【事件の表示】
　特願２００８−５１２６７７「ベースバンドデジタル信号に予め歪を与える装置及び方法」拒絶査定不服審判事件〔平成１８年１１月３０日国際公開、ＷＯ２００６／１２５３９８、平成２０年１２月１８日国内公表、特表２００８−５４６２６１〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は，２００６年５月２６日（パリ条約による優先権主張外国庁受理　２００５年５月２７日　中国）を国際出願日とする出願であって，平成２３年６月２日付けで拒絶査定がなされ，これに対し，同年９月１２日に拒絶査定に対する審判請求がなされたものである。
　その請求項１に係る発明は，明細書，特許請求の範囲及び図面の記載からみて，平成２３年４月２８日付け手続補正書により補正された特許請求の範囲の請求項１に記載されたとおりの次のものと認める（以下，「本願発明」という。）。
「【請求項１】
　適合パラメータ計算装置と予め歪を与える装置を具備し，ベースバンドデジタル信号に予め歪を与える装置において，
　前記適合パラメータ計算装置はベースバンドデジタル信号のサンプルと無線周波数チャンネルのフィードバック信号のサンプルとにしたがって非線形フィルタパラメータを計算し，計算結果を予め歪を与える装置へ出力するように構成され，
　前記予め歪を与える装置は非線形フィルタパラメータを記憶し更新し，ベースバンドデジタル信号の電力統計を行い，電力統計の結果に対応する非線形フィルタパラメータを電力統計と非線形フィルタパラメータの関係を記憶する検索表から選択し，選択された非線形フィルタパラメータを使用することによりベースバンドデジタル信号に予め歪を与え，予め歪を与えられたベースバンドデジタル信号を出力するように構成され，
　前記検索表はそれぞれ信号の瞬間電力，短時間平均電力，およびタップの次数により決定される３つの次元を有する装置。」
　
　
２．引用発明
　原査定の拒絶の理由に引用された米国特許第６３５６１４６号明細書（以下，「引用例」という。）には，「AMPLIFIER MEASUREMENT AND MODELING PROCESSES FOR USE IN GENERATING PREDISTORTION PARAMETERS」（［当審仮訳］：予め歪を与えるパラメータの生成に使用される増幅器の測定及びモデリングプロセス）として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
（１）「SUMMARY OF THE INVENTION 
　The present invention provides a wideband predistortion system and associated methods for compensating for non-linear characteristics of a power amplifier, including the amplifier's frequency and time dependent AM-AM and AM-PM distortion characteristics. The system preferably comprises a data structure in which each element stores a set of compensation parameters (preferably including FIR filter coefficients) for predistorting the wideband input signal. The parameter sets are preferably indexed within the data structure according to multiple signal characteristics, such as instantaneous amplitude and integrated signal envelope, each of which corresponds to a respective dimension of the data structure. 
　To predistort the input transmission signal, an addressing circuit digitally generates a set of data structure indices by measuring the input transmission signal characteristics by which the data structure is indexed. In one embodiment, a data structure index is also generated from the output of a transistor die temperature sensor. On each sample instant, the indexed set of compensation parameters is loaded into a compensation circuit that predistorts the input transmission signal. The compensation circuit, which may be implemented in application-specific circuitry, preferably includes a finite impulse response (FIR) filter, and may also include an IQ modulator correction circuit. 
　The sets of compensation parameters are generated and written to the data structure by an adaptive processing component, which may be implemented using a programmed microprocessor or digital signal processor. The adaptive processing component generates the compensation parameter sets during regular amplifier operation by performing a non-real-time analysis of captured amplifier input and output signals. The adaptive processing component also preferably implements a state machine for controlling the overall operation of the amplifier system. 
　The adaptive processing component also implements a system identification process for measuring the characteristics of the power amplifier and generating initial sets of compensation parameters. As part of this process, stimulation signals are applied to the amplifier to measure various characteristics of the amplifier, including amplitude-dependent and frequency-dependent characteristics. The measured characteristics are used to generate a non-linear model of the amplifier. An input signal is then applied to both the amplifier and its model while monitoring a difference between the respective outputs, and the parameters of the model are adaptively adjusted until an error floor is reached. The level of complexity of the model is then increased, and the adaptive process repeated, until a desired level of model accuracy is reached. The model is then used to generate initial sets of compensation parameters−preferably using a direct inversion and/or adaptive process. 
　In one specific embodiment of, and application for, the invention, the predistortion architecture is used to compensate for nonlinearities in each amplification chain of an antenna array system. A compensation circuit of the type described above is provided along each amplification chain. However, rather than providing separate adaptive processing components for each amplification chain, a single adaptive processing component is used on a time-shared basis to generate and update the compensation parameters for all of the amplification chains. 
　In another specific embodiment of, and application for, the invention, the amplification chain includes a power splitter that feeds multiple nonlinear amplifiers. The nonlinear amplifiers are individually controlled (e.g., turned ON and OFF) to conserve power, such as during low traffic conditions. The amplification chain thus has multiple operating points, each of which corresponds to a particular combination of amplifier states. In this embodiment, the data structure is expanded, such as by adding an additional dimension, to store sets of compensation parameters for each operating point of the amplification chain. 
　Additional inventive features are set forth below. 」（２欄２２行〜３欄３１行）
（［当審仮訳］：
「本発明は，増幅器の周波数及び時間依存のAM-AM並びにAM-PM歪特性を含む，電力増幅器の非線形特性を補うための広帯域の予め歪を与えるシステム及び関連する方法を提供する。システムは，好適には，広帯域の入力信号に予め歪を与えるために，各要素がそれぞれ１セットの補償パラメータ(好適にはＦＩＲフィルタ係数を含む。)を格納するデータ構造を含む。パラメータ・セットは，瞬間振幅や積分信号エンベロープのような多種の信号特性によりデータ構造内にインデックス付けられる。その各々はデータ構造のそれぞれの次元に相当する。
　入力伝送信号に予め歪を与えるために，アドレッシング回路は，それによりデータ構造がインデックス付けされる入力伝送信号特性を測定することにより，１セットのデータ構造索引をデジタルで生成する。ある具体例では，データ構造のインデックスはトランジスタ・ダイの温度センサーの出力から生成される。各サンプル瞬間においては，インデックス付けされた補償パラメータ・セットが，入力伝送信号に予め歪を与える補償回路に読み込まれる。補償回路は，アプリケーションに特有の回路の中でインプリメントされ得るものであり，好適には有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含み，ＩＱ変調器修正回路を含み得る。
　補償パラメータ・セットは，プログラムされたマイクロプロセッサ又はデジタル・シグナル・プロセッサを使用してインプリメントされる適応処理コンポーネントによって，生成され，データ構造に書き込まれる。適応処理コンポーネントは，捕捉された増幅器の入出力信号を非リアルタイムに分析することにより，増幅器の通常の動作中に補償パラメータ・セットを生成する。適応処理コンポーネントは，更にまた，好適には増幅器システムの全オペレーションをコントロールするための状態マシンをインプリメントする。
　適応処理コンポーネントは，更に電力増幅器の特性を測定し，補償パラメータの最初のセットを生成するシステム識別プロセスをインプリメントする。このプロセスの一部として，振幅依存・周波数依存の特性を含む増幅器の様々な特性を測定するために，刺激信号が増幅器に適用される。測定された特性は増幅器の非線形モデルを生成するために使用される。そのから，各出力間の違いをモニターする一方，入力信号は，増幅器とそのモデルの両方に適用される。また，モデルのパラメータは，エラー・フロアが到達するまで適応的に調節される。それから，モデルの複雑さのレベルが増加され，モデルの精度が希望のレベルに到達するまで，適応プロセスが繰り返される。それから，モデルは，好適には直接反転及び／又は適応プロセスを使用して，補償パラメータの初期セットを生成するために使用される。
　本発明の特定の具体例であり本発明の適用において，予め歪を与えるアーキテクチャーはアンテナ・アレー・システムの各増幅チェーン中の非線形を補うために使用される。上記のタイプの補償回路は各増幅チェーンに沿って提供される。しかしながら，各増幅チェーンのために個別の適応処理コンポーネントを提供するのではなく，増幅チェーンのすべてのための補償パラメータを生成し更新するために，単一の適応処理コンポーネントがタイムシェアされた方式で使用される。
　本発明の別のある具体例であり本発明の適用では，増幅チェーンは多数の非線形増幅器を供給するパワー・スプリッターを含む。非線形増幅器は，トラフィックが低い状態の間は，電力を節約するように個別に制御される（例えば，オンオフ制御）。増幅チェーンにはこのように多数の動作基点があり，各動作点は増幅器の状態の特定の組合せに対応する。この具体例では，増幅チェーンの各動作点のための補償パラメータのセットを格納するために，データ構造は追加的な次元を加えることによって拡張する。
　更なる発明の特徴は以下に記載される。」）
　
（２）「1. Overview 
　FIG. 1  illustrates an amplifier system  50  which implements a wideband predistortion scheme according to a preferred embodiment of the invention. The amplifier system  50  comprises the following components and functional blocks; a Digital Compensation Signal Processor (DCSP)  52 , a generalized digital to analog converter (DAC)  54 , a radio frequency (RF) upconversion block  58  coupled to a nonlinear amplifier (or assembly of nonlinear amplifiers)  60 , an amplifier sampling structure (coupler)  62  (e.g., a Lange, Hybrid or Quadrature coupler), an RF downconversion block  66 , a generalized analog to digital converter (ADC)  68 , and an Adaptive Control Processing and Compensation Estimator (ACPCE)  70 . 
　The analog circuitry provided along the path between the DAC  54  and the coupler  62  will be referred to generally as the amplification chain  64 , or more generally as the amplifier. Although the amplification chain is illustrated in  FIG. 1  as consisting of an RF upconversion block  58  and a single nonlinear amplifier  60 , it should be understood that the chain  64  may include additional nonlinear amplifiers and/or other types of analog circuits. 
　In FIG.  1  and throughout the description of the various embodiments, it may be assumed that the input transmission signal, Vm(t), is a wideband signal. More specifically, it may be assumed that Vm(t) has at least one, and preferably all, of the following characteristics: (a) the signal stimulates the amplifier system  50  at one or more frequencies within an operating bandwidth within a time interval that is the reciprocal of the total information bandwidth; (b) the signal consists of multiple information bearing subcarriers and has a spectral occupancy that exceeds 0.1% of the RF carrier frequency; and (c) the signal's bandwidth is such that the variation in the amplifier's AM-AM and AM-PM response may not be considered constant over the operating bandwidth. In addition, it may be assumed that Vm(t) has phase and amplitude varying envelopes. 
　The basic objective of the wideband predistorter design is to digitally compensate the wideband input signal, Vm(t), such that after RF upconversion and amplification by a nonlinear amplifier  60 , the output of the amplifier unit will be a scaled replica of the input signal, kVmrf(t). The degree of scaling is usually defined by the bulk amplifier gain, k. To achieve this goal, the input signal, Vm(t), is processed by the Digital Compensation Signal Processor (DCSP)  52 . This compensation processing is undertaken to correct for all upconversion linear imperfections and the nonlinearity of the amplifier  60 . The compensation is undertaken such that the output signal from the DCSP, Vd(t), is distorted in a manner that is complementary, i.e., opposite in nature, to that incurred by the RF upconversion and amplification process. The complementary distortion is such that the composite of the distortion introduced by the DCSP  52  and by the RF upconversion and amplification processes effectively cancel each other, resulting in a linearly amplified (scaled) version of the input signal Vm(t). 
　The Adaptive Control Processing and Compensation Estimator (ACPCE)  70  is responsible for, among other things, estimating of the behavior of the amplification chain  64 , including both linear and nonlinear imperfections. The ACPCE operates by capturing digital samples of the input signal Vm(t), and of a signal Vf(t) that represents the output of the power amplifier system  50 . The signal Vf(t) is preferably derived by feeding the output of the RF power sampling coupler  62 , Vfrf(t), to the RF downconverter  66 , and by passing the RF downconverter's output to an IF or baseband ADC  68 . 
　The Adaptive Control Processing and Compensation Estimator (ACPCE)  70  computes and eliminates the time delay difference between digital samples of the observed amplifier output and the ideal input signal. Once this has been achieved the ACPCE  70  can accurately determine the update adjustment, if required, that is to be made to the correction coefficients being used by the Digital Compensation Signal Processing (DCSP). Update adjustments are provided to the DCSP via a state parameter update vector x+(t) that contains one or more sets of correction parameter updates.  」（７欄２８行〜８欄３７行）
（［当審仮訳］：
「１． 概観
　図１は，本発明の好ましい実施例として，広帯域の予め歪を与えるスキームをインプリメントする増幅器システム50を示す。増幅器システム50は次のコンポーネント及び機能ブロックを含む；デジタル補償信号処理器（DCSP）52，一般的なデジタル・アナログ変換器（DAC）54，非線形増幅器（あるいは複数の非線形増幅器の集まり）60に結合された無線周波数（RF）アップコンバージョン・ブロック58，増幅器サンプリング構造（カプラー）62（例えばラング，ハイブリッドあるいはクゥワドラチャー・カプラー），無線周波数（RF）ダウンコンバージョン・ブロック66，一般的なアナログ・デジタル変換器（ADC）68及び適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70。
　DAC 54とカプラー62の間のパスに沿って提供されるアナログ回路は，「増幅チェーン」64，あるいはより一般に「増幅器」と呼ばれる。増幅チェーンは図１では無線周波数アップコンバージョン・ブロック58及び単一の非線形増幅器60からなるように示されるが，チェーン64が追加の非線形増幅器及び／又は他のタイプのアナログ回路を含み得ることが理解されるべきである。
　図１及び様々な具体例の記述の全体にわたって，入力伝送信号（Vm(t)）は広帯域の信号であると仮定される。より具体的には，Vm(t)は次の特性の少なくとも１つ，できればすべてを持つと仮定される：
(a) 信号は，情報の総帯域幅の逆数である時間間隔内で，動作帯域幅内の１つ以上の周波数で増幅器システム50を刺激する；
(b) 信号は，多元情報ベアリング・サブキャリアから成り，RF搬送周波数の0.1%を超過するスペクトルを占有する；
(c) 信号の帯域幅は，増幅器のAM-AM及びAM-PMレスポンスの変化が，動作帯域幅上にわたって一定であるとは考えられない。
更に，Vm(t)がエンベロープを変化させる位相と振幅を持つと仮定される。
　広帯域の予め歪を与える設計の基本目的は，RFアップコンバージョン及び非線形増幅器60による増幅の後，増幅器ユニットの出力が入力信号のスケーリングされた複製kVmrf(t)になるように，広帯域の入力信号Vm(t)をデジタルで保償することにある。スケーリングの程度は，通常，バルク増幅利得kによって定義される。このゴールを達成するために，入力信号（Vm(t)）はデジタル補償信号処理器（DCSP）52によって処理される。この補償処理は，すべてのアップコンバージョンにおける線形の欠陥及び増幅器60の非線形を修正する。DCSPからの出力信号（Vd(t)）に相補的な歪，つまりRFアップコンバージョン及び増幅プロセスによって引き起こされた特性と反対の特性が与えられるように補償がなされる。相補的な歪は，DCSP 52で導入された歪とRFアップコンバージョン及び増幅プロセスで導入された歪の合成物が効果的に互いを打ち消して，入力信号Vm(t)が線形的に増幅された（スケーリングされた）ものとなる。
　なかでも，適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70は，線形性及び非線形性の欠陥を含む，増幅器チェーン64の振る舞いを見積もる。ACPCEは，入力信号Vm(t)及び電力増幅器システム50の出力を代表するVf(t)のサンプルを補作することにより動作する。信号Vf(t)は，好適には，RF電力サンプリングカプラ62の出力（Vfrf(t)）をRFダウンコンバータ66に与え，RFダウンコンバータの出力を中間周波（IF）又はベースバンドＡＤＣ68を介して得られる。
　適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70は，観測する増幅器の出力のデジタルサンプルと理想的な入力信号のデジタルサンプルとの間の時間のズレを計算し，除去する。これが達成されると，ACPCE70は更新修正を正確に決定することができ，必要があればデジタル補償信号処理器（DCSP）により使用される修正係数を生成する。更新修正は，修正パラメータ更新の１以上のセットを含む状態パラメータ更新ベクトルx+(t)  を介してDCSPに与えられる。」）
　
（３）「2. General Operation of Predistortion System 
　FIG. 2  illustrates the flow of information within the amplifier system  50 . As illustrated in  FIG. 2 , the predistortion architecture generally employs four data flows or paths  80 ,  82 ,  84 ,  88 . （中略）
　As further illustrated by  FIG. 2 , the ACPCE  70  receives signal samples along two real time data paths: an observation path  82  and a feedback path  84 . The observation path  82  provides the ACPCE with samples of the input signal, Vm(t), and the feedback path  84  provides the ACPCE with downconverted samples of the amplifier's output. The ACPCE uses these samples to compute compensation parameters that are provided to the DCSP along an update and control path  86 . 
　The ACPCE  70  preferably computes compensation parameters in an off-line mode using previously-captured samples of the amplifier's input and output signals. （中略）
2.1. Operation of the Open Loop Real Time Forward Path 
　In practice, a complex baseband signal Vm(t) that is intended to be amplified is applied to the input of the DCSP  52 . （中略）
（中略）
2.2. Operation of the Real Time Feedback and Observation Paths 
（中略）
　The ACPCE  70  uses these two signals, Vm(t) and Vf(t), to determine the remaining level of imperfection in the analog upconversion and amplification processes for which correction is needed, including AM-AM and AM-PM nonlinearities of the amplifier  60 . The ACPCE uses this information to compute updates to the existing correction parameters. 」（８欄６２行〜１０欄４３行）
（［当審仮訳］：
「２．予め歪を与えるシステムの一般的な動作
　図２は増幅器システム50内の信号の流れを示す。図２で示されるように，予め歪を与えるアーキテクチャーは一般に４つのデータ・フローあるいはパス80，82，84，88を使用する。（中略）
　図２によって更に示されるように，ACPCE 70は観察パス82及びフィードバック経路84の２本のリアル・タイム・データ経路に沿った信号サンプルを受け取る。観察パス82はACPCEに入力信号Vm(t)のサンプルを供給し，フィードバック経路84はACPCEに増幅器の出力のダウンコンバートされたサンプルを供給する。ACPCEは，更新及びコントロール・パス86に沿ってDCSPに提供される補償パラメータを計算するためにこれらのサンプルを使用する。ACPCE 70は，好適には予め捕捉された増幅器の入出力信号のサンプルを使用して，オフライン・モードで補償パラメータを計算する。（中略）
２．１．開ループ・リアル・タイム・フォワード・パスのオペレーション
　実際には，増幅されることが意図された複素ベースバンド信号Vm(t)がDCSP 52の入力として適用される。（中略）
（中略）
２．２．リアル・タイム・フィードバック及び観察パスのオペレーション
(中略)
　ACPCE 70は増幅器60のAM-AM及びAM-PM非線形性を含めて，修正が必要とされるアナログ・アップコンバージョン及び増幅プロセスの残りの欠陥のレベルを決定するために，これらの２つの信号，Vm(t)及びVf(t)を使用する。ACPCEは，既存の修正パラメータの更新を計算するためにこの情報を使用する。」）
　
（４）「3. Operation of Individual System Components 
（中略）
3.1. Digital Compensation Signal Processing (DCSP) Block 
（中略）
3.1.1. DCSP Construction 
　FIG. 3  illustrates the construction and operation of the digital wideband predistorter embedded within the DCSP  52  in one embodiment. （中略）
3.1.2. DCSP Functional Units and Operation 
　FIG. 3  illustrates the various functional units of the DCSP  52 . The input signal Vm(t) is processed along two signal processing paths, both of which preferably operate in real time so that the output data rate matches the input data rate. The upper path includes a digital predistortion filter  52 A, which is preferably a finite impulse response (FIR) filter, and an optional IQ modulator correction circuit  52 B. The lower data path includes a rectification block  52 C, a first quantizer  52 D, a digital delay  52 E, an integration filter  52 F (preferably FIR), a second quantizer  52 G, a multi-dimensional lookup table  52 H (two dimensional in the embodiment illustrated in FIG.  3 ), and a parameter extraction block  52 I. 
　An important aspect of the design is the use of a multi-dimensional look up table  52 H to store correction coefficients, with each dimension indexed by a different respective characteristic of the input signal Vm(t). The table  52 H is preferably indexed in one dimension (e.g., rows) by the instantaneous magnitude (amplitude) of the input signal Vm(t), and is simultaneously indexed in a second dimension (e.g., columns) by the integrated magnitude, filtered magnitude or time averaged magnitude (or a combination thereof) of the past input signal Vm(t). The table  52 H is two-dimensional in the illustrated embodiment, but may have three or more dimensions (as discussed below) in other embodiments. Each element of the lookup table  52 H stores a complete set of compensation parameters, including the FIR filter coefficients and the filter coefficients used by the modulator correction circuit  52 B, when employed. Thus, in the illustrated embodiment, the table  52 H holds m×n sets of filter coefficients. The table  52 H may be implemented using any appropriate type of data structure, and will be referred to generally as the multidimensional table or data structure. Preferably, the multidimensional table/data structure  52 H is implemented within hardware (e.g., within an ASIC).
（中略）
　The upper path in  FIG. 3  is responsible for computing the digital output signal Vd  dac  (t), which is a compensated and predistorted version of the input signal Vm(t), based on parameters read from the look-up table  52 H along the lower path. The predistortion filter  52 A predistorts the input signal to compensate for nonlinearities and amplitude variation along the entire analog upconversion and amplification chain  64 . （中略）
　The lower data path illustrated in  FIG. 3  is responsible for selecting the set of correction coefficients to be loaded, on a sample-by-sample basis, into the predistortion filter  52 A and if employed, the modulator correction circuit  52 B. The correction parameters are read from the table by the parameter extraction block  52 I at each sampling instant. An important feature of the design is that the coefficients used by these circuits  52 A and  52 B are permitted to be updated during the course of operation. That is, the parameter values are dynamic and subject to change. However, only one set of parameters is required at any time and they do not have to be changed on a sample by sample basis as can be required in predistortion linearizers. 
　To compute the lookup table addressing indices, the magnitude (or power) of the input signal Vm(t) is initially computed in block  52 C. In other embodiments, the squared magnitude of the input signal may alternatively be used to index the table  52 H. （中略） 
　The magnitude signal generated by block  52 C is processed along two paths in  FIG. 3  to compute the row and column table indexes, respectively. In the illustrated embodiment, the row index is computed based on the instantaneous power of the input signal and the column index is based on a past power profile. Quantizers  52 D and  52 G are provided along each path to produce index values that correspond to the granularity of the table  52 H. （中略）
（中略）
　As depicted by the vector X+ in  FIG. 3 , the ACPCE  70  periodically updates the correction coefficients stored within the look-up table  52 H, and updates the associated filter coefficients used by the integration filter  52 F. As new correction parameters are generated by the ACPCE  70 , an interpolation scheme is preferably used to smooth the transition between the current parameter sets (those stored in the table  52 H) and the new parameter sets. (The term correction parameters refers generally to filter coefficients and any other dynamic values that are used in the real-time predistortion process.) （中略）
　FIGS. 4A and 4B  illustrate example digital circuits that may be used to implement the predistortion filter  52 A and the IQ modulator correction circuit  52 B. A variety of other well known circuits can alternatively be used. The number of taps N used for the predistortion filter  52 A is a matter of design choice, but may, for example, be in the range of 5-11. Since a different set of FIR filter coefficients is used for each input sample of the input signal Vm(t) (indexed by power or amplitude), correction of the amplifier's wideband AM-AM and AM-PM frequency variant distortion characteristic is also achieved if the tap values are correctly computed. Since this is preferably a non-real-time computation process, the task of computing the FIR coefficient values is the responsibility of the ACPCE.」（１１欄３行〜１４欄２行）
（［当審仮訳］：
「３．個々のシステム・コンポーネンツの動作
（中略）
３．１．デジタル補償信号処理（DCSP）ブロック
（中略）
３．１．１．DCSPの構造
　図３は，一実施例においてDCSP52内に埋め込まれた，デジタルで広帯域に予め歪を与える構造及び動作を示す。
（中略）
３．１．２．DCSP機能ユニットと動作
　図３はDCSP52の種々の機能ユニットを示す。入力信号Vm(t)が２つの信号処理パスにそって処理される。これらは，好適には，出力データレートが入力データレートと一致するようにリアルタイム処理される。上側のパスは，好適には有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであるデジタルで予め歪みを与えるフィルタ52Aと，随意的なＩＱ変調修正回路52Bを含む。下側のパスは，修正ブロック52C，第１量子化器52D，デジタル遅延器52E，積分フィルタ52F（好適にはＦＩＲフィルタ），第２量子化器52G，多次元ルックアップテーブル（図３に示される実施例では２次元。）及びパラメータ抽出ブロック52Iを含む。
　この設計の重要な側面は，修正係数の格納に，各次元が入力信号Vm(t)の各々異なる特性によりインデックス付けされる多次元ルックアップテーブル52Hを使用することである。テーブル52Hは，好適には，１つの次元（例えば，列。）を入力信号Vm(t)の瞬間振幅によりインデックス付けされ，同時に２つ目の次元（例えば，行。）を過去の入力信号Vm(t)の振幅積分，フィルタリングされた振幅又は時間平均された振幅（あるいはこれらの組合せ。）によりインデックス付けされることである。図３に示された実施例ではテーブル52Hは２次元であるが，他の実施例（以下に示される）では３次元又はそれ以上の次元でもよい。テーブル52Hの各要素は，ＦＩＲフィルタ係数及びもし使用される場合は変調補償回路52Bで用いられるフィルタ係数を含む補償パラメータの完全なセットを格納する。このため，図３に示された実施例ではｍ×ｎセットのフィルタ係数を保持する。テーブル52Hは種々の妥当なタイプのデータ構造を使用してインプリメントされ得，一般的に多次元「テーブル」又は「データ構造」と呼ばれる。好適には，多次元テーブル／データ構造はハードウェア内（例えば，ＡＳＩＣ内。）にインプリメントされる。
（中略）
　図３の上側のパスは，下側のパスにそってルックアップテーブル52Hから読み出したパラメータに基づいて入力信号Vm(t)が補償され予め歪を与えられたものであるデジタル出力信号Vddac(t)の計算に責任を持っている。予め歪を与えるフィルタ52Aは，アナログアップコンバージョン及び増幅器チェーン64のすべてにそった非線形性及び振幅変動を補償するように，入力信号に予め歪を与える。（中略）
　図３の下側のパスは，予め歪を与えるフィルタ52A及びもし使用する場合は変調補償回路52Bにサンプル毎を基本として読み出される修正係数のセットの選択に責任を持っている。修正パラメータは各サンプリング瞬間にパラメータ抽出ブロック52Iによってテーブルから読み出される。この設計の重要な特徴は，これらの回路52A及び52Bで用いられる係数は動作の工程中で更新されることである。すなわち，パラメータの値は動的に変更される。けれども，いつでも唯１つのセットのパラメータが必要とされ，それらは予め歪を与えて線形化する手段が要求できるようにサンプル毎には変更されない。
　ルックアップテーブルのアドレッシング・インデックスを計算するために，初めにブロック52Cで入力信号Vm(t)の振幅（又は電力）が計算される。他の実施例では，入力信号Vm(t)の振幅の平方がテーブル52Hのインデックスとして代替的に使用される。（中略）
　52Cで生成された振幅信号は，それぞれ行及び列のテーブルインデックスを計算するために図３の２つのパスにそって処理される。図３に示された実施例では，行インデックスは入力信号の瞬間電力に基づいて計算され，列インデックス過去の電力プロファイルに基づいて計算される。量子化器52D，52Gは，テーブルの粒度に対応したインデックスの値を生成するように各パスに配される。（中略）
（中略）
　図３の中のベクトルX+によって示されるように，ACPCE 70はルックアップテーブル52H内に格納された補正係数を周期的に更新し，積分フィルタ52Fによって使用される関連するフィルタ係数を更新する。新しい修正パラメータがACPCE 70によって生成されるとともに，好適には補間スキームが現在のパラメータ・セット（テーブル52Hに格納されたもの）と新しいパラメータ・セットの間の推移を滑らかにするために使用される。（用語「修正パラメータ」は，一般に，フィルタ係数，及びリアルタイムの予め歪を与えるプロセスの中で使用される他の動的な値を指す。）（中略）
　図４Ａ及び４Ｂは，予め歪を与えるフィルタ52A及びＩＱ変調修正回路52Bをインプリメントするために使用されるデジタル回路の例を示す。その他の既知の回路が代替的に使用できる。予め歪を与えるフィルタ52 Aに使用されたタップの数Nは，設計上の選択事項であるが，例えば５〜１１の範囲である。（電力又は振幅によってインデックス付けされた）入力信号Vm(t)の各入力サンプルにＦＩＲフィルタ係数の異なるセットが使用されるので，修正タップの値が正確に計算される場合，増幅器の広帯域AM-AM及びAM-PM周波数変移歪特性の歪特性も達成される。これは好適には非リアルタイム計算プロセスなので，ＦＩＲ係数値を計算するタスクはACPCEが責任を持つ。」）
　
　
　上記摘記事項及び図面の記載並びに当該技術分野の技術常識を考慮すると，
ア．上記（１）の第１段落，同（２）の第１段落，同（４）の「３．１．２．」の第１段落，図１の記載によれば，デジタル補償信号処理器（DCSP）52は，入力信号Vm(t)に予め歪を与えるものである。そして，上記（２）の第４段落，同（３）の「２．１．」の記載によれば，入力信号Vm(t)は「ベースバンドデジタル信号」であることは明らかである。また，上記（２）の第１，５，６段落，同（３）の第２段落及び「２．２．」，図１の記載によれば，適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70は，予め与える歪に係る修正パラメータを計算するものである。
　したがって，引用例には「適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70と予め歪を与えるデジタル補償信号処理器（DCSP）52を具備し，ベースバンドデジタル信号に予め歪を与える装置」が記載されているといえる。
　
イ．上記（３）の第２段落，図２の記載によれば，適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70は，観察パス82及びフィードバック経路84の２本のリアル・タイム・データ経路に沿った信号サンプルを受け取るものであり，観察パス82はACPCEに入力信号Vm(t)のサンプルを供給し，フィードバック経路84はACPCEに増幅器の出力のダウンコンバートされたサンプルを供給するものである。そして，上記（２）の第２段落及び図２の記載によれば，フィードバック経路84からフィードバックされるものは「無線周波数チャンネルのフィードバック信号のサンプル」といえる。また，上記（３）の「２．２．」の記載によれば，適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70は「非線形フィルタパラメータを計算」するものであることは明らかである。更に，上記（３）の第２段落，同（４）の「３．１．２．」の第１段落，図２，図３の記載によれば，デジタル補償信号処理器（DCSP）52のルックアップテーブル52H内に格納された修正パラメータ・セットはパラメータ抽出ブロック52Iにより抽出され，予め歪を与えるフィルタ52Aで使用されるから，適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70は「計算結果を予め歪を与える装置へ出力するように構成され」ているといえる。
　したがって，引用例の前記「適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70」は，「ベースバンドデジタル信号のサンプルと無線周波数チャンネルのフィードバック信号のサンプルとにしたがって非線形フィルタパラメータを計算し，計算結果を予め歪を与える装置へ出力するように構成され」ているといえる。
　
ウ．上記（４）の「３．１．２．」の第３，６段落によれば，ルックアップテーブル52H内に格納された修正パラメータ・セットは更新されるものであり，当該修正パラメータ・セットは電力増幅器を含む増幅器チェーンの非線形性を補償するためのものであるから非線形パラメータといえる。ここで，前記「３．１．２．」の第７段落，図４Ａの記載によれば，修正パラメータのセットとは，複数のタップの各々にそれぞれ対応する修正パラメータの集合であることは明らかである。したがって，予め歪を与える装置であるデジタル補償信号処理器（DCSP）52は「非線形フィルタパラメータを記憶し更新」するといえる。そして，上記（４）の「３．１．２．」の第２及び第５段落，図３によれば，ルックアップテーブル52Hは，「入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分と非線形フィルタパラメータ・セットの関係を記憶するルックアップテーブル」といえ，デジタル補償信号処理器（DCSP）52は「入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分を得て，入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分に対応する非線形フィルタパラメータを入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分と非線形フィルタパラメータ・セットの関係を記憶するルックアップテーブルから選択」しているといえる。そして，上記（１）の第２段落，同（４）の「３．１．２．」の第３段落によれば，デジタル補償信号処理器（DCSP）52は「選択された非線形フィルタパラメータを使用することによりベースバンドデジタル信号に予め歪を与え，予め歪を与えられたベースバンドデジタル信号を出力するように構成され」ているといえる。
　したがって，引用例の前記「デジタル補償信号処理器（DCSP）52」は，「非線形フィルタパラメータを記憶し更新し，入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分を得て，入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分に対応する非線形フィルタパラメータを入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分と非線形フィルタパラメータ・セットの関係を記憶するルックアップテーブルから選択し，選択された非線形フィルタパラメータを使用することによりベースバンドデジタル信号に予め歪を与え，予め歪を与えられたベースバンドデジタル信号を出力するように構成され」ているといえる。
　
　エ．上記（４）の「３．１．２．」の第２段落，図３の記載によれば，引用発明のルックアップテーブル52Hは２次元以上を有する多次元ルックアップテーブルであり，「少なくとも入力信号Vm(t)の瞬間振幅，過去の入力信号Vm(t)の振幅積分により決定される次元を有する」といえる。
　
　したがって，引用例には以下の発明（以下，「引用発明」という。）が記載されていると認める。
「適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70と予め歪を与えるデジタル補償信号処理器（DCSP）52を具備し，ベースバンドデジタル信号に予め歪を与える装置において，
　前記適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70は，ベースバンドデジタル信号のサンプルと無線周波数チャンネルのフィードバック信号のサンプルとにしたがって非線形フィルタパラメータを計算し，計算結果を予め歪を与える装置へ出力するように構成され，
　前記デジタル補償信号処理器（DCSP）52は，非線形フィルタパラメータを記憶し更新し，入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分を得て，入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分に対応する非線形フィルタパラメータを入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分と非線形フィルタパラメータ・セットの関係を記憶するルックアップテーブルから選択し，選択された非線形フィルタパラメータを使用することによりベースバンドデジタル信号に予め歪を与え，予め歪を与えられたベースバンドデジタル信号を出力するように構成され，
　前記ルックアップテーブルは少なくとも入力信号Vm(t)の瞬間振幅，過去の入力信号Vm(t)の振幅積分により決定される次元を有する装置。」
　
　
３．対比・判断
（１）引用発明の「適応制御処理及び補償見積器（ACPCE）70」は，「ベースバンドデジタル信号のサンプルと無線周波数チャンネルのフィードバック信号のサンプルとにしたがって非線形フィルタパラメータを計算し，計算結果を予め歪を与える装置へ出力するように構成され」ているから，本願発明の「適合パラメータ計算装置」に相当する。
　
（２）引用発明の入力信号Vm(t)の瞬間振幅，過去の入力信号Vm(t)の振幅積分は，入力信号の電力値のサンプル，当該サンプルの積分と認められるから，これらは「電力統計」といえ，これらの値を得ることを「電力統計を行う」と称するのは任意である。したがって，引用発明の「デジタル補償信号処理器（DCSP）52」は「非線形フィルタパラメータを記憶し更新し，ベースバンドデジタル信号の電力統計を行い，電力統計の結果に対応する非線形フィルタパラメータを電力統計と非線形フィルタパラメータの関係を記憶する検索表から選択し，選択された非線形フィルタパラメータを使用することによりベースバンドデジタル信号に予め歪を与え，予め歪を与えられたベースバンドデジタル信号を出力するように構成され」ている点で本願発明の「予め歪を与える装置」と差異はない。
　
（３）引用発明の「ルックアップテーブル」と本願発明の「検索表」とは表現が異なるのみであって実質的な差異は無い。そして，引用発明の入力信号Vm(t)の瞬間振幅，過去の入力信号Vm(t)の振幅積分は，それぞれ信号の「瞬間電力」，信号の「短時間平均電力」に相当するから，下記の相違点は別として両者は「前記検索表は少なくとも信号の瞬間電力，短時間平均電力により決定される次元を有する」の点で差異はない。
　
　したがって，本願発明と引用発明とを対比すると，両者は，以下の点で一致し，また，相違している。
（一致点）
「適合パラメータ計算装置と予め歪を与える装置を具備し，ベースバンドデジタル信号に予め歪を与える装置において，
　前記適合パラメータ計算装置はベースバンドデジタル信号のサンプルと無線周波数チャンネルのフィードバック信号のサンプルとにしたがって非線形フィルタパラメータを計算し，計算結果を予め歪を与える装置へ出力するように構成され，
　前記予め歪を与える装置は非線形フィルタパラメータを記憶し更新し，ベースバンドデジタル信号の電力統計を行い，電力統計の結果に対応する非線形フィルタパラメータを電力統計と非線形フィルタパラメータの関係を記憶する検索表から選択し，選択された非線形フィルタパラメータを使用することによりベースバンドデジタル信号に予め歪を与え，予め歪を与えられたベースバンドデジタル信号を出力するように構成され，
　前記検索表は少なくとも信号の瞬間電力，短時間平均電力により決定される次元を有する装置。」
　
（相違点）
　本願発明の検索表は「それぞれ信号の瞬間電力，短時間平均電力，およびタップの次数により決定される３つの次元を有する」ものであるのに対し，引用発明のルックアップテーブルの次元はタップの次数について明らかにされていない点。
　
　上記相違点についての検討する。
　まず，本願明細書の【００５０】の「前述の式中のＭは予め歪を与える装置により補正されることのできる電力増幅器のメモリ効果の時定数を示している。Ｍが大きい程，より正確になるが，予め歪を与える装置の計算はより複雑になる。対応するパラメータはシステムの要求と価格との妥協を表すために合理的に選択されなければならない。」，同【００６０】の「４つのフィルタパラメータＴｉｉ，Ｔｉｑ，Ｔｑｉ，ｑｑはそれぞれ予め歪を与える装置120の出力複素数信号と入力複素数信号の関係を示す式に含まれる４つのパラメータａ，ｂ，ｃ，ｄに対応する。パラメータＴは信号及び同期信号の瞬間電力と短時間平均電力に従って決定されることができ，予め歪を与える装置120の検索表モジュール124中でのサーチにより発見されることができる。」の記載及び同【００４９】の【数１】中の「ａ（ｍ）」，「ｂ（ｍ）」，「ｃ（ｍ）」，「ｄ（ｍ）」の表記（ｍは０〜Ｍ−１）に照らせば，本願発明の「タップの次数」とはタップの長さ（上記「Ｍ」に相当。）ではなく，Ｍ個のタップのうちの何番目のタップなのかを示す値（上記「ｍ」に相当。）と理解される。
　一方，引用発明は，上記２．（４）の「３．１．２．」の「テーブル52Hの各要素は，ＦＩＲフィルタ係数及びもし使用される場合は変調補償回路52Bで用いられるフィルタ係数を含む補償パラメータの完全なセットを格納する。」の記載に照らせば，入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分により規定されるルックアップテーブルの要素に修正パラメータ・セットが格納されており，図４Ａの記載に照らせば，当該修正パラメータ・セットは，複数のタップからなるＦＩＲフィルタにおける各タップの次数（０〜ｎ）にそれぞれ対応する修正パラメータ（tap0 coeff, tap1 coeff, tap2 coeff, ・・・, tapn coeff）からなるセットといえ，各次数のタップに対して対応する修正パラメータが適用されることは明らかである。すなわち，引用発明も，入力信号Vm(t)の瞬間振幅及び過去の入力信号Vm(t)の振幅積分に対応した修正パラメータ・セットについて，複数のタップについて各次数に対応した修正パラメータが読み出せる構成となっているはずであることは明らかである。そして，そもそも多次元のルックアップテーブルは仮想的な構成であるところ，引用例にはルックアップテーブル52Hは３次元以上の次元でもよいことが記載されていることに鑑みれば，多次元ルックアップテーブルの各要素には１タップに対応するパラメータのみを格納するようにし，１つの次元をタップの次数を規定するもの（何番目のタップかを規定するもの）とすることは，当業者が容易になし得ることである。すなわち，上記相違点は格別ではなく，当業者が当然にあるいは容易になし得ることに過ぎない。
　
　そして，本願発明の作用効果も，引用発明に基づいて当業者が予測し得る範囲のものであり，格別なものではない。
　
　
４．むすび
　以上のとおり，本願発明は，引用発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから，特許法第２９条第２項の規定により，特許を受けることができない。
　
　よって，結論のとおり審決する。