(57)【要約】【課題】クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を生成するシステム、装置、及び方法を提供する。【解決手段】様々な実施形態において、電力変換器は、１つ以上の構成要素に対し出力電圧を生成する。１つ以上の構成要素により引かれる負荷電流が変化すると、電流センス増幅器により監視されるローパスフィルタのインダクタ電流も変化する。クロック周期は、高位相と低位相に分割され、これらの位相のうちの１つは、相対的短位相である。相対的短位相の間、電流センス増幅器は、フィードバック情報を測定するのに十分な時間を有さない。制御ロジックは、電流センス増幅器の電圧出力を選択する代わりに、相対的短位相の間のインダクタ電流の傾斜の電圧ランプをエミュレートする電圧発生器の電圧出力を選択する。【選択図】図３
2019047720.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器のインダクタ電流に基づいて、第１の電圧を生成するように構成された電流センス増幅器と、
第２の電圧を生成するように構成された電圧発生器と、
前記電力変換器がデューティサイクルの長位相にあるという判定に応じて、外部パルス幅変調器比較器へ前記第１の電圧を送り、
前記電力変換器がデューティサイクルの短位相にあるという判定に応じて、前記外部パルス幅変調器比較器へ前記第２の電圧を送る
ように構成された制御ロジックと、
を備える、電流フィードバック回路。
【請求項２】
前記電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源を含み、前記コンデンサを充電する前記電流源は、前記第２の電圧を生成する、請求項１に記載の電流フィードバック回路。
【請求項３】
前記電流源は、前記電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に比例した電流を生成するように構成されている、請求項２に記載の電流フィードバック回路。
【請求項４】
電流センス増幅器は、
前記電力変換器のインダクタ電流を受け取り、
前記インダクタ電流の低減版として、センス電流を生成し、
前記センス電流に基づいて、前記第１の電圧を生成する
ように構成されている、請求項１に記載の電流フィードバック回路。
【請求項５】
前記電流センス増幅器の出力と前記ＰＷＭ比較器の入力との間に第１のスイッチを更に備える前記電流フィードバック回路であって、
前記制御ロジックは、前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、前記第１のスイッチを閉じるように更に構成されている、請求項１に記載の電流フィードバック回路。
【請求項６】
前記電流源の出力と前記コンデンサの入力との間に第２のスイッチを更に備える前記電流フィードバック回路であって、
前記制御ロジックは、前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、前記第２のスイッチを閉じるように更に構成されている、請求項５に記載の電流フィードバック回路。
【請求項７】
電力変換器のインダクタ電流に基づいて、第１の電圧を生成することと、
電圧発生器により第２の電圧を生成することと、
前記電力変換器がデューティサイクルの長位相にあるという判定に応じて、外部パルス幅変調器比較器へ前記第１の電圧を送ることと、
前記電力変換器がデューティサイクルの短位相にあるという判定に応じて、前記外部パルス幅変調器比較器へ前記第２の電圧を送ることと、
を含む方法。
【請求項８】
前記電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源を含み、前記コンデンサを充電する前記電流源は、前記第２の電圧を生成する、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記電流源により、前記電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に比例した電流を生成する、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
電流センス増幅器により、前記電力変換器のインダクタ電流を受け取ることと、
前記インダクタ電流の低減版として、センス電流を生成することと、
前記センス電流に基づいて、前記第１の電圧を生成することと、
を更に含む、請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、第１のスイッチを閉じることを更に含む前記方法であって、
前記第１のスイッチは、前記電流センス増幅器の出力と前記ＰＷＭ比較器の入力との間に存在する、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、第２のスイッチを閉じることを更に含む前記方法であって、
前記第２のスイッチは、前記電流源の出力と前記コンデンサの入力との間に存在する、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、前記第１のスイッチを開くことと、
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、前記第２のスイッチを開くことと、
を更に含む請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
スイッチングノードに接続された出力に直列に接続された２つのパワートランジスタと、
前記２つのパワートランジスタを作動及び停止させて、ローパスフィルタのスイッチングノード入力の電圧を変化させるように構成されたコントローラと、
前記コントローラ内のパルス幅変調器比較器へ、前記ローパスフィルタ内を流れるインダクタ電流に少なくとも基づく電圧を送るように構成された電流フィードバック回路と、
を備える電力変換器であって、
前記電流フィードバック回路は、
電力変換器のインダクタ電流に基づいて、第１の電圧を生成するように構成された電流センス増幅器と、
第２の電圧を生成するように構成された電圧発生器と、
前記電力変換器がデューティサイクルの長位相にあるという判定に応じて、外部パルス幅変調器比較器へ前記第１の電圧を送り、
前記電力変換器がデューティサイクルの短位相にあるという判定に応じて、前記外部パルス幅変調器比較器へ前記第２の電圧を送る
ように構成された制御ロジックと、
を含む、電力変換器。
【請求項１５】
前記電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源を含み、前記コンデンサを充電する前記電流源は、前記第２の電圧を生成する、請求項１４に記載の電力変換器。
【請求項１６】
前記電流源は、前記電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に比例した電流を生成するように構成されている、請求項１５に記載の電力変換器。
【請求項１７】
電流センス増幅器は、
前記電力変換器のインダクタ電流を受け取り、
前記インダクタ電流の低減版として、センス電流を生成し、
前記センス電流に基づいて、前記第１の電圧を生成する
ように構成されている、請求項１４に記載の電力変換器。
【請求項１８】
前記電流フィードバック回路は、前記電流センス増幅器の出力と前記ＰＷＭ比較器の入力との間に第１のスイッチを更に含み、
前記制御ロジックは、前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、前記第１のスイッチを閉じるように更に構成されている、請求項１４に記載の電力変換器。
【請求項１９】
前記電流フィードバック回路は、前記電流源の出力と前記コンデンサの入力との間に第２のスイッチを更に含み、
前記制御ロジックは、前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、前記第２のスイッチを閉じるように更に構成されている、請求項１８に記載の電力変換器。
【請求項２０】
前記制御ロジックは、
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、前記第１のスイッチを開き、
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、前記第２のスイッチを開く
ように更に構成されている、請求項１９に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書において説明される実施形態は、集積回路の分野に関し、特に、クロック周期のフィードバック情報を監視することにより、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を生成することに関する。
【背景技術】
【０００２】
コンピューティングシステムは通常、複数の構成要素を含み、これらのうちの多くは、データを処理することが可能である。これらの複数の構成要素は、インターフェースと、機能ブロック又はユニットとを含む。様々な実施形態において、これらの複数の構成要素は、システムオンチップ（system on a chip、ＳＯＣ）、マルチチップモジュール（multi−chip module、ＭＣＭ）、又はプリント回路基板のうちの１つの上に存在する個々のダイである。このような構成要素の例としては、中央処理装置（central processing unit、ＣＰＵ）内の１つ以上のコアを有する汎用プロセッサ、グラフィック処理ユニット（graphics processing units、ＧＰＵ）及びデジタル信号プロセッサ（digital signal processors、ＤＳＰ）内の１つ以上のコアを有する高度並列データ処理アーキテクチャプロセッサ、表示コントローラ、音声処理構成要素、ネットワーク構成要素、周辺インターフェースコントローラ、並びにメモリコントローラなどが挙げられる。
【０００３】
コンピューティングシステム内の電力管理ユニットなどの制御ロジックは、様々な構成要素の１つ以上の動作状態を特定する。動作状態には、電源電圧と、動作クロック周波数とが含まれる。クロック生成回路は、１つ以上の特定の異なる周波数を有する異なるクロック信号を生成するのに対し、配電ネットワークは、１つ以上の特定の異なる電源電圧を提供する。このオンチップネットワークは、電源及び調整回路を用いて、機能ユニット内のデバイスが使用する特定の異なる電源電圧を生成する。更に、ネットワークは１組のオンチップ面（例えば金属層）に依存し得る。オンチップ面では、１つの面（「電源プレーン」）が電源電圧に特化され、別の１つのプレーン（「グラウンドプレース」）がグラウンド値に特化される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
構成要素内のデバイスが電源プレーン及びグラウンドプレーンから電流を引く時、電流の需要の変化により、電流抵抗（current-resistance、ＩＲ）降下及び過渡電圧降下の両方が生じる。更に、モバイルデバイスなどのバッテリ駆動デバイスの場合、バッテリにより提供される電圧値は、蓄積されたエネルギーが消費されるにつれて減少する。電圧変動の持続時間は一時的かもしれないが、電圧変動は、システム内のデバイスの行動を信頼性のないものにし得る。一般に、フィードバック情報を監視し、安定した出力電圧を提供するために、電力変換器が使用される。しかし、多くの場合、フィードバック情報を提供するために使用される回路は、フィードバック情報を適切に提供するのに十分な時間を有さない。
【０００５】
このことから、クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を生成する方法及び機構が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を生成するシステム及び方法が開示される。様々な実施形態において、電力変換器は、入力電圧を受け取り、ローパスフィルタのコンデンサの出力電圧を生成する。出力電圧は、中央処理装置（ＣＰＵ）、及びグラフィック処理ユニット（ＧＰＵ）などといった１つ以上の構成要素に送られる。電力変換器は、ローパスフィルタに接続された出力と直列に接続された２つのパワートランジスタを含む。電力変換器内のドライバは、インダクタ電流の変化に少なくとも基づいて、２つのパワートランジスタを作動及び停止させる。インダクタ電流の平均値は、供給される負荷電流の値である。出力電圧が同一値で存続することが望ましくある中、１つ以上の構成要素により引かれる負荷電流が変化すると、インダクタ電流も変化し、これは電流フィードバック回路により監視される。
【０００７】
電流フィードバック回路は、電流センス増幅器を含み、これは、インダクタ電流を受け取り、１つ以上の比較器へ送るインダクタ電流の低減版としてセンス電流を生成する。所与電流の低減版は、所与電流と比べるとアンペア数の低い電流である。例えば、一実施形態において、所与電流の低減版は、係数Ｋで分割された所与電流に等しい電流である。例えば、Ｋが１，０００であり、インダクタ電流が３アンペア（amperes、Ａ）である時、センス電流は３ミリアンペア（milliamperes、ｍＡ）である。クロック周期は、高位相と低位相に分割され、これらの位相のうちの１つは、相対的短位相である。インダクタ電流は負荷電流に比例するため、負荷電流が変化すると、インダクタ電流も変化する。インダクタ電流信号が所与の閾値を超えると、比較器のうちの１つは、２つのパワートランジスタへの制御信号を調整し、これにより、２つのパワートランジスタのうちのハイサイドトランジスタが作動している場合、クロック周期の短位相の時間も調整される。ハイサイドトランジスタが作動している時間を調整することにより、出力電圧も調整される。
【０００８】
相対的短位相の間、電流センス増幅器などの１つ以上の構成要素は、起動してフィードバック情報を測定するのに十分な時間を有さない。したがって、電流フィードバック回路内の制御ロジックは、電力変換器がクロック周期の長位相にあると判定すると、電流センス増幅器から第１の電圧を選択して、コントローラ内のパルス幅変調器（pulse width modulator、ＰＷＭ）比較器へ送る。しかし、制御ロジックは、電力変換器がクロック周期の相対的短位相にあると判定すると、電圧発生器から第２の電圧を選択して、コントローラ内のＰＷＭ比較器へ送る。よって、相対的短位相の間は、電流センス増幅器に依存することはない。むしろ、相対的短位相の間は、エミュレート電圧ランプが、インダクタ電流の傾斜を模倣する。
【０００９】
様々な実施形態において、電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源である。電流源は、コンデンサを充電して、第２の電圧を生成する。電流源は、電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に比例した電流を生成する。電流源により提供される第２の電圧は、コンデンサの電圧ランプであり、これは、クロック周期の相対的短位相間のインダクタ電流像である。したがって、相対的短位相の間に１つ以上の閾値に達したか否か判定を行うために、センス電流のピーク値に基づく既定の定電圧値は、１つ以上の比較器へ送られない。代わりに、インダクタ電流像に基づく第２の電圧が、１つ以上の閾値に対する比較に使用される。いくつかの実施形態において、制御ロジックによる第１の電圧及び第２の電圧間の選択は、スイッチにより行われる。別の実施形態においては、マルチプレクサ回路が選択に使用される。
【００１０】
下記の説明及び図面を参照することで、これら及び他の実施形態が更に理解されよう。
【００１１】
方法及び機構の上記の利点及び更なる利点は、添付図面と併せて以下の説明を参照することにより、より理解され得る。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】電力変換器の一実施形態のブロック図である。
【図２】電力変換器の作動時における信号波形の一実施形態のブロック図である。
【図３】電力変換器の別の一実施形態のブロック図である。
【図４】クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を効率的に生成する方法の一実施形態のフロー図である。
【図５】電流源の一実施形態のブロック図である。
【図６】電流源の別の一実施形態のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本開示において説明される実施形態は、様々な変更形態及び代替形態が可能であり得るが、その具体的な実施形態は、例として図面で示され、本明細書において詳細に説明される。しかし、図面及び図面に関する詳細な説明は、開示する特定の形態に実施形態を限定することを意図しておらず、むしろその意図は、添付の請求項の主旨及び範囲に含まれる全ての変更形態、均等形態、及び代替形態を網羅することであることを理解されたい。本出願を通して使用される「〜し得る（ｍａｙ）」という語は、義務的な意味（すなわち、〜しなければならない（ｍｕｓｔ）を意味する）ではなく、許容的な意味（すなわち、〜する可能性を有することを意味する）で使用される。同様に、「含む（ｉｎｃｌｕｄｅ、ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ、及びｉｎｃｌｕｄｅｓ）」という語は、「〜を含むが、それに限定されない」ことを意味する。
【００１４】
種々のユニット、回路、又は他の構成要素については、タスク（単数又は複数）を実行「するように構成されている（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ  ｔｏ）」ものとして述べる場合がある。このような状況では、「〜するように構成されている」は、動作中にタスク（単数又は複数）を実行する「回路を備えている（ｈａｖｉｎｇ  ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ）」ことを広く意味する構造の広義な記述である。よって、ユニット／回路／構成要素は、そのユニット／回路／構成要素が現在作動していない時でも、タスクを実施するように構成することができる。一般に、「〜するように構成されている」に対応する構造を形成する回路は、ハードウェア回路を含み得る。同様に、様々なユニット／回路／構成要素は、説明の便宜上、タスク（単数又は複数）を実行すると記述される場合がある。このような説明は、「〜するように構成されている」という語句を含むと解釈されるべきである。１つ以上のタスクを実行するように構成されているユニット／回路／構成要素の記載は、そのユニット／回路／構成要素に関して米国特許法第１１２条（ｆ）を援用しないことを明示的に意図する。
【００１５】
以下の説明では、本開示で説明される実施形態の完全な理解を提供するために、数多くの具体的な詳細が記載される。しかし、実施形態はこれら具体的な詳細がなくとも実施され得ることを、当業者は認識するはずである。いくつかの事例において、例示を容易にするために、並びに実施形態の説明を不明瞭にすることがないように、周知の回路、構造、及び技術は、詳細には示していない。
【００１６】
ここで図１を参照すると、電力変換器１００の一実施形態の概要ブロック図が示される。例示される実施形態において、電力変換器１００は、コントローラ１１０と、ハイサイドトランジスタ１３２と、ローサイドトランジスタ１３４と、電流フィードバックブロック１７０と、インダクタ１５０及びコンデンサ１６０を有するローパスフィルタとを含む。コントローラ１１０は、誤差増幅器１０２と、パルス幅変調器（ＰＷＭ）比較器１２０とを、少なくとも含む。電流を電圧に変化するために使用される抵抗器及びコンデンサなどの受動素子は、例示を容易にするために図示しない。様々な実施形態において、電力変換器１００は、相対的に高い入力電圧（input voltage、ＶＩＮ）１３０を、ローパスフィルタのコンデンサ１６０の相対的に小さい調整された出力電圧（output voltage、ＶＯＵＴ）１６２に変換する。出力電圧ＶＯＵＴ１６２は、中央処理装置（ＣＰＵ）、グラフィック処理ユニット（ＧＰＵ）、及びシステムオンチップ（ＳＯＣ）などのうちの１つの上に存在する他の個々のダイなどといった、１つ以上の構成要素に送られる。
【００１７】
いくつかの実施形態において、調整済ＶＯＵＴ１６２を供給しながら電池寿命を最長化するために、電力変換器１００がモバイルデバイス内で使用される。一実施形態において、電力変換器１００は、谷制御型電流モード降圧変換器の降圧（バック）切替特性を提供する。一実施形態において、コントローラ１１０は、直流−直流（direct current、ＤＣ）直接変換器適用のための固定周波数パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラである。コントローラ１１０は特定の既知の周波数で作動することから、電磁干渉（electromagnetic interference、ＥＭＩ）を抑制する他の回路の構造は、比較的より簡素になる。
【００１８】
いくつかの実施形態において、ハイサイドトランジスタ１３２及びローサイドトランジスタ１３４のそれぞれは、電力用電界効果トランジスタ（field effect transistor、ＦＥＴ）である。例えば、ハイサイドトランジスタ１３２は電力ｐ型ＦＥＴ（ｐｆｅｔ）であり、ローサイドトランジスタ１３４は電力ｎ型ＦＥＴ（ｎｆｅｔ）である。トランジスタ１３２が作動状態であり、トランジスタ１３４が停止状態である時、インダクタ１５０を介して入力電圧（ＶＩＮ）１３０から電流が流れ、コンデンサ１６０を充電する。電流は、正勾配で流れる。代替的な事例では、トランジスタ１３２が停止状態であり、トランジスタ１３４が作動中である時、コンデンサ１６０は放電する。代替的な事例では、インダクタ電流の大部分は、グラウンド基準からコンデンサ１６０に流れ、電流の相対的小部分は、電流フィードバックブロック１７０からコンデンサ１６０に流れる。
【００１９】
いくつかの実施形態において、インダクタ１５０を通るピーク電流とインダクタ１５０のサイズの両方が、インダクタ１５０の飽和電流定格に関連することから、インダクタ１５０を通るピーク電流を使用して、インダクタ１５０のサイズが決定される。コンデンサ１６０は、ＶＯＵＴ１６２における電圧オーバーシュート及び電圧リプルを最小化する。コンデンサ１６０のサイズ決定は、ＶＯＵＴ１６２における電圧オーバーシュート及び電圧リプルの両方を生じる不十分な出力容量の回避程度に依存する。電圧リプルはまた、コンデンサ１６０における相対的に高い等価直列抵抗（equivalent-series resistance、ＥＳＲ）に依存する。このため、全ての直列ＥＳＲは、相対的に低くなるように設計される。
【００２０】
様々な実施形態において、コントローラ１１０内のドライバは、インダクタ電流（inductor current、ＩＬ）１５２の変化に少なくとも基づいて、２つのパワートランジスタ１３２及び１３４を作動、並びに停止させる。インダクタ電流ＩＬ１５２の平均値は、１つ以上の構成要素に供給される負荷電流の値である。出力電圧ＶＯＵＴ１６２が比較的同一値で存続する中、１つ以上の構成要素により引かれる負荷電流が変化すると、インダクタ電流ＩＬ１５２も変化し、これは電流フィードバックブロック１７０により監視される。
【００２１】
本明細書において用いられるように、値が評価可能な状態に達すると、値はアサートされると判定される。一例では、論理低値を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号１２２は、ハイサイドトランジスタ１３２が電流を導電してそのドレイン端子上の出力ノード１３６を充電することを可能にし、これにより、ノード１３６の電圧は増大する。このような場合、信号１２２はアサートされると判定される。この場合、信号１２２にアサートされる資格を与える状態として、論理低値が使用される。これに対して、論理高値を有する信号１２２は、ハイサイドトランジスタ１３２が電流を導電することを無効にする。このような場合、信号１２２はネゲートされると判定される。
【００２２】
いくつかの実施形態において、コントローラ１１０が出力信号ＰＷＭ１２２に対し論理高値を生成する場合、コントローラ１１０は同時に、ハイサイドトランジスタ１３２のゲート電圧をアサートすることによりハイサイドトランジスタ１３２を作動させ、ローサイドトランジスタ１３４のゲート電圧をネゲートすることによりローサイドトランジスタ１３４を停止させる。反対に、コントローラ１１０が出力信号ＰＷＭ１２２に対し論理低値を生成する場合、コントローラ１１０は同時に、ハイサイドトランジスタ１３２のゲート電圧をネゲートすることによりハイサイドトランジスタ１３２を停止させ、ローサイドトランジスタ１３４のゲート電圧をアサートすることによりローサイドトランジスタ１３４を作動させる。
【００２３】
いくつかの実施形態において、コントローラ１１０からの切替制御により、ノード１３６の信号は、ＶＩＮ１３０のピーク値とグラウンド基準の低値とを有する方形波形である。信号ＶＯＵＴ１６２は、ノード１３６の信号のフィルタ処理版であり、また、ノード１３６の信号のデューティサイクルに依存する。例えば、電源ＶＩＮ１３０が５ボルト（volt、Ｖ）の値を有し、コントローラ１１０が２０％のデューティサイクルでノード１３６の信号の方形波形を生成する場合、出力信号ＶＯＵＴ１６２は一定値１．０Ｖを有する。別の一例では、コントローラ１１０が１０％のデューティサイクルでノード１３６の信号の方形波形を生成する場合、出力信号ＶＯＵＴ１６２は一定値０．５Ｖを有する。インダクタ１５０及びコンデンサ１６０は、ローパスフィルタとして用いられ、これにより、ノード１３６の平均電圧値として出力ＶＯＵＴ１６２が提供される。一実施形態において、コントローラ１１０は、外部電力管理ユニットからの制御信号（図示せず）に加えて、電流フィードバックブロック１７０及び出力電圧ＶＯＵＴ１６２からフィードバック情報を受信する。コントローラ１１０は、受信した情報を使用して、デューティサイクル及びＶＯＵＴ１６２の結果値を特定する。
【００２４】
出力電圧ＶＯＵＴ１６２は、１つ以上の構成要素に送られることに加えて、コントローラ１１０内の誤差増幅器１０２へ、フィードバック電圧１６４として送られる。いくつかの実施形態において、フィードバック電圧１６４は、出力電圧ＶＯＵＴ１６２と等しい。別の実施形態において、出力電圧ＶＯＵＴ１６２からフィードバック電圧１６４を作るために、分圧器が使用される。基準電圧１０２が受け取られ、フィードバック電圧１６４と比較される。一実施形態において、誤差増幅器１０２は、差動入力電圧に基づいて出力電流を生成する演算相互コンダクタンス増幅器（operational transconductance amplifier、ＯＴＡ）である。
【００２５】
いくつかの実施形態において、生成された出力電流は、ＰＷＭ比較器１２０へ送られる。別の実施形態において、１つ以上の受動素子を使用して、生成された出力電流は、ＰＷＭ比較器１２０により受け取られる電圧値に変換される。一実施形態において、２つのパワートランジスタ１３２及び１３４のうちのどちらを作動させるかを判定するために、生成された出力電流、及び誤差増幅器１０２からの変換電圧のうち１つを用いて、ＰＷＭ比較器１２０の閾値が設定される。この閾値判定は、ノード１３６のデューティサイクルと、出力電圧ＶＯＵＴ１６２とを決定する。ＰＷＭ比較器１２０の他の入力が閾値を超えた場合、ＰＷＭ比較器は、ＰＷＭ信号１２２に対し論理低値を生成し、これにより、ハイサイドパワートランジスタ１３２は作動する。一実施形態において、コントローラ１１０は、ＰＭＷ比較器１２０とＰＭＷ信号１２２との間のセットリセット（set-reset、ＳＲ）ラッチ及び１つ以上のバッファを使用する。
【００２６】
電流フィードバックブロック１７０は、電流センス増幅器（図示せず）を含み、これは、インダクタ電流ＩＬ１５２を受け取り、１つ以上の比較器に送るインダクタ電流ＩＬ１５２の低減版としてセンス電流を生成する。いくつかの実施形態において、センス電流は、係数Ｋで分割されたインダクタ電流に等しい。一例では、Ｋが１，０００であり、インダクタ電流が３アンペア（Ａ）である時、センス電流は３ミリアンペア（ｍＡ）である。１つ以上の比較器の出力は、コントローラ１１０に送られる。一実施形態において、生成されたセンス電流は、ノード１０８によりＰＷＭ比較器１２０へ送られる。別の一実施形態において、生成されたセンス電流は、１つ以上の受動素子を使用して電圧に変換され、変換された電圧は、ノード１０８によりＰＷＭ比較器１２０へ送られる。別の実施形態において、電流電圧変換は、コントローラ１１０内にて行われる。
【００２７】
前述のように、インダクタ電流ＩＬ１５２の平均値は、１つ以上の構成要素に供給される負荷電流の値である。出力電圧ＶＯＵＴ１６２が比較的同一値で存続することが望ましくある中、１つ以上の構成要素により引かれる負荷電流が変化すると、インダクタ電流ＩＬ１５２も変化し、これは電流フィードバックブロック１７０により監視される。クロック周期は、高位相と低位相に分割され、これらの位相のうちの１つは、相対的短位相である。相対的短位相の間、電流フィードバックブロック１７０内の電流センス増幅器などの１つ以上の構成要素は、起動して、インダクタ電流ＩＬ１５２からセンス電流を生成し、任意の電流電圧変換を実行し、限られた時間内に情報をコントローラ１１０へ送信するのに十分な時間を有さない。そのため、電流フィードバックブロック１７０及びコントローラ１１０のうちの１つの制御ロジックは、ＰＷＭ比較器１２０への入力を提供するソースを２つのソースから選択する。
【００２８】
一実施形態において、２つのソースから選択を行う上記の制御ロジックは、電流フィードバックブロック１７０内に配置される。制御ロジックは、電力変換器１００がクロック周期の長位相にあると判定すると、電流センス増幅器の出力から生成される第１の電圧を選択して、ＰＷＭ比較器１２０へ送る。しかし、制御ロジックは、電力変換器１００がクロック周期の相対的短位相にあると判定すると、電圧発生器から第２の電圧を選択して、コントローラ１１０内のＰＷＭ比較器１２０へ送る。よって、相対的短位相の間は、電流センス増幅器に依存することはない。むしろ、相対的短位相の間は、エミュレート電圧ランプが、インダクタ電流ＩＬ１５２の傾斜を模倣する。様々な実施形態において、電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源である。電流源は、コンデンサを充電して、第２の電圧を生成する。電流源は、入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に比例した電流を生成する。
【００２９】
ここで図２を参照すると、電力変換器の作動時における信号波形２００の一実施形態の概要ブロック図が示される。例示される実施形態において、前述の信号波形には、同一の番号が付与される。様々な実施形態において、クロック信号２１０は、固定周波数を有する。したがって、クロック信号２１０は、固定クロック周期２１２を有する。クロック周期２１２は、時間ｔ１と時間ｔ４との間に合致する。クロック周期２１２は、相対的短位相２１４及び長位相２１６に分割される。短位相２１４は、時間ｔ１と時間ｔ２との間である。長位相は、時間ｔ２と時間ｔ４との間である。例示される実施形態において、長位相２１６は、クロック周期２１２の約４分の３であり、短位相２１４は、クロック周期２１２の約４分の１であるが、他の割合も可能であり、想定される。示されるように、信号ＰＷＭ１２２及びノード１３６のそれぞれは、電力供給ＶＩＮ１３０の値とグラウンド基準とを交互に繰り返す方形波である。
【００３０】
クロック信号２１０の立ち上がりエッジに到達すると、ＰＷＭ信号１２２は、論理高値から論理低値に遷移する。その結果、ローサイドパワートランジスタ１３４が停止し、ハイサイドパワートランジスタ１３２が作動する。したがって、ノード１３６の信号は、論理低値から論理高値に遷移し、時間ｔ１と時間ｔ２との間で論理高値を維持する。ノード１３６の信号のデューティサイクルは、半分未満として示される。短位相２１４の間にノード１３６の信号は論理高値となるため、デューティサイクルは約２５％である。例えば、ノード１３６の信号は、時間ｔ１と時間ｔ２との間、及び時間ｔ４と時間ｔ５との間に、論理高値となる。
【００３１】
前述のように、信号ＶＯＵＴ１６２（ここでは図示せず）である電力変換器１００の出力は、インダクタ１５０とコンデンサ１６０との対により生成されるローパスフィルタに起因するノード１３６の電圧信号の平均である。よって、出力信号ＶＯＵＴ１６２は、ノード１３６の信号のピーク電圧と、ノード１３６の信号のデューティサイクルとの乗法の積である。非ゼロの正の負荷電流を生成するために、電力変換器１００は、インダクタ電流ＩＬ１５２を生成する。前述のように、インダクタ電流ＩＬ１５２の平均値は、供給される負荷電流の値である。よって、インダクタ電流ＩＬ１５２の三角波形の平均値は、供給される負荷電流の値である。したがって、インダクタ電流ＩＬ１５２のピークは、供給される負荷電流の値を超え、インダクタ電流ＩＬ１５２の谷（最低値）は、供給される負荷電流の値を下回る。
【００３２】
示されるように、ハイサイドトランジスタ１３２が作動し、ローサイドトランジスタ１３４が停止している短位相２１４である時間ｔ１とｔ２の間に、インダクタ電流ＩＬ１５２はランプ上昇する。ハイサイドトランジスタ１３２が停止し、ローサイドトランジスタ１３４が作動している長位相２１６である時間ｔ２とｔ４の間に、インダクタ電流ＩＬ１５２はランプ下降する。インダクタ電流ＩＬ１５２は、交互のランプ上昇とランプ下降を繰り返す。例えば、ｔ４とｔ５との間に、インダクタ電流ＩＬ１５２は再びランプ上昇する。
【００３３】
前述のように、相対的短位相２１４の間、電流フィードバックブロック１７０内の電流センス増幅器は、起動して、インダクタ電流ＩＬ１５２からセンス電流を生成し、任意の電流電圧変換を実行し、限られた時間内に情報をコントローラ１１０へ送信するのに十分な時間を有さない。生成されたセンス電流は、ＩＣＳ２０２と示される。時間ｔ１とｔ２との間、更に時間ｔ４とｔ５との間の短位相２１４中に、センス電流ＩＣＳ２０２は、非ゼロで正の値の直流（direct current、ＤＣ）にリセットされる。図２に示されるように、時間ｔ１とｔ２との間、時間ｔ４とｔ５との間、センス電流ＩＣＳ２０２は一定の横電圧値である。短位相２１４の間にＩＣＳ２０２から生成される電圧値も、したがって一定値となる。これに対して、時間ｔ２とｔ４との間、更に時間ｔ５とｔ７との間の長位相中に、センス電流ＩＣＳ２０２は、インダクタ電流ＩＬ１５２に追従する。
【００３４】
ＰＷＭ比較器への入力に、短位相２１４間の既定のノンゼロ電圧値を使用するのではなく、制御ロジックは第２の電圧値を選択する。第２の電圧値は、電圧発生器に由来する。様々な実施形態において、電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源である。電流源は、コンデンサを充電して、第２の電圧を生成する。電流源は、入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に比例した電流を生成する。よって、相対的短位相２１４の間は、電流センス増幅器に依存することはない。むしろ、相対的短位相２１４の間は、エミュレート電圧ランプが、インダクタ電流ＩＬ１５２の傾斜を模倣する。
【００３５】
時間ｔ１とｔ２との間の短位相２１４中、センス電圧２２０にエミュレート電圧ランプが示される。センス電圧２２０の傾斜は、インダクタ電流ＩＬ１５２の傾斜と比較的に同一である。時間ｔ２とｔ４との間の長位相２１６中、電流センス増幅器の出力が選択され、センス電圧２２０が提供される。再び、センス電圧２２０の傾斜は、インダクタ電流ＩＬ１５２の傾斜と比較的に同一となる。長位相２１６の間に、インダクタ電流ＩＬ１５２の低減版であるセンス電流ＩＣＳ２０２から、センス電圧２２０は生成される。いくつかの実施形態において、時間ｔ２とｔ４との間などの長位相の間、センス電流ＩＣＳ２０２は、係数Ｋで分割されたインダクタ電流ＩＬ１５２に等しい。一例では、Ｋが１，０００であり、インダクタ電流ＩＬ１５２が３アンペア（Ａ）である時、センス電流ＩＣＳ２０２は３ミリアンペア（ｍＡ）である。時間ｔ１とｔ２との間などの短位相２１４の間、センス電圧２２０は、インダクタ電流ＩＬ１５２を模倣する電圧発生器から生成される。
【００３６】
図３を参照すると、電力変換器３００の別の一実施形態の概要ブロック図が示される。前述の制御ロジック及び回路には、同一の番号が付与される。示されるように、電流フィードバックブロック３７０は、電流センス増幅器３１０と、レジスタＲ１  ３１２と、スイッチＳ１  ３２０及びＳ２  ３４０と、電流源Ｉ１  ３３０と、コンデンサＣ１  ３４２とを含む。インダクタ電流ＩＬ１５２は、電流センス増幅器３１０によりランプ電圧信号に変換される。ランプ電圧は、インダクタ電流ＩＬ１５２を表す。いくつかの実施形態において、ランプ電圧はまた、インダクタ電流ＩＬ１５２と組み合わされた補償ランプ信号を表す。センス電圧３５０は、電流センス増幅器３１０、又は電流源Ｉ１  ３３０とコンデンサＣ１  ３４２とを含む電圧発生器のいずれからから生成される。センス電圧３５０は、コントローラ１１０内のＰＷＭ比較器に送られ、内部電流制御ループが形成される。
【００３７】
示されるように、スイッチＳ１  ３２０が閉じられ、スイッチＳ２  ３４０が開かれると、センス電圧３５０は、電流センス増幅器３１０からの出力を受け取る。電力変換器３００がクロック周期の長位相にあると制御ロジックが判定する時、制御信号は、このようにスイッチを開閉するように設定され得る。これに対して、スイッチＳ１  ３２０が開かれ、スイッチＳ２  ３４０が閉じられると、センス電圧３５０は、電流源Ｉ１  ３３０により充電されたコンデンサＣ１  ３４２の出力を受け取る。電力変換器３００がクロック周期の短位相にあると制御ロジックが判定する時、制御信号は、このようにスイッチを開閉するように設定され得る。
【００３８】
ここで図４を参照すると、クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を効率的に生成する方法４００の一実施形態の概要フロー図が示される。説明のために、この実施形態のステップが順番に示される。しかし、他の実施形態において、いくつかのステップは示されるものと異なる順序で起こってもよく、いくつかのステップは同時に行われてもよく、いくつかのステップは他のステップと組み合わされてもよく、いくつかのステップは欠けてもよい。
【００３９】
電力変換器は、クロック信号を受信する（ブロック４０２）。電力変換器は、入力電圧を更に受け取り、ローパスフィルタのコンデンサの出力電圧を生成する。これを行うために、電力変換器は、１度に２つのパワートランジスタのうちの１つを交代で作動させることで（ブロック４０４）、１つ以上の構成要素に対するインダクタ電流及び負荷電流を生成する（ブロック４０６）。クロック周期の短位相で作動していると制御ロジックが判定した場合には（条件ブロック４０８の「はい」分岐）、電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に基づいて、電流が生成される（ブロック４１０）。生成された電流に基づく電圧が生成される（ブロック４１２）。いくつかの実施形態において、電流源は、コンデンサを充電するための電流を生成し、これにより電圧が生成される。生成された電圧は、第１の電圧としてコントローラ内のＰＷＭ比較器へ送られる（ブロック４１８）。
【００４０】
クロック周期の長位相で作動していると制御ロジックが判定した場合には（条件ブロック４０８の「いいえ」分岐）、インダクタ電流の低減版としてセンス電流が生成される（ブロック４１４）。インダクタ電流の低減版は、係数Ｋで分割されたインダクタ電流に等しい電流である。一例では、Ｋが１，０００であり、インダクタ電流が３アンペア（Ａ）である時、センス電流は３ミリアンペア（ｍＡ）である。センス電流に基づいて、電圧が生成される（ブロック４１６）。いくつかの実施形態において、１つ以上の受動素子を用いて、センス電流が電圧値に変換される。生成された電圧は、第１の電圧としてコントローラ内のＰＷＭ比較器へ送られる（ブロック４１８）。したがって、ＰＷＭ比較器に送られる第１の電圧の値は、クロック周期の短位相で作動しているか、長位相で作動しているかに基づく。
【００４１】
電力変換器の出力電圧と基準電圧との差に基づいて、第２の電圧が生成される（ブロック４２０）。いくつかの実施形態において、演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）を使用して、差動入力電圧に基づいて出力電流が生成され、出力電流は、１つ以上の受動素子を使用して第２の電圧に変換される。第１の電圧は、第２の電圧と比較される（ブロック４２２）。様々な実施形態において、ＰＷＭ比較器は、第１の電圧と第２の電圧を比較する。比較の結果により、２つのパワートランジスタのうちのどちらが作動しているかが特定される。方法４００の制御フローは、電力変換器が１度に２つのパワートランジスタのうちの１つを交代で作動させるブロック４０４に戻る。
【００４２】
ここで図５を参照すると、電流源５００の一実施形態の概要ブロック図が示される。前述の回路及び信号には、同一の番号が付与される。示されるように、電流源５００は、スイッチＳ２  ３４０を流れる電流を生成して、コンデンサＣ１  ３４２をセンス電圧３５０まで充電する。電流量は、入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に基づく。様々な実施形態において、電流センス増幅器がローサイドパワートランジスタ１３４を通る電流を測定する場合に、電流源５００が選択される。よって、クロック周期の長位相は、低位相でもある。電流源５００（並びに電流源６００）は、入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に比例した電流を生成する一実施形態であることに留意されたい。入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に比例した電流を生成する電流源の他の実施形態も可能であり、想定される。
【００４３】
いくつかの実施形態において、増幅器５４０は、その差動入力電圧に基づいて、出力電圧を生成する増幅器である。別の実施形態では、増幅器５４０は、その差動入力電圧に基づいて出力電流を生成するＯＴＡであり、出力電流は、１つ以上の受動素子を使用して電圧値に変換される。増幅器５４０は、出力電圧ＶＯＵＴ１６２を、１つの入力として受け取る。更に、増幅器５４０は、入力電圧ＶＩＮ１３０と抵抗Ｒ１  ５２０の両端の電圧降下との差に等しい値を、第２の入力として受け取る。生成された出力電圧は、ｎｆｅｔと示されるトランジスタ５３０のゲート端子により受け取られる。
【００４４】
トランジスタ５３０のドレイン端子は、抵抗Ｒ１  ５２０に接続されている。ソース端子は、ダイオード接続トランジスタ５５０のドレイン端子に接続されている。トランジスタ５５０及び５５２は、電流ミラーを形成する。トランジスタ５５０及び５５２のそれぞれは、ｎｆｅｔである。トランジスタ５５２は、電流ミラーの電流シンクトランジスタである。電流ミラーのダイオード接続トランジスタ５５０のデバイス幅と、電流ミラーの電流シンクトランジスタ５５２のデバイス幅が一致する場合、トランジスタ５５２を流れるセンス電流は、ダイオード接続トランジスタ５５０を通る基準電流に等しくなる。デバイス幅が非統一比である場合、センス電流は、非統一比に基づいた基準電流の低減版となる。
【００４５】
トランジスタ５５２のドレイン端子は、ｐｆｅｔであるダイオード接続トランジスタ５１０のドレイン端子に接続されている。トランジスタ５１０及び５１２は、第２の電流ミラーを形成する。トランジスタ５１０及び５１２のそれぞれは、ｐｆｅｔである。トランジスタ５１２は、電流ミラーの電流シンクトランジスタである。トランジスタ５１２のドレイン端子は、スイッチＳ２  ３４０に接続されている。第１の電流ミラーと同様に、電流ミラーのダイオード接続トランジスタ５１０のデバイス幅と、電流ミラーの電流シンクトランジスタ５１２のデバイス幅が一致する場合、トランジスタ５１２を流れるセンス電流は、ダイオード接続トランジスタ５１０を通る基準電流に等しくなる。デバイス幅が非統一比である場合、センス電流は、非統一比に基づいた基準電流の低減版となる。
【００４６】
図６を参照すると、電流源６００の一実施形態の概要ブロック図が示される。前述の回路及び信号には、同一の番号が付与される。示されるように、電流源６００は、コンデンサＣ１  ３４２からスイッチＳ２  ３４０を流れる電流を生成する。様々な実施形態において、電流センス増幅器がハイサイドパワートランジスタ１３２を通る電流を測定する場合に、電流源６００が選択される。よって、クロック周期の長位相は、高位相でもある。
【００４７】
電流源５００と同様に、電流源６００は増幅器６４０を含み、増幅器は、その差動入力電圧に基づいて、ｐｆｅｔ６３０のゲート端子の出力電圧を生成する。増幅器６４０は、出力電圧ＶＯＵＴ１６２を、１つの入力として受け取る。更に、増幅器６４０は、抵抗Ｒ１  ６２０の両端の電圧降下に等しい値を、第２の入力として受け取る。ｐｆｅｔ６３０のソース端子は、ダイオード接続ｐｆｅｔトランジスタ６１０のドレイン端子に接続されている。
【００４８】
ｐｆｅｔ６１２は、ダイオード接続ｐｆｅｔトランジスタ６１０を伴って形成された電流ミラーの電流シンクトランジスタである。トランジスタ６１０と６１２とのデバイス幅の比により、ｐｆｅｔ６１０を流れる基準電流と比べたｐｆｅｔ６１２を流れる出力電流の比が決定される。ｎｆｅｔ６５０のドレイン端子は、ｐｆｅｔ６１２のドレイン端子に接続されている。電流ミラーの出力電流は、ｐｆｅｔ６５０を作動させ、これはｎｆｅｔ６５２も作動させる。スイッチＳ２  ３４０が閉じられると、コンデンサＣ１  ３４２は、ｎｆｅｔ６５２を通してグラウンド基準まで放電する。
【００４９】
様々な実施形態において、前述の方法及び／又は機構を実施するために、ソフトウェアアプリケーションのプログラム命令が使用され得る。プログラム命令は、ハードウェアの行動をＣ言語などの高水準プログラミング言語で記述し得る。あるいは、Ｖｅｒｉｌｏｇなどのハードウェア設計言語（hardware design language、ＨＤＬ）が使用され得る。プログラム命令は、非一時的コンピュータ可読記憶媒体に記憶され得る。多数の種類の記憶媒体が利用可能である。記憶媒体は、プログラム実行のためのプログラム命令及び関連データをコンピュータに提供するために、コンピュータにより使用中にアクセス可能であり得る。いくつかの実施形態において、ゲートのリストを含むネットリストを合成ライブラリから生成するために、合成ツールがプログラム命令を読み出す。
【００５０】
上述の実施形態は、実施態様の非限定的な例にすぎないことが強調される。上述の開示内容が十分に理解されれば、多くの変形及び修正が当業者には明らかになるであろう。以下の「特許請求の範囲」は、そのような変形及び修正の全てを包含するように解釈されることが意図される。
【図１】
2019047720.tif 000003
【図２】
2019047720.tif 000004
【図３】
2019047720.tif 000005
【図４】
2019047720.tif 000006
【図５】
2019047720.tif 000007
【図６】
2019047720.tif 000008
【手続補正書】
【提出日】平成30年9月25日(2018.9.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書において説明される実施形態は、集積回路の分野に関し、特に、クロック周期のフィードバック情報を監視することにより、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を生成することに関する。
【背景技術】
【０００２】
コンピューティングシステムは通常、複数の構成要素を含み、これらのうちの多くは、データを処理することが可能である。これらの複数の構成要素は、インターフェースと、機能ブロック又はユニットとを含む。様々な実施形態において、これらの複数の構成要素は、システムオンチップ（system on a chip、ＳＯＣ）、マルチチップモジュール（multi−chip module、ＭＣＭ）、又はプリント回路基板のうちの１つの上に存在する個々のダイである。このような構成要素の例としては、中央処理装置（central processing unit、ＣＰＵ）内の１つ以上のコアを有する汎用プロセッサ、グラフィック処理ユニット（graphics processing units、ＧＰＵ）及びデジタル信号プロセッサ（digital signal processors、ＤＳＰ）内の１つ以上のコアを有する高度並列データ処理アーキテクチャプロセッサ、表示コントローラ、音声処理構成要素、ネットワーク構成要素、周辺インターフェースコントローラ、並びにメモリコントローラなどが挙げられる。
【０００３】
コンピューティングシステム内の電力管理ユニットなどの制御ロジックは、様々な構成要素の１つ以上の動作状態を特定する。動作状態には、電源電圧と、動作クロック周波数とが含まれる。クロック生成回路は、１つ以上の特定の異なる周波数を有する異なるクロック信号を生成するのに対し、配電ネットワークは、１つ以上の特定の異なる電源電圧を提供する。このオンチップネットワークは、電源及び調整回路を用いて、機能ユニット内のデバイスが使用する特定の異なる電源電圧を生成する。更に、ネットワークは１組のオンチップ面（例えば金属層）に依存し得る。オンチップ面では、１つの面（「電源プレーン」）が電源電圧に特化され、別の１つのプレーン（「グラウンドプレーン」）がグラウンド値に特化される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
構成要素内のデバイスが電源プレーン及びグラウンドプレーンから電流を引く時、電流の需要の変化により、電流抵抗（current-resistance、ＩＲ）降下及び過渡電圧降下の両方が生じる。更に、モバイルデバイスなどのバッテリ駆動デバイスの場合、バッテリにより提供される電圧値は、蓄積されたエネルギーが消費されるにつれて減少する。電圧変動の持続時間は一時的かもしれないが、電圧変動は、システム内のデバイスの行動を信頼性のないものにし得る。一般に、フィードバック情報を監視し、安定した出力電圧を提供するために、電力変換器が使用される。しかし、多くの場合、フィードバック情報を提供するために使用される回路は、フィードバック情報を適切に提供するのに十分な時間を有さない。
【０００５】
このことから、クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を生成する方法及び機構が望まれる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を生成するシステム及び方法が開示される。様々な実施形態において、電力変換器は、入力電圧を受け取り、ローパスフィルタのコンデンサの出力電圧を生成する。出力電圧は、中央処理装置（ＣＰＵ）、及びグラフィック処理ユニット（ＧＰＵ）などといった１つ以上の構成要素に送られる。電力変換器は、ローパスフィルタに接続された出力と直列に接続された２つのパワートランジスタを含む。電力変換器内のドライバは、インダクタ電流の変化に少なくとも基づいて、２つのパワートランジスタを作動及び停止させる。インダクタ電流の平均値は、供給される負荷電流の値である。出力電圧が同一値で存続することが望ましくある中、１つ以上の構成要素により引かれる負荷電流が変化すると、インダクタ電流も変化し、これは電流フィードバック回路により監視される。
【０００７】
電流フィードバック回路は、電流センス増幅器を含み、これは、インダクタ電流を受け取り、１つ以上の比較器へ送るインダクタ電流の低減版としてセンス電流を生成する。所与電流の低減版は、所与電流と比べるとアンペア数の低い電流である。例えば、一実施形態において、所与電流の低減版は、係数Ｋで分割された所与電流に等しい電流である。例えば、Ｋが１，０００であり、インダクタ電流が３アンペア（amperes、Ａ）である時、センス電流は３ミリアンペア（milliamperes、ｍＡ）である。クロック周期は、高位相と低位相に分割され、これらの位相のうちの１つは、相対的短位相である。インダクタ電流は負荷電流に比例するため、負荷電流が変化すると、インダクタ電流も変化する。インダクタ電流信号が所与の閾値を超えると、比較器のうちの１つは、２つのパワートランジスタへの制御信号を調整し、これにより、２つのパワートランジスタのうちのハイサイドトランジスタが作動している場合、クロック周期の短位相の時間も調整される。ハイサイドトランジスタが作動している時間を調整することにより、出力電圧も調整される。
【０００８】
相対的短位相の間、電流センス増幅器などの１つ以上の構成要素は、起動してフィードバック情報を測定するのに十分な時間を有さない。したがって、電流フィードバック回路内の制御ロジックは、電力変換器がクロック周期の長位相にあると判定すると、電流センス増幅器から第１の電圧を選択して、コントローラ内のパルス幅変調器（pulse width modulator、ＰＷＭ）比較器へ送る。しかし、制御ロジックは、電力変換器がクロック周期の相対的短位相にあると判定すると、電圧発生器から第２の電圧を選択して、コントローラ内のＰＷＭ比較器へ送る。よって、相対的短位相の間は、電流センス増幅器に依存することはない。むしろ、相対的短位相の間は、エミュレート電圧ランプが、インダクタ電流の傾斜を模倣する。
【０００９】
様々な実施形態において、電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源である。電流源は、コンデンサを充電して、第２の電圧を生成する。電流源は、電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に比例した電流を生成する。電流源により提供される第２の電圧は、コンデンサの電圧ランプであり、これは、クロック周期の相対的短位相間のインダクタ電流像である。したがって、相対的短位相の間に１つ以上の閾値に達したか否か判定を行うために、センス電流のピーク値に基づく既定の定電圧値は、１つ以上の比較器へ送られない。代わりに、インダクタ電流像に基づく第２の電圧が、１つ以上の閾値に対する比較に使用される。いくつかの実施形態において、制御ロジックによる第１の電圧及び第２の電圧間の選択は、スイッチにより行われる。別の実施形態においては、マルチプレクサ回路が選択に使用される。
【００１０】
下記の説明及び図面を参照することで、これら及び他の実施形態が更に理解されよう。
【００１１】
方法及び機構の上記の利点及び更なる利点は、添付図面と併せて以下の説明を参照することにより、より理解され得る。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】電力変換器の一実施形態のブロック図である。
【図２】電力変換器の作動時における信号波形の一実施形態のブロック図である。
【図３】電力変換器の別の一実施形態のブロック図である。
【図４】クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を効率的に生成する方法の一実施形態のフロー図である。
【図５】電流源の一実施形態のブロック図である。
【図６】電流源の別の一実施形態のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本開示において説明される実施形態は、様々な変更形態及び代替形態が可能であり得るが、その具体的な実施形態は、例として図面で示され、本明細書において詳細に説明される。しかし、図面及び図面に関する詳細な説明は、開示する特定の形態に実施形態を限定することを意図しておらず、むしろその意図は、添付の請求項の主旨及び範囲に含まれる全ての変更形態、均等形態、及び代替形態を網羅することであることを理解されたい。本出願を通して使用される「〜し得る（ｍａｙ）」という語は、義務的な意味（すなわち、〜しなければならない（ｍｕｓｔ）を意味する）ではなく、許容的な意味（すなわち、〜する可能性を有することを意味する）で使用される。同様に、「含む（ｉｎｃｌｕｄｅ、ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ、及びｉｎｃｌｕｄｅｓ）」という語は、「〜を含むが、それに限定されない」ことを意味する。
【００１４】
種々のユニット、回路、又は他の構成要素については、タスク（単数又は複数）を実行「するように構成されている（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ  ｔｏ）」ものとして述べる場合がある。このような状況では、「〜するように構成されている」は、動作中にタスク（単数又は複数）を実行する「回路を備えている（ｈａｖｉｎｇ  ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ）」ことを広く意味する構造の広義な記述である。よって、ユニット／回路／構成要素は、そのユニット／回路／構成要素が現在作動していない時でも、タスクを実施するように構成することができる。一般に、「〜するように構成されている」に対応する構造を形成する回路は、ハードウェア回路を含み得る。同様に、様々なユニット／回路／構成要素は、説明の便宜上、タスク（単数又は複数）を実行すると記述される場合がある。このような説明は、「〜するように構成されている」という語句を含むと解釈されるべきである。１つ以上のタスクを実行するように構成されているユニット／回路／構成要素の記載は、そのユニット／回路／構成要素に関して米国特許法第１１２条（ｆ）を援用しないことを明示的に意図する。
【００１５】
以下の説明では、本開示で説明される実施形態の完全な理解を提供するために、数多くの具体的な詳細が記載される。しかし、実施形態はこれら具体的な詳細がなくとも実施され得ることを、当業者は認識するはずである。いくつかの事例において、例示を容易にするために、並びに実施形態の説明を不明瞭にすることがないように、周知の回路、構造、及び技術は、詳細には示していない。
【００１６】
ここで図１を参照すると、電力変換器１００の一実施形態の概要ブロック図が示される。例示される実施形態において、電力変換器１００は、コントローラ１１０と、ハイサイドトランジスタ１３２と、ローサイドトランジスタ１３４と、電流フィードバックブロック１７０と、インダクタ１５０及びコンデンサ１６０を有するローパスフィルタとを含む。コントローラ１１０は、誤差増幅器１０２と、パルス幅変調器（ＰＷＭ）比較器１２０とを、少なくとも含む。電流を電圧に変化するために使用される抵抗器及びコンデンサなどの受動素子は、例示を容易にするために図示しない。様々な実施形態において、電力変換器１００は、相対的に高い入力電圧（input voltage、ＶＩＮ）１３０を、ローパスフィルタのコンデンサ１６０の相対的に小さい調整された出力電圧（output voltage、ＶＯＵＴ）１６２に変換する。出力電圧ＶＯＵＴ１６２は、中央処理装置（ＣＰＵ）、グラフィック処理ユニット（ＧＰＵ）、及びシステムオンチップ（ＳＯＣ）などのうちの１つの上に存在する他の個々のダイなどといった、１つ以上の構成要素に送られる。
【００１７】
いくつかの実施形態において、調整済ＶＯＵＴ１６２を供給しながら電池寿命を最長化するために、電力変換器１００がモバイルデバイス内で使用される。一実施形態において、電力変換器１００は、谷制御型電流モード降圧変換器の降圧（バック）切替特性を提供する。一実施形態において、コントローラ１１０は、直流−直流（direct current、ＤＣ）直接変換器適用のための固定周波数パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラである。コントローラ１１０は特定の既知の周波数で作動することから、電磁干渉（electromagnetic interference、ＥＭＩ）を抑制する他の回路の構造は、比較的より簡素になる。
【００１８】
いくつかの実施形態において、ハイサイドトランジスタ１３２及びローサイドトランジスタ１３４のそれぞれは、電力用電界効果トランジスタ（field effect transistor、ＦＥＴ）である。例えば、ハイサイドトランジスタ１３２は電力ｐ型ＦＥＴ（ｐｆｅｔ）であり、ローサイドトランジスタ１３４は電力ｎ型ＦＥＴ（ｎｆｅｔ）である。トランジスタ１３２が作動状態であり、トランジスタ１３４が停止状態である時、インダクタ１５０を介して入力電圧（ＶＩＮ）１３０から電流が流れ、コンデンサ１６０を充電する。電流は、正勾配で流れる。代替的な事例では、トランジスタ１３２が停止状態であり、トランジスタ１３４が作動中である時、コンデンサ１６０は放電する。代替的な事例では、インダクタ電流の大部分は、グラウンド基準からコンデンサ１６０に流れ、電流の相対的小部分は、電流フィードバックブロック１７０からコンデンサ１６０に流れる。
【００１９】
いくつかの実施形態において、インダクタ１５０を通るピーク電流とインダクタ１５０のサイズの両方が、インダクタ１５０の飽和電流定格に関連することから、インダクタ１５０を通るピーク電流を使用して、インダクタ１５０のサイズが決定される。コンデンサ１６０は、ＶＯＵＴ１６２における電圧オーバーシュート及び電圧リプルを最小化する。コンデンサ１６０のサイズ決定は、ＶＯＵＴ１６２における電圧オーバーシュート及び電圧リプルの両方を生じる不十分な出力容量の回避程度に依存する。電圧リプルはまた、コンデンサ１６０における相対的に高い等価直列抵抗（equivalent-series resistance、ＥＳＲ）に依存する。このため、全ての直列ＥＳＲは、相対的に低くなるように設計される。
【００２０】
様々な実施形態において、コントローラ１１０内のドライバは、インダクタ電流（inductor current、ＩＬ）１５２の変化に少なくとも基づいて、２つのパワートランジスタ１３２及び１３４を作動、並びに停止させる。インダクタ電流ＩＬ１５２の平均値は、１つ以上の構成要素に供給される負荷電流の値である。出力電圧ＶＯＵＴ１６２が比較的同一値で存続する中、１つ以上の構成要素により引かれる負荷電流が変化すると、インダクタ電流ＩＬ１５２も変化し、これは電流フィードバックブロック１７０により監視される。
【００２１】
本明細書において用いられるように、値が評価可能な状態に達すると、値はアサートされると判定される。一例では、論理低値を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号１２２は、ハイサイドトランジスタ１３２が電流を導電してそのドレイン端子上の出力ノード１３６を充電することを可能にし、これにより、ノード１３６の電圧は増大する。このような場合、信号１２２はアサートされると判定される。この場合、信号１２２にアサートされる資格を与える状態として、論理低値が使用される。これに対して、論理高値を有する信号１２２は、ハイサイドトランジスタ１３２が電流を導電することを無効にする。このような場合、信号１２２はネゲートされると判定される。
【００２２】
いくつかの実施形態において、コントローラ１１０が出力信号ＰＷＭ１２２に対し論理高値を生成する場合、コントローラ１１０は同時に、ハイサイドトランジスタ１３２のゲート電圧をアサートすることによりハイサイドトランジスタ１３２を作動させ、ローサイドトランジスタ１３４のゲート電圧をネゲートすることによりローサイドトランジスタ１３４を停止させる。反対に、コントローラ１１０が出力信号ＰＷＭ１２２に対し論理低値を生成する場合、コントローラ１１０は同時に、ハイサイドトランジスタ１３２のゲート電圧をネゲートすることによりハイサイドトランジスタ１３２を停止させ、ローサイドトランジスタ１３４のゲート電圧をアサートすることによりローサイドトランジスタ１３４を作動させる。
【００２３】
いくつかの実施形態において、コントローラ１１０からの切替制御により、ノード１３６の信号は、ＶＩＮ１３０のピーク値とグラウンド基準の低値とを有する方形波形である。信号ＶＯＵＴ１６２は、ノード１３６の信号のフィルタ処理版であり、また、ノード１３６の信号のデューティサイクルに依存する。例えば、電源ＶＩＮ１３０が５ボルト（volt、Ｖ）の値を有し、コントローラ１１０が２０％のデューティサイクルでノード１３６の信号の方形波形を生成する場合、出力信号ＶＯＵＴ１６２は一定値１．０Ｖを有する。別の一例では、コントローラ１１０が１０％のデューティサイクルでノード１３６の信号の方形波形を生成する場合、出力信号ＶＯＵＴ１６２は一定値０．５Ｖを有する。インダクタ１５０及びコンデンサ１６０は、ローパスフィルタとして用いられ、これにより、ノード１３６の平均電圧値として出力ＶＯＵＴ１６２が提供される。一実施形態において、コントローラ１１０は、外部電力管理ユニットからの制御信号（図示せず）に加えて、電流フィードバックブロック１７０及び出力電圧ＶＯＵＴ１６２からフィードバック情報を受信する。コントローラ１１０は、受信した情報を使用して、デューティサイクル及びＶＯＵＴ１６２の結果値を特定する。
【００２４】
出力電圧ＶＯＵＴ１６２は、１つ以上の構成要素に送られることに加えて、コントローラ１１０内の誤差増幅器１０２へ、フィードバック電圧１６４として送られる。いくつかの実施形態において、フィードバック電圧１６４は、出力電圧ＶＯＵＴ１６２と等しい。別の実施形態において、出力電圧ＶＯＵＴ１６２からフィードバック電圧１６４を作るために、分圧器が使用される。基準電圧１０２が受け取られ、フィードバック電圧１６４と比較される。一実施形態において、誤差増幅器１０２は、差動入力電圧に基づいて出力電流を生成する演算相互コンダクタンス増幅器（operational transconductance amplifier、ＯＴＡ）である。
【００２５】
いくつかの実施形態において、生成された出力電流は、ＰＷＭ比較器１２０へ送られる。別の実施形態において、１つ以上の受動素子を使用して、生成された出力電流は、ＰＷＭ比較器１２０により受け取られる電圧値に変換される。一実施形態において、２つのパワートランジスタ１３２及び１３４のうちのどちらを作動させるかを判定するために、生成された出力電流、及び誤差増幅器１０２からの変換電圧のうち１つを用いて、ＰＷＭ比較器１２０の閾値が設定される。この閾値判定は、ノード１３６のデューティサイクルと、出力電圧ＶＯＵＴ１６２とを決定する。ＰＷＭ比較器１２０の他の入力が閾値を超えた場合、ＰＷＭ比較器は、ＰＷＭ信号１２２に対し論理低値を生成し、これにより、ハイサイドパワートランジスタ１３２は作動する。一実施形態において、コントローラ１１０は、ＰＷＭ比較器１２０とＰＷＭ信号１２２との間のセットリセット（set-reset、ＳＲ）ラッチ及び１つ以上のバッファを使用する。
【００２６】
電流フィードバックブロック１７０は、電流センス増幅器（図示せず）を含み、これは、インダクタ電流ＩＬ１５２を受け取り、１つ以上の比較器に送るインダクタ電流ＩＬ１５２の低減版としてセンス電流を生成する。いくつかの実施形態において、センス電流は、係数Ｋで分割されたインダクタ電流に等しい。一例では、Ｋが１，０００であり、インダクタ電流が３アンペア（Ａ）である時、センス電流は３ミリアンペア（ｍＡ）である。１つ以上の比較器の出力は、コントローラ１１０に送られる。一実施形態において、生成されたセンス電流は、ノード１０８によりＰＷＭ比較器１２０へ送られる。別の一実施形態において、生成されたセンス電流は、１つ以上の受動素子を使用して電圧に変換され、変換された電圧は、ノード１０８によりＰＷＭ比較器１２０へ送られる。別の実施形態において、電流電圧変換は、コントローラ１１０内にて行われる。
【００２７】
前述のように、インダクタ電流ＩＬ１５２の平均値は、１つ以上の構成要素に供給される負荷電流の値である。出力電圧ＶＯＵＴ１６２が比較的同一値で存続することが望ましくある中、１つ以上の構成要素により引かれる負荷電流が変化すると、インダクタ電流ＩＬ１５２も変化し、これは電流フィードバックブロック１７０により監視される。クロック周期は、高位相と低位相に分割され、これらの位相のうちの１つは、相対的短位相である。相対的短位相の間、電流フィードバックブロック１７０内の電流センス増幅器などの１つ以上の構成要素は、起動して、インダクタ電流ＩＬ１５２からセンス電流を生成し、任意の電流電圧変換を実行し、限られた時間内に情報をコントローラ１１０へ送信するのに十分な時間を有さない。そのため、電流フィードバックブロック１７０及びコントローラ１１０のうちの１つの制御ロジックは、ＰＷＭ比較器１２０への入力を提供するソースを２つのソースから選択する。
【００２８】
一実施形態において、２つのソースから選択を行う上記の制御ロジックは、電流フィードバックブロック１７０内に配置される。制御ロジックは、電力変換器１００がクロック周期の長位相にあると判定すると、電流センス増幅器の出力から生成される第１の電圧を選択して、ＰＷＭ比較器１２０へ送る。しかし、制御ロジックは、電力変換器１００がクロック周期の相対的短位相にあると判定すると、電圧発生器から第２の電圧を選択して、コントローラ１１０内のＰＷＭ比較器１２０へ送る。よって、相対的短位相の間は、電流センス増幅器に依存することはない。むしろ、相対的短位相の間は、エミュレート電圧ランプが、インダクタ電流ＩＬ１５２の傾斜を模倣する。様々な実施形態において、電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源である。電流源は、コンデンサを充電して、第２の電圧を生成する。電流源は、入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に比例した電流を生成する。
【００２９】
ここで図２を参照すると、電力変換器の作動時における信号波形２００の一実施形態の概要ブロック図が示される。例示される実施形態において、前述の信号波形には、同一の番号が付与される。様々な実施形態において、クロック信号２１０は、固定周波数を有する。したがって、クロック信号２１０は、固定クロック周期２１２を有する。クロック周期２１２は、時間ｔ１と時間ｔ４との間に合致する。クロック周期２１２は、相対的短位相２１４及び長位相２１６に分割される。短位相２１４は、時間ｔ１と時間ｔ２との間である。長位相２１６は、時間ｔ２と時間ｔ４との間である。例示される実施形態において、長位相２１６は、クロック周期２１２の約４分の３であり、短位相２１４は、クロック周期２１２の約４分の１であるが、他の割合も可能であり、想定される。示されるように、信号ＰＷＭ１２２及びノード１３６のそれぞれは、電力供給ＶＩＮ１３０の値とグラウンド基準とを交互に繰り返す方形波である。
【００３０】
クロック信号２１０の立ち上がりエッジに到達すると、ＰＷＭ信号１２２は、論理高値から論理低値に遷移する。その結果、ローサイドパワートランジスタ１３４が停止し、ハイサイドパワートランジスタ１３２が作動する。したがって、ノード１３６の信号は、論理低値から論理高値に遷移し、時間ｔ１と時間ｔ２との間で論理高値を維持する。ノード１３６の信号のデューティサイクルは、半分未満として示される。短位相２１４の間にノード１３６の信号は論理高値となるため、デューティサイクルは約２５％である。例えば、ノード１３６の信号は、時間ｔ１と時間ｔ２との間、及び時間ｔ４と時間ｔ５との間に、論理高値となる。
【００３１】
前述のように、信号ＶＯＵＴ１６２（ここでは図示せず）である電力変換器１００の出力は、インダクタ１５０とコンデンサ１６０との対により生成されるローパスフィルタに起因するノード１３６の電圧信号の平均である。よって、出力信号ＶＯＵＴ１６２は、ノード１３６の信号のピーク電圧と、ノード１３６の信号のデューティサイクルとの乗法の積である。非ゼロの正の負荷電流を生成するために、電力変換器１００は、インダクタ電流ＩＬ１５２を生成する。前述のように、インダクタ電流ＩＬ１５２の平均値は、供給される負荷電流の値である。よって、インダクタ電流ＩＬ１５２の三角波形の平均値は、供給される負荷電流の値である。したがって、インダクタ電流ＩＬ１５２のピークは、供給される負荷電流の値を超え、インダクタ電流ＩＬ１５２の谷（最低値）は、供給される負荷電流の値を下回る。
【００３２】
示されるように、ハイサイドトランジスタ１３２が作動し、ローサイドトランジスタ１３４が停止している短位相２１４である時間ｔ１とｔ２の間に、インダクタ電流ＩＬ１５２はランプ上昇する。ハイサイドトランジスタ１３２が停止し、ローサイドトランジスタ１３４が作動している長位相２１６である時間ｔ２とｔ４の間に、インダクタ電流ＩＬ１５２はランプ下降する。インダクタ電流ＩＬ１５２は、交互のランプ上昇とランプ下降を繰り返す。例えば、ｔ４とｔ５との間に、インダクタ電流ＩＬ１５２は再びランプ上昇する。
【００３３】
前述のように、相対的短位相２１４の間、電流フィードバックブロック１７０内の電流センス増幅器は、起動して、インダクタ電流ＩＬ１５２からセンス電流を生成し、任意の電流電圧変換を実行し、限られた時間内に情報をコントローラ１１０へ送信するのに十分な時間を有さない。生成されたセンス電流は、ＩＣＳ２０２と示される。時間ｔ１とｔ２との間、更に時間ｔ４とｔ５との間の短位相２１４中に、センス電流ＩＣＳ２０２は、非ゼロで正の値の直流（direct current、ＤＣ）にリセットされる。図２に示されるように、時間ｔ１とｔ２との間、時間ｔ４とｔ５との間、センス電流ＩＣＳ２０２は一定の横電圧値である。短位相２１４の間にＩＣＳ２０２から生成される電圧値も、したがって一定値となる。これに対して、時間ｔ２とｔ４との間、更に時間ｔ５とｔ７との間の長位相中に、センス電流ＩＣＳ２０２は、インダクタ電流ＩＬ１５２に追従する。
【００３４】
ＰＷＭ比較器への入力に、短位相２１４間の既定のノンゼロ電圧値を使用するのではなく、制御ロジックは第２の電圧値を選択する。第２の電圧値は、電圧発生器に由来する。様々な実施形態において、電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源である。電流源は、コンデンサを充電して、第２の電圧を生成する。電流源は、入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に比例した電流を生成する。よって、相対的短位相２１４の間は、電流センス増幅器に依存することはない。むしろ、相対的短位相２１４の間は、エミュレート電圧ランプが、インダクタ電流ＩＬ１５２の傾斜を模倣する。
【００３５】
時間ｔ１とｔ２との間の短位相２１４中、センス電圧２２０にエミュレート電圧ランプが示される。センス電圧２２０の傾斜は、インダクタ電流ＩＬ１５２の傾斜と比較的に同一である。時間ｔ２とｔ４との間の長位相２１６中、電流センス増幅器の出力が選択され、センス電圧２２０が提供される。再び、センス電圧２２０の傾斜は、インダクタ電流ＩＬ１５２の傾斜と比較的に同一となる。長位相２１６の間に、インダクタ電流ＩＬ１５２の低減版であるセンス電流ＩＣＳ２０２から、センス電圧２２０は生成される。いくつかの実施形態において、時間ｔ２とｔ４との間などの長位相の間、センス電流ＩＣＳ２０２は、係数Ｋで分割されたインダクタ電流ＩＬ１５２に等しい。一例では、Ｋが１，０００であり、インダクタ電流ＩＬ１５２が３アンペア（Ａ）である時、センス電流ＩＣＳ２０２は３ミリアンペア（ｍＡ）である。時間ｔ１とｔ２との間などの短位相２１４の間、センス電圧２２０は、インダクタ電流ＩＬ１５２を模倣する電圧発生器から生成される。
【００３６】
図３を参照すると、電力変換器３００の別の一実施形態の概要ブロック図が示される。前述の制御ロジック及び回路には、同一の番号が付与される。示されるように、電流フィードバックブロック３７０は、電流センス増幅器３１０と、レジスタＲ１  ３１２と、スイッチＳ１  ３２０及びＳ２  ３４０と、電流源Ｉ１  ３３０と、コンデンサＣ１  ３４２とを含む。インダクタ電流ＩＬ１５２は、電流センス増幅器３１０によりランプ電圧信号に変換される。ランプ電圧は、インダクタ電流ＩＬ１５２を表す。いくつかの実施形態において、ランプ電圧はまた、インダクタ電流ＩＬ１５２と組み合わされた補償ランプ信号を表す。センス電圧３５０は、電流センス増幅器３１０、又は電流源Ｉ１  ３３０とコンデンサＣ１  ３４２とを含む電圧発生器のいずれからから生成される。センス電圧３５０は、コントローラ１１０内のＰＷＭ比較器に送られ、内部電流制御ループが形成される。
【００３７】
示されるように、スイッチＳ１  ３２０が閉じられ、スイッチＳ２  ３４０が開かれると、センス電圧３５０は、電流センス増幅器３１０からの出力を受け取る。電力変換器３００がクロック周期の長位相にあると制御ロジックが判定する時、制御信号は、このようにスイッチを開閉するように設定され得る。これに対して、スイッチＳ１  ３２０が開かれ、スイッチＳ２  ３４０が閉じられると、センス電圧３５０は、電流源Ｉ１  ３３０により充電されたコンデンサＣ１  ３４２の出力を受け取る。電力変換器３００がクロック周期の短位相にあると制御ロジックが判定する時、制御信号は、このようにスイッチを開閉するように設定され得る。
【００３８】
ここで図４を参照すると、クロック周期全体のフィードバック情報を確認することで、１つ以上の構成要素に対し安定した出力電圧を効率的に生成する方法４００の一実施形態の概要フロー図が示される。説明のために、この実施形態のステップが順番に示される。しかし、他の実施形態において、いくつかのステップは示されるものと異なる順序で起こってもよく、いくつかのステップは同時に行われてもよく、いくつかのステップは他のステップと組み合わされてもよく、いくつかのステップは欠けてもよい。
【００３９】
電力変換器は、クロック信号を受信する（ブロック４０２）。電力変換器は、入力電圧を更に受け取り、ローパスフィルタのコンデンサの出力電圧を生成する。これを行うために、電力変換器は、１度に２つのパワートランジスタのうちの１つを交代で作動させることで（ブロック４０４）、１つ以上の構成要素に対するインダクタ電流及び負荷電流を生成する（ブロック４０６）。クロック周期の短位相で作動していると制御ロジックが判定した場合には（条件ブロック４０８の「はい」分岐）、電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に基づいて、電流が生成される（ブロック４１０）。生成された電流に基づく電圧が生成される（ブロック４１２）。いくつかの実施形態において、電流源は、コンデンサを充電するための電流を生成し、これにより電圧が生成される。生成された電圧は、第１の電圧としてコントローラ内のＰＷＭ比較器へ送られる（ブロック４１８）。
【００４０】
クロック周期の長位相で作動していると制御ロジックが判定した場合には（条件ブロック４０８の「いいえ」分岐）、インダクタ電流の低減版としてセンス電流が生成される（ブロック４１４）。インダクタ電流の低減版は、係数Ｋで分割されたインダクタ電流に等しい電流である。一例では、Ｋが１，０００であり、インダクタ電流が３アンペア（Ａ）である時、センス電流は３ミリアンペア（ｍＡ）である。センス電流に基づいて、電圧が生成される（ブロック４１６）。いくつかの実施形態において、１つ以上の受動素子を用いて、センス電流が電圧値に変換される。生成された電圧は、第１の電圧としてコントローラ内のＰＷＭ比較器へ送られる（ブロック４１８）。したがって、ＰＷＭ比較器に送られる第１の電圧の値は、クロック周期の短位相で作動しているか、長位相で作動しているかに基づく。
【００４１】
電力変換器の出力電圧と基準電圧との差に基づいて、第２の電圧が生成される（ブロック４２０）。いくつかの実施形態において、演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）を使用して、差動入力電圧に基づいて出力電流が生成され、出力電流は、１つ以上の受動素子を使用して第２の電圧に変換される。第１の電圧は、第２の電圧と比較される（ブロック４２２）。様々な実施形態において、ＰＷＭ比較器は、第１の電圧と第２の電圧を比較する。比較の結果により、２つのパワートランジスタのうちのどちらが作動しているかが特定される。方法４００の制御フローは、電力変換器が１度に２つのパワートランジスタのうちの１つを交代で作動させるブロック４０４に戻る。
【００４２】
ここで図５を参照すると、電流源５００の一実施形態の概要ブロック図が示される。前述の回路及び信号には、同一の番号が付与される。示されるように、電流源５００は、スイッチＳ２  ３４０を流れる電流を生成して、コンデンサＣ１  ３４２をセンス電圧３５０まで充電する。電流量は、入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に基づく。様々な実施形態において、電流センス増幅器がローサイドパワートランジスタ１３４を通る電流を測定する場合に、電流源５００が選択される。よって、クロック周期の長位相は、低位相でもある。電流源５００（並びに電流源６００）は、入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に比例した電流を生成する一実施形態であることに留意されたい。入力電圧ＶＩＮ１３０と出力電圧ＶＯＵＴ１６２との差に比例した電流を生成する電流源の他の実施形態も可能であり、想定される。
【００４３】
いくつかの実施形態において、増幅器５４０は、その差動入力電圧に基づいて、出力電圧を生成する増幅器である。別の実施形態では、増幅器５４０は、その差動入力電圧に基づいて出力電流を生成するＯＴＡであり、出力電流は、１つ以上の受動素子を使用して電圧値に変換される。増幅器５４０は、出力電圧ＶＯＵＴ１６２を、１つの入力として受け取る。更に、増幅器５４０は、入力電圧ＶＩＮ１３０と抵抗Ｒ１  ５２０の両端の電圧降下との差に等しい値を、第２の入力として受け取る。生成された出力電圧は、ｎｆｅｔと示されるトランジスタ５３０のゲート端子により受け取られる。
【００４４】
トランジスタ５３０のドレイン端子は、抵抗Ｒ１  ５２０に接続されている。ソース端子は、ダイオード接続トランジスタ５５０のドレイン端子に接続されている。トランジスタ５５０及び５５２は、電流ミラーを形成する。トランジスタ５５０及び５５２のそれぞれは、ｎｆｅｔである。トランジスタ５５２は、電流ミラーの電流シンクトランジスタである。電流ミラーのダイオード接続トランジスタ５５０のデバイス幅と、電流ミラーの電流シンクトランジスタ５５２のデバイス幅が一致する場合、トランジスタ５５２を流れるセンス電流は、ダイオード接続トランジスタ５５０を通る基準電流に等しくなる。デバイス幅が非統一比である場合、センス電流は、非統一比に基づいた基準電流の低減版となる。
【００４５】
トランジスタ５５２のドレイン端子は、ｐｆｅｔであるダイオード接続トランジスタ５１０のドレイン端子に接続されている。トランジスタ５１０及び５１２は、第２の電流ミラーを形成する。トランジスタ５１０及び５１２のそれぞれは、ｐｆｅｔである。トランジスタ５１２は、電流ミラーの電流シンクトランジスタである。トランジスタ５１２のドレイン端子は、スイッチＳ２  ３４０に接続されている。第１の電流ミラーと同様に、電流ミラーのダイオード接続トランジスタ５１０のデバイス幅と、電流ミラーの電流シンクトランジスタ５１２のデバイス幅が一致する場合、トランジスタ５１２を流れるセンス電流は、ダイオード接続トランジスタ５１０を通る基準電流に等しくなる。デバイス幅が非統一比である場合、センス電流は、非統一比に基づいた基準電流の低減版となる。
【００４６】
図６を参照すると、電流源６００の一実施形態の概要ブロック図が示される。前述の回路及び信号には、同一の番号が付与される。示されるように、電流源６００は、コンデンサＣ１  ３４２からスイッチＳ２  ３４０を流れる電流を生成する。様々な実施形態において、電流センス増幅器がハイサイドパワートランジスタ１３２を通る電流を測定する場合に、電流源６００が選択される。よって、クロック周期の長位相は、高位相でもある。
【００４７】
電流源５００と同様に、電流源６００は増幅器６４０を含み、増幅器は、その差動入力電圧に基づいて、ｐｆｅｔ６３０のゲート端子の出力電圧を生成する。増幅器６４０は、出力電圧ＶＯＵＴ１６２を、１つの入力として受け取る。更に、増幅器６４０は、抵抗Ｒ１  ６２０の両端の電圧降下に等しい値を、第２の入力として受け取る。ｐｆｅｔ６３０のソース端子は、ダイオード接続ｐｆｅｔトランジスタ６１０のドレイン端子に接続されている。
【００４８】
ｐｆｅｔ６１２は、ダイオード接続ｐｆｅｔトランジスタ６１０を伴って形成された電流ミラーの電流シンクトランジスタである。トランジスタ６１０と６１２とのデバイス幅の比により、ｐｆｅｔ６１０を流れる基準電流と比べたｐｆｅｔ６１２を流れる出力電流の比が決定される。ｎｆｅｔ６５０のドレイン端子は、ｐｆｅｔ６１２のドレイン端子に接続されている。電流ミラーの出力電流は、ｐｆｅｔ６５０を作動させ、これはｎｆｅｔ６５２も作動させる。スイッチＳ２  ３４０が閉じられると、コンデンサＣ１  ３４２は、ｎｆｅｔ６５２を通してグラウンド基準まで放電する。
【００４９】
様々な実施形態において、前述の方法及び／又は機構を実施するために、ソフトウェアアプリケーションのプログラム命令が使用され得る。プログラム命令は、ハードウェアの行動をＣ言語などの高水準プログラミング言語で記述し得る。あるいは、Ｖｅｒｉｌｏｇなどのハードウェア設計言語（hardware design language、ＨＤＬ）が使用され得る。プログラム命令は、非一時的コンピュータ可読記憶媒体に記憶され得る。多数の種類の記憶媒体が利用可能である。記憶媒体は、プログラム実行のためのプログラム命令及び関連データをコンピュータに提供するために、コンピュータにより使用中にアクセス可能であり得る。いくつかの実施形態において、ゲートのリストを含むネットリストを合成ライブラリから生成するために、合成ツールがプログラム命令を読み出す。
【００５０】
上述の実施形態は、実施態様の非限定的な例にすぎないことが強調される。上述の開示内容が十分に理解されれば、多くの変形及び修正が当業者には明らかになるであろう。以下の「特許請求の範囲」は、そのような変形及び修正の全てを包含するように解釈されることが意図される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器のインダクタ電流に基づいて、第１の電圧を生成するように構成された電流センス増幅器と、
第２の電圧を生成するように構成された電圧発生器と、
前記電力変換器がデューティサイクルの長位相にあるという判定に応じて、外部パルス幅変調器比較器へ前記第１の電圧を送り、
前記電力変換器がデューティサイクルの短位相にあるという判定に応じて、前記外部パルス幅変調器比較器へ前記第２の電圧を送る
ように構成された制御ロジックと、
を備える、電流フィードバック回路。
【請求項２】
前記電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源を含み、前記コンデンサを充電する前記電流源は、前記第２の電圧を生成する、請求項１に記載の電流フィードバック回路。
【請求項３】
前記電流源は、前記電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に比例した電流を生成するように構成されている、請求項２に記載の電流フィードバック回路。
【請求項４】
電流センス増幅器は、
前記電力変換器のインダクタ電流を受け取り、
前記インダクタ電流の低減版として、センス電流を生成し、
前記センス電流に基づいて、前記第１の電圧を生成する
ように構成されている、請求項１に記載の電流フィードバック回路。
【請求項５】
前記電流センス増幅器の出力と前記ＰＷＭ比較器の入力との間に第１のスイッチを更に備える前記電流フィードバック回路であって、
前記制御ロジックは、前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、前記第１のスイッチを閉じるように更に構成されている、請求項１に記載の電流フィードバック回路。
【請求項６】
前記電流源の出力と前記コンデンサの入力との間に第２のスイッチを更に備える前記電流フィードバック回路であって、
前記制御ロジックは、前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、前記第２のスイッチを閉じるように更に構成されている、請求項５に記載の電流フィードバック回路。
【請求項７】
電力変換器のインダクタ電流に基づいて、第１の電圧を生成することと、
電圧発生器により第２の電圧を生成することと、
前記電力変換器がデューティサイクルの長位相にあるという判定に応じて、外部パルス幅変調器比較器へ前記第１の電圧を送ることと、
前記電力変換器がデューティサイクルの短位相にあるという判定に応じて、前記外部パルス幅変調器比較器へ前記第２の電圧を送ることと、
を含む方法。
【請求項８】
前記電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源を含み、前記コンデンサを充電する前記電流源は、前記第２の電圧を生成する、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記電流源により、前記電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に比例した電流を生成することを含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
電流センス増幅器により、前記電力変換器のインダクタ電流を受け取ることと、
前記インダクタ電流の低減版として、センス電流を生成することと、
前記センス電流に基づいて、前記第１の電圧を生成することと、
を更に含む、請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、第１のスイッチを閉じることを更に含む前記方法であって、
前記第１のスイッチは、前記電流センス増幅器の出力と前記ＰＷＭ比較器の入力との間に存在する、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、第２のスイッチを閉じることを更に含む前記方法であって、
前記第２のスイッチは、前記電流源の出力と前記コンデンサの入力との間に存在する、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、前記第１のスイッチを開くことと、
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、前記第２のスイッチを開くことと、
を更に含む請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
スイッチングノードに接続された出力に直列に接続された２つのパワートランジスタと、
前記２つのパワートランジスタを作動及び停止させて、ローパスフィルタのスイッチングノード入力の電圧を変化させるように構成されたコントローラと、
前記コントローラ内のパルス幅変調器比較器へ、前記ローパスフィルタ内を流れるインダクタ電流に少なくとも基づく電圧を送るように構成された電流フィードバック回路と、  を備える電力変換器であって、
前記電流フィードバック回路は、
電力変換器のインダクタ電流に基づいて、第１の電圧を生成するように構成された電流センス増幅器と、
第２の電圧を生成するように構成された電圧発生器と、
前記電力変換器がデューティサイクルの長位相にあるという判定に応じて、外部パルス幅変調器比較器へ前記第１の電圧を送り、
前記電力変換器がデューティサイクルの短位相にあるという判定に応じて、前記外部パルス幅変調器比較器へ前記第２の電圧を送る
ように構成された制御ロジックと、
を含む、電力変換器。
【請求項１５】
前記電圧発生器は、コンデンサと直列に接続された電流源を含み、前記コンデンサを充電する前記電流源は、前記第２の電圧を生成する、請求項１４に記載の電力変換器。
【請求項１６】
前記電流源は、前記電力変換器の入力電圧と出力電圧との差に比例した電流を生成するように構成されている、請求項１５に記載の電力変換器。
【請求項１７】
電流センス増幅器は、
前記電力変換器のインダクタ電流を受け取り、
前記インダクタ電流の低減版として、センス電流を生成し、
前記センス電流に基づいて、前記第１の電圧を生成する
ように構成されている、請求項１４に記載の電力変換器。
【請求項１８】
前記電流フィードバック回路は、前記電流センス増幅器の出力と前記ＰＷＭ比較器の入力との間に第１のスイッチを更に含み、
前記制御ロジックは、前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、前記第１のスイッチを閉じるように更に構成されている、請求項１４に記載の電力変換器。
【請求項１９】
前記電流フィードバック回路は、前記電流源の出力と前記コンデンサの入力との間に第２のスイッチを更に含み、
前記制御ロジックは、前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、前記第２のスイッチを閉じるように更に構成されている、請求項１８に記載の電力変換器。
【請求項２０】
前記制御ロジックは、
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記短位相にあるという判定に応じて、前記第１のスイッチを開き、
前記電力変換器が前記デューティサイクルの前記長位相にあるという判定に応じて、前記第２のスイッチを開く
ように更に構成されている、請求項１９に記載の電力変換器。
【外国語明細書】
2019047720000001.pdf