(57)【要約】この発明は、入力電流波形に歪みが発生しても、交流電源２０と電力変換装置とを接続する１次配線のインダクタンス成分とフィルタとして接続するコンデンサとの共振による高次高調波成分を低減することができる電力変換装置の制御装置に関する。
2003063330.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブリッジ構成をなす半導体スイッチを有し、交流電源の交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、
このコンバータ部で変換された直流電力を平滑する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの直流電圧が直流電圧指令値に一致するように直流電圧を離散系制御する直流電圧制御手段と、
前記交流電源の交流電圧から基準となる正弦波信号を出力する離散系制御の基準正弦波発生手段と、
前記直流電圧制御手段の出力と前記基準正弦波発生手段の出力とを乗算して交流電流指令値を出力する離散系制御の交流電流指令値演算手段と、
この交流電流指令値演算手段から出力される交流電流指令値と前記交流電源の交流電流とから交流電圧指令値を演算出力する交流電流制御手段と、
この交流電圧指令値を入力して、前記半導体スイッチを連続制御によりオン／オフするオン／オフ信号を作成するパルス幅変調手段と、
このパルス幅変調手段から出力されたオン／オフ信号に従って、前記半導体スイッチをオン／オフするスイッチ駆動手段と、を有する電力変換装置の制御装置において、
前記交流電流制御手段は、電源周波数を中心周波数とし、かつ電源周波数を中心帯域として１を越えないゲインに設定し、前記交流電流指令値演算手段から出力される交流電流指令値を入力するバンドパスフィルタと、
前記交流電流指令値の内このバンドパスフィルタを通過した信号と前記交流電源の交流電流との偏差を算出する減算手段と、
この減算手段が算出した偏差を入力し、比例演算により偏差を零にするような交流電圧指令値を演算する比例演算手段と、を備え、
連続制御により交流電圧指令値を演算するようにしたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明は、交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置の制御装置に関するものである。
背景技術
第３図は、例えば特開平１０−１７４４４４号公報に記載された従来の電力変換装置の構成を示す図である。図において、２０は交流電源、２１は交流電源２０から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータ部、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄはコンバータ部２１としての単相ブリッジ回路を構成する半導体スイッチ、２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄは半導体スイッチ２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄに逆並列に接続されるダイオードである。また、２４はコンバータ部２１の直流側に接続された平滑コンデンサ、２５は負荷である。また、２６はフィルタ用コンデンサ、２７は交流電源２０と電力変換装置とを接続する１次配線のリアクタンス成分である。
また、３１はコンバータ部２１の交流側に接続されたリアクトル、３２は交流電源２０の交流電圧を検出する交流電圧検出器、３３は交流電源２０の交流電流を検出する交流電流検出器、３４は平滑コンデンサ２４の両端に接続され、平滑コンデンサ２４の直流電圧を検出する直流電圧検出器である。
従来の電力変換装置の主回路は、コンバータ部２１、平滑コンデンサ２４、リアクトル３１、交流電圧検出器３２、交流電流検出器３３および直流電圧検出器３４から構成される。
また、４０は電力変換装置の制御装置で、直流電圧制御手段４１と、基準正弦波発生手段４２と、交流電流指令値演算手段４３と、交流電流制御手段４４と、パルス幅変調手段４５と、スイッチ駆動手段４６とから構成される。
また、交流電流制御手段４４は、減算手段４７と、比例演算手段４８と、比例演算手段４８に対し並列に設けたバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと記す）４９と比例演算手段５０との直列接続と、加算手段５１とから構成され、離散系で制御する。また、ＢＰＦ４９は、電源周波数ｆｓを中心周波数とし、電源周波数成分のみを通過させて、その他の周波数成分を除去するバンドパスフィルタである。
従来の電力変換装置の制御装置４０の動作を、第３図により説明する。
直流電圧制御手段４１は、出力電圧設定器（図示せず）により設定された直流電圧指令値Ｖｄ＊と負荷２５に供給される直流電圧として直流電圧検出器３４で検出された直流電圧検出値Ｖｄ＃との偏差を比例積分演算して、交流電流振幅指令値Ｉｓ＊として出力する。また、基準正弦波発生手段４２は、交流電圧検出器３２から出力される交流電圧検出値Ｖｓ＃と同周期かつ同位相の基準正弦波ｓｉｎωｔを出力する。
交流電流指令値演算手段４３は、直流電圧制御手段４１から出力される交流電流振幅指令値Ｉｓ＊に、基準正弦波発生手段４２から出力される基準正弦波ｓｉｎωｔを乗算し、交流電流指令値ｉｓ＊として出力する。
交流電流制御手段４４は、交流電流指令値演算手段４３から出力される交流電流指令値ｉｓ＊と交流電源２０の交流電流として交流電流検出器３３が検出した交流電流検出値ｉｓ＃とを入力し、交流電圧指令値Ｖｃ＊を出力する。
また、パルス幅変調手段４５は、交流電流制御手段４４から出力される交流電圧指令値Ｖｃ＊の指令に基づき、コンバータ部２１を構成する半導体スイッチ２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄをオン／オフ制御するオン／オフ信号を作成、出力する。
スイッチ駆動手段４６は、パルス幅変調手段４５から出力されるオン／オフ信号に従って、半導体スイッチ２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄをオン／オフすることにより、交流電源２０から供給される交流電力を直流電力に変換する。
次に、交流電流指令値ｉｓ＊と交流電流検出値ｉｓ＃とを入力し、交流電圧指令値Ｖｃ＊を出力する交流電流制御手段４４の動作について説明する。
交流電流制御手段４４において、減算手段４７は、交流電流指令値演算手段４３から出力される交流電流指令値ｉｓ＊と交流電流検出器３３が検出した交流電流検出値ｉｓ＃との偏差ｅｉを算出する。
比例ゲインをＫｐとする比例演算手段４８は、偏差ｅｉをＫｐ倍する。また、偏差ｅｉは、比例演算手段４８に対し並列に設けたＢＰＦ４９と比例演算手段５０との直列接続に入力され、比例ゲインをＫｐｓとする比例演算手段５０は、偏差ｅｉの内ＢＰＦ４９を通過した電源周波数付近の偏差をＫｐｓ倍する。
加算手段５１は、比例演算手段４８により偏差ｅｉをＫｐ倍した出力信号と比例演算手段５０により偏差ｅｉの内ＢＰＦ４９を通過した電源周波数付近の偏差をＫｐｓ倍した出力信号とを加算して、交流電圧指令値Ｖｃ＊を求める。
従来の電力変換装置においては、上述のように制御装置４０により、直流電圧指令値Ｖｄ＊と、負荷２５に供給される直流電圧として直流電圧検出器３４で検出された直流電圧検出値Ｖｄ＃と、交流電源２０の交流電流として交流電流検出器３３が検出した交流電流検出値ｉｓ＃とから、交流電圧指令値Ｖｃ＊を演算して、電力変換装置の主回路を制御することで、電力変換装置の直流電圧、交流電流を各々の指令値に一致させている。
第４図は従来の電力変換装置の制御装置４０において、交流電流指令値演算手段４３から出力される交流電流指令値ｉｓ＊の波形である。
また、第５図は従来の電力変換装置の制御装置４０において、交流電流検出器３３が検出した交流電流検出値ｉｓ＃の波形で、入力電流波形に高次高調波成分が重畳された波形となる。図において、（ａ）は通常運転時の波形、（ｂ）は共振が発生した時の波形である。
第４図、第５図により、交流電流制御手段４４の減算手段４７に入力される交流電流指令値ｉｓ＊の波形と交流電流検出値ｉｓ＃の波形とを比較する。
離散系制御による交流電流指令値演算手段４３から出力される交流電流指令値ｉｓ＊の波形は微視的にみると、第４図に示すように、一定のサンプリング時間毎に変化する階段状の波形となる。これに対して、交流電流検出器３３が検出する交流電流検出値ｉｓ＃の波形は、第５図（ａ）に示すように、第４図に示した交流電流指令値ｉｓ＊のサンプリング時間よりも応答速度の速い連続的な波形となる。
このため、減算手段４７で演算した、交流電流指令値ｉｓ＊と交流電流検出値ｉｓ＃との偏差ｅｉには、入力電流波形に離散系制御による交流電流指令値演算手段４３におけるサンプリング時間と同等の波形歪みが発生する。
従来の電力変換装置では、交流電源２０と電力変換装置とを接続する１次配線が長くなり、離散系制御による交流電流指令値演算手段４３におけるサンプリング時間と１次配線のリアクタンス成分２７とフィルタ用コンデンサ２６の時定数が等しくなった場合においては、入力電流波形の僅かな歪みであっても、１次配線のインダクタンス成分とフィルタとして接続するコンデンサとの共振により発生した高次高調波成分が、入力電流波形に重畳し、入力電流波形が第５図（ｂ）に示すように歪んでしまう。
従来の離散系で制御する交流電流制御手段４４では、電源周波数ｆｓを中心周波数とするＢＰＦ４９を使用しているが、ＢＰＦ４９と比例演算手段５０との直列接続を、比例演算手段４８に並列に接続することにより、離散系制御の電源周波数ｆｓ付近の比例ゲインを等価的に上げる構成で、比例演算手段４８によるパスとＢＰＦ４９と比例演算手段５０との直列接続によるパスとの２系列のパスとしているため、１次配線のインダクタンス成分とフィルタとして接続するコンデンサとの共振による高調波成分を取り去ることはできなかった。
上記より、従来の電力変換装置においては、１次配線のインダクタンス成分とフィルタとして接続するコンデンサとの共振を避けるためには、１次配線の長さを制約しなければならないという問題点があった。
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、離散値制御によるサンプリング時間と、１次配線のインダクタンス成分とフィルタとして接続するコンデンサとの時定数が等しくなっても、安定した直流電圧を出力することができる電力変換装置の制御装置を得ることを目的とする。
発明の開示
この発明の電力変換装置は、ブリッジ構成をなす半導体スイッチを有し、交流電源の交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、このコンバータ部で変換された直流電力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの直流電圧が直流電圧指令値に一致するように直流電圧を離散系制御する直流電圧制御手段と、前記交流電源の交流電圧から基準となる正弦波信号を出力する離散系制御の基準正弦波発生手段と、前記直流電圧制御手段の出力と前記基準正弦波発生手段の出力とを乗算して交流電流指令値を出力する離散系制御の交流電流指令値演算手段と、この交流電流指令値演算手段から出力される交流電流指令値と前記交流電源の交流電流とから交流電圧指令値を演算出力する交流電流制御手段と、この交流電圧指令値を入力して、前記半導体スイッチを連続制御によりオン／オフするオン／オフ信号を作成するパルス幅変調手段と、このパルス幅変調手段から出力されたオン／オフ信号に従って、前記半導体スイッチをオン／オフするスイッチ駆動手段と、を有する電力変換装置の制御装置において、
前記交流電流制御手段は、電源周波数を中心周波数とし、かつ電源周波数を中心帯域として１を越えないゲインに設定し、前記交流電流指令値演算手段から出力される交流電流指令値を入力するバンドパスフィルタと、前記交流電流指令値の内このバンドパスフィルタを通過した信号と前記交流電源の交流電流との偏差を算出する減算手段と、この減算手段が算出した偏差を入力し、比例演算により偏差を零にするような交流電圧指令値を演算する比例演算手段と、を備え、
連続制御により交流電圧指令値を演算するようにしたので、
交流電流指令値演算手段までの離散系制御におけるサンプル時間と、１次配線のインダクタンス成分とフィルタとして接続するコンデンサの時定数が等しくなる条件においても、サンプリング時間の影響による高周波成分を除去することができ、高次高調波成分を発生させる共振を防止できる。
発明を実施するための最良の形態
実施の形態１．
第１図はこの発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。図において、２０、２１、２２ａ〜２２ｄ、２３ａ〜２３ｄ、２４〜２７、３１〜３４、４１〜４３、４５、４６は、第３図と同様であり、その説明を省略する。また、１は電力変換装置の制御装置、２は交流電流制御手段、３は電源周波数を中心周波数とし、かつ電源周波数を中心帯域として１を越えないゲインに設定されたバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと記す）、４は減算手段、５は比例演算手段である。
実施の形態１における交流電流制御手段２は、ＢＰＦ３と減算手段４と比例演算手段５とを直列接続して構成するようにしたものである。
第２図はこの発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の制御装置における交流電流制御手段２を構成するＢＰＦ３の出力波形である。
次に、第１図および第２図により実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置の動作について説明する。
離散系制御による直流電圧制御手段４１は、出力電圧設定器（図示せず）により設定された直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧検出器３４から出力される直流電圧検出値Ｖｄ＃との偏差を比例積分演算して交流電流振幅指令値Ｉｓ＊として出力する。また、基準正弦波発生手段４２は、交流電圧検出器３２から出力される交流電圧検出値Ｖｓ＃と同周期かつ同位相の基準正弦波ｓｉｎωｔの数値データを出力する。
また、離散系制御による交流電流指令値演算手段４３は、交流電流振幅指令値Ｉｓ＊に基準正弦波ｓｉｎωｔを乗算し、交流電流指令値ｉｓ＊として出力する。交流電流指令値ｉｓ＊はサンプルタイム（演算時間等による時間遅れ）Ｔｓの間だけは一定値を出力するので、交流電流指令値ｉｓ＊の波形は微視的にみると第４図に示す階段状の変化をする正弦波形（Ｔｓ周期の高周波分を含んだ電源周波数に同期する電流設定波形）となる。
連続系制御による交流電流制御手段２は、電源周波数を中心周波数とし、かつ電源周波数を中心帯域として１を越えないゲインに設定されたバンドパスフィルタであるＢＰＦ３により、離散系制御による交流電流指令値演算手段４３から出力される交流電流指令値ｉｓ＊のうちの電源周波数成分のみを通過させて、その他の前段の離散値制御による交流電流指令値演算手段４３により発生するところのサンプル時間による交流電流指令値ｉｓ＊に重畳された高周波数成分は除去する。
また、減算手段４は、ＢＰＦ３を通過したほぼ電源周波数に同期した周波数の正弦波形である電源周波数付近の信号（第２図）と交流電流検出器３３から出力される交流電流検出値ｉｓ＃（第５図（ａ））との偏差ｅｉを算出する。
また、比例演算手段５は、減算手段４で算出した偏差ｅｉをＫｐ倍し、交流電圧指令値Ｖｃ＊を出力する。
入力電流波形の僅かな歪みがあったとしても、ＢＰＦ３を通過した交流電流指令値ｉｓ＊は交流電流指令値ｉｓ＊のうちの電源周波数成分のみを通過させた正弦波形であるため、入力電流波形の僅かな歪みが交流電流指令値ｉｓ＊に重畳することがない。
従って、パルス幅変調手段４５は、ほぼ電源周波数に同期した周波数の正弦波形となる交流電圧指令値Ｖｃ＊を入力して、半導体スイッチ２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄをオン／オフ信号を作成し、スイッチ駆動手段４６は、パルス幅変調手段４５から出力されたオン／オフ信号に従って半導体スイッチ２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄをオン／オフするので、１次配線が長い場合であっても、安定した直流電圧を出力することができる。
従来の電力変換装置の制御装置４０においては、離散系制御による直流電圧制御手段４１、基準正弦波発生手段４２、交流電流指令値演算手段４３および交流電流制御手段４４で構成していた。
これに対して、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置１においては、上述のように、離散系制御による直流電圧制御手段４１、基準正弦波発生手段４２、交流電流指令値演算手段４３の後段に、電源周波数を中心周波数とし、かつ電源周波数を中心帯域として１を越えないゲインに設定されたバンドパスフィルタであるＢＰＦ３を有する連続系制御による交流電流制御手段２を設け、交流電流制御手段２では、離散系制御による交流電流指令値演算手段４３から出力される交流電流指令値ｉｓ＊のうちのＢＰＦ３を通過した電源周波数成分のみを扱うようにしたので、
交流電流指令値演算手段４３までの離散系制御におけるサンプル時間と、１次配線のインダクタンス成分とフィルタとして接続するコンデンサの時定数が等しくなる条件においても、サンプル時間の影響による高周波成分を除去することができ、高次高調波成分を発生させる共振を防止できる。
従って、従来の電力変換装置において共振を避けるための制約条件であった１次配線の長さについて解消することができる。
産業上の利用可能性
以上のように、本発明の電力変換装置の制御装置は、入力電流波形に歪みが発生しても、１次配線のインダクタンス成分とフィルタとして接続するコンデンサとの共振による高次高調波成分を低減することができるので、交流電源２０と電力変換装置とを接続する１次配線の長さに係わらず安定した直流電圧を出力することができ、電力変換装置の設置位置が制約されるような用途で用いられるのに適している。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。
第２図はこの発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の制御装置における交流電流制御手段２を構成するＢＰＦ３の出力波形である。
第３図は、例えば特開平１０−１７４４４４号公報に記載された従来の電力変換装置の構成を示す図である。
第４図は従来の電力変換装置の制御装置４０において、交流電流指令値演算手段４３から出力される交流電流指令値ｉｓ＊の波形である。
第５図は従来の電力変換装置の制御装置４０において、交流電流検出器３３が検出した交流電流検出値ｉｓ＃の波形で、入力電流波形に高次高調波成分が重畳された波形となる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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2003063330.tif 000009
2003063330.tif 000010