(57)【要約】【課題】  バッテリへの充電電流を安定に制御し、商用電源周波数に関連するリップル電流を低減することができ、且つ、バッテリへの充電電流を高精度で制御することができる充電装置を提供すること。【解決手段】  トランスと、上記トランスの一次側に設けられスイッチを備えた一次側回路と、上記トランスの二次側に設けられコンデンサを備えた二次側回路と、上記トランスと上記コンデンサとの間に設けられた充電電流検出回路と、上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流に基づいて制御電圧を算出してこれを上記一次回路に出力する制御回路と、を具備したもの。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を整流・平滑した電源を入力電源とし、トランスと、上記トランスの一次側に設けられスイッチを備えた一次側回路と、上記トランスの二次側に設けられ出力平滑コンデンサを備えた二次側回路と、からなるＬＬＣ共振型スイッチング電源回路と、
上記トランスと上記出力平滑コンデンサとの間に設けられた充電電流検出回路と、
上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流に基づいて制御電圧を算出しこれを上記一次回路に出力して上記スイッチのスイッチング周波数を制御する制御回路と、
を具備したことを特徴とする充電装置。
【請求項２】
請求項１記載の充電装置において、
上記制御回路は上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流と充電電流目標値に基づいて制御電圧を出力するものであることを特徴とする充電装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２記載の充電装置において、
上記入力電源は商用交流電源の力率を改善する回路の出力であることを特徴とする充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば、各種電動車両のバッテリに充電する車載充電装置等の充電装置に係り、特に、商用電源周波数に関連するリップル電流を増大させることなく、充電電流を高精度で、且つ、安定した状態で制御することができるように工夫したものに関する。
【背景技術】
【０００２】
充電装置は、例えば、図３に示すような構成になっている。まず、入力電源（Ｅｉ）１０１があり、この入力電源（Ｅｉ）１０１は、例えば、商用交流電源をダイオードブリッジとコンデンサで整流・平滑した直流電源である。上記入力電源（Ｅｉ）１０１にはスイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５が直列・接続されている。上記スイッチ（Ｑ２）１０５にはコイル（Ｌｒ）１０７とトランス１０９の一次コイル（Ｎｐ）１１１と共振コンデンサ（Ｃｒ）１１３と一次側電流検出用抵抗（Ｒｓ）１１５とからなる直列回路が並列・接続されている。
【０００３】
又、上記トランス１０９の二次コイル（Ｎｓ１１）１１７と二次コイル（Ｎｓ１２）１１９にはダイオード（Ｄ１）１２１、ダイオード（Ｄ２）１２３が直列・接続されている。又、上記二次コイル（Ｎｓ１１）１１７と二次コイル（Ｎｓ１２）１１９の間、上記ダイオード（Ｄ１）１２１とダイオード（Ｄ２）１２３の間には、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）１２５とバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）１２７とからなる並列回路が接続されている。
【０００４】
又、制御回路１３１があり、この制御回路１３１は、プリアンプ、誤差増幅器、絶縁フォトカプラー等からなる演算処理部１３３と、パルス周波数変調器１３５と、ドライブ回路１３７とから構成されている。上記演算処理部１３３には充電電流（Ｉｃｈｇ）を示す信号が入力されるとともに、一次側電流検出用抵抗（Ｒｓ）１１５を介して一次側電流（Ｉｐｒｉ）を示す信号が入力される。上記演算処理部１３３は入力した充電電流（Ｉｃｈｇ）と一次側電流（Ｉｐｒｉ）に基づいて制御電圧（Ｖｃ）を算出し、それを上記パルス周波数変調器１３５に出力する。上記パネル周波数変調器１３５は入力した制御電圧（Ｖｃ）を示す信号に基づいて周波数変調信号を上記ドライブ回路１３７に出力する。上記ドライブ回路１３７は入力した周波数変調信号に基づいてスイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５に制御信号を出力して、スイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５のスイッチング周波数を制御する。
【０００５】
上記構成によると、充電電流（Ｉｃｈｇ）を高い精度で制御することが困難であるという問題があった。これは一次側電流検出用抵抗（Ｒｓ）１１５を介して検出される一次側電流（Ｉｐｒｉ）が入力電圧（Ｖｉｎ）、出力電圧（Ｖｏｕｔ）によって変化し、且つ、励磁電流を含んでしまうことに起因する。
【０００６】
そこで、図４に示すような構成の充電装置が提案されている。図４に示す充電装置は、図３に示した充電装置における一次側電流検出用抵抗（Ｒｓ）１１５をなくして、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）１２５とバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）１２７の間に充電電流検出用抵抗１４１を設けた構成になっている。
尚、その他の構成は図３に示した充電装置と同じであり、図中同一部分には同一符号を付して示しその説明を省略する。
【０００７】
上記演算処理部１３３には、充電電流検出用抵抗１４１を介して充電電流（Ｉｃｈｇ）を示す信号が入力されるとともに、充電電流目標値（Ｉｔａｒ）を示す信号が入力される。上記演算処理部１３３は入力した充電電流（Ｉｃｈｇ）と充電電流目標値（Ｉｔａｒ）に基づいて制御電圧（Ｖｃ）を算出し、その信号を上記パルス周波数変調器１３５に出力する。上記パネル周波数変調器１３５は入力した制御電圧（Ｖｃ）を示す信号に基づいて周波数変調信号を上記ドライブ回路１３７に出力する。上記ドライブ回路１３７は入力した周波数変調信号に基づいてスイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５に制御信号を出力して、スイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５のスイッチング周波数を制御する。
【０００８】
尚、図４に示した充電装置と同等の充電装置の構成を開示するものとして、例えば、特許文献１がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特許第３０１９３５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記従来の構成によると次のような問題があった。
すなわち、図４に示した充電装置の場合は、充電電流（Ｉｃｈｇ）を高精度で制御することはできるものの、充電電流（Ｉｃｈｇ）を安定して制御することが困難であるという問題があった。
又、商用電源周波数に関連するリップル電流（バッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）１２７に発生するリップル電流）を低減させることが困難であるという問題もあった。
この点に関して図５を参照して詳しく説明する。図５は横軸に周波数（Ｈｚ）をとり縦軸に制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）への利得（ｄＢ）と制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）の位相差（ｄｅｇ）をとり、充電電流（Ｉｃｈｇ）を制御するための制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）への周波数伝達関数を示した図である。この周波数伝達関数は、共振コイル（Ｌｒ）１０７、トランス１０９の励磁インダクタンス、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）１２５等からなるＬＣフィルタ回路の周波数特性と考えられる。
この図５から明らかなように、略１（ｋＨｚ）以上の高周波数領域において略４０ｄＢ／ｄｅｃで利得が低下するとともに、位相が１８０ｄｅｃ近くまで遅れている。図４に示した制御回路１３１の処理において、充電電流（Ｉｃｈｇ）から制御電圧（Ｖｃ）までの負帰還回路の位相遅れは１８０ｄｅｇを超える。したがって、回路全体での位相遅れは３６０ｄｅｇに近付き、その結果、制御が不安定になる。
このような課題に対しては、例えば、回路全体での位相遅れが３６０ｄｅｇにならないように利得を低下させる方法があるが、商用電源に関連する低周波領域での利得も低下してリップル電流が増大してしまうことになる。
【００１１】
本願発明はこのような点に基づいてなされたものでその目的とするところは、バッテリへの充電電流を安定して制御し、商用電源周波数に関連するリップル電流を低減することができ、且つ、バッテリへの充電電流を高精度で制御することができる充電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するべく本願発明の請求項1による充電装置は、商用交流電源を整流・平滑した電源を入力電源とし、トランスと、上記トランスの一次側に設けられスイッチを備えた一次側回路と、上記トランスの二次側に設けられ出力平滑コンデンサを備えた二次側回路と、からなるＬＬＣ共振型スイッチング電源回路と、上記トランスと上記出力平滑コンデンサとの間に設けられた充電電流検出回路と、上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流に基づいて制御電圧を算出しこれを上記一次回路に出力して上記スイッチのスイッチング周波数を制御する制御回路と、を具備したことを特徴とするものである。
又、請求項２による充電装置は、請求項１記載の充電装置において、上記制御回路は上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流と充電電流目標値に基づいて制御電圧を出力するものであることを特徴とするものである。
又、請求項３による充電装置は、請求項１又は請求項２記載の充電装置において、上記入力電源は商用交流電源の力率を改善する回路の出力であることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１３】
以上説明したように本願発明の請求項1による充電装置によると、商用交流電源を整流・平滑した電源を入力電源とし、トランスと、上記トランスの一次側に設けられスイッチを備えた一次側回路と、上記トランスの二次側に設けられ出力平滑コンデンサを備えた二次側回路と、からなるＬＬＣ共振型スイッチング電源回路と、上記トランスと上記出力平滑コンデンサとの間に設けられた充電電流検出回路と、上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流に基づいて制御電圧を算出しこれを上記一次回路に出力して上記スイッチのスイッチング周波数を制御する制御回路と、を具備した構成になっているので、商用電源周波数に関連するリップル電流を増大させることなく、充電電流を高精度で、且つ、安定した状態で制御することができる。
又、請求項２による充電装置によると、請求項１記載の充電装置において、上記制御回路は上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流と充電電流目標値に基づいて制御電圧を出力するものであるので、上記効果をより確実なものとすることができる。
又、請求項３による充電装置によると、請求項１又は請求項２記載の充電装置において、上記入力電源は商用交流電源の力率を改善する回路の出力であり、そのような構成においても上記効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の一実施の形態を示す図で、充電装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施の形態を示す図で、位相及び利得と周波数との関係を示す特性図である。
【図３】従来例を示す図で、充電装置の構成を示す回路図である。
【図４】従来例を示す図で、充電装置の構成を示す回路図である。
【図５】従来例を示す図で、位相及び利得と周波数との関係を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、図１及び図２を参照して本発明の一実施の形態を説明する。まず、入力電源（Ｅｉ）１があり、この入力電源（Ｅｉ）１は、例えば、商用交流電源をダイオードブリッジとコンデンサで整流・平滑した直流電源である。上記入力電源（Ｅｉ）１にはスイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５が直列・接続されている。上記スイッチ（Ｑ２）５にはコイル（Ｌｒ）７とトランス９の一次コイル（Ｎｐ）１１と共振コンデンサ（Ｃｒ）１３からなる直列回路が並列・接続されている。
【００１６】
又、上記トランス９の二次コイル（Ｎｓ１１）１５と二次コイル（Ｎｓ１２）１７にはダイオード（Ｄ１）１９、ダイオード（Ｄ２）２１が直列・接続されている。又、上記二次コイル（Ｎｓ１１）１５と二次コイル（Ｎｓ１２）１７の間、上記ダイオード（Ｄ１）１９とダイオード（Ｄ２）２１の間には、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２３とバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）２５とからなる並列回路が接続されている。
【００１７】
又、上記ダイオード（Ｄ１）１９とダイオード（Ｄ２）２１の間と、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２３とバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）２５とからなる並列回路との間には、充電電流検出用抵抗（Ｒｓ）２７が設置されている。
【００１８】
又、制御回路３１があり、この制御回路３１は、プリアンプ、誤差増幅器、絶縁フォトカプラー等からなる演算処理部３３と、パルス周波数変調器３５と、ドライブ回路３７とから構成されている。上記演算処理部３３には充電電流検出用抵抗（Ｒｓ）２７を介して充電電流（Ｉｃｈｇ）を示す信号が入力されるとともに、充電電流目標値（Ｉｔａｒ）を示す信号が入力される。上記演算処理部１３３は入力した充電電流（Ｉｃｈｇ）と充電電流目標値（Ｉｔａｒ）に基づいて制御電圧（Ｖｃ）を算出し、その信号を上記パルス周波数変調器３５に出力する。上記パネル周波数変調器３５は入力した制御電圧（Ｖｃ）を示す信号に基づいて周波数変調信号を上記ドライブ回路３７に出力する。上記ドライブ回路３７は入力した周波数変調信号に基づいてスイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５に制御信号を出力して、スイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５のスイッチング周波数を制御する。
【００１９】
以上の構成を基にその作用を説明する。
まず、本実施の形態による充電装置によって、入力電源（Ｅｉ）１からバッテリ２５に充電が施される。
その際、制御回路３１の演算処理部３３には充電電流検出用抵抗（Ｒｓ）２７を介して充電電流（Ｉｃｈｇ）を示す信号が入力されるとともに、充電電流目標値（Ｉｔａｒ）を示す信号が入力される。上記演算処理部１３３は入力した充電電流（Ｉｃｈｇ）と充電電流目標値（Ｉｔａｒ）に基づいて制御電圧（Ｖｃ）を算出し、その信号を上記パルス周波数変調器３５に出力する。上記パネル周波数変調器３５は入力した制御電圧（Ｖｃ）を示す信号に基づいて周波数変調信号を上記ドライブ回路３７に出力する。上記ドライブ回路３７は入力した周波数変調信号に基づいてスイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５に制御信号を出力して、スイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５のスイッチング周波数を制御する。
それによって、一次側回路の入力電圧（Ｖｉｎ）が制御され、その結果、二次側回路の充電電流（Ｉｃｈｇ）が制御される。
【００２０】
以上本実施の形態によると次のような効果を奏することができる。
まず、充電電流（Ｉｃｈｇ）を高精度で、且つ、安定した状態で制御することができ、その際、リップル電流を増大させることもない。これは、トランス９と出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２３及びバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）２５からなる並列回路の間に充電電流検出用抵抗（Ｒｓ）２７を設けたことによる。
この点に関して図２を参照して詳しく説明する。図２は横軸に周波数（Ｈｚ）をとり縦軸に制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）への利得（ｄＢ）と制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）の位相差（ｄｅｇ）をとり、充電電流（Ｉｃｈｇ）を制御するための制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）への周波数伝達関数を示した図である。この周波数伝達関数は、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２３等からなるＣＲフィルタ回路の周波数特性と考えられる。  この図２から明らかなように、略１（ｋＨｚ）以上の高周波数領域において略２０ｄＢ／ｄｅｃで利得が低下するとともに、位相が９０ｄｅｃ近くまで遅れているが、従来に比べて、利得の低下は低減され、回路全体での位相遅れに関しても３６０ｄｅｇに対して余裕を確保することができ、その結果、制御が安定する。そして、商用電源周波数に関する低周波でのリップル電流を低減することができる。
【００２１】
尚、本発明は前記一実施の形態に限定されるものではない。
まず、一次側回路、二次側回路の構成としては様々なものが考えられる。
又、充電電流検出用回路の構成としても様々なものが想定される。
又、前記一実施の形態においては、商用交流電源をダイオードブリッジとコンデンサで整流・平滑した直流電源を入力電源（Ｅｉ）とした場合を例に挙げて説明したが、それに限定されるものではない、例えば、商用交流電源の力率を改善する回路の出力を入力電源（Ｅｉ）としてもよい。
その他、図示した構成はあくまで一例である。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
本発明は、商用電源周波数に関連するリップル電流を増大させることなく、充電電流を高精度で、且つ、安定した状態で制御することができるように工夫したものに関し、例えば、各種電動車両のバッテリに充電する車載充電装置に好適である。
【符号の説明】
【００２３】
１  入力電源（一次側回路）
３  スイッチ（一次側回路）
５  スイッチ（一次側回路）
７  コイル（一次側回路）
９  トランス
１１  一次コイル
１３  共振コンデンサ（一次側回路）
１５  二次コイル
１７  二次コイル
１９  ダイオード（二次側回路）
２１  ダイオード（二次側回路）
２３  出力平滑コンデンサ（二次側回路）
２５  バッテリ
２７  充電電流検出用抵抗（電流検出用回路）
３１  制御回路
３３  演算処理部
３５  パルス周波数変調器
３７  ドライブ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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