(57)【要約】受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させる周波数同期装置であり、該周波数同期装置は、同一の時間プロファイルを有するシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、受信信号の隣接フレームにおける同一時間プロファイル部分の相関値を演算し、該相関値（複素数）の位相を送信装置と受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する。
2003032542.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させるＯＦＤＭ無線システムにおける周波数同期方法において、
同一の時間プロファイルを有するシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、
受信信号の隣接フレームにおける同一時間プロファイル部分の相関値を演算し、
該相関値の位相を送信装置と受信装置間の周波数偏差として求め、
該位相に基づいて発振周波数を制御する、
ことを特徴とする周波数同期方法。
【請求項２】
１フレーム前の受信信号と現受信信号とのシンボル期間の相関値を連続的に演算し、
相関値の電力が最大となるピーク相関値を前記同一時間プロファイル部分の相関値とする、ことを特徴とする請求項１記載の周波数同期方法。
【請求項３】
前記同一の時間プロファイルを有するシンボルが各フレームの同一部分に埋め込まれることを特徴とする請求項２記載の周波数同期方法。
【請求項４】
受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させるＯＦＤＭ無線システムにおける周波数同期方法において、
所定の時間プロファイルを有するｎ組の第１〜第ｎシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、
受信信号の隣接フレームにおけるｎ組の対応する時間プロファイル部分の相関値を演算して積算し、
該積算値の位相を送信装置と受信装置間の周波数偏差として求め、
該位相に基づいて発振周波数を制御する、
ことを特徴とする周波数同期方法。
【請求項５】
前記ｎ組の第１〜第ｎシンボルは各フレームの同一部分に埋め込まれる、
ことを特徴とする請求項４記載の周波数同期方法。
【請求項６】
前記ｎ組の第１〜第ｎシンボルは各フレームに等間隔で埋め込まれる、
ことを特徴とする請求項４記載の周波数同期方法。
【請求項７】
１フレーム前の受信信号と現受信信号とのシンボル期間の相関値を連続的に演算し、
１／ｎフレーム周期で対応する相関値を積算し、電力が最大となるピーク相関値を求め、該ピーク積算値を前記積算値とする、
ことを特徴とする請求項６記載の周波数同期方法。
【請求項８】
受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させるＯＦＤＭ無線システムにおける周波数同期方法において、
ガードインターバルが挿入された複数のシンボルを有すると共に同一の時間プロファイルを有するシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、
ガードインターバルにおける時間プロファイルとガードインターバルにコピーされたシンボル部分の時間プロファイルとの相関値（第１の相関値）を演算し、該第１の相関値の位相を送信装置と受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御し、
所定条件が成立したとき、受信信号の互いに隣接するフレームにおける同一時間プロファイル部分の相関値（第２の相関値）を演算し、該第２の相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する、
ことを特徴とする周波数同期方法。
【請求項９】
１シンボル前の受信信号と現受信信号とのガードインターバル期間幅の相関値を連続的に演算し、電力が最大となる相関値を前記第１の相関値とし、
１フレーム前の受信信号と現受信信号とのシンボル期間幅の相関値を連続的に演算し、電力が最大となる相関値を前記第２の相関値とする、
ことを特徴とする請求項８記載の周波数同期方法。
【請求項１０】
受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させるＯＦＤＭ無線システムにおける周波数同期方法において、
ガードインターバルが挿入された複数のシンボルを有すると共に所定の時間プロファイルを有するｎ組の第１〜第ｎシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、
ガードインターバルにおける時間プロファイルとガードインターバルにコピーされたシンボル部分の時間プロファイルとの相関値（第１の相関値）を演算し、該第１の相関値の位相を送信装置と受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御し、
所定条件が成立したとき、受信信号の隣接する２つのフレームにおけるｎ組の対応する時間プロファイル部分の相関値を演算して積算し、該積算値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する、
ことを特徴とする周波数同期方法。
【請求項１１】
１シンボル前の受信信号と現受信信号とのガードインターバル期間幅の相関値を連続的に演算し、電力が最大となる相関値を前記第１の相関値とし、
前記ｎ組の第１〜第ｎシンボルが各フレームに等間隔で埋め込まれているとき、１フレーム前の受信信号と現受信信号とのシンボル期間幅の相関値を連続的に演算し、１／ｎフレーム周期で対応する相関値を積算し、電力が最大となるピーク積算値を求め、該ピーク積算値を前記積算値とする、
ことを特徴とする請求項１０記載の周波数同期方法。
【請求項１２】
前記位相が設定値以下になった時、あるいは制御開始後設定時間を経過したとき、前記所定条件が成立したものとする、
ことを特徴とする請求項８または１０記載の周波数同期方法。
【請求項１３】
ＯＦＤＭ受信装置の発振周波数をＯＦＤＭ送信装置の発振周波数に同期させる周波数同期装置において、
同一の時間プロファイルを有するシンボルが埋め込まれたフレームを受信する受信部、
受信信号の隣接フレームにおける同一時間プロファイル部分の相関値を演算する相関演算部、
該相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求める位相検出部、
該位相に基づいて発振周波数を制御する発振周波数制御部、
を備えたことを特徴とする周波数同期装置。
【請求項１４】
前記相関演算部は、
１フレーム前の受信信号と現受信信号とのシンボル期間の相関値を連続的に演算する手段、
相関電力が最大となるピーク相関値を求め、該ピーク相関値を前記同一時間プロファイル部分の相関値とする手段、
を有することを特徴とする請求項１３記載の周波数同期装置。
【請求項１５】
ＯＦＤＭ受信装置の発振周波数をＯＦＤＭ送信装置の発振周波数に同期させる周波数同期装置において、
それぞれに所定の時間プロファイルを有するｎ組の第１〜第ｎシンボルが埋め込まれたフレームを受信する受信部、
受信信号の隣接フレームにおけるｎ組の対応する時間プロファイル部分の相関値を演算して積算する相関演算部、
該積算値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求める位相検出部、
該位相に基づいて発振周波数を制御する発振周波数制御部、
を備えたことを特徴とする周波数同期装置。
【請求項１６】
前記相関演算部は、
前記ｎ組の第１〜第ｎシンボルが各フレームに等間隔で埋め込まれている場合、１フレーム前の受信信号と現受信信号とのシンボル期間の相関値を連続的に演算する手段、
１／ｎフレーム周期で対応する相関値を積算する積算部、
電力が最大となる積算値を前記積算値とする手段、
を有することを特徴とする請求項１５記載の周波数同期装置。
【請求項１７】
ＯＦＤＭ受信装置の発振周波数をＯＦＤＭ送信装置の発振周波数に同期させる周波数同期装置において、
ガードインターバルが挿入された複数のシンボルを有すると共に同一の時間プロファイルを有するシンボルが埋め込まれたフレームを受信する受信部、
ガードインターバルにおける時間プロファイルとガードインターバルにコピーされたシンボル部分の時間プロファイルとの相関値（第１の相関値）を演算し、該第１の相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する第１の周波数制御手段、
受信信号の隣接する２つのフレームにおける同一時間プロファイル部分の相関値（第２の相関値）を演算し、該第２の相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する第２の周波数制御手段、
第１の周波数制御手段の制御により前記位相が設定値以下になった時、あるいは第１の周波数制御手段の制御開始後設定時間を経過したとき、周波数制御を第２の周波数制御手段に切り替える制御切替手段、
を備えたことを特徴とする周波数同期装置。
【請求項１８】
前記第１の周波数制御手段は、１シンボル前の受信信号と現受信信号とのガードインターバル期間幅の相関値を連続的に演算し、電力が最大となる相関値を前記第１の相関値として求め、該第１の相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、
前記第２の周波数制御手段は、１フレーム前の受信信号と現受信信号とのシンボル期間幅の相関値を連続的に演算し、電力が最大となる相関値を前記第２の相関値として求め、該第２の相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求める、
ことを特徴とする請求項１７記載の周波数同期装置。
【請求項１９】
ＯＦＤＭ受信装置の発振周波数をＯＦＤＭ送信装置の発振周波数に同期させる周波数同期装置において、
ガードインターバルが挿入された複数のシンボルを有すると共に、所定の時間プロファイルを有するｎ組の第１〜第ｎシンボルが埋め込まれたフレームを受信する受信部、
ガードインターバルにおける時間プロファイルとガードインターバルにコピーされたシンボル部分の時間プロファイルとの相関値（第１の相関値）を演算し、該第１の相関値の位相を送信装置と受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する第１の周波数制御手段、
受信信号の隣接する２つのフレームにおけるｎ組の対応する時間プロファイル部分の相関値を演算して積算し、該積算値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する第２の周波数制御手段、
第１の周波数制御手段の制御により前記位相が設定値以下になった時、あるいは第１の周波数制御手段の制御開始後設定時間を経過したとき、周波数制御を第２の周波数制御手段に切り替える制御切替手段、
を備えたことを特徴とする周波数同期装置。
【請求項２０】
前記第１の周波数制御手段は、１シンボル前の受信信号と現受信信号とのガードインターバル期間幅の相関値を連続的に演算し、電力が最大となる相関値を前記第１の相関値として求め、該第１の相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、
前記第２の周波数制御手段は、前記ｎ組の第１〜第ｎシンボルが各フレームに等間隔で埋め込まれている場合、１フレーム前の受信信号と現受信信号とのシンボル期間幅の相関値を連続的に演算し、１／ｎフレーム周期で対応する相関値を積算し、電力が最大となるピーク積算値を前記積算値とし、該ピーク積算値の位相を送信装置と受信装置間の周波数偏差として求める、
ことを特徴とする請求項１９記載の周波数同期装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は周波数同期方法及び周波数同期装置に係わり、特に、受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させるＯＦＤＭ無線システムにおける周波数同期方法及び周波数同期装置に関する。
背景技術
次世代の移動通信方式として、マルチキャリア変調方式が注目されている。マルチキャリア変調方式を用いることにより、広帯域の高速データ伝送を実現することができるだけでなく、各サブキャリアを狭帯域にすることにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。また、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いることにより、周波数利用効率を高めることができるだけでなく、ＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバルを設けることにより、符号間干渉の影響をなくすことができる。
図１３（ａ）はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部１は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では４シンボルよりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ成分）及び直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ成分）を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図１３（ｂ）に示す周波数ｆ１〜ｆ４を有するサブキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように（ｂ）に示すように周波数が配置される。
直交周波数分割多重方式では、マルチキャリア伝送のｎ番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図１４（ａ）は直交周波数分割多重方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データを複数のシンボル（Ｉ＋ｊＱ，複素数）よりなる並列データに変換する。ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）６は各シンボルを図１４（ｂ）に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリエ変換を施して時間データに変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ７ａ，７ｂを通して直交変調部８に入力する。直交変調部８は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。直交周波数分割多重方式によれば、図１４（ｂ）に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。
また、近年ではマルチキャリアＣＤＭＡ方式（ＭＣ−ＣＤＭＡ）の研究が盛んに行われており、次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。ＭＣ−ＣＤＭＡでは、送信データのシリアルパラレル変換および周波数領域の直交コード拡散を行うことにより、複数のサブキャリアに分割する。周波数選択性フェージングにより、周波数間隔が離れたサブキャリアは、それぞれ独立したフェージングを受ける。したがって，コード拡散したサブキャリア信号を、周波数インタリーブにより周波数軸上に分散させることにより、逆拡散した信号は周波数ダイバーシチ利得を得ることができる。
さらに，ＯＦＤＭとＭＣ−ＣＤＭＡを組み合わせた，直交周波数・符号分割多元接続（ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ）方式の検討も行われている。これは，ＭＣ−ＣＤＭＡによりサブキャリアに分割された信号を，直交周波数多重することにより周波数利用効率を高めた方式である。
ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式は、図１５に示すようにビット周期ＴＳの送信データにチップ周波数Ｔｃの拡散コードＣ１〜ＣＮを乗算器９で乗算し、乗算結果を変調して送信する。上記の乗算により、図１６に示すように２／ＴＳの狭帯域信号ＮＭを２／Ｔｃの広帯域信号ＤＳに拡散変調して伝送することができる。ＴＳ／Ｔｃは拡散率であり、図の例では拡散コードの符号長Ｎである。このＣＤＭＡ伝送方式によれば、干渉信号を１／Ｎに減少できる利点がある。
マルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理は、図１７に示すように１つの送信データＤよりＮ個のコピーデータを作成し、拡散コード（直交コード）を構成する各コードＣ１〜ＣＮを個別に前記各コピーデータに乗算器９１〜９Ｎで乗算し、各乗算結果ＤＣ１〜ＤＣＮを図１８（ａ）に示す周波数ｆ１〜ｆＮのＮ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送する。以上は１シンボルデータをマルチキャリア伝送する場合であるが、実際には後述するように、送信データをＭシンボルの並列データに変換し、Ｍ個の各シンボルに図１７に示す処理を施し、Ｍ×Ｎ個の全乗算結果を周波数ｆ１〜ｆＮＭのＭ×Ｎ個のサブキャリアを用いてマルチキャリア伝送する。又、図１８（ｂ）に示す周波数配置のサブキャリアを用いることにより直交周波数・符号分割多元接続方式が実現できる。
図１９はＭＣ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。データ変調部１１はユーザの送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースバンド信号（シンボル）に変換する。時間多重部１２は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部１３は入力データをＭシンボルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれＮ分岐して拡散部１４に入力する。拡散部１４はＭ個の乗算部１４１〜１４Ｍを備えており、各乗算部１４１〜１４Ｍはそれぞれ直交コードを構成するコード（符号）Ｃ１，Ｃ２，．．ＣＮを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。この結果、Ｎ×Ｍ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号Ｓ１〜ＳＭＮが拡散部１４より出力する。すなわち、拡散部１４は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。拡散において使用する直交コードとしてユーザ毎に異なるコード（ウォルシュコード）Ｃ１，Ｃ２，．．ＣＮが示されているが、実際には局識別コード（ゴールドコード）Ｇ１〜ＧＭＮが更にサブキャリア信号Ｓ１〜ＳＭＮに乗算される。
コード多重部１５は以上のようにして生成されたサブキャリア信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部１５は、サブキャリア毎に該サブキャリア応じた複数ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。周波数インタリーブ部１６は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部１８は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部２０は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
サブキャリアの総数は、（拡散率Ｎ）×（パラレル系列数Ｍ）である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重し、受信側ではサブキャリア毎にフェージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、チャネル推定に使用するパイロットである。
図２０はシリアルパラレル変換説明図であり、１フレームの送信データの前方に共通パイロットＰが時間多重されている。尚、パイロットＰはフレーム内で分散することもできる。１フレーム当たりパイロットがたとえば４×Ｍシンボル、送信データが２８×Ｍシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部１３より並列データとして最初の４回までパイロットのＭシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＭシンボルが出力する。この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償（フェージング補償）が可能となる。
図２１はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｍ×Ｎ個のサブキャリアサンプル（＝１ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
図２２はＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。無線受信部２１は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を施す。ＯＦＤＭシンボル取り出し部２３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去した１ＯＦＤＭシンボルを取り出してＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号を周波数領域のＮｃ（＝Ｎ×Ｍ）サンプルのサブキャリア信号に変換し、周波数デインタリーブ部２５は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べて出力する。
チャネル補償部２６はデインタリーブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では１つのサブキャリアについてのみチャネル推定部２６ａ１が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。すなわち、チャネル推定部２６ａ１は、パイロット信号を用いてフェージングによる位相の影響ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、乗算器２６ｂ１は送信シンボルのサブキャリア信号にｅｘｐ（−ｊφ）を乗算してフェージングを補償する。
逆拡散部２７はＭ個の乗算部２７１〜２７Ｍを備えており、乗算部２７１はユーザに割り当てられた直交コード（ウォルシュコード）を構成する各コードＣ１，Ｃ２，．．．ＣＮを個別にＮ個のサブキャリアに乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、フェージング補償された信号は、各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。尚、実際には、ウォルシュコードが乗算される前に局識別コード（ゴールドコード）が乗算されるが省略している。
合成部２８１〜２８Ｍはそれぞれ乗算部２７１〜２７Ｍから出力するＮ個の乗算結果を加算してＭ個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部２９は該並列データを直列データに変換し、データ復調部３０は送信データを復調する。
ＯＦＤＭ方式を採用した通信において、受信側（移動局）の基準クロック信号の周波数は送信側（基地局）の基準クロック信号の周波数と一致していなければならない。しかし、両者間には周波数偏差Δｆが存在するのが普通である。この周波数偏差Δｆは隣接キャリアに対して干渉となり、直交性を損なう要因になる。このため、受信装置の電源投入後、直ちにＡＦＣ制御を行って周波数偏差を小さくして干渉を抑圧する必要がある。
図２３は局部発振器の発振周波数を送信側の周波数と一致させるＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）部を備えた受信装置の要部構成図である。高周波増幅器３１は受信した無線信号を増幅し、周波数変換／直交復調部３２は局部発振器３３から入力するクロック信号を用いて受信信号に周波数変換処理及び直交復調処理を施す。ＡＤ変換器３４は直交復調信号（Ｉ，Ｑ複素信号）をＡＤ変換し、ＯＦＤＭシンボル取り出し部２３はガードインターバルＧＩを除去した１ＯＦＤＭシンボルを取り出し、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。ＡＦＣ部３５はＡＤ変換器から入力する複素信号である受信データを用いて周波数偏差Δｆに応じた位相θを検出し、該位相に応じたＡＦＣ制御信号を局部発振器３３に入力して発振周波数を送信側の発振周波数に一致させる。すなわち、ＡＦＣ部３５はＯＦＤＭシンボルに付加されたガードインターバルにおける時間プロファイルとガードインターバルにコピーされたＯＦＤＭシンボル部分の時間プロファイルとの相関値を演算し、該相関値（複素数）の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差Δｆとして求め、該位相に基づいて発振周波数を制御して送信側の発振周波数に一致させる。
上記のガードインターバルの相関値を用いたＡＦＣ制御により周波数偏差をある周波数誤差範囲内まで引き込むことができるが、更なるキャリア周波数偏差の抑圧が要求される場合もある。しかし、周波数誤差が少なくなると、１ＯＦＤＭシンボル時間当たりの位相回転量が小さくなるため、ディジタル回路の量子化誤差により精度が悪くなる。このため、１ＯＦＤＭシンボル毎に位相差を検出して周波数偏差を抑圧するには限界がある。
以上より、本発明の目的は、ＯＦＤＭ送受信装置間の周波数偏差を更に小さくすることである。
本発明の別の目的は、周波数偏差が小さくても検出位相差を大きくし、これにより解像度、Ｓ／Ｎ比を向上して周波数偏差を高精度に制御できるようにすることである。
発明の開示
本発明の第１の周波数同期装置は受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させるものであり、同一の時間プロファイルを有するシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、受信信号の隣接フレームにおける同一時間プロファイル部分の相関値を演算し、該相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する。この周波数同期装置によれば、シンボル期間に比べて長いフレーム期間において発生する位相を検出して周波数制御するから、シンボル期間では小さな位相であってもフレーム期間において大きくでき、解像度、Ｓ／Ｎ比を向上して高精度に受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させることができる。
本発明の第２の周波数同期装置は、所定の時間プロファイルを有するｎ組の第１〜第ｎシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、受信信号の隣接フレームにおけるｎ組のシンボルのうち対応するシンボルの時間プロファイル部分の相関をそれぞれ演算して積算し、該積算値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する。第２の周波数同期装置によればＳ／Ｎ比を更に向上することができ、短い時間で高精度に受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させることができる。
本発明の第３の周波数同期装置は、（１）ガードインターバルが挿入された複数のシンボルを有すると共に同一の時間プロファイルを有するシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、（２）ガードインターバルにおける時間プロファイルとガードインターバルにコピーされたシンボル部分の時間プロファイルとの相関値を演算し、該相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を第１の精度まで制御し、（３）しかる後、受信信号の隣接フレームにおける同一時間プロファイル部分の相関値を演算し、該相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を高精度の第２の精度まで制御する。この第３の周波数同期装置よれば、第１の制御方法で高速に第１の精度まで周波数を制御でき、その後、第２の制御方法で解像度、Ｓ／Ｎ比を向上して高精度に周波数を制御できる。
本発明の第４の周波数同期装置は、（１）ガードインターバルが挿入された複数のシンボルを有すると共に所定の時間プロファイルを有するｎ組の第１〜第ｎシンボルが埋め込まれたフレームを送信装置より受信し、（２）ガードインターバルにおける時間プロファイルとガードインターバルにコピーされたシンボル部分の時間プロファイルとの相関値を演算し、該相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を第１の精度まで制御し、（３）しかる後、受信信号の隣接フレームにおけるｎ組のシンボルのうち対応するシンボルの時間プロファイル部分の相関を演算して積算し、該積算値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を高精度の第２の精度まで制御する。この第４の周波数同期装置よれば、第１の制御方法で高速に第１の精度まで周波数を制御でき、その後、第２の制御方法でよりＳ／Ｎ比を向上して短い時間で高精度に周波数を制御できる。
発明を実施するための最良の形態
（Ａ）本発明の原理
送信装置は図１（Ａ）に示すよう、複数のＯＦＤＭシンボルで構成されたフレームＦＲ１〜ＦＲ３の同一箇所に、同一の時間プロファイル（時間に関して同一の信号パターン）を有するＯＦＤＭシンボルＳＢＬ１〜ＳＢＬ３を埋め込み、直交周波数分割多重して送信する。受信装置は、電源投入後、最初にＡＦＣ制御により発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させ、しかる後、受信信号にＦＦＴ処理を施して送信データを復調する。
ＡＦＣ制御は、受信装置における周波数同期装置が実行する。周波数同期装置は、（１）受信信号の互いに隣接する２つのフレームＦＲ１，ＦＲ２の同一箇所に埋め込まれた同一時間プロファイル部分（ＯＦＤＭシンボル）ＳＢＬ１，ＳＢＬ２の相関値（複素数）を演算し、（２）該相関値の位相θを送信装置及び受信装置間の周波数偏差Δｆとして求め、（３）該位相に基づいて発振周波数を制御する。すなわち、直交復調することにより受信信号を複素信号として取り出すことができる。周波数偏差Δｆが存在すると、同一時間プロファイル部分である最初のＯＦＤＭシンボルＳＢＬ１における受信信号と次のＯＦＤＭシンボルＳＢＬ２における受信信号との間に位相差θが発生する。この結果、同一時間プロファイル部分（ＯＦＤＭシンボル）ＳＢＬ１，ＳＢＬ２の相関値は位相θを有する複素信号となる。従って、相関値より位相θを送信装置及び受信装置間の周波数偏差Δｆとして求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する。
以上のようにすれば、シンボル期間に比べて長いフレーム期間において発生する位相を検出して周波数制御するから、シンボル期間では小さな位相であってもフレーム期間において大きな位相にでき、解像度、Ｓ／Ｎ比を向上して高精度に受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させることができる。
又、図１（Ｂ）に示すように各フレームＦＲ１〜ＦＲ３に所定の時間プロファイルを有するｎ個の第１〜第ｎシンボルＳ１〜Ｓｎを埋めん込んで送信すれば、隣接するフレームのｎ組の対応する時間プロファイル部分の相関を演算して積算することにより、Ｓ／Ｎ比を更に向上して短い時間で高精度に受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させることができる。すなわち、周波数同期装置は、（１）所定の時間プロファイルを有するｎ個の第１〜第ｎシンボルＳ１〜Ｓｎが埋め込まれたフレームＦＲ１〜ＦＲ３を送信装置より受信し、（２）受信信号の互いに隣接する２つのフレームＦＲ１，ＦＲ２のｎ組の対応する時間プロファイル部分Ｓ１〜Ｓｎの相関（複素数）を演算して積算し、（３）該積算値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する。
尚、ｎ個の第１〜第ｎシンボルＳ１〜Ｓｎの時間プロファイル（信号パターン）は全て同じであっても、異なってもよい。但し、各フレームの第ｉシンボルＳｉ（ｉ＝１〜ｎ）の時間プロファイルは全て同じ位置であるのが望ましい。
（Ｂ）第１実施例
図２は本発明の第１実施例の要部構成図である。高周波増幅器５１は受信した無線信号を増幅し、周波数変換／直交復調部５２は局部発振器５３から入力するクロック信号を用いて受信信号に周波数変換処理及び直交復調処理を施す。ＡＤ変換器５４は直交復調信号（Ｉ，Ｑ複素信号）をＡＤ変換し、ＯＦＤＭシンボル取り出し部５５はガードインターバルＧＩを除去した１ＯＦＤＭ有効シンボルを取り出し、ＦＦＴ部５６に入力する。尚、以下ではガードインターバルＧＩを含まないＯＦＤＭシンボルをＯＦＤＭ有効シンボルといい、ガードインターバルＧＩを含むものをＯＦＤＭシンボルという。
ＦＦＴ部５６はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。第１、第２のＡＦＣ部５７、５８は共に、ＡＤ変換器５４から入力する複素信号である受信データを用いて相関演算により周波数偏差を検出し、該周波数偏差に応じたＡＦＣ制御信号を発振周波数制御部６１に入力して局部発振器５３から出力するクロック信号の周波数を送信側の発振周波数に一致させる。
すなわち、第１のＡＦＣ部５７はＯＦＤＭシンボルに付加されたガードインターバルの時間プロファイルとガードインターバルにコピーされたＯＦＤＭシンボル部分の時間プロファイルとの相関値（複素数）を演算し、該相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差Δｆとして求め、該位相に基づいて発振周波数を送信側の発振周波数に一致させるように制御する。これにより、±１ｐｐｍの周波数偏差を±０．１ｐｐｍ以内に数秒で引き込むことができる。
第２のＡＦＣ部５８は、受信信号の互いに隣接する２つのフレームＦＲ１，ＦＲ２（図１（Ａ）参照））の同一箇所に埋め込まれた同一時間プロファイル部分（ＯＦＤＭシンボル）ＳＢＬ１，ＳＢＬ２の相関値（複素数）を演算し、該相関値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差Δｆとして求め、該位相に基づいて発振周波数を送信側の発振周波数に一致させるように制御する。周波数偏差が±０．１ｐｐｍの場合、１ＯＦＤＭ有効シンボル時間当たりの位相回転量は±２．３５°であるのに対し、１フレーム時間（０．５ｍｓｃ）当たりの位相回転量は±９０°となる。よって、ＡＤ変換によるビット幅の制限により位相検出精度が十分に得られない場合でも、第２のＡＦＣ部５８ではフレーム間の位相差を利用することにより位相検出の解像度を向上させることができる。これにより、第２のＡＦＣ部５８は±０．１ｐｐｍの周波数偏差を±０．０１〜±０．０５ｐｐｍ以内に引き込むことができる。
切換部５９は切換制御部６０からの指示に従って、第１、第２のＡＦＣ部５７，５８から出力するＡＦＣ信号を選択して発振周波数制御部６１に入力し、発振周波数制御部６１は入力するＡＦＣ信号に基づいて局部発振器５３から出力するクロックの周波数が送信装置の発振周波数と一致するように制御する。切換制御部６０は、切替部５９を制御し、（１）電源投入時、第１のＡＦＣ部５７から出力するＡＦＣ信号を選択させ、（２）第１のＡＦＣ部５７の制御により周波数偏差が設定レベル以下になった時、あるいは第１のＡＦＣ部５７の制御開始後，設定時間を経過したとき、第２のＡＦＣ部５８から出力するＡＦＣ信号を選択させる。
図３は第１のＡＦＣ部５７の構成図、図４は第１のＡＦＣ部５７の動作説明図である。
ガードインターバルＧＩは、図４（ａ）に示すようにサンプル数Ｎｃ個のＯＦＤＭ有効シンボルの先頭部にサンプル数ＮＧ個の末尾部分をコピーして作成しているから、１ＯＦＤＭ有効シンボル前（Ｎｃサンプル前）の受信信号と現受信信号との相関を演算することにより図４（ｂ）に示すようにガードインターバルＧＩ部分で相関値が最大となる。この最大相関値は周波数偏差に依存した位相を有する値となるから、該最大相関値を検出することにより位相すなわち周波数偏差を検出することができる。
図３において、遅延器５７ａは、受信信号を１ＯＦＤＭ有効シンボル（サンプル数Ｎｃ＝１０２４）分遅延し、乗算部５７ｂは１ＯＦＤＭ有効シンボル前の受信信号Ｐ２の複素共役Ｐ２＊と現受信信号Ｐ１とを乗算し、乗算結果を出力する。シフトレジスタ５７ｃはガードインターバルのＮＧサンプル（＝２００サンプル）分の長さを有し、最新のＮＧ個の乗算結果を記憶し、加算部５７ｄはＮＧ個の乗算結果を加算してＮＧサンプル幅の相関値を出力する。相関値記憶部５７ｅは加算器５７ｄから出力する１サンプルづつずれた（ＮＧ＋Ｎｃ個）（＝１２２４個）の相関値を記憶し、加算器５７ｆはＳ／Ｎ比を向上するためにフレーム内の３２シンボル及び複数フレームにわたって相関値を積算し、相関値記憶部５７ｅに記憶する。
ガードインターバル期間において１ＯＦＤＭ有効シンボル前の受信信号と現受信信号は理想的には同じであるから、シフトレジスタ５７ｃに記憶されるガードインターバル期間の乗算結果の数が多くなるに従って図４（ｂ）に示すように相関値が漸増し、ガードインターバル期間におけるＮＧ個の全ての乗算結果がシフトレジスタ５７ｃに記憶されたとき相関値は最大となり、以後、シフトレジスタに５７ｃに記憶されるガードインターバル期間の乗算結果の数が減少してゆき相関値は漸減する。
又、周波数オフセットΔｆ＝０のとき雑音が無いとすると、図５（ａ）に示すようにＰ１とＰ２は同じベクトルになり、乗算部５７ｂの出力Ｐ１・Ｐ２＊は実数になる。しかし、周波数偏差Δｆ＝ａのとき雑音が無いとすると、図５（ｂ）に示すようにＰ１とＰ２は同じベクトルとならずＰ１とＰ２間に周波数変座Δｆに応じた位相回転θが発生する。この結果、乗算部５７ｂの出力Ｐ１・Ｐ２＊はΔｆ＝０の場合に比べてθ回転し、複素数になる。
以上より、加算器５７ｄから出力する相関値はガードインターバル期間におけるＮＧ個の全ての乗算結果がシフトレジスタ５７ｃに記憶されたとき最大となり、その最大値は周波数オフセットΔｆに応じた位相差θを有する複素数となる。
ピーク検出部５７ｇは相関値記憶部５７ｅに記憶されている（ＮＧ＋Ｎｃ）個の相関値のうち相関電力最大のピーク相関値Ｃｍａｘを検出し、位相検出部５７ｈは該相関値（複素数）の実数部Ｒｅ［Ｃｍａｘ］と虚数部Ｉｍ［Ｃｍａｘ］とを用いて次式
θ＝ｔａｎ−１｛Ｉｍ［Ｃｍａｘ］／Ｒｅ［Ｃｍａｘ］｝        （１）
により位相θを算出する。この位相θは周波数偏差Δｆによって生じるものであるから該位相θに基づいて局部発振器５３の制御信号として帰還する。なお、可変ダンピング係数α（０＜α＜１）を位相θに乗算器５７ｉで乗算することにより瞬時応答に追従しないように制御し、また、積分部５７ｊで積分、平滑化してＡＦＣ信号を発振周波数制御部６１に入力して局部発振器３３から出力するクロック信号の周波数を制御する。
図６はピーク検出部の構成図である。前段の相関値記憶部５７ｅには（ＮＧ＋Ｎｃ）個の相関値が記憶されており、ピーク検出部５７ｇはこのうち最大電力のピーク相関値を検出して出力するものである。最初、最大電力レジスタ５７ｇ−１、ピーク相関値レジスタ５７ｇ−２の内容がクリアされる。この状態で、電力化部５７ｇ−３は相関値記憶部５７ｅから最初の相関値の電力を計算し、比較部５７ｇ−４は該電力Ａと最大電力レジスタ５７ｇ−１に記憶されている最大電力Ｂの大小を比較し、Ａ＞Ｂであれば電力Ａを最大電力レジスタに５７ｇ−１に記憶に記憶すると共に、そのときの相関値をピーク相関値レジスタ５７ｇ−２に格納する。以後、相関値記憶部５７ｅに記憶されている（ＮＧ＋Ｎｃ）個の全相関値について上記動作を繰り返したとき、ピーク相関値レジスタ５７ｇ−２に格納されている相関値が電力最大のピーク相関値Ｃｍａｘとなる。位相検出部５７ｈはこのピーク相関値を用いて（１）式により位相θを演算する。
以上、第１ＡＦＣ部５７の周波数制御により数秒で±１ｐｐｍの周波数偏差を±０．１ｐｐｍ以内に引き込むことができる。
図７は第２のＡＦＣ部５８の構成図であり、第１のＡＦＣ部５７と同様の構成を有している。図８に示すように、各フレームＦＲ１，ＦＲ２、ＦＲ３の同一箇所に１ＯＦＤＭシンボル期間にわたって同一時間プロファイル部分（同一信号パターン）ＳＢＬ１，ＳＢＬ２，ＳＢＬ３が埋め込まれているから、１フレーム前の受信信号と現フレームの受信信号との相関を演算することにより、前記埋め込みシンボル箇所で相関値が最大となる。この最大相関値は周波数偏差に依存した位相を有する値となるから、該最大相関値を検出することにより位相すなわち周波数偏差を検出することができる。
図７において、遅延器５８ａは、受信信号を１フレーム（３２×（ＮＧ＋Ｎｃ）＝３２×１２２４サンプル）分遅延し、乗算部５８ｂは１フレーム前の受信信号Ｑ２の複素共役Ｑ２＊と現受信信号Ｑ１を乗算し、乗算結果Ａを出力する。シフトレジスタ５８ｃは１ＯＦＤＭシンボル（（ＮＧ＋Ｎｃ）＝１２２４サンプル）分の長さを有し、最新の（ＮＧ＋Ｎｃ）個の乗算結果を記憶し、加算部５８ｄは（ＮＧ＋Ｎｃ）個の乗算結果を加算して１シンボル幅の相関値Ｂを出力する。相関値記憶部５８ｅは加算器５８ｄから出力する１サンプルづつずれた１フレーム分（３２×（ＮＧ＋Ｎｃ）＝３２×１２２４個）の相関値を記憶し、加算器５８ｆはＳ／Ｎ比を向上するために複数フレームにわたって相関値を積算し、相関値記憶部５８ｅに記憶する。
加算器５８ｄから出力する相関値Ｂは、同一時間プロファイルが埋め込まれた１ＯＦＤＭシンボル期間における（ＮＧ＋Ｎｃ）個の全ての乗算結果がシフトレジスタ５８ｃに記憶されたとき最大となり（図８のＢ参照）、その最大値は周波数オフセットΔｆに応じた位相差θを有する複素数となる。この相関値Ｂは加算器５８ｆにより複数フレームにわたって積算することにより図８のＣに示すように増大し、Ｓ／Ｎ比が向上する。
ピーク検出部５８ｇは相関値記憶部５８ｅに記憶されている１フレーム分（３２×（ＮＧ＋Ｎｃ）＝３２×１２２４個）の相関値のうち相関電力最大のピーク相関値Ｃ′ｍａｘを検出し、位相検出部５８ｈは該相関値（複素数）の実数部Ｒｅ［Ｃ′ｍａｘ］と虚数部Ｉｍ［Ｃ′ｍａｘ］とを用いて次式
θ＝ｔａｎ−１｛Ｉｍ［Ｃ′ｍａｘ］／Ｒｅ［Ｃ′ｍａｘ］｝      （１）′
により位相θ′を算出する。この位相θ′は周波数偏差Δｆによって生じるものであるから該位相θ′を周波数偏差Δｆとみなし、積分部５８ｉで積分、平滑化してＡＦＣ信号を発振周波数制御部６１（図２）に入力して局部発振器５３から出力するクロック信号の周波数を制御する。第２ＡＦＣ部５８の周波数制御により周波数偏差を±０．０１ｐｐｍ〜±０．０５ｐｐｍ以内にすることができる。
以上第１実施例によれば、第１ＡＦＣ部５７の周波数制御により数秒で±１ｐｐｍの周波数偏差を±０．１ｐｐｍ以内に引き込むことができ、しかる後、第２ＡＦＣ部５８の周波数制御により周波数偏差を±０．０１ｐｐｍ〜±０．０５ｐｐｍ以内にすることができる。すなわち、第２のＡＦＣ部５８はフレーム間の位相差を利用することにより位相検出の解像度を向上させることができ、周波数偏差を±０．０１〜±０．０５ｐｐｍ以内に引き込むことができる。
（Ｃ）第２実施例
第１実施例における第２のＡＦＣ部５８は各フレームに１シンボル期間の同一の時間プロファイル（信号パターン）を埋め込んだ場合の実施例であるが、図１（Ｂ）に示すようにＳ／Ｎ比を向上するために各フレームＦＲ１〜ＦＲ３に所定の時間プロファイルを有するｎ個の第１〜第ｎシンボルＳ１〜Ｓｎを等間隔で埋めん込んで送信する。図９はかかる場合における第２のＡＦＣ部５８の実施例であり、図７の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
（１）第１実施例における１フレーム分（３２×（ＮＧ＋Ｎｃ）＝３２×１２２４個）の記憶容量を有する相関値記憶部５８ｅに代えて１／ｎフレーム分（３２×（ＮＧ＋Ｎｃ）／ｎ個）の記憶容量を有する相関値記憶部５８ｅ′を設けた点、
（２）相関値記憶部５８ｅ′に互いに隣接する２つのフレームＦＲ１，ＦＲ２のｎ組の対応する時間プロファイル部分Ｓ１〜Ｓｎの相関値（複素数）を積算する点、
（３）該積算値の位相を送信装置及び受信装置間の周波数偏差として求め、該位相に基づいて発振周波数を制御する点、である。
遅延器５８ａは、受信信号を１フレーム（３２×（ＮＧ＋Ｎｃ）＝３２×１２２４サンプル）分遅延し、乗算部５８ｂは１フレーム前の受信信号Ｑ２の複素共役Ｑ２＊と現受信信号Ｑ１を乗算し、乗算結果Ａを出力する。シフトレジスタ５８ｃは１ＯＦＤＭシンボル（（ＮＧ＋Ｎｃ）＝１２２４サンプル）分の長さを有し、最新の（ＮＧ＋Ｎｃ）個の乗算結果を記憶し、加算部５８ｄは（ＮＧ＋Ｎｃ）個の乗算結果を加算して１シンボル幅の相関値Ｂを出力する。相関値記憶部５８ｅ′は加算器５８ｄから出力する１サンプルづつずれた１／ｎフレーム分（３２×（ＮＧ＋Ｎｃ）／ｎ＝３２×１２２４／ｎ個）の相関値を記憶し、加算器５８ｆは１／ｎフレーム分の相関値を１フレームにつきｎ回積算して相関値記憶部５８ｅ′に記憶する。これにより、第２実施例では１フレームの相関演算でで第１実施例のｎフレーム分の相関演算に相当するＳ／Ｎ比を得ることができる。
加算器５８ｄから出力する相関値Ｂは、同一の時間プロファイルが埋め込まれた１ＯＦＤＭシンボル期間における（ＮＧ＋Ｎｃ）個の全ての乗算結果がシフトレジスタ５８ｃに記憶されたとき最大となる（図１０のＢ参照）。この相関値Ｂは加算器５８ｆにより１／ｎフレーム周期で１乃至複数フレームにわたって積算することにより図１０のＣに示すように増大し、Ｓ／Ｎ比が向上する。
ピーク検出部５８ｇは相関値記憶部５８ｅ′に記憶されている１／ｎフレーム分（３２×（ＮＧ＋Ｎｃ）／ｎ＝３２×１２２４／ｎ個）の相関値（複素数）のうち相関電力最大のピーク相関値を検出し、位相検出部５８ｈは該ピーク相関値（複素数）の実数部と虚数部とを用いて位相θ′を算出する。この位相θ′は周波数偏差Δｆによって生じるものであるから該位相θ′を周波数偏差Δｆとみなし、積分部５８ｉで積分、平滑化してＡＦＣ信号を発振周波数制御部６１（図２）に入力して局部発振器５３から出力するクロック信号の周波数を制御する。
第２実施例によれば、ｎ組の対応する時間プロファイル部分の相関を演算して積算することにより、Ｓ／Ｎ比を第１実施例に比べて更に向上でき、短い時間で高精度に受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させることができる。
以上では、ｎ個の第１〜第ｎシンボルＳ１〜Ｓｎを等間隔で埋めん込んだ場合であるが、図１１に示すように等間隔に設ける必要はない。しかし、各フレームの同一箇所に同一の時間プロファイル（信号パターン）を有するシンボルを埋め込むのが相関演算上望ましい。
（Ｄ）第３実施例
第２実施例では、第１、第２のＡＦＣ部５７，５８を備え、最初、第１のＡＦＣ部５７で粗精度の周波数制御を実行し、しかる後、第２のＡＦＣ部５８で高精度の周波数制御を実行する場合であるが、周波数偏差が小さい状態では第２のＡＦＣ部５８単独で周波数制御を行うことができる。
図１２は第２のＡＦＣ部で周波数制御を行う場合の構成図であり、図２及び図７と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、第１のＡＦＣ部５７が削除され、第２のＡＦＣ部５８が最初から周波数制御を行う点であり、ＡＦＣ部５８の周波数制御動作は図７の場合と全く同じである。尚、図１３の第２のＡＦＣ部５８として図９に示す構成を採用することもできる。
以上本発明によれば、シンボル期間に比べて長いフレーム期間において発生する位相を検出して周波数制御するから、シンボル期間では小さな位相であってもフレーム期間において大きくでき、これにより解像度を向上でき、しかも積算することによりＳ／Ｎ比を向上して高精度に受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させることができる。
また、本発明によれば、所定の時間プロファイルを有するｎ組の第１〜第ｎシンボルがフレームに埋め込むことにより、Ｓ／Ｎ比を更に向上することができ、短い時間で高精度に受信装置の発振周波数を送信装置の発振周波数に同期させることができる。
また、本発明によれば、第１のＡＦＣ部で高速に第１の精度まで周波数を制御でき、その後、第２のＡＦＣ部で解像度、Ｓ／Ｎ比を向上して高精度に周波数を制御できる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の原理説明図である。
図２は本発明の第１実施例の要部構成図である。
図３は第１のＡＦＣ部の構成図である。
図４は第１のＡＦＣ部の動作説明図である。
図５は周波数偏差により相関に位相θが含まれる場合の説明図である。
図６はピーク検出部の構成図である。
図７は第２のＡＦＣ部の構成図である。
図８は第２のＡＦＣ部の動作説明図である。
図９は第２のＡＦＣ部の別の構成図である。
図１０は第２のＡＦＣ部の動作説明図である。
図１１は同一時間プロファイルを有するシンボルの別の配置例である。
図１２は第３実施例の構成図である。
図１３は従来のマルチキャリア伝送方式の説明図である。
図１４は従来の直交周波数分割多重方式の説明図である。
図１５はＣＤＭＡのコード拡散変調説明図である。
図１６はＣＤＭＡにおける帯域の拡散説明図である。
図１７はマルチキャリアＣＤＭＡ方式の原理説明図である。
図１８はサブキャリア配置説明図である。
図１９は従来のＭＣ−ＣＤＭＡの送信側の構成図である。
図２０はシリアルパラレル変換説明図である。
図２１はガードインターバル説明図である。
図２２は従来のＭＣ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。
図２３は従来の周波数制御の構成図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【国際調査報告】
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