(57)【要約】【課題】モータの通電時に発生する騒音の増大を抑制する。【解決手段】モータ制御装置は、モータに対して電力を授受するインバータをパルス幅変調により駆動する。モータ制御装置は、パルス幅変調に用いるキャリアの側帯波成分の周波数と、モータの所定回転次数の周波数とを相違させるように、キャリアの周波数を設定する。電圧制御部２６は、モータの所定回転次数を、モータの磁極数及びスロット数に応じてトルクリップル（トルク脈動）が発生する回転次数（例えば、磁極数及びスロット数の最小公倍数など）とする。電圧制御部２６は、同期ＰＷＭ制御におけるキャリアの側帯波成分の周波数とモータの所定回転次数の周波数とを相違させるように、キャリアの周波数を設定する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータに対して電力を授受するインバータをパルス幅変調により駆動するモータ制御装置であって、
前記パルス幅変調に用いるキャリアの側帯波成分の周波数と、前記モータの所定回転次数の周波数とを相違させるように、前記キャリアの周波数を設定するキャリア周波数設定部を備える、
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記所定回転次数は、前記モータの磁極数及びスロット数に応じて前記モータにトルクリップルが発生する回転次数である、
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記キャリア周波数設定部は、前記キャリアの周波数を前記モータの回転数と同期して変化させる状態において、前記側帯波成分の周波数と前記所定回転次数の周波数とを相違させるように、前記キャリアの周波数を設定する、
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータを駆動するインバータをパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）により制御する制御装置が知られている。この制御装置において、キャリア周波数の前後の高調波成分（キャリア側帯波の周波数）とモータの固有振動数とが一致すると、モータの共振による騒音が増大するという問題が生じる。この問題に対して、キャリア側帯波の周波数とモータの固有振動数とを一致させないようにするために、例えば、キャリア周波数の高周波化又はモータの固有振動数の変更を行う場合には、インバータを構成するスイッチング素子の変更又はモータの構造の変更などの煩雑な手間が必要になるおそれがある。これらの問題に対して、インバータの構成又はモータの構造を変更すること無しに、キャリア側帯波の周波数とモータの固有振動数とを一致させないようにするために、モータの回転数に応じてキャリア周波数を切り替える制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２８４７１９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記従来技術に係るモータの通電時には、モータの磁極数及びスロット数に応じた回転次数（例えば、磁極数及びスロット数の最小公倍数など）において、径方向の電磁加振力に加えて、トルクリップル（トルク脈動）が発生する。径方向の電磁加振力による固有の振動モードは、例えば径方向に同相に振動する円環０次モードなどである。このようなモータの固有振動数と同様に、トルクリップルが発生する回転次数の周波数に対して、キャリア側帯波の周波数が一致する場合にも、騒音が増大するという問題が生じる。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、モータの通電時に発生する騒音の増大を抑制することが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明は以下の態様を採用した。
（１）本発明の一態様に係るモータ制御装置は、モータ（例えば、実施形態でのモータ１１）に対して電力を授受するインバータ（例えば、実施形態でのインバータ１３）をパルス幅変調により駆動するモータ制御装置（例えば、実施形態でのモータ制御装置１０）であって、前記パルス幅変調に用いるキャリアの側帯波成分の周波数と、前記モータの所定回転次数の周波数とを相違させるように、前記キャリアの周波数を設定するキャリア周波数設定部（例えば、実施形態でのキャリア周期計算部３７）を備える。
【０００７】
（２）上記（１）に記載のモータ制御装置では、前記所定回転次数は、前記モータの磁極数及びスロット数に応じて前記モータにトルクリップルが発生する回転次数であってもよい。
【０００８】
（３）上記（２）に記載のモータ制御装置では、前記キャリア周波数設定部は、前記キャリアの周波数を前記モータの回転数と同期して変化させる状態において、前記側帯波成分の周波数と前記所定回転次数の周波数とを相違させるように、前記キャリアの周波数を設定してもよい。
【発明の効果】
【０００９】
上記（１）によれば、キャリアの側帯波成分の周波数とモータの所定回転次数の周波数とが一致することに起因する騒音の増大を抑制することができる。
上記（２）の場合、モータの磁極数及びスロット数に応じて生じるトルクリップルに起因する騒音の増大を抑制することができる。
上記（３）の場合、キャリアの側帯波成分の周波数とモータの所定回転次数の周波数とが一致し易い制御モードにおいて、騒音の増大を、より一層、効果的に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成の一例を示すブロック図である。
【図２】図１に示す電圧制御部の機能構成の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態に係るモータ制御装置における実施例及び比較例のＰＷＭモードのマップを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明のモータ制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１０の機能構成の一例を示すブロック図である。
本実施形態によるモータ制御装置１０は、例えば、モータ１１とバッテリ１２との間の電力授受を行うインバータ１３を制御する。モータ１１、バッテリ１２、及びインバータ１３は、電動車両等に搭載されている。電動車両は、電気自動車、ハイブリッド車両、及び燃料電池車両等である。電気自動車は、バッテリ１２を動力源として搭載する。ハイブリッド車両は、バッテリ１２及び内燃機関を動力源として搭載する。燃料電池車両は、燃料電池を動力源として搭載する。
【００１２】
モータ１１は、例えば、３相交流のブラシレスＤＣモータ（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）である。モータ１１は、界磁用の永久磁石を有するロータ（図示略）と、ロータを回転させる回転磁界を発生させる３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）のステータ巻線（図示略）を有するステータ（図示略）と、を備えている。
【００１３】
インバータ１３は、バッテリ１２を直流電源として、モータ１１の３相のステータ巻線に接続されている。インバータ１３は、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子によって形成されるブリッジ回路と、平滑コンデンサと、などを備えている。
例えば、スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）等のトランジスタである。ブリッジ回路においては、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームＵ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームＶ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームＷ相トランジスタＷＨ，ＷＬとが、それぞれブリッジ接続されている。
【００１４】
ブリッジ回路は、モータ制御装置１０から各スイッチング素子のゲートに入力されるスイッチング指令（ゲート信号）に基づき、各相で対を成すスイッチング素子のオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替える。ブリッジ回路は、各スイッチング素子のオン／オフの切り替えによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、及びＷ相電圧Ｖｗの各々を印加する。
平滑コンデンサは、バッテリ１２の正極及び負極の端子間に接続されている。平滑コンデンサは、ブリッジ回路の各スイッチング素子のオン／オフの切換動作に伴って発生する電圧変動を平滑化する。
【００１５】
モータ制御装置１０は、複数（例えば、３つ）の電流センサ１４と、センサＩ／Ｆ（インターフェース）１５と、回転角センサ１６と、制御ユニット１７と、を備えている。
複数の電流センサ１４は、インバータ１３とモータ１１との間において、３相の各相電流、つまりＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗを検出する。
センサＩ／Ｆ（インターフェース）１５は、複数の電流センサ１４に接続され、各電流センサ１４から出力される検出信号に基づいて各相の電流検出値を制御ユニット１７に入力する。なお、センサＩ／Ｆ（インターフェース）１５は、３相のうち少なくとも何れか２相の相電流（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖ）を検出する２つの電流センサ１４から出力される検出信号に基づき、他の１相の相電流（例えば、Ｗ相電流Ｉｗ）の電流値を算出してもよい。
回転角センサ１６は、モータ１１の回転角θｅ、つまり所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度（電気角）を検出する。
【００１６】
制御ユニット１７は、インバータ１３の動作を制御する。例えば、制御ユニット１７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサによって所定のプログラムが実行されることにより機能するソフトウェア機能部である。ソフトウェア機能部は、ＣＰＵ等のプロセッサ、プログラムを格納するＲＯＭ（Read Only Memory）、データを一時的に記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）、及びタイマー等の電子回路を備えるＥＣＵ（Electronic Control Unit）である。なお、制御ユニット１７の少なくとも一部は、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等の集積回路であってもよい。
【００１７】
例えば、制御ユニット１７は、電流センサ１４の電流検出値とモータ１１に対するトルク指令値Ｔｃに応じた電流目標値とを用いる電流のフィードバック制御を実行し、インバータ１３に入力する制御信号を生成する。制御信号は、インバータ１３の各スイッチング素子をオン／オフ駆動するタイミング及びデューティ比に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）信号である。
【００１８】
制御ユニット１７は、後述するように、回転角センサ１６から出力されるモータ１１の回転角θｅに基づき、モータ１１の回転直交座標をなすｄ−ｑ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）を行う。制御ユニット１７は、トルク指令値Ｔｃに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃを生成し、各電流指令値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基づいてＵ相、Ｖ相、及びＷ相電圧指令値Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃを算出する。制御ユニット１７は、各電圧指令値Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに基づいてＰＷＭ信号を生成する。制御ユニット１７は、各電流センサ１４から出力される検出信号に基づき、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ−ｑ座標上に変換してｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを得る。制御ユニット１７は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う。
【００１９】
制御ユニット１７は、３相−ｄｑ変換部２１と、角速度演算部２２と、トルク制御部２３と、電流制御部２４と、ｄｑ−３相変換部２５と、電圧制御部２６と、を備えている。
【００２０】
３相−ｄｑ変換部２１は、回転角センサ１６から出力されるモータ１１の回転角θｅを用いて、センサＩ／Ｆ１５から出力される電流検出値に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ−ｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。
角速度演算部２２は、回転角センサ１６から出力されるモータ１１の回転角θｅに応じて、角速度ωｅつまり回転速度（電気角）を算出する。
【００２１】
トルク制御部２３は、外部から入力されるトルク指令値Ｔｃに応じて、ｑ軸電流指令値Ｉｑｃ及びｄ軸電流指令値Ｉｄｃを演算する。なお、トルク指令値Ｔｃは、例えば、外部から入力される回転速度指令値及び角速度演算部２２から出力される角速度ωｅを用いたクローズループ制御などにより演算されてもよい。
【００２２】
電流制御部２４は、トルク制御部２３から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄｃと３相−ｄｑ変換部２１から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出し、トルク制御部２３から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑｃと３相−ｄｑ変換部２１から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。そして、角速度演算部２２から出力される角速度ωｅを用いたＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄｃを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑｃを算出する。
【００２３】
ｄｑ−３相変換部２５は、回転角センサ１６から出力されるモータ１１の回転角θｅを用いて、ｄ−ｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｃを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値、つまりＵ相電圧指令値Ｖｕｃ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｃ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗｃに変換する。
【００２４】
図２は、図１に示す電圧制御部２６の機能構成の一例を示すブロック図である。
電圧制御部２６は、主にキャリア周期計算部３７と、ＰＷＭ信号生成部３８と、を備えている。
インバータ１３の入力電圧Ｖｓは、バッテリ１２からインバータ１３のブリッジ回路に印加される電圧であって、例えば、昇圧動作の無い場合におけるバッテリ１２の出力電圧である。バッテリ１２の出力電圧は、例えば、バッテリ１２の正極及び負極の端子間に接続される電圧センサ（図示略）によって検出される。
【００２５】
正弦波ＰＷＭ制御及び過変調ＰＷＭ制御は、モータ１１の電流に対するフィードバック制御によってモータ１１に印加する電圧の振幅及び位相を制御する。
正弦波ＰＷＭ制御は、正弦波状の電圧指令値の振幅がキャリアの振幅以下の状態でパルス幅変調を行うことによって、電圧指令値とＰＷＭ信号との線形性を維持して、モータ１１の線間電圧を正弦波状にする。
過変調ＰＷＭ制御は、正弦波状の電圧指令値の振幅がキャリアの振幅よりも大きい状態でパルス幅変調を行うことによって、電圧指令値とＰＷＭ信号との非線形性を許容して、モータ１１の線間電圧を正弦波状から矩形波状に近づくように歪ませて、電圧利用率を増大させる。
なお、正弦波ＰＷＭ制御及び過変調ＰＷＭ制御において、モータ１１の相電圧波形に３ｎ次高調波（ｎは任意の自然数）が重畳されても線間電圧には影響がないので、電圧利用率を増大させるために正弦波状の電圧指令値に３ｎ次高調波が重畳されてもよい。
【００２６】
キャリア周期計算部３７は、角速度演算部２２から出力される角速度ωｅに基づいて、予め記憶しているＰＷＭモードのマップを参照して、パルス幅変調（ＰＷＭ）の制御モードが同期ＰＷＭ制御及び非同期ＰＷＭ制御の何れであるかを判定する。キャリア周期計算部３７は、制御モードの判定結果に応じて、インバータ１３の出力電圧値における１電気角周期あたりのキャリアのパルス数Ｐ及びキャリアの周波数ｆｃなどを、ＰＷＭモードのマップから取得する。
ＰＷＭモードのマップは、例えば、同期ＰＷＭ制御及び非同期ＰＷＭ制御の各々におけるモータ１１の回転数とキャリアの周波数ｆｃとの対応関係を示すマップである。同期ＰＷＭ制御は、モータ１１の回転数に応じて（同期させて）、キャリアの周波数ｆｃを制御する。非同期ＰＷＭ制御は、モータ１１の回転数に関わらずに（同期させずに）、キャリアの周波数ｆｃを制御する。
【００２７】
例えば、非同期ＰＷＭ制御は、モータ１１の回転数が所定回転数以下の相対的に低速領域で実行され、同期ＰＷＭ制御は、モータ１１の回転数が所定回転数よりも大きい相対的に中・高速領域で実行される。
非同期ＰＷＭ制御では、例えば、低速領域での応答性の確保及びリップル成分の低減なとのためにキャリアの周波数ｆｃを相対的に高い値（例えば、数ｋＨｚなど）に設定するとともに、キャリアのパルス数Ｐの切り替えに伴う音色変化を防ぐためにキャリアの周波数ｆｃを一定値に固定する。
同期ＰＷＭ制御では、例えば、モータ１１の回転数の増大に伴って、キャリアの周波数ｆｃを増大傾向に変化させるとともに、キャリアの周波数ｆｃがインバータ１３のスイッチング損失及び温度上昇に関連する所定上限値を超えないように、キャリアのパルス数Ｐを減少傾向に切り替える。
【００２８】
図３は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１０における実施例及び比較例のＰＷＭモードのマップを示す図である。
実施例及び比較例の各々では、第１所定回転数ω１及び第２所定回転数ω２の各々を切替回転数として、モータ１１の回転数が切替回転数以下の領域に非同期ＰＷＭ制御が設定され、モータ１１の回転数が切替回転数よりも大きい領域に同期ＰＷＭ制御が設定されている。実施例及び比較例の各々の非同期ＰＷＭ制御では、キャリアの周波数ｆｃ（図３のメインキャリアｆｃ）が、モータ１１の回転数に関わらずに、一定の第１周波数ｆ１及び第２周波数ｆ２の各々に設定されている。実施例及び比較例の各々の同期ＰＷＭ制御では、モータ１１の回転数の増大に伴い、キャリアの周波数ｆｃが増大傾向に変化するように設定されるとともに、キャリアのパルス数Ｐが、順次、Ｐ＝１５と、Ｐ＝１２と、Ｐ＝９とに減少傾向に切り替わるように設定されている。
【００２９】
実施例のＰＷＭモードのマップにおいては、キャリア側帯波の周波数とモータ１１の所定回転次数の周波数とが相違するように、キャリアの周波数ｆｃが設定されている。モータ１１の所定回転次数は、モータ１１の磁極数及びスロット数に応じてトルクリップル（トルク脈動）が発生する回転次数（例えば、磁極数及びスロット数の最小公倍数など）である。例えば、モータ１１の所定回転次数は、図３に示す３６次、７２次、及び１０８次などである。
一方、比較例のＰＷＭモードのマップにおいては、キャリア側帯波の周波数とモータ１１の所定回転次数の周波数とが一致する領域が存在するように、キャリアの周波数ｆｃが設定されている。例えば、第１領域ａ１では、パルス数ＰがＰ＝１５の高周波側のキャリア側帯波とモータ１１の回転次数の１０８次との周波数が一致している。第２領域ａ２では、パルス数ＰがＰ＝１５の低周波側のキャリア側帯波とモータ１１の回転次数の７２次との周波数が一致している。第３領域ａ３では、パルス数ＰがＰ＝９の高周波側のキャリア側帯波とモータ１１の回転次数の７２次との周波数が一致している。第４領域ａ４では、パルス数ＰがＰ＝９の低周波側のキャリア側帯波とモータ１１の回転次数の３６次との周波数が一致している。
この比較例のように、モータ１１のトルクリップル（トルク脈動）が発生する回転次数の周波数とキャリア側帯波の周波数とが一致する場合には、騒音が増大するという問題が生じる。これに対して実施例においては、モータ１１のトルクリップル（トルク脈動）が発生する回転次数の周波数とキャリア側帯波の周波数とが相違するように設定されていることにより、騒音の増大が抑制されている。
【００３０】
キャリア周期計算部３７は、制御モードの判定結果に応じて、同期ＰＷＭ制御又は非同期ＰＷＭ制御を行う。
同期ＰＷＭ制御及び非同期ＰＷＭ制御の各々では、回転角センサ１６から出力されるモータ１１の回転角θｅや、角速度演算部２２から出力される角速度ωｅ、キャリアのパルス数Ｐ及びキャリアの周波数ｆｃなどに基づき、各相電圧指令値Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃの位相と同期するキャリアの周期Ｔｃを算出する。
【００３１】
ＰＷＭ信号生成部３８は、キャリア周期計算部３７から出力されるキャリアの周期Ｔｃに応じた三角波のキャリアなどに基づいて、ＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｕ２，Ｐｖ１，Ｐｖ２，Ｐｗ１，Ｐｗ２を生成する。ＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｕ２，Ｐｖ１，Ｐｖ２，Ｐｗ１，Ｐｗ２は、インバータ１３のブリッジ回路の各相において対を成すスイッチング素子（つまり、各相のハイサイドアーム及びローサイドアームのトランジスタ）の各々をオン／オフ駆動するゲート信号である。
【００３２】
上述したように、本実施形態のモータ制御装置１０によれば、キャリアの側帯波成分の周波数とモータ１１の所定回転次数の周波数とが一致することに起因する騒音の増大を抑制することができる。さらに、モータ１１の磁極数及びスロット数に応じて生じるトルクリップルに起因する騒音の増大を抑制することができる。さらに、キャリアの側帯波成分の周波数とモータ１１の所定回転次数の周波数とが一致し易い同期ＰＷＭ制御において、騒音の増大を、より一層、効果的に抑制することができる。
【００３３】
なお、上述した実施形態において、モータ制御装置１０は車両に搭載されるとしたが、これに限定されず、他の機器に搭載されてもよい。
【００３４】
本発明の実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００３５】
１０…モータ制御装置、１１…モータ、１２…バッテリ、１３…インバータ、１４…電流センサ、１５…センサＩ／Ｆ（インターフェース）、１６…回転角センサ、１７…制御ユニット、１７パワーモジュール、２１…３相−ｄｑ変換部、２２…角速度演算部、２３…トルク制御部、２４…電流制御部、２５…ｄｑ−３相変換部、２６…電圧制御部、３７…キャリア周期計算部、３８…ＰＷＭ信号生成部
【図１】
2019161704.tif 000003
【図２】
2019161704.tif 000004
【図３】
2019161704.tif 000005