(57)【要約】【課題】スイッチング周波数を変化させることなく出力電圧を制御し得ると共に、損失を少なくする。【解決手段】第１巻線２ａおよび第２巻線２ｂを有するトランス２、スイッチ７ａ，７ｂを有する直列スイッチ部７、インダクタ８、スイッチ９ａおよびキャパシタ９ｂを有する直列回路部９、並びにスイッチ１０ａおよびキャパシタ１０ｂを有する直列回路部１０を備えた第１巻線２ａ側の回路と、整流平滑部１１を備えた第２巻線２ｂ側の回路と、第１巻線２ａ側の回路と第１巻線２ａとの間に挿入接続されたＬＣ共振回路１２と、各スイッチ７ａ，７ｂ，９ａ，１０ａに対するスイッチング制御を実行することにより、第１巻線２ａ側の回路に入力される入力直流電圧Ｖｉｎを出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換して第２巻線２ｂ側の回路から出力させる制御部１３とを備えている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、
一対の第１直流端子部と、
一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、
一対の第２直流端子部と、
一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、
前記一対の第１交流端子部のうちの一方の第１交流端子部で互いに接続された第１スイッチおよび第２スイッチで構成されて、当該第１スイッチ側の一方の端部が第１電力ラインを介して前記一対の第１直流端子部のうちの一方の第１直流端子部に接続され、かつ当該第２スイッチ側の他方の端部が第２電力ラインを介して前記一対の第１直流端子部のうちの他方の第１直流端子部に接続された直列スイッチ部と、
前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、
直列接続された第３スイッチおよび第１キャパシタで構成されて、一方の端部が前記直列スイッチ部の前記一方の端部に接続されると共に他方の端部が前記一対の第１交流端子部のうちの他方の第１交流端子部に接続された第１直列回路部と、
直列接続された第４スイッチおよび第２キャパシタで構成されて、一方の端部が前記他方の第１交流端子部に接続されると共に他方の端部が前記直列スイッチ部の前記他方の端部に接続された第２直列回路部と、
前記一対の第２交流端子部と前記一対の第２直流端子部との間に配設された整流平滑部と、
前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、
前記第１スイッチから前記第４スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備えているコンバータ装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、
前記第１スイッチから前記第４スイッチのうちの前記第４スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第１キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給する第１動作、
前記第１スイッチから前記第４スイッチのうちの前記第２スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記第１キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給すると共に、前記入力直流電圧および前記インダクタから放出されるエネルギーに基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させる第２動作、
前記第１スイッチから前記第４スイッチのうちの前記第３スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第２キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給する第３動作、
並びに前記第１スイッチから前記第４スイッチのうちの前記第１スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記第２キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給すると共に、前記入力直流電圧および前記インダクタから放出されるエネルギーに基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記直列スイッチ部、前記第１直列回路部および前記第２直列回路部に繰り返し実行させる請求項１記載のコンバータ装置。
【請求項３】
前記第１スイッチから前記第４スイッチは、ボディダイオードを内蔵したＦＥＴで構成されている請求項１または２記載のコンバータ装置。
【請求項４】
第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、
一対の第１直流端子部と、
一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、
一対の第２直流端子部と、
一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、
前記一対の第１交流端子部のうちの一方の第１交流端子部で互いに接続された第１スイッチおよび第２スイッチで構成されて、当該第１スイッチ側の一方の端部が第１電力ラインを介して前記一対の第１直流端子部のうちの一方の第１直流端子部に接続され、かつ当該第２スイッチ側の他方の端部が第２電力ラインを介して前記一対の第１直流端子部のうちの他方の第１直流端子部に接続された第１直列スイッチ部と、
前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、
前記一対の第１交流端子部のうちの他方の第１交流端子部で互いに接続された第３スイッチおよび第４スイッチで構成されて、当該第３スイッチ側の一方の端部が第５スイッチを介して前記第１直列スイッチ部の一方の端部に接続され、かつ当該第４スイッチ側の他方の端部が第６スイッチを介して前記第１直列スイッチ部の他方の端部に接続された第２直列スイッチ部と、
前記第２直列スイッチ部に並列接続されたキャパシタと、
前記一対の第２交流端子部と前記一対の第２直流端子部との間に配設された整流平滑部と、
前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、
前記第１スイッチから前記第６スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備えているコンバータ装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、
前記第１スイッチから前記第６スイッチのうちの前記第３スイッチおよび前記第６スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給する第１動作、
前記第１スイッチから前記第６スイッチのうちの前記第２スイッチおよび前記第３スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記キャパシタにエネルギーを蓄積させつつ、前記入力直流電圧および前記インダクタから放出されるエネルギーに基づいて前記第１巻線に電流を供給する第２動作、
前記第１スイッチから前記第６スイッチのうちの前記第４スイッチおよび前記第５スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給する第３動作、
並びに前記第１スイッチから前記第６スイッチのうちの前記第１スイッチおよび前記第４スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記キャパシタにエネルギーを蓄積させつつ、前記入力直流電圧および前記インダクタから放出されるエネルギーに基づいて前記第１巻線に電流を供給する第４動作を、前記第１直列スイッチ部、前記第２直列スイッチ部、前記第５スイッチおよび前記第６スイッチに繰り返し実行させる請求項４記載のコンバータ装置。
【請求項６】
前記第１スイッチから前記第６スイッチは、ボディダイオードを内蔵したＦＥＴで構成されている請求項４または５記載のコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力直流電圧を出力直流電圧に変換して出力するコンバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種のコンバータ装置として、下記の非特許文献１に開示されたコンバータ装置（電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ）が知られている。このコンバータ装置では、通常、入力される電圧（入力電圧）に対して、等価的にＬＣ共振回路として機能するこのコンバータ装置と負荷（このコンバータ装置において変換した電圧を供給する負荷）とが直列接続された状態となるように構成される。また、このコンバータ装置では、動作周波数（スイッチング周波数）を変化させることでＬＣ共振回路として機能するこのコンバータ装置のインピーダンスを変化させることができる。このことから、このコンバータ装置では、動作周波数を変化させることで、負荷に供給する電圧（出力電圧）を安定化させている。
【０００３】
しかしながら、このコンバータ装置のように動作周波数を変化させて出力電圧を安定化させる構成には、動作条件によって動作周波数を高くせざるを得ない場合において、スイッチング損失やトランスなどの磁性部品での損失が増加するという課題が生じる。
【０００４】
この課題については、下記の非特許文献２に開示されたコンバータ装置（電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ）の構成を採用することにより、改善することが可能である。詳細には、このコンバータ装置は、昇圧回路と、固定周波数（一定のスイッチング周波数）で動作する電流共振コンバータとで構成される２ステージ型コンバータとして構成されて、昇圧回路のスイッチング動作を制御（ＰＷＭ制御）することにより、昇圧回路から電流共振コンバータに供給される直流電圧を変化させることができる。このことから、このコンバータ装置では、電流共振コンバータでのスイッチング損失や磁性部品での損失の増加を回避しつつ、負荷に供給する電圧（出力電圧）の安定化が可能となっている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】ROBERT L. STEIGERWALD、”A Comparison of Half-Bridge Resonant Converter Topologies”、IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS、VOL. 3、NO. 2、APRIL 1988
【非特許文献２】Jun-Ho Kim、他３名、”Analysis and Design of Boost-LLC Converter for High Power Density AC-DC Adapter”、2013 IEEE、［ｏｎｌｉｎｅ］、［平成３０年２月１５日検索］、インターネット<URL：http://koasas.kaist.ac.kr/bitstream/10203/187705/1/77644.pdf>
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、上記した非特許文献２に開示のコンバータ装置には、以下のような解決すべき課題が存在している。すなわち、このコンバータ装置では、昇圧回路がダイオードを有する構成のため、このコンバータ装置には、このダイオードによるリカバリ損失が発生し、このリカバリ損失は一般的に大きいという課題が存在している。
【０００７】
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、スイッチング周波数を変化させることなく出力電圧を制御し得る１ステージ型のコンバータ装置を提供することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成すべく、本発明に係るコンバータ装置は、第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、一対の第１直流端子部と、一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、一対の第２直流端子部と、一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、前記一対の第１交流端子部のうちの一方の第１交流端子部で互いに接続された第１スイッチおよび第２スイッチで構成されて、当該第１スイッチ側の一方の端部が第１電力ラインを介して前記一対の第１直流端子部のうちの一方の第１直流端子部に接続され、かつ当該第２スイッチ側の他方の端部が第２電力ラインを介して前記一対の第１直流端子部のうちの他方の第１直流端子部に接続された直列スイッチ部と、前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、直列接続された第３スイッチおよび第１キャパシタで構成されて、一方の端部が前記直列スイッチ部の前記一方の端部に接続されると共に他方の端部が前記一対の第１交流端子部のうちの他方の第１交流端子部に接続された第１直列回路部と、直列接続された第４スイッチおよび第２キャパシタで構成されて、一方の端部が前記他方の第１交流端子部に接続されると共に他方の端部が前記直列スイッチ部の前記他方の端部に接続された第２直列回路部と、前記一対の第２交流端子部と前記一対の第２直流端子部との間に配設された整流平滑部と、前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、前記第１スイッチから前記第４スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備えている。
【０００９】
このコンバータ装置では、前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、前記第１スイッチから前記第４スイッチのうちの前記第４スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第１キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給する第１動作、前記第１スイッチから前記第４スイッチのうちの前記第２スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記第１キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給すると共に、前記入力直流電圧および前記インダクタから放出されるエネルギーに基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させる第２動作、前記第１スイッチから前記第４スイッチのうちの前記第３スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第２キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給する第３動作、並びに前記第１スイッチから前記第４スイッチのうちの前記第１スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記第２キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給すると共に、前記入力直流電圧および前記インダクタから放出されるエネルギーに基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記直列スイッチ部、前記第１直列回路部および前記第２直列回路部に繰り返し実行させる。
【００１０】
これにより、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている昇圧回路が不要な１ステージ型として構成することができるため、この昇圧回路のダイオードで発生していたリカバリ損失を無くすことができる。また、第１スイッチと第２スイッチのオンデューティを変化させることで、出力直流電圧を制御することができる（つまり、第１スイッチから第４スイッチのスイッチング周波数を変化させることなく出力直流電圧を制御することができる）。
【００１１】
本発明に係るコンバータ装置では、前記第１スイッチから前記第４スイッチは、ボディダイオードを内蔵したＦＥＴで構成されている。これにより、各スイッチをＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行させる際に、ボディダイオードに電流を流した状態でＯＮ状態に移行させること（つまり、ドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行させること（零ボルトスイッチング））が可能となることから、各スイッチでのターンオン損失を低減することができる。
【００１２】
また、本発明に係るコンバータ装置は、第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、一対の第１直流端子部と、一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、一対の第２直流端子部と、一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、前記一対の第１交流端子部のうちの一方の第１交流端子部で互いに接続された第１スイッチおよび第２スイッチで構成されて、当該第１スイッチ側の一方の端部が第１電力ラインを介して前記一対の第１直流端子部のうちの一方の第１直流端子部に接続され、かつ当該第２スイッチ側の他方の端部が第２電力ラインを介して前記一対の第１直流端子部のうちの他方の第１直流端子部に接続された第１直列スイッチ部と、前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、前記一対の第１交流端子部のうちの他方の第１交流端子部で互いに接続された第３スイッチおよび第４スイッチで構成されて、当該第３スイッチ側の一方の端部が第５スイッチを介して前記第１直列スイッチ部の一方の端部に接続され、かつ当該第４スイッチ側の他方の端部が第６スイッチを介して前記第１直列スイッチ部の他方の端部に接続された第２直列スイッチ部と、前記第２直列スイッチ部に並列接続されたキャパシタと、前記一対の第２交流端子部と前記一対の第２直流端子部との間に配設された整流平滑部と、前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、前記第１スイッチから前記第６スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備えている。
【００１３】
このコンバータ装置では、前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、前記第１スイッチから前記第６スイッチのうちの前記第３スイッチおよび前記第６スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給する第１動作、前記第１スイッチから前記第６スイッチのうちの前記第２スイッチおよび前記第３スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記キャパシタにエネルギーを蓄積させつつ、前記入力直流電圧および前記インダクタから放出されるエネルギーに基づいて前記第１巻線に電流を供給する第２動作、前記第１スイッチから前記第６スイッチのうちの前記第４スイッチおよび前記第５スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記第１巻線に電流を供給する第３動作、並びに前記第１スイッチから前記第６スイッチのうちの前記第１スイッチおよび前記第４スイッチのみをＯＦＦ状態にさせることにより、前記キャパシタにエネルギーを蓄積させつつ、前記入力直流電圧および前記インダクタから放出されるエネルギーに基づいて前記第１巻線に電流を供給する第４動作を、前記第１直列スイッチ部、前記第２直列スイッチ部、前記第５スイッチおよび前記第６スイッチに繰り返し実行させる。
【００１４】
これにより、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている昇圧回路が不要な１ステージ型として構成することができるため、この昇圧回路のダイオードで発生していたリカバリ損失を無くすことができる。また、第１スイッチと第２スイッチのオンデューティを変化させることで、出力直流電圧を制御することができる（つまり、第１スイッチから第６スイッチのスイッチング周波数を変化させることなく出力直流電圧を制御することができる）。
【００１５】
本発明に係るコンバータ装置では、前記第１スイッチから前記第６スイッチは、ボディダイオードを内蔵したＦＥＴで構成されている。これにより、各スイッチをＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行させる際に、ボディダイオードに電流を流した状態でＯＮ状態に移行させること（つまり、ドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行させること（零ボルトスイッチング））が可能となることから、各スイッチでのターンオン損失を低減することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、第１巻線側に配設された各スイッチのオンデューティを変化させることで、出力直流電圧を制御することができる（つまり、これらスイッチのスイッチング周波数を変化させることなく出力電圧を制御できる）と共に、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている昇圧回路が不要な１ステージ型のため、この昇圧回路のダイオードで発生していたリカバリ損失を無くすことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】コンバータ装置１Ａの構成図である。
【図２】コンバータ装置１Ａの動作を説明するための波形図である。
【図３】コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ１での動作を説明するための構成図である。
【図４】コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ２での動作を説明するための構成図である。
【図５】コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ３での動作を説明するための構成図である。
【図６】コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ４での動作を説明するための構成図である。
【図７】コンバータ装置１Ｂの構成図である。
【図８】コンバータ装置１Ｂの動作を説明するための波形図である。
【図９】コンバータ装置１Ｂの図８における期間Ｔ１での動作を説明するための第１巻線２ａ側の構成図である。
【図１０】コンバータ装置１Ｂの図８における期間Ｔ２での動作を説明するための第１巻線２ａ側の構成図である。
【図１１】コンバータ装置１Ｂの図８における期間Ｔ３での動作を説明するための第１巻線２ａ側の構成図である。
【図１２】コンバータ装置１Ｂの図８における期間Ｔ４での動作を説明するための第１巻線２ａ側の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、コンバータ装置の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１９】
まず、コンバータ装置の一例としてのコンバータ装置１Ａの構成について図１を参照して説明する。このコンバータ装置１Ａは、トランス２、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ、一対の第１交流端子部４ａ，４ｂ、一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ、一対の第２交流端子部６ａ，６ｂ、直列スイッチ部７、インダクタ８、第１直列回路部９、第２直列回路部１０、整流平滑部１１、ＬＣ共振回路１２、および制御部１３を備え、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ間に入力される入力直流電圧Ｖｉｎ（本例では一例として、図１に示すように直流電源ＰＳから出力される電圧であるものとする）を出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂに接続された負荷ＬＤへ供給可能に構成されている。
【００２０】
詳細には、トランス２は、本例では一例として、共通の磁気コア（図示せず）に形成されて、互いに磁気的に結合する２つの巻線（第１巻線２ａおよび第２巻線２ｂ）を備えている。一対の第１交流端子部４ａ，４ｂは、一対の第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂを介して第１巻線２ａに接続されている。また、本例では、ＬＣ共振回路１２が、この第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに挿入接続されている。具体的には、本例では、ＬＣ共振回路１２は、第１接続ラインＬ１ａに挿入接続された共振キャパシタ１２ａと、第１接続ラインＬ１ｂに挿入接続された共振インダクタ１２ｂとを備えて構成されている。このため、本例では、第１交流端子部４ａは、共振キャパシタ１２ａが挿入接続された第１接続ラインＬ１ａを介して第１巻線２ａの一端に接続され、また第１交流端子部４ｂは、共振インダクタ１２ｂが挿入接続された第１接続ラインＬ１ｂを介して第１巻線２ａの他端に接続されている。なお、共振キャパシタ１２ａおよび共振インダクタ１２ｂについては、この構成に代えて、図示はしないが、共振キャパシタ１２ａを第１接続ラインＬ１ｂに挿入接続し、共振インダクタ１２ｂを第１接続ラインＬ１ａに挿入接続する構成とすることもできる。
【００２１】
一対の第２交流端子部６ａ，６ｂは、一対の第２接続ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂを介して第２巻線２ｂに接続されている。なお、本例ではＬＣ共振回路１２は、上記したように第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに挿入接続されているが、この構成に限定されるものではなく、第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂおよび第２接続ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂのうちの少なくとも一方に挿入接続されていればよい。
【００２２】
直列スイッチ部７は、第１交流端子部４ａ，４ｂのうちの一方の第１交流端子部（本例では、第１交流端子部４ａ）で互いに接続された第１スイッチ７ａおよび第２スイッチ７ｂの直列回路で構成されている。本例では一例として、第１スイッチ７ａおよび第２スイッチ７ｂは共にｎチャネル型のＦＥＴ（ボディダイオードを内蔵する電界効果型トランジスタ）で構成されて、第１スイッチ７ａのソース端子と第２スイッチ７ｂのドレイン端子が第１交流端子部４ａで接続されている。また、この直列回路の一方の端部（第１スイッチ７ａ側の端部。本例では第１スイッチ７ａのドレイン端子）は、第１電力ラインＬｐ１を介して一対の第１直流端子部３ａ，３ｂのうちの一方の第１直流端子部（本例では、第１直流端子部３ａ）に接続されている。また、この直列回路の他方の端部（第２スイッチ７ｂ側の端部。本例では第２スイッチ７ｂのソース端子）は、第２電力ラインＬｐ２を介して一対の第１直流端子部３ａ，３ｂのうちの他方の第１直流端子部（本例では、第１直流端子部３ｂ）に接続されている。
【００２３】
インダクタ８は、第１電力ラインＬｐ１および第２電力ラインＬｐ２のうちの少なくとも一方に挿入接続されている。本例では一例として、インダクタ８は、第１電力ラインＬｐ１に挿入接続されているが、図示はしないが、第２電力ラインＬｐ２に挿入接続される構成であってもよいし、第１電力ラインＬｐ１および第２電力ラインＬｐ２の双方に分けて挿入接続される構成であってもよい。
【００２４】
第１直列回路部９は、直列接続された第３スイッチ９ａおよび第１キャパシタ９ｂで構成されている。本例では一例として、第３スイッチ９ａはｎチャネル型のＦＥＴ（ボディダイオードを内蔵する電界効果型トランジスタ）で構成されて、第３スイッチ９ａのドレイン端子と第１キャパシタ９ｂの一方の端子とが接続されている。また、第１直列回路部９は、一方の端部（本例では第３スイッチ９ａのソース端子）が直列スイッチ部７の一方の端部（本例では第１スイッチ７ａのドレイン端子）に接続されると共に、他方の端部（本例では第１キャパシタ９ｂの他方の端子）が一対の第１交流端子部４ａ，４ｂのうちの他方の第１交流端子部（本例では、第１交流端子部４ｂ）に接続されている。なお、第１直列回路部９は、この構成に代えて、直列スイッチ部７の一方の端部側に第１キャパシタ９ｂを配設し、かつ第１交流端子部４ｂ側に第３スイッチ９ａを同じ向きで配設した構成であってもよい。
【００２５】
第２直列回路部１０は、直列接続された第４スイッチ１０ａおよび第２キャパシタ１０ｂで構成されている。本例では一例として、第４スイッチ１０ａはｎチャネル型のＦＥＴ（ボディダイオードを内蔵する電界効果型トランジスタ）で構成されて、第４スイッチ１０ａのソース端子と第２キャパシタ１０ｂの一方の端子とが接続されている。また、第２直列回路部１０は、一方の端部（本例では第２キャパシタ１０ｂの他方の端子）が他方の第１交流端子部（本例では、第１交流端子部４ｂ）に接続されると共に、他方の端部（本例では第４スイッチ１０ａのドレイン端子）が直列スイッチ部７の他方の端部（本例では第２スイッチ７ｂのソース端子）に接続されている。なお、第２直列回路部１０は、この構成に代えて、第１交流端子部４ｂ側に第４スイッチ１０ａを同じ向きで配設し、かつ直列スイッチ部７の他方の端部側に第２キャパシタ１０ｂを配設した構成であってもよい。
【００２６】
整流平滑部１１は、一対の第２交流端子部６ａ，６ｂと一対の第２直流端子部５ａ，５ｂとの間に配設されている。この構成により、整流平滑部１１は、第２巻線２ｂに誘起される電圧（交流電圧である誘起電圧Ｖ２）を出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ間に出力する。本例では一例として、整流平滑部１１は、図１に示すように、４つのダイオード１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄで構成される整流回路（ブリッジ形全波整流回路）とキャパシタ１１ｅとを備えている。具体的には、ダイオード１１ａのアノード端子とダイオード１１ｂのカソード端子が第２交流端子部６ａで接続され、ダイオード１１ｃのアノード端子とダイオード１１ｄのカソード端子が第２交流端子部６ｂで接続され、ダイオード１１ａおよびダイオード１１ｃの各カソード端子が第２直流端子部５ａに接続され、かつダイオード１１ｂおよびダイオード１１ｄの各アノード端子が第２直流端子部５ｂに接続されている。また、キャパシタ１１ｅは、ダイオード１１ｃのカソード端子とダイオード１１ｄのアノード端子との間（つまり、第２直流端子部５ａ，５ｂ間）に接続されている。
【００２７】
制御部１３は、第１スイッチ７ａから第４スイッチ１０ａまでの４つのスイッチに対して駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をそれぞれ出力することにより、これら４つのスイッチ７ａ〜１０ａに対するスイッチング制御を実行して、入力直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖ１に変換して第１交流端子部４ａ，４ｂ間に出力する動作を第１巻線２ａ側の回路（直列スイッチ部７、インダクタ８、第１直列回路部９および第２直列回路部１０で構成される電力変換回路）に実行させる。本例では、第１スイッチ７ａから第４スイッチ１０ａまでの各スイッチは上記のようにＦＥＴで構成されているため、制御部１３は、各スイッチ７ａ〜１０ａに対する適切な駆動回路（図示せず）を備えて、各スイッチ７ａ〜１０ａのゲート・ソース間に、各駆動信号Ｓ１〜Ｓ４のうちの対応する駆動信号をソース端子の電位を基準とする正極性の電圧信号として出力するものとする。
【００２８】
次に、コンバータ装置１Ａの動作について図１〜図６を参照して説明する。
【００２９】
制御部１３は、各駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を、図２に示す期間Ｔ１から期間Ｔ４までの出力状態を１サイクルとして、第１スイッチ７ａから第４スイッチ１０ａに繰り返し出力する。なお、図２中の「ＯＮ」、「ＯＦＦ」は、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４に対応する各スイッチ７ａ〜１０ａのＯＮ・ＯＦＦ状態を示している。以下、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４に分けて動作を説明する。
【００３０】
まず、期間Ｔ１では、図２に示すように駆動信号Ｓ１がゼロボルト（ゲート閾値電圧未満の電圧の一例）から正電圧（ゲート閾値電圧以上の電圧）に切り替えられることにより、図２，３に示すように、第１スイッチ７ａは、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。また、図２に示すように駆動信号Ｓ４が正電圧からゼロボルトに切り替えられることにより、図２，３に示すように、第４スイッチ１０ａは、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する。また、図２に示すように他の駆動信号Ｓ２，Ｓ３は正電圧に維持されることから、図２，３に示すように、第２スイッチ７ｂおよび第３スイッチ９ａはＯＮ状態を継続する。つまり、第４スイッチ１０ａのみがＯＦＦ状態になる。
【００３１】
この場合、第１巻線２ａ側（第１直流端子部３ａ，３ｂ側）の回路では、まず、第４スイッチ１０ａがＯＦＦ状態に移行し、続いて第１スイッチ７ａがＯＮ状態に移行する。このため、第１スイッチ７ａがＯＮ状態に移行する直前に、期間Ｔ４において後述するように第１巻線２ａに流れていた電流Ｉｅが共振キャパシタ１２ａ、ＯＦＦ状態の第１スイッチ７ａのボディダイオイード、ＯＮ状態の第３スイッチ９ａ、第１キャパシタ９ｂおよび共振インダクタ１２ｂを経由して第１巻線２ａに戻る電流経路に、図３に示すように電流Ｉｂとして同図に示す向きとは逆向きに流れる。したがって、第１スイッチ７ａは、ボディダイオードに電流Ｉｂが流れている状態、つまりドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行する（零ボルトスイッチングする）。このため、第１スイッチ７ａでのターンオン損失は大幅に低減されている。
【００３２】
また、第４スイッチ１０ａがＯＦＦ状態に移行することにより、期間Ｔ４において後述するように実行される第１キャパシタ９ｂへの充電（第１キャパシタ９ｂへのエネルギーの蓄積）が完了し、続いて第１スイッチ７ａがＯＮ状態に移行することにより、上記の向きで電流Ｉｂが流れている上記の電流経路に、この向きとは逆の向き（図３に示す向き）で電流が流れ得る状態となる。このため、第１キャパシタ９ｂに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、電流Ｉｂは、この電流経路に、第１キャパシタ９ｂから第３スイッチ９ａ、ＯＮ状態の第１スイッチ７ａ、共振キャパシタ１２ａ、第１巻線２ａおよび共振インダクタ１２ｂを経由して第１キャパシタ９ｂに戻る方向（図３に示す向き）で流れるようになる。この電流経路にはＬＣ共振回路１２（共振キャパシタ１２ａおよび共振インダクタ１２ｂ）が含まれていることから、電流Ｉｂ（第３スイッチ９ａの電流）の波形は図２に示すように共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａに図３に示す向きで電流Ｉｂが流れるため、第２巻線２ｂには、ダイオード１１ｃ，１１ｄの接続点（第２交流端子部６ｂ）に対してダイオード１１ａ，１１ｂの接続点（第２交流端子部６ａ）が高電位となる電圧（誘起電圧Ｖ２）が誘起する。
【００３３】
また、ＯＮ状態の第２スイッチ７ｂと共に、第１スイッチ７ａがＯＮ状態に移行することにより、直流電源ＰＳ（入力直流電圧Ｖｉｎ）がインダクタ８を介して短絡される。これにより、図３に示すように、直流電源ＰＳからインダクタ８、第１スイッチ７ａおよび第２スイッチ７ｂを経由して直流電源ＰＳに戻る他の電流経路が形成されて、この電流経路に電流Ｉａが図３において矢印で示す向きで流れる。したがって、この電流Ｉａがインダクタ８に流れることにより、インダクタ８にエネルギーが蓄積される。また、これら２つの電流経路が重なる第１スイッチ７ａには、電流Ｉａ，Ｉｂが同じ向きで流れるため、電流Ｉａ，Ｉｂの合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）が流れる。
【００３４】
このように、期間Ｔ１では、第１巻線２ａ側の回路（つまり、直列スイッチ部７、第１直列回路部９および第２直列回路部１０）が、入力直流電圧Ｖｉｎに基づいてインダクタ８にエネルギーを蓄積させると共に、第１キャパシタ９ｂに蓄積されているエネルギーを放出させることで第１巻線２ａに電流Ｉｂを供給する第１動作を実行する。
【００３５】
一方、第２巻線２ｂ側（第２直流端子部５ａ，５ｂ側）の回路では、上記した第１巻線２ａへの電流Ｉｂの流入（図３で示す向きでの流入）に起因して、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起するため、この誘起電圧Ｖ２に基づき、図３に示すように、第２巻線２ｂからダイオード１１ａ、負荷ＬＤおよびダイオード１１ｄを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。
【００３６】
次いで、期間Ｔ２では、図２に示すように、駆動信号Ｓ２が正電圧からゼロボルトに切り替わり、駆動信号Ｓ４がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図２，４に示すように、第２スイッチ７ｂがＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行し、第４スイッチ１０ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチは、対応する駆動信号が期間Ｔ１のときと同じであることから、期間Ｔ１のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、第２スイッチ７ｂのみがＯＦＦ状態になる。
【００３７】
この場合、第１巻線２ａ側の回路では、まず、第２スイッチ７ｂがＯＦＦ状態に移行し、続いて第４スイッチ１０ａがＯＮ状態に移行する。このため、第４スイッチ１０ａがＯＮ状態に移行する直前に、直流電源ＰＳの電圧（入力直流電圧Ｖｉｎ）にインダクタ８の両端間電圧（期間Ｔ１において、インダクタ８に印加されていた電圧。つまり、入力直流電圧Ｖｉｎと同等の電圧）が加算された電圧の第１直列回路部９および第２直列回路部１０への印加が開始される。これにより、直流電源ＰＳからのエネルギーに加えて、インダクタ８から放出されるエネルギーにより、図４に示すように、直流電源ＰＳからインダクタ８、ＯＮ状態の第３スイッチ９ａ、第１キャパシタ９ｂ、第２キャパシタ１０ｂおよびＯＦＦ状態の第４スイッチ１０ａのボディダイオードを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路に図４に示す向きで電流Ｉｄが流れる。したがって、第４スイッチ１０ａは、ボディダイオードに電流Ｉｄが流れている状態、つまりドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行する（零ボルトスイッチングする）。このため、第４スイッチ１０ａでのターンオン損失は大幅に低減されている。
【００３８】
また、第２キャパシタ１０ｂは、このように電流Ｉｄが流れることにより、直流電源ＰＳおよびインダクタ８の双方から放出されるエネルギーで充電される（第２キャパシタ１０ｂにエネルギーが蓄積される）。
【００３９】
また、第１スイッチ７ａおよび第３スイッチ９ａのＯＮ状態が継続されているため、図４に示すように、期間Ｔ１のときと同じ電流経路（第１キャパシタ９ｂから第３スイッチ９ａ、第１スイッチ７ａ、共振キャパシタ１２ａ、第１巻線２ａおよび共振インダクタ１２ｂを経由して第１キャパシタ９ｂに戻る電流経路）に電流Ｉｂが継続して流れて、第１キャパシタ９ｂの放電（第１キャパシタ９ｂからのエネルギーの放出）が継続される。
【００４０】
また、これら２つの電流経路が重なる第１直列回路部９（第３スイッチ９ａおよび第１キャパシタ９ｂ）には、電流Ｉｂ，Ｉｄが逆向きで流れるため、電流Ｉｂ，Ｉｄの合成電流（Ｉｂ−Ｉｄ）が第３スイッチ９ａに流れる。また、第１スイッチ７ａには、期間Ｔ１において流れていた電流Ｉａが流れなくなり、電流Ｉｂのみが流れる（つまり、期間Ｔ１のときよりも、この電流Ｉａ分だけ少ない電流が流れる）。
【００４１】
このように、期間Ｔ２では、第１巻線２ａ側の回路（つまり、直列スイッチ部７、第１直列回路部９および第２直列回路部１０）が、第１キャパシタ９ｂに蓄積されているエネルギーを放出させつつ（第１巻線２ａに電流Ｉｂを供給させつつ）、入力直流電圧Ｖｉｎおよびインダクタ８から放出されるエネルギーに基づいて第２キャパシタ１０ｂにエネルギーを蓄積させる第２動作を実行する。
【００４２】
一方、第２巻線２ｂ側の回路では、上記したように第１巻線２ａへ電流Ｉｂが同じ向きで継続して流入していることに起因して、第２交流端子部６ａ，６ｂ間に誘起電圧Ｖ２が同じ極性で継続して誘起していることから、図４に示すように、期間Ｔ１のときと同じ電流経路に電流Ｉｃが継続して流れる（負荷ＬＤへの出力直流電圧Ｖｏｕｔの出力が継続される）。
【００４３】
続いて、期間Ｔ３では、図２に示すように駆動信号Ｓ２がゼロボルトから正電圧に切り替えられることにより、図２，５に示すように、第２スイッチ７ｂは、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。また、図２に示すように駆動信号Ｓ３が正電圧からゼロボルトに切り替えられることにより、図２，５に示すように、第３スイッチ９ａは、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する。なお、他の各スイッチは、対応する駆動信号が期間Ｔ２のときと同じであることから、期間Ｔ２のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、第３スイッチ９ａのみがＯＦＦ状態になる。
【００４４】
この場合、第１巻線２ａ側の回路では、まず、第３スイッチ９ａがＯＦＦ状態に移行し、続いて第２スイッチ７ｂがＯＮ状態に移行する。このため、第２スイッチ７ｂがＯＮ状態に移行する直前に、期間Ｔ２において第１巻線２ａに流れていた電流Ｉｂが共振インダクタ１２ｂ、第２キャパシタ１０ｂ、ＯＮ状態の第４スイッチ１０ａ、ＯＦＦ状態の第２スイッチ７ｂのボディダイオイード、および共振キャパシタ１２ａを経由して第１巻線２ａに戻る電流経路に、図５に示すように電流Ｉｅとして同図に示す向きとは逆向きに流れる。したがって、第２スイッチ７ｂは、ボディダイオードに電流Ｉｅが流れている状態、つまりドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行する（零ボルトスイッチングする）。このため、第２スイッチ７ｂでのターンオン損失は大幅に低減されている。
【００４５】
また、第３スイッチ９ａがＯＦＦ状態に移行することにより、期間Ｔ２において実行されていた第１キャパシタ９ｂへの充電（第１キャパシタ９ｂへのエネルギーの蓄積）が完了し、続いて第２スイッチ７ｂがＯＮ状態に移行することにより、上記の向きで電流Ｉｅが流れている上記の電流経路に、この向きとは逆の向き（図５に示す向き）で電流が流れ得る状態となる。このため、第２キャパシタ１０ｂに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、電流Ｉｅは、この電流経路に、第２キャパシタ１０ｂから共振インダクタ１２ｂ、第１巻線２ａ、共振キャパシタ１２ａ、ＯＮ状態の第２スイッチ７ｂおよび第４スイッチ１０ａを経由して第２キャパシタ１０ｂに戻る方向（図５に示す向き）で流れるようになる。この電流経路にはＬＣ共振回路１２が含まれていることから、電流Ｉｅ（第４スイッチ１０ａの電流）の波形は図２に示すように共振波形（正弦波状の波形）となる。また、期間Ｔ１，Ｔ２での電流Ｉｂとは逆向きのＩｅが第１巻線２ａに流れるため、第２巻線２ｂには、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる電圧（誘起電圧Ｖ２）が誘起する。
【００４６】
また、ＯＮ状態の第１スイッチ７ａと共に、第２スイッチ７ｂがＯＮ状態に移行することにより、直流電源ＰＳがインダクタ８を介して短絡される。これにより、図５に示すように、直流電源ＰＳからインダクタ８、第１スイッチ７ａおよび第２スイッチ７ｂを経由して直流電源ＰＳに戻る他の電流経路が形成されて、この電流経路に電流Ｉａが図５において矢印で示す向きで流れる。したがって、この電流Ｉａがインダクタ８に流れることにより、インダクタ８にエネルギーが蓄積される。また、これら２つの電流経路が重なる第２スイッチ７ｂには、電流Ｉａ，Ｉｅが同じ向きで流れるため、電流Ｉａ，Ｉｅの合成電流（Ｉａ＋Ｉｅ）が流れる。
【００４７】
このように、期間Ｔ３では、第１巻線２ａ側の回路（つまり、直列スイッチ部７、第１直列回路部９および第２直列回路部１０）が、入力直流電圧Ｖｉｎに基づいてインダクタ８にエネルギーを蓄積させると共に、第２キャパシタ１０ｂに蓄積されているエネルギーを放出させることで第１巻線２ａに電流Ｉｅを供給する第３動作を実行する。
【００４８】
一方、第２巻線２ｂ側の回路では、上記した第１巻線２ａへの電流Ｉｅの流入に起因して、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起するため、この誘起電圧Ｖ２に基づき、図５に示すように、第２巻線２ｂからダイオード１１ｃ、負荷ＬＤおよびダイオード１１ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｆが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。
【００４９】
次いで、期間Ｔ４では、図２に示すように、駆動信号Ｓ１が正電圧からゼロボルトに切り替わり、駆動信号Ｓ３がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図２，６に示すように、第１スイッチ７ａがＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行し、第３スイッチ９ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチは、対応する駆動信号が期間Ｔ３のときと同じであることから、期間Ｔ３のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、第１スイッチ７ａのみがＯＦＦ状態になる。
【００５０】
この場合、第１巻線２ａ側の回路では、まず、第１スイッチ７ａがＯＦＦ状態に移行し、続いて第３スイッチ９ａがＯＮ状態に移行する。このため、第３スイッチ９ａがＯＮ状態に移行する直前に、直流電源ＰＳの電圧（入力直流電圧Ｖｉｎ）にインダクタ８の両端間電圧（期間Ｔ３において、インダクタ８に印加されていた電圧。つまり、入力直流電圧Ｖｉｎと同等の電圧）が加算された電圧の第１直列回路部９および第２直列回路部１０への印加が開始される。これにより、直流電源ＰＳからのエネルギーに加えて、インダクタ８から放出されるエネルギーにより、図６に示すように、直流電源ＰＳからインダクタ８、ＯＦＦ状態の第３スイッチ９ａのボディダイオード、第１キャパシタ９ｂ、第２キャパシタ１０ｂおよびＯＮ状態の第４スイッチ１０ａを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路に図６に示す向きで電流Ｉｄが流れる。したがって、第３スイッチ９ａは、ボディダイオードに電流Ｉｄが流れている状態、つまりドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行する（零ボルトスイッチングする）。このため、第３スイッチ９ａでのターンオン損失は大幅に低減されている。
【００５１】
また、第１キャパシタ９ｂは、このように電流Ｉｄが流れることにより、直流電源ＰＳおよびインダクタ８の双方から放出されるエネルギーで充電される（第１キャパシタ９ｂにエネルギーが蓄積される）。
【００５２】
また、第２スイッチ７ｂおよび第４スイッチ１０ａのＯＮ状態が継続されているため、図６に示すように、期間Ｔ３のときと同じ電流経路（第２キャパシタ１０ｂから共振インダクタ１２ｂ、第１巻線２ａ、共振キャパシタ１２ａ、ＯＮ状態の第２スイッチ７ｂおよび第４スイッチ１０ａを経由して第２キャパシタ１０ｂに戻る電流経路）に電流Ｉｅが継続して流れて、第２キャパシタ１０ｂの放電（第２キャパシタ１０ｂからのエネルギーの放出）が継続される。
【００５３】
また、これら２つの電流経路が重なる第２直列回路部１０（第４スイッチ１０ａおよび第２キャパシタ１０ｂ）には、電流Ｉｄ，Ｉｅが逆向きで流れるため、電流Ｉｄ，Ｉｅの合成電流（Ｉｅ−Ｉｄ）が第４スイッチ１０ａに流れる。また、第２スイッチ７ｂには、期間Ｔ３において流れていた電流Ｉａが流れなくなり、電流Ｉｅのみが流れる（つまり、期間Ｔ３のときよりも、この電流Ｉａ分だけ少ない電流が流れる）。
【００５４】
このように、期間Ｔ４では、第１巻線２ａ側の回路（つまり、直列スイッチ部７、第１直列回路部９および第２直列回路部１０）が、第２キャパシタ１０ｂに蓄積されているエネルギーを放出させつつ（第１巻線２ａに電流Ｉｅを供給させつつ）、入力直流電圧Ｖｉｎおよびインダクタ８から放出されるエネルギーに基づいて第１キャパシタ９ｂにエネルギーを蓄積させる第４動作を実行する。
【００５５】
一方、第２巻線２ｂ側の回路では、上記したように第１巻線２ａへ電流Ｉｅが同じ向きで継続して流入していることに起因して、第２交流端子部６ａ，６ｂ間に誘起電圧Ｖ２が同じ極性で継続して誘起していることから、図６に示すように、期間Ｔ３のときと同じ電流経路に電流Ｉｆが継続して流れる（負荷ＬＤへの出力直流電圧Ｖｏｕｔの出力が継続される）。
【００５６】
これにより、期間Ｔ１から期間Ｔ４で構成される１サイクルが完了する。
【００５７】
また、出力直流電圧Ｖｏｕｔは、下記の式で表される。なお、ｎは、第１巻線２ａ（巻数Ｎｐ）と第２巻線２ｂ（巻数Ｎｓ）の巻数比（Ｎｓ／Ｎｐ）であり、Ｄは、第１スイッチ７ａと第２スイッチ７ｂのオンデューティであるものとする。
Ｖｏｕｔ＝ｎ×Ｖｉｎ／（２×（１−Ｄ））
【００５８】
この式から明らかなように、コンバータ装置１Ａは、ｎの値にもよるが、基本的にオンデューティＤを０．５よりも大きい値にすることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔが入力直流電圧Ｖｉｎよりも大きくなるＢｏｏｓｔ型（昇圧型）コンバータとして機能する。また、この式から明らかなように、コンバータ装置１Ａでは、各スイッチ７ａ，７ｂ，９ａ，１０ａのスイッチング周波数を変化させることなく、上記のオンデューティＤを変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御することが可能になっている。
【００５９】
このように、このコンバータ装置１Ａでは、第１巻線２ａ側の回路は、第１巻線２ａと共に、直列スイッチ部７、インダクタ８、第１直列回路部９および第２直列回路部１０が図１に示すように接続されて構成されている。また、ＬＣ共振回路１２が、第１巻線２ａと第１交流端子部４ａ，４ｂとの間に挿入接続されている。
【００６０】
したがって、このコンバータ装置１Ａによれば、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている昇圧回路が不要な１ステージ型として構成されているため、この昇圧回路のダイオードで発生していたリカバリ損失を無くすことができる。また、このコンバータ装置１Ａによれば、第１スイッチ７ａと第２スイッチ７ｂのオンデューティを変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御することができる（つまり、第１スイッチ７ａ〜第４スイッチ１０ａのスイッチング周波数を変化させることなく出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御することができる）。
【００６１】
また、このコンバータ装置１Ａでは、第１スイッチ７ａから第４スイッチ１０ａまでのすべてのスイッチはボディダイオードを内蔵したＦＥＴで構成され、制御部１３が、図２に示すタイミングで駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を出力して、すべてのスイッチ７ａ，７ｂ，９ａ，１０ａを駆動することにより第１スイッチ７ａ〜第４スイッチ１０ａを期間Ｔ１〜期間Ｔ４でのＯＮ・ＯＦＦ状態に順次移行させて、直列スイッチ部７、第１直列回路部９および第２直列回路部１０に上記の第１動作〜第４動作を実行させるスイッチング制御を実行する。詳細には、期間Ｔ１〜期間Ｔ４のうちのいずれかの期間から次の新たな期間に移行する際に、制御部１３は、この新たな期間においてＯＦＦ状態に移行させるスイッチとＯＮ状態に移行させる他のスイッチとに対して、まず、ＯＦＦ状態に移行させるべきスイッチをＯＦＦ状態に移行させ、続いてＯＮ状態に移行させるべき他のスイッチをＯＮ状態に移行させるスイッチング制御を実行する。
【００６２】
したがって、このコンバータ装置１Ａによれば、新たな期間においてＯＦＦ状態に移行させるべきスイッチをＯＦＦ状態に移行させることで、この新たな期間においてＯＮ状態に移行させるべき他のスイッチのボディダイオードに電流を流して、この状態（ボディダイオードに電流が流れている状態。つまり、ドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態）において他のスイッチをＯＮ状態に移行させることができる。このため、この他のスイッチでのターンオン損失を大幅に低減することができる。
【００６３】
なお、第１巻線２ａ側の回路については、コンバータ装置１Ａで採用した上記の構成に限定されるものではなく、例えば、図７に示すコンバータ装置１Ｂで採用する後述の回路とすることもできる。以下、このコンバータ装置１Ｂについて、図７〜図１２を参照して説明する。なお、コンバータ装置１Ａと同じ構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００６４】
まず、コンバータ装置１Ｂの構成について図７を参照して説明する。このコンバータ装置１Ａは、トランス２、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ、一対の第１交流端子部４ａ，４ｂ、一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ、一対の第２交流端子部６ａ，６ｂ、第１直列スイッチ部としての直列スイッチ部７、インダクタ８、第２直列スイッチ部として第３スイッチ２１ａおよび第４スイッチ２１ｂを有する直列スイッチ部２１、第５スイッチ２２、第６スイッチ２３、キャパシタ２４、整流平滑部１１、ＬＣ共振回路１２、および制御部１３を備え、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ間に入力される入力直流電圧Ｖｉｎを出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂに接続された負荷ＬＤへ供給可能に構成されている。第３スイッチ２１ａ、第４スイッチ２１ｂ、第５スイッチ２２および第６スイッチ２３は、本例一例として、ｎチャネル型のＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）で構成されているものとする。
【００６５】
直列スイッチ部２１は、一対の第１交流端子部４ａ，４ｂのうちの他方の第１交流端子部４ｂで互いに接続された第３スイッチ２１ａおよび第４スイッチ２１ｂで構成されている。また、直列スイッチ部２１は、一方の端部（第３スイッチ２１ａ側の端部。本例では第３スイッチ２１ａのドレイン端子）が第５スイッチ２２を介して第１直列スイッチ部７の一方の端部（第１スイッチ７ａのドレイン端子）に接続され、かつ他方の端部（第４スイッチ２１ｂ側の端部。本例では第４スイッチ２１ａのソース端子）が第６スイッチ２３を介して第１直列スイッチ部７の他方の端部（第２スイッチ７ｂのソース端子）に接続されている。
【００６６】
具体的には、第５スイッチ２２は、ソース端子が直列スイッチ部７の一方の端部（第１スイッチ７ａのドレイン端子）に接続され、ドレイン端子が直列スイッチ部２１の一方の端部（第３スイッチ２１ａのドレイン端子）に接続されることで、これら一方の端部同士を接続する。第６スイッチ２３は、ドレイン端子が直列スイッチ部７の他方の端部（第１スイッチ７ｂのソース端子）に接続され、ソース端子が直列スイッチ部２１の他方の端部（第４スイッチ２１ｂのソース端子）に接続されることで、これら他方の端部同士を接続する。
【００６７】
キャパシタ２４は、直列スイッチ部２１に並列接続されている。
【００６８】
制御部１３は、第１スイッチ７ａから第６スイッチ２３までの６つのスイッチに対して駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ１５，Ｓ１６をそれぞれ出力することにより、これら６つのスイッチ７ａ〜２３に対するスイッチング制御を実行して、入力直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖ１に変換して第１交流端子部４ａ，４ｂ間に出力する動作を第１巻線２ａ側の回路（直列スイッチ部７，２１、インダクタ８、第５スイッチ２２および第６スイッチ２３で構成される電力変換回路）に実行させる。本例では、第１スイッチ７ａから第６スイッチ２３までの各スイッチは上記のようにＦＥＴで構成されているため、制御部１３は、各スイッチ７ａ〜２３に対する適切な駆動回路（図示せず）を備えて、各スイッチ７ａ〜２３のゲート・ソース間に、各駆動信号Ｓ１１〜Ｓ１６のうちの対応する駆動信号をソース端子の電位を基準とする正極性の電圧信号として出力するものとする。
【００６９】
次に、コンバータ装置１Ｂの動作について図７〜図１２を参照して説明する。
【００７０】
制御部１３は、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ１５，Ｓ１６を、図８に示す期間Ｔ１から期間Ｔ４までの出力状態を１サイクルとして、対応する各スイッチ７ａ、７ｂ，２１ａ，２１ｂ，２２，２３に繰り返し出力する。なお、図８中の「ＯＮ」、「ＯＦＦ」は、駆動信号Ｓ１１〜Ｓ１６に対応する各スイッチ７ａ〜２３のＯＮ・ＯＦＦ状態を示している。以下、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４に分けて動作を説明する。
【００７１】
まず、期間Ｔ１では、図８に示すように駆動信号Ｓ１１，Ｓ１４がゼロボルト（ゲート閾値電圧未満の電圧の一例）から正電圧（ゲート閾値電圧以上の電圧）に切り替えられることにより、図８，９に示すように、第１スイッチ７ａおよび第４スイッチ２１ｂは、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。また、図８に示すように駆動信号Ｓ１３，Ｓ１６が正電圧からゼロボルトに切り替えられることにより、図８，９に示すように、第３スイッチ２１ａおよび第６スイッチ２３は、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する。また、図８に示すように他の駆動信号Ｓ１２，Ｓ１５は正電圧に維持されることから、図８，９に示すように、第２スイッチ７ｂおよび第５スイッチ２２はＯＮ状態を継続する。つまり、第３スイッチ２１ａおよび第６スイッチ２３のみがＯＦＦ状態になる。
【００７２】
この場合、第１巻線２ａ側の回路では、まず、第３スイッチ２１ａおよび第６スイッチ２３が同時にＯＦＦ状態に移行し、続いて第１スイッチ７ａおよび第４スイッチ２１ｂが同時にＯＮ状態に移行する。このため、第１スイッチ７ａおよび第４スイッチ２１ｂがＯＮ状態に移行する直前に、期間Ｔ４において後述するように第１巻線２ａに流れていた電流Ｉｈが共振キャパシタ１２ａ、ＯＦＦ状態の第１スイッチ７ａのボディダイオイード、ＯＮ状態の第５スイッチ２２、キャパシタ２４、ＯＦＦ状態の第４スイッチ２１ｂのボディダイオイードおよび共振インダクタ１２ｂを経由して第１巻線２ａに戻る電流経路に、図９に示すように電流Ｉｂとして同図に示す向きとは逆向きに流れる。したがって、第１スイッチ７ａおよび第４スイッチ２１ｂは、それぞれのボディダイオードに電流Ｉｂが流れている状態、つまりドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行する（零ボルトスイッチングする）。このため、第１スイッチ７ａおよび第４スイッチ２１ｂでのターンオン損失は大幅に低減されている。
【００７３】
また、第６スイッチ２３がＯＦＦ状態に移行することにより、期間Ｔ４において後述するように実行されるキャパシタ２４への充電（キャパシタ２４へのエネルギーの蓄積）が完了し、続いて第１スイッチ７ａおよび第４スイッチ２１ｂがＯＮ状態に移行することにより、電流Ｉｂが上記の向きで流れている上記の電流経路に、この向きとは逆の向き（図９に示す向き）で電流が流れ得る状態となる。このため、キャパシタ２４に蓄積されたエネルギーが放出されることにより、電流Ｉｂは、この電流経路に、キャパシタ２４からＯＮ状態の第５スイッチ２２、ＯＮ状態の第１スイッチ７ａ、共振キャパシタ１２ａ、第１巻線２ａ、共振インダクタ１２ｂおよびＯＮ状態の第４スイッチ２１ｂを経由してキャパシタ２４に戻る（図９に示す向き）で流れるようになる。この電流経路にはＬＣ共振回路１２が含まれていることから、電流Ｉｂの波形は共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａに図９に示す向きで電流Ｉｂが流れるため、第２巻線２ｂには、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が誘起する。
【００７４】
また、ＯＮ状態の第２スイッチ７ｂと共に、第１スイッチ７ａがＯＮ状態に移行することにより、直流電源ＰＳ（入力直流電圧Ｖｉｎ）がインダクタ８を介して短絡される。これにより、図９に示すように、直流電源ＰＳからインダクタ８、第１スイッチ７ａおよび第２スイッチ７ｂを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路が形成されて、この電流経路に電流Ｉａが図９において矢印で示す向きで流れる。したがって、この電流Ｉａがインダクタ８に流れることにより、インダクタ８にエネルギーが蓄積される。
【００７５】
このように、期間Ｔ１では、第１巻線２ａ側の回路（つまり、各直列スイッチ部７，２１を含む回路）が、入力直流電圧Ｖｉｎに基づいてインダクタ８にエネルギーを蓄積させると共に、キャパシタ２４に蓄積されているエネルギーを放出させることで第１巻線２ａに電流Ｉｂを供給する第１動作を実行する。つまり、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路は、この期間Ｔ１において、コンバータ装置１Ａの第１巻線２ａ側の回路が期間Ｔ１において実行した動作と同等の動作を実行する。したがって、第２巻線２ｂ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同等の動作を実行して、第２交流端子部６ａ，６ｂ間に誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００７６】
次いで、期間Ｔ２では、図８に示すように、駆動信号Ｓ１２が正電圧からゼロボルトに切り替わり、駆動信号Ｓ１６がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図８，１０に示すように、第２スイッチ７ｂがＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行し、第６スイッチ２３がＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチは、対応する駆動信号が期間Ｔ１のときと同じであることから、期間Ｔ１のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、第２スイッチ７ｂおよび第３スイッチ２１ａのみがＯＦＦ状態になる。
【００７７】
この場合、第１巻線２ａ側の回路では、まず、第２スイッチ７ｂがＯＦＦ状態に移行し、続いて第６スイッチ２３がＯＮ状態に移行する。このため、第６スイッチ２３がＯＮ状態に移行する直前に、直流電源ＰＳの電圧にインダクタ８の両端間電圧が加算された電圧により（直流電源ＰＳからのエネルギーに加えて、インダクタ８から放出されるエネルギーにより）、図１０に示すように、直流電源ＰＳからインダクタ８、ＯＮ状態の第１スイッチ７ａ、共振キャパシタ１２ａ、第１巻線２ａ、共振インダクタ１２ｂ、ＯＮ状態の第４スイッチ２１ｂおよびＯＦＦ状態の第６スイッチ２３のボディダイオイードを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路に図１０に示す向きで電流Ｉｄが流れると共に、直流電源ＰＳからインダクタ８、ＯＮ状態の第５スイッチ２２、キャパシタ２４およびＯＦＦ状態の第６スイッチ２３のボディダイオイードを経由して直流電源ＰＳに戻る他の電流経路に図１０に示す向きで電流Ｉｅが流れる。したがって、第６スイッチ２３は、ボディダイオードに電流Ｉｄ，Ｉｅが流れている状態、つまりドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行する（零ボルトスイッチングする）。このため、第６スイッチ２３でのターンオン損失は大幅に低減されている。
【００７８】
また、第６スイッチ２３がＯＮ状態に移行することにより、直流電源ＰＳおよびインダクタ８の双方から放出されるエネルギーに基づく第１巻線２ａへの電流Ｉｄの供給が継続される。また、この電流Ｉｄの電流経路にはＬＣ共振回路１２が含まれていることから、電流Ｉｄの波形は共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａに図１０に示す向き（期間Ｔ１での電流Ｉｂと同じ向き）で電流Ｉｄが流れるため、第２巻線２ｂには、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が誘起する。また、第６スイッチ２３がＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ２４への電流Ｉｅの供給も継続されて、キャパシタ２４は、直流電源ＰＳおよびインダクタ８の双方から放出されるエネルギーで充電される（キャパシタ２４にエネルギーが蓄積される）。
【００７９】
このように、期間Ｔ２では、第１巻線２ａ側の回路が、直流電源ＰＳおよびインダクタ８からの各エネルギーに基づき、第１巻線２ａに電流Ｉｄを期間Ｔ１のときの電流Ｉｂと同じ向きで供給すると共に、キャパシタ２４を充電する第２動作を実行する。つまり、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路は、この期間Ｔ２において、コンバータ装置１Ａの第１巻線２ａ側の回路が期間Ｔ２において実行した動作と同等の動作を実行する。したがって、第２巻線２ｂ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同等の動作を実行して、第２交流端子部６ａ，６ｂ間に誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００８０】
続いて、期間Ｔ３では、図８に示すように、駆動信号Ｓ１４，Ｓ１５が正電圧からゼロボルトに切り替わり、駆動信号Ｓ１２，Ｓ１３がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図８，１１に示すように、第４スイッチ２１ｂおよび第５スイッチ２２がＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行し、第２スイッチ７ｂおよび第３スイッチ２１ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチは、対応する駆動信号が期間Ｔ２のときと同じであることから、期間Ｔ２のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、第４スイッチ２１ｂおよび第５スイッチ２２のみがＯＦＦ状態になる。
【００８１】
この場合、第１巻線２ａ側の回路では、まず、第４スイッチ２１ｂおよび第５スイッチ２２が同時にＯＦＦ状態に移行し、続いて第２スイッチ７ｂおよび第３スイッチ２１ａが同時にＯＮ状態に移行する。このため、第２スイッチ７ｂおよび第３スイッチ２１ａがＯＮ状態に移行する直前に、期間Ｔ２において第１巻線２ａに流れていた電流Ｉｄが共振インダクタ１２ｂ、ＯＦＦ状態の第３スイッチ２１ａのボディダイオイード、キャパシタ２４、ＯＮ状態の第６スイッチ２３、ＯＦＦ状態の第２スイッチ７ｂのボディダイオイードおよび共振キャパシタ１２ａを経由して第１巻線２ａに戻る電流経路に、図１１に示すように電流Ｉｇとして同図に示す向きとは逆向きに流れる。したがって、第２スイッチ７ｂおよび第３スイッチ２１ａは、それぞれのボディダイオードに電流Ｉｇが流れている状態、つまりドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行する（零ボルトスイッチングする）。このため、第２スイッチ７ｂおよび第３スイッチ２１ａでのターンオン損失は大幅に低減されている。
【００８２】
また、第５スイッチ２２がＯＦＦ状態に移行することにより、期間Ｔ２において実行されていたキャパシタ２４への充電（キャパシタ２４へのエネルギーの蓄積）が完了し、続いて第２スイッチ７ｂおよび第３スイッチ２１ａがＯＮ状態に移行することにより、上記の向きで電流Ｉｇが流れている上記の電流経路に、この向きとは逆の向き（図１１に示す向き）で電流が流れ得る状態となる。このため、キャパシタ２４に蓄積されたエネルギーが放出されることにより、電流Ｉｇは、この電流経路に、キャパシタ２４からＯＮ状態の第３スイッチ２１ａ、共振インダクタ１２ｂ、第１巻線２ａ、共振キャパシタ１２ａ、ＯＮ状態の第２スイッチ７ｂおよびＯＮ状態の第６スイッチ２３を経由してキャパシタ２４に戻る（図１１に示す向き）で流れるようになる。この電流経路にはＬＣ共振回路１２が含まれていることから、電流Ｉｇの波形は共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａに図１１に示す向き（期間Ｔ２での電流Ｉｄとは逆向き）で電流Ｉｇが流れるため、第２巻線２ｂには、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が誘起する。
【００８３】
また、ＯＮ状態の第１スイッチ７ａと共に、第２スイッチ７ｂがＯＮ状態に移行することにより、直流電源ＰＳがインダクタ８を介して短絡される。これにより、図１１に示すように、直流電源ＰＳからインダクタ８、第１スイッチ７ａおよび第２スイッチ７ｂを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路が形成されて、この電流経路に電流Ｉａが図１１において矢印で示す向きで流れる。したがって、この電流Ｉａがインダクタ８に流れることにより、インダクタ８にエネルギーが蓄積される。
【００８４】
このように、期間Ｔ３では、第１巻線２ａ側の回路（つまり、各直列スイッチ部７，２１を含む回路）が、入力直流電圧Ｖｉｎに基づいてインダクタ８にエネルギーを蓄積させると共に、キャパシタ２４に蓄積されているエネルギーを放出させることで第１巻線２ａに電流Ｉｇを供給する第３動作を実行する。つまり、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路は、この期間Ｔ３において、コンバータ装置１Ａの第１巻線２ａ側の回路が期間Ｔ３において実行した動作と同等の動作を実行する。したがって、第２巻線２ｂ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同等の動作を実行して、第２交流端子部６ａ，６ｂ間に誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００８５】
次いで、期間Ｔ４では、図８に示すように、駆動信号Ｓ１１が正電圧からゼロボルトに切り替わり、駆動信号Ｓ１５がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図８，１２に示すように、第１スイッチ７ａがＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行し、第５スイッチ２２がＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチは、対応する駆動信号が期間Ｔ３のときと同じであることから、期間Ｔ３のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、第１スイッチ７ａおよび第４スイッチ２１ｂのみがＯＦＦ状態になる。
【００８６】
この場合、第１巻線２ａ側の回路では、まず、第１スイッチ７ａがＯＦＦ状態に移行し、続いて第５スイッチ２２がＯＮ状態に移行する。このため、第５スイッチ２２がＯＮ状態に移行する直前に、直流電源ＰＳの電圧にインダクタ８の両端間電圧が加算された電圧により（直流電源ＰＳからのエネルギーに加えて、インダクタ８から放出されるエネルギーにより）、図１２に示すように、直流電源ＰＳからインダクタ８、ＯＦＦ状態の第５スイッチ２２のボディダイオイード、ＯＮ状態の第３スイッチ２１ａ、共振インダクタ１２ｂ、第１巻線２ａ、共振キャパシタ１２ａおよびＯＮ状態の第２スイッチ７ｂを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路に図１２に示す向きで電流Ｉｈが流れると共に、直流電源ＰＳからインダクタ８、ＯＦＦ状態の第５スイッチ２２のボディダイオイード、キャパシタ２４およびＯＮ状態の第６スイッチ２３を経由して直流電源ＰＳに戻る他の電流経路に図１２に示す向きで電流Ｉｅが流れる。したがって、第５スイッチ２２は、ボディダイオードに電流Ｉｅ，Ｉｈが流れている状態、つまりドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態でＯＮ状態に移行する（零ボルトスイッチングする）。このため、第５スイッチ２２でのターンオン損失は大幅に低減されている。
【００８７】
また、第５スイッチ２２がＯＮ状態に移行することにより、直流電源ＰＳおよびインダクタ８の双方から放出されるエネルギーに基づく第１巻線２ａへの電流Ｉｈの供給が継続される。また、この電流Ｉｈの電流経路にはＬＣ共振回路１２が含まれていることから、電流Ｉｄの波形は共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａに図１２に示す向き（期間Ｔ３での電流Ｉｇと同じ向き）で電流Ｉｈが流れるため、第２巻線２ｂには、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が誘起する。また、第５スイッチ２２がＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ２４への電流Ｉｅの供給も継続されて、キャパシタ２４は、直流電源ＰＳおよびインダクタ８の双方から放出されるエネルギーで充電される（キャパシタ２４にエネルギーが蓄積される）。
【００８８】
このように、期間Ｔ４では、第１巻線２ａ側の回路が、直流電源ＰＳおよびインダクタ８からの各エネルギーに基づき、第１巻線２ａに電流Ｉｈを期間Ｔ３のときの電流Ｉｇと同じ向きで供給すると共に、キャパシタ２４を充電する第４動作を実行する。つまり、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路は、この期間Ｔ４において、コンバータ装置１Ａの第１巻線２ａ側の回路が期間Ｔ４において実行した動作と同等の動作を実行する。したがって、第２巻線２ｂ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同等の動作を実行して、第２交流端子部６ａ，６ｂ間に誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００８９】
また、コンバータ装置１Ｂでの出力直流電圧Ｖｏｕｔは、上記したコンバータ装置１Ａでの出力直流電圧Ｖｏｕｔと同一の式で表される。したがって、コンバータ装置１Ｂも、コンバータ装置１Ａと同様にして、出力直流電圧Ｖｏｕｔが入力直流電圧Ｖｉｎよりも大きくなるＢｏｏｓｔ型（昇圧型）コンバータとして機能すると共に、各スイッチ７ａ，７ｂ，２１ａ，２１ｂ，２２，２３のスイッチング周波数を変化させることなく、第１スイッチ７ａと第２スイッチ７ｂのオンデューティＤを変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御することが可能になっている。
【００９０】
このように、このコンバータ装置１Ｂでは、第１巻線２ａ側の回路は、第１巻線２ａと共に、直列スイッチ部７，２１、インダクタ８、第５スイッチ２２、第６スイッチ２３およびキャパシタ２４が図７に示すように接続されて構成されている。また、ＬＣ共振回路１２が、第１巻線２ａと第１交流端子部４ａ，４ｂとの間に挿入接続されている。
【００９１】
したがって、このコンバータ装置１Ｂによれば、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている昇圧回路が不要な１ステージ型として構成されているため、コンバータ装置１Ａと同様にして、この昇圧回路のダイオードで発生していたリカバリ損失を無くすことができる。また、このコンバータ装置１Ｂによれば、コンバータ装置１Ａと同様にして、第１スイッチ７ａと第２スイッチ７ｂのオンデューティを変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御することができる（つまり、第１スイッチ７ａ〜第６スイッチ２３のスイッチング周波数を変化させることなく出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御することができる）。さらに、このコンバータ装置１Ｂによれば、第１巻線２ａ側の回路を構成するためのキャパシタ（半導体素子で構成されるスイッチ７ａなどと比較して、通常、その外形が極めて大きくなる電子部品）をキャパシタ２４の１個で済ますことができることから、キャパシタ９ｂ，１０ｂの２個必要とするコンバータ装置１Ａと比較して、電子部品を実装する回路基板、さらには装置自体を小型化することができる。
【００９２】
また、このコンバータ装置１Ｂでは、第１スイッチ７ａから第６スイッチ２３までのすべてのスイッチはボディダイオードを内蔵したＦＥＴで構成され、制御部１３が、図８に示すタイミングで駆動信号Ｓ１１〜Ｓ１６を出力して、すべてのスイッチ７ａ〜２３を駆動することにより（各スイッチ７ａ〜２３を期間Ｔ１〜期間Ｔ４でのＯＮ・ＯＦＦ状態に順次移行させて、直列スイッチ部７，２１および各スイッチ２２，２３に上記の第１動作〜第４動作を実行させるスイッチング制御を実行する。詳細には、期間Ｔ１〜期間Ｔ４のうちのいずれかの期間から次の新たな期間に移行する際に、制御部１３は、この新たな期間においてＯＦＦ状態に移行させるスイッチとＯＮ状態に移行させる他のスイッチとに対して、まず、ＯＦＦ状態に移行させるべきスイッチをＯＦＦ状態に移行させ、続いてＯＮ状態に移行させるべき他のスイッチをＯＮ状態に移行させるスイッチング制御を実行する。
【００９３】
したがって、このコンバータ装置１Ｂによれば、新たな期間においてＯＦＦ状態に移行させるべきスイッチをＯＦＦ状態に移行させることで、この新たな期間においてＯＮ状態に移行させるべき他のスイッチのボディダイオードに電流を流して、この状態（ボディダイオードに電流が流れている状態。つまり、ドレイン−ソース間電圧が零ボルトに近い状態）において他のスイッチをＯＮ状態に移行させることができる。このため、この他のスイッチでのターンオン損失を大幅に低減することができる。
【００９４】
なお、上記のコンバータ装置１Ａ，１Ｂでは、ボディダイオードを内蔵するＦＥＴで各スイッチを構成しているが、この構成に代えて、バイポーラトランジスタとディスクリートダイオードとの並列回路で各スイッチを構成することもできる。また、上記のコンバータ装置１Ａ，１Ｂでは、４つのダイオード１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄで構成されるブリッジ形全波整流回路で整流平滑部１１の整流回路を構成したが、これに限定されるものではない。例えば、図示はしないが、第２巻線２ｂをセンタータップを有する構成とすると共にこの第２巻線２ｂの各端部にダイオードをそれぞれ接続し、センタータップの電位を基準として第２巻線２ｂの各端部に誘起する電圧を各ダイオードでそれぞれ整流して合成することで、センタータップの電位を基準とする出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する整流回路を、整流平滑部１１の整流回路として採用することもできる。また、図示はしないが、キャパシタとダイオードを組み合わせて構成される公知のｍ倍（ｍは２以上の整数）電圧整流回路を、整流平滑部１１の整流回路として採用することもできる。
【００９５】
また、上記のコンバータ装置１Ａ，１Ｂでは、独立した構成要素としての共振キャパシタ１２ａと共振インダクタ１２ｂとでＬＣ共振回路１２を構成したが、これに限定されるものではない。例えば、共振キャパシタ１２ａは、独立した構成要素として配設する構成に代えて、第１直列回路部９のキャパシタ２４や、第２直列回路部１０の第２キャパシタ１０ｂで代用することもできる。また、共振インダクタ１２ｂについても、独立した構成要素として配設する構成に代えて、トランス２の漏れインダクタンスで代用することもできる。
【符号の説明】
【００９６】
１Ａ，１Ｂ  コンバータ装置
２  トランス
２ａ  第１巻線
２ｂ  第２巻線
３ａ，３ｂ  第１直流端子部
４ａ，４ｂ  第１交流端子部
５ａ，５ｂ  第２直流端子部
６ａ，６ｂ  第２交流端子部
７，２１  直列スイッチ部
７ａ  第１スイッチ
７ｂ  第２スイッチ
８  インダクタ
９  第１直列回路部
９ａ  第３スイッチ
９ｂ  第１キャパシタ
１０  第２直列回路部
１０ａ  第４スイッチ
１０ｂ  第２キャパシタ
１２  ＬＣ共振回路
１３  制御部
２１ａ  第３スイッチ
２１ｂ  第４スイッチ
２２  第５スイッチ
２３  第６スイッチ
【図１】
2019161715.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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