(57)【要約】【課題】交流電流の歪みを抑制する際の処理負荷を軽減することができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】制御装置３０は、リアクトル１３と、スイッチＳＷとを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置１００に適用される。また、制御装置３０は、スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流を、交流電源の交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御によりスイッチＳＷを操作する。制御装置３０は、交流電圧に基づいて、リアクトル電流に加算されるスロープ補償信号の傾きを設定する。【選択図】      図１
2019180178.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトル（１３）と、駆動スイッチ（ＳＷ〜ＳＷ３４）とを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置（１００）に適用される電力変換装置の制御装置（３０）であって、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、
前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、
前記電流取得部により取得された前記リアクトル電流に加算されるスロープ補償信号を設定するスロープ補償部（５１，５４，５５，１５１，１５７，１５８）と、
前記スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流を、前記交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部（５０，５２，５３，１５１，１５５，１５６）と、を備え、
前記スロープ補償部は、前記交流電圧取得部により取得された前記交流電圧に基づいて、前記スロープ補償信号の傾きを設定する電力変換装置の制御装置。
【請求項２】
前記電力変換装置は、前記交流電圧を前記直流電圧に変換し、
前記スロープ補償部は、前記スロープ補償信号の傾きを、前記交流電圧の１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極大値を１つ取り、かつ前記正極性での極大値と前記負極性での極大値との間で極小値を１つ取るように設定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項３】
前記スロープ補償部は、下記式（1）に基づいて前記スロープ補償信号の傾きを算出する請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
【数１】
2019180178.tif 000009
ここで、ｍｓは前記スロープ補償信号の傾きであり、｜Ｖａｃ｜は前記交流電圧の絶対値であり、Ｖｄｃは前記直流電圧であり、Ｔｓｗは前記駆動スイッチの１スイッチング周期であり、Ｌは前記リアクトルのインダクタンスである。
【請求項４】
前記電力変換装置は、前記直流電圧を前記交流電圧に変換し、
前記スロープ補償部は、前記スロープ補償信号の傾きを、前記交流電圧の１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極小値を１つ取り、かつ前記正極性での極小値と前記負極性での極小値との間で極大値を１つ取るように設定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項５】
前記スロープ補償部は、下記式（２）に基づいて前記スロープ補償信号の傾きを算出する請求項４に記載の電力変換装置の制御装置。
【数２】
2019180178.tif 000010
ここで、ｍｓは前記スロープ補償信号の傾きであり、｜Ｖａｃ｜は前記交流電圧の絶対値であり、Ｖｄｃは前記直流電圧であり、Ｔｓｗは前記駆動スイッチの１スイッチング周期であり、Ｌは前記リアクトルのインダクタンスである。
【請求項６】
前記指令値を増加させる電流補正値に基づいて、前記指令値を補正する補正部を備え、
前記電流制御部は、前記スロープ補償信号が加算された前記リアクトル電流を前記補正部により補正された前記指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作し、
前記スロープ補償部は、前記交流電圧と前記電流補正値とに基づいて、前記スロープ補償信号の傾きを設定する請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項７】
前記補正部は、前記直流電圧に基づいて前記電流補正値を設定する請求項６に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項８】
前記補正部は、前記交流電圧の実効値に基づいて前記電流補正値を設定する請求項６に記載の電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に適用される制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、電力変換装置のリアクトルに流れるリアクトル電流を指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する制御装置が開示されている。また、この制御装置は、交流電圧の位相に応じて変化する電流補正値を指令値に加算することで、交流電流の歪みを低減している。具体的には、電流補正値は、リアクトル電流の平均値と指令値との間の乖離幅に基づいて算出される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−１９８４６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１では、乖離幅を逐次算出し、算出した乖離幅を電流補正値として用いているため、制御装置の処理負荷が高くなるおそれがある。
【０００５】
本発明は上記課題に鑑みたものであり、交流電流の歪みを抑制する際の処理負荷を軽減することができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために本発明に係る制御装置は、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置に適用される。制御装置は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、前記電流取得部により取得された前記リアクトル電流に加算されるスロープ補償信号を設定するスロープ補償部と、前記スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流を、前記交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部と、を備え、前記スロープ補償部は、前記交流電圧取得部により取得された前記交流電圧に基づいて、前記スロープ補償信号の傾きを設定する。
【０００７】
ピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する電力変換装置では、リアクトルに流れるリアクトル電流が適正な値とならないことにより、交流電流の歪みが生じる。そのため、リアクトル電流を適正な値とすることで、交流電流の歪みを抑制することができる。ここで、リアクトル電流の指令値は、交流電圧に基づいて正弦波状に生成されるため、交流電圧をリアクトル電流の位相を示すパラメータとして用いることができる。また、ピーク電流モード制御では、リアクトル電流に加算されるスロープ補償信号の傾きを変化させることで、１スイッチング周期に対するオン操作期間の比を示すデューティ比が変化し、リアクトルに流れる電流を調整することができる。これらの関係に着目し、本発明者は、交流電圧に基づいてスロープ補償信号の傾きを変化させることで、リアクトル電流を調整し、交流電流の歪みを抑制できるとの知見を得た。
【０００８】
この点、上記構成では、スロープ補償信号が加算されたリアクトル電流を、交流電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチが操作される。このとき、リアクトル電流に加算されるスロープ補償信号は、交流電圧に基づいて傾きが設定される。この場合、交流電圧に応じてスロープ補償信号の傾きが変化することで交流電流の歪みを抑制できるため、乖離幅を電流補正値として逐次算出する場合と比較して制御装置の処理負荷を軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２】制御装置の機能を説明する機能ブロック図。
【図３】本発明の原理を説明する図。
【図４】電流補正部の構成図。
【図５】乖離幅を説明する図。
【図６】ピーク電流モード制御を用いたスイッチの操作手順を示すフローチャート。
【図７】電力変換装置のタイミングチャート。
【図８】本実施形態の効果を説明する図。
【図９】第２実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図１０】制御装置の機能ブロック図。
【図１１】電力変換装置のタイミングチャート。
【図１２】第２実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成図。
【図１３】第２実施形態の変形例に係る電力変換装置の構成図。
【図１４】第３実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図１５】制御装置の機能ブロック図。
【図１６】交流電圧に応じて設定されるスロープ量を説明する図。
【図１７】電力変換装置のタイミングチャート。
【図１８】本実施形態の効果を説明する図。
【図１９】第４実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２０】制御装置の機能ブロック図。
【図２１】電力変換装置のタイミングチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
＜第１実施形態＞
本実施形態に係る制御装置の一態様について図を用いて説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する。
【００１１】
図１に示すように、電力変換装置１００は、ＡＣ・ＤＣ変換器１０を備えている。ＡＣ・ＤＣ変換器１０は、第１交流端子ＴＡ１及び第２交流端子ＴＡ２を介して交流電源２００に接続され、第１直流端子ＴＤ１及び第２直流端子ＴＤ２を介して不図示の機器に接続されている。交流電源２００は、例えば、商用電源である。機器には、例えば、バッテリ等の直流電源及びＤＣ・ＤＣコンバータのうち少なくとも一方が含まれる。
【００１２】
ＡＣ・ＤＣ変換器１０は、フルブリッジ回路１２と、ハーフブリッジ回路１５と、リアクトル１３と、コンデンサ１６と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。
【００１３】
フルブリッジ回路１２は、第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４を備えている。第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオードＤ２のカソードとが接続され、第３ダイオードＤ３のアノードと、第４ダイオードＤ４のカソードとが接続されている。第１，第３ダイオードＤ１，Ｄ３の各カソードが第３配線ＬＰ３の第１端に接続され、第２，第４ダイオードＤ２，Ｄ４の各アノードが第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。
【００１４】
フルブリッジ回路１２において、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との第１接続点Ｋ１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。
【００１５】
ハーフブリッジ回路１５は、第５ダイオードＤ５と、スイッチＳＷとを備えている。スイッチＳＷは、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５ダイオードＤ５のアノードと、スイッチＳＷのドレインとが接続されている。第５ダイオードＤ５のカソードが第１配線ＬＰ１の第１端に接続され、第１配線ＬＰ１の第２端が第１直流端子ＴＤ１に接続されている。スイッチＳＷのソースが第２配線ＬＰ２の第１端に接続され、第２配線ＬＰ２の第２端が第２直流端子ＴＤ２に接続されている。スイッチＳＷは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。
【００１６】
第５ダイオードＤ５とスイッチＳＷとの第３接続点Ｋ３は、第３配線ＬＰ３の第２端に接続されている。第３配線ＬＰ３にはリアクトル１３が設けられている。また、スイッチＳＷのソースは、第４配線ＬＰ４の第２端に接続されている。
【００１７】
コンデンサ１６は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されている。
【００１８】
電力変換装置１００は、第１電圧センサ３１と、電流センサ３２と、第２電圧センサ３３とを備えている。第１電圧センサ３１は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されており、コンデンサ１６の端子間電圧を直流電圧Ｖｄｃとして検出する。電流センサ３２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。第２電圧センサ３３は、第５配線ＬＰ５と第６配線ＬＰ６との間に接続されており、交流電源２００の電圧を交流電圧Ｖａｃとして検出する。
【００１９】
電力変換装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。
【００２０】
図２は、制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、周知のピーク電流モード制御により、スイッチＳＷを開状態又は閉状態に操作する。本実施形態では、制御装置３０は、波形生成部３４１と、乗算器３４２と、絶対値算出部３４３と、加算器３４４と、電流補正部４０と、電流制御部５０とを備えている。
【００２１】
波形生成部３４１は、交流電源２００の変化を示す基準波形ｓｉｎωｔを生成する。基準波形は、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値である。例えば、波形生成部３４１は、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃが０となる点を、ゼロクロス点として検出し、交流電圧Ｖａｃが、ゼロクロス点から次のゼロクロス点まで変化する期間を、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）として設定する。そして、波形生成部３４１は、周期Ｔから交流電源２００の角速度ω（＝２π×（１／Ｔ））を算出する。波形生成部３４１は、振幅が１の正弦波信号の角速度を、算出した角速度ωに設定することで、交流電圧Ｖａｃと同位相となる基準波形ｓｉｎωｔを算出する。
【００２２】
乗算器３４２は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と波形生成部３４１により生成された基準波形ｓｉｎωｔとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値であり、例えば、出力電圧である直流電圧Ｖｄｃの指令値に基づいて定められる。絶対値算出部３４３は、乗算器３４２からの出力値の絶対値｜Ｉａ＊×ｓｉｎωｔ｜を、補正前指令電流ＩＬ＊として設定する。本実施形態では、補正前指令電流ＩＬ＊がリアクトル電流の指令値に相当する。
【００２３】
電流補正部４０は、補正前指令電流ＩＬ＊を補正する電流補正値Ｉｃを設定する。電流補正値Ｉｃは、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制するための補正値である。加算器３４４は、補正前指令電流ＩＬ＊の絶対値に電流補正値Ｉｃを加算し、加算後の値を補正後指令電流ＩＬａ＊として設定する。
【００２４】
電流制御部５０は、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒと、補正後指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、スイッチＳＷを操作するゲート信号ＧＳを出力する。本実施形態では、電流制御部５０は、周知のピーク電流モード制御によりゲート信号ＧＳを設定する。
【００２５】
電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部５１と、を備えている。補正後指令電流ＩＬａ＊は、ＤＡ変換器３５１によりデジタル値からアナログ値に変換される。アナログ値に変換された補正後指令電流ＩＬａ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒと、スロープ補償部５１により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。
【００２６】
コンパレータ３５２は、補正後指令電流ＩＬａ＊とスロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒが補正後指令電流ＩＬａ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。
【００２７】
ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、スイッチＳＷのゲートに接続されている。Ｑ端子からスイッチＳＷのゲートに出力される信号が、ゲート信号ＧＳとなる。
【００２８】
次に、電力変換装置１００の動作を説明する。電流制御部５０が実施するピーク電流モード制御により、ゲート信号ＧＳがハイ状態となることで、スイッチＳＷが閉状態となり、リアクトル１３及びスイッチＳＷを含む閉回路が形成される。また、閉回路内においてリアクトル１３に電流が流れ、リアクトル１３に磁気エネルギが蓄えられる。ゲート信号ＧＳがロー状態となることでスイッチＳＷが開状態となり、リアクトル１３に蓄えられた磁気エネルギにより、第５ダイオードＤ５を通じて第１直流端子ＴＤ１に電流が流れる。
【００２９】
図３（ａ）は、交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図３（ｂ）は、補正前指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図３（ｃ）は、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅの推移を示し、図３（ｄ）は、スロープ量ｍｓの推移を示す。図３では、力率を１とする場合の、各値の推移を示している。
【００３０】
図３（ａ），（ｂ）に示すように、補正前指令電流ＩＬ＊は、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返されるように推移する。また、図３（ｃ）に示すように、歪みのないリアクトル電流ＩＬｒでは、平均値Ｉａｖｅが補正前指令電流ＩＬ＊と同様、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返されるように推移する。
【００３１】
一方、実際には、リアクトル電流ＩＬｒに歪みが生じる場合があり、この場合、平均値Ｉａｖｅが図３（ｃ）に示した波形とならない場合がある。ピーク電流モード制御では、リアクトル電流ＩＬｒが適正な値とならないことにより、交流電流Ｉａｃに歪みが生じる。そのため、制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒを調整することで、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制している。
【００３２】
ここで、補正前指令電流ＩＬ＊は、交流電圧Ｖａｃに同期して変化するため、交流電圧Ｖａｃをリアクトル電流ＩＬｒの位相を示すパラメータとして用いることができる。また、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きを示すスロープ量ｍｓを変化させることで、スイッチＳＷの１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン操作期間Ｔｏｎの比率（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を示すデューティ比が変化し、リアクトル電流ＩＬｒが変化する。具体的には、スロープ量ｍｓを小さくするほど、リアクトル電流ＩＬｒに対する補償量が小さくなり、デューティ比が大きくなる。その結果、リアクトル電流ＩＬｒが大きくなる。一方、スロープ量ｍｓを大きくするほど、リアクトル電流ＩＬｒに対する補償量が大きくなり、デューティ比が小さくなる。その結果、リアクトル電流ＩＬｒが小さくなる。これらの関係に着目し、本発明者は、交流電圧Ｖａｃに基づいてスロープ量ｍｓを変化させることで、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制できるとの知見を得た。
【００３３】
具体的には、交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと補正前指令電流ＩＬ＊との差を示す乖離幅は、ゼロクロス点（ｔ１，ｔ３，ｔ５）付近において最も大きな値となる。また、乖離幅は交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ２，ｔ４）付近において最も小さな値となる。そこで、図３（ｄ）に示すように、スロープ量ｍｓを、ゼロクロス点で極小値を取り、ピーク点で極大値を取るように変化させる。そのため、ゼロクロス点付近でのリアクトル電流ＩＬｒを増加させ、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。
【００３４】
本実施形態では、スロープ補償部５１は、交流電圧Ｖａｃと、直流電圧Ｖｄｃと、電流補正値Ｉｃとに基づいて、スロープ量ｍｓを設定する。具体的には、スロープ補償部５１は、スロープ量ｍｓを、交流電圧Ｖａｃにおいて正極性となる第１期間Ｐ１及び負極性となる第２期間Ｐ２それぞれで１つの極大値を取り、第１期間Ｐ１での極大値と第２期間Ｐ２での極大値との間で極小値を１つ取るように設定する。
【００３５】
本実施形態では、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ及び電流補正値Ｉｃの組合せと、スロープ量ｍｓとの関係を示すスロープ量マップを記憶部に記憶している。スロープ補償部５１は、このスロープ量マップを参照することで、交流電圧Ｖａｃ，直流電圧Ｖｄｃ、及び電流補正値Ｉｃに応じたスロープ量ｍｓを設定する。
【００３６】
次に、本実施形態に係る電流補正部４０の構成について説明する。本実施形態では、電流補正部４０は、所定の直流成分を電流補正値Ｉｃとして設定している。図４に示すように、電流補正部４０は、実効値算出部４１と、直流成分設定部４２とを備えている。
【００３７】
実効値算出部４１は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓを算出する。直流成分設定部４２は、実効値算出部４１により算出された実効値Ｖｒｍｓに基づいて、電流補正値Ｉｃを設定する。なお、直流成分設定部４２で用いられるパラメータを、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓに代えて、交流電圧Ｖａｃの振幅としてもよい。
【００３８】
リアクトル電流ＩＬｒが低調波発振を起こさないために、デューティ比を所定値以下に設定する必要がある。また、リアクトル電流ＩＬｒの減少時の傾きｍａが大きくなるほど、デューティ比が大きくなるため、傾きｍａを所定値以下にすることで低調波発振を防止できる。リアクトル電流ＩＬｒの減少時の傾きｍａは、リアクトル１３の両端に印加される各電圧Ｖｄｃ，Ｖａｃと、リアクトル１３のインダクタンスＬとを用いた「ｍａ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ」の関係性がある。交流電圧Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜が小さいほど、傾きｍａが大きくなることでデューティ比が増加するため、低調波発振を防止するには、絶対値｜Ｖａｃ｜が小さくなるほど、スロープ量ｍｓを大きくする必要がある。一方で、スイッチＳＷのデューティ比を適正に設定するためには、スロープ量ｍｓの増加に合わせて電流補正値Ｉｃを大きくする必要がある。そこで、本実施形態では、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓが小さいほど、電流補正値Ｉｃを大きな値としている。
【００３９】
また、振幅指令値Ｉａ＊が小さい場合、リアクトル電流ＩＬｒは断続通流となる不連続モードとなり、電流補正値Ｉｃにより補正すべきリアクトル電流ＩＬｒは小さくなる。そのため、直流成分設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊がＩ１以下となる場合、振幅指令値Ｉａ＊が小さいほど、電流補正値Ｉｃを小さな値に設定する。上記構成により、補正前指令電流ＩＬ＊が過剰に補正されることにより、リアクトル１３に流れる電流が過電流となるのを抑制することができる。また、振幅指令値Ｉａ＊がＩ１よりも大きい連続モードでは、電流補正値Ｉｃを一定値としている。
【００４０】
本実施形態では、制御装置３０は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、振幅指令値Ｉａ＊と、電流補正値Ｉｃとの関係を示す直流成分マップを記憶部に記憶している。例えば、各実効値Ｖｒｍｓは、各国の商用電源の実効値Ｖｒｍｓに対応している。そのため、直流成分設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎の直流成分マップを参照することで振幅指令値Ｉａ＊に応じた電流補正値Ｉｃを設定することができる。
【００４１】
次に、スロープ量ｍｓと交流電圧Ｖａｃとの対応関係を示すスロープ量マップの作成方法について図５を用いて説明する。
【００４２】
図５は、乖離幅Δｉを説明する図である。本実施形態では、乖離幅Δｉを、平均値Ｉａｖｅから補正前指令電流ＩＬ＊までの幅として定義している。そのため、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるリアクトル電流ＩＬｒの最大増加分をΔＩＬとすると、乖離幅Δｉは、平均値Ｉａｖｅから最大増加分ΔＩＬまで（＝ΔＩＬ／２）に、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分ΔＳｌｏｐｅを加えた値となる。そのため、乖離幅Δｉは、リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂと、スロープ量ｍｓとを用いた下記式（１）により算出される。
【００４３】
Δｉ＝ｍｂ×Ｄ×Ｔｓｗ／２＋ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ  …  （１）
ここで、Ｄはデューティ比である。
【００４４】
ＡＣ・ＤＣ変換器１０が交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、デューティ比Ｄは下記式（２）により算出される。
【００４５】
【数１】
2019180178.tif 000003
リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂは、「ｍｂ＝Ｖａｃ／Ｌ」の関係があり、この関係性と上記式（２）とを、上記式（１）に代入することにより、乖離幅Δｉは下記式（３）により算出される。
【００４６】
【数２】
2019180178.tif 000004
ここで、乖離幅Δｉに応じて電流補正値Ｉｃを設定し、この電流補正値Ｉｃによる補正後指令電流ＩＬａ＊を用いてピーク電流モード制御を実施することで、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。この場合、上記式（３）の乖離幅Δｉを電流補正値Ｉｃに置換した式により、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制できる電流補正値Ｉｃを算出することができる。そして、この場合のスロープ量ｍｓは下記式（４）により算出される。
【００４７】
【数３】
2019180178.tif 000005
本実施形態では、上記式（４）を用いて、交流電圧Ｖａｃに応じたスロープ量ｍｓを算出する。そして、算出した各スロープ量ｍｓを直流電圧Ｖｄｃ，交流電圧Ｖａｃ及び電流補正値Ｉｃの組合せ毎に対応付けて記憶することでスロープ量マップを作成する。
【００４８】
次に、図６を用いて、ピーク電流モード制御を用いたスイッチＳＷの操作手順を説明する。図６に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。
【００４９】
ステップＳ１０では、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒを取得する。ステップＳ１０が電流取得部に相当する。ステップＳ１１では、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃを取得する。ステップＳ１１が交流電圧取得部に相当する。ステップＳ１２では、振幅指令値Ｉａ＊に交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎωｔを乗算し、その乗算値の絶対値を補正前指令電流ＩＬ＊として算出する。
【００５０】
ステップＳ１３では、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓを算出する。ステップＳ１４では、実効値Ｖｒｍｓ及び振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、電流補正値Ｉｃを設定する。
【００５１】
ステップＳ１５では、ステップＳ１４で設定した電流補正値Ｉｃを補正前指令電流ＩＬ＊に加算することで、補正後指令電流ＩＬａ＊を設定する。
【００５２】
ステップＳ１６では、交流電圧Ｖａｃに基づいてスロープ量ｍｓを設定する。具体的には、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ及び電流補正値Ｉｃに応じたスロープ量ｍｓをスロープ量マップから参照する。
【００５３】
ステップＳ１７では、ステップＳ１４で設定した補正後指令電流ＩＬａ＊及びステップＳ１６で設定したスロープ量ｍｓを用いてピーク電流モード制御を実施することで、ゲート信号ＧＳを出力する。ステップＳ１７で出力されたゲート信号ＧＳにより、リアクトル１３には交流電流Ｉａｃの歪みが抑制されたリアクトル電流ＩＬｒが流れる。ステップＳ１７の処理が終了すると、図６の処理を一旦終了する。
【００５４】
次に、図７及び図８を用いて、本実施形態の作用効果を説明する。
【００５５】
図７（ａ）は、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示し、図７（ｂ）は、ゲート信号ＧＳの推移を示す。図７（ｃ）は、電流補正値Ｉｃの推移を示し、図７（ｄ）は、スロープ量ｍｓの推移を示す。図７（ｅ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図７（ｆ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。
【００５６】
交流電圧Ｖａｃの変化に同期して、スロープ量ｍｓが変化している。具体的には、スロープ量ｍｓは、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）で極小値を取り、交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ１２，Ｔ１４）で極大値を取るように変化している。そのため、乖離幅Δｉが最大となる交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）では、スロープ量ｍｓが最小値に設定される。その結果、各ゼロクロス点付近において、ゲート信号ＧＳのデューティ比がスロープ量ｍｓを一定とする場合と比べて大きくなる。
【００５７】
一方、乖離幅が小さくなる交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ１２，ｔ１４）では、スロープ量ｍｓが最大値に設定される。そのため、各ピーク点付近において、ゲート信号ＧＳのデューティ比がスロープ量ｍｓを一定とする場合と比べて小さくなる。
【００５８】
これにより、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、正弦波を絶対値で取った波形となっている。その結果、交流電流Ｉａｃは正弦波状の波形となっており、歪みが抑制されている。
【００５９】
図８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、本実施形態に係るスロープ量ｍｓ、リアクトル電流ＩＬｒ、交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図８（ｄ），（ｅ），（ｆ）は、比較例として、スロープ量ｍｓを一定とする場合の交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。
【００６０】
図８（ｄ）では，スロープ量ｍｓを交流電圧Ｖａｃに依らず一定としている。図８（ｅ）に示すリアクトル電流ＩＬｒがリアクトル１３に流れることにより、交流電流Ｉａｃは、図８（ｆ）に示すように、ゼロクロス点付近において歪みが生じている。例えば、比較例では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは２２％であった。これに対して、図８（ａ）では、スロープ量ｍｓを交流電圧Ｖａｃに応じて変化させている。図８（ｂ）に示すリアクトル電流ＩＬｒがリアクトル１３に流れることにより、交流電流Ｉａｃは、図８（ｃ）に示すように、ゼロクロス点付近での歪みが低減されている。例えば、図８では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは１％以下であった。
【００６１】
以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。
【００６２】
・制御装置３０は、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅが加算されたリアクトル電流ＩＬｒを、交流電圧Ｖａｃに基づいて生成される補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御によりスイッチＳＷを操作する。このとき、リアクトル電流ＩＬｒに加算されるスロープ量ｍｓを、交流電圧Ｖａｃに基づいて設定する。この場合、交流電圧Ｖａｃに応じて変化するスロープ量ｍｓにより交流電流Ｉａｃの歪みを抑制できるため、乖離幅を逐次算出し、算出した乖離幅を電流補正値として用いる場合と比較して、制御装置３０の処理負荷を軽減することができる。
【００６３】
・制御装置３０は、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御によりスイッチＳＷを操作する。また、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと電流補正値Ｉｃとに基づいて、スロープ量ｍｓを変化させる。この場合、スロープ量ｍｓの変化に加えて、補正前指令電流ＩＬ＊を補正することによりリアクトル電流ＩＬｒを調整することができ、交流電流Ｉａｃの歪みをいっそう抑制することができる。
【００６４】
・電力変換装置１００は、交流電源２００からの交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換し、制御装置３０は、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓに基づいて、電流補正値Ｉｃを設定する。この場合、実効値Ｖｒｍｓに応じて電流補正値Ｉｃが設定され、この電流補正値Ｉｃに応じてスロープ量ｍｓが設定されることで、例えば、低調波発振を防止するのに必要なスロープ量ｍｓを維持しつつ、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。
【００６５】
・交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点付近においてリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと、補正前指令電流ＩＬ＊との乖離幅Δｉが小さくなる。そこで、制御装置３０は、スロープ量ｍｓを、交流電圧Ｖａｃが正極性及び負極性となる第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで極大値を１つ取り、かつ第１期間Ｐ１での極大値と第２期間Ｐ２での極大値との間で極小値を１つ取るように設定する。この場合、スロープ量ｍｓを乖離幅Δｉに応じて変化させることで、交流電流Ｉａｃの歪みをいっそう抑制することができる。
【００６６】
＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００６７】
本実施形態では、第１実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第１実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。
【００６８】
図９は、第２実施形態に係る電力変換装置１００を示す図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路７０とは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路７１とは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。
【００６９】
フルブリッジ回路７０は、第１スイッチＳＷ１１及び第２スイッチＳＷ１２と、第１，第２ダイオードＤ１１，Ｄ１２とを備えている。第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１ダイオードＤ１１のアノードと第１スイッチＳＷ１１のドレインとが接続されている。第２ダイオードＤ１２のアノードと第２スイッチＳＷ１２のドレインとが接続されている。第１，第２ダイオードＤ１１，Ｄ１２それぞれのカソードが、第１配線ＬＰ１に接続され、第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれのソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。
【００７０】
第１ダイオードＤ１１と第１スイッチＳＷ１１との第１接続点Ｋ１１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第２ダイオードＤ１２と第２スイッチＳＷ１２との第２接続点Ｋ１２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。
【００７１】
第１ダイオードＤ１１のアノードと、第１スイッチＳＷ１１のドレインとの間には、第１電流センサ３４が設けられている。第１電流センサ３４は、第１スイッチＳＷ１１に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２ダイオードＤ１２のアノードと、第２スイッチＳＷ１２のドレインとの間には、第２電流センサ３５が設けられている。第２電流センサ３５は、第２スイッチＳＷ１２に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【００７２】
図１０は、第２実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。制御装置３０は、第１電流制御部５２と、第２電流制御部５３と、切替部６０とを備えている。本実施形態では、制御装置３０は、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒを、補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を操作する。
【００７３】
第１電流制御部５２は、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部５３は、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。
【００７４】
第１電流制御部５２は、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒにスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを加算する第１スロープ補償部５４を備えている。また、第２電流制御部５３は、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒにスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅを加算する第２スロープ補償部５５を備えている。第１，第２電流制御部５２，５３の構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。
【００７５】
切替部６０は、交流電圧Ｖａｃの極性に応じて、第１ゲート信号ＧＳ１又は第２ゲート信号ＧＳ２の出力を切り替える。切替部６０は、極性判定部６１と、第１ＡＮＤ回路６２と、第２ＡＮＤ回路６３とを備えている。極性判定部６１の出力端子は、第１，第２ＡＮＤ回路６２，６３それぞれの入力端子に接続されている。第１ＡＮＤ回路６２の他方の入力端子は、第１電流制御部５２の出力端子に接続されている。第２ＡＮＤ回路６３の他方の入力端子は、第２電流制御部５３の出力端子に接続されている。
【００７６】
極性判定部６１は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、第１ＡＮＤ回路６２に出力する第１選択信号ＡＱ１をハイ状態にし、第２ＡＮＤ回路６３に出力する第２選択信号ＡＱ２をロー状態にする。一方、極性判定部６１は、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、第１ＡＮＤ回路６２に出力する第１選択信号ＡＱ１をロー状態にし、第２ＡＮＤ回路６３に出力する第２選択信号ＡＱ２をハイ状態にする。
【００７７】
第１ＡＮＤ回路６２は、第１スイッチＳＷ１のゲートに接続されており、第１スイッチＳＷ１の開閉を操作する第１ゲート信号ＧＳ１を出力する。第２ＡＮＤ回路６３は、第２スイッチＳＷ２のゲートに接続されており、第２スイッチＳＷ２の開閉を操作する第２ゲート信号ＧＳ２を出力する。
【００７８】
図１１は、本実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図１１（ａ）は、直流電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図１１（ｂ）は、第１選択信号ＡＱ１の推移を示し、図１１（ｃ）は、第２選択信号ＡＱ２の推移を示す。図１１（ｄ）は、第１ゲート信号ＧＳ１の推移を示し、図１１（ｅ）は、第２ゲート信号ＧＳ２の推移を示す。図１１（ｆ）は、電流補正値Ｉｃの推移を示し、図１１（ｇ）は、スロープ量ｍｓの推移を示す。図１１（ｈ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図１１（ｉ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。
【００７９】
交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第１選択信号ＡＱ１がハイ状態となり、第２選択信号ＡＱ２がロー状態となることで、第１電流制御部５２が実施するピーク電流モード制御により第１スイッチＳＷ１が操作される。このとき、第１スロープ補償部５４により設定されるスロープ量ｍｓは、第１期間Ｐ１において交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ２１，ｔ２３）で極小値を取り、ピーク点（ｔ２２）で極大値を取るように変化する。そのため、第１期間Ｐ１の各ゼロクロス点において、第１ゲート信号ＧＳ１のデューティ比は、スロープ量ｍｓを一定とする場合と比べて大きくなり、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【００８０】
交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第１選択信号ＡＱ１がロー状態となり、第２選択信号ＡＱ２がハイ状態となることで、第２電流制御部５３が実施するピーク電流モード制御により第２スイッチＳＷ２が操作される。このとき、第２スロープ補償部５５により設定されるスロープ量ｍｓは、第２期間Ｐ２において交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ２５）で極小値を取り、ピーク点（ｔ２４）で極大値を取るように変化する。そのため、第２期間Ｐ２の各ゼロクロス点において、第２ゲート信号ＧＳ２のデューティ比は、スロープ量ｍｓを一定とする場合と比べて大きくなり、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【００８１】
以上説明した本実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏する。
【００８２】
＜第２実施形態の変形例１＞
・本実施形態では、図１２に示すように、第２実施形態に対して、フルブリッジ回路７１のトポロジーが異なる。フルブリッジ回路７１では、第１スイッチＳＷ１３のソースと第１ダイオードＤ１３のカソードとが接続され、第２スイッチＳＷ１４のソースと第２ダイオードＤ１４のカソードとが接続されている。また、第１電流センサ３６は、第１スイッチＳＷ１３のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ１３に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。第２電流センサ３７は、第２スイッチＳＷ１４のドレイン側に接続されており、第２スイッチＳＷ１４に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【００８３】
＜第２実施形態の変形例２＞
・本実施形態では、図１３に示すように、第２実施形態に対して、フルブリッジ回路７２のトポロジーが異なる。フルブリッジ回路７２では、第１スイッチＳＷ１５のソースと第２スイッチＳＷ１６のドレインとが接続され、第１ダイオードＤ１５のアノードと第２ダイオードＤ１６のカソードとが接続されている。また、第１電流センサ３８は、第１スイッチＳＷ１５のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ１５に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。第２電流センサ３９は、第２スイッチＳＷ１６のドレイン側に接続されており、第２スイッチＳＷ１６に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【００８４】
＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００８５】
本実施形態の電力変換装置１００は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する。図１４に示す電力変換装置１００は、ＤＣ・ＡＣ変換器８０を備えている。ＤＣ・ＡＣ変換器８０は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路７３と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路７４と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。
【００８６】
ハーフブリッジ回路７３は、第１スイッチＳＷ２１と、第２スイッチＳＷ２２とを備えている。第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチＳＷ２１のソースと、第２スイッチＳＷ２２のドレインとが接続されている。第１スイッチＳＷ２１のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第２スイッチＳＷ２２のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。本実施形態では、第１スイッチＳＷ２１が駆動スイッチに相当する。
【００８７】
第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の第１接続点Ｋ２１は、第３配線ＬＰ３の第１端に接続されている。第３配線ＬＰ３の一部には、リアクトル１３が設けられている。また、第２スイッチＳＷ２２のソースは、第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路７４に接続されている。
【００８８】
フルブリッジ回路７４は、第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６を備えている。第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第３スイッチＳＷ２３のソースと、第４スイッチＳＷ２４のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ２５のソースと、第６スイッチＳＷ２６のドレインとが接続されている。第３，第５スイッチＳＷ２３，ＳＷ２５それぞれのドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第４，第６スイッチＳＷ２４，ＳＷ２６それぞれのソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。
【００８９】
第３スイッチＳＷ２３と第４スイッチＳＷ２４との第２接続点Ｋ２２は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第５スイッチＳＷ２５と第６スイッチＳＷ２６との第３接続点Ｋ２３は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。
【００９０】
図１５は、本実施形態に係る制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、ピーク電流モード制御により第１，第２スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２を開状態又は閉状態に操作する。
【００９１】
電流制御部１５０は、リアクトル電流ＩＬｒと補正後指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、第１スイッチＳＷ１を操作する第１ゲート信号ＧＳ１１と、第２スイッチＳＷ２を操作する第２ゲート信号ＧＳ１２とを出力する。電流制御部１５０は、第１スイッチＳＷ２１のゲートに接続されており、第１ゲート信号ＧＳ１１を出力する。また、電流制御部１５０は、反転器１６２を介して第２スイッチＳＷ２２のゲートに接続されており、反転器１６２を介して第２ゲート信号ＧＳ１２を出力する。電流制御部１５０は、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ及び電流補正値Ｉｃに基づいて、スロープ量ｍｓを設定するスロープ補償部１５１を備えている。
【００９２】
切替部１６０は、極性判定部１６１と、反転器１６２，１６３とを備えている。極性判定部１６１は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、出力信号をロー状態とし、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、出力信号をハイ状態とする。
【００９３】
極性判定部１６１は、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６の各ゲートに接続されており、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６を操作する第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６を出力する。また、極性判定部１６１は、反転器１６３を介して第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５の各ゲートに接続されており、反転器１６３を介して第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５を操作する第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５を出力する。第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５は、第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６を反転させた値となる。
【００９４】
図１６は、本実施形態において電流制御部１５０が設定するスロープ量ｍｓの推移を説明する図である。ＤＣ・ＡＣ変換器８０が交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと補正前指令電流ＩＬ＊との差を示す乖離幅Δｉは、ゼロクロス点（ｔ３１，ｔ３３，ｔ３５）付近において最も大きな値となる。また、乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ３２，ｔ３４）付近において最も小さな値となる。そこで、図１６（ｂ）に示すように、スロープ量ｍｓを、ゼロクロス点で極大値を取り、ピーク点で極小値を取るように変化させる。本実施形態では、スロープ補償部１５１は、スロープ量ｍｓを、交流電圧Ｖａｃにおいて第１期間Ｐ１及び第２期間Ｐ２それぞれで極小値を１つ取り、第１期間Ｐ１での極小値と第２期間Ｐ２での極小値との間で極大値を１つ取るように変化させる。
【００９５】
本実施形態においても、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと、電流補正値Ｉｃと、スロープ量ｍｓとの関係を示すスロープ量マップを記憶部に記憶している。そのため、スロープ補償部１５１は、このスロープ量マップを参照することで、交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ及び電流補正値Ｉｃに応じたスロープ量ｍｓを設定することができる。
【００９６】
次に、本実施形態において、スロープ量ｍｓと交流電圧Ｖａｃとの対応関係を示すスロープ量マップの作成方法について説明する。
【００９７】
ＤＣ・ＡＣ変換器８０が直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合、デューティ比Ｄは、下記式（５）により算出される。
【００９８】
【数４】
2019180178.tif 000006
また、リアクトル電流ＩＬｒの増加時の傾きｍｂは、「ｍｂ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ」の関係がある。そのため、この関係性と上記式（５）とを、上記式（１）に代入することにより、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合の乖離幅Δｉは下記式（６）により算出される。
【００９９】
【数５】
2019180178.tif 000007
上記式（６）で算出される乖離幅Δｉに応じて電流補正値Ｉｃを設定することで、補正後のリアクトル電流ＩＬｒにより交流電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。この場合、上記式（６）の乖離幅Δｉを電流補正値Ｉｃに置換した式により、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制できる電流補正値Ｉｃを算出することができる。そして、この場合のスロープ量ｍｓは下記式（７）により算出される。
【０１００】
【数６】
2019180178.tif 000008
本実施形態では、上記式（７）を用いて、直流電圧Ｖｄｃ、交流電圧Ｖａｃ及び電流補正値Ｉｃに応じた、スロープ量ｍｓを算出する。そして、算出した各スロープ量ｍｓを、直流電圧Ｖｄｃ，交流電圧Ｖａｃ及び電流補正値Ｉｃの組合せ毎に記録することで、スロープ量マップを作成することができる。
【０１０１】
次に、電力変換装置１００の動作を説明する。図１７は、電力変換装置１００のタイミングチャートである。図１７（ａ）は、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示している。図１７（ｂ）は、第１ゲート信号ＧＳ１１の推移を示す。なお、第２ゲート信号ＧＳ１２は、第１ゲート信号ＧＳ１１を反転させた値となる。図１７（ｃ）は、電流補正値Ｉｃの推移を示し、図１７（ｄ）は、スロープ量ｍｓの推移を示す。図１７（ｅ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図１７（ｆ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。
【０１０２】
交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５がハイ状態となることで、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５が閉状態となる。第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６がロー状態となることで、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６が開状態となる。そのため、第１期間Ｐ１において、電流制御部１５０が実施するピーク電流モード制御により、第１ゲート信号ＧＳ１１がハイ状態となり、第２ゲート信号ＧＳ１２がロー状態となることで、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５、リアクトル１３及び第２スイッチＳＷ２２を含む閉回路が形成される。
【０１０３】
交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第４，第５ゲート信号ＧＳ１４，ＧＳ１５がロー状態となることで、第４，第５スイッチＳＷ２４，ＳＷ２５が開状態となる。また、第３，第６ゲート信号ＧＳ１３，ＧＳ１６がハイ状態となることで、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６が閉状態となる。そのため、第２期間Ｐ２において、電流制御部１５０により、第１ゲート信号ＧＳ１１がハイ状態となり、第２ゲート信号ＧＳ１２がロー状態となることで、第３，第６スイッチＳＷ２３，ＳＷ２６、リアクトル１３、及び第２スイッチＳＷ２２を含む閉回路が形成される。
【０１０４】
第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２において、スロープ補償部１５１により設定されるスロープ量ｍｓは、交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ４１，ｔ４３，ｔ４５）で極大値を取り、交流電圧Ｖａｃのピーク点（ｔ４２，ｔ４４）で極小値を取るように変化する。即ち、乖離幅Δｉが小さくなるゼロクロス点では、スロープ量ｍｓが最大値に設定される。一方、乖離幅Δｉが大きくなる交流電圧Ｖａｃのピーク点では、スロープ量ｍｓが最小値に設定される。そのため、交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【０１０５】
図１８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、本実施形態に係るスロープ量ｍｓ、リアクトル電流ＩＬｒ及び交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図１８（ｄ），（ｅ），（ｆ）は、比較例として、スロープ量ｍｓ、リアクトル電流ＩＬｒ及び交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。
【０１０６】
図１８（ｄ）では，スロープ量ｍｓを交流電圧Ｖａｃに依らず一定としている。図１８（ｄ）に示すスロープ量ｍｓを用いてピーク電流モード制御を実施した場合、リアクトル１３には、図１８（ｅ）に示すリアクトル電流ＩＬｒが流れる。また、リアクトル１３に図１８（ｅ）に示すリアクトル電流ＩＬｒが流れることにより、交流電流Ｉａｃの歪みが生じている。例えば、図１８（ｆ）に示す比較例では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは３５％であった。これに対して、図１８（ａ）では、スロープ量ｍｓを交流電圧Ｖａｃに応じて変化させることで、リアクトル１３には図１８（ｂ）に示すリアクトル電流ＩＬｒが流れる。また、交流電流Ｉａｃの歪みが低減されている。例えば、図１８（ｂ）では、交流電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは１％以下であった。
【０１０７】
以上説明した本実施形態では、制御装置３０は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する電力変換装置１００に適用される。電力変換装置１００が、交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合、ゼロクロス点付近において乖離幅Δｉが小さくなる。そこで、制御装置３０は、スロープ量ｍｓを、交流電圧Ｖａｃが正極性及び負極性となる期間それぞれで極小値を１つ取り、かつ正極性での極小値と負極性での極小値との間で極大値を１つ取るように設定する。この場合、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１０８】
＜第２実施形態の変形例＞
直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合において、リアクトル電流ＩＬｒの減少時の傾きｍａは、「ｍａ＝｜Ｖａｃ｜／Ｌ」の関係性がある。そのため、低調波発振を防止するには、絶対値｜Ｖａｃ｜が大きくなるほど、スロープ量ｍｓを大きくする必要がある。更に、スロープ量ｍｓの増加に応じて、電流補正値Ｉｃを大きくする必要がある。そこで、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合に、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、電流補正値Ｉｃを大きな値に設定してもよい。
【０１０９】
＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第３実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第３実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【０１１０】
本実施形態では、第３実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第３実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。
【０１１１】
図１９は、本実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路７５とは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路７５とは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。
【０１１２】
フルブリッジ回路７５は、第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４を備えている。第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１〜第４スイッチＳＷ３１〜３４は、第３実施形態の第３〜第６スイッチＳＷ２３〜ＳＷ２６に対応しているため、フルブリッジ回路７５の説明を省略する。
【０１１３】
第１電流センサ１３１は、第１スイッチＳＷ３１のドレイン側に接続されており、第１スイッチＳＷ３１に流れる電流を、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２電流センサ１３２は、第３スイッチＳＷ３３のドレイン側に接続されており、第３スイッチＳＷ３３に流れる電流を、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【０１１４】
図２０は、第４実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態では、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により第１〜第４スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３４を開状態又は閉状態に操作する。
【０１１５】
制御装置３０は、第１電流制御部１５５と、第２電流制御部１５６と、切替部１６４とを備えている。第１電流制御部１５５は、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部１５６は、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。
【０１１６】
第１電流制御部１５５は、直流電圧Ｖｄｃ、交流電圧Ｖａｃ及び電流補正値Ｉｃに基づいて、スロープ量ｍｓを設定する第１スロープ補償部１５７を備えている。第２電流制御部１５６は、直流電圧Ｖｄｃ、交流電圧Ｖａｃ及び電流補正値Ｉｃに基づいて、スロープ量ｍｓを設定する第２スロープ補償部１５８を備えている。第１，第２電流制御部１５５，１５６の構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。
【０１１７】
切替部１６４は、極性判定部１６５と、第１ＡＮＤ回路１６７と、第２ＡＮＤ回路１６８と、反転器１６６，１６９，１７０とを備えている。極性判定部１６５の出力端子は、第１ＡＮＤ回路１６７の一方の入力端子と、反転器１６６の入力端子とに接続されている。反転器１６６の出力端子は、第２ＡＮＤ回路１６８の一方の入力端子に接続されている。
【０１１８】
第１電流制御部１５５の出力端子は第１ＡＮＤ回路１６７の他方の入力端子に接続されており、第２電流制御部１５７の出力端子は第２ＡＮＤ回路１６８の他方の入力端子に接続されている。第１ＡＮＤ回路１６７は、第２スイッチＳＷ３２のゲートに接続されており、第２ゲート信号ＧＳ２２を出力する。また、第１ＡＮＤ回路１６７は、反転器１６９を介して第１スイッチＳＷ３１のゲートに接続されており、反転器１６９を介して第１ゲート信号ＧＳ２１を出力する。第１ゲート信号ＧＳ２１は、第２ゲート信号ＧＳ２２を反転させたものとなる。
【０１１９】
第２ＡＮＤ回路１６８は、第４スイッチＳＷ３４のゲートに接続されており、第４ゲート信号ＧＳ２４を出力する。また、第２ＡＮＤ回路１６８は、反転器１７０を介して第３スイッチＳＷ３３のゲートに接続されており、反転器１７０を介して第３ゲート信号ＧＳ２３を出力する。第３ゲート信号ＧＳ２３は、第４ゲート信号ＧＳ２４を反転させたものとなる。
【０１２０】
図２１は、第４実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図２１（ａ）は、直流電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図２１（ｂ）は、第１ゲート信号ＧＳ２１の推移を示し、図２１（ｃ）は、第３ゲート信号ＧＳ２３の推移を示す。図２１（ｄ）は、第２，第４ゲート信号ＧＳ２２，ＧＳ２４の推移を示す。なお、第４ゲート信号ＧＳ２４は第２ゲート信号ＧＳ２２を反転させたものとなる。図２１（ｅ）は、電流補正値Ｉｃの推移を示す。図２１（ｆ）は、スロープ量ｍｓの推移を示し、図２１（ｇ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図２１（ｈ）は、交流電流Ｉａｃの推移を示す。
【０１２１】
交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第４ゲート信号ＧＳ２４がハイ状態となり、第２ゲート信号ＧＳ２２がロー状態となる。この第１期間Ｐ１では、スロープ補償後の第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第１電流制御部１５５が実施するピーク電流モード制御により、第１ゲート信号ＧＳ２１が出力される。このとき、第１スロープ補償部１５７により設定されるスロープ量ｍｓは、第１期間Ｐ１において交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ５１，ｔ５３）で極大値を取り、ピーク点（ｔ５２）で極小値を取るように変化する。そのため、第１ゲート信号ＧＳ２１のデューティ比は、スロープ量ｍｓを一定とする場合よりも、ゼロクロス点付近で小さくなり、ピーク点付近で大きくなる。その結果、第１期間Ｐ１での交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【０１２２】
交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第４ゲート信号ＧＳ２４がロー状態となり、第２ゲート信号ＧＳ２２がハイ状態となる。この第２期間Ｐ２では、スロープ補償後の第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第２電流制御部１５６が実施するピーク電流モード制御により、第３ゲート信号ＧＳ２３が出力される。このとき、第２スロープ補償部１５８により設定されるスロープ量ｍｓは、第２期間Ｐ２において交流電圧Ｖａｃのゼロクロス点（ｔ５５）で極大値を取り、ピーク点（ｔ５４）で極小値を取るように変化する。そのため、第３ゲート信号ＧＳ２３のデューティ比は、スロープ量ｍｓを一定とする場合よりも、ゼロクロス点付近で小さくなり、ピーク点付近で大きくなる。その結果、第２期間Ｐ２での交流電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【０１２３】
以上説明した本実施形態では、第３実施形態と同様の効果を奏する。
【０１２４】
＜その他の実施形態＞
・制御装置３０は、直流電圧Ｖｄｃに基づいて、電流補正値Ｉｃを設定してもよい。リアクトル電流ＩＬｒの減少時の傾きｍａを所定値以下にすることで低調波発振を防止できる。リアクトル電流ＩＬｒの減少時の傾きｍａは、ＡＣ・ＤＣ変換器１０では、「ｍａ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ」の関係性がある。また、ＤＣ・ＡＣ変換器８０では、「ｍａ＝Ｖｄｃ／Ｌ」の関係性がある。そのため、直流電圧Ｖｄｃが大きいほど、傾きｍａが大きくなることでデューティ比が増加し、低調波発振を抑制するためにはスロープ量ｍｓを大きくする必要がある。一方で、デューティ比を適正に設定するためには、スロープ量ｍｓの増加に合わせて電流補正値Ｉｃを大きくする必要がある。そこで、電流補正部４０は、直流電圧Ｖｄｃが大きいほど、電流補正値Ｉｃを大きな値とする。
【０１２５】
この場合、直流電圧Ｖｄｃに応じて電流補正値Ｉｃが設定され、この電流補正値Ｉｃに応じてスロープ量ｍｓが設定されることにより、例えば、低調波発振を防止するのに必要なスロープ量ｍｓを維持しつつ、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制できる。
【０１２６】
電流補正部４０から出力される電流補正値Ｉｃは、直流成分にリップル成分が含まれるものであってもよい。
【０１２７】
・上記各実施形態では、制御装置３０は、電流補正値Ｉｃによる補正前指令電流ＩＬ＊の補正とスロープ量ｍｓの設定とを併用して、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制した。これに換えて、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃに基づくスロープ量ｍｓの設定のみで交流電流Ｉａｃの歪みを抑制してもよい。この場合、制御装置３０が実施するピーク電流モード制御では、スロープ補償後のリアクトル電流ＩＬｒと、補正前指令電流ＩＬ＊とがコンパレータ３５２に入力されればよい。
【０１２８】
・電力変換装置１００により交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合のスロープ量ｍｓは、上記式（４）により算出されるものに限られない。この場合、スロープ量ｍｓは、交流電圧Ｖａｃの１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極大値を１つ取り、かつ正極性での極大値と負極性での極大値との間で極小値を１つ取るように変化するものであればよい。
【０１２９】
・電力変換装置１００により直流電圧を交流電圧に変換する場合のスロープ量ｍｓは、上記式（７）により算出されるものに限られない。この場合、スロープ量ｍｓは、交流電圧Ｖａｃの１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極小値を１つ取り、かつ正極性での極小値と負極性での極小値との間で極大値を１つ取るように変化するものであればよい。
【０１３０】
・各実施形態では、力率を１とする場合を例に説明を行った。これに換えて、力率が１未満の場合においても、本実施形態を適用することができる。この場合、波形生成部３４１は、力率に応じて、交流電圧Ｖａｃから所定量αだけ位相がずれた基準波形（＝ｓｉｎ（ωｔ＋α））を生成する。そして、生成した基準波形に基づいて、補正前指令電流ＩＬ＊を算出すればよい。この場合においても、力率に応じて設定された補正前指令電流ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの乖離幅を算出し、この乖離幅に応じたスロープ量ｍｓを設定すればよい。
【０１３１】
電力変換装置１００は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとの間で双方向での電力変換を行う装置であってもよい。
【符号の説明】
【０１３２】
１３…リアクトル、３０…制御装置、５０…電流制御部、５１…スロープ補償部、１００…電力変換装置、２００…交流電源。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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