(57)【要約】【課題】回路規模を増大させることなく、かつ、比較的少ない演算量でドップラーシフト周波数が推定可能な物体検出装置を提供する。【解決手段】反射波から求めた受信信号と、反射波のドップラーシフト周波数とに基づいて物体までの距離を測定する測距回路に設けられたドップラーシフト周波数推定部７４は、受信信号とリファレンスとの複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、このサンプルデータに０詰めを行ってデータ数を拡張する拡張処理と、拡張したサンプルデータ数を間引く間引き処理とを行い、所定の周波数分解能のサンプルデータを生成し、間引き後のサンプルデータにＦＦＴ処理を行ってドップラーシフト周波数を推定する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号に基づいて送信波を送信し、相対移動する物体からの反射波を受信する送受信手段と、前記反射波から求めた受信信号と、前記反射波のドップラーシフト周波数とに基づいて、前記物体までの距離を測定する測距手段と、を備える物体検出装置であって、
前記受信信号と所定の参照信号との複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、前記サンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理と、拡張したサンプルデータ数を間引く間引き処理とを行い、所定の周波数分解能のサンプルデータを生成し、間引き後の前記サンプルデータに高速フーリエ変換を行って前記ドップラーシフト周波数を推定するドップラーシフト周波数推定手段と、
推定された前記ドップラーシフト周波数に基づいて、前記受信信号に含まれるドップラーシフトをキャンセルするドップラーシフトキャンセル手段と、
ドップラーシフトがキャンセルされた前記受信信号と、所定のリファレンス信号との相関演算により前記反射波が受信されたタイミングを抽出する相関処理手段と、を備え、
前記測距手段は、前記相関演算結果に基づいて前記物体までの距離を算出する、
を備える、ことを特徴とする物体検出装置。
【請求項２】
前記受信信号を前記ドップラーシフト周波数の推定に必要な時間だけ保持して前記ドップラーシフト周波数推定手段に出力する受信信号保持手段を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の物体検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、相対移動する物体からの反射波に基づいて物体までの距離を検出する物体検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、超音波を送信し、その反射波を受信して反射物体までの距離を測定する物体検出装置が知られている。例えば、図８に示すように、この物体検出装置１０は、超音波を送受信するセンサ１１と、測距回路１２とを備える。センサ１１は、例えば、数十ｋＨｚの周波数の超音波を送信波Ｔｘとして数波から数十波程度の長さでバースト状に送信し、物体Ｗからの反射波Ｒｘを受信する。すなわち、送信波Ｔｘと反射波Ｒｘとは同じ周波数となる。測距回路１２は、反射波Ｒｘに同期式直交検波などを行って、送信波Ｔｘと反射波Ｒｘとの相対的な遅延量を検出し、この遅延量と音速とから物体Ｗまでの距離Ｄを算出する。
【０００３】
このような物体検出装置１０を自動車などの移動体に搭載した場合、移動しながら物体Ｗの検出を行うので、物体Ｗとの相対速度によるドップラー効果により、反射波Ｒｘの周波数は送信波Ｔｘとは異なったものとなる。例えば、自動車に搭載された物体検出装置１０で、車庫入れ時の障害物を検知する場合、障害物である物体Ｗは停止しているが、物体検出装置１は移動しているので、ドップラー効果によって送信波Ｔｘと反射波Ｒｘとに差異が生じる。
【０００４】
例えば、物体検出装置１０を搭載した自動車が時速１１．８ｋｍ（秒速３．２９ｍ）で物体Ｗに接近しているような場合、ドップラー効果により変化した反射波Ｒｘの周波数（ドップラー周波数）ｆ’は、下記の数式１から算出することができる。なお、ｆは送信波Ｔｘの周波数、Ｖは大気中の音速（３４０ｍ／ｓ）、ｖｏは観測者の移動速度、ｖｓは音源の移動速度である。また、物体検出装置１０では、音源と観測者とが同一で物体Ｗからの反射波Ｒｘを観測しているため、観測者側の移動速度ｖｏの符号は逆になる。
【数１】
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【０００５】
例えば、送信波Ｔｘの周波数ｆが５０ｋＨｚである場合、ドップラー周波数ｆ’ は５０．９７７ｋＨｚとなり、元の周波数５０ｋＨｚと比べて＋９７７Ｈｚの周波数シフトを受ける。すなわち、以上のようなドップラー環境下では、センサ１１からの送信周波数が５０ｋＨｚだった場合には、反射して戻ってくる超音波をセンサ１１で受信すると５０．９７７ｋＨｚの電気信号になる。なお、以下では、この周波数シフトをドップラーシフト周波数Δｆと呼ぶ。
【０００６】
図９（ａ）〜（ｐ）は、上記のドップラー環境下での実験で得られた反射波Ｒｘに様々な周波数で直交検波を行った後、送信波または受信波もしくはそれらに類似した参照信号との相関処理を行い、これにより得られた測距に用いるピーク波形を示している。各図の矩形の枠内は、直交検波に用いた周波数を示しており、同図（ａ）の「ＤＣ」は、送信周波数５０ｋＨｚに対し、受信周波数が５０ｋＨｚでドップラーシフトが発生していない場合の相関処理部出力を表している。このような波形を用いて、振幅が最大となるピーク波形の頂点の時刻から送信波の送信時刻と、回路の処理遅延を減算すれば、センサ１１と物体Ｗとの距離Ｄに応じて変化する遅延時間を測定することができる。
【０００７】
しかしながら、上記のようなドップラー環境下において、ドップラーシフト周波数Δｆが不明で、元の５０ｋＨｚで直交検波を行うと、相関処理して得られる出力は、図９（ａ）に示すような波形となり、測距に有効なピーク波形が得られないので、測距の品質が低下してしまう。すなわち、正しいドップラーシフト周波数Δｆ（例えば、＋９７７Ｈｚ）を何らかの方法で推定できれば、「送信周波数ｆ（５０ｋＨｚ）＋ドップラーシフト周波数Δｆ（９７７Ｈｚ）」の周波数で直交検波を行うか、若しくは送信周波数ｆで直交検波した後、ドップラーシフト周波数Δｆだけ周波数シフトする信号処理を施した後に相関処理を実施することで、図９（ｋ）の＋９７７Ｈｚで直交検波した波形で示すように、測距に有効なピーク波形を得ることができる。
【０００８】
従来、パルス圧縮レーダで用いられるデジタルパルス圧縮装置には、ドップラーシフト周波数Δｆが未知の入力信号に対応するために、ドップラーシフトに対して補正量が異なった複数個のドップラー補正回路を並設し、これらのドップラー補正回路で入力信号をドップラー補正した後、各々の出力信号についてパルス圧縮を行い、圧縮振幅が最大のものをレンジビン程度の時間ごとに検出して出力するものがある（例えば、特許文献１参照）。これによれば、ドップラーシフト周波数が分からない場合でも、安定した圧縮性能を得ることができる。
【０００９】
また、複数の相関器を利用して、受信信号と、所定間隔の相対速度（例えば、±４ｋｍ／ｈ）が反映された複数の相関入力信号とで相関を取り、得られた複数の相関出力信号を積算し、この積算結果から標的エコーのピーク波形が得られる相関出力信号を選択して測距を行うことにより、ドップラーシフトの影響を除去する装置も知られている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平０５−０６６２６８号公報
【特許文献２】特表２０１７−５０８１３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１のように、測距回路に複数個のドップラー補正回路を並設すると、回路規模が大きくなって物体検出装置の小型化を阻害する。また、各ドップラー補正回路で補正を行ってからその出力信号を比較して出力するので、演算量が多くなって処理時間が遅くなる可能性がある。また、特許文献２のように、複数の相関器を用いる構成では、全ての相関器が測距に必要な精度を担保するのに必要な演算量を確保しなければならないので、全体の回路規模または演算量が大きくなってしまう。さらに、特許文献２の装置を電気回路で実現する場合、一つの相関器が選択されるまで、複数の相関出力をいったんメモリに保存しておかなければならないので、比較的容量の大きなメモリが必要となる。しかし、メモリはチップ面積に大きな割合を占めるため、量産のためのＩＣ化にあたってチップ面積を小さくすることによるコストダウンの障害となる。
【００１２】
そこで本発明は、回路規模を増大させることなく、かつ、比較的少ない演算量でドップラーシフト周波数が推定可能な物体検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、送信信号に基づいて送信波を送信し、相対移動する物体からの反射波を受信する送受信手段と、前記反射波から求めた受信信号と、前記反射波のドップラーシフト周波数とに基づいて、前記物体までの距離を測定する測距手段と、を備える物体検出装置であって、前記受信信号と所定の参照信号との複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、前記サンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理と、拡張したサンプルデータ数を間引く間引き処理とを行って、所定の周波数分解能のサンプルデータを生成し、間引き後の前記サンプルデータに高速フーリエ変換を行って、前記ドップラーシフト周波数を推定するドップラーシフト周波数推定手段と、推定された前記ドップラーシフト周波数に基づいて、前記受信信号に含まれるドップラーシフトをキャンセルするドップラーシフトキャンセル手段と、ドップラーシフトがキャンセルされた前記受信信号と、所定のリファレンス信号との相関演算により前記反射波が受信されたタイミングを抽出する相関処理手段と、を備え、前記測距手段は、前記相関演算結果に基づいて前記物体までの距離を算出する、ことを特徴とする。
【００１４】
請求項２に記載の物体検出装置は、前記受信信号を前記ドップラーシフト周波数の推定に必要な時間だけ保持して前記ドップラーシフト周波数推定手段に出力する保持手段を備える、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
請求項１に記載の発明によれば、受信信号と所定の参照信号との複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、このサンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理を行うので、最初に生成したサンプルデータよりも周波数分解能が高いサンプルデータを生成することが可能となる。また、拡張したサンプルデータを間引き処理した後、高速フーリエ変換を行ってドップラーシフト周波数を推定するので、間引き分だけ演算量を削減することが可能となる。これにより、測距手段の回路規模を増大させることなく、かつ、比較的少ない演算量でドップラーシフト周波数を推定することが可能となる。また、ドップラーシフト周波数推定手段の後段に、推定されたドップラーシフト周波数を用いてドップラーシフトをキャンセルするドップラーシフトキャンセル手段と、受信信号と、所定のリファレンス信号との相関演算により反射波が受信されたタイミングを抽出する相関処理手段とを備えることにより、改めて間引きによる劣化のない相関処理を実施することができるので、物体の距離算出精度が向上する。
【００１６】
さらに、測距のための相関器とドップラーシフト周波数推定手段とを別々に設けているので、高速フーリエ変換を行うＦＦＴの演算量を、ドップラーシフト周波数を推定するのに最低限必要な演算量に抑えた上で、測距の精度を確保した相関器を一つに抑えることができる。したがって、本発明の装置を電気回路で実現する場合、全体の回路規模（製造コスト）を小さくすることが可能となる。
【００１７】
請求項２に記載の発明によれば、受信信号を前記ドップラーシフト周波数の推定に必要な時間だけ保持してドップラーシフト周波数推定手段に出力する保持手段を設けたので、後段の相関処理手段は、受信信号にドップラーシフト周波数推定値を用いて周波数シフトをキャンセルしてから相関処理を実行するための処理時間が得られるようになる。また、ドップラーシフト推定が完了するまで受信信号を保持しておく目的で、相関器１つ分の記憶容量しか必要としないため、本発明の装置を電気回路で実現する場合には、その分だけチップ面積を小さくすることができ、コストダウンしやすくなる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】この発明の実施の形態に係る物体検出装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の物体検出装置のドップラーシフト周波数推定部の処理内容を示す説明図である。
【図３】図１の物体検出装置のシフトレジスタの動作を示す表である。
【図４】図２のドップラーシフト周波数推定部で利用するリファレンスの内容を示す表である。
【図５】図２のドップラーシフト周波数推定部によるサンプル数の拡張処理及び間引き処理の内容を示す表である。
【図６】図２のドップラーシフト周波数推定部でＦＦＴに割り当てられた周波数を示す表である。
【図７】図１の物体検出装置の相関処理部の処理内容を示す説明図である。
【図８】従来の物体検出装置の概略構成を示すブロック図である。
【図９】ドップラー環境下で得られた反射波に様々な周波数で直交検波と参照信号との相関処理とを行って得られた波形を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。
【００２０】
図１〜図７は、この発明の実施の形態を示し、図１は、この実施の形態に係る物体検出装置１の測距回路の構成を示すブロック図である。物体検出装置１は、センサ（送受信手段）２と、クロック生成回路３と、センサ駆動回路４と、アナログ受信回路５と、ＡＤ変換回路６と、デジタル信号処理回路７とを備える。センサ２は、物体検出のための超音波を送信し、物体から反射した超音波を受信して電気信号に変換する。クロック生成回路３、センサ駆動回路４、アナログ受信回路５、ＡＤ変換回路６およびデジタル信号処理回路７は、測距回路（測距手段）を構成する。
【００２１】
クロック生成回路３は、送信と受信の同期を維持するため、送受信の各回路にタイミング信号を供給する。センサ駆動回路４は、センサ２から物体検出のための超音波が送信されるようデジタル信号処理回路７からのパルス信号を適切な電圧に変換する。アナログ受信回路５は、反射波をＡＤ変換回路６でデジタル信号に変換するのに適した信号レベルに増幅する。その際に、信号のＳＮ比を改善するためフィルタ等で不要波や雑音を抑圧する。ＡＤ変換回路６は、アナログ信号である反射波をデジタルの受信信号に変換する。
【００２２】
デジタル信号処理回路７は、デジタル信号に変換された反射波を信号処理して、物体の有無や、センサ２と物体との距離や、距離に応じて変化する遅延時間等の情報を取り出す。デジタル信号処理回路７は、送信信号生成部７１と、直交検波部７２と、シフトレジスタ（受信信号保持手段）７３と、ドップラーシフト周波数推定部（ドップラーシフト周波数推定手段）７４と、周波数シフト部（ドップラーシフトキャンセル手段）７５と、相関処理部（相関処理手段）７６と、しきい値生成部７７と、距離推定部７８とを備える。
【００２３】
送信信号生成部７１は、物体を検出するための送信信号をセンサ駆動回路４に出力する。通常、送信信号は矩形波によるバースト信号であり、送信時間の長さは、測距したい距離により変わるが、送信波と反射波が重ならないよう適切に設定される。設定値は工場出荷時に定数として持っていてもよいし、自動車などに搭載されている場合には、ＥＣＵ（エンジンコントロールユニット）等の上位制御により適時設定されてもよい。
【００２４】
直交検波部７２は、送信信号と同期した周波数で直交検波を行い、受信信号をベースバンド信号に変換する。ただし、反射波がドップラーシフトを受けている場合は、送信周波数からドップラーシフト周波数Δｆだけ周波数シフトしているので、後述するドップラーシフト周波数推定値を受け取って、直交検波と同時にドップラーシフトのキャンセルを実施してもよい。その場合は、受信信号がドップラーシフトを受けていても直交検波後の出力はドップラーシフトの無いベースバンド信号となる。
【００２５】
シフトレジスタ７３は、受信信号を適切な量だけ保持し遅延する。遅延量はドップラーシフト周波数推定値の算出に必要な時間によって決まる。シフトレジスタ７３による受信信号の保持と遅延によって、後段の相関処理部７６は、ドップラーシフト周波数推定値の算出に用いた受信信号を予め算出されたドップラーシフト周波数推定値を用いて周波数シフトをキャンセルしてから相関処理を実行することが可能となる。
【００２６】
ドップラーシフト周波数推定部７４は、ドップラーシフト周波数Δｆを推定し保持する。ドップラーシフト周波数推定部７４の動作の詳細については、後述する。周波数シフト部７５は、推定されたドップラーシフト周波数Δｆに基づいて、直交検波出力信号に含まれるドップラーシフトをキャンセルする。相関処理部７６は、送信信号または受信信号もしくはそれらに類似した参照信号（所定の参照信号）と受信信号の相関をとり続けることにより、反射波が受信されたタイミングを抽出する。
【００２７】
しきい値生成部７７は、相関処理に用いた受信信号及び相関出力から物体の有無を判別するためのしきい値を生成する。相関値がしきい値以下の場合は未検出と判別する。距離推定部７８は、相関値がしきい値を超えたピークのタイミングと、送信時刻と、既知の回路遅延とに基づいて、超音波を発してから反射して戻ってくるまでの時間を算出する。さらに算出した時間の１／２を音速で割ることで、センサ２から物体までの距離を算出する。算出した時間や距離等の情報は、図示されないインターフェース回路を介してＥＣＵ等の上位制御部に伝えられる。
【００２８】
図２は、ドップラーシフト周波数推定部７４の動作説明図を示す。受信信号は、固定小数点の離散値（例えば、１６ｂｉｔ）で表現された複素数で、超音波１波長につき１サンプルのレートでシフトレジスタ７３に入力される。例えば、送信した超音波の周波数が５０ｋＨｚであった場合は、サンプルレートは５０ｋｓｐｓで、サンプル間隔は２０μｓとなる。ここでは、１ビットあたり３２波の４ビットのＢａｒｋｅｒ符号（−１、−１、１、−１）を用いた１２８波の長さのバースト信号を送信した場合を例にして説明する。
【００２９】
シフトレジスタ７３の長さは、送信された超音波のバースト信号の長さと一致する。この例では、長さ１２８段で、複素数なので１段当たり１６ビットのレジスタ２個で構成される。なお、ＦＰＧＡや、ＡＳＩＣ等を用いて構成する場合には、ＲＡＭを用いたリングバッファ等で構成してもよい。シフトレジスタ７３の動作は、受信信号が入力されるごとに、図３に示す動作が実行される。すなわち、シフトレジスタ７３は、入力された受信信号を１２８段のレジスタＳ１ｒｅｇ［０］〜Ｓ１ｒｅｇ［１２７］で順に代入していくことによって保持する。
【００３０】
ドップラーシフト周波数推定部７４は、シフトレジスタ７３の内容と、リファレンス（参照信号）の内容とを同じインデックス番号同士で複素乗算する。リファレンスには、送信信号と類似した波形（ｒｅｆ［０］，ｒｅｆ［１］，・・・ｒｅｆ［１２７］）が用いられる。ここでは送信時に送信信号生成部７１が出力する符号パターンをリファレンスとして用いる。送信信号として１ビットあたり３２波の４ビットのＢａｒｋｅｒ符号（−１、−１、１、−１）を用いたとすると、リファレンスの中身は１ビットあたり３２波の４ビットのＢａｒｋｅｒ符号となり、具体的には、図４の表に示した値となる。
【００３１】
シフトレジスタ７３の内容と、リファレンスの内容とを同じインデックス番号同士で複素乗算した結果は、要素が１２８個あるベクトルとなる（Ｓ１ｒｅｇ［０］×ｒｅｆ［０］，Ｓ１ｒｅｇ［１］×ｒｅｆ［１］，Ｓ１ｒｅｇ［２］×ｒｅｆ［２］，／・・・Ｓ１ｒｅｇ［１２７］×ｒｅｆ［１２７］）。
【００３２】
この例では、リファレンスの内容は実数で、なおかつ、±1なので、実際には複素乗算の代わりにシフトレジスタ７３の内容を対応するリファレンスが１の場合はそのまま、−１の場合は符号反転が行われるだけである。ベクトルの各要素は、受信信号とリファレンスの時系列同士の積であるから、シフトレジスタ７３の中に反射して戻ってきた送信信号が適切に収まったタイミングで、４ビットのＢａｒｋｅｒ符号による変調が解除される。このベクトルは、後段のＦＦＴ（高速フーリエ変換部）に入力されるので、ＦＦＴ出力のどこかの周波数出力に、シフトレジスタ７３の中に反射して戻ってきた送信信号が適切に収まったタイミングで、ピーク波形が形成されることになる。なお、ピーク波形が形成される周波数がどこの周波数出力になるかは、受信信号に含まれている周波数成分で決まる。
【００３３】
ＦＦＴは、離散的な時間波形のベクトル（データ数Ｍ、サンプルレートＲ）を入力すると、離散的な周波数成分のベクトル（周波数分解能：Ｒ／Ｍ、周波数レンジ：要素数×Ｒ／Ｍ）となることが知られており、ＦＦＴ後の所望の周波数分解能や周波数レンジを実現するために、入力データの後ろに０を加えて（詰めて）データ数Ｍを増やしたり、間引きを行ってベクトルの要素の数を小さくして演算量を減らしたりすることが可能である。ドップラーシフト周波数推定部７４は、図５の表に示すように、入力データへの０詰めによるサンプル数の拡張と、サンプル数の間引きとを行われる。ここでは、変数の初期値は、データ数Ｍ＝１２８、Ｒ＝５０ｋＨｚとし、１２８サンプルの後ろに０を３８４サンプル加えてサンプル数を５１２とし、５１２サンプルを３２サンプルに間引くことで、折り返しにより、周波数レンジを５０ｋＨｚから３．１２５ｋＨｚに変更する。なお、折り返しによりＳＮＲが１２ｄＢ劣化するが、演算量は９６．５％の削減が可能となる。
【００３４】
このようなドップラーシフト周波数推定部７４の操作により、ＦＦＴの要素数は３２、周波数分解能は９７．７Ｈｚとなる。３２個のＦＦＴ（図２では３２ＦＦＴと記載）出力に割り当てられる周波数成分を図６の表に示す。なお、５１２サンプルを１６サンプルに間引く際に、最初に４サンプルおきに間引いて１２８サンプルにし、その後に４サンプル毎に平均を取って１６サンプルにすることで、折り返しによるＳＮＲの劣化を軽減してもよい。
【００３５】
ＦＦＴの演算は、受信信号が１サンプル入力されるごとに繰り返される。その都度、３２組のＦＦＴ出力ベクトルがＦＦＴから出力される。ドップラーシフト周波数推定部７４は、３２組のＦＦＴ出力の中から振幅が最大のもの（ｆｆｔｍａｘ）を選択する最大値選別を行う。そして、最大値が出力された場所を示すｆｆｔｎｕｍをペアにした要素が２つのベクトル（ｆｆｔｍａｘ，ｆｆｔｎｕｍ）をサンプル毎に出力する。
【００３６】
また、ドップラーシフト周波数推定部７４は、出力された最大値を比較して、チャンピオン値（ｆｆｔｍａｘ＿ｍａｘ，ｆｆｔｎｕｍ）を記憶するマックスホールドを行う。なお、記憶したチャンピオン値より振幅の大きなｆｆｔｍａｘ値が現れた場合には、記憶しているチャンピオン値を更新する。ｆｆｔｍａｘは、同期点で最大となり、それ以降は更新されずに保持される。この時点で一緒に保持されているｆｆｔｎｕｍの示す周波数成分がドップラーシフト周波数Δｆの推定値となって出力される。なお、マックスホールドされているチャンピオン値（ｆｆｔｍａｘ＿ｍａｘ，ｆｆｔｎｕｍ）は、測定が終わればクリアされる。また、測定の途中で、例えば２５６サンプルの間一度も更新されなければ、マックスホールドをリセットする等して、複数の相対速度の異なる物体の検出を可能にしてもよい。
【００３７】
図７に示すように、相関処理部７６は、リファレンスをタップ係数とするＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）となっており、ＦＩＲフィルタのタップ係数に送信波形または受信波形もしくはそれらに類似したリファレンス信号（リファレンス：ｒｅｆ［０］，ｒｅｆ［１］，・・・ｒｅｆ［１２７］）を準備して、シフトレジスタ７６ａの各レジスタＳ１ｒｅｇ［０］〜Ｓ１ｒｅｇ［１２７］に格納した受信信号との相関出力を求める。
【００３８】
しきい値生成部７７は、相関処理に用いた受信信号と、相関処理部７６の相関値とから上述したしきい値を生成する。距離推定部７８は、相関値としきい値とを比較し、相関値がしきい値以下の場合は、物体が未検出と判別する。また、これとは逆に、相関値がしきい値よりも大きい場合には、距離推定部７８は、相関値がしきい値を超えたピークのタイミングと、送信時刻と、既知の回路遅延とに基づいて、超音波を発してから反射して戻ってくるまでの時間を算出し、さらに算出した時間の１／２を音速で割ることで、センサ２から物体までの距離を算出する。
【００３９】
以上で説明したように、この実施の形態の物体検出装置１によれば、ドップラーシフト周波数推定部７４により、反射波から求めた受信信号（Ｓ１ｒｅｇ［０］〜Ｓ１ｒｅｇ［１２７］）と、リファレンス（所定の参照信号：ｒｅｆ［０］〜ｒｅｆ［１２７］）との複素乗算により複数のサンプルデータ（Ｓ１ｒｅｇ［０］×ｒｅｆ［０］，Ｓ１ｒｅｇ［１］×ｒｅｆ［１］，Ｓ１ｒｅｇ［２］×ｒｅｆ［２］，／・・・Ｓ１ｒｅｇ［１２７］×ｒｅｆ［１２７］）を生成し、このサンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理を行うので、最初に生成したサンプルデータよりも周波数分解能が高いサンプルデータを生成することが可能となる。また、拡張したサンプルデータを間引き処理した後、高速フーリエ変換を行ってドップラーシフト周波数を推定するので、間引き分だけ演算量を削減することが可能となる。これにより、測距手段の回路規模を増大させることなく、かつ、比較的少ない演算量でドップラーシフト周波数を推定することが可能となる。
【００４０】
以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。
【符号の説明】
【００４１】
１          物体検出装置
２          センサ（送受信手段）
３          クロック生成回路
４          センサ駆動回路
５          アナログ受信回路
６          ＡＤ変換回路
７          デジタル信号処理回路
７１        送信信号生成部
７２        直交検波部
７３        シフトレジスタ（受信信号保持手段）
７４        ドップラーシフト周波数推定部（ドップラーシフト周波数推定手段）
７５        周波数シフト部（ドップラーシフトキャンセル手段）
７６        相関処理部（相関処理手段）
７７        しきい値生成部
７８        距離推定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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