(57)【要約】差動対制御型可変利得増幅器において電流源（３０；３０ｂ−３０ｎ）の駆動電流量を、その利得に応じて調整する。具体的に、入力信号に従って出力信号を生成する差動段（２０，２１）の利得を決定する可変電圧源（２５）が生成する制御電圧（ＶＣＲ）に従って、この差動段の電流源トランジスタ（Ｑ２）の駆動電流量を利得が低くなるにつれてその駆動電流量が小さくなるように調整する。利得に応じた電流が消費されるだけであり、信号の歪を生じることなく消費電流を低減する。
2003028210.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
利得制御信号を制御ノードに受ける第１のトランジスタ（２１）と前記第１のトランジスタと差動対をなす第２のトランジスタ（２０）とを含み、前記利得制御信号に基づく利得を入力信号に与えて出力信号を生成する差動段、
前記差動段に結合され、前記利得に応じて前記差動段の駆動電流を可変する可変電流源回路（３０）を備える、可変利得増幅器。
【請求項２】
前記可変電流源回路（３０）は、前記差動段の利得が小さいとき前記駆動電流を小さくする、請求の範囲１記載の可変利得増幅器。
【請求項３】
前記可変電流源回路（３０）は、前記駆動電流を決定する電流源トランジスタ（Ｑ２）と、前記電流源トランジスタの駆動電流を制御する電流制御信号を前記利得制御信号から生成する制御信号生成回路（３２）とを含む、請求の範囲１記載の可変利得増幅器。
【請求項４】
前記可変電流源回路（３０）は、前記電流制御信号に基づいて電流を駆動する入力トランジスタ（３３）と、前記入力トランジスタの駆動電流によりその駆動電流が決定される第１のカレントミラー回路（３４）と、前記第１のカレントミラー回路の駆動電流によりその駆動電流が決定され、前記電流源トランジスタ（Ｑ２）と第２のカレントミラー回路を構成する出力トランジスタ（Ｑ１）とを含む、請求の範囲３記載の可変利得増幅器。
【請求項５】
前記入力信号は、前記第２のトランジスタの制御ノードに伝達される、請求の範囲１記載の可変利得増幅器。
【請求項６】
前記可変電流源回路（３０）は、前記駆動電流を決定する電流源トランジスタ（Ｑ２）を含み、
前記入力信号は、前記電流源トランジスタの制御ノードに伝達される、請求の範囲１記載の可変利得増幅器。
【請求項７】
信号の入力側（１３）から出力側（６５）の間に結合される複数段の可変利得増幅回路（１０ａ−１０ｎ）を含む可変利得増幅器であって、
前記可変利得増幅回路は、
利得制御信号を制御ノードに受ける第１のトランジスタ（２１）と、前記第１のトランジスタと差動対を構成する第２のトランジスタ（２０）とを含み、前記利得制御信号に基づく利得を入力信号に与えて出力信号を生成する差動段と、
前記差動段に結合され、前記差動段の駆動電流を決定する電流源回路（１２ａ）、３０ｂ−３０ん）とを備え、
前記複数段の可変増幅回路の初段の可変利得増幅回路を除く可変利得増幅回路の少なくとも１つの可変利得増幅回路は、対応の電流源回路（３０ｂ−３０ｎ）が、該可変利得増幅回路の利得に応じてその駆動電流が変化する、可変利得増幅器。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、可変利得増幅器に関し、特に、無線通信機において送信電力の制御のために用いられる可変利得増幅器の構成に関する。
背景技術
可変利得器（ＶＧＡ：Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）は、その利得を変更することができるため、さまざまな用途において用いられている。例えば、無線通信機においては、使用環境に応じて送信電力を制御する必要があり、このような送信信号の電力を調整するために可変利得増幅器が用いられる。
図１は、一般的な無線通信機の送信系統の構成を概略的に示す図である。図１において、無線通信機１は、音声信号または映像信号などの入力信号ＩＮに所定の処理を行なう信号処理部２と、信号処理部２により生成された信号を増幅する電力増幅器３と、電力増幅器３からの信号に従って送信信号を生成し、図示しないアンテナを介して送信する送信部４とを含む。
この信号処理部２は、入力信号に所定の符号化処理などを行なって送信信号を生成する。電力増幅器３は、無線通信機１からアンテナ（図示せず）を介して信号を送信するために、送信すべき信号の電力増幅を行なう。
送信部４は、送信制御回路を含み、電力増幅器３からの送信信号に従って、アンテナを介して送信する。
この図１に示すような無線通信機１においては、送信状況に応じて送信電力を調整する必要がある。このような送信電力の制御を行なうために、電力増幅器３として、可変利得増幅器を用い、この電力増幅器３において送信電力の制御を行なう。このような可変利得増幅器の構成としては、差動対制御型および電流源制御型の２種類がある。電流源制御型は、この可変利得増幅器の回路全体に流れる電流を制御することにより、利得を制御する。一方、差動対制御型においては、差動対を構成するトランジスタの基準トランジスタの制御ノード（ベース）に印加される電圧レベルを調整することにより、入力信号に応じて生じる出力電流の変化量を調整することにより、利得を制御する。
図２は、従来の差動対制御型可変利得増幅器の構成の一例を示す図である。図２において、可変利得増幅器は、信号入力端子１３に与えられる信号を増幅して信号出力端子１４に伝達する利得が可変な利得制御部１０と、この可変利得制御部１０の動作電流を決定する定電流源１２を含む。信号入力端子１３へ与えられる信号は、直流成分遮断用の容量素子１６を介して可変利得制御部１０へ与えられる。利得制御部１０から出力される信号は、また、直流成分遮断用の容量素子１７を介して信号出力端子１４に伝達される。
信号出力端子１４に現われる信号ＯＵＴと信号入力端子１３に与えられる入力信号ＩＮの振幅の比を、この利得制御部１０において調整する。可変利得制御部１０は、電源ノード１５とノードＮ１の間に接続される抵抗素子２２と、ノードＮ１とノードＮ２の間に接続されかつそのベースに容量素子１６を介して入力信号ＩＮを受けるＮＰＮバイポーラトランジスタ２０と、電源ノード１５とノードＮ２の間に接続され、かつベースに可変電圧源２５の出力電圧を受けるＮＰＮバイポーラトランジスタ２１を含む。
バイポーラトランジスタ２０のベースには、抵抗素子を介して電圧源６６が接続される。バイポーラトランジスタ２０および２１にはベース電流を生成するための抵抗素子が接続される。電圧源６６は電圧Ｖｘを供給し、可変電圧源２５は、電圧Ｖｘ±ΔＶを供給する。
ノードＮ１から容量素子１７を介して出力端子１４に、可変利得制御部１０の出力信号が出力される。トランジスタ２０および２１が差動段を構成し、電圧源６６の出力電圧と可変電圧源２５の出力電圧との差に応じた電流をそれぞれ流す。抵抗素子２２により、このトランジスタ２０の駆動電流（コレクタ電流）Ｉａに従ってノードＮ１に電圧信号が生成され、容量素子１７を介して信号出力端子１４に信号が伝達される。
定電流源１２は、一定の電流をノードＮ２から接地ノードへ流す。この定電流源１２の駆動電流は、バイポーラトランジスタ２０および２１をそれぞれ流れる電流ＩａおよびＩｂの和に等しい。ノードＮ１に現れる信号の電圧レベルは、ＶＣＣ−Ｉａ・Ｒ２２で表される。ここで、ＶＣＣは電源電圧を示し、Ｒ２２は、抵抗素子２２の抵抗値を示す。電流Ｉａは、入力信号の電圧レベルと電圧源６６の出力電圧の和と可変電圧源２５の出力電圧との差に応じて変化する。入力信号の電圧レベルが、可変電圧源２５の出力電圧よりも高くかつその電圧差が大きければ、バイポーラトランジスタ２０の駆動電流Ｉａが大きくなる。したがって、この可変電圧源２５の出力電圧を調整することにより、バイポーラトランジスタ２２の駆動電流（コレクタ電流）Ｉａを調整することができ、応じて、ノードＮ１に現れる信号の振幅を調整することができ、入力信号ＩＮに対する出力信号ＯＵＴの利得を調整することができる。
すなわち、この図２に示すような差動対制御型可変利得増幅器においては、電力増幅の程度は、入力信号をベースに受けるバイポーラトランジスタ２０を流れるコレクタ電流Ｉａに依存する。このコレクタ電流Ｉａは、可変電圧源２５の電圧により変化させることができる。すなわち、入力信号ＩＮの振幅が同じ場合、可変電圧源２５の出力電圧を高くした場合、バイポーラトランジスタ２１のベース電圧が高くなり、そのコレクタ電流Ｉｂが大きくなり、応じてバイポーラトランジスタ２０のコレクタ電流Ｉａを相対的に小さくすることができる。逆に、可変電圧源２５の出力電圧レベルを低下させた場合、バイポーラトランジスタ２１のコレクタ電流Ｉｂが小さくなるため、バイポーラトランジスタ２０のコレクタ電流Ｉａを大きくすることができる。したがって、この差動対制御型可変利得増幅器において、電力増幅の度合い（利得）は、可変電圧源２５の出力電圧により制御することができる。
ここで、バイポーラトランジスタのベースへ与えられる入力信号ＩＮがハイレベルのときには、バイポーラトランジスタ２０の駆動するコレクタ電流Ｉａが増大し、ノードＮ１の電圧降下量が応じて多くなり、出力信号ＯＵＴはローレベルとなる。一方、入力信号ＩＮが、ローレベルのときには、バイポーラトランジスタ２０のコレクタ電流が減少し、このノードＮ１の電圧降下量が低減され、ノードＮ１の電圧レベルはハイレベルとなる。したがって、この可変利得制御部１０は、入力信号ＩＮを反転して出力する。
この入力信号ＩＮは電圧源６６の出力電圧により、可変電圧源２５の生成する電圧よりも高い電圧レベルにバイアスされており、この入力信号ＩＮの電圧レベルと可変電圧源２５の出力電圧との差に応じで、バイポーラトランジスタ２０の駆動電流が決定される。したがって、可変電圧源２５の出力電圧が電圧源６６の出力電圧Ｖｘよりも高くされれば、入力信号ＩＮと電圧源６の出力電圧の和と可変電圧源２５の出力電圧（Ｖｘ＋ΔＶ）との差が小さくなり、バイポーラトランジスタ２０の駆動電流量が小さくなり、ノードＮ１の信号振幅が小さくなり、利得が低減される。逆に、可変電圧源２５の出力電圧が低くされると、可変電圧源２５の出力電圧（Ｖｘ−ΔＶ）と入力信号ＩＮと電圧源６６の出力電圧の和との差が大きくなり、バイポーラトランジスタ２０の駆動電流が大きくなり、ノードＮ１の信号振幅が大きくなり、利得が大きくなる。
このような可変増幅器において、１段の可変利得制御部の利得が小さく、十分に信号を増幅することができない場合、可変利得制御部１０を複数段カスケード接続して、増幅器が構成される。
図３は、２段構成の可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。図３において、この可変利得増幅器は、カスケード接続される可変利得制御部１０ａおよび１０ｂと、可変利得制御部１０ａおよび１０ｂの駆動電流をそれぞれ決定する定電流源１２ａおよび１２ｂを含む。信号入力ノード１３ａが、初段の利得制御部１０ａに結合され、出力段の利得制御部１０ｂが信号出力ノード１４ａに結合される。これらのノード１３ａおよび１４ａが、直流成分除去用の容量素子を介して信号入力端子１３および信号出力端子１４に結合される。また、可変利得制御部１０ａの出力は、直流成分を除去するための容量素子Ｃを介して可変利得制御部１０ｂの入力に結合される。
これらの可変利得制御部１０ａおよび１０ｂは、図２に示す可変利得制御部１０と同様の構成を有する。可変利得制御部１０ａおよび１０ｂそれぞれに含まれる可変電圧源は、制御端子２９に与えられる信号によりその出力電圧レベルが調整される。
この図３に示す２段構成の可変利得増幅器においては、初段の可変利得制御部１０ａは、信号入力ノード１３ａに与えられた信号を増幅し、その増幅信号を、内部出力ノード２４に伝達する。次段の可変利得制御部１０ｂは、この初段の可変利得制御部１０ａの出力ノード２４に生成された信号をその入力ノード２３に受けて増幅して、信号出力ノード１４ａから出力する。
これらの可変利得制御部１０ａおよび１０ｂの利得を、それぞれ制御端子２９からの信号に従って調整することにより、個々の可変利得制御部１０ａおよび１０ｂにおける利得Ｇが小さい場合においても、信号出力ノード１４ａに現れる信号の利得は、Ｇ・Ｇとなり、十分大きな利得の信号を生成することができる。
このような多段構成の差動対制御型可変利得増幅器において、各段の可変利得増幅器（１０ａ，１０ｂ）においては、その利得が最大となった場合においても、出力信号の歪を生じさせないようにする必要がある。したがって可変利得制御部各段においては、最大の利得での動作に必要とされる電流が、対応の定電流源（１２ａ，１２ｂ）により常時駆動される。
図４は、差動対制御型可変利得増幅器における可変利得制御部の利得および電流と制御電圧（可変電圧源の出力電圧）との関係を示す図である。図４において横軸に可変電圧源の出力電圧（制御電圧）を示し、縦軸に利得および回路に流れる電流を示す。曲線ＣＲ１が、可変利得制御部の利得を示し、直線ＣＲ２が回路を流れる電流、すなわち定電流源の駆動電流を示し、曲線ＣＲ３が、信号の歪を生じさせることなく、すなわち信号の線形性を維持して出力信号を生成するのに必要な電流を示す。
図４において示すように、利得が小さい場合には、出力信号の振幅が小さいため、必要とされる電流は小さい。一方、利得が大きい場合には、出力信号の振幅が大きくなるため、必要とされる電流量が大きくなる。したがって、利得に応じて線形性を維持して出力信号を生成するために必要な電流量は異なる。
しかしながら、差動対制御型可変利得増幅器においては、図４に示すように、利得が小さく、必要な電流量が小さい場合においても、出力信号レベルの最大時（利得最大時）に必要とされる電流と同じ大きさの電流が定電流源により駆動される。したがって、低利得動作時においては、不必要に電流が消費されている。特に、通信機能を有する携帯端末機器においては、電源として電池が用いられており、この電池の寿命の観点から、できるだけ消費電力を低減することが望まれる。
発明の開示
この発明の目的は、低消費電力の差動対制御可変型利得増幅器を提供することである。
この発明の他の目的は、低消費電力の多段構成の差動対制御型可変利得増幅器を提供することである。
この発明に係る可変利得増幅器は、利得が調整可能な差動段と、この差動段を流れる電流を決定する電流源とを有する。この電流源は、差動段の利得に応じて、その駆動電流量が調整される。
好ましくは、これらの差動段および電流源は、多段構成の可変利得増幅器において２段目以降の可変利得制御部に配置される。
電流源の駆動電流量を利得に応じて調整することにより、利得に応じた最適な電流を供給することができ、その出力信号の線形性を損なうことなく消費電流を低減することができる。これにより、最大利得に応じた電流を常時供給する必要がなく、消費電力を低減することができる。
また、多段構成の可変利得増幅器において、２段目以降の後段の可変利得制御部の駆動電流量を、その利得に応じて調整することにより、同一利得でも信号振幅が大きく、初段の可変利得制御部に比べて大きな電流を消費する２段目以降の差動段における駆動電流を低減することができ、確実に消費電力を低減することができる。
この発明の目的と他の目的および特徴は、以下に添付の図面を参照して行う、好ましい実施の形態の詳細な説明からより一層明らかとなろう。
発明を実施するための最良の形態
［実施の形態１］
図５は、この発明の実施の形態１に従う差動対制御型可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。図５において、可変利得増幅器は、入力ノード１３ａの信号を増幅する可変利得制御部１０ａと、可変利得制御部１０ａの出力信号をさらに増幅する可変利得制御部１０ｂと、可変利得制御部１０ａの出力と可変利得制御部１０ｂの入力の間に結合される直流成分を除去するための容量素子Ｃと、可変利得制御部１０ａに対して設けられ、この可変利得制御部１０ａの動作電流を決定する定電流源１２ａと、可変利得制御部１０ｂに対して設けられ、この可変利得制御部１０ｂの利得に応じてその駆動電流量が調整される可変電流源３０を含む。可変電流源３０により可変利得制御部１０ｂの動作電流が決定される。ここで、「動作電流」は、差動段のトランジスタ両者を流れる電流の和を示す。
可変利得制御部１０ａおよび１０ｂの利得は、制御端子２９に与えられる制御信号に従って調整され、また、この可変電流源３０の駆動電流量も制御端子２９に与えられる制御信号に応じて決定される。可変利得制御部１０ｂに対して、各利得の値に対応して必要とされる電流量を予め算出する。これは、可変利得制御部１０ｂの構成において、トランジスタパラメータが決定されれば、利得に応じて、信号入力部のトランジスタの駆動電流量および制御電圧（可変電圧源の出力電圧）をベースに受けるトランジスタの駆動電流を算出することができる。この算出結果に従って、可変利得制御部１０ｂの利得と、可変電流源３０の駆動電流量を、制御端子２９に与えられる制御信号により共通に調整する。
可変利得制御部１０ａおよび１０ｂは、図２に示す可変利得制御部１０と同様の構成を有し、差動トランジスタ２０および２１により、与えられた信号を増幅して出力する。
この２段目の可変利得制御部１０ｂにおいて、その利得の変化に対応して、可変電流源３０を制御する。可変利得制御部１０ｂの利得に応じて、出力信号に歪が生じず、入出力信号の線形性が維持されるのに必要な電流量だけ駆動するように、可変電流源３０の駆動電流量を調整する。可変利得制御部１０ｂにおいて利得が小さくなった場合に、この可変電流源３０の駆動電流量を必要最小限の電流量に設定することにより、可変利得制御部１０ｂにおいて不必要に電流が流れるのを防止する。
なお、入力ノード１３ａは、図２に示す信号入力端子１３に、直流カット用の容量素子１６を介して結合され、また出力ノード１４ａは、図２に示す直流カット用の容量素子１７を介して信号出力端子１４に結合される。
２段構成の可変増幅器においては、可変利得制御部１０ａおよび１０ｂ個々の利得が小さいものの、その利得の掛け合わせにより、最終的な出力信号の利得を大きくする。したがって、この最終出力信号を生成する２段目の可変利得制御部１０ｂにおいては、信号振幅を大きくとる必要があり、初段の可変利得制御部１０ａに比べて、大きな電流量を出力信号の線形性を維持するために必要とする。この最終の出力信号を生成する可変利得制御部１０ｂにおいて利得に応じてその動作電流（可変電流源３０の駆動電流）を調整することにより、従来最大利得に応じて設定される電流を大幅に低減することができ、消費電流をより低減することができる。
図６は、図５に示す可変利得制御部１０ｂの利得と動作電流と制御電圧（可変電圧源２５の出力電圧に相当）の関係を示す図である。図６において、縦軸に利得および動作電流を示し、横軸に制御電圧を示す。曲線ＣＲ４は、この利得制御部１０ｂの利得を示し、曲線ＣＲ５は、その利得に応じて信号の線形性を維持するに必要とされる動作電流量を示し、曲線ＣＲ６は可変電流源３０の駆動電流量を示す。
この図６に示すように、可変電流源３０の駆動電流量を、この各利得において必要とされる電流に従って調整することにより、必要最小限の電流が、この可変利得制御部１０ｂにおいて消費されるだけであり、最大利得に応じて設定される電流を利得の値にかかわらず供給する必要なく、消費電流を低減することができる。
図７は、図５に示す可変利得制御部１０ｂおよび可変電流源３０の構成の一例を示す図である。図７において、可変利得制御部１０ｂは、従来と同様、電源ノード１５とノードＮ１の間に接続される抵抗素子２２と、ノードＮ１とノードＮ２の間に接続されかつそのベースが入力ノード２３ａに接続されるＮＰＮバイポーラトランジスタ２０と、電源ノード１５とノードＮ２の間に接続されかつそのゲートに可変電圧ＶＣＲを受けるＮＰＮバイポーラトランジスタ２１と、制御端子２９に与えられる制御信号ＳＣに従って可変制御電圧ＶＣＲを生成する可変電圧源２５とを含む。
可変電圧源２５は、抵抗素子を介してバイポーラトランジスタ２１のベースに結合される。電圧源６６が、抵抗素子を介してノード２３ａに結合される。
ノードＮ１がノード１４ａに接続される。入力ノード２３ａが、直流遮断用の容量素子１６を介して信号入力ノード２３に接続される。出力ノード１４ａが、直流遮断用の容量素子１７を介して信号出力端子１４に接続される。
この図７に示す可変利得制御部１０ｂの構成は、従来と同じであり、可変電圧源２５の出力する制御電圧ＶＣＲと入力ノード２３ａの電圧とに従って、ＮＰＮバイポーラトランジスタ２０および２１それぞれをを介して流れる電流ＩａおよびＩｂが変化する。入力ノード２３ａの電圧は、電圧源６６の出力電圧と信号入力ノード２３から容量素子１６を介して入力ノード２３ａに与えられる信号の和で与えられる。入力ノード２３ａの信号電圧が、制御電圧ＶＣＲよりも高い電圧レベルにバイアスされている場合には、すなわち、電圧源６６の出力電圧が可変電圧源２５の出力電圧よりも高い場合には、バイポーラトランジスタ２０のコレクタ電流Ｉａが、バイポーラトランジスタ２１のコレクタ電流Ｉｂよりも大きくなる。この状態において、制御電圧ＶＣＲが高くなると、入力信号と制御電圧ＶＣＲとの差が小さくなり、バイポーラトランジスタ２０を介して流れる電流Ｉａが小さくなり、この可変利得制御部１０ｂの利得が小さくなる。一方、制御電圧ＶＣＲが低くなると、入力信号と制御電圧ＶＣＲとの差が大きくなり、バイポーラトランジスタ２０を介して流れる電流Ｉａが増大し、この可変利得制御部１０ｂの利得が大きくなる。これらのコレクタ電流ＩａおよびＩｂの和が、可変電流源３０の駆動電流により決定される。
可変電流源３０は、ノードＮ２と接地ノードの間に結合されるＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２と、制御電圧ＶＣＲに反比例した電圧を生成する制御電圧生成回路３２と、制御電圧生成回路３２の生成する電圧ＶＣＴに従って電流を駆動するＮＰＮバイポーラトランジスタ３３と、バイポーラトランジスタ３３へ駆動電流を供給するカレントミラー回路３４とを含む。
このカレントミラー回路３４は、バイポーラトランジスタ３３に電流を供給するＰチャネルＭＯＳトランジスタ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）Ｔ１と、電源ノード１５とノードＮ３の間に接続されかつそのゲートがＭＯＳトランジスタＴ１のゲートに接続されるＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ２とを含む。ＭＯＳトランジスタＴ１は、そのゲートおよびドレインがバイポーラトランジスタ３３のコレクタに接続される。
したがって、このカレントミラー回路３４においては、ＭＯＳトランジスタＴ１が、マスタ段を構成し、このＭＯＳトランジスタＴ１を流れる電流と同じ大きさの電流が、ＭＯＳトランジスタＴ２を介して流れる（ＭＯＳトランジスタＴ１およびＴ２のサイズが同じ場合）。すなわち、このＭＯＳトランジスタＴ２を介して、バイポーラトランジスタ３３のコレクタ電流のミラー電流がノードＮ３に流れる。
可変電流源３０は、さらに、ノードＮ３の電圧に従って、電源ノード１５からコレクタ電流をノードＮ４に供給するＮＰＮバイポーラトランジスタ３５と、ノードＮ３と接地ノードの間に結合されかつそのベースが抵抗素子ＲＺ１を介してノードＮ４に結合されるＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１と、ノードＮ２と接地ノードの間に結合されかつそのベースが抵抗素子ＲＺ２を介してノードＮ４に結合されるＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２を含む。このバイポーラトランジスタＱ２が、差動段トランジスタ２０および２１に対する電流源トランジスタとして機能する。
抵抗素子ＲＺ１およびＲＺ２は、バイポーラトランジスタＱ１およびＱ２のサイズ（エミッタ面積）をそれぞれＱ１およびＱ２とすると、以下の関係を満たす。
Ｑ１：Ｑ２＝１／ＲＺ１：１／ＲＺ２．
ここで、ＲＺ１およびＲＺ２は抵抗素子ＲＺ１およびＲＺ２の抵抗値を示す。
従って、抵抗素子ＲＺ１およびＲＺ２は、バイポーラトランジスタＱ１およびＱ２が同じサイズの場合、同じ抵抗値を有する。バイポーラトランジスタＱ１およびＱ２はエミッタが共通に結合されており、これらのバイポーラトランジスタＱ１およびＱ２は、カレントミラー回路を構成する（ベース−エミッタ間電圧が同じとなるため）。したがって、この差動段トランジスタ２０および２１に対する動作電流は、バイポーラトランジスタ３３の駆動電流（コレクタ電流）のミラー電流により決定される。
制御電圧生成回路３２は、可変電圧源２５の出力する制御電圧ＶＣＲと反比例的に変化する電圧を生成する。すなわち制御電圧ＶＣＲに対して、この制御電圧生成回路３２が生成する制御電圧ＶＣＴは、相反的に変化する。すなわち、可変電圧源２５の出力する制御電圧ＶＣＲが上昇すると、制御電圧生成回路３２の生成する制御電圧ＶＣＴの電圧レベルは低下する。この制御電圧生成回路３２の出力する制御電圧ＶＣＴの電圧レベルが低下した場合、バイポーラトランジスタ３３のベース−エミッタ間電圧が小さくなり、このバイポーラトランジスタ３３のコレクタ電流が減少する。応じて、カレントミラー回路３４がノードＮ３に供給する電流が低下する。このノードＮ３へ供給される電流は、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタ電流として用いられる。
バイポーラトランジスタＱ１のベース電圧が上昇し、このバイポーラトランジスタＱ１が、カレントミラー回路３４が供給する電流をすべて放電することができ、ノードＮ３の電圧レベルが低下した場合、バイポーラトランジスタ３５のベース−エミッタ間電圧が低下し、このバイポーラトランジスタＱ１のベース電圧を低下させる。このとき、また、バイポーラトランジスタ３５は、そのエミッタ電流が低減され、応じて抵抗素子ＲＺ１を介してバイポーラトランジスタＱ１へ供給されるベース電流が低下する。これにより、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタ電流が低減され、応じて、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電流が低下する。
一方、逆に、バイポーラトランジスタＱ１のベース電圧が低く、このカレントミラー回路３４のＭＯＳトランジスタＴ２が供給する電流をすべて放電できず、ノードＮ３の電圧レベルが上昇した場合、バイポーラトランジスタ３５のベース−エミッタ間電圧が上昇し、応じて、このノードＮ３の電圧レベルが上昇する。このとき、またバイポーラトランジスタ３５のエミッタ電流が増大し、応じてバイポーラトランジスタ３６へのベース電流が増大し、バイポーラトランジスタ３６のコレクタ電流が増大する。これにより、ノードＮ３の電圧レベルが低下する。
バイポーラトランジスタ３５は、そのベース−エミッタ間電圧を常に一定とするエミッタフォロワトランジスタとして機能し、ノードＮ３の電圧レベルに従ってノードＮ４の電圧レベルを調整し、応じてバイポーラトランジスタＱ１のコレクタ電流を調整する。
したがって、このバイポーラトランジスタ３５の負帰還により、バイポーラトランジスタＱ１には、常にカレントミラー回路３４のＭＯＳトランジスタＴ２が供給する電流と同じ大きさのコレクタ電流が流れる。抵抗素子ＲＺ１およびＲＺ２は、このバイポーラトランジスタ３５のエミッタ電流のシャント抵抗であり、バイポーラトランジスタＱ１およびＱ２へは、同じ大きさのベース電流を供給するとともに、これらのバイポーラトランジスタＱ１およびＱ２のベースを同じ電圧レベルにバイアスする。また、これらのバイポーラトランジスタＱ１およびＱ２は、そのベース−エミッタ間電圧が同じとなり、これらのバイポーラトランジスタＱ１およびＱ２が、カレントミラー回路３６を構成する。
バイポーラトランジスタＱ２は、差動段トランジスタ２０および２１の電流源トランジスタである。したがって、この可変利得制御部１０ｂの動作電流（電流Ｉａ＋Ｉｂ）は、可変電圧源２５の制御電圧ＶＣＲに従って調整することができる。制御電圧ＶＣＲが上昇した場合には、制御電圧生成回路３２が生成する制御電圧ＶＣＴの電圧レベルが低下し、バイポーラトランジスタ３３のコレクタ電流が低下し、応じて電流源トランジスタＱ２の駆動するコレクタ電流が低減する。一方、可変電圧源２５の生成する制御電圧ＶＣＲが低下した場合には、制御電圧生成回路３２の生成する制御電圧ＶＣＴの電圧レベルが上昇し、カレントミラー回路３４および３６により、電流源バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電流が増大する。
したがって、図６に示すように、制御電圧ＶＣＲが上昇し、可変利得制御部１０ｂの利得が小さくなった場合には、この電流源バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電流が低下し、一方、逆に、可変電圧源２５の生成する制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが低下し、利得Ｇが大きくなった場合には、電流源バイポーラトランジスタＱ２の駆動するコレクタ電流が増大する。したがって、この利得に応じて、可変増幅段の動作電流を調整することができ、信号の線形性を維持するのに必要な電流量だけを常に供給することができ、消費電流を低減することができる。
図８は、図７に示す可変電圧源２５の構成の一例を示す図である。図８において、可変電圧源２５は、電源ノード１５とノードＮ５の間に接続されかつそのベースに制御信号ＳＣを受けるＰＮＰバイポーラトランジスタ４０と、ノードＮ５と接地ノードの間に接続される抵抗素子４１を含む。ノードＮ５に、制御電圧ＶＣＲが生成される。
この図８に示す可変電圧源２５の構成において、制御信号ＳＣがハイレベルとなると、バイポーラトランジスタ４０のベース−エミッタ間電圧が小さくなり、このバイポーラトランジスタ４０のコレクタ電流が低下し、抵抗素子４１における電圧降下量が小さくなり、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが低下する。一方、制御信号ＳＣの電圧レベルが低下すると、バイポーラトランジスタ４０のベース−エミッタ間電圧が大きくなり、このバイポーラトランジスタ４０の供給するコレクタ電流が大きくなり、抵抗素子４１における電圧降下量が大きくなり、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが上昇する。
すなわち、利得Ｇを高くする場合には、制御信号ＳＣの電圧レベルを上昇させて、抵抗素子４１における電圧降下量を小さくして、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルを低下させる。利得Ｇに応じて制御信号ＳＣの電圧レベルを調整することにより、制御電圧ＶＣＲを目標利得を実現する電圧レベルに設定することができる。
図９は、図７に示す可変電圧源２５の他の構成を概略的に示す図である。図９において、可変電圧源２５は、電源ノード１５とノードＮ６の間に接続される可変抵抗素子４２と、ノードＮ６と接地ノードの間に接続される抵抗素子４３を含む。ノードＮ６に、制御電圧ＶＣＲが生成される。
可変抵抗素子４２は、たとえば摺動抵抗で構成され、この抵抗値が、変更可能である。したがって、この可変抵抗素子４２の抵抗値を調整することにより、ノードＮ６からの制御電圧ＶＣＲの電圧レベルを調整することができる。可変抵抗素子４２の抵抗値が小さくなった場合には、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが上昇し、一方、可変抵抗素子４２の抵抗値が大きくなった場合には、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが低下する。また、可変電圧源２５としては、この図８および図９に示す構成を組合せて構成されてもよい。すなわち、図９に示す可変抵抗素子により、制御信号ＳＣを生成し、図８に示すバイポーラトランジスタ４０のベースに与える構成が用いられてもよい。
図１０は、図７に示す制御電圧生成回路３２の構成の一例を示す図である。この図１０に示す制御電圧生成回路３２は、電源ノード１５とノードＮ７の間に接続されかつそのベースに制御電圧ＶＣＲを受けるＰＮＰバイポーラトランジスタ４５と、ノードＮ７と接地ノードの間に接続される抵抗素子４６を含む。ノードＮ７に、制御電圧ＶＣＴが生成される。
この図１０に示す構成においては、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが上昇すると、バイポーラトランジスタ４５の供給するコレクタ電流が低減され、応じて抵抗素子４６における電圧降下量が小さくなり、ノードＮ７の電圧レベルが低下する。一方、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが低下した場合、バイポーラトランジスタ４５の供給するコレクタ電流が増大し、応じて抵抗素子４６における電圧降下量が大きくなり、ノードＮ７の制御電圧ＶＣＴの電圧レベルが上昇する。したがって、制御電圧ＶＣＲが上昇し、利得Ｇが小さくなった場合には、この制御電圧ＶＣＴの電圧レベルが低下し、電流源トランジスタＱ２の駆動電流を低減する。
一方、制御電圧ＶＣＲが低下し、利得Ｇを大きくする場合には、このバイポーラトランジスタ４５のコレクタ電流が増大し、制御電圧ＶＣＴが増大する。制御電圧ＶＣＴの電圧レベルの上昇により、電流源トランジスタＱ２のコレクタ電流が大きくなり、可変利得制御部１０ｂの動作電流が大きくなる。
この図１０において、抵抗素子４６の抵抗値およびバイポーラトランジスタ４５の駆動するコレクタ電流を適当に調整することにより、制御電圧ＶＣＲおよびＶＣＴの対応関係に従って、利得Ｇに応じて必要最小限の電流を供給することができるように、制御電圧ＶＣＴを生成することができる。
図１１は、図７に示す制御電圧生成回路３２の他の構成を概略的に示す図である。図１１において、制御電圧生成回路３２は、制御電圧ＶＣＲをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）５０と、Ａ／Ｄ変換器５０の出力信号をアドレスとしてその記憶内容を読出すテーブルメモリ５１と、テーブルメモリ５１から読出された信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）５２とを含む。このＤ／Ａ変換器５２から、制御電圧ＶＣＴが生成される。
テーブルメモリ５１は、たとえばＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）で構成され、制御電圧ＶＣＲおよびＶＣＴの関係を一覧にしてテーブル形式で格納する。したがって、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルに応じてテーブルメモリ５１から、対応のデータを読出すことにより、正確に、利得制御部の動作電流を調整するための制御電圧ＶＣＴを生成することができる。
この図１１に示す構成では、Ａ／Ｄ変換器５０およびＤ／Ａ変換器５２とテーブルメモリ５１が必要とされる。しかしながら、通信機能を有する携帯端末機器においては、送信時に送信信号をコード化するための信号処理装置が設けられており、この信号処理部においては、メモリおよびＡ／Ｄ変換器およびＤ／Ａ変換器が配置される。したがって、この信号処理部において制御電圧変換を行なうように構成してもよい。
以上のように、この発明の実施の形態１に従えば、差動対制御型可変増幅器において、その利得を調整する制御電圧に応じて、差動段の動作電流を変更するように構成しており、必要最小限の電流が消費されるだけであり、消費電流をその信号の線形性を損なうことなく低減することができる。特に、電池駆動型の携帯端末機器用途において、消費電流を大幅に低減でき、電池寿命を長くすることができる。
特に、多段構成の可変増幅器において、２段目以降の利得が小さい場合でも信号振幅が大きくされる構成の場合、その駆動電流を必要最小限とすることにより、大きく、消費電流を低減することができる（２段目以降の増幅器においては、その出力信号の振幅は、入力段の差動段の出力信号振幅よりも大きくなるため）。
なお、制御電圧ＶＣＲが高くされると利得が小さくされているものの、逆に制御電圧ＶＣＲが高くされると利得が大きくされる構成の差動段制御型可変利得増幅器が用いられてもよい。この場合においては、駆動電流の制御を上述の制御と逆の方向に行うことにより、利得に応じて最適な動作電流を供給することができる。
［実施の形態２］
図１２は、この発明の実施の形態２に従う可変利得増幅器の構成を示す図である。図１２においては、多段構成の可変利得増幅器の出力段の構成を示す。図１２に示す構成においては、利得制御部１０ｂに対する可変電流源３０において、電流源トランジスタＱ２のベースノード６２に、直流カット用容量素子１６を介して入力ノード２３からの信号が与えられる。電流源トランジスタＱ２のベースノード６２が電流制御部６０に結合される。この電流制御部６０は、可変電圧源２５の生成する制御電圧ＶＣＲに従って電流源トランジスタＱ２のベース電圧を制御し、この可変利得制御部１０ｂの利得Ｇに応じて、電流源トランジスタＱ２のベース電流を調整する。この電流制御部６０は、図７に示す構成において、制御電圧生成回路３２、バイポーラトランジスタ３３、カレントミラー回路３４、およびバイポーラトランジスタＱ１を含む構成に対応する。
この電流源トランジスタＱ２のベースノード６２に、さらに、直流カット用の容量素子１６を介して入力信号ＩＮが与えられる。利得制御部１０ｂにおいては、従来、入力信号を受けていたバイポーラトランジスタ２０のベースは、抵抗素子を介して電圧源６６に結合されかつ容量素子５５を介して接地ノードに結合される。このバイポーラトランジスタ２０のベースノードは、電圧源６６によりバイアスされる。
このバイポーラトランジスタＱ２のベースノード６２の電圧は、電流制御部６０の生成するベース電圧と入力信号ＩＮとが重畳された電圧レベルとなり、電流源トランジスタＱ２の駆動電流量が、入力信号ＩＮに従ってさらに変化し、電流源バイポーラトランジスタＱ２が、入力信号ＩＮを増幅する。
このバイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電流の変化に従って、バイポーラトランジスタ２０のコレクタ電流も変化し、応じて、ノードＮ１の電圧レベルも変化する。この増幅動作において、電流制御部６０は、可変電圧源２５の生成する制御電圧ＶＣＲの変化と反対方向にバイポーラトランジスタＱ２の駆動電流量を調整する。
この図１２に示す構成において、ベースノード６２は、抵抗素子を介して、図７に示すノードＮ４に結合されている。したがって、この入力信号ＩＮは、図７に示すカレントミラー回路３４および３６のカレントミラー動作に対する影響は抑制される。電流制御部６０において、正確に、可変電圧源２５の生成する制御電圧ＶＣＲに従って、入力信号ＩＮの影響を受けることなく、バイポーラトランジスタＱ２の駆動電流量を調整することができる。
以上のように、この発明の実施の形態２に従えば、差動段の電流源トランジスタのベースに入力信号を与え、電流源トランジスタに入力信号を増幅する機能を持たせており、また、この電流源トランジスタの駆動電流量を利得に応じて調整しており、必要最小限の電流を消費するだけで入力信号ＩＮの線形性を維持して増幅動作を行なって出力信号を生成することができる。
［実施の形態３］
図１３は、この発明の実施の形態３に従う差動対制御型可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。図１３において、差動対制御型可変利得増幅器は、縦続接続される複数段の可変利得制御部１０ａ−１０ｎと、初段の可変利得制御部１０ａに対して設けられる定電流源１２ａと、利得制御部１０ｂ−１０ｎそれぞれに対応して配置される可変電流源３０ｂ−３０ｎを含む。可変利得制御部１０ｂ−１０ｎの入力部はそれぞれ、直流成分を除去する容量素子Ｃを介して前段の可変利得制御部の出力部に結合される。
可変利得制御部１０ａ−１０ｎに対しては、制御端子２９からの制御信号ＳＣが共通に与えられる。これらの可変利得制御部１０ａ−１０ｎの構成は、図７または図１２に示す可変利得制御部１０ｂの構成と同じである。
可変電流源３０ｂ−３０ｎに対してまた、この制御端子２９からの制御信号ＳＣが共通に与えられ、これらの可変電流源３０ｂ−３０ｎの駆動電流量が、この制御信号ＳＣに従って調整される（対応の制御電圧ＶＣＲに従って調整される）。これらの可変電流源３０ｂ−３０ｎの具体的構成は、図７に示す可変電流源３０の構成と同じである。可変電流源３０ｂ−３０ｎは、それぞれ対応の可変利得制御部１０ｂ−１０ｎに対する制御電圧に従ってその駆動電流量がそれぞれ調整される。ここで、可変電流源３０ｂ−３０ｎは、対応の可変利得制御部に対する制御電圧に従ってその電圧レベルが調整され、応じて、制御信号ＳＣに従ってその電圧レベルが調整される。
初段の可変利得制御部１０ａに対して配置される定電流源１２ａは、常時一定の電流を供給する。
したがって、この図１３に示すような多段構成の差動対制御型可変利得増幅器の構成においても、第２段以降の可変利得制御部の動作電流を、可変電流源３０ｂ−３０ｎを用いて、対応の可変利得制御部の利得に応じて調整することにより、信号歪を生じさせることなく消費電流を低減することができる。
図１４は、可変電流源３０（３０ｂ−３０ｎ）と利得制御部１０ｂ−１０ｎにおける可変電圧源２５の構成の他の一例を示す図である。図１４においては、利得制御部１０ｉおよび可変電流源３０ｉの構成を代表的に示す。ここで、ｉはｂからｎのいずれかである。
図１４において、可変電圧源２５は、電源ノード１５ａとノードＮ１０の間に接続されかつそのベースに制御信号ＳＣを受けるＰＮＰバイポーラトランジスタ７０と、ノードＮ１０と接地ノードの間に結合される抵抗素子７１を含む。ノードＮ１０に、制御電圧ＶＣＲが生成されて、対応の可変利得制御部の差動段のトランジスタ（２１）のベースへ与えられる。
可変電流源３０ｉにおいて、電流制御部６０は、電源ノード１５ｂとノードＮ１１の間に接続される抵抗素子７２と、ノードＮ１１と接地ノードの間に結合されかつそのベースに制御信号ＳＣを受けるＮＰＮバイポーラトランジスタ７３と、電源ノード１５ｃとノードＮ１２の間に接続されかつそのベースがノードＮ１１に結合されるＰＮＰバイポーラトランジスタ７４と、ノードＮ１２と接地ノードの間に結合されかつそのベースがノードＮ１２に接続されるＮＰＮバイポーラトランジスタ７５を含む。このＮＰＮバイポーラトランジスタ７５のベース／コレクタノードＮ１２に、制御電圧ＶＣＴが生成される。この制御電圧ＶＣＴが次段のバイポーラトランジスタ３３のベースに与えられる。
制御信号ＳＣがハイレベルとなった場合には、可変電圧源２５においては、バイポーラトランジスタ７０の駆動電流量が低下し、応じて抵抗素子７１の電圧降下量が低下し、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが低下する。
一方、電流駆動部６０においては、、バイポーラトランジスタ７３の駆動電流量が増大し、応じて、抵抗素子７２の電圧降下量が大きくなり、ノードＮ１１の電圧レベルが低下する。このノードＮ１１の電圧レベルが低下すると、バイポーラトランジスタ７４の駆動電流量が増大し、応じてノードＮ１２の電圧レベルが上昇し、制御電圧ＶＣＴの電圧レベルが高くなる。このバイポーラトランジスタ７５は、次段のバイポーラトランジスタ３３とカレントミラー回路を構成しており、この制御電圧ＶＣＴが高くなると、可変電流源３０ｉの駆動電流量が増大する。
一方、制御信号ＳＣがローレベルとなると、可変電圧源２５においてバイポーラトランジスタ７０の駆動電流量が増大し、応じて抵抗素子７１の電圧降下量が増大し、制御電圧ＶＣＲの電圧レベルが上昇する。
一方、制御電圧生成回路３２においては、バイポーラトランジスタ７３の駆動電流量が低下し、応じて抵抗素子７２の電圧降下量も低下し、ノードＮ１１の電圧レベルが上昇する。このノードＮ１１の電圧レベル上昇に従ってバイポーラトランジスタ７４の駆動電流量が低下し、ノードＮ１２の電圧レベルが低下する。応じて、可変電流源３０ｉの駆動電流量が、この制御電圧ＶＣＴの電圧レベルの低下に伴って低下する。
したがって、この図１４に示す可変電流源３０ｉを利用することにより、制御信号ＳＣに従って可変電流源の駆動電流量を調整することができる。
なお、可変電圧源２５と制御電圧生成回路３２の構成は入れ替えられてもよい。制御信号ＳＣがハイレベルとなるときに、利得が高くされるのか低くされるのかに応じて、これらの可変電流源および可変電圧源の回路構成が定められればよい。
［変更例］
図１５は、この発明の実施の形態３の変更例の構成を概略的に示す図である。この図１５においては、信号入力端子１３と信号出力端子６５の間に、可変利得制御部１０ａ−１０ｎが配置される。可変利得制御部１０ａ−１０ｎの間には直流成分除去のための容量素子Ｃが配置される。初段の可変利得制御部１０ａに対しては定電流源１２ａが配置され、また、可変利得制御部１０ｂ−１０ｎに対しては可変電流源３０ｂ−３０ｎがそれぞれ配置される。これらの可変電流源３０ｂ−３０ｎには、また前段の可変利得制御部の出力信号が与えられる。したがって、可変電流源３０ｂ−３０ｎにおいて電流源トランジスタが、その前段の利得制御部の出力信号に従って増幅動作を行なう。この利得制御部１０ａ−１０ｎは、それぞれ制御端子２９の制御信号ＳＣに従ってその利得がそれぞれ制御される。可変電流源３０ｂ−３０ｎそれぞれにおいても、同様、この制御信号ＳＣまたは対応の利得制御部１０ｂ−１０ｎにおける制御電圧に従って駆動電流量が調整される。
この図１５に示す多段構成の差動対制御型可変利得増幅器の構成においても、その第２段目以降の可変利得制御部１０ｂ−１０ｎにおいて、利得に応じて動作電流を調整することにより、信号の線形性を損なうことなく、消費電流を低減することができる。
なお、この実施の形態１から３において、初段の利得制御部（差動対トランジスタ）に対しては、定電流源１２ａが配置されている。しかしながら、この初段の利得制御部に対する定電流源１２ａも、次段以降の可変電流源と同様、対応の可変利得制御部の利得に応じて、その駆動電流が調整されてもよい。
また、実施例１から３において、バイポーラトランジスタに代えて、ＭＯＳトランジスタが用いられてもよい。
以上のように、この発明の実施の形態３に従えば、多段構成の差動対制御型可変利得増幅器においても、２段目以降の利得制御部の動作電流は、その利得に応じて調整するように構成しており、信号の線形性を損なうことなく消費電流を低減することができる。
以上のように、この発明に従えば、差動段制御型可変利得増幅器の動作電流を利得に応じて調整しており、信号の歪を抑制して消費電流を低減することができる。特に、多段構成の差動段制御型可変利得増幅器において第２段以降の増幅段の動作電流を利得に応じて調整することにより、動作電流が大きな増幅段の消費電流を低減することができ、高利得かつ低消費電流の差動段制御型可変増幅器を実現することができる。
以上、この発明の種々の実施の形態が説明されてきた。しかしながら、これらの実施の形態は限定的なものではなく例示的なものと考えられるべきである。この発明の範囲を逸脱することなく種々の変形が可能である。従って、この発明の範囲は、請求の範囲の記載に従って決定されるべきである。
産業上の利用可能性
本発明の差動対制御型可変利得増幅器は、無線通信機において適用可能である。特に、携帯電話などの通信機能を有する携帯端末機器に対して適用することにより、その消費電流が低減されるため、効果的である。
【図面の簡単な説明】
図１は、無線通信機の送信系統の構成を概略的に示す図である。
図２は、従来の可変利得増幅器の構成の一例を示す図である。
図３は、従来の多段構成の差動対制御型可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。
図４は、従来の可変利得増幅器における利得および回路動作電流と制御電圧との関係を示す図である。
図５は、この発明の実施の形態１に従う可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。
図６は、この発明の実施の形態１に従う可変利得増幅器の利得と駆動電流の関係を示す図である。
図７は、図６に示す可変利得制御部の２段目の可変利得制御部および可変電流源の構成の一例を示す図である。
図８は、図７に示す可変電圧源の構成の一例を示す図である。
図９は、図７に示す可変電圧源の他の構成例を示す図である。
図１０は、図７に示す制御電圧生成回路の構成の一例を示す図である。
図１１は、図７に示す制御電圧生成回路の他の構成例を示す図である。
図１２は、この発明の実施の形態２に従う可変利得増幅段の構成を示す図である。
図１３は、この発明の実施の形態３に従う可変利得増幅器の構成を概略的に示す図である。
図１４は、図１３に示す可変利得増幅器の２段目以降の増幅段の構成を示す図である。
図１５は、この発明の実施の形態３に従う可変利得増幅器の変更例の構成を概略的に示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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