(57)【要約】【課題】信号損失を抑えてテラヘルツ波帯無線信号のホモダイン受信を行う無線受信器を提供する。【解決手段】無線受信器１０のハーフミラー１１は、入射された無線信号を反射信号と透過信号に分岐する。アンテナ１２−１は透過信号を受信してミキサ１３−１に出力し、アンテナ１２−２は反射信号を受信してミキサ１３−２に出力する。９０度位相器１５は、発振器１４が発生した局発波の位相を９０度ずらす。ミキサ１３−１は、透過信号と局発波とをミキシングして周波数変換し、ＡＤ変換器１６−１は、周波数変換された透過信号をサンプリングする。ミキサ１３−２は、反射信号と位相を９０度ずらした局発波とをミキシングして周波数変換し、ＡＤ変換器１６−２は、周波数変換された反射信号をサンプリングする。デジタル信号処理回路１７は、ＡＤ変換器１６−１、１６−２によりサンプリングされた信号から送信信号を復調する。【選択図】図１
2019050484.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入射された無線信号を反射信号と透過信号に分岐するハーフミラーと、
前記反射信号及び前記透過信号を受信するアンテナ部と、
前記無線信号のキャリア周波数と同一周波数の第一の局発波及び前記第一の局発波と位相が略９０度異なる第二の局発波を発生する局発波発生部と、
前記アンテナ部が受信した前記反射信号及び前記透過信号のうち一方に前記第一の局発波をミキシングして周波数変換し、他方に前記第二の局発波をミキシングして周波数変換する周波数変換部と、
前記周波数変換部により周波数変換された前記反射信号及び前記透過信号それぞれを、アナログ信号からデジタル信号に変換した後にサンプリングするアナログデジタル変換部と、
前記アナログデジタル変換部によりサンプリングされた信号から送信信号を復調する復調部と、
を備える無線受信器。
【請求項２】
前記無線信号のキャリア周波数は、前記ハーフミラーの反射率が極大となり、かつ、前記ハーフミラーの透過率が極小となる周波数である、
請求項１に記載の無線受信器。
【請求項３】
前記ハーフミラーの膜厚をＬ、前記無線信号に重畳された前記送信信号のシンボルレートをＢ、前記無線信号のキャリア周波数をｆ、前記ハーフミラーの屈折率をｎ、自由空間での光速をｃとしたときに、前記ハーフミラーの膜厚Ｌが式（Ａ）を満たす
【数１】
2019050484.tif 000011
請求項２に記載の無線受信器。
【請求項４】
前記ハーフミラーは、前記無線信号を強度が略同一の前記反射信号と前記透過信号とに分岐する、
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の無線受信器。
【請求項５】
前記無線信号は、前記ハーフミラーの法線ベクトルに対して略４５度の角度で入射される、
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の無線受信器。
【請求項６】
前記無線信号は、テラヘルツ波帯無線信号である、
請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の無線受信器。
【請求項７】
前記ハーフミラーの基盤材料は、ＨＲＦＺ−Ｓｉ（High Resistivity Float Zone Silicon）である、
請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の無線受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の伝送速度は増加の一途を辿っており、近い将来、要求帯域が数十Ｇｂ／ｓ（ギガビット毎秒）から１００Ｇｂ／ｓに達することも予想されている。周波数が１００ＧＨｚを超える電波はテラヘルツ（ＴＨｚ）波と呼ばれ、現在のスマートフォン等の携帯端末が利用する１ＧＨｚ近辺の電波と比較して１００倍以上の広帯域を有する。今後の爆発的な帯域の増加要求に応えるため、近年、この新しい周波数帯域であるＴＨｚ波帯を用いた高速の無線通信が注目を集めている。
【０００３】
現在、ＴＨｚ波帯のうち最も重点的に研究開発が行われているのが、２００ＧＨｚから４００ＧＨｚ間の周波数領域であり、約２００ＧＨｚ幅の帯域を有する。この帯域を利用すれば、１００ＧＨｚ幅の帯域を有する送受信デバイスを用いて、簡易な強度変調方式により１００Ｇｂ／ｓの通信は十分に実現可能である。しかしながら、１００ＧＨｚ幅の帯域を有する送受信デバイスの実現は困難であるため、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）等の多値変調信号を利用して送信信号のシンボルレートを低減し、送受信デバイスの要求帯域を削減する必要がある。
【０００４】
ここで、ＴＨｚ波帯（周波数ｆ１）における高速の多値信号は、光ファイバ通信で用いられる１．５μｍ帯の連続光をＬｉＮｂＯ３基板のＩ−Ｑ変調器により外部変調し、変調光とｆ１だけ周波数をずらした連続光をＵＴＣ-ＰＤ（Uni-Travelling-Carrier Photodiode）に入射して、フォトミキシングすることにより生成することができる。無線区間の伝播はアンテナを用いて行う。一方、多値信号は、受信器においてヘテロダイン受信するのが現状では一般的である（例えば、非特許文献１参照）。図５は、そのヘテロダイン受信器の構成を示す図である。
【０００５】
図５に示すヘテロダイン受信器は、アンテナ、ミキサ、発振器、ＡＤ（アナログデジタル）変換器及びデジタル信号処理回路により構成される。アンテナで受信された多値信号は、導波管型ミキサのＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）ポートに入力される。ミキサのＬＯ（Local Oscillator：局部発振器）ポートには、発振器から出力された周波数ｆ０の局発波が入力される。ここで周波数ｆ０は、周波数ｆ１に対して信号シンボルレート（Ｂ）以上離れた周波数に設定される。ミキサは、受信信号と局発波をミキシングし、周波数ｆ１の受信信号を｜ｆ１−ｆ０｜の周波数にダウンコンバートしてＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）ポートから出力する。このＩＦ信号は、ＡＤ変換器においてシャノンのサンプリング定理に基づいてサンプリングされ、デジタル信号処理回路において信号処理アルゴリズムを用いた数値計算により復調される。
【０００６】
ここでデジタル信号処理回路は、まずＩＦ信号をＩ成分とＱ成分に分離した上でベースバンド信号に変換する必要がある。具体的には、ＩＦ信号をＩ成分とＱ成分に分離し、分離した成分それぞれに、周波数｜ｆ１−ｆ０｜の正弦波と余弦波をミキシングする処理を行う。アナログ回路を用いたヘテロダイン受信器では、これらをすべてアナログの電気回路を用いて行う必要があるが、デジタル回路を用いれば、数値計算処理により容易に実現可能である。
【０００７】
しかしながら、ヘテロダイン受信方式では、図５の吹き出し内に示されるように、信号シンボルレートの２倍以上のＩＦ帯域が必要である。例えば、５０Ｇｂ／ｓのＱＰＳＫ信号を受信するのであれば、５０ＧＨｚ幅のＩＦ帯域を有する電気デバイスが必要となり現実的ではない。そのため、ＱＰＳＫ信号を用いた伝送実験の報告においては、伝送速度は３０Ｇｂ／ｓ程度に限られているのが現状である。
【０００８】
より高速の信号伝送を行うには、ホモダイン受信を行う必要がある。図６に、ホモダイン受信器の構成を示す。図６に示すホモダイン受信器は、アンテナ、スプリッタ、ミキサ（２台）、発振器、９０度位相器、ＡＤ変換器（２台）及びデジタル信号処理回路を備えて構成される。
【０００９】
アンテナで受信された多値信号は、導波管型スプリッタに入力される。スプリッタは受信信号を分岐し、分岐された信号は導波管を伝って、各々個別のミキサのＲＦポートに入力される。一方、各ミキサのＬＯポートには、発振器から出力された周波数ｆ０の局発波が入力されるが、一方のミキサには、９０度位相器により位相を９０度ずらした局発波が入力される。ここで、図５に示すヘテロダイン受信器とは異なり、周波数ｆ０を、周波数ｆ１と同じ周波数に設定する。ここまでの構成により、図５に示すデジタル信号処理回路における初期計算において生成した、Ｉ成分とＱ成分に分離されたベースバンド信号が各々のミキサのＩＦポートから出力される。これらベースバンド信号をＡＤ変換器により個別にサンプリングし、デジタル信号処理回路において復調する。
【００１０】
このホモダイン受信器を用いれば、図６の吹き出し内に記載のように、信号シンボルレート相当のＩＦ帯域（この場合はベースバンド帯域）があればよい。例えば、５０Ｇｂ／ｓのＱＰＳＫ信号を受信するのであれば、現実に入手可能な２５ＧＨｚ幅のベースバンド帯域を有する電気デバイスを用意すれば実現可能である。その一方で、ＴＨｚ波帯で動作可能な導波管型スプリッタは設計が困難であり実現されていない。スプリッタよりも高周波で動作し、同様の機能を実現可能なデバイスとしてマジックＴがある。設計次第ではＴＨｚ波帯（〜３００ＧＨｚ）で動作可能なデバイスが実現される可能性もあるが、４つの入出力ポートを有し、１つのポートに入力した信号が他の３つのポートに均等の強度で分岐されるという特徴を有する。そのため、２分岐スプリッタと比較して原理的に信号損失が大きく、受信感度の低下を招くという問題がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】"IEEE Photonics Journal"，Vol. 7，No. 3，2015年，p.1-11
【非特許文献２】左貝潤一，杉村陽，「光エレクトロニクス」，初版，株式会社朝倉書店，1993年，p.106-109
【非特許文献３】多田邦雄，神谷武志訳，「光エレクトロニクスの基礎  原書第3版」，丸善株式会社，昭和63年，p.100-103
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記事情に鑑み、本発明は、信号損失を抑えてテラヘルツ波帯無線信号のホモダイン受信を行うことができる無線受信器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の一態様は、入射された無線信号を反射信号と透過信号に分岐するハーフミラーと、前記反射信号及び前記透過信号を受信するアンテナ部と、前記無線信号のキャリア周波数と同一周波数の第一の局発波及び前記第一の局発波と位相が略９０度異なる第二の局発波を発生する局発波発生部と、前記アンテナ部が受信した前記反射信号及び前記透過信号のうち一方に前記第一の局発波をミキシングして周波数変換し、他方に前記第二の局発波をミキシングして周波数変換する周波数変換部と、前記周波数変換部により周波数変換された前記反射信号及び前記透過信号それぞれを、アナログ信号からデジタル信号に変換した後にサンプリングするアナログデジタル変換部と、前記アナログデジタル変換部によりサンプリングされた信号から送信信号を復調する復調部と、を備える無線受信器である。
【００１４】
本発明は、上述の無線受信器であって、前記無線信号のキャリア周波数は、前記ハーフミラーの反射率が極大となり、かつ、前記ハーフミラーの透過率が極小となる周波数である。
【００１５】
本発明は、上述の無線受信器であって、前記ハーフミラーの膜厚をＬ、前記無線信号に重畳された前記送信信号のシンボルレートをＢ、前記無線信号のキャリア周波数をｆ、前記ハーフミラーの屈折率をｎ、自由空間での光速をｃとしたときに、前記ハーフミラーの膜厚Ｌが実施形態の式（８）を満たす。
【００１６】
本発明は、上述の無線受信器であって、前記ハーフミラーは、前記無線信号を強度が略同一の前記反射信号と前記透過信号とに分岐する。
【００１７】
本発明は、上述の無線受信器であって、前記無線信号は、前記ハーフミラーの法線ベクトルに対して略４５度の角度で入射される。
【００１８】
本発明は、上述の無線受信器であって、前記無線信号は、テラヘルツ波帯無線信号である。
【００１９】
本発明は、上述の無線受信器であって、前記ハーフミラーの基盤材料は、ＨＲＦＺ−Ｓｉ（High Resistivity Float Zone Silicon）である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明により、信号損失を抑えてテラヘルツ波帯無線信号のホモダイン受信を行うことができる無線受信器を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】第１の実施形態による受信器の構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態によるハーフミラーの部分透過波及び部分反射波を示す図である。
【図３】第２の実施形態によるハーフミラーの反射率の計算結果を示す図である。
【図４】同実施形態によるハーフミラーの透過率の計算結果を示す図である。
【図５】従来技術のヘテロダイン受信器の構成を示すブロック図である。
【図６】従来技術のホモダイン受信器の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。本実施形態は、テラヘルツ波帯の多値変調信号をホモダイン受信可能な無線受信器に関する。
【００２３】
（第１の実施形態）
図１は、本実施形態による無線受信器１０の構成を示すブロック図である。無線受信器１０は、ハーフミラー１１、アンテナ１２−１、１２−２、ミキサ１３−１、１３−２、発振器１４、９０度位相器１５、ＡＤ変換器１６−１、１６−２、及び、デジタル信号処理回路１７を備えて構成される。送信器側のアンテナから伝播されたＴＨｚ波帯におけるＱＰＳＫ等の多値信号は、空間系においてハーフミラー１１に入射される。
【００２４】
図２は、ハーフミラー１１の部分透過波及び部分反射波を示す図である。ハーフミラー１１は、入力されたＴＨｚ波帯信号の伝播方向に対して４５度の角度に設置される。ＴＨｚ波帯用途のハーフミラー１１として、ＴＨｚ波帯において比較的透明な透過特性を有するＨＲＦＺ−Ｓｉ（High Resistivity Float Zone Silicon）が用いられる。透明とはいえ、ハーフミラー１１には、約５０％の反射ロスがあり、透過するのは残りの約５０％である。従って、ＴＨｚ波帯信号が入射されるハーフミラー１１の表面において、反射方向に進む波と透過方向に進む波の強度がほぼ均等に分岐される。これらは、図２に♯１が付加された部分波、すなわち、部分透過波＃１及び部分反射波＃１のことである。部分反射波♯１と同じ方向に進む波には、ハーフミラー１１の表面を透過し、さらに裏面において反射された部分波、すなわち、図２において♯２が付加された部分反射波＃２等である。このように、ハーフミラー１１内で多重反射された複数の部分波があり、ハーフミラー１１における全反射波は、これらの重ね合わせで表される。図示はしないが、全透過波についても同様である。
【００２５】
なお、ハーフミラー１１の表面とは異なり、裏面には反射ロスを防ぐための無反射コーティングがなされ、ハーフミラー１１の裏面に到達した波は、少ない反射ロスで大部分透過するように設計される。ハーフミラー１１の全透過波及び全反射波はそれぞれ、図１に示す個別のアンテナ１２−１、１２−２で受信される。アンテナ１２−１及び１２−２の各々で受信された受信信号は、図６のホモダイン受信器においてスプリッタで分岐された受信信号に相当し、以後は、図６のホモダイン受信器と同様に信号が復調される。
【００２６】
すなわち、ミキサ１３−１、１３−２は、導波管型ミキサであり、ミキサ１３−ｉ（ｉ＝１，２）のＲＦポートには、アンテナ１２−ｉが受信した受信信号が入力される。９０度位相器１５は、発振器１４が出力した局発波の位相を９０度ずらしてミキサ１３−２に出力する。ミキサ１３−１のＬＯポートには、発振器１４が出力した周波数ｆ０の局発波が入力される。ミキサ１３−１は、受信信号と局発波とをミキシングし、ＩＦポートから出力する。ミキサ１３−２は、受信信号と位相を９０度ずらした局発波とをミキシングし、ＩＦポートから出力する。ＡＤ変換器１６−ｉ（ｉ＝１，２）は、ミキサ１３−ｉから出力された受信信号を、シャノンのサンプリング定理に基づいてサンプリングし、デジタル信号処理回路１７に出力する。デジタル信号処理回路１７は、ＡＤ変換器１６−１、１６−２が出力した受信信号を、信号処理アルゴリズムを用いて数値計算により復調する。
【００２７】
本実施形態の無線受信器１０によれば、現実にＴＨｚ波帯でハーフミラーとして利用されているＨＲＦＺ−Ｓｉを用いて、少ない信号損失でより高感度にＴＨｚ波帯信号をホモダイン受信可能である。
【００２８】
（第２の実施形態）
本実施形態による無線受信器の構成は、図１に示す第１の実施形態の無線受信器１０と同じである。本実施形態の無線受信器が第１の実施形態の無線受信器１０と異なる点は、ハーフミラー１１の反射および透過特性の設定方法である。
【００２９】
図３は、ハーフミラー１１の反射率の計算結果を、図４は、ハーフミラー１１の透過率の計算結果を示す図である。図３及び図４における横軸のφは、ハーフミラー１１内（ミラー内）で多重反射される際の１往復の経路（図２に示す点Ａ→点Ｂ→点Ｃに相当）で生じるＴＨｚ波の位相差である。ここで、ｍは整数を表す。
【００３０】
ハーフミラー１１の表面の透過率をＴ１、反射率をＲ１、ハーフミラー１１の裏面の透過率をＴ２、反射率をＲ２とした場合、ハーフミラー１１の透過率Ｔ、および反射率Ｒは、一般的なファブリー・ペロー共振器の透過率、および反射率と同様に、以下の式（１）及び（２）で求められる（例えば、非特許文献２、３参照）。
【００３１】
【数１】
2019050484.tif 000003
【００３２】
【数２】
2019050484.tif 000004
【００３３】
ここで、ミラー内１往復分の位相差φは、以下の式（３）で求められる（例えば、非特許文献３参照）。
【００３４】
【数３】
2019050484.tif 000005
【００３５】
ここで、Ｌはハーフミラーの膜厚、ｎはハーフミラーの屈折率、θ’はＴＨｚ波がハーフミラー１１に入射する際の屈折角、λはＴＨｚ波の自由空間における波長を表す。式（３）は、ミラー内１往復分の光路差δ＝２Ｌｃｏｓθ’であり、ミラー内１往復分の位相差φ＝２πｎδ／λであることから得られる。
【００３６】
図３（ａ）及び図３（ｂ）のグラフは同一であり、図４（ａ）及び図４（ｂ）のグラフは同一である。これらの図には、ハーフミラー１１の表面における反射率Ｒ１と透過率Ｔ１をそれぞれ５０％ずつとし、ハーフミラー１１の裏面の反射率Ｒ２と透過率Ｔ２を変化させた場合の計算結果が示されている。
【００３７】
ここで、図３（ａ）に示される通り、ハーフミラー１１の反射率の谷に相当する（反射率が極小となる）周波数を無線信号のキャリア周波数を一致させると、反射率の変化が大きい（急激である）ため、無線信号のスペクトルが大きく蹴られて信号品質が大きく劣化する。それに対して、本実施形態の無線受信器１０では、図３（ｂ）に示される通り、ハーフミラー１１における反射率の山に相当する（反射率が極大となる）周波数に無線信号のキャリア周波数を一致させる。この場合、反射率の変化が図３（ａ）の場合よりも小さい（緩やかである）ため、無線信号のスペクトルは大きく蹴られず、信号品質の劣化を抑えることができる。
【００３８】
上記では、反射波の場合について説明したが、透過波については、ハーフミラー１１の透過率の谷の（透過率が極小となる）周波数に自ずと無線信号のキャリア周波数が一致する。この谷の周波数における透過率は、山の周波数における透過率よりも変化が小さい（緩やかである）ため、同様に無線信号スペクトルが大きく蹴られることなく信号品質の劣化を抑えることができる。つまり、図３（ａ）に示すように反射率の谷に相当する（反射率が極小となる）周波数にキャリア周波数を一致させた場合、図４（ａ）に示すようにそのキャリア周波数における透過率は変化が大きく、無線信号のスペクトルが大きく蹴られることがわかる。一方、図３（ｂ）に示すように反射率の山に相当する（反射率が極大となる）周波数にキャリア周波数を一致させた場合、図４（ｂ）に示すようにそのキャリア周波数における透過率の変化は図４（ａ）と比較して小さく、無線信号のスペクトルは大きく蹴られない。よって、信号品質の劣化を抑えることができる。
【００３９】
図３に示される通り、反射率の山に相当する周波数位置では、ミラー内１往復分の位相差φがπの奇数倍の値をとる。図３（ｂ）では、無線信号キャリア周波数と、φ＝（２ｍ−１）πに相当する周波数位置を一致させた場合を例示している。この場合、反射率の山に相当する周波数ｆｃは、以下の式（４）により表される。
【００４０】
【数４】
2019050484.tif 000006
【００４１】
ここで、ｃは自由空間における光速を表す。式（４）から明らかなように、Ｌはｍの値に比例する。また、周波数ｆｃは正の値でなければならず、ｍがとり得る最小値は１である。従って、ハーフミラー１１の膜厚は、以下の式（５）の関係を満たす必要がある。
【００４２】
【数５】
2019050484.tif 000007
【００４３】
本実施形態ではｆをｆｃに一致させるため、ｆｃをｆに置き換えている。等号は膜厚がとり得る最小値を示す。一方、反射率の隣り合う山間の周波数差Δｆ（ＦＳＲ：Free Spectral Range）は、以下の式（６）により表される。
【００４４】
【数６】
2019050484.tif 000008
【００４５】
シンボルレートＢの無線信号スペクトルは、キャリア周波数の両側に±Ｂの広がりを有する。従って、無線信号スペクトルに影響を与えることなく、無線信号を反射させるためには、ＦＳＲは２Ｂ以上であることが望ましい。また、式（６）から明らかなように、ＬはΔｆに反比例する。従って、ハーフミラーの膜厚は、以下の式（７）であることが望まれる。
【００４６】
【数７】
2019050484.tif 000009
【００４７】
式（６）を見ると、ハーフミラー１１の膜厚を薄くするとＦＳＲが広がり、無線信号への影響が小さくなるが、その分、膜を加工する際の要求精度が高くなる。それに対し、式（７）の等号は、膜厚の最大値を規定する。つまり、膜厚を式（５）と式（７）とを満たす範囲で、膜を加工する際の要求精度とハーフミラーの通過帯域幅のバランスがとれる値に設定することができる。
【００４８】
なお、式（４）及び式（６）は、反射率が極大となる周波数ｆｃ（ｍ）＝（２ｍ−１）ｃ／４ｎＬｃｏｓθ’であり、Δｆ＝ｆｃ（ｍ＋１）−ｆｃ（ｍ）＝ｃ／２ｎＬｃｏｓθ’、スネルの法則より、ｃｏｓθ’＝（１−１／２ｎ２）１／２となることによる。
【００４９】
以上説明したように、無線受信器１０は、送信信号が重畳されたテラヘルツ波帯無線信号を受信するホモダイン受信器であり、テラヘルツ波帯無線信号を分岐する手段として、ハーフミラー１１と、アンテナ１２−１、１２−２とを備える。ハーフミラー１１は、ＨＲＦＺ−Ｓｉを基盤材料とし、４５度の入射角で入射されたテラヘルツ波帯無線信号を反射信号と透過信号とに分岐する。アンテナ１２−１、１２−２は、ハーフミラー１１が分岐した反射信号および透過信号をそれぞれ受信する。このように、従来のような導波管系のスプリッタではなく、空間系のハーフミラーにより無線信号の分岐を行う。これにより、高周波帯（〜３００ＧＨｚ）で動作可能なスプリッタが不要であるため、現実に設計可能、かつ、信号損失の少ないテラヘルツ波帯無線伝送用のホモダイン受信器を実現することができる。
【００５０】
以上説明した実施形態によれば、無線受信器は、ハーフミラーと、アンテナ部と、局発波発生部と、周波数変換部と、アナログデジタル変換部と、復調部とを備える。ハーフミラーは、入射された無線信号を強度が略同一の反射信号と透過信号に分岐する。無線信号は、送信信号が重畳されたテラヘルツ波帯無線信号であり、ハーフミラーの法線ベクトルに対して略４５度の角度で入射される。無線受信器に入射される無線信号のキャリア周波数は、ハーフミラーの反射率が極大となり、かつ、ハーフミラーの透過率が極小となる周波数である。具体的には、無線信号のキャリア周波数に、ハーフミラー内１往復で生じる位相差が（２ｍ−１）πに相当する反射／透過特性の中心周波数を合わせる。これにより、位相差が２ｍπに相当する反射／透過特性の中心周波数よりも通過帯域幅が広いという利点がある。
【００５１】
また、ハーフミラーの膜厚をＬ、無線信号に重畳された送信信号のシンボルレートをＢ、無線信号のキャリア周波数をｆ、ハーフミラーの屈折率をｎ、自由空間での光速をｃとしたときに、ハーフミラーの膜厚Ｌが式（８）を満たす。
【００５２】
【数８】
2019050484.tif 000010
【００５３】
アンテナ部は、アンテナ１２−１、１２−２に相当する。アンテナ部は、ハーフミラーが分岐した反射信号及び透過信号を受信する。局発波発生部は、例えば、発振器１４及び９０度位相器１５に相当する。局発波発生部は、入射された無線信号のキャリア周波数と同一周波数の第一の局発波と、第一の局発波と位相が略９０度異なる第二の局発波とを発生する。周波数変換部は、ミキサ１３−１、１３−２に相当する。周波数変換部は、アンテナ部が受信した反射信号及び透過信号のうち一方に第一の局発波をミキシングして周波数変換し、他方に第二の局発波をミキシングして周波数変換する。アナログデジタル変換部は、ＡＤ変換器１６−１、１６−２に相当する。アナログデジタル変換部は、周波数変換部により周波数変換された反射信号及び透過信号それぞれを、アナログ信号からデジタル信号に変換した後にサンプリングする。復調部は、デジタル信号処理回路１７に相当する。復調部は、アナログデジタル変換部によりサンプリングされた信号から送信信号を復調する。
【００５４】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【符号の説明】
【００５５】
１０…無線受信器、１１…ハーフミラー、１２−１…アンテナ、１２−２…アンテナ、１３−１…ミキサ、１３−２…ミキサ、１４…発振器、１５…９０度位相器、１６−１…ＡＤ変換器、１６−２…ＡＤ変換器、１７…デジタル信号処理回路
【図１】
2019050484.tif 000012
【図２】
2019050484.tif 000013
【図３】
2019050484.tif 000014
【図４】
2019050484.tif 000015
【図５】
2019050484.tif 000016
【図６】
2019050484.tif 000017