(57)【要約】【課題】比較的簡単なハードウェア構成で、全波整流などの整流を行なわずに交流電源のゼロクロス点や周波数を取得することができる電磁誘導加熱装置を提供する。【解決手段】信号源１’のゼロクロス点を検知するためのゼロクロス検知手段２２を、加熱手段への通電を制御するマイコン１１にソフトウェア構成として組み込むことで、ゼロクロス検知のハードウェアで担う構成の一部をソフトウェアで実現する。また、信号源１’の中性線Ｎ側の電圧と電圧線Ｌ側の電圧をそれぞれ分圧して、そこからＡ／Ｄ変換器２１により得られたディジタル信号をマイコン１１に取り込ませる。これにより、分圧回路４とマイコン１１という少数のハードウェアの比較的簡単な構成で、全波整流などの整流を行なわずに、信号源１’の電圧のゼロクロス点を取得できる。【選択図】図２
2019071242.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの電力を受けて被加熱物を電磁誘導加熱する加熱手段と、
前記加熱手段への通電を制御する制御手段と、
前記交流電源の一端側の電圧を分圧する第１の分圧回路と、
前記交流電源の他端側の電圧を分圧する第２の分圧回路と、
前記第１の分圧回路からの出力信号を前記制御手段に取り込むための第１のＡ／Ｄ変換器と、
前記第２の分圧回路からの出力信号を前記制御手段に取り込むための第２のＡ／Ｄ変換器と、を備え、
前記制御手段は、前記加熱手段への通電を制御するために、前記第１のＡ／Ｄ変換器から取得したディジタル信号と、前記第２のＡ／Ｄ変換器から取得したディジタル信号とにより、前記交流電源のゼロクロス点を検知するゼロクロス検知手段を備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記ゼロクロス点のタイミングを計測して、前記交流電源の周波数を取得する電源周波数取得手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電磁誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、被加熱物を電磁誘導加熱する加熱手段を備えた電磁誘導加熱装置に関し、特に加熱手段への通電を制御するために、ゼロクロス検知機能を備えた電磁誘導加熱装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、この種の電磁誘導加熱装置は特許文献１に示すように、交流電源から供給される交流電圧を、ゼロクロス検知手段で整流してゼロクロス点を検知し、該ゼロクロスのタイミングを制御手段に伝達することで、制御手段が加熱手段となる加熱コイルへの通電を制御するものが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２９５３９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１のような従来の電磁誘導加熱装置では、交流電源のゼロクロス点を検知するために、交流電圧を整流するための整流器や、ゼロクロスのタイミングに同期して電圧値が変化するフォトカプラなどの検知素子を備えたゼロクロス検知回路を、ハードウェアで構成する必要がある。しかし、このような回路は複数の素子を使用するため、ゼロクロス検知を行なうための検知回路の追加には、コストアップや各々の部品ばらつきによる精度低下が懸念されていた。
【０００５】
本発明は上記問題点に鑑み、少数の比較的簡単なハードウェア構成で、全波整流などの整流を行なわずに交流電源のゼロクロス点や周波数を取得することができる電磁誘導加熱装置を提供することをその目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の請求項１における電磁誘導加熱装置は、交流電源からの電力を受けて被加熱物を電磁誘導加熱する加熱手段と、前記加熱手段への通電を制御する制御手段と、前記交流電源の一端側の電圧を分圧する第１の分圧回路と、前記交流電源の他端側の電圧を分圧する第２の分圧回路と、前記第１の分圧回路からの出力信号を前記制御手段に取り込むための第１のＡ／Ｄ変換器と、前記第２の分圧回路からの出力信号を前記制御手段に取り込むための第２のＡ／Ｄ変換器と、を備え、前記制御手段は、前記加熱手段への通電を制御するために、前記第１のＡ／Ｄ変換器から取得したディジタル信号と、前記第２のＡ／Ｄ変換器から取得したディジタル信号とにより、前記交流電源のゼロクロス点を検知するゼロクロス検知手段を備えたことを特徴とする。
【０００７】
また、本発明の請求項２における電磁誘導加熱装置は、前記制御手段が、前記ゼロクロス点のタイミングを計測して、前記交流電源の周波数を取得する電源周波数取得手段を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
請求項１の発明によれば、交流電源のゼロクロス点を検知するためのゼロクロス検知手段を、加熱手段への通電を制御する制御手段にソフトウェア構成として組み込むことで、ゼロクロス検知のハードウェアで担う構成の一部をソフトウェアで実現し、さらに交流電源の一端側の電圧と他端側の電圧をそれぞれ分圧して、そこからＡ／Ｄ変換器により得られたディジタル信号を制御手段に取り込ませることで、少数の比較的簡単なハードウェア構成で、全波整流などの整流を行なわずに、交流電源のゼロクロス点を取得することができる。
【０００９】
請求項２の発明によれば、ゼロクロス検知手段で検知されたゼロクロス点を元に、そのタイミングをゼロクロス検知手段と同じく制御手段にソフトウェア構成として組み込まれた電源周波数取得手段で計測することで、少数の比較的簡単なハードウェア構成で、全波整流などの整流を行なわずに交流電源の周波数を取得することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施形態を示す電磁誘導加熱装置のブロック図である。
【図２】同上、ゼロクロス検知装置のブロック図である。
【図３】同上、第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器により取得されるディジタル信号の波形図である。
【図４】同上、信号源のゼロクロス点の検知および周波数の取得手順を示すフローチャートである。
【図５】同上、具体的な信号源のゼロクロス点の検知および周波数の取得手順を示すフローチャートである。
【図６】同上、第１のＡ／Ｄ変換器および第２のＡ／Ｄ変換器により取得される信号、およびマイコン内で算出される各数値の波形図である。
【図７】同上、信号源の電圧の取得手順を示すフローチャートである。
【図８】本発明の第２実施形態において、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧、トリガ検知回路からの検知信号、ＩＧＢＴのゲート電圧の理想的な電圧波形図である。
【図９】同上、短絡電流が発生する際の、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧、トリガ検知回路からの検知信号、ＩＧＢＴのゲート電圧の電圧波形図である。
【図１０】同上、ディレイ時間を調整した時の、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧、トリガ検知回路からの検知信号、ＩＧＢＴのゲート電圧の電圧波形図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態において、電磁誘導加熱をＯＮした時の入力電流と入力電圧を測定した波形図である。
【図１２】本発明の第５の実施形態を示す故障検知回路とその周辺の回路ブロック図である。
【図１３】同上、逆流防止用のダイオードが故障した際の、信号源の電圧、第１のアナログ入力ポートの電圧をＡ／Ｄ変換した第１のディジタル値、第２のアナログ入力ポートの電圧をＡ／Ｄ変換した第２のディジタル値、第２の閾値の波形図である。
【図１４】同上、ピークホールド回路が故障した際の、信号源の電圧、第１のアナログ入力ポートの電圧をＡ／Ｄ変換した第１のディジタル値、第２のアナログ入力ポートの電圧をＡ／Ｄ変換した第２のディジタル値、第１の閾値の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、添付図面を参照しつつ、本発明における電磁誘導加熱装置の各実施形態を説明する。なお、これらの全図面にわたり、共通する部分には共通する符号を付すものとする。また、ここで説明する電磁誘導加熱装置は、被加熱物としてトナーを加熱する複写機や、被調理物を入れた鍋を加熱する調理器などに適用できる。
【実施例１】
【００１２】
図１は、本発明に係る電磁誘導加熱装置の第１実施形態を示すブロック図である。図１において、１は例えば商用電源などの交流（ＡＣ）電源、２は交流電源１から供給される交流電力を整流平滑して直流電力に変換する整流平滑回路である。したがって、この整流平滑回路２は、直流電力を供給する直流電源と見なすことができる。整流平滑回路２の入力側には、交流電源１からの入力電流を検知する入力電流検知回路３、および交流電源１から供給される交流電圧を分圧する分圧回路４がそれぞれ接続される。
【００１３】
整流平滑回路２の直流電力供給側となる出力側において、５は図示しない被加熱物を交番磁界により電磁誘導加熱する加熱手段としての共振コイルであり、共振コイル５はＬＣ共振回路６を形成するために共振コンデンサ７が並列に接続される。８は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子であり、前述のＬＣ共振回路６とスイッチング素子８との直列回路を、整流平滑回路２の出力側両端子間に接続することで、スイッチング素子８のスイッチング動作に伴い、整流平滑回路２からＬＣ共振回路６への直流電力を断続させて、ＬＣ共振回路６に高周波電流を供給する発振回路９が構成される。
【００１４】
本実施形態の発振回路９は、回路構成が簡単で部品点数の少ないシングルエンド方式の共振形高周波インバータを用いている。シングルエンド方式の共振形高周波インバータは、単一のスイッチング素子８を使用したものであり、コストが安いことから多用されている。
【００１５】
１０は、スイッチング素子８の制御端子となる例えばＩＧＢＴのゲートに接続されるドライブ回路である。ドライブ回路１０は、マイコン（マイクロコンピュータ）１１からの制御信号を受けて、スイッチング素子８の制御端子にパルス駆動信号を送出するもので、ここでのマイコン１１は、共振コイル５から被加熱物への電磁誘導加熱を行なうのに、スイッチング素子８の動作ひいてはＬＣ共振回路６への通電を制御する制御手段として設けられている。さらに１２は、整流平滑回路２の出力側両端子間に接続され、整流平滑回路２から発振回路９への直流入力電圧を検知する入力電圧検知回路である。
【００１６】
図２は、前述の分圧回路４を含むゼロクロス検知装置１５の構成を示すブロック図である。１’は、例えば商用電源などの信号源であり、上述した交流電源１に相当する。信号源１’の配電方式が単相二線式である場合、交流電源１の一端側が接地側に相当する中性線Ｎとなり、交流電源１の他端側が非接地側に相当する電圧線Ｌとなる。
【００１７】
分圧回路４は、信号源１’の中性線Ｎ側の電圧を分圧する第１の分圧回路４Ａと、信号源１’の電圧線Ｌ側の電圧を分圧する第２の分圧回路４Ｂとにより構成される。第１の分圧回路４Ａは、中性線Ｎと接地ラインとの間に直列の分圧抵抗１６，１７を接続して構成され、マイクロコンピュータ９に組み込まれた第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａの入力端子に、分圧抵抗１６，１７の接続点が接続される。また第２の分圧回路４Ｂは、電圧線Ｌと接地ラインとの間に直列の分圧抵抗１８，１９を接続して構成され、マイクロコンピュータ９に組み込まれた第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂの入力端子に、分圧抵抗１８，１９の接続点が接続される。
【００１８】
なお、信号源１’の配電方式が単相三線式の場合は、信号源１’からの一方の電圧線Ｌの電圧を第１の分圧回路４Ａで分圧し、信号源１’からの他方の電圧線の電圧を第２の分圧回路４Ｂで分圧してもよい。また、中性線Ｎと接地ラインとの間にではなく、中性線Ｎと電圧線Ｌとの間に分圧抵抗１６，１７を接続してもよい。
【００１９】
第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａは、第１の分圧回路４Ａからの第１の出力信号をマイコン１１に取り込むためのもので、第１の出力信号が第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａで第１のディジタル信号に変換され、マイコン１１に送出される。また第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂは、第２の分圧回路４Ｂからの第２の出力信号をマイコン１１に取り込むためのもので、第２の出力信号が第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂで第２のディジタル信号に変換され、マイコン１１に送出される。第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａおよび第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂは、分圧回路４からのアナログ出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２１を構成する。本実施形態では、第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａおよび第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂがマイコン１１に含まれているが、これらをマイコン１１と別に構成してもよい。
【００２０】
マイコン１１は、前述のＡ／Ｄ変換器２１の他に、何れも図示しないが演算処理手段としてのＣＰＵや、記憶手段としてのメモリや、計時手段としてのタイマや、入出力デバイスなどを、ハードウェア構成として備えている。またマイコン１１は、入力電流検知回路３で得られた入力電流の検知データと、入力電圧検知回路１２で得られた入力電圧の検知データとにより、発振回路９への実際の入力電力を算出し、この実際の入力電力が設定された電力となるような時間の全体に渡り、分圧回路４からの出力信号に基づいて得られたゼロクロスのタイミングに合わせて、スイッチング素子８を繰り返し断続する高周波のパルス駆動信号をドライブ回路１０から送出できるように、ドライブ回路１０へ制御信号を送出する機能を有する。こうしたソフトウェア機能は、記憶媒体としての前記メモリに記録したプログラムを、マイコン１１が読み取ることで実現するが、特に本実施形態では、マイコン１１をゼロクロス検知手段２２と、電源周波数取得手段２３と、電源電圧取得手段２４として機能させるプログラムを備えている。
【００２１】
ゼロクロス検知手段２２は、第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａから取得した第１のディジタル信号と、第２のＡ／Ｄ変換手段２１Ｂから取得した第２のディジタル信号との比較により、信号源１’の電圧がゼロとなるゼロクロス点を算出するもので、このゼロクロス検知手段２２と、分圧回路４と、マイコン１１に組み込まれたＡ／Ｄ変換器２１とにより、信号源１’のゼロクロス点を検知するゼロクロス検知装置１５が構成される。本実施形態では、共振コイル５への通電を制御するマイコン１１にゼロクロス検知手段２２を組み込むことで、従来の検知素子のようなゼロクロス検知に必要なハードウェア構成の一部をソフトウェアで実現している。さらに、ゼロクロス検知手段２２と共にＡ／Ｄ変換器２１をマイコンに組み込むことで、ゼロクロス検知装置１５のハードウェア構成は、分圧回路４とマイコン１１だけにすることができ、信号源１’からの電圧を全波整流する従来の整流器なども不要にできる。
【００２２】
電源周波数取得手段２３は、ゼロクロス検知手段２２で算出されるゼロクロス点のタイミングを計測して、一のタイミングから次のタイミングまでの時間により、信号源１’の周波数を算出するものである。また電源電圧取得手段２４は、ゼロクロス検知手段２２で算出されるゼロクロス点と、電源周波数取得手段２３で算出される電源周波数を利用して、ゼロクロス点を基準とした一定時間内における第１のディジタル信号の値と第２のディジタル信号の値の差の絶対値を積算し、その積算値から信号源１’の電源電圧値を算出するものである。
【００２３】
次に上記構成について、ゼロクロス検知手段２２によるゼロクロス点の検知方法を図３の波形図に基づき説明する。図３では、中性線Ｎに発生する電圧に対応して、第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａにより取得されるディジタル信号の値、すなわち「信号Ａ」と、電圧線Ｌに発生する電圧に対応して、第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂにより取得されるディジタル信号の値、すなわち「信号Ｂ」の時間変化を示している。
【００２４】
マイコン１１は、カウンタｉ（図４参照）としての機能を兼ね備えるタイマと、ゼロクロス点の検知に必要なデータを記憶するメモリを備えており、ゼロクロス検知手段２２は、マイコン１１が共振コイル５の通電を制御しているときに、所定の読み込みタイミング毎に第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａからの信号Ａと、第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂからの信号Ｂをそれぞれ取得し、その読み込み回数と、該読み込みタイミングで信号Ａと信号Ｂの比較を行なった時の信号Ａと信号Ｂの上下関係をメモリに記録している。ここで、複数回連続で信号Ａが信号Ｂよりも大きい時（すなわち、「信号Ａ＞信号Ｂ」の時）を状態１とし、複数回連続で信号Ｂの電圧が信号Ａの電圧よりも大きい時（すなわち、「信号Ｂ＞信号Ａ」の時）を状態２とすると、ゼロクロス検知手段２２は状態１と状態２との変化点、すなわち図３における信号Ａのグラフと信号Ｂのグラフとの交点を、信号源１’のゼロクロス点として検知する。
【００２５】
また、カウンタｉは前述の読み込みタイミング毎にその値を１ずつ増加（＋１カウント）させており、電源周波数取得手段２３は、状態１と状態２との変化点となった時にカウンタｉのカウントを停止させ、このカウンタｉの数値を周期データとしてメモリに記録させる構成となっている。なお本実施形態では、前記読み込みタイミングを、信号源１’から供給される交流電圧の周期の１／４０以下とすることで、十分な精度を確保することができ、信号源１’の電圧の大きさやノイズに関わらず、安定して信号源１’のゼロクロス点を検知することができる。
【００２６】
次に上記構成の電磁誘導加熱装置について、その作用を図４のフローチャートに基づいて説明する。ステップＳ１１１で、マイコン１１のゼロクロス検知手段２２がタイマに基づく読み込みタイミング時に、カウンタｉの数値を＋１カウントした後、ステップＳ１１２に移行して、ゼロクロス検知手段２２が第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａにより信号Ａを取得し、さらにステップＳ１１３に移行して、ゼロクロス検知手段２２が第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂにより信号Ｂを取得する。
【００２７】
続くステップＳ１１４では、ゼロクロス検知手段２２がステップＳ１１２で取得した信号ＡとステップＳ１１３で取得した信号Ｂの比較を行ない、信号Ａが信号Ｂよりも大きいか否かの比較結果を、そのときのカウンタｉの数値と共にメモリに記憶して、ステップＳ１１５に移行する。ステップＳ１１５において、ゼロクロス検知手段２２は信号源１’のゼロクロス点を検知するために、それまでのステップＳ１１４での比較結果から、複数回連続して信号Ａが信号Ｂよりも大きい状態１と、複数回連続して信号Ｂが信号Ａよりも大きい状態２との変化点が存在するか否かを判定する。
【００２８】
ここで状態１と状態２の変化点が存在しなければ、ステップＳ１１６に移行して待機し、次回の読み込みタイミング時にステップＳ１１１に戻る。それに対して、状態１と状態２の変化点が存在すれば、その変化点が信号源１’のゼロクロス点であったと判定して、次のステップＳ１１７に移行する。
【００２９】
ステップＳ１１７では、マイコン１１の電源周波数取得手段２３が、前述の比較結果と共にメモリに記憶されるカウンタｉの数値から、状態１と状態２の変化点となった時のカウンタｉの数値を読み出し、この変化点でのカウンタｉの数値を周期データとしてメモリに上書き記録させて、ステップＳ１１８に移行する。ステップＳ１１８において、電源周波数取得手段２３は、記録した周期データが所定の数値以内となっていれば、その逆数を電源周波数の値として算出する（１／周期データ＝電源周波数）。なお、該所定の数値は、信号源１’から供給される交流電圧の１周期の読み込み回数の１／２より大きい数値が望ましく、本実施形態では該交流電圧の１周期の読み込み回数が４０回以上であるため、この読み込み回数が４０回である場合は該所定数値を２０より大きくすることが望ましい。
【００３０】
続くステップＳ１１９では、マイコン１１がカウンタｉの数値を０にクリアし、またそれまでメモリに記憶されていた比較結果や、その比較結果に対応するカウンタｉの数値もクリアする。そして、ステップＳ１２０に移行して待機し、次回の読み込みタイミング時にステップＳ１１１に戻って上述のフローを繰り返す。
【００３１】
このように構成することで、ハードウェアで担う機能の一部をマイコン１１に組み込んだソフトウェア（ゼロクロス検知手段２２）で実現し、分圧回路４とマイコン１１という少数のハードウェアの比較的簡単な構成で、全波整流などの整流を行なわずに信号源１’のゼロクロス点を取得することができる。また所定の数値を閾値として利用し、上述の周期データが所定の数値以内となっていれば、メモリに記録させた周期データを用いて、電源周波数取得手段２３が信号源１’の周波数の値を算出でき、信号源１’の電圧の大きさやノイズに関わらず、安定して信号源１’の周波数を取得することができる。そしてマイコン１１は、ゼロクロス検知手段２２で得られたゼロクロス点や、電源周波数取得手段２３で得られた電源周波数に基づき、信号源１’に同期した最適なタイミングでドライブ回路１０に制御信号を送出できる。
【００３２】
図５は、上記の動作を具体的に示したフローチャートであり、ここでのマイコン１１は、カウンタｉの数値に加えて、読み込みタイミングで信号Ａと信号Ｂの比較を行なった時の「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数および「信号Ｂ＞信号Ａ」の回数も、メモリに記録させる構成となっている。図５のフローチャートに基づいて上記構成の電磁誘導加熱装置について説明すると、ステップＳ２１１で、マイコン１１のゼロクロス検知手段２２がタイマに基づく読み込みタイミング時に、カウンタｉの数値を＋１カウントした後、ステップＳ２１２に移行して、第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａにより信号Ａを取得し、さらにステップＳ２１３に移行して、第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂにより信号Ｂを取得する。
【００３３】
続くステップＳ２１４では、ゼロクロス検知手段２２が、ステップＳ２１２で取得した信号ＡとステップＳ２１３で取得した信号Ｂの比較を行なう。ここで、信号Ａ＞信号Ｂの時はステップＳ２１５に移行し、信号Ａ＞信号Ｂではない時、すなわち信号Ａの電圧が信号Ｂの電圧以下の時はステップＳ２２０に移行する。
【００３４】
ステップＳ２１５において、ゼロクロス検知手段２２は、読み込みタイミングで信号Ａと信号Ｂの比較を行なった時の「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が、所定回数より少ないか否かを判定する。ここで、「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が所定回数である４回より少ない時は、ステップＳ２１６に移行して「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数を＋１カウントし、ステップＳ２１７に移行して「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数を０にクリアして、ステップＳ２１８に移行する。またステップＳ２１５で、「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が所定回数である４回以上の時は、そのままステップＳ２１８に移行する。なお該所定回数は、信号源１’から供給される交流電圧の１周期の読み込み回数の１／２から１を差し引いた数値より少ない数値が望ましく、ここでは所定回数を「４」に設定している。
【００３５】
ステップＳ２１８では、ゼロクロス検知手段２２が「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が所定回数である４回か否かを判定する。ここで、「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が所定回数である４回である時は、ステップＳ２１９に移行して「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数を＋１カウントして、ステップＳ２２５に移行する。またステップＳ２１９で、「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が所定回数である４回ではない時は、そのままステップＳ２２５に移行する。
【００３６】
ステップＳ２２０に移行した場合も、ステップＳ２１５からのフローと同様の動作をする。具体的には、ステップＳ２２０では、ゼロクロス検知手段２２は読み込みタイミングで信号Ａと信号Ｂの比較を行なった時の「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が、所定回数より少ないか否かを判定する。ここで、「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が所定回数である４回より少ない時は、ステップＳ２２１に移行して「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数を＋１カウントし、ステップＳ２２２に移行して「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数を０にクリアしてステップＳ２２３に移行する。またステップＳ２２０で、「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が所定回数である４回以上の時は、そのままステップＳ２２３に移行する。
【００３７】
ステップＳ２２３では、ゼロクロス検知手段２２が「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が所定回数である４回か否かを判定する。ここで、「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が所定回数である４回である時は、ステップＳ２２４に移行して「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数を＋１カウントしてステップＳ２２５に移行する。またステップＳ２２３で、「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が所定回数である４回ではない時は、そのままステップＳ２２５に移行する。
【００３８】
ステップＳ２２５では、マイコン１１は「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が５回か否か、または「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が５回か否かを判定する。ここで「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が５回である時、または「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が５回である時は、ステップＳ２２６に移行する。またステップＳ２２５で、「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数が５回ではない時、または「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数が５回ではない時は、そのままステップＳ２３０に移行して待機し、次回の読み込みタイミング時にステップＳ２１１に移行する。なお、ここでは該回数を「５」に設定しているが、ステップＳ２１５で所定回数を変更している場合は、該所定回数＋１の回数であればよい。
【００３９】
ステップＳ２２６では、ゼロクロス検知手段２２がゼロクロス点、すなわち、状態１と状態２との変化点を検知する。具体的には、図４のフローチャートのステップＳ１１１からステップＳ１１９までを実施して、状態１と状態２との変化点を検知する。そして状態１と状態２との変化点を検知して、カウンタｉの数値が所定数値以内である時は、ステップＳ２２７に移行する。
【００４０】
ステップＳ２２７では、電源周波数取得手段２３が電源周波数を算出するために、カウンタｉの数値を周期データとしてメモリに記録させる。ここでは、現在のカウンタｉの数値から先回に周期データとして使用したカウンタｉの数値を差し引いた値を、メモリに記録させるように構成している。なお先回のカウンタｉの数値を差し引く代わりに、周期データとしてメモリに記録した後に毎回カウンタｉの数値を０にクリアしてもよい。電源周波数取得手段２３が周期データをメモリに記録させたら、ステップＳ２２８に移行する。
【００４１】
ステップＳ２２８では、マイコン１１が「信号Ａ＞信号Ｂ」の回数を０回にクリアし、次のステップＳ２２９では、マイコン１１が「信号Ａ＜信号Ｂ」の回数を０回にクリアしてステップＳ２２９に移行して待機し、次回の読み込みタイミング時にステップＳ２１１に戻って上述のフローを繰り返す。このように構成することで、ハードウェアで担う機能の一部をソフトウェアで実現し、分圧回路４とマイコン１１という少数のハードウェアの比較的簡単な構成で、全波整流などの整流を行なわずに信号源１’のゼロクロス点を取得することができる。また、所定数値や所定回数を閾値として利用することで、メモリに記録させた周期データを用いて、電源周波数取得手段２３が信号源１’の周波数を算出でき、信号源１’の電圧の大きさやノイズに関わらず、安定して信号源１’の周波数を取得することができる。
【００４２】
次に、電源電圧取得手段２４による信号源１’の電圧の取得方法を説明する。ここでは、電源周波数取得手段２３が上述した電源周波数の算出を並行して実施しているものとする。
【００４３】
信号源１’の電圧を取得するまでの作用を、図６の波形図や図７のフローチャートに基づいて説明する。なお図６の（ａ）は、第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａにより取得されるディジタル信号の値（「信号Ａ」）の時間変化を示し、図６の（ｂ）は、第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂにより取得されるディジタル信号の値（「信号Ｂ」）の時間変化を示し、図６の（ｃ）は、信号Ａから信号Ｂを差し引いた値の絶対値（「｜Ａ−Ｂ｜」）、の時間変化を示し、図６の（ｄ）は、絶対値｜Ａ−Ｂ｜の積算値の時間変化を示し、図６の（ｅ）は、マイコン１１の電源電圧取得手段２４が認識している電源電圧の値を示している。
【００４４】
図７のステップＳ３１１では、前述のようにマイコン１１のゼロクロス検知手段２２がタイマに基づく読み込みタイミング時に、カウンタｉの数値を＋１カウントした後、ステップＳ３１２に移行して、第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａにより信号Ａを取得し、さらにステップＳ１１３に移行して、第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂにより信号Ｂを取得する。
【００４５】
ステップＳ３１４では、マイコン１１の電源電圧取得手段２４が、ステップＳ３１２で取得した信号ＡとステップＳ３１３で取得した信号Ｂを用いて、信号Ａ−信号Ｂの絶対値｜Ａ−Ｂ｜を計算し、ステップＳ３１５に移行する。
【００４６】
ステップＳ３１５では、信号源１’の周期の始まりとなるゼロクロス点、すなわちカウンタｉが０の時点から、現在の時点までの絶対値｜Ａ−Ｂ｜を積算して、その値をメモリに記録する。続くステップＳ３１６で電源電圧取得手段２４は、カウンタｉの数値が、図４のフローチャートのステップＳ１１７で電源周波数取得手段２３がメモリに記録した周期データの数値と同一であるか否かを判定する。ここで、カウンタｉの数値が周期データの数値と同一ではない時は、電源電圧を算出することなくそのままステップＳ３２０に移行して待機し、次回の読み込みタイミング時にステップＳ３１１に移行する。一方、カウンタｉの数値が周期データの数値と同一である時には、電源電圧取得手段２４は、ステップＳ３１５で取得した絶対値｜Ａ−Ｂ｜の積算値が、カウンタｉが０の時から周期データの数値になる時までの、すなわち信号源１’の半周期分の値であると判定してステップＳ３１７に移行する。
【００４７】
ステップＳ３１７では、電源電圧取得手段２４は、該積算値を信号源１’の周波数毎の回路定数に依存した固有値で割った値を取得し、この値を電源としての信号源１’の電圧としてメモリに記録する。そして、次のステップＳ３１８では、カウンタｉの数値を０にクリアしてステップＳ３１９に移行し、ステップＳ３１９では電源電圧取得手段２４が積算値を０にクリアしてステップＳ３２０に移行して待機し、次回の読み込みタイミング時にステップＳ３１１に戻って上述のフローを繰り返す。
【００４８】
この一連の動作において、図６の（ａ）に示すように、第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａは、信号源１’の第１半周期において、中性線Ｎに発生する電圧に対応して変化する信号Ａをマイコン１１に出力する一方で、信号源１’の第１半周期に続く第２半周期では、０で一定の信号Ａをマイコン１１に出力する。それに対して、図６の（ｂ）に示すように、第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂは、信号源１’の第１半周期において、０で一定の信号Ｂをマイコン１１に出力する一方で、信号源１’の第２半周期では、電源線Ｌに発生する電圧に対応して変化する信号Ｂをマイコン１１に出力する。そのため、図６の（ｃ）に示すように、信号Ａ−信号Ｂの絶対値｜Ａ−Ｂ｜は、信号源１’の瞬時値の絶対値にほぼ対応したものとなる。したがって、図６の（ｄ）に示すように、ゼロクロス検知手段２２で検知される一のゼロクロス点を起点として、マイコン１１の読み込みタイミング毎に信号Ａ−信号Ｂの絶対値｜Ａ−Ｂ｜を積算し、ゼロクロス検知手段２１が次のゼロクロス点を検出するタイミングで、絶対値｜Ａ−Ｂ｜の直前の積算値を固有値で除算することにより、マイコン１１の電源電圧取得手段２４は、信号源１’の電源電圧の値を半周期毎に認識することが可能になる。
【００４９】
こうして本実施形態では、メモリに記録させた周期データを用いて、電源電圧取得手段２４が信号源１’の電圧値を算出でき、信号源１’の電圧の大きさやノイズに関わらず、安定して信号源１’の電圧値を取得することができる。
【００５０】
以上のように、本実施形態の電磁誘導加熱装置では、交流電源１として信号源１’からの電力を受けて被加熱物を電磁誘導加熱する加熱手段としての共振コイル５と、共振コイル５への通電を制御する制御手段としてのマイコン１１と、信号源１’の一端側としての中性線Ｎ側の電圧を分圧する第１の分圧回路４Ａと、信号源１’の他端側としての電圧線Ｌ側の電圧を分圧する第２の分圧回路４Ｂと、第１の分圧回路４Ａからの出力信号をマイコン１１に取り込むための第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａと、第２の分圧回路４Ｂからの出力信号をマイコン１１に取り込むための第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂと、を備えている、そして特にマイコン１１は、共振コイル５への通電を制御するために、第１のＡ／Ｄ変換器２１Ａから取得したディジタル信号と、第２のＡ／Ｄ変換器２１Ｂから取得したディジタル信号とにより、信号源１’のゼロクロス点を検知するゼロクロス検知手段２２を備えている。
【００５１】
この場合、信号源１’のゼロクロス点を検知するためのゼロクロス検知手段２２を、共振コイル５への通電を制御するマイコン１１にソフトウェア構成として組み込むことで、ゼロクロス検知のハードウェアで担う構成の一部をソフトウェアで実現する。また、信号源１’の中性線Ｎ側の電圧と電圧線Ｌ側の電圧をそれぞれ分圧して、そこからＡ／Ｄ変換器２１により得られたディジタル信号をマイコン１１に取り込ませる。これにより、少数の比較的簡単なハードウェア構成で、全波整流などの整流を行なわずに、信号源１’のゼロクロス点を取得することができる。
【００５２】
また本実施形態では、ゼロクロス検知手段２２が検知したゼロクロス点のタイミングにより、一のゼロクロス点から次のゼロクロス点までの時間を計測して、信号源１’の周波数を取得する電源周波数取得手段２３が、セロクロス検知手段２２と共にマイコン１１に組み込まれている。
【００５３】
この場合、ゼロクロス検知手段２２で検知されたゼロクロス点を元に、そのタイミングをゼロクロス検知手段２２と同じくマイコン１１にソフトウェア構成として組み込まれた電源周波数取得手段２３で計測することで、少数の比較的簡単なハードウェア構成で、全波整流などの整流を行なわずに信号源１’の周波数を取得することができる。
【実施例２】
【００５４】
図１、図８〜図１０は、本発明の電磁誘導加熱装置の第２実施形態を示している。ここでの電磁誘導加熱装置は、図１で示したシングルエンド方式の発振回路９を有し、発振回路９のスイッチ手段となるスイッチング素子８がＩＧＢＴを用いて構成され、ＩＧＢＴの両端間すなわちコレクターエミッタ間には、トリガ検知信号を発生させるトリガ検知回路（図示せず）が接続される。トリガ検知回路は、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥのレベルに応じたＯＮ（オン）またはＯＦＦ（オフ）のトリガ検知信号をマイコン１１に送出するもので、本実施形態のマイコン１１は、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが０Ｖ付近になったことを、トリガ検知回路からの検知信号で受けるトリガＯＦＦの検知から、ＩＧＢＴのゲートがＯＮになるまでのディレイ時間であるトリガ遅延時間を可変することにより、短絡電流を減少させる構成となっている。
【００５５】
図８は、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧である「ＶＣＥ」と、トリガ検知回路からの検知信号である「トリガ」と、ＩＧＢＴのゲート電圧である「ＩＧＢＴゲート」のそれぞれの理想的な電圧波形のグラフを示している。従来、複写機用などのシングルエンド方式を用いた誘導加熱コントローラでは、ドライブ回路１０からのパルス駆動信号によりＩＧＢＴのゲートをＯＮする時に、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが０Ｖにまで低下せずに残存していると、ＩＧＢＴに短絡電流が発生してエネルギーのロスや、最悪では素子の破壊につながる可能性があった。そのため図８に示すように、マイコン１１は、トリガＯＦＦのエッジから所定のディレイ時間を経過して、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが０Ｖ付近となったらＩＧＢＴのゲートをＯＮにするように、ドライブ回路１１によりＩＧＢＴを駆動させて、発振回路９がゼロクロス発振となるようにしていた。
【００５６】
しかしながら実際には、トリガＯＦＦになってからＩＧＢＴのゲートをＯＮにするまでのディレイタイミングは、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥの周波数や大きさによって変動する。マイコン１１は、ドライブ回路１０からＩＧＢＴに出力しているゲートＯＮ時間により、ディレイ時間を調整する制御を行なっているが、交流電源１の交流電圧が、マイコン１１のメモリに記録されている調整用の入力電圧のセンターから増減している時や、該交流電圧のゼロクロス点付近では、トリガ検知回路によるトリガタイミングがずれてしまい、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが０Ｖ付近でＩＧＢＴのゲートがＯＮにならず、短絡電流が大きくなっていた。
【００５７】
これを図９に基づき説明すると、マイコン１１は図８の時と同様に、トリガ検知回路によるトリガＯＦＦの検知から、所定のディレイ時間を経過することでドライブ回路１０によりＩＧＢＴを駆動させる。しかしながら、トリガ検知回路によるトリガＯＦＦのタイミングがずれていると、そのトリガＯＦＦのエッジからディレイ時間を経過しても、ＩＧＢＴのゲートをＯＮにするタイミングでＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが０Ｖまで落ち切っておらず、やはり短絡電流が発生していた。
【００５８】
そこで本実施形態では、図１０に示すように、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥを、抵抗とコンデンサとによる分圧・平均化回路２８で分圧・平均化し、この分圧・平均化した電圧をマイコン１１に取り込むことで、予めマイコン１１のメモリに記録しているテーブル値もしくは計算式に基づいて、マイコン１１がトリガＯＦＦの検知からＩＧＢＴのゲートがＯＮになるまでのディレイ時間を最適になるように変更する構成を備えている。具体的には、本実施形態では、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥを分圧・平均化してマイコン１１に取り込めるように、分圧・平均化回路２８として抵抗とコンデンサとの直列回路を、スイッチング素子８の両端間となるＩＧＢＴのコレクタとエミッタとの間に接続し、この抵抗とコンデンサの接続点を、マイコン１１の入力ポートに接続するように構成している。なお、その他の構成は第１実施形態と共通のものを使用できる。
【００５９】
上記構成の電磁誘導加熱装置について、その作用を図１０に基づき説明すると、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥを、分圧・平均化回路２８により分圧・平均化した出力信号がマイコン１１に取り込まれると、マイコン１１は、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥに関する情報である該出力信号から、最適なディレイ時間を算出する。ここで用いられるＶＣＥの情報は、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが下がったのを、トリガ検知回路が検知してトリガＯＦＦになってから、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥが０Ｖ付近になるまでの最適なディレイ時間を算出するための情報であれば特に限定されない。マイコン１１は最適なディレイ時間の算出後、該ディレイ時間を設定し、トリガＯＦＦエッジからこのディレイ時間を経過したタイミングで、ＩＧＢＴのゲートをＯＮにする。これにより短絡電流の発生を抑えて、ＩＧＢＴを最適なタイミングで駆動させることができる。
【００６０】
以上のように、本実施形態の電磁誘導加熱装置では、マイコン１１がスイッチング素子８へのスイッチングにより、加熱手段である共振コイル５を通電制御する電磁誘導加熱中に、スイッチング素子８となるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥを、抵抗とコンデンサにより構成される分圧・平均化回路２８によって分圧・平均化して、その電圧をマイコン１１に取り込ませ、分圧・平均化回路２８からマイコン１１に送出された出力信号の電圧レベルにより、トリガＯＦＦ検知であるトリガ入力から、ＩＧＢＴのゲートがＯＮになるゲート出力までのディレイ時間を最適にするように変更するソフトウェア構成を、マイコン１１に組み込んでいる。
【００６１】
そのため、トリガ検知回路によるトリガタイミングがずれた場合であっても、分圧・平均化回路２８からの出力信号を利用して、マイコン１１がディレイ時間を最適に可変してゼロクロス発振を行なうことができ、短絡電流の発生を低減させることができる。
【実施例３】
【００６２】
本発明の電磁誘導加熱装置の第３実施形態について、前述の図１を参照してその構成を説明する。ここでの電磁誘導加熱装置も、スイッチング素子８がＩＧＢＴを用いて構成され、またマイコン１１は、共振コイル５を通電制御する際に、入力電流検知回路３で得られた入力電流の検知データと、入力電圧検知回路１２で得られた入力電圧の検知データとにより、発振回路９への実際の入力電力を算出し、この実際の入力電力が設定された電力となるようにドライブ回路１０へ制御信号を送出して、ＩＧＢＴをスイッチング動作させる。その際に、ＩＧＢＴをＯＮした時には、ＩＧＢＴのＯＦＦ中の時と比較して、入力電圧検知回路１２で検知される入力電圧が降下し、さらに発振回路９への入力電流量により入力電圧の降下量も異なるため、本実施形態ではその入力電流量に応じて入力電圧の降下量を補正するような電圧降下量補正手段を、マイコン１１にソフトウェア構成として備えている。その他の構成は、第１実施形態や第２実施形態の電磁誘導加熱装置と共通する。
【００６３】
シングルエンド方式の共振形高周波インバータを用いた誘導加熱コントローラ、すなわち単一のスイッチング素子８を使用した電磁誘導加熱装置では、ＩＧＢＴのゲートをＯＮすると、入力電圧に電圧降下が発生する。そのため従来は、マイコン１１が「定格電力時の入力電圧」−「電磁誘導加熱ＯＦＦ中の入力電圧」を算出することで、電圧オフセット量を決定し、電磁誘導加熱のＯＦＦ中は、入力電圧検知回路１２の検知信号に基づく入力電圧の計算結果に、決定した電圧オフセット量で電圧降下分をオフセットすることにより、電圧補正分のずれを補正していた。しかしながら、実際の電圧降下量は一律ではなく、ＩＧＢＴのゲートのＯＮ時間により変動するため、電磁誘導加熱のＯＮ中でも電圧降下分による入力電圧計算結果のずれが生じてしまっていた。
【００６４】
この問題を解決するには、例えばＩＧＢＴのゲートのＯＮ時間に応じて電圧降下量を補正することにより、電圧降下分による入力電圧計算結果のずれを低減し、入力電力計算精度を向上させることが考えられる。しかしながら、ＩＧＢＴのゲートのＯＮ時間が同一でも、入力電圧のレベルにより電圧降下量に差が出てしまい、上述の補正の精度が十分ではなかった。
【００６５】
そこで本実施形態では、電圧降下量が入力電流の量に比例して増加することに着目して、入力電流に応じた電圧降下量の特性を予め測定し、データテーブルもしくは計算式を算出してマイコン１１のメモリ（ＲＯＭ）に記録しておく。そして、マイコン１１がＩＧＢＴをスイッチング動作させる際に、ＩＧＢＴのＯＮ中は電圧降下量補正手段により、メモリに記憶したテーブル若しくは計算式に基づき、入力電流の量に応じて入力電圧の降下量を補正することで、電圧降下分による入力電圧計算結果のずれを低減して、入力電圧の計算精度を向上させている。
【００６６】
図１１は、本実施形態の電磁誘導加熱装置において、ＩＧＢＴひいては電磁誘導加熱をＯＮした時の入力電流と入力電圧を測定した波形図を示している、同図において、電磁誘導加熱がＯＦＦからＯＮに切替わるＡ点以降は、ＩＧＢＴを含む発振回路９に大きな入力電流が流れており、電磁誘導加熱がＯＮからＯＦＦに切替わるＢ点以降は、発振回路９への入力電流の量がＡ点の略半分程度に変動する。それに対して、入力電圧の電圧降下量は入力電流の量に比例して増加しており、Ａ点以降の入力電流が大きい時には入力電圧の電圧降下量も大きくなっており、Ｂ点以降の入力電流が小さい時には、入力電圧の電圧降下量もＡ点以降の略半分程度に小さくなっている。
【００６７】
本実施形態では、図１１に示すような「入力電流−電圧降下量」特性を予め測定し、データテーブルもしくは計算式を算出してマイコン１１のＲＯＭ（図示せず）に記録している。また、何れも抵抗とコンデンサにより構成される、入力電圧用と入力電流用の分圧・平均化回路（図示せず）を備えており、これらの入力電圧用と入力電流用の分圧・平均化回路により分圧・平均化した出力信号をマイコン１１に取り込み、電磁誘導加熱のＯＮ中は、マイコン１１に組み込まれた電圧降下量補正手段が、ＲＯＭに記録したデータテーブルもしくは計算式に基づき、入力電流用の分圧・平均化回路からの出力信号により算出される入力電流量に応じた電圧降下のオフセット量を決定し、入力電圧用の分圧・平均化回路からの出力信号により算出される入力電圧に対し、決定した電圧降下のオフセット量分を補正する構成となっている。そのため、入力電圧計算結果と入力電流計算結果の積により算出される入力電力計算結果の精度を向上させることができる。なお、入力電流用の分圧・平均化回路の出力信号の代わりに、入力電流検知回路３で得られた検知信号を用いて、発振回路９への入力電流を算出してもよく、また入力電圧用の分圧・平均化回路の出力信号の代わりに、入力電圧検知回路１２で得られた検知信号を用いて、発振回路９の入力電圧を算出してもよい。
【００６８】
以上のように、本実施形態の電磁誘導加熱装置では、マイコン１１がスイッチング素子８へのスイッチングにより、加熱手段である共振コイル５を通電制御する電磁誘導加熱中に、何れも抵抗とコンデンサとにより構成される入力電圧用および入力電流用の分圧・平均化回路により、それぞれ分圧・平均化した出力信号をマイコン１１に取り込み、マイコン１１のメモリとなる例えばＲＯＭに記録しているデータテーブルもしくは計算式に基づき、入力電流用の分圧・平均化回路からの出力信号で得られた入力電流の量により、その入力電流の量に見合う入力電圧の電圧降下オフセット量を決定している。そのため、電圧降下による入力電圧の計算結果のずれ量をマイコン１１の内部で補正することができ、入力電力の計算精度を向上させることができる。
【実施例４】
【００６９】
本発明の電磁誘導加熱装置の第４実施形態について、前述の図１及び図２を参照して説明する。ここでの電磁誘導加熱装置は、従来の入力電圧と入力電流の100ｍｓ毎のフィードバックに代わり、ゼロクロス点を基準に交流電源１の電源周期毎に入力電圧と入力電流の値を平均値化して、マイコン１１にフィードバックを行なう構成を備えている。それ以外の構成は、第１実施形態の電磁誘導加熱装置と共通する。
【００７０】
誘導加熱制御装置となるマイコン１１は、スイッチング素子８をスイッチング動作させることにより、共振コンデンサ７と、加熱コイルである共振コイル５に高周波の電流を供給する。その際に従来は、入力電流検知回路３で得られた入力電流の検知データと、入力電圧検知回路１２で得られた入力電圧の検知データとを、100ｍｓ毎にマイコン１１にフィードバックして、実際の入力電力となる指定電力を公差内にするようにマイコン１１が調整していた。しかしながら、この構成では交流電源１の周波数の変動が考慮されておらず、上述の方法に加えて、ランダムのタイミングで取得した50ｍｓ間の入力電流および入力電圧の検出データの平均値を用いて、マイコン１１内で計算を行なう必要があった。
【００７１】
そこで本実施形態では、マイコン１１へのフィードバックを、ゼロクロス検知手段２２で検知したゼロクロス点を基準として、入力電流検知回路３からの検知信号で得られる入力電流の値と、入力電圧検知回路１２からの検知信号で得られる入力電圧の値を、交流電源１の電源周期毎に平均値化して、マイコン１１にフィードバックを行なうフィードバック手段（図示せず）を、例えばマイコン１１のソフトウェア構成として組み込んでいる。したがって、本実施形態の誘導加熱制御装置は図１及び図２に示すように、電流検知回路３や入力電圧検知回路１２に加えて、整流平滑回路２の前段に、交流電源１から供給される交流電圧の値がゼロとなるゼロクロス点を検知するゼロクロス検知装置１５を備える。なお、分圧回路４の構成は第１実施形態と同様であってよい。また図示しないが、入力電流検知回路３からの検知信号を入力電流のディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、入力電圧検知回路１２からの検知信号を入力電圧のディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを備え、フィードバック手段はこれらのディジタル信号の値を、ゼロクロス検知手段２２で検知した一のゼロクロス点から次のゼロクロス点までの間に複数回取り込んで、各ディジタル信号の値の平均値をマイコン１１にフィードバックしてもよい。
【００７２】
次に上記構成について、その作用を説明すると、先ずゼロクロス検知手段２２が、第１実施形態で説明したように交流電源１のゼロクロス点を検知すると、フィードバック手段は、マイコン１１の読み取りタイミング毎に、入力電流検知回路３で得られた入力電流の検知データと、入力電圧検知回路１２で得られた入力電圧の検知データを取り込み、それらの値をマイコン１１のメモリに記録する。その後、ゼロクロス検知手段２２が再びゼロクロス点を検知した時、マイコン１１は、それまで記録している入力電流および入力電圧の値を、ゼロクロス点を基準にした交流電源１の周期毎に平均値化し、この平均値を用いてマイコン１１へのフィードバックを行なって、発振回路９への実際の入力電力となる指定電力を公差内に調整する。このように構成することにより、交流電源１の周波数の変動に関わらず、安定してマイコン１１へのフィードバックを行なうことができ、入力電流と入力電圧との積算値となる入力電力の精度を向上させることができる。
【００７３】
以上のように、本実施形態の電磁誘導加熱装置では、共振コイル５と共振コンデンサ７とからなる共振回路６と、該共振回路６へ高周波電流を供給するスイッチング素子８と、スイッチング素子８を駆動させるドライブ回路１０と、入力電流を検知する入力電流検知回路３と、入力電圧を検知する入力電圧検知回路１２と、ゼロクロス点を検知するゼロクロス検知装置１５と、Ａ／Ｄ変換された入力電流および入力電圧のディジタル値を、ゼロクロス点を基準にした交流電源１の周期毎に平均値化し、ゼロクロス基準で交流電源１の周期間のＡ／Ｄ変換されたディジタル値の平均値を用いて、マイコン１１へのフィードバックを行なうフィードバック手段と、を備えている。そのため、交流電源１の周波数の変動に関わらず、安定してマイコン１１へのフィードバックを行なうことができ、電力の精度を向上させることができる。
【実施例５】
【００７４】
図１２〜図１４は、本発明の電磁誘導加熱装置の第５実施形態を示している。ここでの電磁誘導加熱装置は、逆流防止用ダイオードの短絡故障を検知する故障検知回路において、ハードウェアで担う機能の一部をソフトウェアで実現し、２つのアナログ入力ポートで取得したＡ／Ｄ変換値を比較することにより、逆流防止用ダイオードの故障を検知する構成となっている。
【００７５】
従来は、逆流防止用ダイオードの短絡故障を検知するために故障検知回路を構成する必要があり、該故障検知回路では、コンパレータなどの多数の素子を追加する必要があったため、コストアップが問題であった。そこで本実施形態では、故障検知回路においてハードウェアで担う機能の一部をソフトウェアで実現し、比較的簡単な構成かつ安全性の高い逆流防止用ダイオードの短絡故障検知回路を構成している。
【００７６】
図１２は、本実施形態の要部構成を示す回路ブロック図である。１”は信号源であり、交流電圧を全波整流した電圧を出力している（図１３，図１４）。３１は、故障検知対象となる逆流防止用のダイオードであり、ダイオード３１のアノードは信号源１”と接続され、ダイオード３１のカソードから電圧が出力している。３２は、ダイオード３１が故障したか否かを検知する故障検知回路であり、ダイオード３１のアノードとカソードに、故障検知回路３２の一対の入力端子が接続されている。
【００７７】
次に故障検知回路３２の構成を説明すると、３３Ａはダイオード３１のカソード側の電圧を分圧する第１の分圧回路、３３Ｂはダイオード３１のアノード側の電圧を分圧する第２の分圧回路である。これらは、ダイオード３１の前後の電圧を分圧する分圧回路３３を構成する。第１の分圧回路３３Ａの入力側端子はダイオード３１のカソードに接続され、第１の分圧回路３３Ａの出力側端子はマイコン１１の第１のアナログ入力ポート３７Ａに接続されている。また、第１の分圧回路３３Ａの入力側端子とダイオード３１のカソードの間に電解コンデンサ３５の正極側が接続され、電解コンデンサ３５の負極側は接地端子に接続されている。
【００７８】
なお、第１の分圧回路３３Ａは、ダイオード３１のカソード側の電圧を分圧する構成であれば特に限定されず、第１実施形態における第１の分圧回路４Ａのような構成でもよい。この場合、ダイオード３１、電解コンデンサ３５および第１の分圧回路３３Ａがピークホールド回路として作用し、その時はダイオード３１が整流回路に、電解コンデンサ３５がピーク値を保持するホールドコンデンサに、接地端子に接続される第１の分圧回路３３Ａの抵抗が、電解コンデンサ３５の電圧を放電する放電回路に、それぞれ相当する。
【００７９】
第２の分圧回路３３Ｂの入力側端子はダイオード３１のアノードに接続され、第２の分圧回路３３Ｂの出力側端子はピークホールド回路３６の入力側端子に接続され、ピークホールド回路３６の出力側端子はマイコン１１の第２のアナログ入力ポート３７Ｂに接続されている。第２の分圧回路３３Ｂは、ダイオード３１のアノード側の電圧を分圧する構成であれば特に限定されず、第１実施形態における第２の分圧回路４Ｂのような構成でもよい。
【００８０】
本実施形態では、故障検知回路３２が正常で、ダイオード３１、ピークホールド回路３６のいずれも故障していない時に、第１のアナログ入力ポート３７Ａに取り込まれる第１の分圧回路３３Ａからの出力信号の電圧と、第２のアナログ入力ポート３７Ｂに取り込まれるピークホールド回路３６からの出力信号の電圧とが、ほぼ等しくなるように構成されている。またマイコン１１は、図示しないＡ／Ｄ変換器を備えており、第１のアナログ入力ポート３７Ａおよび第２のアナログ入力ポート３７Ｂからの電圧は、Ａ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換されて、その値がマイコン１１のメモリ（図示せず）に記録される。マイコン１１は、これらの記録されたＡ／Ｄ変換値から、それぞれ第１の閾値、第２の閾値を生成して、逆流防止用のダイオード３１の短絡故障検知や、その短絡故障検知に必要なピークホールド回路３６の故障検知を行なうソフトウェア構成として、故障検知手段３９を備えている。なお、その他の構成は、第１の実施形態と共通する。
【００８１】
次に、上記構成の故障検知回路３２を備えた電磁誘導加熱装置について、図１３と図１４の波形図を参照して詳しく説明する。
【００８２】
図１３は、ダイオード３１の短絡故障時における検知方法を説明するための波形図である。ここでは、ダイオード３１の短絡故障が発生する前後において、信号源１”の電圧、第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧をＡ／Ｄ変換した第１のディジタル値、第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧をＡ／Ｄ変換した第２のディジタル値、第２のディジタル値から計算された第２の閾値の時間変化を示している。第２の閾値は、第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧値に依存し、この電圧値から得られる第２のディジタル値よりも、ΔＶだけ低くなるように生成されている。
【００８３】
先ずダイオード３１、ピークホールド回路３６のいずれも故障していない時は、上述したように、第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧と第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧はほぼ等しい。そのためマイコン１１は、第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧をＡ／Ｄ変換した第１のディジタル値を、第２の閾値と比較するが、この場合は第２の閾値よりも第１のディジタル値が高いので、ダイオード３１やピークホールド回路３６は何れも故障していないと判定する。
【００８４】
一方、ダイオード３１が短絡故障となると、第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧に対して第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧が低下してしまう。そのため、第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧に対応する第１のディジタル値が第２の閾値以下になると、マイコン１１はこれを検知して、ダイオード３１が短絡故障になったと判定する。こうしてマイコン１１が、第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧をＡ／Ｄ変換した第２のディジタル値から生成される第２の閾値と、第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧をＡ／Ｄ変換した第１のディジタル値とを比較することにより、どのような定格のダイオード３１であっても、ダイオード３１が短絡故障になったことを確実に検知することができる。
【００８５】
図１４は、ピークホールド回路３６の故障時における検知方法を説明するための波形図である。ここでは、ダイオード３１の短絡故障が発生する前後において、信号源１”の電圧、第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧をＡ／Ｄ変換した第１のディジタル値、第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧をＡ／Ｄ変換した第２のディジタル値、第１のディジタル値から計算された第１の閾値の時間変化を示している。第１の閾値は、第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧値に依存し、この電圧値から得られる第１のディジタル値よりも、Δｖだけ低くなるように生成されている。
【００８６】
先ずダイオード３１、ピークホールド回路３６のいずれも故障していない時は、上述したように、第１のアナログ入力ポート３７Ａの電圧と第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧はほぼ等しい。そのためマイコン１１は、第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧をＡ／Ｄ変換した第２のディジタル値を、第１の閾値と比較するが、この場合は第１の閾値よりも第２のディジタル値が高いので、ダイオード３１やピークホールド回路３６は故障しておらず正常であると判定する。
【００８７】
一方、ピークホールド回路３６が故障して、その機能を失った時は、図１３に示すように、第１のアナログ入力ポート３７の電圧に対して第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧が低下してしまう。そのため、第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧に対応する第２のディジタル値が第１の閾値以下になると、マイコン１１はこれを検知して、ピークホールド回路３６が故障して、その機能を失ったと判定する。こうしてマイコン１１が、第１のアナログ入力ポート３７の電圧をＡ／Ｄ変換した第１のディジタル値から生成される第１の閾値と、第２のアナログ入力ポート３７Ｂの電圧をＡ／Ｄ変換した第２のディジタル値とを比較することにより、故障検知回路３２の一部であるピークホールド回路３６の故障を検知することができ、該故障検知回路３２の正常性を確実に監視することができる。
【００８８】
以上のように、本実施形態では、信号源１’’からの電力を受けて被加熱物を電磁誘導加熱する加熱手段としての共振コイル５と、共振コイル５への通電を制御する制御手段としてのマイコン１１とを備えた電磁誘導加熱装置において、ダイオード３１のカソード側の電圧を分圧する第１の分圧回路３３Ａと、ダイオード３１のアノード側の電圧を分圧する第２の分圧回路３３Ｂと、第２の分圧回路３３Ｂで分圧した電圧のピークをホールドするピークホールド回路３６と、を備え、第１の分圧回路３３Ａで分圧した電圧を第１のアナログ入力ポート３７Ａに取り込む一方で、ピークホールド回路３６でピークをホールドした電圧を第２のアナログ入力ポート３７Ｂに取り込んで、逆流防止用のダイオード３１の短絡故障、および該短絡故障の検知に必要となるピークホールド回路３６の故障を検知するソフトウェア構成を、マイコン１１に故障検知手段３９として組み込んでいる。
【００８９】
この場合、ダイオード３１やピークホールド回路３６の故障を検知するための故障検知手段３９を、共振コイル５への通電を制御するマイコン１１にソフトウェア構成として組み込むことで、故障検知のハードウェアで担う構成の一部をソフトウェアで実現する。また、ダイオード３１のカソード側とアノード側の電圧をそれぞれ分圧して、これをマイコン１１の第１のアナログ入力ポート３７Ａと第２のアナログ入力ポート３７Ｂに取り込ませる。これにより、コンパレータを用いることなく、少数のハードウェアの比較的簡単な構成で逆流防止用のダイオード３１の短絡故障の検知を行なうことができる。またここでは、短絡故障の検知に必要となるピークホールド回路３６の故障も検知できるので、該短絡故障の検知機能の健全性を常に監視することにより、短絡故障検知機能をより安全に運用でき、安全性の高い短絡故障検知機能を提供することができる。
【００９０】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更可能である。例えば、第１の実施形態〜第５の実施形態の各部を組み合わせて電磁誘導加熱装置を構成してもよい。また、第１の実施形態〜第５の実施形態の各部の構成や形状は、図示したものに限定されず、適宜変更が可能である。
【符号の説明】
【００９１】
１’  信号源（交流電源）
４Ａ  第１の分圧回路
４Ｂ  第２の分圧回路
５  共振コイル
１１  マイコン（制御手段）
２１Ａ  第１のＡ／Ｄ変換器
２１Ｂ  第２のＡ／Ｄ変換器
２２  ゼロクロス検知手段
２３  電源周波数取得手段
Ｌ  電圧線
Ｎ  中性線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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