(57)【要約】【課題】交流電流の歪みを抑制する際の処理負荷を軽減することができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】制御装置３０は、交流電源２００からの交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置１００に適用される。また、制御装置３０は、リアクトル電流を交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する操作信号を出力する。また、制御装置３０は、スイッチＳＷの１スイッチング周期において、ゲート信号により定まるスイッチＳＷのオフ操作タイミングを、取得された交流電圧に基づいて遅延させる。【選択図】      図１
2019187068.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトル（１３）と、駆動スイッチ（ＳＷ〜ＳＷ３４）とを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置（１００）に適用される電力変換装置の制御装置（３０）であって、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、
前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、
取得された前記交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に、取得された前記リアクトル電流を制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する操作信号を出力する操作信号出力部（３０）と、
前記駆動スイッチの１スイッチング周期において、前記操作信号により定まる前記駆動スイッチのオフ操作タイミングを、取得された前記交流電圧に基づいて遅延させる遅延部（４０，１４０）と、を備える電力変換装置の制御装置。
【請求項２】
前記電力変換装置は、前記交流電圧を前記直流電圧に変換し、
前記遅延部は、前記駆動スイッチのオフ操作タイミングの遅延量を、前記交流電圧の１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極小値を１つ取り、かつ前記正極性での極小値と前記負極性での極小値との間で極大値を１つ取るように設定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項３】
前記電力変換装置は、前記直流電圧を前記交流電圧に変換し、
前記遅延部は、前記駆動スイッチのオフ操作タイミングの遅延量を、前記交流電圧の１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極大値を１つ取り、かつ前記正極性での極大値と前記負極性での極大値との間で極小値を１つ取るように設定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項４】
前記操作信号出力部は、前記交流電圧と前記直流電圧とに基づいて、前記駆動スイッチのオフ操作タイミングの遅延量を設定する請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項５】
前記遅延部は、下記式（１）に基づいて前記遅延量を算出する請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
【数１】
2019187068.tif 000009
ここで、Ｔｄは前記遅延量であり、｜Ｖａｃ｜は前記交流電圧の絶対値であり、Ｖｄｃは前記直流電圧であり、Ｔｓｗは前記駆動スイッチの１スイッチング周期であり、Ｌは前記リアクトルのインダクタンスである。
【請求項６】
前記遅延部は、下記式（２）に基づいて前記遅延量を算出する請求項３に記載の電力変換装置の制御装置。
【数２】
2019187068.tif 000010
ここで、Ｔｄは前記遅延量であり、｜Ｖａｃ｜は前記交流電圧の絶対値であり、Ｖｄｃは前記直流電圧であり、Ｔｓｗは前記駆動スイッチの１スイッチング周期であり、Ｌは前記リアクトルのインダクタンスである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に適用される制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、電力変換装置のリアクトルに流れるリアクトル電流を指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する制御装置が開示されている。また、この制御装置は、交流電圧の位相に応じて変化する電流補正値を指令値に加算することで、交流電流の歪みを低減している。具体的には、電流補正値は、リアクトル電流の平均値と指令値との間の乖離幅に基づいて算出される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−１９８４６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１では、乖離幅を逐次算出し、算出した乖離幅を電流補正値として用いているため、制御装置の処理負荷が高くなるおそれがある。
【０００５】
本発明は上記課題に鑑みたものであり、交流電流の歪みを抑制する際の処理負荷を軽減することができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために本発明に係る制御装置は、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置に適用される。制御装置は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、取得された前記交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に、取得された前記リアクトル電流を制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する操作信号を出力する操作信号出力部と、前記駆動スイッチの１スイッチング周期において、前記操作信号により定まる前記駆動スイッチのオフ操作タイミングを、取得された前記交流電圧に基づいて遅延させる遅延部と、を備える。
【０００７】
ピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する電力変換装置では、リアクトルに流れるリアクトル電流が適正な値とならないことにより、交流電流の歪みが生じる。そのため、リアクトル電流を適正な値とすることで、交流電流の歪みを抑制することができる。ここで、リアクトル電流の指令値は、交流電圧に基づいて正弦波状に生成されるため、交流電圧をリアクトル電流の位相を示すパラメータとして用いることができる。また、１スイッチング周期に対するオン操作期間の比を示すデューティ比を変化させることで、リアクトルに流れる電流を調整することができる。これらの関係に着目し、本発明者は、交流電圧に基づいて駆動スイッチのオフ操作タイミングを遅延させることにより、リアクトル電流を調整し、交流電流の歪みを抑制できるとの知見を得た。
【０００８】
この点、上記構成では、リアクトル電流を、交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する操作信号が出力される。そして、交流電圧に基づいて、駆動スイッチにおける１スイッチング周期でのオフ操作タイミングが遅延される。この場合、駆動スイッチのオフ操作タイミングの遅延により交流電流の歪みを抑制できるため、乖離幅を算出し、この乖離幅を電流補正値として用いる場合と比較して、制御装置の処理負荷を軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２】制御装置の機能を説明する機能ブロック図。
【図３】交流電圧に応じて設定される遅延量を説明する図。
【図４】オフ操作のタイミングとリアクトル電流との関係を説明する図。
【図５】乖離幅を説明する図。
【図６】ピーク電流モード制御を用いたスイッチの操作手順を示すフローチャート。
【図７】電力変換装置のタイミングチャート。
【図８】本実施形態の効果を説明する図。
【図９】第２実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図１０】制御装置の機能ブロック図。
【図１１】電力変換装置のタイミングチャート。
【図１２】第２実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成図。
【図１３】第２実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成図。
【図１４】第３実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図１５】制御装置の機能ブロック図。
【図１６】交流電圧に応じて設定される遅延量を説明する図。
【図１７】電力変換装置のタイミングチャート。
【図１８】本実施形態の効果を説明する図。
【図１９】第４実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２０】制御装置の機能ブロック図。
【図２１】電力変換装置のタイミングチャート。
【図２２】変形例としての遅延部を説明する図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置の制御装置の一態様について図を用いて説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する。
【００１１】
図１に示すように、電力変換装置１００は、ＡＣ・ＤＣ変換器１０を備えている。ＡＣ・ＤＣ変換器１０は、第１交流端子ＴＡ１及び第２交流端子ＴＡ２を介して交流電源２００に接続され、第１直流端子ＴＤ１及び第２直流端子ＴＤ２を介して不図示の機器に接続されている。交流電源２００は、例えば、商用電源である。機器には、例えば、バッテリ等の直流電源及びＤＣ・ＤＣコンバータのうち少なくとも一方が含まれる。
【００１２】
ＡＣ・ＤＣ変換器１０は、フルブリッジ回路１２と、ハーフブリッジ回路１５と、リアクトル１３と、コンデンサ１６と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。
【００１３】
フルブリッジ回路１２は、第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えている。第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオードＤ２のカソードとが接続され、第３ダイオードＤ３のアノードと、第４ダイオードＤ４のカソードとが接続されている。第１，第３ダイオードＤ１，Ｄ３の各カソードが第３配線ＬＰ３の第１端に接続され、第２，第４ダイオードＤ２，Ｄ４の各アノードが第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。
【００１４】
フルブリッジ回路１２において、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との第１接続点Ｋ１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。
【００１５】
ハーフブリッジ回路１５は、第５ダイオードＤ５と、スイッチＳＷとを備えている。スイッチＳＷは、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５ダイオードＤ５のアノードと、スイッチＳＷのドレインとが接続されている。第５ダイオードＤ５のカソードが第１配線ＬＰ１の第１端に接続され、第１配線ＬＰ１の第２端が第１直流端子ＴＤ１に接続されている。スイッチＳＷのソースが第２配線ＬＰ２の第１端に接続され、第２配線ＬＰ２の第２端が第２直流端子ＴＤ２に接続されている。スイッチＳＷは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。
【００１６】
第５ダイオードＤ５とスイッチＳＷとの第３接続点Ｋ３は、第３配線ＬＰ３の第２端に接続されている。第３配線ＬＰ３にはリアクトル１３が設けられている。また、スイッチＳＷのソースは、第４配線ＬＰ４の第２端に接続されている。
【００１７】
コンデンサ１６は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されている。
【００１８】
電力変換装置１００は、第１電圧センサ３１と、電流センサ３２と、第２電圧センサ３３とを備えている。第１電圧センサ３１は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されており、コンデンサ１６の端子間電圧を直流電圧Ｖｄｃとして検出する。電流センサ３２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。第２電圧センサ３３は、第５配線ＬＰ５と第６配線ＬＰ６との間に接続されており、交流電源２００の電圧を交流電圧Ｖａｃとして検出する。
【００１９】
電力変換装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。
【００２０】
図２は、制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、周知のピーク電流モード制御により、スイッチＳＷのオン・オフを操作する。本実施形態では、制御装置３０は、波形生成部３４１と、乗算器３４２と、絶対値算出部３４３と、電流制御部５０とを備えている。
【００２１】
波形生成部３４１は、交流電源２００の変化を示す基準波形ｓｉｎωｔを生成する。基準波形は、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値である。例えば、波形生成部３４１は、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃが０となる点を、ゼロクロス点として検出し、交流電圧Ｖａｃが、ゼロクロス点から次のゼロクロス点まで変化する期間を、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）として設定する。そして、波形生成部３４１は、周期Ｔから交流電源２００の角速度ω（＝２π×（１／Ｔ））を算出する。波形生成部３４１は、振幅が１の正弦波信号の角速度を、算出した角速度ωに設定することで、交流電圧Ｖａｃと同位相となる基準波形ｓｉｎωｔを算出する。
【００２２】
乗算器３４２は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と波形生成部３４１により生成された基準波形ｓｉｎωｔとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値であり、例えば、出力電圧である直流電圧Ｖｄｃの指令値に基づいて定められる。絶対値算出部３４３は、乗算器３４２からの出力値の絶対値｜Ｉａ＊×ｓｉｎωｔ｜を、指令電流ＩＬ＊として設定する。本実施形態では、指令電流ＩＬ＊がリアクトル電流の指令値に相当する。
【００２３】
電流制御部５０は、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒと、指令電流ＩＬ＊とを用いたピーク電流モード制御により、スイッチＳＷを操作するゲート信号ＧＳを出力する。本実施形態では、電流制御部５０が、操作信号出力部に相当する。
【００２４】
電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部５１と、を備えている。指令電流ＩＬ＊は、ＤＡ変換器３５１によりデジタル値からアナログ値に変換される。アナログ値に変換された指令電流ＩＬ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒと、スロープ補償部５１により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。
【００２５】
コンパレータ３５２は、指令電流ＩＬ＊とスロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬ＊より大きい期間において、ハイレベルの信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。クロック信号がハイレベルに切り替えられてから、クロック信号が次回ハイレベルに切り替えられるまでの期間が、スイッチＳＷの１スイッチング周期Ｔｓｗとなる。
【００２６】
ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、遅延部４０を介してスイッチＳＷのゲートに接続されている。Ｑ端子からスイッチＳＷのゲートに出力される信号がゲート信号ＧＳとなる。
【００２７】
次に、電力変換装置１００の動作を説明する。電流制御部５０が実施するピーク電流モード制御により、ゲート信号ＧＳがハイレベルとなることで、スイッチＳＷがオン状態（閉状態）となり、リアクトル１３及びスイッチＳＷを含む閉回路が形成される。また、閉回路内においてリアクトル１３に電流が流れ、リアクトル１３に磁気エネルギが蓄えられる。ゲート信号ＧＳがローレベルとなることで、スイッチＳＷがオフ状態（開状態）となり、リアクトル１３に蓄えられた磁気エネルギにより、第５ダイオードＤ５を通じて第１直流端子ＴＤ１に電流が流れる。
【００２８】
図３（ａ）は、交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図３（ｂ）は、指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図３（ｃ）は、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅの推移を示し、図３（ｄ）は、遅延量Ｔｄの推移を示す。図３では、力率を１とする場合における各値の推移を示している。図４（ａ）は、１スイッチング周期Ｔｓｗでのリアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図４（ｂ）は、１スイッチング周期Ｔｓｗでのコンパレータ３５２の出力ＯＵＴｃの推移を示す。図４（ｃ）は、１スイッチング周期Ｔｓｗでのゲート信号ＧＳの推移を示す。
【００２９】
図３（ｂ）に示すように、指令電流ＩＬ＊は、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返すように推移する。また、歪みのないリアクトル電流ＩＬｒでは、図３（ｃ）に示すように、平均値Ｉａｖｅが指令電流ＩＬ＊と同様、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の半波が繰り返すように推移する。
【００３０】
一方で、リアクトル電流ＩＬｒに歪みが生じる場合があり、この場合、平均値Ｉａｖｅが図３（ｃ）に示したような波形とならないおそれがある。ピーク電流モード制御では、リアクトル電流ＩＬｒが適正な値とならないことにより、第１交流端子ＴＡ１を通じてＡＣ・ＤＣ変換器１０に流れこむ交流電流Ｉａｃに歪みが生じる。そのため、制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒを調整することで、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制している。
【００３１】
ここで、リアクトル電流ＩＬｒの指令値である指令電流ＩＬ＊は、交流電圧Ｖａｃに同期して変化するため、交流電圧Ｖａｃをリアクトル電流ＩＬｒの位相を示すパラメータとして用いることができる。
【００３２】
また、スイッチＳＷのオフ操作タイミングを変化させることで、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン操作期間Ｔｏｎの比率を示すデューティ比（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）が変化し、リアクトル電流ＩＬｒを調整することができる。具体的には、図４に示すように、ピーク電流モード制御では、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅが加算されたリアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬ＊まで上昇すると、コンパレータ３５２の出力ＯＵＴｃがハイレベルとなり、ゲート信号ＧＳが立ち下がる。即ち、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子に入力されるクロック信号がハイレベルに切り替えられてから、コンパレータ３５２の出力がハイレベルに切り替えられるまでの期間が、リアクトル１３にリアクトル電流ＩＬｒが流れるオン操作期間Ｔｏｎとなる。そのため、スイッチＳＷのオフ操作タイミングを遅延させることで、デューティ比が増加し、リアクトル電流ＩＬｒを増加させることができる。図４（ｃ）では、ゲート信号ＧＳのローレベルへの立ち下がりタイミングをｔａからｔｂまでの遅延量Ｔｄで遅延させることにより、リアクトル電流ＩＬｒが増加している。
【００３３】
これらの関係に着目し、制御装置３０は、スイッチＳＷのオフ操作タイミングを、交流電圧Ｖａｃに基づいて遅延させる遅延部４０を備えている。
【００３４】
具体的には、交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合において、リアクトル電流ＩＬｒに歪みが生じていると、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと指令電流ＩＬ＊との差を示す乖離幅は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ１，ｔ３，ｔ５）付近において最も大きな値となる。また、乖離幅は交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ２，ｔ４）付近において最も小さな値となる。そこで、リアクトル電流ＩＬｒに歪みが生じることに備えて、図３（ｄ）に示すように、ゲート信号ＧＳの立ち下がりタイミングを遅延させる遅延量Ｔｄを、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点で極大値を取り、交流電圧Ｖａｃのピーク点で極小値を取るように変化させる。そのため、ゼロクロス点付近でのリアクトル電流ＩＬｒを増加させ、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。
【００３５】
本実施形態では、遅延部４０は、交流電圧Ｖａｃと、直流電圧Ｖｄｃと、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きを示すスロープ量ｍｓとに基づいて、電流制御部５０から出力されるゲート信号ＧＳの遅延量Ｔｄを設定する。具体的には、遅延部４０は、遅延量Ｔｄを、交流電圧Ｖａｃにおいて正極性となる第１期間Ｐ１及び負極性となる第２期間Ｐ２それぞれで極小値を１つ取り、第１期間Ｐ１での極小値と第２期間Ｐ２での極小値との間で極大値を１つ取るように設定する。
【００３６】
リアクトル電流ＩＬｒが低周波発振を起こさないために、スイッチＳＷのデューティ比を所定値以下に設定する必要がある。また、リアクトル電流ＩＬｒの減少時の傾きｍａ（すなわち、リアクトル電流ＩＬｒの減少速度）が大きくなるほど、リアクトル電流ＩＬｒの低下量が大きくなるため、次回のスイッチング周期Ｔｓｗにおいてオン操作期間Ｔｏｎの増加を招き、低調波発振が生じ易くなる。ここで、リアクトル電流ＩＬｒの減少時の傾きｍａは、リアクトル１３の両端に印加される各電圧Ｖｄｃ，Ｖａｃと、リアクトル１３のインダクタンスＬとを用いた「ｍａ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ」の関係性がある。そのため、交流電圧Ｖａｃが小さいほど、傾きｍａが大きくなることにより、低調波発振が生じやすくなる。同様に、直流電圧Ｖｄｃが大きいほど、傾きｍａが大きくなることにより、低調波発振が生じやすくなる。そこで、本実施形態では、交流電圧Ｖａｃが小さいほど、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン操作期間を延長させることにより、リアクトル電流ＩＬｒの落ち込み量を抑制し、低調波発振を生じにくくしている。また、直流電圧Ｖｄｃが大きいほど、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン操作期間を延長させることにより、低調波発振を生じにくくしている。
【００３７】
具体的には、遅延部４０は、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓが小さいほど、遅延量Ｔｄを大きな値に設定する。また、遅延部４０は、直流電圧Ｖｄｃが大きいほど、遅延量Ｔｄを大きな値に設定する。制御装置３０は、メモリ等の記憶部を備え、記憶部には、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ及びスロープ量ｍｓの組合せと、遅延量Ｔｄとの関係を示す遅延量マップが記憶されている。遅延部４０は、この遅延量マップを参照することにより、交流電圧Ｖａｃ，直流電圧Ｖｄｃ、及びスロープ量ｍｓに応じた遅延量Ｔｄを設定する。
【００３８】
次に、遅延量Ｔｄと交流電圧Ｖａｃとの対応関係を示す遅延量マップの作成方法について図５を用いて説明する。
【００３９】
図５は、乖離幅Δｉを説明する図である。本実施形態では、乖離幅Δｉを、平均値Ｉａｖｅから指令電流ＩＬ＊までの差として定義している。そのため、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるリアクトル電流ＩＬｒの最大増加分をΔＩＬとすると、乖離幅Δｉは、平均値Ｉａｖｅと最大増加分ΔＩＬとの差（＝ΔＩＬ／２）に、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分ΔＳｌｏｐｅを加えた値となる。そのため、乖離幅Δｉは、リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂと、スロープ量ｍｓとを用いた下記式（１）により算出される。下記式（１）において、Ｄはデューティ比である。
【００４０】
Δｉ＝ｍｂ×Ｄ×Ｔｓｗ／２＋ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ  …  （１）
ＡＣ・ＤＣ変換器１０が交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、デューティ比Ｄは下記式（２）により算出される。
【００４１】
【数１】
2019187068.tif 000003
リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂ（すなわち、リアクトル電流ＩＬｒの増加速度）は、「ｍｂ＝Ｖａｃ／Ｌ」の関係があり、この関係性と上記式（２）とを、上記式（１）に代入することにより、乖離幅Δｉは下記式（３）により算出される。
【００４２】
【数２】
2019187068.tif 000004
ここで、乖離幅Δｉの分だけリアクトル電流ＩＬｒを増加させることで、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。また、ゲート信号ＧＳの立ち下がり時期を遅延させることでリアクトル電流ＩＬｒを増加させることができるため、乖離幅Δｉに応じたリアクトル電流ＩＬｒの増加量は、傾きｍｂ、スロープ量ｍｓ及び遅延量Ｔｄを用いた下記式（４）により算出することができる。
Δｉ＝（ｍｂ＋ｍｓ）×Ｔｄ  …  （４）
上記式（４）の乖離幅Δｉに上記式（３）を代入し、代入後の式を変形することで下記式（５）が算出される。
【００４３】
【数３】
2019187068.tif 000005
本実施形態では、上記式（５）を用いて、直流電圧Ｖｄｃ、交流電圧Ｖａｃ及びスロープ量ｍｓそれぞれを様々な値に変化させた場合の遅延量Ｔｄを算出する。そして、算出した各遅延量Ｔｄを直流電圧Ｖｄｃ、交流電圧Ｖａｃ及びスロープ量ｍｓに対応付けることにより遅延量マップを作成することができる。本実施形態では、算出した各遅延量Ｔｄと対応付ける交流電圧Ｖａｃとして、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓが用いられている。なお、算出した各遅延量Ｔｄと対応付けるパラメータとして、交流電圧の実効値Ｖｒｍｓに代えて、交流電圧Ｖａｃの振幅が用いられてもよい。
【００４４】
次に、ピーク電流モード制御を用いたスイッチＳＷの操作手順を、図６を用いて説明する。図６に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。
【００４５】
ステップＳ１０では、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒを取得する。ステップＳ１０が電流取得部に相当する。ステップＳ１１では、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃを取得する。ステップＳ１１が交流電圧取得部に相当する。ステップＳ１２では、振幅指令値Ｉａ＊に交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎωｔを乗算し、その乗算値の絶対値を指令電流ＩＬ＊として算出する。
【００４６】
ステップＳ１３では、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓを算出する。
【００４７】
ステップＳ１４では、図２を用いて説明したように、ピーク電流モード制御が実施される場合のゲート信号ＧＳを算出する。ステップＳ１５では、ステップＳ１３で算出した実効値Ｖｒｍｓ、直流電圧Ｖｄｃ及びスロープ量ｍｓに基づいて遅延量Ｔｄを設定する。具体的には、取得した交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ及びスロープ量ｍｓに応じた遅延量Ｔｄを遅延量マップから参照する。
【００４８】
ステップＳ１６では、ステップＳ１４で算出したゲート信号ＧＳの立ち下がりタイミングを、ステップＳ１５で設定した遅延量Ｔｄだけ遅延させる。そのため、スイッチＳＷのオフへの切り替えタイミングが遅延量Ｔｄだけ遅延させられる。これにより、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制するリアクトル電流ＩＬｒが流れる。ステップＳ１６の処理が終了すると、図６の処理を一旦終了する。
【００４９】
次に、図７及び図８を用いて、本実施形態の作用効果を説明する。
【００５０】
図７（ａ）は、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示し、図７（ｂ）は、ゲート信号ＧＳの推移を示す。図７（ｃ）は、遅延量Ｔｄの推移を示し、図７（ｄ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図７（ｅ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。
【００５１】
交流電圧Ｖａｃの変化に同期して、遅延量Ｔｄが変化している。具体的には、遅延量Ｔｄは、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）で極大値を取り、交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ１２，ｔ１４）で極小値を取るように変化している。そのため、乖離幅Δｉが最大となる交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）では、遅延量Ｔｄが最大値に設定される。一方、乖離幅が小さくなる交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ１２，ｔ１４）では、遅延量Ｔｄが最小値に設定される。
【００５２】
そのため、乖離幅の変化に応じて、スイッチＳＷのデューティ比が調整される。これにより、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、正弦波を絶対値で取った波形となっている。その結果、交流電流Ｉａｃは正弦波状の波形となっており、歪みが抑制されている。
【００５３】
図８（ａ１），（ｂ１），（ｃ１）は、本実施形態に係る遅延量Ｔｄ，リアクトル電流ＩＬｒ，交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図８（ａ２），（ｂ２），（ｃ２）は、比較例としての遅延量Ｔｄ，リアクトル電流ＩＬｒ，交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図８（ｂ１），（ｂ２）では、歪みのない理想的なリアクトル電流ＩＬｒの平均値を目標平均値Ｔａｖｅとして示している。
【００５４】
比較例では、図８（ａ２）に示すように遅延量Ｔｄが０となっているため、図８（ｂ２）に示すように、リアクトル電流ＩＬｒは、目標平均値Ｔａｖｅよりも低い値で推移している。そのため、図８（ｃ２）に示すように、交流電圧Ｖａｃがゼロとなるゼロクロス点付近において、交流電流Ｉａｃに歪みが生じている。例えば、比較例では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは３１％であった。
【００５５】
これに対して、本実施形態では、図８（ａ１）に示すように、遅延量Ｔｄが交流電圧Ｖａｃに応じて変化しているため、図８（ｂ２）に示すように、リアクトル電流ＩＬｒは、その平均値が目標平均値Ｔａｖｅとなるように推移している。そのため、図８（ｃ１）に示すように、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点付近での交流電流Ｉａｃの歪みが低減されている。例えば、本実施形態では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは０．１％であった。
【００５６】
以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。
【００５７】
・制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御によりスイッチＳＷを操作するゲート信号ＧＳを出力する。そして、制御装置３０は、スイッチＳＷのオフ操作タイミングを、交流電圧Ｖａｃに基づいて遅延させる。この場合、スイッチＳＷのオフ操作タイミングの変化により交流電流Ｉａｃの歪みを抑制できるため、乖離幅を算出し、この乖離幅を電流補正値として用いる場合と比較して、制御装置３０の処理負荷を軽減することができる。
【００５８】
・交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点付近において乖離幅Δｉが小さくなる。そこで、制御装置３０は、遅延量Ｔｄを、交流電圧Ｖａｃが正極性及び負極性となる第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで極小値を１つ取り、かつ第１期間Ｐ１での極小値と第２期間Ｐ２での極小値との間で極大値を１つ取るように設定する。この場合、遅延量Ｔｄを乖離幅Δｉの変化傾向に応じて変化させることができ、交流電流Ｉａｃの歪みをいっそう抑制することができる。
【００５９】
・制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて遅延量Ｔｄを設定する。この場合、電力変換装置１００に接続される機器の直流電圧Ｖｄｃが異なる場合でも、直流電圧Ｖｄｃに応じて好適な遅延量Ｔｄを設定することができ、交流電流Ｉａｃの歪みをいっそう抑制できる。
【００６０】
＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００６１】
本実施形態では、第１実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第１実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。
【００６２】
図９は、第２実施形態に係る電力変換装置１００を示す図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路７０とは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路７０とは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。
【００６３】
フルブリッジ回路７０は、第１スイッチＳＷ１１及び第２スイッチＳＷ１２と、第１，第２ダイオードＤ１１，Ｄ１２とを備えている。第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。
【００６４】
第１ダイオードＤ１１のアノードと第１スイッチＳＷ１１のドレインとが接続されている。第２ダイオードＤ１２のアノードと第２スイッチＳＷ１２のドレインとが接続されている。第１，第２ダイオードＤ１１，Ｄ１２それぞれのカソードが、第１配線ＬＰ１に接続され、第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれのソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。
【００６５】
第１ダイオードＤ１１と第１スイッチＳＷ１１との第１接続点Ｋ１１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第２ダイオードＤ１２と第２スイッチＳＷ１２との第２接続点Ｋ１２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。
【００６６】
第１ダイオードＤ１１のアノードと、第１スイッチＳＷ１１のドレインとの間には、第１電流センサ３４が設けられている。第１電流センサ３４は、第１スイッチＳＷ１１に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２ダイオードＤ１２のアノードと、第２スイッチＳＷ１２のドレインとの間には、第２電流センサ３５が設けられている。第２電流センサ３５は、第２スイッチＳＷ１２に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【００６７】
図１０は、第２実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。制御装置３０は、第１電流制御部５２と、第２電流制御部５３と、切替部６０とを備えている。本実施形態では、制御装置３０は、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒを、指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を操作する。本実施形態では、第１，第２電流制御部５２，５３及び切替部６０が信号出力部に相当する。
【００６８】
第１電流制御部５２は、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部５３は、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第１，第２電流制御部５２，５３の構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。
【００６９】
切替部６０は、交流電圧Ｖａｃの極性に応じて、第１ゲート信号ＧＳ１又は第２ゲート信号ＧＳ２の出力を切り替える。切替部６０は、極性判定部６１と、第１ＡＮＤ回路６２と、第２ＡＮＤ回路６３とを備えている。極性判定部６１の出力端子は、第１，第２ＡＮＤ回路６２，６３それぞれの入力端子に接続されている。第１ＡＮＤ回路６２の他方の入力端子は、第１電流制御部５２の出力端子に接続されている。第２ＡＮＤ回路６３の他方の入力端子は、第２電流制御部５３の出力端子に接続されている。
【００７０】
極性判定部６１は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、第１ＡＮＤ回路６２に出力する第１選択信号ＡＱ１をハイレベルにし、第２ＡＮＤ回路６３に出力する第２選択信号ＡＱ２をローレベルにする。一方、極性判定部６１は、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、第１ＡＮＤ回路６２に出力する第１選択信号ＡＱ１をローレベルにし、第２ＡＮＤ回路６３に出力する第２選択信号ＡＱ２をハイレベルにする。
【００７１】
第１ＡＮＤ回路６２は、第１スイッチＳＷ１のゲートに接続されており、第１スイッチＳＷ１のオン・オフを操作する第１ゲート信号ＧＳ１を出力する。第２ＡＮＤ回路６３は、第２スイッチＳＷ２のゲートに接続されており、第２スイッチＳＷ２のオン・オフを操作する第２ゲート信号ＧＳ２を出力する。
【００７２】
第１ＡＮＤ回路６２の出力端子には、第１ＡＮＤ回路６２から出力される第１ゲート信号ＧＳ１の立ち下がりタイミングを遅延する第１遅延部４１が接続されている。第２ＡＮＤ回路６３の出力端子には、第２ＡＮＤ回路６３から出力される第２ゲート信号ＧＳ２の立ち下がりタイミングを遅延する第２遅延部４２が接続されている。
【００７３】
図１１は、本実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図１１（ａ）は、直流電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図１１（ｂ）は、第１選択信号ＡＱ１の推移を示し、図１１（ｃ）は、第２選択信号ＡＱ２の推移を示す。図１１（ｄ）は、第１ゲート信号ＧＳ１の推移を示し、図１１（ｅ）は、第２ゲート信号ＧＳ２の推移を示す。図１１（ｆ）は、遅延量Ｔｄの推移を示し、図１１（ｇ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図１１（ｈ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。
【００７４】
交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第１選択信号ＡＱ１がハイレベルとなり、第２選択信号ＡＱ２がローレベルとなることで、第１電流制御部５２が実施するピーク電流モード制御により第１スイッチＳＷ１が操作される。このとき、第１遅延部４１により設定される遅延量Ｔｄは、第１期間Ｐ１において交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ２１，ｔ２３）で極大値を取り、ピーク点（ｔ２２）で極小値を取るように変化する。そのため、第１期間Ｐ１において、乖離幅の変化傾向に応じて第１スイッチＳＷ１のデューティ比が調整され、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【００７５】
交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第１選択信号ＡＱ１がローレベルとなり、第２選択信号ＡＱ２がハイレベルとなることで、第２電流制御部５３が実施するピーク電流モード制御により第２スイッチＳＷ２が操作される。このとき、第２遅延部４２により設定される遅延量Ｔｄは、第２期間Ｐ２において交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ２５）で極大値を取り、ピーク点（ｔ２４）で極小値を取るように変化する。そのため、第２期間Ｐ２において、乖離幅の変化傾向に応じて第２スイッチＳＷ２のデューティ比が調整され、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【００７６】
以上説明した本実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏する。
【００７７】
＜第２実施形態の変形例１＞
・本実施形態では、図１２に示すように、第２実施形態に対して、フルブリッジ回路７１のトポロジーが異なる。フルブリッジ回路７１では、第１スイッチＳＷ１３のソースと第１ダイオードＤ１３のカソードとが接続され、第２スイッチＳＷ１４のソースと第２ダイオードＤ１４のカソードとが接続されている。また、第１電流センサ３６は、第１スイッチＳＷ１３のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ１３に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。第２電流センサ３７は、第２スイッチＳＷ１４のドレイン側に接続されており、第２スイッチＳＷ１４に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【００７８】
＜第２実施形態の変形例２＞
・本実施形態では、図１３に示すように、第２実施形態に対して、フルブリッジ回路７２のトポロジーが異なる。フルブリッジ回路７２では、第１スイッチＳＷ１５のソースと第２スイッチＳＷ１６のドレインとが接続され、第１ダイオードＤ１５のアノードと第２ダイオードＤ１６のカソードとが接続されている。また、第１電流センサ３８は、第１スイッチＳＷ１５のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ１５に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。第２電流センサ３９は、第２スイッチＳＷ１６のドレイン側に接続されており、第２スイッチＳＷ１６に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【００７９】
＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００８０】
本実施形態の電力変換装置１００は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する。図１４に示す電力変換装置１００は、ＤＣ・ＡＣ変換器８０を備えている。ＤＣ・ＡＣ変換器８０は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路７３と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路７４と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。
【００８１】
ハーフブリッジ回路７３は、第１スイッチＳＷ２１と、第２スイッチＳＷ２２とを備えている。第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチＳＷ２１のソースと、第２スイッチＳＷ２２のドレインとが接続されている。第１スイッチＳＷ２１のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第２スイッチＳＷ２２のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。本実施形態では、第１スイッチＳＷ２１が駆動スイッチに相当する。
【００８２】
第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の第１接続点Ｋ２１は、第３配線ＬＰ３の第１端に接続されている。第３配線ＬＰ３の一部には、リアクトル１３が設けられている。また、第２スイッチＳＷ２２のソースは、第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路７４に接続されている。
【００８３】
フルブリッジ回路７４は、第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６を備えている。第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第３スイッチＳＷ２３のソースと、第４スイッチＳＷ２４のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ２５のソースと、第６スイッチＳＷ２６のドレインとが接続されている。第３，第５スイッチＳＷ２３，ＳＷ２５それぞれのドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第４，第６スイッチＳＷ２４，ＳＷ２６それぞれのソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。
【００８４】
第３スイッチＳＷ２３と第４スイッチＳＷ２４との第２接続点Ｋ２２は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第５スイッチＳＷ２５と第６スイッチＳＷ２６との第３接続点Ｋ２３は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。
【００８５】
図１５は、本実施形態に係る制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、ピーク電流モード制御により第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオン・オフを操作する。
【００８６】
電流制御部１５０は、リアクトル電流ＩＬｒと指令電流ＩＬ＊とに基づいて、第１スイッチＳＷ１を操作する第１ゲート信号ＧＳ１１と、第２スイッチＳＷ２を操作する第２ゲート信号ＧＳ１２とを出力する。電流制御部１５０は、第１スイッチＳＷ２１のゲートに接続されており、第１ゲート信号ＧＳ１１を出力する。また、電流制御部１５０は、反転器１６２を介して第２スイッチＳＷ２２のゲートに接続されており、反転器１６２を介して第２ゲート信号ＧＳ１２を出力する。
【００８７】
切替部１６０は、極性判定部１６１と、反転器１６２，１６３とを備えている。極性判定部１６１は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、出力信号をローレベルとし、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、出力信号をハイレベルとする。
【００８８】
極性判定部１６１は、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６の各ゲートに接続されており、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６を操作する第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６を出力する。また、極性判定部１６１は、反転器１６３を介して第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５の各ゲートに接続されており、反転器１６３を介して第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５を操作する第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５を出力する。第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５は、第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６を反転させた値となる。
【００８９】
電流制御部１５０の出力端子と、第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のゲートとの間には、第１，第２ゲート信号ＧＳ１１，ＧＳ１２の立ち下がり時期を遅延させる遅延部４３が設けられている。具体的には、遅延部４３の出力端子は、第１スイッチＳＷ２１のゲート及び反転器１６２に接続されている。反転器１６２の出力端子は、第２スイッチＳＷ２２のゲートに接続されている。
【００９０】
図１６は、本実施形態において電流制御部１５０が設定する遅延量Ｔｄの推移を説明する図である。ＤＣ・ＡＣ変換器８０が交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと指令電流ＩＬ＊との差を示す乖離幅Δｉは、ゼロクロス点（ｔ３１，ｔ３３，ｔ３５）付近において最も小さな値となる。また、乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ３２，ｔ３４）付近において最も大きな値となる。そこで、図１６（ｂ）に示すように、遅延量Ｔｄを、ゼロクロス点で極小値を取り、ピーク点で極大値を取るように変化させる。本実施形態では、遅延部４３は、遅延量Ｔｄを、交流電圧Ｖａｃにおいて第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２それぞれで極大値を１つ取り、第１期間Ｐ１での極大値と第２期間Ｐ２での極大値との間で極小値を１つ取るように変化させる。
【００９１】
本実施形態においても、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃ及びスロープ量ｍｓと、遅延量Ｔｄとの関係を示す遅延量マップを記憶部に記憶している。そのため、遅延部４３は、この遅延量マップを参照することで、交流電圧Ｖａｃ及びスロープ量ｍｓに応じた遅延量Ｔｄを設定することができる。
【００９２】
次に、本実施形態において、遅延量マップの作成方法について説明する。
【００９３】
ＤＣ・ＡＣ変換器８０が直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合、デューティ比Ｄは、下記式（６）により算出される。
【００９４】
【数４】
2019187068.tif 000006
また、リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂは、「ｍｂ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ」の関係がある。そのため、この関係性と上記式（６）とを、上記式（１）に代入することにより、直流電力を交流電力に変換する場合の乖離幅Δｉは下記式（７）により算出される。
【００９５】
【数５】
2019187068.tif 000007
乖離幅Δｉに応じたリアクトル電流ＩＬｒの増加量は、傾きｍｂ、スロープ量ｍｓ及び遅延量Ｔｄを用いた上記式（４）により算出することができる。上記式（４）の乖離幅Δｉに上記式（７）を代入し、代入後の式を変形することで下記式（８）が算出される。
【００９６】
【数６】
2019187068.tif 000008
本実施形態では、上記式（８）を用いて、直流電圧Ｖｄｃ、交流電圧Ｖａｃ及びスロープ量ｍｓそれぞれを様々な値に変化させた場合の遅延量Ｔｄを算出する。そして、算出した遅延量Ｔｄを直流電圧Ｖｄｃ，交流電圧Ｖａｃ及びスロープ量ｍｓに対応付けることにより遅延量マップを作成することができる。なお、本実施形態においても、第１実施形態と同様に、遅延量Ｔｄと対応付ける交流電圧Ｖａｃとして、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓが用いられる。
【００９７】
次に、電力変換装置１００の動作を説明する。図１７は、電力変換装置１００のタイミングチャートである。図１７（ａ）は、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示している。図１７（ｂ）は、第１ゲート信号ＧＳ１１の推移を示す。なお、第２ゲート信号ＧＳ１２は、第１ゲート信号ＧＳ１１を反転させた値となる。図１７（ｃ）は、遅延量Ｔｄの推移を示し、図１７（ｄ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図１７（ｅ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。
【００９８】
交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５がハイレベルとなることで、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５がオン状態（閉状態）となる。第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６がローレベルとなることにより、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６がオフ状態（開状態）となる。そのため、第１期間Ｐ１において、電流制御部１５０が実施するピーク電流モード制御により、第１ゲート信号ＧＳ１１がハイレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ１２がローレベルとなることにより、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５、リアクトル１３及び第２スイッチＳＷ２２を含む閉回路が形成される。
【００９９】
交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５がローレベルとなることにより、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５がオフ状態（開状態）となる。また、第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６がハイレベルとなることにより、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６がオン状態（閉状態）となる。そのため、第２期間Ｐ２において、電流制御部１５０により、第１ゲート信号ＧＳ１１がハイレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ１２がローレベルとなり、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６、リアクトル１３、及び第２スイッチＳＷ２２を含む閉回路が形成される。
【０１００】
第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２において、遅延部４３により設定される遅延量Ｔｄは、交流電圧Ｖａｃの各ゼロクロス点（ｔ４１，ｔ４３，ｔ４５）で極小値を取り、交流電圧Ｖａｃの各ピーク点（ｔ４２，ｔ４４）で極大値を取るように変化する。即ち、乖離幅Δｉが小さくなるゼロクロス点では、遅延量Ｔｄが最小値に設定される。一方、乖離幅Δｉが大きくなる交流電圧Ｖａｃのピーク点では、遅延量Ｔｄが最大値に設定される。そのため、乖離幅の変化傾向に応じて第１，第２スイッチＳＷ２１，２２のデューティ比が調整され、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【０１０１】
図１８（ａ１），（ｂ１），（ｃ１）は、本実施形態に係る遅延量Ｔｄ，リアクトル電流ＩＬｒ，交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図１８（ａ２），（ｂ２），（ｃ２）は、比較例としての遅延量Ｔｄ，リアクトル電流ＩＬｒ，交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。
【０１０２】
図１８（ａ２）に示すように遅延量Ｔｄが０に設定されているため、リアクトル電流ＩＬｒは目標平均値Ｔａｖｅよりも低い値で推移している。そのため、図１８（ｃ２）に示すように、交流電流Ｉａｃに歪みが生じている。例えば、比較例では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは７％であった。
【０１０３】
これに対して、本実施形態では、図１８（ａ１）に示すように遅延量Ｔｄが交流電圧Ｖａｃに応じて変化しているため、リアクトル電流ＩＬｒは、その平均値が目標平均値Ｔａｖｅとなるように推移している。そのため、図１８（ｃ１）に示すように、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制されている。例えば、本実施形態では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは１．７％以下であった。
【０１０４】
以上説明した本実施形態では、制御装置３０は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する電力変換装置１００に適用される。電力変換装置１００が、交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点付近において乖離幅Δｉが小さくなり、ピーク点付近において乖離幅Δｉが大きくなる。そこで、制御装置３０は、遅延量Ｔｄを、交流電圧Ｖａｃが正極性及び負極性となる第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで極大値を１つ取り、かつ第１期間Ｐ１での極大値と第２期間Ｐ２での極大値との間で極小値を１つ取るように設定する。この場合、電力変換装置１００が、直流電圧Ｖａｄを交流電圧Ｖａｃに変換する場合においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１０５】
＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第３実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第３実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【０１０６】
本実施形態では、第３実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第３実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。
【０１０７】
図１９は、本実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路７５とは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路７５とは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。
【０１０８】
フルブリッジ回路７５は、第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４を備えている。第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１〜第４スイッチＳＷ３１〜３４は、第３実施形態の第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６に対応しているため、フルブリッジ回路７５の説明を省略する。
【０１０９】
第１電流センサ１３１は、第１スイッチＳＷ３１のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ３１に流れる電流を、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２電流センサ１３２は、第３スイッチＳＷ３３のドレイン側に接続されており、第３スイッチＳＷ３３に流れる電流を、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【０１１０】
図２０は、第４実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態では、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４のオン・オフを操作する。
【０１１１】
制御装置３０は、第１電流制御部１５５と、第２電流制御部１５６と、切替部１６４とを備えている。第１電流制御部１５５は、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部１５６は、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。本実施形態では、第１，第２電流制御部１５５，１５６及び切替部１６４が操作信号出力部に相当する。第１，第２電流制御部１５５，１５６の構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。
【０１１２】
切替部１６４は、極性判定部１６５と、第１ＡＮＤ回路１６７と、第２ＡＮＤ回路１６８と、反転器１６６，１６９，１７０とを備えている。極性判定部１６５の出力端子は、第１ＡＮＤ回路１６７の一方の入力端子と、反転器１６６の入力端子とに接続されている。反転器１６６の出力端子は、第２ＡＮＤ回路１６８の一方の入力端子に接続されている。
【０１１３】
第１電流制御部１５５の出力端子は第１ＡＮＤ回路１６７の他方の入力端子に接続されており、第２電流制御部１５６の出力端子は第２ＡＮＤ回路１６８の他方の入力端子に接続されている。第１ＡＮＤ回路１６７は、第２スイッチＳＷ３２のゲートに接続されており、第２ゲート信号ＧＳ２２を出力する。また、第１ＡＮＤ回路１６７は、反転器１６９を介して第１スイッチＳＷ３１のゲートに接続されており、反転器１６９を介して第１ゲート信号ＧＳ２１を出力する。第１ゲート信号ＧＳ２１は、第２ゲート信号ＧＳ２２を反転させたものとなる。
【０１１４】
第２ＡＮＤ回路１６８は、第４スイッチＳＷ３４のゲートに接続されており、第４ゲート信号ＧＳ２４を出力する。また、第２ＡＮＤ回路１６８は、反転器１７０を介して第３スイッチＳＷ３３のゲートに接続されており、反転器１７０を介して第３ゲート信号ＧＳ２３を出力する。第３ゲート信号ＧＳ２３は、第４ゲート信号ＧＳ２４を反転させたものとなる。
【０１１５】
反転器１６９と第１スイッチＳＷ３１のゲートとの間には、第１ゲート信号ＧＳ２１のローレベルへの立ち下がりタイミングを遅延させる第１遅延部４４が設けられている。第１ＡＮＤ回路１６７の出力端子と第２スイッチＳＷ３２のゲートとの間には、第２ゲート信号ＧＳ２２の立ち下がりタイミングを遅延させる第２遅延部４５が設けられている。反転器１７０の出力端子と第３スイッチＳＷ３３のゲートとの間には、第３ゲート信号ＧＳ２３の立ち下がりタイミングを遅延させる第３遅延部４６が設けられている。第２ＡＮＤ回路１６８の出力端子と第４スイッチＳＷ３４のゲートとの間には、第４ゲート信号ＧＳ２４の立ち下がりタイミングを遅延させる第４遅延部４７が設けられている。本実施形態においても、第１〜第４遅延部４４〜４７は、交流電圧の実効値Ｖｒｍｓ、直流電圧Ｖｄｃ及びスロープ量ｍｓに基づいて、遅延量Ｔｄを設定する。
【０１１６】
図２１は、第４実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図２１（ａ）は、直流電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図２１（ｂ）は、第１ゲート信号ＧＳ２１の推移を示し、図２１（ｃ）は、第３ゲート信号ＧＳ２３の推移を示す。図２１（ｄ）は、第４ゲート信号ＧＳ２４の推移を示す。なお、第２ゲート信号ＧＳ２２は第４ゲート信号ＧＳ２４を反転させたものとなる。図２１（ｅ）は、遅延量Ｔｄの推移を示し、図２１（ｇ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図２１（ｇ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。
【０１１７】
交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第４ゲート信号ＧＳ２４がハイレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ２２がローレベルとなる。この第１期間Ｐ１では、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、第１電流制御部１５５が実施するピーク電流モード制御により、第１ゲート信号ＧＳ２１が出力される。また、第１，第２遅延部４４，４５により設定される遅延量Ｔｄは、第１期間Ｐ１において交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ５１，ｔ５３）で極小値を取り、ピーク点（ｔ５２）で極大値を取るように変化する。そのため、第１スイッチＳＷ３１のデューティ比が乖離幅の変化傾向に応じて調整され、第１期間Ｐ１での交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【０１１８】
交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第４ゲート信号ＧＳ２４がローレベルとなり、第２ゲート信号ＧＳ２２がハイレベルとなる。この第２期間Ｐ２では、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、第２電流制御部１５６が実施するピーク電流モード制御により、第３ゲート信号ＧＳ２３が出力される。このとき、第３，第４遅延部４６，４７により設定される遅延量Ｔｄは、第２期間Ｐ２において交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ５５）で極小値を取り、ピーク点（ｔ５４）で極大値を取るように変化する。そのため、第３スイッチＳＷ３３のデューティ比が乖離幅の変化傾向に応じて調整され、第２期間Ｐ２での交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【０１１９】
以上説明した本実施形態では、第３実施形態と同様の効果を奏する。
【０１２０】
＜その他の実施形態＞
・遅延部を、図２２に示す単安定パルス発生器により構成してもよい。本実施形態に係る遅延部１４０は、制御装置３０の内部で出力されるゲート信号ＧＳの立ち上がりに同期してハイレベルとなるパルス信号を遅延後ゲート信号ＧＳｄとしてスイッチＳＷのゲートに出力する。このとき、遅延部１４０は、ゲート信号ＧＳのオン操作期間Ｔｏｎに遅延量Ｔｄを加算した値を、オン操作期間Ｔｏｎを定める遅延後ゲート信号ＧＳｄのハイ期間として設定する。
【０１２１】
・電力変換装置１００により交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合の遅延量Ｔｄは、上記式（５）により算出されるものに限られない。この場合、遅延量Ｔｄは、交流電圧Ｖａｃの１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極小値を１つ取り、かつ正極性での極小値と負極性での極小値との間で極大値を１つ取るものであればよい。
【０１２２】
・電力変換装置１００により直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合の遅延量Ｔｄは、上記式（８）により算出されるものに限られない。この場合、遅延量Ｔｄは、交流電圧Ｖａｃの１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極大値を１つ取り、かつ正極性での極大値と負極性での極大値との間で極小値を１つ取るものであればよい。
【０１２３】
・各実施形態では、力率を１とする場合を例に説明を行った。これに換えて、力率が１未満の場合においても、本実施形態を適用することができる。この場合、波形生成部３４１は、力率に応じて、交流電圧Ｖａｃから所定量αだけ位相がずれた基準波形（＝ｓｉｎ（ωｔ＋α））を生成する。そして、生成した基準波形に基づいて、指令電流ＩＬ＊を算出すればよい。この場合においても、力率に応じて設定された指令電流ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの乖離幅を算出し、この乖離幅に応じた遅延量Ｔｄを設定すればよい。
【０１２４】
・制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒにスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを加算することに換えて、電流指令値ＩＬ＊からスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを減算することにより、スロープ補償を実施してもよい。この場合、制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒを、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅが減算された指令電流ＩＬ＊に制御すべく、スイッチＳＷのデューティを操作すればよい。また、上記式（５），（８）において、スロープ量「ｍｓ」をスロープ量の絶対値「｜ｍｓ｜」に置換した式により、遅延量Ｔｄを算出すればよい。
【０１２５】
・電力変換装置１００は、交流電力と直流電力との間で双方向での電力変換を行う装置であってもよい。
【符号の説明】
【０１２６】
１３…リアクトル、３０…制御装置、４０…遅延部、５０…電流制御部、１００…電力変換装置、２００…交流電源。
【図１】
2019187068.tif 000011
【図２】
2019187068.tif 000012
【図３】
2019187068.tif 000013
【図４】
2019187068.tif 000014
【図５】
2019187068.tif 000015
【図６】
2019187068.tif 000016
【図７】
2019187068.tif 000017
【図８】
2019187068.tif 000018
【図９】
2019187068.tif 000019
【図１０】
2019187068.tif 000020
【図１１】
2019187068.tif 000021
【図１２】
2019187068.tif 000022
【図１３】
2019187068.tif 000023
【図１４】
2019187068.tif 000024
【図１５】
2019187068.tif 000025
【図１６】
2019187068.tif 000026
【図１７】
2019187068.tif 000027
【図１８】
2019187068.tif 000028
【図１９】
2019187068.tif 000029
【図２０】
2019187068.tif 000030
【図２１】
2019187068.tif 000031
【図２２】
2019187068.tif 000032