(57)【要約】【課題】本発明は、電力変換装置について、交流電力の供給先の電気機器と直流電源とを絶縁すると共に、電力伝送特性を向上させることを目的とする。【解決手段】電力変換装置は、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６と、これらのスイッチング回路を結合するトランスＴとを備える。第１スイッチング回路１２は、ハーフブリッジＵおよびＶが並列接続されたフルブリッジ、並びに、それぞれの一端が共通に接続された整流スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０を備えている。整流スイッチング素子Ｓ９の他端は、フルブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、整流スイッチング素子Ｓ１０の他端は、２つの並列接続点のうちの他方に接続されている。１次巻線Ｔ１のタップｍから引き出された経路と、整流スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０の接続点との間から出力交流電圧が出力される。【選択図】図５
2019154142.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチング回路および第２スイッチング回路と、
前記第１スイッチング回路に両端が接続された１次巻線と、
前記第２スイッチング回路に両端が接続され、前記１次巻線と磁気的に結合する２次巻線と、を備え、
前記第１スイッチング回路は、
２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジと、
それぞれの一端が共通に接続された第１整流スイッチング素子および第２整流スイッチング素子と、を備え、
前記１次巻線は、
２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
前記第１整流スイッチング素子の他端は、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、
前記第２整流スイッチング素子の他端は、前記２つの並列接続点のうちの他方に接続されており、
前記１次巻線の中途点から引き出された経路と、前記第１整流スイッチング素子および第２整流スイッチング素子の接続点との間から、前記第２スイッチング回路に入力された直流電力に基づく出力交流電圧が出力される、ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第２スイッチング回路は、
２つの２次側ハーフブリッジが並列接続された２次側フルブリッジであって、各前記２次側ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、２次側フルブリッジを備え、
前記２次巻線は、
２つの前記２次側ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記２次側ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
前記２次側フルブリッジにおける２つの並列接続点から直流電力が入力されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記第２スイッチング回路に流入する直流電流と、その直流電流に対する目標値との差異に応じて、前記第１スイッチング回路をスイッチングする位相と、前記第２スイッチング回路をスイッチングする位相との差を制御する制御部、を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサを備え、
前記制御部は、
前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値と、前記第２スイッチング回路に流入する直流電流に対する目標値と、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする際のデューティ比と、前記１次巻線における漏れインダクタンスと、当該スイッチングの周波数とに基づいて、前記第１スイッチング回路をスイッチングする位相と、前記第２スイッチング回路をスイッチングする位相との差を制御する、ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの端子間電圧と、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする制御部と、を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記出力交流電圧と、前記１次巻線の中途点から引き出された経路に流れる中途点電流と、に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする、ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記出力交流電圧に対する目標値と、前記コンデンサの端子間電圧との差異に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする、ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの端子間電圧と、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じて、前記第１スイッチング回路をスイッチングする位相と、前記第２スイッチング回路をスイッチングする位相との差を制御する制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記出力交流電圧と、前記出力交流電圧に対する目標値との差異に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする制御部、を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力変換装置において、
前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサを備え、
前記制御部は、
前記出力交流電圧に対する目標値と、前記コンデンサの端子間電圧との差異に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする、ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記第１整流スイッチング素子および前記第２整流スイッチング素子のそれぞれは、前記出力交流電圧の極性に応じてオンオフすることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、電力変換装置が備えるスイッチング回路の制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両が広く用いられている。電動車両には、駆動用モータに電力を供給するためのバッテリが搭載されている。ハイブリッド自動車では、エンジンの駆動力や回生制動によって発電した電力によってバッテリが充電される。また、プラグイン機能のある電動車両では、商用電源から供給される電力によってバッテリが充電される。バッテリを充電するため、電動車両には電力変換装置が搭載されている。電力変換装置は、バッテリ充電のために入力された電圧を適切な電圧に変換してバッテリに印加する。
【０００３】
以下の特許文献１および２には、本願発明に関連する電力変換装置が記載されている。特許文献１には、２つのスイッチング回路を各回路に接続された巻線によって磁気的に結合させ、２つのスイッチング回路の間で電力を伝送させる電力変換装置が示されている。２つのスイッチング回路を磁気的に結合させることで、２つのスイッチング回路間の絶縁性が高められる。特許文献２には、第１および第２の昇圧コンバータのパルス幅変調による力率改善を行いつつ、第１および第２の昇圧コンバータの周波数を調整することにより出力電圧を制御する電力変換装置が示されている。プラグイン機能のある電動車両については、特許文献２に記載されているような昇圧コンバータ（スイッチング回路）を用いて、入力電力の力率を調整する技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１９３７１３号公報
【特許文献２】特開２０１０−１８３７２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
近年、電動車両に搭載されたバッテリから一般家庭の電気機器に交流電力を供給するＶ２Ｈ（Vehicle to Home）と呼ばれる技術や、電動車両に搭載されたバッテリから商用電源システム等の電力供給システムに交流電力を供給するＶ２Ｇ（Vehicle to Grid）と呼ばれる技術につき研究が行われている。Ｖ２ＨおよびＶ２Ｇでは、ユーザが操作する箇所とバッテリとの間の絶縁性を十分なものとする必要がある。そこで、２つのスイッチング回路をトランス（各スイッチング回路に接続された巻線）によって磁気的に結合させ、２つのスイッチング回路の間で電力を伝送させる電力変換装置が提案されている。しかし、このような、電力変換装置では、入力電力の力率や伝送損失等の電力伝送特性を良好にする技術が十分に検討されているとは言い難い。
【０００６】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置について、交流電力の供給先の電気機器と直流電源とを絶縁すると共に、電力伝送特性を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、第１スイッチング回路および第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路に両端が接続された１次巻線と、前記第２スイッチング回路に両端が接続され、前記１次巻線と磁気的に結合する２次巻線と、を備え、前記第１スイッチング回路は、２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジと、それぞれの一端が共通に接続された第１整流スイッチング素子および第２整流スイッチング素子と、を備え、前記１次巻線は、２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、  前記第１整流スイッチング素子の他端は、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、前記第２整流スイッチング素子の他端は、前記２つの並列接続点のうちの他方に接続されており、前記１次巻線の中途点から引き出された経路と、前記第１整流スイッチング素子および第２整流スイッチング素子の接続点との間から、前記第２スイッチング回路に入力された直流電力に基づく出力交流電圧が出力される、ことを特徴とする。
【０００８】
望ましくは、前記第２スイッチング回路は、２つの２次側ハーフブリッジが並列接続された２次側フルブリッジであって、各前記２次側ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、２次側フルブリッジを備え、前記２次巻線は、２つの前記２次側ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記２次側ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、前記２次側フルブリッジにおける２つの並列接続点から直流電力が入力される。
【０００９】
望ましくは、前記第２スイッチング回路に流入する直流電流と、その直流電流に対する目標値との差異に応じて、前記第１スイッチング回路をスイッチングする位相と、前記第２スイッチング回路をスイッチングする位相との差を制御する制御部、を備える。
【００１０】
望ましくは、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサを備え、前記制御部は、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値と、前記第２スイッチング回路に流入する直流電流に対する目標値と、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする際のデューティ比と、前記１次巻線における漏れインダクタンスと、当該スイッチングの周波数とに基づいて、前記第１スイッチング回路をスイッチングする位相と、前記第２スイッチング回路をスイッチングする位相との差を制御する。
【００１１】
望ましくは、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの端子間電圧と、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする制御部と、を備える。
【００１２】
望ましくは、前記制御部は、前記出力交流電圧と、前記１次巻線の中途点から引き出された経路に流れる中途点電流と、に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする。
【００１３】
望ましくは、前記制御部は、前記出力交流電圧に対する目標値と、前記コンデンサの端子間電圧との差異に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする。
【００１４】
望ましくは、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの端子間電圧と、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じて、前記第１スイッチング回路をスイッチングする位相と、前記第２スイッチング回路をスイッチングする位相との差を制御する制御部と、を備える。
【００１５】
望ましくは、前記出力交流電圧と、前記出力交流電圧に対する目標値との差異に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする制御部、を備える。
【００１６】
望ましくは、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサを備え、前記制御部は、前記出力交流電圧に対する目標値と、前記コンデンサの端子間電圧との差異に応じたデューティ比で、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路をスイッチングする。
【００１７】
望ましくは、前記第１整流スイッチング素子および前記第２整流スイッチング素子のそれぞれは、前記出力交流電圧の極性に応じてオンオフする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、交流電力の供給先の電気機器と直流電源とを絶縁すると共に、電力伝送特性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】車両搭載用の電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】入力交流電圧が正の値となる半周期における力率改善回路の動作タイミングを示す図である。
【図３】入力交流電圧が負の値となる半周期における力率改善回路の動作タイミングを示す図である。
【図４】１次巻線電圧、２次巻線電圧、および２次巻線電流の時間波形を示す図である。
【図５】電力供給モードでの接続構成例を示す図である。
【図６】１次巻線電圧、２次巻線電圧、および１次巻線電流の時間波形を示す図である。
【図７】電力供給システムの等価回路を示す図である。
【図８】入力電流制御モードにおける制御部の構成例を示す図である。
【図９】入力電流制御モードの動作についてのシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】出力電圧制御モードにおける制御部の構成例を示す図である。
【図１１】出力電圧制御モードの動作についてのシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
（１）電力変換装置の構成の概要
図１には、本発明の基本技術に係る車両搭載用の電力変換装置の構成が示されている。電力変換装置は、力率改善回路１０、電圧コンバータ回路１４および制御部２２を備えている。力率改善回路１０には交流電圧源１８が接続されている。交流電圧源１８は、例えば、商用電源であり、電力変換装置の搭載先の車両がプラグイン機能を有する場合には、電源コネクタが交流電圧源１８となる。電圧コンバータ回路１４には直流電源回路２０が接続されている。直流電源回路２０は、例えば、バッテリ、あるいはバッテリを充電するための充電回路である。制御部２２は、力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４が備える各スイッチング素子をオンオフ制御する。
【００２１】
力率改善回路１０は、交流電圧源１８から流入する電流の時間波形をスイッチングによって調整し、交流電圧源１８から電力変換装置側を見た力率を改善する。力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４はトランスＴによって結合されており、交流電圧源１８から出力された電力は、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送される。電圧コンバータ回路１４は、トランスＴの２次巻線Ｔ２から得られる交流電圧を直流電圧に変換し、適切な大きさの直流電圧を直流電源回路２０に出力する。力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４によれば、交流電圧源１８から直流電源回路２０に効率的に電力が供給される。直流電源回路２０がバッテリである場合には、直流電源回路２０としてのバッテリが充電され、直流電源回路２０がバッテリを充電するための充電回路であるときは、直流電源回路２０によってバッテリが充電される。
【００２２】
（２）力率改善回路の構成および動作
力率改善回路１０の構成について説明する。力率改善回路１０は、フィルタコンデンサＣｆ、１次巻線Ｔ１、および第１スイッチング回路１２を備えている。
【００２３】
第１スイッチング回路１２は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２によって構成されるハーフブリッジＵ、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４によって構成されるハーフブリッジＶ、整流スイッチング素子Ｓ９、整流スイッチング素子Ｓ１０、および中間コンデンサＣｂｕｆを備えている。ハーフブリッジＵは、スイッチング素子Ｓ１の一端と、スイッチング素子Ｓ２の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ１の両端には、スイッチング素子Ｓ２との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ２の両端には、スイッチング素子Ｓ１との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ１としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ２としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。
【００２４】
同様に、ハーフブリッジＶは、スイッチング素子Ｓ３の一端と、スイッチング素子Ｓ４の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ３の両端には、スイッチング素子Ｓ４との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ４の両端には、スイッチング素子Ｓ３との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ３およびＳ４としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ３としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ４としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。
【００２５】
スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点と、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点との間には、１次巻線Ｔ１が接続されている。１次巻線Ｔ１のタップｍ（中途点）は交流端子２４−２に接続されている。
【００２６】
ハーフブリッジＵおよびＶは並列接続され、フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング素子Ｓ２側とは反対側の端子（図の上側の端子）と、スイッチング素子Ｓ３のスイッチング素子Ｓ４側とは反対側の端子（図の上側の端子）とが接続されている。また、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング素子Ｓ１側とは反対側の端子（図の下側の端子）と、スイッチング素子Ｓ４のスイッチング素子Ｓ３側とは反対側の端子（図の下側の端子）とが接続されている。
【００２７】
整流スイッチング素子Ｓ９の一端は整流スイッチング素子Ｓ１０の一端に接続されている。整流スイッチング素子Ｓ９の他端は、ハーフブリッジＵおよびＶの上側の端子に接続され、整流スイッチング素子Ｓ１０の他端は、ハーフブリッジＵおよびＶの下側の端子に接続されている。整流スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０の接続点は、交流端子２４−１に接続されている。整流スイッチング素子Ｓ９の両端には、整流スイッチング素子Ｓ１０との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。整流スイッチング素子Ｓ１０の両端には、整流スイッチング素子Ｓ９との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。整流スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、整流スイッチング素子Ｓ９としてのＩＧＢＴのエミッタと、整流スイッチング素子Ｓ１０としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。
【００２８】
スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ３、および整流スイッチング素子Ｓ９の接続点と、スイッチング素子Ｓ２、スイッチング素子Ｓ４、および整流スイッチング素子Ｓ１０の接続点との間には、中間コンデンサＣｂｕｆが接続されている。
【００２９】
１次巻線Ｔ１は、電圧コンバータ回路１４が備える２次巻線Ｔ２に磁気的に結合し、１次巻線Ｔ１および２次巻線Ｔ２はトランスＴを構成している。１次巻線Ｔ１は、自己インダクタとしての第１インダクタＬ１、自己インダクタとしての第２インダクタＬ２、および相互インダクタＭを直列接続したもので表される。相互インダクタＭの一端とスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点との間には第１インダクタＬ１が接続され、相互インダクタＭの他端とスイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点との間には第２インダクタＬ２が接続されている。トランスＴの結合係数ｋには、ｋ＝Ｍ／（Ｌ１＋Ｌ２）の関係がある。第１のインダクタＬ１と第２インダクタＬ２は磁気的に結合してもよい。また、交流端子２４−２とタップｍとの間にもインダクタ（リアクトル）が接続されてもよい。
【００３０】
交流端子２４−１と交流端子２４−２との間には、フィルタコンデンサＣｆが接続されている。また、交流端子２４−１と交流端子２４−２との間には交流電圧源１８が接続されている。交流電圧源１８が商用電源である場合には、交流端子２４−１および２４−２には、ケーブルを介して電源用プラグが接続され、その電源用プラグが電源コネクタに差し込まれる。
【００３１】
力率改善回路１０の動作について説明する。交流電圧源１８は交流端子２４−１および２４−２に、正弦波電圧である入力交流電圧Ｖａｃを出力する。フィルタコンデンサＣｆは、力率改善回路１０で発生し、交流電圧源１８側に流出する高周波電流を抑制する。
【００３２】
制御部２２は、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは１〜４のうちいずれかの整数である。制御信号Ｃｎ２は制御信号Ｃｎ１に対してハイおよびローを反転したものであり、制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ３に対してハイおよびローを反転したものである。また、制御信号Ｃｎ３およびＣｎ４は、それぞれ、制御信号Ｃｎ１およびＣｎ２に対して位相が１８０°遅れている。
【００３３】
これによって、スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ２は、交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ２はオンからオフになり、スイッチング素子Ｓ１がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ２は、オフからオンになる。同様に、スイッチング素子Ｓ３およびスイッチング素子Ｓ４は交互にオンオフする。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２のオンオフの位相に対し、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４のオンオフの位相は１８０°遅れる。
【００３４】
制御部２２は、例えば、中間コンデンサＣｂｕｆの端子間電圧（中間電圧Ｖｂ）、交流電圧源１８と１次巻線Ｔ１のタップｍとの間の経路を流れる中途点電流ｉＬ、交流電圧源１８が出力する入力交流電圧Ｖａｃ等に応じて、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４のデューティ比（時比率）を変化させる。また、入力交流電圧Ｖａｃの極性が、交流端子２４−１の側を正とするとき（入力交流電圧Ｖａｃが正の値となる半周期の間）は、制御部２２は、整流スイッチング素子Ｓ９をオフにし、整流スイッチング素子Ｓ１０をオンにする。そして、入力交流電圧Ｖａｃの極性が、交流端子２４−１の側を負とするとき（入力交流電圧Ｖａｃが負の値となる半周期の間）は、制御部２２は、整流スイッチング素子Ｓ９をオンにし、整流スイッチング素子Ｓ１０をオフにする。これによって、交流端子２４−１および２４−２に流れる電流の時間波形を入力交流電圧Ｖａｃの時間波形に近似させ、または一致させると共に、交流端子２４−１および２４−２に流れる電流の位相を入力交流電圧Ｖａｃの位相に近似させ、または一致させる。
【００３５】
図２（ａ）〜（ｅ）には、入力交流電圧Ｖａｃが正の値となる半周期における力率改善回路１０の動作タイミングが示されている。図２（ａ）には制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の時間波形が示されており、図２（ｂ）には制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４の時間波形が示されている。符号の上に付された「−」の記号は、その符号で表される制御信号の反転値を意味する。図２（ｃ）には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点の電位Ｖｕ（Ｕ相電位Ｖｕ）の時間波形が示されており、図２（ｄ）には、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４との接続点の電位Ｖｖ（Ｖ相電位Ｖｖ）の時間波形が示されている。さらに、図２（ｅ）には、１次巻線Ｔ１に印加される電圧Ｖｕｖ（１次巻線電圧Ｖｕｖ）の時間波形が示されている。制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ３の反転値は、それぞれ、制御信号Ｃｎ２およびＣｎ４と同一である。また、Ｕ相電位ＶｕおよびＶ相電位Ｖｖの基準は接地導体Ｇ１の電位である。
【００３６】
図２（ａ）に示されているように、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の周期はＰであり、１周期Ｐの間に制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２は、ハイ時間δだけハイになる。図２（ｂ）に示されているように、制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２に対して半周期、すなわち、１８０°遅れている。デューティ比αは、α＝δ／Ｐであり、ハイ時間δが入力交流電圧Ｖａｃの瞬時値に応じて変化し、デューティ比αはハイ時間δの変化に伴って変化する。
【００３７】
ここでは、中間コンデンサＣｂｕｆが一定の電圧Ｖｂに充電されているものとして力率改善回路１０の動作について説明する。
【００３８】
制御信号Ｃｎ１がハイであり、制御信号Ｃｎ２がローである間、スイッチング素子Ｓ１はオンになり、スイッチング素子Ｓ２はオフになる。これによってＵ相電位Ｖｕは、中間コンデンサＣｂｕｆの充電電圧（中間電圧Ｖｂ）となる。一方、制御信号Ｃｎ１がローであり、制御信号Ｃｎ２がハイである間、スイッチング素子Ｓ１はオフになり、スイッチング素子Ｓ２はオンになる。これによってＵ相電位は０となる。したがって、図２（ｃ）に示されているように、Ｕ相電位Ｖｕは、周期Ｐで時間（Ｐ−δ）の間Ｖｂとなり、その他の時間帯で０となる。
【００３９】
制御信号Ｃｎ３がハイであり、制御信号Ｃｎ４がローである間、スイッチング素子Ｓ３はオンになり、スイッチング素子Ｓ４はオフになる。これによって、Ｖ相電位Ｖｖは中間電圧Ｖｂとなる。一方、制御信号Ｃｎ３がローであり、制御信号Ｃｎ４がハイである間、スイッチング素子Ｓ３はオフになり、スイッチング素子Ｓ４はオンになる。これによってＶ相電位は０となる。したがって、図２（ｄ）に示されているように、Ｖ相電位Ｖｖは、Ｕ相電位Ｖｕと同一の時間波形を有し、Ｕ相電位Ｖｕから１８０°位相が遅れた電位となる。
【００４０】
１次巻線電圧Ｖｕｖは、Ｕ相電位ＶｕからＶ相電位Ｖｖを減じた電圧である。これによって、図２（ｅ）に示されているように、１次巻線電圧Ｖｕｖは、波高値Ｖｂで正負対称の時間波形となる。
【００４１】
図３（ａ）〜（ｅ）には、入力交流電圧Ｖａｃが負の値となる半周期における力率改善回路１０の動作タイミングが示されている。図３（ａ）には制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の時間波形が示されており、図３（ｂ）には制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４の時間波形が示されている。図３（ｃ）にはＵ相電位Ｖｕの時間波形が示されており、図３（ｄ）にはＶ相電位Ｖｖの時間波形が示されている。さらに、図３（ｅ）には１次巻線電圧Ｖｕｖの時間波形が示されている。図２に示されている事項と同一の事項については同一の符号付してその説明を省略する。
【００４２】
図３（ａ）に示されているように、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の周期はＰであり、１周期Ｐの間に制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２は、ハイ時間γだけハイになる。図３（ｂ）に示されているように、制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２に対して半周期、すなわち、１８０°遅れている。デューティ比αは、α＝γ／Ｐであり、ハイ時間γが入力交流電圧Ｖａｃの瞬時値に応じて変化し、デューティ比αはハイ時間γの変化に伴って変化する。
【００４３】
入力交流電圧Ｖａｃが正の値となる半周期と同様の動作によって、入力交流電圧Ｖａｃが負の値となる半周期においては、図３（ｃ）に示されているように、Ｕ相電位Ｖｕは、周期Ｐで時間（Ｐ−γ）の間Ｖｂとなり、その他の時間帯で０となる。また、図３（ｄ）に示されているように、Ｖ相電位Ｖｖは、Ｕ相電位Ｖｕと同一の時間波形を有し、Ｕ相電位Ｖｕから１８０°位相が遅れた電位となる。１次巻線電圧Ｖｕｖは、Ｕ相電位ＶｕからＶ相電位Ｖｖを減じた電圧である。これによって、図３（ｅ）に示されているように、１次巻線電圧Ｖｕｖは、波高値Ｖｂで正負対称の時間波形となる。これによって、２次巻線Ｔ２には、１次巻線電圧Ｖｕｖに基づく２次巻線電圧Ｖｗｘが発生する。
【００４４】
また、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４に従ってスイッチングＳ１〜Ｓ４がオンオフ制御されることで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、整流スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０が整流回路として動作し、１次巻線Ｔ１の端子間電圧Ｖｕｖが整流されて中間コンデンサＣｂｕｆに印加される。これによって、入力交流電圧Ｖａｃに基づいて、中間コンデンサＣｂｕｆが充電される。
【００４５】
制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４の周期は、入力交流電圧Ｖａｃの周期よりも十分短い。１次巻線Ｔ１に流れる電流の時間波形は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングによって整形され、力率改善動作が実行される。
【００４６】
（３）電圧コンバータの構成および動作
次に、電圧コンバータ回路１４の構成について図１を参照して説明する。電圧コンバータ回路１４は、２次巻線Ｔ２および第２スイッチング回路１６を備えている。
【００４７】
第２スイッチング回路１６は、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６によって構成される２次側ハーフブリッジＷ、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８によって構成される２次側ハーフブリッジＸ、および２次側コンデンサＣｏｕｔを備えている。２次側ハーフブリッジＷは、スイッチング素子Ｓ５の一端と、スイッチング素子Ｓ６一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ５の両端には、スイッチング素子Ｓ６との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ６の両端には、スイッチング素子Ｓ５との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ５としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ６としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。
【００４８】
同様に、ハーフブリッジＸは、スイッチング素子Ｓ７の一端と、スイッチング素子Ｓ８の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ７の両端には、スイッチング素子Ｓ８との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ８の両端には、スイッチング素子Ｓ７との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ７およびＳ８としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ７としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ８としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。
【００４９】
スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間には２次巻線Ｔ２が接続されている。
【００５０】
２次側ハーフブリッジＷおよびＸは並列接続され、２次側フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ５の上側の端子とスイッチング素子Ｓ６の上側の端子とが接続され、スイッチング素子Ｓ７の下側の端子とスイッチング素子Ｓ８の下側の端子とが接続されている。２次側ハーフブリッジＷおよびＸの上側の端子と、２次側ハーフブリッジＷおよびＸの下側の端子との間には、２次側コンデンサＣｏｕｔが接続されている。また、２次側ハーフブリッジＷおよびＸの上側の端子には正極端子２６Ｐが接続され、２次側ハーフブリッジＷおよびＸの下側の端子には負極端子２６Ｎが接続されている。さらに、正極端子２６Ｐと負極端子２６Ｎとの間には直流電源回路２０が接続されている。
【００５１】
電圧コンバータ回路１４の動作について説明する。力率改善回路１０の１次巻線Ｔ１に印加された電圧に応じて２次巻線Ｔ２に電圧が発生し、２次巻線Ｔ２に発生した電圧がスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間に印加される。
【００５２】
制御部２２は、制御信号Ｃｎ５〜Ｃｎ８をそれぞれスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に出力し、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは５〜８のうちいずれかの整数である。制御信号Ｃｎ６は制御信号Ｃｎ５に対してハイおよびローを反転させたものであり、制御信号Ｃｎ８は、制御信号Ｃｎ７に対してハイおよびローを反転させたものである。また、制御信号Ｃｎ７およびＣｎ８は、それぞれ、制御信号Ｃｎ５およびＣｎ６に対して位相が１８０°遅れている。
【００５３】
これによってスイッチング素子Ｓ５およびＳ６は交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ５がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ６はオンからオフになり、スイッチング素子Ｓ５がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ６はオフからオンになる。同様に、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８は交互にオンオフする。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６のオンオフの位相に対し、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８のオンオフの位相は１８０°遅れる。制御部２２は、電圧コンバータ回路１４におけるデューティ比を、力率改善回路１０におけるデューティ比に一致させる。
【００５４】
制御部２２は、２次側コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧と、その目標値との差異に応じて、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して遅らせる。
【００５５】
ここでは、２次側コンデンサＣｏｕｔが一定の電圧Ｖｄに充電されているものとして電圧コンバータ回路１４の動作について説明する。
【００５６】
図４（ａ）には、１次巻線電圧Ｖｕｖおよび２次巻線電圧Ｖｗｘの時間波形が示されている。ここで、２次巻線電圧Ｖｗｘは、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点の電位を基準としたスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点の電圧である。１次巻線電圧Ｖｕｖは波高値がＶｂの矩形波であり、２次巻線電圧Ｖｗｘは波高値がＶｄの矩形波である。２次巻線電圧Ｖｗｘは１次巻線電圧Ｖｕｖに対して位相がφだけ遅れている。図４（ｂ）には、２次巻線Ｔ２に流れる電流ｉｄの時間波形が示されている。２次巻線電流ｉｄは、２次側ハーフブリッジＸから２次側ハーフブリッジＷに向かう方向を正とする。
【００５７】
１次巻線電圧Ｖｕｖが０からＶｂに立ち上がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ１の間、２次巻線電流ｉｄは０から正方向に急激に増加する。その後、２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄに立ち上がり、１次巻線電圧ＶｕｖがＶｂであり２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄである期間τ２の間、２次巻線電流ｉｄの変化は緩やかになる。さらに、１次巻線電圧ＶｕｖがＶｂから０に立ち下がり、２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄである期間τ３の間、２次巻線電流ｉｄは０に向かってに急激に減少する。
【００５８】
１次巻線電圧Ｖｕｖおよび２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ４では、２次巻線電流ｉｄは０である。
【００５９】
１次巻線電圧Ｖｕｖが０から−Ｖｂに立ち下がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ５の間、２次巻線電流ｉｄは０から負方向に急激に増加する。その後、２次巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄに立ち下がり、１次巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｂであり２次巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄである期間τ６の間、２次巻線電流ｉｄの変化は緩やかになる。さらに、１次巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｂから０に立ち上がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄである期間τ７の間、２次巻線電流ｉｄは０に向かってに急激に減少する。
【００６０】
１次巻線電圧Ｖｕｖが立ち上がりまたは立ち下がってから２次巻線電圧Ｖｗｘが立ち上がりまたは立ち下がる前までの期間τ１およびτ５では、１次巻線Ｔ１から２次巻線Ｔ２にエネルギーが供給されると共に、２次巻線Ｔ２はエネルギーを蓄える。そして、期間τ２、τ３、τ６およびτ７の間、電圧コンバータ回路１４は、２次巻線電圧Ｖｗｘおよび２次巻線電流ｉｄの積で定まる電力を直流電源回路２０に出力する。
【００６１】
１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの位相差φが大きい程、２次巻線Ｔ２にエネルギーが蓄積される期間τ１およびτ５が長くなり、期間τ２、τ３、τ６およびτ７における２次巻線電流ｉｄの絶対値が大きくなる。ただし、位相差φは１８０°未満の値である。したがって、１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの位相差φが大きい程、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送され、電圧コンバータ回路１４から直流電源回路２０に出力される電力が大きくなる。
【００６２】
なお、制御部２２が、上述のようにスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をスイッチング制御することで、２次巻線電流ｉｄが２次側コンデンサＣｏｕｔの上端から下端に流れ、２次側コンデンサＣｏｕｔは、所定の電圧Ｖｄで充電される。
【００６３】
電圧コンバータ回路１４は、１次巻線Ｔ１および２次巻線Ｔ２によって構成されるトランスＴによって、力率改善回路１０に磁気的に結合している。したがって、力率改善回路１０は、電圧コンバータ回路１４から電気的に絶縁され、電圧コンバータ回路１４で発生した高電圧による電流が、力率改善回路１０側に流れることが回避される。また、上述のように、１次巻線Ｔ１に印加される１次巻線電圧Ｖｕｖは、正負対称の時間波形を有しているため、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に電力が伝送される際にトランスＴにおいて生じる損失が低減される。
【００６４】
（４）電力供給モード（入力電流制御モードおよび出力電圧制御モード）
上記では、交流端子２４−１および２４−２に交流電圧源１８が接続され、交流電圧源１８から直流電源回路２０に電力を供給する動作について説明した。この動作では、直流電源回路２０がバッテリである場合には、直流電源回路２０としてのバッテリが充電され、直流電源回路２０がバッテリを充電するための充電回路であるときは、直流電源回路２０によってバッテリが充電される。このような充電モードの他、電力変換装置は、交流端子２４−１および２４−２に負荷回路が接続され、直流電源回路２０から負荷回路に電力を供給する電力供給モードで動作する。
【００６５】
図５には、電力供給モードでの接続構成例として、正極端子２６Ｐおよび負極端子２６Ｎに直流電源回路２０としてバッテリ２８が接続され、交流端子２４−１および２４−２に負荷回路３０が接続された接続構成例が示されている。
【００６６】
電力供給モードには、入力電流制御モードおよび出力電圧制御モードがある。入力電流制御モードでは、バッテリ２８から正極端子２６Ｐに流入する電流および負極端子２６Ｎからバッテリ２８に流出する電流が目標値に近付けられ、あるいは目標値に合わせられる。
【００６７】
入力電流制御モードはＶ２Ｇにおける動作モードであってもよい。Ｖ２Ｇでは、交流端子２４−１および２４−２に負荷回路３０として電力供給システムが接続される。電力供給システムでは伝送電圧が一定に維持されているため、電力供給システムが接続された交流端子２４−１および２４−２に現れる出力交流電圧は所定値に維持される。また、バッテリ２８から正極端子２６Ｐおよび負極端子２６Ｎに出力される電圧は一定である。したがって、バッテリ２８から正極端子２６Ｐに流入する電流および負極端子２６Ｎからバッテリ２８に流出する電流が目標値に近付けられ、または合わせられることで、交流端子２４−１および２４−２に流れる電流が所定値に近付けられ、または合わせられる。これによって、電力変換装置から負荷回路３０としての電力供給システムに供給される電力が所定値に近付けられ、または合わせられる。
【００６８】
一方、出力電圧制御モードはＶ２Ｈにおける動作モードであってもよい。Ｖ２Ｈでは、交流端子２４−１および２４−２に負荷回路として一般的な電気機器が接続される。電気機器としては、例えば、商用交流電源によって動作する家電製品や事務用機器がある。出力電圧制御モードでは、交流端子２４−１および２４−２に現れる出力交流電圧が所定値に近付けられ、または合わせられる。これによって、交流端子２４−１および２４−２に接続された電気機器に与えられる電源電圧が安定化される。
【００６９】
電力供給モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングタイミングは、充電モードにおけるスイッチングタイミングと同様である。また、電力供給モードにおける整流スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０のスイッチングタイミングは次の通りである。交流端子２４−１および２４−２の間の出力交流電圧が、交流端子２４−１の側を正とするときは、制御部２２は、整流スイッチング素子Ｓ９をオフにし、整流スイッチング素子Ｓ１０をオンにする。そして、出力交流電圧が、交流端子２４−１の側を負とするときは、制御部２２は、整流スイッチング素子Ｓ９をオンにし、整流スイッチング素子Ｓ１０をオフにする。
【００７０】
電力供給モードにおけるスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のスイッチングタイミングもまた、充電モードにおけるスイッチングタイミングと同様である。ただし、充電モードでは、制御部２２が、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をスイッチングする位相をスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対して遅らせるのに対し、電力供給モードでは、制御部２２が、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をスイッチングする位相をスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対して進める。
【００７１】
図６（ａ）には、電力供給モードにおける１次巻線電圧Ｖｕｖおよび２次巻線電圧Ｖｗｘの時間波形が示されている。２次巻線電圧Ｖｗｘは１次巻線電圧Ｖｕｖに対して位相がφだけ進んでいる。図６（ｂ）には、１次巻線Ｔ１に流れる電流ｉｅの時間波形が示されている。１次巻線電流ｉｅは、ハーフブリッジＶからハーフブリッジＵに向かう方向を正とする。
【００７２】
２次巻線電圧Ｖｗｘが０からＶｄに立ち上がり、１次巻線電圧Ｖｕｖが０である期間τ１の間、１次巻線電流ｉｅは０から正方向に急激に増加する。その後、１次巻線電圧ＶｕｖがＶｂに立ち上がり、２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄであり１次巻線電圧ＶｕｖがＶｂである期間τ２の間、１次巻線電流ｉｅの変化は緩やかになる。さらに、２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄから０に立ち下がり、１次巻線電圧ＶｕｖがＶｂである期間τ３の間、１次巻線電流ｉｅは０に向かってに急激に減少する。
【００７３】
２次巻線電圧Ｖｗｘおよび１次巻線電圧Ｖｕｖが０である期間τ４では、１次巻線電流ｉｅは０である。
【００７４】
２次巻線電圧Ｖｗｘが０から−Ｖｄに立ち下がり、１次巻線電圧Ｖｕｖが０である期間τ５の間、１次巻線電流ｉｅは０から負方向に急激に増加する。その後、１次巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｂに立ち下がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄであり１次巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｂである期間τ６の間、１次巻線電流ｉｅの変化は緩やかになる。さらに、２次巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄから０に立ち上がり、１次巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｂである期間τ７の間、１次巻線電流ｉｅは０に向かってに急激に減少する。
【００７５】
２次巻線電圧Ｖｗｘが立ち上がりまたは立ち下がってから１次巻線電圧Ｖｕｖが立ち上がりまたは立ち下がる前までの期間τ１およびτ５では、２次巻線Ｔ２から１次巻線Ｔ１にエネルギーが供給されると共に、１次巻線Ｔ１はエネルギーを蓄える。そして、期間τ２、τ３、τ６およびτ７の間、力率改善回路１０は、１次巻線電圧Ｖｕｖおよび１次巻線電流ｉｅの積で定まる電力を交流端子２４−１および２４−２から負荷回路３０に出力する。
【００７６】
２次巻線電圧Ｖｗｘと１次巻線電圧Ｖｕｖとの位相差φが大きい程、１次巻線Ｔ１にエネルギーが蓄積される期間τ１およびτ５が長くなり、期間τ２、τ３、τ６およびτ７における１次巻線電流ｉｅの絶対値が大きくなる。ただし、位相差φは１８０°未満の値である。したがって、２次巻線電圧Ｖｗｘと１次巻線電圧Ｖｕｖとの位相差φが大きい程、電圧コンバータ回路１４から力率改善回路１０に伝送され、力率改善回路１０から電力供給システムに出力される電力が大きくなる。
【００７７】
なお、制御部２２が、上述のようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング制御することで、１次巻線電流ｉｅが中間コンデンサＣｂｕｆの上端から下端に流れ、中間コンデンサＣｂｕｆは、所定の電圧Ｖｂで充電される。
【００７８】
（５）入力電流制御モード
電力供給モードのうちの１つである入力電流制御モードについて具体的に説明する。入力電流制御モードでは、例えば、交流端子２４−１および２４−２に負荷回路３０として電力供給システムが接続される。図７には電力供給システム３２の等価回路が示されている。電力供給システム３２は、２本の電力伝送線２５、負荷回路３６および送配電設備３４を備えている。送配電設備３４は、２本の電力伝送線２５の間の電圧を一定に維持しつつ、負荷回路３６に電力を供給する。２本の電力伝送線２５は、交流端子２４−１および２４−２に接続されており、電力変換装置から２本の電力伝送線２５を介して負荷回路３６に電力が供給される。これによって、送配電設備３４に加えて電力変換装置から負荷回路３６に電力が供給される。交流端子２４−１および２４−２の間の出力交流電圧（システム交流電圧Ｖｓ）は、送配電設備３４によって一定に維持されている。
【００７９】
図８には、入力電流制御モードにおける制御部２２の構成例として、制御部２２Ａのブロック図が示されている。制御部２２Ａは、図８に示されている各構成要素をプログラムを実行することによって実現するプロセッサを備えていてもよい。また、各構成要素が、ハードウエアとしての電子回路によって個別に構成されてもよい。
【００８０】
制御部２２Ａが、各制御信号を生成するに際しては、バッテリ２８から正極端子２６Ｐに流れ、負極端子２６Ｎからバッテリ２８に流れるバッテリ電流ｉｂｔの計測値Ｉｂｔｍ、中間電圧Ｖｂの計測値Ｖｂｍ、システム交流電圧Ｖｓの計測値Ｖｓｍ、および中途点電流ｉＬの計測値ＩＬが用いられる。電力変換装置には、これらを計測するための各センサ（図示せず）が設けられている。
【００８１】
制御部２２Ａは、中間電圧Ｖｂの計測値である中間電圧計測値Ｖｂｍとその目標値Ｖｂ＊との差異、システム交流電圧計測値Ｖｓｍ、中途点電流計測値ＩＬ、システム交流電圧目標値Ｖｓ＊および中間電圧計測値Ｖｂｍに基づいてデューティ比目標値αを求める。また、制御部２２Ａは、バッテリ電流計測値Ｉｂｔｍとその目標値Ｉｂｔ＊との差異、バッテリ電流目標値Ｉｂｔ＊、中間電圧目標値Ｖｂ＊およびデューティ比目標値αに基づいて、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して変化させる各制御信号を生成する。
【００８２】
デューティ比目標値αを求める処理について説明する。減算器３８は、中間電圧目標値Ｖｂ＊から中間電圧計測値Ｖｂｍを減算して第１誤差を求め、電圧ＰＩ制御部４０に出力する。電圧ＰＩ制御部４０は、比例積分制御による第１制御値を求め、乗算器４２に出力する。乗算器４２は、システム交流電圧計測値Ｖｓｍを第１制御値に乗じ、さらに、システム交流電圧計測値Ｖｓｍの時間平均値の自乗の逆数を乗じて得られる中途点電流目標値ｉＬ＊を減算器４４に出力する。減算器４４は、中途点電流目標値ｉＬ＊から中途点電流計測値ＩＬを減算して第２誤差を求め、電流ＰＩ制御部４６に出力する。電流ＰＩ制御部４６は、比例積分制御による第２制御値を求め加算器４８に出力する。加算器４８は、第２制御値に半周期目標値１−Ｖｓ＊／Ｖｂｍを加算して調整前目標値α０を求める。半周期目標値１−Ｖｓ＊／Ｖｂｍは、システム交流電圧Ｖｓが正の半周期の値であるときに、力率改善回路１０において力率改善効果が得られるデューティ比としての意義を有する。
【００８３】
デューティ比決定部５０は、システム交流電圧計測値Ｖｓｍが０または正の値であるときは、α＝α０としてデューティ比目標値αを求める。また、デューティ比決定部５０は、システム交流電圧計測値Ｖｓｍが負の値であるときは、α＝１−α０としてデューティ比目標値αを求める。
【００８４】
第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して変化させる処理について説明する。減算器５２は、バッテリ電流目標値ｉｂｔ＊からバッテリ電流計測値ｉｂｔｍを減算した第３誤差を求め、位相ＰＩ制御部５４に出力する。位相ＰＩ制御部５４は、比例積分制御による第３制御値を求め、加算器５５に出力する。
【００８５】
ＦＦ値決定部５６は、次の（数１）に基づいて、第３制御値に対するフィードフォワード値ＦＦを求め、加算器５５に出力する。
【００８６】
【数１】
2019154142.tif 000003
【００８７】
ただし、ωｓｗは、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６をスイッチングする際のスイッチング角周波数である。Ｌｅｑは、１次巻線Ｔ１における漏れインダクタンスであり、第１インダクタＬ１および第２インダクタＬ２のインダクタンスをそれぞれＬ１およびＬ２とし、１次巻線Ｔ１と２次巻線Ｔ２との結合係数をｋとすると、Ｌｅｑ＝（Ｌ１＋Ｌ２）・（１−ｋ）の関係がある。
【００８８】
加算器５５は、第３制御値にフィードフォワード値ＦＦを加算して位相制御値を求め位相調整部６０に出力する。キャリア生成部５８は、パルス幅変調を行うためのキャリア信号を位相調整部６０に出力する。キャリア信号は、例えば、三角波を時間波形とする信号である。
【００８９】
位相調整部６０は、さらに、キャリア生成部５８から出力されたキャリア信号の位相を、位相制御値に基づいて変化させて、ＵＶ相バッファアンプ６２に出力する。例えば、位相調整部６０は、位相制御値が大きい程、キャリア信号の位相を遅らせる。ＵＶ相バッファアンプ６２は、位相調整部６０から出力されたキャリア信号をＵ相キャリア信号ＣＵとしてＵＶ相制御信号生成部６４に出力する。また、ＵＶ相バッファアンプ６２は、位相調整部６０から出力されたキャリア信号を１８０°遅延させてＶ相キャリア信号ＣＶとしてＵＶ相制御信号生成部６４に出力する。
【００９０】
位相調整部６０は、キャリア信号をＷＸ相バッファアンプ６６に出力する。ＷＸ相バッファアンプ６６は、位相調整部６０から出力されたキャリア信号をＷ相キャリア信号ＣＷとしてＷＸ相制御信号生成部６８に出力する。また、ＷＸ相バッファアンプ６６は、位相調整部６０から出力されたキャリア信号を１８０°遅延させてＸ相キャリア信号ＣＸとしてＷＸ相制御信号生成部６８に出力する。
【００９１】
ここでは、位相調整部６０が、ＵＶ相バッファアンプ６２に出力する信号の位相を位相制御値に基づいて遅らせる処理について説明したが、位相調整部６０が、ＷＸ相バッファアンプ６６に出力する信号の位相を位相制御値に基づいて進める処理が実行されてもよい。
【００９２】
ＵＶ相制御信号生成部６４は、デューティ比目標値α、Ｕ相キャリア信号ＣＵおよびＶ相キャリア信号ＣＶに基づいて、図２および図３に示されるような制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４を生成する。ＷＸ相制御信号生成部６８は、デューティ比目標値α、Ｗ相キャリア信号ＣＷおよびＸ相キャリア信号ＣＸに基づいて、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４に対して位相が１８０°遅れた制御信号Ｃｎ５〜Ｃｎ８を生成する。
【００９３】
以上のように、図８に示されている構成によって、制御部２２Ａは、第２スイッチング回路１６に流入する直流電流ｉｂｔと、その直流電流に対する目標値ｉｂｔ＊との差異に応じて、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相と、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相との差を制御する。
【００９４】
また、制御部２２Ａは（数１）に従い、中間電圧Ｖｂに対する目標値Ｖｂ＊と、第２スイッチング回路１６に流入する直流電流に対する目標値ｉｂｔ＊と、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６をスイッチングする際のデューティ比と、１次巻線Ｔ１における漏れインダクタンスＬｅｑと、スイッチング角周波数ωｓｗとに基づいて、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相と、第２スイッチング回路１６とをスイッチングする位相との差を制御する。
【００９５】
また、制御部２２Ａは、中間電圧Ｖｂと、中間電圧Ｖｂに対する目標値Ｖｂ＊との差異に応じたデューティ比で、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６をスイッチングする。
【００９６】
また、制御部２２Ａは、出力交流電圧Ｖｓ（システム交流電圧Ｖｓ）と、１次巻線の中途点から引き出された経路に流れる中途点電流ｉＬと、に応じたデューティ比で、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６をスイッチングする。
【００９７】
また、制御部２２Ａは、出力交流電圧に対する目標値Ｖｓ＊と、中間電圧Ｖｂとの差異に応じたデューティ比で、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６をスイッチングする。
【００９８】
このような制御によれば、中間電圧目標値Ｖｂ＊と中間電圧計測値Ｖｂｍとの差異に応じて中途点電流目標値ｉＬ＊が求められ、中途点電流計測値ＩＬが中途点電流目標値ｉＬ＊に近付き、または一致するようなデューティ比目標値αが求められる。また、バッテリ電流計測値ｉｂｔｍがバッテリ電流目標値ｉｂｔ＊に満たないときは、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対する、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の進みが大きくなる。そして、バッテリ電流計測値ｉｂｔｍがバッテリ電流目標値ｉｂｔ＊を超えるときは、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対する、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の進みが小さくなる。これによって、バッテリ電流計測値ｉｂｔｍがバッテリ電流目標値ｉｂｔ＊に近付き、または一致する。さらに、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６のスイッチング位相差｜φ｜を制御するための第３制御値には、ＦＦ値決定部５６によって求められたフィードフォワード値ＦＦが加算され、位相制御値が求められる。このようなフィードフォワード制御によって、電力供給システム３２における消費電力が変化したとしても、電力変換装置から電力供給システム３２に供給される電力が消費電力の変化に迅速に追従する。
【００９９】
図９には、入力電流制御モードの動作についてのシミュレーション結果が示されている。図９（ａ）〜（ｅ）における横軸は時間を示す。図９（ａ）には、システム交流電圧Ｖｓおよび中途点電流ｉＬの時間波形が示されている。ただし、中途点電流ｉＬは、シミュレーションによって求められたものではなく、縦軸のスケールを２０倍にして模式的に時間波形が表されたものである。図９（ｂ）には、中間電圧Ｖｂおよびバッテリ電流ｉｂｔの時間波形が示されている。ただし、バッテリ電流ｉｂｔの縦軸のスケールは５０倍とされている。図９（ｃ）には、スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０の状態が示されている。図９（ｄ）には、デューティ比αの時間波形が示されている。図９（ｅ）には、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対する第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の遅れφが示されている。
【０１００】
（６）出力電圧制御モード
電力供給モードのうちの他の１つである出力電圧制御モードについて具体的に説明する。出力電圧制御モードでは、例えば、交流端子２４−１および２４−２に負荷回路３０として電気機器が接続される。電気機器は、その動作状態に応じて消費電力が変化し、消費電力の変動によって電源電圧が変動した場合には、十分な性能が発揮されないことがある。そこで、出力電圧制御モードでは、交流端子２４−１および２４−２から出力される出力交流電圧が目標値に近付けられ、または目標値に合わせられる。
【０１０１】
図１０には、出力電圧制御モードにおける制御部２２の構成例として、制御部２２Ｂのブロック図が示されている。制御部２２Ｂは、図に示されている各構成要素をプログラムを実行することによって実現するプロセッサを備えていてもよい。また、各構成要素が、ハードウエアとしての電子回路によって個別に構成されてもよい。
【０１０２】
制御部２２Ｂが、各制御信号を生成するに際しては、中間電圧Ｖｂの計測値Ｖｂｍ、および負荷電圧ＶＬ（交流端子２４−１および２４−２の間の電圧）の計測値ＶＬｍが用いられる。電力変換装置には、これらを計測するための各センサ（図示せず）が設けられている。
【０１０３】
制御部２２Ｂは、負荷電圧計測値ＶＬｍの絶対値とその目標値ＶＬ＊との差異、負荷電圧目標値ＶＬ＊、および中間電圧計測値Ｖｂｍに基づいてデューティ比目標値αを求める。また、制御部２２Ｂは、中間電圧計測値Ｖｂｍと中間電圧目標値Ｖｂ＊との差異に基づいて、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して変化させる各制御信号を生成する。
【０１０４】
デューティ比目標値αを求める処理について説明する。減算器３８は、負荷電圧計測値ＶＬｍの絶対値に対する目標値ＶＬ＊から負荷電圧計測値ＶＬｍの絶対値｜ＶＬｍ｜を減算して第１電圧誤差を求め、電圧ＰＩ制御部４０に出力する。電圧ＰＩ制御部４０は、比例積分制御によるデューティ比制御値を求め、加算器４８に出力する。加算器４８は、デューティ比制御値にオフセット値ＶＬ＊／Ｖｂｍを加算して調整前目標値α０を求める。オフセット値ＶＬ＊／Ｖｂｍは、負荷電圧測定値の絶対値の目標値ＶＬ＊と中間電圧測定値Ｖｂｍとの相違を比率で表した誤差としての意義を有する。
【０１０５】
デューティ比決定部５０は、負荷電圧計測値ＶＬｍが０または正の値であるときは、α＝α０としてデューティ比目標値αを求める。また、デューティ比決定部５０は、負荷電圧計測値ＶＬｍが負の値であるであるときは、α＝１−α０としてデューティ比目標値αを求める。
【０１０６】
第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して変化させる処理について説明する。減算器５２は、中間電圧目標値Ｖｂ＊から中間電圧計測値Ｖｂｍを減算した第２電圧誤差を求め、位相ＰＩ制御部５４に出力する。位相ＰＩ制御部５４は、比例積分制御による位相制御値を求め位相調整部６０に出力する。
【０１０７】
位相調整部６０、ＵＶ相バッファアンプ６２およびＵＶ相制御信号生成部６４は、キャリア信号、位相制御値およびデューティ比目標値αに基づいて、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４を生成する。また、位相調整部６０、ＷＸ相バッファアンプ６６およびＷＸ相制御信号生成部６８は、キャリア信号、位相制御値およびデューティ比目標値αに基づいて、制御信号Ｃｎ５〜Ｃｎ８を生成する。
【０１０８】
図１０に示されている構成によって、制御部２２Ｂは、中間電圧Ｖｂと、中間電圧に対する目標値Ｖｂ＊との差異に応じて、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相と、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相との差を制御する。
【０１０９】
また、制御部２２Ｂは、出力交流電圧ＶＬの絶対値と、出力交流電圧の絶対値に対する目標値ＶＬ＊との差異に応じたデューティ比で、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６をスイッチングする。
【０１１０】
また、制御部２２Ｂは、出力交流電圧ＶＬの絶対値に対する目標値ＶＬ＊と、中間電圧Ｖｂとの差異に応じたデューティ比で、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６をスイッチングする。
【０１１１】
制御部２２Ａが行う制御によれば、負荷電圧計測値ＶＬｍの絶対値｜ＶＬｍ｜がその目標値に近付き、または一致し、さらに、｜ＶＬｍ｜の目標値ＶＬ＊と中間電圧計測値Ｖｂｍとが一致するようなデューティ比目標値αが求められる。また、中間電圧計測値Ｖｂｍが中間電圧目標値Ｖｂ＊に満たないときは、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対し、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の進みが大きくなる。そして、中間電圧計測値Ｖｂｍが中間電圧目標値Ｖｂ＊を超えるときは、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対し、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の進みが小さくなる。これによって、中間電圧計測値Ｖｂｍが中間電圧目標値Ｖｂ＊に近付き、または一致する。したがって、負荷電圧ＶＬの絶対値が所定値に近付けられ、または合わせられ、負荷電圧ＶＬが安定化される。
【０１１２】
図１１には、出力電圧制御モードの動作についてのシミュレーション結果が示されている。図１１（ａ）〜（ｅ）における横軸は時間を示す。図１１（ａ）には、負荷電圧ＶＬおよび中途点電流ｉＬの時間波形が示されている。図１１（ｂ）には、中間電圧Ｖｂの時間波形が示されている。図１１（ｃ）には、整流スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０の状態が示されている。図１１（ｄ）には、デューティ比αの時間波形が示されている。図１１（ｅ）には、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対する第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の遅れφが示されている。
【０１１３】
（７）トランスＴの巻線比
電力変換装置では、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送される電力、または、電圧コンバータ回路１４から力率改善回路１０に伝送される電力を一定とした場合、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６のスイッチング位相差｜φ｜について次のような傾向がある。すなわち、デューティ比が１または０に近い程、スイッチング位相差が大きくなり、デューティ比が０．５に近い程、スイッチング位相差が小さくなる傾向がある。これは、デューティ比が０．５に近い程、図４および図６における期間τ２およびτ６が長くなり、電力が伝送される時間が長くなるためである。すなわち、期間τ２およびτ６が長くなり、伝送電力を一定とするという条件下では、期間τ１およびτ５を長くして（スイッチング位相差を大きくして）、１次巻線Ｔ１または２次巻線Ｔ２に流れる電流を大きくする必要がないためである。伝送電力を一定とするという条件下では、デューティ比が０．５に近い程、スイッチング位相差が小さくなり、１次巻線Ｔ１または２次巻線Ｔ２に流れる電流が小さくなる。これによって、ジュール熱による損失が小さくなり、伝送効率が向上する。本実施形態に係る電力変換回路では、トランスＴの巻線比を適切な値とすることで、以下に説明するように、デューティ比が０．５に近付けられ、伝送効率が向上する。
【０１１４】
上述の力率改善回路１０では、交流端子２４−１と交流端子２４−２との間の出力交流電圧Ｖ（＝Ｖａｃ，ＶｓまたはＶＬ）の実行値をＶｒｍｓとしたとき、中間電圧目標値Ｖｂ＊をＶｒｍｓの１．８倍とすることで、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６のデューティ比が０．５に近付けられる。ただし、交流端子２４−１と交流端子２４−２との間の出力交流電圧Ｖの時間波形は正弦波である。これは実効値がＶｒｍｓの正弦波を全波整流して得られた時間波形の時間平均値は０．９Ｖｒｍｓであり、中間電圧Ｖｂを、この２倍の電圧とすることでデューティ比が０．５に近付けられるためである。そこで、１次巻線Ｔ１の巻数に対する２次巻線Ｔ２の巻数として定義される巻線比Ｎを、Ｎ＝Ｖｂａｔ／（１．８・Ｖｒｍｓ）とすることでデューティ比が０．５に近付けられる。ただし、Ｖｂａｔはバッテリ２８の出力電圧である。したがって、伝送電力を一定とするという条件下では、Ｎ＝Ｖｂａｔ／（１．８・Ｖｒｍｓ）とすることでデューティ比が０．５に近付けられ、伝送効率が向上する。
【符号の説明】
【０１１５】
１０  力率改善回路、１２  第１スイッチング回路、１４  電圧コンバータ回路、１６  第２スイッチング回路、１８  交流電圧源、２０  直流電源回路、２２  制御部、２４−１，２４−２  交流端子、２６Ｐ  正極端子、２６Ｎ  負極端子、２８  バッテリ、３０，３６  負荷回路、３２  電力供給システム、３４  送配電設備、３８、４４，４８、５２  減算器、４０  電圧ＰＩ制御部、４２  乗算器、４６  電流ＰＩ制御部、５０  デューティ比決定部、５４  位相ＰＩ制御部、５６  ＦＦ値決定部、５８  キャリア生成部、６０  位相調整部、６２  ＵＶ相バッファアンプ、６４  ＵＶ相制御信号生成部、６６  ＷＸ相バッファアンプ、６８  ＷＸ相制御信号生成部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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