(57)【要約】      （修正有）【課題】出力電圧が変動しても、ＬＥＤを流れる出力電流の電流レベルを安定化できる装置を提供する。【解決手段】電流駆動回路ＩＣ５１は、ダイオード５４を流れる電流を制御するように接続されている。ダイオードは、電池によって給電される供給ノードに接続されたアノードと、電流駆動回路ＩＣの駆動端子６２に接続されたカソードとを有するＬＥＤである。動作中、電流駆動回路ＩＣはイネーブルになり、供給ノードからの出力電流は、ＬＥＤを通り、駆動端子を通り、そして接地ノード５６にシンクする。ＬＥＤに電流が流れるにつれて、バッテリが放電する。バッテリ電圧が変化すると、ＬＥＤのカソードと接地ノードとの間の出力電圧が変化する。出力電圧の変動にもかかわらず、電流駆動回路ＩＣは、少なくとも２Ｖの出力電圧範囲にわたって、出力電流の電流レベルを所望の出力電流レベルに５％以内の変動範囲で維持する。【選択図】図７
2019164771.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力ノードと、
接地ノードと、
バイアス電流ノードと、
レプリカノードと、
加算ノードと、
電流駆動トランジスタと、
加算ノード基準電流発生回路であって、前記加算ノード基準電流発生回路は、加算ノード基準電流を加算ノードに生成することを特徴とする、加算ノード基準電流発生回路と、
電圧検出回路であって、動作モード中、前記電圧検出回路は、出力ノードの出力電圧を検出し、レプリカノードにレプリカ電圧を生成することを特徴とする、電圧検出回路と、
出力モデルカレントミラー（ＯＭＣＭ）回路であって、前記ＯＭＣＭ回路は、前記電圧検出回路によって生成されたレプリカ電圧を受信し、出力モデル電流を生成し、前記出力モデル電流は加算ノードに供給されることを特徴とする出力モデルカレントミラー（ＯＭＣＭ）回路と、
スケーリングされた補正電流を生成する補正カレントミラー（ＣＣＭ）回路であって、前記ＣＣＭ回路 は、補正電流をスケーリングすることによってスケーリングされた補正電流を生成し、補正電流は加算ノード基準電流と出力モデル電流との間の差であることを特徴とする補正カレントミラー（ＣＣＭ）回路と、
補正電流／ゲート電圧変換器（ＣＣＧＶＣ）回路であって、前記ＣＣＧＶＣ回路は、スケーリングされた補正電流を、電流駆動トランジスタのゲートに供給するゲート電圧に変換することを特徴とする、補正電流／ゲート電圧変換器（ＣＣＧＶＣ）回路と、
を具備する装置。
【請求項２】
前記装置はパッケージ集積回路であり、前記パッケージ集積回路は出力集積回路パッケージ端子と接地集積回路パッケージ端子とを含み、前記出力集積回路パッケージ端子は前記出力ノードの一部であり、前記接地集積回路パッケージ端子は接地ノードの一部であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記加算ノードの前記加算ノード基準電流は、前記動作モード中、実質的に安定した一定の電流であり、前記加算ノード基準電流は、基準電流発生器によって生成された電流により生成され、前記加算ノード基準電流は、前記基準電流発生器によって生成された電流のスケーリングされたバージョンであり、前記ゲート電圧は前記スケーリングされた補正電流の関数であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記動作モード中の前記出力モデル電流の減少に応じて前記補正電流が増加し、前記動作モード中の前記出力モデル電流の減少に応じて前記スケーリングされた補正電流が増加することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記電流駆動トランジスタのドレイン端子が前記出力ノードに接続され、前記電流駆動トランジスタはＮチャネル電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記電圧検出回路は、第１の端子、第２の端子、および第３の端子を有する第１のトランジスタであって、前記第１の端子は前記バイアス電流ノードに接続され、前記第２の端子は前記出力ノードに接続され、前記第３の端子は前記バイアス電流ノードに接続されていることを特徴とする第１のトランジスタと、
第１の端子、第２の端子、および第３の端子を有する第２のトランジスタであって、前記第１の端子は前記出力モデルカレントミラー回路のトランジスタに接続され、前記第２の端子は前記レプリカノードに接続され、前記第２のトランジスタの前記第３の端子は前記第１のトランジスタの前記第３の端子に接続されていることを特徴とする第２のトランジスタと、
を具備することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項７】
制御端子であって、前記制御端子のデジタル信号が第１のデジタル論理レベルから第２のデジタル論理レベルに切り替わるのに応答して動作モードがイネーブルとなることを特徴とする制御端子と、
電圧供給端子であって、前記基準電流発生回路には前記電圧供給端子から給電されることを特徴とする供給端子と、
接地端子であって、前記接地端子は前記電流駆動トランジスタのソース端子に接続されていることを特徴とする接地端子と、
駆動端子であって、前記駆動端子は前記電流駆動トランジスタのドレイン端子に接続されていることを特徴とする駆動端子と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記出力ノードはダイオードのカソードに接続され、前記動作モード中に前記電流駆動トランジスタは前記ダイオードから前記接地ノードに電流をシンクすることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項９】
前記動作モード中、前記出力ノード上の出力電流変動は、出力電圧が０．３ボルトから２．４ボルトの間である場合、５パーセント未満であり、前記出力電圧は前記出力ノードと前記接地ノードとの間に生じることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
（ａ）加算ノード基準電流を電流駆動回路の加算ノードに供給するステップと、
（ｂ）電流駆動回路の動作モード中に、前記電流駆動回路の出力ノードの出力電圧を検出するステップと、
（ｃ）ステップ（ｂ）で検出した出力電圧からレプリカ電圧を生成するステップであって、前記レプリカ電圧はレプリカノードに供給されることを特徴とするステップと、
（ｄ）前記レプリカノードに生じている前記レプリカ電圧を用いて出力モデル電流を生成するステップであって、前記出力モデル電流は前記加算ノードに供給されることを特徴とするステップと、
（ｅ）前記出力モデル電流と前記加算ノード基準電流とを用いて補正電流を生成するステップであって、前記補正電流は前記加算ノード基準電流と前記出力モデル電流との差であることを特徴とするステップと、
（ｆ）ゲート電圧を生成し電流駆動トランジスタに供給するステップであって、前記ゲート電圧は補正された電流に比例する電流から生成され、前記電流駆動トランジスタは電流駆動回路の一部であり、前記電流駆動トランジスタは出力ノードに接続された端子を有することを特徴とするステップと、
を具備する方法。
【請求項１１】
ステップ（ｃ）で生成された前記レプリカ電圧は、前記電流駆動回路の前記出力ノードに生じているステップ（ｂ）で検出された出力電圧に比例して変化し、前記ゲート電圧は、ステップ（ｅ）で生成された前記補正電流を用いて生成されることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記出力ノードはダイオードのカソードに接続され、前記動作モード中に、前記電流駆動回路は、前記ダイオードの前記カソードから、電流を、前記出力ノード、前記電流駆動トランジスタを通って、接地ノードへと導くことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
ステップ（ａ）における前記加算ノード基準電流を供給する前記ステップは、さらに、
（ａ１）基準電流発生器を使用して基準電流を生成するステップと
（ａ２）前記加算ノード基準電流を生成するために前記基準電流をスケーリングするステップであって、前記加算ノード基準電流の電流レベルは、ステップ（ａ１）で生成された前記基準電流より大きくかつ前記基準電流に比例することを特徴とするステップと、
（ａ３）動作モード中は前記加算ノードの電流レベルが実質的に一定のままとなるよう前記加算ノード基準電流を前記加算ノードに供給するステップと、
を具備することを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１４】
（ｈ）電圧検出回路にバイアス電流を供給するステップであって、前記（ｈ）の供給するステップは、前記（ａ）の供給するステップの前に行われ、電圧検出回路は前記電流駆動回路の一部であることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１５】
ステップ（ａ）から（ｆ）において、前記出力電圧が少なくとも２．０ボルトに及ぶ電圧範囲内にある場合、前記出力ノードの出力電流を５パーセント以下の変動を部分的に生じさせることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１６】
前記電圧範囲が０．３ボルトから２．４ボルトの間となることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
集積回路装置であって、
ダイオードの端子に結合された出力端子であって、前記集積回路装置の動作モード中に前記出力端子に出力電流が生じ、出力電圧が前記出力端子と接地端子との間に生じることを特徴とする出力端子と、
前記出力電圧が少なくとも２．０ボルトに及ぶ電圧範囲内にある場合、動作モード中の出力電流の変動を５パーセント未満に制限するための手段と、
を具備することを特徴とする集積回路装置。
【請求項１８】
前記制限するための手段は、基準電流発生器、加算ノード基準電流発生器回路、電圧検出器回路、出力モデルカレントミラー回路、補正カレントミラー回路、及びゲート電圧変換回路への補正電流を具備することを特徴とする請求項１７に記載の集積回路装置。
【請求項１９】
前記電圧範囲は、０．３ボルトから２．４ボルトの範囲である、請求項１７に記載の集積回路装置。
【請求項２０】
前記集積回路装置の動作モード中、前記出力電流は、前記ダイオードの前記端子から前記出力端子を通りトランジスタを通って接地ノードへと導かれることを特徴とする請求項１７に記載の集積回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、一般に電流ドライバ回路に関し、より詳細には電流ドライバ用途における電流の制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
標準的な照明用途及び光通信用途では、発光ダイオード（ＬＥＤ）などのダイオードを通る電流を制御するために電流ドライバが採用されている。１つの例では、リモコンは、マイクロコントローラ、電流ドライバ、ＬＥＤ、及び供給ノードに直流（ＤＣ）電圧を供給するバッテリを含む。ＬＥＤの一方の端子は供給ノードに接続されており、ＬＥＤの他方の端子は何らかの方法で電流ドライバに接続されている。動作中、電流ドライバは、バッテリから電流ドライバを通り、ＬＥＤを通って接地ノードに電流をソーシングすることによって、又は、供給ノードからＬＥＤを通り、電流ドライバを通って接地ノード電流をシンキングすることにより、ＬＥＤを流れる出力電流を制御する。多くの場合、電流ドライバはＬＥＤを流れる出力電流の電流レベルを設定するために基準電流を使用する。出力電流の電流レベルは、一般に、基準電流の所定の倍数に維持されることが望ましい。
【０００３】
ＬＥＤに電流が流れると、バッテリが放電する。電池の放電及び充電は、電池電圧を経時的に変化させる。さらに、用途が異なれば、異なるバッテリ電圧が必要となる。電池電圧の変動により、しばしばＬＥＤの端子と接地ノードとの間の出力電圧が変動する。出力電圧変動は、バッテリの充電と放電のために、又はさまざまな用途での電圧と電流の要求に応じて、時間の経過とともに大幅に変化する可能性がある。出力電圧のこのような変動により、ＬＥＤを流れる出力電流の電流レベルに望ましくない変化を引き起こしがちである。これらの欠点を克服するための解決策が望まれる。
【発明の概要】
【０００４】
システムは、供給ノードと、コントローラ集積回路（ＩＣ）と、電流ドライバＩＣと、ダイオードと、接地ノードとを具備する。電流ドライバＩＣは、ダイオードを通る少なくとも２００ミリアンペアを超える電流を制御する高電流ドライバの一例である。１つの例では、ダイオードは発光ダイオード（ＬＥＤ）であり、電流ドライバＩＣは、供給ノードからダイオードを通って電流ドライバＩＣを通り、接地ノードへと電流をシンクするように接続される。ＬＥＤは、供給ノードに接続されたアノードと、電流ドライバＩＣの駆動端子に接続されたカソードとを有する。電流ドライバは、電流ドライバＩＣを有効にしたり（ＬＥＤをオンにする）無効にしたり（ＬＥＤをオフにする）する制御ＩＣからの制御信号ＥＮを受信するように接続された制御端子を有する。１つの例では、供給ノードへはバッテリなどの直流（ＤＣ）電源により給電される。他の例では、供給ノードへは、ＡＣラインなどの交流（ＡＣ）電源により給電される。
【０００５】
動作中、電流ドライバＩＣはイネーブルになり、供給ノードからの出力電流は、ＬＥＤを通り、駆動端子を通り、そして接地ノードにシンクする。ＬＥＤのカソードと接地ノードとの間に出力電圧が生じる。出力電圧は通常、バッテリの充電及び放電サイクルによって変化し、これにより、時間の経過とともにバッテリ電圧が低下する。出力電圧は、さまざまな用途での電圧と電流の要求に応じても変化する。さらに、ＬＥＤの温度の変化により、出力電圧が変化することもある。電流ドライバＩＣは、出力電圧の変動が少なくとも２ボルトの範囲内にあるとき、出力電流の電流レベルの変動を所望の出力電流レベルの５パーセント以内に維持する。例えば、所望の出力電流レベルはが５０ミリアンペアであり、出力電圧が０．３ボルトから２．４ボルトまでの間の場合、電流ドライバＩＣは２５５ミリアンペアから２４５ミリアンペアの間になるように出力電流を制御する。
【０００６】
一実施形態では、電流ドライバ集積回路は、電圧検出回路、出力モデルカレントミラー（ＯＭＣＭ）回路、補正カレントミラー（ＣＣＭ）回路、加算ノード基準電流発生回路、補正電流／ゲート電圧変換（ＣＣＧＶＣ）回路、加算ノード、及び電流駆動トランジスタを具備する。電圧検出回路は、出力ノードの出力電圧を検出してレプリカ電圧を生成する。
【０００７】
ＯＭＣＭ回路はレプリカ電圧を受け取り、出力モデル電流ＩＳを生成する。出力モデル電流ＩＳは、電流駆動トランジスタに対する短チャネル効果をモデル化する。出力モデル電流ＩＳは、出力電圧ＶＯＵＴによって変調された基準電流ＩＲＥＦの係数である。この例では、係数は約１である。短チャネル電流変調は、レプリカ電圧を検出するように接続されているＯＭＣＭ回路のトランジスタに存在する短チャネル効果によって引き起こされる。レプリカ電圧を検出するＯＭＣＭ回路のトランジスタは、レプリカ電圧が生じているドレイン端子を有する。変調量は、レプリカ電圧を検出するトランジスタの長さを調整することによって調整できる。このトランジスタの長さは、電流駆動トランジスタの電流変調量と一致するように短チャネル電流変調量を増減させるために、このトランジスタの長さを調整する。
【０００８】
１つの新規な態様によれば、加算ノードは、基準電流に第１の係数を乗算した結果得られた安定した電流レベルに維持される。例えば、加算ノードへの電流は、基準電流の２倍（２×ＩＲＥＦ）に維持される。ＯＭＣＭ回路は出力モデル電流ＩＳを加算ノードに供給し、ＣＣＭ回路は補正された電流ＩＣを生成して加算ノードに供給する。加算ノードへの電流は実質的に一定であり、出力モデル電流ＩＳと補正電流ＩＣの両方が加算ノードに供給されるので、出力モデル電流ＩＳが減少するにつれて補正電流ＩＣは増加する。
【０００９】
スケーリングされた補正電流ＩＤは、電流駆動トランジスタの動作を制御するゲート電圧を生成するために使用される。ＣＣＭ回路は、補正電流ＩＣを第２の係数でスケーリングすることによってスケーリングされた補正電流ＩＤを生成する。例えば、スケーリングされた補正電流ＩＤは補正電流ＩＣの１５倍である。ＣＣＧＶＣ回路は、スケーリングされた補正電流ＩＤを受け取り、スケーリングされた補正電流ＩＤをゲート電圧に変換する。ＣＣＧＶＣ回路は、ゲート電圧を電流駆動トランジスタのゲート端子に供給する。ゲート電圧は、ダイオードを流れる電流が、少なくとも２Ｖの出力電圧範囲において、所望の出力電流レベルの５％以内に留まるように電流駆動トランジスタの導電率を制御する。望ましい出力電流レベルは、スケーリングされた補正電流ＩＤの第３の係数倍である。例えば、出力電流ＩＯＵＴの電流レベルは、スケーリングされた補正電流ＩＤの２０６倍である。このように、補正電流ＩＣの増加により、出力電圧ＶＯＵＴの変動による出力モデル電流の減少が補償され、それによって出力電流ＩＯＵＴの電流レベルが所望の出力電流レベルに５％以内の変動範囲で維持されるように制御される。
【００１０】
上記は概要であり、したがって、必然的に、簡略化、一般化及び詳細の省略が行われている。したがって、この概要は例示にすぎないことを理解すべきである。他の方法、構造及び詳細は、以下の詳細な説明に記載されている。この概要は本発明を定義することを意図するものではない。本発明は特許請求の範囲によって規定される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
添付の図面は、本発明の実施形態を示し、類似の参照番号は類似の構成要素を示している。
【００１２】
【図１】単一の駆動トランジスタ１１を有する電流駆動回路１０の回路図である。
【００１３】
【図２】図１に示す駆動トランジスタ１１のトップダウン図である。
【００１４】
【図３】図１に示した電流駆動回路１０の動作中の出力電圧Ｖｏｕｔ２０に対する、出力電流Ｉｏｕｔ１８及び基準電流ＩＲＥＦ１９のグラフを示す図である。
【００１５】
【図４】２つの高出力トランジスタ３１及び３２を有する電流駆動回路３０の回路図である。
【００１６】
【図５】図４に示す電流駆動回路３０の動作中の出力電圧Ｖｏｕｔ４０に対する出力電流ＩＯＵＴ３６及び基準電流ＩＲＥＦ３９のグラフを示す図である。
【００１７】
【図６】新規な電流ドライバ集積回路５１を有するシステム５０の回路図である。
【００１８】
【図７】図６に示した電流駆動集積回路５１の詳細回路図である。
【００１９】
【図８】図７に示された電流ドライバ集積回路５１の動作中の様々なノードでの電流対出力電圧ＶＯＵＴ６７のグラフである。
【図９】１つの新規な態様による方法２００のフローチャートである。
【００２０】
【図１０】電流ドライバ１０と電流ドライバ３０とを比較して、電流ドライバ５１によって達成される出力電流の安定性及びドライバのサイズにおける実質的な改善を示す表３００である。
【００２１】
【図１１】ゲート電圧１０３がどのようになるかを、補正電流ＩＣ９８の関数として示す図である。
【００２２】
【図１２】別の新規な態様による方法４００のフローチャートである。
【００２３】
ここで、添付図に示した本発明の例示的な実施形態を詳細に説明する。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
図１は、シングルドライブトランジスタ１１を有する電流駆動回路１０の回路図である。電流駆動回路１０は、基準電流発生器１２とカレントミラー回路１３とを有する。カレントミラー回路は、駆動電界効果トランジスタ１１と電界効果トランジスタ１４とを有する。トランジスタ１４のゲート端子はトランジスタ１４のドレイン端子に接続されている。トランジスタ１４のゲート端子は駆動トランジスタ１１のゲート端子にも接続されている。図１の例では、駆動トランジスタ１１はトランジスタ１４のサイズの約２００倍である。電流駆動回路１０は、供給ノード１６から負荷１５を駆動する。負荷１５が供給ノード１６と駆動トランジスタ１１のドレイン端子との間に接続されている。駆動トランジスタ１１のソース端子は接地ノード１７に接続されている。
【００２５】
電流駆動回路１０の動作中、電流駆動回路１０は、供給ノード１６から負荷１５を通って駆動電界効果トランジスタ１１を通って接地ノード１７に電流ＩＯＵＴ１８を流すことによって負荷１５を駆動する。基準電流発生回路１２は、トランジスタ１４のドレイン端子に基準電流ＩＲＥＦ１９を出力する。負荷１５を流れる出力電流ＩＯＵＴ１８は、基準電流ＩＲＥＦ１９の一要素である。この係数は、駆動トランジスタ１１のサイズのトランジスタ１４のサイズに対する比によって決まる。この例では、駆動トランジスタ１１がトランジスタ１４のサイズの約２００倍であるため、係数は２００（「２００」）である。出力電流ＩＯＵＴ１８は基準電流ＩＲＥＦ１９の２００倍になる。この例では、基準電流ＩＲＥＦ１９は約１．２ミリアンペアであり、出力電流ＩＯＵＴ１８は約２４０ミリアンペアとなる。
【００２６】
電流ドライバ回路１０のほとんどの用途では、出力電流ＩＯＵＴ１８が一定の範囲にあり、出力電圧ＶＯＵＴ２０の電圧範囲にわたって基準電流ＩＲＥＦ１９の係数が一定になっていることが望ましい。しかしながら、電流駆動回路１０の動作中、出力電圧ＶＯＵＴ２０が変化するにつれて、出力電流ＩＯＵＴ１８は変化する傾向がある。図３に示すように、出力電流ＩＯＵＴ１８は、出力電圧２０の２Ｖの電圧範囲にわたって約９０ミリアンペア変化する。
【００２７】
図２は、図１に示す駆動トランジスタ１１のトップダウン図である。駆動トランジスタ１１は、ポリシリコンゲート２１、ドレイン領域２２、及びソース領域２３を有する。ポリシリコンゲート２１の長さＬを大きくすることで、出力電流ＩＯＵＴ１８の変動を最小限に抑えることができる。しかしながら、長さＬを増大させるためには、駆動トランジスタ１１の幅の長さに対する比を同じに維持するために幅Ｗを増大させることを必要とし、それは、駆動トランジスタ１１の全体サイズを増大させる。駆動トランジスタ１１のサイズを大きくすることは、駆動トランジスタ１１によって消費されるダイ面積が増大するので、一般的には望ましくない。例えば、幅Ｗが２倍（「２」）に増加すると、幅の長さに対する比を維持するために長さＬも２倍（「２」）だけ増加する。したがって、この例では、トランジスタの全ダイ面積は４倍（「４」）に増加する。
【００２８】
図３は、図１に示した電流駆動回路１０の動作中の出力電圧Ｖｏｕｔ２０に対する出力電流Ｉｏｕｔ１８及び基準電流ＩＲＥＦ１９のグラフを示す図である。出力電圧Ｖｏｕｔ２０は、０．４Ｖから２．４Ｖの間で約２Ｖの電圧範囲にわたる。基準電流ＩＲＥＦ１９は、出力電圧の変化範囲内で一定の１．２ミリアンペアに設定されている。出力電圧の変化範囲内で、出力電流は約１８５ミリアンペアから約２７５ミリアンペアまで増大する。図１に示す電流駆動回路１０は、出力電圧の２．０Ｖの変化範囲において、約９０ミリアンペア程度変化する出力電流１８を流す。破線２４によって示されているように、出力電圧Ｖｏｕｔ２０が０．６Ｖより低いときは、出力電圧Ｖｏｕｔ２０が０．６Ｖより高いときと比べて、出力電流Ｉｏｕｔ１８がはるかに急速に増加する。
【００２９】
図４は、２つの高出力トランジスタ３１及び３２を有する電流駆動回路３０の回路図である。電流駆動回路３０は、基準電流発生器３３、駆動トランジスタ３１、及びカスコードトランジスタ３２を具備する。カスコードトランジスタ３２のドレイン端子は負荷３５に接続されている。カスコードトランジスタ３２のソース端子は、駆動トランジスタ３１のドレイン端子に接続されている。動作中、電流駆動回路３０は、出力電流Ｉｏｕｔ３６を、供給ノード３７から負荷３５を通り、カスコードトランジスタ３２を通り、駆動トランジスタ３１を通り、接地ノード３８へとシンクする。基準電流発生器３３は、トランジスタ３４のドレイン端子に基準電流ＩＲＥＦ３９を出力する。出力電流ＩＯＵＴ３６は、基準電流ＩＲＥＦ３９の１つの係数である。この係数は、駆動トランジスタ３１の幅対長さの比及びトランジスタ３４の幅対長さの比に依存する。カスコードトランジスタ３２のドレイン端子と駆動トランジスタ３１のソース端子との間に出力電圧ＶＯＵＴ４０が生じる。この例では、カスコードトランジスタ３２及び駆動トランジスタ３１はそれぞれ、トランジスタ３４の２００倍のサイズである。
【００３０】
図５は、図４に示す電流駆動回路３０の動作中の出力電圧Ｖｏｕｔ４０に対する出力電流ＩＯＵＴ３６及び基準電流ＩＲＥＦ３９のグラフを示す図である。出力電流ＩＯＵＴ３６は、出力電圧ＶＯＵＴ４０に応じて変動する傾向がある。破線４１によって示されるように、出力電圧Ｖｏｕｔ４０が０．８Ｖより低いとき、出力電圧ＶＯＵＴ４０が０．８Ｖより高いときと比較して、出力電流Ｉｏｕｔ３６ははるかに急速に増加する。出力電圧ＶＯＵＴ４０、電流駆動回路３０の電流ＩＯＵＴ３６は約１００ミリアンペア程度変化する。
【００３１】
図６は、新規な電流駆動集積回路５１を含むシステム５０の回路図である。システム５０は、電流駆動集積回路５１、バッテリ５２、コントローラ集積回路５３、ダイオード５４、供給ノード５５、及び接地ノード５６を具備する。バッテリ５２は、供給ノード５５に接続された正極端子と、接地ノード５６に接続された負極端子とを有する。バッテリ５２は、供給ノード５５を一定電圧ＶＤＤになるように制御する。例えば、ＶＤＤは２．７Ｖから３．３Ｖの間である。この例では、ダイオード５４は発光ダイオード（ＬＥＤ）である。１つの例では、システム５０は、電流がダイオードを通ってパルス化され、それによって無線通信で使用されるエネルギーを放射する遠隔制御装置の一部である。
【００３２】
コントローラ集積回路５３は、供給端子５７、制御端子５８、及び接地端子５９を有する。コントローラ集積回路５３の供給端子５７は供給ノード５５に接続されている。コントローラ集積回路５３の接地端子５９は接地ノード５６に接続されている。電流駆動集積回路５１は、供給端子６０と、制御端子６１と、駆動端子６２と、接地端子６３とを有する。電流駆動集積回路５１の供給端子６０は供給ノード５５に接続されている。電流駆動集積回路５１の接地端子６３は接地ノード５６に接続されている。電流駆動集積回路５１の制御端子６１は、コントローラ集積回路５３の制御端子５８に接続されている。１つの例では、電流ドライバＩＣ５１は集積回路ダイであり、端子６０〜６３はボンドパッドである。
【００３３】
ダイオード５４は、供給ノード５５に接続されたアノード端子Ａを有する。ダイオード５４は、電流駆動集積回路５１の駆動端子６２に接続されたカソード端子Ｃを有する。図６の例では、コントローラ集積回路５３及び電流駆動集積回路５１へは直流（ＤＣ）電源から給電されるが、他の実施形態では、コントローラ集積回路５３及び電流駆動集積回路５１へは交流（ＡＣ）電源から給電される。
【００３４】
動作中、ダイオード５４は、最初はオフであり、電流がダイオード５４を通って流れないような非導通状態にある。次に、コントローラ集積回路５３は、ダイオード５４を非導通状態から、電流がダイオード５４を流れるような導通状態に切り換えることを決定する。コントローラ集積回路５３は、制御端子５８から導体６４を介して電流駆動集積回路５１の制御端子６１に送られる制御信号ＥＮ６４をアサートする。デジタル論理ローレベルからデジタル論理ハイレベルに切り替える制御信号ＥＮ６４の検出に応答して、電流駆動集積回路５１は、供給ノード５５からダイオード６６を通り、電流駆動集積回路５１を通って電流を接地ノード５６にシンクする。電流は、供給ノード５５からダイオード５４を通ってダイオード５４のアノード端子に流れ、そしてダイオード５４のカソード端子から出て、電流駆動集積回路５１の駆動端子６２に入り、電流駆動集積回路５１を通って、接地端子６３から出て、接地ノード５６に至る。出力電圧ＶＯＵＴ６７が導体６８と接地ノード５６との間に生じる。
【００３５】
本願の新規な１つの態様によれば、電流駆動集積回路５１は、出力電流ＩＯＵＴ６６が出力電圧ＶＯＵＴ６７の電圧範囲内で１０％未満の変動となるようにダイオード５４を駆動する。例えば、バッテリ電圧は３．６Ｖで始まり、ＬＥＤを横切る一般的な電圧降下は１．２Ｖなので、出力電圧ＶＯＵＴ６７は２．４Ｖであろう。バッテリが１．８Ｖまで放電すると、出力電圧ＶＯＵＴ６７は０．６Ｖまで低下する可能性がある。出力電圧ＶＯＵＴ６７の変動にもかかわらず、出力電流ＩＯＵＴ６６は、出力電圧ＶＯＵＴ６７が０．４Ｖから２．４Ｖの電圧範囲（または２Ｖの電圧範囲）において、所望の出力電流範囲内に収まる。１つの例では、電流駆動集積回路５１は、少なくとも出力電圧ＶＯＵＴ６７が２ボルトの電圧範囲において、出力電流ＩＯＵＴ６６の変動が４パーセント未満となるようダイオード５４を駆動する。別の例では、電流駆動集積回路５１は、少なくとも出力電圧ＶＯＵＴ６７が２ボルトの電圧範囲において、出力電流ＩＯＵＴ６６の変動が１０パーセント未満となるようダイオード５４を駆動する。
【００３６】
図７は、図６に示した電流駆動集積回路５１の詳細回路図である。電流駆動集積回路５１は、電圧検出回路７０と、出力モデルカレントミラー（ＯＭＣＭ）回路７１と、補正カレントミラー（ＣＣＭ）回路７２と、加算ノード基準電流発生回路７３と、補正電流／ゲート間電圧変換回路（ＣＣＧＶＣ回路）７４、基準電流発生器７５、バイアス電流発生器７６、電流駆動トランジスタ７７、インバータ７８、トランジスタ７９、８０、８１、８２、レプリカノード８３、出力ノード８４、基準電流ノード８４８５、バイアス電流ノード８６、及び加算ノード８７とを具備する。基準電流発生器７５は基準電流ＩＲＥＦ８８を生成して基準電流ノード８５に出力する。バイアス電流発生器７６はバイアス電流ＩＢＩＡＳ８９を発生してバイアス電流ノード８６に出力する。
【００３７】
電圧検出回路７０は、出力ノード８４上の出力電圧ＶＯＵＴ６７を検出し、レプリカ電圧９０を生成する。電圧検出回路７０は、生成したレプリカ電圧９０をレプリカノード８３に出力する。電圧検出回路７０は、第１のトランジスタ９１と第２のトランジスタ９２とを具備する。第１のトランジスタ９１のドレイン端子とゲート端子はバイアス電流ノード８６に接続され、バイアス電流ＩＢＩＡＳ８９を受け取る。第１のトランジスタ９１のソース端子は、出力ノード８４に接続されている。第１のトランジスタ９１のゲートは、第２のトランジスタ９２のゲートに接続されている。第２のトランジスタ９２のゲートには、検出された出力電圧ＶＯＵＴ６７に、第１のトランジスタ９１をオンにするのに必要な電圧を加えたものが供給される。第２のトランジスタ９２のドレイン端子はＯＭＣＭ回路７１に接続され、第２のトランジスタ９２のソース端子はレプリカノード８３に接続されている。
【００３８】
出力モデル電流ミラー（ＯＭＣＭ）回路７１は、電圧検出回路７０によって生成されたレプリカ電圧９０を受け取り、出力モデル電流ＩＳ９３を生成する。出力モデル電流ＩＳ９３は、加算ノード８７に供給される。出力モデル電流ＩＳ９３は、電流駆動トランジスタ７７に対する短チャネル効果をモデル化するので、モデル短チャネル効果電流とも呼ばれる。ＯＭＣＭ回路７１は、生成した出力モデル電流ＩＳ９３を加算ノード８７に出力する。出力モデル電流ＩＳ９３は、出力電圧ＶＯＵＴ６７によって変調されたＩＲＥＦ電流８８の係数である。この例では、係数は約１である。短チャネル電流変調は、トランジスタ９４に存在する短チャネル効果によるものである。変調量は、トランジスタ９４の長さを調整して短チャネル電流変調量を増減し、電流駆動トランジスタ７７の変調量と一致させることによって調整される。
【００３９】
ＯＭＣＭ回路７１は、第１のトランジスタ９４、第２のトランジスタ９５、及び第３のトランジスタ９６を具備する。第２のトランジスタ９５と第３のトランジスタ９６とでカレントミラーを構成している。第２のトランジスタ９５のゲートは、第３のトランジスタ９６のゲートと第２のトランジスタ９５のドレイン端子とに接続されている。第２のトランジスタ９５と第３のトランジスタ９６の両方のゲートは、電圧検出回路７０の第２のトランジスタ９２のドレイン端子に接続されている。第２のトランジスタ９５及び第３のトランジスタ９６のソース端子は、供給端子６０を介して供給ノード５５に接続されている。第３のトランジスタ９６のドレイン端子は加算ノード８７に接続されている。
【００４０】
補正カレントミラー（ＣＣＭ）回路７２は、スケーリングされた補正電流９７を生成する。ＣＣＭ回路７２は、補正電流９８をスケーリングすることによってスケーリングされた補正電流９７を生成する。補正電流９８は加算ノード８７に供給される。加算ノード８７には加算ノード基準電流９９が生じている。加算ノード基準電流９９は一定になっており、供給電圧ＶＤＤとは無関係である。加算ノード基準電流９９は、出力モデル電流ＩＳ９３と補正電流ＩＣ９８との和である。補正電流ＩＣ９８は、加算ノード基準電流９９と出力モデル電流ＩＳ９３との差である。
【００４１】
ＣＣＭ回路７２は、第１のトランジスタ１００と第２のトランジスタ１０１とを含むカレントミラーを具備する。第１トランジスタ１００及び第２トランジスタ１０１のソース端子は、供給端子６０を介して供給ノード５５に接続されている。第１のトランジスタ１００と第２のトランジスタ１０１のゲートとは、第１のトランジスタ１００のドレイン端子と加算ノード８７とに接続されている。第２のトランジスタ１０１のドレイン端子はゲート電圧ノード１０２に接続されている。
【００４２】
補正電流／ゲート電圧変換器（ＣＣＧＶＣ）回路７４は、スケーリングされた補正電流ＩＤ９７を受け取る。ＣＣＧＶＣ回路７４は、スケーリングされた補正電流ＩＤ９７をゲート電圧１０３に変換する。ＣＣＧＶＣ回路７４は、生成したゲート電圧１０３を電流駆動トランジスタ７７のゲート端子に供給する。ゲート電圧１０３は、スケーリングされた補正電流ＩＤ９７の関数である。ゲート電圧１０３は、電流駆動トランジスタ７７の導電性を制御し、そして今度はダイオード５４を流れる電流を制御する。
【００４３】
ＣＣＧＶＣ回路７４は、第１のトランジスタ１０４と第２のトランジスタ１０５とを具備する。第１のトランジスタ１０４のドレイン端子はゲート電圧ノード１０２に接続されている。第１のトランジスタ１０４のソース端子は第２のトランジスタ１０５のドレイン端子に接続されている。第１のトランジスタ１０４のゲートは、バイアス電流ノード８６と電圧検出回路７０の第１のトランジスタ９１のゲートとに接続されている。第２のトランジスタ１０５のゲート端子はゲート電圧ノード１０２に接続されている。第２のトランジスタ１０５のソース端子は、接地端子６３を介して接地ノード５６に接続されている。
【００４４】
加算ノード基準電流生成回路７３は、加算ノード８７に加算ノード基準電流９９を生成する。基準電流生成回路７３は、第１のトランジスタ１０６と第２のトランジスタ１０７とを具備する。加算ノード基準電流発生回路７３は、加算ノード８７上の加算ノード基準電流９９の電流レベルを、基準電流ＩＲＥＦ８８の第１の係数１０倍８に等しい電流レベルに維持する。この例では、第１の係数は２（「２」）であり、その結果、加算ノード基準電流９９は基準電流ＩＲＥＦ８８の２倍に維持される。加算ノード８７上のこの加算ノード基準電流９９は基準電流ＩＲＥＦ８８の２倍に維持されるので、加算ノード８７に供給される出力モデル電流ＩＳ９３及び補正電流ＩＣ９８は反対の方向に変化する。例えば、動作モード中に出力モデル電流９３が減少すると、それに対応して補正電流ＩＣ９８が増加する。主にバッテリ５２の放電により出力電圧ＶＯＵＴ６７が低下するにつれて、出力モデル電流ＩＳ９３は低下する傾向がある。それに応じて、補正電流ＩＣ９８が増加し、それによって出力電流６６が出力電圧６７の少なくとも２Ｖの電圧範囲にわたって所望の出力電流の５パーセント以内となるようにする。
【００４５】
図８は、図７に示された電流駆動集積回路５１の動作中の、出力電圧ＶＯＵＴ６７に対する、様々なノード上の電流のグラフである。出力電流ＩＯＵＴ６６の所望の電流レベルは約２５０．０ミリアンペアである。図８に示すように、出力電流ＩＯＵＴ６６の電流レベルは、所望の電流レベルの±５．０ミリアンペア以内となる。新規な制御技術により、出力電圧ＶＯＵＴ６７が０．３ボルトから２．４ボルトまでの間にあるとき、出力電流ＩＯＵＴ６６の変化は所望の電流レベルの±２％未満となる。電流駆動集積回路５１は、図１に示す電流ドライバ１０と比較し、図４に示す電流ドライバ３０と比較して、実質的により安定した出力電流を生み出す。
【００４６】
図９は、新規な１つの態様による方法２００のフローチャートである。第１のステップ（ステップ２０１）において、加算ノード基準電流が電流駆動回路の加算ノードに供給される。例えば、図７の電流ドライバＩＣ５１では、加算ノード８７上の加算ノード基準電流９９は、加算ノード基準電流発生回路７３によって安定した一定の電流レベルに維持される。電流レベルは、基準電流ＩＲＥＦ８８の第１の係数１０８倍（例えば、「２×ＩＲＥＦ」）である。
【００４７】
第２のステップ（ステップ２０２）において、電流駆動回路の出力電圧が動作モード中に検出される。出力電圧は電流駆動回路の出力ノードに生じている。図７の電流駆動ＩＣ５１の例では、出力ノード８４と接地ノード５６との間に生じている出力電圧ＶＯＵＴ６７は、電圧検出回路７０によって検出される。１つの例では、電圧検出回路７０はソースフォロワ回路である。
【００４８】
第３のステップ（ステップ２０３）において、検出された出力電圧からレプリカ電圧が生成される。レプリカ電圧はレプリカノードに供給される。図７の例では、電圧検出回路７０は、レプリカノード８３に供給するレプリカ電圧９０を生成する。レプリカ電圧９０は、出力電圧ＶＯＵＴ６７に比例して変化する。
【００４９】
第４のステップ（ステップ２０４）において、レプリカノードに生じるレプリカ電圧を使用して出力モデル電流が生成される。出力モデル電流は加算ノードに供給される。図７の例では、ＯＭＣＭ回路７１は、レプリカノード８３からレプリカ電圧９０を受け取り、出力モデル電流ＩＳ９３を生成する。ＯＭＣＭ回路７１は、生成した出力モデル電流ＩＳ９３を加算ノード８７に供給する。
【００５０】
第５のステップ（ステップ２０５）では、出力モデル電流と加算ノード基準電流を用いて補正電流を生成する。補正電流は、加算ノード基準電流と出力モデルの電流の差である。図７の例では、ＣＣＭ回路７２は、加算ノード８７に供給される補正電流ＩＣ９８を生成する。加算ノード８７は一定の電流レベル（「２×ＩＲＥＦ」）に維持されるので、これにより、出力モデル電流ＩＳ９３が減少するにつれて、補正電流ＩＣ９８を対応する方法で増加させる。
【００５１】
第６のステップ（ステップ２０６）において、ゲート電圧が生成されて電流駆動トランジスタに供給される。ゲート電圧は補正電流に比例した電流により生成される。電流駆動トランジスタは電流駆動回路の一部であり、出力ノードに接続された端子を有する。例えば、図７の電流ドライバＩＣ５１では、ＣＣＭ回路７２は、スケーリングされた補正電流ＩＤ９７を生成してこのスケーリングされた補正電流ＩＤ９７をＣＣＧＶＣ回路７４に供給する。スケーリングされた補正電流ＩＤ９７は、第２の係数１０９倍した補正電流ＩＣ９８、例えば「１５×ＩＣ」となる電流レベルを有する。スケーリングされた補正電流ＩＤ９７は補正電流ＩＣ９８に比例する。ＣＣＧＶＣ回路７４は、スケーリングされた補正電流ＩＤ９７を受け取り、そこから電流ドライバトランジスタ７７のゲートに供給されるゲート電圧１０３を生成する。電流駆動トランジスタ７７のドレインは、駆動端子６２を介して出力ノード８４に接続されている。ゲート電圧１０３は、第３の係数１１０倍したスケーリングされた補正電流ＩＤ９７、例えば「２０６×ＩＤ」となる電流レベルを有するように出力電流ＩＯＵＴ６６を制御する。
【００５２】
図１０は、電流ドライバ１０及び３０と比較して、電流ドライバ５１によって達成される出力電流の安定性及びサイズにおいて実質的にどのように改善されたかを示す表３００である。電流ドライバ５１によって駆動されるダイオードを流れる電流の変動は、出力電圧が０．３ボルトから２．４ボルトの間で面積が電流ドライバ３０よりも著しく小さいときでも５パーセント未満である。
【００５３】
図１１は、ゲート電圧１０３と補正電流ＩＣ９８との関係を示す図である。ゲート電圧１０３は、電流駆動トランジスタ７７のゲートに供給され、ダイオード５４を流れる電流を制御する。
【００５４】
図１２は、他の新規な態様による方法４００のフローチャートである。方法４００は、電流駆動回路５１を動作させる方法である。第１のステップ４０１では、制御信号ＥＮ６４がアサートされる前で、電流がダイオード５４を通って流れてしていない状態において、電流ドライバＩＣ５１の様々なトランジスタの状態を定める。ステップ４０２〜４０６は、電流がダイオード５４を通って流れている間、出力電流を所望の出力電流レベルに５パーセント以内の変動範囲で維持する新規な電流制御ループを定める。
【００５５】
第１のステップ（ステップ４０１）において、制御信号ＥＮ６４がディアサートされ、トランジスタ７９及び８０がオンになる。基準電流ＩＲＥＦ８８はトランジスタ８１及び８２へ導かれる。加算ノード基準電流９９は、トランジスタ１０６、１０７、及び７９を通って流れている。トランジスタ７９は、トランジスタ１００及び１０１を非導通状態に維持する。トランジスタ８０はＣＣＧＶＣ回路７４のトランジスタ１０４及び１０５を非導通状態に維持し、トランジスタ８０もまた電流ドライバトランジスタ７７を非導通状態に維持する。バイアス電流８９はトランジスタ９１を導通状態に維持する。トランジスタ９２は、レプリカノード８３上の電圧を出力ノード８４上の出力電圧ＶＯＵＴ６７と実質的に等しい電圧に維持する。出力モデル電流ＩＳ９３は、トランジスタ９５、９２、及び９４を流れている。
【００５６】
第２のステップ（ステップ４０２）において、制御信号ＥＮ６４がアサートされているかどうかが判断される。制御信号ＥＮ６４がディアサートされた場合（例えば、デジタル論理ローレベル）、最初のステップ４０１に進む。一方、制御信号ＥＮ６４がアサートされている（例えば、デジタル論理ハイレベル）場合、方法４００は電流制御ループ４０７のステップに進む。
【００５７】
第３のステップ（ステップ４０３）では、トランジスタ７９及び８０が導電状態から非導通状態に切り替えられる。制御信号ＥＮ６４がトランジスタ７９のゲートに供給され、トランジスタ７９をオフにする。インバータ７８は、トランジスタ８０のゲートに制御信号ＥＮ６４の反転バージョンを供給し、トランジスタ８０をオフにする。トランジスタ７９と８０は反対の導電型になっている。例えば、トランジスタ７９はＰ型電界効果トランジスタ（Ｐ型ＦＥＴ）であり、トランジスタ８０はＮ型電界効果トランジスタ（Ｎ型ＦＥＴ）である。
【００５８】
第４のステップ（ステップ４０４）では、出力モデル電流ＩＳ９３がトランジスタ９６を流れる。補正電流ＩＣ９８はトランジスタ１００を流れる。スケーリングされた補正電流ＩＤ９７は、トランジスタ１０１、１０４、及び１０５を流れる。出力電流ＩＯＵＴ６６は、ダイオード５４を通り、電流ドライバトランジスタ７７を通り、そして接地ノード５６に流れる。
【００５９】
第５のステップ（ステップ４０５）において、出力ノード８４の出力電圧ＶＯＵＴ６７の変化の検出に応答して、トランジスタ９１及び９２は、レプリカノード８３のレプリカ電圧９０を出力ノード８４の出力電圧ＶＯＵＴ６７に一致させる。
【００６０】
第６のステップ（ステップ４０６）において、調整されたレプリカ電圧９０はトランジスタ９３の短チャネル効果を調整し、それにより他の電流を調整する。次に、ステップ４０２に進み、制御信号ＥＮ６４がアサートされている場合は電流制御ループ４０７に留まり、制御信号ＥＮ６４がディアサートされている場合は４０１の最初のステップに戻ることが決まる。
【００６１】
本発明を説明の目的で特定の実施形態に関連して説明したが、本発明はそれに限定されない。例えば、図６の電流ドライバＩＣ５１は、ＬＥＤ５４からの電流を接地線にシンクさせるが、電流ドライバＩＣ５１により電流を供給ノードからＬＥＤ５４を介して電流を接地ノード５６に流すように、電流ドライバＩＣ５１は、供給ノードとＬＥＤ５４との間に接続される。
【００６２】
図６の例では、ＬＥＤ５４に給電するために直流（ＤＣ）電圧源５２を使用する。別の例では、交流（ＡＣ）電源をＬＥＤ５４に供給するために使用する。例えば、交流電源からの交流電圧を整流するために整流器を使用する。スイッチングレギュレータは、整流されたＡＣ電圧を受け取り、一定電圧のＤＣを供給ノード５５に供給する。
【００６３】
電流ドライバＩＣ５１は、コントローラＩＣ５３が制御信号ＥＮ６４を供給する制御端子６１を１つだけ有するが、他の例では、電流ドライバＩＣは複数の制御端子を有する。例えば、他の実施形態では、電流ドライバ５１は電流制御信号を受信するように構成されている。電流制御は、ＬＥＤ５４を介して送るための、所望の出力電流を示す。電流制御信号は、電流ドライバＩＣ５１によって使用され、出力電流ＩＯＵＴ６６が電流制御信号によって示される所望の電流レベルになるように制御ループの様々な電流を設定する。
【００６４】
図６の例では、電源電圧ＶＤＤは２．７Ｖと３．３Ｖの間にあり、出力電圧ＶＯＵＴは約２Ｖに及ぶ。これらの電圧範囲は一例にすぎず、他の実施形態では、新規の電流ドライバＩＣ５１を実質的により高い電圧（１２Ｖを超える）で使用することができることを理解されたい。他の実施形態では、出力電圧ＶＯＵＴはかなり広い範囲（１０Ｖを超える）に及ぶが、それでも新規な電流ドライバＩＣ５１は出力電流ＩＯＵＴを所望の出力電流レベルに５パーセント以内の変動範囲で維持するように動作する。したがって、特許請求の範囲に記載の本発明の範囲から逸脱することなく、記載された実施形態の様々な特徴の種々の修正、適合、及び組み合わせを実施することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【外国語明細書】
2019164771000001.pdf