(57)【要約】【課題】低速域での振動を抑制して安定した三相インバータの制御を行う。【解決手段】永久磁石同期電動機に流れる直交２軸検出電流idq_detと、直交２軸電流指令idq_refとの偏差に基づいて電流制御を行って直交２軸電圧指令Vdq*を求め、最終的な周波数指令ωcompを積分した基準位相に基づいて、前記Vdq*から三相電圧指令VUVW*を求め、該VUVW*を用いて、ＰＷＭ制御器５を介して前記三相インバータを制御し、ｄ軸電圧指令Vd*から、オフセット誤差を除去して補償ゲインGを乗じた電圧補正値G・Vd*0を求め、補正量重み計算部３０によって、前記電圧指令Vdq*の時間差分から回転方向を検出して回転方向の極性情報を含む変数Krotを求め、前記変数Krotに飽和リミット処理を施した補償値Kcompと前記電圧補正値G・Vd*0を乗算して周波数補正量Δωcompを求め、周波数指令ω*から前記周波数補正量Δωcompを減算したものを前記最終的な周波数指令ωcompとする。【選択図】  図１
2019170048.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相インバータによりドライブされる永久磁石同期電動機に流れる電流を検出して回転座標変換した直交２軸検出電流idq_detと、回転座標系の直交２軸電流指令idq_refとの偏差を無くすように電流制御を行って直交２軸電圧指令Vdq*を求め、
最終的な周波数指令ωcompを積分して生成した基準位相に基づいて、前記直交２軸電圧指令Vdq*を逆回転座標変換して三相電圧指令VUVW*を求め、
前記三相電圧指令VUVW*を用いて、ＰＷＭ制御部を介して前記三相インバータを制御し、
前記電流制御によって求められた電圧指令Vdq*のうちｄ軸電圧指令Vd*から、オフセット誤差を除去して補償ゲインGを乗じた電圧補正値G・Vd*0を求め、
前記電圧指令Vdq*の時間差分から回転方向を検出して回転方向の極性情報を含む変数Krotを求め、
前記変数Krotに飽和リミット処理を施した補償値Kcompと前記電圧補正値G・Vd*0を乗算して周波数補正量Δωcompを求め、
周波数指令ω*から前記周波数補正量Δωcompを減算したものを前記最終的な周波数指令ωcompとすることを特徴とする三相インバータの制御方法。
【請求項２】
前記変数Krotは、前記電圧指令Vdq*にフィルタ処理を施した電圧指令Vdqfを、所定周期毎のタイミングでラッチし、今回タイミングでラッチしたVdqf（n)および前回タイミングでラッチしたVdqf（n-1)の時間差ベクトルΔVdqf（n)と、前回タイミングでラッチしたVdqf（n-1)および前々回タイミングでラッチしたVdqf（n-2)の時間差ベクトルΔVdqf（n-1)とを外積したものに補正ゲインK1を乗算して求めることを特徴とする請求項１に記載の三相インバータの制御方法。
【請求項３】
前記変数Krotは、前記電圧指令Vdq*にフィルタ処理を施した電圧指令Vdqfを、所定周期毎のタイミングでラッチし、今回タイミングでラッチしたVdqf（n)および前回タイミングでラッチしたVdqf（n-1)の時間差ベクトルΔVdqf（n)と、前回タイミングでラッチしたVdqf（n-1)および前々回タイミングでラッチしたVdqf（n-2)の時間差ベクトルΔVdqf（n-1)を単位ベクトル化したΔUV_dqf（n-1)とを外積したものに補正ゲインK2を乗算して求めることを特徴とする請求項１に記載の三相インバータの制御方法。
【請求項４】
前記周波数指令ω*が、設定した零を含む第１の低周波領域よりも所定周波数高く設定した高周波領域にあるときは１であり、前記第１の低周波領域内の最高周波数と前記高周波領域内の最低周波数の間では、周波数の上昇にともなって徐々に０から１に推移する重み係数Kpを、正極符号＋1.0と乗算する第１の乗算処理と、
前記周波数指令ω*が、前記第１の低周波領域よりも所定周波数低く設定した第２の低周波領域にあるときは１であり、前記第１の低周波領域内の最低周波数と前記第２の低周波領域内の最高周波数の間では、周波数の低下にともなって徐々に０から１に推移する重み係数Knを、負極符号−1.0と乗算する第２の乗算処理と、
前記周波数指令ω*が前記第１の低周波領域にあるときは１であり、前記第２の低周波領域内の最高周波数と前記第１の低周波領域内の最低周波数の間では、周波数の上昇にともなって徐々に０から１に推移し、前記第１の低周波領域内の最高周波数と前記高周波領域内の最低周波数の間では、周波数の上昇にともなって徐々に１から０に推移する重み係数Kcを、前記変数Krotと乗算する第３の乗算処理と、を行い、
前記第１〜第３の乗算処理の各結果を加算し、該加算出力に対して前記飽和リミット処理を施すことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の三相インバータの制御方法。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の制御方法を実行する手段を備えたことを特徴とする三相インバータの制御装置。
【請求項６】
前記三相インバータは、直流電源の正、負極端間に第１〜第４のスイッチング素子をブリッジ接続した単相セルを、各相毎にｎ（ｎ≧２）個直列に接続して構成された三相セル多重型インバータであることを特徴とする請求項５に記載の三相インバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石同期電動機（Permanent Magnet Synchronous Motor; PMSM ）をドライブする三相インバータの制御方法に関し、例えば電圧精度の高い単相セル多重型の高圧インバータに適用され、低速度領域における振動を抑制する三相インバータの制御方法、装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石（界磁）同期電動機には、大型の同期発電機の界磁に組み込まれているような制動巻線を有していないものがある。このように制動巻線を有していないものでは、誘導機トルクを使った始動ができない。そこで、簡易的な始動方法として、電流制御による電流源を利用して、直流から徐々に周波数を上げていき、同期引き込み状態を維持しながら始動する方法がある。これを「電流引込法」と呼ぶことにする。速度が高くなると速度起電力を利用した「位置センサレス制御」を適用することができるが、零速や極低速では速度起電力が小さく利用できないため、この低速領域だけに電流引込法を適用することが多い。
【０００３】
電流引込法は誘導機のＶ／Ｆ制御のようなオープンループ制御であるので、制御が簡単であり位置・速度センサも不要であるという利点がある。しかし、電流位相角とトルクとの特性が回転剛性（ねじりバネ）のように作用するので、回転子の慣性モーメントと共振しやすい。もし、回転子に位相振動が生じると、制動巻線が無い場合には振動が抑制できず、いつまでも持続してしまう「乱調」とよばれる問題が知られている。
【０００４】
さらに電流引込法の電流振幅は一定であるので、位相振動中に外乱トルクが加わって最大（脱出）トルクを超えると脱調（同期外れ）が生じ、正常な運転が出来なくなるという問題もある。
【０００５】
そこで、この電流引込法の振動を抑制する方法が検討されており、既に特許文献１、２が提案されている。
【０００６】
従来技術について説明する前に、電流の位相角について定義しておく。まず「電流の位相角(θｉ)」は固定座標系の値とし、Ｕ相巻線を基準位相とし正転方向を正とする。回転座標系の電流相差角（Φ）は界磁Ｎ極を基準とする位相角とする。また、Ｕ相巻線からＮ極までの位相をθｍとする。商用電源で駆動・発電する一般的な同期機では、電圧と界磁の位相差である「相差角・トルク角・負荷角（δ）」が使用されているが、今回は電流源であるので電流界磁の位相差を「電流相差角（Φ)」または簡略化して「相差角Φi」と表すことにする。
【０００７】
本発明で改良を加えるのは特許文献１の方式であり、図１９にその制御ブロック図を示す。図１９では、特許文献１の図１と本明細書との整合を取るために少し表記法や記号を変更しているが、構成は等価である。図１９では、ｄ軸電流指令（id_ref）と周波数指令（ω*）および電流制御（ＡＣＲ）により、回転する電流を生成している。
【０００８】
電流制御は電流指令の回転位相と同期した回転座標系（ｄｑ座標）で構成しており、三相出力電圧（ＰＷＭ変調指令）や三相電流の検出などの固定座標系の成分は、三相二相変換（UVW→ab、ab→UVW）や周波数指令（ω*）を時間積分した位相（θ）による回転座標変換（ab→dq）およびその逆変換（dq→ab）により、回転座標系との相互変換を行っている。
【０００９】
尚、図１９および後述する図１、図４では、例えばid_ref、iq_refとidq_refのように、２つの添え字「d」と「q」の表示を１つのベクトル「dq」の表示に変更（信号表示形態を変換）している。
【００１０】
図１９において、１は、三相インバータの負荷である永久磁石同期電動機に流れる三相電流を検出した三相検出電流iuvw_detを、直交２軸検出電流idq_detに座標変換する回転座標変換部である。
【００１１】
回転座標変換部１から出力される直交２軸検出電流idq_detは、減算器２において回転座標系の直交２軸電流指令idq_refとの偏差がとられる。この直交２軸電流指令idq_refは、ｄ軸成分id_refには所定の電流振幅指令（引込電流指令）の値が設定され、ｑ軸成分iq_refには零が設定されている。
【００１２】
３は、電流制御部（ＡＣＲ）であり、減算器２の偏差出力Δidq*が零になるように電流制御を行って直交２軸電圧指令Vdq*を出力する。尚、本明細書では、差分を「Δ」で表記するものとする。
【００１３】
４は、前記直交２軸電圧指令Vdq*を逆回転座標変換して三相電圧指令Vuvw*を出力する逆回転座標変換部である。
【００１４】
５は、前記三相電圧指令Vuvw*とキャリア信号の比較によりＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ変換器であり、このＰＷＭ変換器の出力信号Suvwによって図示省略の三相インバータが制御される。
【００１５】
前記電流制御部３で求められた直交２次電圧指令Vdq*のうち、ｄ軸電圧指令Vd*を振動抑制部１０のバンドパスフィルタ１１に通すことにより、軸振動に起因するｄ軸電圧指令Vd*の振動成分が抽出される。
【００１６】
バンドパスフィルタ１１を介して抽出された前記振動成分に、ゲイン乗算部１２の補償ゲインGを乗算することで振動抑制信号（（G×Vd*0））が得られる。
【００１７】
この振動抑制信号には、乗算器１３において、関数部１４から出力される周波数指令の符号情報（sign(ω*)）が乗算されて周波数補正量Δωcompが出力される。
【００１８】
前記関数部１４から出力される周波数指令の符号情報は、永久磁石同期電動機の回転方向が正転方向のときはsign(ω*)=1を出力し、逆転方向のときはsign(ω*)=-1を出力するものである。
【００１９】
１５は、周波数指令ω*から前記周波数補正量Δωcompを減算して最終的な周波数指令（補償後の周波数指令）ωcompを出力する減算器である。
【００２０】
減算器１５から出力された最終的な周波数指令ωcompは、積分器１６により積分されて最終的な周波数指令ωcompに基づく基準位相θ iが得られる。この基準位相θ iは回転座標変換部１および逆回転座標変換部４に入力されて、回転座標変換時、逆回転座標変換時の同期位相として用いられる。
【００２１】
図１９の破線で示す振動抑制部１０では、電流制御部３（ＡＣＲ）からＰＷＭ変換器５に出力する電圧指令のうちｄ軸成分Vd*から周波数補正量Δωcompを演算し、これを周波数指令（ω*）から減算することで求めた、最終的な周波数指令（補償後の周波数指令）ωcompにより位相振動を減衰させている。ここで、ｄ軸電圧指令Vd*は速度起電力の情報を含んでいるので、回転方向により正負の極性が切り替わる。そこで、回転方向によって符号を補正するために、周波数指令の符号情報（sign(ω*)）を使用している。
【００２２】
尚、図１９の制御装置により制御される三相インバータとしては、例えば図１８に示すようなＹ結線型のセル多重（マルチレベル）インバータが用いられる。
【００２３】
図１８（ｂ）に示す単相セル（Ｃｅｌｌ）は、直流電源１００の正、負極端間に例えばＩＧＢＴなどのスイッチング素子１０１〜１０４をブリッジ接続し、スイッチング素子１０１およびスイッチング素子１０２の共通接続点を端子Ｔ１に接続し、スイッチング素子１０３およびスイッチング素子１０４の共通接続点を端子Ｔ２に接続して構成されている。
【００２４】
図１８（ｂ）の単相セル（Ｃｅｌｌ）は、図１８（ａ）のように、Ｕ相側では端子Ｘと端子Ｕの間に例えば６個の単相セルＣｅｌｌ−１ｕ〜Ｃｅｌｌ−６ｕを順次直列に接続し、Ｖ相側では端子Ｙと端子Ｖの間に６個の単相セルＣｅｌｌ−１ｖ〜Ｃｅｌｌ−６ｖを順次直列に接続し、Ｗ相側では端子Ｚと端子Ｗの間に６個の単相セルＣｅｌｌ−１ｗ〜Ｃｅｌｌ−６ｗを順次直列に接続し、端子Ｘ、Ｙ、Ｚを中性点Ｎで共通に接続している。
【００２５】
図１８の各単相セルのスイッチング素子（１０１〜１０４）は、図１９のＰＷＭ変換器５で生成されたＰＷＭ制御信号（ゲート信号）によってオン、オフ制御される。
【００２６】
前記直流電源１００は、実際には絶縁された多相巻線変圧器とダイオード整流回路などにより構成される。端子Ｕ−Ｘ間、Ｖ−Ｙ間、Ｗ−Ｚ間には、各々多重ＰＷＭ変調された単相交流電圧Ｖｐｗｍが出力される。この例では各相に６段のセルが接続されているため、最大では零および正負の電圧として１３レベルの多重ＰＷＭ波形の線間出力電圧が得られ、三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）が出力される。
【００２７】
図１９のように構成された特許文献１の安定化効果や課題については、数値シミュレーションを利用した動作例を用いて説明する。まず比較のために、図１９のゲイン乗算部１２内の補償ゲインを零（G=０）とした場合の動作例を図９に示す。
【００２８】
図９（ａ）は検出電流（id， iq）、図９（ｂ）は電圧指令（vd*， Vq*）、図９（ｃ）は電流の位相（θ i）と実磁極の位相（θ m）およびそれらの位相差（Δθ = θ m ― θ i）、図９（ｄ）は電流の周波数指令ω*と実回転子の回転速度ωmを各々示している。
【００２９】
図９（ａ）〜（ｄ）の各横軸は経過時刻（S;秒）を示し、図９（ａ），（ｂ），（ｄ）の各縦軸は単位法（ｐ．ｕ）による値を示している。
【００３０】
ＳＩ単位系で取り扱う場合には周波数と速度との変換には２πや極数の比例係数が必要だが、単位法で取り扱う場合には変換係数＝１つまり周波数と速度は同じ値になる。そこで、本明細書では速度と周波数を同じ変数ωとして取り扱うものとし、電流や電圧に関しては「周波数」、機械的な回転速度は「速度」という２種類の呼び方を使いわけることにする。
【００３１】
図９の動作例では、直流電流による磁極引き込みを３秒間行い、それ以降では電流指令の周波数を増加させている（図９（ｄ））。だだし、最初に電流を流す位相は θi =0であるが、実磁極の位相を θm = -150° つまり振動が発生するように電気角にて150° だけ遅らせてある（図９（ｃ））。
【００３２】
電流の立ち上げ時にはトルク急変を抑制するために50ms程度のクッションを挿入して、徐々に電流指令を増加させている。図９（ｃ）より回転位相θmの脈動が、図９（ｄ）より回転速度ωmの脈動が周期的に発生していることが分かる。図９（ｄ）の電圧指令Vd*， Vq*には、最初の電流が増加する50ms間だけは電流微分により電圧が発生するものの、それ以降は速度起電力に相当する電圧波形が現れ、その周期は速度や位相の振動周期の１／２になっている。ω*=0つまり直流電流を流している０〜３ｓの期間では、起電力の振幅は図９（ｄ）に示す速度に比例するのだが、起電力の位相も図９（ｃ）の位相差Δθによって脈動しているため、Vd*波形は速度や位相の振動周期に対して１／２の周期で脈動することになる。３ｓ以降では図９（ｄ）に示す周波数指令ω*が正方向に上昇するが、位相や速度の脈動成分には変化は無く、振動を持続しながら加速している。
【００３３】
これに対して、図１９のゲイン乗算部１２の補償ゲインを有効（G>0）にした場合の動作を図１１に示す。図１１の（ａ）〜（ｄ）までは図９と同じ情報であるが、図９（ｅ）に周波数補正量Δωcompおよび図１９のゲイン乗算部１２の出力である振動抑制信号（G×Vd*0）を追加している。図１１では、３ｓ以降の加速域にて位相や速度の脈動成分が減衰できていることが確認できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３４】
【特許文献１】特開２０１７−８５７２０号公報
【特許文献２】特開２０１４−１６１１８９号公報
【非特許文献】
【００３５】
【非特許文献１】大森洋一、萩原茂教、「永久磁石同期モータ制御」、２００５年３月、東洋電機技報  ＮＯ．１１１、ｐｐ．１３−２１  参照部分  ４章（図１６）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
特許文献１の方式では回転方向の情報を使用しており、回転センサが無いので電流源の周波数指令の極性で代用している。そのため、実機の回転方向（周波数の極性）が反対方向（周波数指令と逆極性）になると正常に動作できない。図１１の０〜３ｓのように、平均速度的には停止しているが正逆方向の位相に振動している状態では、図１１（ｄ）に示す正転速度（＋ω）の期間（１）と逆転速度（−ω）の期間（２）が半分ずつ存在する。そのため安定化制御の補正値Δωcomp（周波数補正量）も図１１（ｅ）のように正と負の期間が生じ、振動周期の平均をとると相殺されて零になる。このように、平均速度≒０となる時の振動を減衰させることができないことが第１の課題である。
【００３７】
また、実機の回転速度は−0.05puつまり低速ではあるが逆転方向に空転している状態に初期設定した動作例を、図１３に示す。図１３の（ａ）は検出電流（id， iq）、（ｂ）は電圧指令（Vd*， Vq*）、（ｃ）は電流の位相θiと実磁極の位相（θ m）およびそれらの位相差（Δθ = θ m ― θ i）、（ｄ）は電流の周波数指令ω*と実回転子の回転速度ωm、（ｅ）は周波数補正量Δωcompおよび振動抑制信号（G×Vd*0）を各々示している。
【００３８】
図１３のように設定した場合、安定化制御で仮定した方向とは逆回転しているので、図１３（ｄ）に示すように補正後の周波数が負の方向（逆方向）に加速するという異常な挙動が生じている。このような逆方向の空転状態から始動すると、逆方向に加速することが第２の課題である。
【００３９】
特許文献１のような直流電流の周波数を補正する手法以外にも、全く異なる原理を利用した方式として、「短絡電流」を利用して空転中の回転子を制動させる方法もある。これは、２レベルの三相インバータ（６アーム）において、三相の上または下アームのどちらかを全相とも間欠的にＯＮさせることにより一種の昇圧チョッパ動作のように動作させ、運動エネルギーをインバータの直流電源に回生させるものである。
【００４０】
しかし、前記「短絡電流」を利用した方法を高電圧用のＹ結線型のセル多重（マルチレベル）インバータ（例えば図１８）に適用しようとすると、全多重セルをすべて同時にＯＮ／ＯＦＦする必要があり、過大なスイッチングサージ電圧が出力端（例：Ｕ端子〜Ｖ端子間）に発生したり、偏ったセルのみに回生電力が集中したりするおそれもある。この問題を回避しようとすると、どうしても特殊な制御や、特殊なゲート回路などが必要になってくる。
【００４１】
セル多重方式の高圧インバータなどにおいては、短絡法よりも、既存の電流制御や安定化補正制御をそのまま使用でき、特別な機能を追加する必要が無い方式が望ましい。このように、特殊な機能追加を回避することも第３の問題と言える。
【００４２】
本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、特殊な制御機能を追加することなく、低速域での振動を抑制して安定した制御を行うことができる三相インバータの制御方法および制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
上記課題を解決するための請求項１に記載の三相インバータの制御方法は、
三相インバータによりドライブされる永久磁石同期電動機に流れる電流を検出して回転座標変換した直交２軸検出電流idq_detと、回転座標系の直交２軸電流指令idq_refとの偏差を無くすように電流制御を行って直交２軸電圧指令Vdq*を求め、
最終的な周波数指令ωcompを積分して生成した基準位相に基づいて、前記直交２軸電圧指令Vdq*を逆回転座標変換して三相電圧指令VUVW*を求め、
前記三相電圧指令VUVW*を用いて、ＰＷＭ制御部を介して前記三相インバータを制御し、
前記電流制御によって求められた電圧指令Vdq*のうちｄ軸電圧指令Vd*から、オフセット誤差を除去して補償ゲインGを乗じた電圧補正値G・Vd*0を求め、
前記電圧指令Vdq*の時間差分から回転方向を検出して回転方向の極性情報を含む変数Krotを求め、
前記変数Krotに飽和リミット処理を施した補償値Kcompと前記電圧補正値G・Vd*0を乗算して周波数補正量Δωcompを求め、
周波数指令ω*から前記周波数補正量Δωcompを減算したものを前記最終的な周波数指令ωcompとすることを特徴としている。
【００４４】
また、請求項２に記載の三相インバータの制御方法は、請求項１において、
前記変数Krotは、前記電圧指令Vdq*にフィルタ処理を施した電圧指令Vdqfを、所定周期毎のタイミングでラッチし、今回タイミングでラッチしたVdqf（n)および前回タイミングでラッチしたVdqf（n-1)の時間差ベクトルΔVdqf（n)と、前回タイミングでラッチしたVdqf（n-1)および前々回タイミングでラッチしたVdqf（n-2)の時間差ベクトルΔVdqf（n-1)とを外積したものに補正ゲインK1を乗算して求めることを特徴としている。
【００４５】
また、請求項３に記載の三相インバータの制御方法は、請求項１において、
前記変数Krotは、前記電圧指令Vdq*にフィルタ処理を施した電圧指令Vdqfを、所定周期毎のタイミングでラッチし、今回タイミングでラッチしたVdqf（n)および前回タイミングでラッチしたVdqf（n-1)の時間差ベクトルΔVdqf（n)と、前回タイミングでラッチしたVdqf（n-1)および前々回タイミングでラッチしたVdqf（n-2)の時間差ベクトルΔVdqf（n-1)を単位ベクトル化したΔUV_dqf（n-1)とを外積したものに補正ゲインK2を乗算して求めることを特徴としている。
【００４６】
また、請求項４に記載の三相インバータの制御方法は、請求項１ないし３のいずれか１項において、
前記周波数指令ω*が、設定した零を含む第１の低周波領域よりも所定周波数高く設定した高周波領域にあるときは１であり、前記第１の低周波領域内の最高周波数と前記高周波領域内の最低周波数の間では、周波数の上昇にともなって徐々に０から１に推移する重み係数Kpを、正極符号＋1.0と乗算する第１の乗算処理と、
前記周波数指令ω*が、前記第１の低周波領域よりも所定周波数低く設定した第２の低周波領域にあるときは１であり、前記第１の低周波領域内の最低周波数と前記第２の低周波領域内の最高周波数の間では、周波数の低下にともなって徐々に０から１に推移する重み係数Knを、負極符号−1.0と乗算する第２の乗算処理と、
前記周波数指令ω*が前記第１の低周波領域にあるときは１であり、前記第２の低周波領域内の最高周波数と前記第１の低周波領域内の最低周波数の間では、周波数の上昇にともなって徐々に０から１に推移し、前記第１の低周波領域内の最高周波数と前記高周波領域内の最低周波数の間では、周波数の上昇にともなって徐々に１から０に推移する重み係数Kcを、前記変数Krotと乗算する第３の乗算処理と、を行い、
前記第１〜第３の乗算処理の各結果を加算し、該加算出力に対して前記飽和リミット処理を施すことを特徴としている。
【００４７】
また、請求項５に記載の三相インバータの制御装置は、
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の制御方法を実行する手段を備えたことを特徴としている。
【００４８】
また、請求項６に記載の三相インバータの制御装置は、請求項５において、
前記三相インバータは、直流電源の正、負極端間に第１〜第４のスイッチング素子をブリッジ接続した単相セルを、各相毎にｎ（ｎ≧２）個直列に接続して構成された三相セル多重型インバータであることを特徴としている。
【発明の効果】
【００４９】
（１）請求項１〜６に記載の発明によれば、特殊な制御機能を追加することなく、低速域での振動を抑制して安定した制御を行うことができる。
（２）請求項２に記載の発明によれば、回転方向の極性情報を含む変数Krotを、電圧指令Vdq*の時間差とその外積、すなわち微分情報により求めているので、磁極位置センサを用いなくても速度の回転方向を正確に検出することができる。また、前記微分情報を用いているため、ＰＷＭ制御される三相インバータのスイッチング素子の遅延時間や電圧降下などのバラツキによって生じる電圧指令と出力電圧とのオフセット誤差成分を除去することができる。
（３）請求項３に記載の発明によれば、電圧指令Vdq*の時間差分に比例した回転方向の極性情報を含む変数Krotを求めることができ、この変数Krotに基づいて演算した周波数補正量Δωcompの急変が抑制される。
（４）請求項４に記載の発明によれば、前記第１の低周波領域よりも高い高周波数領域では第１の乗算処理結果に基づく補償値Kcompが、前記第１の低周波領域よりも低い第２の低周波数領域では第２の乗算処理結果に基づく補償値Kcompが、第１の低周波数領域では第３の乗算処理結果に基づく補償値Kcompが各々求められるので、各速度領域に応じた安定化性能が得られる。しかも、第１の低周波領域内の最高周波数および高周波領域内の最低周波数の間と、第１の低周波領域内の最低周波数および第２の低周波領域内の最高周波数の間における各補償値Kcompの急変が防止され、連続した滑らかな制御が行える。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施例１、２による全体の制御ブロック図。
【図２】本発明の実施例１における、図１の要部の詳細を示すブロック図。
【図３】本発明の実施例２における図１の要部詳細を示すブロック図。
【図４】本発明の実施例３による全体の制御ブロック図。
【図５】本発明の実施例３における要部の特性図。
【図６】直流電流状態における位相振動時の電流制御系の動作例を表し、（ａ）は正転速度時の電圧ベクトル図、（ｂ）は逆転速度時の電圧ベクトル図。
【図７】本発明の実施例１における、電圧ベクトルの時間差分（変化分）と時間差の外積を用いた特徴検出の説明図。
【図８】本発明の実施例２における、電圧ベクトルの時間差分（変化分）と曲率に比例した特徴検出の説明図。
【図９】特許文献や本発明を適用しない場合の始動時の特性を表し、（ａ）は検出電流波形図、（ｂ）は電圧指令波形図、（ｃ）は電流位相θｉ、実磁極の位相θm、位相差Δθの各波形図、（ｄ）は電流の周波数指令ω*、実回転子の回転速度ωm、補償後の周波数指令ωcompの各波形図。
【図１０】図９における電圧指令Vd*、Vq*の二軸座標軌跡図。
【図１１】特許文献１の方式の一動作例を表し、（ａ）は検出電流波形図、（ｂ）は電圧指令波形図、（ｃ）は電流位相θｉ、実磁極の位相θm、位相差Δθの各波形図、（ｄ）は電流の周波数指令ω*、実回転子の回転速度ωm、補償後の周波数指令ωcompの各波形図、（ｅ）は周波数補正量Δωcomp、振動抑制信号G×Vd*0の各波形図。
【図１２】特許文献１の方式における電圧指令Vd*、Vq*の二軸座標軌跡図。
【図１３】特許文献１の方式の他の動作例を表し、（ａ）は検出電流波形図、（ｂ）は電圧指令波形図、（ｃ）は電流位相θｉ、実磁極の位相θm、位相差Δθの各波形図、（ｄ）は電流の周波数指令ω*、実回転子の回転速度ωm、補償後の周波数指令ωcompの各波形図、（ｅ）は周波数補正量Δωcomp、振動抑制信号G×Vd*0の各波形図。
【図１４】本発明の実施例２、３の方式の一動作例を表し、（ａ）は検出電流波形図、（ｂ）は電圧指令波形図、（ｃ）は電流位相θｉ、実磁極の位相θm、位相差Δθの各波形図、（ｄ）は電流の周波数指令ω*、実回転子の回転速度ωm、補償後の周波数指令ωcompの各波形図、（ｅ）は周波数補正量Δωcomp、電圧補正値G×Vd*0の各波形図、（ｆ）は回転方向の極性情報を含む変数Krot、補償値Kcompの各波形図。
【図１５】図１４の０〜３ｓ間における電圧指令Vd*、Vq*の二軸座標軌跡図。
【図１６】本発明の実施例２、３の方式の他の動作例を表し、（ａ）は検出電流波形図、（ｂ）は電圧指令波形図、（ｃ）は電流位相θｉ、実磁極の位相θm、位相差Δθの各波形図、（ｄ）は電流の周波数指令ω*、実回転子の回転速度ωm、補償後の周波数指令ωcompの各波形図、（ｅ）は周波数補正量Δωcomp、電圧補正値G×Vd*0の各波形図、（ｆ）は回転方向の極性情報を含む変数Krot、補償値Kcompの各波形図。
【図１７】図１６の０〜３ｓ間における電圧指令Vd*、Vq*の二軸座標軌跡図。
【図１８】本発明が適用されるセル多重型インバータの一例を示す構成図。
【図１９】特許文献１による全体の制御ブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００５１】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本実施形態例では、電圧の時間差分という情報から回転方向を検出して、図１９の速度極性（sign(ω*)）と置き換える方法を提案する。原理的にはこの脈動速度により生じる起電力成分を利用して、回転方向を判別するが、電圧ベクトルの瞬時値ではなく、時間差の成分からベクトルの移動軌跡の曲率を検出して回転方向を判別するものである。
【００５２】
ここで、電圧ベクトル軌跡の波形の回転方向と速度極性の対応関係を説明する。始動時の特性を示した図９のチャートのうち、０〜３秒の停止期間における電圧ベクトル（Vd， Vq）をｄｑ座標のベクトル軌跡として示したものが図１０である。図９（ｂ）に図示した（１）〜（４）の期間に対応する部分のベクトル軌跡を図１０の（１）〜（４）に記載しており、図１０によれば、位相振動の速度の正負極性により、ｑ軸の正負に８の字状の２個の楕円軌跡が発生していることがわかる。図１０の（１）→（２）のような左回り（反時計回り）は正転速度であり、（３）→（４）のような右回り（時計回り）は逆転速度に対応している。
【００５３】
特許文献１の一動作例を表した図１１についても同様のことが言える。図１１のチャートのうち、０〜３秒の停止期間における電圧ベクトル（Vd， Vq）をｄｑ座標のベクトル軌跡として示したものが図１２であり、図１１（ｄ）に示した（１）、（２）の期間に対応する部分のベクトル軌跡（楕円軌跡）を図１２の（１）、（２）に記載している。
【００５４】
図１２では、図１０と同様に（１）に示す左回り（反時計回り）が正転速度であり、（２）に示す右回り（時計回り）が逆転速度に対応している。
【００５５】
図１０、図１２に示すように、電圧ベクトルの楕円軌跡の回転方向と速度の極性が対応していることがわかる。
【００５６】
これは速度に比例するｄｑ軸間の干渉電圧の影響によるものであるが、その原理は例えば非特許文献１の４章（図１６）に記載されており、詳細な説明は省略する。
【実施例１】
【００５７】
図１は本実施例１による三相インバータの制御装置の全体構成を示し、図１９と同一部分は同一符号をもって示している。図１において、図１９と異なる点は、図１９の、永久磁石同期電動機の回転方向に応じて周波数指令の符号情報（sign(ω*)）を出力する関数部１４に代えて、補正量重み計算部３０および飽和リミッタ５１を設けた点と、図１９においてｄ軸電圧指令Vd*をバンドパスフィルタ１１に通して振動成分を求める部分の機能を簡素化した点にあり、その他の部分は図１９と同一に構成されている。
【００５８】
図１において、２１はｄ軸電圧指令Vd*から低周波成分を抽出するローパスフィルタ（一次遅れ機能）であり、抽出された低周波成分Vd*_ofsは減算器２２（差分演算機能）においてｄ軸電圧指令Vd*から減算される。これによってオフセット誤差を除去した電圧指令Vd*0が得られ、これにゲイン乗算部１２の補償ゲインGを乗じて電圧補正値G×Vd*0が求められる。この電圧補正値G×Vd*0はｄ軸電圧指令Vd*の振動抑制信号に相当する。
【００５９】
３０は、前記電圧指令Vd*を取り込み、その円弧状の軌跡に基づく時間差分から回転方向を検出して、補正量重み計算を行って、回転方向の極性情報を含む変数Krot（補正量重みに相当する変数）を求める補正量重み計算部である。
【００６０】
５１は、補正量重み計算部３０で求められた変数Krotに±１．０の飽和リミット処理を施す飽和リミッタである。飽和リミッタ５１の出力側には補償値Kcompが得られ、該補償値Kcompは乗算器５２において前記電圧補正値G×Vd*0と乗算されて周波数補正量Δωcompが求められる。この周波数補正量Δωcompは、減算器１５において周波数指令ω*との偏差がとられ、その偏差出力ωcompを最終的な周波数指令（補償後の周波数指令）としている。
【００６１】
前記補正量重み計算部３０は、電圧指令Vdq*の電圧ベクトルから回転方向を検出して補正量重み計算を行っているが、円や楕円の一部である円弧状の軌跡から回転方向を判別する方法としては、曲率中心の座標などを計算する方法があり、ベクトルの進行に対して曲率中心が左右のどちらに存在しているかにより回転方向が推定できる。もっと簡単な方法としては外積を利用する方法もあるので、本実施例１ではこの外積演算を利用する方法を採用しており、その制御ブロックを図２に示す。
【００６２】
図２において、３１は、入力される電圧指令Vdq*に移動平均などのフィルタ処理を施してノイズ成分を抑制するフィルタである。
【００６３】
３２は、円弧状軌跡を検出する周期のタイミング信号ｎ（ｔ）を発生するタイミング信号発生器である。
【００６４】
３３〜３５は、各ｅｎ端子（イネーブル端子）にタイミング信号発生器３２からのタイミング信号ｎ（ｔ）が入力される、３段に配設されたスタックメモリであり、１段目のスタックメモリ３３のｄ入力端子にはフィルタ３１でノイズ成分が抑制された電圧値Vdqfが入力され、１段目のスタックメモリ３３のｑ出力は２段目のスタックメモリ３４のｄ入力端子に入力され、２段目のスタックメモリ３４のｑ出力は３段目のスタックメモリ３５のｄ入力に入力されるように構成されている。
【００６５】
このため、各段のスタックメモリ３３〜３５のｅｎ端子に前記タイミング信号ｎ（ｔ）が入力される毎に、１段目のスタックメモリ３３のｑ端子からは今回タイミングでラッチした電圧値Vdqf(n)が出力され、２段目のスタックメモリ３４のｑ端子からは前回タイミングでラッチした電圧値Vdqf(n-1)が出力され、３段目のスタックメモリ３５のｑ端子からは前々回タイミングでラッチした電圧値Vdqf(n-2)が出力されるものである。
【００６６】
３６は、今回タイミングでラッチした電圧値Vdqf(n)から前回タイミングでラッチした電圧値Vdqf(n-1)を減算して時間差ベクトルΔVdqf(n)を求める減算器である。
【００６７】
３７は、前回タイミングでラッチした電圧値Vdqf((n-1)から前々回タイミングでラッチした電圧値Vdqf(n-2)を減算して時間差ベクトルΔVdqf(n-1)を求める減算器である。
【００６８】
３８は、減算器３６、３７から出力される、時刻の異なる２個の時間差ベクトルΔVdqf(n)とΔVdqf(n-1)の外積を演算する外積部である。外積部３８の出力にはゲイン乗算部３９において補正ゲインＫ１が乗算されて変数Krotが得られる。
【００６９】
図２の各スタックメモリ３３〜３５、減算器３６、３７から出力される各電圧ベクトルをｄｑ軸座標で表すと、図６のような電圧ベクトル軌跡となる。
【００７０】
正転速度の電圧ベクトル軌跡を示す図６（ａ）において、電圧の変化ベクトル（時間差ベクトル）は反時計回り（CCW）方向に回っており、（ｎ）を付した電圧ベクトル側は速度が大きな場合であり時間差ベクトルも大きいが、（ｍ）を付した電圧ベクトル側のように速度が小さい時には時間差ベクトルも小さくなる。
【００７１】
同様に逆転速度の電圧ベクトル軌跡を示す図６（ｂ）において、電圧の変化ベクトル（時間差ベクトル）は時計回り（CW）方向に回っており、（ｎ）を付した電圧ベクトル側は速度が大きな場合であり時間差ベクトルも大きいが、（ｍ）を付した電圧ベクトル側のように速度が小さい時には時間差ベクトルも小さくなる。
【００７２】
したがって、時刻の異なる２個の時間差ベクトルから、（１）式のように外積を計算すれば回転方向を含む値が求められ、それに補正ゲインK1を乗算して変数Krotとしている。
【００７３】
Krot＝K1×｛ΔVd(n)×ΔVq(n-1)−ΔVq(n)×ΔVd(n-1)｝…（１）
ここで、正回転方向にてKrotの値を正にしたいので、K1の値を負値にして符号の整合をとる。
【００７４】
すなわち、ベクトルの外積は、（１）式の｛｝内の項を「ΔVd(n-1)×ΔVq(n)」のように掛け順を逆にして古い方から新しい方に掛けるほうが理解しやすいが、その演算では正転回転方向のときに負の値が出力される。そこで後段の係数の符号を反転して外積結果の「回転方向の逆符合」を相殺している。
【００７５】
次に、図１９の関数部１４から出力される符号情報（sign(ω*)）と同様な特性にするため、前記変数Krotに飽和リミッタ５１の±1.0の飽和リミット処理を施して補償値Kcompとし、これに従来の電圧を使用した電圧補正値（Ｇ・Vd*0）を乗算して周波数補正量Δωcompを計算している。補償値Kcompは、前記時間差ベクトルが大きなときには±１の値をとり、値が小さい場合は＋1.0と−1.0の中間値になる。この補償値Kcompの中間値は、速度が零に近く電圧検出誤差の影響を受けやすい場合には、値がほぼ零になるので、速度極性が正確に推定できない場合補正を停止する機能としても動作する。
【００７６】
図７は、回転方向と速度の大小における外積の意味を説明するための補助図であり、（ａ）は正転：変化量大の場合、（ｂ）は正転：変化量小の場合、（ｃ）は逆転：変化量大の場合、（ｄ）は逆転：変化量小の場合の各ベクトルを示している。図７は、古い方の時間差ベクトル（（ｎ−１），（ｍ−１）側の時間差ベクトル）を右向きの横方向に統一し、それに対する次の（新しい方の）時間差ベクトルの差異を示したもので、外積をとることにより縦方向の成分を検出していることが分かる。
【００７７】
今回は外積を利用した方法を示したが、回転座標変換を適用して図７のベクトルに置き換えて、直交成分を計算してもよい。また、もちろん曲率中心を計算しても回転方向を判別できる。
【００７８】
ＰＭＳＭを電流引込法により駆動する場合、電流相差角によるトルク特性と回転子側の慣性モーメントにより生じる共振現象が発生し速度や位相が振動する。この振動を抑制する方法が特許文献１に示されているが、零速度付近では抑制効果がほとんどなく、さらに逆転していると逆方向に加速する異常現象が生じる。
【００７９】
本実施例１では、上記の特許文献１の課題を改善するために、電圧ベクトルの時間差成分より、電圧ベクトル軌跡の曲がり方向により速度を検出する方法を適用している。また、単に回転方向の極性だけを使用するのではなく、脈動速度が小さい時には電圧が低いために回転方向を誤検出しやすいので、補正量を小さくして誤検出の影響を少なくする機能を追加した。
【００８０】
振動抑制の補正量（電圧補正値Ｇ・Vd*0）は特許文献１の方式で演算するのだが、零速付近で周期的に振動する場合には、正負の速度と零速度とが交互に発生するので、補正量重み計算部３０側の回路によって、速度の大きな期間では正確な速度方向を検出して補正を正常に動作させ、速度が小さい期間では補正量を小さくして誤動作を防止することができる。これにより、大きな速度脈動が発生した場合には、その振動を小さくする効果が得られる。
【００８１】
しかしこの方式では、振動が減衰して速度が小さくなると補償自体が効かなくなるので、振動を完全に抑制することはできず、ある程度まで脈動が小さくなると抑制効果は止まってしまう。それでも、脱調しない程度の振動という準安定状態を実現できる。また、逆転からの始動の動作例で示したように、もし脱調してしまっても、速度増加に対応して準安定状態に引き戻すことができる。つまり、従来は脱調してしまうとそれ以上は運転が継続できなかったが、本方式を適用すれば振動しやすい初期電流位相角や突発的なトルク変動などにより脱調が発生しても、自動的に同期状態に復帰できるので、運転を継続させることができ、この駆動装置を使ったシステム全体の信頼性を向上することができる。
【００８２】
位置センサ付の制御であればｑ軸電圧成分により回転方向の極性を判別することもできる。しかし、位置センサが無い場合には、始動時の電流相差角を正確に設定することができない。もし回転座標に用いる位相が180°ずれた状態ならば、ｑ軸電圧は望む極性に対して逆方向に発生する。
【００８３】
この条件でのシミュレーション結果が図１３である。図１３では、逆転中からの始動特性のように逆転方向に加速する異常が発生している。これは周波数指令の方向を回転速度の方向として仮定したことが要因である。そこで、本実施例１のように回転方向の判別を電圧の時間差分とその外積、つまり微分や２階微分の情報を利用する方式に変更して、正確な速度の回転方向が検出可能にできるようになった。
【００８４】
またＰＷＭインバータでは、スイッチング素子の遅延時間や電圧降下などのバラツキによって、電圧指令と出力電圧とにオフセット誤差が生じる問題がある。微分情報を使用することによりこのオフセット誤差成分も除去できるので、この誤差の影響も受けなくなる。
【００８５】
このように、初期位相や電圧のオフセット誤差の影響を受けにくいことも、本方式の効果である。
【実施例２】
【００８６】
実施例１では、図７のような外積を利用しているので、変数Krotの値は２種類のベクトルΔVdqf(n)とΔVdqf(n-1)の直交との積、おおまかに近似すると｜ΔVdqf(n)｜の二乗特性で変化する。これでは、少し速度が変動しただけで変数Krotの値が大幅に変動してしまい、補償値Kcompは±１．０と≒０の３値だけになってしまう。そこで、本実施例２では、補正量重み計算部３０を前記図２に代えて図３の構成に変更した。
【００８７】
図３において図２と同一部分は同一符号をもって示している。図３において図２と異なる点は、減算器３７から出力される時間差ベクトルΔVdqf (n-1)を、単位ベクトル化部４１によって単位ベクトル化してΔUV_dqf（n-1)とし、該ΔUV_dqf（n-1)と時間差ベクトルΔVdqf(n)とを外積部３８で外積計算し、外積部３８の外積結果にゲイン乗算部４２の補正ゲインK2を乗算して変数Krotを得る点にあり、その他の部分は図２と同一に構成されている。
【００８８】
図２から図３へ回路構成を変更することにより、図７の（ｎ−１）や（ｍ−１）側の時間差ベクトルは、図７と同様に図示した図８における単位ベクトル（値は１ｐｕ）に変更され、これと（ｎ）や（ｍ）の時間差ベクトルとの外積がとられる。この変更により、図３の回路から出力される変数Krotの値はΔvdqf(n)・sin（Δθ（n)）（図８の縦方向ベクトル成分の値）となり、おおまかに近似すると｜ΔVdq(n)｜に比例するようになり、このため補償値Kcompは±１．０や≒０以外の中間値が発生する時間が増加する。
【００８９】
これにより、回転方向が正確に判定できなければ補正量を零にしてしまうのではなく、時間差ベクトルの大きさにより重みを付けて徐々に補正を抑制できるようになる。そして、安定性能は改善されるものの図２の補正ゲインＫ１の設定により補正特性が急激に変化する虞のある実施例１と比較して、図３の補正ゲインＫ２の設定が多少ずれても急激な補正変化が生じないという本実施例２特有の効果もある。
【００９０】
すなわち、実施例１では図２の補正ゲインＫ１を適切に設定しないと補償値Kcompの値が±1.0だけになったり、≒0の期間が多すぎたりする。実施例２の図３でも、補正ゲインＫ２の値を調整して、±1.0の飽和値に達するレベルと中間値となるレベルが適切になるように設定しているが、実施例１に比べると、変数Krotは単位ベクトル化により｜ΔVdq(n)｜に比例して変化するようになっている。したがって、速度変化したときの補償値Kcompの中間値部分の変化が緩やかになり、周波数補正量Δωcompの急変を抑制できる。実施例１と実施例２の違いは、この中間値の変化率にあり、動作する機能としてはほぼ同じである。
【００９１】
実施例１も実施例２でも、停止中の速度振動が大きなときに振動抑制をするだけでなく、低速で空転中であっても、停止状態に引き込む機能も発揮する。そこで、２種類を別けて動作を説明する。
【００９２】
回転速度が零つまり停止中に、引き込み電流として直流を流すが、その位相が磁極の位相とずれていると、速度と位相が正負対称に振動する。この時に発生するｄｑ座標上の電圧ベクトルの時間軌跡を描くと、図１０のような８の字状の軌跡となる。そこで図６のように、一定時間経過した３回の時刻の電圧ベクトルをサンプルして、実施例２の安定化制御を有効にした動作例が図１４である。
【００９３】
図１４の（ａ）は検出電流（id， iq）、（ｂ）は電圧指令（Vd*， Vq*）、（ｃ）は電流の位相θiと実磁極の位相（θ m）およびそれらの位相差（Δθ = θ m ― θ i）、（ｄ）は電流の周波数指令ω*、実回転子の回転速度ωmおよび補正後の周波数指令ωcomp、（ｅ）は周波数補正量Δωcompおよび振動抑制信号（G×Vd*0）、（ｆ）は変数Krotおよび補償値Kcompを各々示している。
【００９４】
直流電流期間は図１４の０〜３秒であり、ここではこの期間の特性を説明する。図１４（ｂ）のｄｑ軸の電圧成分を図３の回路でサンプルし、その差分より時間差ベクトル成分を計算し、さらに３回の相互の差より２個の差分ベクトルを求め、古い方の時間差ベクトルを図８のように単位ベクトルに変換した後に、次の新しい方の時間差ベクトルと外積をとり、それにゲインＫ２を乗算すると、図１４（ｆ）の破線のような変数Krotとなる。速度が高いほど時間差ベクトルは大きいので、変数Krotは、値の小さな部分を除けば、ほぼ速度に対して単調増加する特性になり、回転方向の正負を反映した値になっている。これを飽和リミッタ５１により±１に制限した補償値Kcompは図１４（ｆ）の実線のようになる。また、図１４（ｅ）にはvd*電圧成分のオフセット成分を除去してゲイン補正した値（G・Vd*0）と、これに補正量重みに相当する補償値Kcompを乗算した周波数補正量Δωcompを示している。図１４（ｄ）には、入力周波数指令ω*（実線）と実回転速度ωm（一点鎖線）および本方式を適用した場合の補償後の周波数指令（最終的な周波数指令）ωcomp（実線）を描いている。
【００９５】
図１４（ｅ）に示す電圧成分（G×Vd*0）は周波数の振動周期の１／２の周期で繰り返される振動であるが、これに、速度にほぼ比例しさらに回転方向により正負が変化する特性である補償値Kcompを乗算しているので、周波数補正量であるΔωcompの値は速度が大きいときのみ値が発生し、さらに速度の方向による反転処理も行われる。また回転方向の判別誤差が生じやすい速度の零クロス付近では、周波数補正量Δωcompは零に抑制されているので、速度極性の誤検出による悪影響も防止できている。
【００９６】
図１４（ｃ）には、ωcompを積分器１６により時間積分した電流位相指令θｉ（実線）、実機の回転位相θｍ（一点鎖線）そして、それらの位相差Δθ（破線）を示してある。
【００９７】
補償値Kcompが速度の大きな期間だけ生じるという間欠的な動作をしているため、周波数補正量Δωcompも間欠的に補正され、これを時間積分した成分が電流位相指令θｉに重畳されるので、電流位相指令θｉも間欠な期間だけレベルが変化してそれ以外は一定値を保持するようになる。しかし、電流位相指令θｉの変化後は少しだけ位相のオフセットが生じており、これが安定性の機能を発揮する。
【００９８】
この間欠的な位相補正動作は、ちょうど実位相の方向に変化するように働いており、たとえば糸と重りで構成された振り子の振動モデルに対して、支点部分をゴムのような弾性体に置き換えたような動作に似ている。重りの動きによりほんの少しであるが始点の位置が微妙に変化すると、徐々に振り子の振幅は小さくなっていく。つまり、始点が固定されている場合よりも振動の減衰を早めることができる。
【００９９】
さらに本方式では、常に連続した振動抑制効果を発揮せず、脈動速度が高い場合のみ間欠的に動作するので、一周期あたりの減衰量は小さいが、それでも時間は掛かるものの正確な振動抑制効果が得られる。
【０１００】
このような動作や作用により、特許文献１では平均速度が零の時には位相や速度の脈動の減衰効果が無かったが、本発明では図１４の０〜３ｓの期間のように位相や速度の脈動振幅を徐々に減衰できる。
【０１０１】
図１４のチャートのうち、０〜３秒の停止期間における電圧ベクトル（Vd， Vq）をｄｑ座標のベクトル軌跡として示したものが図１５であり、図１４（ｄ）に示した（１）、（２）の期間に対応する部分のベクトル軌跡を図１５の（１）、（２）に記載している。
【０１０２】
図１５では、（１）に示す左回り（反時計回り）が正転速度であり、（２）に示す右回り（時計回り）が逆転速度に対応している。
【０１０３】
また、前記図１３の逆転方向に空転中の始動条件において、本方式の動作例を示したものが図１６である。初期速度として−0.05puの条件を設定し、図１３と同じ位相ずれの状態から直流電流を流し始めた例である。
【０１０４】
図１６（ａ）は検出電流（id， iq）、（ｂ）は電圧指令（Vd*， Vq*）、（ｃ）は電流の位相θiと実磁極の位相（θ m）およびそれらの位相差（Δθ = θ m ― θ i）、（ｄ）は電流の周波数指令ω*と実回転子の回転速度ωm、（ｅ）は周波数補正量Δωcompおよび振動抑制信号（G×Vd*0）、（ｆ）は変数Krotおよび補償値Kcompを各々示している。
【０１０５】
図１６において、最初のうちは、回転速度と直流電流の位相差が±１８０°を超えるので、脱調を繰り返す。しかし、安定化補正により、電流位相θiが少しずつ変化してその振動を減衰させることにより、実速度ωmが零方向に減衰し、４周期後には同期引き入れ状態で振動する準安定状態に移行できている。このように、空転中に始動していたために脱調が発生しても、電流位相を操作して速度を減衰させながら準安定状態に移行できること、さらに、正転と逆転のどちらの方向で空転している場合でも、速度を零方向に減衰して同期引き入れすることが可能になる。
【０１０６】
従来の方法では、直流電流状態で、もし想定外の負荷外乱によって突発的な脱調をしてしまった場合には同期に引き込む効果が得られなかった。これに対して、本方式を適用すれば、時間は要するが再引き込み動作を行って始動を継続することが可能になる。この外乱に強いということが本方式の特長である。
【０１０７】
図１６の０〜３ｓまでのｄｑ軸成分の電圧を、図１０や図１２と同様にｄｑ座標の電圧軌跡として描いてみると図１７のようになる。図１７では図１６（ｄ）の（１）〜（３）の各期間に対応する部分のベクトル軌跡を（１）〜（３）に示している。
【０１０８】
図１７によれば、最初は大きな８の字を描くが、その振幅が徐々に減衰していることが分かる。しかし、速度が低下するほど（図１７の円が小さくなるほど）補正ゲインが低下して、安定化補償が効かなくなるので、ある程度の脈動で抑制効果は止まってしまう。したがって、８の字の大きさの減少割合は徐々に少なくなっている。この方式では、完全に脈動を抑制することはできないものの、それでも「比較的小さな速度で安定して振動している状態」つまり準安定状態を実現できる。さらに、もし脱調してしまっても、速度が増加するので、すぐにまた安定効果が作用して、この準安定状態に引き戻すことができる。
【０１０９】
本実施例２は実施例１とほぼ同様な効果が得られるが、実施例１では電圧の時間差分から求めた速度方向を含む検出値である変数Krotが、電圧の時間差分のほぼ二乗で変化する。この変数Krotは後段で±１．０の飽和処理の適用以後に回転方向の極性情報として使用されるが、飽和しない中間レベルにおいては、二乗特性により急激に０近傍の値になる。
【０１１０】
これに対して、実施例２では電圧の時間差どうしの外積を取る際に、一方の時間差成分を単位ベクトルに変更することにより、変数Krotは電圧の時間差分に比例するように変更した。これにより、実施例１では、変数Krotに飽和リミッタを介した補償値Kcompは±1.0とほぼ零の３値だけであるため補償量が急変していたが、実施例２では、前記Kcompの中間値の変化が緩やかになることからこの補償量の急変が抑制できる。
【０１１１】
実施例１では、補正ゲインK1の設定により正負符号と零になる期間が決まるので、K1を適切に調整する必要があった。実施例２では、中間値をとるように変更したので、図３の補正ゲインK2設定が多少ばらついても補償効果の急変が少なくなる。つまり、調整幅が広がるという効果も得られる。
【実施例３】
【０１１２】
実施例１と実施例２は、速度が零付近で脈動しているときは正確に動作するが、速度が少し高くなってくると、ｄ軸電圧Vqに一定半径で且つ位相脈動によって位相が変化する電圧成分が重畳されてくる。そのため二軸座標軌跡が綺麗な円や楕円状にはならなくなり、外積や曲率などでは正確な回転方向の推定ができなくなる。そこで実施例３では、周波数指令が高くなってくると特許文献１の補正方式に切換えるように構成した。
【０１１３】
急に補正方法を切り換えると補正量が急変するので、図４のように周波数指令に応じた重み係数を生成する可変重み生成部６０を付加し、各方式の補正成分に乗算することにより、正負速度および零速近傍の制御方式を連続的に切り換えるものである。
【０１１４】
図４において図１と同一部分は同一符号をもって示している。図４において図１と異なる点は、補正量重み計算部３０と飽和リミッタ５１の間に可変重み生成部６０、乗算器６１〜６３および加算器６４を設けた点にあり、その他の部分は図１と同一に構成されている。
【０１１５】
可変重み生成部６０は、周波数指令に応じた、例えば図５に示す特性を有した３つの重み係数Kp,Kn,Kcを生成する。重み係数Kpは、図１９に示す特許文献１の正転方向（sign(ω*)＝１）での補償を有効にする重み係数であり、周波数指令ω*が、図５のように横軸中心の零とその両側のプラス極性とマイナス極性を含む第１の低周波領域よりも所定周波数高く設定した高周波領域（プラス極性側）にあるときは１であり、前記第１の低周波領域内の最高周波数ω*KCHと前記高周波領域内の最低周波数ω*KPLの間では、周波数の上昇にともなって徐々に０から１に推移する重み係数である。
【０１１６】
重み係数Knは、周波数指令ω*が、前記第１の低周波領域よりも所定周波数低く設定した第２の低周波領域（マイナス極性側）にあるときは１であり、前記第１の低周波領域内の最低周波数ω*KCLと前記第２の低周波領域内の最高周波数ω*KnHの間では、周波数の低下にともなって徐々に０から１に推移する重み係数である。
【０１１７】
重み係数Kcは、周波数指令ω*が前記第１の低周波領域にあるときは１であり、前記第２の低周波領域内の最高周波数ω*KnHと前記第１の低周波領域内の最低周波数ω*KCLの間では、周波数の上昇にともなって徐々に０から１に推移し、前記第１の低周波領域内の最高周波数ω*KCHと前記高周波領域内の最低周波数ω*KPLの間では、周波数の上昇にともなって徐々に１から０に推移する重み係数であり、零速付近での効果が得られるように構成している。
【０１１８】
前記生成された重み係数Kpは、乗算器６１において正極符号＋１．０との乗算（第１の乗算処理）が行われる。
【０１１９】
前記生成された重み係数Knは、乗算器６２において負極符号−１．０との乗算（第２の乗算処理）が行われる。
【０１２０】
前記生成された重み係数Kcは、乗算器６３において補正量重み計算部３０の出力である変数Krotとの乗算（第３の乗算処理）が行われる。
【０１２１】
乗算器６１〜６３の各乗算出力は加算器６４で加算された後、飽和リミッタ５１に入力される。
【０１２２】
本実施例３による動作例は、実施例２の場合と同様に図１４、図１６の動作となる。図１４、図１６の０〜３ｓまでは周波数指令ω*が零であるので、この周波数領域ではKc＝１、Kp=Kn=0の重み係数となっている。しかし、３ｓ以降ではKcが減衰し、Kpが増加するように重み係数が変化する。これによって、脈動しながらでも準安定状態で加速して、速度脈動による電圧ベクトル軌跡の上下限が零クロスしなくなるころには、乗算器６３の出力による間欠的な補正状態から徐々に、乗算器６１の出力による特許文献１の方式のような連続的な補正に移行し、速度や位相の脈動がすばやくかつ十分に抑制できる効果が得られる。また、負の方向に速度が上昇する場合も同様の効果が得られる。
【０１２３】
この異なる方式を複合化したことにより、本発明による零速や逆転時でも準安定状態に引き込む機能と、特許文献１の十分な安定効果を組み合わせた、安定化制御が実現できる。
【０１２４】
上記のように、本実施例３によれば、速度が零近傍では実施例１や実施例２として動作させ、正負のどちらの方向でも速度が上昇してくると特許文献１の方式に切り替わる。これにより、停止時の間欠的な補正により脈動しながらでも準安定状態を維持する機能を発揮させ、回転方向が周波数指令の極性と等しくなる程度まで加速すると徐々に特許文献１の方式の連続的な補正に移行させることにより、各速度域に応じた安定化性能が得られる。
【０１２５】
また、重み係数Kp,Kn,Kcは、図５の特性に示すように０⇔１に推移する際徐々に推移する特性であるので、補償値Kcompの急変が防止され、連続した滑らかな制御が行える。
【０１２６】
尚、本発明の制御方法は、図１８の多重型インバータに適用するに限らず、他のＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ−Ｐｏｉｎｔ−Ｃｌａｍｐｅｄ）型インバータや３レベル以上のマルチレベルインバータなど、種々のインバータに適用することができる。
【符号の説明】
【０１２７】
１…回転座標変換部
２，１５，２２，３６，３７…減算器
３…電流制御部
４…逆回転座標変換部
５…ＰＷＭ変換器
１０…振動抑制部
１２…ゲイン乗算部
１６…積分器
２１…ローパスフィルタ
３０…補正量重み計算部
３１…フィルタ
３２…タイミング信号発生器
３３〜３５…スタックメモリ
３８…外積部
３９，４２…ゲイン乗算部
５１…飽和リミッタ
５２，６１〜６３…乗算器
６０…可変重み生成部
６４…加算器
１００…直流電源
１０１〜１０４…スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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