(57)【要約】      （修正有）【課題】変調波の歪みが大きくなるのを抑制しつつ、電力ラインの電圧変動を抑制する。【解決手段】電気自動車２０において、３相モータ３２と、各相の上アームおよび下アームとしての複数のスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６のスイッチングにより３相モータ３２を駆動するインバータ３４と、インバータ３４に電力ラインを介して接続された蓄電装置３６と、３相の各相の電圧指令と三角波との比較により複数のスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成して複数のスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう制御装置５０と、を備える。そして、制御装置５０は、モータ３２およびインバータ３４の２相還流、３相還流、２相還流がこの順に生じる還流モード時間を有する場合、還流モード時間が短くなるように方形波を用いて各相の電圧指令を補正する。【選択図】図１
2019140824.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相モータと、
各相の上アームおよび下アームとしての複数のスイッチング素子のスイッチングにより前記３相モータを駆動するインバータと、
前記インバータに電力ラインを介して接続された蓄電装置と、
前記３相の各相の電圧指令と三角波との比較により前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、前記モータおよび前記インバータを流れる電流の２相還流、３相還流、２相還流がこの順に生じる還流モード時間を有する場合、前記還流モード時間が短くなるように方形波を用いて前記各相の電圧指令を補正する、
駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、駆動装置に関し、詳しくは、モータとインバータと直流電源とを備える駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の駆動装置としては、３相のモータジェネレータと、モータジェネレータを駆動するインバータと、インバータに電力ラインを介して接続された直流電源と、を備える駆動装置において、所望相の相電流がゼロになるタイミングで絶対値が最大になると共に極性が所望相の相電圧指令の極性と同一になる信号成分を含む３次高調波を相電圧指令に加算して変調波を生成し、この変調波を用いてインバータを制御するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この駆動装置では、こうした制御により、電力ラインの電圧変動を抑制している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−３５８９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述の駆動装置では、相電圧指令の位相と３次高調波の位相とのずれにより、相電圧指令の位相に対して変調波（補正後の相電圧指令）の位相がずれ、変調波の歪みが大きくなりやすい。
【０００５】
本発明の駆動装置は、変調波の歪みが大きくなるのを抑制しつつ、電力ラインの電圧変動を抑制することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。
【０００７】
本発明の駆動装置は、
３相モータと、
各相の上アームおよび下アームとしての複数のスイッチング素子のスイッチングにより前記３相モータを駆動するインバータと、
前記インバータに電力ラインを介して接続された蓄電装置と、
前記３相の各相の電圧指令と三角波との比較により前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、前記モータおよび前記インバータを流れる電流の２相還流、３相還流、２相還流がこの順に生じる還流モード時間を有する場合、前記還流モード時間が短くなるように方形波を用いて前記各相の電圧指令を補正する、
ことを要旨とする。
【０００８】
この本発明の駆動装置では、モータおよびインバータを流れる電流の２相還流、３相還流、２相還流がこの順に生じる還流モード時間を有する場合、還流モード時間が短くなるように方形波を用いて各相の電圧指令を補正する。還流モード時間では、蓄電装置から電力ラインを介してインバータに入力される電流が低下して電力ラインの電圧変動が生じ、還流モード時間が長いほど電力ラインの電圧変動が大きくなる。したがって、還流モード時間を有する場合、還流モード時間が短くなるように各相の電圧指令を補正することにより、電力ラインの電圧変動を抑制することができる。しかも、方形波を用いて各相の電圧指令を補正することにより、変調波の歪みが大きくなるのを抑制することができる。
【０００９】
こうした本発明の駆動装置において、前記方形波は、前記モータの電気角での６０ｄｅｇ間隔で符号が反転するように設定されるものとしてもよい。この場合、前記方形波は、前記各相の電圧指令のうちの何れかゼロクロスするタイミングで符号が反転するように設定されるものとしてもよい。また、この場合、前記方形波は、各相における相電流指令または相電流がゼロクロスするタイミングの電圧指令の符号と同一となるように設定されるものとしてもよい。これらのようにすることにより、方形波をより適切に設定することができる。
【００１０】
こうした本発明の駆動装置において、前記制御装置は、電圧の変調率が大きいときには小さいときに比して方形波の振幅を小さくするものとしてもよい。こうすれば、変調率に応じてより適切に各相の電圧指令を補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】電子制御ユニット５０により実行される制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図３】各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊や三角波、各相の上下アームのうちオンする側、各相の下アームのうち単独オンになる相、各相の上アームのうち単独オンになる相の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。
【図４】図３のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。
【図５】３つの上アームの全てをオンしたときの様子の一例を示す説明図である。
【図６】Ｕ相の上アームおよびＶ相、Ｗ相の下アームをオンしたときで且つＵ相の相電流Ｉｕの絶対値が小さいときの様子の一例を示す説明図である。
【図７】補正前の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、補正値α、各相の電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊，補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、三角波、各相の上下アームのうちオンする側の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。
【図８】図７のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。
【図９】補正前の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、補正値α、各相の電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊，補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、三角波、各相の上下アームのうちオンする側の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。
【図１０】図９のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。
【図１１】変形例の制御ルーチンの一例を示す説明図である。
【図１２】係数設定用マップの一例を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。
【実施例】
【００１３】
図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、蓄電装置としてのバッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。
【００１４】
モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。
【００１５】
インバータ３４は、モータ３２の駆動に用いられる。このインバータ３４は、高電圧側電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されており、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のそれぞれに並列に接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。また、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のコイル）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。以下、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３を「上アーム」といい、トランジスタＴ１４〜Ｔ１６を「下アーム」ということがある。高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。
【００１６】
バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧側電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。
【００１７】
昇圧コンバータ４０は、高電圧側電力ライン４２と低電圧側電力ライン４４とに接続されており、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２のそれぞれに並列に接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインに接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧側電力ライン４２および低電圧側電力ライン４４の負極側ラインと、に接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧側電力ライン４４の電力を昇圧して高電圧側電力ライン４２に供給したり、高電圧側電力ライン４２の電力を降圧して低電圧側電力ライン４４に供給したりする。
【００１８】
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２に加えて、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４や、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６、入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍや、モータ３２の各相の相電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流Ｉｂも挙げることができる。さらに、リアクトルＬに直列に取り付けられた電流センサ４０ａからの電流ＩＬや、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧ＶＨ、コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧側電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。また、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ、車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。
【００１９】
電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や、昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６の蓄電量（放電可能な電力量）の割合である。
【００２０】
こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃと車速センサ６８からの車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、電子制御ユニット５０は、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧側電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。
【００２１】
ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、インバータ３４を、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、矩形波制御モードのうちの何れかの制御モードで制御するものとした。正弦波ＰＷＭ制御モードは、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御モードであり、過変調ＰＷＭ制御モードは、過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードであり、矩形波制御モードは、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードである。正弦波ＰＷＭ制御モードでは、変調率Ｒｍは値０以上で且つ値Ｒｍ１（略０．６１）以下となり、過変調制御モードでは、変調率Ｒｍは値Ｒｍ１よりも大きく且つＲｍ２（略０．７８）未満となり、矩形波制御モードでは、変調率Ｒｍは値Ｒｍ２となる。ここで、変調率Ｒｍは、インバータ３４の入力電圧（高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータ３２の印加電圧）の実効値の割合である。実施例では、変調率Ｒｍに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、矩形波制御モードのうちの何れかの制御モードでインバータ３４を制御するものとした。
【００２２】
次に，こうして構成された実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置の動作、特に、ＰＷＭ制御モード（正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モード）でインバータ３４を制御する際の動作について説明する。図２は、電子制御ユニット５０により実行される制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。
【００２３】
図２の制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０は、最初に、モータ３２の電気角θｅや相電流Ｉｕ，Ｉｖ、トルク指令Ｔｍ＊、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨなどのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、モータ３２の電気角θｅは、回転位置検出センサ３２ａにより検出されたモータ３２の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力するものとした。モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖにより検出された値を入力するものとした。トルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御により設定された値を入力するものとした。高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨは、電圧センサ４６ａにより検出された値を入力するものとした。
【００２４】
こうしてデータを入力すると、モータ３２の三相コイルの各相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１０）。
【００２５】
続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１２０）。ここで、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると、このマップから対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を導出して設定するものとした。
【００２６】
そして、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとを用いて式（１）および式（２）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する（ステップＳ１３０）。ここで、式（１）および式（２）は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差分が打ち消されるようにするための電流フィードバックの関係式であり、式（１）および式（２）中、「ｋｄ１」，「ｋｑ１」は，比例項のゲインであり、「ｋｄ２」，「ｋｑ２」は、積分項のゲインである。
【００２７】
Vd*=kd1・(Id*-Id)+kd2∫(Id*-Id)dt               (1)
Vq*=kq1・(Iq*-Iq)+kq2∫(Iq*-Iq)dt               (2)
【００２８】
次に、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨとを用いて式（３）により電圧の変調率Ｒｍを演算し（ステップＳ１４０）、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）する（ステップＳ１５０）。
【００２９】
続いて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とを用いて式（４）により電圧位相Ｖφを演算すると共に（ステップＳ１６０）、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を用いて式（５）により電流位相Ｉφを演算し（ステップＳ１７０）、式（６）に示すように、電圧位相Ｖφから電流位相Ｉφを減じて電圧電流位相差Δφを演算する（ステップＳ１８０）。電圧電流位相差Δφは、０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲内になるものとした。
【００３０】
Rm=√(Vd*2+Vq*2)/VH                             (3)
Vφ=tan-1(Vd*/Vq*)                              (4)
Iφ=tan-1(Id*/Iq*)                              (5)
Δφ=Vφ-Iφ                                  (6)
【００３１】
次に、電圧電流位相差Δφを３０ｄｅｇと比較する（ステップＳ１９０）。この処理は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相のうちの何れか１相（例えば、Ｕ相）の相電流指令（相電流）の絶対値が閾値以下（値０付近）となる領域で、３相のうちその１相（例えば、Ｕ相）以外の２相還流（例えば、Ｖ相、Ｗ相での電流の還流）、３相還流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相での電流の還流）、２相還流がこの順に生じる（以下、「還流モード時間が生じる」という）か否かを判定する処理である。
【００３２】
ここで、還流モード時間について説明する。図３は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊や三角波、各相の上下アームのうちオンする側、各相の下アームのうち単独オンになる相、各相の上アームのうち単独オンになる相の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図であり、図４は、図３のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。図４中、矢印で示した各範囲Ａが各相の下アーム（トランジスタＴ１４〜Ｔ１６）のうち単独オン（以下、「下アーム単独オン」という）になる相であり、各範囲Ｂが各相の上アーム（トランジスタＴ１１〜Ｔ１３）のうち単独オン（以下、「上アーム単独オン」という）になる相である。下アーム単独オンは、各相の下アームのうち１つの相（例えば、Ｕ相）の下アームをオンにすると共に残りの２相（例えば、Ｖ相、Ｗ相）の下アームをオフにすることをいい、上アーム単独オンは、各相の上アームのうち１つの相の上アームをオンにすると共に残りの２相の上アームをオフにすることをいう。
【００３３】
図４に示すように、三角波の谷のタイミングでは、各相の上アームの全てがオン（以下、「上アーム全オン」）になり、三角波の山のタイミングでは、各相の下アームの全てがオン（以下、「下アーム全オン」という）になる。
【００３４】
また、図４に示すように、下アーム単独オンの相および上アーム単独オンの相は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係により定まる。下アーム単独オンは、三角波の谷側における上アーム全オンの前後に生じる。したがって、三角波の谷側では、下アーム単独オン、上アーム全オン、下アーム単独オンの順に生じる。下アーム単独オンの相は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうち値が最も小さい相（図４中、最も下側の相）となる。また、上アーム単独オンは、三角波の山側における下アーム全オンの前後に生じる。したがって、三角波の山側では、上アーム単独オン、下アーム全オン、上アーム単独オンの順に生じる。上アーム単独オンの相は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうち値が最も大きい相（図４中、最も上側の相）となる。
【００３５】
図４では、下アーム単独オンの相は、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲でＶ相（トランジスタＴ１５）となり、上アーム単独オンの相は、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲でＷ相（トランジスタＴ１３）、３０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲でＵ相（トランジスタＴ１１）となる。モータ３２の電気角θｅが６０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの範囲についても同様であり、モータ３２の電気角θｅでの１周期で見ると、図３のようになる。具体的には、下アーム単独オンの相は、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜９０ｄｅｇ，３３０ｄｅｇ〜３６０の範囲ではＶ相（トランジスタＴ１５）となり、９０ｄｅｇ〜２１０ｄｅｇの範囲ではＷ相（トランジスタＴ１６）となり、２１０ｄｅｇ〜３３０ｄｅｇの範囲ではＵ相（トランジスタＴ１４）となる。また、上アーム単独オンの相は、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇ，２７０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの範囲ではＷ相（トランジスタＴ１３）となり、３０ｄｅｇ〜１５０ｄｅｇの範囲ではＵ相（トランジスタＴ１１）となり、１５０ｄｅｇ〜２７０ｄｅｇの範囲ではＶ相（トランジスタＴ１２）となる。
【００３６】
図５は、３つの上アームの全てをオンしたときの様子の一例を示す説明図であり、図６は、Ｕ相の上アームおよびＶ相、Ｗ相の下アームをオンしたとき（Ｕ相の上アームを単独オンしたとき）で且つＵ相の相電流Ｉｕの絶対値が小さいとき（例えば、略値０のとき）の様子の一例を示す説明図である。
【００３７】
図５に示すように、各相の上アームの全てをオンしたときには、モータ３２およびインバータ３４の３相で電流が還流する（電流の向きや大きさは各相の相電流の値による）。このため、昇圧コンバータ４０からの出力電流Ｉｃｏのうちインバータ３４側に流れる電流Ｉｉｎが値０になって出力電流Ｉｃｏの全てがコンデンサ４６に供給され、コンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧ＶＨが上昇する。各相の下アームの全てをオンにしたときについても同様に考えることができる。
【００３８】
図６に示すように、Ｕ相の上アーム（トランジスタＴ１１）を単独オンしたときで且つＵ相の相電流Ｉｕの絶対値が小さいとき（例えば、略値０のとき）には、モータ３２およびインバータ３４のＶ相、Ｗ相で電流が還流する（電流の向きや大きさは各相の相電流の値による）。このとき、昇圧コンバータ４０からの出力電流Ｉｃｏのうちインバータ３４側に流れる電流Ｉｉｎが小さく且つコンデンサ４６に供給される電流が大きいことから、コンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧ＶＨが上昇する。Ｖ相、Ｗ相での電流の還流は、Ｕ相の相電流Ｉｕの絶対値が相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち最小のときに生じると考えられる。即ち、Ｕ相の上アームを単独オンしたときでも、Ｕ相の相電流Ｉｕの絶対値が相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち最小でないときには、Ｖ相、Ｗ相での電流の還流は生じないと考えられる。Ｕ相の下アーム（トランジスタＴ１２）を単独オンしたときで且つＵ相の相電流Ｉｕの絶対値が小さいときや、Ｖ相の上アーム（トランジスタＴ１２）または下アーム（トランジスタＴ１５）を単独オンしたときでＶ相の相電流Ｉｖの絶対値が小さいとき、Ｗ相の上アーム（トランジスタＴ１３）または下アーム（トランジスタＴ１６）を単独オンしたときでＷ相の相電流Ｉｗの絶対値が小さいときについても同様に考えることができる。
【００３９】
これらのことから、各相のうち下アーム単独オンの相または上アーム単独オンの相と相電流指令（相電流）がゼロクロスする相とが一致すると、上述の還流モード時間が生じると考えられる。上述したように、電圧電流位相差Δφは０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲内になるものとしたから、図３に示すように、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇでＵ相の電圧指令Ｖｕ＊が負から正にゼロクロスするときには、以下のように判断することができる。モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲でＵ相の相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）が負から正にゼロクロスするとき、即ち、電圧電流位相差Δφが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲のときには、還流モード時間が生じないと判断することができる。また、モータ３２の電気角θｅが３０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲でＵ相の相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）が負から正にゼロクロスするとき、即ち、電圧電流位相差Δφが３０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲のときには、還流モード時間が生じると判断することができる。なお、各相の相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊は、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に座標変換（２相−３相変換）を施して得られる値であり、各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、この各相の相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊に追従する。
【００４０】
なお、各相の相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対して位相が遅れた波形となるから、図３の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形から分かるように、相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）、相電流指令Ｉｗ＊（相電流Ｉｗ）、相電流指令Ｉｖ＊（相電流Ｉｖ）、相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）、・・・の順に６０ｄｅｇ間隔でゼロクロスする。したがって、Ｕ相の相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）のゼロクロスのときに還流モード時間が生じないときには、Ｖ相，Ｗ相の相電流指令Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（相電流Ｉｖ，Ｉｗ）のゼロクロスのときにも還流モード時間が生じないと判断することができ、Ｕ相の相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）のゼロクロスのときに還流モード時間が生じるときには、Ｖ相，Ｗ相の相電流指令Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（相電流Ｉｖ，Ｉｗ）のゼロクロスのときにも還流モード時間が生じる、即ち、６０ｄｅｇ間隔で還流モード時間が生じると判断することができる。
【００４１】
ステップＳ１９０で電圧電流位相差Δφが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲のときには、還流モード時間は生じないと判断し、ステップＳ１５０で設定した各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波（三角波）との比較によりトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号生成してインバータ３４に出力して（ステップＳ２５０）、本ルーチンを終了する。
【００４２】
ステップＳ１９０で電圧電流位相差Δφが３０ｄｅｇ以上のときには、還流モード時間が生じると判断し、電圧電流位相差Δφを６０ｄｅｇと比較する（ステップＳ２００）。そして、電圧電流位相差Δφが３０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲のときには、モータ３２の電気角θｅと電圧位相Ｖφとに基づいて式（７）および式（８）により係数ｋ１を設定する（ステップＳ２１０）。続いて、式（９）に示すように、設定した係数ｋ１を所定値Ａｖに乗じて補正値αを演算する（ステップＳ２３０）。式（７）〜式（９）から分かるように、この場合、補正値αは、６０ｄｅｇ間隔で、且つ、電圧位相Ｖφに対してモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ，・・・で（各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで）、符号が反転する方形波となる。
【００４３】
k1=1：sin(3(θe-Vφ))＞0のとき              (7)
k1=-1：sin(3(θe-Vφ))≦0のとき             (8)
α=Av・k1                               (9)
【００４４】
そして、式（１０）〜式（１２）に示すように、演算した補正値αをステップＳ１８０で設定した各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加えることにより電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する（ステップＳ２４０）。そして、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波（三角波）との比較によりトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号生成してインバータ３４に出力して（ステップＳ２５０）、本ルーチンを終了する。
【００４５】
Vu*＝Vu*+α                     (10)
Vv*＝Vu*+α                     (11)
Vw*＝Vu*+α                     (12)
【００４６】
図７は、この場合の補正前の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、補正値α、各相の電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊，補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、三角波、各相の上下アームのうちオンする側の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。図８は、図７のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。図７，図８に示すように、補正値αは、６０ｄｅｇ間隔で且つ各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで符号が反転し、更に、各相における相電流指令（相電流）がゼロクロスするタイミングの電圧指令の符号と同一となる方形波となる。
【００４７】
図８では、モータ３２の電気角θｅが３０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲でＵ相の相電流指令Ｉｕ＊がゼロクロスし、９０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲でＷ相の相電流指令Ｉｗ＊がゼロクロスしている。そして、補正値αを用いて各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正することにより、モータ３２の電気角θｅが３０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇや６０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲の還流モード時間が短くなっている。０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇについても同様である（図７参照）。したがって、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動（上昇）を抑制することができる。しかも、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と同位相（各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のゼロクロスで符号が反転する）の方形波を補正値αとして各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正するから、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の位相を補正前後でずらすことなく、即ち、電圧歪みが大きくなるのを抑制しつつ、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動を抑制することができる。
【００４８】
ステップＳ２００で電圧電流位相差Δφが６０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲のときには、還流モード時間が生じると判断し、モータ３２の電気角θｅと電圧位相Ｖφとに基づいて式（１３）および式（１４）により係数ｋ１を設定し（ステップＳ２２０）、上述のステップＳ２３０〜Ｓ２５０の処理により、補正値αを演算し、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正し、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号生成してインバータ３４に出力して、本ルーチンを終了する。式（１３），式（１４）および上述の式（９）から分かるように、この場合、補正値αは、６０ｄｅｇ間隔で、且つ、電圧位相Ｖφに対してモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ，・・・で（各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで）、符号が反転する方形波となる。
【００４９】
k1=1：sin(3(θe-Vφ-180))＞0のとき            (13)
k1=-1：sin(3(θe-Vφ-180))≦0のとき           (14)
【００５０】
図９は、この場合の補正前の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、補正値α、各相の電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊，補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、三角波、各相の上下アームのうちオンする側の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。図１０は、図９のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。図９，図１０に示すように、補正値αは、６０ｄｅｇ間隔で且つ各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで符号が反転し、更に、各相における相電流指令（相電流）がゼロクロスするタイミングの電圧指令の符号と同一となる方形波となる。
【００５１】
図１０では、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲でＶ相の相電流指令Ｉｖ＊がゼロクロスし、６０ｄｅｇ〜９０ｄｅｇの範囲でＵ相の相電流指令Ｉｕ＊がゼロクロスしている。そして、補正値αを用いて各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正することにより、モータ３２の電気角θｅが６０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲の還流モード時間が短くなっている（図１０参照）。モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇ，１２０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇについても同様である（図９参照）。したがって、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動（上昇）を抑制することができる。しかも、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と同位相（各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のゼロクロスで符号が反転する）の方形波を補正値αとして各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正するから、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の位相を補正前後でずらすことなく、即ち、電圧歪みが大きくなるのを抑制しつつ、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動を抑制することができる。
【００５２】
以上説明した実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、還流モード時間が生じる場合には、６０ｄｅｇ間隔で且つ各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで符号が反転し更に各相における相電流指令（相電流）がゼロクロスするタイミングの電圧指令の符号と同一となる方形波を用いて、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。これにより、補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の歪みが大きくなるのを抑制しつつ、電力ラインの電圧変動を抑制することができる。
【００５３】
実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、電子制御ユニット５０は、図２の制御ルーチンを実行するものとしたが、これに代えて、図９の制御ルーチンを実行するものとしてもよい。図１１の制御ルーチンは、ステップＳ２３０の処理に代えてステップＳ３００，Ｓ３１０の処理を実行する点を除いて、図２の制御ルーチンと同一である。したがって、図１１の制御ルーチンにおいて、図２の制御ルーチンと同一の処理については同一のステップ番号を付し、その詳細な説明を省略する。
【００５４】
図１１の制御ルーチンでは、電子制御ユニット５０は、ステップＳ２１０の処理またはステップＳ２２０の処理により係数ｋを設定すると、変調率Ｒｍに基づいて係数ｋ２を設定し（ステップＳ３００）、式（１５）に示すように、係数ｋおよび係数ｋ２を所定値Ａｖに乗じて補正値αを演算して（ステップＳ３１０）、ステップＳ２４０以降の処理を実行する。
【００５５】
α=Av・k1・k2                         (15)
【００５６】
ここで、係数ｋ２は、この変形例では、変調率Ｒｍと係数ｋ２との関係を予め定めて係数設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、変調率Ｒｍが与えられると、このマップから対応する係数ｋ２を導出して設定するものとした。係数設定用マップの一例を図１２に示す。図示するように、係数ｋ２は、変調率Ｒｍが大きいときに小さいときに比して小さくなるように設定するものとした。これは以下の理由による。変調率Ｒｍが大きくなると、モータ３２の線間電圧が正弦波にならずに歪む。この歪みの程度は、上述の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の補正を行なうと、より大きくなりやすい。このため、変調率Ｒｍが大きい領域では、還流モード時間による高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動よりも、モータ３２の線間電圧の歪みによる高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動が大きくなりやすい。したがって、これを考慮して、変調率Ｒｍが大きいときに小さいときに比して小さくなるように係数ｋ２ひいては補正値αの絶対値を設定することにより、変調率Ｒｍに応じてより適切に高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動を抑制することができる。
【００５７】
実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、昇圧コンバータ４０を備えるものとしたが、こうした昇圧コンバータ４０を備えないものとしてもよい。
【００５８】
実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、蓄電装置として、バッテリ３６を用いるものとしたが、キャパシタを用いるものとしてもよい。
【００５９】
実施例では、モータ３２を備える電気自動車２０に搭載される駆動装置の形態とした。しかし、モータ３２に加えてエンジンも備えるハイブリッド自動車に搭載される駆動装置の形態としてもよいし、自動車以外の車両や船舶、航空機などの移動体に搭載される駆動装置の形態としてもよいし、建設設備などの移動しない設備に搭載される駆動装置の形態としてもよい。
【００６０】
実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「３相モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「蓄電装置」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。
【００６１】
なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。
【００６２】
以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。
【符号の説明】
【００６４】
２０  電気自動車、２２ａ，２２ｂ  駆動輪、２４  デファレンシャルギヤ、２６  駆動軸、３２  モータ、３２ａ  回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ  電流センサ、３４  インバータ、３６  バッテリ、３６ａ  電圧センサ、３６ｂ  電流センサ、４０  昇圧コンバータ、４０ａ  電流センサ、４２  高電圧側電力ライン、４４  低電圧側電力ライン、４６，４８  コンデンサ、４６ａ，４８ａ  電圧センサ、５０  電子制御ユニット、５２  ＣＰＵ、５４  ＲＯＭ、５６  ＲＡＭ、６０  イグニッションスイッチ、６１  シフトレバー、６２  シフトポジションセンサ、６３  アクセルペダル、６４  アクセルペダルポジションセンサ、６５  ブレーキペダル、６６  ブレーキペダルポジションセンサ、６８  車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２  ダイオード、Ｌ  リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２  トランジスタ。
【図１】
2019140824.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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