(57)【要約】【課題】力率改善回路の出力電圧を安定的に制御する。【解決手段】電源装置１は、交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路２０と、平滑キャパシタＣが接続された直流電源配線ＰＬ及び整流回路２０の間に接続されたＰＦＣ回路３０とを含む。ＰＦＣ回路３０は、インダクタＬと、インダクタ電流をスイッチング制御するための半導体スイッチング素子ＳＷとを含む。電源マイコン５０は、ＰＦＣ回路３０の出力電圧Ｖｄｃについて、整流電圧の周期毎の平均値を用いて半導体スイッチング素子ＳＷのオンオフを制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、
平滑キャパシタが接続された直流電源配線と前記整流回路との間に接続された力率改善回路と、
前記力率改善回路を制御する制御装置とを備え、
前記力率改善回路は、
前記整流回路及び直流電源配線の間に電気的に接続されたインダクタと、
前記インダクタの電流をスイッチング制御するための半導体スイッチング素子とを含み、
前記制御装置は、
前記整流電圧の周期に従って算出される平均値を用いて前記半導体スイッチング素子のオンオフを制御することで前記力率改善回路の出力電圧を制御する、電源装置。
【請求項２】
前記制御装置は、
前記整流電圧の相似波形として生成された電流目標波形に従って前記インダクタの電流を制御するように前記半導体スイッチング素子をオンオフし、
前記電流目標波形および前記整流電圧の波形の相似比は、前記出力電圧の目標電圧値に対する前記平均値の偏差に従って調整される、請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記偏差の絶対値が予め定められた閾値よりも小さい場合には、前記偏差が０であるものとして前記相似比の現在値を維持する、請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記出力電圧の目標電圧値と前記平均値との偏差に基づいて、前記半導体スイッチング素子のオンオフを制御し、
前記目標電圧値は、前記直流電源配線に接続された負荷への供給電流の増加に応じて上昇する負荷パラメータ値に応じて、上昇又は低下される、請求項２記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御装置は、前記負荷パラメータ値が第１の基準値よりも低い状態であると前記目標電圧値を現在の値よりも低下させる、請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記制御装置は、前記負荷パラメータ値が、前記第１の基準値以上に設定された第２の基準値よりも高い状態であると、前記目標電圧値を現在の値よりも上昇させる、請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
前記負荷は、前記直流電源配線に対して電気的に接続された複数の負荷機器を有し、
前記目標電圧値は、第１の所定電圧以上かつ第２の所定電圧以下の範囲内で調整され、
前記制御装置は、前記複数の負荷機器の動作状況が消費電流を増加させる方向に変化すると、前記目標電圧値を前記第２の所定電圧に設定する、請求項４〜６のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項８】
前記制御装置は、前記電源装置の起動時において、前記目標電圧値を前記第２の所定電圧に設定する、請求項７記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源装置に関し、より特定的には、力率改善（ＰＦＣ：Power  Factor  Correction）回路を備える電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
系統電源等からの交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路の出力側に設けられた力率改善回路とを備える電源装置が知られている。制御装置は、力率改善回路の入力電流の位相を力率改善回路の入力電圧（交流電圧を全波整流した後の脈流電圧）の位相に同期させる制御を行なうことによって、力率改善回路の出力電力の力率を改善する。
【０００３】
このような電源装置について、例えば、特許第５９３９８４８号公報（特許文献１）には、ＰＦＣ回路の半導体スイッチング素子のオンオフを制御するＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）信号を、ＰＦＣ回路の出力電圧の大きさに応じてフィードバック制御する構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第５９３９８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＰＦＣ回路の出力電圧には、入力される交流電圧の整流電圧の周波数（通常、交流電圧の２倍の周波数）に従うリップル電圧が発生する。また、一般的に、ＰＦＣ回路の出力電圧はキャパシタによって平滑化される。したがって、リップル電圧の位相は、上記整流電圧の位相とは一致しなくなる。
【０００６】
したがって、特許文献１に記載されるような出力電圧のフィードバック制御において、リップル電圧を抑制するために制御ゲインを高めると、制御のハンチング等によって却って電圧変動が拡大することが懸念される。この結果、リプル電圧を低減するためにキャパシタ容量を大きくすると、装置の大型化や高コスト化が懸念される。
【０００７】
本発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、ＰＦＣ回路の出力電圧を安定的に制御することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明のある局面によれば、電源装置は、整流回路と、力率改善回路と、力率改善回路を制御する制御装置とを備える。整流回路は、交流電圧を全波整流した整流電圧を出力するように構成される。力率改善回路は、平滑キャパシタが接続された直流電源配線と整流回路との間に接続される。力率改善回路は、整流回路及び直流電源配線の間に電気的に接続されたインダクタと、インダクタの電流をスイッチング制御するための半導体スイッチング素子とを含む。制御装置は、整流電圧の周期に従って算出される平均値を用いて半導体スイッチング素子のオンオフを制御することで力率改善回路の出力電圧を制御する。
【０００９】
上記電源装置によれば、力率改善回路での制御が、整流回路に入力される交流電圧の周波数に依存して生じるリップル電圧の影響によって不安定化することを防止できる。特に、制御の影響に起因する出力電圧の変動を抑制することができるので、平滑キャパシタの容量増大による大型化を抑制して、電力変換装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
【００１０】
好ましくは、制御装置は、整流電圧の相似波形として生成された電流目標波形に従ってインダクタの電流を制御するように半導体スイッチング素子をオンオフする。電流目標波形および整流電圧の波形の相似比は、出力電圧の目標電圧値に対する平均値の偏差に従って調整される。
【００１１】
このように構成することによって、半導体スイッチング素子のオンオフによって、インダクタ電流を電流目標波形に従って制御することによって、力率改善制御とともに、出力電圧を目標電圧値に制御することができる。
【００１２】
さらに好ましくは、偏差の絶対値が予め定められた閾値よりも小さい場合には、偏差が０であるものとして相似比の現在値を維持する。
【００１３】
このように構成すると、簡易な制御演算によって、負荷の消費電流が小さい場合に力率改善回路での過度な制御により出力電圧が変動することを防止できる。
【００１４】
また好ましくは、制御装置は、出力電圧の目標電圧値と平均値との偏差に基づいて、半導体スイッチング素子のオンオフを制御する。目標電圧値は、直流電源配線に接続された負荷への供給電流の増加に応じて上昇する負荷パラメータ値に応じて、上昇又は低下される。例えば、制御装置は、負荷パラメータ値が第１の基準値よりも低い状態であると目標電圧値を現在の値よりも低下させる。あるいは、制御装置は、負荷パラメータ値が、第１の基準値以上に設定された第２の基準値よりも高い状態であると、目標電圧値を現在の値よりも上昇させる。
【００１５】
このように構成すると、力率改善回路の出力電圧の目標電圧値を、負荷への供給電流に応じて低下させることによって、負荷の動作を不安定化させることなく、力率改善回路の電力損失を低減することができる。
【００１６】
さらに好ましくは、負荷は、直流電源配線に対して電気的に接続された複数の負荷機器を有し、目標電圧値は、第１の所定電圧以上かつ第２の所定電圧以下の範囲内で調整される。制御装置は、複数の負荷機器の動作状況が消費電流を増加させる方向に変化すると、目標電圧値を第２の所定電圧に設定する。
【００１７】
このように構成すると、消費電力が増加する方向に負荷機器の作動状況が変化した場合には、目標電圧値を一旦上昇させて負荷機器の安定動作を優先するので、負荷の動作に影響を与えることなく、負荷パラメータ値に応じて力率改善回路の目標電圧値を低下させる制御を実行することができる。
【００１８】
さらに好ましくは、電源装置の起動時において、目標電圧値を第２の所定電圧に設定する。
【００１９】
これにより、起動時には負荷の安定動作を優先した上で、負荷パラメータ値に応じて力率改善回路の目標電圧値を低下させる制御を実行することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ＰＦＣ回路の出力電圧を安定的に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】実施の形態１に従う電源装置の全体構成の一例を示す概略図である。
【図２】ＰＦＣ回路による力率改善制御を説明するための概念的な波形図である。
【図３】電源マイコンによる力率改善制御及び定電圧制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図４】ＰＦＣ回路の出力電圧の概念的な波形図である。
【図５】実施の形態１に係る電源装置における定電圧制御の制御処理を説明するためのフローチャートである。
【図６】実施の形態１の変形例によって追加される制御処理を説明するフローチャートである。
【図７】実施の形態２に従う目標電圧可変制御を説明するフローチャートである。
【図８】負荷パラメータ値の設定例を説明するための負荷のブロック図である。
【図９】図８中の降圧チョッパの構成例を示す回路図である。
【図１０】図９に示された降圧チョッパの制御を説明する波形図である。
【図１１】負荷パラメータ値に基づく定電圧制御の目標電圧の制御例を説明する概念図である。
【図１２】目標電圧可変制御の動作例を説明する概念的な波形図である。
【図１３】実施の形態２の変形例に係る目標電圧可変制御を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００２３】
図１は、本実施の形態１に従う電源装置１の全体構成の一例を示す概略図である。
図１を参照して、電源装置１は、交流線Ａ１，Ａ２を介して交流電源（商用の系統電源等）１０に接続されるとともに、正極線ＰＬ３を介して負荷６０に接続される。電源装置１は、交流電源１０から入力される交流電力を直流電力に変換して、負荷６０が接続された正極線ＰＬ３に出力する。正極線ＰＬ３は「直流電源配線」に対応する。
【００２４】
以下では、交流電源１０から電源装置１に入力される交流電圧を「入力電圧Ｖａｃ」とも表記し、電源装置１から負荷６０（正極線ＰＬ３）に出力される直流電圧を「出力電圧Ｖｄｃ」とも表記する。
【００２５】
電源装置１は、整流回路２０と、ＰＦＣ回路３０と、電圧変換回路４０と、電源マイコン（制御装置）５０とを備える。整流回路２０の入力側は、交流線Ａ１，Ａ２を介して交流電源１０に接続され、整流回路２０の出力側は、正極線ＰＬ１及び負極線ＮＬを介してＰＦＣ回路３０に接続される。
【００２６】
整流回路２０は、ダイオードブリッジを形成する複数のダイオードを含む。整流回路２０は、交流電源１０からの交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する。この整流電圧は、正弦波状の交流波形がゼロクロス点で折り返されて生成される、片極性の脈流電圧波形となる。整流回路２０から出力される整流電圧は、ＰＦＣ回路３０へ入力される。
【００２７】
ＰＦＣ回路３０は、整流回路２０を通過した後の電力の力率を改善するための回路である。ＰＦＣ回路３０は、インダクタＬと、スイッチング素子ＳＷと、ダイオードＤと、平滑キャパシタＣと、駆動回路３２と、電流センサ３４と、電圧センサ３６とを含む。
【００２８】
インダクタＬは、正極線ＰＬ１及びＰＬ２の間に接続される、昇圧用のコイルである。スイッチング素子ＳＷは、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field  Effect  Transistor）等である。インダクタＬ及びスイッチング素子ＳＷは、昇圧チョッパ回路として機能する。
【００２９】
ダイオードＤは、正極線ＰＬ２から正極線ＰＬ３に向かう方向を順方向として、正極線ＰＬ２と正極線ＰＬ３との間に配置される。これにより、インダクタＬは、正極線ＰＬ２及びダイオードＤを介して、整流回路２０及び正極線ＰＬ３の間に電気的に接続されている。平滑キャパシタＣは、正極線ＰＬ３と負極線ＮＬとの間に配置され、ＰＦＣ回路３０の出力電圧を平滑化する。
【００３０】
電流センサ３４は、正極線ＰＬ２及び負極線ＮＬの間に、スイッチング素子ＳＷと直列に接続される。例えば、電流センサ３４は、スイッチング素子ＳＷと負極線ＮＬとを接続する接続線Ｎ１を流れる電流を検出するように配置することができる。
【００３１】
スイッチング素子ＳＷがオン状態であるとき、インダクタＬを流れる電流（整流回路２０からＰＦＣ回路３０に入力される入力電流）は、スイッチング素子ＳＷを通過して負極線ＮＬに流れる。このため、電流センサ３４の検出値は、インダクタＬを流れる電流を示す値となる。以下では、電流センサ３４の検出値を「インダクタ電流ＩＬ」とも表記する。電圧センサ３６は、正極線ＰＬ３と負極線ＮＬと間の出力電圧Ｖｄｃを検出する。
【００３２】
電圧変換回路４０は、交流線Ａ１，Ａ２に接続されるとともに、電源マイコン５０に接続される。電圧変換回路４０は、複数のダイオードＤ１，Ｄ２と、複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ４とを含む。電圧変換回路４０は、交流電源１０から交流線Ａ１，Ａ２に印加される入力電圧Ｖａｃを全波整流し、電源マイコン５０に出力する。
【００３３】
電圧変換回路４０から電源マイコン５０に出力される電圧の波形は、正弦波状の入力電圧Ｖａｃの波形がゼロクロス点で折り返されて生成される、片極性の脈流電圧波形となる。以下では、電圧変換回路４０から電源マイコン５０に出力される電圧（入力電圧Ｖａｃが電圧変換回路４０によって全波整流された後の電圧）を「脈流電圧Ｖｐｕ」とも記載する。脈流電圧Ｖｐｕは、整流回路２０からＰＦＣ回路３０へ入力される整流電圧と同一の周波数及び位相を有している。
【００３４】
電源マイコン５０は、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit）、メモリ、及び入出力バッファ等を含んで構成される。図１においては電源マイコン５０がＰＦＣ回路３０の内部に設けられる例が示されるが、電源マイコン５０は、ＰＦＣ回路３０の外部に設けられてもよい。
【００３５】
電源マイコン５０は、電圧変換回路４０、電流センサ３４及び電圧センサ３６に接続される。電源マイコン５０には、電圧変換回路４０からの脈流電圧Ｖｐｕ、電流センサ３４からのインダクタ電流ＩＬ、電圧センサ３６からの出力電圧Ｖｄｃが入力される。電源マイコン５０は、これらの電圧を用いてスイッチング素子ＳＷを駆動（オンオフ）するための制御信号を生成し、生成した制御信号を駆動回路３２に出力する。駆動回路３２は、電源マイコン５０からの制御信号に従ってスイッチング素子ＳＷを駆動（オンオフ）する。
【００３６】
負荷６０は、電源装置１（ＰＦＣ回路３０）から電力の供給を受けて作動する。例えば、負荷６０は、図示されない給湯器において浴槽水を循環させるために用いられるＤＣポンプ、及び、燃焼用空気を供給するためのファンを回転駆動するＤＣモータ等を含む。
【００３７】
給湯器マイコン６５は、ＣＰＵ、メモリ、入出力バッファ等を含んで構成され、給湯器の動作を制御する。給湯器マイコン６５は、電源装置１（ＰＦＣ回路３０）から電力の供給を受ける負荷６０が作動中であるか否かを示す信号を電源マイコン５０へ出力することができる。
【００３８】
次に、ＰＦＣ回路３０による制御を説明する。
ＰＦＣ回路３０は、出力電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に制御する定電圧制御と、インダクタＬを流れる電流（ＰＦＣ回路３０の入力電流）の位相を脈流電圧Ｖｐｕの位相に同期させる力率改善制御とを実行するように、ＤＣ／ＤＣ変換を実行する。当該ＤＣ／ＤＣ変換は、電源マイコン５０がスイッチング素子ＳＷのオンオフを制御することによって実現される。
【００３９】
図２には、ＰＦＣ回路３０による力率改善制御及び定電圧制御を説明するための概念的な波形図が示される。図２において、横軸は時間を示し、縦軸の上段は電圧値（脈流電圧Ｖｐｕ）を示し、縦軸の下段は電流値（目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ及びインダクタ電流ＩＬ）を示す。
【００４０】
図２を参照して、脈流電圧Ｖｐｕは、正弦波状の交流電圧を全波整流した波形を有する。すなわち、脈流電圧Ｖｐｕは、ゼロクロス点に相当する時刻ｔ０，ｔ１，ｔ２で折り返された、交流電圧Ｖａｃの２倍の周波数を有する脈流波形を示す。電源マイコン５０は、高周波ノイズを除去するためのフィルタ処理後の脈流電圧ＶｐｕをＡ／Ｄ変換によってサンプリングすることで、全波整流波形を取得する。以下では、脈流電圧Ｖｐｕは、フィルタ処理後の電圧を示すものとする。
【００４１】
さらに、電源マイコン５０は、脈流電圧Ｖｐｕの電圧値に対して、パラメータＫＡを乗算することによって、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇを生成する。したがって、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの位相は、脈流電圧Ｖｐｕ、すなわち、整流回路２０が出力する整流電圧と同期する。
【００４２】
スイッチング素子ＳＷのオン期間において、インダクタ電流ＩＬ（電流センサ３４の検出値）が上昇する一方で、スイッチング素子ＳＷのオフ期間において、インダクタ電流ＩＬは低下する。したがって、スイッチング素子ＳＷのオンオフによってインダクタ電流ＩＬをスイッチング制御することによって、インダクタ電流ＩＬの波形を、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの波形に近付けることができる。これにより、交流電源１０から供給される電圧及び電流の位相を合わせることで力率を１．０とする、力率改善制御を行うことができる。
【００４３】
図１の構成例では、スイッチング素子ＳＷのオン期間にのみ、電流センサ３４によってインダクタ電流ＩＬを検出することができる。したがって、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングを高周波数（例えば、５０ＫＨｚ程度）で周期的に設けるとともに、各オンタイミングにおいて、インダクタ電流ＩＬが目標インダクタ電流ＩＬｔａｇに達するのに応じてスイッチング素子ＳＷをオフする制御を繰り返すことによって、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの波形に従ってインダクタ電流ＩＬの波形を制御することができる。
【００４４】
また、インダクタ電流ＩＬの平均値は、交流電源１０からの供給電力に比例する。目標インダクタ電流ＩＬｔａｇは、力率改善制御のために脈流電圧と同期した位相を有するとともに、その平均値は、パラメータＫＡによって調整することができる。したがって、電源マイコン５０は、出力電圧Ｖｄｃのフィードバック制御によってパラメータＫＡを調整することにより、出力電圧Ｖｄｃの定電圧制御を実行することができる。
【００４５】
図３は、電源マイコン５０による力率改善制御及び定電圧制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。図３に示された制御処理は、電源マイコン５０によって、所定の制御周期毎に繰り返し実行される。
【００４６】
図３を参照して、まず、電源マイコン５０は、Ａ／Ｄ変換およびフィルタ処理によって、電圧変換回路４０からの脈流電圧Ｖｐｕの現周期での電圧値を取得する（ステップＳ１００）。
【００４７】
次いで、電源マイコン５０は、定電圧制御のためのパラメータＫＡを算出する（ステップＳ２００）。パラメータＫＡの演算については、後程詳細に説明する。さらに、電源マイコン５０は、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇを下記の式（１）に従って算出する（ステップＳ３００）。
【００４８】
ＩＬｔａｇ＝Ｖｐｕ×ＫＡ  …（１）
式（１）において、Ｖｐｕには、ステップＳ１００で取得された値が用いられ、ＫＡには、ステップＳ２００での算出値が用いられる。なお、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇは、基本的には０以上の値に設定されるため、式（１）で算出される目標インダクタ電流ＩＬｔａｇが負の値である場合には、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ＝０に設定される。
【００４９】
これにより、図２に示したように、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの位相は、脈流電圧Ｖｐｕの位相に同期する。さらに、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの大きさ（振幅）は、出力電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に近付けるように調整される。上述のように、脈流電圧Ｖｐｕは、整流回路２０が出力する整流電圧と同一の周波数及び位相を有するので、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの波形は、整流電圧の相似波形となる。また、整流電圧波形及び目標インダクタ電流波形の相似比は、パラメータＫＡによって調整されることが理解される。
【００５０】
次いで、電源マイコン５０は、ステップＳ４００〜Ｓ４８０において、インダクタＬを流れる電流が目標インダクタ電流ＩＬｔａｇに近づくように、スイッチング素子ＳＷをオンオフ制御する。
【００５１】
具体的には、電源マイコン５０は、スイッチング素子ＳＷがオフ状態であるか否かを判定する（ステップＳ４００）。スイッチング素子ＳＷがオフ状態である場合（ステップＳ４００のＹＥＳ判定時）、電源マイコン５０は、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングであるか否かを判定する（ステップＳ４２０）。
【００５２】
本実施の形態においては、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングが、一定周期毎に設定される。（例えば、２０μｓ程度毎）にオンする。したがって、電源マイコン５０は、スイッチング素子ＳＷを前回オフからオンに切り替えたタイミングから、一定時間が経過している場合に、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングであると判定する。
【００５３】
スイッチング素子ＳＷのオンタイミングである場合（ステップＳ４２０のＹＥＳ判定時）、電源マイコン５０は、スイッチング素子ＳＷをオフ状態からオン状態に切り替える（ステップＳ４４０）。一方で、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングでない場合（ステップＳ４２０のＮＯ判定時）、電源マイコン５０は、ステップＳ４４０の処理をスキップしてリターンへと処理を移す。
【００５４】
スイッチング素子ＳＷがオフ状態でない場合（ステップＳ４００のＮＯ判定時）、すなわち、スイッチング素子ＳＷがオン状態である場合、電源マイコン５０は、インダクタ電流ＩＬ（電流センサ３４の検出値）が、ステップＳ３００で算出された目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ以上であるか否かを判定する（ステップＳ４６０）。
【００５５】
インダクタ電流ＩＬが目標インダクタ電流ＩＬｔａｇ以上である場合（ステップＳ４６０のＹＥＳ判定時）、電源マイコン５０は、スイッチング素子ＳＷをオン状態からオフ状態に切り替える（ステップＳ４８０）。
【００５６】
なお、ステップＳ４００〜Ｓ４８０によるスイッチング素子ＳＷのオンオフ制御処理は、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの設定処理（Ｓ１００〜Ｓ３００）とは別個に行われることが好ましい。すなわち、上述のように、電源マイコン５０がスイッチング素子ＳＷを一定周期でオンするとともに、電源マイコン５０のいわゆる「トリップ機能」を活用することによって、ステップＳ４００〜Ｓ４８０の処理を実現することができる。
【００５７】
上記トリップ機能によれば、電源マイコン５０は、電流センサ３４による検出電流（インダクタ電流ＩＬ）が上限電流に達すると、スイッチング素子ＳＷをオフする。この際に、トリップ機能の上限電流として、ステップＳ３００によって算出された目標インダクタ電流ＩＬｔａｇを逐次設定することによって、ステップＳ４６０，Ｓ４８０の処理を実現することができる。
【００５８】
このように、スイッチング素子ＳＷのオンタイミングを高周波数で設けるとともにトリップ機能を活用することにより、図２に示したように、目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの波形に従ってインダクタ電流ＩＬを制御することができる。特に、トリップ機能の活用により、ステップＳ１００〜Ｓ３００の制御周期を過度に短くしなくても、図２の制御を実現することができる。
【００５９】
次に、定電圧制御によるパラメータＫＡの設定について詳細に説明する。
図４は、ＰＦＣ回路３０の出力電圧の概念的な波形図である。
【００６０】
図４を参照して、出力電圧Ｖｄｃには、脈流電圧Ｖｐｕの周波数、すなわち交流電源１０の電源周波数の２倍の周波数に応じたリップル電圧が発生する。リップル電圧による電圧変動の位相は、インダクタＬ及び平滑キャパシタＣの影響により、脈流電圧Ｖｐｕの位相とは一致しない。すなわち、図２における脈流電圧Ｖｐｕのゼロクロス点に相当する時刻ｔ０，ｔ１と、出力電圧Ｖｄｃが極小となるタイミングとは一致しない。
【００６１】
したがって、特許文献１に記載されるような出力電圧のフィードバック制御によってリップル電圧を抑制するために、制御ゲインを高めると過補償によるハンチングの発生等により、電圧変動が却って拡大することが懸念される。この結果、リップル電圧低減のために平滑キャパシタＣを大容量化すると、装置の大型化や高コスト化が懸念される。一方で、フィードバック制御の高周波化、すなわち、制御周期の短縮によって制御精度を高めることは、電源マイコン５０の高スペック化によるコスト上昇を招くことが懸念される。
【００６２】
したがって、本実施の形態１に係る電源装置では、脈流電圧Ｖｐｕの１周期分の平均電圧を用いて定電圧制御を実行することによって、制御動作の安定化を図る。
【００６３】
図５には、実施の形態１に係る電源装置における定電圧制御の制御処理を説明するためのフローチャートが示される。図５に示される制御処理は、図３のステップＳ２００の詳細を説明するものである。
【００６４】
図５を参照して、図３に示されたステップＳ２００は、ステップＳ２１０〜Ｓ２５０を有する。電源マイコン５０は、ステップＳ１００により脈流電圧Ｖｐｕの今回の制御周期の値が取得されると、ステップＳ２１０により、電圧センサ３６を用いて出力電圧Ｖｄｃをサンプリングする。
【００６５】
さらに、電源マイコン５０は、ステップＳ２２０により、脈流電圧Ｖｐｕのゼロクロス点であるかどうかを判定する。例えば、ステップＳ２２０では、予め設定されたゼロクロス点検出用の基準電圧Ｖｒ（Ｖｒ≒０）と、ステップＳ１００で取得された脈流電圧Ｖｐｕとの比較結果に従って、フラグＦＬＧＺの値が設定される。Ｖｐｕ＞ＶｒのときにフラグＦＬＧＺ＝１に設定される一方で、Ｖｐｕ≦ＶｒのときにＦＬＧＺ＝０に設定される場合には、前回の制御周期でＦＬＧＺ＝１であり、かつ、今回の制御周期でＦＬＧＺ＝０になったときに、ステップＳ２２０をＹＥＳ判定とし、そうでないときにはＮＯ判定とすることができる。
【００６６】
電源マイコン５０は、Ｖｐｕのゼロクロス点が検出されないとき（Ｓ２２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２２５により、出力電圧Ｖｄｃのサンプリング値を記憶するとともに、パラメータＫＡを現在の値に維持した後、処理をステップＳ３００に進める。これにより、維持されたパラメータＫＡに基づく目標インダクタ電流ＩＬｔａｇに従って、ＰＦＣ回路３０は制御される。
【００６７】
電源マイコン５０は、Ｖｐｕのゼロクロス点が検出されたとき（Ｓ２２０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２３０により、ステップＳ２２５により記憶された出力電圧Ｖｄｃの平均電圧Ｖｄｃｍを算出する。さらに、記憶されていた出力電圧Ｖｄｃをクリアする。これにより、平均電圧Ｖｄｃｍは、脈流電圧Ｖｐｕの１周期に相当する期間における、出力電圧Ｖｄｃの平均値として算出される。
【００６８】
電源マイコン５０は、さらに、ステップＳ２４０により、ステップＳ２３０で算出した平均電圧Ｖｄｃｍを用いて電圧偏差ΔＶを算出する（ΔＶ＝Ｖｄｃ＊−Ｖｄｃｍ）。電源マイコン５０は、ステップＳ２５０により、電圧偏差ΔＶを補償するための制御演算によってパラメータＫＡを算出する。例えば、ＰＩ制御により、下記の式（２）によって、パラメータＫＡを算出することができる。式（２）中において、Ｋｐは比例制御ゲイン、Ｋｉは積分制御ゲインを示す。
【００６９】
ＫＡ＝（ΔＶ×Ｋｐ）＋［Σ（ΔＶ×Ｋｉ）］    …（２）
この結果、パラメータＫＡは、脈流電圧Ｖｐｕのゼロクロス点検出毎に更新される。電源マイコン５０は、処理をステップＳ３００（図２）に進めて、更新されたパラメータＫＡに従って目標電流ＩＬｔａｇを算出する。
【００７０】
再び図４を参照して、脈流電圧Ｖｐｕのゼロクロスタイミングに相当する時刻ｔ０およびｔ１で、ステップＳ２２０がＹＥＳ判定とされて、１周期分蓄積された出力電圧Ｖｄｃから平均電圧Ｖｄｃｍが算出される。例えば、時刻ｔ１で算出される平均電圧Ｖｄｃｍは、時刻ｔ０〜ｔ１の期間にサンプリングされた出力電圧Ｖｄｃの平均値に相当する。そして、時刻ｔ１で算出された平均電圧Ｖｄｃｍに基づくパラメータＫＡは、次のゼロクロスタイミング（図２での時刻ｔ２）まで維持される。
【００７１】
この結果、ＰＦＣ回路３０での目標インダクタ電流ＩＬｔａｇの大きさ（振幅）がリップル電圧の影響で変動することを防止できる。これにより、定電圧制御のためのフィードバック制御の不安定化による出力電圧Ｖｄｃの変動を抑制できるので、平滑キャパシタＣの容量増大による大型化を抑制して、電力変換装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
【００７２】
［実施の形態１の変形例］
再び図１を参照して、電源装置１の定電圧制御では、負荷６０での電力消費に応じて出力電圧Ｖｄｃが低下すると、パラメータＫＡが増加されて、インダクタ電流ＩＬ、すなわち、ＰＦＣ回路３０から負荷６０への出力電流が増加する。このため、負荷６０による消費電力が小さい、いわゆる軽負荷時には、電圧偏差ΔＶの発生（ΔＶ＞０）に応じてパラメータＫＡを過度に増加すると、出力電圧Ｖｄｃの過上昇を招くことが懸念される。
【００７３】
一方で、このような負荷６０の消費電力の違いに対応させて制御ゲインＫｐ，Ｋｉを異なる値に設定する制御とすると、制御ゲインの調整負荷の増大が懸念される。
【００７４】
したがって、実施の形態１の変形例では、図６に示される制御処理が追加される。具体的には、図６に示されるステップＳ２４５が、図５のステップＳ２４０及びＳ２５０の間で実行される。
【００７５】
図６を参照して、ステップＳ２４５は、ステップＳ２４６〜Ｓ２４８を有する。電源マイコン５０は、ステップＳ２４０により電圧偏差ΔＶが算出されると、ステップＳ２４６により、電圧偏差の絶対値｜ΔＶ｜が予め定められた基準値Ｖｐよりも小さいかどうかを判定する。
【００７６】
電源マイコン５０は、｜ΔＶ｜＜Ｖｐの場合（Ｓ２４６でＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２４７により、電圧偏差ΔＶ＝０にクリアして、ステップＳ２５０へ処理を進める。一方で、｜ΔＶ｜≧Ｖｐの場合には（Ｓ２４６のＮＯ判定時）には、電源マイコン５０は、ステップＳ２４８により、｜ΔＶ｜の絶対値をＶｐだけ減少させる。具体的には、ΔＶ＞０のときには、ΔＶからＶｐが減算される一方で、ΔＶ＜０のときには、ΔＶにＶｐが加算される。
【００７７】
したがって、電圧偏差ΔＶが小さい場合（−Ｖｐ＜ΔＶ＜Ｖｐの範囲内の場合）には、ステップＳ２５０においてパラメータＫＡは、現在の値から変化しなくなる。また、定電圧制御は、Ｖｄｃ＊±Ｖｐの範囲内に出力電圧Ｖｄｃを維持するように、パラメータＫＡを調整することになる。
【００７８】
このように、目標電圧Ｖｄｃ＊に等価的に幅（±Ｖｐ）を持たせることによって、負荷６０の消費電力が小さいときに、インダクタ電流ＩＬの大きさ（振幅）の過度な修正により、出力電圧Ｖｄｃが変動することを、簡易な制御演算によって防止できる。
【００７９】
［実施の形態２］
実施の形態２では、定電圧制御の目標電圧Ｖｄｃ＊の可変制御について説明する。
【００８０】
図１に示されたＰＦＣ回路３０は、昇圧された出力電圧Ｖｄｃを発生する。一般的に、ＰＦＣ回路３０では、昇圧比が高くなるほど電力損失が増大する。一方で、負荷６０の消費電力が一定の下では、出力電圧Ｖｄｃが低下すると負荷６０の電流は増加する。電流が増加し過ぎると、負荷６０での電力損失（電流の２乗に比例）の増大による構成要素（例えば、半導体スイッチング素子）の過熱等により、後述する降圧チョッパ７０の半導体素子が故障する等、負荷６０の動作に影響が生じることが懸念される。
【００８１】
したがって、実施の形態２では、負荷６０の電流消費状態に応じて、出力電圧Ｖｄｃの目標電圧Ｖｄｃ＊を変化させる制御（以下、「目標電圧可変制御」とも称する）について説明する、例えば、実施の形態２に係る目標電圧可変制御は、実施の形態１で説明した電源装置１において、定電圧制御に用いられる目標電圧Ｖｄｃ＊の設定に適用することができる。
【００８２】
図７は、実施の形態２に従う目標電圧可変制御を説明するフローチャートである。図７に示される制御処理は、図３の制御処理とは別個に実行される。図７の制御処理で設定された目標電圧Ｖｄｃ＊が、図５のステップＳ２４０で用いられる。
【００８３】
図７を参照して、電源マイコン５０は、ステップＳ５１０により、負荷６０の電流消費状態を示す負荷パラメータ値Ｐｌｄを取得する。負荷パラメータ値Ｐｌｄは、電流消費が多い場合に高い値に設定される定量値として定義される。
【００８４】
図８には、負荷パラメータ値の設定例を説明するための負荷のブロック図が示される。
図８を参照して、負荷６０は、負荷機器６１及び６２を含む。負荷機器６１及び６２は、ポンプ又はファン等の電力消費機器によって構成される。負荷機器６１及び６２の作動及び停止は、図１に示された給湯器マイコン６５によって制御される。また、負荷機器６１及び６２の作動時における消費電力は、給湯器マイコン６５からの動作指令値に従う動作状態（例えば、回転数等）に応じて変化する。
【００８５】
負荷機器６１は、電流センサ７６を介して正極線ＰＬ３に電気的に接続される。ＰＦＣ回路３０の出力電圧Ｖｄｃの供給を受けて動作する負荷機器６１への供給電流Ｉｌ１は、電流センサ７６を配置することで検出できる。電流センサ７６の検出値は、電源マイコン５０へ入力される。負荷機器６１については、電流センサ７６による検出電流値を、負荷パラメータ値Ｐｌｄとして用いることができる。
【００８６】
一方で、負荷機器６２は、降圧チョッパ７０を介して正極線ＰＬ３に電気的に接続される。降圧チョッパ７０は、正極線ＰＬ３上の直流電圧Ｖｄｃを降圧して、直流電圧Ｖｓを正極線ＰＬｓに出力する。負荷機器６２は、降圧チョッパ７０の出力電圧Ｖｓの供給を受けて動作する。
【００８７】
図９は、降圧チョッパ７０の構成例を示す回路図である。
図９を参照して、降圧チョッパ７０は、インダクタ７１、スイッチング素子７２、及びダイオード７３を有する。スイッチング素子７２は、正極線ＰＬ３及びノードＮｃの間に接続される。電源マイコン５０からの制御パルス信号ＳＰに従ってオンオフされる。インダクタ７１は、負荷機器６２が接続される正極線ＰＬｓとノードＮｃとの間に、接続される。
【００８８】
ダイオード７３は、ノードＮｃ及び負極線ＮＬの間に、負極線ＮＬからノードＮｃへ向かう方向を順方向として接続される。降圧チョッパ７０の出力電圧Ｖｓは、電圧センサ７５によって検出される。電圧センサ７５の検出値は、電源マイコン５０へ入力される。
【００８９】
降圧チョッパ７０では、スイッチング素子７２のオン期間及びオフ期間が交互に設けられる。スイッチング素子７２のオン期間には、正極線ＰＬ３からインダクタ７１を経由して、正極線ＰＬｓへ電流が供給されるので、出力電圧Ｖｓが上昇する。一方で、スイッチング素子７２のオフ期間には、インダクタ７１に蓄積されたエネルギによって正極線ＰＬｓへ電流が供給されるので、出力電圧Ｖｓは低下する。
【００９０】
図１０には、降圧チョッパの制御波形例が示される。
図１０を参照して、電源マイコン５０は、スイッチング素子７２を一定のスイッチング周期Ｔｓｗでターンオンする。各スイッチング周期における、スイッチング素子７２のオン期間長Ｔｏｎは、デューティ比ＤＴ（ＤＴ＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）に従って設定される。すなわち、電圧センサ７５による電圧検出値に基づく出力電圧Ｖｓのフィードバック制御によってデューティ比ＤＴを変化させることで、降圧チョッパ７０の出力電圧Ｖｓを一定に制御することができる。
【００９１】
再び図９を参照して、負荷機器６２の消費電力が大きく、負荷機器６２への供給電流Ｉｌ２が大きいときには、出力電圧Ｖｓを一定に制御するためのデューティ比ＤＴが高くなる。一方で、負荷機器６２への供給電流Ｉｌ２が小さいときには、出力電圧Ｖｓを一定に制御するためのデューティ比ＤＴは低くなる。
【００９２】
したがって、供給電流Ｉｌ２を検出するための電流センサを配置しなくても、降圧チョッパ７０でのデューティ比ＤＴから、供給電流Ｉｌ２を間接的に検出することができる。すなわち、負荷機器６２については、負荷機器６２へ一定電圧を供給するための降圧チョッパ７０におけるデューティ比ＤＴを、負荷パラメータ値Ｐｌｄとして用いることができる。
【００９３】
このように、電流センサによる電流検出値、又は、降圧チョッパでのデューティ比等の制御パラメータ値を用いて、負荷６０への供給電流に応じた定量値を有する負荷パラメータ値Ｐｌｄを設定することができる。
【００９４】
再び図７を参照して、電源マイコン５０は、ステップＳ５２０により、ステップＳ５１０で取得された負荷パラメータ値Ｐｌｄを基準値Ｐ１と比較する。Ｐｌｄ＜Ｐ１であり、負荷６０への供給電流が小さいときには（Ｓ５２０のＹＥＳ判定時）、電源マイコン５０は、ステップＳ５３０により、定電圧制御の目標電圧Ｖｄｃ＊を現在の値よりも低下させる。一方で、電源マイコン５０は、Ｐｌｄ≧Ｐ１のときには（Ｓ５２０のＮＯ判定時）、ステップＳ５４０により、目標電圧Ｖｄｃ＊は維持又は上昇される。
【００９５】
図１１には、負荷パラメータ値に基づく目標電圧Ｖｄｃ＊の制御例を説明する概念図が示される。
【００９６】
図１１を参照して、負荷パラメータ値Ｐｌｄ＜Ｐ１のときには、上述のステップＳ５３０により、目標電圧Ｖｄｃ＊は、現在値よりもＶｕ１低下される。さらに、Ｐｌｄ≧Ｐ１のときには（ステップＳ５４０）、基準値Ｐ１よりも高い基準値Ｐ２と負荷パラメータ値Ｐｌｄとの比較により、目標電圧Ｖｄｃ＊を維持及び上昇のいずれとするかを選択することができる。基準値Ｐ１は「第１の基準値」に対応し、基準値Ｐ２は「第２の基準値」に対応する。
【００９７】
すなわち、電源マイコン５０は、ステップＳ５４０において、Ｐｌｄ＞Ｐ２のときには、目標電圧Ｖｄｃ＊を現在値よりもＶｕ２上昇する一方で、ＰＬ１≦Ｐｌｄ≦ＰＬ２のときには、目標電圧Ｖｄｃ＊を現在値に維持することができる。なお、目標電圧Ｖｄｃ＊の低下幅Ｖｕ１及び上昇幅Ｖｕ２は、同一値であっても異なる値であってもよい。
【００９８】
図１２には、実施の形態２に係る目標電圧可変制御の動作例が示される。
図１２を参照して、電源装置１が起動される時刻ｔａには、目標電圧Ｖｄｃ＊は、所定の初期電圧Ｖｉｎｉに設定される。初期電圧Ｖｉｎｉは、負荷６０の動作が十分に保証された定格電圧に相当する。実施の形態２に係る目標電圧可変制御は、負荷６０の電流が過大とならない範囲内で、目標電圧Ｖｄｃ＊を低下させることによって、ＰＦＣ回路３０での電力損失の低減を図るものである。
【００９９】
時刻ｔｂから、負荷パラメータ値Ｐｌｄに基づいて、目標電圧Ｖｄｃ＊が徐々に低下される。一方で、時刻ｔｃでは、目標電圧Ｖｄｃ＊に従って出力電圧Ｖｄｃが低下した結果、負荷パラメータ値Ｐｌｄが基準値Ｐ２よりも高くなることによって、目標電圧Ｖｄｃ＊は上昇される。
【０１００】
以降では、目標電圧Ｖｄｃ＊の上昇又は低下に応じて、負荷パラメータ値Ｐｌｄが変化することにより、負荷パラメータ値Ｐｌｄが過大とならない範囲（Ｐｌｄ≦Ｐ２の範囲）にて、目標電圧Ｖｄｃ＊をできるだけ低く設定することができる。
【０１０１】
なお、目標電圧Ｖｄｃ＊の設定範囲は、上限値Ｖｍａｘ及び下限値Ｖｍｉｎが設定されており、目標電圧Ｖｄｃ＊の上昇及び低下は、Ｖｍｉｎ≦Ｖｄｃ＊≦Ｖｍａｘの範囲内で行われる。図１２の例では、Ｖｍａｘ＝Ｖｉｎｉである。下限値Ｖｍｉｎは「第１の所定電圧」に対応し、上限値Ｖｍａｘ（初期電圧Ｖｉｎｉ）は「第２の所定電圧」に対応する。
【０１０２】
図７に示す制御処理を図３の制御処理よりも長い周期で実行することで、両方の制御の干渉を防止できる。また、ステップＳ５１０で取得される負荷パラメータ値Ｐｌｄは、図７の実行周期毎（すなわち、目標電圧可変制御の周期毎）のサンプリング値ではなく、当該周期内での平均値を用いることが好ましい。
【０１０３】
このように、ＰＦＣ回路３０の定電圧制御での目標電圧Ｖｄｃ＊を、負荷６０への供給電流に応じて低下させることにより、負荷６０の動作を不安定化させることなく、ＰＦＣ回路３０による電力損失を低減することができる。
【０１０４】
［実施の形態２の変形例］
負荷６０での消費電力が一定の下で上述の目標電圧可変制御を実行すると、目標電圧Ｖｄｃ＊の挙動は、図１２に示したように適正値に収束する。
【０１０５】
一方で、図８の例のように、負荷６０が複数の負荷機器で構成されている場合には、負荷機器の作動又は停止により、負荷６０全体での消費電力が変化する。給湯器では、給湯器マイコン６５（図１）からの指令に従って、ファン及びポンプの動作及び停止、又は、動作時の回転数指令値が変わることによって、負荷６０の消費電力が変化する。
【０１０６】
したがって、負荷６０における動作パターン、例えば動作している負荷機器の個数ないし種類が変化する度に、目標電圧Ｖｄｃ＊を初期電圧Ｖｉｎｉに復帰させる制御をさらに組合せることが好ましい。
【０１０７】
図１３は、実施の形態２の変形例に係る目標電圧可変制御を説明するフローチャートである。
【０１０８】
図１３を参照して、電源マイコン５０は、電源装置１の起動時に、ステップＳ６１０により、目標電圧Ｖｄｃ＊を初期電圧Ｖｉｎｉに設定する。そして、ステップＳ６２０では、図７のステップＳ５１０〜Ｓ５４０による目標電圧可変制御が実行される。なお、ステップＳ６２０の実行中において、電源装置１の電源がオフされると、図中に点線で示されるように、図１３の制御処理は終了される。
【０１０９】
電源マイコン５０は、目標電圧可変制御中において、ステップＳ６３０により、負荷６０の作動状況が変化しているかどうかを判定する。例えば、負荷６０が複数の負荷機器で構成されている場合に、いずれかの負荷機器の作動／停止が切替えられた場合に、ステップＳ６３０をＹＥＳ判定とすることができる。
【０１１０】
電源マイコン５０は、負荷の作動状況が変化しない間は（Ｓ６３０のＮＯ判定時）、ステップＳ６２０による目標電圧可変制御を繰り返し実行する。一方で、電源マイコン５０は、負荷の作動状況が変化すると（Ｓ６３０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ６４０により、作動状況の変化が消費電力を増加させる方向のものであるか否かを判定する。例えば、作動する負荷機器が増加したときにステップＳ６４０はＹＥＳ判定とされる。
【０１１１】
電源マイコン５０は、消費電力が増加するような作動状況の変化があった場合（Ｓ６４０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ６１０に処理を戻して、Ｖｄｃ＊＝Ｖｉｎｉに復帰させて、目標電圧可変制御（Ｓ６２０）を再開する。一方で、電源マイコン５０は、消費電力が増加するような作動状況の変化ではない場合（Ｓ６４０のＮＯ判定時）には、ステップＳ６５０により目標電圧Ｖｄｃ＊を現在の値に維持して、目標電圧可変制御（Ｓ６２０）を継続する。
【０１１２】
このようにすると、消費電力が増加する方向に負荷６０の作動状況が変化した場合には、ＰＦＣ回路３０の目標電圧Ｖｄｃ＊を初期電圧Ｖｉｎｉに一旦復帰させて負荷機器の安定動作を優先するので、負荷６０の動作に影響を与えることなく、ＰＦＣ回路３０の電力損失の削減を図ることができる。
【０１１３】
なお、実施の形態２及びその変形例に係るＰＦＣ回路の目標電圧可変制御は、上述したように、脈流電圧の周期毎での出力電圧の平均値Ｖｄｃｍをフィードバックする定電圧制御における目標電圧Ｖｄｃ＊の設定に用いるだけではなく、通常の出力電圧（Ｖｄｃ）フィードバック制御と組み合わせることも可能である。
【０１１４】
具体的には、ＰＦＣ回路３０での定電圧制御において、図３の制御周期毎に出力電圧Ｖｄｃをフィードバックして電圧偏差ΔＶ及びパラメータＫＡを更新するように変形しても、電圧偏差ΔＶを算出するための目標電圧Ｖｄｃ＊について、実施の形態２及び変形例に係る目標電圧制御を用いて設定することが可能である。
【０１１５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１１６】
１  電源装置、１０  交流電源、２０  整流回路、３０  ＰＦＣ回路、３２  駆動回路、３４，７６  電流センサ、３６，７５  電圧センサ、４０  電圧変換回路、５０  電源マイコン、６０  負荷、６１，６２  負荷機器、６５  給湯器マイコン、７０  降圧チョッパ、７１，Ｌ  インダクタ、７２，ＳＷ  スイッチング素子、７３，Ｄ，Ｄ１，Ｄ２  ダイオード、Ａ１，Ａ２  交流線、Ｃ  平滑キャパシタ、ＩＬ  インダクタ電流、ＫＡ  パラメータ、ＮＬ  負極線、Ｎ１  接続線、Ｎｃ  ノード、Ｐ１，Ｐ２，Ｖｐ  基準値、ＰＬ１〜ＰＬ３，ＰＬｓ  正極線、Ｐｌｄ  負荷パラメータ値、Ｖｄｃ  出力電圧（ＰＦＣ回路）、Ｖｄｃ＊  目標電圧（Ｖｄｃ）、Ｖｓ  出力電圧（降圧チョッパ）、Ｖｉｎｉ  初期電圧（Ｖｄｃ＊）、Ｖｐｕ  脈流電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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