(57)【要約】【課題】高周波特性を精度よく制御すること。【解決手段】基板と、前記基板上に設けられたグランドパターンと、前記基板の前記グランドパターンが設けられた面と同じ面または異なる面に設けられ、前記グランドパターンとで高周波信号が伝送する伝送線路を形成する信号線路と、前記基板の厚さ方向において前記信号線路と空隙を介し重なり、前記信号線路と重なる面積が互いに異なり、前記厚さ方向に駆動可能な複数の可動電極と、前記厚さ方向において前記複数の可動電極と前記空隙を介し重なり、前記複数の可動電極との間に駆動電圧が印加されることで、前記可動電極を吸引する固定電極と、を備える高周波デバイス。【選択図】図６
2019161412.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板と、
前記基板上に設けられたグランドパターンと、
前記基板の前記グランドパターンが設けられた面と同じ面または異なる面に設けられ、前記グランドパターンとで高周波信号が伝送する伝送線路を形成する信号線路と、
前記基板の厚さ方向において前記信号線路と空隙を介し重なり、前記信号線路と重なる面積が互いに異なり、前記厚さ方向に駆動可能な複数の可動電極と、
前記厚さ方向において前記複数の可動電極と前記空隙を介し重なり、前記複数の可動電極との間に駆動電圧が印加されることで、前記可動電極を吸引する固定電極と、
を備える高周波デバイス。
【請求項２】
前記複数の可動電極と前記固定電極との間には、絶対値がプルイン電圧以上の第１電圧と、絶対値が前記プルイン電圧より低い第２電圧と、の２値の電圧が印加される請求項１に記載の高周波デバイス。
【請求項３】
前記第２電圧は、実質的に０Ｖである請求項２に記載の高周波デバイス。
【請求項４】
前記複数の可動電極の前記固定電極の方への駆動を制限するストッパを備える請求項２または３に記載の高周波デバイス。
【請求項５】
前記複数の可動電極のうちｉ番目（ｉは１からｎの自然数）の可動電極と前記信号線路とが重なる面積をＳｉとしたとき、ＳｉはＳｏ×２（ｉ−１）＋ΔＳｉであり、｜ΔＳｉ｜＜２Ｓｏである請求項１から４のいずれか一項に記載の高周波デバイス。
【請求項６】
前記高周波デバイスは前記高周波信号の位相を変化させる移相器であり、
全ての前記複数の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧を印加したときの移相量と、前記複数の可動電極の少なくとも１つの可動電極と前記固定電極との間に前記第１電圧を印加しかつ他の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧を印加したときの目標とする移相量と、の差の移相量を２進数×基準移相量で表したとき、
前記２進数の右からｉ桁目が１のとき、前記複数の可動電極のうちｉ番目に前記面積の小さい可動電極と前記固定電極との間に前記第１電圧が印加され、前記ｉ桁目が０のとき前記ｉ番目の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧が印加される請求項２から４のいずれか一項に記載の高周波デバイス。
【請求項７】
前記高周波デバイスは前記高周波信号のうち通過帯域内の信号を通過させるバンドパスフィルタであり、
全ての前記複数の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧を印加したときの前記通過帯域の中心周波数と、前記複数の可動電極の少なくとも１つの可動電極と前記固定電極との間に前記第１電圧を印加しかつ他の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧を印加したときの前記通過帯域の目標とする中心周波数と、の差の周波数を２進数×基準周波数で表したとき、
前記２進数の右からｉ桁目が１のとき、前記複数の可動電極のうちｉ番目に前記面積の小さい可動電極と前記固定電極との間に前記第１電圧が印加され、前記ｉ桁目が０のとき前記ｉ番目の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧が印加される請求項２から４のいずれか一項に記載の高周波デバイス。
【請求項８】
前記信号線路内の第１箇所において、前記グランドパターンと前記信号線路とを接続する第１インダクタと、
前記信号線路内の第２箇所において、前記グランドパターンと前記信号線路とを接続する第２インダクタと、
を備え、
前記複数の可動電極は、前記第１箇所と前記第２箇所との間において前記信号線路と重なる請求項１から７のいずれか一項に記載の高周波デバイス。
【請求項９】
前記第１箇所と前記第２箇所との間の前記信号線路の電気長は前記高周波信号の波長の略１／２である請求項８に記載の高周波デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波デバイスに関し、例えば可変フィルタおよび可変移相器等の高周波デバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の無線通信量の増加は目覚ましく、第５世代移動体通信方式では、準ミリ波帯（２０ＧＨｚから３０ＧＨｚ）およびミリ波帯（３０ＧＨｚから３００ＧＨｚ）の利用が計画されている。準ミリ波帯またはミリ波帯では電波の指向性が強く、数ＧＨｚ帯以下の無線通信のような回折した電波を利用できない。また、準ミリ波帯およびミリ波帯では大気等による減衰が大きいこと、および送信信号の高出力化が難しい。これらのことなどから、指向性を高め特定の方向に電波を送信するビームフォーミング技術が用いられる。この技術には、移相量を制御可能な可変移相器や通過帯域を制御可能な可変フィルタが用いられる。準ミリ波帯およびミリ波帯用の可変フィルタ（例えば特許文献１および非特許文献１）および可変移相器（特許文献２）が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２７８１４７号公報
【特許文献２】特開２０１６−２１９９１６号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Proceeding of Asia-Pacific Microwave. Conference 2010, WE3B-1, pp139-142, 2010.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、準ミリ波およびミリ波等の周波数の高い帯域で用いる可変フィルタや可変移相器では、通過帯域や移相量等の高周波特性を精度よく制御することが難しい。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、高周波特性を精度よく制御することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、基板と、前記基板上に設けられたグランドパターンと、前記基板の前記グランドパターンが設けられた面と同じ面または異なる面に設けられ、前記グランドパターンとで高周波信号が伝送する伝送線路を形成する信号線路と、前記基板の厚さ方向において前記信号線路と空隙を介し重なり、前記信号線路と重なる面積が互いに異なり、前記厚さ方向に駆動可能な複数の可動電極と、前記厚さ方向において前記複数の可動電極と前記空隙を介し重なり、前記複数の可動電極との間に駆動電圧が印加されることで、前記可動電極を吸引する固定電極と、を備える高周波デバイスである。
【０００８】
上記構成において、前記複数の可動電極と前記固定電極との間には、絶対値がプルイン電圧以上の第１電圧と、絶対値が前記プルイン電圧より低い第２電圧と、の２値の電圧が印加される構成とすることができる。
【０００９】
上記構成において、前記第２電圧は、実質的に０Ｖである構成とすることができる。
【００１０】
上記構成において、前記複数の可動電極の前記固定電極の方への駆動を制限するストッパを備える構成とすることができる。
【００１１】
上記構成において、前記複数の可動電極のうちｉ番目（ｉは１からｎの自然数）の可動電極と前記信号線路とが重なる面積をＳｉとしたとき、ＳｉはＳｏ×２（ｉ−１）＋ΔＳｉであり、｜ΔＳｉ｜＜２Ｓｏである構成とすることができる。
【００１２】
上記構成において、前記高周波デバイスは前記高周波信号の位相を変化させる移相器であり、全ての前記複数の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧を印加したときの移相量と、前記複数の可動電極の少なくとも１つの可動電極と前記固定電極との間に前記第１電圧を印加しかつ他の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧を印加したときの目標とする移相量と、の差の移相量を２進数×基準移相量で表したとき、前記２進数の右からｉ桁目が１のとき、前記複数の可動電極のうちｉ番目に前記面積の小さい可動電極と前記固定電極との間に前記第１電圧が印加され、前記ｉ桁目が０のとき前記ｉ番目の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧が印加される構成とすることができる。
【００１３】
上記構成において、前記高周波デバイスは前記高周波信号のうち通過帯域内の信号を通過させるバンドパスフィルタであり、全ての前記複数の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧を印加したときの前記通過帯域の中心周波数と、前記複数の可動電極の少なくとも１つの可動電極と前記固定電極との間に前記第１電圧を印加しかつ他の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧を印加したときの前記通過帯域の目標とする中心周波数と、の差の周波数を２進数×基準周波数で表したとき、前記２進数の右からｉ桁目が１のとき、前記複数の可動電極のうちｉ番目に前記面積の小さい可動電極と前記固定電極との間に前記第１電圧が印加され、前記ｉ桁目が０のとき前記ｉ番目の可動電極と前記固定電極との間に前記第２電圧が印加される構成とすることができる。
【００１４】
上記構成において、前記信号線路内の第１箇所において、前記グランドパターンと前記信号線路とを接続する第１インダクタと、前記信号線路内の第２箇所において、前記グランドパターンと前記信号線路とを接続する第２インダクタと、を備え、前記複数の可動電極は、前記第１箇所と前記第２箇所との間において前記信号線路と重なる構成とすることができる。
【００１５】
上記構成において、前記第１箇所と前記第２箇所との間の前記信号線路の電気長は前記高周波信号の波長の略１／２である構成とすることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、高周波特性を精度よく制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、比較例１に係る高周波デバイスの平面図である。
【図２】図２は、比較例１における図１のＡ−Ａ断面図である。
【図３】図３は、比較例１における高周波デバイスの通過特性を示す図である。
【図４】図４は、比較例１における高周波デバイスの周波数に対する位相を示す図である。
【図５】図５は、実施例１に係る高周波デバイスの平面図である。
【図６】図６（ａ）は、実施例１における図５の区間１５ｂの拡大図、図６（ｂ）は、図６（ａ）のＡ−Ａ断面図である。
【図７】図７は、実施例１における各可変キャパシタのオン状態およびオフ状態における装荷容量値を示す図である。
【図８】図８は、実施例１における実施例１の高周波デバイスの通過特性を示す図である。
【図９】図９は、実施例１における実施例１の高周波デバイスの周波数に対する位相を示す図である。
【図１０】図１０は、実施例１におけるステートに対する位相変化量を示す図である。
【図１１】図１１は、実施例１におけるステートに対する位相変化量を示す図である。
【図１２】図１２は、実施例１の変形例１に係る高周波デバイスの平面図である。
【図１３】図１３は、実施例１の変形例１における図１２のＡ−Ａ断面図である。
【図１４】図１４は、実施例２に係るビームフォーミング回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
［比較例１］
図１は、比較例１に係る高周波デバイスの平面図である。図２は、比較例１における図１のＡ−Ａ断面図である。図１および図２に示すように、絶縁体基板である基板１０上に信号線路１２およびグランドパターン１４が設けられている。信号線路１２はＸ方向に延伸している。信号線路１２の±Ｙ方向の両側の基板１０上に信号線路１２から離間しグランドパターン１４が設けられている。信号線路１２とグランドパターン１４は高周波信号を伝送する伝送線路であるコプレーナウェーブ（ＣＰＷ）線路を形成する。信号線路１２の−Ｘ方向の端部は入力端子３０ａが接続し、＋Ｘ方向の端部は出力端子３０ｂに接続する。
【００１９】
信号線路１２は３つの区間１５ａから１５ｃを有する。区間１５ａ（および１５ｃ）と１５ｂとの間において信号線路１２はインダクタ２０ａ（および２０ｂ）を介しグランドパターン１４に電気的に接続されている。区間１５ａ（および１５ｃ）と入力端子３０ａ（および出力端子３０ｂ）との間において信号線路１２はインダクタ２０ｃ（および２０ｄ）を介しグランドパターン１４に電気的に接続されている。
【００２０】
区間１５ａから１５ｃの電気長をＬとすると、Ｌ＝λ／２となる波長λの高周波信号はそれぞれの区間１５ａから１５ｃにおいて共振する。このように各区間１５ａから１５ｃは１／２波長共振器である。各１／２波長共振器とインダクタとでバンドパスフィルタを形成する。バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数は波長λに相当する。入力端子３０ａの入力インピーダンスおよび出力端子３０ｂの出力インピーダンスとＣＰＷ線路の特性インピーダンスが異なる場合、区間１５ａおよび１５ｂの長さを調整することで、インピーダンス変換することができる。例えば入力インピーダンスおよび出力インピーダンスが５０Ω、ＣＰＷ線路の特性インピーダンスが７０Ωの場合、区間１５ａおよび１５ｃの長さを区間１５ｂより短くし、インダクタンス２０ｃおよび２０ｄの値を２０ｂより大きくする。これにより７０Ωの共振器と入出力インピーダンス５０Ωとがインピーダンス整合する。したがって全体としては７０Ωの１／２波長共振器が３段縦続接続されることになる。
【００２１】
信号線路１２上に空隙２２を介し可動電極１８が設けられている。可動電極１８はグランドパターン１４に電気的に接続されている。可動電極１８と信号線路１２との間には装荷容量が形成される。基板１０上の信号線路１２とグランドパターン１４との間に固定電極１６が設けられている。電圧印加部２４が固定電極１６に可動電極１８に対し駆動電圧を印加すると、静電引力により可動電極１８が固定電極１６に引き寄せられる。信号線路１２と可動電極１８との間の装荷容量の容量値が変化する。装荷容量の容量値が変化するとＣＰＷ線路の特性インピーダンスが変化する。これにより、λ／２共振器の共振する波長が変化する。
【００２２】
信号線路１２と可動電極１８との距離をΔｔ、信号線路１２と可動電極１８のＸＹ平面において重なる面積をＳ、真空（空気）中の誘電率をεｏとすると、装荷容量の容量値Ｃ´は以下の式１となる。
Ｃ´＝εｏ・Ｓ／Δｔ        式１
【００２３】
［シミュレーション１］
Δｔを変化させ、入力端子３０ａと出力端子３０ｂとの間の通過特性および位相差をシミュレーションした。シミュレーション条件は実施例１において説明するシミュレーション２と同じである。また、３つの１／２波長共振器内の同じ可動電極１８ａから１８ｅには同一電圧を印加し（例えば区間１５ａから１５ｃの可動電極１８ａには同じ電圧を印加する）、装荷容量の容量値Ｃ´が同じとなるように設定した。
【００２４】
図３は、比較例１における高周波デバイスの通過特性を示す図である。図４は、比較例１における高周波デバイスの周波数に対する位相を示す図である。図３は入力端子３０ａと出力端子３０ｂとの間の通過特性を示し、図４の縦軸は入力端子３０ａに入力する信号に対する出力端子３０ｂから出力する信号の位相の差（すなわち移相器の移相量）を示す。図３および図４において、ドットはシミュレーションした点、曲線は近似曲線である。条件ＡからＣは駆動電圧の大きさが異なることに対応し、条件Ｂは条件ＡよりΔｔが小さく、条件Ｃは条件ＢよりΔｔが小さい。
【００２５】
図３に示すように、比較例１の高周波デバイスはバンドパスフィルタとして機能する。Δｔが小さくなりＣ´が大きくなると、通過帯域の中心周波数が３１ＧＨｚから２９ＧＨｚに低周波数側にシフトする。このように、比較例１は駆動電圧の大きさを変えることにより可変フィルタとして機能する。
【００２６】
非特許文献１には、挿入損失が２ｄＢの低損失な２０ＧＨｚから２８ＧＨｚ帯の可変フィルタが記載されている。しかし、非特許文献１および特許文献１には、位相特性が記載されていない。
【００２７】
図４に示すように、比較例１の高周波デバイスは移相器として機能する。Δｔが小さくなりＣ´が大きくなると、移相量は大きくなる。例えば３０ＧＨｚでは、条件ＡおよびＣの位相は−１０６．４°および−２８３．７°であり、位相が１７７．３°変化する。このように、比較例１は駆動電圧の大きさを変えることにより可変移相器として機能する。
【００２８】
しかし、比較例１では、駆動電圧が安定しない。また、駆動電圧が同じであってもΔｔがばらついてしまう。これにより、通過帯域の中心周波数および移相量を精度よく制御することが難しい。
【００２９】
以下、比較例１に対し精度を向上させる実施例について説明する。
【実施例１】
【００３０】
図５は、実施例１に係る高周波デバイスの平面図である。図６（ａ）は、実施例１における図５の区間１５ｂの拡大図、図６（ｂ）は、図６（ａ）のＡ−Ａ断面図である。図５から図６（ｂ）に示すように、各区間１５ａから１５ｃにはＸ方向の幅の異なる複数の可動電極１８ａから１８ｅが設けられている。区間１５ａと１５ｃは１５ｂと１区間の信号線路１２の長さが異なるだけで、可動電極１８ａから１８ｅの存在領域と構造は全く同じである。ここでは区間１５ｂについて詳細を説明する。可動電極１８ａから１８ｅのＸ方向の幅はそれぞれＷａからＷｅである。可動電極１８ａから１８ｅと信号線路１２とは、それぞれ可変キャパシタＣａからＣｅを形成する。基板１０上にはストッパ２６が設けられている。ストッパ２６は、可動電極１８ａから１８ｅが−Ｚ方向に可動することを制限する。基板１０上の信号線路１２とグランドパターン１４との間には、可動電極１８ａから１８ｅにそれぞれ対向する固定電極１６ａから１６ｅが設けられている。電圧印加部２４は、固定電極１６ａから１６ｅに独立に駆動電圧を印加する。その他の構成は実施例１の図１および図２と同じであり説明を省略する。
【００３１】
基板１０は、例えば石英基板、ガラス基板、セラミックス基板、サファイア基板、スピネル基板または水晶基板等の絶縁基板である、信号線路１２、グランドパターン１４および固定電極１６ａから１６ｅは、例えば銅層、銀層、アルミニウム層またはニッケル層等の電気伝導率が高く、真空蒸着法、スパッタリング法またはめっき法により形成しやすい金属層である。可動電極１８ａから１８ｅは、ニッケル層、鉄層、白金層またはこれらの合金等のバネ性の高い金属層である。
【００３２】
電圧印加部２４は固定電極１６ａから１６ｅに絶対値がプルイン電圧Ｖｐｕｌｌｉｎ以上の電圧を印加する。実施例１のような静電駆動アクチュエータにおいて、駆動電圧を大きくしていき、プルイン電圧Ｖｐｕｌｌｉｎを越えると、静電引力が可動電極１８ａから１８ｅのバネ力を越える。このため、急激に可動電極１８ａから１８ｅが固定電極１６ａから１６ｅに引き付けられる。これをプルイン現象という。電圧印加部２４が固定電極１６ａから１６ｅに電圧を印加しない。すなわち可動電極１８ａから１８ｅに対し固定電極１６ａから１６ｅを０Ｖとする（以下、この電圧をＶｏｆｆという）と、可動電極１８ａから１８ｅと信号線路１２との間隔はｔｏである。以下、この状態の可変キャパシタＣａからＣｅをオフ（ｏｆｆ）状態という。電圧印加部２４が可動電極１８ａから１８ｅに対し固定電極１６ａから１６ｅに絶対値がプルイン電圧Ｖｐｕｌｌｉｎ以上の電圧を印加する（以下、この電圧をＶｏｎという）と、可動電極１８ａから１８ｅはストッパ２６まで駆動する。可動電極１８ａから１８ｅと信号線路１２との間隔はｔである。以下、この状態の可変キャパシタＣａからＣｅをオン（ｏｎ）状態という。
【００３３】
電圧印加部２４が固定電極１６ａから１６ｅをＶｏｆｆとし、可変キャパシタＣａからＣｅをオフ状態とすると、装荷容量の容量値Ｃｏは式２となる
Ｃｏ＝εｏ・Ｓ／ｔｏ      式２
電圧印加部２４が固定電極１６ａから１６ｅをＶｏｎとし、可変キャパシタＣａからＣｅをオン状態とすると、装荷容量の容量値Ｃｔは式３となる
Ｃｔ＝εｏ・Ｓ／ｔ        式３
【００３４】
このように、電圧印加部２４が固定電極１６ａから１６ｅに印加する駆動電圧をＶｏｎおよびＶｏｆｆのいずれか一方とする。これにより、可変キャパシタＣａからＣｅは各々２値の可変キャパシタとして機能する。各可変キャパシタＣａからＣｅにおける容量値をＣｔとＣｏの２値に安定させることができる。
【００３５】
ここで、可動電極１８ａから１８ｅと信号線路１２とがＺ方向において重なる面積ＳａからＳｅは、信号線路１２のＹ方向の幅をＷとし、可動電極１８ａから１８ｅのＸ方向の幅をそれぞれＷａからＷｅとすると、式４となる。
Ｓｉ＝Ｗ・Ｗｉ  （ｉはａからｅ）      式４
【００３６】
信号線路１２の幅Ｗを一定とし、可動電極１８ａから１８ｅの幅ＷａからＷｅを、それぞれＰ、２Ｐ、４Ｐ、８Ｐおよび１６Ｐとおよそ２倍ずつ増加するようにする。Ｐは単位幅であり一定値である。これにより、ＳａからＳｅは約２倍ずつ増加する。電圧印加部２４はオン状態とする可変キャパシタＣａからＣｂを適宜組み合わせる。これにより、５ｂｉｔのデジタル制御された（すなわち離散化された）任意の装荷容量値を得ることができる。したがって通過帯域および移相量をデジタル的に制御することができる。
【００３７】
装荷容量の最小の増加分（すなわち制御できる最小の容量値）をΔＣとすると、ΔＣは、可動電極１８ａの幅Ｗａ＝ＰのＣｏ−Ｃｔとなり、式５で表される。
ΔＣ＝Ｃｔ−Ｃｏ＝εｏ・Ｗ・Ｐ（ｔｏ−ｔ）／（ｔ・ｔｏ）    式５
【００３８】
図７は、実施例１における各可変キャパシタのオン状態およびオフ状態における装荷容量値を示す図である。図７に示すように、ステート０として、可変キャパシタＣａからＣｅを全てオフ状態とすると、装荷容量値は３１Ｃｏとなる。Ｃｂ＝３１Ｃｏとする。ステート１として、Ｃａをオン、ＣｂからＣｅをオフとすると装荷容量値はΔＣ＋Ｃｂとなる。ステート２として、Ｃｂをオン、ＣａおよびＣｃからＣｅをオフとすると装荷容量値は２ΔＣ＋Ｃｂとなる。ステート３として、ＣａおよびＣｂをオン、ＣｃからＣｅをオフとすると装荷容量値は３ΔＣ＋Ｃｂとなる。このように、装荷容量値をΔＣずつ増加できる。ステート３１として、可変キャパシタＣａからＣｅを全てオン状態とすると、装荷容量値は３１ΔＣ＋Ｃｂ＝３１Ｃｔとなる。
【００３９】
［シミュレーション２］
実施例１について、通過特性および移相量をシミュレーションした。シミュレーションは２．５次元の有限要素法を用いた。シミュレーション条件は以下である。
基板１０の比誘電率：３．８（石英）
基板１０の厚さ：５００μｍ
信号線路１２の幅Ｗ：１６０μｍ
信号線路１２とグランドパターン１４のギャップＷ１：８０μｍ
グランドパターン１４の幅Ｗ２：２００μｍ
λ／２共振器長Ｌ：６７０μｍ
特性インピーダンス：７０Ω
間隔ｔｏ：１．５μｍ
間隔ｔ：１．０μｍ
可動電極の単位幅Ｐ：１２．２μｍ
インダクタ２０ａ、２０ｂのインダクタンス：０．０１ｎＨ
インダクタ２０ｃ、２０ｄのインダクタンス：０．０６ｎＨ
【００４０】
図８は、実施例１における実施例１の高周波デバイスの通過特性を示す図である。図８では、可変キャパシタＣａからＣｅを全てオフ（ステート０）、Ｃａのみオン（ステート１）、Ｃｂのみオン（ステート２）、Ｃｃのみオン（ステート４）、Ｃｄのみオン（ステート８）、Ｃｅのみオン（ステート１６）およびＣａからＣｅ全てオン（ステート３１）の７つのステートの通過特性を示している。いずれにおいても挿入損失は２ｄＢ以下である。装荷容量値が大きくなると通過帯域の中心周波数は低周波数側にシフトする。
【００４１】
図９は、実施例１における実施例１の高周波デバイスの周波数に対する位相を示す図である。図９では、ステート０、１、２、４、８、１６および３１の７つのステートの周波数に対する位相を示している。装荷容量値が大きくなると位相の変化量が大きくなる。３０ＧＨｚにおいて、ステート０のときの位相は−１０９．４°であり、ステート３１のときの位相は−２９３．５°である。移相量の差Δθは１８４．１°である。５ｂｉｔの可変キャパシタでは容量値を３２段階設定できる。よって、位相を５．９°刻みで設定できる。
【００４２】
−５．９°を基準移相量θｓとし、−１０９．４°を初期移相量θｏとする。目標とする移相量θをＩ×θｓ＋θｏで表す。Ｉを５桁の２進数で表すと、ａ５ａ４ａ３ａ２ａ１ｂ＝ａ５×２４＋ａ４×２３ａ３×２２＋ａ２×２１＋ａ１×２０となる。ただしａ５からａ１は０または１である。ｂは２進数を示す記号である。例えば、Ｉ＝０００００ｂはステート０に対応し、Ｉ＝００００１ｂはステート１に対応する。Ｉ＝１１１１１ｂはステート３１に対応する。
【００４３】
可変フィルタの通過帯域の中心周波数についても、同様に基準周波数をｆｓとし、初期周波数をｆｏとする。目標とする中心周波数ｆをＩ×ｆｓ＋ｆｏで表す。
【００４４】
図１０は、実施例１におけるステートに対する位相変化量を示す図である。ステート０のときの位相変化量を０°とし、ステート０からの位相の変化量を縦軸とした。点線はステートに対し位相変化量が直線的に変化する理想的な直線である。実線は、シミュレーションの結果である。図１０のように、シミュレーションでは、位相変化量はステートに対し直線的に変化しない。理想的な直線からの最大誤差θｍａｘは１７°であった。
【００４５】
このように、可動電極１８ａから１８ｅの幅ＷａからＷｅをＰ、２Ｐ、４Ｐ、８Ｐおよび１６Ｐとすると、位相変化量はステートに対し理想的な直線とならない。そこで、Ｗａ＝Ｐ＋ＷＡ、Ｗｂ＝２Ｐ＋ＷＢ、Ｗｃ＝４Ｐ＋ＷＣ、Ｗｄ＝８Ｐ＋ＷＤおよびＷｅ＝１６Ｐ＋ＷＥとし、Ｐ、ＷＡからＷＥを調整した。
【００４６】
図１１は、実施例１におけるステートに対する位相変化量を示す図である。Ｐ＝１２．２μｍ、ＷＡ＝１４．１μｍ、ＷＢ＝１１．４μｍ、ＷＣ＝３．３μｍ、ＷＤ＝−１５．５μｍおよびＷＥ＝１５．６μｍとした。図１１のように、実線のシミュレーション結果は、理想的な点線直線とほぼ同じである。理想的な直線からの最大誤差θｍａｘは３°と非常に小さい。
【００４７】
このように、可動電極１８ａから１８ｅの幅ＷａからＷｅを２Ｐ以下の範囲で調整することで、ステートに対し直線的に位相変化量が変化する。
【００４８】
［実施例１の変形例１］
図１２は、実施例１の変形例１に係る高周波デバイスの平面図である。図１３は、実施例１の変形例１における図１２のＡ−Ａ断面図である。図１２および図１３に示すように、実施例１の変形例１では、基板１０の上面にグランドパターンは設けられておらず、基板１０の下面にグランドパターン１４が設けられている。可動電極１８ａから１８ｅの両端は基板１０を貫通する貫通電極３４ｂを介しグランドパターン１４に電気的に接続されている。インダクタ２０ａから２０ｄの一端は貫通電極３４ａを介しグランドパターン１４に電気的に接続されている。信号線路１２とグランドパターン１４とはマイクロストリップ線路を形成する。その他の構成は実施例１と同じであり説明を省略する。
【００４９】
実施例１の変形例１のように、伝送線路はマイクロストリップ線路でもよい。実施例１の変形例１においても信号線路１２の装荷容量値を変えることで通過帯域の中心周波数および位相を変えることができる。実施例１のように、信号線路１２は、グランドパターン１４が設けられた面と同じ面に設けられていてもよい。実施例１の変形例１のように、信号線路１２は、グランドパターン１４が設けられた面と異なる面に設けられていてもよい。
【００５０】
実施例１およびその変形例において、可動電極１８ａから１８ｅが５本の例を示したが、可動電極１８ａから１８ｅの本数は適宜に設定できる。また、可動電極１８ａから１８ｅを幅の順に配置したが配置順は適宜設定できる。λ／２共振器を３段設ける例を説明したがλ／２共振器の段数は適宜設定できる。ただし、段数を何段で構成するにせよ、全ての区間１５ａから１５ｃのλ／２共振器の装荷容量は同一構造とし、各区間の同じ可動電極同士を同時に動作させることが好ましい。可動電極１８ａから１８ｅをグランド電位とし、固定電極１６ａから１６ｅに駆動電圧を印加する例を説明したが、固定電極１６ａから１６ｅをグランド電位とし、可動電極１８ａから１８ｅに駆動電圧を印加してもよい。この場合、固定電極１６ａから１６ｅは、可動電極１８ａから１８ｅに対し１つの固定電極としてもよい。
【００５１】
実施例１およびその変形例によれば、複数の可動電極１８ａから１８ｅは、基板１０の厚さ方向において信号線路１２と空隙２２を介し重なり、信号線路１２と重なる面積ＳａからＳｅが互いに異なり、厚さ方向に駆動可能である。固定電極１６ａから１６ｅは、基板１０の厚さ方向において複数の可動電極１８ａから１８ｅと空隙２２を介し重なり、複数の可動電極１８ａから１８ｅとの間に駆動電圧が印加されることで、可動電極１８ａから１８ｅを吸引する。これにより、面積ＳａからＳｅに応じ、高周波デバイスの特性（通過帯域の中心周波数および／または移相量）を変化できる。
【００５２】
また、複数の可動電極１８ａから１８ｅと固定電極１６ａから１６ｅとの間には、絶対値がプルイン電圧以上のＶｏｎ（第１電圧）と、絶対値がプルイン電圧より低いＶｏｆｆ（第２電圧）と、の２値の電圧が印加される。これにより、高周波デバイスの特性をデジタル的に制御できる。
【００５３】
さらに、Ｖｏｆｆ（第２電圧）は、実質的に０Ｖである。これにより、Ｖｏｆｆにおける装荷容量値を精度よく制御できる。なお、実質的に０Ｖとは、複数の可動電極１８ａから１８ｅと固定電極１６ａから１６ｅとの間に意図的に電圧を印加しないことを含む。
【００５４】
さらに、ストッパ２６は、複数の可動電極１８ａから１８ｅの固定電極１６ａから１６ｅの方への駆動を制限する。これにより、Ｖｏｎにおける装荷容量値を精度よく制御できる。
【００５５】
さらに、複数の可動電極１８ａから１８ｅのうちｉ番目（ｉは１からｎの自然数）の可動電極と信号線路１２とが重なる面積をＳｉとしたとき、ＳｉはＳｏ×２（ｉ−１）＋ΔＳｉである。ΔＳｉの絶対値は２Ｓｏより小さくする。すなわち｜ΔＳｉ｜＜２Ｓｏである。｜ΔＳｉ｜＜１．５Ｓｏがより好ましい。このように、Ｓｉを約２倍ずつ大きくすることで、高周波デバイスの特性をデジタル的に制御できる。
【００５６】
さらに、高周波デバイスは高周波信号のうち通過帯域内の信号を通過させるバンドパスフィルタである。全ての複数の可動電極１８ａから１８ｅと固定電極１６ａから１６ｅとの間にＶｏｆｆを印加したときの通過帯域の中心周波数をｆｏとする。複数の可動電極１８ａから１８ｅの少なくとも１つの可動電極と固定電極との間にＶｏｎを印加しかつ他の可動電極と固定電極との間にＶｏｆｆを印加したときの通過帯域の目標とする中心周波数をｆとする。ｆｏとｆとの差の移相量を２進数×基準周波数ｆｓで表したとき、２進数Ｉの右からｉ桁目が１のとき、複数の可動電極１８ａから１８ｅのうちｉ番目に面積の小さい可動電極と固定電極との間にＶｏｎが印加され、ｉ桁目が０のときｉ番目の可動電極と固定電極との間にＶｏｆｆが印加される。これにより、可変フィルタにおける通過帯域の中心周波数をデジタル的に制御できる。
【００５７】
さらに、高周波デバイスは高周波信号の位相を変化させる移相器である。全ての複数の可動電極１８ａから１８ｅと固定電極１６ａから１６ｅとの間にＶｏｆｆを印加したときの移相量θｏとする。複数の可動電極の少なくとも１つの可動電極と固定電極との間にＶｏｎを印加しかつ他の可動電極と固定電極との間にＶｏｆｆを印加したときの目標とする移相量をθとする。θｏとθとの差の移相量を２進数Ｉ×基準移相量をθｓで表したとき、２進数の右からｉ桁目が１のとき、複数の可動電極のうちｉ番目に面積の小さい可動電極と固定電極との間にＶｏｎが印加され、ｉ桁目が０のときｉ番目の可動電極と固定電極との間にＶｏｆｆが印加される。これにより、可変移相器における移相量をデジタル的に制御できる。
【００５８】
インダクタ２０ａ（第１インダクタ）は、信号線路１２内の第１箇所においてグランドパターン１４と信号線路１２とを接続する。インダクタ２０ｂ（第２インダクタ）は、信号線路１２内の第２箇所において、グランドパターン１４と信号線路１２とを接続する。複数の可動電極１８ａから１８ｅは、第１箇所と第２箇所との間において信号線路１２と重なる。これにより、第１箇所と第２箇所との間の信号線路に装荷容量値を付加できる。
【００５９】
第１箇所と第２箇所との間の信号線路１２の電気長は高周波信号の波長の略１／２である。これにより、λ／２共振器を実現し、可変フィルタおよび／または可変移相器を実現できる。
【００６０】
伝送線路は、ＣＰＷ線路またはマイクロストリップ線路とすることができる。伝送線路は他の線路でもよい。Ｌ＝λ／２の電気長を実現するため、高周波信号は準ミリ波またはミリ波であることが好ましい。
【実施例２】
【００６１】
図１４は、実施例２に係るビームフォーミング回路の回路図である。図１４に示すように、ＲＦ（Radio Frequency）−ＩＣ(integrated Circuit)４０に送信端子４１が設けられている。電力分配器４２は送信端子４１に入力した高周波信号を複数の信号に分配する。複数の可変利得増幅回路４４は分配された複数の信号をそれぞれ増幅する。複数の可変移相器４６は増幅された複数の信号の位相をそれぞれ移相する。複数の高出力増幅回路４８は移相された複数の信号をそれぞれ増幅する。複数のバンドパスフィルタ５０は増幅された複数の信号を濾過する。複数のアンテナ５２は濾過された複数の信号を出力する。複数の可変移相器４６が複数の信号の位相を調整することにより、任意の方向に電波５６を伝搬させることができる。
【００６２】
電波５６の指向性を高めるためには移相器の位相を正確に制御することが求められる。実施例１およびその変形例の高周波デバイスをビームフォーミング回路に用いることで、電波の指向性を高めることができる。また、実施例１およびその変形例の高周波デバイスは、可変フィルタと可変移相器を兼ねるため、可変移相器４６とバンドパスフィルタ５０を１つの高周波デバイスで実現することもできる。
【００６３】
以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【００６４】
１０  基板
１２  信号線路
１４  グランドパターン
１５ａ−１５ｃ  区間
１６、１６ａ−１６ｅ  固定電極
１８、１８ａ−１８ｅ  可動電極
２０ａ−２０ｄ  インダクタ
２２  空隙
２４  電圧印加部
２６  ストッパ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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