(57)【要約】交流電源１を入力とする整流回路２の出力端子間に第１コンデンサ２ａを接続し、第１コンデンサ２ａと並列に３相インバータ３を接続し、３相インバータ３の出力をモータ４に供給している。そして、３相インバータ３の入力側に並列に第２コンデンサ３ａを接続し、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間に電流検出器５を接続し、電流検出器５よりも僅かに電源側に第３コンデンサを第１コンデンサ２ａと並列に接続し、第２コンデンサ３ａの容量を、スイッチングに起因するサージ電圧によりパワーデバイスが破損しない範囲で極力小さく設定して、リンギングを抑制して電流の取り込みを高速に、かつ高精度に達成する。
2003032478.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出する相電流検出装であって、
ＤＣリンク上の電流検出器（５）よりもパワーデバイス（３）側に設けられるバイパスコンデンサ（３ａ）の容量を、スイッチングに起因するサージ電圧によりパワーデバイス（３）が破損しない範囲で極力小さく設定したことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項２】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出する相電流検出装置であって、
ＤＣリンク上の電流検出器（５）よりもパワーデバイス（３）側に設けられるバイパスコンデンサ（３ａ）の容量を、電源側の１対のコンデンサ（２ａ）（３ｂ）の合成キャパシタンスとこれらのコンデンサ間の配線インダクタンスとで発生する共振現象に起因する電流検出器上の電流が電流検出器（５）で検出可能な最小電流以下となるように設定したことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項３】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（３）の相電流を検出する相電流検出装置であって、
電源側のバイパスコンデンサ（２ａ）からＤＣリンク上の電流検出器（５）を通して直接パワーデバイス（３）に電流を供給するよう構成してなることを特徴とする相電流検出装置。
【請求項４】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出する相電流検出装置であって、
電流検出器（５）にローパスフィルタを設け、このローパスフィルタのカットオフ周波数を、電源側のバイパスコンデンサ（２ａ）からパワーデバイス（３）までの配線とパワーデバイス（３）からモータ（４）までの配線とモータ（４）とにより生じるリンギング周波数の成分を測定誤差の範囲で十分に抑制できる周波数に設定したことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項５】
前記ローパスフィルタは、遮断周波数を切り替える切り替え手段を含む請求項４に記載の相電流検出装置。
【請求項６】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出する相電流検出装置であって、
所定の最小電圧ベクトル長において電流を検出可能な応答速度を持つフィルタを電流検出器（５）に設け、このフィルタにより、電源側のバイパスコンデンサ（２ａ）からパワーデバイス（３）までの配線とパワーデバイス（３）からモータ（４）までの配線とモータ（４）とにより生じるリンギングを抑圧可能な周波数以上になるようにパワーデバイス（３）からモータ（４）までの線路長を設定したことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項７】
前記フィルタは、増幅器（５ｂ１）のスルーレートを利用してなるローパスフィルタを含む請求項６に記載の相電流検出装置。
【請求項８】
前記増幅器（５ｂ１）は、リンギング周波数と最高出力電圧とを乗算して得られる値以下のスルーレートを持つものである請求項７に記載の相電流検出装置。
【請求項９】
電流検出器（５）に含まれる増幅器（５ｂ１）は、オペアンプ（５ｂ１）で構成され、かつ帰還容量（５ｂ４）により帯域を制限されるものである請求項１から請求項８の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項１０】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出する相電流検出装置であって、
電流検出器（５）と並列にＬＣ直列共振回路で構成されたフィルタを設け、その共振周波数を、電源側のバイパスコンデンサ（２ａ）からパワーデバイス（３）までの配線とパワーデバイス（３）からモータ（４）までの配線とモータ（４）とにより生じるリンギング周波数に合わせてあることを特徴とする相電流検出装置。
【請求項１１】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータ（４）の相電流を検出する相電流検出装置であって、
インバータ（３）に対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つを測定し、測定結果に基づいて、電流検出タイミング、最小電圧ベクトル長の少なくとも一方を決定する決定手段を含むことを特徴とする相電流検出装置。
【請求項１２】
前記決定手段は、インバータ（３）に対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つを、起動時にモータ（４）に直流電流を流した状態で測定するものである請求項１１に記載の相電流検出装置。
【請求項１３】
前記モータ駆動装置は、ＰＷＭ波発生を三角波比較方式により行うものであり、前記決定手段は、インバータ（３）に対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つの測定、および相電流検出のための電流測定を、三角波の上り、下りのそれぞれのスロープで行うものである請求項１１に記載の相電流検出装置。
【請求項１４】
前記決定手段は、相電流検出のための電流測定を間引いて、インバータ（３）に対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つの測定を行うものである請求項１１に記載の相電流検出装置。
【請求項１５】
前記モータ（４）は、密閉型圧縮機を駆動するものである請求項１から請求項１４の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項１６】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出する相電流検出装置であって、
シャント抵抗に付随するインダクタンス成分による誤差を相殺する第１フィルタを有することを特徴とする相電流検出装置。
【請求項１７】
前記第１フィルタは、電流検出回路に要求される周波数特性の上限よりも低い周波数にポールを持つ請求項１６に記載の相電流検出装置。
【請求項１８】
前記第１フィルタは、シャント抵抗とシャント抵抗に付随するインダクタンス成分で作られるゼロと同じ周波数のポールを内包する請求項１６または請求項１７に記載の相電流検出装置。
【請求項１９】
シャント抵抗を流れる電流の不要な振動成分をキャンセルする第２フィルタをさらに含む請求項１６から請求項１８の何れかに記載の相電流検出装置。
【請求項２０】
前記第１または第２フィルタは受動素子で構成され、かつシャント抵抗に直接接続されている請求項１９に記載の相電流検出装置。
【請求項２１】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出する相電流検出装置であって、
シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束によるノイズをキャンセルするノイズキャンセル手段を有することを特徴とする相電流検出装置。
【請求項２２】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出する相電流検出装置であって、
シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束によるノイズの影響を受けないように回路素子を実装してあることを特徴とする相電流検出装置。
【請求項２３】
シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束が作る平面と平行に回路素子を実装してある請求項２３に記載の相電流検出装置。
【請求項２４】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、モータ電流を検出すべくＤＣリンクに挿入されたシャント抵抗と、電流検出回路と、検出電流出力を入力とするマイコンとを含む相電流検出装置であって、
電流検出回路の信号グランドとマイコンのグランドとをシャント抵抗の片側で接続してあることを特徴とする相電流検出装置。
【請求項２５】
ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、モータ電流を検出すべくＤＣリンクに挿入されたシャント抵抗と、電流検出回路と、検出電流出力を入力とするマイコンとを含む相電流検出装置であって、
電流検出出力とマイコンのグランドとにコモンモードチョークコイルを挿入してあることを特徴とする相電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出する相電流検出装置に関する。
背景技術
従来から、インバータによりモータを駆動するモータ駆動装置において、モータの相電流を検出する装置として、出力パルスを変形して測定可能な出力に変えるものが提案されている。
前記の構成を採用した場合には、リンギングによる電流測定誤差、パルス出力時間の延長による波形歪、運転範囲の縮小、異音の発生などの不都合が発生する。
特に、リンギングについては、解析的な手法が全く提案されていなかったため、リンギングの削減が困難であり、高速な反応ができず、または、測定精度を高めることができないという不都合がある。
また、ＤＣリンクを流れるパルス電流をシャント抵抗を用いて検出することも可能であると考えられるけれども、ノイズの影響を低減し、測定精度を高めることが困難であり、しかも、シャント抵抗のインダクタンスによるピーク電圧のため、長いパルス以外は電流検出を行うことができないという不都合がある。したがって、シャント抵抗を用いて相電流を検出することは実用化されていなかった。
発明の開示
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、リンギングを抑制して電流の取り込みを高速に、かつ高精度に達成することができる相電流検出装置を提供することを目的としている。
また、シャント抵抗を用いて高精度に相電流を検出することができる相電流検出装置を提供することを他の目的としている。
請求項１の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモニタの相電流を検出するものであって、
ＤＣリンク上の電流検出器よりもパワーデバイス側に設けられるバイパスコンデンサの容量を、スイッチングに起因するサージ電圧によりパワーデバイスが破損しない範囲で極力小さく設定したものである。
請求項２の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するものであって、
ＤＣリンク上の電流検出器よりもパワーデバイス側に設けられるバイパスコンデンサの容量を、電源側の１対のコンデンサの合成キャパシタンスとこれらのコンデンサ間の配線インダクタンスとで発生する共振現象に起因する電流検出器上の電流が電流検出器で検出可能な最小電流以下となるように設定したものである。
請求項３の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するものであって、
電源側のバイパスコンデンサからＤＣリンク上の電流検出器を通して直接パワーデバイスに電流を供給するよう構成してなるものである。
請求項４の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するものであって、
電流検出器にローパスフィルタを設け、このローパスフィルタのカットオフ周波数を、電源側のバイパスコンデンサからパワーデバイスまでの配線とパワーデバイスからモータまでの配線とモータとにより生じるリンギング周波数の成分を測定誤差の範囲で十分に抑制できる周波数に設定したものである。
請求項５の相電流検出装置は、前記ローパスフィルタとして、遮断周波数を切り替える切り替え手段を含むものを採用するものである。
請求項６の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するものであって、
所定の最小電圧ベクトル長において電流を検出可能な応答速度を持つフィルタを電流検出器に設け、このフィルタにより、電源側のバイパスコンデンサからパワーデバイスまでの配線とパワーデバイスからモータまでの配線とモータとにより生じるリンギングを抑圧可能な周波数以上になるようにインバータからモータまでの線路長を設定したものである。
請求項７の相電流検出装置は、前記フィルタとして、増幅器のスルーレートを利用してなるローパスフィルタを含むものを採用するものである。
請求項８の相電流検出装置は、前記増幅器として、リンギング周波数と最高出力電圧とを乗算して得られる値以下のスルーレートを持つものを採用するものである。
請求項９の相電流検出装置は、電流検出器に含まれる増幅器として、オペアンプで構成され、かつ帰還容量により帯域を制限されるものを採用するものである。
請求項１０の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するものであって、
電流検出器と並列にＬＣ直列共振回路で構成されたフィルタを設け、その共振周波数を、電源側のバイパスコンデンサからパワーデバイスまでの配線とパワーデバイスからモータまでの配線とモータとにより生じるリンギング周波数に合わせてあるものである。
請求項１１の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するものであって、
インバータに対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つを測定し、測定結果に基づいて、電流検出タイミング、最小電圧ベクトル長の少なくとも一方を決定する決定手段を含むものを採用するものである。
請求項１２の相電流検出装置は、前記決定手段として、インバータに対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つを、起動時にモータに直流電流を流した状態で測定するものを採用するものである。
請求項１３の相電流検出装置は、前記モータ駆動装置として、ＰＷＭ波発生を三角波比較方式により行うものを採用し、前記決定手段として、インバータに対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つの測定、および相電流検出のための電流測定を、三角波の上り、下りのそれぞれのスロープで行うものを採用するものである。
請求項１４の相電流検出装置は、前記決定手段として、相電流検出のための電流測定を間引いて、インバータに対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つの測定を行うものを採用するものである。
請求項１５の相電流検出装置は、前記モータとして、密閉型圧縮機を駆動するものを採用するものである。
請求項１６の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出するものであって、
シャント抵抗に付随するインダクタンス成分による誤差を相殺する第１フィルタを有するものである。
請求項１７の相電流検出装置は、前記第１フィルタとして、電流検出回路に要求される周波数特性の上限よりも低い周波数にポールを持つものを採用するものである。
請求項１８の相電流検出装置は、前記第１フィルタとして、シャント抵抗とシャント抵抗に付随するインダクタンス成分で作られるゼロと同じ周波数のポールを内包するものを採用するものである。
請求項１９の相電流検出装置は、シャント抵抗を流れる電流の不要な振動成分をキャンセルする第２フィルタをさらに含むものである。
請求項２０の相電流検出装置は、前記第１または第２フィルタとして、受動素子で構成され、かつシャント抵抗に直接接続されたものを採用するものである。
請求項２１の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出するものであって、
シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束によるノイズをキャンセルするノイズキャンセル手段を有するものである。
請求項２２の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出するものであって、
シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束によるノイズの影響を受けないように回路素子を実装したものである。
請求項２３の相電流検出装置は、シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束が作る平面と平行に回路素子を実装したものである。
請求項２４の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、モータ電流を検出すべくＤＣリンクに挿入されたシャント抵抗と、電流検出回路と、検出電流出力を入力とするマイコンとを含むものであって、
電流検出回路の信号グランドとマイコンのグランドとをシャント抵抗の片側で接続したものである。
請求項２５の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、モータ電流を検出すべくＤＣリンクに挿入されたシャント抵抗と、電流検出回路と、検出電流出力を入力とするマイコンとを含むものであって、
電流検出出力とマイコンのグランドとにコモンモードチョークコイルを挿入したものである。
請求項１の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、ＤＣリンク上の電流検出器よりもパワーデバイス側に設けられるバイパスコンデンサの容量を、スイッチングに起因するサージ電圧によりパワーデバイスが破損しない範囲で極力小さく設定しているので、共振による電流のリンギングを電流検出器に流さないようにして、電流検出精度を高めることができる。
請求項２の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、ＤＣリンク上の電流検出器よりもパワーデバイス側に設けられるバイパスコンデンサの容量を、電源側の１対のコンデンサの合成キャパシタンスとこれらのコンデンサ間の配線インダクタンスとで発生する共振現象に起因する電流検出器上の電流が電流検出器で検出可能な最小電流以下となるように設定しているので、測定誤差を大幅に低減し、電流測定精度を高めることができる。
請求項３の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、電源側のバイパスコンデンサからＤＣリンク上の電流検出器を通して直接パワーデバイスに電流を供給するよう構成してなるのであるから、共振電流の影響をほぼ０に押さえることができ、電流測定精度を高めることができる。
請求項４の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、電流検出器にローパスフィルタを設け、このローパスフィルタのカットオフ周波数を、電源側のバイパスコンデンサからパワーデバイスまでの配線とパワーデバイスからモータまでの配線とモータとにより生じるリンギング周波数の成分を測定誤差の範囲で十分に抑制できる周波数に設定しているので、リンギング周波数の成分を測定誤差の範囲で十分に抑制でき、電流測定精度を高めることができる。
請求項５の相電流検出装置であれば、前記ローパスフィルタとして、遮断周波数を切り替える切り替え手段を含むものを採用するのであるから、配線長などの変化に柔軟に対応できるほか、請求項４と同様の作用を達成することができる。
請求項６の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、所定の最小電圧ベクトル長において電流を検出可能な応答速度を持つフィルタを電流検出器に設け、このフィルタにより、電源側のバイパスコンデンサからパワーデバイスまでの配線とパワーデバイスからモータまでの配線とモータとにより生じるリンギングを抑圧可能な周波数以上になるようにインバータからモータまでの線路長を設定しているので、リンギング周波数の成分を十分に抑制でき、電流測定精度を高めることができる。
請求項７の相電流検出装置であれば、前記フィルタとして、増幅器のスルーレートを利用してなるローパスフィルタを含むものを採用するのであるから、請求項６と同様の作用を達成することができる。
請求項８の相電流検出装置であれば、前記増幅器として、リンギング周波数と最高出力電圧とを乗算して得られる値以下のスルーレートを持つものを採用するのであるから、請求項７と同様の作用を達成することができる。
請求項９の相電流検出装置であれば、電流検出器に含まれる増幅器として、オペアンプで構成され、かつ帰還容量により帯域を制限されるものを採用するのであるから、オーバーシュートのみならず、アンダーシュートをも大幅に低減でき、請求項１から請求項８の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項１０の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、電流検出器と並列にＬＣ直列共振回路で構成されたフィルタを設け、その共振周波数を、電源側のバイパスコンデンサからパワーデバイスまでの配線とパワーデバイスからモータまでの配線とモータとにより生じるリンギング周波数に合わせてあるのであるから、リンギングの影響を低減し、電流検出精度を高めることができる。
請求項１１の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンとに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、インバータに対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つを測定し、測定結果に基づいて、電流検出タイミング、最小電圧ベクトル長の少なくとも一方を決定する決定手段を含むものを採用するのであるから、デバイスによる遅延などの影響を低減し、電流検出精度を高めることができる。
請求項１２の相電流検出装置であれば、前記決定手段として、インバータに対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つを、起動時にモータに直流電流を流した状態で測定するものを採用するのであるから、電流値が変化せず、しかもＰＷＭ幅も変化しない状態で遅延時間を測定することができ、ひいては電流検出精度を高めることができる。
請求項１３の相電流検出装置であれば、前記モータ駆動装置として、ＰＷＭ波発生を三角波比較方式により行うものを採用し、前記決定手段として、インバータに対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つの測定、および相電流検出のための電流測定を、三角波の上り、下りのそれぞれのスロープで行うものを採用するのであるから、常に遅延時間を測定しながら電流検出を行うことができ、電流検出精度を高めることができる。
請求項１４の相電流検出装置であれば、前記決定手段として、相電流検出のための電流測定を間引いて、インバータに対する指令に対応する、少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、立ち下がり遅延時間、電流波形の少なくとも１つの測定を行うものを採用するのであるから、対称性がない方式を採用した場合であっても、適宜相電流検出を休止して遅延時間測定を行うことができ、電流検出精度を高めることができる。
請求項１５の相電流検出装置であれば、前記モータとして、密閉型圧縮機を駆動するものを採用するのであるから、密閉型圧縮機を駆動する場合にも請求項１から請求項１４の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項１６の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出するに当たって、
第１フィルタによって、シャント抵抗に付随するインダクタンス成分による誤差を相殺することができ、ひいては相電流の検出精度を高めることができる。
請求項１７の相電流検出装置であれば、前記第１フィルタとして、電流検出回路に要求される周波数特性の上限よりも低い周波数にポールを持つものを採用するのであるから、広範囲にわたってフラットな特性を達成することができ、ひいては相電流の検出精度を高めることができる。
請求項１８の相電流検出装置であれば、前記第１フィルタとして、シャント抵抗とシャント抵抗に付随するインダクタンス成分で作られるゼロと同じ周波数のポールを内包するものを採用するのであるから、広範囲にわたってフラットな特性を達成することができ、ひいては相電流の検出精度を高めることができる。
請求項１９の相電流検出装置であれば、シャント抵抗を流れる電流の不要な振動成分をキャンセルする第２フィルタをさらに含むのであるから、不要な振動成分の影響を排除することができるほか、請求項１６から請求項１８の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項２０の相電流検出装置であれば、前記第１または第２フィルタとして、受動素子で構成され、かつシャント抵抗に直接接続されたものを採用するのであるから、非線形性による誤差を生じにくく安価な構成で請求項１６から請求項１９の何れかと同様の作用を達成することができる。
請求項２１の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出するに当たって、
ノイズキャンセル手段によって、シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束によるノイズをキャンセルすることができ、相電流の検出精度を高めることができる。
請求項２２の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクを流れる電流をシャント抵抗により検出するに当たって、
回路素子の実装によって、シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束によるノイズの影響を受けないようにすることができ、相電流の検出精度を高めることができる。
請求項２３の相電流検出装置であれば、シャント抵抗、ＤＣリンクから発生する磁束が作る平面と平行に回路素子を実装したのであるから、請求項２２と同様の作用を達成することができる。
請求項２４の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、モータ電流を検出すべくＤＣリンクに挿入されたシャント抵抗と、電流検出回路と、検出電流出力を入力とするマイコンとにより相電流を検出するに当たって、
電流検出回路の信号グランドとマイコンのグランドとをシャント抵抗の片側で接続したのであるから、マイコングランドを流れる電流に拘わらず、信号グランドの電位の変化を防止でき、相電流の検出精度を高めることができる。
請求項２５の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、モータ電流を検出すべくＤＣリンクに挿入されたシャント抵抗と、電流検出回路と、検出電流出力を入力とするマイコンとにより相電流を検出するに当たって、
電流検出出力とマイコンのグランドとにコモンモードチョークコイルを挿入したのであるから、コモンモード信号の伝達を防止し、マイコングランドに流れるノイズ電流を低減して、相電流の検出精度を高めることができる。
発明を実施するための最良の形態
以下、添付図面を参照して、この発明の相電圧検出装置の実施の態様を詳細に説明する。
図１はインバータを用いるモータ駆動装置の構成を示す図であり、表１はインバータ（パワーデバイス）の出力電圧ベクトルとスイッチング素子のスイッチング状態との関係を示すものである。
2003032478.tif 000003
なお、Ｔｕ＋、Ｔｖ＋、Ｔｗ＋は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の上アームのスイッチング素子、Ｔｕ−、Ｔｖ−、Ｔｗ−は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の下アームのスイッチング素子を示し、表１において、ＯＮは、上アームのスイッチング素子がＯＮで、かつ、下アームのスイッチング素子がＯＦＦである状態を示し、ＯＦＦは、上アームのスイッチング素子がＯＦＦで、かつ、下アームのスイッチング素子が、ＯＮである状態を示している。
上記のモータ駆動装置は、交流電源１を入力とする整流回路２の出力端子間に第１コンデンサ２ａを接続し、第１コンデンサ２ａと並列に３相インバータ３を接続し、３相インバータ３の出力をモータ４に供給している。そして、３相インバータ３の入力側に並列に第２コンデンサを接続し、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間に電流検出器５を接続している。
この電流検出器５は、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間の配線に介挿されたシャント抵抗５ａと、シャント抵抗５ａの端子間電圧を入力とし、検出電流として出力する電流出力部５ｂとを有している。
したがって、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ７の場合には、モータ４の全ての端子が電源の−ライン、または＋ラインに接続されることになり、モータ４には、電流を増減させる電圧（以下、単に電圧と称する）がかからない。また、電圧ベクトルが例えばＶ１の場合には、モータのｗ相の端子が電源の＋ラインに、他の相の端子が電源の−ラインに接続されることになり、ｗ相電流を増加させる方向（ｕ相、ｖ相は負の方向）に電圧がかかることになる。
ＰＷＭの場合、電圧の大きさは、キャリア内で電圧ベクトルが出力される時間の割合によって決まるため、各相の電圧がほぼ等しい場合には、相間の電圧差に相当するきわめて短い期間の電圧ベクトルが出力されることになる（以下、これを電圧ベクトルが短いと称する）。また、出力電圧が低い時は、特に短い電圧ベクトルが出力され、モータ４に電圧のかからない電圧ベクトルＶ０、Ｖ７がキャリア内の殆どの期間を占めることになる。
第２図はモータ４への印加電圧を２次元で表したものであり、ｕ相に正、ｖ相、ｗ相に負の電圧がかけられる場合をｕ相方向と定義し、同様にｖ相方向、ｗ相方向を定義し、電圧の大きさをベクトルの長さで表している。
この場合、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は第２図のように配置され、例えば、電圧ベクトルＶ１と電圧ベクトルＶ３とで挟まれるａベクトルを出力する場合には、一般的な空間ベクトル法では、例えば、Ｖ０、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ７の順に適宜電圧ベクトルを変えながら出力する。
出力電圧を小さくする（ベクトルの長さを短くする）場合には、電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の出力時間を長くし、ａベクトルの向きを保存するためには、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３の出力時間の比率を一定に保てばよい。
ＤＣリンクから相電流を検出するに当たっては、例えば、ａベクトルを出力する際に、電圧ベクトルＶ１を出力している期間はｗ相電流がＤＣリンクを流れ（第３図中の矢印参照）、電圧ベクトルＶ３を出力している期間はｕ相電流の正負逆の電流がＤＣリンクに流れるという性質を用いて、ＤＣリンクから相電流を検出することができる｛第４図、および「ＰＷＭインバータの三相出力電流の直流側での検出法」、谷沢ほか、ＩＥａ−９４−１７（以下、参考文献と称する）、参照｝。
実際の電流検出を考えると、電流値が変化してから回路が安定するまでの過渡状態では測定できない期間がある（第５図参照）。したがって、過渡状態をできるだけ短くし、不要なパルス制限なしに電流を測定する必要がある。
第６図はこの発明の一実施態様が適用されるモータ駆動装置の構成を示す図である。
このモータ駆動装置が第１図のモータ駆動装置と異なる点は、電流検出器５よりも少し上流側において第１コンデンサ２ａと並列に接続される第３コンデンサ３ｂをさらに設けた点、および第２コンデンサ３ａの容量を、スイッチングに起因するサージ電圧によりパワーデバイスが破損しない範囲で極力小さく設定した点のみである。
上記の構成のモータ駆動装置の作用は次のとおりである。
交流電源１から入力された電力は整流回路２により整流され、第１コンデンサ２ａにより平滑化されてインバータ３に供給され、電圧ベクトルに合わせてモータ４に供給される。
そして、第２コンデンサ３ａは、インバータ３のパワーデバイスの保護のため、パワーデバイスの間近に設けられ、かつ、第２コンデンサ３ａからパワーデバイスまでのインダクタンス成分を極力小さくしている。
また、第１コンデンサ２ａは大容量のコンデンサであるため、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間の配線の長さが長い。
第７図は共振に着目して第６図を書き換えた図であり、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間に、配線に起因するインダクタンス２ｂ、２ｃが接続されている。
第７図から分かるように、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間の、配線に起因するインダクタンス２ｂ、２ｃと、第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂの合成容量との間で共振が発生し、第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂの容量を同程度（例えば、１μＦ程度）に設定していれば、電流検出器５に周期の長い、かつ大きなリンギング電流が流れてしまう。
しかし、この実施態様においては、第２コンデンサ３ａの容量を、スイッチングに起因するサージ電圧によりパワーデバイスが破損しない範囲で極力小さく設定しているので、共振による電流のリンギングを電流検出器５に殆ど流さないようにすることができ、ひいては電流検出精度を高めることができる。
また、共振電流は、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間の、配線に起因するインダクタンス２ｂ、２ｃ、モータ相電流、第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂにより定まり、電流検出器５に流れる共振電流は、第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂの容量比によって定まる（共振電流は第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂに配分されるので、第２コンデンサ３ａに流れる共振電流のみが電流検出器５に流れる）。
したがって、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間の、配線に起因するインダクタンス２ｂ、２ｃ、モータ相電流、第２コンデンサ３ａの容量および第３コンデンサ３ｂの容量が決まれば、容易に、電流検出器５に流れる共振電流による誤差を算出できるが、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間の、配線に起因するインダクタンス２ｂ、２ｃを正確に設計することは困難である。このため、電流最大時（パワーデバイスＯＮ時の電流ステップが最大の時）の共振電流による誤差を実測し、第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂの容量比を共振電流による誤差が設定された検出電流の最小値以下になるように設定することによって、測定誤差をなくすることができる。
また、前述のように、第２コンデンサ３ａの影響で、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間の、配線に起因するインダクタンス２ｂ、２ｃ、第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂによる共振電流が電流検出器５に流れ込み、誤差を生じる。一方、第２コンデンサ３ａはパワーデバイスがスイッチングに伴うピーク電圧により破壊されるのを不整でいるが、電流検出器５の前後での電圧差は僅かであるから、第３コンデンサ３ｂ、電流検出器５、パワーデバイスを極力短い配線で接続することにより、第２コンデンサ３ａの機能を第３コンデンサ３ｂに負担させ、第２コンデンサ３ａの容量を０に設定する。
この結果、共振電流が電流検出器５に流れることを防止し、共振電流の影響をほぼ０に抑制することができる。
第８図は電流検出からみたモータ駆動装置の概念的回路構成を示す図である。
第３コンデンサ３ｂ−パワーデバイス間はインダクタンス成分が支配的であり、パワーデバイス−モータ４間は容量成分が支配的である。また、モータ４は巻線により構成されており、大きなインダクタンスを持っているにも拘わらず、リンギングの周波数成分で考えると、容量分が支配的になる。さらに、モータ４はステータへの浮遊容量も持っている。このため、これらのインダクタンス、容量により共振が発生する。このときの周波数は、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間の、配線に起因するインダクタンス２ｂ、２ｃと第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂの合成容量で発生する共振現象に比して高速であり、電流検出器５を流れる電流は、図９に示すように、電圧ベクトル出力からしばらくの期間振動的になる。
また、配線長が２ｍに設定された場合の実測波形を第１０図に示す。
この観測波形では、２ｍの配線長において２００ｎｓ程度の共振周波数が観測されている。この周波数は、第１コンデンサ２ａと第３コンデンサ３ｂとの間の、配線に起因するインダクタンス２ｂ、２ｃと第２コンデンサ３ａおよび第３コンデンサ３ｂの合成容量で発生する共振現象に比して１０倍程度高速であり、前記の実施態様の対処を行ったモータ駆動装置において最も大きな誤差要因である。
また、このような波形から測定された、パワーデバイスからモータ４までの配線、および、モータ４の有無による共振周期の関係を第１１図に示す。
振動周期はモータ４の付加により一定値増加し、配線長（ケーブル長）の増加に従って直線的に増加することが分かる。第１１図では、ケーブル長２ｍから１６ｍにかけて３倍もの周期変化があり、例えば、１６ｍに合わせて遮断する周波数を低く設定すると、電流検出のための所要ベクトル長が長くなることを勘案すると、電流検出器５に形作られるフィルタは、この周波数に合わせた周波数特性を持つ必要があることが分かる。
以上から分かるように、前記の実施態様の対処を行ったモータ駆動装置において、第３コンデンサ３ｂからパワーデバイスまでの配線とパワーデバイスからモータ４までの配線とモータ４とにより生じるリンギング周波数の成分を測定誤差の範囲で十分に抑圧することができるフィルタを設けることによって、電流測定精度を一層高めることができる。
さらに、このフィルタとして、遮断周波数を切り替える手段を有するものを採用することが好ましく、周波数特性を切り替えることによって、配線長などの変化に柔軟に対応することが可能となる。
次いで、このフィルタについてさらに説明する。
なお、説明を簡単化するために、第１２図に示すＲＣ１次フィルタ回路を例にとって説明する。
このＲＣ１次フィルタ回路のステップ応答特性は第１３図に示すとおりであり、周波数特性は第１４図に示すとおりである。そして、最小ベクトル長出力時にはベクトルの最後に電流を検出するものと仮定すれば、検出タイミングにおける応答速度による許容誤差Ｅｓから、
１−Ｅｓ＝｛１−ｅｘｐ（−ｔｍｉｎ／ＣＲ）｝
（ここでｔｍｉｎは検出タイミングの時刻）
の関係を用いてＣＲの値が決定され、この値を用いてフィルタのカットオフ周波数ｆ０が算出される。ｔｍｉｎにおけるリンギングの振幅Ｖｒとリンギングによる許容誤差Ｅｓとから抑圧すべきリンギング量Ｅｓ／Ｖｒが算出され、これからリンギング周波数ｆｒが求められる。
したがって、リンギング周波数ｆｒ以上になるようにインバータ３からモータ４までの配線長を設定することによって、電流検出精度を高めることができる。
また、フィルタリングを行わない場合の実測波形を第１５図に、低速増幅器（２５Ｖ／μｓ）を用いた場合の実測波形を第１６図に、それぞれ示す。
第１５図および第１６図を参照すれば、低速増幅器を用いることでリンギングを効果的に抑制できることが分かる。換言すれば、増幅器のスルーレートを利用するローパスフィルタを用いることによって、リンギングを効果的に抑制できる。
そして、周波数ｆ、振幅Ｖｍａｘの方形波をスルーレートｆ×Ｖｍａｘ（Ｖ／ｓ）の増幅器で増幅すれば、第１７図に示すように振幅Ｖｍａｘ／２になり、これ以上の周波数成分は大きく減衰し、これ以下の周波数成分は通過する、いわゆるカットオフ周波数となる。
第１８図は電流出力部５ｂの構成の一例を示す電気回路図である。
この電流出力部５ｂは、非反転入力端子に入力信号が供給されるとともに、反転入力端子が抵抗５ｂ２を介してグランドに接続され、出力端子から出力信号を出力するオペアンプ５ｂ１と、オペアンプ５ｂ１の非反転入力端子と出力端子との間に互いに並列に接続された抵抗５ｂ３およびコンデンサ５ｂ４とを有している。
そして、コンデンサ５ｂ４を省略した場合の実測波形を第１９図に、コンデンサ５ｂ４を設けた場合の実測波形を第２０図に、それぞれ示す。第１９図および第２０図を対比すれば、コンデンサ５ｂ４を設けることによって、オーバーシュートのみならず、アンダーシュートも大幅に削減でき、しかも帯域を制限したにも拘わらず、高速化を達成できることが分かる。
第２１図はこの発明の相電流検出装置の他の実施態様が適用されるモータ駆動装置の構成を示す図である。
このモータ駆動装置が第６図のモータ駆動装置と異なる点は、シャント抵抗５ａと並列に、ＬＣ直列共振回路５ｃを接続した点のみである。なお、このＬＣ直列共振回路５ｃの共振周波数を、第３コンデンサ３ｂからパワーデバイスまでの配線とパワーデバイスからモータ４までの配線とモータ４とにより生じるリンギング周波数に合わせてある。
この構成を採用した場合には、リンギングに起因する電流をＬＣ直列共振回路５ｃによりバイパスさせることができ、電流検出精度を高めることができる。
第２２図はこの発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様が適用されるモータ駆動装置の構成を示す図である。
このモータ駆動装置が第６図のモータ駆動装置と異なる点は、電流検出器５からの電流出力をＣＰＵ７に供給し、ＣＰＵ７からのポート出力をドライバ回路７ａに供給し、ドライバ回路７ａからのドライバ出力をインバータ３（パワーデバイス）に供給した点のみである。
この構成を採用した場合には、電流検出器５はＤＣリンクに流れる電流を逐次検出してＣＰＵ７に供給する。
ＣＰＵ７は、電流検出タイミング毎に電流をサンプリングし、参考文献で示された処理により相電流を検出する。そして、速度制御や電流制御など、モータ駆動のための処理を行い、ドライバ回路７ａに出力電圧ベクトルを指定する。ドライバ回路７ａは、ＣＰＵ７の指令に従いパワーデバイスのスイッチング素子を駆動し、モータ４に電圧（電流）を供給する。参考文献は、このとき、パワーデバイスのスイッチング状態によりＤＣリンク上に相電流が現れることを利用し、相電流を検出するものであり、このモータ駆動装置も、同様にして相電流を検出することができる。
上記の構成のモータ駆動装置において相電流を検出する場合、参考文献にも示されるように、細いパルスに対する電流検出が問題となる。
きわめて細いパルスを出力する（電圧ベクトル長がきわめて短い）場合には、電流測定が不可能なため、最小パルス幅（最小電圧ベクトル長）を制限するなどの処理を行うが、最小電圧ベクトル長が長くなると出力できない電圧ベクトルが増え、電圧（電流）波形がひずむという問題が発生するため、最小電圧ベクトル長を極力短く設定する必要がある。
細いパルスに対するリンギングなどの影響の排除は上述のとおりであるが、正確な電流検出を行うためには、さらにデバイスによる遅延などを考慮して検出タイミングを電流に合わせることが必要になる。
第２３図に各部の遅延を示す。
ＣＰＵ７のポート遅延、ドライバ回路７ａの遅延、およびパワーデバイスの遅延が加算されて全体の遅延となる。第２３図には立ち上がりの遅延のみを示しているが、立ち下がりについてもどうように遅延が発生する。
通常用いられる回路では、これらの遅延はそれぞれ数百ｎｓ、総合で５００ｎｓから１μｓであり、温度、ばらつきなどにより倍程度変化する。このため、１μｓ程度以下のパルス制限を考える場合、遅延時間の変化が無視できなくなる。
このことを考慮して、ＣＰＵ７の指令に対応する少なくともＤＣリンクに流れる電流の立ち上がり遅延時間、または立ち下り遅延時間、または電流波形の１つまたは複数の関係を測定し、その結果に基づいて電流検出タイミングまたは最小電圧ベクトルを決定することによって、検出タイミングを電流に合わせることができる。
第２４図を参照してさらに説明する。
第２４図は電流波形の測定方法を説明するものであり、出力指令タイミングから各遅延を経てパワーデバイス出力が第２４図のように出力されると仮定する。
電流波形はＰＷＭ毎の繰り返し波形であるため、出力開始から出力終了までの時間は異なるものの、同様の形状の波形がＰＷＭ周期毎に繰り返して出力されると考えることができる。
このとき、ＰＷＭ毎に種々の電流検出遅延時間で電流を検出すれば、出力開始タイミングからどのような波形が出力されるかを測定することができる。立ち下がりにおいても同様に、出力終了タイミングからの遅延時間や波形を観測することができる。
したがって、総合立ち上がり遅延時間や立ち下がり遅延時間、立ち上がり時のリンギング波形などをこの操作により取得することができる。
そして、第２５図中（ａ）に示すように、
総合立ち上がり時間＋リンギング波形の収束時間（回路が安定するまでの時間）を電流検出遅延時間の下限とし、
第２５図中（ｂ）に示すように、
総合立ち上がり時間＋回路が安定するまでの時間−総合立ち下がり時間（ただし、総合立ち下がり時間は出力終了タイミングから立ち下がり始めるまでの時間）を最小ベクトル長の下限とすればよく、遅延時間によらず、確実に相電流の測定を行うことができる。もちろん、最小の値はそれぞれ下限値を用いた場合である。
ここで、この測定は第２２図の装置の電流検出器５を用いて行われているため、電流検出器５のアクイジションタイムなどの遅れは各遅延に含まれて検出されるものとしている。
また、ＣＰＵ７の指令に対する各遅延時間の測定は、起動時にモータ４に直流電流を流した状態で行うことが好ましい。この場合には、電流値が変化せず、しかもＰＷＭ幅も変化しないので、正確な測定を達成することができる。なお、起動後においては直流電流を流すことは困難であるから、起動時に行うことが必須となる。
さらに、ＰＷＭ波形発生に三角波比較方式を用い、ＣＰＵ７の指令に対応する遅延時間などの測定と相電流検出のための電流測定を上り下りのそれぞれのスロープで行うことが好ましい。
第２６図は三角波比較方式におけるＤＣリンク電流を示す図である。
Ｖｎは出力電圧ベクトルの例であり、三角波比較方式では、１つのキャリア内に互いに対称な２つの電圧ベクトルが出力され、２つの互いに対称な電流波形が観測できる。そこで、一方を相電流検出のために用い、他方を遅延時間測定のために用いることが好ましく、常に遅延時間を測定しながら相電流測定を行うことができ、電流検出精度を高めることができる。
ＰＷＭ波形発生に鋸波比較方式を用いる場合には、上記のような対称性がないため、１つのキャリア内で相電流検出と遅延時間測定とを行うことはできない。しかし、この場合には、相電流検出を適宜休止して遅延時間測定を行うことによって、電流検出精度を高めることができる。
さらに、前記の各モータ駆動装置により駆動されるモータ４によって密閉型圧縮機を駆動することができる。
ここで、密閉型圧縮機は位置センサレス（位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出する方法）により通常駆動される。そして、近年は、相電圧、相電流、および機器定数を用いて回転子の回転位置を検出する技術が発達してきているので、ＤＣリンク電流から相電圧を正確に検出できる前記の各実施態様を適用することが有効である。
また、密閉型圧縮機は冷媒および冷凍機油が封入された空間にモータを配置する構造であるから、空気中よりも誘電率が高く、第８図から第２６図の実施態様を適用することが特に有効である。
次いで、シャント抵抗を用いて相電流検出を行う実施態様を説明する。
第２７図は、シャント抵抗の等価回路を示す図であり、抵抗成分Ｒｓと寄生インダクタンスＬｓとが直列接続されている。
したがって、シャント抵抗を流れる電流をＩｓ、周波数をωとすれば、寄生インダクタンスがｊωＬｓＩｓの起電力を生じ、測定誤差を招いてしまう。この誤差は高い周波数成分ほど大きくなるため、パルス電流のような高速な電流測定を行う場合には特に大きな問題となる。
第２８図に、Ｒｓ＝０．００２５Ω、Ｌｓ＝１０ｅ−９の時のＩｓから検出される電圧（Ｒｓ＋ｊωＬｓ）Ｉｓまでの伝達関数のボード線図を示す。第２８図から、約４０ｋＨｚにゼロが存在し、それ以上の周波数において振幅が増大することが分かる。通常電流検出回路を設計する場合には、必要な電流検出帯域以上を帯域制限することで、ノイズを低減する。パルス電流を測定する場合には１ＭＨｚ程度の電流検出帯域が必要となり、このため、このようなゼロを持つシャント抵抗では高周波電流がノイズとなって正確な電流測定ができないという問題があった。
そこで、寄生インダクタンスＬｓによる起電庄をキャンセルするフィルタを電流検出器に設けることで、この影響を打ち消し、正確かつ高速な電流検出を行うことができる。
第２９図は、この回路構成の一例を示すもので，シャント抵抗の出力にＲＣフィルタを設けている。
ここで、寄生インダクタンスＬｓによる起電圧キャンセル用のコンデンサＣｃと抵抗Ｒｃとを、ＣｃＲｃ＝Ｌｓ／Ｒｓの関係を満足するように選ぶ。
このとき、シャント抵抗で発生する電圧から出力Ｖ０までの伝達関数は１／（ｊωＣｃＲｃ＋１）となる。
Ｃｃ＝０．１ｅ−６Ｆ、Ｒｃ＝４０Ωの時の伝達関数をボード線図で示すと第３０図のようになり、約４０ｋＨｚにポールが存在することが分かる。
このときの電流Ｉｓから出力Ｖ０までの伝達関数は
Ｖ０＝（Ｒｓ＋ｊωＬｓ）Ｉｓ／（１＋ｊωＣｃ（Ｒｓ＋Ｒｃ）−ω２ＬｓＣｃ）
となり、特性は第３１図に示すように１００ＭＨｚ以上までフラットな特性となり、しかも高域で減衰する特性となるためノイズの影響も無く極めて精度良く相電流を測定することが可能となる。
つまり、電流検出回路に要求される帯域（例えば１ＭＨｚ）より低い周波数（例えば４０ｋＨｚ）にポールを設定することで、１００ＭＨｚ以上のフラットな特性を得ることが出来る。
なお、ポールとゼロのずれは周波数の高低におけるゲイン差として現れるため、若干のずれを持たせることで周波数特性を所望の形に整形することも可能である。
例えばポール＞ゼロとすることで、高周波ゲイン＞低周波ゲインとし、パルス立ち上がりを強調することも可能である。しかし、ずれが大きくなりすぎると、測定誤差となるため、測定誤差とならない範囲での調整程度とすることが好ましい。
また、シャント抵抗には、リンギング電流等の測定の妨げとなる電流成分が流れており、この成分をさらにフィルタリングすることで、誤差の極めて少ない高精度な測定を達成することができる。第３２図に寄生インダクタンスＬｓをキャンセルした場合、第３３図に不要な振動成分をキャンセルした場合の実機測定波形を示す。第３２図、第３３図から分かるように２種のフィルタリングを施すことによって極めて良好な電流測定が可能である。
前述したようにシャント抵抗に寄生するインダクタンス成分のために数十ｋＨｚ程度のゼロが発生する場合がある。このために数ＭＨｚの成分を持つパルス電流を測定した場合には大きなピーク電圧が発生し、これを増幅器等の能動素子に直接入力した場合、アンプのスルーレートやダイナミックレンジの制限の影響を受けて正確に増幅が行えないか、または、非常に高価な回路構成を用いる必要が生じる。
そこで、予めフィルタを通して測定に適した波形に整形した後、増幅器等の能動素子に入力することにより、上述の問題を生じることなく電流測定が可能になる。
また、ダイナミックレンジを大きく取った増幅器等の能動素子の後段にフィルタを設置することも考えられるが、フィルタは集積化が難しいので、電流検出器を集積化する場合に問題となる。この場合にも前記フィルタは極めて良好な電流波形を観測できるため、フィルタをシャント抵抗の直近に設置することでフィルタ以降の回路を集積化することができる。
また、第３４図に示すように、シャント抵抗に電流を流すとその周辺には磁束が発生する。そして、この磁束がシャント抵抗両端と増幅器などの回路とで形作られるループ内を通過すると起電力が発生し、ノイズとなって測定誤差を生じる。このため通常はループを極力小さく設計することによってこのノイズを削減するが、シャント抵抗の大きさ等の制約や増幅器の設置場所に関する制約などからループ削減には限界がある。しかし、鎖交磁束による起電力を打ち消すノイズキャンセル部を設けることによりノイズの削減を図ることができる。
第３５図にその一例を示す。ここでは配線によって形作られるループをクロスさせ、シャント抵抗側と増幅器側とで磁束をキャンセルする横成を採用している。したがって、鎖交磁束による起電力を打ち消して電流検出精度を高めることができる。
第３６図に磁束によるノイズを受けない実装構造を示す。ここでは電流による磁束が作る平面に対して平行に回路を配置することによって磁束の影響を受けない構造を達成している。
また、第３７図に示すような配線（従来から一般に行われている配線）を行った場合にはノイズ電流と配線上の寄生抵抗により測定電流に誤差を生じる。電流検出回路の入力で発生するノイズは、前記ノイズキャンセル部を設けること、ノイズを受けないような、もしくはノイズを回避できるような実装構造を採用することによって削減できるが、マイコングランドを流れるノイズ電流を削減することは容易ではない。そこで、第３８図に示すように電流検出回路の信号グランドとマイコングランドをシャント抵抗の片端で接続することによって、マイコングランドを流れる電流が信号グランドの電位を変化させ、ノイズとなることを防止し、正確な電流測定を可能とすることができる。
さらに、第３９図に示すようにコモンモードチョークコイルを備えることでコモンモード信号の伝達を防ぎ、マイコングランドに流れるノイズ電流を削減し、ノイズの発生を防止することができる。
請求項１の発明は、共振による電流のリンギングを電流検出器に流さないようにして、電流検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項２の発明は、測定誤差を大幅に低減し、電流測定精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項３の発明は、共振電流の影響をほぼ０に押さえることができ、電流測定精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項４の発明は、リンギング周波数の成分を測定誤差の範囲で十分に抑制でき、電流測定精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項５の発明は、配線長などの変化に柔軟に対応できるほか、請求項４と同様の効果を奏する。
請求項６の発明は、リンギング周波数の成分を十分に抑制でき、電流測定精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項７の発明は、請求項６と同様の効果を奏する。
請求項８の発明は、請求項７と同様の効果を奏する。
請求項９の発明は、オーバーシュートのみならず、アンダーシュートをも大幅に低減でき、請求項１から請求項８の何れかと同様の効果を奏する。
請求項１０の発明は、リンギングの影響を低減し、電流検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項１１の発明は、デバイスによる遅延などの影響を低減し、電流検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項１２の発明は、電流値が変化せず、しかもＰＷＭ幅も変化しない状態で遅延時間を測定することができ、ひいては電流検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項１３の発明は、常に遅延時間を測定しながら電流検出を行うことができ、電流検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項１４の発明は、対称性がない方式を採用した場合であっても、適宜相電流検出を休止して遅延時間測定を行うことができ、電流検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項１５の発明は、密閉型圧縮機を駆動する場合にも請求項１から請求項１４の何れかと同様の効果を奏する。
請求項１６の発明は、相電流の検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項１７の発明は、広範囲にわたってフラットな特性を達成することができ、ひいては相電流の検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項１８の発明は、広範囲にわたってフラットな特性を達成することができ、ひいては相電流の検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項１９の発明は、不要な振動成分の影響を排除することができるほか、請求項１６から請求項１８の何れかと同様の効果を奏する。
請求項２０の発明は、非線形性による誤差を生じにくく安価な構成で請求項１６から請求項１９の何れかと同様の効果を奏する。
請求項２１の発明は、相電流の検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項２２の発明は、相電流の検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項２３の発明は、請求項２２と同様の効果を奏する。
請求項２４の発明は、マイコングランドを流れる電流に拘わらず、信号グランドの電位の変化を防止でき、相電流の検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
請求項２５の発明は、コモンモード信号の伝達を防止し、マイコングランドに流れるノイズ電流を低減して、相電流の検出精度を高めることができるという特有の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図は、インバータを用いるモータ駆動装置の構成を示す図である。
第２図は、モータへの印加電圧を２次元で表す図である。
第３図は、Ｖ１ベクトル出力時の電流の流れを説明する図である。
第４図は、ＤＣリンクに流れる電流を説明する図である。
第５図は、ＤＣリンクに流れる電流の実測例を示す図である。
第６図は、この発明の一実施態様が適用されるモータ駆動装置の構成を示す図である。
第７図は、共振に着目して第６図を概念的に書き換えた図である。
第８図は、電流検出からみたモータ駆動装置の概念的回路構成を示す図である。
第９図は、ＤＣリンクに流れる電流の実測例を示す図である。
第１０図は、配線長が２ｍの場合にＤＣリンクに流れる電流の実測例を示す図である。
第１１図は、ケーブル長とリンギング振動周期との関係を示す図である。
第１２図は、ＲＣ１次フィルタの構成を示す図である。
第１３図は、ＲＣ１次フィルタの応答特性を示す図である。
第１４図は、ＲＣ１次フィルタの周波数特性を示す図である。
第１５図は、フィルタを省略した場合の電流波形を示す図である。
第１６図は、低速増幅器を用いた場合の電流波形を示す図である。
第１７図は、低速増幅器による電流波形を示す図である。
第１８図は、期間容量により帯域を制限した増幅器の構成を示す図である。
第１９図は、コンデンサを省略した場合の電流波形を示す図である。
第２０図は、コンデンサを設けた場合の電流波形を示す図である。
第２１図は、この発明の相電流検出装置の他の実施態様が適用されるモータ駆動装置の構成を示す図である。
第２２図は、この発明の相電流検出装置のさらに他の実施態様が適用されるモータ駆動装置の構成を示す図である。
第２３図は、各部の遅延時間を説明する図である。
第２４図は、電流波形の測定を説明する図である。
第２５図は、電流の検出を説明する図である。
第２６図は、三角波比較方式を採用した場合のＤＣリンク電流を示す図である。
第２７図は、シャント抵抗の等価回路図である。
第２８図は、シャント抵抗の特性を示す図である。
第２９図は、シャント抵抗に対するフィルタの接続状態を示す電気回路図である。
第３０図は、インダクタンスキャンセルフィルタの特性を示す図である。
第３１図は、インダクタンスキャンセルフィルタを持つ電流検出回路の特性を示す図である。
第３２図は、寄生インダクタンスをキャンセルした状態での電流測定波形を示す図である。
第３３図は、不要な振動成分をキャンセルした状態での電流測定波形を示す図である。
第３４図は、ノイズキャンセル対策を施していない状態において、シャント抵抗と増幅器との間のループと発生磁束との関係を説明する図である。
第３５図は、シャント抵抗と増幅器との間のループをクロスさせて、シャント抵抗側と増幅器側とで磁束をキャンセルする状態を説明する図である。
第３６図は、磁束が作る平面と平行に増幅器を実装した状態を示す図である。
第３７図は、電流検出回路の信号グランドとマイコンのグランドとの従来の接続状態を示す図である。
第３８図は、電流検出回路の信号グランドとマイコンのグランドとをシャント抵抗の片側で接続した状態を示す電気回路図である。
第３９図は、検出電流出力とマイコンのグランドとにコモンモードチョークコイルを挿入した状態を示す電気回路図である
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【国際調査報告】
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