(57)【要約】      （修正有）【課題】リラクタンスモータの低騒音化、小型化、低コスト化を図ること。【解決手段】特に片方向回転、片方向トルクを優先して、リラクタンスモータのロータ磁極４Ｊ，４Ｋ，４Ｌ，４Ｍの進行方向の一部形形状を変形し、あるいは、磁気抵抗を大きくし、各相のトルク発生範囲を拡大し、また、電流の増減時間を確保して騒音を低減する。この駆動方法による銅損の増加分は、全節巻き巻線として銅損を低減し、全節巻き巻線で過大電圧が発生する問題は過大電圧を相殺する駆動法により弊害を低減する。【選択図】図４
2019097379.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステータの円周方向に配置する（ＳＮ×ＭＮ）個以上のステータ磁極ＳＰと、
各ステータ磁極を励磁する各ステータ巻線ＳＷと、
ロータの円周方向に磁気的に分離して配置する（ＲＮ×ＭＮ）個以上のロータ磁極ＲＰの一部であって、円周方向の片方向端に位置する第１のロータ磁極部ＲＰＢ１と、
前記ロータ磁極部ＲＰＢ１の円周方向に隣接して配置する第２のロータ磁極部ＲＰＢ２とを備え、
前記第１のロータ磁極部ＲＰＢ１のロータ軸方向全域に渡るラジアル方向の単位角度幅当たりの磁気抵抗値をＭＲＰＢ１とし、前記第２のロータ磁極部のロータ軸方向全域に渡るラジアル方向の単位角度幅当たりの磁気抵抗値をＭＲＰＢ２として、前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ１は前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ２より２０％以上大きい
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
ここで、ＳＮは６以上の整数、ＲＮは４以上の整数、ＭＮは１以上の整数とする。
【請求項２】
請求項１において、
前記ロータ磁極部ＲＰＢ２の円周方向に隣接して配置する第３のロータ磁極部ＲＰＢ３を備え、
前記第３のロータ磁極部のロータ軸方向全域に渡るラジアル方向の磁気抵抗値をＭＲＰＢ３とするとき、ロータの円周方向の単位角度幅当たりの前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ２は前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ３より２０％以上大きい
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項３】
請求項１において、
前記第１のロータ磁極部ＲＰＢ１のラジアル方向磁気抵抗ＭＲＰＢ１、前記第２のロータ磁極部のラジアル方向磁気抵抗ＭＲＰＢ２、前記第３のロータ磁極部ＲＰＢ３のラジアル方向磁気抵抗ＭＲＰＢ３、および、前記各ロータ磁極ＲＰの相互の円周方向隙間のラジアル方向磁気抵抗ＭＲＰＭとを電磁鋼板に施す複数の細長い穴や四角、丸などの各種形状の穴、凹み、および、電磁鋼板厚みを薄くした部分を用いて作成し、
前記電磁鋼板をロータ軸方向に積層して前記各磁気抵抗の所望の比となるように構成する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項４】
請求項１において、
電気角で１８０°の位相差、あるいは、３６０°の位相差の円周方向位置に配置する複数のロータ磁極ＲＰＸが相互に磁気的に異なる特性であって、
前記の複数のロータ磁極ＲＰＸの各位相のラジアル方向磁気抵抗の電気角で１８０°の整数倍の位置の平均値がＭＲＰＢ１、ＭＲＰＢ２、あるいは、ＭＲＰＢ３の前記各磁気抵抗値となるように構成する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項５】
請求項１において、
スロットＳＳＴＹ１と、
スロットＳＳＴＹ１の円周方向の隣のステータ磁極ＰＲＹ１と、
スロットＳＳＴＹ１の円周方向の逆方向隣のステータ磁極ＰＲＹ２と、
前記ステータ磁極ＰＲＹ１に与えるべき集中巻き巻線ＷＰＲＹ１の励磁電流ＩＰＲＹ１と前記ステータ磁極ＰＲＹ２に与えるべき集中巻き巻線ＷＰＲＹ２の励磁電流ＩＰＲＹ２を仮定して、前記巻線ＷＰＲＹ１と巻線ＷＰＲＹ２とを統合して前記スロットＳＳＴＹ１へ巻回した巻線ＷＰＲＹ３とを備え、
巻線ＷＰＲＹ３を前記スロットＳＳＴＹ１とその円周上の他のスロットＳＴＹ２へ巻回し、
前記巻線ＷＰＲＹ３へ前記励磁電流ＩＰＲＹ１と励磁電流ＩＰＲＹ２とを加算した電流ＩＰＲＹ３を通電する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項６】
請求項１において、
スロットＳＳＴＹ１と、
スロットＳＳＴＹ１の円周方向の隣のステータ磁極ＰＲＹ１と、
スロットＳＳＴＹ１の円周方向の逆方向隣のステータ磁極ＰＲＹ２と、
前記ステータ磁極ＰＲＹ１に与えるべき集中巻き巻線ＷＰＲＹ１の励磁電流ＩＰＲＹ１と前記ステータ磁極ＰＲＹ２に与えるべき集中巻き巻線ＷＰＲＹ２の励磁電流ＩＰＲＹ２を仮定して、前記巻線ＷＰＲＹ１と巻線ＷＰＲＹ２とを統合して前記スロットＳＳＴＹ１を統合してた巻線ＷＰＲＹ４とを備え、
前記巻線ＷＰＲＹ４を前記スロットＳＳＴＹ１とＳＳＴＹ１のバックヨークの外側を通して巻回し、
前記巻線巻線ＷＰＲＹ４へ前記励磁電流ＩＰＲＹ１と励磁電流ＩＰＲＹ２とを加算した電流ＩＰＲＹ３を通電する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項７】
請求項１において、
円周方向に並んで配置するＮ極のステータ磁極とＳ極のステータ磁極と、
前記Ｎ極のステータ磁極の歯の先端部近傍と前記Ｓ極のステータ磁極の歯の先端部近傍の間に配置する永久磁石ＰＭ１と、
前記Ｎ極のステータ磁極および前記Ｓ極のステータ磁極の歯の先端部近傍の円周方向幅の最大値をＬｔｆとして、ステータの歯先とバックヨークとの中間部の歯の円周方向幅Ｌｔｓが（０．９×Ｌｔｆ）以下である
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項８】
請求項１において、
モータ内の磁束を通過する主な軟磁性体ＭＭ１と、
飽和磁束密度が前記軟磁性体ＭＭ１より大きい特性を示す軟磁性体ＭＭ２とを使用し、
前記軟磁性体ＭＭ２をステータ磁極であるステータの歯の１／２以下の部分に使用し、
前記軟磁性体ＭＭ２をロータ磁極であるロータの歯の１／２以下の部分に使用する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項９】
請求項１において、
ステータの円周方向に隣り合わせに配置した２個以上のＮ極のステータ磁極と、
ステータの円周方向に隣り合わせに配置した２個以上のＳ極のステータ磁極と、
前記Ｎ極のステータ磁極と前記Ｓ極のステータ磁極との間のバックヨークへステータ磁極の磁性に合わせて配置する永久磁石ＰＭ２と、
前記永久磁石ＰＭ２と磁気的に並列に配置して、前記Ｎ極のステータ磁極と前記Ｓ極のステータ磁極との間磁束を通過する軟磁性体のバイパス磁路と
を備えることを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項１０】
請求項１において、
Ｎ極のステータ磁極とＳ極のステータ磁極を円周上に交互に配置し、
前記Ｎ極のステータ磁極と磁気的に接続するバックヨークＢＹ１と、
前記Ｓ極のステータ磁極と磁気的に接続するバックヨークＢＹ２と、
前記バックヨークＢＹ１と前記バックヨークＢＹ２との間へステータ磁極の磁性に合わせて配置した永久磁石ＰＭ３と
を備えることを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項１１】
請求項１において、
前記ロータ磁極ＲＰのそれぞれの前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ１は前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ２より2倍以上大きく、
モータの基底回転数以上の高速回転の制御において、前記それぞれのステータ磁極ＳＰの励磁は、前記それぞれのロータ磁極の第１のロータ磁極部ＲＰＢ１がさしかかって対向する時に励磁してトルクを生成する制御を行う
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項１２】
請求項１において、
モータが回転をしている状態で２組のステータ磁極が同時に回生トルクを生成可能な領域での回生制御において、時間的に回生トルクが先行するステータ磁極の励磁電流を徐々に減少し、同時に時間的に後行するステータ磁極の励磁電流を徐々に増加させて、モータ全体の回生トルクの脈動が小さくなるように制御する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項１３】
請求項１において、
ステータ磁極のエアギャップに面した形状とロータ磁極のエアギャップに面した形状とを相互に逆の形状とする、あるいは、ステータの歯形状とロータ歯形状の両方を変形して相対的に等価な磁気特性とする
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項１４】
請求項１において、
ステータ磁極ＳＰ１とステータ磁極ＳＰ２とステータ磁極ＳＰ３とを円周方向に並べて配置し、
各ステータ磁極ＳＰ１の円周方向の両隣のスロットに配置する巻線ＳＷ１と巻線ＳＷ２と、
各ステータ磁極ＳＰ２の円周方向の両隣のスロットに配置する前記巻線ＳＷ２と巻線ＳＷ３と、
各ステータ磁極ＳＰ３の円周方向の両隣のスロットに配置する前記巻線ＳＷ３と巻線ＳＷ４と、
前記巻線ＳＷ１に直列に接続した電力素子ＰＥ１と、
前記巻線ＳＷ２に直列に接続した電力素子ＰＥ２と、
前記巻線ＳＷ３に直列に接続した電力素子ＰＥ３と、
前記巻線ＳＷ４に直列に接続した電力素子ＰＥ４と、
正端子と負端子を出力する直流電源とを備え、
前記電力素子ＰＥ１と前記巻線ＳＷ１と前記巻線ＳＷ２と前記電力素子ＰＥ２とを直列に接続し、
前記電力素子ＰＥ２と前記巻線ＳＷ２と前記巻線ＳＷ３と前記電力素子ＰＥ３とを直列に接続し、
前記電力素子ＰＥ３と前記巻線ＳＷ３と前記巻線ＳＷ４と前記電力素子ＰＥ４とを直列に接続して各巻線に励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項１５】
請求項１において、
ステータ磁極ＳＰ１１とステータ磁極ＳＰ１２とステータ磁極ＳＰ１３とステータ磁極ＳＰ１４とステータ磁極ＳＰ１５とステータ磁極ＳＰ１６と、
前記ステータ磁極ＳＰ１１とステータ磁極ＳＰ１２との間に配置する巻線ＳＷ１１と、
前記ステータ磁極ＳＰ１２とステータ磁極ＳＰ１３との間に配置する巻線ＳＷ１２と、
前記ステータ磁極ＳＰ１３とステータ磁極ＳＰ１４との間に配置する巻線ＳＷ１３と、
正端子と負端子を出力する直流電源と、
前記正端子に接続する電力素子ＰＥ１１と電力素子ＰＥ１２と電力素子ＰＥ１３と、
前記負端子に接続する電力素子ＰＥ１４と電力素子ＰＥ１５と電力素子ＰＥ１６と、
ダイオードＤＤ１１とダイオードＤＤ１２とダイオードＤＤ１３とを備え、
前記巻線ＳＷ１１と前記ダイオードＤＤ１１と前記巻線ＳＷ１２と前記ダイオードＤＤ１２と前記巻線ＳＷ１３と前記ダイオードＤＤ１３とを直列に接続し、
前記各電力素子により前記巻線ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ１３の内の２個の巻線へ直列に電圧を印加して各電流を制御する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【請求項１６】
請求項９、１０において、
ステータ磁極ＳＰ２１と、
ステータ磁極ＳＰ２１を電流ＩＳ２１を通電して励磁する巻線ＳＷ２１と、
ステータ磁極ＳＰ２２と、
ステータ磁極ＳＰ２２を電流ＩＳ２２を通電して励磁する巻線ＳＷ２２とを備え、
ある回転角位置において、巻線ＳＷ２１へ正の電流ＩＳ２１を通電して指令方向のトルクを発生し、他方の巻線ＳＷ２２へ正の電流ＩＳ２２を通電すると指令とは逆方向のトルクを発生する関係である時、巻線ＳＷ２２へ負の電流ＩＳ２２を通電して指令方向のトルクを増加する
ことを特徴とするリラクタンスモータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
電気自動車ＥＶの主機用モータ、家電用モータ、産業用モータおよび、その駆動技術などに関わるものであり、特に、リラクタンスモータの低騒音化に係わる。また、リラクタンスモータとその制御装置の高効率化、小型化、低コスト化の技術に係わる。
【背景技術】
【０００２】
従来のリラクタンスモータの横断面図の例を図４６に示す。ステータの磁極が６個でロータの磁極が４個のリラクタンスモータで、スイッチトリラクタンスモータとも言われている。４６９はステータ、４６Ｂはロータ軸である。４６Ａ、４６Ｆはロータの突極磁極で、円周方向幅は３０°で、全周の４か所に等間隔に配置している。４６１はＡ相のステータ磁極で、集中巻巻線４６７、４６８を破線で示すように巻回している。このモータの各巻線の電流は片方向電流で、各巻線を電流シンボルで示している。巻線４６７は紙面の表側から裏側へ流れる電流、巻線４６８は紙面の裏側から表側へ流れる電流を通電する。従って、電流を通電する時は、Ａ相のステータ磁極４６１はＳ極となる。４６２はＡ相とは逆相の関係となるＡ／相のステータ磁極で、集中巻巻線４６Ｃ、４６Ｄを破線で示すように巻回している。Ａ／相の電流を通電すると、Ａ／相のステータ磁極４６２はＮ極となる。４６１と４６２を同時を励磁してロータに矢印４６Ｅで示す磁束を、紙面の下側から上側へ、ステータ磁極４６２、ロータ磁極４６Ｆ、ロータ磁極４６Ａ、ステータ磁極４６１へ通過させる。図４６の状態では、ロータに反時計回転方向ＣＣＷのトルクが発生する。
【０００３】
４６３、４６４は、Ａ相とＡ／相のステータ磁極と同様に、Ｂ相とＢ／相のステータ磁極である。それぞれに励磁用巻線を巻回している。４６５、４６６は、同様に、Ｃ相とＣ／相のステータ磁極である。それぞれに励磁用巻線を巻回している。各ステータ磁極の円周方向幅は３０°で、全周の６か所に等間隔に配置している。
【０００４】
次に、図４６のリラクタンスモータの動作について説明する。ロータの回転角位置について、Ａ相のステータ磁極４６１の時計回転方向端の回転角位置をロータの始点と定義する。ロータ回転角位置θｒは、図示するように、この始点からロータ磁極４６ＡのＣＣＷ方向端部までの回転角とする。Ａ相の巻線４６７、４６８とＡ／相の巻線４６Ｃ、４６Ｄを直列に接続し、Ａ相電流Ｉａとして連続定格に近い値の一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓoで回転する。この時の巻線電圧は、図４７の電圧Ｖａとなる。このＶａの横軸は時間ｔであり、図４７の最下段にはその時のロータ回転角位置θｒの値を示している。図４６のＣＣＷ方向は、図４７の紙面の右方向である。ここで、Ｖｓｏの単位は［ラジアン／ｓｅｃ］とする。また、ステータ磁極４６１、４６２とロータ磁極４６Ａ、４６Ｆとが対向した部分に、磁束がエアギャップ部を介して通過すると仮定する単純モデルとしている。
【０００５】
同様に、４６３、４６４のＢ相の巻線とＢ／相の巻線を直列に接続し、Ｂ相電流Ｉｂとして一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図４７の電圧Ｖｂとなる。同様に、４６５、４６６のＣ相の巻線とＣ／相の巻線を直列に接続し、Ｃ相電流Ｉｃとして一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図４７の電圧Ｖｃとなる。
【０００６】
図４７の各電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、それぞれ一定電流Ｉｏを通電した状態であるから、それらの電圧と電流の積はパワーＰａ＝Ｖａ×Ｉｏ、Ｐｂ＝Ｖｂ×Ｉｏ、Ｐｃ＝Ｖｃ×Ｉｏであり、一定速度Ｖｓｏの状態なので、各相のトルクはＴａ＝Ｐａ／Ｖｓｏ＝Ｖａ×Ｉｏ／Ｖｓｏ、Ｔｂ＝Ｐｂ／Ｖｓｏ＝Ｖｂ×Ｉｏ／Ｖｓｏ、Ｔｃ＝Ｐｃ／Ｖｓｏ＝Ｖｃ×Ｉｏ／Ｖｓｏとなる。ここで、Ｉｏ／Ｖｓｏは一定値なので、各相のトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃは、図４７の各電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに比例した形状の特性となるので、括弧付きで各トルクを付記している。
【０００７】
次に、図４６のリラクタンスモータをＣＣＷへ一定トルクを生成して回転する動作について説明する。図４７の電圧Ｖａの特性から、Ａ相はθｒが０°から３０°の間と９０°から１２０°の間でＣＣＷのトルクを生成可能であり、Ａ相電流は図４７のＩａに示すＡ相電流を通電する。同様に、図４７の電圧Ｖｂから、Ｂ相は３０°から６０°の間と１２０°から１５０°の間でＣＣＷのトルクを生成可能であり、この間で、図４７のＩａより３０°位相の遅れたＢ相電流Ｉｂを通電する。図４７の電圧Ｖｃから、Ｃ相は６０°から９０°の間と１５０°から１８０°の間でＣＣＷのトルクを生成可能であり、この間で、図４７のＩａより６０°位相の遅れたＣ相電流を通電する。リラクタンスモータのトルク周期は１８０°であり、ロータ回転角位置θｒに応じて前記電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電することにより、図４７の合計電圧Ｖｔの４７１に示す、ＣＣＷの一定トルクを得ることができる。
【０００８】
また、図４６のリラクタンスモータをＣＷへ一定トルクを生成して回転する動作について説明する。前記のＣＣＷトルクの生成と同様である。Ａ相の電流Ｉａは、図４７のＩａより３０°位相の遅れた電流を通電することにより負のトルクが得られる。Ｂ相の電流Ｉｂは、図４７のＩａより６０°位相の遅れた電流を通電することにより負のトルクが得られる。Ｃ相の電流Ｉｃは、図４７のＩａより９０°位相の遅れた電流、すなわち、図４７のＩａと同じ電流を通電することにより負のトルクが得られる。そして、ロータ回転角位置θｒに応じて前記電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電することにより、図４６の合計電圧Ｖｔの４７２に示す、ＣＷの一定トルクを得ることができる。
【０００９】
図４６の従来リラクタンスモータの優れている点として、ロータが単純構造で堅牢であるため、高速回転が容易であることが挙げられる。また、永久磁石を使用せずに駆動することができる。リラクタンス力である吸引力によりトルクを発生し、駆動アルゴリズムが比較的単純である。ステータ巻線も突極への集中巻き構成で、簡素であり製作が容易である。そして何より、低コストなモータシステム実現の可能性がある。
【００１０】
次に、図４６の従来リラクタンスモータの問題点について説明する。前記のモータ構成、前記の動作説明に関連する問題点である。第１の問題点は、リラクタンスモータの騒音の問題である。特に、高速回転で大きなトルクを出力する時の駆動騒音が非常に大きい。ハイブリッド自動車の主機用モータとして使用されている永久磁石型同期モータの騒音より遙かに大きいことが良く知られている。
【００１１】
図４６の従来リラクタンスモータの第２の問題点は、連続定格トルクが同一モータサイズの永久磁石型同期電動機に比較して劣ることである。また、連続定格トルクの３倍以上の大きなトルクも望まれる。一般的に、大きなトルク領域では力率の低下などによりトルク定数が低下する傾向があり、大型化し、重量の問題もある。第３の問題点は、トルクリップルが大きいことである。第４の問題点は、高速回転は可能であるが、高速回転での安定で均一なトルク出力が困難な点がある。第５の問題点は、力率が低く、インバータが大型化することである。特に、電気自動車の主機用モータとしては、連続定格トルクの３倍以上の大きなトルクが必要であり、力率の問題、トルクリップルの問題が増大する。
【００１２】
以上のように、図４６などの従来のリラクタンスモータは優れた点もあるが、問題点が多い。これらの問題の大半を解決することにより、リラクタンスモータを電気自動車の主機用モータとして実用化できるようになり、従来の永久磁石型同期モータに対する競争力を持ち、魅力的なモータとすることができると考える。なお、前記問題点の諸原因と、本発明構成およびその効果については、後に詳しく説明する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０１３−１５０４９２（図２−４）
【特許文献２】特許第３１５７１６２号公報（図２−４）
【特許文献３】特開２０１２−１１４９７５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明の第１の課題は、前記第１の問題点を解決することであり、リラクタンスモータの騒音の低減である。本発明の第２の課題は、前記第２の問題点を解決することであり、リラクタンスモータの連続定格トルクの改善である。また、連続定格トルクの３倍以上の大きなトルクも望まれる。本発明の第３の課題は、前記第３の問題点を解決することであり、リラクタンスモータのトルクリップルの低減である。使用頻度の多い低トルク領域だけでなく、大きなトルクを発生する時のトルクリップルの改善も必要である。本発明の第４の課題は、前記第４の問題点を解決することであり、リラクタンスモータの高速回転での安定で均一なトルク出力が求められる。本発明の第５の課題は、前記第５の問題点を解決することであり、リラクタンスモータの大きなトルク出力時の力率の改善、インバータが小型化である。なお、これらの課題の対策案は他の課題と背反関係となっていることが多い。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明では、用途として電気自動車の主機用モータなどを目指しており、片方向回転を優先するモータである。順回転および順回転方向トルクを優先するモータとして前記諸課題を解決する。順回転方向トルクを優先することにより、モータ形状、特性の自由度が得られ、優れた特性が得られる。なお、逆回転方向トルクの性能は、従来リラクタンスモータ程度である。なお、個々の改良技術には長短の両方が発生することが多く、前記の従来リラクタンスモータの第１の問題点から第５の問題点までを総合的に改善しなければ、リラクタンスモータの競争力を改善できない。
【００１６】
本発明の概要として、特に片方向回転、片方向トルクを優先して、リラクタンスモータのロータ磁極の進行方向の一部形形状を変形し、あるいは、磁気抵抗を大きくし、各相のトルク発生範囲を拡大し、また、電流の増減時間を確保して騒音を低減する。この駆動方法による銅損の増加分は、全節巻き巻線として銅損を低減する。全節巻き巻線では過大電圧が発生する弊害が発生するが、過大電圧を相殺する巻線構成とその駆動回路とにより前記弊害を低減し、かつ、駆動回路を小型化する。
【００１７】
請求項１に記載の発明は、ステータの円周方向に配置する（ＳＮ×ＭＮ）個以上のステータ磁極ＳＰと、  各ステータ磁極を励磁する各ステータ巻線ＳＷと、ロータの円周方向に磁気的に分離して配置する（ＲＮ×ＭＮ）個以上のロータ磁極ＲＰの一部であって、円周方向の片方向端に位置する第１のロータ磁極部ＲＰＢ１と、前記ロータ磁極部ＲＰＢ１の円周方向に隣接して配置する第２のロータ磁極部ＲＰＢ２とを備え、前記第１のロータ磁極部ＲＰＢ１のロータ軸方向全域に渡るラジアル方向の単位角度幅当たりの磁気抵抗値をＭＲＰＢ１とし、前記第２のロータ磁極部のロータ軸方向全域に渡るラジアル方向の単位角度幅当たりの磁気抵抗値をＭＲＰＢ２として、前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ１は前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ２より２０％以上大きいことを特徴とするリラクタンスモータの構成である。ここで、ＳＮは６以上の整数、ＲＮは４以上の整数、ＭＮは１以上の整数とする。
この構成によれば、各ステータ磁極に作用するラジアル方向吸引力の増減を低減し、各ステータ磁極に作用するトルクの変動を低減し、リラクタンスモータの騒音を低減することができる。平均トルクの向上、トルクリップルの低減、最大トルクの向上と力率改善の効果もある。
【００１８】
請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記ロータ磁極部ＲＰＢ２の円周方向に隣接して配置する第３のロータ磁極部ＲＰＢ３を備え、前記第３のロータ磁極部のロータ軸方向全域に渡るラジアル方向の磁気抵抗値をＭＲＰＢ３とするとき、ロータの円周方向の単位角度幅当たりの前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ２は前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ３より２０％以上大きいことを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、請求項１の効果をさらにきめ細かな特性とすることができる。
【００１９】
請求項３に記載の発明は、請求項１において、前記第１のロータ磁極部ＲＰＢ１のラジアル方向磁気抵抗ＭＲＰＢ１、前記第２のロータ磁極部のラジアル方向磁気抵抗ＭＲＰＢ２、前記第３のロータ磁極部ＲＰＢ３のラジアル方向磁気抵抗ＭＲＰＢ３、および、前記各ロータ磁極ＲＰの相互の円周方向隙間のラジアル方向磁気抵抗ＭＲＰＭとを電磁鋼板に施す複数の細長い穴や四角、丸などの各種形状の穴、凹み、および、電磁鋼板厚みを薄くした部分を用いて作成し、前記電磁鋼板をロータ軸方向に積層して前記各磁気抵抗の所望の比となるように構成することを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、電磁鋼板の内部形状の工夫により、様々な磁気特性を得ることができ、積層してロータコアを製作できるのでロータ製作を容易化することができる。
【００２０】
請求項４に記載の発明は、請求項１において、電気角で１８０°の位相差、あるいは、３６０°の位相差の円周方向位置に配置する複数のロータ磁極ＲＰＸが相互に磁気的に異なる特性であって、前記の複数のロータ磁極ＲＰＸの各位相のラジアル方向磁気抵抗の電気角で１８０°の整数倍の位置の平均値がＭＲＰＢ１、ＭＲＰＢ２、あるいは、ＭＲＰＢ３の前記各磁気抵抗値となるように構成することを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、ロータの電磁鋼板の製作をより単純化できる。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、請求項１において、スロットＳＳＴＹ１と、スロットＳＳＴＹ１の円周方向の隣のステータ磁極ＰＲＹ１と、スロットＳＳＴＹ１の円周方向の逆方向隣のステータ磁極ＰＲＹ２と、前記ステータ磁極ＰＲＹ１に与えるべき集中巻き巻線ＷＰＲＹ１の励磁電流ＩＰＲＹ１と前記ステータ磁極ＰＲＹ２に与えるべき集中巻き巻線ＷＰＲＹ２の励磁電流ＩＰＲＹ２を仮定して、前記巻線ＷＰＲＹ１と巻線ＷＰＲＹ２とを統合して前記スロットＳＳＴＹ１へ巻回した巻線ＷＰＲＹ３とを備え、巻線ＷＰＲＹ３を前記スロットＳＳＴＹ１とその円周上の他のスロットＳＴＹ２へ巻回し、前記巻線ＷＰＲＹ３へ前記励磁電流ＩＰＲＹ１と励磁電流ＩＰＲＹ２とを加算した電流ＩＰＲＹ３を通電する
ことを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、巻線の抵抗値を最小１／２とすることができ、銅損を低減でき、モータ効率を向上できる。
【００２２】
請求項６に記載の発明は、請求項１において、スロットＳＳＴＹ１と、スロットＳＳＴＹ１の円周方向の隣のステータ磁極ＰＲＹ１と、スロットＳＳＴＹ１の円周方向の逆方向隣のステータ磁極ＰＲＹ２と、前記ステータ磁極ＰＲＹ１に与えるべき集中巻き巻線ＷＰＲＹ１の励磁電流ＩＰＲＹ１と前記ステータ磁極ＰＲＹ２に与えるべき集中巻き巻線ＷＰＲＹ２の励磁電流ＩＰＲＹ２を仮定して、前記巻線ＷＰＲＹ１と巻線ＷＰＲＹ２とを統合して前記スロットＳＳＴＹ１を統合してた巻線ＷＰＲＹ４とを備え、前記巻線ＷＰＲＹ４を前記スロットＳＳＴＹ１とＳＳＴＹ１のバックヨークの外側を通して巻回し、前記巻線巻線ＷＰＲＹ４へ前記励磁電流ＩＰＲＹ１と励磁電流ＩＰＲＹ２とを加算した電流ＩＰＲＹ３を通電することを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、巻線の抵抗値を最小１／２とすることができ、銅損を低減でき、モータ効率を向上できる。また、ステータの軸方向長さの短縮、モータの冷却性能を改善できる可能性もある。
【００２３】
請求項７に記載の発明は、請求項１において、 円周方向に並んで配置するＮ極のステータ磁極とＳ極のステータ磁極と、前記Ｎ極のステータ磁極の歯の先端部近傍と前記Ｓ極のステータ磁極の歯の先端部近傍の間に配置する永久磁石ＰＭ１と、前記Ｎ極のステータ磁極および前記Ｓ極のステータ磁極の歯の先端部近傍の円周方向幅の最大値をＬｔｆとして、ステータの歯先とバックヨークとの中間部の歯の円周方向幅Ｌｔｓが（０．９×Ｌｔｆ）以下であることを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、歯の等価的な比透磁率を改善でき、巻線を配置するスロットの断面積を増加させることができ、巻線抵抗を低減することによりリラクタンスモータの損失を低減し、効率を改善できる。
【００２４】
請求項８に記載の発明は、請求項１において、モータ内の磁束を通過する主な軟磁性体ＭＭ１と、飽和磁束密度が前記軟磁性体ＭＭ１より大きい特性を示す軟磁性体ＭＭ２とを使用し、前記軟磁性体ＭＭ２をステータ磁極であるステータの歯の１／２以下の部分に使用し、前記軟磁性体ＭＭ２をロータ磁極であるロータの歯の１／２以下の部分に使用する
ことを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、ステータの歯とロータの歯が磁気飽和し易い動作点において、磁気特性を改善し、トルクを増加させることができる。
【００２５】
請求項９に記載の発明は、請求項１において、ステータの円周方向に隣り合わせに配置した２個以上のＮ極のステータ磁極と、ステータの円周方向に隣り合わせに配置した２個以上のＳ極のステータ磁極と、前記Ｎ極のステータ磁極と前記Ｓ極のステータ磁極との間のバックヨークへステータ磁極の磁性に合わせて配置する永久磁石ＰＭ２と、
前記永久磁石ＰＭ２と磁気的に並列に配置して、前記Ｎ極のステータ磁極と前記Ｓ極のステータ磁極との間磁束を通過する軟磁性体のバイパス磁路とを備えることを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、リラクタンスモータの励磁電流を低減することができ、トルクを向上し、力率を改善することができる。
【００２６】
請求項１０に記載の発明は、請求項１において、Ｎ極のステータ磁極とＳ極のステータ磁極を円周上に交互に配置し、前記Ｎ極のステータ磁極と磁気的に接続するバックヨークＢＹ１と、前記Ｓ極のステータ磁極と磁気的に接続するバックヨークＢＹ２と、前記バックヨークＢＹ１と前記バックヨークＢＹ２との間へステータ磁極の磁性に合わせて配置した永久磁石ＰＭ３とを備えることを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、リラクタンスモータの励磁電流を低減することができ、トルクを向上し、力率を改善することができる。同時に、前記の巻線抵抗の低減技術と両立させることができる。
【００２７】
請求項１１に記載の発明は、請求項１において、前記ロータ磁極ＲＰのそれぞれの前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ１は前記磁気抵抗値ＭＲＰＢ２より2倍以上大きく、モータの基底回転数以上の高速回転の制御において、前記それぞれのステータ磁極ＳＰの励磁は、前記それぞれのロータ磁極の第１のロータ磁極部ＲＰＢ１がさしかかって対向する時に励磁してトルクを生成する制御を行うことを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、高速回転においてモータ電圧を抑制することができ、高速回転におけるトルクの増加、定出力特性の実現、トルク脈動の低減を行うことができる。
【００２８】
請求項１２に記載の発明は、請求項１において、モータが回転をしている状態で２組のステータ磁極が同時に回生トルクを生成可能な領域での回生制御において、時間的に回生トルクが先行するステータ磁極の励磁電流を徐々に減少し、同時に時間的に後行するステータ磁極の励磁電流を徐々に増加させて、モータ全体の回生トルクの脈動が小さくなるように制御することを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、回生時のトルク脈動を低減することができる。
【００２９】
請求項１３に記載の発明は、請求項１において、ステータ磁極のエアギャップに面した形状とロータ磁極のエアギャップに面した形状とを相互に逆の形状とする、あるいは、ステータの歯形状とロータ歯形状の両方を変形して相対的に等価な磁気特性とすることを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、ステータ磁極形状を変形することにより、より多彩な磁気特性を実現することができる。
【００３０】
請求項１４に記載の発明は、請求項１において、ステータ磁極ＳＰ１とステータ磁極ＳＰ２とステータ磁極ＳＰ３とを円周方向に並べて配置し、各ステータ磁極ＳＰ１の円周方向の両隣のスロットに配置する巻線ＳＷ１と巻線ＳＷ２と、各ステータ磁極ＳＰ２の円周方向の両隣のスロットに配置する前記巻線ＳＷ２と巻線ＳＷ３と、各ステータ磁極ＳＰ３の円周方向の両隣のスロットに配置する前記巻線ＳＷ３と巻線ＳＷ４と、前記巻線ＳＷ１に直列に接続した電力素子ＰＥ１と、前記巻線ＳＷ２に直列に接続した電力素子ＰＥ２と、  前記巻線ＳＷ３に直列に接続した電力素子ＰＥ３と、前記巻線ＳＷ４に直列に接続した電力素子ＰＥ４と、正端子と負端子を出力する直流電源とを備え、前記電力素子ＰＥ１と前記巻線ＳＷ１と前記巻線ＳＷ２と前記電力素子ＰＥ２とを直列に接続し、前記電力素子ＰＥ２と前記巻線ＳＷ２と前記巻線ＳＷ３と前記電力素子ＰＥ３とを直列に接続し、前記電力素子ＰＥ３と前記巻線ＳＷ３と前記巻線ＳＷ４と前記電力素子ＰＥ４とを直列に接続して各巻線に励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁することを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、巻線に作用する不要な電圧成分を除去して、過大電圧を除去し、効率良くリラクタンスモータの電流を通電することができる。同時に、インバータの電流容量を１／２に低減し、インバータの大幅な小型化を実現することができる。
【００３１】
請求項１５に記載の発明は、請求項１において、ステータ磁極ＳＰ１１とステータ磁極ＳＰ１２とステータ磁極ＳＰ１３とステータ磁極ＳＰ１４とステータ磁極ＳＰ１５とステータ磁極ＳＰ１６と、前記ステータ磁極ＳＰ１１とステータ磁極ＳＰ１２との間に配置する巻線ＳＷ１１と、前記ステータ磁極ＳＰ１２とステータ磁極ＳＰ１３との間に配置する巻線ＳＷ１２と、前記ステータ磁極ＳＰ１３とステータ磁極ＳＰ１４との間に配置する巻線ＳＷ１３と、正端子と負端子を出力する直流電源と、前記正端子に接続する電力素子ＰＥ１１と電力素子ＰＥ１２と電力素子ＰＥ１３と、前記負端子に接続する電力素子ＰＥ１４と電力素子ＰＥ１５と電力素子ＰＥ１６と、ダイオードＤＤ１１とダイオードＤＤ１２とダイオードＤＤ１３とを備え、前記巻線ＳＷ１１と前記ダイオードＤＤ１１と前記巻線ＳＷ１２と前記ダイオードＤＤ１２と前記巻線ＳＷ１３と前記ダイオードＤＤ１３とを直列に接続し、前記各電力素子により前記巻線ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ１３の内の２個の巻線へ直列に電圧を印加して各電流を制御することを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、巻線に作用する不要な電圧成分を除去して、過大電圧を除去し、効率良くリラクタンスモータの電流を通電することができる。
【００３２】
請求項１６に記載の発明は、請求項９、１０において、ステータ磁極ＳＰ２１と、ステータ磁極ＳＰ２１を電流ＩＳ２１を通電して励磁する巻線ＳＷ２１と、ステータ磁極ＳＰ２２と、ステータ磁極ＳＰ２２を電流ＩＳ２２を通電して励磁する巻線ＳＷ２２とを備え、ある回転角位置において、巻線ＳＷ２１へ正の電流ＩＳ２１を通電して指令方向のトルクを発生し、他方の巻線ＳＷ２２へ正の電流ＩＳ２２を通電すると指令とは逆方向のトルクを発生する関係である時、巻線ＳＷ２２へ負の電流ＩＳ２２を通電して指令方向のトルクを増加することを特徴とするリラクタンスモータの構成である。
この構成によれば、より効果的のトルクを発生することができるので、リラクタンスモータを小型化することができる。
【発明の効果】
【００３３】
本発明の新規な技術により、リラクタンスモータの低騒音化、連続定格トルクの改善、最大トルクの増加、トルクリップルの低減、高速回転領域でのトルク増加とトルクリップルの低減、力率の改善、モータの効率改善による小型化と低コスト化、インバータの小型化と低コスト化を実現することができる。リラクタンスモータの特徴とこれらの改良の結果、従来の永久磁石型同期モータを使用した駆動システムに対して、競争力のあるリラクタンスモータ駆動システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明モータの横断面図の例である。
【図２】モータの速度−トルク特性の例である。
【図３】励磁電流と磁束密度の関係、および、ロータ回転角と歯の磁束の関係である。
【図４】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図５】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図６】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図７】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図８】本発明モータの横断面図の例である。
【図９】本発明モータの横断面図の例である。
【図１０】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図１１】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図１２】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図１３】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図１４】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図１５】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図１６】ロータ磁極形状の例である。
【図１７】電磁鋼板へ穴加工などをしたロータ横断面図の例である。
【図１８】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図１９】２極対化した本発明モータの横断面図の例である。
【図２０】全節巻き巻線とした本発明モータの横断面図の例である。
【図２１】全節巻き巻線に作用する磁束成分を示す図である。
【図２２】全節巻き巻線とした２極対の本発明モータの横断面図の例である。
【図２３】各スロットの巻線をトロイダル巻線とした横断面図の例である。
【図２４】巻線長とコイルエンド長を短縮したトロイダル巻線の例である。
【図２５】本発明モータをデュアルモータとした横断面図の例である。
【図２６】ステータ磁極の歯間に永久磁石を配置したモータの横断面図の例である。
【図２７】モータの主とする軟磁性材料の構成に、部分的に異種材料を配置した構成の例である。
【図２８】同上の水平展開図である。
【図２９】バックヨークに永久磁石を配置した本発明モータの横断面図の例である。
【図３０】バックヨーク部をＮ極用とＳ極用にラジアル方向へ分離した本発明モータの横断面図の例である。
【図３１】バックヨーク部をＮ極用とＳ極用にロータ軸方向へ分離した本発明モータの横断面図の例である。
【図３２】本発明のリラクタンスモータの制御ブロックダイアグラムである。
【図３３】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図３４】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図３５】回生時にトルク脈動を低減する電圧、電流、トルクの例である。
【図３６】従来のリラクタンスモータの駆動回路の例である。
【図３７】本発明の駆動回路の例である。
【図３８】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図３９】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図４０】本発明の駆動回路の例である。
【図４１】本発明モータの電圧、電流、トルクの例である。
【図４２】本発明の駆動回路の例である。
【図４３】本発明の駆動回路の例である。
【図４４】本発明の駆動回路の例である。
【図４５】本発明の駆動回路の例である。
【図４６】従来のリラクタンスモータの横断面図である。
【図４７】従来のリラクタンスモータの電圧、電流、トルクの例である。
【図４８】従来のリラクタンスモータのトルク特性の例である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００３５】
図１に本発明のリラクタンスモータの横断面図の例を示す。ステータの磁極が６個でロータの磁極が４個のリラクタンスモータで、スイッチトリラクタンスモータとも言われている。１９はステータ、１Ｂはロータ軸である。１Ｊ、１Ｋ、１Ｌ、１Ｍはロータの磁極で、その円周方向角度幅θＢｒは３０°より大きく、全周の４か所に等間隔に配置している。図４６に示した従来のリラクタンスモータの例に比較して、ロータの突極磁極の円周方向角度幅θＢｒが異なり、さらには、ロータ磁極の内部形状、磁気抵抗などが異なる。このロータ磁極の形状、特性のいくつかの例について、後に詳細に説明する。
【００３６】
図１の１１はＡ１相のステータ磁極で、集中巻巻線１７、１８を破線で示すように巻回している。このモータの各巻線の電流は片方向電流で、各巻線を電流シンボルで示している。巻線１７は丸印にＸを書き入れた電流シンボルで、紙面の表側から裏側へ流れる電流である。巻線１８は丸印に点を書き入れた電流シンボルで、紙面の裏側から表側へ流れる電流を通電する。従って、電流を通電する時は、Ａ１相のステータ磁極１１はＳ極となる。１２はＡ１相とは逆相の関係となるＡ１／相のステータ磁極で、集中巻巻線１Ｃ、１Ｄを破線で示すように巻回している。Ａ１／相の電流を通電すると、Ａ１／相のステータ磁極１２はＮ極となる。１１と１２を同時を励磁してロータに矢印１Ｅで示す磁束を、紙面の下側から上側へ、ステータ磁極１２、ロータ磁極１Ｌ、ロータ磁極１Ｊ、ステータ磁極１１へ通過させる。そして、その磁束はバックヨークを通って一巡する。図１の状態では、ロータに反時計回転方向ＣＣＷのトルクが発生する。
【００３７】
１３、１４は、Ａ１相とＡ１／相のステータ磁極と同様に、Ｂ１相とＢ１／相のステータ磁極である。それぞれに励磁用巻線を巻回している。１５、１６は、同様に、Ｃ１相とＣ１／相のステータ磁極である。それぞれに励磁用巻線を巻回している。各ステータ磁極の円周方向幅は３０°で、全周の６か所に等間隔に配置している。
【００３８】
各ロータ磁極１Ｊ、１Ｋ、１Ｌ、１Ｍを円周上に均等に配置している。ロータの回転角位置θｒは、その中で、ロータ磁極１Ｊの位置で定義する。図１に示すように、Ａ１相のステータ磁極１１の時計回転方向端の回転角位置をロータの始点と定義する。ロータ回転角位置θｒは、この始点からロータ磁極１ＪのＣＣＷ方向端部までの回転角とする。なお、ロータの突極磁極の円周方向角度幅θＢｒは、モータの種類によりロータ形状が異なり、求めるモータ特性に応じて種々の値を取ることができる。
【００３９】
ここで、電気自動車の主機用モータに求められる特性の例を図２に示す。この特性は本発明のリラクタンスモータが目標とする性能の例でもある。横軸は回転数で、最高回転数は１０，０００ｒｐｍである。縦軸はトルクＴで、連続定格トルク３３Ｎｍ、最大トルク１００Ｎｍである。図２のＡで示す領域は、自動車の主機用途で急坂道の登坂運転などで必要となり、低速回転の大トルク領域は重要な特性である。大きな電流を通電するため一般的に力率も低下し銅損が増加するため、熱的に過酷な運転領域であり、モータの大きさに影響する運転領域であることが多い。図２のＢで示す領域は高速回転領域で、自動車の高速走行で必要となる。従来のリラクタンスモータでは回転はできるものの、トルク脈動が大きくなり、騒音も大きくなり、トルクの発生も容易ではない。従来の磁石式同期モータでは、界磁弱めのために力率が低下し、電圧、電流が増大する問題、インバータが大型化する問題がある。特に、領域Ａの低速回転、大トルクと、領域Ｂの高速回転での定出力特性とは、モータ技術的に磁束の量が相反する面があり、トレードオフの関係になることがある。
【００４０】
図２のＣで示す領域は定出力領域で、基底回転数は２，５００ｒｐｍなので最大出力は２６．１８ｋＷとなる。図２のＤで示す領域は自動車の市街地走行で使用頻度の高い領域であるが、モータ、インバータの大きさ、重量、コストには影響しない領域である。しかし、静粛性が求められ、騒音、振動の低減が必要な領域である。
【００４１】
図４７における従来リラクタンスモータの説明では、磁気特性を単純にモデル化した磁気特性、トルク特性を示したが、特許文献１にも示されているように、図４８の例に示すようなトルク特性となる。ロータ回転角θｒが０°から３０°の間で矩形波状の特性とはならず、θｒが３０°に近づくにつれトルクが大幅に低下する。このトルク低下の原因は単純ではないが、軟磁性体の部分的な磁気飽和特性の問題とステータの歯及びバックヨークの全磁路の磁気飽和の問題、および、漏れ磁束の問題等がある。
【００４２】
図３の（ａ）の実線は電磁鋼板などの軟磁性体の磁気特性の例で、励磁電流Ｉｆと共に磁束密度が増加するが、１．６［Ｔ］を超えた辺りから比透磁率が低下し、磁束密度２．０［Ｔ］近辺で磁気的に飽和する。図３の（ｂ）は、図４６、図４７、図４８に示したロータ回転角θｒとステータの歯を通過する磁束の大きさφ［Ｗｂ］の関係である。ロータ回転角θｒが１５°の近辺までは比較的線形で、ステータの突極磁極の角部とロータの突極磁極の角部との間に磁束が通過する。ロータ回転角θｒが３０°の近辺ではステータとロータの歯およびバックヨークの磁路全体の磁気抵抗が大きくなり、磁束の増加が低下する。これらの問題の改善についても後に述べる。
【００４３】
図４８でロータ回転角θｒが３０°の近傍では騒音の問題がある。３０°の近傍ではトルクが減少してきて、３０°を超えると負のトルクが発生する。従って、３０°の手前で該当するステータ磁極の励磁電流を減少する必要がある。また、ロータ回転角位置θｒが３０°に近づくと、Ａ相のステータ磁極とロータ磁極とのラジアル方向吸引力が増加する。この状態で急激に励磁電流を減少すると、ステータ磁極とロータ磁極とのラジアル方向吸引力が急激に減少することになり、ステータのバックヨーク部が変形、振動する。その結果、モータのバックヨーク部および周辺から大きな騒音を発生することになる。また、ロータの回転と共に共振的な現象となり大きな騒音を発生する。
【００４４】
また、各相のトルクが図４８のようなトルク特性であれば、トルクが大きく脈動することになり、トルクリップルの問題がある。また、各相トルクが図４８の３０°近傍のようにトルクが低下すれば、平均トルクが低下する問題もある。
【００４５】
次に、前記の図１のリラクタンスモータの具体的な動作例として、その動作、電圧、電流、トルクについて図４、図５に示し、説明する。ＣＣＷへ回転して、ＣＣＷのトルクあるいはＣＷのトルクを発生する動作である。図４の（ａ）は、ステータとロータとの間のエアギャップ面から見たステータ磁極ＳＰの内周面形状を、そのＣＣＷの円周方向が図４の横軸方向となるように直線展開した図である。図４の縦軸方向はロータ軸方向である。図４の１１はＡ１相ステータ磁極、１２はＡ１／相のステータ磁極、１３はＢ１相ステータ磁極、１４はＢ１／相ステータ磁極、１５Ｃ１相ステータ磁極、１６はＣ１／相のステータ磁極である。各相のステータ磁極のエアギャップ面の形状は、円周方向角度幅θＢｓが３０°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。
【００４６】
図４の（ｂ）は、エアギャップ面から見たロータ磁極ＲＰの外周面形状を、図１のＣＣＷの円周方向が図４の横軸方向、即ち、図４の紙面の右方向となるように直線展開した図である。図４の最下段にロータ回転角位置θｒの値を示している。図１において、ロータの始点はＡ１相のステータ磁極１１の時計回転方向端の回転角位置とし、ロータ回転角位置θｒは、その始点からロータ磁極１ＪのＣＣＷ方向端部までとした。図４におけるロータの始点は、紙面において、ステータ磁極１１の左端である。その点の最下段のロータ回転角位置θｒの値を０°としている。図４におけるロータ回転角位置θｒは、前記始点からロータ磁極４Ｊの右端までである。図４において、ロータ磁極４Ｊの右端はＣＣＷの先端でもある。図４の（ｂ）のロータの回転角位置θｒは０°であり、このθｒは−９０°から３６０°までを示している。−９０°から０°までは、２７０°から３６０°までと同じで、視覚的な見易さのため、拡張して表示している。破線で示すステータ磁極ＳＰ、ロータ磁極ＲＰは、重複して示している。
【００４７】
次に、ロータ磁極の形状について説明する。図４の（ｂ）のロータ磁極４Ｊは、図１のロータ磁極１Ｊに相当するが、図４の特有のロータ形状である。図４の各ロータ磁極の円周方向角度幅θＢｒは６０°である。各ロータ磁極のロータ軸方向幅は、ＣＣＷ方向の前方部の３０°幅部分と後方部の３０°幅部分が異なる形状となっている。前記前方部の３０°幅部分は、ロータ軸方向長さがＬｓ／２である。前記後方部の３０°幅部分は、ロータ軸方向長さがＬｓで、各ステータ磁極ＳＰのロータ軸方向長さと同じ長さである。なお、後で説明するが、これらの形状を変えることにより種々のモータ特性を得ることができる。
【００４８】
図４の（ｃ）は、図４の（ｂ）のロータ位置θｒ＝０°からＣＣＷへ１５°回転しており、θｒは１５°である。図４の（ｄ）は、さらにＣＣＷへ１５°回転し、θｒは３０°である。図４の（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）は、同様に、ロータを１５°ずつＣＣＷへ進めた図である。このようにロータを回転させ、ロータ回転角位置θｒを変えることにより、各ステータ磁極ＳＰと各ロータ磁極ＲＰとの磁気的な相対関係が変わるので、各ステータ磁極ＳＰをそれぞれ適切なタイミングで励磁してロータの回転トルクを得ることができる。図４ではそれらの動作を視覚的に確認できる。
【００４９】
次に、ステータ磁極の各巻線へ電流を通電した時に作用する電圧、モータ出力のパワー、トルクの関係について説明する。但し、電磁気関係を単純にモデル化した場合の特性である。前述のように、図４のリラクタンスモータのステータ磁極、その巻線、ロータ磁極、磁束の立体的な位置関係は、図１のリラクタンスモータの横断面図の構成である。今、Ａ１相の巻線１７、１８とＡ１／相の巻線１Ｃ、１Ｄを直列に接続し、Ａ１相電流Ｉａ１として連続定格に近い値の一定電流Ｉｏ［Ａ］を通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する状態を考えてみる。図１のＣＣＷ方向は、図４の紙面の右方向である。この時のＡ１相の巻線電圧は、図５の電圧Ｖａ１となる。図５のＶａ１の横軸は時間ｔであり、図５の最下段にはその時のロータ回転角位置θｒの値を示している。θｒが−３０°から２１０°の間の値を示しているが、リラクタンストルクの周期は１８０°となるので、主にθｒが０°から１８０°の間を示している。前後の３０°は見易くするために表示している。
【００５０】
Ａ１相の巻線に鎖交する磁束と、Ａ１相の巻線電圧Ｖａ１について説明する。最初に、ロータ磁極４Ｊがθｒの０°から３０°にさしかかると、ロータ磁極４Ｊの前方部がＡ１相のステータ磁極１１に、エアギャップを介して対向する。図４の（ｂ）から（ｃ）そして（ｄ）までの状態である。ロータ磁極４Ｊの前方部のロータ軸方向長さは、ステータ磁極の軸方向長さＬｓの１／２であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の１／２となる。ここで、図５の電圧は正規化していて、Ｖａ１の０°から３０°の間の値は０．５として示している。
【００５１】
次に、ロータ磁極４Ｊがθｒの３０°から６０°にさしかかると、ロータ磁極４Ｊの後方部がＡ１相のステータ磁極１１に、エアギャップを介して対向して行く。ステータ磁極１１の円周方向角度幅とロータ磁極４Ｊの前方部の円周方向角度幅は共に３０°なので、θｒの３０°から６０°の時には、ロータ磁極４Ｊの前方部がＡ１相のステータ磁極１１から外れていく。図４の（ｄ）から（ｅ）そして（ｆ）までの状態である。ロータ磁極４Ｊの後方部のロータ軸方向長さは、ステータ磁極の軸方向長さＬｓと同じである。この結果、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は、前記前方部と後方部の差し引きで、最大値の１／２となる。図５のＶａ１の３０°から６０°の間は０．５として示している。結局、Ａ１相電圧Ｖａ１は、０°から６０°の間で０．５となる。
【００５２】
次に、ロータ磁極４Ｊがθｒの６０°から９０°にさしかかると、ロータ磁極４Ｊの後方部がＡ１相のステータ磁極１１から外れていく。図４の（ｆ）から（ｇ）、そしてθｒ＝９０°の位置までである。ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の変化率は、この間は、負の最大値となる。図５のＶａ１の６０°から９０°の間は−１．０として示している。なお、θｒが９０°となると、後方のロータ磁極１ＫがＡ１相のステータ磁極１１へ対向し始め、θｒが０°の状態から繰り返す。なお、ステータ磁極１１、１２とロータ磁極４Ｊ、１Ｆとが対向した部分に、磁束がエアギャップ部を介して通過すると仮定する単純モデルとしている。
【００５３】
同様に、１３、１４のＢ１相の巻線とＢ１／相の巻線を直列に接続し、Ｂ１相電流Ｉｂ１として一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図５の電圧Ｖｂ１となる。同様に、１５、１６のＣ１相の巻線とＣ１／相の巻線を直列に接続し、Ｃ１相電流Ｉｃ１として一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図５の電圧Ｖｃ１となる。電圧Ｖａ１、Ｖｂ１、Ｖｃ１は相互に３０°の位相差となっている。
【００５４】
次に、各ステータ磁極の巻線の電流、巻線に鎖交する磁束、巻線に発生する誘起電圧、そのステータ磁極が発生するトルクの関係について、数式で示す。ただし、種々の簡素化した条件の元で成立する数式である。軟磁性体は２．０テスラで磁気飽和し、２．０テスラ以下の領域では線形で比透磁率は２０００以上などと十分に大きい。電流により励磁された磁束は、ステータ磁極とロータ磁極との間の狭いエアギャップ部のみを通って生成され、周辺の漏れ磁束は発生しない。このエアギャップ部の磁気抵抗、各巻線抵抗は無視する。以上の簡素化条件である。それらの数式を記載する目的は、本発明リラクタンスモータの各部形状と電圧、電流、トルク、パワーの関係を定性的に示し、特定条件の下で定量的にも明らかにすることである。また、本発明リラクタンスモータを説明する都合上、特定条件の下で電圧とトルクが比例することを示すことでもある。
【００５５】
次に、連続定格に近い値の一定電流Ｉｏ［Ａ］を通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する状態における、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の磁束φａ、φｂ、φｃ［Ｗｂ］と電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ［Ｖ］とリラクタンスモータの出力パワーＰａ、Ｐｂ、Ｐｃ［Ｗ］とトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ［Ｎｍ］の関係を次の各式に示す。なお、本発明で示す図４、図６、図１０、図１２、図１４などのリラクタンスモータへも適用できるように、一般化した式で示す。
【００５６】
Ａ相ステータ磁極に関して、ロータ磁極各部の（ロータ軸方向長さ）／（ステータの軸方向長さＬｓ）を軸方向長さ比Ｋｒａとする。具体的には、（Ｋｒａ×Ｌｓ）は、ロータ磁極が回転してＡ相のステータ磁極に対向してさしかかる部分のロータ磁極の軸方向長さである。例えば、ロータ磁極のロータ軸方向長さがＬｓの部分ではＫｒａ＝１で、ロータ磁極のロータ軸方向長さがＬｓ／２の部分ではＫｒａ＝０．５で、ロータが無い部分ではＫｒａ＝０となる。
【００５７】
図１のＡ１相ステータ磁極１１とロータ磁極１Ｊのような状態で、ステータ磁極とロータ磁極が対向する部分において、通過する磁束φの微少変化率Δφ、ロータの微少回転角Δθｒは次式（１）となる。ロータ半径をＲｒとする。
Δφａ＝Ｋｒ×Ｌｓ×Ｂｏ×Δθｒ×Ｒｒ                            （１）
ｄφａ／ｄθｒ＝Ｋｒａ×Ｌｓ×Ｂｏ×Ｒｒ                          （２）
Ｂｏはステータ磁極の巻線へ一定電流Ｉｏを通電した状態で、ステータ磁極とロータ磁極が対向する部分へ生成される磁束の磁束密度Ｂｏである。
【００５８】
前記の一定速度Ｖｓoは、一般化して次のようにも書ける。
Ｖｓｏ＝ｄθｒ／ｄｔ                                              （３）
Ａ相巻線に誘起する電圧Ｖａは、２個のステータ磁極に巻いた巻線を直列に接続しているので、両巻線の巻き回数の和をＮｗａとし、巻線抵抗を無視して、（４）式となる。そして、（５）式に変形できる。なお、巻線電圧は、磁束鎖交数（Ｎｗａ×φａ）の時間変化率である。
Ｖａ＝Ｎｗａ×ｄφａ／ｄｔ                                        （４）
＝Ｎｗａ×（ｄφａ／ｄθｒ）×（ｄθｒ／ｄｔ）
＝Ｋｒａ×Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ                    （５）
（５）式において、（Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ）は一定値と仮定しているので、電圧Ｖａは前記軸方向長さ比Ｋｒａに比例した値となる。なお、前記の「図５の電圧は正規化して」とは、（５）式において一定値である（Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ）を１と仮定することである。
【００５９】
Ａ相巻線が供給する電力Ｐａは、電圧と電流の積であり、次式となる。
Ｐａ＝Ｖａ×Ｉｏ                                                  （６）
そして、Ａ相が発生するトルクＴａは、供給電力と機械的パワーが等しいと仮定して、次式となる。
Ｔａ＝Ｐａ／Ｖｓｏ                                                （７）
＝Ｖａ×Ｉｏ／Ｖｓｏ                                          （８）
（８）式において、Ｉｏ／Ｖｓｏは一定値なので、Ａ相トルクＴａは、Ａ相電圧Ｖａに比例した値となる。なお、パワーは［Ｗ］、トルクは［Ｎｍ］、電圧は［Ｖ］、電流は［Ａ］、速度は［ラジアン／ｓｅｃ］、ＬｓとＲｒは［ｍ］の単位としている。
【００６０】
（２）式から（８）式の関係は、Ｂ相、Ｃ相についても同じなので、次式の関係となる。
Ｖｂ＝Ｋｒｂ×Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ                    （９）
Ｖｃ＝Ｋｒｃ×Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ                  （１０）
Ｔｂ＝Ｖｂ×Ｉｏ／Ｖｓｏ                                        （１１）
Ｔｃ＝Ｖｃ×Ｉｏ／Ｖｓｏ                                        （１２）
ここで、ＫｒｂはＢ相の軸方向長さ比、ＫｒｃはＣ相の軸方向長さ比である。但し、これらはステータ磁極とロータ磁極が対向する区間において成立する式である。
【００６１】
図５で説明した前記Ａ１相電圧Ｖａ１、Ｂ１相電圧Ｖｂ１、Ｃ１相電圧Ｖｃ１は、（５）、（９）、（１０）式と一致する。そして、（８）、（１１）、（１２）式より、図４のリラクタンスモータに関する各相トルクＴａ１、Ｔｂ１、Ｔｃ１は、（Ｉｏ／Ｖｓｏ）が一定値なのでそれぞれ、各相電圧Ｖａ１、Ｖｂ１、Ｖｃ１に比例する。その意味で、図５の各相電圧Ｖａ１、Ｖｂ１、Ｖｃ１の下に各相トルクＴａ１、Ｔｂ１、Ｔｃ１を括弧付きで付記している。
【００６２】
次に、図４のリラクタンスモータで、ＣＣＷの正方向の連続トルクを生成する方法について説明する。図５のＡ１相トルクであるＴａ１が正トルクを生成する区間は、θｒが０°から６０°と９０°から１５０°であり、図５のＩａ１Ｆに示す電流を通電する。図５のＢ１相トルクであるＴｂ１が正トルクを生成する区間は、θｒが３０°から９０°と１２０°から１８０°であり、図５のＩａ１Ｆに対して位相が３０°遅れた電流Ｉｂ１Ｆを通電する。図５のＣ１相トルクであるＴｃ１が正トルクを生成する区間は、θｒが６０°から１２０°と１５０°から２１０°であり、図５のＩａ１Ｆに対して位相が６０°遅れた電流Ｉｃ１Ｆを通電する。図５に示す各相のＣＣＷの電圧、トルクは０．５の大きさである。しかし、各相のトルク発生区間が３０°づつ重なって、常時、３相の内の２相がトルクを発生する。その結果、各相トルクの和は、図５のＴｔ１の５１に示す１．０の値で、一定トルクとなる。
【００６３】
次に、図４のリラクタンスモータで、ＣＣＷ方向へ速度Ｖｓｏで回転する状態で、ＣＷ方向のトルクを生成する方法について、図５を使用して説明する。モータを制動し、回生する動作でもある。図５のＡ１相トルクであるＴａ１が負トルクを生成する区間は、θｒが６０°から９０°と１５０°から１８０°であり、図５のＡ１相電流Ｉａ１Ｒに示す電流を通電する。図５のＢ１相トルクであるＴｂ１が負トルクを生成する区間は、θｒが９０°から１２０°と１８０°から２１０°であり、図示していないが、図５のＩａ１Ｒに対して位相が３０°遅れたＢ１相電流を通電する。図５のＣ１相トルクであるＴｃ１が負トルクを生成する区間は、θｒが１２０°から１５０°と３０°から６０°であり、図示していないが、図５のＩａ１Ｒに対して位相が６０°遅れたＣ１相電流を通電する。
【００６４】
各相トルクの和は、図５のＴｔ１の５２に示す値で、負の一定トルクとなる。この場合、各相の負トルク発生区間が重なる部分は無く、各相のトルクが交互に負トルクを発生し、負の一定トルクを生成する。なお、図５のＶｔ１は、各相トルクの和に相当し、各相の動作電圧を足し合わせた仮想の電圧である。また、ＣＷ方向のトルクを生成するアルゴリズムは、基本的に回転方向、回転数には関係なく生成できるが、図５を使用してＣＣＷトルクと対比して説明する都合上、ＣＣＷ回転時のＣＷトルクについて説明した。
【００６５】
図４６、図４７、図４８に示した従来のリラクタンスモータは、騒音の問題、トルクリップルの問題、平均トルク低下の問題があることを示した。これに対し、図４、図５に示したリラクタンスモータの特長は、各相のトルク発生区間が広くなることと、各相のトルク発生区間が相互に重複することである。図５に示すように、各相のトルク発生範囲が重複するので、単純に各相のトルク脈動が相殺する効果と、種々対応策も容易となる。
【００６６】
騒音の問題に対しては、例えば、図５の各相の電流を前半３０°では大きめにし、後半３０°では電流値を小さめにする方法が考えられる。具体的には、図５のロータ回転角θｒの０°から３０°の辺りまではＡ１相電流Ｉａ１を大きめにし、３０°から６０°にかけて小さめにする。この時同様に、Ｂ１相電流Ｉｂ１は３０°から６０°の辺りまでは大きめにし、６０°から９０°にかけて小さめにする。そして、Ｃ１相電流Ｉｃ１は６０°から９０°の辺りまでは大きめにし、９０°から１２０°にかけて小さめにする。このように、各相の電流通電方法を修正して、各相の電流を０［Ａ］に減少するときの電流変化率を低減することにより、ラジアル方向吸引力の変化率を低減し、モータのバックヨーク、ケースなどの振動を低減し、騒音を低減することができる。
【００６７】
また、図５に示す３相のトルク波形Ｔａ１、Ｔｂ１、Ｔｃ１の正側から解るように、トルク発生幅が広く、永久磁石型の３相交流同期モータをいわゆる１２０°通電で駆動する場合と類似したトルク波形である。従って、ステータの歯、ロータの歯の円周方向の変形、振動も低減し、騒音を低減することができる。
【００６８】
トルクリップルの問題については、図４８の特性から類推できるように、図５のＡ１相トルクＴａ１は０°から３０°近傍までのトルクが比較的大きく、６０°に近づくにトルクが低下して行く。しかし、Ｂ１相トルクＴｂ１は３０°から６０°の間では比較的大きく、Ａ１相トルクＴａ１の低下を補う関係となっている。図４、図５に示した本発明のリラクタンスモータでは、各３相間で同様の関係であり、各相のトルク脈動が相殺する作用があり、トルクリップルが低減している。騒音、振動の低減効果もある。
【００６９】
平均トルク低下の問題については、前記のようにＡ相の場合、トルク定数の大きい０°から３０°近傍までの電流を大きめにすることにより補うことができる。但し、図１、図４、図５で示したリラクタンスモータは、各相へ通電する電流の通電区間が２倍に増えるので、リラクタンスモータの銅損は２倍に増加することになる。なお、この銅損の低減については、各ロータ磁極のＣＣＷ方向前方部の円周方向長さを短縮するなど、本発明で示す他の技術等で補うこともできる。
【実施例２】
【００７０】
次に、本発明の他の例を、図１、図６、図７に示し、説明する。なお、リラクタンスモータの横断面図図１は、図４と図６と図１４で共通に使用して説明する。また、図６、図７の表現方法は、図４、図５と同様である。ここでは、表現方法などの説明は省略する。
図６に示すリラクタンスモータは、図４に示したリラクタンスモータとロータの形状が異なる。
【００７１】
図６の（ａ）は、ステータとロータとの間のエアギャップ面から見たステータ磁極ＳＰの内周面形状を、そのＣＣＷの円周方向が図６の横軸方向、即ち、図６の紙面の右方向となるように直線展開した図である。図６の紙面の縦軸方向はロータ軸の方向である。図６の１１はＡ２相ステータ磁極、１２はＡ２／相のステータ磁極、１３はＢ２相ステータ磁極、１４はＢ２／相ステータ磁極、１５はＣ２相ステータ磁極、１６はＣ２／相のステータ磁極である。各相のステータ磁極のエアギャップ面の形状は、円周方向角度幅θＢｓが３０°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。
【００７２】
図６の（ｂ）は、エアギャップ面から見たロータ磁極ＲＰの外周面形状を、図１のＣＣＷの円周方向が図６の横軸方向、即ち、図６の紙面の右方向となるように直線展開した図である。そして、図６の最下段にロータ回転角位置θｒの値を示している。図６の（ｂ）のθｒは０°である。なお、このθｒは−９０°から３６０°までを示している。
【００７３】
図６の（ｂ）のロータ磁極６Ｊは、図１のロータ磁極１Ｊと同じものであり、ロータ回転角位置θｒは０°である。図６の各ロータ磁極の円周方向角度幅θＢｒは５２．５°である。３６０度の範囲に、６Ｊ、６Ｋ、６Ｌ、６Ｍの４個のロータ磁極を配置している。
各ロータ磁極の形状をＣＣＷ方向の前方部と後方部に分けて説明すると、ＣＣＷ方向の前方部は、図示しているように、円周方向角度幅が１５°で、ロータ軸方向長さはＬｓ／２である。後方部は、円周方向角度幅が３７．５°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。
【００７４】
図６の（ｃ）は、図６の（ｂ）のロータ位置からＣＣＷへ１５°回転したロータ形状で、θｒは１５°である。図６の（ｄ）は、さらにＣＣＷへ１５°回転し、θｒは３０°である。図６の（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）は、同様に、ロータを１５°ずつＣＣＷへ進めた図である。このようにロータを回転させ、ロータ回転角位置θｒを変えることにより、各ロータ磁極ＲＰと各ステータ磁極ＳＰの磁気的な相対関係が変わるので、各ステータ磁極ＳＰの各相巻線へ、それぞれ適切なタイミングで電流を通電して励磁し、ロータの回転トルクを得ることができる。
【００７５】
今、Ａ２相の巻線１７、１８とＡ２／相の巻線１Ｃ、１Ｄを直列に接続し、Ａ２相電流Ｉａ２として連続定格に近い値の一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓoで回転する状態を考えてみる。図１のＣＣＷ方向は、図６の紙面の右方向である。この時の巻線電圧は、図７の電圧Ｖａ２となる。このＶａ２の横軸は時間ｔであり、図７の最下段にはその時のロータ回転角位置θｒの値を示している。
【００７６】
最初に、ロータ磁極６Ｊがθｒの０°から１５°にさしかかると、ロータ磁極６Ｊの前方部がＡ２相のステータ磁極１１に、エアギャップを介して対向する。図６の（ｂ）から（ｃ）の状態である。ロータ磁極６Ｊの前方部のロータ軸方向長さは、ステータ磁極の軸方向長さＬｓの１／２であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の１／２となる。図７のＶａ２の０°から１５°の間の値は０．５として示している。
【００７７】
次に、ロータ磁極６Ｊが、図６の（ｃ）のように、θｒの１５°から３０°にさしかかると、ロータ磁極６Ｊの後方部がＡ２相のステータ磁極１１に、エアギャップを介して対向して行く。ロータ磁極６Ｊの後方部の軸方向長さはＬｓであり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値となる。図７のＶａ２の１５°から３０°の間の値は１．０と示している。ロータ磁極６Ｊが、図６の（ｄ）のように、θｒの３０°から４５°にさしかかると、ロータ磁極６Ｊの後方部がステータ磁極１１に、さらに対向して行くが、一方、ロータ磁極６Ｊの前方部がステータ磁極１１から外れて行く。この結果、ロータ磁極６Ｊとステータ磁極１１へ通過する磁束の回転変化率は、差し引きで、最大値の１／２となる。図７のＶａ２の３０°から４５°の間の値は０．５と示している。
【００７８】
ロータ磁極６Ｊが、図６の（ｅ）のように、θｒの４５°から５２．５°の間は、ステータ磁極１１の全面がロータ磁極６Ｊへ対向している。ステータ磁極１１へ通過する磁束の回転変化率は０であり、この間の図７のＶａ２の値は０となる。ロータ磁極６Ｊが、図６の（ｅ）から（ｆ）のように、θｒの５２．５°から６０°の間は、ロータ磁極６Ｊの後方部がステータ磁極１１から外れて行くので、ステータ磁極１１へ通過する磁束の回転変化率は、−１となる。ロータ磁極６Ｊが、図６の（ｆ）から（ｇ）のように、θｒの６０°から７５°の間は、ロータ磁極６Ｊの後方部がステータ磁極１１から外れて行くので、ステータ磁極１１へ通過する磁束の回転変化率は、−１となる。ロータ磁極６Ｊが、図６の（ｆ）のように、θｒの７５°から８２．５°の間は、ロータ磁極６Ｊの後方部がステータ磁極１１から外れて行くので、ステータ磁極１１へ通過する磁束の回転変化率は、−１となる。結局、θｒの５２．５°から８２．５°の間は、図７のＶａ２の値は−１となる。
【００７９】
ロータ回転角位置θｒが８２．５°から９０°までの間は、ステータ磁極１１に対向するロータ磁極は無く、図７のＶａ２の値は０となる。θｒが９０°になると、ロータ磁極６Ｋがステータ磁極１１にさしかかり、図６の（ｂ）の状態になって前記動作説明の最初の状態に戻り、その動作を繰り返して、ＣＣＷへ連続的に回転する。
【００８０】
同様に、図６の１３、１４のＢ２相の巻線とＢ２／相の巻線を直列に接続し、Ｂ２相電流Ｉｂ２として一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図７の電圧Ｖｂ２となる。同様に、１５、１６のＣ２相の巻線とＣ２／相の巻線を直列に接続し、Ｃ２相電流Ｉｃ２として一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図７の電圧Ｖｃ２となる。電圧Ｖａ２、Ｖｂ２、Ｖｃ２は相互に３０°の位相差となっている。各電圧は、（５）、（９）、（１０）式で、値を正規化している。
【００８１】
図７で説明した前記Ａ２相電圧Ｖａ２、Ｂ２相電圧Ｖｂ２、Ｃ２相電圧Ｖｃ２は、（５）、（９）、（１０）式と一致する。そして、（８）、（１１）、（１２）式より、図６のリラクタンスモータに関する各相トルクＴａ２、Ｔｂ２、Ｔｃ２は、（Ｉｏ／Ｖｓｏ）が一定値なのでそれぞれ、各相電圧Ｖａ２、Ｖｂ２、Ｖｃ２に比例する。その意味で、図７の各相電圧Ｖａ２、Ｖｂ２、Ｖｃ２の下に各相トルクＴａ２、Ｔｂ２、Ｔｃ２を括弧付きで付記している。ただし、前記の、種々の簡素化した条件の元で成立する数式である。
【００８２】
次に、図６のリラクタンスモータで、ＣＣＷの正方向の連続トルクを生成する方法について説明する。図７のＡ２相トルクであるＴａ２が正トルクを生成する区間は、θｒが０°から４５°と９０°から１３５°であり、図７のＩａ２Ｆに示す電流を通電する。前記のように、ロータ回転角位置θｒの４５°から５２．５°の間と、８２．５°から９０°までの間は、Ａ２相Ｖａ２が０［Ｖ］の区間なので、前記Ａ２相電流Ｉａ２Ｆの増加時間、減少時間として利用でき、図７のＩａ２Ｆに示すような台形状の電流とすることができる。なお、通電区間の短縮により銅損を低減できるので、回転数に応じて電流の増減時間を短縮することもできる。
【００８３】
図７のＢ２相トルクであるＴｂ２が正トルクを生成する区間は、θｒが３０°から７５°と１２０°から１６５°であり、図７のＩａ２Ｆに対して位相が３０°遅れた電流Ｉｂ２Ｆを通電する。図７のＣ２相トルクであるＴｃ２が正トルクを生成する区間は、θｒが６０°から１０５°と１５０°から１９５°であり、図７のＩａ２Ｆに対して位相が６０°遅れた電流Ｉｃ２Ｆを通電する。Ａ２相のトルクＴａ２の正の部分、Ｂ２相のトルクＴｂ２の正の部分、Ｃ２相のトルクＴｃ２の正の部分を足し合わせると、図７のＴｔ２の７１となり、正の一定トルク１．０となる。以上のように、３相のトルクはそれぞれ０．５と１．０との階段状の特性であるが、３相のトルクを足し合わせると一定トルクとなるようなロータ形状としている。
【００８４】
次に、図６のリラクタンスモータで、ＣＣＷ方向へ速度Ｖｓｏで回転する状態で、ＣＷ方向のトルクを生成する方法について、図７を使用して説明する。モータを制動し、回生する動作でもある。図７のＡ２相トルクであるＴａ２が負トルクを生成する区間は、θｒの５２．５°から８２．５°と１４２．５°から１７２．５°の間で、図７のＴａ２の値は−１となる。この間に図７のＡ２相電流Ｉａ２Ｒを通電する。そして、ロータ回転角位置θｒの４５°から５２．５°の間と、８２．５°から９０°までの間は、Ａ２相電圧Ｖａ２が０［Ｖ］の区間なので、前記Ａ２相電流Ｉａ２Ｒの増加時間、減少時間として利用できるので、図７のＩａ２Ｒに示すような台形状の電流とすることができる。同様に、Ｂ２相電流Ｉｂ２として、図７のＩａ２Ｒより３０°位相の遅れた電流を通電する。同様に、Ｃ２相電流Ｉｃ２として、図７のＩａ２Ｒより６０°位相の遅れた電流を通電する。
【００８５】
各相の負のトルクの和は、図７のＴｔ２の７２に示す値で、負の一定トルクとなる。この場合、各相の負トルク発生区間が重なる部分は無く、各相のトルクが交互に負トルクを発生し、負の一定トルクを生成する。なお、図７の電圧Ｖｔ２は、各相トルクの和に相当し、各相の動作電圧を足し合わせた仮想の電圧でもある。また、ＣＷ方向のトルクを生成するアルゴリズムは、原理的に回転方向および回転数には関係なく生成できるものであるが、図７を使用してＣＣＷトルクと対比して説明する都合上、ＣＣＷ回転時のＣＷトルクについて説明した。
【００８６】
図１、図６、図７に示した本発明モータは、前記のように、独特の特性となっている。
騒音の問題に対しては、例えば、図７の各相の電流を前半では大きめにし、後半では電流値を小さめにする方法が考えられる。具体的には例えば、図７のロータ回転角θｒの０°から１５°の辺りまではＡ２相電流Ｉａ２を大きめにし、３０°から４５°にかけて小さめにする。この時同様に、Ｂ２相電流Ｉｂ２は３０°から４５°の辺りまでは大きめにし、６０°から７５°にかけて小さめにする。そして同様に、Ｃ２相電流Ｉｃ２は６０°から７５°の辺りまでは大きめにし、９０°から１０５°にかけて小さめにする。このように、各相の電流通電方法、すなわち、電流の大きさを修正して、各相の電流が大きな電流値から０［Ａ］に減少するときの電流変化率を低減することにより、ラジアル方向吸引力の変化率を低減することになる。その結果、モータのバックヨーク、ケースなどの振動を低減し、騒音を低減することができる。
【００８７】
また、図７の電流波形Ｉａ２Ｆ、Ｉａ２Ｒは台形状の電流波形とすることができるので、各相電流の急増、急減などの電流変化率を抑えることにより騒音を低減することができる。また、図７に示すように、各相のトルクは５０％の区間でトルクを発生している。そして、図７で各相トルクが０．５となる区間では、３相の内の２相がトルクを発生している。このように、各相のステータ磁極が広い区間でトルクを発生すること、そして、３相が相互にトルク発生区間を重複させることにより、より滑らかな回転を実現し、騒音低減が可能である。
【００８８】
比較のため、３相の正弦波交流モータの一つの相のトルクを破線で図７に示す。この破線は正弦波の２乗式であり、その変換式は（ＳＩＮθ×ＳＩＮθ）＝（１−ＣＯＳ（２θ））／２である。なお、この式および破線は３相交流モータの一つの相の理想的なトルク波形形状であり、その３相分のトルクを加算すると一定値３／２となる。ここで、図７のＴａ２の正トルクの部分だけに着目し、階段状のトルク波形を平滑して基本波成分を考えると、前記破線に類似していることが推測できる。従って、図７の各相の正トルクは、ほぼ矩形波形状の電流で駆動するリラクタンスモータでありながら、３相正弦波で駆動する同期モータのトルクに近い特性が得られるので、騒音、振動の低減が期待できる。また前記の様に、図６のリラクタンスモータの正側トルクの合計は図７のＴｔ２の７１に示した一定値である。
【００８９】
図７の駆動法における銅損について説明する。ＣＣＷへ回転するとき、各相の電流は全通電区間の５０％で電流を通電することになり、図４７の従来方法の通電区間の３３％の場合より銅損が増加することになる。モータの静粛性を優先している。なお、本発明モータの銅損の大幅低減方法とトルクの増大方法については後述する。
【００９０】
また、図６に示す各ロータ磁極の形状は軸方向長さがＬｓ／２の前方部と、軸方向長さがＬｓの後方部の２段階の形状としているが、種々の形状へ変形することも可能である。例えば、図７に示すＡ２相のトルクＴａ２の正側部分が、（１−ＣＯＳ（２θ））／２により近い特性となるように、ロータ磁極の形状を変形することも可能である。階段形状がより滑らかな形状となる。また、各トルク特性はステータ磁極とロータ磁極との相対的な磁気特性で作れるので、ロータ磁極形状だけでなく、ステータ磁極形状も変形することができる。
【００９１】
また、図６では、各ロータ磁極の前方部のロータ軸方向長さをＬｓ／２していて、ラジアル方向の磁気抵抗値で表現すると２倍、即ち、２００％としている。前方部のロータ軸方向長さ、即ち、ラジアル方向の磁気抵抗値は、種々の値を取ることができるが、ロータ磁極の後方部の磁気抵抗値より２０％以上大きければ、トルクを出力する角度幅の拡大および低騒音化の効果を発揮することができる。この時、各ステータ磁極が、ステータ磁極の円周方向角度幅より大きい角度幅に渡ってトルクを発生することができる。また、トルク波形を図７の階段状からより滑らかな形状とする方法として、駆動電流の波形を矩形から台形波あるいはより滑らかな波形にする方法があり、前記のロータ磁極の前方部の形状と合わせて選択できる。
なお、ロータ磁極の前方部のロータ軸方向長さ、即ち、ラジアル方向の磁気抵抗値の設計、製作方法は、後に図１７に示す電磁鋼板への穴加工などが有力な方法であり、渦電流などの磁気特性の点、生産性、量産性の点で優れている。
【００９２】
また、ロータ磁極の前方部の円周方向角度幅についても、図４、図６、図１０、図１２、図１６に示すように、種々の値、種々の形状を選択できる。各ロータ磁極のトルク発生幅の拡大と低騒音化と銅損の増加および駆動回路の得失が関わる。また、ロータ磁極の前方部の円周方向角度幅は、図７、図１１、図１３に示すように、後方部の円周方向角度幅の１０％以上であればトルク形状の階段化ができるので、トルク発生幅の拡大と低騒音化の効果を期待できる。
【００９３】
また、図１、図６、図７に示した本発明モータにおいて、ＣＷのトルクについては、各相トルクの重複期間が無い例について説明したが、各ステータ磁極の円周方向幅を３０°から（３０°＋α）とすれば、αの角度だけＣＷのトルクも重複させることができる。そして、αの角度についての駆動法も変えることができる。また、ステータ磁極の円周方向前後の形状を、ロータ磁極のように、変えることも可能である。但し、巻線配置のスペースの問題などが発生する。また、ロータ、あるいは、ステータのスキューも可能である。
【実施例３】
【００９４】
次に、図８の（ａ）に本発明の他のリラクタンスモータの横断面図の例を示す。ステータ磁極が８個でロータ磁極が６個のリラクタンスモータである。図８の（ａ）の表現方法は、図１と同様である。図８の（ａ）のリラクタンスモータの構成は、ロータの中心点に対して点対称の構成として、発生する磁束が電気角で１８０°反対側へ通過する構成としている。その場合、ステータ磁極の数が４の倍数である場合、円周方向にステータ磁極のＮ極とＳ極とを交互に並べられない部分が出てくる。図８は、ステータ磁極の並び方が一部不規則になる例である。他方、ステータ磁極の数が、図１の６個、図９の１０個、１４個、あるいは、１８個などの場合は、円周方向にステータ磁極のＮ極とＳ極とを交互に配置できる。
【００９５】
図８の１０１はＡ３相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線８１を巻回し、巻線を電流シンボルで示していて、片方向のＡ３相電流Ｉａ３をその電流シンボルの方向へ通電する。１０２はＡ３／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線８１を巻回し、片方向のＡ３相電流Ｉａ３をその電流シンボルの方向へ通電する。通常、巻線８１と巻線８２を直列に接続して、両巻線へ同一のＡ３相電流Ｉａ３を通電する。その時、１０２はＮ極となり、１０１はＳ極となる。図８の（ａ）の状態の場合、励磁される磁束は、ステータ磁極１０２からロータ磁極１０Ｍと１０Ｊを通り、ステータ磁極１０１を通り、バックヨークを介して一巡する。その場合、ロータへＣＣＷのトルクが発生する。
【００９６】
同様に、１０３はＢ３相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線８３を巻回する。１０４はＢ３／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線８４を巻回する。巻線８３と巻線８４を直列に接続して、両巻線へ同一のＢ３相電流Ｉｂ３を電流シンボルの方向へ通電する。その時、１０３はＮ極となり、１０４はＳ極となる。
【００９７】
同様に、１０５はＣ３相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線８５を巻回する。１０６はＣ３／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線８６を巻回する。巻線８５と巻線８６を直列に接続して、両巻線へ同一のＣ３電流Ｉｃ３を電流シンボルの方向へ通電する。その時、１０６はＮ極となり、１０５はＳ極となる。
【００９８】
同様に、１０７はＤ３相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線８７を巻回する。１０８はＤ３／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線８８を巻回する。巻線８７と巻線８８を直列に接続して、両巻線へ同一のＤ３電流Ｉｄ３を電流シンボルの方向へ通電する。その時、１０７はＮ極となり、１０８はＳ極となる。
【００９９】
ここで、ステータ磁極１０１と１０８のＳ極の同極が円周方向に並び、その間に位置するスロットには巻線８１の正電流側と巻線８８の負電流側とが配置する。同じように、ステータ磁極１０７と１０２のＮ極の同極が円周方向に並び、その間に位置するスロットには巻線８７の正電流側と巻線８２の負電流側とが配置する。前記したように、ステータ磁極の数が４の整数倍である場合、このような不規則性が発生する。
【０１００】
次に、図８の（ａ）のリラクタンスモータの電圧、電流、トルクについて図１０、図１１に示し、説明する。ＣＣＷへ回転して、ＣＣＷのトルクあるいはＣＷのトルクを発生する動作である。図１０の（ａ）は、ステータとロータとの間のエアギャップ面から見たステータ磁極ＳＰの内周面形状を、そのＣＣＷの円周方向が図１０の横軸方向となるように直線展開した図である。図１０の縦軸方向はロータ軸方向である。図１０の１０１はＡ３相ステータ磁極、１０２はＡ３／相のステータ磁極、１０３はＢ３相ステータ磁極、１０４はＢ３／相ステータ磁極、１０５はＣ３相ステータ磁極、１０６はＣ３／相のステータ磁極、１０７はＤ３相ステータ磁極、１０８はＤ３／相のステータ磁極である。各相のステータ磁極のエアギャップ面の形状は、円周方向角度幅θＢｓが２２．５°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。図８の（ａ）と図１０で同一符号のものは同一のものである。
【０１０１】
図１０の（ｂ）は、エアギャップ面から見たロータ磁極ＲＰの外周面形状を、図８の（ａ）のＣＣＷの円周方向が図１０の横軸方向、即ち、図１０の紙面の右方向となるように直線展開した図である。図８の（ａ）において、ロータの始点はＡ３相のステータ磁極１０１の時計回転方向端の回転角位置とし、ロータ回転角位置θｒは、その始点からロータ磁極１０ＪのＣＣＷ方向端部までとした。図１０におけるロータの始点は、紙面において、ステータ磁極１０１の左端である。その点の最下段のロータ回転角位置θｒの値を０°としている。図１０におけるロータ回転角位置θｒは、前記始点からロータ磁極１０Ｊの右端までである。図１０において、ロータ磁極１０Ｊの右端は、図８の（ａ）における１０ＪのＣＣＷの先端でもある。図１０の（ｂ）のロータの回転角位置θｒは０°である。なお、図１０ではθｒは−９０°から３６０°までを示している。
【０１０２】
次に、ロータ磁極の形状について説明する。図８の（ａ）、図１０の各ロータ磁極の円周方向角度幅θＢｒは３３．７５°である。各ロータ磁極のロータ軸方向幅は、ＣＣＷ方向の前方部の７．５°幅部分と後方部の２６．２５°幅部分が異なる形状となっている。前記前方部の７．５°幅部分は、ロータ軸方向長さがＬｓ／２である。前記後方部の２６．２５°部分は、ロータ軸方向長さがＬｓで、各ステータ磁極ＳＰのロータ軸方向長さと同じ長さである。
【０１０３】
図１０の（ｃ）は、図１０の（ｂ）のロータ位置θｒ＝０°からＣＣＷへ７．５°回転しており、θｒは７．５°である。図１０の（ｄ）は、さらにＣＣＷへ１５°回転し、θｒは２２．５°である。図１０の（ｅ）のθｒは３０°、（ｆ）のθｒは３３．７５°、（ｇ）θｒは５６．２５°である。このようにロータを回転させ、ロータ回転角位置θｒを変えることにより、各ステータ磁極ＳＰと各ロータ磁極ＲＰとの磁気的な相対関係が変わるので、各ステータ磁極ＳＰをそれぞれ適切なタイミングで励磁してロータの回転トルクを得ることができる。
【０１０４】
次に、ステータ磁極の各巻線へ電流を通電した時に作用する電圧、モータ出力パワー、トルクの関係について説明する。但し、電磁気関係を単純にモデル化した場合の特性である。今、図８の（ａ）のＡ３相の巻線８１とＡ３／相の巻線８２を直列に接続し、Ａ３相電流Ｉａ３として連続定格に近い値の一定電流Ｉｏ［Ａ］を通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する状態を考えてみる。図８の（ａ）のＣＣＷ方向は、図１０の紙面の右方向である。この時のＡ３相の巻線電圧は、図１１の電圧Ｖａ３となる。図１１のＶａ３の横軸は時間ｔであり、図１１の最下段にはその時のロータ回転角位置θｒの値を示している。
【０１０５】
最初に、ロータ回転角位置θｒが０°から７．５°へさしかかる時のＡ３相の巻線に鎖交する磁束と、Ａ３相の巻線電圧Ｖａ３について説明する。ロータ磁極１０Ｊがθｒの０°から、その前方部がＡ３相のステータ磁極１０１に、エアギャップを介して対向し始める。図１０の（ｂ）から（ｃ）までの状態である。ロータ磁極１０Ｊの前方部のロータ軸方向長さは、ステータ磁極の軸方向長さＬｓの１／２であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の１／２となる。ここで、図１１の電圧は、（５）、（９）、（１０）式などで、正規化していて、Ｖａ３の０°から７．５°の間のＡ３相の巻線電圧Ｖａ３は０．５として示している。
【０１０６】
次に、θｒが７．５°から２２．５°の間は、図１０の（ｃ）から（ｄ）までの状態である。ロータ磁極１０Ｊの後方部がＡ３相のステータ磁極１０１へ対向して行き、通過する磁束は軸方向長さＬｓと最大で、回転と共に増加する。ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値となる。その結果、図１１のθｒが７．５°から２２．５°の間のＡ３相の巻線電圧Ｖａ３は１．０となる。
【０１０７】
次に、θｒが２２．５°から３０°の間は、図１０の（ｄ）から（ｅ）までの状態である。ロータ磁極１０Ｊの後方部がＡ３相のステータ磁極１０１へ対向して行き、通過する磁束が回転と共に増加するが、一方で、ロータ磁極１０Ｊの前方部がＡ３相のステータ磁極１０１から外れて行く。磁束の差し引きの増加は１／２であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の１／２となる。その結果、図１１のθｒが２２．５°から３０°の間のＡ３相の巻線電圧Ｖａ３は０．５となる。
【０１０８】
次に、θｒが３０°から３３．７５°の間は、図１０の（ｅ）から（ｆ）までの状態である。この間は、ステータ磁極１０１の全面にロータ磁極１０Ｊが対向しているので、通過する磁束が一定である。従って、ロータ磁極からステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は０である。図１１のθｒが３０°から３３．７５°の間のＡ３相の巻線電圧Ｖａ３は０となる。
【０１０９】
次に、θｒが３３．７５°から５６．２５°の間は、図１０の（ｆ）から（ｇ）までの状態である。ロータ磁極１０Ｊの後方部がＡ３相のステータ磁極１０１へ対向している状態から外れて行き、θｒが５６．２５°では完全に外れる。この間は、通過する磁束が回転と共に減少する。ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は負の最大値となる。その結果、図１１のθｒが３３．７５°から５６．２５°の間のＡ３相の巻線電圧Ｖａ３は−１．０となる。
【０１１０】
次に、θｒが５６．２５°から６０°の間は、図１０の（ｇ）から、元の状態の図１０の（ｂ）までの状態である。ロータ磁極の間隔は６０°なので、最初に説明を開始した元の（ｂ）の状態に戻る。この間は、ステータ磁極１０１はロータ磁極１０Ｊに対向しないので、通過する磁束は０で、一定である。図１１のθｒが５６．２５°から６０°の間のＡ３相の巻線電圧Ｖａ３は０となる。以上説明した、θｒが０°から６０°の動作を繰り返して回転する。
【０１１１】
Ｂ３相についても、図８の（ａ）のＢ３相ステータ磁極１０３に巻回した巻線８３とＢ３／相のステータ磁極に巻回した巻線８４を極性を合わせて直列に巻回する。そしてこの巻線へ連続定格に近い値の一定電流Ｉｏ［Ａ］を通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する。この時のＢ３相の巻線電圧は、図１１の電圧Ｖｂ３となり、Ａ３相電圧Ｖａ３に対して位相が４５°遅れた電圧である。６０°周期なので、位相が１５°進んだ電圧でもある。同様に、Ｃ３相の電圧Ｖｃ３は巻線８５と８６を直列に巻回した巻線の電圧で、図１１の電圧Ｖｃ３となり、Ａ３相電圧Ｖａ３に対して位相が３０°遅れた電圧である。同様に、Ｄ３相の電圧Ｖｄ３は巻線８７と８８を直列に巻回した巻線の電圧で、図１１の電圧Ｖｄ３となり、Ａ３相電圧Ｖａ３に対して位相が１５°遅れた電圧である。
【０１１２】
これらの各相の電圧などは、（１）式から（１２）式の関係となっている。Ｄ相についても同様の式である。ただし、前記の、種々の簡素化した条件の元で成立する数式である。また、各電圧、各電流、各トルクは、（５）、（９）、（１０）式などで、値を正規化している。
【０１１３】
図１１で説明した前記Ａ３相電圧Ｖａ３、Ｂ３相電圧Ｖｂ３、Ｃ３相電圧Ｖｃ３、Ｄ３相電圧Ｖｄ３は、（５）式の関係となっている。そして、（８）式においてＡ相のトルクがＡ相電圧に比例するように、図８の（ａ）のリラクタンスモータに関するＡ３相トルクＴａ３、Ｂ３相トルクＴｂ３、Ｃ３相トルクＴｃ３、Ｄ３相トルクＴｄ３は、（Ｉｏ／Ｖｓｏ）が一定値なのでそれぞれ、各相電圧Ｖａ３、Ｖｂ３、Ｖｃ３、Ｖｄ３に比例する。その意味で、図１１の各相電圧Ｖａ３、Ｖｂ３、Ｖｃ３、Ｖｄ３の下に各相トルクＴａ３、Ｔｂ３、Ｔｃ３、Ｔｄ３を括弧付きで付記している。
【０１１４】
次に、図８の（ａ）、図１０、図１１に示すリラクタンスモータで、ＣＣＷの正方向の連続トルクを生成する方法について説明する。図１１のＡ３相トルクであるＴａ３が正トルクを生成する区間は、θｒが０°から３０°と６０°から９０°などであり、図１１のＩａ３Ｆに示す電流を通電する。ここで例えば、θｒが−３．７５°から０°、および、３０°から３３．７５°の間は巻線電圧Ｖａ３が０なのでトルクへの影響がなく、電流の増加時間、減少時間として使用している。図１１のＢ３相トルクであるＴｂ３が正トルクを生成する区間は、θｒが４５°から７５°と１０５°から１３５°などであり、図１１のＩａ３Ｆに対して位相が４５°遅れた電流Ｉｂ３Ｆを通電する。図１１のＣ３相トルクであるＴｃ３が正トルクを生成する区間は、θｒが３０°から６０°と９０°から１２０°などであり、図１１のＩａ３Ｆに対して位相が３０°遅れた電流Ｉｃ３Ｆを通電する。
図１１のＤ３相トルクであるＴｄ３が正トルクを生成する区間は、θｒが１５°から４５°と７５°から１０５°であり、図１１のＩａ３Ｆに対して位相が１５°遅れた電流Ｉｄ３Ｆを通電する。この時の各相の正トルクを合計すると、図１１のＶｔ３の１１１に示すトルクとなり、大きさ１．５の一定値となる。常時、４相の内の２相がトルクを発生していて、その和が１．５になっている。
【０１１５】
次に、図８の（ａ）、図１０、図１１のリラクタンスモータで、ＣＣＷ方向へ速度Ｖｓｏで回転する状態で、ＣＷ方向のトルクを生成する方法について、図１１を使用して説明する。モータを制動し、回生する動作でもある。図１１のＡ３相トルクであるＴａ３が負トルクを生成する区間は、θｒが３３．７５°から５６．２５°と９３．７５°から１１６．２５°などであり、図１１のＩａ３Ｒの実線で示す台形状の電流を通電する。ここで例えば、θｒが−３．７５°から０°、および、３０°から３３．７５°の間は巻線電圧Ｖａ３が０なのでトルクへの影響がなく、電流の増加時間、減少時間として使用している。Ｉａ３Ｒの他の電流サイクルも同様である。図１１のＢ３相トルクであるＴｂ３が負トルクを生成する区間は、θｒが１８．７５°から４１．２５°と７８．７５°から１０１．２５°などであり、図１１のＩａ３Ｒに対して位相が４５°遅れた電流Ｉｂ３Ｒを通電する。図１１のＣ３相トルクであるＴｃ３が負トルクを生成する区間は、θｒが４８．７５°から７１．２５°と１０８．７５°から１３１．２５°などであり、図１１のＩａ３Ｒに対して位相が３０°遅れた電流Ｉｃ３Ｒを通電する。図１１のＤ３相トルクであるＴｄ３が負トルクを生成する区間は、θｒが４８．７５°から７１．２５°と１０８．７５°から１３１．２５°などであり、図１１のＩａ３Ｒに対して位相が１５°遅れた電流Ｉｄ３Ｒを通電する。
【０１１６】
各相トルクの和は、図１１のＴｔ３の１１２に示す値で、７．５°ごとに−１．０と−２．０との値を繰り返すトルク特性となる。平均トルクは正側トルクと大きさは同じの−１．５となる。しかし、この特性はトルク脈動が大きく、騒音、振動の観点でも好ましくない。この対策の一つとして、電流通電方法を図１１の１ａ３Ｒに破線で示す台形状の電流波形とする方法がある。各相の電流波形をこの台形状の波形とすることにより、図１０のリラクタンスモータの負トルクは、大きさ−１．０の一定値のトルク特性となる。この結果、トルク脈動がが０となる。また、電流制御の点でも電流の増加時間、減少時間を作ることができるので、電流制御上の難点も解消できる。なお、図１１のＶｔ３は、各相トルクの和に相当し、各相の動作電圧を足し合わせた仮想の電圧である。また、ＣＷ方向のトルクを生成するアルゴリズムは、基本的に回転数には関係なく生成できるが、図１１を使用してＣＣＷトルクと対比して説明する都合上、ＣＣＷ回転時のＣＷトルクについて説明した。
【０１１７】
図８の（ａ）、図１０、図１１に示した本発明リラクタンスモータは、前記のように、独特の特性となっている。騒音の問題に対しては、例えば、図１１のＡ３相の電流Ｉａ３Ｆなどの各相電流を、各サイクルの前半では大きめにし、後半では電流値を小さめにする方法が考えられる。各相のトルクが他の相のトルクと重なっているので、２つの相が前半と後半で相互にトルクを補う方法である。具体的には例えば、図１１のロータ回転角θｒの０°から１５°の辺りまではＡ３相電流Ｉａ３を大きめにし、１５°から３０°にかけて小さめにする。この時同様に、Ｄ３相電流Ｉｄ３は１５°から３０°の辺りまでは大きめにし、３０°から４５°にかけて小さめにする。そして同様に、Ｃ３相電流Ｉｃ３は３０°から４５°の辺りまでは大きめにし、４５°から６０°にかけて小さめにする。そして同様に、Ｂ３相電流Ｉｂ３は４５°から６０°の辺りまでは大きめにし、６０°から７５°にかけて小さめにする。このように、各相の電流通電方法、すなわち、電流の大きさを修正して、各相の電流が大きな電流値から０［Ａ］に減少するときの電流変化率を低減することにより、ラジアル方向吸引力の変化率を低減し、モータのバックヨーク、ケースなどの振動を低減し、騒音を低減することができる。
【０１１８】
また、図１１の電流波形Ｉａ３Ｆ、Ｉａ３Ｒは台形状の電流波形とすることができるので、各相電流の急増、急減などの電流変化率を抑えることにより騒音を低減することができる。また、図１１に示すように、各相のトルクは５０％の区間でトルクを発生している。そして、各相トルクは、常に２つの相がトルクを発生している。このように、各相のステータ磁極が広い区間でトルクを発生すること、そして、３相が相互にトルク発生区間を重複させることにより、より滑らかな回転を実現し、騒音低減が可能である。
【０１１９】
また、図１１のＴａ３の正トルクの部分だけに着目し、階段状のトルク波形を平滑して基本波成分を推測すると、正弦波の２乗式である（１−ＣＯＳ（２θ））／２に近い形状である。従って、図１１の各相の正トルクは、ほぼ矩形波形状の電流で駆動するリラクタンスモータでありながら、４相正弦波で駆動する同期モータのトルクに近い特性が得られるので、騒音、振動の低減が期待できる。また前記の様に、図１０のリラクタンスモータの正側トルクの合計は図１１のＴｔ３の１１１に示す一定値でもある。
【０１２０】
図１１の駆動法における銅損について説明する。ＣＣＷへ回転するとき、各相の電流は前通電区間の５０％で電流を通電することになり、図４７の従来方法の通電区間の３３％の場合より銅損が増加することになる。モータの静粛性を優先している。なお、本発明モータの銅損の低減方法については、図８の（ｂ）、図４２で説明する。駆動回路がやや複雑化する。
【０１２１】
また、図２６の永久磁石の活用法においても少し不都合が発生する。なお、図８の（ａ）に示す各ステータ磁極のＮ、Ｓ極性の円周方向の並び順は、種々得失はあるものの変更可能である。
【０１２２】
また、図１０に示す各ロータ磁極の形状は種々の形状へ変形することも可能である。例えば、階段形状をより滑らかな形状とすることもできる。また、各トルク特性はステータ磁極とロータ磁極との相対的な磁気特性で作れるので、ロータ磁極形状だけでなく、ステータ磁極形状も変形することができる。ロータ、あるいは、ステータのスキューも可能である。
【実施例４】
【０１２３】
次に、図９の（ａ）に本発明の他のリラクタンスモータの横断面図の例を示す。ステータ磁極が１０個でロータ磁極が６個のリラクタンスモータである。図９の（ａ）の表現方法は、図１などと同様である。ステータ磁極の数が１０個なので、円周方向にステータ磁極のＮ極とＳ極とを交互に配置することも可能であり、その例を示している。そして、ロータの中心点に対してＮ極とＳ極を対称に配置する構成としている。生成される磁束は、Ｎ極のステータ磁極からロータ磁極を通って、電気角で１８０°反対側のＳ極のステータ磁極へ通過し、バックヨークを通って、一巡する構成としている。
【０１２４】
１２１はＡ４相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９１を巻回し、巻線を電流シンボルで示していて、片方向のＡ４相電流Ｉａ４をその電流シンボルの方向へ通電する。１２２はＡ３／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９１を巻回し、片方向のＡ３相電流Ｉａ３をその電流シンボルの方向へ通電する。通常、巻線９１と巻線９２を直列に接続して、両巻線へ同一のＡ４相電流Ｉａ４を通電する。その時、１２２はＮ極となり、１２１はＳ極となる。図９の（ａ）の状態の場合、励磁される磁束は、ステータ磁極１２２からロータ磁極１２Ｍと１２Ｊを通り、ステータ磁極１２１を通り、バックヨークを介して一巡する。その場合、ロータへＣＣＷのトルクが発生する。
【０１２５】
同様に、１２３はＢ４相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９３を巻回する。１２４はＢ４／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９４を巻回する。巻線９３と９４を直列に接続して、両巻線へ同一のＢ４相電流Ｉｂ４を通電する。その時、１２４はＮ極となり、１２３はＳ極となる。
【０１２６】
同様に、１２５はＣ４相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９５を巻回する。１２６はＣ４／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９６を巻回する。巻線９５と９６を直列に接続して、両巻線へ同一のＣ４相電流Ｉｃ４を通電する。その時、１２６はＮ極となり、１２５はＳ極となる。
【０１２７】
同様に、１２７はＤ４相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９７を巻回する。１２８はＤ４／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９８を巻回する。巻線９７と９８を直列に接続して、両巻線へ同一のＤ４相電流Ｉｄ４を通電する。その時、１２８はＮ極となり、１２７はＳ極となる。
【０１２８】
同様に、１２９はＥ４相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９９を巻回する。１２ＡはＥ４／相のステータ磁極であり、破線で示す集中巻き巻線９Ａを巻回する。巻線９９と９Ａを直列に接続して、両巻線へ同一のＥ４相電流Ｉｅ４を通電する。その時、１２ＡはＮ極となり、１２９はＳ極となる。
【０１２９】
次に、図９の（ａ）のリラクタンスモータの電圧、電流、トルクについて図１２、図１３に示し、説明する。ＣＣＷへ回転して、ＣＣＷのトルクあるいはＣＷのトルクを発生する動作である。図９の（ａ）は、ステータとロータとの間のエアギャップ面から見たステータ磁極ＳＰの内周面形状を、そのＣＣＷの円周方向が図１２の横軸方向となるように直線展開した図である。図１２の縦軸方向はロータ軸方向である。図１２の１２１はＡ４相ステータ磁極、１２２はＡ４／相のステータ磁極、１２３はＢ４相ステータ磁極、１２４はＢ４／相ステータ磁極、１２５はＣ４相ステータ磁極、１２６はＣ４／相のステータ磁極、１２７はＤ４相ステータ磁極、１２８はＤ４／相のステータ磁極、１２９はＥ４相ステータ磁極、１２ＡはＥ４／相のステータ磁極である。各相のステータ磁極のエアギャップ面の形状は、円周方向角度幅θＢｓが１８°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。図９の（ａ）と図１２で同一符号のものは同一のものである。
【０１３０】
図１２の（ｂ）は、エアギャップ面から見たロータ磁極ＲＰの外周面形状を、図９の（ａ）のＣＣＷの円周方向が図１２の横軸方向、即ち、図１２の紙面の右方向となるように直線展開した図である。図９の（ａ）において、ロータの始点はＡ４相のステータ磁極１２１の時計回転方向端の回転角位置とし、ロータ回転角位置θｒは、その始点からロータ磁極１２ＪのＣＣＷ方向端部までとした。図１２におけるロータの始点は、紙面において、ステータ磁極１２１の左端である。その点の最下段のロータ回転角位置θｒの値を０°としている。図１２におけるロータ回転角位置θｒは、前記始点からロータ磁極１２Ｊの右端までである。図１２において、ロータ磁極１２Ｊの右端は、図９の（ａ）における１２ＪのＣＣＷの先端でもある。図１２の（ｂ）のロータの回転角位置θｒは０°であり、このθｒは−７２°から３６０°までを示している。
【０１３１】
次に、ロータ磁極の形状について説明する。図１２の各ロータ磁極の円周方向角度幅θＢｒは３３°である。各ロータ磁極のロータ軸方向幅は、ＣＣＷ方向の前方部の６°幅部分と後方部の２７°幅部分が異なる形状となっている。前記前方部の６°幅部分は、ロータ軸方向長さがＬｓ／２である。前記後方部の２７°部分は、ロータ軸方向長さがＬｓで、各ステータ磁極ＳＰのロータ軸方向長さと同じ長さである。前記前方部の軸方向長さを前記後方部の１／２としている。
【０１３２】
図１２の（ｃ）は、図１２の（ｂ）のロータ位置θｒ＝０°からＣＣＷへ６°回転しており、θｒは６°である。図１２の（ｄ）は、さらにＣＣＷへ１２°回転し、θｒは１８°である。図１２の（ｅ）のθｒは２４°、（ｆ）のθｒは３３°、（ｇ）のθｒは５１°、（ｈ）のθｒは６０°である。このようにロータを回転させ、ロータ回転角位置θｒを変えることにより、各ステータ磁極ＳＰと各ロータ磁極ＲＰとの磁気的な相対関係が変わるので、各ステータ磁極ＳＰをそれぞれ適切なタイミングで励磁してロータの回転トルクを得ることができる。
【０１３３】
次に、ステータ磁極の各巻線へ電流を通電した時に作用する電圧、モータ出力パワー、トルクの関係について説明する。但し、電磁気関係を単純にモデル化した場合の特性である。今、図９の（ａ）のＡ４相の巻線９１とＡ３／相の巻線９２を直列に接続し、Ａ４相電流Ｉａ４として連続定格に近い値の一定電流Ｉｏ［Ａ］を通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する状態を考えてみる。図９の（ａ）のＣＣＷ方向は、図１２の紙面の右方向である。この時のＡ４相の巻線電圧は、図１３の電圧Ｖａ４となる。図１３のＶａ４の横軸は時間ｔであり、図１３の最下段にはその時のロータ回転角位置θｒの値を示している。
【０１３４】
最初に、ロータ回転角位置θｒが０°から６°へさしかかる時のＡ４相の巻線に鎖交する磁束と、Ａ４相の巻線電圧Ｖａ４について説明する。ロータ磁極１２Ｊがθｒの０°から、その前方部がＡ４相のステータ磁極１２１に、エアギャップを介して対向し始める。図１２の（ｂ）から（ｃ）までの状態である。ロータ磁極１２Ｊの前方部のロータ軸方向長さは、ステータ磁極の軸方向長さＬｓの１／２であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の１／２となる。ここで、図１３の電圧は正規化していて、Ｖａ４の０°から６°の間のＡ４相の巻線電圧Ｖａ４は０．５として示している。
【０１３５】
次に、θｒが６°から１８°の間は、図１２の（ｃ）から（ｄ）までの状態である。
ロータ磁極１２Ｊの後方部がＡ４相のステータ磁極１２１へ対向して行き、通過する磁束は軸方向長さＬｓと最大で、回転と共に増加する。の１／２であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値となる。その結果、図１３のθｒが６°から１８°の間のＡ４相の巻線電圧Ｖａ４は１．０となる。
【０１３６】
次に、θｒが１８°から２４°の間は、図１２の（ｄ）から（ｅ）までの状態である。
ロータ磁極１２Ｊの後方部がＡ４相のステータ磁極１２１へ対向して行き、通過する磁束が回転と共に増加するが、一方で、ロータ磁極１２Ｊの前方部がＡ４相のステータ磁極１２１から外れて行く。磁束の差し引きの増加は１／２であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の１／２となる。その結果、図１３のθｒが１８°から２４°の間のＡ４相の巻線電圧Ｖａ４は０．５となる。
【０１３７】
次に、θｒが２４°から３３°の間は、図１２の（ｅ）から（ｆ）までの状態である。
この間は、ステータ磁極１２１の全面にロータ磁極１２Ｊが対向しているので、通過する磁束が一定である。従って、ロータ磁極からステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は０である。図１３のθｒが２４°から３３°の間のＡ４相の巻線電圧Ｖａ４は０となる。
【０１３８】
次に、θｒが３３°から５１°の間は、図１２の（ｆ）から（ｇ）までの状態である。ロータ磁極１２Ｊの後方部がＡ４相のステータ磁極１２１へ対向している状態から外れて行き、θｒが５１°では完全に外れる。この間は、通過する磁束が回転と共に減少する。ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は負の最大値となる。その結果、図１３のθｒが３３°から５１°の間のＡ４相の巻線電圧Ｖａ４は−１．０となる。
【０１３９】
次に、θｒが５１°から６０°の間は、図１２の（ｇ）から、元の状態の図１２の（ｂ）までの状態である。ロータ磁極の間隔は６０°なので、最初に説明を開始した元の（ｂ）の状態に戻る。この間は、ステータ磁極１２１はロータ磁極１２Ｊに対向しないので、通過する磁束は０で、一定である。図１３のθｒが５１°から６０°の間のＡ４相の巻線電圧Ｖａ４は０となる。以上説明した、θｒが０°から６０°の動作を繰り返して回転する。
【０１４０】
Ｂ４相についても、図９の（ａ）のＢ４相ステータ磁極１２３に巻回した巻線９３とＢ４／相のステータ磁極に巻回した巻線９４を極性を合わせて直列に巻回する。そしてこの巻線へ連続定格に近い値の一定電流Ｉｏ［Ａ］を通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する。この時のＢ４相の巻線電圧は、図１３の電圧Ｖｂ４となり、Ａ４相電圧Ｖａ４に対して位相が１２°遅れた電圧である。同様に、Ｃ４相の電圧Ｖｃ４は巻線９５と９６を直列に巻回した巻線の電圧で、図１３の電圧Ｖｃ４となり、Ａ４相電圧Ｖａ４に対して位相が２４°遅れた電圧である。同様に、Ｄ４相の電圧Ｖｄ４は巻線９７と９８を直列に巻回した巻線の電圧で、図１３の電圧Ｖｄ４となり、Ａ４相電圧Ｖａ４に対して位相が３６°遅れた電圧である。同様に、Ｅ４相の電圧Ｖｅ４は巻線９９と９Ａを直列に巻回した巻線の電圧で、図１３の電圧Ｖｅ４となり、Ａ４相電圧Ｖａ４に対して位相が４８°遅れた電圧である。
【０１４１】
これらの各相の電圧などは、（１）式から（１２）式の関係となっている。Ｄ相、Ｅ相についても同様の式である。ただし、前記の、種々の簡素化した条件の元で成立する数式である。また、各電圧、各電流、各トルクは、（５）、（９）、（１０）式などで、値を正規化している。
【０１４２】
図１３で説明した前記Ａ４相電圧Ｖａ４、Ｂ４相電圧Ｖｂ４、Ｃ４相電圧Ｖｃ４、Ｄ４相電圧Ｖｄ４、Ｅ４相電圧Ｖｅ４は、（５）式の関係となっている。そして、（８）式においてＡ相のトルクがＡ相電圧に比例するように、図９の（ａ）のリラクタンスモータに関するＡ４相トルクＴａ４、Ｂ４相トルクＴｂ４、Ｃ４相トルクＴｃ４、Ｄ４相トルクＴｄ４、Ｅ４相トルクＴｅ４は、（Ｉｏ／Ｖｓｏ）が一定値なのでそれぞれ、各相電圧Ｖａ４、Ｖｂ４、Ｖｃ４、Ｖｄ４、Ｖｅ４に比例する。その意味で、図１３の各相電圧Ｖａ４、Ｖｂ４、Ｖｃ４、Ｖｄ４、Ｖｅ４の下に各相トルクＴａ４、Ｔｂ４、Ｔｃ４、Ｔｄ４、Ｔｅ４を付記している。
【０１４３】
次に、図９の（ａ）、図１２、図１３に示すリラクタンスモータで、ＣＣＷの正方向の連続トルクを生成する方法について説明する。図１３のＡ４相トルクであるＴａ４が正トルクを生成する区間は、θｒが０°から２４°と６０°から８４°などであり、図１３のＩａ４Ｆに示す電流を通電する。ここで例えば、θｒが−９°から０°、および、２４°から３３°の間は巻線電圧Ｖａ４が０なのでトルクへの影響がなく、電流の増加時間、減少時間として使用している。Ｉａ４Ｆの他の電流サイクルも同様である。図１３のＢ４相トルクであるＴｂ４が正トルクを生成する区間は、θｒが１２°から３６°と７２°から９６°などであり、図１３のＩａ４Ｆに対して位相が１２°遅れた電流Ｉｂ４Ｆを通電する。図１３のＣ４相トルクであるＴｃ４が正トルクを生成する区間は、θｒが２４°から４８°と８４°から１０８°などであり、図１３のＩａ４Ｆに対して位相が２４°遅れた電流Ｉｃ４Ｆを通電する。図１３のＤ４相トルクであるＴｄ４が正トルクを生成する区間は、θｒが３６°から６０°と９６°から１２０°であり、図１３のＩａ４Ｆに対して位相が３６°遅れた電流Ｉｄ４Ｆを通電する。図１３のＥ４相トルクであるＴｅ４が正トルクを生成する区間は、θｒが４８°から７２°と１０８°から１３２°であり、図１３のＩａ４Ｆに対して位相が４８°遅れた電流Ｉｅ４Ｆを通電する。この時の各相の正トルクを合計すると、図１３のＶｔ４の１３１に示すトルクとなり、大きさ１．５の一定値となる。常時、５相の内の２相がトルクを発生していて、その和が１．５になっている。
【０１４４】
次に、図９の（ａ）、図１２、図１３のリラクタンスモータで、ＣＣＷ方向へ速度Ｖｓｏで回転する状態で、ＣＷ方向のトルクを生成する方法について、図１３を使用して説明する。モータを制動し、回生する動作でもある。図１３のＡ４相トルクであるＴａ４が負トルクを生成する区間は、θｒが３３°から５１°と９３°から１１１°などであり、図１３のＩａ４Ｒの実線で示す台形状の電流を通電する。ここで例えば、θｒが−９°から０°、および、２４°から３３°の間は巻線電圧Ｖａ４が０なのでトルクへの影響がなく、電流の増加時間、減少時間として使用している。Ｉａ４Ｒの他の電流サイクルも同様である。図１３のＢ４相トルクであるＴｂ４が負トルクを生成する区間は、θｒが４５°から６３°と１０５°から１２３°などであり、図１３のＩａ４Ｒに対して位相が１２°遅れた電流Ｉｂ４Ｒを通電する。図１３のＣ４相トルクであるＴｃ４が負トルクを生成する区間は、θｒが５７°から７５°と１１７°から１３５°などであり、図１３のＩａ４Ｒに対して位相が２４°遅れた電流Ｉｃ４Ｒを通電する。図９のＤ４相トルクであるＴｄ４が負トルクを生成する区間は、θｒが６９°から８７°と１２９°から１４７°などであり、図９のＩａ４Ｒに対して位相が３６°遅れた電流Ｉｄ４Ｒを通電する。図９のＥ４相トルクであるＴｅ４が負トルクを生成する区間は、θｒが２１°から３９°と８１°から９９°などであり、図９のＩａ４Ｒに対して位相が４８°遅れた電流Ｉｅ４Ｒを通電する。
【０１４５】
各相トルクの和は、図１３のＴｔ４の１３２に示す値で、９°ごとに−１．０と−２．０との値を繰り返すトルク特性となる。平均トルクは正側トルクと大きさは同じの−１．５となる。しかし、この特性はトルク脈動が大きく、騒音、振動の観点でも好ましくない。この対策の一つとして、電流通電方法を図１３の１ａ４Ｒに破線で示す台形状の電流波形とする方法がある。各相の電流波形をこの台形状の波形とすることにより、図１３のリラクタンスモータの負トルクは、大きさ−１．０の一定値のトルク特性となる。この結果、トルク脈動がが０となる。また、電流制御の点でも電流の増加時間、減少時間を作ることができるので、電流制御上の難点も解消できる。なお、図１３のＶｔ４は、各相トルクの和に相当し、各相の動作電圧を足し合わせた仮想の電圧である。また、ＣＷ方向のトルクを生成するアルゴリズムは、原理的に回転方向、回転数には関係なく生成できるが、図１３を使用してＣＣＷトルクと対比して説明する都合上、ＣＣＷ回転時のＣＷトルクについて説明した。
【０１４６】
図９の（ａ）、図１２、図１３に示した本発明リラクタンスモータは、前記のように、独特の特性となっている。騒音の問題に対しては、例えば、図１３のＡ４相の電流Ｉａ４Ｆなどの各相電流を、各サイクルの前半では大きめにし、後半では電流値を小さめにする方法が考えられる。各相のトルクが他の相のトルクと重なっているので、２つの相が前半と後半で相互にトルクを補う方法である。具体的には例えば、図１３のロータ回転角θｒの０°から１２°の辺りまではＡ４相電流Ｉａ４を大きめにし、１２°から２４°にかけて小さめにする。この時同様に、Ｂ４相電流Ｉｂ４は１２°から２４°の辺りまでは大きめにし、２４°から３６°にかけて小さめにする。そして同様に、Ｃ４相電流Ｉｃ４は２４°から３６°の辺りまでは大きめにし、３６°から４８°にかけて小さめにする。同様に、Ｄ４相電流Ｉｄ４は３６°から４８°の辺りまでは大きめにし、４８°から６０°にかけて小さめにする。そして、Ｅ４相電流Ｉｅ４は４８°から６０°の辺りまでは大きめにし、６０°から７２°にかけて小さめにする。
【０１４７】
このように、各相の電流通電方法、すなわち、電流の大きさを修正して、各相の電流が大きな電流値から０［Ａ］に減少するときの電流変化率を低減することにより、ラジアル方向吸引力の変化率を低減し、モータのバックヨーク、ケースなどの振動を低減し、騒音を低減することができる。
【０１４８】
また、図１３の電流波形Ｉａ４Ｆ、Ｉａ４Ｒは台形状の電流波形とすることができるので、各相電流の急増、急減などの電流変化率を抑えることにより騒音を低減することができる。また、各相トルクは、常に２つの相がトルクを発生している。このように、各相のステータ磁極が広い区間でトルクを発生すること、そして、３相が相互にトルク発生区間を重複させることにより、より滑らかな回転を実現し、騒音低減が可能である。
【０１４９】
また、図１３のＴａ４の正トルクの部分だけに着目し、階段状のトルク波形を平滑して基本波成分を推測すると、正弦波の２乗式である（１−ＣＯＳ（２θ））／２に近い形状である。従って、図１３の各相の正トルクは、ほぼ矩形波形状の電流で駆動するリラクタンスモータでありながら、５相正弦波で駆動する同期モータのトルクに近い特性が得られるので、騒音、振動の低減が期待できる。また前記の様に、図１０のリラクタンスモータの正側トルクの合計は図１３のＴｔ４の１３１に示す一定値でもある。
【０１５０】
図１３の駆動法における銅損について説明する。ＣＣＷへ回転するとき、各相の電流は前通電区間の４０％で電流を通電することになり、図４７の従来方法の通電区間の３３％の場合より銅損が増加することになる。モータの静粛性を優先している。なお、本発明モータの銅損の大幅低減方法とトルクの増大方法については後述する。
【０１５１】
また、図１２に示す各ロータ磁極の形状は種々の形状へ変形することも可能である。例えば、階段形状をより滑らかな形状とすることもできる。また、各トルク特性はステータ磁極とロータ磁極との相対的な磁気特性で作れるので、ロータ磁極形状だけでなく、ステータ磁極形状も変形することができる。ロータ、あるいは、ステータのスキューも可能である。
【実施例５】
【０１５２】
次に、請求項２の実施例を、図１、図１４、図１５に示し、説明する。なお、リラクタンスモータの横断面図図１は、図４と図６と図１４で共通に使用して説明する。また、図１４、図１５の表現方法は、図４、図５、図６、図７と同様である。ここでは、表現方法などの説明は省略する。図１４に示すリラクタンスモータのロータ磁極の形状は、軸方向長さがＬｓ／３の部分とＬｓ×２／３の部分とＬｓの部分とがあり、３段階の軸方向長さの形状となっている。このロータ磁極の特性の特徴は、一つのロータ磁極が発生するトルクの円周方向範囲がステータ磁極の円周方向幅より３倍も広くできること、各相のトルクの発生比率が高く、２／３の回転範囲でトルクを発生できることである。
【０１５３】
図１４の（ａ）は、ステータとロータとの間のエアギャップ面から見たステータ磁極ＳＰの内周面形状を、そのＣＣＷの円周方向が図１４の横軸方向、即ち、図１４の紙面の右方向となるように直線展開した図である。図１４の紙面の縦軸方向はロータ軸の方向である。図１４の１４１はＡ５相ステータ磁極、１４２はＡ５／相のステータ磁極、１４３はＢ５相ステータ磁極、１４４はＢ５／相ステータ磁極、１４５はＣ５相ステータ磁極、１４６はＣ５／相のステータ磁極である。各相のステータ磁極のエアギャップ面の形状は、円周方向角度幅θＢｓが２０°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。
【０１５４】
図１４の（ｂ）は、エアギャップ面から見たロータ磁極ＲＰの外周面形状を、図１のＣＣＷの円周方向が図１４の横軸方向、即ち、図１４の紙面の右方向となるように直線展開した図である。そして、図１４の最下段にロータ回転角位置θｒの値を示している。図１４の（ｂ）のθｒは０°である。なお、このθｒは−８０°から３６０°までを示している。
【０１５５】
図１４の（ｂ）のロータ磁極１４Ｊは、図１のロータ磁極１Ｊと同じものであり、ロータ回転角位置θｒは０°である。図１４の各ロータ磁極の円周方向角度幅θＢｒは６５°である。３６０度の範囲に、１４Ｊ、１４Ｋ、１４Ｌ、１４Ｍの４個のロータ磁極を配置している。各ロータ磁極の形状について、ＣＣＷ方向であり、図１４の紙面では右方向の前方部は、図示しているように、円周方向角度幅が２０°で、ロータ軸方向長さはＬｓ／３である。ロータ磁極の中間部は、円周方向角度幅が２０°で、ロータ軸方向長さはＬｓ×２／３である。ロータ磁極の後方部は、円周方向角度幅が２５°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。
【０１５６】
図１４の（ｃ）は、図１４の（ｂ）のロータ位置からＣＣＷへ２０°回転したロータ形状である。この時、θｒは２０°である。図１４の（ｄ）は、さらにＣＣＷへ２０°回転し、θｒは４０°である。図１４の（ｅ）は、さらにＣＣＷへ２０°回転し、θｒは６０°である。図１４の（ｆ）は、さらにＣＣＷへ５°回転し、θｒは６５°である。図１４の（ｇ）は、さらにＣＣＷへ２０°回転し、θｒは８５°である。このようにロータを回転させ、ロータ回転角位置θｒを変えることにより、各ロータ磁極ＲＰと各ステータ磁極ＳＰの磁気的な相対関係が変わるので、各ステータ磁極ＳＰの各相巻線へ、それぞれ適切なタイミングで電流を通電して励磁し、ロータの回転トルクを得ることができる。
【０１５７】
今、Ａ５相の集中巻き巻線１４７とＡ５／相の集中巻き巻線１４８を極性を合わせて直列に接続し、Ａ５相電流Ｉａ５として連続定格に近い値の一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓoで回転する状態を考えてみる。図１のＣＣＷ方向は、図１４の紙面の右方向である。この時の巻線電圧は、図１５の電圧Ｖａ５となる。このＶａ５の横軸は時間ｔであり、図１５の最下段にはその時のロータ回転角位置θｒの値を示している。
【０１５８】
最初に、ロータ磁極１４Ｊがθｒの０°から２０°にさしかかると、ロータ磁極１４Ｊの前方部がＡ５相のステータ磁極１４１に、エアギャップを介して対向する。図１４の（ｂ）から（ｃ）の状態である。ロータ磁極１４Ｊの前方部のロータ軸方向長さは、ステータ磁極の軸方向長さＬｓの１／３であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の１／３となる。図１５のＶａ５の０°から２０°の間の値は０．３３３として示している。
【０１５９】
次に、ロータ磁極１４Ｊが、図１４の（ｃ）から（ｄ）のように、θｒの２０°から４０°にさしかかると、ロータ磁極１４Ｊの中間部がＡ５相のステータ磁極１４１に対向して行く。ロータ磁極１４Ｊの中間部の軸方向長さはＬｓ×２／３であり、ロータ磁極の中間部とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の２／３となる。しかし同時に、ロータ磁極１４Ｊの前方部がステータ磁極１４１から外れて行く。図１５のＶａ５の２０°から４０°の間の値は差し引き（２／３−０．３３３）＝０．３３３と示している。
【０１６０】
ロータ磁極１４Ｊが、図１４の（ｄ）から（ｅ）のように、θｒの４０°から６０°にさしかかると、ロータ磁極１４Ｊの後方部がステータ磁極１４１に対向して行くが、一方、ロータ磁極１４Ｊの中間部がステータ磁極１４１から外れて行く。図１５のＶａ５の４０°から６０°の間の値は差し引き（１−２／３）＝０．３３３と示している。
【０１６１】
ロータ磁極１４Ｊが、図１４の（ｅ）から（ｆ）のように、θｒの６０°から６５°の間は、ステータ磁極１４１の全面がロータ磁極１４Ｊへ対向している。ステータ磁極１４１へ通過する磁束の回転変化率は０であり、この間の図１５のＶａ５の値は０となる。
【０１６２】
ロータ磁極１４Ｊが、図６の（ｆ）から（ｇ）のように、θｒの６５°から８５°の間は、ロータ磁極１４Ｊの後方部がステータ磁極１４１から外れて行くので、ステータ磁極１４１へ通過する磁束の回転変化率は−１であり、この間の図１５のＶａ５の値は−１となる。
【０１６３】
ロータ回転角位置θｒが８５°から９０°までの間は、ステータ磁極１４１に対向するロータ磁極は無く、図１５のＶａ５の値は０となる。θｒが９０°になると、ロータ磁極１４Ｋがステータ磁極１４１にさしかかり、図１４の（ｂ）の状態になって前記動作説明の最初の状態に戻り、その動作を繰り返して、ＣＣＷへ連続的に回転する。
【０１６４】
同様に、図１４の１４３、１４４のＢ５相の巻線とＢ５／相の巻線を直列に接続し、Ｂ５相電流Ｉｂ５として一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図１４の電圧Ｖｂ５となる。同様に、１４５、１４６のＣ５相の巻線とＣ５／相の巻線を直列に接続し、Ｃ５相電流Ｉｃ５として一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図１４の電圧Ｖｃ５となる。電圧Ｖａ５、Ｖｂ５、Ｖｃ５は相互に３０°の位相差となっている。
【０１６５】
図１５で説明した前記Ａ５相電圧Ｖａ５、Ｂ５相電圧Ｖｂ５、Ｃ５相電圧Ｖｃ５は、（５）、（９）、（１０）式と一致する。そして、（８）、（１１）、（１２）式より、図１４のリラクタンスモータに関する各相トルクＴａ５、Ｔｂ５、Ｔｃ５は、（Ｉｏ／Ｖｓｏ）が一定値なのでそれぞれ、各相電圧Ｖａ５、Ｖｂ５、Ｖｃ５に比例する。その意味で、図１５の各相電圧Ｖａ５、Ｖｂ５、Ｖｃ５の下に各相トルクＴａ５、Ｔｂ５、Ｔｃ５を括弧付きで付記している。ただし、前記の、種々の簡素化した条件の元で成立する数式である。また、各電圧、各電流、各トルクは、（５）、（９）、（１０）式などで、値を正規化している。
【０１６６】
次に、図１４のリラクタンスモータで、ＣＣＷの正方向の連続トルクを生成する方法について説明する。図１５のＡ５相トルクであるＴａ５が正トルクを生成する区間は、θｒが０°から６０°と９０°から１５０°であり、図１５のＩａ５Ｆに示す電流を通電する。前記のように、ロータ回転角位置θｒの６０°から６５°の間と、８５°から９０°までの間などは、Ａ５相Ｖａ５が０［Ｖ］の区間なので、前記Ａ５相電流Ｉａ５Ｆの増加時間、減少時間として利用できるので、図１５のＩａ５Ｆに示すような台形状の電流とすることができる。
【０１６７】
図１５のＢ５相トルクであるＴｂ５が正トルクを生成する区間は、θｒが３０°から９０°と１２０°から１８０°であり、図１５のＩａ５Ｆに対して位相が３０°遅れた電流Ｉｂ５Ｆを通電する。図１５のＣ５相トルクであるＴｃ５が正トルクを生成する区間は、θｒが６０°から１２０°と１５０°から２１０°であり、図１５のＩａ５Ｆに対して位相が６０°遅れた電流Ｉｃ５Ｆを通電する。Ａ５相のトルクＴａ５の正の部分、Ｂ５相のトルクＴｂ５の正の部分、Ｃ５相のトルクＴｃ５の正の部分を足し合わせると、図１５のＴｔ５の１５１となり、正の一定トルク０．６６６となる。３相のトルクはそれぞれ、３０°ずつ重なった特性となり、３相のトルクを足し合わせると一定トルクとなるようなロータ形状としている。
【０１６８】
次に、図１４のリラクタンスモータで、ＣＣＷ方向へ速度Ｖｓｏで回転する状態で、ＣＷ方向のトルクを生成する方法について、図１５を使用して説明する。モータを制動し、回生する動作でもある。図１５のＡ５相トルクであるＴａ５が負トルクを生成する区間は、θｒの６５°から８５°と１５５°から１７５°の間で、図１５のＴａ５の値は−１となる。この間に図１５のＡ５相電流Ｉａ５Ｒを通電する。そして、ロータ回転角位置θｒの６０°から６５°の間と、８５°から９０°までの間などは、Ａ５相電圧Ｖａ５が０［Ｖ］の区間なので、前記Ａ５相電流Ｉａ５Ｒの増加時間、減少時間として利用できるので、台形状の電流とすることができる。  同様に、Ｂ５相電流Ｉｂ５として、図１５のＩａ５Ｒより３０°位相の遅れた電流を通電する。  同様に、Ｃ５相電流Ｉｃ５として、図１５のＩａ５Ｒより６０°位相の遅れた電流を通電する。
【０１６９】
各相の負のトルクの和は、図１５のＴｔ５の１５２に示す値で、２／３の２０°の間は−１．０で１／３の１０°の間は０となるサイクルを繰り返す。平均値は−２／３である。なお、このトルクリップルが問題となる場合は、ロータ磁極形状の修正、ステータ磁極形状の修正、スキューなどの種々の工夫も可能である。なお、図１５のＶｔ２は、各相トルクの和に相当し、各相の動作電圧を足し合わせた仮想の電圧である。また、ＣＷ方向のトルクは、原理的に回転方向、回転数には関係なく生成できるが、図１５を使用してＣＣＷトルクを説明する都合上、ＣＣＷ回転時のＣＷトルクについて説明した。
【０１７０】
図１、図１４、図１５に示した本発明モータは、前記のように、独特の特性となっている。騒音の問題に対しては、例えば、図１５の各相の電流を前半では大きめにし、後半では電流値を小さめにする方法が考えられる。具体的には例えば、図１５のロータ回転角θｒの０°から３０°の辺りまではＡ５相電流Ｉａ５を大きめにし、３０°から６０°にかけてＩａ５を小さめにする。この時同様に、Ｂ５相電流Ｉｂ５は３０°から６０°の辺りまでは大きめにし、６０°から９０°にかけてＩｂ５を小さめにする。そして同様に、Ｃ５相電流Ｉｃ５は６０°から７５°の辺りまでは大きめにし、９０°から１２０°にかけて小さめにする。このように、各相の電流通電方法、すなわち、電流の大きさを修正して、各相の電流が大きな電流値から０［Ａ］に減少するときの電流変化率を低減することにより、ラジアル方向吸引力の変化率を低減し、モータのバックヨーク、ケースなどの振動を低減し、騒音を低減することができる。
【０１７１】
また、図１５に示すように、各相のトルクは６７％の区間でトルクを発生している。
そして、常に、３相の内の２相がトルクを発生している。このように、各相のステータ磁極が広い区間でトルクを発生すること、そして、３相が相互にトルク発生区間を重複させることにより、より滑らかな回転を実現し、騒音低減が可能である。また、図１５の電流波形Ｉａ５Ｆは台形状の電流波形とすることができるので、各相電流の急増、急減などの電流変化率を抑えることにより騒音を低減することができる。
【０１７２】
図１５の駆動法における銅損について説明する。ＣＣＷへ回転するとき、各相の電流は前通電区間の６７％で電流を通電することになり、図４７の従来方法の通電区間の３３％の場合より銅損が増加することになる。モータの静粛性を優先している。なお、本発明モータの銅損の大幅低減方法とトルクの増大方法については後述する。
【０１７３】
次に、前記の図４、図６、図１０、図１２、図１４で示したロータ磁極の外周面形状について、その変形例の直線展開図を図１６に示し説明する。図１６の（ａ）は、前記ロータ磁極の例で、紙面で右側をＣＣＷの回転方向として、ロータ磁極の前方部のロータ軸方向幅が１６１、前方部の円周方向角度幅１６３、ロータ磁極の後方部のロータ軸方向幅が１６２である。前記前方部のロータ軸方向幅１６１は、目的とするモータ特性に応じて図１６の（ｂ）のように、小さくすること、あるいは、大きくすることができる。前記円周方向角度幅１６３についても同様である。また、前記前方部のロータ軸方向幅が１６１は、図１６の（ｃ）の１６５のようにテーパ状にしたり、図１６の（ｄ）の１６６のように多段のテーパ状にすることもできる。また、ロータ磁極のＣＷ側の形状を１６７のように、種々形状に変形することも可能である。
【実施例６】
【０１７４】
次に、請求項３の実施例を、図１７に示し、説明する。前記の図４、図６、図１０、図１２、図１４では、各ロータ磁極部ＲＰのロータ軸方向全域に渡るラジアル方向の磁気抵抗値ＭＲを可変する手段として、ロータ磁極の前方部と後方部とでロータ軸方向長さを変えた例を示した。各図のロータ磁極のロータ軸方向長さＬｓとＬｓ／２などであり、ロータ表面のロータ磁極形状を水平展開して示した。ロータ軸方向長さを変えるロータ磁極形状は、ステータ側から見た各円周方向位置のロータ磁極の磁気抵抗ＭＲを任意に設定する一つの方法である。視覚的にも解り易い。しかし、モータ製作の容易さ、コスト、騒音、鉄損、風損の観点では、他の方法でロータ磁極のラジアル方向の磁気抵抗値ＭＲを変えることも可能である。本発明のリラクタンスモータでは、図１７に示すようなロータ磁極形状を適用できる。
【０１７５】
図１７は電磁鋼板を各種形状に加工した例を示している。電磁鋼板を積層してロータコアとし、リラクタンスモータのロータ磁極を構成する。ロータ磁極のロータ軸方向厚みは均一で、Ｌｓである。図１７の（ａ）は、図１のロータを変形した例を示している。１７３は電磁鋼板、１７２は１７３の部分より飽和磁束密度が小さい軟磁性体で、例えばフェライト鉄心、ステンレス電磁鋼板などである。１７Ｊは軟磁性体１７２を保持するための保持部である。１７１は空間である。ラジアル方向に通過する飽和磁束を、その材料の磁気特性により制限することができる。このような構成により、図４のロータ磁極と類似な電磁気特性を実現することができる。
【０１７６】
本発明のリラクタンスモータで重要なことは、図３の（ａ）において、小さな励磁電流領域での磁気抵抗ではなく、リラクタンスモータの連続定格電流Ｉｒａｔｅ、あるいは、最大電流Ｉｍａｘ等の励磁電流領域での磁束の大きさである。それはロータ磁極の材料、形状などを含めたラジアル方向の磁束の大きさである。ロータの各円周方向位置におけるラジアル方向の磁束の大きさを制限することにより、種々のトルク特性、電磁気特性を実現することができる。
【０１７７】
例えば、図３の（ａ）の破線の特性は、励磁電流の小さい領域では実線と同じ比透磁率を示している。従って、破線の特性の磁性材料を図１７の１７２の材料として使用した場合、励磁電流が小さな領域では、１７２と１７３のラジアル方向の磁気抵抗値は同じである。図５で説明したような特性にはならない。しかし、励磁電流が前記Ｉｒａｔｅ、Ｉｍａｘ等の電流領域では、破線の特性は実線の特性は約１／２倍であり、ラジアル方向の通過磁束を制限できる。この状態では、図５で説明した特性をほぼ実現できる。ここで、破線の前記特性の軟磁性体で構成するロータ磁極の部分である図１７の１７２は、励磁電流が大きな領域では、（磁束／励磁電流）が小さいのでラジアル方向の磁気抵抗値が小さいと言える。ラジアル方向の磁気抵抗値が、励磁電流が小さな領域では同じで、励磁電流が大きな領域では異なる特性の例である。このように、ロータ磁極の形状と磁性材料の磁気特性の両面で本発明リラクタンスモータのロータを実現できる。
【０１７８】
図１７の（ａ）の１７Ｋは電磁鋼板１７３の一部を、プレス加工などにより薄板化した例である。例えば、１７３の電磁鋼板が０．３５ｍｍの厚みとし、１７Ｋの部分を０．１７５ｍｍの厚みとすることにより、ラジアル方向の磁気抵抗値ＭＲが１／２になり、ラジアル方向に通過する飽和磁束を１／２に制限することができる。このような構成により、図４のロータ磁極と等価な電磁気特性を実現することができる。この１７Ｋの構成は、電磁鋼板のプレス加工の生産ライン上に薄板化の加工ステージを設けることも可能なので、生産性に優れる。なお、この構成の場合、遠心力に対しては前記保持部１７Ｊは不要となるが、ロータ軸方向の固定の問題があり、１７Ｌに示すように一部を０．３５ｍｍの厚板として残すなどの工夫も可能である。また、電磁鋼板の積層において、保持を目的として、例えば20枚に１枚程度、円盤状の電磁鋼板を挟み込むことも可能である。また、他の形状の電磁鋼板と組み合わせて積層し、目的の電磁気特性とロータ強度を得る様な工夫も可能である。また、１７Ｋの構成は、例えば０．３５ｍｍの厚板部分と０．２４ｍｍの部分と０．１２ｍｍの部分のように鋼板の厚みを変えて、種々目的の電磁気特性を得ることも可能である。
【０１７９】
図１７の（ｂ）は、電磁鋼板１７6へ大きめの穴１７４と細長いスリット乗の穴１７５を加工している。前記１７４の部分は、図４のロータ磁極間の空間部分と電磁気的にほぼ等価としている。前記１７５のスリットを配置した部分は、図４のロータ磁極の前方部でロータ軸方向長さをＬｓ／２とした部分と電磁気的に等価である。前記１７５のスリットは円周方向の磁気抵抗が大きく、ラジアル方向は約２倍となる構成である。このスリット形状は先のとがった三角形でスリットに挟まれた磁路が均一幅となっている。このように、電磁鋼板に種々の穴加工を施すことにより、ラジアル方向磁束の最大値を制限することが可能である。穴形状は、四角穴、三角穴、丸穴、楕円穴など種々形状が可能で、穴の数、大きさ、分布も様々に可能である。渦電流損、ヒステリシス損の低減も期待でき、磁気特性に優れている。さらに、２種類以上の異なる形状の電磁鋼板を積層して、ラジアル方向磁束の最大値を制限することも可能である。その場合には、前記穴に起因する円周方向の磁気抵抗の離散性を平均化する、ロータ強度を平均化して補完するなどの効果も期待できる。前記の薄板化の技術と組み合わせることもできる。
【０１８０】
また、図１７の（ｂ）のロータ外周は円形であり、ロータが風を切る騒音を小さくすることができる。また、電磁気的にも、ロータ外周は円形であれば、リラクタンス力の高調波成分を低減することができ、トルクリップル、騒音の低減を期待できる。ロータ振動を低減するために、各穴に樹脂等を充填することもできる。
【０１８１】
図１７の（ｃ）は、電磁鋼板１７９の外周部に凹みを設ける加工をして、ロータの磁気特性を実現する例である。１７８の凹み部は磁束を低減する効果を期待していて、１７７は空間部である。このように、電磁鋼板へ凹み加工を行って、図４のロータ磁極と電磁気的に近い特性とすることができる。電磁鋼板の簡単な打ち抜きと積層で製作でき、ロータは堅牢である。また、圧粉磁心を使えば、ロータの径方向の凹凸形状、および、ロータ軸方向の凹凸を組み合わせた複雑な３次元形状であっても、金型を用いた成形技術で製作することが可能であり、生産性を改善できる。
【実施例７】
【０１８２】
次に、請求項４の実施例を図１８、図１９に示し、説明する。図１８は各ステータ磁極と各ロータ磁極のロータ表面形状を直線展開した形状などを示し、ロータ回転角位置θｒにおける電磁気的な作用の関係を示している。図１８の構成のリラクタンスモータは、図６、図７に示したモータ特性を、異なる構造で簡素に実現することを目的としている。
【０１８３】
図１８の（ａ）は、ステータとロータとの間のエアギャップ面から見たステータ磁極ＳＰの内周面形状を、そのＣＣＷの円周方向が図１８の横軸方向、即ち、図１８の紙面の右方向となるように直線展開した図である。図１８の紙面の縦軸方向はロータ軸の方向である。図１８の１８１はＡ６相ステータ磁極、１８２はＡ６／相のステータ磁極、
１８３はＢ６相ステータ磁極、１８４はＢ６／相ステータ磁極、１８５はＣ６相ステータ磁極、１８６はＣ６／相のステータ磁極である。各相のステータ磁極のエアギャップ面の形状は、円周方向角度幅θＢｓが３０°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。
【０１８４】
図１８のステータ磁極１８１の集中巻き巻線１８７と１８２の集中巻き巻線１８８は、極性を合わせて直列に接続しＡ６相巻線としてＡ６相電流Ｉａ６を通電し、その電圧はＡ６相電圧Ｖａ６である。ステータ磁極１８３の集中巻き巻線１８Ａと１８４の集中巻き巻線１８Ｂは、極性を合わせて直列に接続しＢ６相巻線としてＢ６相電流Ｉｂ６を通電し、その電圧はＢ６相電圧Ｖｂ６である。ステータ磁極１８５の集中巻き巻線１８Ｄと１８６の集中巻き巻線１８Ｅは、極性を合わせて直列に接続しＣ６相巻線としてＣ６相電流Ｉｃ６を通電し、その電圧はＣ６相電圧Ｖｃ６である。
【０１８５】
図１８の（ｂ）のロータ磁極１８Ｊ、１８Ｋ、１８Ｌ、１８Ｍを円周方向に配置している。図１８の（ｂ）のロータ磁極１８Ｊは、ロータ回転角位置θｒが０°であり、円周方向角度幅θＢｒは５２．５°である。ロータ磁極１８Ｌは、θｒが（１８０°−１５°）＝１６５°であり、円周方向角度幅θＢｒは（５２．５°−１５°）＝３７．５°である。
ロータ磁極１８Ｍは、ロータ回転角位置θｒが９０°であり、円周方向角度幅θＢｒは５２．５°である。ロータ磁極１８Ｋは、ロータ回転角位置θｒが（９０°＋１８０°−１５°）＝２５５°であり、円周方向角度幅θＢｒは（５２．５°−１５°）＝３７．５°である。
【０１８６】
前記の図４、図６、図１０、図１２、図１４では、１極対の構成で、ロータ軸中心点に対して点対称となる構成の例を示した。しかし、図１８のロータ磁極の構成は、点対象の構成となっていない。即ち、円周方向に電気角で１８０°離れたロータ磁極の形状が同一形状となっていない。例えば、ロータ磁極１８Ｊと１８Ｌとが同一形状ではない。なお、ここで、ロータ回転角位置θｒは電気角で示している。
【０１８７】
図１８の構成でモータが１極対の場合、例えば、図１８の（ｂ）から（ｃ）にかけて、ステータ磁極１８１とロータ磁極１８Ｋとロータ磁極１８Ｌとステータ磁極１８２へ磁束が通過できない。前記の図４、図６、図１０、図１２、図１４とは異なる作用となる。
【０１８８】
この対応策の一つとして、２極対以上の構成とする方法がある。例えば２極対として、
機械角で０°から１８０°のステータ磁極のＮ極、Ｓ極の構成と、機械角で１８０°から３６０°のステータ磁極のＮ極、Ｓ極の構成とが反対の極性とする方法である。
【０１８９】
図１８の構成を２極対としたリラクタンスモータの横断面図を図１９に示す。とし、図１９の１９１と１９ＮはＡ６相のステータ磁極、１９２と１９ＱはＡ６／相のステータ磁極、１９３と１９ＥはＢ６相ステータ磁極、１９４と１９ＳはＢ６／相ステータ磁極１９５と１９ＲはＣ６相ステータ磁極、１９６と１９ＰはＣ６／相のステータ磁極である。そして、各ステータ磁極には破線で示す集中巻き巻線を巻回している。機械角で１８０°離れたステータ磁極のＮ極、Ｓ極の極性が反対の極性となるように、各ステータ磁極の巻線の向きを逆向きとしている。
【０１９０】
図１９のステータ磁極１９１と１９Ｎと１９２と１９Ｑへ、図示するように、それぞれに集中巻き巻線を巻回し、電流の向きを合わせて直列に接続し、Ａ６相巻線としてＡ６相電流Ｉａ６を通電し、その電圧はＡ６相電圧Ｖａ６である。ステータ磁極１９３と１９Ｅと１９４と１９Ｓへ、図示するように、それぞれに集中巻き巻線を巻回し、電流の向きを合わせて直列に接続し、Ｂ６相巻線としてＢ６相電流Ｉｂ６を通電し、その電圧はＢ６相電圧Ｖｂ６である。ステータ磁極１９５と１９Ｒと１９６と１９Ｐへ、図示するように、それぞれに集中巻き巻線を巻回し、電流の向きを合わせて直列に接続し、Ｃ６相巻線としてＣ６相電流Ｉｃ６を通電し、その電圧はＣ６相電圧Ｖｃ６である。
【０１９１】
ロータは、電磁鋼板を積層する構成の例を示していて、１９Ｃ、１９Ｄなどの扇状の四角形は電磁鋼板を打ち抜いた空間で、磁気抵抗の大きい部分である。図１９の１９Ｊと１９Ｔは図１８のロータ磁極１８Ｊに相当し、１９Ｋと１９Ｗは図１８のロータ磁極１８Ｋに相当し、１９Ｌと１９Ｖは図１８のロータ磁極１８Ｌに相当し、１９Ｍと１９Ｕは図１８のロータ磁極１８Ｍに相当する。機械角で１８０°離れた各ロータ磁極は、点対称となっていて、同一形状である。なお、このロータ構成ではロータ外周が円形なので、ロータの風切り音が小さく、トルクリップルの高次の高調波成分も低減する。
【０１９２】
前記のように、２極対なので機械角で１８０°離れたステータ磁極は同じ相のステータ磁極であるが、巻線方向は逆向きにしている。これは、電気角で３６０°離れたステータ磁極でもある。例えば、Ｂ６相ステータ磁極１９３と１９Ｅと、Ｂ６／相ステータ磁極１９４と１９Ｓの各巻線は直列に接続しＢ６相電流Ｉｂ６を通電する。点対称構造なので、１９Ｆと１９Ｇで示す磁束成分を無理なく生成することができる。なお、ステータ磁極の極性を変えたので、スロット１９Ａと１９Ｂの巻線の電流方向が正の巻線と負の巻線が入る構成となる。他のスロットとは異なる電流極性となるので、後に述べる他の電流通電方法では注意を要する。
【０１９３】
前記図１９の説明では２極対化して点対称の形状とすることにより、磁束成分の生成に無理がないことを示した。さらに４極対となると、その内の２極対の極性が逆であれば磁束生成に無理が無いので、必ずしも点対称の構成でなくとも良くなる。また、ここで、図１８の構成で1極対のモータ構成の場合でも、点対称の磁束成分ではないものの、必要な磁束成分を生成でき、トルクの生成が可能であることを説明する。例えば、Ａ６相ステータ磁極１８１とＡ６／相ステータ磁極１８２へＡ６相電流Ｉａ６を通電しているとして、図１８の（ｂ）、θｒ＝０°から（ｃ）、θｒ＝１５°にかけて、Ａ６相ステータ磁極１８１とロータ磁極１８Ｊは徐々に対向するが、Ａ６／相ステータ磁極１８２とロータ磁極１８Ｌは対向せず、１８１を通る磁束が１８２へは通らない。しかしこの時、他のＣ６／相ステータ磁極１８６とロータ磁極１８Ｍとは十分に対向していて、磁気抵抗が小さい。同時に、Ｂ６相ステータ磁極１８３とロータ磁極１８Ｌも十分に対向していて、磁気抵抗が小さい。同時に、Ｃ６相ステータ磁極１８５とロータ磁極１８Ｋも十分に対向していて、磁気抵抗が小さい。従って、１８１を通る磁束は、１８６と１８３と１８５へ、比較的小さな磁束密度で通ることができる。従って、Ａ６相ステータ磁極１８１とロータ磁極１８Ｊとは、２極対の図１９の場合に近いトルクを発生することができる。図１８の１極対のリラクタンスモータは、その作用が点対称の作用ではないものの、十分に機能する。
【０１９４】
以降の各相の磁束、各相電圧、各相トルクの説明は、図１８の直線展開図に基づいて説明するが、磁束成分の生成については図１９の２極対の構成を想定して点対称に生成するものとして説明する。今、図１８のステータ磁極１８１の集中巻き巻線１８７と１８２の集中巻き巻線１８８は、極性を合わせて直列に接続しＡ６相電流Ｉａ６として連続定格に近い値の一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓoで回転する状態を考えてみる。図１８のリラクタンスモータは図６のリラクタンスモータと電磁気的に等価であり、図６の特性である図７の各相電圧、トルクと同じになる。ここでは、図７を流用して説明する。なお、図１８のリラクタンスモータのＣＣＷ方向は、図１８の紙面の右方向である。
【０１９５】
最初に、図１８のロータ磁極１８Ｊがθｒの０°から１５°にさしかかると、ロータ磁極１８ＪがＡ６相のステータ磁極１８１に、エアギャップを介して対向する。Ａ６／相のステータ磁極１８２とロータ磁極１８Ｌはまだ対向しない。図１８の（ｂ）から（ｃ）の状態である。Ａ６相電圧Ｖａ６は、（５）式とその定義より、Ａ６相のステータ磁極１８１の巻線１８７とＡ６／相のステータ磁極１８２の巻線１８８へ鎖交する磁束を求めれば良い。この時、巻線１８７へ鎖交する磁束は、ステータ磁極１８１とロータ磁極１８Ｊを通る磁束であり、両磁極のロータ軸方向幅はＬｓである。そして、巻線１８８へ鎖交する磁束は、ステータ磁極１８２とロータ磁極１８Ｌがまだ対向しないので０である。今、これらの平均値を考えると、ロータ軸方向幅がＬｓ／２のロータ磁極がステータ磁極１８１とステータ磁極１８２の両方へさしかかった状態と等価である。そして、１８７と１８８の両巻線へ鎖交する磁束は、ロータ軸方向幅がＬｓ／２のロータ磁極が作用する磁束と等価である。従って、図１８の（ｂ）から（ｃ）の状態は、図６の（ｂ）から（ｃ）の状態と電磁気的に等価であると言える。この時のＡ６相電圧Ｖａ６は、図７の電圧Ｖａ２と同じである。
【０１９６】
次に、ロータ磁極１８Ｊがθｒの１５°から３０°にさしかかると、ロータ磁極１８ＪがＡ６相のステータ磁極１８１に対向する部分が１５°分増加する。この間は、Ａ６／相のステータ磁極１８２とロータ磁極１８Ｌもエアギャップを介して対向する。この状態は図１８の（ｃ）から（ｄ）の状態であり、図６の（ｃ）から（ｄ）の状態と電磁気的に等価である。この時のＡ６相電圧Ｖａ６は、図７の電圧Ｖａ２と同じである。
【０１９７】
以下も同様であり、図１８の（ｄ）以降も、図６の（ｄ）以降と電磁気的に等価となる。この時のＡ６相電圧Ｖａ６は、図７の電圧Ｖａ２と同じである。前記のように、リラクタンスモータの周期は電気角で１８０°なので、電気角で１８０°あるいは３６０°離れたステータ磁極とロータ磁極との関係に関し、それらの平均値が同じであれば電磁気的に等価となる。図１８の構成と図６の構成がそのような等価な関係となっている。両構成のステータ磁極は同じで、図１８のロータ磁極１８Ｊと１８Ｌの平均値、即ち、平均形状は、図６のロータ磁極６Ｊと６Ｌとなる。そして、図１８のロータ磁極１８Ｍと１８Ｋの平均値、即ち、平均形状は、図６のロータ磁極６Ｍと６Ｋとなる。しかし、各ステータ磁極が生成するトルクの分散具合、磁気飽和の程度などは異なり、モータ内部で作用する力などにも差異はある。また、モータ形状、その製作性について比較すると、図１８のロータ構成は図６のロータ構成より簡素であり、生産性に優れている。
【実施例８】
【０１９８】
次に、請求項５の実施例を図２０、図２１、図２２、図８の（ｂ）、図９の（ｂ）に示し、説明する。図２０の横断面図は、前記の図１に示した各ステータ磁極の集中巻き巻線を全節巻き巻線へ変換し、かつ、各スロット内の２個の集中巻き巻線を１個の巻線に統合した構成を示している。各スロット内の巻線断面積を２倍に増加し、スロット内の銅損を低減することを目的としている。図２０のロータなどその他は前記図１の構成と同じである。なお、図４、図６、図１４等のロータ磁極構成では銅損が増加するため、それを補う技術でもある。
【０１９９】
図１は本発明のいくつかのモータの前記説明で共用しているが、この図２０の説明においても、代表的なモータ形態の一つとして共用し次のように改めて定義する。図１の１１はＡ７相ステータ磁極で１７と１８の集中巻き巻線を巻回し、１２はＡ７／相のステータ磁極で１Ｃと１Ｄの集中巻き巻線を巻回し、両巻線は電流の方向を合わせて直列に接続してＡ７相電流Ｉａ７を通電する。１３はＢ７相ステータ磁極で１Ｕと１Ｖの集中巻き巻線を巻回し、１４はＢ７／相のステータ磁極で１Ｓと１Ｔの集中巻き巻線を巻回し、両巻線は電流の方向を合わせて直列に接続してＢ７相電流Ｉｂ７を通電する。１５はＣ７相ステータ磁極で１Ｑと１Ｒの集中巻き巻線を巻回し、１６はＣ７／相のステータ磁極で１Ｐと１Ｎの集中巻き巻線を巻回し、両巻線は電流の方向を合わせて直列に接続してＣ７相電流Ｉｃ７を通電する。そして例えば、磁束１Ｅを生成する場合、Ａ７相電流Ｉａ７を通電する。
【０２００】
図２０の２０１はＡ７相ステータ磁極で２０２はＡ７／相のステータ磁極で、巻線２０７とそのコイルエンド部２０Ｄと巻線２０８で示すＡＢ相全節巻き巻線へ通電するＡＢ相電流Ｉａｂと、巻線２０Ｂとそのコイルエンド部２０Ｆと巻線２０Ｃで示すＣＡ相全節巻き巻線へ通電するＣＡ相電流Ｉｃａとを通電して、２０ＧのＡ相磁束φａを励磁する。２０３はＢ７相ステータ磁極で２０４はＢ７／相のステータ磁極で、巻線２０９とそのコイルエンド部２０Ｅと巻線２０Ａで示すＢＣ相全節巻き巻線へ通電するＢＣ相電流Ｉｂｃと、前記巻線２０７と２０８の電流Ｉａｂとを通電して、２０ＨのＢ相磁束φｂを励磁する。２０５はＣ７相ステータ磁極で２０６はＣ７／相のステータ磁極で、前記巻線２０Ｂと２０Ｃの電流Ｉｃａと、前記巻線２０９と２０Ａの電流Ｉｂｃとを通電して、２０ＪのＣ相磁束φｃを励磁する。
【０２０１】
ここで、図１の電流と図２０の電流とは次の関係となっている。
Ｉａｂ＝Ｉａ７＋Ｉｂ７                                          （１３）
Ｉｂｃ＝Ｉｂ７＋Ｉｃ７                                          （１４）
Ｉｃａ＝Ｉｃ７＋Ｉａ７                                          （１５）
図２０における各電流の計算方法は、図１の各電流値を（１３）、（１４）、（１５）式に従って計算して通電すれば、図２０と図１は電磁気的に等価なので、図１の場合と同じ磁束が励磁され、トルクを生成することができる。
【０２０２】
この時例えば、図２０の磁束２０Ｇを生成する場合、ＡＢ相電流ＩａｂとしてＡ７相電流Ｉａ７を通電し、ＣＡ相電流ＩｃａとしてＡ７相電流Ｉａ７を通電すれば良い。この時、図１のＡ７相巻線１７と図２０のＣＡ相巻線２０７を比較すると、同一スロットに同一巻き回数の巻線と仮定すると、図１の場合Ｂ７／相巻線１Ｓもあるため、相対的にＣＡ相巻線２０７の巻線断面積を２倍にできる。従って、図２０の全節巻きの方が巻線抵抗を１／２とすることが可能で、同一電流を通電する時に銅損を低減できる。
【０２０３】
なお、物理的には、図１の巻線１７と１Ｓの励磁作用を、図２０の巻線２０７が共用するということである。この図２０の巻線２０７はステータ磁極２０１の励磁に使え、２０４の励磁にも使える。そして、図４６、図４７に示す従来のリラクタンスモータの様な通電方法の場合は、各巻線の通電時間はそれぞれ全体の３３％であり、例えば、巻線４６7と４６Ｇが同時に通電する時間はごく少なく、全節巻きの巻線へ変えることによる銅損低減効果は大きい。しかし、巻線４６7と４６Ｇへ同時に同程度の大きさの電流を通電する時間が多くなる通電方法の場合は、銅損低減効果は減少する。
【０２０４】
また、図２０の各巻線のロータ軸方向端には、２０Ｄ、２０Ｅ、２０Ｆに示すような巻線のコイルエンド部が必要である。特に１極対のモータの場合、機械角で１８０度離れたスロットへ接続することになり、コイルエンド部の長さが製作上、効率上負担が大きい。ここでその対応策として、図２２に示すように、２極対とすれば、コイルエンド２２１、２２２、２２３、２２４、２２５、２２６の長さを約半分に短縮することができる。４極対とすれば、さらにコイルエンドの円周方向長さが半分となり、モータとしての負担を軽減することができる。また、量産されている同期電動機などにおいても、全節巻きの場合コイルエンド部の各相巻線の重なりなどにより巻線が複雑となり、コイルエンド部のロータ軸方向長が大きくなる問題もある。しかし、図２２に示すように、全節巻きで、巻線が１スロットに集中した集中巻きでは、巻線の重なりは少なく、比較的簡素な巻線構成とすることができる。さらに、モータのロータ軸方向長さが大きい、細長いモータの場合は、全巻線におけるコイルエンド部の割合が下がる。
【０２０５】
次に、図２０の全節巻き巻線の鎖交磁束、巻線電圧について図２１に示し、説明する。なお、図２１は図２０に限らず、図８の（ｂ）、図９の（ｂ）、図２３のモータへも適用できるように、一般化したモータ構成として説明する。図２１の全節巻き巻線には他の相の磁束も鎖交するので、巻線電圧が複雑な関係となっている。電圧の発生の因果関係とその問題点を説明する。なお、この鎖交磁束の複雑化に起因して、モータの電流制御が複雑になるだけでなく、電圧の偏りの問題が発生するため、インバータの電圧負担が増加し、大型化する問題も発生する。
【０２０６】
図２１の２１１はＡＸ相ステータ磁極で、２１２はＡＸ／相ステータ磁極である。巻線２１３とコイルエンド２１４と巻線２１５の全節巻き巻線Ｗ１と、巻線２１６とコイルエンド２１７と巻線２１８の全節巻き巻線Ｗ２とを配置し、それぞれ巻き回数はＮｗｘとする。２１９と２１Ａはロータ磁極である。破線で示す２１Ｂは、２１１と２１２以外のステータの部分で、ステータ磁極の数などは限定しない。破線で示す２１Ｃは、２１９と２１Ａ以外のロータの部分で、ロータ磁極の数などは限定しない。即ち、種々のモータに適用できる。
【０２０７】
ここで、図２０、図２１のモータの限定条件として、ロータ軸中心点に対して点対称の構造、構成であること、巻線Ｗ１とＷ２へ通電する電流は図１の集中巻き巻線の電流を図２０の全節巻線の電流値変換した（１３）、（１４）、（１５）式のような電流であることとする。
【０２０８】
この条件の元では、図２１に発生する磁束は、ＡＸ相ステータ磁極２１１と２１２はＡＸ／相ステータ磁極２１２を通る磁束φ１、φ２と、図２１のφ３、φ４のように横切る磁束の２種類となる。また、他の経路の磁束は、これらの４つの磁束に換算できる。この時、前記全節巻き巻線Ｗ１の電圧Ｖｗ１と前記全節巻き巻線Ｗ２の電圧Ｖｗ２の電圧は次式となる。
Ｖｗ１＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ２＋φ３＋φ４）／ｄｔ              （１６）
Ｖｗ２＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ２−φ３−φ４）／ｄｔ              （１７）
Ｖｈ  ＝Ｎｗｘ×ｄ（φ３＋φ４）／ｄｔ                          （１８）
図２１で横切る磁束（φ３＋φ４）が存在しなければ、（１８）式の電圧Ｖｈは０となり、Ｖｗ１とＶｗ２は等しい値になる。しかし、（φ３＋φ４）が存在すればその電圧成分ＶｈはＶｗ１とＶｗ２へ差動的に作用し、電圧が偏る現象が発生する。
【０２０９】
通常、図２０のような比較的簡素な構成のリラクタンスモータであっても、図２０の磁束（φ３＋φ４）は磁束（φ１＋φ２）と同程度の大きさであり、その影響を大きく受ける。しかも、差動的に作用するため、Ｖｗ１とＶｗ２の片方の電圧は小さくなり、他方は大きくなり、大きなアンバランスを発生する。この現象は、図１の集中巻き巻線１７、１８と１Ｃと１ＤへＡ７相電流Ｉａ７を通電する場合には、磁束１Ｅだけが両集中巻き巻線に鎖交するが、全節巻き巻線へ変更すると、それ以外の横切る磁束成分（φ３＋φ４）が外乱のように作用することを意味している。このように、図２０の全節巻き巻線の構成は、電流による銅損に関してはその低減が可能であるが、電圧が複雑になり、モータの電流制御が複雑になるだけでなく、差動的な電圧成分により電圧の偏りの問題が発生するため、インバータの電圧負担が増加し、大型化する問題が発生する。特に、高速回転の重負荷時に過大電圧が発生する問題となる。なお、この電圧の問題を解決する方法については、後に図３７等で述べる。
【実施例９】
【０２１０】
次に、請求項５の他の実施例を図８の（ｂ）に示す。図８の（ａ）、（ｂ）に示すリラクタンスモータは、ステータ磁極が８個でロータ磁極が６個のリラクタンスモータであり、図８の（ｂ）のステータ磁極の番号は同じなので省略している。図８の（ｂ）は、先に説明した図８の（ａ）の各スロットの２個の巻線を１個の巻線に統合し、かつ、各ステータ磁極へ巻回する集中巻線を全節巻線へ変換する例を示す図である。図８の（ｂ）の各巻線の電圧、電流、駆動回路等について後に示す。
【実施例１０】
【０２１１】
次に、請求項５の他の実施例を図９の（ｂ）に示す。図９の（ｂ）は先に説明した図９の（ａ）の各スロットの２個の巻線を１個の巻線に統合し、かつ、各ステータ磁極へ巻回する集中巻線を全節巻き巻線へ変換する例を示す図である。図９の（ａ）、（ｂ）に示すリラクタンスモータは、ステータ磁極が１０個でロータ磁極が６個のリラクタンスモータであり、図９の（ｂ）のステータ磁極の番号は同じなので省略している。図９の（ａ）において、先に説明したように、Ａ４相のステータ磁極１２１とＣ４／相のステータ磁極１２６との間のスロットには、Ａ４相電流Ｉａ４を通電する集中巻き巻線１２Ｊと、Ｃ４相電流Ｉｃ４を通電する集中巻き巻線９６とを配置している。Ａ４／相のステータ磁極１２２とＣ４相のステータ磁極１２５との間のスロットには、Ａ４相電流Ｉａ４を通電する集中巻き巻線９２と、Ｃ４相電流Ｉｃ４を通電する集中巻き巻線９５とを配置している。これらの両スロットには（Ｉａ４＋Ｉｃ４）を通電している。但し、電流の方向は電流シンボルの方向である。
【０２１２】
図９の（ｂ）の全節巻き巻線９Ｂと９Ｍへ前記のＡＣ４相電流（Ｉａ４＋Ｉｃ４）を通電すれば、両スロットの電流が発生する起磁力は、図９の（ａ）と同じである。なお、後に説明する本発明の駆動回路の都合で、このＡＣ４相の全節巻き巻線を２個の絶縁された並行する巻線へ分けていて、コイルエンド部に１３ａｃ１と１３ａｃ２の二つの記号を付けている。同様に、Ｃ４相ステータ磁極１２５とＥ４／相ステータ磁極１２Ａの間のスロットに巻回するＣＥ４相の全節巻き巻線のコイルエンドは１３ｃｅ１と１３ｃｅ２であり、（Ｉｃ４＋Ｉｅ４）を通電する。Ｅ４相ステータ磁極１２９とＢ４／相ステータ磁極１２４の間のスロットに巻回するＥＢ４相の全節巻き巻線のコイルエンドは１３ｅｂ１と１３ｅｂ２であり、ＥＢ４相電流（Ｉｅ４＋Ｉｂ４）を通電する。Ｂ４相ステータ磁極１２３とＤ４／相ステータ磁極１２８の間のスロットに巻回するＢＤ４相の全節巻き巻線のコイルエンドは１３ｂｄ１と１３ｂｄ２であり、ＢＤ４相電流（Ｉｂ４＋Ｉｄ４）を通電する。Ｄ４相ステータ磁極１２７とＡ４／相ステータ磁極１２２の間のスロットに巻回するＤＡ４相の全節巻き巻線のコイルエンドは１３ｄａ１と１３ｄａ２であり、ＤＡ４相電流（Ｉｄ４＋Ｉａ４）を通電する。このように、図９の（ａ）の集中巻き巻線の構成を図９の（ｂ）の全節巻き巻線へ変換することができる。図９の（ｂ）の全節巻きモータの作用、効果、問題点は、先に説明した図２０のリラクタンスモータと同様である。
【実施例１１】
【０２１３】
次に、請求項６の実施例を図２３、図２４、図２５に示し、説明する。図２３の横断面図は、前記の図２０に示した１組の全節巻き巻線を２つに分割する構成を示している。各スロットごとの巻線を個別に巻回する方法である。図２３のステータ磁極、ロータ磁極は前記の図２０と同じである。
【０２１４】
図２３の２３７は、図２０のＡＢ相巻線２０７と同じであるが全節巻きでは無く、コイルエンド部２３４を通ってバックヨークの外側の巻線２３２へ巻回している。２３１は巻線２３７の断面形状を示し、２３３は巻線２３２の断面形状の例を示している。図２３の２３８も、図２０のＡＢ相巻線２０８と同じであるが全節巻きでは無く、コイルエンド部２３Ｈを通ってバックヨークの外側の巻線２３Ｆへ巻回している。２３Ｅは巻線２３８の断面形状を示し、２３Ｇは巻線２３Ｆの断面形状の例を示している。これらのＡＢ相巻線２３７、２３８へはＡＢ相電流Ｉａｂ＝（Ｉａ＋Ｉｂ）を通電する。
【０２１５】
図２３の２３９、２３ＡはＢＣ相巻線で、図２３のＡＢ相巻線２３７、２３８と同様に、バックヨークの外側へ巻回する。これらのＢＣ相巻線２３９、２３ＡへはＢＣ相電流Ｉｂｃ＝（Ｉｂ＋Ｉｃ）を通電する。図２３の２３Ｂ、２３ＣはＣＡ相巻線で、図２３のＡＢ相巻線２３７、２３８と同様に、バックヨークの外側へ巻回する。これらのＣＡ相巻線２３Ｂ、２３ＣへはＣＡ相電流Ｉｃａ＝（Ｉｃ＋Ｉａ）を通電する。このような各相電流を通電する時、図２３の各相電流がモータ内部で発生し、作用する起磁力は、図２３２０の各相電流の起磁力と同じになる。なお、図２３のこれらの巻線の形態は、いわゆるトロイダル巻線である。
【０２１６】
次に、図２３のＡＢ相巻線２３７、２３８とＣＡ相巻線２３Ｂ、２３Ｃの電圧を、図２１と（１６）、（１７）、（１８）式を使って説明する。図２３の巻線２３７の電圧をＶｗ１１、２３８の電圧をＶｗ１２、２３Ｂの電圧をＶｗ２１、２３Ｃの電圧をＶｗ２２とする。図２１における各磁束との位置と方向の関係から次式のように書ける。
Ｖｗ１１＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ３）／ｄｔ                        （１９）
Ｖｗ１２＝Ｎｗｘ×ｄ（φ２＋φ４）／ｄｔ                        （２０）
Ｖｗ２１＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１−φ４）／ｄｔ                        （２１）
Ｖｗ１２＝Ｎｗｘ×ｄ（φ２−φ３）／ｄｔ                        （２２）
これらの各電圧は、（１６）、（１７）、（１８）式とは異なる電圧となる。
【０２１７】
ここで、巻線２３７と２３８とを直列に接続した場合の電圧をＶｗ１ｓとし、巻線２３Ｂと２３Ｃとを直列に接続した場合の電圧をＶｗ２ｓとすると次式のように書ける。それぞれ、図２１の（１６）、（１７）式と同じになる。
Ｖｗ１ｓ＝Ｖｗ１１＋Ｖｗ１２
＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ２＋φ３＋φ４）／ｄｔ              （２３）
＝Ｖｗ１
Ｖｗ２ｓ＝Ｖｗ１１＋Ｖｗ１２
＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ２−φ３−φ４）／ｄｔ              （２４）
＝Ｖｗ２
【０２１８】
図２３と図２０の対比では、図２３の巻線２３７と２３８とを直列に接続した場合、図２０の全節巻き線２０７、２０８と同じ電圧となる。図２３の巻線２３９と２３Ａとを直列に接続した場合、図２０の全節巻き線２０９、２０Ａと同じ電圧となる。図２３の巻線２３Ｂと２３Ｃとを直列に接続した場合、図２０の全節巻き線２０Ｂ、２０Ｃと同じ電圧となる。
【０２１９】
次に、図２３のような巻線構造を採用した場合の特徴、効果的な使い方を説明する。特徴の一つは、各相の巻線がそれぞれ単独の構成なので、電流制御の制約条件が無くなり、種々の電流制御を行うことが可能となる。
【０２２０】
また、全節巻きに比較して巻線を簡素化できる。バックヨークを囲うようにトロイダル巻線とすることができ、巻線製作の容易化と巻線占積率の向上を実現できる。
特に、図８、図９などのように相数が増加する場合は、巻線を全節巻きとした場合、コイルエンド部の巻線が複雑化する問題があるが、図２３のようなトロイダル巻線であれば巻線の交差も無く簡素化、高占積化が可能である。
【０２２１】
モータの形状によっても、図２３の構成の長短がある。モータのロータ軸方向長さが小さく、相対的にモータ直径が大きい、偏平なモータの場合、図２３の構成が有利である。
図２３の構成では、バックヨークの外径側の巻線は、図２０のコイルエンド部の巻線の様に、モータ内部の起磁力生成には役立っていない。従って、外径側巻線の負担を軽減する一つの方法は、偏平なモータへ適用することである。
【０２２２】
また、巻線がロータ外周部へ露出するので冷却効果を大きくできる。導線の熱伝導率は大きく、スロット内で発生する銅損の熱も効果的に外部で放熱することができる。モータ外部を強制風冷、液冷する、あるいは、他の放熱手段を追加することも可能である。
【０２２３】
次に、図２３のリラクタンスモータをより偏平な構造として、特徴有る構成とする例を図２４に示す。図２４は図２３の外側から見た円周方向形状を直線展開した図である。図２４の紙面の上下方向はロータ軸方向で、紙面の左右方向は円周方向形状を直線展開した方向である。図２４の巻線２４１は、図２３の巻線２３３および２３７である。巻線２４２は、図２３の巻線２３Ｃである。巻線２４３は、図２３の巻線２３９である。ステータ磁極２４４は、図２３のステータ磁極２０１である。ステータ磁極２４５は、図２３のステータ磁極２０６である。図２４の左右は波線として、図を省略している。図２４では、ステータのバックヨークの一部をロータ軸方向に凹ませて、そのスペースに巻線を巻回している。Ｌｓｓはステータのロータ軸方向長さで、図２０、図２３などのロータ軸方向長さＬｓと同じ長さである。従って、図２４の構成ではコイルエンド部のロータ軸方向長さの２倍の寸法を短縮できるので、より偏平なリラクタンスモータを実現できる。各コイルの長さも短縮できるので、銅損の低減、銅線コストの低減ができる。前記のように外部冷却が容易である。電気自動車など各種機器へモータを組み込む場合、偏平なモータの用途は多い。但し、ステータのバックヨーク部の磁束が通過する断面積を確保するため、ステータ直径をやや大きくする必要がある。また、ステータの軟磁性体の形状が複雑になるので、その一部に3次元構造が容易な圧粉磁心を使用するなど、工夫が必要である。
【実施例１２】
【０２２４】
次に、請求項６の他の実施例を図２５に示す。一つのモータへ、内径側モータと外径側モータの２組のモータを一体化して配置した構成である。図２５のモータ構成は、図２３のモータ構成を２極対化して内径側モータとし、内外径が対象構造の外径側モータを追加した構成である。
【０２２５】
図２５の２５Ｇは内径側モータの第１ロータで、２５Ｈは外径側モータの第２ロータである。２５Ｅは内径側モータの第１ステータの一部で、Ｂ相ステータ磁極である。２５Ｆは外径側モータの第２ステータの一部で、Ｂ相ステータ磁極である。第１ステータと第２ステータは背中合わせの配置となっていて、バックヨークは一体化され、背中合わせのステータ磁極は同相のステータ磁極であり、巻線はトロイダル巻線の構成で第１ステータの巻線と第２ステータの巻線が一体化された構成である。
【０２２６】
巻線２５７はＡＢ相巻線でコイルエンド部２５２を通って巻線２５１へ巻回し、ステータコアを囲う様に巻回している。図２３の巻線２３７、２３４、２３２に相当する。巻線２５８もＡＢ相巻線であるが巻線の向きは巻線２５７とは逆向きで、コイルエンド部２５４を通って巻線２５３へ巻回し、ステータコアを囲う様に巻回している。図２３の巻線２３８、２３Ｈ、２３Ｆに相当する。同様に、巻線２５９と２５ＡはＢＣ相巻線で、ステータコアを囲う様に巻回している。図２３の巻線２３９、２３Ａに相当する。同様に、巻線２５Ｂと２５ＣはＣＡ相巻線で、ステータコアを囲う様に巻回している。図２３の巻線２３Ｂ、２３Ｃに相当する。図２５は２極対の構成であり、残りの半分は同様の構成である。
【０２２７】
図２５のようなモータ構成とすることにより、図２３のステータの外側の巻線２３２、２３Ｆなどをトルクを発生する巻線として有効活用することができる。また、モータスペースの内、内径側も有効活用するので、出力密度の高いモータとすることができる。また、図２４の様なステータ構成とすることも可能であり、モータの扁平化も可能である。特に、図８の（ｂ）、図９の（ｂ）のように相数が多いリラクタンスモータでは、全節巻きとするとコイルエンド部が複雑になるので、図２５のようなモータ構成としてコイルエンド部の簡素化ができる。
【実施例１３】
【０２２８】
次に、請求項７の実施例を図２６に示し、説明する。図２６は図１９の左上部のステータを拡大し、ステータ磁極の各歯の間に永久磁石を配置した図である。２６８はステータの外形部である。なお、図１９に示したリラクタンスモータは、６個のステータ磁極と４個のロータ磁極からなる図１のリラクタンスモータを２極対にしている。
【０２２９】
図２６の２６１はＡ６相ステータ磁極であり、集中巻き巻線が巻回され、電流シンボルで示す方向のＡ６相電流Ｉａ６を通電し、極性はＳ極となる。２６２はＡ６／相ステータ磁極であり、集中巻き巻線が巻回され、電流シンボルで示す方向のＡ６相電流Ｉａ６を通電し、極性はＮ極となる。２６３はＢ６相ステータ磁極であり、集中巻き巻線が巻回され、電流シンボルで示す方向のＢ６相電流Ｉｂ６を通電し、極性はＳ極となる。２６６はＣ６／相ステータ磁極であり、集中巻き巻線が巻回され、電流シンボルで示す方向のＣ６相電流Ｉｃ６を通電し、極性はＮ極となる。
【０２３０】
２６ＡはＡ６相ステータ磁極２６１とＣ６／相ステータ磁極２６６の歯の間に配置した永久磁石で、２６Ａの極性の向きは両ステータ磁極の極性の方向に向いていて、両ステータ磁極の歯に生成される磁束の方向とは逆向きの磁束２６Ｂを発生する。２６ＣはＣ６／相ステータ磁極２６６とＢ６相ステータ磁極２６３の歯の間に配置した永久磁石で、２６Ｃの極性の向きは両ステータ磁極の極性の方向に向いていて、両ステータ磁極の歯に生成される磁束の方向とは逆向きの磁束２６Ｄを発生する。２６ＥはＢ６相ステータ磁極２６３とＡ６／相ステータ磁極２６２の歯の間に配置した永久磁石で、２６Ｅの極性の向きは両ステータ磁極の極性の方向に向いていて、両ステータ磁極の歯に生成される磁束の方向とは逆向きの磁束２６Ｆを発生する。
【０２３１】
図２６の各ステータ磁極２６１、２６２、２６３、２６６の歯の先の円周方向幅をＬｔｆとする。図１９の歯先の幅とスロット開口部の幅が同じであると仮定すると、歯先の円周方向角度は機械角で１５°となる。図１９では歯の幅をその歯先から根元まで一定幅としていて、その一定幅は前記Ｌｔｆに相当する。また、その一定幅とは、図２６の一点鎖線で示す各歯の形状である。しかし、図２６の歯の中心部２６Ｇの幅は、実線で示すＬｔｓの歯幅としていて、前記幅Ｌｔｆより小さな幅としている。従って、歯幅を縮小した断面積分だけスロットの断面積を拡大している。その結果、スロット内の巻線抵抗を小さくでき、銅損を低減できる。
【０２３２】
今、Ｃ６／相ステータ磁極２６６の一部であって、歯幅Ｌｔｓの歯中心部２６Ｇを通る磁束φｔについて考える。歯中心部２６Ｇを通過する磁束の大きさφｔと歯中心部２６Ｇの磁束通過断面積Ｓｔと歯中心部２６Ｇの磁束密度Ｂｔと永久磁石が発生する磁束φｐｍと歯の形状の関係について説明する。歯中心部２６Ｇの磁束φｔの方向は、バックヨークから歯の先へ向かう磁束を方向を正、逆方向を負とする。ステータおよびロータを構成する軟磁性体の飽和磁束密度を２．０［Ｔ］と仮定する。巻線の電流が０の場合、永久磁石２６Ａと２６Ｃは負の磁束φｐｍを歯中心部２６Ｇへ供給している。
【０２３３】
始めに、歯中心部２６Ｇの歯幅Ｌｔｓが歯先の歯幅Ｌｔｆと等しく、永久磁石２６Ａ、２６Ｃが存在しない場合を仮定する。今、ロータ磁極がＣ６／相ステータ磁極２６６へ対向する回転角位置にあって、Ｃ６相電流Ｉｃ６がその最大値で励磁する場合、歯中心部２６Ｇおよび歯先の磁束密度は２．０［Ｔ］となる。
【０２３４】
次に、歯中心部２６Ｇの歯幅Ｌｔｓが歯先の歯幅Ｌｔｆと等しく、永久磁石２６Ａ、２６Ｃが十分に大きく歯中心部２６Ｇの磁束密度Ｂｔが−２．０［Ｔ］であると仮定する。
歯中心部２６Ｇを通過する磁束φｔは、−２．０×Ｓｔとなる。この磁束φｔはＣ６／相ステータ磁極２６６がＣ６相電流Ｉｃ６で励磁する磁束の方向とは逆方向なので、歯中心部２６Ｇを逆方向磁束でバイアスしている状態である。今、ロータ磁極がＣ６／相ステータ磁極２６６へ対向する回転角位置にあって、Ｃ６相電流Ｉｃ６がその磁気回路を十分に励磁できる電流値の場合、歯先を通過する磁束は２．０×Ｓｔ［Ｗｂ］である。この時、対向するロータ磁極の磁束密度は２．０［Ｔ］となり、磁気飽和している。歯中心部２６Ｇを通る磁束は、（−２．０×Ｓｔ＋２．０×Ｓｔ）＝０となる。歯中心部２６Ｇの磁束密度Ｂｔは０［Ｔ］である。結果的にこの状態では、永久磁石２６Ａ、２６Ｃからロータ側へ磁束が供給され、歯中心部２６Ｇを通る磁束は０となる。
【０２３５】
次に、歯中心部２６Ｇの歯幅Ｌｔｓが歯先の歯幅Ｌｔｆの１／２と狭い場合で、永久磁石２６Ａ、２６Ｃが十分に大きく歯中心部２６Ｇの磁束密度Ｂｔが−２．０［Ｔ］であると仮定する。歯中心部２６Ｇを通過する磁束φｔは、−２．０×（Ｓｔ／２）＝−Ｓｔとなる。今、ロータ磁極がＣ６／相ステータ磁極２６６へ対向する回転角位置にあって、Ｃ６相電流Ｉｃ６がその磁気回路を十分に励磁できる電流値の場合、そ歯先を通過する磁束は２．０×Ｓｔである。歯中心部２６Ｇを通る磁束は、（−Ｓｔ＋２．０×Ｓｔ）＝Ｓｔ［Ｗｂ］となる。歯中心部２６Ｇの磁束密度Ｂｔは、（Ｓｔ／（Ｓｔ／２））＝２．０［Ｔ］である。従って、歯中心部２６Ｇの歯幅Ｌｔｓを歯先の１／２に縮小しても、ロータ磁極を励磁し、トルクを発生して駆動できることを示している。
【０２３６】
ここで、軟磁性体の磁気特性は、図３の（ａ）の様な特性であり、１．６［Ｔ］程度までは比透磁率が比較的大きいが、２［Ｔ］に近づくと比透磁率が低下し、鉄損も増大する傾向がある。また、前記永久磁石２６Ａ、２６Ｃの特性も理想的ではなく、Ｃ６相電流Ｉｃ６の起磁力が作用して発生する磁束が減少する。そのため、前記の設定条件を変え、歯中心部２６Ｇの歯幅Ｌｔｓが歯先の歯幅Ｌｔｆの８０％の場合で、永久磁石２６Ａ、２６Ｃによる歯中心部２６Ｇの磁束密度Ｂｔが−１．６［Ｔ］であると仮定する。歯中心部２６Ｇを通過する磁束φｔは、−１．６×（０．８×Ｓｔ）＝−１．２８Ｓｔ［Ｔ］となる。今、ロータ磁極がＣ６／相ステータ磁極２６６へ対向する回転角位置にあって、Ｃ６相電流Ｉｃ６がその磁気回路を十分に励磁できる電流値の場合、歯先を通過する磁束は２．０×Ｓｔである。歯中心部２６Ｇを通る磁束は、（−１．２８×Ｓｔ＋２．０×Ｓｔ）＝０．７２×Ｓｔ［Ｗｂ］となる。歯中心部２６Ｇの磁束密度Ｂｔは、（０．７２×Ｓｔ／（０．８×Ｓｔ））＝０．９［Ｔ］である。従って、歯中心部２６Ｇの歯幅Ｌｔｓを歯先の８０％に縮小しても、ロータ磁極を励磁し、トルクを発生して駆動できることを示している。但し前記のように、前記永久磁石２６Ａ、２６Ｃの発生する磁束は、Ｃ６相電流Ｉｃ６の起磁力が作用して減少するので、前記磁束密度Ｂｔは０．９［Ｔ］より大きな値となる。
【０２３７】
このように図２６の方法は、歯中心部２６Ｇの歯幅Ｌｔｓを、ステータ磁極の歯先の円周方向幅Ｌｔｆに対して５０％から１００％の値の幅に選択することができる。前記永久磁石２６Ａ、２６Ｃの磁気特性と形状も選択できる。その結果、スロット面積拡大による銅損の低減と、歯などの磁気動作点の変更と体積の減少による鉄損の低減を期待できる。
歯中心部２６Ｇの歯幅Ｌｔｓを、ステータ磁極の歯先の円周方向幅Ｌｔｆに対して９０％以下にすれば、スロット面積拡大による銅損の低減を期待できる。また、リラクタンスモータで大トルクを出力する場合には、大きな励磁電流により円周方向隣の歯との間に漏れ磁束が生成される問題がある。永久磁石２６Ａ、２６Ｃなどはこれらの漏れ磁束を低減する効果もある。なお、求められるモータ特性により種々設計が可能である。ここでは、代表的な特性の例を示した。また、図２６の各巻線は全節巻き巻線に変更できる。
【０２３８】
なお、同期電動機や誘導電動機の場合はステータとスロット間の磁気抵抗を小さくし、かつ、円周方向の磁気抵抗の離散性を小さくする構成なので、図２６のスロット開口幅Ｌｓｏを小さくしている。即ち、歯の中心部２６Ｇの幅Ｌｔｓは歯先の円周方向幅をＬｔｆより小さくなっていることが普通である。しかし、本発明モータのような、いわゆる、スイッチトリラクタンスモータと呼ばれるモータは、歯の部分とスロット開口部との磁気抵抗差を利用して、ロータの一部を吸引してトルクを発生する。従って、歯先の円周方向幅をＬｔｆとスロット開口幅Ｌｓｏの大きさはほぼ等しい。そして、歯の幅形状は、歯先の円周方向幅をＬｔｆと歯の中心部２６Ｇの幅Ｌｔｓは等しい値である。また、円周方向の隣の歯から流入する漏れ磁束を考慮すると、むしろ、歯の中心部２６Ｇの幅ＬｔｓがＬｔｆより大きい方が好ましい。
【実施例１４】
【０２３９】
次に、請求項８の実施例を図２７、図２８に示し、説明する。飽和磁束密度の異なる２種類以上の軟磁性体を使用するリラクタンスモータの構成である。図３の（ｂ）に示すような非線形性を改善、図４８に示すようなトルク飽和の問題を低減する。なお、モータの軟磁性体は、モータ用の電磁鋼板が主流であり、飽和磁束密度は２．０［Ｔ］に近い。しかし、諸事情により、鉄損が極めて小さく０．４［Ｔ］程度のフェライト鉄心、折曲げが容易な０．８［Ｔ］程度のマルテンサイト系ステンレス電磁鋼板、鉄損の小さな１．２［Ｔ］程度のアモルファス薄板、高価だが磁束密度が２．４［Ｔ］程度まで使用できるパーメンジュールの特殊な鋼板などの種々材料を使用できる。今、あるモータの設計条件から決められた軟磁性体ＭＭ１に対し、部分的に飽和磁束密度の大きい他種の軟磁性体ＭＭ２を、弊害が出ない程度に部分的に使用して、効果的にモータ特性を改善することができる。
【０２４０】
図２７は図１の一部に別の部材を追記した構成のモータ横断面図である。ステータとロータの大半を構成する主な軟磁性体をＭＭ１とし、その飽和磁束密度ＢＭ１とする。２７１は飽和磁束密度ＢＭ１より大きな飽和磁束密度ＢＭ２の軟磁性体ＭＭ２で作られたステータ磁極部分である。２７２は、同様に、軟磁性体ＭＭ２で作られたロータ磁極部分である。なお、図２７では、１組のステータ磁極とロータ磁極だけに２７１、２７２を記載しているが、これらを適用モータでは全ステータ磁極、全ロータ磁極へ同様に２７１、２７２を付加する。
【０２４１】
図２８は前記の図６の左上部を拡大し、図２７の２７1、２７２、あるいは、２７３、２７４を付加した、図６の部分的な図である。図２７のリラクタンスモータを、図６、図７で示した特性に対比して説明する。図２８の（ａ）は、ステータ磁極の円周方向形状を直線展開した図である。図２７の１１はＡ２相ステータ磁極であり図２８の２８１に相当し、１６はＣ２／相ステータ磁極であり図２８の２８６に相当し、１３はＢ２相ステータ磁極であり図２８の２８３である。図２８の（ｂ）は、ロータ磁極の円周方向形状を直線展開した図で、ロータ回転角位置θｒは０°である。２８Ａ、２８Ｂ、２８Ｃはロータ磁極の表面形状である。図２８の（ｃ）は、（ｂ）の状態からＣＣＷへ１５°回転したロータ回転角位置θｒ＝１５°の図で、図２７のロータ回転角位置に相当する。図２７の２７１は図２８の２８Ｐで、図２７の２７２は図２８の２８Ｑである。
【０２４２】
図２８において、ロータ回転角位置θｒが５°辺りから１５°の領域では、Ｃ２／相ステータ磁極２８６とロータ磁極２８Ｂとの間でトルクを発生する。この回転範囲は、図４８の特性ではθｒが２０°から３０°に相当する回転範囲で、磁気飽和によりトルクが大幅に低下する領域である。ここで、図２８の２８Ｐと２８Ｑは前記軟磁性体ＭＭ２で構成しているので、飽和磁束密度がＢＭ２と他の部分より大きく、図４８に示すようなトルク低下を低減することができる。ただし、問題の磁気飽和が発生する場所は、ステータ磁極の歯先、あるいは、ロータ磁極の歯先とは限らない。従って、磁束の一巡経路で磁気飽和する部分があれば、その部分の磁路を太くするなどの対応は、別途、必要である。なお、図２８のロータ回転角位置θｒが５°辺りから１５°の領域では、Ａ相ステータ磁極２８１とロータ磁極２８Ａの間でもトルクの発生が開始されるが、まだこの回転領域では、磁束が小さく、磁気飽和の問題は発生しない。
【０２４３】
ここでは、ＣＣＷの回転について説明したが、例えば、電気自動車の主機モータは前進方向の片方向の回転を主として使用するので片方向の回転トルクが重要である。図２８の２８Ｐと２８Ｑは、ＣＣＷのトルクを優先した方法である。
【０２４４】
図２７のステータ磁極部分２７３は、前記ステータ磁極部分２７１を円周方向に拡大した構成例である。一方ロータ磁極についても、ロータ磁極部分２７４は前記ロータ磁極部分２７２を円周方向に拡大し、このロータ磁極のＣＷ端まで前記軟磁性体ＭＭ２とした構成例である。少し大きなステータ磁極部分２７３とロータ磁極部分２７４をモータへ付加することにより、２７１、２７２の場合より効果的にトルクの低下を減少させることができる。このように、ステータ磁極部分、ロータ磁極部分の大きさ、配置場所は選択できる。
【実施例１５】
【０２４５】
次に、請求項９の実施例を図２９に示し、説明する。図１、図８、図９などのモータ構成を変形し、永久磁石を活用して励磁負担を軽減し、モータ効率を改善する技術である。図２９の２９１はＡ８相のステータ磁極で２９２はＡ８／相ステータ磁極、２９３はＢ８相のステータ磁極で２９４はＢ８／相ステータ磁極、２９５はＣ８相のステータ磁極で２９６はＢ８／相ステータ磁極である。図２９は、先に説明した図１の構成に比較し、Ｂ８相とＢ８／相のステータ磁極と逆に配置し、Ｃ８相のＣ８／相のステータ磁極を逆に配置し、Ｓ極の各ステータ磁極を図２９の紙面の上側に集め、Ｎ極の各ステータ磁極を紙面の下側に集めている。そして、それらの中間のバックヨーク部へ永久磁石２９Ａと２９Ｂを挿入している。永久磁石２９Ａと２９Ｂの極性の向きはステータ磁極の極性の方向である。これらの構成により、永久磁石２９Ａと２９Ｂは全てのステータ磁極を均等に励磁している構成となり、ロータが回転しても永久磁石を通過する磁束の変動が比較的少ない構成としている。
【０２４６】
そして、永久磁石２９Ａの側面には軟磁性体のバイパス部２９Ｃを設け、永久磁石２９Ｂの側面には軟磁性体のバイパス部２９Ｄを設けている。特に、モータを基底回転数より高い高速回転で定出力運転する場合、永久磁石の過大な磁束により誘起電圧が駆動回路の電源電圧を超えることになり、回転数が基底回転数のあたりで制限される問題がある。高速回転のこの制限を緩和する目的で、永久磁石の磁束の一部をバイパス部２９Ｃ、２９Ｄを通して短絡することにより、モータとして作用する磁束を低減する構成としている。
【０２４７】
また、永久磁石２９Ａと２９Ｂが無い場合、基底回転数より高い高速回転では、磁束を励磁するための電流、電圧の負担が必要となる。回転数が高くなると周波数も大きくなり、漏れインダクタンス分の励磁電圧がインバータの電圧負担となる。図２９のモータ構成であれば永久磁石２９Ａと２９Ｂが励磁の一部を負担するので、高速回転において、インバータの電流負担、電圧負担を軽減することができる。
【０２４８】
一方、基底回転数以下の回転数で、モータトルクが大きい時は、最大限の磁束が必要となる。各相ステータ磁極の励磁電流も大きく、永久磁石２９Ａ、２９Ｂとバイパス部２９Ｃ、２９Ｄの両方を通って各ステータ磁極へ磁束が供給される。ここで、バイパス部２９Ｃ、２９Ｄを通過できる磁束の量からバイパス部断２９Ｃ、２９Ｄの磁路通過断面積を適切な値とする必要があり、各ステータ磁極に必要な磁束、永久磁石が発生する磁束とともに設計することができる。
【０２４９】
なお、前記説明では、基底回転数Ｎｂａにおいて最大トルクを出力する時、モータ電圧が直流電源電圧に近くなることを前提に説明した。従って、基底回転数より高い高速回転では、同期電動機における界磁弱め制御に相当する、リラクタンスモータの磁束の制限が必要となる。しかし、図２９のリラクタンスモータを基底回転数以下だけで使用する場合は、界磁弱めなどを行う必要が無いので、バイパス部２９Ｃ、２９Ｄは不要となる。
【実施例１６】
【０２５０】
次に、請求項１０の実施例を図３０に示す。３０１はＡ９相で３０２はＡ９／相のステータ磁極、３０３はＢ９相で３０４はＢ９／相のステータ磁極、３０５はＣ９相で３０６はＣ９／相のステータ磁極である。図２０などのステータ磁極、ロータ磁極と同じ配置順である。ステータの各巻線も図２０の全節巻きの例を示している。
【０２５１】
図３０のバックヨークをＳ極用バックヨーク３０７とＮ極用バックヨーク３０８へ、図示するように空間的に、磁気的に分けている。Ｓ極のステータ磁極３０１、３０３、３０５はＳ極用バックヨーク３０７へ繋ぎ、Ｎ極のステータ磁極３０２、３０４、３０６は３０７の穴などの部分を通ってＮ極用バックヨーク３０８へ繋いでいる。そして、Ｓ極用バックヨーク３０７とＮ極用バックヨーク３０８との間には、励磁用の永久磁石３０９、３０Ａ、３０Ｂなどを配置している。各ステータ磁極を均等に励磁することができる。
【０２５２】
なお、Ｎ極のステータ磁極３０２、３０４、３０６は、Ｓ極用バックヨーク３０７を避けて、穴などの部分を通してＮ極用バックヨーク３０８へ繋ぐ。その部分は破線３０Ｄ、３０Ｅ、３０Ｆで示す部分で、Ｓ極用バックヨーク３０７と交差し、近接し易く、複雑な形状となる。これらの部分では漏れ磁束が発生し易く、３０Ｇ、３０Ｈのような漏れ磁束低減用の磁石を配置している。なお、この交差部では、磁束通過断面積が小さくなりがちで、円周方向に広げるなど種々の工夫が可能である。
【０２５３】
これらの組み立て方法の一つは、図３０に示すような多くの永久磁石と軟磁性体のコアを順番に組み付けることができる。また、他の製作方法として、射出成形機でプラスチック部品を成形するように、樹脂と磁石粉とを混ぜた材料を高温に液化して両ステータコアとそれらを覆う型に注入して製作することもできる。その場合、永久磁石３０Ｇ、３０Ｈのように薄く複雑な形状でも比較的容易に製作できる。なお、各磁石の着磁は組み立て後に両バックヨークへ起磁力を加えて複雑の磁石形状の部分などを一斉に着磁することもできる。また、高速回転時と大きなトルクの時とでは必要な磁束の量が異なるので、図２９のバイパス部２９Ｃ、２９Ｄに示した構成を付加しても良い。即ち、Ｓ極用バックヨーク３０７とＮ極用バックヨーク３０８との間に、適量の軟磁性体を配置して、一部の磁路で繋がっていても良い。
【０２５４】
図３０、図３１の構成の場合、図２９の構成とは異なり、スロット内の巻線を統合して全節巻き巻線化、あるいは、図２３のようなトロイダル巻線化が容易に可能である。また、図２６のように、ステータの歯の間に永久磁石を配置してスロット断面積を拡大すること、歯間の漏れ磁束を低減すること、歯の鉄損を低減することもできる。リラクタンスモータの励磁負担の軽減、銅損の低減、スロット断面積の拡大などによる高トルク化ができる。
【実施例１７】
【０２５５】
次に、請求項１０の他の実施例を図３１の（ａ）、（ｂ）に示す。図３１はステータコアの側面図であり、紙面で上下方向はロータ軸方向である。図３１の（ａ）の構成では、Ｓ極用バックヨーク３１１とＮ極用バックヨーク３１２があり、それらの間に励磁用の永久磁石３１３を挟んでいる。図３１の（ａ）の内部には、図３０の様に、各相のステータ磁極、ロータを配置する。Ｓ極用バックヨーク３１１はＳ極のステータ磁極へ磁気的に繋ぎ、Ｎ極用バックヨーク３１２はＮ極のステータ磁極へ磁気的に繋ぐ。このようにして、永久磁石３１３でＳ極のステータ磁極とＮ極のステータ磁極を励磁することができる。
【０２５６】
図３１の（ｂ）の構成では、Ｓ極用バックヨークをロータ軸方向両端の３１４と３１６へ配置している。３１５はＮ極用バックヨークである。３１７、３１８はバックヨークの極性の方向に合わせて配置した永久磁石である。このように、モータのロータ軸方向長さにより、Ｓ極用バックヨークとＮ極用バックヨークを複数個にして交互に配置することもできる。なお、図３１の内部のＮ極のステータ磁極などとＳ極のステータ磁極などとが接近する部分には、図３０の３０Ｇ、３０Ｈのような漏れ磁束低減用の磁石を配置すると効果的である。また、図３１の（ａ）、（ｂ）では、永久磁石３１３、３１７、３１８の形状が円環状の場合について示したが、各ステータ磁極の配置、極性に合わせてロータ軸方向に凹凸状の円環として、各バックヨークから各ステータ磁極への磁路断面積を拡大しても良い。
【実施例１８】
【０２５７】
次に、請求項１１の実施例を図３３、図３４に示し、説明する。図３３、図３４では、高速回転において、トルクリップルが小さく、低騒音で、またトルクの増加が容易なモータ構成を示す。なお、基底回転数Ｎｂａの定義を、基底回転数において最大トルクを出力する時、モータ電圧が直流電源電圧に近くなるモータ回転数と定義する。回転数と電源電圧とが関わる技術である。
【０２５８】
先に説明した従来リラクタンスモータの第４の問題点、「高速回転での安定で均一なトルク出力が困難」について改善するものである。図４６、図４７などの従来リラクタンスモータのこの問題点は、ロータ磁極のロータ軸方向幅が均一なため、基底回転数Ｎｂａ以上の高速回転でステータ磁極へ励磁電流を通電すると、電源電圧に近い過大な電圧が発生して、電流の増加ができず、トルクの増加が困難となることに起因している。各相の巻線電圧は（５）式となる。ここで、大きなトルクを発生する時は電流値も大きく、Ｂｏは、図３の（ａ）のような、軟磁性体の飽和磁束密度を指している。（５）式では、ステータ、ロータのロータ軸方向長さをＬｓとし、ロータ磁極各部の（ロータ軸方向長さ）／（ステータの軸方向長さＬｓ）を軸方向長さ比Ｋｒａとしており、巻線電圧はＫｒａに比例する。従って、（５）式より、高速回転で巻線電圧を電源電圧より小さくするためには、軸方向長さ比Ｋｒａを小さくしなければならない。
【０２５９】
図４６、図４７などの従来リラクタンスモータを高速回転で駆動する時、電流を制限して界磁弱めを行い巻線電圧を電源電圧以下に低減するということと、高速回転において大きな電流を通電して一定のパワーを出力することが、電流に関して矛盾することになる。
なお、従来リラクタンスモータでは、各相巻線の電圧が低い回転角度域のタイミングで電力を注入し、脈動するトルクを発生することはできる。この技術は、図３３の構成においても併用することができる。
【０２６０】
まず、図３２は本発明リラクタンスモータの制御装置の例について説明する。３２１は図１などに示すリラクタンスモータの例であり、３２２はＡ相巻線、Ａ／相巻線でＡ相電流Ｉａを通電する。３２３はＢ相巻線、Ｂ／相巻線でＢ相電流Ｉｂを通電し、３２４はＣ相巻線、Ｃ／相巻線でＣ相電流Ｉｃを通電する。３２５はロータの位置などを検出するエンコーダで、３２５はそのインターフェイスで、回転速度信号３２９、ロータ回転角位置θｒである３２Ａを出力する。３２ＧはＡ相電流Ｉａを検出する電流検出器である。３２ＬはＢ相電流Ｉｂを検出する電流検出器である。３２ＱはＣ相電流Ｉｃを検出する電流検出器である。
【０２６１】
３２７は回転速度指令で、３２８は回転速度誤差を計算する加算器で、補償器３２Ｂへ計算結果を出力する。補償器３２Ｂは、例えば、比例、積分制御を行い、その出力であるトルク指令、あるいは、電流指令３２ＣをＡ相制御部３２Ｄ、Ｂ相制御部３２Ｈ、Ｃ相制御部３２Ｍへ出力する。Ａ相制御部３２Ｄは、電流指令３２Ｃ、回転速度信号３２９、ロータ回転角度位置θｒを入力し、Ａ相電流検出値を入力し、制御モードなど記憶された情報なども使用して計算し、Ａ相駆動回路３２Ｆへ駆動信号３２Ｅを出力する。Ｂ相制御部３２Ｈも同様の機能、動作であり、Ｂ相電流検出値を入力し、Ｂ相駆動回路３２Ｋへ駆動信号３２Ｊを出力する。Ｂ相制御部３２Ｈも同様の機能、動作であり、Ｃ相電流検出値を入力し、Ｃ相駆動回路３２Ｐへ駆動信号３２Ｎを出力する。Ａ相駆動回路３２Ｆは、電力増幅し、Ａ相電流Ｉａを３２２のＡ相巻線、Ａ／相巻線へ供給する。Ｂ相駆動回路３２Ｋは、電力増幅し、Ｂ相電流Ｉｂを３２３のＢ相巻線、Ｂ／相巻線へ供給する。Ｃ相駆動回路３２Ｐは、電力増幅し、Ｃ相電流Ｉｃを３２４のＣ相巻線、Ｃ／相巻線へ供給する。なお、これらの制御機能はマイクロプロセッサーを使用してソフトウェアで実行されることが多い。
【０２６２】
図３３は、基底回転数の４倍の高速回転数まで駆動でき、その最高回転数で基底回転数の最高トルクの１／４のトルクの出力を可能とする、高速回転用リラクタンスモータの例である。横断面図は図９の（ａ）である。ステータ磁極が１０個でロータ磁極が６個のリラクタンスモータである。なお、図３３は、図１２に示すロータ磁極形状を変形した構成である。
【０２６３】
図３３の（ａ）は、ステータとロータとの間のエアギャップ面から見たステータ磁極ＳＰの内周面形状を、そのＣＣＷの円周方向が図３３の横軸方向となるように直線展開した図である。図３３の縦軸方向はロータ軸方向である。図３３の３３１はＡＡ相で３３２はＡＡ／相のステータ磁極、３３３はＢＡ相で３３４はＢＡ／相ステータ磁極、３３５はＣＡ相で３３６はＣＡ／相ステータ磁極、３３７はＤＡ相で３３８はＤＡ／相ステータ磁極、３３９はＥＡ相で３３ＡはＥＡ／相ステータ磁極である。各相のステータ磁極のエアギャップ面の形状は、円周方向角度幅θＢｓが１８°で、ロータ軸方向長さはＬｓである。ステータ磁極間の隙間も１８°である。
【０２６４】
図３３の（ｂ）は、エアギャップ面から見たロータ磁極ＲＰの外周面形状を、図９の（ａ）のＣＣＷの円周方向が図３３の横軸方向、即ち、図３３の紙面の右方向となるように直線展開した図である。図３３において、ロータ磁極３３Ｊの右端は、図９の（ａ）における１２ＪのＣＣＷの先端でもある。図３３の（ｂ）のロータの回転角位置θｒは０°である。
【０２６５】
次に、ロータ磁極の形状について説明する。図３３の各ロータ磁極の円周方向角度幅θＢｒは３６°である。各ロータ磁極のロータ軸方向幅は、ＣＣＷ方向の前方部の１８°幅部分と後方部の１８°幅部分が異なる形状となっている。前記前方部の１８°幅部分は、ロータ軸方向長さがＬｓ／５である。前記後方部の１８°部分は、ロータ軸方向長さがＬｓで、各ステータ磁極ＳＰのロータ軸方向長さと同じ長さである。後に詳しく説明するが、前記前方部のロータ軸方向長さをＬｓ／５と小さくしていて、高速回転時における、ステータ巻線に鎖交する磁束の時間変化率を小さくし、ステータ巻線に発生する誘起電圧が過大な値とならないような形状としている。また、ロータ磁極の周期は６０°なので、ロータ磁極間の隙間は２４°である。
【０２６６】
図３３の（ｃ）は、図３３の（ｂ）のロータ位置θｒ＝０°からＣＣＷへ１８°回転しており、θｒは１８°である。（ｄ）はさらにＣＣＷへ１８°回転し、θｒは３６°である。（ｅ）のθｒは５４°である。図３３の（ｆ）のθｒは６０°であり、ステータとロータの関係は図３３の（ｂ）と同じ状態である。このようにロータを回転させ、ロータ回転角位置θｒを変えることにより、各ステータ磁極ＳＰと各ロータ磁極ＲＰとの磁気的な相対関係が変わるので、各ステータ磁極ＳＰをそれぞれ適切なタイミングで励磁してロータの回転トルクを得ることができる。
【０２６７】
次に、ステータ磁極の各巻線へ電流を通電した時に作用する電圧、モータ出力パワー、トルクの関係について説明する。但し、電磁気関係を単純にモデル化した場合の特性である。今、図９の（ａ）のＡＡ相の巻線９１とＡＡ／相の巻線９２を直列に接続し、ＡＡ相電流ＩａＡとして連続定格に近い値の一定電流Ｉｏ［Ａ］を通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する状態を考えてみる。図９の（ａ）のＣＣＷ方向は、図３３の紙面の右方向である。この時のＡＡ相の巻線電圧は、図３４の電圧ＶａＡとなる。図３４のＶａＡの横軸は時間ｔであり、図３４の最下段にはその時のロータ回転角位置θｒの値を示している。
【０２６８】
最初に、ロータ回転角位置θｒが０°から１８°へさしかかる時のＡＡ相の巻線に鎖交する磁束と、ＡＡ相の巻線電圧ＶａＡについて説明する。図３３のロータ磁極３３Ｊがθｒの０°から、その前方部がＡＡ相のステータ磁極３３１に、エアギャップを介して対向し始める。図３３の（ｂ）から（ｃ）までの状態である。ロータ磁極３３Ｊの前方部のロータ軸方向長さは、ステータ磁極の軸方向長さＬｓの１／５であり、ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は最大値の１／５となる。ここで、図３４の電圧は正規化していて、０°から１８°の間のＡＡ相の巻線電圧ＶａＡは０．２として示している。
【０２６９】
次に、θｒが１８°から３６°の間は、図３３の（ｃ）から（ｄ）までの状態である。ロータ磁極３３Ｊの後方部がＡＡ相のステータ磁極３３１へ対向して行く。一方、ロータ磁極３３Ｊの前方部は外れて行く。通過する磁束はそれらの差し引きで、この間の巻線電圧ＶａＡは（１．０−０．２）＝０．８となる。
【０２７０】
次に、θｒが３６°から５４°の間は、図３３の（ｄ）から（ｅ）までの状態である。ロータ磁極３３Ｊの後方部がＡＡ相のステータ磁極３３１へ対向している状態から外れて行き、（ｅ）のθｒ＝５４°では全てが外れる。この間は、通過する磁束が回転と共に減少する。ロータ磁極とステータ磁極へ通過する磁束の回転変化率は負の最大値となる。その結果、図３４のθｒが３６°から５４°の間のＡＡ相の巻線電圧ＶａＡは−１．０となる。
【０２７１】
次に、θｒが５４°から６０°の間は、図３３の（ｅ）から（ｆ）までの状態である。この間は、ステータ磁極３３１はロータ磁極３３Ｊに対向しないので、通過する磁束は０である。この間のＡＡ相の巻線電圧ＶａＡは０となる。ロータ磁極の間隔は６０°なので、（ｅ）は最初に説明を開始した元の（ｂ）と同じ状態である。以上のように、θｒが０°から６０°の動作を繰り返して回転する。
【０２７２】
同様に、ＢＡ相の電圧ＶｂＡは、図９の（ａ）の巻線９３と９４を直列に巻回した巻線の電圧で、図３４の電圧ＶｂＡとなり、ＡＡ相電圧ＶａＡに対して位相が１２°遅れた電圧である。同様に、ＣＡ相の電圧ＶｃＡは巻線９５と９６を直列に巻回した巻線の電圧で、図３４の電圧ＶｃＡとなり、ＶａＡに対して位相が２４°遅れた電圧である。同様に、ＤＡ相の電圧ＶｄＡは巻線９７と９８を直列に巻回した巻線の電圧で、図３４の電圧ＶｄＡとなり、Ｖａ４に対して位相が３６°遅れた電圧である。同様に、Ｅ４相の電圧Ｖｅ４は巻線９９と９Ａを直列に巻回した巻線の電圧で、図３４の電圧Ｖｅ４となり、Ｖａ４に対して位相が４８°遅れた電圧である。
【０２７３】
これらの各相の電圧などは、（１）式から（１２）式の関係となっている。Ｄ相、Ｅ相についても同様の式である。ただし、前記の、種々の簡素化した条件の元で成立する数式である。また、各電圧、各電流、各トルクは、それらの値を正規化している。
【０２７４】
図３４で説明した前記ＡＡ相電圧ＶａＡ、ＢＡ相電圧ＶｂＡ、ＣＡ相電圧ＶｃＡ、ＤＡ相電圧ＶｄＡ、ＥＡ相電圧ＶｅＡは、（５）式の関係となっている。そして、（８）式においてＡ相のトルクがＡ相電圧に比例するように、図９の（ａ）のリラクタンスモータに関するＡＡ相トルクＴａＡ、ＢＡ相トルクＴｂＡ、ＣＡ相トルクＴｃＡ、ＤＡ相トルクＴｄＡ、ＥＡ相トルクＴｅＡは、（Ｉｏ／Ｖｓｏ）が一定値なのでそれぞれ、各相電圧ＶａＡ、ＶｂＡ、ＶｃＡ、ＶｄＡ、ＶｅＡに比例する。その意味で、図３４の各相電圧ＶａＡ、ＶｂＡ、ＶｃＡ、ＶｄＡ、ＶｅＡの下に各相トルクＴａＡ、ＴｂＡ、ＴｃＡ、ＴｄＡ、ＴｅＡを括弧付きで付記している。
【０２７５】
次に、図９の（ａ）、図３３、図３４に示すリラクタンスモータで、ＣＣＷの正方向の連続トルクを生成する方法、あるいは、ＣＣＷへ回転中にＣＷ方向のトルクを生成する方法について説明する。その具体的な方法は、先に説明した、図９の（ａ）、図１２、図１３に示すリラクタンスモータでＣＣＷの正方向の連続トルクを生成する方法、あるいは、ＣＣＷへ回転中にＣＷ方向のトルクを生成する方法と同様である。図３４のＡＡ相トルクであるＴａＡが正トルクを生成する区間は、θｒが０°から３６°と６０°から９６°などであり、図３４のＩａＡＦＨの実線に示す電流を通電する。ＢＡ相トルクであるＴｂＡは、ＩａＡＦＨより位相が１２°遅れた電流を通電する。ＣＡ相トルクであるＴｃＡは、ＩａＡＦＨより位相が２４°遅れた電流を通電する。ＤＡ相トルクであるＴｄＡは、ＩａＡＦＨより位相が３６°遅れた電流を通電する。ＥＡ相トルクであるＴｅＡは、ＩａＡＦＨより位相が４８°遅れた電流を通電する。これらの合計トルクは、図３４のＴｔＡの３４１となる。１．２と１．８を１２°周期で繰り返すトルクで、その平均値は１．５である。ここで、図３４のＩａＡＦＨの破線に示す電流を通電すると、トルク脈動は無くなり、トルクは１．０の一定値となる。モータの所要トルクが最大値の２／３以下であれば、破線で示す通電方法の方が騒音、振動の点で好ましい。
【０２７６】
しかし、高速回転では巻線の誘起電圧が電源電圧以下となる必要があり、通電電流の制限がある。例えば、モータの基底回転数Ｎｂａ以下の回転数では、図３４のＩａＡＦＨのような電流を通電できるが、Ｎｂａ以上の回転数でトルクもある程度大きくなると巻線の誘起電圧が電源電圧を超えることになる。今、基底回転数ＮｂａでのＡＡ相の巻線誘起電圧ＶａＡの最大値が、図３４に示すように、０．８であると仮定し、電源電圧Ｖｄｃは１．０であると仮定する。そして、最高回転数ＮｍａｘはＮｂａの４倍であると仮定する。
【０２７７】
高速回転でトルクを可変制御する最も単純な方法は、巻線誘起電圧が電源電圧Ｖｄｃを超えない回転領域を作り、その回転領域で電流を制御することである。最高回転数ＮｍａｘにおいてＡＡ相巻線へＩａＡＦＬの電流を通電すると、基底回転数ＮｂａでのＡＡ相の巻線誘起電圧ＶａＡは０．２なので、最高回転数ＮｍａｘにおけるＶａＡは（０．２×（Ｎｍａｘ／Ｎｂａ））＝０．８となり、電源電圧Ｖｄｃより０．２だけ小さい電圧となる。他の相についても同様である。従って、巻線インピーダンスを無視して単純化すれば、最高回転数Ｎｍａｘにおいて電源電圧に０．２の余裕がある。り、各相のＩａＡＦＬのような電流を自由に増減でき、トルクを制御できることになる。
【０２７８】
図３４のＩａＡＦＬの実線ような電流を各相に通電すると、合計トルクはＴｔＬとなる。ＩａＡＦＬの破線に示す電流を通電すると、トルクは０．２の一定値となり、トルク脈動をなくすことができる。ＩａＡＦＬの破線の電流波形は、台形状となるので、電流の増減も容易化され、都合が良い。このＡＡ相電流ＩａＡＦＬを通電している区間は、前記のように、最高回転数ＮｍａｘにおいてもＡＡ相の巻線誘起電圧ＶａＡは０．８なので電源電圧Ｖｄｃに０．２の余裕があり、ＡＡ相電流ＩａＡＦＬを増加することができる。この時のモータ出力パワーは、トルクが０．２だが、回転数が基底回転数Ｎｂａの４倍なので、０．８である。さらに、各相電流の増加によりパワーを大きくすることもできる。このように、最高回転数Ｎｍａｘの近傍において大きなパワーを出力することができる。
【０２７９】
また、基底回転数Ｎｂａから最高回転数Ｎｍａｘの間の回転数において、電流値を増加せずに、ＴｔＬに示すトルクより大きなトルクを出力することも可能である。ＩａＡＦＬとＩａＡＦＨの中間のような電流を通電する方法である。巻線の電圧が電源電圧Ｖｄｃを超える区間では、通電電流が電源へ回生されることになるが、その時の磁気エネルギーの一部はトルクとなるのでトルク出力として活用できる。但し、この場合、トルク脈動は避けられない。
【０２８０】
次に、図９の（ａ）、図３３、図３４のリラクタンスモータで、ＣＣＷ方向へ速度Ｖｓｏで回転する状態で、ＣＷ方向のトルクを生成する方法について、図１３を使用して説明する。モータを制動し、回生する動作でもある。図３４のＡＡ相トルクであるＴａＡが負トルクを生成する区間は、θｒが３６°から５４°と９６°から１１４°などであり、図３４のＩａＡＲの実線で示すＡＡ相電流ＩａＡを通電する。ＢＡ相の電流ＩｂＡは、同様に、ＩａＡＲの実線の位相が１２°遅れた電流を通電する。ＣＡ相の電流ＩｃＡは、同様に、ＩａＡＲの実線の位相が２４°遅れた電流を通電する。ＤＡ相の電流ＩｄＡは、同様に、ＩａＡＲの実線の位相が３６°遅れた電流を通電する。ＥＡ相の電流ＩｅＡは、同様に、ＩａＡＲの実線の位相が４８°遅れた電流を通電する。各相のトルクの合計は、図３４のＴｔＡの３４２となる。−１．０と−２．０を１２°周期で繰り返すトルクで、その平均値は−１．５である。ここで、図３４のＩａＡＲの破線に示す電流を通電すると、トルク脈動は無くなり、トルクは−１．０の一定値となる。破線で示す通電方法の方が騒音、振動の点では好ましい。
【０２８１】
以上のように、最高回転数Ｎｍａｘが基底回転数Ｎｂａの４倍の例を図３３、図３４に示した。最高回転数Ｎｍａｘが基底回転数Ｎｂａより大きい場合は、ロータ磁極の形状の工夫と制御方法により、低トルクリップル化ができ、低騒音、低振動を実現することができる。そして、高速回転でのトルクの自在制御ができる。また、基底回転数Ｎｂａと最高回転数Ｎｍａｘとの比は、図３３のロータ磁極の前方部の幅であるロータ軸方向長さ比Ｋｒａと次式の関係になる。
Ｋｒａ＝Ｎｂａ／（Ｎｂａ＋Ｎｍａｘ）                            （２５）
例えば、この回転数比が２の場合は、Ｋｒａ＝１／３となり、ロータ磁極の前方部のロータ軸方向幅はＬｓ／３となる。後方部のロータ軸方向幅はＬｓである。なお、ロータ磁極の前方部の実用化の方法は、図１７に示したように種々の方法でその磁気特性を実現でき、それらも本発明に含むものとする。また、図３３に示したロータ磁極の形状は、求められる特性、用途に合わせた変形、改良が可能である。
【実施例１９】
【０２８２】
次に、請求項１２の実施例を図３５に示し、説明する。本発明は電気自動車用の主機用モータなどの片方向回転を主とするような用途のモータを対象としており、ＣＣＷ回転を順回転方向として、順回転方向の性能を優先するモータ形状、構成として、騒音、振動の低減、トルク特性の改善などを実現する。しかし、ロータ磁極形状を工夫して順回転方向のトルク発生範囲の拡大などの改善を行うと、その反面、ＣＷ方向のトルク脈動が発生し易くなるなど、新たな問題が発生することもある。請求項１２は逆回転方向のこのトルク脈動を改善するリラクタンスモータである。
【０２８３】
図３５は、先に示した図８の（ａ）、図１０、図１１のリラクタンスモータをＣＣＷへ回転させ、ＣＷのトルクを発生する場合の各相の電圧、電流、トルクを示す図である。図３５のＶａ３Ｒは、図１１のＶａ３の負の電圧部分だけを取り出した図である。図３５のＶｂ３Ｒは、図１１のＶｂ３の負の電圧部分だけを取り出した図である。図３５のＶｃ３Ｒは、図１１のＶｃ３の負の電圧部分だけを取り出した図である。図３５のＶｄ３Ｒは、図１１のＶｄ３の負の電圧部分だけを取り出した図である。これらの電圧特性の時に、Ａ３相の電流として図１１のＩａ３Ｒの実線で示す電流を通電し、他の相の電流もそれぞれの位相の同様の電流を通電した場合、モータトルクは図１１のＴｔ３の１１２となり、−１．０と−２．０が１５°周期で繰り返す脈動したトルクとなる。従って、トルクリップルの問題、騒音、振動の問題が発生する。
【０２８４】
各相の電圧は（５）式で表され、トルクは（８）式で表される。前記１１２のトルクの脈動を低減する一つの方法は、（８）式より、各相の電流値を可変することである。図３５の各相電圧の内、二つの相の電圧が重なっている部分でトルク絶対値が大きくなっているので、電圧が重なっている区間では二つの相の電流を半減すれば良い。図３５でθｒが３３．７５°から４１．２５°の間は、Ｖａ３ＲとＶｂ３Ｒとが重なっているので、この間ではＡ３相電流Ｉａ３Ｒを直線的に増加させ、Ｉｂ３Ｒを直線的に減少させることによりこの間のトルクを半減することができる。他の部分についても同様に、他の相でも同様に作図すると、図３５のＡ３相電流Ｉａ３Ｒ、Ｂ３相電流Ｉｂ３Ｒ、Ｃ３相電流Ｉｃ３Ｒ、Ｄ３相電流Ｉｄ３Ｒとなる。この時のモータ全体のトルクは、図３５のＴｔ３ｒｇの−１．０となり、トルク脈動を低減できる。
【０２８５】
この様に、各相のトルク発生が重複する部分について、時間的に回生トルクが先行するステータ磁極の励磁電流を徐々に減少し、同時に時間的に後行するステータ磁極の励磁電流を徐々に増加させて、モータ全体の回生トルクの脈動が小さくなるように制御することができる。また、図３５の各相電流の波形を台形状としており、各相電流の増減も容易で、ステータ磁極とロータ磁極間の吸引力の急変による振動、騒音を低減することもできる。また、図３５の各相電流波形の台形化は、先に説明した図３４の回生電流ＩａＡＲの破線も、回生トルクの脈動を低減する例である。図３４の力行の電流であるＩａＡＦＬの破線、ＩａＡＦＨの破線の台形状電流についても同様であり、トルク脈動を低減できる。なお、前記説明は、種々の簡素化した条件の元での話であり、数式である。また、各電圧、各電流、各トルクは正規化して示している。特に、図３５において各相のトルクが図示する各相電流に比例するとの仮定は、励磁電流成分を無視しており、正確ではない。しかし、各相電流に励磁電流成分を付加して容易に修正することができる。
【実施例２０】
【０２８６】
次に、請求項１３について説明する。前記の多くの図とその説明において、ロータ磁極形状とその特性を説明したが、ステータ磁極とロータ磁極の間の電磁気的な作用は相対的なものであり、ステータ磁極を種々形状に変形することもできる。ステータ磁極とロータ磁極との両方の形状を相対的に変形することもできる。それらは本発明で、ロータ磁極の形状として説明したものと等価であり、本発明に含むものである。例えば、具体的には、ステータ磁極の巻線の巻回を容易にするためにステータ磁極の四隅の一部を削除して変形し、その変形分をロータ形状で補うような形状とするものである。また、ステータ磁極を構成するステータの歯の先端近傍に永久磁石を配置、固定すると同時に歯先形状を変形することもできる。また、その変形分をロータ形状で補うような形状とすることもできる。この様な場合に、本発明で図示したロータ磁極形状をステータ磁極側で実現し、ロータ磁極の表面形状を長方形とし、ロータ磁極形状とステータ磁極形状を逆転した構成とすることもできる。
【実施例２１】
【０２８７】
次に、請求項１４の実施例を図３７、図４０、図４２に示し、説明する。先に、図２０の全節巻き巻線の構成の説明をし、その各相電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａを（１３）、（１４）、（１５）式に示し、各ステータ磁極への集中巻き巻線の電流Ｉａ７、Ｉｂ７、Ｉｃ７との関係を示した。そして、図２０の全節巻き巻線の銅損は、集中巻き巻線の銅損より小さくできることを示した。しかし、図２１に示す１組、２個のステータを励磁する全節巻き巻線Ｗ１、Ｗ２の電圧Ｖｗ１、Ｖｗ２は（１６）、（１７）式で示され、（１８）式に示す電圧が（１６）、（１７）式へ差動的に作用する結果、前記電圧Ｖｗ１、Ｖｗ２が電圧の偏りにより過大な電圧となることを、一般化したモータモデルの例として示した。
【０２８８】
駆動回路が大型化する具体例として、図２０のリラクタンスモータを図３６の３相のリラクタンスモータ駆動回路を使用して励磁する例を示す。まず、図３６の駆動回路において、３６Ａは駆動回路全体の制御回路、３６Ｂは直流電圧源、３６１、３６２、３６３、３６４、３６５、３６６は駆動用トランジスタ、３６７は図２０の２０７と２０８のＡＢ相全節巻き巻線でＡＢ相電流Ｉａｂを通電し、３６８は図２０の２０９と２０ＡのＢＣ相全節巻き巻線でＢＣ相電流Ｉｂｃを通電し、３６９は図２０の２０Ｂと２０ＣのＣＡ相全節巻き巻線でＣＡ相電流Ｉｃａを通電する。残りの６個のダイオードは電力回生用ダイオードである。
【０２８９】
今、Ａ７相ステータ磁極２０１とＡ７／相のステータ磁極２０２とを励磁するために、ＩａｂとＩｃａを通電する場合、図３６のＡＢ相全節巻き巻線３６７、ＣＡ相全節巻き巻線３６９には（１６）、（１７）式で示した過大な電圧が発生する。巻線電圧が直流電圧源３６Ｂの電圧以下とするために、例えば、巻線の巻き回数を１／２とすると、巻線電圧は１／２となるが巻線電流は２倍となる。そのため、図３６のトランジスタ３６１、３６２、３６３、３６４、３６５、３６６の電流容量を２倍に増加する必要があり、大型化、高コスト化する問題が発生する。
【０２９０】
次に、（１６）、（１７）、（１８）式の問題、即ち、駆動回路が高コスト化、大型化する問題を低減する図３７の駆動回路とその動作を説明する。駆動対象のリラクタンスモータは、図２０を２極対に多極化した図２２のリラクタンスモータとする。
【０２９１】
まず、図２２の２極対のリラクタンスモータの電圧、電流を明確にするために、１極対のリラクタンスモータである図２０の電圧、電流を説明する。図２０の全節巻き巻線の各電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは、（１３）、（１４）、（１５）式により、各ステータ磁極に巻回した集中巻き巻線の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃで示される。
【０２９２】
また、図２０はその対称性から、図示するように、Ａ７相磁束をφａ、Ｂ７相磁束をφｂ、Ｃ７相磁束をφｃとする。そして、図１の各ステータ磁極への集中巻き巻線の場合の電圧Ｖｂ、Ｖｃは、（４）式とＶａと同様に、鎖交磁束φａ、φｂ、φｃとの関係より次式で表される。
Ｖａ＝Ｎｗａ×ｄφａ／ｄｔ
Ｖｂ＝Ｎｗａ×ｄφｂ／ｄｔ                                        （２６）
Ｖｃ＝Ｎｗａ×ｄφｃ／ｄｔ                                        （２７）
ＡＢ相巻線２０Ｄの電圧Ｖａｂ、ＢＣ相巻線２０Ｅの電圧Ｖｂｃ、ＣＡ相巻線２０Ｆの電圧Ｖｃａは、図２１と（１６）、（１７）式と同様に、また、図２０の各巻線の鎖交磁束の関係から、次式で表される。
Ｖａｂ＝Ｎｗｘ×ｄ（φａ＋φｂ−φｃ）／ｄｔ                      （２８）
＝Ｖａ＋Ｖｂ−Ｖｃ                                          （２９）
Ｖｂｃ＝Ｎｗｘ×ｄ（−φａ＋φｂ＋φｃ）／ｄｔ                    （３０）
＝−Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ                                        （３１）
Ｖｃａ＝Ｎｗｘ×ｄ（φａ−φｂ＋φｃ）／ｄｔ                      （３２）
＝Ｖａ−Ｖｂ＋Ｖｃ                                          （３３）
【０２９３】
ここで、（２９）、（３１）、（３３）式は、（１８）式の電圧成分により差動的な電圧が加わっており、複雑であるだけでなく、大きなピーク電圧を持つことになる。そこで、後に述べる図３７の駆動回路では、２個の巻線を直列に接続にして、（１８）式の差動電圧の成分を相殺し、簡素化して通電する。即ち、（２９）、（３１）、（３３）式の電圧の２個を直列に接続にして、（１８）式の差動電圧の成分を相殺し、次式のように簡素化して通電する。
Ｖａｂ＋Ｖｃａ＝２×Ｖａ                                          （３４）
Ｖｃａ＋Ｖｂｃ＝２×Ｖｃ                                          （３５）
Ｖｂｃ＋Ｖａｂ＝２×Ｖｂ                                          （３６）
【０２９４】
その結果、２個の巻線を直列に接続した両端に過大な電圧が発生することは無くなり、即ち、電圧の偏りの問題が無くなり、駆動回路への電圧負担を解消することができる。そして、巻線の巻き回数を減少する必要が無いので、巻線の電流は増加せず、トランジスタの電流容量を増加する必要もなくなる。
【０２９５】
また、図２０、図２１、図２２で示した全節巻き、および、図２３、図２４、図２５で示した各スロットの巻線をバックヨークの後ろ側へ巻回するトロイダル巻線とする方法は、それぞれに特長が有るものの、電圧が複雑になる問題、電圧が過大になる問題があった。これらの問題に対し、後に示す図３７の駆動回路と各巻線の接続方法では、（１３）、（１４）、（１５）式の合成電流の各巻線への通電と、（２９）、（３１）、（３３）式のように複雑で過大となる各巻線の電圧を（３４）、（３５）、（３６）式のように簡素化した電圧へ変換して駆動する。各巻線の電流と電圧との複雑化した関係を解決し、前記問題を解消する。
【０２９６】
前記の全節巻き巻線の電流、鎖交磁束、電圧、トルク、パワーの関係は複雑になるので、各ステータ磁極に巻回した集中巻き巻線の電流、鎖交磁束、電圧、トルク、パワーと前記式で換算することにより、励磁の方法、制御の方法が解り易くなる。なお、巻線抵抗などを無視して単純モデル化すれば、集中巻き巻線の各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと各相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃとの積和がパワー［Ｗ］になり、パワーを回転速度［ｒａｄ／ｓｅｃ］で割ればトルク［Ｎｍ］になる。
【０２９７】
次に、具体的なモータとして、図２０、図２２のロータ磁極が前記図６と図７で説明した構成と特性である場合について、全節巻き巻線の電流、電圧を図３８に示し、説明する。
また、先に説明したように、図１に示した各ステータ磁極の集中巻き巻線を全節巻き巻線へ変換した構成が図２０の横断面図である。図３８は、前記の図７の各相電圧と電流Ｉａ２Ｆに準じていて、図７に書き加えた特性である。図３８の各電流、各電圧の横軸は時間ｔで、一定速度Ｖｓoで回転している状態を示している。そして、一番下の欄にその時のロータ回転角位置θｒを電気角角度で示している。図３８のＩａ７は、図１のＡ７相ステータ磁極１１、１２に巻回する集中巻き巻線１７、１８と１Ｃ、１Ｄに通電するＡ７相電流Ｉａ７であり、その２つの巻線を直列接続した両端電圧が図３８のＶａ７である。図３８のＩｂ７は、図１のＢ７相ステータ磁極１３、１４に巻回する集中巻き巻線１Ｕ、１Ｖと１Ｓ、１Ｔに通電するＢ７相電流Ｉｂ７であり、その２つの巻線を直列接続した両端電圧が図３８のＶｂ７である。図３８のＩｃ７は、図１のＣ７相ステータ磁極１５、１６に巻回する集中巻き巻線１Ｑ、１Ｒと１Ｐ、１Ｎに通電するＡ７相電流Ｉｃ７であり、その２つの巻線を直列接続した両端電圧が図３８のＶｃ７である。図３８のＩａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは、（１３）、（１４）、（１５）式で示す電流である。
【０２９８】
集中巻き巻線の図１、全節巻線化した図２０、それらの電圧、電流の例を図３８に示した。しかし、後に説明する図３７の駆動回路では、各相の全節巻き巻線が２個づつ、合計６個の全節巻き巻線が必要なので、１極対の図２０を２極対とした図２２のモータを使用して説明する。図２０と図２２は機能的に等価である。
【０２９９】
図２２の２２Ａと２２ＤはＡ７相ステータ磁極で、２２Ａ／と２２Ｄ／はＡ７／相ステータ磁極である。２２Ｂと２２ＥはＢ７相ステータ磁極で、２２Ｂ／と２２Ｄ／はＢ７／相ステータ磁極である。２２Ｃと２２ＦはＣ７相ステータ磁極で、２２Ｃ／と２２Ｆ／はＣ７／相ステータ磁極である。２２１はＡＢ相全節巻き巻線のコイルエンド部で（１３）式で示すＡＢ相電流Ｉａｂ１を通電し、２２４もＡＢ相全節巻き巻線のコイルエンド部でＡＢ相電流Ｉａｂ２を通電する。Ｉａｂ１とＩａｂ２は制御装置での電流指令は同じ値だが、図３７の駆動回路の都合で、物理的には分離している。同様に、２２２と２２５はＢＣ相全節巻き巻線のコイルエンド部で、それぞれ、ＢＣ相電流Ｉｂｃ１とＩｂｃ２を通電する。同様に、２２３と２２６はＣＡ相全節巻き巻線のコイルエンド部で、それぞれ、ＣＡ相電流Ｉｃａ１とＩｃａ２を通電する。
【０３００】
次に、図２２のリラクタンスモータを図３７の駆動回路で駆動し、駆動回路の大型化の問題を低減する例を説明する。図３７の駆動回路は、図２２の円周方向に隣り合う全節巻線を直列に接続すれば、その両端電圧は、（１８）式の差動的電圧を除去できるので、（３４）、（３５）、（３６）式の様に簡素化できることを利用する。また、図３７の６個のトランジスタで２組の電流経路へ通電できるようにし、利用効率を向上している。そして、駆動回路内での２組の電流経路での電圧、電流の相互干渉を低減する構成としている。
【０３０１】
図３７の３７Ｓは駆動回路全体の制御回路、３７Ｒは直流電圧源、３７１、３７２、３７３、３７４、３７５、３７６は駆動用トランジスタである。各巻線と通電電流については、図３７の３７７は図２２のＡＢ相全節巻き巻線２２１でＡＢ相電流Ｉａｂ１をトランジスタ３７１により通電し、図３７の３７Ａは図２２のＡＢ相全節巻き巻線２２４でＡＢ相電流Ｉａｂ２をトランジスタ３７４により通電する。同様に、３７９はＢＣ相全節巻き巻線２２２でＢＣ相電流Ｉｂｃ１をトランジスタ３７３により通電し、３７ＣはＢＣ相全節巻き巻線２２５でＢＣ相電流Ｉｂｃ２をトランジスタ３７６により通電する。３７ＢはＣＡ相全節巻き巻線２２３でＣＡ相電流Ｉｃａ１をトランジスタ３７５により通電し、３７８はＣＡ相全節巻き巻線２２６でＣＡ相電流Ｉｃａ２をトランジスタ３７２により通電する。
【０３０２】
なお、ここで、図２２の各巻線の配置方法は、図示するように、コイルエンド部の巻線巻回上の重なりが少ない方法を選択して、巻線の名称と電流の名称を定義している。しかし、例えばＡＢ相について考えると、４個のスロットがあり、コイルエンド部は２通りの接続方法が可能である。例えば、図２２は１極対目のスロットから２極対目の逆相のスロットへ接続しているので、１極対の図２０と異なる巻線接続とも言える。また、図３７の回路上で２個のＡＢ相全節巻き巻線を逆に配置することもできる。また、それらの変更を各相で行うことができる。従って、機能的には等価だが、多くの異なった組み合わせの巻線形態を実現できる。例えば、図３７で、同相の電流Ｉａｂ１とＩａｂ２を通電する巻線３７７と３７Ａの回路配置を交換しても良い。同様に、３７８と３７Ｂを交換しても良く、３７９と３７Ｃを交換しても良い。本発明は、これらの機能的に等価な変更を含むものである。また、ＡＢ相電流Ｉａｂ１とＩａｂ２は、それぞれ物理的には異なる場所へ流れる電流であるが、制御的に目標とする電流指令値は同じである。ＢＣ相電流Ｉｂｃ１とＩｂｃ２、ＣＡ相電流Ｉｃａ１とＩｃａ２も同様である。
【０３０３】
図３７のＡＢ相全節巻き巻線３７７とＢＣ相全節巻き巻線３７Ｃの間に電流方向の向きのダイオード３７Ｑを配置し、ＡＢ相全節巻き巻線３７７とＣＡ相全節巻き巻線３７８の間に電流方向の向きのダイオード３７Ｋを配置する。ＢＣ相全節巻き巻線３７９とＣＡ相全節巻き巻線３７８の間に電流方向の向きのダイオード３７Ｌを配置し、ＢＣ相全節巻き巻線３７９とＡＢ相全節巻き巻線３７Ａの間に電流方向の向きのダイオード３７Ｍを配置する。ＣＡ相全節巻き巻線３７ＢとＡＢ相全節巻き巻線３７Ａの間に電流方向の向きのダイオード３７Ｎを配置し、ＣＡ相全節巻き巻線３７ＢとＢＣ相全節巻き巻線３７Ｃの間に電流方向の向きのダイオード３７Ｐを配置する。各巻線と各ダイオードに流れる電流は、（１３）、（１４）、（１５）式の関係となっている。残りの６個のダイオード３７Ｄ、３７Ｅ、３７Ｆ、３７Ｇ、３７Ｈ、３７Ｊは直流電圧源３７Ｒへの電力回生用ダイオードである。
【０３０４】
次に、図３７の各巻線の電圧を説明する。ＡＢ相全節巻き巻線３７７とダイオード３７ＫとＣＡ相全節巻き巻線３７８の間の電圧は（３４）式の関係となり、これらの両端の電圧は（２×Ｖａ）である。同様に、ＢＣ相全節巻き巻線３７９とダイオード３７ＬとＣＡ相全節巻き巻線３７８の間の電圧は（３５）式の関係となり、これらの両端の電圧は（２×Ｖｃ）である。ＢＣ相全節巻き巻線３７９とダイオード３７ＭとＡＢ相全節巻き巻線３７Ａの間の電圧は（３６）式の関係となり、これらの両端の電圧は（２×Ｖｂ）である。ＣＡ相全節巻き巻線３７Ｂとダイオード３７ＮとＡＢ相全節巻き巻線３７Ａの間の電圧は（３４）式の関係となり、これらの両端の電圧は（２×Ｖａ）である。ＣＡ相全節巻き巻線３７Ｂとダイオード３７ＰとＢＣ相全節巻き巻線３７Ｃの間の電圧は（３５）式の関係となり、これらの両端の電圧は（２×Ｖｃ）である。ＡＢ相全節巻き巻線３７７とダイオード３７ＱとＢＣ相全節巻き巻線３７Ｃの間の電圧は（３６）式の関係となり、これらの両端の電圧は（２×Ｖｂ）である。（３４）、（３５）、（３６）式で示されるこれらの両端電圧は、（２９）、（３１）、（３３）式で示される各巻線個別の電圧に比較して、比較的単純な電圧波形である。
【０３０５】
次に、図３７の各巻線に通電する各電流、印可する各電圧の具体的な波形の例を示す。先に、各ステータ磁極へ集中巻き巻線を施したリラクタンスモータの例として、図１の横断面図、図６のロータ磁極形状、図７の各電圧、電流、トルクの例を示した。図２０は、図１の集中巻き巻線を全節巻きに変換したリラクタンスモータの横断面図である。図１と図６の各相電流と各相電圧、および、図２０の各相電流を図３８に示した。そして、図２２は、１極対の図２０を２極対に変換したリラクタンスモータの横断面図であり、理論的に、電気的に両モータは等価である。従って、図３８は、図２２の２極対のリラクタンスモータの電流、電圧の例であり、また、図３７の各回路、各巻線に通電する各電流、印可する各電圧の具体的な波形の例である。なお、図３８のＶａ７、Ｖｂ７、Ｖｃ７は、（２９）、（３１）、（３３）、（３４）、（３５）、（３６）式のＶａ、Ｖｂ、Ｖｃと同じ変数とする。また、実際の電流制御は、通常、各トランジスタでＰＷＭ制御を行って、任意の等価平均電圧、電流を得ているので、厳密には少し異なる点がある。また、精密な電流制御をＰＷＭ制御で行うためには、図３７では記載を省略しているが、各相の電流値を検出する電流検出手段とその電流検出信号を用いたフィードバック制御が必要である。図３２のエンコーダ３２５によるロータ回転角位置検出も必要である。
【０３０６】
図３７の動作として、図３８のＩａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａを各全節巻き巻線へ通電し、図７のＴｔ２のトルク７１を得ることができる。トルク７１は一定値であり、そのトルクの値はリラクタンスモータの各形状、電流値により（１）から（１２）式で示す値である。ただし、種々の簡素化した条件の元で成立する数式である。前記の簡素化条件である。
【０３０７】
次に、この図３７の駆動回路の利用効率について説明する。図２０、図２２のような全節巻き巻線のリラクタンスモータの利点としてその可能性の一つは、駆動回路の小型化である。
【０３０８】
図２０の３個の全節巻き巻線を図３６の従来の駆動回路で駆動する場合、Ａ７相ステータ磁極２０１とＡ７／相のステータ磁極２０２を、巻線２０７、２０８のＡＢ相全節巻き巻線と巻線２０Ｂ、２０ＣのＣＡ全節巻き巻線へ通電して駆動する。この条件での図３６の従来の駆動回路の最大出力Ｐｆｍａｘは、３相中の２巻線なので、供給する電力は次式とできる可能性が有る。
Ｐｆｍａｘ＝Ｖｄｃ×Ｉｒａｔ×２                                  （３７）
ここで、Ｖｄｃは電源電圧、Ｉｒａｔはトランジスタの電流容量である。
【０３０９】
一方、図１の１１はＡ１相のステータ磁極で、集中巻巻線１７、１８と１Ｃ、１ＤへＡ相電流Ｉａを通電して駆動する。この条件での図３６の従来の駆動回路の最大出力Ｐｃｍａｘは、３相中の１巻線なので、次式となる。
Ｐｃｍａｘ＝Ｖｄｃ×Ｉｒａｔ                                      （３８）
【０３１０】
（３７）式の最大出力Ｐｆｍａｘは、（３８）式の最大出力Ｐｃｍａｘの２倍となる。しかし、図３６の従来の駆動回路では、巻線電圧が（１６）、（１７）、（１８）式のような特性となり、電圧が複雑となり、かつ、高速回転の重負荷時には過大電圧が発生する問題があった。そのため、（３７）式の最大出力Ｐｆｍａｘを得ることができなかった。
【０３１１】
次に、図３７の本発明の駆動回路と図２２の全節巻き巻線のリラクタンスモータで駆動する場合の利用効率について説明する。前記の図２０の例と同様に、図２２のＡ７相ステータ磁極２２Ａ、２２ＤとＡ７／相ステータ磁極２２Ａ／、２２Ｄ／をＡＢ相全節巻き巻線２２１（３７７）、２２４（３７Ａ）とＣＡ相全節巻き巻線２２３（３７Ｂ）、２２６（３７８）へ通電して駆動する。この条件での図３７の本発明の駆動回路の最大出力Ｐｎｍａｘは、３相中の２巻線なので、次式とできる可能性が有る。
Ｐｎｍａｘ＝Ｖｄｃ×Ｉｒａｔ×２                                  （３９）
この時、図３７の駆動回路上では、巻線３７７と３７８へ電流Ｉｒａｔを通電し、巻線３７Ｂと３７Ａへ電流Ｉｒａｔを通電する状態である。先に説明したように、図３７では、直列接続する２つの巻線の電圧和が（３４）、（３５）、（３６）式のように、（１８）の電圧成分が相殺する構成なので、高速回転の重負荷時における過大電圧を低減している。６個のトランジスタの駆動回路でありながら、２組の経路で電力供給が実現している。そして、本発明の駆動回路の最大出力Ｐｎｍａｘは、従来の駆動回路の最大出力Ｐｃｍａｘの２倍の値となる。
【０３１２】
なお、２極対化した図２２の全節巻き巻線の数は６個で、図２０の全節巻き巻線の数は３個なので、その２倍である。そして、図３７の本発明の駆動回路では２つの巻線を直列にして通電する。そのため、図２２の各全節巻き巻線の巻き回数を図２０の全節巻き巻線の巻き回数の１／２として、両モータの巻線の巻き回数と巻線太さが釣り合うように決める。両モータの各相の電流値は同じ値となる。
【０３１３】
以上のように、図３７の駆動回路で図２２の全節巻き巻線のリラクタンスモータを駆動することにより、各巻線の銅損を低減し、モータ効率を改善し、小型化、低コスト化を実現できる。同時に、（１６）、（１７）、（１８）式、および、（２９）、（３１）、（３３）式で示した、過大電圧の問題、電圧複雑化の問題を、（３４）、（３５）、（３６）式の関係とすることにより解消した。
【０３１４】
図３７の駆動回路で駆動可能なリラクタンスモータモータの第１の要点は、各図で示しているように突極型のステータ磁極、突極型のロータ磁極であることで、各磁極は円周方向の隣の磁極とは離れていることである。第２の要点は、スロットに配置している巻線により、その巻線の円周方向の両隣のステータ磁極を励磁することが可能なことである。即ち、巻線を共用できることである。（１３）、（１４）、（１５）式の関係である。例えば、図２０、図２１、図２２で示した全節巻き、および、図２３、図２４、図２５で示した各スロットの巻線をバックヨークの後ろ側へ巻回するトロイダル巻線のモータである。逆に、図４６、図１などのリラクタンスモータは各ステータ磁極へ専用の集中巻線を巻回しており、共用できないので、図３７の駆動回路で駆動できない。第３の要点は、（１８）式の電圧成分が相殺できるような２巻線の直列接続が可能なことである。
【０３１５】
一方、図３７の駆動回路の構成の第１の要点は、前記のように、（１８）式の電圧成分が相殺されるように、（３４）、（３５）、（３６）式の関係で該当する２つの巻線を直列に、かつ、相互に接続することである。第２の要点は、（１３）、（１４）、（１５）式の関係の電流の２つの経路の電流を同時に通電できることである。さらに言えば、（１３）、（１４）、（１５）式の関係の全ての電流を同時に通電できる。なお、図３７の駆動回路例での巻線配置順は、（１３）、（１４）、（１５）式の配置順としている。また、図３７の駆動回路での巻線配置順は、同相の巻線は逆に配置しても等価なので、図２２の巻線配置順として紙面上の配置を書き換え、変換することもできる。これらの結果、図３７の駆動回路は、図２２の巻線の電圧、電流の理論的関係を利用して、巻線構成と駆動回路とを密接に一体化して、効果的に駆動する構成としている。
【０３１６】
その結果、図３７の本発明駆動回路で電力を効率良く供給できるようになり、従来の駆動回路の２倍の電力を出力できる可能性の有る特性とした。本発明駆動回路の利用効率は従来比２倍であり、駆動回路を１／２に小型化、低コスト化できる可能性が有る。なお、モータの小型化、駆動回路の小型化がどの程度の可能であるかはモータの特性に依存するので、騒音の低減、トルクリップルの低減、最大トルクなどと、モータ用途により最適化を図ることになる。後に、図３７の本発明の駆動回路の小型化に有利なモータ形状例、永久磁石を活用したリラクタンスモータの例を説明する。また、逆方向電流を阻止する３７Ｑ、３７Ｋ、３７Ｌ、３７Ｍ、３７Ｎ、３７Ｐのダイオードは、電流および電圧の急激な変化が少ないようなモータ用途では、必ずしも全てが必要ではない。
【０３１７】
なお、主流のモータとして多く使用されている３相交流、正弦波電圧、正弦波電流の永久磁石応用同期モータの駆動回路は、６個のトランジスタでＰＷＭ制御して電圧、電流を制御している。そして、その最大出力Ｐｓｍａｘは、（３８）式と同じで、次式となる。
Ｐｓｍａｘ＝Ｖｄｃ×Ｉｒａｔ
従って、図３７の本発明の駆動回路と全節巻きリラクタンスモータの各巻線の接続方法は、現行の永久磁石応用同期モータの駆動回路に比較し、１／２に小型化、低コスト化できる可能性が有る。
【０３１８】
また、ブラシ付き直流モータは、４個のトランジスタで正逆の電流、トルクを制御できるが、図３７の本発明の駆動回路と全節巻き巻線のリラクタンスモータは６個のトランジスタで２つの経路でのパワーの出力の可能性がある。従って、相対的に（２／３）／（１／２）＝１．３３倍の出力である。これは、図３７の本発明の駆動回路が、ブラシ付き直流モータの駆動回路の３／４へ小型化できる可能性を意味している。電気自動車の主機用などの用途で、モータとその駆動回路を低コスト化、小型化、軽量化することは重要である。
【実施例２２】
【０３１９】
次に、請求項１４の他の実施例を示す。図２０のモータを図３７の本発明の駆動回路へ適用する場合、図２０の１極対のモータは３個の全節巻き巻線しか無いので、合計６個の巻線へ変換する必要がある。具体的には、各巻線を平行する二つの巻線へ分割して、それぞれ同一スロットへ配置する。巻線２０７と２０８のＡＢ相全節巻き巻線Ｗａｂを平行した二つの巻線Ｗａｂ１とＷａｂ２へ分割する。巻線２０９と２０ＡのＢＣ相全節巻き巻線Ｗｂｃを平行した二つの巻線Ｗｂｃ１とＷｂｃ２へ分割する。巻線２０Ｂと２０ＣのＣＡ相全節巻き巻線Ｗｃａを平行した二つの巻線Ｗｃａ１とＷｃａ２へ分割する。
【０３２０】
図３７の本発明の駆動回路のＡＢ相全節巻線３７７を巻線Ｗａｂ１とし、巻線３７Ａを巻線Ｗａｂ２とする。ＢＣ相全節巻き巻線３７９を巻線Ｗｂｃ１とし、巻線３７Ｃを巻線Ｗｂｃ２とする。ＣＡ相全節巻き巻線３７Ｂを巻線Ｗｃａ１とし、巻線３７８を巻線Ｗｃａ２とする。この様な巻線構成と巻線接続とし、図２２と同様に駆動することができる。なお、図３７の駆動回路の各位置へ配置するためには、同一スロットに配置する２つの同相巻線を相互に絶縁する必要がある。
【実施例２３】
【０３２１】
次に、請求項１４の他の実施例として、図２３のモータを図３７の本発明の駆動回路へ適用する場合について説明する。前記のように、図２３の巻線は６個あり、図２３の紙面で１８０°反対側の巻線が同相の電流を通電する巻線となっている。図３７の本発明の駆動回路のＡＢ相巻線３７７を図２３の巻線２３７とし、巻線３７Ａを巻線２３８とする。ＢＣ相巻き巻線３７９を巻線２３９とし、巻線３７Ｃを巻線２３Ａとする。ＣＡ相巻き巻線３７Ｂを巻線２３Ｂとし、巻線３７８を巻線２３Ｃとする。この様な巻線構成と巻線接続とし、図２２の場合と同様に駆動することができる。なお、図２３のリラクタンスモータはモータ中心に対して点対称なので、ＡＢ相巻線２３７と２３８の鎖交磁束は同じ大きさで、それぞれ、（２９）式の１／２の電圧となる。同様に、ＢＣ相巻線２３９、２３Ａで、それぞれ、（３０）式の１／２の電圧となる。ＣＡ相巻線２３Ｂ、２３Ｃ、それぞれ、（３１）式の１／２の電圧となる。
【実施例２４】
【０３２２】
次に、請求項１４の他の実施例として、図２５のモータを図３７の本発明の駆動回路へ適用する場合について説明する。図２５のモータは２個のモータを組み込んだデュアルモータ構成で、図２３の構成と比較すると、１極対を２極対変換し、図２３の外径側の巻線部分を外径側のモータの巻線として活用した構成である。同相と逆の相の巻線が４個有り３相なので、合計巻線数は１２個である。図３７の本発明の駆動回路への配置自由度があるが、その一つの配置例を示す。図３７の本発明の駆動回路のＡＢ相巻線３７７は、図２５のＡＢ相巻線２５７とＡＢ／相巻線２５８を直列に接続して配置する。同様に、ＡＢ相巻線３７Ａは、図２５のＡＢ相巻線２５７とＡＢ／相巻線２５８を直列に接続して配置する。ＢＣ相巻き巻線３７９は、図２５のＢＣ相巻線２５９とＢＣ／相巻線２５Ａを直列に接続して配置する。ＢＣ相巻き巻線３７Ｃは、図２５のＢＣ相巻線２５ＬとＢＣ／相巻線２５Ｍを直列に接続して配置する。ＣＡ相巻き巻線３７Ｂは、図２５のＣＡ相巻線２５ＢとＣＡ／相巻線２５Ｃを直列に接続して配置する。ＣＡ相巻き巻線３７８は、図２５のＣＡ相巻線２５ＮとＢＣ／相巻線２５Ｐを直列に接続して配置する。この様な巻線構成と巻線接続とし、図２２の場合と同様に駆動することができる。
【０３２３】
なお巻線の名称と表現で紛らわしいところがある。例えば、ＡＢ／相巻線２５８はＡＢ相巻線２５７の巻線の向きを逆の向きとしたものであり、ＡＢ／相巻線は逆向きに巻回したＡＢ相巻線とも言える。そして、モータの全相の電流制御がバランス良く行われた場合は、ＡＢ相巻線の鎖交磁束は、別の場所に巻回しているＡＢ／相巻線の鎖交磁束と同じになる。
【実施例２５】
【０３２４】
次に、図３７の本発明の駆動回路で、前記の図４６の従来のリラクタンスモータを変形したリラクタンスモータＲＭＣＯＮを駆動する例を説明する。図４６のリラクタンスモータは、６個のステータ磁極とそれぞれに巻回した集中巻き巻線と４個のロータ磁極を備え、図４７の特性からも解るようにステータ磁極の円周方向幅３０°でロータ磁極の円周方向幅３０°の構成である。リラクタンスモータＲＭＣＯＮは、図４６のステータ磁極を２極対に変換し、各巻線を全節巻き巻線し、図２２のステータ磁極の構成とする。ロータは、図４６のロータ磁極を２極対に変換し、８個のロータ磁極で、その円周方向幅は電気角で３０°である。
【０３２５】
ＲＭＣＯＮを図３７の本発明の駆動回路で駆動する例を図３９に示す。なお、先に説明した、図２２のステータ構成で図６のロータ磁極構成として説明した図３８の特性のリラクタンスモータの場合とは、ロータ磁極の形状、磁気特性が異なる。図３７でのＲＭＣＯＮの巻線接続の関係は、図３８の場合と同じとする。図３９の各電流、各電圧の横軸は時間ｔで、一定速度Ｖｓoで回転している状態を示している。そして、一番下の欄にその時のロータ回転角位置θｒを電気角の角度で示している。また、ＲＭＣＯＮの磁気特性は、（１３）式から（３６）式および（３９）式が成立する。図３９のＩａ、Ｉｂ、Ｉｃは、（１３）、（１４）、（１５）式の右辺の各項の電流に相当する。
【０３２６】
ＲＭＣＯＮの図３９のＡ相電流Ｉａは、図４６、図４７の単純モデルでは電気角のロータ角度θｒが０°から３０°の間に通電するが、現実のモータではステータ磁極とロータ磁極との近接部に漏れ磁束が発生すること、θｒの３０°から６０°までの間に逆方向トルクすなわちＣＷトルクが発生することを考慮し、少し修正する。図３９のＩａは、θｒが−７．５°から０°の間に０から１．０へ増加し、２２．５°から３０°の間に１．０から０へ減少する。そして、θｒが８２．５°から９０°の間に０から１．０へ増加し、１１２．５°から１８０°の間に１．０から０へ減少する。同様に、Ｂ相電流ＩｂはＡ相電流Ｉａより位相が６０°遅れた電流波形とする。Ｃ相電流ＩｃはＡ相電流Ｉａより位相が１２０°遅れた電流波形とする。
【０３２７】
ＲＭＣＯＮの図３９のＡＢ相全節巻き巻線のＡＢ相電流Ｉａｂは、（１３）式の関係であるから、図示する電流波形となる。同様に、ＢＣ相電流Ｉｂｃ、ＣＡ相電流Ｉｃａは、（１４）、（１５）式の関係であるから、図示する電流波形となる。
【０３２８】
ＲＭＣＯＮの図３９のＡ相電圧Ｖａは、Ａ相電流Ｉａで励磁される図２０のＡ相磁束２０Ｇに相当する磁束と（４）式で得られる。θｒが−７．５°から０°までの間の漏れ磁束は小さく、Ａ相電圧Ｖａも小さい。θｒが０°から２２．５°の間は、ロータの回転と共にＡ相のステータ磁極とロータ磁極の多幸面積が増加するので、Ａ相磁束φａも増加し、Ａ相電圧Ｖａが１．０の一定値となる。θｒが２２．５°から３０°の間はＡ相磁束φａが急激に減少し、トルクも発生するが、磁気エネルギーが電源へ回生される。同様に、Ｂ相電圧Ｖｂは、Ｂ相電流Ｉｂで励磁される図２０のＢ相磁束２０Ｈに相当する磁束と（２６）式で得られる。Ｃ相電圧Ｖｃは、Ｃ相電流Ｉｃで励磁される図２０のＣ相磁束２０ＨＪに相当する磁束と（２７）式で得られる。各相の全節巻き巻線の電圧Ｖａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａと前記Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは（３４）、（３５）、（３６）式の関係であり、図３７の２つの直列巻線の両端電圧は前記Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃとなる。
【０３２９】
リラクタンスモータＲＭＣＯＮは前記動作によりＣＣＷへ連続的に回転する。図３９では、ＲＭＣＯＮは図４７で説明したような単純モデルではないので、高速回転を想定し、ロータ回転角θｒで７．５°の電流増減時間を作っている。図３９の各相電流が増減する時間帯ではトルクがやや低下し、単純なモータモデル的にもトルク脈動が発生することになる。しかし、低速回転では、前記の電流増減時間を小さくすることができるので、図３９のＡ相電流Ｉａは、図４７のＡ相電流Ｉａのように、ロータ回転角位置θｒの０°直前近傍で０から１．０まで増加し、３０°直前近傍で１．０から０へ減少するように修正して制御することが可能である。その結果、原理的に前記トルク低下、トルク脈動は減少する。
【０３３０】
なお、電気自動車の主機用モータの用途を想定すると、最大トルクを必要とする使い方は急坂道の登坂運転であり、モータの低速回転、大トルクの動作領域である。従って、電流増減時間を低速回転時に短縮するように制御することは重要である。産業用モータ用途でも類似のニーズであることが多い。また、ステータ磁極の円周方向幅、および、ロータ磁極の円周方向幅を拡大することにより、各相のトルク発生幅を拡大することもできる。
【０３３１】
次に、図３７の本発明の駆動回路とリラクタンスモータＲＭＣＯＮとの駆動特性について、供給する電力で評価し、説明する。ロータ回転角位置θｒが０°から２２．５°の間、図３９のＡ相電流Ｉａは１．０であり、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃは０なので、（１３）、（１４）、（１５）式の関係から、図２２のＡＢ相全節巻き巻線２２１、２２４のＡＢ相電流ＩａｂとＣＡ相全節巻き巻線２２３、２２６のＣＡ相電流Ｉｃａは１．０であり、ＢＣ相全節巻き巻線２２２、２２５のＢＣ相電流Ｉｂｃは０である。これは、図３７の巻線３７７に電流Ｉａｂ＝１．０と巻線３７８に電流Ｉｃａ＝１．０が通電することである。そして、巻線３７Ｂに電流Ｉｃａ＝１．０と３７Ａに電流Ｉａｂ＝１．０が通電することである。巻線３７７と３７８の直列巻線の両端電圧は（３４）式より（２×Ｖａ）となる。しかしここで、図２２のステータは2極対なので、各巻線の巻き回数を１／２と設定し、巻線３７７と３７８の両端電圧をＶａの１．０とする。巻線３７Ｂと３７Ａの両端電圧のＶａも１．０となる。ロータ回転角位置θｒが０°から２２．５°の間へＲＭＣＯＮの２組の直列巻線へ供給するパワーＰｃ０１は次式となる。
Ｐｃ００＝Ｖａ×Ｉａ×２＝２×Ｖｏ×Ｉｏ                          （４０）
ここで、Ｖｏは（５）式でＫｒａを１としたＶａの値で、Ｉｏは通電する電流値とする。また、この時、２組の電流経路は、逆方向を阻止する３７Ｑ、３７Ｋ、３７Ｌ、３７Ｍ、３７Ｎ、３７Ｐのダイオードによりお互いに干渉しない回路構成となっている。
【０３３２】
同様に、ロータ回転角位置θｒが３０°から５２．５°の間は、図３９のＢ相電流Ｉｂは１．０であり、Ａ相電流Ｉａ、Ｃ相電流Ｉｃは０である。従って、ＡＢ相の巻線２２１、２２４の電流ＩａｂとＢＣ相の巻線２２２、２２５の電流Ｉｂｃは１．０であり、ＣＡ相巻線２２３、２２６の電流Ｉｃａは０である。これは、図３７の巻線３７７に電流Ｉａｂ＝１．０と巻線３７Ｃに電流Ｉｂｃ＝１．０が通電することである。そして、巻線３７９に電流Ｉｂｃ＝１．０と３７Ａに電流Ｉａｂ＝１．０が通電することである。巻線３７７と３７Ｃの直列巻線の両端電圧は（３６）式より（２×Ｖｂ）となるが、前記のように巻き回数を１／２と設定し、両端電圧はＶｂの１．０となる。巻線３７９と３７Ａの両端電圧もＶｂの１．０となる。ロータ回転角位置θｒが３０°から５２．５°の間へＲＭＣＯＮの２組の直列巻線へ供給するパワーＰｃ３０は次式となる。
Ｐｃ３０＝Ｖｂ×Ｉｂ×２＝２×Ｖｏ×Ｉｏ                          （４１）
【０３３３】
同様に、ロータ回転角位置θｒが６０°から８２．５°の間は、図３９のＣ相電流Ｉｃは１．０であり、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂは０である。従って、ＢＣ相の巻線２２２、２２５の電流ＩｂｃとＣＡ相巻線２２３、２２６の電流Ｉｃａは１．０であり、ＡＢ相の巻線２２１、２２４の電流Ｉａｂは０である。これは、図３７の巻線３７９に電流Ｉｂｃ＝１．０と巻線３７８に電流Ｉｃａ＝１．０が通電することである。そして、巻線３７Ｂに電流Ｉｃｃ＝１．０と３７Ｃに電流Ｉｂｃ＝１．０が通電することである。巻線３７９と３７８の直列巻線の両端電圧は（３５）式より（２×Ｖｃ）となるが、前記のように巻き回数を１／２と設定し、両端電圧はＶｃの１．０となる。巻線３７Ｂと３７Ｃの両端電圧もＶｃの１．０となる。ロータ回転角位置θｒが６０°から８２．５°の間へＲＭＣＯＮの２組の直列巻線へ供給するパワーＰｃ６０は次式となる。
Ｐｃ６０＝Ｖｃ×Ｉｃ×２＝２×Ｖｏ×Ｉｏ                          （４２）
【０３３４】
以上、図３７の本発明の駆動回路で、リラクタンスモータＲＭＣＯＮを駆動する例を示した。ＲＭＣＯＮは図２２のステータ磁極と全節巻き巻線の構成で、図４７の特性の図４６のロータを２極対化して８個のロータ磁極を持つロータの構成である。図３９と（４０）、（４１）、（４２）式に示したように、各相の全節巻き巻線の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａはそれらの合計が常に一定値で、電流の最大値が集中巻きに巻線を変換した場合の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと同じ値になっている。従って、全節巻き巻線の抵抗値が集中巻き巻線の１／２であることから銅損を１／２に低減でき、モータの小型化、低コスト化が可能である。
【０３３５】
図３７の本発明の駆動回路は、図３７に示す直列の２つの巻線の電圧和が（３４）、（３５）、（３６）式に示す関係に配置しているので、２つの巻線の両端電圧が複雑にならず、過大な電圧を発生することもない。そして、（４０）、（４１）、（４２）式に示す様に、２組の経路で平行して電力供給が可能である。従って、リラクタンスモータＲＭＣＯＮを集中巻き巻線に変換したモータを、図３６の従来の駆動回路で駆動する場合に比較し、図３７の本発明の駆動回路は２倍のパワーをリラクタンスモータＲＭＣＯＮへ供給することが可能である。従って、駆動回路の小型化、低コスト化が可能である。また、前記のように、現在の主流である３相交流の永久磁石応用同期モータの駆動回路に比較しても、１／２の電流容量へ小型化、低コスト化が可能である。なお、図３９における電流の増減時間の領域については詳しく述べなかったが、前記のように、低速回転においては電流の増減時間を短縮することができる。そして、電気自動車の主機モータの用途において特に大トルクが必要となる使い方は急坂の登坂運転であり、低速回転なので電流の増減時間を短縮できる。
【実施例２６】
【０３３６】
次に、請求項１４の他の実施例として、図９の（ｂ）に示すモータを図４０の本発明の駆動回路で駆動する例を説明する。前記の図９の（ｂ）に示すリラクタンスモータは、ステータ磁極が１０個でロータ磁極が６個のリラクタンスモータであり、各相の巻線は全節巻き巻線である。図３７、図４０の本発明の駆動回路では、全節巻き線に誘起する（１８）式のような電圧成分を相殺して制御するため、相殺可能な２つの巻線を直列に接続して制御する。相殺可能な２つの巻線とは、励磁しようとするステータ磁極の円周方向の両隣のスロットに配置するそれぞれのスロットの全節巻き巻線であり、（１６）、（１７）式のような電圧となる。また、図３７、図４０などの駆動回路の場合、各相の巻線が２つ以上必要となる。図９の（ｂ）に示すリラクタンスモータは１極対の構成なので、各相の全節巻き巻線を２個の絶縁された並行する巻線へ分けていて、各相巻線のコイルエンド部の記号を２つずつ記載している。なお、２極対の全節巻き巻線のモータとするか、あるいは、図２３のようなトロイダル巻きとすれば、同相の巻線を２つ作成できるので、同一スロットの巻線を2個の巻線へ分ける必要はない。
【０３３７】
図９の（ｂ）の各電流は、（１３）、（１４）、（１５）式と同様に次の関係となっている。
Ｉａｃ＝Ｉａ４＋Ｉｃ４                                            （４３）
Ｉｃｅ＝Ｉｃ４＋Ｉｅ４                                            （４４）
Ｉｅｂ＝Ｉｅ４＋Ｉｂ４                                            （４５）
Ｉｂｄ＝Ｉｂ４＋Ｉｄ４                                            （４６）
Ｉｄａ＝Ｉｄ４＋Ｉａ４                                            （４７）
各式の左辺は全節巻き巻線の電流で、右辺は集中巻き巻線の場合の電流である。また、同相の巻線を２つに分ける方法は、集中巻き巻線を２個直列にした巻き回数Ｎｗａの１／２の全節巻き巻線を２つ作ることにする。電圧と巻き回数Ｎｗａの関係は（５）式で示した。なお、これらの同相の２つの巻線に同一の値の電流が流れるように制御する。
【０３３８】
図９の（ｂ）の各電圧は、（３４）、（３５）、（３６）式と同様に次の関係となっている。
Ｖａｃ＋Ｖｃｅ＝Ｖｃ４                                            （４８）
Ｖｃｅ＋Ｖｅｂ＝Ｖｅ４                                            （４９）
Ｖｅｂ＋Ｖｂｄ＝Ｖｂ４                                            （５０）
Ｖｂｄ＋Ｖｄａ＝Ｖｄ４                                            （５１）
Ｖｄａ＋Ｖａｃ＝Ｖａ４                                            （５２）
各式の左辺は全節巻き巻線の各相電圧で、右辺は図９の（ａ）の集中巻き巻線の場合の各相電圧である。なお、この５相モータなど、相数が増えると、（１８）式の磁束成分、電圧成分が増えることになり、（１８）式の電圧がより複雑になり、電圧値が大きくなる。
【０３３９】
図９の（ｂ）に示すリラクタンスモータを駆動する本発明駆動回路を図４０に示す。前記の（４３）式から（５２）式の電流条件、電圧条件を満たすように駆動する。図４０の１３Ｓは駆動回路全体の制御回路、１３Ｒは直流電圧源、４０１、４０２、４０３、４０４、４０５、４０６、４０７、４０８、４０９、４０Ａは駆動用トランジスタである。各巻線と通電電流については、図４０の１３ａｃ１は図９の（ｂ）のＡＣ相全節巻き巻線１３ａｃ１で（４３）式のＡＣ相電流Ｉａｃをトランジスタ４０１により通電する。同様に、図４０の１３ｃｅ１は図９の（ｂ）のＣＥ相全節巻き巻線１３ｃｅ１でＣＥ相電流Ｉｃｅをトランジスタ４０２により通電する。同様に、１３ｅｂ１はＥＢ相全節巻き巻線でＥＢ相電流Ｉｅｂをトランジスタ４０３により通電する。１３ｂｄ１はＢＤ相全節巻き巻線でＢＤ相電流Ｉｂｄをトランジスタ４０４により通電する。１３ｄａ１はＤＡ相全節巻き巻線でＤＡ相電流Ｉｄａをトランジスタ４０５により通電する。１３ａｃ２はＡＣ相全節巻き巻線でＡＣ相電流Ｉａｃをトランジスタ４０６により通電する。１３ｃｅ２はＣＥ相全節巻き巻線でＣＥ相電流Ｉｃｅをトランジスタ４０７により通電する。１３ｅｂ２はＥＢ相全節巻き巻線でＥＢ相電流Ｉｅｂをトランジスタ４０８により通電する。１３ｂｄ２はＢＤ相全節巻き巻線でＢＤ相電流Ｉｂｄをトランジスタ４０９により通電する。１３ｄａ２はＤＡ相全節巻き巻線でＤＡ相電流Ｉｄａをトランジスタ４０Ａにより通電する。
【０３４０】
前記のように、図４０の本発明の駆動回路では、（４３）から（４７）式の様に各巻線へ電流を通電する。また、各巻線は図４０の紙面で上下に２つの巻線を直列に接続し、そして、それぞれの巻線が電磁気的に係わりのある２つの巻線へ互い違いに接続している。電磁気的な係わりとは、図９の（ｂ）において、その２つの巻線がいずれかのステータ磁極を励磁するということで、いずれかのステータ磁極の円周方向の両隣の２つのスロットにそれぞれ配置された２つの巻線である。そして、その２つの巻線の電圧は（４８）から（５２）式のいずれかに該当する関係である。
【０３４１】
また、個々の各巻線は（１８）式の磁束成分、電圧成分を持っており、（４８）から（５２）式の右辺の電圧とは異なる過大な電圧を発生する。あるいは、電流をＰＷＭ制御し、電流を増減する時にも、各巻線に過大な電圧が発生する。ダイオード４０Ｍ、４０Ｎ、４０Ｐ、４０Ｑ、４０Ｒ、４０Ｓ、４０Ｔ、４０Ｕ、４０Ｖ、４０Ｗは、前記の過大な電圧の影響を図４０の紙面の左右に配置した他の巻線へ与えないように低減する。
【０３４２】
次に、図９の（ｂ）に示すモータを図４０の本発明の駆動回路でＣＣＷへ回転、駆動する場合の電流と電圧について、図４１に示し、説明する。ステータ磁極の円周方向幅は１８°で、ロータ磁極の円周方向幅θＢｒは２４°とする。図９の（ａ）および（ｂ）において、ＣＣＷ回転で、Ａ相ステータ磁極１２１へロータ磁極がさしかかるロータ回転角位置をθｒ＝０°と定義し、図４１の最下段に示している。
【０３４３】
図９の（ｂ）の各相電流は（４３）から（４７）式の左辺のＩａｃ、Ｉｃｅ、Ｉｅｂ、Ｉｂｄ、Ｉｄａであり、それらの電流波形を図４１に示す。図４１のＩａ４、Ｉｂ４、Ｉｃ４、Ｉｄ４、Ｉｅ４は図９の（ｂ）のモータ上には存在せず、（４３）から（４７）式の右辺に示すように全節巻き巻線の電流成分である。全節巻き巻線の電流である（４３）から（４７）式の左辺のＩａｃ、Ｉｃｅ、Ｉｅｂ、Ｉｂｄ、Ｉｄａを考えることは易しくはないので、電流成分を図４１に示している。そして、これらの電流成分Ｉａ４、Ｉｂ４、Ｉｃ４、Ｉｄ４、Ｉｅ４は、図９の（ａ）の各相のステータ磁極へ巻回した集中巻き巻線の各相電流である。
【０３４４】
図９の（ｂ）のロータ磁極がＡ相ステータ磁極１２１にさしかかる６°前、即ち、θｒ＝−６°からＡ相電流成分Ｉａ４を増加し始め、θｒ＝０°でＩａ４を所定値としている。この間は、ロータ磁極がＡ相ステータ磁極１２１に対向しておらず、単純モデル的にはトルクを発生しない。但し、至近距離なので、実際には漏れ磁束が発生し、漏れ磁束分のトルクが発生する。θｒ＝０°から１８°までの間は、Ａ相ステータ磁極１２１とロータ磁極の対向面積が増加し、ＣＣＷトルクを発生している。θｒ＝１８°からＩａ４を減少し、θｒ＝２４°でＩａ４を０としていて、この間はＡ相ステータ磁極１２１の全面がロータ磁極に対向しているのでトルクは発生しない。θｒ＝５４°から８４°までの間も、同様にＡ相電流成分Ｉａ４が増減し、６０°の周期で繰り返す。
【０３４５】
他の電流成分Ｉｂ４、Ｉｃ４、Ｉｄ４、Ｉｅ４は、図示するように、それぞれ１２°ずつ位相が遅れている。各電流周期は６０°である。図９の（ｂ）の全節巻き巻線の電流Ｉａｃ、Ｉｃｅ、Ｉｅｂ、Ｉｂｄ、Ｉｄａは、（４３）から（４７）式の関係であり、図４１に示す波形となる。
【０３４６】
なお、図４１では、電流が増減する角度幅がそれぞれ６°の例を示したが、低速回転では電流の増減時間を短縮でき、逆に高速回転では増減時間を大きくしなければならないこともある。また、この電流増減の角度幅、時間は、電流の大きさにも依存するので、運転条件に応じて可変できる。また、電流増減の時間を短縮するために、各ステータ磁極へ励磁巻線を巻回して直列に接続し、界磁電流成分を通電し、磁気エネルギーがモータ内で回転と共に循環する構成とすることもできる。前記図３０等のように、永久磁石を活用して励磁し、電流増減の時間を短縮することもできる。
【０３４７】
図９の（ｂ）の全節巻き巻線のＡＣ相電圧Ｖａｃ、ＣＥ相電圧Ｖｃｅ、ＥＢ相電圧Ｖｅｂ、ＢＤ相電圧Ｖｂｄ、ＤＡ相電圧Ｖｄａは、（１６）、（１７）、（１８）式の関係であり、特に（１８）式が複雑な電圧となる。そのため、図４０の本発明の駆動回路では、（４８）から（５２）式の様に、特定の２つの巻線を直列に接続し、（４８）から（５２）式の右辺の比較的単純な電圧となるように構成し、制御している。これらの電圧Ｖｃ４、Ｖｅ４、Ｖｂ４、Ｖｄ４、Ｖａ４を図４１に示し、（４８）から（５２）式の左辺の値を括弧を付けて付記している。
【０３４８】
例えば、図４１のＶａ４は（５２）式で表され、図９の（ａ）のＡ相ステータ磁極１２１に巻回した集中巻き巻線９１とＡ／相ステータ磁極１２２に巻回した集中巻き巻線９２を直列に接続したＡ相電圧に相当する。図４１のＶａ４は、前記のように、θｒ＝−６°からＡ相電流成分Ｉａ４を増加し始めるが、Ａ相ステータ磁極１２１とロータ磁極はまだ対向しておらず、鎖交磁束は漏れ磁束なので発生電圧は小さく、θｒ＝０°に近づくにつれ漏れ磁束が増加し、かつ、Ｉａ４が所定値まで増加するので、Ａ相電圧は急激に増加する。そして、θｒ＝０°から１８°まではＡステータ磁極とロータ磁極との対向面積がロータ回転に同期して増加するので定電圧となる。
【０３４９】
θｒ＝１８°から２４°までは、電流成分Ｉａ４を減少するので、Ａ相ステータ磁極１２１とＡ／相ステータ磁極１２２に関わる磁気エネルギーが電源へ回生され、この間のＡ相電圧Ｖａ４は大きな負電圧となる。なお、この間は、Ａステータ磁極の全面がロータ磁極に対向しているのでトルクは発生しない。この様な電圧、動作を６０°周期で繰り返す。また、他の相の電圧もロータ回転角位置の位相が１２°ずつ異なるが、図示するように、同様な電圧波形である。
【０３５０】
図４１の動作におけるトルクＴｔ４は１２°周期で、正規化したトルク値で表して２．０と４．０を繰り返すトルク波形となる。その平均値は３．０である。なお、図９の（ａ）の集中巻き巻線のリラクタンスモータは、従来の駆動回路である図３６のハーフブリッジを３組から５組に増加した駆動回路で駆動することができる。その特性の例は、前記の図１２、図１３であり、その正規化したトルクは１．５である。図４０の本発明の駆動回路と図９の（ｂ）の全節巻き巻線のリラクタンスモータの巻線構成、巻線接続では、トランジスタの個数が同じ条件で、従来比２倍のトルク、パワーを出力できることになる。
【０３５１】
図４１のトルクＴｔ４は、大きなトルクリップルを持っているので、好ましくない。これは、１０個ステータ磁極と６個のロータ磁極のリラクタンスモータの標準的モデルを評価例としたためでもある。しかし、このトルクリップルを低減する方法がいくつかある。第１のトルクリップル低減方法は、電流波形の修正である。例えば、図４１のＩａ４の破線に示すような電流波形に全ての相の電流波形を修正すると、他の相のトルクと重畳する領域ではトルクが１／２となる。その結果、合計トルクＴｔ４は２．０で均一なトルクとなる。あるいは、Ｔｔ４のトルクが低下する領域で電流値大きくしても良い。組み合わせても良い。第２のトルクリップル低減方法は、ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を修正する方法である。例えば、ステータ磁極幅を１８°としたが、２４°に修正するとトルクＴｔ４の凹みがなくなり、４．０で均一なトルクとなる。但し、各相の電流波形も変わるので注意が必要である。第３のトルクリップル低減方法は、ステータ磁極とロータ磁極のロータ軸方向幅を修正する方法である。例えば、前記の図１２、図１３のようなロータ磁極形状とすればトルクリップルを０にできる。この時、ロータ磁極は図１７の様に電磁鋼板に加工を加える方法でも良い。ロータにおいて、ロータ軸方向全域に渡るラジアル方向の単位角度幅当たりの磁気抵抗値の、円周方向分布を自在に変え、設定する方法である。また、第１、第２、第３のトルクリップル低減方法を組み合わせても良い。
【０３５２】
次に、図４０の本発明の駆動回路と図９の（ｂ）の全節巻き巻線のリラクタンスモータの巻線構成、巻線接続における効果についてまとめる。モータ銅損については、集中巻き巻線のリラクタンスモータに比較し、最大で銅損を１／２に低減できる。前記のように、電気自動車の主機用モータでは急坂の登坂運転であり、低速回転での大トルクが最も過酷な運転モードである。モータの大きさはこの運転モードの特性で決まり、損失の大半は銅損である。従って、銅損の低減により、モータの小型化、軽量化、コスト低減が可能となる。
【０３５３】
また、全節巻き巻線、トロイダル巻線の問題は、（１６）、（１７）、（１８）式のような複雑な電圧、過大な電圧の影響で、図３６のようなハーフブリッジを組みあわせた従来駆動回路では難しいことであった。前記の本発明の駆動回路とモータ構成では、この問題を解決し、最大で２倍のトルク、パワーを出力することができる。従って、駆動回路の小型化、軽量化、コスト低減が可能となる。なお、前記の駆動回路の比較条件として、トランジスタの電流容量と個数を乗じた総電流容量が同じ条件としている。
【実施例２７】
【０３５４】
次に、請求項１４の他の実施例として、図８の（ｂ）に示すモータを図４２の本発明の駆動回路で駆動する例を説明する。前記の図８の（ｂ）に示すリラクタンスモータは、ステータ磁極が８個でロータ磁極が６個のリラクタンスモータであり、各相の巻線は全節巻き巻線である。図３７、図４０、図４２の本発明の駆動回路では、全節巻き線に誘起する（１８）式のような電圧成分を相殺して制御するため、相殺可能な２つの巻線を直列に接続して制御する。そのため、各相の巻線が２つ以上必要となる。相殺可能な２つの巻線とは、励磁しようとするステータ磁極の円周方向の両隣のスロットに配置するそれぞれのスロットの全節巻き巻線であり、（１６）、（１７）式のような電圧となる。図８の（ｂ）に示すリラクタンスモータは１極対の構成なので、各相の全節巻き巻線を２個の絶縁された並行する巻線へ分けていて、各相巻線のコイルエンド部の記号を２つずつ記載している。全節巻き巻線１１ａｄ１、１１ａｄ２はＡＤ相巻線でＡＤ相電流Ｉａｄを通電し、１１ｄｃ１、１１ｄｃ２はＤＣ相巻線でＤＣ相電流Ｉｄｃを通電し、１１ｃｂ１、１１ｃｂ２はＣＢ相巻線でＣＢ相電流Ｉｃｂを通電し、１１ｂａ１、１１ｂａ２はＢＡ相巻線でＢＡ相電流Ｉｂａを通電する。
【０３５５】
図８の（ｂ）の各電流は、（１３）、（１４）、（１５）式、あるいは、（４３）から（４７）式と同様に次の関係となっている。
Ｉａｄ＝Ｉａ３−Ｉｄ３                                            （５３）
Ｉｄｃ＝Ｉｄ３＋Ｉｃ３                                            （５４）
Ｉｃｂ＝Ｉｃ３＋Ｉｂ３                                            （５５）
Ｉｂａ＝Ｉｂ３＋Ｉａ３                                            （５６）
各式の左辺は全節巻き巻線の電流で、右辺は集中巻き巻線の場合の電流である。（５３）式だけが、他の式に比べ、符号が異なる。また、同相の巻線を２つに分ける方法は、集中巻き巻線を２個直列にした巻き回数Ｎｗａの１／２の全節巻き巻線を２つ作ることにする。電圧と巻き回数Ｎｗａの関係は（５）式で示した。
【０３５６】
図８の（ｂ）の各電圧は、（３４）、（３５）、（３６）式、あるいは、（４８）から（５２）式と同様に次の関係となっている。
Ｖａｄ＋Ｖｄｃ＝Ｖｄ３                                            （５７）
Ｖｄｃ＋Ｖｃｂ＝Ｖｃ３                                            （５８）
Ｖｃｂ＋Ｖｂａ＝Ｖｂ３                                            （５９）
Ｖｂａ＋Ｖａｄ＝Ｖａ３                                            （６０）
各式の左辺は全節巻き巻線の各相電圧で、右辺は図８の（ａ）の集中巻き巻線の場合の各相電圧である。
【０３５７】
図８の（ｂ）に示すリラクタンスモータを駆動する本発明駆動回路を図４２に示す。前記の（５３）式から（６０）式の電流条件、電圧条件を満たすように駆動する。ここで、図８のモータが図２０、図９のモータと異なる点は、図８の（ａ）のステータ磁極１０１と１０８の間のスロット、および、１０２と１０７の間のスロットに、正負符号の異なる正の電流と負電流が流れることである。従って、（５３）式のＡＤ相電流Ｉａｄの値は正と負の両方の値になる。そして、図４２に示す駆動回路も、Ｉａｄは正と負の両方の電流を通電できるようにする必要がある。
【０３５８】
図４２の４２Ｓは駆動回路全体の制御回路、４２Ｒは直流電圧源、４２１、４２２、４２３、４２４、４２５、４２６、４２７、４２８、４２９、４２Ａは駆動用トランジスタである。ダイオード４０Ｍ、４０Ｎ、４０Ｐ、４０Ｑ、４０Ｒ、４０Ｓ、４０Ｔ、４０Ｕ、４０Ｖ、４０Ｗは、前記の過大な電圧の影響を図４２の紙面の左右に配置した他の巻線へ与えないように低減し、また、電流の方向を制限している。これらのダイオードを通過する電流は、（５３）から（５６）式の右辺の各相電成分であり、括弧付きの記号で示している。図４２の各巻線の向きは、各電流の通電方向へ合わせている。
【０３５９】
各巻線と通電電流と図４２の駆動回路の関係について説明する。図４２の巻線１１ａｄ１は図８の（ｂ）のＡＤ相全節巻き巻線１１ａｄ１と同一記号で示している。１１ａｄ１、１１ａｄ２のスロット部の巻線は、図８の（ｂ）の巻線１１３と１１４であり、図８の（ａ）ではスロット内の２個の電流の方向が異なる。この巻線１１３は図８の（ａ）の集中巻き巻線８１と８８の和で、（５３）式で示され、正の値と負の値になるので、その駆動回路が少し複雑になる。巻線１１ａｄ１へ通電するＡＤ相電流Ｉａｄの内、電流成分Ｉａ３は、トランジスタ４２Ａにより巻線１１ｂａ２とダイオード５０Ｂを通って巻線１１ａｄ１へ通って、トランジスタ４２２により駆動する。ＡＤ相電流Ｉａｄの電流成分Ｉｄ３は、トランジスタ４２１により巻線１１ａｄ１へ通って、ダイオード５０Ｃと巻線１１ｄｃ１を通って、トランジスタ４２３により駆動する。巻線１１ａｄ１へ通る電流は、（５３）式の通り、正のＩａ３と負のＩｄ３の合計の電流が通電することになる。Ｉａ３とＩｄ３は重畳しても良い。
【０３６０】
図４２の巻線１１ｄｃ１へは（５４）式の電流をトランジスタ４２３により駆動する。巻線１１ｃｂ１へは（５５）式の電流をトランジスタ４２４により駆動する。巻線１１ｂａ１へは（５６）式の電流をトランジスタ４２５により駆動する。図４２の巻線１１ａｄ２、１１ｄｃ２、１１ｃｂ２、１１ｂａ２への通電は、１１ａｄ１、１１ｄｃ１、１１ｃｂ１、１１ｂａ１への通電と図４２の紙面で上と下が対象になっていて、同様の動作である。
【０３６１】
このように、正負の電流であっても本発明駆動回路を実現することはできる。しかし前記のように、トランジスタの数は４相の電流制御に１０個必要となり、図３７、図４０の場合に相数の２倍であったことに比較し、２個のトランジスタが余計に必要となる。なお、トランジスタ４２１、４２２、４２６、４２７の電流容量は、他のトランジスタに比較し、１／２とできる場合もある。
【０３６２】
図４２の本発明駆動回路と図８の（ｂ）の全節巻き巻線のリラクタンスモータ、特有の巻線構成と接続による駆動特性は、銅損の違い、および、巻線電圧の複雑さと高電圧を除くと、図８の（ａ）の集中巻き巻線のリラクタンスモータと同じである。図１０に示すステータ磁極、ロータ磁極の構成の場合、図１１に示すトルク特性となる。なお、種々のステータ磁極形状、ロータ磁極形状、種々の電流制御が可能であり、トルク特性が変わる。
【０３６３】
図４２の本発明駆動回路と図８の（ｂ）の全節巻き巻線のリラクタンスモータ、特有の巻線構成と接続による駆動の特徴は、図３７、図４０の場合と同様に、従来比で、モータ銅損を最大で１／２に低減できる。そして、駆動回路のトランジスタの総電流容量が同じ条件で、最大で２倍のトルク、パワーを出力することができる。その結果、モータと駆動回路の小型化、軽量化、低コスト化が可能である。
【実施例２８】
【０３６４】
次に、請求項１５の実施例を図４３、図４４に示し、説明する。図４３、図４４に記載している各巻線は図２０の全節巻き巻線のリラクタンスモータである。３個の全節巻き巻線と３個のダイオードをデルタ状に直列に、環状に接続して電流を通電して制御する。この構成の目的は、低速回転でトルクの大きな動作領域ＬＳＨＴにおいてモータ銅損を低減すること、この動作領域ＬＳＨＴで駆動回路の出力を増加させること、低速回転から中速回転まででトルクが中程度の動作領域ＭＳＭＴで（１６）、（１７）、（１８）式で示した複雑な電圧、過大な電圧の影響を低減することである。なお、前記の図３７、図４０、図４２の駆動回路に比較すると、駆動回路は簡素である。しかし、中速回転から高速回転のトルク、パワーの出力の点では相対的に劣る。また、図８の（ｂ）、図９の（ｂ）などの相数の多いリラクタンスモータへも、図４３、図４４の駆動回路の相数を拡張して適用することができる。
【０３６５】
図４３の４３Ｈは駆動回路全体の制御回路、４３Ｇは直流電圧源、４３１、４３２、４３３、４３４、４３５、４３６は駆動用トランジスタである。４３７は、図２０のＡＢ相の全節巻き巻線２０Ｄであり、ＡＢ相電流Ｉａｂを通電する。４３８は、図２０のＢＣ相の全節巻き巻線２０Ｅであり、ＢＣ相電流Ｉｂｃを通電する。４３９は、図２０のＣＡ相の全節巻き巻線２０Ｆであり、ＣＡ相電流Ｉｃａを通電する。各電流は、（１３）、（１４）、（１５）式の関係である。４３Ｊ、４３Ｋ、４３Ｌは、３相の全節巻き巻線４３７、４３８、４３９を相互に接続してデルタ状の環状巻線を形成するダイオードである。４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ、４３Ｄ、４３Ｅ、４３Ｆは、それぞれ、３相の全節巻き巻線４３７、４３８、４３９の両端から電源の両端へ接続して、電力回生を行うダイオードである。
【０３６６】
図２０のリラクタンスモータが低速回転の時には、電源電圧に余裕があり、３相の電流Ｉａｃ、Ｉｂｃ、Ｉｃａを個別に電流制御を行うことができる。即ち、トランジスタ４３１と４３２でＡＢ相の全節巻き巻線４３７へ電力を供給してＩａｂ通電する。次のフライホイール期間ではトランジスタ４３１だけをオンして、トランジスタ４３１と巻線４３７とダイオード４３Ａで電流Ｉａｂを循環させ、保持する。なお、このフライホイールはトランジスタ４３２だけをオンしても良い。同様に、トランジスタ４３３と４３４でＢＣ相の全節巻き巻線４３８へ電力を供給してＩｂｃを通電する。トランジスタ４３５と４３６でＣＡ相の全節巻き巻線４３９へ電力を供給してＩｃａを通電する。
【０３６７】
低速回転であれば、大きな電流、大きなトルクでも前記の電流制御において他の相の影響が少ない。即ち、図３６に示した従来の駆動回路と同様な動作が可能である。この結果、図１の集中巻き巻線リラクタンスモータと比較して、低速回転でトルクの大きな動作領域ＬＳＨＴにおいてモータ銅損を低減することが可能であり、また、この動作領域ＬＳＨＴでは３相の内の２つの経路で電力を供給できることから駆動回路の出力を増加させることが可能である。
【０３６８】
しかし、図２０のリラクタンスモータの回転数が上がり、電流も増加してくると、（１８）式の電圧成分が増加し、（１６）、（１７）式の電圧差が大きくなり、電流の制御が困難になる。例えば、ロータが図２０の回転角位置にさしかかっていて、ＣＣＷトルクを出力する時、ＡＢ相巻線２０ＤへＡＢ相電流ＩａｂとＣＡ相巻線２０ＦへＣＡ相電流Ｉｃａを通電する。この時、両巻線は（１６）、（１７）式の電圧であり、（１８）式の電圧が差動的に発生する。すなわち、Ｂ相磁束φｂとＣ相磁束φｃに起因する電圧が差動的に発生する。
【０３６９】
図４３ではこの対応策として、ＣＡ相巻線２０ＦとＡＢ相巻線２０Ｄとが直列なるように電圧、電流を制御する。即ち、トランジスタ４３５とＣＡ相巻線４３９とダイオード４３ＬとＡＢ相巻線４３７とトランジスタ４３２との直列回路で電圧を印加することができる。この時、トランジスタ４３５とトランジスタ４３２の間の電圧の複雑さは解消され、（３４）式の電圧となっている。ロータの回転と共に同様に、順次２つの巻線を直列にして電流制御を行うことにより、電圧の複雑さを解消して電流制御を行うことができる。
【０３７０】
しかし、２つの巻線を直列にして電流制御を行うタイミングでは、残りの1相の巻線は、電流を通電しないことが多い。従って、図４３の駆動回路での高速回転の領域を駆動する場合、二つの経路で電力を供給できなくなる。パワーの出力の点では、図３７に示した巻線と駆動回路の構成に劣る。
【０３７１】
以上説明したように、図４３の構成では、低速回転でトルクの大きな動作領域ＬＳＨＴにおいてモータ銅損を低減すること、この動作領域ＬＳＨＴで駆動回路の出力を増加させること、低速回転から中速回転まででトルクが中程度の動作領域ＭＳＭＴで（１６）、（１７）、（１８）式で示した複雑な電圧、過大な電圧の影響を低減することができる。
【実施例２９】
【０３７２】
次に図４４の駆動回路の構成は、図４３に比較して、電源回生用ダイオード４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ、４３Ｄ、４３Ｅ、４３Ｆが、図４４のダイオード４４１、４４２、４４３、４４４、４４５、４４６に置き換わっている。回路動作としては図４３と類似している。利点としては、トランジスタとダイオードが逆並列配置なので、市販のトランジスタモジュールを流用できる点が優れている。機能的には、図４３に比較して、回生時のダイオード損失が２倍と大きく、フライホイール時のダイオード損失が２倍となる問題がある。また、回生時とフライホイール時に他相の電圧に影響を与える点についても考慮する必要であり、課題がある。
【実施例３０】
【０３７３】
またさらに、図４４を変形することができる。巻線４３７とダイオード４３Ｌを直列にしてダイオード４３Ｌの位置に配置し、トランジスタ４３１のエミッタとトランジスタ４３２のコレクタを接続する。そして、巻線４３８、４３９の２つの相も同様に置き換える。この置き換えの結果、市販され、量産されている６個入りのトランジスタモジュールが使えることになる。コスト的なメリットが有る。なお、図３７、４０、４２、４３、４４、44の変形の駆動回路は、全節巻き巻線の駆動だけでなく、図１、図４６などの集中巻き巻線のリラクタンスモータも、同様に、駆動することができる。
【実施例３１】
【０３７４】
次に、請求項１６の実施例を図４５に示し、説明する。図１、図８、図９等に示したリラクタンスモータは、各相の電流を０にすればモータのトルクは０となり、モータ内部の各相のステータ磁極と各ロータ磁極との間に働く力も０である。永久磁石を活用した図２９、図３０、図３１のような場合でも、各相の電流を０にすればトルクリップル分を除けば、モータのトルクは０になる。しかし、モータ内部の各相のステータ磁極と各ロータ磁極との間には、永久磁石によりそれぞれ大きな力が作用している。ＣＣＷのトルクＴｃｃｗとＣＷのトルクＴｃｗが相殺するような関係となっている。これらのトルクＴｃｃｗとＴｃｗは永久磁石の強さに依存するので、永久磁石を強化した場合には、定格トルクに匹敵する、あるいは、それ以上の大きな力になることもある。従って例えば、ＣＣＷのトルク発生する場合に、ＣＣＷトルクを発生可能なステータ磁極を励磁すると同時に、並行してトルクＴｃｗの力を弱めることができれば、より効果的にＣＣＷのトルクを生成できる。
【０３７５】
例えば、図２９のリラクタンスモータにおいて、図示するロータ回転角位置である場合、まず、各相の電流が０の状態を考えると、永久磁石２９Ａと２９Ｂにより磁束が発生していて、前記のトルクＴｃｃｗとＴｃｗが相殺するように発生している。具体的には、Ａ８相のステータ磁極２９１からロータ磁極を通過してとＡ８／相のステータ磁極２９２へ磁束φａｃｃｗが通過するので、ＣＣＷ方向トルクＴｃｃｗが発生している。一方、Ｂ８相のステータ磁極２９３からロータ磁極を通過してとＢ８／相のステータ磁極２９４へ磁束φｂｃｗが通過するので、ＣＷ方向トルクＴｃｗが発生している。合計トルクは（Ｔｃｃｗ−Ｔｃｗ）＝０と相殺している。
【０３７６】
次に、ＣＣＷのトルクを発生するために、Ａ８相のステータ磁極２９１とＡ８／相のステータ磁極２９２へＡ８相電流Ｉａ８を通電してトルクＴａ８を発生することができる。
この時、ＣＣＷのトルクを発生する他の方法として、Ｂ８相のステータ磁極２９３とＢ８／相ステータ磁極２９６へ負の値のＢ８相電流Ｉｂ８を通電する方法がある。例えば、Ｉｂ８が−５［Ａ］の時、前記ＣＷ方向トルクＴｃｗが１／２に低下すると仮定して、Ａ８相電流Ｉａ８とＢ８相電流Ｉｂ８＝−５［Ａ］を通電すると合計トルクは、（Ｔａ８＋（Ｔｃｃｗ−Ｔｃｗ／２））＝（Ｔａ８＋Ｔｃｗ／２）となる。即ち、Ｂ８相電流Ｉｂ８へ負の電流−５［Ａ］を通電して、Ｔｃｗ／２のＣＣＷ方向トルクを得たことになる。
【０３７７】
この様に、合計トルクＴｔ８を増大するために、Ｂ８相電流Ｉｂ８を負の電流値とすることにより前記磁束φｂｃｗを減少し、ＣＷのトルクＴｃｗを減少し、モータの発生トルクＴｔ８を増加することができる。ロータの回転と共に、この様に各相電流を制御することにより、ＣＷのトルク成分Ｔｃｗを連続的に減少することができる。
【０３７８】
図４５は図２９の各相電流Ｉａ８、Ｉｂ８、Ｉｃ８を正と負の値に制御できる駆動回路の例である。図４５の４５Ｈは駆動回路全体の制御回路、４５Ｇは直流電圧源である。４５ＤはＡ８相の巻線、４５ＥはＢ８相の巻線、４５ＦはＣ８相の巻線である。Ａ８相電流Ｉａ８の正電流をトランジスタ４５１と４５４で駆動し、負電流を４５３と４５２で駆動する。Ｂ８相電流Ｉｂ８の正電流をトランジスタ４５５と４５８で駆動し、負電流を４５７と４５６で駆動する。Ｃ８相電流Ｉｃ８の正電流をトランジスタ４５９と４５Ｃで駆動し、負電流を４５Ｂと４５Ａで駆動する。
【０３７９】
図４５の駆動回路により、各相電流を正の値だけでなく、今まで通電していなかった区間で負の電流を通電してＣＣＷトルクを生成するので、正の電流値を減少することができ、また、各相巻線の使用率が向上するので、モータの合計銅損を低減することができる。また、図４５の駆動回路は、図３６の従来駆動回路より素子数が増加する。しかし、この対応として、各相の負の電流の最大値は正の電流値より小さいので、前記トランジスタ４５３、４５２、４５７、４５６、４５Ｂ、４５Ａの電流容量を小さくし、駆動回路の増加負担を低減することもできる。なお、本発明のリラクタンスモータとして示した各図では、通電する電流の方向を電流シンボルで示し、ステータ磁極のＮ極性とＳ極性を付記しているが、請求項１６では電流シンボルとは逆方向の電流も通電することになる。また、図４５の駆動回路は、（１３）、（１４）、（１５）式で換算し、全節巻き巻線のモータへも適用できる。
【０３８０】
以上本発明について説明したが、各請求項技術の組み合わせ、種々の変形、応用などが可能である。例えば、騒音を低減するだけでなく、全節巻きとして銅損を低減し、図２０の全節巻き巻線のリラクタンスモータは２極対、４極対などに多極化してコイルエンド部を縮小し、図６のロータ構成を図１７の（ｂ）のような電磁鋼板で構成して生産性と磁気特性を改善し、図２６に示す歯間の永久磁石を適用して鉄損を低減してかつスロット断面積を拡大して銅損を低減し、図２７のように高磁束密度のパーメンジュールを局部的に活用してトルク特性を改善し、図３０もしくは図３１のように永久磁石を活用して励磁し、図３７の駆動回路でインバータも小型化することができる。これらの技術は相互に係わりがあり、同時に併用することにより競争力の高いリラクタンスモータとすることができる。その結果、低騒音化、トルクリップルの低減、ピークトルクの増大、高速回転域の活用が可能となる。そして、リラクタンスモータの銅損低減と利用効率の高い駆動回路により、小型化、軽量化、低コスト化を実現することができる。
【０３８１】
また、個別の各技術は、図４６に示す従来のリラクタンスモータへも適用できる。モータの相数は、図示した３相、４相、５相だけでなく、７相、１１相などへも展開でき、ロータ磁極数との組み合わせ、多極化などもできる。モータ形式についても、アウターロータ型モータ、アキシャルギャップ型モータ、あるいは、リニアモータなどに変形でき、他種モータとの複合化も可能である。モータ用電流での永久磁石の可変、あるいは、専用の装置での永久磁石の可変も可能である。また、各巻線の誘起電圧、磁気特性がロータの回転と共に変化することを利用したセンサレス位置検出技術の活用も可能である。
【産業上の利用可能性】
【０３８２】
本発明により、低騒音化、トルクリップルの低減、ピークトルクの増大、高速回転域の活用が可能となる。そして、リラクタンスモータの銅損低減と利用効率の高い駆動回路により、小型化、軽量化、低コスト化を実現することができる。本発明のリラクタンスモータは片方向回転のトルクを優先した構成、特性であるが、電気自動車の主機用モータ、産業用モータ、家電用モータなどで、特に片方向回転特性が重視される用途は多い。
【符号の説明】
【０３８３】
１１  Ａ１相のステータ磁極
１２  Ａ１／相のステータ磁極
１３  Ｂ１相のステータ磁極
１４  Ｂ１／相のステータ磁極
１５  Ｃ１相のステータ磁極
１６  Ｃ１／相のステータ磁極
１７、１８  Ａ１相巻線
１Ｃ、１Ｄ  Ａ１／相巻線
１Ｕ、１Ｖ  Ｂ１相巻線
１Ｓ、１Ｔ  Ｂ１／相巻線
１Ｑ、１Ｒ  Ｃ１相巻線
１Ｐ、１Ｎ  Ｃ１／相巻線
１９  ステータ
１Ｂ  ロータ軸
１Ｊ、１Ｋ、１Ｌ、１Ｍ  ロータ磁極の横断面例
４Ｊ、４Ｋ、４Ｌ、４Ｍ  ロータ磁極のエアギャップ面の直線展開形状
θｒ    ロータの回転角位置
θＢｒ  ロータ磁極の円周方向角度幅
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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