(57)【要約】【課題】ベクトル制御によってモータを制御するモータ制御装置において、位置センサレス制御モードに切り替える前に、無駄な電流を抑制しつつ軸誤差を低減する。【解決手段】モータ制御装置は、同期制御モードから位置センサレス制御モードへの切り替えをセンサレス切替期間で行う。当該期間において、モータ制御装置は、当該期間の開始時点のおける実軸（ｄｑ軸）と制御軸（γδ軸）の軸誤差“Δθ０”と、γ軸目標電流“Ｉγ０”とに基づきｑ軸電流“Ｉｑ０”を算出し、所定の係数を“Ｋｇ”（Ｋｇ＞０）として、“Ｉｑ０×（１＋Ｋｇ）”を目標値に定める。次いで、モータ制御装置は、軸誤差Δθを取得する処理と、γ軸目標電流Ｉγ＊を減少させながら、そのｑ軸成分とδ軸目標電流のｑ軸成分との加算値が目標値に等しくなるようにδ軸目標電流Ｉδ＊を増加させる処理とを、軸誤差Δθが所定のしきい値以下となるまで繰り返す。【選択図】図３
2019097341.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベクトル制御によって３相モータを制御するモータ制御装置であって、
前記３相モータの実軸となるｄｑ軸と、前記ｄｑ軸に対応する制御軸となるγδ軸との軸誤差を、前記３相モータのγ軸誘起電圧を用いて演算する軸誤差演算器と、
前記３相モータに流れる電流に基づきγ軸電流およびδ軸電流を検出する電流検出部と、
γ軸目標電流およびδ軸目標電流と前記電流検出部からの前記γ軸電流および前記δ軸電流との各誤差と、所定の回転速度に基づく回転位相とに基づいて、前記３相モータの各相に対するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記γ軸目標電流を所定の値に設定し、開ループ制御によって前記所定の回転速度を上昇させながら前記３相モータを駆動する同期制御モードから、閉ループ制御によって前記所定の回転速度を制御しながら前記３相モータを駆動する位置センサレス制御モードへの切り替えを、前記同期制御モード内の切替期間で行う制御モード切替制御部と、
を有し、
前記制御モード切替制御部は、前記切替期間において、
前記切替期間の開始時点の前記γ軸目標電流および前記軸誤差に基づきｑ軸電流を算出し、当該ｑ軸電流を“Ｉｑ０”、所定の係数を“Ｋｇ”（Ｋｇ＞０）として、“Ｉｑ０×（１＋Ｋｇ）”を目標値に定める第１の処理と、
前記軸誤差演算器から前記軸誤差を取得する処理Ａと、前記γ軸目標電流を減少させ、当該減少したγ軸目標電流のｑ軸成分と前記δ軸目標電流のｑ軸成分との加算値が前記目標値に等しくなるように前記δ軸目標電流を増加させる処理Ｂとを、前記処理Ａでの前記軸誤差が所定のしきい値以下となるまで繰り返し、その後に前記位置センサレス制御モードへの切り替えを行う第２の処理と、
を実行する、
モータ制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のモータ制御装置において、
前記制御モード切替制御部は、前記第２の処理の中で、前記γ軸目標電流と前記δ軸目標電流の合成電流の振幅値を減少させる、
モータ制御装置。
【請求項３】
請求項２記載のモータ制御装置において、
前記制御モード切替制御部は、前記第２の処理の中で、前記γ軸目標電流を“Ｉγ”、前記処理Ａでの前記軸誤差を“Δθ”として、前記δ軸目標電流を“Ｉｑ０×（１＋Ｋｇ）／ｃｏｓ（Δθ）−Ｉγ×ｔａｎ（Δθ）”の演算式を用いて算出する、
モータ制御装置。
【請求項４】
請求項１記載のモータ制御装置において、
前記制御モード切替制御部は、
前記処理Ａでの前記軸誤差、または、前記軸誤差演算器で用いる前記γ軸誘起電圧の時系列的な変化を検出し、増加方向の変化を対象に当該増加分を平滑化するフィルタと、
前記フィルタの出力を受け、少なくともＩ（Integral）制御を行うことで前記第１の処理での前記所定の係数を算出する補償器と、
を有する、
モータ制御装置。
【請求項５】
請求項４記載のモータ制御装置において、
前記所定の回転速度は、前記切替期間内で上昇するように制御される、
モータ制御装置。
【請求項６】
請求項１記載のモータ制御装置において、さらに、
前記軸誤差をゼロに収束させるような第１の回転速度を生成するタイミング制御器と、
目標回転速度となる第２の回転速度か前記第１の回転速度かを選択し、前記所定の回転速度を出力する第１のセレクタと、
前記第２の回転速度と前記第１の回転速度との誤差に基づき、第１のδ軸目標電流を生成する速度制御器と、
前記第１のδ軸目標電流か第２のδ軸目標電流かを選択する第２のセレクタと、
を有し、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記γ軸目標電流および前記第２のセレクタからのδ軸目標電流と前記電流検出部からの前記γ軸電流および前記δ軸電流との各誤差と、前記第１のセレクタからの前記所定の回転速度に基づく回転位相とに基づいて、前記３相モータの各相に対する前記ＰＷＭ信号を生成し、
前記制御モード切替制御部は、前記同期制御モードの期間では、前記第１のセレクタおよび前記第２のセレクタに前記第２の回転速度および前記第２のδ軸目標電流をそれぞれ選択させた状態で前記第２の回転速度を上昇させ、前記位置センサレス制御モードの期間では、前記第１のセレクタおよび前記第２のセレクタに前記第１の回転速度および前記第１のδ軸目標電流をそれぞれ選択させた状態で前記タイミング制御器および前記速度制御器に制御を行わせる、
モータ制御装置。
【請求項７】
３相モータと、
前記３相モータの各相にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づく駆動電圧を印加するインバータと、
ベクトル制御によって前記インバータを介して前記３相モータを制御するモータ制御装置と、
を有するモータシステムであって、
前記モータ制御装置は、
前記３相モータの実軸となるｄｑ軸と、前記ｄｑ軸に対応する制御軸となるγδ軸との軸誤差を、前記３相モータのγ軸誘起電圧を用いて演算する軸誤差演算器と、
前記３相モータに流れる電流に基づきγ軸電流およびδ軸電流を検出する電流検出部と、
γ軸目標電流およびδ軸目標電流と前記電流検出部からの前記γ軸電流および前記δ軸電流との各誤差と、所定の回転速度に基づく回転位相とに基づいて、前記３相モータの各相に対するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記γ軸目標電流を所定の値に設定し、開ループ制御によって前記所定の回転速度を上昇させながら前記３相モータを駆動する同期制御モードから、閉ループ制御によって前記所定の回転速度を制御しながら前記３相モータを駆動する位置センサレス制御モードへの切り替えを、前記同期制御モード内の切替期間で行う制御モード切替制御部と、
を有し、
前記制御モード切替制御部は、前記切替期間において、
前記切替期間の開始時点の前記γ軸目標電流および前記軸誤差に基づきｑ軸電流を算出し、当該ｑ軸電流を“Ｉｑ０”、所定の係数を“Ｋｇ”（Ｋｇ＞０）として、“Ｉｑ０×（１＋Ｋｇ）”を目標値に定める第１の処理と、
前記軸誤差演算器から前記軸誤差を取得する処理Ａと、前記γ軸目標電流を減少させ、当該減少したγ軸目標電流のｑ軸成分と前記δ軸目標電流のｑ軸成分との加算値が前記目標値に等しくなるように前記δ軸目標電流を増加させる処理Ｂとを、前記処理Ａでの前記軸誤差が所定のしきい値以下となるまで繰り返し、その後に前記位置センサレス制御モードへの切り替えを行う第２の処理と、
を実行する、
モータシステム。
【請求項８】
請求項７記載のモータシステムにおいて、
前記制御モード切替制御部は、前記第２の処理の中で、前記γ軸目標電流と前記δ軸目標電流の合成電流の振幅値を減少させる、
モータシステム。
【請求項９】
請求項８記載のモータシステムにおいて、
前記制御モード切替制御部は、前記第２の処理の中で、前記γ軸目標電流を“Ｉγ”、前記処理Ａでの前記軸誤差を“Δθ”として、前記δ軸目標電流を“Ｉｑ０×（１＋Ｋｇ）／ｃｏｓ（Δθ）−Ｉγ×ｔａｎ（Δθ）”の演算式を用いて算出する、
モータシステム。
【請求項１０】
請求項７記載のモータシステムにおいて、
前記制御モード切替制御部は、
前記処理Ａでの前記軸誤差、または、前記軸誤差演算器で用いる前記γ軸誘起電圧の時系列的な変化を検出し、増加方向の変化を対象に当該増加分を平滑化するフィルタと、
前記フィルタの出力を受け、少なくともＩ（Integral）制御を行うことで前記第１の処理での前記所定の係数を算出する補償器と、
を有する、
モータシステム。
【請求項１１】
請求項１０記載のモータシステムにおいて、
前記所定の回転速度は、前記切替期間内で上昇するように制御される、
モータシステム。
【請求項１２】
請求項７記載のモータシステムにおいて、
前記モータ制御装置は、さらに、
前記軸誤差をゼロに収束させるような第１の回転速度を生成するタイミング制御器と、
目標回転速度となる第２の回転速度か前記第１の回転速度かを選択し、前記所定の回転速度を出力する第１のセレクタと、
前記第２の回転速度と前記第１の回転速度との誤差に基づき、第１のδ軸目標電流を生成する速度制御器と、
前記第１のδ軸目標電流か第２のδ軸目標電流かを選択する第２のセレクタと、
を有し、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記γ軸目標電流および前記第２のセレクタからのδ軸目標電流と前記電流検出部からの前記γ軸電流および前記δ軸電流との各誤差と、前記第１のセレクタからの前記所定の回転速度に基づく回転位相とに基づいて、前記３相モータの各相に対する前記ＰＷＭ信号を生成し、
前記制御モード切替制御部は、前記同期制御モードの期間では、前記第１のセレクタおよび前記第２のセレクタに前記第２の回転速度および前記第２のδ軸目標電流をそれぞれ選択させた状態で前記第２の回転速度を上昇させ、前記位置センサレス制御モードの期間では、前記第１のセレクタおよび前記第２のセレクタに前記第１の回転速度および前記第１のδ軸目標電流をそれぞれ選択させた状態で前記タイミング制御器および前記速度制御器に制御を行わせる、
モータシステム。
【請求項１３】
請求項７記載のモータシステムにおいて、
前記モータ制御装置は、マイクロコントローラで構成される、
モータシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置およびモータシステムに関し、例えば、同期制御モードから位置センサレス制御モードへの切り替え技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、同期制御モードから位置センサレス制御モードへ切り替える際の切り替えショックを低減する方式が示される。当該方式では、同期制御モード中に、モータの回転子軸と、ｄｑベクトル制御の制御系軸との軸誤差Δθｃを低減するように電流ベクトル位相θｓが制御され、軸誤差Δθｃが低減した段階で位置センサレス制御モードへの切り替えが行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−２９０１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
近年、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を代表とする３相モータの制御方式として、位置センサレスでのベクトル制御方式が広く用いられる。当該方式では、３相モータの端子電圧や端子電流から誘起電圧が算出され、当該誘起電圧に基づいてロータの位置や速度が推定される。ただし、ロータの停止時や低速回転時には、回転速度に比例する誘起電圧が非常に小さいため、ロータの位置や速度を正しく推定する、ひいてはモータを正しく制御することが困難となる。そこで、ロータの停止〜低速回転時には、通常、ロータをｄ軸に引き込んだ状態で開ループ制御（同期制御モード）を用いて回転速度の引き上げが行われ、その後に、位置センサレス制御モードへの切り替えが行われる。
【０００５】
しかし、同期制御モードでは、特許文献１に示されるように、負荷の状態に応じた軸誤差が生じる。このため、同期制御モードから位置センサレス制御モードへそのまま切り替えると、電流の急激な跳ね上がりや、回転速度の振動といった切り替えショックが生じ得る。一方、その対策として、特許文献１の方式を用いることが考えられる。しかし、特許文献１の方式では、同期制御モードから位置センサレス制御モードへ切り替える際に、電流ベクトルの振幅値を固定したまま位相を制御することで軸誤差を低減させているため、本来、必要とされない無駄な電流（ｄ軸電流）が多く流れる恐れがある。
【０００６】
後述する実施の形態は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
一実施の形態によるモータ制御装置は、位置センサレスでのベクトル制御によって３相モータを制御し、開ループ制御となる同期制御モードから、閉ループ制御となる位置センサレス制御モードへの切り替えを第１および第２の処理を用いて同期制御モード内の切替期間で行う。第１の処理において、モータ制御装置は、切替期間の開始時点における実軸（ｄｑ軸）と制御軸（γδ軸）の軸誤差と、γ軸目標電流とに基づきｑ軸電流を算出し、当該ｑ軸電流を“Ｉｑ０”、所定の係数を“Ｋｇ”（Ｋｇ＞０）として、“Ｉｑ０×（１＋Ｋｇ）”を目標値に定める。第２の処理において、モータ制御装置は、軸誤差を取得する処理Ａと、γ軸目標電流を減少させ、当該減少したγ軸目標電流のｑ軸成分とδ軸目標電流のｑ軸成分との加算値が目標値に等しくなるようにδ軸目標電流を増加させる処理Ｂとを、軸誤差が所定のしきい値以下となるまで繰り返し、その後に位置センサレス制御モードに切り替える。
【発明の効果】
【０００８】
前記一実施の形態によれば、位置センサレス制御モードに切り替える前に、無駄な電流を抑制しつつ軸誤差を低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態１によるモータシステムの構成例を示す概略図である。
【図２】図１における３相モータの構成例および座標軸を示す模式図である。
【図３】図１のモータシステムの概略動作例を示すタイミングチャートである。
【図４】図１のモータシステムにおいて、図３の位置決め制御モード〜同期制御モードの期間での動作状態を説明する図である。
【図５】図１のモータシステムにおいて、図３の位置センサレス制御モードの期間での動作状態を説明する図である。
【図６】図４の同期制御モードでの動作状態に対応するベクトル図である。
【図７】図５の位置センサレス制御モードでの動作状態に対応するベクトル図である。
【図８】図１における制御モード切替制御部の構成例を示す概略図である。
【図９】図８の制御モード切替制御部におけるセンサレス切替期間での動作例を示すフロー図である。
【図１０】図９のセンサレス切替期間での処理に伴う各種動作状態の変化の一例を示すベクトル図である。
【図１１】本発明の実施の形態２によるモータ制御装置において、図１の制御モード切替制御部の構成例を示す概略図である。
【図１２】図１１における係数演算部の構成例を示す概略図である。
【図１３】本発明の実施の形態３によるモータ制御装置において、図１２の係数演算部を変形した構成例を示す概略図である。
【図１４】（ａ）および（ｂ）は、本発明の比較例となるモータ制御装置における軸誤差低減方式を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。
【００１１】
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００１３】
（実施の形態１）
《モータシステムの構成》
図１は、本発明の実施の形態１によるモータシステムの構成例を示す概略図である。図２は、図１における３相モータの構成例および座標軸を示す模式図である。図１に示すモータシステムは、モータ制御装置ＭＣＤと、インバータＩＮＶと、電流センサＩＳＥＮと、３相モータＭＴとを備える。３相モータＭＴは、例えば、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）（言い換えればブラシレスＤＣモータ）である。
【００１４】
３相モータＭＴは、具体的には、図２に示されるように、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の外部端子ＰＮｕ，ＰＮｖ，ＰＮｗと、永久磁石となるロータＲＴとを備え、ステータを含めて等価回路で表すことができる。固定座標となる３相軸（ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸）で見た場合、３相モータＭＴは、３相の抵抗成分Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ、インダクタンス成分Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗおよび誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗで表される。ｕ相を例とすると、抵抗成分Ｒｕ、インダクタンス成分Ｌｕおよび誘起電圧Ｅｕは、ロータＲＴを中点として、当該中点とｕ相外部端子ＰＮｕとの間に直列に結合される。ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸は、それぞれ、ｕ相、ｖ相、ｗ相の通電方向（電流方向）に配置され、ロータＲＴの回転方向に対して電気角１２０°間隔で順に配置される。
【００１５】
一方、当該固定座標（３相軸）は、回転座標となる２相軸（ｄ軸、ｑ軸）に変換することができる。ｄ軸は、ロータＲＴの磁束方向に配置され、ｑ軸は、ｄ軸に対して直交する方向に配置される。回転位相θは、通常、ｕ軸とｄ軸の位相を表し、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）とロータＲＴとの位置関係を表す情報となる。回転座標となる２相軸で見た場合、３相モータＭＴは、抵抗成分Ｒｓと、ｄ軸インダクタンス成分Ｌｄおよびｑ軸インダクタンス成分Ｌｑと、ｄ軸誘起電圧Ｅｄおよびｑ軸誘起電圧Ｅｑとで表される。ただし、ｄ軸誘起電圧Ｅｄは、ゼロとなる。３相の電流のベクトル合成によってｑ軸方向の電流（ｑ軸電流Ｉｑ）が流れると、フレミングの法則に基づき、ロータＲＴに対して回転方向のトルクが発生する。一方、ｄ軸方向の電流（ｄ軸電流Ｉｄ）は、通常、トルクには寄与しない。
【００１６】
また、３相モータＭＴ（具体的にはロータＲＴ）の構造として、Ｌｑ＝ＬｄとなるＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）構造（非突極構造）と、Ｌｑ≠ＬｄとなるＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）構造（突極構造）とが知られている。実施の形態１では、３相モータＭＴは、ＳＰＭ構造を有するものとするが、ＩＰＭ構造を有していてもよい。ＩＰＭ構造の場合、ｄ軸電流Ｉｄによってもトルク（リアクタンストルク）が発生する。また、抵抗成分Ｒｓは、ＳＰＭ構造およびＩＰＭ構造を問わず、ｄ軸とｑ軸で同一値となる。
【００１７】
図１に戻り、インバータＩＮＶは、モータドライバとして機能し、３相モータＭＴの外部端子ＰＮ（ｕ，ｖ，ｗ）にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗに基づく駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをそれぞれ印加する。インバータＩＮＶは、図示は省略するが、３相の外部端子ＰＮ（ｕ，ｖ，ｗ）と高電位側電源電圧との間にそれぞれ設けられる３相のハイサイドスイッチング素子と、３相の外部端子ＰＮ（ｕ，ｖ，ｗ）と低電位側電源電圧との間にそれぞれ設けられる３相のロウサイドスイッチング素子とを備える。
【００１８】
電流センサＩＳＥＮは、３相モータＭＴに流れるｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖ、ｗ相電流Ｉｗを検出する。電流センサＩＳＥＮは、具体的には、例えば、インバータＩＮＶ内の各相のロウサイドにそれぞれ抵抗を挿入することで３相電流を検出する３シャント方式や、または、インバータＩＮＶの低電位側電源電圧に１個の抵抗を挿入し、サンプリングタイミングの工夫によって３相電流を検出する１シャント方式等によって実現される。
【００１９】
モータ制御装置ＭＣＤは、例えば、プロセッサ、アナログ・ディジタル変換器およびＰＷＭ変調器等を搭載したマイクロコントローラ等によって構成され、ベクトル制御によってインバータＩＮＶを介して３相モータＭＴを制御する。すなわち、モータ制御装置ＭＣＤを構成する内部ユニットは、主に、マイクロコントローラによるプログラム処理によって実装される。ただし、勿論、これに限定されず、内部ユニットの一部や全部を専用のハードウェアによって構成することも可能である。以下、モータ制御装置ＭＣＤの各内部ユニットについて説明する。
【００２０】
３相／２相変換器ＡＸＣＣは、電流センサＩＳＥＮからの各相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づきγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδを検出する電流検出部として機能する。具体的には、３相／２相変換器ＡＸＣＣは、電流センサＩＳＥＮからの各相電流を、アナログ・ディジタル変換器を用いて所定の制御周期（例えば数十〜数百μｓ等）毎に順次検出する。そして、３相／２相変換器ＡＸＣＣは、当該固定座標（ｕ，ｖ，ｗ座標）の各相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、位相演算器ＰＨＣからの回転位相θに基づき回転座標（ｄｑ座標）に変換することで、γ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδを検出する。なお、γ軸およびδ軸は、図２に示したｄ軸およびｑ軸（すなわち、３相モータＭＴの実軸）にそれぞれ対応する３相モータＭＴの制御軸となる。制御軸は、軸誤差が無い理想状態では、実軸に等しくなる。
【００２１】
速度指令発生器ＲＳＧは、３相モータＭＴの目標回転速度となる回転速度指令ωｒｅｆを生成する。減算器ＳＢｒｓは、当該回転速度指令ωｒｅｆとＰＬＬ制御器ＰＬＬＣからの回転速度ωｅｓｔとの速度誤差を検出する。速度制御器ＰＩＣｒｓは、減算器ＳＢｒｓからの速度誤差に基づきＰＩ（Ｐ：Proportional，Ｉ：Integral）制御等を行い、速度誤差をゼロに近づけるためのδ軸目標電流Ｉδ＿ｒを生成する。
【００２２】
制御モード切替制御部ＭＤＣＴは、詳細は後述するが、同期制御モードから位置センサレス制御モードへの切り替えを制御し、当該切り替えを同期制御モード内の切替期間で行う。同期制御モードとは、３相モータＭＴの起動段階で用いられ、γ軸目標電流Ｉγ＿ｃを所定の値に設定し、速度制御器ＰＩＣｒｓ等を用いない開ループ制御によって目標回転速度を上昇させながら３相モータＭＴを駆動するモードである。位置センサレス制御モードとは、同期制御モードによって回転速度がある程度上昇した段階で用いられ、速度制御器ＰＩＣｒｓ等を用いた閉ループ制御によって目標回転速度を制御しながら３相モータＭＴを駆動するモードである。制御モード切替制御部ＭＤＣＴは、当該同期制御モードの期間でγ軸目標電流Ｉγ＿ｃおよびδ軸目標電流Ｉδ＿ｃを生成する。
【００２３】
ｄ軸電流指令発生器ＩＤＧは、位置センサレス制御モードの期間でγ軸目標電流Ｉγ＿ｒを生成する。セレクタＳＥＬｉｄは、ｄ軸電流指令発生器ＩＤＧからのγ軸目標電流Ｉγ＿ｒか制御モード切替制御部ＭＤＣＴからのγ軸目標電流Ｉγ＿ｃかを選択する。セレクタＳＥＬｉｑは、速度制御器ＰＩＣｒｓからのδ軸目標電流Ｉδ＿ｒか制御モード切替制御部ＭＤＣＴからのδ軸目標電流Ｉδ＿ｃかを選択する。
【００２４】
ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、セレクタＳＥＬｉｄ，ＳＥＬｉｑからのγ軸目標電流Ｉγ＊およびδ軸目標電流Ｉδ＊と３相／２相変換器ＡＸＣＣからのγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδとの各電流誤差と、回転位相θとに基づいて、３相モータＭＴの各相に対するＰＷＭ信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗを生成する。ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、具体的には、減算器ＳＢｉｄ，ＳＢｉｑと、ｄ軸電流制御器ＰＩＣｉｄと、ｑ軸電流制御器ＰＩＣｉｑと、２相／３相変換器ＡＸＣＲと、ＰＷＭ変調器ＰＷＭＭＤとを備える。
【００２５】
減算器ＳＢｉｄ，ＳＢｉｑは、それぞれ、セレクタＳＥＬｉｄ，ＳＥＬｉｑからのγ軸目標電流Ｉγ＊およびδ軸目標電流Ｉδ＊と３相／２相変換器ＡＸＣＣからのγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδとの各電流誤差を検出する。ｄ軸電流制御器ＰＩＣｉｄは、減算器ＳＢｉｄからのγ軸電流誤差に基づいてＰＩ制御を行い、γ軸電流誤差をゼロに近づけるためのγ軸目標電圧Ｖγ＊を生成する。同様に、ｑ軸電流制御器ＰＩＣｉｑは、減算器ＳＢｉｑからのδ軸電流誤差に基づいてＰＩ制御を行い、δ軸電流誤差をゼロに近づけるためのδ軸目標電圧Ｖδ＊を生成する。
【００２６】
２相／３相変換器ＡＸＣＲは、位相演算器ＰＨＣからの回転位相θに基づき回転座標（ｄｑ座標）から固定座標（ｕ，ｖ，ｗ座標）への変換を行い、γ軸目標電圧Ｖγ＊およびδ軸目標電圧Ｖδ＊をｕ相目標電圧Ｖｕ＊、ｖ相目標電圧Ｖｖ＊およびｗ相目標電圧Ｖｗ＊に変換する。ＰＷＭ変調器ＰＷＭＭＤは、３相の目標電圧（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を生成するための３相のデューティ比をそれぞれ決定し、当該３相のデューティ比を備える３相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗをそれぞれ生成する。
【００２７】
誘起電圧オブザーバＢＥＯＢは、各電流制御器（ＰＩＣｉｄ，ＰＩＣｉｑ）からのγ軸目標電圧Ｖγ＊およびδ軸目標電圧Ｖδ＊と、３相／２相変換器ＡＸＣＣからのγ軸電流Ｉγおよびδ軸電流Ｉδと、位相演算器ＰＨＣに入力される目標回転速度ω＊とに基づいて、γ軸誘起電圧Ｅγおよびδ軸誘起電圧Ｅδを算出する。具体的には、誘起電圧オブザーバＢＥＯＢは、式（１）および式（２）に基づきγ軸誘起電圧Ｅγおよびδ軸誘起電圧Ｅδをそれぞれ算出する。式（１）および式（２）において、“Ｒｓ”は、図２に示した抵抗成分であり、“Ｌｑ”は、図２に示したｑ軸インダクタンス成分（＝ｄ軸インダクタンス成分）である。これらのモータ定数（Ｒｓ，Ｌｑ）は、予め固定的に設定されるか、または、図示しない同定器等を用いて可変に設定される。
【００２８】
Ｅγ＝Ｖγ＊−Ｒｓ・Ｉγ＋ω＊・Ｌｑ・Ｉδ    …（１）
Ｅδ＝Ｖδ＊−Ｒｓ・Ｉδ−ω＊・Ｌｑ・Ｉγ    …（２）
軸誤差演算器ＡＥＲＣは、３相モータＭＴの実軸となるｄｑ軸と、３相モータＭＴの制御軸となるγδ軸との軸誤差Δθを、γ軸誘起電圧Ｅγを用いて演算する。具体的には、軸誤差演算器ＡＥＲＣは、例えば、式（３）に基づき軸誤差Δθを算出する。
【００２９】
Δθ＝ｔａｎ−１（Ｅγ／Ｅδ）    …（３）
ＰＬＬ制御器（タイミング制御器）ＰＬＬＣは、軸誤差演算器ＡＥＲＣからの軸誤差Δθをゼロに収束させるような回転速度ωｅｓｔを、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御を用いて生成する。セレクタＳＥＬｒｓは、速度指令発生器ＲＳＧからの回転速度指令ωｒｅｆかＰＬＬ制御器ＰＬＬＣからの回転速度ωｅｓｔかを選択し、選択した回転速度を目標回転速度ω＊として出力する。位相演算器ＰＨＣは、当該目標回転速度ω＊を積分することで回転位相θを生成する。
【００３０】
《モータシステムの概略動作》
図３は、図１のモータシステムの概略動作例を示すタイミングチャートである。図４は、図１のモータシステムにおいて、図３の位置決め制御モード〜同期制御モードの期間での動作状態を説明する図である。図５は、図１のモータシステムにおいて、図３の位置センサレス制御モードの期間での動作状態を説明する図である。図６は、図４の同期制御モードでの動作状態に対応するベクトル図である。図７は、図５の位置センサレス制御モードでの動作状態に対応するベクトル図である。
【００３１】
図３の位置決め制御モード（時刻ｔ０〜ｔ１）と、同期制御モード（時刻ｔ１〜ｔ３）では、図４に示されるように、ｄ軸電流指令発生器ＩＤＧ、速度制御器ＰＩＣｒｓおよびＰＬＬ制御器ＰＬＬＣは、オフ状態（非活性状態）に制御される。また、セレクタＳＥＬｉｄ，ＳＥＬｉｑ，ＳＥＬｒｓは、共に“Ｓ２”側（すなわち、制御モード切替制御部ＭＤＣＴおよび速度指令発生器ＲＳＧの各出力）を選択する。
【００３２】
３相モータＭＴの起動時には、ロータＲＴの位置が不明である。そこで、位置決め制御モード（時刻ｔ０〜ｔ１）において、速度指令発生器ＲＳＧは、回転速度指令ωｒｅｆ（目標回転速度ω＊）をゼロに固定し、これに応じて回転位相θもゼロとなる。また、制御モード切替制御部ＭＤＣＴは、δ軸目標電流Ｉδ＿ｃ（Ｉδ＊）をゼロに定めた状態で、γ軸目標電流Ｉγ＿ｃ（Ｉγ＊）をゼロから短時間で所定の値まで増加させる。その結果、ロータＲＴはγ軸に引き込まれ、γ軸とｄ軸はほぼ一致した状態（すなわち軸誤差Δθがほぼゼロの状態）となる。
【００３３】
続いて、同期制御モードにおけるセンサレス切替期間を除く期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、速度指令発生器ＲＳＧは、回転速度指令ωｒｅｆ（目標回転速度ω＊）を一定の加速度レートで上昇させる。また、制御モード切替制御部ＭＤＣＴは、時刻ｔ１時のγ軸目標電流Ｉγ＿ｃ（Ｉγ＊）とδ軸目標電流Ｉδ＿ｃ（Ｉδ＊）（ここではゼロ）を維持する。その結果、ロータＲＴは、γ軸に引き込まれた状態で、目標回転速度ω＊（回転位相θによる回転磁界）に同期して回転する。
【００３４】
ただし、実際には、このような同期制御モードにおいて、ロータＲＴが一定の加速度レートで加速するためには、３相モータＭＴのイナーシャ、摩擦、負荷に応じたトルク電流が必要となる。このため、図６に示されるように、制御軸（γδ軸）と実軸（ｄｑ軸）との間には、軸誤差Δθが生じる。トルク電流は、ｑ軸電流であり、必要なｑ軸電流（トルク電流）を“Ｉｑ０”とすると、軸誤差Δθは、γ軸目標電流Ｉγ＊に対して、式（４）の関係を保つように発生する。ここで、加速度レートが高くなるほど、または負荷が重くなるほど、必要なｑ軸電流（トルク電流）Ｉｑ０は増大し、これに伴い、軸誤差Δθも増大することになる。
【００３５】
Ｉｑ０＝Ｉγ＊×ｓｉｎ（Δθ）    …（４）
また、図６に示されるように、誘起電圧Ｅｑは、本来、ｑ軸上に生じるが、軸誤差Δθが存在すると、誘起電圧オブザーバＢＥＯＢによって、理想的にはゼロとなる筈のγ軸誘起電圧Ｅγが検出される。そこで、軸誤差演算器ＡＥＲＣは、式（３）に示したように、このγ軸誘起電圧Ｅγ（詳細にはδ軸誘起電圧Ｅδとの比率）に基づいて、軸誤差Δθを算出する。ＰＬＬ制御器ＰＬＬＣは、当該軸誤差Δθがゼロに収束するように回転速度ωｅｓｔを生成することで、実軸（ｄｑ軸）と制御軸（γδ軸）とを一致させた状態で、実軸（ｄｑ軸）の回転に同期するタイミング信号を生成する。
【００３６】
図３に戻り、同期制御モード内のセンサレス切替期間（時刻ｔ２〜ｔ３）では、詳細は後述するが、制御モード切替制御部ＭＤＣＴは、γ軸目標電流Ｉγ＿ｃ（Ｉγ＊）を減少させつつ、δ軸目標電流Ｉδ＿ｃ（Ｉδ＊）を増加させることで、軸誤差Δθを低減する。そして、制御モード切替制御部ＭＤＣＴは、軸誤差Δθが所定のしきい値（例えばゼロ付近）以下となった段階で、位置センサレス制御モード（時刻ｔ３〜）への切り替えを行う。
【００３７】
位置センサレス制御モード（時刻ｔ３〜）では、図５に示されるように、制御モード切替制御部ＭＤＣＴは、γ軸目標電流Ｉγ＿ｃおよびδ軸目標電流Ｉδ＿ｃを生成しないオフ状態（非活性状態）となる。また、セレクタＳＥＬｉｄ，ＳＥＬｉｑ，ＳＥＬｒｓは、共に“Ｓ１”側（すなわち、ｄ軸電流指令発生器ＩＤＧ、速度制御器ＰＩＣｒｓおよびＰＬＬ制御器ＰＬＬＣの各出力）を選択する。
【００３８】
このように、位置センサレス制御モード（時刻ｔ３〜）では、モータ制御装置ＭＣＤは、ＰＬＬ制御器ＰＬＬＣや速度制御器ＰＩＣｒｓ等を用いた閉ループ制御によって、３相モータＭＴを制御する。その結果、図３および図７に示されるように、軸誤差ΔθはＰＬＬ制御器ＰＬＬＣによってゼロを保つように制御され、速度制御器ＰＩＣｒｓからのδ軸目標電流Ｉδ＿ｒ（Ｉδ＊）は、必要なトルク電流に応じた大きさに制御される。また、ｄ軸電流指令発生器ＩＤＧからのγ軸目標電流Ｉγ＿ｒ（Ｉγ＊）は、通常、ゼロに定められる。
【００３９】
ここで、仮に、図３においてセンサレス切替期間（時刻ｔ２〜ｔ３）が設けられない場合、軸誤差Δθが大きい状態で位置センサレス制御モードへの切り替えが行われることになる。この場合、ＰＬＬ制御器ＰＬＬＣは、当該軸誤差Δθを低減するべく回転速度ωｅｓｔを変化させ、これに応じて、速度制御器ＰＩＣｒｓからのδ軸目標電流Ｉδ＿ｒも大きく変化する。センサレス切替期間（時刻ｔ２〜ｔ３）は、このような切り替えショックを低減するために設けられる。
【００４０】
《制御モード切替制御部の構成および動作》
図８は、図１における制御モード切替制御部の構成例を示す概略図である。図９は、図８の制御モード切替制御部におけるセンサレス切替期間での動作例を示すフロー図である。図８に示す制御モード切替制御部ＭＤＣＴは、γ電流生成部ＧＣＡＬと、δ電流演算部ＤＣＡＬと、切替シーケンサＳＥＱと、保持部ＭＥＭとを備える。切替シーケンサＳＥＱは、目標回転速度ω＊や軸誤差Δθに基づき、図３に示した位置決め制御モード、同期制御モードおよび位置センサレス制御モードの切り替えを行い、各制御モードに応じた指示を発行する。
【００４１】
具体的には、切替シーケンサＳＥＱは、３相モータＭＴの起動時には、制御モードを位置決め制御モードに定め、図４に示したように、各セレクタＳＥＬｉｄ，ＳＥＬｉｑ，ＳＥＬｒｓに“Ｓ２”側を選択させ、ｄ軸電流指令発生器ＩＤＧ、速度制御器ＰＩＣｒｓおよびＰＬＬ制御器ＰＬＬＣをオフ状態に制御する。この状態で、γ電流生成部ＧＣＡＬは、切替シーケンサＳＥＱからの指示に応じて、図３に示したようなγ軸目標電流Ｉγ＿ｃ（Ｉγ＊）を生成および出力する。
【００４２】
次いで、γ軸目標電流Ｉγ＿ｃ（Ｉγ＊）が所定の値に達すると、切替シーケンサＳＥＱは、制御モードを同期制御モードに切り替え、速度指令発生器ＲＳＧにその旨を通知する。これに応じて、速度指令発生器ＲＳＧは、回転速度指令ωｒｅｆ（目標回転速度ω＊）を所定の加速度レートで上昇させる。また、γ電流生成部ＧＣＡＬは、位置決め制御モードを終えた時点（図３の時刻ｔ１）のγ軸目標電流Ｉγ＿ｃ（Ｉγ＊）を維持する。
【００４３】
その後、同期制御モードの中で回転速度指令ωｒｅｆ（目標回転速度ω＊）が所定の値に達すると、切替シーケンサＳＥＱは、図９に示すようなセンサレス切替期間の処理を実行する。図９において、切替シーケンサＳＥＱは、センサレス切替期間の処理を開始し（ステップＳ１０１）、まず、センサレス切替期間の開始時点（図３の時刻ｔ２）のγ軸目標電流Ｉγ＿ｃ（Ｉγ＊）および軸誤差Δθをそれぞれ“Ｉγ０”および“Δθ０”として保持部ＭＥＭに保持する（ステップＳ１０２）。
【００４４】
次いで、δ電流演算部ＤＣＡＬは、切替シーケンサＳＥＱからの指示に応じて、式（５）のｑ軸電流Ｉｑ０を算出する（ステップＳ１０３）。当該ｑ軸電流Ｉｑ０は、センサレス切替期間の開始時点（図３の時刻ｔ２）で必要とされるトルク電流となる。さらに、δ電流演算部ＤＣＡＬは、所定の係数Ｋｇ（Ｋｇ＞０）を用いて、式（６）に示される目標値Ｉｔｇを定める（ステップＳ１０３）。目標値Ｉｔｇは、例えば、必要とされるトルク電流よりも微小に大きい値に定められる。
【００４５】
Ｉｑ０＝Ｉγ０×ｓｉｎ（Δθ０）    …（５）
Ｉｔｇ＝Ｉｑ０×（１＋Ｋｇ）    …（６）
続いて、切替シーケンサＳＥＱは、軸誤差演算器ＡＥＲＣから軸誤差Δθを取得し（ステップＳ１０４）、軸誤差Δθが予め定めたしきい値Δθｔｈ（例えば、ゼロ近辺の値）以下か否かを判定する（ステップＳ１０５）。軸誤差Δθがしきい値Δθｔｈよりも大きい場合、γ電流生成部ＧＣＡＬは、切替シーケンサＳＥＱからの指示に応じて、γ軸目標電流Ｉγ＿ｃ（Ｉγ＊）を所定の値（ΔＩγ）だけ減少させる（ステップＳ１０６）。
【００４６】
次いで、δ電流演算部ＤＣＡＬは、切替シーケンサＳＥＱからの指示に応じて、式（７）のδ軸目標電流Ｉδ＿ｃ（Ｉδ＊）を算出する（ステップＳ１０７）。式（７）のδ軸目標電流Ｉδ＿ｃは、ステップＳ１０６でのγ軸目標電流Ｉγ＿ｃのｑ軸成分（ｓｉｎ（Δθ））と、当該δ軸目標電流Ｉδ＿ｃのｑ軸成分（ｃｏｓ（Δθ））との加算値が式（６）の目標値Ｉｔｇに等しくなるように定められる。言い換えれば、δ電流演算部ＤＣＡＬは、ステップＳ１０６でのγ軸目標電流Ｉγ＿ｃの減少に応じた目標値Ｉｔｇの減少分を補うように、δ軸目標電流Ｉδ＿ｃを増加させる。
【００４７】
Ｉδ＿ｃ＝Ｉｔｇ／ｃｏｓ（Δθ）−Ｉγ＿ｃ・ｔａｎ（Δθ）    …（７）
続いて、γ電流生成部ＧＣＡＬおよびδ電流演算部ＤＣＡＬは、切替シーケンサＳＥＱからの指示に応じて、それぞれ、ステップＳ１０６でのγ軸目標電流Ｉγ＿ｃおよびステップＳ１０７でのδ軸目標電流Ｉδ＿ｃを出力する（ステップＳ１０８）。そして、切替シーケンサＳＥＱは、ステップＳ１０４での軸誤差Δθが所定のしきい値Δθｔｈ以下となるまでステップＳ１０４〜Ｓ１０８の処理を、所定の制御周期（例えば数十〜数百μｓ等）毎に繰り返す。
【００４８】
その後、軸誤差Δθが所定のしきい値Δθｔｈ以下になると、切替シーケンサＳＥＱは、位置センサレス制御モードへの切り替えを行う（ステップＳ１０９）。具体的には、切替シーケンサＳＥＱは、図５に示したように、ｄ軸電流指令発生器ＩＤＧ、速度制御器ＰＩＣｒｓおよびＰＬＬ制御器ＰＬＬＣをオン状態に制御する。この際に、切替シーケンサＳＥＱは、センサレス切替期間の終了時点（図３の時刻ｔ３）のδ軸目標電流Ｉδ＿ｃ（Ｉδ＊）および目標回転速度ω＊を、それぞれ、速度制御器ＰＩＣｒｓの出力（Iδ＿ｒ）の初期値およびＰＬＬ制御器ＰＬＬＣの出力（ωｅｓｔ）の初期値に定める。
【００４９】
そして、切替シーケンサＳＥＱは、各セレクタＳＥＬｉｄ，ＳＥＬｉｑ，ＳＥＬｒｓに“Ｓ１”側を選択させる。これによって、センサレス切替期間から位置センサレス制御モードへの切り替え時に、δ軸目標電流Ｉδ＊および目標回転速度ω＊は、連続性を保てる。また、位置センサレス制御モードでは、切替シーケンサＳＥＱは、γ電流生成部ＧＣＡＬおよびδ電流演算部ＤＣＡＬをオフ状態（非活性状態）に制御する。
【００５０】
なお、ステップＳ１０６におけるγ軸目標電流Ｉγ＿ｃの減少量（ΔＩｒ）は、一定値であるか、順次変化する値であってもよい。減少量（ΔＩｒ）を一定値とした場合、ステップＳ１０６，Ｓ１０７における演算を簡素化することができる。また、センサレス切替期間は、例えば、数十ｍｓ〜数百ｍｓ等である。
【００５１】
図１０は、図９のセンサレス切替期間での処理に伴う各種動作状態の変化の一例を示すベクトル図である。図１０において、時刻ｔ２ａは、センサレス切替期間の開始時点（図３の時刻ｔ２）の状態である。この状態では、γ軸にγ軸電流Iγが流れ、当該γ軸電流Iγのｑ軸成分（ｓｉｎ（Δθ））と、必要なトルク電流（ｑ軸電流）Ｉｑ０とが等しくなるように、軸誤差Δθが生じている。
【００５２】
時刻ｔ２ｂには、その後に、ステップＳ１０６，Ｓ１０７を実行した直後の状態が示される。すなわち、ステップＳ１０６においてγ軸電流Iγは減少し、ステップＳ１０７において、ステップＳ１０６に伴う目標値Ｉｔｇ（＝Ｉｑ０×（１＋Ｋｇ））の減少分を補うように、δ軸電流Ｉδは増加している。この状態では、γ軸電流Iγのｑ軸成分（ｓｉｎ（Δθ））とδ軸電流Ｉδのｑ軸成分（ｃｏｓ（Δθ））との加算値が目標値Ｉｔｇに等しくなる。言い換えれば、γ軸電流Iγとδ軸電流Ｉδのベクトル加算となる合成電流Ｉａのｑ軸成分は、目標値Ｉｔｇに等しくなる。
【００５３】
しかし、実際に必要なトルク電流は“Ｉｑ０”である。このため、時刻ｔ２ｃに示されるように、合成電流Ｉａのｑ軸成分と必要なトルク電流（ｑ軸電流）Ｉｑ０とが等しくなるように制御軸（γδ軸）が回転する。その結果、軸誤差Δθは小さくなる。この時刻ｔ２ｂおよび時刻ｔ２ｃのような状態変化は、軸誤差Δθがしきい値Δθｔｈ以下となるまで繰り返される。
【００５４】
《実施の形態１の主要な効果》
図１４（ａ）および図１４（ｂ）は、本発明の比較例となるモータ制御装置における軸誤差低減方式を説明する図である。比較例の方式では、電流指令演算器ＩＣＭＤが用いられる。電流指令演算器ＩＣＭＤは、同期制御モード中の制御オン期間を除く期間（時刻ｔ１’〜ｔ２’）では、位相生成器ＰＨＧを用いて、一定の振幅値（Ｉｓｙｎｃ）を持つ合成電流Ｉａ’の電流ベクトル位相θｓを所定のレートで変化させている。合成電流Ｉａ’は、ｄ軸（γ軸）電流Ｉｄｃ＊とｑ軸（δ軸）電流Ｉｑｃ＊とをベクトル加算した電流である。
【００５５】
その後、電流指令演算器ＩＣＭＤは、制御オン期間（時刻ｔ２’〜ｔ３’）では、電流位相制御器ＩＰＨＣを用いて、合成電流Ｉａ’の電流ベクトル位相θｓを、軸誤差Δθがゼロに収束する方向に制御する。そして、軸誤差Δθがゼロに収束した段階で、位置センサレス制御モード（時刻ｔ３’〜）への切り替えが行われ、当該モードの中でｄ軸（γ軸）電流Ｉｄｃ＊はゼロに制御される。
【００５６】
当該比較例の方式は、概念的には、例えば、図１０の時刻ｔ２ａにおいて、γ軸電流Ｉγ（比較例での合成電流Ｉａ’）を、振幅値を維持したまま回転させ、その結果、回転後の合成電流Ｉａ’のｑ軸成分と必要なトルク電流Ｉｑ０とが等しくなるように制御軸（γδ軸）が回転することで、軸誤差Δθを小さくするような方式となる。しかし、当該比較例の方式では、合成電流Ｉａ’を振幅値を維持したまま回転させるため、トルクの発生に必要とされない無駄な電流（すなわちｄ軸電流）が多く流れる。特に、軽負荷等の場合には、必要なトルク電流Ｉｑ０に比べて、γ軸電流Ｉγ（合成電流Ｉａ’）が非常に大きくなるため、無駄な電流もより多くなる。
【００５７】
一方、実施の形態１の方式では、図１４（ｂ）の場合と異なり、図３に示されるように、センサレス切替期間（時刻ｔ２〜ｔ３）において、合成電流Ｉａの振幅値を減少させながら、合成電流Ｉａの振幅値を、必要なトルク電流Ｉｑ０の振幅値に近づけていくような方式となる。具体例として、図１０の時刻ｔ２ｂでの合成電流Ｉａの振幅値は、時刻ｔ２ａでのγ軸電流Ｉγの振幅値よりも小さくなる。これに応じて、無駄な電流（ｄ軸電流）も順次低下し、センサレス切替期間の終了時点（図３の時刻ｔ３）でのγ軸電流（ｄ軸電流に等しくなっている）は、図１４（ｂ）の場合と異なり、理想的には、ゼロとなる。
【００５８】
このように、実施の形態１の方式を用いることで、位置センサレス制御モードへの切り替えが行われる前に、無駄な電流を抑制しつつ軸誤差Δθを低減することが可能になる。その結果、３相モータＭＴの高効率化が図れる。また、軸誤差Δθを低減することで、電流の急激な跳ね上がりや、回転速度の振動といった切り替えショックを抑制することが可能になる。
【００５９】
（実施の形態２）
《制御モード切替制御部の構成および動作》
図１１は、本発明の実施の形態２によるモータ制御装置において、図１の制御モード切替制御部の構成例を示す概略図である。図１１に示す制御モード切替制御部ＭＤＣＴａは、図８に示した構成例に対して、所定の係数Ｋｇを演算する係数演算部ＫＣＡＬが追加されている。係数演算部ＫＣＡＬは、切替シーケンサＳＥＱからの指示に応じてセンサレス切替期間でオン状態（活性状態）に制御され、軸誤差Δθに応じた所定の係数Ｋｇを算出する。
【００６０】
図１２は、図１１における係数演算部の構成例を示す概略図である。図１２に示す係数演算部ＫＣＡＬは、軸誤差Δθの時系列的な変化を検出し、増加方向の変化を対象に当該増加分を平滑化するフィルタＦＬＴと、フィルタＦＬＴの出力を受け、少なくともＩ制御を行うことで所定の係数Ｋｇを算出する補償器ＰＩＣｋｇとを有する。フィルタＦＬＴは、具体的には、軸誤差Δθの制御周期毎の変動値を検出するハイパスフィルタ（言い換えれば微分器）ＨＰＦと、ハイパスフィルタＨＰＦで検出した変動値が正方向（増加方向）である場合を対象に、当該変動値を平滑化した結果を制御値Δθｈｐｆとして出力するロウパスフィルタＬＰＦとを備える。
【００６１】
補償器ＰＩＣｋｇは、制御値Δθｈｐｆを入力として、式（８）に基づくＰＩ制御を行うことで、所定の係数Ｋｇを算出する。式（８）において、“Ｋｐ”を比例（Ｐ）定数であり、“Ｋｉ”は積分（Ｉ）定数であり、“ｓ”はラプラス演算子である。また、この例では、補償器ＰＩＣｋｇは、ＰＩ制御を行ったが、少なくともＩ制御を行えばよい。
【００６２】
Ｋｇ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）×Δθｈｐｆ    …（８）
このような係数演算部ＫＣＡＬを用いると、軸誤差Δθが増加する場合には、その増加分に応じて所定の係数Ｋｇの値も増加する。一方、軸誤差Δθが減少する場合には、所定の係数Ｋｇの値は維持される。
【００６３】
《実施の形態２の主要な効果》
以上、実施の形態２の方式を用いることで、実施の形態１で述べた各種効果に加えて、次のような効果が得られる。まず、式（５）で算出されるトルク電流Ｉｑ０の値は、実際には、真に必要とされる値から乖離する場合がある。具体的には、例えば、センサレス切替期間内で負荷トルクの変動が生じると、これに応じて、必要なトルク電流Ｉｑ０の値も変動する。また、軸誤差演算器ＡＥＲＣは、式（１）〜式（３）に示したように、モータ定数（抵抗成分Ｒｓ、ｑ軸インダクタンス成分Ｌｑ）を用いて軸誤差Δθを推定するが、モータ定数がばらつくと、式（５）の“Δθ０”も不正確となり得る。
【００６４】
このような要因により、例えば、式（６）で算出される目標値Ｉｔｇが、真に必要とされる値に対して不足すると、軸誤差Δθがゼロに収束しない（例えば増加する）事態や、場合によって、脱調によって制御不能となる事態が生じ得る。すなわち、例えば、図１０の時刻ｔ２ｂにおいて、合成電流Ｉａのｑ軸成分よりも真に必要とされるトルク電流（Ｉｑ０）の方が大きくなるような事態が生じ得る。
【００６５】
また、同期制御モードから位置センサレス制御モードへの切り替え処理を簡素化するためには、図３に示したように、センサレス切替期間であっても、目標回転速度ω＊を上昇させることが望ましい。ただし、この場合、必要なトルク電流Iｑ０は、加速に伴いセンサレス切替期間の中で増加するため、これによって、目標値Ｉｔｇが真に必要とされる値に対して不足する恐れがある。
【００６６】
そこで、実施の形態２の方式を用いると、目標値Ｉｔｇが不足する場合には、所定の係数Ｋｇを介して、目標値Ｉｔｇを必要な分だけ増加させることができる。言い換えれば、軸誤差Δθが低減する方向に向かうように、目標値Ｉｔｇを必要な分だけ増加させることができる。その結果、実施の形態１で述べた各種効果を、モータ定数のばらつきや、負荷トルクの変動等が生じた場合であっても得ることができる。さらに、センサレス切替期間中に目標回転速度ω＊を上昇させることも可能になり、処理の簡素化等が図れる。
【００６７】
（実施の形態３）
《制御モード切替制御部の構成および動作》
図１３は、本発明の実施の形態３によるモータ制御装置において、図１２の係数演算部を変形した構成例を示す概略図である。図１３に示す係数演算部ＫＣＡＬａは、図１２の構成例と比較して、フィルタＦＬＴの入力が、軸誤差演算器ＡＥＲＣの出力となる軸誤差Δθから軸誤差演算器ＡＥＲＣの入力となるγ軸誘起電圧Ｅγに置き換わっている。これに伴い、補償器ＰＩＣｋｇは、フィルタＦＬＴからの制御値Ｅγ＿ｈｐｆを入力として、式（９）に基づくＰＩ制御を行うことで、所定の係数Ｋｇを算出する。
【００６８】
Ｋｇ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）×Ｅγ＿ｈｐｆ    …（９）
軸誤差Δθとγ軸誘起電圧Ｅγは、式（３）に示したように、または、図６等で説明したように比例関係にあるため、図１２の構成例の代わりに、このような構成例を用いることも可能である。実施の形態３の方式を用いることでも、実施の形態２の場合と同様の効果が得られる。
【００６９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【符号の説明】
【００７０】
ＡＥＲＣ  軸誤差演算器
ＡＸＣＣ  ３相／２相変換器
ＡＸＣＲ  ２相／３相変換器
ＢＥＯＢ  誘起電圧オブザーバ
ＤＣＡＬ  δ電流演算部
Ｅγ，Ｅδ  誘起電圧
ＦＬＴ  フィルタ
ＧＣＡＬ  γ電流生成部
ＩＤＧ  ｄ軸電流指令発生器
ＩＮＶ  インバータ
ＩＳＥＮ  電流センサ
Ｉａ  合成電流
Ｉγ＊  γ軸目標電流
Ｉδ＊  δ軸目標電流
ＫＣＡＬ  係数演算部
Ｋｇ  係数
ＭＣＤ  モータ制御装置
ＭＤＣＴ  制御モード切替制御部
ＭＥＭ  保持部
ＭＴ  ３相モータ
ＰＨＣ  位相演算器
ＰＩＣｉｄ  ｄ軸電流制御器
ＰＩＣｉｑ  ｑ軸電流制御器
ＰＩＣｋｇ  補償器
ＰＩＣｒｓ  速度制御器
ＰＬＬＣ  ＰＬＬ制御器
ＰＷＭＧ  ＰＷＭ信号生成部
ＰＷＭＭＤ  ＰＷＭ変調器
ＲＳＧ  速度指令発生器
ＲＴ  ロータ
ＳＢ  減算器
ＳＥＬ  セレクタ
ＳＥＱ  切替シーケンサ
Δθ  軸誤差
θ  回転位相
ω＊  目標回転速度
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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