(57)【要約】本発明は、パルス幅変調信号（ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号）によりドライブされるパワーアンプ装置であり、入力信号の量子化レベルをパルス幅に対応させた第１のパルス幅変調信号から、互いに逆レベルの一対の第１のドライブパルスを形成し、第１のプッシュプル回路に供給する。入力信号を、その量子化レベルの２の補数をパルス幅に対応させた第２のパルス幅変調信号から、互いに逆レベルの一対の第１のドライブパルスを形成し、第２のプッシュプル回路（１６）に供給する。第１及び第２のプッシュプル回路（１５）（１６）の出力端の間にスピーカ（１９）を接続する。第１のプッシュプル回路（１５）の出力端の電位と、第２のプッシュプル回路（１６）の出力端の電位とのずれを検出し、ずれがあったときには、プッシュプル回路の動作を実質的に停止させる。
2004010575.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を非反転して増幅し、出力端が負荷の一端に接続される第１の増幅回路と、
前記入力信号を反転して増幅し、出力端が前記負荷の他端に接続される第２の増幅回路と、
前記第１の増幅回路の出力端の電位と、前記第２の増幅回路の出力端の電位とのずれを検出する検出手段と、
前記検出手段の検出出力に基づき、前記第１及び第２の増幅回路の動作を停止させる動作停止手段と
を備えることを特徴とするパワーアンプ装置。
【請求項２】
前記第１の増幅回路は、前記入力信号を、その量子化レベルをパルス幅に対応させた第１のパルス幅変調信号に変換して出力する第１のパルス幅変調手段と、前記第１のパルス幅変調手段からのドライブパルスに応じて、スイッチング動作をし、出力端が前記負荷の一端に接続される第１のスイッチング回路とを備え、
前記第２の増幅回路は、前記入力信号を、その量子化レベルの２の補数をパルス幅に対応させた第２のパルス幅変調信号に変換して出力する第２のパルス幅変調手段と、前記第２のパルス幅変調手段からのドライブパルスに応じて、スイッチング動作をし、出力端が前記負荷の他端に接続される第２のスイッチング回路とを備える
ことを特徴とする請求の範囲第１項記載のパワーアンプ装置。
【請求項３】
前記動作停止手段は、前記検出手段の検出出力に基づいて、前記第１及び第２のパルス幅変調手段、前記第１及び第２のスイッチング回路の少なくともいずれかへの電源電圧の供給を停止することを特徴とする請求の範囲第２項記載のパワーアンプ装置。
【請求項４】
前記動作停止手段は、前記検出手段の検出出力に基づいて、前記第１及び／又は第２のパルス幅変調手段からのパルス幅変調信号の出力を停止することを特徴とする請求の範囲第２項記載のパワーアンプ装置。
【請求項５】
前記第１の増幅回路は、前記入力信号を、その量子化レベルをパルス幅に対応させた第１のパルス幅変調信号に変換して出力する第１のパルス幅変調手段と、前記第１のパルス幅変調手段から出力される前記第１のパルス幅変調信号を互いに逆レベルの一対の第１のドライブパルスに変換して出力する第１のドライブ手段と、第１の一対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成され、前記第１のドライブ手段からの前記一対の第１のドライブパルスが、前記第１の一対のスイッチング素子に供給され、出力端が負荷の一端に接続される第１のプッシュプル回路とを備え、
前記第２の増幅回路は、前記入力信号を、その量子化レベルの２の補数をパルス幅に対応させた第２のパルス幅変調信号に変換して出力する第２のパルス幅変調手段と、前記第２のパルス幅変調手段から出力される前記第２のパルス幅変調信号を互いに逆レベルの一対の第２のドライブパルスに変換して出力する第２のドライブ手段と、第２の一対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成され、前記第２のドライブ手段からの前記第２の一対のドライブパルスが、前記第２の一対のスイッチング素子に供給され、出力端が前記負荷の他端に接続される第２のプッシュプル回路とを備える
ことを特徴とする請求の範囲第１項記載のパワーアンプ装置。
【請求項６】
前記動作停止手段は、前記検出手段の検出出力に基づいて、前記第１及び／又は第２の増幅回路への電源電圧の供給を停止することを特徴とする請求の範囲第５項記載のパワーアンプ装置。
【請求項７】
前記動作停止手段は、前記検出手段の検出出力に基づいて、前記第１及び／又は第２のパルス幅変調手段からのパルス幅変調信号の出力を停止することを特徴とする請求の範囲第５項記載のパワーアンプ装置。
【請求項８】
前記動作停止手段は、前記検出手段の検出出力に基づいて、前記第１及び／又は第２のドライブ手段からの一対のドライブパルスの出力を停止することを特徴とする請求の範囲第５項記載のパワーアンプ装置。
【請求項９】
前記動作停止手段は、前記検出手段の検出出力に基づいて、前記第１及び／又は第２の増幅回路への電源電圧の供給を停止することを特徴とする請求の範囲第１項記載のパワーアンプ装置。
【請求項１０】
入力信号を非反転して増幅し、出力端が負荷の一端に接続される第１の増幅回路と、
前記入力信号を反転して増幅し、出力端が前記負荷の他端に接続される第２の増幅回路と、
前記第１の増幅回路の出力端の電位と、前記第２の増幅回路の出力端の電位とのずれを検出する検出手段と、
前記検出手段の検出出力に基づき、前記出力端に対して前記負荷を切り離すようにする手段と
を備えることを特徴とするパワーアンプ装置。
【請求項１１】
前記第１の増幅回路は、前記入力信号を、その量子化レベルをパルス幅に対応させた第１のパルス幅変調信号に変換して出力する第１のパルス幅変調手段と、前記第１のパルス幅変調手段からのドライブパルスに応じて、スイッチング動作をし、出力端が前記負荷の一端に接続される第１のスイッチング回路とを備え、
前記第２の増幅回路は、前記入力信号を、その量子化レベルの２の補数をパルス幅に対応させた第２のパルス幅変調信号に変換して出力する第２のパルス幅変調手段と、前記第２のパルス幅変調手段からのドライブパルスに応じて、スイッチング動作をし、出力端が前記負荷の他端に接続される第２のスイッチング回路とを備える
ことを特徴とする請求の範囲第１０項記載のパワーアンプ装置。
【請求項１２】
前記第１の増幅回路は、前記入力信号を、その量子化レベルをパルス幅に対応させた第１のパルス幅変調信号に変換して出力する第１のパルス幅変調手段と、前記第１のパルス幅変調手段から出力される前記第１のパルス幅変調信号を互いに逆レベルの一対の第１のドライブパルスに変換して出力する第１のドライブ手段と、第１の一対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成され、前記第１のドライブ手段からの前記一対の第１のドライブパルスが、前記第１の一対のスイッチング素子に供給され、出力端が負荷の一端に接続される第１のプッシュプル回路とを備え、
前記第２の増幅回路は、前記入力信号を、その量子化レベルの２の補数をパルス幅に対応させた第２のパルス幅変調信号に変換して出力する第２のパルス幅変調手段と、前記第２のパルス幅変調手段から出力される前記第２のパルス幅変調信号を互いに逆レベルの一対の第２のドライブパルスに変換して出力する第２のドライブ手段と、第２の一対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成され、前記第２のドライブ手段からの前記第２の一対のドライブパルスが、前記第２の一対のスイッチング素子に供給され、出力端が前記負荷の他端に接続される第２のプッシュプル回路とを備える
ことを特徴とする請求の範囲第１０項記載のパワーアンプ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  本発明は、パルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号という）によりドライブされるパワーアンプ装置に関する。
本出願は、日本国において２００２年７月１８日に出願された日本特許出願番号２００２−２０９５５７を基礎として優先権を主張するものであり、この出願は参照することにより、本出願に援用される。
【背景技術】  従来、オーディオ用のパワーアンプ装置として、いわゆるＤ級アンプと呼ばれるデジタルアンプがある。このＤ級アンプは、スイッチングにより電力増幅を行うものであり、例えば図１に示すように構成されている。
図１に示すパワーアンプ装置は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎが、入力端子Ｔｉｎを通じてＰＷＭ変調回路１１に供給されると共に、クロック生成部１２から所定の周波数のクロック信号がＰＷＭ変調回路１１に供給される。ＰＷＭ変調回路１１に供給されたデジタルオーディオ信号Ｐｉｎは、一対のＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢに変換される。
この場合、図２Ａ、図２Ｂに示すように、ＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢのパルス幅（各ＰＷＭ信号波形において、状態“Ｈ”である時間幅）は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎが示す量子化レベル（信号ＰｉｎをＤ／Ａ変換したときの瞬時レベルに対応。以下同様）に対応して変化するものであるが、一方のＰＷＭ信号ＰＡのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎそのものが示す量子化レベルの大きさに対応するものとされ、他方のＰＷＭ信号ＰＢのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎが示す量子化レベルの２の補数の大きさに対応するものとされる。
なお、図２Ａ及び図２Ｂに示した例のＰＷＭ信号ＰＡ及びＰＢは、その立ち上がり時点が、ＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢの１サイクル期間（基準周期）ＴＣの開始時点に固定され、その立ち下がり時点がデジタルオーディオ信号Ｐｉｎの示すレベルに対応して変化する、いわゆる片側変調方式のＰＷＭ信号である。
ＰＷＭ信号ＰＡ及びＰＢとしては、図２Ｃ及び図２Ｄに示すように、立ち上がり時点及び立ち下がり時点の両方が同時に変化する、いわゆる両側変調方式のＰＷＭ信号とすることもできる。
ＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢのキャリア周波数ｆｃ（＝１／ＴＣ）は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎのサンプリング周波数ｆｓの例えば１６倍とされ、ｆｓ＝４８ｋＨｚとすれば、
ｆｃ＝１６ｆｓ＝１６×４８ｋＨｚ＝７６８ｋＨｚ
とされる。
このＰＷＭ変調回路１１からの一方のＰＷＭ信号ＰＡがドライブ回路１３に供給されて、図３Ａに示すように、ＰＷＭ信号ＰＡと非反転及び反転された一対のドライブ用のパルス電圧（ドライブパルス）＋ＰＡ、−ＰＡが形成される。
ドライブ回路１３からのパルス電圧＋ＰＡ、−ＰＡは、一対のスイッチング素子、例えばｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｔｙｐｅ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１５１、１５２のゲートにそれぞれ供給される。
この場合、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１５１、１５２は、プッシュプル回路１５を構成するものであり、ＦＥＴ１５１のドレインが電源端子２０に接続され、ＦＥＴ１５１のソースがＦＥＴ１５２のドレインに接続され、ＦＥＴ１５２のソースが接地に接続される。電源端子２０には、安定した直流電圧＋ＶＤＤが電源電圧として供給される。なお、電圧＋ＶＤＤは、例えば２０Ｖ〜５０Ｖとされている。
そして、ＦＥＴ１５１のソース及びＦＥＴＩ５２のドレインが、コイル及びコンデンサを有するローパスフィルタ１７を通じて、スピーカ１９の一端が接続されるスピーカ端子ＳＰ＋に接続される。
ＰＷＭ変調回路１１からの他方のＰＷＭ信号ＰＢに対しても、ＰＷＭ信号ＰＡに対してと同様に構成される。すなわち、ＰＷＭ信号ＰＢがドライブ回路１４に供給されて、図３Ｂに示すように、信号ＰＢと非反転及び反転された一対のドライブ用のパルス電圧（ドライブパルス）＋ＰＢ、−ＰＢが形成される。
ドライブ回路１４からのパルス電圧＋ＰＢ、−ＰＢが、プッシュプル回路１６を構成する一対のｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ１６１、１６２のゲートにそれぞれ供給される。
そして、ＦＥＴ１６１のソース及びＦＥＴ１６２のドレインが、コイル及びコンデンサを有するローパスフィルタ１８を通じてスピーカ１９の他端が接続されるスピーカ端子ＳＰ−に接続される。
したがって、パルス電圧＋ＰＡ＝“Ｈ”のときには、パルス電圧−ＰＡ＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ１５１がオンになるとともに、ＦＥＴ１５２がオフになるので、ＦＥＴ１５１、１５２の接続点の電圧ＶＡは、図３Ｃに示すように、電圧＋ＶＤＤとなる。逆に、パルス電圧＋ＰＡ＝“Ｌ”のときには、パルス電圧−ＰＡ＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ１５１がオフになると共に、ＦＥＴ１５２がオンになるので、電圧ＶＡ＝０となる。
同様に、パルス電圧＋ＰＢ＝“Ｈ”のときには、パルス電圧−ＰＢ＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ１６１がオンになるとともに、ＦＥＴ１６２がオフになるので、ＦＥＴ１６１、１６２の接続点の電圧ＶＢは、図３Ｄに示すように、電圧＋ＶＤＤとなる。逆に、パルス電圧＋ＰＢ＝“Ｌ”のときには、パルス電圧−ＰＢ＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ１６１がオフになるとともに、ＦＥＴ１６２がオンになるので、電圧ＶＢ＝０となる。
そして、電圧ＶＡ＝＋ＶＤＤ、かつ、電圧ＶＢ＝０の期間には、図１及び図３Ｅに示すように、ＦＥＴ１５１、１５２の接続点から、ローパスフィルタ１７からスピーカ１９、さらにローパスフィルタ１８に至るラインを通じて、ＦＥＴ１６１、１６２の接続点へと、電流ｉが流れる。
また、電圧ＶＡ＝０、かつ、電圧ＶＢ＝＋ＶＤＤの期間には、ＦＥＴ１６１、１６２の接続点から、ローパスフィルタ１８からスピーカ１９、さらにローパスフィルタ１７に至るラインを通じて、ＦＥＴ１５１、１５２の接続点へと、逆向きに電流ｉが流れる。さらに、ＶＡ＝ＶＢ＝＋ＶＤＤの期間、及びＶＡ＝ＶＢ＝０の期間には、電流ｉは流れない。つまり、プッシュプル回路１５、１６がＢＴＬ（Ｂｒｉｄｇｅ  Ｔｉｅｄ  Ｌｏａｄ）回路を構成しているためである。
電流ｉの流れる期間は、元のＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢが立ち上がっている期間に対応して変化するとともに、電流ｉがスピーカ１９を流れるとき、電流ｉはローパスフィルタ１７、１８により積分されるので、結果として、スピーカ１９を流れる電流ｉは、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎの示すレベルに対応したアナログ電流であって、電力増幅された電流となる。つまり、電力増幅された出力がスピーカ１９に供給されることになる。
こうして、図１に示す回路は、パワーアンプとして動作するが、このとき、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２は、入力されたデジタルオーディオ信号Ｐｉｎに対応して電源電圧＋ＶＤＤをスイッチングして、電力増幅をするので、効率が良く、大出力を得ることができる。
ところで、図１の構成のみでは、パワーアンプ装置に電源が投入されている状態において、例えばスピーカ１９とスピーカ端子ＳＰ＋、ＳＰ−とを結線する際などにおいて、スピーカ端子ＳＰ＋又はスピーカ端子ＳＰ−の一方に、一端側が接続されているスピーカコードの他端が、シャーシや金属に触れるなどした場合、図１の出力段のプッシュプル回路の一方には大電流が流れ、当該プッシュプル回路のＦＥＴ１５１、１５２又は１６１、１６２が破壊されるおそれがある。
また、一端側のリード線がスピーカ端子ＳＰ＋あるいはスピーカ端子ＳＰ−に接続されているスピーカの他端側のリード線が金属部分に接触した場合にも、回路に大電流が流れて、出力段のＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２が破壊されるおそれがあると共に、このときにはスピーカが破壊（焼損）してしまうおそれがある。
このような事態の発生を防止するため、従来から、上述のようなパワーアンプ装置には、過電流保護回路が設けられている。図４は、その過電流保護回路が付加された従来のパワーアンプ装置を示す回路図である。
図４に示すパワーアンプ装置には、過電流検出回路２１が、出力段のプッシュプル回路１５、１６と、電源端子２０との間に設けられる。
すなわち、過電流検出回路２１においては、電源端子２０がコンデンサ２１１を介して接地されると共に、抵抗器２１２及びコンデンサ２１３の直列回路を介して接地される。電源端子２０は、過電流検出用のトランジスタ２１４のエミッタに接続される。抵抗器２１２とコンデンサ２１３との接続点が、ＦＥＴ１５１及び１６１のドレインに接続され、プッシュプル回路１５及び１６には、電源電圧＋ＶＤＤが抵抗器２１２を通じて供給される。
抵抗器２１２とコンデンサ２１３との接続点は、過電流検出用のトランジスタ２１４のベースに接続される。このトランジスタ２１４のコレクタは、トランジスタ２１５のベースに接続される。このトランジスタ２１５のエミッタは接地される。このトランジスタ２１５のコレクタ出力が、過電流検出出力として、マイクロコンピュータ２２に供給される。
マイクロコンピュータ２２は、トランジスタ２１５のコレクタ出力により、過電流が検出されたと判断したときには、この例では、ドライブ回路１３及び１４からのドライブ信号＋ＰＡ、−ＰＡ及び＋ＰＢ、−ＰＢの出力を停止して、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２を常にオフとするように制御する。
この過電流検出回路２１は、次のように動作する。すなわち、図４の構成においては、電源端子２０からの電源電圧＋ＶＤＤは、抵抗器２１２を通じてプッシュプル回路１５及び１６に供給される。
通常動作時には、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２を通じて流れる電流ｉは、所定の値よりは小さく、このため抵抗器２１２による電圧降下は小さいため、過電流検出用トランジスタ２１４はオフである。
一方、前述のような理由により、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２を通じて大電流が流れるようになると、抵抗器２１２における電圧降下は大きくなるため、過電流検出用トランジスタ２１４はオンとなる。このため、トランジスタ２１５もオンとなり、そのコレクタの過電流検出出力がハイレベルからローレベルとなる。
すると、マイクロコンピュータ２２は、この過電流検出出力がローレベルになったことから、ドライブ回路１３、１４に、その出力を停止させる制御信号を供給する。ドライブ回路１３及び１４では、この制御信号を受けて、ドライブ信号＋ＰＡ、−ＰＡ及び＋ＰＢ、−ＰＢの、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２への供給を停止する。これにより、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２は全てオフとされ、過電流は流れなくなり、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２やスピーカ１９が保護される。
ところで、スピーカ端子ＳＰ＋及びＳＰ−にスピーカ１９が接続されて、このスピーカ１９がＰＷＭ駆動されるときのパワーアンプの出力は、数Ｗ〜１００Ｗを超えるものとなる。
上述した従来の検出回路の場合には、電源電圧＋ＶＤＤが、過電流検出用の抵抗器２１２を介してプッシュプル回路１５、１６に供給される構成であるため、通常動作時においては、スピーカ１９に流れる音声信号電流ｉに応じた電流が抵抗器２１２を流れることにより、プッシュプル回路１５、１６の電源電圧（ＦＥＴ１５１、１６１のドレイン電圧）が変動することになる。
このため、図４の構成では、パワーアンプの最小出力のときと、最大出力のときとで、所期の比率の出力が得られない問題がある。
【発明の開示】
本発明は、上述したような従来のパワーアンプ装置が有する問題点を解消することができる新規なパワーアンプ装置を提供することにある。
上述したような目的を達成するために提案される本発明に係るパワーアンプ装置は、入力信号を非反転して増幅し、出力端が負荷の一端に接続される第１の増幅回路と、入力信号を反転して増幅し、出力端が負荷の他端に接続される第２の増幅回路と、第１の増幅回路の出力端の電位と、第２の増幅回路の出力端の電位とのずれを検出する検出手段と、検出手段の検出出力に基づき、第１及び第２の増幅回路の動作を停止させる動作停止手段とを備える。
本発明に係るパワーアンプ装置においては、通常動作時は、負荷の一端が接続される第１の増幅回路の出力端と、負荷の他端が接続される第２の増幅回路の出力端とは、共に電源電圧の中点電位となる。
一方、パワーアンプ装置に電源が投入されている状態において、例えばスピーカ１９とスピーカ端子ＳＰ＋、ＳＰ−とを結線する際などにおいて、スピーカ端子ＳＰ＋又はスピーカ端子ＳＰ−の一方に、一端側が接続されているスピーカコードの他端が、シャーシや金属に触れるなどした場合に、当該スピーカコードが接続されている方のスピーカ端子を出力端とする増幅回路の増幅素子には大電流が流れ、また、この増幅回路の出力端の電位が下がる。
このため、他の増幅回路の出力端の中点電位に対するずれが生じ、そのずれが検出手段により検出される。そして、動作停止手段は、その検出出力により、増幅回路の動作を実質的に停止させる。これにより、増幅回路の増幅素子や負荷が保護される。
これらの増幅回路として、パルス幅変調信号によるスイッチングアンプとすることができる。この場合には、第１の増幅回路は、入力信号を、その量子化レベルをパルス幅に対応させた第１のパルス幅変調信号に変換して出力する第１のパルス幅変調手段と、第１のパルス幅変調手段から出力される第１のパルス幅変調信号を互いに逆レベルの一対の第１のドライブパルスに変換して出力する第１のドライブ手段と、第１の一対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成され、第１のドライブ手段からの一対の第１のドライブパルスが、第１の一対のスイッチング素子に供給され、出力端が負荷の一端に接続される第１のプッシュプル回路とを備える。また、第２の増幅回路は、入力信号を、その量子化レベルの２の補数をパルス幅に対応させた第２のパルス幅変調信号に変換して出力する第２のパルス幅変調手段と、第２のパルス幅変調手段から出力される第２のパルス幅変調信号を互いに逆レベルの一対の第２のドライブパルスに変換して出力する第２のドライブ手段と、第２の一対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成され、第２のドライブ手段からの第２の一対のドライブパルスが、第２の一対のスイッチング素子に供給され、出力端が負荷の他端に接続される第２のプッシュプル回路とを備える。そして、検出手段は、第１のプッシュプル回路の出力端の電位と、第２のプッシュプル回路の出力端の電位とのずれを検出する。
この場合にも、パワーアンプ装置に電源が投入されている状態において、例えばスピーカ端子ＳＰ＋又はスピーカ端子ＳＰ−の一方が、シャーシや金属に触れるなどした場合に、接地されたスピーカ端子を出力端とするプッシュプル回路のスイッチング素子には大電流が流れ、また、このプッシュプル回路の出力端の電位が下がる。
このため、他のプッシュプル回路の出力端の中点電位に対するずれが生じ、そのずれが検出手段により検出される。そして、動作停止手段は、その検出出力により、プッシュプル回路の動作を実質的に停止させる。これにより、プッシュプル回路のスイッチング素子や負荷が保護される。
また、本発明に係るパワーアンプ装置は、入力信号を非反転して増幅し、出力端が負荷の一端に接続される第１の増幅回路と、入力信号を反転して増幅し、出力端が負荷の他端に接続される第２の増幅回路と、第１の増幅回路の出力端の電位と、第２の増幅回路の出力端の電位とのずれを検出する検出手段と、検出手段の検出出力に基づき、出力端に対して負荷を切り離すようにする手段と備える。
このパワーアンプ装置においても、第１及び第２の増幅回路の出力端の中点電位に対するずれが検出手段により検出される。そして、動作停止手段は、その検出出力に応じて、第１及び第２の増幅回路の出力端に接続される負荷を切り離す。これにより、増幅回路の増幅素子や負荷が保護される。
本発明の更に他の目的、本発明によって得られる具体的な利点は、以下において図面を参照して説明される実施の形態の説明から一層明らかにされるであろう。
【図面の簡単な説明】  図１は、ＰＷＭ駆動のパワーアンプ装置の構成例を示す回路図である。
図２Ａ乃至図２Ｄは、図１に示すパワーアンプ装置の動作の説明に供する図である。
図３Ａ乃至図３Ｆは、図１に示すパワーアンプ装置の動作の説明に供する図である。
図４は、従来の過電流保護回路を備えるパワーアンプ装置を示す回路図である。
図５は、本発明に係るパワーアンプ装置を示す回路図である。
図６は、本発明に係るパワーアンプ装置の他の例を示す回路図である。
図７は、本発明に適用される過電流検出回路の他の例を示す回路図である。
図８は、本発明に係るパワーアンプ装置の他の例を示すブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下、本発明に係るパワーアンプ装置を、前述したデジタルオーディオ信号の電力増幅装置に適用した例を挙げて説明する。
図５は、本発明に係るパワーアンプ装置の構成を示す回路図であり、過電流検出回路部分を除くＰＷＭ駆動回路部分は、前述した図１に示したものと全く同様である。
本発明においては、電源端子２０からの電源電圧＋ＶＤＤは、前述した図４に示す従来例の場合と異なり、抵抗器を介さずに直接にプッシュプル回路１５及び１６に供給される。
本発明に係るパワーアンプ装置の過電流検出回路３０においては、プッシュプル回路１５の出力端であるＦＥＴ１５１のソースとＦＥＴ１５２のドレインとの接続点ＴＰ１５と、プッシュプル回路１６の出力端であるＦＥＴ１６１のソースとＦＥＴ１６２のドレインとの接続点ＴＰ１６との間に、抵抗器３１、３２、３３の直列回路が接続される。中央の抵抗器３２に並列にコンデンサ３４が接続される。このコンデンサ３４は、この過電流検出回路３０が低周波成分についてのみ動作するようにするために設けられる。
抵抗器３１と３２の接続点が、ＰＮＰ型トランジスタ３５のエミッタに接続されると共に、ＰＮＰ型トランジスタ３６のベースに接続される。抵抗器３２と３３の接続点が、ＰＮＰ型トランジスタ３５のベースに接続されると共に、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタに接続される。そして、ＰＮＰ型トランジスタ３５及びＰＮＰ型トランジスタ３６のコレクタ同士が接続され、その接続点がトランジスタ３７のベースに接続される。このトランジスタ３７のエミッタは接地され、そのコレクタに得られる過電流検出出力は、マイクロコンピュータ２２に供給される。
以上の構成においては、通常動作時には、接続点ＴＰ１５及びＴＰ１６は、共に中点電位、つまり、＋ＶＤＤ／２となり、ＰＷＭ駆動回路部分は、図４の場合と全く同様にして動作する。このとき、接続点ＴＰ１５及びＴＰ１６は、前述したように、共に中点電位であるため、過電流検出回路３０には電流は、流れず、トランジスタ３５、３６は共にオフ、したがって、トランジスタ３７もオフの状態となる。
この場合に、図４に示す従来例とは異なり、プッシュプル１５及び１６には、電源端子２０からの電源電圧＋ＶＤＤが直接に供給されるので、図４に示す従来例のようなレベル変動がスピーカ１９での再生音声に生じることはなく、音声品質の劣化は生じない。
次に、図５に示すパワーアンプ装置に電源が投入されている状態において、スピーカ端子ＳＰ−側が、前述したような理由で接地されるなどすると、プッシュプル回路１６の出力端、つまり接続点ＴＰ１６の電位が中点電位よりも下がる。
すると、接続点ＴＰ１５から接続点ＴＰ１６側に向かって電流が流れ、抵抗器３２における電圧降下分により、トランジスタ３５がオンとなる。このため、トランジスタ３７がオンとなって、過電流状態が検出され、その過電流状態の検出出力がマイクロコンピュータ２２に供給される。
マイクロコンピュータ２２は、受け取った過電流検出出力に基づいて、ドライブ回路１３及び１４を非動作状態に制御して、プッシュプル回路１５及び１６のＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２の全てをオフする。これにより、プッシュプル回路１６には過電流が流れなくなり、ＦＥＴ１６１、１６２が保護されると共に、負荷としてのスピーカ１９が接続されている場合には、スピーカ１９も保護される。
図５に示すパワーアンプ装置に電源が投入されている状態において、スピーカ端子ＳＰ＋側が、前述したような理由で接地されるなどすると、プッシュプル回路１５の出力端、つまり接続点ＴＰ１５の電位が中点電位よりも下がる。
すると、接続点ＴＰ１６から接続点ＴＰ１５側に向かって電流が流れ、抵抗器３２における電圧降下分により、トランジスタ３６がオンとなる。このため、トランジスタ３７がオンとなって、過電流状態が検出され、その過電流状態の検出出力がマイクロコンピュータ２２に供給される。
マイクロコンピュータ２２は、受け取った過電流検出出力に基づいて、ドライブ回路１３及び１４を非動作状態に制御して、プッシュプル回路１５及び１６のＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２の全てをオフする。これにより、プッシュプル回路１５には過電流が流れなくなり、ＦＥＴ１５１、１５２が保護されると共に、負荷としてのスピーカ１９が接続されている場合には、スピーカ１９も保護される。
以上のようにして、本発明に係るパワーアンプ装置の検出回路３０によれば、プッシュプル回路を構成するスイッチング素子としてのＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２や、負荷としてのスピーカが、過電流に対して保護されると共に、パワーアンプの最小出力のときと、最大出力のときとで、所期の比率の出力が得られる。
なお、上述の例では、マイクロコンピュータ２２は、過電流検出出力によりドライブ回路１３及び１４の動作を制御するようにしたが、マイクロコンピュータ２２は、過電流検出出力によりＰＷＭ変調回路１１の出力ＰＡ、ＰＢを停止するように制御してもよい。
また、マイクロコンピュータ２２は、過電流検出出力により、ＰＷＭ変調回路１１やドライブ回路１３、１４の動作を実質上不能にするために、それらＰＷＭ変調回路１１やドライブ回路１３、１４、プッシュプル回路１５、１６への電源供給を遮断するようにしてもよい。
また、図６に示すように、スピーカ端子ＳＰ＋とフィルタ１７との間及びスピーカ端子ＳＰ−とフィルタ１８との間に、通常はオンとされる出力遮断用のスイッチ回路４１、４２を設け、マイクロコンピュータ２２が、過電流検出出力に基づいて、過電流検出時には、これらのスイッチ回路４１、４２をオフするようにしてもよい。スイッチ回路４１、４２をオフすることにより、負荷側が出力端から切断され、不具合を生じる電流のルートが断たれるからである。
上述した本発明に係るパワーアンプ装置の検出回路３０では、プッシュプル回路１５及び１６の出力端（接続点ＴＰ１５及びＴＰ１６）の間に直列接続された３本の抵抗器を使用して過電流状態を検出したが、両出力端の間の電位変化が検出されればよいので、例えば抵抗器は１本でも構成できることはもちろんである。あるいは、両出力端の電位のずれを検出する回路であってもよい。
なお、上述した検出回路３０では、接続点ＴＰ１５及びＴＰ１６のいずれかの電位が中点電位からずれた場合に、プッシュプル回路１５及び１６のＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２の全てをオフするようにしたが、図７に示すように、接続点ＴＰ１５及びＴＰ１６の電位のずれをそれぞれ検出して、どちらのプッシュプル回路が過電流状態となったか判断し、過電流状態となったと判断されたプッシュプル回路のＦＥＴのみをオフとするように制御してもよい。すなわち、接続点ＴＰ１６の電位が中点電位よりも下がった場合は、接続点ＴＰ１５から接続点ＴＰ１６側に向かって電流が流れる抵抗器３２における電圧降下分により、トランジスタ３５がオンとなり、このため、トランジスタ３９がオンとなって、接続点ＴＰ１６側の過電流状態が検出され、その過電流状態の検出出力がマイクロコンピュータ２２に供給される。マイクロコンピュータ２２は、受け取った過電流検出出力に基づいて、プッシュプル回路１６のＦＥＴ１６１、１６２をオフするように制御する。逆に、接続点ＴＰ１５の電位が中点電位よりも下がった場合は、接続点ＴＰ１６から接続点ＴＰ１５側に向かって電流が流れる抵抗器３２における電圧降下分により、トランジスタ３６がオンとなり、このため、トランジスタ３８がオンとなって、接続点ＴＰ１５側の過電流状態が検出され、その過電流状態の検出出力がマイクロコンピュータ２２に供給される。マイクロコンピュータ２２は、受け取った過電流検出出力に基づいて、プッシュプル回路１５のＦＥＴ１５１、１５２をオフするように制御する。もちろん、この例においても、マイクロコンピュータ２２がいずれの過電流検出出力を受け取った場合にプッシュプル回路１５及び１６のＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２の全てをオフするようにしてもよい。
また、上述した例では、検出回路３０はプッシュプル回路１５及び１６の出力端の間に接続されるが、ローパスフィルタ１７及び１８の出力端の間、つまりスピーカ端子ＳＰ＋とスピーカ端子ＳＰ−との間に接続されるようにしてもよい。この場合、ローパスフィルタ１７及び１８の出力端ではアナログ信号とされた出力が得られるので、検出回路３０の過電流検出用の抵抗器３２及び並列コンデンサ３４による時定数を大きくする必要がある。
なお、上述の例では、入力信号Ｐｉｎがデジタルオーディオ信号の場合である場合を例に挙げて説明したが、アナログオーディオ信号であってもよい。また、ＰＷＭ変調回路１１及びドライブ回路１３、１４を一体化した構成とすることもできる。さらに、ＰＷＭ変調回路１１及びドライブ回路１３、１４はハードウェア構成とすることはもちろん、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイクロコンピュータで実行されるソフトウェア処理により各ＰＷＭ信号を得るようにしてもよい。
上述の例では、パワーアンプ部としてプッシュプル回路１５及び１６により説明したが、それぞれスイッチング素子１個によるシングルエンド構成とすることもできる。この場合、ＦＥＴ１５２、１６２の代わりに例えば抵抗器に置き換えればよく、ドライブ回路１３、１４は不要となる。
さらに、パワーアンプ部がアナログ回路である場合にも本発明の技術が適用できる。例えば、図８のパワーアンプ装置は、所謂ＢＴＬタイプの構成を示している。アナログオーディオ信号Ｓｉｎが、入力端子Ｔｉｎより供給され、非反転パワーアンプ回路５１で電力増幅され、スイッチ回路４１を介して、スピーカ１９の一端が接続されるスピーカ端子ＳＰ＋に出力される。一方、アナログオーディオ信号Ｓｉｎがインバータ５３を介して非反転パワーアンプ回路５２に供給される。パワーアンプ回路５２で電力増幅され、スイッチ回路４２を介して、スピーカ１９の他端が接続されるスピーカ端子ＳＰ−に出力される。インバータ５３及び非反転パワーアンプ回路５２は、反転パワーアンプを構成している。ここで、パワーアンプ回路５１、５２は、例えば正極の直流電圧＋ＶＤＤのみが電源電圧として電源端子２０に供給される、いわゆる片電源方式とされ、その出力端における電位は共に中点電位、つまり、＋ＶＤＤ／２となっているものとする。そして、この例においても、それぞれの出力端、つまり接続点ＴＰ５１及びＴＰ５２の間に過電流検出回路３０が接続され、スピーカ端子ＳＰ＋あるいはＳＰ−が接地されると、上述の実施態様と同様に、過電流状態が検出され、マイクロコンピュータ２２がパワーアンプ回路５１、５２を保護するように制御する。図８では、マイクロコンピュータ２２がスイッチ回路４１、４２をオフするように制御する。
また、上述の例は、本発明をオーディオ用のアンプに適用した例を挙げて説明したが、モータなどの電力機器を駆動するためのアンプとして使用することもできる。また、スピーカ１９に代えて任意の負荷を接続すれば、その負荷に動作電圧を供給することができると共に、入力信号Ｐｉｎを変更することにより、負荷に供給される電圧の大きさを変更することができる。
なお、上記の例では、過電流検出回路の過電流検出出力を、マイクロコンピュータに供給し、マイクロコンピュータが負荷を切り離したり、ドライブ回路やＰＷＭ変調回路を制御したり、各回路への電源の遮断をコントロールしたりするようにしたが、本発明は、マイクロコンピュータではなく、専用の制御回路を別個に設けて制御を行うようにしてもよい。
なお、本発明は、添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、様々な変更、置換又はその同等のものを行うことができることは当業者にとって明らかである。
【産業上の利用可能性】  上述したように、本発明によれば、パワーアンプの最小出力のときと、最大出力のときとで、所期の比率の出力が得られないという従来の技術が有している問題点を解決しつつ、過電流時のプッシュプル回路のスイッチング素子や、負荷の保護を図ることができる。
【図１】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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