(57)【要約】【課題】３相整流器の出力電流のリップル波形を小さくして入力電流の波形歪みを抑制する。【解決手段】３相整流器は、全波整流回路、３相交流電源から全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路、直流リアクトル、双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンをスイッチング周期毎に生成するスイッチングパターン生成部、スイッチング周期を調整するスイッチング周期調整部、スイッチングパターン生成部により生成されたスイッチングパターンに基づいてスイッチング周期調整部により調整されたスイッチング周期で双方向スイッチ回路をスイッチング制御するスイッチング制御部を備える。スイッチング周期調整部は、スイッチング周期を変化させて前記直流リアクトルを流れる電流のリップル波形を小さくする。【選択図】図１
2019176545.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器であって、
前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、
前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
直流リアクトルと、
前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンをスイッチング周期毎に生成するスイッチングパターン生成部と、
前記スイッチング周期を調整するスイッチング周期調整部と、
前記スイッチングパターン生成部により生成されたスイッチングパターンに基づいて、前記スイッチング周期調整部により調整されたスイッチング周期で前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御するスイッチング制御部と、を備え、
前記スイッチングパターン生成部は、
前記３相交流電力の各相の電圧の大小関係に基づき、前記３相交流電力の１周期を複数のモードに区分し、前記モードに応じて異なるキャリア波形と制御信号とを生成し、該キャリア波形と該制御信号とから、前記モードと各相とに応じて異なるスイッチングパターンを生成し、
前記スイッチング周期調整部は、
前記スイッチング周期を変化させて前記直流リアクトルを流れる電流のリップル波形を小さくする
ことを特徴とする３相整流器。
【請求項２】
前記スイッチング周期調整部は、
前記リップル波形に応じて前記スイッチング周期を変化させることを特徴とする請求項１に記載の３相整流器。
【請求項３】
前記スイッチング周期調整部をＯＮ／ＯＦＦする制御部をさらに有することを特徴とする請求項１または２に記載の３相整流器。
【請求項４】
前記スイッチング周期調整部による前記スイッチング周期の調整の要否を判定する判定部をさらに有し、
前記制御部は、
前記判定部により前記スイッチング周期調整部による前記スイッチング周期の調整を要すると判定された場合には、前記スイッチング周期調整部をＯＮにし、前記スイッチング制御部が前記スイッチング周期調整部により調整されたスイッチング周期で前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御するようにし、
前記判定部により前記スイッチング周期調整部による前記スイッチング周期の調整を要しないと判定された場合には、前記スイッチング周期調整部をＯＦＦにし、前記スイッチング制御部が所定の固定値のスイッチング周期で前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御するようにする
ことを特徴とする請求項３に記載の３相整流器。
【請求項５】
前記判定部は、
前記３相整流器の出力電流が所定の閾値未満である場合には前記スイッチング周期調整部による前記スイッチング周期の調整を要すると判定し、
前記３相整流器の出力電流が前記所定の閾値以上である場合には前記スイッチング周期調整部による前記スイッチング周期の調整を要しないと判定する
ことを特徴とする請求項４に記載の３相整流器。
【請求項６】
前記スイッチング周期調整部は、
前記３相交流電力の位相とスイッチング周期とが対応付けられた周期数決定テーブルを有し、
前記周期数決定テーブルにおいて前記３相交流電力の位相に対応付けられたスイッチング周期で前記スイッチング周期を調整する
ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の３相整流器。
【請求項７】
３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器のスイッチング制御方法であって、
前記３相整流器は、
前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、
前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
直流リアクトルと、
前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンをスイッチング周期毎に生成するスイッチングパターン生成部と、
前記スイッチング周期を調整するスイッチング周期調整部と、
前記スイッチングパターン生成部により生成されたスイッチングパターンに基づいて、前記スイッチング周期調整部により調整されたスイッチング周期で前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御するスイッチング制御部と、を備え、
前記スイッチングパターン生成部が、
前記３相交流電力の各相の電圧の大小関係に基づき、前記３相交流電力の１周期を複数のモードに区分し、前記モードに応じて異なるキャリア波形と制御信号とを生成し、該キャリア波形と該制御信号とから、前記モードと各相とに応じて異なるスイッチングパターンを生成し、
前記スイッチング周期調整部が、
前記スイッチング周期を変化させて前記直流リアクトルを流れる電流のリップル波形を小さくする
ことを特徴とする３相整流器のスイッチング制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相整流器および３相整流器のスイッチング制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子を有するスイッチ回路を介して３相交流電力をブリッジダイオードへ入力し、直流電力へ変換して出力する３相整流器がある。かかる３相整流器は、例えば図１３に示すように、３相交流電力の１周期が各相の電圧の大小関係に応じて６等分されたモードＩ〜モードＶＩに応じたスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンでスイッチング素子をスイッチングすることで、３相交流電力を任意の電圧の直流電力へ変換することができる（例えば特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４６８７８２４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、本発明の発明者は、３相整流器の直流リアクトルを流れる電流ＩＬの波形が、後述する不連続モードになると、入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔが理想的な波形（正弦波）とならないことを見い出した。
【０００５】
例えばモードＩのタイミングｔｐ（図１３参照）におけるスイッチング周期Ｔにおいて、図１４Ａの上方の図に示すようなスイッチングパターンでスイッチ回路のスイッチング素子がスイッチングされた場合を考える。図１３に示すように、タイミングｔｐにおけるスイッチング周期Ｔでは、Ｓ相およびＴ相のスイッチがオンにされ、Ｒ相のスイッチがオフにされたとき（図１４Ａ参照）のＳ相およびＴ相の相電圧の電位差が線間電圧ＶＳＴであり、Ｒ相およびＴ相のスイッチがオンにされ、Ｓ相のスイッチがオフにされたとき（図１４Ａ参照）のＲ相およびＴ相の相電圧の電位差が線間電圧ＶＲＴであり、Ｒ相およびＳ相のスイッチがオンにされ、Ｔ相のスイッチがオフにされたとき（図１４Ａ参照）のＲ相およびＳ相の相電圧の電位差が線間電圧ＶＲＳである。
【０００６】
直流リアクトルを流れる電流ＩＬは、図１４Ａの下方の図ならびに図１４Ｂ〜図１４Ｃの下方に示す破線Ｉ０のように一定であることが理想とされるが、実際の電流ＩＬは、同じく図１４Ａ〜図１４Ｃに示す実線ＩＬのように、スイッチングの選択相に応じて、スイッチングの切り替わり毎に傾きが変化する。このように、電流がスイッチング毎に傾きを変える直線となり、電流波形が小刻みに波打つ（リップル）状態を、本明細書では、電流波形がリップル形状になる、と表現する。
【０００７】
そして、図１４Ａの下方の図ならびに図１４Ｂ〜図１４Ｃに示すように、出力電流Ｉ０が低下しても、１スイッチング周期Ｔにおける電流ＩＬの最小値が正値である連続モード（図１４ＡのＩＬ波形１および図１４ＢのＩＬ波形２）と、電流ＩＬの最小値が０である臨界モード（図１４ＣのＩＬ波形３）とでは、電流ＩＬの波形が同様のリップル形状となる。電流ＩＬは、出力電流Ｉ０がさらに低下すると、１スイッチング周期Ｔのある期間にわたって電流ＩＬの最小値が０となる不連続モード（図１４ＤのＩＬ波形４）へ至る。
【０００８】
次に、臨界モードと不連続モードにおける入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの電流波形について説明する。図１５Ａは、従来技術の臨界モードにおける入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを示す図である。図１５Ｂは、従来技術の臨界モードにおける電流ＩＬを示す図である。図１６Ａは、従来技術の不連続モードにおける入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを示す図である。図１６Ｂは、従来技術の不連続モードにおける電流ＩＬを示す図である。図１５Ａ〜図１５Ｂのシミュレーション条件は、直流リアクトルのインダクタンスＬ１＝５００μＨ、スイッチ回路のスイッチング素子のスイッチング周波数＝２３ｋＨｚ、入力電圧（線間電圧）＝４００Ｖ、出力電流Ｉ０＝２．３Ａである。また、図１６Ａ〜図１６Ｂのシミュレーション条件は、直流リアクトルのインダクタンスＬ１、スイッチ回路のスイッチング素子のスイッチング周波数、入力電圧（線間電圧）は図１５Ａ〜図１５Ｂと同様であり、出力電流Ｉ０＝１．７Ａである。
【０００９】
出力電流Ｉ０＝２．３Ａのときの臨界モードでは、図１５Ａに示すように、入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの波形は、正弦波状と言えるレベルであり、図１５Ｂに示すように、電流ＩＬの波形も各最小値が正値となっている。しかし、出力電流Ｉ０＝１．７Ａのときの不連続モードでは、図１６Ａに示すように、入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの波形は、もはや正弦波状と言えるレベルではなく、図１６Ｂに示すように、電流ＩＬの波形も各最小値が０となる期間が存在している。不連続モードで入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの波形が大きく乱れる理由は、１スイッチング周期Ｔにおいて、電流ＩＬが流れない期間が生じてしまい、破線で示す出力電流Ｉ０のような理想的な電流値（一定電流）という状態から大きく乖離するためである。
【００１０】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、３相整流器の直流リアクトルを流れる電流のリップル波形を小さくして入力電流の波形歪みを抑制する３相整流器および３相整流器のスイッチング制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器は、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンをスイッチング周期毎に生成するスイッチングパターン生成部と、前記スイッチング周期を調整するスイッチング周期調整部と、前記スイッチングパターン生成部により生成されたスイッチングパターンに基づいて、前記スイッチング周期調整部により調整されたスイッチング周期で前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御するスイッチング制御部と、を備える。前記スイッチングパターン生成部は、前記３相交流電力の各相の電圧の大小関係に基づき、前記３相交流電力の１周期を複数のモードに区分し、前記モードに応じて異なるキャリア波形と制御信号とを生成し、該キャリア波形と該制御信号とから、前記モードと各相とに応じて異なるスイッチングパターンを生成し、前記スイッチング周期調整部は、前記スイッチング周期を変化させて前記直流リアクトルを流れる電流のリップル波形を小さくする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明にかかる３相整流器および３相整流器のスイッチング制御方法によれば、３相整流器の直流リアクトルを流れる電流のリップル波形を小さくして入力電流の波形歪みを抑制する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】図１は、実施形態の３相整流器を適用した電力変換装置の構成の一例を示す図である。
【図２】図２は、実施形態のスイッチングパターン発生器の構成の一例を示す図である。
【図３】図３は、実施形態の変形例の周波数決定テーブルの一例を示す図である。
【図４】図４は、実施形態の双方向スイッチ回路の１つの相のスイッチの構成の一例を示す回路図である。
【図５】図５は、実施形態のＲ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧に応じた各モードを説明するための図である。
【図６】図６は、実施形態のモードＩおよびモードＩＶにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。
【図７】図７は、実施形態のモードＩＩおよびモードＶにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。
【図８】図８は、実施形態のモードＩＩＩおよびモードＶＩにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。
【図９】図９は、実施形態のスイッチング周波数の制御方法の一例を示す図である。
【図１０】図１０は、実施形態と従来技術の電流ＩＬのリップル波形の振幅を比較説明するため図である。
【図１１】図１１は、電流ＩＬのリップル波形の振幅を説明するための図である。
【図１２】図１２は、実施形態と従来技術のスイッチング周波数を比較説明するための図である。
【図１３】図１３は、モードと線間電圧の関係を説明するための図である。
【図１４Ａ】図１４Ａは、従来技術の出力電流Ｉ０と電流ＩＬの関係（出力電流Ｉ０が十分大きい連続モードであるとき）を説明するための図である。
【図１４Ｂ】図１４Ｂは、従来技術の出力電流Ｉ０と電流ＩＬの関係（図１４Ａよりも出力電流Ｉ０が小さいが、連続モードであるとき）を説明するための図である。
【図１４Ｃ】図１４Ｃは、従来技術の出力電流Ｉ０と電流ＩＬの関係（図１４Ａおよび図１４Ｂよりも出力電流Ｉ０が小さく、臨界モードであるとき）を説明するための図である。
【図１４Ｄ】図１４Ｄは、従来技術の出力電流Ｉ０と電流ＩＬの関係（図１４Ａ〜図１４Ｃよりも出力電流Ｉ０が小さく、かつ、不連続モードであるとき）を説明するための図である。
【図１５Ａ】図１５Ａは、従来技術の臨界モードにおける入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを示す図である。
【図１５Ｂ】図１５Ｂは、従来技術の臨界モードにおける電流ＩＬを示す図である。
【図１６Ａ】図１６Ａは、従来技術の不連続モードにおける入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを示す図である。
【図１６Ｂ】図１６Ｂは、従来技術の不連続モードにおける電流ＩＬを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下に、開示技術の実施形態につき図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、以下の実施形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下の各実施形態は、矛盾しない範囲で適宜組合せて実施できる。また、各実施形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のものが含まれる。開示技術にかかる３相整流器は、各種装置に広く適用可能であり、例えば、空気調和機、冷蔵庫、洗濯機、クリーナー、換気扇、およびこれらで使用するモータ駆動装置、モータ駆動用インバータ制御装置等に有用である。
【００１５】
（実施形態）
［電力変換装置の構成］
図１は、実施形態の３相整流器を適用した電力変換装置の構成の一例を示す図である。本実施形態の電力変換装置は、図１に示すように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の３相電圧を発生させる３相交流電源１、３相整流器１２、出力電流Ｉ０が流れる負荷７を有する。本実施形態の３相整流器１２は、３相交流電源１の出力側に接続された３相リアクトル８および入力コンデンサ９、３相電圧を直流電圧に整流する６つのダイオードを備えた全波整流回路であるブリッジダイオード４を有する。
【００１６】
また、３相整流器１２は、ブリッジダイオード４のＲ相の入力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子であるスイッチＳＷ−Ｒ、Ｓ相の入力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子であるスイッチＳＷ−Ｓ、Ｔ相の入力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子であるスイッチＳＷ−Ｔを含んだ双方向スイッチ回路３を有する。また、３相整流器１２は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の３相のうちの所定の２相（本実施形態では、Ｒ相およびＳ相を例としている）の相電圧から現在の位相を検出して、双方向スイッチ回路３のスイッチングパターンを生成するスイッチングパターン生成回路５、そのスイッチングパターン生成回路５で生成されたスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ回路３のスイッチング素子をスイッチング制御する駆動回路６を有する。
【００１７】
また、３相整流器１２は、ブリッジダイオード４の出力側に接続され、電流ＩＬが流れる直流リアクトル２、コンデンサ１０、ダイオード１１を有する。
【００１８】
スイッチングパターン生成回路５および駆動回路６は、３相交流電源１の所定の２相の相電圧から現在の位相を検出し、検出した２相の検出位相に基づいて、双方向スイッチ回路３をＯＮ／ＯＦＦさせるためのＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ回路３をスイッチング制御する制御手段として機能する。
【００１９】
スイッチングパターン生成回路５は、位相検出器５ａ、スイッチングパターン発生器５ｂを有する。位相検出器５ａは、３相交流電源１の所定の２相（本実施形態では、Ｒ相およびＳ相）の相電圧から現在の位相を検出し、検出した位相を検出位相としてスイッチングパターン発生器５ｂへ出力する。
【００２０】
スイッチングパターン発生器５ｂは、直流電圧の脈動と入力電流の高調波を抑制するために、双方向スイッチ回路３のスイッチングパターン（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を生成する。スイッチングパターン発生器５ｂは、双方向スイッチ回路３における１スイッチング周期Ｔ中に、スイッチＳＷ−Ｓ、ＳＷ−Ｔをオンにし、ＳＷ−Ｒをオフにする区間Ｄｓｔ、スイッチＳＷ−Ｒ、ＳＷ−Ｔをオンにし、ＳＷ−Ｓをオフにする区間Ｄｒｔ、スイッチＳＷ−Ｒ、ＳＷ−Ｓをオンにし、ＳＷ−Ｔをオフにする区間Ｄｒｓを設けるスイッチングパターンを生成する。本実施形態では、区間Ｄｓｔ、区間Ｄｒｔ、区間Ｄｒｓそれぞれの区間幅を、Ｄｕｔｙという。
【００２１】
スイッチングパターン発生器５ｂは、スイッチング周期Ｔの立ち上がり等の所定タイミングで、位相検出器５ａから出力された検出位相をもとに、３相交流電源１の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、最小電位相をそれぞれ推定する。そして、スイッチングパターン発生器５ｂは、３相入力電圧の現在のモードが、最大電位相、中間電位相、最小電位相の大小関係に応じた後述のモードＩ〜モードＶＩ（図５参照）の何れのモードであるかを特定する。
【００２２】
そして、スイッチングパターン発生器５ｂは、特定したモードに応じたタイミングで、１スイッチング周期Ｔの中に、区間Ｄｓｔ、区間Ｄｒｔ、区間Ｄｒｓを設けるスイッチングパターン（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）の生成を、同一のモードＩ〜モードＶＩにある限り繰り返す。スイッチングパターン発生器５ｂの動作の詳細については、後述する。なお、スイッチング周期Ｔは、電源周波数（例えば、５０Ｈｚ）に対して十分短い所定周期（例えば、１／２０ｋＨｚ＝５０μｓｅｃ）を中心に所定範囲内で可変である。
【００２３】
なお、本実施形態では、スイッチングパターン発生器５ｂは、位相検出器１２ａにより検出された検出位相をもとにスイッチングパターンを生成する。しかし、これに限られず、スイッチングパターン発生器５ｂは、３相交流電源１のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧を入力としてスイッチングパターンを生成してもよい。
【００２４】
駆動回路６は、スイッチングパターン生成回路５から出力された区間Ｄｓｔ、区間Ｄｒｔ、区間Ｄｒｓを設けるスイッチングパターン（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）をもとに、双方向スイッチ回路３のスイッチＳＷ−Ｒ〜ＳＷ−Ｔをスイッチング制御する。
【００２５】
［スイッチングパターン発生器の構成例］
図２は、実施形態のスイッチングパターン発生器の構成の一例を示す図である。実施形態のスイッチングパターン発生器５ｂは、周期決定部５ｂ１、鋸歯状波生成部５ｂ２、制御電圧生成部５ｂ３、加算器５ｂ４を有する。
【００２６】
周期決定部５ｂ１は、位相検出器５ａから出力された検出位相θをもとに、例えば、次式から最適周期Ｔ（θ）［μｓ］を算出して出力する。最適周期Ｔ（θ）は、双方向スイッチ回路３のスイッチＳＷ−Ｒ、ＳＷ−Ｓ、ＳＷ−Ｔをスイッチングするスイッチング周期Ｔ（図６〜図８参照）である。
【００２７】
Ｔ（θ）＝１／｛α＋β・ｓｉｎ（γ・θ＋π／２）｝・・・（式１）
ただし、α＝２０［ｋＨｚ］、β＝１０［ｋＨｚ］、γ＝６である。
【００２８】
なお、（式１）におけるα、βおよびγの数値は、一例を示すに過ぎず、入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの波形歪みを抑制することができれば、他の数値であってもよい。
【００２９】
また、周期と周波数の関係から、次が成り立つ。
最適周波数ｆ（θ）＝１／Ｔ（θ）＝α＋β・ｓｉｎ（γ・θ＋９０°）・・・（式２）
【００３０】
または、周期決定部５ｂ１は、上記（式１）によらず、次のようにして最適周期を決定してもよい。すなわち、周期決定部５ｂ１は、図３に示す実施形態の変形例の周波数決定テーブル５ｂ１−ｔを有してもよい。そして、周期決定部５ｂ１は、周波数決定テーブル５ｂ１−ｔにおいて、位相検出器５ａから出力された例えば１°単位の検出位相θ［°］に対応する最適周期［μｓ］を取得し、鋸歯状波生成部５ｂ２へ出力してもよい。周期決定部５ｂ１は、スイッチング周期Ｔを調整するスイッチング周期調整部の一例である。
【００３１】
なお、周波数決定テーブル５ｂ１−ｔは、図３に示すように、例えば、検出位相θ＝８９［°］に最適周期Ｔ８９［μｓ］が、検出位相θ＝９０［°］に最適周期Ｔ９０［μｓ］が、検出位相θ＝９１［°］に最適周期Ｔ９１［μｓ］が対応付けられて格納されている。なお、上記（式１）および図３は、最適周期の例を示すに過ぎず、入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの波形歪みを抑制することができれば、他の数値や数式であってもよい。また、検出位相と最適周期との対応付けは１°単位に限られず、これより大きくしても小さくしてもよい。
【００３２】
鋸歯状波生成部５ｂ２は、スイッチング周期Ｔの立ち上がり等の所定タイミングで、位相検出器５ａから出力された検出位相θに対応する現在のモードが、モードＩ〜モードＶＩ（図５参照）の何れのモードであるかを特定する。
【００３３】
そして、鋸歯状波生成部５ｂ２は、特定した現在のモードがモードＩまたはモードＩＶである場合に、図６に示すような鋸歯状波（Ｒ相用鋸歯状波およびＴ相用鋸歯状波）を生成する。鋸歯状波生成部５ｂ２が生成する鋸歯状波（Ｒ相用鋸歯状波およびＴ相用鋸歯状波）のスイッチング周期Ｔは、周期決定部５ｂ１から出力された最適周期となる。図６は、実施形態のモードＩおよびモードＩＶにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。鋸歯状波生成部５ｂ２は、生成したＲ相用鋸歯状波およびＴ相用鋸歯状波を出力する。Ｒ相用鋸歯状波は、１スイッチング周期Ｔにおいて、１から０まで線形に減少するキャリア波形である。Ｔ相用鋸歯状波は、１スイッチング周期Ｔにおいて、０から１まで線形に増加するキャリア波形である。
【００３４】
また、鋸歯状波生成部５ｂ２は、特定した現在のモードがモードＩＩまたはモードＶである場合に、図７に示すような鋸歯状波（Ｔ相用鋸歯状波）を生成する。鋸歯状波生成部５ｂ２が生成する鋸歯状波（Ｔ相用鋸歯状波）のスイッチング周期Ｔは、周期決定部５ｂ１から出力された最適周期となる。図７は、実施形態のモードＩＩおよびモードＶにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。鋸歯状波生成部５ｂ２は、生成したＴ相用鋸歯状波を出力する。
【００３５】
また、鋸歯状波生成部５ｂ２は、特定した現在のモードがモードＩＩＩまたはモードＶＩである場合に、図８に示すような鋸歯状波（Ｒ相用鋸歯状波）を生成する。鋸歯状波生成部５ｂ２が生成する鋸歯状波（Ｒ相用鋸歯状波）のスイッチング周期Ｔは、周期決定部５ｂ１から出力された最適周期となる。図８は、実施形態のモードＩＩＩおよびモードＶＩにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。鋸歯状波生成部５ｂ２は、生成したＲ相用鋸歯状波を出力する。
【００３６】
制御電圧生成部５ｂ３は、スイッチング周期Ｔの立ち上がり等の所定タイミングで、位相検出器５ａから出力された検出位相θに対応する現在のモードがモードＩ〜モードＶＩ（図５参照）の何れのモードであるかを特定する。
【００３７】
そして、制御電圧生成部５ｂ３は、特定した現在のモードがモードＩまたはモードＩＶである場合に、図６に示すような制御信号｜Ｒ｜および制御信号｜Ｔ｜を生成する。特定した現在のモードがモードＩである場合には、制御信号｜Ｒ｜＝Ｒ、制御信号｜Ｔ｜＝−Ｔである。また、特定した現在のモードがモードＩＶである場合には、制御信号｜Ｒ｜＝−Ｒ、制御信号｜Ｔ｜＝Ｔである。制御電圧生成部５ｂ３は、生成した制御信号｜Ｒ｜および制御信号｜Ｔ｜を出力する。
【００３８】
また、制御電圧生成部５ｂ３は、特定した現在のモードがモードＩＩまたはモードＶである場合に、図７に示すような制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１および制御信号｜Ｔ｜を生成する。特定した現在のモードがモードＩＩである場合には、制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１＝Ｓ−Ｔ−１、制御信号｜Ｔ｜＝Ｔである。また、特定した現在のモードがモードＶである場合には、制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１＝−Ｓ＋Ｔ−１、制御信号｜Ｔ｜＝Ｔである。制御電圧生成部５ｂ３は、生成した制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１および制御信号｜Ｔ｜を出力する。
【００３９】
また、制御電圧生成部５ｂ３は、特定した現在のモードがモードＩＩＩまたはモードＶＩである場合に、図８に示すような制御信号｜Ｒ｜および制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１を生成する。特定した現在のモードがモードＩＩＩである場合には、制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１＝−Ｒ＋Ｓ−１、制御信号｜Ｒ｜＝−Ｒである。また、特定した現在のモードがモードＶＩである場合には、制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１＝Ｒ−Ｓ−１、制御信号｜Ｒ｜＝Ｒである。制御電圧生成部５ｂ３は、生成した制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１および制御信号｜Ｒ｜を出力する。
【００４０】
加算器５ｂ４は、鋸歯状波生成部５ｂ２から出力された現在のモードに応じた鋸歯状波と、制御電圧生成部５ｂ３から出力された現在のモードに応じた制御信号とから、双方向スイッチ回路３のスイッチＳＷ−Ｒ、ＳＷ−Ｓ、ＳＷ−Ｔをスイッチング制御するための現在のモードに応じたスイッチングパターンを生成する。加算器５ｂ４が生成するスイッチングパターンについては、図６〜図８を参照して後述する。
【００４１】
［実施形態の双方向スイッチ回路のスイッチの構成］
図４は、実施形態の双方向スイッチ回路の１つの相のスイッチの構成の一例を示す回路図である。図４に示す双方向スイッチ回路３は、ダイオードとＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）等のスイッチング素子とで構成される公知の回路であるので、その詳細な説明は省略する。
【００４２】
［相電圧の大小関係に応じて区分される複数のモード］
図５は、実施形態のＲ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧に応じた各モードを説明するための図である。図５において、３相交流電圧は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧の大小関係により、モードＩ〜モードＶＩの６つのモード（区間）に区分される。スイッチングパターン発生器５ｂは、Ｒ＞Ｓ＞ＴをモードＩ、Ｓ＞Ｒ＞ＴをモードＩＩ、Ｓ＞Ｔ＞ＲをモードＩＩＩ、Ｔ＞Ｓ＞ＲをモードＩＶ、Ｔ＞Ｒ＞ＳをモードＶ、Ｒ＞Ｔ＞ＳをモードＶＩに区分する。
【００４３】
［実施形態の各モードにおけるスイッチングパターン］
以下、図６〜図８を参照して、図５に示した各モードにおいて、スイッチングパターン発生器５ｂが発生する実施形態のスイッチングパターンについて説明する。モードＩとモードＩＶ、モードＩＩとモードＶ、モードＩＩＩとモードＶＩのそれぞれにおいて、スイッチングパターン発生器５ｂが発生するスイッチングパターンは、同様となる。以下において、Ｒ相に対応するスイッチＳＷ−Ｒをオンにすることを、“Ｒ相をオンにする”といい、ＳＷ−Ｒをオフにすることを“Ｒ相をオフにする”という。Ｓ相およびＴ相についても同様である。
【００４４】
スイッチングパターン発生器５ｂは、位相検出器５ａから出力された検出位相θをもとに推定されるＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧から、Ｒ相制御電圧｜Ｒ｜、Ｓ相制御電圧｜Ｓ｜、Ｔ相制御電圧｜Ｔ｜を生成する。Ｒ相制御電圧｜Ｒ｜は、Ｒ相の相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したＲ相電圧ａである。Ｓ相制御電圧｜Ｓ｜は、Ｓ相の相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したＳ相電圧ｂである。Ｔ相制御電圧｜Ｔ｜は、Ｔ相の相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したＴ相電圧ｃである。そして、スイッチングパターン発生器５ｂは、現在のＲ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃの大小関係を認識し、認識した大小関係から、現在のモードがモードＩ〜モードＶＩの何れであるかを特定する。
【００４５】
そして、スイッチングパターン発生器５ｂは、Ｒ相制御電圧｜Ｒ｜、Ｓ相制御電圧｜Ｓ｜、Ｔ相制御電圧｜Ｔ｜をもとに、特定した現在のモードに応じた制御信号をそれぞれ生成する。制御信号は、Ｒ相用鋸歯状波またはＴ相用鋸歯状波と切り合いする波形となる（図６〜図８参照）。Ｒ相用鋸歯状波は、１スイッチング周期において、１から０まで線形に減少するキャリア波形である。Ｔ相用鋸歯状波は、１スイッチング周期において、０から１まで線形に増加するキャリア波形である。
【００４６】
［実施形態のモードＩおよびモードＩＶにおけるスイッチングパターン］
図６は、実施形態のモードＩおよびモードＩＶにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。図６を参照して、モードＩおよびモードＩＶにおいてスイッチングパターン発生器５ｂが発生するスイッチングパターンについて説明する。
【００４７】
スイッチングパターン発生器５ｂは、図６に示すように、現在のモードがモードＩであると特定すると、制御信号｜Ｒ｜＝Ｒ、制御信号｜Ｔ｜＝−Ｔとして、次のようなスイッチングパターンを発生させる。
【００４８】
すなわち、タイミングｔ１０で、Ｓ相およびＴ相をオンにする。続いて、Ｒ相用鋸歯状波が制御信号｜Ｒ｜と切り合うタイミングｔ１１で、Ｓ相をオフにしＲ相をオンにする。タイミングｔ１０〜ｔ１１は、区間Ｄｓｔである。
【００４９】
続いて、Ｒ相用鋸歯状波が制御信号｜Ｔ｜と切り合うタイミングｔ１２で、Ｓ相をオンにしＴ相をオフにする。タイミングｔ１１〜ｔ１２は、区間Ｄｒｔである。続いて、Ｒ相用鋸歯状波が０となるタイミングｔ１３で、Ｒ相をオフにしＴ相をオンにする。タイミングｔ１２〜ｔ１３は、区間Ｄｒｓである。
【００５０】
なお、スイッチングパターン発生器５ｂは、現在のモードがモードＩＶであると特定すると、制御信号｜Ｒ｜＝−Ｒ、制御信号｜Ｔ｜＝Ｔとして、モードＩと同様の制御を行う。
【００５１】
［実施形態のモードＩＩおよびモードＶにおけるスイッチングパターン］
図７は、実施形態のモードＩＩおよびモードＶにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。図７を参照して、モードＩＩおよびモードＶにおいてスイッチングパターン発生器５ｂが発生するスイッチングパターンについて説明する。
【００５２】
スイッチングパターン発生器５ｂは、図７に示すように、現在のモードがモードＩＩであると特定すると、制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１＝Ｓ−Ｔ−１、制御電圧｜Ｔ｜＝Ｔとして、次のようなスイッチングパターンを発生させる。
【００５３】
すなわち、タイミングｔ２０で、Ｓ相およびＴ相をオンにする。続いて、Ｔ相用鋸歯状波が制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１と切り合うタイミングｔ２１で、Ｓ相をオフにしＲ相をオンにする。タイミングｔ２０〜ｔ２１は、区間Ｄｓｔである。
【００５４】
続いて、Ｔ相用鋸歯状波が制御信号｜Ｔ｜と切り合うタイミングｔ２２で、Ｓ相をオンにしＴ相をオフにする。タイミングｔ２１〜ｔ２２は、区間Ｄｒｔである。続いて、Ｔ相用鋸歯状波が１となりかつＲ相用鋸歯状波が０となるタイミングｔ２３で、Ｒ相をオフにしＴ相をオンにする。タイミングｔ２２〜ｔ２３は、区間Ｄｒｓである。
【００５５】
なお、スイッチングパターン発生器５ｂは、現在のモードがモードＶであると特定すると、制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１＝−Ｓ＋Ｔ−１、制御信号｜Ｔ｜＝Ｔとして、モードＩＩと同様の制御を行う。
【００５６】
［実施形態のモードＩＩＩおよびモードＶＩにおけるスイッチングパターン］
図８は、実施形態のモードＩＩＩおよびモードＶＩにおけるスイッチングパターンの一例を示す図である。図８を参照して、モードＩＩＩおよびモードＶＩにおいてスイッチングパターン発生器５ｂが発生するスイッチングパターンについて説明する。
【００５７】
スイッチングパターン発生器５ｂは、図８に示すように、現在のモードがモードＩＩＩであると特定すると、制御信号｜Ｒ｜＝−Ｒ、制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１＝−Ｒ＋Ｓ−１として、次のようなスイッチングパターンを発生させる。
【００５８】
すなわち、タイミングｔ３０で、Ｓ相およびＴ相をオンにする。続いて、Ｒ相用鋸歯状波が制御信号｜Ｒ｜と切り合うタイミングｔ３１で、Ｓ相をオフにしＲ相をオンにする。タイミングｔ３０〜ｔ３１は、区間Ｄｓｔである。
【００５９】
続いて、Ｒ相用鋸歯状波が制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１と切り合うタイミングｔ３２で、Ｓ相をオンにしＴ相をオフにする。タイミングｔ３１〜ｔ３２は、区間Ｄｒｔである。続いて、Ｒ相用鋸歯状波が０となるタイミングｔ３３で、Ｒ相をオフにしＴ相をオンにする。タイミングｔ３２〜ｔ３３は、区間Ｄｒｓである。
【００６０】
なお、スイッチングパターン発生器５ｂは、現在のモードがモードＶＩであると特定すると、制御信号｜Ｒ｜＝Ｒ、制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１＝Ｒ−Ｓ−１として、モードＩＩＩと同様の制御を行う。
【００６１】
なお、実施形態では、スイッチングパターンを生成するために、キャリア波形として鋸歯状波を用いた場合を説明したが、これに限られるものではなく、最大電圧相と最小電圧相に対する制約を満足させるものであればよく、例えば、三角波等のキャリア波形を用いてもよい。また、スイッチングパターンを生成するオン時間とオフ時間を予めテーブル化しておいてもよい。
【００６２】
［実施形態のスイッチング周波数の制御］
図９は、実施形態のスイッチング周波数の制御方法の一例を示す図である。図９では、周波数一定時の直流リアクトル２を流れる電流ＩＬの電流波形がリップル形状を示している。以下、電流ＩＬのリップル波形の振幅を「リップル振幅」と表現する。図９に示すように、スイッチングパターン発生器５ｂの鋸歯状波生成部５ｂ２は、電流ＩＬの波形の振幅の大きさが最大となる、つまり電流ＩＬのリップル振幅が最大となるタイミング（＝３相の中間電位が０となるタイミング）では、双方向スイッチ回路３のスイッチＳＷ−Ｒ、ＳＷ−Ｓ、ＳＷ−Ｔをスイッチングするスイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］が最大になる、つまりスイッチング周期Ｔ［μｓ］が最小になるように制御する。
【００６３】
その一方、図９に示すように、鋸歯状波生成部５ｂ２は、電流ＩＬの波形の振幅の大きさが最小（＝０）となる、つまり電流ＩＬのリップル振幅が最小（＝０）となるタイミング（＝３相の中間電位が０となるタイミング）では、双方向スイッチ回路３のスイッチＳＷ−Ｒ、ＳＷ−Ｓ、ＳＷ−Ｔをスイッチングするスイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］が最小になる、つまりスイッチング周期Ｔ［μｓ］が最大になるように制御する。
【００６４】
すなわち、図９に示すように、電流ＩＬのリップル振幅が大きくなる期間ではスイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］が高くなるように、電流ＩＬのリップル振幅が小さくなる期間ではスイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］が低くなるように周期的に制御することで、スイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］の平均値を変えずに、電流ＩＬのリップル振幅を小さくし、電流ＩＬ＝０となる期間が現れないようにして不連続モードに至らないようにする。電流ＩＬのリップル振幅が大きくなる期間でスイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］が高く（スイッチング周期Ｔ［μｓ］が短く）なるように制御すると、双方向スイッチ回路３のスイッチング素子をオン、オフする区間が短くなり、電流ＩＬのリップル振幅の変化を小さくすることができる。
【００６５】
図９に示すように、スイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］が、３相交流電圧（Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧）の大小関係に区分される６つのモード（モードＩ〜モードＶＩ）のうちの１つのモードを１周期とするｓｉｎ波形状で変化する。この１つのモードを１周期とするｓｉｎ波形状で変化するスイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］は、上述した（式１）に基づく最適周期の計算または周波数決定テーブル５ｂ１−ｔを参照した最適周期の取得で得られるものである。しかし、ｓｉｎ波形状で変化するスイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］は、あくまで一例に過ぎず、ｓｉｎ波形状に限られない。電流ＩＬのリップル振幅を小さくし、電流ＩＬ＝０となる期間が現れないようにして不連続モードに至らないようにすることができれば、１つのモードを１周期とした周期的な別態様（例えば三角波形状など）であってもよい。また、スイッチングによる電力損失（以下、「スイッチングロス」という）を考慮する必要がなければ（例えば、電流値が小さく電力損失も小さい場合など）、スイッチング周波数ｆ［ｋＨｚ］を高い周波数（例えば３０ｋＨｚ）に固定してもよい。
【００６６】
［実施形態と従来技術の電流ＩＬのリップル振幅を比較したシミュレーション］
図１０は、実施形態と従来技術の電流ＩＬのリップル波形の振幅を比較説明するため図である。図１０は、周期決定部５ｂ１において、上記（式１）を用いて最適周期Ｔ（θ）を算出して適用した際の効果を説明するための図である。図１０における横軸は検出位相θ［°］、縦軸は電流ＩＬのリップル振幅［Ａ］を示す。
【００６７】
また、図１１は、電流ＩＬのリップル波形を説明するための図である。図１１に示すように、電流ＩＬの波形において、例えば検出位相θ＝１００［°］のリップル振幅はＬ１００で示す電流ＩＬの振幅である。また、図１１に示すように、電流ＩＬの波形において、例えば検出位相θ＝１１０［°］のリップル振幅はＬ１１０で示す電流ＩＬの振幅である。なお、図１１に示すシミュレーションの前提条件は、直流リアクトル２のインダクタンスＬ１＝５００μＨ、入力電圧（線間電圧）＝４００Ｖである。ただし、双方向スイッチ回路３のスイッチング周波数は、従来技術においては２０ｋＨｚであり、実施形態においては上記（式２）をもとに算出される値である。
【００６８】
図１０を参照すると、実施形態の電流ＩＬのリップル振幅は、従来技術の電流ＩＬのリップル振幅と比較して、検出位相θが約１０５〜１３５［°］付近のピーク値が抑制されていることが分かる。つまり、出力電流Ｉ０の電流リップルが小さくなっている。ただし、検出位相θが約９０〜１０５［°］付近ならびに約１３５〜１５０［°］付近においては、実施形態の電流ＩＬのリップル振幅は、従来技術の電流ＩＬのリップル振幅と比較して上昇している。しかし、リップル振幅が平準化されるため、出力電流Ｉ０が低下したとしても、電流ＩＬ＝０となる期間が現れる不連続モード（例えば図１６Ｂ参照）に至るためには、出力電流Ｉ０が所定値以上に低下することを要するため、不連続モードに至たることを抑制するという効果を奏する。
【００６９】
［実施形態と従来技術の電流ＩＬのスイッチング周波数を比較したシミュレーション］
図１２は、実施形態と従来技術のスイッチング周波数を比較説明するための図である。図１２から分かるように、上記（式１）により算出したＳＷ（スイッチング）周波数の平均は、従来方式のＳＷ周波数の平均と、ともに２０ｋＨｚで等しい。これは、図１２に示す検出位相θ［°］が９０〜１５０［°］の１周期の区間で成り立つことからも明らかである。このように、スイッチング周波数の平均値を従来技術と同等にすることで、スイッチングロスを増加させずに、不連続モードを抑制することができる。
【００７０】
［実施形態の変形例］
（１）最適周期と対応付けられる情報
実施形態では、最適周期Ｔ（θ）のように最適周期Ｔを検出位相θの関数とし、最適周期Ｔと対応付けられる情報を検出位相θとした。しかし、３相交流電力の検出位相θは、３相交流電力のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の入力電圧から特定可能である。よって、最適周期Ｔと対応付けられる情報を、３相交流電力のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の入力電圧としてもよい。すなわち、３相交流電力の電圧に応じてスイッチング周期を変化させて３相整流器の直流リアクトルを流れる電流のリップル波形を小さくしてもよい。
【００７１】
（２）スイッチングパターン発生器５ｂの周期決定部５ｂ１のＯＮ／ＯＦＦについて
実施形態では、スイッチングパターン発生器５ｂの周期決定部５ｂ１は、入力された検出位相θをもとに最適周期Ｔ（θ）を出力する構成とした。しかし、これに限られず、スイッチングパターン発生器５ｂは、最適周期Ｔ（θ）を出力する周期決定部５ｂ１の機能をＯＮ／ＯＦＦさせる制御部を有してもよい。
【００７２】
（３）周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整の要否の判定
さらに、スイッチングパターン発生器５ｂは、周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整の要否を判定する判定部を有してもよい。例えば、判定部は、３相整流器の出力電流や直流リアクトルを流れる電流波形のリップル振幅の大きさに基づいて、スイッチング周期Ｔの調整の要否を判定する。周期決定部５ｂ１の機能をＯＮ／ＯＦＦさせる制御部は、判定部により周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整を要すると判定された場合には、周期決定部５ｂ１の機能をＯＮにする。他方、周期決定部５ｂ１の機能をＯＮ／ＯＦＦさせる制御部は、判定部により周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整を要しないと判定された場合には、周期決定部５ｂ１の機能をＯＦＦにする。なお、スイッチング周期Ｔの調整を要しないと判定された場合には、周期決定部５ｂ１は、スイッチング周期Ｔの調整を行わず、所定の固定値のスイッチング周期Ｔを出力してもよい。
【００７３】
なお、スイッチングパターン発生器５ｂは、例えばユーザーによりスイッチング周期Ｔの調整が不要とされて、周期決定部５ｂ１によりスイッチング周期Ｔの調整が行われないときには、周期決定部５ｂ１により出力される所定の固定値のスイッチング周期Ｔで双方向スイッチ回路３をスイッチング制御してもよいし、あるいは、スイッチングパターン発生器５ｂが記憶する所定の固定値のスイッチング周期Ｔで双方向スイッチ回路３をスイッチング制御してもよい。
【００７４】
さらに、周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整の要否を判定する判定部は、３相整流器１２の出力電流Ｉ０が所定の閾値未満である場合には周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整を要すると判定し、３相整流器１２の出力電流が所定の閾値以上である場合には周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整を要しないと判定してもよい。
【００７５】
あるいは、周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整の要否を判定する判定部は、直流リアクトルを流れる電流波形のリップル振幅（例えば最小値）が所定の閾値未満である場合には周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整を要すると判定し、直流リアクトルを流れる電流波形のリップル振幅（例えば最小値）が所定の閾値以上である場合には周期決定部５ｂ１によるスイッチング周期Ｔの調整を要しないと判定してもよい。なお、上述した閾値は、例えば実験により求めるようにすればよい。
【００７６】
以上、実施形態を説明したが、上述した内容により本願が開示する技術が限定されるものではない。また、上述した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のもの、いわゆる均等の範囲のものが含まれる。さらに、上述した構成要素は適宜組み合わせることが可能である。さらに、実施形態の要旨を逸脱しない範囲で構成要素の種々の省略、置換および変更のうち少なくとも１つを行うことができる。
【符号の説明】
【００７７】
１  ３相交流電源
２  直流リアクトル
３  双方向スイッチ回路
４  ブリッジダイオード
５  スイッチングパターン生成回路
５ａ  位相検出器
５ｂ  スイッチングパターン発生器
５ｂ１  周期決定部
５ｂ１−ｔ  周波数決定テーブル
５ｂ２  鋸歯状波生成部
５ｂ３  制御電圧生成部
６  駆動回路
７  負荷
８  ３相リアクトル
９  入力コンデンサ
１０  コンデンサ
１１  ダイオード
１２  ３相整流器
ＳＷ−Ｒ、ＳＷ−Ｓ、ＳＷ−Ｔ  スイッチ
【図１】
2019176545.tif 000003
【図２】
2019176545.tif 000004
【図３】
2019176545.tif 000005
【図４】
2019176545.tif 000006
【図５】
2019176545.tif 000007
【図６】
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【図７】
2019176545.tif 000009
【図８】
2019176545.tif 000010
【図９】
2019176545.tif 000011
【図１０】
2019176545.tif 000012
【図１１】
2019176545.tif 000013
【図１２】
2019176545.tif 000014
【図１３】
2019176545.tif 000015
【図１４Ａ】
2019176545.tif 000016
【図１４Ｂ】
2019176545.tif 000017
【図１４Ｃ】
2019176545.tif 000018
【図１４Ｄ】
2019176545.tif 000019
【図１５Ａ】
2019176545.tif 000020
【図１５Ｂ】
2019176545.tif 000021
【図１６Ａ】
2019176545.tif 000022
【図１６Ｂ】
2019176545.tif 000023