(57)【要約】【課題】バッテリ充電装置において、部品点数、コスト、装置容積を削減する。【解決手段】バッテリ１７に対してＮ（Ｎ≧３）台のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３を並列接続する。インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３は、バッテリ１７の直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換してバッテリ１７に出力するコンバータ動作を行う。各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の三相交流側には、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３がそれぞれ接続される。Ｎ台のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３のうち三台のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の三相交流側の何れかの相にトランス１３の二次巻線を接続する。トランス１３の一次巻線と三相交流電源１１との間にスイッチ１２を接続する。【選択図】図１
2019009856.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリと、
前記バッテリに対してＮ（Ｎ≧３）台並列接続され、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに出力するコンバータ動作を行う三相のインバータと、
前記各インバータの三相交流側にそれぞれ接続されたモータと、
二次巻線が前記Ｎ台のインバータのうち三台のインバータの三相交流側の何れかの相に接続され、一次巻線が三相交流電源に接続されたトランスと、
前記インバータと前記トランスの二次巻線との間、または、前記トランスの一次巻線と前記三相交流電源との間、または、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間と前記トランスの一次巻線と前記三相交流電源との間に接続されたスイッチと、
を備えたことを特徴とするバッテリ充電装置。
【請求項２】
バッテリと、
前記バッテリに対してＮ（Ｎ≧２）台並列接続され、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに出力するコンバータ動作を行う三相のインバータと、
前記各インバータの三相交流側に接続されたモータと、
二次巻線が前記Ｎ台のインバータのうち二台のインバータの三相交流側の何れかの相に接続され、一次巻線が単相交流電源に接続されたトランスと、
前記インバータと前記トランスの二次巻線との間、または、前記トランスの一次巻線と前記単相交流電源との間、または、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間と前記トランスの一次巻線と前記単相交流電源との間に接続されたスイッチと、
を備えたことを特徴とするバッテリ充電装置。
【請求項３】
前記モータはΔ結線であることを特徴とする請求項１または２記載のバッテリ充電装置。
【請求項４】
前記モータはスター結線であることを特徴とする請求項１または２記載のバッテリ充電装置。
【請求項５】
前記インバータは、各相の上下アームにスイッチング素子をもつ構成であり、
バッテリの充電動作時、前記トランスの二次巻線が接続された前記各インバータの充電電流制御部は、
前記トランスの二次巻線が接続された相の上下アームのスイッチング素子をＯＦＦし、
コンバータ出力電流指令値と、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相のコンバータ入力電流検出値を加算したコンバータ出力電流検出値と、の偏差と、
コンバータ電圧検出値と、
に基づいてコンバータ電圧指令値を算出し、前記コンバータ電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行い、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相の上下アームのスイッチング素子のゲート指令値を生成することを特徴とする請求項１〜４のうち何れかに記載のバッテリ充電装置。
【請求項６】
前記ＰＷＭ制御は、
前記トランスの二次巻線が接続されていない二相のうち、一方の相はキャリア三角波に基づいてＰＷＭ制御を行い、他方の相は前記キャリア三角波を反転した信号に基づいてＰＷＭ制御を行うことを特徴とする請求項５記載のバッテリ充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バッテリ充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車は、走行用電力の確保のため搭載されたバッテリにあらかじめ電力を充電する必要がある。図７にトランス１３と整流器１８を用いた充電回路を示す。この回路ではバッテリ１７に定電圧を印加して充電するため、バッテリ電圧の低い充電初期には大電流が流れ、バッテリ１７に大きな負担が生じる。
【０００３】
バッテリ１７の負担を抑える方法として、図７の整流器１８をコンバータに置き換えた方法がある。このコンバータを制御することにより交流電力を直流電力に変換しバッテリ１７を充電する。コンバータで電流制御を行うことにより、定電流でバッテリ１７を充電することができ、バッテリ１７の負担を抑え高速に充電することができる。
【０００４】
しかし、別途スイッチング素子を追加する必要があると共に、追加したスイッチング素子を駆動するための回路，駆動信号を与える制御回路，制御を行うための電流検出器などが必要となる。その結果、部品点数の増加、それに伴うコスト・装置容積の増加、装置の故障率の増加が課題となる。
【０００５】
以上の問題点を解決する方法として、特許文献１〜６が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平８−１２６１２２号公報
【特許文献２】特開平８−１２６１２１号公報
【特許文献３】特開２０１１−２１１８８９号公報
【特許文献４】特開２０１３−２４３８６８号公報
【特許文献５】特表２０１４−５２４７３１号公報
【特許文献６】特許５９７９２５３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図８に示す特許文献１の構成では、図７に示す従来回路に比べてダイオード整流器を不要としている反面、スイッチングリプル除去用のフィルタ１９を別途追加しなければならない。安全性確保のためには交流入力ＵＶＷとフィルタ１９との間をトランスで絶縁する必要がある。また、切り離しコネクタ２０をモータＭとインバータＩＮＶ間に挿入している。この切り離しコネクタ２０で接点不良が生じるとモータＭの駆動ができなくなるため、走行中の異常停止が懸念される。
【０００８】
図９に示す特許文献２では、モータ駆動インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の２台で単相コンバータを構成している。モータＭ１，Ｍ２の巻線３０−１〜３，３１−１〜３をフィルタとして使用するため、フィルタリアクトルを追加する必要がない。モータＭ１，Ｍ２とインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２間のコネクタも不要である。しかし、モータＭ１，Ｍ２がスター結線に限定され、さらに中性点端子３２，３３を設ける必要がある。この構成でも単相交流電源１１とモータＭ１，Ｍ２との間をトランスで絶縁する必要がある。また、単相交流電源であるため、バッテリ充電電流に単相交流電源１１の２倍の周波数の大きな脈動が重畳するという問題がある。
【０００９】
図１０に示す特許文献３の構成は、モータＭ１，Ｍ２がΔ結線でも適用することができる。しかし、ダイオードの整流器１８が別途必要である。また、スコットトランス３４という特殊な巻線のトランスを使用しているため、トランスのコストや納期の面で課題がある。
【００１０】
図１１に示す特許文献４では、モータ駆動インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の２台で３相コンバータを構成している。特許文献２とは異なりモータＭ１，Ｍ２がスター結線でもΔ結線でも適用することができる。しかし、モータＭ１，Ｍ２は、３相各々の巻線の両端の端子が外部出力されているオープン巻線でなければならない。
【００１１】
図１２に示す特許文献５は、モータＭがスター結線でもΔ結線でも適用することができる。しかし、モータＭの１台構成で別途降圧コンバータＣＮＶが必要となり部品点数が大幅に増加してしまう。また、モータＭとインバータＩＮＶ間に機械スイッチ３５があり、特許文献１同様に接点不良による走行中の異常停止の恐れが生じる。
【００１２】
以上示したようなことから、バッテリ充電装置において、部品点数、コスト、装置容積を削減することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、バッテリと、前記バッテリに対してＮ（Ｎ≧３）台並列接続され、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに出力するコンバータ動作を行う三相のインバータと、前記各インバータの三相交流側にそれぞれ接続されたモータと、二次巻線が前記Ｎ台のインバータのうち三台のインバータの三相交流側の何れかの相に接続され、一次巻線が三相交流電源に接続されたトランスと、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間、または、前記トランスの一次巻線と前記三相交流電源との間、または、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間と前記トランスの一次巻線と前記三相交流電源との間に接続されたスイッチと、を備えたことを特徴とする。
【００１４】
また、他の態様として、バッテリと、前記バッテリに対してＮ（Ｎ≧２）台並列接続され、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ動作と、交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに出力するコンバータ動作を行う三相のインバータと、前記各インバータの三相交流側に接続されたモータと、二次巻線が前記Ｎ台のインバータのうち二台のインバータの三相交流側の何れかの相に接続され、一次巻線が単相交流電源に接続されたトランスと、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間、または、前記トランスの一次巻線と前記単相交流電源との間、または、前記インバータと前記トランスの二次巻線との間と前記トランスの一次巻線と前記単相交流電源との間に接続されたスイッチと、を備えたことを特徴とする。
【００１５】
また、その一態様として、前記モータはΔ結線であることを特徴とする。
【００１６】
また、他の態様として、前記モータはスター結線であることを特徴とする。
【００１７】
また、その一態様として、前記インバータは、各相の上下アームにスイッチング素子をもつ構成であり、バッテリの充電動作時、前記トランスの二次巻線が接続された前記各インバータの充電電流制御部は、前記トランスの二次巻線が接続された相の上下アームのスイッチング素子をＯＦＦし、コンバータ出力電流指令値と、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相のコンバータ入力電流検出値を加算したコンバータ出力電流検出値と、の偏差と、コンバータ電圧検出値と、に基づいてコンバータ電圧指令値を算出し、前記コンバータ電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行い、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相の上下アームのスイッチング素子のゲート指令値を生成することを特徴とする。
【００１８】
また、その一態様として、前記ＰＷＭ制御は、前記トランスの二次巻線が接続されていない二相のうち、一方の相はキャリア三角波に基づいてＰＷＭ制御を行い、他方の相は前記キャリア三角波を反転した信号に基づいてＰＷＭ制御を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、バッテリ充電装置において、部品点数、コスト、装置容積を削減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】実施形態１におけるバッテリ充電装置を示す図。
【図２】実施形態１〜３における充電電流制御部を示すブロック図。
【図３】実施形態１〜３におけるインターリーブ制御を適用した場合の並列制御部・ＰＷＭ制御部を示すブロック図。
【図４】実施形態１，２におけるバッテリ充電動作時のバッテリ充電装置の等価回路示す図。
【図５】実施形態２におけるバッテリ充電装置を示す図。
【図６】実施形態３におけるバッテリ充電装置を示す図。
【図７】従来のバッテリ充電装置の一例を示す図。
【図８】特許文献１のバッテリ充電装置を示す図。
【図９】特許文献２のバッテリ充電装置を示す図。
【図１０】特許文献３のバッテリ充電装置を示す図。
【図１１】特許文献４のバッテリ充電装置を示す図。
【図１２】特許文献５のバッテリ充電装置を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本願発明におけるバッテリ充電装置の実施形態１〜３を図１〜図６に基づいて詳述する。
【００２２】
［実施形態１］
図１に本実施形態１におけるバッテリ充電装置を示す。本実施形態１におけるバッテリ充電装置は、バッテリ１７と、バッテリ１７に対してＮ（Ｎ≧３）台（本実施形態１では３台）並列接続された三相のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３と、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の三相交流側に接続されたモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３と、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３のうち三台のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の三相交流側の何れかの相（本実施形態１ではＷ相）に二次巻線が接続されたトランス１３と、トランス１３の一次巻線に一端が接続され、他端が三相交流電源１１と接続されたスイッチ１２と、を備える。
【００２３】
なお、スイッチ１２は、トランス１３の二次巻線側に設ける構成、または、トランス１３の一次巻線側と二次巻線側の両方に設ける構成、としてもよい。また、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３は、図１に示すように各相の上下アームにスイッチング素子を1個ずつ備える構成とする。
【００２４】
本実施形態１は、図７のバッテリ充電装置に比べて以下の点が異なる。トランス１３とバッテリ１７間の整流器を用いない。トランス１３の２次巻線は、３台のモータ駆動用のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３における三相交流側のＷ相に接続する。図１では、トランス１３の二次巻線をＷ相に接続しているが、Ｕ相，Ｖ相に接続しても良い。
【００２５】
前記インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３はバッテリ１７の直流電力を交流電力に変換してモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３に出力するインバータ動作と、三相交流電源１１から給電される交流電力を直流電力に変換してバッテリ１７に出力するコンバータ動作を行う。
【００２６】
各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の三相交流側には、電流検出器１４ｕ，１４ｖ，１５ｕ，１５ｖ，１６ｕ，１６ｖが設けられる。この電流検出器は、トランス１３の二次巻線が接続されていない相に設けられ、三相のうち二相分でよい。電流検出器１４ｕ，１４ｖ，１５ｕ，１５ｖ，１６ｕ，１６ｖは、コンバータ入力電流検出値Ｉｉｎｖ１Ｕ，Ｉｉｎｖ１Ｖ，Ｉｉｎｖ２Ｕ，Ｉｉｎｖ２Ｖ，Ｉｉｎｖ３Ｕ，Ｉｉｎｖ３Ｖを検出する。図１ではＷ相に電流検出器がない構成を示しているが、トランス１３の二次巻線が接続されていない相がＵ相であれば、Ｕ相に電流検出器がない構成となる。トランス１３の二次巻線が接続されていない相がＶ相であれば、Ｖ相に電流検出器がない構成となる。モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の巻線はΔ結線であり、中性点はない。
【００２７】
本実施形態１では、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の３台の駆動用のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３を用いて３相コンバータを構成する。この３相コンバータにより、交流電源１１から出力された交流電力を直流電力に変換しバッテリ１７を充電する。また、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の巻線インダクタンスとトランス１３の漏れインダクタンスをスイッチングリプル除去のためのフィルタとして使用する。
【００２８】
バッテリ１７充電時のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の駆動方法について説明する。インバータＩＮＶ１をコンバータＵ相、インバータＩＮＶ２をコンバータＶ相、インバータＩＮＶ３をコンバータＷ相と見なすことにより、３台のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３を３相の系統連系コンバータ１台として扱うことができる。
【００２９】
ただし、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３内のＷ相は充電動作中において上下アームのスイッチング素子を両方ともＯＦＦし、Ｕ相・Ｖ相のみでスイッチングを行う。その結果、バッテリ充電電流はＵ相・Ｖ相のみを通過する。
【００３０】
Ｕ相コンバータ出力電流指令値（インバータＩＮＶ１の直流側の電流指令値）ＩｃｎｖＵ＊としてＵ相コンバータ電圧検出値Ｖｕと同位相・振幅一定の正弦波を与え、図１に示すＩｃｈａｒｇｅの正の方向の有効電力を与えるように電流制御を行えば、バッテリ１７を充電することができる。特許文献２の単相コンバータとは異なり、直流バス（バッテリ１７の両端）に基本波の２倍の周波数の電圧脈動が生じないため、バッテリ１７への負担を軽減することができる。
【００３１】
図２にインバータＩＮＶ１台（コンバータ１相）当たりの充電電流制御部のブロック図の例を示す。図２では、ＩＮＶ１（コンバータＵ相）のブロック図を示している。まず、加算器１において、トランス１３の二次巻線が接続されていない二相の電流検出値であるＵ相インバータ入力電流検出値Ｉｉｎｖ１ＵとＶ相インバータ入力電流検出値Ｉｉｎｖ１Ｖを加算し、その和をＵ相コンバータ出力電流検出値（インバータＩＮＶ１の交流側の電流検出値）ＩｃｎｖＵとする。フィルタ２でＵ相コンバータ出力電流検出値ＩｃｎｖＵのノイズを除去する。
【００３２】
減算器３において、Ｕ相コンバータ出力電流指令値ＩｃｎｖＵ＊からＵ相コンバータ出力電流検出値ＩｃｎｖＵを減算して偏差を算出する。この偏差を比例アンプＰで増幅する。
【００３３】
図１に示すように、電圧検出器ＰＴで線間電圧から相電圧に変換し、Ｕ相コンバータ電圧検出値Ｖｕ，Ｖ相コンバータ電圧Ｖｖ，Ｗ相コンバータ電圧Ｖｗとして出力する。フィルタ４でＵ相コンバータ電圧検出値Ｖｕのノイズを除去する。加算器５において、比例アンプＰの出力に、フィルタ４通過後のＵ相コンバータ電圧検出値Ｖｕを加算し、Ｕ相コンバータ電圧指令値Ｖｕ＊とするフィードバック制御を行う。
【００３４】
図２では、充電電流制御部の構成の一例を示したが、充電電流制御部は他の構成でも良い。例えば、本実施形態１では３相２相変換やｄｑ変換を行わず固定座標上でアンプ処理を行う例を示したが、三相二相変換やｄｑ変換を行っても良い。本実施形態１で三相二相変換やｄｑ変換を行わない理由は、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の３台間の通信負荷を低減するためである。また、本実施形態１では、積分アンプを使用しない例を示したが、積分アンプを使用しても良い。本実施形態１で積分アンプを使用しない理由は、基本波５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに対しては積分アンプのゲインが有限であり偏差は零にならないためである。
【００３５】
並列制御部６は、図３に示すように、乗算器２１において、Ｕ相コンバータ出力電流指令値ＩｃｎｖＵ＊に１／２を乗算する。フィルタ２３ａ，２３ｂはＵ相コンバータ入力電流検出値Ｉｉｎｖ１Ｕ，Ｖ相コンバータ入力電流検出値Ｉｉｎｖ１Ｖのノイズを除去する。減算器２２ａ，２２ｂは、乗算器２１の出力からフィルタ２３ａ，２３ｂ通過後のＵ相コンバータ入力電流検出値Ｉｉｎｖ１Ｕ，Ｖ相コンバータ入力電流検出値Ｉｉｎｖ１Ｖをそれぞれ減算する。乗算器２４ａ，２４ｂは、減算器２２ａ，２２ｂの出力にゲインＧを乗算する。加算器２５ａ，２５ｂは、乗算器２４ａ，２４ｂの出力にＵ相コンバータ電圧指令値Ｖｕ＊をそれぞれ加算する。
【００３６】
ＰＷＭ制御部７は、減算器２６ａにおいて、加算器２５ａの出力からキャリア三角波を減算する。乗算器２７は、キャリア三角波に−１を乗算し、キャリア三角波を反転させる。減算器２６ｂは、加算器２５ｂの出力から反転したキャリア三角波を減算する。
【００３７】
比較器２８ａ，２８ｂは、減算器２６ａ，２６ｂの出力が０よりも大きいか否か、すなわち、加算器２５ａの出力とキャリア三角波の大小、加算器２５ｂの出力と反転したキャリア三角波の大小を比較し、０よりも大きい場合は１、０以下の場合は０を出力する。デッドタイム処理器２９ａ，２９ｂは、比較器２８ａ，２８ｂの出力にデッドタイムを付加し、各スイッチング素子のゲート指令（オンオフ指令）として出力する。
【００３８】
これによりインバータＩＮＶ１のＵ相電流のリプルとインバータＩＮＶ１のＶ相電流のリプルが互いに打ち消し合い、Ｕ相のコンバータ電流のリプルを低減することができる。（なお、このコンバータ電流のリプルの低減を重要視しないのであれば、図３の乗算器２７は設けなくともよい。）
コンバータ電流のリプルをより効果的に除去する必要のある場合は、トランス１３とモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の間にフィルタ用コンデンサを追加する方法が考えられる。
【００３９】
インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３のＵ相・Ｖ相アームは、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の巻線インダクタンスを介して並列接続された構成となる。巻線インダクタンスが十分大きければ、スイッチング素子を上アーム２個と下アーム２個にグループ分けし、それぞれを同じタイミングでスイッチングさせることにより、通過電流を均等に分担することができる。そのため、大電流での充電も可能である。図３の乗算器２７を省略することにより、上アーム２個と下アーム２個のスイッチング素子をそれぞれ同じタイミングでスイッチングさせることができる。巻線インダクタンスが非常に小さい場合でも、特許文献６の技術を適用すれば電流分担を均一化できる。これにより、上アーム２個および下アーム２個のスイッチング素子（合計４個）の損失を均等化させることができる。また、モータのＵＷ間・ＶＷ間巻線に発生する損失も均等化することができる。
【００４０】
なお、図３に示す、乗算器２７によって減算器２６ｂへ入力するキャリア三角波を反転させる構成では、Ｕ相のスイッチング素子のスイッチングのタイミングとＶ相のスイッチング素子のスイッチングのタイミングは、全く同一とはならない。しかし、図３の制御ブロックにより各スイッチング素子を通過する電流の1周期あたりの実効値、すなわち各スイッチング素子の損失を均等化させることはできる。
【００４１】
実施形態１において、バッテリ１７の充電時にモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３が回転しない理由を説明する。各モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３のＵＷ間・ＶＷ間巻線に同じ振幅・位相の電流が流れる。モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３内では磁界が発生し、この磁界は大きさおよび符号は変化するが、位相は固定であるため、回転磁界は発生しない。そのためモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３が誘導機で停止中ならば始動トルクは発生せず、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３は回転しない。そのため、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３が誘導機であれば、軸やタイヤを固定あるいは外すなどの追加の機構を用意しなくても安全に充電を行うことができる。
【００４２】
本実施形態１において、バッテリ１７の充電時に各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３のＷ相に電流が流れない理由を説明する。図４はバッテリ１７充電動作時の図１を簡略化したものである。左側のリアクトルＴｒはトランスの漏れインダクタンス、右側のリアクトルはモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の巻線インダクタンスを表している。
【００４３】
図４に示すように、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３のＷ相電圧は２つのリアクトルの分圧で決定する。交流電源１１の線間電圧ピークよりも直流電圧（バッテリ１７の電圧）の方が大きければ、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３のＷ相電圧はインバータＵ相電圧，Ｖ相電圧、すなわち直流電圧よりも小さくなりダイオードは導通せずＷ相に電流は流れない。バッテリ１７を定電流で充電する場合はこの条件を満たすよう交流電源１１の電圧，トランス１３の変圧比，バッテリ１７の最小電圧（直流電圧）を設計する。以上よりインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３のＷ相に電流は流れない。
【００４４】
本実施形態１は、特許文献５とは異なりインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３のＷ相を切り離すスイッチを必要としないため、部品点数を削減できる。また、スイッチ接点が接触不良を起こし走行中にモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３が異常停止する恐れもない。
【００４５】
本実施形態１は、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３駆動用のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３をバッテリ充電用のコンバータとして、モータ巻線をスイッチングリプル除去用フィルタリアクトルとして使用するため、図７と比較してバッテリ充電用の整流ダイオードおよびその冷却機構が不要となり、部品点数，コスト，装置容積を削減することができる。
【００４６】
また、整流ダイオードに比べて交流電源１１に流出する高調波電流が小さくなるため、バッテリ１７充電時にモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３やトランス１３の鉄損減少、交流電源１１に接続する周辺の受動素子や装置の焼損、誤動作を防ぐことができる。この効果は、図３に示すＵ相の減算器２６aへ入力するキャリア三角波と、Ｖ相の減算器２６aへ入力するキャリア三角波を反転させる構成によって、より大きく得られる。
【００４７】
さらに、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３は、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３駆動動作だけでなく充電動作においても二相分の電流検出器１４ｕ，１４ｖ，１５ｕ，１５ｖ，１６ｕ，１６ｖで動作できる。駆動動作と充電動作に用いる電流検出器を兼用できるため、電流検出器の部品点数は増加しない。充電電流は電流検出器１４ｕ，１４ｖ，１５ｕ，１５ｖ，１６ｕ，１６ｖのある２相を流れる。
【００４８】
また、特許文献６の技術を適用すれば、スイッチング素子の電流責務・熱責務を均一にでき、大電流でのバッテリ充電、素子の長寿命化、充電中のモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の鉄損の低減を図ることが可能となる。また、図３に示すように、バッテリ充電時にスイッチング素子をインターリーブ駆動させることで、交流電源１１に流出するリプル電流をより小さくすることができ、交流電源１１に流出する高調波電流を小さくできる。
【００４９】
また、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３として誘導機を使用すれば、バッテリ１７充電中にモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３が回転を始めることはないため、モータ軸とタイヤを切り離す、タイヤを固定するといった機構が不要である。
【００５０】
また、特許文献１に比べて、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３とインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３間の切り離しコネクタ（図８の符号２０）が不要になるため部品点数を削減でき、バッテリ充電装置の小型化，低コスト化を図ることが可能となる。また、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３とモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３間に機械スイッチを接続しないため、接点不良によるモータ異常停止を防ぐことができる。
【００５１】
また、特許文献２に比べて、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の巻線がΔ結線でも適用でき、中性点端子が不要であるため、一般的な誘導機を適用することができる。また、３相コンバータによるバッテリ１７の充電ができるため、直流バスには基本波の２倍の電圧・電流脈動が重畳せず、バッテリ１７の負担を低減できる。これにより、バッテリ１７を長寿命化できる。
【００５２】
また、特許文献３に比べて、整流ダイオードを必要としない。また、トランス１３にはスコットトランスではなく一般的な三相トランスを適用できるため、トランス１３のコスト・納期の面で有利である。
【００５３】
また、特許文献４に比べて、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３がオープン巻線である必要がなく、巻線がΔ結線またはスター結線である一般的な誘導機を適用することができる。
【００５４】
また、特許文献５に比べて、降圧用のコンバータＣＮＶが不要のため部品点数を削減することができる。また、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３とモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３間の機械スイッチ３５も不要である。よって、バッテリ充電装置の小型化，低コスト化を図ることが可能となる。
【００５５】
また、本実施形態１における充電電流制御部は、検出値と指令値だけ代えれば、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３で同じハード構成とすることができる。
【００５６】
また、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３で充電時の電流責務を均等にすることが可能である。また、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３内の、充電時に通流する上アームのスイッチング素子２個と下アームのスイッチング素子２個（合計４個）の損失を均等にすることが可能である。また、充電時に、各モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３のＵＷ間・ＶＷ間巻線に発生する損失も均等化することが可能である。その結果、各部品の熱設計も容易になる。
【００５７】
また図１では、インバータとモータが３台の構成を示した。インバータとモータが４台以上の構成の場合でも、インバータとモータを３台用いてのバッテリ充電を行う。よって、インバータとモータが４台以上の構成では、４台目以降のインバータにトランス１３の２次巻線を接続しない構成とすればよい。
［実施形態２］
図５に本実施形態２のバッテリ充電装置を示す。本実施形態２は、実施形態１のモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３の巻線をスター結線としたものである。スター結線のためモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３に中性点３２は存在する。しかし、中性点３２が端子出しされていない点は実施形態１と同様である。
【００５８】
本実施形態２はモータ巻線の結線が異なるだけで、実施形態１と同じ動作を行い、制御方法も全く同じものを適用できる。ただし、仮に、Δ結線のモータとスター結線のモータの１相当たりの巻線のインダクタンスが同値とした場合、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３のＵ相・Ｖ相間のインダクタンスは実施形態１のΔ結線に比べて大きくなる。そのため、インバータＵ相・Ｖ相の動作としてはスター結線の方が、全く同じタイミングでのスイッチングや、図３の制御ブロックによる出力電流リプルの低減が行いやすくなる。一方、実施形態１のΔ結線ではインバータＵ相・Ｖ相間インダクタンスが小さいため、特許文献６による並列制御が高い効果を発揮する。
【００５９】
本実施形態２において、バッテリ充電時にモータＭ１，Ｍ２，Ｍ３が回転しない理由を説明する。スター巻線では、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線に同じ振幅・位相の電流が流れ、Ｗ相巻線には振幅２倍で符号が反転した電流が流れる。モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３内の磁界はΔ結線の巻線と同じく、大きさおよび符号は変化するが、位相は固定であるため、回転磁界は発生しない。そのため、実施形態１同様、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３が誘導機で停止中ならば始動トルクは発生せず、モータＭ１，Ｍ２，Ｍ３は回転しない。
【００６０】
以上示したように、本実施形態２によれば、実施形態１と同様の作用効果を奏する。
【００６１】
［実施形態３］
図６に本実施形態３のバッテリ充電装置を示す。本実施形態３は充電用の交流電源１１が単相の場合に本願発明を適用した場合であり、以下の点が異なる。
【００６２】
トランス１３の二次巻線は、二台のインバータＩＮＶ１，インバータＩＮＶ２の電流検出器１４ｕ，１４ｖ，１５ｕ，１５ｖ，１６ｕ，１６ｖのないＷ相に接続する。図６ではトランス１３の二次巻線をＷ相に接続した構成を示しているが、Ｕ相に電流検出器がない構成であればＵ相にトランス１３の二次巻線を接続してする。Ｖ相に電流検出器がない構成であればＶ相にトランス１３の二次巻線を接続する。また、インバータＩＮＶ３は、交流電源１１に接続しない。
【００６３】
インバータＩＮＶ１，インバータＩＮＶ２は単相の系統連系コンバータとなり、電流制御の適用によりバッテリ１７を充電することができる。充電電流制御部は、図２，図３をそのまま適用することができる。特許文献６も適用可能である。
【００６４】
なお、インバータＩＮＶ２の充電電流制御部では、図２のＩｃｎｖＵ＊の代わりに−ＩｃｎｖＵ＊を減算器３と並列制御部６に入力する。同様に、図２のＶｕの代わりに−Ｖｕをフィルタ４に入力する。
【００６５】
以上示したように、本実施形態３によれば、交流電源１１が単相交流の場合においても本願発明を適用でき、実施形態１，２と同様の作用・効果を得られる。
【００６６】
また図６では、インバータとモータが３台の構成を示した。インバータとモータが４台以上の構成の場合でも、インバータとモータを２台用いてのバッテリ充電を行う。よって、インバータとモータが３台以上の構成では、３台目以降のインバータにトランス１３の２次巻線を接続しない構成とすればよい。インバータとモータが２台の構成では、２台すべてのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２がトランス１３の２次巻線に接続され、インバータＩＮＶ３は存在しない構成となる。
【００６７】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【００６８】
１１…交流電源
１２…スイッチ
１３…トランス
１４ｕ，１４ｖ，１５ｕ，１５ｖ，１６ｕ，１６ｖ…電流検出器
１７…バッテリ
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３…インバータ
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３…モータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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