(57)【要約】      （修正有）【課題】変換効率及び放熱性能を改善した電源変換装置を提供する。【解決手段】電源変換装置１は、少なくとも１つの共振インダクタンス及び少なくとも１つの共振キャパシタＣｒを備える少なくとも１つの共振回路１７と、共振回路に電気的に接続される第１一次巻線Ｎ１及び少なくとも１つの第１二次巻線Ｓ１を備える第１変圧器Ｔ１と、共振回路１７に電気的に接続され、第１一次巻線Ｎ１のコイル巻数と同じであり、且つ、第１一次巻線Ｎ１と並列接続される第２一次巻線Ｎ２及び第１二次巻線Ｓ１のコイル巻数と同じである少なくとも１つの第２二次巻線Ｓ２を備える第２変圧器Ｔ２とを備える。第１一次巻線Ｎ１と第２一次巻線Ｎ２とのインダクタンス値の誤差が│Ｌｍ１−Ｌｍ２│／（Ｌｍ１＋Ｌｍ２）≦３０％の条件式を満たす。そのうち、Ｌｍ１は、第１一次巻線Ｎ１のインダクタンス値であり、Ｌｍ２は、第２一次巻線Ｎ２のインダクタンス値である。【選択図】図１
2019030219.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの共振インダクタンス及び少なくとも１つの共振キャパシタを備える少なくとも１つの共振回路と、
前記共振回路に電気的に接続される第１一次巻線及び少なくとも１つの第１二次巻線を備える第１変圧器と、
前記共振回路に電気的に接続され、前記第１一次巻線のコイル巻数と同じであり、且つ該第１一次巻線と並列接続される第２一次巻線、及び前記第１二次巻線のコイル巻数と同じである少なくとも１つの第２二次巻線を備える第２変圧器と
を備え、
前記第１一次巻線と前記第２一次巻線とのインダクタンス値の誤差が│Ｌｍ１−Ｌｍ２│／（Ｌｍ１＋Ｌｍ２）≦３０％の条件式を満たし、そのうち、Ｌｍ１は、前記第１一次巻線のインダクタンス値であり、Ｌｍ２は、前記第２一次巻線のインダクタンス値であることを特徴とする、電源変換装置。
【請求項２】
前記第１二次巻線及び前記第２二次巻線は、対応する整流回路に電気的に接続され、且つ対応する該整流回路を介して負荷に並列接続される、請求項１に記載の電源変換装置。
【請求項３】
前記第１変圧器及び前記第２変圧器は、第１磁性モジュールからなり、前記第１磁性モジュールは、
第１上コア部、第１下コア部、及び前記第１上コア部と前記第１下コア部を共有し、且つ前記第１上コア部と前記第１下コア部の間にずらして設けられ、対応する第１巻線又は第２巻線によって巻回される４つの第１コア柱を備える第１コアを備え、
前記第１一次巻線は、前記４つの第１コア柱のうち任意の２つの第１コア柱に巻回され、巻回された２つの第１コア柱と前記第１上コア部及び前記第１下コア部との間で第１閉磁路を形成し、
前記第２一次巻線は、前記４つの第１コア柱のうち残りの２つの第１コア柱に巻回され、巻回された２つの第１コア柱と前記第１上コア部及び前記第１下コア部との間で第２閉磁路を形成し、
前記第１閉磁路における１つの第１コア柱内の交流フラックスのピーク値と、前記第２閉磁路における１つの第１コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値は、前記第１上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、且つ前記第１下コア部内の交流フラックスのピーク値を超える、請求項１に記載の電源変換装置。
【請求項４】
前記共振回路は、２つの共振インダクタンスを備え、前記２つの共振インダクタンスは、第１共振インダクタンス及び第２共振インダクタンスであり、前記第１共振インダクタンスと前記第２共振インダクタンスとが並列接続される、請求項１に記載の電源変換装置。
【請求項５】
前記共振回路は、２つの共振インダクタンスを備え、前記２つの共振インダクタンスは、第１共振インダクタンス及び第２共振インダクタンスであり、前記第１共振インダクタンスと前記第２共振インダクタンスとが間接的に直列接続される、請求項１に記載の電源変換装置。
【請求項６】
前記第１共振インダクタンス及び前記第２共振インダクタンスは、第２磁性モジュールからなり、前記第２磁性モジュールは、
第２上コア部、第２下コア部、及び前記第２上コア部と前記第２下コア部を共有し、且つ前記第２上コア部と前記第２下コア部の間にずらして設けられている４つの第２コア柱を備える第２コアと、
前記４つの第２コア柱のうち任意の２つの第２コア柱に巻回され、巻回された２つの第２コア柱と前記第２上コア部及び前記第２下コア部との間で第３閉磁路を形成する前記第１共振インダクタンスの第１巻線と、
前記４つの第２コア柱のうち残りの２つの第２コア柱に巻回され、巻回された２つの第２コア柱と前記第２上コア部及び前記第２下コア部との間で第４閉磁路を形成する前記第２共振インダクタンスの第２巻線とを備え、
前記第３閉磁路における１つの第２コア柱内の交流フラックスのピーク値と前記第４閉磁路における１つの第２コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値は、前記第２上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、且つ前記第２下コア部内の交流フラックスのピーク値を超える、請求項４又は５に記載の電源変換装置。
【請求項７】
前記共振回路は、２つの共振キャパシタを備え、該２つの共振キャパシタは、第１共振キャパシタ及び第２共振キャパシタであり、前記第１共振キャパシタは、並列接続される前記第１一次巻線及び前記第２一次巻線に直列接続され、前記第２共振キャパシタは、並列接続される前記第１一次巻線と前記第２一次巻線の２つのエンドポイントの間にブリッジ接続される、請求項５に記載の電源変換装置。
【請求項８】
前記第１コア柱は、上柱と下柱とからなり、前記上柱は、前記第１上コア部の第１設置面から下へ垂直に伸びて形成され、前記下柱は、前記第１下コア部における前記第１設置面に対向する第２設置面から上へ垂直に伸びて形成され、且つ各前記下柱の位置は前記上柱の位置と対応する、請求項３に記載の電源変換装置。
【請求項９】
前記第２コア柱は、上柱と下柱とからなり、前記上柱は、前記第２上コア部の第１設置面から下へ垂直に伸びて形成され、前記下柱は、前記第２下コア部における前記第１設置面に対向する第２設置面から上へ垂直に伸びて形成され、且つ各前記下柱の位置は前記上柱の位置と対応する、請求項６に記載の電源変換装置。
【請求項１０】
前記第１巻線及び前記第２巻線が並列接続された後の巻数は、奇数である、請求項３に記載の電源変換装置。
【請求項１１】
前記共振回路と、前記第１変圧器と、前記第２変圧器と、少なくとも１つの整流回路とを備える変換回路を備える、請求項１に記載の電源変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁性モジュールに関し、特にコアの損失（消耗）を低減すると共に、巻線の寄生抵抗と熱抵抗を低減することのできる磁性モジュール、並びに該磁性モジュールを適用する電源変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インターネット、クラウドコンピューティング、電気自動車及び産業自動化等の技術の進歩に伴い、電力の消費が益々増加し、電源に対する要求も厳しくなり、電源変換装置のより高いパワー密度及び高い効率への進化が求められている。また、より高いパワー密度及び高い効率が求められるにつれ、電源変換装置のより良い放熱も考慮すべき１つの要素になっている。
【０００３】
電源変換装置においては、内部のスイッチング回路の切替頻度を高めることはパワー密度を高めるための有効手段である。その理由として、スイッチング回路の切替頻度が上昇すると、フィルタのサイズがそれに比例して小さくなるからである。なお、スイッチング回路の切替頻度が上昇すると、消耗が同じである場合であっても変圧器等の電源変換装置内の磁性モジュールに対して負荷がかかるフラックス密度の変化量と磁性モジュールの動作周波数との積が顕著に上昇するため、磁性モジュールの断面積及び巻数を減らすことができ、磁性モジュールの体積が顕著に減少する。
【０００４】
従来の電源変換装置は、通常、変圧器を備え、該変圧器の一次巻線がスイッチング回路に接続される。したがって、スイッチング回路がオンとオフの間で切り替る際、該変圧器の一次巻線は、電気エネルギーを二次巻線にカップリングさせ、二次巻線の電気エネルギーは、整流回路による整流及びフィルタ回路によるフィルタ処理を経て負荷に供給される。
【０００５】
しかしながら、従来の電源変換装置でパワー密度を高めるためにスイッチング回路の切替頻度を高め、スイッチング回路の切替頻度が該変圧器単独で対応可能な限度を超えた場合、変圧器の構造がパワー密度の向上の制限要素になってしまう。具体的には、従来の電源変換装置でパワー密度を高めようとすると、該単独の変圧器の巻線におけるＰＣＢ巻線の幅と厚さを相応的に増やさないといけないため、電源変換装置の効率向上にもたらす貢献がかなり小さくなる。変圧器のＰＣＢ巻線の厚さが一定程度まで増加すると、巻線の抵抗低下にもたらす貢献が小さくなる。変圧器のＰＣＢ巻線の層数が増え続くと、コスト面での負担が増加すると共に、上部の放熱装置に対する電源変換装置のＰＣＢ巻線の熱抵抗も増えるため、従来の電源変換装置では放熱がさほど良くない。そこで、電源変換装置が高いパワー密度を示すと共に、全体の効率を維持し且つ比較的良い放熱効果を示すことが研究開発の重点になっている。
【０００６】
また、従来の電源変換装置の変圧器のコアとしては、Ｅ型コア又はＵ型コアを用いることができる。Ｅ型コアの全巻線がＥ型コアの中心柱に集中して巻回されることに比べ、Ｕ型コアの巻線は両サイドに分かれてＵ型コアの２つのコア柱に巻回されるため、Ｕ型コアに巻回される巻線がＰＣＢ巻線である場合、ＰＣＢ巻線の実装（ｆｏｏｔ  ｐｒｉｎｔ）サイズを小さくすることができる。なお、Ｅ型コアにおけるＰＣＢ巻線の多くがＥ型コアに覆われて空気中に曝されないことに比べて、Ｕ型コアにおけるＰＣＢ巻線の極一部だけがＵ型コアに覆われ、即ちＵ型コアのＰＣＢ巻線の多くが空気中に曝されるため、Ｕ型コアにおける巻線の放熱効果を高めることができる。Ｕ型コアを使用することで確実に上記メリットが得られるが、Ｕ型コアの構造を更に改良すれば、Ｕ型コアの消耗をより一層減少することができ、電源変換装置の効率をより一層高めることができる。
【０００７】
更に、従来の電源変換装置にとっては、通常、ＥＭＩ性能を考慮する必要があり、より良いＥＭＩ性能を取得するために、従来の電源変換装置にＥＭＩフィルタを配置する方法がよく用いられる。ところが、このような方法では電源変換装置の製造コストの増加を招いてしまう。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
そこで、上述の欠陥を解消し、コアの消耗を低減すると共に、巻線の寄生抵抗と熱抵抗を低減することのできる磁性モジュール、及び該磁性モジュールを適用する電源変換装置は、現時点で最も解決すべき課題になっている。
【０００９】
変換効率及び放熱性能が理想でない従来の電源変換装置が抱える欠陥を解消することのできる磁性モジュール、並びに該磁性モジュールを適用する電源変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した目的を実現するために、本発明は磁性モジュールを提供し、該磁性モジュールは、少なくとも１つの共振インダクタンス及び少なくとも１つの共振キャパシタを備える少なくとも１つの共振回路と、共振回路に電気的に接続される第１一次巻線及び少なくとも１つの第１二次巻線を備える第１変圧器と、共振回路に電気的に接続され、第１一次巻線のコイル巻数と同じであり且つ並列接続される第２一次巻線、及び第１二次巻線のコイル巻数と同じである少なくとも１つの第２二次巻線を備える第２変圧器とを備え、該第１一次巻線と該第２一次巻線とのインダクタンス値の誤差が│Ｌｍ１−Ｌｍ２│／（Ｌｍ１＋Ｌｍ２）≦３０％の条件式を満たし、そのうちＬｍ１は、第１一次巻線のインダクタンス値であり、Ｌｍ２は、第２一次巻線のインダクタンス値である。
【発明の効果】
【００１１】
本発明に係る磁性モジュール及び該磁性モジュールを適用する電源変換装置によると、コアの損失（消耗）が低下し、巻線の寄生抵抗及び熱抵抗が低下し、電源変換装置の製造コストが低下するというメリットがある。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【図２】図１に示す磁性モジュールの分解構造を示す概略図である。
【図３Ａ】図２に示す磁性モジュールにおける任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスが逆方向であって、上コア部又は下コア部で交流フラックスの相殺があった場合の交流フラックスの波形を示す図である。
【図３Ｂ】本発明に係る磁性モジュールにおける任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスが同じ方向であって、上コア部又は下コア部で交流フラックスの相殺がなかった場合の交流フラックスの波形を、図３Ａと対比しながら模式的に示す図である。
【図４】本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【図５】本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【図６】本発明のもう１つの好適な実施形態の電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【図７】図６に示す１つの変換回路におけるインバータ回路のブリッジ中点電圧の負入力端子に対する電圧波形、及び別の変換回路におけるインバータ回路のブリッジ中点電圧の負入力端子に対する電圧波形を示す図である。
【図８】本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【図９】図８に示す１つの変換回路におけるインバータ回路のブリッジ中点電圧の負入力端子に対する電圧波形、及び別の変換回路におけるインバータ回路のブリッジ中点電圧の負入力端子に対する電圧波形を示す図である。
【図１０】本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【図１１】本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【図１２】発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【図１３】図１２に示す第１変換回路の昇圧インダクタがスイッチング回路と電気的に接続されるエンドポイントの波形、第２変換回路の昇圧インダクタがスイッチング回路と電気的に接続されるエンドポイントの波形、第１変換回路の昇圧インダクタの巻線によって巻回されるコア柱のフラックス波形、第２変換回路の昇圧インダクタの巻線によって巻回されるコア柱のフラックス波形、及びコア部（上コア部又は下コア部）のフラックス波形を示す概略図である。
【図１４】本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１及び図２を参照して説明する。図１は、本発明の１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図であり、図２は、図１に示す磁性モジュールの分解構造を示す概略図である。図１及び図２に示すように、本実施形態の電源変換装置１は、共振型の直流／直流コンバータであってもよいが、特に制限がなく、入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換して負荷に供給し、正入力端子１０、負入力端子１１、正出力端子１２、負出力端子１３及び変換回路１４を備える。入力電気エネルギーは、正入力端子１０及び負入力端子１１を介して電源変換装置１に供給され、負荷に電気的に接続される正出力端子１２及び負出力端子１３を介して出力電気エネルギーを出力する。
【００１４】
変換回路１４の入力端子は、それぞれ正入力端子１０及び負入力端子１１に電気的に接続され、変換回路１４の出力端子は、正出力端子１２及び負出力端子１３に電気的に接続される。変換回路１４は、入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換し、入力フィルタ回路１５、インバータ回路１６、共振回路１７、第１変圧器Ｔ１と第２変圧器Ｔ２とからなる磁性モジュールＭ、複数の整流回路１８及び複数の出力フィルタ回路１９を備える。
【００１５】
入力フィルタ回路１５は、正入力端子１０と負入力端子１１との間に電気的に接続され、入力電気エネルギーをフィルタ処理するために用いられる。本発明の実施形態において、入力フィルタ回路１５は、直列接続される２つの入力キャパシタを備えることができる。
【００１６】
インバータ回路１６は、入力フィルタ回路１５の出力端子に電気的に接続され、フィルタ処理後の入力電気エネルギーを移行交流エネルギーに変換するために用いられる。本発明の実施形態において、インバータ回路１６は、直列接続される２つのスイッチングユニットを備えてもよく、２つのスイッチングユニットは、ハーフブリッジ式の回路構造を形成する。
【００１７】
共振回路１７は、入力フィルタ回路１５の出力端子及びインバータ回路１６の出力端子に電気的に接続される。本発明の実施形態において、共振回路１７は、直列接続される共振キャパシタＣｒ及び共振インダクタンスＬｒで構成されうる。共振キャパシタＣｒは、入力フィルタ回路１５と共振インダクタンスＬｒとの間に電気的に接続され、共振インダクタンスＬｒは、共振キャパシタＣｒと変圧器Ｔ１の一次側及び変圧器Ｔ２の一次側との間に電気的に接続される。
【００１８】
磁性モジュールＭにおける変圧器Ｔ１は、第１一次巻線Ｎ１及び２つの第１二次巻線Ｓ１を備える。第１一次巻線Ｎ１の２つのワイヤ端部は、それぞれ共振回路１７に電気的に接続され、第１一次巻線Ｎ１は、第１コイルＮ１１と第２コイルＮ１２（図２に示す）が直列接続される構成になっているが、直列接続に限らず、第１コイルＮ１１と第２コイルＮ１２が並列接続されてもよい。２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれセンタータップ構造である。インバータ回路１６からの移行交流エネルギーが変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１に流されると、移行交流エネルギーを電磁結合の方法で２つの第１二次巻線Ｓ１に供給し、２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれ出力交流エネルギーを生成する。
【００１９】
磁性モジュールＭの変圧器Ｔ２は、第２一次巻線Ｎ２及び２つの第２二次巻線Ｓ２を備える。第２一次巻線Ｎ２の２つのワイヤ端部は、それぞれ共振回路１７に電気的に接続され、かつ第１一次巻線Ｎ１と第２一次巻線Ｎ２は並列接続される。また、第２一次巻線Ｎ２は、第３コイルＮ２１と第４コイルＮ２２（図２に示す）とが直列接続される構成になっているが、直列接続に限らず、第３コイルＮ２１と第４コイルＮ２２が並列接続されてもよい。２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれセンタータップ構造である。インバータ回路１６からの移行交流エネルギーが変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２に流されると、移行交流エネルギーを電磁結合の方法で２つの第２二次巻線Ｓ２に供給し、２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれ出力交流エネルギーを生成する。
【００２０】
本発明の実施形態において、変圧器Ｔ１及び変圧器Ｔ２がＰＣＢ変圧器であり、即ち変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１及び２つの第１二次巻線Ｓ１、変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２及び２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれＰＣＢコイルで構成されてもよいが、特に制限がない。また、本発明の実施形態において、変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１及び２つの第１二次巻線Ｓ１、変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２及び２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれ導線で構成されてもよい。更に、本発明の実施形態において、第１一次巻線Ｎ１と第２一次巻線Ｎ２が並列接続されるため、第１一次巻線Ｎ１と第２一次巻線Ｎ２が並列接続された後のコイル巻数は、奇数であってもよく、例えば、５であってもよいが、特に制限がなく、偶数であってもよい。また、共振キャパシタＣｒは、並列接続される第１一次巻線Ｎ１及び第２一次巻線Ｎ２に直列接続される。
【００２１】
整流回路１８の数は、磁性モジュールＭが備える二次巻線（第１二次巻線Ｓ１と第２二次巻線Ｓ２）の数に対応するため、図１に示すように、変換回路１４は４つの整流回路１８を備え、各整流回路１８は、対応する二次巻線と電気的に接続され、対応する二次巻線からの出力交流エネルギーを整流し、直流エネルギーを生成するために用いられる。
【００２２】
出力フィルタ回路１９の数は整流回路１８の数に対応するため、図１に示すように、変換回路１４は、４つの出力フィルタ回路１９を備え、各出力フィルタ回路１９の入力端子は、それぞれ対応する整流回路１８の出力端子に接続され、各出力フィルタ回路１９の出力端子は、他の全ての出力フィルタ回路１９の出力端子に並列接続され、更に正出力端子１２及び負出力端子１３に電気的に接続される。各出力フィルタ回路１９は、整流回路１８からの直流エネルギーをフィルタ処理し、複数の出力フィルタ回路１９の出力端子が並列接続されるため、負荷に供給される出力電気エネルギーは、複数の出力フィルタ回路１９が出力するフィルタ処理後の直流エネルギーの重ね合わせである。
【００２３】
本発明の実施形態において、変圧器Ｔ１と変圧器Ｔ２の電流共有を実現するために、変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１のコイル巻数を変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２のコイル巻数に一致させ、変圧器Ｔ１の２つの第１二次巻線Ｓ１のコイル巻数も変圧器Ｔ２の２つの第２二次巻線Ｓ２のコイル巻数に一致させる。
【００２４】
以下、磁性モジュールＭの細部構造を説明する。図２に示すように、本実施形態において、磁性モジュール（第１磁性モジュール）Ｍは、コア、第１一次巻線Ｎ１、２つの第１二次巻線Ｓ１、第２一次巻線Ｎ２及び２つの第２二次巻線Ｓ２を備える。コアは、上コア部（第１上コア部）Ｍ１１と、下コア部（第１下コア部）Ｍ１２と、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２を共有する４つのコア柱Ｍ１３とを備える（説明の便宜上、以下において４つのコア柱を第１コア柱、第２コア柱、第３コア柱及び第４コア柱と称する）。本発明の実施形態において、４つのコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１と下コア部Ｍ１２の間にずれて設けられるため一本の直線に位置せず、更に、各コア柱Ｍ１３は、上柱Ｍ１３０と下柱Ｍ１３１とからなり、上柱Ｍ１３０は、上コア部Ｍ１１における矩形の第１設置面から下へ垂直に伸びてなり、且つ４つのコア柱Ｍ１３における４つの上柱Ｍ１３０は、上コア部Ｍ１１の第１設置面の４つの角に位置されてもよい。下柱Ｍ１３１は、下コア部Ｍ１２における上コア部Ｍ１１の第１設置面と対向する矩形の第２設置面から上へ垂直に伸びてなり、且つ各下柱Ｍ１３１の位置が上柱Ｍ１３０の位置に対応するため、４つのコア柱Ｍ１３における下柱Ｍ１３１は、下コア部Ｍ１２の第２設置面の４つの角に位置する。
【００２５】
第１一次巻線Ｎ１は、コアの任意の２つのコア柱Ｍ１３（例えば、第１コア柱及び第２コア柱）に巻回されているため、第１一次巻線Ｎ１によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２と第１閉磁路を形成する。第２一次巻線Ｎ２は、残りの２つのコア柱Ｍ１３（例えば、第３コア柱及び第４コア柱）に巻回されているため、第２一次巻線Ｎ２によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２と第２閉磁路を形成する。また、第１一次巻線Ｎ１及び第２一次巻線Ｎ２は、それぞれコアの対応する２つのコア柱Ｍ１３に巻回される際、直接接続される直列関係ではなく、換言すれば、第１一次巻線Ｎ１の任意の１つのワイヤ端部が第２一次巻線Ｎ２の任意の１つのワイヤ端部のみに接続されることはない。第１一次巻線Ｎ１及び第２一次巻線Ｎ２には、それぞれ独立してインバータ回路１６からの移行交流エネルギーが流される。
【００２６】
２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれ対応するコア柱Ｍ１３（例えば、１つの第１二次巻線Ｓ１は、第１コア柱に巻回され、もう１つの第１二次巻線Ｓ１は、第２コア柱に巻回される）に巻回され、２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれ対応する残りのコア柱Ｍ１３（例えば、１つの第２二次巻線Ｓ２は、第３コア柱に巻回され、もう１つの第２二次巻線Ｓ２は、第４コア柱に巻回される）に巻回される。また、図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明する。図３Ａは、図２に示す磁性モジュールの任意の２つの隣接するコア柱における交流フラックスが逆方向であって、上コア部又は下コア部で交流フラックスの相殺があった場合の交流フラックスの波形を示す図であり、図３Ｂは、本発明に係る磁性モジュールの任意の２つの隣接するコア柱における交流フラックスが同じ方向であって、上コア部又は下コア部で交流フラックスの相殺がなかった場合の交流フラックスの波形を、図３Ａと対比しながら模式的に示す図である。本発明の実施形態において、第１一次巻線Ｎ１の印加ボルト秒が第１閉磁路のコア柱内の交流フラックスを決め、第２一次巻線Ｎ２の印加ボルト秒が第２閉磁路のコア柱内の交流フラックスを決め、第１一次巻線Ｎ１及び第２一次巻線Ｎ２の巻回方法によって任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きになり（即ち、４つのコア柱Ｍ１３のうち一本の対角線に位置する２つのコア柱Ｍ１３の交流フラックスの方向が第１方向であり、もう一本の対角線に位置する２つのコア柱Ｍ１３の交流フラックスの方向が第２方向であり、第１方向と第２方向は、図２における下コア部Ｍ１２上にある矢印が示すように逆向きである）、上コア部Ｍ１１の交流フラックスと下コア部Ｍ１２の交流フラックスが相殺するため、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２の交流フラックスを低減することができる。即ち、図３Ａに示すように、任意のコア柱Ｍ１３（図３Ａ及び図３Ｂにおいて、１つのコア柱Ｍ１３をＡコア柱と称する）と該コア柱に隣接するコア柱Ｍ１３（図３Ａ及び図３Ｂにおいて、Ａコア柱と隣接するコア柱Ｍ１３をＢコア柱及びＣコア柱と称する）の交流フラックスが逆向きである場合、図３Ａから分かるように、本発明の上コア部Ｍ１１のフラックスと下コア部Ｍ１２の交流フラックスとは相殺できるため、上コア部Ｍ１１と下コア部Ｍ１２のコア消耗が低下するというメリットがある。図３Ｂに示すように、Ａコア柱とＢコア柱及びＣコア柱の交流フラックス方向が同じであり、且つ上コア部Ｍ１１のフラックス及び下コア部Ｍ１２の交流フラックスが重ね合わせ、相殺でない場合に比べ、上コア部Ｍ１１と下コア部Ｍ１２のコア消耗が低下するというメリットが得られない。本発明の実施形態において、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きであるため、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２の交流フラックスを確実に減少することができる。その結果、第１閉磁路における１つの第１コア柱内の交流フラックスのピーク値と第２閉磁路における１つの第１コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が、上コア部Ｍ１１内の交流フラックスのピーク値を超え、且つ下コア部Ｍ１２内の交流フラックスのピーク値を越え、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２のコアの消耗を低減することができる。また、第１一次巻線Ｎ１、２つの第１二次巻線Ｓ１及びコアは変圧器Ｔ１を構成し、第２一次巻線Ｎ２、２つの第２二次巻線Ｓ２及びコアは変圧器Ｔ２を構成する。
【００２７】
上述の実施形態において、変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１及び変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２はＰＣＢコイル２０で形成され、ＰＣＢコイル２０は複数の第１挿通孔２１を備え、各第１挿通孔２１の設置位置は、対応するコア柱Ｍ１３に対応し、各第１挿通孔２１は、対応するコア柱Ｍ１３によって挿通される。また、変圧器Ｔ１の２つの第１二次巻線Ｓ１及び変圧器Ｔ２の２つの第２二次巻線Ｓ２はＰＣＢコイル２２で形成され、ＰＣＢコイル２２は複数の第２挿通孔２３を備え、各第２挿通孔２３の設置位置は、対応するコア柱Ｍ１３に対応し、各第２挿通孔２３は、対応するコア柱Ｍ１３によって挿通される。
【００２８】
本発明の実施形態において、電源変換装置１が入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換する際、変換回路１４における変圧器Ｔ１及びＴ２を利用して一部の電気エネルギーを変換し、変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１と変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２とのインダクタンス値の誤差は、下記条件式を満たす。
【００２９】
│Ｌｍ１−Ｌｍ２│／（Ｌｍ１＋Ｌｍ２）≦３０％
故に、変圧器Ｔ１、Ｔ２で生成した磁化電流差及び磁化電流損失差を制御可能な範囲に抑えることができ、そのうち、Ｌｍ１は、第１一次巻線Ｎ１のインダクタンス値であり、Ｌｍ２は、第２一次巻線Ｎ２のインダクタンス値である。このようにして、各変圧器Ｔ１、Ｔ２の許容電力を半分程度に減らすことができ、更に、変圧器Ｔ１、Ｔ２の第１一次巻線Ｎ１、第２一次巻線Ｎ２、第１二次巻線Ｓ１及び第２二次巻線Ｓ２におけるコイルの幅及び厚さも適切な範囲に抑えることができるため、第１一次巻線Ｎ１、第２一次巻線Ｎ２、第１二次巻線Ｓ１及び第２二次巻線Ｓ２の寄生抵抗及び熱抵抗を効果的に減少することができる。なお、本発明に係る磁性モジュールＭにおいて、２つのコア柱Ｍ１３が上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２とＵ型コアに類似する構造になっているため、４つのコア柱Ｍ１３を備えるコアを複数のＵ型コアを組み合わせてなる構成と見なすことができ、本発明の磁性モジュールＭに巻回される巻線がＰＣＢコイルである場合、ＰＣＢコイルの実装サイズを小さくすることができる。また、本発明の磁性モジュールＭを複数のＵ型コアを組み合わせてなる構成と見なすことができるため、磁性モジュールＭの巻線の放熱効果が比較的良い。更に、本発明の磁性モジュールＭのコアを、複数のＵ型コアが上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２を共有してなると見なすことができるため、複数の独立したＵ型コアを使用する場合に比べて、本発明の磁性モジュールＭの上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２の断面積が増え、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２の交流フラックスの密度が低下するため、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２の消耗を低減し、電源変換装置１の効率を高めることができる。更に、本発明に係る磁性モジュールＭのコアの任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きであるため、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２の交流フラックスの密度を更に低減することができ、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２のコアの消耗を更に減らし、電源変換装置１の効率を更に高めることができる。
【００３０】
図２及び図４を参照して説明する。図４は、本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。図４に示すように、本実施形態に係る電源変換装置２の回路構造は、図１に示す電源変換装置１と同様の構造を有しているため、類似した回路構造や動作については同じ符号を付する。但し、図１に示す電源変換装置１の共振回路１７が共振キャパシタＣｒ及び唯一の共振インダクタンスＬｒを備えることに対し、本実施形態に係る電源変換装置２の共振回路１７は、共振キャパシタＣｒ及び間接的に直列接続される２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２（すなわち、２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２の間には直列接続される他の部材が存在することを意味する）を備え、且つ該２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２が上コア部及び下コア部を共有する構造である。本発明の別の実施形態においては、２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２を並列接続することもできる。２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２は、図２に示すコアを利用して磁性モジュールを構成してもよく、即ち、図２に示すコア、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線及び共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線を備えることができる。コア、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線及び共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線からなる磁性モジュールは、図２に示す磁性モジュールＭに類似した構造を有する。但し、図２に示す磁性モジュールＭが２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２を備え、ＰＣＢコイル２２を用いて変圧器Ｔ１の２つの第１二次巻線Ｓ１及び変圧器Ｔ２の２つの第２二次巻線Ｓ２を構成することに対し、該実施形態に係るコア、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線及び共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線で構成される磁性モジュールは、図２に示すＰＣＢコイル２０に類似するコイル部材のみで共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線及び共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線を構成し、ＰＣＢコイル２２が無くても済む。
【００３１】
共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線は、コアの任意の２つのコア柱Ｍ１３（例えば、第１コア柱及び第２コア柱）に巻回され、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２が第１閉磁路を形成する。共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線は、残りの２つのコア柱Ｍ１３（例えば、第３コア柱及び第４コア柱）に巻回され、共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２が第２閉磁路を形成する。なお、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線及び共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線がコアの２つのコア柱Ｍ１３に巻回されるとき、直接接続してなる直列関係でない。更に、本発明の実施形態において、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線及び共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線がコアのコア柱Ｍ１３に巻回される際の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きとなる。そして、上記共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２で形成される第１閉磁路における各コア柱内の交流フラックスのピーク値と、上記共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２で形成される第２閉磁路における各コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値は、上コア部Ｍ１１内の交流フラックスのピーク値を超え、且つ下コア部Ｍ１２内の交流フラックスのピーク値を超える。
【００３２】
当然ながら、共振回路１７は、図４に示すＬＬＣ共振回路に限らず、本発明の一実施形態において、図５に示すように、電源変換装置３の共振回路１７はＬＣＣ共振回路であってもよい。換言すれば、共振回路１７は、共振キャパシタＣｒ及び互いにカップリングする２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２以外、１つの共振キャパシタＣｒ２を更に備え、共振キャパシタＣｒ２は、第１一次巻線Ｎ１の２つのワイヤ端部の間にブリッジ接続され、且つ第２一次巻線Ｎ２の２つのワイヤ端部の間にブリッジ接続される。
【００３３】
図６及び図２を参照して説明する。図６は、本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。図６に示すように、本実施形態に係る電源変換装置４は、直流／直流コンバータに限らず、入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換して負荷に供給し、正入力端子４０、負入力端子４１、正出力端子４２、負出力端子４３及び２つの変換回路４４、４４’を備える。入力電気エネルギーは、正入力端子４０及び負入力端子４１を介して電源変換装置４に供給され、変換されてから正出力端子４２及び負出力端子４３を介して出力電気エネルギーとして出力される。
【００３４】
２つの変換回路４４、４４’は、回路構造が同じであり且つ共振型の変換回路である。以下、そのうち１つの変換回路の回路構造及び動作を説明する。本発明の実施形態において、変換回路４４、４４’はそれぞれ共振型の変換回路であってもよいが、特に制限がない。変換回路４４の入力端子は、変換回路４４’の入力端子に直列接続され、且つ正入力端子４０と負入力端子４１の間に電気的に接続される。変換回路４４の出力端子は、もう１つの変換回路４４’の出力端子に並列接続され、且つ正出力端子４２と負出力端子４３の間に電気的に接続される。変換回路４４、４４’はそれぞれ入力電気エネルギーを変換し、電源変換装置４が２つの変換回路４４、４４’を介して出力電気エネルギーを負荷に出力できるようにする。変換回路４４は、入力フィルタ回路４５、インバータ回路４６（スイッチ切替回路とも称する）、共振回路４７、変圧器Ｔ１、複数の整流回路４８及び複数の出力フィルタ回路４９を備える。変換回路４４’は、入力フィルタ回路４５’、インバータ回路４６’（スイッチ切替回路とも称する）、共振回路４７’、変圧器Ｔ２、複数の整流回路４８’及び複数の出力フィルタ回路４９’を備える。
【００３５】
入力フィルタ回路４５は、正入力端子４０と負入力端子４１の間に電気的に接続され、入力電気エネルギーをフィルタ処理する。本発明の実施形態において、入力フィルタ回路４５は、直列接続される２つの入力キャパシタを備えることができる。
【００３６】
インバータ回路４６は、入力フィルタ回路４５の出力端子に電気的に接続され、フィルタ処理された入力電気エネルギーを移行交流エネルギーに変換する。本発明の実施形態において、インバータ回路４６は、直列接続される２つのスイッチングユニットを備え、２つのスイッチングユニットは、ハーフブリッジ式の回路構造を形成することができる。
【００３７】
共振回路４７は、入力フィルタ回路４５の出力端子及びインバータ回路４６の出力端子に電気的に接続される。本発明の実施形態において、共振回路４７は、直列接続される共振キャパシタ（第１共振キャパシタ及び第２共振キャパシタ）Ｃｒ及び共振インダクタンスＬｒで形成されてもよい。
【００３８】
変圧器Ｔ１は、第１一次巻線Ｎ１及び２つの第１二次巻線Ｓ１を備える。第１一次巻線Ｎ１の２つのワイヤ端部は、それぞれ共振回路４７に電気的に接続され、且つ第１一次巻線Ｎ１は、２つのコイルを直列接続してなる構成であるが、直列接続に限らず、並列接続であってもよい。２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれセンタータップ構造である。インバータ回路４６からの移行交流エネルギーが変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１に流されると、移行交流エネルギーを電磁結合の方法で２つの第１二次巻線Ｓ１に供給し、２つの第１二次巻線Ｓ１がそれぞれ出力交流エネルギーを生成できるようにする。同様に、変圧器Ｔ２は、第２一次巻線Ｎ２及び２つの第２二次巻線Ｓ２を備え、変圧器Ｔ１と構造や動作が同じであるため、ここで重複説明を省略する。
【００３９】
整流回路４８の数は、変圧器Ｔ１が備える二次巻線Ｓ１の数に対応する。図１に示すように、変換回路４４は２つの整流回路４８を備え、各整流回路４８は、対応する第１二次巻線Ｓ１に電気的に接続され、対応する第１二次巻線Ｓ１からの出力交流エネルギーを整流して直流エネルギーを生成する。
【００４０】
出力フィルタ回路４９の数は、整流回路４８の数に対応する。図６に示すように、変換回路４４は２つの出力フィルタ回路４９を備え、各出力フィルタ回路４９の入力端子は、それぞれ対応する整流回路４８の出力端子に電気的に接続される。また、各出力フィルタ回路４９の出力端子は、他の全ての出力フィルタ回路４９の出力端子に並列接続され、そして、正出力端子４２及び負出力端子４３に電気的に接続され、各出力フィルタ回路４９は、整流回路４８からの直流エネルギーをフィルタ処理する。
【００４１】
本発明の実施形態において、２つの変換回路４４、４４’の２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２は、図２に示すコアを利用して図１及び図２に示すような磁性モジュールを構成することができる。即ち、１つの変換回路４４の変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１が図２に示すコアの任意の２つのコア柱Ｍ１３（例えば、第１コア柱及び第２コア柱）に巻回されることで、変換回路４４の変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２と第１閉磁路を形成する。また、もう１つの変換回路４４’の変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２が残りの２つのコア柱Ｍ１３（例えば、第３コア柱及び第４コア柱）に巻回されることで、変換回路４４’の変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２と第２閉磁路を形成する。
【００４２】
また、そのうち１つの変換回路４４の変圧器Ｔ１の２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれ対応するコア柱Ｍ１３に巻回され（例えば、１つの第１二次巻線Ｓ１が第１コア柱に巻回され、もう１つの第１二次巻線Ｓ１が第２コア柱に巻回される）、もう１つの変換回路４４’の変圧器Ｔ２の２つの第２二次巻線Ｓ２も、それぞれ対応する残りのコア柱Ｍ１３に巻回される（例えば、１つの第２二次巻線Ｓ２が第３コア柱に巻回され、もう１つの第２二次巻線Ｓ２が第４コア柱に巻回される）。なお、本発明の実施形態において、変換回路４４の変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１の巻き方及び変換回路４４の変圧器Ｔ２の第１一次巻線Ｎ２の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きとなり、或いは位相が１８０°ずれる。
【００４３】
上述の実施形態において、２つの変換回路４４、４４’の入力端子が直列接続されてもよく、２つの変換回路４４、４４’のインバータ回路４６、４６’は、同じ位相のインバータ回路であってもよいが、特に制限はない。２つの変換回路４４、４４’のインバータ回路４６、４６’は、位相が１８０°ずれるインバータ回路であってもよい。２つの変換回路４４、４４’が同じ位相である場合、２つの変換回路４４、４４’の２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２の一次巻線Ｎ１、Ｎ２の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きとなり、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２の交流フラックスが相殺して低下する。２つの変換回路４４、４４’の位相が１８０°ずれる場合、２つの変換回路４４、４４’の２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２の一次巻線Ｎ１、Ｎ２の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスの位相が１８０°ずれてしまい、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２の交流フラックスがそれぞれ相殺して低下する。その結果、第１閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値と、第２閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値は、上コア部Ｍ１１内の交流フラックスのピーク値を超え、且つ下コア部Ｍ１２内の交流フラックスのピーク値を超える。
【００４４】
本発明の実施形態において、より良いＥＭＩ性能を取得するために、変換回路４４のインバータ回路４６のブリッジアームにおける上部スイッチと変換回路４４’のインバータ回路４６’のブリッジアームにおける上部スイッチは、位相が１８０°ずれる。そのため、変換回路４４のインバータ回路４６のブリッジ中点電圧の負入力端子４１に対する電圧ＶＡは、変換回路４４’のインバータ回路４６’のブリッジ中点電圧の負入力端子４１に対する電圧ＶＢに比べ、電位ホッピングが逆向きとなる、すなわち位相が１８０°ずれる（図７を参照されたい）。その結果、インバータ回路４６のブリッジ中点電圧が該インバータ回路４６に接続される変圧器Ｔ１の一次・二次寄生キャパシタＣｐｓを通じて形成するコモンモード電流ｉｐｓと、インバータ回路４６’のブリッジ中点電圧が該インバータ回路４６’に接続される変圧器Ｔ２の一次・二次寄生キャパシタＣｐｓ’を通じて形成するコモンモード電流ｉｐｓ’とは逆向きとなる、すなわち位相が１８０°ずれ、コモンモードノイズが相殺する。そのため、電源変換装置４がＥＭＩフィルタを追加することなく、２つの変換回路４４、４４’のブリッジアームにおける上部スイッチの位相を１８０°ずらすことで、より良いＥＭＩ性能を取得し、製造コストを減らすことができる。
【００４５】
図８に示すように、このようなコモンモード相殺の概念は、２つの入力が直列接続されるコンバータに適用するだけではなく、２つの入力が並列接続されるコンバータにも適用する。２つのコンバータの入力が並列接続されるため、変換回路４４におけるインバータ回路４６のブリッジ中点電圧の負入力端子４１に対する電圧波形ＶＡ、及び変換回路４４’におけるインバータ回路４６’のブリッジ中点電圧の負入力端子４１に対する電圧波形ＶＢは、図９に示す通りになり、図７との違いとしては、ＶＡにＶｉｎ／２の直流電圧成分がない。ＶＡとＶＢの電位ホッピングが逆向きとなる、すなわち位相が１８０°ずれ、ＶＡがそれに接続される変圧器Ｔ１の一次・二次寄生キャパシタＣｐｓを通じて形成するコモンモード電流ｉｐｓと、ＶＢがそれに接続される変圧器Ｔ２の一次・二次寄生キャパシタＣｐｓ’を通じて形成するコモンモード電流ｉｐｓ’とは逆向きとなる、すなわち位相が１８０°ずれ、コモンモードノイズが相殺する。
【００４６】
当然ながら、上記２つの変換回路４４、４４’としては、共振型変換回路の回路構造であってもよいが、特に制限がなく、本発明の別の実施形態において、２つの変換回路はそれぞれＰＷＭ型のコンバータ回路であってもよい。
【００４７】
図１０は、本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。図１０に示すように、該実施形態に係る電源変換装置５の回路構造は、図６に示す電源変換装置４の回路構造と同様の回路構造を有しているため、類似する回路構造や動作については同じ符号を付し、ここでは重複説明を省略する。図６に示す電源変換装置４に比べて、本実施形態に係る電源変換装置５は、電源変換装置５の２つの変換回路４４、４４’の２つの共振回路１７、１７’における２つの共振インダクタンスＬｒ（第１共振インダクタンス及び第２共振インダクタンス）が互いに上コア部（第２上コア部）及び下コア部（第２下コア部）を共有し、且つ２つの共振インダクタンスＬｒが図２に示すコアを用いて磁性モジュール（第２磁性モジュール）を構成し、即ちコア、共振回路１７の共振インダクタンスＬｒの第１巻線、及び共振回路１７’の共振インダクタンスＬｒの第２巻線を備える。
【００４８】
共振回路１７の共振インダクタンスＬｒの第１巻線は、コアの任意の２つのコア柱Ｍ１３（例えば、第１コア柱及び第２コア柱）に巻回され、共振回路１７の共振インダクタンスＬｒの第１巻線によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２と第３閉磁路を形成する。共振回路１７’の共振インダクタンスＬｒの第２巻線は、残りの２つのコア柱Ｍ１３（例えば、第３コア柱及び第４コア柱）に巻回され、共振回路１７’の共振インダクタンスＬｒの第２巻線によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２と第４閉磁路を形成する。また、本発明の実施形態において、共振回路１７の共振インダクタンスＬｒの第１巻線及び共振回路１７’の共振インダクタンスＬｒの第２巻線がコアのコア柱Ｍ１３を巻回する際の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きとなり、或いは位相が１８０°ずれる。更に、第３閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値と第４閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値は、上コア部Ｍ１１内の交流フラックスのピーク値を超え、且つ下コア部Ｍ１２内の交流フラックスのピーク値を超える。
【００４９】
図１１は、本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。図１１に示すように、本実施形態に係る電源変換装置６の回路構造は、図６に示す電源変換装置４と同様な回路構造を有しており、類似する回路構造や動作については同じ符号を付し、ここでは重複説明を省略する。図６に示す電源変換装置４の各変換回路４４、４４’のインバータ回路４６、４６’の回路構造は、２つのスイッチングユニットを直列接続してなるハーフブリッジ回路構造であるが、本実施形態に係る電源変換装置６の各変換回路４４、４４’のインバータ回路４６、４６’の回路構造は、４つのスイッチングユニットを直列接続してなるハーフブリッジ・３レベル回路構造である。
【００５０】
以上から分かるように、本発明に係る磁性モジュールの概念に則って２つの磁性モジュールを形成することができ、例えば、２つの変圧器又は２つのインダクタンスを形成することができる。なお、上述の概念に則って磁性モジュールとして２つのインダクタンスを形成する場合、２つのインダクタンスを構成する磁性モジュールは、他の電源変換装置に適用することもできる。例えば、図１２に示すように、電源変換装置７に２つの変換回路（以下、説明の便宜を図って電源変換装置７の２つの変換回路を第１変換回路及び第２変換回路とも称する）を備え、且つ第１変換回路に昇圧インダクタＬｂを有する昇圧回路を備え、第２変換回路に昇圧インダクタＬｂ２を有する昇圧回路を備える場合、２つの変換回路の２つの昇圧インダクタは、本発明に係る磁性モジュールの概念に則って実現することができ、ここで該磁性モジュールの構造についての重複説明を省略する。図１２に示す実施形態において、第１変換回路及び第２変換回路の入力端子が並列接続され、第１変換回路及び第２変換回路の位相が同じであってもよく、１８０°ずれてもよい。
【００５１】
上述の実施形態において、第１変換回路は、昇圧インダクタＬｂ及びハーフブリッジスイッチング回路７０を備え、第２変換回路は、昇圧インダクタＬｂ２及びハーフブリッジスイッチング回路７１を備える。第１変換回路の昇圧インダクタＬｂの一端に入力電気エネルギーが流され、第１変換回路の昇圧インダクタＬｂの他端は、ハーフブリッジスイッチング回路７０に電気的に接続され、第２変換回路の昇圧インダクタＬｂ２の一端に入力電気エネルギーが流され、第２変換回路の昇圧インダクタＬｂ２の他端は、ハーフブリッジスイッチング回路７１に電気的に接続される。図１３を参照して説明する。図１３は、図１２に示す第１変換回路の昇圧インダクタがスイッチング回路と電気的に接続されるエンドポイントの波形、第２変換回路の昇圧インダクタがスイッチング回路と電気的に接続されるエンドポイントの波形、第１変換回路の昇圧インダクタの巻線によって巻回されるコア柱のフラックス波形、第２変換回路の昇圧インダクタの巻線によって巻回されるコア柱のフラックス波形、及びコア部（上コア部又は下コア部）のフラックス波形を示す概略図である。図１３に示すように、第１変換回路の昇圧インダクタＬｂとスイッチング回路７０が電気的に接続されるエンドポイントの電圧ＶＡと、第２変換回路の昇圧インダクタＬｂ２とスイッチング回路７１が電気的に接続されるエンドポイントの電圧ＶＢとの位相が１８０°ずれるとき、本実施形態に係る電源変換装置７では、第１変換回路の昇圧インダクタＬｂの巻線によって巻回されるコア柱のフラックスと、第２変換回路の昇圧インダクタＬｂ２の巻線によって巻回されるコア柱のフラックスとの位相を１８０°ずらせて、上コア部Ｍ１１及び下コア部Ｍ１２のフラックスをそれぞれ相殺させて低減することができるため、コアの消耗が低下する。本発明の別の実施形態において、上記第１変換回路は、降圧インダクタを有する降圧回路を備えてもよく、第２変換回路は、降圧インダクタンスを有する降圧回路を備えてもよい。
【００５２】
当然ながら、図１４に示すように、電源変換装置８が第１変換回路及び第２変換回路を備え、且つ第１変換回路がインダクタンスＬを有するトーテムポール出力因子の補正（Ｔｏｔｅｍ  ｐｏｌｅ  ＰＦＣ）回路構造であり、第２変換回路もインダクタンスＬ２を有するトーテムポール出力因子の補正（Ｔｏｔｅｍ  ｐｏｌｅ  ＰＦＣ）回路構造であるとき、第１変換回路のインダクタンスＬ及び第２変換回路のインダクタンスＬ２は、本発明に係る磁性モジュールの概念に則って実現することができ、ここでは該磁性モジュールの構造についての重複説明を省略する。なお、図１４に示す実施形態において、第１変換回路の入力端子と第２変換回路の入力端子が並列接続され、且つ第１変換回路と第２変換回路の位相が同じであってもよく、１８０°ずれてもよい。また、第１変換回路にインダクタンスＬ、ハーフブリッジスイッチング回路８０及びハーフブリッジスイッチング回路８２を備え、第２変換回路にインダクタンスＬ２、ハーフブリッジスイッチング回路８１及びハーフブリッジスイッチング回路８２を備える。
【００５３】
上述のように、本発明は、磁性モジュール及び該磁性モジュールを適用する電源変換装置を提供する。本発明に係る電源変換装置によると、入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換する際、変換回路における２つの一次巻線が並列接続される変圧器を用いて行い、変圧器の二次巻線は、整流ブリッジを介して出力端子で並列接続される。本発明に係る電源変換装置によると、２つの変圧器の一次巻線の巻数が同じく、２つの変圧器の二次巻線の巻数も同じく、且つ並列接続される一次巻線の間のインダクタンス値の誤差が│Ｌｍ１−Ｌｍ２│／（Ｌｍ１＋Ｌｍ２）≦３０％の条件式を満たすため、各変圧器の許容電力を半分程度に減らすことができ、各変圧器で生成した磁化電流差及び磁化電流損失差を制御可能な範囲に抑えることができる。このように、２つの変圧器における巻線のコイル幅及び厚さも適切な範囲に抑えることができ、２つの変圧器における巻線の寄生抵抗及び熱抵抗を効果的に減少することができる。また、本発明に係る磁性モジュールによると、２つのコア柱と上コア部及び下コア部をＵ型コアに類似する構成とすることができるため、４つのコア柱を備えるコアを、複数のＵ型コアを組み合わせてなる構成と見なすことができる。したがって、本発明に係る磁性モジュールに巻回される巻線がＰＣＢコイルである場合、ＰＣＢコイルの実装サイズを小さくすることができる。また、本発明に係る磁性モジュールを、複数のＵ型コアを組み合わせてなる構成と見なすことができるため、磁性モジュールにおける巻線の放熱効果が比較的良い。更に、本発明に係る磁性モジュールのコアを、複数のＵ型コアが上コア部及び下コア部を共有してなる構成と見なすことができるため、複数の独立したＵ型コアを使用した場合に比べ、本発明の上コア部及び下コア部の断面積が増え、上コア部及び下コア部の交流フラックスが低下するため、上コア部及び下コア部の消耗を低減させ、本発明に係る電源変換装置の変換効率を高めることができる。そして、本発明に係るコアの任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスが逆向き（又は、位相が１８０°ずれる）であるため、上コア部及び下コア部の交流フラックスを更に低減することができ、上コア部及び下コア部の消耗を更に低減させ、本発明に係る電源変換装置の変換効率を更に高めることができる。
【符号の説明】
【００５４】
１、２、３、４、５、６、７、８    電源変換装置、
１０、４０    正入力端子、
１１、４１    負入力端子、
Ｌｏａｄ      負荷、
１２、４２    正出力端子、
１３、４３    負出力端子、
１４、４４、４４’  変換回路、
１５、４５、４５’  入力フィルタ回路、
１６、４６、４６’  インバータ回路、
１７、４７、４７’、１７’  共振回路、
１８          整流回路、
１９          出力フィルタ回路、
２０、２２    ＰＣＢコイル、
２１          第１挿通孔、
２３          第２挿通孔、
７０、７１、８０、８１、８２    ハーフブリッジスイッチング回路、
Ｔ１、Ｔ２      変圧器、
Ｍ              磁性モジュール、
Ｃｒ、Ｃｒ２    共振キャパシタ、
Ｌｒ、Ｌｒ１、Ｌｒ２  共振インダクタンス、
Ｎ１            第１一次巻線、
Ｎ１１          第１コイル、
Ｎ１２          第２コイル、
Ｓ１            第１二次巻線、
Ｎ２            第２一次巻線、
Ｓ２            第２二次巻線、
Ｎ２１          第３コイル、
Ｎ２２          第４コイル、
Ｍ１１          上コア部、
Ｍ１２          下コア部、
Ｍ１３          コア柱、
Ｍ１３０          上柱、
Ｍ１３１          下柱、
Ｌｂ、Ｌｂ１      昇圧インダクタ、
Ｌｏａｄ          負荷、
Ｃｐｓ、Ｃｐｓ’  一次・二次寄生キャパシタ、
ｉｐｓ、ｉｐｓ’  コモンモード電流、
ＶＡ、ＶＢ        電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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