(57)【要約】【課題】ＣＳＳ変調方式が適用されたマルチホップネットワークにおいて、多重された信号を分離可能な精度の通信システム及び通信方法を提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係る通信システム及び通信方法は、全てのデータ変調に対して、相互に共通する特定時間だけ遅延して出力する各々のマッチドフィルタを用意することとした。本発明のように多数のマッチドフィルタを用いて復調する場合、受信端末局に到達する時刻差が、帯域幅の逆数（帯域幅Ｂが１２５ｋＨｚならば８μｓ）以上あれば、マッチドフィルタの出力相関ピークを分離することが可能となる。それぞれの端末に固有の遅延時間（端末間差は帯域幅の逆数以上）を設定しておくことで、転送先端末では時間差を持って信号を受信でき、これらを分離することができる。【選択図】図１３
2019021964.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調（ＦＭ変調）でＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調された変調信号を用い、複数の無線端末の間で同一のデータをマルチホップ方式で送受信する通信システムであって、
前記無線端末は、
それぞれの前記周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬間周波数に応じて前記受信信号に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタと、
前記ＢＴ個のマッチドフィルタが出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置（所定遅延量）に１つである遅延信号を探す演算部と、
前記演算部が探した前記遅延信号のピーク位置を利用して前記変調信号にクロックを同期させる同期部と、
前記クロックに基づき、予め設定された前記無線端末に固有であり、他の無線端末の遅延時間との差が１／Ｂ以上且つ１シンボル以内の遅延時間経過後に前記変調信号を送信する送信部と、
を備えることを特徴とする通信システム。
【請求項２】
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記拡散符号でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算部は、前記プリアンブル部の前記遅延信号が１シンボル内の振幅のピークが１つでない場合、前記変調信号が時間軸上でずれて多重されていると判断し、
前記同期部は、前記変調信号が多重している場合、いずれか１つの前記変調信号のプリアンブル部を利用してクロックを同期させ、
前記送信部は、クロックを同期させた前記変調信号のみを送信する
ことを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
【請求項３】
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算部は、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルが前記任意シンボルでない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする請求項１又は２に記載の通信システム。
【請求項４】
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算部は、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号の前記ピークの位置が前記所定位置にない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする請求項１又は２に記載の通信システム。
【請求項５】
帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調信号でＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調された変調信号を用い、複数の無線端末の間で同一のデータをマルチホップ方式で送受信する通信方法であって、
前記無線端末において、
それぞれの前記拡散符号に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬時周波数に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタ手順と、
前記ＢＴ個のマッチドフィルタが出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置に１つである遅延信号を探す演算手順と、
前記演算手順で探した前記遅延信号のピーク位置を利用して前記変調信号にクロックを同期させる同期手順と、
前記クロックに基づき、予め設定された前記無線端末に固有であり、他の無線端末の遅延時間との差が１／Ｂ以上且つ１シンボル以内の遅延時間経過後に前記変調信号を送信する送信手順と、
を行うことを特徴とする通信方法。
【請求項６】
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記拡散符号でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算手順で、前記プリアンブル部の前記遅延信号が１シンボル内の振幅のピークが１つでない場合、前記変調信号が時間軸上でずれて多重されていると判断し、
前記同期手順で、前記変調信号が多重している場合、いずれか１つの前記変調信号のプリアンブル部を利用してクロックを同期し、
前記送信手順で、クロックを同期させた前記変調信号のみを送信する
ことを特徴とする請求項５に記載の通信方法。
【請求項７】
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算手順で、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルが前記任意シンボルでない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする請求項５又は６に記載の通信方法。
【請求項８】
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算手順で、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号の前記ピークの位置が前記所定位置にない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする請求項５又は６に記載の通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、ＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調でされている信号をマルチホップ伝送方式で同時送信する通信システム及び通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＬＰＷＡ（ＬｏｗＰｏｗｅｒＷｉｄｅＡｒｅａ）は、消費電力を抑えながら遠距離通信を確保する無線通信方式として、ＩｏＴ（ＩｎｔｅｒｎｅｔｏｆＴｈｉｎｇｓ）の分野他で注目されている（例えば、非特許文献１を参照。）。ＬＰＷＡには、携帯電話関係の標準化団体３ＧＰＰで標準化されているＣａｔ．Ｍ１、Ｃａｔ．ＮＢ１（例えば、非特許文献２を参照。）の他、自動検針システム等で導入されているＷｉ−ＳＵＮ（非特許文献３を参照。）、さらにＩｏＴを考慮した通信方式としてＳｉｇｆｏｘ（例えば、非特許文献４を参照。）やＬｏＲａ（例えば、非特許文献５を参照。）等がある。
【０００３】
この中で、非特許文献６によれば、ＬｏＲａは、ＣＳＳ変調と多値ＦＭデータ変調（Ｍ−ａｒｙ）が用いられているとされる。その概要を非特許文献７と８等から検討する。
【０００４】
ｃｈｉｒｐ信号自体は、受信時マッチドフィルタを用いることにより、圧縮利得を利用して高雑音下で良好な信号検出が可能で、レーダー等で実績がある（例えば、非特許文献９と１０を参照。）。また、ｃｈｉｒｐ信号を用いた通信分野に関してもＣＳＳ方式として検討されている（例えば、非特許文献１１〜１３を参照。）。
【０００５】
一方、ＬＰＷＡは消費電力を抑えながら遠距離通信を行うのであれば、マルチホップ通信は有効な手段となる（例えば、非特許文献１を参照。）。ＩｏＴ分野において、マルチホップ通信ながらルーティング機能を除去しつつ、簡易にネットワークが構成できる同時送信フラッディング方式のマルチホップネットワークは有効な手段が提案されている（例えば、非特許文献１４を参照。）。
【０００６】
［ＣＳＳ変調方式］
ＣＳＳのデータ変調に関して説明する。
ｃｈｉｒｐ信号は、時間とともに瞬時周波数が変化（一般に単調増加もしくは単調減少）するＦＭ信号の一種である。通信に利用した例として、データ変調をｕｐもしくはｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐ信号の差異により識別するＳＳＫ（Ｓｌｏｐｅ−ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）があり（例えば、非特許文献１１を参照。）、ｃｈｉｒｐ信号毎に位相変調（ＰＳＫ）をかけ、復調時に帯域幅の一部（サブバンド）を受信し復調するＰＳＫ方式が示された例がある（例えば、非特許文献１２を参照。）。また、ｃｈｉｒｐ信号の２周期分のマッチドフィルタで相関を取ることにより２値差同位相符号化（ＤＢＰＳＫ）の復調を行う復調方式が発明者らにより提案された（例えば、非特許文献１３を参照。）。
【０００７】
また、近年において、ＬＰＷＡ用途でＣＳＳデータ変調を行っている例がある。図１はＬｏＲａモジュールの出力信号をサンプリングオシロスコープで測定し、瞬時周波数を求めたものである。図１に示す様に、瞬時周波数が時間と伴に変化するｃｈｉｒｐ信号を用いており、モジュールにてデータ変調及び復調が可能となっている（例えば、非特許文献６を参照。）。非特許文献７及び８によれば、図１において、帯域幅Ｂは１２５ｋＨｚ、ｃｈｉｒｐ信号の時間幅（シンボル長）Ｔは１／Ｂ×４０９６となっている。時間幅Ｔが１／Ｂの４０９６倍あるため、帯域幅Ｂの１／４０９６の周波数差は弁別可能である。他に、シンボル長Ｔは１／Ｂの２ＳＦ（ＳＦ＝７，８，９，１０，１１，１２）倍の長さが選択可能で、ここでは、ＳＦ＝１２（２ＳＦ＝４０９６）の場合について記述する。
【０００８】
まず、図２を用いてデータ変調方式について概説する。Ｃｈｉｒｐ信号の初期瞬時周波数ｆ（ｔ＝０）とすると、
（数１）
ｆ（ｔ＝０）＝ｆｏ＋Ｂ×ｎ／４０９６                                    （１）
ここで、ｔ＝０は１シンボルの開始時間、ｆｏは帯域下端の周波数、ｎ＝０〜４０９５とする。
【０００９】
各々の信号はシンボル長が１／Ｂの４０９６倍あることにより周波数上は帯域幅Ｂの１／４０９６の周波数分解能で弁別可能で、弁別可能な周波数差をデータ変調として用いる（Ｍ−Ａｒｙ方式）。このとき（１）式のｎ＝０〜４０９５の対応関係で、１２ビットのデータが１シンボル長（１ｃｈｉｒｐ信号長）で送受信が可能となる。
【００１０】
デジタル信号処理で、サンプリング周波数Ｂｓを帯域幅Ｂに等しい１２５ｋＨｚでＩ／Ｑ複素サンプリングすると、帯域幅の上下端外側の信号はアンダーサンプリングとなるため、Ｂｓ帯域内の信号として扱える。また、送信ｃｈｉｒｐ信号を同様に帯域Ｂ内で再帰的に利用すれば、全てＢｓ帯域内の信号の送受として扱える。ｃｈｉｒｐ信号の周波数波形をＳ（ｆ）、時間波形をｓ（ｔ）とすると、
（数２）
Ｓ（ｆ＋Ｂ）＝Ｓ（ｆ−Ｂ）＝Ｓ（ｆ）                                    （２）
（数３）
ｓ（ｔ＋Ｔ０）＝ｓ（ｔ−Ｔ０）＝ｓ（ｔ）                                （３）
となる。ここで、Ｔ０はシンボル時間長である。
【００１１】
続いてプリアンブルについて説明する。
ＬｏＲａの信号測定（図１）から、プリアンブルとされるシンボル列でパケットは開始される。ｕｐ  ｃｈｉｒｐ（時間とともに瞬時周波数が増加するｃｈｉｒｐ信号）が複数と、ｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐ（時間とともに瞬時周波数が減少するｃｈｉｒｐ信号）が２回と１／４シンボル送られる。ｕｐ  ｃｈｉｒｐ、ｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐとも周波数オフセットの無い信号（ｎ＝０）が用いられる。ｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐでは、ｆｏは帯域上端の周波数とする。
【００１２】
ＬＰＷＡの用途自体、ＩｏＴ等低消費電力、低価格の無線端末局を想定すれば、端末局の周波数精度には限りがある。９２０ＭＨｚ帯の特定小電力を想定すれば、端末局の周波数精度に関して、あまり高精度は期待できない。周波数精度を３０ｐｐｍ程度と想定すれば、２７．６ｋＨｚの周波数ずれとなり、帯域幅１２５ｋＨｚ、チャネル間隔２００ｋＨｚに比較して無視できない。従って、プリアンブルとして送られてくる初期周波数をｎ＝０として受信局側で同定する必要が生じる。
【００１３】
ｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐ信号は後述する様にｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐ信号に対するマッチドフィルタで検出できる。ｕｐ  ｃｈｉｒｐ信号のｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐのマッチドフィルタ（相互相関）は図５の様になる。自己相関との比では平均して３６ｄＢがあり、ｕｐ／ｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐ信号相互の信号の影響は小さい。
【００１４】
［ＣＳＳ復調方式］
マッチドフィルタによるＣＳＳ復調に関して説明する。
ＣＳＳ変調された信号は、マッチドフィルタを用いることにより復調が可能である  （図３）（例えば、非特許文献１１及び１３を参照。）。また、相関ピーク（パルス幅）は、ほぼ帯域Ｂの逆数となる（上記検討条件では８μｓ）ため、この時間精度はシンボル長（３２．７６８ｍｓ）と比較して充分短い。ＩｏＴで特にセンサネットワーク等、サンプリング時刻を重視する場合、マッチドフィルタによるＣＳＳ復調は有効な特徴となる。
【００１５】
非特許文献１１及び１３が行う復調はマッチドフィルタを１つ使用している。
ｃｈｉｒｐ信号の初期瞬時周波数を、データ値により、
（数４）
ｆｎ＝ｆｏ＋Ｂ×ｎ／４０９６                                          （４）
とすると、帯域幅内で巡回的に周波数掃引されることから、ｎの異なる相互相関特性は特徴的である。その特徴からｆｏのマッチドフィルタでｎ＝０〜４０９５に対する相関検出も可能である。（４）式のどのｃｈｉｒｐ信号が来るかは、ｎ＝０の相関パルス時刻に対して、相関パルスの時間シフト量で検出される（パルス位置変調に変換される）。時刻原点はプリアンブルのマッチドフィルタ出力時刻によって決まる。装置実装上生じる送受無線局間の周波数偏差は、プリアンブルではｎ＝０のｃｈｉｒｐ信号を複数回送られることから同定され校正可能である。図３に示す様に、ｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐ信号のマッチドフィルタ出力も併せて用いれば送受信機間の周波数差に関しても検出可能である。
【００１６】
マッチドフィルタ１個を利用したＣＳＳ復調の構成例を図４に示す。マッチドフィルタ１個利用の場合の相関ピークの発生時刻は、データ変調値ｎ＝０〜４０９５で異なり、信号の瞬時周波数成分によりｎ≠０の時、２カ所の相関出力を持つ（図６参照）。この２つの相関ピークはそのシフト時間関係が既知のため、プリアンブルで相関ピークの時間原点（ｎ＝０の時のピーク時刻）を決めれば、その時間原点からのシフト量でデータ復調（ｎ＝０〜４０９５の判別）が可能である。
【００１７】
［同時送信型マルチホップ方式］
同時送信型マルチホップ方式における建設的干渉型フラッディング方式とは、ＩＥＥＥ８０２．１５．４等の低ビットレートの通信において、同一のパケットを同一のタイミングで転送することにより、複数の端末局が同時に送信する状況においても、パケットロスが発生しないことに着目した技術である（例えば、非特許文献１５を参照。）。同時送信技術の採用によりｅｎｄ−ｔｏ−ｅｎｄの信頼性および省電力を両立させている。
【００１８】
同時送信型マルチホップ方式の特徴として、次をあげられる。
ｉ）同時送信技術によるフラッディングを基本的な通信方式とするため、トポロジの変動があった場合においても、再ルーティングなどが不要である。
ｉｉ）同時送信技術により、ネットワーク全体でパケットレベルでの同期を取り省電力制御を行い、すべての通信がフラッディング動作ではあるものの消費電力を低く抑えることが可能となる。これは、ルーティングが不要であることと、同期型であるためアイドルリスニングやロングプリアンブル送信などが不要であることに起因する。
ｉｉｉ）同期型システムで問題となるトラフィック変動時のリスケジューリングを、同時送信技術を利用することにより極めて低コストに実現を可能にする。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１９】
【非特許文献１】Ｕ．Ｒａｚａ，  Ｐ．Ｋｕｌｋａｒｎｉ  ａｎｄ  Ｍ．Ｓｏｏｒｉｙａｂａｎｄａｒａ，“Ｌｏｗ  Ｐｏｗｅｒ  Ｗｉｄｅ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ：  Ａｎ  Ｏｖｅｒｖｉｅｗ”，  ＩＥＥＥ  ＣＯＭＭＵＮ  ＳＵＲＶ，  ｖｏｌ．１９，ｎｏ．２  ，２ｎｄ  Ｑｕａｒｔ．  ２０１７．
【非特許文献２】ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ＤｙｎａＲｅｐｏｒｔ／３６−ｓｅｒｉｅｓ．ｈｔｍ
【非特許文献３】ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｗｉ−ｓｕｎ．ｏｒｇ／ｉｎｄｅｘ．ｐｈｐ／ｅｎ／
【非特許文献４】ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｓｉｇｆｏｘ．ｃｏｍ／ｅｎ
【非特許文献５】ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｌｏｒａ−ａｌｌｉａｎｃｅ．ｏｒｇ／
【非特許文献６】ＳＥＭＴＥＣＨ，  “ＡＮ１２００．２２  ＬｏＲａｔｍ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｂａｓｉｃｓ”，  Ｍａｙ  ２０１５．
【非特許文献７】“Ｗｈａｔ  ｉｓ  Ｌｏｒａ？”，  ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｌｉｎｋ−ｌａｂｓ．ｃｏｍ／ｂｌｏｇ／ｗｈａｔ−ｉｓ−ｌｏｒａ
【非特許文献８】Ｍ．  Ｋｎｉｇｈｔ  ａｎｄ  Ｂ．  Ｓｅｅｂｅｒ，  “Ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ＬｏＲａ：  Ｒｅａｌｉｚｉｎｇ  ａ  Ｍｏｄｅｒｎ  ＬＰＷＡＮ  ｗｉｔｈ  ＳＤＲ”，  Ｐｒｏｃ．  Ｔｈｅ  ＧＮＵ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  ｖｏｌ．１  ，ｎｏ．１  ，  Ｓｅｐ．  ２０１６．
【非特許文献９】Ｊ．  Ｒ．  Ｋｌａｕｄｅｒ，  Ａ．  Ｃ．  Ｐｒｉｃｅ，  Ｓ．  Ｄａｒｌｉｎｇｔｏｎ，  Ｗ．  Ｊ．  Ａｌｂｅｆｓｈｅｉｍ，“Ｔｈｅ  ｔｈｅｏｒｙ    ａｎｄ    ｄｅｓｉｇｎ    ｏｆ    ｃｈｉｒｐ    ｒａｄａｒｓ”，    Ｂｅｌｌ    Ｓｙｓｔ．    Ｔｅｃｈ．  １，ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．４，ｐｐ．７４５−８０８，  Ｊｕｌ．  １９６０．
【非特許文献１０】Ｇ．  Ｇａｌａｔｉ，Ｇ．  Ｐａｖａｎ  ａｎｄ  Ｆ．Ｄｅ  Ｐａｌｏ，“Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ  ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  ｍｏｄｅｒｎ  ｒａｄａｒ：  Ｔｈｅ  ｃｈｉｒｐ  ｓｉｇｎａｌ  Ｆｉｆｔｙ  ＋  ｙｅａｒｓ  ｌａｔｅｒ”，２０１４  １１  ｔｈ  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｒａｄａｒ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，  ｐｐ．１３  −１６  ，  ２０１４．
【非特許文献１１】Ｄ．  Ｓ．  Ｄａｙｔｏｎ，“ＦＭ  “Ｃｈｉｒｐ”  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ：  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ  ｔｏ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．    Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎ．Ｃｏｍｐａｔ．，ｖｏｌ．ＥＭＣ−１０  Ｉｓｓｕｅ：２，  ｐｐ．２９６−２９７，  １９６８．
【非特許文献１２】Ｈ．  Ｔａｋａｉ，Ｙ．  Ｕｒａｂｅ  ａｎｄ  Ｈ．  Ｙａｍａｓａｋｉ，“Ａｎｔｉ−ｍｕｌｔｉｐａｔｈ  ａｎｄ  ａｎｔｉ−ｊ  ａｍｍｉｎｇ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ／ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ  ＳＲ−ｃｈｉｒｐ  ＰＳＫ  ｆｏｒ  ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ  ｄａｔａ  ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｉｎ  ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ  ｆａｄｉｎｇ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｗｉｔｈ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ”，  Ｐｒｏｃ．  １９９４  ＩＥＥＥ  ＶＴＣ，  ｐｐ．１３５５  −１３５９  ，  Ｊｕｎ．  １９９４．
【非特許文献１３】Ｙ．  Ｔａｋｅｕｃｈｉ  ａｎｄ  Ｋ．  Ｙａｍａｎｏｕｃｈｉ，“Ａ  ｃｈｉｒｐ  ｓｐｒｅａｄ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ  ＤＰＳＫ  ｍｏｄｕｌａｔｏｒ  ａｎｄ  ｄｅｍｏｄｕｌａ−ｔｏｒ  ｆｏｒ  ａ  ｔｉｍｅ  ｓｈｉｆｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍ  ｂｙ  ｕｓｉｎｇ  ＳＡＷ  ｄｅｖｉｃｅｓ”，  １９９８  ＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  ＩＭＳ  Ｄｉｇ．  ，  ｖｏｌ．２  ，  ｐｐ．５０７−５１０，  Ｊｕｎ．  １９９８．
【非特許文献１４】Ｆ．  Ｆｅｒｒａｒｉ，  ｅｔ  ａｌ．  ，“Ｅｆｆｉｃｉ  ｅｎｔ  ｎｅｔｗｏｒｋ  ｆｌｏｏｄｉｎｇ  ａｎｄ  ｔｉｍｅ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｇｌｏｓｓｙ”，  Ｐｒｏｃ．  ＡＣＭ／ＩＥＥＥ  ＩＰＳＮ’１１  ，  ｐｐ．７３−８４，  Ａｐｒ．  ２０１１．
【非特許文献１５】鈴木誠，  森川博之，  「Ｃｈｏｃｏ  ：無線センサネットワーク向け多目的プラットフォーム」，信学技報  ＭｏＮＡ２０１４−２４，  Ｊｕｌ．  ２０１４．
【非特許文献１６】Ｃ．  Ｈ．  Ｌｉａｏ，  Ｇ．    Ｚｈｕ，  Ｄ．  Ｋｕｗａｂａｒａ，  Ｓ．  Ｏｈａｒａ  ａｎｄ  Ｍ．  Ｓｕｚｕｋｉ  ａｎｄ  Ｈ．Ｍｏｒｉｋａｗａ，“Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｓｕｂ−ＧＨｚ  ＬｏＲａ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｕｎｄｅｒ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｃｏｌｌｉｓｉｏｎｓ”，信学技報  ＲＣＳ２０１７−２７，Ａｐｒ．  ２０１７．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
ＣＳＳ変調の場合、各端末局間の周波数偏差が無い、もしくはきわめて小さい場合は、複数の端末からの信号は各シンボル時間で、各端末局間の同期精度以内の信号合成となり、上述した同様建設的干渉型のフラッディング方式が可能となる。一方、各端末局間に潜在的に無視できない周波数偏差がある場合、各端末からのｃｈｉｒｐ信号は、互いに同一周波数の信号（各シンボル内、位相のみ異なる信号の合成）とはならず、特定の周波数間隔を保ったままのｃｈｉｒｐ信号の合成となる。この場合、端末局間の周波数偏差により、ｃｈｉｒｐ信号の初期周波数が異なる周波数の合成となり、合成波の初期周波数は特定できない。
【００２１】
この対策として、非特許文献１６では、ＦＭ信号のキャプチャー効果を利用して、複数の端末局からの信号の内、最も強い信号を選択的に受信する性質を利用して、フラッディング方式を実現している。
【００２２】
ここで、図１２に非特許文献１６に記載されるＣＳＳ変調方式の送信側の機能ブロック図（Ａ）と受信側の機能ブロック図（Ｂ）を示す。受信側入力のｃｈｉｒｐ信号は、逆のスロープを持つ（ｕｐ  ｃｈｉｒｐならｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐ、ｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐならｕｐ  ｃｈｉｒｐ）の信号を掛けることにより、各シンボルで周波数の異なるＣＷ信号となり、通常の多値ＦＭ変調信号となる。このときの最大Ｓ／Ｎを得るマッチドフィルタは各多値ＦＭ狭帯域信号に対応する狭帯域フィルタ（周波数フィルタ）となり、１シンボル毎の再生が必要なことから、ほぼ１シンボル以内の時定数が必要であり、その帯域幅は１シンボル時間の逆数に対応する。また狭帯域フィルタ（周波数フィルタ）の時定数から、シンボルの時刻同期はシンボル時間長程度の精度となる。
【００２３】
このようなＣＳＳ変調方式を非特許文献１４のようなマルチホップネットワークに適用した場合、多くの端末から出力された同一信号が着目する１つの端末に到達することがあり、図４のような構成の精度ではこれらを分離することが難しい。つまり、図４のようなＣＳＳ変調の復調構成では多重された信号の分離が困難という課題があった。そこで、本発明は、このような課題を解決するために、ＣＳＳ変調方式が適用されたマルチホップネットワークにおいて、多重された信号を分離可能な精度の通信システム及び通信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記目的を達成するために、本発明に係る通信システム及び通信方法は、全てのデータ変調（全てのシンボル種類）に対して、各々のマッチドフィルタを用意することとした。
【００２５】
具体的には、本発明に係る通信システムは、帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調（ＦＭ変調）でＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調された変調信号を用い、複数の無線端末の間で同一のデータをマルチホップ方式で送受信する通信システムであって、
前記無線端末は、
それぞれの前記周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬間周波数に応じて前記受信信号に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタと、
前記ＢＴ個のマッチドフィルタが出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置（所定遅延時間量）に１つである遅延信号を探す演算部と、
前記演算部が探した前記遅延信号のピーク位置を利用して前記変調信号にクロックを同期させる同期部と、
前記クロックに基づき、予め設定された前記無線端末に固有であり、他の無線端末の遅延時間との差が１／Ｂ以上且つ１シンボル以内の遅延時間経過後に前記変調信号を送信する送信部と、
を備えることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明に係る通信方法は、帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調（ＦＭ変調）でＣＳＳ（Ｃｈｉｒｐ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）変調された変調信号を用い、複数の無線端末の間で同一のデータをマルチホップ方式で送受信する通信方法であって、
前記無線端末において、
それぞれの前記周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の伸二周波数に応じて前記受信信号に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタ手順と、
前記ＢＴ個のマッチドフィルタが出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置に１つである遅延信号を探す演算手順と、
前記演算手順で探した前記遅延信号のピーク位置を利用して前記変調信号にクロックを同期させる同期手順と、
前記クロックに基づき、予め設定された前記無線端末に固有であり、他の無線端末の遅延時間との差が１／Ｂ以上且つ１シンボル以内の遅延時間経過後に前記変調信号を送信する送信手順と、
を行うことを特徴とする。
【００２７】
全てのデータ変調に対して、対応するマッチドフィルタの出力は同一時刻に相関ピークをもち、且つその相関ピークのレベルは各々一定である。つまり、全てのデータ変調（例えば、１２ビット全てのデータ）に対応するマッチドフィルタを用意しておき、その出力のなかからピークが１つであるマッチドフィルタを探し出すことで、変調したデータを知ることができる。
【００２８】
１個のマッチドフィルタを使用した構成の場合、データは時間原点からの時間差により検出されるため、マッチドフィルタは１個で良いものの、多数の時刻（１２ビットであれば４０９６点）での相関演算が必要である。一方、多数（１２ビットであれば４０９６個）のマッチドフィルタを用いる場合は、相関計算は相関ピークの時刻１点のみで、演算量としてはマッチドフィルタ１個利用の場合と差異は無い。
【００２９】
さらに、本発明のように多数のマッチドフィルタを用いて復調する場合、受信端末局に到達する時刻差が、帯域幅の逆数（帯域幅Ｂが１２５ｋＨｚならば８μｓ）以上あれば、マッチドフィルタの出力相関ピークを分離することが可能となる。つまり、多数のマッチドフィルタを用いて復調することで分解能を高めることができ、多くの端末から出力された同一信号が１つの端末に到達しても、これらを分離することが可能となる。従って、本発明は、ＣＳＳ変調方式が適用されたマルチホップネットワークにおいて、多重された信号を分離可能な精度の復調器及び復調方法を提供することができる。
【００３０】
多重された変調信号を分離するためには既知信号であるプリアンブル部を利用する。具体的には、前記変調信号が任意シンボルに対応する前記拡散符号でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算部は、前記プリアンブル部の前記遅延信号が１シンボル内の振幅のピークが１つでない場合、前記変調信号が時間軸上でずれて多重されていると判断し、
前記同期部は、前記変調信号が多重している場合、いずれか１つの前記変調信号のプリアンブル部を利用してクロックを同期させ、
前記送信部は、クロックを同期させた前記変調信号のみを送信することを特徴とする。
【００３１】
前述のように、ＬＰＷＡの用途自体、ＩｏＴ等低消費電力、低価格の無線端末局を想定すれば、端末局の周波数精度には限りがあり、受信する変調信号の中心周波数が変動する可能性がある。本発明に係る復調器及び復調方法は、プリアンブル部を利用して次のように周波数変動が発生していることを認知することとした。
【００３２】
（判断手法１）
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算部は、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルが前記任意シンボルでない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする。
【００３３】
（判断手法２）
前記変調信号が任意シンボルに対応する前記周波数変調でＣＳＳ変調されたプリアンブル部を有し、
前記演算部は、前記プリアンブル部の１シンボル内で振幅のピークが１つである前記遅延信号の前記ピークの位置が前記所定位置（所定遅延量）にない場合、前記変調信号の中心周波数がずれていると判断することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３４】
本発明は、ＣＳＳ変調方式が適用されたマルチホップネットワークにおいて、多重された信号を分離可能な精度の通信システム及び通信方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】ＣＳＳ変調方式の時間と瞬時周波数の関係を説明する図である。
【図２】ＣＳＳにおけるデータ変調を説明する図である。
【図３】チャープ信号に対するマッチドフィルタの出力を説明する図である。
【図４】マッチドフィルタ１個を利用したＣＳＳ復調器の構成を説明する図である。
【図５】ｄｏｗｎ−ｃｈｉｒｐマッチドフィルタのＵｐ／Ｄｏｗｎ−ｃｈｉｒｐ信号に対する相関出力を説明する図である。
【図６】ｎ＝０のマッチドフィルタ１個を利用したＣＳＳ復調器のマッチドフィルタが出力する信号を説明する図である。
【図７】（Ａ）は本発明に係る通信システムの無線端末が備える復調器を説明する構成図である。（Ｂ）は本発明に係る通信システムの無線端末が備える復調器のマッチドフィルタの動作を説明する図である。
【図８】本発明に係る通信システムの無線端末が備える復調器の各マッチドフィルタの出力について時系列変化を説明する図である。
【図９】本発明に係る通信システムの無線端末が備える復調器の各マッチドフィルタの出力についての振幅値を説明する図である。（Ａ）は１シンボル目での比較、（Ｂ）は２シンボル目（Ｂ）での比較である。
【図１０】本発明に係る通信システムの無線端末が備える復調器の各マッチドフィルタの出力について時系列変化を説明する図である。
【図１１】本発明に係る通信システムの無線端末が備える復調器の各マッチドフィルタの出力についての振幅値を説明する図である。
【図１２】ＣＳＳ変調方式の送信側の機能を説明するブロック図（Ａ）と受信側の機能を説明するブロック図（Ｂ）である。
【図１３】本発明に係る通信システムの動作を説明する図である。
【図１４】本発明に係る通信システムの動作を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。
【００３７】
図１３（Ａ）は、本実施形態の通信システムの構成を説明する図である。本通信システムは、帯域幅Ｂ及びシンボル長Ｔのチャープ信号をＢＴ個のシンボルに対応する周波数変調（ＦＭ変調）でＣＳＳ変調された変調信号を用い、複数の無線端末の間で同一のデータをマルチホップ方式で送受信する。前記無線端末のうちデータを送信する端末を「イニシエータＩ」としている。イニシエータＩからの送信信号が到達できるエリア２１内に複数の無線端末Ａｎが存在する。そして、エリア２１の外側には、無線端末Ａｎからの送信信号が到達できるエリア２２があり、エリア２２内に送信先の無線端末Ｂがある。イニシエータＩが送信したデータは複数の無線端末Ａｎ（例えば、無線端末Ａ１とＡ２）で中継され無線端末Ｂに到着する（図１３（Ｂ）を参照。）。つまり、イニシエータＩから無線端末Ｂへの伝送ルートは複数存在する。
【００３８】
まず、無線端末ＡｎやＢが行うＣＳＳ変調された変調信号を復調する手法を説明する。
図７（Ａ）は、無線端末Ａｎを説明する構成図である。無線端末Ａｎは、
ＣＳＳ変調された変調信号を受信するアンテナ１１と、
受信された前記変調信号を増幅する増幅器１２と、
増幅された前記変調信号の周波数を変換するコンバータ１３と、
周波数を変換した前記変調信号に対して、それぞれの前記周波数変調に対応した複素共役周波数応答を持ち、前記変調信号の瞬時周波数に応じて前記受信信号に対応する相関値を相互に共通する特定時間だけ遅延して出力するＢＴ個のマッチドフィルタ１４と、
前記ＢＴ個のマッチドフィルタ１４が出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置に１つである遅延信号を探す演算部１５と、
演算部１５が探した前記遅延信号のピーク位置を利用して前記変調信号にクロックを同期させる同期部１６と、
前記クロックに基づき、予め設定された前記無線端末に固有であり、他の無線端末の遅延時間との差が１／Ｂ以上且つ１シンボル以内の遅延時間経過後に前記変調信号を送信する送信部１７と、
を備える。
【００３９】
なお、無線端末Ｂの演算部１５は、ＢＴ個のマッチドフィルタ１４が出力する遅延信号のうち、１シンボル内で振幅のピークが所定位置（所定遅延時間）に１つである遅延信号を探し、前記遅延信号を出力したマッチドフィルタに割り当てたシンボルを出力する。
【００４０】
本実施形態では、例として帯域幅Ｂが１２５ｋＨｚ、シンボル長Ｔが１／Ｂの２１２倍の３２．７６８ｍｓｅｃのＣＳＳ変調信号で説明する。このＣＳＳ変調信号は図１のようにプリアンブル部とデータ部で構成される。プリアンブル部はｕｐ  ｃｈｉｒｐが１０シンボルとｄｏｗｎ  ｃｈｉｒｐが２シンボルと１／４シンボルで構成される。データ部は、１シンボル毎にｕｐ  ｃｈｉｒｐが１２ビットのデータで変調される。具体的には、１２ビットのデータによりｕｐ  ｃｈｉｒｐ開始時の周波数をΔｆ（＝１／Ｔ＝３０．５Ｈｚ）づつ変化させる。
【００４１】
図７（Ｂ）は、マッチドフィルタ１４の動作を説明する図である。図７Ｂ（ａ）はマッチドフィルタ１４（＃０）の動作、図７Ｂ（ｂ）はマッチドフィルタ１４（＃１０２４）の動作である。なお、マッチドフィルタ１４（＃０）には
データ〔０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０〕が割り当てられ、
マッチドフィルタ１４（＃１０２４）には
データ〔０，１，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０〕が割り当てられている。
【００４２】
具体的に変調信号（＃０）と変調信号（＃１０２４）を受信した例で説明する。（ｉ）は変調信号（＃０）と変調信号（＃１０２４）の波形を説明している。（ｉｉ）はそれぞれのマッチドフィルタ１４に設定された遅延特性である。マッチドフィルタ１４（＃０）は、周波数軸上では対応する信号の周波数応答の複素共役に固定遅延特性を持ち、時間軸上では周波数が高くなるにつれて遅延時間が減少する遅延特性である。マッチドフィルタ１４（＃０）は、変調信号（＃０）が入力した時には（ｉｉｉ）のように全ての周波数を同じ時間ｔ０に出力する。つまり、全ての周波数の信号強度が積算され、マッチドフィルタ１４（＃０）の出力は（ｉｖ）のように時間ｔ０に１つのピークが現れる信号となる。
【００４３】
一方、マッチドフィルタ１４（＃０）は、変調信号（＃１０２４）が入力した時にはマッチドフィルタ１４（＃０）の遅延特性と変調信号（＃１０２４）とが整合しないので（ｉｉｉ）のように周波数によって出力する時間が分離してしまう。つまり、分離出力された周波数の信号強度がそれぞれ積算され、マッチドフィルタ１４（＃０）の出力は（ｉｖ）のように２つのピークが現れる信号となる。
【００４４】
マッチドフィルタ１４（＃１０２４）は、変調信号（＃１０２４）に整合する遅延特性を持つ。すなわち、周波数遅延時間応答は（ｉｉ）のように周波数が高くなるにつれて初期遅延時間が減少し、ある周波数を超えると巡回的に最大遅延時間となり、そこから初期遅延時間に向かって遅延時間が減少する遅延特性である。マッチドフィルタ１４（＃１０２４）は、変調信号（＃０）が入力した時にはマッチドフィルタ１４（＃１０２４）の遅延特性と変調信号（＃０）とが整合しないので（ｉｉｉ）のように周波数によって出力する時間が分離してしまう。つまり、分離出力された周波数の信号強度がそれぞれ積算され、マッチドフィルタ１４（＃１０２４）の出力は（ｉｖ）のように２つのピークが現れる信号となる。
【００４５】
一方、マッチドフィルタ１４（＃１０２４）は、変調信号（＃１０２４）が入力した時には（ｉｉｉ）のように全ての周波数を同じ時間ｔ０に出力する。つまり、全ての周波数の信号強度が積算され、マッチドフィルタ１４（＃１０２４）の出力は（ｉｖ）のように時間ｔ０に１つのピークが現れる信号となる。
【００４６】
演算部１５は、それぞれのマッチドフィルタ１４の出力を確認し、１つのピークのみが現れている出力のマッチドフィルタ１４を検出する。演算部１５は、１つのピークのみが現れている出力のマッチドフィルタ１４に割り当てられているデータを当該シンボルのデータとして出力する。このように、無線端末Ａｎ及びＢは、受信したＣＳＳ変調信号を復調することができる。
【００４７】
続いて、無線端末Ａｎ及びＢの利点を説明する。
非特許文献１１及び１３のようにマッチドフィルタを１個利用した場合、データによって２つの相関ピークが現れ、そのピークレベルを線形加算した場合、すべてのデータ変調に対して同一になるが、データ判定が煩雑となる。
【００４８】
無線端末Ａｎ及びＢのように全てのデータ変調（４０９６通り）に対して、各々のマッチドフィルタを用意すれば、全てのデータ変調に対して、対応するマッチドフィルタの出力は同一時刻に相関ピークをもち、且つその相関ピークのレベルは各々一定である。
【００４９】
データの情報は相関ピークの検出時刻にのみに含まれる。４０９６通りのマッチドフィルタを用意する必要はあるものの、データ判定のための演算は１シンボル当たり相関ピークの時刻１点（図７Ｂのｔ０）のみの計算で良い。データに対する相関ピークは全ての相関器の内１個のみに現れる。また、４０９６通りの相関計算は、同一の入力信号に対して行われるため、データ復調は相関器出力間のレベル差による最尤推定が可能である。
【００５０】
非特許文献１１及び１３のように１個のマッチドフィルタを使用した構成例の場合、データは時間原点からの時間差により検出されるため、マッチドフィルタは１個で良いものの、４０９６ポイントの時刻での相関演算が必要である。一方、本復調器のように４０９６個のマッチドフィルタを用いる場合は、相関計算は相関ピークの時刻１点のみで、演算量としてはマッチドフィルタ１個利用の場合と差異は無い。
【００５１】
図８に１シンボル目はｎ＝０、２シンボル目はｎ＝１０２３を送信した場合の時間（シンボル長を１単位）に対する各マッチドフィルタの出力値（ピークを０ｄＢとした相対値）を全ての時刻で計算した結果を示す。データ判定点である時刻０及び、時刻１において、各マッチドフィルタ番号を横軸、縦軸を相対出力値（ピークを０ｄＢとして規格化）したものを図９に示す。ｎ＝０、及びｎ＝１０２３のマッチドフィルタに相関ピークを持つ。
【００５２】
プリアンブル部で正確にシンボル同期でき、プリアンブル信号がｎ＝０のｃｈｉｒｐ信号として同定できればデータ部の復調も可能となる。このときの所要精度は、１パケット２ｓｅｃとすると、相関ピークの幅は１／Ｂ＝８μｓであるので、通常規格では１パケット２ｓｅｃ以内のため、４ｐｐｍ以下の偏差精度が必要となる。端末局間の個別のクロック精度は、プリアンブルでのデータ同定時にオフセットとすれば、端末局（送信端末）の周波数源における、秒程度の時間幅での周波数短期安定度が、移動時のドプラー周波数変移を含めて数ｐｐｍ以下（通常のＬＰＷＡ利用では問題無い所要周波数安定度）であれば復調可能である。
【００５３】
また、送信端末の周波数が大きく（例えば３０ｐｐｍ、２７．６ｋＨｚ）ずれた場合、本無線端末はプリアンブル部を利用して周波数ずれを判断する。例えば、プリアンブル部が持つ１０シンボルが変調信号（＃０）であれば、変調信号の中心周波数がずれていなければ、マッチドフィルタ１４（＃０）から振幅のピークが１つである信号が出力される。一方、マッチドフィルタ１４（＃０）から振幅のピークが２つである信号が出力され、他のマッチドフィルタ１４（＃Ｘ）から振幅のピークが１つである信号が出力された場合、演算部１５は変調信号の中心周波数がずれていると判断できる。また、演算部１５はマッチドフィルタ１４（＃Ｘ）から変調信号の中心周波数のずれ量も判断できる。このため、演算部１５は、データ部の復調時に変調信号の中心周波数のずれ量を考慮してデータ出力をする。
【００５４】
また、変調信号の中心周波数がずれたときに、マッチドフィルタ１４（＃０）から振幅のピークが１つである信号が出力された場合、ピークの位置が所定位置（図７Ｂのｔ０）からずれるため、このずれからも演算部１５は変調信号の中心周波数がずれていると判断できる。
【００５５】
（他の実施形態）
上記説明では、物理的にマッチドフィルタ１４を複数用意することを説明したが、ソフトウエア的に処理してもよい。つまり、受信した変調信号をコンピュータでマッチドフィルタ１４（＃０〜＃４０９５）に相当する演算処理を行い、全ての周波数で遅延時間が一定（ピークがひとつ）となる遅延特性を見出し、その遅延特性に割り当てられているデータを出力してもよい。
【００５６】
［多重化変調信号］
図１にあるＬＰＷＡのＣＳＳ変調方式の信号波形を見ると、図２のデータ変調をした場合、周波数帯域幅（１２５ｋＨｚ）に対して１シンボル当たり（４）式のｎ＝０〜４０９５の内１通りのみ送信される。１シンボル内で１通りのｃｈｉｒｐ信号のみの送信を行うことは、特定の周波数ポイントで見れば、１シンボル時間の内一部（１／４０９６）しか利用されない。また、特定の時刻ポイントで見れば特定の瞬時周波数（帯域幅の１／４０９６）の信号のみ利用される。時間及び周波数のいずれから見ても、周波数の利用効率は低い。
【００５７】
非特許文献１３によれば、連続するｃｈｉｒｐ信号間に差動化２値変調（ＤＢＰＳＫ）を施す場合、ｃｈｉｒｐ信号自体を多重化しても、多重化信号毎の相関ピークの時刻が異なるため（相互に直交しているため）、分離復調可能である。線形チャープ信号を用いて、周波数重み付けをしなければ、相関出力は、帯域幅の逆数のパルス幅を持つ振幅ｓｉｎｘ／ｘ型の応答となるため、相関パルスが直交する時間間隔に取れば、本報告と同条件で４０９６多重化可能である。これは、ｃｈｉｒｐ信号に対してマッチドフィルタを通すことにより、一般的なＯＦＤＭの周波数と時間を入れ替えた形とも見なせる。
【００５８】
一方、上述の周波数差を用いたＭ−Ａｒｙでデータ変調し、同一シンボル時間内で時刻の異なる複数のｃｈｉｒｐ信号を送信した場合、データによっては複数のｃｈｉｒｐ信号同士が重なる（ＣＳＳ変調信号の多重化）。しかし、多重化される各々の変調信号のプリアンブルを用いれば、データ相関ピークの時刻は帯域幅の逆数（１／Ｂ）で推定できるので、相関ピーク時刻の異なる多重化信号を分離して復調が可能となる。
【００５９】
図１４は、本通信システムの無線端末が多重化されたＣＳＳ変調信号を分離して復調する手法を説明する概念図である。図１４（Ａ）は無線端末が受信する多重化されたＣＳＳ変調信号である。当該変調信号は既知のｃｈｉｒｐ信号（図では周波数ｆ０から始まるｕｐ  ｃｈｉｒｐ信号）で構成されるプリアンブル部を持つ。このため、無線端末の演算部１５はマッチドフィルタ＃０の出力を確認し、相関ピークの時刻がｔ０となるように時刻同期する。このとき、ピークが２本発生する（図１４（Ｂ））ので、演算部１５は受信した変調信号が多重化されていることを認知でき、それぞれのピークに合わせて時間同期できる（図１４（Ｃ）及び（Ｄ））。つまり、演算部１５はプリアンブル部を利用して信号αと信号βを分離できる。そして、データ部において、時刻同期されたそれぞれの時刻ｔ０で相関ピークを発生させるマッチドフィルタ番号からそれぞれのデータを取り出すことができる。
【００６０】
図１０は、図８の信号に対して、Ａｄｄと書いた時点の信号（データはｎ＝０とした）を加算した場合である。図１０において加算した信号の判定点（Ａｄｄ時点）で、データ値がｘ印のデータであった場合、多重化されたｃｈｉｒｐ信号各々は重なる。しかし、ある程度の誤りの発生を許せば、その確率は４０９６通りの内、多重される側の信号の前後のシンボルを考慮すれば２通りの誤りを発生する場合の数で必ずしも高くはない。さらに、多重化前後１シンボル時間離れた点において同一周波数でピークが検出されるため、前後のシンボルにおける同時刻のピークを調べることにより分離を助ける。また、相関ピークのレベルは、相関時間のうちｃｈｉｒｐ信号が重なる時間幅に比例するため、信号レベルを測定すれば被多重信号との分離はより容易となる。
【００６１】
図８のマッチドフィルタによるＣＳＳ復調の各相関出力の時系列変化をみると、各データに対応するｃｈｉｒｐ信号が巡回的に周波数シフトした信号（図２参照）のため、その信号に対するマッチドフィルタ出力は、各々周波数シフトしたもの、時系列的には時間シフトとしたものとなり、各々の相互相関は独立性があるとは言えない。しかし、相関出力の時系列変化は、特徴的で全てのデータ毎の信号で共通である（図８参照）。この特徴点に注目して多重化された信号を分離復調することは可能である。
【００６２】
［同時送信マルチホップ］
図１３（Ａ）のように、本通信システムは、同時送信マルチホップ方式でデータを伝搬する。このため、イニシエータＩから無線端末Ｂまで複数の経路があり、伝送距離によってデータの到着時間が異なる。本通信システムはＣＳＳ変調なので、無線端末Ｂが受信する信号は前述した多重化された変調信号とみなせる。さらに積極的に時間差をつけるために各無線端末Ａｎが固有の遅延時間を待ってデータを転送してもよい（図１３（Ｃ））。
【００６３】
具体的には、イニシエータＩからの変調信号を無線端末Ａ１とＡ２が受信し、無線端末Ａ１とＡ２は変調信号のプリアンブル部を利用して時刻同期する。そして、無線端末Ａ１とＡ２はそれぞれ異なる固有の遅延時間後に当該変調信号を送信する。なお、無線端末Ａ１とＡ２は受信した信号に誤りがあるか否かを確認し、誤りが無い場合にホップ数や遅延量を書き換えて当該変調信号を送信してもよい。一方、無線端末Ａ１とＡ２は信号に誤りがある場合やホップ数が上限を超える場合、当該変調信号を送信しない。
【００６４】
また、無線端末Ａｎも複数の無線端末から変調信号を受信することがある。この場合、無線端末Ａｎは、演算部１５が、プリアンブル部の前記遅延信号が１シンボル内の振幅のピークが１つでないことから変調信号が時間軸上でずれて多重されていると判断した場合、同期部１６にいずれか１つの変調信号のプリアンブル部を利用してクロックを同期させ、送信部１７にクロックを同期させた変調信号のみを送信させてもよい。後段において、変調信号の多重数を低減することができる。
【００６５】
無線端末Ｂは、無線端末Ａ１とＡ２から遅延時間差と伝送時間差をもった変調信号を受信する。無線端末Ｂは、多数のマッチドフィルタを用いて復調するので、各変調信号の到達する時刻差が帯域幅の逆数（１／Ｂ＝８μｓ）以上あれば、マッチドフィルタの出力相関ピークを分離可能である（時間フィルタ）。無線端末Ｂは、この特徴を利用して受信信号を多重化ＣＳＳ変調信号として扱えば、複数の無線端末Ａｎから同一シンボル内の時間間隔で送られた信号も各々分離復調可能である。
【００６６】
また、無線端末Ｂは、一旦分離復調された信号を無線端末Ａｎの周波数偏差による復調値のオフセットを考慮して合成すれことで、統計的多重効果により１端末からのリレー伝送より冗長性を高めることができる。
【００６７】
［効果］
本発明は、Ｍ−Ａｒｙの多値ＦＭデータ変調の周波数利用効率改善のため、複数ｃｈｉｒｐ信号を多重化する際に帯域幅の逆数以上の時間差をつけることでそれぞれの信号を分離可能とした、ＣＳＳ方式での同時送信型のマルチホップ伝送方式を採用する通信システムである。
前述した様に、その相互相関の性質からデータによってはｃｈｉｒｐ信号どうしが重なり多重化信号どうしを分離し難い場合が存在するが、建設的干渉型フラッディング方式の統計的多重効果による劣化の改善効果が期待できる。そして本通信システムは、非特許文献１６のＦＭキャプチャー効果による強信号の選択的受信と比較して同等以上の性能が期待できる。
【００６８】
本発明に係る通信方法は、ＬＰＷＡの通信方式のひとつＣＳＳ変調と多値ＦＭデータ変調（Ｍ−ａｒｙ）を組み合わせた方式であって、複数（Ｍ−ａｒｙ分）のマッチドフィルタを用いる復調している。本通信方法の復調は、データ判定点が１シンボル当たり１カ所であることから１つのマッチドフィルタの復調と比べて演算量における差異が無い。
【００６９】
また、本通信方法は、複数のマッチドフィルタを復調に用いることにより、シンボル時間に比較して充分短い時間精度（１／２ＳＦ例えばＳＦ＝７〜１２）で送受信間の時刻同期が可能であり、同時刻サンプリングを必要とするセンサネットワークには有効な特徴を持つ。
【符号の説明】
【００７０】
１１：アンテナ
１２：増幅器
１３：コンバータ
１４：マッチドフィルタ
１５：演算部
１６：同期部
１７：送信部
Ｉ：イニシエータ
Ａｎ：無線端末（ｎは自然数）
Ｂ：受信無線端末
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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