(57)【要約】【課題】複数の反射波から生成された総和信号からデジタル信号に変換した場合であっても、デジタル信号から複数の反射波の各々に対応する再生信号を、簡易な構成で適切に分離する。【解決手段】電波処理装置は、周期Ｔで繰り返し送信される電波を複数系列の受信信号として受信するアンテナと、受信信号からそれぞれ生成された複数系列の入力信号の間で固有となるよう、入力信号の系列数以上の複数の異なるパターンを有し、各要素の継続時間が周期Ｔおよび１以上の自然数Ｍの積である直交符号を生成する第１の生成手段と、複数系列の入力信号と複数パターンの直交符号とをそれぞれ乗算して、複数の乗算信号を得る乗算手段と、複数の乗算信号を加算して総和信号を生成する第２の生成手段と、総和信号をデジタル信号に変換する変換手段と、複数パターンの直交符号に基づいて複数系列の受信信号に対応する複数の再生信号を得る分離手段を備える。【選択図】図１
2019045386.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期Ｔで繰り返し電波を送信する送信手段と、
前記送信手段により繰り返し送信された前記電波の反射波を、複数系列の受信信号として、受信するアンテナと、
前記アンテナにより受信された前記複数系列の受信信号からそれぞれ生成された複数系列の入力信号に対して固有となるよう、前記入力信号の系列数以上の複数の異なるパターンを有し、各要素の継続時間が前記周期Ｔおよび１以上の自然数Ｍの積である直交符号を生成する第１の生成手段と、
前記複数系列の入力信号と、前記複数のパターンの直交符号とをそれぞれ乗算して、複数の乗算信号を得る乗算手段と、
前記乗算手段により得られた前記複数の乗算信号を加算して総和信号を生成する第２の生成手段と、
前記第２の生成手段により生成された前記総和信号をデジタル信号に変換する変換手段と、
前記第１の生成手段により生成された前記複数のパターンの直交符号に基づいて、前記変換手段により変換された前記デジタル信号を分離して、前記複数系列の受信信号の各々に対応する複数の再生信号を得る分離手段と、
を有することを特徴とする電波処理装置。
【請求項２】
前記アンテナは、複数の素子アンテナを有するアレイアンテナである
ことを特徴とする請求項１に記載の電波処理装置。
【請求項３】
前記電波処理装置は、さらに、
前記複数系列の受信信号をそれぞれ復調または変換して、前記複数系列の入力信号を生成して、前記複数系列の入力信号を前記乗算手段に出力する第３の生成手段を備える、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電波処理装置。
【請求項４】
前記乗算手段には、前記入力信号のｍ個の系列が入力され、
前記入力信号のｍ個の系列のうちｉ番目の系列Ai(t)には、要素数ｎの前記直交符号のｉ番目のパターンai(= ai1,ai2,...,ain)が割り当てられ（但し、1≦i≦m）、
前記乗算手段は、
n×N + h番目(1≦h≦n、Ｎは０以上の自然数)の電波到来時刻ｔの入力信号Ai(t)に、前記直交符号のｉ番目のパターンaiの要素aijを乗算し、乗算結果をｉ番目の系列の乗算信号として出力し、
ｊは、
【数１】
2019045386.tif 000006
であり、
前記分離手段は、
n×N + h番目の時刻ｔの前記デジタル信号に、前記直交符号のｉ番目のパターンaiの要素aijを乗算し、
乗算結果を前記直交符号の各パターンの継続時間ｎＭＴにわたって加算することによって、前記再生信号の複数系列のうちｉ番目の系列を得ることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電波処理装置。
【請求項５】
前記電波処理装置は、さらに、
前記分離手段から出力された前記複数の再生信号に基づいて、電波の到来方向と、電波の到来源と前記アンテナとの間の距離を推定する推定手段を備える、
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電波処理装置。
【請求項６】
前記電波処理装置は、さらに、
前記分離手段からｎＭＴの時間間隔で出力された前記複数の再生信号をコヒーレント加算する加算手段をさらに備え、
前記推定手段は、コヒーレント加算された前記複数の再生信号に基づいて、電波の到来方向と、電波の到来源と前記アンテナとの間の距離を推定することを特徴とする請求項５に記載の電波処理装置。
【請求項７】
前記アンテナは、符号変調された電波を受信し、
前記電波処理装置は、前記分離手段から出力された前記再生信号の各系列と前記符号変調で使用された符号との間の相関関数を計算する計算手段をさらに備え、
前記推定手段は、前記相関関数に基づいて、電波の到来方向と、電波の到来源と前記アンテナとの間の距離を推定することを特徴とする請求項５に記載の電波処理装置。
【請求項８】
前記送信手段は、２系列の相補符号をベースバンドとした変調信号を搬送する電波を一定の周期で交互に繰り返し送信し、
前記計算手段は、前記分離手段から出力された前記再生信号の各系列と前記相補符号との間の相関関数を計算し、
前記直交符号の各系列における各要素の継続時間は、前記電波到来周期に２以上の偶数を乗算して得られる時間であることを特徴とする請求項７に記載の電波処理装置。
【請求項９】
前記アンテナによる電波受信周期と、前記送信手段による電波送信周期とが同期していることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の信号処理装置。
【請求項１０】
周期Ｔで繰り返し電波を送信するステップと、
繰り返し送信される前記電波の反射波を、複数系列の受信信号として、アンテナによって受信するステップと、
前記アンテナにより受信された前記複数系列の受信信号から複数系列の入力信号をそれぞれ生成するステップと、
前記複数系列の入力信号に対して固有となるよう、前記入力信号の系列数以上の複数の異なるパターンを有し、各要素の継続時間が前記周期Ｔおよび１以上の自然数Ｍの積である直交符号を生成するステップと、
前記複数系列の入力信号と、前記複数のパターンの直交符号とをそれぞれ乗算して、複数の乗算信号を得るステップと、
前記複数の乗算信号を加算して総和信号を生成するステップと、
前記総和信号をデジタル信号に変換するステップと、
前記複数のパターンの直交符号に基づいて、前記デジタル信号を分離して、前記複数系列の受信信号の各々に対応する複数の再生信号を得るステップと、
を備える、
ことを特徴とする電波処理方法。
【請求項１１】
コンピュータを、請求項１から９のいずれか１項に記載された電波処理装置の各手段として機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電波処理装置、電波処理方法およびプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
アレイアンテナは、複数の素子アンテナをアレイ状に配列して構成される。アレイアンテナを構成する複数の素子アンテナの受信信号の振幅と位相情報を統合することで、受信した電波の強度や到来方向に関する情報を得ることができる。
【０００３】
アレイアンテナで受信した信号処理の技術には、フェーズドアレイ方式およびデジタルビームフォーミング方式がある。フェーズドアレイ方式では、素子アンテナのそれぞれの受信信号の振幅と位相を調節する複数のアナログ回路を素子アンテナごとに設ける。一方、デジタルビームフォーミング方式では、素子アンテナのそれぞれの受信信号をアナログデジタル変換器（ＡＤ変換器）によってデジタル化してから信号処理によって受信電波の情報を得る。
【０００４】
デジタルビームフォーミング方式では信号処理により複数の方向から到来する電波の情報を一度に推定できるため、受信アンテナの受信方向スキャンが不要であるという利点がある。また、電波の到来方向の角度をビームパターンの角度幅以下の超分解能で推定する到来方向推定アルゴリズムも知られており、電波受信装置の高機能化への展開もデジタルビームフォーミング方式では可能である。
【０００５】
しかし、従来のデジタルビームフォーミング方式では、受信アンテナからコンピュータなどの信号処理部へ伝送する信号の数と同じ数だけのＡＤ変換器が必要となる。そのためハードウェアの構成の複雑度、回路規模、およびコストの上昇の原因となっていた。
【０００６】
デジタルビームフォーミング方式が用いられる装置として、例えばレーダ装置が挙げられる。特に、短い波長と広い周波数帯域幅を使用することにより高い検出距離分解能が見込まれるミリ波レーダでは、ＡＤ変換器を通じて信号処理部へ送られる信号の帯域幅が広くなる。このため、複数の高速なＡＤ変換器を用いることは、とりわけコストや実現難易度を高めていた。
【０００７】
ＡＤ変換器の数を削減するために、ＡＤ変換器に送られる信号を時分割で切り替える方策が考えられる。しかし、この方策ではサンプルレートを低減することとなり、処理効率の低減、信号取得時間の増大、信号対雑音比の低下などの懸念がある。
【０００８】
電波受信機のハードウェアコスト低減を目的とした方策として、複数の受信信号にそれぞれ異なる符号を用いてスペクトラム拡散するというものがある（特許文献１）。ここでは、スペクトラム拡散した信号の和信号をアナログ回路で取得し、信号処理部で逆スペクトラム拡散することで受信信号を分離し、信号処理を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０００−３２１３４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかし、特許文献１に記載の技術をデジタルビームフォーミング方式に適用する場合には、信号処理部に送るべき受信信号が広帯域幅を有する信号であれば、スペクトラム拡散後の信号帯域幅がさらに広帯域幅となる。このため、電気回路やＡＤ変換器などのハードウェアに要求される性能が高くなる。特にミリ波レーダなどでは、信号処理部に送るべき受信信号が１ＧＨｚ程度の帯域幅を有するため、スペクトラム拡散後の信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器を用意するのは現実的ではない。
【００１１】
また、スペクトラム拡散に用いる複数の符号間の相互相関値が０でない場合は、逆スペクトラム拡散による信号分離を完全に行うことができず、複数の受信アンテナの受信信号が混在した信号が得られてしまう。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、複数の反射波に基づいて生成された総和信号からデジタル信号に変換した場合であっても、該デジタル信号から複数の反射波の各々に対応する再生信号を、簡易な構成で適切に分離できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために、本発明に係る電波処理装置の一態様は、周期Ｔで繰り返し電波を送信する送信手段と、前記送信手段により繰り返し送信された前記電波の反射波を、複数系列の受信信号として、受信するアンテナと、前記アンテナにより受信された前記複数系列の受信信号からそれぞれ生成された複数系列の入力信号に対して固有となるよう、前記入力信号の系列数以上の複数の異なるパターンを有し、各要素の継続時間が前記周期Ｔおよび１以上の自然数Ｍの積である直交符号を生成する第１の生成手段と、前記複数系列の入力信号と、前記複数のパターンの直交符号とをそれぞれ乗算して、複数の乗算信号を得る乗算手段と、前記乗算手段により得られた前記複数の乗算信号を加算して総和信号を生成する第２の生成手段と、前記第２の生成手段により生成された前記総和信号をデジタル信号に変換する変換手段と、前記第１の生成手段により生成された前記複数のパターンの直交符号に基づいて、前記変換手段により変換された前記デジタル信号を分離して、前記複数系列の受信信号の各々に対応する複数の再生信号を得る分離手段とを有する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、ハードウェア構成の大型化、複雑化を低減しつつ、複数の反射波に基づいて生成された総和信号からデジタル信号に変換した場合であっても、該デジタル信号から複数の反射波の各々に対応する再生信号を適切に分離することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図。
【図２】第１の実施形態における直交符号化部での直交符号化処理を説明する図。
【図３】レーダ装置で使用されるコンピュータのハードウェア構成図。
【図４】第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図。
【図５】第２の実施形態における直交符号化部での直交符号化処理を説明する図。
【図６】第３の実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、添付図面を参照して、本発明を実施するための形態について詳細に説明する。以下の説明では、電波受信装置の例として、電波送信装置も含むレーダ装置の一部である電波受信装置を説明する。
【００１７】
以下に説明する実施の形態は、本発明の実現手段としての一例であり、本発明が適用される装置の構成や各種条件によって適宜修正又は変更されるべきものであり、本発明は以下の実施の形態に限定されるものではない。
【００１８】
（第１の実施形態）
本実施形態では、電波送信装置が同一波形の電波を周期的に繰り返し送信し、電波受信装置がアレイアンテナの複数の素子アンテナで電波を周期的に繰り返し受信する。電波受信装置は、素子アンテナで受信された複数の受信信号に複数の直交符号をそれぞれ乗算し、複数の乗算信号を算出し、これらの乗算信号を加算して総和信号を生成する。さらに電波受信装置は、総和信号を単一のＡＤ変換器でデジタル信号に変換する。
【００１９】
図１は、第１の実施形態に係るレーダ装置１の構成を示すブロック図である。レーダ装置１は、電波送信装置２、電波受信装置３、これらに共通に使用される局所発振器４、および信号処理ユニット４０を備える。電波送信装置２は電波を放出し、物体５で反射した電波を電波受信装置３が受信する。
【００２０】
電波送信装置２は、送信信号波生成部２１、ＤＡ（デジタルアナログ）変換器２２、変調部２３、送信ＲＦ部２４および送信アンテナ２５を備える。
【００２１】
送信信号波生成部２１は、物体５に照射するパルス形状の信号波に相当するデジタル信号を一定の時間間隔Ｔで繰り返し生成して、ＤＡ変換器２２へ出力する。
【００２２】
ＤＡ変換器２２は、送信信号波生成部２１で生成されたデジタル信号をアナログ信号に変換して、変調部２３へ出力する。変調部２３は、ＤＡ変換器２２から出力されたアナログ信号を局所発振器４で生成される信号によって変調して、送信ＲＦ部２４へ出力する。
【００２３】
送信ＲＦ部２４は、変調されたアナログ信号に対して、適切な強度調節および不要周波数帯信号のフィルタリングを行い、送信アンテナ２５に送る。送信アンテナ２５は送信信号を電波として出力する。送信信号波生成部２１が生成するデジタル信号に周期性があるため、送信アンテナ２５は、一定の電波送信周期Ｔで、同一波形の電波を繰り返し送信する。出力された電波は物体５に照射される。なお、送信アンテナ２５は、図１中では単一のアンテナとして示されているが、フェーズドアレイアンテナなどのアレイアンテナでもよい。また、送信アンテナ２５は、全方向性アンテナ、ホーンアンテナ、レンズアンテナなど様々な形態のアンテナであってよい。
【００２４】
電波受信装置３は、受信アレイアンテナ３０を備える。受信アレイアンテナ３０は、配列された複数の素子アンテナ３１を備える。また、電波受信装置３は、素子アンテナ３１と同数の受信ＲＦ部３２、復調部３３、直交符号生成部３４、直交符号化部３５および信号加算部３７を備える。本実施形態では、直交符号化部３５は、素子アンテナ３１と同数の乗算器３６を備える。
【００２５】
物体５で反射された電波は、電波受信装置３の受信アレイアンテナ３０の素子アンテナ３１によってそれぞれ受信される。電波送信装置２の送信アンテナ２５が一定の電波送信周期Ｔで同一波形の電波を繰り返し送信するため、受信アレイアンテナ３０が、一定の電波到来周期Ｔで到来する同一波形の電波を繰り返し受信する。電波受信装置３の受信アレイアンテナ３０の電波受信周期Ｔの長さと、電波送信装置２の電波送信周期Ｔの長さは等しく、電波送信装置２における電波受信周期と電波送信装置２の電波送信周期とは同期している。
【００２６】
受信ＲＦ部３２は、複数の素子アンテナ３１でそれぞれ受信された複数系列の受信信号に対して、適切な強度調節および不要周波数帯信号のフィルタリングをそれぞれ行い、復調部３３に送る。復調部３３は、局所発振器４で生成される信号によってこれらの複数系列の受信信号を復調する。
【００２７】
復調部３３が出力するアナログ形式の複数系列の復調受信信号は、直交符号化部３５に入力される。直交符号生成部３４は、異なる複数系列の復調受信信号に対応する異なる複数パターンの直交符号を生成する。直交符号化部３５においては、異なる入力信号（復調受信信号）に異なるパターンの直交符号がそれぞれ乗算用に割り当てられている。直交符号化部３５は、入力された複数系列の入力信号（復調受信信号）と、直交符号生成部３４が生成した複数パターンの直交符号とをそれぞれ乗算する。乗算の詳細については後述する。
【００２８】
直交符号化部３５は、乗算結果である複数の乗算信号を信号加算部３７に出力する。これらの乗算信号は信号加算部３７で加算される。すなわち、信号加算部３７は、直交符号化部３５からのアナログ形式の乗算信号の総和であるアナログ総和信号を生成する。信号加算部３７は、アナログ総和信号をＡＤ変換器３８に出力する。
【００２９】
ＡＤ変換器３８は、信号加算部３７から出力されたアナログ総和信号をデジタル形式のデジタル総和信号に変換する。デジタル総和信号は、信号処理ユニット４０に送られる。
【００３０】
信号処理ユニット４０は、信号分離計算部４１、コヒーレント加算部４２および到来方向・距離推定部４３を備える。信号処理ユニット４０は、電波受信装置３と同一の筐体に設けられてもよいし、電波受信装置３から遠隔に配置されていてもよい。信号処理ユニット４０と電波受信装置３の組み合わせを電波受信装置と称してもよい。
【００３１】
信号分離計算部４１は、直交符号生成部３４で生成された直交符号に基づいて、ＡＤ変換器３８から出力された乗算信号の総和を表すデジタル総和信号を分離して、複数の素子アンテナ３１それぞれに対応する複数系列の再生信号を算出する。信号分離計算部４１による信号分離の詳細については後述する。信号分離計算部４１は、算出された複数系列の再生信号をコヒーレント加算部４２に出力する。
【００３２】
コヒーレント加算部４２は、複数系列の再生信号をコヒーレント加算することによって、信号対雑音比を向上させ、コヒーレント加算結果を到来方向・距離推定部４３に出力する。
【００３３】
到来方向・距離推定部４３は、コヒーレント加算された再生信号に基づいて、電波の到来方向（すなわち物体５の方向）と、電波の到来源（電波を反射した物体５）と受信アレイアンテナ３０との間の距離を推定する。推定結果は、物体検出信号として表示部５６（図３参照）に供給され、検出された物体５の方向および距離に関する情報が表示部５６に表示される。
【００３４】
信号分離計算部４１での信号分離の処理では、異なる素子アンテナ３１にそれぞれ対応する信号を識別する必要がある。このため、直交符号生成部３４が生成できる直交符号の異なるパターンの数は、復調部３３が出力して直交符号化部３５に入力される入力信号（復調受信信号）の系列の数（本実施形態では素子アンテナ３１の数）nsig以上である必要がある。
【００３５】
また、直交符号のパターン長さ（要素数）をｎとした場合、ｉ番目の直交符号パターンai = (ai1, ai2, …, ain)と、ｊ番目の直交符号パターンaj = (aj1, aj2, …, ajn)について、以下の式を満たす必要がある。
【数１】
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但し、ｐは０以外の実数である。すなわち同じパターンの内積はｐでなければならず、異なるパターンの内積は０でなければならない。
【００３６】
使用可能な直交符号の例として、各要素が+1と-1の2値で構成されるウォルシュ符号がある。ウォルシュ符号の場合、ｐ＝ｎである。本実施形態では、ウォルシュ符号を直交符号として用いるが、他の直交符号を使用してもよい。ウォルシュ符号の各パターンの要素数は、ncode=2mである（ｍは１以上の自然数である）。使用される異なるパターンの数も、ncodeである。よって、ncode=2m≧nsigを満たすことが必要である。
【００３７】
例として受信アレイアンテナ３０が４つの素子アンテナ３１で構成され、復調部３３からは各素子アンテナ３１に対応する４系列の入力信号（復調受信信号）が直交符号化部３５に供給される場合を考える。この場合、直交符号生成部３４は、要素数（ウォルシュ符号の場合、ビット数）４のウォルシュ符号の４パターンを生成する。生成されるウォルシュ符号のパターンの例として、以下の４パターンが挙げられる。
【００３８】
a1 = (a11,a12,a13,a14)= (+1,+1,+1,+1)
a2 = (a21,a22,a23,a24) = (+1,+1,-1,-1)
a3 = (a31,a32,a33,a34) = (+1,-1,+1,-1)
a4 = (a41,a42,a43,a44) = (+1,-1,-1,+1)  （式２）
【００３９】
（直交符号化部３５での乗算処理）
直交符号化部３５における入力信号と直交符号との乗算処理について、図２を参照して説明する。直交符号化部３５には、復調部３３からパルス形状の波形を有する４系列の入力信号（復調受信信号）A1(t)〜A4(t)が入力される。このパルス形状は、電波送信装置２の送信信号波生成部２１が生成するデジタル信号のパルスに起因する。各乗算器３６の入力信号A1(t)〜A4(t)を図２の各乗算器３６の左側に示す。
【００４０】
これらの入力信号A1(t)〜A4(t)は同一の周期性を有し、その周期はそれぞれＴである。これは、電波送信装置２の送信アンテナ２５が一定の電波送信周期Ｔで同一波形の電波を繰り返し送信し、受信アレイアンテナ３０が、一定の電波到来周期Ｔで到来する同一波形の電波を繰り返し受信するためである。したがって、ある時刻ｔでの入力信号をAi(t)とすると、下記の式が成立する。
Ai(t) = Ai(t + T)，  (i=1,2,3,4)    （式３）
【００４１】
直交符号化部３５の各乗算器３６には、直交符号生成部３４で生成された直交符号の異なるパターンが割り当てられている。例えば、第１のカラムの乗算器３６にはパターンa1が割り当てられ、第２のカラムの乗算器３６にはパターンa2が割り当てられている。
【００４２】
各乗算器３６は、各時刻ｔでの入力信号Ai(t)に、その乗算器３６に対応する直交符号のパターンaiのその時刻ｔの要素を乗算する。各乗算器３６は、この乗算を周期Ｔに等しい周期で実行する。
【００４３】
例えば、第１のカラムの乗算器３６は、時刻ｔ(0≦t≦T)において、パターンa1の要素a11を入力信号A1(t)に乗算し、時刻ｔ＋Ｔにおいて、パターンa1の要素a12を入力信号A1(t)に乗算する。
【００４４】
また、例えば、第４のカラムの乗算器３６は、時刻ｔにおいて、パターンa4の要素a41を入力信号A4(t)に乗算し、時刻ｔ＋Ｔにおいて、パターンa4の要素a42を入力信号A4(t)に乗算する。より具体的には、第４のカラムの乗算器３６は、時刻ｔにて+1を入力信号A4(t)に乗算し、時刻ｔ＋Ｔにて-１を入力信号A4(t)に乗算し、時刻ｔ＋２Ｔにて-１を入力信号A4(t)に乗算し、時刻ｔ＋３Ｔにて+1を入力信号A4(t)に乗算する。
【００４５】
図２の下段では、直交符号のパターンa4（= (+1,-1,-1,+1)）のみが直交符号生成部３４から供給されている状態を示すが、各乗算器３６には直交符号生成部３４から直交符号のパターンa1〜a4がそれぞれ供給される。各乗算器３６は、パターンa1〜a4のうちその乗算器３６に対応する直交符号のパターンaiを用いて、その乗算器３６に対応する入力信号Ai(t)に乗算を行う。各乗算器３６の乗算結果（出力される乗算信号）を図２の各乗算器３６の右側に示す。
【００４６】
本実施形態では、直交符号の各要素の継続時間（ウォルシュ符号の場合、ビット継続時間）は、電波到来周期Ｔに等しい。そして、直交符号のパターンの要素数（ウォルシュ符号の場合、ビット数）は４なので、直交符号の各パターンの継続時間は４Ｔである。
【００４７】
但し、図２の左下の二点鎖線で示すように、要素の継続時間（ビット継続時間）は２Ｔでもよいし、また３Ｔでも４Ｔでもよい。すなわち、直交符号の要素継続時間はＴのＭ倍であればよい（Ｍは１以上の自然数である）。要素継続時間が２Ｔであれば、各乗算器３６は同じ乗算結果を２回続けて出力し、要素継続時間が３Ｔであれば、各乗算器３６は同じ乗算結果を３回続けて出力する。つまり、Ｍが２以上であれば、各乗算器３６は同じ乗算結果をＭ回続けて出力する。
【００４８】
また、直交符号化部３５による上記の直交符号化の処理は、復調部３３が出力する復調受信信号の系列の数ｍが４以外の任意の数であっても適用可能である。但し、その場合には、復調受信信号の系列の数ｍと同じ数の異なる直交符号のパターンを準備する必要がある。
【００４９】
以上を考慮して、直交符号化部３５の処理を上位概念的に述べると、次の通りである。直交符号化部３５には、ｍ個の入力信号の系列が入力される。ｍ個の系列のうちｉ番目の系列Ai(t)には（但し、1≦i≦m）、直交符号のｉ番目のパターンai(= ai1,ai2,...,ain)が割り当てられている。直交符号のパターンの長さ（パターンの要素数）はｎである。直交符号化部３５は、n×N + h番目(1≦h≦n、Ｎは０以上の自然数)の電波到来時刻ｔの入力信号Ai(t)に、直交符号のｉ番目のパターンaiの要素aijを乗算し、乗算結果をｉ番目の系列の乗算信号として出力する。ここで、ｊは、
【数２】
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である。
【００５０】
直交符号化部３５の乗算器３６は、ミキサー回路であってもよい。例えば、各乗算器３６は、その乗算器３６に対応する入力信号A1(t)〜A4(t)を直交符号に従って、逐次＋１倍または−１倍すればよい。
【００５１】
あるいは、乗算器３６は、オペアンプなどの電気回路とスイッチ（図示せず）を用いるアナログ乗算器であってもよい。例えば、乗算器３６に対応する入力信号A1(t)〜A4(t)に電気回路で−１倍し、−１倍した入力信号と、−１倍しない入力信号をスイッチにより選択して、その結果を合成してもよい。直交符号の要素継続時間がＴの自然数倍であることから、厳しい特性が要求される高周波スイッチは、スイッチとしては必要とされない。
【００５２】
（信号処理ユニット４０の処理の詳細）
次に、信号処理ユニット４０の処理を具体的に説明する。信号分離計算部４１は、直交符号生成部３４で生成された直交符号に基づいて、ＡＤ変換器３８から出力された乗算信号の総和を表す１つのデジタル総和信号を分離して、複数の素子アンテナ３１それぞれに対応する複数系列の再生信号を算出する。具体的には、ＡＤ変換器３８から出力されたデジタル総和信号と、直交符号化部３５での乗算処理に用いられた直交符号を用いて、信号分離計算部４１は、信号処理によって復調部３３の出力信号（すなわち、複数系列の復調受信信号）を再生する。複数系列の復調受信信号が複数系列の再生信号に対応する。
【００５３】
復調部３３の４系列の出力信号をA1(t)〜A4(t)と表すと、各時刻での信号加算部３７の出力信号、すなわち乗算信号の総和は、周期Ｔごとに以下の通りである。但し、直交符号の要素の継続時間はＴである（Ｍ＝１である）。
【００５４】
S1(t) = A1(t)×a11+ A2(t)×a21 + A3(t)×a31 + A4(t)×a41
S2(t+T) = A1(t)×a12+ A2(t)×a22 + A3(t)×a32 + A4(t)×a42
S3(t+2T) = A1(t)×a13+ A2(t)×a23 + A3(t)×a33 + A4(t)×a43
S4(t+3T) = A1(t)×a14+ A2(t)×a24 + A3(t)×a34 + A4(t)×a44    （式５）
【００５５】
信号分離計算部４１は、ＡＤ変換器３８から出力された乗算信号の総和を表すデジタル総和信号と、直交符号生成部３４で生成された直交符号を用いて、複数の素子アンテナ３１それぞれに対応する複数系列の再生信号A1(t)〜A4(t)を算出する。
【００５６】
例として、信号分離計算部４１が復調受信信号A4(t)を求めることを考える。この場合、周期Ｔごとに得られる総和S1(t),S2(t),S3(t),S4(t)のすべてに対して、信号分離計算部４１は、直交符号のパターンa4（= (a41,a42,a43,a44) = (+1,-1,-1,+1)）の各要素を乗算する。（パターンa4は、求めようとする復調受信信号A4(t)に対応する直交符号のパターンである。）そして、信号分離計算部４１は、乗算結果を各パターンの継続時間４Ｔにわたって加算して、下記の加算結果Sall,4(t)を求める。
【００５７】
Sall,4(t) = S1(t)×a41+ S2(t+T)×a42 + S3(t+2T)×a43 + S4(t+3T)×a44    （式６）
【００５８】
異なる符号間の直交性から、下記の式が成立する。
Sall,4(t) = 4×A4(t)    （式７）
【００５９】
ここで、４は直交符号のパターンの要素数ｎである。信号分離計算部４１は、加算結果Sall,4(t)を４で除算することによって、求めるべき復調受信信号A4(t)を再生信号として得ることができる。但し、信号分離計算部４１は、加算結果Sall,4(t)を復調受信信号A4(t)に対応する再生信号として出力してもよい。
【００６０】
同様に、復調受信信号A1(t)を求めるには、周期Ｔごとに得られる総和S1(t),S2(t),S3(t),S4(t)のすべてに対して、信号分離計算部４１は、パターンa1の各要素を乗算する。（パターンa1（= (a11,a12,a13,a14)= (+1,+1,+1,+1)）は、求めようとする復調受信信号A1(t)に対応する直交符号のパターンである）。そして、信号分離計算部４１は、乗算結果を各パターンの継続時間４Ｔにわたって加算し、下記の加算結果Sall,1(t)を求める。
【００６１】
Sall,1(t) = S1(t)×a11+ S2(t+T)×a12 + S3(t+2T)×a13 + S4(t+3T)×a14    （式８）
【００６２】
異なる符号間の直交性から、下記の式が成立する。
Sall,1(t) = 4×A1(t)    （式９）
【００６３】
信号分離計算部４１は、加算結果Sall,1(t)を４で除算することによって、求めるべき復調受信信号A1(t)を再生信号として得ることができる。但し、信号分離計算部４１は、加算結果Sall,1(t)を復調受信信号A1(t)に対応する再生信号として出力してもよい。
【００６４】
他の復調受信信号A2(t)とA3(t)の再生信号についても、それらに対応する直交符号のパターンa2とa3を用いて、同様に得ることができる。このようにして、信号分離計算部４１は、復調受信信号A1(t)〜A4(t)の再生信号を算出する。
【００６５】
直交符号の要素継続時間がＭＴである場合（Ｍは１以上の自然数である）、各パターンの継続時間は４ＭＴである。この場合には、信号分離計算部４１は、周期Ｔごとに得られる４Ｍ個の総和のすべてに対して、パターンの各要素を乗算する。Ｍが２以上であれば、各乗算器３６は同じ乗算結果をＭ回続けて出力するため、信号加算部３７は、同じ総和をＭ回続けて出力する。信号分離計算部４１は、続けて出力される同じ総和には、同じ要素を乗算する。そして、信号分離計算部４１は、乗算結果を各パターンの継続時間４ＭＴにわたって加算し、加算結果を４Ｍで除算することによって、求めるべき復調受信信号を再生信号として得ることができる。但し、信号分離計算部４１は、加算結果を復調受信信号に対応する再生信号として出力してもよい。
【００６６】
信号分離計算部４１による上記の信号分離の処理は、復調部３３が出力する復調受信信号の系列の数ｍが４以外の任意の数であっても適用可能である。但し、その場合には、復調受信信号の系列の数ｍと同じ数の異なる直交符号のパターンを準備する必要がある。
【００６７】
以上を考慮して、信号分離計算部４１の処理を上位概念的に述べると、次の通りである。信号分離計算部４１は、n×N + h番目の時刻ｔのデジタル総和信号に、求めるべきｍ個の再生信号の系列のうちｉ番目の系列に対応する復調受信信号のｉ番目の系列Ai(t)に対応する直交符号のｉ番目のパターンaiの要素aijを乗算する。ここで、ｊは、
【数３】
2019045386.tif 000005
である。┌  ┐は天井関数であり、整数への切り上げを意味する。
【００６８】
信号分離計算部４１は、ｍ個の再生信号の系列のうちｉ番目の系列に対応する乗算結果を直交符号の各パターンの継続時間ｎＭＴにわたって加算する。信号分離計算部４１は、加算結果を再生信号のｉ番目の系列として算出してもよいし、加算結果をｎＭで除算して除算結果Ai(t)を再生信号のｉ番目の系列として算出してもよい。信号分離計算部４１は、このようにして算出された複数系列の再生信号をコヒーレント加算部４２にｎＭＴの時間間隔で出力する。
【００６９】
コヒーレント加算部４２は、信号分離計算部４１がｎＭＴの時間間隔で出力した複数系列の再生信号をコヒーレント加算することによって、信号対雑音比を向上させ、コヒーレント加算結果を到来方向・距離推定部４３に出力する。
【００７０】
上記の通り、到来方向・距離推定部４３は、コヒーレント加算された再生信号に基づいて、電波の到来方向（すなわち物体５の方向）と、電波の到来源（電波を反射した物体５）と受信アレイアンテナ３０との間の距離を推定する。
【００７１】
信号分離計算部４１が出力した再生信号に対する信号処理は、従来のデジタルビームフォーミング方式で行われる信号処理と同等である。図１に示す信号処理ユニット４０における信号分離計算部４１より後段の構成は一例であり、コヒーレント加算部４２は省略してもよい。すなわち、到来方向・距離推定部４３は、信号分離計算部４１から出力された複数系列の再生信号に直接的に基づいて、電波の到来方向と、電波の到来源と受信アレイアンテナ３０との間の距離を推定してもよい。
【００７２】
また、到来方向・距離推定部４３の推定結果に基づいて、機械学習によって物体５の特徴を算出する物体検出に関わる信号処理部、およびその他の信号処理部を信号処理ユニット４０に追加してもよい。さらには、本実施形態で信号処理ユニット４０に含まれる複数の構成要素を独立の複数の信号処理ユニットで実現してもよい。
【００７３】
図３は、レーダ装置１で使用されるコンピュータ５０のハードウェア構成を示す図である。コンピュータ５０は、ＣＰＵ５１と、ＲＯＭ５２と、ＲＡＭ５３と、外部メモリ５４と、入力インタフェース５５と、表示部５６と、システムバス５７とを備える。ＣＰＵ５１は、コンピュータ５０における動作を統括的に制御するものであり、システムバス５７を介して、各構成部（５２〜５６）を制御する。ＲＯＭ５２は、ＣＰＵ５１が処理を実行するために必要なプログラムを記憶する不揮発性メモリである。なお、当該プログラムは、外部メモリ５４や着脱可能な記憶媒体（不図示）に記憶されていてもよい。ＲＡＭ５３は、ＣＰＵ５１の主メモリ、ワークエリアとして機能する。つまり、ＣＰＵ５１は、処理の実行に際してＲＯＭ５２から必要なプログラムをＲＡＭ５３にロードし、ロードしたプログラムを実行することで各種の機能動作を実現する。
【００７４】
外部メモリ５４は、ＣＰＵ５１がプログラムを用いた処理を行う際に必要な各種データや各種情報を記憶している。また、外部メモリ５４には、ＣＰＵ５１がプログラムを用いた処理を行うことにより得られる各種データや各種情報が記憶される。入力インタフェース５５には、ＡＤ変換器３８から出力されたデジタル総和信号および直交符号生成部３４から出力された複数パターンの直交符号が入力される。表示部５６は、例えば液晶ディスプレイのような表示装置であって、ＣＰＵ５１がプログラムを用いた処理を行うことにより得られた計算結果を表示する。システムバス５７は、ＣＰＵ５１、ＲＯＭ５２、ＲＡＭ５３、外部メモリ５４、入力インタフェース５５および表示部５６を通信可能に接続する。
【００７５】
なお、図１に示す信号処理ユニット４０の各部（信号分離計算部４１、コヒーレント加算部４２および到来方向・距離推定部４３）および送信信号波生成部２１の機能は、ＣＰＵ５１がプログラムを実行することで実現することができる。但し、信号処理ユニット４０の各部のうち少なくとも一部が専用のハードウェアとして動作するようにしてもよい。この場合、専用のハードウェアは、ＣＰＵ５１の制御に基づいて動作する。
【００７６】
以上説明したように、本実施形態によれば、複数の素子アンテナ３１で受信された複数系列の受信信号に対応する複数系列の復調受信信号に直交符号化部３５が異なる直交符号をそれぞれ乗算して乗算信号を生成する。そして、信号加算部３７がこれらの乗算信号を加算して、アナログ形式の１つの総和信号を生成する。１つのＡＤ変換器３８がアナログ形式の乗算信号の総和をデジタル総和信号に変換し、信号分離計算部４１が直交符号乗算前の復調受信信号に対応する再生信号を生成する。このように、本実施形態ではＡＤ変換器３８が１つで足りる。
【００７７】
各素子アンテナ３１は、一定の電波到来周期で到来する、同一波形の電波を繰り返し受信するので、直交符号化部３５に入力される同系列の入力信号には周期性があり、直交符号の乗算結果の乗算信号も周期性を持つ。したがって、信号処理ユニット４０の信号分離計算部４１は、直交符号を用いて、デジタル総和信号から容易に再生信号を生成することができる。したがって、必要なＡＤ変換器の数を抑制することができる。ＡＤ変換器の数の抑制に伴って、回路構成の簡略化、消費電力低減、コスト低減を実現することができる。
【００７８】
また、本実施形態では、ＡＤ変換器の数を抑制することによって、電波受信装置３から信号処理ユニット４０へ伝送されるデータ量を減らすことができる。従来の１つの素子アンテナに１つのＡＤ変換器を用いる形態では、受信アレイアンテナを構成する素子アンテナの数が大きくなるほど、信号処理ユニット４０へ伝送されるデータ量が比例的に増える。
【００７９】
特に広帯域幅を有する受信信号を信号処理ユニット４０に伝送するレーダ装置では、データ伝送路のハードウェアコスト上昇などの懸念がある。電波受信装置と信号処理ユニットが近接している場合でも同様に懸念があるが、特に遠隔にある場合、データ伝送で影響が顕著となりえる。
【００８０】
さらに、データ量が多くなると、信号処理の負荷が大きくなり、信号処理時間の増加や、信号処理ハードウェアの要求性能が高くなり、装置サイズの増大やコスト増加が懸念される。
【００８１】
これに対して、本実施形態では、素子アンテナ３１の数にかかわりなく、ＡＤ変換器の数を抑制するので、信号処理ユニット４０へ伝送されるデータ量を抑制しながら素子アンテナ数３１を増やすことができる。素子アンテナ数３１を増やすことによって、例えば物体検出の方位分解能の向上が期待できる。
【００８２】
ＡＤ変換器の数を削減するために、ＡＤ変換器に送られる信号を時分割で切り替える方策も考えられる。しかし、この方策ではサンプルレートを低減することとなり、処理効率の低減、信号処理時間の増大、信号対雑音比の低下などの懸念がある。本実施形態では、直交符号を利用することにより、これらの課題を解決することができる。
【００８３】
ＡＤ変換器の数を削減するために、複数の復調受信信号をスペクトラム拡散し、スペクトラム拡散した複数の信号の和信号をアナログ回路で生成し、和信号を逆スペクトラム拡散することで復調受信信号を分離する方策も考えられる。しかし、この方策では、スペクトラム拡散後の信号帯域幅が広がるため、電気回路やＡＤ変換器などのハードウェアに要求される性能が高くなる。
【００８４】
これに対して、本実施形態では、素子アンテナ３１とＡＤ変換器３８の間で行う処理において、信号の帯域幅を広げることがないため、ＡＤ変換器３８に要求されるサンプルレートの上昇を抑えることができる。具体的には、直交符号の帯域幅は、直交符号化部３５に入力される復調受信信号の帯域幅と比較すると十分小さいことが、図２に示すパルス信号の時間幅と直交符号の要素（ウォルシュ符号の場合、ビット）の継続時間より分かる。このため、直交符号化部３５の入力信号（復調受信信号）と出力信号（乗算信号）の帯域幅はほぼ同じとみなしてよく、サンプルレートが直交符号化部３５のために上昇しない。このため、電気回路やＡＤ変換器３８に要求される性能をそれほど高める必要はない。
【００８５】
また、スペクトラム拡散を用いる方策では、スペクトラム拡散に用いる複数の符号間の相互相関値が０でない場合は、逆スペクトラム拡散による信号分離を完全に行うことができず、複数の復調受信信号が混在した信号が得られてしまう。
【００８６】
これに対して、本実施形態では、直交符号生成部３４が生成する直交符号の異なるパターンの数は、直交符号化部３５に入力される復調受信信号の系列の数以上である。したがって、異なる復調受信信号の系列に、異なる直交符号のパターンを割り当てることができる。このため、信号分離計算部４１は、デジタル総和信号から複数の素子アンテナ３１それぞれに対応する複数系列の再生信号を高い精度で分離することができる。
【００８７】
本実施形態において、送信される電波の周波数に制限はない。利用される電波としては、例えばミリ波でもよいし、５００ＭＨｚ以上、例えば１ＧＨｚ程度の帯域幅を有するＵＷＢ（ｕｌｔｒａ  ｗｉｄｅ  ｂａｎｄ）の電波でもよい。
【００８８】
パルス形状の信号波を有する電波を送受信するレーダにおいては、パルス幅と検出距離分解能は比例し、パルス幅と帯域幅は反比例するため、ＵＷＢの電波を利用することは高い距離分解能を実現する上で重要な要件である。一方、ＵＷＢの電波を利用する場合には、ＡＤ変換器３８に要求されるサンプルレートも高速になり、実装難易度、消費電力、およびコストが課題になる。しかし、本実施形態によれば、ＡＤ変換器３８に要求されるサンプルレートの上昇が抑制されるので、これらの課題に対して改善効果を得ることができる。
【００８９】
（第２の実施形態）
本実施形態では、物体検出方式として符号変調パルス圧縮方式を用いた例を示す。符号変調パルス圧縮方式とは、符号変調を利用してビット列情報を搬送する電波を送信し、受信信号系列と送信符号系列間の相関を計算することで物体検出信号を得るというレーダ方式の一種である。
【００９０】
図４は、第２の実施形態に係るレーダ装置６１の構成を示すブロック図である。図１に示す第１の実施形態のレーダ装置１と比較し、第２の実施形態に係るレーダ装置６１では、電波送信装置２の送信信号波生成部２１が送信符号生成部２６に変更され、電波受信装置３の復調部３３がＩＱ復調部１３３に変更されている。また、相関関数計算部４４が信号処理ユニット４０に加わっている。
【００９１】
図４に示す信号処理ユニット４０の各部（信号分離計算部４１、相関関数計算部４４、コヒーレント加算部４２および到来方向・距離推定部４３）の機能は、図３に示すＣＰＵ５１がプログラムを実行することで実現することができる。但し、図４に示す信号処理ユニット４０の各部のうち少なくとも一部が専用のハードウェアとして動作するようにしてもよい。この場合、専用のハードウェアは、ＣＰＵ５１の制御に基づいて動作する。
【００９２】
電波送信装置２において、送信符号生成部２６が送信符号を一定の時間間隔Ｔで繰り返し生成して、ＤＡ変換器２２へ出力する。ＤＡ変換器２２は、送信符号生成部２６で生成された送信符号をアナログ信号に変換して、変調部２３へ出力する。変調部２３は、ＤＡ変換器２２から出力されたアナログ信号を局所発振器４で生成される信号を用いて変調する。変調方式としては、例えばＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）などの位相変調が利用できる。
【００９３】
送信ＲＦ部２４は、変調されたアナログ信号に対して、適切な強度調節および不要周波数帯信号のフィルタリングを行い、送信アンテナ２５に送る。送信アンテナ２５は送信信号を電波として出力する。送信符号生成部２６が生成する送信符号に周期性があるため、送信アンテナ２５は一定の電波送信周期Ｔで、符号変調された同一信号を搬送する電波を繰り返し送信する。
【００９４】
電波受信装置３において、物体５で反射された電波は、受信アレイアンテナ３０の各素子アンテナ３１によって受信される。電波送信装置２の送信アンテナ２５が一定の電波送信周期Ｔで同一の送信符号を搬送する電波を繰り返し送信するため、受信アレイアンテナ３０は、一定の電波到来周期Ｔで到来する同一の送信符号を搬送する符号変調された電波を繰り返し受信する。電波受信装置３の受信アレイアンテナ３０の電波受信周期Ｔの長さと、電波送信装置２の電波送信周期Ｔの長さは等しく、電波送信装置２における電波受信周期と電波送信装置２の電波送信周期とは同期している。
【００９５】
受信ＲＦ部３２は、複数の素子アンテナ３１でそれぞれ受信された複数系列の受信信号に対して、適切な強度調節および不要周波数帯信号のフィルタリングを行い、ＩＱ復調部１３３に送る。ＩＱ復調部１３３は、局所発振器４で生成される信号によってこれらの複数系列の受信信号を復調する。ＩＱ復調部１３３は、１つの素子アンテナ３１当たりＩ（同相成分）信号とＱ（直交成分）信号の２種類の復調信号を出力する。
【００９６】
したがって、本実施形態では、素子アンテナ３１で受信された受信信号の系列数（素子アンテナ３１の数）の２倍の系列数の復調受信信号がＩＱ復調部１３３で生成され、直交符号化部３５に供給される。また、本実施形態では、直交符号化部３５は、素子アンテナ３１の数の２倍の数の乗算器３６を備える。
【００９７】
ＩＱ復調部１３３が出力するアナログ形式の複数系列の復調受信信号は直交符号化部３５に入力される。直交符号生成部３４は、異なる複数系列の復調受信信号に対応する異なる複数パターンの直交符号を生成する。直交符号化部３５においては、異なる入力信号（復調受信信号）に異なるパターンの直交符号がそれぞれ乗算用に割り当てられている。直交符号化部３５は、入力された複数系列の入力信号（復調受信信号）と、直交符号生成部３４が生成した複数パターンの直交符号とをそれぞれ乗算する。
【００９８】
直交符号化部３５においては、第１の実施形態と同様の方法で、直交符号生成部３４から生成される直交符号とＩＱ復調部１３３の出力信号が乗算される。直交符号化部３５における入力信号と直交符号との乗算処理について、図５に示す。直交符号化部３５には、ＩＱ復調部１３３から複数のパルス形状からなる波形を有する４系列の入力信号（復調受信信号）A1(t)〜A4(t)が入力される。この波形は、電波送信装置２での符号変調に起因する。各乗算器３６の入力信号A1(t)〜A4(t)を図５の各乗算器３６の左側に示す。
【００９９】
図５の下段では、直交符号のパターンa4（= (+1,-1,-1,+1)）のみが直交符号生成部３４から供給されている状態を示すが、各乗算器３６には直交符号生成部３４から直交符号のパターンa1〜a4がそれぞれ供給される。各乗算器３６は、パターンa1〜a4のうちその乗算器３６に対応する直交符号のパターンaiを用いて、その乗算器３６に対応する入力信号Ai(t)に乗算を行う。各乗算器３６の乗算結果（出力される乗算信号）を図５の各乗算器３６の右側に示す。
【０１００】
図５は、理解の容易のために、４系列の入力信号および４パターンの直交符号を示すが、入力信号の系列数および直交符号のパターン数を４、素子アンテナ３１の数を２に限定する意図ではない。例えば、素子アンテナ３１の数が４であれば、ＩＱ復調部１３３から供給される直交符号化部３５への入力信号の系列数は８であり、要素数８の８パターンの直交符号が利用される。素子アンテナ３１の数が８であれば、ＩＱ復調部１３３から供給される直交符号化部３５への入力信号の系列数は１６であり、要素数１６の１６パターンの直交符号が利用される。受信アレイアンテナ３０の素子アンテナ３１の数をnrxとすると、ＩＱ復調部１３３が出力する信号の数は２×nrxなので、異なる２×nrxパターンの直交符号が直交符号生成部３４から生成される。
【０１０１】
電波送信装置２での符号変調で使用される符号としては、例えば、相補符号と呼ばれる２系列で１組であり、２系列の符号のそれぞれの自己相関関数の和がゼロになり、距離サイドローブが相殺される符号を用いることも可能である。すなわち、電波送信装置２の送信符号生成部２６は、相補符号を送信符号として生成してよい。電波送信装置２は、２系列の相補符号をベースバンドとした変調信号を搬送する電波を一定の周期で交互に繰り返し送信してよい。電波受信装置３の素子アンテナ３１は、２系列の相補符号をベースバンドとした変調信号を搬送する電波を一定の周期で交互に繰り返し受信してよい。この場合、直交符号の各要素の継続時間（ウォルシュ符号の場合、ビット継続時間）は、電波送信周期Ｔに相補符号を構成する系列数の２を乗算した２Ｔの自然数倍である（自然数は１以上である）。つまり、直交符号の各要素の継続時間は、電波送信装置２の電波送信周期Ｔ（電波到来周期Ｔ）に２以上の偶数を乗算して得られる時間である。
【０１０２】
直交符号化部３５から出力される複数系列の乗算信号は信号加算部３７で加算される。すなわち、信号加算部３７は、直交符号化部３５からのアナログ形式の乗算信号の総和であるアナログ総和信号を生成する。信号加算部３７は、アナログ総和信号をＡＤ変換器３８に出力する。
【０１０３】
図４に戻り、ＡＤ変換器３８は、信号加算部３７から出力されたアナログ総和信号をデジタル形式のデジタル総和信号に変換する。デジタル総和信号は、信号処理ユニット４０に送られる。信号処理ユニット４０の信号分離計算部４１は、直交符号生成部３４で生成された直交符号に基づいて、ＡＤ変換器３８から出力されたデジタル総和信号を分離して、ＩＱ復調部１３３の出力信号（すなわち、複数系列の復調受信信号）を再生する。すなわち、信号分離計算部４１は、複数系列の復調受信信号に対応する複数系列の再生信号を算出する。再生信号の算出の方法は、第１の実施形態の方法と同じでよい。
【０１０４】
信号分離計算部４１で算出された複数系列の再生信号は相関関数計算部４４に送られる。相関関数計算部４４は、受信アンテナ１０９の再生信号の各系列について、電波送信装置２の送信符号生成部２６が生成する送信符号との間の相関関数を求める。相関関数としては、Ｉ信号とＱ信号それぞれから得られる相関関数を実部と虚部に有する複素相関関数であってもよいし、複素相関関数のうち振幅に相当する相関関数であってもよい。
【０１０５】
信号分離計算部４１は、算出された再生信号の相関関数をコヒーレント加算部４２に出力する。コヒーレント加算部４２は、信号分離計算部４１が相関関数をコヒーレント加算して、コヒーレント加算結果を到来方向・距離推定部４３に出力する。
【０１０６】
到来方向・距離推定部４３は、コヒーレント加算された再生信号の相関関数に基づいて、電波の到来方向（すなわち物体５の方向）と、電波の到来源（電波を反射した物体５）と受信アレイアンテナ３０との間の距離を推定する。推定結果は、物体検出信号として表示部５６（図３参照）に供給され、検出された物体５の方向および距離に関する情報が表示部５６に表示される。
【０１０７】
但し、コヒーレント加算部４２は省略してもよい。すなわち、到来方向・距離推定部４３は、信号分離計算部４１から出力された複数系列の再生信号の相関関数に直接的に基づいて、電波の到来方向と、電波の到来源と受信アレイアンテナ３０との間の距離を推定してもよい。
【０１０８】
本実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果を達成することができる。さらに、符号変調パルス圧縮方式の利用により、高い距離分解能が得られる。ここで、相補符号を使用すれば、距離サイドローブを抑制することができる。さらに、ＩＱ復調の利用により高精度の解析を行うことができる。また、第１の実施形態に関して上記した変形は、本実施形態にも適用可能である。
【０１０９】
本実施形態は、利用される電波における符号変調パルス圧縮方式に関する特徴と、電波受信装置３におけるＩＱ復調に関する特徴を有するが、これらの特徴のいずれか一方を省略してもよい。第１の実施形態を符号変調パルス圧縮方式に関する特徴で修正した実施形態も実施可能であるし、第１の実施形態をＩＱ復調に関する特徴で修正した実施形態も実施可能である。
【０１１０】
（第３の実施形態）
図６は、第３の実施形態に係るレーダ装置７１の構成を示すブロック図である。第２の実施形態では、電波受信装置３においてアナログ信号を復調するが、第３の実施形態では、信号処理ユニット４０においてデジタル信号を復調する。図４に示す第２の実施形態のレーダ装置６１と比較し、第３の実施形態に係るレーダ装置７１では、電波受信装置３のＩＱ復調部１３３の代わりにＩＦ（中間周波数）変換部１３５とＩＦ変換用発振器１３６が設けられている。また、復調計算部４６が信号処理ユニット４０に加わっている。
【０１１１】
図６に示す、復調計算部４６を含む信号処理ユニット４０の各部の機能は、図３に示すＣＰＵ５１がプログラムを実行することで実現することができる。但し、図６に示す信号処理ユニット４０の各部のうち少なくとも一部が専用のハードウェアとして動作するようにしてもよい。この場合、専用のハードウェアは、ＣＰＵ５１の制御に基づいて動作する。
【０１１２】
受信ＲＦ部３２は、複数の素子アンテナ３１でそれぞれ受信された複数系列の受信信号に対して、適切な強度調節および不要周波数帯信号フィルタリングを行い、ＩＦ変換部１３５に送る。ＩＦ変換部１３５は、ＩＦ変換用発振器１３６で発生される中間周波数の信号を用いて、受信信号を中間周波数受信信号に変換する。ＩＦ変換用発振器１３６は、局所発振器４と同期しているが、発振周波数が異なっている。
【０１１３】
本実施形態では、素子アンテナ３１で受信された受信信号の系列数（素子アンテナ３１の数）と同じ系列数の中間周波数受信信号がＩＦ変換部１３５で生成され、直交符号化部３５に供給される。本実施形態では、第１の実施形態と同様に、直交符号化部３５は、素子アンテナ３１の数と同じ数の乗算器３６を備える。
【０１１４】
ＩＦ変換部１３５が出力するアナログ形式の中間周波数の受信信号は直交符号化部３５に入力される。直交符号生成部３４は、異なる複数系列の復調受信信号に対応する異なる複数パターンの直交符号を生成する。直交符号化部３５においては、異なる入力信号（中間周波数受信信号）に異なるパターンの直交符号がそれぞれ乗算用に割り当てられている。直交符号化部３５は、入力された複数系列の入力信号（中間周波数受信信号）と、直交符号生成部３４が生成した複数パターンの直交符号とをそれぞれ乗算する。
【０１１５】
直交符号化部３５においては、第１の実施形態と同様の方法で、直交符号生成部３４から生成される直交符号とＩＦ変換部１３５の出力信号が乗算される。直交符号化部３５から出力される複数系列の乗算信号は信号加算部３７で加算される。すなわち、信号加算部３７は、直交符号化部３５からのアナログ形式の中間周波数の乗算信号の総和であるアナログ総和信号を生成する。したがって、ＡＤ変換器３８には、未復調の中間周波数の信号が入力される。ＡＤ変換器３８は、信号加算部３７から出力されたアナログ総和信号をデジタル形式のデジタル総和信号に変換する。
【０１１６】
デジタル総和信号は、信号処理ユニット４０に送られる。信号処理ユニット４０の信号分離計算部４１は、直交符号生成部３４で生成された直交符号に基づいて、ＡＤ変換器３８から出力されたデジタル総和信号を分離して、ＩＦ変換部１３５の出力信号（すなわち、複数系列の中間周波数受信信号）を再生する。すなわち、信号分離計算部４１は、複数系列の中間周波数受信信号に対応する複数系列の再生信号を算出する。再生信号の算出の方法は、第１の実施形態の方法と同じでよい。
【０１１７】
信号分離計算部４１で算出された複数系列の再生信号は復調計算部４６に送られる。復調計算部４６は、デジタル信号処理によって、再生信号の復調処理を行い、復調された複数系列の再生信号を出力する。復調された複数系列の再生信号は相関関数計算部４４に送られる。この後の処理工程は、第２の実施形態と同じでよい。但し、信号分離計算部４１の信号分離の処理と、復調計算部４６の復調処理の順序は逆でもよい。
【０１１８】
本実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果を達成することができる。また、第１の実施形態に関して上記した変形は、本実施形態にも適用可能である。
【０１１９】
本実施形態では、第２の実施形態と同様に、利用される電波における符号変調パルス圧縮方式に関する特徴を有し、電波送信装置２の送信符号生成部２６は送信符号を生成し、信号処理ユニット４０の相関関数計算部４４は相関関数を求める。但し、第１の実施形態と同様に、電波送信装置２は、送信符号生成部２６の代わりに、パルス形状の信号波に相当するデジタル信号を生成する送信信号波生成部２１を有してもよい。この場合には、信号処理ユニット４０の相関関数計算部４４は不要である。
【０１２０】
（その他の実施形態）
第２の実施形態および第３の実施形態では、変調方式として符号変調パルス圧縮方式を用いるが、その他の変調方式を用いてもよい。その他の変調方式としては、例えば、周波数掃引型パルス圧縮方式、ＦＭＣＷ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  ｗａｖｅ）方式、２周波ＣＷ方式などが挙げられる。これらの変調方式の場合には、信号処理ユニット４０は、送信符号との相関関数ではなく、受信した電波の周波数に基づいて、電波を反射した物体５と受信アレイアンテナ３０との間の距離を推定する。
【０１２１】
上記の実施形態では、送信アンテナ２５と受信のための素子アンテナ３１とが異なる形態をとっているが、例えばアンテナ共用器を用いることによって、同一のアンテナが送信と受信を行ってもよい。
【０１２２】
上記の実施形態は、いずれもレーダ装置に関するものであるが、本発明は一定周期で繰り返し発信される電波を受信するアレイアンテナを有する他の信号処理装置に適用してもよい。
【０１２３】
本発明は、上記の実施形態のコンピュータ５０の１以上の機能を実現するプログラムを、ネットワーク又は記録媒体を介してコンピュータ５０に供給し、コンピュータ５０における１つ以上のプロセッサがプログラムを読出し実行する処理でも実現可能である。この場合、記録媒体から読み出されたプログラム（プログラムコード）自体が実施形態の機能を実現することになる。また、当該プログラムを記録した記録媒体は本発明を構成することができる。
【０１２４】
図示したコンピュータ５０の構成は一例であり、複数の機能ブロックが１つの機能ブロックを構成するようにしてもよいし、何れかの機能ブロックが複数の機能を行うブロックに分かれてもよい。また、機能ブロックの少なくとも１つがハードウェアとして実装されてもよい。ハードウェアにより実装する場合、例えば、所定のコンパイラを用いることで、各ステップを実現するためのプログラムからＦＰＧＡ上に自動的に専用回路を生成すればよい。ＦＰＧＡとは、Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙの略である。また、ＦＰＧＡと同様にしてＧａｔｅ  Ａｒｒａｙ回路を形成し、ハードウェアとして実現するようにしてもよい。また、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）により実現するようにしてもよい。
【０１２５】
以上、本発明について各種実施形態の説明を行ったが、本発明は上述の形態に限られない。特許請求範囲内において、装置内の構成、構成要素のパラメータ、電波の周波数など各種変更することが想定できる。また、上述したレーダに限らず、各種センサー等に応用することもできる。
【符号の説明】
【０１２６】
１…レーダ装置、２…電波送信装置、３０…受信アレイアンテナ、３１…素子アンテナ、３４…直交符号生成部、３５…直交符号化部、３７…信号加算部、３８…ＡＤ変換器、４１…信号分離計算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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