(57)【要約】      （修正有）【課題】待機時の電力消費を減らすとともに、受信時には電界伝達媒体、環境によるノイズ、波形歪みを除去し、送信時は電力を効率よく増幅して歪みの無い波形を送出して、認識率が高い電界通信トランシーバーを提供する。【解決手段】電界通信トランシーバー１は、送信側電界通信信号を電界伝達媒体２を介して受信した受信信号の搬送波や変調信号を他の搬送波や信号と判別して当該受信信号を間欠動作しながら検出する受信信号検出回路１０と、受信信号検出回路１０が前記受信信号を検出した時のみ受信復調回路３０にクロックを供給する電力制御回路２０と、電力制御回路２０により動作し、前記受信信号を復調する受信信号復調回路３０と、データを送信信号として変調する送信信号変調回路５０と、前記送信信号を増幅するための送信信号増幅回路６０と、送信信号増幅回路６０に電界通信に必要な電圧を供給する電圧変換回路７０とから構成される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側電界通信信号を電界伝達媒体を介して受信した受信信号の搬送波や変調信号を他の搬送波や信号と判別して当該受信信号を間欠動作しながら検出する受信信号検出回路と、
受信信号検出回路が前記受信信号を検出した時のみ受信復調回路にクロックを供給する電力制御回路と、
前記電力制御回路により動作し、前記受信信号を復調する受信信号復調回路と、
データを送信信号として変調する送信信号変調回路と、
前記送信信号を増幅するための送信信号増幅回路と、
前記送信信号増幅回路に電界通信に必要な電圧を供給する電圧変換回路と、
を備えたことを特徴とする電界通信トランシーバー。
【請求項２】
前記受信信号検出回路は、信号のエッジを取り出すエッジ検出回路、ゲート信号によって開かれた一定の時間内の信号のエッジ数をカウントするカウンタ、上限値コンパレータ及び下限値コンパレータを備えており、当該上限値コンパレータ及び下限値コンパレータの範囲内の前記カウントされたエッジ数を有する搬送波を検出した場合に、前記受信信号復調回路にクロックを供給して動作させること、
を特徴とする請求項１に記載の電界通信トランシーバー。
【請求項３】
前記受信信号復調回路は、信号波の歪みのない期間を複数検出するとともに、当該各期間の間隔及びあらかじめ判明している変調時間から位相変化点を算出して検出し復調すること、
を特徴とする請求項１又は２に記載の電界通信トランシーバー。
【請求項４】
前記受信信号復調回路はアナログ／デジタルコンバータ、エッジ検出・クロック抽出回路、位相検出回路及び複数のレジスタ部を備え、
前記アナログ／デジタルコンバータは、前記受信信号をデジタル信号に変換し、
前記エッジ検出・クロック抽出回路はデジタル信号に変換された前記受信信号の正負の信号のピークを１クロック前の受信信号との差分により求め、それに同期した受信クロックを作成するとともに、当該受信クロックを整数倍して動作させること、
前記位相検出回路は、前記整数倍した受信クロックで自走させたカウンタと当該受信クロックでサンプリングした値により位相値を決定すること、
前記複数のレジスタ部には、前記位相検出回路にて決定された位相値が前記受信クロックごとにそれぞれ入力され、いずれかのレジスタ部で位相が変化した点を位相変化点として求め、位相変化点が発生する搬送波のシンボル数ごとにデジタル信号を復調させること、
を特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の電界通信トランシーバー。
【請求項５】
前記送信信号増幅回路は、ブリッジ構造のＥ級増幅回路として構成されること、
を特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の電界通信トランシーバー。
【請求項６】
前記送信信号増幅回路は、上段のトランジスタＴ１、Ｔ３と下段のトランジスタＴ２、Ｔ４とを有し、制御信号Ｄ、Ｅは、前記上段のトランジスタＴ１と前記下段のトランジスタＴ２とに貫流電流が流れないようにドライブされ、制御信号Ｆ、Ｇは、前記上段のトランジスタＴ３と前記下段のトランジスタＴ４とに貫流電流が流れないようにドライブされるよう構成されること、
を特徴とする請求項５に記載の電界通信トランシーバー。
【請求項７】
前記送信信号増幅回路の出力電圧は、電極両端で１．５倍から２倍に増幅されること、
を特徴とする請求項５又は６に記載の電界通信トランシーバー。
【請求項８】
前記電圧変換回路は、周波数を変更できるチャージポンプ回路で構成され、入力周波数を変更してその出力電圧を可変し、負荷に適応したドライブを可能にすること、
を特徴とする請求項１から７までのいずれか１項に記載の電界通信トランシーバー。
【請求項９】
前記電圧変換回路は、前記送信信号増幅回路に対して正負又は２種類の電圧を供給すること、
を特徴とする請求項８に記載の電界通信トランシーバー。
【請求項１０】
前記電圧変換回路のチャージポンプ回路は２回路形成され、一方の回路の出力電圧をプラスとし他方の回路の出力電圧をマイナスとする、又は双方の回路の出力電圧を加算すること、
ことを特徴とする請求項８又は９に記載の電界通信トランシーバー。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電界伝達媒体に電界を誘起して電界通信を行う電界通信トランシーバーに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電界通信トランシーバーを携帯し、送信すべき情報に基づく電界を電界伝達媒体（例えば人体などの生体）に誘起させ、この誘起した電界を用いて情報の送受信を電界伝達媒体を介して行う電界通信トランシーバーによる情報の送受信方法が種々提案されている。
【０００３】
この種の電界通信トランシーバーにおいては、待機時の消費電力を減らし、電界伝達媒体・環境によるノイズ、波形の歪みを除去し、送信時には電界伝達媒体の影響による歪みの無い波形を送出することが課題となっていた（例えば特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１８００９６
【０００５】
すなわち、従来の電界通信トランシーバーでは、受信時にアナログ部分とデジタル部分を両方動作させるために、低電力化しても待機時間が長いと結果的に多くの電力を消費していた。
【０００６】
また、電界通信においては、位相変調を用いる事が多く、復調は同期検波方式で行われていた。同期検波方式は受信信号と抽出した搬送波信号をデジタル的に乗算して復調するが、抽出搬送波の作成に位相同期ループ（ＰＬＬ）を使用していた。しかし環境ノイズの多い電界通信においては位相同期ループが正確な搬送波にロックせず、信号が復調できないケースが多かった。
【０００７】
さらに、信号変調後の増幅回路においては３Ｖ程度の電池電圧から電界通信で使用する20Ｖ程度まで電圧を上昇させるためにリアクタンスを用いた増圧回路などを使用していたが回路的にＱ値が高くて歪みが多く、負荷によって電圧降下を起こし、信号の認識率が低下していた。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、待機時の電力消費を減らすとともに、受信時には電界伝達媒体、環境によるノイズ、波形歪みを除去し、送信時は電力を効率よく増幅して歪みの無い波形を送出して、認識率が高い携帯型電界通信トランシーバーを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため、本発明に係る電界通信トランシーバー第１の特徴は、送信側電界通信信号を電界伝達媒体を介して受信した受信信号の搬送波や変調信号を他の搬送波や信号と判別して当該受信信号を間欠動作しながら検出する受信信号検出回路と、受信信号検出回路が前記受信信号を検出した時のみ受信復調回路にクロックを供給する電力制御回路と、前記電力制御回路により動作し、前記受信信号を復調する受信信号復調回路と、データを送信信号として変調する送信信号変調回路と、前記送信信号を増幅するための送信信号増幅回路と、前記送信信号増幅回路に電界通信に必要な電圧を供給する電圧変換回路と、を備えたことにある。
【００１０】
また、本発明に係る電界通信トランシーバーの第２の特徴は、前記第１の特徴における前記受信信号検出回路が、信号のエッジを取り出すエッジ検出回路、ゲート信号によって開かれた一定の時間内の信号のエッジ数をカウントするカウンタ、上限値コンパレータ及び下限値コンパレータを備えており、当該上限値コンパレータ及び下限値コンパレータの範囲内の前記カウントされたエッジ数を有する搬送波を検出した場合に、前記受信信号復調回路にクロックを供給して動作させること、にある。
【００１１】
さらに、本発明に係る電界通信トランシーバーの第３の特徴は、前記第１又は第２の特徴における前記受信信号検出回路が、信号波の歪みのない期間を複数検出するとともに、当該各期間の間隔及びあらかじめ判明している変調時間から位相変化点を算出して検出し復調すること、にある。
【００１２】
さらにまた、本発明に係る電界通信トランシーバーの第４の特徴は、前記第１から第３までのいずれかの特徴における前記受信信号復調回路が、アナログ／デジタルコンバータ、エッジ検出・クロック抽出回路、位相検出回路及び複数のレジスタ部を備え、前記アナログ／デジタルコンバータは、前記受信信号をデジタル信号に変換し、前記エッジ検出・クロック抽出回路はデジタル信号に変換された前記受信信号の正負の信号のピークを１クロック前の受信信号との差分により求め、それに同期した受信クロックを作成するとともに、当該受信クロックを整数倍して動作させること、前記位相検出回路は、前記整数倍した受信クロックで自走させたカウンタと当該受信クロックでサンプリングした値により位相値を決定すること、及び前記複数のレジスタ部には、前記位相検出回路にて決定された位相値が前記受信クロックごとにそれぞれ入力され、いずれかのレジスタ部で位相が変化した点を位相変化点として求め、位相変化点が発生する搬送波のシンボル数ごとにデジタル信号を復調させること、にある。
【００１３】
また、本発明に係る電界通信トランシーバーの第５の特徴は、前記第１から第４までのいずれかの特徴における前記送信信号増幅回路が、ブリッジ構造のＥ級増幅回路として構成されること、にある。
【００１４】
さらに、本発明に係る電界通信トランシーバーの第６の特徴は、前記第５の特徴における前記送信信号増幅回路が、上段のトランジスタＴ１、Ｔ３と下段のトランジスタＴ２、Ｔ４とを有し、制御信号Ｄ、Ｅは、前記上段のトランジスタＴ１と前記下段のトランジスタＴ２とに貫流電流が流れないようにドライブされ、制御信号Ｆ、Ｇは、前記上段のトランジスタＴ３と前記下段のトランジスタＴ４とに貫流電流が流れないようにドライブされるよう構成されること、にある。
【００１５】
また、本発明に係る電界通信トランシーバーの第７の特徴は、前記第５の特徴における前記送信信号増幅回路が、前記第５又は第６の特徴における前記送信信号増幅回路の出力電圧が、電極両端で１．５倍から２倍に増幅されること、にある。
【００１６】
さらに、本発明に係る電界通信トランシーバーの第８の特徴は、前記第１から第７までのいずれかの特徴における前記電圧変換回路が、周波数を変更できるチャージポンプ回路で構成され、入力周波数を変更してその出力電圧を可変し、負荷に適応したドライブを可能にすること、にある。
【００１７】
さらにまた、本発明に係る電界通信トランシーバーの第９の特徴は、前記第８の特徴における前記電圧変換回路が、前記送信信号増幅回路に対して正負又は２種類の電圧を供給すること、にある。
【００１８】
また、本発明に係る電界通信トランシーバーの第１０の特徴は、前記第８又は第９の特徴における前記電圧変換回路のチャージポンプ回路が２回路形成され、一方の回路の出力電圧をプラスとし他方の回路の出力電圧をマイナスとする、又は双方の回路の出力電圧を加算すること、にある。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、受信信号検出回路によって通常の受信時電力の数十分の一で信号検出が可能となり、省電力化を図ることができる。特に間欠動作させたり、キャリア信号を検出しない場合には受信復調回路が動作しないため、待機平均電力を低減化を図ることができ、電池の長寿命化が可能となる。また、当該回路は信号を復調しないので、簡便な論理回路で構成する事ができる。
【００２０】
さらに、本発明によれば、低消費電力の受信信号復調回路の影響により信号波形が歪んでいても、受信信号復調回路は位相変化点を算出することができるので、信号を復調することが可能となる。
【００２１】
さらにまた、本発明によれば、送信信号送出回路をブリッジ構造とし、電極との間でＥ級増幅動作させることにより、歪みの少ない正弦波に近い信号を得ることができる。
【００２２】
また、電圧供給回路をチャージポンプ回路によって構成することにより、入力される制御周波数（Ｆ）を変更することで、送出信号の電圧値（＋Ｖ、―Ｖ）を制御する事が可能となり、環境の状態によって最適な出力信号を設定する事ができる。
【００２３】
さらに、電圧供給回路を上記構成にすることにより、例えば３から５ボルト及び１から２ボルトの供給電圧をプラス１０ボルト又は／及びマイナス１０ボルト程度増圧することができる。また、同回路のスイッチを電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）にすることによりスイッチ損失を低減することができる。同回路を２回路にした場合には、正負あるいは２種類の電圧を供給することが可能となり、例えば一方の回路の出力電圧を１０ボルトとし、他方の回路の出力電圧をマイナス１０ボルトとすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本実施の形態における電界通信トランシーバーの回路の構成例を示したものである。
【図２】信号が受信信号検出回路において検出されるときの周波数の状態を表したものである。
【図３】受信信号検出回路において信号を検出するための回路構成の一例を示した図である。
【図４】受信復調回路において位相変化点の検出の様子を示したものである。
【図５】受信復調回路の回路構成の一例を示したものである。
【図６】受信復調回路のエッジ検出・クロック抽出回路におけるクロック作成方法を説明する図である。
【図７】位相検出回路における位相値の決定方法を説明する図である。
【図８】レジスタに入力された位相値により位相変化点を求める方法の一例を示したものである。
【図９】レジスタに入力された位相値により位相変化点を求める方法の一例を示したものである。
【図１０】電圧変換回路に接続された送信信号増幅回路の構成例の一例を示したものある。
【図１１】電圧変換回路の回路構成例の一例を示したものある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、図面を参照して、本発明の最良の実施形態を実施例ごとに詳細に説明する。
【実施例１】
【００２６】
図１は、本発明に係る電界通信トランシーバーの回路構成の一例を主に示した図である。このうち１、１´は電界通信トランシーバー、２は人などの生体である電界伝達媒体である。各電界通信トランシーバー１、１´は、互いに送受信を行い、鎖線で示した部分は、電界通信トランシーバー１の内部の回路構成例を示している。電界通信トランシーバー１、１´は、電極６６、６７を介して電界通信媒体２に電界を誘起させて電界通信信号を伝達する。なお、電極６６、６７は一方が送信電極、他方が受信電極であるが、例えば図１にあるように送信電極と受信電極とを一体構成とした送受信電極としてもよい。また、電極６６、６７は、電界通信トランシーバー１に含まれてもよく、外付けしてもよい。
【００２７】
図１中、１０から７０は電界通信トランシーバー１の回路を示し、このうち４０は送受信切替回路、１０は受信信号検出回路、２０は電力制御回路、３０は受信信号復調回路、５０は送信信号変調回路、６０は電圧変換回路、７０は送信信号増幅回路を示している。
【００２８】
送受信切替回路４０は、電界通信トランシーバー１´から送信側電界通信信号が発信され、電界伝達媒体２を介して前記受信電極で検出された前記信号を電界通信トランシーバー１が受信すると受信信号検出回路１０及び受信信号復調回路３０に送信するとともに、受信信号増幅回路６０より受信した送信信号を前記送信電極に出力する。前記送信電極より出力された送信信号は電界伝達媒体２を介して電界通信トランシーバー１´へと送出され、電界通信トランシーバー１´と接続された機器（図示せず）を作動させる。
【００２９】
電界通信トランシーバー１内の受信信号検出回路１０は、前記送受信切替回路４０から受信した信号を検出する回路であり、図２にあるように、ノイズが入力されているとき（ノイズ入力期間Ａ）は検出周波数は不定となっており、正常な信号が入力されると（キャリア周期Ｄ）、周波数は一定となり（信号入力期間Ｂ）、キャリア（搬送波）信号が入力・検出される。信号の検出には、エッジ数や時間を指定して検出率を設定することができる。
【００３０】
キャリア信号を検出すると、電力制御回路２０が作動して受信信号復調回路３０にクロックを供給し、受信信号復調回路３０はキャリア信号の受信を行う。受信信号検出回路１０は、低消費電力のＣＭＯＳ回路などにて作成し、また間欠動作をさせることにより待機平均電力を低減する。キャリア信号が検出されない場合、電力制御回路２０は作動しないため、受信信号復調回路３０も動作しない。これにより省電力化が図られ、電池の長寿命化が可能となる。
【００３１】
図３は受信信号検出回路１０の構成の一例を示したものである。受信信号が入力されると、エッジ検出回路１１により信号の立ち上がり、又は立ち下がりを取り出す。基準時間ゲート信号１３はＲＣ時定数回路など低電力な回路で構成され、一定時間（搬送波数クロック程度）の時間ゲートを開ける動作をする。
【００３２】
カウンタ１２はゲートが開く基準時間に入力された搬送波のエッジをカウントし、上限値コンパレータ１４及び下限値コンパレータ１５内のエッジ数を検出した場合にアンド回路１６を通して受信信号復調回路３０にクロックを供給する。ノイズ信号や環境からの不要入力はコンパレータ１４、１５の範囲を外れるために受信信号復調回路は動作しない。
【００３３】
図２の例では、基準点ＯにおけるエッジＫのカウンタの上限を５、下限を２と設定した場合の具体例を示しており、キャリア（搬送波）周期Ｃでは、エッジＫのカウンタは６、キャリア（搬送波）周期Ｄでは、エッジＫのカウンタは４となっている。このため、上記上下限のカウンタの条件を満たすキャリア周期Ｄのキャリア信号のみが検出される。
【００３４】
図４から図９は、受信信号復調回路３０の構成例及び動作の説明を示したものである。受信信号復調回路３０は、信号に含まれる歪みを除去するために信号の時系列を観測して信号成分を抽出する機能を有するものである。
【００３５】
電界伝達媒体２の影響及び低消費電力受信信号検出回路１０の影響によって、図４にあるように実際のアンプ出力Ｅでは、理想的ＡＭＰ出力Ｄに対して信号波形が歪む（歪み期間Ｇ）。歪みによって信号変化点Ｈが正しく検出できなくなり、復調でエラーを発生させてしまう。そこで、信号の安定している期間（歪み無し期間Ｆ）を検出し、あらかじめ分かっている変調時間より、期間Ｆと次の期間Ｆとの間隔から信号変化点Ｈを計算する。
【００３６】
図５は、受信信号復調回路３０の構成例を示したものである。図中３１は受信アンプであり、アナログ／デジタル変換できるレベルまで受信信号を増幅する。３２は、アナログ／デジタルコンバータで少なくとも２ビット以上のデジタル信号に変換する。変換クロックは、搬送波の整数倍のクロックによって動作される。本実施例の例では、６倍のクロックを使用する（図７参照）。
【００３７】
デジタル変換されたデータは、エッジ検出・クロック抽出回路３３で１クロック前のデータとの差分から立ち下がりあるいは立ち上がり部を求め、それに同期した受信クロックを作成する。図６に示すように、アナログ／デジタルコンバータ３２のデータのクロックごとに差分をとり、結果の正負信号の変化から信号のピーク値を求めクロックとする。図示の例では、遅延レジスタ３５ａのクロックのデータｄ１と遅延レジスタ３５ｂのクロックのデータｄ２との差分を求め、プラスまたはマイナスのピークをそれぞれ検出する。差分を取っているため、アンプのオフセットや信号のバイアス変化は相殺される。
【００３８】
位相検出回路３４は前記６倍のクロックで自走させたカウンタを利用して、エッジ検出・クロック抽出回路３３で作成したクロックでサンプリングして位相を決定する。図７の例において、カウンタ３４ａは位相値とともに右周りに回転する。ＢＰＳＫ（１８０°位相）変調されている場合は、図７にあるように、例えば位相値が０のときは３、位相値が１のときは４、位相値が２のときは５というように、位相変化点は対抗する数値となる。図７の例では実際のアンプ出力のピークのとき、位相カウンタ値Ｉは１を指し、位相変化した後は１に対向する値である４を指している。
【００３９】
位相値は、各遅延レジスタ部３５にクロックごとに入力され、図８及び９に示すように、位相変化点は最初に位相値が計測できなくなった矢印のところであり、変化後の位相値は前の位相値の対向する数値（図８の例では３、図９の例では３と４との間の近辺）となっている。なお、図９の例では、遅延レジスタ部３５のＲ１の位相値が０、Ｒ２の位相値が１、Ｒ３の位相値が０となっているが、これは０と１の間近辺に位相値がきていることを示している。
【００４０】
位相変化点は搬送波のシンボル数（例えば８あるいは１６）ごとに発生するので、８クロックごとに発生する場合は１、１６クロックごとに発生する場合は０として復調する。
【００４１】
ＩＤデータ応答部４は、ＩＤデータが記憶されていて、受信信号復調回路から信号を受信すると、当該ＩＤデータを送信信号変調回路５０に対し送出する。ＩＤデータ応答部４は、例えばウェアラブルコンピュータ等の端末やＩＣチップが組み込まれたＩＤカード等、その形態は問わない。
【００４２】
送信信号変調回路５０は、ＩＤデータ応答部４から受け取った信号を変調して送信信号増幅回路６０へと受け渡す。
【００４３】
送信信号増幅回路６０は、電界通信において歪みのない信号を作成するブリッジ構造の増幅アンプである。図１０にあるように、上段のトランジスタＴ１、Ｔ３と下段のトランジスタＴ２、Ｔ４を備えたブリッジ回路６１を使用して電極をドライブ（駆動）する回路で、電極６６、６７との間でＥ級（増幅）動作を行うために、制御信号Ｄ、Ｇ、Ｅ、Ｆを矩形波でドライブしても歪みの少ない正弦波に近い信号を得ることができる。
【００４４】
図１０の制御信号Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇは前記上段トランジスタと前記下段トランジスタとの間（例えばＴ１とＴ２、Ｔ３とＴ４）で貫流電流が流れないようにドライブされる。また、例えば上段のトランジスタＴ１とＴ３にはＰＭＯＳ素子を、下段のトランジスタＴ２とＴ４にはＮＭＯＳ素子を使用してスイッチング損失を最小となるようにするとよい。電極両端での出力電圧は＋Ｖから−Ｖの波形となり、１．５倍（１．５×Ｖ）から２倍（２×Ｖ）となる。なお、符号６２から６５はそれぞれアンプを、６６は電極１を、６７は電極２をそれぞれ示している。
【００４５】
電圧変換回路７０は、入力周波数を変更してその出力電圧を可変し、負荷に適応したドライブ（駆動）を可能にしたもので、送信信号増幅回路６０に正負又は複数種類（２種類）の電圧を供給することができ、送信時のみ動作するものである。本実施例では、入力周波数を変更できるチャージポンプによって構成され、その制御周波数Ｆを変更することで送出信号の電圧値（＋Ｖ、−Ｖ）を制御することができ、環境の状態によって最適な出力信号を設定することができる。
【００４６】
図１１は、チャージポンプ回路として構成した電圧変換回路７０の一例であり、電界通信トランシーバー１への供給電圧３．３Ｖ、１．８Ｖより１０ＶをＶＯＵＴより出力する例を示している。ここでのスイッチは損失の小さいＦＥＴによって構成されるのが望ましい。また、初期状態ではすべてのスイッチはＯＦＦになっている。以下、スイッチの動作を示す。
【００４７】
（１）まず、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ１ｃをＯＮにしてＣ１、Ｃ２に３．３Ｖ、１．８Ｖを充電する。
（２）次に、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ１ｃをＯＦＦ、Ｓ１ｄ、Ｓ１ｅ、Ｓ１ｆをＯＮにしてＣ３に３．３Ｖ＋１．８Ｖ＝５．１Ｖを充電する。
（３）Ｃ３に十分充電できたらＳ１ｄ、Ｓ１ｅ、Ｓ１ｆをＯＦＦにしＳ２ａ、Ｓ３ｂをＯＮにしてＣ４を５Ｖに充電する。
（４）Ｃ４が十分充電できたらＳ２ａ、Ｓ３ｂをＯＦＦにし、Ｓ２ｂ、Ｓ３ａをＯＮにしてＣｏｕｔを１０Ｖに充電する。十分充電できたらＳ２ｂ、Ｓ３ａをＯＦＦにして前記（１）から行うが、以降前記（１）から（２）と（３）から（４）は同時に行う事ができ、それぞれＣＫ１（Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ１ｃとＳ１ｄ、Ｓ１ｅ、Ｓ１ｆ）、ＣＫ２（Ｓ２ａ、Ｓ３ｂとＳ２ｂ、Ｓ３ａ）の２種類のクロックタイミングで動作する。
（５）この回路を２回路作成し、片方を＋１０Ｖ、他方を−１０Ｖとすることができ、また素子削減のために１回路によって＋１０Ｖを反転して−１０Ｖを作成する事もできる。
（６）負荷にかかる電圧・電流はＣＫ１、ＣＫ２の各クロックを制御する事で変更でき、送信信号増幅回路６０の送出電力を制御できる。
【００４８】
以上、本発明の実施例につき図面を参照して詳細に説明したが、本発明はこれに限定されず、特許請求の範囲に記載した構成の範囲内において様々な態様で実施することができる。
【符号の説明】
【００４９】
１、１´    電界通信トランシーバー
２        電界伝達媒体
４        ＩＤデータ応答部
１０      受信信号検出回路
２０      電力制御回路
３０      受信信号復調回路
４０      送受信切替回路
５０      送信信号変調回路
６０      送信信号増幅回路
７０      電圧変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
2019029943.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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