【事件の表示】
　特願２００９−５１４５１６「電磁バンドギャップ構造を用いた多帯域アンテナアレイ」拒絶査定不服審判事件〔平成１９年１２月２１日国際公開、ＷＯ２００７／１４６７１１、平成２１年１１月１９日国内公表、特表２００９−５４０６９１〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本件出願は、２００７年６月６日（パリ条約による優先権主張外国庁受理２００６年６月９日、米国）を国際出願日とする出願であって、原審において平成２３年８月１７日付けで拒絶査定され、これに対し平成２４年１月４日に審判請求がなされたものであるところ、
　本件出願の請求項１に係る発明は、特許請求の範囲、明細書及び図面の記載からみて、平成２３年６月１４日付けで補正された特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりのものである。（以下「本願発明」という。）
　
（本願発明）
　「【請求項１】
　実質的に基板表面上に設けられた2つ以上の平面アンテナ；
　実質的に前記アンテナ間であって面上に設けられた第1組の電磁バンドギャップ(EBG)パッチ；及び
　前記アンテナの下であって前記基板内部の誘電材料内に設けられた、放射波の伝播を制限する第2組のEBGパッチ；
　を有するアンテナアレイであって、
　前記EBGパッチは、前記誘電材料内部の接地された金属層によって結合される、
　アンテナアレイ。」
　
　
２．引用例に記載された発明
Ａ．　原査定の拒絶の理由に引用された刊行物である、Fan Yang,Yahya Rahmat-Samii著，IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION，２００３年１０月発行，VOL. 51, NO. 10，頁2936-2946（以下、「引用例１」という。）には、
　「Microstrip Antennas Integrated With Electromagnetic Band-Gap (EBG) Structures: A Low Mutual Coupling Design for Array Applications」（邦訳：電磁気バンドギャップ（ＥＢＧ）構造と統合されたマイクロストリップアンテナ：アレイ応用のための低相互カップリングの設計）として図面と共に次の記載がある。
　
イ．「　Abstract-Utilization of electromagnetic band-gap (EBG) structures is becoming attractive in the electromagnetic and antenna community.
 In this paper, a mushroom-like EBG structure is analyzed using the finite-difference time-domain (FDTD) method. Its band-gap feature of surface-wave suppression is demonstrated by exhibiting the near field distributions of the electromagnetic waves.
The mutual coupling of microstrip antennas is parametrically investigated, including both the E and H coupling directions, different substrate thickness, and various dielectric constants.
 It is observed that the E-plane coupled microstrip antenna array on a thick and high permittivity substrate has a strong mutual coupling due to the pronounced surface waves.
 Therefore, an EBG structure is inserted between array elements to reduce the mutual coupling.
This idea has been verified by both the FDTD simulations and experimental results. As a result, a significant 8 dB mutual coupling reduction is noticed from the measurements.」（２９３６頁左欄）
　
（イ．邦訳：
　概要−電磁気バンドギャップ（ＥＢＧ）構造の使用は、電磁気とアンテナ分野において魅力的になりつつあります。
この論文では、マッシュルーム形状のＥＢＧ構造を、有限差分時間領域（ＦＤＴＤ）法を使用して分析します。
表面波の抑制によるバンドギャップ特性は、電磁波の近傍における分布を示すことにより実証されます。
EとHの双方の結合方向、異なる基板厚さおよび様々な誘電率をパラメータとして、マイクロストリップアンテナの相互カップリングが調査されます。
厚く高誘電率の基板上に設けられE-平面で結合されたマイクロストリップアンテナ配列は、著しい表面波の影響で強い相互カップリングを持つことが観測されています。
したがって、相互カップリングを減少するためにＥＢＧ構造が配列素子の間に挿入されます。
このアイデアは、FDTDシミュレーションおよび実験結果の両方によって確認されました。
その結果、測定によれば、8dBもの著しい相互カップリングの減少が認められました。）
　
ロ．「　　　I. INTRODUCTION
IN RECENT years, there has been growing interest in utilizing electromagnetic band-gap (EBG) structures in the electromagnetic and antenna community. The EBG terminology has been suggested in [1] based on the photonic band-gap (PBG) phenomena in optics [2] that are realized by periodical structures. There are diverse forms of EBG structures[1], [3], and novel designs such as EBG structures integrated with active device [4] and multilayer EBG structures [5] have been proposed recently. This paper focuses on a mushroom-like EBG structure, as shown in Fig. 1. Compared to other EBG structures such as dielectric rods and holes, this structure has a winning feature of compactness [6], [7], which is important in communication antenna applications. Its band-gap features are revealed in two ways: the suppression of surface-wave propagation, and the in-phase reflection coefficient. The feature of surface-wave suppression helps to improve antenna's performance such as increasing the antenna gain and reducing back radiation [8]-[11]. Meanwhile, the in-phase reflection feature leads to low profile antenna designs [12]-[14].
　This paper concentrates on the surface-wave suppression effect of the EBG structure and its application to reduce the mutual coupling of microstrip antennas, as shown in Fig. 1. To explore the surface-wave suppression effect, the propagating fields of an infinitesimal dipole source with and without the EBG structure are simulated and compared using the finite-difference time-domain (FDTD) method [15], and a frequency stopband for the field propagation is identified. Furthermore, the propagating near fields at frequencies inside and outside the band gap are graphically presented for a clear understanding of the physics of the EBG structure. It is worthwhile to point out that this band-gap study is closely associated with specific antenna applications such as microstrip antennas and arrays.
　 Applications of microstrip antennas on high dielectric constant substrates are of special interest due to their compact size and conformability with the monolithic microwave integrated circuit (MMIC). However, the utilization of a high dielectric constant substrate has some drawbacks. Among these are a narrower bandwidth and pronounced surface waves. The bandwidth can be recovered using a thick substrate, yet this excites severe surface waves. The generation of surface waves decreases the antenna efficiency and degrades the antenna pattern.
 Furthermore, it increases the mutual coupling of the antenna array which causes the blind angle of a scanning array. Several methods have been proposed to reduce the effects of surface waves. One approach suggested is the synthesized substrate that lowers the effective dielectric constant of the substrate either under or around the patch [16]-[18]. Another approach is to use a reduced surface wave patch antenna [19].
The EBG structures are also used to improve the antenna performance. However, most researchers only study the EBG effects on a single microstrip antenna element, and to the best
of our knowledge there are no comprehensive results reported for antenna arrays.」（２９３６頁）
　
（ロ．邦訳：
　　　Ｉ．はじめに
近年、電磁気とアンテナ分野のにおいて、電磁気バンドギャップ（ＥＢＧ）構造の利用についての関心が増大しています。
ＥＢＧという用語は、文献[1]の中において、光学における周期構造によって実現されるフォトニックバンドギャップ(PBG)現象[2]に基づいて示唆されたものです。　ＥＢＧ構造には種々の形式[1]、[3]があり、最近では能動素子に統合されたＥＢＧ構造[4]や、多層のＥＢＧ構造[5]が提案されています。　この論文は図１に示されるような、マッシュルーム形状のＥＢＧ構造に注目します。　この構造は、誘電体ロッドや穴のような他のＥＢＧ構造と比較して、コンパクトにできるという魅力的な特徴があり[6],[7]、それは通信アンテナの応用において重要となります。　このバンドギャップの特徴は、表面波伝播の抑制および同位相反射係数という２つの点において示されます。　表面波抑制の特徴は、アンテナのアンテナ利得を増加させて、後方放射を減少させることによりアンテナの性能を改善するのに役立ちます[8]-[11]。　一方、同位相反射の特徴は、低姿勢アンテナの設計に結びつきます[12]-[14]。
　この論文は、専らＥＢＧ構造の表面波抑制の効果と、その応用である図１に示されるようなマイクロストリップアンテナの相互カップリングの減少について述べます。　表面波抑制結果を調査するために、ＥＢＧ構造を持つ、および持たない場合の微小ダイポール信号源の伝搬電磁界を、有限差分時間領域（ＦＤＴＤ）法[15]を使用してシミュレートし、比較しました。その結果、伝搬電磁界における周波数阻止帯域が識別されました。　更に、バンドギャップの内部、および外側の周波数における近傍伝搬電磁界が、ＥＢＧ構造の物理学についての明瞭な理解のために図示されます。　このバンドギャップの研究が、マイクロストリップアンテナとアレイのような特定のアンテナ応用に緊密に関連しているのを指摘することは有益です。
　高誘電率基板上のマイクロストリップアンテナの応用は、それらのコンパクトなサイズとモノリシックマイクロ波集積回路(MMIC)への適合性の点で特別の利益があります。　しかしながら、高誘電率基板の使用にはいくつかの欠点があり、その中には、より狭い帯域幅および著しい表面波の問題があります。　帯域幅の問題は、厚い基板を使用することによって回復することができますが、これは著しい表面波を励起します。　表面波の生成は空中線効率を減少させて、アンテナパターンを劣化させます。　更に、それはアンテナアレイの相互カップリングを増加させ、走査アレイとしての死角を生じます。
表面波の影響を弱めるために、いくつかの方法が提案されました。　示唆された１つのアプローチは、合成された基板を使用して、パッチの下あるいは周囲の基板のいずれかの実効誘電率を低下させることです[16]-[18]。　別のアプローチは、表面波が減少されたパッチアンテナを使用することです[19]。
ＥＢＧ構造もまたアンテナ性能を改善するために使用されます。　しかしながら、ほとんどの研究者は、単に単一のマイクロストリップアンテナ要素に対するＥＢＧの効果を検討するのみであって、私たちの知る限りでは、アンテナアレイに関して報告された包括的な結果はありません。）
　
　
ハ．「II. BAND GAP CHARACTERIZATION OF THE EBG STRUCTURE
　The mushroom-like EBG structure was first proposed in [3].
It consists of four parts: a ground plane, a dielectric substrate, metallic patches, and connecting vias.
 This EBG structure exhibits a distinct stopband for surface-wave propagation.
　The operation mechanism of this EBG structure can be explained by an LC filter array:
 the inductor results from the current flowing through the vias, and the capacitor due to the gap effect between the adjacent patches.
 For an EBG structure with patch width W, gap width g, substrate thickness h and dielectric constant εr, the values of the inductor L and the capacitor C are determined by the following formula [21]:」（２９３７頁右欄）
　
（ハ．邦訳：
ＩＩ．ＥＢＧ構造のバンドギャップの特性記述
　マッシュルーム形状のＥＢＧ構造は、文献[3]の中で最初に提案されました。　それは接地面、誘電体基板、金属パッチおよび接続ビアの４つの部分から成ります。　このＥＢＧ構造は、表面波伝播に関してはっきりとした阻止帯域を示します。
　このＥＢＧ構造の動作機構については、ＬＣフィルター配列として説明することができ、ここで、インダクタＬはビアを流れる電流により、キャパシタＣは隣接パッチとの間のギャップ効果に起因します。　パッチ幅Ｗ、ギャップ間隔ｇ、基板厚さｈおよび誘電率εrを持ったＥＢＧ構造のインダクタＬとキャパシタＣの値は次の公式によって決定されます[21]:）
　
　
　上記引用例１の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　まず、上記引用例１記載の「マイクロストリップアンテナ」は、文献タイトルにもあるように同一のアンテナ素子を複数配列構成した「アレイ応用」のためのものであって、いわゆる「アンテナアレイ」を構成するものである。
　また、引用例１図１の右上や中央の図にもあるように、該「アンテナアレイ」は、「誘電体基板」の上に設けられた２つの『平面アンテナ』を有するものであって、引用例１図１の左上や中央の図によれば、これらのアンテナ間には相互カップリングを低減するために「（断面が）マッシュルーム形状のＥＢＧ構造」が設けられている。
　そして、上記ハ．引用例１図２の断面図をも参照すれば、該「ＥＢＧ構造」は、「誘電体基板」上に設けられた複数の「金属パッチ」が「接続ビア」を介して「誘電体基板」下面の「接地面」によって結合された構造である。
　したがって、上記引用例１には以下の発明（以下、「引用発明１」という。）が開示されている。
　
（引用発明１）
「　実質的に誘電体基板表面上に設けられた２つの平面アンテナ；
　実質的に前記アンテナ間であって面上に設けられた複数の金属パッチ；
　を有するアンテナアレイであって、
　前記金属パッチは、接続ビアを介して前記誘電体基板下面の接地面によって結合されるＥＢＧ構造をなす、
　アンテナアレイ。」
　
　
Ｂ．　原査定の拒絶の理由に引用された刊行物である、国際公開第２００６／０３９６９９号（以下、「引用例２」という。）には、
　「CERAMIC ANTENNA MODULE AND METHODS OF MANUFACTURE THEREOF」（邦訳：セラミックアンテナモジュール及びその製造方法）として図面と共に次の記載がある。
　
イ．「Field of the Invention 
The present invention relates generally to the construction of ceramic dielectric meta-material components that have high effective values of real permittivity but minimal body losses, and, more particularly, to small form factor wireless circuit modules operating in the radio frequency (RF) spectrum that contain at least one antenna element or at least one ultra-low loss transmission line.
　
Background of the Invention
As used in the descriptions that follow, the term meta-materials refers to materials that possess unique macroscopic properties due to finer scale repetition or alterations of one or more secondary materials within the host material to alter the bulk body's dielectric or conductive properties.
　Electromagnetic Band-Gap (EBG) materials, also known to those skilled in the art as Photonic Band-Gap materials, are meta-materials that contain one or more secondary phase dielectric inclusions that are organized in periodic array(s) with periodic spacing(s) having dimensions that are an appreciable amount of a center frequency's wavelength so as to cause constructive and destructive interference over a particular range of electromagnetic frequencies. An EBG material effectively attenuates frequencies that fall within in its bandgap or stopband as the periodic dielectric inclusions inhibit propagation due to the destructive interference of reflections off the periodic array.
　
The term Perfect Electrical Conductor (PEC) refers to an infinite conductive surface that causes electric field components of an electromagnetic wave incident upon the PEC to be totally reflected 180°out of phase with the incident wave.
　
The term Perfect Magnetic Conductor (PMC) refers to an imaginary surface generated by a periodic array of coupled inductor and capacitor elements that causes the electric field components of an electromagnetic wave incident upon the PMC to be totally reflected completely in phase with the incident wave. A finite dimension imperfect PMC can be practically constructed using meta-material construction techniques using dielectric material inclusions into a dielectric host that has suitable permittivity and permeability values and periodicity to simulate the coupled inductor and capacitor elements of the imaginary PMC. A PMC may alternatively be known as an artificial magnetic conductor (AMC).」（１〜２頁）
　
（イ．邦訳：
技術分野
本発明は、概して、高い有効実誘電率の値を有するが、本体損失が最小であるようなセラミック誘電性メタマテリアル構成要素の構築に関し、さらに詳細には、少なくとも１つのアンテナ素子あるいは少なくとも１つの超低損失伝送回線を含む無線周波数スペクトルで動作する小型無線回路モジュールに関する。
　
背景技術
以下に続く説明で使用されるように、用語「メタマテリアル」とは、ホスト物質の中に１または複数の二次材料を埋め込み、微細なスケールで反復または変更することによって物体全体としての誘電特性または導電特性を改変し、独特のマクロ的性質を所有するように構成された材料を指す。
　
当業者にとっては「フォトニックバンドギャップ」材料としても知られている「電磁バンドギャップ」（ＥＢＧ）材料は、ある特定の範囲の電磁周波数で建設的な干渉及び破壊的な干渉を生じさせるように、中心周波数の波長に相当する周期的な間隔（複数の場合がある）で周期的配列（複数の場合がある）をなすように１つまたは複数の二次位相誘電性介在物を含んで構成されたメタマテリアルである。ＥＢＧ材料は、該周期的な誘電性介在物が該周期的配列から外れた電磁波の伝搬を反射波の破壊的な干渉によって阻止するために、そのバンドギャップまたは阻止帯域の範囲に入る周波数を効果的に減衰する。
　
用語「完全電気導体」（ＰＥＣ）とは、該ＰＥＣに入射する電磁波の電場成分を、該入射電磁波と１８０°ずれた位相で全反射させる無限導電面を指す。
　
用語「完全磁気導体」（ＰＭＣ）とは、該ＰＭＣに入射する電磁波の電場成分を、該入射電磁波と完全に同相で全反射する、結合されたインダクタ素子とコンデンサ素子の周期的配列によって構成される仮想的な面を指す。有限次元不完全ＰＭＣとは、前記仮想的なＰＭＣの結合されたインダクタ素子とコンデンサ素子を模擬するように、誘電性ホスト物質の中へ適切な誘電率と透磁率の値及び周期性を有する誘電性材料を封入するメタマテリアル構築技法を使用して実際的に構築できる。ＰＭＣは、代わりに人工磁気導体（ＡＭＣ）として知られてよい。）
　
ロ．「This situation is reversed, when the radiating elements are located over a ground plane constructed to act as an artificial magnetic conductor (AMC). AMCs are alternatively described in the art as high impedance surfaces, Sievenpiper surfaces, or perfect magnetic conductors (PMC). With reference to FIGS. 9AB, an AMC 223 is assembled by disposing a dielectric body 225 over an electrical ground plane 227, applying an array of capacitor pads 229 to the dielectric surface opposing the electrical ground plane 227, and inserting electrically conductive vias 231 between the array of capacitor pads 229 and electrical ground that place them in electrical communication with the electrical ground plane 227, wherein the array of capacitor pads 229 are centered on said electrically conductive vias 231. The capacitor pads 229 need not be square as shown, and can possess arbitrary shape or form that has a maximal physical dimension 1  P such that a gap of dimension g exists between said capacitor pads Resonant characteristics of the AMC are determined by the specific properties of the dielectric body 225 and the configuration of the capacitor pad array. Under resonant conditions, the E-field components of electromagnetic (EM) waves incident upon the AMC surface are reflected from the ground plane without a shift in phase. As a result, placing the antenna closer to the AMC ground plane enhances conditions for constructive interference between those reflected EM components with the E-field components radiated by the antenna in directions away from the ground plane surface. The incorporation of AMC structures into the antenna module's ground plane, therefore, allows the intrinsic impedance of radiating antenna elements to be reduced to levels that more closely match the impedance of PA/LNA (or other semiconductor) die. This embodiment of the present invention enables the construction of a transmit/receive (T/R) module with far greater overall system efficiency compared to conventional systems, as it eliminates the need for impedance matching networks and additional loss generating components.
　
The characteristic frequency response of AMC surface to EM waves incident upon it and propagating across the surface is depicted in FIGS. 10 and 11, respectively. The reflection coefficient of EM waves incident upon the AMC ground plane induces a phase shift in the reflected electric field component that varies from +180° to -180° over a frequency band, ｆ0  to ｆ1, producing a 0°phase shift at a center frequency ｆc . The radiation efficiency of an antenna element configured parallel to and very near to the AMC ground plane is maximized at ｆc . While it is preferable to configure the AMC ground plane such that ｆc  coincides with the antenna's resonant frequency, this is not always possible when multiple antennas operating at multiple frequencies are configured over the same AMC ground plane. Therefore, it is generally advantageous to design the AMC ground plane such that the operational frequencies of one or more antennas positioned over the AMC overlap the range of frequencies wherein the AMC induces a ±90° phase shift in reflected electric field components, with a ±45° phase shift being preferred.
　
The AMC ground plane will also suppress the propagation of parallel electric and magnetic components of EM waves across the AMC surface over a range of frequencies ｆ2  to ｆ3 . This suppression of surface-wave modes thereby allows multiple antennas to operate independently of one another (without inductive interference) when configured over the same AMC surface, whether or not the antennas operate at the same or nearly similar frequencies. The range of frequencies, ｆ2  to ｆ3 , over which radiation will not couple into adjacent components is an attribute of the AMCs design and does not necessarily related to or match the phase shift frequency band. This range of frequencies, ｆ2  to ｆ3 , is alternatively referred to as the AMC bandgap. Thus, the AMC ground plane may be designed such that the operational frequency band(s) of one or more antennas configured upon it overlap(s) the AMC bandgap.
　
The design of the AMC ground plane 223 is influenced primarily by the surface area of the ground plane and periodicity P of the capacitor pads, the gap g between the capacitor pads 229, the height h (length) and diameter of the vias 231, and the properties of the dielectric medium 225 separating the capacitor pads 229 from the electrically conducting ground plane 227. The AMC center frequency is generally determined by:
　　　　　　　　　　　 ｆc＝√(L/C),　　　　 (4) 
where L is the inductance generated by the electrically conductive via 231 short to electrically conducting ground plane 227 within an individual capacitor pad 229, and C is the capacitance of the individual capacitor pad. The AMC bandwidth is generally affected by the properties of the dielectric medium 225. In general, a broader AMC bandwidth is achieved when the dielectric medium 225 has low dielectric loss and low real permittivity. 
Amorphous silica provides the lowest real permittivity (εR  = 3.9) and lowest dielectric loss (tanδ = 2 x 10−5 ) of all known ceramic dielectric materials. AMC bandwidth is also broadened when high permeability materials (μR ≠ 1) are incorporated into the structure. The large size of resonant AMC structures imposes a practical limitation against deploying them in mobile devices. As described above, high permittivity materials can be used to reduce the physical dimensions of resonant structures. Therefore, methods and products enabled by the present invention that combine high permittivity (εR   9.3) ceramics, with high permeability (μR ≠ 1) materials and amorphous silica to minimize an AMCs physical dimensions while maximizing the bandwidth are highly desirable. A specific objective of the invention is to construct a meta-material antenna module that incorporates an AMC ground plane to improve impedance matching with semiconductor die to which the antenna element is coupled. A further embodiment claims an AMC ground plan structure that comprises the high permeability and high permittivity dielectric layers and/or inclusions embedded within or disposed upon a dielectric host having a loss tangent less than 5 x 10−３ , or what is generally possible with green tape ceramic structures. Suitable hosts include organic dielectrics, such as PFTE Teflon, Rogers Duroid, and Rogers GTek, which will typically have loss tangents in the range of 1.5−3 x 10−３ . The use of an amorphous silica host is a preferred embodiment of the invention as it has a loss tangent of 2 x 10−5 .  Specific reference is now made to FIGS. 12A thru E to detail this aspect of the invention, which describes an antenna module 228 that comprises at least one reduced impedance conducting antenna element 230 situated directly upon a high-κceramic dielectric layer or inclusion 232A and an AMC 233 acting as the ground plane for the module, wherein the AMC 233 may comprise conventional dielectric materials or composite dielectric bodies enabled by this invention. In another aspect, the invention describes an AMC 233 having a composite dielectric body 234 that comprises a low-loss dielectric component, in whole or in part, having a loss tangent less than 5 x 10−３ , preferably less than 1 x 10−３ . A specific objective of the present invention is the construction of an AMC ground plane 233 comprised of a composite dielectric body having dielectric components selected from the group consisting of amorphous silica, organic dielectrics, high permittivity ceramic dielectrics having εR   9.3, high permeability ceramic dielectrics having μR ≠ 1, that has a physical size ≦ 80% and an operating bandwidth greater than or equal to a similarly configured AMC constructed without the use of amorphous silica or high-κ or high-μ ceramic dielectrics. In addition to the details described above, this embodiment might optionally incorporate a composite dielectric body wherein the high-κ or high-μ ceramic dielectrics are incorporated as discrete inclusions within a low loss dielectric host 235. Alternatively, the ceramic dielectrics may be included within the composite dielectric body 234 as a high permittivity ceramic layer 232B or high permeability ceramic layer 236. The ceramic dielectric layers and/or inclusions may be located anywhere within composite dielectric body 234 that optimizes the resonant characteristics of the AMC to meet design specifications for a particular application. The composite organic dielectric body 234 could be constructed by applying dielectric layers inclusions to a pre-fabricated sheet of organic dielectric, drilling through holes through the structure and applying metallization using techniques well known to practitioners skilled in the art, such as plating techniques, among others, to form the capacitor pad array 223, vias 231, and electrical ground plane 227.」（３２〜３５頁）
　
（ロ．邦訳：
  該放射素子が人工磁気導体（ＡＭＣ）として働くために構築される接地平面上に配置されるとこの状況は逆転する。ＡＭＣは代わりに、高インピーダンス表面、Ｓｉｅｖｅｎｐｉｐｅｒ表面または完全磁気導体（ＰＭＣ）として技術で説明されている。図９Ａ及び図９Ｂに関連して、ＡＭＣ２２３は誘電体２２５を電気接地平面２２７上に配置し、コンデンサパッド２２９のアレイを該電気接地平面２２７に対向する誘電体表面に付け、該コンデンサパッド２２９のアレイと、それらを該電気接地平面２２７と通信させる電気接地の間に導電性ビア２３１を差し込むことによって組み立てられ、該コンデンサパッド２２９のアレイは前記導電性ビア２３１の中心に置かれる。該コンデンサパッド２２９は図示されているように正方形である必要はなく、寸法の空隙ｇが前記コンデンサパッドの間に存在するように、最大物理寸法１＜Ｐを有する任意の形状または形式を持つことができる。該ＡＭＣの共振特性は、該誘電体２２５の特定の特性及び該コンデンサパッドアレイの構成によって決定される。共振状態では、該ＡＭＣ表面に入射する電磁（ＥＭ）波のＥ−場（電場）成分が、位相のシフトなしで該接地平面から反射される。その結果として、該ＡＭＣ接地平面のさらに近くに該アンテナを設置すると、該Ｅ−場成分が該接地平面表面から離れる方向で該アンテナによって放射され、それらの反射されるＥＭ成分間の干渉のための状態を強化する。したがって、該アンテナモジュールの接地平面の中にＡＭＣ構造を組み込むことにより、放射アンテナ素子の該固有インピーダンスを、ＰＡ／ＬＮＡ（または他の半導体）金型の該インピーダンスにさらに密接に整合するレベルまで削減できる。本発明のこの実施形態は、それがインピーダンス整合ネットワーク及び追加の損失生成構成要素に対するニーズを排除するので、従来のシステムと比較してはるかに大きな全体的なシステム効率を持つ送信／受信（Ｔ／Ｒ）モジュールの構築を可能にする。
　
  ＡＭＣ表面に入射し伝搬するＥＭ（電磁）波に対する特性周波数応答は、ぞれぞれ図１０及び図１１に描かれている。ＡＭＣ接地平面に入射するＥＭ波の反射率は、反射された電場成分に周波数バンドｆ0からｆ1上で＋１８０°から−１８０°に変化する位相シフトを引き起し、中心周波数ｆcで０°の位相シフトとなる。該ＡＭＣ接地平面に平行に、且つ非常に近くに構成されるアンテナ素子の放射効率はｆcで最大化される。ｆcが該アンテナの共振周波数と一致するように、該ＡＭＣ接地平面を構成することが好ましいが、多数の周波数で動作している複数のアンテナが、同じＡＭＣ接地平面上で構成されるときにこれは必ずしも可能ではない。したがって、一般的には、該ＡＭＣの上に配置される１本または複数のアンテナの動作周波数が、該ＡＭＣが反射電場成分に±９０°の位相シフトを引き起こす範囲に、より好ましくは±４５°の位相シフトの周波数範囲に重複するように該ＡＭＣ接地平面を設計することが有利である。
　
  該ＡＭＣ接地平面は、周波数の範囲ｆ2からｆ3上で該ＡＭＣ表面全体でＥＭ波の平行する電気成分と磁気成分の伝搬も抑制する。この表面波モードの抑制は、それによって、該アンテナが該同じ周波数で動作するのか、あるいはほぼ類似する周波数で動作するのかに関係なく、該同じＡＭＣ表面上で構成されるときに複数のアンテナが互いと無関係に（誘導障害なく）動作できるようにする。放射が隣接する要素に結合しない周波数の範囲ｆ2からｆ3は、該ＡＭＣの設計の属性であり、該位相シフト周波数バンドに必ずしも関連または一致しない。この周波数の範囲ｆ2からｆ3は、ＡＭＣバンドギャップとも呼ばれる。したがって、該ＡＭＣ接地平面は、その上に構成される１本または複数のアンテナの動作周波数バンド（複数の場合がある）が該ＡＭＣバンドギャップに重複する（複数の場合がある）ように、設計されてよい。
　
  該ＡＭＣ接地平面２２３の設計は、おもに該接地平面の表面積と該コンデンサパッドの周期性Ｐ、該コンデンサパッド２２９間の空隙ｇ、該ビア２３１の該高さｈ（長さ）と直径、及び該コンデンサパッド２２９を該導電性接地平面２２７から分離する誘電体媒質２２５の該特性によって影響を受ける。該ＡＭＣ中心周波数は、一般的に以下により決定され、
　　　　　　ｆc＝√（Ｌ／Ｃ）　　　　（４）
  ここでは、Ｌは、個々のコンデンサパッド２２９を導電性接地平面２２７まで短絡する該導電性ビア２３１により生じるインダクタンスであり、Ｃは該個々のコンデンサパッドのキャパシタンスである。該ＡＭＣ帯域幅は、通常、該誘電体媒質２２５の特性によって影響を及ぼされる。一般的には、さらに幅広いＡＭＣ帯域幅は、該誘電体媒質２２５が低誘電損失及び低実質誘電率を有するときに達成される。
非晶質シリカは、すべての公知のセラミック誘電物質の中で最低の実質誘電率（εR＝３．９）及び最低の誘電損失（ｔａｎδ＝２ｘ１０−５）を提供する。またＡＭＣ帯域幅は、高透磁率材料（μR≠１）が該構造の中に組み込まれるときに広げられる。共振ＡＭＣ構造の大きなサイズは、それらをモバイル機器の中に配備することに対する実際的な制限を課す。前述されたように、高誘電率材料は、共振構造の物理的な寸法を削減するために使用できる。したがって、該帯域幅を最大化する一方で、ＡＭＣの物理的な寸法を最小限に抑えるために、高誘電率（εR≧９．３）セラミックを高透磁率（μR≠１）の材料及び非晶質シリカと結合する本発明によって使用可能にされる方法及び製品はきわめて望ましい。本発明の特定の目的は、該アンテナ素子が結合される半導体ダイ（当審注：チップ）とのインピーダンス整合を改善するために、ＡＭＣ接地平面を組み込むメタマテリアルアンテナモジュールを構築することである。追加の実施形態は、高誘電率と高透磁率の誘電体層及び／または損失正接５ｘ１０−３未満を有する誘電体ホストの中に埋め込まれるまたは上に配置される介在物を備えるＡＭＣ接地平面構造、または一般的にグリーンテープセラミック構造で可能であることを主張する。適切なホスト材料は、ＰＦＴＥテフロン、Ｒｏｇｅｒｓ Ｄｕｒｏｉｄ、及びＲｏｇｅｒｓ ＧＴｅｋ等の有機誘電体を含み、通常１．５−３×１０−３という範囲内の損失正接を有する。非晶質シリカホストの使用は、それが２×１０−５という損失正接を有するので、本発明の好ましい実施形態である。本発明のこの態様を詳説するために、図１２Ａから図１２Ｅを特に参照し、ここで、高―κセラミック誘電体層または介在物２３２Ａの上に直接的に配置される、インピーダンスが削減された少なくとも１つの導電性アンテナ素子２３０、及び該モジュールのための該接地平面として働くＡＭＣ２３３を備えるアンテナモジュール２２８を説明する。ここで、該ＡＭＣ２３３は本発明により使用可能にされる従来の誘電物質または複合誘電体を備えてよい。別の態様では、本発明は、損失正接５ｘ１０−３未満、好ましくは１ｘ１０−３未満を有する、全体としてまたは部分的に、低損失の誘電体成分を備える複合誘電体２３４を有するＡＭＣ２３３を説明している。本発明の特定の目的は、非晶質シリカ、有機誘電体、εR≧９．３を有する高誘電率セラミック誘電体、μR≠１を有する高透磁率セラミック誘電体からなる該グループから選択される誘電体成分を有し、物理サイズ≦８０％、及び非晶質シリカまたは高―κまたは高−μのセラミック誘電体を使用しなくても構築される同様の構成のＡＭＣより大きいまたは等しい動作帯域幅を有する、複合誘電体から構成されるＡＭＣ接地平面２３３の構築である。前述された詳細に加えて、本実施形態は要すれば、該高―κまたは高−μのセラミック誘電体が低損失誘電体ホスト２３５の中で離散介在物として組み込まれている複合誘電体を組み込む可能性がある。
代わりに、該セラミック誘電体は、高誘電率セラミック層２３２Ｂまたは高透磁率セラミック層２３６として該複合誘電体２３４の中に含まれてもよい。該セラミック誘電体層及び／または介在物は、ある特定の用途のための設計仕様を満たすために該ＡＭＣの該共振特性を最適化する複合誘電体２３４の中のどこかに配置されてよい。該複合有機誘電体２３４は、誘電体層介在物を、有機誘電体のプレハブシートに付け、該構造を通るスルーホールを開け、該コンデンサパッドアレイ２２３、ビア２３１、及び電気接地平面２２７を形成するために、とりわけメッキ技法等の技術の専門家に周知の技法を使用して金属化を適用することによって構築できるであろう。）
　
　上記引用例２の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　まず、上記イ．には「メタマテリアル」の一種である「「電磁バンドギャップ」（ＥＢＧ）材料」として「「完全磁気導体」（ＰＭＣ）」ないし「人工磁気導体（ＡＭＣ）」を構成可能であることが記載されており、
　上記ロ．第１段落には図９Ａ，Ｂに関して、「誘電体２２５を電気接地平面２２７上に配置し、コンデンサパッド２２９のアレイを該電気接地平面２２７に対向する誘電体表面に付け、該コンデンサパッド２２９のアレイと、それらを該電気接地平面２２７と通信させる電気接地の間に導電性ビア２３１を差し込むことによって組み立てられ」た前記「人工磁気導体（ＡＭＣ）」ないし「完全磁気導体（ＰＭＣ）」の具体的構造が開示されている。
　また、上記ロ．第２〜３段落には図１０、１１に関して、前記「人工磁気導体（ＡＭＣ）」が構成する「ＡＭＣ接地平面」の上に「１本または複数のアンテナ」を構成すること、および該「ＡＭＣ接地平面」が「表面波モード」を抑制する「ＡＭＣバンドギャップ」特性を有することが開示されている。
　そして、上記ロ．第４段落には特に図１２Ａに関して、
２つの「導電性アンテナ素子２３０」の下であって「複合誘電体２３４」、「高―κセラミック誘電体層または介在物２３２Ａ」よりなる『複合誘電体層』内部に「コンデンサパッドアレイ２２３」を設け、
該「コンデンサパッドアレイ２２３」は、「導電性ビア２３１」を介して前記『複合誘電体層』下面の「電気接地平面２２７」によって結合される「アンテナモジュール２２８」が開示されている。
　したがって、上記引用例２には以下の発明（以下、「引用発明２」という。）が開示されている。
　
（引用発明２）
「２つの導電性アンテナ素子２３０の下であって複合誘電体層内部にコンデンサパッドアレイ２２３を設け、
該コンデンサパッドアレイ２２３は、導電性ビア２３１を介して前記複合誘電体層下面の電気接地平面２２７によって結合されるアンテナモジュール２２８」
　
　
３．対比・判断
　本願発明と引用発明１とを対比する。
　まず、本願発明の「2つ以上の平面アンテナ」は２つの場合を含むから、引用発明１と「2つの平面アンテナ」の点で一致する。
　また、引用発明１の「誘電体基板」は、本願発明の「基板」、「誘電材料」に相当する。
　また、引用発明１の「複数の金属パッチ」は、「ＥＢＧ構造」を構成するパッチであるから、本願発明の「第1組の電磁バンドギャップ(EBG)パッチ」、「EBGパッチ」にあたる。
　そして、引用発明１の「接地面」は、電気的接続のための層であるから、金属により構成されることは技術常識であり、本願発明の「接地された金属層」にあたる。
　
　したがって、本願発明と引用発明１とは、以下の点で一致し、また相違する。
　
（一致点）
「　実質的に基板表面上に設けられた2つの平面アンテナ；
　実質的に前記アンテナ間であって面上に設けられた第1組の電磁バンドギャップ(EBG)パッチ
　を有するアンテナアレイであって、
　前記EBGパッチは、前記誘電材料の接地された金属層によって結合される、
　アンテナアレイ。」
　
（相違点）
（１）「EBGパッチ」に関し、本願発明は「前記アンテナの下であって前記基板内部の誘電材料内に設けられた、放射波の伝播を制限する第2組のEBGパッチ」をも有するのに対し、引用発明１は有しない点。
（２）「接地された金属層」に関し、本願発明は「誘電材料内部」に設けられるのに対し、引用発明１は「誘電体基板下面」に設けられる点。
　
　
　まず、上記相違点（１）の「第2組のEBGパッチ」について検討するに、
　引用例２には前記のように「２つの導電性アンテナ素子２３０の下であって複合誘電体層内部にコンデンサパッドアレイ２２３を設け、該コンデンサパッドアレイ２２３は、導電性ビア２３１を介して前記複合誘電体層下面の電気接地平面２２７によって結合されるアンテナモジュール２２８」（引用発明２）の記載がある。
　ここで「導電性アンテナ素子２３０」は「アンテナ」であって、
「複合誘電体層」は該「アンテナ」を載せる「基板」であり、全体として「誘電材料」ということができ、
「コンデンサパッドアレイ２２３」、「導電性ビア２３１」、「電気接地平面２２７」よりなる構造が「表面波モード」による放射波の伝搬を抑制する「電磁バンドギャップ」（ＥＢＧ）特性を呈することも引用例２の上記イ．、ロ．に記載があって、
該「コンデンサパッド」が「パッチ」と呼ぶことができる平面的構造であることも引用例２の図９Ｂ，図１２Ｂから明らかであるから、
　結局、引用発明２の「コンデンサパッドアレイ２２３」は、「アンテナの下であって基板内部の誘電材料内に設けられた、放射波の伝播を制限するEBGパッチ」ということができるものである。
　このような引用発明２を同様なＥＢＧ構造を有するアンテナである引用発明１に適用するに特段の阻害要因はなく、アンテナ間に設けられた「第1組の電磁バンドギャップ(EBG)パッチ」に加えて、アンテナの下にもEBGパッチを追加し、これを「第2組のEBGパッチ」と称するのも適宜のことであるから、相違点（１）は引用発明１に引用発明２を適用することによって当業者であれば容易になし得たことであって格別のことではない。
　
　ついで、相違点（２）の「接地された金属層」の設けられる場所について検討するに、
　引用発明１、２にあるような基板下面を接地面（グランド）とする基板構造は広く知られたものであるが、例えば特開２００３−７８３４０号公報（【００１５】、図４）、特開２００３−３２０３５号公報（【００１５】、図３）、特開２００２−２７１１３１号公報（【００１３】、図２）、にあるように、接地面（グランド）の下面にも誘電体層を設けてサンドイッチ構造となし、接地面（グランド）を誘電材料内部の金属層として構成した多層基板構造も周知のものである。
　したがって、「接地された金属層」を「誘電材料内部」に設けるとした相違点（２）も当業者が適宜になし得ることであって格別のことではない。
　
　そして、本願発明の効果も引用発明１、２及び周知技術から当業者が予測し得る範囲のものである。
　
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用発明１、２及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。