(57)【要約】【課題】多くの部品を追加することなく、過電流の発生を抑制できる電力伝送装置を提供する。【解決手段】直流電流源２からの電流を入力とするインバータ３と、インバータの出力に並列に接続されたスナバコンデンサ２０と、スナバコンデンサの両端に接続されてインバータの出力電流周波数と同じ共振周波数を有する送電側共振器２１と、送電側共振器と磁気的に結合されて送電側共振器から電力が伝送される、受電側共振器２２と、入力側が受電側共振器の両端に接続され、出力側が平滑コンデンサ１１の両端に並列に接続され、スイッチを備えるコンバータ８と、平滑コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出器１６と、直流電圧および指令値を取得し直流電圧が指令値に基づく一定の値となるように、コンバータのスイッチを制御する受電側制御器１３と、を備え、受電側制御器はコンバータと受電側共振器とが閉回路または開回路を構成するようにスイッチを切り替える。【選択図】図１
2019161911.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電流源からの電流を入力とするインバータと、
前記インバータの出力に並列に接続されたスナバコンデンサと、
前記スナバコンデンサの両端に接続されて、前記インバータの出力電流周波数と同じ共振周波数を有する、送電側共振器と、
前記送電側共振器と磁気的に結合されて、前記送電側共振器から電力が伝送される、受電側共振器と、
平滑コンデンサと、
入力側が前記受電側共振器の両端に接続されて、出力側が前記平滑コンデンサの両端に並列に接続されて、スイッチを備えるコンバータと、
前記平滑コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出器と、
前記直流電圧および指令値を取得し、前記直流電圧が前記指令値に基づく一定の値となるように、前記コンバータの前記スイッチを制御する受電側制御器と、を備え、
前記受電側制御器は、前記コンバータと前記受電側共振器とが閉回路または開回路を構成するように前記スイッチを切り替える、電力伝送装置。
【請求項２】
前記スナバコンデンサの容量Ｃは、
前記送電側共振器と前記受電側共振器との相互インダクタンスをＬｍとし、前記送電側共振器の電流の最大値をＩｒｅｆとし、前記直流電圧をＶｄｃとして、
Ｃ＝Ｌｍ×（Ｉｒｅｆ）２／（Ｖｄｃ）２
で決定される、請求項１に記載の電力伝送装置。
【請求項３】
前記送電側共振器は、コイルと、コンデンサと、を直列に接続した構成であり、
前記受電側共振器は、前記送電側共振器と同じ構成である、請求項１または２に記載の電力伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワイヤレスの電力伝送装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
磁界または電界を用いて送電側と受電側との間で電力の授受を行う無線電力伝送（ワイヤレス電力伝送）が知られている。
【０００３】
ワイヤレス電力伝送は、例えば電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）に適用され得る。ワイヤレス電力伝送を使用するＥＶは、ケーブルを用いずに無線で電力を得ることが可能である。ここで、ホイール側に駆動源（電動機、モータ）を配置し、車体側からホイール側に電力を伝送して駆動源を動作させるシステム（インホイールモータシステム）がある。ワイヤレス電力伝送を使用する場合に、このようなシステムは、特にワイヤレスインホイールモータ駆動システムと呼ばれることがある。
【０００４】
例えば非特許文献１および非特許文献２は、ワイヤレスインホイールモータ駆動システムについて記載する。非特許文献１のシステムは、直流電圧源を入力として電力を伝送する単相インバータ（一次側インバータ）を備える。また、非特許文献１のシステムでは、一次側インバータの出力が、コンデンサとコイルとを直列接続した構成の共振器（送電側共振器）に接続されている。また、非特許文献１のシステムでは、送電側共振器に対して数ｃｍから数十ｃｍ離れた位置に、同じ構成の共振器（受電側共振器）が略対向して設置されている。また、非特許文献１のシステムは、受電側共振器と接続される単相コンバータ（二次側コンバータ）を備える。また、非特許文献１のシステムでは、二次側コンバータの出力（直流リンク電圧）は、受電側の電圧制御器によって、電圧指令値に等しくなるように制御される。ここで、電圧指令値は一定の値である。そして、非特許文献１のシステムでは、直流リンク電圧を入力とする三相インバータがモータを任意の出力で駆動する。
【０００５】
また、非特許文献２のシステムも、非特許文献１と同様の構成である。そして、非特許文献１および非特許文献２のシステムでは、受電側の電圧制御器は直流リンク電圧が一定の値であるように制御する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】山本  岳、他３名、“ワイヤレスインホイールモータの送電電圧および負荷電圧制御による電力伝送効率最大化の検討”、電気学会論文誌Ｄ  Ｎｏ．２  ｐ１１８−ｐ１２５
【非特許文献２】郡司  大輔、他３名、“磁界共振結合ワイヤレス電力伝送における二次側コンバータを用いた負荷電圧制御手法の実験検証”、２０１４年電子情報通信学会ソサイエティ大会  ＢＩ−８−４  ｐ６１−ｐ６２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ここで、非特許文献１および非特許文献２のシステムにおいて、受電側の電圧制御器は、受電側の共振器の接続先を切り替えることによって、直流リンク電圧が一定の値であるように制御する。このとき、受電側の切り替え動作によって、送電側共振器に大きな電流（過電流）が流れる可能性があった。
【０００８】
前記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、多くの部品を追加することなく、過電流の発生を抑制できる電力伝送装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記課題を解決するため、本実施形態に係る電力伝送装置は、直流電流源からの電流を入力とするインバータと、前記インバータの出力に並列に接続されたスナバコンデンサと、前記スナバコンデンサの両端に接続されて、前記インバータの出力電流周波数と同じ共振周波数を有する、送電側共振器と、前記送電側共振器と磁気的に結合されて、前記送電側共振器から電力が伝送される、受電側共振器と、入力側が前記受電側共振器の両端に接続されて、出力側が平滑コンデンサの両端に並列に接続されて、スイッチを備えるコンバータと、前記平滑コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出器と、前記直流電圧および指令値を取得し、前記直流電圧が前記指令値に基づく一定の値となるように、前記コンバータの前記スイッチを制御する受電側制御器と、を備え、前記受電側制御器は、前記コンバータと前記受電側共振器とが閉回路または開回路を構成するように前記スイッチを切り替える。
【００１０】
また、本実施形態に係る電力伝送装置において、前記スナバコンデンサの容量Ｃは、前記送電側共振器と前記受電側共振器との相互インダクタンスをＬｍとし、前記送電側共振器の電流の最大値をＩｒｅｆとし、前記直流電圧をＶｄｃとして、Ｃ＝Ｌｍ×（Ｉｒｅｆ）２／（Ｖｄｃ）２で決定されることが好ましい。
【００１１】
また、本実施形態に係る電力伝送装置において、前記送電側共振器は、コイルと、コンデンサと、を直列に接続した構成であり、前記受電側共振器は、前記送電側共振器と同じ構成であることが好ましい。
【発明の効果】
【００１２】
本実施形態に係る電力伝送装置によれば、多くの部品を追加することなく、過電流の発生を抑制できる電力伝送装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本実施形態の電力伝送装置の構成図である。
【図２】本実施形態の電力伝送装置の信号の波形の例を示す図である。
【図３】本実施形態における、送電側共振器の電流の変動例を示す図である。
【図４】本実施形態における、平滑コンデンサの直流電圧の変動例を示す図である。
【図５】比較例の電力伝送装置の構成図である。
【図６】比較例における、送電側共振器の電流の変動例を示す図である。
【図７】比較例における、平滑コンデンサの直流電圧の変動例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
（全体構成）
図１は、本実施形態に係る電力伝送装置１の構成図である。本実施形態において、電力伝送装置１は車両に適用されて、インホイールモータシステムの一部として機能する。ここで、電力伝送装置１は車両への適用に限定されるものではない。例えば、電力伝送装置１は、一般的な電子機器のワイヤレス充電等への適用も可能である。
【００１５】
電力伝送装置１は、直流電流源２と、インバータ３と、コンバータ８と、平滑コンデンサ１１と、受電側制御器１３と、送電側制御器１４と、電圧検出器１６と、スナバコンデンサ２０、送電側共振器２１と、受電側共振器２２と、を備える。電力伝送装置１の出力（平滑コンデンサ１１の直流電圧）は、車輪に内蔵されたモータであるインホイールモータ１０を駆動する三相インバータ９に入力される。つまり、本実施形態において、電力伝送装置１はインホイールモータ１０を回転させて車両を移動させる。また、本実施形態において、電力伝送装置１は車両の車体側および車輪側に装備される。電力伝送装置１は、磁界を用いた共振現象を利用した方式を用いて無線で送電する。電力伝送装置１は、車体側と車輪側との間で電力を無線で送受信する。車両に適用された電力伝送装置１は、車両の車体側と車輪側との電力の送受信を、ワイヤ（有線）を使わずに無線で行うため、ワイヤの切断リスクに対する信頼性の向上が可能である。
【００１６】
直流電流源２は、電力伝送装置１の送電側（一次側）に設けられた電流源である。
【００１７】
インバータ３は直流電流源２からの電流を入力とする電力変換器である。本実施形態において、インバータ３はＰＷＭインバータである。インバータ３は直流電流源２からの電力を共振周波数の交流に変換して出力する。インバータ３は、複数のスイッチを備える。本実施形態において、インバータ３は、フルブリッジの４つのスイッチＧ１１、スイッチＧ１２、スイッチＧ１３およびスイッチＧ１４（以下、スイッチＧ１１〜Ｇ１４と表記する）で構成される。スイッチＧ１１〜Ｇ１４は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてもよいが、これに限定されるものではない。
【００１８】
送電側制御器１４は、インバータ３のスイッチＧ１１〜Ｇ１４の切り替えを制御信号ＧＳ１およびＧＳ２によって制御する。図１に示すように、本実施形態において送電側制御器１４は、スイッチＧ１３を制御信号ＧＳ１で、スイッチＧ１４を反転した制御信号ＧＳ１で制御する。また、本実施形態において送電側制御器１４は、スイッチＧ１１を制御信号ＧＳ２で、スイッチＧ１２を反転した制御信号ＧＳ２で制御する。本実施形態において、制御信号ＧＳ１と制御信号ＧＳ２とは互いに反転した信号である。また、送電側制御器１４は、１以上のプロセッサ、コントローラ、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号処理装置、プログラマブルロジックデバイス、フィールドプログラマブルゲートアレイ、または、これらの任意の組み合わせを含んでもよい。
【００１９】
スナバコンデンサ２０はインバータ３の出力に並列に接続される。スナバコンデンサ２０の容量Ｃ、および、その効果の詳細については後述する。ここで、図１に示すように、スナバコンデンサ２０の電圧はＶ１である。つまり、スイッチＧ１１とスイッチＧ１２との中間点と接続される端子側を基準とした、スイッチＧ１３とスイッチＧ１４との中間点と接続される端子側の電圧がＶ１である。
【００２０】
送電側共振器２１は、スナバコンデンサ２０の両端に接続されて、インバータ３の出力電流周波数と同じ共振周波数を有する。本実施形態において、送電側共振器２１はコイル５と、コンデンサ４と、を直列に接続した構成である。図１に示すように、送電側共振器２１を流れる電流はＩ１である。つまり、スイッチＧ１３とスイッチＧ１４との中間点と接続される側から、送電側共振器２１を通って、スイッチＧ１１とスイッチＧ１２との中間点と接続される側へ流れる場合に、Ｉ１は正の値となる。また、逆向きの場合に、Ｉ１は負の値となる。
【００２１】
ここで、図２は、本実施形態の電力伝送装置１の信号の波形を例示する。図２に示す制御信号ＧＳ１および制御信号ＧＳ２は、送電側制御器１４が出力するスイッチＧ１１〜Ｇ１４のオンまたはオフを切り替える信号である。制御信号ＧＳ１および制御信号ＧＳ２は、二値（ハイレベルＨおよびローレベルＬ）のデジタル信号である。また、制御信号ＧＳ１および制御信号ＧＳ２は、デューティ５０％の波形を有する。制御信号ＧＳ１および制御信号ＧＳ２に応じて、送電側共振器２１を流れる電流であるＩ１およびスナバコンデンサ２０の電圧であるＶ１は、図２に示すように緩やかに変化する。詳細については後述するが、本実施形態の電力伝送装置１は、スナバコンデンサ２０を備えることによって過電流が抑制される。
【００２２】
受電側共振器２２は、送電側共振器２１と磁気的に結合されて、送電側共振器２１からワイヤレスで電力が伝送される。本実施形態において、受電側共振器２２はコイル６と、コンデンサ７と、を直列に接続した構成である。つまり、受電側共振器２２は、送電側共振器２１と同じ構成である。図１に示すように、受電側共振器２２を流れる電流はＩ２である。つまり、後述するスイッチＧ３とスイッチＧ４との中間点と接続される側から、受電側共振器２２を通って、後述するスイッチＧ１とスイッチＧ２との中間点と接続される側へ流れる場合に、Ｉ２は正の値となる。また、逆向きの場合に、Ｉ２は負の値となる。
【００２３】
コンバータ８は、入力側が受電側共振器２２の両端に接続されて、出力側が平滑コンデンサ１１の両端に並列に接続される、電力変換器である。コンバータ８は、複数のスイッチを備える。本実施形態において、コンバータ８は、フルブリッジの４つのスイッチＧ１、スイッチＧ２、スイッチＧ３およびスイッチＧ４（以下、スイッチＧ１〜Ｇ４と表記する）で構成される。また、スイッチＧ１〜Ｇ４は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いてもよいが、これに限定されるものではない。
【００２４】
平滑コンデンサ１１は、上記のように、コンバータ８の出力と並列に接続される。平滑コンデンサ１１の直流電圧は、電力伝送装置１の出力として、インホイールモータ１０を駆動する三相インバータ９に入力される。
【００２５】
電圧検出器１６は平滑コンデンサ１１の直流電圧Ｖｄｃを検出する。電圧検出器１６は例えば電圧センサである。電圧検出器１６は、検出した直流電圧Ｖｄｃを受電側制御器１３に出力する。
【００２６】
受電側制御器１３は、直流電圧Ｖｄｃおよび指令値を取得する。本実施形態において、指令値は電圧指令値であって、例えば電力伝送装置を含むシステム全体の制御装置が指令値を生成する。受電側制御器１３は、直流電圧Ｖｄｃが指令値に基づく一定の値となるように、コンバータ８のスイッチＧ１〜Ｇ４の切り替えを制御信号ＧＳ３によって制御する。
【００２７】
図１に示すように、本実施形態において受電側制御器１３は、スイッチＧ２およびスイッチＧ４を制御信号ＧＳ３で制御する。制御信号ＧＳ３は、制御信号ＧＳ１および制御信号ＧＳ２と同様にデジタル信号である。スイッチＧ１およびスイッチＧ３のゲート信号は、それぞれ、スイッチＧ１およびスイッチＧ３が有する還流ダイオードのアノードと接続されている。後述するように、受電側制御器１３は、コンバータ８と受電側共振器２２とが閉回路または開回路を構成するようにスイッチＧ２およびスイッチＧ４のオンまたはオフを切り替えて、直流電圧Ｖｄｃを一定の値にする。
【００２８】
ここで、受電側制御器１３は、１以上のプロセッサ、コントローラ、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号処理装置、プログラマブルロジックデバイス、フィールドプログラマブルゲートアレイ、または、これらの任意の組み合わせを含んでもよい。
【００２９】
（比較例）
ここで、図５〜図７を参照して、比較例の電力伝送装置１００を示しながら、本実施形態に係る電力伝送装置１の効果について説明する。
【００３０】
図５は、比較例の電力伝送装置１００の構成図である。比較例の電力伝送装置１００は、図１の電力伝送装置１と比べて、直流電流源２が直流電圧源１０２に変更されたことが異なる。また、比較例の電力伝送装置１００は、図１の電力伝送装置１と比べて、スナバコンデンサ２０を備えないことが異なる。その他の要素については図１と同様であるため、詳細な説明を省略する。
【００３１】
比較例において、インバータ３は直流電圧源１０２からの電力を共振周波数の交流に変換して出力する。そして、本実施形態に係る電力伝送装置１と同様に、送電側共振器２１に電流（Ｉ１）が流れる。また、平滑コンデンサ１１の直流電圧Ｖｄｃが電圧検出器１６によって検出される。図６は、比較例において送電側共振器２１を流れる電流（Ｉ１）を例示する。図６に示すように、Ｉ１の値は−４０［Ａ］から４０［Ａ］まで大きく変動する。図７は、比較例における直流電圧Ｖｄｃを例示する。図７の例では、比較例の電力伝送装置１００の受電側制御器１３は、直流電圧Ｖｄｃが４００［Ｖ］で一定になるように制御する。しかし、図６に示すように電流（Ｉ１）が過電流の発生によって大きく変動しているため、直流電圧Ｖｄｃも４００［Ｖ］を中心に波打つように変動している。以下に、図６および図７における、Ｉ１の値および直流電圧Ｖｄｃの変動の理由について説明する。
【００３２】
受電側制御器１３は、コンバータ８を構成するスイッチＧ１、Ｇ２、Ｇ３およびＧ４がすべてオフの状態（開回路）、または、受電側共振器２２の両端が短絡した状態（閉回路）となるように、スイッチＧ２およびスイッチＧ４のオンまたはオフを切り替える。受電側制御器１３は、制御信号ＧＳ３によってスイッチＧ２およびスイッチＧ４をオフにして、コンバータ８を全波整流回路として機能させて、コンバータ８と受電側共振器２２とで開回路が構成されるようにする。または、受電側制御器１３は、制御信号ＧＳ３によってスイッチＧ２およびスイッチＧ４をオンにして受電側共振器２２を短絡させて、閉回路が構成されるようにする。受電側制御器１３が上記の閉回路と開回路の切り替えを、高速に繰り返すことによって、平滑コンデンサ１１の直流電圧Ｖｄｃを一定の値にすることが可能である。
【００３３】
ここで、受電側共振器２２が短絡した場合に、送電側のインバータ３の出力インピーダンスが大きくなり、送電側共振器２１のコイル５（インダクタ）に蓄えられた電流が受電側共振器２２に急激に流入する。そのため、受電側共振器２２が短絡したときに、送電側共振器２１の電流（Ｉ１）の最大値および最小値が、定常状態の最大値および最小値（例えば２０［Ａ］および−２０［Ａ］）と比較して約２倍（例えば４０［Ａ］および−４０［Ａ］）の変動を示すという過渡現象が生じる。そのため、比較例においては、図６に示すようにＩ１の変動幅が大きくなっている。そして、Ｉ１の変動の影響によって、図７に示すように直流電圧Ｖｄｃにも変動が生じている。
【００３４】
一方、本実施形態に係る電力伝送装置１は、スナバコンデンサ２０が送電側共振器２１に並列に接続される。そのため、送電側共振器２１のコイル５に蓄えられた電流が受電側共振器２２に急激に流入することが抑制される。図３は、本実施形態において送電側共振器２１を流れる電流（Ｉ１）を例示する。図３に示すように、Ｉ１の値は−２０［Ａ］から２０［Ａ］までの範囲に含まれる。つまり、比較例のような過渡現象によるＩ１の大きな変動は見られない。また、図４は、本実施形態における直流電圧Ｖｄｃを例示する。図４に示すように、直流電圧Ｖｄｃは４００［Ｖ］で一定である。つまり、本実施形態の電力伝送装置１００の受電側制御器１３は、直流電圧Ｖｄｃが一定の値であるように適切に制御している。
【００３５】
（スナバコンデンサの容量）
スナバコンデンサ２０の容量Ｃは以下のように求められる。まず、一般に、磁界共振結合のワイヤレス電力伝送において伝送されるエネルギーＷＬは、送電側共振器２１と受電側共振器２２との相互インダクタンスをＬｍとし、送電側共振器２１の電流Ｉ１の最大値をＩｒｅｆとして、以下の式（１）で示される。
ＷＬ＝Ｌｍ×（Ｉｒｅｆ）２／２    …  式（１）
【００３６】
また、容量Ｃのスナバコンデンサ２０が吸収するエネルギーＷｃは、受電側共振器２２の電圧、すなわち、平滑コンデンサ１１の直流電圧Ｖｄｃを用いて、以下の式（２）で示される。
Ｗｃ＝Ｃ×（Ｖｄｃ）２／２    …  式（２）
【００３７】
よって、スナバコンデンサ２０がエネルギーＷＬを吸収する場合に、式（１）および式（２）から、容量Ｃは以下の式（３）で決定される。
Ｃ＝Ｌｍ×（Ｉｒｅｆ）２／（Ｖｄｃ）２    …  式（３）
【００３８】
ここで、図３および図４は、Ｉｒｅｆを３０［Ａ］、直流電圧Ｖｄｃを電圧指令値の４００［Ｖ］、相互インダクタンスのＬｍを４８［μＨ］として式（３）で得られた容量Ｃを用いたシミュレーション結果である。
【００３９】
以上のように、本実施形態に係る電力伝送装置１は、スナバコンデンサ２０を備える上記の構成によって、過電流の発生を抑制できる。また、電力伝送装置１に追加された要素は、比較例と比べて、スナバコンデンサ２０だけである。つまり、電力伝送装置１は、多くの部品を追加することがない。よって、本開示によれば、多くの部品を追加することなく、過電流の発生を抑制できる電力伝送装置１を提供することができる。
【００４０】
本発明を諸図面および実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形および修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。
【符号の説明】
【００４１】
１                    電力伝送装置
２                    直流電流源
３                    インバータ
４                    コンデンサ
５                    コイル
６                    コイル
７                    コンデンサ
８                    コンバータ
９                    三相インバータ
１０                    インホイールモータ
１１                    平滑コンデンサ
１３                    受電側制御器
１４                    送電側制御器
１６                    電圧検出器
２０                    スナバコンデンサ
２１                    送電側共振器
２２                    受電側共振器
１００                    電力伝送装置
１０２                    直流電圧源
【図１】
2019161911.tif 000003
【図２】
2019161911.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
2019161911.tif 000007
【図６】
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【図７】
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