(57)【要約】【課題】フォワード方式の絶縁型スイッチング電源において、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次コイルに発生する逆起電力を抑制する。【解決手段】トランスと、スイッチング素子と、第１の整流要素及びインダクタと、第２の整流要素と、を有するフォワード方式のスイッチング電源において、二次コイルの他端と負極出力端との間に接続されたコンデンサと、二次コイルの一端と負極出力端との間に接続された第３の整流要素と、を有し、オン期間に、コンデンサの放電電流が二次コイル、第１の整流要素及びインダクタに流れて出力され、かつ、オフ期間に、コンデンサの放電電流が第２の整流要素及びインダクタを流れて出力されると共に充電電流が第３の整流要素及び二次コイルを流れる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次コイルと二次コイルを具備するトランスと、前記トランスの一次コイルに直列接続され制御信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子と、前記二次コイルに直列接続された第１の整流要素及びインダクタと、直列接続された前記二次コイルと前記第１の整流要素に対し並列接続された第２の整流要素と、を有するフォワード方式のスイッチング電源において、
（ａ）前記二次コイルと前記第２の整流要素との接続点と、負極出力端との間に接続されたコンデンサと、
（ｂ）前記二次コイルと前記第１の整流要素との接続点と、負極出力端との間に接続された第３の整流要素と、を有し、
（ｃ）前記スイッチング素子のオン期間に、前記コンデンサを放電する電流が前記二次コイル、前記第１の整流要素及び前記インダクタに流れて出力され、かつ、
（ｄ）前記スイッチング素子のオフ期間に、前記コンデンサを放電する電流が前記第２の整流要素及び前記インダクタを流れて出力されると共に前記コンデンサを充電する電流が前記第３の整流要素及び前記二次コイルを流れることを特徴とする
絶縁型スイッチング電源。
【請求項２】
前記第３の整流要素の一端が、前記二次コイルと前記第１の整流要素との接続点に接続されることに替えて、前記二次コイルの中間点に接続されることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、サージ電圧を抑制することができるフォワード方式の絶縁型スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスを用いて入力側と出力側を絶縁する絶縁型スイッチング電源が知られている（特許文献１〜５）。入力が交流電圧の場合は、一般的には、ＡＣ／ＤＣ変換回路の後にＤＣ／ＤＣコンバータが配置されている。入力が直流電圧の場合は、直接ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される。ＤＣ／ＤＣコンバータも絶縁型スイッチング電源の一つである。絶縁型スイッチング電源の代表的方式として、フライバック方式とフォワード方式がある。
【０００３】
フォワード方式のスイッチング電源では、スイッチング素子のオン期間にトランスの電磁誘導により電力が伝達されて二次コイルに電流が流れてインダクタを介して出力されると共に、インダクタに磁気エネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子のオフ期間には、インダクタの磁気エネルギーを放出するように還流ダイオードを介して電流が流れて出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平７−３１１５０号公報
【特許文献２】特開平８−３３１８６０号公報
【特許文献３】特開２００２−１０６３２号公報
【特許文献４】特開２００５−２１８２２４号公報
【特許文献５】特開２００７−３７２９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
絶縁型スイッチング電源においては、スイッチング素子がオフになった瞬間にトランスの一次コイルに高い逆起電力（本明細書における「起電力」及び「逆起電力」は電圧の意味で用いる）すなわちサージ電圧が発生してスイッチング素子に印加される。このため、高耐圧のスイッチング素子を用いたり、逆起電力を処理するためのスナバ回路等を設けたりすることが必要であった。
【０００６】
また、一般的なフォワード方式では、オフ期間にはトランスに電流が流れないため、オン期間にトランスに蓄積された磁気エネルギーをリセットしなければ磁気飽和を生じることになる。この磁気エネルギーのリセットのためにも、スナバ回路等が必要であった。スナバ回路等で処理されるエネルギーは二次側には伝達されないという点で、スイッチング電源の電力伝達の効率を低下させていた。
【０００７】
以上の問題点に鑑み本発明の目的は、フォワード方式の絶縁型スイッチング電源において、スイッチング素子のオフ時にトランスに発生する逆起電力を抑制し、かつ、オン期間にトランスに蓄積された磁気エネルギーを二次側に伝達可能とすることである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の目的を達成するべく、本発明の絶縁型スイッチング電源の一態様は、以下の構成を有する。
・  本発明の態様は、一次コイルと二次コイルを具備するトランスと、前記トランスの一次コイルに直列接続され制御信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子と、前記二次コイルに直列接続された第１の整流要素及びインダクタと、直列接続された前記二次コイルと前記第１の整流要素に対し並列接続された第２の整流要素と、を有するフォワード方式の絶縁型スイッチング電源において、
（ａ）前記二次コイルと前記第２の整流要素との接続点と、負極出力端との間に接続されたコンデンサと、
（ｂ）前記二次コイルと前記第１の整流要素との接続点と、負極出力端との間に接続された第３の整流要素と、を有し、
（ｃ）前記スイッチング素子のオン期間に、前記コンデンサを放電する電流が前記二次コイル、前記第１の整流要素及び前記インダクタに流れて出力され、かつ、
（ｄ）前記スイッチング素子のオフ期間に、前記コンデンサを放電する電流が前記第２の整流要素及び前記インダクタを流れて出力されると共に前記コンデンサを充電する電流が前記第３の整流要素及び前記二次コイルを流れることを特徴とする。
・  上記態様において、前記第３の整流要素の一端が、前記二次コイルと前記第１の整流要素との接続点に接続されることに替えて、前記二次コイルの中間点に接続されることが、好適である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明により、絶縁型スイッチング電源において、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次コイルに発生する逆起電力すなわちサージ電圧を抑制し、スイッチング素子に要求される耐圧性を軽減することが実現される。また、スイッチング素子のオン時にトランスに蓄積された磁気エネルギーを二次側に伝達することができるので、電力伝達効率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路構成例を概略的に示した図である。
【図２】図２（ａ）（ｂ）は、それぞれ図１に示した回路におけるオン期間及びオフ期間の電流の流れを示している。
【図３】図３（ａ）（ｂ）は、それぞれ図１に示した回路のトランス二次側におけるオン期間及びオフ期間の電位関係の一例を概略的に示す図である。
【図４】図３は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路構成例を概略的に示した図であり、オフ期間の電流の流れを併せて示している。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、実施例を示した図面を参照しつつ、本発明による絶縁型スイッチング電源の実施形態について説明する。各実施形態の図面において、同一又は類似の構成要素については、同じ符号で示している。
【００１２】
以下では、直流電圧が入力されるＤＣ／ＤＣコンバータの場合を実施例として本発明の絶縁型スイッチング電源を説明する。しかしながら、本発明の絶縁型スイッチング電源は、電圧が一定の直流以外に、電圧が変動する脈流若しくは矩形波、又は交流等、どのような波形の電圧が入力されても同様に機能し、直流電圧を出力することができる電力変換装置である。
【００１３】
（１）第１の実施形態
（１−１）第１の実施形態の回路構成
図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路構成例を概略的に示した図である。
【００１４】
図１を参照して、第１の実施形態の回路構成を説明する。本回路は、トランスにより入力側と出力側を電気的に絶縁する絶縁型スイッチング電源であり、フォワード方式をベースとしている。トランスＴは、一次コイルＮｐと二次コイルＮｓを具備する。トランスＴは、一次コイルと二次コイルの極性（巻き始端）が同じ向きである。トランスＴは、結合度をできるだけ高くする、すなわち一次コイルＮｐと二次コイルＮｓを密結合とすることが好適である。
【００１５】
図中、各コイルの巻き始端を黒丸で示している。本明細書でコイルについて「一端」と「他端」という場合は、それぞれ「巻き始端」と「巻き終端」に対応する場合と、「巻き終端」と「巻き始端」に対応する場合のいずれも含むものとする。以下の説明では、各コイルについて、巻き始端を一端と称し、巻き終端を他端と称する。
【００１６】
入力電圧は、入力端１と入力端２からなる一対の端子間に印加される。トランスＴの一次コイルＮｐの一端は、入力端１に接続されている。ここでは、入力端２が入力側基準電位端である。
【００１７】
トランスＴの一次コイルＮｐの他端には、スイッチング素子Ｑの一端が接続されている。スイッチング素子Ｑの他端は、入力端２に接続されている。スイッチング素子Ｑは制御端を具備する。制御端は、一次コイルＮｐを含む電流路を導通又は遮断するためにオンオフ制御される。基本的に、スイッチング素子Ｑは、一次コイルＮｐに直列接続されていればよい。
【００１８】
スイッチング素子Ｑの制御端は、制御信号Ｖｇにより制御される。制御信号Ｖｇは、例えば所定の周波数及びデューティ比のパルス波形をもつＰＷＭ信号である。図示の例では、スイッチング素子Ｑがｎチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（以下「ＦＥＴＱ」と称する）であり、一端がドレイン、他端がソース、制御端がゲートである。この場合、制御信号Ｖｇは電圧信号である。
【００１９】
なお、ＦＥＴ以外のスイッチング素子として、例えばＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタを用いることもできる。
【００２０】
トランスＴの二次側には、直流電圧が出力される一対の出力端である正極出力端ｐと負極出力端ｎが設けられている。ここでは、負極出力端ｎが二次側基準電位端である。正極出力端ｐと負極出力端ｎとの間に接続された負荷（図示せず）に出力電圧が印加され、出力電流が供給される。
【００２１】
一般的なフォワード方式の回路と同様に、トランスＴの二次コイルＮｓに対して整流ダイオードである第１のダイオードＤ１とインダクタＬが直列接続されている。ダイオードＤ１のアノードが二次コイルＮｓの一端に接続され、ダイオードＤ１のカソードがインダクタＬの一端に接続されている。インダクタＬの他端は、正極出力端ｐに接続されている。さらに、還流ダイオードである第２のダイオードＤ２が、直列接続された二次コイルＮｓとダイオードＤ１に対し並列接続されている。ダイオードＤ２のアノードが二次コイルＮｓの他端に接続され、ダイオードＤ２のカソードがダイオードＤ１のカソードに接続されている。さらに、平滑コンデンサである第１のコンデンサＣ１が正極出力端ｐと負極出力端ｎとの間に接続されている。
【００２２】
本発明ではさらに、第２のコンデンサＣ２が、二次コイルＮｓとダイオードＤ２との接続点ａ（二次コイルＮｓの他端）と、負極出力端ｎとの間に接続されている。またさらに、第３のダイオードＤ３が、二次コイルＮｓとダイオードＤ１との接続点ｂ（二次コイルＮｓの一端）と、負極出力端ｎとの間に接続されている。ダイオードＤ３のアノードが負極出力端ｎに接続され、ダイオードＤ３のカソードが二次コイルＮｓとダイオードＤ１との接続点ｂに接続されている。
【００２３】
さらに、第４のダイオードＤ４が設けられ、そのアノードが負極出力端ｎに接続され、そのカソードが二次コイルＮｓの他端に接続されている。
【００２４】
本回路におけるダイオードは、順方向電圧降下が小さくかつ高速動作を行うものが好適である。なお、ダイオードに替えて同じ機能をもつ素子又は回路からなる整流要素を用いることができる。
【００２５】
図示しないが、スイッチング素子Ｑのための制御信号Ｖｇを発生する制御部を有することが好ましい。一例として制御部は、入力電圧及び／又は出力電圧を検出し、検出した電圧に基づいて制御信号Ｖｇのデューティ比を決定し、それに基づいて所定の高周波パルスの制御信号Ｖｇを生成する。このような制御部の主要部として、ＰＷＭＩＣを用いることができる。
【００２６】
（１−２）第１の実施形態の動作
図２及び図３を参照して第１の実施形態の動作を説明する。図２（ａ）及び（ｂ）は、それぞれオン期間及びオフ期間における電流の流れを実線又は点線にて概略的に示している（矢印は電流の向きを示す）。図３（ａ）及び（ｂ）は、それぞれオン期間及びオフ期間におけるトランスＴの二次側の各構成要素の電位関係の一例を模式的に示す図である。
【００２７】
図３（ａ）（ｂ）では、上下方向が電位の高低に対応しており、二次側基準電位（負極出力端ｎの電位）を太線で示している。トランスＴの二次コイルＮｓ、インダクタＬ、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の両端電圧を両矢印で示している。また、二次コイルＮｓについては、巻き始端を黒丸で示している。
【００２８】
なお、本回路の始動時及び停止時の過渡的動作は例外とし、本回路が定常状態にある場合の動作について説明する。定常状態では、コンデンサＣ１は、リップル的な変動を除いてほぼ一定の両端電圧で充電されている。コンデンサＣ１における充放電電流は僅かであるので、以下の説明では無視する。コンデンサＣ２についても、定常状態における充放電動作を行っていると想定する。また、各ダイオードの順方向電圧降下も無視する。
【００２９】
（１−２−１）オン期間におけるトランスＴの一次側及び二次側の動作
［オン期間：一次側］
トランスＴの一次側では、オン期間に制御信号Ｖｇがオンになると、ＦＥＴＱがオンとなり電流路が導通する。図２（ａ）に示すように、トランスＴの一次コイルＮｐには、入力電圧による入力電流ｉ1が以下の経路で流れる。入力電流ｉ１により励磁されることにより、トランスＴに磁気エネルギーが蓄積される。
・入力電流ｉ1：入力端１→トランスＴの一次コイルＮｐ→ＦＥＴＱ→入力端２
【００３０】
［オン期間：二次側］
図２（ａ）に示すように、トランスＴの一次コイルＮｐに入力電流ｉ1が流れることにより、相互誘導による起電力が二次コイルＮｓに生じ、ダイオードＤ１が順バイアスとなり、以下の経路で電流ｉ2が流れる。
・電流ｉ2：負極出力端ｎ→コンデンサＣ２→トランスＴの二次コイルＮｓ→ダイオードＤ１→インダクタＬ→正極出力端ｐ
【００３１】
電流ｉ2は、コンデンサＣ２を放電する電流として流れる。したがって、電流ｉ2は、コンデンサＣ２に蓄積された電気エネルギーと、トランスＴの相互誘導による電気エネルギーとを出力端ｐへ出力する電流である。また、電流ｉ2がインダクタＬに流れることにより、インダクタＬは励磁され、磁気エネルギーが蓄積される。
【００３２】
図３（ａ）の電位関係図からも判るように、ダイオードＤ２及びダイオードＤ３は、逆バイアスとなるため遮断されている。ダイオードＤ４は、コンデンサＣ２と並列であるので、コンデンサＣ２の一端（二次コイルＮｓとの接続点）の電位が正電位である限り、遮断されている。ダイオードＤ４は、コンデンサＣ２の一端の電位を負電位としないためのクリッパであり、必須ではない。
【００３３】
図３（ａ）の電位関係図に点線で示すように、コンデンサＣ２はオン期間に放電するため、その両端電圧は小さくなる。
【００３４】
また、図３（ａ）に示すように、コンデンサＣ２の両端電圧によって二次コイルＮｓに生じる起電力が嵩上げされている。これは、コンデンサＣ２が無い一般的なフォワード方式の場合に比べて、二次コイルＮｓに生じる起電力が小さい（抑制される）ことを意味する。
【００３５】
（１−２−２）オフ期間におけるトランスＴの一次側及び二次側の動作
図２（ｂ）では、オフ期間に流れる電流のうち、コンデンサＣ２を放電する電流を実線で、充電する電流を点線で、概略的に示している。
【００３６】
［オフ期間：一次側］
トランスＴの一次側では、制御信号Ｖｇがオフになると、ＦＥＴＱもオフとなりスイッチが開く。トランスＴの一次コイルＮｐの電流路は遮断され、電流が零となる。これによりトランスＴの一次コイルＮｐ及び二次コイルＮｓにそれぞれ逆起電力が生じる。
【００３７】
上述した通り、オン期間の二次コイルＮｓの起電力がコンデンサＣ２の電圧により嵩上げされて実質的に抑制される結果、オフとなった瞬間に一次コイルＮｐに生じる逆起電力すなわちサージ電圧も小さくなる。スイッチング素子Ｑ（ＦＥＴの場合、ドレインソース間）には、入力電圧と一次コイルＮｐに生じる逆起電力を加算した電圧が印加される。したがって、本回路では、スイッチング素子Ｑに要求される耐圧性が軽減されるとともに、スナバ回路等の処理容量を低減できる。同様に、トランスＴの磁気飽和の可能性も小さくなることから、トランスＴのサイズを小さくすることができる。
【００３８】
［オフ期間：二次側］
図３（ｂ）の電位関係図に示すように、オフ期間になると、トランスＴの二次コイルＮｓ及びインダクタＬの各々の両端の電位関係が反転する。ダイオードＤ１は、逆バイアスとなり遮断される。一方、ダイオードＤ２及びダイオードＤ３は、順バイアスとなるため導通する。
【００３９】
図２（ｂ）に示すように、ダイオードＤ２及びダイオードＤ３が導通することにより、それぞれ電流ｉ3及び電流ｉ4が以下の経路で流れる。
・電流ｉ3：負極出力端ｎ→コンデンサＣ２→インダクタＬ→正極出力端ｐ
・電流ｉ4：負極出力端ｎ→ダイオードＤ３→二次コイルＮｓ→コンデンサＣ２
【００４０】
電流ｉ3は、コンデンサＣ２を放電する電流である。したがって、電流ｉ3は、コンデンサＣ２に蓄積された電気エネルギーとインダクタＬに蓄積された磁気エネルギーとを電力として出力する電流である。
【００４１】
一方、電流ｉ4は、コンデンサＣ２を充電する電流である。電流ｉ4が二次コイルＮｓを通ってコンデンサＣ２に流れることにより、トランスＴにオン期間に蓄積された磁気エネルギーが放出され、コンデンサＣ２の電気エネルギーとして蓄積される。これにより、トランスＴの磁気リセットが促進される。この結果、トランスＴの磁気飽和の可能性が小さくなることから、トランスＴのサイズを小さくすることができる。
【００４２】
通常のフォワード方式では、トランスＴに蓄積された磁気エネルギーが一次側のスナバ回路等で消費されるが、本発明では、トランスＴの磁気エネルギーがコンデンサＣ２の電気エネルギーに変換される。そして、コンデンサＣに蓄積された電気エネルギーは、放電電流として出力することができるので、電力の伝達効率を向上させることができる。
【００４３】
なお、電流ｉ4が、電流ｉ3より十分に大きければ、コンデンサＣ２はオフ期間に充電されることになる。その結果、図３（ｂ）の電位関係図に点線で示すように、コンデンサＣ２の両端電圧が回復する。
【００４４】
上述したように、コンデンサＣ２があることにより、二次コイルＮｓに生じる起電力が抑制されるため、二次コイルＮｓに生じる逆起電力も小さくなる結果、ダイオードＤ１に要求される耐圧性も軽減される。
【００４５】
（２）第２の実施形態
（２−１）第２の実施形態の回路構成
第２の実施形態は、第１の実施形態の変形形態である。図４は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路構成例を概略的に示した図であり、オフ期間の電流の流れを併せて示している。
【００４６】
第２の実施形態の回路に関しては、主として第１の実施形態とは異なる点を説明する。図４の回路では、ダイオードＤ３の一端が、二次コイルＮｓとダイオードＤ１との接続点に接続されていない。それに替えて、ダイオードＤ３の一端が二次コイルＮｓの中間点に接続されている。ここでの中間点の意味は、二分する点の意味ではなく、その位置は必要に応じて設定される。設定された中間点にタップを設け、ダイオードＤ３の一端を接続する。
【００４７】
図４の回路において、ＦＥＴＱのオン期間に流れる電流は、図２（ａ）に示した第１の実施形態と同じである。また、オフ期間に流れる電流についても、コンデンサＣ２を放電する電流ｉ3については、図２（ｂ）に示した第１の実施形態と同じである。
【００４８】
図４の回路では、オフ期間に流れるコンデンサＣ２を充電する電流ｉ4の経路が、第１の実施形態とは異なる。図示のように、電流ｉ4は、二次コイルＮｓの一部のみを通過する。したがって、電流ｉ4は、二次コイルＮｓ全体を通過する場合よりも抵抗が小さくなり、より大きな電流となる。中間点の位置を適切に設定することにより、オフ期間にコンデンサＣ２を十分に充電できる大きさの電流ｉ4を確保することができる。
【符号の説明】
【００４９】
１  入力端
２  入力端（入力側基準端）
ｐ  正極出力端
ｎ  負極出力端（出力側基準電位）
Ｔ  トランス
Ｎｐ  一次コイル
Ｎｓ  二次コイル
Ｑ  スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１、Ｄ２  Ｄ３、Ｄ４  整流要素（ダイオード）
Ｃ１  第１のコンデンサ（平滑コンデンサ）
Ｃ２  第２のコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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