(57)【要約】      （修正有）【課題】急峻な温度上昇に追従するスイッチング素子のジャンクション温度を高精度に推定し、スイッチング素子の温度保護を行うことが可能な電力変換器を提供する。【解決手段】半導体スイッチング素子を使用する電力変換器であって、半導体スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部２と、半導体スイッチング素子の飽和電圧と順方向電圧を検出する電圧検出部３と、飽和電圧と順方向電圧と電流から半導体スイッチング素子のジャンクション温度を推定する制御部１と、を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を使用する電力変換器であって、
前記半導体スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記半導体スイッチング素子の飽和電圧と順方向電圧を検出する電圧検出部と、
前記飽和電圧と前記順方向電圧と前記電流から前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度を推定する制御部を有することを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換器であって
前記半導体スイッチング素子はＩＧＢＴとダイオードであり、
前記電圧検出部は前記ＩＧＢＴの飽和電圧と前記ダイオードの順方向電圧を検出し、
マイナス電位側に接続された下アームの半導体スイッチング素子とプラス電位側に接続された上アームの半導体スイッチング素子で１相分のスイッチングを行い、
前記制御部は、前記電流検出部で検出した電流が前記半導体スイッチング素子への流入時には、前記下アームの半導体スイッチング素子のゲート信号がターンオンしてから所定時間経過後に検出した前記飽和電圧を使用し、また、前記電流検出部で検出した電流が前記半導体スイッチング素子からの流出時には、前記上アームのゲート信号がターンオフしてから所定時間経過後に検出した前記順方向電圧を使用し、前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度を推定することを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
半導体スイッチング素子を使用する電力変換器であって、
前記半導体スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記半導体スイッチング素子の飽和電圧を検出する電圧検出部と、
前記飽和電圧と前記電流から前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度を推定する制御部を有することを特徴とする電力変換器。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換器であって
前記半導体スイッチング素子はＩＧＢＴとダイオードであり、
前記電圧検出部は前記ＩＧＢＴの飽和電圧を検出し、
前記制御部は、前記半導体スイッチング素子のゲート信号がターンオンしてから所定時間経過後に検出した前記飽和電圧を使用し前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度を推定することを特徴とする電力変換器。
【請求項５】
半導体スイッチング素子を使用する電力変換器であって、
前記半導体スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記半導体スイッチング素子の順方向電圧を検出する電圧検出部と、
前記順方向電圧と前記電流から前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度を推定する制御部を有することを特徴とする電力変換器。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換器であって
前記半導体スイッチング素子はＩＧＢＴとダイオードであり、
前記電圧検出部は前記ダイオードの順方向電圧を検出し、
前記制御部は、前記半導体スイッチング素子のゲート信号がターンオフしてから所定時間経過後に検出した前記順方向電圧を使用し前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度を推定することを特徴とする電力変換器。
【請求項７】
請求項１から６の何れか１項に記載の電力変換器であって
前記ジャンクション温度の推定は、前記半導体スイッチング素子の特性を用いて推定することを特徴とする電力変換器。
【請求項８】
請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換器であって
前記制御部は、前記推定したジャンクション温度が所定値以上の場合、前記半導体スイッチング素子のスイッチングを停止することを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
昨今、低炭素社会を実現するため、インバータ等の電力変換器がさまざま産業用途に用いられている。また、省スペース化・高制御性能・連続運転（トリップレス）のニーズから、電力変換器の容量体積比は年々小さくなっているのに対し、高キャリア周波数での連続運転が求められている。その中でスイッチング素子の故障保護のため、サーミスタ等の素子を使用して温度検出を行う方法が知られている。しかしこの方法は、スイッチング素子のジャンクション温度を直接測定することは出来ず、電力変換器の容量が大きくなるにつれスイッチング素子が大きくなり、サーミスタを取り付ける場所の制約により急峻な温度上昇に追従するのは困難でスイッチング素子が破壊してしまうという課題があった。
【０００３】
本技術分野の背景技術として特許文献１がある。特許文献１では、電力変換装置の内部損失をあらかじめ記憶部に記憶させておき、直流中間回路の直流電圧と回生電力と逆潮流電力と電力変換装置の内部損失に基づいて、制動パワー素子のスイッチング周波数とデューティ比を計算し、計算した制動パワー素子のスイッチング周波数とデューティ比を用いて、制動パワー素子の合計損失を計算し、その合計損失により制動パワー素子の温度保護を行う点が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１６−１７１６７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の技術では、スイッチング素子の急峻な温度上昇に追従するのは困難であり、そのためには実際のスイッチング素子のジャンクション温度を検出する必要がある。
【０００６】
本発明の目的は、上述した課題を解決し、急峻な温度上昇に追従するスイッチング素子のジャンクション温度を高精度に推定し、スイッチング素子の温度保護を行うことが可能な電力変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、上記背景技術及び課題に鑑み、その一例を挙げるならば、半導体スイッチング素子を使用する電力変換器であって、半導体スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、半導体スイッチング素子の飽和電圧と順方向電圧を検出する電圧検出部と、飽和電圧と順方向電圧と電流から半導体スイッチング素子のジャンクション温度を推定する制御部を有する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、スイッチング素子のジャンクション温度を推定し検出することができる。これにより、急峻な温度上昇によるスイッチング素子の破壊を防ぐことが出来る。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例における電力変換器の構成図である。
【図２】実施例における１相分下アームの電圧検出の構成図である。
【図３】実施例における単純な分圧回路にて検出した飽和電圧または順方向電圧の検出値の説明図である。
【図４】実施例におけるクランプ回路を用いた１相分下アームの飽和電圧検出部の構成図である。
【図５】実施例におけるクランプ回路を用いて検出した飽和電圧または順方向電圧の検出値の説明図である。
【図６】コレクタ電流一定値の状態にて、ジャンクション温度が変化した場合の飽和電圧または順方向電圧の検出値の説明図である。
【図７】実施例における処理フローチャートである。
【図８】実施例におけるジャンクション温度における飽和電圧及び順方向電圧と電流の関係を示す図である。
【図９】実施例におけるゲート信号と相電圧と検出電圧のタイミングチャートである。
【図１０】図９とゲート信号のパルス幅が異なる場合のゲート信号と相電圧と検出電圧のタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施例につき、図面を用いて説明する。
【実施例】
【００１１】
図１は、本実施例における直流電圧または交流電圧を任意の電圧に変換する電力変換器の構成図の一例であり、例えば電源５１に交流電源を入力とする。交流電源には電力会社から供給される三相交流電圧や発電機等から供給される電源が上げられる。この交流電源を直流変換回路５２と平滑コンデンサ５３からなる直流変換部５４に入力することで交流電源を直流電圧ＶＰＮに変換する。直流変換回路５２には図１のようにダイオードで構成された整流回路を用いることが多いが、ＩＧＢＴとフライホイールダイオードを用いた回路でもよい。これにより生成された直流電圧を交流変換部５５へ入力することにより、任意の交流電力に変換し、電動機等の負荷５６に出力する。交流変換部５５の例としては、図１ではＩＧＢＴとフライホイールダイオードを用いたものを示しているが、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子で構成してもよい。
【００１２】
また、図１に示した構成例には、電流検出部２、電圧検出部３、及び、制御部１を設けている。制御部１は、交流変換部５５のスイッチング素子のゲート信号生成に加え、後述する温度演算を行う。
【００１３】
電流検出部２は、図１の電力変換器に流れる、電流値および向きを検出する。電流値は温度の判定に使用し、向きは飽和電圧もしくは順方向電圧の判断のために使用するが、これについては詳しく後述する。ただし、本実施例では電流検出部２は電力変換器の出力電流の２相のみ検出しているが、３相検出してもよい。
【００１４】
電圧検出部３は、本実施例のようにＩＧＢＴを使用している場合は、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥを検出することによりＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）及びフライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦを検出することが可能である。
【００１５】
図２は、本実施例における１相分のスイッチング素子の構成図である。図２において、直流変換部５４にて生成された直流電圧ＶＰＮのマイナス電位側に接続された下アームの半導体スイッチング素子とプラス電位側に接続された上アームの半導体スイッチング素子で１相分のスイッチングを行なう。
【００１６】
ＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）の場合は、ＩＧＢＴに電流が流れることによって生じる電圧だが、フライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦはダイオードに電流が流れることによって生じる電圧であるため、１相分の下アームの電圧検出は図２に示すような構成となる。
【００１７】
なお、本実施例では、下アーム相電圧ＶＣＥを検出するために電圧検出部３を設けているが、上アーム相電圧ＶＣＥを検出してもよく、さらには上アームと下アーム両方の相電圧ＶＣＥを検出してもよい。
【００１８】
ここで、ＩＧＢＴに流れる電流をｉＣとし、直流変換部５４にて生成された直流電圧をＶＰＮ、相電圧をＶＣＥとすると図３（ａ）に示すようなスイッチング波形となる。すなわち、スイッチングＯＮ時には、ＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）或いはフライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦとなり、スイッチングＯＦＦ時は、直流電圧ＶＰＮとなる。制御部１に入力できる電圧は直流電圧ＶＰＮに対して小さな電圧であることから、電圧検出部３にて制御部１に入力可能な電圧に変換しなければならない。電圧検出部３の構成を、単純な分圧回路とした場合、分圧比をαとし、制御部1に入力される検出電圧をＶｄとすると、図３（ｂ）に示すように、検出電圧Ｖｄは、分圧回路により相電圧ＶＣＥにα倍した値となる。すなわち、スイッチングＯＮ時にはＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）或いはフライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦをα倍した値となり、直流電圧値ＶＰＮに対して小さな電圧となり、単純な分圧回路で分圧してしまうと正確な値を検出することが困難である。
【００１９】
そこで電圧検出部３は図４に示すようなクランプ回路４を使用し、高電圧はクランプし制御部１へ入力可能な電圧に変換し、ＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）及びフライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦのように小さな電圧には影響を及ぼさない検出回路を構成する。このような回路構成にすることにより、クランプ電圧をＶＣＭＰとすると図５（ｂ）に示すようにスイッチングＯＮ時のＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）及びフライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦは小さくならず正確に検出できる。これにより制御部1に入力される波形は、コレクタ電流がある一定値の状態において、ジャンクション温度が変化した場合、図６のような検出波形となる。
【００２０】
以上の構成において、スイッチング素子の飽和電圧及び順方向電圧を高精度に検出するためのフローチャートを図７に示す。なお、このフローチャートに基づき以下に処理の流れを示すが、様々な形態に変形が可能であるため、本実施例に示す形態に限定するものではない。
【００２１】
図７において、まずステップＳ１にて電流検出部２及び電圧検出部３より、出力電流及び下アームのＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）及びフライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦの検出を行う。ここで問題になるのが、ＩＧＢＴの飽和電圧及びフライホイールダイオードの順方向電圧は電流と温度によって定まり、図８に示すような特徴を持っているが、さらに、ＩＧＢＴの飽和電圧とフライホイールダイオードの順方向電圧では特性が異なってくる。そのため、ＩＧＢＴの飽和電圧及びフライホイールダイオードの順方向電圧どちらを検出しているのか判断しなければならない。
【００２２】
その判断方法の一つの例として、制御部にて生成されるＩＧＢＴをオン・オフさせるためのゲート信号、及び、電流検出部及び電圧検出部にて検出した値から、電圧検出部にて検出した電圧が、ＩＧＢＴの飽和電圧もしくはフライホイールダイオードの順方向電圧なのかを判断する方法を述べる。ただしこの方法に限定するものではない。
【００２３】
電圧検出部３によって検出される電圧は、ＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）、フライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦ、及び図１の直流変換部５４にて生成された直流電圧ＶＰＮが挙げられる。検出される直流電圧に関しては、本実施例のように下アームを検出する場合は、電流の向きにより上アームのＩＧＢＴ飽和電圧及びフライホイールダイオード順方向電圧が減少した値となるが、図４に示すような高電圧をクランプする構成としているため、減少を無視して論述する。
【００２４】
まず、ＩＧＢＴ飽和電圧かフライホイールダイオード順方向電圧の判断のため、図７のフローチャートにおけるステップＳ２およびＳ３、Ｓ４の処理を行う。電力変換器に電流が流れ込む状態を流入時とし流れ出る方向を流出時とし、制御部１より出力されるゲート信号がＨｉｇｈのときにＩＧＢＴがオンすると定義する。ステップＳ２において、Ｙｅｓが流入時、Ｎｏが流出時となる。流入時においては、下アームのＩＧＢＴのゲート信号をＧＸとすると、ＧＸがＨｉｇｈレベルのときに下アームのＩＧＢＴがオンし、検出電圧Ｖｄは下アームのＩＧＢＴの飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）となる。一方、ゲート信号ＧＸがＬｏｗレベルのときに下アームのＩＧＢＴがオフし、検出電圧Ｖｄは直流電圧ＶＰＮとなる。よって、ステップＳ３において、下アームがオンかを判断し、オンの時にステップＳ７で飽和電圧による温度検出を行なう。その詳細及びステップＳ５については後述する。また、流出時においては、上アームのゲート信号をＧＵとすると、ＩＧＢＴゲート信号ＧＵがＨｉｇｈレベルのときに上アームのＩＧＢＴがオンし、検出電圧Ｖｄは直流電圧ＶＰＮとなる。一方、ＧＵがＬｏｗレベルのときに上アームのＩＧＢＴがオフし、検出電圧は下アームのフライホイールダイオードの順方向電圧ＶＦとなる。よって、ステップＳ４において、上アームがオフかを判断し、オフの時にステップＳ８で順方向電圧による温度検出を行なう。その詳細及びステップＳ６については後述する。これによりＩＧＢＴの飽和電圧及びフライホイールダイオードの順方向電圧を区別し、検出することが出来る。
【００２５】
ここで、図９にゲート信号ＧＵ、ＧＸと相電圧ＶＣＥと検出電圧Ｖｄのタイミングチャートを示す。図９において、（ａ）は流入時、（ｂ）は流出時を示しており、検出電圧Ｖｄには、ゲート信号が制御部１から出力され、ＩＧＢＴが実際に動作するまでの動作遅れＴＤ１とＩＧＢＴの相電圧を検出する電圧検出部３の遅れＴＤ２が生じている。すなわち、ゲート信号が制御部１から出力されてから検出電圧が制御部１に入力されるまでの総遅れをＴＤとすると総遅れＴＤはＴＤ１＋ＴＤ２となる。
【００２６】
このため、図９（ａ）に示すように、流入時に下アームのゲート信号ＧＸがターンオン（ＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わること）してからＴＤ時間内は、制御部１に入力される検出電圧は直流電圧をクランプした値となり、ＩＧＢＴの飽和電圧を誤検出してしまう。同様に図９（ｂ）に示すように、流出時に上アームのゲート信号ＧＵがターンオフ（ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り替わること）してからＴＤ時間内は、制御部１に入力される検出電圧は直流電圧をクランプした値となり、フライホイールダイオードの順方向電圧を誤検出してしまう。そこで、誤検出とならないような処理が必要となる。
【００２７】
図１０は、図９と同様に、ゲート信号ＧＵ、ＧＸと相電圧ＶＣＥと検出電圧Ｖｄのタイミングチャートであるが、図９に比べて、ゲート信号ＧＵ、ＧＸのパルス幅が異なる場合の例である。図９と同様に、（ａ）は流入時、（ｂ）は流出時を示している。
【００２８】
図１０においては、（ａ）に示すように、流入時には、下アームのゲート信号ＧＸがＨｉｇｈ状態にて検出電圧Ｖｄの立下りエッジを検出したらＩＧＢＴの飽和電圧として扱い、（ｂ）に示すように、流出時には、上アームのゲート信号ＧＵがＬｏｗ状態にて検出電圧Ｖｄの立下りエッジを検出したらフライホイールダイオードの順方向電圧として使用するといった方法が考えられる。ただし、ジャンクション温度が高く、ＩＧＢＴの飽和電圧及びフライホイールダイオードの順方向電圧が高い場合にはエッジが検出できないといった誤動作が予測される。
【００２９】
そのため、本実施例の場合は図７に示したステップＳ５、Ｓ６の処理を行う。すなわち、流入時には、ステップＳ５のように、下アームのゲート信号ＧＸがターンオンしてからＴＤ時間内に検出した値は使用せず、また、流出時には、ステップＳ６のように、上アームのゲート信号ＧＵがターンオフしてからＴＤ時間内に検出した値は使用しない処理を行う。
【００３０】
以上で電流検出及び、飽和電圧もしくは順方向電圧を検出することが出来る。ここで先にも述べたが、スイッチング素子の特徴である、図８に示したジャンクション温度と電流によって定まる飽和電圧及び順方向電圧の関係の特性を利用し、ジャンクション温度を算出する。すなわち、検出した飽和電圧及び順方向電圧と電流の検出値を利用し、スイッチング素子の特性からジャンクション温度を求めることが可能である。
【００３１】
よって図７に示したステップＳ７、Ｓ８の処理を行い、ジャンクション温度を算出する。ＩＧＢＴ側のジャンクション温度をＴｊ（ＩＧＢＴ）とし、ジャンクション温度を求めるための係数をＫ（ＩＧＢＴ）、飽和電圧をＶＣＥ（ｓａｔ）、電流をｉＣとすると、飽和電圧ＶＣＥ（ｓａｔ）は電流ｉＣが流れているときに発生するため、オン抵抗をＲ（ＩＧＢＴ）とすると、オン抵抗Ｒ（ＩＧＢＴ）は式（１）のようになる。
Ｒ（ＩＧＢＴ）＝  ＶＣＥ（ｓａｔ）／  ｉＣ      …（１）
この結果から、ＩＧＢＴ側のジャンクション温度Ｔｊ（ＩＧＢＴ）は式（２）のようになる。
Ｔｊ（ＩＧＢＴ）＝  Ｋ（ＩＧＢＴ）×Ｒ（ＩＧＢＴ）      …（２）
【００３２】
ジャンクション温度Ｔｊ（ＩＧＢＴ）を求めるための係数Ｋ（ＩＧＢＴ）に関してはＩＧＢＴによって異なるため、図８に示したような特性から読み取り、制御部１にて定数を保有する必要がある。これにより、ＩＧＢＴ側のジャンクション温度Ｔｊ（ＩＧＢＴ）を算出することが可能となる。
【００３３】
ＩＧＢＴの破壊という課題の解決方法として、図７に示したステップＳ９にて、ジャンクション温度Ｔｊ（ＩＧＢＴ）に判定値を持つことにより、判定値以下であれば最初に戻り再度検出を行ない、判定値以上であればステップＳ１０にて、電力変換器のスイッチングを停止し出力遮断（開放）することにより、保護することが可能である。このほかにも、式（１）の結果を使用し、この結果を制御部１であらかじめ定めた閾値と比較し出力遮断（開放）するといった解決方法も実現可能である。
【００３４】
次に、ダイオード側については、ＩＧＢＴ側の算出方法と同様に求めることが可能である。ダイオード側のジャンクション温度をＴｊ（Ｄｉｏｄｅ）とし、ジャンクション温度を求めるための係数をＫ（Ｄｉｏｄｅ）、順方向電圧をＶＦ、電流をｉＫとすると、順方向電圧ＶＦは電流ｉＫが流れているときに発生するため、オン抵抗をＲ（Ｄｉｏｄｅ）とすると、オン抵抗Ｒ（Ｄｉｏｄｅ）  は式（３）のようになる。
Ｒ（Ｄｉｏｄｅ）＝  ＶＦ／  ｉＫ      …（３）
この結果から、ダイオード側のジャンクション温度Ｔｊ（Ｄｉｏｄｅ）は式（４）のようになる。
Ｔｊ（Ｄｉｏｄｅ）＝  Ｋ（Ｄｉｏｄｅ）×Ｒ（Ｄｉｏｄｅ）      …（４）
【００３５】
ジャンクション温度Ｔｊ（Ｄｉｏｄｅ）を求めるための係数Ｋ（Ｄｉｏｄｅ）に関してはダイオードによって異なるため、図８に示したような特性から読み取り、制御部１にて定数を保有する必要がある。これにより、ダイオード側のジャンクション温度Ｔｊ（Ｄｉｏｄｅ）を算出することが可能となる。
【００３６】
ダイオードの破壊という課題の解決方法として、図７に示したステップＳ９にて、ジャンクション温度Ｔｊ（Ｄｉｏｄｅ）  に判定値を持つことにより、判定値以下であれば最初に戻り再度検出を行ない、判定値以上であればステップＳ１０にて、電力変換器のスイッチングを停止し出力遮断（開放）することにより、保護することが可能である。このほかにも、式（３）の結果を使用し、この結果を制御部１であらかじめ定めた閾値と比較し出力遮断（開放）するといった解決方法も実現可能である。
【００３７】
以上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
【符号の説明】
【００３８】
１：制御部、２：電流検出部、３：電圧検出部、４：クランプ回路、５１：電源、５２：直流変換回路、５３：平滑コンデンサ、５４：直流変換部、５５：交流変換部、５６：負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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