(57)【要約】      （修正有）【課題】広い範囲で出力電圧を制御できるＬＬＣ共振回路を提供する。【解決手段】ＬＬＣ共振回路１は、直流入力電圧を受けて電圧を出力する共振部１０と、共振部から出力された電圧を所定の直流出力電圧に変換して出力する変換部２０と、を備える。変換部２０は、トランスＴＲ１の２次巻線と閉ループ回路２１を形成する昇圧コンデンサＣ２１及び整流ダイオードＤ２１を含む。さらに、閉ループ回路２１には、所定の制御信号を受けてオンオフすることで、昇圧コンデンサＣ２１の充電電圧を制御する第１スイッチング素子Ｑ２１が設けられている。【選択図】図１
2019154206.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング部と共振コンデンサとトランスとを有し、直流入力電圧を前記スイッチング部に受け、該スイッチング部の出力を、前記共振コンデンサを介して前記トランスの１次巻線に与えて共振させる共振部と、
前記トランスの２次巻線と閉ループ回路を形成する昇圧コンデンサ及び整流ダイオードを含み、前記共振部の出力電圧を所定の直流出力電圧に変換して出力する変換部とを備え、
前記閉ループ回路には、所定の制御信号を受けてオンオフすることで、前記昇圧コンデンサの充電電圧を制御する第１スイッチング素子が設けられている
ことを特徴とするＬＬＣ共振回路。
【請求項２】
請求項１に記載のＬＬＣ共振回路において、
前記昇圧コンデンサは、前記トランスの２次巻線の一端と前記ＬＬＣ共振回路の一方の出力端子との間に設けられ、
前記整流ダイオード及び前記第１スイッチング素子は、前記昇圧コンデンサの出力側のノードと前記２次巻線の他端との間に直列接続される
ことを特徴とするＬＬＣ共振回路。
【請求項３】
請求項１に記載のＬＬＣ共振回路において、
前記閉ループ回路の電圧を前記スイッチング部に回生する回生部と、
前記回生部を動作させるか否かをオンオフ制御するものであり、前記第１スイッチング素子がオフするタイミングにあわせてオンする第２スイッチング素子とを備えている
ことを特徴とするＬＬＣ共振回路。
【請求項４】
請求項３に記載のＬＬＣ共振回路において、
前記回生部は、前記昇圧コンデンサの入力側のノードと前記２次巻線の他端との間に接続される
ことを特徴とするＬＬＣ共振回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載のＬＬＣ共振回路と、
前記第１スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項５記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記共振コンデンサの放電開始時刻から前記第１スイッチング素子をオン制御するまでの時間を調整することで、前記昇圧コンデンサへの充電量を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記閉ループ回路の電流が停止してから前記第１スイッチング素子をオフ制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項５において、
前記制御回路は、前記直流入力電圧及び／又は前記変換部に接続される負荷に応じて前記第１スイッチング素子をオン制御する期間を調整する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項５において、
前記制御回路は、前記ＬＬＣ共振回路の出力電圧が所定の制御電圧に到達したときに前記第１スイッチング素子をオンする
ことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＬＣ共振回路及びそれを備えた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、電力変換装置において、直流電源の低コスト化のために、低電圧・大電流の直流電力の直流電源を使用することが要請されている。電力変換装置において、低入力電圧で規定の出力電力が取れるようにすると、高入力電圧かつ低負荷のときに、出力電圧の制御が困難になるという問題がある。そこで、特許文献１では、フルブリッジ複合共振型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、軽負荷時にフルブリッジ複合共振回路をバースト発振に移行させることが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−１４２７６５号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、バースト発振を行うと、高い入力電圧に対してオン／オフ制御を繰り返すので、ノイズが発生し、ＥＭＩ（Electromagnetic interference）の悪化、制御系の誤動作等を誘発させるおそれがある。
【０００５】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、バースト発振をすることなく、広範囲に出力電圧を制御できるＬＬＣ共振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の第１態様に係るＬＬＣ共振回路は、スイッチング部と共振コンデンサとトランスとを有し、直流入力電圧を前記スイッチング部に受け、該スイッチング部の出力を、前記共振コンデンサを介して前記トランスの１次巻線に与えて共振させる共振部と、前記トランスの２次巻線と閉ループ回路を形成する昇圧コンデンサ及び整流ダイオードを含み、前記共振部の出力電圧を所定の直流出力電圧に変換して出力する変換部とを備え、前記閉ループ回路には、所定の制御信号を受けてオンオフすることで、前記昇圧コンデンサの充電電圧を制御する第１スイッチング素子が設けられていることを特徴とする。
【０００７】
本発明の第２態様に係る電力変換装置は、第１態様に記載のＬＬＣ共振回路と、前記第１スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路とを備えていることを特徴とする。
【０００８】
上記第１及び第２態様では、変換部の閉ループ回路に第１スイッチング素子を設けたので、その第１スイッチング素子のオンオフにより、昇圧コンデンサの充電電圧を制御することができる。これにより、ＬＬＣ共振回路及びこれを備える電力変換装置（以下、ＬＬＣ共振回路（電力変換装置）と記載する）の出力電圧を任意の電圧に調整することができる。具体的に、例えば、第１スイッチング素子をオンのままにすれば、トランスの２次巻線電圧の倍電圧が出力される。一方で、第１スイッチング素子をオフのままにすれば、トランスの２次巻線電圧と昇圧コンデンサの充電電圧がキャンセルされ、ＬＬＣ共振回路（電力変換装置）からの出力電圧はほぼ「０（ゼロ）」になる。すなわち、本態様のような構成にすることで、ＬＬＣ共振回路（電力変換装置）の出力電圧を、ほぼゼロの状態から所望の出力電圧までの広い範囲で制御することができる。換言すると、第１スイッチング素子のオンオフにより、広範囲の入力電圧および負荷に対して、あらかじめ設定した出力電圧を安定して出力させることができる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によると、広範囲の入力電圧および負荷に対して、安定した共振動作を維持しつつ出力電圧を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】電力変換装置の回路構成例を示す図である。
【図２Ａ】電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｂ】電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図２Ｃ】電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図３】図１の電力変換装置の動作例を示す波形図である。
【図４】図１の電力変換装置の他の動作例を示す波形図である。
【図５】一般的なＬＬＣ共振回路のスイッチング周波数と出力電圧との関係を示す図である。
【図６】本実施形態の電力変換装置のスイッチング素子のオンするタイミングと出力電圧との関係を示す図である。
【図７】電力変換装置の他の回路構成例を示す図である。
【図８】図７の電力変換装置の動作例を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用範囲あるいはその用途を制限することを意図するものではない。
【００１２】
図１は本実施形態に係る電力変換装置Ａの回路構成例を示した図である。
【００１３】
本実施形態に係る電力変換装置Ａは、直流電源Ｅからの直流入力電圧Ｖｉ（以下、電源電圧Ｖｉという）を受けて、所定の直流出力電圧Ｖｏ（以下、単に出力電圧Ｖｏという）に変換して負荷ＲＬに出力するＬＬＣ共振を用いた電力変換装置である。本電力変換装置Ａは、広範囲な入力電圧変動及び／又は負荷変動に対して、安定した共振動作を維持しつつ所望の出力電圧Ｖｏを出力させることができる点に特徴がある。
【００１４】
以下、具体的に各構成要素について説明する。
【００１５】
−電力変換装置の構成−
図１に示すように、電力変換装置Ａは、ＬＬＣ共振回路１と、ＬＬＣ共振回路１の動作を制御する制御回路４とを備えている。本実施形態において、ＬＬＣ共振回路とは、トランスの漏れインダクタンス及び励磁インダクタンス並びにコンデンサの共振を利用した共振回路を指すものとする。
【００１６】
ＬＬＣ共振回路１は、電源電圧Ｖｉを入力端子ＩＮに受け、交流に変換して出力する共振部１０と、共振部１０の出力を所定の出力電圧Ｖｏに変換して出力端子ＯＵＴから出力する変換部２０を備える。なお、以下の説明において、入力端子ＩＮのうち、正極側と負極側とを分けて説明する場合に、符号ＩＮＰ，ＩＮＭを付して説明する場合がある。同様に、出力端子ＯＵＴのうち、正極側と負極側とを分けて説明する場合にそれぞれにＯＵＴＰ，ＯＵＴＭを付して説明する場合がある。
【００１７】
共振部１０は、スイッチング部１１と、共振コンデンサＣ１１，Ｃ１２と、トランスＴＲ１とを備える。
【００１８】
スイッチング部１１は、正極側の入力端子ＩＮＰと負極側の入力端子ＩＮＭとの間に直列に設けられた第１及び第２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を有する。図１では、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２として、Ｎ型のＭＯＳ−ＦＥＴを用いた例を示している。さらに、図１では、ＭＯＳ−ＦＥＴと並列に形成される寄生ダイオードをあわせて図示している。寄生ダイオードには、後述する共振動作において、ＭＯＳ−ＦＥＴのソースからドレインに向かう電流が通過する。なお、スイッチング部１１の構成は、図１の構成に限定されず、同様の機能を有する他のスイッチング回路を適用してもよい。例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴに対して、寄生ダイオードと並列に接続されるように高速ダイオード素子を外付けしてもよい。
【００１９】
共振コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、電流共振用のコンデンサ（以下、第１共振コンデンサＣ１１という）及び電圧共振用のコンデンサ（以下、第２共振コンデンサＣ１２という）を含む。第２共振コンデンサＣ１２は、第１スイッチング素子Ｑ１１に並列に接続される。同様に、第１共振コンデンサＣ１１とトランスＴＲ１の１次巻線との直列回路が、第１スイッチング素子Ｑ１１に並列に接続される。
【００２０】
換言すると、正極側の入力端子ＩＮＰが、第１共振コンデンサＣ１１を介して、トランスＴＲ１の１次巻線の一端（例えば、巻始端）に接続される。そして、トランスＴＲ１の１次巻線の他端（例えば、巻終端）が、第２スイッチング素子Ｑ１２を介して負極側の入力端子ＩＮＭに接続され、第１電流経路Ｉａ（図２Ｃ参照）を形成している。また、第１スイッチング素子Ｑ１１と、第１共振コンデンサＣ１１と、トランスＴＲ１の１次巻線とにより、閉ループ回路が形成されていて、第２電流経路Ｉｂ（図２Ａ参照）を形成している。
【００２１】
なお、本開示において、「接続」との用語には、電気的に接続されるもの全般が含まれるものとする。すなわち、「接続」とは、直接接続されたものに限定されず、例えば、抵抗素子や半導体素子等を介して電気的に接続されるものを含む概念である。
【００２２】
変換部２０は、共振部１０から出力された電圧を、所定の出力電圧Ｖｏに変換して出力する回路である。具体的に、変換部２０は、トランスＴＲ１の２次巻線の一端（例えば、巻始端）と正極出力端子ＯＵＴＰとの間に直列接続された第２コンデンサＣ２１とダイオードＤ２２とを備える。ダイオードＤ２２は、トランスＴＲ１の２次巻線の一端から正極側の出力端子ＯＵＴＰに向かって順方向に接続される。トランスＴＲ１の２次巻線の他端（例えば、巻終端）は、負極側の出力端子ＯＵＴＭに接続される。
【００２３】
変換部２０は、さらに、第２コンデンサＣ２１とダイオードＤ２２との間の中間ノードＮ２１と負極側の出力端子ＯＵＴＭとの間に、直列に接続された整流ダイオードＤ２１及び第１スイッチング素子としての充電制御用スイッチング素子Ｑ２１（以下、充電制御スイッチＱ２１という）を備える。整流ダイオードＤ２１は、上記中間ノードＮ２１から負極側の出力端子ＯＵＴＭに向かう方向に対して逆方向に接続される。また、両出力端子ＯＵＴ間に、出力コンデンサＣ２２が接続される。
【００２４】
換言すると、変換部２０では、トランスＴＲ１の２次巻線と、第２コンデンサＣ２１と、整流ダイオードＤ２１と、充電制御スイッチＱ２１によって閉ループ回路２１（第３電流経路Ｉｃ（図２Ｂ参照））を形成している。また、正極側の出力端子ＯＵＴＰから第２コンデンサＣ２１を介して、トランスＴＲ１の２次巻線を経由して出力端子ＯＵＴＭへと接続されており、第４電流経路Ｉｄ（図２Ｃ参照）を形成している。
【００２５】
制御回路４は、電力変換装置Ａ全体の動作を制御するものであり、例えば、ＩＣ（Integrated Circuit）で実現することができる。制御回路４は、例えば、自機内にあらかじめ登録されたプログラムやシーケンス等にしたがって動作する。より具体的に、制御回路４は、例えば、スイッチング部１１の第１及び第２スイッチング素子Ｑ１１，１２、並びに変換部２０の充電制御スイッチＱ２１を、それぞれオンオフ制御するための制御信号Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１を出力する。
【００２６】
−電力変換装置の動作−
次に、電力変換装置Ａの動作について、図２Ａ〜図２Ｃ，図３，図４を参照しつつ具体的に説明する。図２Ａ〜図２Ｃでは、各タイミングでのスイッチング素子のオン、オフの状態と、電流の流れる方向を模式的に示している。また、図３，４は、それぞれ、タイミングチャートの一例を示している。
【００２７】
なお、各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１は、図３、図４の信号波形が「ＨＩＧＨ」のときにオンし、「ＬＯＷ」のときオフするものとして説明する。また、図２Ａ〜図２Ｃでは、説明を理解しやすくするために、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１を構成するＭＯＳ−ＦＥＴを、単純な接点記号で示している。また、以下の説明の時間Ｔａの前に、時間Ｔａ〜Ｔｄの一連のプロセスを経ているものとする。
【００２８】
また、説明の便宜上、１次側電流Ｉ１及び２次側電流Ｉ２の方向について以下のように定義する。１次側電流Ｉ１は、正極側の入力端子ＩＮＰから負極側の入力端子ＩＮＭに向かう方向（トランスＴＲ１の１次巻線の巻始側から巻終側に向かう方向）を「順方向」、その反対を「逆方向」とする。同様に、変換部２０では、正極側の出力端子ＯＵＴＰから負極側の出力端子ＯＵＴＭに向かう方向（トランスＴＲ１の２次巻線の巻始側から巻終側に向かう方向）を「順方向」、その反対を「逆方向」とする。
【００２９】
さらに、スイッチング素子Ｑ１１に流れる電流をＩＤＨ、スイッチング素子Ｑ１２に流れる電流をＩＤＬと記載する。また、１次側電流Ｉ１とは、共振部１０を含む電力変換装置Ａの１次側回路に流れる電流であり、２次側電流Ｉ２とは、変換部２０を含む電力変換装置Ａの２次側回路に流れる電流である。
【００３０】
（期間Ｔａの動作）
まず、図３の期間Ｔａでの電力変換装置Ａの動作について説明する。
【００３１】
図３の期間Ｔａの始点である時刻Ｔ３１において、制御回路４は、第１スイッチング素子Ｑ１１（Ｖｇ１１）をオンさせ、第２スイッチング素子Ｑ１２（Ｖｇ１２）をオフさせる。
【００３２】
具体的に、期間Ｔａの前の期間Ｔｄにおいて、共振部１０では、共振現象により電流が第１スイッチング素子Ｑ１１のソース側からドレイン側に向かって流れている。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１１に流れる電流ＩＤＨがマイナスである。制御回路４は、この電流ＩＤＨがマイナスの期間中に、第１スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる。ここでは、その第１スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる時刻をＴ３１としている。
【００３３】
その後、電流ＩＤＨがプラスに転じ、電力変換装置Ａの１次側回路には、第２電流経路Ｉｂに図２Ａに矢印で示す方向の１次側電流Ｉ１が流れる。このときの１次側電流Ｉ１は、共振コンデンサＣ１１，Ｃ１２とトランスＴＲ１との共振電流であり、正弦波状に変化する電流である（図３参照）。これにより、トランスＴＲ１の１次巻線には、順方向（図２で下向き）の１次巻線電圧Ｖ１が誘起される。
【００３４】
変換部２０では、トランスＴＲ１の２次巻線に、逆方向（図２で下向き）の２次巻線電圧Ｖ２が誘起される。ただし、期間Ｔａでは、変換部２０の充電制御スイッチＱ２１がオフ制御されているので、第３電流経路Ｉｃ（閉ループ回路２１）には電流が流れない。また、ダイオードＤ２２にブロックされるので、第４電流経路Ｉｄにも電流が流れない。したがって、この期間の２次側電流Ｉ２は、「０（ゼロ）」である。
【００３５】
（期間Ｔｂの動作）
次に、図３の期間Ｔｂでの電力変換装置Ａの動作について説明する。
【００３６】
制御回路４は、第１スイッチング素子Ｑ１１をオン制御した時刻Ｔ３１（Ｖｇ１１がＬｏｗからＨｉｇｈになった時）から所定時間Ｔａが経過した時刻Ｔ３２に、充電制御スイッチＱ２１（Ｖｇ２１）をオンさせる。このとき、制御回路４は、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン制御、及び第２スイッチング素子Ｑ１２のオフ制御を継続している。そうすると、第１スイッチング素子Ｑ１１に流れる電流ＩＤＨがさらに増加し、それに応じて、第２電流経路Ｉｂ（図２Ａの矢印参照）に流れる電流が増加する。これにより、変換部２０では、２次巻線電圧Ｖ２が誘起され続ける。
【００３７】
変換部２０では、上記２次巻線電圧Ｖ２により、第３電流経路Ｉｃに逆方向の電流（２次側電流Ｉ２）が流れる（図２Ｂの２次側矢印参照）。
【００３８】
この逆方向電流により、充電制御スイッチＱ２１のオン期間に応じた電荷が第２コンデンサＣ２１に充電される。すなわち、第２コンデンサＣ２１が、充電制御スイッチＱ２１のオン期間に応じた充電電圧に充電される。このとき、２次側電流Ｉ２は、第１スイッチング素子Ｑ１１がオフされるまで上昇を続ける。すなわち、期間Ｔｂの間、２次側電流Ｉ２は上昇を続ける。一方で、１次側電流Ｉ１は、期間Ｔｂの間「０（ゼロ）」に向かって徐々に減少する。
【００３９】
（期間Ｔｃの動作）
次に、図３の期間Ｔｃでの電力変換装置Ａの動作について説明する。
【００４０】
制御回路４は、充電制御スイッチＱ２１をオンしてから、期間Ｔｂが経過した時刻Ｔ３３に、第１スイッチング素子Ｑ１１をオフさせる。そうすると、第３電流経路Ｉｃに流れる２次側電流Ｉ２は、次第に減少し、時刻Ｔ３３から期間Ｔｃが経過した時刻Ｔ３４に「０（ゼロ）」になる。
【００４１】
上記をまとめると、充電制御スイッチＱ２１をオンする第１タイミングと、第１スイッチング素子Ｑ１１をオフする第２タイミングにより、２次側電流Ｉ２が流れる期間が規定される。したがって、上記第１及び第２タイミングを制御することで、２次側電流Ｉ２が流れる期間である（Ｔｂ＋Ｔｃ）の時間を制御することができ、結果として、第２コンデンサＣ２１の充電電圧を制御することができる。
【００４２】
（期間Ｔｄの動作）
次に、図３の期間Ｔｄでの電力変換装置Ａの動作について説明する。
【００４３】
時刻Ｔ３４において、制御回路４は、第２スイッチング素子Ｑ１２をオンさせる。また、制御回路４は、共振部１０の第１スイッチング素子Ｑ１のオフ状態を維持し、充電制御スイッチＱ２１のオン状態を維持する。なお、図３において、第３電流経路Ｉｃに流れる２次側電流Ｉ２が「０（ゼロ）」になる時刻と、第２スイッチング素子Ｑ１２をオンさせる時刻がともにＴ３４になっているが、後述する図４に示すように両時刻が互いに異なっていてもよい。
【００４４】
制御回路４が第２スイッチング素子Ｑ１２をオンさせるタイミングは、例えば、上記逆方向の電流が図２Ｃの矢印で示す方向になる前、すなわち、第１電流経路Ｉａに流れる電流（１次側電流Ｉ１）が順方向に転じる前である。
【００４５】
なお、図３では、２次側電流Ｉ２が「０（ゼロ）」になる第３タイミングと、制御回路４が第２スイッチング素子をオンさせる第４タイミングとを揃えているが、これに限定されない。例えば、後述する図４の例では、上記第３タイミングと上記第４タイミングとが互いに異なる例を示している。
【００４６】
引き続き、共振部１０では、第１電流経路Ｉａに逆方向電流(図２Ｂの１次側の矢印参照）が流れる。この１次側電流Ｉ１は、共振コンデンサＣ１１と、昇圧コンデンサＣ２１と、トランスＴＲ１との共振電流であり、正弦波状に変化する電流である（図３参照）。
【００４７】
２次側電流Ｉ２が「０（ゼロ）」になると、引き続き、トランスＴＲ１の１次巻線には、逆方向（図２Ｂで上向き）の１次巻線電圧Ｖ１が誘起され、トランスＴＲ１の２次側に、逆方向（図２Ｂで上向き）の２次巻線電圧Ｖ２が誘起される。
【００４８】
そうすると、変換部２０では、第４電流経路Ｉｄに、順方向電流(図２Ｃの２次側矢印参照）が流れる。このとき、先ほど期間Ｔｂで昇圧コンデンサＣ２１に充電されていた電荷もあわせて放電されるので、出力電圧Ｖｏが充電された電荷（充電電圧）に応じた分だけ上昇する。
【００４９】
次に、制御回路４は、時刻Ｔ３６において、第２スイッチング素子Ｑ１２及び充電制御スイッチＱ２１をオフさせる。これにより、共振部１０では、共振コンデンサＣ１１と、昇圧コンデンサＣ２１と、トランスＴＲ１との共振作用により、第１スイッチング素子Ｑ１１の寄生ダイオードを介して、第１電流経路Ｉａに、図２Ｃに示す矢印と逆方向の電流が流れる。
【００５０】
このとき、変換部２０では、図２Ｃに示す第４電流経路Ｉｄの電流が、期間Ｔｃで２次側電流Ｉ２が「０（ゼロ）」になった時点（時刻Ｔ３４）から流れ始める。そして、時刻Ｔ３６において第２スイッチング素子Ｑ１２オフされると、２次側電流Ｉ２は、短時間で「０（ゼロ）」になる（図３の時刻Ｔ３６から時刻Ｔ３７の間を参照）。
【００５１】
以上をまとめると、本実施形態では、変換部２０において、トランスＴＲ１の２次巻線と昇圧コンデンサＣ２１及び整流ダイオードＤ２１とで形成された閉ループ回路２１に充電制御スイッチＱ２１を設けている。そして、このような充電制御スイッチＱ２１を設けることで、昇圧コンデンサＣ２１の充電電圧を制御することができる。具体的に、充電制御スイッチＱ２１をオンさせるまでの時間Ｔａ及びオン制御する時間（Ｔｂ＋Ｔｃ）を変更することで、昇圧コンデンサＣ２１に充電する電荷量、ひいては、昇圧コンデンサＣ２１の充電電圧を制御することができる。この昇圧コンデンサＣ２１は、出力電圧Ｖｏの昇圧の際に放電するコンデンサなので、昇圧コンデンサＣ２１の充電量を制御することで、電力変換装置Ａの出力電圧Ｖｏを制御することができる。
【００５２】
なお、図３の例では、Ｔｄの期間内に２次側電流Ｉ２がプラスに転じていないので、第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間は、時間（Ｔｂ＋Ｔｃ）よりも大きく、次のサイクルが始まる時刻Ｔ３７（Ｔ３１）までの期間で任意に設定することができる。２次側電流Ｉ２がプラスに転じると、逆起電力が発生する場合があるが、本実施形態ではそのようなことがない。
【００５３】
−出力電圧Ｖｏの制御について−
以下において、電力変換装置Ａの出力電圧Ｖｏの制御に関し、より具体的に説明する。
【００５４】
図５は、一般的なＬＬＣ共振回路のスイッチング周波数と出力電圧との関係を示したグラフである。具体的に、図５に特性を例示するＬＬＣ共振回路は、本実施形態のように変換部２０の閉ループ回路２１に充電制御スイッチＱ２１を設けていないものである。
【００５５】
図５において、三角印でプロットしたものが「低入力電圧かつ重負荷」の場合の特性であり、丸印でプロットしたものが「高入力電圧かつ軽負荷」の場合の特性である。図５からわかるように、入力電圧が高くなり、負荷が軽くなると、特性曲線は上側に移動する。
【００５６】
図５では、例えば、規定の出力電圧がＶ２１であり、「高入力電圧かつ軽負荷（丸印）」において、出力電圧Ｖ２１が安定して出力できるように設計した例を示している。このように設計した場合、図５の三角印で示す「低入力電圧かつ重負荷」において規定の出力電圧Ｖ２１となるように制御ができない。
【００５７】
これに対し、「低入力電圧かつ重負荷（三角印）」で出力電圧Ｖ２１が安定して出力できるようにすることも考えられるが、そうすると「高入力電圧かつ軽負荷（丸印）」で規定の出力電圧Ｖ２１となるように制御できない。すなわち、一般的なＬＬＣ共振回路では、広範囲な入力電圧変動及び負荷変動に対して、規定の出力電圧Ｖｏを出力できるように制御することは非常に困難である。
【００５８】
例えば、太陽光発電等の自然エネルギーを用いた発電装置では、日射の状態等の環境要因により、電力変換装置に入力される入力電圧が、低電圧から高電圧に大きく触れる可能性がある。また、負荷の状態においても大きく変動する可能性がある。例えば、負荷が需要家内に設置されていると仮定した場合には、電力をほとんど消費しない軽負荷の状態から、電力を大量に消費する重負荷の状態まで幅広く変化する可能性がある。そうすると、一般的なＬＬＣ回路では、上記図５で示したような問題が発生する。これに対し、本実施形態に係る電力変換装置Ａでは、充電制御スイッチＱ２１をオン制御する期間である所定時間（Ｔｂ＋Ｔｃ）の長さを変更して昇圧コンデンサＣ２１の充電電圧を制御することで、出力電圧の値を制御できるようにしている。
【００５９】
図６は、本実施形態に係る電力変換装置Ａにおいて、変換部２０の充電制御スイッチＱ２１のオンするタイミング（図６では位相と記載）と出力電圧との関係を示す図である。図６では、スイッチング周波数を６０［ｋＨｚ］に固定し、充電制御スイッチＱ２１のオンするタイミングを変えた例を示している。なお、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２とのデューティ比は、０．５に設定している。
【００６０】
また、図６において、位相０［度］は、充電制御スイッチＱ２１が共振部１０の第１スイッチング素子Ｑ１１と同時にオンするタイミングを示している。そして、位相１８０［度］は、２次巻線電圧Ｖ２が逆方向から順方向に切り換わるタイミングを示している。図６に示すように、位相、すなわち、充電制御スイッチＱ２１のオンするタイミングを変化させることで、出力電圧ＶｏがＶ２１からほぼ「０（ゼロ）」まで変化させることができる（図５では範囲Ｄ１に相当）。このように、充電制御スイッチＱ２１のオンするタイミングで出力電圧を広範囲に制御することができるので、入力電圧変動や負荷変動が発生した場合においても、所望の出力電圧を負荷に供給できるように調整することが可能になる。
【００６１】
なお、出力電圧Ｖｏがほぼ「０（ゼロ）」になる場合は、充電制御スイッチＱ２１が常時オフ設定されているときである。以下、具体的に説明する。
【００６２】
まず、図３の期間Ｔｄにおいて、制御回路４は、第１スイッチング素子Ｑ１１をオフさせ、第２スイッチング素子Ｑ１２をオンさせる。そうすると、図２Ｃに示すように、順方向（図２で上向き）の２次巻線電圧Ｖ２が誘起され、昇圧コンデンサＣ２１が逆方向（図２で左向き）に充電される。
【００６３】
次に、期間Ｔａから期間Ｔｃにおいて、制御回路４は、第１スイッチング素子Ｑ１１をオンさせ、第２スイッチング素子Ｑ１２をオフさせる。そうすると、図２Ａに示すように、逆方向（図２で下向き）の２次巻線電圧Ｖ２が誘起される。ただし、充電制御スイッチＱ２１がオフ制御されているので第３電流経路Ｉｃには電流が流れず、かつ、ダイオードＤ２２にブロックされ第４電流経路Ｉｄにも電流が流れないので、昇圧コンデンサＣ２１の充電状態が維持される。
【００６４】
その後、図３の期間Ｔｄに進むと、順方向（図２で上向き）の２次巻線電圧Ｖ２と、昇圧コンデンサＣ２１の充電電圧とが互いに相殺しあってキャンセルされ、出力電圧Ｖｏがほぼ「０（ゼロ）」になる。
【００６５】
−無負荷の場合の動作について−
本実施形態におけるＬＬＣ共振回路１（電力変換装置Ａ）は、無負荷状態においても安定した安定した共振動作を維持しつつ出力電圧を制御することができるという特徴がある。
【００６６】
以下において、図４を参照しつつ、具体的に説明する。図４では、制御回路４が、第１スイッチング素子Ｑ１１をオンさせてから充電制御スイッチＱ２１をオンさせるまでの時間をＴ１、２次側電流Ｉ２が流れている期間をＴ２、充電制御スイッチＱ２１のオン期間をＴ３として説明する。
【００６７】
図４に示すように、無負荷の場合、充電制御スイッチＱ２１をオンさせるタイミングを規定する時間Ｔ１が、図３の場合と異なっている。具体的に、時間Ｔ１は、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間よりも長い時間、又は、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間の後半と充電制御スイッチＱ２１のオン期間の前半とが少し重なるような時間に設定するのが好ましい。
【００６８】
また、充電制御スイッチＱ２１のオン期間Ｔ３は、２次側電流Ｉ２がプラスに転じている期間Ｔ２よりも長く設定するのが好ましい。充電制御スイッチＱ２１のオン期間Ｔ３が前述の期間Ｔ２より短いと、２次巻線電圧Ｖ２に逆起電力が発生する場合があるためである。さらに、充電制御スイッチＱ２１をオンさせた後に、オフさせるタイミングは、２次電流Ｉ２が逆方向から順方向に転じる前に設定するのが好ましい。これにより、２次巻線電圧Ｖ２に、逆起電力が発生するのを回避することができる。
【００６９】
（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について説明したが、種々の改変が可能である。
【００７０】
例えば、図３の例では、時刻Ｔ３６において、第２スイッチング素子Ｑ１２と充電制御スイッチＱ２１とを同時にオフさせるものとしているがこれに限定されない。具体的に、充電制御スイッチＱ２１をオフさせるタイミングは、時刻Ｔ３４以降であり、第３電流経路Ｉｃに流れる電流（２次側電流Ｉ２）が順方向に転じるまでの間で任意に設定することが可能である。プラスに転じてからオフさせると、２次巻線電圧に逆起電力が発生する場合があるためである。ただし、充電制御スイッチＱ２１をオフさせるタイミングを、２次側電流Ｉ２が順方向に転じた後に設定してもよい。この場合、閉ループ回路２１のスイッチング素子Ｑ２１に逆起電力が発生するが、例えば、スイッチング素子Ｑ２１の耐圧を高めることで、逆起電力の影響が出ないようにすることができる。
【００７１】
また、図７に例示するように、電力変換装置Ａに回生部３を設けてもよい。回生部３は、トランスＴＲ１の２次巻線に発生した逆起電力を１次側入力部に回生させるための回路であり、充電制御スイッチＱ２１に逆起電力に起因する高電圧が印加されるのを防ぐことができる。
【００７２】
図７の電力変換装置Ａにおいて、回生部３は、トランスＴＲ１の２次巻線の一端と昇圧コンデンサＣ２１との間の中間ノードＮ２２と、トランスＴＲ１の２次巻線の他端との間に接続される。
【００７３】
回生部３は、コンデンサＣ３１を介して上記中間ノードＮ２２に１次巻線の一端が接続されたトランスＴＲ３と、トランスＴＲ３の他端と上記中間ノードＮ２２との間に接続されたスイッチング素子Ｑ３２とを備えている。さらに、トランスＴＲ３の１次巻線の一端と、トランスＴＲ１の２次巻線の他端との間には、逆方向に接続されたダイオードＤ３１と第２スイッチング素子としてのスイッチング素子Ｑ３１が直列に接続されている。
【００７４】
そして、回生部３のトランスＴＲ３の２次巻線の一端が順方向接続されたダイオードＤ３２を介して正極側の入力端子ＩＮＰに接続され、同他端が負極側の入力端子ＩＮＭに接続されている。上記のトランスＴＲ３、スイッチング素子Ｑ３２及びダイオードＤ３２により、フライバック電源が構成されている。
【００７５】
さらに、制御回路４は、制御信号Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１に加えて、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２をそれぞれオンオフ制御するための制御信号Ｖｇ３１，Ｖｇ３２を出力する。
【００７６】
それ以外の構成は、図１と同様であり、ここではその詳細な説明を省略する。
【００７７】
次に、図７の電力変換装置Ａの動作について、図８を参照しつつ具体的に説明する。図８では、時間Ｔｈ〜Ｔｋが、それぞれ、図３の時間Ｔａ〜Ｔｄに対応している。以下の説明では、図３との相違点を中心に説明する。
【００７８】
図８の期間Ｔｈにおいて、充電制御スイッチＱ２１がオフする少し前の時刻（（期間Ｔｈの開始時刻）＋（Ｔ１１：Ｑ２１のオン期間）−Ｔ１３）でスイッチング素子Ｑ３１に制御信号Ｖｇ３１として「ＨＩＧＨ」を与えて、スイッチング素子Ｑ３１をオンさせる。これにより、仮に充電制御スイッチＱ２１をオフさせたとしても、２次側電流Ｉ２が途切れることなく、コンデンサＣ３１へと流れる。このとき、コンデンサＣ３１の充電が終わるまで、すなわち、充電電流がゼロになるまで、スイッチング素子Ｑ３１をオンさせるようにする。これにより、トランスＴＲ１の２次巻線に、逆起電力が発生しない。
【００７９】
今度は、次の周期のコンデンサＣ３１の充電開始までに、コンデンサＣ３１に充電された電荷を放電させる必要がある。そこで、制御回路４は、コンデンサＣ３１の充電電圧が、フライバック電源（トランスＴＲ３，スイッチング素子Ｑ３２及びダイオードＤ３２）の入力電圧として与えられるようにする。具体的に、制御回路４は、スイッチング素子Ｑ３１がオフしてから、すなわち、制御信号Ｖｇ３１のオン期間Ｔ１２が経過してから、次回スイッチング素子Ｑ１１がオンするまで（次の期間Ｔｈが始まるまで）の期間内に、スイッチング素子Ｑ３２をオンさせ、コンデンサＣ３１に蓄積された電荷をＬＬＣ共振回路１の一次側回路の入力部に回生させる。
【００８０】
以上のように、回生部３を設けることにより、充電制御スイッチＱ２１をオフ制御することによる逆起電力が、トランスＴＲ３を介して電力変換装置Ａの入力端子ＩＮに回生されるので、充電制御スイッチＱ２１に逆起電力がかかるのを防ぐことができる。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明によると、広範囲な入力電圧変動、負荷変動に対応させてＬＬＣ共振回路の出力電圧を制御することができるので、極めて有用である。
【符号の説明】
【００８２】
１０  共振部
１１  スイッチング回路
２０  整流部
２１  閉ループ回路
Ｃ１１，Ｃ１２  共振コンデンサ
ＴＲ１  トランス
Ｑ２１  スイッチング素子（第１スイッチング素子）
Ｃ２１  昇圧コンデンサ
Ｄ２１  整流ダイオード
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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