(57)【要約】【課題】補助巻線付きのリアクトルを用いずに雑音端子電圧を抑制可能とした電力変換装置を提供する。【解決手段】整流回路の直流出力電流が流れる主リアクトルＬと、主リアクトルＬに直列に接続されたスイッチング素子Ｑと、その両端に接続されたダイオードＤ５と直流コンデンサＣｄとの直列回路と、接地コンデンサＣｅとを備えた電力変換装置において、交流電源から主リアクトルＬとスイッチング素子Ｑとを含む電流経路に補償リアクトルＬｃを設け、スイッチング動作に伴ってスイッチング素子Ｑの一端に存在する寄生キャパシタンスＣｓから接地コンデンサＣｅに流れる循環電流Ｉｓを、補償リアクトルＬｃに発生する補償電圧Ｖｃにより負側端子Ｎの寄生キャパシタンスＣｄｓから接地コンデンサＣｅに流れる補償電流Ｉｃによって打ち消す。【選択図】図１
2019149856.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子の動作により、交流電源と直流コンデンサとの間で電力を授受する電力変換装置であって、
前記交流電源に接続された整流回路の直流出力電流、または前記交流電源からの交流入力電流が流れる主リアクトルと、
前記主リアクトルに直列に接続された前記スイッチング素子と、
前記スイッチング素子の両端に接続されたダイオードと前記直流コンデンサとの直列回路と、
前記整流回路の交流入力側に接続された接地コンデンサと、
前記交流電源から前記主リアクトルと前記スイッチング素子とを介して流れる電流の経路に設けられた補償リアクトルと、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
前記補償リアクトルのインダクタンス値を、前記スイッチング素子と前記主リアクトルとの接続点と接地電位点との間に存在する第１の寄生キャパシタンス及び前記直流コンデンサの端子と接地電位点との間に存在する第２の寄生キャパシタンスの容量比と前記主リアクトルのインダクタンス値とに基づいて設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
前記補償リアクトルとして配線インダクタンスを用いることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記第２の寄生キャパシタンスに代えて、当該寄生キャパシタンスと等しい容量を持つコンデンサを用いることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記スイッチング素子がハーフブリッジ回路の一つのアームを構成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記スイッチング素子がフルブリッジ回路の一つのアームを構成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６に記載した電力変換装置において、
前記フルブリッジ回路が、前記交流電源と前記直流コンデンサとの間で電力を授受するインバータの主回路を構成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１〜７の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体材料からなる素子を使用したことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置における雑音端子電圧を抑制するための技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６は、高力率の交流／直流変換装置（力率改善回路）の従来技術を示している。
図６において、交流電源（図示せず）に接続された入力コンデンサＣｉの両端は、ダイオードＤ１〜Ｄ４からなるダイオード整流回路の入力側に接続されている。ダイオード整流回路の直流出力端子間には、主リアクトルＬとダイオードＤ５と直流コンデンサＣｄとが直列に接続されている。また、ダイオードＤ５と直流コンデンサＣｄとの直列回路には、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子Ｑが並列に接続されている。
なお、Ｃｅは入力コンデンサＣｉに直列に接続された接地コンデンサである。
【０００３】
この従来技術では、スイッチング素子ＱをＰＷＭ（パルス幅変調）制御等により高周波数でスイッチングし、主リアクトルＬがエネルギーの蓄積、放出を繰り返す。これにより、交流入力電流を交流入力電圧とほぼ同相に保ちながら、ダイオード整流回路の出力電圧を昇圧して直流コンデンサＣｄに供給し、正負の直流出力端子Ｐ，Ｎから負荷（図示せず）に供給している。
【０００４】
ここで、スイッチング素子Ｑのオン・オフに伴い、その両端には図示の極性で電圧Ｖｓｗが発生する。これにより、回路内に意図せずに存在する寄生キャパシタンスＣｓを介して漏洩電流Ｉｓが流れ、この漏洩電流Ｉｓは接地コンデンサＣｅを介して図示の経路で循環する。このため、接地コンデンサＣｅの両端には雑音端子電圧Ｖｎｓが発生し、交流入力側に接続された他の機器や回路に悪影響を与えることになる。
なお、ダイオードＤ４の導通時に流れる主電流に比べて漏洩電流Ｉｓがごく小さい場合、図示するように、漏洩電流ＩｓはダイオードＤ４を逆方向に流れ得る。
【０００５】
雑音端子電圧Ｖｎｓを抑制する一つの方法として、漏洩電流Ｉｓと大きさが等しい逆向きの補償電流Ｉｃを流すことが考えられる。そこで、図６の回路では、主リアクトルＬの一端と接地電位点との間に補助巻線Ｌａと補償コンデンサＣｃとを直列に接続し、補助巻線Ｌａと主リアクトルＬとの電磁結合により発生させた補償電圧Ｖｃを用いて補償電流Ｉｃを流している。
【０００６】
補助巻線Ｌａと主巻線（主リアクトル）Ｌとの巻数比を１：ｎにすると、補償電圧ＶｃはＶｓｗ／ｎとなる。補償コンデンサＣｃの容量を寄生キャパシタンスＣｓのｎ倍にしておけば、補償電流Ｉｃの大きさは漏洩電流Ｉｓと等しくなって逆極性であるから漏洩電流Ｉｓを打ち消すことができ、これによって雑音端子電圧Ｖｎｓを抑制することができる。
上記のように主リアクトルの補助巻線に補償電流を流して雑音端子電圧を抑制する従来技術は、例えば特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００３−１５３５４２号公報（段落［００２０］〜［００３４］、図１，図２等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、図６に示した従来技術では主リアクトルに補助巻線を施す必要があるので、汎用品のリアクトルを使用することができない。また、巻数比ｎは回路ごとに異なり、補助巻線を備えたリアクトルの仕様も回路ごとに変わる。
このため、リアクトルが高価になり、特注品になることから製品のリードタイムも長くなる等の問題があった。
【０００９】
そこで、本発明の解決課題は、補助巻線を備えたリアクトルを不要にしてコストを低減しつつ雑音端子電圧を抑制可能とした電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、スイッチング素子の動作により、交流電源と直流コンデンサとの間で電力を授受する電力変換装置であって、前記交流電源に接続された整流回路の直流出力電流、または前記交流電源からの交流入力電流が流れる主リアクトルと、前記主リアクトルに直列に接続された前記スイッチング素子と、前記スイッチング素子の両端に接続されたダイオードと前記直流コンデンサとの直列回路と、前記整流回路の交流入力側に接続された接地コンデンサと、前記交流電源から前記主リアクトルと前記スイッチング素子とを介して流れる電流の経路に設けられた補償リアクトルと、
を備えることを特徴とする。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、前記補償リアクトルのインダクタンス値を、前記スイッチング素子と前記主リアクトルとの接続点と接地電位点との間に存在する第１の寄生キャパシタンス及び前記直流コンデンサの端子と接地電位点との間に存在する第２の寄生キャパシタンスの容量比と前記主リアクトルのインダクタンス値とに基づいて設定することを特徴とする。
【００１２】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電力変換装置において、前記補償リアクトルとして配線インダクタンスを用いることを特徴とする。
【００１３】
請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、  前記第２の寄生キャパシタンスに代えて、当該寄生キャパシタンスと等しい容量を持つコンデンサを用いることを特徴とする。
【００１４】
請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換装置において、  前記スイッチング素子がハーフブリッジ回路の一つのアームを構成することを特徴とする。
【００１５】
請求項６に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換装置において、  前記スイッチング素子がフルブリッジ回路の一つのアームを構成することを特徴とする。
【００１６】
請求項７に係る発明は、請求項６に記載した電力変換装置において、前記フルブリッジ回路が、前記交流電源と前記直流コンデンサとの間で電力を授受するインバータの主回路を構成することを特徴とする。
【００１７】
請求項８に係る発明は、請求項１〜７の何れか１項に記載した電力変換装置において、  前記スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体材料からなる素子を使用したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、従来技術のように補助巻線を有するリアクトルを必要とせず、主リアクトルとして汎用品を用いることができると共に、補償リアクトルは小型かつ小容量のもので良く、配線インダクタンスによる代用も可能である。
これにより、装置全体のコストを低減させつつ雑音端子電圧を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図２】第１実施形態の動作を示す各部の電圧、電流の波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図５】図４におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の動作を示すタイミングチャートである。
【図６】交流／直流変換装置の従来技術を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の回路図であり、図６と同一の部分には同一の参照符号を付してある。以下では、図６と異なる部分を中心に説明する。
【００２１】
この第１実施形態では、補助巻線を持たない通常のリアクトル（以下、主リアクトルという）Ｌがダイオード整流回路の正側出力端子とスイッチング素子Ｑのドレインとの間に接続され、スイッチング素子Ｑのソースとダイオード整流回路の負側出力端子との間に補償リアクトルＬｃが接続されている。なお、Ｉ１は交流入力側と直流コンデンサＣｄとの間を流れる主電流を示している。
【００２２】
ここで、直流コンデンサＣｄは一般にサイズが大きいため、前述したスイッチング素子Ｑのドレイン側の寄生キャパシタンス（第１の寄生キャパシタンス）Ｃｓより大きい寄生キャパシタンス（第２の寄生キャパシタンス）Ｃｄｓが、負側端子Ｎ（スイッチング素子Ｑのソース側）と接地電位点との間に存在する。この実施形態では、前述の主電流Ｉ１を補償リアクトルＬｃに流すことにより、電圧Ｖｓｗ及び主リアクトルＬの電圧ＶＬとは逆極性の電圧Ｖｃを発生させ、寄生キャパシタンスＣｄｓに漏洩電流Ｉｓとは逆極性の補償電流Ｉｃを流して漏洩電流Ｉｓを打ち消すようにした。
なお、直流コンデンサＣｄの正側端子と負側端子とは、高周波電流に対しては短絡とみなすことができる。したがって、直流コンデンサＣｄの負側端子と接地電位点との間の寄生キャパシタンスＣｄは正側端子と接地電位点との間の寄生キャパシタンスとみなすこともできる。
【００２３】
図１に示した寄生キャパシタンスＣｄｓは図６においても存在するが、図６では、負側端子ＮからダイオードＤ２あるいはＤ４を介して入力コンデンサＣｉに至る経路のインピーダンスが低いため、スイッチング動作に伴って負側端子Ｎの電位が高周波数で変動することはなく、寄生キャパシタンスＣｄｓを介して電流が流れることはない。
【００２４】
ここで、図２は、図１の動作を示す各部の電圧、電流の波形図である。
スイッチング素子Ｑのスイッチングにより、その両端電圧Ｖｓｗは図２（ａ）のように変化する。これに伴い、図２（ｂ），（ｃ）に示す如く、主リアクトルＬの電圧（高周波成分）ＶＬ及び補償リアクトルＬｃによる補償電圧（高周波成分）ＶｃがＶｓｗと同極性で変化する。
【００２５】
上記の電圧ＶＬ，Ｖｃは、数式１，２に示すように、電圧Ｖｓｗを主リアクトルＬと補償リアクトルＬｃとによってそれぞれ分圧した値である。
なお、以下の数式において、Ｌ，Ｌｃは各リアクトルのインダクタンス値も表すものとする。
［数式１］  
ＶＬ＝Ｖｓｗ×Ｌ／（Ｌ＋Ｌｃ）
［数式２］  
Ｖｃ＝Ｖｓｗ×Ｌｃ／（Ｌ＋Ｌｃ）
また、ＬがＬｃより十分に大きいとすると、数式２は数式３となる。
［数式３］  
Ｖｃ≒Ｖｓｗ×Ｌｃ／Ｌ
【００２６】
スイッチング素子Ｑの両端電圧Ｖｓｗにより、図６と同様に寄生キャパシタンスＣｓを介して漏洩電流Ｉｓが流れ（図２（ｄ））、補償電圧Ｖｃにより、ダイオードＤ４、接地コンデンサＣｅ、寄生キャパシタンスＣｄｓを介して、漏洩電流Ｉｓとは逆極性の補償電流Ｉｃが流れる（図２（ｅ））。
これらの漏洩電流Ｉｓ、補償電流Ｉｃの振幅は、それぞれ数式４，数式５によって表される。以下の数式において、Ｃｓ，Ｃｄｓは各寄生キャパシタンスの容量値も表すものとする。
［数式４］
Ｉｓ＝Ｃｓ×ｄＶｓｗ／ｄｔ
［数式５］
Ｉｃ＝Ｃｄｓ×ｄＶｃ／ｄｔ
【００２７】
漏洩電流Ｉｓ及び補償電流Ｉｃの振幅を等しくするためには、補償リアクトルＬｃの値を以下のように設定すれば良い。
まず、数式３，数式４から数式６を得る。
［数式６］
Ｉｓ＝Ｃｓ×ｄ（Ｖｃ×Ｌ／Ｌｃ）／ｄｔ＝Ｃｓ×（Ｌ／Ｌｃ）×ｄＶｃ／ｄｔ
このＩｓが数式５のＩｃと等しくなるには、数式７が成り立てば良い。
［数式７］
Ｌｃ＝（Ｃｓ×Ｌ）／Ｃｄｓ＝（Ｃｓ／Ｃｄｓ）×Ｌ
【００２８】
すなわち、ＣｓとＣｄｓとの比と主リアクトルＬに応じてＬｃを設定すれば、Ｉｓ，Ｉｃの振幅が等しくなり、かつ、Ｉｓ，Ｉｃの極性は逆であるため、両者が打ち消し合ってほぼゼロになる。これにより、雑音端子電圧Ｖｎｓを抑制することができる。
【００２９】
寄生キャパシタンスＣｄｓはＣｓに比べて十分小さい（例えば、１／１０以下）ため、補償リアクトルＬｃも主リアクトルＬに比べて小さくすることができる。特に、補償リアクトルＬｃが極めて小さい値で良い場合には、スイッチング素子Ｑのソースとダイオード整流回路の負側出力端子との間の配線長を意図的に長くして得た配線インダクタンスによって代用可能であり、補償リアクトルＬｃを追加部品として設ける必要がなくなる。
【００３０】
なお、本来的に存在する寄生キャパシタンスＣｄｓ以外に、負側端子Ｎと接地電位点との間にコンデンサ部品を接続しても良い。これにより、寄生キャパシタンスＣｄｓを実質的に大きくし、結果的に補償リアクトルＬｃを一層小さくすることができる。
【００３１】
雑音端子電圧の規格では、電圧が制限される周波数範囲が決められており、その下限（例えば１５０［ｋＨｚ］）を超える周波数でスイッチング素子を動作させると雑音端子電圧が規格範囲を超えてしまうため、スイッチング周波数を高くすることができない要因となっていた。
これに対し、本実施形態では、スイッチング周波数に応じて発生する循環電流Ｉｓを補償電流Ｉｃにより打ち消すことができるため、雑音端子電圧の規格の下限値以上の周波数でスイッチングさせることが可能である。
ここで、高周波数でのスイッチング動作を実現するためには、スイッチング素子Ｑとして、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）等のＷＢＧ（ワイドバンドギャップ）半導体材料からなる素子を使用することが望ましい。
【００３２】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す回路図である。
この第２実施形態は、ハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びダイオードＤ３，Ｄ４を備え、ダイオードＤ３，Ｄ４の直列回路の両端を端子Ｐ，Ｎにそれぞれ接続すると共に、入力コンデンサＣｉの両端とハーフブリッジ回路の交流入力端子との間に、主リアクトルＬと補償リアクトルＬｃとをそれぞれ接続して構成される。
【００３３】
この第２実施形態においても、補償リアクトルＬｃに発生する補償電圧Ｖｃにより、循環電流Ｉｓと振幅が等しく逆極性の補償電流Ｉｃを流して雑音端子電圧Ｖｎｓを抑制することができる。
【００３４】
図４は、本発明の第３実施形態を示す回路図である。
この第３実施形態は第２実施形態の変形例であり、図３のダイオードＤ３，Ｄ４の代わりにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を使用してフルブリッジ回路が構成されている。その他の構成及び基本的な動作は図３と同様である。
【００３５】
図５は、図４におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の動作を示すタイミングチャートであり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の動作はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン、オフをそれぞれ反転させる。この例では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高周波数でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を低周波数（例えば交流入力周波数）にてスイッチングしている。
この第３実施形態は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作により、直流コンデンサＣｄの直流電力を交流電力に変換して交流電源に供給するインバータとして動作させることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明は、高力率のスイッチング電源や交流電力系統に連系する分散型電源等に利用することができる。
【符号の説明】
【００３７】
Ｃｉ：入力コンデンサ
Ｃｅ：接地コンデンサ
Ｃｄ：直流コンデンサ
Ｃｓ：寄生キャパシタンス（第１の寄生キャパシタンス）
Ｃｄｓ：寄生キャパシタンス（第２の寄生キャパシタンス）
Ｄ１〜Ｄ５：ダイオード
Ｌ：主リアクトル
Ｌｃ：補償リアクトル
Ｑ：スイッチング素子
Ｐ：正側端子
Ｎ：負側端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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