(57)【要約】【課題】  温度に対する依存性を減らすことによって測定デバイスの精度を向上させる。【解決手段】  物理的パラメーターを測定する電子測定デバイス（３２）は、２つのキャパシタンス（Ｃ１、Ｃ２）によって形成される差動アナログセンサー（４）と、反転している２つの電気的励起信号を差動アナログセンサーに与えるように構成している差動アナログセンサーの励起回路（３６）と、センサーの値から決められる関数であるアナログ電圧（Ｖout）を発生させる測定回路（８）と、及び自身の電気的励起信号（１８）によって励起される補償キャパシタンス（ＣOS2）によって形成されておりセンサーの可能性のあるオフセットを補償する補償回路（１０）とを有する。励起回路は、補償回路の付加的なキャパシタンス（Ｃcomp）に、少なくとも補償キャパシタンスを有する測定デバイスの電気アセンブリーの温度のドリフトを補償するように所定の比例因子で絶対温度に線形依存する自身の電気的励起信号（３８）を与えるように構成している。【選択図】  図５
2019101043.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
物理的パラメーターを測定する電子測定デバイス（２２、３２）であって、
前記物理的パラメーターに応じて値が変わる受動性差動電気部品（Ｃ１、Ｃ２）によって形成されるアナログセンサー（４）と、
前記受動性差動電気部品に少なくとも１つの第１の電気的励起信号（１６，１７）を与えるように構成している前記アナログセンサーの励起回路（２６、３６）と、
当該測定回路を形成する帰還ループ（１４）に接続されており、その出力において前記受動性差動電気部品の前記値の特定の関数である出力電圧（Ｖout）を発生させるように設けられている増幅器（１２）を有する測定回路（８）と、及び
第１の受動性電気部品（ＣOS1、ＣOS2）によって形成されており、前記受動性差動電気部品のオフセットを補償する補償回路（１０）と
を有し、
前記励起回路は、この第１の受動性電気部品に、第２の電気的励起信号（２８、１８）を与えるように構成しており、
前記励起回路は、前記補償回路の電気部品（ＣOS1、Ｃcomp）に、所定の比例因子で絶対温度に対するアフィン依存性又は線形従属性がある電気的励起信号を与えるように構成しており、
前記比例因子は、前記補償回路の少なくとも前記第１の受動性電気部品を有する前記電子測定デバイスの電気的アセンブリーの温度のドリフトを補償するように選択される
電子測定デバイス。
【請求項２】
前記電気的アセンブリーは、さらに、前記受動性差動電気部品（Ｃ１、Ｃ２）を有する
請求項１に記載の電子測定デバイス。
【請求項３】
前記補償回路の前記電気部品は、前記第１の受動性電気部品（ＣOS1）であり、
前記電気的励起信号は、前記第２の電気的励起信号であり、
前記第２の電気的励起信号（２８）は、絶対温度のアフィン関数である振幅を有する
請求項１又は２に記載の電子測定デバイス。
【請求項４】
前記補償回路の前記電気部品は、第２の受動性電気部品（Ｃcomp）であり、
前記電気的励起信号は、第３の電気的励起信号（３８）であり、
前記電気的励起信号の振幅は、実質的に、絶対温度の線形関数であり、
前記第１の受動性電気部品（ＣOS2）のために意図された前記第２の電気的励起信号（１８）は、一定な振幅信号である
請求項１又は２に記載の電子測定デバイス。
【請求項５】
前記受動性差動電気部品は、並列に構成している第１のキャパシタンス（Ｃ１）と第２のキャパシタンス（Ｃ２）によって形成されており、
前記第１の電気的励起信号（１６）は、前記第１のキャパシタンスのために意図されており、かつ、前記第１の電気的励起信号に対して反転しており前記励起回路によって生成されることができる第３の電気信号（１７）が前記第２のキャパシタンスに供給される
請求項３に記載の電子測定デバイス。
【請求項６】
前記第１及び第２のキャパシタンスには、前記帰還ループ（１４）及び前記増幅器（１２）の第１の入力に接続される共通端子（ＢＣ）があり、
この増幅器には、基準電圧、特に、接地電圧（ＶGnd）、を受ける第２の入力があり、
この基準電圧は、前記増幅器と前記帰還ループによって前記共通端子に与えられ、
前記帰還ループには、前記増幅器の前記出力電圧（Ｖout）の前記値を決める基準キャパシタンス（ＣRef）があり、
この値は、前記物理的パラメーターの前記値に実質的に比例する
請求項５に記載の電子測定デバイス。
【請求項７】
前記第１の受動性電気部品は、前記オフセット及び前記電気的アセンブリーの温度のドリフトを補償するプログラム可能なキャパシタンス（ＣOS1）であり、
このプログラム可能なキャパシタンスには、前記増幅器の前記第１の入力に接続された端子がある
請求項６に記載の電子測定デバイス。
【請求項８】
前記受動性差動電気部品は、並列に構成している第１のキャパシタンス（Ｃ１）と第２のキャパシタンス（Ｃ２）によって形成されており、
前記第１の電気的励起信号（１６）は、前記第１のキャパシタンスのために意図されており、
前記第１の電気的励起信号に対して反転しており前記励起回路によって生成されることができる第４の電気信号（１７）が、前記第２のキャパシタンスのために意図されている
請求項４に記載の電子測定デバイス。
【請求項９】
前記第１及び第２のキャパシタンスには、前記帰還ループ（１４）及び前記増幅器（１２）の第１の入力に接続される共通端子（ＢＣ）があり、
この増幅器には、基準電圧、特に、接地電圧（ＶGnd）、を受ける第２の入力があり、
この基準電圧は、前記増幅器と前記帰還ループによって前記共通端子に与えられ、
前記帰還ループは、前記増幅器の前記出力電圧（Ｖout）の前記値を決める基準キャパシタンス（ＣRef）を有し、
この値は、前記物理的パラメーターの値に実質的に比例する
請求項８に記載の電子測定デバイス。
【請求項１０】
前記第１の受動性電気部品は、前記増幅器の前記第１の入力に接続される端子によってオフセットを補償するプログラム可能なキャパシタンス（ＣOS2）であり、
前記第２の受動性電気部品（Ｃcomp）は、前記電気的アセンブリーの温度のドリフトを補償するキャパシタンスである
請求項９に記載の電子測定デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、物理的パラメーター、特に、容量性タイプの加速度計、を測定する電子デバイスの分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
添付の図１を参照しながら、市販されているような物理的パラメーターを測定する電子デバイスについて説明する。この測定デバイス２は、アナログセンサー４と、アナログセンサー励起回路６と、測定回路８と、及び補償回路１０とを有する。
−  前記アナログセンサー４は、実質的に同じ値を有する２つのキャパシタンスＣ１及びＣ２によって形成される受動性差動電気部品を有する。前記電気部品の出力において２つのキャパシタンスの共通端子ＢＣに供給される電気的値は、検出された物理的パラメーター、特に、加速度、に応じて変わる。
−  前記アナログセンサーの励起回路６は、前記受動性差動電気部品に、２つの反転した電気的励起信号１６及び１７を供給する。この電気的励起信号１６及び１７はそれぞれ、前記２つのキャパシタンスに周期的に与えられて、物理的パラメーターの順次的な測定が行われる。
−  前記測定回路８は、増幅器１２を有し、この増幅器１２は、この測定回路を形成する帰還ループ１４に接続されており、出力において、前記受動性差動電気部品の値から、好ましくは比例するように、決められる関数である電圧Ｖoutを発生させる。
−  前記補償回路１０は、前記アナログセンサー４の可能性のあるオフセットを補償する。この補償回路１０は、前記励起回路６によって励起される補償キャパシタンスＣOSによって形成されており、前記励起回路６は、前記補償キャパシタンスＣOSにおいて電気的励起信号１８を供給する。
【０００３】
電気的励起信号１６、１７及び１８は、電源の下側／低い電圧ＶSSと、この電源（供給電圧を定めるＶDD）の上側／高い電圧ＶDDの間で遷移する。これらの遷移はそれぞれ、入力Ｅ１、Ｅ２及びＥ３に与えられる。より正確には、信号１７がＶDDからＶSSへの遷移をするときに、信号１６は、同時にＶSSからＶDDへと遷移する。したがって、前記２つのキャパシタンスＣ１及びＣ２の共通端子ＢＣにおいて発生する電気信号は、これらの２つのキャパシタンスの各値の差に比例する、すなわち、−ＣMEMSに比例する、可変成分がある（ここで、ＣMEMS＝Ｃ２−Ｃ１）。
【０００４】
標準的な技術を用いて製造されたＭＥＭＳタイプのセンサー、特に、差動キャパシタンスセンサー、においては、オフセットのばらつきがかなり広いことが知られている。したがって、プログラム可能なオフセットを補償するキャパシタンスＣOSを設けることが行われている。一般的には、電子測定デバイスのテスト時に、このプログラミングが行われる。前記オフセットが負である場合、すなわち、検出された物理的パラメーターがゼロ値（例えば、加速度計においてゼロ加速度）であるときにＣMEMSが負の値である場合、前記電気的励起信号１８は下降する遷移を行うように選択される。反対に、前記オフセットが正である場合、図１に示しているように、信号１８は、ＶDDがＶSSの方へと増加する遷移を行うように選択される。
【０００５】
キャパシタンスＣOSは、センサー４において同時に、ＶSSとＶDDの間の遷移を行う電気的励起信号１８を受ける。帰還ループ１４にあるノードＮ１及びＮ２が、増幅器１２とこの帰還ループによって基準電圧ＶGndに維持されるので、帰還ループ１４にある基準キャパシタンスＣRefの電圧は可変となり、その値は、センサー４によって発生する電圧と補償回路によって発生する電圧の和に比例する。したがって、キャパシタンスＣRefの電圧は、ＣMEMS−ＣOSに比例する。基準キャパシタンスＣRefの電圧は、前記のようにＣMEMS―ＣOSに比例するアナログ出力電圧Ｖoutを定め、このアナログ出力電圧Ｖoutは、同様に、センサーのオフセットが前記補償回路によって完全に修正される範囲内で測定される物理的パラメーターに比例する。測定回路８は、出力において、アナログ／デジタル変換器ＡＤＣによってデジタル測定信号Ｓdigを供給する。このデジタル測定信号Ｓdigは、測定された物理的パラメーターに理論上比例する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、製造コストを比較的小さく維持しつつ、温度に対する依存性を減らすことによって上記の従来技術の測定デバイスの精度を向上させることを目的とする。
【０００７】
上記の差動センサーは、温度に対する特定の依存性を有することができるが、特に、このキャパシタンスを作るために通常の一般的な技術が密接に用いられる場合、温度依存性が測定信号における温度の最も大きなドリフトを発生させる要素が、オフセットを補償するためのキャパシタンスＣOSであることを我々は見いだした。なお、温度の関数としてのキャパシタンスの値ＣOSの変化は、測定回路の製造技術、特に、全体として励起回路と同じ１つの集積回路を一緒に形成する補償回路、に依存する。したがって、本発明の範囲内において、第１に、キャパシタンスＣOSの温度のドリフトを補償しようとしたが、本発明によって、センサーの温度における可能性のあるドリフトを考慮に入れることもできる。このことは、非常に有利である。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
このために、本発明は、物理的パラメーターを測定する電子デバイスに関し、
前記物理的パラメーターに応じて値が変わる受動性差動電気部品によって形成されるアナログセンサーと、
前記受動性差動電気部品に少なくとも１つの第１の電気的励起信号を与えるように構成している前記アナログセンサーの励起回路と、
当該測定回路を形成する帰還ループに接続されており出力において前記受動性差動電気部品の前記値の特定の関数である電圧を発生させるように設けられている増幅器を有する測定回路と、及び
第１の受動性電気部品によって形成されており前記受動性差動電気部品のオフセットを補償する補償回路と
を有する。この電子デバイスにおいて、前記励起回路は、この第１の受動性電気部品に、第２の電気的励起信号を与えるように構成しており、前記励起回路は、前記補償回路の電気部品に、所定の比例因子で絶対温度に対するアフィン依存性又は線形従属性がある電気的励起信号を与えるように構成しており、前記比例因子は、少なくとも前記第１の受動性電気部品を有する前記測定デバイスの電気的アセンブリーの温度のドリフトを補償するように選択される。
【０００９】
有利な実施形態において、前記電気的アセンブリーは、さらに、前記センサーを形成する前記受動性差動電気部品を有する。
【００１０】
第１の実施形態において、温度のドリフトが補償される前記補償回路の電気部品は、前記第１の受動性電気部品であり、前記電気的励起信号は、前記第２の電気的励起信号である。本発明によると、前記第２の電気的励起信号は、絶対温度のアフィン関数である値／振幅を有する。
【００１１】
第２の実施形態において、温度のドリフトが補償される前記補償回路の電気部品は、前記補償回路に組み入れられる第２の受動性電気部品である。この第２の電気部品に与えられる電気的励起信号は、第３の電気的励起信号であり、その振幅は、実質的に絶対温度の線形関数であり、第１の受動性電気部品に供給される第２の電気的励起信号は、一定な振幅信号である。
【００１２】
本発明に係る電子測定デバイスには、いくつかの利点がある。具体的には、本発明は、容易に製造可能な電気的要素を用いたアナログタイプの補償を提案するという点で有利である。具体的には、全体的に測定回路と同じ技術で補償回路を製造することができる。実際に、当業者は、まず、オフセット用補償キャパシタンスを作るように、特に、ＭｉＭ技術を用いることによって、測定回路の製造技術のレベルで温度のドリフトを修正することを考えるであろう。しかし、このような手法は高コストである。当業者が思い浮かぶかもしれない別の手法として、信号Ｓdigを受ける論理回路において修正を実装するものがある。しかし、このような手法には、とりわけ、アナログ測定回路が経験する温度を決めるという問題がある。
【００１３】
他方、本発明に係る手法は、あまりコストがかからず、論理回路に温度信号を供給する温度センサーを必要としない。この目的のために、温度のドリフトの補償が、励起回路によって発生する可変電圧によって行われる。この励起回路は、例えば、当業者に知られている絶対温度に比例する電流源を有する。この電流源によって、オフセット用補償部品（第１の実施形態）又はオフセット用補償部品の温度のドリフトの補償のために専用の付加的な部品（第２の実施形態）のいずれかに与えられる絶対温度に同様に比例する特定の電圧を発生させることができる。
【００１４】
以下、図面を参照しながら例を用いて本発明について詳細に説明する。なお、これに限定されない。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】既に説明しており、従来技術の差動キャパシタンスタイプの物理的パラメーターを測定するデバイスの電子図である。このデバイスは、特に、加速度計として、用いられる。
【図２】本発明に係る第１の実施形態についての電子図である。
【図３】温度のドリフトを修正するように補償回路のキャパシタンスに与えられる電圧ＶPTATのグラフである。
【図４】電圧ＶPTATを発生させてこの電圧と温度の間の比例係数を変えることを可能にする回路の電気図である。
【図５】本発明に係る第２の実施形態についての電子図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図２〜４を参照しながら、物理的パラメーターを測定する電子デバイス、特に、加速度計、の第１の実施形態について説明する。
【００１７】
上記の従来技術の測定デバイスのように、測定デバイス２２は、アナログセンサー４と、アナログセンサー励起回路２６と、測定回路８と、及び補償回路１０とを有する。
−  前記アナログセンサー４は、差動キャパシタンス、すなわち、１対のキャパシタンスＣ１及びＣ２、によって形成される。これらは、並列に構成しており同じ値を有し、これらの２つのキャパシタンスは、２つの入力Ｅ１及びＥ２にそれぞれ与えられる反転信号１６、１７によって励起され、これによって、２つのキャパシタンスによって発生し関心事の物理的パラメーターに応じて値が変わる２つの対応する電気信号どうしの差に対応する電気信号を共通出力端子ＢＣに供給する。
−  前記アナログセンサー励起回路２６は、差動キャパシタンスＣ２−Ｃ１の２つの入力Ｅ１及びＥ２に、２つの電気的励起信号１６、１７を供給する。
−  前記測定回路８は、増幅器１２を有し、この測定回路を形成する帰還ループ１４に接続され、出力において、アナログセンサー４によって供給される電気信号の値から決められた関数である電圧Ｖoutを発生させる。
−  前記補償回路１０は、アナログセンサーのオフセットを補償し、励起回路２６によって励起される補償キャパシタンスＣOS1によって形成される。
【００１８】
前記の２つのキャパシタンスＣ１及びＣ２には、それらの共通端子ＢＣがあり、この共通端子ＢＣは、帰還ループ１４に接続しており、この帰還ループ１４を介して増幅器１２の第１の入力に接続している。この増幅器１２には、基準電圧ＶGnd（接地電圧）を受ける第２の入力がある。この増幅器１２は、共通端子ＢＣにおいて基準電圧を維持する。前記のように、帰還ループ１４には、増幅器１２の出力電圧Ｖoutの値を決める基準キャパシタンスＣRefがあり、この電圧Ｖoutは、センサー４から第１の電気信号を受け補償回路１０から第２の電気信号を受ける測定回路８によって作られるアナログ測定信号を定める。そして、このアナログ測定信号がＡＤＣコンバーターに供給され、このＡＤＣコンバーターは、そのアナログ測定信号をデジタル信号Ｓdigに変換する。プログラム可能なキャパシタンスＣOS1には、補償回路の出力端子を形成する端子があり、これは、前記増幅器１２の前記第１の入力に接続され、したがって、同様に、帰還ループ１４に接続される。より正確には、補償回路の出力端子は、帰還ループのノードＮ１に直接接続され、一方で、センサー４の共通端子ＢＣは、この帰還ループのノードＮ２に直接接続され、これらのノードＮ１及びＮ２は、好ましくは、図２に示しているように互いに直接接続され、同じ１つのノードを電気的に形成する。
【００１９】
本発明によると、励起回路２６は、最大振幅（ＶSSからＶDDまで及びその逆の電圧遷移）を有する２つの電気信号１６及び１７をアナログセンサー４に供給し、そして、下側供給電圧ＶSSと可変電圧ＶINの間の電圧遷移を行う電気的励起信号２８を補償キャパシタンスＣOS1の入力端子Ｅ３に供給することができるように構成しており、この電気的励起信号２８は、絶対温度に対してアフィン依存性を有している。すなわち、電気的励起信号２８は、絶対温度のアフィン関数である値／振幅を有する。
【００２０】
温度に応じて変化する電圧ＶINの成分は、少なくとも前記補償キャパシタンスＣOS1を有する測定デバイス２２の電気的アセンブリーの温度のドリフトを補償するように選択される所定の比例因子を有する。有利な実施形態において、温度補償される電気的アセンブリーは、さらに、差動センサー４を有する。
【００２１】
信号ＶINの一定な成分は、アナログセンサー４のオフセットが特定の温度、例えば、２５℃、において補償されるように設けられる。オフセットを正確に補償する可能性のある形態が２つある。すなわち、固定値の補償キャパシタンスＣOS1があるようにしてこのキャパシタンスの電気的励起信号の一定な成分を調整するか、又は、固定値、例えば、ＶDDの９０％、を用いてキャパシタンスＣOS1の電気的励起信号の一定な成分があるようにし、キャパシタンスＣOS1をプログラム可能なようにするかである。
【００２２】
電圧ＶINの可変成分ＶPTATは、絶対温度に比例するようにされる。図３には、典型的な場合において摂氏の度［℃］で表現される温度目盛上のアフィン関数３０を示している。電圧ＶPTATは、２５℃において約３８ｍＶであり、これは、１２５℃の温度変化（−４０℃〜８５℃）に対して、約１６ｍＶ、正の勾配で変化する。ここでの正の勾配は、温度の関数としての自身の電気値の依存性に対して補償キャパシタンスの負の係数を補償する役割を果たす。この例において、電圧ＶPTATは、一定な成分の増加をもたらし、このために、最も高い利用可能な電圧である供給電圧ＶDDよりも低いようにされる。例えば、ＶDD＝１ボルト、ＶIN＝０．９ボルト＋ＶPTATである。対照的に、キャパシタンスＣOS1の温度に対する依存性が正である場合、ＶPTATは、勾配が負である負の値にされる。この後者の場合に、電圧ＶINの一定な成分のために供給電圧ＶDDを選ぶことができ、この場合、可変成分は負であり、したがって、前記一定な成分を減らすようになる。なお、所与のセンサーにおいて、キャパシタンスＣOS1の値は、図１の従来技術において設けられているキャパシタンスＣOSの値と同じではない。なぜなら、キャパシタンスＣOSの値が、例えば、２５℃における、ＶSSとＶDDの間の電圧遷移の間のセンサーのオフセットを補償するようにされる場合、信号２８の電圧遷移の間にキャパシタンスＣOS1に与えられる電圧はＶDDよりも低いからである。したがって、キャパシタンスＣOS1は、この場合、２５℃において同じ補償を行うようにするためにキャパシタンスＣOSよりも大きな値を有する。
【００２３】
図４は、図３の可変電圧ＶPTATを発生させるように設けられた励起回路２６の一部を示している。励起回路には、絶対温度に比例するように変化する電流を与える電流源ＩPTATが一体化される。このような電流源は、当業者に知られている。それは、電流源が本来的に電流を与えることをもたらす特定の電子設計によってのみ得られ、その値は、絶対温度に比例する。したがって、ＭＯＳ及び／又はバイポーラトランジスターの特性に起因する電子回路の自然な特徴である。補償キャパシタンスの温度に対する依存性の関数として正確に選択されることができる勾配を備えた可変電圧ＶPTATを発生させるために、第１の抵抗Ｒ1と直列に構成している複数の切り替え可能な抵抗Ｒ2〜Ｒn+1（割り込み器Ｓ1〜Ｓnによって制御される）が設けられる。したがって、可変電流ＩPTATは、抵抗Ｒ1及び選択された他の抵抗を通り抜ける。
【００２４】
一般的には、第１の実施形態において、センサーのオフセットの補償キャパシタンスには、同様に、温度に応じて変化するようにされた特定の励起信号と協力して、この補償キャパシタンスの温度のドリフトを補償ないし修正する機能がある。
【００２５】
以下、図５を参照しながら、本発明の第２の実施形態について説明する。第１の実施形態における要素と同様な要素であって同じ最小符号を割り当てているものについては、再びここで説明しない。この測定デバイス３２は、補償回路３４と励起回路３６の構成が上記の測定デバイス２２と異なる。測定デバイス３２は、キャパシタンスＣOS2によるセンサーのオフセットの補償及びこのキャパシタンスＣOS2の温度のドリフトの補償が別個であることによって、測定デバイス２２と区別することができる。より正確には、プログラム可能なキャパシタンスＣOS2は、図１に示している従来技術におけるように、電圧ＶSSとＶDDの間、すなわち、２つの固定された供給電圧の間、の遷移によって形成される励起信号を受ける。しかし、このプログラム可能なキャパシタンスの値は、所与のアナログセンサー４に対して、従来技術のものと同一ではない。なぜなら、プログラム可能なキャパシタンスＣOS2の温度のドリフトを補償するように付加的なキャパシタンスＣcompが設けられるからである。したがって、従来技術において、キャパシタンスＣOSの値は、例えば、２５℃の温度において、オフセットを補償するように選択され、一方で、キャパシタンスＣOS2の値は、実際上、絶対零度（−２７３℃）に実質的に対応する温度においてオフセットを補償するように選択される。
【００２６】
前記のように、プログラム可能なキャパシタンスＣOS2の温度のドリフトを補償するために、補償回路３４において付加的なキャパシタンスＣcompが設けられる。この付加的なキャパシタンスＣcompは、キャパシタンスＣOS2と並列に構成している。付加的なキャパシタンスＣcompの出力端子は、キャパシタンスＣOS2の出力端子に接続される。この共通出力端は、増幅器１２の第１の入力に接続される（第１の実施形態の範囲内で記載している）。付加的キャパシタンスＣcompは、その入力端子Ｅ４において、自身の励起信号３８を受ける。これは、電圧ＶSSと電圧ＶPTATの間の電圧遷移を行う。この励起信号３８は、他の電気信号１６、１７及び１８と同時に、励起回路によって生成される。付加的なキャパシタンスＣcompは、キャパシタンスＣOS2と同じ値を有することができる。しかし、これは必須ではない。重要なことは、励起信号３８の付与の間に発生する電荷の値、すなわち、キャパシタンスＣcompと電圧ＶPTATの積の値の結果、が、温度の関数としてキャパシタンスＣOS2によって供給される電荷の変化を補償しなければならないということである。付加的なキャパシタンスＣcompは、プログラム可能であってもよく、そうでなくてもよい。電圧ＶPTATは、例えば、可能性としては異なる比例係数で、図３のグラフ３０に対応するものであり、その発生は、図４に示しているように、比例係数の選択を伴うように行われることができる。なお、キャパシタンスＣOS2の温度に対する依存性が正であって、この依存性の補償が負でなければならない場合、測定デバイス３２は、励起信号３８が、ＶDDとＶDD＋ＶPTATの間の遷移を行い、ＶPTATが負の値であるように構成する。なお、これらの考察は、キャパシタンスＣOS2に与えられる信号１８においてＶSSからＶDDへの遷移が行われる場合に当てはまり、そうでなければ、反対のことが行われる。
【００２７】
一般的には、第２の実施形態において、温度のドリフトを補償するキャパシタンスに供給される電気的励起信号は、振幅が実質的に絶対温度の線形関数であり、かつ、センサーのオフセットを補償するキャパシタンスに供給される電気的励起信号が一定な振幅信号であるような信号である。
【００２８】
本発明には、以下のような様々な利点がある。
−  アナログセンサーを有するか否かにかかわらず、測定デバイスの温度に対する依存性を補償／修正する。
−  温度の補償のために設けられる要素はすべて、アナログセンサーに接続される電子測定回路内に一体化される。
−  温度の補償は、調整可能にされる。
−  測定デバイスの電力消費には悪影響がほとんどない。
−  温度の補償による信号におけるノイズの発生がほとんどない。
−  温度の補償のために設けられる様々な要素は、特別な高価な技術の使用を必要としない。
−  測定デバイスを形成する集積回路の面積の増加は最低限である。
−  発展した実施形態において、センサーのオフセットの補償のためのキャパシタンスの温度依存性のみが修正されるのではなく、センサーとこの補償キャパシタンスを有するアセンブリーの温度依存性についても同様に修正される。
【００２９】
最後に、本発明は、差動抵抗すなわち、並列である２つの抵抗、によって形成されるセンサーを備えた抵抗性タイプの測定デバイスにも同様に適用することができることには注目すべきである。
【符号の説明】
【００３０】
２  測定デバイス
４  アナログセンサー
６  励起回路
８  測定回路
１０  補償回路
１２  増幅器
１４  帰還ループ
１６  第１の電気的励起信号
２２、３２  電子デバイス
２６、３６  アナログセンサーの励起回路
ＢＣ  共通端子
ＣOS1、ＣOS2  第１の受動性電気部品
Ｃcomp  第２の受動性電気部品
ＣRef  基準キャパシタンス
Ｃ１、Ｃ２  受動性差動電気部品
ＶGnd  接地電圧
Ｖout  出力電圧
【図１】
2019101043.tif 000003
【図２】
2019101043.tif 000004
【図３】
2019101043.tif 000005
【図４】
2019101043.tif 000006
【図５】
2019101043.tif 000007
【外国語明細書】
2019101043000001.pdf