(57)【要約】【課題】電圧検出回路の検出電圧が保護閾値を超えた場合でも、電力変換装置の入出力変動時に生じうる過電圧から回路を保護しながら電力変換動作を継続する電力変換装置を得る。【解決手段】制御装置は、電圧検出回路により検出された電圧が第１の保護閾値を超えた時、交流電圧周期よりも短い周期で、第１の入力電流振幅目標値を電圧検出回路により検出した電圧に基づいて減少させる入力電流振幅目標減算値を生成するとともに、第１の入力電流振幅目標値を入力電流振幅目標減算値で減算した第２の入力電流振幅目標値を生成し、入力電流の振幅が第２の入力電流振幅目標値となるよう半導体スイッチング素子を制御する。【選択図】図１
2019097294.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を入力とし、半導体スイッチング素子をスイッチング制御することで交流入力を直流出力に変換する交流−直流変換回路と、
前記交流−直流変換回路の直流母線間に接続され、電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路により検出された電圧が目標電圧となるように、前記交流電源の交流電圧周期毎に、前記交流−直流変換回路への入力電流の第１の振幅目標値を生成し、前記入力電流が前記第１の振幅目標値に基づいた振幅で入力力率が１となるように、前記半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、
を備え、前記直流母線間に接続された負荷へ直流電力を供給する電力変換装置であって、
前記制御装置は、前記電圧検出回路により検出された電圧が第１の保護閾値を超えたときに、前記交流電圧周期よりも短い周期で、
前記電圧検出回路により検出された電圧に基づいて、前記第１の振幅目標値を減少させるための減算値を生成するとともに、
前記第１の振幅目標値から前記減算値を減算した第２の振幅目標値を生成し、
前記入力電流の振幅が前記第２の振幅目標値となるように前記半導体スイッチング素子を制御する、
電力変換装置。
【請求項２】
前記制御装置は、前記減算値を、前記電圧検出回路により検出された電圧から前記第１の保護閾値を減算した差分値に基づいて生成する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記差分値に比例する値として前記減算値を生成する、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記電圧検出回路により検出された電圧が、前記第１の保護閾値より大きい第２の保護閾値を超えた場合、前記減算値を、前記第１の振幅目標値と同じとして生成する、請求項１から３までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１の保護閾値および前記第２の保護閾値は、前記平滑コンデンサの耐圧以下に設定される請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御装置は、前記電圧検出回路により検出された電圧が前記第１の保護閾値を超えると、前記電圧検出回路により検出された電圧の増加に対して非線形に増加するように前記減算値を生成する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記負荷は、バッテリと、前記平滑コンデンサの電圧を前記バッテリの電圧に変換しバッテリへ電力供給する直流−直流変換器とにより構成されている請求項１から６までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御装置は、並列処理可能な１チップＩＣを含めて構成されている請求項１から７までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
交流電源を入力とし、半導体スイッチング素子をスイッチング制御することで交流入力を直流出力に変換する交流−直流変換回路と、前記交流−直流変換回路の直流母線間に接続され、電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路により検出された電圧が目標電圧となるように、前記交流電源の交流電圧周期毎に、前記交流−直流変換回路への入力電流の第１の振幅目標値を生成し、前記入力電流が前記第１の振幅目標値に基づいた振幅で入力力率が１となるように、前記半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、を備え、前記直流母線間に接続された負荷へ直流電力を供給する電力変換装置において、前記制御装置によって実行される電力変換装置の制御方法であって、
前記電圧検出回路により検出された電圧が第１の保護閾値を超えたときに、
前記電圧検出回路により検出された電圧に基づいて、前記第１の振幅目標値を減少させるための減算値を生成する第１ステップと、
前記第１の振幅目標値から前記減算値を減算した第２の振幅目標値を生成する第２ステップと、
前記入力電流の振幅が前記第２の振幅目標値となるように前記半導体スイッチング素子を制御する第３ステップと
を前記交流電圧周期よりも短い周期で実行する電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流電力へ変換して、接続される負荷へ電力供給する電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関し、特に、直流母線に接続された平滑コンデンサの過電圧保護に関する。
【背景技術】
【０００２】
このような電力変換装置は例えば、交流電圧源を入力とし、入力力率を改善するＰＦＣ（Power Factor Correction）回路と、平滑コンデンサと、入力力率を改善するとともに出力電圧を所望の直流電圧に制御するようＰＦＣ回路を動作させる制御器と、を備えるものがある。そして、この電力変換装置は、ＰＦＣ回路によりＡＣ／ＤＣ変換した電力を平滑コンデンサへ蓄えて、負荷へ直流電力を出力する。
【０００３】
制御器は、ＰＦＣ回路の出力電圧が所望の電圧となるよう、交流電圧の周期毎に、入力電流の振幅目標値を生成する。ＰＦＣ回路は、この入力電流振幅目標値を振幅とした正弦波をもとに、入力電流交流電圧源と入力電流の力率が１になるよう、入力電流を制御し、高調波発生を抑制する。すなわち、制御器は、交流電圧の周期毎に入力電流振幅を制御するため、入力電力を交流周期毎に制御していることと等価な制御を実行している。
【０００４】
このとき、制御器は、ＰＦＣ出力電圧が所望の電圧となるよう制御しており、平滑コンデンサの入力電力と出力電力、すなわち、ＰＦＣ回路の入力電力と、負荷への出力電力は、ほぼ一致する。
【０００５】
しかしながら、例えば、交流電圧源の瞬時的な電圧変動により、入力電力が増加したり、負荷変動により出力電力が急減したりすると、ＰＦＣ出力電圧が制御器により所望の値に制御されるまでの間、入力電力が出力電力に対して大きくなる期間が発生し得る。このとき、平滑コンデンサが充電され、平滑コンデンサの電圧が上昇する。平滑コンデンサが過度に充電されると、平滑コンデンサの破損を生じるような過電圧が生じる可能性がある。また、半導体スイッチング素子の操作により電力変換を行う場合、このような過電圧は、半導体スイッチング素子の破損を招く可能性がある。
【０００６】
平滑コンデンサの過電圧から電力変換装置を保護する方法としては、特許文献１に示されている従来技術がある。特許文献１は、ＰＦＣ回路の出力電圧を検出し、検出した値が予め定めた電圧以上である場合に、電力変換装置の動作を停止させる過電圧保護回路を含むことによって、電子部品の破損を回避している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平８−３２２２５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１で示すように動作する場合、たとえば、電力変換装置の一過的な入出力変動により生じる過電圧に対しても、電力変換装置の動作を停止させることとなる。このため、電力変換装置の入出力が安定し、動作が再開するまでの間、負荷へ電力供給をすることができない。すなわち、特許文献１は、負荷として接続される機器の動作が断続的となり、負荷としてバッテリ等が接続される場合には、充電時間が延長されるといった課題がある。
【０００９】
この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、電圧検出回路の検出電圧が保護閾値を超えたときでも、電力変換装置の例えば入出力変動時に生じ得る過電圧から回路を保護しながら、電力変換動作を継続することができる電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明は、交流電源を入力とし、半導体スイッチング素子をスイッチング制御することで交流入力を直流出力に変換する交流−直流変換回路と、前記交流−直流変換回路の直流母線間に接続され、電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路により検出された電圧が目標電圧となるように、前記交流電源の交流電圧周期毎に、前記交流−直流変換回路への入力電流の第１の振幅目標値を生成し、前記入力電流が前記第１の振幅目標値に基づいた振幅で入力力率が１となるように、前記半導体スイッチング素子を制御する制御装置と、を備え、前記直流母線間に接続された負荷へ直流電力を供給する電力変換装置であって、前記制御装置は、前記電圧検出回路により検出された電圧が第１の保護閾値を超えたときに、前記交流電圧周期よりも短い周期で、前記電圧検出回路により検出された電圧に基づいて、前記第１の振幅目標値を減少させるための減算値を生成するとともに、前記第１の振幅目標値から前記減算値を減算した第２の振幅目標値を生成し、前記入力電流の振幅が前記第２の振幅目標値となるように前記半導体スイッチング素子を制御する、電力変換装置にある。
【発明の効果】
【００１１】
この発明では、電圧検出回路により検出された電圧が保護閾値を超えたときに、電力変換装置の制御装置により、減少させた入力電流振幅目標値となるよう半導体スイッチング素子を制御することにより、電力変換装置の例えば入出力変動時に生じうる過電圧から回路を保護しながら電力変換動作を継続する。これにより、過電圧保護を図るとともに、接続される負荷への電力供給を続けることができ、電力供給の延長動作時間の短縮が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御装置の構成の一例を示す機能ブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態１における電力変換装置の入力電流振幅目標減算値の算出方法を説明するための図である。
【図４】本発明の実施の形態１における電力変換装置の平滑コンデンサの直流電圧Ｖｄｃ上昇時の動作を説明するための図である。
【図５】本発明の実施の形態１における電力変換装置に接続される負荷の構成の一例を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態２における電力変換装置の入力電流振幅目標減算値の算出方法を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、この発明による電力変換装置および電力変換装置の制御方法を各実施の形態に従って、図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は、同一符号で示し、重複する説明は、省略する。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成の一例を示す図である。電力変換装置１０００は、交流−直流変換回路１００と、平滑コンデンサ２と、交流−直流変換回路１００を制御する制御装置４と、を含む。交流−直流変換回路１００は、交流電源１からの入力電力を受け、出力段に接続されている負荷３に電力を供給する。
【００１５】
交流−直流変換回路１００は、半導体スイッチング素子７を備え、半導体スイッチング素子７のスイッチングにより電力変換を行う回路である。交流−直流変換回路１００は、予め設定された複数の箇所に検出回路が取り付けられており、検出された電流値および電圧値が制御装置４へ送られる。制御装置４は、電流目標値として入力電流振幅目標値を生成し、検出された入力電流の振幅値が入力電流振幅目標値に追従するように半導体スイッチング素子７をＰＷＭ（pulse width modulation）制御する。
【００１６】
半導体スイッチング素子７としては、例えば、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用することができる。
【００１７】
交流−直流変換回路１００は、交流入力電源としての交流電源１から平滑コンデンサ２の間の構成要素からなる。交流電源１は、整流回路としてのダイオードブリッジ回路５に接続されている。
【００１８】
ダイオードブリッジ回路５の出力側では、正極側直流母線ＰＤＬと負極側直流母線ＮＤＬが負荷３まで延びている。正極側直流母線ＰＤＬには、限流回路としてのリアクトル６、整流ダイオード８が直列に接続される。整流ダイオード８は、ダイオードブリッジ回路５から平滑コンデンサ２への方向を順方向として接続されている。
【００１９】
正極側直流母線ＰＤＬにおける、「リアクトル６と整流ダイオード８のアノードとの接続点」と、「負極側直流母線ＮＤＬ」との間には、ダイオードブリッジ回路５に対して並列に、半導体スイッチング素子７が接続されている。さらに、正極側直流母線ＰＤＬにおける、「整流ダイオード８のカソードと出力段の平滑コンデンサ２との接続点」と、「負極側直流母線ＮＤＬ」との間には、平滑コンデンサ２に対して並列に、平滑コンデンサ２の電圧検出回路（ＳＶ２）１２が接続されている。
【００２０】
ダイオードブリッジ回路５の入力側には、交流電源１に直列に接続され、交流電源１からの交流の入力電流Ｉｉｎを検出する入力電流検出回路（ＳＩ１１）１５、および交流電源１に並列に接続され、交流の入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出回路（ＳＶ１１）１６が設けられている。
【００２１】
制御装置４は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが、設定された目標電圧Ｖｄｃ＊になるように、また、交流電源１からの交流入力電流Ｉｉｎの力率が、ほぼ「１」となるように、交流−直流変換回路１００の半導体スイッチング素子７に与えるゲート信号を生成して、交流−直流変換回路１００の出力制御を行う。
【００２２】
具体的には、制御装置４は、例えば、以下のような制御を行う。図２は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御装置４の構成の一例を示す機能ブロック図である。制御装置４は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃおよび交流入力電流Ｉｉｎの制御を行う。
【００２３】
図２に示すように、制御装置４は、第１減算器２０、第１比例積分（ＰＩ）制御器２１、入力電流振幅目標減算器２２、交流電源同期正弦波生成器２３、乗算器２４、第２減算器２５、第２比例積分（ＰＩ）制御器２６、デューティ演算器２７、スイッチングキャリア生成器２８、およびＰＷＭ制御器２９を備えて構成される。
【００２４】
制御装置４において、第１減算器２０は、平滑コンデンサ２の目標電圧Ｖｄｃ＊から、電圧検出回路（ＳＶ２）１２からの平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを減算することで差分を取り、得られた値を差分電圧ΔＶｄｃとして出力する。第１減算器２０から出力された差分電圧ΔＶｄｃは、第１ＰＩ制御器２１に入力される。
【００２５】
第１ＰＩ制御器２１は、第１減算器２０から入力された差分電圧ΔＶｄｃの値に対して、比例積分（ＰＩ）制御を行う。第１ＰＩ制御器２１は、ＰＩ制御によって得られた値を、第１の入力電流振幅目標値（第１の振幅目標値）ＩｉｎＡＭＰ＊として出力する。ここで、交流電流Ｉｉｎの力率をほぼ「１」とするために、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊は、交流電源１の電圧周期１周期分の間は、一定の値として出力される。そして、後述の第２の入力電流振幅目標値（第２の振幅目標値）ＩｉｎＡＭＰ２＊と交流電源同期正弦波ＳＩＮとを乗算することにより、交流電流Ｉｉｎの力率がほぼ「１」となる正弦波の電流指令値を生成する。すなわち、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊は、交流電源１の電圧周期毎に値を更新し、入力電流振幅目標減算器２２へ入力される。
【００２６】
入力電流振幅目標減算器２２は、電圧検出回路（ＳＶ２）１２によって検出された平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの値に基づいて、入力電流振幅目標減算値（減算値）を生成する。さらに、入力電流振幅目標減算器２２は、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊から入力電流振幅目標減算値を減算して得られた値を第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊として出力する。なお、入力電流振幅目標減算器２２以降で生成される値は、交流電源１の電圧周期よりも短い周期で更新され、乗算器２４に入力される。
【００２７】
交流電源同期正弦波生成器２３は、交流電源１に同期した周波数および位相を有する正弦波信号ＳＩＮを生成する。交流電源同期正弦波生成器２３によって生成される正弦波の振幅は、１とする。交流電源１の周波数および位相は、例えば、入力電流検出回路１５または入力電圧検出回路１６による検出結果から得る。
【００２８】
乗算器２４は、入力電流振幅目標減算器２２から出力される第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊と、交流電源同期正弦波生成器２３で生成された正弦波信号ＳＩＮとを乗算して、交流電源１からの交流入力電圧Ｖｉｎに同期した正弦波の電流指令値を、入力電流目標値Ｉｉｎ＊として生成する。これによって、制御装置４は、交流入力電圧Ｖｉｎの力率がほぼ「１」となるように制御することができる。入力電流目標値Ｉｉｎ＊は、第２減算器２５に入力される。
【００２９】
第２減算器２５は、乗算器２４から与えられた入力電流目標値Ｉｉｎ＊から、入力電流検出回路１５によって検出された交流入力電流Ｉｉｎの値を減算することで差分を取り、得られた値を差分電流ΔＩｉｎとして出力する。差分電流ΔＩｉｎは、第２ＰＩ制御器２６に入力される。
【００３０】
第２ＰＩ制御器２６は、第２減算器２５から入力された差分電流ΔＩｉｎに対して、比例積分（ＰＩ）制御を行う。第２ＰＩ制御器２６は、ＰＩ制御を行うことによって得られた値を、限流回路であるリアクトル６への印加電圧目標値となる電圧目標値ＶＬ＊として出力する。電圧目標値ＶＬ＊は、デューティ演算器２７に入力される。
【００３１】
デューティ演算器２７は、第２ＰＩ制御器２６から与えられた電圧目標値ＶＬ＊に基づき、入力電流制御を行うためのＰＷＭデューティＤを生成する。
【００３２】
ＰＷＭ制御器２９は、デューティ演算器２７から入力されたＰＷＭ制御デューティＤ、およびスイッチングキャリア生成器２８からのスイッチングキャリア信号ＣＡを用いて、半導体スイッチング素子７への電流制御ＰＷＭ信号３０を出力する。すなわち、この電流制御ＰＷＭ信号３０は、交流−直流変換回路１００内の半導体スイッチング素子７の駆動に用いられる。
【００３３】
ここで、入力電流振幅目標減算器２２が、第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊を出力する際の処理について説明する。
【００３４】
図３は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の入力電流振幅目標減算値の算出方法を説明するための図である。横軸が平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃ、縦軸が入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂを示す。図３に示すように、入力電流振幅目標減算器２２は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの値と、Ｖｄｃの上昇を抑制するために設ける第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１、およびＶｄｃの上昇を許容しうる上限値である第２の保護閾値ＶｄｃＵＬ２を比較し、Ｖｄｃの値に従って入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂを以下の式（１）のように生成する。
【００３５】
【数１】
2019097294.tif 000003
【００３６】
すなわち、入力電流振幅目標減算器２２は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが、第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１（Ｖｄｃ上昇抑制のための閾値）以下であれば、ＩｉｎＡＭＰｓｕｂを「０（ゼロ）」とする。
入力電流振幅目標減算器２２は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが、第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１より大きく第２の保護閾値ＶｄｃＵＬ２（Ｖｄｃ上昇許容閾値）未満であれば、ＩｉｎＡＭＰｓｕｂを「Ｖｄｃ−ＶｄｃＵＬ１」とする。この場合、ＩｉｎＡＭＰｓｕｂは、ＶｄｃとＶｄｃＵＬ１との差分に比例する。
入力電流振幅目標減算器２２は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが、第２の保護閾値ＶｄｃＵＬ２以上であれば、ＩｉｎＡＭＰｓｕｂを「ＩｉｎＡＭＰ＊」とする。
第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１および第２の保護閾値ＶｄｃＵＬ２は、例えば、平滑コンデンサ２の耐圧以下に設定されたものとする。
【００３７】
そして、入力電流振幅目標減算器２２は、上式（１）に従って生成したＩｉｎＡＭＰｓｕｂから、
（第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊）−（ＩｉｎＡＭＰｓｕｂ）
を算出し、第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊として出力する。
【００３８】
次に、一例として、電力変換装置１０００の入出力変動時に生じうる過電圧から回路を保護しながら、電力変換動作を継続する方法について説明する。
【００３９】
図４は、実施の形態１において、図４（ｃ）で示されるように負荷変動が生じて負荷に流れる電流Ｉｏｕｔが急減することにより、（ａ）で示されるように平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１よりも増加したときに、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制する過電圧保護の動作方法を示す図である。
【００４０】
図４の（ａ）〜（ｅ）は、それぞれ以下の内容を示している。
（ａ）  平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの時間波形
（ｂ）  交流入力電圧Ｖｉｎの時間波形
（ｃ）  負荷３に流れる電流Ｉｏｕｔの時間波形
（ｄ）  第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊と第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊と入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂの時間波形
（ｅ）  入力電流目標値Ｉｉｎ＊の時間波形
【００４１】
図４の（ｂ）に示す、交流入力電圧Ｖｉｎの交流周期開始点となる時刻Ｔ０まで、（ａ）に示す平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの上昇が発生していない。このとき、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｄｃ＊に保たれるように、制御装置４は、（ｄ）に示す第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊、および第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊を生成している。これにより、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが一定の値に保たれることから、平滑コンデンサ２の入力電力と、出力電力は、ほぼ一致する。
【００４２】
制御装置４は、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊を交流電源１の電圧周期毎に更新する。このため、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊は、時刻Ｔ０で更新された後、次の交流入力電圧Ｖｉｎの交流周期開始点となる時刻Ｔ３まで、時刻Ｔ０で更新された値が保持される。
【００４３】
ここで、時刻Ｔ０から時刻Ｔ３までの間の時刻Ｔ１において、負荷３に流れる電流Ｉｏｕｔが急減した場合を考える。この場合、出力電力は、急減するが、入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊は、変化しない。このため、平滑コンデンサ２の入力電力が出力電力よりも大きくなり、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが、（ａ）で示すように上昇する。
【００４４】
平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが上昇し、上昇抑制のための第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１を超えた時刻Ｔ２において、入力電流振幅目標減算器２２は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃから第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１を減算した差分値（Ｖｄｃ−ＶｄｃＵＬ１）を、入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂとして生成する。さらに、入力電流振幅目標減算器２２は、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊から入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂを減算した差分値（ＩｉｎＡＭＰ＊−ＩｉｎＡＭＰｓｕｂ）を、第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊として出力する。
【００４５】
これにより、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１よりも大きくなったとき、（ｅ）で示すように、入力電流目標値Ｉｉｎ＊の振幅を、交流電源１の電圧周期よりも短い周期で低減させることができる。すなわち、平滑コンデンサ２の入力電力が、時刻Ｔ２以降で減少するため、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することができる。なお、交流電源１の電圧周期よりも短い周期とは、「時刻Ｔ０からＴ３の周期より短い」周期である。すなわち、「時刻Ｔ３に至る前に」低減させることである。
【００４６】
さらに、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが第２の保護閾値ＶｄｃＵＬ２以上の場合、入力電流振幅目標減算器２２は、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊と同一の値を入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂとして生成する。そして、入力電流振幅目標減算器２２は、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊から入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂを減算した差分値（ＩｉｎＡＭＰ＊−ＩｉｎＡＭＰｓｕｂ）を第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊として出力する。すなわち、第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊は、０（ゼロ）となる。このため、平滑コンデンサ２への入力電力が無くなり、直流電圧Ｖｄｃの上昇は、停止する。以上により、平滑コンデンサ２の過電圧からの保護が可能である。
【００４７】
また、上記の保護動作中も、負荷３への出力は、継続しており、さらに、第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊は、減少する。このため、平滑コンデンサ２の出力電力の方が入力電力より大きくなり、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが低下することとなる。この結果、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを許容上限である第２の保護閾値ＶｄｃＵＬ２以下に保ちながら、負荷３への出力動作を継続することが可能となる。
【００４８】
図５は、本発明の実施の形態１における電力変換装置に接続される負荷３の構成の一例を示す図である。図５に示すように、電力変換装置１０００の負荷３は、直流−直流変換回路３ａおよびバッテリ３ｂを備えて構成されている。すなわち、図５に示した負荷３は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを直流−直流変換回路３ａで直流−直流変換して、バッテリ３ｂを充電する構成となっている。本発明では、電力変換装置１０００により、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃに発生する過電圧を抑制しながら、動作継続して負荷３への電力供給が可能である。これにより、従来のように負荷３への電力供給を停止した場合と比べて、バッテリ３ｂの充電時間の短縮が可能となる。
【００４９】
また、制御装置４は、ソフトウェアで構成される場合には、図２で機能ブロックとして示した各機能を実行するプログラム、および各機能を実行するのに必要な各種データを記憶したメモリと、メモリに格納されたプログラムおよび各種データに従って処理を行うプロセッサからなるコンピュータで構成され得る。一方、制御装置４は、ハードウェアで構成される場合には、各種機能を実行する１つまたは複数のディジタル回路で構成され、付随する各種データは、ディジタル回路に予め組み込んでおくこととなる。
【００５０】
また、本実施の形態において、制御装置４は、入力電流振幅目標減算器２２以降に生成する値について、交流電源１の電圧周期よりも短い周期で更新する必要がある。すなわち、交流電源１の周波数に対して高速な制御処理が必要である。高速な保護動作を実現する際には、制御装置４を、特に、高速処理可能なＩＣとして、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等の並列処理可能な１チップＩＣ（Integrated Circuit）から構成することが考えられる。このような構成を採用することで、制御装置４の部品点数を増やすことなく、高速な保護動作を実現することが可能となる。
【００５１】
また、本実施の形態では、交流−直流変換回路１００が一石型のＡＣＤＣコンバータである場合の過電圧保護動作について説明した。しかしながら、本発明は、一石型のＡＣＤＣコンバータからなる電力変換装置に限定されるものではない。複数の半導体スイッチング素子を設けたＡＣＤＣコンバータである場合でも適用可能である。本発明は、交流電源の電圧周期毎に第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊を生成する制御方式の制御装置を含むＡＣＤＣコンバータ、すなわち電力変換装置に適用可能である。
【００５２】
実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の入力電流振幅目標減算値（ＩｉｎＡＭＰｓｕｂ）の算出方法を説明するための図である。なお、本実施の形態２における電力変換装置の構成は、上述の実施の形態１のものと基本的に同じである。
【００５３】
上述の実施の形態１では、入力電流振幅目標減算器２２において、上記式（１）のように、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃと保護閾値（ＶｄｃＵＬ１）との差分を入力電流振幅目標減算値（ＩｉｎＡＭＰｓｕｂ）として生成した。しかしながら、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが保護閾値を超えた場合には、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊よりも減少するように、第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊を生成すればよい。すなわち、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの上昇に伴って増加するように、入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂ’を生成すればよい。これにより、第１の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ＊以下の第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊を生成することができ、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することが可能となる。
【００５４】
よって、図６に示すように、入力電流振幅目標減算器２２は、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの増加に対し、非線形に増加するようにして、入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂ’を生成してもよい。
【００５５】
また、実施の形態１では、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが第２の保護閾値ＶｄｃＵＬ２以上の場合、第２の入力電流振幅目標値ＩｉｎＡＭＰ２＊が０（ゼロ）となるように、入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂを生成した。しかしながら、第２の保護閾値ＶｄｃＵＬ２を用いず、第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１のみ設定し、入力電流振幅目標減算値ＩｉｎＡＭＰｓｕｂ’を生成する場合であっても、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃが第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１を超えると、交流電源１からの交流入力電圧Ｖｉｎが減少するように動作させることができる。この結果、第１の保護閾値ＶｄｃＵＬ１だけを用いることによっても、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することが可能である。
【符号の説明】
【００５６】
１  交流電源、２  平滑コンデンサ、３  負荷、３ｂ  バッテリ、３ａ  直流−直流変換回路、４  制御装置、５  ダイオードブリッジ回路、６  リアクトル、７  半導体スイッチング素子、８  整流ダイオード、１２  (平滑)電圧検出回路（ＳＶ２）、１５  入力電流検出回路、１６  入力電圧検出回路、２０  第１減算器、２１  第１比例積分（ＰＩ）制御器、２２  入力電流振幅目標減算器、２３  交流電源同期正弦波生成器、２４  乗算器、２５  第２減算器、２６  第２比例積分（ＰＩ）制御器、２７  デューティ演算器、２８  スイッチングキャリア生成器、２９  ＰＷＭ制御器、１００  交流−直流変換回路、１０００  電力変換装置、ＮＤＬ  負極側直流母線、ＰＤＬ  正極側直流母線。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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