(57)【要約】      （修正有）【課題】シンボルブロック化シングルキャリア通信システムにおいて最大スループットを得る最適なＧＩ（ガードインターバル）の長さ及び変調・符号化方式を選定可能な方法を提供する。【解決手段】無線通信システム１００において、送信制御部２０７は、設定されたＧＩの長さをベースにトレーニング信号を送信し受信した通信路のインパルス応答から瞬時ＳＩＮＲ（信号電力対干渉雑音電力比）を測定すると共に瞬時ＳＩＮＲからスループットを算出する。送信制御部２０７は、ＧＩの長さを変えてトレーニング信号の送信を繰り返しＧＩの長さ毎のスループットを算出することで最大スループットが得られる最適なＧＩの長さ及び変調・符号化方式を選定する。【選択図】図２
2019153876.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一もしくは複数のアンテナを用いて通信を行う送信側通信部と、
データ信号またはトレーニング信号をシンボルブロック化したシングルキャリア信号を生成する変調部と、
前記変調部が出力する信号にガードインターバルを挿入して前記送信側通信部から送信するガードインターバル挿入部と、
前記変調部と前記ガードインターバル挿入部との間にアンテナで送受信される信号を分離するための重み付け係数を乗算するウェイト乗算部と、
通信開始前に、トレーニング信号を送信して通信路のインパルス応答の情報を取得し、前記通信路のインパルス応答に基づいて、前記重み付け係数を算出するとともに、前記ガードインターバルの長さを変えて算出される特定期間のＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式と前記ガードインターバルの長さとを決定する制御部と
を少なくとも有する送信装置と、
単一もしくは複数のアンテナを用いて通信を行う受信側通信部と、
前記送信装置から送信されるトレーニング信号により前記通信路のインパルス応答を推定し、推定した前記通信路のインパルス応答の情報を前記受信側通信部により前記送信装置へ通知する推定部と
を少なくとも有する受信装置と
を備えることを特徴とする無線通信システム。
【請求項２】
請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
前記受信装置は、
前記送信装置から受信する信号の前記ガードインターバルを除去するガードインターバル除去部と、
前記ガードインターバル除去部が出力するシングルキャリア信号を復調する復調部と、
前記ガードインターバル除去部と前記復調部との間に前記ウェイト乗算部が乗算する前記重み付け係数の全部または一部を分担して乗算する受信側ウェイト乗算部と
をさらに有することを特徴とする無線通信システム。
【請求項３】
単一もしくは複数のアンテナをそれぞれ有する送信装置と受信装置との間で通信を行う無線通信方法であって、
前記送信装置は、
データ信号またはトレーニング信号をシンボルブロック化したシングルキャリア信号に前記アンテナで送受信される信号を分離するための重み付け係数を乗算し、ガードインターバルを挿入して前記アンテナから送信する処理を行い、
通信開始前に、トレーニング信号を送信して前記受信装置から通信路のインパルス応答の情報を取得し、前記通信路のインパルス応答に基づいて、前記重み付け係数を算出するとともに、前記ガードインターバルの長さを変えて算出される特定期間のＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式と前記ガードインターバルの長さとを決定し、
前記受信装置は、前記送信装置から送信されるトレーニング信号により前記通信路のインパルス応答を推定し、推定した前記通信路のインパルス応答の情報を前記送信装置へ通知する処理を行う
ことを特徴とする無線通信方法。
【請求項４】
請求項３に記載の無線通信方法において、
前記受信装置は、前記送信装置から受信する信号の前記ガードインターバルを除去した信号に前記送信装置側で乗算する前記重み付け係数の全部または一部を分担して乗算し、受信信号を復調する
ことを特徴とする無線通信方法。
【請求項５】
単一もしくは複数のアンテナを用いて通信を行う通信部と、
データ信号またはトレーニング信号をシンボルブロック化したシングルキャリア信号を生成する変調部と、
前記変調部が出力する信号にガードインターバルを挿入して前記通信部から送信するガードインターバル挿入部と、
前記変調部と前記ガードインターバル挿入部との間に前記アンテナで送受信される信号を分離するための重み付け係数を乗算するウェイト乗算部と、
通信開始前に、トレーニング信号を送信して受信装置から通信路のインパルス応答の情報を取得し、前記通信路のインパルス応答に基づいて、前記重み付け係数を算出するとともに、前記ガードインターバルの長さを変えて算出される特定期間のＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式と前記ガードインターバルの長さとを決定する制御部と
を有することを特徴とする送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シンボルブロック化シングルキャリア通信を行う無線通信システムにおいて、遅延波による歪を低減しつつスループットを向上する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、遅延波の影響を回避するために、シンボルブロック化したデータ期間の前にガードインターバル（ＧＩ：Guard interval）を付加する技術が用いられている。例えば、送信側でデータ期間末尾の信号がＧＩとして付加され（サイクリックプレフィックス）、受信側でＧＩを除去することにより、ＧＩ長を超えない遅延波環境においてシンボルブロック間干渉を抑制した通信を行うことができる。
【０００３】
ところが、ＧＩ長を超える長遅延波成分が存在する場合、シンボルブロック間干渉による歪みが発生し、遅延波成分が大きいほど影響が大きくなる。遅延波の広がりに対して十分な長さのＧＩを付加することにより遅延波の影響を小さくできるが、ＧＩ長を長くし過ぎると伝送効率が低下するという問題が生じる。
【０００４】
そこで、周波数領域信号を用いるＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信システムにおいて、長遅延波環境におけるＧＩ長と変調・符号化方式とを最適化してスループットを向上する技術が検討されている（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】WirelessLAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications,IEEE Std.802.11-2012.
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１７−１５２８４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来技術は、周波数領域信号を用いるマルチキャリアシステムを対象とし、時間領域信号を用いるシングルキャリアシステムへの適用は考えられていなかった。このため、シンボルブロック化シングルキャリア通信を行う無線通信システムにおいて、受信信号にＧＩ長を超える遅延波成分が含まれている場合、選択可能なＧＩ長と変調・符号化方式の中から最大のスループットを実現するＧＩ長と変調・符号化方式を選定することが難しいという問題があった。
【０００８】
本発明では、時間領域信号を用いるシンボルブロック化シングルキャリア通信において、遅延波の影響を抑えつつ最大のスループットを実現する最適なＧＩ長と変調・符号化方式を選定できる無線通信システム、無線通信方法および送信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
第１の発明の無線通信システムは、単一もしくは複数のアンテナを用いて通信を行う送信側通信部と、データ信号またはトレーニング信号をシンボルブロック化したシングルキャリア信号を生成する変調部と、前記変調部が出力する信号にガードインターバルを挿入して前記送信側通信部から送信するガードインターバル挿入部と、前記変調部と前記ガードインターバル挿入部との間にアンテナで送受信される信号を分離するための重み付け係数を乗算するウェイト乗算部と、通信開始前に、トレーニング信号を送信して通信路のインパルス応答の情報を取得し、前記通信路のインパルス応答に基づいて、前記重み付け係数を算出するとともに、前記ガードインターバルの長さを変えて算出される特定期間のＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式と前記ガードインターバルの長さとを決定する制御部とを少なくとも有する送信装置と、単一もしくは複数のアンテナを用いて通信を行う受信側通信部と、前記送信装置から送信されるトレーニング信号により前記通信路のインパルス応答を推定し、推定した前記通信路のインパルス応答の情報を前記受信側通信部により前記送信装置へ通知する推定部とを少なくとも有する受信装置とを備えることを特徴とする。
【００１０】
第２の発明は、第１の発明の無線通信システムにおいて、前記受信装置は、前記送信装置から受信する信号の前記ガードインターバルを除去するガードインターバル除去部と、前記ガードインターバル除去部が出力するシングルキャリア信号を復調する復調部と、前記ガードインターバル除去部と前記復調部との間に前記ウェイト乗算部が乗算する前記重み付け係数の全部または一部を分担して乗算する受信側ウェイト乗算部とをさらに有することを特徴とする。
【００１１】
第３の発明は、単一もしくは複数のアンテナをそれぞれ有する送信装置と受信装置との間で通信を行う無線通信方法であって、前記送信装置は、データ信号またはトレーニング信号をシンボルブロック化したシングルキャリア信号に前記アンテナで送受信される信号を分離するための重み付け係数を乗算し、ガードインターバルを挿入して前記アンテナから送信する処理を行い、通信開始前に、トレーニング信号を送信して前記受信装置から通信路のインパルス応答の情報を取得し、前記通信路のインパルス応答に基づいて、前記重み付け係数を算出するとともに、前記ガードインターバルの長さを変えて算出される特定期間のＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式と前記ガードインターバルの長さとを決定し、前記受信装置は、前記送信装置から送信されるトレーニング信号により前記通信路のインパルス応答を推定し、推定した前記通信路のインパルス応答の情報を前記送信装置へ通知する処理を行うことを特徴とする。
【００１２】
第４の発明は、第３の発明の無線通信方法において、前記受信装置は、前記送信装置から受信する信号の前記ガードインターバルを除去した信号に前記送信装置側で乗算する前記重み付け係数の全部または一部を分担して乗算し、受信信号を復調することを特徴とする。
【００１３】
第５の発明は、単一もしくは複数のアンテナを用いて通信を行う通信部と、データ信号またはトレーニング信号をシンボルブロック化したシングルキャリア信号を生成する変調部と、前記変調部が出力する信号にガードインターバルを挿入して前記通信部から送信するガードインターバル挿入部と、前記変調部と前記ガードインターバル挿入部との間に前記アンテナで送受信される信号を分離するための重み付け係数を乗算するウェイト乗算部と、通信開始前に、トレーニング信号を送信して受信装置から通信路のインパルス応答の情報を取得し、前記通信路のインパルス応答に基づいて、前記重み付け係数を算出するとともに、前記ガードインターバルの長さを変えて算出される特定期間のＳＩＮＲに応じて最大のスループットが得られる変調・符号化方式と前記ガードインターバルの長さとを決定する制御部とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る無線通信システム、無線通信方法および送信装置は、時間領域信号を用いるシンボルブロック化シングルキャリア通信において、遅延波の影響を抑えつつ最大のスループットを実現する最適なＧＩ長と変調・符号化方式を選定して通信を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本実施形態に係る無線通信システムの一例を示す図である。
【図２】本実施形態に係るデータ送信局およびデータ受信局の構成例を示す図である。
【図３】遅延波の遅延時間がＧＩ長より短い場合のＧＩ付加／除去操作の一例を示す図である。
【図４】遅延波の遅延時間がＧＩ長より長い場合のＧＩ付加／除去操作の一例を示す図である。
【図５】ＭＣＳインデックスと帯域幅と最小受信感度の一例を示す図である。
【図６】ＭＣＳインデックスとＧＩ長と伝送速度の一例を示す図である。
【図７】本実施形態に係る無線通信方法の処理例を示す図である。
【図８】データ送信局とデータ受信局との間で送受信される情報および処理の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図面を参照して本発明に係る無線通信システム、無線通信方法および送信装置の実施形態について説明する。なお、本実施形態では、送信装置をデータ送信局、受信装置をデータ受信局と称する。
【００１７】
図１は、本実施形態に係る無線通信システム１００の一例を示す。無線通信システム１００は、複数（Ｎｔ個：Ｎｔ≧１の整数）のアンテナ１１１（１）からアンテナ１１１（Ｎｔ）を有するデータ送信局１０１と、複数（Ｎｒ個：Ｎｒ≧１の整数）のアンテナ１１２（１）からアンテナ１１２（Ｎｒ）を有するデータ受信局１０２とを備える。ここで、以降の説明において、データ送信局１０１のアンテナ１１１（１）からアンテナ１１１（Ｎｔ）に共通の説明を行う場合は符号末尾の（番号）を省略してアンテナ１１１と表記し、特定のアンテナを指す場合は符号末尾に（番号）を付加して例えばアンテナ１１１（１）のように表記する。データ受信局１０２のアンテナ１１２（１）からアンテナ１１２（Ｎｒ）についても同様に表記する。
【００１８】
本実施形態に係る無線通信システム１００において、データ送信局１０１とデータ受信局１０２は、シンボルブロック化シングルキャリア通信を行う。ここで、データ送信局１０１とデータ受信局１０２の間には、マルチパスなど遅延時間が異なる複数の遅延波が存在する。このような遅延波環境において、ＧＩ長を超える長遅延波成分が存在する場合、１つ前のシンボルブロックの遅延波が次のシンボルブロックに重なり、シンボルブロック間干渉による歪みが発生するという問題がある。一方、この問題を回避するために十分に長いＧＩを付加した場合、シンボルブロック間干渉による歪みの発生は少なくなるが、冗長が大きくなるのでスループットが低下するという問題が生じる。
【００１９】
そこで、シンボルブロック化シングルキャリア通信を行う本実施形態に係る無線通信システム１００は、長遅延波環境におけるシンボルブロック間干渉による歪みを抑えつつ選択可能なＧＩ長とＭＣＳインデックス(Modulation and Coding Scheme：変調方式と符号化率の組み合わせを示す指標)の中から最大のスループットを実現するＧＩ長とＭＣＳインデックスを選定して通信することができる。
【００２０】
ここで、図１の吹き出し欄１２０は、データ受信局１０２のアンテナ１１１の数をＮｒ、データ送信局１０１のアンテナ１１２の数をＮｔとするＭＩＭＯ(Multiple-Input Multiple-Output)の場合の通信路行列Ｈの一例を示す。吹き出し欄１２０において、ＭＩＭＯの通信路行列Ｈは、式（１）に示すようにＮｒ×Ｎｔの通信路インパルス応答行列により表される。なお、以降の実施形態では、複数のアンテナを用いるＭＩＭＯ方式の通信を行う場合について説明するが、単数（１本）のアンテナを用いるＳＩＳＯ(Single-Input Single-Output)方式の通信を行う場合についても適用可能である。
【００２１】
【数１】
2019153876.tif 000003
ここで、シンボル間隔の遅延時間を有する複数の独立なパスがある遅延波環境において、シンボルブロック化するシンボルの長さをＮｓとすると、式（１）に示す通信路行列ＨはＮｒＮｓ×ＮｔＮｓの通信路インパルス応答行列となり、各要素は式（２）に示すｈ_ｎｒｎｔで表される。なお、文章中において、記号_は下付き文字であることを示し、例えばｈ_ｎｒｎｔのｎｒｎｔはｈの下付き文字を示す。以降で説明する他の式や記号についても同様に表記する。
【００２２】
【数２】
2019153876.tif 000004
このように、本実施形態に係る無線通信システム１００は、データ送信局１０１とデータ受信局１０２との間に複数の遅延波が存在する遅延波環境において、シンボルブロック化シングルキャリア通信を行うシステムである。
【００２３】
図２は、図１で説明した本実施形態に係る無線通信システム１００のデータ送信局１０１およびデータ受信局１０２の構成例を示す。
【００２４】
データ送信局１０１は、情報ビット生成部２０１、データ信号変調部２０２、送信ウェイト乗算部２０３、ＧＩ挿入部２０４、送信信号変換部２０５、受信信号変換部２０６、送信制御部２０７およびアンテナ１１１を有する。
【００２５】
データ受信局１０２は、受信信号変換部３０１、ＧＩ除去部３０２、受信ウェイト乗算部３０３、通信路推定部３０４、送信信号変換部３０５、データ信号復調部３０６、情報ビット検出部３０７およびアンテナ１１２を有する。
【００２６】
先ず、データ送信局１０１の各部について説明する。
【００２７】
アンテナ１１１は、図１で説明したように、アンテナ１１１（１）からアンテナ１１１（Ｎｔ）の単数もしくは複数の送受信用のアンテナを有し、後述する送信信号変換部２０５が出力する高周波信号を電磁波として空間に放射する。或いは、アンテナ１１１は、データ受信局１０２から送信された遅延波を含む空間上の電磁波を受信して高周波信号を出力する。
【００２８】
情報ビット生成部２０１は、後述する送信制御部２０７の指令により、データ受信局１０２へ送信するデータ情報ビットを生成する。データ情報ビットは、例えば外部(不図示)から入力するデータ信号、内部で生成するデータ信号およびトレーニング信号などに対応するビット列である。トレーニング信号は、信号検出用のプリアンブルなどの予め決められた情報(例えば”01”の交互パターン等の特定パターン)の信号で、レベル調整や周波数オフセット調整などに利用される。本実施形態では、情報ビット生成部２０１は、例えばトレーニング信号として、データ信号がないＮＤＰ(Null Data Packet)を生成し、データ受信局１０２側で通信路のインパルス応答を推定するために用いられる。なお、データ送信局１０１が送信するトレーニング信号の情報は、予めデータ受信局１０２との間で共有されている。ここで、情報ビット生成部２０１は、所定の符号化率で誤り訂正符号を生成する誤り訂正符号化機能やインターリーブ機能などを有してもよい。
【００２９】
データ信号変調部２０２は、後述する送信制御部２０７の指令により、情報ビット生成部２０１が出力するビット列を所定の変調方式（例えば直交振幅変調(ＱＡＭ:Quadrature Amplitude Modulation)など）で変調する。
【００３０】
ここで、本実施形態に係る無線通信システム１００では、システム上で利用可能な複数のＭＣＳインデックスの中から選択された変調方式および符号化率により、情報ビットの生成や変調を行う。
【００３１】
送信ウェイト乗算部２０３は、データ受信局１０２で推定された通信路のインパルス応答から後述する送信制御部２０７により算出された送信ウェイト（重み付け係数）により、単数もしくは複数のアンテナで送受信される信号を分離するための重み付けを行う。なお、送信側でのＺＦ(Zero Forcing)やＭＭＳＥ(Minimum mean square error)による重みづけや固有モード伝送など、各種信号分離技術を受信側と組み合わせて用いてもよい。ここで、固有モード伝送におけるウェイトの算出例については、後で詳しく説明する。
【００３２】
ＧＩ挿入部２０４は、後述する送信制御部２０７の指令により、遅延波の影響を少なくするためのＧＩを挿入する。ＧＩは、隣接するシンボル間に挿入される緩衝用の期間で、この期間を遅延波の遅延時間よりも長くすることにより遅延波の影響を少なくすることができる。例えば、ＧＩ挿入部２０４は、付加するＧＩ長に相当するシンボル期間末尾の信号をシンボル期間の前に付加する。
【００３３】
送信信号変換部２０５は、ＧＩが挿入された送信信号をアンテナ１１１から送出するための高周波信号に周波数変換する。例えば２０ＭＨｚ帯域のベースバンド信号が５ＧＨｚ帯の高周波信号にアップコンバートされる。
【００３４】
受信信号変換部２０６は、アンテナ１１１により受信される高周波信号を低周波のベースバンド信号に周波数変換する。例えば、受信信号変換部２０６は、５ＧＨｚ帯の高周波信号をダウンコンバートして２０ＭＨｚ帯域のベースバンド信号を出力する。
【００３５】
送信制御部２０７は、送信ウェイトの算出、ＧＩ長およびＭＣＳインデックスの選定などを行うとともに、データ送信局１０１全体の動作を制御する。例えば、送信制御部２０７は、情報ビット生成部２０１およびデータ信号変調部２０２にトレーニング信号の指定や変調方式および符号化率などを指示し、ＧＩ挿入部２０４に付加するＧＩ長を指示する。また、送信制御部２０７は、算出した送信ウェイトを送信ウェイト乗算部２０３へ出力する。さらに、送信制御部２０７は、データ受信局１０２との間で本通信（データ送信局１０１とデータ受信局１０２との間で行うデータ通信）を開始する前に、想定される遅延波よりも十分に長いＧＩを付加したトレーニング信号を送信する。これにより、データ受信局１０２は、通信路のインパルス応答を末尾まで高精度に推定することができる。また、送信制御部２０７は、受信信号変換部２０６を介してデータ受信局１０２から送信された通信路のインパルス応答などの通信路情報を含む通知信号を受信する。そして、送信制御部２０７は、データ受信局１０２で推定された通信路のインパルス応答から単数もしくは複数のアンテナで送受信される信号を分離するための送信ウェイトを算出して送信ウェイト乗算部２０３に出力する。さらに、送信制御部２０７は、受信した通信路のインパルス応答から瞬時ＳＩＮＲを算出する。ここで、瞬時ＳＩＮＲは、予め決められた所定期間のＳＩＮＲで、例えば１シンボル毎に算出される。なお、実際には信号ブロック（例えば６４シンボルなど）単位で求めた平均値を用いてもよい。そして、送信制御部２０７は、瞬時ＳＩＮＲに基づいて選択されるＭＣＳインデックスでのスループットを算出して最大のスループットであるか否かを判別する一連の処理をＧＩ長を延伸しながら繰り返し実行する。そして、送信制御部２０７は、ＧＩ長が遅延波の最大遅延より大きくなるか、または、選択されたＭＣＳインデックスがシステムとして利用可能な最大のＭＣＳインデックスになったときに処理を終了する。
【００３６】
このようにして、データ送信局１０１は、最大のスループットが得られるＭＣＳインデックスおよびＧＩ長を選定することができ、選定されたＭＣＳインデックスおよびＧＩ長を設定してデータ信号の送信を開始することができる。なお、瞬時ＳＩＮＲおよび送信ウェイトの算出方法については、後で詳しく説明する。
【００３７】
ここで、送信制御部２０７は、アンテナ毎にＭＣＳインデックスおよびＧＩ長を選択してもよいし、全てのアンテナで同一のＭＣＳインデックスおよびＧＩ長を選択してもよい。
【００３８】
また、最大のスループットが得られるＭＣＳインデックスおよびＧＩ長の選定や、送信ウェイトの算出をデータ受信局１０２側で行ってもよい。この場合、送信制御部２０７は、データ受信局１０２から最大のスループットが得られるＭＣＳインデックスおよびＧＩ長や、送信ウェイトの情報を含む通知信号を受信して設定を行う。
【００３９】
次に、図２に示すデータ受信局１０２の各部について説明する。
【００４０】
アンテナ１１２は、図１で説明したように、アンテナ１１２（１）からアンテナ１１２（Ｎｒ）の単数もしくは複数の送受信用のアンテナを有し、後述する送信信号変換部３０５が出力する高周波信号を電磁波として空間に放射する。或いは、アンテナ１１２は、データ送信局１０１から送信された遅延波を含む空間上の電磁波を高周波信号に変換する。
【００４１】
受信信号変換部３０１は、データ送信局１０１の受信信号変換部２０６と同様に、アンテナ１１２が受信する高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する。
【００４２】
ＧＩ除去部３０２は、データ送信局１０１側で挿入されたＧＩを除去する。そして、ＧＩが除去されたデータ信号（トレーニング期間はトレーニング信号）を出力する。
【００４３】
受信ウェイト乗算部３０３は、ＧＩ除去部３０２によりＧＩが除去されたデータ信号に受信ウェイト（重み付け係数）を乗算して、単数もしくは複数のアンテナで送受信される信号を分離するための重み付けを行う。ここで、受信ウェイトは、後述する通信路推定部３０４により推定された通信路のインパルス応答から算出される。なお、データ送信局１０１の送信ウェイト乗算部２０３と同様に、ＺＦやＭＭＳＥによる重みづけや固有モード伝送など、各種信号分離技術を組み合わせて用いてもよい。また、ウェイトの算出および乗算は、データ送信局１０１側だけで行ってもよいし、データ受信局１０２側だけで行ってもよい。或いは、データ送信局１０１およびデータ受信局１０２でそれぞれのウェイトの算出および乗算を行ってもよい。なお、本実施形態に係る無線通信システム１００では、データ送信局１０１およびデータ受信局１０２の両方でウェイトの算出および乗算を行っている。
【００４４】
通信路推定部３０４は、ＧＩ除去部３０２が出力する予め決められた既知のトレーニング信号から通信路のインパルス応答を推定する。本実施形態では、データ送信局１０１側で説明したように、データ送信局１０１から送信されるＮＤＰにより、通信路推定部３０４は、通信路のインパルス応答を末尾まで正確に推定する。そして、通信路推定部３０４は、推定した通信路のインパルス応答の情報を含む通知信号を生成して送信信号変換部３０５およびアンテナ１１２からデータ送信局１０１に送信する。
【００４５】
送信信号変換部３０５は、データ送信局１０１の送信信号変換部２０５と同様に、ベースバンド信号を高周波信号に変換してアンテナ１１１から送出する。
【００４６】
データ信号復調部３０６は、通信路推定部３０４の指令により、データ送信局１０１側で変調されたデータ信号を情報ビットとして検出するための復調を行い、ビット列を出力する。なお、データ信号復調部３０６は、データ送信局１０１側の機能に応じて、誤り訂正復号機能やデインターリーブ機能を備える。ここで、データ信号復調部３０６は、誤り訂正復号の入力値としての対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）を瞬時ＳＩＮＲに基づいて求めてもよい。この場合、瞬時ＳＩＮＲの情報は、通信路推定部３０４が算出してデータ信号復調部３０６に出力する。
【００４７】
情報ビット検出部３０７は、通信路推定部３０４の指令により、データ信号復調部３０６が出力するビット列から必要な情報ビットを検出する。なお、誤り訂正復号機能やデインターリーブ機能を情報ビット検出部３０７側で行ってもよい。
【００４８】
このようにして、データ受信局１０２は、データ送信局１０１が送信するトレーニング信号から通信路のインパルス応答を末尾まで正確に推定して、推定された通信路のインパルス応答をデータ送信局１０１に通知する。
【００４９】
なお、本実施形態では、最大のスループットが得られるＭＣＳインデックスおよびＧＩ長の選定をデータ送信局１０１が行う場合について説明したが、データ受信局１０２側で行ってもよい。この場合、例えば通信路推定部３０４は、推定した通信路のインパルス応答に基づいて瞬時ＳＩＮＲの算出やスループットの算出を行い、最大のスループットが得られるＭＣＳインデックスおよびＧＩ長の選定し、データ送信局１０１側に通知する。
【００５０】
ここで、通信路推定部３０４は、データ信号復調部３０６および情報ビット検出部３０７への変調方式および符号化率などの指示、受信ウェイト乗算部３０３への受信ウェイトの算出や設定など、データ受信局１０２全体の制御を行うので、データ送信局１０１の送信制御部２０７と同様に、受信制御部３０４と称してもよい。
【００５１】
以上、図２で説明したように、本実施形態に係る無線通信システム１００は、本通信前に通信路のインパルス応答を末尾まで正確に推定し、信号分離のためのウェイトを算出して重み付けを行うとともに、インパルス応答の推定結果より瞬時ＳＩＮＲを求めて、選択可能なＧＩ長とＭＣＳインデックスの組み合わせの中から最大のスループットを実現するＧＩ長とＭＣＳインデックスを選定する。これにより、シンボルブロック化シングルキャリア通信を行う無線通信システム１００において、長遅延波環境でのシンボルブロック間干渉による歪みを抑えつつ最大のスループットを実現するＧＩ長とＭＣＳインデックスを選定して通信することができる。
［ＧＩ付加／除去操作］
次に、ＧＩ長を超えない遅延波環境の場合と、ＧＩ長を超える遅延波環境の場合とにおけるＧＩ付加/除去操作について詳しく説明する。
（ＧＩ長を超えない遅延波環境の場合）
図３は、遅延波の遅延時間がＧＩ長より短い場合のＧＩ付加／除去操作の一例を示す。ＧＩ長を超えない遅延波環境下では、歪みのない信号分離が可能となるため、シンボルブロック間干渉を抑制した通信を行うことができる。
【００５２】
図３（ａ）は、シンボルブロック化シングルキャリアのフレーム１５１を示し、ＤＡＴＡフィールド（データ期間）に長さμシンボルのＧＩ１５２が付加されている。なお、図３（ａ）において、ｈ０，・・・・，ｈＬ−１はインパルス応答、ｘ０，ｘ１・・・・ｘＮ_ｓ−１は送信信号、ｙ０，ｙ１・・・・ｙＮ_ｓ−１は受信信号をそれぞれ示す。ここで、ＧＩ期間にはＧＩ長に相当する長さのＤＡＴＡフィールドの末尾部分（ｘＮ_ｓ−μ・・・ｘＮ_ｓ−１）が付加されている。なお、ｘＮ_ｓ−μは、ＤＡＴＡフィールドの最後の送信信号ｘＮ_ｓ−１から長さμシンボルの位置にある送信信号を示す。
【００５３】
図３（ｂ）は、ＧＩ長を超えない遅延波環境下における電力遅延プロファイル１５３の一例を示し、横軸は遅延時間ｔ、縦軸は利得|h(t)|をそれぞれ示す。ここで、電力遅延プロファイル１５３の最大遅延時間がＴｍ１、フレーム１５１のＧＩ長がμシンボルとして、μ＞Ｔｍ１の関係にある場合、遅延波（図３（ａ）のＧＩ１５２の斜線部分）はＧＩ長μシンボルの時間内に収まるのでＤＡＴＡフィールドへの影響はない。
【００５４】
図３（ｃ）は、通信路のインパルス応答行列１６１を示し、ＧＩ付加／除去操作を行った後の行列は、完全な巡回行列１６２となり、歪のない信号分離が可能である。
（ＧＩ長を超える遅延波環境の場合）
図４は、遅延波の遅延時間がＧＩ長より長い場合のＧＩ付加／除去操作の一例を示す。
【００５５】
図４（ａ）は、図３（ａ）と同様に、ＤＡＴＡフィールドに長さμシンボルのＧＩ１５２が付加されたシンボルブロック化シングルキャリアのフレーム１５１を示す。なお、図３（ａ）との違いは、遅延波の遅延時間がＧＩ長より長いので、インパルス応答ｈ０，・・・・，ｈＬ−１が長さμシンボルのＧＩ期間を超えてＤＡＴＡフィールドの期間に入っており、受信信号ｙ０，ｙ１・・・・ｙＮ_ｓ−１は１つ前のシンボルブロックの影響を受ける。
【００５６】
図４（ｂ）は、ＧＩ長を超える遅延波環境下における電力遅延プロファイルの一例を示し、横軸は遅延時間ｔ、縦軸は利得|h(t)|をそれぞれ示す。ここで、電力遅延プロファイル１５４の最大遅延時間がＴｍ２、フレーム１５１のＧＩ長がμシンボルとして、μ＜Ｔｍ２の関係にあり、遅延波（図４（ａ）のインパルス応答ｈ０，・・・・，ｈＬ−１の部分）の斜線で示した部分はＧＩ長μシンボルの時間内に収まるが、網線で示した部分はＤＡＴＡフィールドに重複している。
【００５７】
図４（ｃ）は、通信路のインパルス応答行列１７１を示し、ＧＩ付加／除去操作を行った後の行列は、不完全巡回行列１７２となり、通信路行列の欠損により信号電力が低下する。また、１つ前のシンボルブロックからの干渉成分１７３により、シンボルブロック間干渉による歪みが生じる。
【００５８】
このように、ＧＩ長を超える遅延波成分が存在する場合、現在のシンボルブロック内において通信路のインパルス応答を表す行列（通信路行列）が巡回行列にならず、信号電力が低下するという問題が生じる。また、１つ前のシンボルブロックの遅延波成分が次のシンボルブロックに影響を与えるという問題が生じる。
（データ送信局１０１側でのＧＩ付加操作）
次に、データ送信局１０１側において、ＧＩを付加する操作について説明する。ここで、説明を単純化するために、データ送信局１０１の第ｎｔ番目のアンテナ１１１から送信され、データ受信局１０２の第ｎｒ番目のアンテナ１１２で受信される信号について考える。なお、データ送信局１０１とデータ受信局１０２との間で送受信されるフレームは、図３および図４で説明したフレーム１５１と同じであるが、インパルス応答はｈ０，ｎ＿ｒｎ＿ｔ，・・・・，ｈＬ−１，ｎ＿ｒｎ＿ｔ、送信信号ブロックはｘ０，ｎ＿ｔ，ｘ１，ｎ＿ｔ・・・・ｘＮ_ｓ−１，ｎ＿ｔ、受信信号ブロックはｙ０，ｎ＿ｒ，ｙ１，ｎ＿ｒ・・・・ｙＮ_ｓ−１，ｎ＿ｒのように表記される。
【００５９】
ここで、以降の説明において、下記のように各記号を定義する。
ｙｎ：受信信号ブロック
ｘｎ：送信信号ブロック
ｘＩｎ：１つ前のブロック送信信号
ｈｎ：通信路インパルス応答
ｗｎ：付加雑音
ｘ’ｎ：ＧＩ付加後の送信信号ブロック
ｙ’ｎ：ＧＩ除去前の受信信号ブロック
そして、データ送信局１０１から送信される送信信号ブロックｘｎは、式（３）で表すことができる。
【００６０】
【数３】
2019153876.tif 000005
また、データ送信局１０１側で長さがμシンボルのＧＩを付加する場合、ＧＩの付加操作は式（４）に示す行列ＴＣＰで表される。
【００６１】
【数４】
2019153876.tif 000006
そして、式(３)に示したＧＩ付加前の送信信号ブロックｘｎは、式(４)に示したＧＩ付加行列ＴＣＰにより、式（５）に示すようにＧＩ付加後の送信信号ブロックｘ'ｎに変換される。
【００６２】
【数５】
2019153876.tif 000007
（データ受信局１０２側でのＧＩ除去操作）
次に、データ受信局１０２側において、ＧＩ除去前の受信信号ブロックｙ'ｎは式（６）で表される。
【００６３】
【数６】
2019153876.tif 000008
ここで、式（６）において、第１項目は現在のシンボルの受信信号、第２項目は１つ前のシンボルの受信信号、第３項目は付加雑音である。
【００６４】
式（６）において、通信路インパルス応答行列ｈ＿ｎｒｎｔは式（７）で表される。
【００６５】
【数７】
2019153876.tif 000009
また、１つ前のブロックの通信路インパルス応答行列ｈＩ＿ｎｒｎｔは式（８）で表される。
【００６６】
【数８】
2019153876.tif 000010
ここで、データ受信局１０２側での説明を単純化するために、データ送信局１０１の第ｎｔ番目の送信アンテナから送信された信号がデータ受信局１０２の第ｎｒ番目の受信アンテナで受信される信号について考える。
【００６７】
式（６）のＧＩ除去前の受信信号ブロックｙ'ｎは、長さがμシンボルのＧＩを除去する式（９）に示す行列ＲＣＰによりＧＩが除去され、式（１０）に示すＧＩ除去後の受信信号ブロックｙｎが得られる。
【００６８】
【数９】
2019153876.tif 000011
【００６９】
【数１０】
2019153876.tif 000012
ここで、ＧＩ付加行列（ＴＣＰ）と、ＧＩ除去行列（ＲＣＰ）とを乗算する演算「ＲＣＰＨＴＣＰ」を行うことを「ＧＩ付加／除去操作」と表現する。
【００７０】
例えば、通信路行列Ｈは式（１１）で表されるので、ＧＩ付加／除去操作を行った場合、式（１２）のように表される。
【００７１】
【数１１】
2019153876.tif 000013
【００７２】
【数１２】
2019153876.tif 000014
このようにして、ＧＩ付加／除去操作が行われる。なお、ＧＩ長を超えない遅延波環境下でＧＩ付加／除去操作を行った場合は、図３で説明したように、式（１２）は完全巡回行列となるが、ＧＩ長を超える長遅延波環境下でＧＩ付加／除去操作を行った場合は、図４で説明したように不完全巡回行列となる。
【００７３】
次に、図４で説明したＧＩ長を超える長遅延波環境において、データ送信局１０１の第ｎｔ番目のアンテナ１１１（ｎｔ）から送信され、データ受信局１０２の第ｎｒ番目のアンテナ１１２（ｎｒ）で受信される信号について詳しく説明する。
【００７４】
ＧＩ付加/除去操作を行う前のアンテナ１１２（ｎｒ）の受信信号ブロックｙ_ｎｒは、式（１３）で表される。
【００７５】
【数１３】
2019153876.tif 000015
ここで、式（１３）の第１項目は現在のシンボルの受信信号、第２項目は１つ前のシンボルの受信信号、第３項目は付加雑音である。
【００７６】
そして、ＧＩ付加/除去操作を行った後の受信信号ブロックｙ_ｎｒは、式（１４）で表される。
【００７７】
【数１４】
2019153876.tif 000016
ここで、式（１４）の第１項目は現在のシンボルの受信信号、第２項目は１つ前のシンボルの受信信号、第３項目は付加雑音である。式（１４）に示すように、第１項目の現在のシンボルの受信信号は、通信路行列が不完全巡回行列となり、一部が欠損しているため、信号電力が低下する。第２項目の１つ前のシンボルの受信信号には、欠損された一部の通信路行列が含まれるため、シンボルブロック間干渉による歪が生じる。
【００７８】
このように、ＧＩ長を超える遅延波成分が存在する場合、現在のシンボルブロックの信号電力が低下し、１つ前のシンボルブロックによる歪が生じる。
［固有モード伝送を用いる実施形態］
次に、本実施形態に係る無線通信システム１００において、巡回行列化された通信路に対して固有モード伝送を用いる実施形態について説明する。
【００７９】
固有モード伝送とは、通信路のインパルス応答行列に対し、特異値分解という操作を行うことで、信号分離を行う手法の１つである。ここで、信号分離とは、単数もしくは複数の送信アンテナ１１１から送信される信号がアンテナ間や遅延波などの影響により混ざった状態で受信される信号を分離する処理である。
【００８０】
ここで、例えば、式（１５）に示すＭＩＭＯ通信の場合の通信路行列Ｈに対して特異値分解を行う。なお、ここでは、ＭＩＭＯ方式の通信を行う場合について説明するが、ＳＩＳＯ方式の通信の場合は、式（１５）をＨ＝［ｈ１１］として適用可能である。
【００８１】
【数１５】
2019153876.tif 000017
この場合、式（１５）は、式（１６）のように表すことができる。
【００８２】
【数１６】
2019153876.tif 000018
ここで、Ｖ，Ｕは、ユニタリ行列、ＶＨはＶの複素共役転置行列である。
【００８３】
また、Σは、式（１７）で表される。ここで、λｎ（λ１からλＮ）は瞬時信号電力である。
【００８４】
【数１７】
2019153876.tif 000019
したがって、送信側でＶ、受信側でＵＨをそれぞれ重み付け係数として乗算することにより、式（１８）に示すように信号分離を行うことができる。ここで、Ｗは付加雑音である。
【００８５】
【数１８】
2019153876.tif 000020
なお、Ｖは送信ウェイト乗算部２０３により乗算される送信ウェイトに相当し、ＵＨは受信ウェイト乗算部３０３により乗算される受信ウェイトに相当する。
【００８６】
また、本実施形態では、データ送信局１０１側とデータ受信局１０２側とでそれぞれウェイトを乗算して信号分離を行っているが、データ受信局１０２側で受信ウェイトの乗算を行わずに、データ送信局１０１側で送信ウェイトおよび受信ウェイトの両方を乗算してもよい。逆に、データ送信局１０１側で送信ウェイトの乗算を行わずに、データ受信局１０２側で送信ウェイトおよび受信ウェイトの両方を乗算してもよい。
【００８７】
ここで、一般的な特異値分解は、式（１９）の通信路行列Ｈに対して行われる。
【００８８】
【数１９】
2019153876.tif 000021
これに対して、本実施形態に係る無線通信システム１００では、信号をシンボルブロック化しているので、式（２０）の通信路行列Ｈに対して特異値分解が行われる。
【００８９】
【数２０】
2019153876.tif 000022
次に、固有モード伝送の手法を用いる場合、受信信号Ｙは、ＧＩ長よりも長い遅延波により通信路行列が欠損する前の通信路行列と、通信路行列の欠損部分と、１つ前のシンボルブロックからの干渉成分と、を用いて式（２１）で表される。
【００９０】
【数２１】
2019153876.tif 000023
ここで、式(２１)において、第１項は欠損前の通信路行列、第２項は欠損した部分の通信路行列、第３項は１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の通信路行列、第４項は付加雑音である。
（１）欠損前の通信路行列
先ず、欠損前の通信路行列Ｈ〜（〜はＨの上に記載されるチルド記号）は、式（２２）で表される。
【００９１】
【数２２】
2019153876.tif 000024
このとき、欠損前の通信路行列Ｈ〜のインパルス応答ｈ_ｎｒｎｔは、式（２３）で表される。
【００９２】
【数２３】
2019153876.tif 000025
そして、特異値分解により、欠損前の通信路行列Ｈ〜は、式（２４）のように算出される。
【００９３】
【数２４】
2019153876.tif 000026
ここで、Σは、式（２５）で表される。
【００９４】
【数２５】
2019153876.tif 000027
（２）欠損した部分の通信路行列
次に、欠損した部分の通信路行列Ｈ０は、式（２６）で表される。
【００９５】
【数２６】
2019153876.tif 000028
このとき、欠損した部分の通信路行列Ｈ０のインパルス応答ｈ０_ｎｒｎｔは、式（２７）で表される。
【００９６】
【数２７】
2019153876.tif 000029
なお、式（２７）において、後部の０…０の部分の長さはＧＩ長μに対応する。
（３）１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の通信路行列
次に、１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の通信路行列ＨＩは、式（２８）で表される。
【００９７】
【数２８】
2019153876.tif 000030
このとき、１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の通信路行列ＨＩのインパルス応答ｈＩ_ｎｒｎｔは、式（２９）で表される。
【００９８】
【数２９】
2019153876.tif 000031
このようにして、欠損前の通信路行列Ｈ〜、欠損した部分の通信路行列Ｈ０、及び１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の通信路行列ＨＩをそれぞれ表す。
（瞬時ＳＩＮＲの算出）
次に、瞬時ＳＩＮＲの算出方法について説明する。ここで、第ｎ番目の受信シンボルブロックＹｎは、式（３０）で表される。
【００９９】
【数３０】
2019153876.tif 000032
ここで、式（３０）において、第１項目は欠損前の通信路行列、第２項目は欠損した部分の通信路行列、第３項目は１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の通信路行列、第４項目は付加雑音をそれぞれ示す。
【０１００】
式（３０）において、欠損した部分の電力および１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の電力の和を瞬時干渉電力ＰＩとすると、瞬時干渉電力ＰＩは式（３１）で表される。
【０１０１】
【数３１】
2019153876.tif 000033
式（３１）において、ｘｎは第ｎ番目の送信シンボルを表し、Ｘｎは送信シンボルブロックを表す。また、Ｅ［・］は期待値を表し、Ｅ［｜ｘｎ｜２］は１シンボルにおける平均エネルギー、Ｅ［｜Ｘｎ｜２］はシンボルブロックにおける平均エネルギーをそれぞれ表す。
【０１０２】
このように、瞬時干渉電力ＰＩは、欠損した部分の信号成分の係数aの二乗和と、１つ前のシンボルブロックからの干渉成分の係数ｂの二乗和に相当する。
【０１０３】
なお、欠損した部分の電力Ｐａは式（３２）で表され、１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の電力Ｐｂは式（３３）で表される。このとき、瞬時干渉電力ＰＩ＝Ｐａ＋Ｐｂである。
【０１０４】
【数３２】
2019153876.tif 000034
【０１０５】
【数３３】
2019153876.tif 000035
また、瞬時ＳＩＮＲをｉＳＩＮＲ（ｎ）、λｎを瞬時信号電力、σ２を瞬時雑音電力とすると、ｉＳＩＮＲ（ｎ）は、式（３４）で表される。
【０１０６】
【数３４】
2019153876.tif 000036
このようにして、欠損した部分の電力および１つ前のシンボルブロックからの干渉部分の電力から瞬時ＳＩＮＲを求めることができる。
【０１０７】
ここで、上述の説明では、遅延波により欠損した部分の信号電力（Ｐａ）、１つ前のシンボルブロックの干渉部分の電力（Ｐｂ）、付加雑音電力（σ２）、遅延波による欠損前の信号電力（λ）とした場合に、瞬時ＳＩＮＲをｉＳＩＮＲ＝λ／（Ｐａ＋Ｐｂ＋σ２）により算出したが、遅延波により欠損した信号電力を干渉部分として計算するのではなく、瞬時信号電力から予め引いておいてもよい。この場合、遅延波により欠損した信号電力を差し引いた瞬時信号電力をλ’とすると、瞬時ＳＩＮＲは、ｉＳＩＮＲ＝λ’／（Ｐｂ＋σ２）で求めることができる。
（所要ＳＮＲの算出）
次に、ＭＣＳインデックス毎の所要ＳＮＲ（ｄＢ）は、式（３５）により求めることができる。
【０１０８】
所要ＳＮＲ＝最小受信感度−等価雑音電力＋雑音指数  …（３５）
式（３５）において、最小受信感度（ｄＢｍ）は、例えば図５に示すＭＣＳインデックス毎の最小受信感度の値から取得できる（例えば非特許文献１のＴａｂｌｅ２２−２５参照）。一例として、図５において、ＭＣＳインデックスが９（変調方式が２５６ＱＡＭ，符号化率が５／６）の場合、帯域幅Δｆが２０ＭＨｚのときの最小受信感度は−５７ｄＢｍである。
【０１０９】
また、式（３５）において、等価雑音電力（ｄＢｍ）は、式（３６）により求めることができる。
【０１１０】
等価雑音電力＝１０ｌｏｇ１０（ＫＴΔｆ×１０００）  …（３６）
（ここで、Ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、Δｆ：帯域幅）
一例として、図５に示すＭＣＳインデックスが９で、帯域幅Δｆが２０ＭＨｚ、室温が摂氏２７度、雑音指数６ｄＢと仮定して、式（３５）および式（３６）により計算すると、所要ＳＮＲは約３６ｄＢとなる。
【０１１１】
このようにして求められた所要ＳＮＲと瞬時ＳＩＮＲとを比較して、使用可能なＭＣＳインデックスを選定することができる。
（スループットの算出）
次に、スループットの算出例について説明する。
【０１１２】
図６は、ＭＣＳインデックスとＧＩ長と伝送速度との関係を示す一例である（例えば非特許文献１のＴａｂｌｅ２２−３０参照）。例えば図６において、ＭＣＳインデックスが７（変調方式が６４ＱＡＭ，符号化率が５／６）、ＧＩ長が８００ｎｓの場合、スループットは６５Ｍｂ／ｓである。
【０１１３】
ここで、本実施形態では、最大のスループットを実現するＭＣＳインデックスとＧＩ長を選定するために、例えば４００ｎｓのＧＩ長を基準ＧＩ長として、少しずつＧＩ長を延伸しながら、瞬時ＳＩＮＲを算出し、所要ＳＮＲと比較して選択可能な最大のＭＣＳインデックスを求める。そして、現時点でのＭＣＳインデックスとＧＩ長からスループットを算出し、現在までの最大のスループットと比較して大きければ保持する。このような一連の処理を繰り返し実行して、ＧＩ長が遅延波の最大遅延よりも大きくなるか、ＭＣＳインデックスが最大のＭＣＳインデックスになったときに、一連の処理を終了する。このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００では、最大のスループットを実現するＭＣＳインデックスとＧＩ長の選定を行う。そして、データ送信局１０１は、最大のスループットを実現するＭＣＳインデックスおよびＧＩ長を設定して、データ信号の送信を開始する。例えば、求められたＧＩ長が８００ｎｓｅｃ、選択されたＭＣＳが４（変調方式：１６ＱＡＭ、符号化率：３／４）の場合、送信制御部２０７は、情報ビット生成部２０１、データ信号変調部２０２およびＧＩ挿入部２０４に、符号化率：３／４、変調方式：１６ＱＡＭおよびＧＩ長：８００ｎｓｅｃをそれぞれ設定して、データ信号の送信（本通信）を開始する。
【０１１４】
このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、データ送信局１０１が送信するトレーニング信号によりデータ受信局１０２が推定した通信路のインパルス応答に基づいて、最大のスループットを得るためのＭＣＳインデックスおよびＧＩ長を設定して通信を行うことができる。
［無線通信システム１００の処理方法］
図７は、図１に示した本実施形態に係る無線通信システム１００の処理例を示す。なお、図７に示した処理は、データ送信局１０１およびデータ受信局１０２により実行される。
【０１１５】
ステップＳ１０１において、データ送信局１０１の送信制御部２０７はトレーニング信号（例えばＮＤＰ）を送出し、データ受信局１０２の通信路推定部３０４は通信路のインパルス応答の先頭から末尾までの推定する処理を行う。ここで、ＧＩ長は、想定される最大の遅延時間よりも十分に長く設定して、先頭から末尾まで精度の高いインパルス応答を取得する。
【０１１６】
ステップＳ１０２において、送信制御部２０７は、ＧＩ長μを少しずつ長くするための増分カウンタｎΔを１に設定する（初期化）。
【０１１７】
ステップＳ１０３において、送信制御部２０７は、ＧＩ挿入部２０４にＧＩ長μを式（３７）により設定する。
【０１１８】
μ＝ＮＧ×ｎΔ  …式（３７）
ここで、ＮＧはＧＩ長延伸の刻み長であり、例えばＮＧを１シンボル長時間とした場合、１シンボル単位でＧＩ長が延伸される。
【０１１９】
ステップＳ１０４において、送信制御部２０７は、データ受信局１０２が推定したインパルス応答に基づいて、ＧＩ長を超える遅延波による歪みを考慮した瞬時ＳＩＮＲを算出し、算出した瞬時ＳＩＮＲで使用可能な最大のＭＣＳインデックス（ＭＩ）を算出する。例えば、先に説明した図５において、算出された瞬時ＳＩＮＲで使用可能なＭＣＳインデックス（例えば所定の誤り率以下を確保できる所要ＳＮＲが得られるＭＣＳインデックス）のうち最大のＭＣＳインデックスが４の場合、送信制御部２０７は、ＭＣＳインデックスＭＩ＝４とする。
【０１２０】
ステップＳ１０５において、送信制御部２０７は、現時点のＭＣＳインデックスＭＩとＧＩ長μとに基づいて、スループットα（ｂｐｓ）を算出する。そして、算出したスループットαが現在までの最大のスループットαｍａｘよりも大きい場合、算出したスループットαを新たな最大のスループットαｍａｘとしてメモリなどに記憶して保持する。なお、過去の最大のスループットαｍａｘが記憶されていない初回の処理では、算出したスループットαをそのまま最大のスループットαｍａｘとして保持する。
【０１２１】
ステップＳ１０６において、送信制御部２０７は、インパルス応答などから得られる最大遅延時間ＬとＧＩ長μとを比較して、Ｌ＜μを満たす場合はステップＳ１０９の処理に進み、Ｌ＜μを満たさない場合はステップＳ１０７の処理に進む。
【０１２２】
ステップＳ１０７において、送信制御部２０７は、ステップＳ１０４で求めたＭＣＳインデックスＭＩがシステムとして利用可能なＭＣＳインデックスの最大のものであるか否かを判別する。そして、ＭＣＳインデックスＭＩがシステムとして利用可能なＭＣＳインデックスの最大のものである場合はステップＳ１０９の処理に進み、最大のものではない場合はステップＳ１０８の処理に進む。例えば、先に説明した図５において、算出された瞬時ＳＩＮＲで使用可能なＭＣＳインデックスが９の場合はシステムとして利用可能な最大のＭＣＳインデックスであるからステップＳ１０９に進み、算出された瞬時ＳＩＮＲで使用可能なＭＣＳインデックスが０から８の場合はステップＳ１０８に進んでステップＳ１０３からステップＳ１０７までの処理を繰り返し実行する。
【０１２３】
ステップＳ１０８において、送信制御部２０７は、ＧＩ長μを延伸するための増分カウンタｎΔを１つインクリメントし、ステップＳ１０３の処理に戻る。
【０１２４】
ステップＳ１０９において、設定されたＧＩ長μが遅延波の最大遅延時間Ｌより大きくなるか、または、選択されたＭＣＳインデックスＭＩがシステムとして利用可能な最大のＭＣＳインデックスとなった場合、ＭＣＳインデックスＭＩの変調・符号化方式およびＧＩ長μを最大のスループットαｍａｘを実現するＭＣＳインデックスＭＩおよびＧＩ長μとして採用し、本通信を行う。
【０１２５】
このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、通信路のインパルス応答を推定してスループットが最大となるＭＣＳインデックスとＧＩ長を算出し、データ信号の送信を行うことができる。
【０１２６】
図８は、データ送信局１０１とデータ受信局１０２との間で送受信される情報および処理の一例を示す。図８において、横軸は時間を示し、データ送信局１０１およびデータ受信局１０２の送信信号を示す。
【０１２７】
ステップＳ２０１において、データ送信局１０１は、ＤＡＴＡ信号が無いＮＤＰのトレーニング信号を送信する。このとき、データ送信局１０１は、想定される遅延波に対して十分に長いＧＩを付加してトレーニング信号を送信する。これにより、通信路行列の欠損による信号電力の低下やシンボルブロック間干渉による歪みなどの影響を受けないので、通信路のインパルス応答を末尾まで高い精度で推定することができる。
【０１２８】
ステップＳ２０２において、データ受信局１０２は、データ送信局１０１から送信されたＮＤＰを受信する。
【０１２９】
ステップＳ２０３において、データ受信局１０２は、データ送信局１０１から受信したＮＤＰにより通信路のインパルス応答を推定する。
【０１３０】
ステップＳ２０４において、データ受信局１０２は、推定したインパルス応答の情報を含む通信路情報をデータ送信局１０１側にフィードバックする。
【０１３１】
ステップＳ２０５において、データ送信局１０１は、データ受信局１０２からフィードバックされた通信路のインパルス応答を含む通信路情報を受信する。
【０１３２】
ステップＳ２０６において、データ送信局１０１は、データ受信局１０２から受信した通信路のインパルス応答から瞬時ＳＩＮＲを算出し、算出した瞬時ＳＩＮＲで使用可能な最大のＭＣＳインデックスを求めてスループットを算出する一連の処理をＧＩ長を少しずつ延伸（例えば１シンボル単位で延伸）しながら実行する。そして、データ送信局１０１は、最大のスループットを実現する最終的なＭＣＳインデックスおよびＧＩ長とを選定する。
【０１３３】
ステップＳ２０７において、データ送信局１０１は、ステップＳ２０６の処理で選定された最大のスループットを実現する最終的なＭＣＳインデックスおよびＧＩ長を設定する。
【０１３４】
ステップＳ２０８において、データ送信局１０１は、最大のスループットを実現するＭＣＳインデックスおよびＧＩ長によりデータ送信（本通信）を開始する。
【０１３５】
ステップＳ２０９において、データ受信局１０２は、最大のスループットを実現するＭＣＳインデックスおよびＧＩ長によりデータ送信局１０１から送信されたデータ信号を受信する。
【０１３６】
このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、長遅延波環境においてスループットが最大となるＧＩ長およびＭＣＳインデックスを設定してデータ信号の送受信を行うことができる。
【０１３７】
以上、実施形態で説明したように、本発明に係る無線通信システム、無線通信方法および送信装置は、シンボルブロック化シングルキャリア通信において、遅延波の影響を抑えつつ最大のスループットを実現する最適なＧＩ長と変調・符号化方式を選定して通信を行うことができる。
【符号の説明】
【０１３８】
１００・・・無線通信システム；１０１・・・データ送信局；１０２・・・データ受信局；２０１・・・情報ビット生成部；２０２・・・データ信号変調部；２０３・・・送信ウェイト乗算部；２０４・・・ＧＩ挿入部；２０５・・・送信信号変換部；１１１，１１２・・・アンテナ；２０６・・・受信信号変換部；２０７・・・送信制御部；３０１・・・受信信号変換部；３０２・・・ＧＩ除去部；３０３・・・受信ウェイト乗算部；３０４・・・通信路推定部；３０５・・・送信信号変換部；３０６・・・データ信号復調部；３０７・・・情報ビット検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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