(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置の起動に要する時間を短縮し、起動時の消費電力を低減すること。【解決手段】トランス１３と、１次巻線Ｎｐに直列に接続された第１のスイッチング素子１１と、１次巻線Ｎｐに直列に接続された電流共振コンデンサ１４と、直列に接続された１次巻線Ｎｐ及び電流共振コンデンサ１４に並列に接続された第２のスイッチング素子１２と、第１のスイッチング素子１１及び第２のスイッチング素子１２のスイッチング動作を制御するゲート制御回路１５と、を有し、２次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２から出力される出力電圧Ｖｏが所定の電圧となるように所定の周波数Ｆｓｎでスイッチング動作を行う電源装置であって、ゲート制御回路１５は、スイッチング動作が停止された状態からスイッチング動作を開始するときに、所定の周波数Ｆｓｎよりも低い周波数Ｆｓｓでスイッチング動作を開始する。【選択図】図１
2019149914.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、
前記１次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、
前記１次巻線に直列に接続されたコンデンサと、
直列に接続された前記１次巻線及び前記コンデンサに並列に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御手段と、
を有し、前記２次巻線から出力される出力電圧が所定の電圧となるように所定の周波数で前記スイッチング動作を行う電源装置であって、
前記制御手段は、前記スイッチング動作が停止された状態から前記スイッチング動作を開始するときに、前記所定の周波数よりも低い周波数で前記スイッチング動作を開始することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記所定の周波数よりも低い周波数を、前記トランスの漏洩インダクタンスと前記コンデンサの容量とから決定される共振周波数よりも高い周波数に設定することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記出力電圧に応じたフィードバック電圧を前記制御手段に出力するフィードバック回路と、
前記制御手段に接続されたツェナーダイオードと、
を備え、
前記制御手段は、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する生成手段と、
前記生成手段に出力する電圧を前記ツェナーダイオードのツェナー電圧と前記フィードバック電圧とのいずれかに切り替える切替手段と、
を有し、
前記切替手段は、前記フィードバック電圧が所定の電圧よりも高い場合は前記ツェナー電圧を出力するように切り替え、前記フィードバック電圧が前記所定の電圧以下の場合は前記フィードバック電圧を出力するように切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記切替手段によって前記ツェナー電圧を出力するように切り替えられた場合に、前記制御手段は、前記所定の周波数よりも低い周波数で前記スイッチング動作を開始することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記ツェナー電圧は、前記漏洩インダクタンス及び前記コンデンサの容量に応じて決定されることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記コンデンサに流れる電流の位相を検知し、検知信号を前記制御手段に出力する位相検知手段と、
前記出力電圧に応じたフィードバック電圧を前記制御手段に出力するフィードバック回路と、
を備え、
前記制御手段は、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する生成手段と、
前記生成手段に出力する電圧を前記検知信号と前記フィードバック電圧に基づく信号とのいずれかに切り替える切替手段と、
を有し、
前記切替手段は、前記フィードバック電圧が所定の電圧よりも高い場合は前記検知信号を出力するように切り替え、前記フィードバック電圧が前記所定の電圧以下の場合は前記フィードバック電圧に基づく信号を出力するように切り替えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
【請求項７】
前記切替手段によって前記検知信号を出力するように切り替えられた場合に、前記制御手段は、前記所定の周波数よりも低い周波数で前記スイッチング動作を開始することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記位相検知手段は、
前記第１のスイッチング素子がオンしているときに前記電流の位相を検知する第１の検知手段と、
前記第２のスイッチング素子がオンしているときに前記電流の位相を検知する第２の検知手段と、
を有することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項９】
前記制御手段は、前記位相検知手段から入力された検知信号に基づいて、前記スイッチング動作を開始するときの周波数を決定することを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記制御手段は、前記スイッチング動作を開始するときには前記第２のスイッチング素子からオンするように制御することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１１】
前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とがともにオン状態とならないようなデッドタイムを設けて前記スイッチング動作を制御することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１２】
記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電源装置と、
を備えることを特徴とする画像形成装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流共振電源を含む電源装置及び画像形成装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、商用交流電源から電力が供給され、所定の定格レベルの直流電圧を負荷に供給するスイッチング電源装置が使用されている。これらスイッチング電源装置では、電源が投入された初期の過渡状態における過電圧、過電流を防止するため、出力電圧を徐々に立ち上げるソフトスタートが一般に行われている。従来のソフトスタート方法では、スイッチング周波数Ｆｓが高いとき出力電圧が低くなり、スイッチング周波数Ｆｓが低いとき出力電圧が高くなることを利用している（例えば、特許文献１参照）。スイッチング電源装置としては、商用交流電源の電圧レベルが１００Ｖ系や２００Ｖ系等の商用交流電源から電力が供給されるワイドレンジ対応型のものが対象とされている。この場合、商用交流電源の電圧レベルに応じた変化割合で、ソフトスタート時のスイッチング周波数Ｆｓを所定の周波数から徐々に低くし、その電圧レベルにかかわらずソフトスタート時間が一定となるようにしている。
【０００３】
また、昨今、省電力化が進むにあたり、電流共振コンバータにおいてはソフトスタートを用いたバースト動作を行うことも一般に行われるようになった。例えば、ＦＢ端子電圧に基づいて、出力電圧が低下したときに、ソフトスタートを開始させ、出力電圧が復帰したときに、スイッチングパルスの発振動作を停止させるバースト動作となるようにしている（例えば、特許文献２参照）。例えば、図１２は、従来技術による電流共振型のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。なお、図１２の各部名称や動作の詳細は後述する。図１２に示すようなスイッチング電源装置では、トランス１３と電流共振コンデンサ１４とに応じた共振周波数Ｆｏからスイッチング周波数Ｆｓが高域側にずれると、出力電力は小さくなる。また、スイッチング周波数Ｆｓが共振周波数Ｆｏを下回ると、共振はずれ現象が発生し、スイッチング素子１１、１２に貫通電流が流れる。したがって、従来のスイッチング電源装置では、起動時の貫通電流を防止するため、ソフトスタートを行っている。図１３（ａ）に従来のソフトスタート動作時の時間変化を示す。ソフトスタート動作時は、ゲート制御回路１５からソフトスタート用のコンデンサ２７に定電流を流すことで、コンデンサ２７にかかる電圧ＶＣｓｓを徐々に所定電圧まで上昇させる（時刻ｔ１２０〜時刻ｔ１２１）。ゲート制御回路１５は、コンデンサ２７の電圧ＶＣｓｓに応じてスイッチング周波数Ｆｓを変化させ、通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎよりも高い周波数で起動を開始する。その後、スイッチング周波数Ｆｓを通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎまで徐々に周波数を低下させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−０５０６８８号公報
【特許文献２】特開２００９−１８９１０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来のソフトスタート動作では通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎよりも高い周波数で起動を開始し、通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎまで徐々に周波数を低下させるため、起動に時間がかかる。昨今レーザープリンタなど高速起動化が進む機器においては、起動時間に時間がかかることが課題となる。また、従来のソフトスタート動作を用いたバースト動作では、図１３（ａ）のように出力電圧Ｖｏが所望の出力電圧になるまで（時刻ｔ１２０〜時刻ｔ１２１）のスイッチング回数が多く、スイッチング素子の累積のクロス損失が大きくなる。更にスイッチング周波数のみで制御を行うため、図１３（ｂ）に示すようにスイッチング素子１１のドレイン電流ＩＱ１が多く流れている位相でスイッチング素子１１はターンオフしてしまう。このため、スイッチング素子の１回当たりのクロス損失（図１３（ｂ）斜線部）が大きくなる。これらの損失は、省電力化を進める上での課題となっている。
【０００６】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、スイッチング電源装置の起動に要する時間を短縮し、起動時の消費電力を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。
【０００８】
（１）１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、前記１次巻線に直列に接続されたコンデンサと、直列に接続された前記１次巻線及び前記コンデンサに並列に接続された第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御手段と、を有し、前記２次巻線から出力される出力電圧が所定の電圧となるように所定の周波数で前記スイッチング動作を行う電源装置であって、前記制御手段は、前記スイッチング動作が停止された状態から前記スイッチング動作を開始するときに、前記所定の周波数よりも低い周波数で前記スイッチング動作を開始することを特徴とする電源装置。
【０００９】
（２）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、スイッチング電源装置の起動に要する時間を短縮し、起動時の消費電力を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１のスイッチング電源装置の回路図
【図２】実施例１のゲート制御回路の回路図
【図３】実施例１の各波形を示す図
【図４】実施例１の各波形を示す図
【図５】実施例１の各波形を示す図
【図６】実施例２のスイッチング電源装置の回路図
【図７】実施例２のゲート制御回路の回路図
【図８】実施例２の共振はずれ検知回路の回路図
【図９】実施例２の各波形を示す図
【図１０】実施例２の各波形を示す図
【図１１】実施例３の画像形成装置の構成を示す図
【図１２】従来例の電流共振型のスイッチング電源装置の回路図
【図１３】従来例のソフトスタート動作時の時間変化を示す図、スイッチング損失を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
［一般的な電流共振型のスイッチング電源装置］
図１２は、一般的な電流共振型のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。電解コンデンサ１０によって平滑された直流電圧Ｖｉｎには、ハイサイドの第１のスイッチング素子（以下、スイッチング素子という）１１とローサイドの第２のスイッチング素子（以下、スイッチング素子という）１２が直列に接続されている。ボディダイオード３１はハイサイドのスイッチング素子１１に逆方向に並列に接続されている。ボディダイオード３２はローサイドのスイッチング素子１２に逆方向に並列に接続されている。また、ローサイドのスイッチング素子１２には、電圧共振コンデンサ１９が並列に接続されている。更にローサイドのスイッチング素子１２には、トランス１３の１次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサ１４（コンデンサ）とが直列に接続された直列共振回路が、並列に接続されている。トランス１３の２次巻線Ｎｓ１にはダイオード２０が直列に接続され、２次巻線Ｎｓ２にはダイオード２１が直列に接続されている。更に２次巻線Ｎｓ１には平滑コンデンサ２３が直列に接続され、平滑コンデンサ２３により平滑された直流電圧が負荷２４に供給されている。２次巻線Ｎｓ１に接続されたダイオード２０及び平滑コンデンサ２３、２次巻線Ｎｓ２に接続されたダイオード２１及び平滑コンデンサ２３は、それぞれ半波整流回路を構成する。なお、ハイサイド及びローサイドのスイッチング素子１１、１２は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。また。ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等がスイッチング素子１１、１２に使用されてもよい。
【００１３】
ハイサイドのスイッチング素子１１のゲート端子は、抵抗１７を介してゲート制御回路１５に接続され、スイッチング素子１１はゲート制御回路１５によって制御されることによりスイッチング動作を行う。ローサイドのスイッチング素子１２のゲート端子は、抵抗１８を介してゲート制御回路１５に接続され、スイッチング素子１２はゲート制御回路１５によって制御されることによりスイッチング動作を行う。コンデンサ２７はソフトスタートを行うためのコンデンサである。
【００１４】
次に図１２に示す電流共振型のスイッチング電源装置の動作について説明する。電流共振型のスイッチング電源装置では、ゲート制御回路１５がスイッチング素子１１、１２の各ゲート端子に制御信号（ゲート信号ともいう）を入力し、制御信号に従ってスイッチング素子１１、１２が交互にオン・オフ動作する。直流電圧Ｖｉｎがトランス１３の１次巻線Ｎｐに印加され、１次巻線Ｎｐに交流電流が流れる。以下に、この交流電流の流れをスイッチング素子１１、１２のオン・オフ状態に合わせて、順序を追って示す。
【００１５】
順序１：スイッチング素子１１がオン状態、スイッチング素子１２がオフ状態
直流電圧Ｖｉｎ→スイッチング素子１１→トランス１３の１次巻線Ｎｐ→電流共振コンデンサ１４→直流電圧Ｖｉｎの経路で電流が流れる。
【００１６】
順序２：スイッチング素子１１がオフ状態、スイッチング素子１２オフ状態
スイッチング素子１１がオン状態からオフ状態になっても、トランス１３の１次巻線Ｎｐを流れる電流は維持しようと働き、トランス１３の１次巻線Ｎｐ→電流共振コンデンサ１４→スイッチング素子１２に内蔵のボディダイオード３２の経路で電流が流れる。
【００１７】
順序３：スイッチング素子１１がオフ状態、スイッチング素子１２がオン状態
順序２の状態でスイッチング素子１２をオン状態にしても、引き続きトランス１３の１次巻線Ｎｐ→電流共振コンデンサ１４→スイッチング素子１２の経路で電流が流れる。ただし、トランス１３の漏洩インダクタンスＬｒと電流共振コンデンサ１４との共振作用により、次第に電流の流れは、電流共振コンデンサ１４→トランス１３の１次巻線Ｎｐ→スイッチング素子１２の経路に変化する。
【００１８】
順序４：スイッチング素子１１がオフ状態、スイッチング素子１２がオフ状態
順序３の状態のまま、スイッチング素子１２をオフ状態にしても、トランス１３の１次巻線Ｎｐを流れる電流は維持しようと働き、トランス１３の１次巻線Ｎｐ→スイッチング素子１１に内蔵のボディダイオード３１→直流電圧Ｖｉｎの経路で電流が流れる。
【００１９】
順序５：スイッチング素子１１がオン状態、スイッチング素子１２がオフ状態
順序４の状態でスイッチング素子１１をオン状態にしても、引き続きトランス１３の１次巻線Ｎｐ→スイッチング素子１１→直流電圧Ｖｉｎの経路で電流が流れる。ただし、トランス１３の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１４との共振作用により、次第に電流の流れは、直流電圧Ｖｉｎ→スイッチング素子１１→トランス１３の１次巻線Ｎｐ→電流共振コンデンサ１４→直流電圧Ｖｉｎの経路に変化する。
【００２０】
このようにして、トランス１３の１次巻線Ｎｐには、所定の方向（正方向）、所定の方向とは逆方向といったように交流の電流が流れることになる。これによって、トランス１３の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２に交流電流が誘起され、この誘起電圧は２つのダイオード２０、２１と平滑コンデンサ２３とからなる整流平滑回路により整流平滑されて直流電圧を出力する。この直流電圧を出力電圧、その電力を出力電力という。また、出力電力はスイッチング素子１１、１２のスイッチング動作の周波数であるスイッチング周波数Ｆｓに依存する。
【００２１】
式（１）は、トランス１３と電流共振コンデンサ１４とからなる直列共振回路の共振周波数Ｆｏを表す式である。ここで、Ｌｒはトランス１３の漏洩インダクタンス、Ｃｒは電流共振コンデンサ１４の容量である。
Ｆｏ＝１／（２π√（ＬｒＣｒ））・・・式（１）
スイッチング電源装置は、式（１）に示すトランス１３と電流共振コンデンサ１４との共振周波数Ｆｏとスイッチング周波数Ｆｓとが等しいとき、１次側に流れる電流、２次側に流れる電流とも、最も大きい電力（以下、最大電力とう）を出力することができる。また、共振周波数Ｆｏからスイッチング周波数Ｆｓが高域側（周波数が高い方）に遠ざかるにつれて（Ｆｏ＜Ｆｓ）１次側に流れる電流、２次側に流れる電流とも最も小さくなり出力電力は小さくなる。また、スイッチング周波数Ｆｓが共振周波数Ｆｏを下回ると（Ｆｓ＜Ｆｏ）、共振はずれ現象が発生し、スイッチング素子１１、１２に貫通電流が流れる。したがって、一般的なスイッチング電源装置では、起動時の貫通電流を防止するため、ソフトスタートを行っている。
【００２２】
［ソフトスタート動作］
図１３（ａ）に一般的なスイッチング電源装置におけるソフトスタート動作時の時間変化を示す。図１３（ａ）で、（ｉ）はスイッチング素子１１のゲート−ソース間電圧ＶＱ１ｇｓの波形を示す図、（ｉｉ）はスイッチング素子１２のゲート−ソース間電圧ＶＱ２ｇｓの波形を示す図である。（ｉｉｉ）はソフトスタート用のコンデンサ２７にかかる電圧ＶＣｓｓを示す図、（ｉｖ）はスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを示す図である。横軸はいずれも時間ｔである。
【００２３】
時刻ｔ１２０から時刻ｔ１２１までのソフトスタート動作期間では、ゲート制御回路１５からソフトスタート用のコンデンサ２７に定電流を流すことで、コンデンサ２７にかかる電圧ＶＣｓｓが徐々に所定電圧まで上昇する。ゲート制御回路１５は、（ｉ）、（ｉｉ）に示すように、ソフトスタート用のコンデンサ２７の電圧ＶＣｓｓに応じてスイッチング周波数Ｆｓを変化させる。これにより、時刻ｔ１２１以降の通常動作期間におけるスイッチング周波数Ｆｓｎよりも高い周波数で起動を開始し、通常動作期間におけるスイッチング周波数Ｆｓｎまで徐々に周波数を低下させる。
【００２４】
図１３（ｂ）は一般的なスイッチング電源装置におけるスイッチング損失を説明する図である。図１３（ｂ）で、（ｉ）はスイッチング素子１１のゲート−ソース間電圧ＶＱ１ｇｓを示す図、（ｉｉ）はスイッチング素子１２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１ｄｓを示す図、（ｉｉｉ）はスイッチング素子１１のドレイン電流ＩＱ１を示す図である。横軸はいずれも時間ｔを示す。図１３（ａ）で説明したように、ソフトスタート動作期間ではスイッチング周波数Ｆｓで制御を行っている。このため、図１３（ｂ）（ｉｉｉ）に示すように、スイッチング素子１１のドレイン電流ＩＱ１が多く流れている位相で（時刻ｔ１３０）、スイッチング素子１１がターンオフしてしまう。このため、スイッチング素子１１の１回当たりのクロス損失（斜線部）が大きくなる。これらの損失は、省電力化を進める上での課題となっている。
【実施例１】
【００２５】
［スイッチング電源装置］
図１は実施例１の電流共振型のスイッチング電源装置の回路図である。図１において、図１２に示した電流共振型のスイッチング電源装置と同一符号で示されるものは、同じ機能を有する構成要素を示している。図１は、図１２に示す一般的なスイッチング電源装置に比べると、ソフトスタート用のコンデンサ２７を削除し、起動周波数設定用のツェナーダイオード１６が追加されている。なお、実施例１で示す起動周波数設定用のツェナーダイオード１６は、請求の範囲を限定するものではない。例えば、ツェナーダイオード１６の代わりに、抵抗分圧回路や、外部アナログ信号入力、マイクロコンピュータ等によるデジタル信号入力等、起動時の周波数を決定できる構成であればよい。また、実施例１のように、起動時の周波数を所定電圧で定めることも、請求の範囲を限定するものではなく、電流や周波数等に応じて決定してもよい。また、図２は図１のゲート制御回路１５の詳細を示す回路図である。以下、図１、図２を参照して実施例１における電流共振型のスイッチング電源装置の構成を具体的に説明する。
【００２６】
図１において、制御手段であるゲート制御回路１５は、ハイサイドのスイッチング素子１１と、ローサイドのスイッチング素子１２に対して、ゲート信号を生成して出力する。なお、ハイサイドとローサイドのスイッチング素子１１、１２は、ともにオンすることがないように、ともにオフするデッドタイムを設けて交互にオン／オフされる。このデッドタイムは、ゲート制御回路１５が生成するようにしている。したがって、図２に示したゲート制御回路１５にはデッドタイム生成回路が存在する。しかしながら、ゲート制御回路１５とは別にデッドタイムを生成するようにすることもできる。
【００２７】
電解コンデンサ１０には、商用交流電源を全波整流した電圧が印加され、電解コンデンサ１０によって平滑することにより直流電圧Ｖｉｎを得る。そして、直列に接続したＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるハイサイドのスイッチング素子１１とローサイドのスイッチング素子１２とが電解コンデンサ１０の両端に接続される。ローサイドのスイッチング素子１２には電圧共振コンデンサ１９が並列に接続され、更に、直列に接続されたトランス１３の１次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサ１４とがローサイドのスイッチング素子１２に並列に接続されている。トランス１３について、リーケージインダクタンスをＬｒ、励磁インダクタンスをＬｐとする。電流共振コンデンサ１４の容量をＣｒとする。
【００２８】
直列に接続されたダイオード２０及び平滑コンデンサ２３、ダイオード２１及び平滑コンデンサ２３は、それぞれトランス１３の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２に並列に接続されている。トランス１３の１次巻線Ｎｐと２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２は、図示の極性マークで示した電圧極性になるように巻回され、整流平滑回路を構成している。ダイオード２０、２１と平滑コンデンサ２３とで構成される整流平滑回路で得られた直流電圧は、電流共振型のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏとなり、平滑コンデンサ２３に並列に接続された負荷２４に直流電力を供給する。電圧帰還回路（フィードバック回路）２５は、平滑コンデンサ２３の電圧、すなわち出力電圧Ｖｏを検知してゲート制御回路１５に帰還させる。電圧帰還回路２５は、例えば公知のフィードバック回路等で構成してもよい。ゲート制御回路１５は、電圧帰還回路２５によって検知された電圧（以下、検知電圧という）に基づいてゲート信号を調整し、出力電圧Ｖｏを所定の電圧に保持する。電圧帰還回路２５がゲート制御回路１５に出力する検知電圧（フィードバック電圧）を、以下、フィードバック（以下、ＦＢとする）回路電圧Ｖｆｂという。
【００２９】
次に、電解コンデンサ１０より直流電圧Ｖｉｎが投入されたときのスイッチング電源装置の起動時の起動シーケンス及びスタート動作について説明する。実施例１のスイッチング電源装置におけるスタート動作は、起動時及び間欠動作時の再起動において、リーケージインダクタンスＬｒと電流共振コンデンサ１４の容量Ｃｒとから決定される共振周波数Ｆｏよりも少し高いスイッチング周波数Ｆｓで行われる。実施例１のスイッチング電源装置の起動時のスイッチング周波数（以下、起動周波数という）Ｆｓｓの設定は、ゲート制御回路１５に設定される電圧に応じてスイッチング周波数Ｆｓを変更できるようになっている。ゲート制御回路１５に設定される電圧が高くなると、スイッチング周波数Ｆｓは低くなる。そのため、起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓは、起動周波数設定用のツェナーダイオード１６により定められた電圧（ツェナー電圧）に応じて決定される。起動周波数設定用のツェナーダイオード１６のツェナー電圧を起動設定回路電圧Ｖｚとする。電流共振型のスイッチング電源装置の共振周波数Ｆｏは、装置に用いられるトランス１３及び電流共振コンデンサ１４によって装置固有の値となる（式（１）参照）。そのため、用いられるトランス１３のリーケージインダクタンスＬｒと共振コンデンサ１４の容量Ｃｒとから決定される共振周波数Ｆｏに合わせて、起動周波数設定用のツェナーダイオード１６が選定される。
【００３０】
また、ゲート制御回路１５から出力されるゲート信号（制御信号）をオフしてから実際にスイッチング素子１１、１２がオフするまでにはディレイがある。もし、起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓが、トランス１３のリーケージインダクタンスＬｒと電流共振コンデンサ１４の容量Ｃｒとから決定される共振周波数Ｆｏよりも低くなると、共振はずれ現象が発生する。そして、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２に貫通電流が流れる。そのため、スイッチング電源装置の共振周波数Ｆｏとスイッチング素子１１、１２との応答性を鑑みて、共振周波数Ｆｏよりも少し高いスイッチング周波数Ｆｓｓで起動動作を行うように調整する。
【００３１】
［ゲート制御回路］
続いてゲート制御回路１５の詳細について説明する。図２は、ゲート制御回路１５の構成を示した図である。ゲート制御回路１５は、コンパレータ１０１、制御切替回路１０２、誤差増幅器１０３、発振器（ＯＳＣ）１０４、鋸歯状波信号生成回路１０５から構成されている。また、ゲート制御回路１５は、基準電圧Ｖｒｅｆ３、コンパレータ１０６、ドライバ（Ｄｒｉｖｅｒ１）１０８、ドライバ（Ｄｒｉｖｅｒ２）１０９、インバータ（反転回路）１０７から構成されている。更に、ゲート制御回路１５は、ハイサイドのスイッチング素子１１用のデッドタイム生成器（ＤＴ＿Ｈｉ）１１０、ローサイドのスイッチング素子１２用のデッドタイム生成器（ＤＴ＿Ｌｏ）１１１等から構成されている。ドライバ１０９、デッドタイム生成器１１１はスイッチング素子１２を制御するための制御信号を生成する生成手段として機能する。インバータ１０７、ドライバ１０８、デッドタイム生成器１１０はスイッチング素子１１を制御するための制御信号を生成する生成手段として機能する。
【００３２】
コンパレータ１０１は、（−）入力端子に、出力電圧Ｖｏを電圧帰還回路２５によって反比例させたＦＢ回路電圧Ｖｆｂが入力されている。また、コンパレータ１０１は、（＋）入力端子に、基準電圧Ｖｒｅｆ１が接続されている。コンパレータ１０１の出力は、制御切替回路１０２に出力されている。
【００３３】
制御切替回路１０２は、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂが接続された接点１０２ｂと、起動周波数設定用のツェナーダイオード１６が接続され、ツェナーダイオード１６により定められた起動設定回路電圧Ｖｚ（ツェナー電圧）が入力される接点１０２ｃと、を有している。また、制御切替回路１０２は、誤差増幅器１０３の（＋）入力端子に接続された接点１０２ａを有している。制御切替回路１０２は、コンパレータ１０１の出力に基づきＦＢ回路電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ１より高い場合には、接点１０２ｃと接点１０２ａとを接続して誤差増幅器１０３に起動設定回路電圧Ｖｚを出力する。制御切替回路１０２は、コンパレータ１０１の出力に基づきＦＢ回路電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ１以下（所定の電圧以下）である場合には、接点１０２ｂと接点１０２ａとを接続して誤差増幅器１０３にＦＢ回路電圧Ｖｆｂを出力する。基準電圧Ｖｒｅｆ１は、例えばＦＢ回路電圧Ｖｆｂに応じて設定される。なお、図２では、接点１０２ｃと接点１０２ａとが接続された状態を示している。
【００３４】
誤差増幅器１０３は、（＋）入力端子に入力された電圧（起動設定回路電圧Ｖｚ又はＦＢ回路電圧Ｖｆｂ）と、（−）入力端子に入力された基準電圧Ｖｒｅｆ２との差分を誤差増幅する。誤差増幅器１０３は、電圧Ｖｉを発振器１０４に出力する。基準電圧Ｖｒｅｆ２は、例えば起動設定回路電圧Ｖｚ及びＦＢ回路電圧Ｖｆｂに応じて設定される。発振器１０４は、誤差増幅器１０３から入力された電圧Ｖｉに応じた周波数のパルス信号を発生し、鋸歯状波信号生成回路１０５にパルス信号を出力する。具体的には、発振器１０４によって発生されたパルス信号は、鋸歯状波信号生成回路１０５内にあるスイッチ素子Ｑ１のゲート端子に出力される。
【００３５】
鋸歯状波信号生成回路１０５は、定電流源Ｉｃ、スイッチ素子Ｑ１、コンデンサＣ１等から構成されている。スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間にはコンデンサＣ１が並列に接続されている。スイッチ素子Ｑ１のドレインとコンデンサＣ１の一端との接続点は定電流源Ｉｃの一端に接続され、定電流源Ｉｃの他端は直流電源電圧Ｖｃｃに接続されている。定電流源Ｉｃの他端は抵抗を介して起動設定回路電圧Ｖｚにも接続されており、抵抗はツェナーダイオード１６に流れる電流を制限するために設けられている。更に、スイッチ素子Ｑ１のドレインとコンデンサＣ１の一端との接続点はコンパレータ１０６の（−）入力端子に接続されている。また、スイッチ素子Ｑ１のソースとコンデンサＣ１の他端との接続点は接地されている。このように構成された鋸歯状波信号生成回路１０５では、スイッチ素子Ｑ１がオフしているときに、コンデンサＣ１が定電流源Ｉｃにより所定の傾斜を持って充電され、スイッチ素子Ｑ１がオンすると放電する。すなわち、発振器１０４からパルス信号が発生しスイッチ素子Ｑ１がオンするとコンデンサＣ１の電荷は放電し、また、発振器１０４からパルス信号が発生していない期間はスイッチ素子Ｑ１がオフとなり、コンデンサＣ１が定電流源Ｉｃにより充電される。鋸歯状波信号生成回路１０５は、以上の動作を繰り返す。これにより鋸歯状波信号生成回路１０５は鋸歯状波信号ＶＣ１をコンパレータ１０６に出力する。鋸歯状波信号ＶＣ１はコンパレータ１０６の（−）入力端子に入力される。なお、定電流源ＩｃによるコンデンサＣ１の過充電をツェナーダイオードなどで保護することもある。
【００３６】
コンパレータ１０６の（＋）入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ３が入力される。コンパレータ１０６は、鋸歯状波信号生成回路１０５から出力された鋸歯状波信号ＶＣ１が（−）入力端子に入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ３が（＋）入力端子に入力され、これら電圧の比較を行う。コンパレータ１０６は、鋸歯状波信号ＶＣ１よりも基準電圧Ｖｒｅｆ３の方が高い期間にハイレベルの電圧を出力する。これにより、一定期間のパルス信号を、ドライバ１０９、デッドタイム生成器１１１を介してローサイドのスイッチング素子１２に出力する。また、ハイサイドのスイッチング素子１１に対しては、コンパレータ１０６の出力がインバータ１０７によって反転され、反転された信号は、ドライバ１０８、デッドタイム生成器１１０を介して出力される。これにより、ローサイドのスイッチング素子１２がオフしている期間にハイサイドのスイッチング素子１１がオンする。
【００３７】
一度のスイッチング動作でトランス１３の２次側に送られるエネルギーは、電流共振コンデンサ１４の充電量で決まる。そのため、スイッチング電源装置のスタート時は、電流共振コンデンサ１４の充電量を、共振はずれしない範囲で最大にすることで、少ないスイッチング回数で出力電圧Ｖｏを所定電圧まで上昇させることができる。
【００３８】
［動作シーケンス］
図３〜図５は、横軸を時間ｔとして各部の動作シーケンスを説明するものである。図３において、（ｉ）の「ＯＳＣ」は発振器１０４の出力波形を示し、誤差増幅器１０３から出力される電圧Ｖｉに応じた周波数でパルス信号が出力されている。（ｉｉ）の「ＶＣ１」は鋸歯状波信号生成回路１０５から出力される電圧ＶＣ１の波形を示す。（ｉｉ）には、基準電圧Ｖｒｅｆ３を破線で示している。（ｉｉ）で、発振器１０４の出力（ＯＳＣ）が時刻ｔ３１でローベルからハイレベルに変化した（以下、パルス信号を出力したという）ときに電圧ＶＣ１は０Ｖとなり、パルス信号が出力されている間の時刻ｔ３２まで０Ｖを維持する。一方、時刻ｔ３２で発振器１０４の出力（ＯＳＣ）がハイレベルからローレベルに変化（以下、パルス信号を出力しないという）ときに電圧ＶＣ１は上昇し始め、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３まで、電圧ＶＣ１は徐々に立ち上がる鋸歯状波信号となっている。
【００３９】
図３の（ｉｉｉ）の「ＱＬ」はゲート制御回路１５のドライバ１０９からの出力波形を実線で示し、デッドタイム生成器１１１を介し、ローサイドのスイッチング素子１２に向けて出力されるゲート信号を破線で示している。（ｉｖ）の「ＱＨ」はゲート制御回路１５のドライバ１０８からの出力波形を実線で示し、デッドタイム生成器１１０を介し、ハイサイドのスイッチング素子１１に向けて出力されるゲート信号を破線で示している。
【００４０】
（ｉｉ）の電圧ＶＣ１と基準電圧Ｖｒｅｆ３はコンパレータ１０６によって比較される。（ｉｉｉ）のＱＬは、電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｒｅｆ３以上となる時刻ｔ３４でオフとなり、電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｒｅｆ３より小さくなる時刻ｔ３３でオンとなっている。また、（ｉｖ）のＱＨは、（ｉｉｉ）のＱＬの波形を反転した信号となっている。ここで、ドライバ１０８（又はドライバ１０９）から出力される電圧（波形ＱＨ（又は波形ＱＬ））の立ち下がりから次の立ち下がり（又は立ち上がりから次の立ち上がり）までの周期がスイッチング周期Ｔｓ（＝１／Ｆｓ）である。また、デッドタイム生成器１１０、１１１によって、（ｉｉｉ）のＱＬの破線で示す波形と（ｉｖ）のＱＨの破線で示す波形とが、ともにオンとなることがないようにデッドタイムが設けられるようになっている。
【００４１】
図４は、スイッチング電源装置のスタート時の、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂの変化に伴い、波形ＱＬ、波形ＱＨのスイッチング周波数Ｆｓ（言い換えればスイッチング周期Ｔｓ）がどのように変化するか、その様子を示したものである。図４において、（ｉ）の電圧Ｖｉはスタート時の誤差増幅器１０３の波形を示し、（ｉｉ）はＦＢ回路電圧Ｖｆｂを示し、（ｉｉｉ）は平滑コンデンサ２３の電圧である出力電圧Ｖｏを示す。また、（ｉｉ）にはコンパレータ１０１によって比較される基準電圧Ｖｒｅｆ１を破線で併記している。（ｉｖ）の波形ＱＬ、（ｖ）の波形ＱＨは図３の（ｉｉｉ）、（ｉｖ）の波形と同じ波形である。横軸はいずれも時間ｔを示す。
【００４２】
電源が投入された起動時や間欠動作時の再起動時に対応する時刻ｔ４０には、出力電圧Ｖｏが低く、出力電圧Ｖｏに反比例したＦＢ回路電圧Ｖｆｂは基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなっている（Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ１）。そのため、制御切替回路１０２は起動周波数設定用のツェナーダイオード１６のツェナー電圧、すなわち起動設定回路電圧Ｖｚが誤差増幅器１０３の（＋）入力端子に入力されるように動作する。これにより誤差増幅器１０３から発振器１０４に出力される電圧Ｖｉは、起動設定回路電圧Ｖｚ（ツェナー電圧）と基準電圧Ｖｒｅｆ２との差を増幅した値となる。上述したように、誤差増幅器１０３から出力される電圧Ｖｉは発振器１０４に入力され、発振器１０４、鋸歯状波信号生成回路１０５、コンパレータ１０６を介し、ドライバ１０９を経て波形ＱＬ、ドライバ１０８を経て波形ＱＨとなる。このときのスイッチング素子１１、１２の詳細波形を図５に示す。
【００４３】
図５において、（ｉ）の波形ＱＬ、（ｉｉ）の波形ＱＨは、図４の（ｉｖ）の波形ＱＬ、（ｖ）の波形ＱＨと同じ信号である。（ｉｉｉ）のＩＱＬはローサイドのスイッチング素子１２のドレイン電流の波形を示し、（ｉｖ）のＩＱＨはハイサイドのスイッチング素子１１のドレイン電流の波形を示す。横軸はいずれも時間ｔを示す。波形ＱＬ、波形ＱＨの周波数（スイッチング周波数Ｆｓ（＝１／Ｔｓ））は、起動周波数設定用のツェナーダイオード１６のツェナー電圧である起動設定回路電圧Ｖｚによって、次のように設定されている。すなわち、スイッチング素子１１、１２の応答性を鑑みて、共振周波数Ｆｏ（＝１／（２π√ＬｒＣｒ））よりも少し高くなるように設定されている。
【００４４】
例えば、時刻ｔ５２から時刻ｔ５３までの波形ＱＨがハイレベルの期間を見ると、波形ＱＨは、スイッチング素子１１のドレイン電流ＩＱＨが１８０度の位相に至る前のタイミングでローレベルに切り替わる。これにより、スイッチング素子１１はマイナスの電流が流れることなくオフされている。もしこのオフのタイミングが遅くなり、スイッチング素子１１のドレイン電流ＩＱＨが１８０度の位相を超えると、スイッチング素子１１にマイナスの電流が流れる。その後、スイッチング素子１２をオンしたタイミングでスイッチング素子１１、１２に貫通電流が流れる。この状態が共振はずれである。実施例１では、この共振はずれが発生しないように、起動周波数設定用のツェナーダイオード１６のツェナー電圧（Ｖｚ）を調整し、起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓを可能な限り低くしている。これにより、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを高速に立ち上げている。実施例１では、ドレイン電流ＩＱＬ、ＩＱＨについて、１８０度に近い位相でスイッチング素子１２、１１をオフするため、図１３（ｂ）と比較してクロス損失も少ない。
【００４５】
なお、スイッチング電源装置のスタート時の１回目のスイッチング動作は、スイッチング素子１２がオン状態となるように、時刻ｔ５１において波形ＱＬをハイレベル、波形ＱＨをローレベルとしている。これは、起動周波数設定用のツェナーダイオード１６によって共振はずれが発生しないスイッチング周波数Ｆｓｓに設定したとしても、次のような現象が発生するおそれがあるからである。すなわち、間欠動作時等の場合に、電流共振コンデンサ１４に電荷が残った状態でスイッチング素子１１のオンから再起動を行うと、ドレイン電流のピーク値Ｉｐｋが大きくなるからである。これは、電解コンデンサ１０の直流電圧Ｖｉｎに電流共振コンデンサ１４に残った電荷が加わるからである。その結果、ドレイン電流ＩＱＨがスイッチング素子１１の定格よりも大きくなる場合がある。ドレイン電流のピーク値Ｉｐｋは、次の式（２）で求められる。
Ｉｐｋ＝Ｖｉｎ／（ｊωＬｒ＋（１／ｊωＣｒ））・・・式（２）
【００４６】
このような状態を回避するため、時刻ｔ５１におけるスタート時１回目のスイッチング動作はスイッチング素子１２がオン状態となるように波形ＱＬがハイレベル、波形ＱＨがローレベルとする。こうすることで、電解コンデンサ１０の直流電圧Ｖｉｎに電流共振コンデンサ１４に残った電荷が加わらない状態で、スイッチング動作を開始できるため、スイッチング素子の定格を超えることがない。
【００４７】
図４において、時刻ｔ４０でスイッチング電源装置の起動を開始した後は、出力電圧Ｖｏの上昇につれてＦＢ回路電圧Ｖｆｂが低下し、時刻ｔ４１で出力電圧Ｖｏが所定電圧付近まで上昇すると、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂは基準電圧Ｖｒｅｆ１以下となる。これによりコンパレータ１０１の出力がハイレベルとなり、制御切替回路１０２はＦＢ回路電圧Ｖｆｂを誤差増幅器１０３の（＋）入力端子に出力するように動作する。これにより直流電圧ＶｉはＦＢ回路電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆ２との差を誤差増幅器１０３によって増幅した値となり、それに応じてスイッチング素子１２、１１のスイッチング周波数Ｆｓも高くなる。ＦＢ回路電圧Ｖｆｂは出力電圧Ｖｏに反比例しているため、負荷２４に供給する電力の変化等によって、出力電圧Ｖｏが変動するとＦＢ回路電圧Ｖｆｂも変動する。ゲート制御回路１５は、制御切替回路１０２によってＦＢ回路電圧Ｖｆｂに応じてスイッチング周波数Ｆｓを決定するように制御している間（ｔ４１以後）は、次のように調整する。すなわち、出力電圧Ｖｏが一定となるように、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂの変動に応じてスイッチング周波数Ｆｓを調整する。
【００４８】
なお、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ１以下となり、コンパレータ１０１の出力がハイレベルとなる時刻ｔ４０から時刻ｔ４１までの間は、制御切替回路１０２は起動設定回路電圧Ｖｚを選択する。このため、スイッチング電源装置は、共振周波数Ｆｏよりも少し高い一定のスイッチング周波数Ｆｓで動作する。時刻ｔ４０から時刻ｔ４１までの期間が実施例１のソフトスタート期間である。時刻ｔ４０から時刻ｔ４１までの期間で電圧Ｖｉを一定とするために、この期間において誤差増幅器１０３の（＋）入力端子には起動設定回路電圧Ｖｚが入力されている。時刻ｔ４０から時刻ｔ４１までの期間のスイッチング周波数Ｆｓは、起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓで一定である。
【００４９】
ここで、スイッチング電源装置の通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎと起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓ、及び共振周波数Ｆｏの関係は次の式（３）のようになっている。なお、通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎは、トランス１３の２次側から出力される出力電圧Ｖｏが所定の電圧となるように制御された所定の周波数である。
Ｆｏ＜Ｆｓｓ＜Ｆｓｎ・・・（３）
このように、起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓは、リーケージインダクタンスＬｒと共振コンデンサ１４の容量Ｃｒとから決定される共振周波数Ｆｏよりも少し高い。また、起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓは、通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎよりも低い。このようなスイッチング周波数Ｆｓｓで動作することで、従来と比べて出力電圧Ｖｏが所定の電圧になるまでの起動時間を短くするとともに、起動時のスイッチング回数を少なくしている。これにより従来よりも早く起動し、かつスイッチング素子による消費電力を抑えることができる。ここで、起動とは、スイッチング動作が停止された状態からスイッチング動作を開始することを含み、電源投入による起動と間欠動作における再起動とを含む。
【００５０】
また、起動開始時の１回目のスイッチング動作をスイッチング素子１２がオン状態となるようにすることで、スイッチング素子１１のドレイン電流ＩＱＨがスイッチング素子の定格よりも大きくなることを防止している。これにより、共振周波数Ｆｏ付近で起動を開始しても、スイッチング素子を破壊することがなく、高速かつ安全に起動できる。
【００５１】
以上、実施例１によれば、スイッチング電源装置の起動に要する時間を短縮し、起動時の消費電力を低減することができる。
【実施例２】
【００５２】
図６は、実施例２の電流共振型のスイッチング電源装置の回路構成を示したものである。図６において、図１に示した回路構成の各部に付した符号と同一符号で示されるものは、同じ機能を有する構成要素を示している。図６は、図１に比べ、起動周波数設定用のツェナーダイオード１６が削除され、１次側に流れる電流（以下、１次電流という）の共振はずれ、言い換えれば電流の位相を検知する位相検知手段である共振はずれ検知回路２６が追加されている。共振はずれ検知回路２６は１次電流を検知してゲート制御回路１５に検知信号である共振はずれ検知信号を出力する。その他は実施例１の構成と同じである。また、図７には図６におけるゲート制御回路１５の詳細を示し、図８には図６における共振はずれ検知回路２６の詳細を示している。以下、図６、図７、図８を参照して実施例２における電流共振型のスイッチング電源装置の構成を具体的に説明する。
【００５３】
［スイッチング電源装置］
図６において、共振はずれ検知回路２６は、電流共振コンデンサ１４を流れる（１次巻線Ｎｐを流れる）１次電流を監視し、共振はずれが発生するか否かの情報としての電圧をゲート制御回路１５に出力する。共振はずれ検知回路２６の出力はゲート制御回路１５に入力され、スイッチング電源装置の起動時及び間欠動作時の再起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓの決定に用いられる。その他の構成については実施例１と等しいため、説明を省略する。
【００５４】
［ゲート制御回路］
図７は実施例２のゲート制御回路１５についての具体的な構成を説明する。図７は図２に示した実施例１と比較すると、制御切替回路１０２が削除され、起動設定回路電圧Ｖｚの入力もない。代わりに制御切替回路１１２と共振はずれ検知信号が追加されている。なお、コンパレータ１０１の出力端子は、制御切替回路１１２に接続されている。誤差増幅器１０３の（＋）入力端子には、常にＦＢ回路電圧Ｖｆｂが入力されている。このため、実施例２の鋸歯状波信号生成回路１０５から出力される信号は、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂに基づく信号となっている。また、図７には不図示であるが、コンパレータ１０６の出力端子は、後述する共振はずれ検知回路２６に接続されている。
【００５５】
制御切替回路１１２には、鋸歯状波信号生成回路１０５及び共振はずれ検知信号が入力される。制御切替回路１１２は、鋸歯状波信号生成回路１０５の出力が接続された接点１１２ｂと、共振はずれ検知信号が接続された接点１１２ｃと、を有している。また、制御切替回路１１２は、コンパレータ１０６の（−）入力端子に接続された接点１１２ａを有している。コンパレータ１０１の出力に基づきＦＢ回路電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ１より高い場合には、制御切替回路１１２は、接点１１２ｃと接点１１２ａとを接続することにより共振はずれ検知信号とコンパレータ１０６の（−）入力端子とを接続する。コンパレータ１０１の出力に基づきＦＢ回路電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ１以下である場合には、次のようにする。すなわち、制御切替回路１１２は、接点１１２ｂと接点１１２ａとを接続することにより鋸歯状波信号生成回路１０５の出力をコンパレータ１０６の（−）入力端子に接続する。
【００５６】
共振はずれ検知信号は、電流共振コンデンサ１４に流れる１次電流の位相に基づいたパルス状の信号であり、共振はずれ検知回路２６から出力される。コンパレータ１０６は、制御切替回路１１２によって共振はずれ検知信号が接続された場合には、パルス状の共振はずれ検知信号と基準電圧Ｖｒｅｆ３とを比較する。コンパレータ１０６は、ドライバ１０８、ドライバ１０９、デッドタイム生成器１１０、１１１を介してゲート信号ＤＨ、ＤＬを出力する。同様に、制御切替回路１１２によって鋸歯状波信号生成回路１０５からの電圧が接続された場合には、コンパレータ１０６は、鋸歯状波信号生成回路１０５からの電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ３とを比較する。コンパレータ１０６は、ゲート信号ＤＨ、ＤＬを出力する。
【００５７】
［共振はずれ検知回路］
ここで、共振はずれ検知回路２６の動作について図８を用いて説明する。なお、実施例２で示す共振はずれ検知回路２６は、一例であり、これに限定するものではなく、電流共振コンデンサ１４を流れる１次電流の位相を検知できる構成であればよい。図８において入力信号は、図７のゲート制御回路１５における「コンパレータ１０６から出力された電圧（コンパレータ１０６電圧）」と、「１次電流」である。共振はずれ検知回路２６は、共振コンデンサ１４を流れる１次電流（入力信号の「１次電流」）を分流コンデンサＣｒｓによって分流する。分流コンデンサＣｒｓによって分流された電流値は、１次電流に対し、電流共振コンデンサ１４と分流コンデンサＣｒｓとの容量比に比例した値となる。そして分流コンデンサＣｒｓを流れる電流は、抵抗Ｒ２１によって電圧に変換され、１次電流検知電圧Ｖｒｓとなり、コンパレータ２０３の（−）入力端子と、コンパレータ２０４の（＋）入力端子に入力される。
【００５８】
入力信号の「コンパレータ１０６電圧」は遅延回路ＤＬにより、スイッチング素子１１、１２の駆動を切り替えるタイミングに対して、一定時間遅延された信号（以下、遅延信号という）ＶＤＬとなる。そして、遅延信号ＶＤＬは、Ｎチャネル電界効果トランジスタ（Ｎｃｈ＿ＦＥＴとする）２０１、２０２のそれぞれのゲート端子に入力される。Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０１はオン／オフ動作することにより、基準電圧Ｖｒｅｆ２１とコンパレータ２０３の（＋）入力端子とを接続するスイッチの役割を果たしている。また、Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０２も同様に、オン／オフ動作することにより、基準電圧Ｖｒｅｆ２２とコンパレータ２０４の（−）入力端子とを接続するスイッチの役割を果たしている。
【００５９】
コンパレータ２０３は、スイッチング素子１１がオンする期間における共振はずれを検知するための第１の検知手段として機能する。コンパレータ２０３の（＋）入力端子に入力される電圧ＶｔＨは、Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０１のオン・オフによって変わる。コンパレータ２０３は、Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０１がオフしている期間は、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３とで直流電源電圧Ｖｃｃを分圧した電圧が（＋）入力端子に入力さる。コンパレータ２０３は直流電源電圧Ｖｃｃを分圧した電圧と１次電流検知電圧Ｖｒｓとを比較して、共振はずれが発生するか否かを判断する。コンパレータ２０３は、共振はずれが発生する場合にはハイレベルの信号をフリップフロップ回路２０５に出力する。
【００６０】
また、Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０１がオンしている期間は、基準電圧Ｖｒｅｆ２１が（＋）入力端子に入力される。コンパレータ２０３は、基準電圧Ｖｒｅｆ２１と１次電流検知電圧Ｖｒｓとの比較を行う。そして、この期間はスイッチング素子１２がオンしている期間であり、電流共振コンデンサ１４はマイナス方向の電流を流しているため、１次電流検知電圧Ｖｒｓはマイナスの電圧となる。また、基準電圧Ｖｒｅｆ２１は、１次電流検知電圧Ｖｒｓの最小値以下の電圧に設定されている。よって共振はずれを検知することはなく、常にコンパレータ２０３はローレベルの信号をフリップフロップ回路２０５に出力する。
【００６１】
コンパレータ２０４は、スイッチング素子１２がオンする期間における共振はずれを検知するための第２の検知手段として機能する。コンパレータ２０４の（−）入力端子に入力される電圧ＶｔＬは、Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０２のオン・オフによって変わる。コンパレータ２０４は、Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０２がオンしている期間は、基準電圧Ｖｒｅｆ２２が（−）入力端子に入力される。コンパレータ２０４は、基準電圧Ｖｒｅｆ２２と１次電流検知電圧Ｖｒｓとを比較して、共振はずれが発生するか否かを判断する。コンパレータ２０４は、共振はずれが発生する場合にはハイレベルの信号をフリップフロップ回路２０５に出力する。ここでコンパレータ２０４では、Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０２がオンしている期間の共振はずれが発生するか否かを判断するため、基準電圧Ｖｒｅｆ２２はマイナスの電圧に設定してある。
【００６２】
また、Ｎｃｈ＿ＦＥＴ２０２がオフしている期間は、抵抗Ｒ２４でプルアップされた直流電源電圧Ｖｃｃが（−）入力端子に入力され、プルアップされた電圧と１次電流検知電圧Ｖｒｓとの比較を行う。そして、この期間はスイッチング素子１１がオンしている期間であり、電流共振コンデンサ１４はプラス方向の電流を流しているため、１次電流検知電圧Ｖｒｓはプラスの電圧となる。また、抵抗Ｒ２４でプルアップされた直流電源電圧Ｖｃｃは、１次電流検知電圧Ｖｒｓの最大値以上の電圧である。よって共振はずれを検知することはなく、常にコンパレータ２０３はローレベルの信号をフリップフロップ回路２０５に出力する。
【００６３】
コンパレータ２０３の出力は、フリップフロップ回路２０５のリセット端子Ｒに接続され、コンパレータ２０４の出力は、フリップフロップ回路２０５のセット端子Ｓに接続される。フリップフロップ回路２０５は、コンパレータ２０３、２０４からの共振はずれの検知結果に基づいて、共振はずれ検知信号を出力する。この共振はずれ検知信号は、ゲート制御回路１５に入力される。
【００６４】
［動作シーケンス］
図９、図１０は横軸を時間とした各部の動作シーケンスを説明するものである。図９（ｉ）の「ＶＣ１」は、制御切替回路１１２からコンパレータ１０６の（−）入力端子に出力される電圧ＶＣ１を実線で示し、（＋）入力端子の基準電圧Ｖｒｅｆ３を破線で示している。（ｉｉ）〜（ｖ）の波形は図４の（ｉｉ）〜（ｖ）と同じ信号の波形である。時刻ｔ９０の電源が投入された起動時や間欠動作の再起動時には、出力電圧Ｖｏが低く、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂは基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなっている。そのため、制御切替回路１１２は共振はずれ検知信号がコンパレータ１０６の（−）入力端子に入力されるように動作する。よって時刻ｔ９０から時刻ｔ９１の期間の電圧ＶＣ１はパルス状の共振はずれ検知信号となっている。コンパレータ１０６の出力はドライバ１０９を経て波形ＱＬ、ドライバ１０８を経てＱＨとなる。なお、ｔ９０でＶｒｅｆ３が所定の値よりも高くなっている理由等については後述する。
【００６５】
その後、出力電圧Ｖｏの上昇につれてＦＢ回路電圧Ｖｆｂも低下し、時刻ｔ９１で出力電圧Ｖｏが所定電圧付近まで上昇すると、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂは基準電圧Ｖｒｅｆ１以下となる。これによりコンパレータ１０１の出力がハイレベルとなり、制御切替回路１１２は鋸歯状波信号生成回路１０５から出力された電圧がコンパレータ１０６の（−）入力端子に入力されるように動作する。これにより制御切替回路１１２から出力される電圧ＶＣ１は鋸歯状波信号生成回路１０５の電圧となり、それに応じてスイッチング素子１１、１２のスイッチング周波数Ｆｓも高くなる。その後は出力電圧Ｖｏが一定となるように、ＦＢ回路電圧Ｖｆｂの変動に応じて通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎが調整される。
【００６６】
なお、時刻ｔ９１でＦＢ回路電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆ１以下となり、コンパレータ１０１の出力がハイレベルとなるまでは、制御切替回路１１２は共振はずれ検知信号を選択する。このため、スイッチング電源装置は、共振周波数Ｆｏよりも少し高い一定のスイッチング周波数Ｆｓｓで動作する。すなわち、実施例２においても、実施例１と同じく、通常動作時のスイッチング周波数Ｆｓｎと起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓ、及び共振周波数Ｆｏの関係は、
Ｆｏ＜Ｆｓｓ＜Ｆｓｎ
となる。
【００６７】
このように、スイッチング電源装置の起動時はリーケージインダクタンスＬｒと共振コンデンサ１４の容量Ｃｒとの共振周波数Ｆｏよりも少し高いスイッチング周波数Ｆｓｓで動作する。これにより、従来と比べて出力電圧Ｖｏが所定の電圧になるまでの起動時間を短くするとともに、起動時のスイッチング回数を少なくしている。
【００６８】
［共振はずれ検知回路の動作］
続いて共振はずれ検知回路２６の動作について詳細を説明する。図１０において、（ｉ）の波形「Ｃｏｍｐ１０６」はコンパレータ１０６の出力を示している。（ｉｉ）の波形「Ｖｒｓ」はコンパレータ２０３の（−）入力端子とコンパレータ２０４の（＋）入力端子に入力される１次電流検知電圧Ｖｒｓを示す。（ｉｉｉ）の波形「Ｃｏｍｐ２０４（−）」はコンパレータ２０４の（−）入力端子の電圧を実線で示し、（＋）入力端子の１次電流検知電圧Ｖｒｓ（ｉｉ）を点線で示している。また、コンパレータ２０４の（−）入力端子に入力される直流電源電圧Ｖｃｃ及び基準電圧Ｖｒｅｆ２２を破線で示す。（ｖ）の波形「Ｃｏｍｐ２０３（＋）」はコンパレータ２０３の（＋）入力端子の電圧を実線で示し、（−）入力端子の１次電流検知電圧Ｖｒｓ（ｉｉ）を点線で示している。また、コンパレータ２０３の（＋）入力端子に入力される、直流電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ２２、Ｒ２３で分圧した電圧及び基準電圧Ｖｒｅｆ２１を破線で示す。（ｉｖ）の波形「Ｆ／Ｆ＿Ｓ」は、フリップフロップ回路２０５のセット端子電圧、すなわち、コンパレータ２０４から出力される電圧を示す。（ｖｉ）の波形「Ｆ／Ｆ＿Ｒ」は、フリップフロップ回路２０５のリセット端子電圧、すなわち、コンパレータ２０３から出力される電圧を示す。（ｖｉｉ）の波形「Ｆ／Ｆ＿Ｑ」は、フリップフロップ回路２０５の出力であるＱ端子電圧、すなわち、共振はずれ検知回路２６から出力される共振はずれ検知信号を示す。（ｖｉｉ）には、コンパレータ１０６の（＋）入力端子の基準電圧Ｖｒｅｆ３を破線で示している。
【００６９】
時刻ｔ１００の電源が投入された起動時や間欠動作における再起動時には、（ｉ）のＣｏｍｐ１０６から出力される電圧はハイレベルとなっている。これは実施例１で説明したように、起動開始時の１回目のスイッチング動作をスイッチング素子１２がオン状態となるようにするためである。コンパレータ１０６の（＋）入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ３は、（ｖｉｉ）に示すように、時刻ｔ１００から時刻ｔ１０１までの一定時間、通常よりも高い電圧に設定される。これにより（ｉ）のＣｏｍｐ１０６の電圧はハイレベルとなる。このとき、１次電流検知電圧Ｖｒｓが０Ｖ、コンパレータ２０３の（＋）入力端子の電圧ＶｔＨが基準電圧Ｖｒｅｆ２１となるためコンパレータ２０３の出力である（ｖｉ）の「Ｆ／Ｆ＿Ｒ」はローレベルとなる。また、コンパレータ２０４の（−）入力端子の電圧ＶｔＬは基準電圧Ｖｒｅｆ２２となり、コンパレータ２０４の出力である（ｉｖ）の「Ｆ／Ｆ＿Ｓ」はハイレベルとなる。
【００７０】
これによりフリップフロップ回路２０５がセットされ、（ｖｉｉ）の共振はずれ検知信号（Ｆ／Ｆ＿Ｑ）はハイレベルとなる。そして、起動開始から一定時間が経過し、時刻ｔ１０１で基準電圧Ｖｒｅｆ３が通常電圧に設定されると（ｖｉｉ）、その後は共振はずれ検知回路２６の出力である共振はずれ検知信号に基づいて起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓが決定される。時刻ｔ１０１で基準電圧Ｖｒｅｆ３が通常電圧に設定されると、（ｖｉｉ）の共振はずれ検知信号（Ｆ／Ｆ＿Ｑ）がハイレベルであるため、Ｃｏｍｐ１０６電圧はローレベル出力となる。これによりスイッチング素子１１がオンとなり、共振コンデンサ１４にプラスの電流が流れることで、（ｉｉ）の１次電流検知電圧Ｖｒｓもプラスの電圧（正弦波）となる。
【００７１】
時刻ｔ１０２で、遅延回路ＤＬにより一定時間遅延された遅延信号ＶＤＬがコンパレータ１０６のローレベルの出力を受けてローレベルを出力する。これにより、Ｎｃｈ−ＦＥＴ２０１、２０２がオフする。コンパレータ２０４の（−）入力端子に入力される電圧ＶｔＬは直流電源電圧Ｖｃｃとなる。その結果、コンパレータ２０４の入力は、ＶｔＬ（（−）入力端子）＞Ｖｒｓ（（＋）入力端子）の関係となり、コンパレータ２０４の出力である（ｉｖ）の「Ｆ／Ｆ＿Ｓ」はローレベルとなる。
【００７２】
時刻ｔ１０２で、コンパレータ２０３の（＋）入力端子に入力される電圧ＶｔＨは、直流電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３とで分圧した分圧値が入力される。そしてスイッチング素子１１のオンが継続し、電流の位相が１８０度に近付くと、共振はずれが発生する前の時刻ｔ１０３にコンパレータ２０３で次の関係となる。すなわち、時刻ｔ１０３で、コンパレータ２０３において、ＶｔＨ（（＋）入力端子）＞Ｖｒｓ（（−）入力端子）の関係となる。コンパレータ２０３の出力である（ｖｉ）の「Ｆ／Ｆ＿Ｒ」はハイレベルとなる。その結果、フリップフロップ回路２０５を介した（ｖｉｉ）の共振はずれ検知信号（Ｆ／Ｆ＿Ｑ）はローレベルとなり、（ｉ）のコンパレータ１０６から出力される電圧はハイレベルとなる。
【００７３】
コンパレータ１０６から出力される電圧がハイレベルとなると、スイッチング素子１１はドライバ１０８、デッドタイム生成器１１０を介してオフされる。一方、スイッチング素子１２はドライバ１０９、デッドタイム生成器１１１を介してオンされる。以降は、上述した動作を繰り返す。
【００７４】
このように実施例２では共振はずれ検知回路２６を備えたことにより、共振はずれが発生する直前の電流の位相でスイッチング素子１１、１２のオン／オフを切り替える。このため、リーケージインダクタンスＬｒと共振コンデンサ１４の容量Ｃｒとで決定される共振周波数Ｆｏよりも少し高いスイッチング周波数Ｆｓｓで、共振はずれを発生させることなく起動することができる。また、リーケージインダクタンスＬｒや共振コンデンサ１４の容量Ｃｒ等のばらつきによって、共振周波数Ｆｏの個体差が生じたとしても、共振はずれ検知回路２６により、１次電流が反転する位相の直前で共振はずれを防止することができる。このため、図１３（ｂ）で説明したスイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を最小限に抑えることができる。これによりスイッチング電源装置の起動時のスイッチング周波数Ｆｓｓを固定値とした場合よりも更に消費電力を抑えた起動が可能となる。
【００７５】
以上、実施例２によれば、スイッチング電源装置の起動に要する時間を短縮し、起動時の消費電力を低減することができる。
【実施例３】
【００７６】
実施例１、２で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１、２の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。
【００７７】
［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図１１に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１、２で説明した電源装置４００を備えている。なお、実施例１、２の電源装置４００を適用可能な画像形成装置は、図１１に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する１次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する２次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
【００７８】
レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御するコントローラ３２０を備えている。実施例１、２に記載の電源装置４００は、感光ドラム３１１を回転するため又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。すなわち、実施例１、２の負荷２４は、例えば駆動部に相当する。実施例３の画像形成装置は、省電力を実現する待機状態（例えば、省電力モードや待機モード）にある場合に、負荷を軽くして消費電力を低減させることができる。すなわち、実施例３の画像形成装置では、省電力モード時に、電源装置４００が軽負荷時の間欠動作を行う。このため、画像形成装置の電源をオンしたときや、待機状態で電源装置４００が間欠動作から再起動されるときに、短時間で消費電力を低減したソフトスタートを実行することができる。
【００７９】
以上、実施例３によれば、スイッチング電源装置の起動に要する時間を短縮し、起動時の消費電力を低減することができる。
【符号の説明】
【００８０】
１１      第１のスイッチング素子
１２      第２のスイッチング素子
１３      トランス
１４      電流共振コンデンサ
１５      ゲート制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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