(57)【要約】【課題】応答遅れが生じる演算処理後のローパスフィルタを不要とし、高速応答と高精度検出を両立させる。【解決手段】目的信号Ｓ１を入力し位相０度の目的信号Ｒ１と位相９０度の目的信号Ｒ２に分離して出力する移相回路２と、目的信号Ｓ１と同じ周波数の参照信号Ｒ１を入力し位相０度の参照信号Ｒ１と位相９０度の参照信号Ｒ２と位相１８０度の参照信号Ｒ３に分離して出力する第２移相回路３と、目的信号Ｓ１と参照信号Ｒ１を乗算した信号と目的信号Ｓ２と参照信号Ｒ２を乗算した信号を加算しＸ相信号Ｘ３として出力するＸ相処理回路４と、目的信号Ｓ１と参照信号Ｒ２を乗算した信号と目的信号Ｓ２と参照信号Ｒ３を乗算した信号を加算しＹ相信号Ｙ３として出力するＹ相処理回路５と、Ｘ相信号Ｘ３とＹ相信号Ｙ３を入力して目的信号Ｓ１の振幅成分を演算する振幅成分演算回路６と、Ｘ相信号Ｘ３とＹ相信号Ｙ３を入力して目的信号Ｓ１の位相成分を演算する位相成分演算回路７とを備える。【選択図】図１
2019211300.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数の目的信号を含む受信信号を入力し前記目的信号を位相０度の第１目的信号と位相９０度の第２目的信号に分離して出力する第１移相回路と、
前記目的信号と同じ周波数の参照信号を入力し前記参照信号を位相０度の第１参照信号と位相９０度の第２参照信号と位相１８０度の第３参照信号に分離して出力する第２移相回路と、
前記第１目的信号と前記第１参照信号を乗算した信号及び前記第２目的信号と前記第２参照信号を乗算した信号を加算して第１Ｘ相ＤＣ成分を得て、第１Ｘ相信号として出力するＸ相処理回路と、
前記第１目的信号と前記第２参照信号を乗算した信号及び前記第２目的信号と前記第３参照信号を乗算した信号を加算して第１Ｙ相ＤＣ成分を得て、第１Ｙ相信号として出力するＹ相処理回路と、
前記第１Ｘ相信号と前記第１Ｙ相信号を入力し前記目的信号の振幅成分を演算する振幅成分演算回路と、
前記第１Ｘ相信号と前記第１Ｙ相信号を入力し前記目的信号の位相成分を演算する位相成分演算回路と、
を備えることを特徴とするロックインアンプ。
【請求項２】
請求項１に記載のロックインアンプにおいて、
前記Ｘ相処理回路は、前記第１Ｘ相信号を入力して、ローカル信号との乗算によってＸ相中間周波数に変換し、Ｘ相ハイパスフィルタ及びＸ相ローパスフィルタによって濾過し、検波によって第２Ｘ相ＤＣ成分へ再変換して、第２Ｘ相信号として出力するＸ相中間周波数フィルタ回路を備え、
前記Ｙ相処理回路は、前記第１Ｙ相信号を入力して、前記ローカル信号との乗算によってＹ相中間周波数に変換し、Ｙ相ハイパスフィルタ及びＹ相ローパスフィルタによって濾過し、検波によって第２Ｙ相ＤＣ成分へ再変換して、第２Ｙ相信号として出力するＹ相中間周波数フィルタ回路を備え、
前記振幅成分演算回路は、前記第２Ｘ相信号と前記第２Ｙ相信号を入力し前記目的信号の振幅成分を演算し、
前記位相成分演算回路は、前記第２Ｘ相信号と前記第２Ｙ相信号を入力し前記目的信号の位相成分を演算する、
ことを特徴とするロックインアンプ。
【請求項３】
請求項１に記載のロックインアンプにおいて、
前記Ｘ相処理回路は、前記第１Ｘ相信号を入力して、Ｘ相アンチエイリアシングフィルタにより高周波成分のノイズを除去し、ローカル信号との乗算によってＸ相中間周波数に変換し、Ｘ相ハイパスフィルタ及びＸ相第１ローパスフィルタによって濾過し、検波によって第２Ｘ相ＤＣ成分へ再変換し、Ｘ相第２ローパスフィルタによって前記Ｘ相中間周波数の成分のリップルを除去してから第２Ｘ相信号として出力するＸ相中間周波数フィルタ回路を備え、
前記Ｙ相処理回路は、前記第１Ｙ相信号を入力して、Ｙ相アンチエイリアシングフィルタにより高周波成分のノイズを除去し、前記ローカル信号との乗算によってＹ相中間周波数に変換し、Ｙ相ハイパスフィルタ及びＹ相第１ローパスフィルタによって濾過し、検波によってＤＣ成分へ再変換し、Ｙ相第２ローパスフィルタによって前記Ｙ相中間周波数の成分のリップルを除去してから第２Ｙ相信号として出力するＹ相中間周波数フィルタ回路を備え、
前記振幅成分演算回路は、前記第２Ｘ相信号と前記第２Ｙ相信号を入力し前記目的信号の振幅成分を演算し、
前記位相成分演算回路は、前記第２Ｘ相信号と前記第２Ｙ相信号を入力し前記目的信号の位相成分を演算する、
ことを特徴とするロックインアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、瞬時且つ高精度に受信信号に含まれる目的信号の振幅と位相を抽出するロックインアンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
ロックインアンプは、所定の周波数の目的信号が含まれる受信信号と当該目的信号と同じ周波数の参照信号とを乗算させることによって、つまり同期検波によって、目的信号がノイズに埋もれていても、その目的信号の振幅と参照信号に対する位相差を抽出することができる。
【０００３】
一般的に、意図する所定の周波数に設定された正弦波である目的信号を被検体に印加すると、被検体との反応により、印加された目的信号は位相が遅れ、振幅が小さくなる。しかし、周波数が変化する事はない。これを、透過方式又は反射方式によって受信する。被検体との反応から得られた目的信号は、前記した所定の周波数を保存しているので、その目的信号の位相と振幅が分かれば、被検体の反応、つまり被検体の特性を知る事が出来る。
【０００４】
図５に一般的な２相ロックインアンプの構成を示す（特許文献１）。受信信号Ｓ０は、低次で広域のパスバンドを有するバンドパスフィルタ回路１１を通ることで、所定の周波数ｆ１の目的信号Ｓ１を含む成分、つまり、目的信号Ｓ１とそれ以外の成分が取り出され、乗算回路１２と１３に入力される。ここで、バンドパスフィルタ回路１１は、カットオフ周波数を周波数ｆ１に近づける程、又は、フィルタ次数を高次にする程、フィルタによる目的信号の位相変化を拡大させ、結果、位相検出が不確かとなり、温度変動も受けやすくなる。よって、このバンドパスフィルタ回路１１は無くても良い。その場合は目的信号Ｓ１を含む成分は受信信号Ｓ０そのままとなる。
【０００５】
一方、参照信号Ｒ１の周波数は目的信号Ｓ１と同じ周波数ｆ１であり、移相回路１４によって、０度位相の第１参照信号Ｒ１と９０度位相の第２参照信号Ｒ２に分離される。０度位相の第１参照信号Ｒ１は乗算回路１２に入力され、目的信号Ｓ１を有する信号成分と乗算されてＸ相信号Ｘ０１となる。９０度位相の第２参照信号Ｒ２は乗算回路１３に入力され、目的信号Ｓ１を有する信号成分と乗算されてＹ相信号Ｙ０１となる。そして、乗算回路１２で乗算されたＸ相信号Ｘ０１は、ローパスフィルタ回路１５でＡＣ成分が除去され、ＤＣ成分のみのＸ相信号Ｘ０２となる。乗算回路１３で乗算されたＹ相信号Ｙ０１は、ローパスフィルタ回路１６でＡＣ成分が除去され、ＤＣ成分のみのＹ相信号Ｙ０２となる。１７は振幅成分演算回路、１８は位相成分演算回路である。
【０００６】
ここで、数式を用いてロックインアンプの信号処理による目的信号Ｓ１の変遷を見ていくとする。目的信号Ｓ１と第１参照信号Ｒ１は、其々、
2019211300.tif 000003
2019211300.tif 000004
で表される。目的信号Ｓ１は、参照信号Ｒ１と同じ周波数成分ｆ１（ω＝２πｆ１）を有する。周波数ｆ１の目的信号Ｓ１を含む成分は、バンドパスフィルタ回路１１で濾し切れなかったノイズ成分も含んでいるが、演算は周波数ｆ１の成分のみを有する正弦波の目的信号Ｓ１を用いた式で表している。Ａは目的信号Ｓ１の振幅、αは位相差である。第１参照信号Ｒ１を９０度移相させた第２参照信号Ｒ２は、
2019211300.tif 000005
である。
【０００７】
よって、乗算回路１２から出力するＸ相信号Ｘ０１は、
2019211300.tif 000006
となる。
【０００８】
また、乗算回路１３から出力するＹ相信号Ｙ０１は、
2019211300.tif 000007
となる。
【０００９】
そして、ローパスフィルタ回路１５と１６によって周波数ｆ１の２倍のＡＣ成分（２ω）が除去されるので、得られるＸ相信号Ｘ０２とＹ相信号Ｙ０２は、其々、
2019211300.tif 000008
2019211300.tif 000009
のようにＤＣ成分のみとなる。
【００１０】
したがって、振幅成分演算回路１７では、
2019211300.tif 000010
の演算によって目的信号Ｓ１の振幅値Ａ／２が得られる。
【００１１】
また、位相成分演算回路１８では、
2019211300.tif 000011
の演算によって参照信号Ｒ１に対する目的信号Ｓ１の位相差αが得られる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２０１６−２０８３４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図５で示されるロックインアンプでは、乗算後の信号Ｘ０１とＹ０１は、其々、ローパスフィルタ１５と１６によってＡＣ成分が除去され、ＤＣ成分である信号Ｘ０２とＹ０２に変換される。また、上記数式には表されていないが、目的信号Ｓ１とともに含まれるノイズ成分は、周波数ｆ１の２倍の周波数となったＡＣ成分に合わせて、ローパスフィルタ１５と１６によって、一緒に除去される。従って、純粋なＤＣ成分である検出精度は、ローパスフィルタ１５と１６のＡＣ成分除去能力に大きく依存する。高精度なＤＣ成分を得るためには、低周波ノイズを除去する必要があり、ローパスフィルタ１５と１６のカットオフ周波数を周波数ゼロに近づけなければならない。
【００１４】
しかし、カットオフ周波数を低くする程、ローパスフィルタ１５と１６の時定数が大きくなり、応答が遅くなる。また、図５の構造から、ローパスフィルタ１５と１６の応答遅れが、ロックインアンプの信号処理の全体の応答遅れを決定する大きな要因となっている。
【００１５】
いま、目的信号Ｓ１が緩やかに時間変化していく場合は、その変化を高精度に検出する事が出来る。しかし、目的信号Ｓ１が急峻に時間変化する場合は、ローパスフィルタ１５と１６によって、ＤＣ成分の信号Ｘ０２とＹ０２は、其々、信号Ｘ０１とＹ０１から遅れを生じる。さらに、目的信号Ｓ１が急峻な立ち上がりと急峻な立下りをもち短い期間で時間変化する場合、ローパスフィルタ１５と１６によって、ＤＣ成分の信号Ｘ０２とＹ０２は、其々、信号Ｘ０１とＹ０１から減衰し、又は現れない。
【００１６】
具体的には、微小物体や微少欠陥などが移動する場合、急峻且つ短い期間の信号変化となるので、検出できない場合が生じる。これは、ローパスフィルタ回路１５と１６のカットオフ周波数が低いため、ステップレスポンスが遅くなる、つまり、急峻な変化の信号が緩やかな変化の信号に変えられてしまうからである。ローパスフィルタ回路１５と１６のカットオフ周波数を高くすればこの問題は解決できるが、低周信号ノイズが除去されないので、ＤＣ成分の信号Ｘ０２とＹ０２にノイズが重畳したままとなり、高い検出精度が得られない。また、目的信号そのものが低周波の場合は、残渣低周波リップルでＤＣ成分の信号Ｘ０２とＹ０２が変動し、やはり検出精度が得られない。
【００１７】
このように、従来のロックインアンプでは、ローパスフィルタの応答性を速くしようとすると、検出精度が悪化する。一方、検出精度を上げるためには応答性を犠牲にしなければならなかった。つまり、高速応答性と検出精度は、トレードオフの関係にあった。
【００１８】
本発明の目的は、応答遅れが生じる演算処理後のローパスフィルタを不要とし、高速応答と高精度検出を両立させるロックインアンプを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記目的を達成するためにと請求項１にかかる発明は、所定の周波数の目的信号を含む受信信号を入力し前記目的信号を位相０度の第１目的信号と位相９０度の第２目的信号に分離して出力する第１移相回路と、前記目的信号と同じ周波数の参照信号を入力し前記参照信号を位相０度の第１参照信号と位相９０度の第２参照信号と位相１８０度の第３参照信号に分離して出力する第２移相回路と、前記第１目的信号と前記第１参照信号を乗算した信号及び前記第２目的信号と前記第２参照信号を乗算した信号を加算して第１Ｘ相ＤＣ成分を得て、第１Ｘ相信号として出力するＸ相処理回路と、前記第１目的信号と前記第２参照信号を乗算した信号及び前記第２目的信号と前記第３参照信号を乗算した信号を加算して第１Ｙ相ＤＣ成分を得て、第１Ｙ相信号として出力するＹ相処理回路と、前記第１Ｘ相信号と前記第１Ｙ相信号を入力し前記目的信号の振幅成分を演算する振幅成分演算回路と、前記第１Ｘ相信号と前記第１Ｙ相信号を入力し前記目的信号の位相成分を演算する位相成分演算回路と、備えることを特徴とする。
【００２０】
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のロックインアンプにおいて、前記Ｘ相処理回路は、前記第１Ｘ相信号を入力して、ローカル信号との乗算によってＸ相中間周波数に変換し、Ｘ相ハイパスフィルタ及びＸ相ローパスフィルタによって濾過し、検波によって第２Ｘ相ＤＣ成分へ再変換して、第２Ｘ相信号として出力するＸ相中間周波数フィルタ回路を備え、前記Ｙ相処理回路は、前記第１Ｙ相信号を入力して、前記ローカル信号との乗算によってＹ相中間周波数に変換し、Ｙ相ハイパスフィルタ及びＹ相ローパスフィルタによって濾過し、検波によって第２Ｙ相ＤＣ成分へ再変換して、第２Ｙ相信号として出力するＹ相中間周波数フィルタ回路を備え、前記振幅成分演算回路は、前記第２Ｘ相信号と前記第２Ｙ相信号を入力し前記目的信号の振幅成分を演算し、前記位相成分演算回路は、前記第２Ｘ相信号と前記第２Ｙ相信号を入力し前記目的信号の位相成分を演算する、とを特徴とする。
【００２１】
請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のロックインアンプにおいて、前記Ｘ相処理回路は、前記第１Ｘ相信号を入力して、Ｘ相アンチエイリアシングフィルタにより高周波成分のノイズを除去し、ローカル信号との乗算によってＸ相中間周波数に変換し、Ｘ相ハイパスフィルタ及びＸ相第１ローパスフィルタによって濾過し、検波によって第２Ｘ相ＤＣ成分へ再変換し、Ｘ相第２ローパスフィルタによって前記Ｘ相中間周波数の成分のリップルを除去してから第２Ｘ相信号として出力するＸ相中間周波数フィルタ回路を備え、前記Ｙ相処理回路は、前記第１Ｙ相信号を入力して、Ｙ相アンチエイリアシングフィルタにより高周波成分のノイズを除去し、前記ローカル信号との乗算によってＹ相中間周波数に変換し、Ｙ相ハイパスフィルタ及びＹ相第１ローパスフィルタによって濾過し、検波によってＤＣ成分へ再変換し、Ｙ相第２ローパスフィルタによって前記Ｙ相中間周波数の成分のリップルを除去してから第２Ｙ相信号として出力するＹ相中間周波数フィルタ回路を備え、前記振幅成分演算回路は、前記第２Ｘ相信号と前記第２Ｙ相信号を入力し前記目的信号の振幅成分を演算し、前記位相成分演算回路は、前記第２Ｘ相信号と前記第２Ｙ相信号を入力し前記目的信号の位相成分を演算する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、Ｘ相処理回路とＹ相処理回路其々において、位相を異ならせた複数の目的信号と同様に位相を異ならせた複数の参照信号とを組み合わせた乗加算処理によって、目的信号が有するＡＣ成分をゼロバランスさせ、ＤＣ成分のみを抽出する。これにより、応答遅れが生じる演算処理後のローパスフィルタ回路が不要になり、高速応答性と高精度検出を両立させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】第１実施例のロックインアンプの回路図である。
【図２】第２実施例のロックインアンプの回路図である。
【図３】図２のロックインアンプの中間周波数フィルタ回路の部分の回路図である。
【図４】第２実施例の動作説明図である。
【図５】従来のロックインアンプの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
＜第１実施例＞
図１にロックインアンプの第１実施例を示す。１は周波数ｆ１の目的信号Ｓ１を含む受信信号Ｓ０が入力するフィルタ回路である。このフィルタ回路１は、受信信号Ｓ０に重畳するノイズ成分を目的信号Ｓ１の周波数ｆ１の低い側と高い側で除去し、目的信号Ｓ１を濾し取るローパスフィルタ回路とハイパスフィルタ回路を使用したもの、又は、バンドパスフィルタ回路で構成される。このフィルタ回路１のカットオフ周波数を周波数ｆ１に近づける程、又は、フィルタ次数を高次にする程、フィルタ回路１による位相変化が大きくなり、結果、位相検出が不確かになり、又、温度変動も受けやすくなる。従って、フィルタ回路１は無くとも良い。その場合は目的信号Ｓ１を含む成分は受信信号Ｓ０そのままとなる。
【００２５】
２はフィルタ回路１から出力する周波数ｆ１の目的信号Ｓ１を含む成分を位相シフトする第１移相回路であるが、ここでは、目的信号Ｓ１に着目して説明する。この移相回路２からは目的信号Ｓ１と同じ位相の第１目的信号Ｓ１と、その目的信号Ｓ１を９０度位相シフトした第２目的信号Ｓ２が出力する。３は周波数ｆ１の参照信号Ｒ１を位相シフトする第２移相回路である。この移相回路３からは、参照信号Ｒ１と同じ位相の第１参照信号、その参照信号Ｒ１を９０度位相シフトした第２参照信号Ｒ２、その参照信号Ｒ１を１８０度位相シフトした第３参照信号Ｒ３が出力する。
【００２６】
４はＸ相処理回路であり、乗算回路４１，４２と加算回路４３を備える。乗算回路４１は第１目的信号Ｓ１と第１参照信号Ｒ１を乗算した信号Ｘ１を出力する。乗算回路４２は第２目的信号Ｓ２と第２参照信号Ｒ２を乗算した信号Ｘ２を出力する。加算回路４３は乗算回路４１の出力信号Ｘ２と乗算回路４２の出力信号Ｘ２を加算したＸ相信号Ｘ３を出力する。
【００２７】
５はＹ相処理回路であり、乗算回路５１，５２と加算回路５３を備える。乗算回路５１は第１目的信号Ｓ１と第２参照信号Ｒ２を乗算した信号Ｙ１を出力する。乗算回路５２は第２目的信号Ｓ２と第３参照信号Ｒ３を乗算した信号Ｙ２を出力する。加算回路５３は乗算回路５１の出力信号Ｙ２と乗算回路５２の出力信号Ｙ２を加算したＹ相信号Ｙ３を出力する。
【００２８】
第１実施例を、数式を用いて目的信号Ｓ１の変遷を見ていくとする。第１目的信号Ｓ１は前述の式（１）で示され、第１参照信号Ｒ１は前述の式（２）で示され、第２参照信号Ｒ２は前述の式（３）で示される通りである。９０度位相シフトした第２目的信号Ｓ２は、
2019211300.tif 000012
であり、１８０度位相シフトした第３参照信号Ｒ３は、
2019211300.tif 000013
である。
【００２９】
よって、乗算回路４１の出力信号Ｘ１は、
2019211300.tif 000014
となる。
【００３０】
また、乗算回路４２の出力信号Ｘ２は、
2019211300.tif 000015
となる。
【００３１】
よって、加算回路４３から出力するＸ相信号Ｘ３は、
2019211300.tif 000016
となり、Ｘ相ＤＣ成分であるＡ×cos(α)のみが得られる。つまり、Ｘ相ＤＣ成分がＸ相信号Ｘ３となる。２倍の周波数（２ω）となったＡＣ成分は打ち消されゼロバランスされる。
【００３２】
一方、乗算回路５１の出力信号Ｙ１は、
2019211300.tif 000017
となる。
【００３３】
また、乗算回路５２の出力信号Ｙ２は、
2019211300.tif 000018
となる。
【００３４】
よって、加算回路５３から出力するＹ相信号Ｙ３は、
2019211300.tif 000019
となり、Ｙ相ＤＣ成分であるＡ×sin(α)のみが得られる。つまり、Ｙ相ＤＣ成分がＹ相信号Ｙ３となる。２倍の周波数（２ω）となったＡＣ成分は打ち消されゼロバランスされる。
【００３５】
したがって、振幅成分演算回路６では、
2019211300.tif 000020
の演算によって振幅値Ａが得られる。
【００３６】
また、位相成分演算回路７では、
2019211300.tif 000021
の演算によって位相差αが得られる。
【００３７】
このように数学上、Ｘ相処理回路４とＹ相処理回路５、其々で位相の異なる信号群の組み合わせ乗加算によってＸ相ＡＣ成分とＹ相ＡＣ成分が其々キャンセルされてゼロとなり、Ｘ相ＤＣ成分であるＸ相信号Ｘ３とＹ相ＤＣ成分であるＹ相信号Ｙ３がのみ得られる。このため演算後のローパスフィルタを必要としない。
【００３８】
位相の異なる信号群の組み合わせ演算によってＤＣ成分のみが得られる理由を、以下、信号波形処理の観点から説明する。Ｘ相処理回路４に入力される信号は、第１目的信号Ｓ１、第１目的信号Ｓ１から正確に９０度遅れた位相の第２目的信号Ｓ２、位相ゼロ度の第１参照信号Ｒ１、位相９０度の第２参照信号Ｒ２である。第１目的信号Ｓ１と第１参照信号Ｒ１の乗算回路４１での乗算よって生じる信号Ｘ１は、第１目的信号Ｓ１の位相成分と振幅成分を含むＤＣ成分と、同じく第１目的信号Ｓ１の位相成分と振幅成分を含む２倍の周波数のＡＣ成分から成る。一方、第１目的信号Ｓ１から正確に９０度遅れた位相の第２目的信号Ｓ２と位相９０度の第２参照信号Ｒ２の乗算回路４２での乗算よって生じる信号Ｘ２も、第１目的信号Ｓ１の位相成分と振幅成分を含むＤＣ成分と、同じく第１目的信号Ｓ１の位相成分と振幅成分を含む２倍の周波数のＡＣ成分から成る。
【００３９】
ここで、信号Ｘ２の２倍の周波数であるＡＣ成分の位相は、信号Ｘ１の２倍の周波数であるＡＣ成分の位相と１８０度異なる。つまり、９０度位相遅れの第２目的信号Ｓ２と９０度位相差の第２参照信号Ｒ２の乗算回路４２によって生まれる信号Ｘ２のＡＣ成分は、基準位相の第１目的信号Ｓ１と第１参照信号Ｒ１の乗算回路４１によって生まれる信号Ｘ１のＡＣ成分から１８０度位相差、つまり逆相となる。信号Ｘ１とＸ２のＡＣ成分は、１８０度位相差、つまり互いに逆相で、且つ、目的信号Ｓ１の位相が変化しても常に同じ振幅であるから、加算によって互いにキャンセルされ、バランスされてゼロとなる。信号Ｘ１とＸ２のＤＣ成分は、同じレベルで且つ同相であるから加算によって２倍になる。よって、２倍となったＸ相のＤＣ成分のみが、加算回路４３から出力される。このＤＣ成分は、目的信号Ｓ１の位相成分と振幅成分から成り立っている。
【００４０】
Ｙ相についても、Ｘ相と同様に加算回路５３からＤＣ成分のみ信号Ｙ３が出力される。しかし、Ｙ相の出力信号Ｙ３は、Ｘ相の出力信号Ｘ３と位相が９０度異なる。このように加算処理後ただちにＤＣ成分が得られので、ローパスフィルタを必要とせず、リアルタイム且つ高精度のロックインアンプが構成できる。
【００４１】
＜第２実施例＞
ところで、図１で説明したロックインアンプでは、目的信号Ｓ１に周波数ｆ１に近い周波数帯域のノイズが重畳していると、そのノイズはフィルタ回路１では十分な減衰が得られないため、参照信号との乗算により変調され、信号Ｘ３とＹ３其々に変調されたノイズ成分が重畳する。このノイズ成分により検出精度が低下する。周波数ｆ１の近隣周波数ノイズを減衰させるため、前段のフィルタ回路１の次数を高くする、又は、カットオフ周波数を周波数ｆ１に近づけることが考えられるが、フィルタ回路１による目的信号Ｓ１の位相変化が大きくなり、結果、位相検出が不確かになり、又、温度変動も受けやすくなる。つまり、目的信号Ｓ１の周波数ｆ１に近い周波数帯域に存在するノイズ除去は前段のフィルタ回路１には依存できない。
【００４２】
そこで、第２実施例のロックインアンプでは、Ｘ相処理部４の加算回路４３及びＹ相処理部５の加算回路５３の後段に、加算によって得られたＸ相ＤＣ成分であるＸ相信号Ｘ３（請求項記載の第１Ｘ相信号）とＹ相ＤＣ成分であるＹ相信号Ｙ３（請求項記載の第１Ｙ相信号）を、再びＡＣ成分に変換して近隣ノイズを除去してからＸ相信号Ｘ８（請求項記載の第２Ｘ相信号）とＹ相信号Ｙ８（請求項記載の第２Ｙ相信号）として出力するＸ相中間周波数フィルタ回路４４とＹ相中間周波数フィルタ回路５４を挿入している。Ｘ相中間周波数フィルタ回路４４では、ノイズ成分を含むＸ相信号Ｘ３をＸ相中間周波数であるＡＣ成分に変換してから狭帯域フィルタ回路によってノイズ成分を除去したＸ相信号Ｘ８を出力する。Ｙ相中間周波数フィルタ回路５４では、ノイズ成分を含むＹ相信号Ｙ３をＡＣ成分に変換してから狭帯域フィルタ回路によってノイズ成分を除去したＹ相信号Ｙ８を出力する。
【００４３】
変換するＡＣ成分の周波数、つまり中間周波数は、Ｘ相中間周波数フィルタ４４、Ｙ相中間周波数フィルタ５４内で使用するローパスフィルタの時定数が十分小さくなる周波数、即ち、十分高い周波数とする。時定数が十分小さければ、ローパスフィルタのステップレスポンス応答が速く、応答遅れが小さい。必要となる高速応答性を鑑みて中間周波数であるＡＣ成分の周波数を決定する。
【００４４】
また、周波数ｆ１の目的信号Ｓ１の振幅成分と位相成分は、Ｘ相ＤＣ成分であるＸ相信号Ｘ３とＹ相ＤＣ成分であるＹ相信号Ｙ３になっているので、ローカル信号との乗算によりＡＣ成分に変換されても、ＡＣ成分の振幅に変換されるだけである。中間周波数であるＡＣ成分の位相はいくら変動しても問題ない。ＡＣ成分の振幅は保全されなければならないが、位相は保全される必要が無い。従って、中間周波数フィルタ回路４４、５４内で使用するローパスフィルタとハイパスフィルタのカットオフ周波数を中間周波数に近づける事が出来、さらに高次のフィルタが利用でき、近隣ノイズを十分除去できる。
【００４５】
図３にＸ相中間周波数フィルタ回路４４とＹ相中間周波数フィルタ回路５４の部分の詳細を示す。Ｘ相中間周波数フィルタ回路４４において、４４１はエイリアシングノイズを除去するアンチエイリアシングローパスフィルタ回路である。図４（ａ）に示すように、目的信号Ｓ１の周波数がｆ１よりも周波数βだけ低い周波数ｆｎのノイズ成分Ｎ１が重畳したとする。目的信号Ｓ１は、図１のＸ相処理回路４によって、図４（ｂ）に示すＤＣ成分ｓ１に変換される。一方、周波数ｆｎ（＝ｆ１−β）のノイズ成分Ｎ１は、Ｘ相処理回路４によって、図４（ｂ）に示す周波数βのノイズ成分Ｎ２となる。周波数ｆｎのノイズ成分Ｎ１は、乗算によって周波数β（＝ｆ１−（ｆ１−β））のノイズ成分Ｎ２に変換される。従って、Ｘ相信号Ｘ３は、ＤＣ成分ｓ１と周波数βのノイズ成分Ｎ２を含有する。
【００４６】
Ｘ相信号Ｘ３には「２ｆ１−β」の周波数成分も含まれるが、これはフィルタ回路４４１によって除去される。このとき、フィルタ回路４４１のカットオフ周波数は２ｆ１よりも十分低目に設定するが、低すぎてステップレスポンスが遅くなり過ぎないようにする。これは必要となる高速応答性を鑑みて決定する。また、このフィルタ回路４４１では、次段の乗算回路４４２での乗算によってエイリアシングが生まれないように、後記する中間周波数ｆ２以上の周波数を十分減衰させる。
【００４７】
フィルタ回路４４１によって高周波成分が十分に低減した信号Ｘ４は、周波数ｆ２のローカル信号ＬＯによって乗算回路４４２において乗算される。これによって、信号Ｘ４に含まれるＤＣ成分ｓ１は、図４（ｃ）に示すように、中間周波数ｆ２のＡＣ成分ｓ２に変換される。また、ノイズ成分Ｎ２は、中間周波数ｆ２から低い方と高い方に周波数βだけずれた二つのノイズ成分Ｎ３，Ｎ４に変換される。乗算回路４４２から出力する信号Ｘ５は、周波数ｆ２のＡＣ成分ｓ２と、その周波数ｆ２を中心とする両側に位置するノイズ成分Ｎ３，Ｎ４を含む。このノイズ成分Ｎ３，Ｎ４は、次段のフィルタ回路４４３を構成するローパスフィルタ回路とハイパスフィルタ回路によって除去される。
【００４８】
Ｘ相処理回路４の加算回路４３によって加算されたＸ相信号Ｘ３はＤＣ成分となっているので、その信号Ｘ３と中間周波数ｆ２のローカル信号とによって乗算されたＡＣ成分である信号Ｘ５は、振幅のみが目的信号Ｓ１の振幅成分と位相成分の情報を保存しており、位相はどのように変動しても問題はない。位相変動が許容されるので、フィルタ回路４４３には、高次のローパスフィルタ回路と高次のハイパスフィルタ回路を使用することができ、カットオフ周波数を中間周波数ｆ２に近づける事ができ、近隣ノイズ成分Ｎ３，Ｎ５を効果的に除去することができる。また、中間周波数ｆ２を高くすることで、フィルタ回路４４３のローパスフィルタ回路のカットオフ周波数を高く出来、即ち、ステップレスポンスを速く出来、高速応答性を保つことが出来る。フィルタ回路４４３のローパスフィルタ回路やハイパスフィルタ回路としては、ＩＩＲフィルタ回路、ＦＩＲフィルタ回路、ＦＦＴを利用したＦＩＲフィルタ回路、等を利用することができる。
【００４９】
フィルタ回路４４３から出力されるＸ相信号Ｘ６は、中間周波数ｆ２のＡＣ成分ｓ２を有する。Ｘ相信号Ｘ６は、検波回路４４４によって再度ＤＣ成分に変換されるので、図４（ｄ）に示すようなＤＣ成分ｓ１のみを有するＸ相信号Ｘ７となる。検波回路４４４としては、絶対値変換回路とその後にピーク値を検出するピーク検出回路からなる構成、又は、ＲＭＳ−ＤＣ変換回路とその後にスケーリング補正を行う回路からなる構成、等を利用することができる。検波後のＸ相信号Ｘ７は、ローパスフィルタ回路４４５によって、中間周波数ｆ２の残渣リプル成分が除去される。そして、中間周波数ｆ２のリプル成分を持たない純粋なＤＣ成分ｓ１を有するＸ相信号Ｘ８が出力される。このローパスフィルタ回路４４５は、中間周波数ｆ２の残渣リプル成分を除去するためであるから、そのカットオフ周波数は十分高くて良く、時定数を小さく抑え、高速応答性を保つ事が出来る。
【００５０】
Ｙ相中間周波数フィルタ回路５４は、アンチエイリアシングローパスフィルタ回路５４１、中間周波数ｆ２のローカル信号ＬＯと乗算を行う乗算回路５４２、フィルタ回路５４３、検波回路５４４、ローパスフィルタ回路５４５で構成されるが、これらはＸ相中間周波数フィルタ回路４４のローパスフィルタ回路４４１、乗算回路４４２、フィルタ回路４４３、検波回路４４４、ローパスフィルタ回路４４５と同様に動作する。Ｙ４〜Ｙ８は前述のＸ相信号Ｘ４〜Ｘ８と同様のＹ相信号である。
【００５１】
以上のように、第２実施例のロックインアンプでは、第１実施例のロックインアンプにＸ相中間周波数フィルタ回路４４とＹ相中間周波数フィルタ回路５４を組み込むことによって、目的信号Ｓ１の周波数ｆ１の周辺の周波数のノイズを大きく低減することができる。目的信号Ｓ１の振幅成分と位相成分の情報を損ねる事は無い。また、中間周波数ｆ２を十分高い周波数に設定する事により、利用するローパスフィルタの時定数を低く抑える事が出来るので、高速応答性を損ねる事も無い。
【符号の説明】
【００５２】
１：フィルタ回路
２：第１移相回路
３：第２移相回路
４：Ｘ相処理回路、４１，４２：乗算回路、４３：加算回路、４４：中間周波数フィルタ回路
５：Ｙ相処理回路、５１，５２：乗算回路、５３：加算回路、５４：中間周波数フィルタ回路
６：振幅成分演算回路
７：位相成分演算回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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