(57)【要約】【課題】大型の回路部品を用いることなく、実用的なレベルで力率を改善できるモータ制御装置を提供する。【解決手段】実施形態のモータ制御装置は、単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、このバレーフィル回路を介して供給される電圧によりモータを駆動するインバータ回路と、このインバータ回路への通電指令を生成するため、前記単相交流電源周波数の２倍周波数に基づいて電流制御を行う同期制御部とを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、
このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、
このバレーフィル回路を介して供給される電圧によりモータを駆動するインバータ回路と、
このインバータ回路への通電指令を生成するため、前記単相交流電源周波数の２倍周波数に基づいて電流制御を行う同期制御部とを備えるモータ制御装置。
【請求項２】
前記バレーフィル回路は、前記ダイオードブリッジ回路の正極側端子に一端が接続された第１コンデンサと、前記ダイオードブリッジ回路の負極側端子にアノードが接続された第１ダイオードとが直列に接続された第１直列回路と、 
前記正極側端子にカソードが接続された第２ダイオードと、前記負極側端子に一端が接続された第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、 
前記第１コンデンサの他端と前記第２コンデンサの他端との間に接続される第１抵抗及び第３ダイオードからなる第３直列回路と、 
前記正極側端子，前記負極側端子間に直列に接続される第３コンデンサ及び第４コンデンサからなる第４直列回路と、
前記第３コンデンサ及び第４コンデンサの共通接続点と、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子の一方に接続される第２抵抗とを備える請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記モータの回転速度を検出する速度検出部と、
与えられた速度指令値と、前記回転速度との差に基づいてｑ軸電流制御パラメータを生成する速度制御部と、
前記モータに通電される電流を検出してベクトル制御を行うベクトル制御部とを備え、
前記同期制御部は、前記ベクトル制御に使用されるｑ軸電流指令値を、前記単相交流電源の２倍周波数と前記ｑ軸電流制御パラメータとの演算により生成する請求項１又は２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
圧縮機を構成するモータと、
請求項１から３の何れか一項に記載のモータ制御装置とを備え、
前記圧縮機を駆動することで空調運転を行う空調機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、モータを駆動するインバータ回路を備えてなる制御装置及び空調機に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば永久磁石同期モータ等の交流モータを駆動するためには、電力変換器であるインバータを用いて直流電源を３相交流電力に変換する必要がある。そして、インバータを用いるシステムには、商用交流電源から直流電力を得るための電源装置が搭載されている。
【０００３】
交流から直流を得る電源装置を構成する回路としては、例えばダイオード整流回路や力率改善回路，所謂ＰＦＣ等が一般的に知られている。ダイオード整流回路は、交流電圧を整流し直流電圧へ変換する。ダイオード整流器で整流された電圧は、交流電圧と同様に振幅が大きく変動するため、平滑コンデンサを接続して電圧を平滑する。
【０００４】
しかしながら、上記の構成では、整流器は平滑コンデンサよりも交流電圧が大きい場合にのみダイオードが導通するため、交流電源から整流器に流れ込む電流の波形は、交流電圧のピーク付近だけ振幅を持つことになり力率が悪化する。そこで、ＰＦＣ回路をダイオード整流回路と平滑コンデンサの間に接続して力率を改善する。このようにして得られた直流電源をインバータに供給し、３相交流電流を制御してモータを駆動する。特許文献１は、ダイオード整流器を用いた際に力率の改善を図る、別の技術の一例を示している。
【０００５】
ところが、ＰＦＣ回路を適用すると、リアクトル等の磁性部品により回路が大型化する問題がある。これに対し、例えば非特許文献１に示すように、直流部の平滑用電解コンデンサに替えて、小容量のフィルムコンデンサを用いた電解コンデンサレスインバータと称される方式が提案されている。この方式では、直流部の電圧が系統交流電圧の２倍周波数で変動することから、モータの出力を上記２倍周波数で変動させる制御を適用してダイオードブリッジの導通角を改善し、電流波形を正弦波に近付けて力率を改善している。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】平成１２年電気学会全国大会論文集Ｖｏｌ．４，ｐ１５９１，長岡技術科学大学  高橋  勲，「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
非特許文献１の回路構成では、大型の電解コンデンサやＰＦＣ回路に必要であったリアクトル無しで力率を改善できる。しかしながら、モータの出力制御が難しいため、例えばＩＥＣ６１０００−３−２等の規格を満たすような実用的なレベルでの力率改善，すなわち電流高調波を低減することが難しいという問題がある。
そこで、大型の回路部品を用いることなく、実用的なレベルで力率を改善できるモータ制御装置及び空調機を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
実施形態のモータ制御装置は、単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、
このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、
このバレーフィル回路を介して供給される電圧によりモータを駆動するインバータ回路と、
このインバータ回路への通電指令を生成するため、前記単相交流電源周波数の２倍周波数に基づいて電流制御を行う同期制御部とを備える。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】バレーフィル回路の基本動作を説明する図（その１）
【図３】バレーフィル回路の基本動作を説明する図（その２）
【図４】バレーフィル回路の基本動作を説明する信号波形図
【図５】交流電圧ＶAC，の波形を示す図
【図６】電解コンデンサのみを用いた場合の電源電流ＩACの波形を示す図
【図７】バレーフィル回路を設けた場合の電源電流ＩACの波形を示す図
【図８】バレーフィル回路にコンデンサＣ３及びＣ４，抵抗Ｒ２を追加した場合の電源電流ＩACの波形を示す図
【図９】ｑ軸電流指令生成部の構成を示す図
【図１０】ｄ軸電流指令生成部の構成を示す図
【図１１】本実施形態の構成を適用した場合の交流電圧ＶAC，の波形を示す図
【図１２】同電源電流ＩACの波形を示す図
【図１３】同直流電圧ＶＤＣの波形を示す図
【図１４】同ｑ軸電流Ｉｑの波形を示す図
【図１５】直流電源の電流を高速フーリエ変換した結果を示す図
【図１６】第２実施形態であり、モータ駆動制御装置を空気調和機の圧縮機モータに適用した場合を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について、図１から図１５を参照しながら説明する。図１は、本実施形態のモータ制御装置の構成を示す。モータ１は、３相の永久磁石同期モータや誘導モータなどであるが、本実施形態では永久磁石同期モータとする。単相の交流電源２は、装置全体に交流電力を供給するもので、１００Ｖ又は２００Ｖ系である。ダイオードブリッジ回路３は、交流電源２に接続されて両極性の交流を整流し、単極性の直流に変換する。
【００１１】
ダイオードブリッジ回路３の正極側端子，負極側端子にそれぞれ接続される正側電源線４ｐ，負側電源線４ｎ間には、バレーフィル回路５が接続されている。負側電源線４ｎと正側電源線４ｐとの間には、順方向の第１ダイオードＤ１及び第１コンデンサＣ１からなる第１直列回路６と、第２コンデンサＣ２及び順方向の第２ダイオードＤ２からなる第２直列回路７とが接続されている。第１直列回路６，第２直列回路７それぞれの共通接続点間には、第１抵抗Ｒ１及び順方向の第３ダイオードＤ３からなる第３直列回路８が接続されている。
【００１２】
また、正側電源線４ｐ，負側電源線４ｎ間には、第３コンデンサＣ３及び第４コンデンサＣ４からなる第４直列回路９が接続されている。そして、交流電源２の一端と第４直列回路９の共通接続点との間には、第２抵抗Ｒ２が接続されている。以上がバレーフィル回路５を構成している。尚、第１〜第４コンデンサＣ１〜Ｃ４は、何れも電解コンデンサである。バレーフィル回路５は、直流部の平滑コンデンサである第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２の充電量を調整することで、ダイオードブリッジ回路３の導通角を調整し力率を改善する。
【００１３】
バレーフィル回路５の後段には、インバータ回路１０が接続されている。インバータ回路１０は、スイッチング素子である例えば６個のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を３相ブリッジ接続して構成されている。インバータ回路１０の各相出力端子は、モータ１の各相巻線の一端に接続されている。
【００１４】
電流検出器１２は例えばシャント抵抗であり、バレーフィル回路５とインバータ回路１０との間における負側電源線４ｎに挿入されている。尚、この構成に替えて、電流検出器をインバータ回路１０の各相出力端子部に配置したり、インバータ回路１０の下アーム側にそれぞれシャント抵抗を配置しても良い。電流検出器１２は、検出した電流を電圧信号に変換して制御部２１に出力する。また、電圧検出器１３は、交流電源２の交流電圧を検出して制御部２１に出力する。また、位置センサ１４は、モータ１のロータ回転位置を検出し、位置信号を制御部２１に出力する。
【００１５】
制御部２１における電流検出・座標変換部２２は、電流検出器１２により検出された電流から３相電流を抽出し、それらを更に、ベクトル制御に用いるｄ，ｑ軸座標の電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。速度・位置検出部２３は、位置センサ１４により与えられる位置信号からモータ速度ωと回転位置θとを検出する。または、位置センサ１４を用いることなく、モータ１の電圧・電流から位置及び速度を推定する構成を採用しても良い。フィルタ２４は，速度・位置検出部２３により検出されたモータ速度ωから、交流電源周波数の２倍周波数成分を除去するローパスフィルタである。
【００１６】
速度制御部２５は、外部より入力される速度指令ωrefと、フィルタ２４から入力される速度ωLPFとの差を例えばＰＩ演算することでｑ軸電流指令振幅ＩqAmpを生成する。ｑ軸電流指令振幅ＩqAmpは、ｑ軸電流制御パラメータに相当する。電源位相検出部２６は、電圧検出器１３により入力される交流電圧から交流電源位相θACを検出する。ｑ軸電流指令生成部２７は，電源位相θACと、ｑ軸電流指令振幅ＩqAmpとからｑ軸電流指令ＩqRefを生成する。そして、速度制御部２５，電源位相検出部２６及びｑ軸電流指令生成部２７は、同期制御部２８を構成している。
【００１７】
ｄ軸電流指令生成部２９は，弱め界磁制御を実行する際に付与するｄ軸電流指令値ＩｄＲｅｆを、直流電圧ＶDCとｄｑ軸の電圧振幅Ｖdqとから生成する。電流制御部３０は、入力されたｄｑ軸の電流指令ＩｄＲｅｆ,ＩqAmと、電流検出・座標変換部２２より入力される電流Ｉｄ，Ｉｑとから、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ,Ｖｑを生成する。変調制御部３１は，ｄｑ軸電圧指令Ｖｑ,Ｖｄを、３相のスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ−,Ｖ＋．Ｖ−,Ｗ＋,Ｗ−に変換し，インバータ回路１０を構成する各ＦＥＴ１１へのゲート信号として出力する。
【００１８】
次に、本実施形態の作用について説明する。先ず、バレーフィル回路５の基本動作について図２から図４を参照しながら説明する。尚、説明を簡略化するため、第３及び第４コンデンサＣ３及びＣ４，第１及び第２抵抗Ｒ１及びＲ２は図示を省略している。図２に示すように、交流電圧ＶACが正又は負に大きい時には、電圧ＶACにより第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２を充電するモードとなる。このとき，第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２はオフし、第３ダイオードＤ３がオンしている。また、同時に負荷であるモータ１側にも電力が供給されている。このとき、直流電圧は交流電圧ＶACを整流した値と同じ大きさとなる。
【００１９】
第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２は、第３ダイオードＤ３を介して直列に接続された状態で充電されるため、各コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｖc1,Ｖc2は、（１）式及び図４に示すように電源電圧ＶACの実効値ＶACrmsの（√２）／２倍となる。この期間を第１の期間と称する。
【数１】
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【００２０】
次に、交流電圧ＶACの大きさが小さくなり、第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２の充電電圧である（１）式の電圧を下回るとダイオードブリッジ回路３がオフし、更にバレーフィル回路５の第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２がオン，第３ダイオードＤ３がオフする。この結果，第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２に充電された電圧Ｖc1,Ｖc2が、図３に示すように負荷側に供給される。この期間を第２の期間と称する。この結果、直流電圧ＶDCは、図４に示すように、充電されたコンデンサ電圧Ｖc1,Ｖc2に等しい一定の値となる。
【００２１】
第１の期間中は、交流電源２からダイオードブリッジ回路３を介して負荷に電力が供給されるので、仮に負荷が交流電源２と同期した交流負荷であるとすれば、交流電源２の力率が高くなる。また、この期間中に同時に発生するコンデンサＣ１及びＣ２への充電電流は、力率を低下させる要因となるが、第３ダイオードＤ３に直列に接続された第１抵抗Ｒ１により充電電流を制限することで力率の低下を抑制できる。
【００２２】
第２の期間中は、充電したコンデンサＣ１及びＣ２から負荷へ電力を供給するので、ダイオードブリッジ回路３は導通せず電源電流がゼロとなり、力率もゼロとなる。しかし、交流電源の１周期で考えると、大部分の電力はダイオードブリッジ回路３が導通している第１の期間に供給されるため、１周期に亘る力率は改善する。また、電源電圧ＶACが低下している間の負荷への電力供給も可能である。
【００２３】
図５は交流電圧ＶAC，の波形であり、図６は電解コンデンサのみを用いた場合の電源電流ＩACの波形である。ダイオードブリッジ回路３のダイオードが導通する僅かな期間だけ電流が流れるため、電源高調波が多く含まれ力率が低くなる。図７はバレーフィル回路５を設けた場合であり、前記ダイオードの導通角が増えたことで電源電流の高調波が低減し、力率が改善されている。図８は、更に第３コンデンサ及び第４コンデンサＣ３及びＣ４，第２抵抗Ｒ２を追加した構成であり、電源電圧ＶACのゼロクロス点近傍で発生していた歪みが改善され、更に高調波が低減している。
【００２４】
次に、制御部２１について説明する。一般的なモータ制御では、速度指令値に基づいて電流指令値が決まり、検出したモータ電流に基づき電圧指令値を生成し、変調制御部３１でスイッチング信号を生成する。本実施形態の制御部２１によるモータ制御が通常の制御と異なるのは、電源電圧ＶDCが大きく変動した際に、その変動に合わせてモータ１の出力を制御することで電源の力率を改善する点である。
【００２５】
具体的には、速度制御部２５で得られた電流指令値ＩqAmpに対し、電源位相検出部２６で得られた位相θＡＣを用いてsin２演算を行い、ｑ軸電流指令値ＩqRefを生成する。図９にｑ軸電流指令生成部２７の構成を示す。２乗演算部２７ａにおいて、演算「ｓｉｎ２θＡＣ」を行い、乗算器２７ｂにおいて前記演算結果と電流指令値ＩqAmpとを乗算することでｑ軸電流指令値ＩqRefを生成している。そして、指令値ＩqRefに基づき電流制御部３０でｑ軸電流Ｉｑを制御することでモータ出力を正弦波状に変動させ、電源の変動と同期させて力率を改善する。尚、演算「ｓｉｎ２θＡＣ」の結果は（１−ｃｏｓ２θＡＣ）／２となるが、位相を適宜調整する。
【００２６】
また、ｄ軸電流指令生成部２９では、動的に変化する直流電圧ＶDCに対しモータ出力電圧Ｖdqが上回らないように弱め界磁制御を行い，ｄ軸電流指令値ＩｄＲｅｆを生成する。モータ出力電圧Ｖｄｑは，ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ,Ｖｑから（２）式で演算して求める。
【数２】
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【００２７】
図１０にd軸電流指令生成部２９の構成を示す。減算器２９ａ及び積分器２９ｂにより、直流電圧ＶDCとモータ出力電圧Ｖdqとの差分値を積分演算する。積分器２９ｂに示す「Ｋｉ＿ＡＦＲ」は積分ゲインである。また、ｄ軸電流Ｉｄは極性が正を示す期間は流す必要は無いので、リミッタ２９ｃにおいて最大値をゼロとするように制限している。また，速度フィードバック値に用いられる前述のフィルタ２４は、モータ出力が電源周波数の影響で変動するのに伴い速度も変動するので、この影響をｑ軸電流指令値ＩｑＲｅｆに反映させないように、電源周波数の２倍周波数を除去している。
【００２８】
図１１は本実施形態の構成を適用した場合の交流電圧ＶAC，の波形を示す図，図１２は同電源電流ＩACの波形を示す図，図１３は同直流電圧ＶＤＣの波形を示す図，図１４は同ｑ軸電流Ｉｑの波形を示す図である。そして、図１５は、電源電流をＦＦＴ，高速フーリエ変換した結果を示しており，高調波成分のレベルがＩＥＣ６１０００−３−２の規格内に収まっている。
【００２９】
以上のように本実施形態によれば、交流電源２より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路３と、ダイオードブリッジ回路３の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路５と、バレーフィル回路５を介して供給される電圧によりモータ１を駆動するインバータ回路１０と、インバータ回路１０への通電指令を生成するため、交流電源周波数の２倍周波数に基づいて電流制御を行う同期制御部２８とを備える。これにより、ダイオードブリッジ回路３により整流された電圧に生じる電源周波数の影響を排除することができ、力率を改善し、高調波成分を低減できる。
【００３０】
そして、バレーフィル回路５に第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を備えることで、コンデンサＣ１及びＣ２への充電電流を制限して力率の低下を抑制できる。また、電源電圧ＶＡＣのゼロクロス点近傍で発生する歪みを改善して高調波を低減できる。
【００３１】
また、モータ１の回転速度ωを検出する速度・位置検出部２３と、与えられた速度指令値ωrefと、回転速度ωとの差に基づいてｑ軸電流指令振幅ＩqAmpを生成する速度制御部５と、モータ１に通電される電流を検出してベクトル制御を行うベクトル制御部とを備え、同期制御部２８は、ベクトル制御に使用されるｑ軸電流指令値ＩqRefを、交流電源の２倍周波数とｑ軸電流指令振幅ＩqAmpとの演算により生成する。これにより、２倍周波数に基づいて電流制御をベクトル制御に適用できる。
【００３２】
（第２実施形態）
図１６は第２実施形態であり、第１実施形態のモータ制御装置を空気調和機の圧縮機モータに適用した場合を示す。ヒートポンプシステム４１を構成する圧縮機４２は、圧縮部４３とモータ４４を同一の鉄製密閉容器４５内に収容して構成され、モータ４４のロータシャフトが圧縮部４３に連結されている。そして、圧縮機４２、四方弁４６、室内側熱交換器４７、減圧装置４８、室外側熱交換器４９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機４２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ４４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータである。また、モータ４４はブラシレスＤＣモータである。空気調和機４０は、上記のヒートポンプシステム４１を有して構成されている。
【００３３】
暖房時には、四方弁４６は実線で示す状態にあり、圧縮機４２の圧縮部４３で圧縮された高温冷媒は、四方弁４６から室内側熱交換器４７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置４８で減圧され、低温となって室外側熱交換器４９に流れ、ここで蒸発して圧縮機４２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁４６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機４２の圧縮部４３で圧縮された高温冷媒は、四方弁４６から室外側熱交換器４９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内側熱交換器４７に流れ、ここで蒸発して圧縮機４２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器４７，４９には、それぞれファン５０，５１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器４７，４９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。そして、モータ４４を第１実施形態のモータ駆動装置によって駆動制御する。
【００３４】
以上のように構成される第２実施形態によれば、空気調和機４０におけるヒートポンプシステム４１を構成する圧縮機４２のモータ４４を、実施形態のモータ駆動制御装置により駆動制御することで、空気調和機４０の運転効率を向上させることができる。
【００３５】
（その他の実施形態）
抵抗素子Ｒ１，Ｒ２は、必要に応じて設ければ良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限ることなく、その他ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
空調機に限ることなく、その他の製品等に適用しても良い。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００３６】
図面中、１はモータ、２は交流電源、３はダイオードブリッジ回路、５はバレーフィル回路、６〜９は第１〜第４直列回路、１０はインバータ回路、１２は電流検出器、１３は電圧検出器、１４は位置センサ、２１は制御部、２３は速度・位置検出部、２５は速度制御部、２８は同期制御部、４０は空気調和機、Ｄ１〜Ｄ３は第１〜第３ダイオード、Ｃ１〜Ｃ４は第１〜第４コンデンサを示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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