(57)【要約】電力コンバータは、複数のスイッチング素子、一つのインダクタ、平滑コンデンサを備え、高周波でオン・オフするスイッチング素子で、低周波のＡＣ電源からの入力電流を断続しながら、負荷への出力電流をインダクタで制限する。スイッチング素子は、複数の異なるパターンでオン・オフ制御される。このパターンが繰り返される間に、常に負荷とインダクタとを流れる電流与える。このため、インダクタに要求されるインダクタンスを最小としながら、所望の出力電力を与えることができる小型化と高効率化とを両立した電力コンバータを提供する。
2003081758.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ電源からの電力を負荷へ供給する電力コンバータであって、以下の構成からなる
ＡＣ電源から供給される入力電流を断続的にオン・オフして負荷への出力電流を与える複数のスイッチング素子と、
ＡＣ電源から負荷への入力電流の経路に設けたインダクタと、
負荷への入力電流を平滑する平滑コンデンサと、
上記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とで構成され、
上記インダクタと上記負荷とがＡＣ電源の両端間に直列に接続され
上記インダクタと上記負荷とが、上記の平滑コンデンサの両端間に直列に接続され、
上記制御回路は、上記複数のスイッチング素子のオン・オフの制御を異なるパターンで行うことで、第１電流供給モードと第２電流供給モードとを作り出し、
第１電流供給モードでは、ＡＣ電源からの入力電流を上記インダクタと負荷とを含む閉ループに供給し、この間にＡＣ電源からの電流が直接負荷に供給され、
第２電流供給モードでは、負荷への出力電流をインダクタと負荷とを含むがＡＣ電源を含まない閉ループに沿って供給し、この間にインダクタに蓄積されたエネルギーで負荷に電流を供給し、
上記制御回路は、上記ＡＣ電源から供給されるＡＣ電流の各半周期の間で第１電流供給モードと第２電流供給モードとを交互に繰り返して、インダクタと負荷とへ常に電流を流す。
【請求項２】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記制御回路は、３つの異なるパターンで複数のスイッチング素子のオン・オフ制御を行い、第１パターン、第２パターン、第３パターンをこの順で連続して繰り返し、これら３つのパターンの内の一つが上記の第１電流供給モードと第２電流供給モードとの内の一つを規定し、残り２つのパターンが上記第１電流供給モードと第２電流供給モードとの内の他方を規定し、
第１パターンから第３パターンに進むに従って、インダクタに印加される電圧が減少する。
【請求項３】
請求項２に記載の電力コンバータにおいて、
上記第１パターンにおいて、上記平滑コンデンサからの放電電流がインダクタを介して流れ、
上記第２パターンにおいて、上記平滑コンデンサにはインダクタを通る電流が流れず、
上記第３パターンにおいて、上記平滑コンデンサがインダクタを流れる電流によって充電される。
【請求項４】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢが備えられ、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３からなり、
上記第１のスイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３とが上記整流回路ＤＢの両端間で、上記インダクタＬ、上記負荷ＬＤ、第１ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１とに直列に接続され
第２ダイオードＤ２が上記平滑コンデンサＣ１と上記第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に接続され、
上記インダクタＬ、上記第１ダイオードＤ１、上記負荷ＬＤ、上記第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路の両端間で、上記第２ダイオードＤ２が第３ダイオードＤ３と直列接続され、
上記第２スイッチング素子Ｑ２の両端間で上記平滑コンデンサに第４ダイオードＤ４が直列接続された。
【請求項５】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢが備えられ、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４、第５スイッチング素子Ｑ５からなり、
上記第２スイッチング素子Ｑ２と上記第４スイッチング素子Ｑ４とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備え、
上記第１スイッチング素子Ｑ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２とが、上記整流回路ＤＢの両端間で、第１ダイオードＤ１と直列に接続され、第１ダイオードＤ１は上記整流回路の高電圧側の一端と第１スイッチング素子Ｑ１との間に挿入されて、第１ダイオードＤ１のカソードが第１スイッチング素子Ｑ１に接続され、
上記第３スイッチング素子Ｑ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４とが、上記整流回路ＤＢの両端間で、第２ダイオードＤ２と直列に接続され、第２ダイオードＤ２は上記整流回路の高電圧側の一端と第３スイッチング素子Ｑ３との間に挿入されて、第２ダイオードＤ２のカソードが第３スイッチング素子Ｑ３に結合され、
上記第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４が共通の第３ダイオードＤ３を介して整流回路ＤＢの低電圧側の一端に接続され、
上記第１スイッチング素子Ｑ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２との接続点と、上記第３スイッチング素子Ｑ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４との接続点との間で、上記インダクタＬが上記負荷ＬＤと直列に接続され、
上記第５スイッチング素子Ｑ５が、整流回路ＤＢの両端間で、上記第１ダイオードＤ１、上記第１スイッチング素子Ｑ１、上記インダクタＬ、上記負荷ＬＤ、上記第４スイッチング素子Ｑ４、上記平滑コンデンサＣ１と直列に接続され、
上記第５スイッチング素子Ｑ５が、整流回路ＤＢの両端間で、上記第１ダイオードＤ２、上記第３スイッチング素子Ｑ３、上記負荷ＬＤ、上記インダクタＬ、上記第２スイッチング素子Ｑ２、上記平滑コンデンサＣ１と直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスと、上記インダクタＬと上記負荷とが第４ダイオードＤ４と直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記第４スイッチング素子Ｑ４のバイパスと、負荷ＬＤと、上記インダクタＬとが第５ダイオードＤ５と直列に接続された。
【請求項６】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢが備えられ、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４、第５スイッチング素子Ｑ５からなり、
上記第１スイッチング素子Ｑ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２とが、上記整流回路ＤＢの両端間で、第１ダイオードＤ１と直列に接続され、第１ダイオードＤ１は上記整流回路ＤＢの高電圧側の一端と第１スイッチング素子Ｑ１との間に挿入されて、第１ダイオードＤ１のカソードが第１スイッチング素子Ｑ１に接続され、
上記第３スイッチング素子Ｑ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４とが、上記整流回路ＤＢの両端間で、第２ダイオードＤ２と直列に接続され、第２ダイオードＤ２は上記整流回路の高電圧側の一端と第３スイッチング素子Ｑ３との間に挿入されて、第２ダイオードＤ２のカソードが第３スイッチング素子Ｑ３に結合され、
上記第１スイッチング素子Ｑ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２との接続点と、上記第３スイッチング素子Ｑ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４との接続点との間で、上記インダクタＬが上記負荷ＬＤと直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間で、上記第１ダイオードＤ１、上記第１スイッチング素子Ｑ１、上記インダクタＬ、上記負荷ＬＤ、及び上記第４スイッチング素子Ｑ４の直列回路や、上記第２ダイオードＤ２、上記第３スイッチング素子Ｑ３、上記インダクタＬ、上記負荷ＬＤ、及び上記第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路が、上記第５スイッチング素子Ｑ５と直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記ＡＣ電源、上記整流回路ＤＢ、上記第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、上記インダクタＬ、上記負荷ＬＤ、第３ダイオードＤ３が直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記ＡＣ電源、上記整流回路ＤＢ、上記第２ダイオードＤ２、上記第１スイッチング素子Ｑ３、イ上記ンダクタＬ、上記負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４が直列に接続された。
【請求項７】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４からなり、
上記第２スイッチング素子Ｑ２と上記第３スイッチング素子Ｑ３とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備え
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３が、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との直列回路が接続され、
第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に、第１平滑コンデンサＣ１と第２平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続され、
上記第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点と上記ＡＣ電源の一端との間にダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４が挿入され、ダイオードブリッジの入力端がそれぞれ、上記第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点及び上記ＡＣ電源の一端に接続され、上記ダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４の出力端間に上記の第１スイッチング素子Ｑ１が接続され、
第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端間に、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との直列回路が接続され、
第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４間の接続点との間に、インダクタＬと負荷ＬＤとが直列に接続され、
第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との直列回路の両端間に第４スイッチング素子Ｑ４が接続され、
第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の直列回路の両端間に第５ダイオードＤ５と第６ダイオードＤ６との直列回路が接続され、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、第５、６ダイオードＤ５、Ｄ６間の接続点間にＡＣ電源が挿入された。
【請求項８】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４からなり、
上記第２スイッチング素子Ｑ２と上記第３スイッチング素子Ｑ３とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備え
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３が、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との直列回路が接続され、
第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に、第１平滑コンデンサＣ１と第２平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続され、
上記第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点と上記ＡＣ電源の一端との間にダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４が挿入され、ダイオードブリッジの入力端がそれぞれ、上記第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点及び上記ＡＣ電源の一端に接続され、ダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４の出力端間に上記第１スイッチング素子Ｑ１が接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点に上記ＡＣ電源の他端が接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と上記第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３間の接続点との間に、ダイオードブリッジＤ３〜Ｄ６が挿入され、直列接続されたダイオードＤ３、Ｄ４間の接続点と、直列接続されたダイオードＤ５、Ｄ６間の接続点との間に、上記インダクタＬと負荷ＬＤとが直列に接続され、
上記第ダイオードＤ３、Ｄ４の直列回路の両端間に上記第４スイッチング素子Ｑ４が接続された。
【請求項９】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４からなり、
上記第１スイッチング素子Ｑ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備え
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第１スイッチング素子Ｑ１及び第１平滑コンデンサＣ１が、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第２スイッチング素子Ｑ２及び第２平滑コンデンサＣ２が、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２との直列回路の両端に、上記第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続され、
上記インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間に、第１ダイオードＤ１と上記第３スイッチング素子Ｑ３とが直列に接続され、
上記インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間に、第２ダイオードＤ２と上記第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端間に上記第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路が接続され、
上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点と、上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点との間に上記ＡＣ電源が挿入され、
上記第１平滑コンデンサＣ１の両端に、上記負荷、上記インダクタ、上記ＡＣ電源、上記第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスが直列に接続され、
上記第２平滑コンデンサＣ２の両端に、上記第２スイッチング素子Ｑ２のバイパス、上記ＡＣ電源、上記インダクタＬ、上記負荷が直列に接続された。
【請求項１０】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４からなり、
上記第１スイッチング素子Ｑ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備え、
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２との直列回路の両端間に上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路が接続され、
上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２との直列回路の両端間に平滑コンデンサＣ１が接続され、
上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の両端間に上記第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路が接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点と、上記第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４間の接続点との間に上記ＡＣ電源が挿入され、
上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点と、上記第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４間の接続点との間に上記インダクタＬと負荷ＬＤとが直列に挿入され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端に、上記第２スイッチング素子Ｑ２のパイパス、上記負荷ＬＤ、上記インダクタＬ、上記ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１が直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端に、第２ダイオードＤ２、上記ＡＣ電源、上記インダクタＬ、上記負荷ＬＤ、上記第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスが直列に接続された。
【請求項１１】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４からなり、
上記第３スイッチング素子Ｑ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備え、
上記ＡＣ電源の両端間で、ダイオードＤ１と上記第１スイッチング素子Ｑ１とが、上記インダクタＬと負荷とに直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間で、上記第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２とが、上記インダクタＬと負荷とに直列に接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２との直列回路との両端間に上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路が接続され、
上記インダクタＬと負荷との直列回路の両端に第１平滑コンデンサＣ１と上記第３スイッチング素子Ｑ３とが直列に接続され、
上記インダクタＬと負荷との直列回路の両端に上記第４スイッチング素子Ｑ４と第２平滑コンデンサＣ２とが直列に接続され、
上記第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路の両端間に上記第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と上記第１、２平滑コンデンサＣ１，Ｃ２間の接続点間に上記ＡＣ電源が接続され、
上記第１平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記インダクタＬ、上記負荷ＬＤ、上記第３スイッチング素子Ｑ３のバイパスが直列に接続され、
上記第２平滑コンデンサＣ２の両端間に、上記第４スイッチング素子Ｑ４のバイパス、上記負荷ＬＤ、上記インダクタＬが直列に接続された。
【請求項１２】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４からなり、
上記ＡＣ電源の両端間で、第１ダイオードＤ１と第１平滑コンデンサＣ１とが、上記インダクタＬと負荷とに直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間で、第２ダイオードＤ２と第２平滑コンデンサＣ２とが、上記インダクタＬと負荷とに直列に接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１，Ｄ２との直列回路の両端間に上記第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１，Ｄ２との直列回路の両端間に上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路が接続され、
上記インダクタＬと負荷ＬＤの直列回路の両端間に、第３ダイオードＤ３と上記第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路が接続され、
上記インダクタＬと負荷ＬＤの直列回路の両端間に、第４ダイオードＤ４と上記第４イッチング素子Ｑ４との直列回路が接続され、
上記第３、４ダイオードＤ３、Ｄ４の直列回路の両端間に、上記第３、４スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路が接続され、
上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、上記第１，第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点との間に上記ＡＣ電源が挿入された。
【請求項１３】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４からなり、
上記第２スイッチング素子Ｑ２と上記第４スイッチング素子Ｑ４とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備え、
上記ＡＣ電源の両端間に、第１ダイオードＤ１と上記第１スイッチング素子Ｑ１と第２ダイオードＤ２とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間に、上記第１ダイオードＤ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２と上記第２ダイオードＤ４と、平滑コンデンサＣ１とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間に、第３ダイオードＤ３と上記第３スイッチング素子Ｑ３と第４ダイオードＤ４とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間に、第３ダイオードＤ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４と上記平滑コンデンサＣ１と上記第４ダイオードＤ４とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続され、
上記第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、上記インダクタＬ、負荷との直列回路が上記平滑コンデンサの両端間に接続され、
上記第２、３スイッチング素子Ｑ３、Ｑ２、上記インダクタＬ，負荷との直列回路が上記平滑コンデンサＣ１の両端間に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記第２ダイオードＤ２、上記ＡＣ電源、上記第１ダイオードＤ１、上記負荷ＬＤ、上記インダクタＬ、上記第２スイッチング素子Ｑ２のパイパスが直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記第４ダイオードＤ４、上記ＡＣ電源、上記第３ダイオードＤ３、上記インダクタＬ、上記負荷ＬＤ、上記第４スイッチング素子Ｑ４のバイパスが直列に接続された。
【請求項１４】
請求項１に記載の電力コンバータにおいて、
上記インダクタが整流素子を介して上記平滑コンデンサに接続された。
【請求項１５】
請求項１４に記載の電力コンバータにおいて、
上記インダクタＬが１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とを備え、
上記１次巻線ｎ１を通して負荷への電流が供給され、
上記２次巻線ｎ２が上記整流素子を介して上記平滑コンデンサＣ１に接続されて、２次巻線で発生する電流により上記平滑コンデンサＣ１を充電する。
【請求項１６】
請求項１４に記載の電力コンバータにおいて、
上記ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢが備えられ、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２からなり、
上記整流回路ＤＢの両端間に、上記第１スイッチング素子Ｑ１が上記インダクタＬと上記負荷ＬＤとに直列に接続され、
上記インダクタＬの両端間に第１ダイオードＤ１と上記平滑コンデンサＣ１と第２ダイオードＤ２とが直列に接続され、上記第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２が上記の整流素子を規定し、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記第２スイッチング素子Ｑ２と上記インダクタＬと上記負荷ＬＤとの直列回路が接続された。
【請求項１７】
請求項１５に記載の電力コンバータにおいて、
上記ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢが備えられ、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２からなり、
上記整流回路の両端間に、上記第１スイッチング素子Ｑ１が上記インダクタＬの上記１次巻線ｎ１と上記負荷ＬＤとに直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記第２スイッチング素子Ｑ２、上記インダクタＬ、負荷ＬＤが直列に接続され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記２次巻線ｎ２と第１ダイオードＤ１が接続され、
上記１次巻線ｎ１の両端間に、負荷ＬＤと第２ダイオードＤ２とが直列に接続され、
上記第１ダイオードＤ１が上記の整流素子を規定する。
実施形態２３  ＜図７６〜７８＞
【請求項１８】
請求項１４に記載の電力コンバータにおいて、
上記ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢが備えられ、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２からなり、
上記整流回路ＤＢの両端間で、上記第１スイッチング素子Ｑ１が上記インダクタＬと上記負荷ＬＤと上記平滑コンデンサＣ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２とに直列に接続され、
上記整流回路ＤＢの両端間で、上記第１スイッチング素子Ｑ１が上記インダクタＬと上記負荷ＬＤと第１ダイオードＤ１とに直列に接続され、
上記インダクタＬの両端間に、第２ダイオードＤ２と上記平滑コンデンサＣ１と第３ダイオードＤ３との直列回路が挿入され、上記第２、３ダイオードＤ２、Ｄ３が上記整流素子を規定する。
【請求項１９】
請求項１４に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４とからなり、
上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とはそれぞれの両端間にパイバスが設けられて、逆方向へ電流を流すことを可能としており、
上記ＡＣ電源の両端間に、第１ダイオードＤ１と上記第１スイッチング素子Ｑ１と上記インダクタＬと負荷ＬＤとが直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間に、負荷ＬＤと上記インダクタＬと上記第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオード２とが直列に接続され、
上記インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間に、上記第３スイッチング素子Ｑ３と上記第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスとが直列に接続され、
上記インダクタＬの両端間に、第３ダイオード３と上記平滑コンデンサＣ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスが直列に接続され、
上記インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間に、上記第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと上記第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続され、
上記インダクタＬの両端間に、上記第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと上記平滑コンデンサＣ１と第４ダイオードＤ４とが直列に接続され、
上記第３ダイオードＤ３と上記第４ダイオードＤ４が上記の整流素子を規定する。
【請求項２０】
請求項１５に記載の電力コンバータにおいて、
上記スイッチング素子は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４とからなり、
上記第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とはそれぞれの両端間にパイバスが設けられて、逆方向へ電流を流すことを可能としており、
上記ＡＣ電源の両端間に、第１ダイオードＤ１と上記第１スイッチング素子Ｑ１と上記インダクタＬの１次巻線ｎ１と負荷ＬＤとが直列に接続され、
上記ＡＣ電源の両端間に、負荷ＬＤと上記１次巻線ｎ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２とが直列に接続され、
上記１次巻線ｎ１と負荷ＬＤとの直列回路の両端間に、上記第３スイッチング素子Ｑ３と上記第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスとが直列に接続され、
上記１次巻線ｎ１と負荷ＬＤとの直列回路の両端間に、上記第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと上記第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続され、
上記第２巻線ｎ２の両端間に、第３ダイオードＤ３と上記平滑コンデンサＣ１と第４ダイオードＤ４との直列回路が挿入され、
上記第２巻線ｎ２の両端間に、第５ダイオードＤ５と上記平滑コンデンサＣ１と第６ダイオードＤ６との直列回路が挿入され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記第１スイッチング素子Ｑ１、上記１次巻線ｎ１、負荷ＬＤ、上記第３スイッチング素子Ｑ３の直列回路が挿入され、
上記平滑コンデンサＣ１の両端間に、上記第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤ、上記１次巻線ｎ１、上記第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路が挿入され、
上記第３、４、５、６ダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６が上記整流素子を規定する。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、ＡＣ電源から負荷へ電力を供給するための電力コンバータに関するものである。
背景技術
日本特許出願公報特開平８−２２３９１５は従来の電力コンバータを開示する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からのＡＣ電力を変換して、負荷にＤＣ電力を与える。ブーストコンバータと、バックコンバータが並列に構成され、電源電圧に応じていずれか一方が動作する。２つのコンバータはそれぞれスイッチング素子を備え、各スイッチング素子をＡＣ電源の周波数よりも十分に高い周波数でオンオフさせることにより、高周波歪みを改善させながら、負荷へ電流を供給している。この電力コンバータは複数のスイッチング素子と一つのインダクタを備え、インダクタを両コンバータで共用している。スイッチング素子は異なるパターンでオン・オフの制御が行われて、複数の異なる電流供給モードが与えられ、これらの電流供給モードが繰り返されることで負荷に電力が供給されて、高調波歪みを改善している。しかしながら、これら複数のモードの内の一つでは、インダクタと負荷とを同時に電流が流れないため、負荷への電流供給がなされない間にインダクタにエネルギーが蓄積されることになり、負荷への平均出力電流に比べて、インダクタに入力される電流量が一時的に大きくなり、その結果、インダクタやスイッチング素子に大きな耐圧のものが必要で、回路の小型化に対する障害となる問題がある。
発明の開示
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、高調波歪みが少なくて小型化と高効率化とを両立した電力コンバータを提供することにある。
本発明に係る電力コンバータは、ＡＣ電源から供給される入力電流を断続的にオン・オフして負荷への出力電流を与える複数のスイッチング素子と、ＡＣ電源から負荷への入力電流の経路に設けたインダクタと、負荷への電流を平滑する平滑コンデンサと、スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とで構成される。インダクタと負荷とはＡＣ電源の両端間に直列に接続されて、ＡＣ電源からの電流が直接負荷に流れるように構成される。また、インダクタと負荷との直列回路の両端間に平滑コンデンサが接続され、平滑コンデンサを流れる電流が負荷に供給されて低周波リップルを低減する。
制御回路は、複数のスイッチング素子のオン・オフの制御を異なるパターンで行うことで、第１電流供給モードと第２電流供給モードとを作り出す。第１電流供給モードでは、ＡＣ電源からの入力電流をインダクタと負荷とを含む閉ループに供給してこの間にＡＣ電源からの電流が負荷に直接供給される。第２電流供給モードでは、負荷への出力電流をインダクタと負荷とを含むがＡＣ電源を含まない閉ループに供給してこの間にインダクタに蓄積されたエネルギーで負荷に電流を供給する。制御回路はＡＣ電源から供給されるＡＣ電流の各半周期の間で第１電流供給モードと第２電流供給モードとを交互に繰り返して、インダクタと負荷とへ常に電流を流すことを特徴とする。このため、常にインダクタと負荷とを含む電流ループが常に生じることとなり、インダクタは負荷に必要とされる平均出力電流に近い入力電流を流すだけで済み、高調波歪みを改善しながらも、インダクタンスが小さい小型のインダクタの使用が可能となり、装置全体の小型化が達成できる。この結果、高効率で且つ小型の電力コンバータを作り出すことができる。
好ましくは、制御回路が３つの異なるパターンで複数のスイッチング素子のオン・オフ制御を行い、第１パターン、第２パターン、第３パターンをこの順で繰り返す。これら３つのパターンの内一つが第１電流供給モードと第２電流モードの内の一つを規定し、残り２つのパターンが他の電流モードを規定するものであり、第１パターンから第３パターンに進むにつれてインダクタに印加される電圧を減少させることが好ましい。この構成によれば、インダクタに流れる電流のピーク値を抑制しながら、十分な電流をインダクタを介して負荷に供給することができ、その結果、電力変換の損失低減、装置の小型化を図ることができる。
また、第１パターンの制御時には平滑コンデンサからの放電電流がインダクタを介して流れ、第２パターンの制御時にはインダクタを流れる電流が平滑コンデンサを流れず、第３パターンの制御時には、インダクタを流れる電流によって平滑コンデンサが充電される。このため、常時インダクタに電流を供給することができて、インダクタを流れる電流の電圧の時間軸に沿った変化が略台形状となり、インダクタを流れる電流のピークを低く押さえて、インダクタの小型化が達成できる。
上記の電力コンバータを実現する一つの具体回路構成では、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢが備えられ、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３の３つのスイッチング素子が備えられる。第１のスイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３とが整流回路ＤＢの両端間で、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第１ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１とに直列に接続される。第２ダイオードＤ２が平滑コンデンサＣ１と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に接続される。インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子の直列回路の両端間で、第２ダイオードＤ２が第３ダイオードＤ３と直列接続される。第２スイッチング素子Ｑ２の両端間で平滑コンデンサＣ１に第４ダイオードＤ４が直列接続される。
制御回路は第１〜第３のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ制御を異なる３つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流すことが可能である。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢに加えて、５つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５を備える。第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備える。第１スイッチング素子Ｑ１と上記第２スイッチング素子Ｑ２とが、整流回路ＤＢの両端間で、第１ダイオードＤ１と直列に接続され、第１ダイオードＤ１は整流回路ＤＢの高電圧側の一端と第１スイッチング素子Ｑ１との間に挿入されて、第１ダイオードＤ１のカソードが第１スイッチング素子Ｑ１に接続される。第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４とは、整流回路ＤＢの両端間で、第２ダイオードＤ２と直列に接続され、第２ダイオードＤ２は上記整流回路の高電圧側の一端と第３スイッチング素子Ｑ３との間に挿入されて、第２ダイオードＤ２のカソードが第３スイッチング素子Ｑ３に結合される。第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４が共通の第３ダイオードＤ３を介して整流回路ＤＢの低電圧側の一端に接続される。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との接続点と、第３スイッチング素子Ｑ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４との接続点との間で、インダクタＬが負荷ＬＤと直列に接続される。第５スイッチング素子Ｑ５は、整流回路ＤＢの両端間で、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ１と直列に接続される。また、この第５スイッチング素子Ｑ５は、整流回路ＤＢの両端間で、第１ダイオードＤ２、第３スイッチング素子Ｑ３、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１と直列に接続される。平滑コンデンサＣ１の両端間には、第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスと、インダクタＬと負荷ＬＤとが第４ダイオードＤ４と直列に接続される。また、平滑コンデンサＣ１の両端間には、第４スイッチング素子Ｑ４のパイパスと、負荷ＬＤと、インダクタＬとが第５ダイオードＤと直列に接続される。
制御回路は第５スイッチング素子Ｑ５を所定のサイクルでオン・オフさせながら、第１、４のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を同時にオン・オフさせ、その間第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の両方をオフとすることで負荷に一方向の電流を流し、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を同時にオン・オフさせ、その間に第１、４のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の両方をオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流すことで、所定の周波数の交番電流で負荷を駆動することができる。従って、５つのスイッチング素子を使用するだけで、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。第２、第４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４はそれぞれの両端間にバイパスが設けられて、逆方向に電流を流すことを可能としており、インダクタＬに蓄積されるエネルギーから生じる電流が、第２、第４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の何れかを介して平滑コンデンサＣ１を充電する。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢに加えて、５つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５を備える。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが、整流回路ＤＢの両端間で、第１ダイオードＤ１と直列に接続され、第１ダイオードＤ１は整流回路ＤＢの高電圧側の一端と第１スイッチング素子Ｑ１との間に挿入されて、第１ダイオードＤ１のカソードが第１スイッチング素子Ｑ１に接続される。第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４とが、整流回路ＤＢの両端間で、第２ダイオードＤ２と直列に接続され、第２ダイオードＤ２は上記整流回路の高電圧側の一端と第３スイッチング素子Ｑ３との間に挿入されて、第２ダイオードＤ２のカソードが第３スイッチング素子Ｑ３に結合される。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との接続点と、第３スイッチング素子Ｑ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４との接続点との間で、インダクタＬが負荷ＬＤと直列に接続される。平滑コンデンサＣ１の両端間には、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、及び第４スイッチング素子Ｑ４の直列回路や、第２ダイオードＤ２、第３スイッチング素子Ｑ３、インダクタＬ、負荷ＬＤ、及び第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路が、第５スイッチング素子Ｑ５と直列に接続される。平滑コンデンサＣ１の両端間には、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷、第３ダイオードＤ３が直列に接続される。また、平滑コンデンサＣ１の両端間には、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第２ダイオードＤ２、第１スイッチング素子Ｑ３、インダクタＬ、負荷、第４ダイオードＤ４が直列に接続される。
制御回路は、第５スイッチング素子Ｑ５を所定のサイクルでオン・オフさせながら、第１、４のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を同時にオン・オフさせ、その間第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の両方をオフとすることで負荷に一方向の電流を流し、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を同時にオン・オフさせ、その間に第１、４のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の両方をオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流すことで、所定の周波数の交番電流で負荷を駆動することができる。従って、５つのスイッチング素子を使用するだけで、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが、ＡＣ電源の両端間でインダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが、ＡＣ電源の両端間でインダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備える。第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間には、第１平滑コンデンサＣ１と第２平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続される。また、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間には、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との直列回路が接続される。第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点と、ＡＣ電源の一端との間にダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４が挿入され、ダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４の入力端がそれぞれ、第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点及びＡＣ電源の一端に接続される。ダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４の出力端間には第１スイッチング素子Ｑ１が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端間に、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との直列回路が接続され、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４間の接続点との間に、インダクタＬと負荷ＬＤとが直列に接続される。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との直列回路の両端間に第４スイッチング素子Ｑ４が接続される。第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の直列回路の両端間に第５ダイオードＤ５と第６ダイオードＤ６との直列回路が接続され、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、第５、６ダイオードＤ５、Ｄ６間の接続点間にＡＣ電源が挿入される。
制御回路は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせながら、第２スイッチング素子Ｑ２をオン・オフさせ、その間に第３スイッチング素子をオフに維持することで負荷に一方向の電流を流し、第３スイッチング素子Ｑ３をオン・オフさせその間に第２スイッチング素子をオフに維持することで負荷に逆方向の電流を流すことができる。従って、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の一方のオンオフ動作から他方のオンオフ動作までの時間を設定することで所定の周波数での交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備える。第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は直列に接続され、この直列回路の両端間に第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との直列回路が接続される。また、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に、第１平滑コンデンサＣ１と第２平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続される。第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点とＡＣ電源の一端との間にはダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４が挿入され、ダイオードブリッジの入力端がそれぞれ、第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点とＡＣ電源の一端とに接続され、ダイオードブリッジの出力端間に第１スイッチング素子Ｑ１が接続され、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点にＡＣ電源の他端が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３間の接続点との間に、ダイオードブリッジＤ３〜Ｄ６が挿入され、直列接続されたダイオードＤ３、Ｄ４間の接続点と、直列接続されたダイオードＤ５、Ｄ６の接続点との間に、インダクタＬと負荷とが直列に接続される。また、第ダイオードＤ５、Ｄ６の直列回路の両端間に第４スイッチング素子Ｑ４が接続される。
制御回路は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせながら、第２スイッチング素子Ｑ２をオン・オフさせ、その間に第３スイッチング素子をオフに維持することで負荷に一方向の電流を流し、第３スイッチング素子Ｑ３をオン・オフさせその間に第２スイッチング素子をオフに維持することで負荷に逆方向の電流を流すことができる。従って、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の一方のオンオフ動作から他方のオンオフ動作までの時間を設定することで所定の周波数での交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。第１スイッチング素子Ｑ１と第１平滑コンデンサＣ１とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第２スイッチング素子Ｑ２と第２平滑コンデンサＣ２とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備える。第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列接続され、この直列回路の両端に、第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第１ダイオードＤ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが直列に接続されると共に、第２ダイオードＤ２と第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続される。また、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端間に第３、４スイッチング素子Ｄ３、Ｄ４の直列回路が接続され、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点と、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点との間にＡＣ電源が挿入される。第１平滑コンデンサＣ１の両端には、負荷、インダクタ、ＡＣ電源、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスが直列に接続される。また、第２平滑コンデンサＣ２の両端には、第２スイッチング素子Ｑ２のパイパス、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷が直列に接続される。
制御回路は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせる間、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を共にオフとすることで、負荷に一方向の電流を流し、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオン・オフさせる間、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を共にオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流す。従って、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の交互オン・オフ動作から第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の交互オン・オフ動作までの時間を設定することで所定の周波数の交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１が、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２が、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備える。第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列接続され、その直列回路の両端間に第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路、及び平滑コンデンサＣ１が接続される。また、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２との直列回路の両端間には第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点と、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４間の接続点との間にＡＣ電源が挿入され、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点と、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４間の接続点との間にインダクタＬと負荷ＬＤとが直列に挿入される。従って、平滑コンデンサＣ１の両端に、第２スイッチング素子Ｑ２のパイパス、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１が直列に接続されると共に、平滑コンデンサＣ１の両端に、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスが直列に接続される。
制御回路は、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオン・オフ駆動する間、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の両方をオフに維持することで負荷に一方向の電流を流し、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオン・オフ駆動する間、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の両方をオフに維持することで負荷に逆方向の電流を流す。従って、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン・オフ動作から第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ動作までの時間を設定することで所定の周波数の交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１が、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続されると共に、第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続される。第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列に接続され、この直列回路の両端に第１、２ダイオードＤ１，Ｄ２との直列回路が接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端には、第３スイッチング素子Ｑ３と第１平滑コンデンサＣ１とが直列に接続され。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端に第４スイッチング素子Ｑ２と第２平滑コンデンサＣ２とが直列に接続される。第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備える。第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２は直列に接続され、その直列回路の両端間に第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と第１，２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点間にＡＣ電源が接続される。第１平滑コンデンサＣ１の両端間には、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３のバイパスが直列に接続される。また、第２平滑コンデンサＣ２の両端間には、第４スイッチング素子Ｑ４のバイパス、負荷ＬＤ、インダクタＬが直列に接続される。
制御回路は、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオン・オフさせる間、第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を共にオフとすることで、負荷に一方向の電流を流し、第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせる間、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を共にオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流す。従って、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の交互オン・オフ動作から第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の交互オン・オフ動作までの時間を設定することで所定の周波数の交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。ＡＣ電源の両端間には、第１ダイオードＤ１と第１平滑コンデンサＣ１とが、インダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続されると共に、第２ダイオードＤ２と第２平滑コンデンサＣ２とが、インダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続される。第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２は直列に接続され、その直列回路の両端間に第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続される。また、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２との直列回路の両端間に第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路が接続される。インダクタＬと負荷ＬＤの直列回路の両端間には、第３ダイオードＤ３と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路が接続されると共に、第４ダイオードＤ４と第４イッチング素子Ｑ４との直列回路が接続される。第３、４ダイオードＤ３、Ｄ４は直列に接続され、その直列回路の両端間に第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路が接続される。ＡＣ電源は、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点との間に挿入される。
制御回路は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせる間、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を共にオフとすることで、負荷に一方向の電流を流し、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオン・オフさせる間、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を共にオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流す。従って、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の交互オン・オフ動作から第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の交互オン・オフ動作までの時間を設定することで所定の周波数の交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。ＡＣ電源の両端間には、第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１と第２ダイオードＤ２とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第１ダイオードＤ１と第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１とが、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。また、ＡＣ電源の両端間には、第３ダイオードＤ３と第３スイッチング素子Ｑ３と第４ダイオードＤ４とが、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第３ダイオードＤ３と第４スイッチング素子Ｑ４と平滑コンデンサＣ１と第４ダイオードＤ４とが、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４とは、各スイッチング素子の両端間に逆方向に電流を流すバイパスを備え、平滑コンデンサＣ１の両端には、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、インダクタＬ、負荷ＬＤとの直列回路が接続されると共に、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、インダクタＬ、負荷ＬＤとの直列回路が接続される。また、平滑コンデンサＣ１の両端間に、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第２スイッチング素子Ｑ２のパイパスが直列に接続される。更に、平滑コンデンサＣ１の両端間に、第４ダイオードＤ４、ＡＣ電源、第３ダイオードＤ３、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４のバイパスが直列に接続される。
制御回路は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４とを異なるデューティ比でオン・オフさせる間、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を共にオフとすることで、負荷に一方向の電流を流し、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３を異なるデューティ比でオン・オフさせる間、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を共にオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流す。従って、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン・オフ動作から第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ動作までの時間を設定することで所定の周波数の交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、
インダクタＬが平滑コンデンサへ整流子を介して接続されることが望ましい。また、インダクタとして１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とを備えるものを使用して、１次巻線ｎ１を通して負荷への電流が供給され、２次巻線ｎ２が整流素子を介して上記平滑コンデンサＣ１に接続されて、２次巻線で発生する電流により上記平滑コンデンサＣ１を充電することが好ましい。このように、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とを備えるインダクタを使用すれば、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻線比を適宜に選択することで、平滑コンデンサの両端電圧を所望の値に設定でき、回路設計の自由度が向上する。
更に、他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流する整流回路ＤＢと、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を用いた電力変換を行う。整流回路の両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１がインダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続され、インダクタＬの両端間に第１ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１と第２ダイオードＤ２とが直列に接続され、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２が上記の整流素子を規定する。また、平滑コンデンサＣ１の両端間には、第２スイッチング素子Ｑ２と上記インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路が接続される。
制御回路は、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオンオフする期間と同時にオフとなる期間を含めるよう制御することで、常に負荷とインダクタとに電流を流しながら、力率改善と同時に負荷への電流を限流することが、２つのスイッチング素子を使用して達成できる。
また、第１ダイオードＤ１は、整流回路ＤＢの両端間でインダクタＬと平滑コンデンサＣ１と直列に接続されているため、ＡＣ電源のピーク電圧付近では、電流が第１ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサへ分流されるため、負荷への供給電圧が過剰となることが防止できる。
更に、他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流する整流回路ＤＢと、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を用いた電力変換を行い、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とを備えたインダクタを使用する。整流回路の両端間に、第１スイッチング素子Ｑ１がインダクタＬの１次巻線ｎ１と負荷ＬＤとに直列に接続される。平滑コンデンサＣ１の両端間には、第２スイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ、負荷ＬＤが直列に接続される。また、平滑コンデンサＣ１の両端間には、２次巻線ｎ２と第１ダイオードＤ１が接続され、この第１ダイオードＤ１が整流素子を規定する。１次巻線ｎ１の両端間には負荷ＬＤと第２ダイオードＤ２とが直列に接続される。
制御回路は、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御を交互にオンオフする期間と同時にオフとなる期間を含めるよう制御することで、常に負荷とインダクタとに電流を流しながら、力率改善と同時に負荷への電流を限流することが、２つのスイッチング素子を使用して達成できる。更に、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻線比を選択することで、平滑コンデンサの両端電圧を所望の値に設定でき、回路設計の自由度が向上する。
更に、他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流する整流回路ＤＢと、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を用いた電力変換を行う。この回路では、整流回路ＤＢの両端間で、第１スイッチング素子Ｑ１がインダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１と第２スイッチング素子Ｑ２とに直列に接続されると共に、同じく整流回路の両端間で、第１スイッチング素子Ｑ１がインダクタＬと負荷ＬＤと第１ダイオードＤ１とに直列に接続される。インダクタＬの両端間には、第２ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１と第３ダイオードＤ３との直列回路が挿入され、第２、３ダイオードＤ２、３がインダクタから平滑コンデンサへの電流を流す上記の整流子を規定する。
制御回路は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを、両方がオンの期間、片方のみがオフの期間、両方がオフの期間を作り出すように制御することで、常に負荷とインダクタとに電流を流しながら、力率改善と同時に負荷への電流を限流することが、２つのスイッチング素子を使用して達成できる。更に、インダクタを流れる余剰な電力は第２、３ダイオードＤ２、Ｄ３を介して平滑コンデンサに分流することができて、負荷に安定した電力を供給することができる。また、第１、２スイッチング素子は、３つの異なるパターンで制御される内の２つのパターンにおいて、ＡＣ電源からの入力電流をインダクタ及び負荷に流すため、入力電流の休止期間が少なく、高調波成分の抑制効果が高い。
更に、他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とはそれぞれの両端間にバイパスが設けられて、逆方向へ電流を流すことを可能としている。この回路では、ＡＣ電源の両端間に、第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬと負荷ＬＤとが直列に接続され、同じく、ＡＣ電源の両端間に、負荷ＬＤとインダクタＬと第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２とが直列に接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第３スイッチング素子Ｑ３と第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスとが直列に接続される。また、インダクタＬの両端間に、第３ダイオード３と平滑コンデンサＣ１と第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスが直列に接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続される。インダクタＬの両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと平滑コンデンサＣ１と第４ダイオード２３とが直列に接続される。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４は、インダクタＬから平滑コンデンサへの電流を流す上記の整流素子を規定する。
制御回路は、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を、両方が同時にオンの期間、片方のみがオンの期間、両方がオフの期間となるように３つのパターンを繰り返しながら、この間に第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を共にオフに維持するように制御することで、負荷に一方向に電流を流し、第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を、両方が同時にオンの期間、片方のみがオンの期間、両方がオフの期間となるように３つのパターンを繰り返しながら、この間に第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を共にオフに維持するように制御することで、負荷に逆方向の電流を流す。このため、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のオン・オフ動作から第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のオン・オフ動作までの時間を設定することで所定の周波数の交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
更に、インダクタを流れる余剰の電力は第３ダイオードＤ３や第４ダイオードＤ４を介して平滑コンデンサに分流することができるため、負荷へ安定した電力を供給することができる。
更に、他の具体回路構成に係る電力コンバータでは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を用いて、負荷へ交番電流を流すように設計される。第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とはそれぞれの両端間にバイパスが設けられて、逆方向へ電流を流すことを可能としている。ＡＣ電源の両端間には、第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬの１次巻線ｎ１と負荷ＬＤとが直列に接続され、同じくＡＣ電源の両端間には、負荷ＬＤと１次巻線ｎ１と第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオード２とが直列に接続される。１次巻線ｎ１と負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第３スイッチング素子Ｑ３と第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスとが直列に接続される。また、１次巻線ｎ１と負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続される。第２巻線ｎ２の両端間には、第３ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ１と第４ダイオードＤ４との直列回路が挿入され、同じく第２巻線ｎ２の両端間には、第５ダイオードＤ５と平滑コンデンサＣ１と第６ダイオードＤ３６との直列回路が挿入される。平滑コンデンサＣ１の両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１、次巻線ｎ１、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３の直列回路が挿入される。更に、平滑コンデンサＣ１の両端間には、第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤ、１次巻線ｎ１、第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路が挿入される。インダクタＬから平滑コンデンサへ電流を流す上記の整流素子は第３、４、５、６ダイオードＤ３〜Ｄ６によって規定される。
制御回路は、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を、両方が同時にオフの期間、片方のみがオンの期間となるように３つのパターンを繰り返しながら、この間に第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を共にオフに維持するように制御することで、負荷に一方向に電流を流し、第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を、両方が同時にオフの期間、片方のみがオンの期間となるように３つのパターンを繰り返しながら、この間に第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を共にオフに維持するように制御することで、負荷に逆方向の電流を流す。このため、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のオン・オフ動作から第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のオン・オフ動作までの時間を設定することで所定の周波数の交番電流を負荷に与えることができ、常に負荷とインダクタに電流を流しながら、４つのスイッチング素子を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣの電力変換とＤＣ−ＡＣの電力変換を同時に達成できる。
この場合、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻線比を選択することで、平滑コンデンサの両端電圧を所望の値に設定でき、回路設計の自由度が向上する。
発明を実施するための最良の形態
（第１実施形態）
図１〜５に基づいて、本発明の第１実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換して放電灯のような負荷を駆動するために構成される。この電力コンバータは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢと、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３の３つのスイッチング素子、及びこれらのスイッチング素子のオン・オフ制御を行う制御回路１を備える。第１のスイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ３と第３スイッチング素子Ｑ２とが整流回路ＤＢの両端間で、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第１ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１とに直列に接続される。第２ダイオードＤ２が平滑コンデンサＣ１と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に接続される。インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子の直列回路の両端間で、第２ダイオードＤ２が第３ダイオードＤ３と直列接続される。第２スイッチング素子Ｑ２の両端間で平滑コンデンサＣ１に第４ダイオードＤ４が直列接続される。尚、ＡＣ電源と整流回路ＤＢとの間にはローパスフィルタが設けられる。
制御回路１は、第１〜第３のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ制御を異なる３つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流すものであり、図２に示すように、スイッチング素子を３つのパターンのオン・オフ動作を、ＡＣ電源からのＡＣ電流の半周期の間に複数回繰り返す。第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３の全てがオンとされ、第２パターンでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子はＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図３Ａ〜３Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図３Ａに示すように、第１の期間Ｔ１では、ＡＣ電源から整流回路、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループを電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１と入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅとの直列回路の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２では、図３Ｂに示すように、ＡＣ電源から、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、ンダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源ＡＣの閉ループで電流Ｉ２が増加しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ｂに示すように、直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図３Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬから、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、第３、ダイオードＤ１、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ｃに示すように、インダクタ１と負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第１の期間Ｔ１及び第２の期間Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含むループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第３の期間Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まないループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
インダクタＬには、図５に示すように期間Ｔ１〜Ｔ３を通じて略台形波状の電流ＩＬ１が流れ、インダクタＬがＡＣ電源からの入力電流に寄与する期間は期間Ｔ１〜Ｔ２であり、インダクタＬが負荷ＬＤへの出力電流に寄与する期間は期間Ｔ１〜Ｔ３となる。
ここで、入力電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）：Ｖｉｎ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧：Ｖｃ１、負荷ＬＤの両端電圧ＶＬｄとすると、第１の期間Ｔ１におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１は、ＶＬｔ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、第２の期間Ｔ２におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ２は、ＶＬｔ２＝Ｖｉｎ−ＶＬｄで表され、第３の期間Ｔ３におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ３は、ＶＬｔ３＝−ＶＬｄ−Ｖｃ１で表され、回路構成上、Ｖｃ１＞Ｖｉｎは常に成り立ち、ＶＬｔ１＞ＶＬｔ２＞ＶＬｔ３は常に成立する。このインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１〜ＶＬｔ３は、期間Ｔ１〜Ｔ３におけるインダクタ電流ＩＬ１の傾きを定義しており、期間Ｔ１での傾き＞期間Ｔ２での傾き＞期間Ｔ３での傾きとなり、したがって、インダクタ電流ＩＬ１は台形波状になる。
所望の入出力電圧における電力変換量は、インダクタＬに流れる電流量の平均値に比例して増減する。本実施形態では、インダクタ電流ＩＬを上記のように略台形波状にすることによって、ピーク値を抑制したインダクタ電流ＩＬが実現できて、インダクタＬの小型化が可能となる。尚、単一のインダクタＬによって、高調波歪み改善と及び限流の動作に寄与しているため、電力コンバータの小型化が達成できる。
また、本実施形態では、第１の期間Ｔ１，第２の期間Ｔ２で、ＡＣ電源からの入力電流がインダクタＬを介して直接、負荷ＬＤに流入するループが形成されており、ＡＣ電源から負荷に至る電流が経る素子数を少なくすることが可能となり、電力変換時の損失低減、装置の小型化を可能にしている。
また、本実施形態では、負荷への出力電流は全期間を通してインダクタＬを介して供給されており、常にインダクタＬが負荷へ電流を供給するものとなるため、インダクタ電流ＩＬのピーク値を低くすることができている。これに伴って、電力変換時のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３、インダクタＬ、ダイオードＤ１〜Ｄ４での損失を低減し、装置の小型化を可能にしている。
更に、本実施形態では、インダクタＬと負荷ＬＤと含む電流ループが常に形成され、ＡＣ電源とインダクタＬと負荷ＬＤとを含む電流ループが期間Ｔ１、Ｔ２に形成されているため、インダクタ電流ＩＬ１が入力に寄与する時間（Ｔ１、Ｔ２）は、負荷ＬＤへの出力に寄与する時間（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）よりも短くなっている。ここで、回路損失を無視すると、電力コンバータにおける入力電力と出力電力とは同値であり、電源電圧が負荷電圧より高い場合に出力電流（ＡＣ電源または平滑コンデンサから負荷への電流）は入力電流（ＡＣ電源から負荷乃至平滑コンデンサ）より大きくなる。入力電流と出力電流の大小関係と入力に寄与する時間と出力に寄与する時間の大小関係が一致すると、より大きな電流をより長い時間をかけて変換できるため、チョーク電流のピーク電流を抑制でき、電源電圧が負荷電圧よりも高い場合に好適な電力コンバータとすることができる。
（第２実施形態）
図６〜図９に基づいて、本発明の第２実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータの回路構成は第１実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図６に示すように、３つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ制御を異なる３つのパターンで制御する。第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３の全てがオンとされ、第２パターンでは、スイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第３パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図７Ａ〜７Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図７Ａに示すように、第１の期間Ｔ１では、ＡＣ電源から整流回路、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源のループを電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図８Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１と入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅとの直列回路の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２では、図７Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬからダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３の閉ループで電流Ｉ２が減少しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図８Ｂに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図７Ｃ）に示すように、ＡＣ電源から、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図８Ｃに示すように、直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第１の期間Ｔ１及び第３の期間Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第２の期間Ｔ２では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
インダクタＬには、図９に示すように期間Ｔ１〜Ｔ３を通じて略台形波状の電流ＩＬ１が流れ、インダクタＬがＡＣ電源からの入力電流に寄与する期間は期間Ｔ１、Ｔ３であり、インダクタＬが負荷ＬＤへの出力電流に寄与する期間は、期間Ｔ１〜Ｔ３となる。
整流回路ＤＢの出力電圧：Ｖｉｎ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧：Ｖｃ１、負荷ＬＤの両端電圧ＶＬｄとすると、第１の期間Ｔ１におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１は、ＶＬｔ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、第２の期間Ｔ２におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ２は、ＶＬｔ２＝−ＶＬｄで表され、第３の期間Ｔ３におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ３は、ＶＬｔ３＝Ｖｉｎ−Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、回路構成上、Ｖｃ１＞Ｖｉｎは常に成り立ち、ＶＬｔ１＞ＶＬｔ２＞ＶＬｔ３は常に成立する。このインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１〜ＶＬｔ３は、期間Ｔ１〜Ｔ３におけるインダクタ電流ＩＬ１の傾きを定義しており、期間Ｔ１での傾き＞期間Ｔ２での傾き＞期間Ｔ３での傾きとなり、電流ＩＬ１は台形波状になる。
（第３実施形態）
図１０〜図１３に基づいて、本発明の第３実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータの回路構成は第１実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図１０に示すように、３つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ制御を異なる３つのパターンで制御する。第１パターンではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンとされ、第３パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図１１Ａ〜１１Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図１１Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３、第３ダイオードＤ３、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１２Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図１１Ｂに示すように、ＡＣ電源から、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２が増加しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図１２Ｂに示すように、入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図１１Ｃに示すように、ＡＣ電源から、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１２Ｃ）に示すように、直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２及び第３の期間Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１の期間Ｔ１では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
インダクタＬには、図１３に示すように期間Ｔ１〜Ｔ３を通じて略台形波状の電流ＩＬ１が流れ、インダクタＬがＡＣ電源からの入力電流に寄与する期間は期間Ｔ２、Ｔ３であり、インダクタＬが負荷ＬＤへの出力電流に寄与する期間は期間Ｔ１〜Ｔ３となる。
ここで、整流回路ＤＢの出力電圧：Ｖｉｎ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧：Ｖｃ１、負荷ＬＤの両端電圧ＶＬｄとすると、第１の期間Ｔ１におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１は、ＶＬｔ１＝Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、第２の期間Ｔ２におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ２は、ＶＬｔ２＝Ｖｉｎ−ＶＬｄで表され、第３の期間Ｔ３におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ３は、ＶＬｔ３＝Ｖｉｎ−Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、回路構成上、Ｖｃ１＞Ｖｉｎは常に成り立ち、ＶＬｔ１＞ＶＬｔ２＞ＶＬｔ３は常に成立する。このインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１〜ＶＬｔ３は、期間Ｔ１〜Ｔ３におけるインダクタ電流ＩＬ１の傾きを定義しており、期間Ｔ１での傾き＞期間Ｔ２での傾き＞期間Ｔ３での傾きとなり、電流ＩＬ１は台形波状になる。
（第４実施形態）
図１４〜図１７に基づいて、本発明の第４実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータの回路構成は第１実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図１４に示すように、３つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ制御を異なる３つのパターンで制御する。第１パターンでは全てのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図１５Ａ〜１５Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図１５Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、ＡＣ電源から整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１６Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１と入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅの直列回路の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図１５Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２が減少しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図１６Ｂに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図１５Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１７Ｃに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第１の期間Ｔ１では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第２、３の期間Ｔ２、Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
インダクタＬには、図１７に示すように期間Ｔ１〜Ｔ３を通じて略台形波状の電流ＩＬ１が流れ、インダクタＬがＡＣ電源からの入力電流に寄与する期間は期間Ｔ１のみであり、インダクタＬが負荷ＬＤへの出力電流に寄与する期間は期間Ｔ１〜Ｔ３の間となる。
ここで、整流回路ＤＢの出力電圧：Ｖｉｎ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧：Ｖｃ１、負荷ＬＤの両端電圧ＶＬｄとすると、第１の期間Ｔ１におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１は、ＶＬｔ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、第２の期間Ｔ２におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ２は、ＶＬｔ２＝−ＶＬｄで表され、第３の期間Ｔ３におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ３は、ＶＬｔ３＝−Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、回路構成上、Ｖｃ１＞Ｖｉｎは常に成り立ち、ＶＬｔ１＞ＶＬｔ２＞ＶＬｔ３は常に成立する。このインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１〜ＶＬｔ３は、期間Ｔ１〜Ｔ３におけるインダクタ電流ＩＬ１の傾きを定義しており、期間Ｔ１での傾き＞期間Ｔ２での傾き＞期間Ｔ３での傾きとなり、電流ＩＬ１は台形波状になる。
（第５実施形態）
図１８〜図２１に基づいて、本発明の第５実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータの回路構成は第１実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図１８に示すように、３つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ制御を異なる３つのパターンで制御する。第１パターンではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図１９Ａ〜１９Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図１９Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３、第３ダイオードＤ３、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２０Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図１９Ｂに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２が増加しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図２０Ｂに示すように、入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図１９Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、第１ダイオードＤ４、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２０Ｃに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、３の期間Ｔ１、Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
インダクタＬには、図２１に示すように期間Ｔ１〜Ｔ３を通じて略台形波状の電流ＩＬ１が流れ、インダクタＬがＡＣ電源からの入力電流に寄与する期間は期間Ｔ２のみであり、インダクタＬが負荷ＬＤへの出力電流に寄与する期間は期間Ｔ１〜Ｔ３となる。
ここで、整流回路ＤＢの出力電圧：Ｖｉｎ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧：Ｖｃ１、負荷ＬＤの両端電圧ＶＬｄとすると、第１の期間Ｔ１におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１は、ＶＬｔ１＝Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、第２の期間Ｔ２におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ２は、ＶＬｔ２＝Ｖｉｎ−ＶＬｄで表され、第３の期間Ｔ３におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ３は、ＶＬｔ３＝−Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、回路構成上、Ｖｃ１＞Ｖｉｎは常に成り立ち、ＶＬｔ１＞ＶＬｔ２＞ＶＬｔ３は常に成立する。このインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１〜ＶＬｔ３は、期間Ｔ１〜Ｔ３におけるインダクタ電流ＩＬ１の傾きを定義しており、期間Ｔ１での傾き＞期間Ｔ２での傾き＞期間Ｔ３での傾きとなり、電流ＩＬ１は台形波状になる。
（第６実施形態）
図２２〜図２５に基づいて、本発明の第６実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータの回路構成は第１実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図２２に示すように、３つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のオン・オフ制御を異なる３つのパターンで制御する。第１パターンではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第３パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図２３Ａ〜２３Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図２３に示すように、第１の期間Ｔ１においては、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３、第３ダイオードＤ３、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図２３Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２が減少しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ｂに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図２３Ｃに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ｃに示すように、入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、２の期間Ｔ１、Ｔ２では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
インダクタＬには、図２５に示すように期間Ｔ１〜Ｔ３を通じて略台形波状の電流ＩＬ１が流れ、インダクタＬがＡＣ電源からの入力電流に寄与する期間は期間Ｔ３のみであり、インダクタＬが負荷ＬＤへの出力電流に寄与する期間は期間Ｔ１〜Ｔ３となる。
ここで、整流回路ＤＢの出力電圧：Ｖｉｎ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧：Ｖｃ１、負荷ＬＤの両端電圧ＶＬｄとすると、第１の期間Ｔ１におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１は、ＶＬｔ１＝Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、第２の期間Ｔ２におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ２は、ＶＬｔ２＝−ＶＬｄで表され、第３の期間Ｔ３におけるインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ３は、ＶＬｔ３＝Ｖｉｎ−Ｖｃ１−ＶＬｄで表され、回路構成上、Ｖｃ１＞Ｖｉｎは常に成り立ち、ＶＬｔ１＞ＶＬｔ２＞ＶＬｔ３は常に成立する。このインダクタＬの両端電圧ＶＬｔ１〜ＶＬｔ３は、期間Ｔ１〜Ｔ３におけるインダクタ電流ＩＬ１の傾きを定義しており、期間Ｔ１での傾き＞期間Ｔ２での傾き＞期間Ｔ３での傾きとなり、電流ＩＬ１は台形波状になる。
（第７実施形態）
図２６〜２８に基づいて、本発明の第７実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢと、５つのスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５と、一つのインダクタＬと、一つの平滑コンデンサＣ１とを備える。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが、整流回路ＤＢの両端間で、第１ダイオードＤ１と直列に接続され、第１ダイオードＤ１は上記整流回路の高電圧側の一端と第１スイッチング素子Ｑ１との間に挿入されて、第１ダイオードＤ１のカソードが第１スイッチング素子Ｑ１に接続される。また、整流回路ＤＢの両端には、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４とが、第２ダイオードＤ２と直列に接続され、第２ダイオードＤ２は整流回路ＤＢの高電圧側の一端と第３スイッチング素子Ｑ３との間に挿入されて、第２ダイオードＤ２のカソードが第３スイッチング素子Ｑ３に結合される。第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４が共通の第３ダイオードＤ３を介して整流回路ＤＢの低電圧側の一端に接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとは直列に接続され、この直列回路が、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との接続点と、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４との接続点との間に挿入される。第２スイッチング素子Ｑ２の両端間にはインダクタＬと負荷ＬＤと第４ダイオードＤ４が平滑コンデンサＣ１と直列に接続され、第４スイッチング素子Ｑ４の両端間には負荷ＬＤとインダクタＬと第５ダイオードＤ５が直列に接続される。また、第５スイッチング素子Ｑ５が整流回路ＤＢの両端間で平滑コンデンサＣ１と直列に接続される。第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４とは、それぞれＦＥＴで構成され、各ＦＥＴが有する寄生ダイオードが各スイッチング素子の両端間で逆方向の電流を流すバイパスを形成する。他のスイッチング素子もＦＥＴで構成されるが、必ずしもこれに限定されない。
制御回路は第５スイッチング素子Ｑ５を所定のサイクルでオン・オフさせながら、第１、４のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を同時にオン・オフさせ、その間第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の両方をオフとすることで負荷に一方向の電流を流し、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を同時にオン・オフさせ、その間に第１、４のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の両方をオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流すことで、低周波の交番電流で負荷を駆動することができる。
この制御回路１が、第１〜第５のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオン・オフ制御を、異なる６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図２７は、正サイクルにおける３つのパターンでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５を制御する方式を示す。負サイクルでの制御方式は、共通のスイッチング素子Ｑ５と、残りのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を制御するもので、スイッチング素子Ｑ５の制御は共通し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は正サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と同様に制御される。各サイクルにおいては、ＡＣ電源からのＡＣ電流の半周期の間に３つのパターンが複数回繰り返す。
第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図２８Ａ〜２８Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図２８Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ１、第５スイッチング素子Ｑ５、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ａ示すように、充電された平滑コンデンサＣ１と入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅとの直列回路の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図２８Ｂに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、ス第１イッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、第３ダイオードＤ３、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２が増加しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ｂに示すように、入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図２８Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ３のバイパス、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ｃに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第１、２の期間Ｔ１、Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第３の期間Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
このようにして、第１から３パターンを複数回繰り返した後、負サイクルでの３つのパターンを繰り返すことで、負荷ＬＤに低周波矩形波の電流を流すことができる。負サイクルでの制御方式は、上の動作における第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の代わりに、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同様の動作を行って、負荷に逆方向の電流を流すものである。
以上の動作から明らかなように、本実施形態においては、スイッチング素子としては５つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５を使用するだけで、ＡＣ−ＤＣ変換を行うと同時にＤＣ−ＡＣ変換を行って、負荷に交番電流を供給することができる。
尚、負サイクル中の第３の期間では、図２８Ｃの矢印で示す方向と反対方向に、電流がインダクタＬ、第５ダイオードＤ５、平滑コンデンサＣ１、第４スイッチング素子Ｑ４のバイパス、負荷ＬＤに流れる。
（第８実施形態）
図２９、３０は、本発明の第８の実施形態に係る電力コンバータを示すもので、この電力コンバータの回路構成は第７実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図２９に示すように、第１〜第５のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオン・オフ制御を、異なる６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図２９は、正サイクルにおける３つのパターンでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５を制御する方式を示す。負サイクルでの制御方式は、共通のスイッチング素子Ｑ５と、残りのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を制御するもので、スイッチング素子Ｑ５の制御は共通し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は正サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と同様に制御される。各サイクルにおいては、ＡＣ電源からのＡＣ電流の半周期の間に３つのパターンが複数回繰り返す。
第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図３０Ａ〜３０Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図３０Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ１、第５スイッチング素子Ｑ５、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図８Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１と入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅとの直列回路の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図３０Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、第２スイッチング素子Ｑ２のバイパス、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２が減少しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図８Ｂに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図３０Ｃに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第３ダイオードＤ３、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図８Ｃに示すように、直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第１、３の期間Ｔ１、Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第２の期間Ｔ２では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
このようにして、第１から３パターンを複数回繰り返した後、負サイクルでの３つのパターンを繰り返すことで、負荷ＬＤに低周波矩形波の電流を流すことができる。負サイクルでの制御方式は、上の動作における第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の代わりに、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同様の動作を行って、負荷に逆方向の電流を流すものである。
（第９実施形態）
図３１、３２は、本発明の第９の実施形態に係る電力コンバータを示すもので、この電力コンバータの回路構成は第７実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図３１に示すように、第１〜第５のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオン・オフ制御を、異なる６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図３１は、正サイクルにおける３つのパターンでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５を制御する方式を示す。負サイクルでの制御方式は、共通のスイッチング素子Ｑ５と、残りのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を制御するもので、スイッチング素子Ｑ５の制御は共通し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は正サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と同様に制御される。各サイクルにおいては、ＡＣ電源からのＡＣ電流の半周期の間に３つのパターンが複数回繰り返す。
第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子Ｑ１がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図３２Ａ〜３２Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図３２Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ１、第５スイッチング素子Ｑ５、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１６Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１と入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅとの直列回路の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図３２Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、第２スイッチング素子Ｑ２のバイパス、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２が減少しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図１６Ｂに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図３２Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３のバイパス、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１６Ｃに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第１の期間Ｔ１では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第２、３の期間Ｔ２、Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
このようにして、第１から３パターンを複数回繰り返した後、負サイクルでの３つのパターンを繰り返すことで、負荷ＬＤに低周波矩形波の電流を流すことができる。負サイクルでの制御方式は、上の動作における第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の代わりに、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同様の動作を行って、負荷に逆方向の電流を流すものである。
（第１０実施形態）
図３３〜３５に基づいて、本発明の第１０実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流してＤＣ電圧を与える整流回路ＤＢと、５つのスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５と、一つのインダクタＬと、一つの平滑コンデンサＣ１とを備える。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが、整流回路ＤＢの両端間で、第１ダイオードＤ１と直列に接続され、第１ダイオードＤ１は整流回路ＤＢの高電圧側の一端と第１スイッチング素子Ｑ１との間に挿入される。第１ダイオードＤ１のカソードが第１スイッチング素子Ｑ１に接続される。また、整流回路ＤＢの両端間には、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４とが、第２ダイオードＤ２と直列に接続される。第２ダイオードＤ２は上記整流回路の高電圧側の一端と第３スイッチング素子Ｑ３との間に挿入されて、第２ダイオードＤ２のカソードが第３スイッチング素子Ｑ３に結合される。インダクタＬと負荷ＬＤは直列に接続され、この直列回路が、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との接続点と、第３スイッチング素子Ｑ３と上記第４スイッチング素子Ｑ４との接続点との間に挿入される。第４スイッチング素子Ｑ４の両端間には第３ダイオードＤ３が平滑コンデンサＣ１と直列に接続され、第２スイッチング素子Ｑ２の両端間には第４ダイオードＤ４が平滑コンデンサＣ１と直列に接続される。平滑コンデンサＣ１の両端間には、第５スイッチング素子Ｑ５、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、及び第４スイッチング素子Ｑ４の直列回路や、第５スイッチング素子Ｑ５、第２ダイオードＤ２、第３スイッチング素子Ｑ３、インダクタＬ、負荷ＬＤ、及び第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路が接続される。
制御回路は、第５スイッチング素子Ｑ５を所定のサイクルでオン・オフさせながら、第１、４のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を同時にオン・オフさせ、その間第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の両方をオフとすることで負荷に一方向の電流を流し、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を同時にオン・オフさせ、その間に第１、４のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の両方をオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流し、低周波の交番電流で負荷を駆動する。
この制御回路１が、第１〜第５のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオン・オフ制御を、異なる６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図３４は、正サイクルにおける３つのパターンでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５を制御する方式を示す。負サイクルでの制御方式は、共通のスイッチング素子Ｑ５と、残りのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を制御するもので、スイッチング素子Ｑ５の制御は共通し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は正サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と同様に制御される。各サイクルにおいては、ＡＣ電源からのＡＣ電流の半周期の間に３つのパターンが複数回繰り返す。
第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図３５Ａ〜３５Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図３５Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、平滑コンデンサＣ１、第５スイッチング素子Ｑ５、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１２Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図３５Ｂに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２が増加しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図１２Ｂに示すように、入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図３５Ｃに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、ス第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ１、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１２Ｃに示すように、直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第２、３の期間Ｔ１、Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１の期間Ｔ１では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
このようにして、第１から３パターンを複数回繰り返した後、負サイクルでの３つのパターンを繰り返すことで、負荷ＬＤに低周波矩形波の電流を流すことができる。負サイクルでの制御方式は、上の動作における第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の代わりに、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同様の動作を行って、負荷に逆方向の電流を流すものである。
尚、負サイクル中の第３の期間では、図３５Ｃの矢印で示す方向と反対方向に、電流がインダクタＬ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第４スイッチング素子Ｑ４のバイパス、負荷ＬＤに流れる。
（第１１実施形態）
図３６、３７は、本発明の第１１の実施形態に係る電力コンバータを示すもので、この電力コンバータの回路構成は第１０実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図３６に示すように、第１〜第５のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオン・オフ制御を、異なる６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図３６は、正サイクルにおける３つのパターンでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５を制御する方式を示す。負サイクルでの制御方式は、共通のスイッチング素子Ｑ５と、残りのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を制御するもので、スイッチング素子Ｑ５の制御は共通し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は正サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と同様に制御される。各サイクルにおいては、ＡＣ電源からのＡＣ電流の半周期の間に３つのパターンが複数回繰り返す。
第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子Ｑ１がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図３７Ａ〜３７Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図３７Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、平滑コンデンサＣ１、第５スイッチング素子Ｑ５、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２０Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図３７Ｂに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、ス第１イッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２が増加しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図２０Ｂに示すように、入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図３７Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２のバイパス、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２０Ｃに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、３の期間Ｔ１、Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
このようにして、第１から３パターンを複数回繰り返した後、負サイクルでの３つのパターンを繰り返すことで、負荷ＬＤに低周波矩形波の電流を流すことができる。負サイクルでの制御方式は、上の動作における第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の代わりに、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同様の動作を行って、負荷に逆方向の電流を流すものである。
尚、負サイクル中の第３の期間では、図３７Ｃの矢印で示す方向と反対方向に、電流がインダクタＬ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第４スイッチング素子Ｑ４のバイパス、負荷ＬＤに流れる。
（第１２実施形態）
図３８、３９は、本発明の第１２の実施形態に係る電力コンバータを示すもので、この電力コンバータの回路構成は第１０実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図３８に示すように、第１〜第５のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオン・オフ制御を、異なる６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図３８は、正サイクルにおける３つのパターンでスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５を制御する方式を示す。負サイクルでの制御方式は、共通のスイッチング素子Ｑ５と、残りのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を制御するもので、スイッチング素子Ｑ５の制御は共通し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は正サイクルにおけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と同様に制御される。各サイクルにおいては、ＡＣ電源からのＡＣ電流の半周期の間に３つのパターンが複数回繰り返す。
第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図３９Ａ〜３９Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図３９Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、平滑コンデンサＣ１、第５スイッチング素子Ｑ５、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１が増加しながら流れ、この電流Ｉ１は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ａに示すように、充電された平滑コンデンサＣ１の両端に接続されたインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第２の期間Ｔ２においては、図３９Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、第２スイッチング素子Ｑ３のバイパスの閉ループで電流Ｉ２が減少しながら流れ、この電流Ｉ２は平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ｂに示すように、インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３においては、図３９Ｃに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ１、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３が減少しながら流れ、この電流Ｉ３は平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ｃに示すように、入力電圧Ｖｉｎを出力する直流電源Ｅに接続されたインダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１との直列回路で表される。
第３の期間Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、２の期間Ｔ１、Ｔ２では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
このようにして、第１〜３パターンを複数回繰り返した後、負サイクルでの３つのパターンを繰り返すことで、負荷ＬＤに低周波矩形波の電流を流すことができる。負サイクルでの制御方式は、上の動作における第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の代わりに、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同様の動作を行って、負荷に逆方向の電流を流すものである。
尚、負サイクル中の第３の期間では、図３９Ｃの矢印で示す方向と反対方向に、電流がインダクタＬ、第４ダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ１、第４スイッチング素子Ｑ４のバイパス、負荷ＬＤに流れる。
（第１３実施形態）
図４０〜４３に基づいて、本発明の第１３実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、一つのインダクタＬと２つの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを備える。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが、ＡＣ電源の両端間でインダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが、ＡＣ電源の両端間でインダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３とは直列に接続され、この直列回路の両端間には、第１平滑コンデンサＣ１と第２平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続される。また、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間には、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との直列回路が接続される。第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点と、ＡＣ電源の一端との間にダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４が挿入され、ダイオードブリッジの入力端がそれぞれ、第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点及びＡＣ電源の一端に接続される。ダイオードブリッジの出力端間には第１スイッチング素子Ｑ１が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の両端間に、第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との直列回路が接続され、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、第３、第４ダイオードＤ３、Ｄ４間の接続点との間に、インダクタＬと負荷ＬＤとが直列に接続される。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との直列回路の両端間に第４スイッチング素子Ｑ４が接続される。第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の直列回路の両端間に第５ダイオードＤ５と第６ダイオードＤ６との直列回路が接続され、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、第５、６ダイオードＤ５、Ｄ６間の接続点間にＡＣ電源が挿入される。第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＦＥＴで構成され、各素子の両端間に逆方向の電流を流すバイパスを規定する寄生ダイオードを備える。
制御回路１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせながら、第２スイッチング素子Ｑ２をオン・オフさせ、その間に第３スイッチング素子をオフに維持することで負荷に一方向の電流を流し、第３スイッチング素子Ｑ３をオン・オフさせその間に第２スイッチング素子をオフに維持することで負荷に逆方向の電流を流す。
この制御回路１が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、異なる６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図４１はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する方式を示す。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図４２Ａ〜４２Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図４２Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、ＡＣ電源、ダイオードＤ１３、第１スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１２、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｐは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図４Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｐにおいては、図４２Ｂに示すように、ＡＣ電源、第５ダイオードＤ５、第４スイッチング素子Ｑ４、第４ダイオードＤ４、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ２ｐは平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図４Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｐにおいては、図４２Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２、第３スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオード、負荷ＬＤ、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｐは平滑コンデンサＣ１，Ｃ２への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ｃに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路に置き換えたものになる。
図４３Ａ〜４３Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図４３Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３、平滑コンデンサＣ２、ダイオードＤ１１、第１スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１４、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｎは平滑コンデンサＣ２からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ａに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ２に置き換えたものになる。
第２の期間Ｔ２ｎにおいては、図４３Ｂに示すように、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３ダイオードＤ３、第４スイッチング素子Ｑ４、第６ダイオードＤ６、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ２ｎは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図４Ｂに示される
第３の期間Ｔ３ｎにおいては、図４３Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２、第２ダイオードＤ２、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｎは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図４Ｃに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路に置き換えたものになる。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第１、２の期間Ｔ１、Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第３の期間Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第１４実施形態）
図４４〜４７に基づいて、本発明の第１４実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、一つのインダクタＬと２つの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを備える。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが、上記インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は直列に接続され、この直列回路の両端間に第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との直列回路が接続される。また、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路の両端間に、第１平滑コンデンサＣ１と第２平滑コンデンサＣ２との直列回路が接続される。第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点とＡＣ電源の一端との間にはダイオードブリッジＤ１１〜Ｄ１４が挿入され、ダイオードブリッジの入力端がそれぞれ、第１、第２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点とＡＣ電源の一端とに接続される。ダイオードブリッジの出力端間に第１スイッチング素子Ｑ１が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点にＡＣ電源の他端が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３間の接続点との間に、ダイオードブリッジＤ３〜Ｄ６が挿入され、直列接続されたダイオードＤ５、Ｄ６間の接続点と、直列接続されたダイオードＤ７、Ｄ８との接続点との間に、インダクタＬと負荷とが直列に接続される。また、第ダイオードＤ７、Ｄ８の直列回路の両端間に第４スイッチング素子Ｑ４が接続される。第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＦＥＴで構成され、各素子の両端間に逆方向の電流を流すバイパスを規定する寄生ダイオードを備える。
制御回路１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせながら、第２スイッチング素子Ｑ２をオン・オフさせ、その間に第３スイッチング素子をオフに維持することで負荷に一方向の電流を流し、第３スイッチング素子Ｑ３をオン・オフさせその間に第２スイッチング素子をオフに維持することで負荷に逆方向の電流を流す。
この制御回路１が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、異なる６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図４５はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する方式を示す。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図４６Ａ〜４６Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図４６Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、ＡＣ電源、ダイオードＤ１３、ス第１イッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１２、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｐは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１６Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｐにおいては、図４６Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、ダイオードＤ５、第４スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ４、負荷ＬＤ、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ２ｐは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図１６Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｐにおいては、図４６Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、ダイオードＤ９、平滑コンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２、第３スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオード、負荷ＬＤ、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｐは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１６Ｃに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路に置き換えたものになる。
図４７Ａ〜４７Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図４７Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３、平滑コンデンサＣ２、ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ４、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｎは平滑コンデンサＣ２からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１６Ａに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ２に置き換えたものになる。
第２の期間Ｔ２ｎにおいては、図４７Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、ダイオードＤ３、第４スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ６、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ２ｎは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図１６Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｎにおいては、図４７Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２、ダイオードＤ２、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３ｂが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｎは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図１６Ｃに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路に置き換えたものになる。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第１の期間Ｔ１では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第２、３の期間Ｔ２、Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第１５実施形態）
図４８〜５１に基づいて、本発明の第１５実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、一つのインダクタＬと２つの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを備える。
第１スイッチング素子Ｑ１と第１平滑コンデンサＣ１とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第２スイッチング素子Ｑ２と第２平滑コンデンサＣ２とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列接続され、この直列回路の両端に、第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第１ダイオードＤ１と第３スイッチング素子Ｑ３とが直列に接続されると共に、第２ダイオードＤ２と第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２は直列に接続され、この直列回路の両端間に第３、４スイッチング素子Ｄ３、Ｄ４の直列回路が接続され、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点と、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点との間にＡＣ電源が挿入される。
制御回路１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせる間、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を共にオフとすることで、負荷に一方向の電流を流し、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオン・オフさせる間、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を共にオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流す。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はそれぞれ逆方向に電流を流すバイパスとなる寄生ダイオードを有するＦＥＴで構成される。
この制御回路１が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図４９はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する方式を示す。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ３のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ１のみがオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図５０Ａ〜５０Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図５０Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、ＡＣ電源、第２スイッチング素子Ｑ２、第２平滑コンデンサＣ２、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｐは平滑コンデンサＣ２からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図８Ａに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ２に置き換えたものになる。
第２の期間Ｔ２ｐにおいては、図５０Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、第１ダイオードＤ１、第３スイッチング素子Ｑ３、負荷ＬＤ、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ２ｐは平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図８Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｐにおいては、図５０Ｃに示すように、ＡＣ電源、第１スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｐは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図８Ｃに示される。
図５１Ａ〜５１Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図５１Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、平滑コンデンサＣ１、第１スイッチング素子Ｑ１、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ１ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｎは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図８Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｎにおいては、図５１Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ２、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ２ｎは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図８Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｎにおいては、図５１Ｃに示すように、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、平滑コンデンサＣ２、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｂが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｂは平滑コンデンサＣ２への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図８Ｃに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ２に置き換えたものになる。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第１、３の期間Ｔ１、Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第２の期間Ｔ２では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第１６実施形態）
図５２〜５５に基づいて、本発明の第１６実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、一つのインダクタＬと一つの平滑コンデンサＣ１とを備える。
第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１が、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２が、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列接続され、その直列回路の両端間に第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路、及び平滑コンデンサＣ１が接続される。また、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２との直列回路の両端間には第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点と、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４間の接続点との間にＡＣ電源が挿入され、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点と、第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４間の接続点との間にインダクタＬと負荷ＬＤとが直列に挿入される。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はそれぞれ逆方向に電流を流すバイパスとなる寄生ダイオードを有するＦＥＴで構成される。
制御回路１は、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオン・オフ駆動する間、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の両方をオフに維持することで負荷に一方向の電流を流し、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオン・オフ駆動する間、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の両方をオフに維持することで負荷に逆方向の電流を流す。
この制御回路１が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図５３はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する方式を示す。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図５４Ａ〜５４Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図５０Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、平滑コンデンサＣ１、第１スイッチング素子Ｑ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｐは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ａに示される
第２の期間Ｔ２ｐにおいては、図５４Ｂに示すように、ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ２ｐは平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｐにおいては、図５４Ｃに示すように、ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ａが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ａは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ｃに示される。
図５５Ａ〜５５Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図５１Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｎは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｎにおいては、図５５Ｂに示すように、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ２ｎは平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｎにおいては、図５５Ｃに示すように、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第１スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｎは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ｃに示される。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第２、３の期間Ｔ２、Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１の期間Ｔ１では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第１７実施形態）
図５６〜５９に基づいて、本発明の第１７実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、１つのインダクタＬと２つの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを備える。
第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続されると共に、第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２とが、ＡＣ電源の両端間で、インダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続される。第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列に接続され、この直列回路の両端に第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２との直列回路が接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端には、第３スイッチング素子Ｑ３と第１平滑コンデンサＣ１とが直列に接続され。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端に第４スイッチング素子Ｑ２と第２平滑コンデンサＣ２とが直列に接続される。第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２は直列に接続され、その直列回路の両端間に第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が接続される。第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と第１，２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２間の接続点間にＡＣ電源が接続される。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はそれぞれ逆方向に電流を流すバイパスとなる寄生ダイオードを有するＦＥＴで構成される。
制御回路１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオン・オフさせる間、第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を共にオフとすることで、負荷に一方向の電流を流し、第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせる間、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を共にオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流す。
この制御回路１が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図５７はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する方式を示す。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ３のみがオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図５８Ａ〜５８Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図５８Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、平滑コンデンサＣ１、第３スイッチング素子Ｑ３、負荷ＬＤ、インダクタＬ、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１ｐ増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｐは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２０Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｐにおいては、図５８Ｂに示すように、ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ２ｐは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図２０Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｐにおいては、図５８Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、平滑コンデンサＣ２、第４スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード、負荷ＬＤ、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｐは平滑コンデンサＣ２への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２０Ｃに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ２に置き換えたものになる。
図５９Ａ〜５９Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図５９Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、平滑コンデンサＣ２、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、平滑コンデンサＣ２の閉ループで電流Ｉ１ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｎは平滑コンデンサＣ２からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２０Ａに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ２に置き換えたものになる。
第２の期間Ｔ２ｎにおいては、図５９Ｂに示すように、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ２ｎは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図２０Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｎにおいては、図５９Ｃに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ１、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ３ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｎは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２０Ｃに示される。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第２の期間Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、３の期間Ｔ１、Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第１８実施形態）
図６０〜６３に基づいて、本発明の第１８実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、１つのインダクタＬと２つの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを備える。
ＡＣ電源の両端間には、第１ダイオードＤ１と第１平滑コンデンサＣ１とが、インダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続されると共に、第２平滑コンデンサＣ２と第２ダイオードＤ２とが、インダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続される。第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２は直列に接続され、その直列回路の両端間に第１、２平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続される。また、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２との直列回路の両端間に第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路が接続される。インダクタＬと負荷ＬＤの直列回路の両端間には、第３ダイオードＤ３と第３スイッチング素子Ｑ３との直列回路が接続されると共に、第４イッチング素子Ｑ４と第４ダイオードＤ４との直列回路が接続される。第３、４ダイオードＤ３、Ｄ４は直列に接続され、その直列回路の両端間に第３、４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路が接続される。ＡＣ電源は、第１、２ダイオードＤ１、Ｄ２間の接続点と、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２間の接続点との間に挿入される。
制御回路１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４を交互にオン・オフさせる間、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を共にオフとすることで、負荷に一方向の電流を流し、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオン・オフさせる間、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を共にオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流す。
この制御回路１が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図６１はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する方式を示す。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ３のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ１のみがオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図６２Ａ〜６２Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図６２Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、平滑コンデンサＣ２、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ２の閉ループで電流Ｉ１ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｐは平滑コンデンサＣ２からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ａに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ２に置き換えたものになる。
第２の期間Ｔ２ｐにおいては、図６２Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、ダイオードＤ３、第３スイッチング素子Ｑ３、負荷ＬＤ、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ２ｐは平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｐにおいては、図６２Ｂに示すように、ＡＣ電源、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｐは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ｃに示される。
図６３Ａ〜６３Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図６３Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、平滑コンデンサＣ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｎは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｎにおいては、図６３Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ４、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ２ｎは平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｎにおいては、図６３Ｃに示すように、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤ、平滑コンデンサＣ２、ダイオードＤ２、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｎは平滑コンデンサＣ２への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ｃに示す等価回路の平滑コンデンサＣ１を平滑コンデンサＣ２に置き換えたものになる。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第３の期間Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、２の期間Ｔ１、Ｔ２では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第１９実施形態）
図６４〜６７に基づいて、本発明の第１９実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、１つのインダクタＬと１つの平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを備える。第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４はそれぞれＦＥＴで構成され、各素子の両端間に逆方向の電流を流すバイパスを規定する寄生ダイオードを備える。
ＡＣ電源の両端間には、第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１と第２ダイオードＤ２とが、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第１ダイオードＤ１と第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードと第２ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１とが、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。更に、ＡＣ電源の両端間には、第３ダイオードＤ３と第３スイッチング素子Ｑ３と第４ダイオードＤ４とが、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続されると共に、第３ダイオードＤ３と第４スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードと平滑コンデンサＣ１と第４ダイオードＤ４とが、インダクタＬと負荷ＬＤと直列に接続される。平滑コンデンサＣ１の両端には、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、インダクタＬ、負荷ＬＤとの直列回路が接続されると共に、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、インダクタＬ、負荷ＬＤとの直列回路が接続される。
制御回路１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第４スイッチング素子Ｑ４とを異なるデューティ比でオン・オフさせる間、第２、３スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を共にオフとすることで、負荷に一方向の電流を流し、第２スイッチング素子Ｑ２と第３スイッチング素子Ｑ３を異なるデューティ比でオン・オフさせる間、第１、４スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を共にオフとすることで、負荷に逆方向の電流を流す。
この制御回路１が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図６５はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する方式を示す。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ３のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図６６Ａ〜６６Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図６２Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、平滑コンデンサＣ１、第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第１スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｐは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ａに示される
第２の期間Ｔ２ｐにおいては、図６６Ｂに示すように、ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第１スイッチング素子Ｑ１、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ２ｐは平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｐにおいては、図６６Ｃに示すように、ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｐは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ｃに示される。
図６７Ａ〜６７Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図６７Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｎは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｎにおいては、図６７Ｂに示すように、ＡＣ電源、第３ダイオードＤ３、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３、第４ダイオードＤ４、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ２ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ２ｎは平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｎにおいては、図６７Ｃに示すように、ＡＣ電源、第３ダイオードＤ３、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ１、第４ダイオードＤ４、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｎは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図１２Ｃ）に示される。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第２、３の期間Ｔ２、Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１の期間Ｔ１では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
ところで、本実施形態においては、ＡＣ電源の極性に応じて、各スイッチング素子の制御を行う異が要求されるものであるが、第１ダイオードＤ１と第４ダイオードとの接続点Ｘ、第２ダイオードＤ２と第３ダイオードＤ３との接続点Ｙの何れか一方は、ＡＣ電源の極性によって、平滑コンデンサＣ１の負極側と同じ電位となるため、スイッチング素子のオン・オフによって生じる高周波電圧の影響を受けない。すなわち、Ｘ点、Ｙ点はＡＣ電源と同じ低周波で電位が変化する。このため、Ｘ点、Ｙ点の電位を検出することで、ＡＣ電源の極性を、高周波電圧の影響を受けることなく、簡単な検出回路で判別して各スイッチング素子の制御を行うことができる。
（第２０実施形態）
図６８〜７０は、本発明の第２０の実施形態に係る電力コンバータを示すもので、この電力コンバータの回路構成は第１９実施形態と同一であり、制御回路１による制御方式が異なる。同様の回路要素は同一の参照符号で示す。制御回路１は、図６８に示すように、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。
６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第３パターンでは全てのスイッチング素子がオフとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図６９Ａ〜６９Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図６９Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、平滑コンデンサＣ１、第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第１スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１ｐが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｐは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は、図２４Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｐにおいては、図６９Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤ、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ２ｐは平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｐにおいては、図６９Ｃに示すように、ＡＣ電源、第１ダイオードＤ１、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｐが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｐは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ｃに示される。
図７０Ａ〜７０Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図７０Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流Ｉ１ｎが増加しながら流れ、この電流Ｉ１ｎは平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ａに示される。
第２の期間Ｔ２ｎにおいては、図７０Ｂに示すように、インダクタＬの逆起電力によって、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード、第２スイッチング素子Ｑ２、インダクタＬの閉ループで電流Ｉ２ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ２ｎは平滑コンデンサＣ１の充放電とは無関係に流れている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ｂに示される。
第３の期間Ｔ３ｎにおいては、図７０Ｃに示すように、ＡＣ電源、第３ダイオードＤ３、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第４スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード、平滑コンデンサＣ２、第４ダイオードＤ４、ＡＣ電源の閉ループで電流Ｉ３ｎが減少しながら流れ、この電流Ｉ３ｎは平滑コンデンサＣ１への充電電流を伴っている。このときの簡略化した等価回路は図２４Ｃに示される。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第３の期間Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、２の期間Ｔ１、Ｔ２では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第２１実施形態）
図７１〜７３に基づいて、本発明の第２１実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、放電灯Ｌａが接続されるインバータ回路を負荷ＬＤとして内蔵したものであり、このインバータ回路の入力端にＤＣ電力を供給する。インバータ回路２０は４つのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がフルブリッジ構成で接続され、その出力端間に放電灯Ｌａが接続される。
この電力コンバータでは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流する整流回路ＤＢに加えて、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ１と、一つのインダクタＬと、一つの平滑コンデンサＣ１を備える。整流回路ＤＢの両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１がインダクタＬと負荷ＬＤとに直列に接続され、インダクタＬの両端間に第１ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１と第２ダイオードＤ２とが直列に接続される。また、平滑コンデンサＣ１の両端間には、第２スイッチング素子Ｑ２とインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路が接続される。また、インダクタＬの両端間に第１ダイオードＤ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが直列に接続される。第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２とは、インダクタＬからの負荷ＬＤに供給する電流を平滑コンデンサＣ１に分流する整流素子を構成する。
制御回路は、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオン・オフを交互にオンオフする期間と同時にオフとなる期間を含めるよう制御することで、常に負荷とインダクタとに電流を流しながら、力率改善と同時に負荷への電流を限流する。
図７２はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及びＱ１１〜Ｑ１４の制御方式を示し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は３つのパターンで制御される。第１パターンでは第２スイッチング素子Ｑ２がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１がオンとされ、第３パターンでは両方のスイッチング素子がオフとされる。この３つのパターンを繰り返しながら、負荷ＬＤであるインバータ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がＡＣ電源に同期して制御することで、放電灯Ｌａに低周波の交番電力を与える。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。ＡＣ電源と整流回路ＤＢとの間には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフに伴って生じる高周波成分がＡＣ電源に重畳されるのを阻止するためのローパスフィルタが挿入される。
図７３Ａ〜７３Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図７３Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ、負荷ＬＤの閉ループで電流が増加しながら流れ、負荷ＬＤへの電流をインダクタＬで限流する。この電流は平滑コンデンサＣ１からの放電電流を伴っている。
第２の期間Ｔ２においては、図７３Ｂに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源という閉ループで電流が流れる。この期間では整流回路ＤＢの出力電圧によって、インダクタＬに流れる電流が増加するか減少するか、つまりインダクタＬにエネルギが蓄積されるかインダクタＬからエネルギが放出されるかが変化する。
第３の期間Ｔ３においては、図７３Ｃに示すように、インダクタＬの蓄積エネルギにより、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第２ダイオードＤ２、インダクタＬを通る閉ループで放出される。
以上の動作に見られるように、第２、３の期間Ｔ２、Ｔ３では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１の期間Ｔ１では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
本実施形態においては、第１スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬと第２ダイオードＤ２とは、整流回路ＤＢを電源として負荷ＬＤに電力を供給する降圧チョッパを構成する。スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなど周知のものを用いることができる。また、第２スイッチング素子Ｑ２とインダクタＬと第２ダイオードＤ２とは平滑コンデンサＣ１を電源とし負荷ＬＤに電力を供給する降圧チョッパを構成する。
図７３Ｃで示す期間Ｔ３において、インダクタＬの蓄積エネルギに余剰が生じてインダクタＬの両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧より高くなると、第１ダイオードＤ１が導通して、インダクタＬから第１ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、第２ダイオードＤ１２、インダクタＬの閉ループでインダクタＬの蓄積エネルギが平滑コンデンサＣ１の充電に用いられる。例えば、整流回路ＤＢの出力電圧のピーク付近である電圧波形の山部ではインダクタＬの蓄積エネルギに余剰が生じ、平滑コンデンサＣ１が充電される。すなわち、第１ダイオードＤ１は、整流回路ＤＢの両端間でインダクタＬと平滑コンデンサＣ１と直列に接続されているため、ＡＣ電源のピーク電圧付近では、電流が第１ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１へ分流されるため、負荷への供給電圧が過剰となることが防止できる。
一方、整流回路ＤＢの出力電圧がＯＶ付近である電圧波形の谷部ではインダクタＬの蓄積エネルギは負荷回路ＬＤにのみ供給されることになる。なお、図７３Ｂの状態においてもインダクタＬと負荷回路ＬＤとの接続点の電位と平滑コンデンサＣ１の正極の電位との関係によっては第１ダイオードＤ１が導通して平滑コンデンサＣ１が充電されることがある。
また、入力エネルギに余剰が生じて平滑コンデンサＣ１の両端電圧が上昇すると、図７３Ｃの状態において第１ダイオードＤ１が導通せずに、負荷ＬＤに電流を流す期間が長くなり、結果的に負荷ＬＤに対する出力エネルギが増加する。一方、入力エネルギに不足が生じて平滑コンデンサＣ１の両端電圧が低下すると、図７３Ｃの状態において平滑コンデンサＣ１に充電電流を流す期間が長くなり、結果的に負荷ＬＤに対する出力エネルギが減少する。このように、入力エネルギの増減に応じて負荷ＬＤへの出力エネルギも増減するから、入力エネルギと出力エネルギとの収支に過不足が生じないように自動的に調節されるため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御が容易であり簡単な制御回路で制御が可能になる。
（第２２実施形態）
図７４、７５に基づいて、本発明の第２２実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、インダクタＬが第１巻線ｎ１と第２卷線ｎ２を備えている点を除いて、第２１実施形態の回路構成と実質的に同一であり、同一の回路要素は同一の参照記号で示す。
この電力コンバータでは、整流回路の両端間に、第１スイッチング素子Ｑ１がインダクタＬの１次卷線ｎ１と負荷ＬＤとに直列に接続される。平滑コンデンサＣ１の両端間には、第２スイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ、負荷ＬＤが直列に接続される。また、平滑コンデンサＣ１の両端間には、２次卷線ｎ２と第１ダイオードＤ１が接続される。１次卷線ｎ１の両端間には負荷ＬＤと第２ダイオードＤ２とが直列に接続される。インダクタＬ１２の２次巻線ｎ２は、図に示す極性で設定される。
制御回路は、第２１実施形態と同様に、第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御を交互にオンオフする期間と同時にオフとなる期間を含める３つのパターンを繰り返すように制御する。
第１パターンの期間では、第２スイッチング素子Ｑ２がオンとなり、図７５Ａに示すように、平滑コンデンサＣ１から第２スイッチング素子Ｑ２、インダクタＬの１次巻線ｎ１、負荷ＬＤ、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流が流れる。この期間ではインダクタＬの１次巻線ｎ１に流れる電流が時間とともに増加してインダクタＬにエネルギが蓄積され、インダクタＬ負荷ＬＤへの限流要素として機能する。また、この期間においてインダクタＬの２次巻線ｎ２に電圧が誘起されるが、誘起電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低くなるように設定されていて、平滑コンデンサＣ１への充電電流は流れない。
第２パターンの期間では、第１スイッチング素子Ｑ１がオンとなり、図７５Ｂに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬの１次巻線ｎ１、負荷ＬＤ、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流が流れる。この期間においてもインダクタＬの２次巻線ｎ２に誘起電圧が生じるが、その誘起電圧は平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低く設定されており平滑コンデンサＣ１への充電電流は流れない。
第３パターンの期間では、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフとなり、図７５Ｃに示すように、インダクタＬの蓄積エネルギは、インダクタＬの１次巻線ｎ１から負荷ＬＤ、第２ダイオードＤ２、１次巻線ｎ１の閉ループと、インダクタＬの２次巻線ｎ２から平滑コンデンサＣ１、第１ダイオードＤ１、２次巻線ｎ２の閉ループとの２経路で放出される。
インダクタＬの２次巻線ｎ２から平滑コンデンサＣ１に充電電流が流れるのは、２次巻線ｎ２の両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧以上となる時であり、この場合には第１ダイオードＤ１が導通してインダクタＬの蓄積エネルギが平滑コンデンサＣ１の充電に用いられる。このように、本実施形態の構成では、平滑コンデンサＣ１に印加する電圧をインダクタＬの１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻数比によって適宜に設定することができるため、回路設計の自由度が高くなる。
例えば、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２の巻数比をｎとし、２次巻線ｎ２の両端電圧Ｖｎ２は、次のように表すことができる。但し、ＶＣ１＝平滑コンデンサの電圧、ＶＥ＝整流回路の出力電圧、ＶＬａ＝負荷電圧の絶対値とする。
図７５Ａの期間では、Ｖｎ２ａ＝−ｎ（ＶＣ１−ＶＬａ）
図７５Ｂの期間では、Ｖｎ２ｂ＝−ｎ（ＶＥ−ＶＬａ）
図７５Ｃの期間では、Ｖｎ２ｃ＝ｎ・ＶＬａ
ＶＥ≧０なのでＶｎ２ｂ≧Ｖｎ２ｃとなる。
よって、ＶＣ１＝Ｖｎ２ｃとなるように、巻数比ｎを選択すると、図７５Ｃの時だけ２次卷線ｎ２から平滑コンデンサＣ１に充電電流を流すことが設定できる。
（第２３実施形態）
図７６〜７８に基づいて、本発明の第２３実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、放電灯Ｌａが接続されるインバータ回路を負荷ＬＤとして内蔵したものであり、このインバータ回路の入力端にＤＣ電力を供給する。インバータ回路２０は４つのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がフルブリッジ構成で接続され、その出力端間に放電灯Ｌａが接続される。
この電力コンバータでは、ＡＣ電源からのＡＣ電流を整流する整流回路ＤＢに加えて、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ１と、一つのインダクタＬと、一つの平滑コンデンサＣ１を備える。整流回路ＤＢの両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１がインダクタＬと負荷ＬＤと平滑コンデンサＣ１と第２スイッチング素子Ｑ２とに直列に接続される。同じく整流回路の両端間で、第１スイッチング素子Ｑ１がインダクタＬと負荷ＬＤと第１ダイオードＤ１とに直列に接続される。インダクタＬの両端間には、第２ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ１と第３ダイオードＤ３との直列回路が挿入され、第２、３ダイオードＤ２、３がインダクタから平滑コンデンサへの充電電流を流すための経路を形成する。
制御回路は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とを、両方がオンの期間、片方のみがオフの期間、両方がオフの期間を作り出すように３つのパターンを繰り返すように制御することで、常に負荷とインダクタとに電流を流しながら、力率改善と同時に負荷への電流を限流する。
図７７はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及びＱ１１〜Ｑ１４の制御方式を示し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は３つのパターンで制御される。第１パターンでは第１、２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１がオンとされ、第３パターンでは両方のスイッチング素子がオフとされる。この３つのパターンを繰り返しながら、負荷ＬＤであるインバータ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がＡＣ電源に同期して制御することで、放電灯Ｌａに低周波の交番電力を与える。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。ＡＣ電源と整流回路ＤＢとの間には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフに伴って生じる高周波成分がＡＣ電源に重畳されるのを阻止するためのローパスフィルタが挿入される。
図７８Ａ〜７８Ｃは、第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３における回路内を流れる電流を示す。図７８Ａに示すように、第１の期間Ｔ１においては、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、平滑コンデンサＣ１の閉ループで電流が流れる。この期間にはインダクタＬに流れる電流が時間とともに増加してインダクタＬにエネルギが蓄積されるとともに、インダクタＬが負荷ＬＤへの限流要素として機能する。この動作によって、インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路には平滑コンデンサＣ１の両端電圧と整流回路ＤＢの出力電圧とを加算した電圧が印加される。
第２の期間Ｔ２では、図７８Ｂに示すように、ＡＣ電源、整流回路ＤＢ、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第１ダイオードＤ１、整流回路ＤＢ、ＡＣ電源の閉ループで電流が流れる。この期間ではインダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路には整流回路ＤＢの出力電圧のみが印加され、インダクタＬのエネルギは放出される。
第３の期間Ｔ３では、図７８Ｃに示すように、インダクタＬの蓄積エネルギは、インダクタＬから負荷ＬＤ、第３ダイオードＤ３、インダクタＬを通る閉ループと、インダクタＬから第２ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ１、第３ダイオードＤ３、インダクタＬを通る閉ループとの２経路で放出される。インダクタＬから平滑コンデンサＣ１に充電電流が流れるのは、インダクタＬの両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧以上となる時であり、この場合には第２ダイオードＤ２が導通してインダクタＬの蓄積エネルギが平滑コンデンサＣ１の充電に用いられる。
以上の動作に見られるように、第１、２の期間Ｔ１、Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第３の期間Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第２４実施形態）
図７９〜８２に基づいて、本発明の第２４実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、１つのインダクタＬと１つの平滑コンデンサＣ１とを備える。スイッチング素子Ｑ１、２はそれぞれＦＥＴで構成され、各素子の両端間に逆方向の電流を流すバイパスを規定する寄生ダイオードを備える。
ＡＣ電源の両端間には、第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬと負荷ＬＤとが直列に接続され、同じく、ＡＣ電源の両端間に、負荷ＬＤとインダクタＬと第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２とが直列に接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第３スイッチング素子Ｑ３と第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスとが直列に接続される。また、インダクタＬの両端間に、第３ダイオード３と平滑コンデンサＣ１と第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスが直列に接続される。インダクタＬと負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続される。更に、インダクタＬの両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと平滑コンデンサＣ１と第４ダイオード２３とが直列に接続される。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４は、インダクタＬから平滑コンデンサＣ１への充電電流を流す経路を形成する。
制御回路は、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を、両方が同時にオンの期間、片方のみがオンの期間、両方がオフの期間となるように３つのパターンを繰り返しながら、この間に第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を共にオフに維持するように制御することで、負荷に一方向に電流を流し、第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を、両方が同時にオンの期間、片方のみがオンの期間、両方がオフの期間となるように３つのパターンを繰り返しながら、この間に第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を共にオフに維持するように制御することで、負荷に逆方向の電流を流す。
この制御回路１が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。図８０はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する方式を示す。
正サイクルにおける第１パターンではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ１のみがオンとされ、第３パターンではスイッチング素子Ｑ３のみがオンとされる。負サイクルにおける第１パターンでは、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４がオンとされ、第２パターンではスイッチング素子Ｑ２のみがオンとされ、第３パターンではスイッチング素子Ｑ４のみがオンとされる。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図８１Ａ〜８１Ｃは、正サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｐ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｐ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｐにおける回路内を流れる電流を示す。図８１Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｐにおいては、平滑コンデンサＣ１から第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３、平滑コンデンサＣ１という閉ループで電流が流れる。この期間にはインダクタＬに流れる電流が時間とともに増加してインダクタＬにエネルギが蓄積されるとともに、インダクタＬが負荷ＬＤへの限流要素として機能する。
第２の期間Ｔ２ｐでは、図８１Ｂに示すように、ＡＣ電源から第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、負荷ＬＤ、ＡＣ電源という閉ループで電流が流れる。この期間ではＡＣ電源の両端電圧とインダクタＬの両端電圧との大小関係によってインダクタＬに流れる電流が増加するか減少するか、つまりインダクタＬにエネルギが蓄積されるかインダクタＬからエネルギが放出されるかとなる。
第３の期間Ｔ３ｐでは、図８１Ｃに示すように、インダクタＬの蓄積エネルギが、インダクタＬから負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３、第２スイッチング素子Ｑ２のバイパス、インダクタＬの閉ループと、インダクタＬから第３ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスの閉ループとの２経路を経て放出される。平滑コンデンサＣ１を通る閉ループは、インダクタＬの蓄積エネルギによってインダクタＬの両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧以上に達したときに形成される。図８１Ｃの期間においてインダクタＬの両端に発生する電圧がＡＣ電源のピーク電圧よりも高くなるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間やインダクタＬの大きさが設定されていて、この期間でインダクタＬのエネルギで平滑コンデンサＣ１が充電されるもので、ＡＣ電源から平滑コンデンサを充電しないようにしている。
図８２Ａ〜８２Ｃは、負サイクルにおける第１パターンに基づく制御の第１の期間Ｔ１ｎ、第２パターンに基づく制御の第２の期間Ｔ２ｎ、第３パターンに基づく制御の第３の期間Ｔ３ｎにおける回路内を流れる電流を示す。図８２Ａに示すように、第１の期間Ｔ１ｎにおいては、平滑コンデンサＣ１から第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤ、インダクタＬ、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１という閉ループで電流が流れる。この期間にはインダクタＬに流れる電流が時間とともに増加してインダクタＬにエネルギが蓄積される。
第２の期間Ｔ２ｎでは、図８２Ｂに示すように、ＡＣ電源から負荷ＬＤ、インダクタＬ、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源という閉ループで電流が流れる。この期間ではＡＣ電源の両端電圧とインダクタＬの両端電圧との大小関係によってインダクタＬに流れる電流が増加するか減少するか、つまりインダクタＬにエネルギが蓄積されるかインダクタＬからエネルギが放出されるかとなる。
第３の期間Ｔ３ｎでは、図８２Ｃに示すように、インダクタＬの蓄積エネルギが、インダクタＬから第１スイッチング素子Ｑ１のバイパス、第４スイッチング素子Ｑ４、負荷、インダクタＬの閉ループと、インダクタＬから、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパス、平滑コンデンサＣ１、第４ダイオードＤ４の閉ループとの２経路を経て放出される。平滑コンデンサＣ１を通る閉ループは、インダクタＬの蓄積エネルギによってインダクタＬの両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧以上に達したときに形成される。図８２Ｃの期間においてインダクタＬの両端に発生する電圧がＡＣ電源のピーク電圧よりも高くなるように、スイッチング素子Ｑ２のオン期間やインダクタＬの大きさが設定されていて、この期間でインダクタＬのエネルギで平滑コンデンサＣ１が充電されるもので、ＡＣ電源から平滑コンデンサを充電しないようにしている。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第２の期間Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、３の期間Ｔ１、Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
（第２５実施形態）
図８３〜８５に基づいて、本発明の第２５実施形態に係る電力コンバータを説明する。この電力コンバータは、ＡＣ電源からの電力をＡＣ−ＤＣ変換しながら、ＤＣ−ＡＣ変換して、負荷に例えば１００Ｈｚの低周波矩形波の交番電流を供給するものであり、放電灯などの負荷の駆動に適用される。この電力コンバータは、４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、１つのインダクタＬと１つの平滑コンデンサＣ１とを備える。スイッチング素子Ｑ１、２はそれぞれＦＥＴで構成され、各素子の両端間に逆方向の電流を流すバイパスを規定する寄生ダイオードを備える。また、インダクタＬは１次卷線ｎ１と２次卷線ｎ２を備える。
ＡＣ電源の両端間には、第１ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬの１次卷線ｎ１と負荷ＬＤとが直列に接続され、同じくＡＣ電源の両端間には、負荷ＬＤと１次卷線ｎ１と第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオード２とが直列に接続される。１次卷線ｎ１と負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第３スイッチング素子Ｑ３と第２スイッチング素子Ｑ２のバイパスとが直列に接続される。また、１次卷線ｎ１と負荷ＬＤとの直列回路の両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１のバイパスと第４スイッチング素子Ｑ４とが直列に接続される。第２卷線ｎ２の両端間には、第３ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ１と第４ダイオードＤ４との直列回路が挿入され、同じく第２卷線ｎ２の両端間には、第５ダイオードＤ５と平滑コンデンサＣ１と第６ダイオードＤ３６との直列回路が挿入される。平滑コンデンサＣ１の両端間には、第１スイッチング素子Ｑ１、次卷線ｎ１、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３の直列回路が挿入される。更に、平滑コンデンサＣ１の両端間には、第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤ、１次卷線ｎ１、第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路が挿入される。第３から６ダイオードＤ３〜Ｄ６がインダクタＬから平滑コンデンサへ充電電流を流す経路を形成する。
制御回路は、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を、両方が同時にオフの期間、片方のみがオンの期間となるように３つのパターンを繰り返しながら、この間に第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を共にオフに維持するように制御することで、負荷に一方向に電流を流し、第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を、両方が同時にオフの期間、片方のみがオンの期間となるように３つのパターンを繰り返しながら、この間に第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を共にオフに維持するように制御することで、負荷に逆方向の電流を流す。
この制御回路が、第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を、６つのパターンで制御することで、高周波歪みの改善、すなわち力率を改善しながら、負荷とインダクタとに常に電流を流す。６つのパターンは、ＡＣ電源の正の半周期において３つの連続したパターンが繰り返される正サイクルと、ＡＣ電源の負の半周期において残り３つの連続したパターンが繰り返される負サイクルに分類され、正サイクルと負サイクルとが交互に、例えば、１００Ｈｚの低周波で繰り返される。各スイッチング素子は、ＡＣ電源の周波数（５０〜６０Ｈｚ）よりも十分に高い、例えば、数１０〜数１００ｋＨｚの周波数でオン・オフされる。
図８４Ａ〜８４Ｃは、正サイクルにおける第１パターン、第２パターン、第３パターンの制御を示す。図８４Ａに示すように、第１パターンの期間では、第１、３スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとなり、平滑コンデンサＣ１から第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬの１次巻線ｎ１、負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３、平滑コンデンサＣ１という閉ループで電流が流れる。この期間にはインダクタＬの１次巻線ｎ１に流れる電流が時間とともに増加してインダクタＬにエネルギが蓄積されるとともに、インダクタＬが負荷ＬＤへの限流要素として機能する。
図８４Ｂに示すように、第２パターンの期間では、第１スイッチング素子Ｑ１のみがオンとなり、ＡＣ電源から、第１ダイオードＤ１、第１スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬの１次巻線ｎ１−負荷ＬＤ、ＡＣ電源という閉ループで電流が流れる。この期間ではＡＣ電源の両端電圧と１次巻線ｎ１の両端電圧との大小関係によって１次巻線ｎ１に流れる電流が増加するか減少するか、つまりインダクタＬにエネルギが蓄積されるかインダクタＬからエネルギが放出されるかが決まる。
図８４Ｃに示すように、第３パターンの期間では、第３スイッチング素子Ｑ３のみがオンになり、インダクタＬの蓄積エネルギが放出される。インダクタＬの蓄積エネルギが放出される閉ループは、インダクタＬの１次巻線ｎ１から負荷ＬＤ、第３スイッチング素子Ｑ３、第２スイッチング素子Ｑ２のバイパス、１次卷線ｎ１の閉ループと、インダクタＬの２次巻線ｎ２から第３ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ１、第４ダイオードＤ４、２次巻線ｎ２の閉ループとの２経路がある。平滑コンデンサＣ１を通る閉ループは、インダクタＬの蓄積エネルギによって２次巻線ｎ２の両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧以上となった時に形成される。
図８５Ａ〜８５Ｃは、正サイクルにおける第１パターン、第２パターン、第３パターンの制御を示す。図８５Ａに示すように、第１パターンの期間では、第２、４スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４がオンとなり、平滑コンデンサＣ１から第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤ、インダクタＬの１次巻線ｎ１、第２スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１という閉ループで電流が流れる。この期間にはインダクタＬの１次巻線ｎ１に流れる電流が時間とともに増加してインダクタＬにエネルギが蓄積されるとともに、インダクタＬが負荷ＬＤへの限流要素として機能する。
図８５Ｂに示すように、第２パターンの期間では、第２スイッチング素子Ｑ２のみがオンとなり、ＡＣ電源から、負荷ＬＤ、インダクタＬの１次巻線ｎ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第２ダイオードＤ２、ＡＣ電源の閉ループで電流が流れる。この期間ではＡＣ電源の両端電圧と１次巻線ｎ１の両端電圧との大小関係によって１次巻線ｎ１に流れる電流が増加するか減少するか、つまりインダクタＬにエネルギが蓄積されるかインダクタＬからエネルギが放出されるかが決まる。
図８５Ｃに示すように、第３パターンの期間では、第４スイッチング素子Ｑ４のみがオンになり、インダクタＬの蓄積エネルギが放出される。インダクタＬの蓄積エネルギが放出される閉ループは、インダクタＬの１次巻線ｎ１から第１スイッチング素子Ｑ１のバイパス、第４スイッチング素子Ｑ４、負荷ＬＤの閉ループと、インダクタＬの２次巻線ｎ２から第５ダイオードＤ５、平滑コンデンサＣ１、第６ダイオードＤ６、２次巻線ｎ２の閉ループとの２経路がある。平滑コンデンサＣ１を通る閉ループは、インダクタＬの蓄積エネルギによって２次卷線ｎ２の両端電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧以上となった時に形成される。
以上の動作に見られるように、正負いずれのサイクルにおいても、第２の期間Ｔ２では、ＡＣ電源、インダクタＬ、負荷ＬＤを含む閉ループで電流が流れる第１電流供給モードが与えられ、第１、３の期間Ｔ１、Ｔ３では、インダクタＬと負荷ＬＤとを含むがＡＣ電源を含まない閉ループで電流が流れる第２の電流供給モードが与えられる。すなわち、第１電流供給モードと第２電流供給モードとが交互に繰り返されることで、常にインダクタＬと負荷ＬＤとに電流を流しながら、高周波歪みの改善（力率改善）と負荷に対する電流の限流動作を行うことができる。
本実施形態においては、第２２実施形態と同様に、１次卷線ｎ１と２次卷線ｎ２を備えたインダクタＬを使用しているため、平滑コンデンサＣ１に印加する電圧をインダクタＬの１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻数比によって適宜に設定することができるため、回路設計の自由度が高くできる。
本出願は、２００２年３月２６日付け出願の日本特許出願番号２００２−０８６２７６及び２００２年３月２６日付け出願の日本特許出願番号２００２−０８６３０８を優先権主張するものであり、これらの出願の全内容を参照するものである。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の第１実施形態に係る電力コンバータの回路図、
図２は同上で使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図３Ａ、３Ｂ、３Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図４Ａ、４Ｂ、４Ｃはそれぞれ、図３Ａ、３Ｂ、３Ｃに対応する等価回路を示す概略図。
図５は同上の回路中のインダクタを流れる電流を示すグラフ図。
図６は本発明の第２実施形態に係る電力コンバータのスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート
図７Ａ、７Ｂ、７Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図８Ａ、８Ｂ、８Ｃはそれぞれ、図７Ａ、７Ｂ、７Ｃに対応する等価回路を示す概略図。
図９は同上の回路中のインダクタを流れる電流を示すグラフ図。
図１０は本発明の第３実施形態に係る電力コンバータのスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃはそれぞれ、図１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃに対応する等価回路を示す概略図。
図１３は同上の回路中のインダクタを流れる電流を示すグラフ図。
図１４は本発明の第４実施形態に係る電力コンバータのスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート
図１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃはそれぞれ、図１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃに対応する等価回路を示す概略図。
図１７は同上の回路中のインダクタを流れる電流を示すグラフ図。
図１８は本発明の第５実施形態に係る電力コンバータのスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃはそれぞれ、図１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃに対応する等価回路を示す概略図。
図２１は同上の回路中のインダクタを流れる電流を示すグラフ図。
図２２は本発明の第６実施形態に係る電力コンバータのスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート
図２３Ａ、２３Ｂ、２３Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｃはそれぞれ、図２３Ａ、２３Ｂ、２３Ｃに対応する等価回路を示す概略図。
図２５は同上の回路中のインダクタを流れる電流を示すグラフ図。
図２６は本発明の第７実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図２７は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図２８Ａ、２８Ｂ、２８Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図２９は本発明の第８実施形態に係る電力コンバータに使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図３０Ａ、３０Ｂ、３０Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図３１は本発明の第９実施形態に係る電力コンバータに使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図３２Ａ、３２Ｂ、３２Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図３３は本発明の第１０実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図３４は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図３５Ａ、３５Ｂ、３５Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図３６は本発明の第１１実施形態に係る電力コンバータに使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図３７Ａ、３７Ｂ、３７Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図３８は本発明の第１２実施形態に係る電力コンバータに使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート
図３９Ａ、３９Ｂ、３９Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図４０は本発明の第１３実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図４１は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図４２Ａ、４２Ｂ、４２Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図４４は本発明の第１４実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図４５は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図４６Ａ、４６Ｂ、４６Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図４７Ａ、４７Ｂ、４７Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図４８は本発明の第１５実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図４９は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図５０Ａ、５０Ｂ、５０Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図５１Ａ、５１Ｂ、５１Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図５２は本発明の第１６実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図５３は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図５４Ａ、５４Ｂ、５４Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図５５Ａ、５５Ｂ、５５Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図５６は本発明の第１７実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図５７は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図５８Ａ、５８Ｂ、５８Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図５９Ａ、５９Ｂ、５９Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図６０は本発明の第１８実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図６１は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図６２Ａ、６２Ｂ、６２Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図６３Ａ、６３Ｂ、６３Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図６４は本発明の第１９実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図６５は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図６６Ａ、６６Ｂ、６６Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図６７Ａ、６７Ｂ、６７Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図６８は本発明の第２０実施形態に係る電力コンバータに使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート
図６９Ａ、６９Ｂ、６９Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図７０Ａ、７０Ｂ、７０Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図７１は本発明の第２１実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図７２は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図７３Ａ、７３Ｂ、７３Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図７４は本発明の第２２実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図７５Ａ、７５Ｂ、７５Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図７６は本発明の第２３実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図７７は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図７８Ａ、７８Ｂ、７８Ｃはそれぞれ同上の回路において、スイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図７９は本発明の第２４実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図８０は同上に使用するスイッチング素子の制御動作を示すタイムチャート。
図８１Ａ、８１Ｂ、８１Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図８２Ａ、８２Ｂ、８２Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図８３は本発明の第２５実施形態に係る電力コンバータの回路図。
図８４Ａ、８４Ｂ、８４Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の正の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
図８５Ａ、８５Ｂ、８５Ｃはそれぞれ同上の回路において、ＡＣ電源の負の半周期におけるスイッチング素子が異なるパターンでオン・オフ制御される時の電流経路を示す動作説明図。
【図１】
2003081758.tif 000003
【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
2003081758.tif 000006
【図３Ｃ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
2003081758.tif 000009
【図４Ｃ】
2003081758.tif 000010
【図５】
2003081758.tif 000011
【図６】
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【図７Ａ】
2003081758.tif 000013
【図７Ｂ】
2003081758.tif 000014
【図７Ｃ】
2003081758.tif 000015
【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
2003081758.tif 000017
【図８Ｃ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
2003081758.tif 000021
【図１１Ｂ】
2003081758.tif 000022
【図１１Ｃ】
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【図１２Ａ】
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【図１２Ｂ】
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【図１２Ｃ】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５Ａ】
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【図１５Ｂ】
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【図１５Ｃ】
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【図１６Ａ】
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【図１６Ｂ】
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【図１６Ｃ】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９Ａ】
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【図１９Ｂ】
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【図１９Ｃ】
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【図２０Ａ】
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【図２０Ｂ】
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【図２０Ｃ】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３Ａ】
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【図２３Ｂ】
2003081758.tif 000046
【図２３Ｃ】
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【図２４Ａ】
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【図２４Ｂ】
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【図２４Ｃ】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８Ａ】
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【図２８Ｂ】
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【図２８Ｃ】
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【図２９】
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【図３０Ａ】
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【図３０Ｂ】
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【図３０Ｃ】
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【図３１】
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【図３２Ａ】
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【図３２Ｂ】
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【図３２Ｃ】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５Ａ】
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【図３５Ｂ】
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【図３５Ｃ】
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【図３６】
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【図３７Ａ】
2003081758.tif 000071
【図３７Ｂ】
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【図３７Ｃ】
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【図３８】
2003081758.tif 000074
【図３９Ａ】
2003081758.tif 000075
【図３９Ｂ】
2003081758.tif 000076
【図３９Ｃ】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２Ａ】
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【図４２Ｂ】
2003081758.tif 000081
【図４２Ｃ】
2003081758.tif 000082
【図４３Ａ】
2003081758.tif 000083
【図４３Ｂ】
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【図４３Ｃ】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６Ａ】
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【図４６Ｂ】
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【図４６Ｃ】
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【図４７Ａ】
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【図４７Ｂ】
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【図４７Ｃ】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０Ａ】
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【図５０Ｂ】
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【図５０Ｃ】
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【図５１Ａ】
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【図５１Ｂ】
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【図５１Ｃ】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４Ａ】
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【図５４Ｂ】
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【図５４Ｃ】
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【図５５Ａ】
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【図５５Ｂ】
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【図５５Ｃ】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８Ａ】
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【図５８Ｂ】
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【図５８Ｃ】
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【図５９Ａ】
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【図５９Ｂ】
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【図５９Ｃ】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２Ａ】
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【図６２Ｂ】
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【図６２Ｃ】
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【図６３Ａ】
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【図６３Ｂ】
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【図６３Ｃ】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６Ａ】
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【図６６Ｂ】
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【図６６Ｃ】
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【図６７Ａ】
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【図６７Ｂ】
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【図６７Ｃ】
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【図６８】
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【図６９Ａ】
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【図６９Ｂ】
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【図６９Ｃ】
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【図７０Ａ】
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【図７０Ｂ】
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【図７０Ｃ】
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【図７１】
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【図７２】
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【図７３Ａ】
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【図７３Ｂ】
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【図７３Ｃ】
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【図７４】
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【図７５Ａ】
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【図７５Ｂ】
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【図７５Ｃ】
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【図７６】
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【図７７】
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【図７８Ａ】
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【図７８Ｂ】
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【図７８Ｃ】
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【図７９】
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【図８０】
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【図８１Ａ】
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【図８１Ｂ】
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【図８１Ｃ】
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【図８２Ａ】
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【図８２Ｂ】
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【図８２Ｃ】
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【図８３】
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【図８４Ａ】
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【図８４Ｂ】
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【図８４Ｃ】
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【図８５Ａ】
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【図８５Ｂ】
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【図８５Ｃ】
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【国際調査報告】
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