(57)【要約】【課題】２つのインバータ制御回路の制御干渉を回避し、安定した電動機駆動を実現する電動機駆動装置を提供する。【解決手段】電動機駆動装置は、２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線を有する電動機の駆動を制御する。制御部は、トルク指令に基づき、第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路２０１、及び、第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路２０２を有する。制御部は、フィードバックされるセンサ値のばらつき、又は、電圧指令を更新するタイミングのずれによる制御干渉を回避するように、各インバータ制御回路２０１、２０２の制御方式を設定する。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する電動機駆動装置であって、
前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１〜６６）を有し、前記巻線の一端に接続される第１インバータ（６０）と、
前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１〜７６）を有し、前記巻線の他端に接続される第２インバータ（７０）と、
トルク指令に基づき、前記第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（２０１）、及び、前記第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（２０２）、の２つのインバータ制御回路を有する制御部（２００）と、
を備え、
前記制御部は、フィードバックされるセンサ値のばらつき、又は、電圧指令を更新するタイミングのずれによる制御干渉を回避するように各前記インバータ制御回路の制御方式を設定する電動機駆動装置。
【請求項２】
一方の前記インバータ制御回路はフィードバック制御を実行し、他方の前記インバータ制御回路はフィードフォワード制御を実行する請求項１に記載の電動機駆動装置。
【請求項３】
一方の前記インバータ制御回路は、電圧指令の更新周期が相対的に短いフィードバック制御である高速フィードバック制御を実行し、他方の前記インバータ制御回路は、電圧指令の更新周期が相対的に長いフィードバック制御である低速フィードバック制御を実行する請求項１に記載の電動機駆動装置。
【請求項４】
前記２つのインバータ制御回路はいずれも、前記電動機の電気角とは非同期のタイミングで電圧指令を更新し前記インバータに出力する角度非同期制御を実行する請求項２または３に記載の電動機駆動装置。
【請求項５】
前記２つのインバータ制御回路のうち少なくとも一方は、前記電動機の電気角に同期したタイミングで電圧指令を更新し前記インバータに出力する角度同期制御を実行する請求項２または３に記載の電動機駆動装置。
【請求項６】
前記２つのインバータ制御回路はいずれも、前記電動機の電気角に同期したタイミングで電圧指令を更新し前記インバータに出力する角度同期制御を実行し、且つ、電圧指令の更新周期が互いに同等であるフィードバック制御を実行する請求項１に記載の電動機駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２台のインバータで電動機を駆動する電動機駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電動機のオープン巻線の両端にそれぞれ接続された２台のインバータの出力により、高出力、高効率で交流電動機を駆動する技術が知られている。例えば特許文献１に開示されたインバータ装置は、互いに逆極性となる第１のインバータの出力と第２のインバータの出力とを合成する。
【０００３】
このインバータ装置は、例えば同一設計の２台のインバータに与えるｄｑ軸出力電圧指令ベクトルを同じ大きさで逆極性とし、１台のインバータの出力電圧の２倍の電圧を電機子巻線に印加する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３３５２１８２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１には、基本的に、２台のインバータの出力を互いに逆極性とする反転動作の構成が開示されている。しかし、一般的なＰＷＭ制御による理想状態での制御概念が記載されているに過ぎず、具体的な制御内容は明示されていない。
【０００６】
また、２台のインバータを制御して電動機を駆動するとき、インバータを制御するマイコンや、フィードバック情報を検出する各種センサが複数の場合における製品ばらつき等を考慮する必要がある。また、マイコンや各種センサが一つの場合でも、マイコンが検出値を取得したときの認識ずれ等も考慮する必要がある。そして、各インバータ制御回路の制御方式によっては、フィードバックされるセンサ値のばらつきや指令更新タイミングのずれによる制御干渉が発生し、発散するおそれがある。しかし特許文献１には、マイコンやセンサの構成を考慮した実際の電動機駆動のための具体的手段が言及されていない。したがって、特許文献１の従来技術では、制御干渉が発生し、安定した電動機駆動を実現できないおそれがある。
【０００７】
本発明は上述の課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、２つのインバータ制御回路の制御干渉を回避し、安定した電動機駆動を実現する電動機駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明による電動機駆動装置は、２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する。この電動機駆動装置は、第１インバータ（６０）と、第２インバータ（７０）と、制御部（２００）と、を備える。第１インバータは、巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１〜６６）を有し、巻線の一端に接続される。第２インバータは、巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１〜７６）を有し、巻線の他端に接続される。
【０００９】
制御部は、トルク指令に基づき、第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（２０１）、及び、第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（２０２）、の２つのインバータ制御回路を有する。制御部は、フィードバックされるセンサ値のばらつき、又は、電圧指令を更新するタイミングのずれによる制御干渉を回避するように、各インバータ制御回路の制御方式を設定する。
【００１０】
以下、電動機の電気角に同期したタイミングで電圧指令を更新しインバータに出力する制御を「角度同期制御」といい、電動機の電気角とは非同期のタイミングで電圧指令を更新しインバータに出力する制御を「角度非同期制御」という。例えば電気１周期に所定の電気角で１パルスを出力する矩形波制御は角度同期制御であり、ＰＷＭキャリア周期に基づいて出力波形を生成する正弦波ＰＷＭ制御は角度非同期制御である。
【００１１】
また、電圧指令の更新周期が相対的に短いフィードバック制御を「高速フィードバック制御」といい、電圧指令の更新周期が相対的に長いフィードバック制御を「低速フィードバック制御」という。高速フィードバック制御での電圧指令の更新周期は、例えば２００μｓであり、低速フィードバック制御での電圧指令の更新周期は、例えば２ｍｓである。高速フィードバック制御から低速フィードバック制御への切り替えは「反応鈍化」に相当する。
【００１２】
具体的には、２つのインバータ制御回路がいずれも角度非同期、且つ高速フィードバック制御を実行する場合に制御干渉が発生する。そこで制御部は、それ以外の組み合わせとなるように各インバータ制御回路の制御方式を設定することで、フィードバックされるセンサ値のばらつきや指令更新タイミングのずれによる制御干渉を回避することができる。よって、安定した電動機駆動を実現することができる。
【００１３】
各インバータ制御回路が角度非同期又は角度同期制御のいずれを実行する場合であっても、一方のインバータ制御回路がフィードバック制御を実行し、他方のインバータ制御回路がフィードフォワード制御を実行する構成は有効である。また、一方のインバータ制御回路が高速フィードバック制御を実行し、他方のインバータ制御回路が低速フィードバック制御を実行する構成も有効である。
【００１４】
また、２つのインバータ制御回路がいずれも角度同期制御を実行する場合には、２つのインバータ制御回路がいずれも、電圧指令の更新周期が互いに同等であるフィードバック制御を実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】各実施形態の電動機駆動装置が適用されるシステムの全体構成図。
【図２】各実施形態の制御部の概略構成図。
【図３】各実施形態の制御部の詳細ブロック図。
【図４】第１実施形態の制御部の制御方式を示す概略構成図。
【図５】第１実施形態の処理を示すフローチャート。
【図６】第１実施形態の効果を説明するタイムチャート。
【図７】第２実施形態の制御部の制御方式を示す概略構成図。
【図８】第２実施形態の処理を示すフローチャート。
【図９】第２実施形態の効果を説明するタイムチャート。
【図１０】第３実施形態の制御部の制御方式を示す概略構成図。
【図１１】第４実施形態の制御部の制御方式を示す概略構成図。
【図１２】第５実施形態の制御部の制御方式を示す概略構成図。
【図１３】２つのインバータ制御回路の制御方式の組合せを示すマトリックス図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、電動機駆動装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、第１〜第５実施形態を包括して「本実施形態」という。本実施形態の電動機駆動装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下、「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、３相交流電動機であるＭＧの駆動を制御する装置である。実施形態中の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、「電動機」及び「電動機駆動装置」に相当する。
【００１７】
図１に、「２電源２インバータ」、すなわち、２つの電源１１、１２及び２台のインバータ６０、７０が用いられるシステムの全体構成を示す。ＭＧ８０は、Ｕ相巻線８１、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３を有する永久磁石式同期型の３相交流電動機である。ハイブリッド車両に適用される場合、ＭＧ８０は、駆動輪を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する。
【００１８】
本実施形態のＭＧ８０は、３相巻線８１、８２、８３の端点同士が結合されていないオープン巻線の構成である。第１インバータ６０の各相出力端子は、３相巻線８１、８２、８３の一端８１１、８２１、８３１に接続されており、第２インバータ７０の各相出力端子は、３相巻線８１、８２、８３の他端８１２、８２２、８３２に接続されている。回転角センサ８５は、レゾルバ等により構成され、ＭＧ８０の機械角θｍを検出する。機械角θｍは、制御部２００の電気角演算部８７で電気角θｅに換算される。
【００１９】
第１電源１１及び第２電源１２は、互いに絶縁された独立した２つの電源であり、それぞれがニッケル水素、リチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の充放電可能な蓄電装置である。例えば第１電源１１に出力型のリチウムイオン電池を用い、第２電源１２に容量型のリチウムイオン電池を用いるというような構成であってもよい。２台のインバータ６０、７０は、２つの電源１１、１２から個別に直流電力が入力される。第１電源１１は、第１インバータ６０を経由してＭＧ８０と電力を授受可能であり、第２電源１２は、第２インバータ７０を経由してＭＧ８０と電力を授受可能である。
【００２０】
ＭＧ８０は、第１インバータ６０を経由して第１電源１１から電力が供給され、第２インバータ７０を経由して第２電源１２から電力が供給される。３相巻線８１、８２、８３の第１インバータ６０側には、Ｕ相電圧ＶＵ１、Ｖ相電圧ＶＶ１、Ｗ相電圧ＶＷ１が印加される。３相巻線８１、８２、８３の第２インバータ７０側には、Ｕ相電圧ＶＵ２、Ｖ相電圧ＶＶ２、Ｗ相電圧ＶＷ２が印加される。
【００２１】
例えば第１インバータ６０からＭＧ８０への電力経路に、３相巻線８１、８２、８３に通電される相電流を検出する電流センサ８４が設けられる。図１の例では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗが検出されるが、どの２相又は３相の電流が検出されてもよい。また、電流センサ８４は、第２インバータ７０からＭＧ８０への電力経路に設けられてもよく、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の両方の経路に設けられてもよい。
【００２２】
第１コンデンサ１６は、高電位側配線Ｐ１と低電位側配線Ｎ１との間に接続され、第２コンデンサ１７は、高電位側配線Ｐ２と低電位側配線Ｎ２との間に接続される。第１電圧センサ１８は、第１電源１１から第１インバータ６０に入力される入力電圧ＶＨ１を検出する。第２電圧センサ１９は、第２電源１２から第２インバータ７０に入力される入力電圧ＶＨ２を検出する。
【００２３】
ＭＧ制御装置１００は、第１インバータ６０、第２インバータ７０、制御部２００及びドライブ回路６７、７７を備える。第１インバータ６０は、巻線８１、８２、８３の各相に対応して設けられ、ブリッジ接続される６つの第１スイッチング素子６１〜６６を有する。スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。第２インバータ７０は、巻線８１、８２、８３の各相に対応して設けられ、ブリッジ接続される６つの第２スイッチング素子７１〜７６を有する。スイッチング素子７１、７２、７３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子７４、７５、７６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。
【００２４】
各スイッチング素子６１〜６６、７１〜７６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。高電位側配線Ｐ１、Ｐ２と低電位側配線Ｎ１、Ｎ２との短絡を防止するため、各相の上アーム素子と下アーム素子とは、同時にオンせず、相補的にオンオフするように、すなわち、一方がオンのとき他方がオフするように制御される。
【００２５】
制御部２００は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部５０は、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち、読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。
【００２６】
制御部２００は、トルク指令ｔｒｑ*及び検出値の情報に基づき、第１インバータ６０への出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路２０１、及び、第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路２０２を有する。各インバータ制御回路２０１、２０２には、相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅ、入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２等の情報が入力される。第１ドライブ回路６７は、第１インバータ制御回路２０１が生成した第１電圧指令に基づくゲート信号を第１インバータ６０へ出力する。第２ドライブ回路７７は、第２インバータ制御回路２０２が生成した第２電圧指令に基づくゲート信号を第２インバータ７０へ出力する。
【００２７】
図２に制御部２００の概略構成を示す。以下の図中、インバータを「ＩＮＶ」と記す。第１インバータ制御回路２０１及び第２インバータ制御回路２０２は、個別のマイコン内にそれぞれ設けられてもよく、共通の１つのマイコン内に設けられてもよい。各インバータ制御回路２０１、２０２は、２電源２インバータのシステムとして駆動するために、独立且つ協調した電圧指令を生成する。
【００２８】
制御部２００が取得する情報として、ＭＧ８０は共通であるため、角度（具体的には電気角θｅ）及び３相電流の検出値は共通でよい。ただし、破線で示すように、電流センサ８４や回転角センサ８５が複数設けられ、各インバータ制御回路２０１、２０２が対応する検出値を取得してもよい。電気角θｅに基づく３相電流からｄｑ軸電流への座標変換、電流フィードバック制御、ｄｑ軸電流から算出した推定トルクによるトルクフィードバック制御等は、モータ制御分野における周知技術であるため説明を省略する。各インバータ制御回路２０１、２０２は、ｄｑ制御により、それぞれ、第１インバータ６０への第１電圧指令ベクトル、及び、第２インバータ７０への第２電圧指令ベクトルを生成する。
【００２９】
図３に、各実施形態の制御部２００の詳細なブロック図を示し、主に第１インバータ制御回路２０１の構成について説明する。第１インバータ制御回路２０１は、電流指令演算部２１、電流減算器２２、制御器２３、フィードフォワード演算部２４、電圧指令加算器２５、三相変換部２７、変調器２８、ｄｑ変換部２９等を含む。
【００３０】
また、電気角演算部８７は、回転角センサ８５が検出した機械角θｍを電気角θｅに換算する。回転数演算部８８は、電気角θｅを時間微分した電気角速度、又は電気角速度に係数を乗じた回転数ωに換算する。なお、電気角演算部８７及び回転数演算部８８は、第１インバータ制御回路２０１以外の制御部２００に設けられてもよい。図３中、インバータ制御回路２０１、２０２毎に用いられる値には、記号末尾に「１」又は「２」を付す。また、共通に入力される相電流Ｉｖ、Ｉｗ、及び機械角θｍには「１」又は「２」を付さない。
【００３１】
電流指令演算部２１は、トルク指令ｔｒｑ*に基づき、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ１*、Ｉｑ１*を演算する。ｄｑ変換部２９は、電流センサ８４から取得した相電流Ｉｖ、Ｉｗを、電気角θｅを用いてｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに座標変換し、フィードバックする。電流減算器２２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとｄｑ軸電流指令Ｉｄ１*、Ｉｑ１*との偏差であるｄｑ軸電流偏差ΔＩｄ１、ΔＩｑ１を算出する。制御器２３は、ｄｑ軸電流偏差ΔＩｄ１、ΔＩｑ１を０に近づけるようにｄｑ軸電圧指令のフィードバック項ｖｄ＿ｆｂ１、ｖｑ＿ｆｂ１をＰＩ演算する。
【００３２】
フィードフォワード演算部２４は、式（１）に示す電圧方程式を用いて、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ１*、Ｉｑ１*及びＭＧ回転数ωに基づき、ｄｑ軸電圧指令のフィードフォワード項ｖｄ＿ｆｆ１、ｖｑ＿ｆｆ１を演算する。式（１）中のＲは巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑはｄｑ軸自己インダクタンス、φは逆起電圧定数を示す。なお、Ｉｄ、Ｉｑは、電流指令Ｉｄ１*、Ｉｑ１*に代えて、ｄｑ変換部２９が変換した実電流を用いてもよい。また、温度特性等を考慮して機器定数を可変に設定してもよい。
【００３３】
ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ
ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×φ  ・・・（１）
【００３４】
電圧指令加算器２５は、フィードバック項ｖｄ＿ｆｂ１、ｖｑ＿ｆｂ１とフィードフォワード項ｖｄ＿ｆｆ１、ｖｑ＿ｆｆ１とを加算したｄｑ軸電圧指令ｖｄ１、ｖｑ１を三相変換部２７に出力する。三相変換部２７は、電気角θｅを用いてｄｑ軸電圧指令ｖｄ１、ｖｑ１を三相電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１に変換する。変調器２８は、各インバータ６０、７０から入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２を取得し、ＰＷＭ制御により、第１インバータ６０の各スイッチング素子６１〜６６へのゲート信号ＵＵ１、ＵＬ１、ＶＵ１、ＶＬ１、ＷＵ１、ＷＬ１を生成する。
【００３５】
第２インバータ制御回路２０２の構成は基本的に第１インバータ制御回路２０１と同様である。ただし、回転角センサ８５から入力された機械角θｍは、信号反転部８６で反転された後、電気角演算部８７で電気角（θｅ−１８０［ｄｅｇ］）に換算される。また、第２インバータ制御回路２０２の変調器２８は、入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２を取得し、第１インバータ制御回路２０１に対し反転したＰＷＭ制御により、第２インバータ６０の各スイッチング素子６１〜６６へのゲート信号ＵＵ２、ＵＬ２、ＶＵ２、ＶＬ２、ＷＵ２、ＷＬ２を生成する。なお、第２インバータ制御回路２０２がフィードフォワード制御を実行する場合、フィードバック項は０となり、フィードフォワード項のみが三相変換部２７に出力される。以上が制御部２００の構成の説明である。
【００３６】
ところで、特許文献１（特許第３３５２１８２号公報）に開示された従来技術では、２台のインバータの出力を互いに逆極性とする反転動作を行う。しかし、インバータを制御するマイコンや、フィードバック情報を検出する各種センサが複数の場合における製品ばらつき等について考慮されていない。各インバータ制御回路の制御方式によっては、フィードバックされるセンサ値のばらつきや指令更新タイミングのずれによる制御干渉が発生し、発散するおそれがある。
【００３７】
そこで、本実施形態の制御部２００は、フィードバックされるセンサ値のばらつき、又は、電圧指令を更新するタイミングのずれによる制御干渉を回避するように各インバータ制御回路２０１、２０２の制御方式を設定する。この制御方式の設定は、各インバータ制御回路２０１、２０２による電圧指令の更新周期が角度同期であるか非同期であるかによっても異なる。以下、実施形態毎に制御部２００の詳細な構成及び作用効果を説明する。
【００３８】
（第１実施形態）
第１実施形態について、図４〜図６を参照して説明する。第１実施形態では、２台のインバータ６０、７０は、いずれも角度非同期制御を実行する。すなわち、各インバータ制御回路２０１、２０２は、ＭＧ８０の電気角θｅとは非同期のタイミングで電圧指令を更新し、インバータ６０、７０に出力する。角度非同期制御の例である正弦波ＰＷＭ制御モードでは、ＰＷＭキャリア周期に同期したタイミングで、すなわち所定の時間間隔で電圧指令が更新される。電圧指令の更新周期が例えば２００μｓ程度のフィードバック制御を「高速フィードバック制御」という。
【００３９】
図４の概略構成図には、インバータ制御回路２０１、２０２の信号入出力及び制御方式のみを示す。以下の各実施形態の概略構成図についても同様とする。図４中、「ＦＢ」はフィードバック制御を示し、「ＦＦ」はフィードフォワード制御を示す。第１実施形態では、例えば第１インバータ制御回路２０１が高速フィードバック制御を実行し、第２インバータ制御回路２０２がフィードフォワード制御を実行する。第１インバータ制御回路２０１と第２インバータ制御回路２０２とは入れ替え可能であり、以下の各実施形態でも同様とする。
【００４０】
インバータ制御回路２０１、２０２がいずれも角度非同期制御、且つ、高速フィードバック制御を実行する場合、フィードバックされるセンサ値のばらつきやマイコンの処理タイミングのずれにより制御干渉が発生し、発散するおそれがある。それに対しフィードフォワード制御では、ｄｑ軸電流指令及びＭＧ回転数に基づいて電圧指令が一意に決まる。第１実施形態では、一方のインバータ制御回路２０１が高速フィードバック制御を実行し、他方のインバータ制御回路２０２がフィードフォワード制御を実行することで、制御干渉を回避する。
【００４１】
この構成では、フィードフォワード制御で基本操作量を決定し、それに対する過不足分をフィードバック制御で修正することで、干渉を回避しつつ、トルクの出力を要求された指令通りに追従させることができる。
【００４２】
また、この構成は、ばらつきによる制御干渉を伴う全ての構成に有効であり、マイコンが複数の場合の他、各センサが複数である場合の製品ばらつきにも適用でき、安定した動作を可能とする。この点は、次の各実施形態でも同様である。
【００４３】
図５のフローチャートに第１実施形態の処理を示す。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。Ｓ２１では、両インバータ制御回路２０１、２０２の制御方式がいずれも高速フィードバック制御であるか判断される。ここで、Ｓ２１の判断は、両インバータ制御回路２０１、２０２の制御方式が、いずれも「更新周期が互いに同等のフィードバック制御」であるか、という意味である。すなわち、両方のインバータ制御回路２０１、２０２のフィードバック制御の更新周期が、例えばいずれも２００μｓの場合にＹＥＳと判断される。仮に一方の更新周期が１００μｓで他方の更新周期が２００μｓであれば、互いの更新周期は相対的に異なるため、ＮＯと判断される。
【００４４】
Ｓ２１でＹＥＳの場合、Ｓ２２に移行し、両インバータ制御回路２０１、２０２がいずれも角度同期制御を実行するか判断される。Ｓ２１でＮＯ、又は、Ｓ２２でＹＥＳの場合、制御方式は変更されず、Ｓ２４に移行する。Ｓ２１でＹＥＳ且つＳ２２でＮＯの場合、すなわち、両インバータ制御回路２０１、２０２の制御方式がいずれも高速フィードバック制御であり、且つ、少なくとも一方が非角度同期制御を実行する場合、Ｓ２３Ａに移行する。
【００４５】
Ｓ２３Ａでは、一方のインバータ制御回路はフィードバック制御を継続し、他方のインバータ制御回路はフィードフォワード制御を実行するように設定され、その後、Ｓ２４に移行する。Ｓ２４で、各インバータ制御回路２０１、２０２は、設定された制御方式により、共通指令に基づき各インバータ６０、７０の駆動信号を生成する。
【００４６】
図６を参照し、第１実施形態の効果について説明する。図６の上段、下段の各図において、横軸は出力上昇の開始時ｔ０からの時間を示し、縦軸は出力を示す。出力がＭｘ未満の領域では角度非同期制御が用いられ、出力がＭｘに達すると角度同期制御に切り替えられる。例として、角度非同期制御が正弦波又は過変調ＰＷＭ制御であり、角度同期制御が矩形波制御の場合を想定すると、例えば変調率１．２７に相当する出力を切替出力Ｍｘとして角度非同期制御から角度同期制御に切り替えられる。
【００４７】
第１インバータ制御回路２０１は、時刻ｔ１に出力がＭｘに達し、角度非同期制御から角度同期制御に切り替わる。一方、第２インバータ制御回路２０２は、時刻ｔ１後の時刻ｔ２に出力がＭｘに達し、角度非同期制御から角度同期制御に切り替わる。上段及び下段の図で、第１インバータ制御回路２０１は、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで高速フィードバック制御を実行する。一方、第２インバータ制御回路２０２は、上段の図では、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで高速フィードバック制御を実行し、下段の図では、時刻ｔ０から時刻ｔ１までフィードフォワード制御を実行する。
【００４８】
上段の図では、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで、両インバータ制御回路２０１、２０２が角度非同期制御且つ高速フィードバック制御を実行するため、制御干渉が発生する。そこで第１実施形態では、下段の図に示すように、一方のインバータ制御回路の制御方式を高速フィードバック制御に設定し、他方のインバータ制御回路の制御方式をフィードフォワード制御に設定する。これにより、制御干渉が回避される。一方でも高速フィードバック制御が実行されるため、指令に対しトルクを高速に追従させることができ、外乱抑圧性が確保される。
【００４９】
（第２実施形態）
第２実施形態について、図７〜図９を参照して説明する。第２実施形態では第１実施形態と同様に、２台のインバータ６０、７０は、いずれも角度非同期制御を実行する。また、図７に示すように、例えば第１インバータ制御回路２０１が高速フィードバック制御を実行し、第２インバータ制御回路２０２が低速フィードバック制御を実行する。
【００５０】
ここで、「高速フィードバック制御」及び「低速フィードバック制御」は、電圧指令の更新周期により相対的に定義される。電圧指令の更新周期が相対的に短いフィードバック制御を「高速フィードバック制御」といい、電圧指令の更新周期が相対的に長いフィードバック制御を「低速フィードバック制御」という。高速フィードバック制御での電圧指令の更新周期は例えば２００μｓであり、低速フィードバック制御での電圧指令の更新周期は例えば２ｍｓである。高速フィードバック制御から低速フィードバック制御への切り替えは「反応鈍化」に相当する。
【００５１】
低速フィードバック制御は、高速フィードバック制御に対し制御演算の周期自体を長く設定することで実現されてもよい。或いは、低速フィードバック制御は、高速フィードバック制御と同じ２００μｓ周期で制御演算を実行しつつ、例えば１０回のうち９回の演算結果を間引きし、１０回のうち１回の演算結果のみを２ｍｓ周期で更新出力することにより実現されてもよい。また、間引き方式に代えてフィードバックゲインを低下させることによっても、反応鈍化の作用を実現可能である。
【００５２】
第２実施形態では、低速フィードバック制御によりある程度の外乱抑圧効果を得つつ、応答不十分となる分は高速フィードバック制御により修正される。したがって、干渉を回避しながら、トルク出力は要求指令通りに追従させることが可能である。
【００５３】
図８のフローチャートに示すように、第２実施形態の処理は、図５に示す第１実施形態の処理に対し、Ｓ２３Ａに代えてＳ２３Ｂが実行される。Ｓ２３Ｂでは、一方のインバータ制御回路は高速フィードバックを実行し、他方のインバータ制御回路は低速フィードバック制御を実行するように設定される。例えば、一方のインバータ制御回路は、それまでのフィードバック制御の更新周期を維持し、他方のインバータ制御回路は、それまでのフィードバック制御に対し更新周期を数倍に長く変更する。
【００５４】
図９を参照し、第２実施形態の効果について説明する。図９の上段には、第１インバータ制御回路２０１及び第２インバータ制御回路２０２がいずれも角度非同期制御且つ高速フィードバック制御を実行する場合の処理を示す。例えば両インバータ制御回路２０１、２０２は、いずれもＰＷＭキャリア周期の毎山谷のタイミングで電圧指令を更新する。この場合、更新周期やタイミングにばらつきが発生すると、制御干渉が発生し、発散するおそれがある。
【００５５】
そこで図９の下段に示すように、第１インバータ制御回路２０１の制御を維持したまま、第２インバータ制御回路２０２は、例えば、ＰＷＭキャリア周期の５周期毎の山のタイミングで電圧指令を更新するように設定する。このように更新周期に差を設けることで、第１インバータ制御回路２０１は高速フィードバック制御を実行し、第２インバータ制御回路２０２は低速フィードバック制御を実行することになる。
【００５６】
これにより、更新周期やタイミングにばらつきがあっても、低速側のフィードバック制御が高速側のフィードバック制御に影響しないレベルに制御干渉を抑制することができ、発散を回避することができる。また、一方でも高速フィードバック制御が実行されるため、指令に対しトルクを高速に追従させることができ、外乱抑圧性が確保される。
【００５７】
（第３〜第５実施形態）
第３〜第５実施形態について、図１０〜図１２を参照して説明する。第３〜第５実施形態では、２台のインバータ６０、７０は、いずれも角度同期制御を実行する。すなわち、各インバータ制御回路２０１、２０２は、ＭＧ８０の電気角θｅに同期したタイミングで電圧指令を更新しインバータ６０、７０に出力する。角度同期制御の例として、電気角１周期に１パルスの矩形波を出力する矩形波制御が挙げられる。矩形波制御では電圧振幅は一定であり、電圧位相のみが制御される。
【００５８】
２台のインバータ６０、７０がいずれも角度同期制御される構成において、図１０に示す第３実施形態では、第１実施形態と同様に、一方のインバータ制御回路２０１が高速フィードバック制御を実行し、他方のインバータ制御回路２０２がフィードフォワード制御を実行する。また、図１１に示す第４実施形態では、第２実施形態と同様に、一方のインバータ制御回路２０１が高速フィードバック制御を実行し、他方のインバータ制御回路２０２が低速フィードバック制御を実行する。第３、第４実施形態では、それぞれ角度非同期制御の第１、第２実施形態と同様の効果が得られる。
【００５９】
さらに、図１２に示す第５実施形態では、両方のインバータ制御回路３０１、３０２が高速フィードバック制御を実行する。上述のように、角度非同期制御の場合、両方のインバータ制御回路３０１、３０２が高速フィードバック制御を行うと、複数のマイコン、センサの特性ばらつきや更新タイミングのずれにより、制御干渉が発生するおそれがある。しかし角度同期制御では、両インバータ制御回路２０１、２０２は、共通の相電流に基づいてフィードバック制御を実行し、ＭＧ８０の電気角に同期した同じタイミングで電圧指令を更新するため、特性ばらつきが存在しても発散しない。
【００６０】
したがって、両方のインバータ６０、７０が角度同期制御される場合、両方のインバータ制御回路３０１、３０２が高速フィードバック制御を行うことで高い外乱抑圧性を得つつ、安定した駆動を実現することができる。
【００６１】
（その他の実施形態）
（ａ）図１３に、各インバータ制御回路２０１、２０２における、高速フィードバック制御、低速フィードバック制御もしくはフィードフォワード制御、及び、角度同期もしくは非同期制御の制御方式の組合せをマトリックスで示す。図１３中、制御干渉が発生しない組合せを「○」で示し、制御干渉が発生するおそれがある組合せを「×」で示す。（＊１）〜（＊５）は、それぞれ上記第１〜第５実施形態に対応する。両方のインバータ制御回路２０１、２０２がいずれも角度非同期制御で、且つ高速フィードバック制御又は低速フィードバック制御の場合、制御干渉が発生するおそれがある。
【００６２】
また、破線ハッチング領域に示す、両インバータ制御回路２０１、２０２がいずれも低速フィードバック制御もしくはフィードフォワード制御を実行する組合せは、制御干渉無く駆動可能ではあるが、全体の系でフィードバック効果が弱く、外乱抑圧性が低い。ただし、例えばＭＧ８０がほぼ定常駆動され外乱抑圧性が要求されないようなシステムでは、これらの組合せが採用されてもよい。
【００６３】
（ｂ）２台のインバータ６０、７０は、共通の１つの電源から電力供給されてもよい。また、独立した２電源が用いられる構成において、各電源は、両方ともバッテリやキャパシタで代表される二次電池である構成に限定されない。例えば、一方の電源が二次電池であり、他方の電源が燃料電池や発電機により構成されてもよい。
【００６４】
（ｃ）電動機のオープン巻線の相数は、３相に限らず４相以上であってもよい。また、２相のオープン巻線がブリッジ接続された構成であってもよい。
【００６５】
（ｄ）２電源２インバータ式の電動機駆動装置は、電気自動車、燃料電池車などの純電気車や、ＰＨＶ（プラグインハイブリッド）、レンジエクステンダをはじめとする電気リッチなハイブリッドパワトレイン、さらには、１２〜４８ＶのＩＳＧ（Integrated Starter Generator）といった軽い電動化車両に至るまで適用される。この技術は、従来技術例であるリアクトルによる昇圧回路を一切使用せずに、高効率に高出力を実現する用途に適用可能な電圧型回路トポロジによるものであり、各車両において、従来の昇圧回路では熱的に成立困難な領域においても高出力化が求められる用途に適する。
【００６６】
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
【符号の説明】
【００６７】
２００・・・制御部、
２０１・・・第１インバータ制御回路、
２０２・・・第２インバータ制御回路、
６０・・・第１インバータ、  ６１〜６６・・・第１スイッチング素子、
７０・・・第２インバータ、  ７１〜７６・・・第１スイッチング素子、
８０・・・ＭＧ（モータジェネレータ、電動機）、
８１、８２、８３・・・３相巻線。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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