【事件の表示】
　特願２００９−１９１４０６「送信装置及び送信方法」拒絶査定不服審判事件〔平成２１年１１月１９日出願公開、特開２００９−２７３１８３〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本願は、平成１８年２月８日（優先権主張平成１７年４月１日、平成１８年１月１７日）に出願した特願２００６−３１７５０号の一部を平成２１年８月２０日に新たな特許出願としたものであって、平成２３年１０月６日付けの最後の拒絶理由通知に対して、平成２３年１２月１日付けで手続補正がなされたが、平成２４年３月５日付けで上記手続補正について補正の却下の決定がなされるとともに同日付で拒絶査定がなされ、これに対し、平成２４年４月１９日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同日付けで手続補正がなされたものである。
　
第２．補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　　平成２４年４月１９日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
１．本願発明と補正後の発明
　上記手続補正（以下、「本件補正」という。）は、本件補正前の平成２３年８月１６日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　
　「【請求項１】
　複数の送信アンテナに合わせて分割された複数の系列のそれぞれに対して、ＣＲＣビットの付加、チャネル符号化、ハイブリッドＡＲＱのための処理、周波数ブロックへのマッピング、適応データ変調がなされた信号を受信する受信部と、
　前記受信部において受信した信号を処理する処理部とを備え、
　チャネル符号化が実行される際のチャネル符号化率は、送信時間間隔ごとに制御され、
　ハイブリッドＡＲＱのための処理は、送信時間間隔ごとに制御され、
　周波数ブロックには、周波数領域でのスケジューリングがなされているとともに、周波数領域でのスケジューリングは、周波数ブロックごとに制御され、
　適応データ変調が実行される際の変調方式は、送信時間間隔ごとに制御されていることを特徴とする受信装置。」
　
という発明（以下、「本願発明」という。）を、平成２４年４月１９日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　
　「【請求項１】
　複数の送信アンテナに合わせて分割された複数の系列のそれぞれに対して、ＣＲＣビットの付加、チャネル符号化、ハイブリッドＡＲＱのための処理、周波数ブロックへのマッピング、適応データ変調がなされた、一部の周波数領域および全持続時間にわたった制御チャネルが所定の周波数だけ隔てて複数マッピングされた信号を受信する受信部と、
　前記受信部において受信した信号を処理する処理部とを備え、
　チャネル符号化が実行される際のチャネル符号化率は、送信時間間隔ごとに制御され、
　ハイブリッドＡＲＱのための処理は、送信時間間隔ごとに制御され、
　周波数ブロックには、周波数領域でのスケジューリングがなされているとともに、周波数領域でのスケジューリングは、周波数ブロックごとに制御され、
　適応データ変調が実行される際の変調方式は、送信時間間隔ごとに制御されていることを特徴とする受信装置。」
　
という発明（以下、「補正後の発明」という。）に補正することを含むものである。
　
２．新規事項の有無、補正の目的要件について
　本件補正は、願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内において、本願発明に記載された受信部が受信する「信号」の構成に「一部の周波数領域および全持続時間にわたった制御チャネルが所定の周波数だけ隔てて複数マッピングされた」という構成を付加して「信号」の構成を限定し、特許請求の範囲を減縮するものである。
　したがって、本件補正は、特許法第１７条の２第３項（新規事項）及び平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項（補正の目的）の規定に適合している。
　
３．独立特許要件について
　上記本件補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、上記補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうかについて以下に検討する。
　
（１）補正後の発明
　上記「１．本願発明と補正後の発明」の項で「補正後の発明」として認定したとおりである。
　
（２）引用発明
　原審の平成２３年１０月６日付けの拒絶理由通知に引用文献３として引用された、国際公開第０３／０５８８７１号（以下、「引用例１」という。）には「RESSOURCE ALLOCATION FOR MIMO-OFDM COMMUNICATION SYSTEMS」（邦訳：「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムのためのリソース割り当て」）として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　イ．「Field 
[1001] The present invention relates generally to data communication, and more specifically to techniques for allocating resources in multiple-input multiple-output communication systems that utilize orthogonal frequency division multiplexing (i.e., MIMO-OFDM systems).」（１頁４行〜８行）
　
　（邦訳）
　「分野
［１００１］ 本発明は、概してデータ通信に関し、更に詳細には直交周波数分割多重方式を活用する多重入力多重出力通信システム（すなわち、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム）でリソースを割り当てるための技術に関する。」
　
　ロ．「[1070] FIG. 2 is a flow diagram of a process 200 to schedule terminals for downlink data transmission. Process 200 may be used to implement various downlink scheduling schemes, as described below. For clarity, the overall process is described first, and the details for some of the steps in the process are described subsequently.　
[1071] In an embodiment, the transmission channels are assigned to the active terminals by evaluating one frequency subchannel group at a time. The first frequency subchannel group is considered by setting the frequency index k = 1, at step 210. The spatial subchannels for the k-th frequency subchannel group are then assigned to the terminals for downlink transmission starting at step 212. For the N-SIMO and MIMO modes on the downlink, assignment of spatial subchannels to the terminals is equivalent to assignment of the base station's transmit antennas to the terminals, since it is assumed that Ns = NT .　
[1072] Initially, one or more performance metrics to be used to select the best set of terminals for downlink transmission are initialized, at step 212. Various performance metrics may be used to evaluate the terminal sets and some of these are described in further detail below. For example, a performance metric that maximizes system throughput may be used.　
[1073] A new set of one or more active terminals is then selected from among all active terminals and considered for transmit antenna assignment, at step 214. This set of terminals forms a hypothesis to be evaluated. Various techniques may be used to limit the number of active terminals to be considered for scheduling, which then reduces the number of hypotheses to be evaluated, as described below. For each terminal in the hypothesis, the SNR vector, 
γ
Γ
[1074] For each hypothesis matrix 
Γ
Γ
Γ
[1075] The sub-hypothesis is then evaluated and the performance metric (e.g., the system throughput) corresponding to this sub-hypothesis is determined (e.g., based on the SNRs for the sub-hypothesis), at step 220. The performance metric corresponding to the best sub-hypothesis is then updated to reflect the performance metric for the current sub-hypothesis, at step 222. Specifically, if the performance metric for the current sub-hypothesis is better than that for the best sub-hypothesis, then the current sub-hypothesis becomes the new best sub-hypothesis, and the performance metric, terminal metrics, and antenna/terminal assignments corresponding to this sub-hypothesis are saved. The performance and terminal metrics are described below.　
[1076] A determination is then made whether or not all sub-hypotheses for the current hypothesis have been evaluated, at step 224. If all sub-hypotheses have not been evaluated, then the process returns to step 218 and a different and not yet evaluated combination of antenna/terminal assignments is selected for evaluation. Steps 218 through 224 are repeated for each sub-hypothesis to be evaluated.　
[1077] If all sub-hypotheses for the current hypothesis have been evaluated, at step 224, then a determination is next made whether or not all hypotheses have been considered for the current frequency subchannel group, at step 226. If all hypotheses have not been considered, then the process returns to step 214 and a different and not yet considered set of terminals is selected for evaluation. Steps 214 through 226 are repeated for each hypothesis to be considered for the current frequency subchannel group.　
[1078] If all hypotheses for the current frequency subchannel group have been evaluated, at step 226, then the results for the best sub-hypothesis for this frequency subchannel group are saved, at step 228. The best sub-hypothesis corresponds to a specific set of one or more active terminals that provides the best performance for the frequency subchannel group.　
[1079] If the scheduling scheme requires other system and terminal metrics to be maintained (e.g. the average throughput over the past Np time slots, latency for data transmission, and so on), then these metrics are updated and may be saved, at step 230. The terminal metrics may be used to evaluate the performance of the individual terminals, and are described below.　
[1080] A determination is then made whether or not all frequency subchannels have been assigned for downlink transmission, at step 232. If all frequency subchannels have not been assigned, then the next frequency subchannel group is considered by incrementing the index k (i.e., k = k +1), at step 234. The process then returns to step 212 to assign the spatial subchannels of this new frequency subchannel group to the terminals for downlink transmission. Steps 212 through 234 are repeated for each frequency subchannel group to be assigned.　
[1081] If all frequency subchannel groups have been assigned, at step 232, then the data rates and the coding and modulation schemes for the terminals in the best sub-hypothesis for each frequency subchannel group are determined (e.g., based on their post-processed SNRs), at step 236. A schedule indicative of the specific active terminals selected for downlink data transmission, their assigned transmission channels, the scheduled time slot(s), the data rates, the coding and modulation schemes, other information, or any combination thereof, may be formed and communicated to these terminals (e.g., via a control channel) prior to the scheduled time slot, also at step 236. Alternatively, the active terminals may perform blind detection and attempt to detect all transmitted data streams to determine which ones, if any, of the data streams are intended for them. The downlink scheduling is typically performed for each scheduling interval, which may correspond to one or more time slots. 」（１９頁１９行〜２２頁１４行）
　
　（邦訳）
　「［１０７０］  図２はダウンリンクデータ伝送のために端末をスケジュールするためのプロセス２００の流れ図である。プロセス２００は、後述されるように、多様なダウンリンクスケジューリング方式を実現するために使用できる。明確にするために、全体的なプロセスが最初に説明され、プロセスのステップのいくつかの詳細が後に説明される。
［１０７１］  実施形態では、伝送チャネルは、一度に１つの周波数サブチャネルグループを評価することによってアクティブな端末に割り当てられる。第１の周波数サブチャネルグループは、ステップ２１０で周波数指数ｋ＝１を設定することにより考慮される。そしてｋ番目の周波数サブチャネルグループの空間サブチャネルはステップ２１２で開始するダウンリンク伝送のために端末に割り当てられる。ダウンリンクにおけるＮ−ＳＩＭＯモードとＭＩＭＯモードの場合、ＮＳ＝ＮＴであると仮定されるため、空間サブチャネルの端末への割り当ては基地局の送信アンテナの端末への割り当てと同等である。
［１０７２］  当初、ダウンリンク伝送のために端末の最良の集合を選択するために使用できる１つ又は複数の性能基準はステップ２１２で初期化される。端末の集合を評価するためには多様な性能基準が使用されてよく、これらのいくつかは更に詳しく後述される。例えば、システムスループットを最大化する性能基準が使用できる。
［１０７３］  そしてステップ２１４で、１つ又は複数のアクティブな端末からなる新規な集合が、全てのアクティブな端末の中から選択され、送信アンテナの割り当てのために考慮される。この端末の集合が評価される仮説を形成する。スケジューリングのために検討されるアクティブな端末の数を制限するために多様な技術が使用でき、そしてそれは後述されるように、評価されるべき仮説の数を削減する。仮説の各端末に対して、ｋ番目の周波数サブチャネルグループのＮＴ個の送信アンテナに対する後処理されたＳＮＲを示すＳＮＲベクトル
γ
Г
［１０７４］  ＮＴ個の送信アンテナとＮＴ個の端末の各仮説行列
Г
Г
Г
［１０７５］  ステップ２２０で、そしてサブ仮説は評価され、このサブ仮説に対応する性能基準（例えばシステムスループット）が（例えばサブ仮説に対するＳＮＲに基づいて）決定される。最良のサブ仮説に対応する性能基準は、次にステップ２２２で現在のサブ仮説に対する性能基準を反映するために更新される。具体的には、現在のサブ仮説に対する性能基準が最良のサブ仮説に対する性能基準より優れている場合には、現在のサブ仮説は新しい最良のサブ仮説になり、このサブ仮説に対応する、性能基準、端末の基準及びアンテナ／端末の割り当てが保存される。性能基準及び端末の基準は後述される。
［１０７６］  次にステップ２２４で、現在の仮説の全てのサブ仮説が評価されたかどうかが判断される。全てのサブ仮説が評価されているのではない場合には、プロセスはステップ２１８に戻り、別のであるがまだ評価されていないアンテナ／端末の割り当ての組み合わせが評価のために選択される。ステップ２１８から２２４が、評価されるサブ仮説毎に繰り返される。
［１０７７］  ステップ２２４で現在の仮説のための全てのサブ仮説が評価された場合には、次にステップ２２６で全ての仮説が現在の周波数サブチャネルグループについて検討されたかどうかが判断される。全ての仮説が検討されているのではない場合には、プロセスはステップ２１４に戻り、別のまだ検討されていない端末の集合が評価のために選択される。ステップ２１４から２２６は、現在の周波数サブチャネルグループについて検討される仮説毎に繰り返される。
［１０７８］  ステップ２２６で現在の周波数サブチャネルグループの全ての仮説が評価されている場合、この周波数サブチャネルグループの最良のサブ仮説の結果はステップ２２８で保存される。最良のサブ仮説は周波数サブチャネルグループに最良の性能を与える１つ又は複数のアクティブな端末の特定の集合に対応する。
［１０７９］  スケジューリング方式が他のシステムの基準と端末の基準（例えば、過去のＮＰ個のタイムスロットでの平均スループット、データ伝送の待ち時間等）が維持されることを必要とする場合、ステップ２３０でこれらの基準は更新され、保存されてよい。端末の基準は、個々の端末の性能を評価するために使用されてよく、後述される。
［１０８０］  全ての周波数サブチャネルがダウンリンク伝送のために割り当てられたかどうかが、ステップ２３２で判断される。全ての周波数サブチャネルが割り当てられているのではない場合には、次の周波数サブチャネルグループが、ステップ２３４で指数ｋを増分する（すなわち、ｋ＝ｋ＋１）ことによって検討される。次にプロセスはステップ２１２に戻り、この新しい周波数サブチャネルグループの空間サブチャネルをダウンリンク伝送のための端末に割り当てる。ステップ２１２から２３４が、割り当てられる周波数サブチャネルグループ毎に繰り返される。
［１０８１］  ステップ２３２で、全ての周波数サブチャネルグループが割り当てられていると、ステップ２３６で、周波数サブチャネルグループごとの最良のサブ仮説における端末のためのデータレート及び符号化方式と変調方式が（例えばそれらの後処理されたＳＮＲに基づいて）決定される。ダウンリンクデータ伝送に選択された特定のアクティブな端末、それらの割り当てられた伝送チャネル、スケジュールされた（複数の）タイムスロット、データレート、符号化方式と変調方式、他の情報、又はその任意の組み合わせを示すスケジュールが形成され、やはりステップ２３６で、スケジュールされるタイムスロットの前に（例えば制御チャネルを介して）これらの端末に通信されてよい。あるいは、アクティブな端末はブラインド検出を実行し、もしあるならばデータストリームの内のどのデータストリームがそれらに意図されているのかを決定するために全ての送信されたデータストリームを検出しようと試みてよい。ダウンリンクスケジューリングは、典型的には、１個又は複数個のタイムスロットに相当してよいスケジューリング間隔毎に実行される。」
　
　ハ．「[1102] FIG. 4 is a flow diagram for a priority-based downlink scheduling scheme 400 whereby a set of NT highest priority terminals is considered for scheduling for each frequency subchannel group. Initially, the first frequency subchannel group is considered by setting the frequency index k = 1, at step 410. The spatial subchannels for the k-th frequency subchannel group are then assigned to the terminals for downlink transmission starting at step 412.
[1103] The scheduler examines the priority for all active terminals in the list and selects the set of NT highest priority terminals, at step 412. The remaining active terminals in the list are not considered for scheduling for this frequency subchannel group in this scheduling interval. The channel estimates for each selected terminal are then retrieved, at step 414. For example, the post-processed SNRs for the NT selected terminals may be retrieved and used to form the hypothesis matrix 
Γ
[1104] The NT transmit antennas are then assigned to the NT selected terminals based on the channel estimates and using any one of a number of antenna assignment schemes, at step 416. For example, the antenna assignments may be based on an exhaustive search or the max-max criterion described above. In another antenna assignment scheme, the transmit antennas are assigned to the terminals such that their priorities are normalized as close as possible, after the terminal metrics are updated.　
[1105] The data rates and the coding and modulation schemes for the terminals are then determined based on the antenna assignments, at step 418. The metrics of the scheduled (and unscheduled) terminals in the list are updated to reflect the scheduled data transmission (and non-transmission, respectively), and the system metrics are also updated, at step 420.　
[1106] A determination is then made whether or not all frequency subchannels have been assigned for downlink transmission, at step 422. If all frequency subchannels have not been assigned, then the next frequency subchannel group is considered by incrementing the index k (i.e., k = k +1), at step 424. The process then returns to step 412 to assign the spatial subchannels of this new frequency subchannel group to the same or a different set of active terminals. Steps 412 through 424 are repeated for each frequency subchannel group to be assigned.　
[1107] If all frequency subchannel groups have been assigned, at step 422, then a schedule indicative of the specific active terminals selected for downlink data transmission, their assigned transmission channels, the scheduled time slot(s), the data rates, the coding and modulation schemes, and so on, or any combination thereof, may be formed and communicated to these terminals, at step 426. The process then terminates for this scheduling interval.」（２８頁２４行〜２９頁２６行）
　
　（邦訳）
　「［１１０２］  図４は、優先順位に基づいたダウンリンクのスケジューリング方式４００の流れ図であり、それによりＮＴ個の最高の優先順位の端末の集合がそれぞれの周波数サブチャネルグループに対するスケジューリングに検討される。最初に、第１の周波数サブチャネルグループは、ステップ４１０で周波数指数ｋ＝１を設定することにより検討される。そしてｋ番目の周波数サブチャネルグループに対する空間サブチャネルは、ステップ４１２で開始するダウンリンク伝送のために端末に割り当てられる。
［１１０３］  スケジューラはステップ４１２で、リストの中の全てのアクティブな端末の優先順位を調べ、ＮＴ個の最高の優先順位の端末の集合を選択する。リスト中の残りのアクティブな端末は、このスケジューリング間隔でのこの周波数サブチャネルグループに対するスケジューリングでは検討されない。それぞれの選択された端末のチャネル推定値は、次にステップ４１４で引き出される。例えば、ＮＴ個の選択された端末の後処理されたＳＮＲが引き出され、仮説行列
Γ
［１１０４］  次にＮＴ個の送信アンテナが、ステップ４１６で、チャネル推定値に基づいて、そして多くのアンテナ割り当て方式の任意の１つを使用してＮＴ個の選択された端末に割り当てられる。例えば、アンテナの割り当ては前述された徹底的なサーチ又はマックス−マックス基準に基づいてよい。別のアンテナ割り当て方式では、送信アンテナは、端末の基準が更新された後にそれらの優先順位が可能な限り近づいて正規化されるように端末に割り当てられる。
［１１０５］  端末に対するデータレート及び符号化方式と変調方式は、次にステップ４１８でアンテナの割り当てに基づいて決定される。リスト中のスケジュールされた（及びスケジュールされていない）端末の基準は、スケジュールされたデータ伝送（及び非伝送、それぞれ）を反映するために更新され、システム基準はステップ４２０でも更新される。
［１１０６］  そして、全ての周波数サブチャネルがダウンリンク伝送に割り当てられたかどうかの判断がステップ４２２で下される。全ての周波数サブチャネルが割り当てられているのではない場合には、次の周波数サブチャネルグループが、ステップ４２４で指数ｋを増分する（すなわち、ｋ＝ｋ＋１）ことによって検討される。次に、プロセスはステップ４１２に戻り、この新しい周波数サブチャネルグループの空間サブチャネルをアクティブな端末の同じ又は別の集合に割り当てる。ステップ４１２から４２４は、割り当てられる周波数サブチャネルグループ毎に繰り返される。
［１１０７］  全ての周波数サブチャネルグループがステップ４２２で割り当てられていると、次にステップ４２６で、ダウンリンクデータ伝送のために選択される特定のアクティブな端末、それらの割り当てられた伝送チャネル、スケジュールされた（複数の）タイムスロット、データレート、符号化方式と変調方式等、あるいはその任意の組み合わせを示すスケジュールが形成され、これらの端末に通信されてよい。そしてプロセスはこのスケジューリング間隔に対して終了する。」
　
　ニ．「
MIMO-OFDM System
[1215] FEG. 8A is a block diagram of a base station 104 and two terminals 106 within MIMO-OFDM system 100 for downlink data transmission. At base station 104, a data source 808 provides data (i.e., information bits) to a transmit (TX) data processor 810. For each independent data stream, TX data processor 810 (1) codes the data based on a particular coding scheme, (2) interleaves (i.e., reorders) the coded bits based on a particular interleaving scheme, and (3) maps the interleaved bits into modulation symbols for one or more transmission channels selected for use for that data stream. The coding increases the reliability of the data transmission. The interleaving provides time diversity for the coded bits, permits the data to be transmitted based on an average SNR for the transmission channels, combats fading, removes correlation between coded bits used to form each modulation symbol, and may further provide frequency diversity if the coded bits are transmitted over multiple frequency subchannels. The coding and modulation (i.e., symbol mapping) may be performed based on control signals provided by a controller 830.　
[1216] A TX MIMO processor 820 receives and demultiplexes the modulation symbols from TX data processor 810 and provides a stream of symbol vectors for each transmit antenna used for data transmission, one symbol vector per symbol period. Each symbol vector includes up to NF modulation symbols for the NF frequency subchannels of the transmit antenna. TX MIMO processor 820 may further precondition the modulation symbols if full CSI processing is performed (e.g., if the channel response matrix H(k) is available). MIMO and full-CSl processing is described in further detail in the aforementioned U.S. Patent Application Serial No. 09/993,087. Each symbol vector stream is then received and modulated by a respective modulator (MOD) 822 and transmitted via an associated antenna 824.　
[1217] At each terminal 106 to which a data transmission is directed, antennas 852 receive the transmitted signals, and the received signal from each antenna is provided to a respective demodulator (DEMOD) 854. Each demodulator (or front-end unit) 854 performs processing complementary to that performed at modulator 822. The received modulation symbols from all demodulators 854 are then provided to a receive (RX) MIMO/data processor 860 and processed to recover one or more data streams transmitted to the terminal. RX MIMO/data processor 860 performs processing complementary to that performed by TX data processor 810 and TX MIMO processor 820 and provides decoded data to a data sink 862. The processing by terminal 106 is described in further detail below.　
[1218] At each active terminal 106, RX MIMO/data processor 860 further estimates the channel conditions for the downlink and provides channel state information (CSI) indicative of the estimated channel conditions. The CSI may comprise post-processed SNRs, channel gain estimates, and so on. A controller 870 receives and may further transform the downlink CSI (DL CSI) into some other form (e.g., rate). The downlink CSI is processed (e.g., coded and symbol mapped) by a TX data processor 880, further processed by a TX MIMO processor 882, modulated by one or more modulators 854, and transmitted back to base station 104 via an uplink (or feedback) channel. The downlink CSI may be reported by the terminal using various signaling techniques, as described below.　
[1219] At base station 104, the transmitted feedback signal is received by antennas 824, demodulated by demodulators 822, and processed by a RX MIMO/data processor 840 in a complementary manner to that performed by TX data processor 880 and TX MIMO processor 882. The reported downlink CSI is then provided to controller 830 and a scheduler 834.　
[1220] Scheduler 834 uses the reported downlink CSI to perform a number of functions such as (1) selecting the best set of terminals for downlink data transmission and (2) assigning the available transmission channels to the selected terminals. Scheduler 834 or controller 830 may further use the reported downlink CSI to determine the coding and modulation scheme to be used for each data stream. Scheduler 834 may schedule terminals to achieve high throughput and/or based on some other performance criteria or metrics. 」（５８頁２５行〜６０頁１６行）
　
　（邦訳）
　「
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム
［１２１５］  図８Ａは、ダウンリンクデータ伝送のためのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００の中の１つの基地局１０４と２つの端末１０６のブロック図である。基地局１０４では、データソース８０８が送信（ＴＸ）データプロセッサ８１０にデータ（すなわち情報ビット）を供給する。独立したデータストリーム毎に、ＴＸデータプロセッサ８１０は、（１）特定の符号化方式に基づいて該データを符号化し、（２）特定のインタリーブ方式に基づいて符号化されたビットをインタリーブし（すなわち再配列し）、そして（３）インタリーブされたビットを、そのデータストリームの使用のために選択された１つ又は複数の伝送チャネルのための変調シンボルにマップする。符号化はデータ伝送の信頼性を高める。インタリーブすることは符号化されたビットに時間ダイバーシティを与え、データが伝送チャネルの平均ＳＮＲに基づいて送信され得るようにし、フェージングに対抗し、各変調シンボルを形成するために使用される符号化されたビット間の相関を取り除き、符号化されたビットが複数の周波数サブチャネルで送信される場合に更に周波数ダイバシティを与えてよい。符号化及び変調（すなわちシンボルマッピング）は、コントローラ８３０によって供給される制御信号に基づいて実行されてよい。
［１２１６］  ＴＸ  ＭＩＭＯプロセッサ８２０は、ＴＸデータプロセッサ８１０から変調シンボルを受信し、デマルチプレクスし、データ伝送のために使用される送信アンテナ毎にシンボルベクトルのストリームを、シンボル期間当たり１つのシンボルベクトル、提供する。各シンボルベクトルは、送信アンテナのＮＦ個の周波数サブチャネルに対して最高ＮＦ個の変調シンボルを含む。ＴＸ  ＭＩＭＯプロセッサ８２０は、完全ＣＳＩ処理が実行される場合（例えば、チャネル応答行列Ｈ（ｋ）が入手可能である場合）変調シンボルに更に前提条件を付けてよい。ＭＩＭＯ及び完全ＣＳＩ処理は前述した米国特許出願番号第０９／９９３，０８７号に更に詳しく説明されている。次に各シンボルベクトルのストリームは、それぞれの変調器（ＭＯＤ）８２２によって受信及び変調され、関連付けられたアンテナ８２４を介して送信される。
［１２１７］  データ伝送が向けられる各端末１０６では、アンテナ８５２が送信された信号を受信し、各アンテナから受信された信号がそれぞれの復調器（ＤＥＭＯＤ）８５４に与えられる。各復調器（又はフロントエンド装置）８５４は変調器８２２で実行された処理に相補的な処理を実行する。全ての復調器８５４からの受信された変調シンボルは、次に受信（ＲＸ）ＭＩＭＯ／データプロセッサ８６０に供給され、端末に送信される１つ又は複数のデータストリームを復元するために処理される。ＲＸ  ＭＩＭＯ／データプロセッサ８６０は、ＴＸデータプロセッサ８１０とＴＸ  ＭＩＭＯプロセッサ８２０によって実行される処理に相補的な処理を実行し、データシンク８６２に復号されたデータを提供する。端末１０６による処理は更に詳しく後述される。
［１２１８］  それぞれのアクティブな端末１０６で、ＲＸ  ＭＩＭＯ／データプロセッサ８６０はさらに、ダウンリンクのためにチャネル条件を推定し、推定されたチャネル条件を示すチャネル状態情報（ＣＳＩ）を提供する。ＣＳＩは後処理されたＳＮＲ、チャネル利得の推定値等を含んでよい。コントローラ８７０はダウンリンクＣＳＩ（ＤＬ  ＣＳＩ）を受信し、更に何らかの他の形式（例えばレート）に変換してよい。ダウンリンクＣＳＩはＴＸデータプロセッサ８８０によって処理され（例えば、符号化され、シンボルに写像され）、ＴＸ  ＭＩＭＯプロセッサ８８２によって更に処理され、１つ又は複数の変調器８５４によって変調され、アップリンク（すなわちフィードバック）チャネルを介して基地局１０４に送り返される。ダウンリンクＣＳＩは、後述されるように多様なシグナリング技術を使用して端末によって報告されてよい。
［１２１９］  基地局１０４では、送信されたフィードバック信号がアンテナ８２４によって受信され、復調器８２２によって復調され、そしてＴＸデータプロセッサ８８０及びＴＸ  ＭＩＭＯプロセッサ８８２によって実行される方法に相補的な方法でＲＸ  ＭＩＭＯ／データプロセッサ８４０によって処理される。報告されたダウンリンクＣＳＩは、次にコントローラ８３０及びスケジューラ８３４に提供される。
［１２２０］  スケジューラ８３４は、（１）ダウンリンクデータ伝送のために端末の最良の集合を選択する、そして（２）選択された端末に使用可能な伝送チャネルを割り当てる、などの多くの機能を実行するために報告されたダウンリンクＣＳＩを使用する。スケジューラ８３４又はコントローラ８３０は、データストリーム毎に使用される符号化及び変調方式を決定するために報告されたダウンリンクＣＳＩを更に使用してよい。スケジューラ８３４は、高スループットを達成するために、及び／又は他の何らかの性能規準或いは基準に基づいて、端末をスケジュールしてよい。」
　
　ホ．「[1227] FIG. 9 is a block diagram of an embodiment of a transmitter unit 900. For clarity, transmitter unit 900 is described as being the transmitter portion of base station 104 in FIGS. 8A and 8B. However, transmitter unit 900 may also be used for the transmitter portion of each terminal for uplink transmissions.　
[1228] Transmitter unit 900 is capable of processing multiple data streams for one or more terminals based on the available CSI (e.g., as reported by the terminals). Transmitter unit 900 includes (1) a TX data processor 814x that receives and processes information bits to provide modulation symbols and (2) a TX MIMO processor 820x that demultiplexes the modulation symbols for the NT transmit antennas.　
[1229] In the specific embodiment shown in FIG. 9, TX data processor 814x includes a demultiplexer 908 coupled to a number of channel data processors 910, one processor for each of ND independent data streams to be transmitted to the terminal(s). Demultiplexer 908 receives and demultiplexes the aggregate information bits into No data streams, each of which may be transmitted over one or more transmission channels. Each data stream is provided to a respective channel data processor 910.　
[1230] En the embodiment shown in FIG. 9, each channel data processor 910 includes an encoder 912, a channel interleaver 914, and a symbol mapping element 916. Encoder 912 codes the information bits in the received data stream based on a particular coding scheme to provide coded bits. Channel interleaver 914 interleaves the coded bits based on a particular interleaving scheme to provide diversity. And symbol mapping element 916 maps the interleaved bits into modulation symbols for the one or more transmission channels used for transmitting the data stream.　
[1231] Pilot data (e.g., data of known pattern) may also be coded and multiplexed with the processed information bits. The processed pilot data may be transmitted (e.g., in a time division multiplexed (TDM) or code division multiplexed (CDM) manner) in all or a subset of the transmission channels used to transmit the information bits. The pilot data may be used at the receiver systems to perform channel estimation.　
[1232] As shown in FIG. 9, the data coding, interleaving, and modulation (or a combination thereof) may be adjusted based on the available CSI (e.g., as reported by the receiver systems). In one coding and modulation scheme, adaptive coding is achieved by using a fixed base code (e.g., a rate 1/3 Turbo code) and adjusting the puncturing to achieve the desired code rate, as supported by the SNRs of the transmission channels used to transmit the data. For this scheme, the puncturing may be performed after the channel interleaving. In another coding and modulation scheme, different coding schemes may be used based on the reported CSI. For example, each of the data streams may be coded with an independent code. With this scheme, the successive cancellation receiver processing technique may be used at the receivers to detect and decode the data streams to derive a more reliable estimate of the transmitted data streams, as described in further detail below.　
[1233] Symbol mapping element 916 can be designed to group sets of interleaved bits to form non-binary symbols, and to map each non-binary symbol to a point in a signal constellation corresponding to a particular modulation scheme (e.g., QPSK, M-PSK, M-QAM, or some other scheme) selected for the data stream. Each mapped signal point corresponds to a modulation symbol. The number of information bits that may be transmitted for each modulation symbol for a particular level of performance (e.g., one percent PER) is dependent on the SNRs of the transmission channels used to transmit the data stream. Thus, the coding and modulation scheme for each data stream may be selected based on the available CSI. The channel interleaving may also be adjusted based on the available CSI.　
[1234] The modulation symbols from TX data processor 814x are provided to TX MEMO processor 820x. TX MIMO processor 820x receives ND modulation symbol streams from ND channel data processors 910 and demultiplexes the received modulation symbols into NT symbol vector streams, Vi through NNt, one symbol vector stream for each antenna used to transmit data. Each symbol vector stream is provided to a respective modulator 822. In the embodiment shown in FIG. 9, each modulator 822 includes an inverse fast Fourier transform (IFFT) processor 940, a cyclic prefix generator 942, and a transmitter (TMTR) 944.　
[1235] IFFT processor 940 converts each received symbol vector into its time-domain representation (which is referred to as an OFDM symbol) using the IFFT. IFFT processor 940 can be designed to perform the IFFT on any number of frequency subchannels (e.g., 8, 16, 32, ... , NF, ...). En an embodiment, for each symbol vector converted to an OFDM symbol, cyclic prefix generator 942 repeats a portion of the time-domain representation of the OFDM symbol to form a transmission symbol for a specific transmit antenna. The cyclic prefix ensures that the transmission symbol retains its orthogonal properties in the presence of multipath delay spread, thereby improving performance against deleterious path effects. The implementation of IFFT processor 940 and cyclic prefix generator 942 is known in the art and not described in detail herein.」（６１頁２８行〜６３頁２９行）
　
（邦訳）
　「［１２２７］  図９は、送信機装置９００の実施形態のブロック図である。明確にするために、送信機装置９００は図８Ａと図８Ｂの中の基地局１０４の送信機部分であるとして説明される。しかしながら、送信機装置９００はアップリンク伝送のための各端末の送信機部分にも使用できる。
［１２２８］  送信機装置９００は（例えば、端末によって報告されるような）利用可能なＣＳＩに基づいて１つ又は複数の端末のための複数のデータストリームを処理することができる。送信機装置９００は（１）変調シンボルを提供するために、情報ビットを受信し、処理するＴＸデータプロセッサ８１４ｘ、及び（２）ＮＴ本の送信アンテナのために変調シンボルをデマルチプレクスするＴＸ  ＭＩＭＯプロセッサ８２０ｘを含む。
［１２２９］  図９に示される特定の実施形態では、ＴＸデータプロセッサ８１４ｘが、多くのチャネルデータプロセッサ９１０に接続されるデマルチプレクサ９０８を含み、（複数の）端末に送信されるＮＤ個の独立したデータストリームのそれぞれに対して１台のプロセッサである。デマルチプレクサ９０８は集合的な情報ビットを受信し、それぞれが１つ又は複数の伝送チャネルで送信されてよいＮＤ個のデータストリームにデマルチプレクスする。各データストリームはそれぞれのチャネルデータプロセッサ９１０に供給される。
［１２３０］  図９に示される実施形態では、各チャネルデータプロセッサ９１０は、符号化器９１２、チャネルインタリーバ９１４、及びシンボルマッピング要素９１６を含む。符号化器９１２は、符号化されたビットを提供するために特定の符号化方式に基づき受信されたデータストリームの中の情報ビットを符号化する。チャネルインタリーバ９１４は、ダイバシティを提供するために特定のインタリーブ方式に基づき符号化されたビットをインタリーブする。そしてシンボルマッピング要素９１６は、データストリームを送信するために使用される１つ又は複数の前記伝送チャネルのためにインタリーブされたビットを変調シンボルにマップする。
［１２３１］  パイロットデータ（例えば、既知のパターンのデータ）も符号化され、処理された情報ビットと共に多重化されてよい。該処理されたパイロットデータは情報ビットを送信するために使用される伝送チャネルの全て又は部分集合で（例えば、時分割多重化された（ＴＤＭ）或いは符号分割多重化された（ＣＤＭ）やり方で）送信されてよい。パイロットデータは、チャネル推定を実行するために受信機システムで使用できる。
［１２３２］  図９に図示されるように、データ符号化、インタリーブすること、及び変調（又はその組み合わせ）は、（例えば受信機システムによって報告されるような）利用可能なＣＳＩに基づいて調整されてよい。１つの符号化及び変調方式では、データを送信するために使用される伝送チャネルのＳＮＲによってサポートされるが、適応符号化は、固定された基本の符号（例えば、レート１／３ターボコード）を使用し、所望される符号レートを達成するためにパンクチャリングを調整することによって達成される。この方式の場合、パンクチャリングはチャネルインタリーブをした後に実行されてよい。別の符号化及び変調方式では、報告されたＣＳＩに基づいて異なる符号化方式が使用されてよい。例えば、データストリームのそれぞれが独立した符号で符号化されてよい。この方式を用いると、更に詳しく後述されるように、データストリームを検出及び復号して送信されたデータストリームの更に信頼できる推定値を導出するために、連続除去受信機処理技術が受信機で使用されてよい。
［１２３３］  シンボルマッピング要素９１６は、非バイナリシンボルを形成するためインタリーブされたビットの集合をグループ化し、それぞれの非バイナリシンボルを、データストリームに対して選択された特定の変調方式（例えばＱＰＳＫ、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、あるいは何らかの他の方式）に対応する信号コンスタレーションの中の点に写像するように設計できる。写像された各信号点は変調シンボルに対応する。ある特定のレベルの性能（例えば、１パーセントのＰＥＲ）のために変調シンボル毎に送信されてよい情報ビットの数は、データストリームを送信するために使用される伝送チャネルのＳＮＲに依存している。従って、データストリーム毎の符号化及び変調方式は、利用可能なＣＳＩに基づいて選択されてよい。チャネルインタリーブすることも、利用可能なＣＳＩに基づいて調整されてよい。
［１２３４］  ＴＸデータプロセッサ８１４ｘからの変調シンボルはＴＸ  ＭＩＭＯプロセッサ８２０ｘに提供される。ＴＸ  ＭＩＭＯプロセッサ８２０ｘはＮＤ個のチャネルデータプロセッサ９１０からＮＤ個の変調シンボルストリームを受信し、受信された変調シンボルをＮＴ個のシンボルベクトルストリーム、すなわちデータを送信するために使用される各アンテナ毎に１つのシンボルベクトルストリームの、Ｖ１からＶＮｔまでにデマルチプレクスする。各シンボルベクトルストリームは、それぞれの変調器８２２に供給される。図９に図示される実施形態では、各変調器８２２が高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）プロセッサ９４０、周期的接頭部生成器９４２、及び送信機（ＴＭＴＲ）９４４を含む。
［１２３５］  ＩＦＦＴプロセッサ９４０は、ＩＦＦＴを使用して（ＯＦＤＭシンボルと呼ばれる）その時間領域表現に各受信シンボルベクトルを変換する。ＩＦＦＴプロセッサ９４０は、任意の数の周波数サブチャネル（例えば、８、１６、３２．．．ＮＦ．．．）でＩＦＦＴを実行するように設計できる。一実施形態では、ＯＦＤＭシンボルに変換されたシンボルベクトル毎に、周期的接頭部生成器９４２がＯＦＤＭシンボルの時間領域表現の一部を反復し、特定の送信アンテナのための「伝送シンボル」を形成する。該周期的接頭部は、マルチパスの遅延広がりが存在する場合に伝送シンボルがその直交特性を保持することを保証し、それにより有害なパスの影響に対して性能を改善する。ＩＦＦＴプロセッサ９４０及び周期的接頭部生成器９４２の実現は当分野で既知であり、ここに詳細に説明されない。」
　
　上記イ．〜ホ．の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　引用例１には、上記イ．にあるように、直交周波数分割多重方式を活用する多重入力多重出力通信システム（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム）におけるスケジューリング技術に関して記載がある。
　上記ニ．〜上記ホ．及び関連する図面（ＦＩＧ．８Ａ，ＦＩＧ．９）には、基地局と複数の端末間のダウンリンク方向のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム構成が記載されており、基地局において、データソースからの情報ビットは、デマルチプレクサにより複数の送信アンテナ数分のデータストリームに分割され、スケジューラにより、前記各データストリームに対する符号化、マッピング、変調がなされている。そして、各端末において、基地局から送信された信号は受信アンテナで受信され、復調器及び受信ＭＩＭＯ／データプロセッサによりデータストリームを復元する処理が行われている。
　前記スケジューラは、端末からフィードバックされたダウンリンクＣＳＩに基づいて適応符号化と変調方式の選択を行うスケジューリングを行っており、ここで、適応符号化は基本の符号をパンクチャリングすることにより所望の符号化レートを得るものであり、変調方式の選択は複数の変調方式からダウンリンクＣＳＩに基づき行われるものであるから技術常識より「適応変調」であるといえる。
　また、上記ロ．〜上記ハ．の記載では、前記スケジューリングは、周波数サブチャネルグループ毎に行われるものであり、周波数サブチャネルグループは、ＯＦＤＭにおける複数の周波数サブチャネルをグループ化したものであるから、上記スケジューリングはＯＦＤＭの周波数領域でのスケジューリングとなっており、変調によりマッピングが行われているが、このマッピングは周波数サブチャネルグループへのマッピングである。
　そして、特に、上記ロ．の段落［１０８１］及び上記ハ．の段落［１１０７］には、前記スケジューリングが、１個または複数個のタイムスロットに相当する「スケジューリング間隔」ごとに実行されると記載されている。
　
　したがって、上記引用例１には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されている。
　
（引用発明）
　「複数の送信アンテナに合わせて分割された複数のデータストリームのそれぞれに対して、適応符号化、周波数サブチャネルグループへのマッピング、適応変調がなされた信号を受信する受信アンテナと、
　受信した信号を処理する復調部及び受信ＭＩＭＯ／データプロセッサとを備え、
　適応符号化が実行される際の符号化レートは、スケジューリング間隔（１個または複数個のタイムスロット）ごとに制御され、
　周波数サブチャネルグループには、周波数領域でのスケジューリングがなされているとともに、周波数領域でのスケジューリングは、周波数サブチャネルグループごとに制御され、
　適応データ変調が実行される際の変調方式は、スケジューリング間隔（１個または複数個のタイムスロット）ごとに選択されている端末」
　
（３）対比・判断
　引用発明の「データストリーム」は、データの系列であるから、補正後の発明の「系列」に相当する。
　引用発明の「適応符号化」は、誤り訂正のための符号化を適応的に行うものであるから、補正後の発明の「チャネル符号化」に含まれる。
　引用発明の「周波数サブチャネルグループ」は、ＯＦＤＭにおける複数の周波数サブチャネルをグループ化したものであるから、補正後の発明の「周波数ブロック」に相当する。
　引用発明の「適応変調」は、明らかに補正後の発明の「適応データ変調」に相当する。
　引用発明の「受信アンテナ」は、送信アンテナから送信された信号を受信するものであるから、補正後の発明の「受信部」に相当する。
　引用発明の「受信した信号を処理する復調部及び受信ＭＩＭＯ／データプロセッサ」は、受信アンテナで受信した信号からデータストリームを回復する「処理」を行っているから、補正後の発明の「受信部において受信した信号を処理する処理部」に相当する。
　引用発明の「符号化レート」は、明らかに補正後の発明の「符号化率」に相当する。
　引用発明の「スケジューリング間隔（１個または複数個のタイムスロット）」は、１個または複数個のタイムスロットにて構成される送信に係る所定の時間間隔であるから、補正後の発明の「送信時間間隔」に相当する。
　引用発明の「端末」は、基地局から送信された信号を受信する装置であるから、補正後の発明の「受信装置」に相当する。
　
　したがって、補正後の発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違している。
　
（一致点）
　「複数の送信アンテナに合わせて分割された複数の系列のそれぞれに対して、チャネル符号化、周波数ブロックへのマッピング、適応データ変調がなされた信号を受信する受信部と、
　前記受信部において受信した信号を処理する処理部とを備え、
　チャネル符号化が実行される際のチャネル符号化率は、送信時間間隔ごとに制御され、
　周波数ブロックには、周波数領域でのスケジューリングがなされているとともに、周波数領域でのスケジューリングは、周波数ブロックごとに制御され、
　適応データ変調が実行される際の変調方式は、送信時間間隔ごとに制御されている受信装置。」
　
（相違点）
（１）複数の送信アンテナに合わせて分割された複数の系列のそれぞれに対して、補正後の発明では「ＣＲＣビットの付加」を行っているのに対し、引用発明ではＣＲＣの付加を行っていない点。
（２）複数の送信アンテナに合わせて分割された複数の系列のそれぞれに対して、補正後の発明では「ハイブリッドＡＲＱのための処理」を行っており、「ハイブリッドＡＲＱのための処理は、送信時間間隔ごとに制御され」ているのに対し、引用発明ではそのような処理について記載がない点。
（３）受信部が受信する「信号」に関し、補正後の発明では「一部の周波数領域および全持続時間にわたった制御チャネルが所定の周波数だけ隔てて複数マッピングされた」信号であるとしているのに対し、引用発明では、そのような信号であるのか不明である点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。
　まず、上記相違点（１）、（２）について検討する。
　通信システムにおいて、送信装置からの送信信号を受信装置において受信した際に『誤り（エラー）』が発生することは周知の課題であり、その課題を解決する手段として『誤り（エラー）』があれば送信信号の再送を行うようにする再送制御は普通に行われている。
　ここで、原審の平成２３年１０月６日付けの拒絶理由通知において引用文献２として引用された特開２００４−１３５３０４号公報（特に、段落【０００７】〜【０００８】、【００１８】、【図３】の記載参照）に記載されるように、ＭＩＭＯシステムにおいても、複数の送信アンテナに合わせて分割された複数の系列のそれぞれに対して「ＣＲＣビットの付加」を行い、受信装置において前記ＣＲＣビットから受信信号のエラーを判別して再送制御の一手法であるＨＡＲＱ（ハイブリッド自動再送要求：Ｈｙｂｒｉｄ　Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　ｒｅｐｅａｔ　ＲｅＱｕｅｓｔ）を行うことは周知である。
　この周知技術を、引用発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに対して適用し、複数の送信アンテナに合わせて分割された複数の系列のそれぞれに対して、「ＣＲＣビットの付加」を行い、また、「ハイブリッドＡＲＱのための処理」を行うようにすることは当業者が適宜想到し得ることである。
　さらに、原審の平成２３年１０月６日付けの拒絶理由通知において引用文献４として引用された特開２００５−６４９６１号公報（例えば、段落【００１６】、【００３７】〜【００３９】の記載参照）、他にも特開２００３−１５８４８６号公報（例えば、段落【０００７】〜【００１３】の記載参照）や国際公開第２００４／０１９５４４号（例えば、２頁１７行〜２４行、５頁１５行〜６頁１６行の記載参照（特表２００５−５３６１６０号公報の段落【００１０】、【００２１】〜【００２３】を参照））に記載されるように、符号化及び適応変調（ＡＭＣ）とハイブリッドＡＲＱの両者をＴＴＩ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｔｉｍｅ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ）毎に制御することは周知であり、ここで前記ＴＴＩは送信時間間隔といえるものである。
　当業者であれば、引用発明において上記のとおりハイブリッドＡＲＱのための処理を行うようにする際に、上記周知技術に基づいて適応符号化や適応変調を送信時間間隔である「スケジューリング間隔（１個または複数個のスロット）」で制御することに合わせてハイブリッドＡＲＱ制御についても同じ「スケジューリング間隔（１個または複数個のスロット）」で制御することを容易に為し得るものである。
　以上のとおり、相違点（１）及び相違点（２）はいずれも格別なものではない。
　
　ついで、上記相違点（３）について検討する。
　引用発明には、いわばデータチャネルにおいて送信される信号に係る構成のみが記載されているが、データチャネルで送信する信号に関する制御チャネルが必要であることは技術常識である。
　ここで、相違点に係る「一部の周波数領域および全持続時間にわたった制御チャネルが所定の周波数だけ隔てて複数マッピングされ」る点については、NTT DoCoMo, Inc.，Downlink Multiple Access Scheme for Evolved UTRA，3GPP TSG RAN R1-050249 [online]，２００５年３月３０日（last modified），［平成２４年６月７日検索］、インターネットＵＲＬ，http://www.3gpp.org/ftp/tsg_ran/WG1_RL1/TSGR1_40bis/Docs/R1-050249.zipの２６〜２７ページのＦＤＭに基づく多重を説明する図面等に記載されているように公知技術であり、この公知の制御チャネルを引用発明の制御チャネルとして採用することは当業者が適宜為し得ることである。
　したがって、相違点（３）も格別なものではない。
　
　このように各相違点は格別なものでなく、そして、補正後の発明に関する作用・効果も、引用発明、各周知技術及び公知技術から当業者が予測できる範囲のものである。
　
　以上のとおりであるから、補正後の発明は引用発明、各周知技術及び公知技術に基いて容易に発明することができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
４．結語
　以上のとおり、本件補正は、補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができないものであるから、平成１８年法律第５５号附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する特許法第１２６条第５項の規定に適合していない。
　したがって、本件補正は、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
第３．本願発明について
１．本願発明
　本件補正は上記のとおり却下されたので、本願発明は、上記「第２．補正却下の決定」の「１．本願発明と補正後の発明」の項で「本願発明」として認定したとおりである。　
　
２．引用発明及び周知技術
　引用発明及び周知技術は、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の「（２）引用発明」及び「（３）対比・判断」の項で認定したとおりである。
　
３．対比・判断
　そこで、本願発明と引用発明とを対比するに、本願発明は補正後の発明から、本件補正に係る構成を省いたものである。
　そうすると、上記補正後の発明から本件補正に係る限定を省いた本願発明は、上記相違点（３）を除く上記相違点（１）、（２）の点で引用発明と相違していることになるから、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項で検討したとおり、本願発明は引用発明及び各周知技術に基いて容易に発明することができたものである。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び各周知技術に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。