(57)【要約】電圧ベクトル指令を入力として出力時間を拡大する必要のある電圧ベクトルを検出する出力時間検出部と、電圧ベクトル指令および出力時間検出部により検出された電圧ベクトルを入力として出力時間の拡大処理を行う出力時間拡大部と、電圧ベクトル指令から実際に出力された電圧ベクトルの長さを減算して誤差を出力する減算部と、減算部からの誤差を積算して電圧ベクトル指令に対する出力の積算誤差を算出する出力誤差積算部と、拡大された電圧ベクトルの逆ベクトルを出力する逆ベクトル発生部と、出力誤差積算部からの積算誤差の符号により切り替え動作して出力時間拡大部からの出力と逆ベクトル発生部からの出力と逆ベクトル発生部からの出力を選択する選択部とを有する。この構成により、コストダウン達成、所望のタイミングの相電流の安定検出、電圧波形歪みの大幅な低減を図れる。
2003030348.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する方法であって、
所要デューティーが小さいことに応答して、正逆電圧を加えて印加される電圧を調整することを特徴とする相電流検出方法。
【請求項２】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する方法であって、
所要デューティーが小さいことに応答して、パルス印加周期を変化させて印加される電圧を調整することを特徴とする相電流検出方法。
【請求項３】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流を検出し、モータ（４）の相電流を算出する方法であって、
デッドタイム中における電流検出可否を判定し、電流検出が可能であることに応答して、電流検出を行うことを特徴とする相電流検出方法。
【請求項４】
電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗（５ａ）を通じて観測される期間の中央で電流をサンプルする請求項１から請求項３の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項５】
電圧ベクトルが出力される期間の中央で電流をサンプルする請求項１から請求項３の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項６】
電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗（５ａ）を通じて観測される期間の始まりからハードウエアが安定するまでの期間を排除した期間の中央で電流をサンプルする請求項１から請求項３の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項７】
応答時間の制約を受けて期間の中央でのサンプリングが不可能であることに応答して、期間の始めから応答時間が経過した後に電流をサンプルする請求項４から請求項６の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項８】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出するに当たって、
電流測定が困難な程度に印加される電圧ベクトルが短いことに応答して、過去の電流値により電流を推定することを特徴とする相電流検出方法。
【請求項９】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出するに当たって、
過去の電流検出値から生成された電流予測値により電流検出値を補正して所望のタイミングでの電流値を予測することを特徴とする相電流検出方法。
【請求項１０】
誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行う請求項９に記載の相電流検出方法。
【請求項１１】
誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行う請求項９に記載の相電流検出方法。
【請求項１２】
振幅の大小に応じて請求項１１の方法、請求項１０の方法を採用して電流値の予測を行う請求項９に記載の相電流検出方法。
【請求項１３】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出して電流制御もしくは位置センサレス制御を行うに当たって、
キャリア周期内の２つの電流測定タイミングにおける電流測定値を用いて制御を行うことを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項１４】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する装置であって、
所要デューティーが小さいことに応答して、正逆電圧を加えて印加される電圧を調整する調整手段（６ｅ）を含むことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項１５】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する装置であって、
所要デューティーが小さいことに応答して、パルス印加周期を変化させて印加される電圧を調整する調整手段（６ｃ）（７ｂ）を含むことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項１６】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流を検出し、モータ（４）の相電流を算出する装置であって、
デッドタイム中における電流検出可否を判定し、電流検出が可能であることに応答して、電流検出を行う電流検出手段（５）（７ｅ）（７ｆ）を含むことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項１７】
前記電流検出手段（５）（７ｅ）（７ｆ）は、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗（５ａ）を通じて観測される期間の中央で電流をサンプルするものである請求項１４から請求項１６の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項１８】
前記電流検出手段（５）（７ｅ）（７ｆ）は、電圧ベクトルが出力される期間の中央で電流をサンプルするものである請求項１４から請求項１６の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項１９】
前記電流検出手段（５）（７ｅ）（７ｆ）は、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗（５ａ）を通じて観測される期間の始まりからハードウエアが安定するまでの期間を排除した期間の中央で電流をサンプルするものである請求項１４から請求項１６の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項２０】
前記電流検出手段（５）（７ｅ）（７ｆ）は、応答時間の制約を受けて期間の中央でのサンプリングが不可能であることに応答して、期間の始めから応答時間が経過した後に電流をサンプルするものである請求項１７から請求項１９の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項２１】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出する装置であって、
電流測定が困難な程度に印加される電圧ベクトルが短いことに応答して、過去の電流値により電流を推定する電流推定手段（８ｂ）（８ｄ）（８ｈ）を含むことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項２２】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出する装置であって、
過去の電流検出値から推定された電流推定値により電流検出値を補正して、所望のタイミングでの電流値を予測する電流予測手段（８ｉ）（８ｊ）を含むことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項２３】
前記電流予測手段（８ｉ）（８ｊ）は、誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行うものである請求項２２に記載の相電流検出装置。
【請求項２４】
前記電流予測手段（８ｉ）（８ｊ）は、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行うものである請求項２２に記載の相電流検出装置。
【請求項２５】
前記電流予測手段（８ｉ）（８ｊ）は、振幅が大きいことに応答して、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行い、振幅が小さいことに応答して、誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行うものである請求項２２に記載の相電流検出装置。
【請求項２６】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出して電流制御もしくは位置センサレス制御を行う装置であって、
キャリア周期内の２つの電流測定タイミングにおける電流測定値を用いて制御を行う制御手段（９ａ）（９ｂ）（９ｃ）（９ｄ）（９ｅ）を含むことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２７】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する方法であって、
電流検出時の電流の向きを推測し、この推測結果に基づいて最小パルス幅を変化させることを特徴とする相電流検出方法。
【請求項２８】
前記パルス幅はゲートパルス幅である請求項２７に記載の相電流検出方法。
【請求項２９】
電流の流れる方向と出力するベクトルパターンとからＤＣリンクに電流が出現する期間を算出し、算出された期間がＤＣリンクにおける電流検出のための最小ベクトル出力期間となるようにゲートパルス幅を設定する請求項２８に記載の相電流検出方法。
【請求項３０】
出力ベクトルの変化を起こすスイッチ動作のパターンを予測し、この予測結果に基づいて最小ゲートパルス幅を変化させる請求項２８または請求項２９に記載の相電流検出方法。
【請求項３１】
前記ＰＷＭインバータ（３）を構成するスイッチング素子に応じた応答時間を設定し、電流変化を引き起こすスイッチング素子に合わせて最小ゲートパルス幅を変化させる請求項２８から請求項３０の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項３２】
前記電流の向きを電流の位相情報から推測する請求項２８から請求項３１の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項３３】
前記電流の向きを電流値の系列から推測する請求項２８から請求項３１の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項３４】
モータ（４）の回転速度に応じて、電流の向きを電流の位相情報から推測する処理と電流の向きを電流値の系列から推測する処理とを切り替える請求項２８から請求項３１の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項３５】
推測された電流が電流推定誤差内であることに応答して、デッドタイムを除くベクトル出力期間にパルス幅制限を適用する請求項２８から請求項３４の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項３６】
前記ＰＷＭインバータ（３）を構成するスイッチング素子の１つを電流検出に必要な時間だけオフする請求項２８から請求項３４の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項３７】
ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出、またはＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を検出する、算出されたモータ電圧、または算出された相電流に基づいてモータを制御するモータ制御方法において、
モータの要求する電圧の高い状態、低い状態に応じてＤＣリンク電圧を高く、または低く制御することを特徴とするモータ制御方法。
【請求項３８】
ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出、またはＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を検出する、算出されたモータ電圧、または算出された相電流に基づいてモータを制御するモータ制御方法において、
低回転速度時または軽負荷時に、力率を低下させ、出力電圧または出力電流を高くするモータ制御方法。
【請求項３９】
電流の方向と出力ベクトルパターンとから電圧変化時のスイッチパターンを算出し、算出結果に基づいてデバイスの遅延時間を算出し、モータ電圧を補正するモータ制御方法。
【請求項４０】
ベクトル出力期間が最小ベクトル出力期間よりも長いことに応答して、指令電圧ベクトルの長さとベクトル出力期間とが等しくなるようにゲートパルス幅を算出する請求項２８から請求項３１の何れかに記載の相電流検出方法。
【請求項４１】
ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を算出する相電流検出方法において、スイッチング動作を行うコンバータを前記ＰＷＭインバータ（３）と直列に接続し、電流検出時にコンバータ、ＰＷＭインバータのスイッチングを禁止することを特徴とする相電流検出方法。
【請求項４２】
ＤＣリンク上の平滑コンデンサに直列に電流検出部を設けてコンバータ電流およびインバータ電流を検出する請求項４１に記載の相電流検出方法。
【請求項４３】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する装置であって、
電流検出時の電流の向きを推測し、この推測結果に基づいて最小パルス幅を変化させる最小パルス幅変化手段を含むことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項４４】
前記最小パルス幅変化手段は、電流の流れる方向と出力するベクトルパターンとからＤＣリンクに電流が出現する期間を算出し、算出された期間がＤＣリンクにおける電流検出のための最小ベクトル出力期間となるようにゲートパルス幅を設定するものである請求項４３に記載の相電流検出装置。
【請求項４５】
前記最小パルス幅変化手段は、出力ベクトルの変化を起こすスイッチ動作のパターンを予測し、この予測結果に基づいて最小ゲートパルス幅を変化させるものである請求項４３または請求項４４に記載の相電流検出装置。
【請求項４６】
前記最小パルス幅変化手段は、前記ＰＷＭインバータ（３）を構成するスイッチング素子に応じた応答時間を設定し、電流変化を引き起こすスイッチング素子に合わせて最小ゲートパルス幅を変化させるものである請求項４３から請求項４５の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項４７】
前記最小パルス幅変化手段は、前記電流の向きを電流の位相情報から推測するものである請求項４３から請求項４６の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項４８】
前記最小パルス幅変化手段は、前記電流の向きを電流値の系列から推測するものである請求項４３から請求項４６の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項４９】
前記最小パルス幅変化手段は、モータ（４）の回転速度に応じて、電流の向きを電流の位相情報から推測する処理と電流の向きを電流値の系列から推測する処理とを切り替えるものである請求項４３から請求項４６の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項５０】
前記最小パルス幅変化手段は、推測された電流が電流推定誤差内であることに応答して、デッドタイムを除くベクトル出力期間にパルス幅制限を適用するものである請求項４３から請求項４９の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項５１】
前記最小パルス幅変化手段は、前記ＰＷＭインバータ（３）を構成するスイッチング素子の１つを電流検出に必要な時間だけオフするものである請求項４３から請求項４９の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項５２】
ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出、またはＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を検出する、算出されたモータ電圧、または算出された相電流に基づいてモータを制御するモータ制御装置において、
モータの要求する電圧の高い状態、低い状態に応じてＤＣリンク電圧を高く、または低く制御するモータ電圧制御手段を含むことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５３】
ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出、またはＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を検出する、算出されたモータ電圧、または算出された相電流に基づいてモータを制御するモータ制御装置において、
前記モータ電圧制御手段は、低回転速度時または軽負荷時に、力率を低下させ、出力電圧または出力電流を高くするものであるモータ制御装置。
【請求項５４】
前記モータ電圧制御手段は、電流の方向と出力ベクトルパターンとから電圧変化時のスイッチパターンを算出し、算出結果に基づいてデバイスの遅延時間を算出し、モータ電圧を補正するものである相電流検出装置。
【請求項５５】
前記最小パルス幅変化手段は、ベクトル出力期間が電流検出のためのベクトル長よりも長いことに応答して、指令電圧ベクトルの長さとベクトル出力期間とが等しくなるようにゲートパルス幅を算出するものである相電流検出装置。
【請求項５６】
スイッチング動作を行うコンバータをＰＷＭインバータ（３）と直列に接続し、コンバータインバータ制御手段は、電流検出時にコンバータ、ＰＷＭインバータのスイッチングを禁止するものである相電流検出装置。
【請求項５７】
コンバータ電流およびインバータ電流を検出すべく、ＤＣリンク上の平滑コンデンサに直列に電流検出部を設けてある請求項５６に記載の相電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、相電流検出方法、インバータ制御方法、モータ制御方法およびこれらの装置に関し、さらに詳細にいえば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出して電流制御もしくは位置センサレス制御を行う装置に好適な相電流検出方法、インバータ制御方法、モータ制御方法およびこれらの装置に関する。
背景技術
従来から、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置においては、モータの相電流を検出して電流制御を行うことが一般的に行われている。
そして、モータの相電流を検出するために、
（１）直流カレントトランスを用いて相電流を検出する方法、および
（２）シャント抵抗を用い、シャント抵抗の端子間電圧に基づいて相電流を検出する方法
が提案されていた。
前記（１）の方法を採用する場合には、直流カレントトランスが高価であるから、モータ駆動装置が全体としてコストアップしてしまうという不都合がある。
前記（２）の方法を採用する場合には、運転状態によってはパルス幅が著しく細くなってしまい、相電流の測定誤差が大きくなるため、パルス幅がある程度以下には細くならないようにパルス幅を制限することが行われるが、このような処理を行うと、電流波形が歪むという不都合、起動時には相電流を検出することが不可能であるという不都合などがある。具体的には、「ＰＷＭインバータの三相出力電流の直流側での検出法」、谷沢ほか、ＩＥＡ−９４−１７（以下、引用文献と称する）に示すように相電流をインバータ入力により検出する場合には、相電圧出力が近接する部分ではパルス幅が細くなり、相電流の検出に大きな誤差が生じたり、相電流の検出が不可能になったりするという不都合がある。このため、パルス幅が細くなる部分でＰＷＭを変形し、細いパルス幅のパルスが出ないようにして相電流を測定するなどの対策が検討されているが、ＰＷＭの変形に起因して電流波形が歪むことになってしまう。
また、パルス幅が細くなる現象は、低速回転など電圧が非常に低い場合には、相電圧が近接する部分を中心にパルス幅の細い部分が拡大し、連続して発生するため、上記の対策だけではモータの運転範囲の全てにおいてモータを運転することが困難である。
発明の開示
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、コストダウンを達成でき、しかも、所望のタイミングの相電流を安定に検出できるとともに、電圧波形の歪みを大幅に低減することができる相電流検出方法、この相電流検出方法を用いるインバータ制御方法およびこれらの装置を提供することを目的としている。
請求項１の相電流検出方法は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するに当たって、
所要デューティーが小さいことに応答して、正逆電圧を加えて印加される電圧を調整する方法である。
請求項２の相電流検出方法は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するに当たって、
所要デューティーが小さいことに応答して、パルス印加周期を変化させて印加される電圧を調整する方法である。
請求項３の相電流検出方法は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流を検出し、モータの相電流を算出するに当たって、
デッドタイム中における電流検出可否を判定し、電流検出が可能であることに応答して、電流検出を行う方法である。
請求項４の相電流検出方法は、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の中央で電流をサンプルする方法である。
請求項５の相電流検出方法は、電圧ベクトルが出力される期間の中央で電流をサンプルする方法である。
請求項６の相電流検出方法は、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の始まりからハードウエアが安定するまでの期間を排除した期間の中央で電流をサンプルする方法である。
請求項７の相電流検出方法は、応答時間の制約を受けて期間の中央でのサンプリングが不可能であることに応答して、期間の始めから応答時間が経過した後に電流をサンプルする方法である。
請求項８の相電流検出方法は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、
電流測定が困難な程度に印加される電圧ベクトルが短いことに応答して、過去の電流値により電流を推定する方法である。
請求項９の相電流検出方法は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、
過去の電流検出値から生成された電流予測値により電流検出値を補正して所望のタイミングでの電流値を予測する方法である。
請求項１０の相電流検出方法は、誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行う方法である。
請求項１１の相電流検出方法は、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行う方法である。
請求項１２の相電流検出方法は、振幅の大小に応じて請求項１１の方法、請求項１０の方法を採用して電流値の予測を行う方法である。
請求項１３のインバータ制御方法は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出して電流制御もしくは位置センサレス制御を行うに当たって、
キャリア周期内の２つの電流測定タイミングにおける電流測定値を用いて制御を行う方法である。
請求項１４の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するものであって、
所要デューティーが小さいことに応答して、正逆電圧を加えて印加される電圧を調整する調整手段を含むものである。
請求項１５の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するものであって、
所要デューティーが小さいことに応答して、パルス印加周期を変化させて印加される電圧を調整する調整手段を含むものである。
請求項１６の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流を検出し、モータの相電流を算出するものであって、
デッドタイム中における電流検出可否を判定し、電流検出が可能であることに応答して、電流検出を行う電流検出手段を含むものである。
請求項１７の相電流検出装置は、前記電流検出手段として、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の中央で電流をサンプルするものを採用するものである。
請求項１８の相電流検出装置は、前記電流検出手段として、電圧ベクトルが出力される期間の中央で電流をサンプルするものを採用するものである。
請求項１９の相電流検出装置は、前記電流検出手段として、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の始まりからハードウエアが安定するまでの期間を排除した期間の中央で電流をサンプルするものを採用するものである。
請求項２０の相電流検出装置は、前記電流検出手段として、応答時間の制約を受けて期間の中央でのサンプリングが不可能であることに応答して、期間の始めから応答時間が経過した後に電流をサンプルするものを採用するものである。
請求項２１の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するものであって、
電流測定が困難な程度に印加される電圧ベクトルが短いことに応答して、過去の電流値により電流を推定する電流推定手段を含むものである。
請求項２２の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するものであって、
過去の電流検出値から推定された電流推定値により電流検出値を補正して、所望のタイミングでの電流値を予測する電流予測手段を含むものである。
請求項２３の相電流検出装置は、前記電流予測手段として、誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行うものを採用するものである。
請求項２４の相電流検出装置は、前記電流予測手段として、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行うものを採用するものである。
請求項２５の相電流検出装置は、前記電流予測手段として、振幅が大きいことに応答して、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行い、振幅が小さいことに応答して、誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行うものを採用するものである。
請求項２６のインバータ制御装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出して電流制御もしくは位置センサレス制御を行うものであって、
キャリア周期内の２つの電流測定タイミングにおける電流測定値を用いて制御を行う制御手段を含むものである。
請求項２７の相電流検出方法は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する方法であって、
電流検出時の電流の向きを推測し、この推測結果に基づいて最小パルス幅を変化させる方法である。
請求項２８の相電流検出方法は、前記パルス幅としてゲートパルス幅を採用する方法である。
請求項２９の相電流検出方法は、電流の流れる方向と出力するベクトルパターンとからＤＣリンクに電流が出現する期間を算出し、算出された期間がＤＣリンクにおける電流検出のための最小ベクトル出力期間となるようにゲートパルス幅を設定する方法である。
請求項３０の相電流検出方法は、出力ベクトルの変化を起こすスイッチ動作のパターンを予測し、この予測結果に基づいて最小ゲートパルス幅を変化させる方法である。
請求項３１の相電流検出方法は、前記ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子に応じて応答時間を設定し、電流変化を引き起こすスイッチング素子に合わせて最小ゲートパルス幅を変化させる方法である。
請求項３２の相電流検出方法は、前記電流の向きを電流の位相情報から推測する方法である。
請求項３３の相電流検出方法は、前記電流の向きを電流値の系列から推測する方法である。
請求項３４の相電流検出方法は、モータの回転速度に応じて、電流の向きを電流の位相情報から推測する処理と電流の向きを電流値の系列から推測する処理とを切り替える方法である。
請求項３５の相電流検出方法は、推測された電流が電流推定誤差内であることに応答して、デッドタイムを除くベクトル出力期間にパルス幅制限を適用する方法である。
請求項３６の相電流検出方法は、前記ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子の１つを電流検出に必要な時間だけオフする方法である。
請求項３７のモータ制御方法は、ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出、またはＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を検出する、算出されたモータ電圧、または検出した相電流に基づいてモータを制御するに当たって、
モータの要求する電圧の高い状態、低い状態に応じてＤＣリンク電圧を高く、または低く制御する方法である。
請求項３８のモータ制御方法は、低回転速度時または軽負荷時に、力率を低下させ、出力電圧または出力電流を高くする方法である。
請求項３９のモータ制御方法は、電流の方向と出力ベクトルパターンとから電圧変化時のスイッチパターンを算出し、算出結果に基づいてデバイスの遅延時間を算出し、モータ電圧を補正する方法である。
請求項４０の相電流検出方法は、ベクトル出力期間が最小ベクトル出力期間よりも長いことに応答して、指令電圧ベクトルの長さとベクトル出力期間とが等しくなるようにゲートパルス幅を算出する方法である。
請求項４１の相電流検出方法は、スイッチング動作を行うコンバータを前記ＰＷＭインバータと直列に接続し、電流検出時にコンバータ、ＰＷＭインバータのスイッチングを禁止する方法である。
請求項４２の相電流検出方法は、ＤＣリンク上の平滑コンデンサに直列に電流検出部を設けてコンバータ電流およびインバータ電流を検出する方法である。
請求項４３の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する装置であって、
電流検出時の電流の向きを推測し、この推測結果に基づいて最小パルス幅を変化させる最小パルス幅変化手段を含むものである。
請求項４４の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、電流の流れる方向と出力するベクトルパターンとからＤＣリンクに電流が出現する期間を算出し、算出された期間がＤＣリンクにおける電流検出のための最小ベクトル出力期間となるようにゲートパルス幅を設定するものを採用するものである。
請求項４５の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、出力ベクトルの変化を起こすスイッチ動作のパターンを予測し、この予測結果に基づいて最小ゲートパルス幅を変化させるものを採用するものである。
請求項４６の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、前記ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子に応じて応答時間を設定し、電流変化を引き起こすスイッチング素子に合わせて最小ゲートパルス幅を変化させるものを採用するものである。
請求項４７の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、前記電流の向きを電流の位相情報から推測するものを採用するものである。
請求項４８の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、前記電流の向きを電流値の系列から推測するものを採用するものである。
請求項４９の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、モータの回転速度に応じて、電流の向きを電流の位相情報から推測する処理と電流の向きを電流値の系列から推測する処理とを切り替えるものを採用するものである。
請求項５０の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、推測された電流が電流推定誤差内であることに応答して、デッドタイムを除くベクトル出力期間にパルス幅制限を適用するものを採用するものである。
請求項５１の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、前記ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子の１つを電流検出に必要な時間だけオフするものを採用するものである。
請求項５２のモータ制御装置は、ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出、またはＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を検出する、算出されたモータ電圧、または検出した相電流に基づいてモータを制御するモータ制御装置において、
モータの要求する電圧の高い状態、低い状態に応じてＤＣリンク電圧を高く、または低く制御するモータ電圧制御手段を含むものである。
請求項５３のモータ制御装置は、前記モータ電圧制御手段して、低回転速度時または軽負荷時に、力率を低下させ、出力電圧または出力電流を高くするものを採用するものである。
請求項５４のモータ制御装置は、前記モータ電圧制御手段して、電流の方向と出力ベクトルパターンとから電圧変化時のスイッチパターンを算出し、算出結果に基づいてデバイスの遅延時間を算出し、モータ電圧を補正するものを採用するものである。
請求項５５の相電流検出装置は、前記最小パルス幅変化手段として、ベクトル出力期間が最小ベクトル出力期間よりも長いことに応答して、指令電圧ベクトルの長さとベクトル出力期間とが等しくなるようにゲートパルス幅を算出するものを採用するものである。
請求項５６の相電流検出装置は、スイッチング動作を行うコンバータを前記ＰＷＭインバータと直列に接続し、コンバータインバータ制御手段として、電流検出時にコンバータ、ＰＷＭインバータのスイッチングを禁止するものを採用するものである。
請求項５７の相電流検出装置は、コンバータ電流およびインバータ電流を検出すべく、ＤＣリンク上の平滑コンデンサに直列に電流検出部を設けたものである。
請求項１の相電流検出方法であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するに当たって、
所要デューティーが小さいことに応答して、正逆電圧を加えて印加される電圧を調整するのであるから、最小ベクトル出力時間の制限により出力電圧が所望の電圧値よりも大きくなった場合に、逆向きの電圧を印加することによって平均的に所望の電圧を得ることができ、電圧波形の歪みを抑制することができる。
請求項２の相電流検出方法であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するに当たって、
所要デューティーが小さいことに応答して、パルス印加周期を変化させて印加される電圧を調整するのであるから、短い電圧ベクトル指令が入力された場合に、最小長さの電圧ベクトルに拡大するとともに、それ以降の一定期間、電圧ベクトルの出力を禁止することによって、長さを拡大したことに起因する電圧の出しすぎを補正して、指令電流との誤差を小さくしながら最小電圧ベクトル以上の長さの電圧ベクトルを出力することができる。
請求項３の相電流検出方法であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流を検出し、モータの相電流を算出するに当たって、
デッドタイム中における電流検出可否を判定し、電流検出が可能であることに応答して、電流検出を行うのであるから、デッドタイム期間中においても相電流を検出することができる。
請求項４の相電流検出方法であれば、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の中央で電流をサンプルするのであるから、略平均電流とＤＣリンク電流との一致する時点で電流を検出して高調波誤差を抑制することができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項５の相電流検出方法であれば、電圧ベクトルが出力される期間の中央で電流をサンプルするのであるから、処理を簡単化することができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項６の相電流検出方法であれば、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の始まりからハードウエアが安定するまでの期間を排除した期間の中央で電流をサンプルするのであるから、ハードウエアが安定しない期間の影響を確実に排除できるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項７の相電流検出方法であれば、応答時間の制約を受けて期間の中央でのサンプリングが不可能であることに応答して、期間の始めから応答時間が経過した後に電流をサンプルするのであるから、応答時間が長い場合であっても相電流を正確に検出することができるほか、請求項４から請求項６の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項８の相電流検出方法であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加2えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、
電流測定が困難な程度に印加される電圧ベクトルが短いことに応答して、過去の電流値により電流を推定するのであるから、正確な電流測定ができない場合であっても、ある程度正確な相電流を採用することができる。
請求項９の相電流検出方法であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、
過去の電流検出値から生成された電流予測値により電流検出値を補正して所望のタイミングでの電流値を予測するのであるから、検出時刻と電流取得タイミングとが異なる場合であっても、誤差の少ない相電流値を得ることができる。
請求項１０の相電流検出方法であれば、誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行うのであるから、簡単な演算を行うだけで、請求項９と同様の作用を達成することができる。
請求項１１の相電流検出方法であれば、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行うのであるから、請求項９と同様の作用を達成することができる。
請求項１２の相電流検出方法であれば、振幅の大小に応じて請求項１１の方法、請求項１０の方法を採用して電流値の予測を行うのであるから、常に良好な相電流推定を行うことができる。
請求項１３のインバータ制御方法であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出して電流制御もしくは位置センサレス制御を行うに当たって、
キャリア周期内の２つの電流測定タイミングにおける電流測定値を用いて制御を行うのであるから、電流指令に追従した電流制御を実現できるとともに、電流制御ループの制御速度を上げることができる。
請求項１４の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するに当たって、
調整手段によって、所要デューティーが小さいことに応答して、正逆電圧を加えて印加される電圧を調整することができる。
したがって、最小ベクトル出力時間の制限により出力電圧が所望の電圧値よりも大きくなった場合に、逆向きの電圧を印加することによって平均的に所望の電圧を得ることができ、電圧波形の歪みを抑制することができる。
請求項１５の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するに当たって、
調整手段によって、所要デューティーが小さいことに応答して、パルス印加周期を変化させて印加される電圧を調整することができる。
したがって、短い電圧ベクトル指令が入力された場合に、最小長さの電圧ベクトルに拡大するとともに、それ以降の一定期間、電圧ベクトルの出力を禁止することによって、長さを拡大したことに起因する電圧の出しすぎを補正して、指令電流との誤差を小さくしながら最小電圧ベクトル以上の長さの電圧ベクトルを出力することができる。
請求項１６の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流を検出し、モータの相電流を算出するに当たって、
電流検出手段によって、デッドタイム中における電流検出可否を判定し、電流検出が可能であることに応答して、電流検出を行うことができる。
したがって、デッドタイム期間中においても相電流を検出することができる。
請求項１７の相電流検出装置であれば、前記電流検出手段として、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の中央で電流をサンプルするものを採用するのであるから、略平均電流とＤＣリンク電流との一致する時点で電流を検出して高調波誤差を抑制することができるほか、請求項１４から請求項１６の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項１８の相電流検出装置であれば、前記電流検出手段として、電圧ベクトルが出力される期間の中央で電流をサンプルするものを採用するのであるから、処理を簡単化することができるほか、請求項１４から請求項１６の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項１９の相電流検出装置であれば、前記電流検出手段として、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の始まりからハードウエアが安定するまでの期間を排除した期間の中央で電流をサンプルするものを採用するのであるから、ハードウエアが安定しない期間の影響を確実に排除できるほか、請求項１４から請求項１６の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項２０の相電流検出装置であれば、前記電流検出手段として、応答時間の制約を受けて期間の中央でのサンプリングが不可能であることに応答して、期間の始めから応答時間が経過した後に電流をサンプルするものを採用するのであるから、応答時間が長い場合であっても相電流を正確に検出することができるほか、請求項１７から請求項１９の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項２１の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、
電流推定手段によって、電流測定が困難な程度に印加される電圧ベクトルが短いことに応答して、過去の電流値により電流を推定することができる。
したがって、正確な電流測定ができない場合であっても、ある程度正確な相電流を採用することができる。
請求項２２の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、
電流予測手段によって、過去の電流検出値から推定された電流推定値により電流検出値を補正して、所望のタイミングでの電流値を予測することができる。
したがって、検出時刻と電流取得タイミングとが異なる場合であっても、誤差の少ない相電流値を得ることができる。
請求項２３の相電流検出装置であれば、前記電流予測手段として、誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行うものを採用するのであるから、簡単な演算を行うだけで、請求項２２と同様の作用を達成することができる。
請求項２４の相電流検出装置であれば、前記電流予測手段として、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行うものを採用するのであるから、請求項２２と同様の作用を達成することができる。
請求項２５の相電流検出装置であれば、前記電流予測手段として、振幅が大きいことに応答して、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することにより電流検出値の補正を行い、振幅が小さいことに応答して、誤差電流を所望のタイミングでの予測電流値に加算することにより電流検出値の補正を行うものを採用するのであるから、常に良好な相電流推定を行うことができる。
請求項２６のインバータ制御装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出して電流制御もしくは位置センサレス制御を行うに当たって、
制御手段によって、キャリア周期内の２つの電流測定タイミングにおける電流測定値を用いて制御を行うことができる。
したがって、電流指令に追従した電流制御を実現できるとともに、電流制御ループの制御速度を上げることができる。
請求項２７の相電流検出方法であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限するために、
電流検出時の電流の向きを推測し、この推測結果に基づいて最小パルス幅を変化させるのであるから、確実な相電流の検出を達成することができる。
請求項２８の相電流検出方法であれば、前記パルス幅としてゲートパルス幅を採用するので、ゲートパルス幅に基づいて請求項２７と同様の作用を達成することができる。
請求項２９の相電流検出方法であれば、電流の流れる方向と出力するベクトルパターンとからＤＣリンクに電流が出現する期間を算出し、算出された期間がＤＣリンクにおける電流検出のための最小ベクトル出力期間となるようにゲートパルス幅を設定するのであるから、確実な相電流の検出を達成することができる。
請求項３０の相電流検出方法であれば、出力ベクトルの変化を起こすスイッチ動作のパターンを予測し、この予測結果に基づいて最小ゲートパルス幅を変化させるのであるから、確実な相電流の検出を達成することができる。
請求項３１の相電流検出方法であれば、前記ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子に応じて応答時間を設定し、電流変化を引き起こすスイッチング素子に合わせて最小ゲートパルス幅を変化させるのであるから、スイッチング素子毎の応答時間を考慮して最小ゲートパルス幅を設定することができ、請求項２８から請求項３０の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項３２の相電流検出方法であれば、前記電流の向きを電流の位相情報から推測するのであるから、モータが高速回転する場合であっても電流の向きを高精度に推定することができ、請求項２８から請求項３１の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項３３の相電流検出方法であれば、前記電流の向きを電流値の系列から推測するのであるから、モータが低速回転する場合、モータトルクを高速に制御する場合などであっても電流の向きを高精度に推定することができ、請求項２８から請求項３１の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項３４の相電流検出方法であれば、モータの回転速度に応じて、電流の向きを電流の位相情報から推測する処理と電流の向きを電流値の系列から推測する処理とを切り替えるのであるから、常に電流の向きを高精度に推定することができ、請求項２８から請求項３１の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項３５の相電流検出方法であれば、推測された電流が電流推定誤差内であることに応答して、デッドタイムを除くベクトル出力期間にパルス幅制限を適用するのであるから、確実に電流検出を行うことができ、請求項２８から請求項３４の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項３６の相電流検出方法であれば、前記ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子の１つを電流検出に必要な時間だけオフするのであるから、最大電圧出力時のように、キャリア周期内に１つのベクトルのみを出力し続ける場合であっても、最小限の電圧低下で電流検出を行うことができ、請求項２８から請求項３４の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項３７のモータ制御方法であれば、ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出、またはＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を検出し、算出されたモータ電圧、または算出された相電流に基づいてモータを制御するに当たって、
モータの要求する電圧の高い状態、低い状態に応じてＤＣリンク電圧を高く、または低く制御するのであるから、モータを安定に制御することができ、パルス幅制限の影響の少ない良好な波形出力を行いながら常に確実に電流検出を行うことができる。
請求項３８のモータ制御方法であれば、低回転速度時または軽負荷時に、力率を低下させ、出力電圧または出力電流を高くするのであるから、電流検出を容易に行うことができるほか、請求項３７と同様の作用を達成することができる。
請求項３９のモータ制御方法であれば、電流の方向と出力ベクトルパターンとから電圧変化時のスイッチパターンを算出し、算出結果に基づいてデバイスの遅延時間を算出し、モータ電圧を補正するのであるから、高精度の電圧検出を達成することができる。
請求項４０の相電流検出方法であれば、ベクトル出力期間が最小ベクトル出力期間よりも長いことに応答して、指令電圧ベクトルの長さとベクトル出力期間とが等しくなるようにゲートパルス幅を算出するのであるから、波形の歪を抑えつつ電流検出を確実に行うことができるほか、請求項２８から請求項３１の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項４１の相電流検出方法であれば、スイッチング動作を行うコンバータを前記ＰＷＭインバータと直列に接続し、電流検出時にコンバータ、ＰＷＭインバータのスイッチングを禁止するのであるから、ノイズの影響を排除して、電流検出を行うことができる。
請求項４２の相電流検出方法であれば、ＤＣリンク上の平滑コンデンサに直列に電流検出部を設けてコンバータ電流およびインバータ電流を検出するのであるから、構成を簡単化でき、ノイズ対策を容易にできるほか、請求項４１と同様の作用を達成することができる。
請求項４３の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、最小パルス幅を制限する場合に、
最小パルス幅変化手段によって、電流検出時の電流の向きを推測し、この推測結果に基づいて最小パルス幅を変化させることができる。
したがって、確実な相電流の検出を達成することができる。
請求項４４の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、電流の流れる方向と出力するベクトルパターンとからＤＣリンクに電流が出現する期間を算出し、算出された期間がＤＣリンクにおける電流検出のための最小ベクトル出力期間となるようにゲートパルス幅を設定するものを採用するのであるから、確実な相電流の検出を達成することができる。
請求項４５の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、出力ベクトルの変化を起こすスイッチ動作のパターンを予測し、この予測結果に基づいて最小ゲートパルス幅を変化させるものを採用するのであるから、確実な相電流の検出を達成することができる。
請求項４６の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、前記ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子に応じて応答時間を設定し、電流変化を引き起こすスイッチング素子に合わせて最小ゲートパルス幅を変化させるものを採用するのであるから、スイッチング素子毎の応答時間を考慮して最小ゲートパルス幅を設定することができ、請求項４３から請求項４５の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項４７の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、前記電流の向きを電流の位相情報から推測するものを採用するのであるから、モータが高速回転する場合であっても電流の向きを高精度に推定することができ、請求項４３から請求項４６の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項４８の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、前記電流の向きを電流値の系列から推測するものを採用するのであるから、モータが低速回転する場合、モータトルクを高速に制御する場合などであっても電流の向きを高精度に推定することができ、請求項４３から請求項４６の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項４９の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、モータの回転速度に応じて、電流の向きを電流の位相情報から推測する処理と電流の向きを電流値の系列から推測する処理とを切り替えるものを採用するのであるから、常に電流の向きを高精度に推定することができ、請求項４３から請求項４６の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項５０の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、推測された電流が電流推定誤差内であることに応答して、デッドタイムを除くベクトル出力期間にパルス幅制限を適用するものを採用するのであるから、確実に電流検出を行うことができ、請求項４３から請求項４９の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項５１の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、前記ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子の１つを電流検出に必要な時間だけオフするものを採用するのであるから、最大電圧出力時のように、キャリア周期内に１つのベクトルのみを出力し続ける場合であっても、最小限の電圧低下で電流検出を行うことができ、請求項４３から請求項４９の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項５２のモータ制御装置であれば、ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出、またはＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンから相電流を検出し、算出されたモータ電圧、または算出された相電流に基づいてモータを制御するに当たって、
モータ電圧制御手段によって、モータの要求する電圧の高い状態、低い状態に応じてＤＣリンク電圧を高く、または低く制御することができる。
したがって、モータを安定に制御することができ、パルス幅制限の影響の少ない良好な波形出力を行いながら常に確実に電流検出を行うことができる。
請求項５３のモータ制御装置であれば、モータ電圧制御手段として、電流の方向と出力ベクトルパターンとから電圧変化時のスイッチパターンを算出し、算出結果に基づいてデバイスの遅延時間を算出し、モータ電圧を補正するものを採用するのであるから、電流検出を容易に行うことができるほか、請求項５２と同様の作用を達成することができる。
請求項５４の相電流検出装置であれば、前記モータ電圧制御手段として、低回転速度時または軽負荷時に、力率を低下させ、出力電圧または出力電流を高くするものを採用するのであるから、高精度の電圧検出を達成することができる。
請求項５５の相電流検出装置であれば、前記最小パルス幅変化手段として、ベクトル出力期間が電流検出のためのベクトル長よりも長いことに応答して、指令電圧ベクトルの長さとベクトル出力期間とが等しくなるようにゲートパルス幅を算出するものを採用するのであるから、波形の歪を抑えつつ電流検出を確実に行うことができるほか、請求項４３から請求項４６の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項５６の相電流検出装置であれば、スイッチング動作を行うコンバータを前記ＰＷＭインバータと直列に接続し、コンバータインバータ制御手段として、電流検出時にコンバータ、ＰＷＭインバータのスイッチングを禁止するものを採用するのであるから、ノイズの影響を排除して、確実に電流検出を行うことができる。
請求項５７の相電流検出装置であれば、コンバータ電流およびインバータ電流を検出すべく、ＤＣリンク上の平滑コンデンサに直列に電流検出部を設けたのであるから、構成を簡単化でき、ノイズ対策を容易にできるほか、請求項５６と同様の作用を達成することができる。
発明を実施するための最良の形態
以下、添付図面を参照して、この発明の相電流検出方法、インバータ制御方法およびこれらの装置の実施の態様を詳細に説明する。
図１はインバータを用いるモータ駆動装置の構成を示す図であり、表１はインバータ（パワーデバイス）の出力電圧ベクトルとスイッチング素子のスイッチング状態との関係を示すものである。
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なお、Ｔｕ＋、Ｔｖ＋、Ｔｗ＋は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の上アームのスイッチング素子、Ｔｕ−、Ｔｖ−、Ｔｗ−は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の下アームのスイッチング素子を示し、表１において、ＯＮは、上アームのスイッチング素子がＯＮで、かつ、下アームのスイッチング素子がＯＦＦである状態を示し、ＯＦＦは、上アームのスイッチング素子がＯＦＦで、かつ、下アームのスイッチング素子がＯＮである状態を示している。
上記のモータ駆動装置は、直流電源Ｅの出力端子間に第１コンデンサ２ａを接続し、第１コンデンサ２ａと並列に３相インバータ３を接続し、３相インバータ３の出力をモータ４に供給している。そして、３相インバータ３の入力側と第１コンデンサ２ａとの間に電流検出器５を接続している。
この電流検出器５は、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間の配線に介挿されたシャント抵抗５ａと、シャント抵抗５ａの端子間電圧を入力とし、検出電流として出力する電流出力部５ｂとを有している。
したがって、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ７の場合には、モータ４の全ての端子が電源の−ライン、または＋ラインに接続されることになり、モータ４には、電流を増減させる電圧（以下、単に電圧と称する）がかからない。また、電圧ベクトルが例えばＶ１の場合には、モータのｗ相の端子が電源の＋ラインに、他の相の端子が電源の−ラインに接続されることになり、ｗ相電流を増加させる方向（ｕ相、ｖ相は負の方向）に電圧がかかることになる。
ＰＷＭの場合、電圧の大きさは、キャリア内で電圧ベクトルが出力される時間の割合によって決まるため、各相の電圧がほぼ等しい場合には、相間の電圧差に相当するきわめて短い期間の電圧ベクトルが出力されることになる（以下、これを電圧ベクトルが短いと称する）。また、出力電圧が低い時は、特に短い電圧ベクトルが出力され、モータ４に電圧のかからない電圧ベクトルＶ０、Ｖ７がキャリア内の殆どの期間を占めることになる。
第２図はモータ４への印加電圧を２次元で表したものであり、ｕ相に正、ｖ相、ｗ相に負の電圧がかけられる場合をｕ相方向と定義し、同様にｖ相方向、ｗ相方向を定義し、電圧の大きさをベクトルの長さで表している。
この場合、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は第２図のように配置され、例えば、電圧ベクトルＶ１と電圧ベクトルＶ３とで挟まれるａベクトルを出力する場合には、一般的な空間ベクトル法では、例えば、Ｖ０、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ７の順に適宜電圧ベクトルを変えながら出力する。
出力電圧を小さくする（ベクトルの長さを短くする）場合には、電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の出力時間を長くし、ａベクトルの向きを保存するためには、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３の出力時間の比率を一定に保てばよい。
ＤＣリンクから相電流を検出するに当たっては、例えば、ａベクトルを出力する際に、電圧ベクトルＶ１を出力している期間はｗ相電流がＤＣリンクを流れ（図３中の矢印参照）、電圧ベクトルＶ３を出力している期間はｕ相電流の正負逆の電流がＤＣリンクに流れるという性質を用いて、ＤＣリンクから相電流を検出することができる｛第４図、および「ＰＷＭインバータの三相出力電流の直流側での検出法」、谷沢ほか、ＩＥａ−９４−１７（以下、参考文献と称する）、参照｝。
参考文献に示されたようにモータの相電流をインバータ入力により検出する場合、相電圧出力が近接する部分でパルス幅が細くなり、相電流に大きな誤差が生じたり、検出不能になったりすることがある。このため、パルス幅が細くなる部分でＰＷＭを変形し、細いパルス幅のパルスが出ないようにして相電流を測定するなどの対策が検討されている。しかし、パルスが細くなる現象は、低速回転など電圧がきわめて低い場合には、相電圧が近接する部分を中心にパルス幅の細い部分が拡大し、連続して発生するため、従来の対策のみではモータ運転範囲の全てで運転することは困難である。
この不都合を考慮すれば、電圧ベクトルが短くなる低い電圧が要求される場合や相間の電位差が小さい場合に、最小の電圧ベクトル出力時間を設定するとともに、最小ベクトル出力時間の制限により出力電圧が所望の電圧値よりも大きくなった場合には逆向きの電圧を印加することで平均的に所望の電圧を得るようにすることができる。
第５図はこの発明の相電流検出装置の一実施態様を示すブロック図である。
この相電流検出装置は、交流電源１を入力とする整流回路２の出力端子間に第１コンデンサ２ａを接続しているとともに、３相インバータ３を接続し、３相インバータ３の出力をモータ４に供給している。そして、３相インバータ３の入力側と第１コンデンサ２ａとの間に電流検出器５を設けている。
そして、電圧ベクトル指令を入力として出力時間を拡大する必要のある電圧ベクトルを検出する出力時間検出部６ａと、電圧ベクトル指令および出力時間検出部６ａにより検出された電圧ベクトルを入力として出力時間の拡大処理を行う（電流検出器５において検出可能な長さまで拡大する）出力時間拡大部６ｂと、電圧ベクトル指令から実際に出力された電圧ベクトルの長さを減算して誤差を出力する減算部６ｇと、減算部６ｇからの誤差を積算して電圧ベクトル指令に対する出力の積算誤差を算出する出力誤差積算部６ｄと、拡大された電圧ベクトルの表１におけるＯＮ／ＯＦＦを入れ替えて得られるベクトル（逆ベクトル）を出力する逆ベクトル発生部６ｅと、出力誤差積算部６ｄからの積算誤差の符号により切り替え動作して出力時間拡大部６ｂからの出力と逆ベクトル発生部６ｅからの出力を選択する選択部６ｆとを有している。
第６図はこの発明の相電流検出方法の一実施態様を説明するフローチャートである。
電圧ベクトル指令が与えられた場合に、ステップＳＰ１において、電圧ベクトル長が予め設定された規定値よりも小さいか否かを判定し、電圧ベクトル長が予め設定された規定値よりも小さいと判定された場合には、ステップＳＰ２において、電圧ベクトル長を拡大する処理を行う。
ステップＳＰ１において電圧ベクトル長が予め設定された規定値以上であると判定された場合、またはステップＳＰ２の処理が行われた場合には、ステップＳＰ３において、積算誤差が０以上か否かを判定し、積算誤差が０よりも小さければ、ステップＳＰ４において、逆ベクトルを発生する。
ステップＳＰ３において積算誤差が０以上であると判定された場合、またはステップＳＰ４の処理が行われた場合には、ステップＳＰ５において、電圧ベクトルを出力し、ステップＳＰ６において、電圧ベクトル指令から出力電圧を減算して誤差を算出し、ステップＳＰ７において、誤差を積算し、そのまま元の処理に戻る。
次いで、第７図を参照して上記の相電流検出装置および方法の作用を説明する。
第７図に示すように、電圧ベクトル指令に短い電圧ベクトルＶ１が含まれている場合、出力時間検出部６ａからの出力により、出力時間拡大部６ｂが電圧ベクトルＶ１を最小ベクトル長まで拡大する。
そして、これにより発生する誤差を出力誤差積算部６ｄにより積算する（第７図中の区間ａ参照）。ここでは、積算結果が負となっているのであるから、次のキャリアにおいては逆ベクトル発生部６ｅが最小ベクトル長の逆ベクトルＶ６を発生する（第７図中の区間ｂ参照）。
この処理を行えば、積算誤差が正となるので、次のキャリアでは再び最小ベクトル長まで拡大された電圧ベクトルＶ１が出力される。
このようにして、電圧ベクトル指令との誤差を小さくしながら最小ベクトル長以上の長さの電圧ベクトルを出力することができる。この結果、相電流の検出精度を高めることができる。
第８図はこの発明の相電流検出装置の他の実施態様を示すブロック図である。
この相電流検出装置が第５図の相電流検出装置と異なる点は、誤差電圧の積算値に基づいて電圧ベクトル長の拡大、逆ベクトルの出力を行う代わりに、電流指令とモータ電流との差に基づいて電圧ベクトル長の拡大、逆ベクトルの出力を行うようにした点のみである。ここで、コイルを流れる電流は電圧の積分であるから、第８図の相電流検出装置によって、第５図の相電流検出装置と同様の作用を達成することができる。
さらに説明する。
第８図の相電流検出装置は、電流指令と電流検出器５からの検出電流とを入力として電流制御演算を行い、電圧指令を出力する電流制御部７ａと、電圧指令を入力として、電圧指令の位相角、振幅から電圧ベクトル指令を生成するとともに、切り替え信号を生成する電圧ベクトル発生部７ｂと、電圧ベクトル指令を入力として逆ベクトルの出力を行う逆ベクトル発生部６ｅと、切り替え信号に基づいて電圧ベクトル指令、逆ベクトルの一方を選択する選択部７ｃと、選択部７ｃから出力される電圧ベクトル指令を入力として出力時間を拡大する必要のある電圧ベクトルを検出する出力時間検出部６ａと、電圧ベクトル指令および出力時間検出部６ａにより検出された電圧ベクトルを入力として出力時間の拡大処理を行う（電流検出器５において検出可能な長さまで拡大する）出力時間拡大部６ｂとを有している。
この相電流検出装置を採用した場合には、電流指令と検出電流とから電流制御部７ａによって電圧指令を生成する。そして、電圧ベクトル発生部７ｂは電圧指令の位相角、振幅から電圧ベクトル指令を生成する。
しかし、出力時間検出部６ａと出力時間拡大部６ｂとにより最小のベクトル長が制限されているため、実際にモータ４に印加される電圧がこの値よりも大きくなり、電流が流れすぎて電圧指令が負になってしまう場合がある。
この場合には、逆ベクトル発生部６ｅが生成する逆ベクトルを出力するように選択部７ｃを制御することにより、指令電流との差を小さくしながら最小ベクトル長以上の長さの電圧ベクトルを出力することができる。
第９図はこの発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
この相電流検出装置が第８図の相電流検出装置と異なる点は、電圧ベクトル発生部７ｂとして電圧ベクトル指令のみを出力するものを採用した点、選択部７ｃを省略した点、および逆ベクトル発生部６ｅを省略した点、出力時間検出部６ｃとして、最小ベクトル長よりも短い電圧ベクトルを検出したことに応答して、出力休止指令をも出力し、この出力休止指令を所定時間（例えば、１キャリア）だけ電圧ベクトル発生部７ｂに供給するものを採用した点のみである。
第１０図はこの発明の相電流検出方法のさらに他の実施態様を説明するフローチャートである。
電流指令が供給された場合に、ステップＳＰ１において、電流検出器５によりＤＣリンク電流を検出し、ステップＳＰ２において、電流制御演算を行って電圧指令を得、ステップＳＰ３において、出力休止が指示されているか否かを判定する。
そして、出力休止が指示されていない場合には、ステップＳＰ４において、電圧ベクトルを発生し、ステップＳＰ５において、電圧ベクトル長が予め設定された規定値よりも小さいか否かを判定する。
ステップＳＰ３において出力休止が指示されていると判定された場合には、ステップＳＰ６において出力休止を解除する。
ステップＳＰ５において電圧ベクトル長が予め設定された規定値よりも小さいと判定された場合には、ステップＳＰ７において、ベクトル長を拡大し、ステップＳＰ８において、電圧ベクトルを出力し、ステップＳＰ９において、出力休止を指示する。
ステップＳＰ５において電圧ベクトル長が予め設定された規定値以上であると判定された場合には、ステップＳＰ１０において、電圧ベクトルを出力する。そして、ステップＳＰ６の処理が行われた場合、ステップＳＰ９の処理が行われた場合、または、ステップＳＰ１０の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。
次いで、第１１図を参照して上記の相電流検出装置および方法の作用を説明する。
第１１図に示すように、電圧ベクトル指令に短い電圧ベクトルＶ１が含まれている場合、出力時間検出部６ａからの出力により、出力時間拡大部６ｂが電圧ベクトルＶ１を最小ベクトル長まで拡大する。
そして、これにより、出力電流に誤差を生じる（第１１図中の区間ａ参照）。
ベクトル長の拡大を行った次のキャリアでは電圧ベクトルの出力を休止することにより、出力電流の誤差を削減し、または符号を反転させることができる。
その次のキャリアでは再び電圧ベクトルを出力する。
以下、同様にして電圧ベクトルの拡大の次のキャリアで電圧ベクトルの出力を休止することにより、電流指令との誤差を小さくしながら最小ベクトル長以上の長さの電圧ベクトルを出力することができる。
なお、この実施態様においては、出力休止時間を１キャリアに設定しているが、出力休止時間を電圧ベクトルの拡大幅、幅の拡大割合に応じて変化させることが好ましい。
また、電流偏差に代えて、誤差電圧を積算して得られる積算誤差を採用することも可能である。
第１２図はこの発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
この相電流検出装置が第９図の相電流検出装置と異なる点は、電流検出器５から出力される相電流を入力として相電流の向きを算出する電流パターン算出部７ｄと、相電流の向きおよび電圧ベクトル指令を入力としてデッドタイム中に電流検出が可能か否かを算出し、可能である場合にデッドタイム許可信号を出力するデッドタイム可否マップ７ｅと、電圧ベクトル出力およびデッドタイム可否マップ７ｅからの出力信号から、デッドタイムを含めたベクトル出力期間中の所定のタイミングで電流検出タイミング信号を出力し、電流検出器５に供給するサンプルタイミング算出部７ｆとをさらに設けた点、出力時間検出部６ｃとして、デッドタイム許可信号を受けて、デッドタイム時間を出力時間に含めて最小ベクトル長よりも短い電圧ベクトルを検出する機能をさらに有するものを採用した点のみである。
第１３図はこの発明の相電流検出方法のさらに他の実施態様を説明するフローチャートである。
電流指令が与えられた場合に、ステップＳＰ１において、電流検出器５によりＤＣリンク電流を検出し、ステップＳＰ２において、検出したＤＣリンク電流（相電流）から電流パターンを算出し、ステップＳＰ３において、電流制御演算を行って電圧指令を得、ステップＳＰ４において、電圧指令に基づいて電圧ベクトルを発生し、ステップＳＰ５において、デッドタイム中に電流検出が可能か否かを算出し、ステップＳＰ６において、デッドタイム利用可能か否かを判定する。
そして、ステップＳＰ６においてデッドタイム利用可能であると判定された場合には、ステップＳＰ７において、電圧ベクトル長とデッドタイムとを加算した値が予め設定した規定値よりも小さいか否かを判定する。
ステップＳＰ７において電圧ベクトル長とデッドタイムとを加算した値が予め設定した規定値よりも小さいと判定された場合には、ステップＳＰ８において、加算値が規定値になるまで電圧ベクトル長を拡大する。
ステップＳＰ６においてデッドタイム利用可能でないと判定された場合には、ステップＳＰ９において、電圧ベクトル長が予め設定した規定値よりも小さいか否かを判定する。
ステップＳＰ９において電圧ベクトル長が予め設定した規定値よりも小さいと判定された場合には、ステップＳＰ１０において、電圧ベクトル長を拡大する。
ステップＳＰ７において加算値が規定値以上であると判定された場合、ステップＳＰ９において電圧ベクトル長が規定値以上であると判定された場合、ステップＳＰ８の処理が行われた場合、またはステップＳＰ１０の処理が行われた場合には、ステップＳＰ１１において、電圧ベクトルを出力し、ステップＳＰ１２において、デッドタイム利用可能か否かを判定する。
ステップＳＰ１２においてデッドタイム利用可能であると判定された場合には、ステップＳＰ１３において、電圧ベクトル長にデッドタイムを加算する。
ステップＳＰ１２においてデッドタイム利用可能でないと判定された場合、またはステップＳＰ１３の処理が行われた場合には、ステップＳＰ１４において、サンプルタイミングを算出し、そのまま一連の処理を終了する。
次いで、上記の相電流検出装置および方法の作用を説明する。
第４図に模式的に示した電流は、実際には第１４図に示すように、デッドタイム（上アーム、下アームのスイッチング素子の双方がＯＦＦの状態）を含んでいる。
デッドタイム中にＤＣリンクに流れる電流は、相電流の向きと加えられた電圧ベクトルとによって定まる。したがって、加える電圧ベクトルに対応した測定されるべき電流とデッドタイム中に流れる電流が等しい場合には、電圧ベクトルを加える期間に加えてデッドタイム期間も電流測定可能な期間となる。つまり、電流の向きにより定まるデッドタイム期間中にＯＮする還流ダイオードと、加える電圧ベクトルに対応したＯＮするトランジスタが同じ場合、デッドタイム期間中も電流測定が可能となる。この関係の一例を表２に示す。
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表２において、ＳＷの状態および端子電圧の状態は、表１のＯＮを”１”と表しており、さらにデッドタイム期間中であることをｄで表している。電流の向きも同様にモータへの流れ込みを”１”で表している。
ＤＣリンク電流は、このときにＤＣリンクに現れる電流およびその極性を示している。これから、デッドタイム期間中であっても電流測定可能なパターンを導出することができる。他のパターンについても同様に導出することができる。
したがって、従来は画一的にデッドタイムを排除した期間においてのみ相電流の検出を行っていたが、この実施態様を採用すれば、利用可能なデッドタイム期間中においても相電流の検出を行うことができる。
この実施態様においては、デッドタイム可否マップを用いてデッドタイム期間中における相電流の検出の可否を判定するようにしているが、例えば、電流電圧位相差の範囲によりデッドタイム期間中における相電流の検出の可否を判定することが可能である。
上記の各実施態様において、電流をサンプルするタイミングとして、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の中央を採用することが好ましい。
さらに説明する。
相電流の瞬時波形と平均電流との関係の一例を第１５図に示す。ここでは、説明の簡単化のために単相で示している。
相電流としては平均電流を測定することが望ましいが、瞬時電流にはＰＷＭによる高調波が含まれているため、ＰＷＭＯＮ時、およびＰＷＭＯＦＦ時には大きな誤差が生じる。また、前述したように、デッドタイム期間中にＤＣリンクに相電流が流れている場合があるが、この場合、電流がスイッチング素子などの能動素子を流れるか、還流ダイオードを流れるかの違いはあるものの、ＤＣリンクとモータの各相との接続関係は電圧ベクトル出力時と同じであるため、ＰＷＭＯＮの時間に組み入れて考えればよい。
これらを考慮すれば、ＰＷＭＯＮ期間とデッドタイム期間との内のＤＣリンクに相電流が流れている期間の中で、かつ略平均電流とＤＣリンク電流とが互いに一致するタイミングとして、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の中央を採用することによって、高調波誤差を削減することができる。
さらに、デッドタイムは通常はＰＷＭＯＮ時間に比して十分に小さく、また、デッドタイムに比してＰＷＭＯＮ時間が短い場合には電圧ベクトルの出現時間自体が短いため、電流高調波が小さくなり誤差を生じにくい。したがって、デッドタイムを除くＰＷＭＯＮ期間の中心で電流検出を行うことができ、制御を簡単化することができる。
さらにまた、デッドタイム期間中には、電流得検出が可能な場合とそうでない場合とがあり、また、実際の電流検出を考えると、電流値が変化してから回路が安定するまでの過渡期間では電流を測定できない期間がある。そこで、過渡状態を避けて正確に測定し、かつ不要なパルス制限なしに電流を測定する必要がある。
このことを考慮すれば、電圧ベクトルに対応する電流がシャント抵抗を通じて観測される期間の始まりからハードウエアが安定するまでの期間を排除した期間の中央で電流をサンプルすることが好ましい。
第１６図に実際の電流波形の一例を示す。
この場合には、デッドタイムと過渡応答期間を除いた期間ｃ、ｆ中に電流検出を行えばよいが、電流検出が可能なデッドタイム期間ｄも検出期間に含め、例えば、電圧ベクトルＶ１出力時には期間ｃ、ｄの中央で電流を検出し、電圧ベクトルＶ３出力時には期間ｆの中央で電流を検出することが好ましい。
さらに、回路の遅延やセトリングタイムなどの応答時間の制約を受けて、上述のような中央でのサンプリングが不可能な場合には、期間の始めから応答時間が経過した時点以降にサンプリングを行うことが好ましく、相電流を正確に検出することができる。
具体的には、例えば、ＤＣリンクに流れる電流波形が第１７図に示すように与えられた場合には、応答時間が期間ｃ、ｄの１／２よりも大きいので上述のような中央でのサンプリングが不可能であるが、期間ｃの開始から応答時間が経過した時点以降にサンプリングを行うことにより、相電流を正確に検出することができる。
第１８図はこの発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
この相電流検出装置は、ｄ−ｑ軸変換部８ａと、電流値記憶部８ｂと、ｄ−ｑ軸ＰＩ制御部８ｃと、電流比較部８ｄと、電圧ベクトル発生部８ｅと、サンプルタイミング算出部８ｆとを有している。
前記ｄ−ｑ軸変換部８ａは、電流検出器５から出力されるＤＣリンク電流を入力とし、別途算出される回転子の回転位置に従って、回転子に合わせて回転する回転座標系ｄ−ｑ軸に変換するものである。したがって、この出力は、電流が回転子の回転に従って滑らかに回転した場合、直流ベクトルとなる。
前記電流値記憶部８ｂは、電流値を１キャリア分記憶するものである。
前記ｄ−ｑ軸ＰＩ制御部８ｃは、電流指令と電流検出値から出力電圧指令をＰＩ制御によって算出するものである。
前記電流比較部８ｄは、ｄ−ｑ軸変換部８ａからの電流値と電流値記憶部８ｂからの電流値とを比較することにより電流ベクトルが大きく変動したか否かを判定するものである。
前記電圧ベクトル発生部８ｅは、算出された出力電圧指令から電圧ベクトルを生成するものである。
前記サンプルタイミング算出部８ｆは、電圧ベクトルに応じて適宜サンプルタイミングを出力し、電流検出器５に供給するものである。
なお、８ｈは、電流比較部８ｄからの出力信号により切り替え動作してｄ−ｑ軸変換部８ａからの電流、電流値記憶部８ｂからの電流に一方を選択する選択部であり、８ｇは、電流指令と選択された電流との差を算出する減算部である。
上記の構成の相電流検出装置の作用は次のとおりである。
出力電圧ベクトルが短く、電流検出器５において正確な電流が検出できなかった場合には、ｄ−ｑ軸変換部８ａからの出力が前回に比して大きく変化する。そこで、電流比較部８ｄにおいて電流ベクトルが大きく変動したと判定した場合には、電流検出を失敗したと判断し、選択部８ｈを切り替え動作させて電流値記憶部８ｂからの電流値を選択する。
なお、減算部８ｇ、ｄ−ｑ軸ＰＩ制御部８ｃ、電圧ベクトル発生部８ｅの作用は従来公知であるから説明を省略する。
上記の場合には、電流検出が行われないことになるが、通常運転時には電圧ベクトル長が短くなるのは２つの相電圧が略等しくなる場合のみであって、モータの回転と共に電圧ベクトル長が長くなるため、大きな問題は発生しない。
ここでは、電流検出の失敗を検出して電流値記憶部８ｂからの電流値（電流予測値）を選択するようにしているが、電圧ベクトル出力期間が所定の閾値以下になったことを検出して電流値記憶部８ｂからの電流値を選択するようにしてもよい。
また、電流値記憶部８ｂを設ける代わりに、ｄ−ｑ軸ＰＩ制御部８ｃの積分項を採用することが可能であり、構成を簡単化することができる。
上記の実施態様においては、電流値として電流検出部５ｂからの電流値をそのまま採用しているが、ｄ−ｑ変換を行うタイミングとサンプルタイミング算出部８ｆが指示する、パルス出力に合わせた電流検出のためのサンプリングタイミングとのずれによる電流のずれを過去の電流検出値から生成された電流予測値により補正して所望のタイミングでの電流値を予測することが可能であるほか、電流検出部５ｂからの電流測定値をサンプリングタイミング毎に制御に反映し、制御を高速化することも可能である。
第１９図を参照してさらに説明する。
第１９図中ｔｎ−２、ｔｎ−１は以前の電流取得値、ｔ０は電流検出タイミングで、ｔｎは所望の電流取得タイミングである。
そして、取得すべき電流値が相電流であるとすると、電流値は回転子の回転に伴って略正弦波状に変化する。このため、電流検出タイミングと電流取得タイミングとが異なる場合、そのままでは回転に伴う電流変化のために誤差を生じる。
しかし、ｔｎ−１以前の取得電流値からｔ０およびｔｎにおける電流予測値を算出し、ｔ０における実際の測定値とｔ０における予測値との差δをｔｎにおける電流予測値に加算し、ｔｎにおける検出電流値とすることで、電流検出時刻と電流取得タイミングとが異なる場合であっても、誤差の少ない電流値を得ることができる。
第２０図は上記の補正を行うようにした相電流検出装置の構成を示すブロック図である。
この相電流検出装置が第１８図の相電流検出装置と異なる点は、電流検出器５とｄ−ｑ軸変換部８ａとの間に比較部８ｉおよび加算部８ｊを設けた点、逆ｄ−ｑ軸変換部８ｋを設けた点、電流比較部８ｄおよび選択部８ｈを省略した点のみである。
前記逆ｄ−ｑ軸変換部８ｋは、ｄ−ｑ軸ＰＩ制御部８ｃから出力されるｄ−ｑ軸平均電流を入力として、別途算出される回転子の回転位置に従って相電流に変換するものである。
前記比較部８ｉは、相電流と電流検出器５により検出された対応する電流値とを比較し、誤差電流（第１９図のｔ０におけるδ）を算出するものである。
したがって、電流を取得すべきタイミング（第１９図のｔｎ）になれば、逆ｄ−ｑ軸変換部８ｋからの相電流と比較部８ｉからの誤差電流とを加算し、電流検出値としてｄ−ｑ軸変換部８ａに供給することができる。
この結果、誤差電流の加算により補正された電流値を用いて所望の電圧ベクトルを生成することができる。
さらに、誤差電流から振幅誤差を演算し、所望のタイミングでの予測電流に積算することによって予測電流を補正することが可能である。
第２１図を参照してさらに説明する。
ｔｎ−２、ｔｎ−１以前の検出電流値からｔ０およびｔｎにおける電流予測値（ｂおよびｃ）を算出し、ｔ０における実際の測定値（ａ）とｔ０における予測値（ｂ）との比δをｔｎにおける電流予測値（ｃ）に乗算し、ｔｎにおける検出電流値（ｄ）とすることで、電流検出時刻と電流取得タイミングとが異なる場合であっても、誤差の少ない電流値を得ることができる。
この補正を行わせる場合には、第２０図の相電流検出装置において、比較部８ｉに代えて除算部８ｍを採用するとともに、加算部８ｊに代えて乗算部８ｎを採用すればよい。
また、振幅の誤差を比として算出した場合には、電流値が大きければ精度の高い推定を行うことができるが、電流値が小さければノイズなどの影響が大きく現れ、実際の電流と大きく異なることになる。
したがって、電流値に応じて第１９図に対応する予測方法と第２１図に対応する予測方法とを適宜切り替えることにより、常に良好な電流推定を達成することができる。
第２２図はこの発明のインバータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
このインバータ制御装置は、逆ｄ−ｑ軸変換部９ａと、誤差電流検出部９ｂと、ｄ−ｑ軸変換部９ｃと、ｄ−ｑ軸ＰＩ制御部９ｄと、電圧ベクトル発生部９ｅと、サンプルタイミング算出部９ｆとを有している。
前記逆ｄ−ｑ軸変換部９ａは、電流指令を別途算出される回転子角度を用いて相電流指令に変換するものである。
ＤＣリンク電流を検出する電流検出器５は、検出電流のみならず、その電流がどの相であるかを示す相信号を出力する。
前記誤差電流検出部９ｂは、検出された相のみを比較し、他の相は０にして誤差電流として出力するものである。
前記ｄ−ｑ軸変換部９ｃは、誤差電流をｄ−ｑ軸電流に変換するものである。
このインバータ制御装置を採用すれば、誤差電流検出部９ｂにより相電流指令と検出電流値との誤差電流を出力し、ｄ−ｑ軸変換部９ｃ、ｄ−ｑ軸ＰＩ制御部９ｄ、電圧ベクトル発生部９ｅに順次供給することによって、電流指令に追従した電流制御を実現することができる。
この場合には、不要な推定を行わないため、誤差の蓄積が小さく、また検出後すぐに次の電圧ベクトルの計算をスタートさせることができるので、電流制御ループの制御速度を高めることが可能になる。
モータのセンサレス制御に適用する場合も同様である。
第２３図はこの発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
電流検出部５ｂはシャント抵抗５ａの端子間電圧を入力としてＤＣリンク電流を測定し、その結果をモータ制御部１０および電流予測部１１ａに供給する。電流予測部１１ａは、前回の電流の向きなどを近似的に用いることなどにより、次の電流検出時における電流の向きを予測し、ベクトルパターンテーブル１１ｂに供給する。ベクトルパターンテーブル１１ｂは、電流の方向とモータ制御部１０からの指令電圧ベクトル（パターン、長さ）に基づいて、出力されるベクトルとその長さ、電圧変化時のスイッチの状態を出力する。ゲートパルス幅拡大部１１ｃはこの出力に基づいて表３から電流検出に必要な所要ゲートパルス幅を算出し、ゲートパルス幅が短い場合には所要ゲートパルス幅に拡大しＰＷＭ変調器１１ｄに出力する。
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この際、同時に電流検出タイミングを出力し，ＰＷＭ変調器１１ｄにおいて検出タイミングが到来すると電流検出部５ｂにそのタイミングを知らせる。
また、ベクトルパターンテーブル１１ｂの内容は、例えば、表４に示すとおりである。
2003030348.tif 000006
さらに説明する。
電流も電圧ベクトルと同様に流れ出し方向を１としてベクトル表現をとる。例えば、ｕ相が流れ出し方向、ｖ相、ｗ相が流れ込み方向の場合４（＝二進数で１００）の方向となる。このとき、電流と電圧ベクトルパターンによりＤＣリンクに出現する電流は、表４のようになる。ここで、電圧ベクトルの欄はデッドタイムを含めて相電圧として出力される電圧ベクトルを示しており、ｄで示された部分はデッドタイムに出力されるベクトル，ｖで示された部分はスイッチが確定した状態で出力される電圧ベクトルを示している。また、ＤＣリンク電流の欄は、このときにＤＣリンクに流れる電流を示している。さらに太線で示された部分は電圧、電流の変化のタイミングを示しており、また、下部にはその変化を引き起こすスイッチの状態が示されている。ここでは、三角波比較によるベクトル生成を例に表４を作表しており、三角波の上り下りによりスイッチの動作が逆になることに注意が必要である。
この表４から分るように検出時点での電流の向き、出力している電圧ベクトルによりデッドタイム中に電流が観測可能であるか否か、そしてスイッチのどのような動作によって電流変化が引き起こされたかを知ることができる。
次いで、最小ゲートパルス幅の決定方法を説明する。
ゲート信号によるパワーデバイスの応答は第２４図に示すとおりである。なお、第２４図において、ゲート信号は、パワーデバイスＯＮ／ＯＦＦのための指令信号であり、Ｉｃはパワーデバイスの電流であり、Ｔｄｏｎはゲート信号ＯＮからパワーデバイス電流Ｉｃが変化を始めるまでの時間であり、Ｔｒはパワーデバイス電流Ｉｃの立ち上がり時間であり、Ｔｓは電流測定に必要なサンプル時間（最小ベクトル出力期間）であり、Ｔｄｏｆｆはゲート信号ＯＦＦからパワーデバイス電流Ｉｃが変化を始めるまでの時間であり、Ｔｆはパワーデバイス電流Ｉｃの立下り時間である。
そして、ゲート信号ＯＮからパワーデバイスがＯＮし終わるまでの時間Ｔｏｎおよびゲート信号ＯＦＦからパワーデバイスがＯＦＦし終わるまでの時間Ｔｏｆｆを次のように定める。
Ｔｏｎ    ＝  Ｔｄｏｎ    ＋  Ｔｒ
Ｔｏｆｆ  ＝  Ｔｄｏｆｆ  ＋  Ｔｆ
このとき、Ｔｓを確保するために必要なゲートパルス幅（ゲート信号上でベクトルが出力される期間）は、表３のようになる。なお、表３には、ホールド時間を０とした場合の電流検出タイミングを併記している。
したがって，検出時点での電流の向きを推定し、推定された検出時点での電流の向きと出力すべき電圧ベクトルとから表４を用いてベクトル出力前後のスイッチ動作を算出し、検出のためのゲートパルス幅を算出し、出力しようとするゲートパルス幅がこれよりも短い場合にはゲートパルス幅を長く補正して出力することにより、確実な電流検出が可能となる。
また、Ｐサイド、Ｎサイドあるいはスイッチング素子毎に応答時間が設定されており、最小ゲートパルス幅を電流変化を引き起こすスイッチング素子に合わせて変化させることが好ましい。なお、Ｐサイドのスイッチング素子は正電圧に接続されたもの、Ｎサイドのスイッチング素子は負電圧に接続されたものをそれぞれ示している。
第２３図のベクトルパターンテーブル１１ｂの電流の方向と電圧ベクトルの組み合わせ毎に設けられた各エントリー毎にさらに素子の応答時間を考慮して算出された最小ゲートパルス幅と電流検出タイミングを書き込んでおき、モータ制御の指令電圧ベクトルの長さが最小ゲートパルス幅よりも短い場合には１対のゲートパルス幅拡大部１１ｃのそれぞれによりゲートパルス幅を拡大することで、スイッチング素子の各区分毎の応答時間を考慮して最小ゲートパルス幅を設定することが可能となる。
前記電流の向きは電流の位相情報から算出することができる。
さらに説明する。
第２５図に示すようにモータの電気角回転速度をωとすれば、ＵＶＷ座標上の時刻ｔでの電流ベクトルはδｔ時間後にはωδｔだけ進むことが分る。そこで，電流ベクトルをωδｔだけ進めた電流ベクトルを推定し、その方向により各相の電流の向きを算出できる。この場合回転による誤差を生じないため、高速回転する場合などに高精度な推測を可能とすることができる。
第２６図はこの処理を説明するフローチャートであり、ステップＳＰ１において、電流ベクトルを検出し、ステップＳＰ２において、検出時刻からδｔを算出し、ステップＳＰ３において、電流ベクトルをωδｔだけ進めたベクトルを算出し、ステップＳＰ４において、各相の電流の方向を算出し、そのまま一連の処理を終了する。
前記電流の向きは電流値の系列から予測することもできる。
さらに説明する。
第２７図に示すように、１つの相に対応する時刻ｔ１における検出電流と時刻ｔ２における検出電流とから、例えば線形外挿により時刻ｔ３における電流値を算出し、この値によって電流の向きを算出することが可能である。この場合には、回転速度情報等を用いないため、回転速度に測定誤差などがあっても電流の向きを検出することが可能である。また、電流が回転速度に対して比較的早く変化する場合などにおいても誤差を少なくすることができる。
ここでは線形での予測を例示したが、もちろんより高次の予測を行うことで高精度化することが可能である。
また、回転速度により、電流の位相情報から電流の向きを算出する処理と電流値の系列から電流の向きを予測する処理とを切り替えることが好ましい。
前述のように、電流の位相情報から電流の向きを算出する処理は高速時、電流値の系列から電流の向きを予測する処理は電流変動の多い場合に有効である。そこで、回転速度に応じて前記処理を適宜切り替えて用いることにより常に高精度な電流方向の推測を可能にすることができる。
また、推測された電流が電流推測誤差内のため電流の方向を間違える可能性がある場合、デッドタイムを除いたベクトル出力時間にパルス幅制限を適用することが好ましい。
さらに説明する。
電流の方向は、電流値が小さくなったとき、測定誤差や推定誤差により間違えて推測される可能性がある。このとき、表４から分るようにデッドタイム期間中に出現するベクトルが変わり、または、最小ゲートパルス制限幅を間違えて算出することにより、電流測定が出来なくなる可能性がある。そこで、推測された電流が電流推測誤差以内の大きさになった場合には、デッドタイム中には電流検出が出来ないものとしてパルス幅制限の大きさを算出することにより確実な電流検出を可能にすることができる。
例えば、表４の電流の方向１、出力電圧ベクトル４、６で、Ｕ相の電流が小さく向きが分らない場合、電流の方向は１、５の何れかとなるため、デッドタイム期間中において４のベクトルが出現するか否かが不明である。この場合には、デッドタイム中に４ベクトルの出現しない電流の向き５として最小ゲートパルス幅を算出することによって確実な電流検出を行うことが可能である。
また、例えば、最大電圧を出力している時に電流検出を行うような場合に、１つのスイッチング素子を電流検出に必要な時間だけオフすることにより電流検出を行うことが好ましい。
さらに説明する。
ＰＷＭインバータにおいて高い出力電圧を出力する場合、キャリア内に１つのベクトルを出力しつづけることが行われる。この場合１つのベクトルしか出力されないためにモータ電流検出に必要な２つの電流が検出できなくなってしまう。
このため、若干出力電圧は低下するが電流検出のためのベクトルを出力することで電流検出を行うことが必要となる。この場合、通常の変調と同様に検出のためのベクトルを相補ＰＷＭを用いて出力してしまうと、ベクトル出力のためのデッドタイムと元のベクトルに戻すためのデッドタイムが必要になり、出力すべき元のベクトルの出力期間が大きく削減されてしまう。
例えば、図３においてＴｕ−のゲート信号をオフすることでｖ相電流がＤＣリンクから検出できるが、この場合Ｔｕ＋のゲート信号をオンしてしまうと第２８図のようにＴｕ＋のオンオフそれぞれにデッドタイムｔｄが必要となりこれが電流検出のための時間よりも長い場合には、出力電圧が必要以上に低下してしまう。
そこで、このような場合には、スイッチング素子をオフすることで電流が検出される素子を選択的にオフし、デッドタイム状態を作り出すことで電流を検出することができる。このときデッドタイム時間だけでは電流検出が出来ない場合にも、相補接続されたスイッチをオンすることなくデッドタイム状態を長く続けることで電流検出を行うことができる。このことにより、デッドタイムに影響されることのない任意の長さの検出パルスを作り出すことができ、電圧を有効に出力することができる。
また、ＤＣリンクを流れる電流からモータ電流を検出してモータを制御する装置において、モータの要求する電圧が低いことに応じて、ＤＣリンク電圧を低く制御することによりパルス幅を広く保ち、逆にモータの要求する電圧が高いことに応じて、ＤＣリンク電圧を高く制御することによりキャリア内に１つの電圧ベクトルが出力されつづける状態となることを極力回避することが好ましい。
さらに説明する。
第３０図に回路構成例を示す。
ＤＣリンク電圧制御部１２は、商用電源１から直流電圧を作り出すコンバータ部の内部に設けられたスイッチング素子Ｔｃの通電状態を切り替えることによりＤＣリンクの電圧を制御することができるよう構成されている。なお、前記スイッチング素子Ｔｃは、整流回路２の一方の出力端子に互いに直列接続されたリアクトル１２ａおよびダイオード１２ｂの接続点と他方の出力端子との間に接続されている。そして、スイッチング素子Ｔｃと並列に保護ダイオード１２ｃが接続されている。
インバータ部３は、ＤＣリンク電圧を入力とし、ＰＷＭ変調を施すことによって、モータ駆動に必要な電圧を作り出すものである。インバータ部３におけるベクトル出力期間は、ＤＣリンク電圧とモータ４に出力される電圧との比で決まるため、モータ電圧が高くＤＣリンク電圧が低いほど長くなる。一方、電流検出器における電流検出はベクトル出力期間が長いほど最小パルス幅制限などを行わず正確な電流を検出できるため、モータ要求電圧が低い場合にＤＣリンク電圧を低く制御することで高精度かつ最小パルス幅制限の入らない滑らかな波形で電流検出を行うことができる。
また逆に、モータ要求電圧が高くなるとベクトル出力期間が長くなり、最終的にはキャリア内に１つのベクトルが出力され続ける状態となる。このため、モータの要求電圧が高い場合にはＤＣリンク電圧を高く制御することでキャリア内に通常時と同様の２つのベクトルを発生させ２つの相電流を検出することを可能にすることができる。
また、低回転速度または軽負荷時に力率を低下させ出力電圧または出力電流を高くすることにより電流検出を容易になるように制御することが好ましい。
さらに説明する。
モータの端子電圧、端子電流は、「正弦波駆動による空調機用ＩＰＭモータの高効率運転制御法」、松野他、電学論Ｄ、１１９巻１０号、平成１１年（以下、参考文献２と称する）に示されたように、同じトルクであっても電流位相により大きく変化する。そこで、ベクトル出力期間が短くなる低回転速度時には出力電圧が高くなるように電流位相を進め、あるいは、出力電流が小さくなり電流の方向検出が難しくなる低負荷時には電流位相を進めるか、あるいは遅らせることでモータ端子電流を増加させることにより電流検出を容易に行うことができる。
また、ＤＣリンク電圧およびゲートパルス幅からモータ電圧を算出してモータを制御するに当たって、電流の方向と出力ベクトルパターンから電圧変化時のスイッチパターンを算出し、この結果によりデバイスの遅延時間を算出し、電圧を補正することが好ましい。
さらに説明する。
ゲート信号、パワーデバイス電流Ｉｃとパワーデバイスのコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅとの関係を第３１図に示す。
インバータ回路の場合、ゲート信号がオンし、パワーデバイス電流Ｉｃが流れ出しても、対となるアームの還流ダイオードがオンとなっているため、すぐには電圧Ｖｃｅはなくならず、モータの電流全てをパワーデバイス電流Ｉｃがまかなうようになった時点で急激に０となる。また、オフの場合には、パワーデバイス電流Ｉｃが少なくなってきた時点で、還流ダイオードがオンするため急激に電圧Ｖｃｅが大きくなる。このため、電圧に関するトランジェント時間はオン時にはＴｏｎ、オフ時にはＴｄｏｆｆとして差し支えない。
そこで、電流の方向と出力電圧ベクトルパターンからデッドタイム期間中におけるベクトルの出力を考慮してベクトル出力期間を算出し、さらに、スイッチ動作によりオン時にはＴｏｎ、オフ時にはＴｄｏｆｆをトランジェント時間として電圧を補正することにより高精度な電圧検出を可能にすることができる。
また、ベクトル出力期間が最小ベクトル出力期間よりも長い場合には指令電圧ベクトルの長さとベクトル出力期間が等しくなるようにゲートパルス幅を算出することが好ましい。
さらに説明する。
デッドタイムを含め出力されるベクトル長、電流変化を引き起こすスイッチの変化とそのトランジェント時間の情報を用いれば、モータ制御の出力する指令電圧ベクトルの長さと電圧ベクトル出力期間の長さをあわせるようにゲートパルス幅を制御することは容易である。
また、インバータと直列にスイッチング動作を行うコンバータを接続し、電流検出時にはコンバータとインバータの全てのスイッチングを行わないように制御することが好ましい。
さらに説明する。
通常電流検出には電流のサンプル時間が必要であり、この間にノイズが入ると電流検出結果に誤差を生じる。コンバータとインバータを直列に接続してなるモータ制御装置の場合、第３２図に示すように、コンバータ部１２およびインバータ部３とも電流を検出する必要があり、回路上はコンデンサ２ａによりインバータ部３とコンバータ部１２とがアイソレートされており、相互に影響は無いように構成されているが、実際にはスイッチングノイズによる影響を相互に受ける。このため、コンバータ部１２、インバータ部３のそれぞれの電流検出器が電流検出のためのサンプリングなど電流検出動作に入っている場合には全てのスイッチング素子のスイッチング動作を抑制するように制御することでノイズの影響を防止して高精度な電流検出を可能にすることができる。
また、ＤＣリンク上の平滑コンデンサ２ａに直列に電流検出器を接続し、コンバータ電流、インバータ電流の両方を検出することが好ましい。
さらに説明する。
第３３図に回路構成を示す。ＤＣリンクに接続された平滑コンデンサ２ａに直列に電流検出のための抵抗器５ａを接続しており、コンバータから電流が流れ込む際には矢印Ａで示す方向に電流が流れ、インバータ部に電流が流れる際には矢印Ｂで示す方向に電流が流れるため、いずれも抵抗器５ａにおいて電流を検出可能である。
動作時には、矢印Ａと矢印Ｂの電流が同時に流れると独立な電流検出が不可能になるため、例えばモータ電圧が上がり矢印Ｂの電流の切れる期間が極めて短くなった場合などには、矢印Ｂの電流を測定した後Ａ−Ｂを測定し、矢印Ａの電流を算出するなどして電流を求めることができる。
このような構成を採用することにより、電流検出回路が１つで済むためコストダウンを達成することができるほか、複数ポイントでアースを取る必要性もなくなるためノイズ対策を容易にすることができる。
請求項１の発明は、最小ベクトル出力時間の制限により出力電圧が所望の電圧値よりも大きくなった場合に、逆向きの電圧を印加することによって平均的に所望の電圧を得ることができ、電圧波形の歪みを抑制することができるという特有の効果を奏する。
請求項２の発明は、短い電圧ベクトル指令が入力された場合に、最小長さの電圧ベクトルに拡大するとともに、それ以降の一定期間、電圧ベクトルの出力を禁止することによって、長さを拡大したことに起因する電圧の出しすぎを補正して、指令電流との誤差を小さくしながら最小電圧ベクトル以上の長さの電圧ベクトルを出力することができるという特有の効果を奏する。
請求項３の発明は、デッドタイム期間中においても相電流を検出することができるという特有の効果を奏する。
請求項４の発明は、略平均電流とＤＣリンク電流との一致する時点で電流を検出して高調波誤差を抑制することができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
請求項５の発明は、処理を簡単化することができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
請求項６の発明は、ハードウエアが安定しない期間の影響を確実に排除できるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
請求項７の発明は、応答時間が長い場合であっても相電流を正確に検出することができるほか、請求項４から請求項６の何れかと同様の効果を奏する。
請求項８の発明は、正確な電流測定ができない場合であっても、ある程度正確な相電流を採用することができるという特有の効果を奏する。
請求項９の発明は、検出時刻と電流取得タイミングとが異なる場合であっても、誤差の少ない相電流値を得ることができるという特有の効果を奏する。
請求項１０の発明は、簡単な演算を行うだけで、請求項９と同様の効果を奏する。
請求項１１の発明は、請求項９と同様の効果を奏する。
請求項１２の発明は、常に良好な相電流推定を行うことができるという特有の効果を奏する。
請求項１３の発明は、電流指令に追従した電流制御を実現できるとともに、電流制御ループの制御速度を上げることができるという特有の効果を奏する。
請求項１４の発明は、最小ベクトル出力時間の制限により出力電圧が所望の電圧値よりも大きくなった場合に、逆向きの電圧を印加することによって平均的に所望の電圧を得ることができ、電圧波形の歪みを抑制することができるという特有の効果を奏する。
請求項１５の発明は、短い電圧ベクトル指令が入力された場合に、最小長さの電圧ベクトルに拡大するとともに、それ以降の一定期間、電圧ベクトルの出力を禁止することによって、長さを拡大したことに起因する電圧の出しすぎを補正して、指令電流との誤差を小さくしながら最小電圧ベクトル以上の長さの電圧ベクトルを出力することができるという特有の効果を奏する。
請求項１６の発明は、デッドタイム期間中においても相電流を検出することができるという特有の効果を奏する。
請求項１７の発明は、略平均電流とＤＣリンク電流との一致する時点で電流を検出して高調波誤差を抑制することができるほか、請求項１４から請求項１６の何れかと同様の効果を奏する。
請求項１８の発明は、処理を簡単化することができるほか、請求項１４から請求項１６の何れかと同様の効果を奏する。
請求項１９の発明は、ハードウエアが安定しない期間の影響を確実に排除できるほか、請求項１４から請求項１６の何れかと同様の効果を奏する。
請求項２０の発明は、応答時間が長い場合であっても相電流を正確に検出することができるほか、請求項１７から請求項１９の何れかと同様の効果を奏する。
請求項２１の発明は、正確な電流測定ができない場合であっても、ある程度正確な相電流を採用することができるという特有の効果を奏する。
請求項２２の発明は、検出時刻と電流取得タイミングとが異なる場合であっても、誤差の少ない相電流値を得ることができるという特有の効果を奏する。
請求項２３の発明は、簡単な演算を行うだけで、請求項２２と同様の効果を奏する。
請求項２４の発明は、請求項２２と同様の効果を奏する。
請求項２５の発明は、常に良好な相電流推定を行うことができるという特有の効果を奏する。
請求項２６の発明は、電流指令に追従した電流制御を実現できるとともに、電流制御ループの制御速度を上げることができるという特有の効果を奏する。
請求項２７の発明は、確実な相電流の検出を達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項２８の発明は、ゲートパルス幅に基づいて請求項２７と同様の効果を奏する。
請求項２９の発明は、確実な相電流の検出を達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項３０の発明は、確実な相電流の検出を達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項３１の発明は、スイッチング素子毎の応答時間を考慮して最小ゲートパルス幅を設定することができ、請求項２８から請求項３０の何れかと同様の効果を奏する。
請求項３２の発明は、モータが高速回転する場合であっても電流の向きを高精度に推定することができ、請求項２８から請求項３１の何れかと同様の効果を奏する。
請求項３３の発明は、モータが低速回転する場合、モータトルクを高速に制御する場合などであっても電流の向きを高精度に推定することができ、請求項２８から請求項３１の何れかと同様の効果を奏する。
請求項３４の発明は、常に電流の向きを高精度に推定することができ、請求項２８から請求項３１の何れかと同様の効果を奏する。
請求項３５の発明は、確実に電流検出を行うことができ、請求項２８から請求項３３の何れかと同様の効果を奏する。
請求項３６の発明は、最大電圧出力時のように、キャリア周期内に１つのベクトルのみを出力し続ける場合であっても、最小限の電圧低下で電流検出を行うことができ、請求項２８から請求項３４の何れかと同様の効果を奏する。
請求項３７の発明は、モータを安定に制御することができ、パルス幅制限の影響の少ない良好な波形出力を行いながら常に確実に電流検出を行うことができるという特有の効果を奏する。
請求項３８の発明は、電流検出を容易に行うことができるほか、請求項３７と同様の効果を奏する。
請求項３９の発明は、高精度の電圧検出を達成することができる。
請求項４０の発明は、波形の歪を抑えつつ電流検出を確実に行うことができるほか、確実に電流検出を行うことができるという特有の効果を奏する。
請求項４１の発明は、ノイズの影響を排除して、確実に電流検出を行うことができるという特有の効果を奏する。
請求項４２の発明は、構成を簡単化でき、ノイズ対策を容易にできるほか、請求項４１と同様の効果を奏する。
請求項４３の発明は、確実な相電流の検出を達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項４４の発明は、確実な相電流の検出を達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項４５の発明は、確実な相電流の検出を達成することができるという特有の効果を奏する。
請求項４６の発明は、スイッチング素子毎の応答時間を考慮して最小ゲートパルス幅を設定することができ、請求項４３から請求項４５の何れかと同様の効果を奏する。
請求項４７の発明は、モータが高速回転する場合であっても電流の向きを高精度に推定することができ、請求項４３から請求項４６の何れかと同様の効果を奏する。
請求項４８の発明は、モータが低速回転する場合、モータトルクを高速に制御する場合などであっても電流の向きを高精度に推定することができ、請求項４３から請求項４６の何れかと同様の効果を奏する。
請求項４９の発明は、常に電流の向きを高精度に推定することができ、請求項４３から請求項４６の何れかと同様の効果を奏する。
請求項５０の発明は、確実に電流検出を行うことができ、請求項４３から請求項４９の何れかと同様の効果を奏する。
請求項５１の発明は、最大電圧出力時のように、キャリア周期内に１つのベクトルのみを出力し続ける場合であっても、最小限の電圧低下で電流検出を行うことができ、請求項４３から請求項４９の何れかと同様の効果を奏する。
請求項５２の発明は、モータを安定に制御することができ、パルス幅制限の影響の少ない良好な波形出力を行いながら常に確実に電流検出を行うことができるという特有の効果を奏する。
請求項５３の発明は、電流検出を容易に行うことができるほか、請求項５２と同様の効果を奏する。
請求項５４の発明は、高精度の電圧検出を達成することができる。
請求項５５の発明は、波形の歪を抑えつつ電流検出を確実に行うことができるほか、請求項４３から請求項４６の何れかと同様の効果を奏する。
請求項５６の発明は、ノイズの影響を排除して、確実に電流検出を行うことができるという特有の効果を効果を奏する。
請求項５７の発明は、構成を簡単化でき、ノイズ対策を容易にできるほか、請求項５６と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図は、インバータを用いるモータ駆動装置の構成を示す図である。
第２図は、電圧ベクトルと相電圧との関係を示す部である。
第３図は、電圧ベクトルＶ１出力時の電流を説明する図である。
第４図は、ＤＣリンクに流れる電流を説明する図である。
第５図は、この発明の相電流検出装置の一実施態様を示すブロック図である。
第６図は、この発明の相電流検出方法の一実施態様を説明するフローチャートである。
第７図は、第５図の相電流検出装置の概念的動作を説明する図である。
第８図は、この発明の相電流検出装置の他の実施態様を示すブロック図である。
第９図は、この発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
第１０図は、この発明の相電流検出方法のさらに他の実施態様を説明するフローチャートである。
第１１図は、第９図の相電流検出装置の概念的動作を説明する図である。
第１２図は、この発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
第１３図は、この発明の相電流検出方法のさらに他の実施態様を説明するフローチャートである。
第１４図は、ＤＣリンクに流れる実際の電流波形の一例を示す図である。
第１５図は、相電流の瞬時変化および平均電流の一例を示す図である。
第１６図は、ＤＣリンクに流れる実際の電流波形、デッドタイム期間、および過渡応答期間の一例を説明する図である。
第１７図は、ＤＣリンクに流れる実際の電流波形、応答時間、およびサンプリング時間の一例を説明する図である。
第１８図は、この発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
第１９図は、電流値の予測方法の一例を説明する図である。
第２０図は、この発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
第２１図は、電流値の予測方法の他の例を説明する図である。
第２２図は、この発明のインバータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
第２３図は、この発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
第２４図は、ゲート信号によるパワーデバイスの応答の一例を示す図である。
第２５図は、電流の位相情報から電流の向きを算出する処理を示す概略図である。
第２６図は、電流の位相情報から電流の向きを算出する処理を説明するフローチャートである。
第２７図は、電流値の系列から電流の向きを予測する処理を示す概略図である。
第２８図は、電流検出のためにスイッチング素子をオフする処理の一例を示す概略図である。
第２９図は、電流検出のためにスイッチング素子をオフする処理の好ましい例を示す概略図である。
第３０図は、この発明のモータ制御装置の一実施態様を示す電気回路図である。
第３１図は、ゲート信号によるパワーデバイスの応答の他の例を示す図である。
第３２図は、この発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
第３３図は、この発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【国際調査報告】
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