(57)【要約】エンジンオイル劣化検知装置１は、劣化検知対象となるエンジンオイル中に浸漬される電極対によりセンシングコンデンサＣＳを形成し、そのセンシングコンデンサＣＳの静電容量変化に基づいて、該エンジンオイルの劣化検知を行なう。測定信号生成回路１０は、センシングコンデンサＣＳの静電容量を測定するために、該センシングコンデンサＣＳに入力するべき測定信号▲６▼を生成する。検知信号出力回路３０は、測定信号▲６▼の入力に対するセンシングコンデンサＣＳの応答波形▲７▼に基づいて、該センシングコンデンサＣＳの静電容量を反映した検知信号（１０）を出力する。そして、検知信号（１０）の、検知信号出力回路の温度特性及び／又は経時的劣化に由来した出力レベル変化を補償するための温度補償機構３１が設けられる。これにより、測定用回路系の温度が変化したり経時的劣化が生じた場合でも、測定対象となるオイルの静電容量に基づく劣化検知を常に正確に行なうことができる。
2003029802.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
劣化検知対象となるオイル中に浸漬される電極対によりセンシングコンデンサを形成し、そのセンシングコンデンサの静電容量変化に基づいて、該オイルの劣化検知を行なうオイル劣化検知装置であって、
前記センシングコンデンサの静電容量を測定するために、該センシングコンデンサに入力するべき測定信号を生成する測定信号生成回路と、
前記測定信号の入力に対する前記センシングコンデンサの応答波形に基づいて、該センシングコンデンサの静電容量を反映した検知信号を出力する検知信号出力回路と、
前記検知信号の、前記検知信号出力回路の温度特性及び／又は経時的劣化に由来した出力レベル変化を補償するための出力補償機構と、
を備えたことを特徴とするオイル劣化検知装置。
【請求項２】
前記出力補償機構は、インピーダンスの温度変化率が前記センシングコンデンサよりも小さい基準素子と、その基準素子のインピーダンス測定に基づき、前記検知信号を出力補償するための処理を行なう出力補償処理回路とを有する請求の範囲第１項記載のオイル劣化検知装置。
【請求項３】
前記出力補償処理回路は、前記基準素子に入力するべき測定信号を生成する測定信号生成回路と、前記測定信号の入力に対する前記基準素子の応答波形に基づいて、該基準素子のインピーダンスを反映した検知信号を出力する検知信号出力回路とを有し、
前記センシングコンデンサのインピーダンスを反映した検知信号に基づくセンサインピーダンス測定情報と、前記基準素子のインピーダンスを反映した基準素子インピーダンス測定情報との比較に基づいて前記出力補償を行なうようにした請求の範囲第２項記載のオイル劣化検知装置。
【請求項４】
前記出力補償処理回路において、前記測定信号生成回路と前記検知信号出力回路とが前記センシングコンデンサと前記基準素子との間で共用化されており、それら回路の接続を、前記センシングコンデンサと前記基準素子との間で切り替える切り替え回路が設けられている請求の範囲第３項記載のオイル劣化検知装置。
【請求項５】
前記切り替え回路による回路接続の切り替えを一定周期にて繰り替えし実行させる切り替え制御機構を備える請求の範囲第４項記載のオイル劣化検知装置。
【請求項６】
前記基準素子は基準コンデンサであり、前記出力補償処理回路は前記インピーダンス測定により前記基準コンデンサの静電容量測定を行なう請求の範囲第２項ないし第５項のいずれか１項に記載のオイル劣化検知装置。
【請求項７】
前記基準コンデンサとして、２０℃での値を基準としたときの、−３０℃〜１２０℃における静電容量の温度変化率が±１％以内のものが使用される請求の範囲第６項記載のオイル劣化検知装置。
【請求項８】
前記基準コンデンサは、１５０℃にて２４０時間放置したときの静電容量の変化率が±１％以内のものが使用される請求の範囲第６項又は第７項に記載のオイル劣化検知装置。
【請求項９】
前記測定信号生成回路は、前記測定信号として正弦波信号を出力するものであり、前記検知信号出力回路は、当該正弦波信号に対して一定の倍率で増幅した前記応答波形のピーク値を前記検知信号として出力するものである請求の範囲第１項ないし第８項のいずれか１項に記載のオイル劣化検知装置。
【請求項１０】
前記測定信号生成回路は、
複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、
前記複数のアナログ設定電圧が予め定められた順序及び周期にて階段状に切り替え出力されるよう、前記電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御部とを備える請求の範囲第１項ないし第９項のいずれか１項に記載のオイル劣化検知装置。
【請求項１１】
前記測定信号生成回路は、
各々一定のアナログ設定電圧が入力される複数の電圧入力ポートと、前記電圧入力ポートに入力される複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力ポートと、外部から受ける切り替え選択信号に基づいて、前記電圧出力ポートに出力すべきアナログ設定電圧を切り替える前記電圧出力制御部としての切り替え回路とを備えたアナログスイッチ回路と、
前記アナログスイッチ回路から前記複数のアナログ設定電圧が予め定められた順序にて切り替え出力されるよう、前記アナログスイッチ回路に対し前記切り替え選択信号を出力する切り替え選択信号出力回路とを備え、
前記切り替え選択信号の出力シーケンスに対応した前記アナログ設定電圧の階段状の切り替え出力を、前記アナログスイッチ回路の前記電圧出力ポートから信号波形として出力するものである請求の範囲第１０項記載のオイル劣化検知装置。
【請求項１２】
前記測定信号生成回路は、セラミック発振子又は水晶発振子にて発振部が構成された発振回路を有し、
前記切り替え選択信号出力回路は、出現順序が固定的に定められた３以上のアナログ設定電圧出力からなる階段状の信号波形単位が繰り返される信号波形が得られるように、前記発振回路の発振周波数に基づいて定められる一定間隔の切り替えタイミングにて前記複数のアナログ設定電圧を切り替え出力するものである請求の範囲第１１項記載のオイル劣化検知装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、オイル劣化検知装置に関する。
背景技術
自動車等のエンジンを保守する場合、潤滑用のオイルをしかるべき時期に交換することは、エンジンを長持ちさせる上で非常に重要である。一般には、オイル溜めにオイルゲージを差し込んでおき、定期的にこれを抜き取ってオイル汚れ状況を目視確認することにより、オイル劣化の状態を把握するようにしている。しかし、必要に迫られて運転はするが自動車そのものには興味がないといったドライバーや、機械が苦手なドライバーなどは、気を利かせたガソリンスタンド店員にオイル確認してもらって初めて汚れに気が付く、という状況が普通であり、信じ難いことではあるが車検時等に一度しかオイル交換をしない、といったことも現実にありえる。なお、多くの自動車のコックピットパネルにはオイル警告インジケータが設けられているが、これはオイルレベルの検知結果を報知するだけのものであって、汚れ状態等を報知するものではない。
そこで、特表平１１−５０７４３４号公報、特開平５−２６４４９５号公報、特開昭６３−１６８５４９号公報及び特開昭５９−１０２１５１号公報には、エンジンオイルの静電容量あるいはその静電容量と関連した誘電率を測定することにより、オイル劣化状態を検知する装置が提案されている。ここで、オイル劣化の原因の一つとして全酸価の増加がある。これは、オイルの主体であるベースオイルが酸化し、有極性物質のカルボン酸やアルコールが増加することが要因と考えられている。その結果、オイルの誘電率が上昇して静電容量が増大するから、これを検知することによりオイル劣化状態を知ることができる。
ところで、上記のようなオイルの静電容量測定を行なうためには、測定用の電気回路が必要となる。このうち、容量測定センサの機能を果たすのは、オイル内に対向配置された１対の電極であり、該電極がオイルを誘電体とするセンシングコンデンサを形成する。基本的には、このコンデンサの静電容量を交流インピーダンス測定により求めることとなるが、そのためには測定用の信号発生回路や、その応答波形の出力処理回路等を周辺回路として配置する必要がある。これらの周辺回路とセンシングコンデンサとは、ノイズ防止のためにツイストペア線や同軸線からなるケーブルを用いて接続されるが、あまり長くケーブルを引き出すと、ケーブル自体が有している浮遊容量の影響が大きくなり、オイルの静電容量を正確に測定することができなくなる。従って、オイルの静電容量測定に際してはセンシングコンデンサと周辺回路とを結ぶ接続用のケーブル長を可及的に短くする必要があり、結果的に周辺回路はオイル溜めのあるエンジンの近傍に配置せざるを得なくなる。
ここで、運転中のエンジンの周辺は、水冷されているといえどもある程度の昇温が避けがたく、しかもその温度は、運転状態によって常温から１３０℃前後までの比較的広い幅で変動する。従って、ここに配置される測定用の周辺回路の温度も随時変化を受けることになる。その結果、同じ劣化状態のオイルであっても、測定に使用される周辺回路の温度が変化すれば、その検知出力レベルに差を生じる。また、周辺回路は、このような高温に長時間放置されることで回路特性が多かれ少なかれ劣化し、検知出力レベルに少なからぬ差を生じうる。いずれも、正確な静電容量測定ができなくなる問題につながる。
本発明の課題は、測定用回路系の温度が変化した場合でも、測定対象となるオイルの静電容量に基づく劣化検知を常に正確に行なうことができるオイル劣化検知装置を提供することにある。
発明の開示
本発明は、劣化検知対象となるオイル中に浸漬される電極対によりセンシングコンデンサを形成し、そのセンシングコンデンサの静電容量変化に基づいて、該オイルの劣化検知を行なうオイル劣化検知装置において、上記の課題を解決するために、
センシングコンデンサの静電容量を測定するために、該センシングコンデンサに入力するべき測定信号を生成する測定信号生成回路と、
測定信号の入力に対するセンシングコンデンサの応答波形に基づいて、該センシングコンデンサの静電容量を反映した検知信号を出力する検知信号出力回路と、
検知信号の、検知信号出力回路の温度特性及び／又は経時的劣化に由来した出力レベル変化を補償するための出力補償機構と、を備えたことを特徴とする。
上記の構成によると、検知信号出力回路の温度特性及び／又は経時的劣化に由来した、検知信号の出力レベル変化を補償するための出力補償機構を設けた。従って、検知信号出力回路を含む測定用回路系の温度がオイルによる潤滑対象物（自動車等の場合はエンジン）の近傍に配置される関係から変動しやすいとしても、測定対象となるオイルの静電容量に基づく劣化検知を常に正確に行なうことができる。また、検知信号出力回路を含む測定用回路系の特性が、高温放置に伴い経時的に劣化しても、上記の出力補償機構により、オイル劣化検知を正確に行なうことができる。
なお、本発明の適用対象となるオイルは、主に自動車用等のエンジンオイルであるが、機械潤滑油などエンジンオイル以外のオイルにも適用可能である。
ここで、検知信号の検知信号出力回路の温度特性に由来した出力レベル変化を補償するための出力補償機構は、インピーダンスの温度変化率がセンシングコンデンサよりも小さい基準素子と、その基準素子のインピーダンス測定に基づき、静電容量検知信号を出力補償するための処理を行なう出力補償処理回路とを有するものとして構成するとよい。検知信号出力回路の温度特性や経時的劣化により、インピーダンスの検出値自体が変化することになっても、基準素子の静電容量（インピーダンス）をその都度測定することで、センシングコンデンサの静電容量の検出値を、温度依存性あるいは経時的劣化の小さい基準素子のインピーダンスを基準として正規化することができ、温度変化や経時的劣化の影響を効果的に軽減できる。
基準素子は、例えば基準コンデンサとすることができ、出力補償処理回路はインピーダンス測定により基準コンデンサの静電容量測定を行なうものとすることができる。基準コンデンサを使用すれば、静電容量の出力補正処理を特に正確に行なうことができる利点がある。
なお、基準素子として基準コンデンサを用いる場合、センシングコンデンサ（つまり、検知対象となるオイル）よりも静電容量の温度変化率が小さいものを使用することが望ましい。例えば前記した特開昭６３−１６８５４９号公報には、検知対象となるオイルと同種の未使用オイルを基準媒体として用いた第二のコンデンサを用いる構成が開示されている。しかしながら、一般の水冷自動車用エンジンの周囲温度が概ね−３０〜１２０℃の間で変化することと、基準媒体として用いるオイル自身が周囲温度の影響を受けて経時変化を来たす（例えば酸化等を生ずる）ことから、測定回路系の出力補償に使用する基準コンデンサとしての機能は全く期待できない。
上記基準コンデンサを用いる構成において出力補償処理回路は、具体的には、基準コンデンサに入力するべき測定信号を生成する測定信号生成回路と、測定信号の入力に対する基準素子（例えば基準コンデンサ）の応答波形に基づいて、該基準素子のインピーダンスを反映した検知信号（例えば基準コンデンサの静電容量を反映した検知信号）を出力する検知信号出力回路とを有するものとして構成することができる。この場合、検知信号に基づくセンシングコンデンサの静電容量測定情報と、同じく基準素子（例えば基準コンデンサ）のインピーダンス測定情報（例えば静電容量測定情報）との比較に基づいて出力補償を行なうこととなる。例えば、静電容量測定情報として、各静電容量の絶対値を反映したパラメータ（以下、容量パラメータという）を用いる場合は、センシングコンデンサの容量パラメータと基準コンデンサの容量パラメータとの比を用いることで、検知信号出力回路の温度特性の影響を効果的に減ずることができる。
この場合、出力補償処理回路において、測定信号生成回路と検知信号出力回路とは、同一仕様のものであればセンシングコンデンサ用のものと基準コンデンサ（基準素子）用のものとを別々に用意してもよいが、これら回路はセンシングコンデンサと基準コンデンサ（基準素子）との間で共用化することがより望ましい。このようにすると、部品点数が減じられて安価となるばかりでなく、個別に設ける回路間の温度特性ばらつきの影響もなくなり、出力補償の信頼性をより高めることができる。この場合、それら回路の接続を、センシングコンデンサと基準コンデンサ（基準素子）との間で切り替える切り替え回路を設けるようにする。また、切り替え回路による回路接続の切り替えを、一定周期にて繰り替えし実行させる切り替え制御機構を設けておけば、出力補償を伴うオイル劣化検知を定期的に自動実行することができ、オイル交換時期等をより的確に把握することができる。
基準コンデンサとしては、一般の水冷自動車用エンジンの周囲温度が、概ね−３０℃〜１２０℃の間に収まっていることを考慮し、静電容量の温度変化率が該温度域でなるべく小さいものを使用することが、オイル静電容量測定の出力補償をより正確に行なう上で望ましい。例えば、前記温度域での静電容量の温度変化率が±１％以内に収まっているものを使用すると、オイルの静電容量測定値に対し、基準コンデンサ自体の静電容量の温度変化率がほとんど無視できる。その結果、検知信号に基づく基準コンデンサの静電容量測定情報を補正せずに用いても、センシングコンデンサの静電容量測定情報を問題なく出力補償することが可能となる。ただし、基準コンデンサの静電容量の温度変化率が上記範囲から多少逸脱したコンデンサであっても、静電容量の温度依存性が予め知れている場合は、温度センサによる測温結果に基づいて基準コンデンサの静電容量測定情報をその都度温度補正することにより、基準コンデンサとして使用することができる。
また、検知信号出力回路を含む測定用回路系の経時的劣化を補償したい場合、基準コンデンサの静電容量が測定用回路系とともに大きく経時変化したのでは、補償用素子としての機能を期待することができない。従って、基準コンデンサは静電容量の経時変化率が小さいものを使用することが望ましい。上記の水冷自動車用エンジンへの適用を前提とした場合、１５０℃にて２４０時間放置する試験（加速試験である）を行ったときの静電容量の変化率が±１％以内のものを採用することが、オイル静電容量測定の出力補償をより正確に行なう観点において望ましい。
次に、測定信号生成回路は、測定信号として正弦波信号を出力するものを本発明に好適に使用できる。測定信号は、交流インピーダンス測定が可能な波形であれば原理的にはどのような波形を用いてもよく、例えば方形波や三角波あるいはのこぎり波などを用いることも可能である。しかしながら、正弦波波形を用いた場合、コンデンサを通過する際の過渡現象による波形変化が一定の位相進角と振幅変化のみであり、その振幅が概ね静電容量に比例して変化することから、波形から静電容量を算出する処理が簡便ですむ利点がある。この場合、検知信号出力回路は、当該正弦波信号に対する応答波形のピーク値（あるいは振幅でもよい）を検知信号として出力するものとしておく。
測定信号生成回路は、発振部をＲＬＣ等の受動素子やオペアンプ等の能動素子にて構成した種々の発振回路により構成することもできる。ただし、こうした発振回路は、共振波形をそのまま利用するために、発振部をなす素子の温度特性が変化すると、その影響が発振時に増幅して現れることから、得られる波形の振幅が温度変化しやすい問題がある。また、これを防止する温度補償回路を組み込むと、装置コストの増大を招きやすくなる。そこで、測定信号生成回路を以下のように構成することで、振幅の安定した信号波形を簡略な回路構成により得ることができるようになる。すなわち、該構成では、測定信号生成回路を、複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力部と、複数のアナログ設定電圧が予め定められた順序及び周期にて階段状に切り替え出力されるよう、電圧出力部の電圧出力を制御する電圧出力制御部とを備えるものとして構成する。該構成では、複数のアナログ設定電圧を切り替えることで波形生成するので、アナログ波形を直接得ることができる。アナログ設定電圧の温度変化をある程度小さく抑えることができれば、発振器や増幅器を用いた信号発生器のようにその影響が増幅して現れることがないので、結果的に温度変化の影響を受けにくい、振幅の一定した信号波形を容易に得ることができる。この場合、アナログスイッチ回路の電圧出力ポートから直接得られる波形は、必ず階段状のものとなるので、正弦波等の曲線状の波形を得たい場合には、信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路を設けておけばよい。例えば、正弦波波形の場合は、前記した正弦波の軌跡をたどる階段状波形をローパスフィルタ回路により平滑化することにより、簡単に得ることができる。
具体的には、測定信号生成回路は、各々一定のアナログ設定電圧が入力される複数の電圧入力ポートと、電圧入力ポートに入力される複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力ポートと、外部から受ける切り替え選択信号に基づいて、電圧出力ポートに出力すべきアナログ設定電圧を切り替える切り替え回路とを備えたアナログスイッチ回路と、アナログスイッチ回路から複数のアナログ設定電圧が予め定められた順序にて切り替え出力されるよう、アナログスイッチ回路に対し切り替え選択信号を出力する電圧出力制御部としての切り替え選択信号出力回路とを備えたものとして構成することができる。そして、切り替え選択信号の出力シーケンスに対応したアナログ設定電圧の階段状の切り替え出力を、アナログスイッチ回路の電圧出力ポートから信号波形として出力する。
この構成によると、アナログスイッチ回路の複数の電圧入力ポートに各々一定のアナログ設定電圧を入力し、外部からの切り替え選択信号により、それらの複数のアナログ設定電圧入力を、所定の順序で切り替えながら電圧出力ポートに出力することで、切り替え選択信号の出力シーケンスに対応したアナログ設定電圧の階段状の切り替え出力を信号波形として出力することができる。該構成では、アナログ設定電圧をアナログスイッチ回路に直接入力し、これを切り替えることで波形生成するので、アナログ波形を直接得ることができる。そして、アナログスイッチ回路にて要部が構成され、しかも補償回路を特に組み込む必要もないことから、回路全体を安価に構成できる。
上記の測定信号生成回路においては、アナログスイッチ回路にて切り替え可能なアナログ設定電圧の入力数が多いほど、入力数の１のものを選択して出力させ得るアナログ設定電圧の出力数も増すことができるため、より精密な波形生成が可能となる。この場合、アナログスイッチ回路における複数の電圧入力ポートの各々に対応して入力される複数のアナログ設定電圧は、分圧回路を用いて電源電圧を降圧することにより生成されるものとすれば、アナログ設定電圧の入力数が増えた場合でも、１つの電源電圧から複数の分圧回路の使用により多数の設定電圧を生成可能であるので、装置をより安価に構成することができる。複数の分圧回路は、抵抗器を用いた抵抗分圧を構成しても良いし、コンデンサを用いて容量分圧を構成しても良い。また、分圧回路各々の分圧比選択により、種々のアナログ設定電圧が電源電圧より簡単に得られる利点もある。この場合、複数の分圧回路は、それぞれ並列接続され、単一の電源部から電源電圧の供給を受けるものとすれば、電源回路が１つですみ、装置を一層安価に構成できる。
また、上記測定信号生成回路は、セラミック発振子又は水晶発振子にて発振部が構成された発振回路を有するものとして構成することができる。また、切り替え選択信号出力回路は、出現順序が固定的に定められた３以上のアナログ設定電圧出力からなる階段状の信号波形単位が繰り返される信号波形が得られるように、発振回路の発振周波数に基づいて定められる一定間隔の切り替えタイミングにて複数のアナログ設定電圧を切り替え出力するものとして構成することができる。精密な波形生成のためには、アナログ設定電圧の入力数のほか、その切り替えタイミングの間隔や精度を確保することも重要である。上記の構成によると、切り替えタイミングを、セラミック発振子又は水晶発振子を有する高精度発振回路からの発振パルスにより与えるので、構成が簡単でありながらデジタルファンクションジェネレータ並みの波形精度を得ることができ、その周波数の温度変動も小さく抑えることができる。特に高精度が要求される場合は、発振精度がより高い水晶発振子を用いることが有利である一方、セラミック発振子（例えばセラロック（商品名））を用いれば、発振精度は水晶発振子に次ぐものとなるが、安価に回路を構成することができる。
上記測定信号生成回路にて生成する信号波形は、出現順序が固定的に定められた３以上のアナログ設定電圧出力からなる階段状の信号波形単位が繰り返されるものとして構成できる。これは、特に正弦波、三角波あるいはのこぎり波等の元となる周期波形を得る上で好都合な構成である。また、上記のような波形は、アナログスイッチ回路の複数の電圧入力ポートを一定順序で切り替える処理を繰り返すことにより簡単に生成することができる。
アナログスイッチ回路としては、切り替え選択信号が複数ビットの信号で入力されるものを使用することができる。このようなアナログスイッチ回路としては、例えばアナログマルチプレクサ／デプレクサ（例えば、モトローラ社のＭＣ７４ＨＣ４０５１（商品名）など）等の名称で市販されているものがある。このようなアナログスイッチ回路を使用すると、アナログスイッチ回路の複数の電圧入力ポートを一定順序で切り替える処理を、以下のような構成により簡単に実現することができる。すなわち、切り替え選択信号出力回路として、一定周波数の元パルス発振回路と、その元パルス発振回路の周波数を分周することにより、周波数が互いに２の累乗倍の関係にある複数系統のパルス信号を、切り替え選択信号として出力する分周回路とを備えたものを使用する。他方、アナログスイッチ回路の複数の電圧入力ポートは、切り替え選択信号の、各ビットの信号レベルの、複数の組合せに一対一に対応付けられ、各々対応する信号レベルの組合せが成立した場合に有効化されて、自身に入力されているアナログ設定電圧を電圧出力ポートに出力する。そして、切り替え選択信号をなす複数のパルス信号が、信号レベルの複数の組合せを、周波数の相違に基づき一定順序で繰り替えすことにより、階段状の信号波形単位が、複数の電圧入力ポートの、有効化の順序に対応する形で生成・出力される。
複数ビットの切り替え選択信号を用いたアナログスイッチ回路は、そのビットの組合せ数が２の累乗倍となることから、電圧入力ポートの数も、これに合わせて２の累乗倍だけ形成されているものが多い（例えば、前述のＭＣ７４ＨＣ４０５１は、切り替え選択信号が３ビットであり、電圧入力ポート数は２３＝８ポートである）。この場合、周波数が互いに２の累乗倍の関係にあるパルス信号の組合せを用いることで、複数ビットの切り替え選択信号を過不足なく使用した電圧入力ポート切り替えが可能となり、ひいては全ての電圧入力ポートを有効に使用したきめ細かい波形生成が可能となる。なお、上記のような周波数関係を満たすパルス信号は、バイナリカウンタ等を用いた分周回路により簡単に生成できる。
他方、電圧出力制御部はＣＰＵにて構成することもできる。この構成は、例えば測定信号の波形、周波数、位相などの仕様変更に、プログラム変更等により簡単に対応できる利点がある。
また、測定信号として、周波数が１０ｋＨｚ以上１００ＭＨｚ未満のものを使用することが望ましい。使用する測定信号の周波数が１０ｋＨｚ未満になると、劣化に伴うオイルの絶縁抵抗低下に由来した寄生的な等価並列抵抗の影響が大きくなった場合に、周波数が下がることで、静電容量値を反映したサセプタンス成分（２πｆＣ）に対し、等価並列抵抗によるコンダクタンス成分が相対的に大きくなる。その結果、検知信号レベルの温度依存性が大きくなって、オイル温度の上昇に伴うオイルの絶縁抵抗低下の影響を受け易くなるために、的確な劣化検知が困難となる。他方、１００ＭＨｚを超えた場合は、容量性リアクタンス成分が極度に減少する結果、劣化オイルと新品オイルとの検知信号レベルの差が小さくなって、検知判別が困難となる。また、１００ＭＨｚを超える周波数の正弦波測定信号を精度よく発生させる信号発生器及び検出回路は一般に高価であり、装置コストの高騰を招く問題がある。使用する正弦波測定信号の周波数は、望ましくは２０ｋＨｚ〜１ＭＨｚ、より望ましくは２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲で調整することが望ましい。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明を実施するための最良の形態を、図面を用いて説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明のエンジンオイル劣化検知装置の一実施形態を示す全体回路図である。該エンジンオイル劣化検知装置１は、大きく分けて測定信号生成回路１０、検知信号出力回路３０及び電源回路２０の３つの部分から成り立っている。エンジンオイル劣化検知装置１の基本機能は既に説明した通り、図１４に示すように、劣化検知対象となるエンジンオイル中に浸漬される電極対５１，５２によりセンシングコンデンサＣＳを形成し、そのセンシングコンデンサＣＳの静電容量変化に基づいて、該エンジンオイルの劣化検知を行なうものである。図１４Ａの実施形態ではセンシングコンデンサＣＳをなす電極対５１，５２は、同心的に配置される筒状形態をなし、オイル中に配置することにより両者の隙間にオイルが浸透して、該オイルを誘電体とするコンデンサが形成されることとなる。他方、図１４Ｂに示すように、電極対５１，５２を平行対向板電極として構成することもできる。この実施形態では、一方の電極が結線により電気的に導通した２枚の電極板５２，５２にて構成されている。なお、本発明において「電極対」とは、直流電圧を印加したとき互いに異極性に帯電する電極をいい、図１４Ａのように、双方の電極を各々単一の電極板として構成することもできるし、図１４Ｂに示すように、一方又は双方の電極が複数個の電極片に分割されていてもよい。
図１に戻り、測定信号生成回路１０は、センシングコンデンサＣＳの静電容量を測定するために、該センシングコンデンサＣＳに入力するべき測定信号▲６▼を生成するものである。具体的には、アナログスイッチ回路ＩＣ４を主体に構成された波形生成部４と、その波形生成部４に切り替え選択信号を供給する切り替え選択信号出力回路２０５とを有する。アナログスイッチ回路ＩＣ４は、本実施形態では米国モトローラ社の８チャネル・アナログ・マルチプレクサ・デマルチプレクサＭＣ７４ＨＣ４０５１を使用している。図３Ａ〜図３Ｃは、その詳細を示すもので、図３Ａはその端子構成を、図３Ｂは動作表を、図３Ｃは外観ピン配列を、それぞれ示すものである。図３Ａに示すように、該アナログスイッチ回路ＩＣ４は、各々一定のアナログ設定電圧が入力される複数の、ここでは８つの電圧入力ポート（アナログ入出力端子）Ｘ０〜Ｘ７と、それら電圧入力ポートＸ０〜Ｘ７に入力される複数のアナログ設定電圧のうち、１のものを選択して出力する電圧出力ポート（共通入出力端子）Ｘと、外部から受ける切り替え選択信号（３ビット）の入力部（チャネル選択入力端子）Ａ，Ｂ，Ｃとを有し、該切り替え選択信号に基づいて、電圧出力ポートＸに出力すべきアナログ設定電圧を切り替える構成をなしている。
そして、イネーブル信号端子とチャネル選択入力端子Ａ，Ｂ，Ｃとの入力電圧レベル（閾値より高い状態をＨ、低い状態をＬで表す）の組合せにより、図３Ｂの動作表に従い、アナログ入出力端子Ｘ０〜Ｘ７のいずれかのチャネルをオンとして、そのチャネルへのアナログ設定電圧入力を共通入出力端子Ｘに選択的に出力することが許容される。
図２は、波形生成部４を拡大して示すものである。アナログスイッチ回路ＩＣ４の前段には、設定電圧生成部２１０が設けられている。該設定電圧生成部２１０は、電源電圧（＋５Ｖ）を分圧抵抗（Ｒ２，Ｒ３），（Ｒ４，Ｒ５），（Ｒ６，Ｒ７）を用いて降圧することにより、複数の異なる設定電圧値β（０．７３Ｖ），γ（２．５０Ｖ），δ（４．２７Ｖ）を生成する複数の分圧回路が設けられている。また、接地レベル電圧αと電源電圧εとを、それぞれ０Ｖ及び＋５Ｖの設定電圧として出力するための、プルアップ抵抗Ｒ９とプルダウン抵抗Ｒ８も設けられている。
これらの設定電圧は、昇圧順切り替え（α→β→γ→δ→ε）と降圧順切り替え（ε→δ→γ→β→α）とを交互にかつ連続的に等時間間隔で繰り返したとき、図８のグラフＡに示すように、正弦波の軌跡を描く階段状の波形を形成するものである。なお、図８のグラフＡでは、γ→δ→εの昇圧順切り替えで開始されている。この場合、両端電圧α，ε以外の中間設定電圧β，γ，δは、降圧切り替え時と昇圧切り替え時とで各々一度ずつ都合２度出現しなければならないが、その出現順序は当然昇圧時と降圧時とでは逆となる。そこで、図２に示すように、８つの電圧入力ポート（アナログ入出力端子）Ｘ０〜Ｘ７において、中間設定電圧β，γ，δは２つの異なるポートに分配入力し、昇圧時と降圧時とで互いに異なる電圧入力ポートを使い分けるようにしている。これにより、正弦波等の周期関数波形の１波長分に相当する電圧出力を、電圧入力ポートＸ０〜Ｘ７の単純な順次切り替えシーケンスにより実現することができる。
図１に戻り、切り替え選択信号出力回路２０５は、アナログスイッチ回路ＩＣ４から、複数のアナログ設定電圧が上記のように予め定められた順序にて切り替え出力されるよう、アナログスイッチ回路ＩＣ４に切り替え選択信号を供給する役割を果たすものである。該切り替え選択信号出力回路２０５は、具体的には、セラミック発振子１１０（商品名、例えばセラロック：水晶発振子でもよい）にて発振部が構成された発振回路２を有してなる。図４Ａに示すように，この発振回路２は、コルピッツ発振回路のインダクタをセラミック発振子１１０で置き換え、反転増幅部としてインバータＩＣ１を用い帰還抵抗Ｒ１を追加した構成となっている。本実施形態では、図６の▲１▼に示すように、インバータＩＣ１の駆動電圧に対応したＶｐ−ｐ（ｐｅａｋ  ｔｏ  ｐｅａｋ）電圧が５Ｖ、発振周波数４ＭＨｚの方形波クロックパルスを出力するものとして構成されている。
そして、切り替え選択信号出力回路２０５は、出現順序が固定的に定められた３以上、ここでは８つ（ただし、β、γ、δは２度ずつ出現する）のアナログ設定電圧出力からなる階段状の信号波形単位が繰り返される信号波形が得られるように、上記発振回路２の発振周波数に基づいて定められる一定間隔の切り替えタイミングにて、前記切り替え選択信号Ａ，Ｂ，Ｃを切り替え出力する。具体的には、図１に示すように、上記の発振回路２を一定周波数の元パルス発振回路として、その元パルス発振回路の周波数を分周することにより、周波数が互いに２の累乗倍の関係にある複数系統のパルス信号を、切り替え選択信号として出力する分周回路３を備えたものとして構成される。
図４Ｂに示すように、該分周回路３は、２つのバイナリカウンタＩＣ２，ＩＣ３を主体に構成されるものである。該バイナリカウンタＩＣ２，ＩＣ３として、本実施形態では米国モトローラ社の１２ステージ・バイナリリップルカウンタＭＣ７４ＨＣ４０４０Ａを使用している。図５は、その詳細を示すもので、その端子構成を示すものである。
本実施形態では、図４Ｂに示すように、前段のバイナリカウンタＩＣ２のＱ５が切り替え選択信号のＡビット、Ｑ６が同じくＢビット、Ｑ７がＣビットとして使用される。ＡビットをなすＱ５の出力は、図６の▲１▼の４ＭＨｚの元パルスが１／２５に分周される結果、図６の▲２▼に示す１２５ｋＨｚの方形波クロックパルスとなる。同様に、ＢビットをなすＱ６の出力は１／２６に分周される結果、図６の▲３▼の６２．５ｋＨｚの方形波クロックパルスとなり、ＣビットをなすＱ７の出力は１／２７に分周される結果、図６の▲４▼の３１．２５ｋＨｚの方形波クロックパルスとなる。これらの方形波クロックパルスは、バイナリカウンタＩＣ２からの分周出力であるから、当然に周波数が互いに２の累乗倍の関係にあるものとなる。これらが、図２に示すように、前記した切り替え選択信号の各ビットＡ，Ｂ，Ｃとしてアナログスイッチ回路ＩＣ４に入力される。
他方、図４Ｂに示すように、前段のバイナリカウンタＩＣ２のＱ１２出力（周波数：９７６．６Ｈｚ）は、後段のバイナリカウンタＩＣ３に元クロックとして入力され、そのＱ１１から０．４７７Ｈｚの分周クロックパルス（図１の▲５▼）として取り出される。この分周クロックパルスは、後述する通り、センシングコンデンサＣＳと基準コンデンサＣ３との切り替えタイミングを規定する切り替え制御信号として用いられる。
図３Ｂに示すように、アナログスイッチ回路ＩＣ４の複数の電圧入力ポートＸ０〜Ｘ７は、切り替え選択信号の各ビットＡ，Ｂ，Ｃの信号レベルの、複数の組合せに一対一に対応付けられており、各々対応する信号レベルＨ／Ｌの組合せが成立した場合に有効化されて、自身に入力されているアナログ設定電圧を電圧出力ポートＸに出力する。そして、上記のような周波数関係を満たす複数のクロックパルス信号を、切り替え選択信号の各ビットＡ，Ｂ，Ｃとして用いることにより、信号レベルＨ／Ｌの複数（本実施形態では、２３＝８通り）の組合せが、図７Ｂに示すように、クロックパルス信号の周波数の相違に基づき一定順序で繰り替えされることとなる。具体的には、最も波長の長いＣビットのパルスの１波長を周期として、８通りのＨ／Ｌの組合せが重複することなく繰り返される。これにより、図７Ｃに示すように、階段状の信号波形単位が、複数の電圧入力ポートＸ０〜Ｘ７の、有効化の順序に対応する形で生成・出力されることとなる。
図２に戻り、アナログスイッチ回路ＩＣ４の電圧出力ポートＸから出力される波形は、必ず階段状のものとなるので、本実施形態では、信号波形を平滑化するローパスフィルタ回路１５が設けられている。本実施形態では、該ローパスフィルタ回路１５は、抵抗器（Ｒ１０，Ｒ１１）とキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）とを用いたパッシブフィルタを２段カスケード接続したものとして構成しているが、これに限られるものではなく、アクティブフィルタを用いてもよい。そして、本実施形態では、図８に示すように、切り替え選択信号Ａ，Ｂ，Ｃの切り替え出力により、アナログスイッチ回路ＩＣ４から出力される正弦波の軌跡を描く階段状の波形（グラフＡ）が、ローパスフィルタ回路１５を通過することにより、グラフＢに示すような正弦波の信号出力として得られることになる。このローパスフィルタ回路１５によりスムージングされた信号波形（正弦波の信号波形）は、図２に示すように、ボルテージフォロワをなすオペアンプＩＣ５−１によりインピーダンス変換された後、出力されることとなる。この信号波形▲６▼（図１３参照）が、静電容量の測定信号として使用される。
次に、図９は検知信号出力回路３０を拡大して示すものである。該検知信号出力回路３０は、測定信号▲６▼の入力に対するセンシングコンデンサＣＳの応答波形▲７▼に基づいて、該センシングコンデンサＣＳの静電容量を反映した検知信号（１０）を出力するものである。そして、エンジンオイル劣化検知装置１は、検知信号（１０）の、検知信号出力回路の温度特性に由来した出力レベル変化を補償するための出力補償機構を備えたものとして構成されている。
出力補償機構は、具体的には、静電容量の温度変化率がセンシングコンデンサ（すなわち、劣化検知対象となるオイル）ＣＳよりも小さい基準コンデンサＣ３（基準素子）と、その基準コンデンサＣ３の静電容量測定（インピーダンス測定）に基づき、静電容量検知信号を出力補償するための処理を行なう出力補償処理回路３１とを有する。ここでは、測定信号生成回路１０と検知信号出力回路３０とは、センシングコンデンサＣＳと基準コンデンサＣ３との間で共用化されており、それら回路の接続を、センシングコンデンサＣＳと基準コンデンサＣ３との間で切り替える切り替え回路ＩＣ６が設けられている。
切り替え回路ＩＣ６はアナログスイッチ回路にて構成され、本実施形態では米国モトローラ社の８チャネル・アナログ・マルチプレクサ・デマルチプレクサＭＣ７４ＨＣ４０５２を使用している。図１０Ａ〜図１０Ｃは、その詳細を示すもので、図１０Ａはその端子構成を、図１０Ｂは動作表を、図１０Ｃは外観ピン配列をそれぞれ示すものである。図１０に示すように、該アナログスイッチ回路は、各々複数の電圧入力ポート（アナログ入出力端子）からなる２組の入力ポート群Ｘ０〜Ｘ３／Ｙ０〜Ｙ３と、各入力ポート群Ｘ０〜Ｘ３／Ｙ０〜Ｙ３に入力される複数のアナログ設定電圧のうち、各群毎に１のものを選択して出力する電圧出力ポート（共通入出力端子）Ｘ／Ｙと、外部から受ける切り替え選択信号（２ビット）の入力部（チャネル選択入力端子）Ａ，Ｂとを有し、該切り替え選択信号に基づいて、電圧出力ポートＸ／Ｙにそれぞれ出力すべきアナログ入力を切り替える切り替え回路とを備えている。
そして、イネーブル信号端子とチャネル選択入力端子Ａ，Ｂとの入力電圧レベル（閾値より高い状態をＨ、低い状態をＬで表す）の組合せにより、図１０Ｂの動作表に従い、入力ポート群Ｘ０〜Ｘ３のいずれか１つ、及び入力ポート群Ｙ０〜Ｙ３のいずれか１つのチャネルをオンとして、各チャネルへのアナログ入力を共通入出力端子Ｘ／Ｙにそれぞれ選択的に出力することが許容される。
図９に示すように、チャネル選択入力端子Ａ，Ｂは、端子Ｂが接地されて入力が常にＬレベルとなっている。他方、端子Ａには、前記した分周回路３（図１）からの切り替え制御信号（０．４７７Ｈｚ）▲５▼が入力されており、Ｈレベル入力状態とＬレベル入力状態とが、一定の間隔、ここでは約１秒間隔で切り替わるようになっている。
図１０に示すように、端子ＢがＬのとき、端子ＡのＨ／Ｌ切り替えにより、オンチャネルとなるポート対が、Ｙ０／Ｘ０とＹ１／Ｘ１との間で切り替わる。図９に示すように、ポートＹ０／Ｘ０には基準コンデンサＣ３が接続されており、ポートＹ１／Ｘ１にはセンシングコンデンサＣＳが接続されている。他方、共通入出力端子Ｙには正弦波をなす測定信号▲６▼が入力され、共通入出力端子Ｘが出力側端子とされている。従って、切り替え制御信号▲５▼による端子ＡのＨ／Ｌ切り替えにより、測定信号▲６▼は、図１１に示すように、基準コンデンサＣ３とセンシングコンデンサＣＳとに対し、約１秒間隔で交互に切り替えつつ入力され、その応答波形▲７▼が共通入出力端子Ｘから出力されることとなる。すなわち、図９に示すアナログスイッチング回路ＩＣ６は、分周回路３とともに、切り替え回路と、回路接続の切り替えを一定周期にて繰り替えし実行させる切り替え制御機構とを兼ね備えた機能を実現していることがわかる。
次に、基準コンデンサＣ３は、２０℃での値を基準としたときの、−３０℃〜１２０℃における静電容量の温度変化率が±１％以内のものが使用されている。本実施形態では、ポリフェニレンスルフィド（ＰＰＳ）樹脂を誘電体として用いたプラスチックフィルムコンデンサ（商品名：ＥＣＨＵ（松下電器産業（株）））を使用している。図１８は、その静電容量の温度変化特性を示している（縦軸は、２０℃での静電容量を基準として容量変化率を表している）。
図１１に示すように、本実施形態においては測定信号▲６▼として正弦波信号が使用され、検知信号出力回路は、当該正弦波信号に対する応答波形のピーク値を検知信号として出力するようになっている。以下、詳しく説明する。図１３に示すように、測定信号▲６▼の元波形は振幅がほぼ一定の正弦波であるが、基準コンデンサＣ３とセンシングコンデンサＣＳとに対し交互に切り替え入力される結果、応答波形▲７▼（電流波形）の出力は、基準コンデンサＣ３の通過波形と、センシングコンデンサＣＳの通過波形とが一定周期で交代したものとなり、各波形部分の振幅は基準コンデンサＣ３及びセンシングコンデンサＣＳの静電容量に比例して増減する。
図９に示すように、応答波形▲７▼は、オペアンプＩＣ５−２と電流検出用の帰還抵抗Ｒ１４とを主体に構成された電流−電圧変換回路３２により電圧波形▲８▼に変換される（図１３▲８▼参照）。なお、本実施形態では測定信号▲６▼（ひいては応答波形▲７▼）が、中心値２．５Ｖの単極性波形を有するものとして生成されており、これを０Ｖ中心とする双極性電圧波形とするために、＋２．５Ｖの基準入力を形成するための分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３が設けられている。また、Ｃ４は発振防止用のコンデンサである。
この電圧波形▲８▼は、次段のピークホールド回路３３でピークホールドされ、図１３の▲９▼のピークホールド波形とされる。図９に示すように、電圧波形▲８▼は、その入口側にてコンデンサＣ５と抵抗Ｒ１５よりなるハイパスフィルタ回路３３ａにおいて直流成分が除去され、さらに抵抗Ｒ２６にて電流制限された後、オペアンプＩＣ５−３とコンデンサＣ６とを要部とするピークホールド部に入力される。そして、オペアンプＩＣ５−３の出力側に並列接続されたコンデンサＣ６により、電圧波形▲８▼のピーク値が保持される。
ここで、電圧波形▲８▼は、基準コンデンサＣ３とセンシングコンデンサＣＳとの切り替えに伴い、ピーク値が階段状に増加する。ピーク値電圧が増加する場合は、ＩＣ５−３からの出力電圧増加によりコンデンサＣ６が追加充電され、保持ピーク値が増加する。他方、ピーク値電圧が減少する場合、オペアンプＩＣ５−３の出力側の電位よりもコンデンサＣ６側の電位が高くなる。通常のピークホールド回路では、オペアンプＩＣ５−３への電流吸い込みか、あるいは自己放電よりコンデンサＣ６を放電させて、ピーク保持出力を追従させるようにする。しかし、本実施形態では、この吸い込み電流をダイオードＤ１により阻止する一方、代わってコンデンサＣ６と並列に置かれた抵抗（例えば１ＭΩ程度の高抵抗のものを使用する）Ｒ１６により放電促進し、波形追従の応答性をさらに良好なものとする工夫がなされている。
こうして得られたピークホールド波形▲９▼（図１３の▲９▼参照）は、図９に示すように、次段の増幅部３４により増幅され、最終的な検知信号（１０）（図１３も参照）として出力される。増幅部３４においては、オペアンプＩＣ５−４が周辺の抵抗Ｒ１７〜Ｒ１９、コンデンサＣ７とともに周知の非反転増幅回路を構成している。非反転増幅回路の採用により、ピークホールド波形▲９▼はインピーダンス変換されつつ増幅され、後段の信号処理部側の負荷変動やノイズ等の影響を受けにくくなる。なお、非反転増幅回路に続く形で抵抗Ｒ２０，Ｒ２１、コンデンサＣ８及びツェナーダイオードＲＤ５からなる出力保護回路が設けられている。
図１３に示すように、検知信号（１０）は、基準コンデンサＣ３とセンシングコンデンサＣＳとの切り替えにより、そのピークホールド値（それぞれ基準コンデンサＣ３とセンシングコンデンサＣＳとの静電容量を反映するものである）が交互に現れる方形波状の波形を有するものとなる。これは、オイルの静電容量測定信号と、その出力補償用である基準コンデンサＣ３の静電容量測定信号との、一種の時分割多重化信号とみなすことができる。最終的に、オイルの静電容量測定信号を、基準コンデンサＣ３の静電容量測定信号を用いて出力補償するには、両信号は何らかの形で分離されなければならない。本実施形態では、図９に示すように、分周回路３からの切り替え制御信号▲５▼を出力端子３５から外部（例えば、後述するマイクロプロセッサ又はアナログハードウェア）取出可能とし、その切り替え制御信号▲５▼のエッジタイミングから検知信号（１０）における基準コンデンサＣ３とセンシングコンデンサＣＳとの切り替えタイミング、ひいては信号分離タイミングを把握できるようにしている。
以下、マイクロプロセッサを用いた、実際の出力補償演算処理の一例について説明する。図１５に示すように、マイクロプロセッサ７０は、周知のごとくＣＰＵ７１と制御プログラムを格納したＲＯＭ７２、さらにはその実行メモリとなるＲＡＭ７３と、信号あるいはデータの入出力を行なうインターフェース部７４とを有している。検知信号（１０）は、Ａ／Ｄ変換器７５により所定ビット数のデジタル信号Ｑとされ、インターフェース部７４のデータ入力ポートに入力される。他方、出力端子３５から出力される切り替え制御信号もインターフェース部７４の別のデータ入力ポートに入力される。
図１６は、その処理の一例を示すものであり、エンジンの駆動が開始して本処理が開始されると、まずＳ１でＲＡＭ７３の必要なメモリエリアをリセットし、Ｓ２で出力端子３５から出力される切り替え制御信号がＬになればデジタル化された検知信号Ｑの値を読み込む。この値は、切り替え制御信号がＬのときの値であるから、基準コンデンサＣ３の静電容量を反映したものであり、Ｓ３で、これをＣＯとして記憶する。次に、Ｓ４で出力端子３５から出力される切り替え制御信号がＨになれば検知信号Ｑの値を読み込む。この値は、切り替え制御信号がＨのときの値であるから、センシングコンデンサＣＳ、つまり測定対象オイルの静電容量を反映したものであり、Ｓ５で、これをＣＭとして記憶する。そして、Ｓ６でＣＭの値をＣＯの値で除することにより、測定対象オイルの容量相対値Ｊを算出する。Ｓ７において、Ｊの値が限界値ＪＯよりも大きくなっていればオイル寿命と判断し、Ｓ８でランプ点灯などの所定の報知出力を行なう。
図１９は、オイル劣化検知装置１の構成例を示す断面図である。センシングコンデンサと周辺回路とを結ぶ接続用の配線長を可及的に短くするために、この構成では、ケース２０４ａ，２０４ｂ内に検知信号出力回路３０（本実施形態では、この他、測定信号生成回路１０、電源回路２０及び基準コンデンサＣ３を含む出力補償処理回路２１も含む）を組み込んだ基板２０６とセンシングコンデンサＣＳ１とを一体的に組み込んだ構成としている。該ケースには、基板２０６から密封隔離された形でオイル導入室部２０１が形成され、その内部にセンシングコンデンサＣＳ１が配置されるとともに、オイル導入室部２０１内にはオイル流通口２０２，２０３よりオイル溜めからのエンジンオイルが流入する。これにより、該オイル導入室部２０１内に配置された電極板５１，５２間のギャップを満たし、センシングコンデンサＣＳが形成される。本実施形態では、ケース本体２０４ｂ内に基板２０６が配置され、その開口を塞ぐ蓋ユニット２０４ａにオイル導入室部２０１が形成されている。また、センシングコンデンサＣＳ１の電極板５１，５２は基板２０６から直接突出する形で配置されている。他方、基準コンデンサＣ３は基板２０６上に実装されている。
高温のオイルが接触するセンシングコンデンサＣＳ１が、基板２０６（すなわち測定用の周辺回路）にこのように近接配置されていると、油温に応じて測定に使用される周辺回路の温度が相当変化することは明らかであり、同じ劣化状態のオイルであっても、その検知出力レベルに差を生じることになる。しかし、本発明の構成によると、センシングコンデンサの静電容量ＣＭと基準コンデンサＣ３の静電容量ＣＯは、いずれも同一の検知信号出力回路３０を経て出力される検知信号（１０）に基づいて得られるものであるから、検知信号出力回路３０の温度特性により値が変化したとしても、その影響はＣＭとＣＯとでほぼ同じと考えられるから、ＣＭの値をＣＯの値で除した容量相対値Ｊを採用することで、測定対象オイルの静電容量に関するＣＭの値を出力補償することが可能となる。
また、周辺回路は、このような高温に長時間放置されることで回路特性が多かれ少なかれ経時劣化し、検知出力レベルに少なからぬ差を生じうる。しかし、ＣＭとＣＯとで同じ検知信号出力回路３０を使用している限り、この回路特性の経時劣化の影響もほぼ同じになるから、同様の補償効果が得られる。
ただし、この場合、基準コンデンサＣ３の特性が経時劣化を起したのでは意味がない。前述のプラスチックフィルムコンデンサ（商品名：ＥＣＨＵ（松下電器産業（株）））は、温度変化率が小さいだけでなく、高温下での特性安定性にも優れ、加速試験として１５０℃にて２４０時間、大気中放置する試験を行なった場合も、その静電容量の変化率は±１％以内であり、回路経時劣化に対する出力補償にも有効である。図２０は、上記加速試験前後の、該コンデンサの交流インピーダンス法による静電容量測定値の変化率を、比較例とともに示すものである。比較例１は、新品オイル（出光興産（株）製のＣＦ−４  １０Ｗ−３０）によるセンシングコンデンサ（劣化オイルに対する基準コンデンサとして使用されることがある）を、比較例２はセラミックコンデンサの市販品（例えば（株）ムラタ製作所製：Ｐ−ＧＲＭ３９Ｂシリーズ）を、それぞれ用いた場合の結果である。２つの比較例に対し、実施例品の静電容量測定値の変化率は極めて小さく、経時劣化補償用の基準コンデンサとして好適であることがわかる。
なお、出力補償演算処理は、マイクロプロセッサを用いずに、図１７に示すようなアナログハードウェア８０を用いて行なうこともできる。検知信号（１０）は、２つのサンプルアンドホールド回路８２，８２に分配され、それぞれ単安定マルチバイブレータ８３からのパルスを受けて、検知信号（１０）のサンプリング及びホールドを行なう。単安定マルチバイブレータ８３は、クロックパルスの立下りエッジを作動トリガとして発生するものを使用する。このクロックパルスとして前記した出力端子３５から出力される切り替え制御信号（図１参照）を用いるが、一方の単安定マルチバイブレータ８３にはインバータ８１により反転入力するようにする。これにより、サンプルアンドホールド回路８２，８２の一方は、切り替え制御信号の立ち上がりエッジに対応して検知信号（１０）のサンプリングを行ない、他方は立ち下がりエッジに対応して検知信号（１０）のサンプリングを行なう。前者はセンシングコンデンサＣＳの静電容量を反映したアナログ信号ＣＭとして出力され、後者は基準コンデンサの静電容量を反映したアナログ信号ＣＯとして出力さる。なお、検知信号（１０）は、切り替えエッジから一定時間経過して安定化することを考慮し、サンプルアンドホールド回路８２，８２と対応する単安定マルチバイブレータ８３，８３との間には遅延回路を設けている。
ＣＭをＣＯで除することによりＪを求める処理は、対数変換回路等を用いたアナログ除算回路を用いて演算してもよいが、前記した限界値ＪＯを一定に定めることができる場合は、ＪＯ＝ＣＭ／ＣＯとしてＣＭ＝ＪＯ・ＣＯと表すことができるから、非反転増幅器により構成された基準電圧変換器８４により、ＪＯに対応したゲインにてＣＯを増幅し、これを新たに基準値として用いて比較器８５によりＣＭの値と比較することにより、オイル劣化判定を行なうことができる。
最後に、図１の定電圧電源回路２０について説明する。該定電圧電源回路２０は、前段側の第一電源部２１と、後段側の第二電源部２２とを有する。第一電源部２１は自動車に搭載されたバッテリー（図示せず）から受電するものであり、抵抗器Ｒ２３とキャパシタＣ９からなるローパスフィルタにより、オルターネータ等からの重畳交流成分が除去された後、電流制限抵抗Ｒ２４を設けたバイパス路を介してツェナーダイオードＺＤ２により一定電圧のバイパス電流が形成される。このバイパス電流によりトランジスタＴｒ１を駆動することにより、入力される直流を定電圧化することができる。なお、Ｃ１０は発振防止用のキャパシタであり、Ｄ１は逆流防止用のダイオードである。第一電源部２１の出力電圧は、本実施形態では＋７．６Ｖであり、図１のオペアンプＩＣ５−１〜ＩＣ５−４等の電源電圧として使用される。
第二電源部２２は３端子レギュレータＩＣ７を有し、温度変動等の影響が小さいさらに安定化された直流を生成するものである。３端子レギュレータＩＣ７には第一電源部２１からの出力が入力され、これを若干降圧して＋５Ｖとして、すでに説明した種々の集積回路ＩＣ１〜ＩＣ４、ＩＣ６に駆動電圧として供給されるとともに、設定電圧生成部１０にも設定電圧生成用の元電圧として供給される。設定電圧生成部１０は、この第二電源部２２を単一の電源部として使用し、分圧回路により種々のアナログ設定電圧を生成することとなる。なお、Ｃ１２は発振防止用のキャパシタであり、集積回路ＩＣ１〜ＩＣ４、ＩＣ６に対しては、各々パスコンＣ１３〜Ｃ１７が並列に挿入されている。
以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載を逸脱しない形で、種々の変形もしくは改良を付加することができ、これらも当然に本発明の技術的範囲に属する。例えば、測定対象となるオイルの油温をサーミスタ等の温度センサを用いて測定し、検知信号出力回路３０の温度変化の影響を補償するだけでなく、測定対象となるオイルの温度変化の影響を補償するようにしてもよい。これにより、静電容量変化に基づくオイルの劣化検知をより高精度に行なうことができる。具体的には、実験等により静電容量補正計数と油温との関係を予め測定しておき、その関係を静電容量補正計数−油温関係情報として、１次元マップもしくは実験式の形で図１５のＲＯＭ７２等に記憶しておく。そして、図７に示すフローチャートのＳ１とＳ２との間に油温測定のステップを設け、Ｓ６とＳ７との間に、測定された油温に対応する静電容量補正計数を、静電容量補正計数−油温関係情報を参照して補間もしくは実験式演算により決定するステップを実行する。そして、Ｓ６にて算出された相対容量値Ｊに該静電容量補正計数を乗ずることにより、補正済み相対容量値Ｊ’を算出する。Ｓ７では、この補正済み相対容量値Ｊ’と限界値ＪＯとの比較に基づいて、オイル劣化（寿命）の判断を行なうこととなる。
また、上記の実施形態では、容量相対値を算出して、センシングコンデンサの静電容量値に対する回路温度特性の影響を補償したが、回路温度を一定に固定すれば、測定値に及ぼす温度変化の影響を同様に回避することが可能である。この場合、温度検出素子により回路温度を反映した情報（例えばオイル温度）を監視し、回路温度が規定の値に到達したとき、劣化検知を行なうようにすればよい。温度検出素子としては、例えば図２に示すようなサーミスタＲＴＨを使用できる。例えば図９に示すように、サーミスタＲＴＨの抵抗変化を固定抵抗Ｒ３０との分圧電圧に反映させ、これを測定電圧Ｖｓとしてコンパレータ４１，４２に分配入力するとともに、それらコンパレータ４１，４２の出力の論理積を求めるゲート４３を設けておく。この回路では、参照電圧Ｖｒｅｆ１とＶｒｅｆ２との間に測定電圧Ｖｓの値が存在するときだけ（つまり、サーミスタＲＴＨにより測定された温度が一定の範囲にあるときだけ）、コンパレータ４１，４２の出力によりゲート４３の出力が能動化される。そして、検知出力（１０）の出力を遮断ないし許容するスイッチ４０を設けておき、このスイッチ４０をゲート４３により駆動すれば、回路温度が一定の範囲にあるときだけ、検知出力（１０）を取り出せるように構成することができる。しかし、この構成においても、基準コンデンサを用いることで、回路の経時劣化の影響は補償することができる。なお、図１９の装置構成では、オイル溜め内のオイルと接する蓋ユニット２０４ａ内にサーミスタＲＴＨが埋設されている。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の実施の形態１に係るエンジンオイル劣化検知装置の一例の全体構成を示す回路図。
図２は、図１の装置の、波形生成部の一例を示す回路図。
図３Ａは、図１の装置にて使用するアナログスイッチ回路の一例を示す第一説明図。
図３Ｂは、図１の装置にて使用するアナログスイッチ回路の一例を示す第二説明図。
図３Ｃは、図１の装置にて使用するアナログスイッチ回路の一例を示す第三説明図。
図４Ａは、図２の発振回路部分を拡大して示す回路図。
図４Ｂは、図２の分周回路部分を拡大して示す回路図。
図５は、図４Ｂの分周回路に使用するバイナリカウンタの一例を示す説明図。
図６は、図４Ｂの分周回路からの波形出力例を示すタイミング図。
図７Ａは、図２の波形生成部の第一作用説明図。
図７Ｂは、図２の波形生成部の第二作用説明図。
図７Ｃは、図２の波形生成部の第三作用説明図。
図８は、図２の波形生成部の作用説明図。
図９は、図１の装置の、検知信号出力回路の一例を示す回路図。
図１０Ａは、図９の検知信号出力回路の出力補償処理回路において、その切替回路に使用するアナログスイッチ回路の一例を示す第一説明図。
図１０Ｂは、同じく第二説明図。
図１０Ｃは、同じく第三説明図。
図１１は、出力補償処理回路の作用説明図。
図１２は、図９の検知信号出力回路の、ピークホールド回路の構成例を、その作用とともに示す回路図。
図１３は、図９の検知信号出力回路の、各部の動作を示す波形図。
図１４Ａは、センシングコンデンサの第一構成例を示す模式図。
図１４Ｂは、センシングコンデンサの第一構成例を示す模式図。
図１５は、図９の出力補償処理回路からの出力を用いてセンシングコンデンサの静電容量情報を出力補償処理する回路を、マイクロプロセッサを用いて構成した例を示すブロック図。
図１６は、図１５の回路の動作制御を行なうプログラムの流れを示すフローチャート。
図１７は、図９の出力補償処理回路からの出力を用いてセンシングコンデンサの静電容量情報を出力補償処理する回路を、アナログハードウェアにて構成した例を示すブロック図。
図１８は、基準コンデンサの静電容量の、温度依存性の一例を示すグラフ。
図１９は、エンジンオイル劣化検知装置の構成の一例を示す断面図。
図２０は、基準コンデンサの経時劣化特性を比較例の結果とともに示すグラフ。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１０Ｃ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【国際調査報告】
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