(57)【要約】【課題】広範囲の入力電圧に対して、出力電圧を出力電圧指令に高精度に追従させる。【解決手段】本発明に係る電力変換器１０は、スイッチング素子１０１，１０３のレグ１１３と、レグ１１３と並列接続されたコンデンサ１０５および負荷１０６と、スイッチング素子１０２，１０４のレグ１１４と、レグ１１４と並列接続されたコンデンサ１０７および負荷１０８と、レグ１１３とレグ１１４とを接続するインダクタ１０９，１１０と、直流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔとを用いて得られる伝達関数ＧＣ（ｓ）に基づき、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆを補正する補償電圧信号ΔＶを生成し、補償電圧信号ΔＶを出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに加算した補正出力電圧指令令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ’に基づき、スイッチング素子１０１〜１０４を制御する制御部１３０を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを直列接続した第１のレグと、
前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１の負荷と、
第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列接続した第２のレグと、
前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２の負荷と、
前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、
前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点と、前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第２のインダクタとを備え、
前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されていない端との間に直流電源が接続された電力変換器であって、
前記直流電源からの入力電圧と、前記第１および第２の負荷への出力電圧とを用いて得られる伝達関数に基づき、出力電圧指令を補正する補償電圧信号を生成し、該生成した補償電圧信号を前記出力電圧指令に加算した補正出力電圧指令に基づき、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部を備えることを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換器において、
前記伝達関数をＧＣ（ｓ）とし、前記入力電圧をＶｉｎとし、前記入力電圧の最小値をＶｉｎ＿ｍｉｎとし、前記出力電圧をＶｏｕｔとし、前記出力電圧指令をＶｏｕｔ＿ｒｅｆとし、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタのインダクタンスをＬとし、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサのキャパシタンスをＣとし、前記第１の負荷および前記第２の負荷の定格電力をＰｏｕｔ＿ｆｕｌｌとすると、
前記制御部は、前記伝達関数ＧＣ（ｓ）と、前記出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと前記出力電圧Ｖｏｕｔとの差とに基づき前記補償電圧信号を生成する補償制御器を備え、
前記補償制御器は、以下の式（１）〜（３）に従い前記伝達関数ＧＣ（ｓ）を算出することを特徴とする電力変換器。
【数１】
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【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を異なる値の直流電力に変換する電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
架線から直流電力を取り入れて動作する鉄道車両（電気車）には、一般的に、架線電圧の急変への対策として、補助電源装置への入力電力を安定化する直流−直流電力変換器（以下、電力変換器と称する）が搭載されている。このような電力変換器として、非特許文献１には、直並列連続切り替えチョッパ（ＳＰＣＨ：Ｓｅｒｉａｌ−Ｐａｒａｌｌｅｌ  Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｌｙ  Ｒｅｇｕｌａｔｅｄ  Ｃｈｏｐｐｅｒ）が記載されている。
【０００３】
図５は、上述した直並列連続切り替えチョッパである電力変換器１０ａの構成を示す回路図である。
【０００４】
図５に示す電力変換器１０ａは、スイッチング素子１０１〜１０４と、コンデンサ１０５，１０７と、負荷１０６，１０８と、インダクタ１０９，１１０と、制御部１２０とを備える。
【０００５】
スイッチング素子１０１〜１０４はそれぞれ、オンオフ可能なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子とダイオードとが逆並列接続されて構成される。
【０００６】
スイッチング素子１０１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子１０３（第３のスイッチング素子）とは直列に接続され、レグ１１３（第１のレグ）を構成する。スイッチング素子１０２（第２のスイッチング素子）とスイッチング素子１０４（第４のスイッチング素子）とは直列に接続され、レグ１１４（第２のレグ）を構成する。
【０００７】
レグ１１３には、コンデンサ１０５（第１のコンデンサ）と負荷１０６（第１の負荷）とが並列に接続される。また、レグ１１４には、コンデンサ１０７（第２のコンデンサ）と負荷１０８（第２の負荷）とが並列に接続される。負荷１０６，１０８はそれぞれ、例えば、コンデンサと抵抗とが並列に接続された抵抗負荷、インバータなどであるが、これらに限られるものではない。
【０００８】
スイッチング素子１０３のスイッチング素子１０１と接続されていない端と、スイッチング素子１０２とスイッチング素子１０４との接続点との間には、インダクタ１０９（第１のインダクタ）が接続される。また、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０３との接続点と、スイッチング素子１０４のスイッチング素子１０２と接続されていない端との間には、インダクタ１１０（第２のインダクタ）が接続される。インダクタ１０９，１１０は、レグ１１３とレグ１１４とを接続する。
【０００９】
スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端と、スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端との間には、直流電源２０が接続される。なお、直流電源２０は、電力変換器１０ａが電気車に搭載される場合には、架線に相当する。
【００１０】
以下では、直流電源２０からの入力電圧（電源電圧）をＶｉｎ、インダクタ１０９に流れる電流をＩＬ１、インダクタ１１０に流れる電流をＩＬ２、コンデンサ１０５の電圧をＶＣ１、コンデンサ１０７の電圧をＶＣ２、負荷１０６への出力負荷電力をＰｏｕｔ１、負荷１０６への出力電圧をＶｏｕｔ１、出力電圧Ｖｏｕｔ１を指示する出力電圧指令をＶｏｕｔ１＿ｒｅｆ、負荷１０６に流れる出力負荷電流をＩｏｕｔ１、負荷１０８への出力負荷電力をＰｏｕｔ２、負荷１０８への出力電圧をＶｏｕｔ２、出力電圧Ｖｏｕｔ２を指示する出力電圧指令をＶｏｕｔ２＿ｒｅｆ、負荷１０８に流れる出力負荷電流をＩｏｕｔ２と定義する。また、以下では、コンデンサ１０５のキャパシタンスをＣ１、コンデンサ１０７のキャパシタンスをＣ２、インダクタ１０９のインダクタンスをＬ１、インダクタ１１０のインダクタンスをＬ２と定義する。
【００１１】
Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ、Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ、ＩＬ１＝ＩＬ２＝ＩＬ、ＶＣ１＝ＶＣ２＝ＶＣ、Ｉｏｕｔ１＝Ｉｏｕｔ２＝Ｉｏｕｔ、Ｖｏｕｔ１＝Ｖｏｕｔ２＝Ｖｏｕｔ、Ｖｏｕｔ１＿ｒｅｆ＝Ｖｏｕｔ２＿ｒｅｆ＝Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ、Ｐｏｕｔ１＝Ｐｏｕｔ２＝Ｐｏｕｔと設定すると、制御部１２０は、以下の式（１）により決定される値Ｄ１，Ｄ２をそれぞれ、スイッチング素子１０１，１０２のデューティー比（通流率Ｄ＝Ｄ１＝Ｄ２）を制御するデューティー指令値として、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する（スイッチング素子１０１〜１０４それぞれのスイッチングを制御する制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する）。
【数１】
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【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】森  雄生、中村  将之、牧島  信吾、上園  恵一「直並列連続切替チョッパにおける不平衡出力時の動作および基本特性の実験検証」、平成２６年電気学会産業応答部門大会、Ｎｏ．１−２２，ｐｐ．Ｉ−１２７−Ｉ−１３０，２０１４年８月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図５に示す電力変換器１０ａは、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御する機構を有さないため、入出力の変化、部品定数のばらつきなどによる出力電圧Ｖｏｕｔの変動を是正できない。出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御するためには、出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、検出した出力電圧Ｖｏｕｔを用いた帰還制御を行う必要がある。すなわち、電圧閉ループ制御を行う回路を構成する必要がある。ここで、通流率Ｄに応じて電力変換器１０ａの周波数特性は変わるため、出力電圧指令に対して、周波数特性の変化に応じた補償を行う補償器を設ける方法が考えられる。しかしながら、この方法では、入力電圧Ｖｉｎに応じて補償器を設計し直す必要があり、広範囲の入力電圧Ｖｉｎに適用することは困難である。
【００１４】
本発明の目的は、上述した課題を解決し、広範囲の入力電圧に対して、出力電圧を出力電圧指令に高精度に追従させることができる電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換器は、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを直列接続した第１のレグと、前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１の負荷と、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列接続した第２のレグと、前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２の負荷と、前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点と、前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第２のインダクタとを備え、前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されていない端との間に直流電源が接続された電力変換器であって、前記直流電源からの入力電圧と、前記第１および第２の負荷への出力電圧とを用いて得られる伝達関数に基づき、出力電圧指令を補正する補償電圧信号を生成し、該生成した補償電圧信号を前記出力電圧指令に加算した補正出力電圧指令に基づき、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部を備える。
【００１６】
また、本発明に係る電力変換器において、前記伝達関数をＧＣ（ｓ）（ｓはラプラス演算子）とし、前記入力電圧をＶｉｎとし、前記入力電圧の最小値をＶｉｎ＿ｍｉｎとし、前記出力電圧をＶｏｕｔとし、前記出力電圧指令をＶｏｕｔ＿ｒｅｆとし、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタのインダクタンスをＬとし、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサのキャパシタンスをＣとし、前記第１の負荷および前記第２の負荷の定格電力をＰｏｕｔ＿ｆｕｌｌとすると、前記制御部は、前記伝達関数ＧＣ（ｓ）と、前記出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと前記出力電圧Ｖｏｕｔとの差とに基づき前記補償電圧信号を生成する補償制御器を備え、前記補償制御器は、以下の式（１）〜（３）に従い前記伝達関数ＧＣ（ｓ）を算出する。
【数２】
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【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る電力変換器によれば、広範囲の入力電圧に対して、出力電圧を出力電圧指令に高精度に追従させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換器の構成例を示す回路図である。
【図２】図１に示す制御部の構成例を示す図である。
【図３】従来の電力変換器における出力電圧の波形例を示す図である。
【図４】図１に示す電力変換器における出力電圧の波形例を示す図である。
【図５】従来の電力変換器の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
【００２０】
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換器１０の構成例を示す図である。図１において、図５と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
【００２１】
図１に示す電力変換器１０は、図５に示す電力変換器１０ａと比較して、制御部１２０を制御部１３０に変更した点が異なる。
【００２２】
制御部１３０は、不図示のセンサなどによる入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔの検出結果と、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆとが入力される。制御部１３０は、直流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎと、負荷１０６および負荷１０８への出力電圧Ｖｏｕｔとを用いて得られる伝達関数に基づき、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆを補正する補償電圧信号ΔＶを生成する。そして、制御部１３０は、生成した補償電圧信号ΔＶを出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに加算した補正出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ’に基づき、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する（スイッチング素子１０１〜１０４それぞれに制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する）。
【００２３】
次に、制御部１３０の構成について説明する。図２は、制御部１３０の構成例を示す図である。
【００２４】
図２に示す制御部１３０は、減算器１３１と、補償制御器１３２と、加算器１３３と、演算部１３４と、制御信号発生器１３５とを備える。
【００２５】
減算器１３１は、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差（電圧差）を補償制御器１３２に出力する。
【００２６】
補償制御器１３２は、減算器１３１から出力された出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差と、伝達関数ＧＣ（ｓ）とに基づき、補償電圧信号ΔＶを生成し、加算器１３３に出力する。ここで、補償制御器１３２は、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔを用いて伝達関数ＧＣ（ｓ）を算出する。伝達関数ＧＣ（ｓ）の詳細については後述する。
【００２７】
加算器１３３は、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと、補償制御器１３２から出力された補償電圧信号ΔＶとを加算し、補正出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ’として演算部１３４に出力する。
【００２８】
演算部１３４は、加算器１３３から出力された補正出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ’と、入力電圧Ｖｉｎとに基づき、デューティー指令値Ｄを算出する。具体的には、演算部１３４は、以下の式（５）に従い、デューティー指令値Ｄを算出する。
【００２９】
【数３】
2019161909.tif 000005
【００３０】
制御信号発生器１３５は、演算部１３４から出力されたデューティー指令値Ｄと、キャリア信号（三角キャリア信号）とを比較して、スイッチング素子１０１〜１０４を制御するための制御信号Ｓ１〜Ｓ４（ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号）を生成し、スイッチング素子１０１〜１０４それぞれに出力する。
【００３１】
次に、伝達関数ＧＣ（ｓ）について説明する。
【００３２】
ＳＰＣＨの電圧閉ループ制御における伝達関数Ｔ（ｓ）は、以下の式（６）で表される。
【００３３】
【数４】
2019161909.tif 000006
【００３４】
式（６）において、ｒＬは、インダクタ１０９，１１０の内部抵抗であり、ｒＣは、コンデンサ１０５，１０７の内部抵抗であり、Ｐｏｕｔは、負荷１０６，１０８の負荷電力である。また、ωＲＨＰＺは、以下の式（７）で表される。
【００３５】
【数５】
2019161909.tif 000007
【００３６】
式（６）の分母より、ＳＰＣＨの共振周波数ωＮは、以下の式（８）に従い算出することができる。
【００３７】
【数６】
2019161909.tif 000008
【００３８】
ＳＰＣＨの周波数特性により、右半平面零点（ＲＨＰＺ：Ｒｉｇｈｔ−Ｈａｌｆ−Ｐｌａｎｅ  Ｚｅｒｏ）が存在する。右半平面零点は、出力電圧Ｖｏｕｔの過渡過程における電圧急変に影響する。電圧急変が最も厳しいケース（電圧過渡特性が最も悪い点）である最も低い周波数ωＲＨＰＺは、以下の式（９）に従い算出することができる。なお、式（９）において、Ｖｉｎ＿ｍｉｎは、入力電圧Ｖｉｎの最小値であり、Ｐｏｕｔ＿ｆｕｌｌは、負荷電力Ｐｏｕｔの定格値（負荷１０６，１０８の定格電力）である。
【００３９】
【数７】
2019161909.tif 000009
【００４０】
補償制御器１３２がＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ−Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）型の補償制御器である場合、補償制御器１３２の伝達関数ＧＣ（ｓ）は、以下の式（１０）に従い設計することができる。
【００４１】
【数８】
2019161909.tif 000010
【００４２】
ここで、式（６）の分母を相殺するため、ωＺは、共振周波数ωＮと等しいと設定すると、以下の式（１１）に従い算出することができる。
【００４３】
【数９】
2019161909.tif 000011
【００４４】
また、高周波ノイズを抑制するため、ローパスフィルタのカットオフ周波数を意味するωＰをωＲＨＰＺの数倍（例えば、４倍）と設定すると、ωＰは、以下の式（１２）に従い算出することができる。
【００４５】
【数１０】
2019161909.tif 000012
【００４６】
補償制御器１３２は、上述した式（１０）〜式（１２）に従い、伝達関数ＧＣ（ｓ）を逐次算出し、算出した伝達関数ＧＣ（ｓ）と、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差とに基づき、補償電圧信号ΔＶを生成する。具体的には、補償制御器１３２は、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差を入力とし、補償電圧信号ΔＶを出力とし、伝達関数ＧＣ（ｓ）に従うＰＩＤ制御により、補償電圧信号ΔＶを生成する。
【００４７】
式（１０）〜式（１２）から明らかなように、補償制御器１３２の伝達関数ＧＣ（ｓ）のパラメータωＺ，ωＰは、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの比、すなわち、通流率Ｄに対応して変わることが分かる。これにより、広範囲の入力電圧Ｖｉｎに対しても、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの比により伝達関数ＧＣ（ｓ）を求め、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆを補正することができる。そのため、広範囲の入力電圧Ｖｉｎに対して、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに高精度に追従させる電圧閉ループ制御を行うことができる。
【００４８】
本発明による効果について、具体例を用いて説明する。
【００４９】
以下では、インダクタンスＬ＝０．０００６Ｈ、キャパシタンスＣ＝０．００２Ｆ、Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ＝５００Ｖ、Ｐｏｕｔ＝Ｐｏｕｔ＿ｒｅｆ＝５０ｋＷ、三角キャリア信号の周波数ｆＰＷＭ＝２０ｋＨｚであるとする。
【００５０】
入力電圧Ｖｉｎ＝５５０Ｖであるとして、本発明を適用しない場合、図３に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、始動直後に急減していることが分かる。出力電圧Ｖｏｕｔの急減は、右半平面零点の典型的な特徴であり、電源装置の不安定要素である。また、出力電圧指令値５００Ｖと比べて、実際の出力電圧Ｖｏｕｔが安定状態となった後も、数Ｖの差が生じている。
【００５１】
一方、本発明を適用した場合、図４に示すように、始動直後、出力電圧Ｖｏｕｔの急減分は小さくなっている。このことから、電源装置の安定性が改善していることが分かる。さらに、本発明を適用しない場合と比べて、出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧指令値（５００Ｖ）に速やかに収束している。また、安定状態では、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電圧指令値との誤差は概ねゼロになっていることが分かる。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに高精度に追従させることができる。
【００５２】
このように本実施形態においては、電力変換器１０は、スイッチング素子１０１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子１０３（第３のスイッチング素子）とを直列接続したレグ１１３（第１のレグ）と、レグ１１３と並列接続されたコンデンサ１０５（第１のコンデンサ）および負荷１０６（第１の負荷）と、スイッチング素子１０２（第２のスイッチング素子）とスイッチング素子１０４（第４のスイッチング素子）とを直列接続したレグ１１４（第２のレグ）と、レグ１１４と並列接続されたコンデンサ１０７（第２のコンデンサ）および負荷１０８（第２の負荷）と、スイッチング素子１０３のスイッチング素子１０１と接続されていない端と、スイッチング素子１０２とスイッチング素子１０４との接続点との間に接続されたインダクタ１０９（第１のインダクタ）と、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０３との接続点と、スイッチング素子１０４のスイッチング素子１０２と接続されていない端との間に接続されたインダクタ１１０（第２のインダクタ）とを備える。そして、スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端と、スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端との間に直流電源２０が接続されている。また、電力変換器１０は、直流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎと、負荷１０６，１０８への出力電圧Ｖｏｕｔとを用いて得られる伝達関数ＧＣ（Ｓ）に基づき、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆを補正する補償電圧信号ΔＶを生成し、生成した補償電圧信号ΔＶを出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに加算した補正出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ’に基づき、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する制御部１３０を備える。
【００５３】
入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとにより得られる伝達関数ＧＣ（ｓ）を用いて補償電圧信号ΔＶが生成される。そして、生成した補償電圧信号ΔＶを出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに加算した補正出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ’に基づき、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングが制御される。そのため、周波数特性に応じた設計などを行うことなく、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとに基づき伝達関数ＧＣ（ｓ）が求められるので、広範囲の入力電圧Ｖｉｎに対して、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧指令Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに高精度に追従させることができる。
【００５４】
本発明を図面および実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正を行うことが容易であることに注意されたい。したがって、これらの変形または修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各ブロックなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数のブロックを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。
【符号の説明】
【００５５】
１０    電力変換器
２０    直流電源
１０１，１０２，１０３，１０４    スイッチング素子
１０５，１０７    コンデンサ
１０６，１０８    負荷
１０９，１１０    インダクタ
１１３，１１４    レグ
１３０    制御部
１３１    減算器
１３２    補償制御器
１３３    加算器
１３４    演算部
１３５    制御信号発生器
【図１】
2019161909.tif 000014
【図２】
2019161909.tif 000015
【図３】
2019161909.tif 000016
【図４】
2019161909.tif 000017
【図５】
2019161909.tif 000018