(57)【要約】      （修正有）【課題】複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える中心周波数の可変範囲を広げた可変バンドパスフィルタを提供する。【解決手段】可変バンドパスフィルタ３は、固定インダクタンスを有する共振インダクタＬｒと可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣｒとを直列にそれぞれ備える複数の直列共振器３１と、直列共振器３１を互いに結合する結合回路３２と、を備える。結合回路３２は、負のインダクタンスを有するシャントインダクタ−Ｍを備える誘導性ジャイレータ結合回路と、正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサ＋Ｃｋを備える容量性ジャイレータ結合回路と、が２端子対回路での並列合成をされることにより構成される。【選択図】図７
2019179996.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定インダクタンスを有する共振インダクタと可変キャパシタンスを有する共振コンデンサとを直列にそれぞれ備える２個の直列共振器と、２個の前記直列共振器を互いに結合する結合回路と、を備える可変バンドパスフィルタであって、
前記結合回路は、負のインダクタンスを有するシャントインダクタを備える誘導性ジャイレータ結合回路と、正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサを備える容量性ジャイレータ結合回路と、が２端子対回路での並列合成をされることにより構成される、
ことを特徴とする可変バンドパスフィルタ。
【請求項２】
前記誘導性ジャイレータ結合回路は、２個の前記直列共振器が備える２個の前記共振インダクタが逆相で磁界結合されることにより構成される、
ことを特徴とする、請求項１に記載の可変バンドパスフィルタ。
【請求項３】
前記誘導性ジャイレータ結合回路は、一方の前記直列共振器が備える一方の前記共振インダクタと同相で磁界結合される同相インダクタと、他方の前記直列共振器が備える他方の前記共振インダクタと逆相で磁界結合される逆相インダクタと、前記同相インダクタ及び前記逆相インダクタと直列接続される直列インダクタと、を備える、
ことを特徴とする、請求項２に記載の可変バンドパスフィルタ。
【請求項４】
前記誘導性ジャイレータ結合回路は、前記直列インダクタと並列接続される並列コンデンサ、をさらに備え、前記直列インダクタと前記並列コンデンサとの並列共振周波数は、前記誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスと負荷インピーダンスとがマッチングする前記可変バンドパスフィルタの中心周波数と比べて、大きく設定される、
ことを特徴とする、請求項３に記載の可変バンドパスフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、複同調器を備える可変バンドパスフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
可変バンドパスフィルタとして、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備えるもの（例えば、特許文献１等を参照。）と、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器を備えるもの（例えば、特許文献２等を参照。）と、が従来から存在する。
【０００３】
ここで、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器では、動作Ｑ値は可変バンドパスフィルタの中心周波数に反比例するため、可変バンドパスフィルタの帯域幅一定条件を満たさない。一方で、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器では、動作Ｑ値は可変バンドパスフィルタの中心周波数に比例するため、可変バンドパスフィルタの帯域幅一定条件を満たす。この観点から、本開示では、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器に着目する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】再表２０１３−００５２６４号公報
【特許文献２】特開２００４−２４８１２１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
可変バンドパスフィルタの使用用途として、例えば、トンネル内のラジオの再放送における、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成が考えられる。
【０００６】
ここで、複数のＬＣ並列共振器を有する複同調器では、出力インピーダンスは使用帯域外においてほぼ０となるため、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成を行なえない。一方で、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器では、出力インピーダンスは使用帯域外において無限大となるため、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成を行なえる。この観点でも、本開示では、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器に着目する。
【０００７】
複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器として、特許文献１に開示されたもの以外にも、図１から図３まで及び図４から図６までに示すものが挙げられる。
【０００８】
第１の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１に示す。第１の従来技術の可変バンドパスフィルタ１は、直列共振器１１、１１及び結合回路１２を備える。直列共振器１１、１１は、固定インダクタンスを有する共振インダクタＬｒと、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣｒと、を直列にそれぞれ備える。結合回路１２は、直列共振器１１、１１を互いに結合する容量性ジャイレータ結合回路であり、正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサ＋Ｃｋと、負のキャパシタンスを有する信号線路コンデンサ−Ｃｋ、−Ｃｋ（共振コンデンサＣｒ、Ｃｒに吸収される。）と、を備える。
【０００９】
第１の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に図２に示す。可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ０＝１／（２π√（ＬｒＣｒ））に対して、結合回路１２のインピーダンスＺｊ１は、１／（２πＣｋｆ０）のように変化する。よって、可変バンドパスフィルタ１の低い中心周波数ｆ０の近傍でのみ、結合回路１２のインピーダンスＺｊ１は、負荷インピーダンスＺｌ（例えば、５０Ω。）と整合する。つまり、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ０は、当該低い周波数の近傍でのみ可変である。
【００１０】
第１の従来技術の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を図３に示す。可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ０が０．５４ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ１の通過特性Ｓ２１が向上し、可変バンドパスフィルタ１のリターンロスＳ１１が減少する。一方で、可変バンドパスフィルタ１の中心周波数ｆ０が０．７６〜１．６４ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ１の通過特性Ｓ２１が劣化し、可変バンドパスフィルタ１のリターンロスＳ１１が増加する。
【００１１】
第２の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を図４に示す。第２の従来技術の可変バンドパスフィルタ２は、直列共振器２１、２１及び結合回路２２を備える。直列共振器２１、２１は、固定インダクタンスを有する共振インダクタＬｒと、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣｒと、を直列にそれぞれ備える。結合回路２２は、直列共振器２１、２１を互いに結合する誘導性ジャイレータ結合回路であり、正のインダクタンスを有するシャントインダクタ＋Ｌｋと、負のインダクタンスを有する信号線路インダクタ−Ｌｋ、−Ｌｋ（共振インダクタＬｒ、Ｌｒが磁界結合される。）と、を備える。
【００１２】
第２の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に図５に示す。可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ０＝１／（２π√（ＬｒＣｒ））に対して、結合回路２２のインピーダンスＺｊ２は、２πＬｋｆ０のように変化する。よって、可変バンドパスフィルタ２の高い中心周波数ｆ０の近傍でのみ、結合回路２２のインピーダンスＺｊ２は、負荷インピーダンスＺｌ（例えば、５０Ω。）と整合する。つまり、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ０は、当該高い周波数の近傍でのみ可変である。
【００１３】
第２の従来技術の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を図６に示す。可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ０が１．６４ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ２の通過特性Ｓ２１が向上し、可変バンドパスフィルタ２のリターンロスＳ１１が減少する。一方で、可変バンドパスフィルタ２の中心周波数ｆ０が０．５４〜１．４２ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ２の通過特性Ｓ２１が劣化し、可変バンドパスフィルタ２のリターンロスＳ１１が増加する。
【００１４】
そこで、前記課題を解決するために、本開示は、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するために、複数のＬＣ直列共振器の結合回路は、誘導性ジャイレータ結合回路と容量性ジャイレータ結合回路とが、２端子対回路での並列合成をされることにより構成される。つまり、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスは、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスと容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスとの和インピーダンスとなる。よって、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることができる。
【００１６】
ただし、誘導性ジャイレータ結合回路のシャントインダクタが「正」のインダクタンスを有し、容量性ジャイレータ結合回路のシャントコンデンサが正のキャパシタンスを有するときには、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のシャント方向に（実数）直列共振が生じる。よって、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスは、当該直列共振周波数では０となってしまい、上述と異なり負荷インピーダンスと整合しない。
【００１７】
一方で、誘導性ジャイレータ結合回路のシャントインダクタが「負」のインダクタンスを有し、容量性ジャイレータ結合回路のシャントコンデンサが正のキャパシタンスを有するときには、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のシャント方向に虚数直列共振が生じる。よって、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスは、上記直列共振周波数でも０とならないため、上述のように負荷インピーダンスと整合する。
【発明の効果】
【００１８】
このように、本開示は、複数のＬＣ直列共振器を有する複同調器を備える可変バンドパスフィルタにおいて、複数のＬＣ直列共振器の結合回路のインピーダンスが負荷インピーダンスと整合する中心周波数の範囲を広げることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】第１の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。
【図２】第１の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に示す図である。
【図３】第１の従来技術の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を示す図である。
【図４】第２の従来技術の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。
【図５】第２の従来技術の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に示す図である。
【図６】第２の従来技術の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を示す図である。
【図７】第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。
【図８】第１の実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に示す図である。
【図９】第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】比較例の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。
【図１１】比較例の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に示す図である。
【図１２】比較例の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。
【図１４】第３の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を示す図である。
【図１５】第３の実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に示す図である。
【図１６】第３の実施形態の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
添付の図面を参照して本開示の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本開示の実施の例であり、本開示は以下の実施形態に制限されるものではない。
【００２１】
（第１の実施形態）
第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図７に示す。第１の実施形態の可変バンドパスフィルタ３は、直列共振器３１、３１及び結合回路３２を備える。直列共振器３１、３１は、固定インダクタンスを有する共振インダクタＬｒと、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣｒと、を直列にそれぞれ備える。結合回路３２は、直列共振器３１、３１を互いに結合するジャイレータ結合回路であり、「負」のインダクタンスを有するシャントインダクタ−Ｍを備える誘導性ジャイレータ結合回路と、正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサ＋Ｃｋを備える容量性ジャイレータ結合回路と、が２端子対回路での並列合成をされることにより構成される。
【００２２】
具体的には、誘導性ジャイレータ結合回路は、直列共振器３１、３１が備える共振インダクタＬｒ、Ｌｒが「逆相」で磁界結合（結合係数ｋ）されることにより構成される。すると、シャントインダクタ−Ｍは、−Ｍ＝−ｋＬｒとなり、信号線路インダクタ＋Ｍ、＋Ｍは、＋Ｍ＝＋ｋＬｒとなる。そして、信号線路コンデンサ−Ｃｋ、−Ｃｋは、共振コンデンサＣｒ、Ｃｒに吸収され、シャントコンデンサ＋Ｃｋは、実在のコンデンサである。
【００２３】
第１の実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に図８に示す。可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ０＝１／（２π√（ＬｒＣｒ））に対して、結合回路３２のインピーダンスＺｊｏは、２端子対回路での並列合成を考慮すれば、Ｚｊ１＋Ｚｊ２＝１／（２πＣｋｆ０）＋２πＭｆ０のように変化する。
【００２４】
すると、結合回路３２のインピーダンスＺｊｏは、以下の中心周波数ｆ０の範囲に渡り、負荷インピーダンスＺｌ（例えば、５０Ω。）と整合する：容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ１と負荷インピーダンスＺｌとがマッチングする低い中心周波数ｆ０の近傍から、シャントインダクタ−Ｍとシャントコンデンサ＋Ｃｋとの虚数直列共振周波数ｉ／（２π√（ＭＣｋ））の絶対値１／（２π√（ＭＣｋ））に等しい中心周波数ｆ０を経て、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ２と負荷インピーダンスＺｌとがマッチングする高い中心周波数ｆ０の近傍まで。つまり、可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ０は、当該低い周波数の近傍から当該高い周波数の近傍まで可変である。
【００２５】
ここで、結合回路３２のインピーダンスＺｊｏは、低周波数側の中心周波数ｆ０では、容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ１の寄与を多く含む。そこで、結合回路３２のインピーダンスＺｊｏがかなり低い中心周波数ｆ０でも負荷インピーダンスＺｌと整合するためには、容量性ジャイレータ結合回路でのＣｋが大きいことが望ましい。
【００２６】
一方で、結合回路３２のインピーダンスＺｊｏは、高周波数側の中心周波数ｆ０では、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ２の寄与を多く含む。そこで、結合回路３２のインピーダンスＺｊｏがかなり高い中心周波数ｆ０でも負荷インピーダンスＺｌと整合するためには、誘導性ジャイレータ結合回路でのＭ又はｋが小さいことが望ましい。
【００２７】
ただし、結合回路３２のインピーダンスＺｊｏが、中間の中心周波数ｆ０を含めて低周波数側の中心周波数ｆ０から高周波数側の中心周波数ｆ０まで、負荷インピーダンスＺｌと整合することが望ましい。そこで、容量性ジャイレータ結合回路でのＣｋ及び誘導性ジャイレータ結合回路でのＭ又はｋが、両方とも最適化されることが望ましい。
【００２８】
具体的には、可変バンドパスフィルタ３のインピーダンス整合特性を最適化するためには、容量性ジャイレータ結合回路でのＣｋを１０４ｐＦのオーダーにすることが望ましく、誘導性ジャイレータ結合回路でのｋを１０−２のオーダーにすることが望ましい。そして、可変バンドパスフィルタ３の減衰特性と挿入損失との間のトレードオフを最適化するためにも、誘導性ジャイレータ結合回路でのｋを１０−２のオーダーにすることが望ましい。
【００２９】
第１の実施形態の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を図９に示す。可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ０が０．５４〜１．２２ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ３の通過特性Ｓ２１が向上し、可変バンドパスフィルタ３のリターンロスＳ１１が減少し、可変バンドパスフィルタ３の帯域幅一定条件を満たす。一方で、可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ０が１．４４〜１．６６ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ３の通過特性Ｓ２１が若干劣化し、可変バンドパスフィルタ３のリターンロスＳ１１が大幅に増加する。
【００３０】
（比較例）
比較例の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１０に示す。比較例の可変バンドパスフィルタ３’は、直列共振器３１’、３１’及び結合回路３２’を備える。直列共振器３１’、３１’は、固定インダクタンスを有する共振インダクタＬｒと、可変キャパシタンスを有する共振コンデンサＣｒと、を直列にそれぞれ備える。結合回路３２’は、直列共振器３１’、３１’を互いに結合するジャイレータ結合回路であり、「正」のインダクタンスを有するシャントインダクタ＋Ｍを備える誘導性ジャイレータ結合回路と、正のキャパシタンスを有するシャントコンデンサ＋Ｃｋを備える容量性ジャイレータ結合回路と、が２端子対回路での並列合成をされることにより構成される。
【００３１】
具体的には、誘導性ジャイレータ結合回路は、直列共振器３１’、３１’が備える共振インダクタＬｒ、Ｌｒが「同相」で磁界結合（結合係数ｋ）されることにより構成される。すると、シャントインダクタ＋Ｍは、＋Ｍ＝＋ｋＬｒとなり、信号線路インダクタ−Ｍ、−Ｍは、−Ｍ＝−ｋＬｒとなる。そして、信号線路コンデンサ−Ｃｋ、−Ｃｋは、共振コンデンサＣｒ、Ｃｒに吸収され、シャントコンデンサ＋Ｃｋは、実在のコンデンサである。
【００３２】
比較例の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に図１１に示す。可変バンドパスフィルタ３’の中心周波数ｆ０＝１／（２π√（ＬｒＣｒ））の変化に対して、結合回路３２’のインピーダンスＺｊｉは、シャントインダクタ＋Ｍとシャントコンデンサ＋Ｃｋとの（実数）直列共振を考慮すれば、シャントインダクタ＋Ｍとシャントコンデンサ＋Ｃｋとの（実数）直列共振周波数１／（２π√（ＭＣｋ））において０となる。
【００３３】
すると、結合回路３２’のインピーダンスＺｊｉは、以下の中心周波数ｆ０の範囲でのみ、負荷インピーダンスＺｌ（例えば、５０Ω。）と整合する：容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ１と負荷インピーダンスＺｌとがマッチングする低い中心周波数ｆ０の近傍と、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ２と負荷インピーダンスＺｌとがマッチングする高い中心周波数ｆ０の近傍。つまり、可変バンドパスフィルタ３’の中心周波数ｆ０は、当該低い周波数の近傍と当該高い周波数の近傍でのみ可変である。
【００３４】
比較例の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を図１２に示す。可変バンドパスフィルタ３’の中心周波数ｆ０が０．５４〜１．６４ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ３’の通過特性Ｓ２１が大幅に劣化し、可変バンドパスフィルタ３’のリターンロスＳ１１が大幅に増加する。特に、可変バンドパスフィルタ３’の中心周波数ｆ０がシャントインダクタ＋Ｍとシャントコンデンサ＋Ｃｋとの（実数）直列共振周波数１／（２π√（ＭＣｋ））の近傍の０．７６ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ３’の通過特性Ｓ２１がさらに大幅に劣化し、可変バンドパスフィルタ３’のリターンロスＳ１１がさらに大幅に増加する。
【００３５】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、誘導性ジャイレータ結合回路でのｋを１０−２のオーダーにすることが望ましい。しかし、小さいｋを安定して再現性良く実装することは困難である。
【００３６】
第２の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１３に示す。第２の実施形態の可変バンドパスフィルタ４は、直列共振器４１、４１及び結合回路４２を備える。直列共振器４１、４１は、直列共振器３１、３１と異なり、後述するように共振インダクタＬｒと若干異なる共振インダクタＬｒ’を備える。結合回路４２は、結合回路３２に加えて、同相インダクタＬｃ、逆相インダクタＬｃ及び直列インダクタＬｍを備える。
【００３７】
同相インダクタＬｃは、一方の直列共振器４１が備える一方の共振インダクタＬｒ’と「同相」で磁界結合（結合係数ｋ’）される。逆相インダクタＬｃは、他方の直列共振器４１が備える他方の共振インダクタＬｒ’と「逆相」で磁界結合（結合係数ｋ’）される。直列インダクタＬｍは、同相インダクタＬｃ及び逆相インダクタＬｃと直列接続される。
【００３８】
共振インダクタＬｒ’と同相インダクタＬｃとの同相磁界結合は、シャントインダクタ＋Ｍ’（＋Ｍ’＝＋ｋ’√（Ｌｒ’ Ｌｃ））及び信号線路インダクタ−Ｍ’、−Ｍ’（−Ｍ’＝−ｋ’√（Ｌｒ’ Ｌｃ））と等価である。共振インダクタＬｒ’と逆相インダクタＬｃとの逆相磁界結合は、シャントインダクタ−Ｍ’（−Ｍ’＝−ｋ’√（Ｌｒ’ Ｌｃ））及び信号線路インダクタ＋Ｍ’、＋Ｍ’（＋Ｍ’＝＋ｋ’√（Ｌｒ’ Ｌｃ））と等価である。
【００３９】
信号線路インダクタ（−Ｍ’＋Ｌｃ＋Ｌｍ＋Ｌｃ＋Ｍ’）とシャントインダクタ＋Ｍ’とシャントインダクタ−Ｍ’とのΔ型回路は、信号線路インダクタ＋Ｍ’と信号線路インダクタ−Ｍ’とシャントインダクタ−Ｍ’２／（Ｌｍ＋２Ｌｃ）とのＹ型回路と等価である。
【００４０】
最終的には、結合回路４２の等価回路は、シャントインダクタ−Ｍ’２／（Ｌｍ＋２Ｌｃ）と、シャントコンデンサ＋Ｃｋと、信号線路コンデンサ−Ｃｋ、−Ｃｋと、を備える。
【００４１】
結合回路４２の等価回路が、結合回路３２と等価であるためには、Ｌｒ’＝Ｌｒ＋Ｍ及び−Ｍ’２／（Ｌｍ＋２Ｌｃ）＝−Ｍであればよい。つまり、Ｌｒ’＝（１＋ｋ）Ｌｒ〜Ｌｒ及びＬｍ＝｛ｋ’２（１＋ｋ）／ｋ−２｝Ｌｃ〜（ｋ’２／ｋ−２）Ｌｃであればよい。
【００４２】
よって、ｋ’を１０−１のオーダーにするときであっても、ＬｍをＬｃと比べて大きくすれば、ｋを１０−２のオーダーにすることができる。つまり、大きいｋ’を安定して再現性良く実装することにより、小さいｋを実効的に安定して再現性良く実装することができる。
【００４３】
（第３の実施形態）
第１の実施形態では、可変バンドパスフィルタ３の中心周波数ｆ０が１．４４〜１．６６ＭＨｚであるときには、可変バンドパスフィルタ３の通過特性Ｓ２１が若干劣化し、可変バンドパスフィルタ３のリターンロスＳ１１が大幅に増加する。
【００４４】
第３の実施形態の可変バンドパスフィルタの回路構成を図１４に示す。第３の実施形態の可変バンドパスフィルタ５は、直列共振器５１、５１及び結合回路５２を備える。直列共振器５１、５１は、直列共振器４１、４１と同様である。結合回路５２は、結合回路４２に加えて、直列インダクタＬｍと並列接続される並列コンデンサＣｍを備える。
【００４５】
直列インダクタＬｍと並列コンデンサＣｍとの並列共振周波数１／（２π√（ＬｍＣｍ））は、誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ２と負荷インピーダンスＺｌとがマッチングする可変バンドパスフィルタ５の中心周波数ｆ０と比べて、大きく設定される。
【００４６】
ここで、直列インダクタＬｍと並列コンデンサＣｍとの並列合成インピーダンスは、高い並列共振周波数１／（２π√（ＬｍＣｍ））では、無限大になる。よって、結合回路５２の等価回路は、高い並列共振周波数１／（２π√（ＬｍＣｍ））では、シャントコンデンサ＋Ｃｋと、信号線路コンデンサ−Ｃｋ、−Ｃｋと、を備え、結合回路１２と等価である。そして、結合回路５２のインピーダンスＺｊｍは、高い並列共振周波数１／（２π√（ＬｍＣｍ））では、結合回路１２のインピーダンスＺｊ１と等しく、ほぼ０となる。
【００４７】
第３の実施形態の可変バンドパスフィルタのインピーダンス整合特性を概念的に図１５に示す。可変バンドパスフィルタ５の中心周波数ｆ０＝１／（２π√（ＬｒＣｒ））に対して、結合回路５２のインピーダンスＺｊｍは、２端子対回路での並列合成を考慮すれば、Ｚｊ１＋Ｚｊ２＝１／（２πＣｋｆ０）＋２πＭｆ０のように変化するが、高い並列共振周波数１／（２π√（ＬｍＣｍ））に向けては、Ｚｊ１＋Ｚｊ２からほぼ０へと変化する。
【００４８】
すると、結合回路５２のインピーダンスＺｊｍは、以下の中心周波数ｆ０の範囲に渡り、負荷インピーダンスＺｌ（例えば、５０Ω。）と整合する：（１）容量性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ１と負荷インピーダンスＺｌとがマッチングする低い中心周波数ｆ０の近傍から、（２）シャントインダクタ−Ｍとシャントコンデンサ＋Ｃｋとの虚数直列共振周波数ｉ／（２π√（ＭＣｋ））の絶対値１／（２π√（ＭＣｋ））に等しい中心周波数ｆ０を経て、（３）誘導性ジャイレータ結合回路のインピーダンスＺｊ２と負荷インピーダンスＺｌとがマッチングする高い中心周波数ｆ０の近傍も経て、（４）結合回路５２のインピーダンスＺｊｍが落ちて最後に負荷インピーダンスＺｌとマッチングするさらに高い中心周波数ｆ０の近傍まで。つまり、可変バンドパスフィルタ５の中心周波数ｆ０は、当該低い周波数の近傍から当該さらに高い周波数の近傍まで可変である。
【００４９】
第３の実施形態の可変バンドパスフィルタの通過特性及びリターンロスのシミュレーション結果を図１６に示す。可変バンドパスフィルタ５の中心周波数ｆ０が、０．５４〜１．２２ＭＨｚであるときでも、１．４４〜１．６６ＭＨｚであるときでも、可変バンドパスフィルタ５の通過特性Ｓ２１が向上し、可変バンドパスフィルタ５のリターンロスＳ１１が減少し、可変バンドパスフィルタ５の帯域幅一定条件を満たす。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
本開示の可変バンドパスフィルタは、送受信のフロントエンド等に適用することができる。そして、送信のフロントエンド等に適用する具体例として、トンネル内のラジオの再放送等における、複数キャリアの送信出力のフィルタ合成等に適用することができる。
【符号の説明】
【００５１】
１、２、３、３’、４、５：可変バンドパスフィルタ、１１、２１、３１、３１’、４１、５１：直列共振器、１２、２２、３２、３２’、４２、５２：結合回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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