(57)【要約】【課題】いわゆる片素子スイッチング制御においてリアクトル電流の目標値を精度よく決定する。【解決手段】制御装置３０は、片素子スイッチング制御が行われているＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態を記述する状態方程式に基づいて定められる演算式に従って、電流指令値ｉＬ＊を算出する指令値算出器３４を備える。この状態方程式は、上素子１４がオン状態に下素子１６がオフ状態にそれぞれ保持された特定のスイッチ状態における、コンデンサ電圧ｖｃと電源電圧ｖｂとの間の差分の検出誤差である第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）と、特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、電源電圧ｖｂの検出誤差である第２検出誤差Δｖｂと、を外乱量として含む。【選択図】図４
2019187017.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルと、を含んで構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
前記リアクトルを流れるリアクトル電流の目標値を示す電流指令値に従って、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のうちの一方の素子をオフ状態に保ちながら、他方の素子をオン・オフ駆動する片素子スイッチング制御を行うスイッチング制御部と、
前記片素子スイッチング制御が行われている前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態を記述する状態方程式に基づいて定められる演算式に従って、前記電流指令値を算出する指令値算出部と、
を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータには、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサが接続され、
前記第１スイッチング素子は、前記直流電源および前記コンデンサを含む閉じた経路の一部を構成し、
前記第２スイッチング素子は、前記直流電源を含み、かつ前記コンデンサを含まない閉じた経路の一部を構成し、
前記状態方程式は、
前記第１スイッチング素子がオン状態に前記第２スイッチング素子がオフ状態にそれぞれ保持された特定のスイッチ状態における、前記コンデンサの電圧と前記直流電源の電圧との間の差分の検出誤差である第１検出誤差と、
前記特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、前記直流電源の電圧の検出誤差である第２検出誤差と、
を外乱量として含むことを特徴とする制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の制御装置において、
前記指令値算出部は、前記第１検出誤差および前記第２検出誤差を用いて前記コンデンサの電圧検出値を補正し、補正された電圧検出値を用いて前記電流指令値を算出することを特徴とする制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載の制御装置において、
前記指令値算出部は、前記補正された電圧検出値を用いてフィードバック項を求め、前記フィードバック項を含む前記電流指令値を算出することを特徴とする制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の制御装置において、
前記指令値算出部は、前記第１検出誤差および前記第２検出誤差の少なくとも一方を含む前記演算式に基づいてフィードフォワード項を求め、前記フィードフォワード項を含む前記電流指令値を算出することを特徴とする制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の制御装置において、
前記状態方程式を用いて少なくとも前記第１検出誤差および前記第２検出誤差を推定するオブザーバをさらに備え、
前記指令値算出部は、前記オブザーバにより推定された前記第１検出誤差および前記第２検出誤差を用いて前記電流指令値を算出する
ことを特徴とする制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。
【０００２】
従来から、電気自動車またはハイブリッド自動車を含む電動車両において、直流電源から供給される電圧に対して電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータが搭載されている。
【０００３】
特許文献１には、オブザーバを用いてＤＣ／ＤＣコンバータを制御する技術が記載されている。この技術によれば、制御装置は、リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの電圧の検出値および目標値から、リアクトル電流の目標値（電流指令値ともいう）を算出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５−０７６９８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、電源電圧（直流電源の両端間電圧）およびコンデンサ電圧（平滑コンデンサの両端間電圧）の検出値を用いる構成では、少なくとも一方の検出誤差が無視できない程度に大きくなると、リアクトル電流の目標値の決定精度が低下することがある。
【０００６】
特に、一方のスイッチング素子をオフ状態に保持したまま、他方のスイッチング素子のみをオン・オフする制御（以下、片素子スイッチング制御）を行う場合、キャリア信号の周期中にリアクトルに流れる電流がゼロになる不連続モードがあるため、２つのスイッチング素子を交互にオン・オフする制御（以下、両素子スイッチング制御）と比べて目標値の決定精度が低下する傾向がある。
【０００７】
本発明では、いわゆる片素子スイッチング制御においてリアクトル電流の目標値を精度よく決定することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、直列に接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルと、を含んで構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記リアクトルを流れるリアクトル電流の目標値を示す電流指令値に従って、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のうちの一方の素子をオフ状態に保ちながら、他方の素子をオン・オフ駆動する片素子スイッチング制御を行うスイッチング制御部と、前記片素子スイッチング制御が行われている前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態を記述する状態方程式に基づいて定められる演算式に従って、前記電流指令値を算出する指令値算出部と、を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータには、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサが接続され、前記第１スイッチング素子は、前記直流電源および前記コンデンサを含む閉じた経路の一部を構成し、前記第２スイッチング素子は、前記直流電源を含み、かつ前記コンデンサを含まない閉じた経路の一部を構成し、前記状態方程式は、前記第１スイッチング素子がオン状態に前記第２スイッチング素子がオフ状態にそれぞれ保持された特定のスイッチ状態における、前記コンデンサの電圧と前記直流電源の電圧との間の差分の検出誤差である第１検出誤差と、前記特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、前記直流電源の電圧の検出誤差である第２検出誤差と、を外乱量として含む制御装置である。
【０００９】
また、前記指令値算出部は、前記第１検出誤差および前記第２検出誤差を用いて前記コンデンサの電圧検出値を補正し、補正された電圧検出値を用いて前記電流指令値を算出してもよい。
【００１０】
また、前記指令値算出部は、前記補正された電圧検出値を用いてフィードバック項を求め、前記フィードバック項を含む前記電流指令値を算出してもよい。
【００１１】
また、前記指令値算出部は、前記第１検出誤差および前記第２検出誤差の少なくとも一方を含む前記演算式に基づいてフィードフォワード項を求め、前記フィードフォワード項を含む前記電流指令値を算出してもよい。
【００１２】
また、前記状態方程式を用いて少なくとも前記第１検出誤差および前記第２検出誤差を推定するオブザーバをさらに備え、前記指令値算出部は、前記オブザーバにより推定された前記第１検出誤差および前記第２検出誤差を用いて前記電流指令値を算出してもよい。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、いわゆる片素子スイッチング制御においてリアクトル電流の目標値を精度よく決定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の一実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を含むモータ駆動装置の基本構成を示す図である。
【図２】図２（ａ）は、両素子スイッチング制御によるリアクトル電流の時間変化の一例を示す図である。図２（ｂ）は、片素子スイッチング制御によるリアクトル電流の時間変化の一例を示す図である。
【図３】図３（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける第１スイッチ状態を模式的に示す部分回路図である。図３（ｂ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける第２スイッチ状態を模式的に示す部分回路図である。
【図４】図１の制御装置の第１例を示す構成図である。
【図５】図１の制御装置の第２例を示す構成図である。
【図６】図４または図５に示すオブザーバのブロック図である。
【図７】図４または図５に示す指令値算出器のブロック図である。
【図８】電源電圧およびコンデンサ電圧の時間変化を示す図である。
【図９】比較例における電流指令値の第１の算出結果を示す図である。
【図１０】実施例における電流指令値の第１の算出結果を示す図である。
【図１１】比較例における電流指令値の第２の算出結果を示す図である。
【図１２】実施例における電流指令値の第２の算出結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。
【００１６】
［モータ駆動装置１００の基本構成］
図１は、本発明の一実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示す図である。このモータ駆動装置１００は、車両を含む様々な電動装置に搭載されてもよい。
【００１７】
モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８（コンデンサ）、および負荷１０４を含んで構成される。本図の例では、負荷１０４は、直流を交流に変換するインバータ１０５と、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。なお、モータ１０６は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。
【００１８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、第１スイッチング素子（以下、上素子１４という）、および第２スイッチング素子（以下、下素子１６という）を有する。なお、上素子１４および下素子１６は、接続点Ｃにて一端同士が直列に接続される。
【００１９】
リアクトル１２の一端は、直流電源１０の正極側に接続される。リアクトル１２の他端は、上素子１４および下素子１６の接続点Ｃに接続される。上素子１４の他端は、正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。下素子１６の他端は、負極母線２０を介して、直流電源１０の負極と、インバータ１０５の負極側とにそれぞれ接続される。
【００２０】
低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側電圧（直流電源１０からの入力電圧）を平滑化させるコンデンサであり、リアクトル１２の一端および直流電源１０の正極の間と、負極母線２０との間に接続される。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側電圧（リアクトル１２からの出力電圧）を平滑化させるコンデンサであり、正極母線１９および負極母線２０の間に接続される。
【００２１】
この実施形態では、上素子１４および下素子１６はそれぞれ、ＮＰＮトランジスタにより構成される。上素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとなるように設けられる。下素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとなるように設けられる。また、上素子１４および下素子１６にはそれぞれ、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードが接続される。
【００２２】
制御装置３０は、モータ駆動装置１００に設けられた少なくとも１つの検出器からの状態量に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するコンピュータである。具体的には、制御装置３０は、入力された少なくとも１つの状態量を用いて、上素子１４および下素子１６のスイッチ状態を制御する信号（スイッチング信号）を生成する。本図の例では、制御装置３０には、［１］直流電源１０の両端間電圧（以下、電源電圧ｖｂ）、［２］高圧側コンデンサ１８の両端間電圧（以下、コンデンサ電圧ｖｃ）、［３］モータ１０６のＵ相電流（以下、電流ｉｕ），［４］モータ１０６のＷ相電流（以下、電流ｉｗ）、および［５］モータ１０６の回転角θ、の５つの状態量が入力される。
【００２３】
なお、本図に示す「ｉｍ」は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流である。制御装置３０は、入力された電流ｉｕ，ｉｗおよびインバータ１０５の出力電圧指令値から電力を求め、この電力をコンデンサ電圧ｖｃで除算することで出力電流ｉｍを算出する。スイッチング信号は、少なくともこの出力電流ｉｍを用いて生成される。
【００２４】
上記した回路構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いて上素子１４および下素子１６のオン期間（デューティ比ｄ）を制御することで、コンデンサ電圧ｖｃの昇圧動作または降圧動作を行うことができる。
【００２５】
例えば、下素子１６をオン状態にすることで、図面の右方向（昇圧時の電流方向：ＶＬ側からＶＨ側）にリアクトル電流ｉＬが流れ、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。その後、下素子１６をオフ状態にすることで、上素子１４のダイオードを介して正極母線１９側に電流が流れ、入力側電圧（ＶＬ）よりも高い出力側電圧（ＶＨ）が得られる。
【００２６】
反対に、上素子１４をオン状態にすることで、図面の左方向（降圧時の電流方向：ＶＨ側からＶＬ側）にリアクトル電流ｉＬが流れる。その後、上素子１４をオフ状態にすることで、下素子１６のダイオードを介して負極母線２０側から電流が流れ、出力側電圧（ＶＨ）が下げられる。
【００２７】
［推定モデルの概要］
＜片素子スイッチング制御＞
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング制御として、［１］上素子１４および下素子１６を交互にオン・オフする制御（以下、両素子スイッチング制御）と、［２］一方の素子（例えば、上素子１４）をオフ状態に保持したまま、他方の素子（例えば、下素子１６）のみをオン・オフする制御（以下、片素子スイッチング制御）が考えられる。特に、片素子スイッチング制御の場合、両素子スイッチング制御と比べて、スイッチングに伴う電力の損失量がより少なくなる利点がある。
【００２８】
図２は、力行モードから回生モードへの切り替え前後におけるリアクトル電流ｉＬの時間変化の一例を示す図である。グラフの横軸は時間を示すとともに、グラフの縦軸はリアクトル電流値（符号あり）を示す。ここでは、キャリア周期に相当する三角波状のリプルを発生させながら、リアクトル電流ｉＬを線形的に減少させる電流制御を行う。つまり、リアクトル電流ｉＬがゼロまたは正（ｉＬ≧０）である力行モードから、リアクトル電流ｉＬが負（ｉＬ＜０）である回生モードに移行させることを想定する。
【００２９】
図２（ａ）は、両素子スイッチング制御によるリアクトル電流ｉＬの時間変化の一例を示す図である。両素子スイッチング制御は、与えられたデューティ比ｄに従って、上素子１４、下素子１６を交互にオン・オフする制御である。この制御は、ゼロ電流をクロスする前後において、キャリア周期中にリアクトル電流ｉＬが連続的に流れる連続モード（ＣＣＭ）を保ったまま、力行モードから回生モードに継ぎ目なく移行させる。
【００３０】
図２（ｂ）は、片素子スイッチング制御によるリアクトル電流ｉＬの時間変化の一例を示す図である。片素子スイッチング制御は、力行モードにて下素子１６のみをオン・オフし、回生モードにて上素子１４のみをオン・オフする制御である。この制御は、ゼロ電流をクロスする前後において、上素子１４および下素子１６が一時的にオフ状態になることで、キャリア周期中にリアクトル電流ｉＬがゼロとなる不連続モード（ＤＣＭ）を発生させる。
【００３１】
この不連続モードの発生中、制御系の入出力特性（ｄ−ｉＬの特性曲線）におけるリニアリティが局所的に低下し、リアクトル電流ｉＬの推定精度を損ねる可能性がある。このように、片素子スイッチング制御を行う場合、両素子スイッチング制御を行う場合と比べてリアクトル電流ｉＬの推定精度が低下する傾向がある。
【００３２】
＜電圧の検出誤差＞
図１に示す制御系において、電源電圧ｖｂおよびコンデンサ電圧ｖｃをそれぞれ検出する２つの電圧検出器が必要とされる。例えば、制御系の製造コストを下げるために検出精度が相対的に低い電圧検出器を実装した場合、この検出精度に起因して、リアクトル電流ｉＬの推定精度が低下する可能性がある。以下の説明では、直流電源１０の検出電圧を（ｖｂ＋Δｖｂ）と表現し、高圧側コンデンサ１８の検出電圧を（ｖｃ＋Δｖｃ）と表現する。各々の和の第１項（ｖｂ，ｖｃ）は電圧の実際値であり、各々の和の第２項（Δｖｂ，Δｖｃ）は電圧検出器に起因する検出誤差である。
【００３３】
図３（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１における第１スイッチ状態を模式的に示す部分回路図である。ここで、「第１スイッチ状態」とは、上素子１４がオン状態であり、かつ下素子１６がオフ状態であることをいう。
【００３４】
本図から理解されるように、第１スイッチ状態下にて、破線で示す閉じた経路（以下、第１閉ループ経路２２という）が形成される。この第１閉ループ経路２２は、直流電源１０を起点として、リアクトル１２、上素子１４、および高圧側コンデンサ１８を経由する経路である。つまり、リアクトル１２の両端間電圧（ｖＬ）の誤差の観点では、差分（Δｖｃ−Δｖｂ）が検出誤差（いわゆる外乱）として作用し得る。
【００３５】
図３（ｂ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１における第２スイッチ状態を模式的に示す部分回路図である。ここで、「第２スイッチ状態」とは、上素子１４がオフ状態であり、かつ下素子１６がオン状態であることをいう。
【００３６】
本図から理解されるように、第２スイッチ状態下にて、破線で示す閉じた経路（以下、第２閉ループ経路２４という）が形成される。この第２閉ループ経路２４は、直流電源１０を起点として、リアクトル１２、および下素子１６を経由する経路である。つまり、リアクトル１２の両端間電圧（ｖＬ）の誤差の観点では、Δｖｂが検出誤差（いわゆる外乱）として作用し得る。
【００３７】
＜状態方程式の説明＞
そこで、上記した誤差要因を考慮して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチ状態に応じた推定モデルを構築する。この推定モデルの主な特徴は、［１］デューティ比ｄに応じて状態方程式が異なる点、［２］第１，第２スイッチ状態に対応する２種類の外乱を導入する点、である。
【００３８】
ここで、入力ベクトル（ｕ）は、出力電流ｉｍおよび電源電圧ｖｂの２つの成分からなるベクトルである。状態ベクトル（ｘ）は、２つの状態量（コンデンサ電圧ｖｃおよびリアクトル電流ｉＬ）に２つの外乱量を付加した４つの成分からなるベクトルである。
【００３９】
第１の外乱量は、特定のスイッチ状態における、コンデンサ電圧ｖｃと電源電圧ｖｂとの間の差分（ｖｃ−ｖｂ）の検出誤差（以下、第１検出誤差という）である。第２の外乱量は、特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、電源電圧ｖｂの検出誤差（以下、第２検出誤差という）である。なお、「特定のスイッチ状態」とは、所定の期間（キャリア半周期の整数倍に相当する期間）を通して、上素子１４がオン状態に、下素子１６がオフ状態にそれぞれ保持された状態を意味する。
【００４０】
連続時間系の状態方程式は、以下の数式（１）により記述される。ここで、「Ｌ」は、リアクトル１２のインダクタンス値を示す。「Ｃ」は、高圧側コンデンサ１８のキャパシタンス値を示す。「ＲＬ」は、リアクトル１２の抵抗値を示す。また、上付きのドットは、時間微分演算子を示す。
【００４１】
【数１】
2019187017.tif 000003
【００４２】
例えば、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂはいずれも推定値である場合、次の数式（２）により記述される。
【００４３】
【数２】
2019187017.tif 000004
【００４４】
以下、「推定値」を示す変数は、上付きの波線「~」（チルダ）を付して表記される。「~Δ（ｖｃ−ｖｂ）」は、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）の推定値であり、単に「誤差推定値~Δ（ｖｃ−ｖｂ）」ともいう。「~Δｖｂ」は、第２検出誤差Δｖｂの推定値であり、単に「誤差推定値~Δｖｂ」ともいう。
【００４５】
数式（２）の状態方程式を、双一次変換を用いて離散化させることで、離散時間系の状態方程式を示す数式（３）が得られる。
【００４６】
【数３】
2019187017.tif 000005
【００４７】
［制御装置３０の説明］
続いて、上記の推定モデルを適用する制御装置３０の構成および動作について、図４〜図７を参照しながら詳細に説明する。
【００４８】
図４は、図１の制御装置３０の第１例（以下、制御装置３０Ａ）を示す構成図である。この制御装置３０Ａは、オブザーバ３２Ａ、指令値算出器３４（指令値算出部）、デューティ比制御器３６、および三角波比較器３８を含んで構成される。本図の「ｖｃ」は、コンデンサ電圧ｖｃの検出値であり、単に「電圧検出値ｖｃ」ともいう。また、「~ｉＬ」は、リアクトル電流ｉＬの推定値であり、単に「電流推定値~ｉＬ」ともいう。
【００４９】
以下、「指令値」を示す変数は、上付きのアスタリスク「＊」を付して表記される。「ｖｃ＊」は、コンデンサ電圧ｖｃの目標値を示す指令値であり、単に「電圧指令値ｖｃ＊」ともいう。「ｉＬ＊」は、リアクトル電流ｉＬの目標値を示す指令値であり、単に「電流指令値ｉＬ＊」ともいう。
【００５０】
オブザーバ３２Ａは、制御対象（ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１）の動作を模擬する機構であり、上素子１４または下素子１６のオン・オフ駆動に応じて状態方程式を切り替えながら、少なくとも１つの状態量および少なくとも１つの外乱量を推定する。ここで、オブザーバ３２Ａは、４つの変数（電圧指令値ｖｃ＊、電圧検出値ｖｃ、電源電圧ｖｂおよび出力電流ｉｍ）を入力し、３つの変数（電流推定値~ｉＬ、２つの誤差推定値~Δｖｂ，~Δ（ｖｃ−ｖｂ））を出力する。
【００５１】
指令値算出器３４は、電圧指令値ｖｃ＊、電圧検出値ｖｃ、電源電圧ｖｂ、出力電流ｉｍおよび２つの誤差推定値~Δｖｂ，~Δ（ｖｃ−ｖｂ）を用いて、リアクトル電流ｉＬの指令値である電流指令値ｉＬ＊を算出する。具体的な演算方法については図７で後述する。
【００５２】
デューティ比制御器３６は、電流指令値ｉＬ＊、電流推定値~ｉＬ、２つの誤差推定値~Δｖｂ，~Δ（ｖｃ−ｖｂ）および出力電流ｉｍを用いて、以下の数式（４）に従って、デューティ比ｄの指令値を算出する。右辺の第１項は、フィードフォワード項に相当する。右辺の第２項は、ＰＩ制御の比例項（Ｐ項）に相当する。右辺の第３項は、ＰＩ制御の積分項（Ｉ項）に相当する。
【００５３】
【数４】
2019187017.tif 000006
【００５４】
三角波比較器３８は、三角波（キャリア）の信号値とデューティ比ｄとの間の大小関係を比較し、その比較結果に基づいて、上素子１４および下素子１６をスイッチング駆動する信号（つまり、スイッチング信号）を生成する。デューティ比制御器３６および三角波比較器３８は、リアクトル電流ｉＬの目標値を示す電流指令値ｉＬ＊に従って、少なくとも片素子スイッチング制御を行うスイッチング制御部４０に相当する。
【００５５】
このようにして、制御装置３０Ａは、上素子１４および下素子１６に向けてスイッチング信号を出力することで、上素子１４および下素子１６のオン・オフ駆動を通じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態を制御する。
【００５６】
図５は、図１の制御装置３０の第２例（以下、制御装置３０Ｂ）を示す構成図である。この制御装置３０Ｂは、図４のオブザーバ３２Ａとは出力が異なるオブザーバ３２Ｂ、指令値算出器３４（指令値算出部）、デューティ比制御器３６、および三角波比較器３８を含んで構成される。本図の「ｉＬ」は、リアクトル電流ｉＬの検出値であり、単に「電流検出値ｉＬ」ともいう。
【００５７】
オブザーバ３２Ｂは、４つの変数（電圧指令値ｖｃ＊、電圧検出値ｖｃ、電源電圧ｖｂおよび出力電流ｉｍ）を入力し、２つの変数（誤差推定値~Δｖｂ，~Δ（ｖｃ−ｖｂ））を出力する。この場合、デューティ比制御器３６は、推定された電流推定値~ｉＬを取得する代わりに、図示しない電流検出器により検出された電流検出値ｉＬを取得する。なお、指令値算出器３４、デューティ比制御器３６、および三角波比較器３８は、制御装置３０Ａの構成と同一のまたは異なる構成を有する。
【００５８】
このようにして、制御装置３０Ｂは、上素子１４および下素子１６に向けてスイッチング信号を出力することで、上素子１４および下素子１６のオン・オフ駆動を通じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態を制御する。
【００５９】
図６は、図４または図５に示すオブザーバ３２Ａ，３２Ｂのブロック図である。本図は、入力ベクトル（ｕ）、状態ベクトル（ｘ）および出力ベクトル（ｙ）の関係を模式的に表記している。ブロック「Ａ」には、数式（３）に含まれる係数行列Ａ（ｄ）が設定される。ブロック「Ｂ」には、数式（３）に含まれる係数行列Ｂ（ｄ）が設定される。数式（３）から理解されるように、係数行列Ａ，Ｂを構成する各々の係数は、デューティ比ｄの関数で表現される。
【００６０】
ブロック「Ｃ」は、出力ベクトル（ｙ）を決定する係数行列である。上記した数式（３）の例では、Ｃ＝｛１，０，０，０｝である。ブロック「Ｈ」は、ゲインを決定する係数行列であり、例えば、Ｈ＝｛ｈ１，ｈ２，ｈ３，ｈ４｝である。
【００６１】
図７は、図４または図５に示す指令値算出器３４のブロック図である。指令値算出器３４は、４つのブロック５１〜５４による演算処理を組み合わせて電流指令値ｉＬ＊を算出する。この電流指令値ｉＬ＊は、ブロック５１〜５３により算出されるフィードバック項（以下、Ｆ／Ｂ項ともいう）と、ブロック５４により算出されるフィードフォワード項（以下、Ｆ／Ｆ項ともいう）の和で表される。なお、指令値算出器３４のブロック構成は本図に示す例に限られず、電流指令値ｉＬ＊の算出方法に応じて様々な構成をとってもよい。
【００６２】
ブロック５１は、入力された電圧指令値ｖｃ＊を、高圧側コンデンサ１８のエネルギー（以下、エネルギー指令値）に換算する演算子である。ブロック５２は、入力された電圧検出値ｖｃを、高圧側コンデンサ１８のエネルギー（以下、エネルギー検出値）に換算する演算子である。ここでは、次の数式（５）に従って、２つの誤差推定値~Δｖｂ，~Δ（ｖｃ−ｖｂ）を加算または減算することで、高圧側コンデンサ１８の電圧検出値ｖｃが補正される。
【００６３】
【数５】
2019187017.tif 000007
【００６４】
ブロック５３は、エネルギー指令値とエネルギー検出値との間の偏差（以下、エネルギー偏差）を入力し、このエネルギー偏差に対して比例積分演算（ＰＩ演算）を行う演算子である。ブロック５４は、次の数式（６）に示す電流指令値ｉＬ＊を用いて、Ｆ／Ｆ項を算出する演算子である。
【００６５】
【数６】
2019187017.tif 000008
【００６６】
このように、指令値算出器３４は、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂを用いて電圧検出値ｖｃを補正し、この補正された電圧検出値を用いて電流指令値ｉＬ＊を算出してもよい。電源電圧ｖｂおよびコンデンサ電圧ｖｃにおける２つの検出誤差を併せて考慮することで、電流指令値ｉＬ＊の算出精度が向上する。
【００６７】
また、指令値算出器３４は、Ｆ／Ｂ項を含む電流指令値ｉＬ＊を算出する場合、補正された電圧検出値を用いてＦ／Ｂ項を求めてもよい。２つの検出誤差を併せて考慮することで、適切なＦ／Ｂ項を求めることができる。
【００６８】
また、指令値算出器３４は、Ｆ／Ｆ項を含む電流指令値ｉＬ＊を算出する場合、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂの少なくとも一方を含む演算式（ここでは、数式（６））に基づいてＦ／Ｆ項を求めてもよい。少なくとも１つの検出誤差を考慮することで、適切なＦ／Ｆ項を求めることができる。
【００６９】
＜理論的根拠＞
この数式（６）は、数式（３）に示す状態方程式に基づいて定められる演算式である。以下、この演算式の導出方法について詳しく説明する。
【００７０】
数式（３）のうちコンデンサ電圧ｖｃの更新則（行列式の１行目）を抽出し、ｖｃ＊（ｋ）←ｖｃ（ｋ＋１）、ｉＬ＊（ｋ）←ｉＬ（ｋ）に置き換えることで、次の数式（７）が得られる。
【００７１】
【数７】
2019187017.tif 000009
【００７２】
数式（７）に含まれる電流指令値ｉＬ＊について解くと、電流指令値ｉＬ＊は、次の数式（８）のように表される。
【００７３】
【数８】
2019187017.tif 000010
【００７４】
ところで、デューティ比ｄは、電圧検出値ｖｂ（電源電圧ｖｂの検出値）および電圧指令値ｖｃ＊を用いて、数式（９）により表される。
【００７５】
【数９】
2019187017.tif 000011
【００７６】
また、電圧検出値ｖｂは、誤差推定値~Δｖｂを考慮して、数式（１０）のように置き換えてもよい。
【００７７】
【数１０】
2019187017.tif 000012
【００７８】
数式（９）（１０）をそれぞれ数式（８）に代入することで、上記した数式（６）が得られる。ところで、コンデンサ電圧ｖｃの追従性が高い場合、ｖｃ（ｋ）＝ｖｃ＊（ｋ）とおくことで、数式（６）の右辺前段をゼロとみなすことができる。つまり、上記した数式（６）を次の数式（１１）に置き換えてもよい。
【００７９】
【数１１】
2019187017.tif 000013
【００８０】
さらに、リアクトル１２の抵抗値（ＲＬ）は十分小さいため、ＲＬに比例する２つの項を無視することができる。つまり、上記した数式（１１）を次の数式（１２）に置き換えてもよい。
【００８１】
【数１２】
2019187017.tif 000014
【００８２】
さらに、数式（５）に示した通り、２つの誤差推定値~Δｖｂ，~Δ（ｖｃ−ｖｂ）を用いて、コンデンサ電圧ｖｃを補正してもよい。つまり、上記した数式（１２）を次の数式（１３）に置き換えてもよい。
【００８３】
【数１３】
2019187017.tif 000015
【００８４】
このようにして、数式（６）の演算式が導出される。また、数学的考察に基づいて、数式（６）と実質的に等価である数式（１１）〜（１３）が得られる。そこで、指令値算出器３４のブロック５４は、数式（６）の演算式に代えて、数式（１１）〜（１３）のいずれかに基づく演算式を適用してもよい。
【００８５】
［この実施形態による効果］
＜シミュレーション＞
この実施形態による効果を確認するためのシミュレーション結果について、図８〜図１２を参照しながら説明する。ここでは、電源電圧ｖｂおよびコンデンサ電圧ｖｃの少なくとも一方に検出誤差（一定値）が発生した場合における、電流指令値ｉＬ＊の算出精度を検証した。
【００８６】
以下、「実施例」は、片素子スイッチング制御を行いながら、図７のブロック図にて数式（５）（６）に示す演算式を用いて電流指令値ｉＬ＊を算出した結果を示す。一方、「比較例」は、片素子スイッチング制御を行いながら、図７のブロック図にて第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂを考慮しない演算式を用いて電流指令値ｉＬ＊を算出した結果を示す。ここでは、図８に示すような、電源電圧ｖｂ（上段のグラフ）およびコンデンサ電圧ｖｃ（下段のグラフ）の時間変化が生じた場合を想定する。
【００８７】
第１の事例として、高圧側コンデンサ１８に設けられる電圧検出器（以下、Ｖｃセンサ）に一定の検出誤差（いわゆるオフセット誤差）があり、直流電源１０に設けられる電圧検出器（以下、Ｖｂセンサ）に検出誤差がない場合が想定される。ここでは、コンデンサ電圧ｖｃのみが、実際の電圧よりも一定のオフセット量だけ常に高く検出されるとする。
【００８８】
図９は、比較例における電流指令値ｉＬ＊の第１の算出結果を示す図である。図１０は、実施例における電流指令値ｉＬ＊の第１の算出結果を示す図である。上段のグラフはリアクトル電流ｉＬの指令値（つまり、電流指令値ｉＬ＊）を示すとともに、下段のグラフはリアクトル電流ｉＬの出力値を示す。
【００８９】
図９に示す比較例では、コンデンサ電圧ｖｃのオフセット誤差が正値であるため、リアクトル電圧ｖＬがその誤差の分だけ常に低いとして取り扱われる。つまり、電流指令値ｉＬ＊が実際値（リアクトル電流ｉＬの出力値）よりも低く算出される傾向がある。その結果、本図から理解されるように、電流指令値ｉＬ＊の時間変化に追従してリアクトル電流ｉＬの制御が行われるが、破線で囲む２つの時間帯において、指令値と出力値との間の乖離（つまり、目標値の決定誤差）が生じている。一方、図１０に示す実施例では、電流指令値ｉＬ＊の時間変化に追従してリアクトル電流ｉＬの制御が行われており、かつ、すべての時間帯にて算出誤差がないか軽微であることが確認される。
【００９０】
第２の事例として、Ｖｂセンサに一定の検出誤差があり、Ｖｃセンサに検出誤差がない場合が想定される。ここでは、電源電圧ｖｂのみが、実際の電圧よりも一定のオフセット量だけ常に高く検出されるとする。
【００９１】
図１１は、比較例における電流指令値ｉＬ＊の第２の算出結果を示す図である。図１２は、実施例における電流指令値ｉＬ＊の第２の算出結果を示す図である。図９，図１０の場合と同様に、上段のグラフは電流指令値ｉＬ＊を示すとともに、下段のグラフはリアクトル電流ｉＬの出力値を示す。
【００９２】
図１１に示す比較例では、電源電圧ｖｂのオフセット誤差が正値であるため、リアクトル電圧ｖＬがその誤差の分だけ常に高いとして取り扱われる。つまり、電流指令値ｉＬ＊が実際値（リアクトル電流ｉＬの出力値）よりも高く算出される傾向がある。その結果、本図から理解されるように、電流指令値ｉＬ＊の時間変化に追従してリアクトル電流ｉＬの制御が行われるが、破線で囲む２つの時間帯において、指令値と出力値との間の乖離（つまり、目標値の決定誤差）が顕著に生じている。一方、図１２に示す実施例では、電流指令値ｉＬ＊の時間変化に追従してリアクトル電流ｉＬの制御が行われており、かつ、すべての時間帯にて算出誤差がないか軽微であることが確認される。
【００９３】
＜まとめ＞
以上のように、この実施形態における制御装置３０（Ａ，Ｂ）は、直列に接続された上素子１４（第１スイッチング素子）および下素子１６（第２スイッチング素子）と、上素子１４および下素子１６の接続点Ｃと直流電源１０とに両端が接続されるリアクトル１２と、を含んで構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。このＤＣ／ＤＣコンバータ１１には、リアクトル１２からの出力電圧を平滑化させる高圧側コンデンサ１８（コンデンサ）が接続されている。上素子１４は、直流電源１０および高圧側コンデンサ１８を含む閉じた経路（第１閉ループ経路２２）の一部を構成する。下素子１６は、直流電源１０を含み、かつ高圧側コンデンサ１８を含まない閉じた経路（第２閉ループ経路２４）の一部を構成する。
【００９４】
制御装置３０（Ａ，Ｂ）は、［１］リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉＬの目標値を示す電流指令値ｉＬ＊に従って、上素子１４および下素子１６のうちの一方の素子をオフ状態に保ちながら、他方の素子をオン・オフ駆動する片素子スイッチング制御を行うスイッチング制御部４０と、［２］片素子スイッチング制御が行われているＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態を記述する状態方程式に基づいて定められる演算式に従って、電流指令値ｉＬ＊を算出する指令値算出器３４（指令値算出部）と、を備える。そして、［３］状態方程式は、上素子１４がオン状態に下素子１６がオフ状態にそれぞれ保持された特定のスイッチ状態における、コンデンサ電圧ｖｃと電源電圧ｖｂとの間の差分の検出誤差である第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）と、特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、電源電圧ｖｂの検出誤差である第２検出誤差Δｖｂと、を外乱量として含む。
【００９５】
特に、制御装置３０Ａ（３０Ｂ）は、状態方程式を用いて少なくとも第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂを推定するオブザーバ３２Ａ（３２Ｂ）をさらに備え、指令値算出器３４は、オブザーバ３２Ａ（３２Ｂ）により推定された第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂを用いて電流指令値ｉＬ＊を算出してもよい。
【００９６】
リアクトル１２の両端間電圧（ｖＬ）は、第１閉ループ経路２２および第２閉ループ経路２４のいずれにおいても、電源電圧ｖｂの検出誤差（Δｖｂ）の影響を受ける。つまり、片素子スイッチング制御の態様にかかわらず共通して含まれる第２検出誤差Δｖｂを外乱量とすることで、オン・オフ駆動する素子によらずリアクトル電流ｉＬの推定精度（ひいては、電流指令値ｉＬ＊の決定精度）が十分に確保される。
【００９７】
一方、リアクトル１２の両端間電圧（ｖＬ）は、第１閉ループ経路２２が形成される特定のスイッチ状態において、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）の影響を受ける。つまり、特定のスイッチ状態に特徴的な第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）を外乱量とすることで、直流電源１０の電圧検出誤差（Δｖｂ）のみならず高圧側コンデンサ１８の電圧検出誤差（Δｖｃ）も同時に、リアクトル電流ｉＬの推定（ひいては、電流指令値ｉＬ＊の決定）に反映されることになる。
【００９８】
つまり、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂを外乱量として付加した状態方程式を用いることで、いわゆる片素子スイッチング制御においてリアクトル電流ｉＬの目標値を精度よく決定することができる。
【００９９】
なお、この発明は、上記した実施形態に限定されるものではなく、この発明の主旨を逸脱しない範囲で自由に変更できる。あるいは、技術的に矛盾が生じない範囲で各構成を任意に組み合わせてもよいことは勿論である。
【０１００】
上記した実施形態では、高圧側コンデンサ１８におけるエネルギー偏差を用いてＦ／Ｂ項を求めたが、他の算出方法を用いてもよい。例えば、ブロック５１，５２は、コンデンサ電圧ｖｃの関数として表現可能な様々な物理量（コンデンサ電圧ｖｃ自体を含む）を算出してもよい。
【０１０１】
上記した実施形態では、コンデンサ電圧ｖｃから電源電圧ｖｂを引いた差分（ｖｃ−ｖｂ）の検出誤差を導入しているが、第１検出誤差はこれと逆の符号で定義されてもよい。つまり、第１検出誤差は、電源電圧ｖｂからコンデンサ電圧ｖｃを引いた差分（ｖｂ−ｖｃ）の検出誤差として定義されてもよい。
【符号の説明】
【０１０２】
１０  直流電源、１１  ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２  リアクトル、１４  上素子（第１スイッチング素子）、１６  下素子（第２スイッチング素子）、１７  低圧側コンデンサ、１８  高圧側コンデンサ（コンデンサ）、１９  正極母線、２０  負極母線、２２  第１閉ループ経路、２４  第２閉ループ経路、３０（Ａ，Ｂ）  制御装置、３２Ａ，３２Ｂ  オブザーバ、３４  指令値算出器（指令値算出部）、３６  デューティ比制御器、３８  三角波比較器、４０  スイッチング制御部、１００  モータ駆動装置、１０４  負荷、１０５  インバータ、１０６  モータ。
【図１】
2019187017.tif 000016
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2019187017.tif 000022
【図８】
2019187017.tif 000023
【図９】
2019187017.tif 000024
【図１０】
2019187017.tif 000025
【図１１】
2019187017.tif 000026
【図１２】
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