(57)【要約】【課題】スイッチング周波数が低下したときに電力変換効率の低下を抑制することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】少なくともパルス周波数変調モードで動作するＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子に平滑コンデンサが接続されている。平滑コンデンサは、静電容量が１０μＦ以下で、温度が２０℃、交流電圧の実効値が１．０Ｖ、周波数が１ｋＨｚの条件で測定したときの誘電正接が５％以下、または静電容量が１０μＦより大きく、温度が２０℃、交流電圧の実効値が０．５Ｖ、周波数が１２０Ｈｚの条件で測定したときの誘電正接が５％以下となる特性を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくともパルス周波数変調モードで動作し、出力端子に平滑コンデンサが接続されているＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記平滑コンデンサは、静電容量が１０μＦ以下で、温度が２０℃、交流電圧の実効値が１．０Ｖ、周波数が１ｋＨｚの条件で測定したときの誘電正接が５％以下、または静電容量が１０μＦより大きく、温度が２０℃、交流電圧の実効値が０．５Ｖ、周波数が１２０Ｈｚの条件で測定したときの誘電正接が５％以下となる特性を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記平滑コンデンサの静電容量が１μＦ以上である請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
駆動電源の電力利用効率を向上させたＤＣ−ＤＣコンバータが下記の特許文献１に開示されている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、分圧回路により得られるコンバータの出力電圧に基づいて、動作モードをＰＷＭ（パルス幅変調）モードまたはＰＦＭ（パルス周波数変調）モードに切換える。
【０００３】
例えば、待機状態等の軽負荷状態になると動作モードがＰＦＭモードに切り替えられる。動作モードをＰＦＭモードにしてＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を低下させることにより、スイッチング損失を低減させることができる。さらに、スイッチング周波数が低下すると、コイルの鉄損も小さくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−２１９６３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
低負荷時に動作モードをＰＦＭモードに切り替えることにより、スイッチング損失を低減させることができる。ところが、実際に評価実験を行ったところ、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率の低下を抑制する十分な効果が得られているとはいえないことが判明した。
【０００６】
本発明の目的は、スイッチング周波数が低下したときに電力変換効率の低下を抑制することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の観点によるＤＣ−ＤＣコンバータは、
少なくともパルス周波数変調モードで動作し、出力端子に平滑コンデンサが接続されているＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記平滑コンデンサは、静電容量が１０μＦ以下で、温度が２０℃、交流電圧の実効値が１．０Ｖ、周波数が１ｋＨｚの条件で測定したときの誘電正接が５％以下、または静電容量が１０μＦより大きく、温度が２０℃、交流電圧の実効値が０．５Ｖ、周波数が１２０Ｈｚの条件で測定したときの誘電正接が５％以下となる特性を有する。
【０００８】
パルス周波数変調モードで動作させ、スイッチング周波数を低下させたときに、電力変換効率の低下を抑制することができる。
【０００９】
本発明の第２の観点によるＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の観点によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成に加えて、前記平滑コンデンサの静電容量が１μＦ以上であるという特徴を有する。
【００１０】
平滑コンデンサとしての十分な性能を発揮することができる。
【発明の効果】
【００１１】
パルス周波数変調モードで動作させ、スイッチング周波数を低下させたときに、電力変換効率の低下を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図である。
【図２】図２Ａは、負荷電流とスイッチング周波数との関係を示すグラフであり、図２Ｂは、周波数とコンデンサの損失との一般的な関係を示すグラフである。
【図３】図３Ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流と電力変換効率との関係の実験結果を示すグラフであり、図３Ｂは、評価実験に用いた２種類の平滑コンデンサの特性、及び実験結果を示す図表である。
【図４】図４は、他の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１から図３までの図面を参照して、本発明の実施例による降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。
【００１４】
図１は、本実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図である。一対の入力端子１０に直流電源から直流電圧が印加される。一対の出力端子２０に負荷２５が接続される。負極側の入力端子１０及び負極側の出力端子２０が、グランドに接続される。
【００１５】
正極側の入力端子１０が、スイッチング素子１２及びインダクタ１４を介して正極側の出力端子２０に接続されている。スイッチング素子１３とインダクタ１４との直列接続回路が一対の出力端子２０の間に接続されている。一対の入力端子１０の間に入力側の平滑コンデンサ１１が接続され、一対の出力端子２０の間に出力側の平滑コンデンサ１５が接続されている。
【００１６】
出力電圧がフィードバック制御回路１７に入力される。フィードバック制御回路１７は、出力電圧が目標値に近づくように、分配回路１８を介してスイッチング素子１２に制御信号を与える。分配回路１８は、スイッチング素子１２がオンになっている期間はスイッチング素子１３をオフにし、スイッチング素子１２がオフになっている期間はスイッチング素子１３をオンにするように、スイッチング素子１３に制御信号を与える。
【００１７】
さらに、フィードバック制御回路１７は、負荷条件によってＤＣ−ＤＣコンバータの動作モードを、ＰＷＭモードとＰＦＭモードとの間で切り替える。例えば、フィードバック制御回路１７は、負荷電流が基準値以上のときＰＷＭモードでスイッチング素子１２を制御し、負荷電流が基準値未満のときＰＦＭモードでスイッチング素子１２を制御する。
【００１８】
図２Ａは、負荷電流とスイッチング周波数との関係を示すグラフである。横軸は負荷電流を表し、縦軸はスイッチング周波数を表す。負荷電流が基準値Ｉ０以上のとき、フィードバック制御回路１７（図１）はＰＷＭモードでスイッチング素子１２を制御する。ＰＷＭモードでは、フィードバック制御回路１７は、スイッチング周波数を一定に保ち、負荷に応じてパルス幅を変調する。負荷電流が基準値Ｉ０未満のとき、フィードバック制御回路１７（図１）はＰＦＭモードでスイッチング素子１２を制御する。ＰＦＭモードでは、フィードバック制御回路１７は、パルス幅を一定に保ち、負荷電流が低下するに従ってスイッチング周波数を低下させる。低負荷時にスイッチング周波数を低下させることにより、スイッチング損失を低減させることができる。
【００１９】
ＤＣ−ＤＣコンバータがＰＦＭモードで動作しているときの電力変換効率の低下抑制効果をより高めることが望まれる。一般的にＰＷＭモードにおけるスイッチング周波数の帯域、例えば１ＭＨｚ程度の周波数帯域では、平滑コンデンサに起因する損失として電極損失が支配的になる。電極損失の増大の抑制、及びノイズ除去の観点から、平滑コンデンサとして静電容量が大きく、かつ金属抵抗の小さなコンデンサが用いられている。一般的なコンデンサにおいては、静電容量が大きくなると、誘電正接（ｔａｎδ）も大きくなる傾向を示すが、ＰＷＭモードにおけるスイッチング周波数の帯域では誘電正接による損失は顕在化しない。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる平滑コンデンサの誘電体損失は、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率の観点では注目されていなかった。
【００２０】
本願の発明者は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側の平滑コンデンサの誘電体損失と、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率との関係について調べた。
【００２１】
図２Ｂは、周波数とコンデンサの損失との一般的な関係を示すグラフである。横軸は周波数を表し、縦軸はコンデンサの損失を表す。周波数がある境界値より高い領域では、電極損失が支配的になる。電極損失が支配的になる領域では、周波数が高くなるに従って、コンデンサの損失が大きくなる。周波数がある境界値より低い領域では、誘電体損失が支配的になる。誘電体損失が支配的になる領域では、周波数が低くなるに従って、損失が大きくなる。本願の発明者は、ＤＣ−ＤＣコンバータをＰＦＭモードで動作させると、平滑コンデンサを流れるノイズ成分の周波数が、誘電体損失が支配的になる周波数域まで低下することにより、コンデンサの損失が大きくなるのではないかと考えた。
【００２２】
出力側の平滑コンデンサの誘電正接がＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率に与える影響を評価するための実験を行った。次に、図３Ａ及び図３Ｂを参照して、この実験の結果について説明する。
【００２３】
図３Ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流と電力変換効率との関係の実験結果を示すグラフである。横軸は、負荷電流を単位「ｍＡ」で表し、縦軸はＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を単位「％」で表す。この実験では、図１に示した降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた。出力側の平滑コンデンサ１５として、誘電正接の異なる２種類のコンデンサを用いた。
【００２４】
図３Ｂは、評価実験に用いた２種類の平滑コンデンサの特性、及び実験結果を示す図表である。出力側の平滑コンデンサ１５（図１）として、静電容量２２μＦの積層セラミックコンデンサを用いた。２種類のコンデンサの誘電正接は、それぞれ４％及び８％であり、等価直列抵抗（ＥＳＲ）は、共に１ｋＨｚにおいて３ｍΩである。誘電正接は、温度２０℃、交流電圧の実効値０．５Ｖ、周波数１２０Ｈｚの条件で測定したものである。
【００２５】
図３Ａにおいて、実線及び破線は、出力側の平滑コンデンサ１５（図１）として、それぞれ誘電正接４％及び８％のコンデンサを用いた場合の測定結果を示す。負荷電流が１０００ｍＡ程度の場合には、電力変換効率は平滑コンデンサ１５の誘電正接の違いの影響をほとんど受けていない。ところが、負荷電流が低下すると、電力変換効率は平滑コンデンサ１５の誘電正接の違いの影響を受け、誘電正接の小さいコンデンサを用いると、電力変換効率が高くなることがわかる。
【００２６】
このように、平滑コンデンサの誘電正接に起因する誘電体損失が、低負荷領域で顕在化する。これは、負荷電流が低下して動作モードがＰＦＭモードに移行し、スイッチング周波数が低下すると、スイッチング損失及びインダクタ１４（図１）の鉄損が小さくなるとともに、平滑コンデンサ１５の誘電体損失が大きくなるためである。
【００２７】
図３Ｂに示すように、負荷電流が３Ａのときのリップル電圧のピークツーピーク値は、平滑コンデンサ１５として誘電正接が４％及び８％のコンデンサを用いた場合にそれぞれ３３．６ｍＶ及び４９．５ｍＶであった。また、負荷電流が８０ｍＡのときの電力変換効率は、平滑コンデンサ１５として誘電正接が４％及び８％のコンデンサを用いた場合にそれぞれ８５．２％及び８４．５％であった。
【００２８】
上述の実験結果から、低負荷時にＰＦＭモードで動作するＤＣ−ＤＣコンバータの出力側の平滑コンデンサ１５（図１）として、誘電正接の小さなコンデンサを用いることにより、電力変換効率の低下を抑制する効果が得られることがわかる。図３Ａに示したように、負荷電流が１０００ｍＡ程度の領域では、平滑コンデンサ１５の誘電正接の違いは、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率にほとんど影響を与えていない。負荷電流が主として１０００ｍＡ未満の領域で、誘電正接の違いが電力変換効率に影響を与えることは、本願の発明者による評価実験により初めて明らかにされた。
【００２９】
上述の評価実験から、出力側の平滑コンデンサ１５として、誘電正接が４％以下のコンデンサを用いることが好ましいといえる。なお、誘電正接が５％以下のコンデンサを用いても、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率の低下を抑制する十分な効果が得られると考えられる。
【００３０】
一般的には、コンデンサの誘電正接は、静電容量が１０μＦより大きい場合と、１μＦ以上１０μＦ以下の場合とで、規定の測定条件が異なる。静電容量が１０μＦより大きい場合の規定の測定条件は、周波数１２０Ｈｚ、交流電圧の実効値０．５Ｖ、直流電圧０Ｖ、温度２０℃である。静電容量が１μＦ以上１０μＦ以下の場合の規定の測定条件は、周波数１ｋＨｚ、交流電圧の実効値１．０Ｖ、直流電圧０Ｖ、温度２０℃である。
【００３１】
一般的に誘電正接が規定される上記測定条件における誘電正接が５％以下のコンデンサを出力側の平滑コンデンサとして使用することが好ましく、４％以下のコンデンサを用いることがより好ましい。
【００３２】
次に、図４を参照して、他の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。以下、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータと共通の構成については説明を省略する。図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータは降圧型であったが、図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧型である。
【００３３】
図４は、本実施例による昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図である。正極側の入力端子１０が、インダクタ１４及びダイオード１６を介して正極側の出力端子２０に接続されている。インダクタ１４とダイオード１６との相互接続点と、グランドとの間に、スイッチング素子１９が接続されている。この構成により、インダクタ１４とスイッチング素子１９との直列回路が一対の入力端子１０の間に接続されることになる。
【００３４】
フィードバック制御回路１７が、出力電圧に応じてスイッチング素子１９をオンオフ制御する。フィードバック制御回路１７は、負荷条件に応じてＤＣ−ＤＣコンバータの動作モードをＰＷＭモードとＰＦＭモードとの間で切り替える。
【００３５】
図４に示した昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、出力側の平滑コンデンサ１５の誘電正接を５％以下、より好ましくは４％以下とすることにより、低負荷時の電力変換効率の低下を抑制することができる。
【００３６】
出力側の平滑コンデンサの誘電正接を小さくすることによる電力変換効率の低下抑制の効果は、その他の回路構成を有するチョッパ型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいても得られる。少なくともＰＦＭモードで動作するＤＣ−ＤＣコンバータ、及び低負荷時にＰＷＭモードからＰＦＭモードに切り替えて動作するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、特に顕著な効果が得られる。
【００３７】
上記実施例では、平滑コンデンサとして積層セラミックコンデンサを用いたが、誘電正接の上記条件を満足するその他の種類のコンデンサを用いることも可能である。例えば、タンタルコンデンサ、アルミ電解コンデンサ等を用いることも可能である。なお、誘電正接が小さいという条件を満足するためには、積層セラミックコンデンサを用いることが最も好ましい。また、平滑コンデンサとして十分な性能を発揮するために、静電容量が１μＦ以上のコンデンサを用いることが好ましい。
【００３８】
上述の各実施例は例示であり、異なる実施例で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。複数の実施例の同様の構成による同様の作用効果については実施例ごとには逐次言及しない。さらに、本発明は上述の実施例に制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。
【符号の説明】
【００３９】
１０  入力端子
１１  入力側の平滑コンデンサ
１２、１３  スイッチング素子
１４  インダクタ
１５  出力側の平滑コンデンサ
１６  ダイオード
１７  フィードバック制御回路
１８  分配回路
１９  スイッチング素子
２０  出力端子
２５  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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