(57)【要約】【課題】ショートブレーキ時のブレーキ電流を検出することが可能なモータ駆動装置およびモータシステムを提供する。【解決手段】ＰＷＭ変調回路は、ブレーキ電流を流す際に、３相のロウサイドトランジスタＭ１（ｕ，ｖ，ｗ）を全てオン状態に制御し、ブレーキ電流がシンク方向である相が１相の期間では、当該１相のセンス用トランジスタＭ３ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）をオン状態に制御し、２相の期間では、３相のセンス用トランジスタＭ３ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）を共にオフ状態に制御する。３相のセンス相制御回路は、ブレーキ電流を流す際に、ブレーキ電流がシンク方向である相のセンス用トランジスタＭ１ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）をオン状態に、その逆方向である相のセンス用トランジスタＭ１ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）をオフ状態に制御する。【選択図】図３
2019009970.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部に設けられる３相モータを駆動するモータ駆動装置であって、
高電位側電源電圧と３相のモータ駆動ノードとの間にそれぞれ結合される３相のハイサイドトランジスタ、および低電位側電源電圧と前記３相のモータ駆動ノードとの間にそれぞれ結合される３相のロウサイドトランジスタを備える３相のドライバと、
前記３相のロウサイドトランジスタに流れる電流の大きさを検出し、当該電流検出結果を３相共通に設けられる電流検出ノードに出力する３相の電流センス回路と、
３相のセンス相制御回路と、
前記３相のドライバおよび前記３相の電流センス回路を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調回路と、
を有し、
前記３相の電流センス回路のそれぞれは、
対応相の前記モータ駆動ノードと前記電流検出ノードとの間に結合される第１のトランジスタと、
前記電流検出ノードと前記低電位側電源電圧との間に結合され、オン状態に固定される第２のトランジスタと、
前記電流検出ノードと前記低電位側電源電圧との間に結合される第３のトランジスタと、
を有し、
前記３相のセンス相制御回路は、前記３相のドライバにブレーキ電流を流す第１の動作モードでは、前記モータ駆動ノードから前記低電位側電源電圧への方向を第１の方向として、前記ブレーキ電流が前記第１の方向に流れている相の前記第１のトランジスタをオン状態に、前記第１の方向の逆方向となる第２の方向に流れている相の前記第１のトランジスタをオフ状態に制御し、
前記ＰＷＭ変調回路は、前記第１の動作モードでは、
前記３相のロウサイドトランジスタを全てオン状態に制御する第１の処理と、
前記ブレーキ電流が前記第１の方向に流れている相が１相の期間では、３相の前記第３のトランジスタの中の当該１相の前記第３のトランジスタのみをオン状態に制御し、前記第１の方向に流れている相が２相の期間では、前記３相の前記第３のトランジスタを共にオフ状態に制御する第２の処理と、
を実行する、
モータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１記載のモータ駆動装置において、
前記ＰＷＭ変調回路は、前記３相のドライバに駆動電流を流す第２の動作モードでは、
前記３相のハイサイドトランジスタおよび前記３相のロウサイドトランジスタをＰＷＭ信号を用いて制御する第３の処理と、
前記駆動電流が前記第１の方向に流れている相が１相の期間では、前記３相の前記第３のトランジスタの中の当該１相の前記第３のトランジスタのみをオン状態に制御し、前記第１の方向に流れている相が２相の期間では、前記３相の前記第３のトランジスタを共にオフ状態に制御する第４の処理と、
を実行し、
前記３相のセンス相制御回路は、前記第２の動作モードでは、前記３相のロウサイドトランジスタと同じＰＷＭ信号で３相の前記第１のトランジスタをそれぞれ制御する、
モータ駆動装置。
【請求項３】
請求項２記載のモータ駆動装置において、
前記３相のセンス相制御回路は、前記３相のロウサイドトランジスタのオン・オフ制御信号か、前記第１のトランジスタをオフ状態に制御する固定信号かを選択し、当該選択した信号で前記３相の前記第１のトランジスタのオン・オフをそれぞれ制御する３相の選択回路を有する、
モータ駆動装置。
【請求項４】
請求項３記載のモータ駆動装置において、
前記３相のセンス相制御回路は、さらに、前記３相のモータ駆動ノードと前記低電位側電源電圧とに結合され、３相の前記ブレーキ電流の方向が前記第１の方向か前記第２の方向かを各相毎に検出し、当該検出結果を前記３相の選択回路に出力する３相の電流方向検出回路を有する、
モータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１記載のモータ駆動装置において、
前記第１のトランジスタは、直列に結合される複数のトランジスタによって構成され、
前記第３のトランジスタは、直列に結合される、前記第１のトランジスタと同じ数のトランジスタによって構成される、
モータ駆動装置。
【請求項６】
請求項２記載のモータ駆動装置において、さらに、
前記電流検出ノードに出力される前記電流検出結果と、予め定めた電流指示値との誤差を検出する誤差検出回路と、
積分器を含み、前記誤差検出回路で検出される誤差を反映してＰＷＭ信号のデューティを定める補償器と、
を備え、
前記誤差検出回路は、前記第１の動作モードと前記第２の動作モードとで値が異なる前記電流指示値を用い、
前記ＰＷＭ変調回路は、前記第１の動作モードでは、前記補償器からの前記デューティに基づいて、ＰＷＭ周期の中で、前記３相のロウサイドトランジスタを全てオン状態に制御する期間と全てオフ状態に制御する期間の比率を制御する、
モータ駆動装置。
【請求項７】
請求項６記載のモータ駆動装置において、
前記ＰＷＭ変調回路は、前記第１の動作モードと前記第２の動作モードとで長さが異なるＰＷＭ周期を用いる、
モータ駆動装置。
【請求項８】
請求項６記載のモータ駆動装置において、
前記補償器は、前記第１の動作モードと前記第２の動作モードとで値が異なる制御ゲインを用いる、
モータ駆動装置。
【請求項９】
請求項６記載のモータ駆動装置において、さらに、
導通状態で外部電源電圧を前記高電位側電源電圧に結合し、絶縁状態で前記高電位側電源電圧を前記外部電源電圧から切り離す電源スイッチと、
前記外部電源電圧を監視し、前記外部電源電圧の電源遮断を検出した場合に前記電源スイッチを前記絶縁状態に制御する電源モニタ回路と、
を有する、
モータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項９記載のモータ駆動装置において、さらに、
対応相の前記モータ駆動ノードの電圧を監視し、当該電圧が予め定めた第１の判定電圧よりも高くなった場合に、当該対応相の前記ロウサイドトランジスタをオン状態に制御する３相のクランプ回路を有する、
モータ駆動装置。
【請求項１１】
請求項１０記載のモータ駆動装置において、さらに、
前記３相のロウサイドトランジスタの温度を監視し、当該温度が予め定めた第１の判定温度よりも高くなった場合には、前記ＰＷＭ変調回路へ前記ブレーキモードを中断する指示を発行し、予め定めた第２の判定温度よりも低くなった場合には、前記ＰＷＭ変調回路へ前記ブレーキモードを再開する指示を発行する温度モニタ回路を有する、
モータ駆動装置。
【請求項１２】
請求項９記載のモータ駆動装置において、
前記電源モニタ回路は、さらに、前記高電位側電源電圧を監視し、当該電圧が予め定めた第２の判定電圧よりも高くなった場合には、前記ＰＷＭ変調回路へ前記ブレーキモードを中断する指示を発行し、予め定めた第３の判定電圧よりも低くなった場合には、前記ＰＷＭ変調回路へ前記ブレーキモードを再開する指示を発行する、
モータ駆動装置。
【請求項１３】
データを記憶するディスクと、
前記ディスクを回転させる３相モータと、
前記３相モータを駆動するモータ駆動装置と、
を備えるモータシステムであって、
前記モータ駆動装置は、
高電位側電源電圧と３相のモータ駆動ノードとの間にそれぞれ結合される３相のハイサイドトランジスタ、および低電位側電源電圧と前記３相のモータ駆動ノードとの間にそれぞれ結合される３相のロウサイドトランジスタを備える３相のドライバと、
前記３相のロウサイドトランジスタに流れる電流の大きさを検出し、当該電流検出結果を３相共通に設けられる電流検出ノードに出力する３相の電流センス回路と、
３相のセンス相制御回路と、
前記３相のドライバおよび前記３相の電流センス回路を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調回路と、
を有し、
前記３相の電流センス回路のそれぞれは、
対応相の前記モータ駆動ノードと前記電流検出ノードとの間に結合される第１のトランジスタと、
前記電流検出ノードと前記低電位側電源電圧との間に結合され、オン状態に固定される第２のトランジスタと、
前記電流検出ノードと前記低電位側電源電圧との間に結合される第３のトランジスタと、
を有し、
前記３相のセンス相制御回路は、前記３相のドライバにブレーキ電流を流す第１の動作モードでは、前記モータ駆動ノードから前記低電位側電源電圧への方向を第１の方向として、前記ブレーキ電流が前記第１の方向に流れている相の前記第１のトランジスタをオン状態に、前記第１の方向の逆方向となる第２の方向に流れている相の前記第１のトランジスタをオフ状態に制御し、
前記ＰＷＭ変調回路は、前記第１の動作モードでは、
前記３相のロウサイドトランジスタを全てオン状態に制御する第１の処理と、
前記ブレーキ電流が前記第１の方向に流れている相が１相の期間では、３相の前記第３のトランジスタの中の当該１相の前記第３のトランジスタのみをオン状態に制御し、前記第１の方向に流れている相が２相の期間では、前記３相の前記第３のトランジスタを共にオフ状態に制御する第２の処理と、
を実行する、
モータシステム。
【請求項１４】
請求項１３記載のモータシステムにおいて、
前記ＰＷＭ変調回路は、前記３相のドライバに駆動電流を流す第２の動作モードでは、
前記３相のハイサイドトランジスタおよび前記３相のロウサイドトランジスタをＰＷＭ信号を用いて制御する第３の処理と、
前記駆動電流が前記第１の方向に流れている相が１相の期間では、前記３相の前記第３のトランジスタの中の当該１相の前記第３のトランジスタのみをオン状態に制御し、前記第１の方向に流れている相が２相の期間では、前記３相の前記第３のトランジスタを共にオフ状態に制御する第４の処理と、
を実行し、
前記３相のセンス相制御回路は、前記第２の動作モードでは、前記３相のロウサイドトランジスタと同じＰＷＭ信号で３相の前記第１のトランジスタをそれぞれ制御する、
モータシステム。
【請求項１５】
請求項１３記載のモータシステムにおいて、
前記第１のトランジスタは、直列に結合される複数のトランジスタによって構成され、
前記第３のトランジスタは、直列に結合される、前記第１のトランジスタと同じ数のトランジスタによって構成される、
モータシステム。
【請求項１６】
請求項１４記載のモータシステムにおいて、
前記モータ駆動装置は、さらに、
前記電流検出ノードに出力される前記電流検出結果と、予め定めた電流指示値との誤差を検出する誤差検出回路と、
積分器を含み、前記誤差検出回路で検出される誤差を反映してＰＷＭ信号のデューティを定める補償器と、
を備え、
前記誤差検出回路は、前記第１の動作モードと前記第２の動作モードとで値が異なる前記電流指示値を用い、
前記ＰＷＭ変調回路は、前記第１の動作モードでは、前記補償器からの前記デューティに基づいて、ＰＷＭ周期の中で、前記３相のロウサイドトランジスタを全てオン状態に制御する期間と全てオフ状態に制御する期間の比率を制御する、
モータシステム。
【請求項１７】
請求項１６記載のモータシステムにおいて、
前記モータシステムは、さらに、
前記ディスクに記憶されたデータを読み取るヘッドと、
前記ヘッドの位置を制御するボイスコイルモータと、
を有し、
前記モータ駆動装置は、さらに、
導通状態で外部電源電圧を前記高電位側電源電圧に結合し、絶縁状態で前記高電位側電源電圧を前記外部電源電圧から切り離す電源スイッチと、
前記外部電源電圧を監視し、前記外部電源電圧の電源遮断を検出した場合に前記電源スイッチを前記絶縁状態に制御する電源モニタ回路と、
前記高電位側電源電圧が供給され、前記ボイスコイルモータを駆動するボイスコイルモータドライバと、
を有する、
モータシステム。
【請求項１８】
請求項１７記載のモータシステムにおいて、
前記モータ駆動装置は、さらに、対応相の前記モータ駆動ノードの電圧を監視し、当該電圧が予め定めた第１の判定電圧よりも高くなった場合に、当該対応相の前記ロウサイドトランジスタをオン状態に制御する３相のクランプ回路を有する、
モータシステム。
【請求項１９】
請求項１８記載のモータシステムにおいて、
前記モータ駆動装置は、さらに、前記３相のロウサイドトランジスタの温度を監視し、当該温度が予め定めた第１の判定温度よりも高くなった場合には、前記ＰＷＭ変調回路へ前記ブレーキモードを中断する指示を発行し、予め定めた第２の判定温度よりも低くなった場合には、前記ＰＷＭ変調回路へ前記ブレーキモードを再開する指示を発行する温度モニタ回路を有する、
モータシステム。
【請求項２０】
請求項１７記載のモータシステムにおいて、
前記電源モニタ回路は、さらに、前記高電位側電源電圧を監視し、当該電圧が予め定めた第２の判定電圧よりも高くなった場合には、前記ＰＷＭ変調回路へ前記ブレーキモードを中断する指示を発行し、予め定めた第３の判定電圧よりも低くなった場合には、前記ＰＷＭ変調回路へ前記ブレーキモードを再開する指示を発行する、
モータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置およびモータシステムに関し、例えば、モータの回転を停止させる際のブレーキ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、シャント抵抗を用いることなくコイルに流れる電流を検出可能な直流モータ駆動システムが示される。具体的には、ロウサイドの各相の出力ＭＯＳトランジスタに対応して、それぞれ電流検出用ＭＯＳトランジスタが設けられる。各相の電流検出用ＭＯＳトランジスタのソースおよびゲートは、対応相の出力ＭＯＳトランジスタのソースおよびゲートにそれぞれ接続される。
【０００３】
特許文献２には、３相モータを正弦波で駆動するモータ駆動装置が示される。当該モータ駆動装置は、正弦波の１周期（３６０ｄｅｇの電気角）を６０ｄｅｇ毎の期間に区切り、各期間で３相中の１相の端子電圧を電源電圧または接地電源電圧に固定し、残りの２相の端子電圧をＰＷＭ信号によって制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−２９７９０４号公報
【特許文献２】特開２０１７−８５７９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
例えば、ハードディスクドライブ（明細書では、ＨＤＤと略す）等のモータシステムでは、大容量化、高速化に伴い、モータ回転の高速化、高効率化（言い換えれば電力損失の低減）が求められる。そのためには、モータを駆動する駆動トランジスタのオン抵抗や、モータのコイル抵抗等を小さくする、または、トルク定数を高くすることが有益となる。
【０００６】
一方、例えば、電源遮断等の緊急時には、モータを安全かつ早期に停止させる必要がある。モータを停止させる方式として、電源電圧側の駆動トランジスタ（明細書では、ハイサイドトランジスタと呼ぶ）を全てオフ状態に、接地電源電圧側の駆動トランジスタ（明細書では、ロウサイドトランジスタと呼ぶ）を全てオン状態に制御するショートブレーキが知られている。ショートブレーキを行うことで、ロウサイドトランジスタとモータの間にブレーキ電流が流れるため、モータの逆起電圧が消費され、モータを早期に停止させることが可能になる。
【０００７】
しかし、ショートブレーキ時のブレーキ電流は、前述したように、駆動トランジスタのオン抵抗やモータのコイル抵抗が小さくなるにつれて、または、トルク定数が高くなることで逆起電圧が大きくなるにつれて増大する。その結果、例えば、駆動トランジスタの動作点が、最大定格電流、最大定格電圧、最大温度といった安全動作領域（ＡＳＯ（Area of Safety Operation））を逸脱し、安全性が低下する恐れがある。
【０００８】
後述する実施の形態は、このようなことを鑑みてなされたものであり、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
一実施の形態によるモータ駆動装置は、外部に設けられる３相モータを駆動し、３相のハイサイドトランジスタおよびロウサイドトランジスタを含む３相のドライバと、３相の電流センス回路およびセンス相制御回路と、３相のドライバおよび電流センス回路を制御するＰＷＭ変調回路とを有する。３相の電流センス回路のそれぞれは、対応相のモータ駆動ノードと電流検出ノードとの間に結合される第１のトランジスタと、電流検出ノードと低電位側電源電圧との間に結合され、オン状態に固定される第２のトランジスタと、電流検出ノードと低電位側電源電圧との間に結合される第３のトランジスタとを有する。３相のセンス相制御回路は、３相のドライバにブレーキ電流を流す第１の動作モードでは、ブレーキ電流がモータ駆動ノードから低電位側電源電圧への方向（第１の方向）に流れている相の第１のトランジスタをオン状態に、その逆方向に流れている相の第１のトランジスタをオフ状態に制御する。ＰＷＭ変調回路は、第１の動作モードでは、３相のロウサイドトランジスタを全てオン状態に制御し、ブレーキ電流が第１の方向に流れている相が１相の期間では、当該１相の第３のトランジスタをオン状態に制御し、第１の方向に流れている相が２相の期間では、３相の第３のトランジスタを共にオフ状態に制御する。
【発明の効果】
【００１０】
前記一実施の形態によれば、ショートブレーキ時のブレーキ電流を検出することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１によるモータシステムの概略構成例を示す機能ブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置において、ＳＰＭドライバおよび電流センス回路周りの構成例を示す回路ブロック図である。
【図３】図２における電流センス回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。
【図４】図２および図３において、ブレーキモード時に電流センスを行う場合の動作例を示す波形図である。
【図５】本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。
【図６】図５におけるブレーキモード時のＰＷＭ制御の動作例を説明する図である。
【図７】図２におけるプリドライバ回路の詳細な構成例を示す回路図である。
【図８】本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置において、電流センス回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。
【図９】図８において、モータ駆動モード時に電流センスを行う場合の動作例を示す波形図である。
【図１０】図８において、ブレーキモード時に電流センスを行う場合の動作例を示す波形図である。
【図１１】本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。
【図１２】図１１における温度モニタ回路の概略構成例を示す模式図である。
【図１３】本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。
【図１４】本発明の比較例となるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。
【図１５】図１４におけるＳＰＭドライバおよび電流センス回路周りの構成例を示す回路ブロック図である。
【図１６】図１４および図１５のモータ駆動装置におけるショートブレーキ時の動作例を示す説明図である。
【図１７】図１５における電流センス回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。
【図１８】図１７において、通常のモータ駆動時に電流センスを行う場合の動作例を示す波形図である。
【図１９】図１７において、通常のモータ駆動時に電流センスを行う場合の別の動作例を示す波形図である。
【図２０】（ａ）は、図１８における電流センス時の動作状態を示す補足図であり、（ｂ）は、図１９における電流センス時の動作状態を示す補足図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。
【００１３】
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
【００１４】
また、実施の形態の各機能ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）等の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような半導体基板上に形成される。明細書では、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）をｎＭＯＳトランジスタと称し、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）をｐＭＯＳトランジスタと称す。
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００１６】
（実施の形態１）
《モータシステムの概略》
図１は、本発明の実施の形態１によるモータシステムの概略構成例を示す機能ブロック図である。図１には、モータシステムの一例として、ハードディスクドライブ（明細書では、ＨＤＤと略す）の構成例が示される。図１のＨＤＤは、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴ、キャッシュメモリＣＭＥＭ、リードライト装置ＲＷＩＣ、モータ駆動装置ＭＤＩＣ、およびディスク機構ＤＳＫＭを備える。ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、例えば、プロセッサ等を含んだシステムオンチップ（ＳｏＣ）等で構成される。キャッシュメモリＣＭＥＭおよびリードライト装置ＲＷＩＣは、例えば、それぞれ異なる半導体チップで構成される。
【００１７】
ディスク機構ＤＳＫＭは、ディスク（ここではハードディスク）ＤＳＫ、３相のスピンドルモータ（以降、モータと略す）ＳＰＭ、ヘッドＨＤ、アーム機構ＡＭ、ボイスコイルモータＶＣＭ、およびランプ機構ＲＭＰを備える。モータＳＰＭは、ディスクＤＳＫを回転駆動する。ボイスコイルモータＶＣＭは、ディスクＤＳＫの径方向におけるヘッドＨＤの位置をアーム機構ＡＭを介して制御する。ヘッドＨＤは、ボイスコイルモータＶＣＭによって定められる所定の位置において、ディスクＤＳＫからのデータの読み出し、または、ディスクＤＳＫへのデータの書き込みを行う。ランプ機構ＲＭＰは、データの読み書きが実行されない場合の、ヘッドＨＤの退避箇所となる。
【００１８】
モータ駆動装置ＭＤＩＣは、例えば、１個の半導体チップで構成される。モータ駆動装置ＭＤＩＣは、ボイスコイルモータＶＣＭを駆動するため、ディジタル・アナログ変換器ＤＡＣおよびＶＣＭドライバＶＣＭＤＶを備える。また、モータ駆動装置ＭＤＩＣは、モータＳＰＭを駆動するため、ＳＰＭ制御回路ＳＰＭＣＴ、ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶ、電流センス回路ユニットＩＤＥＴＵ、センスアンプ回路ＳＡ、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣ、および逆起電圧（明細書ではＢＥＭＦと呼ぶ）検出回路ＢＦＤＥＴを備える。
【００１９】
さらに、モータ駆動装置ＭＤＩＣは、モータＳＰＭおよびボイスコイルモータＶＣＭの共通回路として、電源モニタ回路ＶＭＮ、電源スイッチＰＳＷ、シリアルＩＦ＆レジスタ回路ＳＩＦＲＥＧ、およびポスト制御回路ＰＣＴを備える。電源スイッチＰＳＷは、導通状態で外部電源電圧Ｖｉｎを内部電源電圧（高電位側電源電圧）Ｖｐｗｒに結合し、絶縁状態で内部電源電圧Ｖｐｗｒを外部電源電圧Ｖｉｎから切り離す。モータ駆動装置ＭＤＩＣ内の各回路は、当該内部電源電圧Ｖｐｗｒで動作する。
【００２０】
電源モニタ回路ＶＭＮは、外部電源電圧Ｖｉｎを監視し、外部電源電圧Ｖｉｎの電源遮断を検出した場合にリセット信号ＮＰＯＲを出力する。電源スイッチＰＳＷは、当該リセット信号ＮＰＯＲに応じて、導通状態から絶縁状態に制御される。シリアルＩＦ＆レジスタ回路ＳＩＦＲＥＧは、外部からの入力等に応じて、モータＳＰＭやボイスコイルモータＶＣＭの駆動条件等を設定する。ポスト制御回路ＰＣＴは、電源モニタ回路ＶＭＮからのリセット信号ＮＰＯＲに応じて、ヘッドＨＤの退避やモータＳＰＭのショートブレーキといった、電源遮断時に必要な各種シーケンスを制御する。
【００２１】
リードライト装置ＲＷＩＣは、ヘッドＨＤを駆動し、ヘッドＨＤにデータの読み書きを行わせる。ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、ＨＤＤ装置全体の制御を行う。ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、例えば、モータ駆動装置ＭＤＩＣのシリアルＩＦ＆レジスタ部ＳＩＦＲＥＧとの間で通信を行うことで、モータ駆動装置ＭＤＩＣにモータＳＰＭやボイスコイルモータＶＣＭの駆動条件等を指示する。また、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、例えば、リードライト装置ＲＷＩＣに対し、データの読み書きを指示する。この際に、リードライト装置ＲＷＩＣに対して指示する書き込みデータや、ヘッドＨＤからリードライト装置ＲＷＩＣを介して読み出されたデータは、キャッシュメモリＣＭＥＭに保持される。
【００２２】
次に、当該ＨＤＤの動作について簡単に説明する。まず、モータ駆動装置ＭＤＩＣは、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴからモータＳＰＭの起動指令を受信すると、ＳＰＭ制御回路ＳＰＭＣＴで生成されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を用いて、ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶを介してモータＳＰＭを駆動する。この際に、電流センス回路ユニットＩＤＥＴＵは、ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶ（ひいてはモータＳＰＭ）に流れる駆動電流を検出する。当該検出された駆動電流は、センスアンプ回路ＳＡで増幅され、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣでディジタル値に変換される。ＳＰＭ制御回路ＳＰＭＣＴは、当該駆動電流の電流検出値（ディジタル値）と、駆動電流の目標値となる電流指示値との誤差に基づき、当該誤差を低減するためのＰＷＭ信号を生成する。電流指示値は、例えば、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴによって指示される。
【００２３】
また、ＢＥＭＦ検出回路ＢＦＤＥＴは、モータＳＰＭの逆起電圧（ＢＥＭＦ）を検出することで、モータＳＰＭの回転位置を検出する。ＳＰＭ制御回路ＳＰＭＣＴは、このモータＳＰＭの回転位置に応じた適切なタイミングで、モータＳＰＭの駆動電流の値を電流指示値に近づけるためのＰＷＭ信号をＳＰＭドライバＳＰＭＤＶへ出力する。これによって、モータＳＰＭ（すなわちディスクＤＳＫ）は、定格回転状態に制御される。モータＳＰＭが定格回転状態に到達したのち、ＶＣＭドライバＶＣＭＤＶは、ヘッドＨＤをディスクＤＳＫ上に移動させ、ヘッドＨＤは、ディスクＤＳＫ上でデータの読み書きを行う。
【００２４】
一方、外部電源電圧Ｖｉｎの電源遮断時には、電源モニタ回路ＶＭＮからリセット信号ＮＰＯＲが出力され、これに応じて、ＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴ、リードライト装置ＲＷＩＣおよびキャッシュメモリＣＭＥＭはリセットされる。さらに、前述したように、電源スイッチＰＳＷが絶縁状態に制御されることで、モータＳＰＭの回転エネルギーによって、内部電源電圧Ｖｐｗｒを維持することができる。ポスト制御回路ＰＣＴは、ディジタル・アナログ変換器ＤＡＣを介してＶＣＭドライバＶＣＭＤＶへ電流値を指示し、ＶＣＭドライバＶＣＭＤＶは、当該指示された電流値でボイスコイルモータＶＣＭを駆動する。これによって、ポスト制御回路ＰＣＴは、ヘッドＨＤをランプ機構ＲＭＰへ退避する。
【００２５】
ヘッドＨＤの退避が完了した後、ポスト制御回路ＰＣＴは、ＳＰＭ制御回路ＳＰＭＣＴへ、モータＳＰＭの停止（すなわちショートブレーキの実行）を指示する。この際には、前述したように、ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶ内の各駆動トランジスタの低オン抵抗化や、モータＳＰＭのコイルの低抵抗化、または、逆起電圧（ＢＥＭＦ）の大振幅化に伴い、駆動トランジスタ（ひいてはモータＳＰＭ）に流れるブレーキ電流は、増大する傾向にある。その結果、例えば、駆動トランジスタの動作点が、安全動作領域（ＡＳＯ）を逸脱し、安全性が低下する恐れがある。そこで、後述する実施の形態１のモータ駆動装置を用いることが有益となる。
【００２６】
《モータ駆動装置（比較例）の概略構成および概略動作》
まず、実施の形態１のモータ駆動装置の説明に先立ち、比較例として検討したモータ駆動装置について説明する。図１４は、本発明の比較例となるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。図１５は、図１４におけるＳＰＭドライバおよび電流センス回路周りの構成例を示す回路ブロック図である。図１４には、図１のモータ駆動装置ＭＤＩＣの内、ＶＣＭドライバＶＣＭＤＶおよびディジタル・アナログ変換器ＤＡＣを除く回路が抽出して示される。また、併せて、モータ駆動装置ＭＤＩＣの外部に設けられる電流検出用抵抗ＲＮＦとモータＳＰＭとが示される。
【００２７】
図１５において、ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶは、ｕ相ドライバＤＶｕ、ｖ相ドライバＤＶｖおよびｗ相ドライバＤＶｗからなる３相のドライバを備える。当該３相のドライバ（ＤＶｕ，ＤＶｖ，ＤＶｗ）は、３相のハイサイドトランジスタＭ０ｕ，Ｍ０ｖ，Ｍ０ｗと、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗとを備える。３相のハイサイドトランジスタＭ０ｕ，Ｍ０ｖ，Ｍ０ｗは、内部電源電圧（高電位側電源電圧）Ｖｐｗｒと３相のモータ駆動ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗとの間にそれぞれ結合される。３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗは、接地電源電圧（低電位側電源電圧）ＧＮＤと３相のモータ駆動ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗとの間にそれぞれ結合される。ハイサイドトランジスタＭ０ｕ，Ｍ０ｖ，Ｍ０ｗおよびロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗのそれぞれは、例えば、ｎＭＯＳトランジスタ等である。
【００２８】
また、ｕ相ドライバＤＶｕ、ｖ相ドライバＤＶｖおよびｗ相ドライバＤＶｗは、それぞれ、ｕ相プリドライバＰＤＶｕ、ｖ相プリドライバＰＤＶｖおよびｗ相プリドライバＰＤＶｗを備える。ｕ相プリドライバＰＤＶｕは、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’からのｕ相のＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕに応じて、ハイサイドトランジスタＭ０ｕおよびロウサイドトランジスタＭ１ｕをＰＷＭ信号を用いて相補的に駆動する。また、ｕ相プリドライバＰＤＶｕは、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’からのｕ相のハイインピーダンス信号ＨＩＺｕに応じてハイサイドトランジスタＭ０ｕおよびロウサイドトランジスタＭ１ｕと共にオフ状態に駆動し、モータ駆動ノードＮｕをハイインピーダンス状態に制御する。ハイインピーダンス信号ＨＩＺｕは、例えば、ｕ相のＢＥＭＦを検出する際に用いられる。
【００２９】
同様に、ｖ相プリドライバＰＤＶｖは、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’からのｖ相のＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｖやｖ相のハイインピーダンス信号ＨＩＺｖに応じてハイサイドトランジスタＭ０ｖおよびロウサイドトランジスタＭ１ｖを適宜制御する。ｗ相プリドライバＰＤＶｗも、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’からのｗ相のＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｗやｗ相のハイインピーダンス信号ＨＩＺｗに応じてハイサイドトランジスタＭ０ｗおよびロウサイドトランジスタＭ１ｗを適宜制御する。
【００３０】
３相のドライバ（ＤＶｕ，ＤＶｖ，ＤＶｗ）は、それぞれ、各相のＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮ（ｕ，ｖ，ｗ）に応じてモータ駆動ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗに３相の出力信号ＯＵＴｕ，ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗを生成する。当該３相の出力信号ＯＵＴｕ，ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗは、短時間で見るとＰＷＭ信号であるが、時間平均で見ると３相の正弦波電圧となる。
【００３１】
電流センス回路ユニットＩＤＥＴＵ’は、ｕ相電流センス回路ＩＤＥＴ’ｕ、ｖ相電流センス回路ＩＤＥＴ’ｖおよびｗ相電流センス回路ＩＤＥＴ’ｗからなる３相の電流センス回路と、センス電流生成回路ＩＤＥＴｔとを備える。３相の電流センス回路ＩＤＥＴ’ｕ，ＩＤＥＴ’ｖ，ＩＤＥＴ’ｗには、３相の出力信号ＯＵＴｕ，ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗと、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗのゲート制御信号（すなわちＰＷＭ信号）ＵＬ，ＶＬ，ＷＬと、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’からのセンス電圧制御信号Ｕ１ＰＨ，Ｖ１ＰＨ，Ｗ１ＰＨとが入力される。
【００３２】
３相の電流センス回路ＩＤＥＴ’ｕ，ＩＤＥＴ’ｖ，ＩＤＥＴ’ｗは、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗに流れる電流の大きさを検出し、当該電流検出結果（詳細には検出した電流に比例するセンス電圧Ｖｓｅｎｓ）を電流検出ノードＮｓｅｎｓに出力する。電流検出ノードＮｓｅｎｓは、３相共通に設けられる。センス電流生成回路ＩＤＥＴｔは、センス電圧Ｖｓｅｎｓに比例するセンス電流Ｉｓｅｎｓを生成する。
【００３３】
図１４において、電源スイッチＰＳＷは、アイソレーション用トランジスタＭｉｓｏおよびそのドライバを備え、図１で述べたように、導通状態で外部電源電圧Ｖｉｎを内部電源電圧（高電位側電源電圧）Ｖｐｗｒに結合する。ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶは、内部電源電圧Ｖｐｗｒが供給され、図１５で述べたように、モータＳＰＭを３相の正弦波電圧で駆動する。電流センス回路ユニットＩＤＥＴＵ’は、図１５で述べたように、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗに流れる電流を検出することで、モータＳＰＭに流れる３相の各駆動電流を検出する。
【００３４】
ここで、図１４のモータ駆動装置は、概略的には、モータＳＰＭを３相の正弦波電圧で駆動しながら、モータＳＰＭに流れる３相の駆動電流（正弦波電流）が予め設定した値となるように、当該３相の正弦波電圧を電流制御ループを用いてフィードバック制御する。この際には、駆動電流の検出方式は異なるものの、フィードバック制御の基本的な方式は、例えば、特許文献２の場合と同様の方式を用いることができる。以下、当該フィードバック制御の基本的な方式について、簡単に説明する。
【００３５】
電流検出用抵抗ＲＮＦは、センス電流生成回路ＩＤＥＴｔからのセンス電流Ｉｓｅｎｓを電圧に変換する。センスアンプ回路ＳＡは、電流検出用抵抗ＲＮＦの両端電圧を増幅し、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣは、当該増幅された電圧をディジタル値ＡＤＣＯに変換する。
【００３６】
電流誤差検出回路ＣＥＲＤＥＴ’は、電流指示値ＳＰＮＣＲと、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣからのディジタル値（すなわち、各相の駆動電流の電流検出値）ＡＤＣＯとの誤差を、減算器ＳＢ１を用いて検出する。電流指示値ＳＰＮＣＲは、パラメータ設定レジスタＰＲＥＧに保持される。具体的には、図１のＨＤＤコントローラＨＤＤＣＴは、モータＳＰＭの角周波数の情報（例えば、ＰＬＬ制御回路ＰＬＬＣＴからの回転周期カウント値ＮＣＮＴ）を受け、所定の演算によって、当該角周波数を目標の角周波数に設定するための電流指示値（言い換えればトルク値）ＳＰＮＣＲを算出し、パラメータ設定レジスタＰＲＥＧに設定する。
【００３７】
ＰＩ補償器ＰＩＣＰは、積分器ＩＮＴを含み、電流誤差検出回路ＣＥＲＤＥＴ’で検出される誤差値を入力として、比例（Ｐ）・積分（Ｉ）制御を行うことで、電流誤差を反映したＰＷＭデューティ値ＰＷＭＤを算出する。ＰＩ補償器ＰＩＣＰは、このＰＷＭデューティ値ＰＷＭＤと、通常用のＰＷＭ周期カウント数ＰＣＮＴ＿Ｎとを乗算することでＰＷＭオンカウント数を算出する。
【００３８】
この際に、パラメータ設定レジスタＰＲＥＧは、通常用のＰＷＭ周期カウント数ＰＣＮＴ＿Ｎと、ＰＩ制御で用いる通常用の各種制御ゲイン（ここでは、比例ゲインＫｃｐ＿Ｎおよび積分ゲインＫｃｉ＿Ｎ）とを保持する。ＰＷＭ周期カウント数ＰＣＮＴ＿Ｎは、ＰＷＭ信号の１周期の時間を、ディジタル制御の基準クロックのカウント値に換算した数であり、ＰＷＭオンカウント数は、ＰＷＭ信号の１周期におけるオン期間を当該カウント値に換算した数である。
【００３９】
正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴは、ＰＩ補償器ＰＩＣＰからのＰＷＭオンカウント数を受け、ＰＷＭ周期毎のデューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰを生成する。当該デューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰは、モータＳＰＭに対して３相の正弦波電圧を印加し、かつ、当該正弦波電圧の振幅をＰＷＭオンカウント数に応じた値に定めるための指示値となる。
【００４０】
具体的には、正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴは、例えば、正弦波の１周期（３６０ｄｅｇの電気角）を６０ｄｅｇ毎の期間に区切り、各期間で３相のモータ駆動ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗの中の１相を内部電源電圧Ｖｐｗｒまたは接地電源電圧ＧＮＤに固定し、残りの２相をＰＷＭ信号によって制御する。この残りの２相で必要とされるＰＷＭパターン（すなわち、６０ｄｅｇの期間内でＰＷＭ周期毎にデューティをどのように変化させるか）は、それぞれ、ＰＷＭパターン生成部ＰＰＧおよびソフトパターン（ＳＰ１，ＳＰ２）生成部ＳＰＧの各正規化テーブル等によって予め規定されている。ＰＷＭパターン生成部ＰＰＧおよびソフトパターン生成部ＳＰＧは、それぞれ、ＰＷＭ周期毎に、当該正規化テーブル等の値にＰＷＭオンカウント数に基づく重み付けを行うことでデューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰを生成する。
【００４１】
ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、図１５に示したように、ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶおよび電流センス回路ユニットＩＤＥＴＵ’を制御する。具体的には、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、６０ｄｅｇの期間毎に、１相（例えばｕ相）のハイサイドトランジスタまたはロウサイドトランジスタをオンに固定することで、当該１相のモータ駆動ノード（Ｎｕ）を内部電源電圧Ｖｐｗｒまたは接地電源電圧ＧＮＤに固定する。そして、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、デューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰに基づき、残りの２相（ｖ相，ｗ相）のＰＷＭオン信号（ＰＷＭＯＮｖ，ＰＷＭＯＮｗ）をそれぞれ生成する。
【００４２】
ＢＥＭＦ検出回路ＢＦＤＥＴは、モータＳＰＭにおける各相のＢＥＭＦ位相をそれぞれ検出する。具体的には、ＢＥＭＦ検出回路ＢＦＤＥＴは、相選択信号ＳＥＬに基づき出力信号ＯＵＴｕ，ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗのいずれか１相を選択し、当該出力信号をサンプリング信号ＢＳＨに応じてサンプリングしながら、当該出力信号の電圧ゼロクロス点（振幅の中間レベルを跨ぐタイミング）を検出する。位相誤差検出回路ＰＨＥＤは、当該電圧ゼロクロス点のタイミングとＰＬＬ制御回路ＰＬＬＣＴからの通電タイミング信号との位相誤差を検出する。ＰＬＬ制御回路ＰＬＬＣＴは、当該位相誤差がゼロに近づくように自身のタイミングを制御することで、ＢＥＭＦ位相（すなわちモータＳＰＭの回転周期）に同期する通電タイミング信号を生成する。また、ＰＬＬ制御回路ＰＬＬＣＴは、当該通電タイミング信号に基づき、回転周期カウント値ＮＣＮＴを生成する。回転周期カウント値ＮＣＮＴは、ＢＥＭＦの１周期に比例する時間を、ディジタル制御の基準クロックのカウント値に換算した値であり、モータＳＰＭの角周波数（ω）に反比例する値となる。
【００４３】
ここで、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、前述した６０ｄｅｇ毎の期間をＰＬＬ制御回路ＰＬＬＣＴからの通電タイミング信号に基づいて定める。また、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、前述したＢＥＭＦ検出回路ＢＦＤＥＴへの相選択信号ＳＥＬおよびサンプリング信号ＢＳＨを生成する。具体的には、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、ＢＥＭＦ位相を検出するため、適宜、いずれか１相のモータ駆動ノードを所定のマスク期間だけハイインピーダンス状態に制御し、当該相の情報を相選択信号ＳＥＬとして出力する。当該マスク期間は、例えば、通電タイミング信号に基づき電圧ゼロクロス点を含むことが予想される電気角１５ｄｅｇ程度の期間である。また、サンプリング信号ＢＳＨは、ＢＥＭＦ位相を検出可能なタイミング（すなわち、残りの２相の一方の相のハイサイドトランジスタと他方の相のロウサイドトランジスタが共にオンのタイミング）で生成される。
【００４４】
電流位相検出回路ＩＰＨＤは、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’からの相選択信号ＳＥＬと、ロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗのゲート制御信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬと、出力信号ＯＵＴｕ，ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗとに基づき、相選択信号ＳＥＬに基づく選択相の駆動電流位相θｉを検出する。ここで、選択相（例えばｕ相）の駆動電流がソース方向（正方向）かシンク方向（負方向）かは、選択相の出力信号（ＯＵＴｕ）がＰＷＭ制御に基づき遷移している期間で、選択相のロウサイドトランジスタ（Ｍ１ｕ）がオフ状態かオン状態かによって判別することができる。ソース方向とは、内部電源電圧（高電位側電源電圧）Ｖｐｗｒからモータ駆動ノードへの方向であり、シンク方向とは、モータ駆動ノードから接地電源電圧（低電位側電源電圧）ＧＮＤへの方向である。明細書では、ソース方向の駆動電流（正電流）をソース電流と呼び、シンク方向の駆動電流（負電流）をシンク電流と呼ぶ。
【００４５】
この原理に基づき、電流位相検出回路ＩＰＨＤは、選択相の出力信号（例えばＯＵＴｕ）が遷移している期間で、ゲート制御信号（ＵＬ）がしきい値電圧以上か未満かを逐次判定する。そして、電流位相検出回路ＩＰＨＤは、しきい値電圧以上であるＰＷＭ周期からしきい値電圧未満であるＰＷＭ周期に変化した時点（または、その逆方向に変化した時点）を検出する。すなわち、電流位相検出回路ＩＰＨＤは、ソース電流およびシンク電流の一方から他方に切り替わる時点（電流ゼロクロス点）を駆動電流位相θｉとして検出する。当該駆動電流位相θｉの検出は、例えば、前述したＢＥＭＦ位相の検出に伴うマスク期間から１８０ｄｅｇ離れた期間に、マスク期間と同様の１５ｄｅｇ程度の監視期間を設けることで行われる。
【００４６】
駆動電圧位相生成回路ＤＶＰＨＧは、駆動電圧位相演算＆補正回路ＰＨＣＴと、ピーク値保持回路ＰＫＨＤとを備え、電流位相検出回路ＩＰＨＤで検出された駆動電流位相θｉがＢＥＭＦ位相と一致するように、モータ駆動ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗに駆動電圧を印加する際の駆動電圧位相θｄｒｖＲを定める。モータＳＰＭでは、通常、ＢＥＭＦ位相と駆動電流位相とを一致させるため、ＢＥＭＦ位相よりも駆動電圧位相θｄｒｖＲだけ進んだ位相でモータＳＰＭに駆動電圧を印加するような制御（進角制御と呼ばれる）が必要となる。
【００４７】
そこで、ピーク値保持回路ＰＫＨＤは、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣからのディジタル値ＡＤＣＯを受けて、所定の相の電流のピーク値を駆動電流値ＩＳＰＮＯＵＴとして保持する。駆動電圧位相演算＆補正回路ＰＨＣＴは、回転周期カウント値ＮＣＮＴと、駆動電流値ＩＳＰＮＯＵＴと、パラメータ設定レジスタＰＲＥＧで保持される所定の係数Ｋ１，Ｋ２とを用いた演算式によって駆動電圧位相（θｄｒｖとする）を算出する。
【００４８】
一方、当該所定の係数Ｋ１，Ｋ２は、モータの特性定数に基づいて定められるが、製造ばらつきや環境変化等に伴い変化する恐れがある。このため、駆動電圧位相演算＆補正回路ＰＨＣＴは、算出した駆動電圧位相（θｄｒｖ）を実際の検出結果となる駆動電流位相θｉに基づき補正することで最終的な駆動電圧位相θｄｒｖＲを生成する。この際に、駆動電圧位相演算＆補正回路ＰＨＣＴは、ＢＥＭＦ位相と駆動電流位相θｉとの誤差を積算し、その積算結果を駆動電圧位相（θｄｒｖ）に加算することで補正を行う。
【００４９】
また、この誤差の積算に際して、パラメータ設定レジスタＰＲＥＧで保持される係数Ｋｖｉ，Ｋａｄｊが用いられる。係数Ｋｖｉは、駆動電流位相θｉと駆動電圧位相（θｄｒｖ）の変化に対する感度を一致させるための値であり、Ｋａｄｊは、制御ゲインの値である。正弦波駆動電圧制御部ＳＩＮＣＴは、駆動電圧位相θｄｒｖＲに基づく電気角だけＰＷＭパターンおよびソフトパターンをシフトさせ、このシフトさせたパターンを用いてデューティ指示値ＰＷＭＰ，ＳＯＦＴＰを生成する。
【００５０】
また、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、前述したように、６０ｄｅｇ毎の切り換えを行いながら、ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶにＰＷＭオン信号を出力する。また、モータＳＰＭの駆動電流は正弦波状であるため、電流検出用抵抗ＲＮＦで検出される電流は、正弦波の頂点を含む６０ｄｅｇの周期を繰り返したような電流となる。そこで、電流誤差検出回路ＣＥＲＤＥＴ’は、この正弦波波形を模写したディジタルパターンを生成する指示電流補正回路ＣＲＮＴＣＰを備える。
【００５１】
電流誤差検出回路ＣＥＲＤＥＴ’は、前述した電流指示値ＳＰＮＣＲに指示電流補正回路ＣＲＮＴＣＰからのディジタルパターンを乗算し、当該乗算結果を電流指示値ＳＰＮＣＲの代わりに減算器ＳＢ１に出力する。また、指示電流補正回路ＣＲＮＴＣＰは、正弦波波形のピークタイミングでトリガ信号ＵＰＡＤＣを出力し、ピーク値保持回路ＰＫＨＤは、当該トリガ信号ＵＰＡＤＣに応じてディジタル値ＡＤＣＯをラッチする。
【００５２】
電源モニタ回路ＶＭＮは、図１で述べたように、外部電源電圧Ｖｉｎを監視し、外部電源電圧Ｖｉｎの電源遮断を検出した場合（すなわち所定の判定電圧より低下した場合）にリセット信号ＮＰＯＲを出力する。電源スイッチＰＳＷは、リセット信号ＮＰＯＲに応じて、内部電源電圧Ｖｐｗｒを外部電源電圧Ｖｉｎから切り離す。その結果、内部電源電圧Ｖｐｗｒは、モータＳＰＭの回生エネルギーによって維持される。ポスト制御回路ＰＣＴは、リセット信号ＮＰＯＲに応じて、ヘッドＨＤを退避させ、それが完了した時点でブレーキオン信号ＢＲＫＯＮを出力する。ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、当該ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮに応じて、ロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗを全てオンに、ハイサイドトランジスタＭ０ｕ，Ｍ０ｖ，Ｍ０ｗを全てオフに制御することで、ショートブレーキを行い、モータＳＰＭを停止させる。
【００５３】
図１６は、図１４および図１５のモータ駆動装置におけるショートブレーキ時の動作例を示す説明図である。図１６において、モータＳＰＭは、等価的に、３相のコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、ＢＥＭＦに基づく３相の交流電圧源ＶＢＦｕ，ＶＢＦｖ，ＶＢＦｗで表すことができる。ショートブレーキを行うことで、図１６に示されるように、ロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗとモータとの間で接地電源電圧ＧＮＤを介する経路でブレーキ電流Ｉｂｒｋが流れるため、ＢＥＭＦが消費され、モータを早期に停止させることができる。図１６の例では、モータ駆動ノードＮｕが正電圧、モータ駆動ノードＮｖ，Ｎｗが負電圧であるものとして、ｕ相からのブレーキ電流Ｉｂｒｋがｖ相およびｗ相に流入している。
【００５４】
《電流センス回路周り（比較例）の詳細構成》
図１７は、図１５における電流センス回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。図１７において、ｕ相ハイサイドプリドライバＰＤＶｕｈおよびｕ相ロウサイドプリドライバＰＤＶｕｌは、図１５のｕ相プリドライバＰＤＶｕに含まれる。ｕ相ロウサイドプリドライバＰＤＶｕｌは、接地電源電圧ＧＮＤと電源電圧Ｖｃｃとが供給され、ｕ相ロウサイドオン信号ＵＬＯＮに応じてロウサイドトランジスタＭ１ｕをオン状態に制御する。ｕ相ハイサイドプリドライバＰＤＶｕｈは、出力信号ＯＵＴｕの電圧と、当該電圧を電源電圧Ｖｃｃで昇圧した電圧を持つ電源電圧Ｖｃｐとが供給され、ｕ相ハイサイドオン信号ＵＨＯＮに応じてハイサイドトランジスタＭ０ｕをオン状態に制御する。図示は省略されているが、ｖ相およびｗ相も同様の構成を備えている。
【００５５】
ｕ相電流センス回路ＩＤＥＴ’ｕは、３個のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ２ｓｕ，Ｍ３ｓｕを備える。センス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ２ｓｕ，Ｍ３ｓｕのそれぞれは、駆動トランジスタと同一種類の素子（ここではｎＭＯＳトランジスタ）で構成され、駆動トランジスタ（例えばＭ１ｕ）の数千分の１等のトランジスタサイズで構成される。例えば、ロウサイドトランジスタＭ１ｕは、実際には、並列に結合された多数の単位トランジスタで構成され、センス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ２ｓｕ，Ｍ３ｓｕのそれぞれは、その多数の単位トランジスタの一部を流用する形で構成される。
【００５６】
センス用トランジスタＭ１ｓｕは、ｕ相のモータ駆動ノードＮｕと、３相共通の電流検出ノードＮｓｅｎｓとの間に結合され、ロウサイドトランジスタＭ１ｕと同じゲート制御信号ＵＬが入力される。センス用トランジスタＭ２ｓｕは、電流検出ノードＮｓｅｎｓと接地電源電圧ＧＮＤとの間に結合され、ゲートに所定の電源電圧ＶＣＣが印加されることでオン状態に固定される。センス用トランジスタＭ３ｓｕは、電流検出ノードＮｓｅｎｓと接地電源電圧ＧＮＤとの間に結合され、センス電圧制御信号Ｕ１ＰＨによってオン・オフが制御される。
【００５７】
同様に、ｖ相電流センス回路ＩＤＥＴ’ｖは、３個のセンス用トランジスタＭ１ｓｖ，Ｍ２ｓｖ，Ｍ３ｓｖを備える。センス用トランジスタＭ１ｓｖは、ｖ相のモータ駆動ノードＮｖと電流検出ノードＮｓｅｎｓとの間に結合され、ロウサイドトランジスタＭ１ｖと同じゲート制御信号ＶＬが入力される。センス用トランジスタＭ２ｓｖは、電流検出ノードＮｓｅｎｓと接地電源電圧ＧＮＤとの間に結合され、オン状態に固定される。センス用トランジスタＭ３ｓｖは、電流検出ノードＮｓｅｎｓと接地電源電圧ＧＮＤとの間に結合され、センス電圧制御信号Ｖ１ＰＨによってオン・オフが制御される。ｗ相も同様であり、ｗ相電流センス回路ＩＤＥＴ’ｗは、ゲート制御信号ＷＬが入力されるセンス用トランジスタＭ１ｓｗと、オン状態に固定されるセンス用トランジスタＭ２ｓｗと、センス電圧制御信号Ｗ１ＰＨが入力されるセンス用トランジスタＭ３ｓｗとを備える。
【００５８】
ここで、モータＳＰＭを３相の正弦波電圧で駆動する場合、３６０ｄｅｇの電気角の中で、３相中の１相がシンク電流を流し、残りの２相がソース電流を流す期間と、３相中の２相がシンク電流を流し、残りの１相がソース電流を流す期間とが存在する。明細書では、前者の期間を１相シンク期間と呼び、後者の期間を２相シンク期間と呼ぶ。また、シンク電流を流す相をシンク相と呼び、ソース電流を流す相をソース相と呼ぶ。２相シンク期間と１相シンク期間のそれぞれは、３通りの組み合わせがあるため、３６０ｄｅｇの電気角の中には、６０ｄｅｇ毎に異なる６通りの期間が存在することになる。
【００５９】
シンク相のロウサイドトランジスタは、オン状態に駆動された際に、当該相のモータ駆動ノードから接地電源電圧ＧＮＤへの方向に駆動電流（シンク電流）を流し、ハイサイドトランジスタは、オン状態に駆動された際に、当該相のモータ駆動ノードから内部電源電圧Ｖｐｗｒへの方向に還流電流を流す。一方、ソース相のハイサイドトランジスタは、オン状態に駆動された際に、内部電源電圧Ｖｐｗｒから当該相のモータ駆動ノードへの方向に駆動電流（ソース電流）を流し、ロウサイドトランジスタは、オン状態に駆動された際に、接地電源電圧ＧＮＤから当該相のモータ駆動ノードへの方向に還流電流を流す。
【００６０】
図１５のＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、１相シンク期間では、当該１相（例えばｕ相）のセンス電圧制御信号（Ｕ１ＰＨ）を‘Ｈ’レベル（アサートレベル）に制御し、残りの２相（ｖ相、ｗ相）のセンス電圧制御信号（Ｖ１ＰＨ，Ｗ１ＰＨ）を‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）に制御する。その結果、図１７における当該１相のセンス用トランジスタ（Ｍ３ｓｕ）は、オン状態に制御される。
【００６１】
一方、図１５のＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’は、２相シンク期間では、３相のセンス電圧制御信号（Ｕ１ＰＨ，Ｖ１ＰＨ，Ｗ１ＰＨ）を共に‘Ｌ’レベルに制御する。その結果、図１７における３相のセンス用トランジスタＭ３ｓｕ，Ｍ３ｓｖ，Ｍ３ｓｗは、共にオフ状態に制御される。電流検出ノードＮｓｅｎｓには、このような各センス用トランジスタＭ１ｓ（ｕ，ｖ，ｗ），Ｍ２ｓ（ｕ，ｖ，ｗ），Ｍ３ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）のオン・オフ状態に応じて適宜抵抗分圧されたセンス電圧Ｖｓｅｎｓが生成される。
【００６２】
センス電流生成回路ＩＤＥＴｔは、オフセット調整用トランジスタＭｏｆｆと、アンプ回路ＡＭＰ１と、オフセット用電流源Ｉｏｆｆと、電流生成用トランジスタＭｔと、センス用トランジスタＭ６ｓｕ，Ｍ６ｓｖ，Ｍ６ｓｗとを備える。センス用トランジスタＭ６ｓｕ，Ｍ６ｓｖ，Ｍ６ｓｗは、例えば、駆動トランジスタと同一種類の素子（ここではｎＭＯＳトランジスタ）であり、駆動トランジスタに対して所定のトランジスタサイズ比を持つように構成される。また、オフセット調整用トランジスタＭｏｆｆおよび電流生成用トランジスタＭｔも、ここでは、ｎＭＯＳトランジスタで構成される。
【００６３】
オフセット調整用トランジスタＭｏｆｆは、電流検出ノードＮｓｅｎｓとアンプ回路ＡＭＰ１の正極入力ノードとの間に結合され、オン状態に固定される。アンプ回路ＡＭＰ１は、電流生成用トランジスタＭｔを駆動し、負極入力ノードに電流生成用トランジスタＭｔの出力電圧（ここではソース電圧）が帰還される。センス用トランジスタＭ６ｓｕ，Ｍ６ｓｖ，Ｍ６ｓｗは、電流生成用トランジスタＭｔの出力電圧と接地電源電圧ＧＮＤとの間に並列に結合される。
【００６４】
このような構成により、センス電流生成回路ＩＤＥＴｔは、電流生成用トランジスタＭｔの出力電圧と電流検出ノードＮｓｅｎｓのセンス電圧Ｖｓｅｎｓとが一致するように負帰還制御を行う。そして、センス電流生成回路ＩＤＥＴｔは、当該出力電圧（Ｖｓｅｎｓ）とセンス用トランジスタＭ６ｓｕ，Ｍ６ｓｖ，Ｍ６ｓｗの並列抵抗値によって定まるセンス電流Ｉｓｅｎｓを生成する。当該センス電流Ｉｓｅｎｓは、電流検出用抵抗ＲＮＦによって電圧に変換され、センスアンプ回路ＳＡによって増幅される。
【００６５】
なお、仮に、アンプ回路ＡＭＰ１に負のオフセット電圧が生じると、ゼロ近辺の駆動電流（ゼロ近辺のセンス電圧Ｖｓｅｎｓ）を検出できない恐れがある。そこで、アンプ回路ＡＭＰ１には、オフセット用電流源Ｉｏｆｆによるオフセット電流を所定のオン抵抗を有するオフセット調整用トランジスタＭｏｆｆに流すことで、予め、正のオフセット電圧が加えられる。これにより、アンプ回路ＡＭＰ１に負のオフセット電圧が生じた場合であっても、ゼロ近辺の駆動電流を検出可能になる。
【００６６】
アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣは、各相に駆動電流が流れない状態でのセンスアンプ回路ＳＡの出力電圧を初期値として検出することで、このようにして調整されたアンプ回路ＡＭＰ１のオフセット電圧の影響を補償する。また、オフセット調整用トランジスタＭｏｆｆは、駆動トランジスタと同一種類の素子で構成することが望ましい。これにより、温度特性等のばらつき成分をキャンセルすることができ、電流検出誤差を低減することが可能になる。
【００６７】
《電流センス回路周り（比較例）の詳細動作》
図１８は、図１７において、通常のモータ駆動時に電流センスを行う場合の動作例を示す波形図である。図１９は、図１７において、通常のモータ駆動時に電流センスを行う場合の別の動作例を示す波形図である。図２０（ａ）は、図１８における電流センス時の動作状態を示す補足図であり、図２０（ｂ）は、図１９における電流センス時の動作状態を示す補足図である。
【００６８】
図１８には、ｕ相をシンク相とする１相シンク期間において、当該期間に含まれる複数のＰＷＭ周期の中の１個のＰＷＭ周期での動作例が示される。ｕ相に関し、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｕは‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）に固定され、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕは、ＰＷＭ制御に伴い適宜遷移する。ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕの‘Ｈ’レベル期間では、ハイサイドトランジスタＭ０ｕがオン状態に制御され、‘Ｌ’レベル期間では、ロウサイドトランジスタＭ１ｕがオン状態に制御される。ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕが‘Ｌ’レベルに遷移すると、ｕ相プリドライバＰＤＶｕは、還流電流を流しているハイサイドトランジスタＭ０ｕをオフ状態に駆動したのち、ロウサイドトランジスタＭ１ｕをオン状態に駆動する。
【００６９】
具体的には、ロウサイドトランジスタＭ１ｕのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（すなわちゲート制御信号ＵＬ）は、オン状態に駆動されると階段状に上昇する。当該ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｕ）が所定の値に達すると、ハイサイドトランジスタＭ０ｕの還流ダイオードがオフとなり、出力信号ＯＵＴｕは、内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルから接地電源電圧ＧＮＤレベルへ低下する。ロウサイドトランジスタＭ１ｕが完全にオン状態になると、出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルは、各ロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗのオン抵抗を“Ｒｏｎ”、ロウサイドトランジスタＭ１ｕに流れる駆動電流（シンク電流）を“Ｉｕ”として、“Ｒｏｎ×Ｉｕ”となる。
【００７０】
その後、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕが‘Ｈ’レベルに遷移すると、ｕ相プリドライバＰＤＶｕは、シンク電流を流しているロウサイドトランジスタＭ１ｕをオフ状態に駆動したのち、ハイサイドトランジスタＭ０ｕをオン状態に駆動する。具体的には、ロウサイドトランジスタＭ１ｕのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、オフ状態に駆動されると階段状に低下し、これに伴い、出力信号ＯＵＴｕは、接地電源電圧ＧＮＤレベルから内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルに向けて上昇する。
【００７１】
当該ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｕ）が所定の値に達すると、ハイサイドトランジスタＭ０ｕの還流ダイオードがオンとなる。その結果、出力信号ＯＵＴｕは、内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルとなり、ロウサイドトランジスタＭ１ｕはオフ状態となる。ハイサイドトランジスタＭ０ｕは、ロウサイドトランジスタＭ１ｕがオフ状態となったのち（ならびに出力信号ＯＵＴｕが遷移したのち）にオン状態に駆動される。その結果、ハイサイドトランジスタＭ０ｕの還流ダイオードに流れていた還流電流が、ハイサイドトランジスタＭ０ｕに流れる。
【００７２】
ｖ相に関し、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｖは‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）に固定され、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｖは、‘Ｈ’レベルに固定される。その結果、ロウサイドトランジスタＭ１ｖのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｖ）（すなわちゲート制御信号ＶＬ）は、‘Ｌ’レベルに固定され、ハイサイドトランジスタＭ０ｖは、オン状態に固定され、ロウサイドトランジスタＭ１ｖは、オフ状態に固定される。また、出力信号ＯＵＴｖは、内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルを維持する。当該ｖ相は、前述したように、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’による内部電源電圧Ｖｐｗｒ固定の対象相となっている。
【００７３】
ｗ相に関し、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｗは‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）に固定され、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｗは、ＰＷＭ制御に伴い適宜遷移する。ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｗが‘Ｈ’レベルに遷移すると、ｗ相プリドライバＰＤＶｗは、還流電流を流しているロウサイドトランジスタＭ１ｗをオフ状態に駆動したのち、ハイサイドトランジスタＭ０ｗをオン状態に駆動する。
【００７４】
具体的には、ロウサイドトランジスタＭ１ｗのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（すなわちゲート制御信号ＷＬ）は、オフ状態に駆動されると、即座に接地電源電圧ＧＮＤレベルに低下する。その結果、ロウサイドトランジスタＭ１ｗは、即座にオフ状態となり、還流電流は、ロウサイドトランジスタＭ１ｗの還流ダイオードによって維持される。ハイサイドトランジスタＭ０ｗは、ロウサイドトランジスタＭ１ｗがオフ状態となったのちにオン状態に駆動される。ハイサイドトランジスタＭ１ｗのゲート・ソース間電圧（図示せず）は、オン状態に駆動されると、前述したｕ相のロウサイドトランジスタＭ１ｕの場合と同様に階段状に上昇し、それに伴い、出力信号ＯＵＴｗは、接地電源電圧ＧＮＤレベルから内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルへ上昇する。
【００７５】
その後、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｗが‘Ｌ’レベルに遷移すると、ｗ相プリドライバＰＤＶｗは、ソース電流を流しているハイサイドトランジスタＭ０ｗをオフ状態に駆動したのち、ロウサイドトランジスタＭ１ｗをオン状態に駆動する。具体的には、ハイサイドトランジスタＭ０ｗのゲート・ソース間電圧（図示せず）は、オフ状態に駆動されると、前述したｕ相のロウサイドトランジスタＭ１ｕの場合と同様に階段状に低下し、それに伴い、出力信号ＯＵＴｗは、内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルから接地電源電圧ＧＮＤレベルへ低下する。
【００７６】
ロウサイドトランジスタＭ１ｗは、ハイサイドトランジスタＭ０ｗがオフ状態となったのち（ならびに出力信号ＯＵＴｗが遷移したのち）にオン状態に駆動される。ロウサイドトランジスタＭ１ｗのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、オン状態に駆動されると、即座に電源電圧Ｖｃｃレベルに上昇する。その結果、ロウサイドトランジスタＭ１ｗの還流ダイオードに流れていた還流電流が、ロウサイドトランジスタＭ１ｗに流れる。
【００７７】
このように、シンク相のロウサイドトランジスタＭ１ｕは、ＰＷＭ制御に応じて駆動電流（シンク電流）と対向サイドの還流電流との切り替えを行うため、そのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｕ）は階段状に変化し、それに伴い、出力信号ＯＵＴｕも遷移することになる。一方、シンク相のハイサイドトランジスタＭ０ｕは、ＰＷＭ制御に応じて自身と自身の還流ダイオードとの間で還流電流の経路切り替えを行うため、出力信号ＯＵＴｕの遷移を伴わずに、そのゲート・ソース間電圧は、即座に変化することになる。
【００７８】
同様に、ソース相のハイサイドトランジスタ（例えばＭ０ｗ）は、ＰＷＭ制御に応じて駆動電流（ソース電流）と対向サイドの還流電流との切り替えを行うため、そのゲート・ソース間電圧は階段状に変化し、それに伴い、出力信号（ＯＵＴｗ）も遷移することになる。一方、ソース相のロウサイドトランジスタ（Ｍ１ｗ）は、ＰＷＭ制御に応じて自身と自身の還流ダイオードとの間で還流電流の経路切り替えを行うため、出力信号（ＯＵＴｗ）の遷移を伴わずに、そのゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ（Ｍ１ｗ））は、即座に変化することになる。
【００７９】
なお、図１４で述べた電流位相検出回路ＩＰＨＤは、このようなゲート・ソース間電圧と出力信号との関係を利用して駆動電流位相θｉを検出している。また、図１８に示されるように、各相の出力信号ＯＵＴｕ，ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗの電圧レベルは、電流の方向（ソース電流、シンク電流）および大きさと、駆動トランジスタのオン抵抗と、還流ダイオードの順方向電圧との関係に応じて、接地電源電圧ＧＮＤまたは内部電源電圧Ｖｐｗｒから若干ずれることになる。
【００８０】
ここで、図１８のようなｕ相の１相シンク期間では、前述したように、ｕ相のセンス電圧制御信号Ｕ１ＰＨは、‘Ｈ’レベル（アサートレベル）に制御され、ｖ相およびｗ相のセンス電圧制御信号Ｖ１ＰＨ，Ｗ１ＰＨは、‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）に制御される。この状態で、ロウサイドトランジスタＭ１ｕが完全にオンとなる期間（すなわちゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｕ）が電源電圧Ｖｃｃとなる期間）が、電流センス可能期間Ｔｅ１’となる。当該期間では、センス用トランジスタＭ１ｓｕも完全にオン状態となる。
【００８１】
図２０（ａ）には、当該電流センス可能期間Ｔｅ１’における３相の電流センス回路ＩＤＥＴ’（ｕ，ｖ，ｗ）の等価回路が示される。図２０（ａ）に示されるように、ロウサイドトランジスタＭ１ｕによってモータ駆動ノードＮｕに生じた“Ｒｏｎ×Ｉｕ”の電圧は、オン状態となる５個のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ２ｓ（ｕ，ｖ，ｗ），Ｍ３ｓｕによって抵抗分圧される。当該５個のセンス用トランジスタのオン抵抗が等しい場合、センス電圧Ｖｓｅｎｓは“Ｒｏｎ×Ｉｕ／５”となる。
【００８２】
また、図１７において、センス用トランジスタＭ６ｓｕ，Ｍ６ｓｖ，Ｍ６ｓｗのトランジスタサイズ比をロウサイドトランジスタの“１／ｍ”とした場合、当該センス用トランジスタの並列抵抗値（Ｒ６）は、“ｍ×Ｒｏｎ／３”となる。この場合、センス電流Ｉｓｅｎｓは、“Ｖｓｅｎｓ／Ｒ６＝３×Ｉｕ／（５×ｍ）”となる。図１４のアナログ・ディジタル変換器ＡＤＣは、図１８に示されるように、電流センス可能期間Ｔｅ１’の中心付近のタイミングで、センスアンプ回路ＳＡの出力電圧をサンプリングする。
【００８３】
図１９には、ｖ相およびｗ相をシンク相とする２相シンク期間において、当該期間に含まれる複数のＰＷＭ周期の中の１個のＰＷＭ周期での動作例が示される。ｕ相に関し、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｕは‘Ｌ’レベルに固定され、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕは、ＰＷＭ制御に伴い適宜遷移する。ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕが‘Ｈ’レベルに遷移すると、ｕ相プリドライバＰＤＶｕは、還流電流を流しているロウサイドトランジスタＭ１ｕをオフ状態に駆動したのち、ハイサイドトランジスタＭ０ｕをオン状態に駆動する。
【００８４】
この際に、ロウサイドトランジスタＭ１ｕは、ソース相のロウサイドトランジスタであるため、図１８で述べたように、そのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｕ）は、オフ状態への駆動に伴い即座に接地電源電圧ＧＮＤレベルに低下する。また、これに伴う出力信号ＯＵＴｕの遷移は生じない。その後、ハイサイドトランジスタＭ０ｕがオン状態に駆動されると、そのゲート・ソース間電圧（図示せず）は階段状に上昇し、これに伴い、出力信号ＯＵＴｕは、接地電源電圧ＧＮＤレベルから内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルへ遷移する。
【００８５】
その後、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕが‘Ｌ’レベルに遷移すると、ｕ相プリドライバＰＤＶｕは、ソース電流を流しているハイサイドトランジスタＭ０ｕをオフ状態に駆動したのち、ロウサイドトランジスタＭ１ｕをオン状態に駆動する。出力信号ＯＵＴｕは、当該ハイサイドトランジスタＭ０ｕのオフ状態への駆動に伴い、内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルから接地電源電圧ＧＮＤレベルへ遷移する。その後、ロウサイドトランジスタＭ１ｕのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｕ）は、オン状態への駆動に伴い即座に電源電圧Ｖｃｃレベルに上昇する。
【００８６】
ｖ相に関し、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｖは‘Ｌ’レベルに固定され、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｖは、‘Ｌ’レベルに固定される。その結果、ロウサイドトランジスタＭ１ｖのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｖ）は、‘Ｈ’レベルに固定され、ハイサイドトランジスタＭ０ｖは、オフ状態に固定され、ロウサイドトランジスタＭ１ｖは、オン状態に固定される。また、出力信号ＯＵＴｖは、接地電源電圧ＧＮＤレベルを維持する。詳細には、出力信号ＯＵＴｖの電圧レベルは、ロウサイドトランジスタＭ１ｖの駆動電流（シンク電流）を“Ｉｖ”として、“Ｒｏｎ×Ｉｖ”となる。当該ｖ相は、前述したように、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ’による接地電源電圧ＧＮＤ固定の対象相となっている。
【００８７】
ｗ相に関し、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｗは‘Ｌ’レベルに固定され、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｗは、ＰＷＭ制御に伴い適宜遷移する。ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｗが‘Ｌ’レベルに遷移すると、ｗ相プリドライバＰＤＶｗは、還流電流を流しているハイサイドトランジスタＭ０ｗをオフ状態に駆動したのち、ロウサイドトランジスタＭ１ｗをオン状態に駆動する。
【００８８】
この際に、ロウサイドトランジスタＭ１ｗは、シンク相のロウサイドトランジスタであるため、図１８で述べたように、そのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｗ）は、オン状態への駆動に伴い階段状に上昇する。また、これに伴い、出力電圧ＯＵＴｗは、内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルから接地電源電圧ＧＮＤレベルへ低下する。その結果、出力電圧ＯＵＴｗの電圧レベルは、ロウサイドトランジスタＭ１ｗの駆動電流（シンク電流）を“Ｉｗ”として、“Ｒｏｎ×Ｉｗ”となる。
【００８９】
その後、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｗが‘Ｈ’レベルに遷移すると、ｗ相プリドライバＰＤＶｗは、シンク電流を流しているロウサイドトランジスタＭ１ｗをオフ状態に駆動したのち、ハイサイドトランジスタＭ０ｗをオン状態に駆動する。ロウサイドトランジスタＭ１ｗのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｗ）は、オフ状態への駆動に伴い階段状に上昇し、これに伴い、出力電圧ＯＵＴｗは、接地電源電圧ＧＮＤレベルから内部電源電圧Ｖｐｗｒレベルへ上昇する。
【００９０】
ここで、図１９のようなｖ相およびｗ相の２相シンク期間では、前述したように、ｕ相、ｖ相およびｗ相の各センス電圧制御信号Ｕ１ＰＨ，Ｖ１ＰＨ，Ｗ１ＰＨは、共に‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）に制御される。この状態で、ｖ相およびｗ相のロウサイドトランジスタＭ１ｖ，Ｍ１ｗが共に完全にオンとなる期間（すなわちゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｍ１ｖ），Ｖｇｓ（Ｍ１ｗ）が電源電圧Ｖｃｃとなる期間）が、電流センス可能期間Ｔｅ２’となる。当該期間では、センス用トランジスタＭ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗも完全にオン状態となる。
【００９１】
図２０（ｂ）には、当該電流センス可能期間Ｔｅ２’における３相の電流センス回路ＩＤＥＴ’（ｕ，ｖ，ｗ）の等価回路が示される。図２０（ｂ）に示されるように、ロウサイドトランジスタＭ１ｖ，Ｍ１ｗによってモータ駆動ノードＮｖ，Ｎｗに生じた“Ｒｏｎ×Ｉｖ”および“Ｒｏｎ×Ｉｗ”の電圧は、オン状態となる５個のセンス用トランジスタＭ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗ，Ｍ２ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）によって抵抗分圧される。当該５個のセンス用トランジスタのオン抵抗が等しい場合、センス電圧Ｖｓｅｎｓは“Ｒｏｎ×（Ｉｖ＋Ｉｗ）／５”となる。
【００９２】
すなわち、例えば、重ね合わせの定理を用いると、“Ｒｏｎ×Ｉｖ”と“Ｒｏｎ×Ｉｗ”のそれぞれに対して図２０（ａ）の場合と同様の等価回路が適用され、それぞれで得られるセンス電圧を重ね合わせることで、“Ｒｏｎ×（Ｉｖ＋Ｉｗ）／５”が得られる。ここで、“Ｉｖ＋Ｉｗ”は“Ｉｕ”に等しい。このため、当該センス電圧Ｖｓｅｎｓは、実質的に、２相シンク期間（言い換えれば１相ソース期間）における当該１相（ｕ相）の駆動電流（ソース電流）を検出していることになる。また、当該センス電圧Ｖｓｅｎｓは、図１８で検出された、１相シンク期間における当該１相（ｕ相）の駆動電流（シンク電流）に等しくなる。
【００９３】
図１７におけるセンス電流Ｉｓｅｎｓは、図１８の場合と同様に、“３×（Ｉｖ＋Ｉｗ）／（５×ｍ）＝３×Ｉｕ／（５×ｍ）”となる。図１４のアナログ・ディジタル変換器ＡＤＣは、図１９に示されるように、電流センス可能期間Ｔｅ２’の中心付近のタイミングで、センスアンプ回路ＳＡの出力電圧をサンプリングする。
【００９４】
以上のような電流センス方式により、モータＳＰＭを３相の正弦波電圧で駆動する際に、１相シンク期間と２相シンク期間の両方で、対象相（この例ではｕ相）の駆動電流（Ｉｕ）を検出することができ、かつ、各期間で同じ検出結果（すなわちセンス電圧Ｖｓｅｎｓ）を得ることが可能になる。また、３６０ｄｅｇの電気角の中で、６０ｄｅｇ毎に対象相を切り替えることで、３６０ｄｅｇの電気角全域で各相の駆動電流を検出することが可能になる。
【００９５】
《ショートブレーキ時の問題点》
ここで、ショートブレーキ時には、前述したように、駆動トランジスタ（例えば、ロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗ）の安全性が低下する恐れがある。これは、図１６において、各駆動トランジスタ（Ｍ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗ）やコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの低抵抗化が進むほど、または、高効率化のためにトルク定数を高くすることで逆起電圧が大きくなるほどブレーキ電流Ｉｂｒｋが増大するためである。そこで、このような問題を解決するため、例えば、以下のような方法が考えられる。
【００９６】
一つ目に、モータ回転数（ＢＥＭＦの電圧レベル）がある程度まで下がるまでショートブレーキを開始せず、これによって、ブレーキ電流Ｉｂｒｋを許容電流以下に保つ方法が挙げられる。しかし、この場合、モータＳＰＭを早期に停止させることが困難となる。２つ目に、駆動トランジスタのサイズを大きくし、駆動トランジスタのＡＳＯを広げる方法が挙げられる。しかし、当該方法は、回路規模を増大させ、コストの増大を招く恐れがある。
【００９７】
そこで、３つ目の方法として、ショートブレーキ時にＳＰＭドライバＳＰＭＤＶ（ひいてはモータＳＰＭ）に流れるブレーキ電流Ｉｂｒｋを検出し、ブレーキ電流Ｉｂｒｋが定格電流以下となるように制御を行う方法が挙げられる。そのために、例えば、図１７に示したような３相の電流センス回路ＩＤＥＴ’（ｕ，ｖ，ｗ）を利用することが考えられる。しかし、図１７の電流センス回路ＩＤＥＴ’（ｕ，ｖ，ｗ）では、ブレーキ電流Ｉｂｒｋを検出することが困難となる。
【００９８】
具体的には、ショートブレーキ時には、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗを共にオン状態に駆動するため、ゲート制御信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬは、共に‘Ｈ’レベルとなる。これに伴い、センス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗも共にオン状態となる。その結果、センス電圧Ｖｓｅｎｓは、モータ駆動ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗの電圧の合計電圧となり、当該合計電圧は、常時、ゼロとなる。
【００９９】
《ＳＰＭドライバおよび電流センス回路周り（実施の形態１）の構成》
図２は、本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置において、ＳＰＭドライバおよび電流センス回路周りの構成例を示す回路ブロック図である。図３は、図２における電流センス回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。図２に示す構成例は、図１５の構成例と比較して、電流センス回路ユニットＩＤＥＴＵの構成が異なっており、さらに、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤに方向検出信号ＵＤＩＲ，ＶＤＩＲ，ＷＤＩＲが入力される点が異なっている。電流センス回路ユニットＩＤＥＴＵは、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の電流センス回路ＩＤＥＴｕ，ＩＤＥＴｖ，ＩＤＥＴｗに加えて、３相のセンス相制御回路ＳＰＨＣｕ，ＳＰＨＣｖ，ＳＰＨＣｗを備える。
【０１００】
３相の電流センス回路ＩＤＥＴｕ，ＩＤＥＴｖ，ＩＤＥＴｗは、図１５の電流センス回路ＩＤＥＴ’ｕ，ＩＤＥＴ’ｖ，ＩＤＥＴ’ｗと比較して、ゲート制御信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬの代わりにセンス相制御信号ＵＥＮＡ，ＶＥＮＡ，ＷＥＮＡが入力される点が異なっている。すなわち、図３に示されるように、センス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗは、それぞれ、図１７に示したようなゲート制御信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬではなく、センス相制御信号ＵＥＮＡ，ＶＥＮＡ，ＷＥＮＡによってオン・オフが制御される。
【０１０１】
図２において、３相のセンス相制御回路ＳＰＨＣｕ，ＳＰＨＣｖ，ＳＰＨＣｗは、概略的には、ショートブレーキを行う動作モードとモータＳＰＭに駆動電流を流す動作モードとで、異なる制御方法を用いてセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗのオン・オフを制御する。明細書では、前者の動作モードをブレーキモードと呼び、後者の動作モードをモータ駆動モードと呼ぶ。まず、ブレーキモードでは、センス相制御回路ＳＰＨＣｕ，ＳＰＨＣｖ，ＳＰＨＣｗは、ブレーキ電流Ｉｂｒｋがシンク方向に流れている相のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗをオン状態に制御し、シンク方向の逆方向に流れている相のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗをオフ状態に制御する。
【０１０２】
シンク方向とは、モータ駆動ノードから低電位側電源電圧ＧＮＤへの方向であり、図１６の例ではｕ相におけるブレーキ電流Ｉｂｒｋの方向である。シンク方向の逆方向とは、低電位側電源電圧ＧＮＤからモータ駆動ノードへの方向であり、図１６の例では、ｖ相およびｗ相におけるブレーキ電流Ｉｂｒｋの方向である。一方、モータ駆動モードでは、センス相制御回路ＳＰＨＣｕ，ＳＰＨＣｖ，ＳＰＨＣｗは、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗと同じＰＷＭ信号（すなわちゲート制御信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）で３相のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗをそれぞれ制御する。
【０１０３】
３相のセンス相制御回路ＳＰＨＣｕ，ＳＰＨＣｖ，ＳＰＨＣｗは、詳細には、３相の選択回路ＳＥＬｓｕ，ＳＥＬｓｖ，ＳＥＬｓｗと、３相の電流方向検出回路ＤＩＲＤｕ，ＤＩＲＤｖ，ＤＩＲＤｗを有する。３相の選択回路ＳＥＬｓｕ，ＳＥＬｓｖ，ＳＥＬｓｗは、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗのオン・オフ制御信号（すなわちゲート制御信号ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）か、センス用トランジスタをオフ状態に制御する固定信号（ここでは接地電源電圧ＧＮＤ）かを選択する。そして、３相の選択回路ＳＥＬｓｕ，ＳＥＬｓｖ，ＳＥＬｓｗは、当該選択した信号で３相の電流センス回路ＩＤＥＴｕ，ＩＤＥＴｖ，ＩＤＥＴｗ内の３相のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗをそれぞれ制御する。
【０１０４】
３相の電流方向検出回路ＤＩＲＤｕ，ＤＩＲＤｖ，ＤＩＲＤｗは、３相のモータ駆動ノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗと接地電源電圧ＧＮＤとにそれぞれ結合される３相のコンパレータ回路ＣＭＰｄｕ，ＣＭＰｄｖ，ＣＭＰｄｗと、３相のナンド演算回路ＮＤｄｕ，ＮＤｄｖ，ＮＤｄｗとを備える。このような構成により、３相の電流方向検出回路ＤＩＲＤｕ，ＤＩＲＤｖ，ＤＩＲＤｗは、３相のブレーキ電流Ｉｂｒｋの方向がシンク方向か、その逆方向かを各相毎に検出し、当該検出結果となる方向検出信号ＵＤＩＲ，ＶＤＩＲ，ＷＤＩＲを３相の選択回路ＳＥＬｓｕ，ＳＥＬｓｖ，ＳＥＬｓｗにそれぞれ出力する。また、３相の電流方向検出回路ＤＩＲＤｕ，ＤＩＲＤｖ，ＤＩＲＤｗは、当該方向検出信号ＵＤＩＲ，ＶＤＩＲ，ＷＤＩＲをＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤにも出力する。
【０１０５】
ｕ相を例とすると、ブレーキ電流Ｉｂｒｋは、出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルが正電圧の場合にはシンク方向に流れ、負電圧の場合にはシンク方向の逆方向に流れる。コンパレータ回路ＣＭＰｄｕは、出力信号ＯＵＴｕの電圧レベルが正電圧の場合（シンク方向を検出した場合）には‘Ｌ’レベル（‘０’レベル）を出力し、負電圧の場合（シンク方向の逆方向を検出した場合）には‘Ｈ’レベル（‘１’レベル）を出力する。ナンド演算回路ＮＤｄｕは、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮが‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）の場合には、方向検出信号ＵＤＩＲを‘Ｈ’レベル（‘１’レベル）に制御する。一方、ナンド演算回路ＮＤｄｕは、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮが‘Ｈ’レベル（アサートレベル）の場合には、コンパレータ回路ＣＭＰｄｕの出力の反転信号を方向検出信号ＵＤＩＲとして出力する。
【０１０６】
ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮは、図１４に示したように、ショートブレーキを行う期間（すなわちブレーキモードの期間）では‘Ｈ’レベル（アサートレベル）に制御され、ショートブレーキを行わない期間（言うなれば、モータ駆動モードの期間）では‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）に制御される。その結果、モータ駆動モードにおいて、選択回路ＳＥＬｓｕは、ゲート制御信号ＵＬをセンス相制御信号ＵＥＮＡとして出力し、ロウサイドトランジスタＭ１ｕと同じＰＷＭ信号でセンス用トランジスタＭ１ｓｕを制御する。
【０１０７】
一方、ブレーキモードにおいて、選択回路ＳＥＬｓｕは、コンパレータ回路ＣＭＰｄｕがシンク方向を検出した場合には、ゲート制御信号ＵＬをセンス相制御信号ＵＥＮＡとして出力し、シンク方向の逆方向を検出した場合には、接地電源電圧ＧＮＤをセンス相制御信号ＵＥＮＡとして出力する。これにより、選択回路ＳＥＬｓｕは、オン状態のロウサイドトランジスタＭ１ｕがシンク方向のブレーキ電流Ｉｂｒｋを流している場合には、センス用トランジスタＭ１ｓｕを同じくオン状態に制御し、シンク方向の逆方向のブレーキ電流Ｉｂｒｋを流している場合には、センス用トランジスタＭ１ｓｕをオフ状態に制御する。ｖ相およびｗ相に関しても、当該ｕ相の場合と同様の動作が行われる。
【０１０８】
ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤは、ブレーキモード（すなわち、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮが‘Ｈ’レベル）では、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗを全てオン状態に制御することで、ロウサイドトランジスタに図１６に示したようなブレーキ電流Ｉｂｒｋを流す。この際に、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤは、ブレーキ電流Ｉｂｒｋがシンク方向に流れている相が１相（例えばｕ相のみ）の期間では、センス電圧制御信号Ｕ１ＰＨ，Ｖ１ＰＨ，Ｗ１ＰＨの内、当該１相のセンス電圧制御信号（Ｕ１ＰＨ）のみを‘Ｈ’レベルに制御する。この期間は、ブレーキモードでの１相シンク期間となる。
【０１０９】
１相シンク期間では、図３のセンス用トランジスタＭ３ｓｕ，Ｍ３ｓｖ，Ｍ３ｓｗの内、当該１相のセンス用トランジスタ（Ｍ３ｓｕ）のみがオン状態に制御される。これにより、図１８に示したモータ駆動モードにおける１相シンク期間での電流センス状態と同じ状態を構築することができる。その結果、図１８に示した電流センス方式と同じ電流センス方式を用いてブレーキ電流Ｉｂｒｋ（例えば、ｕ相に流れるブレーキ電流）を検出することが可能になる。
【０１１０】
また、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤは、ブレーキ電流Ｉｂｒｋがシンク方向に流れている相が２相（例えば、ｖ相とｗ相）の期間では、３相のセンス電圧制御信号Ｕ１ＰＨ，Ｖ１ＰＨ，Ｗ１ＰＨを共に‘Ｌ’レベルに制御する。この期間は、ブレーキモードでの２相シンク期間となる。２相シンク期間では、センス用トランジスタＭ３ｓｕ，Ｍ３ｓｖ，Ｍ３ｓｗは、共にオフ状態に制御される。これにより、図１９に示したモータ駆動モードにおける２相シンク期間での電流センス状態と同じ状態を構築することができる。その結果、図１９に示した電流センス方式と同じ電流センス方式を用いてブレーキ電流Ｉｂｒｋ（例えば、ｕ相に流れるブレーキ電流）を検出することが可能になる。なお、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤは、方向検出信号ＵＤＩＲ，ＶＤＩＲ，ＷＤＩＲによって、ブレーキモードでの１相シンク期間と２相シンク期間の判別を行うことができる。
【０１１１】
《電流センス回路周り（実施の形態１）の詳細動作》
図４は、図２および図３において、ブレーキモード時に電流センスを行う場合の動作例を示す波形図である。図４において、３相のハイインピーダンス信号ＨＩＺｕ，ＨＩＺｖ，ＨＩＺｚは、共に‘Ｌ’レベル固定であり、３相のＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕ，ＰＷＭＯＮｖ，ＰＷＭＯＮｗも、共に‘Ｌ’レベル固定である。その結果、ハイサイドトランジスタＭ０ｕ，Ｍ０ｖ，Ｍ０ｗは、共にオフ状態に制御され、ロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗは、共にオン状態に制御される。
【０１１２】
これに伴い、３相の出力信号ＯＵＴｕ，ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗは、接地電源電圧ＧＮＤを中心する３相の交流電圧となる。当該交流電圧の振幅は、モータＳＰＭの回転速度に応じた各相のＢＥＭＦ（図１６のＶＢＦｕ，ＶＢＦｖ，ＶＢＦｗ）と、各相の抵抗値（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの抵抗値、Ｍ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗのオン抵抗値）とに応じて定められる。センス相制御信号ＵＥＮＡは、図２のセンス相制御回路ＳＰＨＣｕによって、出力信号ＯＵＴｕが正電圧の期間で‘Ｈ’レベル（すなわちゲート制御信号ＵＬの電圧レベル）となり、負電圧の期間で‘Ｌ’レベル（すなわち接地電源電圧ＧＮＤ）となる。センス相制御信号ＶＥＮＡ，ＷＥＮＡも、センス相制御信号ＵＥＮＡと同様である。
【０１１３】
例えば、図４の期間Ｔ１ａは、出力信号ＯＵＴｕが正電圧、出力信号ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗが負電圧となっているため、ｕ相をシンク相とする１相シンク期間である。この場合、３相のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗの内、シンク相のセンス用トランジスタＭ１ｓｕのみがオン状態に制御される。また、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤは、ｕ相の１相シンク期間であるため、対応するセンス電圧制御信号Ｕ１ＰＨを‘Ｈ’レベルに制御する。これに応じて、センス用トランジスタＭ３ｓｕは、オン状態に制御される。その結果、図２０（ａ）の場合と同様の等価回路が形成され、センス電圧Ｖｓｅｎｓは、“Ｒｏｎ×Ｉｕ／５”となる。同様にして、センス電圧Ｖｓｅｎｓは、ｖ相の１相シンク期間である期間Ｔ１ｂでは“Ｒｏｎ×Ｉｖ／５”となり、ｗ相の１相シンク期間である期間Ｔ１ｃでは“Ｒｏｎ×Ｉｗ／５”となる。
【０１１４】
《モータ駆動装置（実施の形態１）の概略構成および概略動作》
図５は、本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。ここでは、図１４と構成例との相違点に着目して説明を行う。図５のモータ駆動装置は、図１４の場合と同様にモータ駆動モード時に駆動電流を制御できることに加えて、ブレーキモード時にブレーキ電流Ｉｂｒｋを制御しながらショートブレーキを行える構成となっている。この際のブレーキ電流Ｉｂｒｋの目標値は、モータ駆動モードの場合と異なり、駆動トランジスタのＡＳＯ等を考慮して定める必要がある。そのため、電流誤差検出回路ＣＥＲＤＥＴには、モータ駆動モード用の電流指示値ＳＰＮＣＲに加えて、ブレーキモード用の電流指示値ＢＣＲが入力される。当該各電流指示値ＳＰＮＣＲ，ＢＣＲは、パラメータ設定レジスタＰＲＥＧで設定される。
【０１１５】
電流誤差検出回路ＣＥＲＤＥＴは、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮ（すなわち、モータ駆動モードかブレーキモードか）に応じて電流指示値ＳＰＮＣＲか電流指示値ＢＣＲの一方を選択する選択回路ＳＥＬｃｒを備える。ブレーキモードでは、減算器ＳＢ１は、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣからのディジタル値ＡＤＣＯと、選択回路ＳＥＬｃｒからの電流指示値ＢＣＲとの誤差を検出する。当該ディジタル値ＡＤＣＯは、電流検出ノードＮｓｅｎｓに出力された電流検出結果（センス電圧Ｖｓｅｎｓ）に基づく値であり、ブレーキモードの場合には、ブレーキ電流Ｉｂｒｋの大きさに比例する値となる。
【０１１６】
ＰＩ補償器ＰＩＣＰは、電流誤差検出回路ＣＥＲＤＥＴで検出された誤差を反映してＰＷＭ信号のデューティ（ここではＰＷＭオンカウント数）を定める。ここで、モータ駆動モードでは、各相のハイサイドトランジスタおよびロウサイドトランジスタが適宜ＰＷＭ制御されるのに対して、ブレーキモードでは、各相のロウサイドトランジスタが共にオンに制御される。このような制御方法の違いに伴い、モータ駆動モードとブレーキモードでは、電流制御ループの特性が異なる。
【０１１７】
そこで、ＰＩ補償器ＰＩＣＰには、通常用（すなわちモータ駆動モード用）のＰＷＭ周期カウント数ＰＣＮＴ＿Ｎかブレーキモード用のＰＷＭ周期カウント数ＰＣＮＴ＿Ｂの一方が選択的に入力される。さらに、ＰＩ補償器ＰＩＣＰには、通常用（すなわちモータ駆動モード用）の各種制御ゲイン（ここでは、比例ゲインＫｃｐ＿Ｎおよび積分ゲインＫｃｉ＿Ｎ）かブレーキモード用の各種制御ゲイン（ここでは、比例ゲインＫｃｐ＿Ｂおよび積分ゲインＫｃｉ＿Ｂ）の一方が選択的に入力される。これらの選択は、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮによって行われる。また、これらの各値（ＰＣＮＴ＿Ｎ，ＰＣＮＴ＿Ｂ，Ｋｃｐ＿Ｎ，Ｋｃｉ＿Ｎ，Ｋｃｐ＿Ｂ，Ｋｃｉ＿Ｂ）は、パラメータ設定レジスタＰＲＥＧで設定される。例えば、ブレーキモード用のＰＷＭ周期カウント数ＰＣＮＴ＿Ｂは、通常用のＰＷＭ周期カウント数ＰＣＮＴ＿Ｎよりも大きく（言い換えれば、ＰＷＭ周期が長く）設定される。
【０１１８】
ブレーキモードでは、正弦波駆動電圧制御回路ＳＩＮＣＴは非活性化され、ＰＩ補償器ＰＩＣＰからのＰＷＭオンカウント数は、そのままＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤへ出力される。また、駆動電圧位相生成回路ＤＶＰＨＧも非活性化される。ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤは、ＰＩ補償器ＰＩＣＰからのＰＷＭオンカウント数（すなわちデューティ）に基づいて、ＰＷＭ周期カウント数ＰＣＮＴ＿Ｂに基づくＰＷＭ周期の中で、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗを全てオン状態に制御する期間と全てオフ状態に制御する期間の比率を制御する。このようなＰＷＭ制御を含んだ電流制御ループによって、ブレーキ電流Ｉｂｒｋは、ブレーキモード用の電流指示値ＢＣＲに近づくように制御されることになる。
【０１１９】
なお、図５の例では、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤは、図１４の場合と異なり、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮが入力されない。これは、図２から判るように、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮの状態は、方向検出信号ＵＤＩＲ，ＶＤＩＲ，ＷＤＩＲによって識別できるためである。すなわち、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮが‘Ｌ’レベル（すなわちモータ駆動モード）であれば、方向検出信号ＵＤＩＲ，ＶＤＩＲ，ＷＤＩＲは全て‘Ｈ’レベルとなり、ブレーキオン信号ＢＲＫＯＮが‘Ｈ’レベル（すなわちブレーキモード）であれば、方向検出信号ＵＤＩＲ，ＶＤＩＲ，ＷＤＩＲの１個以上が‘Ｌ’レベルとなる。
【０１２０】
図６は、図５におけるブレーキモード時のＰＷＭ制御の動作例を説明する図である。各ＰＷＭ周期において、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗを全てオン状態に制御する期間では、図６に示されるように、図１６の場合と同様のブレーキ電流Ｉｂｒｋが流れる。一方、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗを全てオフ状態に制御する期間では、図６に示されるような回生電流Ｉｒｇが流れる。当該回生電流Ｉｒｇは、シンク相（ここではｕ相）のハイサイドトランジスタＭ０ｕの還流ダイオードを介して内部電源電圧Ｖｐｗｒ（その電源容量Ｃｖ）に流れ込む。ブレーキモードでの動作電力は、この回生電流Ｉｒｇに伴い生成された内部電源電圧Ｖｐｗｒによって得られる。
【０１２１】
《プリドライバ回路の詳細》
図７は、図２におけるプリドライバ回路の詳細な構成例を示す回路図である。ここでは、図２のｕ相プリドライバ回路ＰＤＶｕを例とする。図７に示すプリドライバ回路ＰＤＶｕは、ハイサイドトランジスタＭ０ｕを駆動するハイサイドプリドライバＰＤＶｕｈと、ロウサイドトランジスタＭ１ｕを駆動するロウサイドプリドライバＰＤＶｕｌと、アンド演算回路ＡＤ１，ＡＤ２とを備える。
【０１２２】
ハイサイドプリドライバＰＤＶｕｈにおいて、電流源ＩＳｃ０と、電流源ＩＳｃ０に結合されるカレントミラー回路（ここではｐＭＯＳトランジスタＭ４１，Ｍ４２）は、ハイサイドオン信号ＵＨＯＮのアサートに応じて、ハイサイドトランジスタＭ０ｕのゲートを充電する。また、電流源ＩＳｄ０と、電流源ＩＳｄ０に結合されるカレントミラー回路（ここではｐＭＯＳトランジスタＭ４３，Ｍ４４）と、その電流を折り返すカレントミラー回路（ここではｎＭＯＳトランジスタＭ３１，Ｍ３２）は、ハイサイドオン信号ＵＨＯＮのネゲートに応じて、ハイサイドトランジスタＭ０ｕのゲートを放電する。コンパレータ回路ＣＭＰ２は、ハイサイドトランジスタＭ０ｕのオン・オフを検出し、オフ状態となった場合に、ハイサイドオフ検出信号ＨＯＦＤＥＴをアサートする。
【０１２３】
ロウサイドプリドライバＰＤＶｕｌにおいて、電流源ＩＳｃ１と、電流源ＩＳｃ１に結合されるカレントミラー回路（ここではｐＭＯＳトランジスタＭ２１，Ｍ２２）は、ロウサイドオン信号ＵＬＯＮのアサートに応じて、ロウサイドトランジスタＭ１ｕのゲートを充電する。また、電流源ＩＳｄ１と、電流源ＩＳｄ１に結合されるカレントミラー回路（ここではｐＭＯＳトランジスタＭ２３，Ｍ２４）と、その電流を折り返すカレントミラー回路（ここではｎＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２）は、ロウサイドオン信号ＵＬＯＮのネゲートに応じて、ロウサイドトランジスタＭ１ｕのゲートを放電する。コンパレータ回路ＣＭＰ１は、ロウサイドトランジスタＭ１ｕのオン・オフを検出し、オフ状態となった場合に、ロウサイドオフ検出信号ＬＯＦＤＥＴをアサートする。
【０１２４】
アンド演算回路ＡＤ２は、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕが‘Ｈ’レベルであり、ロウサイドオフ検出信号ＬＯＦＤＥＴがアサートされ、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｕが‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）の場合に、ハイサイドオン信号ＵＨＯＮをアサートする。一方、アンド演算回路ＡＤ１は、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕが‘Ｌ’レベルであり、ハイサイドオフ検出信号ＨＯＦＤＥＴがアサートされ、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｕが‘Ｌ’レベル（ネゲートレベル）の場合に、ロウサイドオン信号ＵＬＯＮをアサートする。
【０１２５】
このような電流源およびカレントミラー回路を用いた制御によって、ハイサイドトランジスタＭ０ｕおよびロウサイドトランジスタＭ１ｕのスイッチング時間を適切に定めることが可能になる。また、ＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮｕが遷移した場合には、ハイサイドトランジスタＭ０ｕとロウサイドトランジスタＭ１ｕを、デットタイムを設けて（すなわち、同時にオンとならないように）駆動することが可能になる。
【０１２６】
なお、ハイインピーダンス信号ＨＩＺｕが‘Ｈ’レベル（アサートレベル）になると、ハイサイドトランジスタＭ０ｕおよびロウサイドトランジスタＭ１ｕは、共にオフ状態に制御される。例えば、図６に示したようなＰＷＭ制御を行う場合、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤは、各相のＰＷＭオン信号ＰＷＭＯＮ（ｕ，ｖ，ｗ）を‘Ｌ’レベルに制御することでブレーキ電流Ｉｂｒｋを流し、各相のハイインピーダンス信号ＨＩＺ（ｕ，ｖ，ｗ）を‘Ｈ’レベルに制御することで回生電流Ｉｒｇを流す。
【０１２７】
ここで、ロウサイドプリドライバＰＤＶｕｌには、さらに、電流アンプ回路ＡＭＰｇｍおよび抵抗素子Ｒ１からなるクランプ回路が設けられる。電流アンプ回路ＡＭＰｇｍは、ｕ相のモータ駆動ノードＮｕの電圧（すなわち出力信号ＯＵＴｕ）を監視し、当該電圧が判定電圧Ｖｃｌｍｐよりも高くなった場合に、抵抗素子Ｒ１に所定の電流を流すことで、ロウサイドトランジスタＭ０ｕをオン状態に制御する。なお、クランプ回路は、ｖ相およびｗ相にも同様にして設けられる。
【０１２８】
例えば、図６に示したようなＰＷＭ制御を行うと、内部電源電圧Ｖｐｗｒは、制御されない回生電流Ｉｒｇによって過剰に上昇し、その結果、駆動トランジスタのＡＳＯを逸脱するような事態が生じる恐れがある。そこで、各相のクランプ回路は、対応相の出力信号の電圧レベルが判定電圧Ｖｃｌｍｐよりも高くなると、対応相のロウサイドトランジスタをオンに制御することで、電圧上昇を引き起こす回生電流Ｉｒｇを吸い込むように動作する。これによって、内部電源電圧Ｖｐｗｒの過剰な上昇を抑制でき、駆動トランジスタの安全性を向上させることが可能になる。
【０１２９】
《実施の形態１の主要な効果》
以上、実施の形態１のモータ駆動装置を用いることで、代表的には、ショートブレーキ時のブレーキ電流を検出することが可能になり、また、その検出結果に基づいてブレーキ電流を制御することが可能になる。その結果、ショートブレーキ時の駆動トランジスタの動作点をＡＳＯ内に保ちつつ、モータＳＰＭを早期に停止させることが可能になる。すなわち、モータＳＰＭを安全かつ早期に停止させることができる。さらに、モータＳＰＭの駆動電流の制御に伴う各回路（電流センス回路ユニットＩＤＥＴＵや電流制御ループ）を流用してブレーキ電流を制御できるため、面積オーバヘッドの増大等を抑制することが可能になる。
【０１３０】
（実施の形態２）
《前提となる問題点》
例えば、図３に示したような電流センス回路を用いた場合、センス電圧Ｖｓｅｎｓを用いてブレーキ電流を正常に検出するためには、センス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗを正常にオフ状態に制御できることが必要となる。すなわち、例えば、図４に示される期間Ｔｄでは、ｗ相の出力信号ＯＵＴｗの電圧レベルがセンス用トランジスタＭ１ｓｗのしきい値電圧Ｖｆよりも低くなっている。その結果、本来、オフ状態に制御する必要があるセンス用トランジスタＭ１ｓｗは、オン状態になってしまう。このような期間Ｔｄでは、ブレーキ電流を正常に検出することが困難となり得る。
【０１３１】
また、このような期間Ｔｄが広がると、逆に、ブレーキ電流を正常に検出できる期間が狭くなるため、検出タイミングの設計が複雑化する恐れがある。さらに、期間Ｔｄには、出力信号ＯＵＴｗの電圧振幅の負電圧側のピークが含まれている。ブレーキ電流を高精度に制御するためには、正電圧側のピークの位置に加えて、負電圧側のピークの位置でも検出を行えるようにすることが望ましい。なお、ショートブレーキ時の出力信号ＯＵＴｗの電圧振幅と、センス用トランジスタＭ１ｓｗのしきい値電圧Ｖｆとの関係性によっては、期間Ｔｄでもブレーキ電流を正常に検出できる可能性はあるが、一般的には、検出困難となる可能性の方が高いと考えられる。
【０１３２】
《電流センス回路周り（実施の形態２）の詳細構成》
図８は、本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置において、電流センス回路周りの詳細な構成例を示す回路図である。図８に示す構成例は、図３に示した構成例と比較して、次の点が異なっている。まず、３相のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗのそれぞれは、直列に結合される複数（この例では２個）のトランジスタによって構成される。また、３相のセンス用トランジスタＭ３ｓｕ，Ｍ３ｓｖ，Ｍ３ｓｗも、それぞれ、直列に結合される、３相のセンス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗと同じ数（２個）のトランジスタによって構成される。さらに、３相のセンス用トランジスタＭ２ｓｕ，Ｍ２ｓｖ，Ｍ２ｓｗのそれぞれは、ここでは１個となっているが、直列に結合される複数のトランジスタによって構成されてもよい。
【０１３３】
ここで、センス用トランジスタＭ１ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）およびセンス用トランジスタＭ３ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれの直列数を“ａ”個とし、センス用トランジスタＭ２ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれの直列数を“ｂ”個とした場合を想定する。また、ｕ相の１相シンク期間における電流（駆動電流またはブレーキ電流）を検出する場合を想定する。この場合、図２０（ａ）の等価回路において、センス用トランジスタＭ１ｓｕ，Ｍ３ｓｕのそれぞれは、“ａ×Ｒ”（“Ｒ”はトランジスタ１個のオン抵抗）の抵抗素子とみなされ、センス用トランジスタＭ２ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれは、“ｂ×Ｒ”の抵抗素子とみなされる。その結果、センス電圧Ｖｓｅｎｓは“Ｒｏｎ×Ｉｕ×｛ｂ／（２ｂ＋３ａ）｝”となる。
【０１３４】
また、ｖ相およびｗ相の２相シンク期間における電流（駆動電流またはブレーキ電流）を検出する場合を想定する。この場合、図２０（ｂ）の等価回路において、センス用トランジスタＭ１ｓｖ，Ｍ１ｓｗのそれぞれは、“ａ×Ｒ”の抵抗素子とみなされ、センス用トランジスタＭ２ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれは、“ｂ×Ｒ”の抵抗素子とみなされる。その結果、センス電圧Ｖｓｅｎｓは“Ｒｏｎ×（Ｉｖ＋Ｉｗ）×｛ｂ／（２ｂ＋３ａ）｝”となり、式を変形すると、“Ｒｏｎ×Ｉｕ×｛ｂ／（２ｂ＋３ａ）｝”となる。このように１相シンク期間と２相シンク期間とで同一のセンス電圧Ｖｓｅｎｓが得られるようにするため、センス用トランジスタＭ１ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれの直列数とセンス用トランジスタＭ３ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれの直列数は同じである必要がある。
【０１３５】
ここで、図８の例では、“ａ＝２”、“ｂ＝１”であるため、ｕ相の１相シンク期間、または、ｖ相およびｗ相の２相シンク期間におけるセンス電圧Ｖｓｅｎｓは“Ｒｏｎ×Ｉｕ／８”となる。この場合、センス電流Ｉｓｅｎｓは、センス用トランジスタＭ６ｓｕ，Ｍ６ｓｖ，Ｍ６ｓｗのトランジスタサイズ比をロウサイドトランジスタの“１／ｍ”とした場合、“３×Ｉｕ／（８×ｍ）”となる。
【０１３６】
《電流センス回路周り（実施の形態２）の詳細動作》
図９は、図８において、モータ駆動モード時に電流センスを行う場合の動作例を示す波形図である。図９には、図１８の場合と同様に、ｕ相の１相シンク期間における動作例が示される。図９に示す波形は、図１８の波形とほぼ同様である。相違点は、センス相制御信号ＵＥＮＡ，ＶＥＮＡ，ＷＥＮＡがそれぞれロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓと同じ電圧になる点と、電流センス可能期間Ｔｅ１におけるセンス電圧Ｖｓｅｎｓが“Ｒｏｎ×Ｉｕ／８”となる点である。なお、図示は省略するが、２相シンク期間の波形も、図１９の波形とほぼ同様になる。
【０１３７】
図１０は、図８において、ブレーキモード時に電流センスを行う場合の動作例を示す波形図である。図１０に示す波形は、図４の波形と比較して、正常なセンス電圧Ｖｓｅｎｓのほぼ全期間で得られる点と、センス電圧Ｖｓｅｎｓが例えば“Ｒｏｎ×Ｉｕ／８”等となる点が異なっている。すなわち、図８では、センス用トランジスタＭ１ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）のそれぞれは、直列接続される２個のトランジスタで構成される。このため、図４の場合と異なり、各出力信号ＯＵＴｕ，ＯＵＴｖ，ＯＵＴｗの電圧レベルが“−２×Ｖｆ”よりも低下しない限り、正常なセンス電圧Ｖｓｅｎｓを得ることが可能になる。
【０１３８】
例えば、図１０における期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃは、共に、図４では正常なセンス電圧Ｖｓｅｎｓを得られない期間となる。期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃは、共に、２相シンク期間であり、それぞれ、“（Ｉｕ＋Ｉｖ）＝Ｉｗ”、“（Ｉｖ＋Ｉｗ）＝Ｉｕ”、“（Ｉｗ＋Ｉｕ）＝Ｉｖ”が検出される期間である。当該期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃでは、センス電圧制御信号Ｕ１ＰＨ，Ｖ１ＰＨ，Ｗ１ＰＨは、共に、‘Ｌ’レベルに制御される。
【０１３９】
なお、例えば、図１０の期間Ｔ１ａと期間Ｔ２ａの境界では、ブレーキ電流の方向が変わるため、各センス用トランジスタのスイッチングが行われる。このため、この境界の期間では、正常なセンス電圧Ｖｓｅｎｓが得られないが、当該期間は、非常に短い期間であるため、実質的には、３６０ｄｅｇの電気角のほぼ全期間で正常なセンス電圧Ｖｓｅｎｓが得られることになる。なお、当該境界の期間では、アナログ・ディジタル変換器ＡＤＣのサンプリングが行われないように構成される。
【０１４０】
《実施の形態２の主要な効果》
以上、実施の形態２のモータ駆動装置を用いることで、実施の形態１の場合と同様の効果が得られる。さらに、実施の形態１の場合と比較して、ブレーキ電流を検出可能な期間を拡大することが可能になり、例えば、ブレーキ電流の制御をより高精度に行うこと等が可能になる。
【０１４１】
（実施の形態３）
《モータ駆動装置（実施の形態３）の概略構成および概略動作》
図１１は、本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。当該モータ駆動装置は、実施の形態１または実施の形態２のモータ駆動装置に適用することができる。図１１に示すモータ駆動装置は、図５の構成例と比較して、ＳＰＭドライバＳＰＭＤＶ２が温度モニタ回路ＴＭＮを備えており、これに伴いＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ２の動作が若干異なっている。
【０１４２】
例えば、実施の形態１の図７で述べたクランプ回路を設けることで、内部電源電圧Ｖｐｗｒの過剰な上昇を抑制でき、例えば、駆動トランジスタの最大電圧がＡＳＯから逸脱するような事態を防止できる。ただし、クランプ回路による動作が行われると、対応相のロウサイドトランジスタ（例えば、図７のＭ１ｕ）は、ドレイン・ソース間電圧が大きい状態でオン状態に制御されるため、消費電力が非常に大きくなり得る。その結果、当該ロウサイドトランジスタは、最大電圧がＡＳＯ内であったとしても、最大温度がＡＳＯから逸脱する恐れがある。そこで、温度モニタ回路ＴＭＮが設けられる。
【０１４３】
温度モニタ回路ＴＭＮは、３相のロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗの温度を監視し、当該温度が予め定めた‘Ｈ’側判定温度よりも高くなった場合には、アラーム信号ＴＡＬＭをアサートし、その後、‘Ｌ’側判定温度よりも低くなった場合には、アラーム信号ＴＡＬＭをネゲートする。アラーム信号ＴＡＬＭのアサートは、ブレーキモードを中断する指示を意味する。これに応じて、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ２は、ブレーキモードを中断し、ハイサイドトランジスタＭ０ｕ，Ｍ０ｖ，Ｍ０ｗおよびロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗをオフ状態に制御し、その状態を維持する。すなわち、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ２は、過温度が解消するまで待ち状態となる。一方、アラーム信号ＴＡＬＭのネゲートは、ブレーキモードを再開する指示を意味する。これに応じて、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ２は、ブレーキモードを再開する。
【０１４４】
《温度モニタ回路の概略》
図１２は、図１１における温度モニタ回路の概略構成例を示す模式図である。例えば、３相のロウサイドトランジスタの形成領域ＡＲ＿Ｍ１ｕ，ＡＲ＿Ｍ１ｖ，ＡＲ＿Ｍ１ｗ内、または各形成領域に近接する形で３相の温度センサＴＳＥＮｕ，ＴＳＥＮｖ，ＴＳＥＮｗがそれぞれ設けられる。温度センサＴＳＥＮｕ，ＴＳＥＮｖ，ＴＳＥＮｗのそれぞれは、例えば、ダイオード等を用いて温度に比例して上昇する電圧を生成するＰＴＡＴ（Proportional To Absolute Temperature）回路等である。
【０１４５】
３相のヒステリシスコンパレータ回路ＣＭＰＨｕ，ＣＭＰＨｖ，ＣＭＰＨｗは、それぞれ、３相の温度センサＴＳＥＮｕ，ＴＳＥＮｖ，ＴＳＥＮｗからの電圧を判定する。例えば、ヒステリシスコンパレータ回路ＣＭＰＨｕは、温度センサＴＳＥＮｕからの電圧が‘Ｈ’側判定電圧よりも高い場合には‘Ｈ’レベルを出力し、‘Ｌ’側判定電圧（＜‘Ｈ’側判定電圧）よりも低い場合には‘Ｌ’レベルを出力する。アラーム信号ＴＡＬＭは、当該３相のヒステリシスコンパレータ回路ＣＭＰＨｕ，ＣＭＰＨｖ，ＣＭＰＨｗの出力をオア演算することで生成される。その結果、温度モニタ回路ＴＭＮは、温度が過剰なロウサイドトランジスタが一つでもある場合には、アラーム信号ＴＡＬＭをアサートし、温度が過剰なロウサイドトランジスタが存在しなくなった段階でアラーム信号ＴＡＬＭをネゲートする。
【０１４６】
《実施の形態３の主要な効果》
以上、実施の形態３のモータ駆動装置を用いることで、実施の形態１，２の場合と同様の効果が得られる。さらに、実施の形態１の場合と比較して、駆動トランジスタの安全性をより高めることができ、モータＳＰＭをより安全に停止させることができる。
【０１４７】
（実施の形態４）
《モータ駆動装置（実施の形態４）の概略構成および概略動作》
図１３は、本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置の主要部の構成例を示す機能ブロック図である。図１３に示すモータ駆動装置は、図５の構成例と比較して、電源モニタ回路ＶＭＮ３の動作と、これに伴うＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ３の動作が若干異なっている。電源モニタ回路ＶＭＮ３は、外部電源電圧Ｖｉｎに加えて内部電源電圧Ｖｐｗｒを監視し、内部電源電圧Ｖｐｗｒが予め定めた‘Ｈ’側判定電圧よりも高くなった場合には、過電圧検出信号ＯＶＰＷＲをアサートし、‘Ｌ’側判定電圧よりも低くなった場合には、過電圧検出信号ＯＶＰＷＲをネゲートする。このため、電源モニタ回路ＶＭＮ３は、例えば、実施の形態３の場合と同様に、‘Ｈ’側判定電圧および‘Ｌ’側判定電圧（＜‘Ｈ’側判定電圧）を用いて判定動作を行うヒステリシスコンパレータ回路等を備える。‘Ｈ’側判定電圧は、例えば、ＡＳＯの最大定格電圧に基づいて定められる。
【０１４８】
過電圧検出信号ＯＶＰＷＲのアサートは、ブレーキモードを中断する指示を意味する。これに応じて、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ３は、ブレーキモードを中断し、ハイサイドトランジスタＭ０ｕ，Ｍ０ｖ，Ｍ０ｗおよびロウサイドトランジスタＭ１ｕ，Ｍ１ｖ，Ｍ１ｗをオフ状態に制御し、その状態を維持する。すなわち、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ３は、過電圧が解消するまで待ち状態となる。一方、過電圧検出信号ＯＶＰＷＲのネゲートは、ブレーキモードを再開する指示を意味する。これに応じて、ＰＷＭ変調回路ＰＷＭＭＤ３は、ブレーキモードを再開する。
【０１４９】
《実施の形態４の主要な効果》
以上、実施の形態４のモータ駆動装置を用いることで、実施の形態１，２，３の場合と同様の効果が得られる。さらに、実施の形態１の図７で述べたクランプ回路や、実施の形態３で述べた温度モニタ回路ＴＭＮを用いることなく、駆動トランジスタの安全性を高められる場合があり、その結果として、面積オーバヘッドの増大等を抑制できる場合がある。すなわち、電源モニタ回路ＶＭＮ３を設けることで、クランプ回路の場合と同様の目的を果たすことができ、また、クランプ回路を設けないことで、実施の形態３で述べたロウサイドトランジスタの過剰な発熱も生じ難くなる。
【０１５０】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【０１５１】
例えば、実施の形態の方式は、ＨＤＤに限らず、各種モータの駆動方法として適用可能である。具体例として、ＤＶＤ再生録画装置やブルーレイ再生録画装置等が挙げられる。また、場合によっては、エアコンのインバータシステム等において、モータを早期かつ安全に停止させる技術として適用することも可能である。
【符号の説明】
【０１５２】
ＣＥＲＤＥＴ  電流誤差検出回路
ＤＩＲＤ（ｕ，ｖ，ｗ）  電流方向検出回路
ＤＳＫ  ディスク
ＤＶ（ｕ，ｖ，ｗ）  ドライバ
ＧＮＤ  接地電源電圧
ＨＤ  ヘッド
ＩＤＥＴ（ｕ，ｖ，ｗ）  電流センス回路
Ｍ０（ｕ，ｖ，ｗ）  ハイサイドトランジスタ
Ｍ１（ｕ，ｖ，ｗ）  ロウサイドトランジスタ
Ｍ１ｓ（ｕ，ｖ，ｗ），Ｍ２ｓ（ｕ，ｖ，ｗ），Ｍ３ｓ（ｕ，ｖ，ｗ）  センス用トランジスタ
ＭＤＩＣ  モータ駆動装置
Ｎ（ｕ，ｖ，ｗ）  モータ駆動ノード
Ｎｓｅｎｓ  電流検出ノード
ＰＩＣＰ  ＰＩ補償器
ＰＳＷ  電源スイッチ
ＰＷＭＭＤ  ＰＷＭ変調回路
ＳＥＬ  選択回路
ＳＰＨＣ（ｕ，ｖ，ｗ）  センス相制御回路
ＳＰＭ  スピンドルモータ
ＳＰＭＤＶ  ＳＰＭドライバ
ＴＭＮ  温度モニタ回路
ＶＣＭ  ボイスコイルモータ
ＶＭＮ  電源モニタ回路
Ｖｉｎ  外部電源電圧
Ｖｐｗｒ  内部電源電圧
Ｖｓｅｎｓ  センス電圧 
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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