(57)【要約】【課題】送電側コイルと受電側コイルとの結合係数や回路定数に依らず正確な共振周波数への周波数調整を行うことが可能なワイヤレス電力伝送装置の提供。【解決手段】給電回路６に対し送電側コイル３と並列に接続され、受電側コイル１１とは磁界結合していないダミーコイル４と、ダミーコイル４に流れるダミーコイル電流ｉｄと送電側コイル３に流れる１次側電流ｉ１との差電流を検出する差電流検出手段７を備え、ダミーコイル４のインダクタンスＬｄと送電側コイル３のインダクタンスＬ１の比αｄ１＝Ｌｄ／Ｌ１に対し、差電流検出手段７は電流差（αｄ１ｉｄ−ｉ１）を検出するようにする。電流差（αｄ１ｉｄ−ｉ１）は受電側コイル電流ｉ２に比例し、この電流差の検出値を用いて正確な直列共振周波数ｆ０への周波数調整が可能となる。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電側コイルと、前記送電側コイルに通電する交流波形を生成する波形生成器と、前記波形生成器が生成する交流波形に従って前記送電側コイルに交流電力を給電する給電回路と、を備え、前記送電側コイルから、外部の受電装置に備えられた受電側コイルに対して電力をワイヤレス送電するワイヤレス電力伝送装置において用いられる受電側電流検出回路であって、
前記給電回路から前記送電側コイルに通電される送電電流ｉ１の波形に相似な波形である送電電流検出波形ｗｉ１を生成する送電電流波形検出手段と、
前記送電側コイルが前記受電側コイルに磁界結合していない状態（以下「非結合状態」という。）の前記送電側コイルに前記給電回路から通電した場合の電流波形と相似な波形である参照電流相似波形ｗｒｅｆを生成する参照電流相似波形生成手段と、
前記送電電流検出波形ｗｉ１と前記参照電流相似波形ｗｒｅｆとの加重差の波形である受電側電流検出波形ｗｏｕｔを生成し出力する差分波形生成手段と、を備え、
非結合状態において、前記受電側電流検出波形ｗｏｕｔの振幅が略０となるように、前記差分波形生成手段における差分加重値、又は前記参照電流相似波形生成手段における前記参照電流相似波形の出力振幅値が調整され、又は調整可能とされていることを特徴とする受電側電流検出回路。
【請求項２】
前記参照電流相似波形生成手段は、前記送電側コイルと並列に接続され、前記受電側コイルとは磁界結合しないダミーコイルを備え、前記ダミーコイルを流れる電流であるダミーコイル電流ｉｄの波形として前記参照電流相似波形ｗｒｅｆを生成するものであり、
前記差分波形生成手段は、前記ダミーコイルを流れる前記ダミーコイル電流ｉｄと、前記送電側コイルを流れる前記送電電流ｉ１との加重差電流の波形を前記受電側電流検出波形ｗｏｕｔとして出力するものであり、
前記ダミーコイルのインダクタンスＬｄの前記送電側コイルのインダクタンスＬ１に対する比Ｌｄ／Ｌ１をαｄ１としたとき、前記差分波形生成手段は、前記加重差電流の波形として、前記ダミーコイル電流ｉｄのαｄ１倍と前記１次側電流ｉ１との加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の波形を出力するものであることを特徴とする請求項１記載の受電側電流検出回路。
【請求項３】
前記送電側コイル及び前記ダミーコイルに対して並列に接続された調整抵抗を備え、
前記差分波形生成手段は、前記ダミーコイルを流れる電流である前記ダミーコイル電流ｉｄ及び前記調整抵抗を流れる電流である調整電流ｉajの和と、前記送電側コイルを流れる電流である前記１次側電流ｉ１との加重差電流（αｄ１ｉｄ＋ｉaj−ｉ１）を検出するものであり、
調整抵抗は、前記受電側コイルが前記送電側コイルに結合していない状態に於いて、前記加重差電流（αｄ１ｉｄ＋ｉaj−ｉ１）が零となるように調整されていることを特徴とする請求項２記載の受電側電流検出回路。
【請求項４】
磁性体コアと、前記磁気コアが１回以上鎖交する巻線部が形成された第１、第２、及び第３の導線と、を具備し、且つ、
前記第１の導線が、前記送電側コイルの入出力配線上に、前記送電側コイルに直列且つ前記ダミーコイルと並列に接続され、
前記第２の導線が、前記ダミーコイルの入出力配線上に、前記ダミーコイルに直列且つ前記送電側コイルと並列に接続された、電流トランスを備え、
前記送電電流波形検出手段及び前記差分波形生成手段は、前記電流トランスにより一体として構成されており、
前記ダミーコイルから前記第２の導線の前記巻線部へ向かって電流を流し、且つ前記送電側コイルから前記第１の導線の前記巻線部へ向かって電流を流した場合に、
前記第２の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きが、前記第１の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きとは反対向きとなるように、
前記送電側コイルが前記第１の導線に接続され、前記ダミーコイルが前記第２の導線に接続されており、
且つ、前記第２の導線の前記巻線部の巻数が、前記第１の導線の前記巻線部の巻数のαｄ１倍であることを特徴とする請求項２記載の受電側電流検出回路。
【請求項５】
磁性体コアと、前記磁気コアが１回以上鎖交する巻線部が形成された第１、第２、第３、及び第４の導線と、を具備し、且つ、
前記第１の導線が、前記送電側コイルの入出力配線上に、前記送電側コイルに直列且つ前記ダミーコイル及び前記調整抵抗と並列に接続され、
前記第２の導線が、前記ダミーコイルの入出力配線上に、前記ダミーコイルに直列且つ前記送電側コイル及び前記調整抵抗と並列に接続され、
前記第４の導線が、前記調整抵抗の入出力配線上に、前記調整抵抗に直列且つ前記送電側コイル及び前記ダミーコイルと並列に接続された、電流トランスを備え、
前記送電電流波形検出手段及び前記差分波形生成手段は、前記電流トランスにより一体として構成されており、
前記ダミーコイルから前記第２の導線の前記巻線部へ向かって電流を流し、且つ前記送電側コイルから前記第１の導線の前記巻線部へ向かって電流を流し、且つ前記調整抵抗から前記第４の導線の前記巻線部へ向かって電流を流した場合に、
前記第２の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きが、前記第１の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きとは反対向き、且つ、前記第４の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きが、前記第１の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きとは反対向きとなるように、
前記送電側コイルが前記第１の導線に接続され、前記ダミーコイルが前記第２の導線に接続され、前記調整抵抗が前記第４の導線に接続されており、
且つ、前記第２の導線の前記巻線部の巻数が、前記第１の導線の前記巻線部の巻数のαｄ１倍であることを特徴とする請求項３記載の受電側電流検出回路。
【請求項６】
前記参照電流相似波形生成手段は、前記送電側コイルに印加される電圧である送電電圧ｖ１の波形の積分波形を演算し参照電流相似波形ｗｒｅｆとして出力する送電電圧積分手段を備え、
前記差分波形生成手段は、前記送電電圧積分手段が出力する前記参照電流相似波形ｗｒｅｆと、前記送電電流波形検出手段が出力する前記送電電流検出波形ｗｉ１との加重差（γａｗｒｅｆ−γｂｗｉ１）の波形を前記受電側電流検出波形ｗｏｕｔとして出力するものであり、
前記送電側コイルが前記受電側コイルと磁界結合していない状態において、前記受電側電流検出波形ｗｏｕｔの振幅が略０となるように、前記差分波形生成手段における差分加重値（γａ，γｂ）、又は前記送電電圧積分手段における前記参照電流相似波形ｗｒｅｆの振幅が調整され、又は調整可能とされていることを特徴とする請求項１記載の受電側電流検出回路。
【請求項７】
送電側コイルと、前記送電側コイルに通電する交流波形を生成する波形生成器と、前記波形生成器が生成する交流波形に従って前記送電側コイルに交流電力を給電する給電回路と、を備え、前記送電側コイルから、外部の受電装置に備えられた受電側コイルに対して電力をワイヤレス送電するワイヤレス電力伝送装置であって、
請求項１乃至６の何れか一に記載の受電側電流検出回路と、
前記受電側電流検出波形の位相と前記送電側コイルに給電する給電電圧の位相が同相となるように給電電圧の周波数を調整する送電周波数調整手段と、を備えたことを特徴とするワイヤレス電力伝送装置。
【請求項８】
前記送電周波数調整手段は、
前記差分波形生成手段が出力する前記加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）と前記ダミーコイル電流ｉｄとの位相差Δφ２ｄ、又は前記差分波形生成手段により出力される前記加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の波形と前記波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０を検出する位相差検出手段と、
前記位相差検出手段により検出される位相差に基づき、
前記加重差電流と前記ダミーコイル電流との位相差Δφ２ｄが９０度となるように、
又は、前記加重差電流と前記波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０が０度となるように、
前記波形生成器が生成する交流波形の周波数を制御する周波数制御手段と、を備えたことを特徴とする請求項２乃至５の何れか一を引用する請求項７記載のワイヤレス電力伝送装置。
【請求項９】
前記給電回路に対して並列に接続された前記送電側コイル及び前記ダミーコイルと、前記給電回路との間に、前記送電側コイル及び前記ダミーコイルに直列となるように接続された１次側コンデンサと、
前記差分波形生成手段により検出される前記加重差電流と前記波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０を検出する位相差検出手段と、
前記位相差検出手段により検出される位相差に基づき、
前記加重差電流と前記波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０が０度となるように、
前記波形生成器が生成する交流波形の周波数を制御する周波数制御手段と、を備えたことを特徴とする請求項２乃至５の何れか一を引用する請求項７記載のワイヤレス電力伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、金属接点やコネクタなどを介さず非接触で電力を伝送するワイヤレス電力伝送技術に関し、特に送電側コイルと受電側コイルとの間の電磁誘導を利用して電力伝送を行う磁界結合方式のワイヤレス電力伝送技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、各種電気機器の充電、電気自動車への給電等の幅広い分野に於いて、非接触で電力を伝送するワイヤレス電力伝送技術が用いられるようになってきている。ワイヤレス電力伝送技術は、大きく分けて、対向する電極板間のキャパシタンス結合（電界結合）を利用する電界結合方式と、並列するコイル間の相互インダクタンス結合（磁界結合）を利用する磁界結合方式に分類できるが、送電側と受電側との間のエアギャップが広い場合には、一般に送電距離を長くとることが可能な磁界結合方式が利用されている（非特許文献１，２参照）。磁界結合方式のワイヤレス電力伝送技術においては、送電側に１次側コイル（送電側コイル）、受電側に２次側コイル（受電側コイル）を設け、１次側コイルと２次側コイルを向かい合わせて配置することにより磁界結合させ、１次側コイルに交流電流を通電し、２次側コイルに誘導電流を発生させることにより送電を行う。このとき、送電効率を最大化するため、２次側コイルに直列に共振コンデンサを設け、送電側から共振周波数で送電することによって送電効率を最大化する。この方式は、電磁誘導方式と呼ばれている（特許文献１−２，非特許文献１−２参照）。
【０００３】
図２５に、代表的な磁界共鳴方式のワイヤレス電力伝送の原理図を示す。磁界共鳴方式は、１次側（送電側）における共振コンデンサＣ１の有無と、２次側（受電側）における共振コンデンサＣ２と負荷抵抗ＲＬの接続関係により、（ａ）Ｎ−Ｓ型（Non-resonant-Series type）、（ｂ）Ｎ−Ｐ型（Non-resonant-Parallel type）、（ｃ）Ｓ−Ｓ型（Series-Series type）、（ｄ）Ｓ−Ｐ型（Series-Parallel type）、（ｅ）Ｎ−Ｌ型（Non-resonant-Load type）、（ｆ）Ｓ−Ｌ型（Series -Load type）などに大別される（例えば、非特許文献１，２参照）。Ｎ−Ｌ型，Ｓ−Ｌ型は、２次側の受電側コイルを、１次側との共振を生じさせる共振用受電側コイルＬ２と、電力を取り出す受電側ロードコイルＬＬとに分離したものである。尚、この他にも、１次側の送電側コイルを、２次側との共振を生じさせる共振用送電側コイルと、電源電力を給電する給電コイル（給電エキサイトコイル）とに分離した方式もある（特許文献７の図３参照）。これらの磁界共鳴方式は、１次側の１次側コイルＬ１の鎖交磁束と２次側の２次側コイルＬ２の鎖交磁束とが逆向きとなる「並列共振モード（反共振モード）」と、１次側の１次側コイルＬ１の鎖交磁束と２次側の２次側コイルＬ２の鎖交磁束とが同向き（磁界調相結合状態）となる「直列共振モード」との２つの共振モードが存在し、各共振モードの共振周波数は、例えば、Ｎ−Ｓ型の場合には次のように表される（図２６，又は非特許文献３の６０頁・図９参照）。
【０００４】
【数１】
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【０００５】
ここで、ω２，ω０は、其々並列共振モード，直列共振モードの角周波数、ｆ２，ｆ０は、其々並列共振モード，直列共振モードの周波数、Ｌ２は２次側コイルのインダクタンス，Ｃ２は２次側共振コンデンサのキャパシタンス、ｋ１２は１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との結合定数である。２次側の負荷抵抗ＲＬに流れる電流は、直列共振モードにおいて最大となるので、磁界共鳴方式では一般に直列共振モードによる磁界調相結合が使用される。
【０００６】
然し乍ら、直列共振モードの共振周波数ω０は、式（１ｂ）に示すように結合定数ｋ１２に依存するが、結合定数ｋ１２は１次側コイルＬ１と２次側コイルＬ２との位置関係によって大きく変化する。また、直列共振モードと並列共振モードの双方に於いて言えることとして、２次側のインダクタンスＬ１やキャパシタンスＣ２は、製造誤差や経時劣化などによりバラツキが大きく、これらのバラツキによって共振周波数ω２，ω０が変動する。従って、このような共振周波数ω２や共振周波数ω０の変動に追随して、１次側コイルＬ１に通電する電流の周波数を調整することが、高効率の送電を行う上で技術的に重要である。
【０００７】
このように、１次側コイルＬ１に通電する電流の周波数を調整する技術としては、特許文献３及び非特許文献３、並びに特許文献４−６に記載のものが公知である。特許文献３及び非特許文献３には、受電側装置に於いて、共振コンデンサＣ２に流れる共振電流の位相情報を、共振電流位相検出手段により検出し、位相情報伝達手段（位相情報送信手段及び位相情報受信手段）により検出された位相情報を位相遅延なく送電側装置に伝達し、送電側装置の駆動回路は、位相情報伝達手段により伝達される位相情報に基づいて駆動周波数を定め、１次側コイル（送電側コイル）を駆動するワイヤレス電力伝送装置が記載されている（特許文献３の図１参照）。位相情報伝達手段は、受電側装置と送電側装置との間をワイヤレスで情報伝達するものであり、ＬＥＤとフォトトランジスタを用いた光伝送方法や、高周波無線伝達する電磁波伝送方法などが例として記載されている。この２次側の位相情報に基づいて、１次側の１次側コイル（送電側コイル）に流す電流（１次電流）の周波数を調節することで、式（１ｂ）の共振周波数に適応して、１次側の周波数制御を行い、高伝送効率を実現している。
【０００８】
特許文献４には、給電コイル（Ｌ２）と受電側コイル（Ｌ３）の磁場共振現象に基づき、給電コイル（Ｌ２）から受電側コイル（Ｌ３）にワイヤレス給電するための装置であって、給電コイル（Ｌ２）と、給電コイル（Ｌ２）に駆動周波数にて交流電力を供給することにより、給電コイル（Ｌ２）から受電側コイル（Ｌ３）に交流電力を給電させる送電制御回路（２００）と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路（１５０）とを備え、位相検出回路（１５０）は、交流電力の電圧波形および交流電力の電流波形のうちの一方の位相を９０度ずらした上で、交流電力の電圧レベルが所定範囲内となる第１検出期間と交流電力の電流レベルが所定範囲内となる第２検出期間のずれを検出することにより、０度〜１８０度の範囲の位相差を検出し、送電制御回路（２００）は、検出された位相差に応じて駆動周波数を調整するワイヤレス給電装置が記載されている（仝文献の図１〜図３参照）。このワイヤレス給電装置では、給電コイル（Ｌ２）に流れる電流の位相と、送電制御回路（２００）が出力する電圧波形の位相とを比較して、両者の位相が９０度ずれた状態となるように、送電制御回路（２００）の駆動周波数を調整するものである。これにより、駆動周波数を共振周波数に追随させることで、送電効率の向上を図っている。特許文献５，６にもこれと類似の原理構成のワイヤレス給電装置が記載されている（但し、特許文献５は、共振周波数に式（１ａ）が記載されており、並列共振（受電側コイル側のみの共振）の共振周波数に調整するものと思われる）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】国際公開ＷＯ２００７／００８６４６号公報
【特許文献２】国際公開ＷＯ２００８／１１８１７８号公報
【特許文献３】国際公開ＷＯ２０１５／１７３８５０号公報
【特許文献４】特開２０１２−１８２９７５号公報
【特許文献５】特開平１０−２２５１２９号公報
【特許文献６】特開２０１０−１６６６９３号公報
【特許文献７】国際公開ＷＯ２０１２／０９０７００号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】居村岳広，「磁界共鳴によるワイヤレス電力伝送」，第１版，森北出版株式会社，２０１７年２月，pp.2−11．
【非特許文献２】居村岳広，堀洋一，「電磁誘導方式と磁界共振結合方式の統一理論」，電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌），一般社団法人電気学会，２０１５年，Vol.135，No.6，pp.697-710．
【非特許文献３】牛嶋昌和，「磁界共振理論の問題を微修正して効率とロバスト性を改善」，グリーンエレクトロニクス，ＣＱ出版株式会社，2017年， Vol.19， pp.52-69.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記特許文献３及び非特許文献３に記載のワイヤレス電力伝送装置は、受電装置において検出される共振コンデンサＣ２に流れる共振電流の位相情報を、送電装置の側に無線伝送する必要がある。従って、送電装置と受電装置の双方に無線伝送のための位相情報伝達手段を設ける必要があり、装置が複雑化するという問題がある。また、異物、汚れ等の何らかの環境変化や外乱などの障害により無線伝送に支障を来した場合には、送電装置の側において共振周波数が取得できなるという問題もある。
【００１２】
一方、特許文献４に記載のワイヤレス給電装置は、共振周波数を送電装置の側のみで検出し周波数調整を行うことから、上記問題は生じない。然し乍ら、給電側コイルの電流波形は、受電側コイルの電流の影響を受けて歪みやすいため、実機に於いては給電側コイルの電流波形が安定せず、安定した位相の検出と周波数調節が難しいという問題があった。
【００１３】
また、Ｌ１，Ｌ２，Ｃ１，Ｃ２，ＲＬなどの回路定数や結合係数ｋ１２の組合せによっては、直列共振点と並列共振点が近接する場合が生じる。このような場合、直列共振点における給電側コイルの電流の位相は、並列共振点の影響によって大きくシフトするため、特許文献４に記載のワイヤレス給電装置では、直列共振周波数への周波数調整ができなくなるという問題もある。この問題点については、実施例４の図１１において詳述する。
【００１４】
そこで、本発明の目的は、送電側コイルと受電側コイルとの結合係数や回路定数に依らず正確な共振周波数への周波数調整を行うことを可能とするために、送電側装置の装置において受電側装置の受電側コイルに流れる電流を検出することの可能なワイヤレス電力伝送装置を提供することにある。また、検出された受電側装置の受電側コイルに流れる電流に基づき、安定的に共振周波数への周波数調整を行うことが可能なワイヤレス電力伝送装置及びその受電側電流検出回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の受電側電流検出回路の第１の構成は、送電側コイルと、前記送電側コイルに通電する交流波形を生成する波形生成器と、前記波形生成器が生成する交流波形に従って前記送電側コイルに交流電力を給電する給電回路と、を備え、前記送電側コイルから、外部の受電装置に備えられた受電側コイルに対して電力をワイヤレス送電するワイヤレス電力伝送装置において用いられる受電側電流検出回路であって、
前記給電回路から前記送電側コイルに通電される送電電流ｉ１の波形に相似な波形である送電電流検出波形ｗｉ１を生成する送電電流波形検出手段と、
前記送電側コイルが前記受電側コイルに磁界結合していない状態（以下「非結合状態」という。）の前記送電側コイルに前記給電回路から通電した場合の送電電流ｉ１（０）の波形と相似な波形である参照電流相似波形ｗｒｅｆを生成する参照電流相似波形生成手段と、
前記送電電流検出波形ｗｉ１と前記参照電流相似波形ｗｒｅｆとの加重差の波形である受電側電流検出波形ｗｏｕｔを生成し出力する差分波形生成手段と、を備え、
非結合状態において、前記受電側電流検出波形ｗｏｕｔの振幅が略０となるように、前記差分波形生成手段における差分加重値、又は前記参照電流相似波形生成手段における前記参照電流相似波形の出力振幅値が調整され、又は調整可能とされていることを特徴とする。
【００１６】
この構成に依れば、差分波形生成手段が出力する参照電流相似波形ｗｒｅｆとして、受電側コイルに通電される受電電流ｉ２の波形に相似な波形を得ることが出来る（後述の式（１６ａ），（１６ｂ）を参照）。即ち、後述の式（１５ａ）に示すように、送電側コイルと受電側コイルとが相互インダクタンスＭ１２で結合している場合、送電側コイルの送電電流ｉ１の波形は、送電側コイルと受電側コイルとが非結合状態（Ｍ１２＝０）のときに送電側コイルを流れる送電電流ｉ１（０）の波形に、受電側コイルの電流ｉ２により誘導された誘導電流の相似波形が重畳した波形となる。其処で、非結合状態の送電電流ｉ１（０）を送電側コイルと独立した別回路で生成し、生成された非結合状態の送電電流ｉ１（０）を適度な「重み係数」で重み付けして送電電流ｉ１から差し引くことにより、受電側コイルの電流ｉ２により誘導された誘導電流の波形のみを抽出することができる。この受電側コイルの電流ｉ２により誘導された誘導電流の波形は電流ｉ２と同相で振幅が定数倍であるため（式（１５ａ）参照）、電流ｉ２の相似波形が抽出できたことになる。この際、「重み係数」を、送電側コイルが受電側コイルと磁界結合していない状態において、受電側電流検出波形ｗｏｕｔの振幅が略０となるように決定することで、送電電流ｉ１から非結合状態の送電電流ｉ１（０）の成分を完全に打ち消すことが出来る。非結合状態では、受電側コイルとの結合は関係ないため、送電側の回路のみで「重み係数」を事前に決定し、回路定数を事前に設定することができる。
【００１７】
ここで、「送電電流検出波形」，「参照電流相似波形」，「受電側電流検出波形」は、其々、送電電流ｉ１，参照電流（送電側コイルと受電側コイルとが非結合状態（Ｍ１２＝０）のときに送電側コイルを流れる送電電流）ｉ１（０），受電側電流（送電電流ｉ１と参照電流ｉ１（０）との加重差ｉ１−ｃ０ｉ１（０）（ｃ０は重み係数）の電流）ｉ３の電流そのものではなく、各々の電流の振動により作られる時間変化する波の形（wave shape）を意味する。従って、各々の電流波形そのものの他に、電流の波の形状が保たれていれば、各々の電流を電圧に変換した波形や、各々の電流波形をＡＤ変換して量子化した波形であってもよい。「磁界結合」（magnetic coupling）とは、一方のコイルと他方のコイルとの間の相互インダクタンスが０でない状態である電気信号的な結合（トランス結合）をいう。「非結合状態」（non-coupling state）とは、送電側コイルが受電側コイルに磁界結合していない状態、即ち、送電側コイルと受電側コイルの相互インダクタンスが０の状態をいう。「差分波形生成手段における差分加重値」とは、送電電流検出波形ｗｉ１と参照電流相似波形ｗｒｅｆとの加重差を演算する際に、送電電流検出波形ｗｉ１及び／又は参照電流相似波形ｗｒｅｆに乗ぜられる「重み係数」をいう。差分加重値又は出力振幅値が「調整され」とは、非結合状態において受電側電流検出波形ｗｏｕｔの振幅が略０となるように差分加重値又は出力振幅値が回路パラメータ等により予め調整されていることを意味する。差分加重値又は出力振幅値が「調整可能とされている」とは、非結合状態において受電側電流検出波形ｗｏｕｔの振幅が略０となるように差分加重値又は出力振幅値を事後的に調整することが可能な調整手段（例えば、図１７の半固定抵抗Ｒ９，図２０の半固定抵抗Ｒ６，図２３の半固定抵抗Ｒ６，Ｒ９’など）が設けられていることを意味する。
【００１８】
本発明の受電側電流検出回路の第２の構成は、前記第１の構成に於いて、前記参照電流相似波形生成手段は、前記送電側コイルと並列に接続され、前記受電側コイルとは磁界結合しないダミーコイルを備え、前記ダミーコイルを流れる電流であるダミーコイル電流ｉｄの波形として前記参照電流相似波形ｗｒｅｆを生成するものであり、
前記差分波形生成手段は、前記ダミーコイルを流れる前記ダミーコイル電流ｉｄと、前記送電側コイルを流れる前記送電電流ｉ１との加重差電流の波形を前記受電側電流検出波形ｗｏｕｔとして出力するものであり、
前記ダミーコイルのインダクタンスＬｄの前記送電側コイルのインダクタンスＬ１に対する比Ｌｄ／Ｌ１をαｄ１としたとき、前記差分波形生成手段は、前記加重差電流の波形として、前記ダミーコイル電流ｉｄのαｄ１倍と前記１次側電流ｉ１との加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の波形を出力するものであることを特徴とする。
【００１９】
この構成により、差分波形生成手段が検出する加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）は、２次側の受電側コイルに流れる電流ｉ２（２次側に送電側コイルと結合した受電側コイルが複数ある場合には、これら各受電側コイルを流れる各電流ｉ２ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）の加重和）の定数倍となる。従って、この加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）によって検出される２次側電流の検出値を用いて波形生成器が出力する交流波形の周波数を調整することにより、正確な共振周波数への周波数調整を行うことが可能となる。
【００２０】
また、この加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の検出値を用いれば、送電側コイルに近接する異物の検出を行うことも可能となる。
【００２１】
本発明の受電側電流検出回路の第３の構成は、前記第２の構成に於いて、前記送電側コイル及び前記ダミーコイルに対して並列に接続された調整抵抗を備え、
前記差分波形生成手段は、前記ダミーコイルを流れる電流である前記ダミーコイル電流ｉｄ及び前記調整抵抗を流れる電流である調整電流ｉajの和と、前記送電側コイルを流れる電流である前記１次側電流ｉ１との加重差電流（αｄ１ｉｄ＋ｉaj−ｉ１）を検出するものであり、
調整抵抗は、前記受電側コイルが前記送電側コイルに結合していない状態に於いて、前記加重差電流（αｄ１ｉｄ＋ｉaj−ｉ１）が零となるように調整されていることを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、ダミーコイルの内部抵抗が無視できない場合に於いて、調整電流ｉajにより加重差電流（αｄ１ｉｄ＋ｉaj−ｉ１）を検出することで、ダミーコイルの内部抵抗による２次側電流ｉ２の検出誤差をキャンセルすることができる。
【００２３】
本発明の受電側電流検出回路の第４の構成は、前記第２の構成に於いて、磁性体コアと、前記磁気コアが１回以上鎖交する巻線部が形成された第１、第２、及び第３の導線と、を具備し、且つ、
前記第１の導線が、前記送電側コイルの入出力配線上に、前記送電側コイルに直列且つ前記ダミーコイルと並列に接続され、
前記第２の導線が、前記ダミーコイルの入出力配線上に、前記ダミーコイルに直列且つ前記送電側コイルと並列に接続された、電流トランスを備え、
前記送電電流波形検出手段及び前記差分波形生成手段は、前記電流トランスにより一体として構成されており、
前記ダミーコイルから前記第２の導線の前記巻線部へ向かって電流を流し、且つ前記送電側コイルから前記第１の導線の前記巻線部へ向かって電流を流した場合に、
前記第２の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きが、前記第１の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きとは反対向きとなるように、
前記送電側コイルが前記第１の導線に接続され、前記ダミーコイルが前記第２の導線に接続されており、
且つ、前記第２の導線の前記巻線部の巻数が、前記第１の導線の前記巻線部の巻数のαｄ１倍であることを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、電流トランスの第３の導線に加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）が出力される。差分波形生成手段として上記の電流トランスを用いることにより、回路が極めて単純化される。また、ダミーコイル電流ｉｄと１次側電流ｉ１との加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）を検出する際に、ダミーコイル電流ｉｄの検出及び１次側電流ｉ１の検出に、共通の磁性体コアが用いられることになるため、極めて精度の高い加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の検出が可能となる。
【００２５】
本発明の受電側電流検出回路の第５の構成は、前記第３の構成に於いて、磁性体コアと、前記磁気コアが１回以上鎖交する巻線部が形成された第１、第２、第３、及び第４の導線と、を具備し、且つ、
前記第１の導線が、前記送電側コイルの入出力配線上に、前記送電側コイルに直列且つ前記ダミーコイル及び前記調整抵抗と並列に接続され、
前記第２の導線が、前記ダミーコイルの入出力配線上に、前記ダミーコイルに直列且つ前記送電側コイル及び前記調整抵抗と並列に接続され、
前記第４の導線が、前記調整抵抗の入出力配線上に、前記調整抵抗に直列且つ前記送電側コイル及び前記ダミーコイルと並列に接続された、電流トランスを備え、
前記送電電流波形検出手段及び前記差分波形生成手段は、前記電流トランスにより一体として構成されており、
前記ダミーコイルから前記第２の導線の前記巻線部へ向かって電流を流し、且つ前記送電側コイルから前記第１の導線の前記巻線部へ向かって電流を流し、且つ前記調整抵抗から前記第４の導線の前記巻線部へ向かって電流を流した場合に、
前記第２の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きが、前記第１の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きとは反対向き、且つ、前記第４の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きが、前記第１の導線の前記巻線部に流れる電流が前記磁性体コア内に作る磁場の向きとは反対向きとなるように、
前記送電側コイルが前記第１の導線に接続され、前記ダミーコイルが前記第２の導線に接続され、前記調整抵抗が前記第４の導線に接続されており、
且つ、前記第２の導線の前記巻線部の巻数が、前記第１の導線の前記巻線部の巻数のαｄ１倍であることを特徴とする。
【００２６】
この構成によれば、電流トランスの第３の導線に加重差電流（αｄ１ｉｄ＋ｉaj−ｉ１）が出力される。差分波形生成手段として上記の電流トランスを用いることにより、回路が極めて単純化される。また、ダミーコイル電流ｉｄ及び調整電流ｉａｊも和と１次側電流ｉ１との加重差電流（αｄ１ｉｄ＋ｉａｊ−ｉ１）を検出する際に、ダミーコイル電流ｉｄの検出、調整電流ｉａｊの検出、及び１次側電流ｉ１の検出に、共通の磁性体コアが用いられることになるため、極めて精度の高い加重差電流（αｄ１ｉｄ＋ｉａｊ−ｉ１）の検出が可能となる。
本発明の受電側電流検出回路の第６の構成は、前記第１の構成に於いて、前記参照電流相似波形生成手段は、前記送電側コイルに印加される電圧である送電電圧ｖ１の波形の積分波形を演算し参照電流相似波形ｗｒｅｆとして出力する送電電圧積分手段を備え、
前記差分波形生成手段は、前記送電電圧積分手段が出力する前記参照電流相似波形ｗｒｅｆと、前記送電電流波形検出手段が出力する前記送電電流検出波形ｗｉ１との加重差（γａｗｒｅｆ−γｂｗｉ１）の波形を前記受電側電流検出波形ｗｏｕｔとして出力するものであり、
前記送電側コイルが前記受電側コイルと磁界結合していない状態において、前記受電側電流検出波形ｗｏｕｔの振幅が略０となるように、前記差分波形生成手段における差分加重値（γａ，γｂ）、又は前記送電電圧積分手段における前記参照電流相似波形ｗｒｅｆの振幅が調整され、又は調整可能とされていることを特徴とする。
【００２７】
この構成に依れば、送電電圧積分手段が出力する送電電圧ｖ１の波形の積分波形は、受電側コイルに磁界結合していない状態の送電側コイルに通電した場合の送電電流ｉ１（０）の波形と相似な波形となる（後述の式（１７ａ）参照）。従って、差分波形生成手段が出力する受電側電流検出波形ｗｏｕｔにより、受電側コイルに通電される受電電流ｉ２の波形に相似な波形を得ることが出来る（後述の式（１６ａ），（１６ｂ）を参照）。
【００２８】
本発明のワイヤレス電力伝送装置の第１の構成は、送電側コイルと、前記送電側コイルに通電する交流波形を生成する波形生成器と、前記波形生成器が生成する交流波形に従って前記送電側コイルに交流電力を給電する給電回路と、を備え、前記送電側コイルから、外部の受電装置に備えられた受電側コイルに対して電力をワイヤレス送電するワイヤレス電力伝送装置であって、
前記１乃至６の何れか一の構成の受電側電流検出回路と、
前記受電側電流検出波形の位相と前記送電側コイルに給電する給電電圧の位相の位相差が同相となるように給電電圧の周波数を調整する送電周波数調整手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２９】
この構成によれば、参照電流相似波形ｗｒｅｆの位相と波形生成器が生成する交流波形の位相の位相差が同相となるように、波形生成器が生成する交流波形の周波数を調整することで、該周波数を直列共振周波数に正確に合わせることが可能となる。
【００３０】
本発明のワイヤレス電力伝送装置の第２の構成は、前記１乃至５の何れか一の構成の受電側電流検出回路を備えた前記第１の構成に於いて、前記送電周波数調整手段は、
前記差分波形生成手段が出力する前記加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）と前記ダミーコイル電流ｉｄとの位相差Δφ２ｄ、又は前記差分波形生成手段により出力される前記加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の波形と前記波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０を検出する位相差検出手段と、
前記位相差検出手段により検出される位相差に基づき、
前記加重差電流と前記ダミーコイル電流との位相差Δφ２ｄが９０度となるように、
又は、前記加重差電流と前記波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０が０度となるように、
前記波形生成器が生成する交流波形の周波数を制御する周波数制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００３１】
この構成によれば、位相差検出手段が加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）とダミーコイル電流ｉｄとの位相差Δφ２ｄを検出する場合には、直列共振点に於いては、２次側の回路定数や送電側コイルと受電側コイルとの結合係数によらず、位相差Δφ２ｄは９０度となる。また、位相差検出手段が加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）と波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０を検出する場合には、直列共振点に於いては、２次側の回路定数や送電側コイルと受電側コイルとの結合係数によらず、位相差Δφ２０は０度となる。従って、周波数制御手段によりこの位相差Δφ２ｄが９０度となるように、又は位相差Δφ２０が０度となるように、波形生成器が生成する交流波形の周波数を制御することにより、受電側装置の回路定数や送電側コイルと受電側コイルとの結合係数に依らず正確な共振周波数への周波数調整を行うことが可能となる。
【００３２】
ここで、並列共振点に於いては、１次側電流ｉ１は極小となり並列共振点の前後で１８０度の位相シフトを生じるのに対し、２次側電流ｉ２は並列共振点に於いては振幅・位相ともに共振の影響を受けることはなく、１８０度の位相シフトも生じない。従って、送電側コイルと受電側コイルとの結合係数及び各部の回路定数の組合せによって直列共振点が並列共振点に接近した場合、直列共振点に於ける１次側電流ｉ１は並列共振の影響を受けて位相シフトを生じ、直列共振点に於ける電源電圧の位相に対する１次側電流ｉ１の位相φ１は０度からずれる。その一方、２次側電流ｉ２は並列共振の影響を受けないため、直列共振点に於ける電源電圧の位相に対する２次側電流ｉ２の位相φ２は０度から動かない。差分波形生成手段により検出される加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）は、２次側電流ｉ２に比例するので、電源電圧の位相に対する加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の位相はφ２であり、直列共振点が並列共振点に接近した場合にも、加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の位相は０度から動かない。故に、受電側装置の回路定数や送電側コイルと受電側コイルとの結合係数や回路定数に依らず正確な共振周波数への周波数調整を行うことが可能となる。
【００３３】
なお、本発明において「位相差が０度」というとき、位相差が１８０度を法として０度と合同であることを意味する。また、「位相差が９０度」というとき、位相差が１８０度を法として９０度と合同であることを意味する。
【００３４】
本発明のワイヤレス電力伝送装置の第３の構成は、前記１乃至５の何れか一の構成の受電側電流検出回路を備えた前記第１の構成に於いて、前記給電回路に対して並列に接続された前記送電側コイル及び前記ダミーコイルと、前記給電回路との間に、前記送電側コイル及び前記ダミーコイルに直列となるように接続された１次側コンデンサと、
前記差分波形生成手段により検出される前記加重差電流と前記波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０を検出する位相差検出手段と、
前記位相差検出手段により検出される位相差に基づき、
前記加重差電流と前記波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０が０度となるように、
前記波形生成器が生成する交流波形の周波数を制御する周波数制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００３５】
この構成によれば、位相差検出手段が検出する、加重差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）と波形生成器が生成する交流波形との位相差Δφ２０は、直列共振点に於いては、２次側の回路定数や送電側コイルと受電側コイルとの結合係数によらず、０度となる。従って、周波数制御手段によりこの位相差Δφ２０が０度となるように、波形生成器が生成する交流波形の周波数を制御することにより、受電側装置の回路定数や送電側コイルと受電側コイルとの結合係数に依らず正確な共振周波数への周波数調整を行うことが可能となる。
【発明の効果】
【００３６】
以上のように、本発明によれば、送電側コイルと受電側コイルとの結合係数や回路定数に依らず正確な共振周波数への周波数調整を行うことを可能とするために、送電側装置の装置において受電側装置の受電側コイルに流れる電流を検出することの可能なワイヤレス電力伝送装置を提供することができる。また、検出された受電側装置の受電側コイルに流れる電流に基づき、安定的に共振周波数への周波数調整を行うことが可能なワイヤレス電力伝送装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明に係るワイヤレス電力伝送装置の受電側コイル（２次コイル）電流の検出原理を説明する図である。
【図２】ダミーコイルを追加したＮ−Ｓ型磁気共振結合方式のワイヤレス電力給電回路を示す図である。
【図３】図２の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。（ａ）各電流の電流振幅、（ｂ）各電流の電源電圧ｖ０に対する位相。
【図４】本発明の実施例１に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。
【図５】本発明の実施例２に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。
【図６】図５の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。（ａ）各電流の電流振幅、（ｂ）各電流の電源電圧ｖ０に対する位相。
【図７】本発明の実施例３に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。
【図８】図７の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。（ａ）各電流の電流振幅、（ｂ）各電流の電源電圧ｖ０に対する位相。
【図９】図７の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。（ａ）各電流の電流振幅、（ｂ）各電流の電源電圧ｖ０に対する位相。
【図１０】本発明の実施例４に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。
【図１１】図１０の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。（ａ）各電流の電流振幅、（ｂ）各電流の電源電圧ｖ０に対する位相。
【図１２】図１０の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。（ａ）各電流の電流振幅、（ｂ）各電流の電源電圧ｖ０に対する位相。
【図１３】１次側コンデンサ１４がない場合の一般的な直列共振を説明する図である。
【図１４】１次側コンデンサ１４がある場合の一般的な直列共振を説明する図である。
【図１５】本発明の実施例５に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。
【図１６】図１５の電流トランスＣＴ１の構成を表す図である。
【図１７】本発明の実施例６に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。
【図１８】図１７の電流トランスＣＴ１の構成を表す図である。
【図１９】一般化したワイヤレス電力伝送システムの基本構成を表す図である。
【図２０】本発明の実施例７に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。
【図２１】図２０のワイヤレス電力伝送装置における１次側電流ｉ１，２次側電流ｉ２，受電側電流検出電圧ｖｏｕｔの振幅及び位相の周波数変化を表す図である。
【図２２】受電側電流検出電圧ｖｏｕｔと２次側電流ｉ２の比ｖｏｕｔ／ｉ２の振幅及び位相の周波数変化を表す図である。
【図２３】本発明の実施例７に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成の他の例を表す図である。
【図２４】送電電圧検出回路１０ａの例を示す図である。
【図２５】代表的な磁界共鳴方式のワイヤレス電力伝送の原理図である。
【図２６】並列共振状態（反共振状態）と直列共振状態（磁界調相結合状態）における電流と磁場の状態を示す模式図。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００３９】
（１）ダミーコイル方式による受電側コイル（２次コイル）電流の検出原理
図１は、本発明に係るワイヤレス電力伝送装置の受電側コイル（２次コイル）電流の検出原理を説明する図である。図１の回路トポロジーによる受電側コイル（２次コイル）電流の検出方式を、以下「ダミーコイル方式」と呼ぶ。図１において、「１次側」はワイヤレス電力伝送装置（送電側装置）の側を表し、「２次側」は受電装置の側を表している。このワイヤレス電力伝送装置は、送電側コイルＬ１に並列に接続されたダミーコイルＬ３を備えている。ｒ１，ｒ３は、其々、送電側コイルＬ１，ダミーコイルＬ３の内部抵抗である。送電側コイルＬ１及びダミーコイルＬ３の両端には、交流電源の入力電圧ｖ０が印加される。このとき、送電側コイルＬ１に流れる電流をｉ１，ダミーコイルＬ３に流れる電流をｉ３とする。一方、受電装置の側は、送電側コイルＬ１と磁気的に結合するＮ個（Ｎ≧１）の受電側コイルＬ２１，…，Ｌ２Ｎを備えているとする。尚、ダミーコイルＬ３は、各受電側コイルＬ２１，…，Ｌ２Ｎとは磁気的に結合していない。通常、各受電側コイルＬ２１，…，Ｌ２Ｎは、共通の磁性体コアに同軸に同向きに捲回され、又は、中心軸が同軸となるように中心軸に対し同向きに捲回された状態で密接して配列される。ここでは、受電側コイルの数Ｎは何個でもよい。各受電側コイルＬ２１，…，Ｌ２Ｎと送電側コイルＬ１との結合係数を、其々、ｋ２１，…，ｋ２Ｎとし、相互インダクタンスを、Ｍ２ｉ＝ｋ２ｉ√（Ｌ１Ｌ２ｉ）とする。送電側コイルＬ１に電流ｉ１が流れるときに各受電側コイルＬ２１，…，Ｌ２Ｎに誘導される電流をｉ２１，…，ｉ２Ｎとする。このとき、入力電圧ｖ０と１次コイル電流ｉ１，ダミーコイル電流ｉ３との関係は次の通りである。
【００４０】
【数２】
2019162023.tif 000004
従って、
【００４１】
【数３】
2019162023.tif 000005
という関係が得られる。ここで、コイルＬ１，Ｌ３の内部抵抗ｒ１，ｒ３は全相互インダクタンスｊωＭ１２に対して十分小さく無視できると仮定した。
【００４２】
式（３ａ）において、左辺は、２次側電流ｉ２１，…，ｉ２Ｎの加重和電流を表し、右辺はダミーコイル電流ｉ３と１次コイル電流ｉ１との加重差電流（α３１ｉ３−ｉ１）の実数倍を表している。ここで、重み係数α３１は、ダミーコイルのインダクタンスＬ３の送電側コイルのインダクタンスＬ１に対する比であり、重み係数βｋは全受電側コイルの相互インダクタンス和Σk=1N Ｍ１２ｋに対する各受電側コイルＬ２ｋの相互インダクタンスＭ１２ｋの比である。式（３ａ）より、ダミーコイル電流ｉ３と１次コイル電流ｉ１との加重差電流（α３１ｉ３−ｉ１）は、各２次側電流ｉ２１，…，ｉ２Ｎの加重和電流に比例するので、加重差電流（α３１ｉ３−ｉ１）を検出することにより、受電側の２次側電流ｉ２１，…，ｉ２Ｎの加重和電流が検出できることが分かる。特に、Ｎ＝１の場合（例えば、図２５（ａ）〜（ｄ）の場合）には、単一の受電側コイルＬ２に誘導される誘導電流ｉ２そのものを直接検出することができる。
【００４３】
（２）ダミーコイル方式における電源周波数調整の原理
図１において、コイルの内部抵抗ｒ１，ｒ３は無視できる程度に小さいとすれば、式（２ａ），（２ｂ）より、ダミーコイル電流ｉ３は次のように表される。
【００４４】
【数４】
2019162023.tif 000006
【００４５】
ここでは、簡単な例として、図２のような、ダミーコイルを追加したＮ−Ｓ型磁気共振結合方式のワイヤレス電力給電回路について考える。図２において、ｖ０は交流電圧源、ｒ０は電源内部抵抗、Ｌ１は送電側コイル、Ｌ３はダミーコイル、Ｌ２は受電側コイル、Ｃ２は共振コンデンサ、ＲＬは負荷抵抗を表している。負荷抵抗ＲＬは、受電側で電力を取り出す回路（例えば、ダイオードブリッジによる整流回路等）の抵抗である。送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２との相互インダクタンスをＭ１２とし、送電側コイルＬ１，受電側コイルＬ２に流れる電流を、ｉ１，ｉ２とする。このとき、電流ｉ１，ｉ２は次のように表される。
【００４６】
【数５】
2019162023.tif 000007
【００４７】
また、送電側コイルＬ１の両側端子からみた１次側入力インピーダンスＺｉｎ１は、次のようになる。
【００４８】
【数６】
2019162023.tif 000008
【００４９】
直列共振点では、１次側入力インピーダンスＺｉｎ１が最小、即ち、分子のリアクタンス部分（分子のＲＬ＝０とした部分）が０となるので、直列共振周波数ω０は式（１ｂ）のように表される。従って、直列共振点ω＝ω０において、電流ｉ１，ｉ２は次のようになる。ここで、Δ０＝Δ（ω０），ｒ０≪ω０Ｌ１，ｒ０≪ω０Ｌ３である。
【００５０】
【数７】
2019162023.tif 000009
【００５１】
式（７ａ），（７ｂ）を式（４）に代入することにより、ダミーコイル電流ｉ３は次のようになる。
【００５２】
【数８】
2019162023.tif 000010
【００５３】
従って、ダミーコイル電流ｉ３は２次側電流ｉ２に対して、常にπ／２だけ位相がずれた状態となる。
【００５４】
Ｎ−Ｓ型磁気共振結合方式以外のワイヤレス電力給電回路についても、直列共振点に於いて１次側コイル（送電側コイル）Ｌ１の両端端子からみた入力インピーダンスＺｉｎ１は最小（即ち、分子のＲＬ＝０とした部分が０）となる。従って、直列共振条件Ｚｉｎ１（ＲＬ＝０）＝０から、一般的に、１次側コイルＬ１に並列接続されるダミーコイルＬｄを流れるダミーコイル電流ｉｄは、
（ｉ）１次側コンデンサＣ１がない場合には、直列共振点に於いて２次側電流ｉ２に対してπ／２だけ位相がずれた状態、
（ｉｉ）１次側コンデンサＣ１がある場合には、２次側電流ｉ２に対して常に同相の状態
となる。従って、１次側コンデンサＣ１がない場合には、ダミーコイル電流ｉｄの位相に対して２次側電流ｉ２の位相がπ／２だけずれた状態となるように、交流電源ｖ０の角周波数ωを制御することにより、交流電源ｖ０の角周波数ωを直列共振周波数ω０に精度良く調整することが可能となる。尚、１次側コンデンサＣ１がある場合に関しては実施例２，４で詳しく説明する。
【００５５】
図３は、図２の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。図３（ａ）は電流振幅、図３（ｂ）は各電流の電源電圧ｖ０に対する位相を示している。回路定数は、Ｌ１＝１００ｍＨ，Ｌ２＝１００ｍＨ，ｋ１２＝０．８，Ｌ３＝５００ｍＨ，Ｃ２＝２．５３ｎＦ，ＲＬ＝５０Ω，ｒ０＝１Ωとして計算している。図３において、ｆ２は並列共振周波数、ｆ０は直列共振周波数を示す。図３より、（α３１ｉ３−ｉ１）／ｉ２の振幅値が一定であることから差電流（α３１ｉ３−ｉ１）は２次側電流ｉ２に比例し、（α３１ｉ３−ｉ１）／ｉ２の位相は常に０度であるから、両者の位相も一致していることが分かる。また、直列共振点ｆ０の近傍に於いては、電流ｉ１，ｉ２は−１８０度の位相遷移を生じるため、この位相遷移の中心にある直列共振点ｆ０に於いては、電源電圧ｖ０の位相φ０に対する電流ｉ１，ｉ２の位相φ１，φ２は、１８０度を法として合同、即ち、位相φ０，φ１，φ２は同相となる。一方、ダミーコイル４はこの直列共振には関与しないため、ダミーコイル電流ｉ３の位相φ３は直列共振点ｆ０の近傍に於いても一定であり、電源電圧ｖ０の位相φ０に対して９０度の位相差に保たれる。故に、直列共振点に於いては、電流ｉ１，ｉ２及び差電流（α３１ｉ３−ｉ１）は同相、電流ｉ３，（α３１ｉ３−ｉ１）の位相差は９０度となることが分かる。
【００５６】
（３）ダミーコイル方式による電源周波数制御の基本構成
図４は、本発明に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。図４において、本発明に係るワイヤレス電力伝送装置１（以下、「送電装置１」）は、受電装置２に対してワイヤレス送電を行う装置である。送電装置１は、送電側コイル３、ダミーコイル４、波形生成器５、給電回路６、差分波形生成手段７、位相差検出手段８、及び周波数制御手段９を備えている。受電装置２は、受電側コイル１１、共振コンデンサ１２、及び負荷抵抗１３を備えている。
【００５７】
送電側コイル３は、電力送電用のコイルであり、受電側コイル１１に対峙し磁界結合が可能となるように配設される。ダミーコイル４は、送電側コイル３に対して並列接続される。ダミーコイル４、受電側コイル１１を送電側コイル３に対峙させた場合でも、受電側コイル１１とは磁界結合はしない。ここでは、送電側コイル３、受電側コイル１１、ダミーコイル４のインダクタンスを、其々、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と記し、送電側コイル３と受電側コイル１１との相互インダクタンスをＭ１２＝ｋ１２√（Ｌ１Ｌ２）（ｋ１２は送電側コイル３と受電側コイル１１との結合係数）と記す。波形生成器５は、送電側コイル３に通電する交流波形を生成する回路である。給電回路６は、波形生成器５が生成する交流波形に従って前記送電側コイルに交流電力を給電する電源回路である。ここでは、給電回路６の出力する交流電圧をｖ０、給電回路６の内部抵抗をｒ０と記す。差分波形生成手段７は、送電側コイル３に流れる電流である１次側電流ｉ１と、ダミーコイル４に流れる電流であるダミーコイル電流ｉ３との差電流（α３１ｉ３−ｉ１）を検出する。ここで、重み係数α３１は、α３１＝Ｌ３／Ｌ１である。差分波形生成手段７は、機能的には、１次側電流ｉ１を検出する電流センサ７ａ、ダミーコイル電流ｉ３を検出する電流センサ７ｂ、及び差電流（α３１ｉ３−ｉ１）を演算する差電流演算回路７ｃにより構成されている。差電流演算回路７ｃは、アナログ回路として構成してもデジタル回路として構成しても良い。また、後述するように、電流トランスを用いれば、電流センサ７ａ，７ｂ及び差電流演算回路７ｃを１つの電流トランスにより一体に構成することもできる。位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α３１ｉ３−ｉ１）とダミーコイル電流ｉ３との位相差Δφを検出する回路である。周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する差電流（α３１ｉ３−ｉ１）とダミーコイル電流ｉ３との位相差Δφが９０度となるように、波形生成器が生成する交流波形の周波数を制御する回路である。
【００５８】
受電側コイル１１は、送電側コイル３と磁界結合し、送電側コイル３から電力を受電するためのコイルである。共振コンデンサ１２及び負荷抵抗１３は、受電側コイル１１に直列に接続されている。共振コンデンサ１２のキャパシタンスはＣ２、負荷抵抗１３のレジスタンスはＲＬとする。
【００５９】
図１において、波形生成器５は、基本角周波数ωの交流波形を生成し、給電回路６へ出力する。給電回路６は、この交流波形に基づいて、基本角周波数ωの交流電圧ｖ０を発生して、送電側コイル３及びダミーコイル４に印加する。ここで、交流電圧ｖ０の波形は、送電効率の観点からは正弦波が好適であるが、実際の回路構成を容易にするため矩形波としてもよい。これにより、送電側コイル３及びダミーコイル４には、其々、１次側電流ｉ１，ダミーコイル電流ｉ３が流れる。そして、送電側コイル３に１次側電流ｉ１が流れることによって、受電側コイル１１に２次側電流ｉ２が誘導される。このときの電流ｉ１，ｉ２，ｉ３は、其々、式（５ａ），（５ａ），（４）に示したようになる。ここで、もし交流電圧ｖ０の角周波数ωが、式（１ｂ）の直列共振角周波数ω０の場合には、送電側コイル３の両側端子からみた入力インピーダンスＺｉｎ１が最小となり、電流ｉ１，ｉ２が同位相の状態（磁界調相結合状態）となり、ダミーコイル電流ｉ３の位相は２次側電流ｉ２の位相に対してπ／２だけずれた状態となる。
【００６０】
差分波形生成手段７は、１次側電流ｉ１とダミーコイル電流ｉ３と差電流（α３１ｉ３−ｉ１）を検出する。この差電流（α３１ｉ３−ｉ１）は、式（３ａ）で示したように、２次側電流ｉ２の実数倍の値をとる。即ち、差電流（α３１ｉ３−ｉ１）の位相は２次側電流ｉ２の位相に一致する。
【００６１】
位相差検出手段８は、差電流（α３１ｉ３−ｉ１）の位相（即ち、２次側電流ｉ２の位相）φ２と、電流センサ７ｂで検出されるダミーコイル電流ｉ３の位相φ３との差分（φ２−φ３）を演算し、この位相差（φ２−φ３）に比例する位相差検出信号を出力する。
【００６２】
周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が９０度相当となるように、波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御する。これにより、波形生成器５が出力する交流波形は、直列共振角周波数ω０に調整される。
【００６３】
尚、ここでは、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α３１ｉ３−ｉ１）の位相φ２とダミーコイル電流ｉ３の位相φ３の位相差（φ２−φ３）を検出することとしているが、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α３１ｉ３−ｉ１）の位相φ２と波形生成器５が生成する交流波形の位相φ０との位相差（φ２−φ０）を検出するように構成することもできる。この場合、周波数制御手段９は、位相差検出手段８により検出される位相差が０度となるように、波形生成器５が生成する交流波形の周波数を制御すればよい。
【００６４】
さらに、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α３１ｉ３−ｉ１）の位相φ２と波形生成器５が生成する交流波形の位相φ０を９０度シフトした位相φ０±９０°の位相差（φ２−φ０±９０°）を検出するように構成することもできる。この場合、周波数制御手段９は、位相差検出手段８により検出される位相差が９０度となるように、波形生成器５が生成する交流波形の周波数を制御すればよい。
【実施例２】
【００６５】
図５は、本発明の実施例２に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。図５において、図４と同様の構成部分には同符号を附している。実施例１（図４）とは、１次側（送電側）の回路に位相調整用の１次側コンデンサ１４を追加した点が相違する。１次側コンデンサ１４のキャパシタンスはＣ１とする。この場合、並列共振角周波数ω２及び直列共振角周波数ω０は次のようになる。
【００６６】
【数９】
2019162023.tif 000011
【００６７】
従って、並列共振点及び直列共振点は、低周波側と高周波側に２つ生じることが分かる。図６は、図５の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。図６（ａ）各電流の電流振幅、図６（ｂ）各電流の電源電圧ｖ０に対する位相を表している。図６においては、回路定数は、Ｌ１＝１００ｍＨ，Ｌ２＝１００ｍＨ，ｋ１２＝０．８，Ｌ３＝５００ｍＨ，Ｃ１＝５０ｐＦ，Ｃ２＝２．５３ｎＦ，ＲＬ＝５０Ω，ｒ０＝１Ωとして計算している。また、図６において、ｆ２(i1)，ｆ２(i3)は並列共振周波数、ｆ０Ｌは低周波側の直列共振周波数、ｆ０Ｈは高周波側の直列共振周波数を示す。図６より、（α３１ｉ３−ｉ１）／ｉ２の振幅値が一定であることから差電流（α３１ｉ３−ｉ１）は２次側電流ｉ２に比例し、（α３１ｉ３−ｉ１）／ｉ２の位相は常に０度であるから、両者の位相も一致していることが分かる。また、直列共振点ｆ０Ｌ，ｆ０Ｈの近傍に於いて電流ｉ１，ｉ２は１８０度の位相遷移を生じるため、この位相遷移の中心にある直列共振点ｆ０Ｌ，ｆ０Ｈに於いては、電源電圧ｖ０の位相φ０に対する電流ｉ１，ｉ２の位相φ１，φ２は、１８０度を法として合同、即ち、位相φ０，φ１，φ２は同相となる。一方、１次側コンデンサＣ１を追加した場合には、１次側コンデンサＣ１もこの直列共振に関与することから、ダミーコイル電流ｉ３の位相も、直列共振点ｆ０Ｌ，ｆ０Ｈの近傍に於いて電流ｉ１，ｉ２は１８０度の位相遷移を生じる。従って、この位相遷移の中心にある直列共振点ｆ０Ｌ，ｆ０Ｈに於いては、電源電圧ｖ０の位相φ０に対する電流ｉ３の位相φ３は、１８０度を法として合同、即ち、位相φ０，φ３は同相となる。
【００６８】
従って、本実施例においては、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α３１ｉ３−ｉ１）の位相φ２と電源電圧ｖ０の位相φ０との位相差を検出するように構成し、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が０度相当となるように、波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御する。又は、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α３１ｉ３−ｉ１）の位相φ２と電源電圧ｖ０の位相φ０を９０度シフトした位相との位相差を検出し、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が９０度相当となるように、波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御する。これにより、波形生成器５が出力する交流波形は、直列共振角周波数ω０に調整される。
【実施例３】
【００６９】
図７は、本発明の実施例３に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。図７において、図４と同様の構成部分には同符号を附している。実施例１（図４）とは、２次側の受電側コイル１１を、１次側との共振を生じさせる共振用受電側コイル１１ａと、電力を取り出す受電側ロードコイル１１ｂとに分離した点が相違する。２次側コンデンサ１２は共振用受電側コイル１１ａの両端に接続されており、共振用受電側コイル１１ａと２次側コンデンサ１２によるＬＣ共振回路が形成されている。尚、抵抗ｒ２は、このＬＣ共振回路の内部抵抗を表す。一方、受電側ロードコイル１１ｂの両端には負荷抵抗１３が接続されている。共振用受電側コイル１１ａ，受電側ロードコイル１１ｂのインダクタンスを、其々、Ｌ２，Ｌ３とする。ダミーコイル４のインダクタンスはＬ４とする。送電側コイル３と共振用受電側コイル１１ａとの相互インダクタンスをＭ１２＝ｋ１２√（Ｌ１Ｌ２）、共振用受電側コイル１１ａと受電側ロードコイル１１ｂとの相互インダクタンスをＭ１３＝ｋ１３√（Ｌ２Ｌ３）、受電側ロードコイル１１ｂと送電側コイル３との相互インダクタンスをＭ３１＝ｋ３１√（Ｌ３Ｌ１）とする。この場合、並列共振角周波数ω２及び直列共振角周波数ω０は次のようになる。
【００７０】
【数１０】
2019162023.tif 000012
【００７１】
図８，図９は、図７の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。図８（ａ），図９（ａ）は各電流の電流振幅、図８（ｂ），図９（ｂ）は各電流の電源電圧ｖ０に対する位相を表している。図８においては、回路定数は、Ｌ１＝１００ｍＨ，Ｌ２＝１００ｍＨ，Ｌ３＝１００ｍＨ，ｋ１２＝０．８，ｋ２３＝０．８，ｋ３１＝０．８，Ｌ４＝５００ｍＨ，Ｃ２＝２．５３ｎＦ，ＲＬ＝５０Ω，ｒ０＝ｒ２＝１Ωとして計算している。図９においては、回路定数は、Ｌ１＝４６μＨ，Ｌ２＝５０μＨ，Ｌ３＝５μＨ，ｋ１２＝０．８，ｋ２３＝０．８，ｋ３１＝０．８，Ｌ４＝４６０μＨ，Ｃ２＝６６ｎＦ，ＲＬ＝５０Ω，ｒ０＝ｒ２＝１Ωとして計算している。また、図８，図９において、ｆ２は並列共振周波数、ｆ０は直列共振周波数を示す。図８より、（α４１ｉ４−ｉ１）／（β２ｉ２＋β３ｉ３）の振幅値が一定であることから差電流（α４１ｉ４−ｉ１）は２次側電流ｉ２に比例し、（α４１ｉ４−ｉ１）／（β２ｉ２＋β３ｉ３）の位相は常に０度であるから、両者の位相も一致していることが分かる。また、直列共振点ｆ０の近傍に於いて電流ｉ１，ｉ２は−１８０度の位相遷移を生じるため、この位相遷移の中心にある直列共振点ｆ０に於いては、電源電圧ｖ０の位相φ０に対する電流ｉ１，ｉ２の位相φ１，φ２は、１８０度を法として合同、即ち、位相φ０，φ１，φ２は同相となる。一方、ダミーコイル４はこの直列共振には関与しないため、ダミーコイル電流ｉ３の位相φ３は直列共振点ｆ０の近傍に於いても一定であり、電源電圧ｖ０の位相φ０に対して９０度の位相差に保たれる。故に、直列共振点に於いては、電流ｉ１，ｉ２及び差電流（α４１ｉ４−ｉ１）は同相、電流ｉ４，（α４１ｉ４−ｉ１）の位相差は９０度となることが分かる。
【００７２】
従って、本実施例においては、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が９０度相当となるように、波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御する。これにより、波形生成器５が出力する交流波形は、直列共振角周波数ω０に調整される。
【００７３】
また、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α４１ｉ４−ｉ１）の位相φ２と波形生成器５が生成する交流波形の位相φ０との位相差（φ２−φ０）を検出するように構成することもできる。この場合、周波数制御手段９は、位相差検出手段８により検出される位相差が０度となるように、波形生成器５が生成する交流波形の周波数を制御すればよい。
【００７４】
さらに、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α４１ｉ４−ｉ１）の位相φ２と波形生成器５が生成する交流波形の位相φ０を９０度シフトした位相φ０±９０°の位相差（φ２−φ０±９０°）を検出するように構成することもできる。この場合、周波数制御手段９は、位相差検出手段８により検出される位相差が９０度となるように、波形生成器５が生成する交流波形の周波数を制御すればよい。
【実施例４】
【００７５】
図１０は、本発明の実施例４に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。図１０において、図７と同様の構成部分には同符号を附している。実施例３（図７）とは、１次側（送電側）の回路に位相調整用の１次側コンデンサ１４を追加した点が相違する。１次側コンデンサ１４のキャパシタンスはＣ１とする。この場合、並列共振角周波数ω２及び直列共振角周波数ω０は次のようになる。
【００７６】
【数１１】
2019162023.tif 000013
【００７７】
従って、並列共振点及び直列共振点は、低周波側と高周波側に２つ生じることが分かる。図１１，図１２は、図１０の回路における各部電流の周波数変化を示す図である。図１１（ａ），図１２（ａ）は各電流の電流振幅、図１１（ｂ），図１２（ｂ）は各電流の電源電圧ｖ０に対する位相を表している。図１１においては、回路定数は、Ｌ１＝１００ｍＨ，Ｌ２＝１００ｍＨ，Ｌ３＝１００ｍＨ，ｋ１２＝０．８，ｋ２３＝０．８，ｋ３１＝０．８，Ｌ４＝５００ｍＨ，Ｃ１＝２００ｐＦ，Ｃ２＝２．５３ｎＦ，ＲＬ＝５０Ω，ｒ０＝ｒ２＝１Ωとして計算している。図１２においては、回路定数は、Ｌ１＝４６μＨ，Ｌ２＝５０μＨ，Ｌ３＝５μＨ，ｋ１２＝０．８，ｋ２３＝０．８，ｋ３１＝０．８，Ｌ４＝４６０μＨ，Ｃ１＝１４４ｎＦ，Ｃ２＝６６ｎＦ，ＲＬ＝５０Ω，ｒ０＝ｒ２＝１Ωとして計算している。また、図１１，図１２において、ｆ２(i1)，ｆ２(i4)は並列共振周波数、ｆ０Ｌは低周波側の直列共振周波数、ｆ０Ｈは高周波側の直列共振周波数を示す。図１１より、（α４１ｉ４−ｉ１）／（β２ｉ２＋β３ｉ３）の振幅値が一定であることから差電流（α４１ｉ４−ｉ１）は２次側電流ｉ２に比例し、（α４１ｉ４−ｉ１）／（β２ｉ２＋β３ｉ３）の位相は常に０度であるから、両者の位相も一致していることが分かる。また、直列共振点ｆ０Ｌ，ｆ０Ｈの近傍に於いて電流ｉ１，ｉ２は１８０度の位相遷移を生じるため、この位相遷移の中心にある直列共振点ｆ０Ｌ，ｆ０Ｈに於いては、電源電圧ｖ０の位相φ０に対する電流ｉ１，ｉ２の位相φ１，φ２は、１８０度を法として合同、即ち、位相φ０，φ１，φ２は同相となる。一方、１次側コンデンサＣ１を追加した場合には、１次側コンデンサＣ１もこの直列共振に関与することから、ダミーコイル電流ｉ４の位相も、直列共振点ｆ０Ｌ，ｆ０Ｈの近傍に於いて電流ｉ１，ｉ２は１８０度の位相遷移を生じる。従って、この位相遷移の中心にある直列共振点ｆ０Ｌ，ｆ０Ｈに於いては、電源電圧ｖ０の位相φ０に対する電流ｉ４の位相φ４は、１８０度を法として合同、即ち、位相φ０，φ４は同相となる。
【００７８】
従って、本実施例においては、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α４１ｉ４−ｉ１）の位相φ２と電源電圧ｖ０の位相φ０との位相差を検出するように構成し、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が０度相当となるように、波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御する。又は、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電流（α４１ｉ４−ｉ１）の位相φ２と電源電圧ｖ０の位相φ０を９０度シフトした位相との位相差を検出し、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が９０度相当となるように、波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御する。これにより、波形生成器５が出力する交流波形は、直列共振角周波数ω０に調整される。
【００７９】
尚、図１１の場合、直列共振点ｆ０Ｌに於いて、１次側電流ｉ１の位相が０度とはならず、８０．６度と大きくずれているが、これは、直列共振点ｆ０Ｌが並列共振点ｆ２に近接しているため、並列共振の影響を受けて１次側電流ｉ１の位相が大きくシフトしたことによる。特許文献４に記載されているような、１次側電流ｉ１と電源電圧ｖ０の位相を用いる場合には、このように並列共振の影響を受けて１次側電流ｉ１の位相が大きくシフトした場合には適切な周波数調節が出来なくなる。これは、並列共振点付近において、１次側電流ｉ１の位相が直列共振点とは逆向きに１８０度遷移するため、直列共振点が並列共振点に近接すると位相遷移の打ち消し合いが生じるためである。一方、本発明では、差電流（α４１ｉ４−ｉ１）から２次側電流（β２ｉ２＋β３ｉ３）を抽出して、この２次側電流（β２ｉ２＋β３ｉ３）の位相とダミーコイル電流ｉ４（又は電源電圧ｖ０でもよい。）の位相を比較して電源周波数の調節を行う。並列共振点付近においては、２次側電流の１８０度位相シフトは生じない。そのため、図１１に示したように、並列共振の影響を受けて１次側電流ｉ１の位相が大きくシフトしている場合にも、差電流（α４１ｉ４−ｉ１）の位相は直列共振点ｆ０Ｌで０となり、正確に電源周波数を直列共振点ｆ０Ｌに調整することが可能となる。
【００８０】
以上の解析から、一般に、１次側コンデンサ１４がない場合には、直列共振点ω０においては、ダミーコイル電流ｉｄの位相φｄは、２次側電流ｉ２（２次側電流が複数ある場合には式（３ａ）左辺の２次側電流の加重和。以下同じ。）の位相φ２と９０度ずれた状態となり、１次側コンデンサ１４がある場合には、直列共振点において、ダミーコイル電流ｉｄの位相φｄは２次側電流ｉ２の位相φ２と同相となることが分かる。これは次のような理由による。
【００８１】
１次側コンデンサ１４がない場合には、図１３の点線で囲んだ部分が独立した直列共振回路となる。そのため、ダミーコイル４は直列共振には関与しない。故に、直列共振点近傍に於いては、送電側コイル３を流れる１次側電流ｉ１及び２次側電流ｉ２の位相は１８０度遷移するが、ダミーコイル４はこの共振には関係しないため、ダミーコイル４を流れるダミーコイル電流ｉｄの位相は遷移せず一定値を保つ。故に、直列共振点ω０では、電源電圧ｖ０に対する１次側電流ｉ１及び２次側電流ｉ２の位相は、＋９０度から−９０度又は−９０度から＋９０度への遷移の丁度中間の０度となるため、電源電圧ｖ０の位相φ０と同相となり、その一方、ダミーコイル電流ｉｄの電源電圧ｖ０に対する位相φ３は−９０度の状態が維持される。従って、直列共振点ω０では、ダミーコイル電流ｉｄの位相は２次側電流ｉ２の位相に対して９０度ずれた状態となる。
【００８２】
一方、１次側コンデンサ１４がある場合には、送電側コイル３に直列に接続される１次側コンデンサ１４も直列共振に関与する。そのため、図１４の点線で囲んだ部分が直列共振回路となる。これにより、ダミーコイル４も直列共振回路の一部となり、直列共振点ω０近傍に於いては、送電側コイル３を流れる１次側電流ｉ１及び２次側電流ｉ２の位相φ１，φ２は１８０度遷移し、ダミーコイル４を流れるダミーコイル電流ｉｄの位相φｄも１次側電流ｉ１及び２次側電流ｉ２の位相φ１，φ２とともに１８０度遷移する。故に、直列共振点ω０では、電源電圧ｖ０の位相φ０に対する１次側電流ｉ１及び２次側電流ｉ２並びにダミーコイル電流ｉｄの位相φ１，φ２，φｄは、＋９０度から−９０度又は−９０度から＋９０度への遷移の丁度中間となるため、電源電圧ｖ０の位相φ０と同相となる。従って、直列共振点ω０では、ダミーコイル電流ｉｄの位相と２次側電流ｉ２の位相は同相の状態となる。
【００８３】
従って、１次側コンデンサ１４がない場合には、位相差検出手段８は、以下のいずれかの構成を採ることが出来る。
（ａ）差分波形生成手段７により検出される差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の位相φ２とダミーコイル電流ｉｄの位相φｄとの位相差（φ２−φｄ）を検出するように構成する。
（ｂ）差分波形生成手段７により検出される差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の位相φ２と電源電圧ｖ０の位相φ０を９０度シフトした位相φ０±９０°との位相差（φ２−φ０±９０°）を検出するように構成する。
（ｃ）差分波形生成手段７により検出される差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の位相φ２と電源電圧ｖ０の位相φ０との位相差（φ２−φ０）を検出するように構成する。
【００８４】
そして、上記（ａ），（ｂ）の場合には、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が９０度相当となるように波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御するように構成し、上記（ｃ）の場合には、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が０度相当となるように波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御するように構成すればよい。
【００８５】
一方、１次側コンデンサ１４がある場合には、位相差検出手段８は、上記（ｂ），（ｃ）のいずれかの構成を採ることが出来る。この場合には、直流共振点ω０の近傍に於いてダミーコイル電流ｉｄの位相φｄは２次側電流ｉ２の位相φ２はとともに１８０度の位相遷移を生じるため、上記（ａ）のような差電流（αｄ１ｉｄ−ｉ１）の位相φ２とダミーコイル電流ｉｄの位相φ３との比較は意味を為さない。上記（ｂ）の場合には、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が９０度相当となるように波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御するように構成し、上記（ｃ）の場合には、周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号の値が０度相当となるように波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御するように構成すればよい。
【実施例５】
【００８６】
図１５は、本発明の実施例５に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。本実施例は、実施例３に係るワイヤレス電力伝送装置（図７）の回路構成をより具体化した例である。図１５において、図７の構成部分に対応する構成部分には同符号を附している。本実施例では、図７における電流センサ７ａ，７ｂ及び差電流演算回路７ｃを、１個の電流トランスＣＴ１によって実現している。電流トランスＣＴ１は、図１６に示したように、環状の磁性体により形成された磁性体コア２１、並びに、磁気コア２１が１回以上鎖交する巻線部が形成された第１の導線２２，第２の導線２３，及び第３の導線２４を備えている。図１６に記載されている電流トランスＣＴ１の各端子ｎ１〜ｎ６は、図１５の電流トランスＣＴ１の各端子ｎ１〜ｎ６に対応する。第１の導線２２は、送電側コイル３の入出力配線上に、送電側コイル３と直列、且つダミーコイル４とは並列となるように接続されている。第２の導線２３は、ダミーコイル４の入出力配線上に、ダミーコイル４に直列、且つ送電側コイル３とは並列となるように接続されている。尚、第３の導線２４は、差電流検出用の配線である。図１５の電流トランスＣＴ１は、第１の導線２２，第２の導線２３，第３の導線２４は、ともに、磁性体コア２１に対して同方向に捲回されており、第１の導線２２の巻数Ｎｔ１と第２の導線２３の巻数Ｎｔ２との比Ｎｔ２／Ｎｔ１は、Ｎｔ２／Ｎｔ１＝α４１＝Ｌ４／Ｌ１とされている。ここで、Ｌ１は送電側コイル３の自己インダクタンスであり、Ｌ４はダミーコイル４の自己インダクタンスである。インダクタンスＬ１，Ｌ４は比α４１＝Ｌ４／Ｌ１は整数となるように調整されている。また、送電側コイル３と第１の導線２２の接続方向、及び、ダミーコイル４と第２の導線２３との接続方向は、ダミーコイル４から第２の導線２３の巻線部へ向かって電流ｉ４を流し、且つ送電側コイル３から第１の導線２２の巻線部へ向かって電流ｉ１を流した場合に、第２の導線２３の巻線部に流れる電流ｉ４が磁性体コア２１内に作る磁場Ｈ４の向きが、第１の導線２２の巻線部に流れる電流ｉ１が磁性体コア２１内に作る磁場Ｈ１の向きとは反対向きとなるように、接続されている。従って、磁性体コア２１内の磁場は、Ｈ４−Ｈ１となるので、第３の導線２４の巻数をＮｔ５とすると、第３の導線２４に誘導される電流ｉ５は次のようになる。
【００８７】
【数１２】
2019162023.tif 000014
【００８８】
従って、出力線である第３の導線２４からは、差電流（α４１ｉ４−ｉ１）に比例した電流ｉ５が出力されるので、電流トランスＣＴ１は、これ一つで差分波形生成手段７として機能していることが分かる。
【００８９】
また、ダミーコイル４を流れるダミーコイル電流ｉ４自体は、電流トランスＣＴ１とは別に設けられた電流トランスＣＴ２により検出される。電流トランスＣＴ１の出力電流ｉ５は、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２、コンデンサＣ８、及びダイオードＤ１，Ｄ２から構成された矩形化回路によって矩形化される。電流トランスＣＴ２の出力電流ｉ６は、ツェナーダイオードＺＤ３，ＺＤ４、コンデンサＣ９、及びダイオードＤ３，Ｄ４から構成された矩形化回路によって矩形化される。矩形化された出力電流ｉ５，ｉ６は、ＥＸＯＲ回路ＩＣ１に入力されて、位相差Δφ２４＝φ２−φ４に比例したパルス幅の矩形波信号に変換された後ローパスフィルタ８ａに通され、ローパスフィルタ８ａからは出力電流ｉ５，ｉ６の位相差Δφ２４に比例する電圧信号ｓ（Δφ２４）が出力される。ここで、φ２は２次側電流ｉ２の位相であり、φ４はダミーコイル電流ｉ４の位相である。電圧信号ｓ（Δφ２４）は、周波数制御手段９（周波数制御回路）に入力され、周波数制御手段９は、電圧信号ｓ（Δφ２４）が９０度に相当する値ｓ（９０°）となるように、波形生成器５の出力各周波数ωをフィードバック制御する。
【００９０】
このように、差分波形生成手段７として電流トランスＣＴ１を用いることにより、回路が極めて単純化される。また、ダミーコイル電流ｉ４と１次側電流ｉ１との差電流（α４１ｉ４−ｉ１）を検出する際に、ダミーコイル電流ｉ４の検出及び１次側電流ｉ１の検出に、共通の磁性体コア２１が用いられることになるため、極めて精度の高い差電流（α４１ｉ４−ｉ１）の検出が可能となる。
【実施例６】
【００９１】
図１７は、本発明の実施例６に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。本実施例のワイヤレス電力伝送装置１は、基本的には実施例５に係るワイヤレス電力伝送装置（図１５）と同様であるが、
（ｉ）送電側コイル３及びダミーコイル４に並列に調整抵抗１５を追加した点、
（ｉｉ）電流トランスＣＴ１に、新たに第４の巻線（第４の導線２５）を追加した点
において相違している。調整抵抗１５は、固定抵抗Ｒ１０と半固定抵抗Ｒ９を直列接続して構成されている。そして、半固定抵抗Ｒ９の抵抗値を調整することで、調整抵抗１５は、受電側コイル１１が送電側コイル３に結合していない状態（受電側コイル１１を遠方に除いた状態）に於いて、電流トランスＣＴ１の第３の導線２４に出力される電流が零となるように調整されている。
【００９２】
電流トランスＣＴ１は、図１８に示したように、環状の磁性体により形成された磁性体コア２１、並びに、磁気コア２１が１回以上鎖交する巻線部が形成された第１の導線２２，第２の導線２３，第３の導線２４，及び第４の導線２５を備えている。図１６に記載されている電流トランスＣＴ１の各端子ｎ１〜ｎ８は、図１７の電流トランスＣＴ１の各端子ｎ１〜ｎ８に対応する。
【００９３】
図１７の電流トランスＣＴ１は、第１の導線２２，第２の導線２３，第３の導線２４，第４の導線２５は、ともに、磁性体コア２１に対して同方向に捲回されており、第１の導線２２の巻数Ｎｔ１と第２の導線２３の巻数Ｎｔ２との比Ｎｔ２／Ｎｔ１は、Ｎｔ２／Ｎｔ１＝α４１＝Ｌ４／Ｌ１とされている。ここで、Ｌ１は送電側コイル３の自己インダクタンスであり、Ｌ４はダミーコイル４の自己インダクタンスである。インダクタンスＬ１，Ｌ４は比α４１＝Ｌ４／Ｌ１は整数となるように調整されている。第１の導線２２、第２の導線２３、及び第３の導線２４の接続に関しては、実施例５と同様である。
【００９４】
また、調整抵抗１５と第４の導線２５の接続方向は、ダミーコイル４から第２の導線２３の巻線部へ向かって電流ｉ４を流し、且つ送電側コイル３から第１の導線２２の巻線部へ向かって電流ｉ１を流し、且つ調整抵抗１５から第４の導線２５の巻線部へ向かって電流ｉａｄを流した場合に、第４の導線２５の巻線部に流れる電流ｉａｊが磁性体コア２１内に作る磁場Ｈａｊの向きが、第１の導線２２の巻線部に流れる電流ｉ１が磁性体コア２１内に作る磁場Ｈ１の向きとは反対向き、第２の導線２３の巻線部に流れる電流ｉ４が磁性体コア２１内に作る磁場Ｈ４の向きと同向きとなるように、接続されている。従って、磁性体コア２１内の磁場は、Ｈ４＋Ｈａｊ−Ｈ１となるので、第３の導線２４の巻数をＮｔ５、第４の導線２４の巻数をＮｔａｊとすると、第３の導線２４に誘導される電流ｉ５は次のようになる。
【００９５】
【数１３】
2019162023.tif 000015
【００９６】
従って、出力線である第３の導線２４からは、差電流（α４１ｉ４＋ｉａｊ’−ｉ１）に比例した電流ｉ５が出力されるので、電流トランスＣＴ１は、これ一つで差分波形生成手段７として機能していることが分かる。尚、Ｎｔａｊ＝Ｎｔ１とすればｉａｊ’＝ｉａｊとなる。ｉａｊの値は巻数Ｎｔａｊ及び調整抵抗１５の抵抗値によって調整する。
【００９７】
このように、差分波形生成手段として上記の電流トランスＣＴ１を用いることにより、回路が極めて単純化される。また、ダミーコイル電流ｉｄ及び調整電流ｉａｊも和と１次側電流ｉ１との差電流（α４１ｉ４＋ｉａｊ’−ｉ１）を検出する際に、ダミーコイル電流ｉｄの検出、調整電流ｉａｊの検出、及び１次側電流ｉ１の検出に、共通の磁性体コアが用いられることになるため、極めて精度の高い差電流（α４１ｉ４＋ｉａｊ’−ｉ１）の検出が可能となる。
【００９８】
また、ダミーコイルの内部抵抗が無視できない場合に於いて、調整電流ｉajにより差電流（α４１ｉ４＋ｉaj−ｉ１）を検出することで、ダミーコイルの内部抵抗による２次側電流ｉ２の検出誤差をキャンセルすることができるため、波形生成器５が出力する交流波形の周波数を、極めて精度よく直列共振周波数ω０に合わせ込むことが可能となる。
【実施例７】
【００９９】
本実施例では、まず、ワイヤレス電力伝送システムの共振と送電側（１次側）及び受電側（２次側）の電圧・電流について再考する。図１９（ａ）は、一般化したワイヤレス電力伝送システムの基本構成を表す図である。図１９（ａ）において、通常、１次側回路の内部抵抗Ｒ１は、送電ロスを抑えるために小さく設計されており、使用周波数領域では無視することができる。２次側回路は、Ｎ個（Ｎは１以上の整数）の受電側コイルＬ２，１，…，Ｌ２，Ｎが、１次側回路の送電側コイルＬ１と電磁誘導結合している。送電側コイルＬ１と各受電側コイルＬ２，ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）との相互インダクタンスをＭ１２，ｋ、各受電側コイルＬ２，ｋ，Ｌ２，ｌ（ｋ，ｌ＝１，…，Ｎ；ｋ≠ｌ）間の相互インダクタンスをＭ２，ｋｌ＝Ｍ２，ｌｋとする。各受電側コイルＬ２，ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）には、其々、負荷インピーダンスＺ２，ｋ(Load)が接続されており、其々、電流ｉ２，ｋが流れる。負荷インピーダンスＺ２，ｋ(Load)（ｋ＝１，…，Ｎ）のうちの少なくとも１つには、共振用キャパシタンスが含まれる。図１９（ａ）の回路の回路方程式は次のようになる。
【０１００】
【数１４】
2019162023.tif 000016
【０１０１】
ここで、ｖ１は送電側コイルＬ１に印加される電圧（１次コイル電圧）、ｉ１は送電側コイルＬ１を流れる電流（１次コイル電流）、ｉ２，ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）は各受電側コイルＬ２，ｋを流れる電流（２次コイル電流）、Ｚ１≒ｊωＬ１である。従って、１次コイル電流ｉ１は、次のように表される。
【０１０２】
【数１５】
2019162023.tif 000017
【０１０３】
ここで、ｉ１（０）は非結合状態（Ｍ１２＝０）における１次コイル電流、ｉ２は各２次コイル電流ｉ２，ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）の荷重平均（以下「平均２次コイル電流」という。）、β１２，ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）は各受電側コイルＬ２，ｋに対する重み係数、Ｍ１２は相互インダクタンスをＭ１２，ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）の総和である。式（１５ａ）より、図１９（ａ）の回路は図１９（ｂ）の等価回路で表すことが出来る。ここで、Ｚ２(Load)は２次側回路の総合的な負荷インピーダンスを表す。
【０１０４】
直列共振状態（磁界調相結合状態）においては、Ｎ個の２次側回路に何れかの２次側回路ｋの２次コイル電流ｉ２，ｋが極大となって支配的となる。このとき、平均２次コイル電流ｉ２の位相は、２次コイル電流ｉ２，ｋの位相と略一致するので、平均２次コイル電流ｉ２の位相は１次コイル電圧ｖ１の位相と同相となる。従って、１次側回路において、平均２次コイル電流ｉ２の相似波形を抽出し、抽出した平均２次コイル電流ｉ２の相似波形の位相が１次コイル電圧ｖ１の波形の位相と同相となるように１次コイル電圧ｖ１の周波数を調整することによって、１次コイル電圧ｖ１の周波数を直列共振周波数に合致させることができる。
【０１０５】
図１９において、送電電流検出回路は、１次コイル電流ｉ１の波形を、電流トランスＣＴを用いて送電電流検出回路の抵抗Ｒ３にかかる電圧（検出電圧）ｖ３の波形に変換する回路であり、回路定数は、使用周波数領域でＲ３＜＜ωＬ３となるように設定される。従って、送電電流検出回路の電流（検出電流）ｉ３及び送電電流検出回路の抵抗Ｒ３にかかる電圧（検出電圧）ｖ３は次のようになる。
【０１０６】
【数１６】
2019162023.tif 000018
【０１０７】
上記式（１６）より、検出電流ｉ３及び検出電圧ｖ３は、非結合状態における１次コイル電流ｉ１（０）と、平均２次コイル電流ｉ２との加重和となっている。このことから、原理的には、検出電圧ｖ３から非結合状態における１次コイル電流ｉ１（０）のＬ１／Ｍ１２倍を差し引くことによって、平均２次コイル電流ｉ２の波形の相似波形を抽出できることが分かる。非結合状態における１次コイル電流ｉ１（０）を「参照電流」（reference current）と呼ぶ。
【０１０８】
上記実施例１〜６に示したダミーコイル方式では、参照電流ｉ１（０）の相似波形を、ダミーコイルＬｄを用いて、ダミーコイルＬｄを流れる電流（ダミーコイル電流）ｉｄの波形として生成し、このダミーコイル電流ｉｄの定数α倍を検出電流ｉ３から差し引くことによって、差電流（αｉｄ−ｉ３）の波形として平均２次コイル電流ｉ２の波形の相似波形を抽出している。このとき、定数αは、１次側回路から２次側回路を十分遠方に離してＭ１２＝０とした状態（ｉ２＝０の状態）で差電流（αｉｄ−ｉ３）が０となるように設定されている。
【０１０９】
一方、式（１５ｂ）の第１式より、参照電流ｉ１（０）は次のように表すこともできる。
【０１１０】
【数１７】
2019162023.tif 000019
【０１１１】
式（１７ａ）より、積分回路により１次コイル電圧ｖ１を積分した積分電圧波形ｖ１，ｉｎｔを生成することでｉ１（０）の相似波形を生成し、積分電圧波形ｖ１，ｉｎｔの定数γ倍を検出電圧ｖ３から差し引くことによって、加重差電圧（γｖｄ−ｖ３）の波形として平均２次コイル電流ｉ２の波形の相似波形を抽出することも可能であることが分かる。このとき、定数γは、１次側回路から２次側回路を十分遠方に離してＭ１２＝０とした状態（ｉ２＝０の状態）で加重差電流（γｖ１，ｉｎｔ−ｖ３）が０となるように設定すればよい。尚、式（１７ａ）より、積分電圧ｖ１，ｉｎｔは参照電流ｉ１（０）の定数倍であり、その波形は参照電流ｉ１（０）の波形に相似することから、積分電圧ｖ１，ｉｎｔを「参照電流相似電圧」（similar voltage to the reference current）と呼び、その波形ｗｒｅｆを「参照電流相似波形」（waveform similar to the reference current waveform）と呼ぶ。このように、加重差電圧（γｖ１，ｉｎｔ−ｖ３）の波形として平均２次コイル電流ｉ２の波形の相似波形を抽出する方式を「送電電圧積分方式」と呼ぶ。以下、本実施例７では送電電圧積分方式を適用したワイヤレス電力伝送装置の一実施例について説明する。
【０１１２】
図２０は、本発明の実施例７に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を表す図である。実施例７では、一例としてＮ−Ｓ型磁界共鳴方式（図２５（ａ）参照）について説明するが、他の磁界共鳴方式（図２５（ｂ）〜（ｆ）参照）に対しても同様な構成で適用可能である。実施例７に係るワイヤレス電力伝送装置１（以下、「送電装置１」）は、送電側コイル３、波形生成器５、給電回路６、送電電流波形検出手段６ａ、差分波形生成手段７、位相差検出手段８、周波数制御手段９、及び送電電圧積分手段１０を備えている。受電装置２は、受電側コイル１１、共振コンデンサ１２、及び負荷抵抗１３を備えている。図２０において、実施例１の図４と同様の構成部分については、同符号を附している。尚、本実施例における送電電流波形検出手段６ａは、実施例１の図４における電流センサ７ａに相当している。また、送電側抵抗Ｒ１は、使用周波数領域（直列共振角周波数ω０の周辺の周波数領域）において、送電側コイル３のインダクタンスωＬ１に対して無視できる程度に小さいとする。
【０１１３】
送電電流波形検出手段６ａは、電流トランスＣＴ及び検出抵抗Ｒ３を備えている。電流トランスＣＴは、環状の磁性体コアに検出コイル（インダクタンスＬ３）を捲回するとともに磁性体コアの環内に１次側電流ｉ１が流れる導線を貫通させたものである。磁性体コアを貫通する導線のインダクタンスをＬ４、インダクタンスＬ３，Ｌ４間の相互インダクタンスをＭ３４とする。回路定数は、使用周波数領域でＲ３＜＜ωＬ３となるように設定されている。また、Ｌ４＜＜Ｌ１である。以下、検出抵抗Ｒ３の端子間に生じる電圧ｖ３を「送電電流検出電圧」と呼ぶ。
【０１１４】
送電電圧積分手段１０は、送電側コイル３に印加される電圧である送電電圧ｖ１の波形の積分電圧波形を参照電流に相似する電圧ｖ６の波形（参照電流相似波形ｗｒｅｆに相当。）として出力する回路である。図２０では、送電電圧積分手段１０は、抵抗Ｒ５，Ｒ６で構成される送電電圧検出回路１０ａと、演算増幅器ＯＰ７，キャパシタンスＣ７，及び抵抗Ｒ７，Ｒ８で構成される積分回路１０ｂを備えている。送電電圧検出回路１０ａは、送電電圧ｖ１を分圧した分圧電圧（以下「送電検出電圧」と呼ぶ。）ｖ８＝ｖ１Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）を生成する分圧回路により構成されている。調整用の抵抗Ｒ６は半固定抵抗であり、出力電圧ｖ８の振幅の調整が可能である。積分回路１０ｂは、送電検出電圧ｖ８の波形を積分し、電圧ｖ６として出力する。ここで、抵抗Ｒ６はＤＣ成分を除去するための抵抗であり、使用周波数領域でωＣ７Ｒ８＞＞１となるように設定されている。この積分電圧ｖ６が参照電流相似電圧である。
【０１１５】
差分波形生成手段７は、演算増幅器ＯＰ１１及び抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２からなる減算回路によって構成されている。差分波形生成手段７は、送電電圧積分手段１０が出力する参照電流相似電圧ｖ６と、送電電流波形検出手段６ａが出力する送電電流検出電圧ｖ３との加重差（γａｖ６−γｂｖ３）の電圧を受電側電流検出電圧ｖｏｕｔとして出力する。
【０１１６】
位相差検出手段８は、差分波形生成手段７が出力する受電側電流検出電圧ｖｏｕｔ＝（γａｖ６−γｂｖ３）の位相（即ち、２次側電流ｉ２の位相）φ２と、送電電圧積分手段１０から出力される参照電流相似電圧ｖ６の位相φ６との差分Δφ＝（φ２−φ６）を演算し、この位相差Δφに比例する位相差検出信号ｓ（Δφ）を出力する。周波数制御手段９は、位相差検出手段８が出力する位相差検出信号ｓ（Δφ）の値が９０度相当となるように、波形生成器５の生成する交流波形の角周波数ωをフィードバック制御する。これにより、波形生成器５が出力する交流波形は、直列共振角周波数ω０に調整される。
【０１１７】
尚、図２０の例では、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電圧（γａｖ６−γｂｖ３）の位相の位相φ２と参照電流相似電圧ｖ６の位相φ６の位相差Δφ＝（φ２−φ６）を検出することとしているが、位相差検出手段８は、差分波形生成手段７により検出される差電圧（γａｖ６−γｂｖ３）の位相の位相φ２と波形生成器５が生成する交流波形の位相φ１との位相差Δφ＝（φ２−φ１）を検出するように構成することもできる。この場合、周波数制御手段９は、位相差検出手段８により検出される位相差が０度となるように、波形生成器５が生成する交流波形の周波数を制御すればよい。
【０１１８】
以上のように構成された実施例７に係る送電装置１について、以下、その動作の詳細を説明する。
【０１１９】
（１）送受電回路
給電回路６、送電側コイル３、受電側コイル１１、共振コンデンサ１２、及び負荷抵抗１３により構成された送受電回路の回路方程式は次の通りである。尚、１次側回路の内部抵抗Ｒ１は、送電ロスを抑えるために小さく設計されており、使用周波数領域では無視することができる。
【０１２０】
【数１８】
2019162023.tif 000020
【０１２１】
ここで、ｖ１は１次コイル電圧、ｉ１は１次側電流、ｉ２は２次側電流、Ｚ１は１次側インピーダンス、Ｚ２は２次側インピーダンス、Ｘ２は２次側リアクタンス、Ｍ１２＝ｋ１２√（Ｌ１Ｌ２）は送電側コイル３と受電側コイル１１との間の相互インダクタンス、ｋ１２は結合係数である。Cramerの定理を用いると、１次側電流ｉ１及び２次側電流ｉ２は次のように表される。
【０１２２】
【数１９】
2019162023.tif 000021
【０１２３】
直列共振状態においては１次側電流ｉ１が極大となるので、この送受電回路の直列共振各周波数ωｓ０は、Δ｜R2=0＝０の条件より、次のように表される。
【０１２４】
【数２０】
2019162023.tif 000022
【０１２５】
ここで、非結合状態（Ｍ１２＝０の状態）を考える。このとき、ｉ２＝０であり、Δ＝Ｚ１Ｚ２であるので、式（１９ａ）より、非結合状態の１次側電流ｉ１（０）は次のように表される。
【０１２６】
【数２１】
2019162023.tif 000023
【０１２７】
（２）送電電流波形検出手段６ａ
送電電流波形検出手段６ａを構成するインダクタンスＬ３及び検出抵抗Ｒ３の回路に於いて、Kirchhoffの法則を適用すると、送電電流検出電圧ｖ３は次のように表される。
【０１２８】
【数２２】
2019162023.tif 000024
【０１２９】
（３）送電電圧積分手段１０
送電電圧積分手段１０の積分回路のゲインＡ７ｖは、次のように表される。
【０１３０】
【数２３】
2019162023.tif 000025
【０１３１】
故に、参照電流相似電圧ｖ６は、次のように表される。
【０１３２】
【数２４】
2019162023.tif 000026
ここで、電圧（ｖ１／ｊω）は、１次コイル電圧ｖ１の積分電圧である。
【０１３３】
（４）差分波形生成手段７
差分波形生成手段７の減算回路において、Ｒ９＝Ｒ１０，Ｒ１１＝Ｒ１２とすると、受電側電流検出電圧はｖｏｕｔ＝（Ｒ１１／Ｒ９）（ｖ６−ｖ３）となり差電圧（ｖ６−ｖ３）の定数倍となる。ここで、差電圧（ｖ６−ｖ３）は次のようになる。
【０１３４】
【数２５】
2019162023.tif 000027
【０１３５】
ここで、定数Ａ７は、式（２４ｂ）より、角周波数ωに依存しない回路定数であり、送電電圧積分手段１０の各回路定数によって自由に調整することが可能である。そこで、定数Ａ７を、１次側回路から２次側回路を十分遠方に離して非結合状態（Ｍ１２＝０の状態）としたときの差電圧（ｖ６−ｖ３）が０となるように決定する。この条件により、定数Ａ７は次のように決定される。
【０１３６】
【数２６】
2019162023.tif 000028
【０１３７】
式（２６）を式（２５）に代入すれば、受電側電流検出電圧ｖｏｕｔは次のように表されることが分かる。
【０１３８】
【数２７】
2019162023.tif 000029
【０１３９】
即ち、受電側電流検出電圧ｖｏｕｔの波形は、２次側電流ｉ２の波形の逆相の相似波形となることが分かる。
【０１４０】
（５）周波数特性
図２１は、図２０のワイヤレス電力伝送装置における１次側電流ｉ１，２次側電流ｉ２，受電側電流検出電圧ｖｏｕｔの振幅及び位相（電源電圧（１次コイル電圧）ｖ１に対する位相）の周波数変化を表す図である。また、図２２は、受電側電流検出電圧ｖｏｕｔと２次側電流ｉ２の比ｖｏｕｔ／ｉ２の振幅及び位相の周波数変化を表す図である。図２１，図２２において、ｆ０ｐは並列共振周波数、ｆ０ｓは直列共振周波数を表している。図２０のワイヤレス電力伝送装置では、給電回路６が出力する１次コイル電圧ｖ１の周波数が直列共振周波数ｆ０ｓとなるように制御される。直列共振周波数ｆ０ｓの周辺に於いて、比ｖｏｕｔ／ｉ２の振幅は略一定の値となっており、比ｖｏｕｔ／ｉ２の位相は略１８０度（逆相）で一定となっていることが分かる。従って、受電側電流検出電圧ｖｏｕｔとして２次側電流ｉ２の波形が得られていることが分かる。また、直列共振周波数ｆ０ｓにおいて、２次側電流ｉ２の位相は１次コイル電圧ｖ１の位相に対して逆相、受電側電流検出電圧ｖｏｕｔの位相は１次コイル電圧ｖ１の位相に対して同相となっていることが分かる。式（２４ａ）より、参照電流相似電圧ｖ６の位相φ６は１次コイル電圧ｖ１の位相に対して９０度ずれているので、周波数制御手段９は、位相差検出手段８により検出される位相差Δφ＝（φ２−φ６）が９０度となるように、波形生成器５が生成する交流波形の周波数を制御すれば、１次コイル電圧ｖ１の周波数が直列共振周波数ｆ０ｓに一致するように制御できることが分かる。
【０１４１】
尚、図２０では、差分波形生成手段７に減算回路を使用したが、電流トランスＣＴの接続方向を反対にすれば、差分波形生成手段７をより簡単な加算回路を用いて構成することが可能である。図２３に、差分波形生成手段７に、演算増幅器ＯＰ１１及び抵抗Ｒ９，Ｒ９’，Ｒ１０，Ｒ１１からなる加算回路を使用して構成した実施例７に係るワイヤレス電力伝送装置の基本構成を示す。電流トランスＣＴの接続方向を反対とすることにより、インダクタンスＬ３，Ｌ４の間の相互インダクタンスＭ３４は−Ｍ３４に変更される。従って、式（２２）においてｖ３の付号は逆転するので、加算器によって電圧ｖ３と電圧ｖ６の和電圧を演算することにより、１次コイル電流ｉ１の電流波形と、非結合状態（Ｍ１２＝０の状態）の１次側電流ｉ１（０）の電流波形との差分波形を得ることができる。尚、図２３の加算回路では、電圧ｖ３と電圧ｖ６の加重和を演算する際の重み係数（本発明の受電側電流検出回路の第６の構成における加重差（γａｗｒｅｆ−γｂｗｉ１）の差分加重値（γａ，γｂ）に相当）を調節可能とするため、抵抗Ｒ９に直列接続された調整用の抵抗Ｒ９’に半固定抵抗を使用している。
【０１４２】
さらに、図２０，図２３の例では、送電電圧検出回路１０ａとして分圧回路を用いた例を示したが、送電電圧検出回路１０ａとしては、これ以外にも、電圧検出トランスＶＴやアイソレーションアンプ（絶縁増幅器）等で送電電圧ｖ１をアイソレーションして検出する回路を使用することもできる。図２４に、送電電圧検出回路１０ａのいくつかの例を示す。図２４（ａ）は、図２０，図２３の送電電圧検出回路１０ａの周辺部分を抜き出したものである。図２４（ｂ），（ｃ）は、図２４（ａ）の部分を置き換える他の例を示した図である。図２４（ｂ）は、送電電圧検出回路１０ａに電圧検出トランスと分圧回路を使用した例、図２４（ｃ）は、送電電圧検出回路１０ａに分圧回路とアイソレーションアンプを使用した例である。送電電圧ｖ１が高電圧の場合には、送電電圧ｖ１と積分回路１０ｂの入力電圧との電位を分離するために、絶縁させて検出する必要があるので、図２４（ｂ），（ｃ）のようにアイソレーションする構成を採るのがよい。
【０１４３】
また、本実施例では、送電電圧積分手段１０，差分波形生成手段７をアナログ回路により構成した例を示したが、送電電圧検出回路１０ａが出力する送電検出電圧ｖ８、及び送電電流波形検出手段６ａが出力する送電電流検出電圧ｖ３をＡＤ変換し、積分回路１０ｂ及び差分波形生成手段７をデジタル回路によって構成することも可能である。また、マイコンや、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）などの再構成可能論理回路を使用して構成することも可能である。
【符号の説明】
【０１４４】
１  ワイヤレス電力伝送装置（送電装置）
２  受電装置
３  送電側コイル
４  ダミーコイル
５  波形生成器
６  給電回路
６ａ  送電電流波形検出手段
７  差分波形生成手段
７ａ，７ｂ  電流センサ
７ｃ  差電流演算回路
８  位相差検出手段
９  周波数制御手段
１０  送電電圧積分手段
１０ａ  送電電圧検出回路
１０ｂ  積分回路１１  受電側コイル
１１ａ  共振用受電側コイル
１１ｂ  受電側ロードコイル
１２  共振コンデンサ
１３  負荷抵抗
１４  １次側コンデンサ
１５  調整抵抗
ＣＴ１  電流トランス
２１  磁性体コア
２２  第１の導線
２３  第２の導線
２４  第３の導線
２５  第４の導線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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