(57)【要約】【課題】温度が変動する環境で使用する場合でも、過電流状態を精度良く検出することができるようにした負荷駆動装置を提供する。【解決手段】マイコン３からの駆動指令信号Ｓａに応じて制御回路５は、電磁弁負荷２に対して、昇圧電源ＶＨから放電ＭＯＳ６、気筒ＭＯＳ１１をオンさせて高電圧を通電して駆動させる。放電ＭＯＳ６のＤＳ間電圧Ｖｄｓを検出して過電流閾値電圧Ｖｔｈと比較して過電流を判定する。電磁弁負荷２の非駆動時に温度センスＭＯＳ７、１３を駆動制御して放電ＭＯＳ６のボディダイオード６ａに電流を流し、Ｖｆホールド回路２９で順方向電圧Ｖｆを検出する。電圧Ｖｆは放電ＭＯＳ６の温度により変動するので、温度算出回路３０、過電流閾値演算回路３１で、温度で変動するオン抵抗Ｒｏｎおよび温度を算出して閾値電圧Ｖｔｈを補正する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から誘導性負荷（２）に通電して駆動する負荷駆動装置であって、
前記電源から前記誘導性負荷に通電を制御する電圧制御型の半導体スイッチング素子（６）と、
前記誘導性負荷の通電経路に設けられ前記半導体スイッチング素子の端子間電圧を閾値電圧と比較することで過電流を検出する過電流検出回路（２８、３２）と、
前記半導体スイッチング素子の温度を検出する温度検出回路（７、１３、２８、４３、４６、１２、２４）と、
前記温度検出部により検出される前記半導体スイッチング素子の温度に応じて前記閾値電圧を補正する補正部（２９、３０、３１、５３、５４、５５、５６）とを備えた負荷駆動装置。
【請求項２】
前記半導体スイッチング素子は、逆方向に通電可能なボディダイオード（６ａ）を備え、
前記温度検出回路は、前記誘導性負荷への非給電期間中に前記ボディダイオードに通電する通電回路（７、１３）と、前記ボディダイオードの順方向電圧を検出する電圧検出回路（２８）とを有し、前記電圧検出回路による順方向電圧に基づいて前記半導体スイッチング素子の温度を検出する請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項３】
前記温度検出回路は、前記半導体スイッチング素子の近傍に配置されたサーミスタ（４３）と、前記サーミスタの端子間電圧を検出する電圧検出回路（４６）とを有し、前記電圧検出回路による端子間電圧に基づいて前記半導体スイッチング素子の温度を検出する請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項４】
前記温度検出回路（１２、２４）は、前記半導体スイッチング素子の通電電流を検出し、
前記補正部（３０、３１、５３、５４、５５、５６）は、前記検出電流の値に基づいて前記半導体スイッチング素子の温度を検出する請求項１に記載の負荷駆動装置。
【請求項５】
前記補正部（３０、３１、５３、５４）は、前記半導体スイッチング素子の通電電流のピーク値から前記半導体スイッチング素子の温度を検出する請求項４に記載の負荷駆動装置。
【請求項６】
前記補正部（３０、３１、５５、５６）は、前記半導体スイッチング素子の通電電流の変化率から前記半導体スイッチング素子の温度を検出する請求項４に記載の負荷駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電磁弁などの誘導性負荷を駆動する負荷駆動装置においては、昇圧電源から負荷への通電を制御する放電用ＭＯＳＦＥＴ（以後、放電ＭＯＳと呼ぶ）に過電流が流れた場合、保護動作として放電ＭＯＳをオフし、負荷への通電を停止する技術がある。この場合、過電流の判定を、放電ＭＯＳのＤＳ（ドレイン−ソース）間電圧Ｖｄｓが所定電圧以上になることで行っている。
【０００３】
ところで、一般にＭＯＳＦＥＴのオン状態におけるＤＳ間電圧Ｖｄｓは、ドレイン電流Ｉｄｓとオン抵抗Ｒｏｎの積で決まるので、オン抵抗ＲｏｎがわかっていればＤＳ間電圧Ｖｄｓを測定することでドレイン電流Ｉｄを検出することができる。
【０００４】
しかし、オン抵抗Ｒｏｎは正の温度特性を持っているので、電磁弁負荷を同じ条件すなわち同じドレイン電流Ｉｄで駆動した場合でも、温度上昇に伴ってＤＳ間電圧Ｖｄｓは大きくなっていく。このため、温度が大きく変動する環境で使用する場合には、次のような不具合があった。
【０００５】
すなわち、高温時には、ＤＳ間電圧Ｖｓが大きくなって過電流状態を誤検出することとなり、また、低温時には、ＤＳ間電圧Ｖｓが小さくなって過電流状態を検出できず回路故障に至る可能性が高くなるという不具合である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１７−１１２５５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、温度が変動する環境で使用する場合でも、過電流状態を精度良く検出することができるようにした負荷駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に記載の負荷駆動装置は、誘導性負荷に通電して駆動する負荷駆動装置であって、前記電源から前記誘導性負荷に通電を制御する電圧制御型の半導体スイッチング素子と、前記誘導性負荷の通電経路に設けられ前記半導体スイッチング素子の端子間電圧を閾値電圧と比較することで過電流を検出する過電流検出回路と、前記半導体スイッチング素子の温度を検出する温度検出回路と、前記温度検出部により検出される前記半導体スイッチング素子の温度に応じて前記閾値電圧を補正する補正部とを備えている。
【０００９】
上記構成を採用することにより、温度検出回路により半導体スイッチング素子の温度を検出し、補正部により半導体スイッチング素子の温度に応じて閾値電圧を補正するので、過電流検出回路により、半導体スイッチング素子の端子間電圧を閾値電圧と比較することで過電流を検出する場合に、半導体スイッチング素子の温度によってオン抵抗が変化して端子間電圧が変動して閾値電圧に対して正確な過電流検出ができなくなるのを解消して高精度で過電流検出動作を実施することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態を示す電気的構成図
【図２】閾値電圧の補正の流れ図
【図３】作用説明図（その１）
【図４】作用説明図（その２）
【図５】閾値電圧の補正処理の作用説明図（その３）
【図６】タイムチャート
【図７】第２実施形態を示す電気的構成図
【図８】第３実施形態を示す電気的構成図
【図９】タイムチャート
【図１０】第４実施形態を示す電気的構成図
【図１１】タイムチャート
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について、図１〜図６を参照して説明する。電気的構成を示す図１において、エンジンの燃料噴射を制御する電磁弁の駆動制御を行う負荷駆動装置１は、誘導性負荷としてのソレノイドからなる電磁弁負荷２の通電制御を行うものである。なお、図１では電磁弁負荷２が１個の場合で示しているが、複数の電磁弁負荷が並列に駆動される構成とすることもできる。負荷駆動装置１は、外部のマイコン３から電磁弁負荷２の駆動指令信号Ｓａが与えられると共に、補正開始指令信号Ｓｂが与えられる。
【００１２】
負荷駆動装置１は、内部に駆動回路４および制御回路５を備えている。駆動回路４は、昇圧電源ＶＨおよびバッテリ電源ＶＢから給電され、電磁弁負荷２に通電する。昇圧電源ＶＨは、図示しない昇圧回路においてバッテリ電源ＶＢの電圧から昇圧電源ＶＨを生成するもので、出力段の昇圧コンデンサに蓄積された電荷を放電することで昇圧電源ＶＨの出力を供給する。
【００１３】
電圧制御型の半導体スイッチング素子である放電用のＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、放電ＭＯＳと称する）６は、ドレインが昇圧電源ＶＨに接続され、ソースが電磁弁負荷２の一端子側に接続される。この放電ＭＯＳ６にはボディダイオード（以下、ダイオードと称する）６ａが内蔵されている。温度センス用のＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下温度センスＭＯＳと称する）７は、ドレインが電磁弁負荷２の一端子側に接続され、ソースがグランドに接続される。
【００１４】
通電保持用の定電流を流すためのＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下通電ＭＯＳと称する）８は、ドレインがバッテリ電源ＶＢに接続され、ソースはダイオード９を順方向に介して電磁弁負荷２の一端子側に接続される。また、放電ＭＯＳ６のソースは、ダイオード１０を逆方向に介してグランドに接続される。
【００１５】
気筒選択用のＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、気筒ＭＯＳと称する）１１は、ドレインが電磁弁負荷２の他端子側に接続され、ソースが電流検出抵抗１２を介してグランドに接続されている。なお、電磁弁負荷２が複数設けられる構成では、気筒ＭＯＳ１１は、電磁弁負荷２の数に対応して複数個設けられる。温度センス用のＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下温度センスＭＯＳと称する）１３は、ドレインが昇圧電源ＶＨに接続され、ソースが電磁弁負荷２の他端子側に接続される。
【００１６】
次に、制御回路５の各部の構成について説明する。なお、制御回路５は、ＣＰＵやメモリ、インターフェース回路などを備えた構成として、マイコン３および駆動回路４の各信号に基づいてソフト的に処理をすることもできる。
【００１７】
制御回路５において、タイミング生成回路２１はマイコン３から駆動指令信号Ｓａが与えられると、電磁弁負荷２の駆動のタイミング信号を生成してゲート駆動マスク回路２２に出力する。ゲート駆動マスク回路２２は、タイミング生成回路２１からの信号に対応して電磁弁負荷２の駆動のオンオフタイミング信号を第１ゲート駆動回路２３に出力する。
【００１８】
また、ゲート駆動マスク回路２２は、オンオフタイミング信号がオフからオンに切り替わるタイミング後の所定期間をマスク期間として設定し、後述する比較回路３２から入力される検出信号Ｓｃによる過電流検出状態の信号を無効化する。さらに、ゲート駆動マスク回路２２は、上記したマスク期間以外の期間中に検出信号Ｓｃが入力されると、これを過電流検出状態とし、タイミング生成回路２１からの信号にかかわらず、第１ゲート駆動回路２３へのオンオフタイミング信号をオフにする。
【００１９】
第１ゲート駆動回路２３は、与えられたタイミング信号に基づいて、放電ＭＯＳ６、通電ＭＯＳ８および気筒ＭＯＳ１１の各ゲートにゲート駆動信号を与えてオンオフの駆動制御を行う。駆動電流検出回路２４は、電流検出抵抗１２の端子間に発生する電圧を検出して電磁弁負荷２の負荷電流を検出し、第１ゲート駆動回路２３に出力する。第１ゲート駆動回路２３は、検出された負荷電流の値に基づいて前述のゲート駆動信号の通電時間を調整している。
【００２０】
温度センスＭＯＳ駆動回路２５は、マイコン３から入力される補正開始指令信号Ｓｂに基づいて第２ゲート駆動回路２６に温度検出用のタイミング信号を生成して出力する。第２ゲート駆動回路２６は、与えられたタイミング信号に基づいて２個の温度センスＭＯＳ７および１３の各ゲートに与えるゲート駆動信号を生成して出力する。
【００２１】
イネーブル生成回路２７は、第２ゲート駆動回路２６から温度センスＭＯＳ７に対するゲート駆動信号が入力される。イネーブル生成回路２７は、ゲート駆動信号により温度センスＭＯＳ７をオフしたタイミングから所定時間が経過するとイネーブル信号Ｓｅを出力する。このイネーブル信号Ｓｅは、温度センスＭＯＳ７がオフしてからダイオード６ａに電流が流れ始めて順方向電圧Ｖｆが安定した状態になるまで待機するためのものである。
【００２２】
電位差検出回路２８は、放電ＭＯＳ６のＤＳ間に接続され、両端子間の電位差を検出するものである。この場合、電位差検出回路２８は、放電ＭＯＳ６がオンのときに昇圧電源ＶＨから供給される電流によるＤＳ間電圧Ｖｄｓを検出し、放電ＭＯＳ６がオフでダイオード６ａに流れる電流による順方向電圧Ｖｆを検出する。
【００２３】
Ｖｆホールド回路２９は、イネーブル生成回路２７からイネーブル信号Ｓｅが入力されており、その検出タイミングで電位差検出回路２８から順方向電圧Ｖｆを取り込んでホールドする。温度算出回路３０は、順方向電圧Ｖｆに基づいて放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出して過電流閾値演算回路３１に出力する。過電流閾値演算回路３１は、算出された温度Ｔに対応した過電流閾値電圧Ｖｔｈを算出して比較回路３２に出力する。なお、過電流閾値演算回路３１は、過電流閾値電圧Ｖｔｈを算出していない状態では、初期値として予め設定された基準となる過電流閾値電圧Ｖｔｈを比較回路３２に出力している。
【００２４】
比較回路３２は、電位差検出回路２８が検出する放電ＭＯＳ６のＤＳ間電圧Ｖｄｓの値と過電流閾値電圧Ｖｔｈとを比較して放電ＭＯＳ６に過電流が流れているか否かを判定する。比較回路３２は、過電流が流れていることが判断されると検出信号Ｓｃをゲート駆動マスク回路２２に出力する。
【００２５】
なお、上記構成において、電位差検出回路２８および比較回路３２により過電流検出回路を構成している。また、温度センスＭＯＳ７および１３は、通電回路を形成しており、電位差検出回路２８と共に温度検出回路を構成している。そして、Ｖｆホールド回路２９、温度算出回路３０および過電流閾値演算回路３１により補正部を構成している。
【００２６】
次に、上記構成の作用について図２から図６も参照して説明する。制御回路５は、マイコン３からの駆動指令信号Ｓａに基づいて、駆動回路４の駆動信号を与えて電磁弁負荷２への通電制御を実施している。具体的には、制御回路５は、マイコン３から駆動指令信号Ｓａが入力されると、タイミング生成回路２１において放電ＭＯＳ６、通電ＭＯＳ８および気筒ＭＯＳ１１へのゲート駆動信号のタイミング信号を生成する。ゲート駆動マスク回路２２は、マスク期間以外の期間中に比較回路３２から検出信号Ｓｃが入力されていない場合には、タイミング信号を第１ゲート駆動回路２３に出力する。
【００２７】
第１ゲート駆動回路２３は、電磁弁負荷２に対して、放電ＭＯＳ６および気筒ＭＯＳ１１をオンさせることで、昇圧電源ＶＨから高電圧で通電し、電磁弁を駆動する。この後、第１ゲート駆動回路２３は、放電ＭＯＳ６をオフさせてから通電ＭＯＳ８をオンさせることで、電磁弁負荷２に対してバッテリ電源ＶＢから定電流給電するように切り変えて電磁弁負荷２の駆動状態を保持させる。電磁弁負荷２の駆動期間が終了すると、第１ゲート駆動回路２３は、通電ＭＯＳ８および気筒ＭＯＳ１１をオフさせてバッテリ電源ＶＢから通電も停止する。
【００２８】
なお、電磁弁負荷２に昇圧電源ＶＨあるいはバッテリ電源ＶＢから通電している状態では、電磁弁負荷２に流れる負荷電流Ｉｄは、電流検出抵抗１２に流れるので、駆動電流検出回路２４により端子間電圧が検出され、これによって負荷に流れる負荷電流Ｉｄが検出される。第１ゲート駆動回路２３は、負荷電流Ｉｄのレベルに応じて各ＭＯＳ６、８のオンオフ時間を調整している。
【００２９】
また、このとき、制御回路５は、放電ＭＯＳ６に過電流が流れていないかどうかを電位差検出回路２８および比較回路３２によって判定している。電位差検出回路２８は、放電ＭＯＳ６のＤＳ間電圧Ｖｄｓを検出している。このＤＳ間電圧Ｖｄｓは、放電ＭＯＳ６がオン状態のときの電圧であり、放電ＭＯＳ６のドレイン電流すなわち負荷電流Ｉｄとオン抵抗Ｒｏｎとの積の値に相当している。したがって、この電圧Ｖｄｓが検出できると、オン抵抗Ｒｏｎが一定であれば負荷電流Ｉｄを検出することができる。この負荷電流Ｉｄが過電流閾値Ｉｄｏｃの値を超えるかどうかで過電流状態を判定することができる。
【００３０】
電位差検出回路２８は、放電ＭＯＳ６のＤＳ間電圧Ｖｄｓを検出すると、検出された電圧Ｖｄｓに一定の増幅率Ａを乗じたものを検出結果として比較回路３２に出力している。比較回路３２は、過電流閾値演算回路３１から基準となる過電流閾値電圧Ｖｔｈが入力されているので、これらを比較して過電流状態が判定されると検出信号Ｓｃをゲート駆動マスク回路２２に出力する。
【００３１】
なお、放電ＭＯＳ６がオフからオンに切り替わるタイミングでオーバーシュートする電流により一時的に過電流状態となって、比較回路３２からゲート駆動マスク回路２２に検出信号Ｓｃが出力される。しかし、ゲート駆動マスク回路２２においては、この期間中においてはマスク期間が設定されているので、検出信号Ｓｃは過電流状態ではないとして無効化される。
【００３２】
そして、マスク期間でない期間中に放電ＭＯＳ６に過電流閾値Ｉｄｏｃを超える電流が流れている場合に、ゲート駆動マスク回路２２に検出信号Ｓｃが与えられると、第１ゲート駆動回路２３は、放電ＭＯＳ６をオフさせることで電磁弁負荷２への通電を停止して過電流による破壊に至るのを防止している。
【００３３】
ところで、放電ＭＯＳ６は、特に電磁弁負荷２への通電初期に昇圧電源ＶＨから大電流を流すので、オン抵抗Ｒｏｎによる発熱も大きくなる。このため、放電ＭＯＳ６の放熱能力を超える発熱があると、温度が上昇してオン抵抗Ｒｏｎそのものが変動する。これによって、放電ＭＯＳ６に流れる電流Ｉｄが同じレベルであっても、ＤＳ間電圧Ｖｄｓが変動して正確な検出動作ができなくなることとなる。
【００３４】
この実施形態では、このような場合に対応して、マイコン３から制御回路５に対して補正開始指示信号Ｓｂが出力され、過電流閾値電圧Ｖｔｈを補正する。図２は過電流閾値電圧補正処理の流れを示している。マイコン３は、電磁弁負荷２の駆動サイクルで、非駆動期間に過電流閾値電圧補正処理を実施する。この過電流閾値電圧補正処理の実施時期においては、放電ＭＯＳ６、通電ＭＯＳ８、気筒ＭＯＳ１２のすべてがオフ状態であり、温度センスＭＯＳ７および１３もオフ状態である。
【００３５】
この過電流閾値電圧補正処理では、図２に示しているように、制御回路５は、第一ステップＡとして温度情報を得るためにＶｆを取得し、第二ステップＢとして放電ＭＯＳの過電流検出閾値を補正し、最後に第三ステップＣとして駆動装置を初期状態にする。
【００３６】
まず、第一ステップＡの処理では、制御回路５は、図２中ステップＳ１で、マイコン３から与えられた補正開始指令信号Ｓｂを入力し、続くステップＳ２で、温度センスＭＯＳ１３および７をオンさせる。この状態では、図３中に破線の矢印で示すように、昇圧電源ＶＨから温度センスＭＯＳ１３、７を通じて電磁弁負荷２に給電する通電経路が形成される。電磁弁負荷２には、前述した負荷を駆動する場合の負荷電流Ｉｄとは逆方向の電流が流れるようになる。
【００３７】
この後、制御回路５は、ステップＳ３で、温度センスＭＯＳ７をオフさせる。これにより、温度センスＭＯＳ７からグランド側に流れていた電流は遮断されるが、電磁弁負荷２は誘導性であるので、逆起電力が発生して継続して流れ続けようとする。このため、図４中に破線の矢印で示すように、放電ＭＯＳ６のダイオード６ａを通じて昇圧電源ＶＨ側に電流が流れるようになる。このとき、ダイオード６ａの温度は、放電ＭＯＳ６の温度そのものなので、ダイオード６ａに流れる電流で発生する順方向電圧Ｖｆは、放電ＭＯＳ６の温度に対応した電圧となっている。
【００３８】
続いて、制御回路５は、ステップＳ４で、ダイオード６ａの順方向電圧Ｖｆをホールドして取り込む。ダイオード６ａの端子間電圧は、ＤＳ間電圧Ｖｄｓとは逆の極性となっている。そして、ダイオード６ａの端子間電圧は、電位差検出回路２８において順方向電圧Ｖｆとして検出され、Ｖｆホールド回路２９に入力される。一方、第２ゲート駆動回路２６は、イネーブル生成回路２７に温度センスＭＯＳ７および１３のゲート駆動信号を入力している。
【００３９】
イネーブル生成回路２７は、温度センスＭＯＳ７をオフした時点からダイオード６ａに流れる電流が安定するまでの所定時間Ｔｄが経過するのを待ってイネーブル信号ＳｅをＶｆホールド回路２９に与える。Ｖｆホールド回路２９は、ハイレベルのイネーブル信号Ｓｅが与えられるタイミングで電位差検出回路２８から入力される順方向電圧Ｖｆを取り込んで保持する。
【００４０】
上記のように、ダイオード６ａの順方向電圧Ｖｆを取得すると、次の第二ステップＢでは、制御回路５は、ステップＳ５で、放電ＭＯＳ６の温度を算出する。ここでは、制御回路５は、温度算出回路３０で順方向電圧Ｖｆの値に対応する温度Ｔを算出する。具体的には、図５に示すように、予め順方向電圧Ｖｆの値と温度Ｔとの関係のデータを温度特性マップとして記憶しており、入力された順方向電圧Ｖｆに対応する温度Ｔのデータを読み出すことで算出する。
【００４１】
次に、制御回路５は、ステップＳ６で、過電流閾値電圧Ｖｔｈを算出する。ここでは、制御回路５は、過電流閾値演算回路３１において、過電流閾値電圧Ｖｔｈを算出する。過電流閾値演算回路３１は、図５に示しているように、オン抵抗算出部３１ａと閾値演算部３１ｂとから構成されている。オン抵抗算出部３１ａでは、予め温度Ｔに対応するオン抵抗Ｒｏｎの値が温度特性マップとして記憶されており、入力された温度Ｔの値に対するオン抵抗Ｔｏｎの値を読み出すことで求める。
【００４２】
続いて、閾値演算部３１ｂでは、そのときのオン抵抗Ｒｏｎの値と過電流閾値Ｉｏｃとの積をとることで次式（１）に示すように過電流閾値電圧Ｖｔｈを算出し、この結果を比較回路３２に出力する。
Ｖｔｈ＝Ａ×（Ｉｏｃ×Ｒｏｎ）    …（１）
ここで、Ａは電位差検出回路のゲイン（単位：倍）、Ｉｏｃは過電流検出閾値（単位：Ａ）を表しており、いずれも一定の値をとるものである。
【００４３】
これにより、放電ＭＯＳ６の現在の温度Ｔに対応した過電流閾値電圧Ｖｔｈを設定することができる。このとき比較回路３２に対して設定される過電流閾値電圧Ｖｔｈの値は、次のサイクルで放電ＭＯＳ６がオンされたときに流れる負荷電流Ｉｄの判定に用いることができるように、保持された状態となっている。
【００４４】
比較回路３２においては、この後、放電ＭＯＳ６がオンされたときに流れる負荷電流Ｉｄに対応して、電位差検出回路２８によりＤＳ間電圧Ｖｄｓが検出されるが、このＤＳ間電圧Ｖｄｓは、負荷電流Ｉｄとこのときのオン抵抗Ｒｏｎとの積の値に相当している。また、このときのオン抵抗Ｒｏｎは、先にダイオード６ａの順方向電圧Ｖｆを検出したときのオン抵抗Ｒｏｎとほぼ同じ値であると言える。したがって、比較回路３２に設定される過電流閾値電圧Ｖｔｈは、放電ＭＯＳ６の温度に対応した電圧値に補正されているので、両者を比較することで、過電流閾値Ｉｏｃを超えているか否かを精度良く判定することができるようになる。
【００４５】
上記のように、放電ＭＯＳ６の温度Ｔに対応した過電流閾値電圧Ｖｔｈが設定されると、次の第三ステップＣでは、制御回路５は、ステップＳ７で、温度センスＭＯＳ１３をオフし、この状態で続くステップＳ８で、温度センスＭＯＳ７をオンにして電磁弁負荷２の電位をグランド電位に戻す。制御回路５は、この後、ステップＳ９で、温度センスＭＯＳ７をオフにすることで初期化処理は完了する。
【００４６】
なお、上記のように温度センスＭＯＳ１３および７をオン動作させて電磁弁負荷２に逆方向に電流を流す状態では、電磁弁負荷２は動作することなく、電流が逆方向（負電流）となって流れる状態となる。同様に、温度センスＭＯＳ７をオフさせた状態で電磁弁負荷２に逆起電力が発生して放電ＭＯＳ６のダイオード６ａに電流を流すが電磁弁負荷２は電磁弁としての動作をすることはないように設定されている。
【００４７】
次に、図６を参照して、上記の動作における各部の信号状態の時間推移を説明する。
制御回路５は、図６（ａ）に示すように、時刻ｔ０で補正開始指令信号Ｓｂが入力されると（図２のＳ１）、図６（ｂ）、（ｃ）に示すように、温度センスＭＯＳ１３および７をオン動作させる（図２のＳ２）。これにより、電磁弁負荷２に逆方向の電流が流れた状態となる（図３）。
【００４８】
この状態では、放電ＭＯＳ６はオフしているので、図６（ｄ）に示すようにソース電位Ｖｓはグランドレベルであり、図６（ｅ）に示すようにドレイン電流Ｉｄはゼロである。また、図６（ｆ）に示すように、放電ＭＯＳ６のＤＳ間電圧Ｖｄｓは昇圧電源ＶＨと同じである。また、Ｖｆホールド回路２９は、図６（ｈ）に示すように、デフォルトで設定された順方向電圧Ｖｆもしくは前回補正設定された順方向電圧Ｖｆを出力している。
【００４９】
次に、制御回路５は、図６（ｃ）に示すように、時刻ｔ１で温度センスＭＯＳ７をオフさせる（図２のＳ３）。これにより、電磁弁負荷２の逆起電力により放電ＭＯＳ６のソース電位Ｖｓは、図６（ｄ）に示すように、昇圧電源ＨＶよりも高くなる。具体的には、放電ＭＯＳ６のソース電圧Ｖｓは、昇圧電源ＨＶの電圧よりもダイオード６ａの順方向電圧Ｖｆだけ高い電圧となる。
【００５０】
この結果、電磁弁負荷２に流れる電流Ｉｄは放電ＭＯＳ６のダイオード６ａを介して昇圧電源ＨＶ側に流れるようになる。この電流Ｉｄは、図６（ｅ）に示しているように、逆方向であるから負の電流となっている。同時に、これによって放電ＭＯＳ６のＤＳ間電圧Ｖｄｓは、図６（ｆ）に示すように、極性が逆となり、ダイオード６ａの順方向電圧Ｖｆとなる。
【００５１】
時刻ｔ１から一定時間Ｔｄが経過した時刻ｔ２になると、制御回路５は、図６（ｇ）に示すように、イネーブル生成回路２７においてイネーブル信号ＳｅをＶｆホールド回路２９に出力する。Ｖｆホールド回路２９においては、図６（ｈ）に示すように、電位差検出回路２８から入力されている順方向電圧Ｖｆを、イネーブル信号Ｓｅがハイレベルとなっている時刻ｔ３までの期間にホールドして温度算出回路３０に出力する。
【００５２】
順方向電圧Ｖｆが得られると、制御回路５は、温度算出回路３０、過電流閾値演算回路３１により放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出し、その温度Ｔに対応させるように過電流閾値Ｉｏｃに対応した過電流閾値電圧Ｖｔｈを演算する。この結果、図６（ｉ）に示すように、過電流閾値電圧Ｖｔｈの値が温度Ｔに対応して補正されたものとして新たに設定される。
【００５３】
この後、制御回路５は、図６（ｂ）に示すように、時刻ｔ４で温度センスＭＯＳ１３をオフする。制御回路５は、時刻ｔ５になると、図６（ｃ）に示すように、温度センスＭＯＳ７をオンにして電磁弁負荷２の電位をグランド電位に戻し、時刻ｔ６に温度センスＭＯＳ７をオフにすることで初期化処理を完了させる。
【００５４】
以上の動作が、電磁弁負荷２の非駆動時における過電流閾値電圧補正処理として制御回路５により実施される。なお、過電流閾値電圧補正処理は、電磁弁負荷２の駆動サイクル毎に実施することもできるし、所定サイクル毎に実施することもできる。また、温度変化が予想されるタイミングを想定して実施するようにしても良い。
【００５５】
このような第１実施形態によれば、電磁弁負荷２の非駆動時に、制御回路５により、温度センスＭＯＳ１３および７を駆動制御することで、放電ＭＯＳ６に内蔵されたダイオード６ａの順方向電圧を検出して放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出し、この結果に基づいて過電流閾値電圧Ｖｔｈを温度Ｔに対応した値に補正することができ、正確に過電流状態を判定することができる。
【００５６】
また、本実施形態では、放電ＭＯＳ６に内蔵される寄生ダイオード６ａを用いて温度Ｔを算出しているので、放電ＭＯＳ６の温度Ｔを高精度で検出することができ、この結果、過電流閾値電圧Ｖｔｈを高精度で補正することが可能となる。またこの実施形態では、電磁弁負荷２の通電経路に新たに補正用の素子の追加が不要のため駆動電流への影響を極力低減することができる。
【００５７】
また、上記実施形態では、制御回路５の構成を具体回路で実施した例で示しているが、各部の処理をソフトウェアで実施することも可能であり、同様の作用効果を得ることができる。
【００５８】
（第２実施形態）
図７は第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、負荷駆動装置４０として、駆動回路４１および制御回路４２を備えている。なお、第２実施形態では、温度センスＭＯＳ７、１３、温度センスＭＯＳ駆動回路２５、第２ゲート駆動回路２６、イネーブル生成回路２７は設けていない。
【００５９】
図７に示すように、駆動回路４１は、放電ＭＯＳ６の温度Ｔを検出する構成として、放電ＭＯＳ６の温度が伝わるように近接位置に設けたサーミスタ４３を備えている。サーミスタ４３は、一方の端子が抵抗４４を介してバッテリ電源ＶＢに接続され、他方の端子がグランドに接続されている。サーミスタ４３は、放電ＭＯＳ６の温度Ｔに対応した抵抗値を呈するので、抵抗４４との分圧電圧が温度Ｔに対応した検出電圧ＶＴとなる。
【００６０】
サーミスタ４３の端子電圧は、制御回路４２の電圧検出回路４６に入力され、検出電圧ＶＴは温度算出回路３０にて温度Ｔが算出される。ここで、サーミスタ４３および電圧検出回路４６は温度検出回路を構成している。なお、温度センスＭＯＳ１３に代えて、ツェナーダイオード４５が設けられている。
【００６１】
上記構成を採用することで、放電ＭＯＳ６に流れる負荷電流Ｉｄで、放電ＭＯＳ６の温度が上昇すると、サーミスタ４３の抵抗値が変化するので、電圧検出回路４６によりこれを検出電圧ＶＴとして検出することができる。温度算出回路３０および過電流閾値演算回路３１により過電流閾値電圧Ｖｔｈを温度Ｔに対応した値に補正することができるので、比較回路３２において、放電ＭＯＳ６の負荷電流Ｉｄが過電流であるか否かを正確に判定することができるようになる。
【００６２】
このような第２実施形態によれば、放電ＭＯＳ６の近傍にサーミスタ４３を備え、サーミスタ４３にかかる電圧ＶＴから放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出し、過電流閾値電圧Ｖｔｈを補正することができるので、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
また、本実施形態では、負荷駆動装置４０の基本構成を変更していないため、電磁弁負荷２の駆動に影響を与えることがないというメリットがある。
【００６３】
（第３実施形態）
図８および図９は第３実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、負荷駆動装置５０として、駆動回路５１および制御回路５２を備えている。なお、第３実施形態においても、温度センスＭＯＳ７、１３、温度センスＭＯＳ駆動回路２５、第２ゲート駆動回路２６、イネーブル生成回路２７は設けていない。
【００６４】
図８に示すように、駆動回路５１は、放電ＭＯＳ６の温度Ｔを検出する構成として、駆動回路５１には特に温度検出用の構成を設けていない。この実施形態では、制御回路５３において、駆動電流のピーク値を保持するピーク電流ホールド回路５３および基準ピーク電流設定回路５４を備えている。
【００６５】
ピーク電流ホールド回路５３は、駆動電流検出回路２４から電磁弁負荷２の駆動電流Ｉｄが与えられるように構成されており、駆動電流Ｉｄのピーク電流値Ｉｄｐをホールドして検出し、温度算出回路３０に出力する。温度算出回路３０は、予めピーク電流Ｉｄｐの差と温度Ｔとの関係のデータを温度特性マップとして記憶している。温度算出回路３０は、ピーク電流ホールド回路５３から入力されるピーク電流値Ｉｄｐと基準ピーク電流設定回路５４により設定された基準ピーク電流値Ｉｄｐｏとの差分から、温度特性マップのデータを読み出すことで、放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出する。過電流閾値演算回路３１は、放電ＭＯＳ６の温度Ｔに対応した過電流閾値電圧Ｖｔｈを演算して比較回路３２に出力する。
【００６６】
この実施形態では、電流検出抵抗１２および駆動電流検出回路２４が温度検出回路として機能し、ピーク電流ホールド回路５３、基準ピーク電流設定回路５４、温度算出回路３０および過電流閾値演算回路３１が補正部を構成している。
【００６７】
次に、上記構成の作用について、図９を参照して説明する。
図９は電磁弁負荷２に駆動電流Ｉｄを流して動作させるときの各部の信号状態を示している。制御回路５２は、図９（ａ）および（ｂ）に示すように、マイコン３から時刻ｔ０で駆動指令信号Ｓａが与えられると、ゲート駆動回路２３から放電ＭＯＳ６および気筒ＭＯＳ１１に対して一定時間の駆動信号を出力する。
【００６８】
これにより、電磁弁負荷２に対して、昇圧電源ＶＨから高電圧が印加され、負荷電流Ｉｄが流れ始める。このとき、負荷電流Ｉｄは、図９（ｃ）に示すように、時間の経過とともに増加していくが、時間当たりの電流変化は通電経路に設けられた放電ＭＯＳ６のオン抵抗Ｒｏｎに依存している。
【００６９】
そして、放電ＭＯＳ６のオン抵抗Ｒｏｎは、前述のように放電ＭＯＳ６自体の温度Ｔによって変化する。換言すれば、負荷電流Ｉｄの流れ方を検出することで、放電ＭＯＳ６のオン抵抗Ｒｏｎが算出でき、これによって放電ＭＯＳ６の温度Ｔを検出することができるようになる。
【００７０】
負荷電流Ｉｄの変化については、具体的には、次のような関係がある。すなわち、放電ＭＯＳ６の温度が高温になると、常温のときのオン抵抗Ｒｏｎに比べてオン抵抗Ｒｏｎが大きくなり、負荷電流Ｉｄは常温の負荷電流よりも低下する。逆に、放電ＭＯＳ６の温度が低温になると、常温のときのオン抵抗Ｒｏｎに比べてオン抵抗Ｒｏｎが小さくなり、負荷電流Ｉｄは常温の負荷電流よりも増加する。
【００７１】
この結果、放電ＭＯＳ６の駆動信号がオフになる時刻ｔ１では、図９（ｃ）に示しているように、放電ＭＯＳ６のオン抵抗Ｒｏｎの違いによりピーク電流Ｉｄｐの値が異なる。例えば、常温時には負荷電流Ｉｄのピーク電流Ｉｄｐ１であるとすると、高温時にはオン抵抗Ｒｏｎが大きくなることでピーク電流Ｉｄｐ２は常温時のピーク電流Ｉｄｐ１よりも小さくなる。また、低温時にはオン抵抗Ｒｏｎが小さくなることでピーク電流Ｉｄｐ３は常温時のピーク電流Ｉｄｐ１よりも大きくなる。
【００７２】
駆動電流検出回路２４は、電流検出抵抗１２の端子電圧から負荷電流Ｉｄを検出しており、ピーク電流ホールド回路５３は、負荷電流Ｉｄが最も高くなる時刻ｔ１での電流をピーク電流Ｉｄｐとして検出し、温度算出回路３０に入力する。温度算出回路３０には、基準ピーク電流設定回路５４から、例えば常温時に対応した基準ピーク電流Ｉｄｐｏが入力されている。
【００７３】
温度算出回路３０は、ピーク電流ホールド回路５３からのピーク電流Ｉｄｐと基準ピーク電流Ｉｄｐｏとの差から、放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出し、過電流閾値演算回路３１は、過電流閾値電圧Ｖｔｈを温度Ｔの値に対応した値に補正して比較回路３２に出力する。これにより、次のサイクルでの放電ＭＯＳ６に流れる負荷電流Ｉｄについて、過電流の判定を正確に実施することができるようになる。
【００７４】
このような第３実施形態によれば、放電ＭＯＳ６の電流Ｉｄのピーク値Ｉｄｐから放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出し、過電流閾値電圧Ｖｔｈを補正することができるので、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００７５】
（第４実施形態）
図１０および図１１は第４実施形態を示すもので、以下、第３実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、負荷駆動装置５０ａは、制御回路５２ａとして、第３実施形態の制御回路５２の一部の構成を異なる構成としている。
【００７６】
この実施形態では、放電ＭＯＳ６の駆動方式として、一定時間の駆動信号を出力するのではなく、負荷電流Ｉｄが一定レベルに達した時点で駆動信号をオフさせるようにしている。このため、第３実施形態のように、負荷電流Ｉｄのピーク電流を検出することができないので、これに代えて負荷電流Ｉｄの変化率ΔＩｄを検出して温度Ｔを検出する構成としている。
【００７７】
この実施形態では、電流検出抵抗１２および駆動電流検出回路２４が温度検出回路として機能し、電流変化率検出回路５５、基準電流変化率設定回路５６、温度算出回路３０および過電流閾値演算回路３１が補正部を構成している。
【００７８】
図１０に示すように、制御回路５２ａにおいては、ピーク電流ホールド回路５３に代えて電流変化率検出回路５５を設け、基準ピーク電流設定回路５４に代えて基準電流変化率設定回路５６を設ける構成としている。電流変化率検出回路５５は、駆動電流検出回路２４から入力される電流検出抵抗１２に流れる負荷電流Ｉｄの電流値に相当する信号に基づいて、単位時間当たりの電流変化率ΔＩｄを検出して温度算出回路３０に出力する。
【００７９】
温度算出回路３０は、予め電流変化率ΔＩｄの差と温度Ｔとの関係のデータを温度特性マップとして記憶している。温度算出回路３０は、電流変化率検出回路５５から入力される電流変化率ΔＩｄと基準電流変化率設定回路５６により設定された基準電流変化率ΔＩｄｏとの差分から、温度特性マップのデータを読み出すことで、放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出する。過電流閾値演算回路３１は、放電ＭＯＳ６の温度Ｔに対応した過電流閾値電圧Ｖｔｈを演算して比較回路３２に出力する。
【００８０】
次に、上記構成の作用について、図１１を参照して説明する。
図１１は電磁弁負荷２に駆動電流Ｉｄを流して動作させるときの各部の信号状態を示している。制御回路５２ａは、図１１（ａ）および（ｂ）に示すように、マイコン３から時刻ｔ０で駆動指令信号Ｓａが与えられると、ゲート駆動回路２３から放電ＭＯＳ６および気筒ＭＯＳ１１に対して駆動信号を出力する。
【００８１】
これにより、電磁弁負荷２に対して、昇圧電源ＶＨから高電圧が印加され、負荷電流Ｉｄが流れ始める。このとき、負荷電流Ｉｄは、図１１（ｃ）に示すように、時間の経過とともに増加していくが、時間当たりの電流変化は通電経路に設けられた放電ＭＯＳ６のオン抵抗Ｒｏｎに依存している。
【００８２】
そして、放電ＭＯＳ６のオン抵抗Ｒｏｎは、前述のように放電ＭＯＳ６自体の温度Ｔによって変化する。換言すれば、負荷電流Ｉｄの流れ方を検出することで、放電ＭＯＳ６のオン抵抗Ｒｏｎが算出でき、これによって放電ＭＯＳ６の温度Ｔを検出することができるようになる。
【００８３】
負荷電流Ｉｄの変化については、前述のように、放電ＭＯＳ６の温度が高温になると、常温のときのオン抵抗Ｒｏｎに比べてオン抵抗Ｒｏｎが大きくなり、負荷電流Ｉｄは常温の負荷電流よりも低下する。逆に、放電ＭＯＳ６の温度が低温になると、常温のときのオン抵抗Ｒｏｎに比べてオン抵抗Ｒｏｎが小さくなり、負荷電流Ｉｄは常温の負荷電流よりも増加する。
【００８４】
この結果、図１１（ｃ）に示しているように、放電ＭＯＳ６のオン抵抗Ｒｏｎの違いにより、負荷電流Ｉｄが閾値電流Ｉｄｔｈに達する時刻ｔ１が異なる。例えば、常温時には負荷電流Ｉｄが変化率ΔＩｄ１で、閾値電流Ｉｄｔｈに達するのが時刻ｔ１であるとすると、高温時にはオン抵抗Ｒｏｎが大きくなることで小さい変化率Δｄ２となるので、閾値電流Ｉｄｔｈに達するのが遅くなり時刻ｔ１ａとなる。また、低温時にはオン抵抗Ｒｏｎが小さくなることで大きい変化率Δｄ３となるので、閾値電流Ｉｄｔｈに達するのが早くなり時刻ｔ１ｂとなる。
【００８５】
駆動電流検出回路２４は、電流検出抵抗１２の端子電圧から負荷電流Ｉｄを検出しており、電流変化率検出回路５５は、負荷電流Ｉｄの変化率ΔＩｄを検出し、温度算出回路３０に入力する。温度算出回路３０には、基準電流変化率設定回路５６から、例えば常温時に対応した基準電流変化率ΔＩｄｏが入力されている。
【００８６】
温度算出回路３０は、電流変化率検出回路５５からの電流変化率ΔＩｄと基準電流変化率ΔＩｄｐｏとの差から、放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出し、過電流閾値演算回路３１は、過電流閾値電圧Ｖｔｈを温度Ｔの値に対応した値に補正して比較回路３２に出力する。これにより、次のサイクルでの放電ＭＯＳ６に流れる負荷電流Ｉｄについて、過電流の判定を正確に実施することができるようになる。
【００８７】
このような第４実施形態によれば、放電ＭＯＳ６の電流変化率ΔＩｄから放電ＭＯＳ６の温度Ｔを算出し、過電流閾値電圧Ｖｔｈを補正することができるので、第３実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００８８】
なお、第３実施形態および第４実施形態においては、過電流閾値電圧Ｖｔｈの補正処理を、電磁弁負荷２への通電サイクルの１サイクル毎に実施するようにしたが、所定サイクル毎に実施することもできるし、その他、補正処理を行うための条件を設定して適宜のタイミングで実施することもできる。
【００８９】
また、本実施形態では、従来相当の駆動回路５１に対して、制御回路５２あるいは５２ａの構成を若干変更することで実施できるので、電磁弁負荷２の駆動への影響を無くすことができる効果がある。さらに、制御回路５２あるいは５２ａの処理動作をソフトウェアで実施することでさらに簡単な構成とすることができる。
【００９０】
（他の実施形態）
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
【００９１】
上記各実施形態では、電圧制御型の半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合の例を示したが、これに限らず、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などを用いる構成としても良い。なお、この場合、第１実施形態に適用する場合には、ダイオードを内蔵したＩＧＢＴを用いることができるし、あるいはダイオードを内蔵していないＩＧＢＴに別途ダイオードを設けることで対応させることができる。
【００９２】
上記各実施形態では、放電ＭＯＳ６、通電ＭＯＳ８、気筒ＭＯＳ１１、温度センスＭＯＳ７、１３として、すべてＮチャンネル型のものを用いる場合で示したが、これに限らず、Ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いることもできるし、両者を混在させる構成とすることもできる。
【００９３】
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
【符号の説明】
【００９４】
図面中、１、４０、５０、５０ａは負荷駆動装置、２は電磁弁負荷（誘導性負荷）、３はマイコン、４、４１、５１は駆動回路、５、４２、５２、５２ａは制御回路、６は放電ＭＯＳ（電圧制御型の半導体スイッチング素子）、６ａはボディダイオード、７、１３は温度センスＭＯＳ（通電回路）、２７はイネーブル生成回路、２８は電位差検出回路、２９はＶｆホールド回路、３０は温度算出回路、３１は過電流閾値演算回路、３２は比較回路、４３はサーミスタ、４６は電圧検出回路、５３はピーク電流ホールド回路、５４は基準ピーク電流設定回路、５５は電流変化率検出回路、５６は基準電流変化率設定回路である。
【図１】
2019083451.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2019083451.tif 000011
【図１０】
2019083451.tif 000012
【図１１】
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