(57)【要約】【課題】ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、時間的に変動するキャリブレーション係数を取得すること。【解決手段】第１の無線通信装置は、キャリブレーション処理の実施時に、トレーニング信号を生成し、トレーニング信号がループバックされた信号同士の相関演算により複素位相の回転量を取得し、送信信号及びまたは受信信号に対し所定の複素位相回転を与え、与える複素位相回転量は、所定の信号をハイパワーアンプを経由し且つローノイズアンプも経由する経路でループバックする第１のモードと、所定の信号をハイパワーアンプを経由せずに且つローノイズアンプを経由する経路でループバックする第２のモードと、ハイパワーアンプ及びローノイズアンプのいずれも経由しない経路でループバックする第３のモードを切り替え、ループバックした信号に対して複素位相回転に基づいて算出することを特徴とする無線通信装置。【選択図】図２
2019029706.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナ素子を備える第１の無線通信装置とひとつまたは複数のアンテナ素子を備える第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、
前記第１の無線通信装置は、
キャリブレーション処理の実施時に、所定のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成部と、
該所定のトレーニング信号がループバックされた信号をデジタルベースバンド信号として取得するループバックトレーニング信号取得部と、
該ループバックトレーニング信号取得部にて取得された信号同士の相関演算又は該取得された信号を基に算出される周波数領域のチャネル情報同士の複素位相差の演算により、キャリブレーション処理として用いる複素位相の回転量を取得する複素位相回転量取得部と、
送信信号及びまたは受信信号に対し所定の複素位相回転を与えるキャリブレーション部と、
前記複数のアンテナ素子のうちの個別の送信アンテナ及び受信アンテナのペア毎ないしは送信アンテナと受信アンテナを共用化した送受信アンテナ毎に、キャリブレーション対応増幅部と
を備え、
前記キャリブレーション対応増幅部は、
送信信号を増幅するハイパワーアンプと、
受信信号を増幅するローノイズアンプと、
所定の信号を該キャリブレーション対応増幅部内でループバックさせるための経路切り替えスイッチとを備え、
前記キャリブレーション部が与える複素位相回転量は、前記経路切り替えスイッチの切り替えにより、前記所定の信号を前記ハイパワーアンプを経由し且つローノイズアンプも経由する経路でループバックする第１のモードと、前記所定の信号を前記ハイパワーアンプを経由せずに且つ前記ローノイズアンプを経由する経路でループバックする第２のモードと、前記ハイパワーアンプ及び前記ローノイズアンプのいずれも経由しない経路でループバックする第３のモードを切り替え、該複数のモードでループバックした信号に対して前記複素位相回転量取得部で取得した複素位相回転に基づいて算出することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
前記所定のトレーニング信号は所定の周期性を持ち、前記経路切り替えスイッチの切り替えにより前記第１のモード、第２のモード、第３のモードに対しループバックトレーニング信号取得部で取得した信号において、前記周期性に対して同一タイミングに対応する一連のサンプリングデータ列同士の相関演算を行い、該相関演算結果を所定の振幅Ａ、位相θ、虚数単位ｊを用いてＡ×Ｅｘｐ（ｊθ）とした場合、位相θに基づいて前記キャリブレーション部が送信信号及びまたは受信信号に対し複素位相回転を施すことを特徴とする、請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
別途備えられる試験用無線局装置のひとつのアンテナ素子から前記所定のトレーニング信号を送信し、異なるふたつの前記アンテナ素子で受信することによって取得したサンプリングデータ列同士の相関演算結果と、異なるふたつの前記アンテナ素子から前記所定のトレーニング信号を送信し、前記試験用無線局装置のひとつのアンテナ素子で受信することによって取得したふたつのサンプリングデータ列同士の相関演算結果とを、サービス運用開始前に取得し、
前記キャリブレーション部が送信信号及びまたは受信信号に対し与える複素位相回転は、該ふたつの相関演算結果のいずれかに加え、サービス運用開始前に取得した前記第１のモードと第３のモードに対応した一連のサンプリングデータ列同士の相関演算結果及び前記第２のモードと第３のモードに対応した一連のサンプリングデータ列同士の相関演算結果と、サービス運用中に逐次取得する前記第１のモードと第３のモードに対応した一連のサンプリングデータ列同士の相関演算結果及び前記第２のモードと第３のモードに対応した一連のサンプリングデータ列同士の相関演算結果とに基づいて算出することを特徴とする、請求項２に記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記第１の無線通信装置は、
フォワードリンク用の第１のローカル発振器と第１のミキサと、
バックワードリンク用の第２のローカル発振器と第２のミキサと、
前記第２のミキサへの入力を前記第１のローカル発振器又は前記第２のローカル発振器からの信号を選択的に切り替えるローカル信号切り替えスイッチと、
を備え、
所定の信号を前記キャリブレーション対応増幅部内でループバックさせる際には、前記ローカル信号切り替えスイッチを前記第１のローカル発振器と前記第２のミキサを接続するように設定し、その他の場合には、前記ローカル信号切り替えスイッチを前記第２のローカル発振器と前記第２のミキサを接続するように設定することを特徴とする、請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項５】
複数のアンテナ素子を備える第１の無線通信装置とひとつまたは複数のアンテナ素子を備える第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置が行う回転量算出方法であって、
前記第１の無線通信装置が、
キャリブレーション処理の実施時に、所定のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成ステップと、
該所定のトレーニング信号がループバックされた信号をデジタルベースバンド信号として取得するループバックトレーニング信号取得ステップと、
該ループバックトレーニング信号取得ステップにおいて取得された信号同士の相関演算又は該取得された信号を基に算出される周波数領域のチャネル情報同士の複素位相差の演算により、キャリブレーション処理として用いる複素位相の回転量を取得する複素位相回転量取得ステップと、
送信信号及びまたは受信信号に対し所定の複素位相回転を与えるキャリブレーションステップと、
を有し、
前記キャリブレーションステップにおいて与える複素位相回転量は、前記複数のアンテナ素子のうちの個別の送信アンテナ及び受信アンテナのペア毎ないしは送信アンテナと受信アンテナを共用化した送受信アンテナ毎に、キャリブレーション対応増幅部が有する経路切り替えスイッチの切り替えにより、前記所定の信号をハイパワーアンプを経由し且つローノイズアンプも経由する経路でループバックする第１のモードと、前記所定の信号を前記ハイパワーアンプを経由せずに且つ前記ローノイズアンプを経由する経路でループバックする第２のモードと、前記ハイパワーアンプ及び前記ローノイズアンプのいずれも経由しない経路でループバックする第３のモードを切り替え、該複数のモードでループバックした信号に対して前記複素位相回転量取得ステップにおいて取得した複素位相回転に基づいて算出することを特徴とする回転量算出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置及び回転量算出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
（本明細書における前提）
まず以下の説明において、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）という用語は、一般には送信局及び受信局共に複数アンテナ素子を備えることを想定して使われるものとする。受信側が単数アンテナ素子の場合には、ＭＩＭＯではなく、ＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）という用語が使われるものとする。ただし、以下では、これらを全て包含する意味でＭＩＭＯという用語を用いて説明する。
【０００３】
また、最近の通信技術としては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式やＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalization）方式のように、複数の周波数成分（サブキャリア）に分割して周波数軸上で信号処理を行う方式が一般的である。以下では、特にＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥを区別せずに、それらに共通する一般的な方式を前提として「サブキャリア」という用語を用いて説明する。
【０００４】
（まえがき）
現在、スマートフォンの爆発的な普及に伴って、利便性の高いマイクロ波帯の周波数資源が枯渇している。このため、第３世代の携帯電話から第４世代の携帯電話への移行や、さらに将来の第５世代のシステムの開発が進められているが、サービスの提供を望む事業者が多いことから、各事業者に割り当てられる周波数資源は限られている。この様な周波数資源の枯渇への対策として、送信アンテナ及び受信アンテナを複数本用い、同一周波数で同一時刻に空間多重伝送するＭＩＭＯ伝送技術が有望である。さらに最近では、送信アンテナ及び受信アンテナの本数を１００本クラスにまで拡大した大規模ＭＩＭＯ（Massive MIMO）技術も注目されている。大規模ＭＩＭＯ技術では、送信する信号系列数（空間多重数）よりも送信アンテナの本数が多いので、送信側では所定のプリコーディング処理を施し、ひとつの信号系列は複数のアンテナにまたがって送信されることになる。
【０００５】
同様に、受信側においても複数の受信アンテナを適宜合成するポストコーディング処理が必要になる。この様なプリコーディング、ポストコーディングはＭＩＭＯチャネルの情報を収集し、ＭＩＭＯチャネル行列に対する演算処理により導き出すことになる。ここで、受信側のポストコーディングに関しては、受信した信号に付与されたチャネル推定用のトレーニング信号などを用いてＭＩＭＯチャネル行列を取得することが可能であるが、送信側のプリコーディングに関しては、事前に何らかの方法でＭＩＭＯチャネル行列を取得しておく必要がある。しかし、受信側において観測されるＭＩＭＯチャネル行列は、直接的には送信側で取得できないため古典的な手法として受信側のＭＩＭＯチャネル行列の情報を、制御チャネルを用いてフィードバックしていた。広帯域の信号では周波数成分ごとにＭＩＭＯチャネル行列が異なるため、全体の制御情報量が膨大となり非効率である。
【０００６】
一般に、送信アンテナがＮ本、受信アンテナがＭ本の場合には、Ｎ個の直交したトレーニング信号を用いてＭ×ＮのＭＩＭＯチャネル行列を取得することが可能である。例えば基地局装置と端末局装置との通信を想定すれば、端末局装置のアンテナ素子数は基地局装置のアンテナ素子数よりも少なく設定される場合が多く、アップリンク（端末局装置から基地局装置方向へのリンク）の場合にはＭ個の直交したトレーニング信号が必要で、ダウンリンクの場合にはＮ個の直交したトレーニング信号が必要である。
しかし、基地局装置側でダウンリンクのＭＩＭＯチャネル情報が取得可能であれば、プリコーディングを行うことでＮ’系列の信号系列を空間多重するのであれば、Ｎ’個の直交したトレーニング信号を用いて端末局装置側でＭ×Ｎ’のＭＩＭＯチャネル行列を取得することが可能である。ここでＮ＞＞Ｎ’、Ｎ＞＞Ｍである場合を考えると、アップリンクのＭＩＭＯチャネル行列を取得することでダウンリンク（基地局装置方向から端末局装置へのリンク）のＭＩＭＯチャネル行列の情報が取得できると、非常に効率的なチャネルのフィードバックができることになる。
【０００７】
インプリシット・フィードバックと呼ばれる従来の技術では、この様に受信側のＭＩＭＯチャネル行列の情報を基に、送信側のチャネル情報を推定することが可能になる。この技術の背景を以下に説明する。
【０００８】
（アンプの個体差による影響〜キャリブレーションについて〜）
まず、送信アンテナと受信アンテナの間のチャネル情報にはチャネルの空間対称性が存在し、アップリンクの空間上のＭＩＭＯチャネル行列を転置するとダウンリンクの空間上のＭＩＭＯチャネル行列が求まる。ただし、実際に受信局で取得されるＭＩＭＯチャネル行列はこの空間上のＭＩＭＯチャネル行列そのものではない。実際の無線通信装置では、送信側の信号処理において、送信の直前にハイパワーアンプにて信号増幅を行うことが多い。また同様に、受信側の信号処理において、受信の直後にローノイズアンプにて信号増幅を行うことが多い。これらの送信側の各アンテナ素子のパワーアンプ、及び受信側の各アンテナ素子のローノイズアンプにおいては、信号の増幅及び複素位相の回転が施される。
【０００９】
この場合、ハイパワーアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ハイパワーアンプ内で複素位相がハイパワーアンプごとに異なる値で回転する場合がある。また、ローノイズアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ローノイズアンプ内で複素位相がローノイズアンプごとに異なる値で回転する場合がある。この様なハイパワーアンプ及びローノイズアンプの増幅率及び位相回転量の個体差が無視できないほどに大きい場合には、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定する際に、この個体差をキャンセルするキャリブレーション処理を施す必要がある。この増幅率及び位相回転量の誤差は厳密には時間的に変動している可能性が否定できず、増幅率及び位相回転量の個体差をある程度定期的に測定し、個体差の影響をキャンセルするための係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報に換算する必要がある。
【００１０】
以下、従来技術におけるキャリブレーション技術の説明を行う。
図１２は、アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。図１２に示すように、無線モジュール２５−１〜２５−３はそれぞれ、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）２１−１〜２１−３、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２２−１〜２２−３、時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）２３−１〜２３−３、及びアンテナ素子２４−１〜２４−３を備える。
【００１１】
図１２では、基地局装置においてチャネル情報に影響を与える機能のみを抽出しているため、図示した以外の構成は省略しているが、無線モジュール２５−１〜２５−３にはその他の機能も含まれる。また、信号がハイパワーアンプ２１−１〜２１−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）変化するものとする。また、信号がローノイズアンプ２２−１〜２２−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）変化するものとする。ここでは一般的な条件として周波数依存性があるものとし、第ｋ周波数成分に対する周波数「（ｆｋ）」の表記を行っている。
【００１２】
また、例えば、無線モジュール２５−１及び無線モジュール２５−２から試験用の無線モジュール２５−３に信号を送信する場合のチャネル情報について説明する。ここでは、無線モジュール２５−１のアンテナ素子２４−１と、無線モジュール２５−３のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−２のアンテナ素子２４−２と無線モジュール２５−３のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ２（ｆｋ）で表されている。
【００１３】
このとき、実際に無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−１の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
【００１４】
同様に、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
【００１５】
したがって、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）／ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。
【００１６】
この状況は受信側においても同様であり、無線モジュール２５−３から送信された信号を無線モジュール２５−１にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−１の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
【００１７】
同様に、無線モジュール２５−３から送信された信号を無線モジュール２５−２にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
【００１８】
したがって、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）／ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。
【００１９】
上述したように、基地局装置は、受信したトレーニング信号に対して長時間平均をとることにより、各アンテナ素子に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−３による変化を含むチャネル情報をアップリンクにて取得可能である。しかし、基地局装置はダウンリンクにおけるチャネル情報を直接求めることができない。そこで、アップリンクのチャネル情報から換算することで、ダウンリンクのチャネル情報を取得する。この換算のためには、各アンテナ素子２４−１〜２４−３に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−３及びハイパワーアンプ２１−１〜２１−３の個体差の影響をキャンセルする必要がある。
【００２０】
そこで、基地局装置の製造段階において、リファレンスとなる試験用の無線モジュール２５−３を用意し、試験用の無線モジュール２５−３のアンテナ端子と、無線モジュール２５−１、２５−２のアンテナ端子とを直接ケーブルで接続し、伝搬路上のチャネル情報が共通の値となる環境で、ハイパワーアンプ２１−１〜２１−３及びローノイズアンプ２２−１〜２２−３による変化を含むチャネル情報を測定し、測定したチャネル情報を用いて補正を行う。
【００２１】
図１３は、キャリブレーションの概要を示す図である。同図において、符号２６−１〜２６−３はアンテナ端子を示し、符号２７は同軸ケーブルを示している。なお、図１２に示した機能部と同じ機能部には同じ符号を付している。
【００２２】
図１３（Ａ）では、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−３とを同軸ケーブル２７で接続した構成を示している。図１３（Ｂ）では、無線モジュール２５−２と無線モジュール２５−３とを同軸ケーブル２７で接続した構成を示している。図１２が実際の空間上を信号が伝搬した状態を示しているのに対して、図１３がアンテナ素子を介さずに同軸ケーブル２７上を信号が伝搬した状態を示している。
【００２３】
無線モジュール２５−１、２５−２と、無線モジュール２５−３とを接続する伝搬路としての同軸ケーブル２７のチャネル情報は、ｈ０（ｆｋ）である。
このとき、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。
【００２４】
また、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表される。無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。
そこで、これらのチャネル情報を測定した後に、次式（１）及び式（２）で表されるキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を算出しておく。
【００２５】
【数１】
2019029706.tif 000003
【００２６】
【数２】
2019029706.tif 000004
【００２７】
図１２において、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃３・（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表されると説明した。これらに式（１）及び式（２）のキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を乗算すると次式（３）及び式（４）が得られる。
【００２８】
【数３】
2019029706.tif 000005
【００２９】
【数４】
2019029706.tif 000006
【００３０】
式（３）及び式（４）の右辺は、先ほど説明した、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報、及び、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報に一致している。
【００３１】
このように、式（１）及び式（２）に相当するキャリブレーション係数を基地局装置の製造段階において取得しておき、これらを基地局装置内に記憶しておくことにより、これらのキャリブレーショ係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出することができる。
【００３２】
なお、アナログ回路上において、これらのキャリブレーション係数が全てほぼ一定の値（複素位相が一定値であれば、絶対値そのものには差があっても構わない）となるように基地局装置内で調整を行っていれば、全てのキャリブレーション係数が１であるとみなした処理に読み替えることも可能である。同様に、ハイパワーアンプとローノイズアンプで生じる複素位相の回転量が各アンテナ素子で同一の値となるように調整されている場合にも、結果的に式（１）及び式（２）で示されるキャリブレーション係数の複素位相が全てのアンテナ素子でほぼ一定値になるため、同様の効果を得ることができる。
【００３３】
ここで、以上のキャリブレーションの原理は各アンテナ素子のハイパワーアンプ及びローノイズアンプでの複素位相回転量が時間的に変化しないという前提で説明したが、実際には温度特性や経年変化などで一定値となる保証はない。そこで、例えば特許文献１では、通信の間に逐次キャリブレーションを行うための機構を実装する技術が提案されている。
【００３４】
図１４に、特許文献１に記載のキャリブレーション技術の概要を示す図である。図１４において、３１−１〜３１−Ｎ（Ｎは２以上の整数）はアンテナ素子、３２−１〜３２−ＮはＴＤＤスイッチ、３３−１〜３３−Ｎは送信回路、３４−１〜３４−Ｎは受信回路、３５及び３６はスイッチ、３７−２〜３７−Ｎ及び３８−２〜３８−Ｎは分岐回路、３９−１〜３９−Ｎは無線ユニットを表す。ここで、分岐回路３７−２〜３７−Ｎ及び３８−２〜３８−Ｎは分配器、結合器、カプラー、スイッチなどの如何なる回路でもよく、分岐回路３７−２はスイッチ＃ａ（３５）からの信号とＴＤＤスイッチ＃２（３２−２）からの信号とを適宜、受信回路＃２（３４−２）へ入力可能であり、分岐回路３７−Ｎはスイッチ＃ａ（３５）からの信号とＴＤＤスイッチ＃Ｎ（３２−Ｎ）からの信号とを適宜、受信回路＃Ｎ（３４−Ｎ）へ入力可能であり、分岐回路３８−２は送信回路＃２（３３−２）からの信号を、適宜、ＴＤＤスイッチ＃２（３２−２）ないしはスイッチ＃ｂ（３６）へ入力可能であり、分岐回路３８−Ｎは送信回路＃Ｎ（３３−Ｎ）からの信号を、適宜、ＴＤＤスイッチ＃Ｎ（３２−Ｎ）ないしはスイッチ＃ｂ（３６）へ入力可能である。
【００３５】
基本的な通信においては、送信時には送信回路３３−１〜３３−Ｎからの信号はＴＤＤスイッチ３２−１〜３２−Ｎを介してアンテナ素子３１−１〜３１−Ｎより送信され、受信時にはアンテナ素子３１−１〜３１−Ｎにて受信された信号はＴＤＤスイッチ３２−１〜３２−Ｎを介して受信回路３４−１〜３４−Ｎに入力され、送信回路３３−１〜３３−Ｎ及び受信回路３４−１〜３４−Ｎの機能により信号の送受信処理が実施される。
一方で、スイッチ＃ａ（３５）、スイッチ＃ｂ（３６）、分岐回路３７−２〜３７−Ｎ及び３８−２〜３８−Ｎを介すことで、アンテナ素子毎の送受信に関する無線ユニット３９−１〜３９−Ｎはそれぞれ、無線ユニット３９−１が図１３における無線モジュール２５−３に対応し、無線ユニット３９−２〜３９−Ｎが図１３における無線モジュール２５−１〜２５−２に対応する。このため、実際の通信が行われていない時間を利用することで、式（１）及び式（２）に相当するキャリブレーション係数を、運用中において逐次取得することが可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３６】
【特許文献１】特開２０００−２１６６１８号公報
【非特許文献】
【００３７】
【非特許文献１】太田厚  他、「時間軸ビームフォーミングを用いた列車ムービングセルへの無線バックホール構築技術」、信学技報, vol. 115, no. 369, RCS2015-272, pp. 169-174, 2015年12月.
【非特許文献２】太田厚  他、「ミリ波帯大規模アンテナシステムにおけるデジタルアシスト型アナログビームフォーミング 〜 基本コンセプトの提案 〜」、信学技報, vol. 116, no. 383, RCS2016-232, pp. 135-140, 2016年12月.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３８】
上述の様に、インプリシット・フィードバック技術におけるキャリブレーション処理を運用中に実施可能とするためには、送信回路及び受信回路を含む無線ユニットという視点で見ると、ひとつの無線ユニットの送信回路から他の無線ユニットの受信回路への信号線が必要になると共に、複数の無線ユニットの送信回路から異なるひとつの無線ユニットの受信回路への信号線が必要になる。マイクロ波帯の無線システムであれば、波長が十分に長いためにアンテナ素子間隔が比較的広く、それぞれの無線ユニット間の距離も離れていた。すなわち装置の物理的な規模が大きいために、上述の信号線はメインの通信の送信及び受信に関する信号線と物理的に離して装置を設計することも可能であり、結果的にキャリブレーションのための信号線からメインの通信のための信号線への干渉は無視可能であった。
【００３９】
しかし、ミリ波帯の場合には周波数が高く波長が短いため、非常に狭い領域に多数の無線ユニットが詰め込まれた状態で装置が構成される。この際、電波の漏洩に伴う干渉信号強度は距離の２乗に反比例するため、距離が近づくとその影響は非常に大きくなる。更には、信号線で生じる損失も大きくなる傾向があり、ミリ波帯においては上述の特許文献１に記載のキャリブレーション機能を実装するのは困難となる。
【００４０】
一方でミリ波帯は自由空間伝搬損失が周波数の２乗に比例して増大する上、ハイパワーアンプの出力も高周波数帯では大出力化が困難であり、回線設計上の回線利得が大幅に不足する傾向がある。大規模ＭＩＭＯ技術が近年注目されている理由の一つには、この様な高周波数帯での回線利得不足が、ＭＩＭＯ伝送で得られる指向性利得で補うことが可能であるためである。しかし、この指向性利得を得るためには、送信側のプリコーディング処理が必要であり、そのプリコーディング処理においては、チャネルフィードバックの効率を考慮するとキャリブレーション技術を用いたインプリシット・フィードバック技術が必要不可欠となる。そのキャリブレーションで必要となるキャリブレーション係数がサービス運用中に時間的に変動する場合には、逐次、キャリブレーションを実施するための機能を高周波数帯の大規模ＭＩＭＯシステムに適用可能とする技術が必要となる。
【００４１】
（１．一般的な大規模ＭＩＭＯの無線局装置の回路構成）
次に、一般的な大規模ＭＩＭＯの回路構成について、以下に図面を用いて説明する。なお、以下の説明では、全ての無線局装置に基本的に共通な構成を示す。
図１５は、背景技術における大規模ＭＩＭＯ無線局装置の回路構成を示す図である。図１５に示すように、無線局装置６０は、送信部６１、受信部６５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路４１を備えている。無線局装置６０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、無線局装置６０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路４１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路６７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。ＭＩＭＯ伝送では、一つの無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に出力される。
【００４２】
図１６は、背景技術の無線局装置６０における送信部６１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１６に示すように、送信部６１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭ（ＮＳＤＭは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔ（ＮＡｎｔは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、送信ウエイト処理部８４０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部８４０とは、通信制御回路４１に接続されている。
【００４３】
送信ウエイト処理部８４０は、チャネル情報取得回路８４１と、チャネル情報記憶回路８４２と、送信ウエイト算出回路８４３とを備えている。ここで、添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、添え字のＮＡｎｔは、無線局装置が備えるアンテナ素子数を表す。添え字のＮＳＤＭ及び添え字のＮＡｎｔについては以下の説明においても同様である。また、２０１は後述するキャリブレーションに関連した送信側の機能部分を表す。
【００４４】
図１６に示す一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信する場合、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭから加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力される。
【００４５】
加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔより送信される。
【００４６】
なお、図１６では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔを省略する構成（厳密には、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。
【００４７】
また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８４０に備えられている送信ウエイト算出回路８４３より取得する。送信ウエイト処理部８４０では、チャネル情報取得回路８４１において、受信部６５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路４１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路４１からの指示に従い、送信ウエイト算出回路８４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。送信ウエイト算出回路８４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに出力する。通信制御回路４１は、無線局装置が基地局である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理する。
【００４８】
なお、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。さらにこの場合、送信ウエイトの算出において、無線局装置６０と無線局装置６０の送信部６１及び受信部６５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、無線局装置６０から別の無線局装置６０のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、送信ウエイト算出回路８４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
【００４９】
図１７は、背景技術の無線局装置６０における受信部６５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１７に示すように、受信部６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔと、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とを備えている。受信ウエイト処理部８４４と、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭとは、通信制御回路４１に接続されている。受信ウエイト処理部８４４は、チャネル情報推定回路８４６と、受信ウエイト算出回路８４７とを備えている。
【００５０】
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号はＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔに入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８４６にも入力される。
【００５１】
チャネル情報推定回路８４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局側のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと受信局側のアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路８４７に出力する。受信ウエイト算出回路８４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
【００５２】
受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、受信ウエイト算出回路８４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。
【００５３】
ここで、異なる受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路４１が管理する。
【００５４】
また送信部６１と同様に、受信部６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔまでを共用し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔからの出力をＮＳＤＭ系統にコピーして個別の受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。
【００５５】
さらにこの場合、受信ウエイトの算出において、無線局装置６０と無線局装置６０の送信部６１及び受信部６５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、別の無線局装置６０から自局のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、受信ウエイト算出回路８４７はこの第１左特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
【００５６】
（２．非特許文献１の大規模ＭＩＭＯ無線局装置の回路構成）
非特許文献１の大規模ＭＩＭＯ無線局装置の回路構成においても、無線局装置の構成は図１５に示す無線局装置６０と等価な構成をとる。図１５と異なるのは送信部６１、受信部６５、及び通信制御回路４１の構成が別の構成に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１５に準じている。以下に、その変更の一例を具体的に図に基づいて説明する。
【００５７】
図１８は、非特許文献１に記載の無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１８に示すように、送信部６２は、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、送信ウエイト処理部７４０と、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭとを備えている。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部７４０とは、通信制御回路４２に接続されている。
【００５８】
送信ウエイト処理部７４０は、チャネル情報取得回路７４１と、チャネル情報記憶回路７４２と、時間軸送信ウエイト算出回路７４３とを備えている。図１６との差分は、図１６ではアンテナ系統ごとにＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔが備えられ、アンテナ系統ごとにＩＦＦＴ処理などを行うと共に、送信ウエイトの乗算は周波数領域で行っていた。しかし、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭでは基本的に送信ウエイトを乗算せず、時間領域にて送信ウエイトを乗算するための時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと、これに伴う送信ウエイトの信号処理を行う送信ウエイト処理部７４０が送信ウエイト処理部８４０に変えて実装されている。
【００５９】
図１８に示す一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信する場合、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６２に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。
【００６０】
ここでは基本的に送信ウエイトの乗算を行わず、基本的に各信号系列の変調処理等の、無線信号の送信に必要な信号処理を施す。これらの信号処理を行った後、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭからＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭに入力される。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭでは、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭから入力された周波数領域の信号をＩＦＦＴ処理し、さらにガードインターバルを挿入し、必要に応じて波形成形などの処理を行い、時間領域の信号に変換する。これらの信号は時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭに入力され、ここでサンプリングデータ毎に信号系列ごとの時間軸送信ウエイトを乗算する。
【００６１】
この時間軸送信ウエイトは、受信系において受信ウエイトを算出する際の情報ないしはこの情報にキャリブレーション処理を施した情報などをチャネル情報取得回路７４１が情報収集し、この必要な情報をチャネル情報記憶回路７４２が記憶する。チャネル情報記憶回路７４２が記憶した情報を基に、通信相手である無線局装置６０宛の時間領域の送信ウエイトを時間軸送信ウエイト算出回路７４３が算出する。この、送信ウエイト処理部７４０の処理は基本的に時間領域の送信ウエイトを算出するためのもので、この様な構成以外にも、受信側で算出した時間領域の受信ウエイトに、送信／受信間のアンテナ素子ごとの複素位相の回転量を補正するキャリブレーション処理を施すことで時間軸送信ウエイトを算出しても構わない。この様な機能を備えれば、送信ウエイト処理部７４０の構成は如何なるものであっても構わない。また、この時間軸送信ウエイトは逐次更新するものであっても良いし、チャネルの時変動が無視できる場合には、一度算出したウエイトを記憶しておき、使いまわす形で利用しても構わない。
【００６２】
この様にして時間領域の送信ウエイトをアンテナ素子系統毎に乗算した信号は、空間多重する信号系列に亘り加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力され、サンプリングデータ毎に加算合成される。合成された信号は、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔより送信される。また通信制御回路４２は、無線局装置が基地局装置である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理し、利用する時間軸総受信ウエイトがいずれであるかを指定する。
【００６３】
なお、図１８において用いる時間軸の送信ウエイトは、無線局装置６０のアンテナ素子から通信相手の無線局装置６０のアンテナ素子に向けての各チャネル行列に対する第１右特異ベクトルの近似解に相当する。なお、図１８においては、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
【００６４】
図１９は、非特許文献１に記載の無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１９に示すように、受信部６６は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路７５７とを備えている。受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭとは、通信制御回路４２に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。また、２０２は後述するキャリブレーションに関連した受信側の機能部分を表す。
【００６５】
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔで時間領域のデジタルベースバンド信号に変換される。この時間領域のデジタルベースバンド信号は、空間多重する各信号系列に対応した時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力され、各アンテナ系統のサンプリングデータに時間領域の受信ウエイトである時間軸受信ウエイトを、サンプリングデータ毎に乗算して全アンテナ系統に対して加算する。この処理はＮＳＤＭ個の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭで個別に実施され、その結果をＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭに出力する。
【００６６】
ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭでは、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングでガードインターバルを除去し、それをＦＦＴ処理により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。これらの周波数領域の信号は受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに入力され、受信ウエイト処理部７４４より与えられる受信ウエイトを用いてサブキャリア毎に各信号系列間の相互干渉を抑圧し、必要に応じて誤り訂正などの残りの処理を実施し送信信号を再生する。若干補足すると、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭでは信号系列ごとの指向性形成により大雑把な信号分離を図るが、そこでは分離しきれなかった残留干渉成分を、この受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは周波数領域にてさらに抑圧し、信号分離度を高めることになる。この結果はＭＡＣ層処理回路６８に出力される。
ここで、異なる受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われるが、複数の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。
【００６７】
ここで、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭからの出力はチャネル情報推定回路７４６にも入力される。チャネル情報推定回路７４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局と受信局側の間の空間多重される信号系列間（信号系列数はＮＳＤＭ）のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路７４７に出力する。受信ウエイト算出回路７４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに対応する受信ウエイトベクトルは信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
【００６８】
さらに、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの出力は、時間軸受信ウエイト算出回路７５７にも入力される。ここでは、基準アンテナのチャネル推定用の既知の信号がＯＦＤＭシンボルの１周期（ガードインターバルを除くデータ部分）ないしは整数周期分のサンプリングデータに対し、それらの相関を取る形で時間軸受信ウエイトを算出する。具体的には、空間多重される信号系列ごとに送信される、例えば第ｊアンテナの第ｋサンプルのサンプリングデータをｘｊ（ｋ）と置き、基準アンテナを第１アンテナとするならば、以下の式（５）でその信号系列の時間軸受信ウエイトは算出される。
【００６９】
【数５】
2019029706.tif 000007
【００７０】
この係数はＮＳＤＭ系統に対して個別に求められ、それぞれが対応する個別の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力される。
【００７１】
また送信部６２と同様に、受信部６６は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔまでを共用し、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの出力をＮＳＤＭ系統にコピーして個別の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。
【００７２】
（３．非特許文献２の大規模ＭＩＭＯ無線局装置の回路構成）
非特許文献２の大規模ＭＩＭＯ無線局装置の回路構成においても、無線局装置の構成は図１５に示す無線局装置６０と等価な構成をとる。図１５と異なるのは送信部６１が送信部６３に、受信部６５が受信部６７に、通信制御回路４１が通信制御回路４３に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１５に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
【００７３】
図２０は、非特許文献２に記載の無線局装置の送信部の別の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２０に示すように、送信部６３は、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＳＤＭと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔと、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭと、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２を備えている。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路４３に接続されている。また、２０４は後述するキャリブレーションに関連した送信側の機能部分を表す。
【００７４】
非特許文献２には、時間軸送信ウエイトの算出方法が記されている。これまで説明してきた背景技術においては、例えば図１７や図１９に記載の様に、アンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６を実装しており、このＡ／Ｄ変換器８５６からのサンプリングデータを用いて、アンテナ素子毎のチャネルの推定や基準アンテナ素子と各アンテナ素子の間の相関などを直接取得することができた。しかし、後述する受信部６７においても送信部６３と同様に、移相器を用いて各アンテナ素子の信号の複素位相を回転するため、Ａ／Ｄ変換器（及びＤ／Ａ変換器）はアンテナ素子毎ではなく空間多重される信号系列ごとに実装され、必ずしも直接的に全アンテナ素子に関する時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイトを算出できるわけではない。
【００７５】
しかし、非特許文献２に示す手法などを用いて、一部のアンテナ素子を用いて無線信号の到来方向を推定し、その到来方向に向けるように全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することは可能である。同じく非特許文献２では、スイッチを切り替えることで各アンテナ素子の受信信号をひとつのＡ／Ｄ変換器に入力し、トレーニング信号の周期性を利用して全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することも可能である。本発明では、その時間軸送受信ウエイトの算出方法として如何なる手法を用いたとしても、その後のキャリブレーション処理を実施することは可能であるため、その技術の詳細についてはここでは省略する。したがって、時間軸送信ウエイト算出回路７４３は本図には記載しない何らかの到来方向推定手段などを用い、時間軸送信ウエイトを算出する機能を備えるものとする。
【００７６】
図１８との差分は、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔが省略され、代わりに合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭ、及び位相制御回路６８８とが追加された点、及び時間軸送信ウエイト算出回路７４３が時間軸送信ウエイト算出回路６４２に変更された点である。ここでは、時間軸送信ウエイトの乗算処理が、図１８では時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔによりデジタル信号処理として実現していたのに対し、図２０では合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭにてアナログ信号処理として実現されるように変更されている。
【００７７】
さらに上記の変更に伴い、上述のようにアンテナ素子毎にＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔ、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔ、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔが実装されていたものが、空間多重伝送の信号系列ごとにＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＳＤＭ、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＳＤＭ、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＳＤＭとして実装されるように変更されている。一般に、ＮＡｎｔは超多数のアンテナ素子数であるためにＮＳＤＭよりも十分に大きな値となり、結果的に回路全体の部品点数が大幅に縮小されることになる。また、時間軸送信ウエイト算出回路７４３と時間軸送信ウエイト算出回路６４２の差分は、時間軸送信ウエイト算出回路７４３は受信側の各アンテナ系統のＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの信号を基に時間軸送信ウエイトを算出しているが、時間軸送信ウエイト算出回路６４２の場合には、非特許文献２に記載の手法などを用いた何らかの手法で時間軸送信ウエイトを算出するとしている点である。
【００７８】
以下、信号処理の詳細を図に基づいて説明する。
図２０に示す一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信する場合、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６３に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭからＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭに入力され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われる。
【００７９】
ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭにて時間領域の信号に変換されたデジタル・サンプリング・データは、空間多重される信号系統ごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＳＤＭでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＳＤＭで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＳＤＭで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭでアンテナ素子毎の信号に分配する。すなわち、ＮＡｎｔ系統のアンテナ毎の信号が、ＮＳＤＭセット分だけ出力されている。例えば、第１系統目の信号系列の信号は、移相器群６８１−１の中のＮＡｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与え、それらを合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔに入力する。同様に、第２系統目から第ＮＳＤＭ系統の信号系列の信号は、移相器群６８１−２〜６８１−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与え、それらを合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔに入力する。合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔでは、これらの信号をアンテナ素子毎に合成し、これをハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅し、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔから信号を送信する。
【００８０】
なお、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器での位相回転量は位相制御回路６８８より指示する。位相制御回路６８８は、時間軸送信ウエイト算出回路６４２で算出した位相の回転量をＥｘｐ（ｊθ）形式の複素数から角度θに変換し、その位相量（角度θ）を移相器に設定する。通信制御回路は４３、例えば無線局装置６０が基地局装置であれば、通信相手局の情報を時間軸送信ウエイト算出回路６４２に指示し、時間軸送信ウエイト算出回路６４２ではこの情報を基に適用する位相情報を選択し、これを位相制御回路６８８に入力する。
【００８１】
なお、図２０においても同様に、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭから移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭまでのＮＳＤＭ系統を合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成し、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔを各信号系列で共用する構成をとるが、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成することなく、後続するハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
またその他の注意事項に関しては、他の背景技術に関する説明と同様であるのでここでは説明を省略する。
【００８２】
図２１は、非特許文献２に記載の無線局装置の受信部の別の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２１に示すように、受信部６７は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７と、位相制御回路６７８とを備えている。受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと受信ウエイト処理部７４４と時間軸受信ウエイト算出回路６５７とは、通信制御回路４３に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。また、２０５は後述するキャリブレーションに関連した受信側の機能部分を表す。
【００８３】
非特許文献２には、時間軸送信ウエイトと同様に時間軸受信ウエイトの算出方法が記されている。送信部においても説明したように、これまで説明してきた背景技術においては、例えば図１６や図１９に記載の様に、アンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６を実装しており、このＡ／Ｄ変換器８５６からのサンプリングデータを用いて、アンテナ素子毎のチャネルの推定や基準アンテナ素子と各アンテナ素子の間の相関などを直接取得することができた。しかし本図に示すように、受信部６７に関する説明と同様に、移相器を用いて各アンテナ素子の信号の複素位相を回転するため、Ａ／Ｄ変換器（及びＤ／Ａ変換器）はアンテナ素子毎ではなく空間多重される信号系列ごとに実装され、必ずしも直接的に全アンテナ素子に関する時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイトを算出できるわけではない。
【００８４】
しかし前述の様に、非特許文献２に示す手法などを用いて、全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することは可能である。本発明では、その時間軸送受信ウエイトの算出方法として如何なる手法を用いたとしても、その後のキャリブレーション処理を実施することは可能であるため、その技術の詳細についてはここでは省略する。したがって、時間軸受信ウエイト算出回路７５７は本図には記載しない何らかの到来方向推定手段などを用い、時間軸受信ウエイトを算出する機能を備えるものとする。
【００８５】
図１９との差分は、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭが省略され、代わりに分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭ、及び位相制御回路６７８とが追加された点、及び時間軸受信ウエイト算出回路７５７が時間軸受信ウエイト算出回路６５７に変更された点である。ここでは、時間軸受信ウエイトの乗算処理が、図１９では時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭによりデジタル信号処理として実現していたのに対し、本背景技術では分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭにてアナログ信号処理として実現されるように変更されている。
【００８６】
さらにこの変更に伴い、上述のようにアンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔ、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔ、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔが実装されていたものが、空間多重伝送の信号系列ごとにＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＳＤＭ、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＳＤＭ、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＳＤＭとして実装されるように変更されている。一般に、ＮＡｎｔは超多数のアンテナ素子数であるためにＮＳＤＭよりも十分に大きな値となり、結果的に回路全体の部品点数が大幅に縮小されることになる。また、時間軸受信ウエイト算出回路７５７と時間軸受信ウエイト算出回路６５７の差分は、時間軸受信ウエイト算出回路７５７は各アンテナ系統のＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの信号を受けて、式（５）より時間軸受信ウエイトを算出しているが、時間軸受信ウエイト算出回路６５７の場合に非特許文献２に記載の手法などを用いた何らかの手法で時間軸受信ウエイトを算出するとしている点である。
【００８７】
以下、信号処理の詳細を図に基づいて説明する。
図２１では、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号は、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔで空間多重された信号系列ごと（ＮＳＤＭ系統）に分配され、それぞれの信号系列ごとに移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭに入力される。例えば、移相器群６８２−１にはＮＡｎｔ個の移相器が実装されており、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与える。これらのアンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は合成器６７４−１に入力され、第１系統の信号系列の信号がミキサ８５４−１に出力される。同様に、移相器群６８２−２〜６８２−ＮＳＤＭに入力された信号は、それぞれＮＡｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与える。これらのアンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は合成器６７４−２〜６７１−ＮＳＤＭに入力され、第２〜第ＮＳＤＭ系統の信号系列の信号がミキサ８５４−２〜８５４−ＮＳＤＭに出力される。この様にして、アンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は空間多重される信号系列毎のＮＳＤＭ系統の信号に変換される。
【００８８】
これらの信号は、ローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とミキサ８５４−１〜８５４−ＮＳＤＭにて乗算され、これらの信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔで時間領域のデジタルベースバンド信号に変換され、これをＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭに出力する。
【００８９】
ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭでは、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングでガードインターバルを除去し、それをＦＦＴ処理により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。これらの周波数領域の信号は受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに入力され、受信ウエイト処理部７４４より与えられる受信ウエイトを用いてサブキャリア毎に各信号系列間の相互干渉を抑圧し、必要に応じて誤り訂正などの残りの処理を実施し送信信号を再生する。若干補足すると、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭでは信号系列ごとの指向性形成により大雑把な信号分離を図るが、そこでは分離しきれなかった残留干渉成分を、この受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは周波数領域にてさらに抑圧し、信号分離度を高めることになる。この結果はＭＡＣ層処理回路６８に出力される。
ここで、異なる受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われるが、複数の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。
【００９０】
ここで、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭからの出力はチャネル情報推定回路７４６にも入力される。チャネル情報推定回路７４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局と受信局側の間の空間多重される信号系列間（信号系列数はＮＳＤＭ）のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路７４７に出力する。受信ウエイト算出回路７４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに対応する受信ウエイトベクトルは信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
【００９１】
なお、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器での位相回転量は位相制御回路６７８より指示する。位相制御回路６７８は、時間軸受信ウエイト算出回路６５７で算出した位相の回転量をＥｘｐ（ｊθ）形式の複素数から角度θに変換し、その位相量（角度θ）を移相器に設定する。通信制御回路は４３、例えば無線局装置６０が基地局装置であれば、通信相手局の情報を時間軸受信ウエイト算出回路６５７に指示し、時間軸受信ウエイト算出回路６５７ではこの情報を基に適用する位相情報を選択し、これを位相制御回路６７８に入力する。
【００９２】
なお、図２１においても同様に、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔからの信号は分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔにて分配され、これにより移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭから合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭまでのＮＳＤＭ系統はアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔを共用した構成となっているが、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔで分配することなく個別にアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
またその他の注意事項に関しては、他の背景技術に関する説明と同様であるのでここでは説明を省略する。
【００９３】
（背景技術におけるキャリブレーションに関係する機能部分）
以上説明した様々な背景技術において、個別具体的な信号処理の内容に依存して異なる回路構成を取るが、今回のキャリブレーションに関連する機能部分には共通的な構成がみられる。ここではその機能部分を抽出して説明する。すなわち、Ａ／Ｄ変換器への信号の入力は、その信号形式が如何なるものかに関係なく、デジタルベースバンド信号の入力として扱うと共に、Ｄ／Ａ変換器からの出力もデジタルベースバンド信号の出力として扱う。以降の説明には、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の後段部分の信号処理を一般化し、特に送受信信号の信号形式が、例えばＯＦＤＭであったりシングルキャリアであったりに依存することなく、一般化したデジタルベースバンド信号として説明を行う。
【００９４】
図２２は、図１６から図１９に記載の背景技術におけるキャリブレーションに関連した送信側及び受信側の機能部分を表す図である。図２２では、１本の送信アンテナ、受信アンテナに着目した機能部分を抽出しており、各部の番号の添え字は、ここでは第１アンテナ系統の「１」を示しており、その他のアンテナ系統に対しても同様の機能部分が存在する。
【００９５】
図２２において、２０１はキャリブレーションに関連した送信側の機能部分、２０２はキャリブレーションに関連した受信側の機能部分を示す。それぞれには、Ｄ／Ａ変換器８１４−１と、ミキサ８１６−１と、フィルタ８１７−１と、ハイパワーアンプ８１８−１と、アンテナ素子８１９−１と、アンテナ素子８５１−１と、ローノイズアンプ８５２−１と、ミキサ８５４−１と、フィルタ８５５−１と、Ａ／Ｄ変換器８５６−１とが含まれている。また、ミキサ８１６−１及びミキサ８５４−１には、ローカル発振器８１５及びローカル発振器８５３からローカル信号が入力されている。
【００９６】
図１６から図１９では明示的に示さなかったが、各アンテナ系統に対して共通のローカル信号を入力するため、実質的には分配器８９１及び８９２で信号を分岐して入力する。例えばＦＤＤなどの場合にはローカル信号が送信と受信では異なるので、一般化した例としてローカル発振器８１５とローカル発振器８５３を物理的に異なるものとして図示しているが、ＴＤＤなどの様に送受信で同一の周波数を用いる場合には、分配器８９１及び８９２も共用化して、分配器８９１又は８９２などを介して分配して入力しても構わない。ここで、キャリブレーションに関連した送信側の機能部分２０１には、外部から時間領域のデジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）が入力され、キャリブレーションに関連した受信側の機能部分２０２からは、時間領域のデジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）が出力される。これらの機能部分の動作は、前段ないしは後段の変調／復調処理には基本的に依存しない。このため、図１６及び図１７の回路構成の場合と、図１８及び図１９の回路構成の場合で信号処理の詳細が異なっても、これらの機能部分に差はないので同一の議論が成り立つ。
【００９７】
図２３は、図２０及び図２１に記載の背景技術におけるキャリブレーションに関連した送信側及び受信側の機能部分を表す図である。ここでも同様に、本図は１本の送信アンテナ、受信アンテナに着目した機能部分を抽出しており、各部の番号の添え字は、ここでは第１アンテナ系統の「１」を示しており、その他のアンテナ系統に対しても同様の機能部分が存在する。２０４はキャリブレーションに関連した送信側の機能部分、２０５はキャリブレーションに関連した受信側の機能部分を示す。それぞれには、Ｄ／Ａ変換器８１４−１と、ミキサ８１６−１と、フィルタ８１７−１と、ハイパワーアンプ８１８−１と、アンテナ素子８１９−１と、アンテナ素子８５１−１と、ローノイズアンプ８５２−１と、ミキサ８５４−１と、フィルタ８５５−１と、Ａ／Ｄ変換器８５６−１と、合成器６７１−１、分配器６７２−１、分配器６７３−１、合成器６７４−１、移相器群６８１−１、移相器群６８２−１、位相制御回路６７８及び６８８が含まれている。図２２と同様に、ミキサ８１６−１及びミキサ８５４−１には、ローカル発振器８１５及びローカル発振器８５３からローカル信号が入力されている。これも図２２と同様に、各アンテナ系統に対して共通のローカル信号を入力するため、実質的には分配器８９１及び８９２で信号を分岐して入力する。ここで、キャリブレーションに関連した送信側の機能部分２０４には、外部から時間領域のデジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）が入力され、キャリブレーションに関連した受信側の機能部分２０４からは、時間領域のデジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）が出力される。これらの機能部分の動作は、前段ないしは後段の変調／復調処理には基本的に依存しない。
【００９８】
図２２と図２３を比べると、フィルタ８１７−１とハイパワーアンプ８１８−１の間に合成器６７１−１、分配器６７３−１、移相器群６８１−１が存在するか否か、及びローノイズアンプ８５２−１とミキサ８５４−１の間に、分配器６７２−１、合成器６７４−１、移相器群６８２−１が存在するか、位相制御回路６７８及び６８８が存在するか否かの点を除けば共通である。また、これらの差分は図２０及び図２１の説明の内容の通りである。
【００９９】
以上説明したように、従来の大規模ＭＩＭＯシステムのキャリブレーション技術では、高周波数帯の大規模ＭＩＭＯへの適用が困難であり、時間的に変動するキャリブレーション係数に対応できないという問題があった。
【０１００】
上記事情に鑑み、本発明は、ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、時間的に変動するキャリブレーション係数を取得することができる技術の提供を目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０１０１】
本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を備える第１の無線通信装置とひとつまたは複数のアンテナ素子を備える第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、前記第１の無線通信装置は、キャリブレーション処理の実施時に、所定のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成部と、該所定のトレーニング信号がループバックされた信号をデジタルベースバンド信号として取得するループバックトレーニング信号取得部と、該ループバックトレーニング信号取得部にて取得された信号同士の相関演算又は該取得された信号を基に算出される周波数領域のチャネル情報同士の複素位相差の演算により、キャリブレーション処理として用いる複素位相の回転量を取得する複素位相回転量取得部と、送信信号及びまたは受信信号に対し所定の複素位相回転を与えるキャリブレーション部と、前記複数のアンテナ素子のうちの個別の送信アンテナ及び受信アンテナのペア毎ないしは送信アンテナと受信アンテナを共用化した送受信アンテナ毎に、キャリブレーション対応増幅部とを備え、前記キャリブレーション対応増幅部は、送信信号を増幅するハイパワーアンプと、受信信号を増幅するローノイズアンプと、所定の信号を該キャリブレーション対応増幅部内でループバックさせるための経路切り替えスイッチとを備え、前記キャリブレーション部が与える複素位相回転量は、前記経路切り替えスイッチの切り替えにより、前記所定の信号を前記ハイパワーアンプを経由し且つローノイズアンプも経由する経路でループバックする第１のモードと、前記所定の信号を前記ハイパワーアンプを経由せずに且つ前記ローノイズアンプを経由する経路でループバックする第２のモードと、前記ハイパワーアンプ及び前記ローノイズアンプのいずれも経由しない経路でループバックする第３のモードを切り替え、該複数のモードでループバックした信号に対して前記複素位相回転量取得部で取得した複素位相回転に基づいて算出することを特徴とする無線通信装置である。
【０１０２】
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記所定のトレーニング信号は所定の周期性を持ち、前記経路切り替えスイッチの切り替えにより前記第１のモード、第２のモード、第３のモードに対しループバックトレーニング信号取得部で取得した信号において、前記周期性に対して同一タイミングに対応する一連のサンプリングデータ列同士の相関演算を行い、該相関演算結果を所定の振幅Ａ、位相θ、虚数単位ｊを用いてＡ×Ｅｘｐ（ｊθ）とした場合、位相θに基づいて前記キャリブレーション部が送信信号及びまたは受信信号に対し複素位相回転を施すことを特徴とする。
【０１０３】
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、別途備えられる試験用無線局装置のひとつのアンテナ素子から前記所定のトレーニング信号を送信し、異なるふたつの前記アンテナ素子で受信することによって取得したサンプリングデータ列同士の相関演算結果と、異なるふたつの前記アンテナ素子から前記所定のトレーニング信号を送信し、前記試験用無線局装置のひとつのアンテナ素子で受信することによって取得したふたつのサンプリングデータ列同士の相関演算結果とを、サービス運用開始前に取得し、前記キャリブレーション部が送信信号及びまたは受信信号に対し与える複素位相回転は、該ふたつの相関演算結果のいずれかに加え、サービス運用開始前に取得した前記第１のモードと第３のモードに対応した一連のサンプリングデータ列同士の相関演算結果及び前記第２のモードと第３のモードに対応した一連のサンプリングデータ列同士の相関演算結果と、サービス運用中に逐次取得する前記第１のモードと第３のモードに対応した一連のサンプリングデータ列同士の相関演算結果及び前記第２のモードと第３のモードに対応した一連のサンプリングデータ列同士の相関演算結果とに基づいて算出することを特徴とする。
【０１０４】
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記第１の無線通信装置は、フォワードリンク用の第１のローカル発振器と第１のミキサと、バックワードリンク用の第２のローカル発振器と第２のミキサと、前記第２のミキサへの入力を前記第１のローカル発振器又は前記第２のローカル発振器からの信号を選択的に切り替えるローカル信号切り替えスイッチと、を備え、所定の信号を前記キャリブレーション対応増幅部内でループバックさせる際には、前記ローカル信号切り替えスイッチを前記第１のローカル発振器と前記第２のミキサを接続するように設定し、その他の場合には、前記ローカル信号切り替えスイッチを前記第２のローカル発振器と前記第２のミキサを接続するように設定する。
【０１０５】
本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を備える第１の無線通信装置とひとつまたは複数のアンテナ素子を備える第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置が行う回転量算出方法であって、前記第１の無線通信装置が、キャリブレーション処理の実施時に、所定のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成ステップと、該所定のトレーニング信号がループバックされた信号をデジタルベースバンド信号として取得するループバックーニング信号取得ステップと、該ループバックトレーニング信号取得ステップにおいて取得された信号同士の相関演算により、キャリブレーション処理として用いる複素位相の回転量を取得する複素位相回転量取得ステップと、送信信号及びまたは受信信号に対し所定の複素位相回転を与えるキャリブレーションステップと、を有し、前記キャリブレーションステップにおいて与える複素位相回転量は、前記複数のアンテナ素子のうちの個別の送信アンテナ及び受信アンテナのペア毎ないしは送信アンテナと受信アンテナを共用化した送受信アンテナ毎に、キャリブレーション対応増幅部が有する経路切り替えスイッチの切り替えにより、前記所定の信号をハイパワーアンプを経由し且つローノイズアンプも経由する経路でループバックする第１のモードと、前記所定の信号を前記ハイパワーアンプを経由せずに且つ前記ローノイズアンプを経由する経路でループバックする第２のモードと、前記ハイパワーアンプ及び前記ローノイズアンプのいずれも経由しない経路でループバックする第３のモードを切り替え、該複数のモードでループバックした信号に対して前記複素位相回転量取得ステップにおいて取得した複素位相回転に基づいて算出することを特徴とする回転量算出方法である。
【発明の効果】
【０１０６】
本発明により、ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、時間変動を伴うキャリブレーション係数を逐次取得することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】第１の実施形態におけるキャリブレーションに関連した送信及び受信側の機能部分の概要を示す図である。
【図２】第１の実施形態におけるキャリブレーション対応増幅回路３０１−１の回路構成例を示す図である。
【図３】第１の実施形態におけるキャリブレーションの第１のステップの接続状態を示す図である。
【図４】第１の実施形態におけるキャリブレーションの第２のステップの接続状態を示す図である。
【図５】第１の実施形態におけるキャリブレーションの第３のステップの接続状態を示す図である。
【図６】トレーニング信号の関係を示す図である。
【図７】工場出荷時に行うキャリブレーションの基本情報取得の概要を示す図である。
【図８】工場出荷時に行うキャリブレーションの基本情報取得の概要を示す図である。
【図９】送信側の機能部分及び受信側の機能部分の別の構成を示す図である。
【図１０】第２の実施形態におけるキャリブレーションに関連した送信及び受信側の機能部分の概要を示す図である。
【図１１】第３の実施形態におけるキャリブレーションに関連した送信及び受信側の機能部分の概要を示す図である。
【図１２】アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。
【図１３】キャリブレーションの概要を示す図である。
【図１４】特許文献１に記載のキャリブレーション技術の概要を示す図である。
【図１５】背景技術における大規模ＭＩＭＯ無線局装置の回路構成を示す図である。
【図１６】背景技術の無線局装置６０における送信部６１の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１７】背景技術の無線局装置６０における受信部６５の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１８】非特許文献１に記載の無線局装置の送信部の別の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図１９】非特許文献１に記載の無線局装置の受信部の回路構成の別の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図２０】非特許文献２に記載の無線局装置の送信部の別の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図２１】非特許文献２に記載の無線局装置の受信部の回路構成の別の構成の一例を示す概略ブロック図である。
【図２２】背景技術におけるキャリブレーションに関連した送信側及び受信側の機能部分を表す図である。
【図２３】背景技術におけるキャリブレーションに関連した送信側及び受信側の機能部分を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【０１０８】
（概略）
本発明では、上述の一般的な大規模ＭＩＭＯシステムに加えて、上記の非特許文献１及び２などに記載の技術への適用も視野に入れたキャリブレーション技術を提供することを目的としている。基本的な動作は、実際の信号の変調／復調処理などを除けば、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合であってもシングルキャリア伝送方式（周波数領域での等化処理を行うＳＣ−ＦＤＥ方式も同様）も大きな差はないため、以下の説明ではＯＦＤＭ変調方式の場合を例にとり説明を進める。ただし、同様の技術はシングルキャリア伝送などの他の伝送方式を用いても適用が可能であり、本技術はＯＦＤＭ変調方式のシステムである制約はない。
【０１０９】
本発明が実際に適用される際には基地局装置と端末局装置により構成される状況が想定されるが、基本的にはそれぞれの無線局が同様の機能を実装し、基地局装置においてはスケジューリングなどの基地局装置に特有の一部機能を追加で実装する程度の差であり、本発明においては基地局装置と端末局装置の本質的な差はない。
【０１１０】
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態におけるキャリブレーションに関連した送信及び受信側の機能部分の概要を示す図である。図に示すように、キャリブレーションに関連した送信及び受信側の機能部分にはＤ／Ａ変換器８１４−１と、ミキサ８１６−１と、フィルタ８１７−１と、アンテナ素子８１９−１と、アンテナ素子８５１−１と、ミキサ８５４−１と、フィルタ８５５−１と、Ａ／Ｄ変換器８５６−１と、キャリブレーション対応増幅回路３０１−１が含まれている。また、ローカル発振器８１５及びローカル発振器８５３より、分配器８９１及び８９２を介してローカル信号が入力されている。領域２０１で示した範囲は図２２におけるキャリブレーションに関連した送信側機能部分を、領域２０２で示した範囲は図２２におけるキャリブレーションに関連した受信側の機能部分を表す。
【０１１１】
図２２との差分は、ハイパワーアンプ８１８−１とローノイズアンプ８５２−１とが、送信側と受信側で独立に配置されているが、第１の実施形態においては、送信側と受信側にまたがる形でキャリブレーション対応増幅回路３０１−１に置き換えられている点である。ここでの動作の詳細は後述する。まず先に、キャリブレーション対応増幅回路３０１−１の構成を以下に示す。
【０１１２】
図２は、第１の実施形態におけるキャリブレーション対応増幅回路３０１−１の回路構成例を示す図である。図２に示すように、キャリブレーション対応増幅回路３０１−１は、ハイパワーアンプ１０７、ローノイズアンプ１０８、スイッチ１０３〜１０６、アッテネータ１０９〜１１１を含んでいる。スイッチ１０３は送信アンテナ１０１と、スイッチ１０４は受信アンテナ１０２と、スイッチ１０５は図２２のフィルタ８１７−１と、スイッチ１０６は図２２のミキサ８５４−１と接続されている。
【０１１３】
また、スイッチ１０３は、ハイパワーアンプからの入力を、送信アンテナ１０１ないしはアッテネータ１０９のいずれかに出力するように切り替え、スイッチ１０４はアッテネータ１０９又は受信アンテナ１０２からのいずれかの入力をローノイズアンプ１０８へ出力するように切り替え、スイッチ１０５は図２２のフィルタ８１７−１からの入力を、ハイパワーアンプ１０７、アッテネータ１１０、アッテネータ１１１のいずれかに出力するように切り替え、スイッチ１０６はアッテネータ１１１又はローノイズアンプ１０８からのいずれかの入力を図２２のミキサ８５４−１に出力するように切り替える。
通常の送信時には、スイッチ１０５を図２２のフィルタ８１７−１とハイパワーアンプ１０７を接続するように設定し、さらにスイッチ１０３をハイパワーアンプ１０７と送信アンテナ１０１を接続するように設定する。
【０１１４】
通常の受信時には、スイッチ１０４を受信アンテナ１０２とローノイズアンプ１０８とを接続するように設定し、スイッチ１０６をローノイズアンプ１０８と図２２のミキサ８５４−１とを接続するように設定する。
なお、キャリブレーションを実施する際には、以下に示す図３から図５に示す接続による３つのステップを利用する。以下、詳細に説明を行う。なお、図３から図５は、図２のスイッチの接続と信号の流れを示しており、各回路は図２に示した通りであり、詳細は省略する。
【０１１５】
図３は、第１の実施形態におけるキャリブレーションの第１のステップの接続状態を示す図である。第１の実施形態におけるキャリブレーションの第１のステップでは、スイッチ１０５は図２２のフィルタ８１７−１からの入力を、アッテネータ１１１に出力するように設定し、スイッチ１０６はアッテネータ１１１からの入力を図２２のミキサ８５４−１に出力するように設定する。この結果、信号は実線１３０で示した経路で伝送されることになる。図２２のフィルタ８１７−１からは、無線周波数ｆｃ＋ｆｋの信号Ｅｘｐ（ｊθ０）×Ｅｘｐ｛ｊ２π（ｆｃ＋ｆｋ）ｔ｝が入力される。ここでは、例えばＯＦＤＭ信号であれば、中心周波数がｆｃ、第ｋサブキャリア（ベースバンドでの周波数がｆｋ）の正弦波信号が複数混在する形で広帯域のトレーニング信号を構成し、実際にはこれらが入力されることになる。ただし、図面上では簡単のために、第ｋサブキャリアだけに着目して記載している。
【０１１６】
また、この信号の初期位相はθ０であり、係数Ｅｘｐ（ｊθ０）が乗算されている。この信号がスイッチ１０５に入力されると、スイッチ１０５の接続設定によりアッテネータ１１１を介してスイッチ１０６に出力される。アッテネータ１１１は入出力のレベル差を調整するもので、調整が必要なければ必ずしも実装される必要はない。アッテネータ１１１で所定のレベルに調整された信号は、スイッチ１０６を介して図２２のミキサ８５４−１に出力される。この際、複素位相はθ１だけ回転し、振幅はＡ１倍（Ａ１は正の実数）となる。この結果、入力した信号は係数｜Ａ１｜×Ｅｘｐ（ｊθ１）を乗算した信号として出力される。この係数｜Ａ１｜×Ｅｘｐ（ｊθ１）を便宜上Ｆ１とする。図１に示す様に、キャリブレーションに関連した受信側の機能部分にはＡ／Ｄ変換器８５６−１が実装されており、ここで時間領域のデジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）が出力される。この、トレーニング信号に対する時間領域のデジタルベースバンド信号を記録しておく。
【０１１７】
次に、図４は、第１の実施形態におけるキャリブレーションの第２のステップの接続状態を示す図である。第１の実施形態におけるキャリブレーションの第２のステップでは、スイッチ１０５は図２２のフィルタ８１７−１からの入力を、アッテネータ１１０に出力するように設定し、スイッチ１０４はアッテネータ１１０からの入力をローノイズアンプ１０８に出力する様に設定し、スイッチ１０６はローノイズアンプ１０８からの入力を図２２のミキサ８５４−１に出力するように設定する。この結果、信号は実線１３１で示した経路で伝送されることになる。
【０１１８】
図３と同様に、図２２のフィルタ８１７−１からは、例えばＯＦＤＭのトレーニング信号として、無線周波数ｆｃ＋ｆｋの信号Ｅｘｐ（ｊθ０）×Ｅｘｐ｛ｊ２π（ｆｃ＋ｆｋ）ｔ｝（実際には複数のサブキャリアを含む信号）が入力される。ここでも、図面上では簡単のために、第ｋサブキャリアだけに着目して記載している。この信号がスイッチ１０５に入力されると、スイッチ１０５の接続設定によりアッテネータ１１０を介してスイッチ１０４に出力され、さらにこのスイッチ１０４を介してローノイズアンプ１０８に入力され、さらにその信号はスイッチ１０６を介して図２２のミキサ８５４−１に出力される。
【０１１９】
アッテネータ１１０は入出力のレベル差を調整するもので、調整が必要なければ必ずしも実装される必要はない。ただし、後続するローノイズアンプ１０８は非常に微弱な受信信号が入力されるため、その受信信号のダイナミックレンジの範囲内のレベルになるようにアッテネータ１１０で所定のレベルに調整される。この調整された信号は、ローノイズアンプ１０８で増幅され、この増幅された信号はスイッチ１０６を介して図２２のミキサ８５４−１に出力される。この際、複素位相はθ２−θ１＋θＬＮＡだけ回転し、振幅はＡ２倍（Ａ２は正の実数）となる。この結果、入力した信号は係数｜Ａ２｜×Ｅｘｐ｛ｊ（θ２−θ１＋θＬＮＡ）｝を乗算した信号として出力される。この係数｜Ａ２｜×Ｅｘｐ｛ｊ（θ２−θ１＋θＬＮＡ）｝を便宜上Ｆ２とする。図１に示す様に、キャリブレーションに関連した受信側の機能部分にはＡ／Ｄ変換器８５６−１が実装されており、ここで時間領域のデジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）が出力される。この、トレーニング信号に対する時間領域のデジタルベースバンド信号を記録しておく。
【０１２０】
次に、図５は、第１の実施形態におけるキャリブレーションの第３のステップの接続状態を示す図である。第１の実施形態におけるキャリブレーションの第３のステップでは、スイッチ１０５は図２２のフィルタ８１７−１からの入力を、ハイパワーアンプ１０７に出力するように設定し、スイッチ１０３はハイパワーアンプ１０７からの入力をアッテネータ１０９に出力する様に設定し、スイッチ１０４はアッテネータ１０９からの入力をローノイズアンプ１０８に出力する様に設定し、スイッチ１０６はローノイズアンプ１０８からの入力を図２２のミキサ８５４−１に出力するように設定する。この結果、信号は実線１３２で示した経路で伝送されることになる。
【０１２１】
図３と同様に、図２２のフィルタ８１７−１からは、例えばＯＦＤＭのトレーニング信号として、無線周波数ｆｃ＋ｆｋの信号Ｅｘｐ（ｊθ０）×Ｅｘｐ｛ｊ２π（ｆｃ＋ｆｋ）ｔ｝（実際には複数のサブキャリアを含む信号）が入力される。ここでも、図面上では簡単のために、第ｋサブキャリアだけに着目して記載している。この信号がスイッチ１０５に入力されると、スイッチ１０５の接続設定によりアッテネータ１１０を介してスイッチ１０４に出力され、さらにこのスイッチ１０４を介してローノイズアンプ１０８に入力され、さらにその信号はスイッチ１０６を介して図２２のミキサ８５４−１に出力される。
【０１２２】
アッテネータ１１０は入出力のレベル差を調整するもので、調整が必要なければ必ずしも実装される必要はない。ただし、前段のハイパワーアンプ１０７では高レベルの信号に増幅されており、一方で後続するローノイズアンプ１０８は非常に微弱な受信信号が入力されるため、アッテネータ１０９ではローノイズアンプのダイナミックレンジの範囲内のレベルになるようにアッテネータ１０９で所定のレベルに調整されたる。この調整された信号は、ローノイズアンプ１０８で増幅され、この増幅された信号はスイッチ１０６を介して図２２のミキサ８５４−１に出力される。この際、複素位相はθ３＋θＬＮＡ＋θＨＰＡだけ回転し、振幅はＡ３倍（Ａ３は正の実数）となる。この結果、入力した信号は係数｜Ａ３｜×Ｅｘｐ｛ｊ（θ３＋θＬＮＡ＋θＨＰＡ）｝を乗算した信号として出力される。この係数｜Ａ３｜×Ｅｘｐ｛ｊ（θ３＋θＬＮＡ＋θＨＰＡ）｝を便宜上Ｆ３とする。図１に示す様に、キャリブレーションに関連した受信側の機能部分にはＡ／Ｄ変換器８５６−１が実装されており、ここで時間領域のデジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）が出力される。この、トレーニング信号に対する時間領域のデジタルベースバンド信号を記録しておく。
【０１２３】
本発明の第１の実施形態では、以上の３つのステップを所定の時間ずつサンプリングデータを取得しながら、ステップ１→ステップ２→ステップ３の順番で連続して実施する。例えば、スイッチの切り替えに１０μｓの時間を要し、更にはトレーニング信号の周期が５０μｓであったとすると、１０μｓ＋５０μｓ＋αの時間ごとに切り替える。例えば、切り替え周期を２００μｓとする。図３から図５の説明では、デジタルサンプリング信号は接続ごとに個別に実施する様に説明したが、非常に短い時間でスイッチの切り替えを行う為、実際には連続のデータとして記録を行えばよい。
【０１２４】
図６は、図３から図５で取得したトレーニング信号の関係を示す図である。図６において、１５０はトレーニング信号列、１５１は図３で示したステップ１で取得した１周期分のトレーニング信号、１５２は図４で示したステップ２で取得した１周期分のトレーニング信号、１５３は図５で示したステップ３で取得した１周期分のトレーニング信号、１５４はステップ１のデータ収集期間、１５５はステップ２のデータ収集期間、１５５はステップ３のデータ収集期間を示す。図６に示す様に、所定のタイミングからステップ１のデータの取得（データ収集期間１５４）を実施し、スイッチ切り替え期間の後にステップ２のデータの取得（データ収集期間１５５）を実施し、更にスイッチ切り替え期間の後にステップ３のデータの取得（データ収集期間１５６）を実施する。
【０１２５】
トレーニング信号１５０は、ステップ１からステップ３のデータ収集期間１５４〜１５６よりも十分短い周期性をもつ信号である。ここで、データ収集期間１５４内の任意のタイミングから１周期分のトレーニング信号１５１を切り出し、この周期性の整数倍の後ろのタイミングで且つデータ収集期間１５５内に１周期分が完全に含まれるタイミングで同じく１周期分のトレーニング信号１５２を切り出す。同様に、この周期性の整数倍の後ろのタイミングで且つデータ収集期間１５５内に１周期分が完全に含まれるタイミングで同じく１周期分のトレーニング信号１５３を切り出す。これらは異なる時刻で取得されたサンプリングデータであるが、トレーニング信号の周期性から、上述の初期位相に相当する係数Ｅｘｐ（ｊθ０）は同じ値となることが期待される。これらの性質を利用し、Ｆ２をＦ１で除算した値からＥｘｐ｛ｊ（θ２−θ１＋θＬＮＡ）｝が算出でき、Ｆ３をＦ２で除算した値によりＥｘｐ｛ｊ（θ３−θ２＋θθＨＰＡ）｝が算出できる。
【０１２６】
ここで、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔから出力されたサンプリングデータを基に、図６に示す様にして得られた１周期分のデータに対し、第ｊステップの第ｋサンプルのサンプリングデータをｙｊ（ｋ）と置くことにする。これにより、以下の式（６）及び（７）で各値が求まる。
【０１２７】
【数６】
2019029706.tif 000008
【０１２８】
【数７】
2019029706.tif 000009
【０１２９】
なお、ここで得られた結果には、θ２及びθ３が含まれており、厳密にはθＬＮＡ及びθＨＰＡの値そのものではない。しかし、このθ２及びθ３は配線の経路長などにより決まる値であり、時間的な変動はないため、ある基準となる時点で求めたＥｘｐ｛ｊ（θ２−θ１＋θＬＮＡ）｝やＥｘｐ｛ｊ（θ３−θ２＋θＨＰＡ）｝からのθＬＮＡ及びθＨＰＡの変動量を把握するには十分である。ここで、このθ２及びθ３の値は配線の経路長の設計により値を推定することも可能である。ないしは、工場出荷時に装置データとして、これらの値に関する情報を取得しておけば、その際の値との比較から、移相器に設定すべき値についても判断することが可能になる。
【０１３０】
図７及び図８は、工場出荷時に行うキャリブレーションの基本情報取得の概要を示す図である。図７及び図８において、１１２は受信器、１１３は送信機を表す。また、１０１から１１１に示す各機能ブロックは、上述の図２と同様であり、二つのキャリブレーション対応増幅回路３０１−１〜３０１−２及びそれに付随する送信アンテナ１０１−１〜１０１−２及び受信アンテナ１０２−１〜１０２−２を示している。便宜上、ここには二つのキャリブレーション対応増幅回路３０１に含まれる回路しか図示していないが、実際には多数のアンテナ素子を実装することになるので、すべてのアンテナ素子に対して基準アンテナ（例えばここでは送信アンテナ１０１−１、受信アンテナ１０２−１を基準アンテナとする）と、他のアンテナ素子との間で同様の処理を行う。また図には示していないが、例えば電波暗室や暗箱などの様に、反射波の影響を排除し、正面方向からの直接波のみを抽出しやすい環境でキャリブレーションの基本情報取得の試験を行うものとする。また、送信アンテナ１０１−１〜１０１−２、受信アンテナ１０２−１〜１０２−２を取り外し可能であるならば、各アンテナ素子を取り外し、同軸ケーブルや導波管などで接続して同様の処理を行っても構わない。
【０１３１】
このキャリブレーションの基本情報取得の試験において、キャリブレーション対応増幅回路３０１の送信側から信号を送信する場合には、スイッチ１０５はフィルタ８１７とハイパワーアンプ１０７を接続し、スイッチ１０３はハイパワーアンプと送信アンテナ１０１を接続するように切り替える。逆に、送信を行わない場合には、スイッチ１０５はフィルタ８１７とハイパワーアンプ１０７を接続する以外の接続を、スイッチ１０３はハイパワーアンプと送信アンテナ１０１を接続する以外の接続となるように切り替えることも好ましい。同様に、キャリブレーション対応増幅回路３０１の受信側で信号を受信する場合には、スイッチ１０４は受信アンテナ１０２とローノイズアンプ１０８を接続し、スイッチ１０６はロ−ノイズアンプ１０８とミキサ８５４を接続するように切り替えておく。逆に、受信を行わない場合には、スイッチ１０４は受信アンテナ１０２とローノイズアンプ１０８を接続する以外の接続を、スイッチ１０６はロ−ノイズアンプ１０８とミキサ８５４を接続する以外の接続となるように切り替えておくことも好ましい。
【０１３２】
以下、キャリブレーション係数の取得処理に関する説明を行う。まず先に、送信側の処理について説明する。上述の説明ではスイッチ１０３及び１０５の接続により片方の送信アンテナ１０１のみから信号が送信される設定にするように説明したが、キャリブレーション対応増幅回路３０１よりも前段にスイッチが実装されていて、任意の送信アンテナにおける信号の送信のＯＮ／ＯＦＦを切り替えられる構成としても構わない。実際には二つではなく多数の送信アンテナ１０１を実装しているので、同時にすべての送信アンテナ１０１から送信するのではなく、ひとつの送信アンテナ１０１からしかトレーニング信号を送信せず、途中で送信するアンテナを切り替え、多数の送信アンテナ１０１に対して順番にキャリブレーション処理を行う。
【０１３３】
以下の説明では、代表的に送信アンテナ１０１−１と１０１−２に着目し、基準となる送信アンテナ（例えば１０１−１）からトレーニング信号を送信し、途中でその送信信号を他の送信アンテナ（例えば１０１−２）に切り替え、その切り替えを何らかの方法で受信機１１２側で把握できるようにすることで、その切り替えタイミングの前後のサンプリング信号に対する相関から相対的な位相関係を取得する方法について説明する。
【０１３４】
具体的には、キャリブレーション対応増幅回路３０１にて適宜スイッチを切り替え、連続して受信機１１２で受信した信号に対し、図６に示したのと同様にトレーニング信号の周期性を利用して、周期性を保った受信トレーニング信号のサンプリングデータを切り出し、同一のトレーニング信号の受信時の複素位相の回転状況を把握する。送信アンテナ１０１−１に対する受信トレーニング信号の第ｋサンプリングデータをｘ１（ｋ）、送信アンテナ１０１−２に対する受信トレーニング信号の第ｋサンプリングデータをｘ２（ｋ）とすれば、これは式（５）と全く同様であるが、送信アンテナ１０１−１及び１０１−２の複素位相差は以下の式（８）で求まる。
【０１３５】
【数８】
2019029706.tif 000010
【０１３６】
この複素数から複素位相ΔθＴｘ（２）を算出する。これは、図７に示す様にスイッチ１０５−１、ハイパワーアンプ１０７−１、スイッチ１０３−１、送信アンテナ１０１−１を経由して送信された信号に対し、スイッチ１０５−２、ハイパワーアンプ１０７−２、スイッチ１０３−２、送信アンテナ１０１−２を経由して送信された信号が受信機１１２にて受信される際に、ΔθＴｘ（２）だけ異なっていることを示している。このとき、スイッチ１０５−２に入力される信号にキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθＴｘ（２））を乗算した信号が入力されると、受信機１１２側において送信アンテナ１０１−１を経由して送信された信号と送信アンテナ１０１−２を経由して送信された信号の複素位相が揃うことになる。ここで、上記の試験に合わせて図３〜図５に示す３つのステップによりＥｘｐ｛ｊ（θ３−θ２＋θＨＰＡ）｝を合わせて取得したとする。この際、仮にハイパワーアンプ１０７−１に付随する複素位相が（θ３（１）−θ２（１）＋θＨＰＡ（１））、ハイパワーアンプ１０７−２に付随する複素位相が（θ３（２）−θ２（２）＋θＨＰＡ（２））であったとする。この処理により得られる情報として、送信アンテナ１０１−１に関しては複素位相（θ３（１）−θ２（１）＋θＨＰＡ（１））、送信アンテナ１０１−１に関しては複素位相（θ３（２）−θ２（２）＋θＨＰＡ（２））及びΔθＴｘ（２）を記録しておく。サービス運用中の送信側のキャリブレーションにおいては、これらの情報を活用することになる。
【０１３７】
サービス運用中にも、同様に図３〜図５に示す３つのステップにより、ハイパワーアンプ１０７−１に付随する複素位相（θ’３（１）−θ’２（１）＋θ’ＨＰＡ（１））、ハイパワーアンプ１０７−２に付随する複素位相（θ’３（２）−θ’２（２）＋θ’ＨＰＡ（２））を定期的に取得する。この時、θ’ＨＰＡ（２）及びθ’ＨＰＡ（２）が時間と共に変動していたとしても、それぞれの複素位相の増減分だけキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｔｘ（２））のΔθ’Ｔｘ（２）をΔθＴｘ（２）に対し補正してやれば、二つの送信アンテナ１０１−１及び１０１−２の複素位相が揃うことになる。具体的には、適切なキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｔｘ（２））の複素位相Δθ’Ｔｘ（２）は以下の式（９）で表される。
【０１３８】
【数９】
2019029706.tif 000011
【０１３９】
ここでは基準アンテナを送信アンテナ１０１−１とし、この基準アンテナにはキャリブレーションを施さない場合の説明であるが、この場合には、送信アンテナ１０１−２に関するキャリブレーションにおいても送信アンテナ１０１−１に関するキャリブレーションの情報が必要となるため、各アンテナ素子で閉じてキャリブレーションを実施するために、これを以下の様に変更することも可能である。
【０１４０】
【数１０】
2019029706.tif 000012
【０１４１】
【数１１】
2019029706.tif 000013
【０１４２】
この様にして求めたキャリブレーション係数を、送信アンテナ１０１−１側の送信信号においてはキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｔｘ（１））を乗算（または乗算と等価な処理）し、送信アンテナ１０１−２側の送信信号においてはキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｔｘ（２））を乗算（または乗算と等価な処理）すれば、適切な送信ウエイトの処理が実施可能である。式（１１）には送信アンテナ１０１−２を第２アンテナ素子として表記したが、第ｊアンテナ素子であればキャリブレーション対応増幅回路３０１−１とキャリブレーション対応増幅回路３０１−ｊとの間で式（１１）と同様にΔθ’Ｔｘ（ｊ）を算出し、キャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｔｘ（ｊ））を乗算（または乗算と等価な処理）すればよい。以上が送信側の説明である。
【０１４３】
次に、図８を用いて受信側のキャリブレーション処理の説明を行う。簡単のため、同時にすべての受信アンテナ１０２にて受信するのではなく、ひとつの受信アンテナ１０２でのみトレーニング信号を受信し、途中で受信するアンテナを切り替え、多数の送信アンテナ１０１に対して順番にキャリブレーション処理を行う場合について説明する。以下の説明では、多数の受信アンテナ１０２を実装しているうちの二つの受信アンテナ１０２−１及び１０２−２に着目し、基準となる受信アンテナ（例えば１０２−１）で先にトレーニング信号を受信し、途中で受信アンテナ１０２−２に切り替え、その切り替えタイミングをキャリブレーションを行う無線通信装置内の何らかの方法で把握できるようにすることで、その切り替えタイミングの前後のサンプリング信号に対する相関から相対的な位相関係を取得する。この場合も同様に、受信アンテナ１０２−１における受信トレーニング信号の第ｋサンプリングデータをｘ１（ｋ）、受信アンテナ１０２−２における受信トレーニング信号の第ｋサンプリングデータをｘ２（ｋ）とすれば、これは式（８）と同様に受信アンテナ１０２−１及び１０２−２の複素位相差を求めることが可能である。
【０１４４】
【数１２】
2019029706.tif 000014
【０１４５】
この複素数から複素位相ΔθＲｘ（２）を算出する。これは図８に示す様に、送信機１１３から送信したトレーニング信号が受信アンテナ１０２−１、スイッチ１０４−１、ローノイズアンプ１０８−１、スイッチ１０６−１を経由して受信された信号に対し、受信アンテナ１０２−２、スイッチ１０４−２、ローノイズアンプ１０８−２、スイッチ１０６−２を経由して受信された信号が、相対的な複素位相としてΔθＲｘ（２）だけ異なっていることを示している。このとき、スイッチ１０６−２から出力される信号にキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθＲｘ（２））を乗算することで、送信機１１３から送信した信号が受信アンテナ１０２−１を経由して受信された信号と、受信アンテナ１０２−２を経由して受信された信号との間で複素位相が揃うことになる。
【０１４６】
ここで、上記の試験に合わせて図３〜図５に示す３つのステップによりＥｘｐ｛ｊ（θ２−θ１＋θＬＮＡ）｝を合わせて取得したとする。この際、仮にローノイズアンプ１０８−１に付随する複素位相が（θ２（１）−θ１（１）＋θＬＮＡ（１））、ローノイズアンプ１０８−２に付随する複素位相が（θ２（２）−θ１（２）＋θＬＮＡ（２））であったとする。この処理により得られる情報として、受信アンテナ１０２−１に関しては複素位相（θ２（１）−θ1（１）＋θＬＮＡ（１））、受信アンテナ１０２−１に関しては複素位相（θ２（２）−θ１（２）＋θＬＮＡ（２））及びΔθＲｘ（２）を記録しておく。サービス運用中の受信側のキャリブレーションにおいては、これらの情報を活用することになる。
【０１４７】
サービス運用中にも、同様に図３〜図５に示す３つのステップにより、ローノイズアンプ１０８−１に付随する複素位相（θ’２（１）−θ１（１）＋θ’ＬＮＡ（１））、ローノイズアンプ１０８−２に付随する複素位相（θ’２（２）−θ１（２）＋θ’ＬＮＡ（２））を定期的に取得する。この時、θ’ＬＮＡ（１）及びθ’ＬＮＡ（２）が時間と共に変動していたとしても、それぞれの複素位相の増減分だけキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｒｘ（２））のΔθ’Ｒｘ（２）をΔθＲｘ（２）に対し補正してやれば、二つの受信アンテナ１０２−１及び１０２−２の複素位相が揃うことになる。具体的には、適切なキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｒｘ（２））の複素位相Δθ’Ｒｘ（２）は以下の式（１３）で表される。
【０１４８】
【数１３】
2019029706.tif 000015
【０１４９】
ここでは基準アンテナを受信アンテナ１０２−１とし、この基準アンテナにはキャリブレーションを施さない場合の説明であるが、この場合には、受信アンテナ１０２−２に関するキャリブレーションにおいても受信アンテナ１０２−１に関するキャリブレーションの情報が必要となるため、各アンテナ素子で閉じてキャリブレーションを実施するために、これを以下の式（１４）及び（１５）の様に変更することも可能である。
【０１５０】
【数１４】
2019029706.tif 000016
【０１５１】
【数１５】
2019029706.tif 000017
【０１５２】
この様にして求めたキャリブレーション係数を、受信アンテナ１０２−１側の受信信号においてはキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｒｘ（１））を乗算（または乗算と等価な処理）し、受信アンテナ１０２−２側の受信信号においてはキャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｒｘ（２））を乗算（または乗算と等価な処理）すれば、適切な受信ウエイトの処理が実施可能である。式（１５）には受信アンテナ１０２−２を第２アンテナ素子として表記したが、第ｊアンテナ素子であればキャリブレーション対応増幅回路３０１−１とキャリブレーション対応増幅回路３０１−ｊとの間で式（１５）と同様にΔθ’Ｒｘ（ｊ）を算出し、キャリブレーション係数Ｅｘｐ（−ｊΔθ’Ｒｘ（ｊ））を乗算（または乗算と等価な処理）すればよい。以上が受信側の説明である。
この様にすることで、例えば見通し波が支配的な環境で、真正面方向からの信号を受信したとすると、各受信アンテナでは伝搬路上の経路長差は無視可能であり、各受信アンテナ１０２で受信した信号が概ね複素位相が揃った状況として扱うことが可能になる。
【０１５３】
例えば、図８に示す工場出荷時に行うキャリブレーションの基本情報取得において、ローノイズアンプ１０８−１に付随する複素位相（θ２（１）−θ１（１）＋θＬＮＡ（１））が＋π／３、ローノイズアンプ１０８−２に付随する複素位相（θ２（２）−θ１（２）＋θＬＮＡ（２））が＋π／２、ΔθＲｘ（２）が+π／６であったとする。さらに、サービス運用中に取得したローノイズアンプ１０８−１に付随する複素位相（θ’２（１）−θ’１（１）＋θ’（１）ＬＮＡ）が＋π／２、ローノイズアンプ１０８−２に付随する複素位相（θ’２（２）−θ’１（２）＋θ’ＬＮＡ（２））が＋π／４であったとする。この場合、式（１４）によればΔθ’Ｒｘ（１）がπ／２−π／３＝π／６、式（１５）によればΔθ’Ｒｘ（２）がπ／４−π／２＋π／６＝−π／１２となる。したがって、受信アンテナ１０２−１に係るローノイズアンプ１０８−１に付随する複素位相のキャリブレーションとしてはＥｘｐ（−ｊ（π／６））を乗算、受信アンテナ１０２−２に係るローノイズアンプ１０８−２に付随する複素位相のキャリブレーションとしてはＥｘｐ（＋ｊ（π／１２））を乗算すれば良いことになる。送信側に関しても同様である。
【０１５４】
以上の説明はキャリブレーション対応増幅回路３０１に着目して説明を行ったが、無線通信装置全体としての信号の流れについて図２０及び図２１に示した非特許文献２に記載の無線通信装置を想定した場合の信号の流れについて説明を行う。背景技術の送信及び受信信号処理は、図２３に抜粋した回路を図９に拡張した回路にて説明を行うことが可能である。図９において、２０４はキャリブレーションに関連した送信側の機能部分、２０５はキャリブレーションに関連した受信側の機能部分を示す。それぞれには、Ｄ／Ａ変換器８１４−１と、ミキサ８１６−１と、フィルタ８１７−１と、アンテナ素子８１９−１と、キャリブレーション対応増幅回路３０１と、アンテナ素子８５１−１と、ミキサ８５４−１と、フィルタ８５５−１と、Ａ／Ｄ変換器８５６−１と、合成器６７１−１、分配器６７２−１、分配器６７３−１、合成器６７４−１、移相器群６８１−１（及び移相器群６８１−２〜６８１−ＮＳＤＭ）、移相器群６８２−１（及び移相器群６８２−２〜６８２−ＮＳＤＭ）、ローカル発振器８１５、分配器８９１、ローカル発振器８５３、分配器８９２、位相制御回路３０５及び３０６、スイッチ３０２−１及び３０３−１、キャリブレーション処理回路３０４が含まれている。図２３の説明と同様に、ここではＮＳＤＭ系統の信号系列をＮＡｎｔ本の送信アンテナ８１９及び受信アンテナ８５１を用いて送受信する場合について説明する。図９では、ＮＳＤＭ系統の信号系列の中の第1系列に着目し、さらにＮＡｎｔ本の送信アンテナ８１９及び受信アンテナ８５１のうちの第1番目の送信アンテナ８１９−１及び受信アンテナ８５１−１に関連した信号に着目して説明を行う。
【０１５５】
まず送信に関しては、Ｄ／Ａ変換器８１４−１には第1系統の信号系列のデジタルベースバンド信号が入力され、ここでデジタルベースバンド信号からアナログベースバンド信号に変換される。変換されたアナログベースバンド信号はミキサ８１６−１に入力され、分配器８９１で必要に応じて分配（例えばＮＳＤＭ系統に分配）されたローカル発振器８１５からのローカル信号とアナログベースバンド信号がミキサ８１６−１にて乗算され、ベースバンド信号から無線周波数の信号に周波数変換される。
【０１５６】
フィルタ８１７−１では帯域外の信号を除去し、分配器６７３−１でＮＡｎｔ本の各送信アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに対して信号を分岐する。第1の送信アンテナ素子８１９−１に関しては、これに対応し接続状態に設定されたスイッチ３０２−１を経由し、移相器群６８１−１の中の第1の送信アンテナ素子８１９−１に対応した移相器で所定の複素位相回転を施し、これを合成器６７１−１に入力する。合成器６７１−１では、複数のビームに対応したＮＳＤＭ系統の信号系列の第1の送信アンテナ素子８１９−１から送信されるべき信号が入力され、これらが合成されてキャリブレーション対応増幅回路３０１−１に入力され、適宜信号を増幅した後、送信アンテナ素子８１９−１を介して信号が送信される。
【０１５７】
スイッチ３０２−１〜３０２−ＮＡｎｔは通常運用時には常に接続状態に設定される。移相器群６８１−１から６８１−ＮＳＤＭはＮＳＤＭ系統の信号系列の第1から第ＮＳＤＭの信号系列に対する指向性ビームを個別に形成する。したがって、例えば第2の信号系列の信号で第1の送信アンテナ８１９−１から送信されるべき信号は、上述の説明と同様に合成器６７１−１に入力され、それらが合成されて送信アンテナ素子８１９−１から信号が送信される。
【０１５８】
次に受信に関しては、受信アンテナ８５１−１で受信した信号は、キャリブレーション対応増幅回路３０１−１に入力され、適宜信号を増幅した後、分配器６７２−１に入力されここでＮＳＤＭ系統に分配される。例えば、第１の信号系列の信号に関しては、ＮＳＤＭ系統に分配されたうちの１系統が移相器群６８２−１に入力され、ここで所定の複素位相の回転が施される。この信号は接続状態に設定されたスイッチ３０３−１を介して合成器６７４−１に入力され、ここで受信アンテナ８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号が合成される。
【０１５９】
合成された信号はミキサ８５４−１に入力され、分配器８９２で必要に応じて分配（例えばＮＳＤＭ系統に分配）されたローカル発振器８５３からのローカル信号と受信された無線周波数の信号がミキサ８５４−１にて乗算され、無線周波数の信号からベースバンド周波数の信号に周波数変換される。この信号はフィルタ８５５−１で帯域外の信号を除去し、Ａ／Ｄ変換器８５６−１にてアナログベースバンド信号からデジタルベースバンド信号に変換され出力される。スイッチ３０３−１〜３０３−ＮＡｎｔは通常運用時には常に接続状態に設定される。
【０１６０】
移相器群６８２−１から６８２−ＮＳＤＭはＮＳＤＭ系統の信号系列の第1から第ＮＳＤＭの信号系列に対する指向性ビームを個別に形成する。したがって、例えば第2の信号系列の信号で第1の受信アンテナ８５１−１にて受信された信号は、上述の説明と同様に分配器６７２−１にて分配され、それらが移相器群６８２−２にて第２の信号系列のビームに対応した所定の複素位相回転が施される。
【０１６１】
以上は通常運用モードの説明である。スイッチ３０２−１〜３０２−ＮＡｎｔ及びスイッチ３０３−１〜３０３−ＮＡｎｔは、各移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ及び各移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭに設定すべき複素位相回転量の推定時、及びキャリブレーション処理を行う場合には、必要に応じて接続状態と非接続状態（ＯＮとＯＦＦ）を切り替える。各移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ及び各移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭに設定すべき複素位相回転量の推定時の詳細は非特許文献２に記載のとおりである。この非特許文献２では回路構成に関する幾つかのバリエーションが示されており、非特許文献２に示す技術では必ずしもスイッチ３０２−１〜３０２−ＮＡｎｔは必須ではない。
【０１６２】
次に、キャリブレーション処理時の処理について説明する。図３から図５にて説明したキャリブレーションを実施する際には、図には記載されていない送信信号処理回路等で生成されたデジタルベースバンドのトレーニング信号がＤ／Ａ変換器８１４に入力される。すなわち、図９に示すデジタルベースバンド信号入力及び出力とは、このトレーニング信号の入出力に対応し、キャリブレーション処理中は同一の信号の送受信を継続する。このトレーニング信号は、チャネル推定を行うための信号であっても良いし、単なる正弦波信号（例えばＯＦＤＭであれば一つのサブキャリアの信号、シングルキャリアであれば同一信号の繰り返し）であっても構わない。図３から図５に示すループバックで得られるデジタルベースバンド信号の相関を算出する上では、相関を算出可能な連続信号であれば如何なる信号であっても構わない。
【０１６３】
本発明においては、キャリブレーション時にはＮＳＤＭ系統のＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１６−ＮＳＤＭにて生成されるアナログベースバンド信号の全て又はその一部を用い、キャリブレーション対応増幅回路３０１−１〜３０１−ＮＡｎｔにてループバックを行い、ＮＳＤＭ系統のＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＳＤＭの全て又はその一部を用い、デジタルベースバンド信号を生成してキャリブレーションを実施する。以下、１からＮＡｎｔのいずれかの整数ｋ、及び１からＮＳＤＭのいずれかの整数ｋ’として説明を行う。
【０１６４】
まず、キャリブレーションの際に必要となるスイッチ３０２−１、３０３−１は幾つかのバリエーションが存在する。例えば、全てのアンテナ素子におけるキャリブレーション対応増幅回路３０１−１〜３０１−ＮＡｎｔにて、第１系統のＤ／Ａ変換器８１４−１が生成したアナログベースバンド信号を起点としてキャリブレーション対応増幅回路３０１−１〜３０１−ＮＡｎｔにてループバックを行い、第１系統のＡ／Ｄ変換器８５６−１に戻してデジタルベースバンド信号を取得し、これを基にキャリブレーションを実施する場合には、第１系統のＤ／Ａ変換器８１４−１に対応付けられた第１系統の分配器６７３−１にて全アンテナ素子に対応したＮＡｎｔ系統の信号に分配され、この分配されたＮＡｎｔ系統のうちのいずれか１系統のみがループバックするように、ＮＡｎｔ個のスイッチ３０２−１〜３０２−ＮＡｎｔのいずれかひとつのみが接続状態（ＯＮ状態）、及び同時にＮＡｎｔ個のスイッチ３０３−１〜３０３−ＮＡｎｔのいずれかひとつのみが接続状態となるように設定する。例えば、スイッチスイッチ３０２−ｋ及び３０３−ｋのみが接続状態の場合には、第ｋアンテナ素子に対応するキャリブレーション対応増幅回路３０１−ｋにてループバックを行い、キャリブレーション対応増幅回路３０１−ｋのキャリブレーション処理を行う構成としても良い。
【０１６５】
一方、キャリブレーションに用いるトレーニング信号のアナログベースバンド信号の生成源となり得るＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＳＤＭはＮＳＤＭ個あるので、これらを同時に利用して、一度にＮＳＤＭ系統のキャリブレーション対応増幅回路３０１に対して一括してキャリブレーション情報を取得する処理を実施することも可能である。この場合には、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭのそれぞれにおいて、分配器６７３−ｋ’のＮＡｎｔ系統の出力点に対応したスイッチ３０２−１〜３０２−ＮＡｎｔを設け、このうちのひとつのスイッチ３０２−ｋのみが接続状態になるようにする。
【０１６６】
また同時に、その接続状態に対応して、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭのそれぞれにおいて、合成器６７３−ｋ’のＮＡｎｔ系統の入力点に対応したスイッチ３０３−１〜３０３−ＮＡｎｔを設け、このうちのひとつのスイッチ３０３−ｋのみが接続状態になるようにする。この結果、第ｋ’系統のＤ／Ａ変換器８１４−ｋ’で生成したアナログベースバンド信号は分配器６７３−ｋ’にてＮＡｎｔ系統に分岐され、そのうちの第ｋ系統のスイッチ３０２−ｋのみを接続状態とすることで移相器群６８１−ｋ’、合成器６７１−ｋを経由し、キャリブレーション対応増幅回路３０１―ｋでループバックを行い、分配器６７２−ｋにてＮＳＤＭ系統に信号分配を行い、第ｋ’系統の合成器６７４−ｋ’のＮＡｎｔ系統の入力のうちの第ｋ系統に対応するスイッチ３０３−ｋのみを接続状態とし、この結果、移相器群６８２−ｋ’を経由した信号のみを合成器６７４−ｋ’では抽出し、これをミキサ８５４−ｋ’で無線周波数からベースバンド信号に周波数変換し、フィルタ８５５−ｋ’では帯域外信号を抑圧し、これをＡ／Ｄ変換器８５６−ｋ’に入力してここでデジタルベースバンド信号を生成する。この様にして、Ａ／Ｄ変換器８５６−ｋ’からループバックされた信号のデジタルベースバンド信号を出力する。このスイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態を適宜切り替えながら、全てのキャリブレーション対応増幅回路３０１−１〜３０１−ＮＡｎｔに対してキャリブレーション処理を順番に実施する。
【０１６７】
最終的にＡ／Ｄ変換器８５６−ｋ’から出力されるデジタルベースバンド信号について説明する。このデジタルベースバンド信号は、キャリブレーション処理回路３０４にも分岐して出力され、キャリブレーション処理回路３０４では図３から図６で説明した手順で、ハイパワーアンプ１０７−１に付随する複素位相（θ’（１）３−θ’（１）２＋θ’（１）ＨＰＡ）、ハイパワーアンプ１０７−２に付随する複素位相（θ’（２）３−θ’（２）２＋θ’（２）ＨＰＡ）等、及びローノイズアンプ１０８−１に付随する複素位相（θ’２（１）−θ’１（１）＋θ’ＬＮＡ（１））、ローノイズアンプ１０８−２に付随する複素位相（θ’２（２）−θ’１（２）＋θ’ＬＮＡ（２））等を定期的に取得し、これらを基に式（１０）、式（１１）、式（１４）、式（１５）等を順次求め、この情報を位相制御回路３０５及び３０６にフィードバックし、位相制御回路３０５及び３０６で行う複素位相のキャリブレーションに伴う補正処理を行う。
【０１６８】
なお、分配器６７３−ｋ’では複数のアンテナ素子に信号が分配されるため、それぞれがキャリブレーション対応増幅回路３０１−ｋに対応した合成器６７１−ｋを経由してキャリブレーション対応増幅回路３０１−ｋに入力され、ここでループバックされた信号が分配器６７３−ｋを経由して合成器６７４−ｋ’に戻され、これが最終的にＡ／Ｄ変換器８５６−ｋ’から出力され、デジタルベースバンド信号が同様にキャリブレーション処理回路３０４に入力され、同様の信号処理を行う。この様にして、個別のアンテナ素子のキャリブレーションを実施する。
【０１６９】
なお、キャリブレーション対応増幅回路３０１−１〜３０１−ＮＡｎｔで行うキャリブレーション処理において、式（１０）、式（１１）、式（１４）、式（１５）は独立の式であり、図３から図５の３つの係数の取得は短時間に実施しなければならないが、異なるキャリブレーション対応増幅回路３０１では異なる時刻に全く独立に実施して構わない。例えば、１秒間に１回の割合でデータ通信の空き時間を確保し、キャリブレーション対応増幅回路３０１−１〜３０１−ＮＡｎｔのキャリブレーションをＮＡｎｔ秒かけて順番に実施しても構わない。また、常時キャリブレーションを継続する必要もなく、例えば３０分に１回の割合でＮＡｎｔ秒ずつのキャリブレーションを実施しても構わない。同様に、ＮＳＤＭ系統のキャリブレーションを同時に行う場合には、ＮＡｎｔ／ＮＳＤＭ回に分けてキャリブレーションを行うこととしても良い。
【０１７０】
以上のように構成された無線通信装置によれば、経路切り替えが可能なキャリブレーション対応増幅回路を設け、経路切り替えにより、インプリシット・フィードバック技術で必要となるキャリブレーション係数を取得する。そのため、ミリ波帯においても、時間的に変動するキャリブレーション係数を取得することが可能になる。
【０１７１】
［第２の実施形態］
以下に、第２の実施形態におけるキャリブレーション処理の実現方法を説明する。第１の実施形態においては、基本的に送受信アンテナが分離実装された場合を想定して説明を行ったが、ＴＤＤスイッチを用いて送受信アンテナを共用する場合にも同様の処理を行うことは可能である。
【０１７２】
図１０は、第２の実施形態におけるキャリブレーションに関連した送信及び受信側の機能部分の概要を示す図である。図１０において、２０６はキャリブレーションに関連した機能部分を示す。本機能部分には、Ｄ／Ａ変換器８１４−１と、ミキサ８１６−１と、フィルタ８１７−１と、アンテナ素子８１９−１と、キャリブレーション対応増幅回路３０１と、アンテナ素子８１９−１（８５１−１）と、ミキサ８５４−１と、フィルタ８５５−１と、Ａ／Ｄ変換器８５６−１と、合成器６７１−１、分配器６７２−１、分配器６７３−１、合成器６７４−１、移相器群６８１−１（及び移相器群６８１−２〜６８１−ＮＳＤＭ）、移相器群６８２−１（及び移相器群６８２−２〜６８２−ＮＳＤＭ）、ローカル発振器８１５、分配器８９３、位相制御回路３０５及び３０６、スイッチ３０２−１及び３０３−１、キャリブレーション処理回路３０４、ＴＤＤスイッチ８９０が含まれている。
【０１７３】
ここで、第２の実施形態ではＴＤＤを前提としているので、アップリンクとダウンリンク（ないしはフォワードリンクとリバースリンク）で周波数が同一であり、したがってローカル発振器８１５は共用化可能であり、図面上でも共用化して示した。この場合には、ひとつのローカル発振器８１５からの出力を分配器８９３にて２×ＮＳＤＭ系統に分岐し、これらをミキサ８１６−１とミキサ８５４−１に入力する構成であっても良い。図９との差分は、図９における送信アンテナ８１９−１と受信アンテナ８５１−１が共用化され、ＴＤＤスイッチ８９０で送信と受信を切り替えている。
【０１７４】
ＴＤＤ化に伴い、図１５のＭＡＣ層処理回路６８や通信制御回路４１など、その他の付随する回路に変更が伴うかも知れないが、本発明はあくまでもキャリブレーション処理回路３０４の機能がポイントであり、キャリブレーション処理回路３０４にとってはこれらの変更点は本質的な差ではない。キャリブレーション実施における信号処理については、キャリブレーション時のループバックはＤ／Ａ変換器８１４及びＡ／Ｄ変換器８５６から見てＴＤＤスイッチ８９０の前段に位置するキャリブレーション処理回路３０４内で実施されるため、処理としては全く変更点はない。あくまでもＴＤＤスイッチ８９０の追加と送信アンテナ８１９−１と受信アンテナ８５１−１の共用化という回路構成的な差でしかない。
なお、ＴＤＤを用いる場合であっても必ずしもＴＤＤスイッチ８９０を用いた図１０の構成である必要はなく、図１０のローカル発振器８１５と分配器８９３の構成を図９に当てはめて運用しても構わない。
【０１７５】
［第３の実施形態］
以下に、第３の実施形態におけるキャリブレーション処理の実現方法を説明する。第１の実施形態における説明においては、ミキサ８１６とミキサ８５４に入力するローカル発振器８１５及び８５３を別々に記載していた。これに対し、キャリブレーション処理においてローカル発振器８１５及び８５３からの信号の複素位相の不確定性を完全に排除するために、これらを共用化することも可能である。
図１１は、第３の実施形態におけるキャリブレーションに関連した送信及び受信側の機能部分の概要を示す図である。図１１において、図９と同じ機能に関しては同一の符号を付与した。図９と図１１の差は、分配器８９１が分配器８９３に置き換えられた点、スイッチ３０７−１が追加された点、及び分配器８９２の出力がスイッチ３０７−１を介してミキサ８５４−１に入力されるように変更された点のみである。
スイッチ３０７−１は通常の通信時には分配器８９２からの信号をミキサ８５４−１に入力し、キャリブレーション処理の実施時には分配器８９３からの信号をミキサ８５４−１に入力するように接続する。
【０１７６】
例えば、ＦＤＤを想定する場合には、ローカル発振器８１５からの信号とローカル発振器８５３からの信号は周波数が異なるため、ローカル発振器８１５からの信号でアップコンバートした信号をループバックした際には、ミキサ８５４−１ではローカル発振器８１５からの信号を用いてダウンコンバートする必要がある。図１１では、スイッチ３０７−１を用いてミキサ８５４−１に入力するローカル信号を切り替えることで、これに対応可能としている。また、このスイッチ３０７−１は、ここには図示していない通信制御回路にて切り替えを管理することになる。
【０１７７】
［その他の補足事項］
以上の説明においては、簡単化のためにキャリブレーション係数を全周波数で共通の場合について示した。多くの場合、ハイパワーアンプ及びローノイズアンプでの複素位相回転量の周波数依存性は小さく、この場合には上述の様に全周波数で共通のキャリブレーション係数で処理を行っても問題はない。ただし、より精細にキャリブレーション処理を行う場合には、例えば式（６）、式（７）の処理を行う際に、それぞれ１周期分のトレーニング信号をループバックして取得した際に、取得したデジタルベースバンド信号をＦＦＴ処理し、その結果として得られたチャネル情報の複素位相を第ｊアンテナ素子の各サブキャリアに対する直接的な（θ３（ｊ）−θ２（ｊ）＋θＨＰＡ（ｊ））、（θ２（ｊ）−θ１（ｊ）＋θＬＮＡ（ｊ））の値として処理しても構わない。この場合、同様に式（８）及び式（１２）についても、同様に取得したデジタルベースバンド信号をＦＦＴ処理し、その結果として得られたチャネル情報の複素位相を第ｊアンテナ素子の各サブキャリアに対する直接的なΔθＴｘ（ｊ）、ΔθＲｘ（ｊ）の値として処理しても構わない。さらに、逐次行うキャリブレーション処理においても同様で、逐次、取得したデジタルベースバンド信号をＦＦＴ処理し、その結果として得られたチャネル情報の複素位相を第ｊアンテナ素子の各サブキャリアに対する直接的な（θ’３（ｊ）−θ’２（ｊ）＋θ’ＨＰＡ（ｊ））、（θ’２（ｊ）−θ’１（ｊ）＋θ’ＬＮＡ（ｊ））として扱い、その結果として式（１０）、式（１１）、式（１４），式（１５）のΔθ’Ｔｘ（１）、Δθ’Ｔｘ（２）、Δθ’Ｒｘ（１）、Δθ’Ｒｘ（２）の値を算出しても構わない。
この場合には、図９、図１０、図１１ではキャリブレーション処理回路３０４への信号をＡ／Ｄ変換器８５６−１から行っているが、ＦＦＴ回路８５７より入力する構成としても構わない。
【符号の説明】
【０１７８】
２１−１、２１−２、２１−３…ハイパワーアンプ
２２−１、２２−２、２２−３…ローノイズアンプ
２３−１、２３−２、２３−３…時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）
２４−１、２４−２、２４−３…アンテナ素子
２７…同軸ケーブル
３１−１〜３１−Ｎ…アンテナ素子
３２−１〜３２−Ｎ…スイッチ
３３−１〜３３−Ｎ…送信回路
３４−１〜３４−Ｎ…受信回路
３７−２〜３７−Ｎ…分岐回路
３８−２〜３８−Ｎ…分岐回路
４１、４２、４３…通信制御回路
６０…無線局装置
６１、６２、６３…送信部
６５、６６、６７…受信部
６７…インタフェース回路
６８…ＭＡＣ層処理回路
１０１、１０１−１、１０１−２…送信アンテナ
１０２、１０２−１、１０２−２…受信アンテナ
１０３、１０３−１、１０３−２…スイッチ
１０４、１０４−１、１０４−２…スイッチ
１０５、１０５−１、１０５−２…スイッチ
１０６、１０６−１、１０６−２…スイッチ
１０７、１０７−１、１０７−２…ハイパワーアンプ
１０８、１０８−１、１０８−２…ローノイズアンプ
１０８−２…ローノイズアンプ
１０９、１１０、１１１…アッテネータ
１１２…受信機
１１３…送信機
３０１−１〜３０１−ＮＡｎｔ…キャリブレーション対応増幅回路
３０２−１〜３０２−ｋ…スイッチ
３０４…キャリブレーション処理回路
３０５…位相制御回路
３０６…位相制御回路
３０７−１…スイッチ
６４２…時間軸送信ウエイト算出回路
６５７…時間軸受信ウエイト算出回路
６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ…合成器
６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ…分配器
６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭ…分配器
６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭ…合成器
６７８…位相制御回路
６８２−１〜６８１−ＮＳＤＭ…移相器群
６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ…移相器群
６８８…位相制御回路
７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭ…送信信号処理回路
７４０…送信ウエイト処理部
７４１…チャネル情報取得回路
７４２…チャネル情報記憶回路
７４３…時間軸送信ウエイト算出回路
７４４…受信ウエイト処理部
７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭ…受信信号処理回路
７４６…チャネル情報推定回路
７４７…受信ウエイト算出回路
７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭ…時間軸受信ウエイト乗算回路
７５７…時間軸受信ウエイト算出回路
７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭ…時間軸送信ウエイト乗算回路
８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭ…送信信号処理回路
８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔ…加算合成回路
８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔ…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭ…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔ…Ｄ／Ａ変換器
８１４−１〜８１４−ＮＳＤＭ…Ｄ／Ａ変換器
８１５…ローカル発振器
８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔ…ミキサ
８１６−１〜８１６−ＮＳＤＭ…ミキサ
８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔ…フィルタ
８１７−１〜８１７−ＮＳＤＭ…フィルタ
８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔ…ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔ…アンテナ素子
８４０…送信ウエイト処理部
８４１…チャネル情報取得回路
８４２…チャネル情報記憶回路
８４３…送信ウエイト算出回路
８４４…受信ウエイト処理部
８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭ…受信信号処理回路
８４６…チャネル情報推定回路
８４７…受信ウエイト算出回路
８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ…受信アンテナ
８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔ…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
８５３…ローカル発振器
８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔ…ミキサ
８５４−１〜８５４−ＮＳＤＭ…ミキサ
８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔ…フィルタ
８５５−１〜８５５−ＮＳＤＭ…フィルタ
８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔ…Ａ／Ｄ変換器
８５６−１〜８５６−ＮＳＤＭ…Ａ／Ｄ変換器
８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔ…ＦＦＴ回路
８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭ…ＦＦＴ回路
８９０…スイッチ
８９１、８９２、８９３…分配器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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