【事件の表示】
　特願２００９−２３４２１０「デジタル直接変換受信装置および方法」拒絶査定不服審判事件〔平成２２年　７月　１日出願公開、特開２０１０−１４８０９３〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は、平成２１年１０月８日（パリ条約による優先権主張２００８年１２月２２日、韓国）の出願であって、平成２３年６月２４日付けの拒絶理由通知に対して、平成２３年１０月３日付けで手続補正がなされたが、平成２４年４月１０日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成２４年８月１０日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに、同日付けで手続補正がなされたものである。
　
第２　平成２４年８月１０日付けの手続補正についての補正却下の決定
[補正却下の決定の結論]
　平成２４年８月１０日付けの手続補正を却下する。
　
[理由]
１．補正後の本願発明
　平成２４年８月１０日付けの手続補正により補正された特許請求の範囲の請求項１は、以下のとおりである。
「【請求項１】
　ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して複数のサンプル信号を生成し、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部と、
　前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去するコンプレックスインターポレート部と
　を備え、
　前記位相変換部は、前記下方変換したサンプル信号の間に前記位相差を発生させることを特徴とするデジタル直接変換受信装置。」
　
　上記補正は、請求項１に記載した発明を特定するために必要な事項について限定を付加するものであって、特許法第１７条の２第５項第２号の特許請求の範囲の減縮を目的とするものに該当する。
　そこで、本件補正後の前記請求項１に記載された発明（以下、「本願補正発明」という。）が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるか（平成２３年法律第６３号改正附則第２条第１８項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第６項において準用する同法第１２６条第５項の規定に適合するか）否かについて以下に検討する。
　
２．引用文献
２−１　引用文献１
　原査定の拒絶の理由に引用された国際公開第２００７／０８６０２０号（以下、「引用文献１」という。）には、図面とともに次の（１）〜（３）の事項が記載されている。なお、訳文には、対応する公表公報（特表２００９−５２４３７５号）の記載を使用し、下線は当審が付した。
　
（１）「FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for sampling RF signals in a wireless communication system.」（第１頁第２行〜第５行）
（翻訳）
「【技術分野】
【０００１】
　本発明は、無線通信システムに関し、特に、無線通信システムにおいてＲＦ信号をサンプリングするための方法及び装置に関する。」
　
（２）「Fig. 2 is a schematic diagram showing a receiver with the RF sampling method according to one embodiment of the present invention. The receiver bandpass filters a RF signal S210 with a BPF 120 to obtain a bandpass-filtered signal S222 which is amplified by a LNA 130 and then transferred to a filtering unit 240 for filtering out at least one predefined interference frequency component from the RF signal S210; the output signal S242 from the filtering unit 240 is a notch-filtered RF signal, and, after being sampled by a sampling unit 250, it is transformed into a discrete analog signal S252; after being processed by a discrete filter 160 and an analog-to-digital converter 170, S252 is transformed into a digital signal S272; S272 is subsequently processed by a digital signal processing unit 280. The sampling rate of the sampling unit 250 can be much lower than that of the existing RF sampling scheme by incorporating the filtering unit 240.」（第５頁第７行〜第１７行）
（翻訳）
「【００１７】
　図２は、本発明の実施の一形態に係るＲＦサンプリング方法を用いる受信器を示す概略図である。
受信器は、帯域通過フィルタ処理済み信号Ｓ２２２を得るためにＢＰＦ１２０を用いてＲＦ信号Ｓ２１０を帯域通過フィルタリングし、帯域通過フィルタ処理済み信号Ｓ２２２は、ＬＮＡ１３０によって増幅された後、少なくとも一つの所定の干渉周波数成分をＲＦ信号Ｓ２１０からフィルタ除去するためにフィルタリングユニット２４０へ転送され、フィルタリングユニット２４０からの出力信号Ｓ２４２はノッチフィルタ処理済みＲＦ信号であり、また、この信号は、サンプリングユニット２５０によってサンプリングされた後、離散アナログ信号Ｓ２５２へ変換され、離散アナログ信号Ｓ２５２は、離散フィルタ１６０及びアナログ・デジタル変換器１７０によって処理された後、デジタル信号Ｓ２７２へと変換され、その後、デジタル信号Ｓ２７２は、デジタル信号処理ユニット２８０によって処理される。
　
（３）「Fig. 3 depicts a first embodiment, in which a quadrature sampling is used in the sampling unit 250. The first embodiment shown in Fig. 3 will be described below in detail taken in conjunction with Figs. 4-7F.
  As shown in Fig. 3, in a receiver 200, a RF signal S210 is first received from a signal source such as antenna (not shown), which comprises a plurality of interference frequency components and a useful frequency component, i.e., a modulated useful signal. Fig. 4 depicts the spectrum of the RF signal. In practice, interference is distributed over the entire band at which the RF signal is located. For convenience of illustration, the interference is divided into a plurality of interference frequency components each of which has a certain bandwidth and which may overlap with each other or not, and the certain bandwidth is or isn't equal to that of the useful frequency component depending on specific system design. The useful frequency component is modulated to the frequency band with the center frequency of fc 214 by the carrier frequency fc 214, and the interference frequency components 216 are distributed over the entire band.
  The RF signal S210 is bandpass filtered by the BPF 120 and transformed into a bandpass-filtered RF signal S222 whose spectrum is depicts in Fig. 5. Since the selection of BPF is not specially limited by the present invention, traditional BPF is still suitable for the receiver using the method and apparatus according to the embodiment of the invention. As show in Fig. 5, the bandpass-filtered RF signal S222 still has a wide bandwidth and a lot of interference frequency components. Some interference frequency components far away from the useful frequency component S212 are greatly suppressed due to bandpass characteristics of the BPF 120, and thus it is not necessary to take them into consideration in subsequent processes.
  The bandpass-filtered RF signal S222 is amplified by the LNA 130 and then transferred to the filtering unit 240. The filtering unit 240 may be implemented by a plurality of notch filters. It is to be understood by those skill in the art that other circuits or units suitable for filtering or suppressing a RF signal with a relative narrow bandwidth may be applied to the invention and within the scope thereof. The filtering unit 240 may be also adaptively adjusted to filter out different frequency components based on system requirements.
  The RF signal inputted to the filtering unit 240 comprises the useful frequency component S212 and at least one interference frequency component 232 which is located at a predefined band, as well as interference frequency components distributed over other bands. Wherein, the relationship between the center frequency fc of the useful frequency component and the sampling rate fs234 is determined by the equation fc  = N*fs + IF , where N is an integer, IF (Intermediate Frequency) 236 is a predefined intermediate frequency. The selection of N affects the magnitude of the sampling fs234. Since fc is determined by the system and in general not adjustable, the bigger N the lower the sampling rate fs234.
  As shown in Figs. 6A and 6B, the filtering unit 240 filters out some special interference frequency components 232, their center frequencies equal the sum of multiples of the sampling rate 234 and the intermediate frequency IF236, i.e., ffiltered = n * fs + IF , where n is an integer which is not equal N. The useful frequency component S232 whose center frequency is fwanted = fc = N*fs + IF is not filtered out.
  The value of IF236 depends on the design of the receiver. For zero IF receivers, IF236=0. As shown in Fig. 6A, the interference frequency components 232 whose center frequency equal multiples of the sampling rate 234 are filtered out. In the example of Fig. 6 A, the center frequency component of the useful frequency component S212 is fc = 3 * fs , and two interference frequency components 232 in the bandpass-filtered RF signal S222 whose center frequencies are 2*fs and 4*fs respectively have been filtered out.The bandwidth of those filtered-out interference frequency components depends on the system requirements. Those interference frequency components 238 in the bandpass-filtered RF signal S222 whose center frequencies are not equal to multiples of the sampling rate 234, i.e., funfiltered ≠ 2*fs or 4*fs, are not filtered out. Based on the sampling principle, those interference frequency components 238 which are not filtered out will not be aliased into the useful frequency component S212.
  If some out-of-band interferences supposed to be filtered out are still strong enough to affect the useful frequency component S212 due to the poor performance of the BPF 120, it is suggested to filter additional frequency components in these out-of-band interferences. In a practical system, those interference frequency components 238 which do not belong to the bandpass-filtered RF signal S222 can be filtered out by increasing filtering frequency points of the filtering unit 240 such as the notch filters. In Fig. 6A, the interference frequency components 238 whose center frequencies are fs and 5*fs have been filtered out. If an out-of-band interference is not strong enough to affect the useful frequency component S212 due to the good performance of the BPF 120, it is not necessary to increase additional notch filters.
  For the low IF receiver, IF236 is a low frequency with respect to fc and even approximates the baseband. As shown in Fig. 6B, the interference frequency components 232 whose center frequencies are equal to the sum of a multiple of the sampling rate 234 and IF 236 are filtered out. For example, two interference frequency components 232 whose center frequencies are 2*fs + IF and 4*fs + IF respectively have been filtered out. Those interference frequency components 238 whose center frequencies are not equal to 2*fs + IF or 4*fs + IF are not filtered out.
  The filtering unit 240 transforms the bandpass-filtered RF signal S222 into a notch-filtered RF signal 242.
  The receiver shown in Fig. 3 employs quadrature sampling, and thus a filtering unit 250 first separates the notch-filtered RF signal S242 into two paths, i.e., I component and Q component, which are sampled respectively by corresponding sampling clocks CLKl and CLK2 having the same rate but with a phase shift of 90o, the used rate is the sampling ratefs.
  From the above description, it can be seen that the RF sampling rate is decreased from fs＝fc or fc - IF of the existing RF sampling scheme to
 fs ＝ 1/N * fc or 1/N * (fc-IF)  by using the method and apparatus according the invention. The bigger N, the lower the sampling ratefs.
  Since only specific interference frequency components need to be filtered out, the number of the required notch filters is limited such that it is practical to implement RF filtering by increasing notch filters without remarkably increase size and complexity of apparatuses. For example, as shown in Fig. 6B, only two notch filters are needed.
  A notch-filtered continuous-amplitude and continuous-time RF signal S242 is transformed into a continuous-amplitude and discrete-time discrete analog signal S252 by the sampling process.
  Corresponding to the notch-filtered RF signal S242 shown in Fig. 6A, Fig. 7A shows the spectrum I + jQ of the corresponding discrete analog signal S252. In a practical system, the real component of I + jQ , i.e. I component, is processed in I path; the imaginary component of I + jQ , i.e. Q component, is processed in Q path. To facilitate understanding,I component and Q component are shown in Fig. 7B and 7C respectively.
  Corresponding to the notch-filtered RF signal S242 shown in Fig. 6B, Fig. 7D shows the spectrum I + jQ of the corresponding discrete analog signal S252. Similarly, its I component and Q component are shown in Figs. 7E and 7F respectively.
  A subsequent discrete filter 160 compresses out-of-band interferences of the discrete analog signal S252 to improve signal to noise ratio. An analog-to-digital converter ADC 170 transforms the output signal of the discrete analog signal S252 into a discrete- amplitude and discrete-time digital signal S272. The digital signal S272 is processed by a subsequent digital signal processing unit 280.
  As compared with the existing RF sampling scheme, the method and apparatus according to the invention greatly decreases the sampling rate from fs=fc or fc-IF to fs＝1/N * fc or 1/N*(fc-IF), and thus the power dissipation can be greatly reduced.Since the way of implementing the RF notch filter is simple and the notch filter is small and inexpensive, the RF sampling can be simply and inexpensively achieved by using the method and apparatus according to the invention.」（第５頁第２３行〜第９頁第４行）
（翻訳）
「【００１９】
　図３は、サンプリングユニット２５０において直交サンプリングが使用される第１の実施の形態を示している。以下、図３に示される第１の実施の形態を図４乃至図７Ｆとの関連において詳しく説明する。
【００２０】
　図３に示されるように、受信器２００において、ＲＦ信号２１０は、最初にアンテナ（図示せず）等の信号源から受信され、複数の干渉周波数成分と、有用な周波数成分、即ち、変調された有用な信号とを含んでいる。図４は、ＲＦ信号のスペクトルを示している。実際には、干渉は、ＲＦ信号が位置する帯域全体にわたって分布する。説明の便宜上、干渉は複数の干渉周波数成分に分けられており、各干渉周波数成分は、特定の帯域幅を有するとともに、互いに重なり合ってもよく又は重なり合わなくてもよく、また、特定の帯域幅は、特定のシステムデザインに応じて有用な周波数成分の帯域幅に等しく又は等しくない。有用な周波数成分は、搬送周波数ｆｃ２１４によってｆｃ２１４の中心周波数を有する周波数帯域へと変調され、また、干渉周波数成分２１６が全帯域にわたって分布する。
【００２１】
　
ＲＦ信号２１０は、ＢＰＦ１２０によって帯域通過フィルタリングされ、そのスペクトルが図５に示される帯域通過フィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２２２へと変換される。
【００２２】
　
帯域通過フィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２２２は、ＬＡＮ１３０によって増幅された後、フィルタリングユニット２４０へと転送される。フィルタリングユニット２４０は複数のノッチフィルタとして実施されてもよい。
【００２３】
　
フィルタリングユニット２４０に入力されるＲＦ信号は、有用な周波数成分Ｓ２１２、及び、所定の帯域に位置する少なくとも一つの干渉周波数成分２３２、並びに、他の帯域にわたって分布する干渉周波数成分を備えている。この場合、有用な周波数成分の中心周波数ｆ
ｃ
とサンプリングレートｆ
ｓ
２３４との間の関係は、方程式ｆ
ｃ
＝Ｎ×ｆ
ｓ
＋ＩＦによって決定される。ここで、Ｎは整数であり、ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）２３６は所定の中間周波数である。
【００２４】
　図６Ａ及び図６Ｂに示されるように、フィルタリングユニット２４０は、それらの中心周波数がサンプリングレート２３４の倍数と中間周波数ＩＦ２３６との和に等しい、即ち、ｆｆｉｌｔｅｒｅｄ＝ｎ×ｆｓ＋ＩＦとなる一部の特定の干渉周波数成分２３２をフィルタ除去する。ここで、ｎはＮと等しくない整数である。その中心周波数がｆｗａｎｔｅｄ＝ｆｃ＝Ｎ×ｆｓ＋ＩＦである有用な周波数成分Ｓ２３２は、フィルタ除去されない。
【００２５】
　ＩＦ２３６の値は、受信器の構造によって決まる。ゼロＩＦ受信器の場合には、ＩＦ２３６＝０である。図６Ａに示されるように、その中心周波数がサンプリングレート２３４の倍数に等しい干渉周波数成分２３２が、フィルタ除去される。図６Ａの例では、有用な周波数成分Ｓ２１２の中心周波数成分がｆｃ＝３×ｆｓであり、その中心周波数が２×ｆｓ及び４×ｆｓである帯域通過フィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２２２中の二つの干渉周波数成分２３２がそれぞれフィルタ除去されている。これらのフィルタ除去された干渉周波数成分の帯域幅は、システム要件によって決まる。その中心周波数がサンプリングレート２３４の倍数に等しくない、即ち、ｆｕｎｆｉｌｔｅｒｅｄ≠２×ｆｓ又は４×ｆｓである帯域通過フィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２２２中の干渉周波数成分２３８は、フィルタ除去されない。サンプリング原理に基づいて、フィルタ除去されない干渉周波数成分２３８は、有用な周波数成分Ｓ２１２へのエイリアシングとならない。
【００２６】
　フィルタ除去されるべき一部の帯域外干渉が依然として十分に強力であり、そのため、ＢＰＦ１２０の性能の低さに起因して有用な周波数成分Ｓ２１２に影響を及ぼす場合には、これらの帯域外干渉における更なる周波数成分をフィルタリングすることが提案される。実用的なシステムでは、帯域通過フィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２２２に属さない干渉周波数成分２３８は、ノッチフィルタ等のフィルタリングユニット２４０のフィルタリング周波数点を増加させることによってフィルタ除去することができる。図６Ａでは、その中心周波数がｆｓ及び５×ｆｓである干渉周波数成分２３８が、フィルタ除去されている。帯域外干渉がＢＰＦ１２０の良好な性能に起因して有用な周波数成分Ｓ２１２に影響を及ぼすほど十分に強力ではない場合には、更なるノッチフィルタを増加させる必要はない。
【００２７】
　
低ＩＦ受信器において、ＩＦ２３６は、ｆ
ｃ
に対して低い周波数であり、ベースバンドに近い場合もある。
【００２８】
　フィルタリングユニット２４０は、帯域通過フィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２２２をノッチフィルタ処理済みＲＦ信号２４２へ変換する。
【００２９】
　
図３に示される受信器は直交サンプリングを使用し、従って、フィルタリングユニット２５０は、最初に、ノッチフィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２４２を、二つの経路、即ち、対応するサンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２によってそれぞれサンプリングされるＩ成分とＱ成分とに分離する。サンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２は、同じレートを有するが９０°の位相シフトを有しており、使用されるレートは、サンプリングレードｆ
ｓ
である。
【００３０】
　以上の説明から分かるように、ＲＦサンプリングレートは、本発明に係る方法及び装置を使用することにより、既存のＲＦサンプリング方式のｆｓ＝ｆｃ又はｆｃ−ＩＦからｆｓ＝１／Ｎ×ｆｃ又は１／Ｎ×（ｆｃ−ＩＦ）へと減少させられる。Ｎが大きくなればなるほど、サンプリングレートｆｓが小さくなる。
【００３１】
　特定の干渉周波数成分だけがフィルタ除去される必要があるため、必要とされるノッチフィルタの数は、装置のサイズ及び複雑さを著しく増大させることなくノッチフィルタを増加させることにより、ＲＦフィルタリングを実施することが実用的であるように限定される。例えば、図６Ｂに示されるように、二つのノッチフィルタだけが必要とされる。
【００３２】
　ノッチフィルタ処理済みの連続振幅及び連続時間ＲＦ信号Ｓ２４２は、サンプリングプロセスによって連続振幅及び離散時間離散アナログ信号Ｓ２５２へと変換される。
【００３３】
　図６Ａに示されるノッチフィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２４２に対応して、図７Ａは、対応する離散アナログ信号Ｓ２５２のスペクトルＩ＋ｊＱを示している。実用的なシステムでは、Ｉ＋ｊＱの実数成分即ちＩ成分がＩ経路で処理され、Ｉ＋ｊＱの虚数成分即ちＱ成分がＱ経路で処理される。理解を容易にするため、Ｉ成分及びＱ成分が図７Ｂ及び図７Ｃにそれぞれ示されている。
【００３４】
　図６Ｂに示されるノッチフィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２４２に対応して、図７Ｄは、対応する離散アナログ信号Ｓ２５２のスペクトルＩ＋ｊＱを示している。同様に、そのＩ成分及びＱ成分が、図７Ｅ及び図７Ｆにそれぞれ示されている。
【００３５】
　
後段の離散フィルタ１６０は、離散アナログ信号Ｓ２５２の帯域外干渉を圧縮して信号対雑音比を向上させる。
【００３６】
　既存のＲＦサンプリング方式と比較すると、本発明に係る方法及び装置は、サンプリングレートをｆｓ＝ｆｃ又はｆｃ−ＩＦからｆｓ＝１／Ｎ×ｆｃ又は１／Ｎ×（ｆｃ−ＩＦ）へと大きく減少させ、従って、ワット損を大きく低減することができる。ＲＦノッチフィルタを実施する方法は簡単であり、また、ノッチフィルタが小型で安価であるため、本発明に係る方法及び装置を使用することによりＲＦサンプリングを簡単に且つ安価に達成することができる。」
　
　なお、段落【００２２】の「ＬＡＮ１３０」との記載は、原文に照らせば、「ＬＮＡ１３０」の明らかな誤記である。
　また、段落【００２９】に「フィルタリングユニット２５０」との記載があるが、段落【００１９】には「図３は、サンプリングユニット２５０において・・・」と記載されており、図３にも「サンプリングユニット２５０」が記載されていることから、段落【００２９】の「フィルタリングユニット２５０」は、「サンプリングユニット２５０」の明らかな誤記である。
　
（４）上記（１）〜（３）の記載を総合すれば、引用文献１には、以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
「ＢＰＦ１２０を用いてＲＦ信号Ｓ２１０を帯域通過フィルタリングし、帯域通過フィルタ処理済み信号Ｓ２２２は、ＬＮＡ１３０によって増幅された後、少なくとも一つの所定の干渉周波数成分をＲＦ信号Ｓ２１０からフィルタ除去するためにフィルタリングユニット２４０へ転送され、フィルタリングユニット２４０からの出力信号Ｓ２４２はノッチフィルタ処理済みＲＦ信号であり、また、この信号は、サンプリングユニット２５０によってサンプリングされた後、離散アナログ信号Ｓ２５２へ変換され、離散アナログ信号Ｓ２５２は、離散フィルタ１６０及びアナログ・デジタル変換器１７０によって処理された後、デジタル信号Ｓ２７２へと変換され、その後、デジタル信号Ｓ２７２は、デジタル信号処理ユニット２８０によって処理される受信器であって、
　サンプリングユニット２５０は、最初に、ノッチフィルタ処理済みＲＦ信号Ｓ２４２を、二つの経路、即ち、対応するサンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２によってそれぞれサンプリングされるＩ成分とＱ成分とに分離し、サンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２は、同じレートを有するが９０°の位相シフトを有しており、使用されるレートは、サンプリングレードｆｓであるものであって、
　サンプリングユニット２５０におけるサンプリングによって、中心周波数ｆｃのＲＦ信号からベースバンドに近い中間周波数ＩＦ信号を得る受信器。」
　
２−２　引用文献２
　原査定の拒絶の理由に引用された特開２００１−４５０８１号公報（以下、「引用文献２」という。なお、原査定の拒絶の理由には、本文献が「引用文献３」と表記されている。）には、図面とともに次の（５）〜（７）の事項が記載されている。なお、下線は当審が付した。
　
（５）「【００１３】この発明は、図１（Ａ）に示すようなキャリアに重畳された目的信号を離散時間信号として復元するためのものである。この目的信号は周波数軸上では、同図（Ｂ）のようにキャリア周波数を中心とするスペクトルとして現れる。この信号を、たとえば、
ｆ
S
 ＝４ｆ
0
 となるようなサンプリング周波数ｆ
S
 でサンプリングすると、図２（Ａ）に示すようなスペクトルが周波数軸上に写像される。
【００１６】しかし、図３（Ｂ）に示すようにこの実数部データと虚数部データは、交互でありそれぞれ１サンプリング時刻ずつずれたものになっている。また、
図２（Ａ）に示すようにアンダーサンプリングした場合には、目的のスペクトル以外に折り返しスペクトルが発生している。この不要スペクトルを除去するためにローパスフィルタのフィルタ演算を行う
　
（６）「【００５７】図１７に、図５のＤＳＰにおいて上記復調方式を実行するためのブロック図を示す。このブロック図においては、分配部１１がサンプリングされた離散実数データｘ[n] を、そのデータが偶数番目であるか奇数番目であるかに応じて、交互に実数部・虚数部に分配する。実数部・虚数部の各処理部では、乗算器１２，１３がデータの番号ｍに応じて１つおきにデータの符号を反転（−１を乗算）し、実数データおよび虚数データを復元する。そして、
ローパスフィルタ１４，１５にこのデータを入力することによって不要スペクトルを除去する
　
（７）図１７には、
ローバスフィルタ１４、１５がＩｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒ（インターポレータ）
　
　すなわち、引用文献２には、ｆS ＝４ｆ0 となるようなサンプリング周波数ｆS でサンプリングしたときに発生する目的のスペクトル以外の折り返しスペクトル、すなわちイメージ成分を除去すること、インターポレータによって、実数部（すなわち、Ｉ成分）と虚数部（すなわち、Ｑ成分）からイメージ成分を除去することが記載されている。
　
３．　対比・判断
（１）本願補正発明と引用発明との対比
　引用発明は、サンプリングユニット２５０において、ＲＦ信号Ｓ２４２がサンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２によってそれぞれサンプリングされて、ベースバンドに近い中間周波数ＩＦ信号であるＩ成分及びＱ成分を得るものである。ここで、サンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２は、同じレートを有するが９０°の位相シフトを有するものである。
　それゆえ、引用発明は、「ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して」、複数のサンプル信号であるＩ成分及びＱ成分を得るものであるということができる。
　また、前記複数のサンプル信号であるＩ成分及びＱ成分を得るために、「同じレートを有するが９０°の位相シフトを有する」サンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２によってＲＦ信号をサンプリングするものであるから、得られたサンプル信号であるＩ成分及びＱ成分は９０°の位相差を有している。
　以上をまとめると、引用発明の「サンプリングユニット２５０」は本願補正発明の「位相変換部」に相当し、本願補正発明と引用発明とは、「ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して複数のサンプル信号を生成し、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部」であって、「前記下方変換したサンプル信号の間に前記位相差を発生させる」「位相変換部」を備える点で一致する。
　
　本願補正発明において、「コンプレックスインターポレート部」が行う「前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去する」ことは、本願明細書の例えば段落【００６３】〜【００６５】に記載されているように、サンプルストリームＡに対して相対的に位相が遅延したサンプルストリームＢを加えることによって、負の周波数帯域からのエイリアシング成分であるイメージ成分を除去させることと解される。
　引用発明も、ＲＦ信号Ｓ２４２が９０°の位相シフトを有するサンプリングクロックＣＬＫ１とＣＬＫ２によってサンプリングされるのであるから、サンプリングされて得られるＩ成分とＱ成分は、９０°の位相シフトを有する信号である。そして、デジタル信号処理ユニット２８０で処理されて出力信号が得られるのであるから、本願補正発明と同様に、サンプル信号からイメージ成分が除去されていると解される。
　しかし、「前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去する」処理を「コンプレックスインターポレート部」が行うことは明記されていない。
　
　したがって、本願補正発明と引用発明とは、以下の点で一致し、相違する。
　
［一致点］
「ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して複数のサンプル信号を生成し、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部を備え、
　前記位相変換部は、前記下方変換したサンプル信号の間に前記位相差を発生させることを特徴とするデジタル直接変換受信装置。」
　
［相違点］
　本願補正発明は、サンプル信号の間に発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去するコンプレックスインターポレート部を備えるのに対して、
　引用発明は、そのようなイメージ成分を除去するコンプレックスインターポレート部が備えることが明らかではない点。
　
（２）相違点に対する判断
　インターポレータによって、Ｉ成分とＱ成分からイメージ成分を除去することは、引用文献２に記載されているから、引用発明のデジタル信号処理ユニット２８０の内部にインタポレート部を設け、引用発明におけるサンプリングされて得られるＩ成分とＱ成分からイメージ成分を除去する処理を、該インターポレート部によって行うことは、当業者が容易になし得たことである。
　
　以上のとおりであるから、本願補正発明は、引用発明及び引用文献２に記載された事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
４．まとめ
　したがって、本件補正は、平成２３年法律第６３号改正附則第２条第１８項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第６項において準用する同法第１２６条第５項の規定に違反するので、同法第１５９条第１項の規定において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
第３　本願発明について
１．本願発明の認定
　平成２４年８月１０日付けの手続補正は上記のとおり却下されたので、本願の請求項に係る発明は、平成２３年１０月３日付けで手続補正された特許請求の範囲の請求項１〜１９に記載された事項により特定されるものと認められるところ、その請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は以下のとおりのものである。
「【請求項１】
　ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して複数のサンプル信号を生成し、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部と、
　前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去するコンプレックスインターポレート部と
　を備えることを特徴とするデジタル直接変換受信装置。」
　
２．引用文献
　原審拒絶理由に引用された文献、および、その記載事項は、前記第２　２．に記載したとおりである。
　
３．対比・判断
　本願発明は、前記第２で検討した本願補正発明の限定事項である構成を省いたものである。
　そうすると、本願発明の特定事項を全て含み、さらに他の特定事項を付加したものに相当する本願補正発明が、前記第２　３．に記載したとおり、引用発明及び引用文献２に記載された事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本願発明も、同様の理由により、引用発明及び引用文献２に記載された事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものである。
　
４．まとめ
　したがって、本願発明は、引用発明及び引用文献２に記載された事項に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるので、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
第４　むすび
　以上のとおりであるから、本願は、他の請求項に係る発明について検討するまでもなく、拒絶すべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。