(57)【要約】【課題】チャネル推定用のパイロット信号の振幅をデータ信号のシンボルの平均振幅よりも大きくしたときに生じるピーク信号を抑制可能とする、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置を提供する。【解決手段】本発明の送信装置１は、時間領域におけるブロックを生成し、一対のユニークワードのシンボルと、その振幅より小さい平均振幅を持つように変調方式に応じてその間に位置させるデータシンボルとを割り当てるブロック生成部１０、及び当該ブロック内に、当該データシンボルの平均振幅以下の振幅を持つ所定シンボル数の緩衝シンボルをＩＱ平面上の所定座標点に挿入する緩衝シンボル挿入部１１を備える。本発明の受信装置２は、本発明の送信装置１によって伝送されるデータシンボルを含む当該ブロック単位の無線周波数信号を受信して復調しユニークワードを用いて波形等化を行い、緩衝シンボルを除去してデータシンボルのデマッピングを行う。【選択図】図１
2019192964.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャネル推定用のパイロット信号を時間領域で挿入するシングルキャリア方式の送信装置であって、
所定の変調方式に応じてデータシンボルを伝送する際に時間領域におけるブロックを生成し、該ブロック内に、パイロット信号として機能する振幅一定で同パターンを持つ一対のユニークワードのシンボルと、前記一対のユニークワードのシンボルの振幅より小さい平均振幅を持つように当該変調方式に応じて前記一対のユニークワードの間に位置させるデータシンボルとを割り当てるブロック生成手段と、
データシンボルの伝送に係る信号波形にて生じうるピーク信号を抑圧するために、前記ブロック内に、前記一対のユニークワードのうち前段のユニークワードのシンボルの直後、又後段のユニークワードのシンボルの直前、或いはその双方に、当該データシンボルの平均振幅以下で所定の振幅を持つ所定シンボル数の緩衝シンボルをＩＱ平面上の所定座標点に挿入する緩衝シンボル挿入手段と、
を備えることを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記緩衝シンボル挿入手段は、前記所定シンボル数として１個の緩衝シンボルを前記一対のユニークワードのうち後段のユニークワードの直前に挿入し、該後段のユニークワードの先頭のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点に、該１個の緩衝シンボルをマッピングする手段を有することを特徴とする、請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記緩衝シンボル挿入手段は、前記所定シンボル数として１個の緩衝シンボルを前記一対のユニークワードのうち前段のユニークワードの直後に挿入し、該前段のユニークワードの末尾のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点に、該１個の緩衝シンボルをマッピングする手段を有することを特徴とする、請求項１又は２に記載の送信装置。
【請求項４】
前記緩衝シンボル挿入手段は、前記所定シンボル数として複数個の緩衝シンボルを前記一対のユニークワードのうち後段のユニークワードの直前から順に挿入し、該後段のユニークワードの先頭のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点から順に、該複数個の緩衝シンボルを点対称で反対側となるよう交互にマッピングする手段を有することを特徴とする、請求項１に記載の送信装置。
【請求項５】
前記緩衝シンボル挿入手段は、前記所定シンボル数として複数個の緩衝シンボルを前記一対のユニークワードのうち前段のユニークワードの直後から順に挿入し、該前段のユニークワードの末尾のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点から順に、該複数個の緩衝シンボルを点対称で反対側となるよう交互にマッピングする手段を有することを特徴とする、請求項１又は２に記載の送信装置。
【請求項６】
前記緩衝シンボル挿入手段は、当該ブロック内に挿入する緩衝シンボルを、当該ブロック内に挿入するデータシンボルの平均振幅と一致する振幅、または平均振幅より小さい振幅で挿入することを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の送信装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか一項に記載の送信装置によって伝送されるデータシンボルを含む当該ブロック単位の無線周波数信号を受信して復調する復調手段と、
当該ブロック内に挿入されていた一対のユニークワードを用いて波形等化を行う波形等化手段と、
当該波形等化後に当該ブロック内に挿入されていた緩衝シンボルを除去する緩衝シンボル除去手段と、
前記緩衝シンボルの除去後に、当該ブロック内に挿入されていたデータシンボルのデマッピングを行うデマッピング手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放送又は通信等の無線伝送システムで使用可能な送信装置及び受信装置に関し、特に、チャネル推定用のパイロット信号を時間領域で挿入するシングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、放送や通信等の固定伝送の無線伝送システムにおいて、１つの搬送波を用いるシングルキャリア方式が広く用いられている。近年、シングルキャリア方式の中でも、周波数領域でチャネル等化（伝搬路で生じた振幅・位相の変化を元に戻す処理）を行うＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier-Frequency Domain Equalization）方式が提案されている（例えば、特許文献１参照)。
【０００３】
ＳＣ−ＦＤＥ方式は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式のように、周波数領域でチャネル推定とチャネル等化をブロック単位で行うことで、移動伝送における高速なチャネル変動に追従できる。そのため、時間領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式よりも移動伝送に適した方式である。
【０００４】
より具体的に、ＳＣ−ＦＤＥ方式の送信装置は、ガードインターバル（ＧＩ）として機能するユニークワード（ＵＷ，Unique Word）を設けてブロック単位でデータ信号を送信する。これにより、ＯＦＤＭ方式と同じようにマルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。尚、特許文献１の技法では、当該ブロック内に、伝送制御信号（ＴＭＣＣ信号）、及びその前段にスタッフィング領域を設け、データ信号のシンボルの割り当てが最大となるよう調整可能としている。
【０００５】
一方、ＳＣ−ＦＤＥ方式の受信装置は、まずブロック先頭を検出するブロック同期を行って、チャネル推定用のパイロット信号としても機能するＵＷ及びデータ信号を抽出し、フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域の信号に変換する。
【０００６】
次に、ＳＣ−ＦＤＥ方式の受信装置は、周波数領域に変換されたＵＷを用いてチャネル推定を行い、得られたチャネル情報から周波数領域のデータ信号に対してＺＦ（Zero-Forcing）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準による等化を行う。最後に、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により等化後のデータ信号を時間領域の信号に戻して、シンボル判定等の処理を行う。
【０００７】
ところで、シングルキャリア方式は、マルチキャリアのＯＦＤＭ方式と比較して一般的に、送信信号のピーク電力と平均電力の比であるＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が小さい。そのため、送信装置の出力段の電力増幅器における非線形特性による歪に対して、ＯＦＤＭ方式よりも耐性が高く、送信信号の歪を抑えつつ送信電力を大きくできるため、伝送距離を伸ばすことが可能である。
【０００８】
更に、受信品質を向上させる方法の１つとして、ＯＦＤＭ方式ではパイロットシンボルを含めた全キャリアの平均電力一定の条件で、パイロット信号とデータ信号の電力配分を調整する方法が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００９】
また、この方法を用いた結果のパイロット信号振幅レベルが、ＯＦＤＭ方式を用いた無線通信システムのＡＲＩＢ規格で規定されている（例えば、非特許文献２参照）。そして、ＳＣ−ＦＤＥ方式においてもこのパイロット信号（ＵＷ）の振幅レベルを調整することで、チャネル推定の精度が向上し所要Ｃ／Ｎを低減させることが可能である（例えば、非特許文献３）。尚、ＳＣ−ＦＤＥ方式において、非特許文献３に開示されるように、伝送制御信号（ＴＭＣＣ信号）に付随する補助情報をブロック内に設けることもできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１８−６７９６号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】高田政幸、土田健一、中原俊二、黒田徹, “地上ディジタル放送におけるOFDMシンボル長とスキャッタードパイロットによる伝送特性”, 映像情報メディア学会誌, Vol.52, No.11, pp.1658〜1665, 1998.
【非特許文献２】“テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ミリ波帯デジタル無線伝送システム”, 標準規格, ARIB STD-B43 2.1版, 2018年1月22日改定
【非特許文献３】山岸史弥、松崎敬文、伊藤史人、鴨田浩和、今村浩一郎、濱住啓之, “SC-FDE 方式におけるパイロット信号のブースト比の検討”, 電子情報通信学会, 総合大会, B-5-94, March 2018.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述したように、ＳＣ−ＦＤＥ方式において、パイロット信号（ＵＷ）の振幅レベルを調整することで、チャネル推定の精度を向上させ所要Ｃ／Ｎを低減させることが可能である。
【００１３】
しかし、ＵＷの振幅がデータ信号のシンボルの平均振幅よりも大きくなるようＵＷとデータ信号の振幅比を調整すると、ＰＡＰＲが増大してしまう。ＰＡＰＲが増大する主な要因は、送信装置側の直交変調処理前のシンボルに対し帯域制限フィルタを適用したときに（或いは受信装置側の直交復調処理後のシンボルに対し帯域制限フィルタを適用したときに）、ＵＷとデータ信号の境目における信号波形が大きなピークを示すためであり、ＵＷの振幅を大きくするとこの傾向が顕著になる。
【００１４】
このことは、送信装置の出力段の電力増幅器の影響を受けにくく、電力効率に優れているというＳＣ−ＦＤＥ方式の利点を損なう恐れがある。また、ＰＡＰＲが増大してしまうと、送信装置側及び受信装置側のデジタル信号処理に係る信号のダイナミックレンジも大きくする必要が生じ、処理コストが増大するという問題が生じる。
【００１５】
本発明の目的は、上述の問題に鑑みて、チャネル推定用のパイロット信号の振幅をデータ信号のシンボルの平均振幅よりも大きくしたときに生じるピーク信号を抑制可能とする、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の送信装置は、チャネル推定用のパイロット信号を時間領域で挿入するシングルキャリア方式の送信装置であって、所定の変調方式に応じてデータシンボルを伝送する際に時間領域におけるブロックを生成し、該ブロック内に、パイロット信号として機能する振幅一定で同パターンを持つ一対のユニークワードのシンボルと、前記一対のユニークワードのシンボルの振幅より小さい平均振幅を持つように当該変調方式に応じて前記一対のユニークワードの間に位置させるデータシンボルとを割り当てるブロック生成手段と、データシンボルの伝送に係る信号波形にて生じうるピーク信号を抑圧するために、前記ブロック内に、前記一対のユニークワードのうち前段のユニークワードのシンボルの直後、又後段のユニークワードのシンボルの直前、或いはその双方に、当該データシンボルの平均振幅以下で所定の振幅を持つ所定シンボル数の緩衝シンボルをＩＱ平面上の所定座標点に挿入する緩衝シンボル挿入手段と、を備えることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の送信装置において、前記緩衝シンボル挿入手段は、前記所定シンボル数として１個の緩衝シンボルを前記一対のユニークワードのうち後段のユニークワードの直前に挿入し、該後段のユニークワードの先頭のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点に、該１個の緩衝シンボルをマッピングする手段を有することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の送信装置において、前記緩衝シンボル挿入手段は、前記所定シンボル数として１個の緩衝シンボルを前記一対のユニークワードのうち前段のユニークワードの直後に挿入し、該前段のユニークワードの末尾のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点に、該１個の緩衝シンボルをマッピングする手段を有することを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の送信装置において、前記緩衝シンボル挿入手段は、前記所定シンボル数として複数個の緩衝シンボルを前記一対のユニークワードのうち後段のユニークワードの直前から順に挿入し、該後段のユニークワードの先頭のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点から順に、該複数個の緩衝シンボルを点対称で反対側となるよう交互にマッピングする手段を有することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明の送信装置において、前記緩衝シンボル挿入手段は、前記所定シンボル数として複数個の緩衝シンボルを前記一対のユニークワードのうち前段のユニークワードの直後から順に挿入し、該前段のユニークワードの末尾のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点から順に、該複数個の緩衝シンボルを点対称で反対側となるよう交互にマッピングする手段を有することを特徴とする。
【００２１】
また、本発明の送信装置において、前記緩衝シンボル挿入手段は、当該ブロック内に挿入する緩衝シンボルを、当該ブロック内に挿入するデータシンボルの平均振幅と一致する振幅、または平均振幅より小さい振幅で挿入することを特徴とする。
【００２２】
更に、本発明の受信装置は、本発明の送信装置によって伝送されるデータシンボルを含む当該ブロック単位の無線周波数信号を受信して復調する復調手段と、当該ブロック内に挿入されていた一対のユニークワードを用いて波形等化を行う波形等化手段と、当該波形等化後に当該ブロック内に挿入されていた緩衝シンボルを除去する緩衝シンボル除去手段と、前記緩衝シンボルの除去後に、当該ブロック内に挿入されていたデータシンボルのデマッピングを行うデマッピング手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置において、ＵＷの振幅をデータ信号のシンボルの平均振幅よりも大きくした場合でもピーク信号を抑制することができる。これによりＰＡＰＲの増大を抑制し、デジタル信号処理に要求される信号のダイナミックレンジを小さくすることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明による一実施形態の送信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明による一実施形態の受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図３】（ａ）は従来技法による送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）におけるシンボル構成を示す図であり、（ｂ）は本発明による実施例１の送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）におけるシンボル構成を示す図である。
【図４】（ａ）は本発明による実施例１（例１）として送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内に１個の緩衝シンボルを挿入するときのシンボル構成を示す図であり、（ｂ）は本発明による実施例１（例２）として送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内に２個の緩衝シンボルを挿入するときのシンボル構成を示す図である。
【図５】本発明に係る緩衝シンボルをＩＱ平面上に配置するときの一例を示す図である。
【図６】（ａ）は本発明による実施例１（例１）として１個の緩衝シンボルをＩＱ平面上に配置した場合の座標毎のＰＡＰＲ分布を示す図であり、（ｂ）は本発明による実施例１（例２）として２個の緩衝シンボルをＩＱ平面上に配置した場合の座標毎のＰＡＰＲ分布を示す図である。
【図７】（ａ）は本発明による実施例１に係る送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内に１つ又は２個の緩衝シンボルを挿入するときのシンボル構成を示す図であり、（ｂ）はＩＱ平面上における当該１つ又は２個の緩衝シンボルの座標点の好適例を示す図である。
【図８】（ａ）は３２ＡＰＳＫにおいて、従来技法に基づく「緩衝シンボル無し」時に、送信装置側の直交変調処理前のシンボルに対し帯域制限フィルタを適用したときの時間領域における信号波形を示す図であり、（ｂ）は３２ＡＰＳＫにおいて、本発明に基づく実施例１に係る「緩衝シンボル有り」時に、送信装置側の直交変調処理前のシンボルに対し帯域制限フィルタを適用したときの時間領域における信号波形を示す図である。
【図９】３２ＡＰＳＫにおいて、従来技法に基づく「緩衝シンボル無し」時と、本発明に基づく「１個又は２個の緩衝シンボル有り」時におけるＵＷシンボルの振幅とデータシンボルの信号の平均振幅比対ＰＡＰＲを比較して示す図である。
【図１０】（ａ）は本発明による実施例２の送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）におけるシンボル構成を示す図であり、（ｂ）は本発明による実施例３の送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）におけるシンボル構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図面を参照しながら、本発明による一実施形態の送信装置１及び受信装置２を詳細に説明する。尚、本発明による一実施形態として変調方式は３２ＡＰＳＫについて代表的に説明するが、他の変調方式についても適用可能である。
【００２６】
〔送信装置〕
図１は、本発明による一実施形態の送信装置１の概略構成を示すブロック図である。本実施形態の送信装置１は、チャネル推定用のパイロット信号を時間領域で挿入するシングルキャリア方式（ＳＣ−ＦＤＥ方式）の送信装置であり、送信ブロック生成部１０、緩衝シンボル挿入部１１、帯域制限フィルタ部１２、直交変調部１３、デジタル・アナログ（ＤＡ）変換部１４、及び周波数変換部１５を備える。尚、図１において、本発明に係る主要な要素のみを図示しており、緩衝シンボル挿入部１１が設けられている点、及び送信ブロック生成部１０が緩衝シンボルを挿入可能に構成している点、及び直交変調部１３が緩衝シンボル用のマッピングを行う機能を有する点を除き、特許文献１の技法と同様に構成することが可能である。
【００２７】
送信ブロック生成部１０は、所定の変調方式に応じてデータシンボルを伝送する際に時間領域における単位ブロックとなる送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）を構成し、緩衝シンボルを挿入する区間を空けた上で、入力されるデータシンボルについて当該所定の変調方式に応じてマッピングしたデータ信号のシンボル（以下、「データシンボル」と称する）と、パイロット信号として機能する振幅一定で同パターンを持つ一対のユニークワード（ＵＷ，Unique Word）のシンボル（以下、「ＵＷシンボル」と称する）、及び伝送制御信号（ＴＭＣＣ信号）のシンボル（以下、「ＴＭＣＣシンボル」と称する）を当該ＳＣ−ＦＤＥブロック内に割り当て、緩衝シンボル挿入部１１に出力する。また、送信ブロック生成部１０は、データシンボルについては、一対のＵＷシンボルの振幅より小さい平均振幅を持つように当該変調方式に応じて一対のＵＷシンボル間に位置させる。尚、送信ブロック生成部１０には、その前処理で、所定の符号化率で誤り訂正符号化処理等が施されたデータシンボルが入力される。
【００２８】
ここで、ＴＭＣＣ信号は、当該ＳＣ−ＦＤＥブロックのデータ（ＤＡＴＡ）部の変調方式、誤り訂正符号に係る符号化率、及び当該ＳＣ−ＦＤＥブロックのブロック番号の情報を少なくとも含み、ＤＢＰＳＫによりマッピングした例えば３２シンボルのＴＭＣＣシンボルとして構成され、ＳＣ−ＦＤＥブロックの前段のＵＷ（ガードインターバル（ＧＩ）として機能するＵＷ）の直後に割り当てられる。尚、ＴＭＣＣ信号のシンボル数は、３２シンボルに限定する必要は無く、更にはＴＭＣＣ信号に含まれる各情報も本例の情報のみに限定する必要はない。
【００２９】
そして、ＵＷは、送受間で既知の固定パターンであり、チャネル推定用のパイロット信号としても機能するようFrank-Zadoff符号やChu符号、或いはこれらの組み合わせのZadoff-Chu符号等を用いた、時間領域及び周波数領域で振幅が一定の符号列（例えば２５６シンボル）で構成され、本例では各ＳＣ−ＦＤＥブロックの前後（先頭及び末尾）に割り当てられる。
【００３０】
例えば、Zadoff-Chu系列でＵＷを構成した場合、時間領域及び周波数領域で振幅が一定であるため、以下の数１に示すように、周期的自己相関特性に優れたCAZAC（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation）系列とすることができる。
【００３１】
【数１】
2019192964.tif 000003
【００３２】
上記の数１は、ＵＷのシンボル数を２５６とした場合の例であり、ｉは０から２５５までの整数である。
【００３３】
そして、ＳＣ−ＦＤＥ方式は、ＦＦＴ及びＩＦＦＴを行うため、１ＳＣ−ＦＤＥブロック内の等化対象、及びＵＷのシンボル数は２の累乗であることが望ましい。また、ＵＷがガードインターバル（ＧＩ）としての機能を兼ねており、ＧＩ比＝ＵＷのシンボル数÷１ブロック内の等化対象のＦＦＴポイント数（＝シンボル数）であることから、１ブロック内の等化対象のＦＦＴポイント数を２ＮＦＦＴ（ＮＦＦＴは正の整数）とすると、１ＳＣ−ＦＤＥブロックのシンボル数は、“２ＮＦＦＴ＋２ＮＦＦＴ×ＧＩ比”として定められ、１ＳＣ−ＦＤＥブロックの前後（先頭及び末尾）に割り当てられるＵＷのシンボル数も“２ＮＦＦＴ×ＧＩ比” として定められる。また、ＵＷのシンボル数が２の累乗となるように、ＧＩ比は２ＮＦＦＴを越えない２の累乗分の１が選択される。
【００３４】
本実施形態に係る送信ブロック生成部１０は、特許文献１等に開示される従来技法とは異なり、緩衝シンボルを挿入可能に構成している。
【００３５】
より具体的に、図３（ａ）に示すように、従来技法では、基本的な送信ブロックとして構成した１ＳＣ−ＦＤＥブロック内で、ａシンボルのＴＭＣＣシンボル、ｂシンボルのデータシンボル、及びｃシンボルのＵＷシンボルにより等化対象シンボルを構成する。
【００３６】
一方、図３（ｂ）に示すように、本実施形態に係る送信ブロック生成部１０は、実施例１として、送信ブロック毎に、本例ではＴＭＣＣ内でリザーブとなっていて未使用のシンボル（リザーブＮＵＬＬシンボル）の一部をｎシンボル（ａ＞ｎ＞０）除去し、その除去したシンボル数と同数の緩衝シンボルＳＣｎを、後段ＵＷの直前に挿入する領域を空けるようにしている。尚、緩衝シンボルＳＣｎのシンボル数が複数のときは後段ＵＷの直前から先行方向へ順に挿入する領域を空けるようにする。
【００３７】
尚、本実施形態に係る送信ブロック生成部１０は、緩衝シンボルＳＣｎを挿入する領域を空ける際に、ＴＭＣＣシンボルのリザーブＮＵＬＬシンボルの一部を除去する代わりに、データシンボルを挿入する領域の一部を除去し、その除去したシンボル数と同数の緩衝シンボルＳＣｎを、後段ＵＷの直前に挿入する領域を空けるように構成することも可能である。ただし、伝送効率の観点で、図３（ｂ）に例示したように、緩衝シンボルＳＣｎを挿入する領域を空ける際に、ＴＭＣＣシンボルのリザーブＮＵＬＬシンボルの一部を除去する構成とすることが好ましい。
【００３８】
図１を参照するに、緩衝シンボル挿入部１１は、送信ブロック生成部１０から、予め定めたシンボル数の緩衝シンボルを挿入する区間を空けた上で、データシンボル、ＵＷシンボル、及びＴＭＣＣシンボルを割り当てた各送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）を順次入力し、それぞれのＳＣ−ＦＤＥブロックに対し、当該緩衝シンボルをマッピングして挿入し、帯域制限フィルタ部１２に出力する。緩衝シンボルのマッピングについては後述する。
【００３９】
帯域制限フィルタ部１２は、各送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）のシンボル系列に対し、２倍のアップサンプリングを行い、帯域制限フィルタ処理による波形整形を行って直交変調部１３に出力する。帯域制限フィルタとしては、通常、ルートロールオフフィルタを用いる。
【００４０】
直交変調部１３は、帯域制限フィルタ部１２による波形成形後の送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）のシンボル系列に対し、直交変調処理、及び後段のデジタル／アナログ変換によるアパーチャ効果を補正するアパーチャ補正処理を行い、アパーチャ補正後のデジタル信号をＤＡ変換部１４に出力する。
【００４１】
ＤＡ変換部１４は、デジタル直交変調処理が施されたアパーチャ補正後のデジタル信号についてアナログ信号へ変換し、周波数変換部１５に出力する。
【００４２】
周波数変換部１５は、ＤＡ変換部１４から入力されたアナログ信号の周波数を無線周波数に周波数変換して、電力増幅器（図示せず）により規定の電力になるよう増幅した無線周波数信号を送信アンテナ１６から送信する。
【００４３】
〔受信装置〕
図２は、本発明による一実施形態の受信装置２の概略構成を示すブロック図である。本実施形態の受信装置２は、チャネル推定用のパイロット信号を時間領域で挿入するシングルキャリア方式（ＳＣ−ＦＤＥ方式）の受信装置であり、周波数変換部２１、アナログ・デジタル（ＡＤ）変換部２２、直交復調部２３、帯域制限フィルタ部２４、ブロック同期部２５、周波数領域等化部２６、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部２７、緩衝シンボル除去部２８、及びデマッピング部２９を備える。尚、図２において、本発明に係る主要な要素のみを図示しており、緩衝シンボル挿入部２８が設けられている点を除き、特許文献１の技法と同様に構成することが可能である。
【００４４】
周波数変換部２１は、受信アンテナ２０を介して送信装置１から送信された無線周波数信号を受信し、低位相雑音増幅器（図示せず）で所望の電力へ増幅後、周波数変換して中間周波数に変換し、その中間周波数信号をＡＤ変換部２２に出力する。
【００４５】
ＡＤ変換部２２は、周波数変換部２１から入力された中間周波数信号をデジタル信号へ変換し、直交復調部２３へ出力する。
【００４６】
直交復調部２３は、ＡＤ変換部２２を経て得られるデジタル信号に対し、自動周波数制御を行い、周波数ずれを補正しながら、直交復調した複素ベースバンド信号を生成し、周波数補正後の複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部２４に出力する。
【００４７】
帯域制限フィルタ部２４は、直交復調部２３から入力された複素ベースバンド信号に対し、フィルタ処理による帯域制限を行い、帯域制限した複素ベースバンド信号をブロック同期部２５に出力する。帯域制限フィルタとしては、ルートロールオフフィルタが通常用いられる。
【００４８】
ブロック同期部２５は、帯域制限フィルタ部２４から入力された複素ベースバンド信号に対し、ＵＷを基にＳＣ−ＦＤＥブロックの同期タイミングを検出し、ブロック同期をとったＳＣ−ＦＤＥブロックを周波数領域等化部２６に出力する。
【００４９】
周波数領域等化部２６は、ブロック同期検出した同期タイミングで、ＵＷに対してフーリエ変換を行うことにより周波数領域の信号に変換し、送受間で既知のＵＷ（周波数領域信号）を参照信号としてチャネル推定を行う。更に、周波数領域等化部２６は、ＴＭＣＣシンボル、データシンボル、及び緩衝シンボルに対してもフーリエ変換を行うことで周波数領域信号に変換して、当該チャネル推定結果に基づき、ＺＦ（Zero-Forcing）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準による波形等化を行い、等化後のＴＭＣＣシンボル、データシンボル、緩衝シンボル、及びＵＷシンボルからなるブロックをＩＦＦＴ部２７に出力する。
【００５０】
ＩＦＦＴ部２７は、周波数領域等化部２６から入力された等化後のＴＭＣＣシンボル、データシンボル、緩衝シンボル、及びＵＷシンボルからなるブロックに対して、逆フーリエ変換を行うことで時間領域の信号に変換し、緩衝シンボル除去部２８に出力する。
【００５１】
緩衝シンボル除去部２８は、ＩＦＦＴ部２７から入力された、時間領域の信号に変換したブロックから緩衝シンボルとＵＷを除去し、ＴＭＣＣシンボル及びデータシンボルをデマッピング部２９に出力する。尚、緩衝シンボルの挿入のために一部のリザーブが除去されていたＴＭＣＣシンボルは、送受間で既知としており、ＴＭＣＣシンボルの復号時点で３２−ｎシンボルのＴＭＣＣシンボルが復元される。
【００５２】
デマッピング部２９は、緩衝シンボル除去部２８から入力されたデータシンボルについて、ＴＭＣＣシンボルから抽出したＴＭＣＣ信号に記述される変調方式に従いデマッピングし、当該デマッピングしたデータシンボル及びＴＭＣＣ信号を外部に出力する。その後の処理で、当該データシンボルから、ＴＭＣＣ信号に含まれる誤り訂正符号に係る符号化率等の情報を用いて誤り訂正復号後のデータが復元可能となる。
【００５３】
〔実施例１の緩衝シンボル〕
図３（ｂ）を参照して説明したように、本実施形態に係る送信装置１は、実施例１として、送信ブロック生成部１０により送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）毎にｎシンボル分の緩衝シンボルＳＣｎを後段ＵＷの直前から先行方向へ順に挿入する領域を空け、緩衝シンボル挿入部１１により当該緩衝シンボルをマッピングして挿入する。これにより、ＵＷの振幅をデータ信号のシンボルの平均振幅よりも大きくした場合でもピーク信号を抑制することができるようにする。
【００５４】
例えば、図４（ａ）には、本発明による実施例１（例１）として送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内に１個の緩衝シンボルＳＣ１を挿入するときのシンボル構成を示している。また、図４（ｂ）には、本発明による実施例１（例２）として送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内に２個の緩衝シンボルＳＣ１，ＳＣ２を挿入するときのシンボル構成を示している。
【００５５】
ここで、１個又は２個の緩衝シンボルの挿入で、ＵＷの振幅をデータ信号のシンボルの平均振幅よりも大きくした場合でもピーク信号を抑制することができるようにするには、当該緩衝シンボルをどのような座標点に配置すれば効果的であるかを検討した。
【００５６】
まず、図５は、本発明に係る緩衝シンボルＳＣｎをＩＱ平面上に配置するときの一例を示す図である。図５において、ＡＵＷはＵＷの振幅を示し、ＡＤＡＶＥは本例では３２ＡＰＳＫのデータシンボルの平均振幅を示している。尚、ＴＭＣＣシンボルはＤＢＰＳＫの信号点配置としてＩ軸上に配置されデータシンボルの平均振幅と一致する振幅を有している。緩衝シンボルＳＣｎのＩＱ平面上の座標点は、ＵＷ（ＧＩ）の先頭シンボルを基準位相として、当該基準位相からの位相角θＳＣ，振幅ＡＳＣで特定できる。Zadoff-Chu系列におけるＵＷの先頭シンボルはＩＱ平面において正のＩ軸上に位置するため、ＵＷ（ＧＩ）の先頭シンボルを基準位相とすることができる。
【００５７】
そこで、まず、図４（ａ）に示す緩衝シンボルＳＣ１について、ＵＷシンボルとデータシンボルの振幅比を２．０とし、データシンボルの平均振幅内で任意に配置したときのＰＡＰＲ分布を調べた結果を図６（ａ）に示している。図６（ａ）におけるＩＱ軸は所定値で正規化しており、図示する±２．０の範囲内で０．１刻みの座標点となる全ての緩衝シンボルＳＣ１についてのＰＡＰＲ分布（データの異なる１０００ブロックから求めた値）が示されている。
【００５８】
図６（ａ）から、緩衝シンボルＳＣ１を位相角θＳＣ＝１４０°〜２２０°，振幅ＡＳＣ＝１．０×ＡＤＡＶＥ〜０．８×ＡＤＡＶＥ内の座標点とするのが好適であり、位相角θＳＣ＝１８０°，振幅ＡＳＣ＝ＡＤＡＶＥとするのがより好適であることが分かった。即ち、１個の緩衝シンボルＳＣ１を当該送信ブロック内の後段ＵＷの直前に挿入し、その後段ＵＷの先頭のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点に、該１個の緩衝シンボルＳＣ１をマッピングするのが好適である。
【００５９】
また、図４（ｂ）に示す緩衝シンボルＳＣ１，ＳＣ２について、ＵＷシンボルとデータシンボルの振幅比を２．０とし、緩衝シンボルＳＣ１を位相角θＳＣ＝１８０°，振幅ＡＳＣ＝ＡＤＡＶＥに固定し、緩衝シンボルＳＣ２についてデータシンボルの平均振幅内で任意に配置したときのＰＡＰＲ分布を調べた結果を図６（ｂ）に示している。図６（ｂ）におけるＩＱ軸は所定値で正規化しており、図示する±２．０の範囲内で０．１刻みの座標点となる全ての緩衝シンボルＳＣ２についてのＰＡＰＲ分布（データの異なる１０００ブロックから求めた値）が示されている。
【００６０】
図６（ｂ）から、緩衝シンボルＳＣ１を位相角θＳＣ＝１８０°，振幅ＡＳＣ＝ＡＤＡＶＥに固定したとき、緩衝シンボルＳＣ２を位相角θＳＣ＝±４０°，振幅ＡＳＣ＝１．０×ＡＤＡＶＥ〜０．７×ＡＤＡＶＥ内の座標点とするのが好適であり、位相角θＳＣ＝０°，振幅ＡＳＣ＝ＡＤＡＶＥとするのがより好適であることが分かった。即ち、２個の緩衝シンボルＳＣ１，ＳＣ２を当該送信ブロック内の後段ＵＷの直前に挿入し、その後段ＵＷの先頭のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点から順に、該複数個の緩衝シンボルＳＣ１，ＳＣ２を点対称で反対側となるよう交互にマッピングするのが好適である。
【００６１】
従って、図６（ａ），（ｂ）の結果から、図７（ａ）に示すように、本発明による実施例１として送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内に１個の緩衝シンボルＳＣ１、又は２個の緩衝シンボルＳＣ１，ＳＣ２を挿入するときには、図７（ｂ）に示すように、緩衝シンボルＳＣ１については基準位相（正のＩ軸上）から１８０°（負のＩ軸上）でデータシンボルの平均振幅に一致するＩＱ座標点にマッピングするのが好適となり、緩衝シンボルＳＣ２については基準位相上でデータシンボルの平均振幅に一致するＩＱ座標点にマッピングするのが好適となる。
【００６２】
よって、３個以上を含むｎ個（ｎ≧１）の緩衝シンボルＳＣｎを配置するときは、ｎシンボル分の緩衝シンボルＳＣｎを後段ＵＷの直前から先行方向へ順に挿入する際に、データシンボルの平均振幅に一致する振幅で、ＩＱ平面の原点に対して点対称に交互に配置するのが好適であり、負のＩ軸上から順に交互に１８０°回転させながらＩ軸上に配置するのがより好適となる。
【００６３】
〔緩衝シンボルの配置による性能評価〕
図８（ａ）は、３２ＡＰＳＫにおいて、従来技法に基づく「緩衝シンボル無し」時に、送信装置側の直交変調処理前のシンボルに対し帯域制限フィルタを適用したときの時間領域における信号波形を示す図である。また、図８（ｂ）は、３２ＡＰＳＫにおいて、本発明に基づく実施例１に係る「２個の緩衝シンボル有り」時に、送信装置１側の直交変調処理前のシンボルに対し帯域制限フィルタを適用したときの時間領域における信号波形を示す図である。
【００６４】
図８（ａ），（ｂ）から、実施例１に係る緩衝シンボルを挿入した場合としない場合を比較すると、緩衝シンボルを挿入することで、データシンボルとＵＷシンボルの間に発生していたピーク信号が抑制されていることが分かる。
【００６５】
図９は、３２ＡＰＳＫにおいて、従来技法に基づく「緩衝シンボル無し」時と、本発明に基づく「１個又は２個の緩衝シンボル有り」時におけるＵＷシンボルの振幅とデータシンボルの信号の平均振幅比対ＰＡＰＲを比較して示す図である。
【００６６】
図９に示すＰＡＰＲは、ＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function）が１０−４となるときの値である。ＣＣＤＦとは、或る数値を超える値が発生する累積確率のことをいい、１０−４で評価するということは０．０１％のＳＣ−ＦＤＥブロックがそのＰＡＰＲ以上の値となることを意味している。
【００６７】
図９から、緩衝シンボルを挿入しない場合においてはＵＷとデータ信号の振幅比を大きくするにつれて増加していたＰＡＰＲが、緩衝シンボルを挿入することで増加を抑えることができることが確認された。また、緩衝シンボル数を増やすことでＰＡＰＲをさらに抑制することができることも確認された。
【００６８】
〔実施例２の緩衝シンボル〕
図３（ｂ）等に示す上述した実施例１の緩衝シンボルは、送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内の後段のＵＷの直前にのみ挿入する例を説明した。これは、送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内の先頭に位置する前段のＵＷの直後にＤＢＰＳＫでマッピングされるＴＭＣＣシンボルが有るために、データシンボルの先頭で不所望なピークが発生していないためである（図８（ａ），（ｂ）参照）。
【００６９】
一方、シングルキャリア方式の送信装置１及び受信装置２として、例えば図１０（ａ）に示すように、シーケンスヘッダに伝送制御信号（ＴＭＣＣ信号）を含める構成や、特定の送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内ではＴＭＣＣシンボルの挿入を省略する構成とすることも考えられる。或いはＴＭＣＣシンボルがＤＢＰＳＫ以外の変調方式で伝送する場合もある。このため、データシンボルの変調方式によってはデータシンボルの先頭にのみピーク信号が発生することも考えられる。そこで、このような場合、図１０（ａ）に示すように、送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）内の先頭に位置する前段のＵＷの直後にデータシンボルが配置されることを避けるため、１個又は複数個の緩衝シンボルＳＣｎ’を前段ＵＷ（ＧＩ）の直後に挿入する。そして、１個の緩衝シンボルを前段ＵＷ（ＧＩ）の直後に挿入するときは、該前段ＵＷ（ＧＩ）の末尾のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点に、該１個の緩衝シンボルをマッピングするのが好適である。
【００７０】
尚、上記の検討結果を踏まえて、緩衝シンボルＳＣｎ’のシンボル数ｎ’が複数のときは前段ＵＷ（ＧＩ）の直後から後行方向へ順に挿入するのが好適であり、前段ＵＷ（ＧＩ）の末尾のシンボルに対し、ＩＱ平面上の原点を中心とする点対称となるＩＱ座標点から順に、該複数個の緩衝シンボルＳＣｎ’を点対称で反対側となるよう交互にマッピングするのが好適である。
【００７１】
〔実施例３の緩衝シンボル〕
また、データシンボルの変調方式によってはデータシンボルの先頭と後端の双方にピーク信号が発生することも考えられる。そこで、このような場合、図１０（ｂ）に示すように、１個又は複数個の緩衝シンボルＳＣｎ’を前段ＵＷ（ＧＩ）の直後に挿入するとともに、実施例１と同様、１個又は複数個の緩衝シンボルＳＣｎを後段ＵＷの直前に挿入する構成とすることができる。
【００７２】
以上、特定の実施形態の例を挙げて本発明を説明したが、本発明は前述の実施形態の例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、上述した実施形態の例では主として、周波数領域でチャネル等化を行うＳＣ−ＦＤＥ方式の送信装置１及び受信装置２の例を説明したが、チャネル推定用のパイロット信号を時間領域で挿入するシングルキャリア方式であれば、時間領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式の送信装置及び受信装置にも適用できる。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
本発明によれば、チャネル推定用のパイロット信号の振幅をデータ信号のシンボルの平均振幅よりも大きくしたときに生じるピーク信号を抑制可能となるので、チャネル推定用のパイロット信号を時間領域で挿入するシングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に有用である。
【符号の説明】
【００７４】
１  送信装置
２  受信装置
１０  送信ブロック生成部
１１  緩衝シンボル挿入部
１２  帯域制限フィルタ部
１３  直交変調部
１４  デジタル・アナログ（ＤＡ）変換部
１５  周波数変換部
１６  送信アンテナ
２０  受信アンテナ
２１  周波数変換部
２２  アナログ・デジタル（ＡＤ）変換部
２３  直交復調部
２４  帯域制限フィルタ部
２５  ブロック同期部
２６  周波数領域等化部
２７  逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部
２８  緩衝シンボル除去部
２９  デマッピング部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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