(57)【要約】【課題】１シャント電流検出方式に対応した位置センサレス制御を実行可能なモータ制御用集積回路を提供する。【解決手段】実施形態のモータ制御用集積回路は、同期電動機の相電流を検出するために直流部に配置される電流検出部と、前記同期電動機の回転位置に追従するように、３相のＰＷＭデューティ指令を生成するデューティ生成部と、前記ＰＷＭデューティ指令に基づいて、各相の信号パルスを発生させる中心の位相が互いに異なる３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ生成部と、前記ＰＷＭデューティ指令に基づいて、前記相電流の検出タイミング信号を生成する検出タイミング信号生成部と、前記電流検出部に発生した信号と前記検出タイミング信号とに基づいて前記同期電動機の相電流を検出し、更に前記相電流の変化量を検出する電流変化量検出部と、この電流変化量検出部により検出された変化量に基づいて、前記同期電動機の回転位置に同期した信号を演算する回転位置演算部とを備える。【選択図】図１
2019154114.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期電動機の相電流を検出するために直流部に配置される電流検出部と、
前記同期電動機の回転位置に追従するように、３相のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）デューティ指令を生成するデューティ生成部と、
前記ＰＷＭデューティ指令に基づいて、各相の信号パルスを発生させる中心の位相が互いに異なる３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ生成部と、
前記ＰＷＭデューティ指令に基づいて、前記相電流の検出タイミング信号を生成する検出タイミング信号生成部と、
前記電流検出部に発生した信号と前記検出タイミング信号とに基づいて前記同期電動機の相電流を検出し、更に前記相電流の変化量を検出する電流変化量検出部と、
この電流変化量検出部により検出された変化量に基づいて、前記同期電動機の回転位置に同期した信号を演算する回転位置演算部とを備えるモータ制御用集積回路。
【請求項２】
前記ＰＷＭ生成部は、前記中心の位相が互いに１２０度異なる３相のＰＷＭ信号パターンを生成する請求項１記載のモータ制御用集積回路。
【請求項３】
前記回転位置演算部は、前記相電流の変化量から３相の誘起電圧を算出する誘起電圧演算部を備え、
前記３相の誘起電圧を直交座標系の２相の電圧に変換し、
前記２相の電圧について逆正接演算を行うことで前記回転位置を求める請求項１又は２記載のモータ制御用集積回路。
【請求項４】
前記検出タイミング信号生成部は、前記３相のＰＷＭ信号パターンにおいて、発生率が高い上位２つの電圧ベクトルの組に応じて電気角周期を６等分した６つの電圧セクタを設定して前記回転位置演算部に出力し、
前記誘起電圧演算部は、移行前の電圧セクタにおいて第１相の誘起電圧を演算し、次に移行した電圧セクタにおいて第２相の誘起電圧を演算し、前記第１相及び第２相の誘起電圧から第３相の誘起電圧を演算する請求項３記載のモータ制御用集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、モータ制御用集積回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、永久磁石同期モータの回転位置を中〜高速域において推定する方法としては、例えば永久磁石同期モータの速度に比例する誘起電圧や回転子磁束を永久磁石同期モータへの入力電圧と電流とから演算し、誘起電圧に基づいて推定する方法が広く用いられている。このような推定方式では、インバータが印加するモータの駆動電圧を演算に用いるほか、算出した誘起電圧やそれに準じた信号から回転位置を算出するためにＰＩ制御器やオブザーバを用いる必要があり、それらの制御器にゲイン等のパラメータを設計・調整する必要もある。
【０００３】
また、モータの駆動状態や設定したパラメータ次第によっては、センサレス制御が不安定化する問題があり、純粋な位置センサであるレゾルバ，エンコーダやホールセンサなどの代用とするには、高度な設計技術や経験を要する。
【０００４】
また、中〜高速域のセンサレス駆動方式として、１２０度通電において無通電区間に発生する誘起電圧の位相を検出し、これに基づき通電相を切り替える方式がある。この方式によれば、制御器の設計等を行うことなくセンサレス駆動が実現できる。しかし、通電方式が１２０度通電に限定され、モータ電流が歪んで騒音が悪化するほか、極低速域ではセンサレス駆動ができないという課題がある。
【０００５】
特許文献１には、電圧ベクトル印加中の電流変化量を用いて位置を検出する手法が開示されている。この手法では、分解能は小さいが制御パラメータの調整無しでセンサレス正弦波駆動が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−３３６６４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１では、電流を検出するためにインバータ回路にシャント抵抗を３つ配置する必要がある。小型モータや家電分野のモータ等簡易な構成でモータドライブシステムを構築するには低コスト化が重視される。そのため、直流部に単一のシャント抵抗を配置する１シャント電流検出方式が用いられることが多く、その検出方式に対応した位置センサレス制御方式が望まれる。
【０００８】
そこで、１シャント電流検出方式に対応した位置センサレス制御を実行可能なモータ制御用集積回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態のモータ制御用集積回路は、同期電動機の相電流を検出するために直流部に配置される電流検出部と、
前記同期電動機の回転位置に追従するように、３相のＰＷＭデューティ指令を生成するデューティ生成部と、
前記ＰＷＭデューティ指令に基づいて、各相の信号パルスを発生させる中心の位相が互いに異なる３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ生成部と、
前記ＰＷＭデューティ指令に基づいて、前記相電流の検出タイミング信号を生成する検出タイミング信号生成部と、
前記電流検出部に発生した信号と前記検出タイミング信号とに基づいて前記同期電動機の相電流を検出し、更に前記相電流の変化量を検出する電流変化量検出部と、
この電流変化量検出部により検出された変化量に基づいて、前記同期電動機の回転位置に同期した信号を演算する回転位置演算部とを備える。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】一実施形態であり、モータ駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】ＰＷＭキャリアとして用いる３相三角波を示す波形図
【図３】インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン状態を空間ベクトルで表した図
【図４】各電圧ベクトル発生時の相電圧の大きさを直流電圧ＶDCを用いて示す図
【図５】各電圧セクタにおいて発生する電圧ベクトルの大きさと、検出可能な誘起電圧の相を示す図
【図６】一般的な三角波比較法を用いた場合に発生する電圧ベクトルの発生率を示す図
【図７】３相三角波比較法を用いた場合に発生する電圧ベクトルの発生率を示す図
【図８】電圧ベクトルＶ０，Ｖ１，Ｖ２のそれぞれに対応するＵ，Ｖ相上側のＰＷＭ信号と直流電流ＩDC，電流検出タイミングｔ１〜ｔ４を示す図
【図９】従来の三角波比較法におけるＰＷＭ信号波形及び直流電流ＩDCを示す図
【図１０】３相三角波比較法におけるＰＷＭ信号波形及び直流電流ＩDCを示す図
【図１１】回転位置検出装置が行う処理内容を示すフローチャート
【図１２】ステップＳ１における位置検出演算の内容を示すフローチャート
【図１３】各部の動作波形を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、一実施形態について図面を参照して説明する。図１は、モータ駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源１は、回転子に永久磁石を備える永久磁石同期モータ２を駆動する電力源である。直流電源１は、交流電源を直流に変換したものでも良い。インバータ回路３は、６個のスイッチング素子，例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４Ｕ＋，４Ｙ＋，４Ｗ＋，４Ｕ−，４Ｙ−，４Ｗ−を３相ブリッジ接続して構成されており、後述するＰＷＭ生成部５で生成される３相分６つのスイッチング信号に基づいて、モータ２を駆動する電圧を生成する。
【００１２】
電圧検出部６は、直流電源１の電圧Ｖdcを検出する。電流検出部７は、インバータ回路３の負側電源線と直流電源１の負側端子との間に接続されている。電流検出部７は、一般にシャント抵抗やホールＣＴなどを用いた電流センサ及び信号処理回路で構成され、モータ２に流れる直流電流Ｉdcを検出する。
【００１３】
電流変化量検出部８は、後述する電圧セクタ及び検出タイミング信号生成部９より入力される検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４に基づいて直流電流Ｉdcを４回検出し、２回毎の検出値の差分値を変化量ｄＩDC1，ｄＩDC2として算出する。誘起電圧演算部１０は、変化量ｄＩDC1，ｄＩDC2に基づいて、３相のうち何れか２相の誘起電圧をＥnow，Ｅpreとして演算する。
【００１４】
回転位置演算部１１は、２相の誘起電圧Ｅnow，Ｅpreとから残り１相の誘起電圧を求め、得られた３相の誘起電圧からモータ２の回転位置検出値θｃを算出する。３相電圧指令値生成部１２は、上位の制御装置より与えられる指令値である電圧振幅指令値Ｖamp及び電圧位相指令値φｖと回転位置θｃとから、３相の電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを生成する。
【００１５】
デューティ生成部１３は、３相電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを直流電圧Ｖdcで除すことで各相の変調指令，デューティ指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗを演算する。キャリア生成部１４は、ＰＷＭ制御に用いるキャリア，搬送波として、図２に示すように、各相間の位相差が１２０度となる３相三角波信号をＰＷＭ生成部５に出力する。図２では、三角波の谷を基準として各相のＰＷＭ信号パルスを発生させている。
【００１６】
ＰＷＭ生成部５は、３相変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗと、キャリア生成部１４より入力される３相三角波とを比較して各相のＰＷＭ信号パルスを生成する。１相当たりのパルスにはデッドタイムが付加され、それぞれ３相上下のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４に出力するスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ−,Ｖ＋,Ｖ−,Ｗ＋，Ｗ−を生成する。
【００１７】
電圧セクタ及び検出タイミング信号生成部９には、３相変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗが入力されている。当該信号生成部９は、３相変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗに基づいて電気角周期を６等分した電圧セクタ（０）〜（５）を（１）式に示す条件で判別し、その判別結果を電流変化量検出部８，誘起電圧演算部１０及び回転位置演算部１１に出力する。
ｉｆ          Ｄｕ＞Ｄｖ＞Ｄｗ  →Ｓｅｃｔｏｒ＝０
ｅｌｓｅｉｆ  Ｄｖ＞Ｄｕ＞Ｄｗ  →Ｓｅｃｔｏｒ＝１
ｅｌｓｅｉｆ  Ｄｖ＞Ｄｗ＞Ｄｕ  →Ｓｅｃｔｏｒ＝２
ｅｌｓｅｉｆ  Ｄｗ＞Ｄｖ＞Ｄｕ  →Ｓｅｃｔｏｒ＝３
ｅｌｓｅｉｆ  Ｄｗ＞Ｄｕ＞Ｄｖ  →Ｓｅｃｔｏｒ＝４
ｅｌｓｅ                        →Ｓｅｃｔｏｒ＝５        …（１）
そして、前述した検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４についても、電圧セクタ（０）〜（５）の判別結果に応じて生成する。
【００１８】
以上の構成において、モータ２及びインバータ回路３を除いたものが、回転位置検出装置１５を構成している。そして、回転位置検出装置１５にインバータ回路３を加えたものがモータ駆動制御装置１６を構成している。また、本実施形態では、回転位置検出装置１５は、マイクロコンピュータの内部にハードウェア的に構成されている。すなわち、モータ２の速度制御や電流制御等はソフトウェアによって実現し、回転位置検出装置１５をハードウェア又はそれに準じる構成としてマイクロコンピュータや集積回路の内部に設ける。
【００１９】
次に、本実施形態において回転位置を検出する原理を説明する。回転位置の検出は、モータの回転によって発生する誘起電圧（EMF：electromotive force）を用いる。(２)式は、永久磁石同期モータの３相電圧方程式を示している。右辺第３項が誘起電圧項であり、回転位置θの情報が含まれている。
【００２０】
【数１】
2019154114.tif 000003
【００２１】
ここで、図３に示す空間ベクトル図における各電圧ベクトル発生時の相電圧の大きさは直流電圧ＶDCを用いて図４に示すように表すことができる。そして、電圧ベクトルＶ１（１００）印加時のＵ相電圧方程式は、（３）式となる。
【００２２】
【数２】
2019154114.tif 000004
【００２３】
このとき発生する電流変化量ｄＩｕをｄＩｕ（１００）と表記し、（３）式を変形すると（４）式が得られる。
【００２４】
【数３】
2019154114.tif 000005
【００２５】
同様に、図３に示す空間ベクトル図における電圧ベクトルＶ２（１１０）印加時のＷ相電流変化量をｄＩｗ（１１０）とすると、（５）式となる。
【００２６】
【数４】
2019154114.tif 000006
【００２７】
また、永久磁石の磁束に対してモータの突極性の影響が小さいと仮定して、
Ｌｕ＝Ｌｗ＝Ｌと近似する。さらに、（４）式に（５）式を加えると、相電流の総和はゼロであるから（６）式を得る。
【００２８】
【数５】
2019154114.tif 000007
【００２９】
同様に、電圧ベクトルＶ２（１１０）及びＶ３（０１０）時の電流変化量の和は、（７）式で表せる。
【００３０】
【数６】
2019154114.tif 000008
【００３１】
更に、相電流及び誘起電圧の総和はゼロであるため、−（６）式−（７）式を演算すると、（８）式を得る。
【００３２】
【数７】
2019154114.tif 000009
【００３３】
ここで、モータの回転速度ωがある程度速い状態では、（６）,（７）,（８）式の右辺は第１項≪第２項となるため、抵抗による電圧降下である右辺第1項をゼロと近似できる。これらを３相の誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとして表すと（９）式が得られる。
【００３４】
【数８】
2019154114.tif 000010
【００３５】
すなわち、電圧ベクトル印加中の電流変化量を用いれば、それぞれ位相差が２π／３の３相誘起電圧を検出できる。更に、検出した３相誘起電圧を（１０）式で３相／２相変換し、（１１）式で逆正接を演算することで回転位置θｃを求めることができる。
【００３６】
【数９】
2019154114.tif 000011
【００３７】
尚、電圧ベクトルＶ１,Ｖ２印加時の電圧ベクトルを用いるとＶ相誘起電圧Ｅｖが求まるが、全ての電圧ベクトルについて一般化すると、図５に示す関係となる。すなわち、発生する電圧ベクトルに応じて検出できる誘起電圧相が切り替わる。そして、電圧セクタ毎に発生する電圧ベクトルは異なる。例えば電圧セクタ（０）で発生する電圧ベクトルは
Ｖ１（１００），Ｖ２（１１０）のみである。このため、（９）式における電流変化量のうちｄＩｕ（１００）,ｄＩｗ（１１０）のみが検出でき、ｄＩｖ（０１０）は検出できない。尚、厳密には、他の電圧ベクトルも発生するが、ここでは、電圧セクタ毎に発生率が最も高くなる２つの電圧ベクトルを抽出している。
【００３８】
そこで、図３に示す空間ベクトルにおいて、電圧セクタが切り替わるタイミングに着目する。例えば電圧セクタが（０）から（１）に切り替わった直後では、電圧セクタ（１）での電圧ベクトルＶ２（１１０）,Ｖ３（０１０）が発生する期間に電流変化量ｄＩｗ（１１０），ｄＩｖ（０１０）が検出できる。これらにより、今回の誘起電圧Ｅnow＝Ｅｕが検出できる。また、切り替わる前の電圧セクタは（０）であるから、電圧ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（１１０）が発生する期間に電流変化量ｄＩｕ（１００），ｄＩｗ（１１０）が検出できる。これらにより誘起電圧Ｅｖが検出できる。これを前回の誘起電圧Ｅpreとして保存しておく。
【００３９】
そして、電圧セクタの切替わりに要する時間を、モータ２が回転する周期に比較して非常に速いと言える制御領域においてゼロとみなせば、Ｅnow（Ｅｕ）とＥpre（Ｅｖ）とから、（９）式に基づいて３相目の誘起電圧Ｅｗが求まる。３相の誘起電圧が求まれば、（１０）,（１１）式により回転位置θｃが求められる。
なお、（９）式左辺の各相電流変化量は、本実施形態では直流電流ＩDCから（１２）式に従って求める。
【００４０】
【数１０】
2019154114.tif 000012
【００４１】
ここで（１２）式のように、３相の電流を各スイッチングパターンに応じて検出するためには、各相電流を検出するために対応する電圧ベクトルを発生させる必要がある。３相のＰＷＭ信号を生成するために一般的な三角波比較法を用いると、例えば変調率が０．３の場合、図６に示すように各電圧ベクトルが発生する。横軸は電気角，縦軸はＰＷＭ１周期中における各電圧ベクトルの発生割合である。これに対し、下記の文献に示されているような３相三角波をキャリアとして用いると、各電圧ベクトルの発生割合は図７に示すように増加する。
文献名：「電気学会半導体電力変換方式調査専門委員会：「半導体電力変換回路」，電気学会(1987)」
【００４２】
例えば、電流変化量を検出するために必要な電圧ベクトル発生期間の割合をＰＷＭ周期の０．２として、図６中に破線で示す。この場合、単一の三角波キャリア比較法では、各電圧ベクトルＶ０及びＶ７以外は０．２に達しておらず検出できない。これに対して、３相三角波キャリアを用いると、図７に示すように、各電圧セクタにおいて対応する相の誘起電圧を検出するために必要な２つの電圧ベクトルが０．２以上となっている。これにより、必要な電流変化量が検出できるようになる。
【００４３】
尚、電流変化量を検出するために必要な電圧ベクトルの発生期間は、インバータの仕様等によって異なる。図８は、電圧ベクトルＶ０（０００），Ｖ１（１００），Ｖ２（１１０）のそれぞれに対応するスイッチング状態において、Ｕ，Ｖ相の上側ＰＷＭ信号と直流電流ＩDC，電流検出タイミングｔ１〜ｔ４を示している。
【００４４】
例えば、スイッチング状態が電圧ベクトルＶ０からＶ１に変化すると、電流ＩDCにはスイッチングの過渡状態でリップルが発生するため、変化の時点からある程度時間が経過したタイミングｔ１で電流ＩDCの１回目のサンプリングを行う。この待ち時間をＰＷＭ周期Ｔpwmの０．１としている。そこから、更に周期Ｔpwmの０．１分経過したタイミングｔ２で２回目のサンプリングを行い、電流変化量ΔＩDCを求める。
【００４５】
尚、タイミングｔ１，ｔ２で検出されるのはＵ相（＋）の電流変化量であり、タイミングｔ３，ｔ４で検出されるのはＷ相（−）の電流変化量である。このように、精度良く電流ＩDCを検出するには、特定の電圧ベクトルが発生する期間を十分確保する必要があるが、３相三角波キャリアを用いれば必要な電圧ベクトルの発生期間を十分確保でき、回転位置θｃの検出が可能になる。
【００４６】
図９，図１０は、従来の三角波比較法と３相三角波比較法とにおけるＰＷＭ信号波形及び直流電流ＩDCを示している。３相三角波比較法では１２０度位相差のＰＷＭ信号が生成されるので、各電圧ベクトルの発生時間が増加することで、直流電流ＩDCの通電時間が図９に比較して増加していることが分かる。
【００４７】
次に、本実施形態の作用について図１１から図１３を参照して説明する。図１１及び図１２は、ここまで説明した原理に基いて、主として回転位置検出装置１４が行う処理内容を示すフローチャートである。先ず、回転位置演算部１１が図１２に示す位置検出演算を行うと（Ｓ１）、デューティ生成部１３が各相デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗを算出する（Ｓ２）。信号生成部９は、現在の電圧セクタを「前回セクタ」に代入すると（Ｓ３）、（１）式に基づき各相デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗから現在の電圧セクタを求める（Ｓ４）。ＰＷＭ生成部５は、３相三角波キャリアと各相デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗとに基づき生成した各相ＰＷＭ信号をインバータ回路３に出力する（Ｓ５）。
【００４８】
ステップＳ１における位置検出演算は、図１２に示すように実行される。電流変化量検出部８は、直流電流ＩDCから、その時点の電圧セクタに対応した２相の電流変化量ｄＩDC1，ｄＩDC2を求める（Ｓ１１）。誘起電圧演算部１０は、前回検出した誘起電圧Ｅpreに今回検出した誘起電圧Ｅnowを代入すると（Ｓ１２）、電流変化量ｄＩDC1，ｄＩDC2から今回の誘起電圧Ｅnowを検出する（Ｓ１３）。
【００４９】
続いて、現在の電圧セクタと前回の電圧セクタとが異なるか否かを判断し（Ｓ１４）、同じ電圧セクタであれば（ＮＯ）処理を終了する。一方、電圧セクタが異なれば（ＹＥＳ）、誘起電圧Ｅnow，Ｅpreから第３相の誘起電圧Ｅ3を求める（Ｓ１５）。そして、誘起電圧Ｅnow，Ｅpre，Ｅ3を（１０）式により３相／２相変換し、（１１）式の逆正接演算を行って回転位置θｃを求める（Ｓ１６）。
【００５０】
図１３は、各部の動作波形を示している。各相の変調指令に基づき、３相電流が流れモータ２が駆動されている。このとき、検出した電流変化量から誘起電圧演算部１０で求めた今回の誘起電圧Ｅnowが検出できていることが分かる。破線が各電圧セクタが切り替わるタイミングであり、電圧セクタ毎に検出した誘起電圧がＥｕ,Ｅｖ,Ｅｗと切り替わっている。そして、電圧セクタの切り替わりタイミングで今回の誘起電圧と前回の電圧セクタの誘起電圧から求めた回転位置がθｃである。実際の回転位置θに対し、ある程度の誤差があるものの電気角１周期を６分解能で位置が検出できていることがわかる。
【００５１】
以上のように本実施形態によれば、デューティ生成部１３は、モータ２の回転位置に追従するように３相デューティ指令Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成し、ＰＷＭ生成部５は、３相三角波をキャリアとして用い、３相デューティ指令Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗより各相の信号パルスを発生させる中心の位相が１２０度異なる３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。信号生成部９は、デューティ指令Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗに基づき相電流の検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４を生成する。
【００５２】
電流変化量検出部８は、電流検出部７に発生した信号と検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４とに基づいてモータ２の相電流を検出し、更にその相電流の変化量を検出する。回転位置演算部１１は、電流変化量検出部８により検出された変化量に基づいて、モータ２の回転位置に同期した信号を演算する。このように構成すれば、モータ２の定数設定や制御ゲインの調整等が不要となり、回転位置を検出した電流変化量から直接演算で求めることができる。
【００５３】
また、誘起電圧演算部１０は、相電流の変化量から３相の誘起電圧を算出すると、３相の誘起電圧を直交座標系の２相の電圧に変換し、２相の電圧について逆正接演算を行うことで回転位置を求める。具体的には、３相のＰＷＭ信号パターンにおいて、発生率が高い２つの電圧ベクトルの組に応じて電気角周期を６等分した電圧セクタ（０）〜（５）を設定し、移行前の電圧セクタにおいて第１相の誘起電圧Ｅpreを演算し、次に移行した電圧セクタにおいて第２相の誘起電圧Ｅnowを演算し、誘起電圧Ｅpre，Ｅnowから第３相の誘起電圧Ｅ3を演算する。これら３相の誘起電圧を直交座標系の２相の電圧Ｅα，Ｅβに変換し、２相の電圧について逆正接演算ｔａｎ-1（Ｅα／Ｅβ）を行うことで回転位置θｃを求める。これにより、回転位置θｃを効率的に演算することができる。
（その他の実施形態）
【００５４】
３相のＰＷＭ信号を本実施形態のように発生させるには、３種のキャリアを用いずに位相シフト機能等を利用して、３相三角波を用いた場合と等価な状態を実現しても良いし、１種のキャリアにおいてデューティを設定するタイミングや、パルス発生の比較極性等を変更するなどの方法を利用しても良い。要は、各相信号パルスを発生させる中心の位相が互いに１２０度異なるように、３相のＰＷＭ信号パターンを発生させれば良い。
また、位相差は必ずしも１２０度にする必要は無く、同程度の位相差，略１２０度の位相差を付与すれば良い。
【００５５】
また、電流を検出するタイミングはＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流変化量検出部に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアから得られた信号そのものである必要はなく、別個のタイマで生成した信号であっても良い。
電流検出部はシャント抵抗でもＣＴでも良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ，パワートランジスタ，ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
【００５６】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００５７】
図面中、２は永久磁石同期モータ、３はインバータ回路、５はＰＷＭ生成部、７は電流検出部、８は電流変化量検出部、９は電圧セクタ及び検出タイミング信号生成部、１０は誘起電圧演算部、１１は回転位置演算部、１４はキャリア生成部、１５は回転位置検出装置、１６はモータ駆動制御装置を示す。
【図１】
2019154114.tif 000013
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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