(57)【要約】【課題】出力電力の広い範囲で、好適な効率を得ることを可能とする。【解決手段】電力増幅回路は、交流の入力信号が入力され、入力信号の電力を増幅した出力信号を、第１のノードに出力する増幅器と、第１のノードと第２のノードとの間に接続された誘導性素子と、第２のノードと基準電位との間に接続され、出力信号の電力が大きくなるに従って静電容量が大きくなる可変容量と、を含む。【選択図】図２
2019057837.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流の入力信号が入力され、前記入力信号の電力を増幅した出力信号を、第１のノードに出力する増幅器と、
前記第１のノードと第２のノードとの間に接続された誘導性素子と、
前記第２のノードと基準電位との間に接続され、前記出力信号の電力が大きくなるに従って静電容量が大きくなる可変容量と、
を含む電力増幅回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電力増幅回路であって、
前記可変容量は、接合容量素子を含む、
電力増幅回路。
【請求項３】
請求項２に記載の電力増幅回路であって、
接合容量素子は、ベースとエミッタとが接続されたバイポーラトランジスタである、
電力増幅回路。
【請求項４】
請求項２に記載の電力増幅回路であって、
接合容量素子は、ゲートとソースとが接続された電界効果トランジスタである、
電力増幅回路。
【請求項５】
請求項２に記載の電力増幅回路であって、
接合容量素子は、可変容量ダイオードである、
電力増幅回路。
【請求項６】
請求項２に記載の電力増幅回路であって、
前記可変容量は、前記第２のノードと基準電位との間に直列接続された、複数の接合容量素子を含む、
電力増幅回路。
【請求項７】
請求項２に記載の電力増幅回路であって、
前記可変容量は、
一端が前記第２のノードに接続された第１の接合容量素子と、
前記第１の接合容量素子の他端と基準電位との間に接続された第１の誘導性素子と、
一端が電源電位に接続された第２の誘導性素子と、
前記第２の誘導性素子の他端と基準電位との間に接続された第２の接合容量素子と、
前記第１の接合容量素子と前記第１の誘導性素子との接続点と、前記第２の誘導性素子と前記第２の接合容量素子との接続点と、の間に接続された容量性素子と、
を含む、
電力増幅回路。
【請求項８】
請求項２に記載の電力増幅回路であって、
前記可変容量は、
一端が前記第２のノードに接続された第１の接合容量素子と、
前記第１の接合容量素子の他端と基準電位との間に接続された第１の抵抗性素子と、
一端が電源電位に接続された第２の抵抗性素子と、
前記第２の抵抗性素子の他端と基準電位との間に接続された第２の接合容量素子と、
前記第１の接合容量素子と前記第１の抵抗性素子との接続点と、前記第２の抵抗性素子と前記第２の接合容量素子との接続点と、の間に接続された容量性素子と、
を含む、
電力増幅回路。
【請求項９】
請求項１から８のいずれか１項に記載の電力増幅回路であって、
前記第１のノードと基準電位との間に接続され、前記出力信号の高調波を終端する高調波終端回路を更に含む、
電力増幅回路。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか１項に記載の電力増幅回路であって、
前記入力信号の電力が大きくなるに従って大きくなるバイアス電流を前記増幅器に出力するバイアス回路を更に含む、
電力増幅回路。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電力増幅回路であって、
前記バイアス回路は、
一端が前記増幅器の入力端子に接続された抵抗性素子と、エミッタが前記抵抗性素子の他端に接続されたバイポーラトランジスタと、を含むエミッタフォロワ回路である、
電力増幅回路。
【請求項１２】
請求項１０に記載の電力増幅回路であって、
前記バイアス回路は、
一端が前記増幅器の入力端子に接続された抵抗性素子と、ソースが前記抵抗性素子の他端に接続された電界効果トランジスタと、を含むソースフォロワ回路である、
電力増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話装置、スマートフォン等において、無線周波数（ＲＦ：radio  frequency）信号の増幅に、電力増幅器が用いられている（非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】田中聡（Satoshi  Tanaka）、「モバイル利用のための電力増幅器の発展（Evolution  of  Power  Amplifier  for  mobile  applications）」、米国電気電子学会（IEEE（The  Institute  of  Electrical  and  Electronics  Engineers,  Inc.））  IMFEDK2013（2013  International  Meeting  for  Future  of  Electron  Devices,  Kansai）、２０１３年６月、ｐ．１１２−１１３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一般に、電力増幅回路では、出力電力が最大値である場合に、効率（efficiency）が最大値になる。従って、出力電力が最大値よりも小さい場合には、効率が最大値よりも小さい。例えば、出力電力の平均値は、出力電力の最大値よりも小さい。従って、電力増幅回路は、出力電力の広い範囲で、好適な効率を得ることができない。
【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、出力電力の広い範囲で、好適な効率を得ることを可能とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一側面の電力増幅回路は、交流の入力信号が入力され、入力信号の電力を増幅した出力信号を、第１のノードに出力する増幅器と、第１のノードと第２のノードとの間に接続された誘導性素子と、第２のノードと基準電位との間に接続され、出力信号の電力が大きくなるに従って静電容量が大きくなる可変容量と、を含む。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、出力電力の広い範囲で、好適な効率を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１の実施の形態の電力増幅回路を含む送信ユニットの構成を示す図である。
【図２】第１の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。
【図３】第１の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。
【図４】第１の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。
【図５】第１の比較例の電力増幅回路の構成を示す図である。
【図６】第２の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。
【図７】第２の比較例の電力増幅回路の構成を示す図である。
【図８】第２の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。
【図９】第２の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。
【図１０】第２の実施の形態の電力増幅回路の増幅器及びバイアス回路の等価回路を示す図である。
【図１１】第２の実施の形態の電力増幅回路の増幅器及びバイアス回路の等価回路の特性を示す図である。
【図１２】第２の比較例の電力増幅回路の特性を示す図である。
【図１３】第２の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。
【図１４】第３の実施の形態の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。
【図１５】第３の実施の形態の第１の変形例の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。
【図１６】第３の実施の形態の第２の変形例の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。
【図１７】第３の実施の形態の第３の変形例の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。
【図１８】第４の実施の形態の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。
【図１９】第５の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。
【図２０】第６の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下に、本発明の電力増幅回路の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１０】
（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態の電力増幅回路を含む送信ユニットの構成を示す図である。送信ユニット１は、例えば、携帯電話等の移動体通信機において、音声、データ等の各種信号を基地局へ送信するために用いられる。なお、移動体通信機は基地局から信号を受信するための受信ユニットも備えるが、ここでは説明を省略する。
【００１１】
図１に示すように、送信ユニット１は、変調部２と、送信電力制御部３と、電力増幅回路４と、フロントエンド部５と、アンテナ６と、を含む。
【００１２】
変調部２は、ＨＳＵＰＡ（High  Speed  Uplink  Packet  Access）やＬＴＥ（Long  Term  Evolution）等の変調方式に基づいて入力信号を変調した無線周波数（ＲＦ：radio  frequency）の変調信号を、送信電力制御部３に出力する。変調信号の周波数は、数百ＭＨｚから数ＧＨｚ程度が例示されるが、これらに限定されない。
【００１３】
送信電力制御部３は、送信電力制御信号に基づいて変調信号の電力を調整した無線周波数入力信号ＲＦＩＮを、電力増幅回路４に出力する。送信電力制御信号は、例えば、基地局から送信される適応電力制御（ＡＰＣ：Adaptive  Power  Control）信号に基づいて生成される。例えば、基地局は、移動体通信機からの信号を測定することにより、移動体通信機における送信電力を適切なレベルに調整するためのコマンドとして、ＡＰＣ信号を移動体通信機に送信することができる。
【００１４】
電力増幅回路４は、無線周波数入力信号ＲＦＩＮの電力を基地局に送信するために必要なレベルまで増幅した無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴを、フロントエンド部５に出力する。なお、実施の形態では、送信ユニット１が、１個の電力増幅回路４を含むこととしたが、これに限定されない。送信ユニット１は、多段接続された複数の電力増幅回路４を含むこととしても良い。
【００１５】
フロントエンド部５は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴに対するフィルタリング、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴと基地局から受信する受信信号とのスイッチング等を行う。フロントエンド部５から出力される無線周波数信号は、アンテナ６を介して基地局に送信される。
【００１６】
図２は、第１の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。電力増幅回路４は、コンデンサ１０と、増幅器２０と、整合回路３０及び４０と、を含む。整合回路３０は、誘導性素子３１と、可変容量３２と、を含む。
【００１７】
コンデンサ１０の一端には、前段の送信電力制御部３（図１参照）から、無線周波数入力信号ＲＦＩＮが供給される。コンデンサ１０は、無線周波数入力信号ＲＦＩＮの内の直流成分を遮断し、無線周波数入力信号ＲＦＩＮの内の交流成分だけを、他端から増幅器２０に出力する。つまり、コンデンサ１０は、カップリングコンデンサの役割を担う。また、コンデンサ１０は、前段の送信電力制御部３の出力インピーダンスと増幅器２０の入力インピーダンスとを整合するインピーダンス整合の役割も担う。
【００１８】
増幅器２０は、コンデンサ１０を通過した後の無線周波数入力信号ＲＦＩＮの電力を、基地局に送信するために必要なレベルまで増幅し、増幅後の無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴを、誘導性素子３１の一端に出力する。実施の形態では、増幅器２０が出力する電力を、出力電力ＰＯＵＴと称する。誘導性素子３１は、伝送線路又はコイルが例示されるが、これらに限定されない。
【００１９】
可変容量３２の一端は、誘導性素子３１の他端に接続されている。可変容量３２の他端は、基準電位に接続されている。実施の形態では、基準電位は、接地電位とするが、これに限定されない。可変容量３２の詳細については、後で説明する。
【００２０】
誘導性素子３１と可変容量３２とが、整合回路３０を構成する。例えば、整合回路３０は、整合回路３０と整合回路４０との接続点である第２のノード３３から、整合回路４０側を見込んだインピーダンスが１４オームのとき、増幅器２０と整合回路３０との接続点である第１のノード２１を増幅器２０側から見たインピーダンスを、おおよそ４オームとすることができる。実施の形態において、第１のノード２１を増幅器２０側から見たインピーダンスを、負荷インピーダンスＺＯＵＴと称する。また、整合回路４０は、第２のノード３３を、整合回路４０の出力を５０オームで終端したとすると、おおよそ１４オームとすることができる。
【００２１】
無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴは、整合回路４０から、後段のフロントエンド部５に出力される。
【００２２】
次に、可変容量３２について説明する。可変容量３２は、第２のノード３３に印加される電圧が小さいほど、静電容量が大きくなり、第２のノード３３に印加される電圧が大きいほど、静電容量が小さくなる回路要素である。可変容量３２は、ＰＮ接合容量、酸化金属半導体（ＭＯＳ：Metal  Oxide  Semiconductor）容量又は可変容量ダイオード（バリキャップ、バラクタ）が例示されるが、これらに限定されない。
【００２３】
図３は、第１の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。詳しくは、図３は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の可変容量３２の印加電圧と静電容量との関係を示す図である。線１０１は、可変容量３２の印加電圧と静電容量との関係を示す。ＰＮ接合容量、ＭＯＳ容量及び可変容量ダイオードを適用できるが、たとえばＰＮ接合容量では、印加電圧が小さいほど、空乏層が狭くなるので、静電容量が大きくなる。また、印加電圧が大きいほど、空乏層が広くなるので、静電容量が小さくなる。空乏層の幅は、印加電圧の平方根に比例する。静電容量は、空乏層の幅に反比例する。従って、ＰＮ接合容量、ＭＯＳ容量及び可変容量ダイオードの静電容量は、印加電圧の平方根に反比例する。
【００２４】
波形１０３は、出力電力ＰＯＵＴが小さい場合の、可変容量３２の印加電圧を示す。出力電力ＰＯＵＴが小さい場合は、送信アイドリング時が例示されるが、これに限定されない。
【００２５】
波形１０４は、出力電力ＰＯＵＴが大きい場合の、可変容量３２の印加電圧を示す。出力電力ＰＯＵＴが大きい場合は、最大出力送信時が例示されるが、これに限定されない。
【００２６】
可変容量３２の静電容量は、波形１０３の正極性のピーク時には、動作点１０２での静電容量よりも、差分１０５だけ小さくなる。可変容量３２の静電容量は、波形１０３の負極性（逆極性）のピーク時には、動作点１０２での静電容量よりも、差分１０６だけ大きくなる。しかしながら、差分１０５と差分１０６とは略同じである。従って、波形１０３の１周期での可変容量３２の静電容量の平均は、動作点１０２の静電容量と略変わらない。
【００２７】
可変容量３２の静電容量は、波形１０４の正極性のピーク時には、動作点１０２での静電容量よりも、差分１０７だけ小さくなる。可変容量３２の静電容量は、波形１０３の負極性のピーク時には、動作点１０２での静電容量よりも、差分１０８だけ大きくなる。ここで、差分１０８は、差分１０７よりも大きい。従って、波形１０４の１周期での可変容量３２の静電容量の平均は、動作点１０２の静電容量よりも大きくなる。
【００２８】
このように、可変容量３２の静電容量は、出力電力ＰＯＵＴが小さいほど、小さくなる。また、可変容量３２の静電容量は、出力電力ＰＯＵＴが大きいほど、大きくなる。
【００２９】
また、負荷インピーダンスＺＯＵＴは次の式（１）で表される。
【００３０】
【数１】
2019057837.tif 000003
【００３１】
式（１）において、ＲＭは、出力を５０オームに終端した場合の、整合回路４０を整合回路３０から見込んだインピーダンスの値とする。ＲＭは、本来複素インピーダンスをとることもできるが、簡単のため実抵抗とした。ωは、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの角周波数である。Ｌは、誘導性素子３１のインダクタンスである。Ｃは、可変容量３２の静電容量である。
【００３２】
【数２】
2019057837.tif 000004
【００３３】
ωが上記式（２）を満足するω０になるとき、式（１）の虚部が０となり、ＺＯＵＴは実抵抗になる。通常このω０を設計の中心値とする。式（１）より、可変容量３２の静電容量Ｃが大きくなるほど、負荷インピーダンスＺＯＵＴの実部は小さくなる。また、逆に可変容量３２の静電容量Ｃが小さくなるほど、負荷インピーダンスＺＯＵＴの実部は大きくなる。
【００３４】
従って、負荷インピーダンスＺＯＵＴは、出力電力ＰＯＵＴが小さいほど、大きくなる。また、負荷インピーダンスＺＯＵＴは、出力電力ＰＯＵＴが大きいほど、小さくなる。
【００３５】
図４は、第１の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。図４（ａ）は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、負荷インピーダンスＺＯＵＴと、の関係を示す図である。図４（ｂ）は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、ゲインと、の関係を示す図である。図４（ｃ）は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、電力付加効率（ＰＡＥ：Power  Added  Efficiency）と、の関係を示す図である。図４（ｄ）は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、出力電流と、の関係を示す図である。
【００３６】
図５は、第１の比較例の電力増幅回路の構成を示す図である。第１の比較例の電力増幅回路２０４は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の整合回路３０を、整合回路３０Ａに置換したものである。整合回路３０Ａは、第１の実施の形態の電力増幅回路４の整合回路３０の可変容量３２を、固定容量であるコンデンサ３４に置換したものである。
【００３７】
図４（ａ）を参照すると、線１１１は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、負荷インピーダンスＺＯＵＴと、の関係を示す。線１１２は、第１の比較例の電力増幅回路２０４の出力電力ＰＯＵＴと、負荷インピーダンスＺＯＵＴと、の関係を示す。
【００３８】
線１１２で示すように、第１の比較例の電力増幅回路２０４の負荷インピーダンスＺＯＵＴは、出力電力ＰＯＵＴによらず一定である。一方、線１１１で示すように、第１の実施の形態の電力増幅回路４の負荷インピーダンスＺＯＵＴは、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０の近傍で、減少し始める。ここで、Ｖ０は、可変容量３２の値が信号振幅の変化によって顕在化する電圧振幅（Ｖ０Ｐ）である。Ｚ０は、出力電力ＰＯＵＴが０近傍での負荷インピーダンスＺＯＵＴである。換言すると、出力電圧振幅の小さな場合の可変容量３２の値で、式（１）に基づいて決定される負荷インピーダンスＺＯＵＴである。
【００３９】
図４（ｂ）を参照すると、線１１３は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、ゲインと、の関係を示す。線１１４は、第１の比較例の電力増幅回路２０４の出力電力ＰＯＵＴと、ゲインと、の関係を示す。
【００４０】
線１１４で示すように、第１の比較例の電力増幅回路２０４のゲインは、ＰＯＵＴ＝（ＶＣＣ−Ｖｋ）２／２Ｚｋの近傍で、急激に減少し始める。ここで、Ｖｋは、増幅器２０が線形動作する最低電圧である。増幅器２０がトランジスタで構成される場合、Ｖｋは、トランジスタが線形動作する最低のコレクタ−エミッタ間電圧である。換言すると、Ｖｋは、トランジスタの飽和領域と活性領域との境界のコレクタ−エミッタ間電圧である。またＺｋは、上記出力レベルにおける出力インピーダンスの値をしめす。一方、線１１３で示すように、第１の実施の形態の電力増幅回路４のゲインは、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０の近傍で、緩やかに減少し始める。第１の実施の形態の電力増幅回路４のゲインが第１の比較例の電力増幅回路２０４のゲインよりも緩やかに減少する理由は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の負荷インピーダンスＺＯＵＴがＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０の近傍で減少し始めるからである。（Ｖ０）２／２Ｚ０は（ＶＣＣ−Ｖｋ）２／２Ｚｋと比べると小さな値をとるので、急激な減少の前に負荷インピーダンスが低減し、出力電力の低下を緩和する。
【００４１】
図４（ｃ）を参照すると、線１１５は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、電力付加効率と、の関係を示す。線１１６は、第１の比較例の電力増幅回路２０４の出力電力ＰＯＵＴと、電力付加効率と、の関係を示す。一般に、電力付加効率は、電力増幅回路への入力ＲＦ電力をＰｉｎ、電力増幅回路の出力ＲＦ電力をＰｏｕｔ、電力増幅回路が消費する直流電力をＰｄｃとすると、Ｐｏｕｔ／（Ｐｄｃ＋Ｐｉｎ）又は（Ｐｏｕｔ−Ｐｉｎ）／Ｐｄｃで、求められる。
【００４２】
線１１６と線１１４とで示すように、第１の比較例の電力増幅回路２０４の電力付加効率は、ゲインの急激な減少に伴って、急激に減少し始める。一方、線１１５と線１１３とで示すように、第１の実施の形態の電力増幅回路４の電力付加効率は、ゲインが緩やかに減少するので、出力電力ＰＯＵＴが大きい範囲まで、実質的に保たれる。つまり、第１の実施の形態の電力増幅回路４の好適な電力付加効率が得られる出力電力ＰＯＵＴの範囲は、第１の比較例の電力増幅回路２０４の好適な電力付加効率が得られる出力電力ＰＯＵＴの範囲よりも、広い。また、第１の実施の形態の電力増幅回路４の最大出力電力は、第１の比較例の電力増幅回路２０４の最大出力電力よりも、大きい。
【００４３】
図４（ｄ）を参照すると、線１１７は、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、出力電流と、の関係を示す。線１１７で示すように、第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電流は、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０の近傍で、増加率が大きくなる。
【００４４】
第１の実施の形態の電力増幅回路４の整合回路３０は、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／Ｚ０の近傍で、負荷インピーダンスＺＯＵＴが減少し始める。これにより、第１の実施の形態の電力増幅回路４のゲインは、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／Ｚ０の近傍で、緩やかに減少し始める。従って、第１の実施の形態の電力増幅回路４は、第１の比較例の電力増幅回路２０４と比較して、出力電力ＰＯＵＴの広い範囲で、好適な効率を得ることができる。これにより、送信ユニット１は、変調信号送信時の効率を改善できる。
【００４５】
（第２の実施の形態）
図６は、第２の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。なお、第１の実施の形態と同じ構成要素には、同じ参照符号を付して、説明を省略する。
【００４６】
電力増幅回路４Ａは、コンデンサ１０と、増幅器２０と、整合回路３０及び４０と、バイアス回路５０と、を含む。
【００４７】
増幅器２０は、一例としてトランジスタＱ１と、直流チョークインダクタＬ３と、を含む。トランジスタＱ１は、ＮＰＮ型のＨＢＴ（Heterojunction  Bipolar  Transistor）が例示されるが、これに限定されない。トランジスタＱ１のエミッタは、基準電位に接続されている。トランジスタＱ１のベースには、コンデンサ１０を通過した後の無線周波数入力信号ＲＦＩＮが供給される。トランジスタＱ１のコレクタは、第１のノード２１に接続されている。トランジスタＱ１がＮＰＮ型のＨＢＴである場合、増幅器２０が線形動作する最低電圧Ｖｋは、トランジスタＱ１の飽和領域と活性領域との境界のコレクタ−エミッタ間電圧であり、０．２Ｖから０．３Ｖ程度である。
【００４８】
直流チョークインダクタＬ３は、電源電位ＶＣＣと第１のノード２１との間に、接続されている。直流チョークインダクタＬ３は、電源電位ＶＣＣの直流電力を、トランジスタＱ１のコレクタに供給する。直流チョークインダクタＬ３は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数帯域に対して、十分に大きなインピーダンスを有するものとする。つまり、直流チョークインダクタＬ３のインピーダンスは、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数帯域を考慮するに際して、無視できるものとする。従って、負荷インピーダンスＺＯＵＴは、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数帯域を考慮するに際して、直流チョークインダクタＬ３の影響を受けないものとする。
【００４９】
整合回路３０の誘導性素子３１は、インダクタＬ１を含む。整合回路３０の可変容量３２は、可変容量素子ＶＣ１を含む。インダクタＬ１は、第１のノード２１と第２のノード３３との間に、接続されている。可変容量素子ＶＣ１は、第２のノード３３と基準電位との間に、接続されている。
【００５０】
整合回路４０は、コンデンサＣ１及びＣ２と、インダクタＬ２と、を含む。コンデンサＣ１の一端は、第２のノード３３に接続されている。インダクタＬ２は、コンデンサＣ１の他端と基準電位との間に、接続されている。コンデンサＣ２の一端は、コンデンサＣ１とインダクタＬ２との接続点に、接続されている。コンデンサＣ２は、インピーダンス整合の役割を担うとともに、カップリングコンデンサの役割をも担う。無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴは、コンデンサＣ２の他端から、後段のフロントエンド部５（図１参照）に出力される。
【００５１】
バイアス回路５０は、定電流源５１と、ダイオードＤ１及びＤ２と、トランジスタＱ２と、抵抗性素子である抵抗Ｒ１と、を含む。トランジスタＱ２は、ＮＰＮ型のＨＢＴが例示されるが、これに限定されない。トランジスタＱ２は、トランジスタＱ１と型、サイズ及び特性が同じであると、好適である。
【００５２】
ダイオードＤ１のカソードは、基準電位に接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、ダイオードＤ１のアノードに接続されている。定電流源５１は、電源電位Ｖ１とダイオードＤ２のアノードとの間に接続されている。ダイオードＤ２のアノードと定電流源５１との接続点は、トランジスタＱ２のベースに接続されている。従って、ダイオードＤ１及びＤ２での電圧降下に相当する電圧が、トランジスタＱ２のベース電圧である。なお、ダイオードＤ１及びＤ２は、トランジスタのコレクタとベースを接続するダイオード接続した構成で構成されていても良い。
【００５３】
トランジスタＱ２のコレクタは、電源電位Ｖ２に接続されている。抵抗Ｒ１は、トランジスタＱ２のエミッタとトランジスタＱ１のベースとの間に、接続されている。つまり、トランジスタＱ２及び抵抗Ｒ１は、エミッタフォロワ回路を構成する。
【００５４】
電源電位ＶＣＣ、Ｖ１及びＶ２は、同じであっても良いし、異なっていても良い。
【００５５】
図７は、第２の比較例の電力増幅回路の構成を示す図である。第２の比較例の電力増幅回路２１４は、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの整合回路３０を、整合回路３０Ｂに置換したものである。整合回路３０Ｂは、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの整合回路３０の可変容量素子ＶＣ１を、固定容量のコンデンサＣ３に置換したものである。
【００５６】
図８は、第２の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。線１２１は、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの出力電力ＰＯＵＴと、可変容量素子ＶＣ１の静電容量と、の関係を示す。線１２２は、第２の比較例の電力増幅回路２１４の出力電力ＰＯＵＴと、コンデンサＣ３の静電容量と、の関係を示す。
【００５７】
線１２２で示すように、第２の比較例の電力増幅回路２１４のコンデンサＣ３の静電容量は、出力電力ＰＯＵＴによらず一定である。一方、線１２１で示すように、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの可変容量素子ＶＣ１の静電容量は、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０の近傍で、増加し始める。
【００５８】
図９は、第２の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。詳しくは、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数及び可変容量素子ＶＣ１の静電容量と、負荷インピーダンスＺＯＵＴと、の関係を示す図である。図９において、横軸は、負荷インピーダンスＺＯＵＴの実部を表し、縦軸は、負荷インピーダンスＺＯＵＴの虚部を表す。
【００５９】
線１３１は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数が８００ＭＨｚであり、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が初期値（通信アイドリング時）から±２０％の範囲で変化したとした場合の、負荷インピーダンスＺＯＵＴを示す。
【００６０】
線１３２は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数が７００ＭＨｚであり、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が初期値から±２０％の範囲で変化したとした場合の、負荷インピーダンスＺＯＵＴを示す。
【００６１】
線１３３は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数が９００ＭＨｚであり、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が初期値から±２０％の範囲で変化したとした場合の、負荷インピーダンスＺＯＵＴを示す。
【００６２】
線１３４は、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が初期値から２０％増加し、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数が７００ＭＨｚから９００ＭＨｚまで変化したとした場合の、負荷インピーダンスＺＯＵＴを示す。
【００６３】
線１３５は、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が初期値から１０％増加し、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数が７００ＭＨｚから９００ＭＨｚまで変化したとした場合の、負荷インピーダンスＺＯＵＴを示す。
【００６４】
線１３６は、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が初期値であり、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数が７００ＭＨｚから９００ＭＨｚまで変化したとした場合の、負荷インピーダンスＺＯＵＴを示す。
【００６５】
線１３７は、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が初期値から１０％減少し、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数が７００ＭＨｚから９００ＭＨｚまで変化したとした場合の、負荷インピーダンスＺＯＵＴを示す。
【００６６】
線１３８は、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が初期値から２０％減少し、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数が７００ＭＨｚから９００ＭＨｚまで変化したとした場合の、負荷インピーダンスＺＯＵＴを示す。
【００６７】
線１３４から線１３８までに示すように、可変容量素子ＶＣ１の静電容量が大きくなると、負荷インピーダンスＺＯＵＴが低くなる。
【００６８】
第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａは、現実的な素子数で、負荷インピーダンスＺＯＵＴを好適に変化させることができる。
【００６９】
次に、バイアス回路５０について説明する。バイアス回路５０のトランジスタＱ２及び抵抗Ｒ１は、エミッタフォロワ回路を構成する。従って、トランジスタＱ２は、ベース−エミッタ間電圧が一定（ダイオードのＯＮ電圧）になるように、動作する。ここで、トランジスタＱ２のベース電圧は、一定である。従って、トランジスタＱ２は、エミッタ電圧が一定になるように、動作する。つまり、トランジスタＱ２は、定電圧源と考えることができる。実際には、トランジスタＱ２のベース電位は無線周波数入力信号ＲＦＩＮによって微妙に動くこともあるが、一次的にはこのような近似動作が成立する。
【００７０】
図１０は、第２の実施の形態の電力増幅回路の増幅器及びバイアス回路の等価回路を示す図である。等価回路７０において、定電圧源ＶＢＩＡＳは、トランジスタＱ２と等価である。トランジスタＱ１のベース電流（バイアス電流）ＩＢＥと、トランジスタＱ１のコレクタ電流ＩＣＥと、の間には、ＩＢＥ＝ＩＣＥ／βの関係がある。ここで、βは、トランジスタＱ１の電流増幅率である。
【００７１】
図１１は、第２の実施の形態の電力増幅回路の増幅器及びバイアス回路の等価回路の特性を示す図である。詳しくは、図１１は、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥと、トランジスタＱ１のベース電流ＩＢＥと、の関係を示す図である。
【００７２】
線１４１は、トランジスタＱ１のＩＢＥ−ＶＢＥ特性を示す。線１４１は、指数関数状の形を有する。線１４２は、傾きが−１／Ｒ１であり、ＶＢＥ＝ＶＢＩＡＳの点で横軸と交わる。線１４１と線１４２との交点が、動作点１４３である。動作点１４３でのベース−エミッタ間電圧ＶＢＥの値を、動作点バイアス電圧ＶＢＥ＿ＢＩＡＳとし、動作点１４３でのベース電流ＩＢＥの値を、動作点バイアス電流ＩＢＥ＿ＢＩＡＳとする。波形１４４は、無線周波数入力信号ＲＦＩＮを示す。波形１４５は、ベース電流ＩＢＥを示す。
【００７３】
波形１４４が正極性の期間では、線１４１の変化率が、動作点１４３から離れるほど、徐々に大きくなる。従って、波形１４５は、正極性の期間では、先端部に近いほど、動作点バイアス電流ＩＢＥ＿ＢＩＡＳから離れる方向に、引き延ばされた形になる。一方、波形１４４が負極性（逆極性）の期間では、線１４１の変化率が、動作点１４３から離れるほど、徐々に小さくなる。従って、波形１４５は、負極性の期間では、先端部に近いほど、動作点バイアス電流ＩＢＥ＿ＢＩＡＳに近づく方向に、押しつぶされた形になる。
【００７４】
従って、波形１４５の１周期でのベース電流ＩＢＥの平均である平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥは、動作点バイアス電流ＩＢＥ＿ＢＩＡＳよりも、大きくなる。つまり、平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥの観点では、平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥと、線１４２と、の交点が、動作点１４６となる。従って、平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥの観点では、トランジスタＱ１のＩＢＥ−ＶＢＥ特性は、動作点１４６を通る線１４７になる。なお、平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥは、無線周波数入力信号ＲＦＩＮの振幅が大きくなるほど、大きくなる。つまり、バイアス回路５０は、無線周波数入力信号ＲＦＩＮの振幅、即ち、無線周波数入力信号ＲＦＩＮの電力に応じて、平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥをブーストできる。
【００７５】
平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥは、無線周波数入力信号ＲＦＩＮの電力、トランジスタＱ１のサイズ、抵抗Ｒ１の抵抗値、トランジスタＱ２のサイズ、及び、動作点バイアス電流ＩＢＥ＿ＢＩＡＳに依存する。例えば、バイアス回路５０は、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくしたり、トランジスタＱ２のサイズを大きくしたりすることで、平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥをより大きくブーストできる。
【００７６】
第２の比較例の電力増幅回路２１４の整合回路３０Ｂの負荷インピーダンスＺＯＵＴは、出力電力ＰＯＵＴによらず、一定である。従って、第２の比較例の電力増幅回路２１４のゲイン特性には、バイアス回路５０による特性が表れる。
【００７７】
図１２は、第２の比較例の電力増幅回路の特性を示す図である。詳しくは、図１２は、第２の比較例の電力増幅回路２１４の出力電力ＰＯＵＴと、ゲインと、の関係を示す図である。線１５１は、第２の比較例の電力増幅回路２１４の出力電力ＰＯＵＴと、ゲインと、の関係を示す。
【００７８】
線１５１で示すように、第２の比較例の電力増幅回路２１４のゲインは、ＰＯＵＴ＝（Ｖ１）２／２Ｚ０までは、概ね一定である。ここで、Ｖ１は、図１１における無線周波数入力信号ＲＦＩＮが入った動作点１４６での傾き（トランジスタの電流増幅率ｇｍに相当する）の増加が顕在化する時の出力電圧振幅（Ｖ０ｐ)である。その後、第２の比較例の電力増幅回路２１４のゲインは、ＰＯＵＴ＝（Ｖ１）２／２Ｚ０の近傍で、増加し始める。その理由は、次の通りである。平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥが、ＰＯＵＴ＝（Ｖ１）２／２Ｚ０の近傍で、ブーストされ始める。平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥがブーストされることにより、トランジスタＱ１のゲインが上昇するからである。第２の比較例の電力増幅回路２１４のゲインは、ＰＯＵＴ＝（ＶＣＣ−Ｖｋ）２／Ｚ０近傍に達すると、線形動作領域の限界に近付き、減少し始める。
【００７９】
図１３は、第２の実施の形態の電力増幅回路の特性を示す図である。詳しくは、図１３は、第１の実施の形態の電力増幅回路の特性を示した図４に、第２の実施の形態の電力増幅回路の特性を書き加えた図である。
【００８０】
図１３（ａ）を参照すると、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの出力電力ＰＯＵＴと、負荷インピーダンスＺＯＵＴと、の関係は、線１１１で示される第１の実施の形態の電力増幅回路４の出力電力ＰＯＵＴと、負荷インピーダンスＺＯＵＴと、の関係と同じである。
【００８１】
図１３（ｂ）を参照すると、線１６１は、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの出力電力ＰＯＵＴと、ゲインと、の関係を示す。線１６１で示すように、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａのゲインは、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０よりも出力電力ＰＯＵＴが高い所で、減少し始める。この理由は、次の通りである。平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥがＰＯＵＴ＝（Ｖ１）２／２Ｚ０の近傍でブーストされ始めることによるゲインの増加が、負荷インピーダンスＺＯＵＴがＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０の近傍で減少し始めることによるゲインの減少を、補うからである。ここで、Ｖ０とＶ１、つまり負荷インピーダンスによるゲインの減少量とブーストによるゲインの増加量と、のバランスが重要になる。
【００８２】
バランスをとることにより、線１６１で示すように、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａは、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０よりも出力電力ＰＯＵＴが高い所まで、一定のゲインを保っている。ゲインが一定であることにより、無線周波数入力信号ＲＦＩＮと、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴと、が比例し、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの波形の歪みが抑制される。つまり、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａは、第１の実施の形態の電力増幅回路４と比較して、出力電力ＰＯＵＴが高い所まで、線形増幅を行うことができる。
【００８３】
図１３（ｃ）を参照すると、線１６２は、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの出力電力ＰＯＵＴと、電力付加効率と、の関係を示す。線１６２に示すように、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの電力付加効率は、ＰＯＵＴ＝（ＶＣＣ−Ｖｋ）２／２Ｚｋよりも出力電力ＰＯＵＴが高い範囲で、第１の実施の形態の電力増幅回路４の電力付加効率を下回る。この理由は、次の通りである。平均ベース電流ＩＢＥ＿ＡＶＥがＰＯＵＴ＝（Ｖ１）２／２Ｚ０の近傍でブーストされ始めることにより、トランジスタＱ１が消費する直流電力が増加するからである。しかしながら、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａ（線１６２参照）を、第１の比較例の電力増幅回路２０４（線１１６参照）と比較すると、出力電力ＰＯＵＴが高い範囲で、電力付加効率が改善されている。
【００８４】
図１３（ｄ）を参照すると、線１６３は、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの出力電力ＰＯＵＴと、出力電流と、の関係を示す。線１６３で示すように、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの出力電流は、ＰＯＵＴ＝（Ｖ１）２／２Ｚ０の近傍で、第１の実施の形態の電力増幅回路４（線１１７）よりも、増加率が大きくなる。
【００８５】
第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの整合回路３０は、ＰＯＵＴ＝（Ｖ０）２／２Ｚ０の近傍で、負荷インピーダンスＺＯＵＴが減少し始める。一方、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａのバイアス回路５０は、ＰＯＵＴ＝（Ｖ１）２／２Ｚ０の近傍で、ベース電流ＩＢＥのブーストをし始める。これにより、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａでは、ベース電流ＩＢＥのブーストによるゲインの増加が、負荷インピーダンスＺＯＵＴの減少によるゲインの減少を、補う。従って、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａは、第１の実施の形態の電力増幅回路４と比較して、出力電力ＰＯＵＴが高い所まで、線形増幅を行うことができる。また、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａは、第１の比較例の電力増幅回路２０４と比較して、出力電力ＰＯＵＴが高い範囲で、電力付加効率を改善することができる。
【００８６】
つまり、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａでは、可変容量３２とバイアス回路５０とは、相乗効果を奏する。
【００８７】
（第３の実施の形態）
図１４は、第３の実施の形態の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。第３の実施の形態の電力増幅回路の全体構成は、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａと同様であるので、図示及び説明を省略する。また、第１又は第２の実施の形態と同じ構成要素には、同じ参照符号を付して、説明を省略する。
【００８８】
可変容量３２Ａの可変容量素子ＶＣ１は、トランジスタＱ１１を含む。トランジスタＱ１１は、ＮＰＮ型のＨＢＴが例示されるが、これに限定されない。例えば、トランジスタＱ１１は、ＰＮＰ型のＨＢＴであっても良い。トランジスタＱ１１のベース及びエミッタは、基準電位に接続されている。トランジスタＱ１１のコレクタは、第２のノード３３に接続されている。つまり、可変容量素子ＶＣ１は、トランジスタＱ１１のベース−コレクタ間のＰＮ接合容量である。
【００８９】
トランジスタＱ１１は、ゲート及びソースが基準電位に接続され、ドレインが第２のノード３３に接続された、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであっても良い。この場合、可変容量素子ＶＣ１は、ＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間のＭＯＳ容量である。トランジスタＱ１１は、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタであっても良い。
【００９０】
トランジスタＱ１１のベース−コレクタ間のＰＮ接合容量の耐圧は、トランジスタＱ１１がトランジスタ動作（増幅動作又はスイッチング動作が例示される）する場合の耐圧と比べて、４〜５倍程度である。整合回路３０（図６参照）は、例えば、第１のノード２１を増幅器２０側から見た負荷インピーダンスＺＯＵＴの４オームを、第２のノード３３を整合回路４０側から見たインピーダンスの１４オームに変換する。つまり、第２のノード３３のインピーダンスは、第１のノード２１のインピーダンスの３．５倍程度になる。従って、第２のノード３３での無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの振幅は、第１のノード２１での無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの振幅の１．９倍程度になる。従って、可変容量３２Ａのベース−コレクタ間のＰＮ接合容量は、十分な耐圧を有する。
【００９１】
［第３の実施の形態の第１の変形例］
第２のノード３３では、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴは、電源電位ＶＣＣを中心として、正極性方向及び逆極性方向（負方向）に、等しく振れる。出力電力ＰＯＵＴが大きい場合、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴが、正極性方向及び逆極性方向に大きく触れる。無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴが逆極性方向に大きく振れると、正極性方向の大きなバイアス電圧が、ベース−コレクタ間のＰＮ接合容量に印加される場合がある。この場合、ベース−コレクタ間のＰＮ接合容量での損失が増加する。
【００９２】
図１５は、第３の実施の形態の第１の変形例の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。
【００９３】
可変容量３２Ｂは、可変容量素子ＶＣ１及びＶＣ２を含む。第２のノード３３と基準電位との間には、可変容量素子ＶＣ１と可変容量素子ＶＣ２とが、直列に接続されている。
【００９４】
可変容量素子ＶＣ２は、トランジスタＱ１２を含む。トランジスタＱ１２は、ＮＰＮ型のＨＢＴが例示されるが、これに限定されない。トランジスタＱ１２のベース及びエミッタは、基準電位に接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタは、トランジスタＱ１１のベース及びエミッタに接続されている。つまり、可変容量素子ＶＣ２は、トランジスタＱ１２のベース−コレクタ間のＰＮ接合容量である。
【００９５】
このように、可変容量素子ＶＣ１及び可変容量素子ＶＣ２を第２のノード３３と基準電位との間に直列に接続することにより、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの電圧が、可変容量素子ＶＣ１及び可変容量素子ＶＣ２で分圧される。これにより、可変容量３２Ｂは、正極性方向の大きなバイアス電圧がベース−コレクタ間のＰＮ接合容量に印加されることを抑制でき、ベース−コレクタ間のＰＮ接合容量での損失を抑制できる。従って、可変容量３２Ｂは、出力電力ＰＯＵＴが大きい場合であっても、好適に静電容量を可変できる。
【００９６】
なお、ここでは、２個の可変容量素子ＶＣ１及び可変容量素子ＶＣ２を第２のノード３３と基準電位との間に直列に接続する場合について説明したが、これに限定されない。３個以上の可変容量を第２のノード３３と基準電位との間に直列に接続しても良い。これにより、可変容量３２Ｂは、出力電力ＰＯＵＴが更に大きい場合であっても、好適に静電容量を可変できる。
【００９７】
［第３の実施の形態の第２の変形例］
図１６は、第３の実施の形態の第２の変形例の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。
【００９８】
第３の実施の形態の第２の変形例の電力増幅回路の可変容量３２Ｃは、可変容量素子ＶＣ１及びＶＣ２と、誘導性素子である直流チョークインダクタＬ１１及びＬ１２と、容量性素子であるコンデンサＣ１１と、を含む。
【００９９】
可変容量素子ＶＣ１は、トランジスタＱ１１を含む。トランジスタＱ１１のコレクタは、第２のノード３３に接続されている。トランジスタＱ１１のベース及びエミッタは、直流チョークインダクタＬ１１の一端に接続されている。直流チョークインダクタＬ１１の他端は、基準電位に接続されている。これにより、トランジスタＱ１１のベース及びエミッタは、基準電位にバイアスされる。つまり、トランジスタＱ１１のコレクタ−エミッタ間は、（ＶＣＣ−ＶＳＳ）ボルトにバイアスされる。ここで、ＶＳＳは、基準電位である。直流チョークインダクタＬ１１は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数帯域に対して、十分に大きなインピーダンスを有するものとする。
【０１００】
可変容量素子ＶＣ２は、トランジスタＱ１２を含む。トランジスタＱ１２のベース及びエミッタは、基準電位に接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタは、直流チョークインダクタＬ１２の一端に接続されている。直流チョークインダクタＬ１２の他端は、電源電位ＶＣＣに接続されている。これにより、トランジスタＱ１２のコレクタは、電源電位ＶＣＣにバイアスされる。つまり、トランジスタＱ１２のコレクタ−エミッタ間は、（ＶＣＣ−ＶＳＳ）ボルトにバイアスされる。直流チョークインダクタＬ１２は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの周波数帯域に対して、十分に大きなインピーダンスを有するものとする。
【０１０１】
トランジスタＱ１１のベース及びエミッタと直流チョークインダクタＬ１１の一端との接続点と、トランジスタＱ１２のコレクタと直流チョークインダクタＬ１２の一端との接続点と、の間には、コンデンサＣ１１が接続されている。コンデンサＣ１１は、トランジスタＱ１１のベース及びエミッタと直流チョークインダクタＬ１１の一端との接続点と、トランジスタＱ１２のコレクタと直流チョークインダクタＬ１２の一端との接続点と、の間をカップリングする。
【０１０２】
可変容量３２Ｃでは、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの電圧が、可変容量素子ＶＣ１及び可変容量素子ＶＣ２で分圧される。これにより、可変容量３２Ｃは、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴのピーク−ピーク間電圧が電源電位ＶＣＣの４倍程度であっても、好適に静電容量を可変できる。
【０１０３】
［第３の実施の形態の第３の変形例］
図１７は、第３の実施の形態の第３の変形例の電力増幅回路の可変容量の構成を示す図である。可変容量３２Ｄは、第３の実施の形態の第２の変形例の電力増幅回路の可変容量３２Ｃの直流チョークインダクタＬ１１を抵抗Ｒ１１に、直流チョークインダクタＬ１２を抵抗Ｒ１２に、それぞれ置換したものである。
【０１０４】
可変容量３２Ｄは、第３の実施の形態の第２の変形例の電力増幅回路の可変容量３２Ｃと同様の効果を奏する。また、抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２は、直流チョークインダクタＬ１１及び直流チョークインダクタＬ１２に比べて、基板上での設置面積が小さい。従って、可変容量３２Ｄは、回路を小型化できる。
【０１０５】
（第４の実施の形態）
図１８は、第４の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。なお、第１から第３までの実施の形態と同じ構成要素には、同じ参照符号を付して、説明を省略する。
【０１０６】
電力増幅回路４Ｂは、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの構成に加えて、高調波終端回路６０を更に含む。高調波終端回路６０は、一端が第１のノード２１に接続されたコンデンサＣ２１と、コンデンサＣ２１と基準電位との間に接続されたインダクタＬ２１と、を含む。つまり、高調波終端回路６０は、直列ＬＣ回路を含む。なお、インダクタＬ２１の一端が第１のノード２１に接続され、コンデンサＣ２１がインダクタＬ２１と基準電位との間に接続されても良い。
【０１０７】
高調波終端回路６０の共振周波数ｆは、次の式（３）で表される。
【０１０８】
【数３】
2019057837.tif 000005
【０１０９】
高調波終端回路６０の共振周波数ｆが無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの２次高調波の周波数に合致するように、コンデンサＣ２１及びインダクタＬ２１を決定すれば、高調波終端回路６０は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの２次高調波を基準電位に終端する。この場合、電力増幅回路４Ｂは、Ｆ級動作を行うことになる。
【０１１０】
高調波終端回路６０の共振周波数ｆが無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの３次高調波の周波数に合致するように、コンデンサＣ２１及びインダクタＬ２１を決定すれば、高調波終端回路６０は、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの３次高調波を基準電位に終端する。この場合、電力増幅回路４Ｂは、逆Ｆ級動作を行うことになる。
【０１１１】
従って、電力増幅回路４Ｂは、高調波を抑制することにより、トランジスタＱ１の損失を低減して、効率をさらに改善できる。
【０１１２】
なお、先に図１１について説明したように、ベース電流ＩＢＥの波形１４５は、歪みを有する。しかしながら、電力増幅回路４Ｂは、高調波終端回路６０で高調波を終端することにより、ベース電流ＩＢＥの波形１４５の歪みを改善することもできる。
【０１１３】
（第５の実施の形態）
第１から第４までの実施の形態の電力増幅回路４から４Ｂまででは、整合回路３０内のインダクタＬ１及び可変容量素子ＶＣ１が、ＬＣ型のローパスフィルタと同様の構成を有する。また、整合回路４０内のコンデンサＣ１及びインダクタＬ２が、ＣＬ型のハイパスフィルタと同様の構成を有する。つまり、整合回路３０及び４０は、ＬＣ−ＣＬ型のローパス−ハイパスフィルタと同様の構成を有する。しかしながら、整合回路３０及び４０の構成は、これに限定されない。
【０１１４】
図１９は、第５の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。なお、第１から第４の実施の形態と同じ構成要素には、同じ参照符号を付して、説明を省略する。
【０１１５】
電力増幅回路４Ｃは、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａの整合回路４０を、整合回路４０Ａに置換したものである。
【０１１６】
整合回路４０Ａは、コンデンサＣ１及びＣ２と、インダクタＬ２と、を含む。インダクタＬ２の一端は、第２のノード３３に接続されている。コンデンサＣ１は、インダクタＬ２の他端と基準電位との間に、接続されている。コンデンサＣ２の一端は、インダクタＬ２とコンデンサＣ１との接続点に、接続されている。コンデンサＣ２は、インピーダンス整合の役割を担うとともに、カップリングコンデンサの役割をも担う。無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴは、コンデンサＣ２の他端から、後段のフロントエンド部５（図１参照）に出力される。
【０１１７】
整合回路４０Ａ内のインダクタＬ２及びコンデンサＣ１は、ＬＣ型のローパスフィルタと同様の構成を有する。つまり、整合回路３０及び４０Ａは、ＬＣ−ＬＣ型のローパス−ローパスフィルタと同様の構成を有する。
【０１１８】
電力増幅回路４Ｃは、無線周波数出力信号ＲＦＯＵＴの高調波を容易に減衰させることができ、高調波抑制量の大きい電力増幅を実現できる。
【０１１９】
（第６の実施の形態）
図２０は、第６の実施の形態の電力増幅回路の構成を示す図である。なお、第１から第５の実施の形態と同じ構成要素には、同じ参照符号を付して、説明を省略する。
【０１２０】
電力増幅回路４Ｄは、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａのバイアス回路５０を、バイアス回路５０Ａに置換したものである。
【０１２１】
バイアス回路５０Ａは、定電流源５１と、トランジスタＦＥＴ１及びＱ２と、抵抗性素子である抵抗Ｒ１及びＲ２と、を含む。トランジスタＦＥＴ１は、ＢｉＦＥＴプロセスの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field  Effect  Transistor）が例示されるが、これに限定されない。トランジスタＱ２は、ＮＰＮ型のＨＢＴが例示されるが、これに限定されない。トランジスタＱ２は、トランジスタＱ１と型、サイズ及び特性が同じであると、好適である。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、抵抗値が同じであると、好適である。
【０１２２】
抵抗Ｒ１の一端は、トランジスタＱ１のベースに接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、トランジスタＦＥＴ１のソースに接続されている。トランジスタＦＥＴ１のドレインは、電源電位Ｖ２に接続されている。トランジスタＦＥＴ１のゲートは、定電流源５１に接続されている。トランジスタＦＥＴ１及び抵抗Ｒ１は、ソースフォロワ回路を構成する。
【０１２３】
トランジスタＱ２のエミッタは、基準電位に接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、定電流源５１とトランジスタＦＥＴ１のゲートとの接続点に、接続されている。抵抗Ｒ２の一端は、トランジスタＱ２のベースに接続されている。抵抗Ｒ２の他端は、トランジスタＦＥＴ１と抵抗Ｒ１との接続点に、接続されている。
【０１２４】
トランジスタＦＥＴ１及び抵抗Ｒ１で構成されるソースフォロワ回路は、バイアス回路５０内のトランジスタＱ２及び抵抗Ｒ１で構成されるエミッタフォロワ回路と同様の効果を奏する。すなわち、トランジスタＦＥＴ１及び抵抗Ｒ１で構成されるソースフォロワ回路は、図１２の線１５１で示したように、トランジスタＱ１のベース電流（バイアス電流）をブーストすることができる。
【０１２５】
ところで、トランジスタＱ１の動作点は、電源電位Ｖ１で定めるのではなく、定電流源５１の定電流で定めることが好ましい。しかしながら、バイポーラトランジスタが電流制御型素子であるのに対して、電界効果トランジスタは電圧制御型素子である。そこで、バイアス回路５０Ａは、トランジスタＱ２及び抵抗Ｒ２を備えることにより、トランジスタＱ１の動作点を、定電流源５１の定電流で定めている。
【０１２６】
トランジスタＱ１及びＱ２の型、サイズ及び特性が同じであり、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値が同じである場合は、トランジスタＱ１、Ｑ２及びＦＥＴ１、並びに、抵抗Ｒ１及びＲ２は、ベース電流補償型カレントミラー回路と同様の回路構成を有する。
【０１２７】
トランジスタＦＥＴ１のドレイン−ソース間電流は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点で、２等分される。２等分された電流の内の一方は、抵抗Ｒ１を経由してトランジスタＱ１のベースに流入してベース電流となり、他方は抵抗Ｒ２を経由してトランジスタＱ２のベースに流入してベース電流となる。従って、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電流は、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電流と同じになる。すなわち、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電流は、定電流源５１の定電流と同じになる。従って、トランジスタＱ１の動作点は、定電流源５１の定電流で定めることができる。
【０１２８】
なお、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値とを異ならせたり、トランジスタＱ１のサイズとトランジスタＱ２のサイズとを異ならせたりすることにより、トランジスタＱ１のベース電流を調整することができ、トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電流を調整することができる。
【０１２９】
電力増幅回路４Ｄを、第２の実施の形態の電力増幅回路４Ａと比較する。
【０１３０】
電力増幅回路４Ａでは、電源電位Ｖ１は、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧と、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧と、の和よりも大きい必要がある。例えば、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧及びトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧の各々を、１．３Ｖ程度とする。この場合、電力増幅回路４Ａでは、電源電位Ｖ１は、１．３Ｖと１．３Ｖとの和にマージンを加えて、３．０Ｖ程度が必要である。
【０１３１】
一方、電力増幅回路４Ｄでは、例えば、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧を１．３Ｖ程度とする。また、トランジスタＱ２は、コレクタ−ベース間電圧が０．７Ｖから１．０Ｖ程度以上で動作可能である。また、トランジスタＱ３は、ゲート−ソース間電圧が０．３Ｖ程度以上で動作可能である。この場合、電力増幅回路４Ｄでは、電源電位Ｖ１は、１．３Ｖと１．０Ｖとの和にマージンを加えて、２．５Ｖ程度で十分である。
【０１３２】
このように、電力増幅回路４Ｄは、電力増幅回路４Ａと比較して、低い電源電圧でも動作可能である。特に、電力増幅回路４Ｄが携帯電話装置、スマートフォン等の携帯電子機器に利用される場合には、電力増幅回路４Ｄは、低いバッテリ電圧でも動作可能である。
【０１３３】
なお、上記した実施の形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。
【符号の説明】
【０１３４】
１  送信ユニット
２  変調部
３  送信電力制御部
４、４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ  電力増幅回路
５  フロントエンド部
６  アンテナ
１０  コンデンサ
２０  増幅器
２１  第１のノード
３０  整合回路
３１  誘導性素子
３２、３２Ａ、３２Ｂ、３２Ｃ、３２Ｄ  可変容量
３３  第２のノード
３４  コンデンサ
４０、４０Ａ  整合回路
５０、５０Ａ  バイアス回路
５１  定電流源
６０  高調波終端回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ１１、Ｃ２１  コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２  ダイオード
ＦＥＴ１  トランジスタ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ２１  インダクタ
Ｌ３、Ｌ１１、Ｌ１２  直流チョークインダクタ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１１、Ｑ１２  トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、Ｒ１２  抵抗
ＶＢＩＡＳ  定電圧源
ＶＣ１、ＶＣ２  可変容量素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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