(57)【要約】      （修正有）【課題】トランス内部の共振特性に起因するコモンモード電流のピーキングを容易に小さくすることができ、雑音端子電圧を効果的に低減できるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓが同軸に巻回された絶縁型のトランス１２を備える。１次巻線Ｐは、所定の巻き幅に整列巻きされた１つの巻回層（１次側巻回層）により構成され、２次巻線Ｓは、所定の巻き幅に整列巻きされて１次巻線Ｐに対向する１つの巻回層（２次側巻回層）により構成される。１次巻線Ｐの両端Ｐｘ１，Ｐｘ２から離れた途中の電位が外部に引き出され、引き出された途中の電位と１次側回路の安定電位ＡＤ１との間に、トランス１２内部の共振周波数を低下させる補正回路３０が接続されている。補正回路３０は、コンデンサ３０ａとダンピング抵抗３０ｂの直列回路である。【選択図】図１
2019092273.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線及び２次巻線が同軸に巻回された絶縁型のトランスを備え、入力電圧をスイッチング素子で断続して前記１次巻線に印加し、前記２次巻線に発生する電圧を整流素子で整流し、これを平滑することによって出力電圧を生成するスイッチング電源装置において、
前記１次巻線は、所定の巻き幅に整列巻きされた１つ以上の１次側巻回層により構成され、前記２次巻線は、所定の巻き幅に整列巻きされて前記１次側巻回層に対向する１つ以上の２次側巻回層により構成され、
前記１次巻線の両端から離れた途中の電位が外部に引き出され、引き出された前記途中の電位と１次側回路の安定電位との間に、前記トランス内部の共振周波数を低下させるコンデンサが接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
１次巻線及び２次巻線が同軸に巻回された絶縁型のトランスを備え、入力電圧をスイッチング素子で断続して前記１次巻線に印加し、前記２次巻線に発生する電圧を整流素子で整流し、これを平滑することによって出力電圧を生成するスイッチング電源装置において、
前記１次巻線は、所定の巻き幅に整列巻きされた１つ以上の１次側巻回層により構成され、前記２次巻線は、所定の巻き幅に整列巻きされて前記１次側巻回層に対向する１つ以上の２次側巻回層により構成され、
前記２次巻線の両端から離れた途中の電位が外部に引き出され、引き出された前記途中の電位と２次側回路の安定電位との間に、前記トランス内部の共振周波数を低下させるコンデンサが接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記コンデンサと直列の位置に、前記トランス内部の共振のＱ値を低下させるダンピング抵抗が挿入されている請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスによって１次側回路と２次側回路とが絶縁されたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば図１２（ａ）に示すように、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓを有した絶縁型のトランス１２を備え、トランス１２を通じて１次側回路から２次側回路への電力伝送を行うスイッチング電源装置１０があった。スイッチング電源装置１０の動作を簡単に説明すると、＋Ｖｉ端子と−Ｖｉ端子との間に入力電源１４が接続され、入力電源１４から供給された入力電圧Viをスイッチング素子１６で断続し、その断続電圧を１次巻線Ｐに印加する。そして、２次巻線Ｓに発生する電圧を整流平滑回路１８で整流平滑することによって出力電圧Voを生成し、＋Ｖｏ端子と−Ｖｏ端子との間に接続された負荷２０に向けて出力する。＋Ｖｉ端子と−Ｖｉ端子との間に接続されている入力コンデンサ２２は、スイッチング素子１６に流れるスイッチング電流が入力電源１４に向けて流出するのを防止するための大容量のコンデンサである。
【０００３】
−Ｖｉ端子のラインは、１次側回路のグランド電位である。また、＋Ｖｉ端子のラインは、大容量の入力コンデンサ２２を介して−Ｖｉ端子のラインに接続され、交流的には−Ｖｉ端子のラインにほぼ短絡されるので、安定な電位となる。したがって、＋Ｖｉ端子のライン及び−Ｖｉ端子のラインが、１次側回路の安定電位ＡＤ１となる。
【０００４】
−Ｖｏ端子のラインは、２次側回路のグランド電位である。また、＋Ｖｏ端子のラインは、整流平滑回路１８内の大容量の出力平滑コンデンサ１８ａを介して−Ｖｏ端子のラインに接続され、交流的には−Ｖｏ端子のラインにほぼ短絡されるので、安定な電位となる。したがって、＋Ｖｏ端子のライン及び−Ｖｏ端子のラインが２次側回路の安定電位ＡＤ２となる。
【０００５】
その他、スイッチング電源装置１０には、感電を防止するため、使用時に大地に接地されるＦＧ端子が設けられている。そして、ＦＧ端子と１次側回路の安定電位ＡＤ１（ここでは、−Ｖｉ端子のライン）との間に接地コンデンサ２４が接続され、ＦＧ端子と２次側回路の安定電位ＡＤ２（ここでは、−Ｖｏ端子のライン）との間に接地コンデンサ２６が接続されている。
【０００６】
入力コンデンサ２２や出力平滑コンデンサ１８ａの容量は、両端のリップル電圧をできるだけ小さくするため、通常は数μ〜数百μＦ以上の大きい値に設定されるが、接地コンデンサ２４，２６の容量C24，C26は、漏洩電流があまり大きくならないようにするため、通常は０．００１μ〜０．１μＦ程度の値に設定される。
【０００７】
トランス１２の構造は、図１２（ｂ）に示すように、ボビン等の巻回軸２７にマグネットワイヤをソレノイド状に巻回することにより、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓが同軸に設けられている。１次巻線Ｐは、巻き幅（巻回軸２７の軸方向の幅）いっぱいに整列巻きされた１つの巻回層（１次側巻回層）により形成され、２次巻線Ｓは、１次巻線Ｐの外周面に対向するように、同じ巻き幅に整列巻きされた１つの巻回層（２次側巻回層）により形成されている。ここで、整列巻きとは、１ターン１ターンを隙間なく整列させた密巻き、又は所定の隙間を空けて整列させたスペース巻きのことである。
【０００８】
ところで、スイッチング電源装置１０等の電子機器のＥＭＩ（electromagnetic interference）規格の中に、伝導性ノイズを評価する雑音端子電圧がある。雑音端子電圧の発生要因は複数あるが、特に数ＭＨｚ以上の周波数帯域では、スイッチング素子１６の電圧Vdがノイズ源となり、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとの間の浮遊容量、２次側の接地コンデンサ２６、１次側の接地コンデンサ２４の経路にコモンモード電流Icomが流れ、接地コンデンサ２４に発生する電圧降下が大きくなると、雑音端子電圧が比例的に大きくなることが知られている。この動作は、図１３（ａ）に示す等価回路で表すことができる。
【０００９】
ノイズ源となるスイッチング素子１６の電圧Vdは通常は矩形波であり、様々な周波数の正弦波信号が合成されたものである。そこで、図１３（ａ）の等価回路では、説明を容易にするため、周波数毎の正弦波信号Vdnをノイズ源として表記している。また、Cpsは、トランス１２の１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとの間の浮遊容量であり、以下、等価容量と称する。
【００１０】
等価容量Cpsは、通常は数ｐＦ〜数百ｐＦ程度で、接地コンデンサ２２，２４の容量C22，C24よりも十分小さい。したがって、この等価回路から、正弦波信号Vdnの振幅が一定の場合、コモンモード電流Icomの大きさは等価容量Cpsに略比例して増減し（Icom≒Vdn・2πF・Cps）、雑音端子電圧を低減するには、等価容量Cpsを小さくするのが効果的であること分かる。
【００１１】
例えば、特許文献１，２には、トランスに、電力伝送用の１次巻線及び２次巻線とは異なる別巻線（１次補助巻線等）を設け、トランス内部に発生する電界分布を補正することによって等価容量Cpsを小さくし、コモンモードノイズ（コモンモード電流）を低減したスイッチング電源装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平１０−５２０３６号公報
【特許文献２】特開平１０−１４４５３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
従来のスイッチング電源装置１０は、トランス１２の内部に、インダクタンスと浮遊容量によって共振系が形成され、図１３（ｂ）、（ｃ）に示すように、共振周波数Fp付近の周波数帯域で、等価容量Cps及びコモンモード電流Icomが急激に大きくなる（ピーキングが発生する）。例えば、スイッチング周波数Fswを数百ｋＨｚとすれば、共振周波数Fpは数Ｍ〜数十ＭＨｚである。したがって、ノイズ源の電圧Vdの中に、共振周波数Fp付近の周波数帯域の正弦波信号Vdnが多く含まれている場合、雑音端子電圧が非常に大きくなってしまうという問題があった。
【００１４】
特許文献１，２のスイッチング電源装置の場合も、トランスの内部に共振系が形成され、同様の問題が発生する。なお、特許文献１，２に記載されている技術、すなわち別巻線を設けて等価容量Cpsを小さくする技術は、共振周波数Fpより低い周波数帯域の等価容量Cps（図１３（ｃ）のグラフの直線部分）を小さくする技術であり、共振周波数Fp付近で発生するピーキングについては特に考慮されていない。つまり、別巻線を設けることによって共振特性に変化が生じる可能性はあるが、共振周波数Fpのピーキングがどのように変化するかは不明である。
【００１５】
本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、トランス内部の共振特性に起因するコモンモード電流のピーキングを容易に小さくすることができ、雑音端子電圧を効果的に低減できるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、１次巻線及び２次巻線が同軸に巻回された絶縁型のトランスを備え、入力電圧をスイッチング素子で断続して前記１次巻線に印加し、前記２次巻線に発生する電圧を整流素子で整流し、これを平滑することによって出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、前記１次巻線は、所定の巻き幅に整列巻きされた１つ以上の１次側巻回層により構成され、前記２次巻線は、所定の巻き幅に整列巻きされて前記１次側巻回層に対向する１つ以上の２次側巻回層により構成され、前記１次巻線の両端から離れた途中の電位が外部に引き出され、引き出された前記途中の電位と１次側回路の安定電位との間に、前記トランス内部の共振周波数を低下させるコンデンサが接続されているスイッチング電源装置である。
【００１７】
また、本発明は、１次巻線及び２次巻線が同軸に巻回された絶縁型のトランスを備え、入力電圧をスイッチング素子で断続して前記１次巻線に印加し、前記２次巻線に発生する電圧を整流素子で整流し、これを平滑することによって出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、前記１次巻線は、所定の巻き幅に整列巻きされた１つ以上の１次側巻回層により構成され、前記２次巻線は、所定の巻き幅に整列巻きされて前記１次側巻回層に対向する１つ以上の２次側巻回層により構成され、前記２次巻線の両端から離れた途中の電位が外部に引き出され、引き出された前記途中の電位と２次側回路の安定電位との間に、前記トランス内部の共振周波数を低下させるコンデンサが接続されているスイッチング電源装置である。
【００１８】
前記コンデンサと直列の位置に、前記トランス内部の共振のＱ値を低下させるダンピング抵抗が挿入されていることが好ましい。
【発明の効果】
【００１９】
本発明のスイッチング電源装置は、トランスの１次巻線の所定位置（両端から離れた途中の電位）と１次側回路の安定電位との間に、トランスの共振特性を補正する回路（コンデンサ、ダンピング抵抗）を接続するという独特な構成を備えているので、トランスの共振特性に起因するコモンモード電流のピーキングを容易に小さくすることができ、雑音端子電圧を効果的に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図（ａ）、トランスの内部構造を示す図（ｂ）である。
【図２】従来のスイッチング電源装置のトランスの、１次巻線に電圧が印加された時の動作を示す波形である。
【図３】従来のスイッチング電源装置のトランスにおいて、共振周波数と同じ周波数の正弦波信号が入力されたときの動作を確認するために行ったミュレーションの結果を示す図である。
【図４】第一の実施形態のスイッチング電源装置のトランスにおいて、共振周波数と同じ周波数の正弦波信号が入力された時の動作を確認するためのミュレーションの条件及び実験の条件を示す図である。
【図５】図４に示す条件で行ったシミュレーション及び実験の結果を示すグラフである。
【図６】第一の実施形態のスイッチング電源装置の効果（補正回路を設けることによる効果）を示す図であって、コモンモード電流が発生するメカニズムを示す等価回路（ａ）、コモンモード電流の周波数特性を示すグラフ（ｂ）、等価容量の周波数特性を示すグラフ（ｃ）である。
【図７】本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図（ａ）、トランスの内部構造を示す図（ｂ）である。
【図８】本発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図（ａ）、トランスの内部構造を示す図（ｂ）である。
【図９】本発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態を示す回路図（ａ）、コモンモード電流が発生するメカニズムを示す等価回路（ｂ）である。
【図１０】従来のスイッチング電源装置のトランスの、２次巻線に電圧が印加された時の動作を示す波形である。
【図１１】本発明が適用できる電力変換の方式の他の例を示す回路図（ａ）、（ｂ）である。
【図１２】従来のスイッチング電源装置を示す回路図（ａ）、トランスの内部構造を示す図（ｂ）である。
【図１３】従来のスイッチング電源装置にコモンモード電流が発生するメカニズムを示す等価回路（ａ）、コモンモード電流の周波数特性を示すグラフ（ｂ）、等価容量の周波数特性を示すグラフ（ｃ）である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１〜図６に基づいて説明する。ここで、従来のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。
【００２２】
この実施形態のスイッチング電源装置２８は、図１（ａ）に示すように、従来のスイッチング電源装置１０に補正回路３０を追加したものであり、補正回路３０以外部分の構成はスイッチング電源装置１０と同様である。また、図１（ｂ）に示すように、トランス１２の内部構造も、スイッチング電源装置１０のトランス１２と基本的に同じである。ただし、この実施形態のトランス１２は、１次巻線Ｐの、両端Ｐｘ１，Ｐｘ２から離れた途中の電位（１次巻線ＰをＰａとＰｂに分割する位置）が外部に引き出されている。
【００２３】
補正回路３０は、コンデンサ３０ａとダンピング抵抗３０ｂの直列回路である。補正回路３０の一端は、１次巻線Ｐの途中の電位に接続され、他端は、１次側回路の安定電位ＡＤ１に接続されている。他端を接続する安定電位ＡＤ１は、＋Ｖｉ端子のラインと−Ｖｉ端子のラインのどちらでもよい。
【００２４】
補正回路３０は、概して言うと、トランス１２の共振特性を補正するための回路であり、コンデンサ３０ａは、トランス１２内部の共振周波数Fpを低下させる働きをし、ダンピング抵抗３０ｂは、トランス１２内部の共振のＱ値を低下させる働きをする。
【００２５】
ここで、補正回路３０の動作を説明する前に、従来のスイッチング電源装置１０のトランス１２の動作、すなわち補正回路３０が接続されていない時のトランス１２の動作を説明する。
【００２６】
コモンモード電流Icomを発生させるノイズ源はスイッチング素子１６の電圧Vdであり、１次巻線Ｐの両端Ｐｘ１，Ｐｘ２の間に、電圧Vdから入力電圧Viが引き算された矩形波状の電圧（Vd-Vi）が印加される。１次巻線Ｐの各部には矩形波状の電圧が発生し、図２に示すように、安定電位ＡＤ１に近い位置の電圧V1の振幅は小さく、安定電位ＡＤ１から離れた位置の電圧V3の振幅は大きく、中央部の電圧V2の振幅はその間の値になる。同様に、電圧V1〜V3に含まれるスイッチング周波数Fswの成分である正弦波信号Vdnも、安定電位ＡＤ１から離れるほど振幅が大きくなる。これらは一般的に知られている現象であるが、発明者が解析を行った結果、共振周波数Fpの成分である正弦波信号Vdnについては、中央部の振幅が最も大きくなり、両端Ｐｘ１，Ｐｘ２に近くなるほど振幅が小さくなることが明らかになった。
【００２７】
図３は、試作トランス１２ｓの、共振周波数Fpの成分に対する動作をシミュレーションした結果を示している。試作トランス１２ｓは、所定サイズのＥＩ型のコアとボビンを用いて製作した。１次巻線Ｐは３０ターンで、ボビンの巻回軸に、φ０．２５のマグネットワイヤを巻き幅いっぱいに整列巻きし、両端Ｐｘ１，Ｐｘ２の間を５つの部分（各６ターン）に分割するＡ〜Ｄ点を外部に引き出した。２次巻線Ｓは１５ターンで、１次巻線Ｐの外周面を厚さ約２５μｍの絶縁テープで覆った後、絶縁テープの外周面に、φ０．３５のマグネットワイヤを巻き幅いっぱいに整列巻きし、両端の間を５つの部分（各３ターン）に分割するａ〜ｄ点を外部に引き出した。
【００２８】
シミュレーション用に設定したモデル回路は、１次巻線Ｐの５つの部分及び２次巻線Ｓの５つの部分に相当する合計１０個のインダクタ素子と、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとの間の浮遊容量に相当する６個のコンデンサ素子とを設け、各素子を梯子状に接続する構成とした。そして、インピーダンス測定器で、試作トランス１２ｓの１次巻線Ｐの各部分のインダクタンス、２次巻線Ｓの各部分のインダクタンス、各部分同士の結合度、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓの間の浮遊容量等を測定し、モデル回路中の各素子に割り振った。１次巻線Ｐに入力する正弦波信号Vdnは、振幅を５Ｖとし、周波数Fpは、インピーダンス測定器で測定した値４１．７ＭＨｚとした。
【００２９】
各部の電圧及び電流のシミュレーション結果は、図３に示す通りである。Ｐｘ２、Ａ〜Ｄ点の電圧波形は示していないが、それぞれ正弦波信号Vdnに対して位相が９０度ずれた正弦波となった。図３に記した電圧値及び電流値は、正弦波の振幅の値である。１次巻線Ｐの電圧は、中央部のＢ点とＣ点の振幅が大きく、両端Ｐｘ１，Ｐｘ２に近くなるほど振幅が小さくなった。浮遊容量に流れる電流は、個々の浮遊容量の値とその両端の電位差により決定され、電位差が大きいＢ点の位置にある浮遊容量に最も多くの電流が流れている。そして、各浮遊容量に流れる電流を合計したコモンモード電流Icomは、２８．５ｍＡとなった。
【００３０】
次に、このモデル回路に補正回路３０を追加したときの動作を確認するシミュレーションを行った。シミュレーションの条件は、図４に示すように、コンデンサ３０ａの容量を１１ｐＦ、ダンピング抵抗の抵抗値を２２０Ωとし、補正回路３０の一端を安定電位ＡＤ１に接続し、他端の接続点をＰｘ２，Ａ、Ｂ，Ｃ，Ｄの各点に切り換えたとき、コモンモード電流Icomがどのように変化するかを算出した。他端の接続点を切り変えたときに共振周波数Fpが変化した場合は、正弦波信号Vdnの周波数を変更して共振周波数Fpと一致させることにした。また、シミュレーションと並行して、実際の試作トランス１２ｓに補正回路３０を接続し、コモンモード電流Icomの変化を測定する実験も行った。
【００３１】
シミュレーション及び実験の結果は、図５のグラフの通りである。補正回路３０を端部Ｐｘ２に接続したときは、共振周波数Fp及びコモンモード電流Icomはほとんど変化せず、補正回路３０がないときとほぼ同じ値になった。従来から雑音端子電圧の対策として、１次巻線Ｐの両端Ｐｘ１，Ｐｘ２の間にスナバ用コンデンサが接続されることがあるが、このシミュレーション結果から、両端Ｐｘ１，Ｐｘ２の間にスナバ用コンデンサを接続しても、トランス１２内部の共振特性がほとんど変化しないので、共振周波数Fp付近の周波数帯域の雑音端子電圧を低減する効果はほとんど期待できないことが分かる。そもそも、コンデンサ素子は、両端に電位差があって初めて機能する素子なので、電位差が発生していないＰｘ２−ＡＤ１間に接続しても、動作に変化が現れないことは当然の結果と言える。
【００３２】
これに対して、補正回路３０をＢ点やＣ点に接続したときは、共振周波数Fpが大きく変化し、コモンモード電流Icomが1/2〜1/3程度まで小さくなった。これは、Ｂ−ＡＤ１間やＣ−ＡＤ１間には大きい電位差が発生しており、コンデンサ３０ａが十分に機能することができるので、コンデンサ３０ａが共振周波数Fpを大幅に低下させ、さらにダンピング抵抗３０ｂが共振のＱ値を低下させたため、コモンモード電流Icomが格段に小さくなったと考えられる。
【００３３】
スイッチング電源装置２８に試作トランス１２ｓを搭載し、補正回路３０（１１ｐＦ、２２０Ω）を１次巻線ＰのＣ点と安定電位ＡＤ１の間に接続した場合、スイッチング電源装置２８のコモンモード電流Icom/Vdn及び等価容量Cpsの周波数特性は、図６（ｂ）、（ｃ）のように表すことができる。つまり、補正回路３０を追加することによって、共振周波数Fp付近に発生するコモンモード電流Icom/Vdnのピーキングを、従来のスイッチング電源装置１０（補正回路３０なし）に比べて約７．５ｄBも低下させることができる。
【００３４】
以上説明したように、スイッチング電源装置２８は、トランス１２の１次巻線Ｐの所定位置（両端Ｐｘ１，Ｐｘ２から離れた電位）と１次側回路の安定電位ＡＤ１との間に、トランス１２の共振特性を補正する補正回路３０を接続するという独特な構成を備えているので、トランス１２の共振特性に起因するコモンモード電流Icomのピーキングを容易に小さくすることができ、雑音端子電圧を効果的に低減するこができる。
【００３５】
なお、上述したシミュレーション及び実験の結果で示した数値は、あくまでも試作トランス１２ｓにおける数値であり、トランスのサイズ、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓの巻数や巻き方（密巻き／スペース巻き）、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓとの離間距離等が変更されると、各数値も異なる値になる。したがって、実際にトランス１２を試作して評価を行い、補正回路３０を接続する位置や、コンデンサ３０ａとダンピング抵抗３０ｂの値を最適化することが好ましい。例えば、コンデンサ３０ａは内部に一定の抵抗成分を有しているので、ダンピング抵抗３０ｂが不要になる場合もあり得る。
【００３６】
次に、本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態について、図７に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置２８と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置３２は、スイッチング電源装置２８の構成の一部を変更したものであり、図７（ａ）に示すように、トランス１２に代えてトランス３４が設けられ、補正回路３０に代えて２つの補正回路３６，３８が設けられている。その他の構成は、スイッチング電源装置２８と同様である。
【００３７】
トランス３４の構造は、図７（ｂ）に示すように、ボビンなどの巻回軸２７にマグネットワイヤをソレノイド状に巻回することによって、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓが同軸に設けられている。１次巻線Ｐは、巻き幅（巻回軸２７の軸方向の幅）いっぱいに整列巻きされた２つの１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２により形成され、Ｐ１とＰ２が互いに並列接続され、その両端Ｐｘ１，Ｐｘ２が外部に引き出されている。また、図７（ｂ）には示していないが、１次側巻回層Ｐ１の、両端Ｐｘ１，Ｐｘ２から離れた途中の電位（１次側巻回層Ｐ１をＰａとＰｂに分割する位置）が外部に引き出され、１次側巻回層Ｐ２の、両端Ｐｘ１，Ｐｘ２から離れた途中の電位（１次側巻回層Ｐ２をＰｃとＰｄに分割する位置）も外部に引き出されている。２次巻線Ｓは、１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２の間に挟まれるように配置され、同じ巻き幅に整列巻きされた１つの巻回層（２次側巻回層）により形成されている。
【００３８】
補正回路３６は、コンデンサ３６ａとダンピング抵抗３６ｂの直列回路である。補正回路３６の一端は、１次側巻回層Ｐ１の途中の電位に接続され、他端は、安定電位ＡＤ１に接続されている。他端を接続する安定電位ＡＤ１は、＋Ｖｉ端子のラインと−Ｖｉ端子のラインのどちらでもよい。補正回路３８は、コンデンサ３８ａとダンピング抵抗３８ｂの直列回路である。補正回路３８の一端は、１次側巻回層Ｐ２の途中の電位に接続され、他端は、安定電位ＡＤ１に接続されている。他端を接続する安定電位ＡＤ１は、＋Ｖｉ端子のラインと−Ｖｉ端子のラインのどちらでもよい。
【００３９】
補正回路３６，３８は、上記の補正回路３０と同様に、トランス３４の共振特性を補正するための回路であり、コンデンサ３６ａ，３８ａは、トランス３４内部の共振周波数Fpを低下させる働きをし、ダンピング抵抗３６ｂ，３８ｂは、トランス３４内部の共振のＱ値を低下させる働きをする。
【００４０】
上記スイッチング電源装置２８のトランス１２の場合、１次巻線Ｐが１つの１次側巻回層により構成され、共振周波数Fpの正弦波信号Vdnの振幅が大きくなる位置は、１次巻線Ｐの内部の１箇所である。したがって、１次巻線Ｐに対して１つの補正回路３０を接続することによって、トランス１２の共振特性を十分に補正することができ、雑音端子電圧を効果的に低減することができた。
【００４１】
これに対して、スイッチング電源装置３２のトランス３４の場合、１次巻線Ｐが２つの１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２により構成され、共振周波数Fpの正弦波信号Vdnの振幅が大きくなる位置が、１次巻回層Ｐ１，Ｐ２の内部に別々に存在する。したがって、１次側巻回層Ｐ１に補正回路３６を接続し、さらに１次側巻回層Ｐ２にも補正回路３８を接続することによって、トランス３４の共振特性を確実に補正することができ、雑音端子電圧をより効果的に低減することができる。
【００４２】
なお、トランスの共振特性は、トランスのサイズ、マグネットワイヤの線径や巻き方（密巻き、スペース巻き）、１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２と２次巻線Ｓとの離間距離等によって異なってくる。したがって、実際にトランス３４を試作して評価を行い、補正回路３６，３８を接続する位置や、コンデンサ３６ａ，３８ａやダンピング抵抗３６ｂ，３８ｂの値を設定するとよい。例えば、コンデンサ３６ａ，３８ａは内部に一定の抵抗成分を有しているので、ダンピング抵抗３６ｂ，３８ｂが不要になる場合もあり得る。また、一方の補正回路だけで所望の効果が得られた場合は、他方の補正回路は省略してもよい。また、１次側巻回層Ｐ１から引き出した点（ＰａとＰｂの接続点）と１次側巻回層Ｐ２から引き出した点（ＰｃとＰｄの接続点）とが同電位のときは、引き出した点同士を接続し、この接続点に１つの補正回路（３６又は３８）を設ける構成にしてもよい。
【００４３】
次に、本発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態について、図８に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置３２と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置４０は、スイッチング電源装置３２の構成の一部を変更したものであり、図８（ａ）に示すように、トランス３４に代えてトランス４２が設けられ、補正回路３６が省略されている。その他の構成は、スイッチング電源装置３２と同様である。
【００４４】
トランス４２の構造は、図８（ｂ）に示すように、ボビンなどの巻回軸２７にマグネットワイヤをソレノイド状に巻回することによって、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓが同軸に設けられている。１次巻線Ｐは、巻き幅（巻回軸２７の軸方向の幅）いっぱいに整列巻きされた２つの１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２により形成され、Ｐ１とＰ２が互いに直列接続され、その両端Ｐｘ１，Ｐｘ２が外部に引き出されている。また、図８（ｂ）には示していないが、１次側巻回層Ｐ２の、Ｐｘ２から離れた途中の電位（１次側巻回層Ｐ２をＰｃとＰｄに分割する位置）が外部に引き出されている。２次巻線Ｓは、１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２の間に挟まれるように配置され、同じ巻き幅に整列巻きされた１つの巻回層（２次側巻回層）により形成されている。
【００４５】
上記スイッチング電源装置３２のトランス３４の場合、１次巻線Ｐを構成する１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２が互いに並列接続されているので、共振周波数Fpの正弦波信号Vdnの振幅が大きくなる位置が、１次巻回層Ｐ１，Ｐ２の中に別々に存在する。したがって、１次巻回層Ｐ１に補正回路３６を接続し、さらに１次巻回層Ｐ２に補正回路３８を接続することによって、トランス３４の共振特性を確実に補正している。
【００４６】
これに対して、スイッチング電源装置４０のトランス４２の場合、１次巻線Ｐを構成する１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２が互いに直列接続されているので、共振周波数Fpの正弦波信号Vdnの振幅が大きくなる位置（両端Ｐｘ１，Ｐｘ２から離れた途中の電位）が、１次巻回層Ｐ１とＰ２が連続している中の１箇所である。したがって、例えば、１つの補正回路３８を１次巻回層Ｐ２に接続することによって、１次巻回層Ｐ１に補正回路を接続しなくても、トランス４２の共振特性を補正することができ、雑音端子電圧を効果的に低減することができる。
【００４７】
なお、トランスの共振特性は、トランスのサイズ、マグネットワイヤの線径や巻き方（密巻き、スペース巻き）、１次側巻回層Ｐ１，Ｐ２と２次巻線Ｓとの離間距離等によって異なってくる。したがって、実際にトランス４２を試作して評価を行い、補正回路３８を接続する位置や、コンデンサ３８ａやダンピング抵抗３８ｂの値を設定するとよい。例えば、補正回路３８を１次側巻回層Ｐ１に接続した方が補正の効果が大きい場合は、補正回路３８の位置をそのように変更することができる。また、トランス４２の製造バラツキによって共振特性が変動し、共振周波数Fpの正弦波信号Vdnの振幅が大きくなる位置が１次側巻回層Ｐ１とＰ２のどちらに発生するか特定できない場合、スイッチング電源装置３２のように、１次側巻回層Ｐ１とＰ２の両方に補正回路を接続する構成にすることも可能である。
【００４８】
次に、本発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態について、図９、図１０に基づいて説明する。ここで、上記のスイッチング電源装置２８と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置４４は、スイッチング電源装置２８の構成の一部を変更したものであり、図９（ａ）に示すように、トランス１２に代えてトランス４６が設けられ、補正回路３０に代えて補正回路４８が設けられている。その他の構成は、スイッチング電源装置２８と同様である。
【００４９】
トランス４６の内部構造は、図１（ｂ）に示すトランス１２の構造とほぼ同じであるが、異なるのは、２次巻線Ｓの、両端Ｓｘ１，Ｓｘ２から離れた途中の電位（２次巻線ＳをＳａとＳｂに分割する位置）が外部に引き出されているという点である。
【００５０】
補正回路４８は、コンデンサ４８ａとダンピング抵抗４８ｂの直列回路である。補正回路４８の一端は、２次巻線Ｓの途中の電位に接続され、他端は、２次側回路の安定電位ＡＤ２に接続されている。他端を接続する安定電位ＡＤ２は、＋Ｖｏ端子のラインと−Ｖｏ端子のラインのどちらでもよい。
【００５１】
スイッチング電源装置４４では、雑音端子電圧の発生要因として、整流平滑回路１８の整流素子１８ｂの電圧Vfに着目している。つまり、電圧Vfがノイズ源となり、２次巻線Ｓと１次巻線Ｐとの間の浮遊容量、１次側の接地コンデンサ２４、２次側の接地コンデンサ２６の経路にコモンモード電流Icomが流れ、接地コンデンサ２４に発生する電圧降下が大きくなると、雑音端子電圧が比例的に大きくなることが知られている。この動作は、図９（ｂ）に示す等価回路で表すことができる。なお、図９（ｂ）に示す等価容量Cpsは、図６（ａ）に示す等価容量Cpsとは異なるものである。
【００５２】
先に述べたように、電圧Vdをノイズ源とした場合、矩形波電圧（Vd-Vi）が１次巻線Ｐに印加される形となり、図２に示すように、共振周波数Fpの正弦波信号Vdnの振幅は、１次巻Ｐ内の電圧V2に含まれるVdnの振幅が大きくなり、電圧V1，V3に含まれるVdnの振幅が小さくなる。したがって、上記スイッチング電源装置２８では、１次巻線Ｐの、両端Ｐｘ１，Ｐｘ２から離れた途中の電位（１次巻線ＰをＰａとＰｂに分割する位置）に補正回路３０を接続することによって、電圧Vdに起因する雑音端子電圧を低減させた。
【００５３】
これに対して、電圧Vfをノイズ源とした場合は、矩形波電圧（Vf+Vo）が２次巻線Ｓに印加される形となり、図１０に示すように、共振周波数Fpの正弦波信号Vfnの振幅は、２次巻線Ｓ内の電圧V2に含まれるVfnの振幅が大きくなり、電圧V1，V3に含まれるVfnの振幅が小さくなる。したがって、スイッチング電源装置４４では、２次巻線Ｓの、両端Ｓｘ１，Ｓｘ２から離れた途中の電位（２次巻線ＳをＳａとＳｂに分割する位置）に補正回路４８を接続することによって、電圧Vfに起因する雑音端子電圧を低減させることができる。
【００５４】
補正回路４８の動作は、上記の補正回路３０と基本的に同じであり、コンデンサ４８ａは、トランス４６内部の共振周波数Fpを低下させる働きをし、ダンピング抵抗４８ｂは、トランス４６内部の共振のＱ値を低下させる働きをする。
【００５５】
なお、本発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、上記実施形態の各トランスは、２次巻線Ｓが１つの巻回層（２次側巻回層）で構成されているが、複数の巻回層で構成してもよく、上記と同様の作用効果を得ることができる。また、１次巻線Ｐは、３つ以上の巻回層（１次側巻回層）で構成してもよく、上記と同様の考え方で補正回路を接続することによって、同様の作用効果を得ることができる。２次巻線Ｓについても同様である。
【００５６】
また、トランスの１次巻線及び２次巻線は、巻回軸に対して軸方向に整列巻きされたソレノイドコイルでもよいし、巻回軸から外向きに広がるように整列巻きされた平面コイルでもよい。前者に該当するのは、例えばボビンにマグネットワイヤを巻回して巻線を形成するタイプのトランスであり、後者に該当するのは、例えばプリント基板の配線パターンで巻線を形成するタイプのトランスである。どちらの構造のトランスも、補正回路を設けることによって同様の作用効果を得ることができる。
【００５７】
また、本発明のスイッチング電源装置の回路方式は特に限定されない。上記実施形態は、すべて１石式のコンバータ（シングルエンディッドフォワード方式、フライバック方式等）であるが、例えば、図１１（ａ）に示すハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置５０や、図１１（ｂ）に示すフルブリッジ方式のスイッチング電源装置５２のような、多石式のコンバータにも適用することができる。
【００５８】
例えば、ハーフブリッジ方式のスイッチング電源装置５０の１次側回路は、２つの入力コンデンサ２２が直列接続され、その中点も安定電位ＡＤ１になるので、補正回路３０の一端は、入力コンデンサ２２の中点に接続してもよい。
このように、１次側回路及び２次側回路の安定電位ＡＤ１，ＡＤ２の位置や数は、回路方式や整流平滑回路毎に違ってくるので、補正回路の一端を接続する位置は、部品配置や配線のしやすさ等を考慮して、都合のよい位置を選択すればよい。
【００５９】
また、スイッチング電源装置が双方向コンバータの場合、上述した整流素子がスイッチング素子として動作し、上述したスイッチング素子が整流素子として動作するモードが発生する。このときの動作は、上記の１次巻線Ｐを２次巻線Ｓと読み替え、上記の２次巻線Ｓを１次巻線Ｐと読み替えることによって説明することができる。また、１次巻線Ｐと２次巻線Ｓの両方に補正回路を接続することも可能である。
【符号の説明】
【００６０】
１０，２８，３２，４０，４４，５０，５２  スイッチング電源装置
１２，３４，４２，４６  トランス
１６  スイッチング素子
１８ｂ  整流素子
２７  巻回軸
３０，３６，３８，４８  補正回路
３０ａ，３６ａ，３８ａ，４８ａ  コンデンサ
３０ｂ，３６ｂ，３８ｂ，４８ｂ  ダンピング抵抗
ＡＤ１  １次側回路の安定電位
Ｐ  １次巻線
Ｐ１，Ｐ２  １次側巻回層
Ｐｘ１，Ｐｘ２  １次巻線の両端
Ｓ  ２次巻線（２次側巻回層）
Ｓｘ１，Ｓｘ２  ２次巻線の両端
Fp  共振周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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