(57)【要約】【課題】送信コイルに交流電力を供給する電力供給回路への入力電圧が変動する場合でも、受電側の出力電圧を一定に保つことができる非接触給電装置を提供する。【解決手段】非接触給電装置１の送電装置２は、受電装置３へ電力を供給する送信コイル１４と、送信コイル１４に対して、入力電圧を昇圧または降圧して得られる交流電力を送信コイル１４に供給する電力供給回路１０と、電力供給回路１０への入力電圧を測定する電圧検出回路１６と、測定された入力電圧に応じて、電力供給回路１０による、入力電圧に対する昇圧または降圧の度合いを制御する制御回路１９とを有する。受電装置３は、送電装置２からの電力を受信する受信コイル２１と、送電装置２からの電力に応じて受信コイル２１とともに共振する共振コンデンサ２２とを有する共振回路２０と、共振回路２０から出力される電力を整流する整流回路２４とを有する。【選択図】図４
2019176570.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電装置と、前記送電装置から非接触で電力伝送される受電装置とを有する非接触給電装置であって、
前記送電装置は、
前記受電装置へ電力を供給する送信コイルと、
入力電圧を昇圧または降圧して得られる交流電力を前記送信コイルに供給する電力供給回路と、
前記電力供給回路への前記入力電圧を測定する電圧検出回路と、
測定された前記入力電圧に応じて、前記電力供給回路による、前記入力電圧に対する昇圧または降圧の度合いを制御する制御回路とを有し、
前記受電装置は、
前記送電装置からの電力を受信する受信コイルと、前記送電装置からの電力に応じて前記受信コイルとともに共振する共振コンデンサとを有する共振回路と、
前記共振回路から出力される電力を整流する整流回路と、
を有する非接触給電装置。
【請求項２】
前記電力供給回路は、
前記入力電圧を昇圧させて直流電力を出力する力率改善回路と、
前記力率改善回路から出力された前記直流電力を交流電力に変換するインバータとを有し、
前記制御回路は、測定された前記入力電圧が所定電圧未満である場合、前記インバータをフルブリッジ動作させ、一方、測定された前記入力電圧が前記所定電圧以上である場合、前記インバータをハーフブリッジ動作させる、請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項３】
前記電力供給回路は、
前記入力電圧を昇圧させて直流電力を出力する力率改善回路と、
前記力率改善回路から出力された前記直流電力の電圧を昇圧または降圧する電圧変換器と、
前記電圧変換器から出力された直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記電圧変換器を短絡するか否かを切り替え可能な短絡回路とを有し、
前記制御回路は、測定された前記入力電圧に応じて前記電圧変換器を短絡するか否かを切り替えるよう、前記短絡回路を制御する、請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項４】
前記電圧変換器は、前記力率改善回路から出力された前記直流電力の電圧を降圧させ、
前記制御回路は、測定された前記入力電圧が所定電圧未満である場合、前記電圧変換器を短絡するよう前記短絡回路を制御し、一方、測定された前記入力電圧が前記所定電圧以上である場合、前記電圧変換器を短絡しないよう前記短絡回路を制御する、請求項３に記載の非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接触給電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、金属の接点などを介さずに、空間を通じて電力を伝送する、いわゆる非接触給電（ワイヤレス給電とも呼ばれる）技術が研究されている。
【０００３】
非接触給電装置では、一次側（送電側）に、トランスの一部として動作するコイル（以下、送信コイルと呼ぶ）が設けられ、二次側（受電側）に、トランスの他の一部として動作するコイル（以下、受信コイルと呼ぶ）が設けられる。そして送電側の装置が送信コイルに交流電力を供給することで、送信コイルから受信コイルへ電力が伝送される。
【０００４】
非接触給電では、電力伝送効率は、送信コイルと受信コイル間の結合度kと、共振／共鳴の強さの指標であるQ値の積で表される。そのため、電力伝送効率を向上するためには、Q値を高くすることが求められる。特に、受電側において、受信コイルとコンデンサとが並列共振する共振回路を介して受電される場合、Q値を高くするためには、伝送される電力の電圧も高くすることが要求される。
【０００５】
しかし、受電側の共振回路を介して供給される電力により駆動される負荷回路が高電圧を必要としない場合、共振回路と負荷回路の間に、供給される電力の電圧を降下させるためのＤＣ−ＤＣコンバータが必要となる。しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータによる電圧の降下を行うことで、電力の損失が生じるため、用途によっては好ましくない。
【０００６】
一方、送電側に設けられるインバータの出力電圧のデューティを調節することによって送電電力を目標電力に制御する第１の制御と、送電側に設けられる力率改善回路の昇圧比を調整することによって送電電力を目標電力に制御する第２の制御のうち、目標電力が第１の電力である場合には、第１の制御が実行され、目標電力が第１の電力よりも小さい第２の電力である場合には、第２の制御が実行される技術が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１７−３４９５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記の技術のように、送電側の装置において、送信コイルに供給される交流電力の電圧を調整するために力率改善回路が用いられることがある。力率改善回路は、一般的に昇圧機能を有するので、力率改善回路に入力される電圧よりも、力率改善回路から出力される電圧の方が高くなる。ここで、力率改善回路に入力される電圧が一定でなく、様々な要因によって変動することがある。そのような電圧の変動により、力率改善回路に入力される電圧が高くなり過ぎると、力率改善回路による昇圧の程度を調整しても、負荷回路に供給される電圧の目標値よりも受電側の受信コイルから取り出される電圧の方が高くなる。特に、負荷回路が定電圧にて動作するよう設計されている場合、目標値よりも高い電圧を持つ電力が負荷回路に供給されると故障の原因となり、好ましくない。
【０００９】
そこで、本発明は、送信コイルに交流電力を供給する電力供給回路への入力電圧が変動する場合でも、受電側の出力電圧を一定に保つことができる非接触給電装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一つの形態として、送電装置と、送電装置から非接触で電力伝送される受電装置とを有する非接触給電装置が提供される。この非接触給電装置において、送電装置は、受電装置へ電力を供給する送信コイルと、入力電圧を昇圧または降圧して得られる交流電力を送信コイルに供給する電力供給回路と、電力供給回路への入力電圧を測定する電圧検出回路と、測定された入力電圧に応じて、電力供給回路による、入力電圧に対する昇圧または降圧の度合いを制御する制御回路とを有する。受電装置は、送電装置からの電力を受信する受信コイルと、送電装置からの電力に応じて受信コイルとともに共振する共振コンデンサとを有する共振回路と、共振回路から出力される電力を整流する整流回路とを有する。
係る構成を有することにより、この非接触給電装置は、送信コイルに交流電力を供給する電力供給回路への入力電圧が変動する場合でも、受電側の出力電圧を一定に保つことができる。
【００１１】
この非接触給電装置において、送電装置の電力供給回路は、入力電圧を昇圧させて直流電力を出力する力率改善回路と、力率改善回路から出力された直流電力を交流電力に変換するインバータとを有し、制御回路は、測定された入力電圧が所定電圧未満である場合、インバータをフルブリッジ動作させ、一方、測定された入力電圧が所定電圧以上である場合、インバータをハーフブリッジ動作させることが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、簡単な構成で入力電圧に対する送信コイルに供給される交流電力の電圧の昇圧または降圧の度合いを適切に調整できる。
【００１２】
あるいは、この非接触給電装置において、電力供給回路は、入力電圧を昇圧させて直流電力を出力する力率改善回路と、力率改善回路から出力された直流電力の電圧を昇圧または降圧する電圧変換器と、電圧変換器から出力された直流電力を交流電力に変換するインバータと、電圧変換器を短絡するか否かを切り替え可能な短絡回路とを有し、制御回路は、測定された入力電圧に応じて電圧変換器を短絡するか否かを切り替えるよう、短絡回路を制御することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、入力電圧に対する送信コイルに供給される交流電力の電圧の昇圧または降圧の度合いを適切に調整できる。
【００１３】
この場合において、電圧変換器は、力率改善回路から出力された直流電力の電圧を降圧させ、制御回路は、測定された入力電圧が所定電圧未満である場合、電圧変換器を短絡するよう短絡回路を制御し、一方、測定された入力電圧が所定電圧以上である場合、電圧変換器を短絡しないよう短絡回路を制御することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、受電側の出力電圧の目標値が低く、かつ、入力電圧が変動する場合でも、受電側の出力電圧をその目標値に保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の一つの実施形態に係る非接触給電装置の概略構成図である。
【図２】（ａ）は、インバータがフルブリッジ動作する場合における、各スイッチング素子のオン／オフと送信コイルの両端子間電圧との関係の一例を示す図である。（ｂ）は、インバータがハーフブリッジ動作する場合における、各スイッチング素子のオン／オフと送信コイルの両端子間電圧との関係の一例を示す図である。（ｃ）は、インバータがハーフブリッジ動作する場合における、各スイッチング素子のオン／オフと送信コイルの両端子間電圧との関係の他の一例を示す図である。
【図３】本実施形態による非接触給電装置の等価回路図である。
【図４】本実施形態による非接触給電装置の出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【図５】図４に示されたシミュレーションにおいて、結合度に応じて送信コイルに印加する電圧を変化させたときの、出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【図６】本実施形態による非接触給電装置における、送信コイルに印加される交流電力についての電圧の位相に対する電流の位相の遅れの周波数特性を示す図である。
【図７】変形例による電力供給回路の概略構成図である。
【図８】変形例による電力供給回路に含まれる、ハーフブリッジ動作するインバータの回路図である。
【図９】他の変形例による電力供給回路の概略構成図である。
【図１０】他の変形例による受電装置の概略構成図である。
【図１１】図１０に示される受電装置と図１に示される送電装置を有する非接触給電装置について、結合度に応じて送信コイルに印加する電圧を変化させたときの出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の一つの実施形態による非接触給電装置を、図を参照しつつ説明する。この非接触給電装置は、送電側の装置において、送信コイルに交流電力を供給する電力供給回路への入力電圧に応じて、電力供給回路が有するインバータをフルブリッジ動作させるかハーフブリッジ動作させるかを切り替える。特に、入力電圧が所定電圧以上である場合には、非接触給電装置は、インバータをハーフブリッジ動作させることで、入力電圧に対する、電力供給回路からの出力電圧の比率を低下させ、一方、入力電圧が所定電圧未満の場合には、非接触給電装置は、インバータをフルブリッジ動作させることで、入力電圧に対する、電力供給回路からの出力電圧の比率を高くする。これにより、この非接触給電装置は、入力電圧が変動する場合でも、受電側の出力電圧を一定に保つこと、すなわち、非接触給電装置が定電圧出力動作することを可能とする。
【００１６】
図１は、本発明の一つの実施形態に係る非接触給電装置の概略構成図である。図１に示されるように、非接触給電装置１は、送電装置２と、送電装置２から空間を介して非接触で電力伝送される受電装置３とを有する。送電装置２は、電力供給回路１０と、送信コイル１４と、コンデンサ１５と、電圧検出回路１６と、受信器１７と、ゲートドライバ１８−１、１８−２と、制御回路１９とを有する。一方、受電装置３は、受信コイル２１及び共振コンデンサ２２を有する共振回路２０と、コイル２３と、整流平滑回路２４と、負荷回路２７と、電圧検出回路２８と、定電圧判定回路２９と、送信器３２とを有する。非接触給電装置１は、送電側にて送信コイルとコンデンサとが直列共振し、受電側にて受信コイルと共振コンデンサとが並列共振し、かつ、受信コイルに対して直列に接続されるリアクトルを有する、いわゆるＳＰＬ方式の非接触給電装置と同様の構成を有することで、定電圧出力動作可能となっている。ただし、非接触給電装置１は、送電側の共振を利用しない。すなわち、送信コイル１４が共振しない周波数を持つ交流電力を送信コイル１４に供給することで、非接触給電装置１は、電力伝送効率を向上させる。
【００１７】
先ず、送電装置２について説明する。
電力供給回路１０は、入力される電圧を昇圧または降圧して得られ、かつ、調節可能なスイッチング周波数、及び、調節可能な電圧を持つ交流電力を送信コイル１４へ供給する。そのために、電力供給回路１０は、電源１１と、力率改善回路１２と、インバータ１３とを有する。インバータ１３は、４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４を有する。
【００１８】
電源１１は、所定の脈流電圧を持つ電力を供給する。そのために、電源１１は、商用の交流電源と接続され、その交流電源から供給された交流電力を整流するための全波整流回路を有する。すなわち、電源１１へ入力される交流電源からの電圧が、電力供給回路１０への入力電圧となる。
【００１９】
力率改善回路１２は、電源１１から出力された電力の電圧を、制御回路１９からの制御に応じた電圧に変換して出力する。そのために、力率改善回路１２は、例えば、電源１１の正極側端子から順に直列に接続されるコイルL及びダイオードDと、コイルLとダイオードDの間にドレイン端子が接続され、電源１１の負極側端子にソース端子が接続されたnチャネル型のMOSFETであるスイッチング素子SWと、ダイオードDを挟んでスイッチング素子SWと並列に接続される平滑コンデンサCを有する。またスイッチング素子SWのゲート端子は、ゲートドライバ１８−１と接続される。さらに、力率改善回路１２は、電源１１の正極側端子と負極側端子との間に直列に接続される二つの抵抗R1、R2を有する。この抵抗R1、R2は、ダイオードDと平滑コンデンサCとの間に、平滑コンデンサCと並列に接続される。そして抵抗R1と抵抗R2間の電圧が、ダイオードDから出力される電圧を表すものとして、制御回路１９により測定される。
【００２０】
制御回路１９により指示されたデューティ比にしたがって、かつ、ダイオードDから出力される電流波形の軌跡が、電源１１から供給される電圧の軌跡と一致するように、ゲートドライバ１８−１がスイッチング素子SWのオン／オフを制御することにより、力率改善回路１２は、力率改善動作を実行する。そしてスイッチング素子SWがオンとなるデューティ比が高くなるほど、ダイオードDから出力される電圧は高くなる。
【００２１】
ダイオードDから出力される電圧は、平滑コンデンサCにより平滑化されて、インバータ１３を構成する４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４及びコンデンサ１５を介して送信コイル１４へ供給される。
【００２２】
なお、力率改善回路１２は、上記の構成に限られず、制御回路１９からの制御によって出力電圧を調整可能な他の構成を有していてもよい。
【００２３】
インバータ１３を構成する４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４は、例えば、nチャネル型のMOSFETとすることができる。そして４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４のうち、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２は、電源１１の正極側端子と負極側端子との間に、力率改善回路１２を介して直列に接続される。また本実施形態では、電源１１の正極側に、スイッチング素子１３−１が接続され、一方、電源１１の負極側に、スイッチング素子１３−２が接続される。そしてスイッチング素子１３−１のドレイン端子は、力率改善回路１２を介して電源１１の正極側端子と接続され、スイッチング素子１３−１のソース端子は、スイッチング素子１３−２のドレイン端子と接続される。また、スイッチング素子１３−２のソース端子は、力率改善回路１２を介して電源１１の負極側端子と接続される。さらに、スイッチング素子１３−１のソース端子、及び、スイッチング素子１３−２のドレイン端子は、送信コイル１４の一端に接続され、スイッチング素子１３−２のソース端子は、スイッチング素子１３−４及びコンデンサ１５を介して送信コイル１４の他端に接続される。
【００２４】
同様に、４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４のうち、スイッチング素子１３−３とスイッチング素子１３−４は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−２と並列に、かつ、力率改善回路１２を介して電源１１の正極側端子と負極側端子との間に直列に接続される。また、電源１１の正極側に、スイッチング素子１３−３が接続され、一方、電源１１の負極側に、スイッチング素子１３−４が接続される。そしてスイッチング素子１３−３のドレイン端子は、力率改善回路１２を介して電源１１の正極側端子と接続され、スイッチング素子１３−３のソース端子は、スイッチング素子１３−４のドレイン端子と接続される。また、スイッチング素子１３−４のソース端子は、力率改善回路１２を介して電源１１の負極側端子と接続される。さらに、スイッチング素子１３−３のソース端子、及び、スイッチング素子１３−４のドレイン端子は、コンデンサ１５を介して送信コイル１４の他端に接続される。
【００２５】
また、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のゲート端子は、ゲートドライバ１８−２を介して制御回路１９と接続される。さらに、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のゲート端子は、オンとなる電圧が印加されたときにそのスイッチング素子がオンとなることを保証するために、それぞれ、抵抗を介して自素子のソース端子と接続されてもよい。そして各スイッチング素子１３−１〜１３−４は、制御回路１９からの制御信号にしたがって、調整可能なスイッチング周波数にてオン／オフが切り替えられる。本実施形態では、インバータ１３がフルブリッジ動作する場合、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−４とがオンとなっている間、スイッチング素子１３−２とスイッチング素子１３−３とがオフとなり、逆に、スイッチング素子１３−２とスイッチング素子１３−３とがオンとなっている間、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−４とがオフとなるように、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−４の組と、スイッチング素子１３−２とスイッチング素子１３−３との組について交互にオン／オフが切り替えられる。これにより、電源１１から力率改善回路１２を介して供給された直流電力は、各スイッチング素子のスイッチング周波数を持つ交流電力に変換されて、送信コイル１４に供給される。
【００２６】
また、インバータ１３がハーフブリッジ動作する場合、スイッチング素子１３−３とスイッチング素子１３−４の何れか一方は常にオンに保たれ、他方は常にオフに保たれる。そしてスイッチング素子１３−１がオンとなっている間、スイッチング素子１３−２がオフとなり、逆に、スイッチング素子１３−２がオンとなっている間、スイッチング素子１３−１がオフとなるように、スイッチング素子１３−１と、スイッチング素子１３−２とについて交互にオン／オフが切り替えられる。これにより、電源１１から力率改善回路１２を介して供給された直流電力は、各スイッチング素子のスイッチング周波数を持つ交流電力に変換されて、送信コイル１４に供給される。また、インバータ１３がハーフブリッジ動作する場合に送信コイル１４に印加される電圧は、インバータ１３がフルブリッジ動作する場合に送信コイル１４に印加される電圧の半分となる。
【００２７】
そして送信コイル１４は、電力供給回路１０から供給された交流電力を、空間を介して受電装置３の共振回路２０へ伝送する。
【００２８】
コンデンサ１５は、送信コイル１４に対して直列に接続される。そしてコンデンサ１５は、送信コイル１４に直流電流が流れることを抑制するとともに、インバータ１３がハーフブリッジ動作する際に、インバータ１３とともに、送信コイル１４に交流電力を供給する。
【００２９】
電圧検出回路１６は、電源１１から出力される電圧を測定し、その測定値を制御回路１９へ出力する。なお、電源１１から出力される電圧は、電源１１に入力される商用電源からの入力電圧と１対１に対応しているため、電圧検出回路１６による電圧の測定値は、間接的に電源１１への入力電圧の測定値となる。本実施形態では、電源１１は全波整流回路を有するので、電源１１からの出力電圧は脈流電圧となる。したがって、電圧検出回路１６は、脈流電圧を検出できる公知の様々な電圧検出回路の何れかであればよい。また、電圧検出回路１６は、電源１１へ交流電力を供給する商用電源からの電圧を直接測定するように設けられてもよい。
【００３０】
受信器１７は、受電装置３の送信器３２から無線信号を受信する度に、その無線信号から、非接触給電装置１が定電圧出力動作しているか否かなどを表す判定情報を取り出して、制御回路１９へ出力する。そのために、受信器１７は、例えば、所定の無線通信規格に準じて無線信号を受信するアンテナと、その無線信号を復調する通信回路とを有する。なお、所定の無線通信規格は、例えば、ISO/IEC 15693、ZigBee（登録商標）、あるいはBluetooth（登録商標）とすることができる。
【００３１】
ゲートドライバ１８−１は、制御回路１９から、力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフを切り替える制御信号を受信し、その制御信号に応じて、スイッチング素子SWのゲート端子に印加する電圧を変化させる。すなわち、ゲートドライバ１８−１は、スイッチング素子SWをオンにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子SWのゲート端子に、スイッチング素子SWがオンとなる相対的に高い電圧を印加する。一方、ゲートドライバ１８−１は、スイッチング素子SWをオフにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子SWのゲート端子に、スイッチング素子SWがオフとなる、相対的に低い電圧を印加する。これにより、ゲートドライバ１８−１は、制御回路１９により指示されたタイミングで力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフを切り替える。
【００３２】
ゲートドライバ１８−２は、制御回路１９から、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のオン／オフを切り替える制御信号を受信し、その制御信号に応じて、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のゲート端子に印加する電圧を変化させる。すなわち、ゲートドライバ１８−２は、インバータ１３がフルブリッジ動作する場合、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４をオンにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子１３−１のゲート端子及びスイッチング素子１３−４のゲート端子に、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４がオンとなる相対的に高い電圧を印加する。これにより、電源１１からの電流が、スイッチング素子１３−１、送信コイル１４及びスイッチング素子１３−４を介して流れるようになる。一方、ゲートドライバ１８−２は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４をオフにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子１３−１のゲート端子及びスイッチング素子１３−４のゲート端子に、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４がオフとなり、電源１１からの電流がスイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４を流れなくなる、相対的に低い電圧を印加する。ゲートドライバ１８−２は、スイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３についても同様に、ゲート端子に印加する電圧を制御する。したがって、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４がオフとなり、スイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３がオンとなると、電源１１からの電流が、スイッチング素子１３−３、送信コイル１４及びスイッチング素子１３−２を介して流れるようになる。
【００３３】
また、インバータ１３がハーフブリッジ動作している間、ゲートドライバ１８−２は、制御回路１９から、スイッチング素子１３−３及びスイッチング素子１３−４の何れか一方をオンにし、他方をオフにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子１３−３及びスイッチング素子１３−４のうちのその一方のゲート端子に、その一方のスイッチング素子がオンとなる相対的に高い電圧を印加し、他方のスイッチング素子のゲート端子に、その他方のスイッチング素子がオフとなる相対的に低い電圧を印加する。さらに、ゲートドライバ１８−２は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−２のそれぞれのゲート端子に、交互にオンとなる相対的に高い電圧を印加する。これにより、電源１１からの電流が、スイッチング素子１３−３及びスイッチング素子１３−４の一方と、送信コイル１４及びスイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−２の何れかを介して流れるようになる。
【００３４】
制御回路１９は、例えば、不揮発性のメモリ回路及び揮発性のメモリ回路と、演算回路と、他の回路と接続するためのインターフェース回路とを有する。そして制御回路１９は、電圧検出回路１６による、電源１１からの出力電圧の測定値に応じて、電力供給回路１０のインバータ１３をフルブリッジ動作させるかハーフブリッジ動作させるかを切り替える。さらに、制御回路１９は、受信器１７から判定情報を受け取る度に、その判定情報に応じて、電力供給回路１０から送信コイル１４に供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する。
【００３５】
本実施形態では、制御回路１９は、電圧検出回路１６から受信した電源１１からの出力電圧の測定値を所定電圧と比較する。そして制御回路１９は、その測定値が所定電圧未満である場合、インバータ１３をフルブリッジ動作させるよう、ゲートドライバ１８−２へ制御信号を出力する。一方、出力電圧の測定値が所定電圧以上である場合、制御回路１９は、インバータ１３をハーフブリッジ動作させるよう、ゲートドライバ１８−２へ制御信号を出力する。これにより、インバータ１３がフルブリッジ動作する場合、受電装置３の共振回路２０から出力される電圧の目標値に対して、電力供給回路１０への入力電圧が高過ぎる場合でも、制御回路１９は、共振回路２０から出力される電圧をその目標値に調整できる。また、インバータ１３がハーフブリッジ動作する場合、電力供給回路１０への入力電圧に対して電力供給回路１０から送信コイル１４に供給される電圧が降圧していてもよい。
【００３６】
なお、所定電圧は、例えば、送信コイル１４と受信コイル２１間の結合度が想定される最大値となり、かつ、インバータ１３がフルブリッジ動作する場合において、力率改善回路１２による昇圧の程度を調整可能な最低限度に設定して非接触給電装置１が定電圧出力動作できる、電源１１の出力電圧の最小値に設定される。
【００３７】
インバータ１３をフルブリッジ動作させる場合、制御回路１９は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４の組とスイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３の組とが交互にオンとなり、かつ、スイッチング周波数に対応する１周期内でスイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４の組がオンとなっている期間とスイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３の組がオンとなっている期間とが等しくなるように、ゲートドライバ１８−２を介して各スイッチング素子１３−１〜１３−４を制御する。なお、制御回路１９は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４の組とスイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３の組が同時にオンとなり、電源１１が短絡されることを防止するために、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４の組とスイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３の組のオン／オフを切り替える際に、両方のスイッチング素子の組がオフとなるデッドタイムを設けてもよい。
【００３８】
一方、インバータ１３をハーフブリッジ動作させる場合、制御回路１９は、スイッチング素子１３−３及びスイッチング素子１３−４のうちの一方をオンとし、他方をオフとするよう、ゲートドライバ１８−２を介してスイッチング素子１３−３及びスイッチング素子１３−４を制御する。さらに、制御回路１９は、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２とが交互にオンとなり、かつ、スイッチング周波数に対応する１周期内でスイッチング素子１３−１がオンとなっている期間とスイッチング素子１３−２がオンとなっている期間とが等しくなるように、ゲートドライバ１８−２を介してスイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−２を制御する。なお、制御回路１９は、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２が同時にオンとなり、電源１１が短絡されることを防止するために、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２のオン／オフを切り替える際に、両方のスイッチング素子がオフとなるデッドタイムを設けてもよい。
【００３９】
図２（ａ）は、インバータ１３がフルブリッジ動作する場合における、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のオン／オフと送信コイル１４の両端子間電圧との関係の一例を示す図である。図２（ａ）において、横軸は時間を表す。また図２（ａ）において、上から順に、波形２０１は、スイッチング素子１３−１のオン／オフの時間変化を表し、波形２０２は、スイッチング素子１３−２のオン／オフの時間変化を表し、波形２０３は、スイッチング素子１３−３のオン／オフの時間変化を表し、波形２０４は、スイッチング素子１３−４のオン／オフの時間変化を表す。そして波形２０５は、送信コイル１４の両端子間電圧の時間変化を表す。また、力率改善回路１２から出力される電圧をVとする。
【００４０】
波形２０１〜２０５に示されるように、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−４とがオンとなり、スイッチング素子１３−２とスイッチング素子１３−３とがオフとなる場合、送信コイル１４のコンデンサ１５側の端子の電位V1は、0となり、送信コイル１４のコンデンサ１５とは反対側の端子の電位V2は、Vとなる。したがって、送信コイル１４の両端子間電圧(V1-V2)は(-V)となる。一方、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−４とがオフとなり、スイッチング素子１３−２とスイッチング素子１３−３とがオンとなる場合、電位V1はVとなり、電位V2は0となる。したがって、送信コイル１４の両端子間電圧(V1-V2)は(+V)となる。このことから、インバータ１３がフルブリッジ動作する場合、電圧(2V)の交流電力が送信コイル１４に供給されることとなる。
【００４１】
図２（ｂ）は、インバータ１３がハーフブリッジ動作する場合における、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のオン／オフと送信コイル１４の両端子間電圧との関係の一例を示す図である。この例では、インバータ１３がハーフブリッジ動作を継続している間、スイッチング素子１３−３はオフに保たれ、スイッチング素子１３−４はオンに保たれるものとする。図２（ｂ）において、横軸は時間を表す。また図２（ｂ）において、上から順に、波形２１１は、スイッチング素子１３−１のオン／オフの時間変化を表し、波形２１２は、スイッチング素子１３−２のオン／オフの時間変化を表し、波形２１３は、スイッチング素子１３−３のオン／オフの時間変化を表し、波形２１４は、スイッチング素子１３−４のオン／オフの時間変化を表す。そして波形２１５は、送信コイル１４の両端子間電圧の時間変化を表す。また、力率改善回路１２から出力される電圧をVとする。
【００４２】
波形２１１〜２１５に示されるように、スイッチング素子１３−１がオンとなり、スイッチング素子１３−２がオフとなる場合、送信コイル１４のコンデンサ１５側の端子の電位V1は、0となり、送信コイル１４のコンデンサ１５とは反対側の端子の電位V2は、Vとなる。したがって、送信コイル１４の両端子間電圧(V1-V2)は(-V)となる。一方、スイッチング素子１３−１がオフとなり、スイッチング素子１３−２がオンとなる場合、電位V1及び電位V2はともに0となる。したがって、送信コイル１４の両端子間電圧(V1-V2)は0となる。このことから、インバータ１３がハーフブリッジ動作する場合、電圧Vの交流電力が送信コイル１４に供給されることとなる。
【００４３】
図２（ｃ）は、インバータ１３がハーフブリッジ動作する場合における、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のオン／オフと送信コイル１４の両端子間電圧との関係の他の一例を示す図である。この例では、インバータ１３がハーフブリッジ動作を継続している間、スイッチング素子１３−３はオンに保たれ、スイッチング素子１３−４はオフに保たれるものとする。図２（ｃ）において、横軸は時間を表す。また図２（ｃ）において、上から順に、波形２２１は、スイッチング素子１３−１のオン／オフの時間変化を表し、波形２２２は、スイッチング素子１３−２のオン／オフの時間変化を表し、波形２２３は、スイッチング素子１３−３のオン／オフの時間変化を表し、波形２２４は、スイッチング素子１３−４のオン／オフの時間変化を表す。そして波形２２５は、送信コイル１４の両端子間電圧の時間変化を表す。また、力率改善回路１２から出力される電圧をVとする。
【００４４】
波形２２１〜２２５に示されるように、スイッチング素子１３−１がオンとなり、スイッチング素子１３−２がオフとなる場合、送信コイル１４のコンデンサ１５側の端子の電位V1、及び、送信コイル１４のコンデンサ１５とは反対側の端子の電位V2の両方ともVとなる。したがって、送信コイル１４の両端子間電圧(V1-V2)は0となる。一方、スイッチング素子１３−１がオフとなり、スイッチング素子１３−２がオンとなる場合、電位V1はVとなり、電位V2は0となる。したがって、送信コイル１４の両端子間電圧(V1-V2)はVとなる。このように、インバータ１３がハーフブリッジ動作する場合、電圧Vの交流電力が送信コイル１４に供給されることとなる。
【００４５】
したがって、制御回路１９は、インバータ１３をフルブリッジ動作させるかハーフブリッジ動作させるかを切り替えることで、送信コイル１４に供給される交流電力の電圧を変化させることができる。
【００４６】
また、制御回路１９は、インバータ１３がフルブリッジ動作している場合、電源１１からの出力電圧と、スイッチング周波数と、そのスイッチング周波数にて定電圧出力となる、送信コイル１４への印加電圧に相当する、力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比との関係を表す、フルブリッジ動作用の参照テーブルを参照して、電源１１からの出力電圧及びスイッチング周波数に応じたデューティ比を選択する。そして制御回路１９は、そのデューティ比と、力率改善回路１２のダイオードDからの出力電圧の変化に応じて、スイッチング素子SWのオン／オフを切り替えるタイミングを決定し、そのタイミングを表す制御信号をゲートドライバ１８−１へ出力する。
【００４７】
同様に、制御回路１９は、インバータ１３がハーフブリッジ動作している場合、電源１１からの出力電圧と、スイッチング周波数と、そのスイッチング周波数にて定電圧出力となる、送信コイル１４への印加電圧に相当する、力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比との関係を表す、ハーフブリッジ動作用の参照テーブルを参照して、電源１１からの出力電圧及びスイッチング周波数に応じたデューティ比を選択する。そして制御回路１９は、そのデューティ比と、力率改善回路１２のダイオードDからの出力電圧の変化に応じて、スイッチング素子SWのオン／オフを切り替えるタイミングを決定し、そのタイミングを表す制御信号をゲートドライバ１８−１へ出力する。
【００４８】
さらに、受信器１７が受電装置３からの無線信号を受信できない場合、受電装置３は、送電装置２から電力供給を受けることができる位置に存在しない、すなわち、送電装置２は待機状態にあると想定される。そこでこの場合、制御回路１９は、スイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比を設定可能な最小値としてもよい。あるいは、制御回路１９は、比較的短い一定期間（例えば、数秒程度）、スイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比を予め設定された値として電力供給回路１０を動作させ、その後、比較的長い期間（例えば、数分程度）、各スイッチング素子をオフに保って電力供給回路１０から送信コイル１４への電力供給を停止するといった制御を繰り返す、いわゆるバーストモードで電力供給回路１０を制御してもよい。これにより、送電装置２が待機状態となっている間、送信コイル１４に印加される電圧も設定可能な最小値となるので、エネルギーの損失が抑制される。
【００４９】
なお、制御回路１９による、スイッチング周波数及び送信コイル１４への印加電圧の制御の詳細については後述する。
【００５０】
次に、受電装置３について説明する。
共振回路２０は、互いに並列に接続される受信コイル２１と共振コンデンサ２２とからなるＬＣ共振回路である。そして共振回路２０が有する受信コイル２１の一端が共振コンデンサ２２の一端に接続されるとともに、コイル２３を介して整流平滑回路２４の一方の入力端子に接続される。また、受信コイル２１の他端が共振コンデンサ２２の他端に接続されるとともに、整流平滑回路２４の他方の入力端子に接続される。
【００５１】
受信コイル２１は、送電装置２の送信コイル１４に流れる交流電流と共振することで、送信コイル１４から電力を受信する。そして受信コイル２１は、共振コンデンサ２２及びコイル２３を介して、受信した電力を整流平滑回路２４へ出力する。なお、受信コイル２１の巻き数と、送電装置２の送信コイル１４の巻き数は同一でもよく、あるいは、異なっていてもよい。
【００５２】
共振コンデンサ２２は、その一端で受信コイル２１の一端及びコイル２３と接続され、他端で受信コイル２１の他端及び整流平滑回路２４と接続される。そして共振コンデンサ２２は、受信コイル２１にて受信した電力を、コイル２３を介して整流平滑回路２４へ出力する。
【００５３】
コイル２３は、共振回路２０と整流平滑回路２４との間に接続される。本実施形態では、コイル２３は、受信コイル２１と直列となるように、その一端で共振回路２０の受信コイル２１及び共振コンデンサ２２と接続され、他端で整流平滑回路２４と接続される。そしてコイル２３は、共振回路２０からの電力を整流平滑回路２４へ出力する。なお、このコイル２３が設けられることにより、ＳＰＬ方式と同様に、受電した電力の高調波成分が抑制される。
【００５４】
整流平滑回路２４は、整流回路の一例であり、ブリッジ接続された４個のダイオードを有する全波整流回路２５と平滑コンデンサ２６とを有し、共振回路２０により受信され、かつ、コイル２３を介して受け取った電力を整流し、かつ、平滑化して、直流電力に変換する。そして整流平滑回路２４は、その直流電力を、負荷回路２７に出力する。
【００５５】
電圧検出回路２８は、整流平滑回路２４の両端子間の出力電圧を所定の周期ごとに測定する。整流平滑回路２４の両端子間の出力電圧は、共振回路２０の出力電圧と１対１に対応するので、整流平滑回路２４の両端子間の出力電圧の測定値は、間接的に共振回路２０の出力電圧の測定値となる。電圧検出回路２８は、例えば、直流電圧を検出できる公知の様々な電圧検出回路の何れかとすることができる。そして電圧検出回路２８は、その出力電圧の測定値を表す電圧検出信号を定電圧判定回路２９へ出力する。
【００５６】
定電圧判定回路２９は、電圧検出回路２８から受け取った出力電圧の測定値に基づいて、非接触給電装置１が定電圧出力動作しているか否か、及び、出力電圧の測定値が定電圧出力動作が行われているときの電圧の許容範囲内に含まれているか否か判定する。そして定電圧判定回路２９は、その判定結果を送信器３２へ通知する。そのために、定電圧判定回路２９は、例えば、電圧の許容範囲を記憶するメモリ回路と、出力電圧の測定値と電圧の許容範囲とを比較する演算回路とを有する判定回路３０を有する。
【００５７】
さらに、定電圧判定回路２９は、整流平滑回路２４と負荷回路２７との間に接続される、MOSFETといったスイッチング素子３１を有する。このスイッチング素子３１は、オフとなると整流平滑回路２４から負荷回路２７へ電流が流れないようにし（すなわち、Rac=∞）、一方、オンとなると整流平滑回路２４から負荷回路２７へ電流が流れるようにする。そして定電圧判定回路２９の判定回路３０は、出力電圧の測定値が、電圧の許容範囲から外れている間、所定の周期でスイッチング素子３１のオン／オフを切り替える。これにより、その所定の周期で、整流平滑回路２４と接続される、負荷回路２７を含む回路全体の抵抗値が変化する。したがって、判定回路３０は、スイッチング素子３１のオン／オフを切り替えながら、出力電圧の測定値が略一定となるか否かを判定することで、非接触給電装置１が定電圧出力動作しているか否かを判定できる。そこで、判定回路３０は、所定の周期でスイッチング素子３１のオン／オフを切り替えても出力電圧の測定値が略一定となっている間、非接触給電装置１が定電圧出力動作していることを送信器３２へ通知する。
【００５８】
また、判定回路３０は、出力電圧の測定値が所定の周期よりも長い一定期間の間、非接触給電装置１が定電圧出力動作している場合、スイッチング素子３１のオン／オフの切り替えを停止して、オンとなる状態を維持する。そして判定回路３０は、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれるか否か判定し、その判定結果を送信器３２へ通知する。
【００５９】
その際、判定回路３０は、出力電圧の測定値が所定の周期よりも長い一定期間の間、電圧の許容範囲に含まれる場合、非接触給電装置１が定電圧出力動作しており、かつ、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲内であることを表す判定結果を送信器３２へ通知する。
【００６０】
なお、変形例によれば、定電圧判定回路２９は、整流平滑回路２４に対して、負荷回路２７と並列に接続される抵抗を有していてもよい。この場合、スイッチング素子３１は、その抵抗と直列、かつ、負荷回路２７と並列となるように設けられてもよい。この場合には、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれる間、判定回路３０は、スイッチング素子３１をオフにする。一方、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲から外れると、上記の実施形態と同様に、判定回路３０は、所定の周期でスイッチング素子３１のオン／オフを切り替えればよい。この変形例によれば、非接触給電装置１が定電圧出力動作していない場合にも、負荷回路２７への電力供給が継続される。
【００６１】
さらに他の変形例によれば、上記の抵抗と並列、かつ、負荷回路２７と直列に、MOSFETといった第２のスイッチング素子が設けられてもよい。この場合、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれる間、判定回路３０は、第２のスイッチング素子をオンにして、負荷回路２７への電力供給を可能とする。一方、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲から外れると、判定回路３０は、第２のスイッチング素子をオフにして、負荷回路２７への電力供給を停止してもよい。これにより、送電装置２においてスイッチング周波数が調整されている間に、受電した電力の電圧が過度に高くなっても、その過度に高い電圧が負荷回路２７に印加されることが防止される。
【００６２】
送信器３２は、所定の送信周期ごとに、定電圧判定回路２９の判定回路３０から受け取った判定結果に応じて、非接触給電装置１が定電圧出力動作しているか否か、及び、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれるか否かを表す判定情報を含む無線信号を生成し、その無線信号を送電装置２の受信器１７へ向けて送信する。そのために、送信器３２は、例えば、所定の無線通信規格に準じて無線信号を生成する通信回路と、その無線信号を出力するアンテナとを有する。なお、所定の無線通信規格は、受信器１７と同様に、例えば、ISO/IEC 15693、ZigBee（登録商標）、あるいはBluetooth（登録商標）とすることができる。
【００６３】
以下、非接触給電装置１の動作の詳細について説明する。
【００６４】
本実施形態では、送電装置２の制御回路１９は、受信器１７から受け取った判定情報に基づいて、非接触給電装置１が定電圧出力動作を継続するように、電力供給回路１０から送信コイル１４に供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する。
【００６５】
本実施形態による非接触給電装置１は、送電側における共振を利用しないものの、ＳＰＬ方式と同様の構成を有する。このことから、非接触給電装置１の出力電圧の周波数特性は、ＳＰＬ方式の非接触給電装置において、送信コイルと直列接続されるコンデンサの静電容量を大きくして、送電側の共振回路の共振周波数を低下させたときの出力電圧の周波数特性と類似したものとなる。
【００６６】
図３は、非接触給電装置１の等価回路図である。この等価回路１００において、送電側の送信コイル１４と受電側の共振回路２０の受信コイル２１とが結合して、n:1の理想トランスを形成するものとする。Lr及びLmは、送電側の送信コイル１４の漏れインダクタンス及び励磁インダクタンスである。なお、送電側の送信コイル１４のインダクタンスLpは、(Lm+Lr)と等しく、送信コイル１４と受信コイル２１間の結合度をkとすると、Lr=(1-k)Lp、Lm=kLpである。また、Riは、送電側の巻線抵抗値であり、Risは、受電側の巻線抵抗値である。Cpは、受電側の共振回路２０における、受信コイル２１と並列接続される共振コンデンサ２２の静電容量である。Lopは、受信コイル２１と直列接続されるコイル２３のインダクタンスである。そしてRacは、負荷回路２７の交流等価抵抗値であり、負荷回路２７の抵抗値Roを用いてRac=(8/π2)×Roで表される。
【００６７】
図４は、本実施形態による非接触給電装置１の出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図４において、横軸は、周波数を表し、縦軸は、出力電圧を表す。なお、このシミュレーションでは、Lp=174μH、Cp=20nF、Lop=3Lp、Ri=Ris=0.3Ω、n=1、送信コイル１４に供給される交流電力の電圧Vin=200V、Ro=200Ω(Rac≒162.1Ω)とした。グラフ４０１は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ４０２は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。また、グラフ４０３は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ４０４は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。さらに、グラフ４０５は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ４０６は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。
【００６８】
図４に示されるように、結合度kが変化しない条件下で、負荷回路２７の交流等価抵抗値が変化しても出力電圧が略一定となる（すなわち、定電圧出力となる）、周波数と出力電圧の組み合わせは、結合度ごとに（図のポイント４１１〜４１３の３通り）存在する。したがって、送信コイル１４が共振しないスイッチング周波数を持つ交流電力を送信コイル１４に印加しても、負荷回路２７の抵抗値の変化に対して非接触給電装置１を定電圧出力動作させることができることが分かる。さらに、ポイント４１１〜４１３で示される通り、負荷回路２７の抵抗値の変動に関して定電圧出力となるときの出力電圧は、結合度に応じて互いに異なっているものの、この出力電圧の差は、送信コイル１４に印加する電圧を調節することで、結合度によらず、略一定の出力電圧とすることができる。
【００６９】
図５は、図４に示されたシミュレーションにおいて、結合度に応じて送信コイル１４に印加する電圧を変化させたときの、出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図５において、横軸は、周波数を表し、縦軸は、出力電圧を表す。グラフ５０１は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイル１４に印加される電圧をVinとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ５０２は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)、送信コイル１４に印加される電圧をVinとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。また、グラフ５０３は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイル１４に印加される電圧を(0.47*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ５０４は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)、送信コイルに印加される電圧を(0.47*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。さらに、グラフ５０５は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイルに印加される電圧を(0.19*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ５０６は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)、送信コイルに印加される電圧を(0.19*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。
【００７０】
図４に示されたポイント４１１〜４１３に対応する、結合度kが変化しない条件下で、負荷回路２７の交流等価抵抗値が変化しても出力電圧が略一定となる（すなわち、定電圧出力となる）、周波数と出力電圧の組み合わせは、ポイント５１１〜５１３の３通りとなる。そしてポイント５１１〜５１３のそれぞれの出力電圧は、互いに略等しい。
【００７１】
以上により、負荷回路２７の抵抗値及び結合度の何れが変動しても、送信コイル１４に印加する交流電力のスイッチング周波数及び電圧を適切に調節することで、出力電圧が略一定に保たれることが分かる。
【００７２】
そこで、制御回路１９は、定電圧出力動作を達成するために、下記のように送信コイル１４に印加される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する。
【００７３】
受電装置３から受信器１７を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、非接触給電装置１が定電圧出力動作していないことが示されている場合、制御回路１９は、交流電力のスイッチング周波数を所定の周波数領域内で変化させる。所定の周波数領域は、例えば、送電装置２から受電装置３への給電が行われる場合における、送信コイル１４と受信コイル２１間の想定される結合度の最小値において定電圧出力となる周波数を下限とし、送信コイル１４と受信コイル２１間の想定される結合度の最大値において定電圧出力となる周波数を上限とする周波数領域とすることができる。
【００７４】
制御回路１９は、スイッチング周波数を変化させる際、所定の周波数領域の下限から上限まで順にスイッチング周波数を高くしてもよく、あるいは、逆に、所定の周波数領域の上限から下限まで順にスイッチング周波数を低くしてもよい。その際、制御回路１９は、受電装置３の定電圧判定回路２９が出力電圧が略一定となったか否かを調べることができるように、定電圧判定回路２９の判定回路３０がスイッチング素子３１のオンとオフを切り替える周期よりも長い期間、同じスイッチング周波数を保つように、ステップ状にスイッチング周波数を変化させることが好ましい。
【００７５】
なお、制御回路１９は、スイッチング周波数を調整している間、送信コイル１４に印加する電圧を下限の電圧にまで低下させることが好ましい。これにより、受電装置３に供給される電力の電圧が過度に高くなることが抑制される。
【００７６】
制御回路１９は、受電装置３から受信器１７を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲には含まれないものの、負荷回路の抵抗が変化しても略一定となること、すなわち、定電圧出力動作が行われていることが示されていると、それ以降、スイッチング周波数を一定に保つ。そして次に、制御回路１９は、電源１１からの出力電圧と、スイッチング周波数と、そのスイッチング周波数において結合度によらず一定の電圧出力となる、力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比との関係を示す参照テーブルを参照して、そのデューティ比を決定する。その際、電源１１からの出力電圧が所定電圧未満であり、インバータ１３がフルブリッジ動作している場合には、制御回路１９は、フルブリッジ動作用の参照テーブルを参照してデューティ比を決定する。一方、電源１１からの出力電圧が所定電圧以上であり、インバータ１３がハーフブリッジ動作している場合には、制御回路１９は、ハーフブリッジ動作用の参照テーブルを参照してデューティ比を決定する。
【００７７】
そして制御回路１９は、そのデューティ比に従って力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフを切り替えるよう、ゲートドライバ１８−１を制御する。これにより、共振回路２０からの出力電圧が電圧の許容範囲に含まれるように、すなわち、結合度によらずに一定の電圧が出力されるように、送信コイル１４に印加される電圧が調整される。そして制御回路１９は、受電装置３から受信器１７を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれることが示されると、送信コイル１４に供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を一定に保つ。
【００７８】
なお、制御回路１９は、上記の参照テーブルを参照してデューティ比を決定する代わりに、受電装置３から受信器１７を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれることが示されるようになるまで、徐々にデューティ比を変化させてもよい。
【００７９】
また、エネルギー伝送効率を向上するためには、送電装置２の電力供給回路１０及び送信コイル１４が継続してソフトスイッチング（誘導性）動作することが好ましい。電力供給回路１０及び送信コイル１４がソフトスイッチング動作するためには、送信コイル１４を流れる電流の位相が印加される電圧の位相よりも遅れることが好ましい。これにより、例えば、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４がオンとなる際に、スイッチング素子１３−１のソース端子からドレイン端子へ向かって電流が流れることになるので、電力供給回路１０及び送信コイル１４がソフトスイッチング動作することとなり、スイッチングロスの発生が抑制される。
【００８０】
図６は、本実施形態による非接触給電装置１における、送信コイル１４に印加される交流電力についての電圧の位相に対する電流の位相の遅れの周波数特性を示す図である。図６において、横軸は周波数を表し、縦軸は位相を表す。なお、この図において、位相が正の値を持つ場合、電圧の位相に対して電流の位相が遅れていることを示す。グラフ６０１は、結合度k=0.15、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの位相の遅れの周波数特性を表す。またグラフ６０２は、結合度k=0.15、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの位相の遅れの周波数特性を表す。また、グラフ６０３は、結合度k=0.3、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの位相の遅れの周波数特性を表す。またグラフ６０４は、結合度k=0.3、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの位相の遅れの周波数特性を表す。さらに、グラフ６０５は、結合度k=0.6、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの位相の遅れの周波数特性を表す。またグラフ６０６は、結合度k=0.6、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの位相の遅れの周波数特性を表す。
【００８１】
グラフ６０１〜６０６に示されるように、図５に示されるポイント５１１〜５１３に対応する周波数を含む周波数領域において、すなわち、非接触給電装置１を定電圧出力動作させる周波数領域では、定電圧出力動作となる結合度と周波数の組み合わせについて位相の遅れが正の値を持っていることが分かる。したがって、本実施形態による非接触給電装置１は、電力供給回路１０及び送信コイル１４をソフトスイッチング動作させることができることが分かる。
【００８２】
以上に説明してきたように、この非接触給電装置は、送電装置の送信コイルに交流電力を供給する電力供給回路への入力電圧に応じて、電力供給回路が有するインバータをフルブリッジ動作させるかハーフブリッジ動作させるかを切り替える。これにより、この非接触給電装置は、定電圧出力動作することが可能な、電力供給回路への入力電圧の許容変動範囲を大きくすることができる。したがって、この非接触給電装置は、電力供給回路への入力電圧が変動する場合でも、受電側の出力電圧を一定に保つことができる。またこの非接触給電装置は、電力供給回路への入力電圧の許容変動範囲を大きくすることができるので、定格電圧が異なる様々な商用電源を、電力供給回路への入力に利用できる。さらに、この非接触給電装置は、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作の両方が可能なインバータを用いることで、回路構成を簡単化できる。
【００８３】
なお、変形例によれば、送電装置の電力供給回路は、フルブリッジ動作するインバータと、ハーフブリッジ動作するインバータとを別個に有していてもよい。
【００８４】
図７は、この変形例による電力供給回路の概略構成図である。この変形例による電力供給回路１１０は、電源１１と、力率改善回路１２と、インバータ１３ａと、インバータ１３ｂとを有する。この変形例による電力供給回路１１０は、上記の実施形態による電力供給回路１０と比較して、２種類のインバータを有する点で相違する。そこで以下では、この相違点及び関連する点について説明する。
【００８５】
この変形例では、インバータ１３ａとインバータ１３ｂとは、力率改善回路１２と送信コイル１４との間に、互いに対して並列に接続される。そしてインバータ１３ａとインバータ１３ｂとは、何れも、制御回路１９により、ゲートドライバ１８−２を介して制御される。また、インバータ１３ａは、フルブリッジ動作可能なインバータであり、例えば、上記の実施形態におけるインバータ１３と同様の構成を有するものとすることができる。一方、インバータ１３ｂは、ハーフブリッジ動作可能なインバータである。
【００８６】
図８は、インバータ１３ｂの回路図である。この例では、インバータ１３ｂは、電源１１の正極側端子と負極側端子との間に直列に接続される、二つのスイッチング素子１３−５、１３−６を有する。各スイッチング素子は、例えば、nチャネル型のMOSFETとすることができる。電源１１の正極側に、スイッチング素子１３−５が接続され、一方、電源１１の負極側に、スイッチング素子１３−６が接続される。そしてスイッチング素子１３−５のドレイン端子は、電源１１の正極側端子と力率改善回路１２を介して接続され、スイッチング素子１３−５のソース端子は、スイッチング素子１３−６のドレイン端子と接続される。また、スイッチング素子１３−６のソース端子は、電源１１の負極側端子と力率改善回路１２を介して接続される。さらに、スイッチング素子１３−６のソース端子、及び、スイッチング素子１３−５のドレイン端子は、コンデンサ１５を介して送信コイル１４の一端に接続され、スイッチング素子１３−６のソース端子は、送信コイル１４の他端に接続される。また、各スイッチング素子のゲート端子は、ゲートドライバ１８−２と接続される。
【００８７】
電源１１からの出力電圧が所定電圧未満である場合、制御回路１９は、インバータ１３ｂのスイッチング素子１３−５、１３−６の何れもオフとなる制御信号をゲートドライバ１８−２へ出力する。そしてゲートドライバ１８−２は、スイッチング素子１３−５、１３−６のそれぞれのゲート端子に、オフとなる電圧を印加する。一方、制御回路１９は、上記の実施形態において、インバータ１３をフルブリッジ動作させるときと同様に、インバータ１３ａの各スイッチング素子のオン／オフを制御すればよい。
【００８８】
一方、電源１１からの出力電圧が所定電圧以上である場合、制御回路１９は、インバータ１３ａの各スイッチング素子の何れもオフとなる制御信号をゲートドライバ１８−２へ出力する。そしてゲートドライバ１８−２は、インバータ１３ａの各スイッチング素子のゲート端子に、オフとなる電圧を印加する。そして制御回路１９は、インバータ１３ｂをハーフブリッジ動作させるよう、スイッチング素子１３−５とスイッチング素子１３−６とが交互にオンとなり、かつ、スイッチング周波数に対応する１周期内でスイッチング素子１３−５がオンとなっている期間とスイッチング素子１３−６がオンとなっている期間とが等しくなるように、スイッチング素子１３−５及びスイッチング素子１３−６を制御する。
【００８９】
この変形例についても、制御回路１９は、電力供給回路１１０への入力電圧に応じて、送信コイル１４へ交流電力を供給するインバータを、フルブリッジ動作するインバータ１３ａとハーフブリッジ動作するインバータ１３ｂとの間で切り替えることができる。したがって、上記の実施形態と同様に、この変形例による電力供給回路を有する非接触給電装置も、定電圧出力動作することが可能な、電力供給回路への入力電圧の許容変動範囲を大きくすることができる。
【００９０】
また他の変形例によれば、電力供給回路は、力率改善回路とインバータとの間に、ＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータを短絡させる回路を有していてもよい。
【００９１】
図９は、この変形例による電力供給回路の概略構成図である。この変形例による電力供給回路１２０は、電源１１と、力率改善回路１２と、インバータ１３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１と、リレー１２２とを有する。この変形例による電力供給回路１２０は、上記の実施形態による電力供給回路１０と比較して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１及びリレー１２２を有する点で相違する。そこで以下では、この相違点及び関連する点について説明する。
【００９２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１は、電圧変換器の一例であり、力率改善回路１２とインバータ１３との間に接続される。そしてＤＣ−ＤＣコンバータ１２１は、力率改善回路１２から出力された直流電圧を降圧する。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１は、力率改善回路１２から出力された直流電圧を略１／２の電圧に低下させる。そのために、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１は、公知の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１から出力された電圧は、インバータ１３に入力される。
【００９３】
リレー１２２は、短絡回路の一例であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１に対して並列に設けられる。そしてリレー１２２は、オンとなることでＤＣ−ＤＣコンバータ１２１の入力と出力とを短絡して、力率改善回路１２から出力された直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１２１を介さずにインバータ１３に入力されるようにする。
【００９４】
制御回路１９は、電源１１からの出力電圧が所定電圧未満である場合、リレー１２２をオンにして、力率改善回路１２から出力された直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１２１を介さずにインバータ１３に入力されるようにする。一方、電源１１からの出力電圧が所定電圧以上である場合、制御回路１９は、リレー１２２をオフにして、力率改善回路１２から出力された直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１２１を介してインバータ１３に入力されるようにする。なお、このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１を経由して直流電圧がインバータ１３に入力される場合、電力供給回路１２０全体として、入力電圧を降圧させるものであってもよい。また制御回路１９は、電源１１からの出力電圧によらず、インバータ１３をフルブリッジ動作させればよい。
【００９５】
この変形例についても、制御回路１９は、電力供給回路１２０への入力電圧に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１を短絡するか否かを切り替えることで、その入力電圧に対する、送信コイル１４に印加される電圧の昇圧または降圧の度合いを調整できる。したがって、上記の実施形態と同様に、この変形例による電力供給回路を有する非接触給電装置も、定電圧出力動作することが可能な、電力供給回路への入力電圧の許容変動範囲を大きくすることができる。
【００９６】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２１は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。この場合には、制御回路１９は、電源１１からの出力電圧が所定電圧未満である場合、リレー１２２をオフにして、力率改善回路１２から出力された直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１２１を介してインバータ１３に入力されるようにする。一方、電源１１からの出力電圧が所定電圧以上である場合、制御回路１９は、リレー１２２をオンにして、力率改善回路１２から出力された直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１２１を介さずにインバータ１３に入力されるようにすればよい。この場合、制御回路１９は、電源１１からの出力電圧によらず、インバータ１３をハーフブリッジ動作させてもよい。
【００９７】
さらに他の変形例によれば、受電装置の共振回路において、一次直列二次直列（ＳＳ）方式の非接触給電装置と同様に、受信コイルと共振コンデンサとが直列に接続されてもよい。この場合も、非接触給電装置は、定電圧出力動作することができるので、上記の実施形態または変形例と同様に、電力供給回路への入力電圧に応じてその入力電圧に対する送信コイルに印加される電圧の昇圧または降圧の度合いを調整すればよい。
【００９８】
図１０は、この変形例による受電装置の概略構成図である。この変形例による受電装置４は、受信コイル２１及び共振コンデンサ２２を有する共振回路２０ａと、整流平滑回路２４と、負荷回路２７と、電圧検出回路２８と、定電圧判定回路２９と、送信器３２とを有する。この変形例による受電装置４は、上記の実施形態による受電装置３と比較して、共振回路２０ａの構成、及び、コイル２３が省略される点で相違する。そこで以下では、この相違点及び関連する点について説明する。
【００９９】
共振回路２０ａでは、受信コイル２１と共振コンデンサ２２とは直列に接続される。そして受信コイル２１を介して受電した電力は、共振コンデンサ２２を介して整流平滑回路２４へ出力される。このように、受電装置４を有する非接触給電装置は、ＳＳ方式と同様の構成を有するため、定電圧出力動作することができる。またこの例では、ＳＰＬ方式の非接触給電装置とは異なり、共振回路２０ａは直列共振するので、コイル２３は省略されてよい。なお、ＳＳ方式と異なり、受電装置４を有する非接触給電装置は、送電側において送信コイル１４の共振を利用しなくてもよい。すなわち、送電装置２の制御回路１９は、上記の実施形態と同様に、送信コイル１４が共振しないスイッチング周波数を持つ交流電力を送信コイル１４へ供給するよう、電力供給回路１０を制御すればよい。
【０１００】
図１１は、この変形例による受電装置４と上記の実施形態における送電装置２を有する非接触給電装置について、結合度に応じて送信コイル１４に印加する電圧を変化させたときの出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図１１において、横軸は、周波数を表し、縦軸は、出力電圧を表す。なお、このシミュレーションでは、Lp=174μH、Cp=20nF、Ri=Ris=0.1Ω、n=1、Vin=300V、Ro=10Ω(Rac≒8.1Ω)とした。グラフ１１０１は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイル１４に印加される電圧をVinとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ１１０２は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)、送信コイル１４に印加される電圧をVinとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。また、グラフ１１０３は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイル１４に印加される電圧を(0.5*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ１１０４は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)、送信コイル１４に印加される電圧を(0.5*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。さらに、グラフ１１０５は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイル１４に印加される電圧を(0.25*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ１１０６は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)、送信コイル１４に印加される電圧を(0.25*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。
【０１０１】
図１１におけるポイント１１１１〜１１１３で示される通り、この変形例においても、結合度の値ごとに、結合度kが変化しない条件下で、負荷回路２７の交流等価抵抗値が変化しても出力電圧が略一定となる（すなわち、定電圧出力となる）、周波数と出力電圧の組み合わせが存在する。そしてポイント１１１１〜１１１３のそれぞれでの出力電圧は、互いに略等しい。
【０１０２】
以上により、受電装置４と送電装置２を有する非接触給電装置についても、負荷回路２７の抵抗値及び結合度の何れが変動しても、送信コイル１４に印加する交流電力のスイッチング周波数及び電圧を適切に調節することで、出力電圧が略一定に保たれることが分かる。
【０１０３】
また、上記の実施形態または変形例において、送電装置の受信器と受電装置の送信器とを有線にて接続することが可能な場合には、受信器及び送信器は、それぞれ、判定情報を含む信号を有線にて通信可能な通信回路を有していればよい。
【０１０４】
このように、当業者は、本発明の範囲内で、実施される形態に合わせて様々な変更を行うことができる。
【符号の説明】
【０１０５】
１    非接触給電装置
２    送電装置
１０、１１０、１２０    電力供給回路
１１    電源
１２    力率改善回路
１３、１３ａ、１３ｂ    インバータ
１３−１〜１３−６    スイッチング素子
１４    送信コイル
１５    コンデンサ
１６    電圧検出回路
１７    受信器
１８−１、１８−２    ゲートドライバ
１９    制御回路
１２１    ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２２    リレー
３、４    受電装置
２０、２０ａ    共振回路
２１    受信コイル
２２    共振コンデンサ
２３    コイル
２４    整流平滑回路
２５    全波整流回路
２６    平滑コンデンサ
２７    負荷回路
２８    電圧検出回路
２９    定電圧判定回路
３０    判定回路
３１    スイッチング素子
３２    送信器
【図１】
2019176570.tif 000003
【図２】
2019176570.tif 000004
【図３】
2019176570.tif 000005
【図４】
2019176570.tif 000006
【図５】
2019176570.tif 000007
【図６】
2019176570.tif 000008
【図７】
2019176570.tif 000009
【図８】
2019176570.tif 000010
【図９】
2019176570.tif 000011
【図１０】
2019176570.tif 000012
【図１１】
2019176570.tif 000013