(57)【要約】交流電源１と負荷６との間に直列に接続され、かつコンバータ電源としてのコンデンサ３０，３１、スイッチング素子１２，１３、ダイオード１６，１７等からなる直列コンバータと、交流電源１に対して並列に接続され、かつ、コンデンサ３０，３１、スイッチング素子１０，１１、ダイオード１４，１５等からなる並列コンバータと、を備える。交流電源１の電圧変動分を直列コンバータが補償して負荷６への供給電圧を一定に保つと共に、直列コンバータの補償動作によるコンデンサ３０，３１の電圧変動分を、並列コンバータによる充放電動作により補償する。その結果、高い効率でランニングコストを抑えつつ交流電源の電圧変動を抑制しながら負荷に一定の電圧を供給することができる。
2003103126.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と負荷との間に直列に接続され、かつコンバータ電源としてコンデンサを有する直列コンバータと、前記交流電源に対して並列に接続された並列コンバータと、を備えた電力変換装置において、
交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求の範囲第１項に記載した電力変換装置において、
それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、
それぞれダイオードが逆並列接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、
第１及び第２のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、
交流電源に並列接続された第３のコンデンサと、
負荷に並列接続された第４のコンデンサと、
負荷の一端に接続された交流電源の一端と第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第１のリアクトルと、
負荷の他端と第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第２のリアクトルと、を備え、
第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第１の並列接続回路を構成すると共に、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、
前記コンデンサ直列回路と第２のスイッチング素子直列回路とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と第１のスイッチング素子直列回路とによって並列コンバータを構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求の範囲第２項に記載した電力変換装置において、
装置入出力電圧と第１の並列接続回路の電圧とを検出する電圧検出手段と、
第１のリアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電圧検出手段及び電流検出手段による検出値を用いて装置の出力電圧及び第１のリアクトルを流れる電流を制御する手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求の範囲第２項または第３項に記載した電力変換装置において、
共通端子と第１及び第２の切替接点とを有する切替スイッチを設け、かつ、負荷の他端と第２のリアクトルの一端との接続を切り離すと共に、
第１の切替接点を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、
装置の正常時には、負荷の他端を前記共通端子と第２の切替接点とを介して第２のリアクトルの一端に接続し、
装置の異常時には、前記共通端子を第１の切替接点側に接続して交流電源から負荷に電圧を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求の範囲第２項または第３項に記載した電力変換装置において、
エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、
電源電圧の異常時に、前記エネルギー蓄積要素の蓄積エネルギーを用いて負荷に電圧を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求の範囲第４項に記載した電力変換装置において、
エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、
電源電圧の異常時に、前記エネルギー蓄積要素の蓄積エネルギーを用いて負荷に電圧を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求の範囲第２項または第３項に記載した電力変換装置において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求の範囲第４項に記載した電力変換装置において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求の範囲第５項に記載した電力変換装置において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求の範囲第１項に記載した電力変換装置において、
それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、
それぞれダイオードが逆並列接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、
第１及び第２のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、
交流電源に並列接続された第３のコンデンサと、
負荷の一端に接続された交流電源の一端と第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第１のリアクトルと、
負荷の他端と第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第２のリアクトルと、
負荷の他端と交流電源の他端との間に接続された第４のコンデンサと、を備え、
第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第１の並列接続回路を構成すると共に、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、
前記コンデンサ直列回路と第２のスイッチング素子直列回路とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と第１のスイッチング素子直列回路とによって並列コンバータを構成したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求の範囲第１０項に記載した電力変換装置において、
装置入出力電圧と第１の並列接続回路の電圧とを検出する電圧検出手段と、
第１のリアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電圧検出手段及び電流検出手段による検出値を用いて装置の出力電圧及び第１のリアクトルを流れる電流を制御する手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求の範囲第１０項または第１１項に記載した電力変換装置において、
エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、
電源電圧の異常時に、前記エネルギー蓄積要素の蓄積エネルギーを用いて負荷に電圧を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
請求の範囲第１０項または第１１項に記載した電力変換装置において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
請求の範囲第１２項に記載した電力変換装置において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、交流電源から負荷に安定した電圧を供給するための主回路構成に特徴を有する電力変換装置に関する。
背景技術
図１０は、交流電力を一旦直流電力に変換し、更に交流電力に変換する従来の電力変換装置を示す回路図である。
図１０において、交流電源１の一端にはリアクトル４０を介して半導体スイッチング素子１０，１１の直列回路が接続されており、これらのスイッチング素子１０，１１には、ダイオード１４，１５がそれぞれ逆並列に接続されている。
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御されるスイッチング素子１０，１１はダイオード１４，１５と共に整流回路として動作し、直列接続されたコンデンサ３０，３１にエネルギーを蓄積しながら、コンデンサ３０，３１の電圧が直流電圧になるように制御、変換動作を行なう。
また、コンデンサ３０，３１の直列回路には、スイッチング素子１２，１３の直列回路が並列に接続され、これらのスイッチング素子１２，１３には、ダイオード１６，１７がそれぞれ逆並列に接続されている。ここで、スイッチング素子１２，１３をＰＷＭ制御によりインバータとして動作させることで、平滑された直流電圧から安定した任意の交流電圧を発生させ、この交流電圧を負荷６へ供給している。
交流電源１の両端に接続されたコンデンサ３２はフィルタコンデンサ、負荷６の入力側に接続されたリアクトル４１及びコンデンサ３３はＬＣフィルタを構成するものである。
なお、図１０に示した従来技術と実質的に同一の電力変換装置が、下記の特許文献１に記載されている。
〔特許文献１〕
特許第３２０３４６４号公報（図１，段落［０００３］，［０００４］等）
図１０に示した従来技術は、交流電源を一旦直流に変換した後、再度交流に変換する、いわゆるダブルコンバータ構成の回路となっている。
図１１は図１０の回路の動作原理を説明するための図である。図１０の回路では、交流電源１側のスイッチング素子１０，１１及びダイオード１４，１５によって構成されるコンバータが整流回路として働くため、この整流回路は、図１１に示すように、負荷６に必要な全エネルギーが通過する並列電流源５とみなすことができる。
次に、図１０における負荷６側のスイッチング素子１２，１３及びダイオード１６，１７によって構成されるコンバータはいわゆるインバータとして動作し、負荷６に所定の電圧を供給するため、図１１に示すように、負荷６が必要とする全エネルギーが通過する並列電圧源３とみなすことができる。
このように、図１０に示した従来技術や特許文献１に記載されたダブルコンバータ方式の電力変換装置では、交流電源１側及び負荷６側のどちらのコンバータにも負荷に供給される全てのエネルギーが通過するため、各コンバータが発生する損失は大きなものとなる。このため、変換効率が低下し、ランニングコストが増加するという問題があった。
そこで本発明は、ダブルコンバータの交流電源１及び負荷６に対する接続方法を変えることで、負荷６側のコンバータを直列コンバータとして動作させ、交流電源１の電圧が変動した場合にはその電圧変動分だけを直列コンバータが補償し、この補償に必要なエネルギー分のみを交流電源１側の並列コンバータが補償するような、いわゆる直並列変換装置を構成するようにした。
すなわち本発明の目的は、高い変換効率でランニングコストを抑制可能な電力変換装置を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、交流電源１の電圧変動を抑制しながら負荷に一定の電圧を供給可能な電力変換装置を提供することにある。
発明の開示
上記課題を解決するため、請求の範囲第１項記載の発明は、交流電源と負荷との間に直列に接続され、かつコンバータ電源としてコンデンサを有する直列コンバータと、前記交流電源に対して並列に接続された並列コンバータと、を備えた電力変換装置に関するものである。そして、その特徴的な構成としては、交流電源の電圧変動分を直列コンバータが補償して負荷への供給電圧を一定に保つと共に、直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償することにある。
以下の各発明は、請求の範囲第１項の発明を更に具体化したものである。
すなわち、請求の範囲第２項記載の発明は、同第１項において、
それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、
それぞれダイオードが逆並列接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、
第１及び第２のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、
交流電源に並列接続された第３のコンデンサと、
負荷に並列接続された第４のコンデンサと、
負荷の一端に接続された交流電源の一端と第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第１のリアクトルと、
負荷の他端と第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第２のリアクトルと、を備え、
第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第１の並列接続回路を構成すると共に、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、
前記コンデンサ直列回路と第２のスイッチング素子直列回路とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と第１のスイッチング素子直列回路とによって並列コンバータを構成したものである。
請求の範囲第３項記載の発明は、同第２項において、
装置入出力電圧と第１の並列接続回路の電圧とを検出する電圧検出手段と、
第１のリアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段と、
これらの検出手段による検出値を用いて装置の出力電圧及び第１のリアクトルを流れる電流を制御する手段と、を備えたものである。
請求の範囲第４項記載の発明は、同第２項または３項において、
共通端子と第１及び第２の切替接点とを有する切替スイッチを設け、かつ、負荷の他端と第２のリアクトルの一端との接続を切り離すと共に、
第１の切替接点を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、
装置の正常時には、負荷の他端を前記共通端子と第２の切替接点とを介して第２のリアクトルの一端に接続し、
装置の異常時には、前記共通端子を第１の切替接点側に接続して交流電源から負荷に電圧を供給するものである。
請求の範囲第５項記載の発明は、同第２項または３項において、
エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、
電源電圧の異常時に、前記エネルギー蓄積要素の蓄積エネルギーを用いて負荷に電圧を供給するものである。
請求の範囲第６項記載の発明は、同第４項において、
エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、
電源電圧の異常時に、前記エネルギー蓄積要素の蓄積エネルギーを用いて負荷に電圧を供給するものである。
請求の範囲第７項記載の発明は、同第２項または３項において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したものである。
請求の範囲第８項記載の発明は、同第４項において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したものである。
請求の範囲第９項記載の発明は、同第５項において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したものである。
請求の範囲第１０項記載の発明は、同第２項における第４のコンデンサの接続位置を変更したものである。
すなわち、請求の範囲第１０項記載の発明は、同第１項において、
それぞれダイオードが逆並列接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第１のスイッチング素子直列回路と、
それぞれダイオードが逆並列接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子を直列接続してなる第２のスイッチング素子直列回路と、
第１及び第２のコンデンサを直列接続してなるコンデンサ直列回路と、
交流電源に並列接続された第３のコンデンサと、
負荷の一端に接続された交流電源の一端と第１のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第１のリアクトルと、
負荷の他端と第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点との間に接続された第２のリアクトルと、
負荷の他端と交流電源の他端との間に接続された第４のコンデンサと、を備え、
第１のスイッチング素子直列回路と第２のスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路とを並列に接続して第１の並列接続回路を構成すると共に、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点に接続し、
前記コンデンサ直列回路と第２のスイッチング素子直列回路とによって直列コンバータを構成し、前記コンデンサ直列回路と第１のスイッチング素子直列回路とによって並列コンバータを構成したものである。
請求の範囲第１１項記載の発明は、同第１０項において、
装置入出力電圧と第１の並列接続回路の電圧とを検出する電圧検出手段と、
第１のリアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電圧検出手段及び電流検出手段による検出値を用いて装置の出力電圧及び第１のリアクトルを流れる電流を制御する手段と、を備えたものである。
請求の範囲第１２項記載の発明は、同第１０項または１１項において、
エネルギー蓄積要素と、このエネルギー蓄積要素に接続された充放電手段とを備え、
電源電圧の異常時に、前記エネルギー蓄積要素の蓄積エネルギーを用いて負荷に電圧を供給するものである。
請求の範囲第１３項記載の発明は、同第１０項または１１項において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したものである。
請求の範囲第１４項記載の発明は、同第１２項において、
第２のリアクトルに代えてタップ付の第３のリアクトルを備え、
前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの一端に接続すると共に、第２のスイッチング素子直列回路内部の直列接続点を第３のリアクトルの他端を介して負荷の他端に接続し、
交流電源の他端を前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点から切り離して第３のリアクトルのタップ端子に接続したものである。
発明を実施するための最良の形態
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第１項，第２項に記載した発明に相当する。
図１において、第１，第２のダイオード１４，１５が逆並列接続されたＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の第１，第２の半導体スイッチング素子１０，１１の直列回路（第１のスイッチング素子直列回路という）と、第３，第４のダイオード１６，１７が逆並列接続された第３，第４の半導体スイッチング素子１２，１３の直列回路（第２のスイッチング素子直列回路という）と、第１，第２のコンデンサ３０，３１の直列回路（コンデンサ直列回路という）とが、それぞれ並列に接続されている。交流電源１には第３のコンデンサ３２が並列に接続され、負荷６には第４のコンデンサ３３が並列に接続されている。
そして、交流電源１の一端は負荷６の一端に接続され、交流電源１の他端はコンデンサ３０，３１の直列接続点に接続されている。また、交流電源１と負荷６との接続点は第１のリアクトル４０を介してスイッチング素子１０，１１の直列接続点に接続され、負荷６の他端は第２のリアクトル４１を介してスイッチング素子１２，１３の直列接続点に接続されている。
上記回路構成において、コンデンサ３０，３１をスイッチング素子で構成されるコンバータの電源と考えたとき、コンデンサ３０，３１、スイッチング素子１２，１３及びダイオード１６，１７は、交流電源１と負荷６との間に直列に接続されている。以下、これを直列コンバータと呼ぶ。
また、コンデンサ３０，３１、スイッチング素子１０，１１及びダイオード１４，１５は、交流電源１に対して並列に接続されている。以下、これを並列コンバータと呼ぶ。
次に、図２は図１の実施形態の動作原理を説明するための図である。
図２における並列補償電流源４は前記並列コンバータを、直列補償電圧源２は前記直列コンバータを表している。このとき、直列補償電圧源２が任意の電圧を発生することで、負荷６には交流電源１（交流電圧源）と直列補償電圧源２の２つの電圧源による電圧が加算されて印加されることになる。その結果、交流電源１の電圧が変動して仮にその電圧が低下した場合でも、直列補償電圧源２による可変電圧を加算して負荷６に印加することで電源電圧の低下を補償し、負荷６に一定の電圧を供給することができる。
図３を用いて、図１における直列コンバータの動作について更に説明を加える。
図１に記載したＰ点、Ｍ点、Ｎ点の電位は、図３に示すように、Ｍ点の電位（交流電源１の電圧Ｖｉｎ）にコンデンサ３０の電圧Ｖ３０の電圧を重畳した電位がＰ点電位、コンデンサ３１の電圧Ｖ３１を重畳された電位がＮ点電位になる。この重畳される電圧（図３のハッチング部分の電圧）をスイッチング素子１２，１３のチョッピングにより制御すれば、Ｍ点の電位に任意の電圧を重畳することができ、負荷６の両端電圧Ｖｏｕｔを一定に保つことが可能となる。
ここで、スイッチング素子１２，１３のオンオフ制御によるチョッピングは、負荷６の両端電圧Ｖｏｕｔが指定値通りになるようにＰＷＭ制御したり、Ｍ点電位に加算、減算する電圧を指令値としてＰＷＭ制御することにより行われる。
なお、ＰＷＭ制御される電源装置を構成する場合、一般に負荷６へ供給される電圧波形を正弦波にすること、また、必要に応じて電圧波形を任意の波形に制御できることは自明である。
以上のような一連の動作の中で、並列コンバータ（並列補償電流源４）は直列コンバータ（直列補償電圧源２）の動作によるコンデンサ３０，３１の電圧変化分（低下、上昇）を補償するため、交流電源１との間で充放電動作を行う。
その結果、負荷６に供給されるエネルギーは直列コンバータのみを通り、並列コンバータには直列コンバータによる電圧補償に使ったエネルギーだけが通過する。このため、従来のダブルコンバータ方式に比べて、並列コンバータの損失を低減でき、電力変換装置全体の高効率化を実現することができる。
次に、図４は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第３項に記載した発明に相当する。
図４の主回路構成は実質的に図１と同一であり、図１との相違点は、交流電源１の両端電圧Ｖｉｎと、Ｎ点を基準としたＭ点の電圧ＶＭ（ＶＭＮ）と、Ｎ点を基準としたＰ点の電圧ＶＰ（ＶＰＮ）と、電圧Ｖｏｕｔとを検出する電圧検出手段７０を設けると共に、リアクトル４０に流れる電流を検出する電流検出手段７１と、出力電圧及びリアクトル４０の電流を制御する電圧制御／リアクトル電流制御手段７２を設けた点である。
このような回路構成において、電圧検出手段７０により検出される交流電源１の電圧Ｖｉｎを基準正弦波として、電流検出手段７１により検出されるリアクトル４０に流れる電流が、電圧制御／リアクトル電流制御手段７２によって正弦波に追従するように動作させる。これにより、図１に示した回路が負荷６に正弦波状の電圧Ｖｏｕｔを供給する際に、この電圧に追従させて正弦波電流を流すようにする。
次に、図５は本発明の第３実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第４項の発明に相当する。
図１との相違点は、共通端子５１と第１，第２の切替接点５２，５３とを有する切替スイッチ５０を設け、負荷６の一端を共通端子５１に接続すると共に、コンデンサ３０，３１の直列接続点を第１の切替接点５２に接続し、リアクトル４１とコンデンサ３３との接続点を第２の切替接点５３に接続したことである。
このような回路構成において、切替スイッチ５０の共通端子５１を第２の切替接点５３側に接続した状態（実質的に図１と同一の状態）で図１，図４に示した電力変換装置を運転している場合、この電力変換装置に故障等による異常が発生した時に共通端子５１の接続先を第２の切替接点５３側（電力変換装置側）から第１の切替接点５２側（交流電源１側）に切り替えて負荷６への電圧供給を維持する。切替スイッチ５０の切替に必要な条件を、装置の制御回路からの信号や接点信号の組合せにより与えることは自明である。
図６は本発明の第４実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第６項の発明に相当する。
この実施形態は、Ｐ点とＮ点との間に充放電手段６１を介して並列にエネルギー蓄積要素６０を接続したものである。
なお、図６は図５の構成に充放電手段６１及びエネルギー蓄積要素６０を付加した形で示してあるが、図１や図４の構成にこれらを付加しても良い。
図１や図４の構成に充放電手段６１及びエネルギー蓄積要素６０を付加した回路は、請求の範囲第５項の発明に相当する。
ここで、充放電手段６１は半導体スイッチ及びリアクトル等の磁気部品で構成されており、エネルギー蓄積要素６０としてはバッテリなどの二次電池やフライホイール等を使用することができる。
このような回路構成において、交流電源１の正常時には充放電手段６１を介してエネルギー蓄積要素６０にエネルギーが蓄積されている。そして、交流電源１の異常により負荷６に電力を十分供給できる状態でなくなったとき、充放電手段６１を介してエネルギー蓄積要素６０をＰ点とＮ点との間に接続する。
これにより、交流電源１が正常な場合は充放電手段６１を介してエネルギー蓄積要素６０にエネルギーを蓄積し、交流電源１の異常時、例えば停電発生時には充放電手段６１を介してエネルギー蓄積要素６０からエネルギーを放出し、コンデンサ３０，３１にエネルギーを供給する。これにより、交流電源１の異常時にも、並列コンバータ及び直列コンバータを継続的に利用して負荷６に所望の電圧を安定して供給し続けることが可能となる。
図７は本発明の第５実施形態を示す回路図であり、第４実施形態と同様に請求の範囲第６項の発明に相当する。
この第５実施形態は、図６の充放電手段６１を分割して交流電源１の両端に充電手段６２を接続すると共に、Ｐ点とＮ点との間に放電手段６３を接続し、これらの充電手段６２、放電手段６３に並列にエネルギー蓄積要素６０を接続したものである。なお、充電手段６２、放電手段６３、エネルギー蓄積要素６０は、図１や図４の構成に付加しても良く、その場合には請求の範囲第５項の発明が構成されることになる。
このような回路構成において、交流電源１が正常な場合は充電手段６２によりエネルギー蓄積要素６０を充電する。次に、交流電源１の異常時、例えば停電発生時には、放電手段６３を用いてエネルギー蓄積要素６０のエネルギーをコンデンサ３０，３１に供給し、このエネルギーを利用して並列コンバータ及び直列コンバータを動作させながら負荷６に電圧を供給する。
充電手段６２及び放電手段６３は半導体スイッチや磁気部品の組合せにより構成され、エネルギー蓄積要素６０には図６の実施形態と同様のものを使用可能である。
図８は本発明の第６実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第７項の発明に相当する。
例えば図１に示した回路構成において、リアクトル４１をタップ付きリアクトル４２に変更し、このリアクトル４２の一端をコンデンサ３０，３１の直列接続点に接続すると共に、リアクトル４２の他端を、負荷６の交流電源１に接続されていない側の一端とスイッチング素子１２，１３の直列接続点に接続し、交流電源１の負荷６と接続されていない側の一端をリアクトル４２のタップ端子に接続したものである。
このような回路構成によれば、コンデンサ３０，３１、スイッチング素子１２，１３及びダイオード１６，１７によって構成される直列コンバータの通過電流を低減できるため、スイッチング損失が低減され、より一層の効率改善が可能になる。
なお、並列コンバータの動作は変わらないので省略する。
図８のようにタップ付きリアクトル４２を使用する構成は、請求の範囲第８項，第９項に記載するように図４〜図７の各実施形態にも適用可能である。
次に、図９は本発明の第７実施形態を示す回路図であり、請求の範囲第１０項の発明に相当する。
本実施形態の回路構成は、図１における第４のコンデンサ３３の接続位置を変えたものであり、この第４のコンデンサ３３が、負荷６と第２のリアクトル４１との接続点と、第１，第２のコンデンサ３０，３１の直列接続点との間に接続されている。
その他の構成は、図１と同様であるため、詳述を省略する。
上記回路構成において、図１と同様に、コンデンサ３０，３１、スイッチング素子１２，１３及びダイオード１６，１７は、交流電源１と負荷６との間に直列に接続された直列コンバータを構成する。また、コンデンサ３０，３１、スイッチング素子１０，１１及びダイオード１４，１５は、交流電源１に対して並列に接続された並列コンバータを構成する。
更に、第１のリアクトル４０及び第３のコンデンサ３２は、並列コンバータのスイッチングリプルを抑制する交流フィルタを構成し、第２のリアクトル４１及び第４のコンデンサ３３は、直列コンバータのスイッチングリプルを抑制する交流フィルタを構成している。
この実施形態の動作原理は図１の実施形態と同様であり、図２における直列補償電圧源２（直列コンバータ）が任意の電圧を発生することで、負荷６には交流電源１（交流電圧源）と直列補償電圧源２の２つの電圧源による電圧が加算されて印加される。その結果、交流電源１の電圧が低下した場合でも、直列補償電圧源２による可変電圧を加算することで電源電圧の低下を補償し、負荷６に一定の電圧を供給することができる。
直列補償電圧源２による交流電源１への電圧の加減算は、コンデンサ３０，３１を電源とする直列コンバータのＰＷＭ制御によって実現可能である。また、電圧の加減算を実施する際にコンデンサ３０，３１の充放電により変化したエネルギーは、並列補償電流源４（並列コンバータ）をＰＷＭ制御してコンデンサ３０，３１を充放電させれば補償可能であり、全体としてエネルギー収支のバランスを取ることができる。
このとき、直列コンバータ及び並列コンバータのＰＷＭ動作によって発生するスイッチングリプル（高周波リプル）は、前述したリアクトル４１及びコンデンサ３３からなる交流フィルタや、リアクトル４０及びコンデンサ３２からなる交流フィルタによって除去されるので、電源側や負荷側に流出することはない。
従って、この実施形態でも、負荷６に供給されるエネルギーは直列コンバータのみを通り、並列コンバータには直列コンバータによる電圧補償に使ったエネルギーだけが通過するので、従来のダブルコンバータ方式に比べて、並列コンバータの損失を低減でき、高効率化を実現することができる。
なお、図９の構成において、図４の電圧検出手段７０、電流検出手段７１、電圧制御／リアクトル電流制御手段７２を付加しても良く、その場合の構成が請求の範囲第１１項の発明に相当する。
また、同様にして、図９の構成において、図６の充放電手段６１及びエネルギー蓄積要素６０、または、図７の充電手段６２、放電手段６３及びエネルギー蓄積要素６０を付加しても良く、その場合の構成が請求の範囲第１２項の発明に相当する。
更に、図９の構成において、リアクトル４１の代わりに図８のタップ付きリアクトル４２を用いると共に、図８と同様にタップ付きリアクトル４２の両端をコンデンサ３０，３１の直列接続点とスイッチング素子１２，１３の直列接続点にそれぞれ接続し、リアクトル４２のタップ端子を交流電源１の一端に接続しても良く、この場合の構成は請求の範囲第１３項の発明に相当する。
また、上記のように図９のリアクトル４１の代わりに図８のタップ付きリアクトル４２を用いると共に、図６の充放電手段６１及びエネルギー蓄積要素６０、または、図７の充電手段６２、放電手段６３及びエネルギー蓄積要素６０を付加しても良く、その場合の構成が請求の範囲第１４項の発明に相当する。
産業上の利用の可能性
以上述べたように本発明は、直列コンバータ及び並列コンバータの動作により、交流電源から任意の交流電力を電流出力の形で負荷に供給できるダブルコンバータ方式の電力変換装置として利用可能である。このとき、一方のコンバータが発生する損失を抑制して変換効率を高め、ランニングコストを低く押さえることができる。また、電解コンデンサ等の寿命部品も不要となり、装置の長寿命化や信頼性の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。
図２は、図１の実施形態の動作原理を説明するための原理図である。
図３は、図１における直列コンバータの動作を説明するための波形図である。
図４は、本発明の第２実施形態を示す回路図である。
図５は、本発明の第３実施形態を示す回路図である。
図６は、本発明の第４実施形態を示す回路図である。
図７は、本発明の第５実施形態を示す回路図である。
図８は、本発明の第６実施形態を示す回路図である。
図９は、本発明の第７実施形態を示す回路図である。
図１０は、従来技術を示す回路図である。
図１１は、従来技術の動作原理を説明するための原理図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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