(57)【要約】  【課題】コンバータを備えた空気調和機に関して、コンバータからの出力電流を供給／遮断するリレーの接点を遮断する時間を短くすると共に、プリント基板に実装した場合の耐衝撃性を向上させる。  【解決手段】コンバータ３０は、交流電源を入力して整流する整流器２と、平滑コンデンサ７と、スイッチング素子とインダクタとを備えて整流器２で整流された電流をインダクタを介してスイッチングするスイッチング部３，４と、スイッチング部３，４のスイッチング素子をインターリーブ方式で駆動するコンバータ制御部２０と、それぞれのインダクタから平滑コンデンサ７に流れる電流を供給／遮断する主リレー６，９を備えている。また、コンバータ制御部２０内には各スイッチング部からそれぞれ出力される電流を予め定めた比率に分流する分流比設定部２６を備えている。【選択図】図２
2019115143.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、スイッチング素子とインダクタとを備えて前記整流器で整流された電流を前記インダクタを介してスイッチングする複数のスイッチング部と、前記スイッチング部の前記スイッチング素子を駆動するコンバータ制御部と、それぞれの前記インダクタから前記平滑コンデンサを介して出力される電流を供給／遮断するリレーとを備えたインターリーブ方式のコンバータを備えたことを特徴とする空気調和機。
【請求項２】
複数の前記スイッチング部からそれぞれ出力される電流を予め定めた比率に分流する分流比設定手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インターリーブ方式のコンバータを備えた空気調和機に関わり、より詳細には出力電圧を供給/遮断するリレーを備えたコンバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、空気調和機は、例えば、特許文献１に示すインターリーブ方式のコンバータを備えている。図４はこの空気調和機のブロック図である。
【０００３】
図4に示すように、空気調和機の室外機１０１ｂは、交流電源１０２からの交流電圧を直流電圧に変換して昇圧するコンバータ１０３ｂと、コンバータ１０３ｂへの交流電圧の供給／遮断を行うリレー接点４１ａを有するリレー４１と、リレー接点４１ａの両端間に並列接続された正の抵抗温度特性を有するＰＴＣ素子４２ｂと、インバータ回路１２１と、圧縮機１２２とを備える。なお、コンバータ１０３ｂはインターリーブ方式の回路構成となっている。
【０００４】
さらに室外機１０１ｂは、コンバータ１０３ｂの出力電圧を分圧する抵抗器５６，５７の直列回路と、リレー４１の駆動を制御する制御部７０を備えている。また、コンバータ１０３ｂは、交流電源１０２からリレー接点４１ａ及びＰＴＣ素子４２ｂの並列回路を介して供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジＤＢ１と、ダイオードブリッジＤＢ１からの脈流電圧が夫々の一端に印加されるインダクタＬ１，Ｌ２と、インダクタＬ１の他端にコレクタ端子が接続されたＩＧＢＴＱ１ｂと、インダクタＬ２の他端にコレクタ端子が接続されたＩＧＢＴＱ２ｂと、インダクタＬ１の他端にアノード端子が接続されたダイオードＤ１と、インダクタＬ２の他端にアノード端子が接続されたダイオードＤ２と、ＩＧＢＴＱ１ｂ，Ｑ２ｂ夫々のオンオフを制御するＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂとを有する。
【０００５】
ダイオードブリッジＤＢ１からの整流電圧は、抵抗器Ｒ３，Ｒ４の直列回路で分圧されてＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂに入力されている。ＩＧＢＴＱ１ｂ，Ｑ２ｂ夫々のゲートはＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂに接続されている。ＩＧＢＴＱ１ｂは抵抗器Ｒ１を介してアースに接続され、ＩＧＢＴＱ２ｂは抵抗器Ｒ２を介してアースに接続されている。
そして、ＩＧＢＴＱ１ｂ，Ｑ２ｂ夫々のエミッタ端子はＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂに接続されている。なお、抵抗器Ｒ１，Ｒ２は、ＩＧＢＴＱ１ｂ，Ｑ２ｂのエミッタ電流を検出するためのものである。
【０００６】
ダイオードＤ１，Ｄ２夫々のカソードは平滑コンデンサＣ１の正極に接続されており、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が、コンバータ１０３ｂの出力電圧となる。コンバータ１０３ｂの出力電圧は、抵抗器Ｒ５，Ｒ６の分圧回路で分圧されてＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂに入力されている。なお、ＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂは、ＩＧＢＴＱ１ｂ，Ｑ２ｂのオンオフ制御を行ってインターリーブ方式によるＰＦＣの制御を行っている。
【０００７】
具体的にＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂは、抵抗器Ｒ３，Ｒ４で検出される整流電圧の瞬時電圧から算出した交流電圧の位相に基づいて入力電流がサイン波になるように、また、抵抗器Ｒ５，Ｒ６の分圧回路で分圧された電圧が、目標とする電圧になるように、ＩＧＢＴＱ１ｂ，Ｑ２ｂを交互にオンオフ制御する。なお、ダイオードＤ１に流れる電流は抵抗器Ｒ１に流れる電流と、また、ダイオードＤ２に流れる電流は抵抗器Ｒ２に流れる電流とほぼ同じになる。このため、ＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂは、抵抗器Ｒ１，Ｒ２に流れる電流の合計を室外機１０１ｂの入力電流として用いる。
【０００８】
次に室外機１０１ｂの動作を説明する。まず最初に室外機１０１ｂに交流電源１０２が接続され、ＰＴＣ素子４２ｂを経由した電流がダイオードブリッジＤＢ１、ダイオードＤ１，Ｄ２を経由して平滑コンデンサＣ１に流れ込んで平滑コンデンサＣ１の両端電圧が徐々に上昇する。制御部７０は、抵抗器５６，５７の接続点の電圧が所定電圧以上になった時、つまり、突入電流がほぼ収まったタイミングでリレー接点４１ａを接続させる。その後ＰＦＣ制御回路ＩＣ１０２ｂは前述したインターリーブ方式による動作を開始する。
【０００９】
このように一次側に電源用のリレー４１を用いた場合、例えば最大の入力電流を３０アンペアとした場合、マージンを見込んで最大許容電流が４０アンペアのリレーを用いる場合が多い。
しかしながら、最大許容電流が４０アンペアのリレーの場合、駆動用の電圧を切断してから実際にリレーの接点が解放されるまでの機械的な遅延時間（復帰時間）は一般的に２０ミリセカンド以上である。つまり、コンバータ１０３ｂやインバータ回路１２１に不具合があってすぐにリレー４１を開にしようとリレー４１の駆動電圧を切断してもこのリレー４１の接点が解放されるまで２０ミリセカンド以上の時間が経過してしまう。
【００１０】
例えばインバータ回路１２１で電源短絡が発生した場合、インダクタＬ１，Ｌ２には短絡電流が流れ続けるため、最悪の場合にインダクタＬ１，Ｌ２が焼損するおそれがあった。このため、この電源の短絡を検出した制御部７０はリレー４１の駆動電圧をすぐに切断するが、実際にリレーの４１の接点が解放されるまで前述した機械的な遅延時間が経過してしまう。
【００１１】
さらに電源用のリレー４１は外形が大きくて質量も大きく、プリント基板に実装した状態で何らかの衝撃が有った場合、リレー４１の脱落やリレー４１に接続されるパターン配線が切断されるなどの懸念があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２０１７−１２３７４０号公報（段落番号００３７〜００４６）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は以上述べた問題点を解決し、コンバータを備えた空気調和機に関して、過電流などの異常を検出した時、コンバータに流れる電流を切断するリレーの復帰時間を出来るだけ短時間にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、
交流電源を入力して整流する整流器と、平滑コンデンサと、スイッチング素子とインダクタとを備えて前記整流器で整流された電流を前記インダクタを介してスイッチングする複数のスイッチング部と、前記スイッチング部の前記スイッチング素子を駆動するコンバータ制御部と、それぞれの前記インダクタから前記平滑コンデンサを介して出力される電流を供給／遮断するリレーとを備えたインターリーブ方式のコンバータを備えたことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の請求項２に記載の発明は、
複数の前記第スイッチング部からそれぞれ出力される電流を予め定めた比率に分流する分流比設定手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
以上の手段を用いることにより、本発明による空気調和機によれば、
複数のスイッチング部の各インダクタから平滑コンデンサに流れる電流を供給／遮断するリレーをそれぞれ備えたため、コンバータからの出力電流を供給／遮断する１つ当たりのリレーの電流容量を小さくできる。このため、過電流などの異常が発生した場合において、１つのリレーを用いる従来の構成に比較して、リレーの駆動電圧を切断してから実際にリレーの接点が解放されるまでの機械的な遅延時間を短くできる。この結果、部品の焼損などを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明による空気調和機の実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明によるコンバータの実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明による空気調和機の動作を説明する説明図である。
【図４】従来の空気調和機を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。なお、冷媒回路や室内機については本願と直接関係ないため図示を省略している。
【実施例１】
【００１９】
図１は本発明による空気調和機である室外機１の実施例を示すブロック図である。
室外機１は交流電源を入力とし直流電圧を出力するコンバータ３０と、コンバータ３０が出力する直流電圧が入力されるインバータ３１と、インバータ３１で駆動される圧縮機３２と、これらを制御する制御部３３を備えている。
【００２０】
コンバータ３０は交流電源３４が接続される入力端１５ａと入力端１５ｂと、直流電圧が出力される出力端１１ａと出力端１１ｂと、出力される直流電圧の目標電圧指示信号が入力される端子１６と、出力される直流電圧の値であるＤＣ電圧値を出力する出力端１７と、コンバータ３０に内蔵された図示しない主リレーを開閉させる主リレー開閉信号が入力される入力端１０ａと、コンバータ３０に内蔵された図示しない副リレーを開閉させる副リレー開閉信号が入力される入力端１０ｂとを備えている。
【００２１】
そして、コンバータ３０の直流電圧が出力される出力端１１ａと出力端１１ｂとはインバータ３１の入力端に接続されており、また、インバータ３１の三相出力が圧縮機３２に接続されている。一方、制御部３３はコンバータ３０へ目標電圧指示信号と主リレー開閉信号と副リレー開閉信号を出力し、コンバータ３０からＤＣ電圧値が入力される。また、制御部３０はインバータ３１へ駆動信号を出力する。
【００２２】
図２は本発明によるコンバータ３０の実施例を示すブロック図である。コンバータ３０は、交流電源３４が接続される入力端１５ａと入力端１５ｂと、直流電圧が出力される出力端１１ａと出力端１１ｂと、入力端１５ａと入力端１５ｂの間に接続された交流電源３４の出力電圧を整流する整流器２と、出力端１１ａと出力端１１ｂの間に接続された平滑コンデンサ７と、入力端３ｅと入力端３ｈと出力端３ｆと共通端３ｇと出力端３ｄを備えた第１スイッチング部３と、入力端４ｅと入力端４ｈと出力端４ｆと共通端４ｇと出力端４ｄを備えた第２スイッチング部４を備えている。
【００２３】
また、コンバータ３０は、入力端１５ａと入力端１５ｂの間に接続されて交流電圧の瞬時電圧値を検出して出力する交流電圧検出部５と、平滑コンデンサ７の両端電圧を検出してＤＣ電圧信号として出力するＤＣ電圧検出部６と、第１スイッチング部３を駆動するスイッチングパルス信号Ａを出力する駆動回路１３と、第２スイッチング部４を駆動するスイッチングパルス信号Ｂを出力する駆動回路１４と、ＰＷＭ変調したスイッチングパルス信号ａを駆動回路１３へ、また、ＰＷＭ変調したスイッチングパルス信号ｂを駆動回路１４へそれぞれ出力するコンバータ制御部２０を備えている。
【００２４】
また、コンバータ３０は、入力端１０ａから入力される主リレー開閉信号によって接点が開閉される主リレー９と主リレー６と、入力端１０ｂから入力される副リレー開閉信号によって接点が開閉される副リレー１２と、副リレー１２に直列に接続された抵抗８を備えている。なお、副リレー１２と抵抗８の直列回路は主リレー６に並列に接続されている。
【００２５】
そして、整流器２の正極に第１スイッチング部３の入力端３ｅと第２スイッチング部４の入力端４ｅが、整流器２の負極に第１スイッチング部３の共通端３ｇと第２スイッチング部４の共通端４ｇと平滑コンデンサ７の負極端がそれぞれ接続されている。また、第１スイッチング部３の出力端３ｆと平滑コンデンサ７の正極端の間には主リレー６が直列に接続されている。また、第２スイッチング部４の出力端４ｆと平滑コンデンサ７の正極端の間には主リレー９が直列に接続されている。
【００２６】
さらに、駆動回路１３の出力に第１スイッチング部３の入力端３ｈが、駆動回路１４の出力に第２スイッチング部４の入力端４ｈがそれぞれ接続されている。また、各スイッチング部の出力端３ｄと出力端４ｄがコンバータ制御部２０へ接続されている。このように、２つの第１スイッチング部３と第２スイッチング部４は並列に接続されている。
【００２７】
一方、第１スイッチング部３は、入力端３ｅに一端が接続されたインダクタ３ａと、同インダクタ３ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端３ｆに接続されたダイオード３ｂと、インダクタ３ａの他端と共通端３ｇとの間に接続され、入力されたスイッチングパルス信号Ａによりオン／オフするスイッチング素子であるＩＧＢＴ３ｃと、ＩＧＢＴ３ｃのエミッタ端子に流れる電流を検出して第１電流値信号として出力する第１電流検出部３ｉとを備えている。一方、ＩＧＢＴ３ｃのコレクタ端子はインダクタ３ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は第１電流検出部３ｉを介して共通端３ｇに接続され、ゲート端子は信号入力端３ｈに接続されている。なお、第１電流検出部３ｉの出力は出力端３ｄへ接続されている。
【００２８】
同様に、第２スイッチング部４は、入力端４ｅに一端が接続されたインダクタ４ａと、同インダクタ４ａの他端がアノード端子に接続されカソード端子が出力端４ｆに接続されたダイオード４ｂと、インダクタ４ａの他端と共通端４ｇとの間に接続され、入力されたスイッチングパルス信号Ｂによりオン／オフするスイッチング素子であるＩＧＢＴ４ｃと、ＩＧＢＴ４ｃのエミッタ端子に流れる電流を検出して第２電流値信号として出力する第２電流検出部４ｉとを備えている。一方、ＩＧＢＴ４ｃのコレクタ端子はインダクタ４ａの他端に接続され、また、エミッタ端子は第２電流検出部４ｉを介して共通端４ｇに接続され、ゲート端子は信号入力端４ｈに接続されている。なお、第２電流検出部４ｉの出力は出力端４ｄへ接続されている。
【００２９】
コンバータ制御部２０は、交流電圧検出部５から出力される瞬時電圧値信号と、ＤＣ電圧検出部６から出力されるＤＣ電圧値信号と、目標とする出力端１１ａと出力端１１ｂとの間のＤＣ電圧（コンバータ３０の出力電圧）を指示する目標電圧指示信号がそれぞれ入力されている。また、コンバータ制御部２０は、第１スイッチング部３で検出した第1電流値と第２スイッチング部４で検出した第２電流値がそれぞれ入力されている。さらにコンバータ制御部２０は、スイッチングパルス信号ａとスイッチングパルス信号ｂを出力し、また、入力したＤＣ電圧値信号を出力端１６から出力する。さらにコンバータ制御部２０は、入力端１７から目標電圧指示信号が、また、それぞれのスイッチング部から第１電流値と第２電流値がそれぞれ入力されている。
【００３０】
このコンバータ制御部２０は、出力端１１ａと出力端１１ｂとの間のＤＣ電圧（出力電圧）が指示された目標電圧になるように、また、入力された交流電圧の瞬時電圧で示される位相毎に、入力された第１電流値と第２電流値の合計値で示される瞬時の入力電流が目標となるサイン波電流の瞬時値になるようにそれぞれ制御する。そしてコンバータ制御部２０は、目標となるサイン波電流の瞬時値と対応するスイッチングパルス信号ａとスイッチングパルス信号ｂをＰＷＭ制御により生成してそれぞれの駆動回路へ個別に出力する。なお各スイッチングパルス信号はハイレベルで各ＩＧＢＴがオン、ローレベルでオフとなる。
【００３１】
駆動回路１３は入力されたスイッチングパルス信号ａをＩＧＢＴ３ｃのゲート端子を駆動するスイッチングパルス信号Ａに変換して第１スイッチング部３の信号入力端３ｈへ出力する。また、駆動回路１４は入力されたスイッチングパルス信号ｂをＩＧＢＴ４ｃのゲート端子を駆動するスイッチングパルス信号Ｂに変換して第２スイッチング部４の信号入力端４ｈへ出力する。
【００３２】
次にコンバータ制御部２０の構成について説明する。コンバータ制御部２０は、入力された目標電圧指示信号によって指示された目標電圧を記憶し、記憶された目標電圧を出力する目標電圧設定部２１と、ＤＣ電圧検出部６からＤＣ電圧値が入力される指令電圧生成部２２と、第１スイッチング部３から出力される第１電流値と第２スイッチング部４から出力される第２電流値が予め定められた所定比率（本実施例では１：１）になるように設定された分流比設定部（分流比設定手段）２６を備えている。
【００３３】
また、コンバータ制御部２０は、交流電圧検出部５が出力する瞬時電圧値信号が入力される電流指令生成部２３と、第1電流値と第2電流値が入力される電圧指令生成部２４と、スイッチングパルス信号ａとスイッチングパルス信号ｂを生成すると共に、この２つのスイッチングパルス信号のタイミングを示すサンプリング信号を電圧指令生成部２４へ出力するスイッチングパルス信号生成部２５を備えている。なお、分流比設定部２６は電圧指令生成部２４の内部に備えられている。
【００３４】
指令電圧生成部２２は入力された目標電圧値と入力されたＤＣ電圧値の差分（誤差）を求め、この誤差を解消するように調整した指令電圧値を電流指令生成部２３へ出力する。電流指令生成部２３は入力された指令電圧値に基づいて、入力された交流電圧の瞬時電圧に同期した電流指令値を生成して電圧指令生成部２４へ出力する。
具体的に電流指令生成部２３は、指令電圧値に基づいてＰＩ制御により電流振幅指令値を算出する。一方、電流指令生成部２３は、入力された瞬時電圧値信号から位相θを求め、算出した電流振幅指令値にｓｉｎθを乗じて電流指令値を算出する。
【００３５】
一方、電圧指令生成部２４はスイッチングパルス信号生成部２５が出力するサンプリング信号に基づいて、スイッチングパルス信号ａがハイレベルからローレベルになるタイミングで入力された第１電流値をサンプリングすると共に、スイッチングパルス信号ｂがハイレベルからローレベルになるタイミングで入力された第２電流値をサンプリングする。
各スイッチングパルス信号が立ち下がるタイミングはＩＧＢＴ３ｃ又はＩＧＢＴ４ｃがオンからオフになるタイミングであり、各ＩＧＢＴに流れる電流が最大になるタイミングである。
【００３６】
電圧指令生成部２４は、入力された電流指令値に対して、第１電流値と第２電流値を用いてフィードバック制御し、第１電圧指令値と第２電圧指令値を生成してスイッチングパルス信号生成部２５に出力する。具体的に電圧指令生成部２４は、分流比設定部２６で設定された比率に入力された電流指令値を振り分ける。この実施例では分流比設定部２６で１：１に設定されているため、電圧指令生成部２４は入力された第１電流値が、電流指令値の１／２の値になるようにＰＩ制御によりフィードバック制御すると共に、フィードバックされた電流値を電圧値に変換した第1電圧指令値を生成する。
【００３７】
また、電圧指令生成部２４は入力された第２電流値が、電流指令値の１/２の値になるようにＰＩ制御によりフィードバック制御すると共に、フィードバックされた電流値を電圧値に変換した第２電圧指令値を生成する。そして、スイッチングパルス信号生成部２５は入力された第1電圧指令値と第２電圧指令値を用いてそれぞれＰＷＭ制御によりスイッチングパルス信号ａとスイッチングパルス信号ｂを生成する。  
【００３８】
以上説明したようにコンバータ制御部２０は、ＤＣ電圧値が目標電圧値になるようにフィードバック制御し、かつ、室外機１の入力電流が交流電圧と同じ位相のサイン波になるように２つのスイッチング部３ｃ，４ｃを制御する。このとき、分流比設定部２６が２つのスイッチング部３ｃ，４ｃが出力する電流が１：１になるように制御するため、主リレー６と主リレー９の接点に流れる電流はほぼ同じになる。つまり、コンバータ３０の最大出力電流の１／２の電流容量があるリレーを主リレーとして採用することができる。このため、１つのリレーを用いる従来の構成に比較して復帰時間を短くすることができ、過電流などの異常時に迅速に対応できる。
【００３９】
また、分流比設定部２６を備えているため、各リレーの特性による接点に流れる電流のアンバランスが有ってもこれを自動的に補正し、片方のリレーに電流が集中することがなく信頼性が高い。
さらに、背景技術で説明した一次側に１つの大きなリレーを備える場合よりも、２つの小さなリレーにした方が、１つ当たりのリレーの大きさや質量が小さくなるため、プリント基板に実装した場合の耐衝撃性を向上させることができる。
【００４０】
次に図３を用いて室外機１の動作を説明する。図３において横軸は時間である。縦軸に関して図３（１）は室外機１に入力される交流電圧を、図３（２）は室外機１に流れる交流電流を、図３（３）はコンバータ３０が出力するＤＣ電圧を、図３（４）は副リレー開閉信号を、図３（５）は主リレー開閉信号を、図３（６）は制御部３３が出力する目標電圧指示信号を、図３（７）はスイッチングパルス信号Ａを、図３（８）はスイッチングパルス信号Ｂを、図３（９）は第１電流値信号を、図３（１０）は第２電流値信号を、それぞれ示している。
【００４１】
なお、ｔ０〜ｔ１４は時刻である。なお、初期条件として副リレー開閉信号と主リレー開閉信号は共にローレベルであるため主リレー６と主リレー９と副リレー１２の各接点が全て開状態になっている。また、コンバータ２０内に目標電圧が０ボルトで設定されているため、コンバータ２０は動作を停止しておりこの結果、ＤＣ電圧は０ボルトである。
【００４２】
図３（１）に示すように交流電圧はｔ０〜ｔ９を一周期とするサイン波である。ここで、図３（４）に示すようにｔ１で室外機１の制御部３３が副リレー開閉信号をローレベルからハイレベルにすると、副リレー１２の接点がｔ２で閉となる。なお、ｔ１〜ｔ２は副リレー１２の機械的遅延時間である。副リレー１２の接点がｔ２で閉となると、図３（２）に示すように交流電流が増加し、整流器２で整流された電流が突入電流防止用の抵抗８を介して平滑コンデンサ７に流れ込む。このため、ｔ２以降、ＤＣ電圧は０ボルトから徐々に上昇し、交流電圧がピークとなるｔ３で１１０ボルトまで上昇する。
【００４３】
制御部３３はＤＣ電圧を監視しており、ＤＣ電圧が予め定めた第1充電電圧（１１０ボルト）まで上昇したため突入電流が一定値以下に減少したと判断し、ｔ５で主リレー開閉信号をローレベルからハイレベルにする。このため、主リレー６と主リレー９の接点がｔ６で閉となる。なお、ｔ５〜ｔ６は主リレー６と主リレー９の機械的遅延時間である。主リレー６と主リレー９の接点がｔ６で閉となると、図３（２）に示すように交流電流が増加し、整流器２で整流された電流が各スイッチング部のダイオード３ｂとダイオード４ｂを介して平滑コンデンサ７に流れ込む。このため、ｔ６以降、ＤＣ電圧は１１０ボルトからさらに上昇し、交流電圧がピークとなるｔ７で１４０ボルトまで上昇する。
【００４４】
制御部３３はＤＣ電圧を監視しており、ＤＣ電圧が予め定めた第２充電電圧（１４０ボルト）まで上昇したため平滑コンデンサ７は満充電になったと判断し、ｔ８で副リレー開閉信号をハイレベルからローレベルにする。このため、副リレー１２の接点がｔ８から機械的遅延時間が経過した後に開となる。なお、前述したように２つの主リレーは共に接点が閉のままとなっている。
制御部３３はＤＣ電圧が１４０ボルトまで上昇した以降の任意の時刻、例えばｔ１０で「３８０ボルト」を指示する目標電圧指示信号をコンバータ３０へ出力する。
【００４５】
この目標電圧指示信号が入力されたコンバータ３０はｔ１１からスイッチング動作を開始し、この結果、ｔ１１以降、ＤＣ電圧が徐々に上昇してｔ１４で３８０ボルトに達している。第１スイッチング部３と第２スイッチング部４で使用される部品の特性や２つの主リレーの接点抵抗が同じであれば、それぞれのリレーに流れる電流は同じになる。実際には部品のバラツキによりそれぞれのリレーに流れる電流は同じにならない。その電流差が小さければ問題ないが、ある程度大きくなると発熱が一方のスイッチング部に偏ってしまうことでコンバータ３０の総合的な寿命が短くなってしまう。
【００４６】
これを防止するため、コンバータ制御部２０内に分流比設定部２６が備えられている。前述したように分流比設定部２６は、コンバータ３０が出力する電流をそれぞれのスイッチング部で分担するための比率（分流比）が設定されている。本実施例では前述したようにこの分流比を１：１に設定しているため、今回のスイッチングで検出した第１電流値と第２電流値の値が異なっていても、電圧指令生成部２４がフィードバック制御するため、次回のサンプリングタイミングでは第１電流値と第２電流値の差は今回よりも小さくなり、最終的に第１電流値と第２電流値はほぼ同じ値になる。
【００４７】
本実施例ではスイッチング部を２組備えた例を説明しているが、これに限るものでなく、スイッチング部を３組以上備えたものであってもよい。また、本実施例では２組のスイッチング部の分流比を１：１にしているが、これに限るものでない。具体的には予め決定した分流比に対応して各主リレーの電流容量を決定しておけばよい。
【符号の説明】
【００４８】
１  室外機
２  整流器
３  第１スイッチング部
３ａ  インダクタ
３ｂ  ダイオード
３ｃ  ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
３ｄ  出力端
３ｅ  入力端
３ｆ  出力端
３ｇ  共通端
３ｈ  入力端
３ｉ  第１電流検出部
４  第２スイッチング部
４ａ  インダクタ
４ｂ  ダイオード
４ｃ  ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
４ｄ  出力端
４ｅ  入力端
４ｆ  出力端
４ｇ  共通端
４ｈ  入力端
４ｉ  第１電流検出部
５  交流電圧検出部
６  主リレー
７  平滑コンデンサ
８  抵抗
９  主リレー
１０ａ  入力端
１０ｂ  入力端
１１ａ  出力端
１１ｂ  出力端
１２  副リレー
１３  駆動回路
１４  駆動回路
１５ａ  入力端
１５ｂ  入力端
１６  出力端
１７  入力端
２０  コンバータ制御部
２１  目標電圧設定部
２２  指令電圧生成部
２３  電流指令生成部
２４  電圧指令生成部
２５  スイッチングパルス信号生成部
２６  分流比設定部（分流比設定手段）
３０  コンバータ
３１  インバータ
３２  圧縮機
３３  制御部
３４  交流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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