(57)【要約】【課題】従来に比べて、ヒータ温度を高精度に制御することができるヒータ温度制御回路、及び、それを用いたセンサ装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明は、ヒータ（６）と、ヒータの温度を制御する制御回路と、を有するヒータ温度制御回路（１０）であって、制御回路は、第１回路（１１ｃ）と第２回路（１１ｄ）とが並列に接続されたブリッジ回路（１１）と、ブリッジ回路に接続されるオペアンプ（１２）と、を含み、第１回路は、ヒータと抵抗器とが直列に接続され、第１回路の中点が、オペアンプ（１２）の一方の入力部に接続されており、第２回路からは、ブリッジ回路のリファレンス電圧Ｖｒｅｆに、ヒータの目標抵抗値Ｒｈと抵抗器の抵抗値Ｒ１との分圧比を乗じた出力値Ｖｏｕｔが、オペアンプの他方の２力部に入力されることを特徴とする。【選択図】図１
2019101645.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ヒータの温度を制御するヒータ温度制御回路であって、
前記ヒータ温度制御回路は、第１回路と第２回路とが並列に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路に接続されるオペアンプと、を含み、
前記第１回路は、前記ヒータと抵抗器とが直列に接続され、前記第１回路の中点が、前記オペアンプの一方の入力部に接続されており、
前記第２回路からは、前記ブリッジ回路のリファレンス電圧Ｖｒｅｆに、前記ヒータの目標抵抗値Ｒｈと前記抵抗器の抵抗値Ｒ１との分圧比を乗じた出力値Ｖｏｕｔが、前記オペアンプの他方の入力部に入力されることを特徴とするヒータ温度制御回路。
【請求項２】
前記第２回路は、Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサを含み、前記Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサの出力部が、前記オペアンプの他方の入力部に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のヒータ温度制御回路。
【請求項３】
前記第２回路は、前記Ｄ／Ａコンバータを含み、前記Ｄ／Ａコンバータには、前記分圧比に２ｎ−１（ｎは、前記Ｄ／Ａコンバータのビット数）を乗じたデジタルデータが入力されることを特徴とする請求項２に記載のヒータ温度制御回路。
【請求項４】
ヒータの温度を制御するヒータ温度制御回路であって、
前記ヒータ温度制御回路は、第１回路と第２回路とが並列に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路に接続されるオペアンプと、を含み、
前記第１回路は、前記ヒータを含み、前記第１回路の中点が、前記オペアンプの一方の入力部に接続されており、
前記第２回路は、Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサを含み、前記Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサの出力部が、前記オペアンプの他方の入力部に接続されていることを特徴とするヒータ温度制御回路。
【請求項５】
前記オペアンプの出力部側に、ローパスフィルタが接続されていることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載のヒータ温度制御回路。
【請求項６】
前記ブリッジ回路の入力部と、前記ローパスフィルタの出力部との間に、電流増幅用トランジスタが接続されていることを特徴とする請求項５に記載のヒータ温度制御回路。
【請求項７】
センサ素子と、前記センサ素子に熱を加える前記ヒータ、及び請求項１から請求項６のいずれかに記載のヒータ温度制御回路と、を有することを特徴とするセンサ装置。
【請求項８】
前記センサ素子は、ガス濃度を検出することを特徴とする請求項７に記載のセンサ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ヒータ温度制御回路、及び、それを用いたセンサ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１及び特許文献２には、マイクロヒータの温度制御装置に関する発明が開示されている。
【０００３】
特許文献１の図１や、特許文献２の図２に示すように、温度制御装置は、ホイートストンブリッジと、ホイートストンブリッジに接続される駆動用のオペアンプと、を有したフィードバック制御方式が広く知られている。
【０００４】
特許文献１及び特許文献２では、マイクロヒータを酸素濃度装置やアルコール濃度検知装置に使用している。
【０００５】
ところで、ガス濃度の検出精度を高めるためには、ヒータ温度を一定に維持できる高精度の制御回路が必要である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−１８５７４２号公報
【特許文献２】特開２０１２−２５１９７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、従来の温度制御装置では、ヒータ温度制御回路に使用する抵抗器の精度に依存した温度誤差が生じる。このため、ヒータ温度を一定値に高精度に維持することができない。従来の問題点を、図面を用いて説明する。図６は、従来におけるヒータ温度制御回路の最小単位である。
【０００８】
図６に示すように、ホイートストンブリッジは、ヒータ１００と、抵抗器１０１、１０２、１０３と、を有して形成される。図６に示すように、抵抗器１０１とヒータ１００とが直列に接続され、その中点（出力部）１０４が、オペアンプ１０５の半転入力端子（Ｖｉｎ−端子）１０５ａに接続されている。また、抵抗器１０２と抵抗器１０３とが直列に接続され、その中点（出力部）１０６が、オペアンプ１０５の非反転入力端子（Ｖｉｎ＋端子）１０５ｂに接続されている。
【０００９】
図６に示すブリッジ回路の平衡条件は、以下の式（１）で示される。
【００１０】
【数１】
2019101645.tif 000003
ここで、Ｒｈは、安定時のヒータ温度（目標温度）における抵抗値である。
【００１１】
図６のヒータ温度制御回路では、各抵抗器１０１、１０２、１０３の抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を決定することで、自動的に負帰還が掛かり、ヒータ１００が目標温度で安定するように回路が動作する。
【００１２】
ところで、各抵抗器１０１、１０２、１０３の抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、夫々固有の抵抗値許容誤差と抵抗温度係数（ＴＣＲ）を有している。
【００１３】
このため、抵抗値許容誤差及び抵抗温度係数（ＴＣＲ）を加味すると、式（１）は、以下の式（２）で示される。
【００１４】
【数２】
2019101645.tif 000004
【００１５】
このため、ブリッジ平衡条件により定まるＲｈに、誤差が生じることは避けられない。
【００１６】
この誤差は、結果的に、目標温度に対するヒータ温度の安定点の偏差として現れる。
【００１７】
ここで、目標抵抗値Ｒｈは、以下の式（３）で定義される。
【数３】
2019101645.tif 000005
【００１８】
式（３）から、以下の式（４）に示すように、安定時のヒータ温度（目標温度）を算出することができる。
【数４】
2019101645.tif 000006
【００１９】
しかしながら、上記の式（２）で示したように、図６のヒータ温度制御回路では、目標抵抗値Ｒｈに、誤差が生じる。最悪のケースとしては、抵抗値Ｒ１、Ｒ３が大きくなる方に誤差が生じ、抵抗値Ｒ２が小さくなる方に誤差が生じたときは、目標抵抗値Ｒｈの誤差が非常に大きくなる。
【００２０】
したがって、ヒータ１００の温度精度を高めることができず、ヒータ１００を用いたセンサ装置のセンサ感度が低下したり、ばらつきが大きくなりやすい。
【００２１】
そこで本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、従来に比べて、ヒータ温度を高精度に制御することができるヒータ温度制御回路、及び、それを用いたセンサ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は、ヒータの温度を制御するヒータ温度制御回路であって、前記ヒータ温度制御回路は、第１回路と第２回路とが並列に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続されるオペアンプと、を含み、前記第１回路は、前記ヒータと抵抗器とが直列に接続され、前記第１回路の中点が、前記オペアンプの一方の入力部に接続されており、前記第２回路からは、前記ブリッジ回路のリファレンス電圧Ｖｒｅｆに、前記ヒータの目標抵抗値Ｒｈと前記抵抗器の抵抗値Ｒ１との分圧比を乗じた出力値Ｖｏｕｔが、前記オペアンプの他方の入力部に入力されることを特徴とする。
【００２３】
本発明では、前記第２回路は、Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサを含み、前記Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサの出力部が、前記オペアンプの他方の入力部に接続されていることが好ましい。
【００２４】
また、本発明では、前記第２回路は、前記Ｄ／Ａコンバータを含み、前記Ｄ／Ａコンバータには、前記分圧比に２ｎ−１（ｎは、前記Ｄ／Ａコンバータのビット数）を乗じたデジタルデータが入力されることが好ましい。
【００２５】
また、本発明は、ヒータの温度を制御するヒータ温度制御回路であって、前記ヒータ温度制御回路は、第１回路と第２回路とが並列に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続されるオペアンプと、を含み、前記第１回路は、前記ヒータを含み、前記第１回路の中点が、前記オペアンプの一方の入力部に接続されており、前記第２回路は、Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサを含み、前記Ｄ／Ａコンバータ、或いは、マルチプレクサの出力部が、前記オペアンプの他方の入力部に接続されていることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明では、前記オペアンプの出力部側に、ローパスフィルタが接続されていることが好ましい。
【００２７】
また、本発明では、前記ブリッジ回路の入力部と、前記ローパスフィルタの出力部との間に、電流増幅用トランジスタが接続されていることが好ましい。
【００２８】
また、本発明におけるセンサ装置は、センサ素子と、上記のいずれかに記載のヒータ温度制御回路と、を有することを特徴とする。
【００２９】
また、本発明では、前記センサ素子は、ガス濃度を検出することが好ましい。
【発明の効果】
【００３０】
本発明のヒータ温度制御装置によれば、従来に比べて、ヒータの温度精度を向上させることができる。また、本発明では、ヒータの設定温度を柔軟に、調整し、また変更できる等、従来のヒータ温度制御装置では実現できない効果を備える。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本実施形態のセンサ装置の一例を示す斜視図である。
【図２】本実施形態のヒータ温度制御回路の最小単位を示す回路図である。
【図３】図２と一部異なる本実施形態のヒータ温度制御回路の最小単位を示す回路図である。
【図４】図２に示すヒータ温度制御回路の応用例を示す回路図である。
【図５】図２に示すヒータ温度制御回路の応用例を示す回路図である。
【図６】従来のヒータ温度制御回路の最小単位を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、本発明の一実施形態（以下、「実施形態」と略記する。）について、詳細に説明する。なお、本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で種々変形して実施することができる。
【００３３】
図１は、本実施形態のセンサ装置の一例を示す斜視図である。図１は、接触燃焼式ガスセンサの一例であり、例えば、水素濃度を検出可能な水素センサである。
【００３４】
図１に示す符号１は、水晶の結晶をエッチングなどで切り出して作製された水晶板（水晶基板）である。符号２は、検出用水晶振動子であり、符号３は、参照用水晶振動子である。
【００３５】
図１に示すように、検出用水晶振動子２には、水晶板１を切り出して形成された水晶面に、水素反応触媒層４が形成されている。水素反応触媒層４は、例えば、白金膜により形成されている。
【００３６】
図１に示すように、参照用水晶振動子３には、水晶板１を切り出して形成された水晶面に、水素非反応層５が形成されている。水素非反応層５は、例えば、金薄膜で形成されている。
【００３７】
なお、図示しないが、水素反応触媒層４、及び、水素非反応層５は、各水晶振動子２、３の両面に形成される。
【００３８】
ところで、水素反応触媒層４としての白金膜が、触媒作用を発揮するためには、所定温度以上に加熱することが必要である。このため、図１に示すように、加熱用の線状のヒータ６が、水素反応触媒層４に隣接して形成されている。
【００３９】
また、図１に示すように、加熱用の線状のヒータ６は、水素非反応層５にも近接して形成されている。
【００４０】
図１では、ヒータ６は、水素反応触媒層４、及び、水素非反応層５の周囲を囲むように形成されるが、これは一例であって、ヒータ６の形状や配置等を限定するものではない。
【００４１】
なお、水素反応触媒層４、及び、水素非反応層５の加熱用としてのヒータ６は、互いに同じ特性を有するように、例えば、同じ材質で形成されることが好ましい。これは、水素反応触媒層４と水素非反応層５の両方を同一条件で加熱し、水素反応触媒層４の発生する熱量を正確に検出するためである。
【００４２】
図１に示す端子９は、検出用水晶振動子２の共振周波数を測定するためにコルピッツ発振回路などの発振回路（図示せず）に接続される。また、その発振回路は周波数測定装置（図示せず）に接続される。
【００４３】
図１に示す水素センサの動作原理について説明する。まず、ヒータ６の端子７，８に給電し、ヒータ６を加熱する。このとき、ヒータ６が所定温度となるように制御される。温度制御は、後述するヒータ温度制御回路で行われる。この給電によって、検出用水晶振動子２と、参照用水晶振動子３は、同一条件で予熱された状態となる。ここで予熱とは、水素反応触媒層４が触媒として機能する温度まで温度を上げることである。
【００４４】
また、端子９をそれぞれ発振回路に接続する。水晶板２，３は厚み滑り振動子として振動し、その固有振動数に応じた周波数信号が発振回路から出力する。発振回路の発振周波数は、周波数測定装置で測定され、検出用水晶振動子２の共振周波数が測定される。
【００４５】
ここで、予熱によって温度が上昇した状態の検出用水晶振動子２、及び、参照用水晶振動子３の共振周波数を測定する。
【００４６】
この状態で、水素を含む空気が流れて来ると、この水素センサの水素反応触媒層４における触媒の作用で、水素が空気中の酸素によって酸化される。この酸化に伴い、酸化熱が発生し、検出用水晶振動子２の温度が予熱温度以上に上昇する。
【００４７】
参照用水晶振動子３には水素非反応層５が形成されており、空気中に水素が含まれていても水素の酸化は行われず、参照用水晶振動子３の温度は、予熱温度のまま維持される。すなわち、検出用水晶振動子２は、水素の酸化熱によって予熱以上の温度になり、一方、参照用水晶振動子３は、予熱温度のままとなる。よって、検出用水晶振動子２の共振周波数は、予熱温度と水素の酸化熱による温度上昇に伴う温度での共振周波数となり、一方、参照用水晶振動子３の共振周波数は、予熱温度での共振周波数となる。
【００４８】
ここで、検出用水晶振動子２の共振周波数と参照用水晶振動子３の共振周波数とを測定し、その差を取ると、予熱によって上昇した温度の要素がなくなり、検出用水晶振動子２が純粋に水素の酸化熱によって受けた影響に伴う周波数変化の要素のみを検出することが可能になる。
【００４９】
このようにして、水素の酸化熱による周波数変化を測定することにより、空気中の水素濃度を測定することができる。
【００５０】
上記した水素センサ等の接触燃焼式ガスセンサは、ヒータ６により１００℃〜３５０℃程度の温度に加熱することで触媒が活性化し、被測定ガスを検出することができる。
【００５１】
センサ感度は、触媒温度により変化するため、ガス濃度の検出精度を高めるには、ヒータ温度を目標温度に維持することが可能なヒータ温度制御回路が必要となる。
【００５２】
そこで本発明者らは、鋭意検討を重ねた結果、ブリッジ回路に使用する抵抗器の数を削減することで、ヒータの目標温度に対する誤差を低減でき、従来に比べて、高精度なヒータ温度制御回路を開発するに至った。以下、本実施形態のヒータ温度制御回路について詳述する。
【００５３】
図２は、本実施形態のヒータ温度制御回路の最小単位を示す回路図である。図２に示すように、本実施形態のヒータ温度制御回路１０は、ブリッジ回路１１と、ブリッジ回路１１に接続される駆動用のオペアンプ１２とを、有して構成される。
【００５４】
図２に示すように、ブリッジ回路１１は、入力部１１ａと、接地部１１ｂとの間に、第１回路１１ｃと第２回路１１ｄとが並列に接続されている。
【００５５】
図２に示すように、第１回路１１ｃには、抵抗器１３と、ヒータ６とが直列に接続されている。抵抗器１３は、例えば、固定抵抗器である。図１に示すように、第１回路１１ｃの中点（出力部）１１ｅが、オペアンプ１２の反転入力端子（Ｖｉｎ−端子）１２ａに接続されている。
【００５６】
図２に示すように、第２回路１１ｄには、Ｄ／Ａコンバータ（デジタル／アナログコンバータ）１５が接続されている。そして、Ｄ／Ａコンバータ１５の出力部１５ａが、オペアンプ１２の非反転入力端子（Ｖｉｎ＋端子）１２ｂに接続されている。なお、ここで使用するＤ／Ａコンバータは、リファレンス電圧の外部入力端子Ｖｒｅｆを有するものである。
【００５７】
本実施形態では、図６に示す従来のヒータ温度制御回路（最小単位）と比較して明らかなように、ブリッジ回路１１から抵抗器１０２、１０３（図６参照）を削除し、その代わりに、Ｄ／Ａコンバータ１５を第２回路１１ｄに接続している。このように、本実施形態では、ブリッジ回路に使用する抵抗器の数は一つのみであり、抵抗器数を最小にすることが可能である。
【００５８】
図２に示す本実施形態のヒータ温度制御回路の平衡条件は、以下の式（５）で示される。
【００５９】
【数５】
2019101645.tif 000007
【００６０】
ここで、Ｖｏｕｔは、Ｄ／Ａコンバータ１５の出力値である。Ｖｒｅｆは、入力部１１ａに印加されるリファレンス電圧である。Ｒｈは、ヒータ６の目標抵抗値である。Ｒ１は、抵抗器１３の抵抗値である。
【００６１】
図２に示すヒータ温度制御回路１０の動作原理について説明する。オペアンプ１２へは、Ｄ／Ａコンバータ１５からの電圧出力（出力値Ｖｏｕｔ）が入力される。一方、第１回路１１ｃの中点１１ｅからは、抵抗値Ｒ１とヒータ６の抵抗値との分圧比に基づく出力が入力される。したがって、オペアンプ１２から差動出力が得られ、その差動出力に応じて、ヒータ６へ流れる電流量が変動する。なお、電流は、ほとんど第１回路１１ｃ側に流れる。ヒータ６に電流が流れることで、ヒータ温度が上昇し、それに伴い、ヒータ６の抵抗値も上昇する。いずれヒータ６が目標温度に到達したら、目標抵抗値Ｒｈとなり、オペアンプ１２の出力電圧の上昇は停止する。外気温の変動や風などの外乱により、ヒータの温度が変動した場合は、それに応じてオペアンプの出力電圧が変化し、ヒータの放熱とバランスする電圧値で安定する。
【００６２】
上記の式（５）を変形し、ヒータ６の目標抵抗値Ｒｈの式に直すと以下の式（６）のようになる。
【００６３】
【数６】
2019101645.tif 000008
【００６４】
ここで、ブリッジ回路１１に設けられた抵抗器１３の抵抗値許容誤差及び抵抗温度係数（ＴＣＲ）を加味すると、上記の式（６）は、以下の式（７）のように変形することができる。
【００６５】
【数７】
2019101645.tif 000009
【００６６】
さて、本実施形態では、Ｄ／Ａコンバータ１５のデジタルデータ入力端子１５ｂから、以下の式（８）に示すデジタルデータ（ＤＡＴＡ）が入力される。
【００６７】
ＤＡＴＡ＝｛Ｒｈ／（Ｒ１＋Ｒｈ）｝×（２ｎ-1）  （８）
ｎは、Ｄ／Ａコンバータのビット数である。
【００６８】
上記の式（８）に示す２ｎ−１は、デジタルデータのフルスケールである。したがって、このフルスケールに、分圧比｛Ｒｈ／（Ｒ１＋Ｒｈ）｝を乗算することで、フルスケールデータを分圧比に応じたデジタルデータに変換することができる。なお、ビット数ｎを限定するものではないが、８ビット〜２４ビットのものであれば、安価に入手可能である。
【００６９】
デジタルデータは、汎用マイコンなどを用いることで、外部から書き込むことが可能である。したがって、デジタルデータを任意に設定及び変更することが可能である。通信方式としては、Ｉ２ＣやＳＰＩなどのシリアルデータを取り扱うシリアル方式や、パラレルデータを取り扱うパラレル方式があり、特に、通信方式を限定するものではない。
【００７０】
目標抵抗値Ｒｈ及び固定抵抗Ｒ１は、例えば、メーカのカタログ値から得ることができる。これら抵抗値を適宜設定し、デジタルデータを書き込む。図２に示すように、Ｄ／Ａコンバータ１５には、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力されており、したがって、上記の式（５）より、出力値Ｖｏｕｔを得ることができ、オペアンプ１２に入力される。
【００７１】
ここで、本実施形態の目標抵抗値Ｒｈについて考察すると、ブリッジ回路１１の平衡条件から得られる目標抵抗値Ｒｈは、上記の式（７）であるが、式（７）から明らかなように、本実施形態では、従来回路における抵抗器１０２、１０３の誤差の影響を無くすことができる。
【００７２】
また、Ｄ／Ａコンバータ１５の確度は、ビット数と誤差の仕様値で考えることができる。例えば、１６ビットで、±数ＬＳＢの誤差を有するＤ／Ａコンバータ１５であれば、数十ｐｐｍ（１０−５）の確度を得ることができる。
【００７３】
このため、本実施形態のように、抵抗器１０２、１０３（図６参照）に代えて、Ｄ／Ａコンバータ１５を用いることで、式（７）にて得られる目標抵抗値Ｒｈの誤差を小さくすることができる。
【００７４】
したがって、本実施形態では、従来に比べて、ヒータ６の温度精度を向上させることができる。なお、ヒータ温度の計算式は、上述の式（４）と同じであるため、割愛する。
【００７５】
次に、ヒータの温度誤差について白金ヒータを具体例として説明する。まず、図６に示す従来のヒータ温度制御回路での誤差を求めた。ヒータの目標抵抗値Ｒｈ＝５０Ω、ＴＣＲ＝＋３９００ｐｐｍ／℃（純白金）に対して、抵抗器１０１、１０２、１０３に汎用抵抗器を用いた場合、許容誤差±５％、ＴＣＲ＝±１００ｐｐｍ／℃として計算した。その結果、許容誤差によるヒータの抵抗偏差は最大８Ωであり、温度換算すると４１℃であった。すなわち、従来のヒータ温度制御回路では、最大で４１℃もの温度誤差が生じる結果になった。なお、以下の表１に、計算に使用した抵抗器の物性を示す。
【００７６】
【表１】
2019101645.tif 000010
【００７７】
なお、表１に示す抵抗器の物性値は、一般に市販されている汎用品のカタログ値である。
【００７８】
また、２０℃±６０℃の温度変化を加えて試算すると、許容誤差と抵抗温度係数ＴＣＲの二つの誤差によるヒータの抵抗偏差は最大で９Ωであり、温度換算すると４７℃の誤差が生じた。なお、計算結果からわかるように、温度誤差においては、抵抗値許容誤差の影響が支配的であることがわかる。
【００７９】
また、別の例として、高精度の抵抗器（許容誤差：±０．１％、ＴＣＲ＝±２５ｐｐｍ／℃）を使用した場合、許容誤差によるヒータの抵抗偏差は最大で０．４Ωであり、温度換算すると１．９℃の誤差が生じた。高精度の抵抗器を用いれば、幾分、ヒータの温度精度を改善できているが、まだ不十分である。なお、以下の表２に、計算に使用した高精度の抵抗器の物性を示す。
【００８０】
【表２】
2019101645.tif 000011
【００８１】
なお、表２に示す抵抗器の物性値は、市販品の中で精度の高い製品のカタログ値である。
【００８２】
また、温度調節用として抵抗器（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の何れか、または複数）に、可変抵抗器（ボリューム）を使用すると、逆に、抵抗値精度が悪化し、温度誤差も大きくなることがわかった。更に、マイクロヒータの材料としてよく用いられる薄膜金属ヒータ等の抵抗温度係数ＴＣＲが白金バルク値よりも小さなヒータの場合、白金バルク値との抵抗温度係数の比に比例して、倍々に温度偏差が大きくなることがわかった。
【００８３】
これに対して、本実施形態では、例えば、１６ビットのＤ／Ａコンバータ１５で、Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ（微分非直線性）が、±１ＬＳＢの素子を回路に組み込んだ場合、精度としては、約３０ｐｐｍ（０．０３％）程度の誤差しか生じず、従来のヒータ温度制御回路のように抵抗器１０２、１０３（図６参照）を使用した場合よりも、一桁以上の精度改善が可能であるとわかった。これにより、本実施形態の許容誤差によるヒータの抵抗偏差は最大で０．１６Ωであり、温度換算すると０．８℃であり、このように、温度の誤差を±１℃以下に低減できるとわかった。
【００８４】
図３の実施形態では、図２に対して、ヒータ６と抵抗器１３の位置を入れ替えている。なお、図３に示すように、オペアンプ１２の反転入力端子１２ａと非反転入力端子１２ｂが図２とは逆になる。また、図３におけるヒータ温度制御回路での平衡条件は、以下の式（９）により求めることができる。
【００８５】
【数８】
2019101645.tif 000012
【００８６】
図３のように、ヒータ６と抵抗器１３の位置を入れ替えても、図２と同様に動作可能であり、ヒータ温度を高精度に維持することができる。
【００８７】
ところで、Ｄ／Ａコンバータを用いたヒータ温度制御回路では、Ｄ／Ａコンバータ１５からの出力の初期状態によっては、正帰還による問題が生じる。即ち、Ｄ／Ａコンバータ１５の出力の初期値が０Ｖである場合、デジタルデータ（ＤＡＴＡ）が書き込まれるまでの間に、オペアンプ１２の出力が低下する方向へ動作し、オペアンプ１２からの出力が０Ｖになった時点で回路全体が動かなくなるという問題が生じる。
【００８８】
このため、オペアンプ１２の出力が０Ｖにならないように、例えば、オペアンプ１２の入力段に工夫を施すことが必要とされる。具体的には、オペアンプ１２の非反転入力端子（Ｖｉｎ＋端子）に、一時的に正電圧を印加したり、オペアンプ１２の反転入力端子（Ｖｉｎ−端子）に、一時的に負電圧を印加したり、或いは、Ｄ／Ａコンバータ１５のＶｒｅｆ端子に、一時的に正電圧を印加し、オペアンプ１２の出力が０Ｖにならないように調節する。上記に挙げた構成は一例であって、これらに限定されるものではない。
【００８９】
また、図２や図３に示した最小構成のヒータ温度制御回路１０では、制御系にヒータ６の時定数という遅れ要素が入っている。このため、出力信号の位相が１８０°回ると、オペアンプ１２が異常発振するという問題が生じる。例えば、負帰還制御系で位相が１８０°回る周波数で、ループゲインが１より大きい場合に、フィードバック制御系ヒータの時定数に応じた周波数での発振条件が成立し、異常発振が生じる。
【００９０】
そこで、本実施形態では、図４に示す応用例に示すように、オペアンプ１２の出力段に、異常発振防止用のローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０を接続した。また、図４では、オペアンプ１２に帰還抵抗２１を付与した。これにより、ヒータ温度制御回路１０の応答周波数を、ヒータ６の時定数よりも遅くすることでループゲインを１以下に小さくすることができる。これにより、異常発振を抑制することができる。
【００９１】
なお、ヒータ温度制御回路１０の応答速度が遅くなると、ヒータ６が目標温度に達するまでの加熱時間が遅くなったり、外気温の変動に対する追従性が悪化しやすい。そこで、高次フィルタや、アクティブフィルタなど減衰率の大きいローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０を使用することで、ループゲインが１以下となる条件を満足する範囲を広げることができ、ヒータ温度制御回路１０の応答速度を最大化することができる。
【００９２】
ただし、応答性を重視しない場合は、ローパスフィルタ２０に、一次フィルタを使用することで、最小の素子数で回路を実現できる。図５は、図４の回路構成から、更に、電流増幅用のトランジスタを追加した応用例である。図５に示すように、電流増幅用のトランジスタ２２を、ブリッジ回路の入力部１１ａとローパスフィルタ２０の出力部２０ａとの間に接続する。これにより、ブリッジ回路１１の第１回路１１ｃへの電流を増幅でき、すなわち、ヒータ６に流す電流量を大きくでき、消費電力の大きなヒータでも駆動することができる。
【００９３】
本実施形態のヒータ温度制御回路１０では、ブリッジ回路１１の第２回路１１ｄからオペアンプ１２への出力値Ｖｏｕｔは、ブリッジ回路１１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆに、ヒータの目標抵抗値Ｒｈと抵抗値Ｒ１との分圧比を乗じた値、すなわち、Ｖｒｅｆ×｛Ｒｈ／（Ｒｈ＋Ｒ１）｝、或いは、Ｖｒｅｆ×｛Ｒ１／（Ｒｈ＋Ｒ１）｝として制御される。
【００９４】
上記した出力値Ｖｏｕｔは、Ｄ／Ａコンバータ１５以外にマルチプレクサを用いてアナログ的に処理してもよい。
【００９５】
本実施形態におけるヒータ温度制御回路１０を用いたことの効果について説明する。まず、第一に、ヒータ６の温度精度を従来よりも高めることができる。第二に、ヒータ６の温度設定を柔軟に調整及び、変更することができる。すなわち、Ｄ／Ａコンバータ１５を用いたヒータ温度制御回路１０では、固定抵抗器或いは半固定抵抗器によるブリッジ回路では実現できない、ヒータ加熱中での設定温度変更を自由にすることができる。
【００９６】
例えば、センサ装置の運転中に、ヒータ６の温度を切り替えて複数のガスを検出したり、ヒータ６を常温から徐々に加熱することで、センサ素子への熱応力を緩和することができる。また、一時的に本来の設定温度よりも高温に設定し、ヒータ温度の立ち上がり速度が高速となるように調節することも出来る。
【００９７】
ただし、ヒータ６と抵抗器１３による電圧降下、すなわちリファレンス電圧Ｖｒｅｆがオペアンプ１２の最大出力電圧を越えない範囲に制限される。
【００９８】
なお、従来のブリッジ回路によるヒータ温度制御回路においても、ボリュームによって抵抗値を合わせ込み、抵抗値精度を一時的に高めることは可能であるが、振動やバックラッシュによる抵抗値のドリフトを避けることはできない。また、抵抗温度係数（ＴＣＲ）が高精度抵抗器（表２参照）と比べて大きい。このため、このような構成のものに比べても、本実施形態のヒータ温度制御回路１０は、より効果的に、ヒータの温度精度を高めることができる。
【００９９】
また、従来においては、ヒータに流れる電流をシャント抵抗（電流検出用抵抗）で検出し、印加電圧をダイナミックに制御する方法も使用されるが、１Ｗ以下のマイクロヒータにおいては、シャント抵抗の抵抗値による誤差の影響が大きい。したがって、このような構成のものに比べても、本実施形態のヒータ温度制御回路は、より効果的に、ヒータの温度精度を高めることができる。
【０１００】
また、シャント抵抗を使用した制御回路において電圧制御用に使用する制御マイコンは、ＰＩＤ制御などのリアルタイムでの処理が必要となるため、ＣＰＵを占有する。これに対して、本実施形態では、起動時に、Ｄ／Ａコンバータ１５へのデジタルデータの書き込み、あるいはマルチプレクサへの分圧比制御を一度行えば、後は回路が独立して制御するため、マイコンの負担が極めて軽微である。
【０１０１】
なお、本実施形態のヒータ温度制御回路は、図１に示す水素センサ等の接触燃焼式ガスセンサのみならず、酸化物半導体式ガスセンサ、或いは、流量センサ等の熱式センサなどマイクロヒータを搭載した各種センサ・デバイスの温度制御用に適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
本発明のヒータ温度制御回路によれば、ヒータ温度精度を向上させることができるため、接触燃焼式ガスセンサや、酸化物半導体式ガスセンサ、またガスセンサに限らず、ヒータを有するＭＥＭＳセンサ等、センサ精度が求められる様々なデバイスに適用することができる。
【符号の説明】
【０１０３】
１        ：水晶板
２        ：検出用水晶振動子
３        ：参照用水晶振動子
４        ：水素反応触媒層
５        ：水素非反応層
６        ：ヒータ
１０      ：ヒータ温度制御回路
１１      ：ブリッジ回路
１１ａ    ：入力部
１１ｂ    ：接地部
１１ｃ    ：第１回路
１１ｄ    ：第２回路
１１ｅ    ：中点
１２      ：オペアンプ
１２ａ    ：反転入力端子
１２ｂ    ：非反転入力端子
１３      ：抵抗器
１５      ：Ｄ／Ａコンバータ
１５ａ    ：出力部
１５ｂ    ：デジタルデータ入力端子
２０      ：ローパスフィルタ
２０ａ    ：出力部
２１      ：帰還抵抗
２２      ：トランジスタ
Ｒ１      ：抵抗値
Ｒｈ      ：目標抵抗値
Ｖｏｕｔ  ：出力値
Ｖｒｅｆ  ：外部リファレンス電圧
【図１】
2019101645.tif 000013
【図２】
2019101645.tif 000014
【図３】
2019101645.tif 000015
【図４】
2019101645.tif 000016
【図５】
2019101645.tif 000017
【図６】
2019101645.tif 000018