(57)【要約】      （修正有）【課題】小電流容量のスイッチング素子を使用可能とするＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、第１スイッチング素子３ａ、第２スイッチング素子３ｂ、第３スイッチング素子３ｃ、第４スイッチング素子３ｄが直列に接続されたスイッチング回路３と、第１スイッチング素子３ａと第２スイッチング素子３ｂとの接続部及び第３スイッチング素子３ｃと第４スイッチング素子３ｄとの接続部の間に接続されたフライングキャパシタ４と、第２スイッチング素子３ｂと第３スイッチング素子３ｃとの接続部と入力部１の正端子の間に接続されたリアクトル２と、各スイッチング素子をオンオフさせる制御回路７と、を備える。制御回路７は、リアクトル電流ＩＬにおけるピーク値が所定値以下となるように、各スイッチング素子をオンオフさせる。【選択図】図２
2019092242.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とするＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記直流出力電圧を出力する出力部に両端が接続され、４つのスイッチング素子が、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の順番で直列に接続されたスイッチング回路と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続部と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続部との間に接続されたフライングキャパシタと、
前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子との接続部と、前記直流入力電圧が入力される入力部の正極との間に接続されたリアクトルと、
所定のタイミングで前記スイッチング回路における前記各スイッチング素子をオンオフさせる制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流における最大値が所定値以下となるように、前記各スイッチング素子をオンオフさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチング回路における前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子がオフし前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオンする第１モードと、前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフし前記２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオンする第２モードと、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフし前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオンする第３モードと、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフし前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子がオンする第４モードと、を有し、
前記制御回路は、前記第１モードにおける前記リアクトル電流の最大値が、前記スイッチング回路における各スイッチング素子の電流容量に係る電流未満となるように、前記第１モードの期間を決定することを特徴とする、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第２モードと前記第３モードにおける前記リアクトル電流の電流時間積が同等となるように、前記第２モード及び前記第３モードの期間が決定されることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２モードにおける前記リアクトル電流の値として、前記第１モードにおける前記リアクトル電流の最大値が継続されることを特徴とする請求項２または３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記リアクトル電流が前記スイッチング回路側から前記入力部側に流れる場合には、前記リアクトル電流を零とする、電流不連続モードが適用されることを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交流に変換するインバータ回路と、
を備えるパワーコンディショナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、太陽光発等の発電装置向けパワーコンディショナにおいては、発電装置の直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータにより昇圧し、インバータ回路によって交流に変換して出力するものがある。図１１には、上記のようなパワーコンディショナに適用可能な一般的な昇圧チョッパ型のＤＣ−ＤＣコンバータ５０の回路図を示す。このＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、入力電圧Ｖinを昇圧チョッパ５３で昇圧するもので、リアクトル５２に磁気エネルギーを貯留し、当該磁気エネルギーを再び電気エネルギーに変えて放出することで入力電圧を昇圧する。図１１に示したような一般的な昇圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、単純に「昇圧チョッパ」ともいう。）５０においては、リアクトル５２が装置体積及びコストに及ぼす影響が大きいため、リアクトル５２の小型化に対する要求は高まっている。
【０００３】
ここで、リアクトル電流ＩＬの制御方式としては、電流連続モード（以下、ＣＣＭ（Continuous Current Mode）ともいう）と電流不連続モード（以下、ＤＣＭ（Discontinuous
Current Mode）ともいう）がある。ＣＣＭは、平均電流が小さい軽負荷時には電流波形
の一部が負の値となる場合がある一方、ＤＣＭは、平均電流が小さい軽負荷時には電流波形を不連続波形とし電流が負の値とはしないモードであり、軽負荷時にはＤＣＭの方が高い効率を得ることができる。よって、ＤＣＭを採用することで、ＣＣＭ使用時と比較して小さい平均電流によって高効率な駆動が可能なため、昇圧のためのリアクトルを小型化することが可能である。
【０００４】
しかしながら、ＤＣＭを採用した場合でも、重負荷時も含めた電流波形のピーク値を大幅に低減することは困難であるため、昇圧チョッパとして、比較的電流容量の大きなスイッチング素子が必要となっていた。また、リアクトルの更なる小型化の制限にもなっていた。このことは、装置の小型化、低コスト化を妨げる場合があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１３−１９２３８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて小電流容量のリアクトルやスイッチング素子を使用可能とし、装置の大きさまたは装置コストの低減が可能な技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するための本発明は、直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とするＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記直流出力電圧を出力する出力部に両端が接続され、４つのスイッチング素子が、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の順番で直列に接続されたスイッチング回路と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続部と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続部との間に接続されたフライングキャパ
シタと、
前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子との接続部と、前記直流入力電圧が入力される入力部の正極との間に接続されたリアクトルと、
所定のタイミングで前記スイッチング回路における前記各スイッチング素子をオンオフさせる制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流における最大値が所定値以下となるように、前記各スイッチング素子をオンオフさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。
【０００８】
ここで、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、フライングキャパシタを備えているため、スイッチング回路における各スイッチング素子のオンオフタイミングを適宜調整することで、１スイッチング周期内のリアクトル電流の最大値を制御することが可能である。そして、本発明においては、制御回路は、前記リアクトル電流の最大値が所定値以下となるように、前記各スイッチング素子をオンオフさせることとした。よって、本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各素子（リアクトルやスイッチング回路を構成するスイッチング素子を含む）に過大な電流が流れることを抑制でき、電流容量の小さい素子を選択することが可能となる。その結果、装置の大きさや装置コストを低減することが可能となり、また、装置の信頼性を向上させることが可能となる。
【０００９】
また、本発明においては、前記スイッチング回路における前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子がオフし前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオンする第１モードと、前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオフし前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオンする第２モードと、前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフし前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子がオンする第３モードと、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子がオフし前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子がオンする第４モードと、を有し、
前記制御回路は、前記第１モードにおける前記リアクトル電流の最大値が、前記スイッチング回路における各スイッチング素子の電流容量に係る電流未満となるように、前記第１モードの期間を決定するようにしてもよい。
【００１０】
ここで、本発明における第１モードは、リアクトルに対する充電モードであり、第１モードにおけるリアクトル電流の最大値は、スイッチング周期における第１モードのデューティに比例する。よって、第１モードにおけるリアクトル電流の最大値が、スイッチング素子の電流容量に係る電流未満となるように、第１モードの期間を決定すれば、より確実に、リアクトルや、スイッチング回路の各スイッチング素子として、より電流容量の低い素子を使用することが可能となり、装置の大きさ及び、装置コストを低減することが可能となる。
【００１１】
また、本発明においては、前記第２モードと前記第３モードにおける前記リアクトル電流の電流時間積が同等となるように、前記第２モード及び前記第３モードの期間が決定されるようにしてもよい。
【００１２】
ここで、本発明における第２モードは、フライングキャパシタに対する充電モードであり、第３モードは、フライングキャパシタからの放電モードである。よって、第２モードと第３モードにおけるリアクトル電流の電流時間積を同等とすれば、フライングキャパシタに流れる電流の時間積を１スイッチング周期内で零とすることが可能となる。その結果、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１モード〜第４モードの駆動を繰返した場合にも、フライングキャパシタの充電量を一定範囲に維持することができ、制御の連続性
を担保することが可能となる。
【００１３】
また、本発明においては、前記第２モードにおける前記リアクトル電流の値として、前記第１モードにおける前記リアクトル電流の最大値が継続されるようにしてもよい。そうすれば、第２モードにおいては、リアクトル電流の値は第１モード終了時の値（第１モードにおける最大値）から変化しない。よって、第１モードにおけるリアクトル電流の最大値を、スイッチング回路における各スイッチング素子の電流容量に係る電流未満とすることで、さらに確実に、１スイッチング周期内におけるリアクトル電流の最大値を、リアクトルや、スイッチング回路における各スイッチング素子の電流容量に係る電流未満にできる。その結果、さらに確実に、前記スイッチング回路における各スイッチング素子として、より電流容量の低い素子を使用することが可能となり、装置の大きさ及び、装置コストを低減することが可能となる。
【００１４】
また、本発明においては、前記リアクトル電流が前記スイッチング回路側から前記入力部側に流れる場合には、前記リアクトル電流を零とする、電流不連続モードが適用されるようにしてもよい。そうすれば、特に低負荷時における効率を向上させることが可能となる。
【００１５】
また、本発明は、上記のＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交流に変換するインバータ回路と、を備えるパワーコンディショナであってもよい。
【００１６】
なお、本発明においては、上記の課題を解決するための手段を可能な範囲において、組み合わせて使用することができる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて小電流容量のリアクトルやスイッチング素子を使用可能とし、装置の大きさまたは装置コストを低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施例におけるＤＣ−ＤＣコンバータを含む発電システムを示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例におけるフライングキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】電流連続モードの電流波形を説明するための図である。
【図４】電流不連続モードの電流波形を説明するための図である。
【図５】本発明の実施例におけるスイッチング周期中の４つのモードの状態について説明するための図である。
【図６】本発明の実施例におけるスイッチング周期中のリアクトル電流波形を示すグラフである。
【図７】本発明の実施例におけるスイッチング周期中のモード１における最大電流値及び、デューティ比を決定するための波形決定ルーチンのフローチャートである。
【図８】従来の昇圧チョッパ回路におけるリアクトル電流波形と、本発明の実施例におけるフライングキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるリアクトル電流波形のシミュレーション結果である。
【図９】従来の昇圧チョッパ回路におけるリアクトル電流波形と、本発明の実施例におけるフライングキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるリアクトル電流波形の伝送電力とリプル比との関係を示すグラフである。
【図１０】本発明の実施例におけるフライングキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける、重負荷時、臨界モード、軽負荷時におけるリアクトル電流波形の例を示す図である。
【図１１】従来の昇圧チョッパ回路を示す平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
＜適用例＞
以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。図１には、本適用例におけるパワーコンディショナ１０１を備えた発電システム１００の概略構成を示す。発電システム１００は、太陽電池等の発電装置１０２と、発電装置１０２が接続されるパワーコンディショナ１０１とを有している。パワーコンディショナ１０１の出力は電力系統１０５あるいは不図示の負荷に接続されている。パワーコンディショナ１０１は、発電装置１０２から出力される電力を、電力系統１０５あるいは不図示の負荷への供給に適したものに変換する。なお、パワーコンディショナ１０１は、発電装置１０２の出力端から電力が入力されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、平滑コンデンサ１０６を介してＤＣ−ＤＣコンバータ１０に接続されＤＣ−ＤＣコンバータ１０から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１０３とを有している。
【００２０】
本適用例においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０として、図２に示すようなフライングキャパシタ型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、ＦＣＣ（Flying Capacitor Converter）ともいう）を採用する。ＦＣＣ１０について詳細に説明する。
【００２１】
発電装置１０２の正極及び負極（不図示）は、入力部１における高圧側の端子及び低圧側の端子（不図示）に接続される。また、入力部１における高圧側の端子（正極）には昇圧用のリアクトル２の一端が接続される。また、スイッチング回路３は、その両端が出力部５に接続され、出力部５の正極側から負極側に向かって、第１スイッチング素子３ａ、第２スイッチング素子３ｂ、第３スイッチング素子３ｃ、第４スイッチング素子３ｄの順に直列に接続されている。第１スイッチング素子３ａ〜第４スイッチング素子３ｄの各々は、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのゲートにゲート信号が入力されるようになっている。ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードであっても構わない。
【００２２】
第１スイッチング素子３ａの一端（ＭＯＳＦＥＴのドレイン側）は出力部５の正極に接続されている。第１スイッチング素子３ａの他端（ＭＯＳＦＥＴのソース側）には第２スイッチング素子３ｂの一端（ＭＯＳＦＥＴのドレイン側）が接続され、第２スイッチング素子３ｂの他端（ＭＯＳＦＥＴのソース側）には第３スイッチング素子３ｃの一端（ＭＯＳＦＥＴのドレイン側）が接続され、第３スイッチング素子３ｃの他端（ＭＯＳＦＥＴのソース側）には第４スイッチング素子３ｄの一端（ＭＯＳＦＥＴのドレイン側）が接続されている。第４スイッチング素子３ｄの他端（ＭＯＳＦＥＴのソース側）は出力部５の負極に接続されている。リアクトル２の他端には第２スイッチング素子３ｂの他端（ＭＯＳＦＥＴのソース側）と第３スイッチング素子３ｃの一端（ＭＯＳＦＥＴのドレイン側）とが接続されている。
【００２３】
ＦＣＣ１０における、第１スイッチング素子３ａと第２スイッチング素子３ｂとの接続点と、第３スイッチング素子３ｃと第４スイッチング素子３ｄとの接続点とには、フライングキャパシタ４が接続されている。このフライングキャパシタ４は、ＦＣＣ１０の回路内でフローティングしたキャパシタであって、複数の異なる電圧を保持し，それらの電圧の加減により出力部５における出力電圧Ｖdcとしてマルチレベルの出力電圧を得ることを可能としたものである。
【００２４】
制御回路７は、第１スイッチング素子３ａ〜第４スイッチング素子３ｄのゲート信号を生成し、ゲート信号を第１スイッチング素子３ａ〜第４スイッチング素子３ｄに出力し、
第１スイッチング素子３ａと第４スイッチング素子３ｄとを交互にオン／オフさせ、第２スイッチング素子３ｂと第３スイッチング素子３ｃとを交互にオン／オフさせることで、昇圧動作を行う。これらのスイッチング素子の制御によって、フライングキャパシタ４の電圧Ｖfcを変動させ、出力部５における出力電圧Ｖdcを制御する。
【００２５】
その際、制御回路７には、電流センサ６によって検出されるリアクトル電流ＩＬが入力される。そして、制御回路７は、検出されたリアクトル電流ＩＬに基づいて、リアクトル電流ＩＬの値が所定の挙動を示すように第１スイッチング素子３ａ〜第４スイッチング素子３ｄをオンオフさせる。その際、リアクトル電流ＩＬにおける最大値が所定の値未満となるように、第１スイッチング素子３ａ〜第４スイッチング素子３ｄのオンオフ時間を制御する。このような制御により、第１スイッチング素子３ａ〜第４スイッチング素子３ｄとして電流容量の定格の低いスイッチング素子を用いることができるようにする。
【００２６】
なお、上記の適用例における発電装置１０２とは特に太陽電池に限定されない。例えば風力発電装置や地熱発電装置など他の原理に基づく発電装置であってもよいし、蓄電池などのバッテリ装置であってもよい。また、上記の適用例では、スイッチング回路３を構成するスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを例示したが、その他のスイッチング素子が使用可能であることは当然である。例えば、バイポーラトランジスタや絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等を用いても構わない。
【００２７】
＜実施例１（原理説明）＞
次に、本発明に係るＦＣＣ１０の作動原理について詳細に説明する。ＦＣＣ１０におけるリアクトル２を流れるリアクトル電流ＩＬの制御方式としては、先述のように、電流連続モード（以下、ＣＣＭ（Continuous Current  Mode）ともいう）と電流不連続モード（以下、ＤＣＭ（Discontinuous Current  Mode）ともいう）が存在する。本実施例では、
ＦＣＣ１０を電流不連続モード（ＤＣＭ）で駆動する。
【００２８】
ここではまず、簡単のため、図１１に示した一般的な昇圧チョッパ５０の作動について説明する。図３には、一般的な昇圧チョッパ５０におけるＣＣＭにおけるリアクトル電流ＩＬの変化のグラフを示す。図３（ａ）は重負荷時、図３（ｂ）は軽負荷時についてのグラフである。図３（ａ）に示すように、重負荷時にはリアクトル電流ＩＬの平均値は比較的高く、電流値は常に正となる。図３（ｂ）に示すように、軽負荷時にはリアクトル電流ＩＬの平均値は比較的低くなり、電流が正の値の場合と負の値の場合が交互に現れるようになる。このように、ＣＣＭにおいては、電流波形の形状が一定で制御が容易という利点がある一方、電流波形のピーク値が大きいため、電流容量の大きなスイッチング素子が必要になり、また、特に軽負荷時において効率が低下する不都合がある。なお、ここで、リアクトル電流ＩＬが正の値の場合というのは、入力部１側からスイッチング回路３側にリアクトル２に電流が流れる場合を示し、リアクトル電流ＩＬが負の値の場合というのは、スイッチング回路３側から入力部１側にリアクトル２に電流が流れる場合を示す。
【００２９】
次に、ＤＣＭについて説明する。図４には、図１１に示した昇圧チョッパ５０においてＤＣＭを適用した場合のリアクトル電流ＩＬの変化を示す。図４（ａ）から図４（ｃ）になるにつれ、重負荷時から、より負荷が低い場合について示している。図４（ａ）に示すように、重負荷時には、ＣＣＭの場合と同様、リアクトル電流ＩＬの平均値は比較的高く、電流は常に正の値となる。図４（ｂ）には、図４（ａ）の場合と比較してリアクトル電流ＩＬの平均値が若干小さく、電流の最小値が略零となる状態について示す。この状態を臨界モードと呼び、平均電流値Ｉave＝ＩＬ／２の関係が維持される。
【００３０】
図４（ｃ）には、臨界モードよりもリアクトル電流ＩＬの平均値が小さい軽負荷時について示す。ＤＣＭにおいては、軽負荷時にはリアクトル電流ＩＬの平均値は低くなるが、
電流は負の値にはしない。すなわち、ＣＣＭにおいて電流が負の値になった期間においては、電流値を零にする。このことで、電流値が不連続となる。ＤＣＭの利点として軽負荷時の効率が改善することが挙げられるが、電流の値によって制御方法を切換えたり補償したりする必要が生じ、制御が複雑になるという不都合もある。また、この場合でも重負荷時の電流波形のピーク値はＣＣＭの場合と同じであるため、電流容量の大きなスイッチング素子が必要になるという不都合も残る。
【００３１】
それに対し、本実施例では、図２に示したＦＣＣ１０に対して、ＤＣＭを適用するとともに、リアクトル電流ＩＬの波形がマルチレベルとなるように制御（以下、「マルチレベル制御」ともいう。）することで、電流波形のピーク値がより低い値となるように調整することとした。
【００３２】
図５には、本実施例におけるマルチレベル制御の動作モードを示す。図５に示すように、マルチレベル制御では、モード１〜モード４までの４つのモードを用いてリアクトル２に流れるリアクトル電流ＩＬを制御する。モード１〜モード４における第１スイッチング素子３ａ〜第４スイッチング素子３ｄのＯＮ／ＯＦＦパターンを表１に示す。なお、本実施例におけるモード１〜モード４は、第１モード〜第４モードに相当する。
【表１】
2019092242.tif 000003
【００３３】
なお、図５及び表１に示すように、本実施例では、電流ピーク値を抑制するために、モード１、モード２、モード３、モード４の順番にモードを変更する。また、その際、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖdc、フライングキャパシタ４の電圧Ｖfcは下記の式（１）及び式（２）を満たす必要がある。
Ｖin≦Ｖdc／２・・・・・（１）
Ｖfc≦Ｖin    ・・・・・（２）
また、上記のマルチレベル制御において回路動作の連続性を確保するために、フライングキャパシタ４に流れる電流の時間積がモード１〜モード４までの１スイッチング周期でゼロとならなくてはならない。従って、モード２とモード３におけるリアクトル電流ＩＬの電流時間積が等しくなるようにデューティを設定する必要がある。
【００３４】
図６には、本実施例におけるマルチレベル制御で得られるリアクトル電流ＩＬの波形の例を示す。図６は、臨界モードでの制御を前提としており、Ｔswはモード１〜モード４からなるスイッチング周期である。また、Ｄ１〜Ｄ４は各モードのデューティである。また、Ｉpk1はモード１における電流最大値である。
【００３５】
図７には、図６に示すマルチレベル制御の電流波形を決定する際の波形決定ルーチンのフローチャートを示す。本ルーチンが実行されると、まず、ステップＳ１０１において、以下に示す式（３）によって、Ｄ１の値を決定する。
Ｄ１＝Ｉpk1×Ｌ／（Ｖin×Ｔsw）・・・・・（３）
ここで、電流Ｉpk1の値は、スイッチング素子の電流容量との関係で予め決定され、ス
イッチング周期Ｔswは、伝送電力、効率、回路部品（定数）、制御応答のバランスから総合的に決定される。なお、周期Ｔswを適切に選択することで、臨界モードとすることが可能である。ステップＳ１０１の処理が終了するとステップＳ１０２に進む。
【００３６】
ステップＳ１０２においては、Ｄ２とＤ３の値が、モード２とモード３の電流時間積の値が同じになるように決定される。ステップＳ１０２の処理が終了するとステップＳ１０３に進む。
【００３７】
ステップＳ１０３においては、平均電流値Ｉaveと、スイッチング周期Ｔswから伝送電
力Ｐを算出する。ステップＳ１０３の処理が終了するとステップＳ１０４に進む。
【００３８】
ステップＳ１０４では、ステップＳ１０３において算出された伝送電力Ｐが所望の値となるように、Ｉave及びＩpk1を調整する。
【００３９】
次に、図８においては、本実施例におけるマルチレベル制御のシミュレーション結果の一例を示す。図８（ａ）は、図１１に示した昇圧チョッパ５０による臨界モードにおけるリアクトル電流ＩＬの波形であり、スイッチング周波数ｆswBC＝４２．８ｋＨzとしてい
る。一方、図８（ｂ）は、図２に示したＦＣＣ１０による臨界モードにおけるリアクトル電流ＩＬの波形であり、スイッチング周波数ｆswFCC＝３０ｋＨzとしている。また、図８（ａ）及び図８（ｂ）のシミュレーション波形において、伝送電力Ｐ＝１．５ＫＷ、Ｖdc＝３５０Ｖ、Ｖfc＝Ｖin＝１５０ｖ、Ｌ＝１００μＨと共通の条件としている。
【００４０】
図８（ａ）に示すように、昇圧チョッパ５０においては、臨界モードで、電流波形のピーク値は、２０Ａ程度と大きくなっている。一方、図８（ｂ）に示す、ＦＣＣ１０のマルチレベル制御では、１スイッチング周期中のリアクトル電流ＩＬは台形状に制御され、電流波形のピーク値を１５Ａ以下と小さくすることが可能となっている。なお、図８（ｂ）に示す例では、モード２において、モード１におけるリアクトル電流ＩＬの最大値が継続されている。これにより、モード１におけるリアクトル電流ＩＬの最大値を抑えることで、より容易または確実に、１スイッチング周期中のリアクトル電流ＩＬのピーク値を抑えられるようになっている。ここで、モード２におけるリアクトル電流ＩＬの傾きＡは、Ａ＝（Ｖin-Ｖfc）/Ｌと定義される（Ｌはリアクトル２のリアクタンス）。よって、モード２において、モード１におけるリアクトル電流ＩＬの最大値を継続する（電流の傾きを零とする）ためには、Ｖin＝Ｖfcの条件を満足させればよい。なお、Ｖin＜Ｖfcの条件を満足させることで、第２モードにおけるリアクトル電流ＩＬの傾きＡをマイナスとし、モード２においてリアクトル電流ＩＬを減少させ、モード１におけるリアクトル電流ＩＬの最大値より小さくすることも可能である。
【００４１】
図９には、両回路方式による臨界モードにおける電流ピーク値の比較結果を示す。図９の横軸は伝送電力Ｐ、縦軸は（Ｉpeak×Ｖin）／Ｐで示される電流リプル比である。なお、ここでＩpeakは、図８（ａ）においては三角波における頂点の電流値に相当する。また、図８（ｂ）においては、モード１における電流の最大点の電流値（＝Ｉpk1）に相当す
る。図９より、伝送電力Ｐが同一の場合、昇圧比αが大きくなると電流リプル比が大きくなり、平均電流値Ｉaveに対する電流ピークＩpeakの比が大きくなることが分かる。
【００４２】
これは、昇圧比αが大きくなると、リアクトルへの充電モードであるモード１の期間Ｄ１が長くなり、電流ピーク値が大きくことに起因する。また、図９中、両回路方式における昇圧比α＝２．３３の場合の曲線を比較して分かるように、昇圧比αが同一の場合は、伝送電力Ｐが小さくなると、昇圧チョッパ５０と、ＦＣＣ１０との電流ピーク値の差が大きくなる傾向が見られた。図９より、今回の昇圧比α及び伝送電力Ｐの範囲においては、両回路構成における伝送電力Ｐ及びリアクトルが同じ条件となる場合、昇圧チョッパ５０に比較してＦＣＣ１０では、電流リプル比を最大３８．３％低減できることが分かった。これにより、リアクトル２及び、スイッチング回路３の各スイッチング素子３ａ〜３ｄの電流容量を可及的に低減することができ、装置の大きさや装置コストを大幅に低減することが可能となる。
【００４３】
なお、上記のシミュレーションは臨界モードで行ったが、本発明は臨界モードでない重負荷時や軽負荷時にも適用可能である。図１０には、本実施例における制御を、重負荷時
、臨界モード、軽負荷時にそれぞれ適用した場合の波形のイメージを示す。図１０（ａ）は重負荷時、図１０（ｂ）は臨界モード、図１０（ｃ）は軽負荷時に適用した場合の電流波形である。
【００４４】
重負荷時または軽負荷時に本発明を適用する場合にも、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖdcが変化しなければ、スイッチング周波数を変化させて臨界モードとした上で、マルチレベル制御を行っても構わない。リアクトル電流ＩＬの波形を臨界モードとすることで、単純な電流制御方法によって、リアクトル電流ＩＬのピーク値を可及的に低く抑えることが可能となる。
【００４５】
上記の実施例で説明した内容は本発明の例示に過ぎない。上記の実施例で例示した内容の他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、実施例の内容を適宜変更が可能なことは当然である。例えば、図８（ｂ）で示したマルチレベル制御では、モード２においては、モード１におけるリアクトル電流ＩＬのピーク値を維持し、電流波形が台形となるようにしたが、マルチレベル制御における電流波形の形状は必ずしも台形でなくてもよい。図６または図１０に示したように、モード２においてリアクトル電流ＩＬの値が変化するようにしても構わない。
【００４６】
また、例えば、上記の実施例では、実際のリアクトル電流ＩＬを電流センサ６で検出し、検出値が例えば図７の波形決定ルーチンで決められた値となるように、制御回路７によってフィードバック制御することを前提としたが、電流センサ６で実際のリアクトル電流ＩＬを検出せず、設計値に基づいて制御回路７がスイッチング回路３における各スイッチング素子３ａ〜３ｄのオンオフをオープン制御しても構わない。さらに、入力電流の平均値Ｉave（＝Ｐ／Ｖin）を用いてフィードバック制御することで、リアクトル電流ＩＬを
制御しても構わない。
【００４７】
また、上記の適用例及び実施例においては、制御回路７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が備える構成としたが、インバータ回路１０３におけるスイッチング素子の制御回路も含めてパワーコンディショナ１０１が備える構成としてもよい。
【００４８】
なお、以下には本発明の構成要件と実施例の構成とを対比可能とするために、本発明の構成要件を図面の符号付きで記載しておく。
＜発明１＞
直流入力電圧を昇圧して直流出力電圧とするＤＣ−ＤＣコンバータ（１０）であって、
前記直流出力電圧を出力する出力部（５）に両端が接続され、４つのスイッチング素子が、第１スイッチング素子（３ａ）、第２スイッチング素子（３ｂ）、第３スイッチング素子（３ｃ）及び第４スイッチング素子（３ｄ）の順番で直列に接続されたスイッチング回路（３）と、
前記第１スイッチング素子（３ａ）と前記第２スイッチング素子（３ｂ）との接続部と、前記第３スイッチング素子（３ｃ）と前記第４スイッチング素子（３ｄ）との接続部との間に接続されたフライングキャパシタ（４）と、
前記第２スイッチング素子（３ｂ）と前記第３スイッチング素子（３ｃ）との接続部と、前記直流入力電圧が入力される入力部（１）の正極との間に接続されたリアクトル（２）と、
所定のタイミングで前記スイッチング回路における前記各スイッチング素子をオンオフさせる制御回路（７）と、
を備え、
前記制御回路（７）は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流における最大値が所定値以下となるように、前記各スイッチング素子（３ａ〜３ｄ）をオンオフさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
＜発明２＞
前記スイッチング回路（３）における前記第１スイッチング素子（３ａ）と前記第２スイッチング素子（３ｂ）がオフし前記第３スイッチング素子（３ｃ）と前記第４スイッチング素子（３ｄ）がオンする第１モードと、前記第１スイッチング素子（３ａ）と前記第３スイッチング素子（３ｃ）がオフし前記第２スイッチング素子（３ｂ）と前記第４スイッチング素子（３ｄ）がオンする第２モードと、前記第２スイッチング素子（３ｂ）と前記第４スイッチング素子（３ｄ）がオフし前記第１スイッチング素子（３ａ）と前記第３スイッチング素子（３ｃ）がオンする第３モードと、前記第３スイッチング素子（３ｃ）と前記第４スイッチング素子（３ｄ）がオフし前記第１スイッチング素子（３ａ）と前記第２スイッチング素子（３ｂ）がオンする第４モードと、を有し、
前記制御回路（７）は、前記第１モードにおける前記リアクトル電流の最大値が、前記スイッチング回路（３）における各スイッチング素子（３ａ〜３ｄ）の電流容量に係る電流未満となるように、前記第１モードの期間を決定することを特徴とする、発明１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ。
＜発明３＞
前記第２モードと前記第３モードにおける前記リアクトル電流の電流時間積が同等となるように、前記第２モード及び前記第３モードの期間が決定されることを特徴とする発明２に係るＤＣ−ＤＣコンバータ。
＜発明４＞
前記第２モードにおける、前記リアクトル電流の値として、前記第１モードにおける前記リアクトル電流の最大値が継続されることを特徴とする発明２または３に係るＤＣ−ＤＣコンバータ。
＜発明５＞
前記リアクトル電流が前記スイッチング回路側から前記入力部側に流れる場合には、前記リアクトル電流を零とする、電流不連続モードが適用されることを特徴とする、発明１から４のいずれかに係るＤＣ−ＤＣコンバータ。
＜発明６＞
発明１から５のいずれかに係るＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交流に変換するインバータ回路と、
を備えるパワーコンディショナ。
【符号の説明】
【００４９】
１・・・入力部
２・・・リアクトル
３・・・スイッチング回路
３ａ〜３ｄ・・・スイッチング素子
４・・・フライングキャパシタ
５・・・出力部
６・・・電流センサ
７・・・制御回路
１０・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ
５０・・・昇圧チョッパ
１００・・・発電システム
１０１・・・パワーコンディショナ
１０２・・・発電装置
１０３・・・インバータ回路
１０４・・・制御回路
１０５・・・系統
【図１】
2019092242.tif 000004
【図２】
2019092242.tif 000005
【図３】
2019092242.tif 000006
【図４】
2019092242.tif 000007
【図５】
2019092242.tif 000008
【図６】
2019092242.tif 000009
【図７】
2019092242.tif 000010
【図８】
2019092242.tif 000011
【図９】
2019092242.tif 000012
【図１０】
2019092242.tif 000013
【図１１】
2019092242.tif 000014