(57)【要約】本発明は、ミキサの受信ＲＦ信号の入力側に加算千段を設け、ミキサ入力前に分岐した信号の位相をシフトする位相シフト手段と、分岐後であって位相シフト手段の入力前または後に設けられた可変ゲイン増幅手段による位相シフト及び増幅後の信号を前記加算手段に与えることにより、ダイレクトコンバージョンで発生する直流オフセットを除去でき、かつ、直流オフセット変化時の過渡応答による悪影響を与えることを防止できる。
2003092180.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ミキサで受信ＲＦ信号を希望波の中心周波数と同じ周波数である局部発振信号とミキシングしベースバンド信号にダウンコンバートするダイレクトコンバージョン受信機において、
前記ミキサの受信ＲＦ信号の入力側に加算手段を設け、
前記ミキサ入力前に分岐した信号の位相をシフトする位相シフト手段と、
前記分岐後であって位相シフト手段の入力前または後に設けられた可変ゲイン増幅手段による位相シフト及び増幅後の信号を前記加算手段に与えるダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項２】
請求項１記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記位相シフト手段の移相量を９０度に設定したダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項３】
請求項１または２記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるよう前記可変ゲイン増幅手段のゲインを制御するゲイン制御手段を有するダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項４】
請求項３記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記ゲイン制御手段は、前記可変ゲイン増幅手段のゲインの初期値を最大値に設定し、前記ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるまで前記可変ゲイン増幅手段のゲインを減少させるダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項５】
請求項３記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
初期値を保持する記憶手段を有し、
前記ゲイン制御手段は、前記可変ゲイン増幅手段のゲインを前記記憶手段から読み出した初期値に設定し、前記ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるまで前記可変ゲイン増幅手段のゲインを減少させるダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項６】
請求項５記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記記憶手段は、回路構成で予想される一定値を初期値として保持するダイレクトコンバージョン受信機。
【請求項７】
請求項５記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
前記記憶手段は、前回の電源オフ直前における回路構成で予想される前記可変ゲイン増幅手段のゲインを初期値として保持するダイレクトコンバージョン受信機。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、ダイレクトコンバージョン受信機に関し、特に、携帯電話端末等に用いられるダイレクトコンバージョン方式の受信機に関する。
背景技術
従来の携帯電話端末に用いられているスーパーヘテロダイン方式の受信機に代わり、ダイレクトコンバージョン方式の受信機が開発されている。
このダイレクトコンバージョン方式は中間周波数段を介さず、ＲＦ（高周波信号）から直接ベースバンドにダウンコンバートするため、実質的にイメージ妨害の問題がない。また、この方式ではＩＦ（中間周波数）フィルタを使わないため、携帯電話端末の更なる小型化やコスト削減に対して有望である。
しかし、ダイレクトコンバージョン受信機を実現するには、克服しなければならない問題点がいくつか存在する。そのうちの一つとして、直流オフセットの問題が挙げられる。これは、ダイレクトコンバージョン方式においては受信周波数と局部発振周波数が等しいために起こる。
理想的には、ミキサのＬＯ（局部発振信号）ポートとＲＦポート間のアイソレーションは無限大であるので、ミキサで局部発振信号がＲＦポートに漏れることはない。しかし実際のミキサではアイソレーションが完全ではないため、局部発振信号のエネルギーの一部がＲＦポート側に漏れ、それがミキサの前段のアンプ等で反射されて再びミキサに入力され、局部発振信号とミキシングされる。
ダイレクトコンバージョン方式ではＲＦ周波数と局部発振周波数が等しいことから、この成分は直流オフセットと呼ばれる直流となる。これが所望のベースバンド信号に対して妨害成分となり、受信感度劣化を引き起こすことがある。
以下、これを式で説明する。ミキサに入力する信号は、次のように表される。ここで、第一項は希望波（周波数ωＲＦの成分のみを示す）、第二項はミキサのＬＯポートからＲＦポートに漏れてきた局部発振信号漏れ（ＬＯリーク）を表している。第二項の係数ＡはＬＯリーク係数を表す。
ｓｉｎωＲＦｔ＋Ａ・ｓｉｎωＬＯｔ                        …（１）
これと、局部発振信号ｓｉｎωＬＯｔをミキシングすると、以下のようになる。
（ｓｉｎωＲＦｔ＋Ａ・ｓｉｎωＬＯｔ）×ｓｉｎωＬＯｔ
＝−１／２［ｃｏｓ（ωＲＦ＋ωＬＯ）ｔ］
＋１／２［ｃｏｓ（ωＲＦ−ωＬＯ）ｔ］
−Ａ／２［ｃｏｓ（２ωＬＯｔ）］
＋Ａ／２［ｃｏｓ（ωＬＯ−ωＬＯ）ｔ］                …（２）
（２）式の右辺第一項と第三項は、ミキサ後段のＬＰＦによって容易に除かれる。また、右辺第二項は所望のベースバンド信号である。右辺第四項がＬＯリークによる直流オフセットとしてミキサ出力に現れる。
従来は、この直流オフセット成分を除去するため、ミキサ後段のベースバンド領域において高域通過フィルタやＡＣカップリングのためのキャパシタなどを接続する方法がある。これにより、直流付近の成分を除去し、直流オフセットの影響をなくすことができる。
図１は、一般的な携帯電話端末の一例のブロック図を示す。同図中、携帯電話端末は送信部と受信部から成る。アンテナ１０の後段にはデュプレクサ１２が設けられ、ここで送信波と受信波を分ける。
送信波について言えば、マイク１４から入力される音声信号を信号処理部１６にて符号化し、送信部１８で変調し、デュプレクサ１２を介しアンテナ１０から送信する。また、受信波について言えば、アンテナ１０から受信した信号をデュプレクサ１２を介し受信部２０に供給して復調し、信号処理部１６で音声信号に変換し、スピーカ２２から音声を出力する。
図２は、従来のダイレクトコンバージョン受信機の一例のブロック図を示す。同図中、破線で囲んだ部分２４が図１に示す受信部２０に相当する。なお、本発明では送信部、信号処理部等は関係していないので、以下の説明では省略している。
図２において、アンテナ１０で受信されたＱＰＳＫ（４位相偏移変調）変調信号のＲＦ信号はＲＦフィルタ１０２を通過後、ＲＦアンプ１０３で増幅され、その後２つの経路に分岐される。それぞれのＲＦ信号はミキサ１０６ａ，１０６ｂにおいて、局部発振器１０４から供給される、ＲＦ信号と同じ周波数をもつ局部発振信号（キャリア）とミキシングされる。この局部発振器１０４は、９０度移相器１０５を介して第一のミキサ１０６ａに局部発振信号を供給すると共に、第二のミキサ１０６ｂに局部発振信号を供給する。
ミキサ１０６ａ，１０６ｂからはベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）が得られ、それぞれ後段の低域通過フィルタ１０７ａ，１０７ｂを通ることでチャネル選択が行われる。そして、低域通過フィルタ１０７ａ，１０７ｂの出力するベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）はキャパシタ１１０ａ，１１０ｂそれぞれで直流付近の成分を除去され、ベースバンドアンプ１０８ａ，１０８ｂで増幅されて制御部１３０に供給される。なお、キャパシタ１１０ａ，１１０ｂの代わりに、遮断周波数が十分小さい高域通過フィルタを用いることもできる。
しかし、従来のキャパシタによるＡＣカップリングや高域通過フィルタを用いた直流オフセット除去方法では、直流に信号成分をもつ受信信号に対しては希望信号の一部も削除することになり、受信特性が劣化するという問題があった。
図３に示す周波数スペクトラムに、ＬＯリークによる直流オフセット２５、希望ベースバンド信号２６、ＡＣカップリングや高域通過フィルタによる周波数特性２７を表す。
また、直流オフセットが時間とともに変動する場合には、ＡＣカップリングや高域通過フィルタの時定数に対応した過渡応答が生じ、この過渡応答が収まるまでは所望の信号波はオフセットの影響を受け、受信特性の劣化を生じるという問題が生じる。図４（Ａ）に直流オフセットが時刻ｔ０で変化した場合の信号波形を示し、図４（Ｂ）にＡＣカップリングで直流オフセットを除去したときの信号波形を示す。ここで、希望波２８、システムに必要な直流成分２９、妨害波となる直流オフセット成分３０を示している。
図３に示す希望ベースバンド信号２６をできるだけ除去しないためには、キャパシタの容量を大きくすることが必要であるが、容量が大きいと時定数が大きくなってしまう。
図２に示すような構成を用いてＡＣカップリングや高域通過フィルタで直流オフセット３０を除去しようとした場合、図４（Ａ）に示すように直流オフセットの大きさが時間的に変化した場合、ＡＣカップリングまたは高域通過フィルタの時定数の影響で、図４（Ｂ）に破線３２に示すようになる。このため、時刻ｔ０〜ｔ１の期間は直流オフセットが除去されずに残ることになり、受信特性の劣化につながるという問題があった。なお、期間ｔ０〜ｔ１は時定数が大きいほど長くなる。
発明の開示
本発明は、直流オフセットを除去でき、かつ、直流オフセット変化時の過渡応答による悪影響を与えることのないダイレクトコンバージョン受信機を提供することを総括的な目的とする。
この目的を達成するため、本発明は、ミキサの受信ＲＦ信号の入力側に加算手段を設け、ミキサ入力前に分岐した信号の位相をシフトする位相シフト手段と、分岐後であって位相シフト手段の入力前または後に設けられた可変ゲイン増幅手段による位相シフト及び増幅後の信号を前記加算手段に与えるよう構成される。
このようなダイレクトコンバージョン受信機によれば、直流オフセットを除去でき、かつ、直流オフセット変化時の過渡応答による悪影響を与えることを防止できる。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
図５は、従来の受信部３０内のミキサ周辺を抜き出して示す図である。同図中、ミキサ１０６は図２のミキサ１０６ａ，１０６ｂの双方に対応し、ミキサ１０６ａ，１０６ｂのどちらでも説明は変わらない。なお、ＲＦ信号と局部発振信号それぞれの位相は、ＡＦＣ（自動周波数制御）により同期しているものとする。
ここで、入力ＲＦ信号をｓｉｎωＲＦｔと表し、局部発振信号をｓｉｎωＬＯｔと表す。ミキサ１０６のＬＯポートからＲＦポートにリークした成分（ＬＯリーク成分）は、ＲＦアンプ１０３等で反射され、ミキサ１０６に再び入力される。
図６は、本発明ダイレクトコンバージョン受信機の腰部であるミキサ周辺部の第１実施例のブロック図を示す。同図中、ミキサ１０６は図２のミキサ１０６ａ，１０６ｂの双方に対応し、ミキサ１０６ａ，１０６ｂのどちらでも説明は変わらない。なお、ＲＦ信号と局部発振信号それぞれの位相は、ＡＦＣ（自動周波数制御）により同期しているものとする。
図６において、ＲＦアンプ１０３の出力するＲＦ信号を２分岐され、その一方を位相シフタ２０１に供給し、他方を加算器２０２に供給する。位相シフタ２０１でシフトされたＲＦ信号は可変ゲインアンプ２００を通した後、加算器２０２に供給して他方のＲＦ信号と加算する。
なお、図６では位相シフタ２０１の後段に可変ゲインアンプ２００を接続しているが、この順番は逆であっても良い。
位相シフタ２０１での移相量をφ、可変ゲインアンプ２００のゲインをＢとすると、図６において、ミキサのＲＦポートに供給される信号は以下に示す（１）式で表される。
ｓｉｎωＲＦｔ＋Ａｓｉｎ（ωＬＯｔ＋θ）＋Ｂ｛ｓｉｎ（ωＲＦｔ＋φ）
＋Ａｓｉｎ（ωＬＯｔ＋θ＋φ）｝］                      …（１）
（１）式の第１項は入力ＲＦ信号、第２項はＬＯリーク成分であり、ＬＯリーク電圧をＡ、リークによって発生するＲＦ信号に対する位相差をθと表している。第三項はＢなるゲインとφなる位相シフトを付与した分岐信号の希望ＲＦ信号成分であり、第四項は同様の位相シフトとゲインを付与したＬＯリーク成分である。
（１）式で表される信号が、ミキサ１０６により局部発振信号αｓｉｎＬＯｔと乗算されると、ミキサ出力は（２）式で表される。
［ｓｉｎωＲＦｔ＋Ａｓｉｎ（ωＬＯｔ＋θ）＋Ｂ｛ｓｉｎ（ωＲＦｔ＋φ）
＋Ａｓｉｎ（ωＬＯｔ＋θ＋φ）｝］×αｓｉｎωＬＯｔ
＝−（α／２）ｃｏｓ（ωＬＯ＋ωＲＦ）ｔ
＋（α／２）ｃｏｓ（ωＬＯ−ωＲＦ）ｔ
−（Ａα／２）ｃｏｓ（２ωＬＯｔ＋θ）
＋（Ａα／２）ｃｏｓθ
−（Ｂα／２）ｃｏｓ（ωＲＦｔ＋ωＬＯｔ＋φ）
＋（Ｂα／２）ｃｏｓ（ωＲＦｔ＋φ−ωＬＯｔ）
−（ＡＢα／２）ｃｏｓ（ωＬＯｔ＋θ＋φ＋ωＬＯｔ）
＋（ＡＢα／２）ｃｏｓ（θ＋φ）                      …（２）
（２）式において、右辺第二項が所望のベースバンド信号である。第一項、第三項、第五項、第七項はミキサ１０６の下段に通常挿入される低域通過フィルタ１０７ａ，１０７ｂによって容易に除去することができる。従って、（２）式から残る信号は（３）式で表される。
（Ａα／２）ｃｏｓθ＋（Ｂα／２）ｃｏｓφ
＋（ＡＢα／２）ｃｏｓ（θ＋φ）                        …（３）
（３）式では、Ｂとφは調整可能な量であり、Ａとθは未知の量である。そこで、（３）式においてφ＝９０度とおくことにより、第２項を消去でき、第３項が−（ＡＢα／２）ｓｉｎθになる。また、Ａとαは０ではないと考えているから、（３）式全体を０とするためには、（４）式で表される条件が必要となる。
Ｂ＝１／ｔａｎθ                                          …（４）
（４）式から判るように、（３）式で表される不要信号はＡに依らない量となり、ＬＯリークの移相量θのみ注目すれば良い。すなわち、分岐信号が通過する位相シフタの移相量は９０度固定とし、ミキサ出力の直流電圧レベルをモニタしながら可変ゲインアンプのゲインＢを調整する。
図６に示すように、ミキサ１０６の出力信号を制御電圧発生部３００に供給し、制御電圧発生部３００は出力信号レベルの測定結果に基づいて可変ゲインアンプ２００のゲイン制御電圧を決定し可変ゲインアンプ２００に与える。この制御電圧は、ミキサ１０６の出力信号の直流電圧値すなわち制御電圧発生部３００で測定された直流電圧値が、システムに本来必要な既知の所定電圧になるような値に調整される。
従って、制御電圧発生部３００は、（４）式を満たすような制御電圧を可変ゲインアンプ２００に与え、ＬＯリーク成分は分岐ＲＦ信号により打ち消され、ミキサ１０６の入力前にＬＯリーク成分がゼロになる。可変ゲインアンプ２００のゲインＢを調整する際は、図７に示すフローチャートに示す手順で行う。
図７において、ステップＳ１で可変ゲインアンプ２００のゲインを最大値に設定する。次に、ステップＳ２でミキサ１０６の出力信号の直流電圧値が既知の所定電圧に収束したか否かを判別する。ここで、まだ収束していない場合にはステップＳ３で可変ゲインアンプ２００のゲインを一定量減らしステップＳ２に進む。
上記ステップＳ３でゲインを徐々に減らし、ミキサ１０６の出力信号の直流電圧値が既知の所定電圧に収束するとステップＳ４に進んで、そのときの制御電圧維持しこの処理を終了する。このようにして、受信機の状態に最適な可変ゲインアンプ２００のゲインを見つける。
図８は、本発明ダイレクトコンバージョン受信機の腰部であるミキサ周辺部の第２実施例のブロック図を示す。同図中、図６と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
図８においては、可変ゲインアンプ２００のゲイン収束時間を短縮するために、常にある一定値を初期値として記憶部４００に記憶保持させておき、携帯電話端末が電源オンになって、信号を受信し始めた時点で初期値記憶部４００から初期値を読み出し可変ゲインアンプ２００のゲインの調整を行う。
この一定値は、例えば、携帯電話端末の開発の段階で回路構成から予想されるＬＯリーク量から見積もり、決定した値である。
上記一定値を記憶させる他に、前回の携帯電話端末の電源オフ直前における可変ゲインアンプ２００のゲインを記憶部４００に制御電圧発生部３００が記憶保持しておき、次に携帯電話端末が電源オンとなったとき、制御電圧発生部３００が記憶部４００からゲインを読み出して初期値として使用する構成であっても良い。
ＬＯリークは、主にミキサ１０６のＬＯポートとＲＦポート間のアイソレーションの不完全さに依存し、時間的にＬＯリーク量は大きく変動しないと考えられるため、第２実施例の構成とすることで、電源オン時の直流オフセット除去完了までにかかる時間を短縮できる。
本発明によれば、ミキサ１０６のＬＯポートとＲＦポート間のアイソレーションが不完全であってＬＯポートから局部発振信号のエネルギーの一部がＲＦポートにリークしてきたとしても、希望ベースバンド信号の直流電圧値を測定し、その測定値に基づき適切なゲインを設定することで、そのリークを打ち消すような信号を発生させることができ、従ってＬＯリークによる直流オフセットがミキサ１０６の出力に現れない。
さらに、ミキサ１０６の後段のベースバンド信号に対してＡＣカップリングや高域通過フィルタなどを付加する必要がなくなるため、それらが引き起こす過渡応答によるシステムへの悪影響を考慮する必要がなくなる。
また、本発明ではＬＯリークによる直流オフセットを除去できるため、付加的なＬＯリーク抑圧回路や、直流オフセット除去のためのデジタル処理等を行う必要がなくなり、受信機の特性向上及び負荷低減につながる。
このように、ミキサ１０６入力前に分岐したＲＦ信号の位相をシフトする位相シフタ２０１と、位相シフト手段の入力前または後のＲＦ信号に対するゲインを可変して増幅する可変ゲインアンプ２００と、ミキサ入力前に分岐したＲＦ信号に、位相シフタ２０１及び可変ゲインアンプ２００を通したＲＦ信号を加算してミキサ１０６に供給する加算器２０２とを有することにより、ダイレクトコンバージョンで発生する直流オフセットを除去でき、かつ、直流オフセット変化時の過渡応答による悪影響を与えることを防止できる。
また、位相シフタ２０１の移相量を９０度に設定したことにより、簡単な回路構成で直流オフセットを除去できる。
また、ミキサ１０６の出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるよう可変ゲインアンプ２００のゲインを制御する制御電圧発生部３００を有することにより、自動的に直流オフセットを除去することが可能となる。
また、制御電圧発生部３００は、可変ゲインアンプ２００のゲインの初期値を最大値に設定し、ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるまで可変ゲインアンプ２００のゲインを減少させることにより、確実に直流オフセットを除去することが可能となる。
また、初期値を保持する記憶部４００を有し、制御電圧発生部３００は、可変ゲインアンプ２００のゲインを記憶部４００から読み出した初期値に設定し、ミキサの出力するベースバンド信号の直流電圧値が所定電圧になるまで可変ゲインアンプ２００のゲインを減少させることにより、直流オフセットを除去するに要する時間を短縮することができる。
なお、位相シフタ２０１が請求項記載の位相シフト手段に対応し、可変ゲインアンプ２００が可変ゲイン増幅手段に対応し、加算器２０２が加算手段に対応し、制御電圧発生部３００がゲイン制御手段に対応し、記憶部４００が記憶手段に対応する。
【図面の簡単な説明】
図１は、携帯電話端末の一例のブロック図である。
図２は、従来のダイレクトコンバージョン受信機の一例のブロック図である。
図３は、ＬＯリークによる直流オフセット、希望ベースバンド信号、ＡＣカップリングや高域通過フィルタによる周波数特性を示す周波数スペクトラムである。
図４は、ＬＯリークによる直流オフセット及びＡＣカップリングで直流オフセットを除去したときの信号波形図である。
図５は、従来の受信部内のミキサ周辺を抜き出して示す図である。
図６は、本発明ダイレクトコンバージョン受信機の腰部であるミキサ周辺部の第１実施例のブロック図である。
図７は、可変ゲインアンプのゲイン調整処理のフローチャートである。
図８は、本発明ダイレクトコンバージョン受信機の腰部であるミキサ周辺部の第２実施例のブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2003092180.tif 000009
【図８】
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【国際調査報告】
2003092180.tif 000011
2003092180.tif 000012