(57)【要約】【課題】出力電圧の含有高調波成分を抑制しつつ制御応答の高速化を図り、小型化、低価格化を可能にした１パルスインバータ装置を提供する。【解決手段】三相交流電源ＶＳに接続されたダイオード整流器Ｄ１，Ｄ２と、これらのダイオード整流器Ｄ１，Ｄ２に直流中間回路を介してそれぞれ接続され、かつ、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４が出力周波数と同一周期のパルスによってスイッチングされるインバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２と、により単位インバータ１０１，１０２を構成すると共に、単位インバータ１０１，１０２の交流出力側が、負荷Ｌを介して直列に接続される１パルスインバータ装置において、制御回路２００は、単位インバータ１０１，１０２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の間に所定の位相差を持たせるようにスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の駆動信号を生成する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、この直流電源に接続され、かつ、半導体スイッチング素子が出力周波数と同一周期のパルスによってスイッチングされるインバータ部と、により単位インバータを構成すると共に、複数台の前記単位インバータの交流出力側が直列に接続される１パルスインバータ装置において、
前記１パルスインバータ装置の制御回路は、複数台の前記単位インバータの出力電圧間に所定の位相差を持たせるように前記半導体スイッチング素子の駆動信号を生成することを特徴とする１パルスインバータ装置。
【請求項２】
請求項１に記載した１パルスインバータ装置において、
前記制御回路は、
複数台の前記単位インバータの出力電圧間の位相差が一定値となるように、前記駆動信号を生成することを特徴とする１パルスインバータ装置。
【請求項３】
請求項２に記載した１パルスインバータ装置において、
前記制御回路は、
複数台の前記単位インバータの出力電圧位相を交互に切り替えるように、前記駆動信号を生成することを特徴とする１パルスインバータ装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載した１パルスインバータ装置において、
前記直流電源は、ダイオード整流器あるいはサイリスタ整流器に直流中間回路を接続したものであることを特徴とする１パルスインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、出力周波数と同一周期のパルスによって半導体スイッチング素子をスイッチングする１パルスインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高周波インバータ装置では、半導体スイッチング素子の損失を低減するため、１パルスインバータ装置が用いられることがある。この１パルスインバータ装置の出力電圧制御方式としては、パルス振幅変調（ＰＡＭ）制御方式等が知られているが、インバータ装置から出力される矩形波状の電圧波形には多くの高調波成分が含まれている。
【０００３】
ここで、単相インバータの出力電圧に含まれるｎ次高調波成分（実効値）Ｖｎは、数式１によって表されることが知られている。
［数１］
Ｖｎ＝（２√２／ｎπ）Ｅｄ・ｓｉｎ（ｎθ／２）
数式１において、Ｅｄはインバータ装置の直流中間電圧、θは出力電圧のパルス幅（＝スイッチングパルス幅）である。
【０００４】
数式１から明らかなように、出力電圧に含まれるｎ次高調波成分Ｖｎはパルス幅θに依存しており、このパルス幅θとｎ次高調波成分Ｖｎ（特に、奇数次高調波成分であるＶ３，Ｖ５，Ｖ７）の含有率との関係を示すと、図６のようになる。
数式１から、ｎ次高調波成分Ｖｎを低減させるためには、数式２を満たすようにパルス幅θを調整すれば良いことがわかる。
【数２】
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【０００５】
図６によれば、基本波成分Ｖ１に対する含有率が最も大きいのは３次高調波成分Ｖ３であるから、この３次高調波成分Ｖ３を低減させるには、数式２によるｓｉｎ（３θ／２）＝０に基づき、パルス幅θを２π／３［ｒａｄ］、つまり電気角１２０度に固定すれば良いことになる。
【０００６】
しかし、パルス幅θを固定した状態で１パルスインバータ装置をＰＡＭ制御するには、インバータ装置の直流中間電圧を可変にする必要がある。
大容量のインバータ装置では、直流中間電圧を可変にするための順変換部として、一般的にサイリスタ整流器が用いられており、このサイリスタ整流器に直流中間回路を介して、半導体スイッチング素子からなるインバータ部が接続されている。
【０００７】
例えば、図７は、特許文献１に記載された従来技術とほぼ同様の１パルスインバータ装置の主回路を示している。図７において、ＶＳは三相交流電源、Ｔｒは連系トランス、ＲＥＣはサイリスタＴＨ１〜ＴＨ６からなるサイリスタ整流器、ＤＣＬは直流リアクトル、Ｃは直流コンデンサ、ＩＮＶは半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなるインバータ部、Ｌは負荷である。
【０００８】
ここで、サイリスタ整流器ＲＥＣは動作上、遅れ電流を流すため、直流中間回路にはインダクタンス値の大きい直流リアクトルＤＣＬが設けられる。また、直流コンデンサＣも、インバータ部ＩＮＶのスイッチングに伴うリプル電流を吸収、平滑する必要性から、大容量が必要である。従って、結果的に、直流リアクトルＤＣＬ及び直流コンデンサＣからなるＬＣフィルタの時定数は大きな値となる。
【０００９】
このため、図７に示す１パルスインバータ装置では、直流中間電圧を可変にするための制御応答時間が長くなり、急激な負荷変動に追従することが困難である。また、制御応答の遅れに起因してインバータ装置の起動・停止に多くの時間を要するという問題もある。
【００１０】
そこで、特許文献１では、定常運転時には出力電圧のパルス幅が所定値に固定されるようにサイリスタ整流器の点弧位相角を制御して出力電圧の含有高調波成分を低減し、負荷が変動する過渡時には、出力電圧のパルス幅を変化させるように点弧位相角を制御して制御応答時間を短縮している。
図８は、上記制御動作を実現するための制御ブロック図、図９は定常運転時の出力電圧・電流の波形図である。
【００１１】
この従来技術において、負荷（出力電流Ｉｉｎｖ）が一定である定常運転時には、出力電圧Ｖｉｎｖに含まれる高調波成分、例えば３次高調波成分を低減するために、図９（ａ），（ｂ）に示す如く、出力電圧Ｖｉｎｖのパルス幅θが１２０度となるように運転する。定常運転時には、インバータ部ＩＮＶの出力電流指令値Ｉｉｎｖ＊と検出値Ｉｉｎｖとの偏差が零であり、図８の調節器ＲＥＧ１から出力されるパルス幅目標値は一定値である。
【００１２】
ここで、同一の出力電流Ｉｉｎｖに対して、負荷Ｌのインピーダンスが小さい場合には、出力電圧Ｖｉｎｖの振幅（直流中間電圧Ｅｄ）を小さくし（図９（ａ））、負荷Ｌのインピーダンスが大きい場合には、出力電圧Ｖｉｎｖの振幅が大きくなるように（図９（ｂ））、調節器ＲＥＧ２によりサイリスタ整流器ＲＥＣの点弧位相角を制御し、直流中間電圧Ｅｄを調整する。これにより、調節器ＲＥＧ１の出力（パルス幅目標値）はパルス幅指令値の１２０度に調整される。
つまり、定常運転時には、負荷Ｌのインピーダンスに応じてサイリスタ整流器ＲＥＣの点弧位相角を制御して直流中間電圧Ｅｄを変化させることでパルス幅θを１２０度に固定するパルス幅固定運転モードとし、出力電圧Ｖｉｎｖに含まれる３次高調波成分を低減する。
【００１３】
また、例えば、負荷Ｌのインピーダンスの急増によって出力電流Ｉｉｎｖが急減した場合には、出力電流指令値Ｉｉｎｖ＊と検出値Ｉｉｎｖとの偏差が零になるように調節器ＲＥＧ１が動作し、パルス幅目標値を増大させるパルス幅可変運転モードに移行する。
パルス幅目標値が大きくなると出力電圧Ｖｉｎｖも大きくなり、出力電流Ｉｉｎｖが増加するが、インバータ部ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を高周波スイッチングさせることで、パルス幅目標値の変化に対して実際の出力電圧Ｖｉｎｖは高速に追従可能である。
【００１４】
一方、サイリスタ整流器ＲＥＣについては、出力電圧Ｖｉｎｖのパルス幅θがパルス幅指令値（１２０度）に一致するように図８の調節器ＲＥＧ２が動作して点弧位相角を制御し、直流中間電圧Ｅｄｃを変化させる。
このような点弧位相角の制御により直流中間電圧Ｅｄが所望の値に調整され、パルス幅目標値が１２０度になった時点以後、定常運転時と同様にパルス幅θを１２０度に維持するパルス幅固定運転モードに復帰する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２０１５−７７０３５号公報（段落［００１６］〜［００２６］、図１〜図５等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
特許文献１に記載された従来技術によれば、制御応答時間や起動・停止時間の短縮が可能であるが、起動・停止時にインバータ部ＩＮＶのパルス幅を可変（ＰＡＭ制御）するほかにサイリスタ整流器ＲＥＣの点弧位相角を制御する必要がある。このため、制御回路の演算処理量が多く、ソフトウェアの負担が大きいと共に、サイリスタ整流器ＲＥＣやそのゲート駆動回路、直流リアクトルＤＣＬ等が装置全体の大型化やコストの増加を招いていた。
【００１７】
そこで、本発明の解決課題は、出力電圧に含まれる特定次数の高調波成分を低減しつつ制御応答の高速化を図り、装置の小型化、低価格化を可能にした１パルスインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電源と、この直流電源に接続され、かつ、半導体スイッチング素子が出力周波数と同一周期のパルスによってスイッチングされるインバータ部と、により単位インバータを構成すると共に、複数台の前記単位インバータの交流出力側が直列に接続される１パルスインバータ装置において、
前記１パルスインバータ装置の制御回路は、複数台の前記単位インバータの出力電圧間に所定の位相差を持たせるように前記半導体スイッチング素子の駆動信号を生成するものである。
【００１９】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した１パルスインバータ装置において、前記制御回路は、複数台の前記単位インバータの出力電圧間の位相差が一定値となるように、前記駆動信号を生成するものである。
【００２０】
請求項３に係る発明は、請求項２に記載した１パルスインバータ装置において、前記制御回路は、複数台の前記単位インバータの出力電圧位相を交互に切り替えるように、前記駆動信号を生成するものである。
【００２１】
請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載した１パルスインバータ装置において、前記電源装置は、ダイオード整流器あるいはサイリスタ整流器に直流中間回路を接続したものである。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、１パルスインバータ装置をＰＷＭ制御する場合に特定次数の高調波成分を抑制できると共に、直流中間回路に大きな時定数回路を設ける必要がないので、制御応答の高速化が可能である。更に、インバータの直流電源として、ダイオード整流器及びコンデンサによって構成した場合は、装置の小型化、低価格化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施形態の全体構成図である。
【図２】本発明の実施形態における各インバータ部の出力電圧の波形図である。
【図３】本発明の実施形態における出力電圧・電流の基本波成分を示すベクトル図である。
【図４】本発明の実施形態における出力電圧位相の切替前の動作を説明するための図である。
【図５】本発明の実施形態における出力電圧位相の切替動作を説明するための図である。
【図６】１パルスインバータ装置の出力電圧のパルス幅と、基本波成分に対する３次，５次，７次高調波成分の含有率との関係を示す図である。
【図７】従来技術を示す主回路構成図である。
【図８】従来技術における制御ブロック図である。
【図９】従来技術による定常運転時の出力電圧・電流の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の実施形態に係る１パルスインバータ装置の全体構成図である。
図１の主回路において、三相交流電源ＶＳには、連系トランスＴｒ１，Ｔｒ２を介して、同一構成の第１，第２の単位インバータ１０１，１０２がそれぞれ接続されている。
【００２５】
第１の単位インバータ１０１は、連系トランスＴｒ１の二次側に接続されたダイオードＤ１１〜Ｄ１６からなるダイオード整流器Ｄ１と、その出力側の直流中間回路に接続された直流コンデンサＣ１と、直流コンデンサＣ１の両端に接続された半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からなる第１のインバータ部ＩＮＶ１とによって構成されている。
ここで、直流コンデンサＣ１は、ダイオード整流器Ｄ１の整流動作に伴うリプル電流やインバータ部ＩＮＶ１のスイッチングに伴うリプル電流を吸収し、平滑化する機能を果たす。
なお、ダイオード整流器Ｄ１と、その出力側に接続された直流コンデンサＣ１は、特許請求の範囲の「直流電源」の一例である。この直流電源は、サイリスタ整流器に直流中間回路としての直流リアクトルや直流コンデンサを接続したものであってもよい。
【００２６】
また、第２の単位インバータ１０２も、前記同様にダイオードＤ２１〜Ｄ２６からなるダイオード整流器Ｄ２と、直流コンデンサＣ２と、半導体スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４からなる第２のインバータ部ＩＮＶ２とによって構成されている。
更に、２００は、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を構成するスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の駆動信号（ゲート信号）を生成する制御回路であり、これらの駆動信号により、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は何れも１パルススイッチングを行うようになっている。
【００２７】
なお、図示されていないが、交流電源を単相とし、第１，第２の単位インバータにおけるダイオード整流器を単相構成にしても良い。
また、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の種類は、図示するＩＧＢＴに限定されないのは言うまでもない。
【００２８】
そして、第１のインバータ部ＩＮＶ１のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４同士の接続点と、第２のインバータ部ＩＮＶ２のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２同士の接続点とが接続され、第１のインバータ部ＩＮＶ１のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２同士の接続点と、第２のインバータ部ＩＮＶ２のスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４同士の接続点との間に、負荷Ｌが接続されている。すなわち、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の交流出力側は直列に接続されている。
【００２９】
この実施形態の特徴は、単位インバータ１０１，１０２（インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の間に所定の位相差を設けること、及び、これらの出力電圧Ｖ１，Ｖ２を交互に切替えることにある。
【００３０】
図２は、本実施形態におけるインバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の波形図である。この実施形態では、制御回路２００が、出力電圧Ｖ１，Ｖ２間の位相差が連続的に一定値（一例として６０度の位相差）となるように、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４に対する駆動信号を生成する。
【００３１】
第１のインバータ部ＩＮＶ１の出力電圧Ｖ１は、下記の数式３によって表される。なお、図２及び数式３において、Ｅｄは直流コンデンサＣ１の電圧、θは出力電圧Ｖ１のパルス幅、ωは角周波数である。
【数３】
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【００３２】
また、出力電圧Ｖ１から位相を６０度遅らせた第２のインバータ部ＩＮＶ２の出力電圧Ｖ２は、数式４のようになる。
【数４】
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【００３３】
このため、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の交流出力側が直列接続された装置全体の合成出力電圧（負荷Ｌへの供給電圧）Ｖは、前記Ｖ１，Ｖ２を加算した数式５となる。
【数５】
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【００３４】
数式５より、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２のパルス幅θに拘わらず、出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相差を６０度とすることにより、３次高調波成分を打ち消すことができる。よって、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電圧のパルス幅を可変とするＰＷＭ制御においても、特定次数の高調波成分、例えば３次高調波成分を低減することが可能になる。
【００３５】
次に、図３〜図５に基づいて本発明の他の実施形態を説明する。
図３は、図１に示した１パルスインバータ装置の出力電圧・電流の基本波成分の位相関係を示すベクトル図である。図３において、φは、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の合成出力電圧Ｖと出力電流Ｉとの位相角である。
【００３６】
図３によれば、第１のインバータ部ＩＮＶ１の出力電力Ｐ１は数式６により、第２のインバータ部ＩＮＶ２の出力電力Ｐ２は数式７により、それぞれ表わすことができる。
【数６】
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【数７】
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【００３７】
数式６，７及び図３から明らかなように、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相差を６０度にすると、出力電力Ｐ１，Ｐ２が異なってくる。このように出力電力Ｐ１，Ｐ２が異なると、三相交流電源Ｖｓから供給される入力電圧も、各インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において異なることになる。
【００３８】
更に、位相角φが６０度を超えると、一方のインバータ部の出力電力は負極性、すなわち回生動作となるが、図１のように順変換部にダイオード整流器Ｄ１，Ｄ２を使用する場合には、三相交流電源ＶＳへ電力を回生することができず、所望の高調波成分を低減できなくなる。
この場合の解決策としては、後述するように、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相を交互に切り替えれば良い。すなわち、制御回路２００は、例えば、出力電圧Ｖ１，Ｖ２間の位相差が一定値（例えば、６０度）となるように、駆動信号の１周期ごとに交互に切り替えるための各スイッチング素子に対する駆動信号を生成する。
【００３９】
図４は、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相を切り替える前（切り替えを行わない場合）における、第１のインバータ部ＩＮＶ１のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３の駆動信号と出力電圧Ｖ１、及び、第２のインバータ部ＩＮＶ２のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３の駆動信号と出力電圧Ｖ２、並びに合成出力電圧Ｖの関係を示す波形図である。この場合、例えばインバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の同一アームに設けられたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１の駆動信号間の位相差は、そのまま出力電圧Ｖ１，Ｖ２間の位相差となっている。
【００４０】
図１に示したように、スイッチング素子Ｑ１２の駆動信号は同Ｑ１１の反転信号、スイッチング素子Ｑ１４の駆動信号は同Ｑ１３の反転信号、スイッチング素子Ｑ２２の駆動信号は同Ｑ２１の反転信号、スイッチング素子Ｑ２４の駆動信号は同Ｑ２３の反転信号であるため、図４（及び下記の図５）では図示を省略してある。
【００４１】
図５は、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相の切替動作を説明するための波形図である。この図５において、一点鎖線により囲んだ部分（切替前の各駆動信号）は、図４の一点鎖線により囲んだ部分と同一である。
【００４２】
出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相の切り替えは、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を構成するスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の駆動信号を切り替えて行う。
すなわち、第１のインバータ部ＩＮＶ１のスイッチング素子Ｑ１１の駆動信号と、これに対応するアームに存在する、第２のインバータ部ＩＮＶ２のスイッチング素子Ｑ２１の駆動信号との切り替えは、スイッチング素子Ｑ１１の切替前の駆動信号の立ち上がりのタイミングにて行う。
また、第１のインバータ部ＩＮＶ１のスイッチング素子Ｑ１３の駆動信号と、これに対応するアームに存在する、第２のインバータ部ＩＮＶ２のスイッチング素子Ｑ２３の駆動信号との切り替えは、スイッチング素子Ｑ１３の切替前の駆動信号の立ち上がりのタイミングにて行う。
【００４３】
上述した駆動信号の切り替えを図５に基づいて詳しく説明すると、以下の通りである。
図５のタイミングｔ３では、第１のインバータ部ＩＮＶ１のスイッチング素子Ｑ１１の駆動信号を、これに対応する第２のインバータ部ＩＮＶ２のスイッチング素子Ｑ２１の切替前の駆動信号とする。これにより、スイッチング素子Ｑ１１の切替後の駆動信号は、切替前の駆動信号より６０度遅れたものとなる。
同時に、タイミングｔ３では、スイッチング素子Ｑ２１の駆動信号を、これに対応するスイッチング素子Ｑ１１の切替前の駆動信号とする。これにより、スイッチング素子Ｑ２１の切替後の駆動信号は、切替前の駆動信号より６０度進んだものとなる。
【００４４】
更に、図５のタイミングｔ４では、スイッチング素子Ｑ１３の駆動信号を、これに対応するスイッチング素子Ｑ２３の切替前の駆動信号とする。これにより、スイッチング素子Ｑ１３の切替後の駆動信号は、切替前の駆動信号より６０度遅れたものとなる。
同じくタイミングｔ４では、スイッチング素子Ｑ２３の駆動信号を、これに対応するスイッチング素子Ｑ１３の切替前の駆動信号とする。これにより、スイッチング素子Ｑ２３の切替後の駆動信号は、切替前の駆動信号より６０度進んだものとなる。
【００４５】
なお、図５におけるタイミングｔ５，ｔ６では、その直前のタイミングｔ３，ｔ４により切り替えた各駆動信号をそれぞれ元に戻す（図５に一点鎖線で囲んだ切替前の駆動信号に戻す）ことにより、切替前後の駆動信号は見かけ上、変化していない。図５におけるタイミングｔ１，ｔ２についても、図示されていない直前のタイミングにより切り替えた各駆動信号をそれぞれ元に戻した結果、切替前後の駆動信号は見かけ上、変化していないことになる。
【００４６】
このように、本実施形態では、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の対応するアームに存在する２個のスイッチング素子のうち一方のスイッチング素子の切替前の駆動信号を他方のスイッチング素子の切替後の駆動信号とする処理を、駆動信号の１周期ごとに交互に実行することにより、図５に示すように切替後のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３，Ｑ２１，Ｑ２３の駆動信号を生成する。また、他のスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４，Ｑ２２，Ｑ２４については、それぞれスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３，Ｑ２１，Ｑ２３の反転信号として生成する。
【００４７】
制御回路２００が上記のようにスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４の駆動信号を切り替えることにより、図４と比較してスイッチング回数の増加は生じず、スイッチング損失が増加するおそれはない。
また、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の合成出力電圧Ｖの波形は、図４に示した切替前の波形と同一の波形となる。
【００４８】
インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力電力Ｐ１，Ｐ２は、１周期ごとに前述の数式６、数式７に従って切替わるので、それぞれの平均出力電力は同じ値になる。ここで、１周期ごとに切り替わる出力電力Ｐ１，Ｐ２の変動は、直流コンデンサＣ１，Ｃ２により吸収、平滑されるため、インバータ部ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の平均出力電圧及び平均入力電力が均等化され、結果として、出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相差に拘わらず高調波成分の低減が可能になる。
【００４９】
なお、各実施形態では、一例として出力電圧の３次高調波成分を低減するために単位インバータ１０１，１０２の出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相差を６０度とした場合につき説明した。しかし、例えば５次高調波成分を低減するために出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相差を３６度にする等、低減したい高調波成分の次数に応じて位相差を設定可能であるのは勿論である。
【００５０】
また、交流出力側が直列接続される単位インバータの台数は２台に限らず、３台以上であっても良い。例えば、出力電圧の３次高調波成分を低減するために、３台の単位インバータの出力側を直列に接続し、１台目の出力電圧を基準にして２台目の出力電圧に４０度、３台目の出力電圧に８０度の位相差（単位インバータ間で互いに４０度の位相差）を設けるようにスイッチング素子の駆動信号を生成することもできる。
【産業上の利用可能性】
【００５１】
本発明は、例えば、誘導加熱装置や交流電動機用の高周波電源装置として利用することができる。
【符号の説明】
【００５２】
１０１，１０２：単位インバータ
２００：制御回路
ＶＳ：三相交流電源
Ｔｒ１，Ｔｒ２：連系トランス
Ｄ１，Ｄ２：ダイオード整流器
Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６：ダイオード
Ｃ１，Ｃ２：直流コンデンサ
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２：インバータ部
Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４：半導体スイッチング素子
Ｌ：負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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