(57)【要約】【課題】目標出力電流が０であって、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態から、目標出力電流が０以外の値に変化した場合であっても、出力電流の急増を抑制することのできる電力変換装置を得る。【解決手段】電力変換装置は、目標出力電流と、検出される出力電流との偏差に基づいて演算した出力偏差積分値を用いて、出力電流が目標出力電流に追従するように制御量を演算し、演算した制御量に従って各半導体スイッチング素子をスイッチング制御し、目標出力電流が０である場合には、各半導体スイッチング素子をスイッチング制御することを停止し、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態から、目標出力電流が０以外の値に変化するタイミングで出力偏差積分値が出力電流の急増を抑制するための予め規定される規定値になるように出力偏差積分値を調整する。【選択図】図４
2019187175.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の半導体スイッチング素子を備え、各半導体スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、入力される電力を変換して出力する電力変換回路と、
前記電力変換回路の各半導体スイッチング素子をスイッチング制御する制御部と、
前記電力変換回路によって出力される出力電流を検出する出力電流検出器と、
を備え、
前記制御部は、
前記出力電流の目標値である目標出力電流と、前記出力電流検出器によって検出される前記出力電流との偏差の積分値である出力偏差積分値を演算し、演算した前記出力偏差積分値を用いて、前記出力電流が前記目標出力電流に追従するように制御量を演算し、演算した前記制御量に従って各半導体スイッチング素子をスイッチング制御し、
前記目標出力電流が０である場合には、各半導体スイッチング素子をスイッチング制御することを停止し、
各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態から、前記目標出力電流が０以外の値に変化するタイミングである特定タイミングで前記出力偏差積分値が前記出力電流の急増を抑制するための予め規定される規定値になるように前記出力偏差積分値を調整する
電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換回路は、
入力される交流電力を直流電力に変換して出力する第１の電力変換回路と、
入力される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記第１の電力変換回路から前記平滑コンデンサを介して入力される前記直流電力を変換して出力する第２の電力変換回路と、
を有し、
前記出力電流検出器は、前記電力変換回路の前記第２の電力変換回路によって出力される前記出力電流を検出する
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記目標出力電流が０以外の値から０に変化すれば、前記出力偏差積分値を前記規定値としての０にすることで、前記特定タイミングで前記出力偏差積分値が前記規定値としての０になるように前記出力偏差積分値を調整する
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、
前記特定タイミングで前記出力偏差積分値を前記規定値としての０にすることで、前記特定タイミングで前記出力偏差積分値が前記規定値としての０になるように前記出力偏差積分値を調整する
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、
前記目標出力電流が０以外の値から０に変化すれば、前記目標出力電流が０以外の値から０に変化する直前の前記出力偏差積分値を保存出力偏差積分値として保存することで、前記特定タイミングで前記出力偏差積分値が前記規定値としての前記保存出力偏差積分値になるように前記出力偏差積分値を調整する
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の半導体スイッチング素子のそれぞれがオンとオフとにスイッチングされることで、入力される電力を変換して出力する電力変換回路を備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、複数の半導体スイッチング素子のそれぞれをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御することで各半導体スイッチング素子をスイッチング動作させることによって負荷に流れる出力電流を制御する電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。各半導体スイッチング素子がスイッチング動作する際のオンオフ比、すなわちデューティ比は、例えば、出力電流の目標値である目標出力電流と、電流検出器によって検出された出力電流との偏差に基づいてＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御等のデジタル制御を行うことによって生成される。
【０００３】
ここで、目標出力電流と出力電流との偏差に基づいてデューティ比が生成される場合、その偏差が微小値である場合であっても、生成されるデューティ比に従って各半導体スイッチング素子がスイッチング動作する。この場合、出力電流は、ＰＷＭ制御の搬送波周波数のリプル成分を含む電流となる。
【０００４】
また、目標出力電流が０である場合、出力電流が０に近い微小な電流であっても、電流検出器の検出誤差等の影響によって、検出された出力電流は、目標出力電流に対して微小な偏差を持つ。この場合、このような偏差に基づいて生成されるデューティ比に従って各半導体スイッチング素子がスイッチング動作するので、目標出力電流が０であっても、搬送波周波数のリプル成分を含む微小な電流が出力電流として流れ続ける。
【０００５】
電力変換装置の出力側に接続される負荷が例えばバッテリである場合、目標出力電流が０であっても、上述した出力電流が流れ続けると、過充電等の影響によってバッテリの故障を招く可能性がある。また、上述した出力電流が流れ続けると、電力変換装置の入力側に接続される電源の消費電力が増加する。そこで、このような問題を解決するための手法として、電力変換装置において、目標出力電流が０である場合には、各半導体スイッチング素子をオフにして、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作を停止させることで、負荷に出力電流が流れないようにする手法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−１０４２４４号公報
【特許文献２】特開平８−３２２１０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述したとおり、特許文献２では、電力変換装置において、目標出力電流が０である場合、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる手法が示されている。しかしながら、特許文献２では、目標出力電流が０から０以外の値に変化した場合のデューティ比の生成について考慮していない。
【０００８】
ここで、目標出力電流と出力電流との偏差に基づいてＰＩ制御を行うことで生成されるデューティ比に従って各半導体スイッチング素子がスイッチング動作する電力変換装置に対して、特許文献２に記載の従来技術を適用して電力変換装置を構成した場合を考える。
【０００９】
このように構成される電力変換装置は、目標出力電流が０である場合に、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作を停止させるために、各半導体スイッチング素子のデューティ比を０にする。しかしながら、上述の電力変換装置において、目標出力電流が０であって、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態（以下、特定状態と称す）から、目標出力電流が０以外の値に変化すると、生成されるデューティ比が急増することがある。
【００１０】
このように、上述の電力変換装置において、デューティ比が急増すると、出力電流も急増し、その結果、半導体スイッチング素子の故障等といった回路系の故障が発生したり、接続される負荷の故障が発生したりする可能性がある。
【００１１】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、目標出力電流が０であって、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態から、目標出力電流が０以外の値に変化した場合であっても、出力電流の急増を抑制することのできる電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明における電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を備え、各半導体スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、入力される電力を変換して出力する電力変換回路と、電力変換回路の各半導体スイッチング素子をスイッチング制御する制御部と、電力変換回路によって出力される出力電流を検出する出力電流検出器と、を備え、制御部は、出力電流の目標値である目標出力電流と、出力電流検出器によって検出される出力電流との偏差の積分値である出力偏差積分値を演算し、演算した出力偏差積分値を用いて、出力電流が目標出力電流に追従するように制御量を演算し、演算した制御量に従って各半導体スイッチング素子をスイッチング制御し、目標出力電流が０である場合には、各半導体スイッチング素子をスイッチング制御することを停止し、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態から、目標出力電流が０以外の値に変化するタイミングである特定タイミングで出力偏差積分値が出力電流の急増を抑制するための予め規定される規定値になるように出力偏差積分値を調整するものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、目標出力電流が０であって、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態から、目標出力電流が０以外の値に変化した場合であっても、出力電流の急増を抑制することのできる電力変換装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置を示す構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御部の第１の電力変換回路を制御する機能を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御部の第２の電力変換回路を制御する機能を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御部によって目標出力電流が０である場合に行われる動作を説明するための説明図である。
【図５】本発明の実施の形態２における電力変換装置の制御部によって目標出力電流が０である場合に行われる動作を説明するための説明図である。
【図６】本発明の実施の形態３における電力変換装置の制御部によって目標出力電流が０である場合に行われる動作を説明するための説明図である。
【図７】従来の電力変換装置において、特定状態から、目標出力電流が０以外の値に変化した場合に出力電流が急増する原理を説明するための説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明による電力変換装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１６】
実施の形態１．
まず、上述の従来の電力変換装置に対して、特許文献２に記載の従来技術を適用した場合について、図７を参照しながら説明する。図７は、従来の電力変換装置において、特定状態から、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’が０以外の値に変化した場合に出力電流Ｉｏｕｔ’が急増する原理を説明するための説明図である。なお、図７では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’、出力電流Ｉｏｕｔ’、出力偏差積分値Ｓ’およびデューティ比Ｄ２’のそれぞれの時間変化の一例が図示されている。
【００１７】
図７に示すように、時刻ｔ１以前では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’が正の一定値であり、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’と、電流検出器によって検出される出力電流Ｉｏｕｔ’との偏差が０である。
【００１８】
時刻ｔ１において、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’が０に変化すると、各半導体スイッチング素子のデューティ比Ｄ２’が０になり、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止する。この場合、各半導体スイッチング素子がオフになっている。
【００１９】
各半導体スイッチング素子がオフになっているにも関わらず、電流検出器の検出誤差等の影響で、図７に示すように、電流検出器によって検出される出力電流Ｉｏｕｔ’が０でなく、負の値であれば、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’と出力電流Ｉｏｕｔとの間で偏差が生じる。
【００２０】
ここで、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’が０であって、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態である特定状態が維持されている期間、すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間において、従来では、ＰＩ制御が継続して行われる。そのため、ＰＩ制御における積分制御項では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’と出力電流Ｉｏｕｔ’との偏差について継続して積分演算が行われる。したがって、このような期間では、図７に示すように、この偏差の積分値、すなわち、この偏差について積分演算することで得られる積分値である出力偏差積分値Ｓ’は、過剰に増加し続ける。
【００２１】
その後、上述の電力変換装置において、特定状態から、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’が０以外の値に変化するタイミング、すなわち時刻ｔ２では、上述した期間に増加し続けた出力偏差積分値Ｓ’を用いてデューティ比Ｄ２’の演算が行われる。この場合、図７に示すように、デューティ比Ｄ２’が急増し、その結果、出力電流Ｉｏｕｔ’も急増する。
【００２２】
以上の考察を踏まえ、上述の従来の電力変換装置に対して、特許文献２に記載の従来技術を適用すれば、特定状態から、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊’が０以外の値に変化した場合にデューティ比Ｄ２’が急増し、その結果、出力電流Ｉｏｕｔ’が急増してしまうという課題に着目した。
【００２３】
そこで、本実施の形態１においては、上述の新しく着目した課題を解決すべく、特定状態から、目標出力電流が０以外の値に変化した場合であっても、出力電流の急増を抑制することのできる電力変換装置を提供する。
【００２４】
次に、本実施の形態１における電力変換装置について説明する。図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置１を示す構成図である。
【００２５】
本実施の形態１における電力変換装置１は、複数の半導体スイッチング素子を備え、各半導体スイッチング素子がオンとオフとにスイッチングされることで、入力される電力を変換して出力する電力変換回路４と、電力変換回路４の各半導体スイッチング素子をスイッチング制御する制御部８とを備える。
【００２６】
なお、図１では、電力変換回路４は、入力側に接続される電源の一例である交流電源２から入力される交流電力を直流電力に変換し、出力側に接続される負荷の一例であるバッテリ３にその直流電力を出力するように構成される場合を例示している。
【００２７】
図１において、電力変換回路４は、入力される交流電力を直流電力に変換して出力する第１の電力変換回路５と、入力される電圧を平滑化する平滑コンデンサ６と、第１の電力変換回路５から平滑コンデンサ６を介して入力される直流電力をバッテリ３に適合した直流電力に変換して出力する第２の電力変換回路７とを備える。
【００２８】
電力変換装置１は、電力変換回路４に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する入力電流検出器ＳＩ１と、電力変換回路４によって出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出する出力電流検出器ＳＩ２とをさらに備える。また、電力変換装置１は、電力変換回路４に入力される入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器ＳＶ１と、電力変換回路４の平滑コンデンサ６のコンデンサ電圧Ｖｄｃを検出するコンデンサ電圧検出器ＳＶ２と、電力変換回路４によって出力される出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出器ＳＶ３とをさらに備える。
【００２９】
第１の電力変換回路５は、整流回路としてのダイオードブリッジ５１、限流回路としてのリアクトル５２、半導体スイッチング素子５３および整流ダイオード５４を備える。
【００３０】
ダイオードブリッジ５１は、交流電源２に接続され、交流電源２から入力される交流電圧を整流し、その整流後の電圧を出力する。
【００３１】
リアクトル５２の一端は、入力電流検出器ＳＩ１に接続され、リアクトル５２の他端は、半導体スイッチング素子５３の一端と整流ダイオード５４のアノードとに接続される。整流ダイオード５４のカソードは、平滑コンデンサ６の正極に接続される。半導体スイッチング素子５３の他端は、平滑コンデンサ６の負極に接続される。
【００３２】
第２の電力変換回路７は、４つの半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄ、トランス７２、４つの整流ダイオード７３ａ〜７３ｄ、平滑リアクトル７４および平滑コンデンサ７５を備える。
【００３３】
４つの半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄは、平滑コンデンサ６の後段に設けられる。半導体スイッチング素子７１ａおよび７１ｃのそれぞれのドレインは、平滑コンデンサ６の正極に接続され、半導体スイッチング素子７１ｂおよび７１ｄのそれぞれのソースは、平滑コンデンサ６の負極に接続される。
【００３４】
トランス７２の一次巻線の一端は、半導体スイッチング素子７１ａのソースと半導体スイッチング素子７１ｂのドレインとの接続点に接続され、その一次巻線の他端は、半導体スイッチング素子７１ｃのソースと半導体スイッチング素子７１ｄのドレインとの接続点に接続される。
【００３５】
トランス７２の二次巻線の一端は、整流ダイオード７３ａのアノードと整流ダイオード７３ｂのカソードとの接続点に接続され、その二次巻線の他端は、整流ダイオード７３ｃのアノードと整流ダイオード７３ｄのカソードとの接続点に接続される。
【００３６】
整流ダイオード７３ａ〜７３ｄによって構成されるブリッジ回路の後段には、平滑リアクトル７４、平滑コンデンサ７５、出力電流検出器ＳＩ２および出力電圧検出器ＳＶ３が設けられる。
【００３７】
なお、半導体スイッチング素子５３および半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄとしては、例えば、ソースとドレインとの間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）を使用すればよい。
【００３８】
入力電圧検出器ＳＶ１は、ダイオードブリッジ５１に並列に設けられ、ダイオードブリッジ５１によって出力される電圧を入力電圧Ｖｉｎとして検出する。コンデンサ電圧検出器ＳＶ２は、平滑コンデンサ６に並列に設けられ、平滑コンデンサ６の電圧をコンデンサ電圧Ｖｄｃとして検出する。出力電圧検出器ＳＶ３は、平滑コンデンサ７５とバッテリ３との間に並列に設けられ、バッテリ３に出力される電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして検出する。
【００３９】
入力電流検出器ＳＩ１は、第１の電力変換回路５に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する。具体的には、入力電流検出器ＳＩ１は、ダイオードブリッジ５１とリアクトル５２との間に設けられ、ダイオードブリッジ５１によって出力される電流を入力電流Ｉｉｎとして検出する。出力電流検出器ＳＩ２は、第２の電力変換回路７によって出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出する。具体的には、出力電流検出器ＳＩ２は、平滑リアクトル７４とバッテリ３との間に設けられ、バッテリ３に出力される電流を出力電流Ｉｏｕｔとして検出する。
【００４０】
制御部８は、例えば、演算処理を実行するマイクロコンピュータと、プログラムデータ、固定値データ等のデータを記憶するＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）と、格納されているデータを更新して順次書き換えられるＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）等によって実現される。
【００４１】
制御部８には、入力電圧検出器ＳＶ１、コンデンサ電圧検出器ＳＶ２、出力電圧検出器ＳＶ３、入力電流検出器ＳＩ１および出力電流検出器ＳＩ２から、それぞれ、入力電圧Ｖｉｎ、コンデンサ電圧Ｖｄｃ、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電流Ｉｉｎおよび出力電流Ｉｏｕｔが入力される。
【００４２】
制御部８は、入力電流Ｉｉｎの目標値である目標入力電流Ｉｉｎ＊を生成し、入力電流検出器ＳＩ１によって検出される入力電流Ｉｉｎがその目標入力電流Ｉｉｎ＊に追従するように、第１の電力変換回路５の半導体スイッチング素子５３をＰＷＭ制御する。
【００４３】
また、制御部８には、出力電流Ｉｏｕｔの目標値である目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が入力され、制御部８は、出力電流検出器ＳＩ２によって検出される出力電流Ｉｏｕｔがその目標出力電流Ｉｏｕｔ＊に追従するように、第２の電力変換回路７の各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをＰＷＭ制御する。
【００４４】
次に、制御部８について、図２および図３を参照しながら説明する。図２は、本発明の実施の形態１における電力変換装置１の制御部８の第１の電力変換回路５を制御する機能を示すブロック図である。図３は、本発明の実施の形態１における電力変換装置１の制御部８の第２の電力変換回路７を制御する機能を示すブロック図である。
【００４５】
図２に示すように、制御部８は、第１の電力変換回路５を制御する機能として、減算器８１、ＰＩ制御器８２、乗算器８３、減算器８４、ＰＩ制御器８５およびゲート信号生成器８６を備える。
【００４６】
減算器８１には、コンデンサ電圧Ｖｄｃの目標値である目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＊が入力される。減算器８１は、入力される目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＊と、コンデンサ電圧検出器ＳＶ２によって検出されるコンデンサ電圧Ｖｄｃとの差を演算し、演算した差をＰＩ制御器８２に出力する。
【００４７】
ＰＩ制御器８２は、減算器８１から入力される差をフィードバック量として、その差に基づいて、比例積分制御、すなわちＰＩ制御を行うことによって、入力電流Ｉｉｎの振幅の目標値である目標振幅を演算する。ＰＩ制御器８２は、演算した目標振幅を乗算器８３に出力する。このように、コンデンサ電圧Ｖｄｃが目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＊に追従するようにＰＩ制御が行われる場合、そのＰＩ制御における積分制御項では、目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＊とコンデンサ電圧Ｖｄｃとの偏差について積分演算が行われる。
【００４８】
乗算器８３には、交流電源２によって出力される交流電圧に同期し、周波数が交流電圧の周波数と同じであり、振幅が１である正弦波である基準正弦波が入力される。乗算器８３は、入力される基準正弦波と、ＰＩ制御器８２から入力される目標振幅とに基づいて、入力電圧Ｖｉｎに同期した目標入力電流Ｉｉｎ＊を演算する。乗算器８３は、演算した目標入力電流Ｉｉｎ＊を減算器８４に出力する。
【００４９】
減算器８４は、乗算器８３から入力される目標入力電流Ｉｉｎ＊と、入力電流検出器ＳＩ１によって検出される入力電流Ｉｉｎとの差を演算し、演算した差をＰＩ制御器８５に出力する。
【００５０】
ＰＩ制御器８５は、減算器８４から入力される差をフィードバック量として、比例積分制御、すなわちＰＩ制御を行うことによって、リアクトル５２に印加される電圧の目標値である目標リアクトル電圧ＶＬｉｎを演算する。ＰＩ制御器８５は、演算した目標リアクトル電圧ＶＬｉｎをゲート信号生成器８６に出力する。このように、入力電流Ｉｉｎが目標入力電流Ｉｉｎ＊に追従するようにＰＩ制御が行われる場合、そのＰＩ制御における積分制御項では、目標入力電流Ｉｉｎ＊と入力電流Ｉｉｎとの偏差について積分演算が行われる。
【００５１】
ここで、半導体スイッチング素子５３が任意のデューティ比Ｄ１で動作する場合、半導体スイッチング素子５３のスイッチング周期の１周期分について、入力電圧Ｖｉｎと、コンデンサ電圧Ｖｄｃと、目標リアクトル電圧ＶＬｉｎとの関係は、以下の式（１）によって表される。また、式（１）から、以下の式（２）が成立する。
【００５２】
Ｖｉｎ＝ＶＬｉｎ＋Ｖｄｃ×（１−Ｄ１）      （１）
Ｄ１＝１−（Ｖｉｎ−ＶＬｉｎ）／Ｖｄｃ      （２）
【００５３】
ゲート信号生成器８６は、入力電圧検出器ＳＶ１によって検出される入力電圧Ｖｉｎと、コンデンサ電圧検出器ＳＶ２によって検出されるコンデンサ電圧Ｖｄｃと、ＰＩ制御器８５から入力される目標リアクトル電圧ＶＬｉｎとに基づいて、式（２）に従って、デューティ比Ｄ１を演算する。
【００５４】
ゲート信号生成器８６は、演算したデューティ比Ｄ１に従って、半導体スイッチング素子５３を制御するためのゲート信号Ｇを生成し、そのゲート信号Ｇを半導体スイッチング素子５３に出力する。半導体スイッチング素子５３は、ゲート信号生成器８６から入力されるゲート信号Ｇに従って、スイッチング動作する。
【００５５】
このように、制御部８は、入力電流Ｉｉｎが目標入力電流Ｉｉｎ＊に追従するように、制御量を演算し、演算した制御量に従って半導体スイッチング素子５３をスイッチング制御する。
【００５６】
続いて、図３に示すように、制御部８は、第２の電力変換回路７を制御する機能として、減算器８７、ＰＩ制御器８８およびゲート信号生成器８９を備える。
【００５７】
減算器８７には、出力電流Ｉｏｕｔの目標値である目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が入力される。減算器８７は、入力される目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と、出力電流検出器ＳＩ２によって検出される出力電流Ｉｏｕｔとの差を演算し、演算した差をＰＩ制御器８８に出力する。
【００５８】
ＰＩ制御器８８およびゲート信号生成器８９は、入力される目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値であるか否かに応じた動作を行う。
【００５９】
まず、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値である場合のＰＩ制御器８８およびゲート信号生成器８９のそれぞれの動作について説明する。
【００６０】
ＰＩ制御器８８は、減算器８７から入力される差をフィードバック量として、その差に基づいて、比例積分制御、すなわちＰＩ制御を行うことによって、平滑リアクトル７４に印加される電圧の目標値である目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔを演算する。ＰＩ制御器８８は、演算した目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔをゲート信号生成器８９に出力する。
【００６１】
このように、出力電流Ｉｏｕｔが目標出力電流Ｉｏｕｔ＊に追従するようにＰＩ制御が行われる場合、そのＰＩ制御における積分制御項では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの偏差について積分演算が行われる。つまり、ＰＩ制御器８８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と、出力電流Ｉｏｕｔとの偏差の積分値、すなわち、その偏差について積分演算することで得られる積分値である出力偏差積分値Ｓを演算する。
【００６２】
ここで、各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄが任意のデューティ比Ｄ２で動作する場合、各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄのスイッチング周期の１周期分について、出力電圧Ｖｏｕｔと、コンデンサ電圧Ｖｄｃと、目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔとの関係は、以下の式（３）によって表される。ただし、式（３）において、Ｎ１はトランス７２の一次巻線の巻数であり、Ｎ２はトランス７２の二次巻線の巻数である。また、式（３）から、以下の式（４）が成立する。
【００６３】
Ｖｏｕｔ＝Ｎ２／Ｎ１×Ｖｄｃ×Ｄ２―ＶＬｏｕｔ      （３）
Ｄ２＝Ｎ１／Ｎ２×（Ｖｏｕｔ＋ＶＬｏｕｔ）／Ｖｄｃ      （４）
【００６４】
ゲート信号生成器８９は、出力電圧検出器ＳＶ３によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔと、コンデンサ電圧検出器ＳＶ２によって検出されるコンデンサ電圧Ｖｄｃと、ＰＩ制御器８８から入力される目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔとに基づいて、式（４）に従って、デューティ比Ｄ２を演算する。
【００６５】
ゲート信号生成器８９は、演算したデューティ比Ｄ２に従って、半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをそれぞれ制御するためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成し、そのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄにそれぞれ出力する。半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄは、それぞれ、ゲート信号生成器８９から入力されるゲート信号Ｇ１〜Ｇ４に従って、スイッチング動作する。
【００６６】
このように、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの偏差の積分値である出力偏差積分値Ｓを演算する。制御部８は、演算した出力偏差積分値Ｓを用いて、出力電流Ｉｏｕｔが目標出力電流Ｉｏｕｔ＊に追従するように制御量を演算し、演算した制御量に従って各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをスイッチング制御する。
【００６７】
続いて、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０である場合のＰＩ制御器８８およびゲート信号生成器８９のそれぞれの動作について、図４を参照しながら説明する。
【００６８】
図４は、本発明の実施の形態１における電力変換装置１の制御部８によって目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０である場合に行われる動作を説明するための説明図である。なお、図４では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊、出力電流Ｉｏｕｔ、出力偏差積分値Ｓおよびデューティ比Ｄ２のそれぞれの時間変化の一例が図示されている。
【００６９】
図４に示すように、時刻ｔ１以前では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が正の一定値であるので、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値である場合の動作、すなわち上述の制御を行う。この場合、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と、電流検出器によって検出される出力電流Ｉｏｕｔとの偏差が０である。したがって、ＰＩ制御器８８によって演算される出力偏差積分値Ｓが一定値になり、ゲート信号生成器８９によって演算されるデューティ比Ｄ２が一定値になる。
【００７０】
時刻ｔ１において、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０に変化すると、ゲート信号生成器８９は、以下のように動作する。すなわち、ゲート信号生成器８９は、各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄのスイッチング動作を停止させるために、デューティ比Ｄ２を０にする。ゲート信号生成器８９は、デューティ比Ｄ２を０にすると、半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをそれぞれオフに制御するためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。
【００７１】
このように、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０である場合には、各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをスイッチング制御することを停止する。
【００７２】
ただし、ゲート信号生成器８９による制御によって、各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄがオフになっているにも関わらず、出力電流検出器ＳＩ２の検出誤差等の影響で、検出される出力電流Ｉｏｕｔが０でなく、負の値であれば、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの間で偏差が生じる。この場合、従来と同様に、この偏差についてＰＩ制御によって積分演算が行われると、先の図７に示す上述した状況が発生すると考えられる。
【００７３】
そこで、ＰＩ制御器８８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０であって、各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄのスイッチング動作が停止している特定状態から、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値に変化するタイミング（以下、特定タイミングと称す）で出力偏差積分値Ｓが規定値になるように出力偏差積分値Ｓを調整する。
【００７４】
なお、上述した規定値は、出力電流Ｉｏｕｔの急増を抑制するための予め規定される値であり、適宜設計することができる。また、規定値は、以下で具体的に例示する値に限定されず、特定タイミングで出力電流Ｉｏｕｔの増加の度合いを許容範囲内に収めることができる値であれば、どのような値であってもかまわない。
【００７５】
具体的には、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０に変化するタイミング、すなわち時刻ｔ１において、ＰＩ制御器８８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの偏差に関わらず、出力偏差積分値Ｓを規定値としての０にする。
【００７６】
特定状態が維持されている期間、すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、ゲート信号生成器８９は、デューティ比Ｄ２を０に保ち、ＰＩ制御器８８は、出力偏差積分値Ｓを０に保つ。
【００７７】
特定タイミング、すなわち時刻ｔ２において、ＰＩ制御器８８は、値を０に保っている出力偏差積分値Ｓを用いて、出力電流Ｉｏｕｔが目標出力電流Ｉｏｕｔ＊に追従するように目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔの演算を開始する。また、特定タイミング、すなわち時刻ｔ２において、ゲート信号生成器８９は、このようにＰＩ制御器８８によって演算される目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔに基づいて、デューティ比Ｄ２の演算を開始する。
【００７８】
時刻ｔ２以降では、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値である場合の動作、すなわち上述の制御を行う。
【００７９】
このように、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値から０に変化すれば、出力偏差積分値Ｓを規定値としての０にすることで、特定タイミングで出力偏差積分値Ｓが規定値としての０になるように出力偏差積分値を調整する。
【００８０】
したがって、ゲート信号生成器８９は、ＰＩ制御器８８によって不要に増加されることなく出力された目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔに基づいて、デューティ比Ｄ２を演算することが可能となる。その結果、ゲート信号生成器８９は、デューティ比Ｄ２を急増させることなく、ゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成し、各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをＰＷＭ制御することが可能となる。
【００８１】
ここで、従来の電力変換装置では、特定タイミングで、上述したように、特定状態が維持されている期間に増加し続けた出力偏差積分値Ｓ’を用いてデューティ比Ｄ２’の演算が行われる。これに対して、本実施の形態１における電力変換装置１では、特定タイミングで、値が０である出力偏差積分値Ｓを用いて、デューティ比Ｄ２の演算が行われる。したがって、図４に示すように、デューティ比Ｄ２の急増を抑制することができ、結果として、出力電流Ｉｏｕｔの急増を抑制することができる。
【００８２】
なお、一例として、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０である場合において、各半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをスイッチング制御することを停止している間であっても、半導体スイッチング素子５３のスイッチング制御を停止することなく継続するように構成される。すなわち、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０である場合において、コンデンサ電圧Ｖｄｃが目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＊に追従し、かつ、入力電流Ｉｉｎが目標入力電流Ｉｉｎ＊に追従するように、半導体スイッチング素子５３をスイッチング制御する。
【００８３】
このような制御部８の構成によって、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０であっても、コンデンサ電圧Ｖｄｃおよび入力電流Ｉｉｎは、それぞれ、目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＊および目標入力電流Ｉｉｎ＊に保たれる。その結果、半導体スイッチング素子５３のスイッチング制御を停止して電力変換装置１の全体の動作を完全に停止する場合と比べて、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０から変化したときにコンデンサ電圧Ｖｄｃおよび入力電流Ｉｉｎを定常化するための時間を短縮することができる。
【００８４】
以上、本実施の形態１によれば、電力変換装置は、目標出力電流と、検出される出力電流との偏差に基づいて演算した出力偏差積分値を用いて、出力電流が目標出力電流に追従するように制御量を演算し、演算した制御量に従って各半導体スイッチング素子をスイッチング制御するように構成されている。また、電力変換装置は、目標出力電流が０である場合には、各半導体スイッチング素子をスイッチング制御することを停止するように構成されている。さらに、電力変換装置は、各半導体スイッチング素子のスイッチング動作が停止している状態から、目標出力電流が０以外の値に変化するタイミングで出力偏差積分値が出力電流の急増を抑制するための予め規定される規定値になるように出力偏差積分値を調整するように構成されている。
【００８５】
これにより、電力変換装置において、目標出力電流が０である場合に各半導体スイッチング素子のスイッチング制御が停止されるので、電力変換装置の電力消費を抑制することができる。また、電力変換装置において、特定状態から、目標出力電流が０以外の値に変化した場合であっても、出力電流の急増を抑制することができる。その結果、電力変換装置の故障および電力変換装置に接続される負荷の故障の発生を抑制することができ、負荷への安定した電力供給が可能となる。
【００８６】
実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、特定タイミングで出力偏差積分値Ｓが規定値になるように出力偏差積分値Ｓを調整する手法が先の実施の形態１と異なる電力変換装置１について説明する。なお、本実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。
【００８７】
図５は、本発明の実施の形態２における電力変換装置１の制御部８によって目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０である場合に行われる動作を説明するための説明図である。なお、図５では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊、出力電流Ｉｏｕｔ、出力偏差積分値Ｓおよびデューティ比Ｄ２のそれぞれの時間変化の一例が図示されている。
【００８８】
図５に示すように、時刻ｔ１以前では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が正の一定値であるので、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値である場合の動作、すなわち先の実施の形態１で説明した制御を行う。
【００８９】
目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０に変化するタイミング、すなわち時刻ｔ１において、ゲート信号生成器８９は、先の実施の形態１と同様に、デューティ比Ｄ２を０にする。ゲート信号生成器８９は、デューティ比Ｄ２を０にすると、半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをそれぞれオフに制御するためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。
【００９０】
また、特定状態が維持されている期間、すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、ゲート信号生成器８９は、デューティ比Ｄ２を０に保つ。
【００９１】
目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０に変化するタイミング、すなわち時刻ｔ１において、ＰＩ制御器８８は、先の実施の形態１と異なり、出力偏差積分値Ｓを０にしない。
【００９２】
また、ＰＩ制御器８８は、特定状態が維持されている期間、すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの偏差について継続して積分演算を行うことで出力偏差積分値Ｓを得る。したがって、この期間では、図５に示すように、出力偏差積分値Ｓが増加し続ける。
【００９３】
特定タイミング、すなわち時刻ｔ２において、ＰＩ制御器８８は、上述した期間に増加し続けた出力偏差積分値Ｓを０にし、この出力偏差積分値Ｓを用いて、出力電流Ｉｏｕｔが目標出力電流Ｉｏｕｔ＊に追従するように目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔの演算を開始する。また、特定タイミング、すなわち時刻ｔ２において、ゲート信号生成器８９は、このようにＰＩ制御器８８によって演算される目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔに基づいて、デューティ比Ｄ２の演算を開始する。
【００９４】
時刻ｔ２以降では、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値である場合の動作、すなわち先の実施の形態１で説明した制御を行う。
【００９５】
このように、制御部８は、特定タイミングで出力偏差積分値Ｓを規定値としての０にすることで、特定タイミングで出力偏差積分値Ｓが規定値としての０になるように出力偏差積分値Ｓを調整する。
【００９６】
したがって、本実施の形態２における電力変換装置１では、先の実施の形態１と同様に、特定タイミングで、値が０である出力偏差積分値Ｓを用いて、デューティ比Ｄ２の演算が行われる。そのため、図５に示すように、デューティ比Ｄ２の急増を抑制することができ、結果として、出力電流Ｉｏｕｔの急増を抑制することができる。
【００９７】
以上、本実施の形態２によれば、電力変換装置は、先の実施の形態１と異なり、特定タイミングで出力偏差積分値を規定値としての０にすることで、特定タイミングで出力偏差積分値が規定値としての０になるように出力偏差積分値を調整するように構成されている。このように電力変換装置を構成した場合であっても、先の実施の形態１と同様の効果が得られる。
【００９８】
実施の形態３．
本発明の実施の形態３では、特定タイミングで出力偏差積分値Ｓが規定値になるように出力偏差積分値Ｓを調整する手法が先の実施の形態１および２と異なる電力変換装置１について説明する。なお、本実施の形態３では、先の実施の形態１および２と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１および２と異なる点を中心に説明する。
【００９９】
図６は、本発明の実施の形態３における電力変換装置１の制御部８によって目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０である場合に行われる動作を説明するための説明図である。なお、図６では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊、出力電流Ｉｏｕｔ、出力偏差積分値Ｓおよびデューティ比Ｄ２のそれぞれの時間変化の一例が図示されている。
【０１００】
図６に示すように、時刻ｔ１以前では、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が正の一定値であるので、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値である場合の動作、すなわち先の実施の形態１で説明した制御を行う。
【０１０１】
目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０に変化するタイミング、すなわち時刻ｔ１において、ゲート信号生成器８９は、先の実施の形態１と同様に、デューティ比Ｄ２を０にする。ゲート信号生成器８９は、デューティ比Ｄ２を０にすると、半導体スイッチング素子７１ａ〜７１ｄをそれぞれオフに制御するためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。
【０１０２】
また、特定状態が維持されている期間、すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、ゲート信号生成器８９は、デューティ比Ｄ２を０に保つ。
【０１０３】
目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０に変化するタイミング、すなわち時刻ｔ１において、ＰＩ制御器８８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０に変化する直前の出力偏差積分値Ｓを、保存出力偏差積分値ＳＡとして保存する。
【０１０４】
特定状態が維持されている期間、すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、ＰＩ制御器８８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊と出力電流Ｉｏｕｔとの偏差に関わらず、出力偏差積分値Ｓを保存出力偏差積分値ＳＡに保つ。
【０１０５】
特定タイミング、すなわち時刻ｔ２において、ＰＩ制御器８８は、規定値としての保存出力偏差積分値ＳＡを用いて、出力電流Ｉｏｕｔが目標出力電流Ｉｏｕｔ＊に追従するように目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔの演算を開始する。また、特定タイミング、すなわち時刻ｔ２において、ゲート信号生成器８９は、ＰＩ制御器８８によってこのように演算される目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔに基づいてデューティ比Ｄ２の演算を開始する。
【０１０６】
時刻ｔ２以降では、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値である場合の動作、すなわち上述の制御を行う。
【０１０７】
このように、制御部８は、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値から０に変化すれば、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０以外の値から０に変化する直前の出力偏差積分値Ｓを保存出力偏差積分値ＳＡとして保存することで、特定タイミングで出力偏差積分値Ｓが規定値としての保存出力偏差積分値ＳＡになるように出力偏差積分値Ｓを調整する。
【０１０８】
したがって、本実施の形態３における電力変換装置１では、特定タイミングで、値が保存出力偏差積分値ＳＡである出力偏差積分値Ｓを用いて、デューティ比Ｄ２の演算が行われる。そのため、ＰＩ制御器８８は、特定タイミングでは、目標出力電流Ｉｏｕｔ＊が０に変化する直前に用いていた出力偏差積分値Ｓと等しい出力偏差積分値Ｓを用いて目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔを演算することが可能となる。その結果、ゲート信号生成器８９は、ＰＩ制御器８８によって不要に増加されることなく出力された目標リアクトル電圧ＶＬｏｕｔに基づいて、デューティ比Ｄ２を演算することが可能となる。
【０１０９】
以上、本実施の形態３によれば、電力変換装置は、目標出力電流が０以外の値から０に変化すれば、目標出力電流が０以外の値から０に変化する直前の出力偏差積分値を保存出力偏差積分値として保存するように構成されている。また、電力変換装置は、先の実施の形態１と異なり、特定タイミングで出力偏差積分値が規定値としての保存出力偏差積分値になるように出力偏差積分値を調整するように構成されている。
【０１１０】
このように電力変換装置を構成することによって、先の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、特定状態から、目標出力電流が０以外の値に変化した場合の目標出力電流への出力電流の追従速度を向上させることができる。
【０１１１】
なお、実施の形態１〜３では、本発明が適用可能な電力変換装置の一例として、第１の電力変換回路５、平滑コンデンサ６および第２の電力変換回路７によって構成される電力変換回路４を備えた電力変換装置に対して本発明を適用する場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、複数の半導体スイッチング素子を備え、出力電流が目標出力電流に追従するように、各半導体スイッチング素子がオンとオフとにスイッチング制御されることで、入力される電力を変換して出力する電力変換回路を備えた電力変換装置であれば、どのような電力変換装置に対しても本発明が適用可能である。
【符号の説明】
【０１１２】
１  電力変換装置、２  交流電源、３  バッテリ、４  電力変換回路、５  第１の電力変換回路、５１  ダイオードブリッジ、５２  リアクトル、５３  半導体スイッチング素子、５４  整流ダイオード、６  平滑コンデンサ、７  第２の電力変換回路、７１ａ〜７１ｄ  半導体スイッチング素子、７２  トランス、７３ａ〜７３ｄ  整流ダイオード、７４  平滑リアクトル、７５  平滑コンデンサ、８  制御部、８１  減算器、８２  ＰＩ制御器、８３  乗算器、８４  減算器、８５  ＰＩ制御器、８６  ゲート信号生成器、８７  減算器、８８  ＰＩ制御器、８９  ゲート信号生成器、ＳＶ１  入力電圧検出器、ＳＶ２  コンデンサ電圧検出器、ＳＶ３  出力電圧検出器、ＳＩ１  入力電流検出器、ＳＩ２  出力電流検出器。
【図１】
2019187175.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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