(57)【要約】偶高調波ミキサとフィルタとの間の接続部の構成を簡素化して小型化を可能にする。偶高調波ミキサ（２１）と高周波帯域通過フィルタ（２３）とを伝送線路（２２）を介して接続して、フィルタ一体型偶高調波ミキサを構成する。その際に、偶高調波ミキサ（２１）と伝送線路（２２）との接続点（２４）から伝送線路（２２）側を見たインピーダンスが、局部発振信号の周波数ｆＬＯに対して略０になるように伝送線路（２２）の長さを設定している。したがって、従来の偶高調波ミキサに設けられている周波数ｆＬＯに対して等価的な接地を与えるための線路長が約１ｍｍの先端開放スタブを削除することができる。こうして、偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタとの間の接続部を簡素化し、フィルタ一体型偶高調波ミキサの回路レイアウトを非常にコンパクトにすることができる。
2003038992.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
偶高調波ミキサ（２１，８１）と高周波帯域通過フィルタ（２３，４７，８３）とが伝送線路（２２，４６，８２）で接続されたフィルタ一体型偶高調波ミキサであって、
上記偶高調波ミキサ（２１，８１）と伝送線路（２２，４６，８２）との接続点（２４，Ｘ，９２）から見た上記伝送線路（２２，４６，８２）側のインピーダンスが、上記偶高調波ミキサ（２１，８１）に入力される局部発振信号の周波数（ｆＬＯ）に対して略短絡となるように、上記伝送線路（２２，４６，８２）の長さが設定されていることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。
【請求項２】
請求項１に記載のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、
上記伝送線路（２２，４６，８２）と高周波帯域通過フィルタ（２３，４７，８３）とを一体とした回路における上記局部発信号の周波数（ｆＬＯ）での透過損は２０ｄＢ以上であり、反射損は略０ｄＢであり、反射位相角は略−１８０°であることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。
【請求項３】
請求項１に記載のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、
上記偶高調波ミキサ（２１，８１）は、少なくともアンチパラレルダイオード（２５，４１，８４）と先端短絡スタブ（２６，４２，８５）を含んで構成されていることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。
【請求項４】
請求項３に記載のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、
半導体基板上（５３）に形成されていることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。
【請求項５】
請求項１に記載のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、
上記高周波帯域通過フィルタ（４７）は、マイクロストリップ線路共振器（１２３，１２４）を有していることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。
【請求項６】
請求項１に記載のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、
上記高周波帯域通過フィルタ（４７）は、マイクロストリップ線路で構成された入力回路と出力回路を有しており、
上記入力回路と出力回路とは、容量結合および磁気結合のうちの少なくとも一方によって結合されていることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。
【請求項７】
請求項１に記載のフィルタ一体型偶高調波ミキサを用いたことを特徴とする高周波無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、マイクロ波ミリ波通信装置に用いられる偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタとが伝送線路で接続されたフィルタ一体型偶高調波ミキサ、および、それを用いた高周波無線通信装置に関する。
背景技術
図９は、例えば、特許第２７９５９７２号に記載されている従来の偶高調波ミキサの構成図である。この偶高調波ミキサにおいては、高周波信号（周波数ｆｒｆ）と局部発振信号（周波数ｆｌｏ）とを入力し、中間周波信号（周波数ｆｉｆ）としてｆｌｏの偶数倍とｆｒｆとの差の周波数の局波数を出力するダウンコンバータ用偶高調波ミキサの例である。
図９において、１は高周波信号端子、２は局部発振信号端子、３は中間周波信号端子、４ａ，４ｂはダイオードである。このダイオード４ａ，４ｂは、逆極性で並列接続されており、アンチパラレルダイオードペア５を構成している。また、６は中間周波信号を通過させる低域通過フィルタ、７は高周波信号を通過させる帯域通過フィルタであり、共にアンチパラレルダイオードペア５の第１の端子８に接続されている。さらに、この第１の端子８には、局部発振信号周波数に対して略１／４波長の先端開放スタブ１０が接続されている。一方、アンチパラレルダイオードペア５の第２の端子９には、局部発振信号周波数に対して略１／４波長の先端短絡スタブ１１が接続されている。尚、低域通過フィルタ６および帯域通過フィルタ７で、分波器１２を構成している。
上記構成を有するダウンコンバータ用偶高調波ミキサは次のように動作する。すなわち、上記局部発振信号端子２から周波数ｆｌｏの局部発振信号を入力して、アンチパラレルダイオードペア５の第２の端子９に加える。一方、高周波信号端子１から周波数ｆｒｆの高周波信号を入力して、帯域通過フィルタ７を介してアンチパラレルダイオードペア５の第１の端子８に加える。そうすると、次式で与えられる混合波（周波数ｆｏｕｔ）が、アンチパラレルダイオードペア５の両端に発生する。
ｆｏｕｔ＝｜ｆｒｆ±２ｍｆｌｏ｜
ここで、ｍ：整数
そして、この混合波のうち、例えば次式で与えられる周波数ｆｉｆの信号を選択して、中間周波信号として中間周波信号端子３から出力するのである。
ｆｉｆ＝ｆｒｆ−２ｍｆｌｏ
ここで、上記中間周波信号の周波数ｆｉｆが、周波数ｆｒｆと比較して十分小さい場合には、局部発振信号周波数ｆｌｏに対して略１／４波長の先端開放スタブ１０との接続点８は、高周波信号ｆｒｆに対しては開放、局部発振信号ｆｌｏに対しては短絡として機能する。一方、局部発振信号周波数ｆｌｏに対して略１／４波長の先端短絡スタブ１１との接続点９は、高周波信号ｆｒｆに対しては短絡、局部発振信号ｆｌｏに対しては開放として機能する。局部発振信号と高周波信号はお互いにアイソレーションが取れる。また、局部発振信号の偶高調波信号は、アンチパラレルダイオードペア５内でキャンセルされるために、どこからも出力されない。
尚、上記構成を有するダウンコンバータ用偶高調波ミキサは、中間周波信号を中間周波信号端子３に入力し、局部発振信号を局部発振信号端子２に入力して、高周波信号を高周波信号端子１から出力するアップコンバータ用ミキサとして機能させることもできる。
しかしながら、上記従来の偶高調波ミキサにおいては、以下のような問題がある。すなわち、高周波信号端子１に入力される高周波信号を通過させる帯域通過フィルタを別途接続する必要があり、その部品と実装工程との費用が高くなる。また、ミリ波帯等周波数が非常に高い場合には、偶高調波ミキサと帯域通過フィルタとの接続点での損失が顕著になって特性が劣化するのである。
一方、上記部品と実装費用との低減と、偶高調波ミキサと帯域通過フィルタとの接続点における損失の低減を目的として、偶高調波ミキサと帯域通過フィルタとを同一半導体チップ上に形成して集積化することも考えられる。ところが、その場合には、上記偶高調波ミキサと帯域通過フィルタとを別々設計して、単純に半導体チップ上に並べて適当な長さの伝送線路で接続して集積化するだけでは、偶高調波ミキサの先端開放スタブ１０，先端短絡スタブ１１およびフィルタ６，７等の受動回路が大部分の面積を占めてしまう。そのため、半導体チップの面積が大きくなって半導体チップの単価が高くなるという問題がある。
発明の開示
そこで、この発明の目的は、偶高調波ミキサとフィルタとの間の接続部の構成を簡素化すると共に回路の小型化を可能にし、半導体チップのコストを下げることができるフィルタ一体型偶高調波ミキサ、および、それを用いた高周波無線通信装置を提供することにある。
上記目的を達成するため、第１の発明は、偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタとが伝送線路で接続されたフィルタ一体型偶高調波ミキサであって、上記偶高調波ミキサと伝送線路との接続点から見た上記伝送線路側のインピーダンスが、上記偶高調波ミキサに入力される局部発振信号の周波数に対して略短絡となるように、上記伝送線路の長さが設定されていることを特徴としている。
上記構成によれば、偶高調波ミキサと伝送線路との接続点から見た上記伝送線路側のインピーダンスが局部発振信号の周波数に対して略短絡となっている。したがって、上記局部発振信号の周波数に対して等価的な接地を与えるための先端開放スタブを省略することが可能になる。その結果、従来のように、偶高調波ミキサに別途高周波帯域通過フィルタを接続する場合に比較して、占有面積が少なくなリ、チップ化した場合の面積およびコストの低下が図られる。
また、１実施例では、上記第１の発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、上記伝送線路と高周波帯域通過フィルタとを一体とした回路における上記局部発信号の周波数での透過損は２０ｄＢ以上であり、反射損は略０ｄＢであり、反射位相角は略−１８０°である。
この実施例によれば、上記伝送線路と高周波帯域通過フィルタとを一体とした回路の上記局部発信号の周波数に対する反射係数が−１であり、等価的に接地に等しいと見なすことができる。
また、１実施例では、上記第１の発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、上記偶高調波ミキサは、少なくともアンチパラレルダイオードと先端短絡スタブを含んで構成されている。
この実施例によれば、上記偶高調波ミキサには先端開放スタブが含まれておらず、上記偶高調波ミキサ、延いては本フィルタ一体型偶高調波ミキサの占有面積が少なくなリ、回路規模が小さくなる。
また、１実施例では、上記第１の発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサは、半導体基板上に形成されている。
この実施例によれば、上記偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタと伝送線路が一つの半導体基板上に一体化して構成されている。したがって、ミリ波帯等の周波数が非常に高い場合であっても、上記高周波帯域通過フィルタと偶高調波ミキサとの接続部における信号の損失が極力少なくなる。さらに、上述したような先端開放スタブを含まない回路構成とすることと併せて、回路全体が小さくなるため、半導体チップ一個当りの費用が低減される。
また、１実施例では、上記第１の発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、上記高周波帯域通過フィルタは、マイクロストリップ線路共振器を有している。
この実施例によれば、フィルタの通過帯域内の周波数を有する信号に対してマイクロストリップ線路共振器のインピーダンスが非常に大きくなる。したがって、上記信号は上記高周波帯域通過フィルタ内の容量を通過することができる。これに対して、フィルタの通過帯域から大きく離れた周波数を有する信号に対して上記マイクロストリップ線路共振器のインピーダンスが小さくなり、上記信号は上記容量を通過できずに反射される。
また、１実施例では、上記第１の発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、上記高周波帯域通過フィルタはマイクロストリップ線路で構成された入力回路と出力回路を有しており、上記入力回路と出力回路とは、容量結合および磁気結合のうちの少なくとも一方によって結合されている。
この実施例によれば、フィルタの通過帯域のすぐ近傍に大きな減衰極を形成して、急峻なフィルタ特性を得ることが可能になる。
また、第２の発明の高周波無線通信装置は、上記第１の発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサを用いたことを特徴としている。
上記構成によれば、上記高周波帯域通過フィルタと一体化された偶高調波ミキサを用いているので、所望の送信電力を出力するための増幅器の利得が小さくなる。そのために、低コスト化および低消費電力化が可能になる。
発明を実施するための最良の形態
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
・第１実施の形態
図１は、本実施の形態のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおける構成を示す図である。尚、ここでは、中間周波信号（周波数ｆＩＦ）と局部発振信号（周波数ｆＬＯ）とを入力して、周波数ｆＬＯの２倍と周波数ｆＩＦとを混合した周波数の高周波信号（周波数ｆＲＦ）を出力するアップコンバータ用偶高調波ミキサである場合を例に説明する。すなわち、周波数ｆＲＦと周波数ｆＩＦと周波数ｆＬＯとの間には、以下の関係があるのである。
ｆＲＦ＝２×ｆＬＯ＋ｆＩＦ
本フィルタ一体型偶高調波ミキサは、偶高調波ミキサ２１，伝送線路２２および高周波帯域通過フィルタ２３で構成され、偶高調波ミキサ２１と高周波帯域通過フィルタ２３との一端が、伝送線路２２を介して接続されている。また、偶高調波ミキサ２１と伝送線路２２との接続点２４から、伝送線路２２側を見たインピーダンスが局部発振信号の周波数ｆＬＯに対して略０になるように伝送線路２２の長さが設定されている。
上記偶高調波ミキサ２１は、２つのダイオードを夫々の極性を逆にして並列接続して成るアンチパラレルダイオードペア２５と、先端短絡スタブ２６と、中間周波信号用伝送線路２７と、局部発振信号用伝送線路２８と、キャパシタ２９で構成される。
上記アンチパラレルダイオードペア２５と伝送線路２２との接続点２４に中間周波信号用伝送線路２７の一端が接続されている。また、中間周波信号用伝送線路２７の他端３０にはキャパシタ２９の一端が接続されると共に、キャパシタ２９の他端は接地されている。そして、中間周波信号用伝送線路２７とキャパシタ２９との接続点３０は中間周波信号用端子３１となっている。さらに、アンチパラレルダイオードペア２５の他端には先端短絡スタブ２６が接続されている。また、アンチパラレルダイオードペア２５と先端短絡スタブ２６との接続点３２には局部発振信号用伝送線路２８の一端が接続され、局部発振信号用伝送線路２８の他端が局部発振信号用端子３３となっている。この先端短絡スタブ２６は、周波数ｆＬＯに対して１／４波長になるように長さが設定されている。
上記構成のフィルタ一体型偶高調波ミキサは、以下のように動作する。すなわち、上記局部発振信号用端子３３から入力された周波数ｆＬＯの局部発振信号は、局部発振信号用伝送線路２８を通過してアンチパラレルダイオードペア２５に入力される。一方、先端短絡スタブ２６は周波数ｆＬＯに対して１／４波長になるように長さが設定されているため、周波数ｆＬＯに対しては開放と等価になり、何も接続していないのに等しい。
また、上記偶高調波ミキサ２１と伝送線路２２との接続点２４から伝送線路２２側を見たインピーダンスは周波数ｆＬＯに対して略０であるので、接続点２４は周波数ｆＬＯに対して略接地の条件に等しい。したがって、上記入力された局部発振信号の電圧は、総てアンチパラレルダイオードペア２５に掛ることになる。そして、局部発振信号用端子３３から入力された局部発振信号と中間周波信号用端子３１から入力された周波数ｆＩＦの中間周波信号とがアンチパラレルダイオードペア２５内で混合されて、様々な周波数成分を有する信号が発生する。そして、これらの信号のうち、ｆＲＦ＝２×ｆＬＯ＋ｆＩＦの周波数成分の信号のみが帯域通過フィルタ２３を通過し、他の周波数成分を持つ信号は帯域通過フィルタ２３を通過することができずに反射される。その結果、ｆＲＦ＝２×ｆＬＯ＋ｆＩＦの周波数の信号のみが、高周波信号用端子３４から出力される。また、中間周波信号用伝送線路２７は周波数ｆＲＦに対して１／４波長に設定されているので、周波数ｆＲＦに対しては開放と等価となって何も接続されていないとに等しく、周波数ｆＲＦの信号は中間周波信号用端子３１からは出力されない。
さらに、上記周波数ｆＩＦが周波数ｆＲＦ比較して小さい場合には、上記周波数ｆＲＦは、
ｆＲＦ≒２×ｆＬＯ
となるため、先端短絡スタブ２６は周波数ｆＲＦに対して略１／２波長となり、接続点３２は周波数ｆＲＦに対して接地と略等価になる。したがって、周波数ｆＲＦの信号は局部発振信号用端子３３からも出力されないのである。
図２は、図１に示す構成を有するフィルタ一体型偶高調波ミキサを、厚さ７０μｍの砒化ガリウム基板上に形成した具体例である。但し、図２Ａは平面図であり、図２Ｂは図２ＡにおけるＡ‐Ａ’矢視断面図である。尚、この場合は、周波数ｆＬＯとして２９．５ＧＨｚ、周波数ｆＩＦとして１ＧＨｚ〜３ＧＨｚ、周波数ｆＲＦとして６０ＧＨｚ〜６２ＧＨｚを想定している。尚、基板のサイズは略０．７ｍｍ×１．０ｍｍである。
図２において、４１は上記アンチパラレルダイオードペア、４２は先端短絡スタブ、４３は中間周波信号用伝送線路、４４は局部発振信号用伝送線路、４５はＭＩＭ（金属‐絶縁物‐金属）キャパシタであって、偶高調波ミキサを構成している。さらに、この偶高調波ミキサと、伝送線路４６と、高周波帯域通過フィルタ４７とで、フィルタ一体型偶高調波ミキサが構成されている。ここで、先端短絡スタブ４２，伝送線路４６および局部発振信号用伝送線路４４は、特性インピーダンスが略５０Ωとなるように線路幅を５５ミクロンに形成している。また、中間周波信号用伝送線路４３は、特性インピーダンスが略７０Ωとなるように線路幅を２５ミクロンに形成している。これらの線路は、全体の大きさを小さくするために適宜折り曲げて形成している。
また、５０は中間周波信号用端子であり、５１は局部発振信号用端子であり、５２は高周波信号用端子であり、５３は砒化ガリウム基板であり、５４は接地金属である。
また、上記先端短絡スタブ４２は、スルーホール４８およびパッド４９の長さも含めて周波数ｆＬＯ（２９．５ＧＨｚ）に対して１／４波長になるように、その長さが設定されている。また、ＭＩＭキャパシタ４５は、中間周波信号に対しては高インピーダンスとなる一方、高周波信号に対しては低インピーダンスとなるように、０．４ｐＦに設定されている。
上記伝送線路４６（Ｘ〜Ｙの間）の実効長は４５０μｍに設定している。尚、実効長とは、折り曲げた線路に沿った長さと定義している。つまり、実効長４５０μｍの伝送線路とは、長さが４５０μｍの直線状の線路（途中で折り曲げていない線路）と等価の電気長を有する伝送線路である。
接続点Ｘから図中右側（伝送線路４６および高周波帯域通過フィルタ４７側）を見た反射損／透過損は図３Ａに示すようになり、反射位相角は図３Ｂに示すようになる。すなわち、周波数ｆＲＦ（６０ＧＨｚ〜６２ＧＨｚ）での透過損が２ｄＢ程度であり、周波数ｆＲＦの信号は殆ど通過する。これに対して、周波数ｆＬＯ（２９．５ＧＨｚ）での透過損は２０ｄＢ程度、反射損は０ｄＢであり、反射位相角は−１８０°となる特性を示している。これは、周波数ｆＬＯの時の反射係数が略−１であることを意味しており、等価的に接地に等しいと見なすことができる。
以上の結果、従来のような周波数ｆＬＯに対して等価的な接地を与えるための先端開放スタブが存在しなくても、局部発振信号の電圧は総てアンチパラレルダイオードペア４１に掛ることになる。このように、図２における先端短絡スタブ４２（線路長約１ｍｍ）の長さと略同じ長さである上記先端開放スタブを省略できることにより、図２より明らかなように、非常にコンパクトなフィルタ一体型偶高調波ミキサの回路レイアウトが可能になり、チップサイズを縮小することができるのである。
上記高周波帯域通過フィルタ２３，４７における本来の目的は、周波数ｆＲＦ（６０ＧＨｚ〜６２ＧＨｚ）の信号を通過させ、その近傍周波数成分の不要な信号、特に周波数２×ｆＬＯ（５９ＧＨｚ）の周波数成分と周波数２×ｆＬＯ（５９ＧＨｚ）−周波数ｆＩＦ（１ＧＨｚ〜３ＧＨｚ）（＝５６ＧＨｚ〜５８ＧＨｚ）との周波数成分を持つ信号を大きく減衰させることである。しかしながら、発明者らは、高周波帯域通過フィルタ２３，４７の上述のような周波数ｆＬＯ（２９．５ＧＨｚ）における透過損は２０ｄＢ程度、反射損は０ｄＢであり、反射位相角は−１８０°となる特性を利用して、偶高調波ミキサを設計する上で必要となる回路の一部を高周波帯域通過フィルタ２３，４７担わせることを考え、本発明に至ったのである。
次に、上記高周波帯域通過フィルタ４７について、図４に従って詳細に説明する。高周波帯域通過フィルタ４７は伝送線路１２１〜伝送線路１２４によって概略構成されている。そして、伝送線路１２１，１２２は入力回路あるいは出力回路を構成し、それらの先端１２５，１２６は入力端子あるいは出力端子として機能する。また、伝送線路１２３，１２４は、通過信号の中心周波数での波長λに対して約１／２λの長さを有しており、マイクロストリップ線路共振器としての開放線路共振器を構成している。
上記伝送線路１２１の一部と伝送線路１２３の一部とは並行に配置されて、容量結合している。同様に、伝送線路１２２の一部と伝送線路１２４の一部とは平行に配置されて容量結合している。また、伝送線路１２３の一部と伝送線路１２４の一部とは平行に配置（楕円１２８の部分）されて容量結合している。さらに、伝送線路１２１の一部と伝送線路１２２の一部とは並行に配置（楕円１２７の部分）されて、容量結合および磁気結合している。
上記構成をより解り易くするために、図５に、図４に示す高周波帯域通過フィルタ４７を略等価な集中定数て表した回路図を示す。共振器１２９および共振器１３０は、図４における伝送線路１２３および伝送線路１２４に一致する。また、容量１３１は、図４における伝送線路１２１と伝送線路１２３との容量結合を表している。また、容量１３２は、伝送線路１２２と伝送線路１２４との容量結合を表している。さらに、容量１３３は、図４における伝送線路１２３と伝送線路１２４との容量結合１２８を表している。また、楕円１３４で示す結合は、図４における楕円１２７で示す容量結合および磁気結合を表している。
次に、図５に従って、上記高周波帯域通過フィルタ４７の動作について説明する。フィルタの通過帯域内の周波数を有する信号に対しては、共振器１２９，１３０のインピーダンスが非常に大きくなる。したがって、入力端子１３５あるいは入力端子１３６から入力された信号は容量１３１，１３２，１３３を通過することができる。これに対して、フィルタの通過帯域から大きく離れた周波数を有する信号に対しては、共振器１２９，１３０のインピーダンスが小さくなる。したがって、上記信号は容量１３３を通過できずに反射される。一方、フィルタの通過帯域から僅かに離れた周波数を有する信号の場合には、容量１３１，１３２，１３３を通過する信号の位相と結合１３４を通過する信号の位相とが逆になって互いに打ち消し合うことになる。すなわち、フィルタの通過帯域のすぐ近傍に大きな減衰極が形成されることになり、急峻なフィルタ特性を得ることができるのである。
したがって、本実施の形態に、上記高周波帯域通過フィルタ４７を用いることによって、より小型で優れた特性を有するフィルタ一体型偶高調波ミキサを実現することができるのである。
尚、上記高周波帯域通過フィルタ４７においては、図４における結合１２７を、図５に示す結合１３４のごとく容量結合と磁気結合とで構成することによって、通過帯域のすぐ近傍で急峻な減衰特性を実現するようにしている。しかしながら、容量結合および磁気結合の何れか一方のみで構成した場合であっても、上記両結合で構成した場合よりも減衰特性は劣るものの、本実施の形態としての効果を十分に得ることはできる。
上記高周波帯域通過フィルタ２３，４７は、図２に示すものに限定されるものではなく、周波数ｆＲＦの信号を通過させ、その近傍周波数帯域の不要な信号を大きく減衰させるという本来の目的を達成する特性を有し、且つ、周波数ｆＬＯの信号に対しては、透過損が大きくて反射損が小さい特性を有するものであれば、他の形状や構造であってもよい。周波数ｆＬＯに対する透過損が大きいほど本発明の効果があるが、その目安としては２０ｄＢ以上であればよい。但し、本発明における伝送線路の最適長はフィルタの構造に依存するため、別の構造の高周波帯域通過フィルタを用いる場合は、接続点Ｘから上記図中右側を見たインピーダンスが周波数ｆＬＯの場合に０になるように伝送線路の長さを設定する必要がある。
尚、図２においては、マイクロストリップ線路を用いた場合を例に示したが、コプレーナ線路やグランドコプレーナ線路を用いてもよい。また、中間周波信号を高周波信号に変換するアップコンバータとしての機能を説明したが、高周波信号を中間周波信号に変換するダウンコンバータとしても用いることができる。
上記アンチパラレルダイオードペア４１の縦断面を図６に示す。アンチパラレルダイオードペア４１は、逆極性の２個のダイオード６１，６２を並列接続することによって構成されている。そして、両方のダイオード（図６においてはダイオード６１で代表している）は以下のような構成を有している。すなわち、半絶縁性砒化ガリウム基板６３上に、キャリア濃度が５．０×１０１８ｃｍ−３で厚さが５００ｎｍのｎ＋ＧａＡｓ層６４、キャリア濃度が３．０×１０１８ｃｍ−３で厚さが２０ｎｍのｎ＋ＧａＩｎＰ層６５、キャリア濃度が３．０×１０１６ｃｍ−３で厚さが７００ｎｍのｎ−ＧａＡｓ層６６が、順次エピタキシャル成長されている。さらに、ｎ＋ＧａＡｓ層６４上には、ＡｕＧｅ／Ｎｉ／Ａｕで成るオーミック電極６７及び配線金属６８が形成されている。また、ｎ−ＧａＡｓ層６６上には、Ｔｉ／Ｐｔ／Ａｕで成るショットキー電極６９および配線金属７０が形成されている。以上のような本実施の形態におけるダイオードのショットキー電極の面積は、６μｍ×７μｍである。尚、７１は接地金属である。
以上のように、本実施の形態においては、偶高調波ミキサ２１と高周波帯域通過フィルタ２３，４７との一端を伝送線路２２，４６を介して接続して、フィルタ一体型偶高調波ミキサを構成している。また、偶高調波ミキサ２１を、２つのダイオードを夫々の極性を逆にして並列接統して成るアンチパラレルダイオードペア２５，４１と、このアンチパラレルダイオードペア２５，４１の一端に接続された中間周波信号用伝送線路２７，４３と、アンチパラレルダイオードペア２５，４１の他端に接続された先端短絡スタブ２６，４２と、アンチパラレルダイオードペア２５，４１と先端短絡スタブ２６，４２との接続点３２に接続された局部発振信号用伝送線路２８，４４で構成している。
その際に、上記高周波帯域通過フィルタ２３，４７は、伝送線路２２，４６の実効長を適当に設定することによって、周波数ｆＲＦの信号を通過させる一方、その近傍周波数成分の不要な信号を大きく減衰させる特性に加えて、周波数ｆＬＯにおける透過損は２０ｄＢ程度、反射損は０ｄＢであり、反射位相角は−１８０°となる特性を有している。したがって、偶高調波ミキサ２１と伝送線路２２，４６との接続点２４，Ｘから伝送線路２２，４６側を見たインピーダンスが、局部発振信号の周波数ｆＬＯに対して略０になっている。つまり、接続点２４，Ｘは、周波数ｆＬＯに対して略接地の条件に等しいのである。
そのために、上記局部発振信号用端子３３，５１から局部発振信号用伝送線路２８，４４に入力された周波数ｆＬＯの局部発振信号の電圧は、総てアンチパラレルダイオードペア２５，４１に掛ることになる。そして、中間周波信号用端子３１，５０から中間周波信号用伝送線路２７，４３に入力された周波数ｆＩＦの中間周波信号と、アンチパラレルダイオードペア２５，４１内で混合され、ｆＲＦ＝２×ｆＬＯ＋ｆＩＦの周波数成分の信号のみが高周波帯域通過フィルタ２３，４７を通過して高周波信号用端子３４，５２から出力されるのである。
すなわち、本実施の形態によれば、従来の偶高調波ミキサに設けられている周波数ｆＬＯに対して等価的な接地を与えるための線路長が約１ｍｍの先端開放スタブを削除することができる。こうして、偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタとの間の接続部を簡素化し、図２に示すように、フィルタ一体型偶高調波ミキサの回路レイアウトを非常にコンパクトにすることができる。したがって、チップサイズを縮小することができるのである。
また、本実施の形態のごとく、上記偶高調波ミキサ２１と高周波帯域通過フィルタ２３，４７と伝送線路２２，４６とが一つの砒化ガリウム基板５３上に一体化して構成されている。したがって、ミリ波帯等の周波数が非常に高い場合であっても、高周波帯域通過フィルタ２３，４７と偶高調波ミキサ２１との接続部における信号の損失を極力少なくできるのである。
・第２実施の形態
図７は、本実施の形態のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおける構成を示す図である。本フィルタ一体型偶高調波ミキサは、上記第１実施の形態に示すフィルタ一体型偶高調波ミキサと本質的には同じである。すなわち、偶高調波ミキサ８１，伝送線路８２，高周波帯域通過フィルタ８３，アンチパラレルダイオードペア８４，先端短絡スタブ８５，中間周波信号用伝送線路８６，局部発振信号用伝送線路８７，キャパシタ８８，中間周波信号用端子８９，局部発振信号用端子９０および高周波信号用端子９１は、上記第１実施の形態において図１に示す偶高調波ミキサ２１，伝送線路２２，高周波帯域通過フィルタ２３，アンチパラレルダイオードペア２５，先端短絡スタブ２６，中間周波信号用伝送線路２７，局部発振信号用伝送線路２８，キャパシタ２９，中間周波信号用端子３１，局部発振信号用端子３３および高周波信号用端子３４と同じである。
本実施の形態においては、上記偶高調波ミキサ８１と伝送線路８２との接続点９２で、周波数ｆＲＦの信号に対して偶高調波ミキサ８１と伝送線路８２との整合をとるために、アンチパラレルダイオードペア８４の一端と接続点９２との間に伝送線路９３を追加し、アンチパラレルダイオードペア８４の他端と先端短絡スタブ８５と局部発振信号用伝送線路８７との接続点９４との間に伝送線路９５を追加し、接続点９２に先端開放スタブ９６を追加した点が異なる。尚、上記伝送線路９３，９５と先端開放スタブ９６とは、通常周波数ｆＲＦに対して、０．０５波長〜０．１０波長程度の短い長さのもので実現できる。したがって、フィルタ一体型偶高調波ミキサの回路レイアウトやチップサイズの拡大が最小限に抑えられる。
・第３実施の形態
本実施の形態は、上記第１，第２実施の形態におけるフィルタ一体型偶高調波ミキサを送信機と受信機とに用いた高周波無線通信装置に関する。図８は、本高周波無線通信装置におけるブロック図である。図８において、送信機１０１は、変調信号源１０３，フィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４，パワーアンプ１０５，アンテナ１０６および局部発振信号源１０７で構成されている。尚、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４は、アップコンバータとしての偶高調波ミキサ１０８と伝送線路１０９と高周波帯域通過フィルタ１１０で構成されている。また、受信機１０２は、チューナ１１１，フィルタ一体型偶高調波ミキサ１１２，ローノイズアンプ１１３，アンテナ１１４及び局部発振信号源１１５で構成されている。尚、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１１２は、ダウンコンバータとしての偶高調波ミキサ１１６と伝送線路１１７と高周波帯域通過フィルタ１１８で構成されている。ここで、変調信号源１０３は、映像やデータを出力するものであり、例えば、放送衛星や通信衛星の中間周波数信号を示す。
上記構成を有する高周波無線通信装置は、以下のように動作する。すなわち、送信機１０１の変調信号源１０３で生成される中間周波信号は１ＧＨｚから３ＧＨｚの間を占めており、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４の中間周波信号用端子（３１，５０，８９に相当）に入力される。一方、局部発振信号源１０７で生成される局部発振信号は周波数２９．５ＧＨｚの正弦波であり、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４の局部発振信号用端子（３３，５１，９０に相当）に入力される。そして、上記中間周波信号と局部発振信号とはフィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４内で混合される。こうして、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４において発生する信号のうち周波数６０ＧＨｚから６３ＧＨｚの間の高周波信号のみが出力され、パワーアンプ１０５で増幅され、アンテナ１０６から高周波電波１１９として放射される。
上記放射された高周波電波１１９は、上記受信機１０２のアンテナ１１４で受信されて受信機１０２の高周波信号となり、ローノイズアンプ１１３で増幅される。さらにフィルタ一体型偶高調波ミキサ１１２の高周波信号用端子（３４，５２，９１に相当）に入力される。一方、局部発振信号源１１５で生成された周波数２９．５ＧＨｚの正弦波の信号は、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１１２の局部発振信号用端子に入力される。そして、高周波信号は、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１１２の内部で局部発振信号と混合され、再び周波数１ＧＨｚから３ＧＨｚの間の中間周波信号に変換される。こうして得られた中間周波信号はチューナ１１１に入力されて、所望の情報に変換される。
上述したように、上記フィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４およびフィルタ一体型偶高調波ミキサ１１２は、上記第１，第２実施の形態における偶高調波ミキサを用いており、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４とフィルタ一体型偶高調波ミキサ１１２として全く同じ構成のものを使用することが可能である。また、パワーアンプ１０５とローノイズアンプ１１３、アンテナ１０６とアンテナ１１４、局部発振信号源１０７と局部発振信号源１１５は、夫々同じ構成のものを用いてもよい。
上記送信機１０１を構成するフィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４，パワーアンプ１０５および局部発振信号源１０７は、それらの総てまたは一部分を、一つの半導体チップ上に集積してもよい。特に、フィルタ一体型偶高調波ミキサ１０４およびパワーアンプ１０５を集積化した場合には、それらの接続部における損失が著しく低減でき、所定の送信電力を出力するために必要なパワーアンプの利得が小さくなる。その結果、送信機の小型および低消費電力化が可能になる。同様に、受信機１０２を構成するフィルタ一体型偶高調波ミキサ１１２，ローノイズアンプ１１３および局部発振信号源１１５の総てあるいは一部分を、一つの半導体チップ上に集積してもよい。
【図面の簡単な説明】
図１は、この発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおける構成を示す図である。
図２は、図１に示すフィルタ一体型偶高調波ミキサを砒化ガリウム基板上に形成した具体的構成を示す図である。
図３は、図２における接続点Ｘから伝送線路および高周波帯域通過フィルタ側を見た場合における反射損／透過損および反射位相角示す図である。
図４は、図２における高周波帯域通過フィルタの拡大図である。
図５は、図４に示す高周波帯域通過フィルタを略等価な集中定数で表した回路図である。
図６は、図２におけるアンチパラレルダイオードペアの縦断面図である。
図７は、図１とは異なるフィルタ一体型偶高調波ミキサの構成を示す図である。
図８は、この発明の高周波無線通信装置におけるブロック図である。
図９は、従来の偶高調波ミキサの構成図である。
【図１】
2003038992.tif 000003
【図２Ａ】
2003038992.tif 000004
【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
2003038992.tif 000008
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2003038992.tif 000013
【手続補正書】
【提出日】平成15年10月16日(2003.10.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
偶高調波ミキサ（２１，８１）と高周波帯域通過フィルタ（２３，４７，８３）とが伝送線路（２２，４６，８２）で接続されたフィルター体型偶高調波ミキサであって、
上記偶高調波ミキサ（２１，８１）と伝送線路（２２，４６，８２）との接続点（２４，Ｘ，９２）から見た上記伝送線路（２２，４６，８２）側のインピーダンスが、上記偶高調波ミキサ（２１，８１）に入力される局部発振信号の周波数（ｆＬ０）に対して略短絡となるように、上記伝送線路（２２，４６，８２）の長さが設定されていることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【請求項２】
請求項１に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、
上記伝送線路（２２，４６，８２）と高周波帯域通過フィルタ（２３，４７，８３）とを一体とした回路における上記局部発信号の周波数（ｆＬ０）での透過損は２０ｄＢ以上であり、反射損は略０ｄＢであり、反射位相角は略−１８０°であることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【請求項３】
請求項１に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、
上記偶高調波ミキサ（２１，８１）は、少なくともアンチパラレルダイオード（２５，４１，８４）と先端短絡スタブ（２６，４２，８５）を含んで構成されていることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【請求項４】
請求項３に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、
半導体基板上（５３）に形成されていることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【請求項５】
請求項１に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、
上記高周波帯域通過フィルタ（４７）は、マイクロストリップ線路共振器（１２３，１２４）を有していることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【請求項６】
請求項１に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、
上記高周波帯域通過フィルタ（４７）は、マイクロストリップ線路で構成された入力回路と出力回路を有しており、
上記入力回路と出力回路とは、容量結合および磁気結合のうちの少なくとも一方によって結合されていることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【請求項７】
請求項１に記載のフィルター体型偶高調波ミキサを用いたことを特徴とする高周波無線通信装置。
【請求項８】
請求項３に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、
上記アンチパラレルダイオード（２５，４１，８４）の一端は上記接続点（２４，Ｘ，９２）を構成している一方、他端には上記先端短絡スタブ（２６，４２，８５）が接続されていることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【請求項９】
請求項８に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、
上記アンチパラレルダイオード（２５，４１，８４）と先端短絡スタブ（２６，４２，８５）との接続点には、局部発振信号が入力されることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【請求項１０】
請求項９に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、
同一半導体チップ上に集積一体化されていることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】
偶高調波ミキサを用いたことを特徴としている。
上記構成によれば、上記高周波帯域通過フィルタと一体化された偶高調波ミキサを用いているので、所望の送信電力を出力するための増幅器の利得が小さくなる。そのために、低コスト化および低消費電力化が可能になる。
また、１実施例のフィルター体型偶高調波ミキサでは、上記第１の発明のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、上記アンチパラレルダイオードの一端は上記接続点を構成している一方、他端には上記先端短絡スタブが接続されている。
また、１実施例のフィルター体型偶高調波ミキサでは、上記第１の発明のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、上記アンチパラレルダイオードと先端短絡スタブとの接続点には、局部発振信号が入力される。
この実施例によれば、従来のような局部発振信号の周波数に対して等価的な接地を与えるための先端開放スタブが存在しなくとも、局部発振信号の電圧は総て上記アンチパラレルダイオードに掛ることになる。したがって、上記局部発振信号と入力信号（例えば中間周波信号）とが上記アンチパラレルダイオード内で混合されて、様々な周波数成分を有する信号が発生される。
また、１実施例のフィルター体型偶高調波ミキサでは、上記第１の発明の上記アンチパラレルダイオードと先端短絡スタブとの接続点に局部発振信号が入力されるフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、同一半導体チップ上に集積一体化されている。
この実施例によれば、フィルター体型偶高調波ミキサを構成する半導体チップ一個当りの回路規模が小さくなり、費用が低減される。
図面の簡単な説明
図１は、この発明のフィルター体型偶高調波ミキサにおける構成を示す図である。
図２は、図１に示すフィルター体型偶高調波ミキサを砒化ガリウム基板上に形成した具体的構成を示す図である。
図３は、図２における接続点Ｘから伝送線路および高周波帯域通過フィルタ側を見た場合における反射損／透過損および反射位相角示す図である。
図４は、図２における高周波帯域通過フィルタの拡大図である。
図５は、図４に示す高周波帯域通過フィルタを略等価な集中定数で表した回路図である。
図６は、図２におけるアンチパラレルダイオードペアの縦断面図である。
図７は、図１とは異なるフィルター体型偶高調波ミキサの構成を示す図である。
図８は、この発明の高周波無線通信装置におけるブロック図である。
図９は、従来の偶高調波ミキサの構成図である。
発明を実施するための最良の形態
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
・第１実施の形態
図１は、本実施の形態のフィルター体型偶高調波ミキサにおける構成を示す図である。尚、ここでは、中間周波信号（周波数ｆＩＦ）と局部発振信号（周波数ｆＬ０）とを入力して、周波数ｆＬ０の２倍と周波数ｆＩＦとを混合した周波数の高周波信号（周波数ｆＲＦ）を出力するアップコンバータ用偶高調波ミキサである場合を例に説明する。すなわち、周波数ｆＲＦと周波数ｆＩＦと周波数ｆＬ０との間には、以下の関係があるのである。




【国際調査報告】
2003038992.tif 000014
2003038992.tif 000015
2003038992.tif 000016
2003038992.tif 000017