(57)【要約】      （修正有）【課題】高調波の発生を抑制し電圧歪を低減するワンパルス駆動多段変換器の制御装置を提供する。【解決手段】多段変換器１の変調率を演算する変調率演算部２１と、単位変換器１１〜１４の正レグＬＰの上アームＳ１と負レグＬＮの上アームＳ３とを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部２２と、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ複数の第１ゲート信号と、オフパルス幅の中心が出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第２ゲート信号と、を生成し、第１ゲート信号および第２ゲート信号を単位変換器１１〜１４の各アームに割り当て、変更前後の変調率に対応するゲート信号が異なる値であって、変更後の変調率に対応するゲート信号のレベルと変更前の変調率に対応するゲート信号とが同じレベルになったときに変調率を変更する。【選択図】図１
2019216508.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源と並列に接続した正レグおよび負レグと、をそれぞれ備えた複数の単位変換器を直列に接続した多段変換器を制御する制御装置であって、
前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、
前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、
出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第１ゲート信号若しくは前記位相シフト量遅れた第３ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第２ゲート信号若しくは前記位相シフト量進んだ第４ゲート信号とを生成し、前記第１ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第２ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記上アームの前記ゲート信号とする、若しくは前記第３ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第４ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、
前記ゲート信号生成部は、前記変調率を変更する際に、変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号と、変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号とが異なる値であって、現時点から前記変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルが変わる前の期間に前記変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルが変わると判断したとき、前記変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルと前記変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号とが同じレベルになった後に前記変調率を変更する、多段変換器の制御装置。
【請求項２】
直流電源と、前記直流電源と並列に接続した正レグおよび負レグと、をそれぞれ備えた複数の単位変換器を直列に接続した多段変換器を制御する制御装置であって、
前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、
前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、
出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第１ゲート信号若しくは前記位相シフト量遅れた第３ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第２ゲート信号若しくは前記位相シフト量進んだ第４ゲート信号とを生成し、前記第１ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第２ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記上アームの前記ゲート信号とする、若しくは前記第３ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第４ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、
前記ゲート信号生成部は、前記多段変換器の出力電流の検出値に基づいて、複数の前記単位変換器へ出力する前記ゲート信号の中で、前記出力電流が正のときに前記正レグの前記上アームをターンオンする前記ゲート信号、および、前記出力電流が負のときに前記負レグの前記上アームをターンオンする前記ゲート信号について、前記位相シフト量にデットタイム時間の角度相当量を加算若しくは減算して電圧補償後の位相シフト量を演算し、前記電圧補償後の位相シフト量だけ位相をシフトさせる、多段変換器の制御装置。
【請求項３】
複数の前記位相シフト量は、前記多段変換器の基本波振幅を制約条件として、所定次数の高調波の和が最小となる組み合わせである、請求項１又は請求項２記載の多段変換器の制御装置。
【請求項４】
Ｎ段の前記単位変換器を制御する制御装置であって、
複数の前記位相シフト量は、基本波振幅の方程式と、高調波振幅をゼロとするＮ−１の方程式との連立方程式を満たす組み合わせである、請求項１又は請求項２記載の多段変換器の制御装置。
【請求項５】
前記位相シフト量生成部は、所望の前記変調率に対する前記位相シフト量の値を格納したテーブルを備える、請求項１乃至請求項４いずれか１項記載の多段変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、多段変換器の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータに代表される半導体電力変換器の大容量手法として、複数台の電力変換器出力を直列接続し高電圧を得る手法がある。これは多段変換器やＭＭＣ（Modular Multilevel Converter）と呼ばれ系統連系変換器や電動機駆動用変換器等の主に大容量変換器に応用されている。
【０００３】
多段変換器は、それぞれキャパシタや整流器等の直流電源を有した単位変換器の出力を多直列接続する回路構成により複数レベルの電圧出力が得られるという特徴を持つ。このような特徴から複数ステップの電圧出力が得られ正弦波に近い出力を直接得ることができる。変換器段数が増えるほどにそのステップ数は増加することから変換器段数が多い場合は各スイッチング素子をＰＷＭのような高速スイッチングせずに出力電圧基本波周波数で駆動するワンパルス駆動で歪の少ない出力電圧が得られる。ワンパルス駆動ではＰＷＭと比較しスイッチング周波数を抑制できるため毎スイッチング発生するスイッチング損失を低減でき、変換器損失の低減、冷却器の削減効果が期待することができる。
【０００４】
多段変換器を動作させるには、単位電力変換器を単体の変換器と同じように三角波キャリア比較等でＰＷＭ変調を行い動作させることが可能だが、ワンパルス変調を行う場合は従来のキャリア比較で動作させることが困難である。そこで単位変換器としてＨブリッジを用いた多直列変換器のワンパルス変調法が非特許文献１で提案されている。
【０００５】
この方式では多段変換器の出力電圧指令と、正と負とに変換器段数と同一個数の電圧ステップを持つ閾値と比較し、指令と閾値が交差する点で各変換器をスイッチングすることでワンパルス変調を実現する方式である。指令と閾値とを比較するシンプルな構成のため容易にワンパルス制御が実装できる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】児山  裕史, 長谷川  隆太,  新井  卓郎「デルタ結線モジュラー・マルチレベルＳＴＡＴＣＯＭの１パルス制御」,電学論Ｄ,Ｖｏｌ.１３７  Ｎｏ．３  ｐｐ.２４６−２５５（２０１７）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、出力電圧指令の大きさに応じて電圧出力する変換器段数が変化するため、出力電圧が小さいときには電圧出力する変換器の段数が少なくなり、変換器利用率が低下する。また、電圧を出力しない変換器は、スイッチングを行わずバイパス状態となるため、出力電圧が小さい領域では出力段数低下に伴い低次高調波が増加し、電圧歪が増加することがあった。
【０００８】
本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能な多段変換器の制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態による多段変換器の制御装置は、直流電源と、前記直流電源と並列に接続した正レグおよび負レグと、をそれぞれ備えた複数の単位変換器を直列に接続した多段変換器を制御する制御装置であって、前記多段変換器の出力電圧指令と、前記直流電源の電圧とを用いて変調率を演算する変調率演算部と、前記変調率に基づいて、複数の前記単位変換器の前記正レグの上アームと前記負レグの上アームとを駆動するゲート信号の位相シフト量を生成する位相シフト量生成部と、出力電圧基本波周波数で複数の前記単位変換器を駆動する信号であって、オンパルス幅とオフパルス幅とが同一であり、オンパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量進んだ第１ゲート信号若しくは前記位相シフト量遅れた第３ゲート信号と、オフパルス幅の中心が前記出力電圧指令の位相に対して前記位相シフト量遅れた第２ゲート信号若しくは前記位相シフト量進んだ第４ゲート信号とを生成し、前記第１ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第２ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記上アームの前記ゲート信号とする、若しくは前記第３ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記正レグの前記上アームの前記ゲート信号とし、前記第４ゲート信号を複数の前記単位変換器の前記負レグの前記ゲート信号とするゲート信号生成部と、を備え、前記ゲート信号生成部は、前記変調率を変更する際に、変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号と、変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号とが異なる値であって、現時点から前記変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルが変わる前の期間に前記変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルが変わると判断したとき、前記変更後の前記変調率に対応する前記ゲート信号のレベルと前記変更前の前記変調率に対応する前記ゲート信号とが同じレベルになった後に前記変調率を変更する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、第１実施形態の多段変換器の制御装置を概略的に示す図である。
【図２】図２は、変調率と位相シフト量との関係の一例を示す図である。
【図３】図３は、変調率と位相シフト量との関係の他の例を示す図である。
【図４】図４は、図１に示す多段変換器を駆動するゲート信号と出力電圧との一例を示す図である。
【図５】図５は、多段変換器の変調率を変更したときのゲート信号波形の一例を示す図である。
【図６】図６は、変更前の変調率に対応するゲート信号と、変更後の変調率に対応するゲート信号と、所定のタイミングで変調率を変更したときのゲート信号との一例を示す図である。
【図７】図７は、変更前の変調率に対応するゲート信号と、変更後の変調率に対応するゲート信号と、所定のタイミングで変調率を変更したときのゲート信号との他の例を示す図である。
【図８】図８は、本実施形態の多段変換器の制御装置にて、変調率を変更するタイミングを決定する動作の一例を説明するためのフローチャートである。
【図９】図９は、本実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明する図である。
【図１０】図１０は、第２実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明するための図である。
【図１１】図１１は、第２実施形態の多段変換器の制御装置において、誤差電圧を補償する動作の一例を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、実施形態の多段変換器の制御装置について、図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態の多段変換器の制御装置を概略的に示す図である。
【００１２】
本実施形態の制御装置は、例えば４つのアームから構成されるＨブリッジを単位変換器とした多段変換器１の動作を制御する制御装置である。
多段変換器１は、２つの出力端子を備えている。以下の説明において、多段変換器１の一方の出力端子を正側出力端子ＴＰとし、他方の出力端子を負側出力端子ＴＮとする。
【００１３】
多段変換器１は、複数の単位変換器１１〜１４を備える。単位変換器１１〜１４のそれぞれは、上アームＳ１と下アームＳ２とを備えた正レグＬＰと、上アームＳ３と下アームＳ４とを備えた負レグＬＮと、を並列に接続したＨブリッジ回路である。
【００１４】
多段変換器１は、単位変換器１１〜１４の正レグＬＰの上アームＳ１と下アームＳ２との間に位置する出力端子と、負レグＬＮの上アームＳ３と下アームＳ４との間に位置する出力端子とを、単位変換器１１〜１４間で直列接続した構成を備える。なお、多段変換器１は、少なくとも２段の単位変換器を直列接続した構成であればよく、段数の上限を特に設ける必要はない。
【００１５】
以下の説明おいて、Ｎ個の単位変換器を直列接続した多段変換器において、正側出力端子と接続した単位変換器を１段目の単位変換器とし、負側出力端子と接続した単位変換器をＮ段目の単位変換器とし、直列に接続したＮ個の単位変換器が並んだ順に１段目、２段目、…Ｎ段目と称する。図１に示す例では、多段変換器は４つの単位変換器１１〜１４を備え、正側出力端子ＴＰと接続した単位変換器１１が１段目であり、負側出力端子ＴＮと接続した単位変換器１４が４段目であり、直列に接続した４つの単位変換器１１〜１４が並んだ順に単位変換器１２が２段目であり、単位変換器１３が３段目である。
【００１６】
単位変換器１１〜１４は同じ構成である。単位変換器１１〜１４のそれぞれは、正レグＬＰと、負レグＬＮと、直流電源ＰＳと、電圧センサＳＶと、電流センサ（図示せず）と、を備えている。
【００１７】
電圧センサＳＶは、直流電源ＰＳの電圧を検出し、検出値を制御装置２へ出力する。
電流センサは、多段変換器１の出力電流の検出値（もしくは、複数の単位変換器１１〜１４いずれかの出力電流の検出値）を、制御装置２へ出力する。
【００１８】
複数の単位変換器１１〜１４それぞれにおいて、多段変換器１の正側出力端子ＴＰ若しくは自身よりも正側の単位変換器と接続したレグを正レグＬＰとし、負側出力端子ＴＮ若しくは自身よりも負側の単位変換器と接続したレグを負レグＬＮとする。正レグＬＰと負レグＬＮとは直流電源ＰＳであるキャパシタと並列に接続している。
【００１９】
複数の単位変換器１１〜１４それぞれにおいて、４つのアーム（２つの上アームＳ１、Ｓ３および２つの下アームＳ２、Ｓ４）それぞれは、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（半導体電界効果トランジスタ：metal-oxide semiconductor field-effect transistor）などの半導体素子にダイオードを逆並列接続した半導体スイッチング素子、若しくは、ＭＯＳＦＥＴ（半導体電界効果トランジスタ：metal-oxide semiconductor field-effect transistor）を備える。
【００２０】
単位変換器１１〜１４それぞれの正レグＬＰおよび負レグＬＮのそれぞれにおいて、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４との半導体スイッチング素子はそれぞれ反転動作をし、上アームＳ１、Ｓ３の半導体スイッチング素子がオンしているときに下アームＳ２、Ｓ４の半導体スイッチング素子はオフ動作となる。ただし、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４との短絡を防止するため、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４との両方の半導体スイッチング素子をオフにするデットタイム期間を設けるときには、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４との半導体スイッチング素子を同時にオフとなるようにデットタイム期間が設けられる。
【００２１】
多段変換器１の構成は図１に示したものに限定されるものではない。例えば、単位変換器の直流部には、キャパシタに替えて蓄電池等のエネルギー蓄積要素を接続してもよい。また単位変換器１１〜１４の直流部を、整流器を介して交流電源および変圧器と接続してもよい。また、三組の多段変換器出力をスター結線、デルタ結線、又は、Ｖ結線とすることで三相出力とすることも可能である。
【００２２】
制御装置２は、変調率演算部２１と、位相シフト量生成部２２と、ゲート信号生成部２３と、を備えている。
【００２３】
本実施形態では、制御装置２は多段変換器１をワンパルス駆動にて動作させる。ワンパルス駆動では、単位変換器１１〜１４の半導体スイッチング素子を出力電圧基本波周波数にて駆動する。ワンパルス駆動ではＰＷＭ駆動と比較しスイッチング周波数を抑制できるためスイッチングするときに発生する損失を低減することができ、変換器損失の低減、冷却器の削減効果が期待できる。
【００２４】
制御装置２は、単位変換器１１〜１４のレグＬＰ、ＬＮを、オンとオフとの時間幅が同一（Ｄｕｔｙ５０％）であるスイッチングパルス（ゲート信号）で駆動し、そのゲート信号の位相を各レグで調整することにより出力電圧を調整する。このとき位相調整量（位相シフト量）は、それぞれ、正側レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号のオンパルス幅の中心と、負側レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号のオフパルス幅の中心とが、出力電圧に対して進み遅れ同一位相量になるよう位相操作を行う。
【００２５】
変調率演算部２１は、単位変換器１１〜１４の直流電源ＰＳの電圧ＶＤＣと、電圧指令値Ｖ＊とを用いて、変調率Ｍを演算する。変調率演算部２１にて演算された変調率Ｍは、位相シフト量生成部２２に入力される。変調率演算部２１は、例えば後述の（４）式を用いて変調率Ｍを演算する。
【００２６】
位相シフト量生成部２２は、入力された変調率Ｍに対応する、単位変換器１１〜１４の各レグＬＰ、ＬＮの位相シフト量を出力する。正レグＬＰ、負レグＬＮは単位変換器１１〜１４の段数分存在するため、進み遅れ位相操作量（位相シフト量）は変換器段数分必要となる。図１に示す例では単位変換器の段数が４段であるため、位相シフト量生成部２２は４つの位相シフト量α１〜α４を出力する。
【００２７】
進み遅れ均等シフトした場合の位相シフト量αｎと多段変換器の出力電圧の基本波振幅の関係を次式に示す。ただし、ＶＤＣは単位変換器１１〜１４それぞれの直流電源ＰＳの電圧値とし、本実施形態では複数の直流電源電圧ＶＤＣは等しいと仮定する。なお、Ｎは多段変換器を構成する単位変換器の段数である。
【数１】
2019216508.tif 000003
【００２８】
また基本波ｖ１は次式により定義される。下記（２）式において、ωは出力電圧角周波数である。
ｖ１＝Ｖ１ｃｏｓωｔ                                    （２）
上記（１）式から、図１に示す４段構成の場合の基本波振幅量は下記（３）式で表される。
【数２】
2019216508.tif 000004
【００２９】
ここで、各段の直流電源電圧ＶＤＣの和と出力基本波振幅Ｖ１との比を変調率Ｍとして下記（４）式の通り定義する。
【数３】
2019216508.tif 000005
ｋ次の高調波電圧は以下式で求められる。
【数４】
2019216508.tif 000006
【００３０】
位相シフト量生成部２２は、上記（５）式で得られるｋ次の高調波電圧を用いて、制約条件とする所望の出力基本波振幅Ｖ１を満たす位相シフト量α１〜α４の組み合わせの中から、所定の評価関数を用いて位相シフト量α１〜α４を選択することができる。ここで用いる評価関数には、例えば、高調波電圧の総和もしくは特定次高調波電圧を最小とする評価関数、電圧から算出した電流に基づく高調波電流の総和もしくは特定次高調波電流を最小とする評価関数等を採用することができる。
【００３１】
図２は、変調率と位相シフト量との関係の一例を示す図である。なお、ここでは、位相シフト量α１〜α４はα１＜α２＜α３＜α４であるものとしている。
上記（３）式乃至（５）式より、所望の変調率Ｍ（又は出力電圧）を得るための位相シフト量α１〜α４の組み合わせは無数にあることが分かる。例えば、図２の変調率Ｍと位相シフト量α１〜α４との関係は、変調率Ｍを制約条件として、それを満たす位相シフト量α１〜α４の複数の組み合わせの中から高調波電流の総和（例えば３次〜３９次高調波の和）が最小となる位相シフト量α１〜α４を演算した例である。また、非線形連立方程式の解から位相シフト量α１〜α４を算出することも可能である。なお、本実施形態では、位相シフト量α１〜α４はゼロより大きく１８０°未満の範囲とする。
【００３２】
また、位相シフト量生成部２２は、生成する位相シフト量の数（多段変換器の段数）の方程式を用いた連立方程式により、単位変換器の段数の位相シフト量を生成することができる。
【００３３】
本実施形態では、位相シフト量生成部２２は、例えば、基本波振幅の方程式と、他の３つ（＝多段変換器の段数−１）の高調波振幅の方程式との連立方程式により、位相シフト量α１〜α４を算出することができる。
【００３４】
図３は、変調率と位相シフト量との関係の他の例を示す図である。なお、ここでは、位相シフト量α１〜α４はα１＜α２＜α３＜α４であるものとしている。
ここでは、例えば下記式のように、基本波振幅と、３次高調波振幅と、５次高調波振幅と、７次高調波振幅とをそれぞれゼロとする方程式を用いた下記連立方程式により算出した４つの位相シフト量α１〜α４の一例を示している。
【数５】
2019216508.tif 000007
【００３５】
位相シフト量生成部２２は、上記のように予め演算された位相シフト量α１〜α４を利用して、例えば、変調率Ｍに対応する位相シフト量α１〜α４のテーブルを備えていてもよい。
【００３６】
図４は、図１に示す多段変換器を駆動するゲート信号と出力電圧との一例を示す図である。
ゲート信号生成部２３は、位相シフト量生成部２２から位相シフト量α１〜α４を受信し、４つの単位変換器１１〜１４に供給される、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号（第１ゲート信号）Ｓｐα１〜Ｓｐα４と、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号（第２ゲート信号）Ｓｎα１〜Ｓｎα４とを生成する。本実施形態では、ゲート信号のオン時間とオフ時間とは等しく（Ｄｕｔｙ５０％であり）、それぞれ位相が１８０°の期間とする。
【００３７】
ゲート信号生成部２３は、例えば負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号（第２ゲート信号）Ｓｎα１〜Ｓｎα４の時間軸方向におけるオフパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α１〜α４の位相を遅らせて、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号（第１ゲート信号）Ｓｐα１〜Ｓｐα４の時間軸方向におけるオンパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α１〜α４の位相を進ませる。
【００３８】
上記のように、ゲート信号生成部２３は、電圧指令の位相を基準として位相シフト量α１〜α４の位相を調整して、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号を４つ、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号を４つ生成する。ゲート信号生成部２３は、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号を反転して下アームＳ２のゲート信号を生成し、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号を反転して下アームＳ４のゲート信号を生成する。
【００３９】
なお、本実施形態では、ゲート信号Ｓｐα１は、ゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α１シフトした（進ませた）信号であり、ゲート信号Ｓｐα２は、ゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α２シフトした（進ませた）信号であり、ゲート信号Ｓｐα３は、ゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α３シフトした（進ませた）信号であり、ゲート信号Ｓｐα４は、ゲート信号のオンパルス幅の中心を位相シフト量α４シフトした（進ませた）信号である。
【００４０】
また、ゲート信号Ｓｎα１は、ゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α１シフトした（遅らせた）信号であり、ゲート信号Ｓｎα２は、ゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α２シフトした（遅らせた）信号であり、ゲート信号Ｓｎα３は、ゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α３シフトした（遅らせた）信号であり、ゲート信号Ｓｎα４は、ゲート信号のオフパルス幅の中心を位相シフト量α４シフトした（遅らせた）信号である。
【００４１】
ゲート信号生成部２３は、正レグＬＰと負レグＬＮとのそれぞれにおいて、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４とに互いに反転した関係のゲート信号が供給されるように、複数の単位変換器１１〜１４へ生成したゲート信号を出力する。
【００４２】
なお、本実施形態では、ゲート信号生成部２３は、ゲート信号Ｓｐα１〜Ｓｐα４を、単位変換器１１〜１４のいずれの正レグＬＰに割り当ててもよく、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号Ｓｎα１〜Ｓｎα４を、単位変換器１１〜１４のいずれの負レグＬＮに割り当ててもよい。
【００４３】
本実施形態の多段変換器の制御装置によれば、多段変換器１の変調率が低いときにも全ての単位変換器１１〜１４のレグＬＰ、ＬＮがスイッチングする。また各段の単位変換器１１〜１４をワンパルス駆動にて動作させても、多段変換器１の出力電圧の総和は疑似的にＰＷＭ変調のような波形となり、低次高調波の発生が抑制できる。
【００４４】
また、ゲート信号の位相シフト量を上記のように規定することで、図３に示すように、出力電圧ゼロのタイミングおよびその前後の時間領域にて、すべての単位変換器１１〜１４のレグＬＰ、ＬＮの上アームＳ１、Ｓ３がオン、もしくは、すべての上アームＳ１、Ｓ３がオフ状態となる。
【００４５】
例えば、ワンパルス駆動を行う際に、デューティ比５０％のゲート信号のオフパルス幅中心およびオンパルス幅中心が電圧指令から遅れも進みもない場合（位相シフト量がゼロの場合）には、ゲート信号は電圧指令の位相が９０°および−９０°のタイミングにて切り替わることとなる。
【００４６】
これに対し、本実施形態では、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号のオフパルス幅の中心を電圧指令より遅らせ、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号のオンパルス幅の中心を電圧指令より進ませている。これにより、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号の消弧タイミングは、オフ幅中心より−９０°の地点となり、電圧指令の位相が−９０°に至る前にすべての負レグＬＮの上アームＳ３はターンオフする。また、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号の点弧タイミングは、オフパルス幅中心より＋９０°の地点となり、電圧指令の位相が９０°に至る前にすべての負レグＬＮの上アームＳ３はターンオンする。
【００４７】
一方、位相シフト量がゼロの場合には、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号の点弧タイミングは、オンパルス幅の中心より−９０°地点となる。これに対し、本実施形態では、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号のオンパルス幅中心を電圧指令の０°の位置よりも進めるため、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号は、電圧指令の位相が−９０°以降の地点ですべての正レグＬＰの上アームＳ１がターンオンする。また、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号の消弧タイミングは、オンパルス幅中心より＋９０°の地点となり、電圧指令の位相が９０°以降の地点ですべての正レグＬＰの上アームＳ１がターンオフする。
【００４８】
以上のことから電圧指令の位相が−９０°であるタイミングではすべての上アームＳ１、Ｓ３がターンオフした状態であり、電圧指令の位相が＋９０°であるタイミングではすべての上アームＳ、Ｓ３がターンオンした状態であり、多段変換器１の出力電圧がゼロとなるタイミングでは、すべての単位変換器１１〜１４の出力電圧もゼロとなる。
【００４９】
出力電圧がゼロになるタイミングは、出力電圧の毎周期において−９０°と＋９０°との２回存在する。このタイミングにて、すべての単位変換器１１〜１４のすべてのレグＬＰ、ＬＮのスイッチング状態が同一となるため、例えば、複数の単位変換器１１〜１４間の正レグＬＰ内又は負レグＬＮ内でゲート信号を入れ替えたりすることが可能となる。すなわち、出力電圧がゼロとなるタイミングでは、全てのレグにてスイッチング状態が同一のため、ゲート信号が切り替わったとしても、前後でスイッチング状態が変化せず、出力電圧に影響なくゲート信号の入れ替えが可能となる。また、毎周期２回の入れ替えが可能となる。
【００５０】
次に、上記多段変換器１の制御装置２において、例えば多段変換器１の出力電圧指令Ｖ＊の変化に応じて、ゲート信号の位相を変更するときの制御装置２の動作の一例について説明する。
【００５１】
本実施形態では、制御装置２は、多段変換器１の出力電圧指令が変わったとき、すなわち変調率が変わったときに、現在単位変換器１１〜１４を駆動しているゲート信号と、変化後の変調率により求められたゲート信号とを比較して、比較結果に基づいて多段変換器１の変調率を変更するタイミングを決定する。
【００５２】
図５は、多段変換器の変調率を変更したときのゲート信号波形の一例を示す図である。
例えば、図５に示す例の１段目の単位変換器１１を駆動するゲート信号に着目すると、変調率を変更したことにより、負レグＬＮの上アームＳ３を駆動するゲート信号の一周期に２つのパルスが生じている。
【００５３】
また、図５に示す例の２段目の単位変換器１２を駆動するゲート信号に着目すると、変調率を変更したことにより、正レグＬＰの上アームＳ１を駆動するゲート信号の一周期に２つのパルスが生じている。
【００５４】
この例のように、一周期に２つのパルスが生じると、一周期におけるスイッチング回数が多くなり、短期間に複数のスイッチングを行わなければならなくなり、一時的にスイッチング周波数が高くなる可能性があった。また、一周期におけるスイッチング回数が多くなると、単位変換器でのスイッチング損失が大きくなる原因となる。
【００５５】
図６は、変更前の変調率に対応するゲート信号と、変更後の変調率に対応するゲート信号と、所定のタイミングで変調率を変更したときのゲート信号との一例を示す図である。
ここでは、変更前の変調率に対応するゲート信号Ａと、変更後の変調率に対応するゲート信号Ｂと、を示している。
【００５６】
所定の変更タイミングにおいて、ゲート信号Ａはハイレベルであり、ゲート信号Ｂはローレベルであって、変調率変更後のゲート信号がハイレベルからローレベルへ変化する。変調率変更後のゲート信号は、次に、ゲート信号Ｂがハイレベルとなるタイミングでハイレベルとなり、その後はゲート信号Ｂと同じ波形となる。
【００５７】
この例では、所定の変更タイミング後、ゲート信号Ａのレベルが変わる前にゲート信号Ｂのレベルが変わっている。これにより、変調率変更後のゲート信号には一周期に２つのパルスが生じることとなる。
【００５８】
図７は、変更前の変調率に対応するゲート信号と、変更後の変調率に対応するゲート信号と、所定のタイミングで変調率を変更したときのゲート信号との他の例を示す図である。  
ここでは、変更前の変調率に対応するゲート信号Ａと、変更後の変調率に対応するゲート信号Ｂと、を示している。
【００５９】
この例では、所定の変更タイミングにおいて、ゲート信号Ａはローレベルであり、ゲート信号Ｂはハイレベルであって、変調率変更後のゲート信号がローレベルからハイレベルへ変化する。変調率変更後のゲート信号は、次に、ゲート信号Ｂがローレベルとなるタイミングでローレベルとなり、その後はゲート信号Ｂと同じ波形となる。
【００６０】
この例でも、所定の変更タイミング後、ゲート信号Ａのレベルが変わる前にゲート信号Ｂのレベルが変わっている。これにより、変調率変更後のゲート信号には一周期に２つのパルスが生じることとなる。
【００６１】
上記図６および図７に示すように、変調率を変更するタイミングにて、ゲート信号Ａとゲート信号Ｂとのレベルが異なり、かつ、変調率を変更するタイミングから次にゲート信号Ａのレベルが変わるまでの期間にゲート信号Ｂのレベルが変わっているときに、変調率変更後のゲートパルスの一周期に２つのパルスが生じることとなる。
そこで、本実施形態では、制御装置２は、ゲートパルスの一周期に２つのパルスが生じることがないように、変調率を変更するタイミングを決定している。
【００６２】
図８は、本実施形態の多段変換器の制御装置にて、変調率を変更するタイミングを決定する動作の一例を説明するためのフローチャートである。
制御装置２のゲート信号生成部２３は、例えば電圧指令Ｖ＊の値に基づいて変調率が変化したか否かを判断する（ステップＳ１）。変調率が変化していないときには、上記ステップＳ１を繰り返す。
【００６３】
変調率が変化したと判断したとき、ゲート信号生成部２３は、複数の単位変換器１１〜１４全てのゲート信号について、変更前の変調率に対応するゲート信号と、変更後の変調率に対応するゲート信号とのレベルが異なるか否かを判断する（ステップＳ２）。
【００６４】
複数の単位変換器１１〜１４全てのゲート信号について、変更前と変更後とのゲート信号のレベルが同じであれば、ゲート信号生成部２３は、変調率を変更して、変更後の変調率に対応するゲート信号を複数の単位変換器１１〜１４へ出力する（ステップＳ４）。
【００６５】
複数の単位変換器１１〜１４全てのゲート信号について、変更前と変更後とのゲート信号のレベルが異なるものがあれば、ゲート信号生成部２３は、現時点から変更前の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わるまでの期間に、変更後の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わるか否かを判断する（ステップＳ３）。
【００６６】
ステップＳ３にて、変更前の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わる前に、変更後の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わらないときには、ゲート信号生成部２３は、変調率を変更して、変更後の変調率に対応するゲート信号を複数の単位変換器１１〜１４へ出力する（ステップＳ４）。
【００６７】
ステップＳ３にて、変更前の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わる前に、変更後の変調率に対応するゲート信号のレベルが変わるときには、ゲート信号生成部２３は上記ステップＳ２に戻る。この場合には、ゲート信号生成部２３は、変更前の変調率に対応するゲート信号のレベルがかわり、変調率の変更前と変更後とで、全てのゲート信号がステップＳ２、Ｓ３のいずれかでＮ判定となった後に、変調率を変更して変更後の変調率に対応するゲート信号を複数の単位変換器１１〜１４へ出力することとなる（ステップＳ４）。
【００６８】
図９は、本実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明する図である。ここで示したゲート信号の波形は、変調率を変更するタイミング以外は図５に示したものと同じ条件のものである。
この例では、ゲート信号生成部２３は、例えば電圧指令に基づいて変調率が変化したと判断したときに、直ちに変更後の変調率に対応するゲート信号へ切り替えずに、図８に示す手順にて変更前の変調率に対応したゲート信号と変更後の変調率に対応したゲート信号とを比較した結果に基づいて、変調率を変更するタイミングを決定している。
【００６９】
例えば、図５に示す例では、１段目の単位変換器１１を駆動するゲート信号に着目すると、変調率を変更したことにより、負レグＬＮの上アームＳ３を駆動するゲート信号の一周期に２つのパルスが生じているが、図９に示すように変調率を変更するタイミングを遅らせると、一周期に２つのパルスが生じることがなくなる。
【００７０】
また、図５に示す例の２段目の単位変換器１２を駆動するゲート信号に着目すると、変調率を変更したことにより、正レグＬＰの上アームＳ１を駆動するゲート信号の一周期に２つのパルスが生じていが、図９に示すように変調率を変更するタイミングを遅らせると、一周期に２つのパルスが生じることがなくなる。
上記のように、本実施形態によれば、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能な多段変換器の制御装置を提供することができる。
【００７１】
次に、第２実施形態の多段変換器の制御装置について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００７２】
本実施形態では、制御装置２は、複数の単位変換器１１〜１４の正レグＬＰと負レグＬＮとのそれぞれにおいて、上アームと下アームとが同時に導通することを回避するために、上アームと下アームとの両方がオフとなるデッドタイムを設けている。
【００７３】
図１０は、第２実施形態の多段変換器の制御装置の動作の一例を説明するための図である。ここでは、任意の単位変換器において、ゲート信号の点弧タイミングを遅らせることにより、デッドタイムを設けたときの、単位変換器の出力電流と出力電圧との一例を示している。
なお、ここでは、単位変換器から負荷へ向かって流れる電流の向きを正とし、負荷から単位変換器へ向かって流れる電流の向きを負とする。
【００７４】
図１０に示すように、電流が正のときに、単位変換器の正レグＬＰの上アームＳ１がターンオンするとき（ゲート信号が点弧するとき）に、デッドタイム分の誤差電圧ΔＶが生じる。
また、電流が負のときに、単位変換器の負レグＬＮの上アームＳ３がターンオンするとき（ゲート信号が点弧するとき）にも、デッドタイム分の誤差電圧ΔＶが生じる。
【００７５】
一方で、電流が負のときに、正レグＬＰの上アームＳ１がターンオンするとき（ゲート信号が点弧するとき）には、誤差電圧が生じなかった。また、電流が正のときに、負レグＬＮの上アームＳ３がターンオンするとき（ゲート信号が点弧するとき）には、誤差電圧が生じなかった。
【００７６】
そこで、本実施形態では、制御装置２のゲート信号生成部２３は、出力電流方向が正のときに、正レグＬＰの上アームをターンオンするゲート信号について、所望の変調率を得るための位相シフト量からデッドタイム時間の角度相当量分だけシフト量を加算もしくは減算する。
【００７７】
また、制御装置２のゲート信号生成部２３は、出力電流が負のときに、負レグＬＮの上アームＳ３をターンオンするゲート信号について、デッドタイム時間の角度相当量分のシフト量を、所望の変調率をえるための位相シフト量から加算もしくは減算する。このことにより、デッドタイムを設けたことにより発生する誤差電圧ΔＶを補償することができる。
【００７８】
なお、デッドタイム時間の角度相当量は、例えば、出力電圧周波数が５０[Ｈｚ]で、３[μｓ]のデッドタイムを設けるとき、５０[Ｈｚ]の１周期は２０[ｍｓ]であり、２０[ｍｓ]を３６０[°]とすると、３[μｓ]の角度相当量は、３６０[°]×３[ｕｓ]／２０[ｍｓ]＝０．０５４[°]となる。
【００７９】
図１１は、第２実施形態の多段変換器の制御装置において、誤差電圧を補償する動作の一例を説明するための図である。
すなわち、ゲート信号生成部２３は、受信した位相シフト量α１〜α４を用いてゲート信号を生成した後、電流センサから受信した多段変換器１の出力電流の検出値に基づいて、単位変換器１１〜１４へ出力するゲート信号の中で、出力電流が正のときに、正レグＬＰの上アームＳ１をターンオンするゲート信号があるか否か判断する。
【００８０】
また、ゲート信号生成部２３は、電流センサから受信した多段変換器１の出力電流の検出値に基づいて、単位変換器１１〜１４へ出力するゲート信号の中で、出力電流が負の時に、負レグＬＮの上アームＳ３をターンオンするゲート信号があるか否か判断する。
【００８１】
ゲート信号生成部２３は、該当するゲート信号があったときに、該当するゲート信号の位相シフト量にデットタイム時間の角度相当量を加算若しくは減算して電圧補償後の位相シフト量を演算し、電圧補償後の位相シフト量だけ位相をシフトさせたゲート信号を生成して、複数の単位変換器１１〜１４へゲート信号を出力する。
なお、デットタイム時間の角度相当量は相対量であるため、位相の進みと遅れとに対する符号の定義に応じて、位相シフト量に加算若しくは減算するものとすればよい。例えば、図１１に示す例における極性の場合には、位相シフト量に対してデットタイムの角度相当量を減算するか、もしくは減算しないかのみの選択となり、位相シフト量に対してデットタイムの角度相当量を加算することは行わない。
【００８２】
図１１に示した例では、正レグＬＰの上アームＳ１を駆動する４つのゲート信号の２つが、多段変換器１の出力電流が正のときにターンオンするものであり、ゲート信号生成部２３は、これらのゲート信号の位相シフト量からデットタイム時間の角度相当量を減算して、電圧補償後の位相シフト量だけ位相をシフトさせたゲート信号を生成して、複数の単位変換器１１〜１４へゲート信号を出力する。
【００８３】
上記のように、本実施形態によれば、デッドタイムを設けたことによる出力電圧の誤差を補償することが可能であり、高調波の発生を抑制し、電圧歪を低減するワンパルス駆動を実現可能な多段変換器の制御装置を提供することができる。
【００８４】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【００８５】
例えば、上述の実施形態では、ゲート信号生成部２３は、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号Ｓｎα１〜Ｓｎα４の時間軸方向におけるオフパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α１〜α４の位相を遅らせて、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号Ｓｐα１〜Ｓｐα４の時間軸方向におけるオンパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α１〜α４の位相を進ませたものとしている。
【００８６】
例えば、ゲート信号生成部２３は、例えば負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号（第４ゲート信号）の時間軸方向におけるオフパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α１〜α４の位相を進ませて、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号（第３ゲート信号）の時間軸方向におけるオンパルス幅の中心を電圧指令の位相（０°の位置）よりも位相シフト量α１〜α４の位相を遅らせて、ゲート信号を生成してもよい。
【００８７】
この場合も、ゲート信号生成部２３は、上記のように電圧指令Ｖ＊の位相を基準として位相シフト量α１〜α４の位相を調整して、４つの正レグＬＰの上アームＳ１のそれぞれのゲート信号Ｓｐα１〜Ｓｐα４、および、４つの負レグＬＮの上アームＳ３それぞれのゲート信号Ｓｎα１〜Ｓｎα４を生成する。ゲート信号生成部２３は、正レグＬＰの上アームＳ１のゲート信号を反転して下アームＳ２のゲート信号を生成し、負レグＬＮの上アームＳ３のゲート信号を反転して下アームＳ４のゲート信号を生成する。
【００８８】
ゲート信号生成部２３は、正レグＬＰと負レグＬＮとのそれぞれにおいて、上アームＳ１、Ｓ３と下アームＳ２、Ｓ４とに互いに反転した関係のゲート信号が供給されるように、複数の単位変換器１１〜１４へ生成したゲート信号を出力する。なお、位相シフト量α１〜α４が共通している場合には、図３に示す場合と図４に示す場合とにおける多段変換器１の出力は同じになる。
上記の場合にも上述の第１実施形態および第２実施形態と同様の効果を得ることができる。
【符号の説明】
【００８９】
１…多段変換器、２…制御装置、１１〜１４…単位変換器、２１…変調率演算部、２２…位相シフト量生成部、２３…ゲート信号生成部、１００…変圧器、２００…整流器、ＬＰ…正レグ、ＬＮ…負レグ、Ｓ１、Ｓ３…上アーム、Ｓ２、Ｓ４…下アーム、Ｓｎα１〜Ｓｎα４、Ｓｐα１〜Ｓｐα４…ゲート信号、α１〜α４…位相シフト量、ＰＳ…直流電源、ＳＶ…電圧センサ、ＴＰ…正側出力端子、ＴＮ…負側出力端子、ΔＶ…電圧誤差。
【図１】
2019216508.tif 000008
【図２】
2019216508.tif 000009
【図３】
2019216508.tif 000010
【図４】
2019216508.tif 000011
【図５】
2019216508.tif 000012
【図６】
2019216508.tif 000013
【図７】
2019216508.tif 000014
【図８】
2019216508.tif 000015
【図９】
2019216508.tif 000016
【図１０】
2019216508.tif 000017
【図１１】
2019216508.tif 000018