【事件の表示】
　特願２００８−５４７１００「ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ標準のため改善されたインターリーバ」拒絶査定不服審判事件〔平成１９年　６月２８日国際公開、ＷＯ２００７／０７３０７６、平成２１年　５月２１日国内公表、特表２００９−５２０４３６〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本願は、２００６年１２月１９日（パリ条約による優先権主張　外国庁受理２００５年１２月２０日　米国）を国際出願日とする出願であって、平成２３年８月１８日に拒絶査定がなされ、これに対し、平成２３年１２月２６日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同日付けで手続補正がなされたものである。
　
第２．補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　　平成２３年１２月２６日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
１．本願発明と補正後の発明
　上記手続補正（以下、「本件補正」という。）は、補正前の平成２３年７月２６日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　
　「【請求項１】
　ビットストリームを多数の空間データストリームにパーシングする段階と、
　インターリビング動作後、空間データストリームによって異なる周波数ローテーションを行うことによって、一つまたはそれ以上の空間データストリームそれぞれにあるビットをインターリビングする段階、および
　それぞれの空間データストリーム上の該ビットを伝送する段階と、を含む無線システムでのデータ通信方法。」
　
という発明（以下、「本願発明」という。）を、補正後の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　
　「【請求項１】
　ビットストリームを多数の空間データストリームにパーシングする段階と、
　インターリビング動作後、空間データストリームによって異なる周波数ローテーションを行うことによって、一つまたはそれ以上の空間データストリームそれぞれにあるビットをインターリビングする段階、および
　それぞれの空間データストリーム上の該ビットを伝送する段階と、を含み、
　前記空間データストリームに対する周波数ローテーションの数は全体の空間データストリームの数に対する関数である無線システムでのデータ通信方法。」
　
という発明（以下、「補正後の発明」という。）に補正することを含むものである。
　
２．新規事項の有無、補正の目的要件について
　本件補正は、願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内において、補正前の特許請求の範囲の請求項１に記載された「空間データストリームによって異なる周波数ローテーション」の構成に関し、「前記空間データストリームに対する周波数ローテーションの数は全体の空間データストリームの数に対する関数である」という構成を付加することにより限定して特許請求の範囲を減縮するものである。
　したがって、本件補正は、特許法第１７条の２第３項（新規事項）及び平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項（補正の目的）の規定に適合している。
　
３．独立特許要件について
　上記本件補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、上記補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうかについて以下に検討する。
　
（１）補正後の発明
　上記「１．本願発明と補正後の発明」の項で「補正後の発明」として認定したとおりである。
　
（２）引用発明
　原審の拒絶理由に引用された、国際公開第２００５／０６７１９３号（以下、「引用例」という。）には「MULTICARRIER MIMO TRANSMISSION」（邦訳：「マルチキャリアＭＩＭＯ伝送」）に関して図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　イ．「
TECHNICAL FIELD
[0002] Embodiments of the present invention are generally directed to a wireless communication system and, more particularly, to methods and apparatus to control transmission of a multicarrier wireless communication channel through multiple antenna(e).」（１頁７行〜１１行）
　
　（邦訳）
　「
技術分野
［０００２］本発明の実施例は、一般にワイヤレス通信システムに関し、さらに詳しくは、複数のアンテナを介するマルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの送信を制御する方法および装置に関する。」
　
　ロ．「
Example Transceiver Architecture
[0020] Fig. 2 illustrates a block diagram of an example transmitter architecture and an example receiver architecture according to one example embodiment of the invention. To illustrate these architectures within the context of a communication channel between two devices, a transmitter from one device (e.g., 102) and a receiver from another device (e.g., 104) associated with a communication link are depicted. Those skilled in the art will appreciate that a transceiver in either device (102, 104) may well comprise a transmitter architecture and a receiver architecture as detailed in Fig. 2, although the scope of the invention is not limited in this regard. It should be appreciated that transmitter and receiver architectures of greater or lesser complexity that nonetheless implement the innovative transmit diversity and/or space-frequency interleaving described herein are anticipated by the scope and spirit of the claimed invention.　
[0021] According to one example embodiment, a transmitter architecture 200 is depicted comprising one or more of a serial to parallel transform 210, a (transmit) diversity agent 212, one or more inverse discrete Fourier transform (IDFT) element(s) 214, a cyclic prefix, or guard interval, insertion element 216 coupled with one or more antenna(e) 220A...M through an associated one or more radio frequency (RF) elements 218, although the invention is not limited in this regard. According to one embodiment, transmitter architecture 200 may be implemented within transceiver 108 and/or 116. Although depicted as a number of separate functional elements, those skilled in the art will appreciate that one or more elements of transmitter architecture 200 may well be combined into a multifunctional element, and conversely functional elements may be split into multiple functional elements without deviating from the invention.　
[0022] As used herein, serial-to-parallel (S/P) transform 210 receives information (e.g., bits, bytes, frames, symbols, etc.) from a host device (or, an application executing thereon, e.g., email, audio, video, etc.) for processing and subsequent transmission via the communication channel. According to one embodiment, the received information is in the form of quadrature amplitude modulated (QAM) symbols (i.e., wherein each symbol represents two bits, b; and bj). According to one embodiment, serial-to-parallel transform 210 takes the information and generates a number of parallel substreams of the information, which are passed to one or instances of diversity agent 212. Although depicted as a separate functional element, serial to parallel transform 210 may well be included within the diversity agent 212, or other element of the transmitter 200.　
[0023] According to one embodiment, diversity agent 212 selectively introduces an element of transmit diversity into the information streams received from the S/P transform 210. In particular, according to one example embodiment, the informational content is selectively mapped to one or more antenna(e) and OFDM tones. According to one example implementation, if content received from the host device at diversity agent 212 is not in the form of QAM symbols, diversity agent may perform pre-coding to map the received information to QAM symbols, although the invention is not limited in this regard. Indeed, diversity agent may well introduce transmit diversity to any linear combination of input symbols. 　
[0024] In any case, diversity agent 212 takes the input (e.g., QAM symbols) and repetitively disperses them (bits, symbols, etc.) across Mt transmit antennas, and a number (N) of OFDM tones for each of a plurality of Rayleigh fading channel taps (L), although the invention is not limited in this regard. By selectively dispersing the content in this manner, full order diversity (Mt Mr L, where Mr is the number of receive antennae) may be achieved. An example method for introducing transmit diversity is presented below with reference to Fig. 3, and a graphical illustration of symbols processed in accordance with an example transmit diversity mechanism is provided in Fig. 5. 
[0025] In accordance with another aspect of the invention, diversity agent 212 may well include the resources to implement a space-frequency interleaving (SFI) mechanism. In this regard, diversity agent 212 may well include one or more of an antenna multiplexing element, a tone interleaving element, a QAM interleaving element, a QAM mapping element and a cyclic tone shifting element, although the invention is not limited in this regard. According to one embodiment, diversity agent 212 may treat adjacent coded bits as one symbol, and spreads this information across space and frequency, e.g., using the transmit diversity repetition scheme introduced above. According to one embodiment, the content received from S/P transform 210 is first interleaved across at least a subset of transmit antenna(e) Mt, and then across a number of OFDM tones for each of a plurality of the Rayleigh fading channel taps (L), although the invention is not limited in this regard. Indeed, these functional elements need not necessarily be applied in the order described above. Moreover, the amount of cyclic tone shift may well be modified to any value between zero (0) and the number data tones (Nds), and there may be a cyclic shift across antennas instead of, or in addition to the shift across tones. An example method for implementing the space-frequency interleaving is developed more fully below, with reference to Fig. 4, and a graphical representation of SFI is presented with reference to Fig. 6.　
[0026] In either case, content from the transmit diversity agent 212 is passed to one or more inverse discrete Fourier transform (IDFT) element(s) 214.  According to one embodiment, an inverse fast Fourier transform (IFFT) element(s), although the invention is not limited in this regard. According to one embodiment, the number of IDFT elements 214 is commensurate with the number of transmit antenna(e), i.e., transmit radio frequency (RF) chains. In this regard, IDFT element(s) 214 may receive a plurality (Z) of encoded substreams from the diversity agent 212, and converts the content from a frequency domain representation to a time domain representation of the content, although the invention is not limited in this regard.　
[0027] The time domain content from the IDFT element(s) 214 is passed to CPI element(s) 216. According to one embodiment, CPI 216 may introduce a cyclical prefix, or a guard interval in the signal, before it is passed to a radio frequency (RF) front-end 218 for amplification, filtering and subsequent transmission via an associated one or more antenna(e) 220A...M.」（９頁１６行〜１３頁１８行）
　
　（邦訳）
　「
送受信機アーキテクチャの例
［００２０］図２は、本発明の１つの実施例による送信機アーキテクチャ例および受信機アーキテクチャ例のブロック図を示す。２つの装置間における通信チャネルの関係の中でこれらのアーキテクチャを図示するために、１つの装置（例えば１０２）からの送信機、および、通信リンクに関連した別の装置（例えば１０４）からの受信機が示される。当業者は、図２に示されるように、一方の装置（１０２，１０４）における送受信機が送信機アーキテクチャおよび受信機アーキテクチャを含むことを認識するであろうが、本発明の範囲はこの点に関して制限されることはない。ここに説明された革新的な送信ダイバーシティおよび／または空間−周波数インターリーブ処理を実行する送信機および受信機アーキテクチャは、その複雑さの程度に拘わらず、請求項に開示された本発明の範囲および思想によって想到できることを認識すべきである。
［００２１］一実施例によれば、送信機アーキテクチャ２００は、１またはそれ以上の直列から並列への（直並列）変換器２１０、（送信）ダイバーシティ・エージェント２１２、１またはそれ以上の離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）要素２１４、１またはそれ以上の関連する無線周波数（ＲＦ）要素２１８を通って１またはそれ以上のアンテナ２２０Ａ・・・Ｍに結合された周期的プレフィックスまたはガード・インターバル挿入要素２１６を示すが、本発明はこの点に関して制限されることはない。一実施例によれば、送信機アーキテクチャ２００は、送受信機１０８および／または１１６内で実現される。複数の個別の機能要素として示されているが、当業者は、送信機アーキテクチャ２００の１またはそれ以上の要素が多機能の要素へ結合されてもよく、逆に、機能要素を本発明から逸脱せずに複数の機能要素へ分割してもよい。
［００２２］ここに用いられているように、処理および通信チャネルを介する後続の送信のために、直並列（Ｓ／Ｐ）変換器２１０は、ホスト装置（あるいは、その上で実行するアプリケーション、例えば、電子メール、オーディオ、ビデオなど）から情報（例えば、ビット、バイト、フレーム、シンボルなど）を受信する。一実施例によれば、受信情報は、直交振幅変調（ＱＡＭ）のシンボル（つまり、各シンボルは２ビット、ｂｉおよびｂｊを表わす）の形をしている。一実施例によれば、直並列変換器２１０は、情報を取得し、その情報を複数の並列のサブストリームに生成し、それはダイバーシティ・エージェント２１２の実体に渡される。個別の機能要素として示されているが、直並列変換器２１０は、ダイバーシティ・エージェント２１２、または送信機２００の他の要素内に含められてもよい。
［００２３］一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、送信ダイバーシティの要素をＳ／Ｐ変換器２１０から受け取った情報ストリームへ選択的に導くことができる。一実施例によれば、特に、その情報の内容は、１またはそれ以上のアンテナおよびＯＦＤＭトーンに選択的にマップされる。１つの実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２でホスト装置から受け取った内容がＱＡＭシンボルの形をしていない場合、ダイバーシティ・エージェントは、受信情報をＱＡＭシンボルにマップするために事前の符号化を行なうが、本発明はこの点に関して制限されることはない。確かに、ダイバーシティ・エージェントは、送信ダイバーシティを入力シンボルのあらゆる一次結合に導くことができるであろう。
［００２４］いずれの場合でも、ダイバーシティ・エージェント２１２は、入力（例えば、ＱＡＭシンボル）を取得し、それら（ビット、シンボルなど）をＭｔ個の送信アンテナ、および複数のレーリー・フェージング・チャネル・タップ（Ｌ）の各々のために複数のＯＦＤＭトーン（Ｎ）に亘って反復して分散させるが、本発明はこの点に関して制限されることはない。このような手法で内容を選択的に分散させることによって、フルオーダ・ダイバーシティ（Ｍｔ Ｍｒ Ｌ、ここでＭｒは受信アンテナの数である）が達成される。送信ダイバーシティを導く方法例は、図３を参照して以下示され、また、送信ダイバーシティ・メカニズム例に従って処理されるシンボルのグラフィカルな例は、図５に提供される。
［００２５］本発明の別の側面に従って、ダイバーシティ・エージェント２１２は、空間−周波数インターリーブ処理（ＳＦＩ）メカニズムを実行するための資源を含む。この点に関して、ダイバーシティ・エージェント２１２は、アンテナ多重化要素、トーン・インターリーブ処理要素、ＱＡＭインターリーブ処理要素、ＱＡＭマッピング要素、および、周期的トーン・シフト要素の１またはそれ以上を含んでもよいが、本発明はこの点に関して制限されることはない。一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、隣接した符号化ビットを１つのシンボルとして扱い、この情報を空間および周波数に亘って、例えば上述された送信ダイバーシティ反復法を使用して拡張することができる。一実施例によれば、Ｓ／Ｐ変換器２１０から受け取った内容は、まず送信アンテナＭｔの少なくともサブセットに亘り、その後複数のレーリー・フェージング・チャネル・タップ（Ｌ）の各々に対する複数のＯＦＤＭトーンに亘ってインターリーブ処理されるが、本発明はこの点に関して制限されることはない。実際は、これらの機能要素は、必ずしも上記説明された順に適用される必要はない。さらに、周期的トーン・シフトの量は、ゼロ（０）とデータ・トーン数（Ｎｄｓ）との間の任意の値に修正され、また、トーンに亘るシフトに代えて、または加えてアンテナに亘って周期的シフトがあってもよい。空間−周波数インターリーブ処理を実行する方法例は、図４に関して、以下より完全に展開されるが、ＳＦＩのグラフィカルな表示は図６に示される。
［００２６］いずれのケースにおいても、ダイバーシティ・エージェント２１２からの内容は、１またはそれ以上の離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）要素２１４に渡される。一実施例に従って、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）要素に関し、本発明はこの点に関して制限されることはない。一実施例によれば、ＩＤＦＴ要素２１４の数は、送信アンテナの数、つまり送信無線周波数（ＲＦ）チェーン）に相当する。この点に関して、ＩＤＦＴ要素２１４は、ダイバーシティ・エージェント２１２から複数（Ｚ）の被符号化サブストリームを受け取り、その内容を周波数領域表現から時間領域表現に変換するが、本発明はこの点に関して制限されることはない。
［００２７］ＩＤＦＴ要素２１４からの時間領域の内容は、ＣＰＩ要素２１６に渡される。一実施例に従うと、ＣＰＩ２１６は、信号中に、周期的プレフィックスまたはガード・インターバルを導き、その後増幅、フィルタ、および関連するアンテナ２２０Ａ．．．Ｍを介する後続の送信のために無線周波数（ＲＦ）フロント・エンド２１８に渡される。」
　
　ハ．「[0038] Turning to Fig. 4, a flow chart of an example method 400 for implementing space-frequency interleaving (SFI) is introduced, according to one embodiment of the invention. As shown, the technique begins in block 402, where diversity agent 212 receives encoded content. As above, the encoded content may be received, e.g., from forward error correcting (FEC) encoder, a convolutional encoder, a Reed Solomon encoder, and LDPC encoder, a trellis encoder, a turbo coder a BCH coder, etc., which may be an element of diversity agent 212, although the invention is not limited in this regard. According to one implementation, diversity agent 212 may assume a sliding window memory such as that provided by a convolutional encoder, although the invention is not limited in this respect. Indeed, for other codes, diversity agent 212 may rearrange/interleave the input so as to be correlated in a sliding window fashion. In general, the output codeword from any code may be treated as a QAM symbol xi, per the transmit diversity aspect described above, and constituent codeword bits may then be spread using the space-frequency interleaving techniques described herein. 
[0039] Diversity agent 212 may then perform antenna multiplexing on the received encoded information. According to one embodiment, adjacent bits of the received content are first mapped to the Mt antennas. For example, assume the total number of bits=Mt*NCBPS, where NCBPS is the number of coded and punctured bits mapped to forty-eight (48) tones of an OFDM symbol (as used, e.g., in accordance with the IEEE Std. 802.11a (1999) specification, the disclosure of which is expressly incorporated herein by reference for all purposes), although the invention is not limited in this regard. The bits indexed by m:Mt:Mt* NCBPS are mapped to the mth antenna.　
[0040] In block 404, diversity agent 212 may interleave the resulting groups of NCBPS bits on each antenna. According to one embodiment, diversity agent 212 may implement this interleaving in accordance with the 802.11a interleaver, which consists of two elements: tone interleaving, and QAM interleaving (see, e.g., IEEE Std. 802.11a-1999, Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications, incorporated herein for all purposes).  
[0041] According to one example embodiment, diversity agent 212 may ensure that adjacent coded bits are mapped onto nonadjacent subcarriers to perform the tone interleaving. According to one embodiment, the interleaver depth determines how many tones separate adjacent coded bits. In general, this separation should be equal to the coherence bandwidth of the channel, e.g., N/L (where N=DFT size, and L=the length of the channel response in time), although the invention is not limited in this respect. In this regard, the interleaver depth is proportional to the length of the channel impulse in time (L).　
[0042] As used herein, according to one embodiment, interleaver depth may be defined as the separation between bits on adjacent tones in each frequency block. For example, if there are 1:48 input bits to be mapped to 48 tones with a depth of 16 (i.e., per 802.11a interleaver), where the bits are mapped to tones 1:48 column-by-column, bits 1, 17, 33 and 2 are mapped to tones 1, 2, 3 and 4, respectively.　
More particularly, the mapping would look like:　
　1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
　17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32
　33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48　
If we change the depth to 12, we get the following mapping, where bits 1, 13, 25, 37 and 2 are mapped to tones 1, 2, 3, 4 and 5 respectively:　
　1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 　
　13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24　
　25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36　
　37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48　
[0043] According to one example embodiment, diversity agent 212 may adapt the interleaver depth to the observed value of L. Depending on perceived multipath conditions, a high L will result in a large interleaver depth, and vice versa. According to one embodiment, diversity agent 212 may set the interleaver depth based on a worst case channel response condition, e.g., where L=worst case delay spread=length of the cyclic prefix of an OFDM symbol (e.g., 16 in an 802.11a compliant system).　
[0044] Thus, for arbitrary values of N (e.g., 96 or 108 when multiple 802.11a channels are bonded together to provide high throughput), a key design criterion that determines performance contemplated by the diversity agent 212 is the separation of adjacent coded bits as a function of the channel's coherence bandwidth. If the channel bandwidth increases as in channel bonding without affecting inter-tone spacing, the coherence bandwidth will not change (over the same set of multipath channels). If a larger DFT size is taken within the same channel bandwidth, diversity agent 212 may change the tone spacing such that adjacent coded bits are separated accordingly by a proportionally larger number of tones. 　
[0045] To perform QAM interleaving, diversity agent 212 may ensure that adjacent coded bits are mapped alternately onto less and more significant bits of the constellation and, as such, long runs of low reliability (LSB) bits are avoided.　
According to one example embodiment, diversity agent 212 performs the tone and QAM interleaving in accordance with the following mathematical descriptions, respectively:　
　　 i=(NCBPS/16)(k mod 16)+floor(k/16)　
　　　　　[1]　
where k=0,l,...,NCBPS-1 ; and the function floor denotes the largest integer not exceeding the parameter.　
　　 j=s x floor(i/s) + (i + NCBPS - floor(16 x i/NCBPS))mod s 　
　　　　　[2]　
where the value of s is determined by the number of coded bits per subcarrier, NBPSC, according to s=max(NBPSC/2,l). According to one embodiment, a diversity agent 260 in a receiver may employ a deinterleaver which performs the inverse relation defined by the above two permutations, although the invention is not limited in this regard.　
[0046] In block 406, diversity agent 212 may map the interleaved content to QAM symbols. According to one embodiment, diversity agent 212 may include a bit-to-QAM mapper, wherein multiple bits are mapped to the QAM symbols. According to one example embodiment, the OFDM subcarriers are modulated using BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM, 128-QAM or 256-QAM, depending on the coding rate to be employed, but the scope of the invention is not limited in this regard. According to one embodiment, the encoded and interleaved binary serial input data may be divided into groups of NBPSC (e.g., 1, 2, 4 or 6) bits and converted into complex numbers representing QAM constellation points. The conversion may be performed according to Gray coded constellation mappings, although the invention is not limited in this respect.　
[0047] In block 408, diversity agent 212 introduces a cyclic shift to the resultant QAM symbols on each antenna with respect to the other antenna(e). According to one embodiment, as introduced above, diversity agent 212 shifts the symbols destined for the mth antenna by m-1 tones vis-a-vis the 1st antenna. As used herein, the cyclic tone shift introduced by diversity agent may well be greater than 1. Indeed, according to one embodiment, the cyclic tone shift introduced by diversity agent 212 is adaptive based, at least in part, spatial correlation - the more correlated the fading on different antennas, the greater the tone shift from antenna to antenna. In certain implementations, e.g., where the number of transmit antennas (Mt) is high, diversity agent may shift by more than one tone from antenna to antenna to avoid wrap around and ensure good performance.」（１８頁１行〜２２頁２２行）
　
　（邦訳）
　「［００３８］図４に移って、本発明の一実施例に従って、空間−周波数インターリーブ処理（ＳＦＩ）を実行する方法例４００のフローチャートが導入される。図示されるように、本技術はブロック４０２から開始し、ここでダイバーシティ・エージェント２１２は被符号化内容を受け取る。上述のように、被符号化内容は、例えばフォーワード・エラー修正エンコーダ（ＦＥＣ）、畳込みエンコーダ、リード・ソロモン・エンコーダ、およびＬＤＰＣエンコーダ、トレリス・エンコーダ、ターボ・コーダ、ＢＣＨコーダなどから受け取られ、それらはダイバーシティ・エージェント２１２の一要素であるが、本発明はこの点に関して制限されることはない。１つの実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、畳込みエンコーダによって提供されるようなスライド式ウィンドウ・メモリを仮定するが、本発明はこの点に制限されるものではない。確かに、他のコードについては、ダイバーシティ・エージェント２１２は、スライド式ウィンドウ風に相関が取られるように入力を再配置／インターリーブすることができる。一般に、任意のコードからの出力コードワードは、上記説明された送信ダイバーシティ側面毎に、ＱＡＭシンボルｘｌとして扱われ、また、構成するコードワード・ビットは、ここに説明された空間−周波数インターリーブ処理技術を使用して拡散され得る。
［００３９］その後、ダイバーシティ・エージェント２１２は、受け取った符号化情報上でアンテナ多重化を行なう。一実施例によれば、受け取った内容の隣接したビットは、まずＭｔ個のアンテナにマップされる。例えば、ビット＝Ｍｔ＊ＮＣＢＰＳの総数を仮定する、ここでＮＣＢＰＳは、ＯＦＤＭシンボルの４８トーンにマップされた、符号化かつパンクチャされたビット数であるが（使用時、例えばＩＥＥＥ標準規格８０２．１１ａ（１９９９）仕様書に従う、その開示は全ての目的のために参考としてここに組込まれる）、本発明はこの点に関して制限されることはない。ｍ：Ｍｔ：Ｍｔ＊ＮＣＢＰＳによってインデックスされたビットは、ｍ番目のアンテナにマップされる。
［００４０］ブロック４０４において、ダイバーシティ・エージェント２１２は、各アンテナ上でＮＣＢＰＳビットの結果グループをインターリーブする。一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、２つの要素、すなわちトーン・インターリーブ処理およびＱＡＭインターリーブ処理（例えば、ＩＥＥＥ標準規格８０２．１１ａ−１９９９、パート１１：ワイヤレスＬＡＮ媒体アクセス制御（ＭＡＣ）および物理層（ＰＨＹ）仕様書を参照、すべての目的のためにここに編入される）から成る８０２．１１ａインターリーバに従って、このインターリーブ処理を実行する。
［００４１］一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、トーン・インターリーブ処理を行なうために隣接した被符号化ビットが隣接していないサブキャリア上にマップされることを保証する。一実施例に従えば、インターリーバの深さは、いくつのトーンが隣接した符号化ビットを分離するか決める。一般に、この分離は、チャネルのコヒーレンス帯域幅、つまりＮ／Ｌ（ここで、Ｎ＝ＤＦＴサイズ、およびＬ＝時間内チャネル応答の長さ）と等しくすべきであるが、本発明はこの点に制限されるものではない。この点において、インターリーバの深さは、時間内のチャネル・インパルスの長さ（Ｌ）に比例する。
［００４２］ここに使用されるように、一実施例に従い、インターリーバの深さは、各周波数ブロック内の隣接したトーン上のビット間分離として定義される。例えば、深さ１６（つまり、８０２．１１ａインターリーバにつき）で４８個のトーンにマップされるべき１：４８の入力ビットがある場合、ここで、ビットは列毎にトーン１：４８へマップされ、ビット１，１７，３３および２は、トーン１，２，３および４にそれぞれマップされる。さらに詳しくは、マッピングは次のようになる。
　1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
　17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32
　33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48
  深さを１２へ変更すれば、次のマッピングを得るであろう、すなわちビット１，１３，２５，３７および２は、トーン１，２，３，４および５にそれぞれマップされる。
　1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
　13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24
　25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36
　37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48
［００４３］一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、インターリーバの深さをＬの観測値に適応させることができる。認識されたマルチパス状態に依存して、高いＬは大きなインターリーバの深さとなり、その逆も正しい。一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、最悪のケース・チャネル応答状態に基づいてインターリーバの深さを設定する、例えば、Ｌ＝最悪ケースの遅延拡散＝ＯＦＤＭシンボルの周期的プレフィックスの長さ（例えば、８０２．１１ａ準拠システムでの１６）。
［００４４］このように、任意のＮ値（例えば、複数の８０２．１１ａチャネルが高スループットを提供するためにともに結合される場合、９６または１０８）に対して、ダイバーシティ・エージェント２１２によって予期される特性を決定する重要な設計基準は、チャネルのコヒーレンス帯域幅の機能として隣接した符号化ビットの分離である。トーン間スペースへの影響なしに結合するチャネル内でのように、チャネル帯域幅が増加すれば、コヒーレンス帯域幅は変化しないであろう（マルチパス・チャネルと同じセット上で）。より大きなＤＦＴサイズが同じチャネル帯域幅内で取られる場合、ダイバーシティ・エージェント２１２は、トーン・スペースを変更し、それにより隣接した符号化ビットは、比例的により大きな数のトーンで分離されるであろう。
［００４５］ＱＡＭインターリーブ処理を行なうために、ダイバーシティ・エージェント２１２は、長期間の低信頼性（ＬＳＢ）ビットを回避するために、隣接した符号化ビットが配座のより下位およびより上位のビット上に交互にマップされることを保証する。一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、次の数学的記述に従って、トーンおよびＱＡＭインターリーブ処理をそれぞれ行なう。
　ｉ＝（ＮＣＢＰＳ／１６）（ｋ ｍｏｄ １６）＋ｆｌｏｏｒ（ｋ／１６）  ［１］
ここで、ｋ＝０，１，・・・，ＮＣＢＰＳ−１、および、関数ｆｌｏｏｒは、パラメータを超過しない最大整数を表示する。
　ｊ＝ｓ　ｘ　ｆｌｏｏｒ（ｉ／ｓ）＋（ｉ＋ＮＣＢＰＳ−ｆｌｏｏｒ（１６ ｘ ｉ／ＮＣＢＰＳ））ｍｏｄ ｓ  ［２］
ここで、ｓの値は、ｓ＝ｍａｘ（ＮＢＰＳＣ／２，１）に従って、サブキャリア当たりの符号化ビット数、ＮＢＰＳＣ、によって決定される。一実施例によれば、受信機内のダイバーシティ・エージェント２６０は、上記２つの順列によって定義された逆関係を実行する逆インターリーバを使用するが、本発明はこの点に関して制限されることはない。
［００４６］ブロック４０６では、ダイバーシティ・エージェント２１２は、インターリーブ処理された内容をＱＡＭシンボルにマップする。一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２は、ビット対ＱＡＭマッパを含み、ここでは複数のビットがＱＡＭシンボルにマップされる。一実施例によれば、ＯＦＤＭサブキャリアは、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ、１２８−ＱＡＭまたは２５６−ＱＡＭを使用して変調され、使用される符号化速度に依存するが、本発明の範囲はこの点に関して制限されることはない。一実施例によれば、符号化されかつインターリーブ処理された２進シリアル入力データは、ＮＢＰＳＣ（例えば、１，２，４または６）ビットのグループに分割され、ＱＡＭ配座ポイントを表わす複素数に変換される。その変換は、グレイコード化配座マッピングに従って実行されるが、本発明はこの点に制限されるものではない。
［００４７］ブロック４０８では、ダイバーシティ・エージェント２１２は、他のアンテナに関する各アンテナ上で結果ＱＡＭシンボルに周期的シフトを導入する。一実施例によれば、上述されたように、ダイバーシティ・エージェント２１２は、ｍ番目のアンテナのために予定されたシンボルをｍ−１トーンだけシフトし、１番目のアンテナも同様である。ここに使用されるように、ダイバーシティ・エージェントによって導入された周期的トーン・シフトは、１より大きいであろう。確かに、一実施例によれば、ダイバーシティ・エージェント２１２で導入された周期的トーン・シフトは、少なくとも部分的には空間的相関に基づいて適応性があり、異なるアンテナ上のフェージングが相関すればするほど、アンテナからアンテナへのトーン・シフトはより大きくなる。ある実施例で、例えば、送信アンテナ（Ｍｔ）の数が大きい場合、ダイバーシティ・エージェントはアンテナからアンテナまで１を越えるトーンをシフトし、ラップアラウンドを回避し、より良い特性を保証する。」
　
　上記イ．〜ハ．の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　引用例には、上記イ．にあるように「ワイヤレス通信システム」における伝送方法に関して記載がある。
　上記ロ．の［００２２］〜［００２４］には、入力された「情報」を直並列（Ｓ／Ｐ）変換器２１０により、複数の送信アンテナより各々送信される並列のサブストリームに分割することが記載されている。
　上記ハ．の特に［００４０］、［００４５］には、前記各サブストリームの符号化ビットに対して、式［１］及び式［２］（［００４５］参照）の数学的記述に従ってトーンおよびＱＡＭインターリーブ処理を行うことが記載されている。そして、該トーンおよびＱＡＭインターリーブ処理された後、上記ロ．の［００２５］や上記ハ．の［００４７］に記載されるように、周期的トーンシフトが行われている。一例として［００４７］には、ｍ番目のアンテナのシンボルをｍ−１トーンシフトするような周期的トーンシフトが記載されている。これらトーンおよびＱＡＭインターリーブ処理と、アンテナ毎（すなわちサブストリーム毎）に異なった周期的トーンシフトを行うことにより各サブストリームの符号化ビットは「空間−周波数インターリーブ処理」されている。
　そして、上記ロ．の［００２５］〜［００２７］及びＦＩＧ．２に記載されるように、空間−周波数インターリーブ処理された各サブストリームの符号化ビットは、ＩＤＦＴ２１４で離散的逆フーリエ変換され、ＣＰＩ要素２１６でガードインターバルを付加され、無線周波数フロントエンド２１８を介して各アンテナ（２２０A．．．M）からワイヤレス伝送されている。
　
　したがって、上記引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されている。
　
（引用発明）
　「情報を複数の送信アンテナより各々送信される並列のサブストリームに分割することと、
　トーン及びＱＡＭインターリーブ処理後、サブストリームによって異なる周期的トーンシフトを行うことによって、複数のサブストリームそれぞれにある符号化ビットを空間−周波数インターリーブ処理すること、および
それぞれの空間−周波数インターリーブ処理された該符号化ビットを伝送することを含む
ワイヤレス通信システムでの伝送方法。」
　
（３）対比・判断
　引用発明の「情報」は、引用例の［００２２］〜［００２４］によればシンボルの形をしているとされており、また、前記シンボルが１またはそれ以上の符号化ビットで構成されていることは自明であるから、該「情報」はビット列であり、補正後の発明の「ビットストリーム」に相当する。
　また、引用発明の「複数の送信アンテナより各々送信される並列のサブストリームに分割する」に関し、前記「サブストリーム」はアンテナから送信されるストリームであるから「空間データストリーム」であるといえ、そして、「並列のサブストリームに分割」することは「パーシング」することであるといえるから、引用発明の「複数の送信アンテナより各々送信される並列のサブストリームに分割する」は補正後の発明の「多数の空間データストリームにパーシングする」に相当する。
　また、引用発明の「トーン及びＱＡＭインターリーブ処理後」に関し、引用例の［００４５］に記載される「トーン及びＱＡＭインターリーブ処理」は本願の明細書の段落【００５７】に記載される「インターリビング」の一例に相当することから、引用発明の「トーン及びＱＡＭインターリーブ処理後」は補正後の発明の「インターリビング動作後」に相当する。
　また、引用発明の「サブストリームによって異なる周期的トーンシフト」に関し、上述のように「サブストリーム」は補正後の発明の「空間データストリーム」に相当し、また、「トーン」はＯＦＤＭシンボルを構成する「周波数」であり、「周期的」にトーンを「シフト」することは、引用例の［００２５］に記載されるようにＯＦＤＭシンボルを構成する複数のトーンに亘ってシフトを行うことであるから、引用発明の「周期的トーンシフト」は補正後の発明の「周波数ローテーション」に相当する。したがって、引用発明の「サブストリームによって異なる周期的トーンシフト」は補正後の発明の「空間データストリームによって異なる周波数ローテーション」に相当する。
　また、引用発明の「複数のサブストリームそれぞれにある符号化ビットを空間−周波数インターリーブ処理する」に関し、「符号化ビット」は明らかに補正後の発明の「ビット」に相当し、また、「複数」は択一的記載である「一つ又はそれ以上」の「それ以上」に相当するから、補正後の発明の「一つまたはそれ以上の空間データストリームそれぞれにあるビットをインターリビングする」に相当する。
　また、引用発明の「ワイヤレス通信システム」で、「データ」をワイヤレス（すなわち「無線」）で伝送（すなわち「通信」）することは自明であるから、引用発明の「ワイヤレス通信システムでの伝送方法」は補正後の発明の「無線システムでのデータ通信方法」に相当する。
　
　したがって、補正後の発明と引用発明は、以下の点で一致ないし相違している。
　
（一致点）
　「ビットストリームを多数の空間データストリームにパーシングする段階と、
　インターリビング動作後、空間データストリームによって異なる周波数ローテーションを行うことによって、一つまたはそれ以上の空間データストリームそれぞれにあるビットをインターリビングする段階、および
　それぞれの空間データストリーム上の該ビットを伝送する段階と、を含む、
無線システムでのデータ通信方法。」
　
（相違点）
　補正後の発明では、「周波数ローテーション」に関して、「前記空間データストリームに対する周波数ローテーションの数は全体の空間データストリームの数に対する関数である」とされているのに対し、補正後の発明の「周波数ローテーション」に相当する引用発明の「周期的トーンシフト」に関しては、そのような構成が明記されていない点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。
　引用発明の「周期的トーンシフト」に関しては、引用例の［００２５］と［００４７］等に記載があり、特に、［００４７］には、周期的トーンシフトの一例として、Ｍｔ個の送信アンテナのｍ番目のアンテナに対してｍ−１トーンのシフトを行う実施例が記載されている。
　上記実施例においては、送信アンテナの全体数がＭｔ個であるとき、Ｍｔ個の周期的トーンシフトのパターンが存在することになる。ここで、送信アンテナ数は可変であり、また、送信アンテナ数とサブストリームの数は同じであるから、『周期的トーンシフトのパターンの数』は可変の数の『サブストリームの数』と同じ数となる。
　この『周期的トーンシフトのパターンの数』が可変の数の『サブストリームの数』と同じ数となる関係が、『サブストリームの数』（送信アンテナの数）を１つずつ増加させたときに、『周期的トーンシフトのパターンの数』が１つずつ増加するという単調増加の関数として表現できることは当業者にとって容易に想到し得ることにすぎない。
　したがって、当業者であれば、引用発明において「前記空間データストリームに対する周波数ローテーションの数は全体の空間データストリームの数に対する関数である」とすることを容易に為し得るものである。
　
　このように相違点は格別なものでなく、そして、補正後の発明に関する作用・効果も、引用発明から当業者が予測できる範囲のものである。
　
　以上のとおりであるから、上記補正後の発明は上記引用発明に基いて容易に発明することができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
４．結語
　以上のとおり、本件補正は、補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができないものであるから、平成１８年法律第５５号附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する特許法第１２６条第５項の規定に適合していない。
　したがって、本件補正は、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
第３．本願発明について
１．本願発明
　本件補正は上記のとおり却下されたので、本願発明は、上記「第２．補正却下の決定」の「１．本願発明と補正後の発明」の項で「本願発明」として認定したとおりである。　
　
２．引用発明
　引用発明は、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の「（２）引用発明」の項で認定したとおりである。
　
３．対比・判断
　そこで、本願発明と引用発明とを対比するに、本願発明は上記補正後の発明から、本件補正に係る構成を省いたものである。
　そうすると、本願発明の構成に本件補正に係る限定を付加した補正後の発明が、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項で検討したとおり、引用発明に基いて容易に発明することができたものであるから、上記補正後の発明から本件補正に係る限定を省いた本願発明も、同様の理由により、容易に発明できたものである。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、上記引用発明に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。