に前記第１スイッチをオンさせることを特徴とする。
本発明の第４の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記第１整流素子の両端に接続された第３スイッチと、前記第２整流素子の両端に接続された第４スイッチとを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせ、前記第１スイッチと前記第４スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記２スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせることを特徴とする。
本発明の第５の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記第１整流素子の両端に接続された第３スイッチと、前記第２整流素子の両端に接続された第４スイッチとを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせ、前記第１スイッチと前記第４スイッチとを同時にオフさせ、前記２スイッチと前記第３スイッチとを同時にオン又はオフさせ、前記第１スイッチをオンさせる直前に前記第３スイッチと前記第４スイッチをオンさせることを特徴とする。
本発明の第６の技術的側面よれば、直流変換装置は、さらに、前記直流電源が、交流電源と、この交流電源に接続されて交流電圧を整流する入力整流回路とからなり、前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、入力平滑コンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、前記第１スイッチは、前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの１次巻線を介して接続されたノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記第１スイッチをオフさせ、前記入力平滑コンデンサが充電された後、前記第１スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
本発明の第７の技術的側面によれば、直流変換装置は、第６の技術的側面に加えてさらに、前記トランスが４次巻線をさらに備え、該トランスの４次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
本発明の第８の技術的側面によれば、直流変換装置は、さらに、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記第１スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】  図１は、従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
図２は、従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図３は、従来の直流変換装置における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。
図４は、従来の直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
図５は、従来の直流変換装置に設けられたトランスを示す構造図である。
図６は、第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図７は、第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。
図８は、第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図９は、第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
図１０は、第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
図１１は、第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。
図１２は、第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図１３は、第２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
図１４は、第２の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。
図１５は、スイッチＱ２をオフ時の電流が多いときとオフ時の電流が少ないときのスイッチＱ１の共振電圧波形を示す図である。
図１６は、第２の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
図１７は、第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図１８は、第３の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
図１９は、第３の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
第１の実施の形態
第１の実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチオン時にトランスの２次側の巻線を介して直接負荷に電力を供給することによりコアの直流励磁を回避し、２次側の巻線のリーケージインダクタンスにより２次側電流を連続させて、平滑コンデンサのリップル電流を軽減させることを特徴とする。このため、２次側に新たに３次巻線を設け、フリーホイール動作時、２次側電流による直流励磁をキャンセルさせるとともに、１次側から見た２次側のインピーダンスを上昇させ、アクティブスナバ回路によるスイッチのゼロ電圧スイッチング動作を行わせるように構成したものである。
図６は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図６に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ３と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。ダイオードＤ３及び共振用コンデンサＣ１は、スイッチＱ１の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。
トランスＴ１の１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はスナバコンデンサＣ３を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されていてもよい。スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ４及びコンデンサＣ２が並列に接続されている。ダイオードＱ４及びコンデンサＣ２は、スイッチＱ２の寄生ダイオード及び寄生容量であってもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。
トランスＴ１のコアには、１次巻線５ａと密結合させてトランスＴ１の２次巻線５ｂ（ｎ２）が巻回されており、また、トランスＴ１のコアには、１次巻線５ａと疎結合させてトランスＴ１の３次巻線５ｃ（ｎ３）が巻回されている。２次巻線５ｂの一端と３次巻線５ｃの一端とはダイオードＤ１（本発明の第１整流素子に対応）に接続され、ダイオードＤ１と３次巻線５ｃの一端との接続点と２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２（本発明の第２整流素子に対応）に接続されており、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とで整流回路を構成している。３次巻線５ｃの他端と２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４（本発明の平滑回路に対応）に接続されている。このコンデンサＣ４は３次巻線５ｃの電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
また、トランスＴ１の２次巻線５ｂの巻数とトランスＴ１の３次巻線５ｃの巻数とは同数となっている。トランスＴ１の２次巻線５ｂは、トランスＴ１の１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴ１の３次巻線５ｃは、トランスＴ１の１次巻線５ａと同相に巻回されている。
制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
また、制御回路１０は、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続された共振用コンデンサＣ１とトランスＴ１の巻線間のリーケージインダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。
図７は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図７に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａと近接して１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂと、１次巻線５ａと疎結合させた３次巻線５ｃとが巻回されている。１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを疎結合させるために、コア部２０ａには２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの間に突起部２０ｂが形成されている。また、この突起部２０ｂにより漏れ磁束が増加するので、３次巻線５ｃのリーケージインダクタンスを大きくすることができる。
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図８乃至図１０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図８は第１の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図９は第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１０は第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
なお、図８乃至図１０では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、ダイオードＤ４に流れる電流Ｄ４ｉ、トランスＴ１の３次巻線５ｃに流れる電流ｎ３ｉを示している。
まず、時刻ｔ１（時刻ｔ１１〜ｔ１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｃ４→Ｄ２→５ｃで電流ｎ３ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１’に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。３次巻線５ｃは、１次巻線５ａと疎結合に結合され、大きなリーケージインダクタンスを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、Ｉ１・ｎ１＝Ｉ１’・ｎ３が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。
次に、時刻ｔ２（時刻ｔ２１〜ｔ２２に対応）において、スイッチＱ１をオフさせると、１次巻線５ａに蓄えられた励磁エネルギーにより電流が流れてコンデンサＣ１，コンデンサＣ２が充電される。このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａのリーケージインダクタンスと共振用コンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。
そして、スイッチＱ１の電圧がコンデンサＣ３の電圧と同電圧となったとき、即ち、時刻ｔ２３において、ダイオードＤ４が導通して、ダイオード電流Ｄ４ｉ（図８に示す。）が流れてコンデンサＣ３が充電されていく。このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。
次に、コンデンサＣ３への充電が完了し、コンデンサＣ３へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２を介して入力側、即ち、１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●印の有る側が−で他の側が＋であるため、２次側でも、２次巻線５ｂの●印の有る側が−で他の側が＋となり、３次巻線５ｃの●印の有る側が−で他の側が＋となる。また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとに同電圧（巻数が同じ）が発生するため、両巻線５ｂ，５ｃ間の電圧の和はゼロとなる。このため、３次巻線５ｃのリーケージインダクタンスにより、５ｂ→Ｄ１→５ｃ→ＲＬ→５ｂで電流ｎ３ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、コンデンサＣ４のリップル電流を軽減させることができる。
また、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｃの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。
従って、１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ３（時刻ｔ１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、スイッチＱ２の電流は、ほとんど共振用コンデンサＣ１，コンデンサＣ２を放電する。このため、時刻ｔ１２において、スイッチＱ１の電圧は降下してゼロとなり、ダイオードＤ３が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
このように第１の実施の形態に係る直流変換装置によれば、トランスＴ１の２次側に３次巻線５ｃを設け、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを密結合させ、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴ１の直流励磁は、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴ１の直流励磁は、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することができる。
図１１は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。前述したように、第１の実施の形態に係る直流変換装置では、直流励磁がキャンセルされるので、図１１に示すように、直流励磁分は略ゼロとなる。図１１に示すＢ−Ｈ特性において、スイッチＱ１がオン時には磁界Ｈ及び磁束Ｂが上昇して、斜線部分で示す励磁エネルギーＥ１がコアに蓄えられる（図１１のＳ１）。
次に、スイッチＱ１がオフ時には、磁界Ｈ及び磁束Ｂが下降して、斜線部分で示すエネルギーＥ１がコンデンサＣ１とコンデンサＣ２に蓄えられる（図１１のＳ２）。
さらに、スイッチＱ１がオフ時には、コンデンサＣ３に蓄えられた電荷がスイッチＱ２を介して１次巻線５ａに放電し、磁界Ｈ及び磁束Ｂがさらに下降して、磁界Ｈ及び磁束Ｂがマイナス方向に移行する。即ち、１次巻線５ａに逆方向電流が流れてエネルギーＥ２が蓄えられる（図１１のＳ３）。ここで、ロスがなければ、エネルギーＥ１とエネルギーＥ２とは同じになるが、一般には、ロスがあるので、エネルギーＥ２はエネルギーＥ１よりも小さくなるため、エネルギーは、元の値には戻らない。
また、直流励磁分は略ゼロとなるので、コア２０のギャップをゼロにすることができる。また、直流励磁分は略ゼロとなるので、磁束の動作範囲が拡大することができる。これにより、トランスを小型化することができる。
第２の実施の形態
図１２は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１２に示す直流変換装置は、低圧大電流用途で２次側ダイオードをＦＥＴからなる同期整流器とした場合の回路例である。ＦＥＴは、オン抵抗（例えば０．０１Ω）が非常に小さいため、損失が非常に小さくなる。このため、ＦＥＴを整流素子とする同期整流器を用いた。また、図１２に示す直流変換装置は、励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくソフトスイッチングを行い、高効率としたことを特徴とする。
図１２において、ダイオードＤ１の両端にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ３が接続され、ダイオードＤ２の両端にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ４が接続されている。
制御回路１１は、スイッチＱ１〜Ｑ４の各々のゲートに各々のゲート信号を出力してスイッチＱ１〜Ｑ４の各々をオン／オフ制御する。制御回路１１は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを相補的にオン／オフさせ、スイッチＱ１とスイッチＱ４とを同時にオン又はオフさせ、スイッチＱ２とスイッチＱ３とを同時にオン又はオフさせる。
また、制御回路１１は、スイッチＱ１をオンさせる直前（スイッチＱ２がオン、スイッチＱ３がオンの状態）にスイッチＱ４をオンさせた後、スイッチＱ２をオフさせ、スイッチＱ１をオンさせることを特徴とする。
なお、図１２に示すその他の構成は、図６に示す直流変換装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
次に、このように構成された第２の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１３乃至図１６に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
図１３は第２の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図１４は第２の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１がオンする時の各部における信号のタイミングチャートである。図１５はスイッチＱ２のオフ時の電流が多いとき（Ｉ）とオフ時の電流が少ないとき（ＩＩ）のスイッチＱ１の共振電圧波形を示す図である。図１６は第２の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１がオフする時の各部における信号のタイミングチャートである。
なお、図１３、図１４、図１６では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉを示し、図１４及び図１６に示すＱ１ｇ〜Ｑ４ｇは、各スイッチＱ１〜Ｑ４のゲート信号を示している。
まず、スイッチＱ１をオンするときの動作を図１４に示すタイミングチャートを用いて説明する。期間Ｔ１では、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオン、スイッチＱ３がオン、スイッチＱ４がオフである。このとき、５ｂ→Ｑ３→５ｃ→ＲＬ→５ｂで電流が流れる。
スイッチＱ１をオンするときには、その前（期間Ｔ１）からスイッチＱ２とスイッチＱ３がオンしているが、期間Ｔ２において、スイッチＱ４のゲートにゲート信号を出力し、スイッチＱ４を先にオンする。このため、スイッチＱ２とスイッチＱ３とスイッチＱ４がオンすることになる。すると、２次巻線５ｂが短絡されるため、１次巻線５ａのインピーダンスが低くなり、５ａ→Ｑ２→Ｃ３と電流が流れて、スイッチＱ２の電流が直線的に増加する。即ち、１次巻線５ａの電流を増大させることができる。
この電流が増加したところ、即ち、期間Ｔ３において、スイッチＱ２をオフすると（スイッチＱ１のターンオン時）、リーケージインダクタンスと共振用コンデンサＣ１（スイッチＱ１の寄生容量でも良い。）とで共振を起こす。このときの共振動作を図１５を用いて説明する。スイッチＱ２のオフ時にはマイナスのサージ電圧が発生するので、図１５に示すように、オフ時のスイッチＱ２の電流が多いと電圧の谷が深くなり（Ｉ）、電流が少ないと電圧の谷が浅くなり（ＩＩ）、ゼロ電圧まで届かない。従来のタイミング（先にスイッチＱ２をオフする。）では、トランスＴ１の励磁電流が流れているので、電流が小さく、スイッチＱ２をオフしても逆起電力も小さく、スイッチＱ１の電圧がゼロ電圧まで下がらない（ＩＩ）。
第２の実施の形態では、スイッチＱ２をオフする前（スイッチＱ１をオンする前）にスイッチＱ４をオンして、トランスＴ１のリーケージインダクタンスに電流を流して、その電流を増加させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易にゼロ電圧まで下げることができる（Ｉ）。
なお、この期間Ｔ３では、スナバコンデンサＣ３が充電されてスイッチＱ２の電圧が上昇する。また、スイッチＱ２をオフした時に、共振用コンデンサＣ１，コンデンサＣ２の電荷を急峻に放電することができ、スイッチＱ１，スイッチＱ２のデットタイム（両方オフの時間）を短く、又は共振用コンデンサＣ１，コンデンサＣ２の容量が大きくても、ゼロ電圧スイッチが可能となる。
次に、期間Ｔ４において、スイッチＱ１がゼロ電圧になった後に、ダイオードＤ３に電流が流れている期間に、スイッチＱ１のゲートにゲート信号を入力する。即ち、ソフトスイッチングでスイッチＱ１をオンしたことになるので、スイッチＱ１のスイッチングロスを低減できる。
次に、期間Ｔ５では、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフ、スイッチＱ３がオフ、スイッチＱ４がオンである。このとき、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴ１の１次巻線５ａを介してスイッチＱ１に電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギー（１次巻線５ａの●印の有る側が＋で他の側が−）が蓄積される。また、１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｃ４→Ｑ４→５ｃで電流ｎ３ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１’に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
次に、スイッチＱ１がオフするときの動作を図１６に示すタイミングチャートを用いて説明する。
まず、期間Ｔ６において、スイッチＱ１をオフすると、トランスＴ１のリーケージインダクタンスと共振用コンデンサＣ１によって共振を起こし、スイッチＱ１の電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。
そして、期間Ｔ７において、スイッチＱ２の電圧が零になると、ダイオードＤ４がオンしてダイオードＤ４に電流が流れ、トランスＴ１の１次巻線５ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ３に蓄えられる。次に、ダイオードＤ４のオン期間に、スイッチＱ２のゲート信号を入力してスイッチＱ２がオンする。これにより、スイッチＱ２をソフトスイッチングできる。
このように第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、スイッチＱ１をオンする直前にスイッチＱ２がオン状態の時、スイッチＱ４をオンすると、２次巻線５ｂが短絡されるため、１次巻線５ａのインピーダンスが低くなり、１次巻線５ａの電流を増大させることができる。これにより、スイッチＱ２をオフした時に共振用コンデンサＣ１，コンデンサＣ２の電荷を急峻に放電することができ、スイッチＱ１，スイッチＱ２のデットタイム（両方オフの時間）を短く、又は共振用コンデンサＣ１，コンデンサＣ２の容量が大きくても、ゼロ電圧スイッチが可能となる。
また、スイッチＱ２の電流を増加させてからスイッチＱ２をオフさせるので、逆起電力が大きく、スイッチＱ１の電圧を容易にゼロ電圧まで下げることができる。従って、トランスＴ１の励磁電流やリーケージインダクタンスを増やすことなくスイッチＱ１をソフトスイッチングでき、これによって高効率な直流変換装置を提供することができる。
なお、第２の実施の形態では、同期整流器に、スイッチＱ３とこのスイッチＱ３に並列に接続されたダイオードＤ１とを設けたが、ダイオードＤ１のみを設けても良い。第２の実施の形態では、期間Ｔ１において、スイッチＱ３がオンであり、５ｂ→Ｑ３→５ｃ→ＲＬ→５ｂで電流が流れるが、ダイオードＤ１のみでも、５ｂ→Ｄ１→５ｃ→ＲＬ→５ｂで電流が流れる。即ち、ダイオードＤ１に順方向に電流が流れて導通しているため、ダイオードＤ１のみでも良い。
第３の実施の形態
次に第３の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第１及び第２の実施の形態に係る直流変換装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ  ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
そこで、第３の実施の形態に係る直流変換装置は、第２の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
図１７は第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１７に示す直流変換装置は、図１２に示す第２の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間には、入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１とからなる直列回路が接続されている。なお、交流電源Ｖａｃ１及び全波整流回路Ｂ１は、図１２に示す直流電源Ｖｄｃ１に対応する。
全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１には、トランスＴ１の１次巻線５ａを介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１ａのＰＷＭ制御によりオン／オフする。なお、スイッチＱ１ｎ以外のスイッチＱ２乃至スイッチＱ４は、ノーマリオフタイプのスイッチである。
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１ａからの短絡信号によりオン制御される。
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ５とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１ａに出力する。また、入力平滑コンデンサＣ５に充電された充電電圧を制御回路１１ａに供給する。
制御回路１１ａは、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
制御回路１１ａは、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１ａは、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
また、トランスＴ１に設けられた４次巻線５ｄ（巻数ｎ４）の一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１ａとに接続され、４次巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１ａの端子ｃに接続されている。４次巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、４次巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１ａに供給する。
次にこのように構成された第３の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１７乃至図１９を参照しながら説明する。
なお、図１９において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ５電圧は、入力平滑コンデンサＣ５の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ４の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１ａの端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、入力平滑コンデンサＣ５を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に全て印加される（図１８中の▲１▼）。
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図１８中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図１９に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１ａに供給される。
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１９の時刻ｔ１）で、制御回路１１ａは、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１８中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、入力平滑コンデンサＣ５は、充電されて（図１８中の▲４▼）、入力平滑コンデンサＣ５の電圧が上昇していき、入力平滑コンデンサＣ５の充電が完了する。  次に、時刻ｔ２において、制御回路１１ａは、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１８中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１からトランスＴ１の１次巻線５ａを介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図１８中の▲６▼）、トランスＴ１の１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。このとき、１次巻線５ａに疎結合した３次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｃ４→Ｑ４→５ｃで電流が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。
また、トランスＴ１の１次巻線５ａと電磁結合している４次巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１ａに供給される（図１８中の▲７▼）。このため、制御回路１１ａが動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３にスイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、５ｂ→Ｑ３→５ｃ→ＲＬ→５ｂで電流が流れ、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ３にトランスＴ１の漏洩インダクタンスと共振用コンデンサＣ１による共振を起こし、スイッチＱ１ｎの電圧は上昇していき、スイッチＱ２の電圧は下降していく。
また、時刻ｔ３に制御回路１１ａから短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１８中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えば入力平滑コンデンサＣ５と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ５・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎ及びスイッチＱ２〜Ｑ４は、図６に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置のスイッチＱ１〜Ｑ４の動作、即ち、図１３、図１４、図１６に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
このように第３の実施の形態に係る直流変換装置によれば、制御回路１１ａは、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、入力平滑コンデンサＣ５が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な直流変換装置を提供することができる。
以上説明したように、本発明によれば、一つのコアでトランスを構成でき、第１スイッチがオン時及びオフ時ともに直流励磁をキャンセルし、平滑コンデンサのリップル電流も軽減できるため、小型、高効率、低ノイズの直流変換装置を提供することができる。
また、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上がり、立下りも緩やかとなり、低ノイズ、高効率な直流変換装置を提供することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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