(57)【要約】【課題】転流中状態によって発生する出力電力誤差や入力電流歪みを低減する。【解決手段】電力変換装置が転流元のスイッチ状態から転流中状態を経て転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう電力変換装置内の各スイッチ素子の状態制御を行う電力変換装置の制御装置であって、電力変換装置１が上記転流中状態にある間にリアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングであるゼロクロス発生タイミングと、上記転流中状態の終了タイミングとに基づいて延長量Ｄｃｏｍ１を算出する延長量算出部１０３と、延長量Ｄｃｏｍ１に基づいて、上記転流中状態の終了後に上記各スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部１０４とを備える。【選択図】図１６
2019068657.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、
一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、
前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルと
を有する電力変換装置が転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、
前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出する延長量算出部と、
前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部と
を備える制御装置。
【請求項２】
電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、
前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、
前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、
前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、
前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる
請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記第１の転流中状態は、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
請求項１又は２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
請求項１又は２に記載の制御装置。
【請求項５】
互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、
一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、
前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルと
を有する電力変換装置が第１の転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第１の転流先のスイッチ状態に遷移し、さらに、第２の転流元のスイッチ状態から第２の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第２の転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、
前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出するとともに、前記電力変換装置が前記第２の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第２のゼロクロス発生タイミングと、前記第２の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第２の延長量を算出する延長量算出部と、
前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させ、前記第２の延長量に基づいて、前記第２の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部と
を備える制御装置。
【請求項６】
電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、
前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、
前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値と、前記第２の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第３の電流値と、前記第２の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第４の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、
前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、
前記延長量算出部は、前記第３及び第４の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第３及び第４の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第２のゼロクロス発生タイミングが前記第２の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第２の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第２の転流中状態の終了タイミングと前記第２のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第２の延長量を算出し、
前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算するとともに、前記複数の変調率のうち前記第２の転流中状態の終了後に対応するものに前記第２の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる
請求項５に記載の制御装置。
【請求項７】
前記第１及び第２の転流中状態はそれぞれ、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
請求項５又は６に記載の制御装置。
【請求項８】
前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であり、
前記第２の転流中状態は、前記第３及び第４の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第１，第２，第５，第６の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
請求項５又は６に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、スイッチングによる転流を行う電力変換装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
再生可能電源の大量導入に向けた電力系統の安定化のために蓄電池を用いる場合、電力系統と蓄電池の間に電力変換装置を使用することが多くなっている。この種の電力変換装置としては、現在、三相単相マトリックスコンバータ（ＭＣ）を適用した高周波絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが注目されている（非特許文献１を参照）。これは双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの一種であり、変換回数が少なく高効率化を達成できることや、電解コンデンサなしで構成でき、システムの小型化、長寿命化に有利であることから注目され、盛んに研究されている。
【０００３】
非特許文献１には、三相単相マトリックスコンバータを適用した高周波絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成例として、三相単相マトリックスコンバータとフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータとをトランスを挟んで相互に接続してなるＭＣ式デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータは、トランスの漏れインダクタンスに起因するサージが発生しないことや、全半導体素子でソフトスイッチングが可能、大型の連系リアクトルが不要といった特徴があるため、小型化、高効率化、低コスト化などの観点で特に有利であると考えられている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】繁内宏治、外４名、「マトリックスコンバータを適用した双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電流波形改善」、電気学会研究会資料、一般社団法人電気学会、２０１６年、Ｖｏｌ．ＳＰＣ−１６−１５３、ｐ．２５−３０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、電力変換装置を構成する各スイッチは通常トランジスタによって構成されており、各スイッチがスイッチングする際には、ゲートの活性化により切り替えが始まってから完全に切り替わった状態となるまでにある程度の時間を要する。その結果として、転流時に電源の短絡やインダクタの電流の遮断が起きるおそれがあるため、従来、これを防止すべく各スイッチのスイッチングタイミングに工夫が行われている。
【０００６】
具体的に説明すると、例えばフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、転流元のスイッチ状態（上アームを構成する２つのスイッチの一方と、下アームを構成する２つのスイッチの一方とが導通している状態）から転流先のスイッチ状態（上アームを構成する２つのスイッチの他方と、下アームを構成する２つのスイッチの他方とが導通している状態）に遷移するまでの間に、上アームと下アームのすべてのスイッチをオフとするデッドタイムが設けられる。
【０００７】
また、三相単相マトリックスコンバータにおいては、転流元のスイッチ状態（転流元の相に対応する４つのスイッチ（上アームと下アームとで２つずつ）がいずれもオンの状態）から転流先のスイッチ状態（転流先の相に対応する４つのスイッチ（上アームと下アームとで２つずつ）がいずれもオンの状態）に遷移するまでの間に、転流元及び転流先のそれぞれについて一部のスイッチのみがオンとなる３種類のスイッチ状態を経由する転流シーケンスが設けられる。
【０００８】
このように転流元のスイッチ状態から転流先のスイッチ状態に遷移するまでの間に設けられる過渡的なスイッチ状態を、以下では「転流中状態」と称する。三相単相マトリックスコンバータの場合においては、転流シーケンスを構成する３種類のスイッチ状態のそれぞれがこの転流中状態に相当する。
【０００９】
転流中状態を使用すると、電源の短絡とインダクタの電流の遮断は回避できる。しかしながら一方で、転流中状態を設けることは出力電力誤差や入力電流歪みが発生する原因になるので、これらを抑制することが求められている。
【００１０】
したがって、本発明の目的の一つは、転流中状態を使用しつつも出力電力誤差や入力電流歪みを低減できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルとを有する電力変換装置が転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出する延長量算出部と、前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部とを備える制御装置である。
【００１２】
上記制御装置において、電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させることとしてもよい。
【００１３】
また、上記各制御装置において、前記第１の転流中状態は、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよいし、前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよい。
【００１４】
本発明の他の一側面による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルとを有する電力変換装置が第１の転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第１の転流先のスイッチ状態に遷移し、さらに、第２の転流元のスイッチ状態から第２の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第２の転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出するとともに、前記電力変換装置が前記第２の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第２のゼロクロス発生タイミングと、前記第２の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第２の延長量を算出する延長量算出部と、前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させ、前記第２の延長量に基づいて、前記第２の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部とを備える制御装置である。
【００１５】
上記制御装置において、電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値と、前記第２の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第３の電流値と、前記第２の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第４の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、前記延長量算出部は、前記第３及び第４の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第３及び第４の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第２のゼロクロス発生タイミングが前記第２の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第２の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第２の転流中状態の終了タイミングと前記第２のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第２の延長量を算出し、前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算するとともに、前記複数の変調率のうち前記第２の転流中状態の終了後に対応するものに前記第２の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させることとしてもよい。
【００１６】
また、上記各制御装置において、前記第１及び第２の転流中状態はそれぞれ、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよいし、前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であり、前記第２の転流中状態は、前記第３及び第４の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第１，第２，第５，第６の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよい。
【発明の効果】
【００１７】
電力変換装置が転流中状態であるときにリアクトル電流のゼロクロスが発生するような場合、転流先のスイッチ状態が終了するタイミングでリアクトル電流が所望の値（例えば、転流中状態の無い理想的な動作時と同じ値）となっているようにするためには、ゼロクロス後にもリアクトル電流の変化が継続することが必要である。しかしながら、電力変換装置が転流中状態である間には逆方向の電流の流れが抑制されるため、ゼロクロス後のリアクトル電流の変化が不十分となり、上記所望の値にまでリアクトル電流を変化させることができなくなる。電力変換装置は、リアクトル電流が所望の値になっていることを前提として電力の制御や入力電流の正弦波化制御を行うため、このようにリアクトル電流の変化が不十分になると、これらの制御に誤差が発生し、その結果として出力電力誤差や入力電流歪みが生じる。
【００１８】
本発明によれば、算出した延長量に基づいて、第１の転流中状態の終了後における第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御タイミングを遅延させるので、電力変換装置が第１の転流中状態である間に抑制されたリアクトル電流の変化分を、第１の転流中状態の終了後に取り戻すことができる。したがって、転流中状態を使用しつつも、出力電力誤差や入力電流歪みを低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の好ましい実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。
【図２】図１に示した電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，ｖ１，ｖ２及び電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗ，ｉＬ，ｉｕの力行時の波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。
【図３】図２に示した領域Ａの拡大図である。
【図４】図１に示した電圧ｖ１，ｖ２及びリアクトル電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。
【図５】図１に示した電圧ｖ１，ｖ２及びリアクトル電流ｉＬの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。
【図６】デッドタイム近傍におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１の状態遷移を示す図である。
【図７】転流シーケンス近傍における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ（＝Ｇｐｕ，Ｇｕｐ），Ｓｖｐ（＝Ｇｐｖ，Ｇｖｐ）の状態遷移を示す図である。
【図８】回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉＬの変化の一例を示す図である。
【図９】（ａ）は、図８のＤ１０＜ｔ＜Ｄ２０におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、（ｂ）は、図８のＤ２０＜ｔ＜ｔ１におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、（ｃ）は、図８のｔ１＜ｔ＜ｔ２におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図である。
【図１０】回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉＬの変化の他の一例を示す図である。
【図１１】（ａ）は、図１０のＤ１０＜ｔ＜Ｄ２０におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１０のＤ２０＜ｔ＜ｔ１におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、（ｃ）は、図１０のｔ１＜ｔ＜ｔ２におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図である。
【図１２】力行時の転流シーケンスにおけるリアクトル電流ｉＬの変化の一例を示す図である。
【図１３】（ａ）は、図１２のＤ１０＜ｔ＜ｔ３における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のｔ３＜ｔ＜ｔ４における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図である。
【図１４】（ａ）は、図１２のｔ４＜ｔ＜Ｄ１１における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のＤ１１＜ｔ＜ｔ５における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図である。
【図１５】（ａ）は、図１２のｔ５＜ｔ＜ｔ６における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のｔ６＜ｔ＜Ｄ２１における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図である。
【図１６】図１に示した制御装置４の機能ブロックを示す略ブロック図である。
【図１７】図１６に示したリアクトル電流算出部１０２の処理で用いる関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の説明図である。
【図１８】図１６に示した延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。
【図１９】図１６に示した延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。
【図２０】図１６に示した延長量算出部１０３が回生時に算出する延長量Ｄｃｏｍ１，Ｄｃｏｍ２を示す図である。
【図２１】図１６に示した延長量算出部１０３が力行時に算出する延長量Ｄｃｏｍ１，Ｄｃｏｍ２を示す図である。
【図２２】（ａ）は伝送電力Ｐの測定結果を示す図であり、（ｂ）は入力電流ｉｅｕの歪み率の測定結果を示す図である。
【図２３】（ａ）（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ａ（実施例）における電圧ｅｕ及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す図である。
【図２４】（ａ）（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ｂ（比較例）における電圧ｅｕ及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００２１】
図１は、本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。
【００２２】
図１に示すように、本実施の形態による電力変換装置１は、三相単相マトリックスコンバータ１０と、トランス２０と、フルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータ３０と、保護回路４０とを有するＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである。マトリックスコンバータ１０、トランス２０、及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、系統電源２と負荷３の間にこの順で接続される。以下では、系統電源２に接続されるマトリックスコンバータ１０の３つの端部をそれぞれ第７のノードｎ７、第８のノードｎ８、第９のノードｎ９と称し、トランス２０に接続されるマトリックスコンバータ１０の２つの端部をそれぞれ第１のノードｎ１、第２のノードｎ２と称し、トランス２０に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第３のノードｎ３、第４のノードｎ４と称し、負荷３に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第５のノードｎ５、第６のノードｎ６と称する。また、第２のノードｎ２の電圧に対する第１のノードｎ１の電圧を電圧ｖ１と称し、第４のノードｎ４の電圧に対する第３のノードｎ３の電圧を電圧ｖ２と称する。
【００２３】
トランス２０は、互いに磁気結合する２つのコイル２０ａ，２０ｂ（第１及び第２のコイル）を有して構成される。コイル２０ａ，２０ｂの巻き数は、それぞれＮＰ及びＮＳである。コイル２０ａの一端はリアクトルＬを介して第１のノードｎ１でマトリックスコンバータ１０に接続され、コイル２０ａの他端は第２のノードｎ２でマトリックスコンバータ１０に接続される。コイル２０ｂの一端は第３のノードｎ３でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、コイル２０ｂの他端は第４のノードｎ４でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、リアクトルＬを流れる電流をリアクトル電流ｉＬと称する。
【００２４】
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、単相交流電圧（コイル２０ｂ側）と直流電圧（負荷３側）とを相互に変換する装置である。負荷３は、例えば蓄電池やハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置１から供給される直流電力によって動作する（充電される）場合（力行）と、逆に電力変換装置１に対して直流電力を供給する場合（回生）とがある。詳しくは後述するが、制御装置４は、力行の場合と回生の場合とで異なる動作を行う。負荷３の一端は第５のノードｎ５でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、負荷３の他端は第６のノードｎ６でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。また、第６のノードｎ６の電圧に対する第５のノードｎ５の電圧を電圧Ｖｄｃと称する。
【００２５】
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第３のノードｎ３に接続されたスイッチ素子Ｇ１１（第１の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ６に接続され、他端が第３のノードｎ３に接続されたスイッチ素子Ｇ２１（第２の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第４のノードｎ４に接続されたスイッチ素子Ｇ１２（第３の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ６に接続され、他端が第４のノードｎ４に接続されたスイッチ素子Ｇ２２（第４の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第６のノードｎ６に接続されたキャパシタＣ１とを有して構成される。
【００２６】
スイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２はそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。スイッチ素子Ｇ１１は、ダイオードのアノードが第３のノードｎ３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ２１は、ダイオードのカソードが第３のノードｎ３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ１２は、ダイオードのアノードが第４のノードｎ４に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ２２は、ダイオードのカソードが第４のノードｎ４に接続されるように回路に組み込まれる。
【００２７】
スイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２を構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２それぞれのオンオフ状態を個別に制御する。
【００２８】
マトリックスコンバータ１０は、三相交流電圧（系統電源２側）と単相交流電圧（コイル２０ａ側）とを相互に変換する装置である。系統電源２は、互いに２π／３ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。図１に示すように、ｕ相（第１相）に対応する交流電圧ｅｕに対応する系統電源２の出力端は第７のノードｎ７でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｖ相（第２相）に対応する交流電圧ｅｖに対応する系統電源２の出力端は第８のノードｎ８でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｗ相（第３相）に対応する交流電圧ｅｗに対応する系統電源２の出力端は第９のノードｎ９でマトリックスコンバータ１０に接続される。以下では、第７乃至第９のノードｎ７〜ｎ９を流れる電流をそれぞれ電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗと称する。
【００２９】
マトリックスコンバータ１０は、一端が第７のノードｎ７に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｕｐ（第１の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ８に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｖｐ（第２の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ９に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｗｐ（第３の双方向スイッチ素子）と、一端が第７のノードｎ７に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｕｎ（第４の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ８に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｖｎ（第５の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ９に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｗｎ（第６の双方向スイッチ素子）と、交流リアクトルＬｆと、ダンピング抵抗Ｒｆと、入力キャパシタＣｆとを有して構成される。
【００３０】
交流リアクトルＬｆは、第７のノードｎ７とスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの接続点である第１０のノードｎ１０との間に挿入されたインダクタと、第８のノードｎ８とスイッチ素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの接続点である第１１のノードｎ１１との間に挿入されたインダクタと、第９のノードｎ９とスイッチ素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの接続点である第１２のノードｎ１２との間に挿入されたインダクタとによって構成される。ダンピング抵抗Ｒｆは、これらのインダクタのそれぞれと並列に接続された３つの抵抗素子によって構成される。入力キャパシタＣｆは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された３つのキャパシタによって構成されており、その３つの接続点はそれぞれ第１０乃至第１２のノードｎ１０〜ｎ１２に接続される。以下では、第１０乃至第１２のノードｎ１０〜ｎ１２を流れる電流をそれぞれ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと称する。
【００３１】
スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ、直列に接続された２つのスイッチ素子によって構成される双方向スイッチである。具体的には、スイッチ素子Ｓｕｐはスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐによって構成され、スイッチ素子Ｓｖｐはスイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐによって構成され、スイッチ素子Ｓｗｐはスイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｗｐによって構成され、スイッチ素子Ｓｕｎはスイッチ素子Ｇｎｕ，Ｇｕｎによって構成され、スイッチ素子Ｓｖｎはスイッチ素子Ｇｎｖ，Ｇｖｎによって構成され、スイッチ素子Ｓｗｎはスイッチ素子Ｇｎｗ，Ｇｗｎによって構成される。これらスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎはそれぞれ、上述したスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２と同様、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。
【００３２】
スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐは、第１のノードｎ１と第１０のノードｎ１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐは、第１のノードｎ１と第１１のノードｎ１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｗｐは、第１のノードｎ１と第１２のノードｎ１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｕ，Ｇｕｎは、第２のノードｎ２と第１０のノードｎ１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｖ，Ｇｖｎは、第２のノードｎ２と第１１のノードｎ１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｗ，Ｇｗｎは、第２のノードｎ２と第１２のノードｎ１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。なお、双方向スイッチを構成する２つのスイッチ素子の接続について、ここではそれぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続されるとしたが、それぞれのダイオードのカソードが相互に接続される向きで接続されることとしてもよい。
【００３３】
スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎを構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎそれぞれのオンオフ状態を個別に制御する。
【００３４】
保護回路４０は、転流失敗時のリアクトル電流ｉＬを吸収するための回路であり、フルブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流回路と、この整流回路と並列に接続された平滑コンデンサ及び負荷とによって構成される。負荷の両端電圧はＶｐである。整流回路の２つの入力端はそれぞれ、第１のノードｎ１及び第２のノードｎ２に接続される。
【００３５】
図２は、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，ｖ１，ｖ２及び電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗ，ｉＬ，ｉｕの力行時の波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。同図には、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗによって表される三相交流の１周期分を示している。また、図３は、図２に示した領域Ａの拡大図である。ただし、このシミュレーションは転流中状態の使用による影響を考慮せずに行ったものであるため、後に説明する図１２に示すリアクトル電流ｉＬの歪みは図２及び図３には現れていない。
【００３６】
三相交流の１周期は、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの位相に応じて、図３に示すように１２個の空間Ｉ〜ＸＩＩに分けることができる。具体的には、電圧ｅｕの位相が０以上π／６未満である空間Ｉ、π／６以上π／３未満である空間ＩＩ、π／３以上π／２未満である空間ＩＩＩ、π／２以上２π／３未満である空間ＩＶ、２π／３以上５π／６未満である空間Ｖ、５π／６以上π未満である空間ＶＩ、π以上７π／６未満である空間ＶＩＩ、７π／６以上４π／３未満である空間ＶＩＩＩ、４π／３以上３π／２未満である空間ＩＸ、３π／２以上５π／３未満である空間Ｘ、５π／３以上１１π／６未満である空間ＸＩ、１１π／６以上２π未満である空間ＸＩＩに分けることができる。図３に示した領域Ａは、空間ＩＶ内の領域となっている。
【００３７】
空間Ｉ〜ＸＩＩそれぞれにおける制御装置４の動作は、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの大小関係に応じて制御対象となるスイッチ素子が入れ替わること、及び、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗのうち中間の値を取るものの符号に応じて出力電圧が変わる場合があることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、空間Ｉ〜ＸＩＩに共通の説明を行う場合に、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを各空間内で大きいものから順に電圧ｅｍａｘ，ｅｍｉｄ，ｅｍｉｎと表記することとする。また、電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗを各空間内で大きいものから順に電流ｉｍａｘ，ｉｍｉｄ，ｉｍｉｎと表記することとする。さらに、電圧ｅｍ及び電流ｉｍ＿ｍｖを以下の式（１）（２）に示すように定義して、説明のために用いることとする。ただし、電流ｉｍ＿ｍｖ，ｉｍａｘ＿ｍｖ，ｉｍｉｄ＿ｍｖに符号「＿ｍｖ」は、それぞれ電流ｉｍ，ｉｍａｘ，ｉｍｉｄの平均値であることを示している。
【００３８】
【数１】
2019068657.tif 000003
【００３９】
図４は、電圧ｖ１，ｖ２及びリアクトル電流ｉＬの力行時の波形を模式的に示す信号波形図であり、図５は、電圧ｖ１，ｖ２及びリアクトル電流ｉＬの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。以下、これらの図を参照しながら、まず制御装置４による基本的なスイッチング制御について説明し、次いで、転流中状態について詳しく説明する。
【００４０】
初めに、図４及び図５に示したキャリア信号Ｃは、制御装置４の内部信号である。制御装置４は、最大値ＡＭＰに達するまで一定の割合で増加し続けた後、０に戻るという変化を繰り返すようキャリア信号Ｃを生成する。そして、キャリア信号Ｃが０であるタイミングを基準として、電力変換装置１の制御を行う。
【００４１】
また、以下の説明では、キャリア信号Ｃの半周期を規格化してなる値により時間の経過を表現する。この表現によれば、キャリア信号Ｃの１周期は２となる。制御装置４の動作タイミングは、図示した変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１によって定義される。これら変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１は、基準タイミング（キャリア信号Ｃが０であるタイミング）からの経過時刻によって表され、図４に示した力行時には次の式（３）で、図５に示した力行時には次の式（４）でそれぞれ算出される。ただし、ｄ０，ｄ１は操作パラメータと呼ばれる数値であり、その算出方法については後述する。
【００４２】
【数２】
2019068657.tif 000004
【００４３】
基準タイミング及び変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２のそれぞれにより示されるタイミングは、制御装置４がスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎの状態を制御するタイミングである。具体的に説明すると、制御装置４は、図４に示す力行時においては、基準タイミングで電圧ｖ１が−ｅｍからｅｍａｘ−ｅｍｉｎに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ１０により示されるタイミングで電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｎからｅｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ１１により示されるタイミングで電圧ｖ１がｅｍからｅｍｉｎ−ｅｍａｘに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ１２により示されるタイミングで電圧ｖ１がｅｍｉｎ−ｅｍａｘから−ｅｍに変化するよう各スイッチ素子を制御する。一方、図５に示す回生時においては、制御装置４は、基準タイミングで電圧ｖ１が−ｅｍからｅｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ１０により示されるタイミングで電圧ｖ１がｅｍからｅｍａｘ−ｅｍｉｎに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ１１により示されるタイミングで電圧ｖ１がｅｍａｘ−ｅｍｉｎから−ｅｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ１２により示されるタイミングで電圧ｖ１が−ｅｍからｅｍｉｎ−ｅｍａｘに変化するよう各スイッチ素子を制御する。
【００４４】
また、変調率Ｄ２０，Ｄ２１のそれぞれにより示されるタイミングは、制御装置４がスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２の状態を制御するタイミングである。具体的に説明すると、制御装置４は、図４に示す力行時においては、変調率Ｄ２０により示されるタイミングで電圧ｖ２が−ＶｄｃからＶｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ２１により示されるタイミングで電圧ｖ２がＶｄｃから−Ｖｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御する。一方、図５に示す回生時においては、制御装置４は、変調率Ｄ２０により示されるタイミングで電圧ｖ２がＶｄｃから−Ｖｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ２１により示されるタイミングで電圧ｖ２が−ＶｄｃからＶｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御する。
【００４５】
制御装置４が以上のようなスイッチ素子の制御を行うことにより、電力変換装置１内において転流が発生する。その際、各スイッチ素子の動作遅延に起因して電源短絡やインダクタの電流の遮断が発生してしまうことを防止するため、制御装置４は、各スイッチ素子を瞬時に切り替えるのではなく、所定の転流中状態を経由して切り替えるようにしている。図４及び図５においては、図示した転流シーケンス及びデッドタイムがこの転流中状態に相当する。以下、これらについて詳しく説明する。
【００４６】
図６は、デッドタイム近傍におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１の状態遷移を示す図である。なお、ここではスイッチ素子Ｇ１１がオンの状態からスイッチ素子Ｇ２１がオンの状態に切り替える場合を取り上げて説明するが、他の場合（例えば、スイッチ素子Ｇ２１がオンの状態からスイッチ素子Ｇ１１がオンの状態に切り替える場合、スイッチ素子Ｇ１２がオンの状態からスイッチ素子Ｇ２２がオンの状態に切り替える場合など）についても同様である。
【００４７】
図６に示す例では、スイッチ素子Ｇ１１がオン、スイッチ素子Ｇ２１がオフとなっている状態が転流元のスイッチ状態Ｓａであり、スイッチ素子Ｇ１１がオフ、スイッチ素子Ｇ２１がオンとなっている状態が転流先のスイッチ状態Ｓｂである。制御装置４はこれらスイッチ状態Ｓａ，Ｓｂの間に、図６に示すように、スイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１の両方をオフとする転流中状態Ｓｔを介在させる。なお、転流中状態Ｓｔの継続時間は所定時間ｄｄｔとする。これにより、各スイッチ素子の動作遅延に起因して第５のノードｎ５と第６のノードｎ６が短絡し、その結果として負荷３が短絡してしまう、という事態の発生を防止することが可能になる。
【００４８】
次に図７は、転流シーケンス近傍における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ（＝Ｇｐｕ，Ｇｕｐ），Ｓｖｐ（＝Ｇｐｖ，Ｇｖｐ）の状態遷移を示す図である。なお、ここでは双方向スイッチ素子Ｓｕｐがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓｖｐがオンの状態に切り替える場合を取り上げて説明するが、他の場合（双方向スイッチ素子Ｓｖｐがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓｕｐがオンの状態に切り替える場合、双方向スイッチ素子Ｓｕｎがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓｖｎがオンの状態に切り替える場合など）についても同様である。
【００４９】
図７に示す例では、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐがともにオン、スイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐがともにオフとなっている状態が転流元のスイッチ状態Ｓａであり、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐがともにオフ、スイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐがともにオンとなっている状態が転流先のスイッチ状態Ｓｂである。制御装置４はこれらスイッチ状態Ｓａ，Ｓｂの間に、図７に示すように、３つの転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３をこの順で介在させる。なお、転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３それぞれの継続時間は、いずれも同じ所定時間ｄｃｓとする。
【００５０】
転流中状態Ｓｔ１は、スイッチ素子Ｇｕｐがオン、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐがオフという状態である。転流中状態Ｓｔ２は、スイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｖｐがオン、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｐｖがオフという状態である。転流中状態Ｓｔ３は、スイッチ素子Ｇｖｐがオン、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖがオフという状態である。これにより、各スイッチ素子の動作遅延に起因して第７のノードｎ７、第８のノードｎ８、第９のノードｎ９が相互に短絡し、その結果として系統電源２が短絡してしまう、という事態の発生を防止することが可能になる。また、すべてのスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐをすべて同時にオフするわけではないので、詳しくは後述するが、転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３においてもある程度リアクトル電流ｉＬを流すことが可能になる。つまり、電流経路が常に確保されており、インダクタの電流遮断の発生を防止することができる。
【００５１】
このように、所定の転流中状態を経由してスイッチ素子の切り替えを行うことにより、電流経路を確保したうえで電源短絡を防止することができるが、一方で、転流中状態を設けることは、リアクトル電流ｉＬの誤差を発生させ、それによって出力電力誤差や入力電流歪みを発生させる。以下、リアクトル電流ｉＬに誤差が発生する原理について、３つの例を挙げて詳しく説明する。
【００５２】
図８は、回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉＬの変化の一例を示す図である。また、図９（ａ）は、図８のＤ１０＜ｔ＜Ｄ２０におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図９（ｂ）は、図８のＤ２０＜ｔ＜ｔ１におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図９（ｃ）は、図８のｔ１＜ｔ＜ｔ２におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図である。これらの図に示した回路は、それぞれの時刻における電力変換装置１の等価回路となっている。また、図８及び図９には、ｅｍａｘ−ｅｍｉｎ≦（ＮＰ／ＮＳ）Ｖｄｃである場合を示している。
【００５３】
リアクトル電流ｉＬに誤差が発生するのは、転流中状態Ｓｔにおいてリアクトル電流ｉＬのゼロクロス（プラスからマイナスへの変化、又は、マイナスからプラスへの変化）が発生する場合である。回生時においては、図５を参照すると理解されるように、電圧ｖ２を変化させる際に設けるデッドタイムにおいて、このゼロクロスが発生する。デッドタイムは、キャリア信号Ｃの１周期の間に２回設けられるが、図８にはこのうち変調率Ｄ２０に対応するデッドタイムのみを示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、変調率Ｄ２１に対応するデッドタイムについても同様である。
【００５４】
まず、この場合における転流元のスイッチ状態Ｓａ（Ｄ１０＜ｔ＜Ｄ２０）では、制御装置４は、ｖ１＝ｅｍａｘ−ｅｍｉｎ、ｖ２＝Ｖｄｃとなるよう各スイッチ素子を制御する。ＡＣ／ＤＣコンバータ３０について具体的に言えば、制御装置４は、図９（ａ）に示すように、スイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２２をオン、スイッチ素子Ｇ１２，Ｇ２１をオフとする。この場合におけるリアクトル電流ｉＬは、図９（ａ）に破線で示したように、系統電源２に流れ込む方向（回生方向）に流れる。
【００５５】
転流中状態Ｓｔ（Ｄ２０＜ｔ＜ｔ２）に入ると、制御装置４は、ｖ１＝ｅｍａｘ−ｅｍｉｎを維持したまま、スイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２２，Ｇ１２，Ｇ２１をすべてオフとする。その結果、リアクトル電流ｉＬがスイッチ素子Ｇ２１，Ｇ１２それぞれのダイオードを通って流れるので、電圧ｖ２は−Ｖｄｃに変化する。その結果、リアクトルＬの両端に印加される電圧が大きくなるので、図８に示すように、リアクトル電流ｉＬは急激に上昇し、０に達する時刻ｔ１で流れなくなる。図９（ｃ）は、こうしてリアクトル電流ｉＬが流れなくなった状態を示している。また、リアクトル電流ｉＬが流れないので、図８に示すように、電圧ｖ２は（ＮＳ／ＮＰ）（ｅｍａｘ−ｅｍｉｎ）に等しくなる。
【００５６】
その後、転流先のスイッチ状態Ｓｂ（ｔ２＜ｔ＜Ｄ１１）に入ると、制御装置４は、ｖ１＝ｅｍａｘ−ｅｍｉｎを維持したまま、スイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２２をオフ、スイッチ素子Ｇ１２，Ｇ２１をオンとする。これにより、図８に示すように、再度リアクトル電流ｉＬが流れるようになり、電圧ｖ２も−Ｖｄｃに戻る。リアクトル電流ｉＬは、次のスイッチ素子の切り替えタイミング（変調率Ｄ１１に対応するタイミング）まで、Ｄ２０＜ｔ＜ｔ１における増加率と同等の増加率で増加していく。
【００５７】
このように、本例においては、電力変換装置１が転流中状態Ｓｔである間に、リアクトル電流ｉＬが流れなくなる期間が発生する。その結果、図８に示したように、仮にこのような期間が存在しないとした場合（破線で示したもの）に比べて、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ２以降のリアクトル電流ｉＬの値が小さくなる。つまり、リアクトル電流ｉＬに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生することになる。
【００５８】
図１０は、回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉＬの変化の他の一例を示す図である。また、図１１（ａ）は、図１０のＤ１０＜ｔ＜Ｄ２０におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図１１（ｂ）は、図１０のＤ２０＜ｔ＜ｔ１におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図１１（ｃ）は、図１０のｔ１＜ｔ＜ｔ２におけるスイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図である。
【００５９】
図１０及び図１１はｅｍａｘ−ｅｍｉｎ＞（ＮＰ／ＮＳ）Ｖｄｃである場合を示しており、その他の点では、図８及び図９と同様である。この例では、ｅｍａｘ−ｅｍｉｎ＞（ＮＰ／ＮＳ）Ｖｄｃであることにより、図１０及び図１１（ｃ）に示すように、ｔ１＜ｔ＜ｔ２においても若干のリアクトル電流ｉＬが流れる。また、スイッチ素子Ｇ１１，Ｇ２２の逆並列ダイオードが導通している状態であることから、この間における電圧ｖ２はＶｄｃに等しくなる。
【００６０】
こうしてｔ１＜ｔ＜ｔ２においてもリアクトル電流ｉＬが流れることにより、図８の例に比べれば、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ１以降のリアクトル電流ｉＬの値が大きくなる。しかしながら、仮にこのような期間が存在しないとした場合に比べて、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ２以降のリアクトル電流ｉＬの値が小さくなるので、結果として、図８の例と同様にリアクトル電流ｉＬに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生する。
【００６１】
図１２は、力行時の転流シーケンスにおけるリアクトル電流ｉＬの変化の一例を示す図である。また、図１３（ａ）は、図１２のＤ１０＜ｔ＜ｔ３における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図１３（ｂ）は、図１２のｔ３＜ｔ＜ｔ４における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図１４（ａ）は、図１２のｔ４＜ｔ＜Ｄ１１における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図１４（ｂ）は、図１２のＤ１１＜ｔ＜ｔ５における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図１５（ａ）は、図１２のｔ５＜ｔ＜ｔ６における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図であり、図１５（ｂ）は、図１２のｔ６＜ｔ＜Ｄ２１における双方向スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ及びリアクトル電流ｉＬの状態を示す図である。これらの図に示した回路は、それぞれの時刻における電力変換装置１の等価回路となっている。また、図１２〜図１５は、系統電源２から供給される三相交流が図２に示した空間ＩＶ内にある場合（すなわち、ｅｍａｘ＝ｅｕ、ｅｍｉｄ＝ｅｖ、ｅｍｉｎ＝ｅｗである場合）を示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、系統電源２から供給される三相交流が他の空間にある場合についても同様である。
【００６２】
力行時においては、図４を参照すると理解されるように、電圧ｖ１の符号を変化させる際に設ける転流シーケンスにおいてリアクトル電流ｉＬのゼロクロスが発生し、それによってリアクトル電流ｉＬに歪みが発生する。このような転流シーケンスは、キャリア信号Ｃの１周期の間に２回設けられるが、図８にはこのうち変調率Ｄ１１に対応する転流シーケンスのみを示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、キャリア信号Ｃ＝０によって示される基準タイミングに対応する転流シーケンスについても同様である。
【００６３】
まず、この場合における転流元のスイッチ状態Ｓａ（Ｄ１０＜ｔ＜ｔ３）では、制御装置４は、ｖ１＝ｅｕ−ｅｖ、ｖ２＝Ｖｄｃとなるよう各スイッチ素子を制御する。マトリックスコンバータ１０について具体的に言えば、制御装置４は、図１３（ａ）に示すように、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｖｎ，Ｇｎｖをオン、スイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎをオフとする。この場合におけるリアクトル電流ｉＬは、図１３（ａ）に破線で示したように、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｖｎ，Ｇｎｖを通って負荷３に流れ込む方向（力行方向）に流れる。
【００６４】
転流中状態Ｓｔ１（ｔ３＜ｔ＜ｔ４）に入ると、制御装置４は、ｖ２＝Ｖｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｖｎをオフとする。スイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｎｖについては、オンの状態を維持する。その結果、図１３（ｂ）に示すように、リアクトル電流ｉＬはスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｖｎそれぞれのダイオードを通って流れるようになる。そのため、リアクトル電流ｉＬへの影響は見られない。
【００６５】
続いて転流中状態Ｓｔ２（ｔ４＜ｔ＜Ｄ１１）に入ると、制御装置４は、ｖ２＝Ｖｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇｗｐ，Ｇｎｕをオンとする。スイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｎｖについては、ここでもオンの状態を維持する。そのため、リアクトル電流ｉＬへの影響は見られない。
【００６６】
続いて転流中状態Ｓｔ３（Ｄ１１＜ｔ＜ｔ６）に入ると、制御装置４は、ｖ２＝Ｖｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇｕｐ，Ｇｎｖをオフとする。こうなると、リアクトル電流ｉＬの転流が発生し、図１４（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｕｎ，Ｇｎｕを通ってリアクトル電流ｉＬが流れるようになる。図１２に示すように、リアクトル電流ｉＬは急激に低下し、０に達する時刻ｔ５で流れなくなる。図１５（ａ）は、こうしてリアクトル電流ｉＬが流れなくなった状態を示している。また、リアクトル電流ｉＬが流れないので、図１２に示すように、電圧ｖ１は（ＮＰ／ＮＳ）Ｖｄｃに等しくなる。
【００６７】
その後、転流先のスイッチ状態Ｓｂ（ｔ６＜ｔ＜Ｄ２１）に入ると、制御装置４は、ｖ２＝Ｖｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｕｎをオンとする。これにより、図１２及び図１５（ｂ）に示すように、再度リアクトル電流ｉＬが流れるようになり、電圧ｖ１もｅｗ−ｅｕに戻る。リアクトル電流ｉＬは、次のスイッチ素子の切り替えタイミング（変調率Ｄ２１に対応するタイミング）まで、Ｄ１１＜ｔ＜ｔ５における減少率と同等の減少率で減少していく。
【００６８】
このように、本例においては、電力変換装置１が転流中状態Ｓｔ３である間に、リアクトル電流ｉＬが流れなくなる期間が発生する。その結果、図１２に示したように、仮にこのような期間が存在しないとした場合（破線で示したもの）に比べて、転流中状態Ｓｔ３が終了する時刻ｔ６以降のリアクトル電流ｉＬの値が大きくなる。つまり、リアクトル電流ｉＬに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生することになる。
【００６９】
以上、転流中状態を設けることによって交流入力電流に歪みが発生する原理について、３つの例を挙げて説明した。次に、この歪みを軽減するための制御装置４の構成について、図１６〜図２０を参照しながら詳細に説明する。
【００７０】
図１６は、制御装置４の機能ブロックを示す略ブロック図である。同図に示すように、制御装置４は機能的に、数値演算部１００、変調部１０１、リアクトル電流算出部１０２、延長量算出部１０３、及び制御部１０４を有して構成される。
【００７１】
数値演算部１００は、外部から制御装置４に供給される電力指令値Ｐ＊と、上述した電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，Ｖｄｃの実測値とに基づいて、図４及び図５にも示した操作パラメータｄ０，ｄ１（第１及び第２の操作パラメータ）を算出する機能部である。
【００７２】
具体的に説明すると、数値演算部１００はまず、電力指令値Ｐ＊及び電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗの実測値に基づき、次の式（５）（６）により電流ｉｍａｘ，ｉｍｉｄの指令値ｉｍａｘ＊，ｉｍｉｄ＊を算出する。
【００７３】
【数３】
2019068657.tif 000005
【００７４】
次いで数値演算部１００は、式（５）によって表される指令値ｉｍａｘ＊，ｉｍｉｄ＊を上掲した式（２）に電流ｉｍａｘ＿ｍｖ，ｉｍｉｄ＿ｍｖとして代入することにより、電流ｉｍ＿ｍｖの指令値ｉｍ＊を算出する。そして、指令値ｉｍｉｄ＊，ｉｍ＊を次の式（６）（７）に代入し、これらを操作パラメータｄ０，ｄ１の二元連立二次方程式として数値的に解くことにより、操作パラメータｄ０，ｄ１を算出する。ただし、式（６）（７）内のｆは、上述したキャリア信号Ｃの周波数である。
【００７５】
【数４】
2019068657.tif 000006
【００７６】
変調部１０１は、数値演算部１００が算出した操作パラメータｄ０，ｄ１に基づき、変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１を算出する機能部である。この算出は、上述した式（３）（４）により実行される。
【００７７】
リアクトル電流算出部１０２は、キャリア信号Ｃの周期ごとに、電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ，Ｖｄｃの実測値と、変調部１０１によって算出された変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１とに基づいて、基準タイミング、変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１、及び次の基準タイミングのそれぞれに対応するリアクトル電流の電流値ｉ０，ｉＤ１０，ｉＤ１１，ｉＤ１２，ｉＤ２０，ｉＤ２１，ｉ２を算出する機能部である。具体的には、力行時には次の式（８）〜式（１４）によって、回生時には次の式（１５）〜式（２１）によって、それぞれ各電流値を算出する。
【００７８】
【数５】
2019068657.tif 000007
【００７９】
【数６】
2019068657.tif 000008
【００８０】
ここで、式（８）〜式（２１）中に示した関数ｆｕｎｃ（Ｄ）（Ｄは、基準タイミングからの経過時間）は、次の式（２２）で表される。ただし、式（２２）内の電流値ｉ２＿ｐｒｅは、１つ前の周期における電流ｉ２である。
【００８１】
【数７】
2019068657.tif 000009
【００８２】
図１７は、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の説明図である。同図に示すように、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）は、キャリア信号Ｃの１周期の開始タイミング（基準タイミング）から終了タイミングまで、一定の減少率（又は増加率）で単調に変化する関数である。１周期の開始タイミングにおける関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の値はｉ２＿ｐｒｅ−ｉ０であり、１周期の終了タイミングにおける関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の値は０となる。
【００８３】
図１７の電流値ｉＬ１は、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を加算せずに各電流値を算出した場合の電流値ｉＬを示しており、電流値ｉＬ２は、式（８）〜式（２１）のとおりに各電流値を算出した場合の電流値ｉＬを示している。電流値ｉＬ１を見ると理解されるように、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を用いずに、電流値ｉＬの１周期平均値を０として各電流値を算出すると、同じ基準タイミングで算出される電流値ｉ０と電流値ｉ２とが不一致となってしまう場合がある。関数ｆｕｎｃ（Ｄ）は、この状況を補正するためのもので、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を用いることにより、電流値ｉＬ２に示すように、同じ基準タイミングで算出される電流値ｉ０と電流値ｉ２とが一致するようになる。
【００８４】
図１６に戻る。延長量算出部１０３は、電力変換装置１が転流中状態にある間にリアクトル電流ｉＬがゼロクロスするタイミングと、その転流中状態の終了タイミングとに基づいて、制御タイミングの延長量を算出する機能部である。延長量算出部１０３は、変調部１０１が算出した変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１と、リアクトル電流算出部１０２が算出した電流値ｉ０，ｉＤ１０，ｉＤ１１，ｉＤ１２，ｉＤ２０，ｉＤ２１，ｉ２とを用い、キャリア信号Ｃの周期ごとに、この延長量の算出を行う。以下、図１８〜図２１を参照しながら、延長量算出部１０３が行う処理について詳細に説明する。
【００８５】
図１８及び図１９は、延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。また、図２０は、延長量算出部１０３が回生時に算出する延長量Ｄｃｏｍ１，Ｄｃｏｍ２（第１及び第２の延長量）を示す図であり、図２１は、延長量算出部１０３が力行時に算出する延長量Ｄｃｏｍ１，Ｄｃｏｍ２（第１及び第２の延長量）を示す図である。
【００８６】
ここで、以下の説明では「対象転流中状態」という用語を用いる場合があるが、これは、電力変換装置１がその転流中状態にある間にリアクトル電流ｉＬがゼロクロスする転流中状態であり、上述したように、回生時、力行時ともにキャリア信号Ｃの１周期の間に２つ存在する。図２０には、この対象転流中状態を転流中状態Ｓｔ−１，Ｓｔ−２として明示し、図２１には、この対象転流中状態を転流中状態Ｓｔ３−１，Ｓｔ３−２として明示している。
【００８７】
図１８に示すように、延長量算出部１０３はまず、転流中状態継続時間ｄｔを取得する（ステップＳ１）。この転流中状態継続時間ｄｔは、回生時には図６に示した所定時間ｄｄｔであり、力行時には図７に示した所定時間ｄｃｓである。所定時間ｄｄｔ，ｄｃｓは、制御装置４内の図示しない記憶装置に予め記憶される。
【００８８】
次いで延長量算出部１０３は、１つ目の対象転流中状態（第１の転流中状態。回生時には転流中状態Ｓｔ−１、力行時には転流中状態Ｓｔ３−１）に関して、前後のリアクトル電流ｉＬの値（第１及び第２の電流値）に基づき、実際にゼロクロスが発生するか否かを判定する（ステップＳ２）。
【００８９】
ステップＳ２の処理について詳しく説明すると、まず回生時については、電流値ｉＤ２０（第１の電流値：第１の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉＤ１１（第２の電流値：第１の転流中状態が終了した後、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉＤ２０＜０＜ｉＤ１１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。一方、力行時については、電流値ｉ０（第１の電流値：第１の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉＤ２０（第２の電流値：第１の転流中状態が終了した後、第３のノードｎ３と第４のノードｎ４の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ０＜０＜ｉＤ２０の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。
【００９０】
ステップＳ２においてゼロクロスが発生しないと判定した場合（ステップＳ３の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄｃｏｍ１に０を設定し（ステップＳ８）、図１９のステップＳ９に処理を進める。一方、ステップＳ２においてゼロクロスが発生すると判定した場合（ステップＳ３の肯定判定）の延長量算出部１０３は、前後のリアクトル電流ｉＬの値、及び、対応する変調率に基づき、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ１（第１のゼロクロス発生タイミング）を算出する（ステップＳ４）。具体的には、回生時には次の式（２３）、力行時には次の式（２４）によって、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ１を算出する。
【００９１】
【数８】
2019068657.tif 000010
【００９２】
次に延長量算出部１０３は、ステップＳ１で取得した転流中状態継続時間ｄｔに基づき、算出したゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ１が対象転流中状態内のタイミングか否かを判定する（ステップＳ５）。
【００９３】
ステップＳ５の処理について詳しく説明すると、まず回生時については、転流中状態Ｓｔ−１の終了タイミングＤ２０＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ１とを比較する処理となる。これらがＤ２０＋ｄｔ＞ＤＺＥＲＯ１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。一方、力行時については、転流中状態Ｓｔ３−１の終了タイミングｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ１とを比較する処理となる。これらがｄｔ＞ＤＺＥＲＯ１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。
【００９４】
ステップＳ５において対象転流中状態内のタイミングでないと判定した場合（ステップＳ６の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄｃｏｍ１に０を設定し（ステップＳ８）、図１９のステップＳ９に処理を進める。一方、ステップＳ５において対象転流中状態内のタイミングであると判定した場合（ステップＳ６の肯定判定）の延長量算出部１０３は、転流中状態継続時間ｄｔに基づいて決まる転流中状態の終了タイミングと、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ１とに基づき、延長量Ｄｃｏｍ１を算出する。具体的には、回生時には次の式（２５）、力行時には次の式（２６）によって、延長量Ｄｃｏｍ１を算出する。
【００９５】
【数９】
2019068657.tif 000011
【００９６】
次に、延長量算出部１０３はステップＳ９に移り、２つ目の対象転流中状態（第２の転流中状態。回生時には転流中状態Ｓｔ−２、力行時には転流中状態Ｓｔ３−２）についての処理を開始する。
【００９７】
延長量算出部１０３はまず、対象転流中状態の前後のリアクトル電流ｉＬ（第３及び第４の電流値）の値に基づき、実際にゼロクロスが発生するか否かを判定する（ステップＳ９）。この処理は、まず回生時については、電流値ｉＤ２１（第３の電流値：第２の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ２（第４の電流値：第２の転流中状態が終了した後、第１のノードｎ１と第２のノードｎ２の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ２＜０＜ｉＤ２１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。一方、力行時については、電流値ｉＤ１１（第３の電流値：第２の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉＤ２１（第４の電流値：第２の転流中状態が終了した後、第３のノードｎ３と第４のノードｎ４の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉＤ２１＜０＜ｉＤ１１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。
【００９８】
ステップＳ９においてゼロクロスが発生しないと判定した場合（ステップＳ１０の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄｃｏｍ２に０を設定し（ステップＳ１５）、処理を終了する。一方、ステップＳ９においてゼロクロスが発生すると判定した場合（ステップＳ１０の肯定判定）の延長量算出部１０３は、前後のリアクトル電流ｉＬの値、及び、対応する変調率に基づき、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ２（第２のゼロクロス発生タイミング）を算出する（ステップＳ１１）。具体的には、回生時には次の式（Ｓ２７）、力行時には次の式（２８）によって、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ２を算出する。
【００９９】
【数１０】
2019068657.tif 000012
【０１００】
次に延長量算出部１０３は、ステップＳ１で取得した転流中状態継続時間ｄｔに基づき、算出したゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ２が対象転流中状態内のタイミングか否かを判定する（ステップＳ１２）。具体的には、まず回生時については、転流中状態Ｓｔ−２の終了タイミングＤ２１＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ２とを比較する。そして、これらがＤ２１＋ｄｔ＞ＤＺＥＲＯ２の関係を満たす場合に、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。一方、力行時については、転流中状態Ｓｔ３−２の終了タイミングＤ１１＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ２とを比較する。これらがＤ１１＋ｄｔ＞ＤＺＥＲＯ２の関係を満たす場合に、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。
【０１０１】
ステップＳ１２において対象転流中状態内のタイミングでないと判定した場合（ステップＳ１３の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄｃｏｍ２に０を設定し（ステップＳ１５）、処理を終了する。一方、ステップＳ１２において対象転流中状態内のタイミングであると判定した場合（ステップＳ１３の肯定判定）の延長量算出部１０３は、転流中状態継続時間ｄｔに基づいて決まる転流中状態の終了タイミングと、ゼロクロス発生タイミングＤＺＥＲＯ２とに基づき、延長量Ｄｃｏｍ２を算出する。具体的には、回生時には次の式（２９）、力行時には次の式（３０）によって、延長量Ｄｃｏｍ２を算出する。
【０１０２】
【数１１】
2019068657.tif 000013
【０１０３】
図１６に戻る。延長量算出部１０３は、以上のようにして算出した延長量Ｄｃｏｍ１，Ｄｃｏｍ２を、転流中状態継続時間ｄｔとともに制御部１０４に供給する。制御部１０４は、延長量算出部１０３から供給されるこれらの情報の他、変調部１０１が算出した変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１と、リアクトル電流算出部１０２が算出した電流値ｉ０，ｉＤ１０，ｉＤ１１，ｉＤ１２，ｉＤ２０，ｉＤ２１，ｉ２とに基づいて、図１に示したスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎ，Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２の状態制御を行う。
【０１０４】
具体的に説明すると、制御部１０４はまず、変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１のうち１つ目の対象転流中状態の電流ゼロクロスタイミング以降に到来するものに、延長量Ｄｃｏｍ１を加算する処理を行う。この加算処理の対象となる変調率としては、回生時には変調率Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１が該当し、力行時には変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１のすべてが該当する。
【０１０５】
続いて制御部１０４は、変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１のうち２つ目の対象転流中状態の電流ゼロクロスタイミング以降に到来するものに、延長量Ｄｃｏｍ２を加算する処理を行う。この加算処理の対象となる変調率としては、力行時には変調率Ｄ１２，Ｄ２１が該当する。回生時には、この加算処理の対象となる変調率は存在しない。
【０１０６】
これらの加算処理後の変調率を修正変調率Ｄ１０ａ，Ｄ１１ａ，Ｄ１２ａ，Ｄ２０ａ，Ｄ２１ａとし、それぞれを数式で表すと、次の式（３１）及び式（３２）となる。式（３１）は回生時、式（３２）は力行時に対応している。図２０及び図２１には、修正変調率Ｄ１０ａ，Ｄ１１ａ，Ｄ１２ａ，Ｄ２０ａ，Ｄ２１ａのそれぞれを、加算処理前の変調率Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１とともに図示している。
【０１０７】
【数１２】
2019068657.tif 000014
【０１０８】
制御部１０４はさらに、延長量Ｄｃｏｍ１，Ｄｃｏｍ２に基づいて、キャリア信号Ｃの最大値ＡＭＰを修正する処理を行う。この処理は、キャリア信号Ｃの１周期をＤｃｏｍ１＋Ｄｃｏｍ２だけ延長するための処理であり、具体的には、回生時・力行時ともに次の式（３３）により修正最大値ＡＭＰａが算出される。
【０１０９】
【数１３】
2019068657.tif 000015
【０１１０】
以上のようにして修正変調率Ｄ１０ａ，Ｄ１１ａ，Ｄ１２ａ，Ｄ２０ａ，Ｄ２１ａ及び修正最大値ＡＭＰａを求めた制御部１０４は、その後、修正最大値ＡＭＰａに基づいてキャリア信号Ｃの生成を行い、さらに、このキャリア信号Ｃが０であるタイミングを基準として、修正変調率Ｄ１０ａ，Ｄ１１ａ，Ｄ１２ａ，Ｄ２０ａ，Ｄ２１ａのそれぞれに基づくタイミングで、図１に示したスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎ，Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２の状態制御を行う。その結果、図２０及び図２１に示すように、転流中状態を設けたことによって抑制されたリアクトル電流ｉＬの変化分が補償され、転流中状態を設けない場合と実質的に同振幅のリアクトル電流ｉＬを得ることが可能になる。
【０１１１】
以上説明したように、本実施の形態による制御装置４によれば、算出した延長量Ｄｃｏｍ１，Ｄｃｏｍ２に基づいて、ゼロクロスに対応する転流中状態（回生時には転流中状態Ｓｔ−１，Ｓｔ−２、力行時には転流中状態Ｓｔ３−１，Ｓｔ３−２）の終了後におけるスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎ，Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２の状態制御タイミングを遅延させるので、電力変換装置１がこれらの転流中状態である間に抑制されたリアクトル電流ｉＬの変化分を、転流中状態の終了後に取り戻すことができる。したがって、転流中状態を使用しつつも、出力電力誤差や入力電流歪みを低減することが可能になる。
【０１１２】
また、本実施の形態によれば、スイッチ素子の状態制御タイミングを遅延させた分だけキャリア信号Ｃの１周期を延長するので、スイッチ素子の状態制御タイミングの遅延によって他の状態制御タイミングに悪影響を与えることなくリアクトル電流ｉＬに新たな誤差が生ずることを防止できる。
【０１１３】
以下、電力変換装置１及び制御装置４を用いて実際に実験を行った結果を示しながら、本発明の効果について説明する。以下では、上記実施の形態による制御装置４を用いて実験を行った結果である実施例と、本発明の背景技術による制御装置４を用いて実験を行った結果である比較例とを示す。各実験で用いた各パラメータの値は、以下の表１に示すとおりである。また、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとしては、セミクロン社製のＳＫＭ１５０ＧＭ１２Ｔ４Ｇを用いた。
【０１１４】
【表１】
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【０１１５】
図２２（ａ）は伝送電力Ｐの測定結果を示す図であり、図２２（ｂ）は入力電流ｉｅｕの歪み率（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）の測定結果を示す図である。両図とも、横軸は電力指令値Ｐ＊である。また、図２３（ａ）及び図２３（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ａ（実施例）における電入力圧ｅｕ及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す図であり、図２４（ａ）及び図２４（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ｂ（比較例）における入力電圧ｅｕ及び入力電流ｉｅｕの測定結果を示す図である。これらの図の横軸は時間である。
【０１１６】
図２２（ａ）を参照すると、比較例では動作領域によっては伝送電力Ｐに大きな誤差が生じているのに対し、実施例ではそのような誤差がほとんど生じていない。このことは、比較例と比べて、実施例では出力電力誤差が低減されていることを示している。
【０１１７】
次に図２２（ｂ）を参照すると、マイナスの電力指令値Ｐ＊に対応する回生時においては、比較例では幅広い動作領域にわたって入力電流ｉｅｕの歪み率が大きくなっているのに対し、実施例ではほぼすべての動作領域で入力電流ｉｅｕの歪み率が抑制されている。例えば回生定格出力−１０００Ｗの６０％に相当する−６００Ｗにおいては、入力電流ｉｅｕの歪み率が２３．５％から４．０％にまで抑制されている。一方、プラスの電力指令値Ｐ＊に対応する力行時においては、低出力では実施例の歪み率が大きくなってしまっているものの、力行定格出力１０００Ｗの４０％程度以上で動作させた場合の歪み率としては、比較例よりも小さな値が得られている。したがって、実施例によれば、多くの実用的な動作領域で、比較例よりも入力電流の歪みが抑制されると言える。
【０１１８】
このことは、図２３及び図２４に示した実験結果からも確認される。これらの図によれば、回生定格出力−１０００Ｗの６０％に相当する−６００Ｗ（図２２（ａ）に示した動作点Ａ，Ｂ）において、比較例では入力電流ｉｅｕに大きな歪みが生じているのに対し、実施例では入力電流ｉｅｕの歪みが抑制されている。
【０１１９】
このように、本実施の形態による制御装置４によって出力電力誤差や入力電流歪みを低減できることは、実験の結果からも確認されている。
【０１２０】
以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。
【符号の説明】
【０１２１】
１              電力変換装置
２              系統電源
３              負荷
４              制御装置
１０            三相単相マトリックスコンバータ
２０            トランス
２０ａ，２０ｂ  コイル
３０            ＡＣ／ＤＣコンバータ
４０            保護回路
１００          数値演算部
１０１          変調部
１０２          リアクトル電流算出部
１０３          延長量算出部
１０４          制御部
ＡＭＰ          キャリア信号Ｃの最大値
ＡＭＰａ        キャリア信号Ｃの修正最大値
Ｃ              キャリア信号
Ｃ１            キャパシタ
Ｃｆ            入力キャパシタ
Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１  変調率
Ｄ１０ａ，Ｄ１１ａ，Ｄ１２ａ，Ｄ２０ａ，Ｄ２１ａ  修正変調率
Ｄｃｏｍ１，Ｄｃｏｍ２  延長量
ＤＺＥＲＯ１，ＤＺＥＲＯ２  ゼロクロス発生タイミング
Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎ，Ｇ１１，Ｇ２１，Ｇ１２，Ｇ２２  スイッチ素子
Ｌ              リアクトル
Ｌｆ            交流リアクトル
Ｐ＊            電力指令値
Ｒｆ            ダンピング抵抗
Ｓａ            転流元のスイッチ状態
Ｓｂ            転流先のスイッチ状態
Ｓｔ，Ｓｔ１〜Ｓｔ３  転流中状態
Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ  双方向スイッチ素子
ｄ０，ｄ１      操作パラメータ
ｄｔ，ｄｄｔ，ｄｃｓ  転流中状態継続時間
ｉＬ            リアクトル電流
【図１】
2019068657.tif 000017
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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