【事件の表示】
　特許第６４３１４１３号発明「電力変換装置、及びこれを備える空気調和機、並びに電力変換方法」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第６４３１４１３号の明細書、特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正明細書、特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項〔１−９〕、１０について訂正することを認める。
　特許第６４３１４１３号の請求項１ないし１０に係る特許を維持する。
【理　由】
第１　手続の経緯
　特許第６４３１４１３号の請求項１ないし１０に係る特許についての出願は、平成２７年３月１３日に特許出願され、平成３０年１１月９日にその特許権の設定登録がされ、同年１１月２８日に特許掲載公報が発行された。その後、その特許に対して、令和１年５月２７日に特許異議申立人　井澤　幹により特許異議の申立てがされた。そして、同年８月２０日付けで取消理由が通知され、その指定期間内である同年１０月１１日付けで特許権者により訂正の請求がされ、特許異議申立人に対して同年１１月１日付けで訂正請求があった旨の通知をしたが、特許異議申立人から何ら応答がなされなかったものである。
第２　訂正の適否についての判断
１．訂正の内容
　令和１年１０月１１日付けの訂正請求（以下、「本件訂正請求」という。）は、特許第６４３１４１３号の明細書、特許請求の範囲を、訂正請求書に添付した訂正明細書、特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項１ないし１０について訂正することを求めるものであり、その訂正の内容は、以下の訂正事項のとおりである（なお、下線は訂正部分を示す。）。
（１）訂正事項１
  特許請求の範囲の請求項１に
「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、」
　と記載されているのを、
「前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
（２）訂正事項２
　特許請求の範囲の請求項８に
「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、」
　と記載されているのを、
「前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
（３）訂正事項３
　明細書の段落【０００７】に
「前記課題を解決するために、本発明は、交流電源の電圧の極性に同期してスイッチング素子をオン／オフすることで、平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、・・・を特徴とする。
　また、本発明は、交流電源の電圧の極性に同期してスイッチング素子をオン／オフすることで、平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、・・・を特徴とする。
　なお、詳細については、発明を実施するための形態において説明する。」
　と記載されているのを、
「前記課題を解決するために、本発明は、交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　また、本発明は、交流電源の電圧の極性に
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　なお、詳細については、発明を実施するための形態において説明する。」に訂正する。
（４）訂正事項４
　特許請求の範囲の請求項１０に
「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、」
　と記載されているのを、
「前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　
２．訂正要件についての判断
（１）一群の請求項について 
　訂正前の請求項１ないし９について、請求項２ないし７、９は、請求項１を直接又は間接的に引用しているものであって、訂正事項１によって訂正される請求項１に連動して請求項２ないし７、９も訂正されるものである。また、請求項９は、独立項である請求項８も引用しているものであって、訂正事項２によって訂正される請求項８に連動して請求項９は訂正される。したがって、訂正前の請求項１ないし９に対応する訂正後の請求項１ないし９は、特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。
（２）訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
ア．訂正事項１、２、４について
　訂正前の請求項１、８、１０には「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記スイッチング素子をオン／オフすることで、・・・」と記載されているところ、ここでいう電圧の「極性に同期して」の意味するところが不明確であり、訂正前の請求項１、８、１０の記載には明瞭でない記載が存在する。
　これに対して、訂正後の請求項１、８、１０では「前記交流電源の電圧の極性の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
発明の詳細な説明には、例えば段落【００３８】に「・・・。電源電圧が正の半サイクルの期間において（図６（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態にし（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にする（図６（ｄ）参照）。電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン／オフが入れ替わる。このように、電源電圧のゼロクロス点に同期してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が交互にオン／オフされる。」と記載され、スイッチング素子のオン／オフを、電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで行うことを意味しているとものと理解することができる。
　そうすると、訂正事項１、２、４は、訂正前の不明瞭さを正してその記載の本来の意味内容を発明の詳細な説明の記載に基づいて明確なものとするものであるといえ、明瞭でない記載の釈明を目的とするものであるということができる。
　したがって、訂正事項１、２、４は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。
  
　そして、訂正事項１、２、４は上述のとおり、明瞭でない記載の釈明を目的として訂正前の不明瞭さを発明の詳細な説明の記載に基づいて正すものであって、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
イ．訂正事項３について
　訂正事項３は、上記訂正事項１、２、４による訂正に伴い、特許請求の範囲（請求項１、８、１０）の記載と明細書の記載との整合を図るためのものであるから、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものであって、訂正事項３は、上記訂正事項１、２、４と同様、願書に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
　また、訂正事項３は、訂正事項１、２（請求項１ないし９）、請求項４（請求項１０）に関係するものであって、全ての請求項と関係するものである。そして、本件訂正請求では全ての請求項の訂正を請求している。したがって、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第４項の規定に適合する。
３．むすび
　以上のとおりであるから、本件訂正請求による訂正は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第４項、及び同条第９項において準用する同法第１２６条第４項ないし第６項の規定に適合するから、訂正後の請求項〔１−９〕、１０について訂正することを認める。
第３　特許異議の申立について
１．本件発明
　本件訂正請求により訂正された請求項１ないし１０に係る発明（以下、それぞれ「本件発明１」ないし「本件発明１０」という。）は、その特許請求の範囲の請求項１ないし１０に記載された事項により特定される次のとおりのものである（なお、下線は訂正された箇所を示す。）。
「【請求項１】
　ブリッジ形に接続される複数のダイオードを有し、交流電源からの電流を整流する整流回路と、
　前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
　複数の前記ダイオードのうち、前記平滑コンデンサの正側にカソードが接続されるダイオード、及び／又は、前記平滑コンデンサの負側にアノードが接続されるダイオードのそれぞれに並列接続されるスイッチング素子と、
　前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
　前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、
　前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
　前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする同期整流・回路短絡制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
　を特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
　前記制御部は、
　前記負荷検出部の検出値が前記第１閾値未満である場合、前記同期整流制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値が前記第１閾値以上である場合、前記スイッチング制御を実行すること
　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
　前記制御部は、
　前記負荷検出部の検出値が、前記第２閾値よりも大きい第３閾値以上である場合、前記平滑コンデンサの出力側のモータを減速又は停止させる保護制御を実行すること
　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
　前記スイッチング素子の温度を直接又は間接に検出する温度検出部と、
　少なくとも前記第２閾値及び前記第３閾値が、前記スイッチング素子の温度に対応付けて記憶されている記憶部と、を備え、
　前記制御部は、前記温度検出部によって検出される温度に対応する前記第２閾値及び前記第３閾値を前記記憶部から読み出して、前記負荷検出部の検出値と各閾値との大小を比較すること
　を特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
　前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、ソースが前記ダイオードのアノードに接続され、ドレインが当該ダイオードのカソードに接続されること
　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
　前記ダイオードの順方向電圧は、当該ダイオードに並列接続される前記スイッチング素子が有する寄生ダイオードの順方向電圧よりも小さいこと
　を特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
　前記ＭＯＳＦＥＴは、スーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ‐ＭＯＳＦＥＴであること
　を特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
　直列接続される一対のダイオードと、直列接続される一対のスイッチング素子と、が並列接続されることで構成され、前記一対のダイオードの接続点と、前記一対のスイッチング素子の接続点と、がそれぞれ交流電源に接続されるブリッジ回路と、
　前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
　前記ブリッジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
　前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
　前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、
　前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　前記交流電源の電圧の正・負の半サイクルそれぞれにおいて、前記一対のスイッチング素子を交互に複数回オン／オフするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
　前記スイッチング制御を行う際、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするたびに前記ブリッジ回路に流れる三角波状の回路電流の予測値と、前記ブリッジ回路における正弦波状の理想電流と、の比較に基づき、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするタイミングを設定し、
　前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記ブリッジ回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
を特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
　請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
　前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換する前記インバータと、
　前記インバータから印加される交流電圧で駆動する前記モータと、を備えるとともに、
　前記モータの回転によって駆動する圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、が配管を介して環状に順次接続されてなる空調回路を備えること
　を特徴とする空気調和機。
【請求項１０】
　ブリッジ形に接続される複数のダイオードを有し、交流電源からの電流を整流する整流回路と、
　前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
　複数の前記ダイオードのうち、前記平滑コンデンサの正側にカソードが接続されるダイオード、及び／又は、前記平滑コンデンサの負側にアノードが接続されるダイオードのそれぞれに並列接続されるスイッチング素子と、
　前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
　を備える電力変換装置が実行する電力変換方法であって、
　前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
　前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする同期整流・回路短絡制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
　を特徴とする電力変換方法。」
２．取消理由通知に記載した取消理由について
（１）取消理由の概要
　訂正前の請求項１ないし１０に係る発明についての特許に対して令和１年８月２０日付けで通知した取消理由の概要は、次のとおりである。
　請求項１ないし１０に係る特許は、特許請求の範囲の記載が下記の点で不備のため、特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものである。  
　　　　　　　　　　　　　　　　　記  
　請求項１、８、１０において、「前記交流電源の電圧の
極性に同期
　よって、請求項１、８、１０に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし７、９に係る発明は明確なものでない。
  
（２）取消理由についての当審の判断
　本件訂正請求による訂正により、請求項１、８、１０において、「前記交流電源の電圧の極性に同期して・・」との記載が、「前記交流電源の電圧の極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで・・」と訂正され、スイッチング素子のオン／オフのタイミングが明確となったから訂正前の不明瞭さは正された。
  
　したがって、取消理由通知に記載した取消理由は解消された。よって、請求項１ないし１０に係る特許は、特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものではない。　 
　　　　　　　　　 
３．取消理由通知において採用しなかった特許異議申立理由について
（１）申立理由の概要（特許法第２９条第２項）
　訂正前の請求項１に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明、及び甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明、及び甲第２及び３号証に記載された技術事項を基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　訂正前の請求項２に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明、甲第２及び４号証に記載された技術事項に基づいて、あるいは、甲第１号証に記載の発明、甲第２ないし４号証に記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項２に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　訂正前の請求項３に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明、甲第２号証に記載された技術事項及び甲第５ないし９号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明、甲第２及び３号証に記載された技術事項、並びに甲第５ないし９号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項３に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　訂正前の請求項４に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明、甲第２号証に記載された技術事項及び甲第１０ないし１４号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明、甲第２及び３号証に記載された技術事項、並びに甲第１０ないし１４号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項４に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　訂正前の請求項５に係る特許は、下記の甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項５に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　訂正前の請求項６に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項及び甲第１５ないし１８号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項、並びに甲第１５ないし１８号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項６に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　
　訂正前の請求項７に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項に基づいて、あるいは、甲第１号証に記載の発明に、甲第２ないし４号証に記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項７に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　訂正前の請求項８に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項を基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項８に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　訂正前の請求項９に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項に基づいて、あるいは、甲第１号証に記載の発明に、甲第２ないし４号証に記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項９に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　訂正前の請求項１０に係る発明は、下記の甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項を基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、訂正前の請求項１０に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
　甲第１号証　：　特開２０１５−６１３２２号公報  
　甲第２号証　：　特許第５７４３９９５号公報 
　甲第３号証　：　特許第３６９５３８２号公報 
　甲第４号証　：　特許第５３４９６３６号公報
　甲第５号証　：　特開２００８−１７５５１号公報 
　甲第６号証　：　特開２０１１−１３９６１２号公報  
　甲第７号証　：　特開２０１１−１９６７２３号公報　 
　甲第８号証　：　特開２００８−２２８４７６号公報  
　甲第９号証　：　特開２０１１−６９５５１号公報 
　甲第１０号証：　特開平９−９６８４号公報 
　甲第１１号証：　特開２０１２−１０４５７号公報
　甲第１２号証：　特開平９−２３３８３２号公報 
　甲第１３号証：　特開２００８−１３１７２２号公報  
　甲第１４号証：　実願昭６３−６８３６４号（実開平１−１７１５９９号公報）のマイクロフィルム
　甲第１５号証：　特開２００８−１７２３７号公報
　甲第１６号証：　特開２０１４−１４２１３号公報 
　甲第１７号証：　特開２００２−２９９６２５号公報  
　甲第１８号証：　特開２００２−３２５４３８号公報
（２）甲第１号証の記載事項
　甲第１号証には、図面と共に以下の事項が記載されている。（下線は当審において付加した。以下、同じ。） 
  
（ア）「【請求項２】
　前記メインスイッチング素子は、スーパージャンクション構造を有するＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。」 
　 
（イ）「【技術分野】
【０００１】
　本発明は、電力変換装置に関する。」
（ウ）「【００１１】
　以下、本発明を具体化した一実施形態を、図面を参照しつつ説明する。なお、変形例は、当該実施形態の説明中に挿入されると首尾一貫した一実施形態の説明の理解が妨げられるので、末尾にまとめて記載されている。
【００１２】
　＜構成＞
　図１を参照すると、本発明の一実施形態としての電力変換装置１０は、インバータ回路であって、交流電源１１から入力された交流電力を直流電力に変換して、変換後の電力を直流負荷１２に出力するように構成されている。この
電力変換装置１０は、電力変換回路１３と制御部１４とを備えている
【００１３】
　
電力変換回路１３には、一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂ
と、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ
と、が設けられている
電力変換回路１３は、一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂを介して交流電源１１に接続されるとともに、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄを介して直流負荷１２に接続されている
【００１４】
　
電力変換回路１３における入力側、すなわち一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂ側には、フィルタ回路３１が設けられている
フィルタ回路３１は、リアクトル３１ａ，３１ｂと、コンデンサ３１ｃと、によって構成されている。リアクトル３１ａは、交流入力端子３０ａに接続されている。リアクトル３１ｂは、交流入力端子３０ｂに接続されている
【００１５】
　
コンデンサ３１ｃは、一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂの間に設けられている
【００１６】
　
電力変換回路１３における出力側、すなわち一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ側には、平滑コンデンサ３２、及びスイッチング素子３３〜３６が設けられている。平滑コンデンサ３２は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄの間に設けられている
【００１７】
　
スイッチング素子３３〜３６は、
フィルタ回路３１と平滑コンデンサ３２との間に設けられている。本実施形態においては、スイッチング素子３３〜３６は、いわゆる「パワーＭＯＳＦＥＴ」であって、その内部に寄生ダイオード成分を有している。以下、スイッチング素子３３，３４，３５及び３６における、トランジスタ動作部分をそれぞれスイッチング部分Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４と称し、寄生ダイオード成分をそれぞれダイオード部分Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３及びＤ４と称することがある。
【００１８】
　本発明の「第一スイッチング素子」に相当するスイッチング素子３３は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ドレインが直流出力端子３０ｃに接続されている。本発明の「第二スイッチング素子」に相当するスイッチング素子３４は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ソースが直流出力端子３０ｄに接続されている。スイッチング素子３３のソースは、スイッチング素子３４のドレインに接続されている。このようにして、スイッチング素子３３及び３４は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間にて直列接続されている。
【００１９】
　本発明の「第三スイッチング素子」に相当するスイッチング素子３５は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ドレインが直流出力端子３０ｃに接続されている。本発明の「第四スイッチング素子」に相当するスイッチング素子３６は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであって、ソースが直流出力端子３０ｄに接続されている。スイッチング素子３５のソースは、スイッチング素子３６のドレインに接続されている。このようにして、スイッチング素子３５及び３６は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間にて直列接続されている。また、スイッチング素子３３及び３４の直列接続体と、スイッチング素子３５及び３６の直列接続体とが、並列に設けられている。
【００２０】
　
スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部は
リアクトル３１ａを介して、交流入力端子３０ａに
同様に、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部は
リアクトル３１ｂを介して、交流入力端子３０ｂに接続されている
【００２１】
　本実施形態においては、「メインスイッチング素子」に相当する、下アーム側のスイッチング素子３４及び３６は、スーパージャンクション構造を有するＭＯＳＦＥＴである。これらスイッチング素子３４及び３６は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間の出力電圧である直流電圧が所望値となるようなオンデューティ比でＰＷＭ制御されるように設けられている。一方、「サブスイッチング素子」に相当する、上アーム側のスイッチング素子３３及び３５は、スーパージャンクション構造を有さない通常型（シリコン型あるいはシリコンカーバイド型）のＭＯＳＦＥＴである。これら
スイッチング素子３３及び３５は、スイッチング素子３４及び３６と相補的にオンオフされることで、電力変換回路１３にて同期整流動作を実現可能に設けられている
【００２２】
　
制御部１４は、スイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御する
  
（エ）「【００２５】
　本発明の「電流検出部」を構成するリアクトル電流センサ４９は、リアクトル電流（リアクトル３１ｂを通流する電流）ｉＬに対応する出力を生じるように設けられている。なお、以下、リアクトル電流について、その振幅をＩＬと表記し、位相θを加味した正味の電流をｉＬと表記する。すなわち、ｉＬ、ＩＬ及びθについて、以下の式が成立するものとする。なお,スイッチングに伴うリプル電流は加味していない。」 
  
（オ）「【００３０】
　第二制御器４１３は、いわゆる周知のＰＩ制御器であって、リアクトル電流センサ４９によるリアクトル電流の検出値ｉＬと、上述の電流基準値ＩＬ＊と、に基づいて、後述するＰＷＭ信号の生成のための制御量を出力するように設けられている。具体的には、第一制御器４１１と第二制御器４１３との間には、上述の乗算器４１８ｂとともに、減算器４１８ｃが設けられている。減算器４１８ｃは、電流基準値ＩＬ＊の絶対値ＡＢＳ（ｉＬ＊）と、リアクトル電流の検出値ｉＬの絶対値ＡＢＳ（ｉＬ）と、の偏差ｄｉＬを算出して、かかる偏差ｄｉＬを第二制御器４１３に入力するようになっている。
【００３１】
　絶対値処理部４１４は、入力電圧Ｖａｃの絶対値であるＡＢＳ（Ｖａｃ）を算出し出力するように設けられている。ＰＷＭ信号生成部４１５は、ＰＷＭ信号を生成し出力するように設けられている。ここで、「ＰＷＭ信号」とは、スイッチング素子３４及び３６をＰＷＭ制御して出力電圧Ｖｏを目標値（指令値Ｖｏ＊）に一致させるべく制御するために、これらスイッチング素子３４及び３６のゲートに向けて出力される信号である。
【００３２】
　具体的には、第二制御器４１３とＰＷＭ信号生成部４１５との間には、減算器４１８ｄ及び乗算器４１８ｅが設けられている。減算器４１８ｄは、第二制御器４１３の出力である上述の制御量と、絶対値処理部４１４の出力であるＡＢＳ（Ｖａｃ）と、の偏差を算出し出力するようになっている。乗算器４１８ｅは、減算器４１８ｄの出力に出力電圧Ｖｏ（直流出力電圧センサ４８による検出値）の逆数を乗算して規格化し、得られた値（１−Ｄに相当する：Ｄはオンデューティ比である）をＰＷＭ信号生成部４１５に入力するようになっている。そして、ＰＷＭ信号生成部４１５は、オンデューティ比Ｄに対応するＰＷＭ信号を生成し出力するようになっている。」 
  
（カ）「【００４５】
　このため、図３における「Ｑ２」のタイムチャートに示されているように、オアゲート４２１における他方の入力端子に「０」が入力されると、かかるオアゲート４２１の出力、すなわち、スイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）のゲート信号は、一方の入力端子への入力である上述のＰＷＭ信号に対応したものとなる。これに対し、オアゲート４２１における他方の入力端子に「１」が入力されると、かかるオアゲート４２１の出力、すなわち、スイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）のゲート信号は、一方の入力端子への入力である上述のＰＷＭ信号にかかわらず、「１」に張り付いたものとなる。
【００４６】
　オアゲート４２２の出力及びスイッチング素子３６（スイッチング部分Ｑ４）のゲート信号についても、上述と同様であるが、オアゲート４２１の出力及びスイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）のゲート信号と半周期ずれたものとなる（図３における「Ｑ４」のタイムチャート参照）。このようにして、下アーム側のスイッチング素子３４とスイッチング素子３６とが、上述の極性信号に応じて、交互にＰＷＭ駆動される。
【００４７】
　次に、スイッチング素子３３（スイッチング部分Ｑ１）及びスイッチング素子３５（スイッチング部分Ｑ３）のゲート信号について説明する。
入力電圧Ｖａｃ（交流入力電圧センサ４７による検出値）の絶対値が所定値Ｖｒｅｆを超える場合には、
同期整流動作を許可する信号「１」（同期整流許可信号）が出力される
一方、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下である場合には
同期整流動作を停止する信号「０」（同期整流停止信号）が出力される
【００４８】
　アンドゲート４２６の一方の入力端子には、オアゲート４２１の出力がノットゲート４２４によって反転されたものが入力される。同様に、アンドゲート４２７の一方の入力端子には、オアゲート４２２の出力がノットゲート４２５によって反転されたものが入力される。さらに、アンドゲート４２６，４２７の他方の入力端子には、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下であるか否かに応じて、同期整流停止判定部４１７から出力された同期整流許可信号又は同期整流停止信号が入力される。
【００４９】
　
同期整流許可信号すなわち「１」が入力された場合
同期整流動作が実現される
【００５０】
　
一方、同期整流停止信号すなわち「０」が入力された場合
同期整流動作は停止する
【００５１】
　このように、本実施形態においては、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下である場合に、上アーム側のスイッチング素子３３（スイッチング部分Ｑ１）及びスイッチング素子３５（スイッチング部分Ｑ３）をオフに保持することで、同期整流動作が停止される（図３における１点鎖線の領域参照）。これに対し、比較例としての従来の制御動作においては、入力電圧Ｖａｃの大きさにかかわらず常時、同期整流動作が行われる。
【００５２】
　図５は、図４における最も左側の１点鎖線の領域でのスイッチング状態及びリアクトル電流の様子を示す。同様に、図６は、図３における最も左側の１点鎖線の領域でのスイッチング状態及びリアクトル電流の様子を示す。
【００５３】
　図５に示されているように、比較例としての従来の制御動作においては、入力電圧Ｖａｃのゼロクロス近傍領域にて、リアクトル電流ｉＬの極性が反転する期間が生じる。すると、上アーム側のスイッチング素子３３（スイッチング部分Ｑ１）がオンからオフに転じた図中「ｍｏｄｅ５」の領域にて、下アーム側のスイッチング素子３４におけるダイオード部分Ｄ２に電流が通流する。この結果、かかるダイオード部分Ｄ２の電流の通流終了時に、リカバリ電流が発生する。かかるリカバリ電流に起因して、スイッチング損失等の不具合が発生してしまう。
【００５４】
　この点、本実施形態においては、図６に示されているように、入力電圧Ｖａｃのゼロクロス近傍領域にて、上アーム側のスイッチング素子３３（スイッチング部分Ｑ１）がオフに保持される。すると、リアクトル電流ｉＬの通流状態は、極性反転のない不連続モード（断続モード）となる。これにより、下アーム側のスイッチング素子３４のダイオード部分Ｄ２における電流の通流が、良好に防止される。したがって、上述のようなリカバリ電流、及びこれに起因するスイッチング損失等の不具合の発生が、良好に防止される。
【００５５】
　特に、上述の通り、本実施形態の構成によれば、ダイオード部分Ｄ２，Ｄ４におけるリカバリ電流が大きくなりやすい、スーパージャンクション構造を有するＭＯＳＦＥＴである、下アーム側のスイッチング素子３４，３６において、リカバリ電流の発生が良好に防止される。したがって、本実施形態の構成によれば、「ハイブリッド構成」の電力変換回路１３を有する電力変換装置１０を、従来よりも高効率、且つ可及的に簡略な構成で、良好に動作させることが可能になる。」　
（キ）「【００６７】
　一方、スイッチング素子３３〜３６は、上述の実施形態と同様に、入力電圧Ｖａｃ（交流入力電圧センサ４７による検出値）の絶対値が所定値Ｖｒｅｆを超える場合には、スイッチング素子３７，３８と相補的にオンオフ動作するように制御される。このとき、スイッチング素子３３（スイッチング部分Ｑ１）及びスイッチング素子３６（スイッチング部分Ｑ４）と、スイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）及びスイッチング素子３５（スイッチング部分Ｑ３）とが、入力電圧Ｖａｃの極性に応じて択一的に駆動される。これに対し、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下である場合には、スイッチング素子３３〜３６がオフに保持される。これにより、同期整流動作が停止される。」
（ク）「
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
（ケ）「
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
（コ）「
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
（サ）「【図５】
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
（シ）「【図９】
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
（ス）「
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
・上記（ウ）の段落【００１２】によれば、電力変換回路１３と制御部１４とを備えている電力変換装置１０が記載されている。
・上記（ウ）の段落【００１３】によれば、電力変換回路１３には、交流電源１１に接続される一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂと、直流負荷１２に接続されている一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄとが設けられることが記載されている。
・上記（ウ）の段落【００１４】、【００１６】によれば、電力変換回路１３における一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂ側には、フィルタ回路３１が、また、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ側には、平滑コンデンサ３２、及びスイッチング素子３３〜３６が設けられることが記載されている。
・上記（ウ）の段落【００１４】、【００１５】によれば、前記フィルタ回路３１は、交流入力端子３０ａに接続されているリアクトル３１ａと、交流入力端子３０ｂに接続されているリアクトル３１ｂと、一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂの間に設けられているコンデンサ３１ｃから構成されることが記載されている。
・上記（ウ）の段落【００１６】によれば、前記平滑コンデンサ３２は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間に設けられることが記載されている。
・上記（ウ）の段落【００１７】によれば、スイッチング素子３３〜３６は、フィルタ回路３１と平滑コンデンサ３２との間に設けられること、また、スイッチング素子３３〜３６は、いわゆるパワーＭＯＳＦＥＴであって、トランジスタ動作部分のスイッチング部分Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４と、寄生ダイオード成分のダイオード部分Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３及びＤ４からなることが記載されている。
　また、図１（上記（ク））によれば、スイッチング素子３３〜３６は、スイッチング素子３３、３５を上アームとし、スイッチング素子３４、３６を下アームとしてブリッジ形に接続されていることが看取できる。
　さらに、段落【００２０】には、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部にリアクトル３１ａを介して交流入力端子３０ａが、同様に、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部にリアクトル３１ｂを介して交流入力端子３０ｂが接続されることが記載されている。
　してみると、甲第１号証には、スイッチング素子３３〜３６は、フィルタ回路３１と平滑コンデンサ３２との間にスイッチング素子３３、３５を上アームとし、スイッチング素子３４、３６を下アームとしてブリッジ形に接続され、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部にリアクトル３１ａを介して交流入力端子３０ａが、同様に、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部にリアクトル３１ｂを介して交流入力端子３０ｂが接続され、また、スイッチング素子３３〜３６は、いわゆるパワーＭＯＳＦＥＴであって、トランジスタ動作部分のスイッチング部分Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４と、寄生ダイオード成分のダイオード部分Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３及びＤ４からなることが記載されているといえる。
・上記（ウ）の段落【００２２】によれば、制御部１４は、スイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御することが記載されている。
・上記（ウ）の段落【００２１】によれば、スイッチング素子３３及び３５は、スイッチング素子３４及び３６と相補的にオンオフされることで、電力変換回路１３にて同期整流動作することが、さらに、上記（カ）の段落【００４７】ないし【００５０】及び図３（上記（ケ））には、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆを超える場合には、同期整流動作が行われ、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下である場合には、同期整流動作が停止されることが記載されている。
　また、図３によれば、交流である入力電圧Ｖａｃの正の半周期の同期整流中においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３６がオン状態となり、スイッチング素子３４がオン・オフのスイッチングを行われ、また、負の半周期においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３４がオン状態となり、スイッチング素子３６をオン・オフのスイッチングを行われることが看取できる。
　したがって、甲第１号証には、スイッチング素子３３及び３５は、スイッチング素子３４及び３６と相補的にオンオフされることで、電力変換回路１３にて同期整流動作する際に、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆを超える場合には、同期整流動作が行われ、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下である場合には、同期整流動作が停止され、さらに、交流である入力電圧Ｖａｃの正の半周期の同期整流中においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３６がオン状態となり、スイッチング素子３４がオン・オフのスイッチングを行われ、また、負の半周期においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３４がオン状態となり、スイッチング素子３６をオン・オフのスイッチングを行われることが記載されているといえる。
　したがって、甲第１号証には、以下の発明（以下、「甲１発明」という。）が開示されていると認められる。 
  
「電力変換回路１３と制御部１４とを備えている電力変換装置１０において、
　前記電力変換回路１３には、交流電源１１に接続される一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂと、直流負荷１２に接続されている一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄとが設けられ、
　前記電力変換回路１３における一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂ側には、フィルタ回路３１が、また、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ側には、平滑コンデンサ３２、及びスイッチング素子３３〜３６が設けられ、
　前記フィルタ回路３１は、交流入力端子３０ａに接続されているリアクトル３１ａと、交流入力端子３０ｂに接続されているリアクトル３１ｂと、一対の交流入力端子３０ａ，３０ｂの間に設けられているコンデンサ３１ｃから構成されており、
　前記平滑コンデンサ３２は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間に設けられ、
　前記スイッチング素子３３〜３６は、フィルタ回路３１と平滑コンデンサ３２との間にスイッチング素子３３、３５を上アームとし、スイッチング素子３４、３６を下アームとしてブリッジ形に接続され、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部にリアクトル３１ａを介して交流入力端子３０ａが、同様に、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部にリアクトル３１ｂを介して交流入力端子３０ｂが接続され、また、スイッチング素子３３〜３６は、いわゆるパワーＭＯＳＦＥＴであって、トランジスタ動作部分のスイッチング部分Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４と、寄生ダイオード成分のダイオード部分Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３及びＤ４からなり、
　前記制御部１４は、スイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御するものであって、
　スイッチング素子３３及び３５は、スイッチング素子３４及び３６と相補的にオンオフされることで、電力変換回路１３にて同期整流動作する際に、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆを超える場合には、同期整流動作が行われ、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下である場合には、同期整流動作が停止され、さらに、交流である入力電圧Ｖａｃの正の半周期の同期整流中においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３６がオン状態となり、スイッチング素子３４がオン・オフのスイッチングを行われ、また、負の半周期においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３４がオン状態となり、スイッチング素子３６をオン・オフのスイッチングを行われる、
　電力変換装置１０。」
　  
  
（３）当審の判断
ア．本件発明１について 
　本件発明１と甲１発明とを対比すると以下のとおりである。 
  
ａ．甲１発明の「スイッチング素子３３〜３６」は、ブリッジ形に接続され交流電源を同期整流するものである。また、「スイッチング素子３３〜３６」は寄生ダイオード成分のダイオード部分Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３及びＤ４を有するものではあるが、同期整流動作は「スイッチング素子３３〜３６」におけるトランジスタ動作部分のスイッチング部分Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４が行うものである。
　してみると、甲１発明の「スイッチング素子３３〜３６」は、本件発明１の「ブリッジ形に接続される複数のダイオードを有し、交流電源からの電流を整流する整流回路」と、「ブリッジ形に接続される複数の素子を有し、交流電源からの電流を整流する整流回路」の点では共通する。
　但し、前記素子が、本件発明１ではダイオードであるのに対して、甲１発明ではスイッチング素子である点で相違する。
  
ｂ．甲１発明の「リアクトル３１ａ」は、交流入力端子３０ａと、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部の間に接続され、また、「リアクトル３１ｂ」は、交流入力端子３０ｂと、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部の間に接続されるものである。
　したがって、甲１発明の「リアクトル３１ａ」及び「リアクトル３１ｂ」は、本件発明１の「前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線に設けられるリアクトル」に相当する。
ｃ．甲１発明は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ側には、平滑コンデンサ３２、及びスイッチング素子３３〜３６が設けられるものであるから、スイッチ素子３３〜３６が直流出力端子３０ｃ，３０ｄ側に接続され、平滑コンデンサ３２がスイッチング素子３３〜３６の出力電圧を平滑化しているのは明らかである。
　したがって、甲１発明の「平滑コンデンサ３２」は、本件発明１の「前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサ」に相当する。
ｄ．甲１発明の「スイッチング素子３３〜３６」は、上記ａに記した整流素子としての機能以外にも、オン・オフのスイッチングの制御が行われるものであり、整流素子としての機能とスイッチング素子としての機能を兼用した素子である。
　したがって、甲１発明の「スイッチング素子３３〜３６」は、本件発明１の「スイッチング素子」に相当する。
　但し、スイッチング素子が、本件発明１では、「複数の前記ダイオードのうち、前記平滑コンデンサの正側にカソードが接続されるダイオード、及び／又は、前記平滑コンデンサの負側にアノードが接続されるダイオードのそれぞれに並列接続される」ものであるのに対して、甲１発明では整流素子としの機能を兼用するものであって整流素子に並列接続されない点で相違する。
ｅ．甲１発明の「制御部１４」は、スイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御するものであるから、本件発明１の「前記スイッチング素子を制御する制御部」に相当する。
ｆ．甲１発明の「同期整流動作」は、スイッチング素子３３及び３５と、スイッチング素子３４及び３６とを相補的にオンオフするものであって、また、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以上となる際に行われるものである。さらに、「同期整流動作」時に、平滑コンデンサを介して電流が流れることは明らかである。
　してみると、甲１発明の「同期整流動作」は、本件発明１の「前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御」に相当する。
　但し、同期整流制御におけるスイッチング素子をオン／オフするタイミングが、本件発明１では、「前記交流電源の電圧が切り替わるゼロクロスのタイミング」で行われるのに対して、甲１発明では、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以上となるタイミングで行われる点で相違する。
ｇ．甲１発明の「交流である入力電圧Ｖａｃの正の半周期の同期整流中においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３６がオン状態となり、スイッチング素子３４がオン・オフのスイッチングを行われ、また、負の半周期においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３４がオン状態となり、スイッチング素子３６をオン・オフのスイッチングを行われる」ことにおいて、スイッチング素子３４及びスイッチング素子３６が共にオンとなった際には、リアクトル３１ａ、スイッチング素子３４、スイッチング素子３６、リアクトル３１ｂの経路で短絡電流が流れるものと認められる。
　したがって、甲１発明の「交流である入力電圧Ｖａｃの正の半周期の同期整流中においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３６がオン状態となり、スイッチング素子３４がオン・オフのスイッチングを行われ、また、負の半周期においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３４がオン状態となり、スイッチング素子３６をオン・オフのスイッチングを行われる」ことは、本件発明１の「前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御」、及び「前記スイッチング制御として、前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする同期整流・回路短絡制御」に相当する。
ｈ．また、甲１発明においては、スイッチング素子３３〜３６の制御は「制御部１４」が行うものであって、また、上記ｆの制御を行うタイミングで、上記ｇのスイッチングの制御を行うことはできないことから、「制御部１４」は上記ｆとｇの制御の切り換えを行っていることは明らかである。
　
i．甲１発明の「電流変換装置１０」は、「スイッチング素子３３〜３６」、「リアクトル３１ａ」及び「リアクトル３１ｂ」、「平滑コンデンサ３２」、「制御部１４」を備えるものであるから、本件発明１の「電力変換装置」に相当する。
ｊ．但し、本件発明１では、「前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部」を備え、「前記制御部は、・・・同期整流制御と、・・・スイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、・・・同期整流・回路短絡制御を実行し、前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し」、さらに、「前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率である」のに対して、甲１発明では、そのような「負荷検出部」を備えておらず、制御部は、そのような検出値に基づく切り換えは行っておらず、さらに、検出値である負荷に関する特定もされていない点で相違する。
　そうすると、本件発明１と甲１発明は、以下の点で一致ないし相違する。 
（一致点） 
「ブリッジ形に接続される複数の素子を有し、交流電源からの電流を整流する整流回路と、
　前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
　スイッチング素子と、
　前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、
　前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、
　前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御と、を切り換える、
　電力変換装置。」  
  
（相違点１）
　前記素子が、本件発明１では、「ダイオード」であって、スイッチング素子が、「複数の前記ダイオードのうち、前記平滑コンデンサの正側にカソードが接続されるダイオード、及び／又は、前記平滑コンデンサの負側にアノードが接続されるダイオードのそれぞれに並列接続される」ものであるのに対して、甲１発明では、スイッチング素子であって、整流素子としの機能を兼用しており並列接続されない点。
（相違点２）
　同期整流制御におけるスイッチング素子をオン／オフするタイミングが、本件発明１では、「前記交流電源の電圧が切り替わるゼロクロスのタイミング」で行われるのに対して、甲１発明では、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆとなるタイミングで行われる点。
（相違点３）
　本件発明１では、「前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部」を備え、「前記制御部は、・・・同期整流制御と、・・・スイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、・・・同期整流・回路短絡制御を実行し、前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し」、さらに、「前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率である」のに対して、甲１発明では、そのような「負荷検出部」を備えておらず、制御部は、そのような検出値に基づく切り換えは行っておらず、さらに、検出値である負荷に関する特定もされていない点。
  
　まず、相違点３について検討する。
　甲第２号証（段落【００２５】−【００３５】、【００４４】−【００５３】等参照）には、半導体スイッチン（本件発明１の「スイッチング素子」に相当）に流れる電流の値に基づいて、同期整流と全波整流を切り換えることは記載されている。また、甲第３号証（【請求項１】−【請求項１５】、段落【００５６】、【００６６】−【００７７】等参照）には、負荷に応じて、短絡素子を動作させるか否かの切り換えを行ったものが記載されている。
　しかしながら、甲第２号証及び甲第３号証は、いずれも「前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行」するものではなく、また、このような制御を実行することが周知の技術であるとも認められない。　
　また、甲第４号証（【請求項１６】−【請求項１８】、段落【００２７】、【００５３】−【００５６】、【０１１９】等参照）には、同期・短絡制御を行うことが、また、、甲第５号証（段落【００２１】−【００３１】等参照）、甲第６号証（段落【００１７】−【００２２】等参照）、甲第７号証（段落【００２２】、【００２３】等参照）、甲第８号証（段落【００３０】等参照）、甲第９号証（段落【００２１】、【００３７】−【００４０】等参照）には、検出した電流値が所定の閾値以上になった場合にモータを保護制御することが、また、甲第１０号証（段落【００１５】−【００２０】等参照）、甲第１１号証（段落【００１８】−【００１９】等参照）、甲第１２号証（段落【００２０】−【００２２】等参照）、甲第１３号証（段落【００３０】−【００３２】、【００５０】等参照）、甲第１４号証（明細書７−９頁）には、電力変換装置内のスイッチング素子の温度に応じて保護制御を実行することが、また、甲第１５号証（段落【００１０】等参照）、甲第１６号証（段落【００２７】−【００２８】等参照）、甲第１７号証（段落【０００５】、【００１３】−【００１５】等参照）、甲第１８号証（段落【００５０】、【００７２】等参照）には、スイッチング素子の寄生ダイオードより小さい順方向電あるダイオードをスイッチング素子に並列接続することが記載されている。しかしながら、甲第４号証ないし甲第１８号証にも「前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行」することは記載されていない。また、このような制御を実行することが周知の技術であるとも認められない。　
　したがって、他の相違点については検討するまでもなく、本件発明１は、甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載の技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載された発明、甲第２号証及び甲第３号証に記載の技術事項に基づいて、当業者が容易に発明することができたものではない。 
イ．本件発明２について 
　本件発明２は本件発明１に対して「前記制御部は、前記負荷検出部の検出値が前記第１閾値未満である場合、前記同期整流制御を実行し、前記負荷検出部の検出値が前記第１閾値以上である場合、前記スイッチング制御を実行する」という技術事項を追加したものであり、本件発明１の構成に加えてさらに限定した構成を付加したものであるから、本件発明１と同じ理由により、甲第１号証に記載の発明、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明、甲第２及び４号証に記載された技術事項に基づいて、あるいは、甲第１号証に記載の発明、甲第２ないし４号証に記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。
ウ．本件発明３について 
　本件発明３は本件発明１に対して「前記制御部は、前記負荷検出部の検出値が、前記第２閾値よりも大きい第３閾値以上である場合、前記平滑コンデンサの出力側のモータを減速又は停止させる保護制御を実行する」という技術事項を追加したものであり、本件発明１の構成に加えてさらに限定した構成を付加したものであるから、本件発明１と同じ理由により、甲第１号証に記載の発明、甲第２号証に記載された技術事項及び甲第５ないし９号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明、甲第２及び３号証に記載された技術事項、並びに甲第５ないし９号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。
エ．本件発明４について 
　本件発明４は本件発明１を引用する本件発明３に対して「前記スイッチング素子の温度を直接又は間接に検出する温度検出部と、少なくとも前記第２閾値及び前記第３閾値が、前記スイッチング素子の温度に対応付けて記憶されている記憶部と、を備え、前記制御部は、前記温度検出部によって検出される温度に対応する前記第２閾値及び前記第３閾値を前記記憶部から読み出して、前記負荷検出部の検出値と各閾値との大小を比較する」という技術事項を追加したものであり、本件発明１の構成に加えてさらに限定した構成を付加したものであるから、甲第１号証に記載の発明、甲第２号証に記載された技術事項及び甲第１０ないし１４号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明、甲第２及び３号証に記載された技術事項、並びに甲第１０ないし１４号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。
オ．本件発明５について
　本件発明５は本件発明１に対して「前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、ソースが前記ダイオードのアノードに接続され、ドレインが当該ダイオードのカソードに接続される」という技術事項を追加したものであり、本件発明１の構成に加えてさらに限定した構成を付加したものであるから、甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。
カ．本件発明６について 
　本件発明６は本件発明１を引用する本件発明５に対して「前記ダイオードの順方向電圧は、当該ダイオードに並列接続される前記スイッチング素子が有する寄生ダイオードの順方向電圧よりも小さい」という技術事項を追加したものであり、本件発明１の構成に加えてさらに限定した構成を付加したものであるから、甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項及び甲第１５ないし１８号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項、並びに甲第１５ないし１８号証の何れかに記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。
 
キ．本件発明７について 
　本件発明７は本件発明１を引用する本件発明５に対して「前記ＭＯＳＦＥＴは、スーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ‐ＭＯＳＦＥＴである」という技術事項を追加したものであり、本件発明１の構成に加えてさらに限定した構成を付加したものであるから、甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項に基づいて、あるいは、甲第１号証に記載の発明に、甲第２ないし４号証に記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。
ク．本件発明８について
　本件発明８と甲１発明とを対比すると以下のとおりである。 
  
ａ．甲１発明の「スイッチング素子３３〜３６」は、「スイッチング素子３３、３５を上アームとし、スイッチング素子３４、３６を下アームとしてブリッジ形に接続され、、スイッチング素子３３とスイッチング素子３４との接続部にリアクトル３１ａに介して交流入力端子３０ａが、同様に、スイッチング素子３５とスイッチング素子３６との接続部にリアクトル３１ｂを介して交流入力端子３０ｂが接続され」るものであるから、甲１発明においては、直列接続されたスイッチング素子３３、３４と、直列接続されたスイッチング素子３５、３６が、並列接続されているものであって、スイッチング素子３３、３４の接続点と、スイッチング素子３５、３６の接続点とが交流電源に接続されているといえる。
　したがって、甲１発明の「スイッチング素子３３、３４」、又は「スイッチング素子３５、３６」の一方は、本件発明８の「一対のスイッチング素子」に相当し、他方は、本件発明８の「一対のダイオード」と「一対の素子」である点で共通する。
　そして、甲１発明の「スイッチング素子３３〜３６」と、本件発明８の「直列接続される一対のダイオードと、直列接続される一対のスイッチング素子と、が並列接続されることで構成され、前記一対のダイオードの接続点と、前記一対のスイッチング素子の接続点と、がそれぞれ交流電源に接続されるブリッジ回路」とは、「直列接続される一対の素子と、直列接続される一対のスイッチング素子と、が並列接続されることで構成され、前記一対のダイオードの接続点と、前記一対のスイッチング素子の接続点と、がそれぞれ交流電源に接続されるブリッジ回路」の点では共通する。
　但し、前記素子が、本件発明８ではダイオードであるのに対して、甲１発明ではスイッチング素子である点で相違する。
  
ｂ．また、甲１発明の「リアクトル３１ａ」及び「リアクトル３１ｂ」は、本件発明８の「前記交流電源と前記ブッリジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトル」に相当する。
ｃ．甲１発明は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ側には、平滑コンデンサ３２、及びスイッチング素子３３〜３６が設けられるものであるから、スイッチ素子３３〜３６が直流出力端子３０ｃ，３０ｄ側に接続され、平滑コンデンサ３２がスイッチング素子３３〜３６の出力電圧を平滑化しているのは明らかである。
　したがって、甲１発明の「平滑コンデンサ３２」は、本件発明８の「前記ブッリジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサ」に相当する。
ｄ．甲１発明の「制御部１４」は、スイッチング素子３３〜３６のオンオフ動作を制御するものであるから、本件発明８の「前記スイッチング素子を制御する制御部」に相当する。
ｅ．甲１発明の「同期整流動作」は、スイッチング素子３３及び３５と、スイッチング素子３４及び３６とを相補的にオンオフするものであって、また、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以上の場合に行われるものである。さらに、「同期整流動作」時に、平滑コンデンサを介して電流が流れることは明らかである。
　してみると、甲１発明の「同期整流動作」は、本件発明８の「前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御」に相当する。
　但し、同期整流制御におけるスイッチング素子をオン／オフするタイミングが、本件発明８では、「前記交流電源の電圧が切り替わるゼロクロスのタイミング」で行われるのに対して、甲１発明では、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以上となるタイミングで行われる点で相違する。
ｆ．甲１発明の「交流である入力電圧Ｖａｃの正の半周期の同期整流中においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３６がオン状態となり、スイッチング素子３４がオン・オフのスイッチングを行われ、また、負の半周期においては、スイッチング素子３４、３６のうち、スイッチング素子３４がオン状態となり、スイッチング素子３６をオン・オフのスイッチングを行われる」ことは、本件発明８の「前記交流電源の電圧の正・負の半サイクルそれぞれにおいて、前記一対のスイッチング素子を交互に複数回オン／オフするスイッチング制御」に相当する。
ｇ．また、甲１発明においては、スイッチング素子３３〜３６の制御は「制御部１４」が行うものであって、また、上記ｅの制御を行うタイミングで、上記ｆのスイッチングの制御を行うことはできないことから、「制御部１４」は上記ｅとｆの制御の切り換えを行っていることは明らかである。
　
ｈ．甲１発明の「電流変換装置１０」は、「スイッチング素子３３〜３６」、「リアクトル３１ａ」及び「リアクトル３１ｂ」、「平滑コンデンサ３２」、「制御部１４」を備えるものであるから、本件発明８の「電力変換装置」に相当する。
ｉ．但し、本件発明８では、「前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部」を備え、「前記制御部は、・・・同期整流制御と、・・・スイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、前記スイッチング制御を行う際、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするたびに前記ブリッジ回路に流れる三角波状の回路電流の予測値と、前記ブリッジ回路における正弦波状の理想電流と、の比較に基づき、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするタイミングを設定し、前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記ブリッジ回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率である」のに対して、甲１発明では、そのような負荷検出部を備えておらず、制御部は、そのような検出値に基づく切り換えや、タイミングの設定は行っておらず、さらに、検出値である負荷に関する特定もされていない点で相違する。
　そうすると、本件発明８と甲１発明は、以下の点で一致ないし相違する。 
（一致点） 
「直列接続される一対の素子と、直列接続される一対のスイッチング素子と、が並列接続されることで構成され、前記一対のダイオードの接続点と、前記一対のスイッチング素子の接続点と、がそれぞれ交流電源に接続されるブリッジ回路と、
　前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
　前記ブリッジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
　前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、
　前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、
　前記交流電源の電圧の正・負の半サイクルそれぞれにおいて、前記一対のスイッチング素子を交互に複数回オン／オフするスイッチング制御と、を切り換える、
　電力変換装置。」  
  
（相違点４）
　前記素子が、本件発明８ではダイオードであるのに対して、甲１発明ではスイッチング素子である点
（相違点５）
  同期整流制御におけるスイッチング素子をオン／オフするタイミングが、本件発明８では、「前記交流電源の電圧が切り替わるゼロクロスのタイミング」で行われるのに対して、甲１発明では、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆとなる以上となるタイミングで行われる点。
（相違点６）
　本件発明８では、「前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部」を備え、「前記制御部は、・・・同期整流制御と、・・・スイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、前記スイッチング制御を行う際、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするたびに前記ブリッジ回路に流れる三角波状の回路電流の予測値と、前記ブリッジ回路における正弦波状の理想電流と、の比較に基づき、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするタイミングを設定し、前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記ブリッジ回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率である」のに対して、甲１発明では、そのような負荷検出部を備えておらず、制御部は、そのような検出値に基づく切り換えや、タイミングの設定は行っておらず、さらに、検出値である負荷に関する特定もされていない点。
　まず、上記相違点６について検討する。
　甲第２号証及び甲第３号には、「前記制御部は、・・・、前記スイッチング制御を行う際、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするたびに前記ブリッジ回路に流れる三角波状の回路電流の予測値と、前記ブリッジ回路における正弦波状の理想電流と、の比較に基づき、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするタイミングを設定」することは記載されておらず、また、このことが周知の技術であるとも認められない。
　したがって、他の相違点については検討するまでもなく、本件発明８は、甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載の技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載された発明、甲第２号証及び甲第３号証に記載の技術事項に基づいて、当業者が容易に発明することができたものではない。
ケ．本件発明９について
　本件発明１または８を引用する本件発明９は、本件発明１または８の「電力変換装置」を「空気調和機」としてさらに限定した構成を付加したものであるから、本件発明１または８と同じ理由により、甲第１号証に記載の発明に、甲第２号証に記載された技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載の発明に、甲第２及び３号証に記載された技術事項を基づいて、あるいは、甲第１号証に記載の発明に、甲第２ないし４号証に記載された技術事項に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものではない。
コ．本件発明１０について
　本件発明１０は、本件発明１の電力変換装置を方法の観点から表現したものに過ぎないことから、本件発明１と同じ理由により、甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載の技術事項に基づいて、または、甲第１号証に記載された発明、甲第２号証及び甲第３号証に記載の技術事項に基づいて、当業者が容易に発明することができたものではない。
第４　むすび
　以上のとおりであるから、取消理由通知に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載した異議申立ての理由によっては、本件請求項１ないし１０に係る特許を取り消すことはできない。また、他に取り消すべき理由を発見しない。
　
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
令和２年１月２９日（２０２０．１．２９）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
電力変換装置、及びこれを備える空気調和機、並びに電力変換方法
　【技術分野】
　【０００１】
　本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置等に関する。
　【背景技術】
　【０００２】
　電車、自動車、空気調和機等には、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置（直流電源装置）が搭載されている。そして、電力変換装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータ等の負荷に印加するようになっている。
　このような電力変換装置において、高調波電流規制に準拠して高調波を抑制し、また、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
　【０００３】
　例えば、特許文献１には、全波整流回路を構成するダイオードのうち２個のダイオードをＭＯＳＦＥＴで置き換えた整流回路と、各ＭＯＳＦＥＴを駆動するＭＯＳＦＥＴ駆動手段と、を備える電力変換装置について記載されている。
　なお、特許文献１に記載の技術では、交流電源の電圧が正の半サイクルの期間中、一方のＭＯＳＦＥＴはオン状態に保たれ、他方のＭＯＳＦＥＴはオフ状態に保たれる。また、交流電源の電圧が負の半サイクルの期間中、一方のＭＯＳＦＥＴはオフ状態に保たれ、他方のＭＯＳＦＥＴはオン状態に保たれる。
　【先行技術文献】
　【特許文献】
　【０００４】
　【特許文献１】特開２００７−１１０８６９号公報
　【発明の概要】
　【発明が解決しようとする課題】
　【０００５】
　ところで、負荷の消費電力が大きい高負荷領域ではＭＯＳＦＥＴに大きな電流が流れ、その損失（つまり、発熱量）は電流の２乗に比例して増大する。さらに、ＭＯＳＦＥＴには、高温になるほどオン抵抗が大きくなるという特性がある。
　特許文献１に記載の技術では、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流の大きさに関わらず、ＭＯＳＦＥＴのオン／オフが一律に制御される。したがって、ＭＯＳＦＥＴの温度上昇とオン抵抗の増加とが相まって、エネルギ効率の低下を招いたり、ＭＯＳＦＥＴの素子破壊が生じたりする可能性がある。
　【０００６】
　そこで、本発明は、高効率かつ信頼性の高い電力変換装置等を提供することを課題とする。
　【課題を解決するための手段】
　【０００７】
　前記課題を解決するために、本発明は、交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　また、本発明は、交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　なお、詳細については、発明を実施するための形態において説明する。
　【発明の効果】
　【０００８】
　本発明によれば、高効率かつ信頼性の高い電力変換装置等を提供できる。
　【図面の簡単な説明】
　【０００９】
　【図１】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
　【図２】運転領域、負荷状態、制御モード、及び主目的の対応関係をまとめた表である。
　【図３】各負荷状態の大小関係を示す説明図である。
　【図４】電力変換装置が実行する処理を示すフローチャートである。
　【図５】電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図６】同期整流制御時（軽負荷（中間）時）における電源電圧、回路電流、及びスイッチング素子の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
　【図７】同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図８】同期整流・回路短絡制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）における電源電圧、回路電流、及びスイッチング素子の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
　【図９】同期整流・回路短絡制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図１０】回路短絡制御時（第１保護領域）における電源電圧、回路電流、及びスイッチング素子の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
　【図１１】回路短絡制御時（第１保護領域）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図１２】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
　【図１３】電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図１４】同期整流制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図１５】同期整流・回路短絡制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図１６】回路短絡制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図１７】本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
　【図１８】スイッチング素子の温度と、電流の閾値と、の関係を示す説明図である。
　【図１９】電力変換装置が実行する処理を示すフローチャートである。
　【図２０】本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
　【図２１】電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図２２】電源投入時において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図２３】同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図２４】同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図２５】スイッチング制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図２６】スイッチング制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　【図２７】部分スイッチング制御の動作原理を示す説明図である。
　【図２８】高速スイッチング制御の説明図であり、（ａ）は各スイッチング素子のデューティの関係を示す説明図であり、（ｂ）電源電圧の瞬時値と回路電流の瞬時値との関係を示す説明図であり、（ｃ）は電源電圧が正の半サイクルにおいてリアクトルによる電流位相の遅れ分を考慮しない場合と、電流位相の遅れ分を考慮した場合と、におけるスイッチング素子のデューティを示す説明図である。
　【図２９】本発明の第５実施形態に係る空気調和機の構成図である。
　【発明を実施するための形態】
　【００１０】
≪第１実施形態≫
＜電力変換装置の構成＞
　図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１の構成図である。
　電力変換装置１は、交流電源Ｇから供給される交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を負荷Ｈ（インバータ、モータ等）に出力するコンバータである。電力変換装置１は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
　【００１１】
　図１に示すように、電力変換装置１は、整流回路Ｄと、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、電流検出部１１と、電流比較部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、負荷比較部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８と、を備えている。
　【００１２】
　整流回路Ｄは、交流電源Ｇから配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流を全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路Ｄは、ブリッジ形に接続された４個のダイオードＤ１〜Ｄ４を有している。
　【００１３】
　ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ３のカソードに接続され、その接続点Ｐ１は配線ｈａを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈａは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｐ１に接続されている。
　ダイオードＤ２のアノードは、ダイオードＤ４のカソードに接続され、その接続点Ｐ２は配線ｈｂを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈｂは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｐ２に接続されている。
　【００１４】
　リアクトルＬ１は、交流電源Ｇから供給される電力をエネルギとして蓄え、さらにこのエネルギを放出することで昇圧を行うものである。リアクトルＬ１は、交流電源Ｇと整流回路Ｄとを接続する配線ｈａに設けられている。
　平滑コンデンサＣ１は、整流回路Ｄから印加される電圧を平滑化して直流電圧にするものであり、配線ｈｃ，ｈｄを介して整流回路Ｄの出力側に接続されている。すなわち、平滑コンデンサＣ１は、その正側がダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続され、負側がダイオードＤ３，Ｄ４のアノードに接続されている。
　【００１５】
　スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフが制御される。なお、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることで、消費電力を低減できるとともに、スイッチングを高速で行うことができるという利点がある。
　【００１６】
　一方のスイッチング素子Ｑ３は、ダイオードＤ３に並列接続されている。より具体的には、スイッチング素子Ｑ３（ＭＯＳＦＥＴ）のソースが、ダイオードＤ３のアノードに接続され、ドレインがダイオードＤ３のカソードに接続されている。
　他方のスイッチング素子Ｑ４は、ダイオードＤ４に並列接続されている（ダイオードＤ４との接続関係については、スイッチング素子Ｑ３と同様）。
　【００１７】
　スイッチング素子Ｑ３は、その内部に寄生ダイオードＤ３１を有している。寄生ダイオードＤ３１は、スイッチング素子Ｑ３（ＭＯＳＦＥＴ）のソースとドレインとの間に存在するｐｎ接合の部分である。同様に、スイッチング素子Ｑ４は、その内部に寄生ダイオードＤ４１を有している。
　【００１８】
　なお、スイッチング素子Ｑ３に並列接続されるダイオードＤ３としては、その順方向電圧が、スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードＤ３１の順方向電圧よりも小さいものを選定することが好ましい。これによって、スイッチング素子Ｑ３のオフ時に、損失の大きい寄生ダイオードＤ３１を流れる電流を低減し、スイッチング素子Ｑ３の発熱を抑制できる。スイッチング素子Ｑ４に並列接続されるダイオードＤ４に関しても、同様のことがいえる。
　【００１９】
　電流検出部１１（負荷検出部）は、配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流（負荷）を検出するものであり、配線ｈｂに設けられている。なお、図１では、電流検出部１１としてトランスを用いる場合を示したが、シャント抵抗、ホール素子等を用いてもよい。
　電流比較部１２は、電流検出部１１の検出値と、所定の閾値と、の大小を比較するコンパレータ（比較器）である。なお、電流検出部１１の検出値と比較される閾値については後記する。電流比較部１２は、その比較結果をコンバータ制御部１８に出力する。
　【００２０】
　交流電圧検出部１３は、交流電源Ｇから印加される交流電圧を検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
　ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電圧の値に関して、その正負が切り替わったか（つまり、ゼロクロス点に達したか）否かを判定する機能を有している。例えば、ゼロクロス判定部１４は、電源電圧が正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、電源電圧が負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。
　【００２１】
　負荷検出部１５は、例えば、シャント抵抗であり、負荷Ｈに供給される電流（負荷）を検出する機能を有している。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１５によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から電流値（負荷）を推定するようにしてもよい。負荷検出部１５は、その検出値を負荷比較部１６に出力する。
　【００２２】
　負荷比較部１６は、負荷検出部１５の検出値と、所定閾値と、の大小を比較するコンパレータ（比較器）である。なお、負荷検出部１５の検出値と比較される閾値については後記する。負荷比較部１６は、その比較結果をコンバータ制御部１８に出力する。
　【００２３】
　直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧）を検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
　【００２４】
　コンバータ制御部１８は、例えば、マイコン（Ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ：図示せず）であり、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）に展開し、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、電流比較部１２、ゼロクロス判定部１４、負荷比較部１６、及び直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。
　【００２５】
＜電力変換装置の制御モード＞
　図２は、運転領域、負荷状態、制御モード、及び主目的の対応関係をまとめた表である。電力変換装置１の運転領域は、負荷（例えば、電流検出部１１の検出値：図１参照）の大きさに基づいて「定常領域」と、「保護領域」と、に分けられている。ここで、「定常領域」とは、電力変換装置１を含む機器が正常に運転しているときの運転領域である。「保護領域」とは、負荷変動等によって電力変換装置１に流れる電流が異常に大きくなったときの運転領域である。次に、図２に示す負荷状態について、図３を参照しつつ説明する。
　【００２６】
　図３は、各負荷状態の大小関係を示す説明図である。図３に示すように、「定常領域」よりも「保護領域」の方が負荷が大きくなっており、各領域が閾値Ｉ２（第２閾値）で分けられている。
　「定常領域」は、負荷の大きさに基づいて「軽負荷（中間）」、「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」の負荷状態に分けられている。なお、図３では図示を省略したが、電源投入を行った直後の過渡的な負荷状態である「電源投入時」（図２参照）も「定常領域」に含まれる。
　図３に示すように、「軽負荷（中間）」、「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」の順に負荷が大きくなっており、「軽負荷（中間）」と「軽負荷（定格）」とは閾値Ｉ１（第１閾値）で分けられている。
　【００２７】
　ちなみに、実際には「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」も閾値で分けられ、負荷状態に応じてきめ細かい制御が行われるが、本実施形態ではこれらを一括して閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ２未満の領域として扱うものとする。
　【００２８】
　図２に示す「電源投入時」は、前記したように、電源投入直後の過渡的な負荷状態であり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図１参照）はオフ状態になっている。
　「軽負荷（中間）」は、負荷が比較的小さい領域であり、中間領域とも呼ばれている。ちなみに、空気調和機（ルームエアコン）では、この「軽負荷（中間）」での低損失化・高効率化が、ＡＰＦ（Ａｎｎｕａｌ　Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　Ｆａｃｔｏｒ）の向上に大きく影響する。本実施形態では、「軽負荷（中間）」において同期整流制御を行うことで、電力変換装置１の高効率化を図るようにした。なお、同期整流制御については後記する。
　【００２９】
　「軽負荷（定格）」は、負荷が比較的大きい領域であり、定格領域とも呼ばれている。この「軽負荷（定格）」における運転効率も、前記した「軽負荷（中間）」と同様、空気調和機のＡＰＦに大きく影響する。
　「中負荷」及び「高負荷」は、「軽負荷（定格）」よりも負荷が大きい領域である。特に「高負荷」の領域では、電力変換装置１が正常に駆動する範囲内において、出力が最大限になっている。
　「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」の領域では、高効率動作、高調波の抑制、及び昇圧を主目的として、同期整流・回路短絡制御が行われる。なお、同期整流・回路短絡制御については後記する。
　【００３０】
　「第１保護領域」は、負荷変動等によって回路内に流れる電流が異常に大きくなったときの負荷状態である。負荷の大きさが「第１保護領域」に含まれる場合、回路短絡制御が実行される。なお、回路短絡制御については後記する。
　「第２保護領域」は、「第１保護領域」よりも負荷が大きい領域である。すなわち、「第２保護領域」は、「第１保護領域」で回路短絡制御を行ってもスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度が下がらなかったり、負荷変動が収まらず電流が更に大きくなったりしたときの負荷状態である。この場合、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の破壊を防止するために、負荷Ｈ（モータ）が減速又は停止される。
　「第１保護領域」と「第２保護領域」とは、図３に示すように、閾値Ｉ３（第３閾値）で分けられている。
　【００３１】
　なお、閾値の個数（図３では、閾値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の３個）や、閾値の大きさは、事前の実験やシミュレーションに基づいて適宜設定される。
　また、負荷状態の判定には、電流検出部１１（図１参照）の検出値を用いてもよいし、負荷検出部１５（図１参照）の検出値を用いてもよい。例えば、負荷Ｈ（図１参照）がインバータやモータを含む場合、負荷検出部１５によって検出される電流値やモータの回転速度等が負荷として検出される。そして、この負荷が、図３に示す各領域のいずれに含まれるかが、負荷比較部１６（図１参照）によって特定される。
　以下では、一例として、電流検出部１１（図１参照）の検出値に基づいて負荷状態（図２参照）を特定する場合について説明する。
　【００３２】
＜電力変換装置の動作＞
　図４は、電力変換装置１が実行する処理を示すフローチャートである。
　ステップＳ１０１において電力変換装置１は、外部（例えば、リモコン）から電源投入の指令が入力されたか否かを判定する。電源投入の指令が入力された場合（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０２に進む。一方、電源投入の指令が入力されていない場合（Ｓ１０１：Ｎｏ）、電力変換装置１はステップＳ１０１の処理を繰り返す。
　ステップＳ１０２において電力変換装置１は、電源投入を行う。
　【００３３】
（１．電源投入時）
　図５は、電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源投入の瞬間はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に駆動信号が入力されないため、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオフ状態になっている。また、電源投入前は平滑コンデンサＣ１に電荷がチャージされていないため、電源を投入した瞬間に突入電流が流れる。この突入電流によって素子破壊が起こらないよう、電流容量に余裕を持たせてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を選定することが好ましい。
　【００３４】
　電源電圧が正の半サイクルの期間では、図５の矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ４及びスイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオードＤ４１）→交流電源Ｇの順に電流が流れる。なお、平滑コンデンサＣ１の負側からの電流は、ダイオードＤ４と寄生ダイオードＤ４１とに分流する。
　【００３５】
　図４のステップＳ１０３において電力変換装置１は、電流比較部１２によって、電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）を読み込む。
　ステップＳ１０４において電力変換装置１は、ステップＳ１０３で読み込んだ検出値Ｉが閾値Ｉ２（第２閾値）未満であるか否かを判定する。つまり、電力変換装置１は、電流の検出値Ｉが「定常領域」（図３参照）に含まれるか否かを判定する。
　【００３６】
　入力電流が閾値Ｉ２未満である場合（Ｓ１０４：Ｙｅｓ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０５に進む。
　ステップＳ１０５において電力変換装置１は、ステップＳ１０３で読み込んだ検出値Ｉが閾値Ｉ１（第１閾値）未満であるか否かを、電流比較部１２によって判定する。つまり、電力変換装置１は、電流の検出値Ｉが「軽負荷（中間）」（図３参照）の領域に含まれるか否かを判定する。
　【００３７】
　検出値Ｉが閾値Ｉ１未満である場合（Ｓ１０５：Ｙｅｓ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０６に進む。
　ステップＳ１０６において電力変換装置１は、コンバータ制御部１８によって同期整流制御を実行する。ここで、同期整流制御とは、交流電源Ｇの電圧の極性に同期してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフすることで、平滑コンデンサＣ１を介して電流を流す制御である。
　【００３８】
（２．同期整流制御）
　図６は、同期整流制御時（軽負荷（中間）時）における電源電圧、配線ｈａ，ｈｂ等を流れる回路電流、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
　電源電圧が正の半サイクルの期間において（図６（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態にし（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にする（図６（ｄ）参照）。電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン／オフが入れ替わる。このように、電源電圧のゼロクロス点に同期してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が交互にオン／オフされる。
　ちなみに、交流電源Ｇの電圧の極性（正／負）は、ゼロクロス判定部１４によって判定される。
　【００３９】
　図７は、同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。図７の矢印で示すように、電源電圧が正の半サイクルの期間では、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
　【００４０】
　なお、スイッチング素子Ｑ４とダイオードＤ４とが並列接続されているが、スイッチング素子Ｑ４がオンすることで、電圧ドロップ（電圧降下）の小さいスイッチング素子Ｑ４側に電流が流れる。つまり、電圧ドロップの大きいダイオードＤ４には電流がほとんど流れないため、低損失化・高効率化を図ることができる。
　【００４１】
　なお、仮にリアクトルＬ１（図７参照）を設けない構成にすると、交流電圧が平滑コンデンサＣ１（図７参照）の電圧を超える短い期間だけ電流が流れるため、電流は鋭く尖った波形になって力率が低くなる。これに対して本実施形態では、リアクトルＬ１を設けることで、図６（ｂ）に示すように通電区間を延ばして力率を改善できる。
　【００４２】
　図４のステップＳ１０６で同期整流制御を行った後、電力変換装置１の処理はステップＳ１０７に進む。ステップＳ１０７において電力変換装置１は、外部（例えば、リモコン）から停止指令が入力されたか否かを判定する。
　外部から停止指令が入力された場合（Ｓ１０７：Ｙｅｓ）、電力変換装置１は直流電力の供給を停止し（Ｓ１０８）、処理を終了する（ＥＮＤ）。一方、外部から停止指令が入力されていない場合（Ｓ１０７：Ｎｏ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０３に戻る。
　【００４３】
　また、ステップＳ１０５において電流の検出値Ｉが閾値Ｉ１以上である場合（Ｓ１０５：Ｎｏ，Ｉ１≦Ｉ＜Ｉ２）、つまり、電流の検出値Ｉが「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」（図３参照）のいずれかに含まれる場合、電力変換装置１の処理はステップＳ１０９に進む。
　ステップＳ１０９において電力変換装置１は、コンバータ制御部１８によって同期整流・回路短絡制御を実行する。ここで、同期整流・回路短絡制御とは、リアクトルＬ１を介した短絡電流の経路（図９参照）に含まれるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする制御である。なお、「短絡電流」とは、交流電源Ｇから平滑コンデンサＣ１を介さずに流れて、交流電源Ｇに戻る電流である。
　【００４４】
（３．同期整流・回路短絡制御）
　図８は、同期整流・回路短絡制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）における電源電圧、配線ｈａ，ｈｂ等を流れる回路電流、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。なお、同期整流・回路短絡制御時ではスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が交互にスイッチングされる点が（図８（ｃ）、（ｄ）参照）、前記した同期整流制御（図６（ｃ）、（ｄ）参照）と異なっている。
　【００４５】
　電源電圧が正の半サイクルの期間において（図８（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３を所定回数・所定パルス幅でオン／オフしてスイッチングし（図８（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にする（図８（ｄ）参照）。
　また、電源電圧が負の半サイクルの期間において（図８（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３をオン状態にし（図８（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をスイッチングする（図８（ｄ）参照）。
　【００４６】
　なお、本実施形態では、一例として、電源電圧の正負が切り替わった直後にオン／オフを２回繰り返してスイッチングする場合を示したが（図８（ｃ）、（ｄ）参照）、スイッチングのタイミング、回数等は適宜設定できる。
　【００４７】
　図９は、同期整流・回路短絡制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　電源電圧の正の半サイクルの期間においてスイッチング素子Ｑ３がオン状態になっているときには（図８（ｃ）参照）、図９の矢印で示す力率改善電流Ｉｓ（短絡電流）が流れる。すなわち、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に力率改善電流Ｉｓが流れる。
　【００４８】
　このように力率改善電流Ｉｓが流れることで、電流波形の歪みの程度を小さくし、電流波形を正弦波に近づけることができる（図８（ｂ）参照）。つまり、電力変換装置１の力率を改善できる。また、電流波形を正弦波に近づけることで、回路電流に含まれる高調波を抑制することができる。
　なお、スイッチング時のディレイ（正負の切替りからスイッチング開始までの遅れ時間）やオン時間を調整することで、回路電流の位相を調整できる。
　【００４９】
　また、リアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介して力率改善電流Ｉｓが流れることで、直流電圧（平滑コンデンサＣ１の電圧）の昇圧を行うこともできる。リアクトルＬ１のインダクタンスをＬｓとすると、力率改善電流ＩｓがリアクトルＬ１に流れた場合、リアクトルＬ１にはＰＬ＝１／２＊Ｌｓ＊Ｉｓ２で表されるエネルギが蓄えられる。
　例えば、電源電圧が正の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンすることで、力率改善電流Ｉｓが流れてリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられる。その後、スイッチング素子Ｑ３をオフすると、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギによって平滑コンデンサＣ１に電流が流れ、平滑コンデンサＣ１の直流電圧が昇圧される。
　【００５０】
　このように、同期整流・回路短絡制御によって、力率の改善、高調波の抑制、及び昇圧を行うことができる。また、電源電圧が正の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ４がオン状態に保たれるため（図８（ｄ）参照）、電流はダイオードＤ４を迂回してスイッチング素子Ｑ４に流れる。したがって、ダイオードＤ４で大きな損失を生じることがなく、電力変換装置１の高効率化を図ることもできる。
　【００５１】
　再び、図４に戻って説明を続ける。ステップＳ１０９で同期整流・回路短絡制御を行った後、電力変換装置１の処理はステップＳ１０７に進む。
　また、ステップＳ１０４において電流の検出値Ｉが閾値Ｉ２以上である場合（Ｓ１０４：Ｎｏ）、つまり、電流の検出値Ｉが「保護領域」（図３参照）に含まれる場合、電力変換装置１の処理はステップＳ１１０に進む。
　【００５２】
　ステップＳ１１０において電力変換装置１は、電流比較部１２によって、電流の検出値Ｉが閾値Ｉ３（第３閾値）未満であるか否か、つまり、電流の検出値Ｉが「第１保護領域」（図３参照）に含まれるか否かを判定する。電流の検出値Ｉが閾値Ｉ３未満である場合（Ｓ１１０：Ｙｅｓ，Ｉ２≦Ｉ＜Ｉ３）、電力変換装置１の処理はステップＳ１１１に進む。一方、電流の検出値Ｉが閾値Ｉ３以上である場合（Ｓ１１０：Ｎｏ）、電力変換装置１の処理は、後記するステップＳ１１３に進む。
　【００５３】
　ステップＳ１１１において電力変換装置１は、コンバータ制御部１８によって回路短絡制御を実行する。ここで、回路短絡制御とは、リアクトルＬ１を介した短絡電流の経路（図１１参照）に含まれるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする制御である。
　【００５４】
（４．回路短絡制御）
　図１０は、回路短絡制御時（第１保護領域）における電源電圧、配線ｈａ，ｈｂ等を流れる回路電流、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。なお、電源電圧の正の半サイクルでスイッチング素子Ｑ４がオフ状態に（図１０（ｄ）参照）、負の半サイクルでスイッチング素子Ｑ３がオフ状態（図１０（ｃ）参照）になっている点が、同期整流・回路短絡制御の場合（図８（ｃ）、（ｄ）参照）と異なっている。
　【００５５】
　電源電圧が正の半サイクルの期間において（図１０（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３を所定回数・所定パルス幅でオン／オフしてスイッチングし（図１０（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態にする（図１０（ｄ）参照）。
　また、電源電圧が負の半サイクルの期間において（図１０（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態にし（図１０（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をスイッチングする（図１０（ｄ）参照）。
　【００５６】
　図１１は、回路短絡制御時（第１保護領域）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源電圧の正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３がオンになっているとき（図１０（ｃ）参照）、図１１の矢印で示す向きに電流（短絡電流）が流れる。すなわち、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ３→ダイオードＤ４及びスイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオードＤ４１）→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
　【００５７】
　なお、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４）は、その温度が高くなるにつれてオン抵抗が大きくなる。また、回路に大きな電流が流れる「第１保護領域」（図３参照）では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が発熱しやすい。仮に、大きな電流がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れた場合、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の発熱とオン抵抗の増加とが相まって、熱暴走に到る可能性がある。
　【００５８】
　したがって、本実施形態では、回路に大きな電流が流れる「第１保護領域」（図３参照）では、同期整流制御を行わずに回路短絡制御のみを行うようにした。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる定常電流を小さくし、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の発熱を抑えることができる。また、図１０（ｂ）に示すように、前記したスイッチングによって回路電流を正弦波に近づけることができるとともに、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を昇圧することもできる。
　【００５９】
　図４のステップＳ１１２において電力変換装置１は、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ２未満になったか否か、つまり、ステップＳ１１１の回路短絡制御によって電流の検出値Ｉが「定常領域」（図３参照）に入ったか否かを判定する。電流の検出値Ｉが閾値Ｉ２未満である場合（Ｓ１１２：Ｙｅｓ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０５に進む。一方、電流の検出値Ｉが閾値Ｉ２以上である場合（Ｓ１１２：Ｎｏ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１１３に進む。
　【００６０】
　ステップＳ１１３において電力変換装置１は、保護制御を実行する。例えば、負荷がモータである場合、電力変換装置１は、このモータを減速又は停止させる。図４では図示を省略したが、例えば、ステップＳ１１３で電力変換装置１はモータを減速し、モータの減速後も電流が減少しない場合には、モータを停止させる。また、前記した減速によって電流が減少した場合にはステップＳ１１１に進んで回路短絡制御を行う。
　【００６１】
＜効果＞
　本実施形態よれば、回路に流れる電流が小さい「軽負荷（中間）」の領域では（Ｓ１０５：Ｙｅｓ）、同期整流制御を行ってスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に積極的に電流を流すことで（Ｓ１０６）、ダイオードＤ３，Ｄ４で大きな損失が生じることを回避できる。したがって、電力変換装置１の高効率化を図ることができる。
　【００６２】
　また、回路に流れる電流が比較的大きい「軽負荷（定格）」、「中負荷」、「高負荷」の領域では（Ｓ１０５：Ｎｏ）、同期整流・回路短絡制御を行うことで（Ｓ１０９）、力率を改善するとともに、高調波を抑制し、さらに昇圧を行うことができる。
　【００６３】
　また、回路に流れる電流が非常に大きい「第１保護領域」では（Ｓ１１０：Ｙｅｓ）、回路短絡制御を行うことで（Ｓ１１１）、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の発熱を抑えつつ昇圧を行うことができる。
　また、減速運転等を行っても電流値が小さくならない場合には（Ｓ１１０：Ｎｏ，Ｓ１１２：Ｎｏ）、保護制御を行うことで（Ｓ１１３）、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の破壊を確実に防止できる。
　【００６４】
　このように本実施形態では、負荷状態（電流値の大きさ）に応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御モードを選択的に実行することで、電力変換装置１の高効率化を図ることができるとともに、その信頼性を高めることができる。
　【００６５】
≪第２実施形態≫
　第２実施形態は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図１２参照）を追加した点が第１実施形態と異なるが、その他の構成については第１実施形態と同様である。また、電力変換装置１Ａが実行する処理の流れ（図４参照）についても第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
　【００６６】
　図１２は、第２実施形態に係る電力変換装置１Ａの構成図である。
　電力変換装置１Ａは、第１実施形態で説明した構成に加えて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）を備えている。図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ１は、ダイオードＤ１に並列接続されている。より具体的には、スイッチング素子Ｑ１（ＭＯＳＦＥＴ）のソースはダイオードＤ１のアノードに接続され、ドレインはダイオードＤ１のカソードに接続されている。
　スイッチング素子Ｑ２は、ダイオードＤ２に並列接続されている（ダイオードＤ２との接続関係については、スイッチング素子Ｑ１と同様）。
　【００６７】
　次に、電源投入時、同期整流制御、同期整流・回路短絡制御、及び回路短絡制御における電流の流れについて説明する。
　【００６８】
（１．電源投入時）
　図１３は、電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源投入時（Ｓ１０２：図４参照）には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は全てオフ状態になっている。電源電圧が正の半サイクルの期間では、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１及びスイッチング素子Ｑ１（寄生ダイオードＤ１１）→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ４及びスイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオードＤ４１）→交流電源Ｇの順に電流が流れる。電源電圧が負の半サイクルの期間については、説明を省略する。
　【００６９】
（２．同期整流制御）
　図１４は、同期整流制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。同期整流制御（Ｓ１０６：図４参照）を行う際、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を次のように制御する。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフ状態にする。そうすると、図１４に示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
　なお、電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態にされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ状態にされる。
　【００７０】
　このように同期整流制御を行うと、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に電流が流れ、ダイオードＤ１〜Ｄ４には電流がほとんど流れない。特に、第１実施形態（図７参照）のように同期整流制御時において、損失の大きいダイオードＤ１を介して電流が流れず、スイッチング素子Ｑ１を介して電流が流れる（図１４参照）。したがって、第１実施形態よりもさらに低損失化・高効率化を図ることができる。
　【００７１】
（３．同期整流・回路短絡制御）
　図１５は、同期整流・回路短絡制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。同期整流・回路短絡制御（Ｓ１０９：図４参照）を行う際、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を次のように制御する。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３を所定回数・所定パルス幅でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフ状態にする。そうすると、スイッチング素子Ｑ３がオンになっているときには、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に電流（短絡電流）が流れる。
　【００７２】
　なお、電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ３がオン状態にされ、スイッチング素子Ｑ４がスイッチングされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフ状態にされる。
　このように同期整流・回路短絡制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、力率の改善、高調波の抑制、及び昇圧を行うことができる。
　【００７３】
（４．回路短絡制御）
　図１６は、回路短絡制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。回路短絡制御（Ｓ１１１：図４参照）を行う際、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を次のように制御する。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３を所定回数・所定パルス幅でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４をオフ状態にする。そうすると、スイッチング素子Ｑ３がオンになっているときには、図１６に示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオードＤ４１）→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
　【００７４】
　なお、電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３がオフ状態にされ、スイッチング素子Ｑ４がスイッチングされる。
　このように回路短絡制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を昇圧しつつ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の発熱を抑制できる。
　【００７５】
＜効果＞
　本実施形態によれば、負荷状態（電流値の大きさ）に応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御モードを選択的に実行することで、電力変換装置１Ａの高効率化を図ることができるとともに、その信頼性を高めることができる。
　また、同期整流制御において、損失の大きいダイオードＤ１〜Ｄ４には電流が流れず、損失の小さいスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を介して電流が流れる。これによって、回路での損失を抑制し、第１実施形態よりもさらにエネルギ効率を高めることができる。
　【００７６】
≪第３実施形態≫
　第３実施形態は、電力変換装置１Ｂ（図１７参照）が温度検出部Ｔ３，Ｔ４及び記憶部１９を備える点が第１実施形態と異なっているが、その他については第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
　【００７７】
　図１７は、第３実施形態に係る電力変換装置１Ｂの構成図である。
　電力変換装置１Ｂは、第１実施形態で説明した構成に加えて、温度検出部Ｔ３，Ｔ４と、記憶部１９と、を備えている。
　温度検出部Ｔ３は、スイッチング素子Ｑ３の温度を検出するものである。例えば、温度検出部Ｔ３は、スイッチング素子Ｑ３が収容されている収容体（図示せず）の温度を、このスイッチング素子Ｑ３の温度として検出する。なお、スイッチング素子Ｑ３に設置されている放熱フィン（図示せず）の温度や、スイッチング素子Ｑ３の周囲の温度を、スイッチング素子Ｑ３の温度として間接的に検出するようにしてもよい。温度検出部Ｔ３は、その検出値を電流比較部１２に出力する。
　同様に、温度検出部Ｔ４は、スイッチング素子Ｑ４の温度を検出し、その検出値を電流比較部１２に出力する。
　【００７８】
　記憶部１９には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度と、電流に関する閾値Ｉ２１，Ｉ３１と、の対応関係を示す情報（図１８参照）が格納されている。なお、記憶部１９として、半導体記憶装置、磁気ディスク装置、光ディスク装置等を用いることができる。
　【００７９】
　図１８は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度と、回路電流の閾値と、の関係を示す説明図である。図１８の横軸は、温度検出部Ｔ３，Ｔ４によって検出されるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度（素子温度）である。縦軸は、電流検出部１１によって検出される回路電流である。
　【００８０】
　閾値Ｉ２１（第２閾値）は、第１実施形態で説明した「定常領域」（図２参照）と、「第１保護領域」（図２参照）と、を分ける閾値である。
　閾値Ｉ３１（第３閾値）は、第１実施形態で説明した「第１保護領域」（図２参照）と、第２保護領域（図２参照）と、とを分ける閾値である。図１８に示すように、各温度において閾値Ｉ３１は、閾値Ｉ２１よりも大きい値に設定されている。
　【００８１】
　また、図１８に示すように、閾値Ｉ２１及び閾値Ｉ３１は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度が高くなるにつれて各閾値が小さくなるように設定されている。これは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（ＭＯＳＦＥＴ）のオン抵抗が温度に対して正特性で変化し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度が高くなるほど、その発熱量が大きくなって熱暴走しやすくなるからである。
　なお、図１８に示す情報は、事前の実験やシミュレーションによって作成され、予め記憶部１９に格納されている。なお、閾値Ｉ２１，Ｉ３１は、温度に関する関数として特定してもよいし、マップとして記憶部１９に格納するようにしてもよい。
　【００８２】
　図１７に示す電流比較部１２Ｂは、温度検出部Ｔ３，Ｔ４から入力されるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度に対応する閾値と、電流検出部１１の検出値と、の大小を比較する。そして、電流比較部１２は、その比較結果をコンバータ制御部１８に出力する。
　【００８３】
　図１９は、電力変換装置１Ｂの動作の流れを示すフローチャートである。なお、第１実施形態で説明した図４のフローチャートと重複する部分については、図４と同一のステップ番号を付した。
　ステップＳ１０３で電流検出部１１の検出値Ｉを読み込んだ後、ステップＳ２０１において電力変換装置１Ｂは、温度検出部Ｔ３，Ｔ４の検出値を読み込む。
　【００８４】
　ステップＳ２０２において電力変換装置１Ｂは、電流比較部１２Ｂによって、ステップＳ２０１で読み込んだ温度に対応する閾値Ｉ２１，Ｉ３１を特定する。例えば、温度検出部Ｔ３の検出値が温度Ｔαであった場合、図１８に示すように、この温度Ｔαに対応する電流の閾値Ｉ２１α（第２閾値）と、閾値Ｉ３１α（第３閾値）と、が特定される。
　なお、図１９のステップＳ２０２では、温度検出部Ｔ３，Ｔ４の検出値のうち高い方の温度に対応する閾値Ｉ２１，Ｉ３１を優先的に用いることが好ましい（後記するＳ１１０ａも同様）。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のうち高温側の熱暴走を確実に防止できるからである。
　【００８５】
　また、本実施形態では、閾値Ｉ１（図１８では、図示せず）を温度に関して固定値としたが、図１８に示す対応情報に閾値Ｉ１に関する情報を追加してもよい。この場合において閾値Ｉ１は、各温度において閾値Ｉ２１（図１８参照）よりも小さく、かつ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度が高くなるにつれて閾値Ｉ１が小さくなるように設定される。
　【００８６】
　図１９のステップＳ１０４ａにおいて電力変換装置１Ｂは、ステップＳ１０３で読み込んだ電流の検出値Ｉが、ステップＳ２０２で特定した閾値Ｉ２１未満であるか否かを判定する。つまり、電力変換装置１Ｂは、素子温度と電流検出値とによって特定される状態が、図１８に示す「定常領域」に含まれるか否かを判定する。なお、ステップＳ１０５〜Ｓ１０９については第１実施形態と同様であるから、説明を省略する。
　【００８７】
　また、ステップＳ１１０ａにおいて電力変換装置１Ｂは、ステップＳ１０３で読み込んだ電流の検出値Ｉが、ステップＳ２０２で特定した閾値Ｉ３１未満であるか否かを判定する。つまり、電力変換装置１Ｂは、素子温度と電流検出値とによって特定される点が、図１８に示す「第１保護領域」に含まれるか否かを判定する。なお、ステップＳ１１１〜Ｓ１１３については第１実施形態と同様であるから、説明を省略する。
　【００８８】
＜効果＞
　本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度に対応する閾値Ｉ２１，Ｉ３１と、電流の検出値Ｉと、の比較結果に基づいて制御モードが決定される。したがって、第１実施形態よりも適切なタイミングで制御モードを切り替えることができる。
　なお、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度に関わらず閾値Ｉ２１，Ｉ３１を一定にした場合、熱暴走が起こらないように、ある程度の余裕をみて閾値Ｉ２１，Ｉ３１が小さい値に設定される。そうすると、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度はそれほど高くないにもかかわらず、負荷Ｈ（モータ）の減速等の保護制御に切り替えられる可能性がある。
　【００８９】
　これに対して本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度に対応して最適な閾値Ｉ２１，Ｉ３１が設定されているため（図１８参照）、時期尚早に保護制御を実行することがない。したがって、第１実施形態よりも電力変換装置１Ｂのエネルギ効率をさらに高めることができる。
　また、図１８に示す情報を参照することで、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が熱破壊に到る前の最適なタイミングで保護制御を実行できる。したがって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の熱破壊を確実に防止し、電力変換装置１Ｂの信頼性を高めることができる。
　【００９０】
≪第４実施形態≫
　第４実施形態に係る電力変換装置１Ｃ（図２０参照）は、第１実施形態に係る電力変換装置１（図１参照）からスイッチング素子Ｑ３及びダイオードＤ４を省略し、さらに、第１実施形態で説明したダイオードＤ２（図１参照）に代えて、スイッチング素子Ｑ２（図２０）を備える構成になっている。また、第４実施形態に係る電力変換装置１Ｃ（図２０参照）は、電流制御ゲイン調整部２０と、昇圧比制御部２１と、を備える点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他の点については第１実施形態（図１〜図４参照）と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
　【００９１】
　図２０は、第４実施形態に係る電力変換装置１Ｃの構成図である。
　電力変換装置１Ｃは、ブリッジ回路Ｊと、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、電流検出部１１と、電流比較部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、負荷比較部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８と、電流制御ゲイン調整部２０と、昇圧比制御部２１と、を備えている。
　【００９２】
　ブリッジ回路Ｊは、交流電源Ｇから配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流を全波整流する機能や、リアクトルＬ１と共に昇圧を行う機能を有している。ブリッジ回路Ｊは、直列接続された一対のダイオードＤ１，Ｄ３と、直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４と、が並列接続された構成になっている。
　スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴであり、コンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフが制御されるようになっている。スイッチング素子Ｑ２のドレインは平滑コンデンサＣ１の正側に接続され、ソースは他のスイッチング素子Ｑ４のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｑ４のソースは、平滑コンデンサＣ１の負側に接続されている。
　【００９３】
　また、一対のダイオードＤ１，Ｄ３の接続点Ｐ１は、配線ｈａを介して交流電源Ｇに接続されている。一対のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の接続点Ｐ２は、配線ｈｂを介して交流電源Ｇに接続されている。
　【００９４】
　電流制御ゲイン調整部２０は、回路電流の実効値Ｉｓ及び直流電圧の昇圧比ａに基づいて、電流制御ゲインＫｐを調整する機能を有している。このときＫｐ×Ｉｓを一定値に制御することで、交流電源Ｇの電圧（実効値）に対して直流電圧をａ倍に昇圧するようになっている。昇圧比制御部２１は、負荷検出部１５の検出値に基づいて直流電圧の昇圧比１／ａを選定（決定）し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。なお、電流制御ゲイン調整部２０及び昇圧比制御部２１が実行する処理については後記する。
　【００９５】
　また、第４実施形態は、第１実施形態（図１参照）とは異なり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４と並列にダイオードが並列接続されておらず、電流がダイオードとスイッチング素子の寄生ダイオードとに分流する構成にはなっていない。したがって、以下では、第１実施形態で説明した同期整流・回路短絡制御と、回路短絡制御と、を合わせて「スイッチング制御」と記すこととする。
　【００９６】
（１．電源投入時）
　図２１は、電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源投入時（Ｓ１０２：図４参照）には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はいずれもオフ状態になっている。電源電圧が正の半サイクルの期間では、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオードＤ４１）→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
　【００９７】
　図２２は、電源投入時において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源電圧が負の半サイクルの期間では、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ２（寄生ダイオードＤ２１）→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
　【００９８】
（２．同期整流制御）
　図２３は、同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）が閾値Ｉ１（第１閾値）未満である場合（Ｓ１０５：Ｙｅｓ、図４参照）、コンバータ制御部１８は、同期整流制御を実行する（Ｓ１０６）。
　同期整流制御を行う際、コンバータ制御部１８は、交流電源Ｇの電圧の極性に同期してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン／オフする。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にする。そうすると、図２３に示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
　【００９９】
　図２４は、同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。コンバータ制御部１８は、電源電圧が負の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ２をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態にする。そうすると、図２４に示すように、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
　【０１００】
　このように同期整流制御を行うことで、スイッチング素子Ｑ２又はスイッチング素子Ｑ４に電流が流れるため、低損失化・高効率化を図ることができる。
　【０１０１】
（３．スイッチング制御）
　また、電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）が閾値Ｉ１（第１閾値）以上である場合、コンバータ制御部１８は、前記した「スイッチング制御」を行う。具体的には、検出値Ｉが閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ４未満であるときには、コンバータ制御部１８は、部分スイッチング制御を実行する。また、検出値Ｉが閾値Ｉ４以上かつ閾値Ｉ２未満であるときには、コンバータ制御部１８は、高速スイッチング制御を実行する。前記した閾値Ｉ４（Ｉ１＜Ｉ４＜Ｉ２）は、部分スイッチング制御を行うか、又は、高速スイッチング制御を行うかを決定する際の基準となる閾値であり、予め設定されている。なお、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御については、後記する。
　【０１０２】
　図２５は、スイッチング制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
　スイッチング制御を行う際、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を交互にオン／オフする。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ２を所定回数・所定パルス幅でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ２がオン状態のときには、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態にする。そうすると、スイッチング素子Ｑ２がオンになっているときには、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→→スイッチング素子Ｑ２→交流電源Ｇの順に電流（短絡電流）が流れる。
　【０１０３】
　図２６は、スイッチング制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源電圧が負の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ４がオンになっているときには、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ４→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に電流（短絡電流）が流れる。前記したように、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は交互にオン／オフされるため、スイッチング素子Ｑ４がオンになっているときには、スイッチング素子Ｑ２はオフになっている。
　【０１０４】
（３−１．部分スイッチング制御）
　部分スイッチング制御は、電源電圧の半サイクル内において、所定のディレイ、デューティでスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のスイッチング（つまり、短絡）を複数回行うことで、直流電圧の昇圧と力率の改善を行う制御である。後記する高速スイッチング制御の場合と比べて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失を低減できる。
　主回路に短絡電流（力率改善電流）を流すために、同期整流制御（全波整流）の場合と同様に、コンバータ制御部１８は、交流電源Ｇの電圧Ｖｓの極性に応じてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチングを行う。コンバータ制御部１８は、例えば、電源電圧の正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を交互にオン／オフした後、負の半サイクルに切り替わるまではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオフ状態とする。
　【０１０５】
　スイッチング素子Ｑ２又はスイッチング素子Ｑ４をスイッチングして主回路に短絡電流Ｉｓｐが流れたとき、リアクトルＬ１には、以下の（数式１）で表されるエネルギＷが蓄えられる。なお、Ｌ１は、リアクトルＬ１のインダクタンスである。
　【０１０６】
　【数１】
　【０１０７】
　その後、スイッチング素子Ｑ２又はスイッチング素子Ｑ４がオフされることで、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出され、直流電圧が昇圧される。
　【０１０８】
　図２７は、部分スイッチング制御の動作原理を示す説明図である。図２７に示す説明図の横軸は、時刻であり、縦軸は、電源電圧Ｖｓ（正の半サイクル）と、正弦波状の理想電流（回路電流）と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の駆動パルスと、を示している。図２７の「理想電流」に示すように、電源電圧Ｖｓに対して、回路電流も正弦波状になることが理想的である。この理想電流は、例えば、負荷検出部１５の検出値と、ゼロクロス判定部１４の判定結果と、に基づき、電流制御ゲイン調整部２０によって求められる。
　【０１０９】
　例えば、理想電流上の点Ｐ１を考え、この点Ｐ１での接線の傾き（時間的な変化率）をｄｉ（Ｐ１）／ｄｔとおく。次に、時刻ｔ＝０［ｓ］から所定のディレイを持たせた後、ｔｏｎ１＿Ｑ２のオン時間でスイッチング素子Ｑ２をオンしたときの回路電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ１）／ｄｔとおく。その後、時間ｔｏｆｆ１＿Ｑ２でスイッチング素子Ｑ２をオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ１）／ｄｔとおく。このときｄｉ（ｔｏｎ１）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ１）／ｄｔとの平均値が、点Ｐ１における傾きｄｉ（Ｐ１）／ｄｔと等しくなるように、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン／オフするタイミングを設定する。
　同様に、点Ｐ２での電流の傾きをｄｉ（Ｐ２）／ｄｔとおく。そして、スイッチング素子Ｑ２をｔｏｎ２＿Ｑ２の時間でオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ２）／ｄｔとおき、ｔｏｆｆ２＿Ｑ２の時間でオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ２）／ｄｔとおく。点Ｐ１の場合と同様に、ｄｉ（ｔｏｎ２）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ２＿Ｑ２）／ｄｔとの平均値が、点Ｐ２における傾きｄｉ（Ｐ２）／ｄｔと等しくなるように、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン／オフするタイミングを設定する。以降、これを繰り返していく。
　【０１１０】
　なお、電源電圧が正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を交互にオン／オフするタイミングは、例えば、正の半サイクルの開始時に設定してもよいし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン／オフするたびに次回のタイミングを設定してもよい。
　【０１１１】
　図２７に示す例では、コンバータ制御部１８は、ｔｏｎ１＿Ｑ２（＝ｔｏｆｆ１＿Ｑ４）の区間においてスイッチング素子Ｑ２をオン状態とし、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態とする。そして、コンバータ制御部１８は、ｔｏｆｆ１＿Ｑ２（＝ｔｏｎ２＿Ｑ４）の区間においてスイッチング素子Ｑ２をオフ状態とし、スイッチング素子Ｑ４をオン状態とする。このようにして、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を時間的に交互にオン／オフする。これは、回路短絡動作を行いつつ、同期整流を行っているためである。つまり、本実施形態では、部分スイッチングによる昇圧と力率改善動作を行いつつも、同期整流を行うようになっている。これによって、電力変換を高効率で行うことができる。
　【０１１２】
　なお、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近づけることが可能である。すなわち、スイッチング回数を増やすほど力率が改善され、高調波電流を低減できる。
　【０１１３】
（３−１．高速スイッチング制御）
　高速スイッチング制御は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を所定周波数でスイッチングすることによって、直流電圧の昇圧と力率の改善を行う制御である。電源電圧が正の半サイクルの期間では、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２をオン、スイッチング素子Ｑ４をオフにすることで短絡電流を流し、次にスイッチング素子Ｑ２をオフ、スイッチング素子Ｑ４をオンにすることで同期整流を行う。このようにして、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を所定周波数で交互にオン／オフする。
　【０１１４】
　同様に、電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ４をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフにすることで短絡電流を流し、次にスイッチング素子Ｑ４をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオンにすることで同期整流を行う。
　なお、回路に流れる瞬時電流ｉｓは、以下の（数式２）で表される。ここで、Ｖｓは電源電圧の実効値であり、Ｋｐは電流制御ゲインであり、Ｖｄは直流電圧であり、ωは角周波数である。
　【０１１５】
　【数２】
　【０１１６】
　上記の（数式２）を整理すると、以下の（数式３）になる。
　【０１１７】
　【数３】
　【０１１８】
　また、瞬時電流ｉｓを、以下の（数式４）で表すこともできる。
　【０１１９】
　【数４】
　【０１２０】
　（数式３）、（数式４）に基づき、電流制御ゲインＫｐは、以下の（数式５）で表される。
　【０１２１】
　【数５】
　【０１２２】
　（数式５）より、以下の（数式６）で示す関係が成り立つ。ここで、Ｉｓは回路電流の実効値であり、ａは昇圧比である。
　【０１２３】
　【数６】
　【０１２４】
　また、電源電圧が正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ（電源電圧が負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ４のオンデューティ）は、以下の（数式７）で表される。
　【０１２５】
　【数７】
　【０１２６】
　Ｋｐ・Ｉｓが一定となるように、電流制御ゲイン調整部２０によって電流制御ゲインＫｐを調整し、この電流制御ゲインＫｐに基づいてコンバータ制御部１８がスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン／オフを制御することで（（数式６）、（数式７）を参照）、電源電圧の実行値Ｖｓに対してａ倍に昇圧できる。なお、昇圧比ａは、負荷検出部１５によって検出される負荷に基づき、昇圧比制御部２１によって設定（制御）される。すなわち、負荷が大きいほど、昇圧比ａも大きな値に設定される。
　【０１２７】
　図２８（ａ）は高速スイッチング制御におけるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のデューティの関係を示す説明図である。前記したように、高速スイッチング制御の実行中、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は交互にオン／オフされ、図２８（ａ）に示すように、そのデューティ（通流率）が制御される。
　【０１２８】
　図２８（ｂ）は、高速スイッチング制御における電源電圧の瞬時値ｖｓと、回路電流の瞬時値ｉｓとの関係を示す説明図である。図２８（ａ）、（ｂ）に示すように、電源電圧が正の半サイクルにおいて、瞬時電流ｉｓが大きいほど、短絡電流を流すためのスイッチング動作を行うスイッチング素子Ｑ２のデューティが小さい値に設定される（（数式７）を参照）。同期整流を行う側のスイッチング素子Ｑ４のデューティは、スイッチング素子Ｑ２のデューティとは逆の特性になる。つまり、以下の（数式８）、（数式９）で示す関係が成り立つ。
　【０１２９】
　【数８】
　【０１３０】
　また、図２８（ｂ）で示すように、電源電圧の瞬時値ｖｓと回路電流の瞬時値ｉｓとの関係をみると、回路電流が正弦波状に制御されているため、力率を比較的高くなっている。なお、図２８（ｂ）は、リアクトルＬ１のインダクタンスが比較的小さく、電源電圧に対して電流の位相遅れがほとんど無い状態を想定している。仮に、リアクトルＬ１のインダクタンスが比較的大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れている場合には、図２８（ｃ）に示すように、電流位相を考慮してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のデューティを設定すればよい。
　【０１３１】
　このように高速スイッチング制御を行うことで、回路電流を正弦波に近づけて高調波電流を低減し、また、力率を向上させることできる。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を交互にオン／オフすることで昇圧及び同期整流を行うことができ、電力変換において高効率化を図ることができる。
　【０１３２】
＜効果＞
　本実施形態によれば、負荷の大きさに応じて同期整流制御又はスイッチング制御を行うことで、力率の改善、高調波の抑制、及び昇圧を行うことができるとともに、高効率化を図ることができる。
　なお、第１実施形態（図１参照）では、回路短絡動作時においてダイオードＤ２に逆回復電流が発生するため、低損失化を図るために、ダイオードＤ２として逆回復時間の比較的短い高速ダイオードを用いることが望ましい。しかしながら、高速ダイオードは順方向の電圧降下が比較的大きいため、それに伴って導通損失が大きくなりやすい。
　これに対して本実施形態では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４として、逆回復時間の比較的短いｔｒｒ高速タイプのスイッチング素子（ＭＯＳＥＦＴ）を用いることで、スイッチング損失を低減し、さらに、前記した同期整流制御によって導通損失を低減できる。したがって、電力変換を行う際の低損失化を図ることができる。
　【０１３３】
≪第５実施形態≫
　第５実施形態では、第１実施形態で説明した電力変換装置１を備える空気調和機Ｗについて説明する。なお、電力変換装置１の構成（図１参照）、及び電力変換装置１が実行する処理（図４参照）については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
　【０１３４】
　図２９は、第５実施形態に係る空気調和機Ｗの構成図である。
　空気調和機Ｗは、電力変換装置１と、インバータ２と、モータ３と、空調回路（圧縮機４１、室外熱交換器４２、膨張弁４３、室内熱交換器４４等）と、を備えている。
　【０１３５】
　インバータ２は、電力変換装置１から印加される直流電圧を、例えば、ＰＷＭ制御（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に基づいて交流電圧に変換する電力変換器である。
　モータ３は、インバータ２から入力される交流電圧によって駆動する電動機（例えば、三相同期モータ）である。
　圧縮機４１は、冷媒を圧縮する装置であり、モータ３の回転によって駆動する。
　室外熱交換器４２は、室外ファンＦ１から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換を行うための熱交換器である。
　膨張弁４３は、室外熱交換器４２又は室内熱交換器４４から流れ込む冷媒を膨張させて減圧するための減圧器である。
　なお、図２９に示す例では、電力変換装置１、インバータ２、モータ３、圧縮機４１、室外熱交換器４２、及び室外ファンＦ１が、室外機Ｕ１に設置されている。
　【０１３６】
　室内熱交換器４４は、室内ファンＦ２から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換を行うための熱交換器であり、室内機Ｕ２に設置されている。
　圧縮機４１、室外熱交換器４２、膨張弁４３、及び室内熱交換器４４が配管ｉを介して環状に順次接続されてなる空調回路において、周知のヒートポンプサイクルで冷媒を循環させるようになっている。なお、空気調和機Ｗは、冷房用でもよいし、暖房用でもよい。また、冷房時と暖房時とで冷媒の流れる向きを切り替える四方弁（図示せず）を設けてもよい。
　【０１３７】
　また、図２９では図示を省略したが、第１実施形態で説明した保護制御（Ｓ１１３：図４参照）の一つとして、室外ファンＦ１の回転速度を上昇させるようにしてもよい。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図１参照）に設置されている放熱フィン（図示せず）に向けて室外ファンＦ１から外気が送り込まれるため、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の放熱を促進させることができる。
　【０１３８】
＜効果＞
　本実施形態によれば、空気調和機Ｗが電力変換装置１を備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）が高く、また、信頼性の高い空気調和機Ｗを提供できる。
　【０１３９】
≪変形例≫
　以上、本発明に係る電力変換装置１等について各実施形態により説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
　例えば、第１実施形態（図１参照）では、ダイオードＤ３，Ｄ４にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を並列接続する構成について説明したが、これに限らない。すなわち、図１に示すダイオードＤ１，Ｄ２にそれぞれスイッチング素子を並列接続し、ダイオードＤ３，Ｄ４にはスイッチング素子を並列接続しない構成でもよい。なお、各スイッチング素子の制御方法については、第１実施形態（図４参照）と同様であるから説明を省略する。
　【０１４０】
　また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、オン抵抗の小さいスーパー・ジャンクションＭＯＳＦＥＴ又はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用してもよい。これによって、電力変換装置１のエネルギ損失をさらに低減し、低損失化・高効率化を図ることができる。
　また、各実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴである場合について説明したが、これに限らない。例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、バイポーラトランジスタを用いてもよいし、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ−Ｂｉｐｏｌａｒ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いてもよい。
　例えば、第４実施形態（図２０参照）で説明したスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４としてバイポーラトランジスタを用いる場合には、スイッチング素子Ｑ２のコレクタを平滑コンデンサＣ１の正側に接続し、スイッチング素子Ｑ２のエミッタをスイッチング素子Ｑ４のコレクタに接続し、スイッチング素子Ｑ４のエミッタを平滑コンデンサＣ１の負側に接続すればよい。
　【０１４１】
　また、各実施形態では、例えば、図１に示すように、交流電源Ｇと整流回路Ｄとを接続する配線ｈｂに電流検出部１１を設ける場合について説明したが、これに限らない。すなわち、電流検出部１１に代えて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のドレイン側又はソース側にシャント抵抗（電流検出部）を設置してもよい。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる電流を精度よく検出でき、ひいては制御モードを最適なタイミングで切り替えることができる。
　【０１４２】
　また、第１実施形態では、電流検出部１１の検出値Ｉと、閾値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３と、の比較結果に基づいて、制御モードを決定する場合について説明したが、これに限らない。例えば、電流（負荷）に関する閾値を、閾値Ｉ１のみとして、次のように制御モードを切り替えてもよい。すなわち、電流検出部１１の検出値が閾値Ｉ１未満の場合、前記した同期整流制御を実行し（図６参照）、検出値が閾値Ｉ１以上である場合、リアクトルＬ１を介した短絡電流の経路に含まれるスイッチング素子Ｑ３（又はスイッチング素子Ｑ４）をスイッチングするようにしてもよい（図８、図１０参照）。
　このような制御でも、同期整流制御によって低損失化・高効率化を図り、また、スイッチングによって力率の改善、高調波の抑制、昇圧等を行うことができる。なお、前記した「スイッチング」は、同期整流・回路短絡制御であってもよいし（図８参照）、回路短絡制御（図１０参照）であってもよいし、第４実施形態でいえば「スイッチング制御」に相当する。前記した制御方法は、第２〜第５実施形態にも適用できる。
　【０１４３】
　また、例えば、電流に関する閾値を、閾値Ｉ１，Ｉ２のみとし、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ２未満の場合に同期整流・回路短絡制御を実行し（図８参照）、閾値Ｉ２以上である場合に回路短絡制御を実行するようにしてもよい（図１０参照）。
　【０１４４】
　また、各実施形態では、電流検出部１１（図１参照）の検出値に基づいて制御モードを切り替える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、配線ｈａ，ｈｂ（図１参照）に流れる電流と正の相関を有する「負荷」を、負荷検出部１５（図１参照）によって検出し、この「負荷」の大きさに基づいて制御モードを切り替えるようにしてもよい。
　具体的には、平滑コンデンサＣ１（図１参照）の出力電圧と、複数の閾値と、の比較結果に基づいて制御モードを切り替えてもよい。なお、負荷が大きくなるにつれて出力電圧も大きくなるため、複数の閾値によって分けられる負荷領域と出力電圧との関係は、図３と同様になる。
　【０１４５】
　また、平滑コンデンサＣ１（図１参照）の出力側のインバータ２（図２９参照）の電流値、インバータ２に接続されるモータ３（図２９参照）の回転速度、又は、モータ３の変調率に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。前記した「変調率」とは、インバータ２の直流電圧に対するモータ３の印加電圧（線間電圧）の実効値の比である。なお、負荷が大きくなるにつれてインバータ２に流れる電流（モータ３の回転速度、変調率）も大きくなる。したがって、複数の閾値によって分けられる負荷領域と、インバータ２に流れる電流（モータ３の回転速度、変調率）との関係は、図３と同様になる。
　【０１４６】
　また、第５実施形態では、空気調和機Ｗ（図２９参照）が備える電力変換装置１に関して、制御モードの切替えを行う際に電流検出部１１の検出値（負荷）を用いる場合について説明したが、これに限らない。例えば、室内機Ｕ２（図２９参照）に設置されている室温サーミスタ（図示せず）の検出値と、空気調和機Ｗの設定温度と、の差に基づいて負荷を検出してもよい。この場合、室温と設定温度との差が大きいほど、電力変換装置１の負荷は高くなり、空気調和機Ｗの出力も大きくなる。
　また、コンバータ制御部１８が、前記した同期整流制御と、リアクトルＬ１を介した短絡電流の経路に含まれるスイッチング素子Ｑ３（又はスイッチング素子Ｑ４）をスイッチングする制御と、を負荷の大きさに基づいて切り換えるようにしてもよい。
　【０１４７】
　また、各実施形態は、適宜組み合わせることができる。例えば、第２実施形態と第３実施液体とを組み合わせ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれに温度検出部を設け、各温度検出部の検出値と、負荷（例えば、回路電流）の大きさと、に基づいて制御モードを切り替えるようにしてもよい。なお、電力変換装置１が実行する処理については、第３実施形態（図１９参照）と同様であるから説明を省略する。
　【０１４８】
　また、例えば、第４実施形態で説明した電流制御ゲイン調整部２０（図２０参照）と、昇圧比制御部２１（図２０参照）と、を第１実施形態の電力変換装置１（図１参照）に追加し、第４実施形態で説明した方法に基づいて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図１参照）のオン／オフを制御するようにしてもよい。具体的には、部分スイッチング制御を行う際、電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間においてコンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ４を常時オン状態とし、スイッチング素子Ｑ３を所定のディレイ、デューティで複数回スイッチングする。また、高速スイッチング制御を行う際、電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間においてコンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ４を常時オン状態とし、スイッチング素子Ｑ３を所定周波数でスイッチングする。このように、同期整流・回路短絡制御及び回路短絡制御においても、部分スイッチング制御や高速スイッチング制御を適用できる。同様に、第２、第３実施形態に第４実施形態を適用することも可能である。
　【０１４９】
　また、第３実施形態と第５実施形態とを組み合わせ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に設置される温度検出部Ｔ３，Ｔ４（図１７参照）の検出値に基づいて、電力変換装置１（図２９参照）の制御モードを切り替えるようにしてもよい。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度を直接的に検出せずに、室外機Ｕ１（図２９参照）に設置されている外気温サーミスタ（図示せず）の検出値を用いて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度を間接的に検出してもよい。例えば、冷房運転を行う場合には、外気温が高いほど負荷も大きくなり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が昇温しやすくなる。したがって、この場合には、外気温に対応する閾値ＩＩ２１，Ｉ３１（図１８参照）が、比較的小さい値で設定される。
　【０１５０】
　また、第４実施形態では、負荷の大きさに基づいて部分スイッチング制御と、高速スイッチング制御と、を切り替える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、部分スイッチング制御と高速スイッチング制御の切替えを行わず、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ２未満である場合、部分スイッチング制御のみを実施してもよいし、また、高速スイッチングのみを実施してもよい。そして、検出値Ｉが（負荷の大きさ）が第１保護領域（図３参照）に入った場合には、スイッチング回数を減らしてスイッチング損失の低減を行うことで、素子の熱破壊を防ぐことができる。また、負荷の大きさが第２保護領域（図３参照）に入った場合には、機器の減速運転又は運転停止を行えばよい。
　【０１５１】
　また、第５実施形態では、電力変換装置１が空気調和機Ｗ（図２０参照）に搭載される場合について説明したが、これに限らない。例えば、バッテリへの充電設備、冷蔵庫、給湯機、洗濯機、乗り物等に電力変換装置１を搭載してもよい。
　また、各実施形態では、単相の交流電源Ｇの交流電圧を電力変換装置１によって直流電圧に変換する場合について説明したが、これに限らない。例えば、三相の交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する場合にも、各実施形態を適用できる。
　【０１５２】
　また、前記した各実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に記載したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能である。また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加える事も可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　【０１５３】
　また、前記した各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、機構や構成は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての機構や構成を示しているとは限らない。
　【符号の説明】
　【０１５４】
　１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ　電力変換装置
　１１　電流検出部（負荷検出部）
　１２，１２Ｂ　電流比較部（制御部）
　１３　交流電圧検出部
　１４　ゼロクロス判定部（制御部）
　１５　負荷検出部
　１６　負荷比較部（制御部）
　１７　直流電圧検出部
　１８　コンバータ制御部（制御部）
　１９　記憶部
　２０　電流制御ゲイン調整部
　２１　昇圧比制御部
　２　インバータ
　３　モータ
　４１　圧縮機（空調回路）
　４２　室外熱交換器（空調回路）
　４３　膨張弁（空調回路）
　４４　室内熱交換器（空調回路）
　ｉ　配管（空調回路）
　Ｇ　交流電源
　Ｃ１　平滑コンデンサ
　Ｄ　整流回路
　Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４　ダイオード
　ｈａ　配線
　Ｌ１　リアクトル
　Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４　スイッチング素子
　Ｔ３，Ｔ４　温度検出部
　Ｗ　空気調和機
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　ブリッジ形に接続される複数のダイオードを有し、交流電源からの電流を整流する整流回路と、
　前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
　複数の前記ダイオードのうち、前記平滑コンデンサの正側にカソードが接続されるダイオード、及び／又は、前記平滑コンデンサの負側にアノードが接続されるダイオードのそれぞれに並列接続されるスイッチング素子と、
　前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
　前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、
　前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
　前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする同期整流・回路短絡制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
　を特徴とする電力変換装置。
　【請求項２】
　前記制御部は、
　前記負荷検出部の検出値が前記第１閾値未満である場合、前記同期整流制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値が前記第１閾値以上である場合、前記スイッチング制御を実行すること
　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　【請求項３】
　前記制御部は、
　前記負荷検出部の検出値が、前記第２閾値よりも大きい第３閾値以上である場合、前記平滑コンデンサの出力側のモータを減速又は停止させる保護制御を実行すること
　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　【請求項４】
　前記スイッチング素子の温度を直接又は間接に検出する温度検出部と、
　少なくとも前記第２閾値及び前記第３閾値が、前記スイッチング素子の温度に対応付けて記憶されている記憶部と、を備え、
　前記制御部は、前記温度検出部によって検出される温度に対応する前記第２閾値及び前記第３閾値を前記記憶部から読み出して、前記負荷検出部の検出値と各閾値との大小を比較すること
　を特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
　【請求項５】
　前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、ソースが前記ダイオードのアノードに接続され、ドレインが当該ダイオードのカソードに接続されること
　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　【請求項６】
　前記ダイオードの順方向電圧は、当該ダイオードに並列接続される前記スイッチング素子が有する寄生ダイオードの順方向電圧よりも小さいこと
　を特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
　【請求項７】
　前記ＭＯＳＦＥＴは、スーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ‐ＭＯＳＦＥＴであること
　を特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
　【請求項８】
　直列接続される一対のダイオードと、直列接続される一対のスイッチング素子と、が並列接続されることで構成され、前記一対のダイオードの接続点と、前記一対のスイッチング素子の接続点と、がそれぞれ交流電源に接続されるブリッジ回路と、
　前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
　前記ブリッジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
　前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
　前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、
　前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　前記交流電源の電圧の正・負の半サイクルそれぞれにおいて、前記一対のスイッチング素子を交互に複数回オン／オフするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
　前記スイッチング制御を行う際、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするたびに前記ブリッジ回路に流れる三角波状の回路電流の予測値と、前記ブリッジ回路における正弦波状の理想電流と、の比較に基づき、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするタイミングを設定し、
　前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記ブリッジ回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
　を特徴とする電力変換装置。
　【請求項９】
　請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
　前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換する前記インバータと、
　前記インバータから印加される交流電圧で駆動する前記モータと、を備えるとともに、
　前記モータの回転によって駆動する圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、が配管を介して環状に順次接続されてなる空調回路を備えること
　を特徴とする空気調和機。
　【請求項１０】
　ブリッジ形に接続される複数のダイオードを有し、交流電源からの電流を整流する整流回路と、
　前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
　複数の前記ダイオードのうち、前記平滑コンデンサの正側にカソードが接続されるダイオード、及び／又は、前記平滑コンデンサの負側にアノードが接続されるダイオードのそれぞれに並列接続されるスイッチング素子と、
　前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
　を備える電力変換装置が実行する電力変換方法であって、
　前記交流電源の電圧の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
　前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする同期整流・回路短絡制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し、
　前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
　を特徴とする電力変換方法。