(57)【要約】【課題】受信機の復調部の実装面積を小型化した受信機（無線通信機）を提供する。【解決手段】受信アンテナ３５から受信信号を入力し、信号処理を行う複数の受信信号処理部３１Ｓ，３１Ｃと、複数の受信信号処理部より出力される信号を比較する信号比較部３２と、信号比較部の出力を基に複数の受信信号処理部より出力される信号から一つの信号を選択するセレクタ３３と、セレクタにより出力される信号を符号化する符号化部３４と、を備え、それぞれの受信信号処理部は、発振信号を生成する局部発振器と、局部発振器から出力される信号の周波数を変更するＰＬＬと、ＰＬＬから出力される信号の位相を変化させる移相器と、移相器から出力される信号と受信アンテナから入力される信号とを乗算するミキサと、を具備し、複数の受信信号処理部は、同一の局部発振器とＰＬＬとを用い、複数の受信信号処理部のそれぞれの移相器は、変化させる移相角度が互いに異なる。【選択図】図３
2019012983.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信アンテナから受信信号を入力し、デジタル変調された前記受信信号の信号処理を行う複数の受信信号処理部と、
前記複数の受信信号処理部のそれぞれの出力信号を比較して、比較結果の信号を出力する信号比較部と、
該信号比較部の出力する信号を基に前記複数の受信信号処理部の出力信号から一つの信号を選択するセレクタと、
該セレクタにより選択された出力信号を符号化して受信データを生成する符号化部と、を備え、
前記複数の受信信号処理部のそれぞれの受信信号処理部は、
発振信号を生成する局部発振器と、
該局部発振器から出力される信号の周波数を変更するＰＬＬと、
該ＰＬＬから出力される信号の移相角度を変化させる受信側移相器と、
該受信側移相器から出力される信号と前記受信アンテナから入力される信号とを乗算する受信側ミキサと、を具備し、
前記複数の受信信号処理部は、複数ある局部発振器および複数あるＰＬＬのうち所定の受信信号処理部の有する局部発振器およびＰＬＬを用い、
前記複数の受信信号処理部のそれぞれの受信側移相器は、変化させる移相角度が互いに異なる、
ことを特徴とする受信機。
【請求項２】
請求項１において、
二つの前記受信信号処理部のそれぞれの受信側移相器は、変化させる移相角度が互いに９０度異なる、
ことを特徴とする受信機。
【請求項３】
請求項１において、
前記デジタル変調された受信信号はＢＰＳＫ変調された信号である、
ことを特徴とする受信機。
【請求項４】
請求項１において、
前記デジタル変調された受信信号はＢ−ＤＰＳＫ変調された信号であり、
前記符号化部は、Ｂ−ＤＰＳＫ信号をＢＰＳＫ信号に変換する差動符号復元機能を有する、
ことを特徴とする受信機。
【請求項５】
請求項１において、
前記受信アンテナは、受信機に備えられている、
ことを特徴とする受信機。
【請求項６】
請求項１において、
前記複数の受信信号処理部から出力される信号を加算し、該加算した信号を前記信号比較部と前記セレクタに送信する加算器と、
前記複数の受信信号処理部から出力される信号を減算し、該減算した信号を前記信号比較部と前記セレクタに送信する減算器と、を備える、
ことを特徴とする受信機。
【請求項７】
請求項１において、
前記受信アンテナは、設置箇所がそれぞれ異なる複数のアンテナからなり、
前記複数の受信信号処理部は、前記複数のアンテナからそれぞれ信号を入力する、
ことを特徴とする受信機。
【請求項８】
請求項１において、
前記受信アンテナは、互いに空間的に直交する二つの受信アンテナからなり、
前記複数の受信信号処理部は、前記二つの受信アンテナからそれぞれ信号を入力する、
ことを特徴とする受信機。
【請求項９】
請求項１において、
前記信号比較部の出力する信号を基に前記ＰＬＬの周波数補正値を算出して出力する補正値算出部と、
該補正値算出部の出力する信号を基に前記ＰＬＬの出力の周波数を補正するＶＣＯ制御部と、を備える、
ことを特徴とする受信機。
【請求項１０】
デジタル変調される送信データの信号処理を行う複数の送信信号処理部と、
前記複数の送信信号処理部から出力される信号を加算して、送信アンテナへ送信信号を出力する加算器と、
を具備し、
それぞれの前記送信信号処理部は、
発振信号を生成する局部発振器と、
該局部発振器から出力される信号の周波数を変更するＰＬＬと、
該ＰＬＬから出力される信号の移相角度を変化させる送信側移相器と、
該送信側移相器から出力される信号と前記送信データとして入力される信号を乗算する送信側ミキサと、を有し、
前記複数の送信信号処理部は、複数ある局部発振器および複数あるＰＬＬのうち所定の送信信号処理部の有する局部発振器およびＰＬＬを用い、
前記複数の送信信号処理部のそれぞれの送信側移相器は、変化させる移相角度が互いに異なる、
ことを特徴とする送信機。
【請求項１１】
請求項１に記載の受信機と、
請求項１０に記載の送信機と、
を備える、
ことを特徴とする無線通信機。
【請求項１２】
請求項１１において、
二つの前記受信信号処理部のそれぞれの受信側移相器は、変化させる移相角度が互いに９０度異なり、
二つの前記送信信号処理部のそれぞれの送信側移相器は、変化させる移相角度が互いに９０度異なる、
ことを特徴とする無線通信機。
【請求項１３】
請求項８に記載の受信機と、
前記受信機が復調可能な信号を送信する送信機と、
を備え、
前記送信機は、
デジタル変調される送信信号の信号処理を行う二つの送信信号処理部と加算器を有してなる第１の変調部と、
デジタル変調される送信信号の信号処理を行う二つの送信信号処理部と加算器を有してなる第２の変調部と、
発振信号を生成する局部発振器と、
該局部発振器で生成した発振信号の移相角度を９０度変化させるπ／２移相器と、
送信データの信号と前記局部発振器の発振信号とを合成する第１の送信側ミキサと、
送信データの信号と前記π／２移相器の発振信号とを合成する第２の送信側ミキサと、
を具備し、
前記第１の変調部は、前記第１の送信側ミキサの合成信号を変調して第１の送信アンテナへ出力し、
前記第２の変調部は、前記第２の送信側ミキサの合成信号を変調して第２の送信アンテナへ出力し、
前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナは、互いに空間的に直交している、
ことを特徴とする無線通信機。
【請求項１４】
請求項１３において、
前記送信機は、送信データを差動符号化する差動符号部を備え、
前記受信機の符号化部は、Ｂ−ＤＰＳＫ信号をＢＰＳＫ信号に変換する差動符号復元機能を有する、
ことを特徴とする無線通信機。
【請求項１５】
請求項１２または請求項１３において、
送信アンテナと受信アンテナを無線通信機が備える、
ことを特徴とする無線通信機。
【請求項１６】
請求項１２または請求項１３において、
送信アンテナと受信アンテナとが、アンテナとして兼用される、
ことを特徴とする無線通信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機、送信機、および無線通信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線ネットワークに使用される無線機（無線通信機）では、送受信機で生成される搬送波の周波数が僅かに異なることが原因で受信波の復調が困難となる。この課題の解決には一般に同期検波回路が用いられる。例えば、特許文献１がある。
また、無線ネットワークは安定した通信を実現するために複数の周波数帯を用いて通信を行うことがある。例えばスマートフォンでは、セルラー通信のＬＴＥ(Long Term Evolution)／３Ｇの周波数と無線ＬＡＮ（Local Area Network）の周波数を切り替えながら通信を行う。
また、工場やプラントにおける制御・監視用ネットワークにおいても、定常的な機器の稼動状態の監視や機器間の自律制御のために、複数の周波数帯を用いることがある。複数の周波数帯の信号を復調するためには、受信機の復調部に周波数帯ごとに同期検波回路が必要となる。
【０００３】
特許文献１の要約には、「［課題］機器間や機器内で無線信号伝送を行なう場合に、搬送周波数の安定度を緩和しても、受信側で適切に伝送対象信号を復調できるようにする。［解決手段］周波数混合部８３０２は、送信側局部発振部８３０４で生成された周波数f1の変調搬送信号で伝送対象信号を周波数変換する。受信側局部発振部８４０４は、受信した信号を注入信号として変調搬送信号と同期した周波数f1の復調搬送信号を生成する。周波数混合部８４０２は、受信した変調信号を復調搬送信号で周波数変換する。変調搬送信号と復調搬送信号が確実に同期した状態となるため、変調搬送信号の周波数の安定度を緩和して無線による信号伝送を行なっても伝送対象信号を適切に復調できる。搬送周波数の安定度を緩和してもよいので、回路構成の簡易な発振回路を使用でき、タンク回路を含む発振回路の全体を同一の半導体基板上に形成できる。」と記載され、無線伝送システムの技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１４−１１６９８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に開示された技術や同期検波回路を必要とする前記の従来の技術では、同期検波回路として周波数が変更可能なＶＣＯ（Voltage Control Oscillator:電圧制御発振器）が用いられる。同期検波回路では、ＰＬＬ(Phase Lock Loop:位相同期)回路内に存在するＶＣＯを制御することで受信波と同じ周波数を持つ搬送波を生成し、生成した搬送波を受信波に乗算することで受信波を復調する。しかし、ＶＣＯは広い範囲で周波数を変更すると周波数の誤差が大きくなる。同期検波回路は周波数の誤差が大きいと受信波と同じ周波数を持つ搬送波を生成できず、正確な復調が困難となる。このため同期検波回路は、広範囲な周波数の信号を一つの回路で復調できないという問題を有する。
また、スマートフォンの内部回路、および制御・監視用ネットワークに用いられるセンサ端末は小型化が進んでおり、無線端末もまた小型化が望まれているが、複数の同期検波回路を実装すると、復調部分の実装面積が増大するという問題を有する。
【０００６】
本発明は、前記した課題（問題）に鑑みて創案されたものであって、受信機の復調部の実装面積を小型化した受信機（無線通信機）を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の受信機は、受信アンテナから受信信号を入力し、デジタル変調された前記受信信号の信号処理を行う複数の受信信号処理部と、前記複数の受信信号処理部のそれぞれの出力信号を比較して、比較結果の信号を出力する信号比較部と、該信号比較部の出力する信号を基に前記複数の受信信号処理部の出力信号から一つの信号を選択するセレクタと、該セレクタにより選択された出力信号を符号化して受信データを生成する符号化部と、を備え、前記複数の受信信号処理部のそれぞれの受信信号処理部は、発振信号を生成する局部発振器と、該局部発振器から出力される信号の周波数を変更するＰＬＬと、該ＰＬＬから出力される信号の移相角度を変化させる受信側移相器と、該受信側移相器から出力される信号と前記受信アンテナから入力される信号とを乗算する受信側ミキサと、を具備し、前記複数の受信信号処理部は、複数ある局部発振器および複数あるＰＬＬのうち所定の受信信号処理部の有する局部発振器およびＰＬＬを用い、前記複数の受信信号処理部のそれぞれの受信側移相器は、変化させる移相角度が互いに異なる、ことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、受信機の復調部の実装面積を小型化した受信機（無線通信機）を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１実施形態に係る送信機の変調部の構成例を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る送信機の変調部における送信信号処理部の構成例を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る受信機の復調部の構成例を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る受信機の復調部における受信信号処理部の構成例を示す図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る受信機の二つの受信信号処理部におけるそれぞれ二つの出力信号の波形を重ね合わせた一例を示す図である
【図６】本発明の第２実施形態に係る送信機の変調部の構成例を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係る受信機の復調部の構成例を示す図である。
【図８】本発明の第３実施形態に係る受信機の復調部の構成例を示す図である。
【図９】本発明の第４実施形態に係る受信機の復調部の構成例を示す図である。
【図１０】本発明の第５実施形態に係る送信機の構成例を示す図である。
【図１１】本発明の第５実施形態に係る受信機の構成例を示す図である。
【図１２】本発明の第６実施形態に係る送信機の構成例を示す図である。
【図１３】本発明の第６実施形態に係る受信機（受信機の復調部）の構成例を示す図である。
【図１４】本発明の第７実施形態に係る受信機の復調部の構成例を示す図である。
【図１５】本発明の第８実施形態に係る無線通信機の構成例を示す図である。
【図１６】本発明の第９実施形態に係る無線通信機の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。
【００１１】
≪第１実施形態≫
本発明の第１実施形態は、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying: ２値位相変復調）を用いて、データの送受信を行う無線通信機である。第１実施形態では複数の周波数帯の信号を一つの回路で復調可能とする構成と処理について説明する。複数の周波数を用いて通信を行う場合に復調部分の実装面積を削減できる。
以下に、図１から図５を適宜、参照して、第１実施形態の詳細を説明する。
【００１２】
《送信機の変調部１０》
図１は、本発明の第１実施形態に係る送信機の変調部１０の構成例を示す図である。
図１において、送信機の変調部１０は、送信信号処理部１１Ｓと送信信号処理部１１Ｃと加算器１２とを備えて構成されている。
デジタル信号で構成された送信データ１０１は、送信信号処理部１１Ｓおよび送信信号処理部１１Ｃに入力される。
送信信号処理部１１Ｓおよび送信信号処理部１１Ｃにおいては、それぞれ異なる移相角度の搬送波が重畳されるように、信号処理される。なお、送信信号処理部１１Ｓおよび送信信号処理部１１Ｃの詳細な構成は後記する。
【００１３】
送信信号処理部１１Ｓにおいて信号処理された第１の出力信号１０２Ｓと、送信信号処理部１１Ｃにおいて信号処理された第２の出力信号１０２Ｃは、共に加算器１２に入力される。
加算器１２は、入力された第１の出力信号１０２Ｓと第２の出力信号１０２Ｃを加算し、合成（加算）された信号を送信信号１０４として出力する。
送信信号１０４は、送信アンテナ（アンテナ）１５から電磁波（電波）として出力される。
【００１４】
《送信信号処理部》
次に、図１で示した送信信号処理部１１Ｓ，１１Ｃの詳細な構成を、図２を参照して説明する。
図２は、本発明の第１実施形態に係る送信機の変調部１０における送信信号処理部１１Ｓ，１１Ｃの構成例を示す図である。なお、送信信号処理部１１Ｓと送信信号処理部１１Ｃとは、ハードウェアとしては同じ構成となるので、図２においては、送信信号処理部１１Ｓ，１１Ｃを送信信号処理部１１と表記して、重複する説明を避けている。
図２において、送信信号処理部１１は、局部発振器２１とＰＬＬ（Phase Locked Loop : 位相同期回路）２２と送信側移相器２３と送信側ミキサ２４とを備えて構成されている。
【００１５】
また、局部発振器２１で生成した発振信号をＰＬＬ２２に入力する。
ＰＬＬ２２は、内部にＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御型発振器）を有している。このＶＣＯ（不図示）に入力する制御信号を変化されることで任意の搬送波周波数を持つ信号を生成する。
ＰＬＬ２２によって生成された搬送波となる信号は、送信側移相器２３に入力されることで位相（移相角度）が変化する。
【００１６】
図１における送信信号処理部１１Ｓの図２における送信側移相器２３（２３Ｓ）は、例えば正弦波（ｓｉｎ）に相当する位相の変化を付与する。
図１における送信信号処理部１１Ｃの図２における送信側移相器２３（２３Ｃ）は、例えば余弦波（ｃｏｓ）に相当する位相の変化を付与する。
そして、図１における送信信号処理部１１Ｓの図２における送信側ミキサ２４（２４Ｓ）は、送信データ（入力信号）１０１と正弦波（ｓｉｎ）に相当する位相の搬送波を合成（乗算）して、出力信号１０２（１０２Ｓ）を出力する。
また、図１における送信信号処理部１１Ｃの図２における送信側ミキサ２４（２４Ｃ）は、送信データ（入力信号）１０１と余弦波（ｃｏｓ）に相当する位相の搬送波を合成（乗算）して、出力信号１０２（１０２Ｃ）を出力する。
【００１７】
なお、出力信号１０２Ｓの搬送波の位相と、出力信号１０２Ｃの搬送波の位相とは、９０度（π／２）の位相差があることを、前記のように正弦波（ｓｉｎ）と余弦波（ｃｏｓ）の例で示したものであって、正弦波（ｓｉｎ）と余弦波（ｃｏｓ）自体には格別の意味はない。
また、送信信号処理部１１Ｓと送信信号処理部１１Ｃとにおいて、局部発振器２１（図２）とＰＬＬ２２（図２）とを共通に用いている。すなわち、複数の送信信号処理部は、複数ある局部発振器および複数あるＰＬＬのうち、所定の送信信号処理部の有する局部発振器およびＰＬＬを用いる。また、複数ある局部発振器および複数あるＰＬＬのうち、どの局部発振器およびＰＬＬを使用するかは、例えばプログラミングにより任意に設定可能である。なお、局部発振器２１（図２）とＰＬＬ２２（図２）とを共通で用いることにより、送信信号処理部１１Ｓの出力信号１０２Ｓと送信信号処理部１１Ｃの出力信号１０２Ｃとの位相差が９０度（π／２）に保てる。
また、この共通に用いることによるＰＬＬ２２の出力信号については、図１において記載を省略している。
【００１８】
《送信信号１０４》
以上のように、送信信号処理部１１Ｓの出力信号１０２Ｓにおける搬送波の成分と、送信信号処理部１１Ｃの出力信号１０２Ｃにおける搬送波の成分とは、互いに９０度（π／２）の位相差がある。
図１において、この搬送波に互いに９０度（π／２）の位相差がある出力信号１０２Ｓと出力信号１０２Ｃとが加算器１２で合成（加算）されるので、送信信号１０４には、送信データが互いに９０度（π／２）の位相差がある二つの搬送波に重畳された信号が出力される。
すなわち、ＢＰＳＫ変調された信号が送信信号１０４として出力される。
【００１９】
《送信信号処理部における処理の数式表現》
送信信号処理部１１Ｓ（図１）の出力信号をＳｏｔ１として、数式を用いて表すと以下の式１で表される。
【００２０】
【数１】
2019012983.tif 000003
【００２１】
式１において、Ｄはデータによって切り替わる１、もしくは−１の係数であり、ｆｃｔはＰＬＬ２２（図２）より出力された搬送波の持つ搬送波周波数であり、ｔは時間である。
前記したように、送信信号処理部１１Ｓと送信信号処理部１１Ｃとにおいて、局部発振器２１（図２）とＰＬＬ２２（図２）とを共通に用いている。また、送信信号処理部１１Ｃでは、送信信号処理部１１Ｓと比較して、９０度（π／２）位相が異なる搬送波を乗算している。
そのため、送信信号処理部１１Ｃの出力信号をＳｏｔ２として、数式を用いて表すと以下の式２で表される。
【００２２】
【数２】
2019012983.tif 000004
【００２３】
送信信号処理部１１Ｓの出力信号をＳｏｔ１と送信信号処理部１１Ｃの出力信号をＳｏｔ２の二つの信号は加算器１２によって加算される。
加算器１２から出力された送信信号１０４をＳｔとして、数式を用いて表すと以下の式３で表される。
【００２４】
【数３】
2019012983.tif 000005
【００２５】
式３で表される送信信号１０４は、送信アンテナ１５から電波（電磁波）として空間に出力される。
【００２６】
《受信機の復調部３０》
次に、第１実施形態に用いる受信機の復調部３０について説明する。
図３は、本発明の第１実施形態に係る受信機の復調部３０の構成例を示す図である。
図３において、復調部３０は、受信信号処理部３１Ｓ、受信信号処理部３１Ｃ、信号比較部３２、セレクタ３３、符号化部３４を備えて構成されている。
受信アンテナ（アンテナ）３５で受信された受信信号３０１は、受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃに入力される。
受信信号処理部３１Ｓおよび受信信号処理部３１Ｃにおいては、それぞれ異なる位相の復調用の信号が重畳されて信号処理される。なお、受信信号処理部３１Ｓおよび受信信号処理部３１Ｃの詳細な構成は後記する。
【００２７】
受信信号処理部３１Ｓにおいて受信信号３０１が信号処理されて出力された第１の出力信号３０２Ｓと、受信信号処理部３１Ｃにおいて受信信号３０１が信号処理されて出力された第２の出力信号３０２Ｃは、共に信号比較部３２とセレクタ３３とに入力される。
信号比較部３２は、第１の出力信号３０２Ｓと第２の出力信号３０２Ｃの振幅値を逐次、比較する。そして、信号比較部３２は、その比較した結果をセレクタ３３に通知する信号３２３を出力する。
セレクタ３３は、信号比較部３２の比較結果の信号３２３に基づき、第１の出力信号３０２Ｓと第２の出力信号３０２Ｃとから振幅値が大きな一方の信号を、逐次、選択して出力する。
符号化部３４は、セレクタ３３の出力する出力信号３０３の正負を判定し、正ならば０、負ならば１を受信データ３０４として出力する。
【００２８】
《受信信号処理部》
次に、図３で示した受信信号処理部３１Ｓ，３１Ｃの構成について、図４を参照して説明する。
なお、受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃのハードウェアとしての構成は共通であるので、図４においては、受信信号処理部３１として受信信号処理部３１Ｓ，３１Ｃの構成を一緒に説明する。
図４は、本発明の第１実施形態に係る受信機の復調部３０における受信信号処理部３１Ｓ，３１Ｃの構成例を示す図である。なお、受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃとは、ハードウェアとしては同じ構成となるので、図４においては、受信信号処理部３１Ｓ，３１Ｃを受信信号処理部３１と表記して、重複する記載を省略している。
【００２９】
図４において、受信信号処理部３１は、局部発振器４１、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ：位相同期ループ）４２、受信側移相器４３、受信側ミキサ４４、ＬＰＦ（Low Pass Filter：低域通過フィルタ）４５を備えて構成されている。
局部発振器４１で生成した発振信号をＰＬＬ４２に入力する。
ＰＬＬ４２は、内部のＶＣＯ（不図示）に入力する制御信号を変化されることで搬送波周波数を有する信号を生成する。
ＰＬＬ４２によって生成された信号は、受信側移相器４３に入力されることで位相が変化する。
【００３０】
図３における受信信号処理部３１Ｓの図４における受信側移相器４３（４３Ｓ）は、例えば正弦波（ｓｉｎ）に相当する位相の変化を付与する。
図３における受信信号処理部３１Ｃの図４における受信側移相器４３（４３Ｃ）は、例えば余弦波（ｃｏｓ）に相当する位相の変化を付与する。
【００３１】
そして、図３における受信信号処理部３１Ｓの図４における受信側ミキサ４４（４４Ｓ）は、受信信号（入力信号）３０１と正弦波（ｓｉｎ）に相当する位相の搬送波を合成（乗算）する。受信側ミキサ４４（４４Ｓ）において、受信信号（入力信号）３０１の搬送波と、受信側移相器４３（４３Ｓ）の出力する搬送波周波数を有する信号とが作用する。そして、受信側ミキサ４４（４４Ｓ）の出力をＬＰＦ４５（４５Ｓ）に通すことによって、搬送波周波数の高周波成分が除去され、送信データが復調される。この復調された送信データが、出力信号３０２（３０２Ｓ）として出力される。
【００３２】
また、図３における受信信号処理部３１Ｃの図４における受信側ミキサ４４（４４Ｃ）は、受信信号（入力信号）３０１と余弦波（ｃｏｓ）に相当する位相の搬送波を合成（乗算）する。受信側ミキサ４４（４４Ｃ）において、受信信号（入力信号）３０１の搬送波と、受信側移相器４３（４３Ｃ）の出力する搬送波周波数を有する信号とが作用する。そして、受信側ミキサ４４（４４Ｃ）の出力をＬＰＦ４５（４５Ｃ）に通すことによって、搬送波周波数の高周波成分が除去され、送信データが復調される。この復調された送信データが、出力信号３０２（３０２Ｃ）として出力される。
【００３３】
なお、受信側ミキサ４４（４４Ｓ）における受信側移相器４３（４３Ｓ）の出力する搬送波周波数の位相と、受信側ミキサ４４（４４Ｃ）における受信側移相器４３（４３Ｃ）の出力する搬送波周波数の位相とは、９０度（π／２）の位相差がある。この９０度（π／２）の位相差があることを、前記のように正弦波（ｓｉｎ）と余弦波（ｃｏｓ）の例で示したものであって、正弦波（ｓｉｎ）と余弦波（ｃｏｓ）自体には格別の意味はない。
また、受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃとにおいて、局部発振器４１（図４）とＰＬＬ４２（図４）とを共通に用いている。すなわち、複数の受信信号処理部は、複数ある局部発振器および複数あるＰＬＬのうち、所定の受信信号処理部の有する局部発振器およびＰＬＬを用いる。また、複数ある局部発振器および複数あるＰＬＬのうち、どの局部発振器およびＰＬＬを使用するかは、例えばプログラミングにより任意に設定可能である。なお、局部発振器４１（図４）とＰＬＬ４２（図４）とを共通で用いることにより、受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓと受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃとの位相差が９０度（π／２）に保てる。
また、この共通に用いることによるＰＬＬ４２の出力信号については、図３において記載を省略している。
【００３４】
《受信データ３０４》
受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓと、受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃとでは、送信機から受信機までに信号が到達する過程において、電波の伝送路や環境からの影響が異なっていたりすることがある。
そのため、出力信号３０２Ｓと出力信号３０２Ｃとでは、信号強度（振幅）が異なり、それぞれ時々刻々と変動する。
そのため、前記したように、図３において、信号比較部３２によって受信した信号の信号強度（振幅）を比較し、高い方がどちらかであるかの信号を出力する。
【００３５】
また、セレクタ３３では、信号比較部３２の出力信号に基づき、出力信号３０２Ｓと出力信号３０２Ｃの信号強度（振幅）が高い方を選択する。そして信号強度（振幅）が高い方の出力信号（３０２Ｓもしくは３０２Ｃ）を出力信号３０３として符号化部３４に出力する。
また、符号化部３４は、セレクタ３３の出力信号３０３（出力信号３０２Ｓもしくは出力信号３０２Ｃ）を符号化し、受信データ３０４として出力する。
以上より、符号化部３４においては、出力信号３０２Ｓと出力信号３０２Ｃのいずれかの信号強度（振幅）が高い方を符号化することになるので、受信データ３０４は、より確実に復調される。
【００３６】
＜受信信号処理部３１における処理の数式表現＞
受信信号処理部３１（３１Ｓ，３１Ｃ）における信号処理について数式を用いて説明する。なお、前記したように、受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃとでは受信側移相器４３（４３Ｓ，４３Ｃ）における移相の度合いが位相差として９０度（π／２）異なっている。
以下では、便宜的に受信側移相器（４３Ｓ）の出力する信号（搬送波）を正弦波（ｓｉｎ）とし、受信側移相器（４３Ｃ）の出力する信号（搬送波）を余弦波（ｃｏｓ）として表記する。
【００３７】
《受信信号処理部３１Ｓにおける処理の数式表現》
受信信号処理部３１Ｓ（３１）における信号処理を、数式を用いて表すと以下の４式のようになる。
【００３８】
【数４】
2019012983.tif 000006
【００３９】
なお、式４において、左辺におけるｆｃｔは、送信側の搬送波周波数（図２のＰＬＬ２２の出力周波数）であり、ｆｃｒは、受信側の搬送波周波数（図４のＰＬＬ４２の出力周波数）である。
また、｛ｓｉｎ（２πｆｃｔｔ）＋ｃｏｓ（２πｆｃｔｔ）｝は、送信信号１０４（図１）に送信信号処理部１１Ｓと送信信号処理部１１Ｃの出力信号が加算されていることに起因する。
また、ｓｉｎ（２πｆｃｒｔ）は、受信側の搬送波周波数を出力する受信側移相器４３（４３Ｓ）に関連するものである。
また、Ｄはデータによって切り替わる１、もしくは−１の係数である。
【００４０】
また、式４において、右辺は、左辺の式でｓｉｎとｃｏｓとによる積として表されている信号を、周波数成分とｓｉｎ，ｃｏｓの位相に関わる成分とに分解したものである。
すなわち、送信側の搬送波周波数ｆｃｔと受信側の搬送波周波数ｆｃｒとの差（ｆｃｔ−ｆｃｒ）の成分と、和（ｆｃｔ＋ｆｃｒ）の成分を基に分解されている。差の成分と和の成分のなかにｓｉｎ，ｃｏｓの成分が含まれている。
【００４１】
式４の右辺で表された信号をＬＰＦ（Low Pass Filter：低域通過フィルタ）４５を通すと、（ｆｃｔ−ｆｃｒ）の低周波成分は、フィルタ（ＬＰＦ４５：図４）を通過するが、（ｆｃｔ＋ｆｃｒ）の高周波成分はフィルタ（ＬＰＦ４５）で遮断されて除去される。
受信信号処理部３１Ｓ（図３）の出力信号３０２Ｓ（３０２：図４）においては、式４の右辺の（ｆｃｔ−ｆｃｒ）の低周波成分のみの信号となり、次の５式における左辺のように表記される。
また、次の５式における左辺の二つの信号は、合算して変形すれば、右辺における一つの数式の信号として表記される。
５式は次のように表される。
【００４２】
【数５】
2019012983.tif 000007
【００４３】
《受信信号処理部３１Ｃにおける処理の数式表現》
受信信号処理部３１Ｃ（３１）における信号処理を、数式を用いて表すと以下の６式のようになる。
【００４４】
【数６】
2019012983.tif 000008
【００４５】
式６の左辺において、式４の左辺と異なるのは、ｃｏｓ（２πｆｃｒｔ）である。なお、式４の左辺では、ｓｉｎ（２πｆｃｒｔ）として記載されていた要素に対応する。
このｃｏｓとｓｉｎと違いは、受信信号処理部３１Ｃの受信側移相器４３Ｃと、受信信号処理部３１Ｓの受信側移相器４３Ｓとでは、移相の度合いが位相差として９０度（π／２）異なっているためである。
なお、式６の左辺における｛ｓｉｎ（２πｆｃｔｔ）＋ｃｏｓ（２πｆｃｔｔ）｝については、式４の左辺で説明したことと同様であるので、重複する説明は省略する。
【００４６】
また、式６の右辺において、式４の右辺と同様に、送信側の搬送波周波数ｆｃｔと受信側の搬送波周波数ｆｃｒとの差（ｆｃｔ−ｆｃｒ）の成分と、和（ｆｃｔ＋ｆｃｒ）の成分を基に分解されている。差の成分と和の成分のなかにｓｉｎ，ｃｏｓの成分が含まれている。
ただし、前記したように、式６の左辺と式４の左辺とでは、ｃｏｓとｓｉｎの違いがあるので、式６の右辺において、ｓｉｎ，ｃｏｓの成分が式４の右辺と異なっている。
【００４７】
式６の右辺で表された信号をＬＰＦ（Low Pass Filter：低域通過フィルタ）４５を通すと、（ｆｃｔ−ｆｃｒ）の低周波成分は、フィルタ（ＬＰＦ４５：図４）を通過するが、（ｆｃｔ＋ｆｃｒ）の高周波成分はフィルタ（ＬＰＦ４５）で遮断されて除去される。
受信信号処理部３１Ｃ（図３）の出力信号３０２Ｃ（３０２：図４）においては、式６の右辺の（ｆｃｔ−ｆｃｒ）の低周波成分のみの信号となり、次の７式における左辺のように表記される。
また、次の７式における左辺の二つの信号は、合算して変形すれば、右辺における一つの数式の信号として表記される。
７式は次のように表される。
【００４８】
【数７】
2019012983.tif 000009
【００４９】
《本発明の第１実施形態と従来例との比較》
図５は、本発明の第１実施形態に係る受信機の二つの受信信号処理部３１Ｓ，３１Ｃにおけるそれぞれの二つの出力信号３０２Ｓ，３０２Ｃの波形を重ね合わせた一例を示す図である。
図５において、縦軸は、出力信号３０２Ｓ，３０２Ｃの波形の振幅であり、横軸は時間（時間の推移）である。また、Ｄは、数式（１）〜（７）で用いた、データによって切り替わる１、もしくは−１の係数である。
従来の回路方式においては、一般にＢＰＳＫ（ＰＳＫを含む）を用いた場合、復調対象の信号の振幅が小さなときに復調結果を誤ることがある。
本（第１）実施形態では、図５から読み取れるように、振幅値が大きな信号を選択することで、常に最大振幅の１／２以上の振幅を持つ信号を復調することが可能となる。
この結果、復調結果の誤りを防ぐ、もしくは低減することができる。
【００５０】
＜第１実施形態の効果＞
本発明の第１実施形態では、受信機の復調部３０の二つの受信信号処理部３１Ｓ，３１Ｃにおけるそれぞれの二つの出力信号３０２Ｓ，３０２Ｃの振幅値が大きな信号が選択される。そのため、常に最大振幅の１／２以上の振幅を持つ信号を復調することが可能となる。
前記したように、この振幅値が大きな信号が選択される結果、復調結果の誤りを防ぐ、もしくは低減することができる。この効果は、送信側と受信側の搬送波周波数のズレによらず、常に得られる。
すなわち、本（第１）実施形態の無線通信機は、受信機側の周波数の誤差が大きい場合にも復調が可能となり、複数の周波数帯の信号を一つの回路で復調可能とする。
前記したように従来技術では複数の周波数帯を用いることがあるが、複数の周波数帯の信号を復調するためには、受信機の復調部に周波数帯ごとに同期検波回路が必要となる。
これに対して、本（第１）実施形態では、複数の周波数帯の信号を一つの回路で復調可能とする。すなわち、複数の周波数を用いて通信を行う場合にも、図１に示した一つの送信機の変調部１０と、図３に示した一つの受信機の復調部３０で実施可能であって、受信側で複数の変調部を備えなくともよい。
したがって、受信機の復調部（３０）が一つで済むので、受信機の復調部分の実装面積を削減できる。また、受信機あるいは無線通信機として小型化できる。
【００５１】
≪第２実施形態≫
本発明の第２実施形態として、Ｂ−ＤＰＳＫ(Binary-Differential Phase Shift Keying:２値位相偏移変復調)の例について説明する。なお、Ｂ−ＤＰＳＫは、ＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）とも表記する。
【００５２】
《送信機の変調部１０Ｄ》
図６は、本発明の第２実施形態に係る送信機の変調部１０Ｄの構成例を示す図である。
図６において、送信機の変調部１０Ｄは、送信信号処理部１１Ｓ、送信信号処理部１１Ｃ、加算器１２、および差動符号部１３を備えて構成されている。
図６に示した送信機の変調部１０Ｄが図１に示した送信機の変調部１０と異なるのは、図６の変調部１０Ｄにおいて、差動符号部１３を備えたことである。
【００５３】
送信データ１０１は、まず差動符号部１３に入力される。差動符号部１３において、送信データ１０１を差動符号化する。
すなわち、差動符号部１３において、送信データの正負の信号を、１周期前（一つ前）の信号と比較して、正負が変化したならば「１」を出力し、変化していないならば「０」を出力することで、ＢＰＳＫのデータをＢ−ＤＰＳＫのデータに変換する。
Ｂ−ＤＰＳＫのデータに変換された信号１１１は、送信信号処理部１１Ｓと送信信号処理部１１Ｃに入力される。送信信号処理部１１Ｓと送信信号処理部１１Ｃと加算器１２と送信アンテナ１５の構成、および動作は、第１実施形態の図１で示したものと同一であるので、重複する説明は省略する。
ただし、送信アンテナ１５から送信される送信信号１０４Ｄは、Ｂ−ＤＰＳＫのデータが変調されたものである。
【００５４】
《受信機の復調部３０Ｄ》
図７は、本発明の第２実施形態に係る受信機の復調部３０Ｄの構成例を示す図である。
図７において、受信機の復調部３０Ｄは、受信信号処理部３１Ｓ、受信信号処理部３１Ｃ、信号比較部３２、セレクタ３３、および符号化部３４Ｄを備えて構成されている。なお、符号化部３４Ｄは、差動符号復元部３６を具備している。
図７に示した受信機の復調部３０Ｄが図３に示した受信機の復調部３０と異なるのは、図７の受信機の復調部３０Ｄにおいて、符号化部３４Ｄが差動符号復元部３６を具備していることである。
差動符号復元部３６は、Ｂ−ＤＰＳＫをＢＰＳＫのデータに変換する機能を有している。この機能を付加したことによって、図６の送信データ１０１を、図７の受信データ３０４として復元できる。
【００５５】
すなわち、図６の送信データ１０１は、送信機の変調部１０Ｄにおいて、Ｂ−ＤＰＳＫに変調された送信信号１０４Ｄとなり、送信アンテナ１５から電磁波（電波）として送信される。そして、図７における受信アンテナ３５から受信信号３０１Ｄとして受信され、受信機の復調部３０Ｄにおいて受信信号が復調されて、Ｂ−ＤＰＳＫからＢＰＳＫとしての符号となって、受信データ３０４として復元される。
なお、図７における受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃと信号比較部３２とセレクタ３３、および受信アンテナ３５の構成、および動作は、第１実施形態の図３で示したものと同一であるので、重複する説明は省略する。
【００５６】
＜第２実施形態の効果＞
本（第２）実施形態では、第１実施形態と同様に、復調部分の実装面積を削減できる。そして、受信機あるいは無線通信機として小型化できる。
また、本（第２）実施形態では、Ｂ−ＤＰＳＫによる差動符号を用いているため、受信機の復調部３０Ｄにおける基準搬送波が不安定でも受信信号として復元（復調）しやすいという効果がある。
【００５７】
≪第３実施形態≫
本発明の第３実施形態は、第１実施形態における受信信号処理部から出力された二つの信号を加算・減算することで、雑音に対する耐性を向上した無線機である。
以下に、本（第３）実施形態を、適宜、図を参照して説明する。
【００５８】
《受信機の復調部４０》
図８は、本発明の第３実施形態に係る受信機の復調部４０の構成例を示す図である。
図８において、受信機の復調部４０は、受信信号処理部３１Ｓ、受信信号処理部３１Ｃ、信号比較部３２、セレクタ３３、符号化部３４、および加算器５１と減算器５２とを備えて構成されている。
図８に示した受信機の復調部４０が図３に示した受信機の復調部３０と異なるのは、図８の復調部４０において、加算器５１と減算器５２とを備えたことである。
【００５９】
加算器５１は、受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓと受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃとを加算する。
減算器５２は、受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓと受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃとを減算する。
加算器５１の出力信号５０１と減算器５２の出力信号５０２は、共にセレクタ３３と信号比較部３２に入力する。
この加算器５１と減算器５２とを設けたことにより、受信環境の最もよい条件がセレクタ３３で選択可能となる。
なお、この加算器５１と減算器５２とを設けたことによる作用と効果の詳細については、後記する。
図８における受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃと信号比較部３２とセレクタ３３、および受信アンテナ３５の構成、および動作は、第１実施形態の図３で示したものと概ね同一であるので、重複する説明は省略する。
【００６０】
＜受信機の加算器および減算器における処理の数式表現＞
図８における加算器５１および減算器５２における信号処理については、数式を用いて順に説明する。
【００６１】
《受信機の加算器における処理の数式表現》
図８において、加算器５１には、受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓと受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃが入力している。したがって、図８における加算器５１における信号処理を、数式を用いて表すと以下の８式ようになる。
【００６２】
【数８】
2019012983.tif 000010
【００６３】
式８の左辺の第１項は、式５の右辺であって、受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓを表している。
式８の左辺の第２項は、式７の右辺であって、受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃを表している。
式８の右辺は、左辺の二つの信号を加算して一つの信号（出力信号５０１）として表したものである。
【００６４】
《受信機の減算器における処理の数式表現》
図８において、減算器５２には、受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓと受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃが入力している。したがって、図８における減算器５２における信号処理を、数式を用いて表すと以下の９式ようになる。
【００６５】
【数９】
2019012983.tif 000011
【００６６】
式９の左辺の第１項は、式５の右辺であって、受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓを表している。
式９の左辺の第２項は、式７の右辺であって、受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃを表している。
式９の右辺は、左辺の二つの信号を減算して一つの信号（出力信号５０２）として表したものである。
【００６７】
《信号比較部３２とセレクタ３３による効果》
第３実施形態における加算器５１より出力された出力信号５０１は、式８で表され、信号の振幅はＤで表記されている。
それに対して、第１実施形態の受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓは、式５で表され、信号の振幅は（Ｄ／√２）で表されている。
すなわち、第３実施形態における加算器５１より出力された出力信号５０１の振幅Ｄは、第１実施形態における受信信号処理部３１Ｓの出力信号３０２Ｓの振幅（Ｄ／√２）よりも√２倍の大きさである。
【００６８】
また、第３実施形態における減算器５２から出力された出力信号５０２は、式９で表され、信号の振幅はＤで表記されている。
それに対して、第１実施形態の受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃは、式７で表され、信号の振幅は（Ｄ／√２）で表されている。
すなわち、第３実施形態における減算器５２から出力された出力信号５０２の振幅Ｄは、第１実施形態における受信信号処理部３１Ｃの出力信号３０２Ｃの振幅（Ｄ／√２）よりも√２倍の大きさである。
なお、表記上の都合によって「√２」と表記したが、これは「ルート２」、あるいは、「（２）１／２」を意味している。以下においても同様の表記を、適宜、行う。
【００６９】
前記したように、第３実施形態において、加算器５１より出力された出力信号５０１と減算器５２より出力された出力信号５０２を信号比較部３２に入力し、信号比較部３２の出力信号３２３Ｂによって、セレクタ３３で選択している。そのため、セレクタ３３の出力信号３０３Ｂも、第１実施形態のセレクタの出力信号３０３に比較して√２倍の振幅を持つ。すなわち、第３実施形態においては、第１実施形態に比較して、√２倍の振幅の信号を復調できる。
前記したように、第１実施形態では、受信信号に対し最大振幅の１／２倍の振幅を持つ雑音が付加された場合に、復調結果を誤る可能性があった
これに対し、本（第３）実施形態は最大振幅の１／√２倍の振幅を持つ雑音まで許容できるようになる。
【００７０】
＜第３実施形態の効果＞
本（第３）実施形態は、第１実施形態に比較して、雑音の許容度が√２倍に向上する効果がある。
【００７１】
≪第４実施形態≫
本発明の第４実施形態は、第１、第３実施形態の無線通信機（送信機、受信機）において、受信系統を増加させることで通信品質を向上させる無線通信機（送信機、受信機）である。
以下に、本（第４）実施形態を、適宜、図を参照して説明する。
【００７２】
《受信機の復調部５０》
図９は、本発明の第４実施形態に係る受信機の復調部５０の構成例を示す図である。
図９に示す受信機の復調部５０において、受信信号処理部３１Ｓ１〜３１ＳＮ（Ｎ個）、受信信号処理部３１Ｃ１〜３１ＣＮ（Ｎ個）、信号比較部３２Ｍ、セレクタ３３Ｍ、符号化部３４が備えられている。
また、受信アンテナ（アンテナ）３５１〜３５Ｎ（Ｎ個）が備えられている。そして受信アンテナ（アンテナ）３５１〜３５Ｎ（Ｎ個）は、それぞれ互いに異なる場所に設置されている。
【００７３】
受信アンテナ３５１の受信信号３０１１は、受信信号処理部３１Ｓ１と受信信号処理部３１Ｃ１に入力されている。
受信アンテナ３５２の受信信号３０１２は、受信信号処理部３１Ｓ２と受信信号処理部３１Ｃ２に入力されている。
また、受信アンテナ３５Ｎの受信信号３０１Ｎは、受信信号処理部３１ＳＮと受信信号処理部３１ＣＮに入力されている。
なお、Ｎは正の整数である。
【００７４】
図９における受信信号処理部３１Ｓ１と受信信号処理部３１Ｃ１との関係は、図３における受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃとの関係に対応する。
図９における受信信号処理部３１Ｓ２と受信信号処理部３１Ｃ２との関係は、図３における受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃとの関係に対応する。
また、図９における受信信号処理部３１ＳＮと受信信号処理部３１ＣＮとの関係は、図３における受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃとの関係に対応する。
なお、受信信号処理部３１Ｓ１〜３１ＳＮと受信信号処理部３１Ｃ１〜３１ＣＮでは、同一の局部発振器（４１：図４）と、同一のＰＬＬ（４１：図４）とを用いる。
【００７５】
受信信号処理部３１Ｓ１〜３１ＳＮのそれぞれの出力信号３０２Ｓ１〜３０２ＳＮと、受信信号処理部３１Ｃ１〜３１ＣＮのそれぞれの出力信号３０２Ｃ１〜３０２ＣＮは、共に、信号比較部３２Ｍとセレクタ３３Ｍに入力している。
信号比較部３２Ｍは、出力信号３０２Ｓ１〜３０２ＳＮ、および出力信号３０２Ｃ１〜３０２ＣＮの振幅値を逐次、比較して最大の振幅値を検出する。そして、信号比較部３２Ｍは、その比較、検出した結果をセレクタ３３Ｍに出力信号３２３Ｍで通知する。
セレクタ３３Ｍは、信号比較部３２Ｍの比較結果の信号に基づき、出力信号３０２Ｓ１〜３０２ＳＮと出力信号３０２Ｃ１〜３０２ＣＮとから振幅値が最も大きな信号を選択し、出力信号３０３Ｍとして符号化部３４に出力する。
符号化部３４は、セレクタ３３Ｍの出力信号３０３Ｍの正負を判定し、正ならば０、負ならば１を受信データ３０４として出力する。
なお、受信信号処理部３１Ｓ１〜３１ＳＮと受信信号処理部３１Ｃ１〜３１ＣＮの個々の構成、機能、動作は、第１実施形態の図３で示したものと同一であるので、重複する説明は省略する。
【００７６】
＜第４実施形態の効果＞
一つのアンテナのみを用いて受信する第１〜第３実施形態では、周囲の環境によって、電磁波の受信が困難となる場合がある。
これに対し、本（第４）実施形態では、設置箇所が異なる複数（Ｎ個）の受信アンテナ３５１〜３５Ｎを用いるために、一つのアンテナが受信困難となった場合に、他のアンテナを用いて受信できる。
このように、複数のアンテナを用いて受信することで通信品質が向上する。
【００７７】
≪第５実施形態≫
本発明の第５実施形態は、第１および第３実施形態の無線通信機（送信機、受信機）において、ＢＰＳＫを用いて回転偏波の送受信を可能とする無線機である。
回転偏波は複数の偏波角度を用いて通信を行うため、一般に第三者の傍受が困難であり、高セキュアな通信を実現する。
以下に、第５実施形態の送信機および受信機を、適宜、図を参照して説明する。
【００７８】
《送信機６０》
図１０は、本発明の第５実施形態に係る送信機の構成例を示す図である。
図１０において、送信機６０は局部発振器６４、π／２移相器６６、第１の送信側ミキサ６２、第２の送信側ミキサ６３、第１の変調部（変調部）６１Ｓ、第２の変調部（変調部）６１Ｃを備えて構成されている。
また、垂直送信アンテナ（第１の送信アンテナ）６５Ｓと水平送信アンテナ（第２の送信アンテナ）６５Ｃが設けられている。垂直送信アンテナ６５Ｓと水平送信アンテナ６５Ｃとは互いに直交する方向に電磁波（電波）が発生するように構成されている。
【００７９】
局部発振器６４で生成した信号は、π／２移相器６６に入力している。そしてその信号はπ／２移相器６６においてπ／２の位相が変化する。このようにして、回転偏波を形成する基になる局部発振器６４で生成した信号と、この信号をπ／２の位相を変化させた信号とが形成される。
送信データ１０１は、第１の送信側ミキサ６２と第２の送信側ミキサ６３に入力する。
第１の送信側ミキサ６２には、送信データ１０１の他に、局部発振器６４で生成した信号が入力している。そのため送信データ１０１は、偏波の回転周波数を持つ信号が重畳（乗算）され、第１のデータ信号６０２Ｓが形成される。
また、第２の送信側ミキサ６３には、送信データ１０１の他に、π／２移相器６６の出力信号が入力している。そのため送信データ１０１は、π／２の位相がずれた偏波の回転周波数を持つ信号が重畳（乗算）され、第２のデータ信号６０２Ｃが形成される。
【００８０】
第１のデータ信号６０２Ｓは、変調部６１Ｓに入力して搬送波が重畳するように変調される。
また、第２のデータ信号６０２Ｃは、変調部６１Ｃに入力して搬送波が重畳するように変調される。
なお、変調部６１Ｓおよび変調部６１Ｃの構成は、例えば図１の変調部１０の構成である。
変調部６１Ｓで変調された送信信号６０４Ｓは、垂直送信アンテナ６５Ｓから電磁波（電波）として出力される。
変調部６１Ｃで変調された送信信号６０４Ｃは、水平送信アンテナ６５Ｃから電磁波（電波）として出力される。
垂直送信アンテナ６５Ｓから電磁波（電波）と水平送信アンテナ６５Ｃから電磁波（電波）とによって、回転偏波の電磁波（電波）が形成される。
【００８１】
《回転偏波（円偏波）の原理》
この回転偏波（円偏波）の原理を簡単に説明する。
例えば、複素平面におけるオイラーの公式として、次の１０式がよく知られている。
ｅｘｐ（ｉθ）＝ｃｏｓθ＋ｉ・ｓｉｎθ      ・・・  （１０）
ここで、ｉは虚数単位であり、θは回転角である。
１０式において、θが各値をとると１０式のベクトルは、円を描いて、円周を移動する（回転する）。また、ｃｏｓθは実数であり、ｉ・ｓｉｎθは虚数である。すなわち、実数軸と虚数（ｉ）軸の複素平面において、ｃｏｓθとｉ・ｓｉｎθは、ベクトルとして、円周を移動、回転する。
【００８２】
この実数軸と虚数（ｉ）軸が直交していることは、本発明の第５実施形態に係る送信アンテナである水平送信アンテナ６５Ｃと垂直送信アンテナ６５Ｓとが、空間的に直交する方向に設置されていることに対応する。
また、１０式の右辺のｃｏｓθは、第５実施形態において、水平送信アンテナ６５Ｃから余弦波（ｃｏｓ）の偏波が電磁波として放射されることに対応する。
また、１０式の右辺のｉ・ｓｉｎθは、第５実施形態において、垂直送信アンテナ６５Ｓから正弦波（ｓｉｎ）の偏波が電磁波として放射されることに対応する。
すなわち、水平送信アンテナ６５Ｃと垂直送信アンテナ６５Ｓとが互いに空間的に直交して配置され、水平送信アンテナ６５Ｃからは余弦波（ｃｏｓ）、垂直送信アンテナ６５Ｓからは正弦波（ｓｉｎ）の電気信号を変換した電波が出力されると、合成された電波は、空間を円形に回転する回転偏波（円偏波）の電磁波（電波）となる。
【００８３】
《受信機７０》
図１１は、本発明の第５実施形態に係る受信機（受信機の復調部）７０の構成例を示す図である。
図１１において、受信機（受信機の復調部）７０は、受信信号処理部７１ＳＳ、受信信号処理部７１ＳＣ、受信信号処理部７１ＣＳ、受信信号処理部７１ＣＣ、信号比較部７２、セレクタ７３、および符号化部７４を備えて構成されている。
また、垂直受信アンテナ７５Ｓと水平受信アンテナ７５Ｃが設けられている。垂直受信アンテナ７５Ｓと水平受信アンテナ７５Ｃとは互いに直交する方向の電磁波（電波）が入力しやすいように構成されている。
【００８４】
垂直受信アンテナ７５Ｓから入力した受信信号７０１Ｓは、受信信号処理部７１ＳＳと受信信号処理部７１ＳＣに入力する。
また、水平受信アンテナ７５Ｃから入力した受信信号７０１Ｃは、受信信号処理部７１ＣＳと受信信号処理部７１ＣＣに入力する。
図１１において、受信信号処理部７１ＳＳと受信信号処理部７１ＳＣに入力した信号の処理は、第１実施形態の図３で示した受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃでの信号処理と概ね同じである。
また、図１１において、受信信号処理部７１ＣＳと受信信号処理部７１ＣＣに入力した信号の処理は、第１実施形態の図３で示した受信信号処理部３１Ｓと受信信号処理部３１Ｃでの信号処理と概ね同じである。
事実上、重複する説明は省略する。
【００８５】
受信信号処理部７１ＳＳ、受信信号処理部７１ＳＣ、受信信号処理部７１ＣＳ、受信信号処理部７１ＣＣのそれぞれの出力信号７０２ＳＳ，７０２ＳＣ，７０２ＣＳ，７０２ＣＣは、共に信号比較部７２とセレクタ７３に入力する。
信号比較部７２では、入力する四つの出力信号７０２ＳＳ，７０２ＳＣ，７０２ＣＳ，７０２ＣＣから最も振幅値が大きい信号を逐次、選択する。信号比較部７２は、その比較した結果をセレクタ７３に出力信号７２３で通知する。
セレクタ７３は、信号比較部７２の比較結果の出力信号７２３に基づき、出力信号７０２ＳＳ，７０２ＳＣ，７０２ＣＳ，７０２ＣＣとから振幅値が最も大きな信号を選択して出力信号７０３を符号化部３４に出力する。
符号化部３４は、セレクタ７３の出力信号７０３の正負を判定し、正ならば０、負ならば１を受信データ３０４として出力する。
なお、受信信号処理部３１Ｓ１〜３１ＳＮと受信信号処理部３１Ｃ１〜３１ＣＮの個々の構成、機能、動作は、第１実施形態の図３で示したものと同一であるので、重複する説明は省略する。
【００８６】
＜第５実施形態の効果＞
１本の受信アンテナを用いて直線偏波でから受信する受信機（例えば第１〜第３実施形態）に対しては、秘匿性の高い高セキュアな通信を実現する効果がある。
【００８７】
≪第６実施形態≫
第６実施形態は、第５実施形態の無線通信機（送信機、受信機）において、Ｂ−ＤＰＳＫを適用することによって、伝搬路選択による高信頼な通信を実現する。
送信機から出力された回転偏波は偏波角度ごとに異なる伝搬路を通過し、受信機へと到達する。偏波角度ごとに復調を行い、良好な伝搬路を通過した偏波角度から得た復調結果を受信データとすることで、伝搬路選択を実現する。
また、伝搬路選択を実現するために、送信機側で偏波角度が一回転する間、同じデータを乗算するものとする。
【００８８】
《送信機６０Ｄ》
図１２は、本発明の第６実施形態に係る送信機の構成例を示す図である。
図１２において、送信機６０Ｄは、局部発振器６４、π／２移相器６６、第１の送信側ミキサ６２、第２の送信側ミキサ６３、変調部６１Ｓ、変調部６１Ｃ、および差動符号部１３を備えて構成されている。
また、垂直送信アンテナ（第１の送信アンテナ）６５Ｓと水平送信アンテナ（第２の送信アンテナ）６５Ｃが設けられている。垂直送信アンテナ６５Ｓと水平送信アンテナ６５Ｃとは互いに直交する方向に電磁波（電波）が発生するように構成されている。
以上の図１２に示した送信機６０Ｄが図１０に示した送信機６０と異なるのは、図１２の送信機６０Ｄにおいて、差動符号部１３を備えたことである。
【００８９】
送信データ１０１は、まず差動符号部１３に入力される。差動符号部１３において、送信データ１０１を差動符号化する。
すなわち、差動符号部１３において、送信データの正負の信号を、１周期前（一つ前）の信号と比較して、正負が変化したならば「１」を出力し、変化していないならば「０」を出力することで、ＢＰＳＫのデータをＢ−ＤＰＳＫのデータに変換する。
Ｂ−ＤＰＳＫに変換したデータである信号１１１は、第１の送信側ミキサ６２と第２の送信側ミキサ６３に入力する。
以降、局部発振器６４、π／２移相器６６、第１の送信側ミキサ６２、第２の送信側ミキサ６３、変調部６１Ｓ、変調部６１Ｃ、および垂直送信アンテナ６５Ｓと水平送信アンテナ６５Ｃの構成、機能、動作は、第５実施形態の図１０で示したものと同一であるので、重複する説明は省略する。
ただし、垂直送信アンテナ６５Ｓから送信される送信信号６０４ＳＤ、および水平送信アンテナ６５Ｃから送信される送信信号６０４ＣＤは、Ｂ−ＤＰＳＫのデータが変調されたものである。
【００９０】
《受信機７０Ｄ》
図１３は、本発明の第６実施形態に係る受信機（受信機の復調部）７０Ｄの構成例を示す図である。
図１３において、受信機（受信機の復調部）７０Ｄは、受信信号処理部７１ＳＳ、受信信号処理部７１ＳＣ、受信信号処理部７１ＣＳ、受信信号処理部７１ＣＣ、信号比較部７２、セレクタ７３、および符号化部７４Ｄを備えて構成されている。なお、符号化部７４Ｄは、差動符号復元部７６を具備している。
また、垂直受信アンテナ７５Ｓと水平受信アンテナ７５Ｃが設けられている。垂直受信アンテナ７５Ｓと水平受信アンテナ７５Ｃとは互いに直交する方向の電磁波（電波）が入力しやすいように構成されている。
【００９１】
以上の図１３に示した受信機（受信機の復調部）７０Ｄが図１１に示した受信機（受信機の復調部）７０と異なるのは、図１３の受信機（受信機の復調部）７０Ｄにおいて、符号化部７４Ｄが差動符号復元部７６を具備していることである。
また、垂直受信アンテナ７５Ｓと水平受信アンテナ７５Ｃにおいては、Ｂ−ＤＰＳＫの信号を入力している。
図１３において、符号化部７４Ｄは、セレクタ７３の出力する信号７０３Ｄを符号化するが、この符号はＢ−ＤＰＳＫに基づくものであるので、符号化部７４Ｄに具備された差動符号復元部７６によって、ＢＰＳＫの符号化と同等の符号に復元し、受信データ７０４として出力する。
図１３における、受信信号処理部７１ＳＳ、受信信号処理部７１ＳＣ、受信信号処理部７１ＣＳ、受信信号処理部７１ＣＣ、信号比較部７２、セレクタ７３は、第５実施形態の図１１で示したものと同一であるので、重複する説明は省略する。
【００９２】
＜第６実施形態の効果＞
ＢＰＳＫを用いていた第５実施形態においては、偏波が一回転する間、常に同じ復調結果を取得することができないため、偏波角度ごとの復調が困難となる場合があった。
それに対して、第６実施形態では、信号の変化に着目するＢ−ＤＰＳＫを適用することで偏波が一回転する間、常に同じ復調結果を受信データとして出力できる。この効果によって偏波角度ごとの復調が可能となり、伝搬路選択による高信頼な通信を実現できる。
【００９３】
≪第７実施形態≫
本発明の第７実施形態では、第１実施形態に係る受信機（受信機の復調部）において、信号比較部の出力から送受信機間に存在するＰＬＬの搬送波周波数の誤差を算出する。そして算出した誤差から周波数の補正値を計算し、ＰＬＬに入力する電圧値を変更することで送受信機間に存在する搬送波周波数の誤差を小さくする。
以下に、本（第７）実施形態を、適宜、図１４を参照して説明する。
【００９４】
《受信機の復調部８０》
図１４は、本発明の第７実施形態に係る受信機の復調部８０の構成例を示す図である。
図１４において、受信機の復調部８０は、受信信号処理部８１Ｓ，８１Ｃ、信号比較部８２、セレクタ８３、符号化部８４、および補正値算出部８５とＶＣＯ制御部８６とを備えて構成されている。
また、受信アンテナ（アンテナ）９５によって受信された受信信号８０１が受信信号処理部８１Ｓ，８１Ｃに入力している。
以上の図１４に示した受信機の復調部８０が図３に示した受信機の復調部３０と異なるのは、図１４において、補正値算出部８５とＶＣＯ制御部８６とを備えたことである。
なお、第７実施形態の図１４における受信信号処理部８１Ｓ，８１Ｃ、信号比較部８２、セレクタ８３、符号化部８４は、第１実施形態の図３における受信信号処理部３１Ｓ，３１Ｃ、信号比較部３２、セレクタ３３、符号化部３４にそれぞれ対応している。対応している同一の機能、構成、動作については、適宜、重複する説明を省略する。
【００９５】
図１４において、信号比較部８２は、受信信号処理部８１Ｓの出力信号８０２Ｓと、受信信号処理部８１Ｃの出力信号８０２Ｃとを入力し、それらに振幅値を比較して、信号８２３と信号８２５を出力する。
この比較した結果の信号８２３は、セレクタ８３に入力し、また同じく比較結果の信号８２５は、補正値算出部８５に入力している。
補正値算出部８５は、前記した比較の結果の信号８２５から補正値を算出してＶＣＯ制御部８６に信号８５６を入力する。
ＶＣＯ制御部８６は、その制御信号８６１Ｓと制御信号８６１Ｃとを、それぞれ受信信号処理部８１Ｓと受信信号処理部８１Ｃに入力し、受信信号処理部８１Ｓ，８１Ｃがそれぞれ有するＰＬＬ４２（４２Ｓ，４２Ｃ：図４）を制御する。
【００９６】
《信号比較部８２と補正値算出部８５とＶＣＯ制御部８６の動作の詳細》
信号比較部８２から出力される信号は、出力信号８０２Ｓと出力信号８０２Ｃの振幅の比較結果によって変化する。この変化の周期は、送受信機間における搬送波周波数（ｆｃｔ，ｆｃｒ）の誤差の大きさによって変化する。
この周波数の誤差をΔｆｃとすると、Δｆｃの周波数成分を持つ信号の１／４周期ごとに信号比較部８２から出力される信号は変化することになる。
補正値算出部８５は、信号比較部８２から出力される信号が変化した時刻を記憶し、直前の変化からの経過時間からΔｆｃを算出する。そして、この算出結果の信号をＶＣＯ制御部８６に入力する。
【００９７】
ＶＣＯ制御部８６は、入力された誤差Δｆｃの信号からＶＣＯの制御信号（８６１Ｓ，８６１Ｃ）を生成し、受信信号処理部８１Ｓと受信信号処理部８１Ｃにそれぞれ入力する。
受信信号処理部８１Ｓと受信信号処理部８１ＣのＰＬＬ４２（図４）は、前記したように、ＶＣＯ（不図示）を備えている。
受信信号処理部８１Ｓと受信信号処理部８１ＣのＰＬＬ４２（図４）は、ＶＣＯの制御信号に応じて周波数を変化させ、送受信機間の搬送波周波数の誤差Δｆｃを低減するように動作する。
【００９８】
送受信機間の搬送波周波数の誤差Δｆｃが低減されれば、受信信号処理部８１Ｓと受信信号処理部８１Ｃにおける復調は、より正確に、感度が高く実施される。したがって、セレクタ８３の出力信号８０３の振幅も大きくなり、符号化部８４における符号化もより高精度に実施される。
【００９９】
＜第７実施形態の効果＞
本実施例により広い範囲の周波数で同期検波を行うことができ、復調部の復調精度を向上できる。
【０１００】
≪第８実施形態≫
次に、本発明の実施形態に係る送信機と受信機を備えた無線通信機について説明する。
図１５は、本発明の第８実施形態に係る無線通信機９１の構成例を示す図である。
図１５において、無線通信機９１は、送信機（送信機の変調部）１０と受信機（受信機の復調部）３０とを備えて構成されている。
また、送信機（送信機の変調部）１０は、送信信号を送信アンテナ（アンテナ）１５から電磁波（電波）として出力する。
また、受信機（受信機の復調部）３０は、受信アンテナ（アンテナ）３５によって、電磁波（電波）として受信した受信信号から受信データを生成する。
無線通信機９１は、第１実施形態で説明した送信機（送信機の変調部）１０としても、また受信機（受信機の復調部）３０としても用いることができる。
前記したように、受信機（受信機の復調部）３０は、復調部分の実装面積を削減できる構成であるので、無線通信機９１もコンパクトな構成となる。
【０１０１】
＜第８実施形態の効果＞
コンパクトな構成で、かつ感度の高い無線通信機を提供できる。
【０１０２】
≪第９実施形態≫
次に、本発明の実施形態に係る送信機と受信機を備えた無線通信機の他の例について説明する。
図１６は、本発明の第９実施形態に係る無線通信機９２の構成例を示す図である。
図１６において、無線通信機９２は、回転偏波を用いた送信機６０と受信機７０とを備えて構成されている。
送信機（送信機の変調部）６０は、送信信号を垂直送信アンテナ６５Ｓと水平送信アンテナ６５Ｃから回転偏波の電磁波（電波）として出力する。なお、前記したように、垂直送信アンテナ６５Ｓと水平送信アンテナ６５Ｃとは互いに直交する方向に電磁波（電波）が発生するように構成されている。
【０１０３】
受信機７０は、垂直受信アンテナ７５Ｓと水平受信アンテナ７５Ｃによって、回転偏波の電磁波（電波）として受信した受信信号から受信データを生成する。なお、前記したように、垂直受信アンテナ７５Ｓと水平受信アンテナ７５Ｃとは互いに直交する方向の電磁波（電波）が入力しやすいように構成されている。
無線通信機９２は、第５実施形態で説明した送信機６０としても、また受信機７０としても用いることができる。
前記したように、受信機７０は、復調部分の実装面積を削減できる構成であるので、無線通信機９２もコンパクトな構成となる。
また、無線通信機９２は、回転偏波を用いた送信機６０と受信機７０とを備えて構成されているので、第５実施形態で説明したように、秘匿性の高い通信に適している。
【０１０４】
＜第９実施形態の効果＞
コンパクトな構成で、感度の高い、かつ秘匿性の高い通信に適した無線通信機を提供できる。
【０１０５】
≪その他の実施形態≫
なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
【０１０６】
《Ｂ−ＤＰＳＫの適用》
本発明の実施形態においては、第１実施形態と第５実施形態に対して、Ｂ−ＤＰＳＫを適用したものを、それぞれ第２実施形態、第６実施形態として説明した。しかし、Ｂ−ＤＰＳＫを適用できる実施形態は、それらに限定されない。
例えば、第３実施形態、第４実施形態、第７実施形態に対しても、それぞれＢ−ＤＰＳＫを適用することができる。
これらの場合においても、受信機（受信機の復調部）における基準搬送波が不安定でも受信信号として復元（復調）しやすいという効果がある。
【０１０７】
《アンテナ》
第１実施形態〜第７実施形態においては、アンテナは受信機または送信機と別に備えられているものとして説明した。しかし、受信機または送信機にアンテナを備えていてもよい。
受信機または送信機にアンテナを備えた場合には、アンテナを常に確保できるので、携帯して用いることができて、利便性が高まる効果がある。
また、第８実施形態および第９実施形態における無線通信機（９１，９２）においても、無線通信機に付帯するアンテナとして、アンテナを備えていてもよい。さらに無線通信機における送信機と受信機がそれぞれ別のアンテナを備えていてもよいし、送信機と受信機でアンテナを切り替えて使用してもよい。すなわち送信機と受信機でアンテナを兼用してもよい。
送信機と受信機でアンテナを兼用するように構成された無線通信機は、アンテナが占有する領域を削減できて、コンパクトになるという効果がある。
【０１０８】
《垂直送信アンテナと水平送信アンテナ》
第５実施形態においては、垂直送信アンテナ６５Ｓと水平送信アンテナ６５Ｃとは互いに直交する方向に電磁波（電波）が発生するものとして説明した。
ただし、垂直送信アンテナ６５Ｓと水平送信アンテナ６５Ｃとが、厳密に、互いに直交する方向に電磁波（電波）が発生することに限定されない。垂直送信アンテナ６５Ｓと水平送信アンテナ６５Ｃとが互いに直交する方向に、正確に設置されていなくても、互いに直交する成分の電磁波（電波）がある程度含まれるので、精度は低下するものの前記したような回転偏波による効果が期待できる。
また、垂直受信アンテナ７５Ｓと水平受信アンテナ７５Ｃとについても、同様である。
【０１０９】
《ＰＳＫ》
第１実施形態においては、ＢＰＳＫとして、２値のＰＳＫで説明した。しかし２値、すなわちＢＰＳＫに限定されない。図１、図２の送信信号処理部１１（１１Ｓ，１１Ｄ）、および図３、図４の受信信号処理部３１（３１Ｓ，３１Ｄ）の個数を３個以上として、図２における送信側移相器２３、および図４における受信側移相器４３における移相する角度の種類を３種以上にすれば、ＰＳＫにおける多値の値を３値以上に拡張することもできる。
【０１１０】
《無線通信機》
第８実施形態においては、第１実施形態における送信機（送信機の変調部１０（図１））と受信機（受信機の復調部３０（図３）の組み合わせによる無線通信機９１を例にとって説明した。
同様に、第９実施形態においては、第５実施形態における送信機６０（図１０）と受信機７０の組み合わせによる無線通信機９２を例にとって説明した。
しかし、これらの例に限定されない。
他の実施形態で説明した送信機と受信機を組み合わせた無線通信機を構成しても有効である。
【符号の説明】
【０１１１】
１０，１０Ｄ    変調部（送信機の変調部）、送信機
１１，１１Ｃ，１１Ｓ    送信信号処理部
１２，５１    加算器
１３    差動符号部
１５    送信アンテナ（アンテナ）
２１，４１，６４    局部発振器
２２，４２    ＰＬＬ
２３    送信側移相器
２４    送信側ミキサ
３０，３０Ｄ，４０，５０，８０    復調部（受信機の復調部）、受信機
３１，３１Ｃ，３１Ｓ，３１Ｃ１〜３１ＣＮ，３１Ｓ１〜３１ＳＮ，７１ＣＣ，７１ＣＳ，７１ＳＣ，７１ＳＳ，８１Ｃ，８１Ｓ    受信信号処理部
３２，３２Ｍ，７２，８２    信号比較部
３３，３３Ｍ，７３，８３    セレクタ
３４，３４Ｄ，７４，７４Ｄ，８４    符号化部
３５，３５１〜３５Ｎ，９５    受信アンテナ（アンテナ）
３６，７６    差動符号復元部
４３    受信側移相器
４４    受信側ミキサ
４５    ＬＰＦ
５２    減算器
６０，６０Ｄ    送信機
６１Ｃ    変調部（第２の変調部）
６１Ｓ    変調部（第１の変調部）
６２    送信側ミキサ（第１の送信側ミキサ）
６３    送信側ミキサ（第２の送信側ミキサ）
６５Ｃ    水平送信アンテナ（第２の送信アンテナ）
６５Ｓ    垂直送信アンテナ（第１の送信アンテナ）
６６    π／２移相器
７０，７０Ｄ    受信機（受信機の復調部）
７５Ｃ    水平受信アンテナ
７５Ｓ    垂直受信アンテナ
８５    補正値算出部
８６    ＶＣＯ制御部
９１，９２    無線通信機
【図１】
2019012983.tif 000012
【図２】
2019012983.tif 000013
【図３】
2019012983.tif 000014
【図４】
2019012983.tif 000015
【図５】
2019012983.tif 000016
【図６】
2019012983.tif 000017
【図７】
2019012983.tif 000018
【図８】
2019012983.tif 000019
【図９】
2019012983.tif 000020
【図１０】
2019012983.tif 000021
【図１１】
2019012983.tif 000022
【図１２】
2019012983.tif 000023
【図１３】
2019012983.tif 000024
【図１４】
2019012983.tif 000025
【図１５】
2019012983.tif 000026
【図１６】
2019012983.tif 000027