(57)【要約】【課題】モータを駆動制御する際の電流制御の不安定現象を抑制する。【解決手段】PWMインバータ２は、モータ３の駆動制御の際、モータ３のd，q軸電流指令値i*d，i*qと同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値id，iqと周波数指令値ωeとからデッドビート制御を行い第一のd，q軸電圧指令値を算出し、モータ３のd，q軸電流指令値i*d，i*qと同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値id，iqと周波数指令値ωeとからモータ３の離散化モデルに基づく演算により高調波を抑制させる第二のd，q軸電圧指令値を算出し、前記第一のd，q軸電圧指令値に前記第二のd，q軸電圧指令値を加算する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータを駆動制御するインバータであって、
現在の時刻のモータのd，q軸電流検出値と前回のd，q軸電圧指令値と前回のd，q軸外乱電圧推定値とから当該モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のd，q軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のd，q軸電流予測値と当該モータのステータ抵抗及び磁束と周波数指令値とに基づき当該次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値と当該モータのd，q軸電流指令値と前記次の時刻のd，q軸電流予測値とに基づき当該次の時刻の第一のd，q軸電圧指令値を算出するデッドビート制御部と、
前記モータのd，q軸電流指令値と同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値と前記周波数指令値とから当該モータの離散化モデルに基づく演算により高調波を抑制させる第二のd，q軸電圧指令値を算出する比例共振制御部と、
前記第一のd，q軸電圧指令値に前記第二のd，q軸電圧指令値を加算して前記モータのd，q軸電圧指令値を算出する加算部と
を有するインバータ。
【請求項２】
前記比例共振制御部は、前記周波数指令値の６倍の周波数指令値を前記離散化モデルに基づく演算に供して当該６倍の周波数の高調波を抑制させる前記第二のd，q軸電圧指令値を算出することを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
【請求項３】
誘導電動機仕様のモータを駆動制御する請求項１または２に記載のインバータであって、
前記モータの回転速度に基づき当該モータの機械角速度を検出する検出部と、
外部からの速度指令値と前記機械角速度とに基づき前記モータのトルク指令値を出力する速度制御部と、
前記機械角速度を電気角速度に変換する角速度変換部と、
前記トルク指令値と前記モータの電気角速度とに基づき前記d，q軸電流指令値と前記周波数指令値とを出力するトルク制御部と、
このトルク制御部からの周波数指令値の時系列信号を積分して電気角を算出する積分部と、
前記トルク制御部からの周波数指令値と電流制御の周期の１．５倍値との積を算出する乗算部と、
当該インバータの出力側の三相電流検出値を前記積分部からの電気角に基づき前記d，q軸電流検出値に変換する第一の座標変換部と、
前記加算部からの前記d，q軸電圧指令値を前記積分部からの前記電気角と前記乗算部からの前記積の値との和に基づき三相電圧指令値に変換する第二の座標変換部と、
この第二の座標変換部から供される三相電圧指令値に基づきパルス幅変調を行い生成した三相交流電圧を前記モータに出力するパルス幅変調部と
をさらに備えたことを特徴とするインバータ。
【請求項４】
永久磁石同期電動機仕様のモータを駆動制御する請求項１または２に記載のインバータであって、
前記モータの回転速度に基づき当該モータの機械角速度及び電気角を検出する検出部と、
外部からの速度指令値と前記機械角速度とに基づき前記モータのトルク指令値を出力する速度制御部と、
前記機械角速度を周波数指令値に変換する角速度変換部と、
前記トルク指令値に基づき前記d，q軸電流指令値を出力するトルク制御部と、
前記角速度変換部からの前記周波数指令値と電流制御の周期の１．５倍値との積を算出する乗算部と、
当該インバータの出力側の三相電流検出値を前記検出部からの電気角に基づき前記d，q軸電流検出値に変換する第一の座標変換部と、
前記加算部からの前記d，q軸電圧指令値を前記検出部からの電気角と前記乗算部からの前記積の値との和に基づき三相電圧指令値に変換する第二の座標変換部と、
この第二の座標変換部から供される三相電圧指令値に基づきパルス幅変調を行い生成した三相交流電圧を前記モータに出力するパルス幅変調部と
をさらに備えたことを特徴とするインバータ。
【請求項５】
インバータによるモータの駆動制御方法であって、
現在の時刻のモータのd，q軸電流検出値と前回のd，q軸電圧指令値と前回のd，q軸外乱電圧推定値とから当該モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のd，q軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のd，q軸電流予測値と当該モータのステータ抵抗及び磁束と周波数指令値とに基づき当該次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値と当該モータのd，q軸電流指令値と前記次の時刻のd，q軸電流予測値とに基づき当該次の時刻の第一のd，q軸電圧指令値を算出する過程と、
前記モータのd，q軸電流指令値と同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値と前記周波数指令値とから当該モータの離散化モデルに基づく演算により高調波を抑制させる第二のd，q軸電圧指令値を算出する過程と、
前記第一のd，q軸電圧指令値に前記第二のd，q軸電圧指令値を加算して前記モータのd，q軸電圧指令値を算出する過程と
を有することを特徴とするモータの駆動制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ(誘導電動機、永久磁石同機電動機)の駆動時に生じる電源の周波数に同期した電流歪を抑制する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ（誘導電動機、永久磁石同機電動機）をPWMインバータで駆動する際、インバータ内のスイッチング素子のゲート信号（オンオフ指令信号）に設けるデッドタイムによってインバータ電流（モータ電流）に歪が生じる。この歪はトルクの脈動や制御性能の劣化などの悪影響を及ぼすため、抑制する必要がある。
【０００３】
歪は電源の基本波周波数に同期した電流高調波として現れる。この電流高調波は主に基本波の−５，７，−１１，１３倍の周波数であり、基本波に同期した座標でみると６，１２倍の周波数となる。
【０００４】
上記周波数の高調波歪が基本波に同期した周波数を持つことを利用して、電流のフィードバックによって歪を抑制する方法に、非特許文献１，２のPR制御（比例共振制御）を利用した高調波抑制法がある。
【０００５】
PR制御は演算負荷や使用するメモリが少なく実装が容易であるが、特定の周波数について高ゲインを持たせることが可能であり、効率的に歪成分を抑制することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】M. Liserre, R. Teodorescu and F. Blaabjerg. “Multiple harmonics control for three-phase grid converter systems with the use of PI-RES current controller in a rotating frame.” IEEE Transactions on Power Electronics, vol.21, no.3, pp.836-841, May 2006.
【非特許文献２】C. Liu, F. Blaabjerg, W. Chen and D. Xu. “Stator Current Harmonic Control With Resonant Controller for Doubly Fed Induction Generator.” IEEE Transactions on Power Electronics, vol.27, no.7, pp.3207-3220, July 2012.
【非特許文献３】O. Kukrer. “Discrete-time current control of voltage-fed three-phase pwm inverters.” IEEE Transactions on Power Electronics, 11:260-269, 1996.
【非特許文献４】山本康弘，小玉貴志，山田哲夫，市岡忠士，丹羽亨，“PWM同期電流サンプルによる誘導電動機のディジタル電流制御法”，電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌），Vol.112(1992)，No.7，P.613-622
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１６−１０３１１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
非特許文献２で述べられているように、電流制御とPR制御による高調波抑制を併用した場合、PR制御で抑制する周波数が電流制御の帯域を超えると不安定になることが知られている。
【０００９】
ディジタル制御においてPI（比例積分）電流制御の帯域の上限は電流制御周期で決まる（一般的に電流制御のサンプリング周波数の１／１０程度である）。PWMインバータでは電流制御はキャリア信号（電圧指令と比較して、スイッチング素子のオンオフ信号を生成するための三角波信号）に同期して行われるので、電流制御周期はキャリア周波数（すなわち、スイッチング素子のスイッチング周波数）で決まる。スイッチング周波数を上げるとスイッチング素子のスイッチング損失が増加してしまうので、スイッチング周波数にも上限がある。
【００１０】
したがって、基本波周波数が高く高調波の周波数も高くなる高速モータや、効率や熱設計の面からスイッチング周波数を上げられない大容量モータを駆動する場合、PR制御では安定に高調波を抑制するための電流制御の帯域を確保できなくなる。このため、従来のPI電流制御とPR制御高調波抑制の組み合わせでは高速モータや大容量モータを定格回転数で回した時に不安定になるという問題があった。
【００１１】
本発明は、上記の事情の鑑み、モータを駆動制御する際の電流制御の不安定現象を抑制することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
そこで、本発明の一態様は、モータを駆動制御するインバータであって、現在の時刻のモータのd，q軸電流検出値と前回のd，q軸電圧指令値と前回のd，q軸外乱電圧推定値とから当該モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のd，q軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のd，q軸電流予測値と当該モータのステータ抵抗及び磁束と周波数指令値とに基づき当該次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値と当該モータのd，q軸電流指令値と前記次の時刻のd，q軸電流予測値とに基づき当該次の時刻の第一のd，q軸電圧指令値を算出するデッドビート制御部と、前記モータのd，q軸電流指令値と同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値と前記周波数指令値とから当該モータの離散化モデルに基づく演算により高調波を抑制させる第二のd，q軸電圧指令値を算出する比例共振制御部と、前記第一のd，q軸電圧指令値に前記第二のd，q軸電圧指令値を加算して前記モータのd，q軸電圧指令値を算出する加算部とを有する。
【００１３】
本発明の一態様は、前記インバータにおいて、前記比例共振制御部は、前記周波数指令値の６倍の周波数指令値を前記離散化モデルに基づく演算に供して当該６倍の周波数の高調波を抑制させる前記第二のd，q軸電圧指令値を算出する。
【００１４】
本発明の一態様は、誘導電動機仕様のモータを駆動制御する請求項１または２に記載のインバータであって、前記モータの回転速度に基づき当該モータの機械角速度を検出する検出部と、外部からの速度指令値と前記機械角速度とに基づき前記モータのトルク指令値を出力する速度制御部と、前記機械角速度を電気角速度に変換する角速度変換部と、前記トルク指令値と前記モータの電気角速度とに基づき前記d，q軸電流指令値と前記周波数指令値とを出力するトルク制御部と、このトルク制御部からの周波数指令値の時系列信号を積分して電気角を算出する積分部と、前記トルク制御部からの周波数指令値と電流制御の周期の１．５倍値との積を算出する乗算部と、当該インバータの出力側の三相電流検出値を前記積分部からの電気角に基づき前記d，q軸電流検出値に変換する第一の座標変換部と、前記加算部からの前記d，q軸電圧指令値を前記積分部からの前記電気角と前記乗算部からの前記積の値との和に基づき三相電圧指令値に変換する第二の座標変換部と、この第二の座標変換部から供される三相電圧指令値に基づきパルス幅変調を行い生成した三相交流電圧を前記モータに出力するパルス幅変調部とをさらに備える。
【００１５】
本発明の一態様は、永久磁石同期電動機仕様のモータを駆動制御する請求項１または２に記載のインバータであって、前記モータの回転速度に基づき当該モータの機械角速度及び電気角を検出する検出部と、外部からの速度指令値と前記機械角速度とに基づき前記モータのトルク指令値を出力する速度制御部と、前記機械角速度を周波数指令値に変換する角速度変換部と、前記トルク指令値に基づき前記d，q軸電流指令値を出力するトルク制御部と、前記角速度変換部からの前記周波数指令値と電流制御の周期の１．５倍値との積を算出する乗算部と、当該インバータの出力側の三相電流検出値を前記検出部からの電気角に基づき前記d，q軸電流検出値に変換する第一の座標変換部と、前記加算部からの前記d，q軸電圧指令値を前記検出部からの電気角と前記乗算部からの前記積の値との和に基づき三相電圧指令値に変換する第二の座標変換部と、この第二の座標変換部から供される三相電圧指令値に基づきパルス幅変調を行い生成した三相交流電圧を前記モータに出力するパルス幅変調部とをさらに備える。
【００１６】
本発明の一態様は、インバータによるモータの駆動制御方法であって、現在の時刻のモータのd，q軸電流検出値と前回のd，q軸電圧指令値と前回のd，q軸外乱電圧推定値とから当該モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻のd，q軸電流予測値を算出し、この算出された次の時刻のd，q軸電流予測値と当該モータのステータ抵抗及び磁束と周波数指令値とに基づき当該次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値を算出し、この算出された次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値と当該モータのd，q軸電流指令値と前記次の時刻のd，q軸電流予測値とに基づき当該次の時刻の第一のd，q軸電圧指令値を算出する過程と、前記モータのd，q軸電流指令値と同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値と前記周波数指令値とから当該モータの離散化モデルに基づく演算により高調波を抑制させる第二のd，q軸電圧指令値を算出する過程と、前記第一のd，q軸電圧指令値に前記第二のd，q軸電圧指令値を加算して前記モータのd，q軸電圧指令値を算出する過程とを有する。
【発明の効果】
【００１７】
以上の本発明によればモータを駆動制御する際の電流制御の不安定現象を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の一態様である誘導電動機仕様のモータを駆動制御するインバータを有するシステムのブロック構成図。
【図２】本発明の一態様である永久磁石同期電動機仕様対応のモータを駆動制御するインバータを有するシステムのブロック構成図。
【図３】図１，２のインバータに具備された電流制御部のブロック構成図。
【図４】図３の電流制御部に具備されたPR制御部のブロック構成図。
【図５】図３の電流制御部に具備されたデッドビート制御部のブロック構成図。
【図６】PI制御のブロック構成図。
【図７】（ａ）はPI制御（PI）とデッドビート制御（DB）のゲイン（［dB］）を比較した特性図、（ｂ）はPI制御（PI）とデッドビート制御（DB）の位相（［deg］）を比較したBode線図。
【図８】キャリア周波数5kHz、電流制御の周期Ts=100μs、デッドタイム6μsのインバータで永久磁石同期電動機を100Hz（周波数指令値ωe=2π×100）で駆動したときの５次、７次の高調波成分の振幅を比較した表。
【図９】電流制御にPI制御を用いてPR制御による高調波抑制を行った場合の三相電流の波形図。
【図１０】電流制御にデッドビート制御を用いてPR制御による高調波抑制を試みた場合の三相電流の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下に図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
【００２０】
図１，２に例示のモータ駆動システム１において、PWMインバータ２とモータ３は三相電線５で接続され、モータ３は負荷４にカップリングされている。
【００２１】
（PWMインバータ２の態様例１）
図１に例示されたモータ駆動システム１は誘導電動機仕様のモータ３を駆動制御するPWMインバータ２を備える。以下にPWMインバータ２の各機能部について説明する。
【００２２】
検出部２０は、モータ３の回転速度に基づきモータ３の機械角速度を検出する。
【００２３】
速度制御部２１は、外部からの速度指令値と前記機械角速度とに基づきモータ３のトルク指令値を出力する。
【００２４】
角速度変換部２２は、前記機械角速度を電気角速度ωrに変換する。
【００２５】
トルク制御部２３は、前記トルク指令値と電気角速度ωrとに基づき、d，q軸電流指令値i*d，i*qと周波数指令値ωeとを出力する。
【００２６】
積分部２４は、トルク制御部２３からの周波数指令値ωeの時系列信号を積分して電気角θeを算出する。
【００２７】
乗算部２５は、トルク制御部２３からの周波数指令値ωeと電流制御の周期Tsの１．５倍値との積を算出する。
【００２８】
座標変換部２６（第一座標変換部に相当）は、PWMインバータ２の出力側で検出された三相電流検出値iu，iv，iwを、積分部２４からの電気角θeに基づき、d，q軸電流検出値id，iqに変換する。
【００２９】
三相電流検出値iu，iv，iwは三相電線５に付帯された電流センサ７により検出される。電流センサ７は非特許文献４の電流検出方式により三相電流検出値iu，iv，iwを検出する。
【００３０】
電流制御部２７は、トルク制御部２３からのd，q軸電流指令値i*d，i*q及び周波数指令値ωeと座標変換部２６からのd，q軸電流検出値id，iqとに基づき、d，q軸電圧指令値v*d，v*qを算出する。
【００３１】
座標変換部２８（第二座標変換部に相当）は、電流制御部２７からのd，q軸電圧指令値v*d，v*qを、積分部２４からの電気角θeと乗算部２５からの前記積の値との和に基づき、三相電圧指令値v*u，v*v，v*wに変換する。
【００３２】
パルス幅変調部２９（以下、PWM部２９）は、座標変換部２８から供される三相電圧指令値v*u，v*v，v*wに基づきパルス幅変調（PWM）を行い生成した三相交流電圧をモータ３に出力する。
【００３３】
（PWMインバータ２の態様例２）
図２に例示されたモータ駆動システム１は永久磁石同期電動機仕様のモータ３を駆動制御するPWMインバータ２を備える。以下、PWMインバータ２の各機能部について説明する。
【００３４】
検出部２０は、モータ３の回転速度に基づきモータ３の機械角速度及び電気角θeを検出する。
【００３５】
速度制御部２１は、態様例１と同様に、外部からの速度指令と前記機械角速度とに基づきモータ３のトルク指令値を出力する。
【００３６】
角速度変換部２２は、前記機械角速度を周波数指令値ωeに変換する。
【００３７】
トルク制御部２３は、前記トルク指令値に基づきd，q軸電流指令値i*d,i*qを出力する。
【００３８】
乗算部２５は、角速度変換部２２からの周波数指令値ωeと電流制御の周期Tsの１．５倍値との積を算出する。
【００３９】
座標変換部２６は、PWMインバータ２の出力側で電流センサ７により検出された三相電流検出値iu，iv，iwを、検出部２０からの電気角θeに基づき、d，q軸電流検出値id，iqに変換する。
【００４０】
電流制御部２７は、態様例１と同様に、トルク制御部２３からのd，q軸電流指令値i*d，i*q及び周波数指令値ωeと座標変換部２６からのd，q軸電流検出値id，iqとに基づき、d，q軸電圧指令値v*d，v*qを算出する。
【００４１】
座標変換部２８は、電流制御部２７からのd，q軸電圧指令値v*d，v*qを、検出部２０からの電気角θeと乗算部２５からの積の値との和に基づき三相電圧指令値v*u，v*v，v*wに変換する。
【００４２】
PWM部２９は、態様例１と同様に、座標変換部２８から供される三相電圧指令値v*u，v*v，v*wに基づきパルス幅変調（PWM）を行い生成した三相交流電圧をモータ３に出力する。
【００４３】
（電流制御部２７の態様例）
電流制御部２７は、図３に示されたように、デッドビート制御部１１と比例共振制御部１２（以下、PR制御部１２）とを並列に実装する。
【００４４】
デッドビート制御部１１，PR制御部１２のいずれにも、d，q軸電流指令値i*d，i*qと同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値id，iqと周波数指令値ωeが入力される。
【００４５】
以下に電流制御部２７の各機能部について説明する。
【００４６】
デッドビート制御部１１は、モータ３のd，q軸電流指令値i*d，i*qと同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値id，iqと周波数指令値ωeとから第一のd，q軸電圧指令値v*d,DB，v*q,DBを算出する。
【００４７】
PR制御部１２は、モータ３のd，q軸電流指令値i*d，i*qと同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値id，iqと周波数指令値ωeとからモータ３の離散化モデルに基づく演算により所定の高調波を抑制させる第二のd，q軸電圧指令値v*d,PR，v*q,PRを算出する。
【００４８】
加算部１３は、デッドビート制御部１１からの前記第一のd，q軸電圧指令値v*d,DB，v*q,DBにPR制御部１２からの前記第二のd，q軸電圧指令値v*d,PR，v*q,PRを加算してモータ３のd，q軸電圧指令値v*d，v*qを算出する。
【００４９】
（PR制御部１２の態様例）
PR制御部１２は、図４に例示された制御のブロック構成を成し、同期座標系で所定の高調波（本態様例では周波数指令値の６倍の周波数である高調波）を抑制する。
【００５０】
PR制御部１２は、モータ３のd，q軸電流指令値i*d，i*qと同期座標系に座標変換されたd，q軸電流検出値id，iqと周波数指令値ωeとからモータ３の離散化モデルに基づく演算により所定の高調波を抑制させる電圧指令値v*PR（前記第二のd，q軸電圧指令値v*d,PR，v*q,PRに相当）を算出する。
【００５１】
前記演算にあたり、以下の式（１）を双一次変換によってディジタル電流制御の周期Tsで離散化したものが供される。式（１）において、ｓは微分演算子であり、KPRは電流比例制御のゲインである。
【００５２】
【数１】
2019083673.tif 000003
【００５３】
尚、PR制御部１２は、二次のIIRフィルタであるが、永久磁石同機電動機ではモータの回転速度、誘導電動機ではモータ３の回転速度および負荷に応じて、周波数指令値ωeが変動するため、係数は周波数指令値ωeに応じて変更できるようになっている。
【００５４】
（デッドビート制御部１１の態様例）
デッドビート制御部１１は、図５に例示されたように、電流予測部１１１、外乱電圧推定部１１２及び電圧指令計算部１１３を実装する。図示された電流,電圧は、ベクトルで表記してあり、説明の便宜上、電流is=[id,iq]T、電圧vs=[vd,vq]Tと示す（式（２）〜（４）も同様）。添え字kはディジタル電流制御のサンプリング時刻を表す。
【００５５】
電流予測部１１１は、現在の時刻に計測されたd，q軸電流検出値と前回のd，q軸電圧指令値と前回のd，q軸外乱電圧推定値とから前記モータの離散化モデルに基づく演算により次の時刻k+1のd，q軸電流予測値を算出する。
【００５６】
すなわち、電流予測部１１１は、現在の時刻のd，q軸電流検出値is,kと前回のd，q軸電圧指令値v*s,kと前回のd，q軸外乱電圧推定値^vl,kとから以下の式（２）の演算により１サンプル後（次の時刻k+1）の電流予測値^is,k+1を算出する。
【００５７】
【数２】
2019083673.tif 000004
【００５８】
式（２）において、L-1は「モータ３が誘導電動機の場合は漏れインダクタンスLσの逆数を対角に持つ対角行列」「モータ３が永久磁石同期電動機の場合はd軸インダクタンスLdの逆数を１行１列目、q軸インダクタンスLqの逆数を２行２列目に持つ対角行列」である。Tsは「ディジタルd，q軸電流制御の周期」である。
【００５９】
外乱電圧推定部１１２は、電流予測部１１１から供された次の時刻k+1のd，q軸電流予測値^is,k+1とモータ３のステータ抵抗Rs及び磁束φrと周波数指令値ωeとに基づき当該次の時刻k+1のd，q軸外乱電圧推定値^vl,k+1を算出する。
【００６０】
すなわち、外乱電圧推定部１１２は、d，q軸電流予測値^is,k+1と角速度変換部２２から供された周波数指令値ωeとから以下の式（３）の演算により次の時刻k+1のd，q軸外乱電圧推定値^vl,k+1を算出する。
【００６１】
【数３】
2019083673.tif 000005
【００６２】
式（３）において、Rsは「モータ３のステータ抵抗」、Lは「モータ３が誘導電動機仕様の場合はLσを対角に持つ対角行列」「モータ３が永久磁石同期電動機仕様の場合はLdを１行１列目、Lqを２行２列目に持つ対角行列」である。また、モータ３が誘導電動機の場合、φrは二次磁束であり、推定値，指令値のいずれを用いてもよい。モータ３が永久磁石同期電動機仕様の場合、φrは永久磁石磁束λmで表され、φr=[λm,0]Tである。
【００６３】
電圧指令計算部１１３は、前記算出された次の時刻のd，q軸外乱電圧推定値^vl,k+1とモータ３のd，q軸電流指令値i*s,kと前記次の時刻のd，q軸電流予測値^is,k+1とに基づき、以下の式（４）の演算により当該次の時刻のd，q軸電圧指令値v*sDB,k+1を算出する。
【００６４】
【数４】
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【００６５】
（態様例１，２の作用及び動作の説明）
電動機のデッドビート電流制御部は、当該電動機が永久磁石同期電動機であれば例えば非特許文献３等、誘導電動機であれば例えば非特許文献４や特許文献１等の制御器に適用されている。
【００６６】
特に、本態様例のデッドビート制御部１１はディジタル電流制御のサンプル時刻kにて次のサンプル時刻k+1の電流を予測し、この予測した電流に基づき算出したd，q軸電圧指令値を時刻k+1からk+2にかけて図１のPWM部２９に出力することにより、時刻k+2の電流を電流指令値に一致させる。したがって、高周波数領域までゲインが一定となるという特徴を有する。
【００６７】
図７に図５のデッドビート制御（DB）と図６のPI制御（PI）のBode線図を示す。Bode線図は入力（図３のd，q軸電流指令値i*d，i*q）に対する出力（図３のd，q軸電流検出値id，iq）の周波数応答を見たものである。
【００６８】
特に、図７（ａ）はPI制御（PI）とデッドビート制御（DB）のゲイン（gain［dB］）を比較したものである。PI制御（PI）のゲインが周波数の上昇にしたがって減衰するのに対し、デッドビート制御（DB）のゲインは高周波数領域までほぼ一定となる。PI制御器の帯域はゲインが直流付近のフラットな値から3dB程度下がった周波数なので、図７（ｂ）に示されたPI制御の帯域はおよそ700Hzである。したがって、図３の電流制御において「デッドビート制御」ではなく「PI制御」を適用した場合、周波数指令値ωeの６倍の周波数である高調波が700Hz付近になると６倍高調波抑制のPR制御は不安定となる。これに対し、電流制御に「デッドビート制御」を適用した場合は700Hzを超えてもゲインは下がってこないため、PR制御は安定となる。
【００６９】
図８に示された表はキャリア周波数5kHz、ディジタル電流制御の周期Ts=100μs、デッドタイム6μsのインバータにより永久磁石同期電動機を100Hz（周波数指令値ωe=2π×100）で駆動したときの５次、７次の高調波成分の振幅を比較している。デッドビート制御の実施の際、PR制御によって高調波が抑制されていることがわかる。PI制御にPR制御を組み合わせると不安定となる。
【００７０】
図９は図８と同じ条件で電流制御にPI制御を用いてPR制御による高調波抑制を試みた場合の三相電流の波形図である。PR制御は0.17秒の時点で開始している。PR制御開始とともに電流が不安定になり発散することがわかる。
【００７１】
図１０は図８と同じ条件で電流制御にデッドビート制御を用いてPR制御による高調波抑制を試みた場合の三相電流の波形図である。PR制御は0.17秒の時点で開始している。PR制御開始とともに電流の歪が抑制され、不安定になることもない。
【００７２】
（本実施形態の効果）
以上のようにPWMインバータ２とこれによるモータ３の駆動制御方法は、誘導電動機仕様または永久磁石同機電動機仕様のモータを駆動制御する際、高周波数領域までゲインが一定であるデッドビート電流制御とPR制御による電流高調波抑制とが実行される。したがって、モータを駆動制御する際の電流制御の不安定現象を抑制できる。よって、高調波を抑制しつつ安定運転できる領域が高回転数まで拡大できる。また、高速モータを安定的に運転できる。さらに、スイッチング周波数を上げられない大容量モータを駆動する場合にも安定的に運転できる。
【００７３】
本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、本発明の特許請求の範囲内で様々な態様で実施が可能である。
【符号の説明】
【００７４】
１…モータ駆動システム
２…PWMインバータ
３…モータ
４…負荷
５…三相電線
２０…検出部、２１…速度制御部、２２…角速度変換部、２３…トルク制御部、２４…積分部、２５…乗算部、２６…座標変換部（第一座標変換部）、２７…電流制御部、２８…座標変換部（第二座標変換部）、２９…PWM部（パルス幅変調部）
１１…デッドビート制御部、１２…PR制御部（比例共振制御部）、１３…加算部
１１１…電流予測部、１１２…外乱電圧推定部、１１３…電圧指令計算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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