(57)【要約】【課題】  本発明はＬＥＤ電源、特にＬＥＤランプの調光制御における安定性向上技術に関する。【解決手段】  照明負荷２０へ電力供給するスイッチング電源装置１０を安定制御させる調光回路１８であって、  当該調光回路１８は、外部からの調光信号を矩形波として出力するＭＣＵ３０と、該ＭＣＵ３０から出力された矩形波を直流のリファレンス電圧に変換するＬＣ整流回路３２と、前記スイッチング電源装置１０が備えるスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を制御する降圧制御回路３４と、を含み、  前記ＬＣ整流回路３２は、該ＬＣ整流回路３２の入力インピーダンスを高くするインピーダンス変換回路３６を備え、  前記降圧制御回路３４は、ＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御に切り替えて前記スイッチング素子Ｑ１を制御し、前記リファレンス電圧は、正弦波リップルを含有する直流電圧であることを特徴とする。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
照明負荷へ電力供給するスイッチング電源装置を安定制御させる調光回路であって、
当該調光回路は、外部からの調光信号を矩形波として出力するＭＣＵと、該ＭＣＵから出力された矩形波を直流のリファレンス電圧に整流するＬＣ整流回路と、前記スイッチング電源装置が備えるスイッチング素子のオンオフ動作を制御する降圧制御回路と、を含み、
前記ＬＣ整流回路は、該ＬＣ整流回路の入力インピーダンスを高くするインピーダンス変換回路を備え、
前記降圧制御回路は、ＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御に切り替えて前記スイッチング素子を制御し、
前記リファレンス電圧は、正弦波リップルを含有する直流電圧であることを特徴とする調光回路。
【請求項２】
請求項１に記載の調光回路であって、
前記スイッチング電源装置は、照明負荷への電力を検出してフィードバック制御を行うことで電力供給することを特徴とする調光回路。
【請求項３】
請求項１および請求項２に記載の調光回路であって、
前記正弦波リップルの基本周波数は、８ｋＨｚ以上であることを特徴とする調光回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載の調光回路であって、
前記ＬＣ整流回路は、遮断周波数が正弦波リップルの基本周波数以下であり、
前記リファレンス電圧は、前記ＬＣ整流回路を利用して８ｋＨｚ以上の矩形波から生成されることを特徴とする調光回路。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれかに記載の調光回路であって、
前記降圧制御回路は、スイッチング電源装置が備えるスイッチング素子を制御するためのスイッチング周波数が７０ｋＨｚから２００ｋＨｚの間にＰＷＭ制御からＰＦＭ制御へ切り替えることを特徴とする調光回路。
【請求項６】
外部電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、該整流回路からの直流電力をオンオフ動作によって調整する降圧回路と、該降圧回路にスイッチング動作指令を送る調光回路と、を備え、前記降圧回路が有する出力コンデンサを介してＬＥＤランプへ直流電力を供給するＬＥＤ電源装置であって、
前記調光回路は、外部からの調光信号を矩形波として出力するＭＣＵと、該ＭＣＵから出力された矩形波を直流のリファレンス電圧に整流するＬＣ整流回路と、前記ＬＥＤ電源装置が備えるスイッチング素子のオンオフ動作を制御する降圧制御回路と、を含み、
前記ＬＣ整流回路は、該ＬＣ整流回路の入力インピーダンスを高くするインピーダンス変換回路を備え、
前記降圧回路は、前記ＬＥＤランプへの電力を検出する検出抵抗器を備え、該検出抵抗器によって検出された電力に基づく検出電圧は前記降圧制御回路へフィードバック信号として送られ、
前記降圧制御回路は、前記リファレンス電圧と前記フィードバック信号とを比較してＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御によって降圧回路を制御し、
前記リファレンス電圧は正弦波リップルを含有する直流電圧であることを特徴とするＬＥＤ電源装置。
【請求項７】
請求項６に記載のＬＥＤ電源装置であって、
前記正弦波リップルの基本周波数は、８ｋＨｚ以上であることを特徴とするＬＥＤ電源装置。
【請求項８】
請求項６および請求項７のいずれかに記載のＬＥＤ電源装置であって、
前記調光回路は、遮断周波数が正弦波リップルの基本周波数以下のＬＣ整流回路を含み、
前記リファレンス電圧は、前記ＬＣ整流回路を利用して８ｋＨｚ以上の矩形波から生成されることを特徴とするＬＥＤ電源装置。
【請求項９】
請求項６から請求項８のいずれかに記載のＬＥＤ電源装置であって、
前記調光回路は、前記降圧回路を制御するためのスイッチング周波数が７０ｋＨｚから２００ｋＨｚの間にＰＷＭ制御からＰＦＭ制御へ切り替えることを特徴とするＬＥＤ電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＬＥＤ電源、特にＬＥＤランプの調光制御における安定性向上技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、従来のＨＩＤランプに代わってＬＥＤランプが利用させるようになってきている。一昔前まではＬＥＤランプへの安定した電源供給が問題となっていたが、昨今の半導体技術の発達に伴いＬＥＤ電源装置（スイッチング電源装置）を利用することで電源の安定供給が実現出来るようになった。さらに、ＬＥＤランプを利用することでＨＩＤランプでは困難であった調光制御が比較的容易に実現できるという利点もあり、各種分野において急速な普及が進んでいる。
【０００３】
一般的に調光制御はスイッチング素子を利用してＬＥＤランプへの供給電力を調整することで実現できるが、スイッチング素子の能力や発熱等の影響により、どうしても調光下限付近では安定した制御が困難となる。そこで特許文献１には、商用交流電源を昇圧して直流電力とする昇圧チョッパ回路と、該昇圧チョッパ回路からの直流電力を降圧してＬＥＤランプに電力供給する降圧チョッパ回路と、制御部と、を備え、制御部により所定の調光下限となる基準電圧ＶＦ１を補正値ＶＦｏで補正して基準電圧ＶＦを生成し、この基準電圧ＶＦを用いてＬＥＤ照明灯を調光制御することで、調光下限まで安定して制御することが出来る電源装置の技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−２０５７７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、降圧チョッパ回路からの出力電圧の調整は、ＰＷＭ制御（パルスオン幅変調制御）で行うのが一般的である。そして、ＰＷＭ制御には汎用の制御ＩＣが用いられることが多い。つまり、この制御ＩＣから出力される駆動信号のパルスオン幅の最小値によってＬＥＤランプの調光下限は決定してしまう。例えば、使用する制御ＩＣによって規定されるパルスオン幅の最小値が５００ｎｓである場合、制御ＩＣのバラつき等によって調光下限での動作が不安定となる。
【０００６】
このような調光下限での動作不安定を回避するために、スイッチング素子を駆動するパルスオン幅を一定にして、駆動信号のパルス周期を長くする方式（ＰＦＭ制御と呼ぶ）を採用することも出来る。すなわち、全光と深調光（調光率を下限付近まで絞った状態）との間に調光制御方式をＰＷＭ制御からＰＦＭ制御に切り替えるポイントを設けることで、深調光時の動作不安定を回避でき、ＬＥＤランプの調光下限を引き下げることが可能となる。
【０００７】
しかしながら、ＰＦＭ制御でスイッチング素子（例えばＦＥＴ等）に与えられる駆動信号の周期を長くしていくと、駆動信号のパルスオン時にスイッチング素子にチャージされた磁場エネルギーがなくなり、浮遊容量等による自由振動が発生し、実際にはドレイン電圧ＶＤＳ（ＦＥＴのドレイン、ソース間の電圧）が大きく変動してしまう。つまり、ＰＷＭ制御とＰＦＭ制御とを切り替える制御を行うことで、ＰＷＭ制御のみでＬＥＤランプの調光制御を行うよりも調光下限において安定した制御が可能となるが、実際には上述した自由振動の影響により調光制御のリニアリティー（直線性）が確保出来ない可能性があり、まだまだ改良の余地がある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は上記従来技術に鑑みてなされたものであって、その目的はＬＥＤランプの調光制御において深調光時の動作不安定を回避するとともにリニアリティーを確保して安定した調光制御が実現できるスイッチング電源、およびスイッチング電源に利用できる調光回路を提供することである。
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明にかかる調光回路は、
照明負荷へ電力供給するスイッチング電源装置を安定制御させる調光回路であって、
当該調光回路は、外部からの調光信号を矩形波として出力するＭＣＵと、該ＭＣＵから出力された矩形波を直流のリファレンス電圧に整流するＬＣ整流回路と、前記スイッチング電源装置が備えるスイッチング素子のオンオフ動作を制御する降圧制御回路と、を含み、
前記ＬＣ整流回路は、該ＬＣ整流回路の入力インピーダンスを高くするインピーダンス変換回路を備え、
前記降圧制御回路は、ＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御に切り替えて前記スイッチング素子を制御し、
前記リファレンス電圧は、正弦波リップルを含有する直流電圧であることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明にかかる調光回路は、
前記スイッチング電源装置は、照明負荷への電力を検出してフィードバック制御を行うことで電力供給することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明にかかる調光回路は、
前記正弦波リップルの基本周波数は、８ｋＨｚ以上であることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明にかかる調光回路は、
前記ＬＣ整流回路は、遮断周波数が正弦波リップルの基本周波数以下であり、
前記リファレンス電圧は、前記ＬＣ整流回路を利用して８ｋＨｚ以上の矩形波から生成されることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明にかかる調光回路は、
前記降圧制御回路は、スイッチング電源装置が備えるスイッチング素子を制御するためのスイッチング周波数が７０ｋＨｚから２００ｋＨｚの間にＰＷＭ制御からＰＦＭ制御へ切り替えることを特徴とする。
【００１４】
そして、本発明にかかるＬＥＤ電源装置は、
外部電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、該整流回路からの直流電力をオンオフ動作によって調整する降圧回路と、該降圧回路にスイッチング動作指令を送る調光回路と、を備え、前記降圧回路が有する出力コンデンサを介してＬＥＤランプへ直流電力を供給するＬＥＤ電源装置であって、
前記調光回路は、外部からの調光信号を矩形波として出力するＭＣＵと、該ＭＣＵから出力された矩形波を直流のリファレンス電圧に整流するＬＣ整流回路と、前記ＬＥＤ電源装置が備えるスイッチング素子のオンオフ動作を制御する降圧制御回路と、を含み、
前記ＬＣ整流回路は、該ＬＣ整流回路の入力インピーダンスを高くするインピーダンス変換回路を備え、
前記降圧回路は、前記ＬＥＤランプへの電力を検出する検出抵抗器を備え、該検出抵抗器によって検出された電力に基づく検出電圧は前記降圧制御回路へフィードバック信号として送られ、
前記降圧制御回路は、前記リファレンス電圧と前記フィードバック信号とを比較してＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御によって降圧回路を制御し、
前記リファレンス電圧は正弦波リップルを含有する直流電圧であることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明にかかるＬＥＤ電源装置は、
前記正弦波リップルの基本周波数は、８ｋＨｚ以上であることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明にかかるＬＥＤ電源装置は、
前記調光回路は、遮断周波数が正弦波リップルの基本周波数以下のＬＣ整流回路を含み、
前記リファレンス電圧は、前記ＬＣ整流回路を利用して８ｋＨｚ以上の矩形波から生成されることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明にかかるＬＥＤ電源装置は、
前記調光回路は、前記スイッチング素子を制御するためのスイッチング周波数が７０ｋＨｚから２００ｋＨｚの間にＰＷＭ制御からＰＦＭ制御へ切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、スイッチング電源を安定制御させる調光回路にインピーダンス変換回路を有するＬＣ整流回路を備え、該ＬＣ整流回路によって正弦波リップルが含有された直流電圧を生成する。そして、その正弦波リップルが含有された直流電圧をリファレンス電圧として利用することで、深調光時においてもリニアリティーが改善された良好な調光制御が実現できる効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態に係るＬＥＤ電源装置の概略図を示す。
【図２】ＰＦＭ制御時における概略波形イメージを示す。
【図３】本発明の実施形態に係るＬＣ整流回路の概略図を示す。
【図４】本発明の実施形態に係るＬＥＤ電源装置が備えるＬＣ整流回路における入力波形および出力波形の概略イメージ図を示す。
【図５】リファレンス電圧に含まれる正弦波リップルにおける調光制御のリニアリティー特性の概略イメージ図を示す。
【図６】直流電圧としてのリファレンス電圧ＶＲＥＦと検出電圧ＶＣＳの関係についての概略イメージ図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明のＬＥＤ電源装置および調光回路について図面を用いて説明するが、本発明の趣旨を超えない限り何ら以下の例に限定されるものではない。
【００２１】
図１に本発明の実施形態に係るＬＥＤ電源装置の概略図を示す。ここで、本明細書におけるＬＥＤ電源装置とは、ＬＥＤランプへ安定した電力供給を行うためのスイッチング電源装置のことである。同図に示すＬＥＤ電源装置１０は、商用の交流電圧を供給する商用電源１２と、該商用電源１２からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路１４と、該整流回路１４からの直流電圧をオンオフ動作によって調整してＬＥＤランプ２０へ電力を供給する降圧回路１６と、該降圧回路１６からの出力電圧（出力電力）を制御する調光回路１８と、前記降圧回路１６で調整された電力によって点灯するＬＥＤランプ２０と、を備えている。
【００２２】
はじめに整流回路１４について説明する。整流回路１４は、ダイオード・ブリッジ２２と、第１平滑コンデンサＣ１と、力率改善回路２４と、第２平滑コンデンサＣ２と、を備えている。商用電源１２から交流の商用電圧（ＡＣ１００Ｖ、ＡＣ２００Ｖ、ＡＣ４００Ｖなど）が印加されると、商用電圧はダイオード・ブリッジ２２に到達する。ダイオード・ブリッジ２２は、ダイオード素子などを含んで構成されているが、同じ機能を果たせれば他の半導体素子で構成されていても良い。ダイオード・ブリッジ２２によって全波整流（交流電流の正・負両波とも整流し、流れの向きを同じにすること）された電圧は、第１平滑コンデンサＣ１によって大まかな直流電圧（脈流電圧とも呼ぶ）に平滑される。
【００２３】
そして、平滑された電圧は力率改善回路２４へと到達する。力率改善回路２４は、例えばインダクタやスイッチング素子などを含んで構成されている。力率改善回路２４は、スイッチング素子をオンオフ動作させることによりインダクタに電流を流した後、第２平滑コンデンサＣ２を充電することで昇圧された電圧を生成する。このように力率改善回路２４によって昇圧されるとともに力率が改善された電圧は、降圧回路１６へ到達する。
【００２４】
降圧回路１６は、ダイオードＤ１と、インダクタＬ１と、ＬＥＤランプ２０へ電力を供給する出力コンデンサＣ３と、調光回路１８からの動作指令によりオンオフ動作するスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤランプ２０への電力を検出する検出抵抗器Ｒ１と、を備えている。本実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳＦＥＴであるが、オンオフ動作出来れば他の半導体素子でも構わない。整流回路１４が有する第２平滑コンデンサＣ２からの電力は、降圧回路１６が備えるスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作により、ダイオードＤ１およびインダクタＬ１を利用して出力コンデンサＣ３を充電する。
【００２５】
具体的にはスイッチング素子Ｑ１がオンの時には、第２平滑コンデンサＣ２からの電力によってインダクタＬ１に電力エネルギーが蓄積されるとともに該第２平滑コンデンサＣ２からの電力によって出力コンデンサＣ３が充電される。また、スイッチング素子Ｑ１がオフの時にはインダクタＬ１に蓄えられた電力エネルギーによって出力コンデンサＣ３が充電される。
【００２６】
このようにスイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作を繰り返すことで出力コンデンサＣ３は充電され、この充電電力がＬＥＤランプ２０へと供給される。そして、ＬＥＤランプ２０へ供給された電力（または電圧）がＬＥＤランプ２０の点灯電力（または点灯電圧）に達すると、ＬＥＤランプ２０は点灯を開始し、その後は出力コンデンサＣ３からの安定した電力供給によりＬＥＤランプ２０の安定した点灯が維持される。
【００２７】
調光回路について
ここで、本実施形態にかかるＬＥＤ電源装置１０の調光回路１８について説明する。図１に示される調光回路１８は、外部からの調光信号を受信するＭＣＵ（マイクロコントロールユニット）３０と、該ＭＣＵ３０からの出力電圧を整流して調光指令のリファレンス電圧として出力するＬＣ整流回路３２と、リファレンス電圧により降圧回路１６が有するスイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作させる降圧制御回路３４と、を備えている。
【００２８】
外部からの調光信号は、信号正規化回路２６および積分回路２８によって調光制御に利用しやすい電圧信号として変換される。そして、変換された調光指令としての電圧信号はＭＣＵ３０に入力される。入力された電圧信号はＭＣＵ３０によってＡ／Ｄ変換されてＰＷＭ信号（矩形波）としてＬＣ整流回路３２へと入力される。このＰＷＭ信号は、ＬＣ整流回路３２で直流電圧に整流され、リファレンス電圧として降圧制御回路３４へと到達する。
【００２９】
この時、降圧制御回路３４は降圧回路１６が有する検出抵抗器Ｒ１で検出された電力に基づいた検出電圧ＶＣＳをフィードバック信号（フィードバック電圧）として受信しており、この検出抵抗器Ｒ１による検出電圧ＶＣＳとリファレンス電圧ＶＲＥＦとを比較してスイッチング素子Ｑ１への出力信号を決定している。検出抵抗器Ｒ１は、スイッチング素子のドレインとソースの間の電圧を検出して実質的にＬＥＤランプ２０への供給電力（第２平滑コンデンサＣ２からＬＥＤランプ２０へ供給される電力）を検出している。
【００３０】
そして、上述したように降圧制御回路３４が有する制御ＩＣの影響で調光下限付近では不安定な動作となってしまう。そこで、このような動作不安定を解消するために本実施形態における降圧制御回路３４は、深調光で調光制御を行う際にはあらかじめ設定したポイントでＰＷＭ制御からＰＦＭ制御へ切り替えて制御するようにしている。具体的には、スイッチング周波数が７０ｋＨｚから２００ｋＨｚの間でＰＷＭ制御からＰＦＭ制御へ切り替えることが好ましい。
【００３１】
しかしながら、ＰＦＭ制御を行う場合、スイッチング素子Ｑ１に与えられる駆動信号の周期を長くしていくとスイッチング素子Ｑ１の浮遊容量等の影響で自由振動が発生してしまう。具体的には図２に示すようにゲート電圧ＶＧａｔｅが０Ｖの時にもドレイン電圧ＶＤＳには自由振動が生じているのが分かる。その結果、検出抵抗器Ｒ１で検出された検出電圧ＶＣＳにも自由振動の影響が生じてしまうため、調光制御のリニアリティーが損なわれてしまう（実際に検出抵抗器Ｒ１で検出される検出電圧ＶＣＳは、０Ｖ付近で自由振動が生じている波形として検出される）。
【００３２】
また、図２に示すように実際の検出電圧ＶＣＳは検出初期段階においてノイズが生じてしまう。ゲート電圧ＶＧａｔｅのパルス幅がある程度大きい場合にはノイズの影響を受けずに検出電圧Ｖｃｓとリファレンス電圧ＶＲＥＦとを比較することが出来るが、ＰＦＭ制御のようにパルス幅を短く設定する場合にはノイズの影響を受けてしまい、正しい検出が出来なくなってしまう。
【００３３】
そこで本実施形態では、降圧制御回路３４へ入力されるリファレンス電圧を工夫することでこの問題を解決している。具体的には、本実施形態におけるリファレンス電圧は、正弦波リップルを含有する直流電圧としている。以下、本実施形態のリファレンス電圧について詳しく説明する。
【００３４】
リファレンス電圧について
正弦波リップルを含有する直流電圧としてのリファレンス電圧は、ＬＣ整流回路３２で生成される。図３には本実施形態のＬＥＤ電源装置が備えるＬＣ整流回路３２の概略構成図を示す。同図に示すＬＣ整流回路３２は、低入力インピーダンスである当該ＬＣ整流回路３２を高入力インピーダンスに変換するインピーダンス変換回路３６と、インダクタＬ２と、コンデンサＣ４と抵抗器Ｒ２と、から構成されている。また、ＬＣ整流回路３２には、さらに電流増幅器等を含んで構成してもよい。ＬＣ整流回路３２は、該ＬＣフィルタ回路３２へ入力される矩形波のパルス信号（ＰＷＭ信号）を整流して直流電圧のリファレンス電圧を生成する。また、リファレンス電圧は直流電圧ではあるが、意図的に正弦波リップルを含有させて生成している。
【００３５】
本実施形態ではＬＣ整流回路３２の遮断周波数（カットオフ周波数とも呼ぶ）が正弦波リップルの基本周波数以下であることが好ましい。このような構成とすることで、ＭＣＵ３０からの入力波形としてのＰＷＭ信号（図４（ａ）を参照）を整流する際に意識的に正弦波リップルが含有された直流電圧を生成することができる（図４（ｂ）を参照）。
【００３６】
また、リファレンス電圧に含まれる正弦波リップルは、１００Ｈｚから１ｋＨｚの基本周波数を含むことが好ましく、特に好ましくは８ｋＨｚ以上の基本周波数を含むことが好ましく、さらに好ましくは１５ｋＨｚ以上の基本周波数を含むことが好適である。
【００３７】
実際には例えば１ｋＨｚの正弦波リップルを含むリファレンス電圧を利用する場合、正弦波リップルに起因した振動（音）が発生してしまう可能性があるが、リファレンス電圧に基本周波数８ｋＨｚ以上の正弦波リップルを含ませることで、このような問題を解決できる効果が期待できる。また、リファレンス電圧に含まれる正弦波リップルを１５ｋＨｚ以上の基本周波数とすることで、人間の可聴領域等の影響によりリップル成分による音や振動を抑制する効果が期待できる。そして図５に示すように、リファレンス電圧の正弦波リップルが小さい場合に比べて正弦波リップルが大きい場合のほうが、調光制御のリニアリティーが確保出来ているのが分かる。
【００３８】
また、単純にリップル成分を含ませたリファレンス電圧では、実際にはいろいろな周波数成分が含まれていることから、例えば上記周波数領域においても意図していない共振等が生じる恐れがある。そこで本実施形態では正弦波リップルを含有した直流電圧をリファレンス電圧として利用することで、共振等が生じることも防止することができる。
【００３９】
リファレンス電圧と検出電圧との関係について
ここで、リファレンス電圧（直流電圧）に正弦波リップルを含有させることでＰＦＭ制御時の深調光が安定する原理について説明する。図６には直流電圧としてのリファレンス電圧ＶＲＥＦと検出電圧ＶＣＳの関係についての概略イメージ図を示す。リファレンス電圧ＶＲＥＦと検出電圧ＶＣＳとを比較する手段（および方法）は本実施形態に限定される必要はないが、図６においては検出抵抗器Ｒ１による検出電圧ＶＣＳが検出点からＶＲＥＦに到達するまでの時間を算出しながら（フィードバック制御）ＰＦＭ制御を行っている（図６（ａ））。また、実際に検出される検出電圧ＶＣＳは、図６に示すように０Ｖ付近で回路構成に応じた自由振動が生じている。
【００４０】
ここで問題となるのが、図６（ｂ）に示すように、例えば検出点のグランド（基準点）が自由振動の影響で０Ｖでない場合（図６（ｂ）では０Ｖよりもプラス方向）、その影響を受けてＶＲＥＦに到達するまでの時間が実際よりも短く検出されてしまう。同様に図６（ｃ）のように検出点のグランドが自由振動の影響で０Ｖ以下（０Ｖよりもマイナス方向）の場合にはＶＲＥＦに到達するまでの時間が実際よりも長く検出されてしてしまう。
【００４１】
つまり、自由振動の影響を受けて実際とは異なる検出時間（ＶＣＳが検出点からＶＲＥＦに到達するまでの時間）がフィードバック信号として検出されてしまうことになる。そして、リファレンス電圧が直流電圧である場合には、該リファレンス電圧の電圧値は一定であり、且つ浮遊容量等も一定であることから自由振動の周期は一定となる。したがって、あるリファレンス電圧でプラス側あるいはマイナス側へシフトした電圧を検出すると、その後はずっと一定方向へシフトした検出時間を検出してしまう（本実施形態では、１回のフィードバック検出時に何度も検出時間を検出している）。このことが、深調光時においてリニアリティーが失われる原因となっている。
【００４２】
そこで本実施形態では、リファレンス電圧に正弦波リップルを含有し、その変動を平均化することで安定した制御を可能としている。図６のようにリファレンス電圧が直流電圧である場合には、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のうちのどの条件で検出されても、その後は同じ条件で検出されることになる。例えば最初に図６（ｂ）の条件で検出されれば、その後も図６（ｂ）の条件でＶＣＳは検出される。これは浮遊容量等が一定であるとともにリファレンス電圧ＶＲＥＦも一定であるため、その周期が変わらないからである。
【００４３】
これに対し、図４（ｂ）に示されるようにリファレンス電圧に正弦波リップルを含有させることで、その周期が変動しているので１回のフィードバック検出時に図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）それぞれの条件による検出時間を検出することになる。したがって、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のそれぞれの検出時間を検出することで結果的に平均化された検出電圧ＶＣＳとなり、該平均化された検出電圧ＶＣＳとリファレンス電圧ＶＲＥＦとを比較できるので、深調光制御時においてもリニアリティーが改善された良好な調光制御が可能となる。
【００４４】
以上のように本発明のＬＥＤ電源装置１０によれば、調光回路１８に遮断周波数が正弦波リップルの基本周波数以下のＬＣ整流回路３２を備え、降圧制御回路３４のスイッチング周波数が７０ｋＨｚから２００ｋＨｚの間にＰＷＭ制御（パルスオン幅変調制御）からＰＦＭ制御（パルスオフ幅変調制御）へ切り替える制御を行う。そして、ＰＦＭ制御時には正弦波リップルが含有された直流電圧をリファレンス電圧として利用することで、深調光時においてもリニアリティーが改善された良好な調光制御が実現できる。
【００４５】
また、本実施形態のスイッチング電源では照明負荷に直流電力を供給しているが、例えばパルス点灯式のスイッチング電源に本実施形態の調光回路を利用しても上述と同様に良好な調光制御を実現することができる。
【符号の説明】
【００４６】
１０        ＬＥＤ電源装置
１２        商用電源
１４        整流回路
１６        降圧回路
１８        調光回路
２０        ＬＥＤランプ
２２        ダイオード・ブリッジ
２４        力率改善回路
２６        信号正規化回路
２８        積分回路
３０        ＭＣＵ
３２        ＬＣ整流回路
３４        降圧制御回路
３６        インピーダンス変換回路
Ｃ１        第１平滑コンデンサ
Ｃ２        第２平滑コンデンサ
Ｃ３        出力コンデンサ
Ｄ１        ダイオード
Ｌ１        インダクタ
Ｑ１        スイッチング素子
Ｒ１        検出抵抗器
Ｒ２、Ｒ３  抵抗器
Ｃ４、Ｃ５  コンデンサ
【図１】
2019057427.tif 000003
【図２】
2019057427.tif 000004
【図３】
2019057427.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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