(57)【要約】      （修正有）【課題】電動機用インバータ回路を評価する装置及び方法を提供する。【解決手段】電動機用インバータ回路の評価装置３０は、３相−２相変換器４３、電流制御系３３、ゲート信号生成器３５、および診断部３６を有する。３相−２相変換器４３は、インバータ回路２０に接続された電動機１０の一次側３相電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，１１ｗをｄ軸電流ｉ１ｄ，ｑ軸電流ｉ１ｑに変換する。電流制御系３３は、フィードバック制御によって、前記ｑ軸電流ｉ１ｑをゼロ近傍の指令値ｉ１ｑ＊とし、前記ｄ軸電流ｉ１ｄを所定の指令値ｉ１ｄ＊とするｄ軸およびｑ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を生成する。ゲート信号生成器３５は、前記指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊に基づくゲート信号ｇｓを生成してインバータ回路２０に印加する。診断部３６は、前記指令値ｖ１ｄ＊を記憶する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ回路に接続された電動機の一次側３相電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，１１ｗをｄ軸電流ｉ１ｄ，ｑ軸電流ｉ１ｑに変換する３相−２相変換器と、
フィードバック制御によって、前記ｑ軸電流ｉ１ｑをゼロ近傍の指令値ｉ１ｑ＊とし、前記ｄ軸電流ｉ１ｄを所定の指令値ｉ１ｄ＊とするｄ軸およびｑ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を生成する電流制御系と、
前記指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊に基づくゲート信号ｇｓを生成して前記インバータ回路に印加するゲート信号生成器と、
前記指令値ｖ１ｄ＊を記憶する記憶部と、
を具備する電動機用インバータ回路の評価装置。
【請求項２】
フィードバック制御によって、前記電動機の回転角速度ωｒをゼロ近傍の指令値ωｒ＊とする前記指令値ｉ１ｑ＊を生成する速度制御系をさらに具備する
請求項１に記載の電動機用インバータ回路の評価装置。
【請求項３】
前記指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を３相電圧の指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する２相−３相変換器をさらに具備し、
前記ゲート信号生成器が、前記指令値ｖ１ｕ＊，ｖ１ｖ＊，ｖ１ｗ＊に基づいて前記ゲート信号ｇｓを生成する
請求項１に記載の電動機用インバータ回路の評価装置。
【請求項４】
前記３相−２相変換器および前記２相−３相変換器が、前記電動機での電気角θに基づいて変換を行う
請求項３に記載の電動機用インバータ回路の評価装置。
【請求項５】
前記電気角θをπ／６、π／２，７π／６，−π／６，−π／２，−７π／６のいずれかとする
請求項４に記載の電動機用インバータ回路の評価装置。
【請求項６】
前記前記電動機のロータ角速度ωｒに基づき、前記電気角θを推定する位相推定器をさらに具備する
請求項４に記載の電動機用インバータ回路の評価装置。
【請求項７】
前記指令値ｖ１ｄ＊を基準値と比較して、前記インバータ回路を診断する診断部をさらに具備する
請求項１に記載の電動機用インバータ回路の評価装置。
【請求項８】
インバータ回路に接続された電動機の一次側３相電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，１１ｗをｄ軸電流ｉ１ｄ，ｑ軸電流ｉ１ｑに変換するステップと、
フィードバック制御によって、前記ｑ軸電流ｉ１ｑをゼロ近傍の指令値ｉ１ｑ＊とし、前記ｄ軸電流ｉ１ｄを所定の指令値ｉ１ｄ＊とするｄ軸およびｑ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を生成するステップと、
前記指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊に基づくゲート信号ｇｓを生成して前記インバータ回路に印加するステップと、
前記指令値ｖ１ｄ＊を記憶するステップと、
を具備する電動機用インバータ回路の評価方法。
【請求項９】
インバータ回路に接続された電動機の電流を変換する変換器と、
前記変換器により変換された電流に基づいて前記電動機の回転角速度をゼロ近傍とする指令値を生成する制御系と、
前記指令値に基づくゲート信号を生成して前記インバータ回路に印加する生成器と、
前記指令値を記憶する記憶部と、
を具備する電動機用インバータ回路の評価装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は，電動機用インバータ回路の評価装置および評価方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電動機（誘導電動機，同期電動機）は、電車，電気自動車，エレベータなどの重量物を動作する。インバータ回路（主回路）は、このような高電圧，大電流での電動機の駆動に用いられる。インバータ回路は、パワーモジュール（ＭＯＳＥＦＴ，ＩＧＢＴなどのスイッチング素子）を用いて、電動機にＰＷＭ制御された電圧を印加する。
【０００３】
インバータ回路は、故障することがある。その一因として，部品（電解コンデンサ，パワーモジュール）の劣化があり、故障前の部品の劣化の検出が望まれる。
ここで、パワーモジュールのスイッチングは非常に速く、その特性の測定は容易ではない。例えば、一般的なマイコンを用いたコントローラでは，処理速度の制約からサンプリング周波数が低い。
また，通常の駆動時には回転に伴う逆起電力や，負荷などの外乱による影響が大きく，モジュールの特性変化を正確に検出することは困難である。
しかし，パワーモジュールを取り出して検査するには手間もかかり，すべてのモジュールの定期的な検査は困難である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１６２３１１号公報
【特許文献２】特開２００８−１８７７９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は，電動機用インバータ回路を評価する装置及び方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実施形態に係る電動機用インバータ回路の評価装置は、３相−２相変換器、電流制御系、ゲート信号生成器、および記憶部を有する。３相−２相変換器は、インバータ回路に接続された電動機の一次側３相電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗをｄ軸電流ｉ１ｄ，ｑ軸電流ｉ１ｑに変換する。電流制御系は、フィードバック制御によって、前記ｑ軸電流ｉ１ｑをゼロ近傍の指令値ｉ１ｑ＊とし、前記ｄ軸電流ｉ１ｄを所定の指令値ｉ１ｄ＊とするｄ軸およびｑ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を生成する。ゲート信号生成器は、前記指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊に基づくゲート信号ｇｓを生成して前記インバータ回路に印加する。記憶部は、前記指令値ｖ１ｄ＊を記憶する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第1の実施形態に係るインバータ評価システムのブロック図である。
【図２】インバータ回路２０の一例を表す回路図である。
【図３】インバータ評価装置３０の動作手順の一例を表すフローチャートである。
【図４】第２の実施形態に係るインバータ評価システムのブロック図である。
【図５】ｄ軸電流，ｑ軸電流の時間変化の一例を表すグラフである。
【図６】線電流の時間変化の一例を表すグラフである。
【図７】ロータの角速度の時間変化の一例を表すグラフである。
【図８】ｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ＊の時間変化の一例を表すグラフである。
【図９】ｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ＊の時間変化の一例を表すグラフである。
【図１０】ｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ＊の時間変化の一例を表すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下，図面を参照して，実施形態を詳細に説明する。
（第1の実施形態）
図１は、第1の実施形態に係るインバータ評価システムのブロック図である。
インバータ評価システムは、電動機１０，インバータ回路２０，インバータ評価装置３０を有する。
【０００９】
電動機１０は、インバータ回路２０からの三相交流電圧ｖ（ｖ１ｕ、ｖ１ｖ、ｖ１ｗ）によって動作する交流電動機であり、誘導電動機，同期電動機が挙げられる。
誘導電動機，同期電動機はいずれも、三相交流によって形成された回転磁束によって、回転子（ロータ）を回転する。同期電動機では、回転子は磁石（永久磁石または電磁石）である。一方、誘導電動機では、回転子は単なる導体（またはコイル）である。
【００１０】
電動機１０は、ロータ角速度ωｒおよび一次側の３相（ｕ、ｖ、ｗ相）の電流値ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗを出力する。ロータ角速度ωｒ、電流値ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗはインバータ評価装置３０に入力される。
例えば、位置センサ（例えば、エンコーダ）を用いて、電動機１０のロータの回転角θｒを検出し，これを微分して、ロータ角速度ωｒを算出できる。速度センサを用いて、ロータ角速度ωｒを直接検出してもよい。
なお、位置センサや速度センサを用いずに、ロータ角速度ωｒを推定してもよい。例えば、同期電動機において、誘起電圧（ロータ角速度ωｒに比例する）からロータ角速度ωｒを推定できる。
【００１１】
電流値ｉ１u、ｉ１v、ｉ１wは、インバータ回路２０に設置したセンス抵抗や、電流センサを用いて計測できる。なお、電流値ｉ１u、ｉ１v、ｉ１wのいずれか２つを計測し、その総和がゼロの関係（ｉ１u＋ｉ１v＋ｉ１w＝０）から、残りの１つを求めてもよい。
【００１２】
図２は、インバータ回路２０の一例を表す回路図である。
インバータ回路２０は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）で生成された三相交流の相電圧ｖ（ｖ１ｕ、ｖ１ｖ、ｖ１ｗ）を電動機１０に印加し、駆動する。
インバータ回路２０は、ＭＯＳＦＥＴ２１，帰還用ダイオード２２、直流電源２３を有する。
【００１３】
ＭＯＳＦＥＴ２１は、パワーデバイス（スイッチング素子）である。電圧（電流）の三相（ｕ，ｖ，ｗ相）および高低（ハイサイド、ローサイド）に対応して６つのＭＯＳＦＥＴ２１（アーム２５ｕｌ〜２５ｗｈ）が配置される。ＭＯＳＦＥＴに換えて、ＩＧＢＴをパワーデバイスとして用いてもよい。
なお、アーム２５ｕｌ〜２５ｗｈの「ｕ」、「ｖ」、「ｗ」はそれぞれｕ，ｖ，ｗ相に、「ｈ」、「ｌ」はそれぞれハイサイド、ローサイドに対応する。
帰還用ダイオード２２は、逆電流からＭＯＳＦＥＴ２１を保護する。
【００１４】
ここでは、１のＭＯＳＦＥＴ２１と１の帰還用ダイオード２２が１つのパワーデバイスの単位（アーム２５）を構成する。１つのアーム２５内に複数のＭＯＳＦＥＴ２１と複数の帰還用ダイオード２２が並列に配置されていてもよい。
【００１５】
インバータ評価装置３０（ゲート信号生成器３５）は、ゲート信号ｇｓをインバータ回路２０内のゲートドライバ回路（図示せず）に入力する。ゲートドライバ回路は、ゲート信号ｇｓに応じて各パワーデバイスを駆動する。すなわち、ゲートドライバ回路からゲート−ソース間に、ゲート信号ｇｓに対応する電圧Ｖｇｓが印加される。この結果、ＭＯＳＦＥＴ２１がＯＮ状態となる（ドレイン−ソース間抵抗Ｒｄｓの低下）。
このように、ＭＯＳＦＥＴ２１をゲート信号ｇｓに応じて駆動し、直流電源２３からパルス幅が変動した電圧パルスを生成する（ＰＷＭ制御）。このとき、生成される電圧パルスが三相交流に対応することで、電動機１０が駆動される。
【００１６】
インバータ評価装置３０は、電動機１０の一次側電流値ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗ、ロータ角速度ωｒ、指令値生成器３１から出力されるロータ角速度の指令値ωｒ＊、ｄ軸電流の指令値ｉ１ｄ＊に応じた指令値（ゲート信号生成器３５に入力される一次電圧の指令値ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊）を算出し、電流値ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗやロータ角速度ωｒをフィードバック制御する。
【００１７】
インバータ評価装置３０は、ｄ−ｑ座標系を用いて、電動機１０を制御する（ベクトル制御）。ｄ軸は磁束の回転軸であり、ｑ軸はｄ軸と直交する。電動機１０の磁束と共に回転するｄ−ｑ座標系によって，３相の電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗを２相の電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑとして表す。この結果、電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑと電圧ｖ１ｄ、ｖ１ｑを直流量として扱うことが可能になる。
【００１８】
電動機１０のｄ−ｑ座標系の回路方程式を式（１）に示す。
【数１】
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【００１９】
ｓ：    ラプラス演算子（微分）
ｖ１ｄ：  一次側ｄ軸電圧
ｖ１ｑ：  一次側ｑ軸電圧
ｖ２ｄ：  二次側ｄ軸電圧
ｖ２ｑ：  二次側ｑ軸電圧
ｉ１ｄ：  一次側ｄ軸電流
ｉ１ｑ：  一次側ｑ軸電流
ｉ２ｄ：  二次側ｄ軸電流
ｉ２ｑ：  二次側ｑ軸電流
Ｒ１：    一次側抵抗
Ｒ２：    二次側抵抗
Ｍ：      相互インダクタンス
Ｌ１：    一次側自己インダクタンス（Ｌ１＝ｌ１＋Ｍ）
Ｌ２：    二次側自己インダクタンス（Ｌ２＝ｌ２＋Ｍ）
ｌ１：    一次側漏れインダクタンス
ｌ２：    二次側漏れインダクタンス
ω：      電気角速度
ωｓ：    誘導電動機のすべり角速度（同期電動機の場合０）
【００２０】
式（１）に示されるように，ｄ−ｑ座標系の電圧ｖ１ｄ、ｖ１ｑ、ｖ２ｄ、ｖ２ｑおよび電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑ、ｉ２ｄ、ｉ２ｑは、電気角速度ωの影響（逆起電力の影響）を受ける。したがって，電気角速度ωが正確に判っていないと，インバータ回路２０の特性変化と，逆起電力の影響の切り分けが困難となる。また，通常の駆動時には負荷の変動による影響などを排除しきれない。
【００２１】
しかしながら、以下に示すように、ロータの回転角速度ωｒが０になるように速度制御を構築し、一次側ｑ軸電流ｉ１ｑを０とすることで、逆起電力や負荷の変動による影響を低減できる。
【００２２】
電動機１０のロータに加わるトルクτは式（２）で表せる。
τ＝（ＰｎＭ／Ｌ２）（ｉ１ｑφ２ｄ−ｉ１ｄφ２ｑ）    ……（２）
Ｐｎ：    極対数
φ２ｄ：  二次側ｄ軸鎖交磁束
φ２ｑ：  二次側ｑ軸鎖交磁束
【００２３】
ｄ−ｑ座標系においては、一般にｄ軸を二次側磁束と同一方向とするので，式（３）、（４）が成立する。
φ２ｄ＝φ２                                          ……（３）
φ２ｑ＝０                                            ……（４）
φ２：  二次側鎖交磁束
【００２４】
式（３）、（４）を回路方程式（１）に適用することにより，二次側鎖交磁束φ２は、次の式（５）のように表される。
φ２＝［（Ｒ２Ｍ）／（Ｌ２ｓ＋Ｒ２）］ｉ１ｄ          ……（５）
【００２５】
また，ロータのトルクτは式（６）のように表される。
τ＝（ＰｎＭ／Ｌ２）ｉ１ｑφ２                        ……（６）
式（６）より，二次側鎖交磁束φ２があっても（ｉ１ｄ≠０），一次側ｑ軸電流ｉ１ｑが０であればトルクτは発生せず，電動機１０は回転しない。
【００２６】
以上のように，ロータの回転角速度ωｒが０になるように速度制御し、一次側ｑ軸電流ｉ１ｑを０とすることで、逆起電力や負荷変動の影響を受けずにｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を取得できる。
【００２７】
ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を用いて、インバータ回路２０のパワーデバイス（ＭＯＳＦＥＴ２１）の特性を評価できる。すなわち、パワーデバイス（ＭＯＳＦＥＴ２１）の特性が変化すると、ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊が変化すると考えられる。電流制御系３３が機能していれば，パワーデバイス（インバータ回路２０）の特性が変化しても，電動機１０での電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗは変化しない。パワーデバイスの特性変化を打ち消すように、指令値ｖ１ｄ＊が変化すると考えられる。
【００２８】
なお、本実施形態のように制御を行うと、電気角速度ωはゼロ近傍の値となり、ｄ軸との干渉は生じない。また、ｑ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊はゼロ近傍の値となり、パワーデバイス（ＭＯＳＦＥＴ２１）の特性と直接的な関係はない。
【００２９】
インバータ評価装置３０は、指令値生成器３１、速度制御系３２、電流制御系３３、２相−３相変換器３４、ゲート信号生成器３５、診断部３６、位相推定器４１，位相記憶部４２，３相−２相変換器４３、切換器４４を有する。
【００３０】
指令値生成器３１は、電動機１０のロータ角速度の指令値ωｒ＊および一次側ｄ軸電流の指令値ｉ１ｄ＊を出力する。
指令値生成器３１は、通常動作モード、診断モードの切替が可能である。
通常動作モードでは、電動機１０が回転するように制御する。
一方、診断モードでは，電動機１０が回転しないように制御する。すなわち、ロータ角速度の指令値ωｒ＊を０とし，一次側ｄ軸電流の指令値ｉ１ｄ＊を所定値とする。
【００３１】
ここで、指令値ωｒ＊は、０でなくてもその近傍（ゼロ近傍）であればよい。指令値ωｒ＊の絶対値がロータの角速度を無視できる範囲であれば、ゼロ近傍といえる。この範囲であれば、電動機１０は実質的に無回転と言える。
指令値ｉ１ｄ＊は、時間と共に適宜に変更することができる。なお、この詳細は後述する。
【００３２】
速度制御系３２は，フィードバック制御によって、電動機１０の回転角速度ωｒをゼロ近傍の指令値ωｒ＊とする指令値ｉ１ｑ＊を生成する。電動機１０からロータ角速度ωｒが、指令値生成器３１からロータ角速度の指令値ωｒ＊が速度制御系３２に入力され、一次側ｑ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊が出力される。
【００３３】
既述のように、指令値ωｒ＊を０とすることで、指令値ｉ１ｑ＊は基本的には０に収束する。しかし、指令値ｉ１ｑ＊は、０でなくてもその近傍（ゼロ近傍）であればよい。指令値ｉ１ｑ＊の絶対値がロータの角速度を無視できる範囲であれば、ゼロ近傍といえる。この範囲であれば、電動機１０を実質的に無回転とできる。
【００３４】
速度制御系３２は，ロータ角速度ωｒとその指令値ωｒ＊の差分Δ（＝ωｒ＊−ωｒ）に応じて一次側ｑ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊を出力する。速度制御系３２は，差分Δがゼロに近づくようにフィードバック制御を行う。例えば、ＰＩ制御を用いて、差分Δから一次側ｑ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊が算出される。すなわち、差分Δおよびその積分に基づいて、指令値ｉ１ｑ＊を算出する。
【００３５】
電流制御系３３は、フィードバック制御によって、ｑ軸電流ｉ１ｑをゼロ近傍の指令値ｉ１ｑ＊とし、ｄ軸電流ｉ１ｄを所定の指令値ｉ１ｄ＊とするｄ軸およびｑ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を生成する。電流制御系３３に、３相−２相変換器４３から一次側ｄ軸電流値ｉ１ｄと一次側ｑ軸電流値ｉ１ｑが、指令値生成器３１から一次側ｄ軸電流の指令値ｉ１ｄ＊が、速度制御系３２から一次側ｑ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊が入力され、一次側ｄ軸電圧および一次側ｑ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を出力する。
なお、電流制御系３３において、ｄ軸とｑ軸の干渉を抑制するための非干渉制御を適用してもよい。
【００３６】
電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑは、３相−２相変換器４３によって、三相線電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗを２相に変換したものである。なお、この詳細は後述する
【００３７】
電流制御系３３は、一次側ｄ軸電流ｉ１ｄとその指令値ｉ１ｄ＊の差分Δ１（＝ｉ１ｄ＊−ｉ１ｄ）、一次側ｑ軸電流ｉ１ｑとその指令値ｉ１ｑ＊の差分Δ２（＝ｉ１ｑ＊−ｉ１ｑ）に応じて一次側ｄ軸電圧、一次側ｑ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を算出する。電流制御系３３は，差分Δ１，Δ２がいずれもゼロに近づくようにフィードバック制御を行う。例えば、ＰＩ制御を用いて、差分Δ１、Δ２それぞれから、指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊が算出される。このとき、差分Δ１，Δ２およびこれらの積分に加えて、ｄ軸、ｑ軸成分を独立に制御するための非干渉制御を用いることができる。
【００３８】
２相−３相換器３４は、２相電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を３相電圧の指令値ｖ１ｕ＊，ｖ１ｖ＊，ｖ１ｗ＊に変換する。
指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊から指令値ｖ１ｕ＊，ｖ１ｖ＊，ｖ１ｗ＊への変換式を（７）に示す。
【数２】
2019022403.tif 000004
【００３９】
電気角θは、位相推定器４１，または位相記憶部４２から２相−３相変換器３４に入力される。なお、この詳細は後述する。
【００４０】
ゲート信号生成器３５は，指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊に基づくゲート信号ｇｓを生成して、インバータ回路２０に印加する。詳細には、２相電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊から変換された３相電圧の指令値ｖ１ｕ＊，ｖ１ｖ＊，ｖ１ｗ＊と，キャリア信号（たとえば，三角波やノコギリ波）との比較により，ゲート信号ｇｓが生成される。
【００４１】
既述のように、ゲート信号ｇｓはインバータ回路２０のゲートドライバ回路（図示せず）に入力される。ゲートドライバ回路は、ゲート信号ｇｓに応じて、各パワーデバイス（ゲート端子２４）を駆動し，電動機１０に電圧ｖ（ｖ１ｕ、ｖ１ｖ、ｖ１ｗ）が印加される。
【００４２】
診断部３６は，ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を記憶し、これを用いて、インバータ回路２０のパワーデバイス（ＭＯＳＦＥＴ２１）を診断する（特性を評価する）。例えば、記録されたｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を基準値と比較し、これらの差の絶対値が閾値より大きければ、インバータ回路２０の品質が低下したと判定する。なお、この詳細は後述する。
【００４３】
位相推定器４１は、位相（電気角θ）を推定する。既述のように、電気角θは、２相−３相変換器３４での変換に用いられる。
位相の推定手法は、電動機１０の種別（誘導電動機、同期電動機）によって異なる。
【００４４】
Ａ．誘導電動機での位相（電気角θ）の推定
電動機１０が誘導電動機であれば、ロータ角速度ωｒ，一次側ｑ軸電流ｉ１ｑ，および二次鎖交磁束φ２を用いて、電気角θを算出できる。
【００４５】
二次鎖交磁束φ２，すべり周波数ωｓは以下の式（１１）、（１２）に表される。
φ２＝[Ｍ／（１＋（Ｌ２／Ｒ２）ｓ）]ｉ１ｄ    ……（１１）
ωｓ＝（Ｒ２Ｍ／Ｌ２φ２）ｉ１ｑ              ……（１２）  
【００４６】
また，電動機１０の電気角速度ωとロータ角速度ωｒ，すべり周波数ωｓとの間には，式（１３）の関係がある。
ω＝ωｒ＋ωｓ                                ……（１３）  
【００４７】
式（１１）〜（１３）を用いて電気角速度ωを算出する。電気角θは、次のように、電気角速度ωを積分することにより求まる。
θ＝∫ωｄｔ＝∫（ωｒ＋ωｓ）ｄｔ            ……（１４）  
【００４８】
Ｂ．同期電動機での位相の推定
電動機１０が同期電動機であれば，ロータの回転角θｒに極対数Ｐｎを乗じることで、電気角θを算出できる。
θ＝Ｐｎθｒ                                ……（１５）
以上、電気角θを推定する手法の一例を説明したが，他の手法を用いてもよい。
【００４９】
位相記憶部４２は、電気角θの固定値を記憶する。位相記憶部４２は複数の固定値を記憶できる。
誘導電動機の場合，電気角θを固定してもよい。電気角θを適宜の固定値とすることで、インバータ回路２０のアーム２５への電流の配分（電流の方向や各相（ｕ，ｖ，ｗ）に流れる割合）を調節できる。なお、この詳細は後述する。
切換器４４は、位相推定器４１と位相記憶部４２を切り換える。
【００５０】
３相−２相変換器４３は、３相電流（インバータ回路２０に接続された電動機１０の一次側３相電流）ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗを２相電流ｉ１ｄ，ｉ１ｑ（ｄ軸電流ｉ１ｄ，ｑ軸電流ｉ１ｑ）に変換する。
３相電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗから２相電流ｉ１ｄ，ｉ１ｑへの変換式を式（１６）に示す。
【数３】
2019022403.tif 000005
【００５１】
以下、固定された電気角θによる制御を説明する。固定値の大きさにより、インバータ回路２０での電流の方向や各相に流れる割合を調節できる。
２相電流から３相電流への変換式を式（１７）に示す。
【数４】
2019022403.tif 000006
【００５２】
式（１７）に示されるように，電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑ（の指令値）を固定したとき，位相（電気角θ）に応じて、電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗが変化する。既述のように、電流ｉ１ｑを０とすると，電動機１０（ロータ）は回転しない。このとき、電気角θはロータの回転とは無関係となる。すなわち、電気角θは任意の値に設定してよいし，時間とともに変化させてもよい。
【００５３】
例えば，「ｑ軸電流の指令値：ｉ１ｑ＊＝０」とし、ｑ軸電流ｉ１ｑを０に制御する場合、電気角θ（＝０、２π／３、−２π／３［ｒａｄ］）に応じて、次のように、電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗの比率が変化する。
ｉ１ｕ＝−２ｉ１ｖ＝−２ｉ１ｗ  （θ＝０［ｒａｄ］のとき）
−２ｉ１ｕ＝    ｉ１ｖ＝−２ｉ１ｗ  （θ＝２π／３［ｒａｄ］のとき）
−２ｉ１ｕ＝−２ｉ１ｖ＝    ｉ１ｗ  （θ＝−２π／３［ｒａｄ］のとき）
【００５４】
すなわち、ｄ軸電流の指令値ｉ１ｄ＊が一定でも、電気角θに応じて、電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗの比率を適宜に変更できる。
式（１７）の電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑ、ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗをそれぞれ電圧ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊、ｖ１ｕ＊，ｖ１ｖ＊，ｖ１ｗ＊に置き換えると電圧の関係式が成り立つ。すなわち、ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊が一定でも、電気角θに応じて、電圧ｖ１ｕ＊，ｖ１ｖ＊，ｖ１ｗ＊の比率を適宜に変更できる。
【００５５】
このように、電気角θを変更すると、電流の流れ方，電圧のかかり方，すなわち、電流が通過するアーム２５（ＭＯＳＦＥＴ２１）を変更できる。
例えば、上記のように，θ＝０［ｒａｄ］，２π／３［ｒａｄ］，−２π／３［ｒａｄ］とすると，それぞれｕ相のハイサイドのアーム２５ｕｈ，ｖ相のハイサイドのアーム２５ｖｈ，ｗ相のハイサイドのアーム２５ｗｈの寄与が大きくなる。
【００５６】
また，電気角θを，π／６［ｒａｄ］、π／２［ｒａｄ］，７π／６［ｒａｄ］，−π／６［ｒａｄ］，−π／２［ｒａｄ］，−７π／６［ｒａｄ］のいずれかとした場合，相電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗのいずれかが０となる。すなわち、電流が流れないアーム２５（ＭＯＳＦＥＴ２１）を作り出すことができる。この場合，３相であるインバータ回路２０が単相インバータのように駆動される。
【００５７】
以上のように、電気角θを調節することで、電流が通過するアーム２５（ＭＯＳＦＥＴ２１）を限定できる。この結果，特性が変化したアーム２５（ＭＯＳＦＥＴ２１）の判別が容易になる。
【００５８】
インバータ評価装置３０の動作手順を説明する。図３は、インバータ評価装置３０の動作手順の一例を表すフローチャートである。
【００５９】
（１）モードの選択（ステップＳ１１）
通常動作モード、診断モードが選択される。選択されたモードに応じて、指令値生成器３１の動作が切り替わる。
通常動作モードの場合、指令値生成器３１は通常の速度指令値（またはｑ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊）、およびｄ軸電流の指令値ｉ１ｄ＊を出力する。インバータ評価装置３０から出力されるゲート信号ｇｓに応じて電動機１０は回転動作する（ステップＳ２１，Ｓ２２）。
【００６０】
（２）指令値生成器３１からの指令値の出力（ステップＳ１２，Ｓ１３）
診断モードの場合、指令値生成器３１は速度指令値（ロータ角速度ωｒの指令値）ωｒ＊を０とし，一次側ｄ軸電流の指令値ｉ１ｄ＊を所定の値とする。
【００６１】
（３）電動機１０の無回転制御・記録（ステップＳ１４、Ｓ１５）
速度指令値ωｒ＊が０であることで、インバータ評価装置３０は電動機１０を無回転状態となるようにフィードバック制御し、制御状態が安定したときのｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊が記録される。
【００６２】
（４）指令値ｉ１ｄ＊の変更（ステップＳ１６、Ｓ１７）
測定が続行される場合、指令値ｉ１ｄ＊を変更して、無回転制御・記録が繰り返される。例えば、指令値ｉ１ｄ＊にステップ値が追加され（ステップ入力），ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊が求められる。なお、ステップ入力に換えて、ＤＣ入力でもＡＣ入力でもよい。電流ｉ１ｄのパターン（ステップ、ＤＣ，ＡＣ）に応じて、指令値ｉ１ｄ＊が変更される。
【００６３】
ここで、切換器４４で位相推定器４１と位相記憶部４２を切り替えてもよい。この場合、電気角θが、位相推定器４１での推定値と位相記憶部４２での固定値との間で切り替わる。
また、位相記憶部４２の複数の固定値から異なる電気角θを選択してもよい。
【００６４】
（５）診断（ステップＳ１８）
測定が終了すると、記録されたｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊に基づいて、インバータ回路２０を診断し、故障の予兆を検出する。
例えば、記録されたｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を基準値と比較することで、ＭＯＳＦＥＴ２１の劣化の有無を判定する。
【００６５】
基準値には、ノミナルの指令値ｖ１ｄｎ＊や，初期の指令値ｖ１ｄ０＊（初期値）を用いることができる。例えば、新規なインバータ回路２０について、初期状態で指令値ｖ１ｄ０＊を取得して保持しておき、経年劣化後のインバータ回路２０での指令値ｖ１ｄ＊と比較する。
電流ｉ１ｄを時間と共に変化させた場合には、ある時刻での指令値ｖ１ｄ＊あるいはデータ処理後の値（例えば、指令値ｖ１ｄ＊の平均値）を基準値とできる。
【００６６】
基準値ではなく，指令値ｖ１ｄ＊同士を比較してもよい。例えば、電気角θを調節して、他の相に電流を流した場合と比較できる。パワーデバイス（アーム２５）間での特性の変化を比較できる。
【００６７】
以上のように、電動機１０を無回転状態となるようにフィードバック制御し、ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を記録することで、インバータ回路２０を診断し、故障の予兆を検出できる。
【００６８】
（第２の実施形態）
図４は、第２の実施形態に係るインバータ評価システムのブロック図である。
このインバータ評価システムは、速度制御系３２を有しない。
この場合，指令値生成器３１は、一次側ｑ軸電流および一次側ｄ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊、ｉ１ｄ＊を電流制御系３３に出力する。
【００６９】
指令値生成器３１は、通常動作モード、診断モードの切替が可能である。
通常動作モードでは、電動機１０が回転するように制御する。
一方、診断モードでは，電動機１０が回転しないように制御する。すなわち、一次側ｑ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊を０とし，一次側ｄ軸電流の指令値ｉ１ｄ＊を所定値とする。この指令値ｉ１ｄ＊は、時間と共に適宜に変更することができる。
【００７０】
第１の実施形態同様、指令値ｉ１ｑ＊は、０でなくてもその近傍（ゼロ近傍）であればよい。指令値ｉ１ｑ＊の絶対値がロータの角速度を無視可能な範囲であれば、ゼロ近傍といえる。この範囲であれば、電動機１０を実質的に無回転とできる。
【００７１】
第１の実施形態と同様、電流制御系３３は、一次側ｄ軸電流ｉ１ｄとその指令値ｉ１ｄ＊の差分Δ１（＝ｉ１ｄ＊−ｉ１ｄ）、一次側ｑ軸電流ｉ１ｑとその指令値ｉ１ｑ＊の差分Δ２（＝ｉ１ｑ＊−ｉ１ｑ）に応じて一次側ｄ軸電圧、一次側ｑ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を算出する。電流制御系３３は，差分Δ１，Δ２がいずれもゼロに近づくようにフィードバック制御を行う。
【００７２】
以上のように、速度制御系３２を有しなくても、第１の実施形態と同様、電動機１０を無回転状態となるようにフィードバック制御し、ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を記録することで、インバータ回路２０を診断し、故障の予兆を検出できる。
【００７３】
（実施例）
以下、診断モードでのインバータ評価システムの動作結果を説明する。
（１）実施例１
ロータ角速度の指令値ωｒ＊を０、電気角θを０とし，ｄ軸の電流ｉ１ｄの指令値ｉ１ｄ＊はステップ入力をローパスフィルタに通した値とした。
【００７４】
図５〜図７はそれぞれ、このときの（１）ｄ軸ｑ軸の電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑ（２）線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗ，（３）ロータ角速度ωｒの時間変化を表す。
ｑ軸電流の指令値ｉ１ｑ＊が０であることから，ｑ軸電流ｉ１ｑも０に制御されている。また、指令値ｉ１ｄ＊に対応して、ｄ軸の電流ｉ１ｄは速やかに一定値となった（図５参照）。
電気角θが０であることに対応して，線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗにおいて、ｉ１ｕ＝−２ｉ１ｖ＝−２ｉ１ｗとなっている（図６参照）。
また、トルクが発生しないため，ロータ角速度ωｒはきわめて小さく、電動機１０が実質的に回転していないことがわかる（図７参照）。
【００７５】
（２）実施例２
アーム２５ｕｈ（ｕ相ハイサイド）のＭＯＳＦＥＴ２１の入力容量Ｃｉｓｓをノミナル値Ｃｉｓｓ０、からＣｉｓｓ１、Ｃｉｓｓ２と２段階に大きくし、ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を求めた。なお、指令値ωｒ＊、ｉ１ｄ＊、電気角θは、実施例１と同様とした。
図８は、このときのｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊の時間変化を表す。
入力容量Ｃｉｓｓが増加するにつれ，ターンオン時間が長くなり，ＭＯＳＦＥＴ２１のゲインが大きくなる。そのため指令値ｖ１ｄ＊はノミナルな場合（入力容量Ｃｉｓｓ０の場合）に比べて、下がる傾向が確認された。
【００７６】
（３）実施例３
ｕ相のハイサイド（アーム２６）のＭＯＳＦＥＴ２１のオン抵抗Ｒｄｓｏｎをノミナル値Ｒｄｓｏｎ０、からＲｄｓｏｎ１、Ｒｄｓｏｎ２と大きくして、ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を求めた。なお、指令値ωｒ＊、ｉ１ｄ＊、電気角θは、実施例１と同様とした。
図９は、このときのｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊の時間変化を表す。
オン抵抗Ｒｄｓｏｎが増加すると，電圧降下量が大きくなる。このため、インバータ回路２０でのゲインが下がり，指令値ｖ１ｄ＊はノミナルな場合（オン抵抗Ｒｄｓｏｎ０の場合）に比べて、上がる傾向が確認された。
【００７７】
（４）実施例４
電気角θをθ１、θ２、θ３と３通り変化させた（θ１＝０［ｒａｄ］，θ２＝２π／３［ｒａｄ］，θ３＝−２π／３［ｒａｄ］）。
電気角θをθ１、θ２、θ３とするとそれぞれ，ｕ相ハイサイドのパワーデバイス（アーム２５ｕｈ）、ｖ相ハイサイドのパワーデバイス（アーム２５ｖｈ）、ｗ相ハイサイドのパワーデバイス（アーム２５ｗｈ）の寄与が大きくなる。
【００７８】
ｕ相のハイサイド（アーム２５ｕｈ）のＭＯＳＦＥＴ２１の入力容量Ｃｉｓｓをノミナル値Ｃｉｓｓ０から大きく設定し、電気角θをθ１、θ２、θ３と変更し、それぞれについてｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊を求めた。なお、指令値ωｒ＊、ｉ１ｄ＊は、実施例１と同様とした。
図１０は、このときのｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊の時間変化を表す。電気角θがθ１の場合、θ２、θ３の場合より、ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊は小さい。
これは、アーム２５ｕｈのＭＯＳＦＥＴ２１が、アーム２５ｖｈ、２５ｗｈのＭＯＳＦＥＴ２１よりも劣化している可能性を示唆する。
【００７９】
以上のように，制御出力（ｄ軸電圧の指令値ｖ１ｄ＊）を比較することで，低いサンプリング周波数でも、パワーデバイスのスイッチング特性を評価できる。
【００８０】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが，これらの実施形態は，例として提示したものであり，発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は，その他の様々な形態で実施されることが可能であり，発明の要旨を逸脱しない範囲で，種々の省略，置き換え，変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は，発明の範囲や要旨に含まれるとともに，特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００８１】
１０          電動機
２０          インバータ回路
２２          帰還用ダイオード
２３          直流電源
２４          ゲート端子
２５（２５ｕｈ〜２５ｗｌ）  アーム
３０          インバータ評価装置
３１          指令値生成器
３２          速度制御系
３３          電流制御系
３４          ２相−３相変換器
３５          ゲート信号生成器
３６          診断部
４１          位相推定器
４２          位相記憶部
４３          ３相−２相変換器
４４          切換器
【図１】
2019022403.tif 000007
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2019022403.tif 000013
【図８】
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【図９】
2019022403.tif 000015
【図１０】
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