(57)【要約】【課題】交流出力電圧の変動を抑制できる電力変換装置を得る。【解決手段】本発明の電力変換装置は、第１の電圧線を第１のノードに接続可能な第１の素子と、第２の電圧線を第１のノードに接続可能な第２の素子と、第１の電圧線を第２のノードに接続可能な第３の素子と、第２の電圧線を第２のノードに接続可能な第４の素子と、第１の電圧線を第３のノードに接続可能な第５の素子と、第２の電圧線を第３のノードに接続可能な第６の素子と、第１のノードと第１の出力端子との間の第１の経路、第２のノードと第２の出力端子との間の第２の経路、および第３のノードと第３の出力端子との間の第３の経路のうちの２以上の経路に設けられた２以上のリアクトルと第１および第２の容量素子とを有するローパスフィルタと、２以上のリアクトルのそれぞれの両端間の電圧差を算出することにより第５および第６の素子の動作を制御可能な制御部とを備える。【選択図】図５
2019176635.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電圧線を第１のノードに接続可能な第１のスイッチング素子と、
第２の電圧線を前記第１のノードに接続可能な第２のスイッチング素子と、
前記第１の電圧線を第２のノードに接続可能な第３のスイッチング素子と、
前記第２の電圧線を前記第２のノードに接続可能な第４のスイッチング素子と、
前記第１の電圧線を第３のノードに接続可能な第５のスイッチング素子と、
前記第２の電圧線を前記第３のノードに接続可能な第６のスイッチング素子と、
第１の出力端子、第２の出力端子、および第３の出力端子と、
前記第１のノードと前記第１の出力端子との間の第１の経路、前記第２のノードと前記第２の出力端子との間の第２の経路、および前記第３のノードと前記第３の出力端子との間の第３の経路のうちの２以上の経路に設けられた２以上のリアクトルと、前記第１の経路と前記第３の経路との間に設けられた第１の容量素子と、前記第２の経路と前記第３の経路との間に設けられた第２の容量素子とを有するローパスフィルタと、
前記２以上のリアクトルのそれぞれに流れる電流に基づいて前記２以上のリアクトルのそれぞれの両端間の電圧差を算出することと、２以上の前記電圧差、前記第１の出力端子における第１の電圧、および前記第２の出力端子における第２の電圧に基づいて、前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子の動作を制御することが可能な制御部と
を備えた電力変換装置。
【請求項２】
前記２以上のリアクトルは、前記第１の経路に設けられた第１のリアクトルと、前記第２の経路に設けられた第２のリアクトルと、前記第３の経路に設けられた第３のリアクトルとを含み、
前記制御部は、前記第１のリアクトルの両端間の第１の電圧差を算出することと、前記第２のリアクトルの両端間の第２の電圧差を算出することと、前記第３のリアクトルの両端間の第３の電圧差を算出することが可能であり、
前記２以上の電圧差は、前記第１の電圧差、前記第２の電圧差、および前記第３の電圧差を含む
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記第１の電圧差、前記第３の電圧差、および前記第１の電圧に基づいて第１の値を算出することと、前記第２の電圧差、前記第３の電圧差、および前記第２の電圧に基づいて第２の値を算出することと、前記第１の値および前記第２の値に基づいて前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子の動作を制御することが可能である
請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記２以上のリアクトルは、前記第１の経路に設けられた第１のリアクトルと、前記第２の経路に設けられた第２のリアクトルとを含み、
前記制御部は、前記第１のリアクトルの両端間の第１の電圧差を算出することと、前記第２のリアクトルの両端間の第２の電圧差を算出することが可能であり、
前記２以上の電圧差は、前記第１の電圧差および前記第２の電圧差を含む
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記第１の電圧差および前記第１の電圧に基づいて第１の値を算出することと、前記第２の電圧差および前記第２の電圧に基づいて第２の値を算出することと、前記第１の値および前記第２の値に基づいて前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子の動作を制御することが可能である
請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記２以上のリアクトルは、前記第１の経路に設けられた第１のリアクトルと、前記第３の経路に設けられた第３のリアクトルとを含み、
前記制御部は、前記第１のリアクトルの両端間の第１の電圧差を算出することと、前記第３のリアクトルの両端間の第３の電圧差を算出することが可能であり、
前記２以上の電圧差は、前記第１の電圧差および前記第３の電圧差を含む
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記第１の電圧差、前記第３の電圧差、および前記第１の電圧に基づいて第１の値を算出することと、前記第３の電圧差および前記第２の電圧に基づいて第２の値を算出することと、前記第１の値および前記第２の値に基づいて前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子の動作を制御することが可能である
請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記２以上の電圧差、前記第１の電圧、および前記第２の電圧に基づいて、前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子におけるデューティ比を算出することが可能である
請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御部は、前記第１のノードから前記ローパスフィルタに流れる電流に基づいて前記第１の出力端子に流れる第１の負荷電流を算出することと、前記第２のノードから前記ローパスフィルタに流れる電流に基づいて前記第２の出力端子に流れる第２の負荷電流を算出することと、前記第１の負荷電流および前記第２の負荷電流の差である電流差を算出することが可能であり、前記電流差に基づいて前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子、および前記第４のスイッチング素子の動作を制御可能である
請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御部は、所定の周期的関数を用いて前記第１の容量素子に流れる電流を推定することにより前記第１の負荷電流を算出することと、前記所定の周期的関数を用いて前記第２の容量素子に流れる電流を推定することにより前記第２の負荷電流を算出することが可能である
請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御部は、前記第１の電圧の実効値に基づいて、前記第１の容量素子に流れる電流の振幅を推定することと、前記第２の電圧の実効値に基づいて、前記第２の容量素子に流れる電流の振幅を推定することが可能である
請求項１０に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば家庭内の電子機器に電力を供給する場合に、しばしば、互いに位相が異なる２つの交流電圧を伝える２つの電圧線と、中性点電圧を伝える１つの中性線を有する、単相３線式の電力変換装置が利用される。例えば、特許文献１〜３および非特許文献１には、単相３線式の電力変換装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−２３１２５９号公報
【特許文献２】特開２０１７−２０８９３２号公報
【特許文献３】特開２０１５−２６５７号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Chienru Lung, Hiroaki Kakigano, Yushi Miura, and Toshifumi Ise,"Implementation of sigma-delta modulation controller for single-phase three-wire inverter in stand-alone operation applied for hybrid generation system for residential house", 2013 IEEE 10th International Conference on Power Electronics and Drive Systems (PEDS), pp.680-685.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
電力変換装置では、例えば負荷状態が急に変化した場合に、交流出力電圧の変動を抑制できることが望まれている。
【０００６】
交流出力電圧の変動を抑制できる電力変換装置を提供することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の電力変換装置は、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子と、第５のスイッチング素子と、第６のスイッチング素子と、第１の出力端子と、第２の出力端子と、第３の出力端子と、ローパスフィルタと、制御部とを備えている。第１のスイッチング素子は、第１の電圧線を第１のノードに接続可能なものである。第２のスイッチング素子は、第２の電圧線を第１のノードに接続可能なものである。第３のスイッチング素子は、第１の電圧線を第２のノードに接続可能なものである。第４のスイッチング素子は、第２の電圧線を第２のノードに接続可能なものである。第５のスイッチング素子は、第１の電圧線を第３のノードに接続可能なものである。第６のスイッチング素子は、第２の電圧線を第３のノードに接続可能なものである。ローパスフィルタは、第１のノードと第１の出力端子との間の第１の経路、第２のノードと第２の出力端子との間の第２の経路、および第３のノードと第３の出力端子との間の第３の経路のうちの２以上の経路に設けられた２以上のリアクトルと、第１の経路と第３の経路との間に設けられた第１の容量素子と、第２の経路と第３の経路との間に設けられた第２の容量素子とを有するものである。制御部は、２以上のリアクトルのそれぞれに流れる電流に基づいて、２以上のリアクトルのそれぞれの両端間の電圧差を算出することと、２以上の電圧差、第１の出力端子における第１の電圧、および第２の出力端子における第２の電圧に基づいて、第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の動作を制御することが可能なものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の電力変換装置によれば、２以上のリアクトルのそれぞれに流れる電流に基づいて、２以上のリアクトルのそれぞれの両端間の電圧差を算出し、この２以上の電圧差、第１の電圧、および第２の電圧に基づいて、第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の動作を制御するようにしたので、交流出力電圧の変動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の一実施の形態に係る電力変換装置の一構成例を表す回路図である。
【図２】図１に示した制御部の一構成例を表すブロック図である。
【図３】図１に示した電力変換装置におけるバイポーラＰＷＭ動作の一例を表すタイミング波形図である。
【図４】図１に示した電力変換装置におけるユニポーラＰＷＭ動作の一例を表すタイミング波形図である。
【図５】図１に示した制御部の一構成例を表す他のブロック図である。
【図６Ａ】中性点電圧の制御動作の一例を表す波形図である。
【図６Ｂ】中性点電圧の制御動作の他の例を表す波形図である。
【図７】一実施の形態に係る他の電力変換装置の一構成例を表す回路図である。
【図８】シミュレーション条件を表す表である。
【図９】図１に示した電力変換装置に係る推定電流の波形例を表す波形図である。
【図１０】参考例に係る推定電流の波形例を表す波形図である。
【図１１】図７に示した電力変換装置の一動作例を表すタイミング波形図である。
【図１２】他の参考例に係る電力変換装置の一動作例を表すタイミング波形図である。
【図１３】一実施の形態に係る他の電力変換装置の一構成例を表す回路図である。
【図１４】一実施の形態に係る他の電力変換装置の一構成例を表す回路図である。
【図１５】変形例に係る電力変換装置の一構成例を表す回路図である。
【図１６】他の変形例に係る電力変換装置の一構成例を表す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１１】
［構成例］
図１は、本発明の一実施の形態に係る電力変換装置（電力変換装置１）の一構成例を表すものである。電力変換装置１は、フルブリッジ型の単相３線式のＤＣ／ＡＣインバータである。電力変換装置１は、端子Ｔ１１，Ｔ１２と、端子Ｔ２１，Ｔ２２とを備えている。端子Ｔ１１，Ｔ１２には、バッテリＢＴが接続されている。バッテリＢＴは、例えば、家庭用のバッテリであってもよいし、電気自動車用のバッテリであってもよい。バッテリＢＴにおけるバッテリ電圧Ｖbtは、例えば４００Ｖ程度にすることができる。端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３は、負荷装置ＬＯＡＤに接続されている。
【００１２】
電力変換装置１は、電圧検出部２１と、容量素子２２と、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、電流検出部２３Ｕ，２３Ｗと、ローパスフィルタ２９と、電圧検出部２６Ｕ，２６Ｗと、制御部３０とを備えている。
【００１３】
電圧検出部２１は、直流バス電圧Ｖdcを検出するものである。電圧検出部２１の一端は端子Ｔ１１に導かれた高電圧線ＨＬに接続され、他端は端子Ｔ１２に導かれた低電圧線ＬＬに接続されている。電圧検出部２１は、低電圧線ＬＬにおける電圧からみた高電圧線ＨＬにおける電圧を直流バス電圧Ｖdcとして検出する。そして、電圧検出部２１は、検出した直流バス電圧Ｖdcについての情報を制御部３０に供給するようになっている。
【００１４】
容量素子２２の一端は高電圧線ＨＬに接続され、他端は低電圧線ＬＬに接続されている。容量素子２２は、例えば、電解コンデンサを用いて構成される。容量素子２２は、キャパシタンス（容量値）Ｃdcを有するものである。
【００１５】
スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ６に基づいてそれぞれスイッチング動作を行うものである。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いて構成される。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のそれぞれは、還流ダイオードを有している。スイッチング素子ＳＷ１の還流ダイオードのアノードは、スイッチング素子ＳＷ１のエミッタに接続され、カソードは、スイッチング素子ＳＷ１のコレクタに接続されている。スイッチング素子ＳＷ２〜ＳＷ６についても同様である。
【００１６】
スイッチング素子ＳＷ１は、オン状態になることにより高電圧線ＨＬをノードＮ１に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ１のコレクタは高電圧線ＨＬに接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ１が供給され、エミッタはノードＮ１に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２は、オン状態になることにより低電圧線ＬＬをノードＮ１に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ２のコレクタはノードＮ１に接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ２が供給され、エミッタは低電圧線ＬＬに接続されている。ノードＮ１は、スイッチング素子ＳＷ１のエミッタとスイッチング素子ＳＷ２のコレクタとの接続点である。
【００１７】
スイッチング素子ＳＷ３は、オン状態になることにより高電圧線ＨＬをノードＮ２に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ３のコレクタは高電圧線ＨＬに接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ３が供給され、エミッタはノードＮ２に接続されている。スイッチング素子ＳＷ４は、オン状態になることにより低電圧線ＬＬをノードＮ２に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ４のコレクタはノードＮ２に接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ４が供給され、エミッタは低電圧線ＬＬに接続されている。ノードＮ２は、スイッチング素子ＳＷ３のエミッタとスイッチング素子ＳＷ４のコレクタとの接続点である。
【００１８】
スイッチング素子ＳＷ５は、オン状態になることにより高電圧線ＨＬをノードＮ３に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ５のコレクタは高電圧線ＨＬに接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ５が供給され、エミッタはノードＮ３に接続されている。スイッチング素子ＳＷ６は、オン状態になることにより低電圧線ＬＬをノードＮ３に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ６のコレクタはノードＮ３に接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ６が供給され、エミッタは低電圧線ＬＬに接続されている。ノードＮ３は、スイッチング素子ＳＷ５のエミッタとスイッチング素子ＳＷ６のコレクタとの接続点である。
【００１９】
ノードＮ１から端子Ｔ２１への経路には、電流検出部２３Ｕが設けられている。ノードＮ２から端子Ｔ２２への経路には、電流検出部２３Ｗが設けられている。
【００２０】
電流検出部２３Ｕは、ノードＮ１からローパスフィルタ２９に流れる電流ｉ_uを検出するものである。電流検出部２３Ｕの一端はノードＮ１に接続され、他端はローパスフィルタ２９に接続されている。そして、電流検出部２３Ｕは、検出した電流ｉ_uについての情報を制御部３０に供給するようになっている。
【００２１】
電流検出部２３Ｗは、ノードＮ２からローパスフィルタ２９に流れる電流ｉ_wを検出するものである。電流検出部２３Ｗの一端はノードＮ２に接続され、他端はローパスフィルタ２９に接続されている。そして、電流検出部２３Ｗは、検出した電流ｉ_wについての情報を制御部３０に供給するようになっている。
【００２２】
ローパスフィルタ２９は、ノードＮ１における電圧とノードＮ３における電圧の電圧差に含まれる高周波数成分を除去するとともに、ノードＮ２における電圧とノードＮ３における電圧の電圧差に含まれる高周波数成分を除去するものである。ローパスフィルタ２９は、ＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｗ，２４Ｏと、容量素子２５Ｕ，２５Ｗとを有している。
【００２３】
ＡＣリアクトル２４Ｕの一端は電流検出部２３Ｕの他端に接続され、他端はＵ相電圧線ＵＬに接続されている。ＡＣリアクトル２４Ｕは、インダクタンスＬuおよび内部抵抗値Ｒuを有している。
【００２４】
ＡＣリアクトル２４Ｗの一端は電流検出部２３Ｗの他端に接続され、他端はＷ相電圧線ＷＬに接続されている。ＡＣリアクトル２４Ｗは、インダクタンスＬwおよび内部抵抗値Ｒwを有している。
【００２５】
ＡＣリアクトル２４Ｏの一端はノードＮ３に接続され、他端は中性線ＯＬに接続されている。ＡＣリアクトル２４Ｏは、インダクタンスＬoおよび内部抵抗値Ｒoを有している。
【００２６】
インダクタンスＬu，Ｌw，Ｌoは、互いに等しくてもよいし、インダクタンスＬu，Ｌw，Ｌoのうちの１以上が異なっていてもよい。同様に、内部抵抗値Ｒu，Ｒw，Ｒoは、互いに等しくてもよいし、内部抵抗値Ｒu，Ｒw，Ｒoのうちの１以上が異なっていてもよい。また、この例では、３つのＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｗ，２４Ｏを設けたが、これに限定されるものではなく、後述するように、これらの３つのＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｗ，２４Ｏのうちの１つを省いてもよい。
【００２７】
容量素子２５Ｕの一端はＵ相電圧線ＵＬに接続され、他端は中性線ＯＬに接続されている。容量素子２５Ｕは、例えばフィルムコンデンサを用いて構成される。容量素子２５Ｕは、キャパシタンス（容量値）Ｃuおよび内部抵抗値Ｒcuを有している。
【００２８】
容量素子２５Ｗの一端はＷ相電圧線ＷＬに接続され、他端は中性線ＯＬに接続されている。容量素子２５Ｗは、例えばフィルムコンデンサを用いて構成される。容量素子２５Ｗは、キャパシタンス（容量値）Ｃwおよび内部抵抗値Ｒcwを有している。
【００２９】
この構成により、ローパスフィルタ２９は、例えばサイン波形状を有するＵ相の交流電圧をＵ相電圧線ＵＬに出力するとともに、サイン波形状を有するＷ相の交流電圧をＷ相電圧線ＷＬに出力するようになっている。
【００３０】
電圧検出部２６Ｕは、ローパスフィルタ２９から出力されるＵ相の交流電圧に係る電圧ｅ_uoを検出するものである。電圧検出部２６Ｕの一端はＵ相電圧線ＵＬに接続され、他端は中性線ＯＬに接続されている。電圧検出部２６Ｕは、中性線ＯＬにおける電圧からみたＵ相電圧線ＵＬにおける電圧を電圧ｅ_uoとして検出する。そして、電圧検出部２６Ｕは、検出した電圧ｅ_uoについての情報を制御部３０に供給するようになっている。
【００３１】
電圧検出部２６Ｗは、ローパスフィルタ２９から出力されるＷ相の交流電圧に係る電圧ｅ_woを検出するものである。電圧検出部２６Ｗの一端はＷ相電圧線ＷＬに接続され、他端は中性線ＯＬに接続されている。電圧検出部２６Ｗは、中性線ＯＬにおける電圧からみたＷ相電圧線ＷＬにおける電圧を電圧ｅ_woとして検出する。そして、電圧検出部２６Ｗは、検出した電圧ｅ_woについての情報を制御部３０に供給するようになっている。
【００３２】
端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３は、負荷装置ＬＯＡＤに接続されている。この負荷装置ＬＯＡＤは、例えば、家庭内や車内における１または複数の電子機器に対応するものである。負荷装置ＬＯＡＤは、一端が端子Ｔ２１に接続され他端が端子Ｔ２３に接続された、インピーダンスＺ１を有する負荷（Ｕ相負荷）と、一端が端子Ｔ２２に接続され他端が端子Ｔ２３に接続された、インピーダンスＺ２を有する負荷（Ｗ相負荷）と、一端が端子Ｔ２１に接続され他端が端子Ｔ２２に接続された、インピーダンスＺ３を有する負荷を含む。
【００３３】
制御部３０は、電力変換装置１の動作を制御するものである。制御部３０は、例えば、マイクロコントローラを用いて構成される。
【００３４】
制御部３０は、電圧検出部２１から供給された直流バス電圧Ｖdcについての情報、電流検出部２３Ｕ，２３Ｗから供給された電流ｉ_u，ｉ_wについての情報、および電圧検出部２６Ｕ，２６Ｗから供給された電圧ｅ_uo，ｅ_woについての情報に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に供給するゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。制御部３０は、例えば、電圧検出部２１から供給された直流バス電圧Ｖdcについての情報に対して、ＡＤ変換を行うことにより、直流バス電圧Ｖdcを示すデジタル値を求め、このデジタル値に基づいて制御を行う。電流ｉ_u，ｉ_w、電圧ｅ_uo，ｅ_woについても同様である。以下、ＡＤ変換されたデジタル値を表すものとして、直流バス電圧Ｖdc、電流ｉ_u，ｉ_w、電圧ｅ_uo，ｅ_woを適宜用いる。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、制御部３０が生成したゲート信号Ｓ１〜Ｓ６に基づいてオンオフする。電力変換装置１は、例えば、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をオンオフすることにより、交流出力電圧の電圧振幅が所定の振幅になるように、電圧振幅一定制御を行うとともに、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６をオンオフすることにより、中性点（中性線ＯＬ）における電圧バランスを保つように中性点の電圧を制御する。
【００３５】
次に、電力変換装置１における動作を表す式について、以下に説明する。
【数１】
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【数２】
2019176635.tif 000004
【００３６】
式ＥＱ１における第１式は、交流出力電圧ｅ_uwが、電圧ｅ_uoおよび電圧ｅ_woの差であることを示している。第２式は、交流出力電流ｉ_uwが、電流ｉ_uと電流ｉ_wの差であることを示している。第３式は、推定負荷電流の電流差ｉ_lduwが、推定負荷電流ｉ_lduと推定負荷電流ｉ_ldwの差であることを示している。推定負荷電流ｉ_lduは、図１に示したように、ローパスフィルタ２９から端子Ｔ２１に向かって流れる電流であり、推定負荷電流ｉ_ldwは、ローパスフィルタ２９から端子Ｔ２２に向かって流れる電流である。第４式は、推定電圧ｖ_uwは、推定電圧ｖ_uと推定電圧ｖ_wの差であることを示している。推定電圧ｖ_uは、図１に示したように、ノードＮ１とノードＮ３との間の電圧に対応する推定された電圧であり、サイン波形状を有するものである。この推定電圧ｖ_uは、後述するように、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_lu、電圧ｅ_uo、およびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loを用いて推定される。推定電圧ｖ_wは、図１に示したように、ノードＮ２とノードＮ３との間の電圧に対応する推定された電圧であり、サイン波形状を有するものである。この推定電圧ｖ_wは、後述するように、ＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lw、電圧ｅ_wo、およびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loを用いて推定される。第５式は、インダクタンスＬuwが、ＡＣリアクトル２４ＵのインダクタンスＬuとＡＣリアクトル２４ＷのインダクタンスＬwの和であることを示している。第６式は、抵抗値Ｒuwが、ＡＣリアクトル２４Ｕの内部抵抗値ＲuとＡＣリアクトル２４Ｗの内部抵抗値Ｒwの和であることを示している。第７式は、キャパシタンスＣuwが、容量素子２５ＵのキャパシタンスＣuと容量素子２５ＷのキャパシタンスＣwを含む並列容量値であることを示している。
【００３７】
式ＥＱ２は、電流ｉ_oが、電流ｉ_uと電流ｉ_wの和であることを示している。電流ｉ_oは、図１に示したように、ローパスフィルタ２９からノードＮ３に向かって流れる電流である。
【００３８】
式ＥＱ１、キルヒホッフの電圧則、およびキルヒホッフの電流則とを用いることにより、以下の式ＥＱ３が得られる。
【数３】
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【００３９】
式ＥＱ３における第１式は、推定電圧ｖ_uwが、合成されたインダクタンスＬuwによる電圧、合成された抵抗値Ｒuwによる電圧、および交流出力電圧ｅ_uwの和であることを示している。第２式は、交流出力電流ｉ_uwが、合成されたキャパシタンスＣuwによる電流と推定負荷電流の電流差ｉ_lduwの和であることを示している。第３式は、推定電圧ｖ_uwが、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のデューティ比ｄ_uwと直流バス電圧Ｖdcとの積であることを示している。
【００４０】
また、式ＥＱ２およびキルヒホッフの電圧則を用いることにより、以下の式ＥＱ４が得られる。
【数４】
2019176635.tif 000006
【００４１】
式ＥＱ４における第１式は、推定電圧ｖ_uが、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_lu、電圧ｅ_uo、およびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loの和であることを示している。電圧差ｅ_luは、ＡＣリアクトル２４ＵのＵ相電圧線ＵＬ側の端子での電圧からみた、ＡＣリアクトル２４ＵのノードＮ１側の端子での電圧である。電圧差ｅ_loは、ＡＣリアクトル２４ＯのノードＮ３側の端子での電圧からみた、ＡＣリアクトル２４Ｏの中性線ＯＬ側の端子での電圧である。第２式は、推定電圧ｖ_wが、ＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lw、電圧ｅ_wo、およびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loの和であることを示している。電圧差ｅ_lwは、ＡＣリアクトル２４ＷのＷ相電圧線ＷＬ側の端子での電圧からみた、ＡＣリアクトル２４ＷのノードＮ２側の端子での電圧である。第３式は、電圧差ｅ_luが、ＡＣリアクトル２４ＵのインダクタンスＬuによる電圧とＡＣリアクトル２４Ｕの内部抵抗値Ｒuによる電圧との和であることを示している。第４式は、電圧差ｅ_loが、ＡＣリアクトル２４ＯのインダクタンスＬoによる電圧とＡＣリアクトル２４Ｏの内部抵抗値Ｒoによる電圧との和であることを示している。第５式は、電圧差ｅ_lwが、ＡＣリアクトル２４ＷのインダクタンスＬwによる電圧とＡＣリアクトル２４Ｗの内部抵抗値Ｒwによる電圧との和であることを示している。第６式は、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６のデューティ比ｄ_oと直流バス電圧Ｖdcとの積が、推定電圧ｖ_uと推定電圧ｖ_wとの和であることを示している。
【００４２】
この例では、制御部３０は、推定負荷電流ｉ_ldu，ｉ_ldwを以下の式を用いて求める。
【数５】
2019176635.tif 000007
【数６】
2019176635.tif 000008
【００４３】
式ＥＱ５における第１式は、推定負荷電流ｉ_lduが、電流ｉ_uと推定電流ｉ_cuの差であることを示している。推定電流ｉ_cuは、図１に示したように、Ｕ相電圧線ＵＬから容量素子２５Ｕに向かって流れる電流である。第２式は、推定負荷電流ｉ_ldwが、電流ｉ_wと推定電流ｉ_cwの差であることを示している。推定電流ｉ_cwは、図１に示したように、Ｗ相電圧線ＷＬから容量素子２５Ｗに向かって流れる電流である。第３式および第４式は、推定電流ｉ_cu，ｉ_cwを、サイン波形状を有する波形を用いて推定することを示す式である。Ｅuormsは、電圧ｅ_uoの実効値であり、Ｅwormsは、電圧ｅ_woの実効値であり、ｆsdは自立運転周波数ｆsd（例えば６０Ｈｚ）であり、θsdは、位相角度である。この位相角度θsdは、時間ｔの関数であり、自立運転周波数ｆsd（例えば６０Ｈｚ）に応じて変化するものである。
【００４４】
式ＥＱ６の第１式および第２式は、実効値Ｅuorms，Ｅwormsを算出するための式である。第７式は、電圧ｅ_uo，ｅ_woの周期Ｔsdは自立運転周波数ｆsdの逆数であることを示している。この例では、電圧ｅ_uo，ｅ_woの周期Ｔsdの半分を単位として、実効値Ｅuorms，Ｅwormsを算出している。
【００４５】
次に、制御部３０の具体的な構成について説明する。
【００４６】
図２は、制御部３０における、電圧振幅一定制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０は、減算部３１と、指令値生成部３２と、減算部３３と、電流推定部３４と、減算部３５〜３７と、電圧制御部３８と、電流制御部３９と、ゲート信号生成部４０とを有している。制御部３０の演算処理において用いられる演算式を以下に示す。
【数７】
2019176635.tif 000009
【００４７】
減算部３１は、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、式ＥＱ１の第１式に示したように、電圧ｅ_uoから電圧ｅ_woを減算することにより、交流出力電圧ｅ_uwを求めるものである。
【００４８】
指令値生成部３２は、式ＥＱ７の第１式に示したように、交流出力電圧ｅ_uwの指令値ｅ_uw*を生成するものである。この式において、Ｅmaxは振幅値であり、θsdは位相角度である。
【００４９】
減算部３３は、電流ｉ_u，ｉ_wに基づいて、式ＥＱ１の第２式に示したように、電流ｉ_uから電流ｉ_wを減算することにより、交流出力電流ｉ_uwを求めるものである。
【００５０】
電流推定部３４は、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、式ＥＱ５の第３式および第４式に示したように、容量素子２５Ｕに流れる電流（推定電流ｉ_cu）を推定するとともに、容量素子２５Ｗに流れる電流（推定電流ｉ_cw）を推定するものである。式ＥＱ５の第３式および第４式における実効値Ｅuorms，Ｅwormsは、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、例えば、式ＥＱ６を用いて求めることができる。この例では、電圧ｅ_uo，ｅ_woの周期Ｔsdの半分を単位として、実効値Ｅuorms，Ｅwormsを算出している。これにより、電力変換装置１では、応答性を高めることができるようになっている。
【００５１】
減算部３５は、電流ｉ_uおよび推定電流ｉ_cuに基づいて、式ＥＱ５の第１式に示したように、電流ｉ_uから推定電流ｉ_cuを減算することにより、推定負荷電流ｉ_lduを求めるものである。
【００５２】
減算部３６は、電流ｉ_wおよび推定電流ｉ_cwに基づいて、式ＥＱ５の第２式に示したように、電流ｉ_wから推定電流ｉ_cwを減算することにより、推定負荷電流ｉ_ldqを求めるものである。
【００５３】
減算部３７は、推定負荷電流ｉ_ldu，ｉ_ldwに基づいて、式ＥＱ１の第３式に示したように、推定負荷電流ｉ_lduから推定負荷電流ｉ_ldwを減算することにより、推定負荷電流の電流差ｉ_lduwを求めるものである。
【００５４】
電圧制御部３８は、交流出力電圧ｅ_uwの指令値ｅ_uw*および交流出力電圧ｅ_uwに基づいて、交流出力電流ｉ_uwの指令値ｉ_uw*を生成するものである。
【００５５】
電流制御部３９は、交流出力電流ｉ_uwの指令値ｉ_uw*、交流出力電流ｉ_uw、推定負荷電流の電流差ｉ_ld_dm、および直流バス電圧Ｖdcに基づいて、デューティ比の指令値ｄ_uw*を求めるものである。
【００５６】
電圧制御部３８および電流制御部３９は、式ＥＱ７の第２式〜第４式を用いて、デューティ比の指令値ｄ_uw*を求めるようになっている。
【００５７】
ゲート信号生成部４０は、デューティ比の指令値ｄ_uw*に基づいて、ＰＷＭ（pulse width modulation）を用いて、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成するものである。
【００５８】
制御部３０は、例えば、周期Ｔｓ（例えば５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ））ごとに、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、電流ｉ_inv1，ｉ_inv2、および直流バス電圧Ｖdcに基づいてこれらの演算を行うことによりデューティ比の指令値ｄ_uw*を求め、ゲート信号生成部４０は、この指令値ｄ_uw*に応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。電力変換装置１では、このようにして負帰還がかかるように、交流出力電圧および交流出力電流についてのループ制御が行われる。このループ制御により、電力変換装置１では、交流出力電圧ｅ_uwが、交流出力電圧ｅ_uwの指令値ｅ_uw*とほぼ同じになるように制御され、交流出力電流ｉ_uwが、交流出力電流ｉ_uwの指令値ｉ_uw*とほぼ同じになるように制御されるようになっている。
【００５９】
図３は、電力変換装置１がバイポーラＰＷＭ動作を行う場合における、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の波形の一例を表すものであり、（Ａ）はデューティ比の指令値ｄ_uw*を示し、（Ｂ）はキャリア信号ＣＲの波形を示し、（Ｃ）〜（Ｆ）はゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の波形をそれぞれ示し、（Ｇ）はノードＮ１における電圧とノードＮ２における電圧の電圧差ΔＶの波形を示し、（Ｈ）は交流出力電圧ｅ_uwの波形を示す。この例では、ゲート信号Ｓ１が高レベルである場合にはスイッチング素子ＳＷ１はオン状態になり、ゲート信号Ｓ１が低レベルである場合にはスイッチング素子ＳＷ１はオフ状態になる。ゲート信号Ｓ２〜Ｓ４についても同様である。なお、この図３では、説明の便宜上、周期Ｔｓの期間を長くしているが、例えば、周期Ｔｓは５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ）に設定することができ、周期Ｔｓｄは１６．７msec.（＝１／６０Ｈｚ）に設定することができる。
【００６０】
ゲート信号生成部４０は、キャリア信号ＣＲを生成し（図３（Ａ））、このキャリア信号ＣＲと、電流制御部３９から供給されたデューティ比の指令値ｄ_uw*（図３（Ａ））に基づいて、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する（図３（Ｃ）〜（Ｆ））。このゲート信号Ｓ１〜Ｓ４におけるパルス幅は、デューティ比の指令値ｄ_uw*に応じて変化する。このバイポーラＰＷＭ動作では、４つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４におけるスイッチングタイミングは、ほぼ同時である。なお、図示していないが、ゲート信号Ｓ１が高レベルになる期間と、ゲート信号Ｓ２が高レベルになる期間とは、互いにデッドタイムＴｄだけ離れて設定される。このデッドタイムＴｄは、高電圧線ＨＬおよび低電圧線ＬＬが電気的に短絡するのを回避するために設けられた時間である。ゲート信号Ｓ３，Ｓ４についても同様である。ノードＮ１における電圧とノードＮ２における電圧の電圧差ΔＶは、このゲート信号Ｓ１〜Ｓ４に応じたパルス信号になる（図３（Ｇ））。このパルス信号は、２つの電圧の間で遷移する信号である。ローパスフィルタ２９は、このパルス信号に含まれる高周波数成分を除去する。このようにして、電力変換装置１は、交流出力電圧ｅ_uwを生成する（図３（Ｈ））。
【００６１】
図４は、電力変換装置１がユニポーラＰＷＭ動作を行う場合における、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の波形の一例を表すものであり、（Ａ）はデューティ比の指令値ｄ_uw*を示し、（Ｂ）はキャリア信号ＣＲの波形を示し、（Ｃ）〜（Ｆ）はゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の波形をそれぞれ示し、（Ｇ）はノードＮ１における電圧とノードＮ２における電圧の電圧差ΔＶの波形を示し、（Ｈ）は交流出力電圧ｅ_uwの波形を示す。
【００６２】
ゲート信号生成部４０は、キャリア信号ＣＲを生成し（図４（Ａ））、このキャリア信号ＣＲと、電流制御部３９から供給されたデューティ比の指令値ｄ_uw*（図４（Ａ））に基づいて、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する（図４（Ｃ）〜（Ｆ））。このユニポーラＰＷＭ動作では、バイポーラＰＷＭ動作の場合（図３）と異なり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２におけるスイッチングタイミングと、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４におけるスイッチングタイミングとは、互いに異なり得る。ノードＮ１における電圧とノードＮ２における電圧の電圧差ΔＶは、このゲート信号Ｓ１〜Ｓ４に応じたパルス信号になる（図５（Ｇ））。このパルス信号は、３つの電圧の間で遷移する信号であり、このパルス信号の遷移頻度は、バイポーラＰＷＭ動作の場合（図３）の２倍になる。ローパスフィルタ２９は、このパルス信号に含まれる高周波数成分を除去する。このようにして、電力変換装置１は、交流出力電圧ｅ_uwを生成する（図４（Ｈ））。
【００６３】
（中性点の電圧制御について）
図５は、制御部３０における、中性点の電圧制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０は、さらに、加算部４１と、演算部４２〜４４と、加算部４５，４６と、バランス制御部４７と、ゲート信号生成部４８とを有している。
【００６４】
加算部４１は、電流ｉ_u，ｉ_wに基づいて、式ＥＱ２に示したように、電流ｉ_uおよび電流ｉ_wを加算することにより、電流ｉ_oを求めるものである。
【００６５】
演算部４２は、電流ｉ_uに基づいて、式ＥＱ４の第３式をラプラス変換した式を用いて、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luを求めるものである。すなわち“ｓ Ｌu＋Ｒu”は、式ＥＱ４の第３式をラプラス変換した式に対応している。なお、例えば、電力変換装置１からＡＣリアクトル２４Ｕを省いた場合には、インダクタンスＬuが“０”Ｈになるとともに内部抵抗値Ｒuが“０”Ωになるので、電圧差ｅ_luは“０”になる。
【００６６】
演算部４３は、電流ｉ_oに基づいて、式ＥＱ４の第４式をラプラス変換した式を用いて、ＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loを求めるものである。すなわち“ｓ Ｌo＋Ｒo”は、式ＥＱ４の第４式をラプラス変換した式に対応している。なお、例えば、電力変換装置１からＡＣリアクトル２４Ｏを省いた場合には、インダクタンスＬoが“０”Ｈになるとともに内部抵抗値Ｒoが“０”Ωになるので、電圧差ｅ_loは“０”になる。
【００６７】
演算部４４は、電流ｉ_wに基づいて、式ＥＱ４の第５式をラプラス変換した式を用いて、ＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwを求めるものである。すなわち“ｓ Ｌw＋Ｒw”は、式ＥＱ４の第５式をラプラス変換した式に対応している。なお、例えば、電力変換装置１からＡＣリアクトル２４Ｗを省いた場合には、インダクタンスＬwが“０”Ｈになるとともに内部抵抗値Ｒwが“０”Ωになるので、電圧差ｅ_lwは“０”になる。
【００６８】
加算部４５は、電圧ｅ_uoおよび電圧差ｅ_lu，ｅ_loに基づいて、式ＥＱ４の第１式を用いることにより、推定電圧ｖ_uを求めるものである。
【００６９】
加算部４６は、電圧ｅ_woおよび電圧差ｅ_lw，ｅ_loに基づいて、式ＥＱ４の第２式を用いることにより、推定電圧ｖ_wを求めるものである。
【００７０】
バランス制御部４７は、推定電圧ｖ_uo，ｖ_woおよび直流バス電圧Ｖdcに基づいて、式ＥＱ７の第５式を用いることにより、デューティ比の指令値ｄ_o*を求めるものである。
【００７１】
ゲート信号生成部４８は、デューティ比の指令値ｄ_o*に基づいて、パルス幅変調を用いて、ゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成するものである。
【００７２】
制御部３０は、例えば、周期Ｔｓ（例えば５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ））ごとに、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、電流ｉ_inv1，ｉ_inv2、および直流バス電圧Ｖdcに基づいてこれらの演算を行うことによりデューティ比の指令値ｄ_o*を求め、ゲート信号生成部４８は、この指令値ｄ_o*に応じたゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成する。電力変換装置１では、このようにして負帰還がかかるように、中性点電圧についてのループ制御が行われる。このループ制御により、電力変換装置１では、中性点電圧が、中性点における電圧バランスを保つように制御されるようになっている。
【００７３】
図６Ａ，６Ｂは、中性点の電圧制御の一例を表すものであり、図６Ａは、Ｕ相負荷とＷ相負荷がバランスしている場合（平衡負荷状態）を示し、図６Ｂは、Ｕ相負荷とＷ相負荷がアンバランスである場合（不平衡負荷状態）を示す。図６Ａ，６Ｂにおいて、（Ａ）は電圧ｅ_uoの波形を示し、（Ｂ）は電圧ｅ_woの波形を示し、（Ｃ）は中性線ＯＬにおける中性点電圧ｅ_oの波形を示す。Ｕ相負荷とＷ相負荷がバランスしている場合には、図６Ａに示したように、中性点電圧ｅ_oは、直流電圧に近づく。また、Ｕ相負荷とＷ相負荷がアンバランスである場合には、図６Ｂに示したように、中性点電圧ｅ_oは、中性点における電圧バランスを保つように交流の電圧になる。このようにして、制御部３０は、中性点電圧を制御するようになっている。
【００７４】
また、制御部３０では、図５に示したように、演算部４２〜４４が、電流ｉ_u，ｉ_wに基づいて、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_lu、ＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lw、およびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loを求めるようにした。そして、加算部４５，４６が、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_lu、電圧ｅ_uo、およびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loに基づいて推定電圧ｖ_uを求めるとともに、ＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lw、電圧ｅ_wo、およびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loに基づいて推定電圧ｖ_wを求めるようにした。そして、バランス制御部４７は、この推定電圧ｖ_u，ｖ_wに基づいてデューティ比の指令値ｄ_o*を求め、ゲート信号生成部４８は、この指令値ｄ_o*に基づいてゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成するようにした。これにより、電力変換装置１では、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化した場合でも、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができるとともに、定常偏差を抑えることができる。特に、制御部３０では、加算部４１、演算部４２〜４４、および加算部４５，４６が、フィードフォワード制御部として機能することにより、推定電圧ｖ_u，ｖ_wを生成するようにした。これにより、電力変換装置１では、制御動作の安定性を高めることができるようになっている。
【００７５】
ここで、スイッチング素子ＳＷ１は、本開示における「第１のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ２は、本開示における「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ３は、本開示における「第３のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ４は、本開示における「第４のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ５は、本開示における「第５のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ６は、本開示における「第６のスイッチング素子」の一具体例に対応する。高電圧線ＨＬは、本開示における「第１の電圧線」の一具体例に対応し、低電圧線ＬＬは、本開示における「第２の電圧線」の一具体例に対応する。ノードＮ１は、本開示における「第１のノード」の一具体例に対応し、ノードＮ２は、本開示における「第２のノード」の一具体例に対応し、ノードＮ３は、本開示における「第３のノード」の一具体例に対応する。端子Ｔ２１は、本開示における「第１の出力端子」の一具体例に対応し、端子Ｔ２２は、本開示における「第２の出力端子」の一具体例に対応し、端子Ｔ２３は、本開示における「第３の出力端子」の一具体例に対応する。ローパスフィルタ２９は、本開示における「ローパスフィルタ」の一具体例に対応する。ＡＣリアクトル２４Ｕは、本開示における「第１のリアクトル」の一具体例に対応し、ＡＣリアクトル２４Ｗは、本開示における「第２のリアクトル」の一具体例に対応し、ＡＣリアクトル２４Ｏは、本開示における「第３のリアクトル」の一具体例に対応する。容量素子２５Ｕは、本開示における「第１の容量素子」の一具体例に対応し、容量素子２５Ｗは、本開示における「第２の容量素子」の一具体例に対応する。制御部３０は、本開示における「制御部」の一具体例に対応する。
【００７６】
電圧ｅ_uoは、本開示における「第１の電圧」の一具体例に対応し、電圧ｅ_woは、本開示における「第２の電圧」の一具体例に対応する。電圧差ｅ_luは、本開示における「第１の電圧差」の一具体例に対応し、電圧差ｅ_lwは、本開示における「第２の電圧差」の一具体例に対応し、電圧差ｅ_loは、本開示における「第３の電圧差」の一具体例に対応する。推定電圧ｖ_uは、本開示における「第１の値」の一具体例に対応し、推定電圧ｖ_wは、本開示における「第２の値」の一具体例に対応する。推定負荷電流ｉ_lduは、本開示における「第１の負荷電流」の一具体例に対応し、推定負荷電流ｉ_ldwは、本開示における「第２の負荷電流」の一具体例に対応する。
【００７７】
［動作および作用］
続いて、本実施の形態の電力変換装置１の動作および作用について説明する。
【００７８】
（全体動作概要）
まず、図１，２を参照して、電力変換装置１の全体動作概要を説明する。電力変換装置１は、交流出力電圧ｅ_uwの電圧振幅が所定の振幅になるように、電圧振幅一定制御を行う。具体的には、制御部３０は、電圧検出部２１から供給された直流バス電圧Ｖdcについての情報、電流検出部２３Ｕ，２３Ｗから供給された電流ｉ_u，ｉ_wについての情報、電圧検出部２６Ｕ，２６Ｗから供給された電圧ｅ_uo，ｅ_woについての情報に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。これにより、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、このゲート信号Ｓ１〜Ｓ６に基づいてオンオフする。制御部３０は、例えば、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をオンオフすることにより、交流出力電圧の電圧振幅が所定の振幅になるように、電圧振幅一定制御を行う。また、制御部３０は、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６をオンオフすることにより、中性点（中性線ＯＬ）における電圧バランスを保つように中性点電圧ｅ_oを制御する。
【００７９】
（詳細動作）
制御部３０は、図２に示したように、例えば、周期Ｔｓ（例えば５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ））ごとに、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、電流ｉ_u，ｉ_w、および直流バス電圧Ｖdcに基づいてデューティ比の指令値ｄ_uw*を求め、ゲート信号生成部４０は、この指令値ｄ_uw*に応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。このループ制御により、電力変換装置１では、交流出力電圧ｅ_uwが、交流出力電圧ｅ_uwの指令値ｅ_uw*とほぼ同じになるように制御され、交流出力電流ｉ_uwが、交流出力電流ｉ_uwの指令値ｉ_uw*とほぼ同じになるように制御される。
【００８０】
また、制御部３０は、図５に示したように、例えば、周期Ｔｓ（例えば５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ））ごとに、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、電流ｉ_u，ｉ_w、および直流バス電圧Ｖdcに基づいてデューティ比の指令値ｄ_o*を求め、ゲート信号生成部４８は、この指令値ｄ_o*に応じたゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成する。このループ制御により、電力変換装置１では、中性点電圧ｅ_oが、中性点（中性線ＯＬ）における電圧バランスを保つように制御される。
【００８１】
図１に示した電力変換装置１では、３つのＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｗ，２４Ｏを設けたが、これに限定されるものではなく、これらの３つのＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｗ，２４Ｏのうちの１つを省いてもよい。以下、ＡＣリアクトル２４Ｏを省いた電力変換装置１（電力変換装置１Ａ）を例に挙げて、動作および作用を詳細に説明する。
【００８２】
図７は、電力変換装置１Ａの一構成例を表すものである。この電力変換装置１Ａでは、ＡＣリアクトル２４Ｏを設けないので、装置を小型にすることができる。図８に、シミュレーション条件を示す。この電力変換装置１Ａは、ＡＣリアクトル２４Ｏを有していないので、ＡＣリアクトル２４ＯのインダクタンスＬoを“０”Ｈに設定するとともに、ＡＣリアクトル２４Ｏの内部抵抗値Ｒoを“０”Ωに設定している。
【００８３】
（容量素子２５Ｕ，２５Ｗに流れる電流の推定について）
電力変換装置１Ａでは、制御部３０の電流推定部３４が、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、式ＥＱ２を示したように、容量素子２５Ｕに流れる電流（推定電流ｉ_cu）を推定するとともに、容量素子２５Ｗに流れる電流（推定電流ｉ_cw）を推定した。そして、減算部３５が、電流ｉ_uおよび推定電流ｉ_cuに基づいて、式ＥＱ５の第１式に示したように、推定負荷電流ｉ_lduを求め、減算部３６が、電流ｉ_wおよび推定電流ｉ_cwに基づいて、式ＥＱ５の第２式に示したように、推定負荷電流ｉ_ldwを求めた。そして、制御部３０は、図２に示したように、これらの推定負荷電流ｉ_ldu，ｉ_ldwに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の動作を制御するようにした。このように、電力変換装置１Ａでは、この推定電流ｉ_cu，ｉ_cwを外乱成分として電流制御ループに加えるようにしたので、電流制御の応答性を向上することができる。
【００８４】
また、電力変換装置１Ａでは、容量素子２５Ｕ，２５Ｗに流れる電流を推定することにより、推定負荷電流ｉ_ldu，ｉ_ldwを求めるようにしたので、負荷電流を検出する電流検出部を省くことができるので、装置を小型にすることができる。
【００８５】
また、電力変換装置１Ａでは、式ＥＱ５の第３式および第４式を用いて、推定電流ｉ_cu，ｉ_cwを求めるようにしたので、ノイズを抑えることができる。以下に、シミュレーション結果を用いて説明する。
【００８６】
図９は、推定電流ｉ_cuの波形のシミュレーション結果例を表すものである。式ＥＱ５の第３式に示したように、電流推定部３４は、周期的関数であるサイン関数を用いて、推定電流ｉ_cuを求めている。このサイン関数の振幅は、電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsを含んでいる。この実効値Ｅuormsは、式ＥＱ６の第１式に示したように、電圧ｅ_uoにより求められる。推定電流ｉ_c2についても同様である。このような周期的な関数を用いて推定電流ｉ_cu，ｉ_cwを求めることにより、電力変換装置１Ａでは、以下に説明する参考例Ｒに比べて、推定電流ｉ_c1，ｉ_c2にノイズが生じるおそれを低減することができる。
【００８７】
参考例Ｒに係る電力変換装置１Ｒは、推定電流ｉ_cu，ｉ_cwの求め方が本実施の形態の場合と異なるものである。この参考例Ｒは、特許文献１に記載の技術に対応するものである。電力変換装置１Ｒは、以下の式ＥＱ５を用いて推定電流ｉ_cu，ｉ_cwを求める。
【数８】
2019176635.tif 000010
この式ＥＱ８は、ラプラス変換の手法により表現された式であり、第１式は、電圧ｅ_uoを微分する演算を含んでおり、第２式は、電圧ｅ_woを微分する演算を含んでいる。よって、電圧ｅ_uo，ｅ_woに歪みやノイズが含まれる場合には、推定電流ｉ_cu，ｉ_cwには、この電圧ｅ_uo，ｅ_woの微分に起因するノイズが生じてしまう。
【００８８】
図１０は、参考例Ｒに係る電力変換装置１Ｒにおける推定電流ｉ_cuのシミュレーション結果例を表すものである。このように、参考例に係る電力変換装置１Ｒでは、推定電流ｉ_cuにノイズが生じてしまう。推定電流ｉ_cwについても同様である。
【００８９】
一方、本実施の形態に係る電力変換装置１Ａでは、所定の周期的関数であるサイン関数を用いて、容量素子２５Ｕ，２５Ｗに流れる電流を推定するようにしたので、微分演算を行わないので、図９に示したように、推定電流ｉ_cu，ｉ_cwにノイズが生じるおそれを低減することができる。その結果、電力変換装置１Ａでは、例えば、交流出力電圧ｅ_uwや交流出力電流ｉ_uwにノイズが生じるおそれを低減することができる。
【００９０】
（負荷状態が急に変化した場合の動作について）
電力変換装置１Ａでは、図５に示したように、演算部４２〜４４が、電流ｉ_u，ｉ_wに基づいて、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luおよびＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwを求めるようにした。そして、加算部４５，４６が、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luおよび電圧ｅ_uoに基づいて推定電圧ｖ_uを求めるとともに、ＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwおよび電圧ｅ_woに基づいて推定電圧ｖ_wを求めるようにした。そして、バランス制御部４７は、この推定電圧ｖ_u，ｖ_wに基づいてデューティ比の指令値ｄ_o*を求め、ゲート信号生成部４８は、この指令値ｄ_o*に基づいてゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成するようにした。これにより、電力変換装置１Ａでは、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化した場合でも、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができるとともに、定常偏差を抑えることができる。以下に、この動作について、詳細に説明する。
【００９１】
図１１は、負荷状態が急に変化した場合における、電力変換装置１Ａのシミュレーション結果を表すものであり、（Ａ）は電圧ｅ_uo，ｅ_woの波形を示し、（Ｂ）は推定負荷電流ｉ_ldu，ｉ_ldwの波形を示し、（Ｃ）は電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsおよび電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsの波形を示す。
【００９２】
この例では、タイミングｔ１において、Ｕ相負荷（例えば図１におけるインピーダンスＺ１）およびＷ相負荷（例えば図１におけるインピーダンスＺ２）のうちのＷ相負荷が開放状態になることにより、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化する。これにより、このタイミングｔ１以降において、推定負荷電流ｉ_ldwが略“０”（ゼロ）になる（図１１（Ｂ））。これに伴い、Ｗ相の交流電圧に係る電圧ｅ_woの振幅が増大するとともに、Ｕ相の交流電圧に係る電圧ｅ_uoの振幅が減少する（図１Ａ（Ａ））。よって、電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsと電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsとの差ΔＥrmsが大きくなる（図１１（Ｃ））。その後、ループ応答により、この実効値Ｅuorms，Ｅwormsの差ΔＥrmsは徐々に小さくなっていく（図１１（Ｃ））。
【００９３】
このように、電力変換装置１Ａでは、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luおよびＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwを考慮して、中性点電圧のループ制御を行うようにしたので、以下に説明する参考例Ｓの場合と比べて、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができるとともに、定常偏差を抑えることができる。
【００９４】
参考例Ｓに係る電力変換装置１Ｓは、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luおよびＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwを考慮せずに、中性点電圧のループ制御を行うものである。言い換えれば、この電力変換装置１Ｓのバランス制御部４７が、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいてデューティ比の指令値ｄ_o*を求めるように構成したものである。
【００９５】
図１２は、負荷状態が急に変化した場合における、電力変換装置１Ｓのシミュレーション結果を表すものであり、（Ａ）は電圧ｅ_uo，ｅ_woの波形を示し、（Ｂ）は推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2の波形を示し、（Ｃ）は電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsおよび電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsの波形を示す。
【００９６】
この例では、タイミングｔ２において、Ｕ相負荷およびＷ相負荷のうちのＷ相負荷が開放状態になる。これにより、このタイミングｔ２以降において、推定負荷電流ｉ_ldwが略“０”（ゼロ）になる（図１２（Ｂ））。これに伴い、Ｗ相の交流電圧に係る電圧ｅ_woの振幅が増大するとともに、Ｕ相の交流電圧に係る電圧ｅ_uoの振幅が減少する（図１３（Ａ））。これにより、電力変換装置１Ｓでは、図１２（Ｃ）に示したように、実効値Ｅuorms，Ｅwormsの差ΔＥrmsが、上記実施の形態の場合（図１１（Ｃ））よりも大きくなる。このように、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luおよびＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwを考慮しない場合には、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動が大きくなり、定常偏差が大きくなるおそれがある。
【００９７】
一方、本実施の形態に係る電力変換装置１Ａでは、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luおよびＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwを求め、電圧ｅ_uo、電圧ｅ_wo、電圧差ｅ_lu，ｅ_lwに基づいてデューティ比の指令値ｄ_o*を求め、この指令値ｄ_o*に基づいてゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成するようにした。これにより、電力変換装置１Ａでは、中性点電圧のループ制御において、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luおよびＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwを考慮することができるので、より効果的なループ制御を行うことができる。その結果、電力変換装置１Ａでは、負荷状態が急に変化した場合でも、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができるとともに、定常偏差を抑えることができる。
【００９８】
以上、ＡＣリアクトル２４Ｏを省いた電力変換装置１Ａ（図７）の動作を例に説明したが、３つのＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｗ，２４Ｏを有する電力変換装置１（図１）についても同様である。すなわち、この電力変換装置１では、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_lu、ＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lw、およびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loを求め、電圧ｅ_uo、電圧ｅ_wo、電圧差ｅ_lu，ｅ_lw，ｅ_loに基づいてデューティ比の指令値ｄ_o*を求め、この指令値ｄ_o*に基づいてゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成するようにしたので、負荷状態が急に変化した場合でも、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができるとともに、定常偏差を抑えることができる。
【００９９】
また、電力変換装置１では、加算部４１、演算部４２〜４４、および加算部４５，４６を設け、フィードフォワード制御により推定電圧ｖ_u，ｖ_wを生成するようにした。これにより、電力変換装置１では、例えばフィードバック制御を行う場合に比べて、制御動作の安定性を高めることができる。
【０１００】
［効果］
以上のように本実施の形態では、ＡＣリアクトルのそれぞれにおける両端間の電圧差を求め、電圧ｅ_uo、電圧ｅ_wo、およびこれらの電圧差に基づいてスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６の動作を制御するようにしたので、負荷状態が急に変化した場合でも、交流出力電圧の変動を抑制することができるとともに、定常偏差を抑えることができる。
【０１０１】
本実施の形態では、加算部４１、演算部４２〜４４、および加算部４５，４６を設け、フィードフォワード制御により推定電圧ｖ_u，ｖ_wを生成するようにしたので、制御動作の安定性を高めることができる。
【０１０２】
本実施の形態では、周期的関数であるサイン関数を用いて、容量素子に流れる電流を推定したので、微分演算を行わないので、ノイズが生じるおそれを低減することができる。
【０１０３】
[変形例１]
上記実施の形態では、図１に示したように、３つのＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｗ，２４Ｏを設け、あるいは、図７に示したように、２つのＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｗを設けるようにしたが、これに限定されるものではない。これに代えて、例えば、図１３に示す電力変換装置１Ｂのように、２つのＡＣリアクトル２４Ｗ，２４Ｏを設けてもよい。この電力変換装置１Ｂでは、ＡＣリアクトル２４Ｗの両端間の電圧差ｅ_lwおよびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loを求め、電圧ｅ_uo、電圧ｅ_wo、電圧差ｅ_lw，ｅ_loに基づいてデューティ比の指令値ｄ_o*を求め、この指令値ｄ_o*に基づいてゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成することができる。また、図１４に示す電力変換装置１Ｃのように、２つのＡＣリアクトル２４Ｕ，２４Ｏを設けてもよい。この電力変換装置１Ｃでは、ＡＣリアクトル２４Ｕの両端間の電圧差ｅ_luおよびＡＣリアクトル２４Ｏの両端間の電圧差ｅ_loを求め、電圧ｅ_uo、電圧ｅ_wo、電圧差ｅ_lu，ｅ_loに基づいてデューティ比の指令値ｄ_o*を求め、この指令値ｄ_o*に基づいてゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成することができる。
【０１０４】
このように、電力変換装置では、ノードＮ１と端子Ｔ２１との間の経路、ノードＮ２と端子Ｔ２２との間の経路、およびノードＮ３と端子Ｔ２３との間の経路のうちの２以上の経路に、２以上のＡＣリアクトルを設けることができる。そして、電力変換装置では、電流ｉ_u，ｉ_wに基づいて、これらの２以上のＡＣリアクトルのそれぞれの両端間の電圧差を算出し、この２以上の電圧差および電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６の動作を制御することができる。
【０１０５】
[変形例２]
上記実施の形態では、図１に示したように、ノードＮ１からローパスフィルタ２９に流れる電流ｉ_uを検出する電流検出部２３Ｕと、ノードＮ２からローパスフィルタ２９に流れる電流ｉ_wを検出する電流検出部２３Ｗとを設けたが、これに限定されるものではない。これに代えて、例えば、図１５，１６に示す電力変換装置１Ｄ，１Ｅのように、ローパスフィルタ２９からノードＮ３に流れる電流ｉ_oを検出する電流検出部２３Ｏを設けてもよい。
【０１０６】
電力変換装置１Ｄは、図１５に示したように、２つの電流検出部２３Ｗ，２３Ｏと、制御部３０Ｄとを備えている。電流検出部２３Ｏは、検出した電流ｉ_oについての情報を制御部３０Ｄに供給する。制御部３０Ｄは、電流検出部２３Ｗにより検出された電流ｉ_wについての情報、および電流検出部２３Ｏにより検出された電流ｉ_oについての情報に基づいて、例えば、式ＥＱ２を用いて電流ｉ_uを求める。これにより、制御部３０Ｄは、電流ｉ_u，ｉ_wに基づいて、上記実施の形態に係る制御部３０（図２，５）と同様に動作を行うことができる。
【０１０７】
電力変換装置１Ｅは、図１６に示したように、２つの電流検出部２３Ｕ，２３Ｏと、制御部３０Ｅとを備えている。電流検出部２３Ｏは、検出した電流ｉ_oについての情報を制御部３０Ｅに供給する。制御部３０Ｅは、電流検出部２３Ｕにより検出された電流ｉ_uについての情報、および電流検出部２３Ｏにより検出された電流ｉ_oについての情報に基づいて、例えば、式ＥＱ２を用いて電流ｉ_wを求める。これにより、制御部３０Ｅは、電流ｉ_u，ｉ_wに基づいて、上記実施の形態に係る制御部３０（図２，５）と同様に動作を行うことができる。
【０１０８】
以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等には限定されず、種々の変形が可能である。
【０１０９】
例えば、上記実施の形態では、本技術を、バッテリＢＴから供給された直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣインバータに適用したが、これに限定されるものではない。これに代えて、例えば、商用電源に接続して系統連系運転を行うことによりバッテリＢＴを充放電するモードと、負荷装置に接続して自立運転を行うことによりバッテリＢＴから供給された電力をその負荷装置に供給するモードとを有する電力変換装置に適用してもよい。
【０１１０】
また、例えば、図８に示したシミュレーション条件に記載の各パラメータの設定値は、一例であり、適宜変更してもよい。
【符号の説明】
【０１１１】
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…電力変換装置、２１…電圧検出部、２２…容量素子、２３Ｕ，２３Ｗ…電流検出部、２４Ｕ，２４Ｗ，２４Ｏ…ＡＣリアクトル、２５Ｕ，２５Ｗ…容量素子、２６Ｕ，２６Ｗ…電圧検出部、２９…ローパスフィルタ、３０…制御部、３１，３３，３５〜３７…減算部、３２…指令値生成部、３４…電流推定部、３８…電圧制御部、３９…電流制御部、４０…ゲート信号生成部、４１…加算部、４２〜４４…演算部、４５，４６…加算部、４７…バランス制御部、４８…ゲート信号生成部、ＢＴ…バッテリ、Ｃdc，Ｃu，Ｃw…キャパシタンス、ＣＲ…キャリア信号、ｄ_o，ｄ_uw…デューティ比、ｄ_o*，ｄ_uw*…指令値、ｅ_o…中性点電圧、ｅ_uo，ｅ_wo…電圧、Ｅuorms，Ｅworms…実効値、ｅ_uw…交流出力電圧、ｅ_uw*…指令値、ｆsd…自立運転周波数、ＨＬ…高電圧線、ｉ_cu,ｉ_cw…推定電流、ｉ_o，ｉ_u,ｉ_w…電流、ｉ_uw…交流出力電流、ｉ_uw*…指令値，ｉ_ldu，ｉ_ldw…推定負荷電流、Ｌo，Ｌu，Ｌw…インダクタンス、ＬＬ…低電圧線、ＬＯＡＤ…負荷装置、ＯＬ…中性線、Ｒcu，Ｒcw，Ｒo，Ｒu，Ｒw…内部抵抗値、ＳＷ１〜ＳＷ６…スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ６…ゲート信号、Ｔｓ，Ｔsd…周期、Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ２１〜Ｔ２３…端子、ＵＬ…Ｕ相電圧線、Ｖbt…バッテリ電圧、Ｖdc…直流バス電圧、ｖ_u，ｖ_w…推定電圧、ＷＬ…Ｗ相電圧線、Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３…インピーダンス、ΔＥrms…差、ΔＶ…電圧差、θsd…位相角度。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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