(57)【要約】高周波信号が印加されるベース端子を有し、エミッタ接地増幅器として動作する第１のトランジスタを含み、第１の電流モードでアクティブである第１の増幅回路と、第１のトランジスタのベース端子に接続されており高周波信号が印加されるベース端子と第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子とを有し、エミッタ接地増幅器として動作する第２のトランジスタを含み、第２の電流モードでアクティブである、第１の増幅回路と実質的に同等の利得を有する第２の増幅回路とを備えたので、マイクロ波回路は利得を変化させることなく低電流の第１の電流モードと高電流の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。
2003079542.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号が印加されるベース端子を有し、エミッタ接地増幅器として動作する第１のトランジスタを含み、第１の電流モードでアクティブである第１の増幅手段と、
上記第１のトランジスタのベース端子に接続されており上記高周波信号が印加されるベース端子と上記第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子とを有し、エミッタ接地増幅器として動作する第２のトランジスタを含み、第２の電流モードでアクティブである、上記第１の増幅手段と実質的に同等の利得を有する第２の増幅手段とを備えたマイクロ波回路。
【請求項２】
第１の増幅手段は第１の電流モードのみでアクティブであり、第２の増幅手段は第２の電流モードのみでアクティブであることを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。
【請求項３】
第１の増幅手段は第１の電流モードおよび第２の電流モードでアクティブであり、第２の増幅手段は第２の電流モードのみでアクティブであることを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。
【請求項４】
第１の増幅手段は、第１のトランジスタのエミッタ端子とグランド間に接続され、印加される制御信号に応じて上記第１のトランジスタのエミッタ端子と上記グランド間を接続するか切断するスイッチを備えており、第２の増幅手段は、第２のトランジスタのエミッタ端子とグランドの間に接続され、印加される制御信号に応じて上記第２のトランジスタのエミッタ端子と上記グランド間を接続するか切断するスイッチを備えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。
【請求項５】
第１および第２の増幅手段の少なくともいずれか一方は、当該増幅手段に含まれるスイッチに並列に接続されたコンデンサを含むことを特徴とする請求の範囲第４項記載のマイクロ波回路。
【請求項６】
第１および第２の増幅手段の少なくともいずれか一方は、当該増幅手段に含まれるトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子間に接続された抵抗を含むことを特徴とする請求の範囲第４項記載のマイクロ波回路。
【請求項７】
第１の増幅手段の第１のトランジスタのエミッタ端子はグランドに接続されており、第２の増幅手段は、第２のトランジスタのエミッタ端子とグランドの間に接続され、印加される制御信号に応じて上記第２のトランジスタのエミッタ端子と上記グランド間を接続するか切断するスイッチを備えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。
【請求項８】
第２の増幅手段は、スイッチに並列に接続されたコンデンサを含むことを特徴とする請求の範囲第７項記載のマイクロ波回路。
【請求項９】
第２の増幅手段は、第２のトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子間に接続された抵抗を含むことを特徴とする請求の範囲第７項記載のマイクロ波回路。
【請求項１０】
第１の増幅手段は、第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する第１の電界効果トランジスタを備え、第２の増幅手段は、第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する第２の電界効果トランジスタを備えたことを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。
【請求項１１】
第１および第２の増幅手段の少なくともいずれか一方は、当該増幅手段に含まれるトランジスタのベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたことを特徴とする請求の範囲第１０項記載のマイクロ波回路。
【請求項１２】
第１の増幅手段は、第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第３のトランジスタを備え、第２の増幅手段は、第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第４のトランジスタを備えたことを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。
【請求項１３】
第１および第２の増幅手段の少なくともいずれか一方は、当該増幅手段に含まれるトランジスタのベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたことを特徴とする請求の範囲第１２項記載のマイクロ波回路。
【請求項１４】
第１および第２の増幅手段は、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する電界効果トランジスタを共有することを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。
【請求項１５】
第１および第２のトランジスタの互いに接続されたベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたことを特徴とする請求の範囲第１４項記載のマイクロ波回路。
【請求項１６】
第１および第２の増幅手段は、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第３のトランジスタを共有することを特徴とする請求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。
【請求項１７】
第１および第２のトランジスタの互いに接続されたベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたことを特徴とする請求の範囲第１６項記載のマイクロ波回路。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、ＷＣＤＭＡ方式などの通信方式に準拠する広帯域通信端末などにおいて、２つの電流モード間を切り替え可能なマイクロ波回路に関するものである。
背景技術
第１図は電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ大会（２００１年）予稿集ｐ．２８１〜２８３に記載された、ＣＤＭＡ方式に代表される広帯域通信端末に用いられる従来のマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、３１は高周波信号が印加される入力端子であり、３２は高周波信号が外部へと出力される出力端子であり、３３，３４はカスコード増幅器を構成する第１および第２の増幅用トランジスタであり、３５は第１および第２の増幅用トランジスタ３３，３４のベース端子へバイアスを供給するバイアス回路であり、３６は第３のモードでバイパス経路を接続して入力端子３１を介して入力された高周波信号をバイパスさせて出力端子３２を介して出力するように制御するとともに、第１のモードであるか第２のモードであるかに応じてバイアス回路３５を制御するＤＣ制御回路であり、３７はＤＣ制御回路３６からの制御信号に応じてオン、オフするスイッチであり、３８，３９はカスコード増幅器を安定化するために第２の増幅用トランジスタ３４のコレクタ端子から第１の増幅用トランジスタ３３のベース端子へＡＣ成分をフィードバックする、直列に接続された抵抗、コンデンサであり、４０は一端が第２の増幅用トランジスタ３４のベース端子に接続され他端が接地された直流成分カット用のコンデンサである。
次に動作について説明する。
第１図に示す従来のマイクロ波回路では、カスコード増幅器が、入力端子３１を介して第１の増幅用トランジスタ３３のベース端子に入力された高周波信号を第１および第２の増幅用トランジスタ３３，３４により増幅した後、第２の増幅用トランジスタ３４のコレクタ端子に接続された出力端子３２を介して出力する。
この従来のマイクロ波回路は、高利得で高電流の第１のモードと、高利得で低電流の第２のモードと、低利得の第３のモードとを有している。ＤＣ制御回路３６は、第１のモードまたは第２のモードでは、制御信号を非アクティブにしてスイッチ３７をオフにするとともに、第１のモードであるかまたは第２のモードであるかに応じて第１および第２の増幅用トランジスタ３３，３４のベース端子へ供給するバイアスの調整を行い、カスコード増幅器のバイアス電流を変化させる。すなわち、マイクロ波回路は、ＤＣ制御回路３６によりカスコード増幅器のバイアスポイントを変化させることにより、高利得で高電流の第１のモードと高利得で低電流の第２のモードとの間で切り替えを行うことができる。他方、ＤＣ制御回路３６は、第３のモードでは、制御信号をアクティブにしてスイッチ３７をオンしてバイパス経路を接続するので、入力端子３１を介して入力された高周波信号はカスコード増幅器をバイパスして出力端子３２を介して出力する。
従来のマイクロ波回路は以上のように構成されているので、カスコード増幅器のバイアスポイントを変化させることで高利得で高電流の第１のモードと高利得で低電流の第２のモードとの間で切り替えを行うことができるが、バイアスポイントを変化させるので第１および第２のモードの切り替え時に利得を一定に維持できないという課題があった。特に、ＷＣＤＭＡ方式などの通信方式では、同時双方向通信（デュープレクス通信）を実現するために、使用する周波数帯域を分離するＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）と同一周波数帯域を時間で分離するＴＤＤ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）の２つの方式があるが、ＦＤＤでは送受信が同時に行われるので、基地局との距離によっては送信波が受信に影響を与えてしまい、例えば、基地局との距離が遠い場合には送信波のレベルに比べて受信波のレベルは小さいので、受信波の増幅回路において電流を大きくしなければ歪特性などの特性をスペックどおりに維持することができないという課題がある。したがって、送信波がある場合には電流を大きくして歪特性などの特性を維持し、逆に送信波が無く受信のみの場合には利得を維持しつつ増幅回路の電流を低下させることにより効率を向上させることが好ましい。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、送信時であるか否かに応じて、同等な利得を有するが異なるバイアス電流のトランジスタをそれぞれ備えた２つの増幅回路を切り替えて使用することにより、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替え可能なマイクロ波回路を得ることを目的とする。
発明の開示
この発明に係るマイクロ波回路は、高周波信号が印加されるベース端子を有し、エミッタ接地増幅器として動作する第１のトランジスタを含み、第１の電流モードでアクティブである第１の増幅回路と、第１のトランジスタのベース端子に接続されており高周波信号が印加されるベース端子と第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子とを有し、エミッタ接地増幅器として動作する第２のトランジスタを含み、第２の電流モードでアクティブである、第１の増幅回路と実質的に同等の利得を有する第２の増幅回路とを備えたものである。
このことによって、利得を変化させることなく低電流の第１の電流モードと高電流の第２の電流モードとの間を切り替えることができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が第１の電流モードのみでアクティブであり、第２の増幅回路が第２の電流モードのみでアクティブであるものである。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が第１の電流モードおよび第２の電流モードでアクティブであり、第２の増幅回路が第２の電流モードのみでアクティブであるものである。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が、第１のトランジスタのエミッタ端子とグランド間に接続され、印加される制御信号に応じて第１のトランジスタのエミッタ端子とグランド間を接続するか切断するスイッチを備えており、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのエミッタ端子とグランドの間に接続され、印加される制御信号に応じて第２のトランジスタのエミッタ端子とグランド間を接続するか切断するスイッチを備えているものである。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路の少なくともいずれか一方は、当該増幅回路に含まれるスイッチに並列に接続されたコンデンサを含むものである。
このことによって、スイッチがオンした場合には、コンデンサは高周波成分を通過させるので、第１または第２のトランジスタのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路の少なくともいずれか一方は、当該増幅回路に含まれるトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子間に接続された抵抗を含むものである。
このことによって、抵抗が第１または第２のトランジスタのエミッタ端子の電位を一定に維持するので、マイクロ波回路が誤動作することを防止することができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路の第１のトランジスタのエミッタ端子はグランドに接続されており、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのエミッタ端子とグランドの間に接続され、印加される制御信号に応じて第２のトランジスタのエミッタ端子とグランド間を接続するか切断するスイッチを備えているものである。
この発明に係るマイクロ波回路は、第２の増幅回路が、スイッチに並列に接続されたコンデンサを含むものである。
このことによって、スイッチがオンした場合には、コンデンサは高周波成分を通過させるので、第２のトランジスタのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子間に接続された抵抗を含むものである。
このことによって、抵抗が第２のトランジスタのエミッタ端子の電位を一定に維持するので、マイクロ波回路が誤動作することを防止することができる効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が、第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する第１の電界効果トランジスタを備え、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する第２の電界効果トランジスタを備えたものである。
このことによって、第１および第２の増幅回路の利得が増大する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路の少なくともいずれか一方が、当該増幅回路に含まれるトランジスタのベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたものである。
このことによって、第１または第２のトランジスタの利得を安定化する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１の増幅回路が、第１のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第３のトランジスタを備え、第２の増幅回路が、第２のトランジスタのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第４のトランジスタを備えたものである。
このことによって、第１および第２の増幅回路の利得が増大する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路の少なくともいずれか一方が、当該増幅回路に含まれるトランジスタのベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたものである。
このことによって、第１または第２のトランジスタの利得を安定化する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路が、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたコレクタ端子に接続されたソース端子と接地されたゲート端子とを有する電界効果トランジスタを共有するものである。
このことによって、第１および第２の増幅回路の利得が増大する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたものである。
このことによって、第１および第２のトランジスタの利得を安定化する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２の増幅回路が、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と接地されたベース端子とを有する第３のトランジスタを共有するものである。
このことによって、第１および第２の増幅回路の利得が増大する効果がある。
この発明に係るマイクロ波回路は、第１および第２のトランジスタの互いに接続されたベース端子とコレクタ端子の間に直列に接続された抵抗とコンデンサとを備えたものである。
このことによって、第１および第２のトランジスタの利得を安定化する効果がある。
発明を実施するための最良の形態
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の実施について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
第２図はこの発明の実施の形態１によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１は高周波信号が印加される入力端子であり、２は高周波信号が外部へと出力される出力端子であり、３ａはベース端子に入力端子１を介して印加される高周波信号を所定の利得で増幅するエミッタ接地増幅器として動作する第１の増幅用の接合型バイポーラトランジスタ（以下トランジスタと略す）であり、４ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子に接続されたドレイン端子と接地されたソース端子とを有し、ゲート端子が接続された第１の制御端子２０ａに印加される第１の制御信号に応じてオン、オフする、第１のスイッチとして設けられた第１の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、３ｂは第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子に接続されたベース端子と第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子とを有し、ベース端子に印加される高周波信号を所定の利得で増幅するエミッタ接地増幅器として動作する第２の増幅用トランジスタであり、４ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたドレイン端子と接地されたソース端子とを有し、ゲート端子が接続された第２の制御端子２０ｂに印加される第２の制御信号に応じてオン、オフする、第２のスイッチとして設けられた第２の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。すなわち、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂは、それらのベース端子同士が互いに接続されており、それらのコレクタ端子同士が互いに接続されている。
また、５は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子へバイアスを供給するバイアス回路であり、６ａは入力端子１に接続される外部回路とマイクロ波回路とのインピーダンス整合を行う第１の整合回路であり、６ｂは出力端子２に接続される外部回路とマイクロ波回路とのインピーダンス整合を行う第２の整合回路である。なお、この実施の形態１では、第１の増幅手段は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａと第１のＦＥＴ４ａとを含んでおり、第２の増幅手段は、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂと第２のＦＥＴ４ｂとを含んでいる。
この発明の実施の形態１によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの利得が同等になるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約５ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
この実施の形態１によるマイクロ波回路では、入力端子１に印加された高周波信号が第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力される。第１の電流モードでは、アクティブな第１の制御信号が第１の制御端子２０ａを介して第１のＦＥＴ４ａのゲート端子に印加されており、この結果、第１のＦＥＴ４ａはオン状態となっている。これにより、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第１のＦＥＴ４ａがオン状態の場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａは、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、第２のＦＥＴ４ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな第２の制御信号が第２の制御端子２０ｂを介して第２のＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加されており、この結果、第２のＦＥＴ４ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第２のＦＥＴ４ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第２の増幅用トランジスタ３ｂは、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第２の電流モードでは、第１のＦＥＴ４ａはオフ状態となっており、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第１の増幅用トランジスタ３ａは増幅器として動作しない。
以上のように、この実施の形態１によれば、マイクロ波回路は、第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態１によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化される。
この実施の形態１には多くの変形例があり得る。一変形例では、第１の電流モードにおいて第１の増幅用トランジスタ３ａのみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがアクティブとなるように構成される。この変形例では、第１の増幅用トランジスタ３ａはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約２ｍＡになるように構成される。したがって、第１の電流モードでは第１の増幅用トランジスタ３ａの直流バイアス電流に相当する約３ｍＡの電流が流れ、第２の電流モードでは、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの直流バイアス電流の和に相当する約５ｍＡの電流が流れる。上記説明から明らかなように、この実施の形態１によるマイクロ波回路は３つの電流モード間で切り替え可能に構成され得る。すなわち、第１の電流モードにおいて第１の増幅用トランジスタ３ａのみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第２の増幅用トランジスタ３ｂのみがアクティブとなり、第３の電流モードにおいて第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがアクティブとなるように構成される。
第３図はこの実施の形態１の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７ａは第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間に並列に接続された第１の直流成分カット用のコンデンサであり、７ｂは第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された第２の直流成分カット用のコンデンサである。第２図の上記実施の形態１では、第１のＦＥＴ４ａがオン状態に切り替えられた場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、第１のＦＥＴ４ａは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、第１のＦＥＴ４ａと並列に接続されたコンデンサ７ａは高周波成分を通過させるので、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。他方、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作する場合、同様に、第２のＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７ｂは高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。なお、必ずしも第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂに並列に直流成分カット用のコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂのいずれか一方のみに並列に直流成分カット用のコンデンサを設けるようにしてもよい。
第４図はこの実施の形態１の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、８ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子−エミッタ端子間に接続された第１の抵抗であり、８ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に接続された第２の抵抗である。第１のＦＥＴ４ａがオン状態に切り替えられた場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、第１のＦＥＴ４ａは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、第３図の変形例と同様に、第１のＦＥＴ４ａと並列に接続されたコンデンサ７ａは高周波成分を通過させるので、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。一方、第１のＦＥＴ４ａがオフ状態に切り替えられた場合には、第２図および第３図に示すマイクロ波回路では、第１のＦＥＴ４ａは等価的に容量となり、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子の電位が不定（フローティング）となってしまい、その結果、第１の増幅用トランジスタ３ａが完全にオフしないなどマイクロ波回路が誤動作する可能性がある。これに対して、この変形例では、第１のＦＥＴ４ａがオフ状態に切り替えられた場合に、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子−エミッタ端子間に挿入された第１の抵抗８ａが第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子の電位を一定に維持するので、マイクロ波回路が誤動作することを防止することができる。
他方、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作する場合、同様に、第２のＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７ｂは高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。一方、第２のＦＥＴ４ｂがオフ状態に切り替えられた場合、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に挿入された第２の抵抗８ｂが第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子の電位を一定に維持する。この結果、第２の増幅用トランジスタ３ｂは完全にオフ状態となりマイクロ波回路が誤動作することを防止することができる。
なお、必ずしも第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に抵抗をそれぞれ設ける必要はなく、第５図に示すように、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間のみに抵抗を設けるようにしてもよい。なお、これに代わって、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子−エミッタ端子間のみに抵抗を設けるようにしてもよいのは言うまでもない。
また、上記説明から明らかなように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子にそれぞれ接続された第１および第２のスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子は別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
実施の形態２．
第６図はこの発明の実施の形態２によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第２図と同一の符号は上記実施の形態１によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。
第６図と第２図との比較からわかるように、この実施の形態２によるマイクロ波回路では、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されており、第１のＦＥＴ４ａが省略されている。なお、この実施の形態２では、第１の増幅手段は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａを含んでおり、第２の増幅手段は、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとＦＥＴ４ｂとを含んでいる。
上記実施の形態１と同様に、この発明の実施の形態２によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの利得が同等になるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。但し、上記実施の形態１の場合と異なり、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されているので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、実施の形態２によるマイクロ波回路は第１および第２の電流モード間で切り替えられることになる。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約２ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
この実施の形態２によるマイクロ波回路では、入力端子１に印加された高周波信号が第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力される。第１の電流モードでは、アクティブな制御信号は制御端子２０ｂには印加されておらず、したがって、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブでありエミッタ接地増幅器として動作しない。他方、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いている。したがって、第１の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａは、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな制御信号が制御端子２０ｂを介してＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加されており、この結果、ＦＥＴ４ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、ＦＥＴ４ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂもアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作する。他方、上記したように、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いている。したがって、第２の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流との和に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂはともに、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号をそれぞれの所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。
以上のように、この実施の形態２によれば、マイクロ波回路は、ＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態２によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化される。
この実施の形態２には多くの変形例があり得る。第７図はこの実施の形態２の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に並列に接続された直流成分カット用のコンデンサである。ＦＥＴ４ｂがオン状態に切り替えられた場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、ＦＥＴ４ｂは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、ＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７は高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
第８図はこの実施の形態２の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、８は第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に接続された抵抗である。ＦＥＴ４ｂがオン状態に切り替えられた場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、ＦＥＴ４ｂは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、第７図の変形例と同様に、ＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７は高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。一方、ＦＥＴ４ｂがオフ状態に切り替えられた場合には、第６図および第７図に示すマイクロ波回路では、ＦＥＴ４ｂは等価的に容量となり、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子の電位が不定（フローティング）となってしまい、その結果、第２の増幅用トランジスタ３ｂが完全にオフしないなどマイクロ波回路が誤動作する可能性がある。これに対して、この変形例では、ＦＥＴ４ｂがオフ状態に切り替えられた場合に、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子−エミッタ端子間に挿入された抵抗８が第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子の電位を一定に維持するので、マイクロ波回路が誤動作することを防止することができる。
また、上記説明から明らかなように、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子は別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
実施の形態３．
第９図はこの発明の実施の形態３によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第２図と同一の符号は上記実施の形態１によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。また、第９図において、９ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続されたソース端子と、第３の制御端子２１ａに接続されたゲート端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたドレイン端子とを有する第３のＦＥＴであり、９ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続されたソース端子と、第４の制御端子２１ｂに接続されたゲート端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたドレイン端子とを有する第４のＦＥＴであり、１０ａは一端が第３のＦＥＴ９ａのゲート端子に接続され他端が接地された直流成分カット用のコンデンサであり、１０ｂは一端が第４のＦＥＴ９ｂのゲート端子に接続され他端が接地された直流成分カット用のコンデンサである。
第９図から明らかなように、この発明の実施の形態３によるマイクロ波回路は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａとこれに直列に接続された第３のＦＥＴ９ａとを含む第１のカスコード増幅器（第１の増幅手段）と、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとこれに直列に接続された第４のＦＥＴ９ｂとを含む第２のカスコード増幅器（第２の増幅手段）とを備える。この結果、この実施の形態３によるマイクロ波回路は、上記実施の形態１，２と比較してより大きな利得を有することになる。
上記実施の形態１，２と同様に、この実施の形態３によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２のカスコード増幅器の利得が等しくなるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。この際、好ましくは、第３および第４のＦＥＴ９ａ，９ｂの利得は等しくなるように設定される。そして、例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約５ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
この実施の形態３によるマイクロ波回路では、入力端子１に印加された高周波信号が第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力される。第１の電流モードでは、アクティブな第１の制御信号が第１の制御端子２０ａを介して第１のＦＥＴ４ａのゲート端子に印加されるとともに、アクティブな第３の制御信号が第３の制御端子２１ａを介して第３のＦＥＴ９ａのゲート端子に印加される。この結果、第１のＦＥＴ４ａおよび第３のＦＥＴ９ａはオン状態となっている。これにより、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第１および第３のＦＥＴ４ａ，９ａがオン状態の場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第１のカスコード増幅器はアクティブである。この結果、第１のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａと第３のＦＥＴ９ａとを含む第１のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第３のＦＥＴ９ａのドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、第２および第４のＦＥＴ４ｂ，９ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第１の電流モードでは第２のカスコード増幅器は動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな第２の制御信号が第２の制御端子２０ｂを介して第２のＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加されるとともに、アクティブな第４の制御信号が第４の制御端子２１ｂを介して第４のＦＥＴ９ｂのゲート端子に印加される。この結果、第２のＦＥＴ４ｂおよび第４のＦＥＴ９ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第２および第４のＦＥＴ４ｂ，９ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第２のカスコード増幅器はアクティブである。この結果、第２のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第３の増幅用トランジスタ３ｂと第４のＦＥＴ９ｂとを含む第２のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第４のＦＥＴ９ｂのドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第２の電流モードでは、第１および第３のＦＥＴ４ａ，９ａはオフ状態となっており、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第１の増幅用トランジスタ３ａは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第２の電流モードでは第１のカスコード増幅器は動作しない。
以上のように、この実施の形態３によれば、マイクロ波回路は、第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂのオン／オフと同期して、第３および第４のＦＥＴ９ａ，９ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態３によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化される。
この実施の形態３には多くの変形例があり得る。一変形例では、第１の電流モードにおいて第１のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第１および第２のカスコード増幅器がアクティブとなるように構成される。この変形例では、第１の増幅用トランジスタ３ａはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約２ｍＡになるように構成される。したがって、第１の電流モードでは第１の増幅用トランジスタ３ａの直流バイアス電流に相当する約３ｍＡの電流が流れ、第２の電流モードでは、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの直流バイアス電流の和に相当する約５ｍＡの電流が流れる。上記説明から明らかなように、この実施の形態３によるマイクロ波回路は３つの電流モード間で切り替え可能に構成され得る。すなわち、第１の電流モードにおいて第１のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第２のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第３の電流モードにおいて第１および第２のカスコード増幅器がアクティブとなるように構成される。
第１０図はこの実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１１ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１０ａに接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第３の増幅用トランジスタであり、１１ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１０ｂに接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第４の増幅用トランジスタである。この変形例では、第１０図に示すように、第１のカスコード増幅器が第３のＦＥＴ９ａの代わりに第３の増幅用トランジスタ１１ａを２段目として備え、第２のカスコード増幅器が第４のＦＥＴ９ｂの代わりに第４の増幅用トランジスタ１１ｂを２段目として備えている。したがって、第１のＦＥＴ４ａがオン状態になると、第１のカスコード増幅器では、第１の増幅用トランジスタ３ａがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１１ａがアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。同様に、第２のＦＥＴ４ｂがオン状態になると、第２のカスコード増幅器では、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第４の増幅用トランジスタ１１ｂがアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。
第１１図はこの実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７ａは第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサであり、７ｂは第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサである。第９図の上記実施の形態３では、第１のＦＥＴ４ａがオン状態に切り替えられた場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、第１のＦＥＴ４ａは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、この変形例では、第１のＦＥＴ４ａと並列に接続されたコンデンサ７ａは高周波成分を通過させるので、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。他方、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作する場合、同様に、第２のＦＥＴ４ｂと並列に接続されたコンデンサ７ｂは高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。なお、必ずしも第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂのソース端子−ドレイン端子間に並列にコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１３図に示すように、第２のＦＥＴ４ｂのソース端子−ドレイン端子間のみに並列にコンデンサを設けるようにしてもよい。なお、これに代わって、第１のＦＥＴ４ａのソース端子−ドレイン端子間のみに並列にコンデンサを設けるようにしてもよいのは言うまでもない。
第１２図はこの実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１２ａは第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化するために第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３ａは第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化するために抵抗１２ａの他端に接続された一端と第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサであり、１２ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化するために第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化するために抵抗１２ｂの他端に接続された一端と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサである。第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２ａおよびコンデンサ１３ａは、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第１の増幅用トランジスタ３ａが高周波で発振することを防止し、第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化する。この結果、第１の増幅用トランジスタ３ａの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。同様に、第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２ｂおよびコンデンサ１３ｂは、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第２の増幅用トランジスタ３ｂが高周波で発振することを防止し、第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化する。この結果、第２の増幅用トランジスタ３ｂの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。なお、必ずしも第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子−コレクタ端子間に安定化のための直列の抵抗およびコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１３図に示すように、第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子−コレクタ端子間のみに安定化のための直列の抵抗およびコンデンサを設けるようにしてもよい。なお、これに代わって、第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子−コレクタ端子間のみに安定化のための直列の抵抗およびコンデンサを設けるようにしてもよいのは言うまでもない。
既に実施の形態１および２で述べたように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子にそれぞれ接続された第１および第２のスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子および直流成分カット用のコンデンサ１０ａ，１０ｂは別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
また、第１１図から第１３図に示した変形例では、第１０図に示したように、第１のカスコード増幅器は第３のＦＥＴ９ａの代わりに第３の増幅用トランジスタ１１ａを２段目として備え、第２のカスコード増幅器は第４のＦＥＴ９ｂの代わりに第４の増幅用トランジスタ１１ｂを２段目として備えていてもよい。
実施の形態４．
第１４図はこの発明の実施の形態４によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第９図と同一の符号は上記実施の形態３によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。
第１４図と第９図との比較からわかるように、この実施の形態４によるマイクロ波回路では、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されており、第１のＦＥＴ４ａが省略されている。
上記実施の形態３と同様に、この発明の実施の形態４によるマイクロ波回路は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａとこれに直列に接続された第３のＦＥＴ９ａとを含む第１のカスコード増幅器（第１の増幅手段）と、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとこれに直列に接続された第４のＦＥＴ９ｂとを含む第２のカスコード増幅器（第２の増幅手段）とを備える。この結果、この実施の形態４によるマイクロ波回路は、上記実施の形態１，２と比較してより大きな利得を有することになる。
上記実施の形態３と同様に、この実施の形態４によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２のカスコード増幅器の利得が等しくなるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。この際、好ましくは、第３および第４のＦＥＴ９ａ，９ｂの利得は等しくなるように設定される。但し、上記実施の形態３の場合と異なり、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されているので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、実施の形態４によるマイクロ波回路は第１および第２の電流モード間で切り替えられることになる。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約２ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
この実施の形態４によるマイクロ波回路では、入力端子１に印加された高周波信号が第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力される。第１の電流モードでは、アクティブな制御信号は制御端子２０ｂ，２１ｂには印加されておらず、したがって、ＦＥＴ４ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブでありエミッタ接地増幅器として動作しない。ＦＥＴ９ｂもオフ状態であるので、第２のカスコード増幅器は非アクティブである。他方、アクティブな制御信号が制御端子２１ａを介してＦＥＴ９ａのゲート端子に印加されているので、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いており、第１のカスコード増幅器はアクティブである。したがって、第１の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａとＦＥＴ９ａとを含む第１のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。
増幅された高周波信号は、ＦＥＴ９ａのドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、ＦＥＴ４ｂ，９ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第１の電流モードでは第２のカスコード増幅器は動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな制御信号が制御端子２０ｂを介してＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加されるとともに、アクティブな制御信号が制御端子２１ｂを介してＦＥＴ９ｂのゲート端子に印加される。この結果、これらのＦＥＴ４ｂ，９ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、ＦＥＴ４ｂ，９ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂもアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第２のカスコード増幅器はアクティブである。この結果、第２のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。他方、第２の電流モードにおいても、アクティブな制御信号が制御端子２１ａを介してＦＥＴ９ａのゲート端子に印加されているので、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いており、第１のカスコード増幅器はアクティブである。この結果、第１のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。したがって、第２の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流との和に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第１および第２のカスコード増幅器はともに、第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力された高周波信号をそれぞれの所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、ＦＥＴ９ａ，９ｂのドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。
以上のように、この実施の形態４によれば、マイクロ波回路は、ＦＥＴ４ｂのオン／オフと同期して、第１および第２のカスコード増幅器の２段目として設けられたＦＥＴ９ａ，９ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態４によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化される。
この実施の形態４には多くの変形例があり得る。第１５図はこの実施の形態４の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１１ａは第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１０ａに接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第３の増幅用トランジスタであり、１１ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１０ｂに接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第４の増幅用トランジスタである。この変形例によるマイクロ波回路では、第１５図に示すように、第１のカスコード増幅器がＦＥＴ９ａの代わりに第３の増幅用トランジスタ１１ａを２段目として備え、第２のカスコード増幅器がＦＥＴ９ｂの代わりに第４の増幅用トランジスタ１１ｂを２段目として備えている。したがって、第１のカスコード増幅器は常にアクティブであり、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作し、第３の増幅用トランジスタ１１ａはベース接地増幅器として動作している。一方、ＦＥＴ４ｂがオン状態になると、第２のカスコード増幅器では、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し、第４の増幅用トランジスタ１１ｂはベース接地増幅器として動作する。
第１６図はこの実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサである。第１４図の上記実施の形態４では、ＦＥＴ４ｂがオン状態に切り替えられた場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、ＦＥＴ４ｂは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、この変形例では、ＦＥＴ４ｂと並列に接続された直流成分カット用のコンデンサ７は高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
第１７図はこの実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１２ａは第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化するために第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３ａは第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化するために抵抗１２ａの他端に接続された一端と第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサであり、１２ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化するために第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３ｂは第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化するために抵抗１２ｂの他端に接続された一端と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサである。第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２ａおよびコンデンサ１３ａは、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第１の増幅用トランジスタ３ａが高周波で発振することを防止し、第１の増幅用トランジスタ３ａを安定化する。この結果、第１の増幅用トランジスタ３ａの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。同様に、第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２ｂおよびコンデンサ１３ｂは、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第２の増幅用トランジスタ３ｂが高周波で発振することを防止し、第２の増幅用トランジスタ３ｂを安定化する。この結果、第２の増幅用トランジスタ３ｂの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。なお、必ずしも第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子−コレクタ端子間に安定化のための直列の抵抗およびコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１８図に示すように、第１の増幅用トランジスタ３ａのベース端子−コレクタ端子間のみに安定化のための直列の抵抗およびコンデンサを設けるようにしてもよい。なお、これに代わって、第２の増幅用トランジスタ３ｂのベース端子−コレクタ端子間のみに安定化のための直列の抵抗およびコンデンサを設けるようにしてもよいのは言うまでもない。
既に述べたように、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子および直流成分カット用のコンデンサ１０ａ，１０ｂは別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
また、第１６図から第１８図に示した変形例では、第１５図に示したように、第１のカスコード増幅器はＦＥＴ９ａの代わりに第３の増幅用トランジスタ１１ａを２段目として備え、第２のカスコード増幅器はＦＥＴ９ｂの代わりに第４の増幅用トランジスタ１１ｂを２段目として備えていてもよい。
実施の形態５．
第１９図はこの発明の実施の形態５によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第２図と同一の符号は上記実施の形態１によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。第１９図において、１４は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子に接続されたソース端子と、直流成分カット用のコンデンサ１５を介して接地されたゲート端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたドレイン端子とを有する第３のＦＥＴである。
第１９図から明らかなように、この発明の実施の形態５によるマイクロ波回路は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａとこれに直列に接続された第３のＦＥＴ１４とを含む第１のカスコード増幅器（第１の増幅手段）と、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとこれに直列に接続された第３のＦＥＴ１４とを含む第２のカスコード増幅器（第２の増幅手段）とを備える。すなわち、第１および第２のカスコード増幅器は、第３のＦＥＴ１４を共有する。この結果、この実施の形態５によるマイクロ波回路は、上記実施の形態１，２と比較してより大きな利得を有することになる。
上記実施の形態１〜４と同様に、この実施の形態５によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２のカスコード増幅器の利得が同等になるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約５ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
第１の電流モードでは、アクティブな第１の制御信号が第１の制御端子２０ａを介して第１のＦＥＴ４ａのゲート端子に印加される。この結果、第１のＦＥＴ４ａはオン状態となっている。これにより、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第１の増幅用トランジスタ３ａがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第１の増幅用トランジスタ３ａと第３のＦＥＴ１４とを含む第１のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａと第３のＦＥＴ１４を含む第１のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第３のＦＥＴ１４のドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、第２のＦＥＴ４ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第１の電流モードでは第２のカスコード増幅器は動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな第２の制御信号が第２の制御端子２０ｂを介して第２のＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加される。この結果、第２のＦＥＴ４ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第２の増幅用トランジスタ３ｂと第３のＦＥＴ１４とを含む第２のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。この場合、マイクロ波回路の消費電流は、第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第３の増幅用トランジスタ３ｂと第３のＦＥＴ１４とを含む第２のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、第３のＦＥＴ１４のドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第２の電流モードでは、第１ＦＥＴ４ａはオフ状態となっており、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第１の増幅用トランジスタ３ａは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第２の電流モードでは第１のカスコード増幅器は動作しない。
以上のように、この実施の形態５によれば、マイクロ波回路は、第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態５によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化されるうえに、第１および第２のカスコード増幅器が第３のＦＥＴ１４を共用しているので、上記実施の形態３，４に比べてさらに小型化される。
この実施の形態５には多くの変形例があり得る。一変形例では、第１の電流モードにおいて第１のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第１および第２のカスコード増幅器がアクティブとなるように構成される。この変形例では、第１の増幅用トランジスタ３ａはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流が例えば約２ｍＡになるように構成される。したがって、第１の電流モードでは第１の増幅用トランジスタ３ａの直流バイアス電流に相当する約３ｍＡの電流が流れ、第２の電流モードでは、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの直流バイアス電流の和に相当する約５ｍＡの電流が流れる。上記説明から明らかなように、この実施の形態５によるマイクロ波回路は３つの電流モード間で切り替え可能に構成され得る。すなわち、第１の電流モードにおいて第１のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第２の電流モードにおいて第２のカスコード増幅器のみがアクティブとなり、第３の電流モードにおいて第１および第２のカスコード増幅器がアクティブとなるように構成される。
第２０図はこの実施の形態５の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１６は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１５に接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第３の増幅用トランジスタである。この変形例では、第２０図に示すように、第１および第２のカスコード増幅器が、第３のＦＥＴ１４の代わりに第３の増幅用トランジスタ１６を２段目として共用している。したがって、第１のＦＥＴ４ａがオン状態になると、第１のカスコード増幅器では、第１の増幅用トランジスタ３ａがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１６がアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。同様に、第２のＦＥＴ４ｂがオン状態になると、第２のカスコード増幅器では、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１６がアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。
第２１図はこの実施の形態５の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７ａは第１のＦＥＴ４ａのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサであり、７ｂは第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサであり、１２は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化するために第１および第２の増幅用トランジスタ３ａの共通に接続されたベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化するために抵抗１２の他端に接続された一端と第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの共通に接続されたコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサである。第１９図の上記実施の形態５では、第１のＦＥＴ４ａがオン状態に切り替えられた場合には、第１の増幅用トランジスタ３ａはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、第１のＦＥＴ４ａは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、この変形例では、第１のＦＥＴ４ａと並列に接続された直流成分カット用のコンデンサ７ａは高周波成分を通過させるので、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
他方、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作する場合、同様に、第２のＦＥＴ４ｂと並列に接続された直流成分カット用のコンデンサ７ｂは高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
なお、必ずしも第１および第２のＦＥＴ４ａ，４ｂのソース端子−ドレイン端子間に並列にコンデンサをそれぞれ設ける必要はなく、第１または第２のＦＥＴ４ａまたは４ｂのソース端子−ドレイン端子間のみに並列にコンデンサを設けるようにしてもよい。
第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子−コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２およびコンデンサ１３は、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂが高周波で発振することを防止し、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化する。この結果、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。
既に実施の形態１および２で述べたように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子にそれぞれ接続された第１および第２のスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子および直流成分カット用のコンデンサ１５は別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
また、第２１図に示した変形例では、第２０図に示したように、第１および第２のカスコード増幅器は、ＦＥＴ１４の代わりに第３の増幅用トランジスタ１６を２段目として共用していてもよい。
実施の形態６．
第２２図はこの発明の実施の形態６によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、第１９図と同一の符号は上記実施の形態５によるものと同一または相当する構成要素を示しており、以下ではその説明を省略する。
第２２図と第１９図との比較からわかるように、この実施の形態６によるマイクロ波回路では、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されており、第１のＦＥＴ４ａが省略されている。
上記実施の形態５と同様に、この発明の実施の形態６によるマイクロ波回路は、少なくとも第１の増幅用トランジスタ３ａとこれに直列に接続されたＦＥＴ１４とを含む第１のカスコード増幅器（第１の増幅手段）と、少なくとも第２の増幅用トランジスタ３ｂとこれに直列に接続されたＦＥＴ１４とを含む第２のカスコード増幅器（第２の増幅手段）とを備える。すなわち、第１および第２のカスコード増幅器は、ＦＥＴ１４を共有する。この結果、この実施の形態６によるマイクロ波回路は、上記実施の形態１，２と比較してより大きな利得を有することになる。
上記実施の形態５と同様に、この実施の形態６によるマイクロ波回路は、利得を変化させることなく２つの電流モード間を切り替えできるように設計される。例えば、マイクロ波回路が適用される通信端末が高周波を送信する際に、通信端末の特性を維持するためにマイクロ波回路は入力されるその送信波を電流が約５ｍＡである高電流モードで増幅する一方で、通信端末が高周波を受信する際には、マイクロ波回路は約３ｍＡ程度の低電流モードで受信波を増幅することにより通信端末の特性を維持することができる。このために、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子とエミッタ端子の間を流れる直流バイアス電流が異なる所望の値となり且つ第１および第２のカスコード増幅器の利得が等しくなるように、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを流れる直流バイアス電流の電流密度を等しくしつつ各増幅用トランジスタのサイズが決定される。但し、上記実施の形態５の場合と異なり、第１の増幅用トランジスタ３ａのエミッタ端子は直接接地されているので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、実施の形態６によるマイクロ波回路は第１および第２の電流モード間で切り替えられることになる。例えば、約３ｍＡの電流の第１の電流モードと約５ｍＡの電流の第２の電流モードの間でマイクロ波回路が切り替えられる場合、第１の増幅用トランジスタ３ａはその直流バイアス電流が約３ｍＡになるように構成され、第２の増幅用トランジスタ３ｂはその直流バイアス電流が約２ｍＡになるように構成される。
次に動作について説明する。
第１の電流モードでは、アクティブな制御信号は制御端子２０ｂに印加されておらず、したがって、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブでありエミッタ接地増幅器として動作しない。他方、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働いている。したがって、第１の電流モードでは、常にアクティブな第１の増幅用トランジスタ３ａがエミッタ接地増幅器として働き、第１のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流に等しく、例えば約３ｍＡである。
このように、第１の電流モードでは、第１の増幅用トランジスタ３ａとＦＥＴ１４とを含む第１のカスコード増幅器は、第１の整合回路６ａを介してベース端子に入力された高周波信号を所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、ＦＥＴ１４のドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。なお、第１の電流モードでは、ＦＥＴ４ｂはオフ状態となっており、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は開放状態となっているので、バイアス回路５からバイアスが供給されているにもかかわらず第２の増幅用トランジスタ３ｂは非アクティブであり増幅器として動作しない。すなわち、第１の電流モードでは第２のカスコード増幅器は動作しない。
他方、第２の電流モードでは、アクティブな制御信号が制御端子２０ｂを介してＦＥＴ４ｂのゲート端子に印加される。この結果、ＦＥＴ４ｂはオン状態となっている。これにより、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子はＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間を介して接地される。したがって、ＦＥＴ４ｂがオン状態の場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂもアクティブとなりエミッタ接地増幅器として働き、第２のカスコード増幅器は所定の利得で入力された高周波信号を増幅する。他方、上記したように、第１の増幅用トランジスタ３ａは常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として働き、第１のカスコード増幅器は常にアクティブである。したがって、第２の電流モードでは、マイクロ波回路の消費電流は、第１の増幅用トランジスタ３ａのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流と第２の増幅用トランジスタ３ｂのコレクタ端子からエミッタ端子へと流れる直流バイアス電流との和に等しく、例えば約５ｍＡである。
このように、第２の電流モードでは、第１および第２のカスコード増幅器はともに、第１の整合回路６ａを介して第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子に入力された高周波信号をそれぞれの所定の利得で増幅する。増幅された高周波信号は、ＦＥＴ１４のドレイン端子から第２の整合回路６ｂを介して出力端子２へと出力され、外部へ取り出される。
以上のように、この実施の形態６によれば、マイクロ波回路は、ＦＥＴ４ｂをオン／オフすることにより、利得を変化させることなく低直流バイアス電流（すなわち低消費電流）の第１の電流モードと高直流バイアス電流（すなわち高消費電流）の第２の電流モードとの間を切り替えることができる。すなわち、マイクロ波回路は、２つの異なるバイアス電流で利得の等しい増幅を実現することができる。また、この実施の形態６によるマイクロ波回路では、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂがバイアス回路５を共用しているので、マイクロ波回路は小型化されるうえに、第１および第２のカスコード増幅器がＦＥＴ１４を共用しているので、上記実施の形態３，４に比べてさらに小型化される。
この実施の形態６には多くの変形例があり得る。第２３図はこの実施の形態５の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、１６は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのコレクタ端子に接続されたコレクタ端子と、直流成分カット用のコンデンサ１５に接続されたベース端子と、第２の整合回路６ｂの入力端子に接続されたエミッタ端子とを有する第３の増幅用トランジスタである。この変形例では、第２３図に示すように、第１および第２のカスコード増幅器が、ＦＥＴ１４の代わりに第３の増幅用トランジスタ１６を２段目として共用している。したがって、第１の増幅用トランジスタ３ａが常にアクティブでありエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１６も常にアクティブでありベース接地増幅器として動作する。すなわち、第１のカスコード増幅器は常にアクティブである。第２のＦＥＴ４ｂがオン状態になると、第２のカスコード増幅器では、第２の増幅用トランジスタ３ｂがアクティブとなりエミッタ接地増幅器として動作し且つ第３の増幅用トランジスタ１６がアクティブとなりベース接地増幅器として動作する。
第２４図はこの実施の形態６の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。図において、７は第２のＦＥＴ４ｂのドレイン端子−ソース端子間に接続された直流成分カット用のコンデンサであり、１２は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化するために第１および第２の増幅用トランジスタ３ａの共通に接続されたベース端子に一端が接続された抵抗であり、１３は第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化するために抵抗１２の他端に接続された一端と第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの共通に接続されたコレクタ端子に接続された他端とを有するコンデンサである。第２２図の上記実施の形態６では、ＦＥＴ４ｂがオン状態に切り替えられた場合には、第２の増幅用トランジスタ３ｂはエミッタ接地増幅器として動作するが、この場合、ＦＥＴ４ｂは等価的に抵抗に見え雑音特性に影響を与えることになる。これに対して、この変形例では、ＦＥＴ４ｂと並列に接続された直流成分カット用のコンデンサ７は高周波成分を通過させるので、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子は高周波的には直接接地されることになり、その結果、直流成分をカットすることができる。
第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのベース端子コレクタ端子間に接続された直列の抵抗１２およびコンデンサ１３は、コレクタ端子からベース端子へＡＣ成分をフィードバックし、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂが高周波で発振することを防止し、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂを安定化する。この結果、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂの利得は、温度やデバイス特性に依存しないようになる。
既に述べたように、第２の増幅用トランジスタ３ｂのエミッタ端子に接続されたスイッチはＦＥＴに限定されるものではなく、印加される制御信号に応じてオン／オフするスイッチ機能を有する回路素子であればどのようなものであってもよく、同様の効果が得られる。
また、第１および第２の増幅用トランジスタ３ａ，３ｂのエミッタ端子および直流成分カット用のコンデンサ１５は別々ではなく共通にグランドに接地されていてもよく、同様の効果が得られる。
また、第２４図に示した変形例では、第２３図に示したように、第１および第２のカスコード増幅器は、ＦＥＴ１４の代わりに第３の増幅用トランジスタ１６を２段目として共用していてもよい。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明に係るマイクロ波回路は、ＷＣＤＭＡ方式などの通信方式に準拠する広帯域通信端末などにおいて、利得を変化させることなく低電流の第１の電流モードと高電流の第２の電流モードとの間を切り替えるのに適している。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２図はこの発明の実施の形態１によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第３図はこの発明の実施の形態１の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第４図はこの発明の実施の形態１の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第５図はこの発明の実施の形態１の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第６図はこの発明の実施の形態２によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第７図はこの発明の実施の形態２の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第８図はこの発明の実施の形態２の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第９図はこの発明の実施の形態３によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１０図はこの発明の実施の形態３の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１１図はこの発明の実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１２図はこの発明の実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１３図はこの発明の実施の形態３の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１４図はこの発明の実施の形態４によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１５図はこの発明の実施の形態４の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１６図はこの発明の実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１７図はこの発明の実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１８図はこの発明の実施の形態４の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第１９図はこの発明の実施の形態５によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２０図はこの発明の実施の形態５の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２１図はこの発明の実施の形態５の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２２図はこの発明の実施の形態６によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２３図はこの発明の実施の形態６の一変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
第２４図はこの発明の実施の形態６の他の変形例によるマイクロ波回路の構成を示す概略回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【国際調査報告】
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