(57)【要約】【課題】  スイッチング素子の電力損失を低減できる共振形の電力変換装置を提供する。【解決手段】  電力変換装置が、第１のコンデンサ（４）と、第１のコンデンサ（４）に接続される共振形インバータとを備え、共振形インバータは、共振インダクタ（５）とスイッチング素子（７）の直列接続体と、第２のコンデンサ（６）とを備え、この直列接続体は第１のコンデンサに並列に接続され、スイッチング素子のオン期間において、第１のコンデンサおよび共振インダクタは共振動作を行う。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサに接続される共振形インバータと、
を備える電力変換装置において、
前記共振形インバータは、
共振インダクタとスイッチング素子の直列回路と、
第２コンデンサと、
を備え、
前記直列回路は、前記第１のコンデンサに並列に接続され、
前記スイッチング素子のオン期間において、前記第１のコンデンサおよび前記共振インダクタは、共振動作を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記スイッチング素子には、前記オン期間に、前記共振動作に伴う共振電流が流れることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記共振電流の周期は、前記オン期間の四倍より短いことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記オン期間において、前記共振電流の波形における略正弦半波のピークと零との間の時点で、前記スイッチング素子はターンオフされることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記第１のコンデンサおよび前記共振インダクタを含む共振回路の共振周期は、前記オン期間の四倍より短いことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第２のコンデンサは、前記共振インダクタに並列に接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第２のコンデンサは、前記スイッチング素子に並列に接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１のコンデンサは、整流素子を介して、交流電源に接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１のコンデンサは、非整流で交流電源に接続され、
前記スイッチング素子は双方向スイッチング素子であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力変換装置において、
前記双方向スイッチング素子は同期整流機能を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１に記載の電力変換装置において、
入力電力が前記スイッチング素子のスイッチング周波数によって制御されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記オン期間において、前記共振電流の極性が切り替わることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記共振インダクタが加熱コイルであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記共振インダクタが、変圧器の一次巻線であることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振形の電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる電磁誘導加熱を利用した調理器（ＩＨ炊飯器やＩＨクッキングヒータ等）が知られている。また、マイクロ波の放射によって食品等を加熱する高周波加熱調理器（電子レンジ等）が知られている。これらの調理器においては、回路構成が簡単な電圧共振形インバータ（例えば、特許文献１参照）により負荷に高周波電力を供給する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００２−３４３５４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に記載の技術は、広範囲な加熱電力にわたってスイッチング素子を最適なタイミングでオンすることにより、スイッチング損失を低減することは可能であるが、スイッチング素子の導通損失やターンオフ時の損失を低減することは難しい。
【０００５】
そこで、本発明は、スイッチング素子の電力損失を低減できる共振形の電力変換装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、本発明による電力変換装置は、第１のコンデンサと、第１のコンデンサに接続される共振形インバータと、を備えるものであって、共振形インバータは、共振インダクタとスイッチング素子の直列接続体と、第２のコンデンサと、を備え、この直列接続体は第１のコンデンサに並列に接続され、スイッチング素子のオン期間において、第１のコンデンサおよび共振インダクタは共振動作を行う。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、第１のコンデンサおよび共振インダクタの共振動作により、スイッチング素子の電力損失が低減される。
【０００８】
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例１である電力変換装置の回路構成図である。
【図２】変圧器モデルの一次側から見た等価回路を示す。
【図３】等価インダクタンスおよび等価抵抗の周波数特性の一例を示す。
【図４】周波数に対する等価抵抗とコイル電流の関係を示す。
【図５Ａ】実施例１の動作を示す回路図である。
【図５Ｂ】実施例１の動作を示す回路図である。
【図５Ｃ】実施例１の動作を示す回路図である。
【図５Ｄ】実施例１の動作を示す回路図である。
【図６Ａ】実施例１における商用周波数一周期分の動作波形である。
【図６Ｂ】比較例の動作波形を示す。
【図７Ａ】実施例１における商用交流電源の電圧ピーク時付近の動作波形を示す。
【図７Ｂ】比較例の動作波形を示す。
【図８】入力電力とスイッチング周波数との関係を示す。
【図９】入力電力とＩＧＢＴのオン期間との関係を示す。
【図１０】共振電流の極性が切り替わる場合の動作波形を示す。
【図１１】実施例２である電力変換装置の回路構成図である。
【図１２】スイッチング素子のオン期間と共振周期との関係を示す。
【図１３】実施例３である電力変換装置の回路構成図である。
【図１４Ａ】実施例３の動作を示す回路図である。
【図１４Ｂ】実施例３の動作を示す回路図である。
【図１４Ｃ】実施例３の動作を示す回路図である。
【図１４Ｄ】実施例３の動作を示す回路図である。
【図１５】実施例３における、商用周波数一周期分の動作波形を示す。
【図１６】実施例４である電力変換装置の回路構成図である。
【図１７】実施例５である電力変換装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１〜５により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明の実施例１である電力変換装置の回路構成図である。
【００１２】
本実施例１においては、調理鍋や炊飯釜などの被加熱物（図示せず）が加熱コイル５と磁気結合して、被加熱物に電力が供給される。加熱コイル５と被加熱物は磁気的に結合しているため、変圧器モデルに置き換えることができる。変圧器モデルの一次側から見た等価回路は、図２に示すような等価インダクタンス５ａと等価抵抗５ｂからなるＲＬ直列回路として表すことができる。
【００１３】
図１に示すように、商用交流電源１はダイオードブリッジ２の交流入力端子に接続され、ダイオードブリッジ２の直流出力端子には、インダクタ３とコンデンサ４が接続されている。コンデンサ４の両端には、加熱コイル５とスイッチング素子７の直列回路が並列に接続されており、加熱コイル５には並列にコンデンサ６（共振コンデンサ）が接続され、これにより、共振形の高周波インバータが構成される。ここで、加熱コイル５は、共振インダクタとしても機能する。スイッチング素子７は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）７ａに環流ダイオード７ｂが接続されたパワー半導体デバイスが適用されている。
【００１４】
なお、本実施例１の共振形インバータの回路構成は、電圧共振形インバータと同様である。
【００１５】
スイッチング素子７は、ドライブ回路２４を介して制御回路２０に接続されており、制御回路２０からの駆動信号に基づいてドライブされる。
【００１６】
制御回路２０は、入力電圧検出回路２１で検出される商用交流電源１の電圧と、電流センサ２２および入力電流検出回路２３によって検出される入力電流に基づいて入力電力を求め、設定電力と比較することでスイッチング素子７のスイッチング周波数を設定する。また、制御回路２０は、素子電圧検出回路２５によって検出されるスイッチング素子７の電圧に基づいて、スイッチング素子７のターンオンタイミングを設定する。
【００１７】
ダイオードブリッジ２は、四つの整流用ダイオードがブリッジ接続されてなるブリッジ形の回路であり、商用交流電源１から印加される交流電圧を全波整流する機能を有している。
【００１８】
インダクタ３は、上述の高周波インバータに流れる高周波成分の電流が入力電流に重畳しないようにフィルタの一役を担う。一方、コンデンサ４は、高周波成分の電流をバイパスさせ、インダクタ３と共にノーマルフィルタの役割を果たす。また、本実施例１において、コンデンサ４は、等価インダクタンス５ａ（図２）と共振動作を行う電流共振用コンデンサとしての役割を兼ねる。
【００１９】
図３は、等価インダクタンス５ａおよび等価抵抗５ｂ（図２）の周波数特性の一例を示す。周波数が高くなるにつれて、被加熱物に流れる渦電流は表皮効果によって表面に集中するため、等価抵抗は増加する。一方、等価インダクタンスは、周波数が高くなるにつれて減少する。
【００２０】
図４は、周波数に対する等価抵抗５ｂとコイル電流の関係を示している。周波数を上げることによって等価抵抗が増えるため、被加熱物の電力を一定とする場合はコイル電流を低減することが可能である。したがって、加熱コイルに流す高周波電流の低減には高周波化が有効である。
【００２１】
しかしながら、従来技術（前述の特許文献１参照）によれば、コンデンサ４に発生する電圧を直流電圧源とし、電圧共振形インバータがＲＬ直列回路（図２）に電流を流すため、等価抵抗が増加した場合は、スイッチング素子のオン時間を延長しなければ所望の電流を流すことができない。このため、スイッチング周波数はむしろ低下する。短い期間に大電流を流すには、加熱コイルの巻数を減らし等価インダクタンスを減らすことも考えられるが、等価抵抗も同時に低下するためコイル電流が増えてしまう。
【００２２】
そこで、本実施例１では、スイッチング素子７がオンしている期間に、コンデンサ４と等価インダクタンス５ａ、等価抵抗５ｂのＲＬＣ直列回路が形成され、コンデンサ４と等価インダクタンス５ａが共振しリアクタンス成分を軽減する。すなわち、スイッチング素子７がオンしている期間は電流共振動作を行い、短いオン期間に大電流を流すことが可能となる。なお、この間は、コンデンサ４とコンデンサ６が並列に接続されるため、等価インダクタンス５ａとの電流共振要素にはコンデンサ６も含まれる。
【００２３】
図５Ａから図５Ｄは、本実施例１の動作を示す回路図である。各図中、回路に流れる電流を点線で示す。なお、電流の方向は矢印で示す。なお、図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃ，図５Ｄの順に、動作状態が推移する。
【００２４】
図５Ａにおいて、ＩＧＢＴ（７ａ）がオン状態にあり、この時、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーはゼロであり、コンデンサ４、等価インダクタンス５ａ、等価抵抗５ｂ、ＩＧＢＴ（７ａ）の経路で共振電流が流れる。また、コンデンサ６、等価インダクタンス５ａ、等価抵抗５ｂの経路で共振電流が流れる。入力電流は、商用交流電源１からダイオードブリッジ２を介してインダクタ３、等価インダクタンス５ａ、等価抵抗５ｂ、ＩＧＢＴ（７ａ）の経路で流れる。
【００２５】
図５Ｂにおいて、ＩＧＢＴ（７ａ）がターンオフすると、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーによって、等価抵抗５ｂ、コンデンサ６の経路で共振電流が流れる。一方、入力電流は、商用交流電源１からダイオードブリッジ２を介してインダクタ３、コンデンサ４の経路で流れる。
【００２６】
図５Ｃにおいて、ＩＧＢＴ（７ａ）がオフ状態にあり、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーがゼロになると、コンデンサ６の蓄積エネルギーによって、等価抵抗５ｂ、等価インダクタンス５ａの経路で、すなわち図５Ｂとは逆向きに、共振電流が流れる。入力電流は商用交流電源１からダイオードブリッジ２を介してインダクタ３、コンデンサ４の経路で流れる。
【００２７】
図５Ｄにおいて、コンデンサ６の蓄積エネルギーがゼロになり、環流ダイオード７ｂが導通状態になると、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーによって、コンデンサ４、環流ダイオード７ｂ、等価抵抗５ｂの経路で共振電流が流れる。また、等価インダクタンス５ａ、コンデンサ６、等価抵抗５ｂの経路で共振電流が流れる。入力電流は商用交流電源１からダイオードブリッジ２を介してインダクタ３、コンデンサ４の経路で流れる。この間にＩＧＢＴ（７ａ）をオン状態にすることで、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーがゼロになった際に速やかに図５Ａの動作に移行できる。
【００２８】
図６Ａは、本実施例１における商用周波数一周期分の動作波形である。また、図６Ｂは、比較例として、本実施例１を適用しない場合の動作波形を示す。図中の波形は、上から、入力電流ｉ（１)、ＩＧＢＴ（７ａ）のゲート電圧ｖｇ（７ａ）、コイル電流ｉ（５）、コンデンサ４の電圧ｖ（４）である。
【００２９】
図６Ａおよび図６Ｂに示すように、入力電流ｉ（１)は、本実施例１の適用有無に関わらず正弦波状であり、高調波成分は少ない。これは、商用交流電源１の電圧をダイオードブリッジ２で整流し非平滑のまま高周波インバータに印加しているからである。但し、本実施例１の場合、入力電流ｉ（１）はゼロクロス付近においてもスムーズに極性が切り替わり、より歪の少ない入力電流波形が得られる。また、コイル電流ｉ（５）についても、本実施例１の適用有無に関わらず、入力電流の絶対値に高周波電流が重畳した波形となる。
【００３０】
これに対し、コンデンサ４の電圧ｖ（４）の波形は、本実施例１の適用有無により大きく異なる。図６Ｂに示すように、本実施例１を適用しない場合、コンデンサ４の電圧ｖ（４）の波形は、商用交流電源１の交流電圧を全波整流した電圧に僅かに高周波成分が重畳する。また、図６Ａに示すように、実施例１を適用した場合、コンデンサ４の電圧ｖ（４）の波形は、商用交流電源１の交流電圧を全波整流した電圧に大きな共振電圧が重畳している。すなわち、本実施例１においては、コンデンサ４が共振要素として作用する。
【００３１】
図７Ａは、本実施例１における商用交流電源１の電圧ピーク時付近の動作波形を示す。また、図７Ｂは、比較例として、本実施例１を適用しない場合の動作波形を示す。図中の波形は、上から、ＩＧＢＴ（７ａ）のゲート電圧ｖｇ（７ａ）、スイッチング素子７に印加される素子電圧ｖｃ（７）、スイッチング素子７（ＩＧＢＴ（７ａ）および環流ダイオード（７ｂ））に流れる素子電流ｉｃ（７）、コンデンサ４の電圧ｖ（４）である。
【００３２】
図７Ａにおいて、ゲート電圧ｖｇ（７ａ）がしきい値電圧を超えスイッチング素子７がオンしている期間（図中の「オン期間」）、コンデンサ４、等価インダクタンス５ａ、等価抵抗５ｂのＲＬＣ直列回路が形成されるため、スイッチング素子７には共振電流が流れる。この時、素子電流ｉｃ（７）は、一旦増加しピークを迎え、その後、減少する。ゲート電圧ｖｇ（７ａ）がしきい値を下回るとＩＧＢＴ（７ａ）はターンオフし、素子電流ｉｃ（７）は急峻にゼロになる。このように、スイッチング素子７には、オン期間において、略正弦半波状の素子電流が流れるが、正弦半波のピークを過ぎた時点、すなわち正弦半波のピーク値とゼロとのあいだの時点で、素子電流が遮断される。
【００３３】
なお、図７Ａが示すように、本実施例１においては、コンデンサ４の電圧ｖ（４）は、図６Ａにも示したように、等価インダクタンス５ａとの共振動作により変動する。また、ＩＧＢＴ（７ａ）のオフしている期間において、スイッチング素子７には共振電圧が印加され、通常の電圧共振動作が確保されている。この時、素子電圧ｖｃ（７）は正弦半波となり、ＩＧＢＴ（７ａ）は、いわゆるゼロ電圧スイッチングによりターンオン・ターンオフされる。また、本実施例１においては、ゲート電圧は、所定のスイッチング周波数（スイッチング周期で、オン・オフが繰り返される。
【００３４】
このように、本実施例１においては、ＩＧＢＴ（７ａ）のターンオフ時に、素子電流が減少してから電流を遮断することができるため、ＩＧＢＴ（７ａ）のターンオフ損失を低減できる。
【００３５】
なお、図７Ｂに示すように、比較例の場合、オン期間において、コンデンサ４は電圧源となり、これにＬＲ直列回路（図２）が接続されるため、素子電流ｉｃ（７）は、ピーク値を生ずることなく増加する。したがって、ＩＧＢＴ（７ａ）のターンオフ時の遮断電流が大きくなり、ターンオフ損失が大きくなる。
【００３６】
図８および図９は、本実施例１における入力電力制御特性を示す。なお、図８は、入力電力と、スイッチング素子７のスイッチング周波数との関係を示し、図９は、入力電力と、ＩＧＢＴ（7ａ）のオン期間との関係を示す。
【００３７】
入力電力は、スイッチング周波数およびオン期間によって制御できるが、本実施例１では、図８および図９に示すように、スイッチング周波数を制御することによりＩＧＢＴ（７ａ）のオン期間を調整して入力電力を制御する。
【００３８】
図１０は、スイッチング素子７のオン期間において、コンデンサ４と等価インダクタンス５ａとの間で共振電流の極性が切り替わる場合の動作波形を示す。この場合、図１０の波形が示すように、素子電流およびコイル電流の振動数が増える。従って、スイッチング素子７のスイッチング周波数を上げることなく、コイル電流の周波数を高めることができる。これにより、ＩＧＢＴ（７ａ）のターンオフ損失を低減することができる。コイルには入力電流も流れるため、入力電流と共振電流の大きさによってオン期間中にコイル電流の極性が負になる場合もある。
【実施例２】
【００３９】
図１１は、本発明の実施例２である電力変換装置の回路構成図である。なお、本実施例２は、実施例１と同様に、制御・駆動系の回路、すなわち図１における制御回路２０、入力電圧検出回路２１、入力電流検出回路２３、ドライブ回路２４および素子電圧検出回路２５を備えているが、図示を省略する（後述の実施例３，４についても同様）。
【００４０】
以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。
【００４１】
図１１に示すように、本実施例２においては、実施例１と異なり、コンデンサ６（共振コンデンサ）がスイッチング素子７と並列に接続されている。これにより、コンデンサ４およびコンデンサ６の内、スイッチング素子７がオンしている期間に、等価インダクタンス５ａと電流共振動作を担うコンデンサはコンデンサ４のみとなる。コンデンサ６に発生する電圧はスイッチング素子７の電圧と同じ電圧となるため、電圧の実効値を低減できる。
【００４２】
図１２は、本発明者の検討による、スイッチング素子７のオン期間と、オン期間におけるＲＬＣ直列回路（等価抵抗５ｂ、等価インダクタンス５ａ、コンデンサ４）の共振周期との関係を示す。
【００４３】
図１２において本実施例２を含む本発明の各実施例の適用範囲は、共振周期がオン期間の４倍よりも短い領域である。この領域においては、図７Ａや図１０に示すような動作波形が得られる。例えば、図１２の点Ａにおいては、図７Ａの動作が得られ、図１２の点Ｂにおいては、図１０の動作が得られる。
【００４４】
このように、共振周期をオン期間の４倍よりも短い値に設定することにより、オン期間内に電流ピークを迎え、ピーク値よりも小さな電流値でスイッチング素子７をターンオフすることができる。
【００４５】
なお、共振周期は等価インダクタンス５ａと電流共振動作を担うコンデンサの容量により設定される。このコンデンサの容量は、本実施例２では、コンデンサ４およびコンデンサ６の内のコンデンサ４のみの容量となり、前述の実施例１では、コンデンサ４とコンデンサ６の合成容量となる。
【実施例３】
【００４６】
図１３は、本発明の実施例３である電力変換装置の回路構成図である。以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。
【００４７】
図１３に示すように、本実施例３においては、実施例１におけるダイオードブリッジ２が削除され、かつ実施例１におけるスイッチング素子７が、スイッチング素子８とスイッチング素子９から構成される双方向スイッチング素子に置き換えられる。
【００４８】
本実施例３において、スイッチング素子８およびスイッチング素子９として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が適用される。二個のＭＯＳＦＥＴが、電流の流れる方向が互いに逆方向となるように直列接続され、図示されないボディーダイオード（寄生ダイオード）とともに、双方向スイッチング素子を構成する。なお、好ましくは、これらＭＯＳＦＥＴを構成する半導体材料をシリコンカーバイド（ＳｉＣ）とする。これにより、高耐圧かつ低損失の双方向スイッチング素子が得られる。
【００４９】
本実施例３においては、商用交流電源１の交流電圧の極性に応じて半周期毎にスイッチング素子８もしくはスイッチング素子９のどちらか一方を同期整流素子として動作させる。これにより、回路中の半導体素子が発生する導通損失を低減することができる。
【００５０】
図１４Ａから図１４Ｄは、本実施例３の動作を示す回路図である。各図中、回路に流れる電流を点線で示す。電流の方向は矢印で示す。なお、図１４Ａ，図１４Ｂ，図１４Ｃ，図１４Ｄの順に、動作状態が推移する。
【００５１】
以下、商用交流電源１の正の半周期における動作を説明する。なお、正の半周期におけるメインスイッチング素子はスイッチング素子８であり、同期整流用のサブスイッチング素子はスイッチング素子９である。
【００５２】
図１４Ａにおいて、スイッチング素子８およびスイッチング素子９がオン状態にあり、この時、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーがゼロであり、コンデンサ４、等価インダクタンス５ａ、等価抵抗５ｂ、スイッチング素子８、スイッチング素子９の経路で共振電流が流れる。また、コンデンサ６、等価インダクタンス５ａ、等価抵抗５ｂの経路で共振電流が流れる。入力電流は、商用交流電源１、インダクタ３、等価インダクタンス５ａ、等価抵抗５ｂ、スイッチング素子８、スイッチング素子９の経路で流れる。
【００５３】
図１４Ｂにおいて、スイッチング素子８がターンオフすると、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーによって、等価抵抗５ｂ、コンデンサ６の経路で共振電流が流れる。一方、入力電流は、商用交流電源１からインダクタ３、コンデンサ４の経路で流れる。
【００５４】
図１４Ｃにおいて、スイッチング素子８がオフ状態にあり、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーがゼロになると、コンデンサ６の蓄積エネルギーによって、等価抵抗５ｂ、等価インダクタンス５ａの経路で、すなわち図１４Ｂとは逆向きに、共振電流が流れる。入力電流は商用交流電源１からインダクタ３、コンデンサ４の経路で流れる。
【００５５】
図１４Ｄにおいて、コンデンサ６の蓄積エネルギーがゼロになり、スイッチング素子８のボディーダイオードが導通状態になると、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーによって、コンデンサ４、スイッチング素子９、スイッチング素子８のボディーダイオード、等価抵抗５ｂの経路で共振電流が流れる。また、等価インダクタンス５ａ、コンデンサ６、等価抵抗５ｂの経路で共振電流が流れる。入力電流は商用交流電源１からインダクタ３、コンデンサ４の経路で流れる。この間にスイッチング素子８をオン状態にすることで、電流はＭＯＳＦＥＴのソースからドレインに向かって流れ、導通損失を低減することができる。また、等価インダクタンス５ａの蓄積エネルギーがゼロになった際に速やかに図１４Ａの動作に移行できる。
【００５６】
図１５は、本実施例３における、商用周波数一周期分の動作波形を示す。なお、図中、商用交流電源１の電圧ピーク時付近における動作波形を拡大して示す。図中の波形は、上から、入力電圧ｖ（１）、入力電流ｉ（１)、コイル電流ｉ（５）、コンデンサ４の電圧ｖ（４）である。また、拡大波形はコイル電流ｉ（５）とコンデンサ電圧ｖ（４）である。
【００５７】
図１５に示すように、入力電流ｉ（１)はダイオードブリッジ２を設ける実施例１（図６Ａ）と同様に正弦波状であり、高調波成分は少ない。これは、商用交流電源１の電圧を、非整流で、そのまま高周波インバータに印加しているからである。実施例１と同様、本実施例３においても、入力電流ｉ（１）はゼロクロス付近においてスムーズに極性が切り替わっており、より歪の少ない入力電流波形が得られる。コイル電流ｉ（５）は、入力電流に高周波電流が重畳した波形となる。コンデンサ４の電圧ｖ（４）は、商用交流電源１の電圧に大きな共振電圧が重畳した波形となる。すなわち、本実施例３においてもコンデンサ４が共振要素として作用している。
【００５８】
拡大波形が示すように、コイル電流ｉ（５）は、ＲＬＣ直列回路が形成されるため、共振波形となる。コンデンサ４の電圧ｖ（４）は、等価インダクタンス５ａとの共振動作により大きく変動する。
【００５９】
なお、商用交流電源１の負の半周期においては、スイッチング素子８とスイッチング素子９の役割が交代し、メインスイッチング素子がスイッチング素子９であり、同期整流用のサブスイッチング素子はスイッチング素子８である。この時の動作は、上述の正の半周期における動作と同様である。
【実施例４】
【００６０】
図１６は、本発明の実施例４である電力変換装置の回路構成図である。以下、主に、実施例３と異なる点について説明する。
【００６１】
図１６に示すように、本実施例４においては、実施例３（図１３）と異なり、コンデンサ６（共振コンデンサ）が、スイッチング素子８とスイッチング素子９から構成される双方向スイッチング素子と、並列に接続されている。これにより、コンデンサ４およびコンデンサ６の内、スイッチング素子８とスイッチング素子９が同時にオンしている期間に、等価インダクタンス５ａと電流共振動作を担うコンデンサはコンデンサ４のみとなる。コンデンサ６に発生する電圧は、双方向スイッチング素子の両端電圧と同じ電圧となるため、電圧の実効値を低減できる。また、フィルタとして、図１３におけるインダクタ３をインダクタ３Ａとインダクタ３Ｂに分け商用交流電源１の正負ラインに各々配置することで、双方向スイッチング素子が直接商用交流電源１に接続されず、スイッチング動作による電圧変動の影響を防いでいる。なお、このようなインダクタ３Ａ，３Ｂの配置は他の実施例に適用することも可能である。
【実施例５】
【００６２】
図１７は、本発明の実施例５である電力変換装置の回路構成図である。以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。
【００６３】
図１７に示すように、本実施例５においては、実施例１と異なり、加熱コイル５の代わりに昇圧トランス１０が接続され、昇圧トランス１０の二次側にマグネトロン１５を備えている。マグネトロン１５から加熱室（図示せず）に高周波のマイクロ波を放射することによって、加熱室に置かれた食品等が加熱される。
【００６４】
昇圧トランス１０は一次巻線１０ａ、二次巻線１０ｂおよび二次巻線１０ｃを備えており、一次巻線１０ａがコンデンサ６と並列に接続されている。すなわち、本実施例５では、実施例１（図１）における加熱コイル５が一次巻線１０ａに置き換わる。スイッチング素子７を駆動することにより、昇圧トランス１０の二次巻線１０ｂに高周波の高電圧が誘起される。この時、誘起電圧は、ダイオード１１，１２およびコンデンサ１３，１４によって倍電圧整流され、マグネトロン１５のアノード１５ａとカソード１５ｂ間に高電圧（例えば、４ｋＶ程度）が印加される。マグネトロン１５のカソード１５ｂは、昇圧トランス１０の二次巻線１０ｃにより加熱される。
【００６５】
昇圧トランス１０として、ギャップコアを備えるリーケージトランスが適用される。本実施例５では、リーケージトランスによって生じる漏れインダクタンスが、上述の等価インダクタンス５ａと同様に、コンデンサ４と共振動作を行う。これにより、本実施例５においても、スイッチング素子７がオンしている期間に、コンデンサ４と漏れインダクタンスが共振してリアクタンス成分を軽減することで、スイッチング素子７がオンしている期間は電流共振動作により、短いオン期間に大電流を流すことが可能となる。したがって、インバータの高周波化が可能となり、昇圧トランスを小型化できる。
【００６６】
なお、本実施例５においては、一次側の共振インバータ回路として、実施例１が適用されているが、これに限らず、実施例３を適用しても良い。
【００６７】
なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
【００６８】
たとえば、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、接合型バイポーラトランジスタ、接合型電界効果トランジスタなどの電力用半導体スイッチング素子を適宜用いることができる。
【符号の説明】
【００６９】
１…商用交流電源、２…ダイオードブリッジ、３，３Ａ，３Ｂ…インダクタ、
４，６，１３，１４…コンデンサ、５…加熱コイル、７，８，９…スイッチング素子、
１０…昇圧トランス、１１，１２…ダイオード、１５…マグネトロン、
２０…制御回路、２１…入力電圧検出回路、２２…電流センサ、
２３…入力電流検出回路、２４…ドライブ回路、２５…素子電圧検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図５Ｄ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１４Ｃ】
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【図１４Ｄ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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