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　特願２００９−１２０６５８「ドライバ回路」拒絶査定不服審判事件〔平成２２年１２月　２日出願公開、特開２０１０−２７２９１９〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
　
１．手続の経緯・本願発明
　
　本願は、２００９年５月１９日を出願日とする出願であって、その請求項１に係る発明は、明細書及び図面の記載からみて、特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりのものと認める。（以下、「本願発明」という）
　
「正相入力信号と逆相入力信号とからなる差動入力信号を入力として差動出力信号の振幅を調整可能な振幅可変増幅器と、
　この振幅可変増幅器から出力される差動出力信号を入力とする少なくとも１つの差動増幅器から構成される増幅回路とを備え、
　前記振幅可変増幅器は、
　前記差動入力信号が入力される差動構成の第１の増幅用トランジスタを含む増幅部と、
　前記第１の増幅用トランジスタとカスコード接続された差動構成の第１、第２の振幅調整用トランジスタを含み、この第１、第２の振幅調整用トランジスタに入力される振幅調整信号ＧＣＴ，ＧＣＣに応じて前記第１の増幅用トランジスタの出力信号の振幅を調整する振幅調整部と、
　前記増幅部および振幅調整部に定電流を供給する第１の電流源とから構成され、
　前記増幅回路中の差動増幅器は、
　前記振幅可変増幅器から出力される差動出力信号を入力とする差動構成の第２の増幅用トランジスタを含む出力部と、
　この出力部に定電流を供給する第２の電流源とから構成され、
　前記振幅可変増幅器の増幅部は、
　ベースに前記正相入力信号が入力され、エミッタが前記第１の電流源に接続された正相入力側の前記第１の増幅用トランジスタと、ベースに前記逆相入力信号が入力され、エミッタが前記第１の電流源に接続された逆相入力側の前記第１の増幅用トランジスタとを備え、
　前記振幅可変増幅器の振幅調整部は、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＣが入力され、エミッタが前記逆相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給される正相出力用の前記第１の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＣが入力され、エミッタが前記正相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給される逆相出力用の前記第１の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＴが入力され、エミッタが前記逆相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに正相出力側のコレクタ抵抗を介して電源電圧が供給される正相出力用の前記第２の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＴが入力され、エミッタが前記正相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに逆相出力側のコレクタ抵抗を介して電源電圧が供給される逆相出力用の前記第２の振幅調整用トランジスタとを備え、
　前記差動入力信号に応じて前記第１の増幅用トランジスタで生成された電流を、前記振幅調整信号ＧＣＴ，ＧＣＣの大小関係で決定される分配比で前記第１、第２の振幅調整用トランジスタに分配し、前記正相出力用の第２の振幅調整用トランジスタのコレクタと前記正相出力側のコレクタ抵抗との接続点から正相出力信号を出力し、前記逆相出力用の第２の振幅調整用トランジスタのコレクタと前記逆相出力側のコレクタ抵抗との接続点から逆相出力信号を出力することを特徴とするドライバ回路。」
　
２．引用例記載の発明
　
　これに対して、原査定において引用された特開２００３−１１５７３１号公報（以下「引用例１」という。）には、図７とともに、
　
「【０００７】図７に、従来の直流定電流源回路を用いた要素回路の例を示す。(a)はギルバート型掛算回路２７、(b)はコレタタ接地増幅回路２８’、(c)は差動増幅回路２９’の構成を示す。図７において、図６におけるものと同じものには同じ符号を付けた。８は高電位側電源端子、９は低電位側電源端子、１０〜１６は信号入力端子、１７〜２１は信号出力端子、２２，２３は負荷抵抗、２４〜２６は直流定電流源回路を示す。
【０００８】一般に従来の電子回路は、これら図７(a)〜(c)等の要素回路を複数個組み合わせて所望の機能を得るが、電源数を低下させるために可能なかぎり電源端子を共有するように設計される。図８は従来の電子回路を示す図で、図７に示した従来の要素回路２７，２８’，２９’を電源端子８，９を共有して信号入出力端子を縦続に接続した例を示したものである。各要素回路２７，２８’，２９’の信号入出力端子は図に示したように縦続接続されていることもあれば、個々に独立している場合もある。」
　
　の記載がある。
　
　「コレタタ接地増幅回路２８’」は「コレクタ接地増幅回路２８’」の誤記と認められるから、上記記載によれば、引用例１には、
　
「ギルバート型掛算回路２７、コレクタ接地増幅回路２８’差動増幅回路２９’の信号入出力端子を縦続に接続し、
差動増幅回路２９’は、
　ギルバート型掛算回路２７から出力される信号をコレクタ接地増幅回路２８’を介して入力する差動構成の増幅用トランジスタを含む出力部と、
　この出力部に定電流を供給する直流定電流源回路とから構成され、
る回路」
　
　が記載されている。（以下「引用発明」という）
　
３．本願発明と引用発明の対比
　
　まず、引用発明の「ギルバート型掛算回路」について論及する。
　
　特開２０００−３３２５５４号公報（以下「周知例１」という）には、
「【００１１】第１の従来例においては、コレクタ電流ｉc23及びｉc26の値により、利得が決定されるので、負荷抵抗Ｒ２５及びＲ２６の電圧降下分が変化することになり、直流的な出力電圧が変動する。従って、次段の回路における直流的な入力電圧が変動することになるので、その電圧マージンが減少し、交流波形のクリップが生じたり、トランジスタの接合容量の影響を受けたりする。このため、キャパシタ等を利得可変増幅器の出力端子に接続する必要があり、チップ面積が増大してしまう。また、キャパシタ等を接続した場合には、そこを通過することができる信号の周波数が制限されてしまうという欠点もある。なお、直流的な出力電圧とは、交流の出力電圧に対しその平均をとり時刻による変動をなくしたものである。
【００１２】そこで、これらの欠点を解消することを目的とした利得可変増幅器が提案されている。以下、この従来例を第２の従来例という。図１３は第２の従来例の利得可変増幅器の構成を示す回路図である。
【００１３】第２の従来例には、エミッタ結合されたトランジスタＱ１３及びＱ１４を備えた第１の差動増幅器が設けられている。同様に、エミッタ結合されたトランジスタＱ１５及びＱ１６を備えた第２の差動増幅器が設けられている。トランジスタＱ１３乃至Ｑ１６は、相互に同等の形状及び特性を具備している。また、トランジスタＱ１３及びＱ１４のエミッタに接続されたトランジスタＱ１１並びにトランジスタＱ１５及びＱ１６のエミッタに接続されたトランジスタＱ１２が設けられている。そして、トランジスタＱ１１及びＱ１２及びその間に接続されたエミッタ抵抗Ｒ１１及びＲ１２を備えた第３の差動増幅器が設けられている。即ち、第１及び第２の差動増幅器が第３の差動増幅器にカスコード接続されている。
【００１４】抵抗Ｒ１１及びＲ１２間のノードには、接地電位との間に定電流源Ｓ１１が接続されている。また、トランジスタＱ１３及びＱ１５並びにトランジスタＱ１４及びＱ１６のコレクタには、夫々負荷抵抗Ｒ１５及びＲ１６が接続されており、負荷抵抗Ｒ１５及びＲ１６の他端は電源電位Ｖｃｃに接続されている。
【００１５】相補の入力信号ＩＮ及びＩＮＢは、夫々トランジスタＱ１１及びＱ１２のベースに入力される。一方、出力信号ＯＵＴ１１及びＯＵＴ１２は、夫々トランジスタＱ１３及びＱ１５並びにトランジスタＱ１４及びＱ１６のコレクタの電位として出力される。
【００１６】なお、トランジスタＱ１３及びＱ１６のベースには、制御信号Ｖｃｏｎｔの正電圧が入力され、トランジスタＱ１４及びＱ１５のベースには、制御信号Ｖｃｏｎｔの負電圧が入力される。制御信号Ｖｃｏｎｔにより、増幅器の利得が制御される。このような利得可変増幅器は、一般にギルバート回路とよばれている。」
の記載があり、図１３には、引用例１の図７記載のギルバート回路と同じ回路が記載されている。
　
　また、特開２００５−２５２７７９号公報（以下「周知例２」という）には、
「【０００２】
  ラジオ受信機においては、受信レベルが低下してくると段階的に出力の音量を下げることでノイズの音量を同時に下げ、聴感を向上させる機能を備えたミュート回路が設けられている。従来このミュート回路は、アナログ回路で構成されている。
  図３に、従来のギルバートセル型の、ミュート回路の構成図を示す。入力信号ＩＮＰを入力するトランジスタ１と、入力信号Ｐの逆相信号を入力信号ＩＮＮとして入力するトランジスタ２と、ＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ、受信信号強度表示信号）電圧を入力するトランジスタ３及び６と、固定値である基準電圧を入力するトランジスタ４及び５から構成される。
【０００３】
  図３のミュート回路では、入力信号ＩＮＰと入力信号ＩＮＮの差分（差動入力）を利得分増倍させたものが出力信号Ｐと出力信号Ｎの差分（差動出力）として得られる。ここで、利得は、ＲＳＳＩ電圧と基準電圧との差分により決定される。
  他方、デジタル制御によって可変の利得の制御を行う電子ボリューム回路（可変利得回路）についての開示がある（例えば、特許文献１参照）。特許文献１にかかる電子ボリューム回路は、デジタル制御信号によってスイッチが切り替えられ、並列に接続された複数個の抵抗の中から任意の抵抗が選択されることによって回路の利得が決定される。」
の記載があり、図３には、引用例１の図７記載のギルバート回路と同じ回路が記載されている。
　
　周知例１には、入力信号ＩＮとＩＮＢは相補の入力信号、すなわち逆相の入力信号であること、周知例２には、入力信号INNは入力信号INPの逆相信号であり出力信号が差動出力として得られること、が記載されている。
　また、周知例１は「利得可変増幅器」であり、周知例２は「ミュート回路」であるから、いずれも「振幅を調整可能」な回路である。
　よって、周知例１，２によれば、ギルバート回路は、「正相入力信号と逆相入力信号とからなる差動入力信号を入力として差動出力信号の振幅を調整可能な振幅可変増幅器」であり、その出力信号は「差動出力信号」である。
　
　また、引用発明の「差動増幅回路２９’」は「増幅回路」であるから、「少なくとも１つの差動増幅器から構成される増幅回路」である。
　
　ところで、引用発明は、「ギルバート型掛算回路２７」と「差動増幅回路２９’」の間に「コレクタ接地増幅回路２８’」が介在している。なお、「コレクタ接地増幅回路」は、一般に「エミッタフォロワ」と呼ばれている。
　本願発明の実施例を参照すれば、【００２４】に記載されるように、振幅可変増幅器と差動増幅器の間にトランジスタＱ１０Ｐ，Ｑ１０Ｎ，Ｑ１１Ｐ，Ｑ１１Ｎでエミッタフォロワを備えているから、本願発明は、振幅可変増幅器と差動増幅器がエミッタフォロワを介して接続されていることを含むものである。
　よって、引用発明の「ギルバート型掛算回路２７」と「差動増幅回路２９’」が「コレクタ接地増幅回路２８’」を介して接続されていても、「ギルバート型掛算回路２７」から出力される信号を「差動増幅回路２９’」に入力するといえる。
　
　したがって、本願発明と引用発明は、
　「正相入力信号と逆相入力信号とからなる差動入力信号を入力として差動出力信号の振幅を調整可能な振幅可変増幅器と、
　この振幅可変増幅器から出力される差動出力信号を入力とする少なくとも１つの差動増幅器から構成される増幅回路とを備え、
増幅回路中の差動増幅器は、
　ギルバート型掛算回路から出力される差動信号を入力とする差動構成の第２の増幅用トランジスタを含む出力部と、
　この出力部に定電流を供給する第２の電流源とから構成され
　る回路」
　
　で一致し、下記の点で相違する。
　
　相違点１
　振幅可変増幅器について、
本願発明は、
　「差動入力信号が入力される差動構成の第１の増幅用トランジスタを含む増幅部と、
　前記第１の増幅用トランジスタとカスコード接続された差動構成の第１、第２の振幅調整用トランジスタを含み、この第１、第２の振幅調整用トランジスタに入力される振幅調整信号ＧＣＴ，ＧＣＣに応じて前記第１の増幅用トランジスタの出力信号の振幅を調整する振幅調整部と、
　前記増幅部および振幅調整部に定電流を供給する第１の電流源とから構成され、」
ており、
「振幅可変増幅器の振幅調整部」
が
「ベースに前記正相入力信号が入力され、エミッタが前記第１の電流源に接続された正相入力側の前記第１の増幅用トランジスタと、ベースに前記逆相入力信号が入力され、エミッタが前記第１の電流源に接続された逆相入力側の前記第１の増幅用トランジスタとを備え、
　前記振幅可変増幅器の振幅調整部は、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＣが入力され、エミッタが前記逆相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給される正相出力用の前記第１の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＣが入力され、エミッタが前記正相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給される逆相出力用の前記第１の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＴが入力され、エミッタが前記逆相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに正相出力側のコレクタ抵抗を介して電源電圧が供給される正相出力用の前記第２の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＴが入力され、エミッタが前記正相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに逆相出力側のコレクタ抵抗を介して電源電圧が供給される逆相出力用の前記第２の振幅調整用トランジスタとを備え」
て、
「前記差動入力信号に応じて前記第１の増幅用トランジスタで生成された電流を、前記振幅調整信号ＧＣＴ，ＧＣＣの大小関係で決定される分配比で前記第１、第２の振幅調整用トランジスタに分配し、前記正相出力用の第２の振幅調整用トランジスタのコレクタと前記正相出力側のコレクタ抵抗との接続点から正相出力信号を出力し、前記逆相出力用の第２の振幅調整用トランジスタのコレクタと前記逆相出力側のコレクタ抵抗との接続点から逆相出力信号を出力する」
　のに対し、
　引用発明は異なる回路構成である点。
　
　相違点２
本願発明は、「ドライバ回路」であるのに対し、引用発明はどのような目的の回路であるか特定されていない点。
　
４．相違点についての検討
　
　相違点１に関し、
周知例１には、図１２とともに、
「【０００２】
【従来の技術】従来、利得可変増幅器として１つの差動増幅器に２つの差動増幅器がカスコード接続され、１つの出力端子に１つのトランジスタが接続されたものが知られている。以下、この従来例を第１の従来例という。図１２は第１の従来例の利得可変増幅器の構成を示す回路図である。
【０００３】第１の従来例には、エミッタ結合されたトランジスタＱ２３及びＱ２４を備えた第１の差動増幅器が設けられている。同様に、エミッタ結合されたトランジスタＱ２５及びＱ２６を備えた第２の差動増幅器が設けられている。トランジスタＱ２３乃至Ｑ２６は、相互に同等の形状及び特性を具備している。また、トランジスタＱ２３及びＱ２４のエミッタに接続されたトランジスタＱ２１並びにトランジスタＱ２５及びＱ２６のエミッタに接続されたトランジスタＱ２２が設けられている。そして、トランジスタＱ２１及びＱ２２及びその間に接続されたエミッタ抵抗Ｒ２１及びＲ２２を備えた第３の差動増幅器が設けられている。即ち、第１及び第２の差動増幅器が第３の差動増幅器にカスコード接続されている。
【０００４】抵抗Ｒ２１及びＲ２２間のノードには、接地電位との間に定電流源Ｓ２１が接続されている。また、トランジスタＱ２３及びＱ２６のコレクタには、夫々負荷抵抗Ｒ２５及びＲ２６が接続されており、負荷抵抗Ｒ２５及びＲ２６の他端は電源電位Ｖｃｃに接続されている。
【０００５】相補の入力信号ＩＮ及びＩＮＢは、夫々トランジスタＱ２１及びＱ２２のベースに入力される。一方、出力信号ＯＵＴ２１及びＯＵＴ２２は、夫々トランジスタＱ２３及びＱ２６のコレクタの電位として出力される。
【０００６】なお、トランジスタＱ２３及びＱ２６のベースには、制御信号Ｖｃｏｎｔの正電圧が入力され、トランジスタＱ２４及びＱ２５のベースには、制御信号Ｖｃｏｎｔの負電圧が入力される。制御信号Ｖｃｏｎｔにより、増幅器の利得が制御される。
【０００７】このように構成された第１の従来例においては、トランジスタＱ２１乃至Ｑ２６のコレクタ電流を夫々ｉc21、ｉc22、ｉc23、ｉc24、ｉc25及びｉc26、出力信号ＯＵＴ２１及びＯＵＴ２２の電圧を夫々ＶOUT21及びＶOUT22、負荷抵抗Ｒ２５及びＲ２６の抵抗値を夫々Ｒ25及びＲ26、定電流源Ｓ２１の電流値をＩ20、絶対温度をＴ、ボルツマン定数をｋ、電荷量をｑとすると、下記数式１乃至３が成り立つ。
【０００８】
【数１】
ｉc21＝ｉc23＋ｉc24
ｉc22＝ｉc25＋ｉc26
【０００９】
【数２】
Ｉ20＝ｉc21＋ｉc22
ｉc21＝ｉc22＝Ｉ20／２
【００１０】
【数３】
ｉc23＝ｉc21／１＋ｅｘｐ（−Ｖｃｏｎｔ／Ｖｔ）
ｉc25＝ｉc22／１＋ｅｘｐ（＋Ｖｃｏｎｔ／Ｖｔ）
Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ」
の記載がある。
　
特開２００２−２０８８２７号公報（以下「周知例３」という）には、図３とともに、
「【０００２】
【従来の技術】利得可変回路としては、ギルバートマルチプライヤを使用する構成が一般的である。その従来回路の一例を図３に示す。図３において、従来例に係る利得可変回路は、差動増幅回路１０１、２つの電流分割回路１０２，１０３、コントロール電圧（Ｖｃ）発生源１０４およびバイアス電圧（Ｖｂ）発生源１０５を有する構成となっている。
【０００３】ここで、差動増幅回路１０１は、ＮＰＮ型の差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２と、これら差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の各エミッタ電極間に接続されたエミッタ抵抗Ｒ１０１と、差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の各エミッタ電極とグランドとの間に接続された定電流源Ｉ１０１，Ｉ１０２とによって構成されている。そして、差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の各ベース電極が回路入力端子１０６，１０７に接続されている。
【０００４】一方の電流分割回路１０２は、各エミッタ電極がトランジスタＱ１０１のコレクタ電極に共通に接続されたＮＰＮ型の差動対トランジスタＱ１０３，Ｑ１０４と、一方のトランジスタＱ１０３のコレクタ電極と電源Ｖｃｃとの間に接続された抵抗Ｒ１０２とからなる差動回路構成となっている。他方のトランジスタＱ１０４のコレクタ電極は、電源Ｖｃｃに直接に接続されている。
【０００５】他方の電流分割回路１０３は、各エミッタ電極がトランジスタＱ１０２のコレクタ電極に共通に接続されたＮＰＮ型の差動対トランジスタＱ１０５，Ｑ１０６と、一方のトランジスタＱ１０３のコレクタ電極と電源Ｖｃｃとの間に接続された抵抗Ｒ１０３とからなる差動回路構成となっている。他方のトランジスタＱ１０６のコレクタ電極は、電源Ｖｃｃに直接に接続されている。
【０００６】これら電流分割回路１０２，１０３において、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０５の各コレクタ電極が回路出力端子１０８，１０９に接続されている。また、トランジスタＱ１０４，Ｑ１０６の各ベース電極がコントロール電圧発生源１０４の正極側に共通に接続され、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０５の各ベース電極がコントロール電圧発生源１０４の負極側に共通に接続されている。バイアス電圧発生源１０５は、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０５の各ベース電極に正極側が、グランドに負極側がそれぞれ接続されている。
【０００７】上記構成の利得可変回路において、トランジスタＱ１０３，Ｑ１０４の各コレクタ電流をＩｃ１，Ｉｃ２、コントロール電圧発生源１０４のコントロール電圧をＶｃとすると、
    Ｉｃ２／Ｉｃ１＝ｅｘｐ（Ｖｃ／Ｖｔ）                    ……（１）
となる。ここで、Ｖｔ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量である。
【０００８】また、定電流源Ｉ１０１の電流値をＩＡとすると、Ｉｃ１＋Ｉｃ２＝ＩＡであるから、
    Ｉｃ１／ＩＡ＝Ｉｃ１／（Ｉｃ１＋Ｉｃ２）
                ＝１／｛１＋（Ｉｃ２／Ｉｃ１）｝            ……（２）
となる。よって、（２）式に（１）式を代入すると、
    Ｉｃ１／ＩＡ＝１／｛１＋（ｅｘｐ（Ｖｃ／Ｖｔ））｝      ……（３）
となる。
【０００９】ここで、入力電圧をｖi 、出力電圧をｖo 、抵抗Ｒ１０１の抵抗値をＲＡ、抵抗１０２，Ｒ１０３の各抵抗値をＲＢとすると、従来例に係る利得可変回路の利得Ａｖは、
【数１】
で与えられる。この（４）式から明らかなように、コントロール電圧発生源１０４のコントロール電圧Ｖｃによって利得Ａｖが可変となる。」
の記載がある。
　
特開平７−２１０９９５号公報（以下「周知例４」という）には、図７とともに、
「【００４１】
ゲイン可変増幅器
図７はゲイン可変増幅器の構成図である。図７の構成はギルバートセルとよばれ、既に多くの回路に使用されているものである。ゲイン可変増幅器１０１は、互いに極性の異なる再生信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２が入力されるトランジスタＱ5，Ｑ6を備えた差動アンプ段１０１ａ、差動アンプ段の各トランジスタに電流を供給するバイアス部１０１ｂ、定電流部１０１ｃ、出力バッファ段１０１ｄ、トランジスタスイッチ部１０１ｅを有している。トランジスタスイッチ部１０１ｅはＡＧＣ制御部１０２から出力される制御電圧信号Ｖcntと予め設定されている基準電圧Ｖrefの大小に応じて差動アンプ段１０１ａのゲインを制御する２組のトランジスタスイッチＳＷ１（Ｑ1，Ｑ2），ＳＷ２（Ｑ3，Ｑ4）を有している。トランジスタスイッチ部１０１ｅは制御電圧信号Ｖcntと基準電圧Ｖrefを比較し、基準電圧と制御電圧が等しくなるようにトランジスタＱ1〜Ｑ4の導通度を制御し、結果的に差動アンプ１０１ａのゲインを制御し、再生信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２の振幅が最適値となるようにする。」
の記載がある。
　
よって、上記周知例１，３，４によれば、
ギルバート回路として、
「前記第１の増幅用トランジスタとカスコード接続された差動構成の第１、第２の振幅調整用トランジスタを含み、この第１、第２の振幅調整用トランジスタに入力される振幅調整信号ＧＣＴ，ＧＣＣに応じて前記第１の増幅用トランジスタの出力信号の振幅を調整する振幅調整部と、
　前記増幅部および振幅調整部に定電流を供給する第１の電流源とから構成され、」
ており、
「振幅可変増幅器の振幅調整部」が
「ベースに前記正相入力信号が入力され、エミッタが前記第１の電流源に接続された正相入力側の前記第１の増幅用トランジスタと、ベースに前記逆相入力信号が入力され、エミッタが前記第１の電流源に接続された逆相入力側の前記第１の増幅用トランジスタとを備え、
　前記振幅可変増幅器の振幅調整部は、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＣが入力され、エミッタが前記逆相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給される正相出力用の前記第１の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＣが入力され、エミッタが前記正相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給される逆相出力用の前記第１の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＴが入力され、エミッタが前記逆相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに正相出力側のコレクタ抵抗を介して電源電圧が供給される正相出力用の前記第２の振幅調整用トランジスタと、
　ベースに前記振幅調整信号ＧＣＴが入力され、エミッタが前記正相入力側の第１の増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに逆相出力側のコレクタ抵抗を介して電源電圧が供給される逆相出力用の前記第２の振幅調整用トランジスタとを備え」る回路
は周知である。（以下、「ギルバート回路Ａ」という）
　
そして、周知例１，３によれば、上記のギルバート回路Ａが、
「前記差動入力信号に応じて前記第１の増幅用トランジスタで生成された電流を、前記振幅調整信号ＧＣＴ，ＧＣＣの大小関係で決定される分配比で前記第１、第２の振幅調整用トランジスタに分配し、前記正相出力用の第２の振幅調整用トランジスタのコレクタと前記正相出力側のコレクタ抵抗との接続点から正相出力信号を出力し、前記逆相出力用の第２の振幅調整用トランジスタのコレクタと前記逆相出力側のコレクタ抵抗との接続点から逆相出力信号を出力する」
ように動作することは自明である。
　
　引用例１の図７、周知例１の図１３、周知例２の図３に記載されるギルバート回路（以下、「ギルバート回路Ｂ」という）と、ギルバート回路Ａについては、周知例１の【００１１】及び【００１２】に、可変利得増幅器において、ギルバート回路Ａの欠点を解消することを目的とした回路としてギルバート回路Ｂが知られていると記載されているように、可変利得増幅器としてギルバート回路Ｂもギルバート回路Ａも周知の回路であり、どちらの回路を採用するかは設計的事項である。
　したがって、引用発明のギルバート回路Ｂに代えて周知例１，３，４に記載されるギルバート回路Ａを用いて所定の出力信号を出力することは容易である。
　
相違点２について
　引用発明の回路の出力がどのような機能を有するのか特定されていないが、少なくとも何かを駆動するものであることは当然であり、何かを駆動する回路を「ドライバ回路」というから、引用発明も、駆動の対象は特定されないが「ドライバ回路」であるといえる。
　一方、本願発明も「ドライバ回路」であって、何を駆動する「ドライバ回路」であるかは規定されていない。
　
　よって、引用発明の回路がどのような目的の回路か特定されていないが、本願発明との実質的な差異をもたらすものではない。
　
５．むすび
　
　したがって、請求項１記載の発明は引用発明に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論の通り審決する。