(57)【要約】【課題】省電力を実現しつつ、実際の動作状態を良好に模擬してリアクトル損失を測定する。【解決手段】リアクトル損失測定装置は、第１相、第２相、及び第３相の交流を出力可能なインバータと、前記第１相、前記第２相、及び前記第３相の電流経路が合流する合流部を有する測定回路と、前記インバータを、前記供給インバータと同じ基本波周波数の交流を生成するように制御可能な制御部と、を備える。前記第１相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、前記第２相と前記合流部の間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、前記第３相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続した状態で、前記制御部は、測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御するインバータ制御を行う。【選択図】図３
2019027811.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
供給インバータが被供給機器に供給する交流電流をリアクトルによって平滑化する場合に、当該リアクトルに発生するリアクトル損失を模擬的に測定するリアクトル損失測定装置であって、
第１相、第２相、及び第３相の交流を出力可能なインバータと、
前記第１相、前記第２相、及び前記第３相の電流経路が合流する合流部を有する測定回路と、
前記インバータを、前記供給インバータと同じ基本波周波数の交流を生成するように制御可能な制御部と、
を備え、
前記第１相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、
前記第２相と前記合流部の間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、
前記第３相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続した状態で、
前記制御部は、測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御するインバータ制御を行うことを特徴とするリアクトル損失測定装置。
【請求項２】
請求項１に記載のリアクトル損失測定装置であって、
前記制御部は、
前記第３相の出力電圧の振幅が前記第１相の出力電圧の振幅と等しくなるように、かつ、前記第３相の出力電圧の位相が前記第１相の出力電圧の位相よりも１８０°未満の遅れ角で遅れるように制御し、
前記遅れ角の１／２の角度をθとしたときに、前記第２相の出力電圧の振幅が、前記第１相の出力電圧の振幅にcosθを乗じた大きさとなるように、かつ、前記第２相の出力電圧の位相が、前記第１相の出力電圧の位相よりも１８０°＋θだけ遅れるように制御することを特徴とするリアクトル損失測定装置。
【請求項３】
請求項２に記載のリアクトル損失測定装置であって、
前記制御部は、前記遅れ角を変更可能に構成されていることを特徴とするリアクトル損失測定装置。
【請求項４】
請求項１から３までの何れか一項に記載のリアクトル損失測定装置であって、
前記制御部は、前記インバータを、前記供給インバータと同じキャリア周波数で交流を生成するように制御可能であることを特徴とするリアクトル損失測定装置。
【請求項５】
供給インバータが被供給機器に供給する交流電流をリアクトルによって平滑化する場合に、当該リアクトルに発生するリアクトル損失を模擬的に測定するリアクトル損失測定方法であって、
前記供給インバータと同じ基本波周波数でインバータの交流が出力される第１相、第２相、及び第３相の電流経路が合流する合流部と、前記第１相と、の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、前記合流部と前記第２相との間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、前記合流部と前記第３相との間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続する接続工程と、
測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御するインバータ制御工程と、
を含むことを特徴とするリアクトル損失測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主として、リアクトル損失を測定する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、発電設備等を商用電力系統に接続する連系を行わせたり、電動機を駆動したりする等の用途で、インバータが広く用いられている。一般的に、インバータは、直流から交流を発生させ、あるいは交流から異なる周波数の交流を発生させるために、半導体バルブデバイスを備える。
【０００３】
インバータの出力電流には、この半導体バルブデバイスのスイッチングにより、定期的な小さな脈動（リプル）が重畳する。このスイッチングリプルは、電力系統に悪影響を及ぼし、また、電動機の騒音及び損失の原因となるため、取り除くことが望ましい。このため、スイッチングリプルを除去してインバータの出力電流を平滑化することを目的として、インバータにリアクトルが接続されることがある。
【０００４】
一方、このリアクトルのコアとして鉄類などの磁性材料を使用した場合、そのコアに生じる電力損失（鉄損）が、高効率を実現する等の観点から問題になる。優れたインバータを開発するためには、発生するリアクトル損失を正しく測定することが重要である。一方、リアクトル損失は、インバータの基本波周波数に基づくものと、スイッチングリプル（キャリア周波数）に基づくものがあり、スイッチングリプルによるリアクトル損失を定量的に把握することが極めて難しい。
【０００５】
以上を考慮すると、リアクトル損失を正確に求めるためには、系統への連系及び電動機の駆動を実際に行って測定することが好ましい。しかしながら、この場合、実際の機器を用意しなければならないため、測定システムが大型化して大きなコスト及び手間が発生してしまう。一方、単にリアクトルをインバータ出力に接続してリアクトル損失を測定する方法も従来から提案されているが、この場合、系統及び電動機に相当する負荷がないため、実際の動作状態と異なってしまう。
【０００６】
この点に関し、特許文献１は、負荷抵抗を用いて被測定試料（リアクトル）の鉄損を測定する鉄損測定方法を開示する。この鉄損測定方法では、インバータの出力側にリアクトルとコンデンサとによるフィルタ回路が接続され、そのフィルタ回路を介して、負荷抵抗に電力が供給される回路が用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−１２２２１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、特許文献１の構成は、負荷抵抗を用いて鉄損を測定しているので、抵抗での損失が発生し、測定時の消費電力が大きくなってしまう。また、大容量の負荷を想定して鉄損を測定したい場合は、インバータ電源の大容量化が必要になるとともに、負荷抵抗の冷却を考慮しなければならず、装置が大型化する原因となる。
【０００９】
本発明は以上の事情に鑑みてされたものであり、その目的は、省電力を実現しつつ、実際の動作状態を良好に模擬してリアクトル損失を測定することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。
【００１１】
本発明の第１の観点によれば、以下の構成のリアクトル損失測定装置が提供される。即ち、このリアクトル損失測定装置は、供給インバータが被供給機器に供給する交流電流をリアクトルによって平滑化する場合に、当該リアクトルに発生するリアクトル損失を模擬的に測定する。このリアクトル損失測定装置は、インバータと、測定回路と、制御部と、を備える。前記インバータは、第１相、第２相、及び第３相の交流を出力可能である。前記測定回路は、前記第１相、前記第２相、及び前記第３相の電流経路が合流する合流部を有する。前記制御部は、前記インバータを、前記供給インバータと同じ基本波周波数の交流を生成するように制御可能である。前記第１相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、前記第２相と前記合流部の間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、前記第３相と前記合流部の間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続した状態で、前記制御部は、測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御するインバータ制御を行う。
【００１２】
本発明の第２の観点によれば、供給インバータが被供給機器に供給する交流電流をリアクトルによって平滑化する場合に、当該リアクトルに発生するリアクトル損失を模擬的に測定する、以下のようなリアクトル損失測定方法が提供される。即ち、このリアクトル損失測定方法は、接続工程と、インバータ制御工程と、を含む。前記接続工程では、前記供給インバータと同じ基本波周波数でインバータの交流が出力される第１相、第２相、及び第３相の電流経路が合流する合流部と、前記第１相と、の間を、測定対象のリアクトルによって接続し、前記合流部と前記第２相との間を、前記基本波周波数で共振する並列共振回路によって接続し、前記合流部と前記第３相との間を、測定対象のリアクトルと同一のインダクタンスを有する補助リアクトルによって接続する。前記インバータ制御工程では、測定対象のリアクトルに流れるリアクトル電流の位相と、前記合流部の電圧の位相と、が一致するように、前記インバータを制御する。
【００１３】
これにより、抵抗を用いずにリアクトル損失を模擬的に測定できるので、測定時の消費電力を大幅に低減することができるとともに、抵抗の発熱対策等のための手間が不要になる。また、測定に用いるインバータの駆動用電源として小さな容量のものを利用することができるので、測定のための構成の簡素化及びコンパクト化を実現することができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、省電力を実現しつつ、実際の動作状態を良好に模擬してリアクトル損失を測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】（ａ）は、インバータによる系統連系又は電動機駆動を行うにあたって用いられるリアクトルを示す概略図。（ｂ）は、上記の場合におけるリアクトルの動作状態を説明するフェーザ図。
【図２】インバータにリアクトルだけを接続した場合におけるリアクトルの動作状態を説明するフェーザ図。
【図３】本発明の一実施形態に係るリアクトル損失測定装置の主要な測定回路を示す図。
【図４】リアクトル損失測定装置の測定回路におけるリアクトルの動作状態を示すフェーザ図。
【図５】（ａ）本実施形態のシミュレーション結果を示すグラフ。（ｂ）インバータにリアクトルだけを接続した場合のシミュレーション結果を示すグラフ。
【図６】（ａ）本実施形態のシミュレーション結果を示すグラフ。（ｂ）実際に系統連系を行う場合を示すグラフ。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
次に、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００１７】
最初に、図１を参照して、リアクトル１０が実際に使用される場面について説明する。図１（ａ）は、インバータによる系統連系又は電動機駆動を行うにあたって用いられるリアクトル１０を示す概略図である。図１（ｂ）は、上記の場合におけるリアクトルの動作状態を説明するフェーザ図である。
【００１８】
図１（ａ）に示すように、リアクトル１０は、実際の運用の場面では、電力系統又は電動機等の負荷（被供給機器）と、この負荷に交流電力を供給するためのインバータ（供給インバータ）と、の間に配置される。このリアクトル１０は、インバータが出力する交流電流のリプルを除去するフィルタとして用いられる。
【００１９】
図１（ａ）に示す実動作時に相当するフェーザ図が図１（ｂ）であり、インバータ出力電圧Ｅの位相は、系統電圧又は電動機の電圧（以下、負荷電圧と呼ぶことがある。）Ｖの位相より、角度θだけ進んでいる。ただし、θ＜９０°である。インバータ出力電流（リアクトルに流れる電流）Ｉの位相は負荷電圧Ｖと同じであるから、インバータ出力電圧Ｅは、インバータ出力電流Ｉに対して、角度θだけズレることになる。リアクトル１０の両端の電圧（Ｅ−Ｖ）は、そのインダクタンスをＬとして、図１（ｂ）の式で表される。
【００２０】
この位相のズレ角度θは、インバータに負荷が接続されていることに基づくものである。従って、上述の従来技術で述べたように、負荷に相当する抵抗を接続せずに単にリアクトルをインバータに接続するだけでは、図２のフェーザ図に示すように、インバータ出力電圧Ｅの位相がインバータ出力電流（リアクトルに流れる電流）Ｉの位相に対して９０°ズレることになり、図１（ｂ）に示す実際の動作状態と大きく異なってしまう。
【００２１】
この点、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、図３に示すように、３相インバータ（インバータ）２と、測定回路３と、制御部４と、を備える。そして、リアクトル損失測定装置１は、測定対象のリアクトル１０の実際の動作回路における負荷電圧（図１のＶ）を、３相インバータ２の出力を用いて模擬するように構成されている。
【００２２】
３相インバータ２は、図示しないバルブデバイス（例えば、半導体によるスイッチング素子）によって、第１相としてのＵ相、第２相としてのＶ相、及び、第３相としてのＷ相に、同一の周波数の交流を生成して出力することができる。
【００２３】
３相インバータ２は、図１に示すインバータと同じ方式（例えば、三角波との比較によるＰＷＭ方式）で、交流を生成することができる。また、３相インバータ２において基本波周波数及びキャリア周波数は適宜変更可能に構成されており、これにより、図１のインバータと同一のキャリア周波数でスイッチングを行って、同一の基本波周波数の交流を出力できるように構成されている。
【００２４】
測定回路３は、図３に示すように、３相インバータ２のＵ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれに接続するように構成されている。測定回路３が有する各相の電流経路は、節点（合流部）Ａにおいて合流している。
【００２５】
測定回路３において、Ｕ相と節点Ａとの間は、測定対象のリアクトル１０によって接続され、Ｖ相と節点Ａとの間は、並列共振回路５によって接続され、Ｗ相と節点Ａとの間は、補助リアクトル１１によって接続される（接続工程）。
【００２６】
並列共振回路５としては、３相インバータ２が出力する基本波周波数と同一の共振周波数を有するものが用いられる。また、補助リアクトル１１は、測定対象のリアクトル１０と同一のものが用いられる。
【００２７】
３相インバータ２には、制御部４が電気的に接続されている。具体的に説明すると、この制御部４は公知のコンピュータとして構成されており、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等を備えている。また、上記のＲＯＭには、本発明のリアクトル損失測定方法のうち、インバータ制御工程を実現するためのプログラムが記憶されている。そして、上記のハードウェアとソフトウェアとの協働により、当該コンピュータを、３相インバータ２を制御するための制御部４として機能させることができる。
【００２８】
制御部４は３相インバータ２を制御して、測定回路３において図３に示す節点Ａの電圧Ｖ0により、言い換えれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧Ｅu，Ｅw，Ｅvの総和により、測定対象のリアクトル１０の実動作時における負荷電圧Ｖを模擬し、これにより、リアクトル１０の実動作と実質的に等価な状態を作り出す。これにより、リアクトル損失測定装置１は、測定対象のリアクトル１０について、図１に示す実動作状態に近い動作状態でのリアクトル損失を測定することができる。
【００２９】
続いて、３相インバータ２の各相（Ｕ相、Ｗ相、Ｖ相）の出力電圧（Ｅu，Ｅw，Ｅv）の制御について具体的に説明する。
【００３０】
図４は、リアクトル損失測定装置１における測定回路３の動作状態を示すフェーザ図である。このフェーザ図において、電流及び電圧を示すフェーザは、節点Ａの電圧Ｖ0を基準フェーザとして描かれている。
【００３１】
Ｕ相においては、制御部４は、測定対象のリアクトル１０に流れるリアクトル電流Ｉuの位相が、図４に示すように節点Ａの電圧Ｖ0の位相に一致するように、当該Ｕ相の出力電圧Ｅuを制御する。
【００３２】
リアクトルが有する周知の特性により、リアクトル１０を流れる電流Ｉuの位相に対して、当該リアクトルの両端電圧の位相は９０°進む。リアクトル１０の両端電圧は、Ｕ相の出力電圧Ｅuと、節点Ａの電圧Ｖ0と、の差で表されるから（Ｅu−Ｖ0）、Ｕ相の出力電圧Ｅuの位相は、リアクトル電流Ｉuの位相（即ち、節点Ａの電圧Ｖ0の位相）と比較して、角度θだけ進むことになる。ただし、θ＜９０°である。これを逆に考えれば、Ｕ相の出力電圧Ｅuの位相（図４に示す角度θ）を変化させることで、リアクトル１０の両端電圧の大きさを制御することができる。
【００３３】
Ｗ相においては、制御部４は図４に示すように、Ｗ相に接続された補助リアクトル１１に流れる補助リアクトル電流Ｉwの位相と、Ｕ相におけるリアクトル１０に流れるリアクトル電流Ｉuの位相とが、互いに逆となるように、Ｗ相の出力電圧Ｅwを制御する。
【００３４】
更に言えば、制御部４は、Ｗ相の出力電圧Ｅwの振幅と位相を、そのフェーザが、Ｕ相の出力電圧Ｅuのフェーザを、節点Ａの電圧Ｖ0のフェーザを軸として反転したものとなるように制御する。このように対称的に制御する結果、図４に示すように、Ｗ相の出力電圧Ｅwの位相は、節点Ａの電圧Ｖ0の位相と比較して前述の角度θだけ遅れることになる。また、Ｗ相の出力電圧Ｅwの位相は、Ｕ相の出力電圧Ｅuの位相に対しては２θだけ遅れる（即ち、遅れ角が２θである）。
【００３５】
Ｖ相においては、制御部４は、当該Ｖ相の出力電圧Ｅvの振幅が、節点Ａの電圧Ｖ0の振幅と一致し、かつ、当該出力電圧Ｅvの位相と、節点Ａの電圧Ｖ0の位相と、が互いに逆となるように（１８０°異なるように）、Ｖ相の出力電圧Ｅvを制御する。
【００３６】
即ち、Ｖ相の出力電圧Ｅvの位相は、図４に示すように、Ｕ相の出力電圧Ｅuに対して１８０°＋θだけ遅れ、その振幅は、Ｕ相の出力電圧Ｅuの振幅にcosθを乗じた値となる。
【００３７】
このＶ相に接続される並列共振回路５は、図３に示すようにインダクタ５ａとキャパシタ５ｂから構成され、その共振周波数が３相インバータ２の基本波周波数と等しくなるように、インダクタ５ａのインダクタンスＬvと、キャパシタ５ｂのキャパシタンスＣvと、が定められている。従って、３相インバータ２の出力電圧の基本波周波数だけを考えた場合は、図４のフェーザ図で示すように、並列共振回路５を構成するインダクタ５ａに流れる電流ＩvLと、キャパシタ５ｂに流れる電流ＩvCと、が逆方向で打ち消し合うため、当該Ｖ相には電流が流れない。
【００３８】
従って、３相インバータ２の出力電圧の基本波周波数成分に対して、当該測定回路３の電流は、図３の鎖線矢印で示すように、３相インバータ２のＵ相とＷ相との間で交互に流れる。言い換えれば、測定対象のリアクトル１０と、補助リアクトル１１と、により電流経路が構成されている。
【００３９】
なお、３相インバータ２の出力電圧のキャリア周波数成分に対しては、並列共振回路５を構成するインダクタ５ａのインピーダンスが高くなるとともに、キャパシタ５ｂのインピーダンスが低くなる。従って、当該Ｖ相には主にキャリア周波数成分の電流が流れる。一方、このキャリア周波数成分に関しては、Ｕ相、Ｗ相におけるリアクトル１０と補助リアクトル１１とのインピーダンスが高くなる。従って、Ｕ相及びＷ相のキャリア周波数成分の電流は小さくなる。
【００４０】
以上のような３相インバータ２の制御が行われることで（インバータ制御工程）、図４に示すフェーザ図において、Ｕ相の出力電圧Ｅuと、Ｗ相の出力電圧Ｅwと、Ｖ相の出力電圧Ｅvと、の総和である節点Ａの電圧Ｖ0の位相が、リアクトル電流Ｉuの位相と一致することがわかる。
【００４１】
また、図４において破線で囲まれた部分は、図１（ｂ）のフェーザ図と対応していることがわかる。即ち、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、測定対象のリアクトル１０が図１の実動作状態に置かれている状況を実質的に再現することができる。
【００４２】
また、節点Ａの電圧Ｖ0の振幅は、Ｕ相の出力電圧Ｅuの振幅にcosθを乗じた値となる。これは、上述の角度θを制御することで、所望の負荷電圧Ｖを容易に模擬できることを示している。
【００４３】
次に、本実施形態のリアクトル損失測定装置１による効果を確認するために本願発明者が行った実験について説明する。
【００４４】
まず、本願発明者は、図３に示す測定回路３を実際に構成してシミュレーション計算を行い、測定対象のリアクトル１０の両端電圧を調べた。このときの条件として、３相インバータ２の基本波周波数を５００Ｈｚとし、キャリア周波数を１０ｋＨｚとした。
【００４５】
このシミュレーション結果が図５（ａ）のグラフに示され、上段のグラフがリアクトル両端電圧を示し、下段のグラフがリアクトル電流を示している。なお、比較のために、インバータにリアクトルのみを接続した従来技術（図２）の場合のシミュレーション結果を図５（ｂ）に示している。
【００４６】
本実施形態では、図５（ａ）に示すように、リアクトルの両端電圧が、基本波周波数成分にキャリア周波数成分が重畳された波形となっている。一方、従来技術では、図５（ｂ）に示すように、リアクトルの両端電圧にキャリア周波数成分の波形しか現れておらず、実運用時の波形を再現できていない。
【００４７】
また、上記のシミュレーション結果について、節点Ａの電圧Ｖ0、インバータのＵ相の出力電圧Ｅu、リアクトルの両端電圧、及び電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを図６（ａ）にグラフに示すとともに、図６（ｂ）には、実際に系統連系を行う場合の波形を対応させて示した。
【００４８】
図６（ａ）と図６（ｂ）を比較すると、本実施形態のリアクトル損失測定装置１におけるリアクトル１０の両端電圧の波形は、系統連系する場合におけるリアクトル１０の両端電圧の波形を良く再現できていることがわかる。
【００４９】
また、本実施形態において、節点Ａの電圧Ｖ0にはキャリア周波数成分が重畳されているものの、系統連系時の負荷電圧Ｖに相当する基本波周波数成分が含まれていることも確認できる。
【００５０】
また、電流に関しては、Ｕ相の電流ＩuとＷ相の電流Ｉwとの位相が１８０°異なっていることがわかる。更に、Ｖ相の電流Ｉvについては、基本波周波数成分の電流が殆ど流れておらず、主にキャリア周波数成分の電流が流れていることがわかる。
【００５１】
このシミュレーション結果から、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、リアクトル１０の実動作状態に近い状態を模擬してリアクトル損失を測定可能であることが確かめられた。
【００５２】
次に、本実施形態のリアクトル損失測定装置１による消費電力低減効果について説明する。
【００５３】
図６（ａ）に示す本実施形態でのリアクトル両端電圧は、前述の特許文献１において、リアクトルの両端の電圧波形として当該文献で開示されているグラフに良く一致する。即ち、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、特許文献１と同様の測定を、負荷抵抗なしで実現できることを示している。
【００５４】
このように、本実施形態のリアクトル損失測定装置１においては、従来技術と異なり測定回路３に抵抗が含まれないため、測定時の消費電力は、測定対象のリアクトル１０と、並列共振回路５を構成するインダクタ５ａ及びキャパシタ５ｂと、補助リアクトル１１と、の損失のみになる。
【００５５】
本願発明者は、本実施形態でリアクトル１０についてリアクトル損失を測定する場合の消費電力を、種々の条件で試算した。すると、例えば、インバータの出力電圧が５０［Ｖｒｍｓ］、基本波周波数が５００［Ｈｚ］、インダクタンスが３００［μＨ］、巻線抵抗が５［ｍΩ］、上記の角度θが３０［°］という条件において、特許文献１のように抵抗を用いる場合は１１００Ｗ以上必要であるのに対し、本実施形態では８Ｗ程度で足り、消費電力は従来の０．６％で済むという結果が得られた。
【００５６】
ただし、上記の計算はインバータ自体の損失を考慮していないため、本実施形態の測定装置でも、実際は、例えば１００Ｗ程度の電力が必要になると考えられる。何れにせよ、本発明によれば、従来の構成に対して消費電力を著しく削減することができる。
【００５７】
このように、本発明のリアクトル損失測定装置１は、測定時の消費電力を大幅に低減できるとともに、測定設備の簡素化及びコンパクト化を実現することができる。
【００５８】
以上に説明したように、本実施形態のリアクトル損失測定装置１は、図１のインバータが電力系統又は電動機に供給する交流電流をリアクトル１０によって平滑化する場合に、当該リアクトル１０に発生するリアクトル損失を模擬的に測定する。このリアクトル損失測定装置１は、３相インバータ２と、測定回路３と、制御部４と、を備える。３相インバータ２は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の交流を出力可能である。測定回路３は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の電流経路が合流する節点Ａを有する。制御部４は、３相インバータ２を、図１のインバータと同じ基本波周波数の交流を生成するように制御可能である。Ｕ相と節点Ａの間を、測定対象のリアクトル１０によって接続し、Ｖ相と節点Ａの間を、前記基本派周波数で共振する並列共振回路によって接続し、Ｗ相と節点Ａの間を、測定対象のリアクトル１０と同一のインダクタンスを有する補助リアクトル１１によって接続した状態で、制御部４は、測定対象のリアクトル１０に流れるリアクトル電流Ｉuの位相と、節点Ａの電圧Ｖ0の位相と、が一致するように、３相インバータ２を制御するインバータ制御を行う。
【００５９】
これにより、抵抗を用いずにリアクトル損失を模擬的に測定できるので、測定時の消費電力を大幅に低減することができるとともに、抵抗の発熱対策等のための手間が不要になる。また、測定に用いるインバータの駆動用電源として小さな容量のものを利用することができるので、測定のための構成の簡素化及びコンパクト化を実現することができる。
【００６０】
また、本実施形態のリアクトル損失測定装置１においては、制御部４は、Ｗ相の出力電圧Ｅwの振幅がＵ相の出力電圧Ｅuの振幅と等しくなるように、かつ、Ｗ相の出力電圧Ｅwの位相がＵ相の出力電圧Ｅuの位相に対して２θの遅れ角で遅れるように制御する。ただし、２θ＜１８０°である。制御部４は、前記遅れ角の１／２の角度をθとしたときに、Ｖ相の出力電圧Ｅvの振幅が、Ｕ相の出力電圧Ｅuの振幅にcosθを乗じた大きさとなるように、かつ、Ｖ相の出力電圧Ｅvの位相が、Ｕ相の出力電圧Ｅuの位相よりも１８０°＋θだけ遅れるように制御する。
【００６１】
これにより、３つの相の電圧の総和である節点Ａの電圧Ｖ0によって、実動作時の負荷電圧Ｖを良好に模擬することができる。
【００６２】
また、本実施形態のリアクトル損失測定装置１においては、制御部４は、Ｗ相の出力電圧Ｅwの位相がＵ相の出力電圧Ｅuの位相よりも遅れる遅れ角（２θ）を変更可能に構成されていることが好ましい。
【００６３】
これにより、リアクトル１０の両端電圧を変更できるので、リアクトル損失の試験条件を容易に変更することができる。
【００６４】
また、本実施形態のリアクトル損失測定装置１においては、制御部４は、３相インバータ２を、図１に示す実動作時のインバータと同じキャリア周波数で交流を生成するように制御可能である。
【００６５】
これにより、実動作時のインバータの出力電流のリプルの周波数に基づくリアクトル１０のリアクトル損失を、良好に模擬して測定することができる。
【００６６】
以上に本発明の好適な実施の形態を説明したが、上記の構成は例えば以下のように変更することができる。
【００６７】
図４のフェーザ図の関係を実現できれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を適宜入れ替えても良い。
【００６８】
３つの相は、３相インバータ２に代えて、例えば、３つの単相インバータを組み合わせて実現することもできる。
【００６９】
制御部４は、３相インバータ２の外部に設けられることに代えて、３相インバータ２に内蔵されても良い。
【００７０】
インバータの制御は、上記で例示した三角波比較方式に限らず、それ以外の方式で制御することもできる。
【符号の説明】
【００７１】
１  リアクトル損失測定装置
２  ３相インバータ（インバータ）
３  測定回路
４  制御部
５  並列共振回路
１０  測定対象のリアクトル
１１  補助リアクトル
Ａ  節点（合流部）
Ｉu  リアクトル電流
Ｖ0  節点Ａの電圧（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の総和の電圧）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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