(57)【要約】送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号が小さくなるように歪補償係数を演算し、該演算された歪補償係数で古い歪補償係数を更新し、該歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償装置において、参照信号とフィードバック信号の位相差を補正する位相補正期間と歪補償係数更新期間を交互に発生し、該位相補正期間において位相差が零となるように補正し、歪補償係数更新期間において歪補償係数を更新する。
2003103163.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号を入力され、該差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、該演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、該歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部を備えた歪補償装置において、
参照信号とフィードバック信号の位相差を検出する位相差検出部、
該位相差を補正する位相補正部、
位相補正期間と歪補償係数更新期間を交互に発生し、該位相補正期間において前記位相差を補正し、該歪補償係数更新期間において前記歪補償係数を更新するよう制御する制御部、
を備えたことを特徴とする歪補償装置。
【請求項２】
参照信号またはフィードバック信号が設定値より小さいか監視する参照信号監視部またはフィードバック信号監視部、
を備え、前記制御部は、参照信号またはフィードバック信号が設定値より小さければ、前記歪補償係数更新を停止する、
ことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項３】
前記検出した位相差と前回検出した位相差の変動量が設定値以上か監視する位相差監視部、
を備え、前記制御部は、位相差変動量が設定値以上であれば、前記歪補償係数の更新を停止する、
ことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項４】
前記参照信号とフィードバック信号との位相差の大きさに基づいて、前記歪補償係数更新期間を決定する歪補償係数更新期間決定部、
を備え、該歪補償係数更新期間において歪補償係数を更新する、
ことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項５】
前記参照信号とフィードバック信号との差信号の大きさに基づいて、前記歪補償係数更新期間を決定する歪補償係数更新期間決定部、
を備え、該歪補償係数更新期間において歪補償係数を更新する、
ことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項６】
隣接チャネル電力を測定する電力測定部、
該隣接チャネル電力の大きさに基づいて、前記歪補償係数更新期間を決定する歪補償係数更新期間決定部、
を備え、該歪補償係数更新期間において歪補償係数を更新する、
ことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項７】
歪補償係数の収束状態を監視する収束状態監視部、
収束状態に基づいて、前記歪補償係数更新期間を決定する歪補償係数更新期間決定部、
を備え、該歪補償係数更新期間において歪補償係数を更新する、
ことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項８】
前記参照信号とフィードバック信号との位相差の大きさに基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を決定する更新時定数決定部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項９】
前記参照信号とフィードバック信号との差信号の大きさに基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を決定する更新時定数決定部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項１０】
隣接チャネル電力を測定する電力測定部、
隣接チャネル電力の大きさに基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を決定する更新時定数決定部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【請求項１１】
歪補償係数の収束状態を監視する収束状態監視部、
収束状態に基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を決定する更新時定数決定部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の歪補償装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、歪補償装置に係わり、特に、送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号を入力され、該差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、該演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、該歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部を備えた歪補償装置に関する。
背景技術
近年、無線通信において、ディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになってきている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合、送信側特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。
図２７は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図であり、送信信号発生装置１はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２はディジタルデータ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号（Ｉ信号：Ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）と直交成分信号（Ｑ信号：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）の２系列に変換する。ＤＡ変換器３はＩ信号、Ｑ信号のそれぞれをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号（送信ベースバンド信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。
Ｗ−ＣＤＭＡ等の移動通信において、送信装置の送信電力は１０ｍＷ〜数１０Ｗと大きく、送信電力増幅器６の入出力特性（歪関数ｆ（ｐ））は図２８（ａ）の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数ｆ０周辺の周波数スペクトラムは図２８（ｂ）の実線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。すなわち、非線形歪により（ｂ）に示すように送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなってしまう。漏洩電力の大きさを示すＡＣＰＲ（Ａｄｊａｃｅｎｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）は、図２８（ｂ）の１点鎖線Ａ、Ａ′間のスペクトラムの面積である着目チャネルの電力と１点鎖線Ａ，Ａ′と２点鎖線Ｂ，Ｂ′間の隣接チャネルに漏れるスペクトラムの面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって、厳しく規定されている。
漏洩電力は、例えば電力増幅器の線型領域（図２８（ａ）参照）で小さく、非線形領域で大きくなる。そこで、高出力の送信電力増幅器とするためには、線形領域を広くする必要がある。しかし、このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり、コスト及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。そこで、送信電力の歪を補償する歪補償機能つきの無線装置が採用されている。
図２９はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。送信信号発生装置１から送出されるディジタルデータ群（送信信号）は、Ｓ／Ｐ変換器２においてＩ信号、Ｑ信号の２系列に変換されてＤＳＰで構成される歪補償部８に入力される。歪補償部８は、送信信号ｘ（ｔ）のパワーレベルｐｉ（ｉ＝０〜１０２３）に応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）を記憶する歪補償係数記憶部８ａ、送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）を用いて該送信信号に歪補償処理（プリディストーション）を施すプリディストーション部８ｂ、送信信号ｘ（ｔ）と後述する直交検波器で復調された復調信号（フィードバック信号）ｙ（ｔ）を比較し、その差が零となるように歪補償係数ｈ（ｐｉ）を演算、更新する歪補償係数演算部８ｃを備えている。
歪補償部８でディストーション処理を施された信号はＤＡ変換器３に入力する。ＤＡ変換器３は入力されたＩ信号とＱ信号をアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変調を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波信号を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。
送信信号の一部は方向性結合器９を介して周波数変換器１０に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器１１に入力される。直交検波器１１は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンドのＩ、Ｑ信号を再現してＡＤ変換器１２に入力する。ＡＤ変換器１２は入力されたＩ，Ｑ信号をディジタルに変換して歪補償部８に入力する。歪補償部８はＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号と直交検波器１１で復調されたフィードバック信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数ｈ（ｐｉ）を演算して更新する。以後、上記動作を繰り返すことにより、送信電力増幅器６の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。
図３０は適応ＬＭＳによる歪補償処理の説明図である。１５ａは送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数ｈｎ−１（ｐ）を乗算する乗算器（図２９のプリディストーション部８ｂに対応）、１５ｂは歪関数ｆ（ｐ）を有する送信電力増幅器、１５ｃは送信電力増幅器からの出力信号ｙ（ｔ）を帰還する帰還系、１５ｄは送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐ（＝ｘ（ｔ）２）を演算する演算部（振幅−電力変換部）、１５ｅは送信信号ｘ（ｔ）の各パワーに応じた歪補償係数を記憶する歪補償係数記憶部（図２９の歪補償係数記憶部８ａに対応）であり、送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐに応じた歪補償係数ｈｎ−１（ｐ）を出力すると共に、ＬＭＳアルゴリズムにより求まる歪補償係数ｈｎ（ｐ）で歪補償係数ｈｎ−１（ｐ）を更新する。
１５ｆは共役複素信号出力部、１５ｇは送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差ｅ（ｔ）を出力する減算器、１５ｈはｅ（ｔ）とｕ＊（ｔ）の乗算を行う乗算器、１５ｉはｈｎ−１（ｐ）とｙ＊（ｔ）の乗算を行う乗算器、１５ｊはステップサイズパラメータμを乗算する乗算器、１５ｋはｈｎ−１（ｐ）とμｅ（ｔ）ｕ＊（ｔ）を加算する加算器、１５ｍ，１５ｎ、１５ｐは遅延部であり、送信信号ｘ（ｔ）が入力してから帰還復調信号ｙ（ｔ）が減算器１５ｇに入力するまでの遅延時間Ｄを入力信号に付加する。
１５ｆ、１５ｈ〜１５ｊは回転演算部１６を構成する。ｕ（ｔ）は歪を受けた信号である。遅延部１５ｍ，１５ｎ、１５ｐに設定する遅延時間Ｄは、例えば、送信電力増幅器１５ｂにおける遅延時間をＤ０、帰還系１５ｃの遅延時間をＤ１とすれば、Ｄ＝Ｄ０＋Ｄ１を満足するように決定する。この遅延時間Ｄを正しく設定できないと歪補償機能が有効に動作せず、又、遅延時間の設定誤差が大きくなるほど、サイドローブが持ち上がって隣接チャネルへの漏洩電力が大きくなる。
上記構成により、以下に示す演算が行われる。
ｈｎ（ｐ）＝ｈｎ−１（ｐ）＋μｅ（ｔ）ｕ＊（ｔ）
ｅ（ｔ）＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）
ｙ（ｔ）＝ｈｎ−１（ｐ）ｘ（ｔ）ｆ（ｐ）
ｕ（ｔ）＝ｘ（ｔ）ｆ（ｐ）＝ｈｎ−１（ｐ）＊ｙ（ｔ）
ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜２
ただし、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数、＊は共役複素数である。上記演算処理を行うことにより、送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差信号ｅ（ｔ）が最小となるように歪補償係数ｈ（ｐ）が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される。図３１はｘ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）として表現した送信装置の全体の構成図であり、図２９、図３０と同一部分には同一符号を付している。
以上のように、歪補償装置は、送信信号を直交変調して得られる搬送波を帰還検波し、送信信号と帰還信号の振幅をディジタル変換して比較し、比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新するという原理である。この非線形歪補償方式によれば、歪を減少でき、その結果、高出力で非線形領域での動作でも漏洩電力を低く抑え、かつ、電力負荷効率を改善することが可能となる。
ところで、遅延時間Ｄを、Ｄ＝Ｄ０＋Ｄ１を満足するように正しく設定しても良好かつ安定した歪補償動作を得ることが出来ず、不要な帯域外輻射電力を発生する場合がある。これは、ＡＤ変換器やＤＡ変換器を含むアナログ系において、熱雑音、その他の外乱により発生するクロックジッタが原因である。クロックジッタがあると、フィードバック信号の位相が激しく変動し、歪補償係数の収束に影響を与える。
ジッタによりクロック速度は、高速になったり、低速になったりする変化を繰り返す。このため、参照信号に対するフィードバック信号の位相差は、たとえば図３２に示すように変化する。従来の歪補償装置ではこのクロックジッタに起因する位相変動を考慮しないため、該位相変動の範囲内で歪補償係数が不安定な振動を起こし、この歪補償係数が送信信号に乗算されるため不要波を発生させる原因になっていた。
以上より、本発明の目的は、参照信号とフィードバック信号間の位相差がジッタ等により変動しても、良好かつ安定した歪補償動作を行えるようにすることである。
発明の開示
本発明の歪補償装置は、送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号を入力され、該差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、該演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、該歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部、参照信号とフィードバック信号の位相差を検出する位相差検出部、該位相差を補正する位相補正部、位相補正期間と歪補償係数更新期間を交互に発生し、該位相補正期間において前記位相差を補正し、該歪補償係数更新期間において前記歪補償係数を更新するよう制御する制御部、を備えている。
かかる歪補償装置によれば、参照信号とフィードバック信号間の位相差を定期的に補正し、該位相差が小さい期間においてのみ歪補償係数を更新するため、位相差に影響されずに歪補償係数を速やかに収束させることができる。この結果、参照信号とフィードバック信号間の位相差が変動しても、良好かつ安定した歪補償動作を行うことができる。
また、参照信号の振幅が０あるいは雑音レベルより小さいと正しく位相差を検出することができない。従って、参照信号が設定値以下であれば、歪補償係数更新を停止するようにする。このようにすれば、歪補償係数が間違った値に更新されることはないから、参照信号が大きくなったとき、直ちに正しい歪補償係数を用いて歪補償制御することができる。
また、参照信号とフィードバック信号との位相差が小さい場合には、歪補償係数更新期間を長くし、位相差が大きい場合には、歪補償係数更新期間を短くする。このようにすれば、位相差が小さければ更新期間を長くできるため歪補償係数を速やかに収束させることができる。また、位相差が大きければ歪補償係数更新期間を短くできるため、補正により位相差が小さくなっている期間においてのみ歪補償係数の更新を行うことができる。尚、歪補償係数更新期間は、参照信号とフィードバック信号との差信号の大きさに基づいて、あるいは、隣接チャネル電力の大きさに基づいて、あるいは歪補償係数の収束状態に基づいて、決定することもできる。
また、参照信号とフィードバック信号との位相差の大きさに基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を制御して歪補償係数更新期間を制御する場合と等価な効果を発生するようにする。例えば、参照信号とフィードバック信号との位相差が小さければ、更新時定数を小さくして等価的に歪補償係数更新期間を長くし、参照信号とフィードバック信号との位相差が大きい場合には、更新時定数を大きくして等価的に歪補償係数更新期間を短くする。
発明を実施するための最良の形態
（Ａ）本発明の原理
図１は本発明の原理説明図であり、クロックジッタにより参照信号とフィードバック信号間にＡで示すような位相差φが発生しているものとする。この場合、単に、参照信号とフィードバック信号間の位相差φを検出して該位相差を補正しようとしても、位相補正がジッタによる高速な位相変動に追従できない。このため、上記位相補正して歪補償係数テーブルの更新を実施しても、位相差φｐｐの影響を受けて歪補償係数が安定に収束せず、良好な歪補償動作が困難となる。
そこで、本発明では、▲１▼位相補正期間Δｔと歪補償係数更新期間ΔＴを交互に発生し、▲２▼位相補正期間Δｔにおいて参照信号とフィードバック信号間の位相差φを補正し、▲３▼歪補償係数更新期間ΔＴにおいて歪補償係数を更新し、以後、かかる動作を繰り返す。具体的には、位相補正期間Δｔにおいては位相差φをｎ回測定して平均し、平均位相差に基づいて位相補正する。そして、補正により位相差が小さくなっている歪補償係数更新期間ΔＴにおいて、クロック毎に歪補償係数を更新する。なお、歪補償係数更新期間ΔＴは位相変動周期より十分短くなるように考慮されている。
以上のように、本発明は、▲１▼参照信号とフィードバック信号間の位相差を補正し、▲２▼位相補正により位相差が小さくなっている期間において、歪補償係数を更新し、▲３▼位相差が大きくなれば、歪補償係数の更新を停止し、代わって位相差を補正し、▲４▼しかる後、歪補償係数の更新を行う、という動作を繰り返す。このため、本発明では、Δφの位相差の影響を受けるだけとなり、位相差に影響されずに歪補償係数を速やかに収束させることができる。
また、参照信号とフィードバック信号間の位相差補正前の位相差に基づいて、歪補償係数更新期間を決定する。例えば、参照信号とフィードバック信号との位相差がＢに示すように小さい場合には、歪補償係数更新期間ΔＴを長くし、位相差がＣに示すように大きい場合には、歪補償係数更新期間ΔＴを短くする。このようにすれば、位相差が小さければ更新期間を長くできるため歪補償係数を速やかに収束させることができる。また、位相差が大きければ歪補償係数更新期間を短くできるため、補正により位相差が小さくなっている期間においてのみ歪補償係数の更新を行うことができる。
（Ｂ）第１実施例
図２は第１実施例の歪補償装置の構成図である。
送信信号発生装置（図示せず）から送出されるディジタルデータ群（送信信号）は、歪補償装置５１で歪補償処理を施されてＤＡ変換器５２に入力する。ＤＡ変換器５２はディジタルの送信信号をアナログ信号に変換し、電力増幅器５３に直接、あるいは図示しない直交変調器、周波数変換器を介して入力する。電力増幅器５３は入力信号を増幅してアンテナより空間に放射する。電力増幅器５３の出力信号はＡＤ変換器５４に直接、あるいは図示しない周波数変換器、直交復調器を介して入力し、ＡＤ変換器５４は該入力信号をディジタル信号に変換して歪補償装置５１に入力する。
歪補償装置５１において、歪補償テーブル（ＬＵＴ）６１は送信信号ｘ（ｔ）のパワーに応じた多数の歪補償係数ｈ（ｎ）を記憶し、乗算部６２は送信信号のパワーに応じた歪補償係数ｈ（ｎ）を該送信信号に乗算して歪補償処理を施す。
アドレス生成部６３は、送信信号ｘ（ｔ）のパワーに応じた読み出しアドレスＡＲを発生し、歪補償テーブル６１より該パワーに応じた歪補償係数ｈ（ｎ）を読み出して乗算部６２に入力する。また、アドレス生成部６３は、書き込みアドレスＡＷを発生し歪補償係数更新部６７で演算された歪補償係数ｈ（ｎ＋１）を歪補償テーブル６１に書込んで更新する。遅延回路６４は、送信信号ｘ（ｔ）が入力してからフィードバック信号ｙ（ｔ）が減算器６６に入力するまでの時間分、入力信号を遅延して参照信号ｘ′（ｔ）を出力する。
複素乗算器６５は、参照信号ｘ′（ｔ）とＡＤ変換器５４の出力であるフィードバック信号間の位相差が零となるように該フィードバック信号ｙ（ｔ）の位相を補正する。減算器６６は、参照信号ｘ′（ｔ）と位相補正されたフィードバック信号ｙ′（ｔ）の差信号ｅ（ｔ）を演算し、歪補償係数更新部６７は差信号ｅ（ｔ）を入力され、該差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数ｈ（ｎ＋１）を演算して歪補償テーブル６１の内容ｈ（ｎ）を更新する。
位相調整回路６８は、参照信号ｘ′（ｔ）とフィードバック信号ｙ′（ｔ）の位相差φを検出して複素乗算器６５に入力する。間欠制御部６９は、位相補正期間Δｔと歪補償係数更新期間ΔＴを交互に発生し、位相補正処理と歪補償係数更新処理が交互に実行されるように制御する。
図３は位相調整回路６８における位相差検出部の構成図である。図２には明確に示してないが、送信信号ｘ（ｔ）及びフィードバック信号ｙ（ｔ）は複素信号（図３１参照）であり、
ｘ（ｔ）＝ＩＳ＋ｊＱＳ
ｙ（ｔ）＝ＩＦ＋ｊＱＦ
と表現できる。象限検出部６８ａは、送信信号ｘ（ｔ）が存在する象限を検出し、大小比較部６８ｂは実数部と虚数部の大小を比較し、ベクトル存在角度範囲判別部６８ｃは送信信号ｘ（ｔ）の存在象限と大小比較結果とに基づいて、４５°づつ区切った区画（図４参照）のいずれに存在するか判別する。同様に、象限検出部６８ｄは、フィードバック信号ｙ（ｔ）が存在する象限を検出し、大小比較部６８ｅｂは実数部と虚数部の大小を比較し、ベクトル存在角度範囲判別部６８ｆはフィードバック信号ｙ（ｔ）の存在象限と大小比較結果とに基づいて、４５°づつ区切った区画のいずれに存在するか判別する。位相差算出部６８ｇは、送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号ｙ（ｔ）の存在区画に基づいて４５°単位の位相差を算出する。例えば、送信信号ｘ（ｔ）が区画ＩＡに存在し、フィードバック信号ｙ（ｔ）がＩＩＡに存在するものとすれば、位相差は９０°である。平均部６８ｈは、位相補正期間において位相差算出部６８ｇで算出された位相差の平均値を演算し、該平均位相差を複素乗算器６５に設定する。
なお、ｔａｎ−１（ＱＳ／ＩＳ）により送信信号ベクトルの位相を計算し、ｔａｎ−１（ＱＦ／ＩＦ）によりフィードバック信号ベクトルの位相を計算し、その差分より位相差を計算することもできる。位相差がΔφであればｅｘｐ（−ｊΔφ）をフィードバック信号に乗算して位相補正する。
図５は第１実施例の間欠制御の処理フローである。
間欠制御部６９は、図１に示すように位相補正期間Δｔと歪補償係数更新期間ΔＴを交互に発生し、位相補正処理（ステップ１０１）と歪補償係数更新処理（ステップ１０２）が交互に実行されるように制御する。すなわち、ステップ１０１の位相補正期間Δｔにおいて、間欠制御部６９は、位相調整オン／オフ信号ＰＡＳをハイレベルにし、歪補償テーブル（ＬＵＴ）６１のイネーブル信号ＥＮＳをローレベルにする。この結果、位相補正期間Δｔにおいて、位相調整回路６８は参照信号ｘ′（ｔ）とフィードバック信号ｙ′（ｔ）の位相差φを測定して複素乗算器６５に設定し、複素乗算器６５は該位相差φが零となるようにフィードバック信号に位相補正を施す。なお、位相補正期間Δｔにおいて、歪補償テーブル（ＬＵＴ）６１はその記憶内容を更新しない。
一方、ステップ１０２の歪補償係数更新期間ΔＴにおいて、間欠制御部６９は、位相調整オン／オフ信号ＰＡＳをローレベルにし、歪補償テーブル（ＬＵＴ）６１のイネーブル信号ＥＮＳをハイレベルにする。この結果、歪補償係数更新期間ΔＴにおいて、歪補償テーブル６１は、歪補償係数更新部６７により演算された歪補償係数ｈ（ｎ＋１）で古い歪補償係数ｈ（ｎ）をクロック周期で更新する。なお、位相調整回路６８は位相調整制御を停止する。
第１実施例によれば、参照信号とフィードバック信号間の位相差を定期的に補正し、該位相差が小さい期間においてのみ歪補償係数を更新するため、該位相差に影響されずに歪補償係数を速やかに収束させることができる。この結果、参照信号とフィードバック信号間の位相差が変動しても、良好かつ安定した歪補償動作を行うことができる。
（Ｃ）第２実施例
図６は第２実施例の歪補償装置の構成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、間欠制御を行うか否かを判定する間欠制御実行判定部７０が設けられている点である。
送信信号が、大きなギャップ（間欠的に振幅０信号が挿入された特殊信号）を有する場合や振幅がノイズレベル程度の場合、位相調整回路６８は参照信号とフィードバック信号の位相差を正しく検出することができなくなる。かかる場合には位相補正や歪補償係数の更新を停止した方が良い。
図７は第２実施例の処理フローである。第２実施例において、間欠制御実行判定部７０は送信信号ｘ（ｔ）の大きさを検出し、送信信号ｘ（ｔ）が設定値以上であるか確認し（ステップ２０１）、設定値以上であれば、第１実施例と同様に位相補正処理（ステップ２０２）、および歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新処理（ステップ２０３）を行う。しかし、ステップ２０１において、送信信号ｘ（ｔ）が設定値より小さければ、位相補正および歪補償係数の更新を停止し、送信信号ｘ（ｔ）が設定値以上になるのを待つ。
前記ギャップ信号の検知は送信信号ｘ（ｔ）のかわりにフィードバック信号ｙ（ｔ）を用いてもよい。
第２実施例によれば、歪補償係数が間違った値に更新されることはないから、参照信号が大きくなったとき、直ちに正しい歪補償係数を用いて歪補償制御することができる。
・変形例
図６の第２実施例では、送信信号の振幅が設定値以下になった時、歪補償係数の更新を停止したが、位相調整回路６８が算出した今回の位相差と前回の位相差の変動量に基づいて歪補償係数の更新を停止するように構成することもできる。これは以下の理由による。信号ギャップ等が発生した場合に位相が正しく動作しないことは第２実施例で説明した。このため、送信信号のギャップ部分において、位相差が通常の値と明らかに異なり、例えば、位相調整回路６８が算出する位相差の変動が激しくなる。従って、位相調整回路６８が算出する位相差を監視し、位相差の変動量が設定値より大きい場合、送信信号のギャップ部分であると判断し、歪補償テーブルＬＵＴの更新を実施しないように制御する。
図８は第２実施例の変形例であり、図６の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、位相調整回路６８が算出する位相差の変動を監視する位相差監視部７１、歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新を制御するテーブル更新制御部７２を設けた点である。
図９は変形例の処理フローである。間欠制御部６９の制御で交互に位相補正期間Δｔと歪補償更新期間ΔＴが発生する（図１参照）。位相補正期間Δｔにおいて位相調整回路６８は参照信号とフィードバック信号の位相差Δφを算出し、該位相差を複素乗算器６５に入力して位相差が零になるようにフィードバック信号の位相を補正する（ステップ３０１）。位相差監視部７１は今回の位相差ＰｈＮｅｗと前回の位相差ＰｈＯｌｄの変動量を計算し、該変動量が閾値より大きいかチェックし（ステップ３０２，３０３）、比較結果をテーブル更新制御部７２に入力する。テーブル更新制御部７２は、前記変動量が閾値より小さければ、送信信号はギャップ部分でないと判断し、歪補償係数更新期間ΔＴにおいてイネーブル信号ＥＮＳ′をハイレベルにし、歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新を可能にする（ステップ３０４）。ついで、今回の位相差ＰｈＮｅｗをＰｈＯｌｄにして（ステップ３０５）、初めに戻り以降の処理を繰り返す。
一方、ステップ３０３において、前記変動量が閾値より大きければ、送信信号はギャップ部分であると判断し、歪補償係数更新期間ΔＴにおいてイネーブル信号ＥＮＳ′をローレベルにし、歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新を停止にする（ステップ３０６）。以後、今回の位相差ＰｈＮｅｗをＰｈＯｌｄにして（ステップ３０５）、初めに戻り以降の処理を繰り返す。
（Ｄ）第３実施例
図１０は第３実施例の歪補償装置の構成図であり、図２の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、▲１▼ジッタ量を判定するジッタ量判定部７３を設けた点、▲２▼ジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴの長さを可変制御する更新期間決定部７４を設けた点、▲３▼間欠制御部６９が、該決定された歪補償係数更新期間ΔＴの間イネーブル信号ＥＮＳをハイレベルにし、位相補正期間Δｔの間イネーブル信号ＥＮＳをローレベルにする点である。
歪補償係数更新期間を制御する理由は、ジッタ量が大きい場合に歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新時間を短くすることでジッタによる影響を軽減する必要があるためである。ジッタ量を判断するために第３実施例では、位相差の合計値あるいは平均値あるいは分散量を測定している。ジッタ量が大きいと位相差瞬時変動が激しく、ジッタ量が小さいと位相差瞬時変動が小であることを利用し、ジッタ量を定量的に測定している。歪補償テーブル（ＬＵＴ）更新時間の制御方法としては、ジッタ量が大きい場合にＬＵＴ更新時間を短く、逆に小さい場合はＬＵＴ更新時間を長く設定する。
図１１は第３実施例の処理フローである。位相補正と歪補償係数更新の間欠制御に先立ってジッタ量を推定し（ステップ４０１）、該ジッタ量に応じて歪補償係数更新期間ΔＴを決定する（ステップ４０２）。ステップ４０１のジッタ量推定において、位相調整回路６８は、図１２に示すように予め設定されている一定周期Ｔ０毎のΔｔの期間における参照信号とフィードバック信号の位相差を計算してジッタ量判定部７３に入力する。ただし、ジッタ量推定において、位相補正は行わない。また、Ｔ０＝Δｔとしても良い。
ジッタ量判定部７３は、例えば、図１２（ａ）に示す所定期間Ｔａの位相瞬時変動合計値に基づいてジッタ量を推定する。すなわち、ジッタ量が大きい（＝位相瞬時変動量Δφが大きい）と図１２（ｂ）の位相差特性の振幅が点線に示すように大きくなったり、図１２（ｃ）の位相差特性の振動周期が点線に示すように速くなったりするため、位相瞬時変動量Δφの合計値が大きくなり、ジッタ量を推定することが出来る。
更新期間決定部７４は予めジッタ量と歪補償係数更新期間ΔＴの対応を記憶しておき、推定したジッタ量に応じた歪補償係数更新期間ΔＴを決定して間欠制御部６９に入力する。
以後、間欠制御部６９は、位相補正期間Δｔと前記決定された歪補償係数更新期間ΔＴに基づいて第１実施例と同様に交互に、位相補正（ステップ４０３）、歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新処理を行う（ステップ４０４）。
以上、第３実施例によれば、位相瞬時変動Δφが小さければ更新期間を長くできるため歪補償係数を速やかに収束させることができる。また、位相瞬時変動Δφが大きければ歪補償係数更新期間を短くできるため、補正により位相差が小さくなっている期間においてのみ歪補償係数の更新を行うことができ、ジッタによる影響を軽減することができる。
ところで、図１３に示すように振幅が点線に示すように大きくなったり、小さくなったりする度合を判定するには次のような方法もある。すなわち、ジッタ量を位相差の分散量に基づいて決定する方法である。分散量は、ｉ番目の位相差Ｘｉ、位相差の平均値をＸｍ、サンプル数をＮとすれば次式
分散＝Σ（Ｘｉ−Ｘｍ）２／Ｎ    （ｉ＝１〜Ｎ）
により計算することができる。
図１１の処理フローでは歪補償係数更新期間ΔＴを決定後は、該ΔＴを固定にした場合であるが、位相差の変動を監視してΔＴを可変制御することもできる。図１４はかかる場合の処理フローであり、図１１の処理フローと同様に、位相補正と歪補償係数更新の間欠制御に先立ってジッタ量を推定し（ステップ４１１）、該ジッタ量に応じて歪補償係数更新期間ΔＴを決定する（ステップ４１２）。
ついで、位相調整回路６８は、位相補正期間Δｔにおいて位相差を検出し、複素乗算器６５は該位相差に基づいてフィードバック信号の位相差を補正する（ステップ４１３）。ジッタ量判定部７３は前回の位相差からの変動量を計算し（最初は変動量＝０とする）、更新期間決定部７４は、該変動量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴを補正する（ステップ４１４）。間欠制御部６９は該決定された歪補償係数更新期間ΔＴの間イネーブル信号をハイレベルにして歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新処理を可能にする（ステップ４１５）。以後、ステップ４１３以降の処理を繰り返す。
以上のようにすれば、ジッタ量が変動してもこれに追従して歪補償係数更新期間を制御できるため、ジッタによる影響を軽減することができる。
・変形例
第３実施例ではジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴを決定したが、歪補償係数更新期間ΔＴを固定し、代わって歪補償係数更新部の更新時定数を変更することもできる。更新時定数を短くすれば、等価的に歪補償係数更新期間を長くしたこととなり、また、更新時定数を長くすれば、等価的に歪補償係数更新期間を短くしたことになる。
歪補償係数更新部６７の更新時定数はステップサイズパラメータμ（図３０参照）の値を変更することにより制御することができる。例えば、ステップサイズパラメータμの値を大きくすると収束速度が速くなり、更新時定数が短くなる。また、ステップサイズパラメータμの値を小さくすると収束速度が遅くなり、更新時定数が長くなる。
図１５は第３実施例の変形例であり、ジッタ量に基づいて更新時定数、すなわちステップサイズパラメータμの値を変更するように構成している。第３実施例と異なる点は、
▲１▼位相補正期間Δｔと歪補償係数更新期間ΔＴは固定されている点、
▲２▼更新期間決定部７４の代わりに、ジッタ量に基づいて更新時定数を制御する更新時定数決定部７５を設けた点、
である。
図１６は変形例の処理フローであり、第３実施例と同様に位相補正と歪補償係数更新の間欠制御に先立って、ジッタ量判定部７３はジッタ量を推定し（ステップ４２１）、更新時定数決定部７５は、ジッタ量と適応信号処理のステップサイズパラメータμの値の対応を示すテーブルを有しており、該テーブルより前記推定されたジッタ量に応じたステップサイズパラメータμの値を求め、歪補償係数更新部６７に設定する（ステップ４２２）。これにより、歪補償係数更新部６７は歪補償係数更新期間ΔＴにおいて、該設定されたμ値を用いて適応信号処理を行って歪補償係数ｈ（ｎ＋１）を算出することになる。
以後、位相補正期間Δｔと歪補償係数更新期間ΔＴに基づいて第１実施例と同様に交互に、位相補正（ステップ４２３）、歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新処理を行う（ステップ４２４）。
以上、変形例によれば、ジッタ量に基づいて更新時定数を制御することにより歪補償係数更新時間を制御する場合と同等の効果を奏することができる。
（Ｅ）第４実施例
第３実施例では位相差に基づいて歪補償係数更新期間を制御したが、誤差信号ｅ（ｔ）に基づいて歪補償係数更新期間を制御することができる。これは、ジッタに応じて誤差信号ｅ（ｔ）が変動するからである。
図１７は第４実施例の歪補償装置の構成図であり、図１０の第３実施例と同一部分には同一符号を付している。図１０の第３実施例と異なる点は、第４実施例では、ジッタ量判定部７３が、減算器６６から出力するエラー信号ｅ（ｔ）の合計値あるいは平均値あるいは分散に基づいてジッタ量を推定している点である。
図１８は第４実施例の処理フローであり、最新の歪補償係数を用いて歪補償を行っている時、ジッタ量判定部７３はエラー信号ｅ（ｔ）の平均値あるいは分散に基づいてジッタ量を推定し（ステップ５０１）、更新期間決定部７４はこのジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴを決定する（ステップ５０２）。以後、間欠制御部６９は位相補正期間Δｔと前記決定した歪補償係数更新期間ΔＴを交互に発生して位相補正と歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新処理を繰り返す（ステップ５０３，５０４）。以上、第４実施例によれば、ジッタによる影響を軽減することができる。
・変形例
第４実施例ではジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴを決定したが、歪補償係数更新期間ΔＴを固定し、代わって歪補償係数更新部の更新時定数を変更することもできる。図１９は第４実施例の変形例であり、ジッタ量に基づいて更新時定数、すなわちステップサイズパラメータμの値を変更するように構成している。図１７の第４実施例と異なる点は、
▲１▼位相補正期間Δｔと歪補償係数更新期間ΔＴを固定している点、
▲２▼更新期間決定部７４の代わりに、ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータμ）を制御する更新時定数決定部７５を設けた点、
である。処理フローは、ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータμ）を制御する点が異なるだけで、図１８の処理フローと同様に行うことができる。変形例によれば、ジッタ量に基づいて歪補償係数更新時間を制御する場合と同等の効果を奏することができる。
（Ｆ）第５実施例
第３実施例では位相差に基づいて歪補償係数更新期間を制御したが、フィードバック信号のＡＣＰＲ（Ａｄｊａｃｅｎｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）に基づいて歪補償係数更新期間を制御することができる。ジッタが激しい系でジッタ対策を行わないとアンプ出力に不要波を発生させてしまう。この不要波はフィードバック信号でも同様に確認できる。そこで、第５実施例ではＡＣＰＲを測定し、該ＡＣＰＲに基づいてジッタ量を定量的に判定し、ジッタ量が大きい場合に歪補償係数更新期間ΔＴを短く、逆に小さい場合にΔＴを長く設定する。
図２０は第５実施例の歪補償装置の構成図であり、図１０の第３実施例と同一部分には同一符号を付している。図１０の第３実施例と異なる点は、第５実施例では、▲１▼ＡＣＰＲ測定装置８１を設けている点、▲２▼ジッタ量判定部７３が、測定されたＡＣＰＲの所定期間における合計値あるいは平均値あるいは分散に基づいてジッタ量を推定している点である。
図２１はＡＣＰＲ測定装置８１の構成図であり、バンドパスフィルタ８１ａから入力する隣接チャネルの信号成分をＡＤ変換器８１ｂでＡ／Ｄ変換し、ＡＤ変換出力にＦＦＴ演算部８１ｃでＦＦＴ演算を施し、電力計算部８１ｄでＦＦＴ出力を用いて隣接チャネルの電力を算出し、この隣接チャネルの電力と着目チャネルの電力を用いてＡＣＰＲを算出して出力する。
図２２は第５実施例の処理フローであり、最新の歪補償係数を用いて歪補償を行っている時、ＡＣＰＲ測定装置８１はＡＣＰＲを測定して出力する。ジッタ量判定部７３はＡＣＰＲの平均値あるいは分散に基づいてジッタ量を推定し（ステップ６０１）、更新期間決定部７４はこのジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴを決定する（ステップ６０２）。以後、間欠制御部６９は位相補正期間Δｔと前記決定した歪補償係数更新期間ΔＴを交互に発生して位相補正と歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新処理を繰り返す（ステップ６０３，６０４）。以上、第４実施例によれば、ジッタによる影響を軽減することができる。
・変形例
第５実施例ではジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴを決定したが、歪補償係数更新期間ΔＴを固定し、代わって歪補償係数更新部の更新時定数を変更することもできる。図２３は第５実施例の変形例であり、ジッタ量に基づいて更新時定数、すなわちステップサイズパラメータμの値を変更するように構成している。図２０の第５実施例と異なる点は、
▲１▼位相補正期間Δｔと歪補償係数更新期間ΔＴを固定している点、
▲２▼更新期間決定部７４の代わりに、ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータμ）を制御する更新時定数決定部７５を設けた点、
である。ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータμ）を制御する点が図２２の処理フローと異なるだけで、他は同様に行うことができる。変形例によれば、ジッタ量に基づいて歪補償係数更新時間を制御する場合と同等の効果を奏することができる。
（Ｇ）第６実施例
第３実施例では位相差に基づいて歪補償係数更新期間を制御したが、歪補償係数の収束度に基づいて歪補償係数更新期間を制御することができる。ジッタが大きい系の場合、歪補償係数が一定値に収束せず、不安定な振動を起こす。そこで、歪補償係数の収束度を判定して、ジッタ量を定量的に判定し、ジッタ量が大きい場合に歪補償係数更新期間ΔＴを短く、逆に小さい場合にΔＴを長く設定する。
図２４は第６実施例の歪補償装置の構成図であり、図１０の第３実施例と同一部分には同一符号を付している。図１０の第３実施例と異なる点は、第６実施例では、▲１▼収束状態監視部８２を設けている点、▲２▼ジッタ量判定部７３が収束安定度に基づいてジッタ量を推定している点である。
図２５は第５実施例の処理フローである。収束状態監視部８２は、歪補償テーブル６１より読み出されて歪補償処理に用いられた歪補償係数ｈ（ｎ）と、歪補償係数更新部６７で算出された新たな歪補償係数ｈ（ｎ＋１）を入力され、その差分の所定期間における積算値あるいは平均値に基づいて収束状態（収束安定度）を監視し、ジッタ量判定部７３は収束安定度に基づいてジッタ量を推定し（ステップ７０１）、更新期間決定部７４はこのジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴを決定する（ステップ７０２）。以後、間欠制御部６９は位相補正期間Δｔと前記決定した歪補償係数更新期間ΔＴを交互に発生して位相補正と歪補償テーブル（ＬＵＴ）の更新処理を繰り返す（ステップ７０３，７０４）。以上、第６実施例によれば、ジッタによる影響を軽減することができる。
・変形例
第６実施例ではジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間ΔＴを決定したが、歪補償係数更新期間ΔＴを固定し、代わって歪補償係数更新部６７の更新時定数を変更することもできる。図２６は第６実施例の変形例であり、ジッタ量に基づいて更新時定数、すなわちステップサイズパラメータμの値を変更するように構成している。図２４の第６実施例と異なる点は、
▲１▼位相補正期間Δｔと歪補償係数更新期間ΔＴを固定している点、
▲２▼更新期間決定部７４の代わりに、ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータμ）を制御する更新時定数決定部７５を設けた点、
である。ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータμ）を制御する点が図２５の処理フローと異なるだけで、他は同様に行うことができる。変形例によれば、ジッタ量に基づいて歪補償係数更新時間を制御する場合と同等の効果を奏することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の原理説明図である。
図２は第１実施例の歪補償装置の構成図である。
図３は位相調整回路における位相差検出部の構成図である。
図４は位相差計算説明図である。
図５は第１実施例の間欠制御の処理フローである。
図６は第２実施例の歪補償装置の構成図である。
図７は第２実施例の処理フローである。
図８は第２実施例の変形例である。
図９は変形例の処理フローである。
図１０は第３実施例の歪補償装置の構成図である。
図１１は第３実施例の処理フローである。
図１２は位相差の合計値あるいは位相差の平均値計算説明図である。
図１３は位相差の分散算出説明図である。
図１４は位相差の変動を監視して歪補償係数更新期間を可変制御する処理フローである。
図１５は第３実施例の変形例である。
図１６は変形例の処理フローである。
図１７は第４実施例の歪補償装置の構成図である。
図１８は第４実施例の処理フローである。
図１９は第４実施例の変形例である。
図２０は第５実施例の歪補償装置の構成図である。
図２１はＡＣＰＲ測定装置の構成図である。
図２２は第５実施例の処理フローである。
図２３は第５実施例の変形例である。
図２４は第６実施例の歪補償装置の構成図である。
図２５は第６実施例の処理フローである。
図２６は第６実施例の変形例である。
図２７は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図である。
図２８は送信電力増幅器の入出力特性及び送信周波数ｆ０周辺の周波数スペクトラムである。
図２９はディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。
図３０は適応ＬＭＳによる歪補償処理の説明図である。
図３１はｘ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）として表現した送信装置の全体の構成図である。
図３２は参照信号に対するフィードバック信号の位相差説明図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2003103163.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
2003103163.tif 000014
【図１３】
2003103163.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
2003103163.tif 000017
【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
2003103163.tif 000021
【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
2003103163.tif 000024
【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【国際調査報告】
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2003103163.tif 000036
2003103163.tif 000037
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