(57)【要約】【課題】ＮＭＲ測定装置で時分割送受信を行う場合において、不要信号の増大を防止し又は不要信号を低減する。あるいは、サンプリング回路の後段に設けられた処理回路を適正に動作させる。【解決手段】受信データ８８は、時間軸上において間欠的に生じた複数の分割受信データ９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃにより構成される。受信データ８８には、複数の分割送信期間８４に対応した複数のブランク期間が含まれる。個々のブランク期間に対してダミーデータ９２Ａ，９２Ｂ，９２Ｃが補填される。これにより補填済み受信データ１００が生成される。補填済み受信データ１００が複素形式の補填済み受信データに変換され、その複素形式の補填済み受信データがデジタルフィルタ回路へ送られる。受信データを複素形式の受信データに変換した上で、ダミーデータの補填を行うことも可能である。【選択図】図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
時分割で送信及び受信を行うパルスシーケンスの実行により間欠的に得られた複数の分割受信信号を複数の分割受信データに変換するサンプリング回路と、
前記複数の分割受信データに対して複数のダミーデータを補填することにより、補填済み受信データを構成する補填回路と、
前記補填済み受信データを処理する処理回路と、
を含むことを特徴とするＮＭＲ測定装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
前記各ダミーデータを構成する個々の要素は前記各分割受信信号におけるゼロレベルに相当するデータである、
ことを特徴とするＮＭＲ測定装置。
【請求項３】
請求項１記載の装置において、
前記処理回路はデジタルフィルタを含み、
前記ダミーデータは、前記デジタルフィルタの動作周波数に一致する周期を有するデータである、
ことを特徴とするＮＭＲ測定装置。
【請求項４】
請求項１記載の装置において、
前記サンプリング回路と前記補填回路との間に、前記複数の分割受信データを複数の複素形式分割受信データに変換する複素変換回路が設けられ、
前記補填回路が処理する前記複数の分割受信データは前記複数の複素形式分割受信データである、
ことを特徴とするＮＭＲ測定装置。
【請求項５】
請求項１記載の装置において、
前記補填回路と前記処理回路との間に、前記補填済み受信データを複素形式補填済み受信データに変換する複素変換回路が設けられ、
前記処理回路に入力される前記補填済み受信データは前記複素形式補填済み受信データである、
ことを特徴とするＮＭＲ測定装置。
【請求項６】
請求項１記載の装置において、
前記処理回路は、帯域制限機能を有するデジタルフィルタ回路である、
ことを特徴とするＮＭＲ測定装置。
【請求項７】
請求項１記載の装置において、
前記パルスシーケンスにおける分割送信期間の変更に伴ってダミーデータ補填期間が可変される、
ことを特徴とするＮＭＲ測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＮＭＲ測定装置に関し、特に受信データの処理に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＮＭＲ（核磁気共鳴）は、静磁場中におかれた原子核がその原子核固有の周波数をもった電磁波と相互作用する現象である。その現象を観測して原子レベルで試料を解析するための装置がＮＭＲ測定装置である。ＮＭＲ測定装置は、有機化合物（例えば薬品、農薬）、高分子材料（例えばビニール、ポリエチレン）、生体物質（例えば、核酸、タンパク質）等の分析において活用されている。ＮＭＲ測定装置を利用すれば、例えば、分子構造を解明することが可能である。
【０００３】
特許文献１にはＮＭＲ測定装置が開示されている。その装置では、ＲＦ受信信号がＩＦ（中間周波数）受信信号に変換され、ＩＦ受信信号がサンプリングされている。そのサンプリングにより生成された受信データが直交検波により複素形式の受信データに変換されている。複素形式の受信データに対してフィルタ処理及びＦＦＴ演算が段階的に適用されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１６−０２４１１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
時分割測定（Time Share測定）は送信と受信を交互に実行するものである。それは時分割送受信とも言われている。例えば、１つのポート（送受信チャンネル）だけを備えるＮＭＲ測定プローブを利用して、１Ｈに対するデカップリング照射（１Ｈ-１Ｈ間における特定の相互作用を消失させる照射）を行いながら１ＨからのＦＩＤ信号を検出する場合に時分割測定が利用される。複数のポートを備えたＮＭＲ測定プローブを利用する場合においても、必要に応じて、時分割測定が利用される。
【０００６】
時分割測定では、個々の送信期間において受信信号を得られず、時間軸上において、受信信号が間欠的に生じることになる。通常、個々の送信期間においては、受信信号のサンプリング動作が停止され、あるいは、サンプリングされた受信データの取り込みが停止される。この結果、サンプリング回路の後段に設けられたデータ処理回路において、実効的なサンプリングレートが低下した状態となる。これに伴って、スペクトル観測上問題となる折返しノイズ等の不要信号が増大してしまう。
【０００７】
本発明の目的は、ＮＭＲ測定装置で間欠的に受信を行う場合において、不要信号の増大を防止し又は不要信号を低減することにある。あるいは、本発明の目的は、ＮＭＲ測定装置で間欠的に受信を行う場合において、サンプリング回路の後段に設けられたデータ処理回路を適正に動作させることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
実施形態に係るＮＭＲ測定装置は、時分割で送信及び受信を行うパルスシーケンスの実行により間欠的に得られた複数の分割受信信号を複数の分割受信データに変換するサンプリング回路と、前記複数の分割受信データに対して複数のダミーデータを補填することにより、補填済み受信データを構成する補填回路と、前記補填済み受信データを処理する処理回路とを含む。
【０００９】
上記構成によれば、時分割で送信及び受信を行って得られた複数の分割受信データに対して複数のダミーデータを加えることにより、つまり、複数の送信期間に相当する複数のブランク期間にダミーデータを挿入することにより、補填済み受信データが構成される。その補填済み受信データが処理回路で処理される。補填済み受信データは、連続的な受信を行った場合に得られる受信データと同じ構成を有し、あるいは、それに近い構成を有するので、実効的なサンプリングレートの低下を回避又は軽減することが可能となる。換言すれば、補填済み受信データを処理する処理回路の動作を適正化させることが可能となる。各ブランク期間の全体にわたってダミーデータが隙間無く補填するのが望ましいが、各ブランク期間の一部に対してダミーデータを補填する変形例も考えられる。なお、本願明細書においては、間欠的に生じる個々のアナログ受信信号を分割受信信号と称し、分割受信信号のサンプリングにより生じるデジタルデータを分割受信データと称する。
【００１０】
実施形態において、前記各ダミーデータを構成する個々の要素は前記各分割受信信号におけるゼロレベルに相当するデータである。そのようなデータであれば補填に起因して副次的な問題が生じてしまうことを防止できる。また補填回路を簡便に構成できる。もっとも、最終的な信号観測に影響を与えない限りにおいて、上記以外のデータをダミーデータとして利用することも可能である。実施形態において、前記処理回路はデジタルフィルタを含み、前記ダミーデータは、前記デジタルフィルタの動作周波数に一致する周期を有するデータである。
【００１１】
実施形態において、前記サンプリング回路と前記補填回路との間に、前記複数の分割受信データを複数の複素形式分割受信データに変換する複素変換回路が設けられ、前記補填回路が処理する前記複数の分割受信データは前記複数の複素形式分割受信データである。あるいは、実施形態において、前記補填回路と前記処理回路との間に、前記補填済み受信データを複素形式補填済み受信データに変換する複素変換回路が設けられ、前記処理回路に入力される前記補填済み受信データは前記複素形式補填済み受信データである。
【００１２】
実施形態において、前記処理回路は、帯域制限機能を有するデジタルフィルタ回路である。ダミーデータ補填により、デジタルフィルタ回路の帯域制限機能を維持できる。換言すれば、間欠的な受信に伴って帯域制限機能が変化して、折り返しが増大してしまう問題を回避できる。実施形態において、前記パルスシーケンスにおける分割送信期間の変更に伴ってダミーデータ補填期間が可変される。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、ＮＭＲ測定装置で間欠的に受信を行う場合において、不要信号の増大を防止し又は不要信号を低減できる。あるいは、本発明によれば、ＮＭＲ測定装置で間欠的に受信を行う場合において、サンプリング回路の後段に設けられたデータ処理回路を適正に動作させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】実施形態に係るＮＭＲ測定装置を示す図である。
【図２】図１に示した受信部の第１構成例を示す図である。
【図３】図２に示したＢＰＦの作用を示す図である。
【図４】図２に示したデジタルフィルタの構成例を示す図である。
【図５】２チャンネルを利用したパルスシーケンスを示す図である。
【図６】時分割送受信を含むパルスシーケンスを示す図である。
【図７】比較例に係る受信データと実施形態に係る補填済み受信データを示す図である。
【図８】図２に示したデジタルフィルタ回路の適正な動作状態を示す図である。
【図９】取り込み帯域の変化及びそれに伴う折返しを示す図である。
【図１０】受信部の第２構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１６】
図１には、実施形態に係るＮＭＲ測定装置の全体構成がブロック図として示されている。このＮＭＲ測定装置は、試料の解析等を行う場合において用いられる装置である。
【００１７】
演算制御部１０は、設定又は選択されたパルスシーケンスに従って、送信部１４及び受信部２６を制御する。演算制御部１０は、プログラム動作するプロセッサを有し、本実施形態において、送信シーケンサ及び受信シーケンサとして機能する。パルスシーケンスは、図示されていない主制御部（コンピュータ）において生成され、あるいは、演算制御部１０において生成される。本実施形態に係る演算制御部１０は、時分割送受信を行うパルスシーケンスに従って、送信部１４及び受信部２６を制御する機能を有する。例えば、１Ｈに対するデカップリング照射（１Ｈ-１Ｈ間における特定の相互作用を消失させる照射）を行いながら１ＨからのＦＩＤ信号を検出する場合に、時分割送受信が利用される。また、１９Ｆ及び１Ｈの内の一方に対するデカップリング照射（１Ｈ-１９Ｆ間における特定の相互作用を消失させる照射）を行いながら、１Ｈ及び１９Ｆの内の他方からのＦＩＤ信号を観測する場合に、時分割送受信が利用される。パルスシーケンスについては後に図５及び図６を用いて説明する。
【００１８】
送信部１４は、送信パルス列つまり送信信号を生成する回路である。図１においては、送信部１４の後段にパワーアンプ１６が設けられている。もちろん、送信部１４の内部にパワーアンプ１６が設けられてもよい。パワーアンプ１６において送信信号が増幅され、増幅後の送信信号が、送受切替スイッチ１８を経由して、ＮＭＲ測定プローブ２０へ送出される。
【００１９】
ＮＭＲ測定プローブ２０は、挿入部２０Ａと基部２０Ｂとにより構成される。挿入部２０Ａは、静磁場発生装置２２のボア２２Ａ内に挿入される。基部２０Ｂは、ボア２２Ａの外側に配置される部分である。図示されたＮＭＲ測定プローブ２０は、１つの送受信チャンネル（１つのポート）を有している（符号３０を参照）。もちろん、複数のポートを有するＮＭＲ測定プローブが利用されてもよい（符号３０，３２を参照）。なお、送信部１４として、複数の送信信号を並列的に生成する機能を有する送信部を利用してもよい。
【００２０】
ＮＭＲ測定プローブ２０において、試料に対して電磁波が照射される。これにより試料中の対象原子核において核磁気共鳴（ＮＭＲ）が生じ、それを反映したＦＩＤ信号が検出される。その信号は、ＲＦ受信信号として、送受切替スイッチ１８及び受信アンプ２４を経由して、受信部２６へ送られる。送受切替スイッチ１８内には、ＲＦ受信信号を増幅するプリアンプが設けられている。受信アンプ２４が受信部２６の中に設けられてもよい。
【００２１】
受信部２６は、サンプリング機能、フィルタ機能等を有する電子回路である。受信部２６は、アナログ回路部分とデジタル回路部分とからなる。受信部２６の具体的な構成例については、後に図２を用いて説明する。
【００２２】
演算制御部１０は、周波数解析機能を有する。それが図１において周波数解析部１２として示されている。周波数解析部１２は、受信データに対する周波数解析（複素ＦＦＴ演算）を実行することにより、ＦＩＤ信号成分を表すスペクトルを生成する。受信部２６から出力された受信データをメモリに記憶した上で、メモリから読み出された受信データを周波数解析部１２へ送るようにしてもよい。複数の受信データを加算平均処理した上で、その処理後の受信データを周波数解析部１２へ送るようにしてもよい。周波数解析部１２は、ソフトウエアの機能として実現され、あるいは、ハードウエアの機能として実現される。
【００２３】
図２には、受信部２６の第１構成例が示されている。周波数変換回路３３は、ＲＦ受信信号をＩＦ（中間周波数）受信信号に変換するアナログ回路である。周波数変換回路３３は、乗算器としてのミキサ３４とＢＰＦ（バンドパスフィルタ）３６とにより構成されている。ミキサ３４において、ＲＦ受信信号に対して、所定周波数を有する信号３５が乗算される。その乗算により、和の周波数を有する信号及び差の周波数を有する信号が生じる。それらの内で、ＢＰＦ３６は、差の周波数を有する信号、つまりＩＦ受信信号を抽出する。ＢＰＦ３６は、以下に説明するように、また、後に図３に示すように、アンチエイリアシングフィルタ（折返し防止フィルタ）として働く。
【００２４】
ＡＤＣ３８はサンプリング手段としてのサンプリング回路であり、ＡＤＣ３８においてＩＦ受信信号がサンプリングされる。すなわち、デジタル信号に変換される。本実施形態においては、特許文献１等に開示されたアンダーサンプリング方式が採用されている。例えば、ＩＦ受信信号は、サンプリング後において第３ナイキストゾーンに属する信号である。その場合、ＢＰＦ３６は、第３ナイキストゾーン以外に存在する信号成分を抑圧する作用を発揮する。より詳しくは、第３ナイキストゾーン内における所定帯域以外に存在する信号成分を抑圧する作用を発揮する。所定帯域の帯域幅は例えば５ＭＨｚである。所定帯域の帯域幅及び中心周波数は観測対象となる核種等の諸条件に応じて可変され得る。後述する複素変換後（ベースバンド又はオーディオ周波数帯域への変換後）において、第１ナイキストゾーンに現れた目的信号（ベースバンド信号あるいはオーディオ周波数信号）が観測される。その目的信号は、２回の折返しにより生じたイメージ信号（ミラー信号）である。
【００２５】
なお、ナイキストゾーンは、サンプリング定理から定まる周波数帯域であり、具体的には、サンプリング周波数の１／２に相当する周波数帯域である。例えば、中間周波数が１２５ＭＨｚで、サンプリング周波数が１００ＭＨｚの場合、第３ナイキストゾーンは１００−１５０ＭＨｚの周波数帯域となり、第１ナイキストゾーンは０−５０ＭＨｚの周波数帯域となる（特許文献１を参照）。なお、ＲＦ受信信号の周波数が低い場合、周波数変換回路３３をバイパスしたＲＦ受信信号を以下に説明するＡＤＣ３８に送るようにしてもよい。
【００２６】
ＡＤＣ（アナログデジタルコンバータ）３８において、上記のようにＲＦ受信信号がサンプリングされる。符号４０はサンプリングクロックを示しており、その周波数は例えば１００ＭＨｚである。このサンプリングにより、アナログ信号としての受信信号がデジタル信号としての受信データに変換される。受信データは、通常の送受信時（連続受信時）において、時間軸上に並ぶ要素列により構成され、各要素は瞬時振幅値を示す振幅データである。
【００２７】
ＡＤＣ３８の後段には直交検波器４２が設けられている。直交検波器４２は、複素変換回路及び周波数変換回路として機能する。直交検波器４２において、非複素データとしての受信データが複素データとしての受信データに変換される。その際、周波数変換も行われ、すなわち、中間周波数がベースバンド周波数（オーディオ周波数）に変換される。複素形式の受信データは実数部データと虚数部データとからなるものである。
【００２８】
より詳しくは、直交検波器４２は、複数のミキサ４２Ａ，４２Ｂを有する。ミキサ４２Ａにおいて、実数部データに対して実数部用の参照信号４６Ａが乗算される。ミキサ４２Ｂにおいて、虚数部データに対して虚数部用の参照信号４６Ｂが乗算される。参照信号生成回路４４は、直交関係にある一対の参照信号４６Ａ，４６Ｂを生成する回路である。それらの参照信号４６Ａ，４６Ｂの周波数は例えば１２５ＭＨｚである。
【００２９】
直交検波器４２の後段には、補填手段として機能する補填回路４８が設けられている。この補填回路４８は、時分割送受信あるいは間欠的受信において機能する電子回路である。通常の送受信つまり連続的な受信を行う場合、補填回路４８は機能しない。より詳しく説明すると、受信データが時間軸上で互いに離間した複数の分割受信データにより構成されている場合、換言すれば、受信データ中に複数の分割送信期間に対応した複数のブランク期間が含まれている場合、個々のブランク期間にダミーデータが挿入され、これにより、見かけ上ブランク期間を有しない受信データが構成される。これに関しては後に図７を用いて詳述する。ブランク期間に補填されるダミーデータは、実施形態において、ＲＦ受信信号におけるゼロレベル（ベースライン）に相当するゼロデータ列である。但し、目的信号の観測に影響を与えない限りにおいて、他のデータをダミーデータとして利用することも可能である。
【００３０】
実施形態においては、受信データにおける実数部及び虚数部に対応して２つの補填器４８Ａ，４８Ｂが設けられている。個々の補填器４８Ａ，４８Ｂは、個々の送信期間（分割送信期間）において、受信データ（実数部データ、虚数部データ）に対して、ゼロデータ列を挿入する回路である。これにより、以下に説明するように、デジタルフィルタ回路５２に対して、通常の連続的な受信を行った場合と同様のデータ構成を有する入力データを与えることが可能となる。
【００３１】
デジタルフィルタ回路５２は、データ処理手段として機能するものであり、本実施形態において、デジタルフィルタ回路５２は、実数部及び虚数部に対応した２つのデジタルフィルタ５２Ａ，５２Ｂにより構成されている。個々のデジタルフィルタ５２Ａ，５２Ｂは互いに同一の構成を有し、それぞれＣＩＣ（Cascaded Integrator Comb）フィルタにより構成されている。デジタルフィルタ回路５２は帯域制限機能等を有する。その具体的な構成及び作用については後に図４等を用いて説明する。デジタルフィルタ回路５２から出力された受信データが周波数解析部に送られる。
【００３２】
図３には、図２に示したＢＰＦの作用が示されている。横軸は周波数ｆを示し、縦軸は信号強度を示している。ここではＩＦ受信信号がスペクトル２００として示されている。例えばピーク２０８が観測対象である。図示の例では、観測対象は第３ナイキストゾーン２０２に属している。第３ナイキストゾーン２０２の左側（低周波数側）が第２ナイキストゾーン２０４であり、第３ナイキストゾーン２０２の右側（高周波数側）が第４ナイキストゾーン２０６である。符号２１０はＢＰＦの周波数特性を示している。その周波数特性２１０は例示に過ぎないものである。目的や条件に適合する周波数特性を有するＢＰＦが利用される。ＢＰＦは、アンチエイリアシング作用を有し、つまり、第３ナイキストゾーン２０２以外に属する信号成分ノイズを抑圧する作用を発揮する。より詳しくは、第３ナイキストゾーン内における所定帯域以外に存在する信号成分を抑圧する作用を発揮する。ＢＰＦにより、第３ナイキストゾーン以外のナイキストゾーンから第３ナイキストゾーン２０２へ入り込む折り返しノイズを効果的に抑圧できる（符号２１２，２１４参照）。
【００３３】
図４には、図２に示したデジタルフィルタ５２Ａの具体的な構成例が示されている。図２に示したデジタルフィルタ５２Ｂも同様の構成を有する。デジタルフィルタ５２Ａは、積分セクション５４、間引き回路５６及び微分セクション５８からなる。積分セクション５４は、直列接続された複数の積分器６０により構成される。個々の積分器６０はメモリ６２と加算器６４とを有する。加算器６４において、入力信号と、メモリ６２からの出力信号（１つ前の入力信号）と、が加算される。間引き回路５６は、指定された間引き率でデータを間引く回路である。微分セクション５８は、直接接続された複数の微分器６６により構成される。個々の微分器６６はメモリ６８と差分器７０とにより構成される。個々の差分器７０において、入力信号から、メモリ６８からの出力信号（１つ前の入力信号）が減算される。デジタルフィルタ５２Ａはハードウエアとして構成されており、それはサンプリング周波数と同じ周波数で動作する。間引き回路５６における間引き率の可変により、後述する取り込み帯域及びフィルタ帯域が可変設定される。
【００３４】
図４に示した回路構成を採用する場合において、間欠的な受信により、入力される受信データを構成する要素が少なくなると、デジタルフィルタの動作又は周波数特性が不適正となり、具体的には、適切な取り込み帯域が設定されなくなる。そこで、本実施形態では、ＡＤＣとデジタルフィルタ回路との間に補填回路を設け、不足している受信データ要素を補うようにしている。以下、これに関して詳述するが、それに先立ってパルスシーケンスを説明しておく。
【００３５】
図５には、非時分割型のパルスシーケンスが示されている。例えば、１Ｈ及び１９Ｆ用の２つのポートを有するＮＭＲ測定プローブを用いる場合、このパルスシーケンスが実行される。（Ａ）は、第１ポートつまり第１チャンネルを示している。（Ｂ）は、第２ポートつまり第２チャンネルを示している。第１チャンネルを利用して例えば１Ｈ用の送信及び受信が実行される。具体的には、符号７２は１Ｈ用の送信を示しており、符号７６は１Ｈ用の受信を示している。受信期間７４において、デカップリング照射のために１９Ｆ用の送信７８が実行される。
【００３６】
図６には、時分割型のパルスシーケンスが示されている。このパルスシーケンスは、１Ｈ及び１９用の１つのポートしか有していないＮＭＲ測定プローブを用いる場合等において利用される。１Ｈ用の送信７２の後、送受信期間７９において、時分割で、１９Ｆ用の送信（分割送信）８０と１Ｈ用の受信（分割受信）８２とが交互に実施される。換言すれば、間欠的な受信８２が実施される。図示の例において、個々の分割送信期間がＴ１であり、個々の分割受信期間がＴ２である。個々の期間Ｔ１，Ｔ２は、測定の目的や状況等に応じて適宜定められる。
【００３７】
図７における（Ａ）には、比較例に係る受信データ８８が示されている。それは各デジタルフィルタの入力データ（実数部データ又は虚数部データ）に相当する。符号８４は分割送信期間を示しており、符号８６は分割受信期間を示している。受信データ８８は、複数の分割受信データ９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃを含む。個々の分割受信データ９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃは、図示されるように複数の振幅データにより構成され、あるいは、１つの振幅データにより構成される。時間軸上において、隣接する分割受信データ９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃ間には、分割送信期間８４に対応するブランク期間が生じている。ブランク期間は、サンプリング停止期間又はサンプリングデータ取込停止期間であり、ブランク期間の存在により、各デジタルフィルタにおいては、本来必要な個数のデータ要素を得られなくなる。あるいは、本来必要な個数のデータ要素を得るために停止期間を含んだ長い期間を要することになり、結果としてサンプリングレートが実効的に低下した状態になってしまう。なお、個々のデータ要素は振幅データである。
【００３８】
図７における（Ｂ）には、実施形態に係る受信データ１００が示されている。この受信データ１００は、補填回路による補填後のデータ（補填済み受信データ）であり、各デジタルフィルタの入力データ（実数部データ又は虚数部データ）に相当する。具体的には、個々の分割送信期間つまり個々のブランク期間においてダミーデータ９２Ａ，９２Ｂ，９２Ｃが挿入されている。換言すれば、時間軸上において、隣接する分割受信データ９０Ａ，９０Ｂ，９０Ｃの間にダミーデータ９２Ａ，９２Ｂ，９２Ｃが挿入されており、要素欠落のない受信データ１００が構成されている。個々のダミーデータ９２Ａ，９２Ｂ，９２Ｃは複数の要素により構成され、各要素は図示の例においてゼロデータである。ゼロデータは、ＡＤＣ入力側の中点あるいはベースラインに相当するデータである。もっとも、ダミーデータとして、最終的な信号観測に影響を与えないあるいは最終的に除去可能な他のデータ（例えば、デジタルフィルタの動作周波数と一致する周期を有するデータ、又は、直流データ）を補填するようにしてもよい。このように、各デジタルフィルタの前段において、データ補填を行うことにより、間欠的な受信に起因する実効サンプリングレートの低下が防止され、あるいは、各デジタルフィルタに対してそれに適合したレートでデータを送り込むことが可能となる。つまり、各デジタルフィルタを非分割送受信の場合と同様に動作させることが可能となる。なお、個々のブランク期間に対して隙間無くゼロデータ列を挿入するのが望ましいが、個々のブランク期間の一部に対して（例えば１つおきに）複数のゼロデータを挿入する変形例も考え得る。以下、ダミーデータ補填による効果を更に説明する。
【００３９】
図８は、デジタルフィルタ回路（ＣＩＣフィルタ）の作用を示すものである。そこには、ベースバンドへ変換された受信データがスペクトル１０１として示されている。
【００４０】
観測帯域１０２は、最終的にスペクトラムを表示する周波数範囲である。観測帯域１０２外に折り返しノイズが生じても実際上問題とならない。取り込み帯域１０４は、信号の取り込みが行われる周波数範囲であり、デジタルフィルタ回路の通過帯域とも言い得る。取り込み帯域１０４内の信号成分が周波数解析の対象となる。フィルタ制限帯域１０６は、デジタルフィルタ回路が発揮するフィルタ特性１０８の両端間に相当する周波数範囲である。フィルタ特性１０８の両端では信号がゼロに抑圧される。
【００４１】
取り込み帯域１０４とフィルタ制限帯域１０６とを一致させた場合、取り込み帯域１０４の両端近傍において、観測目的とする信号が過度に抑圧されてしまう。一方、取り込み帯域１０４を包含するように、且つ、例えばその２倍の大きさを有するように、フィルタ制限帯域１０６を設定すれば、取り込み帯域１０４の全体にわたって比較的均一のフィルタ作用を生じさせることが可能となる。符号１１０で示すように、取り込み帯域１０４の端を境界として信号の折返しが生じるが、フィルタ特性１０８によって、観測帯域１０２内に入り込む折り返しノイズや不要信号はかなり抑圧されているので、それらが問題となることはない。つまり、通常の動作状態では、観測帯域１０２内において、折り返しノイズや不要信号を十分に低減できる。
【００４２】
一方、間欠的な受信（時分割受信）の場合、実効的なサンプリングレートが低下するので、図９に示すように、取り込み帯域が狭帯域化されてしまう。例えば、図示された取り込み帯域１０４Ａとなる。図示の例では、取り込み帯域１０４Ａは観測帯域１０２Ａと一致している。もっとも、両者の関係は諸条件によって変わり得る。
【００４３】
ここで、フィルタ特性１０８Ａによってあまり抑圧されない信号１１４に着目すると、符号１１０Ａで示すように、取り込み帯域１０４Ａの端での折り返しにより、観測帯域１０２Ａ内に、信号１１４に起因する折り返しノイズ１１４Ａ等の不要信号が入り込む。すなわち、取り込み帯域１０４Ａの狭帯域化に伴って、多数の不要信号が観測帯域１０２Ａ内に生じることになる。なお、符号１１２は観測対象となる信号を示している。
【００４４】
これに対し、本実施形態においては、間欠的な受信により得られた受信データに対して、ブランク期間を消失させるダミーデータ補填を行えるので、取り込み帯域の狭帯化を防げる。つまり、間欠的な受信を行っても、観測帯域内において折り返しノイズ等の不要信号の増大を防止できる。換言すれば、間欠的な受信を行ってもデジタルフィルタ回路を通常通りに適正に動作させて、その取り込み帯域等を維持することが可能となる（間欠的な受信を行う場合でも図８に示した帯域関係を形成できる）。
【００４５】
本実施形態においては、ＣＩＣフィルタの動作について詳述したが、上記で説明した問題は、他のデジタルフィルタ回路においても生じ得るものであり、また、デジタルフィルタ回路以外のデジタルデータ処理回路においても生じ得るものである。
【００４６】
図１０には、受信部の第２構成例が示されている。図１０において、図２に示した構成と同様の構成には同一符号を付しその説明を省略する。図１０に示す受信部２６Ａにおいては、ＡＤＣ３８の直後に補填回路としての補填器１１５が設けられている。符号１１６は補填器１１５に与えられる制御信号（同期信号）を示している。補填器１１５の直後に直交検波器４２が設けられている。そこでは、複数の分割受信データに対して複数のダミーデータが差し込まれ、これにより補填済み受信データが構成されている。その後、補填済み受信データが複素形式の補填済みデータに変換されている。
【００４７】
このような構成でも結果として第１構成例と同様の作用効果を得られる。第２構成例においても、通常の連続受信を行う場合、補填器１１５は機能せず、そこを受信データがそのまま通過する。複素変換前に補填を行えば回路規模を削減できるという利点を得られる。なお、受信部においてデジタル回路部分は例えばＦＰＧＡにより構成される。
【００４８】
上記の実施形態によれば、ＮＭＲ測定装置で間欠的に受信を行う場合において、不要信号の増大を防止し又は不要信号を低減できる。あるいは、サンプリング回路の後段に設けられたデータ処理回路を適正に動作させることが可能となる。
【符号の説明】
【００４９】
１０  演算制御部、１４  送信部、１８  送受切替スイッチ、２０  ＮＭＲ測定プローブ、２２  静磁場発生装置、２６  受信部、３３  周波数変換回路、３６  ＢＰＦ、３８  ＡＤＣ、４２  直交検波器、４８  補填回路、５２  デジタルフィルタ回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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