(57)【要約】【課題】経皮トランスとして使用可能なトランスを備えた電気装置において、生体に流れる高周波漏れ電流を抑制する。【解決手段】電気装置は、交流電力を出力する電源回路と、電源回路に接続された第１の一次コイル、及び第１の一次コイルに磁気的に結合された第１の二次コイルを含む第１のトランスと、第１の二次コイルに接続された第２の一次コイル、及び第２の一次コイルに磁気的に結合された第２の二次コイルを含む第２のトランスと、を含む。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を出力する電源回路と、
前記電源回路に接続された第１の一次コイル、及び前記第１の一次コイルに磁気的に結合された第１の二次コイルを含む第１のトランスと、
前記第１の二次コイルに接続された第２の一次コイル、及び前記第２の一次コイルに磁気的に結合された第２の二次コイルを含む第２のトランスと、
を含む電気装置。
【請求項２】
前記第２のトランスは環状のコアを含み、前記第２の一次コイルは前記コアに密着して巻回され、前記第２の二次コイルは、巻回部分の内側を前記コアが貫通し且つ前記コアとの間に間隙を有して環状に巻回されている
請求項１に記載の電気装置。
【請求項３】
前記第２のトランスに接続されたキャパシタを更に含む
請求項１または請求項２に記載の電気装置。
【請求項４】
前記キャパシタは、前記第１の二次コイルと前記第２の一次コイルとの間に設けられている
請求項３に記載の電気装置。
【請求項５】
前記キャパシタのキャパシタンスの値は、前記第１の一次コイルの両端に入力される入力電圧と、前記第１の一次コイルに流入する入力電流との位相差がゼロとなる値である
請求項３または請求項４に記載の電気装置。
【請求項６】
前記キャパシタのキャパシタンスの値は、前記第１の一次コイルからみたインピーダンスが最小となる値である
請求項３または請求項４に記載の電気装置。
【請求項７】
前記電源回路はプッシュプル型インバータを含んで構成されている
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電気装置。
【請求項８】
前記第２の二次コイルから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する変換回路と、
前記変換回路から出力される直流電力によって駆動される負荷と、
を更に含む請求項１から請求項７のいずれか１項に電気装置。
【請求項９】
前記第２の二次コイルが生体の内部に配置され、
前記電源回路、前記第１のトランス及び第２の一次コイルが前記生体の外部に配置された
請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電気装置。
【請求項１０】
交流電力を出力する電源回路と、
前記電源回路に接続された第１の一次コイル、及び前記第１の一次コイルに磁気的に結合された第１の二次コイル及び第２の二次コイルを含む第１のトランスと、
前記第１の二次コイルに接続された第２の一次コイル、及び前記第２の一次コイルに磁気的に結合された第３の二次コイルを含む第２のトランスと、
前記第２の二次コイルに接続された第３の一次コイル、及び前記第３の一次コイルに磁気的に結合された第４の二次コイルを含む第３のトランスと、
を含む電気装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力伝送を行うトランスを含む電気装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
完全埋込型人工心臓へ駆動用エネルギーを供給する方法の一つに経皮伝送がある。経皮伝送は、体外及び体内に配置した一組のコイル（経皮トランス）を用いて、非侵襲でエネルギー伝送を行うものである。経皮伝送によれば、電線が皮膚を貫くことで起きる感染症のリスクを回避することができ、ＱＯＬ（Quality of life）などの点において優れている。
【０００３】
例えば、特許文献１には、経皮トランスとして用いられる電力伝送装置が記載されている。この電力伝送装置は、環状のコアと、コアに巻回された第１のコイルと、巻回部分の内側をコアが貫通し且つコアとの間に間隙を有して環状に巻回された第２のコイルと、第１のコイルまたは第２のコイルに接続されたキャパシタと、を含んで構成されている。第２のコイルは、第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与する第１のインダクタンス、第１のコイルとの間の電磁誘導に寄与しない第２のインダクタンス及び第２のコイルの巻線抵抗を直列接続した等価回路で表すことができ、キャパシタのキャパシタンスは、第２のインダクタンスを打ち消す値に設定されている。
【０００４】
また、特許文献１には、上記の電力伝送装置と、入力された直流電力を交流電力に変換し、第１のコイルに供給する第１の電力変換部と、第２のコイルから出力される交流電力を直流電力に変換し、負荷に供給する第２の電力変換部と、を更に含む電気装置が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１６−０２５６７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
医療機器を使用する場合、医療機器の一部が人体に接触することによって人体に流れる電流（患者漏れ電流）について考慮する必要がある。人体に流れる電流のうち、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに関するものを一般的に漏れ電流といい、これよりも高い周波数に関するものを高周波漏れ電流という。本発明者らによる研究の結果、生体内に埋め込まれた人工心臓等の負荷に、経皮トランスを用いてエネルギー伝送を行う場合に、経皮トランスの一部が人体に接触したり埋め込まれたりすることにより、生体に高周波漏れ電流が流れる可能性があることが明らかとなりつつある。
【０００７】
本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、経皮トランスとして使用可能なトランスを備えた電気装置において、生体に流れる高周波漏れ電流を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る電気装置は、交流電力を出力する電源回路と、前記電源回路に接続された第１の一次コイル、及び前記第１の一次コイルに磁気的に結合された第１の二次コイルを含む第１のトランスと、前記第１の二次コイルに接続された第２の一次コイル、及び前記第２の一次コイルに磁気的に結合された第２の二次コイルを含む第２のトランスと、を含む。
【０００９】
前記第２のトランスは環状のコアを含み得る。前記第２の一次コイルは前記コアに密着して巻回され、前記第２の二次コイルは、巻回部分の内側を前記コアが貫通し且つ前記コアとの間に間隙を有して環状に巻回されていてもよい。
【００１０】
本発明に係る電気装置は、前記第２のトランスに接続されたキャパシタを更に含み得る。前記キャパシタは、前記第１の二次コイルと前記第２の一次コイルとの間に設けられていてもよい。
【００１１】
前記キャパシタのキャパシタンスの値は、前記第１の一次コイルの両端に入力される入力電圧と、前記第１の一次コイルに流入する入力電流との位相差がゼロとなる値であることが好ましい。或いは、前記キャパシタのキャパシタンスの値は、前記第１の一次コイルからみたインピーダンスが最小となる値であることが好ましい。
【００１２】
前記電源回路はプッシュプル型インバータを含んで構成されていてもよい。
【００１３】
本発明に係る電気装置は、前記第２の二次コイルから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する変換回路と、前記変換回路から出力される直流電力によって駆動される負荷と、を更に含み得る。
【００１４】
前記第２の二次コイルを生体の内部に配置し、前記電源回路、前記第１のトランス及び第２の一次コイルを前記生体の外部に配置してもよい。
【００１５】
また、本発明に係る他の電気装置は、交流電力を出力する電源回路と、前記電源回路に接続された第１の一次コイル、及び前記第１の一次コイルに磁気的に結合された第１の二次コイル及び第２の二次コイルを含む第１のトランスと、前記第１の二次コイルに接続された第２の一次コイル、及び前記第２の一次コイルに磁気的に結合された第３の二次コイルを含む第２のトランスと、前記第２の二次コイルに接続された第３の一次コイル、及び前記第３の一次コイルに磁気的に結合された第４の二次コイルを含む第３のトランスと、を含む。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に係る電気装置によれば、経皮トランスとして使用可能なトランスを備えた電気装置において、生体に流れる高周波漏れ電流を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る電源回路の構成の一例を示す図である。
【図３】本発明の実施形態に係る第１のトランスの構成の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施形態に係る第２のトランスの構成の一例を示す図である。
【図５】本発明の実施形態に係る第２のトランスを経皮トランスとして用いて、生体内に埋め込まれた負荷に電力を供給する場合の使用方法の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施形態に係るＡＣ−ＤＣ変換回路の構成の一例を示す図である。
【図７】比較例に係る電気装置の構成を示すブロック図である。
【図８】比較例に係る電気装置のトランスを経皮トランスとして使用し、生体内に設けられた負荷に電力を伝送している状況を示す図である。
【図９】電源回路の構成の他の例を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態に係る第２のトランスを経皮トランスとして使用し、生体内に設けられた負荷に電力を伝送している状況を示す図である。
【図１１Ａ】本発明の第２の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。
【図１１Ｂ】本発明の第２の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の実施形態に係る第１のトランス、第２のトランス、キャパシタ及び負荷抵抗からなる回路の構成を示す図である。
【図１３】図１２に示す回路の等価回路図である。
【図１４】入力インピーダンス及び位相差の実測値及び計算値を示すグラフである。
【図１５】電力伝送効率の測定回路を示す図である。
【図１６】電力伝送効率の測定結果を示す図である。
【図１７】２４Ｖの出力電圧を得るために必要な入力電圧の測定結果を示すグラフである。
【図１８】放射ノイズの測定回路を示す図である。
【図１９Ａ】放射ノイズの測定結果を示すグラフである。
【図１９Ｂ】放射ノイズの測定結果を示すグラフである。
【図１９Ｃ】放射ノイズの測定結果を示すグラフである。
【図１９Ｄ】放射ノイズの測定結果を示すグラフである。
【図１９Ｅ】放射ノイズの測定結果を示すグラフである。
【図１９Ｆ】放射ノイズの測定結果を示すグラフである。
【図１９Ｇ】放射ノイズの測定結果を示すグラフである。
【図２０】平均磁界強度と、キャパシタのキャパシタンスとの関係を示すグラフである。
【図２１Ａ】電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。
【図２１Ｂ】電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。
【図２１Ｃ】電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。
【図２１Ｄ】電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。
【図２１Ｅ】電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。
【図２１Ｆ】電源回路の、スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧の波形、及びドレイン電流の波形を示す図である。
【図２２】高周波漏れ電流の測定回路の外観図である。
【図２３】高周波漏れ電流の測定回路における、第２のトランスの部分を拡大して示した図である。
【図２４】高周波漏れ電流の測定結果を示すグラフである。
【図２５Ａ】高周波漏れ電流の測定結果を示すグラフである。
【図２５Ｂ】高周波漏れ電流の測定結果を示すグラフである。
【図２５Ｃ】高周波漏れ電流の測定結果を示すグラフである。
【図２６】本発明の第３の実施形態に係る電気装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しつつ説明する。尚、各図面において、実質的に同一又は等価な構成要素又は部分には同一の参照符号を付している。
【００１９】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電気装置１の構成を示すブロック図である。電気装置１は、電源回路１０、第１のトランス２０、第２のトランス３０、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０及び負荷５０を含んで構成されている。電気装置１は、電源回路１０から出力される電力を、第１のトランス２０、第２のトランス３０及びＡＣ−ＤＣ変換回路４０を介して負荷５０に伝送し、負荷５０を駆動する装置である。
【００２０】
電源回路１０は、入力される直流電力を交流電力に変換して出力する回路である。図２は、電源回路１０の構成の一例を示す図である。電源回路１０は、プッシュプル型のインバータを含んで構成されており、スイッチ１１ａ、１１ｂと、これらのスイッチ１１ａ、１１ｂを駆動するドライバ１２ａ、１２ｂと、を含んで構成されている。スイッチ１１ａ、１１ｂは、それぞれドライバ１２ａ、１２ｂから供給される制御信号に応じて交互にオンオフすることで、電源回路１０の３つの出力端子１３ａ、１３ｂ、１３ｃから交流電力を出力する。
【００２１】
第１のトランス２０は、電源回路１０と第２のトランス３０とを絶縁するために用いられる。第１のトランス２０は、電源回路１０の出力端子１３ａ、１３ｂ、１３ｃに接続された一次コイル２１と、一次コイル２１と磁気的に結合された二次コイル２２とを含んで構成されている。二次コイル２２は、一次コイル２１から絶縁され、電源回路１０から伝送された交流電力を出力する。図３は、第１のトランス２０の構成の一例を示す図である。第１のトランス２０は、円環状の磁性体からなるコア２３を有する。一次コイル２１は、コア２３に巻回された、巻き数が互いに同じである第１の巻回部分２１ａ及び第２の巻回部分２１ｂを有する。第１の巻回部分２１ａの一端は、電源回路１０の出力端子１３ａに接続され、第２の巻回部分２１ｂの一端は、電源回路１０の出力端子１３ｂに接続される。第１の巻回部分２１ａと第２の巻回部分２１ｂの接続点から引き出された配線は、電源回路１０の出力端子１３ｃに接続される。二次コイル２２は、コア２３の、一次コイル２１の巻回部分２１ａ及び２１ｂから離間した位置に巻回されている。コア２３、一次コイル２１及び二次コイル２２によりトランスが構成され、一次コイル２１に入力された交流電力は、電磁誘導によって二次コイル２２に伝送される。第１のトランス２０は、例えば数百ｋＨｚオーダーの高周波に対しても、一次コイル２１と二次コイル２２との間で絶縁性が確保されていることが好ましい。一次コイル２１と二次コイル２２とを離間させることで、一次コイル２１と二次コイル２２との間に容量結合が形成されにくくなり、絶縁性を確保することが可能となる。また、電力伝送効率の観点から、第１のトランス２０の結合係数は、１に近いことが好ましい。
【００２２】
なお、図３に示す例では、一次コイル２１及び二次コイル２２をコア２３上に偏在させているが、この態様に限定されるものではない。一次コイル２１がコア２３上に均一に配置されるように巻回部分２１ａ及び２１ｂを形成し、一次コイル２１の表面全体を覆う絶縁体の上に、一次コイル２１に重なるように二次コイル２２を配置してもよい。この構成によれば、漏れインダクタンスをより小さくすることができ、結合係数を１に近づけることができる。
【００２３】
第２のトランス３０は、第１のトランス２０の二次コイル２２に接続された一次コイル３１、及び一次コイル３１に磁気的に結合された二次コイル３２を含む。二次コイル３２は、一次コイル３１から絶縁され、第１のトランス２０から伝送された交流電力を出力する。図４は、第２のトランス３０の構成の一例を示す図である。第２のトランス３０は、コア３３、一次コイル３１、二次コイル３２を含んで構成されている。
【００２４】
コア３３は、円環状の磁性体によって構成されている。一次コイル３１は、巻回部分がコア３３の表面に密着するように略均等な間隔でコア３３に巻回されている。二次コイル３２は、円環状に巻回され、巻回部分の内側にコア３３が貫通するように配置されている。二次コイル３２は、コア３３との間に間隙を有して巻回されている。コア３３、一次コイル３１及び二次コイル３２によりトランスが構成され、一次コイル３１に入力された交流電力は、電磁誘導によって二次コイル３２に伝送される。
【００２５】
なお、コア３３は、予め半分に切断されており、使用時において切断部分はタイバンドで結合される。このようにコア３３を分割可能としておくことにより、二次コイル３２へのコア３３の取り付けが容易となる。ゴミなどの異物がコア３３の切断面に付着しなければ、コア３３の磁路は完全に閉じており、且つコア３３の比透磁率が高いことから、高い相互インダクタンス（磁気結合）を得ることができる。
【００２６】
図１には、第２のトランス３０を、生体内への電力伝送を行うための経皮トランスとして使用する場合が例示されている。第２のトランス３０を経皮トランスとして使用する場合、電源回路１０、第１のトランス２０及び第２のトランス３０の一次コイル３１が生体外に配置され、第２のトランス３０の二次コイル３２、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０及び負荷５０が生体内に配置される。
【００２７】
図５は、第２のトランス３０を経皮トランスとして用いて、生体内に埋め込まれた人工心臓等の負荷に電力を供給する場合の使用方法の一例を示す図である。この場合、第２のトランス３０の二次コイル３２は、円弧の半分が皮下に埋め込まれ、残りの半分が皮膚Ｓに覆われた状態でアーチ状に外側に向けて突き出すように生体内に配置される。一次コイル３１が巻回されたコア３３が、皮膚Ｓのアーチ状に突き出した二次コイル３２の内側部分の穴を貫通するように配置され、二次コイル３２をクランプする。図５に示すように、生体内に埋め込まれた二次コイル３２のリングの内側部分に、生体外に配置された一次コイル３１が巻回されたコア３３を貫通させるタイプの経皮トランスを体外結合型経皮トランスと称する。これに対して、生体の外部及び内部に空心型コイルを配置するタイプの経皮トランスを、空心型経皮トランスと称する。体外結合型経皮トランスによれば、空心型経皮トランスと比較して、エネルギー伝送効率が高い、体動等による装着ずれに対するエネルギーの伝送量及び伝送効率の変動が小さいという利点がある。なお、本実施形態では、第２のトランス３０は、体外結合型の経皮トランスとして使用できる形態を有しているが、第２にトランス３０は、空心型の経皮トランスとして使用できる形態を有していてもよい。
【００２８】
ＡＣ−ＤＣ変換回路４０は、第２のトランス３０の二次コイル３２から出力される交流電力を直流電力に変換して出力する。図６は、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０の構成の一例を示す図である。ＡＣ−ＤＣ変換回路４０は、４つのダイオード４１を含むブリッジ回路４２、キャパシタ４３、入力端子４４及び出力端子４５を含む全波整流回路で構成されている。入力端子４４には、第２のトランス３０の二次コイル３２が接続され、交流電力が入力される。出力端子４５からは直流電力が出力される。出力端子４５には、負荷５０が接続される。
【００２９】
負荷５０は、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０の出力端子４５から出力される直流電力の供給を受けて動作する。負荷５０は、例えば、生体内に配置された人工心臓であってもよい。
【００３０】
図７は、比較例に係る電気装置１Ｘの構成を示すブロック図である。比較例に係る電気装置１Ｘは、本発明の実施形態に係る電気装置１が備える第１のトランス２０を有していない点が本発明の実施形態に係る電気装置１と異なる。すなわち、比較例に係る電気装置１Ｘにおいて、本発明の実施形態に係る電気装置１の第２のトランス３０に相当するトランス３０Ｘは、一次コイル３１Ｘ及び二次コイル３２Ｘを含み、一次コイル３１Ｘが電源回路１０に直接接続されている。
【００３１】
図８は、比較例に係る電気装置１Ｘのトランス３０Ｘを経皮トランスとして使用し、生体Ｈ内に設けられた負荷（図示せず）に電力を伝送している状況を示す図である。生体Ｈ内への電力伝送時には、経皮トランスとして機能するトランス３０Ｘの一次コイル３１Ｘは、生体Ｈに近接または接触するため、一次コイル３１Ｘと生体Ｈとの間及び二次コイル３２Ｘと生体Ｈとの間にそれぞれ容量結合が形成される。これにより、生体Ｈ内に伝送される電力の周波数が高くなると、生体Ｈ内に高周波漏れ電流Ｉが流れるおそれがある。なお、ＪＩＳ（日本工業規格）では、医療機器の安全規格（Ｔ６０１−１）において、すべての周波数を合成した患者漏れ電流が１０ｍＡを超えてはならない旨が規定されている。
【００３２】
また、比較例に係る電気装置１Ｘによれば、経皮トランスとして機能するトランス３０Ｘと電源回路１０とが直接接続される。従って、電源回路１０を図７に示すように、プッシュプル型インバータで構成した場合には、トランス３０Ｘの一次コイル３１Ｘは、プッシュプル型インバータの出力端子１３ａと１３ｃとの間に接続される巻回部分と、出力端子１３ｂと１３ｃとの間に接続される巻回部分を備えている必要がある。従って、一次コイル３１Ｘの巻き数が、本発明の実施形態に係る電気装置１の第２のトランス３０の巻き数の２倍となり、トランス３０Ｘの小型軽量化が困難となる。経皮トランスは、生体に密着して配置されるか、生体内に埋め込まれるため、コイルの巻き数は少なく、小型軽量であることが望ましい。
【００３３】
ここで、電源回路１０を図９に示すようなフルブリッジ型のインバータ１０Ｘで構成することで、比較例に係るトランス３０の巻き数の増加を回避することができる。しかしながら、フルブリッジ型のインバータ１０Ｘは、ハイサイドドライバ１２Ｘを含むことに起因して回路が複雑となり、故障が生じやすいという問題がある。経皮エネルギー伝送システムは、高い信頼性が要求されるため、電源回路１０は、故障が生じやすいハイサイドドライバを含まないプッシュプル型インバータで構成されていることが好ましい。
【００３４】
図１０は、本発明の実施形態に係る電気装置１の第２のトランス３０を経皮トランスとして使用し、生体Ｈ内に設けられた負荷（図示せず）に電力を伝送している状況を示す図である。本発明の実施形態に係る電気装置１によれば、第２のトランス３０と、電源回路１０との間に、一次コイル２１と二次コイル２２との容量結合が小さい第１のトランス２０が設けられているので、電源回路１０から生体Ｈに向かう高周波漏れ電流の経路が遮断される。従って、生体Ｈ内に流入する高周波漏れ電流を抑制することが可能となる。また、第２のトランス３０と電源回路１０との間に第１のトランス２０を設けることで、第２のトランス３０の一次コイル３１の構成を、電源回路１０の出力端子１３ａ、１３ｂ、１３ｃに整合させることを要しない。従って、経皮トランスとして機能する第２のトランス３０の一次コイル３１の巻き数を、比較例に係るトランス３０Ｘの一次コイル３１Ｘの巻き数の半分にすることができる。これにより、経皮トランスとして機能する第２のトランス３０の小型軽量化が容易となる。すなわち、本発明の実施形態に係る電気装置１によれば、電源回路１０として信頼性の高いプッシュプル型インバータを用いた場合でも、第２のトランス３０の一次コイル３１の巻き数の増加を回避することができる。
【００３５】
図１１Ａ及び図１１Ｂは、それぞれ、本発明の第２の実施形態に係る電気装置１Ａ及び１Ｂの構成を示すブロック図である。電気装置１Ａ及び１Ｂは、それぞれ、第２のトランス３０に接続されたキャパシタ１００を含む点が、第１の実施形態に係る電気装置１（図１参照）と異なる。図１１Ａに示す電気装置１Ａにおいて、キャパシタ１００は、第２のトランス３０の二次コイル３２に接続されている。図１１Ｂに示す電気装置１Ｂにおいて、キャパシタ１００は、第２のトランス３０の一次コイル３１に接続されている。
【００３６】
電気装置１Ａ及び１Ｂにおいて、キャパシタ１００のキャパシタンスを、適切な値に設定することで、下記の効果を得ることができる。第１に、キャパシタ１００を設けない場合と比較して、電源回路１０から負荷５０に伝送される電力の伝送効率を高めることができる。第２に、電気装置１Ａまたは１Ｂの内部におけるインピーダンス電圧降下を小さくすることができ、負荷５０の消費電力に変動が生じた場合でも、負荷５０に供給される電圧の変動を小さくすることができる。例えば、負荷が人工心臓である場合、人工心臓に供給される電圧が大きく変動すると、人工心臓は正常に動作できなくなるおそれがある。従って、負荷５０に供給される電圧は、負荷５０に変動が生じた場合でも安定していることが望ましい。第３に、電気装置１Ａまたは１Ｂから放射される放射ノイズを小さくすることができる。第４に、第２のトランス３０を経皮トランスとして用いる場合、生体内に流入する高周波漏れ電流を抑制する効果を促進することができる。なお、キャパシタ１００が第２のトランス３０の二次コイル３２に接続されている電気装置１Ａと、キャパシタ１００が第２のトランス３０の一次コイル３１に接続されている電気装置１Ｂとで性能に差異はない。
【００３７】
電気装置１Ａ及び１Ｂにおいて、キャパシタ１００のキャパシタンスの最適値を以下のように求めることができる。すなわち、図１２に示すように、第１のトランス２０、第２のトランス３０、キャパシタ１００及び負荷抵抗５１からなる回路を形成し、第１のトランス２０の一次コイルにＬＣＲメータ２００を接続する。なお、図１２に示す例では、キャパシタ１００は、第２のトランス３０の一次コイル３１に接続されている。図１２に示す回路において、キャパシタ１００のキャパシタンスを変化させた場合の入力インピーダンスの変化をＬＣＲメータ２００から読み取る。入力インピーダンスが最小となるキャパシタ１００のキャパシタンスの値を、電気装置１Ａ及び１Ｂにおけるキャパシタ１００のキャパシタンスの値として設定する。
【００３８】
また、図１２に示す回路に、ＬＣＲメータ２００に代えて交流電源を接続し、第１のトランス２０の一次コイル２１の両端に入力される入力電圧と、一次コイル２１に流入する入力電流との位相差がゼロとなるキャパシタ１００のキャパシタンスの値を、電気装置１Ａ及び１Ｂにおけるキャパシタ１００のキャパシタンスの値として設定してもよい。
【００３９】
キャパシタ１００のキャパシタンスの最適値を、図１３に示す回路の等価回路を用いて計算によって求めてもよい。図１３は、図１２に示す回路（ＬＣＲメータ２００を除く）の等価回路図である。図１３に示す等価回路において、第１のトランス２０をＴ型等価回路によって表現し、第２のトランス３０を、二次側の諸量を一次側に換算した等価回路によって表現した。図１３に示す等価回路において、Ｌ１は、第２のトランス３０の一次コイル３１の自己インダクタンスである。ｌ２´は、第２のトランス３０の二次コイル３２の漏れインダクタンスｌ２を、一次側から見た漏れインダクタンスに換算したものであり、ｌ２´＝ｌ２／ｎ２で表される。ここで、ｎは、第２のトランス３０の一次コイル３１と二次コイル３２の巻き数比（ｎ２／ｎ１）である。図１３に示す等価回路に示された２つのＬ３は、それぞれ、第１のトランス２０の一次コイル２１及び二次コイル２２の漏れインダクタンスであり、各コイルの自己インダクタンスから相互インダクタンスを差し引いたものに相当する。図１３に示す等価回路において、Ｍは、第１のトランス２０の相互インダクタンスであり、Ｃは、キャパシタ１００のキャパシタンスである。ＲＬ´は、負荷抵抗５１の抵抗値ＲＬを、第２のトランス３０の一次側に換算したものであり、ＲＬ´＝ＲＬ／ｎ２で表される。
【００４０】
図１３に示す等価回路の入力複素インピーダンスＺｉｎは、下記の（１）式によって表すことができる。
【数１】
2019030083.tif 000003
【００４１】
（１）式において、入力インピーダンス|Ｚｉｎ|が最小となるＣの値を、電気装置１Ａ及び１Ｂにおけるキャパシタ１００のキャパシタンスの値として設定してもよい。
【００４２】
第２のトランス３０を経皮トランスとして使用する場合、キャパシタ１００は、図１１Ｂに示すように、第２のトランス３０の一次コイル３１に接続されていることが好ましい。キャパシタ１００を、第２のトランス３０の一次コイル３１に接続する場合、キャパシタ１００は、生体外に配置されることとなる。従って、生体内埋込物の体積を小さくすることができ、また、キャパシタ１００が故障した場合に交換が容易となる。
【００４３】
ここで、図７に示す比較例に係る電気装置１Ｘにおいては、経皮トランスとして機能するトランス３０Ｘの一次コイル３１Ｘは、３端子であるため、一次コイル３１Ｘにキャパシタを接続することができない。一方、本発明の実施形態に係る電気装置１Ａ及び１Ｂによれば、電源回路１０と第２のトランス３０との間に、第１のトランス２０が設けられているので、第２のトランス３０の一次コイル３１を２端子とすることができ、第２のトランス３０の一次コイル３１にキャパシタ１００を接続することが可能となる。
【００４４】
［実施例］
上記した本発明の実施形態に係る電気装置を作製し、以下に示す各種の評価を行った。なお、本発明は、下記の実施例に限定されるものではない。
【００４５】
＜電源回路＞
電源回路１０として、図２に示す構成のプッシュプル型インバータを用いた。スイッチ１１ａ及び１１ｂをＭＯＳＦＥＴで構成し、ドライバ１２ａ、１２ｂから各ＭＯＳＦＥＴのゲートに、周波数２００ｋＨｚ、デューティ比４０％の１２Ｖのパルス電圧を供給することで、各ＭＯＳＦＥＴを駆動した。
【００４６】
＜第１のトランス＞
第１のトランス２０のコア２３として、Ｎ３０材で構成された直径３５ｍｍ、厚さ１３ｍｍの円環状のコアを用いた。コア２３に銅リッツ線を密着巻きすることで、一次コイル２１及び二次コイル２２を形成した。一次コイル２１の第１の巻回部分２１ａ及び第２の巻回部分２１ｂ、二次コイル２２の巻き数を、それぞれ１０回とした。一次コイル２１と二次コイル２２は、これらの間で容量結合が生じにくくなるように、コア２３上の互いに離間した位置に配置した。一次コイル２１の第１の巻回部分２１ａ及び第２の巻回部分２１ｂの自己インダクタンスは、５８６．１２μＨであった。二次コイル２２の自己インダクタンスは５８６．１５μＨであった。一次コイル２１と二次コイル２２の結合係数は、０．９９３であった。
【００４７】
＜第２のトランス＞
第２のトランス３０を、体外結合型の経皮トランスとして使用することを想定し、第２のトランス３０の構成として図４に示す構成を採用した。第２のトランス３０のコア３３として、Ｎ３０材で構成された直径２５ｍｍ、厚さ１０ｍｍの円環状のコアを用いた。一次コイル３１は、コア３３に銅リッツ線を均等密着巻きすることで形成した。一次コイル３１の巻き数を１２回とした。二次コイル３２は、銅リッツ線を直径３２ｍｍのリング状に巻いたもので構成した。二次コイル３２の巻き数を１０回とした。二次コイル３２については、楕円リング状となるように整形し、表面全体を、防水性を有する厚さ１．２ｍｍ程度のエポキシパテで被覆した。一次コイル３１の自己インダクタンスは、１６７．２７μｍであった。二次コイル３２の自己インダクタンスは１１５．５μｍであった。一次コイル３１と二次コイル３２の結合係数は０．９５８であった。
【００４８】
＜ＡＣ−ＤＣ変換回路＞
ＡＣ−ＤＣ変換回路４０は、４つのショットキバリアダイオードを含むフルブリッジ型のものを用いた。平滑用のキャパシタとして、２２０μＦの電解コンデンサを用いた。
【００４９】
＜負荷＞
負荷５０として、電子負荷５２（計測技研、ＥＬＡ１５５）またはホーロー抵抗５３（Nissei、CRH30V 40Ω）を用いた。
【００５０】
＜キャパシタ＞
図１１Ａ及び図１１Ｂに示す電気装置１Ａ及び１Ｂのキャパシタ１００として、メタライズドポリプロピレンフィルムコンデンサを用いた。
【００５１】
＜キャパシタンスの設計＞
図１１Ａ及び図１１Ｂに示す電気装置１Ａ及び１Ｂのキャパシタ１００のキャパシタンスの最適値を、図１３に示す等価回路を用いて算出した。
【００５２】
体外結合型の経皮トランスとして使用することを想定した第２のトランス３０においては、一次コイル３１が、コア３３に密着して巻回されているのに対して、二次コイル３２は、コア３３から離間して巻回されている。このため、第２のトランス３０における漏れインダクタンスの殆どは、二次側にあると考えられる。第２のトランス３０の結合係数から求めた漏れインダクタンスｌ２は、９．４９μＨであり、一次コイル３１と二次コイル３２の巻き数比ｎ（＝ｎ２／ｎ１）は、０．８３３であるから、一次側から見た漏れインダクタンスｌ２´（＝ｌ２／ｎ２）は、１３．６７μＨと算出される。また、負荷抵抗の抵抗値ＲＬ（＝４０Ω）の一次側換算値ＲＬ´（＝ＲＬ／ｎ２）は、５７．６Ωと算出される。
【００５３】
第１のトランス２０の一次コイル２１及び二次コイル２２は、それぞれ、コア２３に密着巻きされているが、一次コイル２１及び二次コイル２２が、コア２３上に偏在しているため、微小ではあるが、漏れインダクタンスが存在する。第１のトランス２０の結合係数の測定値（＝０．９９３）から算出される第１のトランス２０の相互インダクタンスＭは、５８２．０３μＨである。第１のトランス２０の一次コイル２１の漏れインダクタンスは、一次コイル２１の自己インダクタンスから相互インダクタンスＭを差し引いたものに相当し、４．０９μＨと算出される。第１のトランス２０の二次コイル２２の漏れインダクタンスは、二次コイル２２の自己インダクタンスから相互インダクタンスＭを差し引いたものに相当し、４．１２μＨと算出される。図１３に示す等価回路における漏れインダクタンスＬ３の値を、計算を簡単にするため４．０９μＨと４．１２μＨの平均値とし、一次側及び二次側ともに４．１０μＨとした。
【００５４】
（１）式において、Ｌ１＝１６７．２７μＨ、ＲＬ´＝５７．６Ω、ｌ２´＝１３．６７μＨ、Ｍ＝５８６．０３μＨ、Ｌ３＝４．１０μＨ、ω＝１２５６６３７（２００ｋＨｚ）とし、キャパシタ１００のキャパシタンスＣを変化させたときの、入力インピーダンス|Ｚｉｎ|の推移を算出した。また、図１３に示す等価回路において、入力電圧Ｖ１と、入力電流Ｉ１との位相差を算出した。これらの結果を図１４に示す。図１４には、入力インピーダンス|Ｚｉｎ|の実測値、及び入力電圧Ｖ１と入力電流Ｉ１との位相差の実測値が、プロットで示されている。なお、入力インピーダンス|Ｚｉｎ|の測定には、ＬＣＲメータ（Agilent、4285A）を用いた。図１４に示すように、計算値と実測値とが略一致していることから、図１３に示す等価回路は、図１２に示す回路を適切に表現できていると判断できる。入力電圧Ｖ１と入力電流Ｉ１との位相差がゼロとなるキャパシタ１００のキャパシタンスは、実測値からは１７ｎＦ〜１８ｎＦと求められ、計算値からは１９．５ｎＦと求められる。
【００５５】
すなわち、キャパシタ１００のキャパシタンスを１７ｎＦ〜２０ｎＦに設定することで、入力インピーダンスＺｉｎの虚部がゼロとなり、力率が１に近くなる。これにより、電力伝送効率を高める、インピーダンス電圧降下を小さくできる、放射ノイズを小さくできる、高周波漏れ電流を抑制できる、といった効果が得られると考えられる。以下に、上記の効果を検証した結果を示す。
【００５６】
＜電力伝送効率の測定＞
作製した電気装置について、キャパシタ１００のキャパシタンスを１３．６ｎＦ、１８ｎＦ、５１ｎＦ、３６ｎＦ、１００ｎＦとした場合のそれぞれについて、電力伝送効率を測定した。
【００５７】
図１５に、測定回路を示す。負荷として、電子負荷５２（計測技研、ELA-155）を用い、抵抗値を３８．４Ω一定とした。電源回路１０の前段に、直流安定化電源２１０を接続し、直流安定化電源２１０から出力される直流電力を電源回路１０に入力した。電源回路１０に入力される電力（Ａ点の電力）を、高速電力計（PZ4000）で測定し、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０から出力される電力（Ｂ点の電力）を、電子負荷５２の表示から読み取った。Ｂ点の電力の、Ａ点の電力に対する比率を電力伝送効率として取得した。キャパシタ１００のキャパシタンスを変化させた場合の電力変換効率の推移を図１６に示す。
【００５８】
キャパシタ１００のキャパシタンスを３６ｎＦとした場合に、電力伝送効率が最大となった。キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとした場合、電力伝送効率は、３６ｎＦとした場合と比較して若干低下するものの、実使用可能な十分に高い電力伝送効率が得られた。
【００５９】
＜２４Ｖの出力電圧を得るために必要な入力電圧の測定＞
作製した電気装置について、２４Ｖの出力電圧（ＡＣ−ＤＣ変換回路４０から出力される電圧）を得るために必要な入力電圧（電源回路１０に入力される電圧）を、キャパシタ１００のキャパシタンスを変化させたそれぞれの場合について取得した。その結果を図１７に示す。なお、測定回路は、図１５に示す測定回路と同じである。
【００６０】
キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとした場合、２４Ｖの出力電圧を得るために必要な入力電圧が最小（２７．２Ｖ）となった。これは、キャパシタ１００のキャパシタンスを１８ｎＦとした場合に、インピーダンス電圧降下が最も小さくなることを意味する。換言すれば、キャパシタ１００のキャパシタンスを１８ｎＦとした場合に、負荷５０の消費電力の変動に伴う出力電圧の変動が最小となることを意味する。例えば、負荷５０が人工心臓である場合において、人工心臓に供給される電圧が大きく変動すると、人工心臓は正常に動作できなくなるおそれがある。従って、負荷５０に供給される電圧は、負荷５０に変動が生じた場合でも安定していることが望ましい。電気装置にキャパシタンスの値が最適値に設定されたキャパシタ１００を付加することで、インピーダンス電圧降下を抑えて負荷５０に供給される電圧の安定化を実現できることが確認された。
【００６１】
＜放射ノイズの測定＞
作製した電気装置について、キャパシタ１００のキャパシタンスを０ｎＦ、６．８ｎＦ、１１．９ｎＦ、１８ｎＦ、３６ｎＦ、５１ｎＦ、６８ｎＦ、１００ｎＦとした場合のそれぞれについて、電気装置から放射される放射ノイズを測定した。なお、０ｎＦは、キャパシタ１００を接続していない状態である。
【００６２】
図１８に、測定回路を示す。負荷として、ホーロー抵抗５３（Nissei、CRH30V、実測値：41.8+j45.1Ω）を用いた。電源回路１０の前段に、ＡＣ−ＤＣスイッチング電源２２０（CUI社製、VMS-40-36）を接続し、ＡＣ−ＤＣスイッチング電源２２０から出力される直流電圧（３６Ｖ一定）を電源回路１０に入力した。
【００６３】
放射ノイズの測定は、磁界強度の測定値が最大となる位置及び向きに固定された磁界プローブ（Agilent、11941A）を用いて磁界強度を測定した。具体的には、第２のトランス３０の二次コイル３２の楕円面に対して垂直に３０ｃｍの位置に磁界プローブを固定して磁界強度を測定した。磁界波源を微小電流ループ源と仮定すると、磁界強度は距離の３乗に反比例する。この原理を用いて、測定値を、電磁波源から３ｍの距離に磁界プローブを設置した場合の値に換算した。具体的には、全周波数領域について測定値から２６．０２ｄＢ差し引いた。上記の換算値を取得する理由は、ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）が定める放射ノイズの測定条件に一致させるためである。
【００６４】
図１９Ａ〜図１９Ｇに、キャパシタ１００のキャパシタンス毎の放射ノイズの測定結果（換算値）を示す。なお、１９Ａ〜１９Ｇには、ＣＩＳＰＲが定める放射ノイズの規制値が測定結果（換算値）とともに示されている。図２０は、０．１５ＭＨｚ〜１０ＭＨｚの範囲の磁界強度（換算値）の平均値（平均磁界強度）と、キャパシタ１００のキャパシタンスとの関係を示すグラフである。キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとした場合、磁界強度（放射ノイズ）が最小となり、且つＣＩＳＰＲ規格を満足した。
【００６５】
また、プッシュプル型インバータで構成される電源回路１０の、スイッチ１１ａ及び１１ｂ（図２参照）を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳの波形、及びドレイン電流ＩＤの波形の観測を行った。波形観測には、オシロスコープ（Agilent、 DSO-6012A）、差動プローブ（Pico、TA041）、電流プローブ（テクトロニクス、P6022）を用いた。キャパシタ１００のキャパシタンス毎の波形観測結果を、図２１Ａ〜図２１Ｆに示す。
【００６６】
キャパシタ１００のキャパシタンスを１１．９ｎＦ〜３６ｎＦとしたそれぞれ場合において、ドレイン電流ＩＤの波形が、正弦半波に近い形状となった。特に、キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとした場合、ドレイン電流ＩＤの波形が、高調波成分（歪み）の最も少ない波形となった。これにより、磁界強度（放射ノイズ）が最小となったと考えられる。
【００６７】
＜高周波漏れ電流の測定＞
作製した電気装置について、キャパシタ１００のキャパシタンスを０ｎＦ、１８ｎＦ、６８ｎＦ、１００ｎＦとした場合のそれぞれについて、高周波漏れ電流を測定した。なお、０ｎＦは、キャパシタ１００を接続していない状態である。
【００６８】
図２２は、測定回路の外観図である。図２３は、図２２に示す測定回路における、第２のトランス３０の部分を拡大して示した図である。防水性を有するエポキシパテで被覆された第２のトランス３０の二次コイル３２を、生体模擬液３００に浸漬し、生体模擬液３００から接地面に向けて流れる高周波漏れ電流を測定した。ヒトの筋の３ＭＨｚにおける導電率（０．５６  Ｓ／ｍ）を再現するために、生体模擬液３００として、０．３ｗ／ｖ％の濃度のＮａＣｌ水溶液を使用した。銅線３１０の一端を、生体模擬液３００に接続し、銅線３１０の他端を、接地したステンレス板３２０に接続した。銅線３１０の途中に、電流検出用の１ｋΩの抵抗素子３３０を挿入し、抵抗素子３３０の両端の電位差を、スペクトラムアナライザ３４０（Regol、DSA815）で測定した。被測定物から電源側をみたインピーダンスが測定周波数帯で一定値に見えるようにするために、擬似電源回路網（ＬＩＳＮ）３５０（協立電子、KNW-407）を使用した。また、４０ｄＢのアッテネータ３６０（Telegartner社製）は、スペクトラムアナライザ３４０の保護の目的で挿入した。ＪＩＳ規格により、高周波漏れ電流の測定は，１ＭΩの入力インピーダンスの測定器を用いることが定められているため、１ＭＨｚから５０Ωへの変換器３７０（FP150MSA、COSMOWAVE）を用いた。負荷として接地電位から完全に切り離されたフローティング状態のホーロー抵抗５３（Nissei、CRH30V、実測値：41.8+j45.1Ω）を用いた。
【００６９】
１００ＫＨｚ〜５０ＭＨｚの範囲で周波数を変化させた場合の漏れ電流の合計値を、キャパシタ１００（図２２において図示せず）のキャパシタンス変化させた場合のそれぞれについて求めた。比較例として、第１のトランス２０を備えない回路についても同様の測定を行った。その結果を図２４に示す。第１のトランス２０を備えた回路は、第１のトランス２０を備えない回路と比較して、高周波漏れ電流の値が小さくなり、ＪＩＳの医療機器の安全規格（Ｔ６０１−１）を満たすことが確認された。第２のトランス３０を経皮トランスとして使用する場合には、第２のトランス３０の二次コイル３２のみならず、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０及び負荷５０も生体内に埋め込まれることから、生体とこれらの回路との間に容量結合が形成され、高周波漏れ電流は更に大きくなるおそれがある。第１のトランス２０を用いて電流経路を遮断し、高周波漏れ電流の抑制を図ることは、極めて重要である。
【００７０】
図２５Ａ〜図２５Ｃは、周波数毎の高周波漏れ電流の大きさを示した図であり、図２５Ａは、第１のトランス２０及びキャパシタ１００を備えない場合であり、図２５Ｂは、第１のトランス２０を備え、キャパシタ１００を備えない場合であり、図２５Ｃは、第１のトランス２０及び１８ｎＦのキャパシタ１００を備える場合である。第１のトランス２０を備えることで、高周波漏れ電流が大幅に抑制できた。キャパシタ１００のキャパシタンスを、（１）式を用いる等して導出される最適値（１７ｎＦ〜２０ｎＦ）に最も近い１８ｎＦとすることで、高周波漏れ電流が更に抑制された。
【００７１】
図２６は、本発明の第３の実施形態に係る電気装置１Ｃの構成を示すブロック図である。電気装置１Ｃは、電源回路１０、第１のトランス２０、第２のトランス３０Ａ、第３のトランス３０Ｂ、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａ、４０Ｂ及び負荷５０を含んで構成されている。電気装置１Ｃは、電源回路１０から出力される電力を、第２のトランス３０Ａを経由する第１の経路及び第３のトランス３０Ｂを経由する第２の経路を介して負荷５０に伝送し、負荷５０を駆動する装置である。
【００７２】
第１のトランス２０は、電源回路１０の出力端子に接続された一次コイル２１と、それぞれ一次コイル２１と磁気的に結合された２つの二次コイル２２Ａ、２２Ｂとを含んで構成されている。二次コイル２２Ａ、２２Ｂは、それぞれ、一次コイル２１から絶縁され、電源回路１０から伝送された交流電力を出力する。二次コイル２２Ａ、２２Ｂから出力される電圧の位相は、互いに１８０°ずれている。
【００７３】
第２のトランス３０Ａは、第１のトランス２０の二次コイル２２Ａに接続された一次コイル３１Ａ、及び一次コイル３１Ａに磁気的に結合された二次コイル３２Ａを含む。二次コイル３２Ａは、一次コイル３１Ａから絶縁され、第１のトランス２０から伝送された交流電力を出力する。
【００７４】
第３のトランス３０Ｂは、第１のトランス２０の二次コイル２２Ｂに接続された一次コイル３１Ｂ、及び一次コイル３１Ｂに磁気的に結合された二次コイル３２Ｂを含む。二次コイル３２Ｂは、一次コイル３１Ｂから絶縁され、第１のトランス２０から伝送された交流電力を出力する。第２のトランス３０Ａの入力電圧の位相と第３のトランス３０Ｂの入力電圧の位相は、互いに１８０°ずれている。
【００７５】
図２６には、第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂを、生体内への電力伝送を行うための経皮トランスとして使用する場合が例示されている。第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂを経皮トランスとして使用する場合、電源回路１０、第１のトランス２０、第２のトランス３０Ａの一次コイル３１Ａ及び第３のトランス３０Ｂの一次コイル３１Ｂが生体外に配置され、第２のトランス３０Ａの二次コイル３２Ａ、第３のトランス３０Ｂの二次コイル３２Ｂ、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａ、４０Ｂ及び負荷５０が生体内に配置される。第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂは、空心型の経皮トランスの形態を有していてもよい。
【００７６】
キャパシタ１０１Ａは、一端が第１のトランス２０の二次コイル２２Ａに接続され、他端が第２のトランス３０Ａの一次コイル３１Ａに接続されている。キャパシタ１０１Ｂは、一端が第１のトランス２０の二次コイル２２Ｂに接続され、他端が第３のトランス３０Ｂの一次コイル３１Ｂに接続されている。キャパシタ１０２Ａは、一端が第２のトランス３０Ａの二次コイル３２Ａに接続され、他端がＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａに接続されている。キャパシタ１０２Ｂは、一端が第３のトランス３０Ｂの二次コイル３２Ｂに接続され、他端がＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ｂに接続されている。キャパシタ１０１Ａ、１０１Ｂ、１０２Ａ及び１０２Ｂのキャパシタンスを、適切な値に設定することで、電力伝送効率の向上、インピーダンス電圧降下の低減、放射ノイズの抑制、高周波漏れ電流抑制といった効果を得ることができる。
【００７７】
ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａは、第２のトランス３０Ａの二次コイル３２Ａから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する。ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ｂは、第２のトランス３０Ｂの二次コイル３２Ｂから出力される交流電力を直流電力に変換して出力する。
【００７８】
負荷５０は、ＡＣ−ＤＣ変換回路４０Ａ及び４０Ｂからそれぞれ出力される直流電力の供給を受けて動作する。負荷５０は、例えば、生体内に配置された人工心臓であってもよい。
【００７９】
本実施形態に係る電気装置１Ｃによれば、１つの電源回路１０及び１つの第１のトランス２０を用いて第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂを駆動することができ、互いに異なる２つの経路に電力を伝送することが可能である。すなわち、２経路への電力伝送を最小限の部品で行うことが可能である。
【００８０】
また、第２のトランス３０Ａの入力電圧の位相と第３のトランス３０Ｂの入力電圧の位相を互いに１８０°ずらすことで、第２のトランス３０Ａ及び第３のトランス３０Ｂからそれぞれ放射される磁界を互いに打ち消すことができる。なお、第２のトランス３０Ａの入力電圧の位相と第３のトランス３０Ｂの入力電圧の位相は、同相（位相差ゼロ）であってもよい。
【００８１】
以上の説明では、第２のトランス３０、３０Ａ、第３のトランス３０Ｂを経皮トランスとして用いる場合を例示したが、これらのトランスを経皮トランス以外の電力伝送の用途で用いることも可能である。
【符号の説明】
【００８２】
１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ  電気装置
１０  電源回路  
２０  第１のトランス
２１  一次コイル
２２  二次コイル
２３  コア
３０、３０Ａ  第２のトランス
３１、３１Ａ、３１Ｂ  一次コイル
３２、３２Ａ、３２Ｂ  二次コイル
３０Ｂ  第３のトランス
３３  コア
４０  ＡＣ−ＤＣ変換回路
５０  負荷
１００、１０１Ａ、１０１Ｂ、１０２Ａ、１０２Ｂ  キャパシタ
【図１】
2019030083.tif 000004
【図２】
2019030083.tif 000005
【図３】
2019030083.tif 000006
【図４】
2019030083.tif 000007
【図５】
2019030083.tif 000008
【図６】
2019030083.tif 000009
【図７】
2019030083.tif 000010
【図８】
2019030083.tif 000011
【図９】
2019030083.tif 000012
【図１０】
2019030083.tif 000013
【図１１Ａ】
2019030083.tif 000014
【図１１Ｂ】
2019030083.tif 000015
【図１２】
2019030083.tif 000016
【図１３】
2019030083.tif 000017
【図１４】
2019030083.tif 000018
【図１５】
2019030083.tif 000019
【図１６】
2019030083.tif 000020
【図１７】
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【図１８】
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【図１９Ａ】
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【図１９Ｂ】
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【図１９Ｃ】
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【図１９Ｄ】
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【図１９Ｅ】
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【図１９Ｆ】
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【図１９Ｇ】
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【図２０】
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【図２１Ａ】
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【図２１Ｂ】
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【図２１Ｃ】
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【図２１Ｄ】
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【図２１Ｅ】
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【図２１Ｆ】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５Ａ】
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【図２５Ｂ】
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【図２５Ｃ】
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【図２６】
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