(57)【要約】【課題】サージ吸収に伴う電力損失を改善したインターリーブ型フライバックコンバータ。【解決手段】直流電源１に第１のコンデンサ２と第２のコンデンサ３からなる直列回路と、第１のスイッチ素子４と第１のダイオード５からなる直列回路と、第２のダイオード６と第２のスイッチ素子７からなる直列回路を各々並列に接続し、第１のスイッチ素子４の第１のダイオード５側端子と第２のダイオード６の第２のスイッチ素子７側端子の間に第１のトランス８の１次巻線８１と第２のトランス９の１次巻線９１からなる直列回路を接続し、第１のコンデンサ２と第２のコンデンサ３の接続点と第１のトランス８の１次巻線８１と第２のトランス９の１次巻線９１の接続点を配線で結び、第１のトランス８と第２のトランス９の各々の２次巻線に整流平滑回路を接続したインターリーブ型フライバックコンバータ。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と一方の端子が前記直流電源の正極に接続された第１のコンデンサと前記第１のコンデンサの他方の端子と前記直流電源の負極の間に接続された第２のコンデンサと一方の端子が前記直流電源の正極に接続された第１のスイッチ素子と前記第１のスイッチ素子の他方の端子と前記直流電源の負極の間に接続された第１のダイオードと一方の端子が前記直流電源の正極に接続された第２のダイオードと前記第２のダイオードの他方の端子と前記直流電源の負極の間に接続された第２のスイッチ素子と前記第１のスイッチ素子と前記第１のダイオードの接続点と前記第２のダイオードと前記第２のスイッチ素子の接続点の間に接続された第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線からなる直列回路と前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点と前記第１のトランスの１次巻線と前記第２のトランスの１次巻線の接続点を結ぶ配線と前記第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と前記第１のトランスの２次巻線に生じる電圧を直流電圧に変換する第１の整流平滑回路と前記第２のトランスの１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線に生じる電圧を直流電圧に変換する第２の整流平滑回路と前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子を所定の位相角をおいて交互にオンオフさせる発振制御回路からなることを特徴とするインターリーブ型フライバックコンバータ。
【請求項２】
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点と前記第１のトランスの１次巻線と前記第２のトランスの１次巻線の接続点を結ぶ配線に直列に第３のコンデンサを挿入したことを特徴とする請求項１記載のインターリーブ型フライバックコンバータ。
【請求項３】
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点と前記第１のトランスの１次巻線と前記第２のトランスの１次巻線の接続点を結ぶ配線に直列に電流検出回路を挿入し電流が過大にならないように前記発振制御回路の発振を制御することを特徴とする請求項１ないし２記載のインターリーブ型フライバックコンバータ。
【請求項４】
前記第１の整流平滑回路と前記第２の整流平滑回路の各々によって変換される直流電圧を直列接続して負荷に供給することを特徴とする請求項１ないし３記載のインターリーブ型フライバックコンバータ。
【請求項５】
前記第１の整流平滑回路と前記第２の整流平滑回路の各々によって変換される直流電圧を並列接続して負荷に供給することを特徴とする請求項１ないし３記載のインターリーブ型フライバックコンバータ。
【請求項６】
前記負荷に供給される直流電圧を一定にするために前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子の各々のオン期間を制御する機能を前記発振制御回路に付加したことを特徴とする請求項４ないし５のインターリーブ型フライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明はスイッチング電源に関するもので、特に、インターリーブ型フライバックコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】  インターリーブ型のコンバータは入出力のリップル電流を抑える効果があることと、スイッチ素子を複数個用いるので１個当りの電流が小さくなることから応用が広がっている。力率改善回路に応用されている例が多いが、その基本回路を図８に示した。図８において、発振制御回路である１１４がスイッチ素子１０９と１１０を互いに１８０°の位相角を保ってオンオフさせている。１回の周期にコンデンサ１０６に２回のリップル電流が流れる。コンデンサ１０６を流れるリップル電流のピーク値が半分になり、それによりリップル電流の実効値が下がる。【０００３】  スイッチング電源のトポロジーの中で力率改善回路に用いられる昇圧型は出力リップル電流が大きくなる短所を持っているので、インターリーブ型を応用することは、その短所を補う上で有効である。また、トポロジーの別の１つである反転型も出力リップル電流が大きくなる短所を持っているので、インターリーブ型を応用することにより、その短所を補うことができる。【０００４】  反転型を絶縁コンバータに応用したフライバックコンバータにインターリーブ型を応用した基本回路を図９に示した。【０００５】  図９において、発振制御回路である２０９がスイッチ素子２０２と２０３を互いに所定の位相角を保ってオンオフさせている。２次側の平滑コンデンサ２０８に流れる電流波形は図１０のようになり、その実効値ＩＣＲＭＳは出力電流の０．５８倍である。１つのスイッチ素子のフライバックコンバータの２次側平滑コンデンサのリップル電流の実効値が出力電流の１．３倍であることからインターリーブの効果は大きい。【０００６】  上記フライバックコンバータにインターリーブを応用した列は特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【特許文献１】特開２００９−８９５９３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】  図９に示したインターリーブ型フライバックコンバータの基本回路も、また、特許文献１に示されている回路も、同じ構成のフライバックコンバータを所定の位相角でオンオフさせている。その結果、２次側平滑コンデンサに流れるリップル電流を小さくすることできる。【０００８】  １つのスイッチ素子で動作しているときのスイッチ素子を流れる電流のピーク値が大きいというフライバックコンバータの短所が、２次側平滑コンデンサのリップル電流を大きくしているが、その短所は、スイッチ素子がターンオフしたときにスイッチ素子に加わるサージ電圧を大きくする原因にもなっている。そして、そのサージ電圧を吸収する回路が電力損失を生み効率を下げている。また、そのサージ吸収回路がコストを上げる要因になっている。【０００９】  サージ電圧はトランスのリーケージ成分によって生じる有害な電圧でピーク電流が大きい程大きくなり、スイッチ素子両端に加わり、これを破壊することがある。従来のフライバックコンバータはサージ電圧を抑えるためにクランパ回路やダンパ回路を用いている。それらの回路はサージエネルギを熱エネルギに変えることで電圧を抑えるもので電力損失を伴っている。【００１０】  図１１はフライバックコンバータのサージ電圧を抑えるクランパ回路を示している。２次巻線と整流平滑回路と負荷は省略されている。図において、３０１は直流電源、３０２はＭＯＳＦＥＴ、３０３は１次巻線、３０３Ｌは１次巻線のリーケージ成分で３０３Ｍはリーケージ成分を除いた成分である。３０４〜３０６はクランパ回路と呼ばれ、リーケージ成分によるサージ電圧を吸収する。ＭＯＳＦＥＴ３０２がオフ状態になると、正負が反転した電圧が１次巻線３０３に発生する。１次巻線３０３に発生する電圧のうち、３０３Ｍに発生する電圧は出力電圧に比例した値を示すが、３０３Ｌに発生する電圧は理論上は上限のないサージの性質を示す。クランパ回路を構成するコンデンサ３０５は３０３Ｍと３０３Ｌの両方に生じる電圧で充電されるが、ＭＯＳＦＥＴ３０２がオン状態の間に抵抗３０６を介して放電するので、ある電圧で平衡を保ち、３０３Ｌに発生するサージ電圧も制限される。【００１１】  サージ電圧が高くならないようにするためには、抵抗３０６による放電でコンデンサ３０５の電圧を下げなければならず、これが電力損失の原因になる。【００１２】  従来のインターリーブ型フライバックコンバータは、１つのスイッチ素子によるフライバックコンバータを２つ並べて、スイッチ素子の一方の端子を共通にした配線形態を採用しているので、従来の電力損失を伴うサージ吸収回路が必要になる。【００１３】  本発明は従来のインターリーブ型フライバックコンバータの配線形態を変更して、サージ電圧を回生させることにより電力の損失を防ぐシンプルな回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】  前記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、直流電源と、一方の端子が直流電源の正極にされた第１のコンデンサと、第１のコンデンサの他方の端子と直流電源の負極の間に接続された第２のコンデンサと、一方の端子が直流電源の正極に接続された第１のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子の他方の端子と直流電源の負極の間に接続された第１のダイオードと、一方の端子が直流電源の正極に接続された第２のダイオードと、第２のダイオードの他方の端子と直流電源の負極の間に接続された第２のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子と第１のダイオードの接続点と第２のダイオードと第２のスイッチ素子の接続点の間に接続された第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線からなる直列回路と、第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点と第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線の接続点を結ぶ配線と、第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と、その２次巻線に生じる電圧を直流電圧に変換する第１の整流平滑回路と、第２のトランスの１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と、その２次巻線に生じる電圧を直流電圧に変換する第２の整流平滑回路と、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を所定の位相角をおいて交互にオンオフさせる発振制御からなることを特徴とする。【００１５】  請求項１記載のインターリーブ型フライバックコンバータは、第１のスイッチ素子がオン状態のときは第１のコンデンサに蓄積されている電荷エネルギが第１のトランスの１次巻線の電流となって流れ、第１のトランスを励磁する。第１のスイッチ素子がオフ状態になると第１のトランスの励磁エネルギが第１のトランスの１次巻線と２次巻線の両方から電流として放出されるが、第１のトランスの１次巻線を流れる電流は第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点と第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線の接続点を結ぶ配線と第１のダイオードを流れて第２のコンデンサを充電する。第１のトランスの２次巻線を流れる電流は第１の整流平滑回路を介して直流電圧を生む。
第２のスイッチ素子がオン状態のときは、第２のコンデンサに蓄積されている電荷エネルギが第２のトランスの１次巻線の電流となり、第２のトランスを励磁する。第２のスイッチ素子がオフ状態になると第２のトランスの励磁エネルギが第２のトランスの１次巻線と２次巻線の両方から電流として放出されるが、第２のトランスの１次巻線を流れる電流は第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点と第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線の接続点を結ぶ配線と第２のダイオードを流れて第１のコンデンサを充電する。第２のトランスの２次巻線を流れる電流は第２の整流平滑回路を介して直流電圧を生む。
第１のスイッチ素子のオン期間で消費される第１のコンデンサの電荷エネルギは主に直流電源から供給されるが一部は第２のスイッチ素子がオン状態からオフ状態になるときに発生する第２のトランスの励磁エネルギの放出によって生じる電流によっても補充される。同様にして、第２のコンデンサも、第１のスイッチ素子がオン状態からオフ状態になるときに第１のトランスの励磁エネルギの放出によって生じる電流で補充される。【００１６】  フライバックコンバータのスイッチ素子がオン状態からオフ状態に変わるときに発生する電圧は有害であるが、請求項１記載のインターリーブ型フライバックコンバータでは、第１のコンデンサと第２のコンデンサに回生されるので有害にはならない。【００１７】  第１または第２の整流平滑回路が供給する直流エネルギの消費がなくても、すなわち無負荷であっても第１または第２のトランスの１次巻線に生じる電圧は、第１または第２のコンデンサの電圧によって制限されるので、第１または第２のトランスの２次巻線から第１または第２の整流平滑回路を介して変換される直流電圧も第１または第２のコンデンサの電圧に比例する。すなわち、請求項１記載のインターリーブ型フライバックコンバータは、第１と第２のスイッチ素子の各々のオン期間を制御しなくても第１と第２の各々の整流平滑回路によって変換される直流電圧を粗い精度で安定化させることができる。【００１８】  請求項２記載の発明は、請求項１記載のインターリーブ型フライバックコンバータにおいて、第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点と第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線の接続点を結ぶ配線に直列に第３のコンデンサを挿入したことを特徴とする。【００１９】  第１のコンデンサと第２のコンデンサの各々の電圧が等しく維持されていればインターリーブの効果はあるが、一方に偏ると効果は薄れる。第３のコンデンサは順方向と逆方向の電流が、いずれか一方に偏るのを防ぐ働きをする。【００２０】  請求項３記載の発明は、請求項１記載のインターリーブ型フライバックコンバータにおいて、第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続点と第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１次巻線の接続点を結ぶ配線に直列に電流検出回路を挿入し電流が過大にならないように前記発振制御回路の発振を制御することを特徴とする。【００２１】  請求項４記載の発明は、請求項１ないし３記載のインターリーブ型フライバックコンバータにおいて、第１の整流平滑回路と第２の整流平滑回路の各々によって変換される直流電圧を直列接続して負荷に供給することを特徴とする。【００２２】  請求項５記載の発明は、請求項１ないし３記載のインターリーブ型フライバックコンバータにおいて、第１の整流平滑回路と第２の整流平滑回路の各々によって変換される直流電圧を並列接続して負荷に供給することを特徴とする。【００２３】  請求項６記載の発明は、請求項４ないし５記載のインターリーブ型フライバックコンバータにおいて、負荷に供給される直流電圧を一定にするために発振制御回路にオン期間を制御する機能を付加したことを特徴とする。【００２４】  請求項６記載のインターリーブ型フライバックコンバータは、請求項２ないし３のインターリーブ型フライバックコンバータが粗い精度ながら負荷に安定した直流電圧を供給するのに対して、より高い精度の安定化を行うことができる。
【発明の効果】
【００２５】  本発明によればフライバックコンバータのリップル電流が大きいという短所とサージ電圧が大きいという短所を同時に改善することができる。リップル電流の改善は平滑コンデンサのサイズ減につながり、サージ電圧の改善はスイッチ素子と整流ダイオードの耐圧減につながり、いずれも最終的にコスト減と効率増につながる。したがって、スイッチ電源に広く採用されることが期待できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】  本発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。
【実施例】
【００２７】  図１は請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において、１は直流電源、２は第１のコンデンサ、３は第２のコンデンサ、４は第１のスイッチ素子、５は第１のダイオード、６は第２のダイオード、７は第２のスイッチ素子、８は第１のトランス、９は第２のトランスである。４と７はＭＯＳＦＥＴの記号で表されているが、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴを応用することもできる。符号は付けられていないが、コンデンサ２とコンデンサ３の接続点とトランス８の１次巻線８１とトランス９の１次巻線９１の接続点の間は配線で結ばれている。
直流電源１の電圧はコンデンサ２と３によって分圧される。コンデンサ２の電圧はＭＯＳＦＥＴ４がオン状態になるとトランス８の１次巻線８１に加わり、トランス８を励磁する。ＭＯＳＦＥＴ４がオフ状態になると、トランス８の励磁エネルギは巻線８１と巻線８２を介して放出する。巻線８１を介して放出するエネルギはダイオード５を通りコンデンサ３を充電する。ダイオード５が導通状態になるのでＭＯＳＦＥＴ４のソース側電圧は直流電源１の負極側の電位からダイオード５の順方向ドロップ電圧を引いた値になる。ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン側電圧は直流電源１の正極側と同電位であるからＭＯＳＦＥＴ４のドレイン・ソース間に加わる電圧は直流電源１の電圧にダイオード５の順方向ドロップ電圧を加えた電圧になる。ダイオード５の順方向ドロップ電圧は直流電源１の電圧に比べて小さいので通常の使い方の場合は、ＭＯＳＦＥＴ４の耐圧は直流電源１の電圧に設計マージンを加えた値で良い。トランス８の励磁エネルギの放出による電流はコンデンサ３を充電する電流となりコンデンサ３の電圧は上昇するが１回のスイッチングによる上昇分は小さいのでサージ電圧は発生しない。【００２８】  コンデンサ３の電圧はＭＯＳＦＥＴ７がオン状態になるとトランス９の１次巻線９１に加わり、トランス９を励磁する。ＭＯＳＦＥＴ７がオフ状態になると、トランス９の励磁エネルギは巻線９１と巻線９２を介して放出する。巻線９１を介して放出するエネルギはダイオード６を通りコンデンサ２を充電する。ダイオード６が導通状態になるので、ＭＯＳＦＥＴ７のドレイン側電圧は直流電源１の正極側の電位にダイオード６の順方向ドロップ電圧を加えた値になる。ＭＯＳＦＥＴ７のソース側電圧は直流電源１の負極側と同電位であるからＭＯＳＦＥＴ７のドレイン・ソース間に加わる電圧は直流電源１の電圧にダイオード６の順方向ドロップ電圧を加えた電圧になる。ダイオード６の順方向ドロップ電圧は直流電源１の電圧に比べて小さいので通常の使い方の場合は、ＭＯＳＦＥＴ７の耐圧は直流電源１の電圧に設計マージンを加えた値で良い。トランス９の励磁エネルギの放出による電流はコンデンサ２を充電する電流となり、コンデンサ２の電圧は上昇するが１回のスイッチングによる上昇分は小さいのでサージ電圧は発生しない。【００２９】  トランス８の励磁エネルギが巻線８１を介してコンデンサ３を充電する電流によってコンデンサ３の電圧は増え、その分コンデンサ２の電圧は減るが、トランス９の励磁エネルギが巻線９１を介してコンデンサ２を充電する電流によってコンデンサ２の電圧は増え、その分コンデンサ３の電圧は減る。コンデンサ２とコンデンサ３の電圧の増減はＭＯＳＦＥＴ４またはＭＯＳＦＥＴ７がオンオフのたびに生じるが、スイッチングの周期ごとに見れば差し引きゼロになる。【００３０】  巻線８２と巻線９２を介して放出されるエネルギは、各々の整流平滑回路を介して直流電圧に変換される。巻線８２の電圧は巻線８１の電圧に比例するので変換される直流電圧はコンデンサ３の電圧に比例する。巻線９２の電圧は巻線９１の電圧に比例するので変換される直流電圧はコンデンサ２の電圧に比例する。【００３１】  図２は請求項４記載の発明の実施例を示す回路���である。
図において、巻線８２と巻線９２と、１１ないし１４が構成する整流平滑回路によって変換される直流電圧は直列接続されて１つの負荷１８に供給される。【００３２】  図３は請求項５記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において、１０は第３のコンデンサである。巻線８２と巻線９２と、１１ないし１３で構成する整流平滑回路によって変換される直流電圧は負荷１８に供給される。巻線８２と巻線９２に生じる電圧は互いに等しい。コンデンサ１３は巻線８２と巻線９２を交互に流れる電流によって充電される。各々の電流の導通角が１８０°であれば、コンデンサ１３に流れる電流は図１０の波形になりリップル電流は小さくなる。【００３３】  図４は請求項６記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において、発振制御回路１７は負荷１８の電圧を検出してＭＯＳＦＥＴ４とＭＯＳＦＥＴ７のゲートを駆動するパルス幅を制御している。【００３４】  負荷１８の電圧が一定になるようにパルス幅が制御されるが、その制御される電圧値は、制御されないときに負荷１８に加わる電圧値より低く設定される。このように設定されると理屈上巻線８１と巻線９１に発生する電圧はコンデンサ３とコンデンサ２に各々充電されている電圧より低くなり、ＭＯＳＦＥＴ４またはＭＯＳＦＥＴ７がオフになっても、それらのコンデンサに励磁エネルギの放出による電流は流れず、全てが２次巻線を介して流れることになるが、実際はリーケージンダクタンスが存在するため励磁エネルギの一部はコンデンサ３とコンデンサ２に流れる。【００３５】  図６は巻線８１と巻線８２のリーケージンダクタンスを含めた図であり、トランス８の励磁エネルギが放出するときの電流経路上の部品だけを抽出した回路図である。【００３６】  図において、ＭＯＳＦＥＴ４がオフ状態になった瞬間に巻線８１のリーケージ成分８１Ｌには巻数比には制限されない電圧が発生し、リーケージ成分を差し引いた成分８１Ｍには巻数に比例した電圧が発生する。そのため巻線８１両端の電圧はリーケージ成分８１Ｌの電流が消滅するまでの間はコンデンサ３の電圧にダイオード５の順方向ドロップ電圧を加えた電圧が発生する。【００３７】  図７は図６のＭＯＳＦＥＴ４のオフ状態のときの電圧電流波形を示す図であり、（ａ）は巻線８１両端の電圧、（ｂ）はリーケージ成分８１Ｌの電流、（ｃ）は巻線８２の電流を示している。
図において、Ｖ２はリーケージ成分８１Ｌの電圧であり、Ｖ１は８１Ｍの電圧である。Ｔ２はリーケージ成分８１Ｌの励磁エネルギの放出する期間であり、Ｔ１はトランス８全体の励磁エネルギの放出する期間である。Ｖ１にＶ２を加えた値はコンデンサ３の電圧にダイオード５の順方向ドロップ電圧を加えた値に等しい。【００３８】  負荷１８に流れる電流が大きくなるとＭＯＳＦＥＴ４のオン期間が長くなり、トランス８の励磁エネルギも大きくなる。その結果、Ｔ２とＴ１も各々長くなる。逆に負荷１８に流れる電流が小さくなるとＭＯＳＦＥＴ４のオン期間が短くなり、その結果、Ｔ２とＴ１も各々短くなる。【００３９】  図５は請求項６記載の発明の別の実施例を示す回路図である。
図において、トランスの１次巻線を流れる電流は抵抗５によって電圧に変換されて発振制御回路１７に送られる。発振制御回路１７は抵抗５両端の電圧が所定の値を越えるとＭＯＳＦＥＴ４とＭＯＳＦＥＴ７を駆動するパルス幅を制限する。図５では、抵抗によって電流検出回路を構成しているが、抵抗の代りにカレントトランスやホール素子を応用したカレントセンサを用いても良い。【００４０】  図３ないし図４には、請求項２に記載の第３のコンデンサが挿入されているが、必須ではなく、この回路を流れる順方向と逆方向の電流に偏りがなければ省略し直結させても良い。【００４１】  図５には、請求項３に記載の電流検出回路が挿入されているが、必須ではなく、この回路を流れる電流が過大になることがなければ省略し直結させても良い。
【産業上の利用の可能性】
【００４２】  フライバックコンバータは、スイッチ素子が１つの場合は出力リップル電流が大きく大電力電源への応用が難しかったが、インターリーブ型が採用されることにより、その難点は改善された。更に、フライバックコンバータは、スイッチ素子に加わるサージ電圧が大きく、それを吸収するスナバ回路によって効率を高めることが難しかったが、本発明により改善された。
【００４３】  フライバックコンバータを大電力電源に応用する上での２つの難点が改善されたので、電源回路のトポロジーの中で安価といわれるフライバックコンバータの大電力電源への応用が広がり、産業上の利用の可能性は高いと言える。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図２】請求項４記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図３】請求項５記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図４】請求項６記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図５】請求項６記載の発明の別の実施例を示す回路図である。
【図６】トランスの励磁エネルギの放出経路を示す回路である。
【図７】励磁エネルギ放出時の電圧電流を示す波形図である。
【図８】従来方式のインターリーブ型力率改善回路の例を示す回路図である。
【図９】従来方式のインターリーブ型フライバックコンバータの例を示す回路図である。
【図１０】図９のコンデンサ２０８のリップル電流波形を示す波形図である。
【図１１】フライバックコンバータのサージ発生のメカニズムを説明する回路図である。
【符号の説明】
【００４５】    １  直流電源
２、３  コンデンサ
４、７  ＭＯＳＦＥＴ
５、６  ダイオード
８、９  トランス
１０  コンデンサ
１１、１２  ダイオード
１３、１４  コンデンサ
１５、１６  抵抗
１７  発振制御回路
１８  抵抗
８１、８２  トランスの巻線
９１、９２  トランスの巻線
８１Ｌ、８２Ｌ  リーケージ成分
８１Ｍ、８２Ｍ  リーケージ成分を除いた成分
１０１  交流電源
１０２  フィルタ
１０３  コンデンサ
１０４  ブリッジ整流器
１０５、１０６  コンデンサ
１０７、１０８  リアクトル
１０９、１１０  ＭＯＳＦＥＴ
１１１、１１２  ダイオード
１１３  抵抗
１１４  発振制御回路
２０１  直流電源
２０２、２０３  ＭＯＳＦＥＴ
２０４、２０５  トランス
２０６、２０７  ダイオード
２０８  コンデンサ
２０９  発振制御回路
２１１  抵抗
３０１  直流電源
３０２  ＭＯＳＦＥＴ
３０３  １次巻線
３０３Ｌ  リーケージ成分
３０３Ｍ  リーケージ成分を除いた成分
３０４  ダイオード
３０５  コンデンサ
３０６  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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