(57)【要約】【課題】設計完了後の詳細な配線形状を考慮したデジタル信号波形解析を、高速且つ網羅的に実施できるようにすること。【解決手段】解析装置は、出力バッファ回路の動作周期および動作パターンの入力を受け付ける第１入力部と、出力バッファ回路および入力バッファ回路の特性を示す、第１のモデルの入力を受け付ける第２入力部と、プリント基板および半導体パッケージの特性を示す、第２のモデルの入力を受け付ける第３入力部と、出力バッファ回路の動作周期および動作パターンと、第１のモデルと、第２のモデルとに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する算出部と、算出部によって算出された各種算出値に基づいて、デジタル信号波形を生成するデジタル信号波形生成部とを備える。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
プリント基板が備える半導体パッケージ上に設けられた、出力バッファ回路と入力バッファ回路との間のデジタル信号伝送におけるデジタル信号波形を解析する解析装置であって、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンの入力を受け付ける第１入力部と、
前記出力バッファ回路および前記入力バッファ回路の特性を示す、第１のモデルの入力を受け付ける第２入力部と、
前記プリント基板および前記半導体パッケージの特性を示す、第２のモデルの入力を受け付ける第３入力部と、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンと、前記第１のモデルと、前記第２のモデルとに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する算出部と、
前記算出部によって算出された各種算出値に基づいて、前記デジタル信号波形を生成するデジタル信号波形生成部と
を備えることを特徴とする解析装置。
【請求項２】
前記第１のモデルは、ＩＢＩＳモデルである
ことを特徴とする請求項１に記載の解析装置。
【請求項３】
前記第２のモデルは、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒモデルである
ことを特徴とする請求項１または２に記載の解析装置。
【請求項４】
前記算出部は、
前記各種算出値として、前記デジタル信号波形に関する振幅量、傾き、遅延値、および減衰量を算出し、
前記デジタル信号波形生成部は、
前記算出部によって算出された前記振幅量、前記傾き、前記遅延値、および前記減衰量に基づいて、前記デジタル信号波形を生成する
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の解析装置。
【請求項５】
前記算出部は、
前記第１のモデルに示されている半導体の外部との入出力端子における電流値と電圧値との関係に基づいて、前記振幅量を算出し、
前記第１のモデルに示されている前記出力バッファ回路に信号を入力した時点からの出力端子における電圧値対時間に基づいて、前記傾きと、前記出力バッファ回路における前記遅延値とを算出し、
前記第２のモデルに基づいて、前記半導体パッケージおよび前記プリント基板における前記遅延値を算出し、
前記第２のモデルに基づいて、前記半導体パッケージおよび前記プリント基板における前記減衰量を算出する
ことを特徴とする請求項４に記載の解析装置。
【請求項６】
プリント基板が備える半導体パッケージ上に設けられた、出力バッファ回路と入力バッファ回路との間のデジタル信号伝送におけるデジタル信号波形を解析する解析装置であって、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンの入力を受け付ける第１入力部と、
前記出力バッファ回路および前記入力バッファ回路の特性を示す、第１のモデルの入力を受け付ける第２入力部と、
前記デジタル信号伝送における伝送線路の物理情報の入力を受け付ける第３入力部と、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンと、前記第１のモデルと、前記伝送線路の物理情報とに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する算出部と、
前記算出部によって算出された各種算出値に基づいて、前記デジタル信号波形を生成するデジタル信号波形生成部と
を備えることを特徴とする解析装置。
【請求項７】
前記算出部は、
前記各種算出値として、前記デジタル信号波形に関する振幅量、傾き、遅延値、および減衰量を算出し、
前記デジタル信号波形生成部は、
前記算出部によって算出された前記振幅量、前記傾き、前記遅延値、および前記減衰量に基づいて、前記デジタル信号波形を生成する
ことを特徴とする請求項６に記載の解析装置。
【請求項８】
前記算出部は、
前記伝送線路の物理情報に含まれている、前記伝送線路の長さ、前記伝送線路の幅、前記伝送線路の厚さ、前記伝送線路の導体の導電率、前記伝送線路の周囲の誘電体の誘電正接、前記伝送線路の周囲の誘電体の実効比誘電率に基づいて、前記遅延値、前記減衰量、および前記傾きを算出する
ことを特徴とする請求項７に記載の解析装置。
【請求項９】
前記デジタル信号波形生成部によって生成された前記デジタル信号波形を判定するデジタル信号波形判定部
をさらに備えることを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の解析装置。
【請求項１０】
前記デジタル信号波形判定部は、
前記デジタル信号波形が、前記入力バッファ回路がＨ信号として認識する電位よりも高い電位になっている期間が、予め定められた時間以上になっているか否かを判定し、
前記デジタル信号波形が、前記入力バッファ回路がＬ信号として認識する電位よりも低い電位になっている期間が、予め定められた時間以上になっているか否かを判定する
ことを特徴とする請求項９に記載の解析装置。
【請求項１１】
前記プリント基板および前記半導体パッケージの特性を示す第２のモデルに基づいて、前記プリント基板および前記半導体パッケージにおける、キャパシタンス値およびインダクタンス値を含むＬＣ値を算出するＬＣ値算出部と、
前記ＬＣ値算出部によって算出された前記ＬＣ値に基づいて、クロストークノイズ波形を生成するクロストークノイズ波形生成部と、
前記デジタル信号波形生成部によって生成された前記デジタル信号波形に対し、前記クロストークノイズ波形生成部によって生成された前記クロストークノイズ波形を合成する波形合成部と
をさらに備えることを特徴とする請求項１から１０のいずれか一項に記載の解析装置。
【請求項１２】
前記クロストークノイズ波形生成部は、前記クロストークノイズ波形として、ＮＥＸＴ波形およびＦＥＸＴ波形の少なくともいずれか一方を生成する
ことを特徴とする請求項１１に記載の解析装置。
【請求項１３】
前記クロストークノイズ波形生成部は、
ノイズ源の伝送線路における入力波形と、前記ＬＣ値算出部によって算出された前記ＬＣ値とに基づいて、ノイズを受ける伝送線路における前記ＮＥＸＴ波形を生成し、
前記ノイズ源の伝送線路における出力波形と、前記ＬＣ値算出部によって算出された前記ＬＣ値とに基づいて、前記ノイズを受ける伝送線路における前記ＦＥＸＴ波形を生成する
ことを特徴とする請求項１２に記載の解析装置。
【請求項１４】
プリント基板が備える半導体パッケージ上に設けられた、出力バッファ回路と入力バッファ回路との間のデジタル信号伝送におけるデジタル信号波形を解析する解析方法であって、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンの入力を受け付ける第１入力工程と、
前記出力バッファ回路および前記入力バッファ回路の特性を示す、第１のモデルの入力を受け付ける第２入力工程と、
前記プリント基板および前記半導体パッケージの特性を示す、第２のモデルの入力を受け付ける第３入力工程と、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンと、前記第１のモデルと、前記第２のモデルとに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する算出工程と、
前記算出工程において算出された各種算出値に基づいて、前記デジタル信号波形を生成するデジタル信号波形生成工程と
を含むことを特徴とする解析方法。
【請求項１５】
プリント基板が備える半導体パッケージ上に設けられた、出力バッファ回路と入力バッファ回路との間のデジタル信号伝送におけるデジタル信号波形を解析する解析方法であって、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンの入力を受け付ける第１入力工程と、
前記出力バッファ回路および前記入力バッファ回路の特性を示す、第１のモデルの入力を受け付ける第２入力工程と、
前記デジタル信号伝送における伝送線路の物理情報の入力を受け付ける第３入力工程と、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンと、前記第１のモデルと、前記伝送線路の物理情報とに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する算出工程と、
前記算出工程において算出された各種算出値に基づいて、前記デジタル信号波形を生成するデジタル信号波形生成工程と
を含むことを特徴とする解析方法。
【請求項１６】
プリント基板が備える半導体パッケージ上に設けられた、出力バッファ回路と入力バッファ回路との間のデジタル信号伝送におけるデジタル信号波形を解析する解析プログラムであって、
コンピュータを、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンの入力を受け付ける第１入力部、
前記出力バッファ回路および前記入力バッファ回路の特性を示す、第１のモデルの入力を受け付ける第２入力部、
前記プリント基板および前記半導体パッケージの特性を示す、第２のモデルの入力を受け付ける第３入力部、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンと、前記第１のモデルと、前記第２のモデルとに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する算出部、および、
前記算出部によって算出された各種算出値に基づいて、前記デジタル信号波形を生成するデジタル信号波形生成部
として機能させるためのプログラム。
【請求項１７】
プリント基板が備える半導体パッケージ上に設けられた、出力バッファ回路と入力バッファ回路との間のデジタル信号伝送におけるデジタル信号波形を解析する解析プログラムであって、
コンピュータを、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンの入力を受け付ける第１入力部、
前記出力バッファ回路および前記入力バッファ回路の特性を示す、第１のモデルの入力を受け付ける第２入力部、
前記デジタル信号伝送における伝送線路の物理情報の入力を受け付ける第３入力部、
前記出力バッファ回路の動作周期および動作パターンと、前記第１のモデルと、前記伝送線路の物理情報とに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する算出部、および、
前記算出部によって算出された各種算出値に基づいて、前記デジタル信号波形を生成するデジタル信号波形生成部
として機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、解析装置、解析方法、および解析プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、デジタル信号伝送技術に関係する、半導体集積回路の入出力バッファ設計と、半導体集積回路のパッケージ設計と、プリント基板設計とにおいて、出力バッファから入力バッファまでの回路網に対して、キルヒホッフの法則を用いて立式した時間を変数とする回路方程式を解くことで、回路網中の任意の節点での過渡応答を求める動的な信号波形解析技術が知られている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来の動的な信号波形解析技術では、設計完了後の詳細な配線形状を考慮したデジタル信号波形解析に時間を要するという問題があった。また、解析対象が多くなると、さらに解析時間を要するため、解析範囲を限定せざるを得ず、網羅的に確認することが困難であるという問題があった。
【０００４】
なお、下記特許文献１には、デジタル信号伝送技術に関係するプリント配線基板の配線設計のやり直し過程を無くす目的で、設計前の段階において、配線長制約、接続バッファ数制約、終端方式制約等を作成する方法が開示されている。しかしながら、下記特許文献１に開示されている技術では、設計完了後の詳細な配線形状を考慮したデジタル信号波形解析を、高速且つ網羅的に実施することができない。
【０００５】
本発明は、上述した従来技術の課題を解決するため、設計完了後の詳細な配線形状を考慮したデジタル信号波形解析を、高速且つ網羅的に実施できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決するために、本発明の解析装置は、出力バッファ回路の動作周期および動作パターンの入力を受け付ける第１入力部と、出力バッファ回路および入力バッファ回路の特性を示す、第１のモデルの入力を受け付ける第２入力部と、プリント基板および半導体パッケージの特性を示す、第２のモデルの入力を受け付ける第３入力部と、出力バッファ回路の動作周期および動作パターンと、第１のモデルと、第２のモデルとに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する算出部と、算出部によって算出された各種算出値に基づいて、デジタル信号波形を生成するデジタル信号波形生成部とを備える。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、設計完了後の詳細な配線形状を考慮したデジタル信号波形解析を、高速且つ網羅的に実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態に係るプリント基板の概略構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る解析装置の機能構成を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る解析装置によって生成されるデジタル信号波形の構成を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る解析装置による処理の手順を示すフローチャートである。
【図５】本発明の第１実施形態に係る解析装置による理想的な振幅量の算出方法を説明するための図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係る解析装置による実際の振幅量の算出方法を説明するための図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係る解析装置による出力バッファ回路の特性に応じた傾きの算出方法を説明するための図である。
【図８】本発明の第１実施形態に係る解析装置による出力バッファ回路内部の遅延値の算出方法を説明するための図である。
【図９】発明の第１実施形態に係る解析装置による半導体パッケージにおける伝送線路の遅延値の算出方法を説明するための図である。
【図１０】本発明の第１実施形態に係る解析装置によるデジタル信号波形の変動量の算出方法を説明するための図である。
【図１１】本発明の第１実施形態に係る解析装置によるデジタル信号波形の傾きの変動量の算出方法を説明するための図である。
【図１２】本発明の第１実施形態に係る解析装置によるデジタル信号波形の判定方法を説明するための図である。
【図１３】本発明の第２実施形態に係る解析装置の機能構成を示す図である。
【図１４】本発明の第２実施形態に係る解析装置によるデジタル信号波形の傾きの算出方法を説明するための図である。
【図１５】２つの伝送線路間に生じるクロストークノイズを説明するための概念図である。
【図１６】本発明の第３実施形態に係る解析装置の機能構成を示す図である。
【図１７】ノイズ源となる伝送経路における信号の入力波形と、ノイズを受ける伝送経路におけるＮＥＸＴ波形とを示す図である。
【図１８】ノイズ源となる伝送経路における信号の出力波形と、ノイズを受ける伝送経路におけるＦＥＸＴ波形とを示す図である。
【図１９】図１５に示すＳｉｇｎａｌＡおよびＳｉｇｎａｌＢのそれぞれについて、入力端側および出力端側の各々のデジタル信号波形の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
〔第１実施形態〕
以下、図面を参照して、本発明の第１実施形態について説明する。
【００１０】
（プリント基板１０の概略構成）
図１は、本発明の第１実施形態に係るプリント基板１０の概略構成を示す図である。図１に示すように、本発明の第１実施形態に係るプリント基板１０は、半導体パッケージ１１と、半導体パッケージ１５とを備えている。半導体パッケージ１１は、半導体集積回路１２を備えており、当該半導体集積回路１２には、複数の出力バッファ回路１３が設けられている。一方、半導体パッケージ１５は、半導体集積回路１６を備えており、当該半導体集積回路１６には、複数の入力バッファ回路１７が設けられている。複数の出力バッファ回路１３の各々は、複数の入力バッファ回路１７の各々に対して、プリント基板１０および半導体パッケージ１１，１５上に形成された配線パターンからなる伝送線路１４によって接続されている。伝送線路１４は、特に、高速デジタル信号伝送に使用される配線パターンである。
【００１１】
このように構成されたプリント基板１０において、送信側の半導体集積回路１２の出力バッファ回路１３に入力されたデジタル信号は、出力バッファ回路１３内を通過し、半導体集積回路１２の端子から、半導体パッケージ１１へと出力される。このとき、デジタル信号波形は、出力バッファ回路１３の特性に応じた振幅量および傾きを有する。そして、半導体パッケージ１１へ出力されたデジタル信号は、伝送線路１４を通過し、受信側の半導体集積回路１６に設けられた入力バッファ回路１７に入力される。入力バッファ回路１７に入力されたデジタル信号波形は、伝送線路１４における反射波、近接する他の伝送線路１４からのクロストーク等の影響により、ノイズが重畳された波形となり得る。
【００１２】
ここで、ノイズが重畳されていない理想的なデジタル信号波形は、周期のほぼ全期間において、安定したＨｉｇｈ電圧およびＬｏｗ電圧を維持する。しかしながら、実際のデジタル信号波形は、入力バッファ回路１７および出力バッファ回路（以下、「入出力バッファ回路」と示す）の特性、伝送線路１４における各種ノイズ等の影響により、Ｈｉｇｈ電圧期間およびＬｏｗ電圧期間が短くなる場合があり、振幅が小さくなる場合もある。また、デジタル信号が入力バッファ回路１７に到達するタイミングも、各種ノイズおよび伝送線路１４の長さによって変化する場合がある。
【００１３】
本実施形態の解析装置１００は、設計段階において、これらの影響を考慮したデジタル信号波形解析を実施し、回路が正常に動作するものであることを確認することが可能な装置である。特に、本実施形態の解析装置１００は、設計完了後の詳細な配線形状を考慮したデジタル信号波形解析を、高速且つ網羅的に実施することができるというものである。以下、この点について、具体的に説明する。
【００１４】
（解析装置１００の機能構成）
図２は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００の機能構成を示す図である。図２に示す解析装置１００は、図１に示したプリント基板１０におけるデジタル信号波形を解析することが可能な装置である。
【００１５】
図２に示すように、解析装置１００は、第１入力部１０２、第２入力部１０４、第３入力部１０６、算出部１０８、デジタル信号波形生成部１１０、およびデジタル信号波形判定部１１２を備える。
【００１６】
第１入力部１０２は、デジタル信号波形の解析条件として、出力バッファ回路１３の動作周期および動作データパターンの入力を受け付ける。なお、第１入力部１０２が入力を受け付けるデータは、解析装置１００が備えるデータベース等の記憶部に記憶されているものであってもよく、外部の情報処理装置（例えば、サーバ等）が備えるデータベース等の記憶部に記憶されているものであってもよい。
【００１７】
第２入力部１０４は、入出力バッファ回路の特性を示す第１のモデルとして、ＩＢＩＳ（Input/Output Buffer Information Specification）モデルの入力を受け付ける。なお、第２入力部１０４が入力を受け付けるデータは、解析装置１００が備えるデータベース等の記憶部に記憶されているものであってもよく、外部の情報処理装置（例えば、サーバ等）が備えるデータベース等の記憶部に記憶されているものであってもよい。
【００１８】
第３入力部１０６は、半導体パッケージ１１，１５およびプリント基板１０の特性を示すモデルとして、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒ（Scattering parameters）モデルの入力を受け付ける。なお、第３入力部１０６が入力を受け付けるデータは、解析装置１００が備えるデータベース等の記憶部に記憶されているものであってもよく、外部の情報処理装置（例えば、サーバ等）が備えるデータベース等の記憶部に記憶されているものであってもよい。
【００１９】
算出部１０８は、第１入力部１０２が入力を受け付けた出力バッファ回路１３の動作周期および動作データパターンと、第２入力部１０４が入力を受け付けたＩＢＩＳモデルと、第３入力部１０６が入力を受け付けたＳｐａｒａｍｅｔｅｒモデルとに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する。
【００２０】
具体的には、算出部１０８は、ＩＢＩＳモデルに示されている、入出力バッファ回路の特性に基づいて、出力バッファ回路１３の出力インピーダンスと、出力バッファ回路１３の特性に応じたデジタル信号波形の傾きと、出力バッファ回路１３内部での遅延値と、チップ内部終端抵抗値と、入出力端子容量とを算出する。
【００２１】
また、算出部１０８は、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒモデルに示されている、伝送線路１４の特性に基づいて、伝送線路１４における遅延値と、伝送線路１４における減衰量とを算出する。
【００２２】
デジタル信号波形生成部１１０は、算出部１０８によって算出された各種算出値に基づいて、デジタル信号波形を生成する。
【００２３】
デジタル信号波形判定部１１２は、デジタル信号波形生成部１１０によって生成されたデジタル信号波形について、Ｈｉｇｈ電圧値、Ｌｏｗ電圧、Ｈｉｇｈ電圧期間、およびＬｏｗ電圧期間の各々について、適正値であるか否かを判定する。
【００２４】
なお、上記した解析装置１００の各機能は、例えば、解析装置１００において、各種記憶装置（例えば、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＨＤＤ（Hard Disk Drive）等）記憶されたプログラムを、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が実行することにより実現される。このプログラムは、予め解析装置１００に導入された状態で提供されてもよく、外部から提供されて解析装置１００に導入されるようにしてもよい。後者の場合、このプログラムは、外部記憶媒体（例えば、ＵＳＢ（Universal Serial Bus）メモリ、メモリカード、ＣＤ−ＲＯＭ等）によって提供されてもよく、ネットワーク（例えば、インターネット等）上のサーバからダウンロードすることによって提供されるようにしてもよい。
【００２５】
（解析装置１００によって生成されるデジタル信号波形の構成）
図３は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００（デジタル信号波形生成部１１０）によって生成されるデジタル信号波形の構成を示す図である。
【００２６】
図３において、出力バッファ回路１３から出力されるデジタル信号波形３０１は、理想的な振幅量Ｗ１を有する。また、伝送線路１４を通過して入力バッファ回路１７に到達したデジタル信号波形３０１は、出力バッファ回路１３内部の遅延値と、伝送線路１４における遅延値とを合算した総遅延値Ｔ１と、理想的な周期Ｔ２とを持つ。
【００２７】
一方、図３において、伝送線路１４を通過して入力バッファ回路１７に到達したデジタル信号波形３０２は、出力バッファ回路１３の特性に応じた傾きを有し、チップ内部終端抵抗値と出力バッファ回路１３の出力インピーダンスとに応じて分圧された実際の振幅量Ｗ２を有する。
【００２８】
また、伝送線路１４を通過して入力バッファ回路１７に到達したデジタル信号波形３０３は、伝送線路１４における減衰量によって、デジタル信号波形３０２に対して遅延値と傾きと振幅量とが変動したものとなる。
【００２９】
したがって、本実施形態の解析装置１００（デジタル信号波形生成部１１０）は、理想的な振幅量Ｗ１と、実際の振幅量Ｗ２と、出力バッファ回路１３の特性に応じた傾きと、出力バッファ回路１３内部の遅延値と、伝送線路１４における遅延値と、伝送線路１４における減衰量（振幅変動量）とに基づいて、これらすべてのパラメータの影響を受けた、デジタル信号波形３０３を生成することができるのである。
【００３０】
（解析装置１００による処理の手順）
図４は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００による処理の手順を示すフローチャートである。
【００３１】
まず、第１入力部１０２が、デジタル信号波形の解析条件として、出力バッファ回路１３の動作周期および動作データパターンの入力を受け付ける（ステップＳ４０１）。次に、第２入力部１０４が、入出力バッファ回路の特性を示す第１のモデルとして、ＩＢＩＳモデルの入力を受け付ける（ステップＳ４０２）。次に、第３入力部１０６が、半導体パッケージ１１，１５およびプリント基板１０の特性を示すモデルとして、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒモデルの入力を受け付ける（ステップＳ４０３）。
【００３２】
続いて、算出部１０８が、ステップＳ４０１で入力を受け付けた出力バッファ回路１３の動作周期および動作データパターンと、ステップＳ４０２で入力を受け付けたＩＢＩＳモデルと、ステップＳ４０３で入力を受け付けたＳｐａｒａｍｅｔｅｒモデルとに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出する（ステップＳ４０４）。
【００３３】
そして、デジタル信号波形生成部１１０が、ステップＳ４０４で算出された各種算出値に基づいて、デジタル信号波形を生成する（ステップＳ４０５）。さらに、デジタル信号波形判定部１１２が、ステップＳ４０５で生成されたデジタル信号波形について、Ｈｉｇｈ電圧値、Ｌｏｗ電圧値、Ｈｉｇｈ電圧期間、およびＬｏｗ電圧期間の各々について、適正値であるか否かを判定する（ステップＳ４０６）。その後、解析装置１００は、図４に示す一連の処理を終了する。
【００３４】
（理想的な振幅量Ｗ１の算出方法）
図５は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００による理想的な振幅量Ｗ１の算出方法を説明するための図である。図５（ａ）は、ＩＢＩＳモデルに示されている、出力バッファ回路１３の電流対電圧特性のプルダウン特性を示す。図５（ｂ）は、ＩＢＩＳモデルに示されている、出力バッファ回路１３の電流対電圧特性のプルアップ特性を示す。
【００３５】
理想的な振幅Ｗ１におけるＬｏｗ電圧Ｖｌ＿ｉｄｅａｌは、プルダウン特性の０Ａに対応する電圧となる。例えば、図５（ａ）に示す例では、プルダウン特性の０Ａに対応する電圧「０Ｖ」が、Ｌｏｗ電圧Ｖｌ＿ｉｄｅａｌとなる。
【００３６】
理想的な振幅Ｗ１におけるＨｉｇｈ電圧Ｖｈ＿ｉｄｅａｌは、プルアップ特性の０Ａに対応する電圧となる。例えば、図５（ｂ）に示す例では、プルアップ特性の０Ａに対応する電圧「１．３５Ｖ」が、Ｈｉｇｈ電圧Ｖｈ＿ｉｄｅａｌとなる。
【００３７】
したがって、解析装置１００（算出部１０８）は、Ｌｏｗ電圧Ｖｌ＿ｉｄｅａｌ（０Ｖ）とＨｉｇｈ電圧Ｖｈ＿ｉｄｅａｌ（１．３５Ｖ）との差分を、理想的な振幅量Ｗ１として算出する。
【００３８】
（実際の振幅量Ｗ２の算出方法）
図６は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００による実際の振幅量Ｗ２の算出方法を説明するための図である。図６（ａ）は、ＩＢＩＳモデルに示されている、出力バッファ回路１３および入力バッファ回路１７の電流対電圧特性のプルダウン特性を示す。図６（ｂ）は、ＩＢＩＳモデルに示されている、出力バッファ回路１３および入力バッファ回路１７の電流対電圧特性のプルアップ特性を示す。図６（ａ）および図６（ｂ）において、実線は、入力バッファ回路１７の電流対電圧特性を示す。図６（ａ）および図６（ｂ）において、点線は、出力バッファ回路１３の電流対電圧特性を示す。
【００３９】
図６（ａ）に示すように、出力バッファ回路１３の電流対電圧特性（プルダウン特性）に対し、入力バッファ回路１７の電流対電圧特性（プルダウン特性）を重ねたときの交点の電圧値が、実際の振幅におけるＬｏｗ電圧Ｖｌ＿ｒｅａｌとなる。また、上記交点の電流値が、実際の振幅におけるＬｏｗ出力時の出力電流Ｉｌ＿ｒｅａｌとなる。例えば、図６（ａ）に示す例では、上記交点の電圧値「０．２２Ｖ」が、Ｌｏｗ電圧Ｖｌ＿ｉｄｅａｌとなり、上記交点の電流値「−６ｍＡ」が、出力電流Ｉｌ＿ｒｅａｌとなる。
【００４０】
また、図６（ｂ）に示すように、出力バッファ回路１３の電流対電圧特性（プルアップ特性）に対し、入力バッファ回路１７の電流対電圧特性（プルアップ特性）を重ねたときの交点の電圧値が、実際の振幅におけるＨｉｇｈ電圧Ｖｈ＿ｒｅａｌとなる。また、上記交点の電流値が、実際の振幅におけるＨｉｇｈ出力時の出力電流Ｉｈ＿ｒｅａｌとなる。例えば、図６（ｂ）に示す例では、上記交点の電圧値「１．１４Ｖ」が、Ｈｉｇｈ電圧Ｖｈ＿ｒｅａｌとなり、上記交点の電流値「６ｍＡ」が、出力電流Ｉｈ＿ｒｅａｌとなる。
【００４１】
したがって、解析装置１００（算出部１０８）は、Ｌｏｗ電圧Ｖｌ＿ｒｅａｌ（０．２２Ｖ）とＨｉｇｈ電圧Ｖｈ＿ｒｅａｌ（１．１４Ｖ）との差分を、実際の振幅量Ｗ２として算出する。
【００４２】
なお、伝送線路１４上に終端抵抗が設けられている場合は、抵抗器の端子における電流対電圧特性を、図５に示す出力バッファ回路１３の特性に重ねることによって得られた交点の電圧を、Ｌｏｗ電圧Ｖｌ＿ｉｄｅａｌおよびＨｉｇｈ電圧Ｖｈ＿ｒｅａｌとすればよい。
【００４３】
（出力バッファ回路１３の特性に応じた傾きの算出方法）
図７は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００による出力バッファ回路１３の特性に応じた傾きの算出方法を説明するための図である。図７（ａ）は、ＩＢＩＳモデルに示されている、出力バッファ回路１３の出力端子における立ち上がり時の電流対電圧特性を示す。図７（ｂ）は、ＩＢＩＳモデルに示されている、出力バッファ回路１３の出力端子における立ち下がり時の電流対電圧特性を示す。
【００４４】
図７に示すように、ＩＢＩＳモデルには、出力バッファ回路１３の出力端子における電圧対時間特性が示されている。解析装置１００の算出部１０８は、この電圧対時間特性から、ある一定期間における電圧変動量を算出し、当該電圧変動量に基づいて、出力バッファ回路１３の特性に応じた傾きを算出することができる。または、解析装置１００の算出部１０８は、この電圧対時間特性から、ある一定の電位差における遷移時間を導出し、当該遷移時間に基づいて、出力バッファ回路１３の特性に応じた傾きを算出することができる。例えば、図７に示す例では、算出部１０８は、振幅の２０％から８０％までの遷移時間として、立ち上がり時は０．５５Ｖ／１００ＰＳ、立ち下がり時は０．５５ｖ／１１０ＰＳを得ることができる。なお、算出部１０８は、立ち上がり時の傾きと立ち下がり時の傾きとを、それぞれ別個に算出してもよく、立ち上がり時の傾きと立ち下がり時の傾きとを、同一の値としてもよい。また、ＩＢＩＳモデルに出力バッファ回路１３の出力波形の傾きが示されている場合、算出部１０８は、その傾きを算出結果としてもよい。
【００４５】
（出力バッファ回路１３内部の遅延値の算出方法）
図８は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００による出力バッファ回路１３内部の遅延値の算出方法を説明するための図である。図８（ａ）は、ＩＢＩＳモデルに示されている、出力バッファ回路１３の出力端子における立ち上がり時の電流対電圧特性を示す。図８（ｂ）は、ＩＢＩＳモデルに示されている、出力バッファ回路１３の出力端子における立ち下がり時の電流対電圧特性を示す。
【００４６】
図８に示すように、ＩＢＩＳモデルには、出力バッファ回路１３の出力端子における電圧対時間特性が示されている。解析装置１００の算出部１０８は、この電圧対時間特性から、出力バッファ回路１３内部の遅延値を算出することができる。例えば、算出部１０８は、この電圧対時間特性において振幅の半分の電位になるまで時間を、チップ内部遅延Ｔｉｏとする。なお、算出部１０８は、立ち上がり時の遅延値と立ち下がり時の遅延値とを、それぞれ別個に算出してもよく、立ち上がり時の遅延値と立ち下がり時の遅延値とを、同一の値としてもよい。
【００４７】
なお、ＩＢＩＳモデルには、半導体パッケージモデルとして、伝送線路１４のＲＬＣ値を記載することができる。算出部１０８は、このＲＬＣ値から、下記数式（１）を用いて半導体パッケージ１１における遅延値Ｔｐｋｇ［ｓ］を導出することができる。
【００４８】
Ｔｐｋｇ＝√ＬＣ・・・（１）
【００４９】
なお、半導体パッケージモデルとしてＳｐａｒａｍｅｔｅｒモデルがある場合、算出部１０８は、後述するＳｐａｒａｍｅｔｅｒ解析処理により、半導体パッケージ１１における遅延値を算出してもよい。
【００５０】
（半導体パッケージ１１における伝送線路１４の遅延値の算出方法）
図９は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００による半導体パッケージ１１における伝送線路１４の遅延値の算出方法を説明するための図である。
【００５１】
Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒモデルは、伝送線路１４の周波数特性が複素数で記載されている。例えば、解析装置１００の算出部１０８は、この伝送線路１４の周波数特性に基づいて、半導体パッケージ１１における伝送線路１４の遅延値として、位相遅延値または群遅延値を算出することができる。
【００５２】
例えば、解析装置１００の算出部１０８は、伝送線路１４の一端に入力された周波数ｆ［Ｈｚ］の交流波が伝送線路１４の他端に到達した際の位相Ｓ２１Ｐｈａｓｅ［ｄｅｇ］から、下記数式（２）を用いて、位相遅延値Ｔｐｄ［ｓ］を算出することができる。
【００５３】
Ｔｐｄ＝（−１／ｆ）＊（Ｓ２１Ｐｈａｓｅ／３６０）・・・（２）
【００５４】
また、例えば、解析装置１００の算出部１０８は、下記数式（３）を用いて、郡遅延値Ｔｇｄ［ｓ］を算出することができる。
【００５５】
Ｔｇｄ＝（−１／Δｆ）＊（ΔＳ２１Ｐｈａｓｅ／３６０）・・・（３）
【００５６】
このように、半導体パッケージモデルとしてのＳｐａｒａｍｅｔｅｒモデルから導出された位相遅延値Ｔｐｄまたは郡遅延値Ｔｇｄは、半導体パッケージ１１における伝送線路１４の遅延値Ｔｐｋｇとなる。なお、解析装置１００の算出部１０８は、同様の算出方法により、プリント基板モデルとしてのＳｐａｒａｍｅｔｅｒモデルから、プリント基板１０における伝送線路１４の遅延値Ｔｐｃｂとして、位相遅延値Ｔｐｄまたは郡遅延値Ｔｇｄを算出することができる。
【００５７】
（デジタル信号波形の変動量の算出方法）
図１０は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００によるデジタル信号波形の変動量の算出方法を説明するための図である。図１０（ａ）は、振幅変動量ΔＶｌ＿ｌｉｎｅの算出方法を説明するための図である。図１０（ｂ）は、振幅変動量ΔＶｈ＿ｌｉｎｅの算出方法を説明するための図である。
【００５８】
入力バッファ回路１７に到達したデジタル信号波形の振幅は、伝送線路１４の抵抗値と伝送線路１４内の電流値とによって変化する。例えば、解析装置１００の算出部１０８は、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒモデルの０Ｈｚにおける｜Ｓ２１｜から、下記数式（４）を用いて、伝送線路１４の抵抗値Ｒｌｉｎｅ［Ω］を算出する。但し、｜Ｓ２１（０）｜は、０ＨｚにおけるＳ２１の絶対値を示す。また、Ｚｐｏｒｔは、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒモデルのポートインピーダンスを示す。
【００５９】
Ｒｌｉｎｅ＝２＊Ｚｐｏｒｔ／｜Ｓ２１（０）｜−２＊Ｚｐｏｒｔ・・・（４）
【００６０】
さらに、解析装置１００の算出部１０８は、下記数式（５）を用いて、伝送線路１４の両端の電位差Ｖｌｉｎｅを算出する。但し、Ｉｌｉｎｅは、伝送線路１４内の電流を示す。
【００６１】
Ｖｌｉｎｅ＝Ｉｌｉｎｅ＊Ｒｌｉｎｅ
＝Ｉｌｉｎｅ＊２＊Ｚｐｏｒｔ／｜Ｓ２１（０）｜−２＊Ｚｐｏｒｔ・・・（５）
【００６２】
なお、ＩＢＩＳ解析処理ではＩＢＩＳモデルの入出力バッファの電流対電圧特性から、デジタル信号波形の振幅量を求めたが、伝送線路１４を考慮すると、伝送線路１４の抵抗値Ｒｌｉｎｅによって、デジタル信号波形の振幅量が変動する。
【００６３】
プルダウンでは、伝送線路１４の抵抗値Ｒｌｉｎｅによって、出力バッファ端と入力バッファ端との間で、電位差Ｖｄ＿ｌｉｎｅが生じ、出力電流Ｉｌ＿ｒｅａｌが減少してより０に近くなる。この電位差Ｖｄ＿ｌｉｎｅと、出力電流Ｉｌ＿ｒｅａｌを上記数式（５）のＩｌｉｎｅに代入して得られる電位差Ｖｌｉｎｅとが等しくなるとき、入力バッファ端での電位とＬｏｗ電圧Ｖｌ＿ｒｅａｌとの差が振幅変動量ΔＶｌ＿ｌｉｎｅとなる。
【００６４】
また、プルアップでは、伝送線路１４の抵抗値Ｒｌｉｎｅによって出力バッファ端と入力バッファ端との間で、電位差Ｖｄ＿ｌｉｎｅが生じ、出力電流Ｉｌ＿ｒｅａｌが減少してより０に近くなる。この電位差Ｖｄ＿ｌｉｎｅと、出力電流Ｉｌ＿ｒｅａｌを上記数式（５）のＩｌｉｎｅに代入して得られる電位差Ｖｌｉｎｅとが等しくなるとき、入力バッファ端での電位とＨｉｇｈ電圧Ｖｈ＿ｒｅａｌとの差が振幅変動量ΔＶｈ＿ｌｉｎｅとなる。
【００６５】
（デジタル信号波形の傾きの変動量の算出方法）
図１１は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００によるデジタル信号波形の傾きの変動量の算出方法を説明するための図である。図１１は、理想的な矩形波および傾きを持つ矩形波の周波数スペクトルを示す。図１１において実線で示すように、理想的な矩形波の周波数スペクトルは、両対数グラフで−２０ＤＢ／ｄｅｃの直線となり、下記数式（６）で表される。但し、Ｖｐｕｌｓｅ（ｆ）は、理想的な矩形波のスペクトルを結んだ線を示す。また、Ｆｂａｓｅは、矩形波の基本周波数を示す。
【００６６】
【数１】
2019164752.tif 000003
【００６７】
一方、傾きを持つ矩形波は、図１１において破線で示すように、ある周波数からスペクトルが小さくなる。この境となる周波数をｋｎｅｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙといい、一般的には理想的な矩形波のスペクトルよりも３ｄＢ小さくなる周波数とする。Ｋｎｅｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙは、下記数式（７）で簡易的に求めることができる。但し、Ｆｋｎｅｅは、ｋｎｅｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙを示す。また、Ｔｒｆは、矩形波の立ち上がり時間または立ち下がり時間を示す。
【００６８】
Ｆｋｎｅｅ ＝ ０．３５ ／ Ｔｒｆ・・・（７）
【００６９】
ＩＢＩＳから出力される波形は、傾きＴｒｆ＿ｉｂｉｓを持ち、伝送線路１４の一端に入力される。この波形のｋｎｅｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙをＦｋｎｅｅ＿ｉｎとした場合、Ｆｋｎｅｅ＿ｉｎは、下記数式（８）を用いて算出することができる。
【００７０】
Ｆｋｎｅｅ＿ｉｎ＝０．３５／Ｔｒｆ＿ｉｂｉｓ・・・（８）
【００７１】
伝送線路１４に入力された波形は、伝搬するにつれて減衰しつつ、伝送線路１４の他端から出力される。伝送線路１４における減衰は、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒモデルの｜Ｓ２１｜で表される。伝送線路１４から出力される波形の周波数スペクトルは下記数式（９）で表される。但し、｜Ｓ２１（ｆ）｜は、周波数ｆにおけるＳ２１の絶対値を示す。
【００７２】
【数２】
2019164752.tif 000004
【００７３】
伝送線路１４から入力された波形のｋｎｅｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙをＦｋｎｅｅ＿ｉｎとする。また、伝送線路１４から出力された波形のｋｎｅｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙをＦｋｎｅｅ＿ｏｕｔとする。Ｆｋｎｅｅ＿ｏｕｔは、｜Ｓ２１（ｆ）｜＝−３ｄＢになる周波数と考えられる。ただし、｜Ｓ２１（ｆ）｜＝−３ｄＢとなる周波数が、Ｆｋｎｅｅ＿ｉｎより大きい場合は、Ｆｋｎｅｅ＿ｏｕｔ＝Ｆｋｎｅｅ＿ｉｎとなる。下記数式（１０）により、｜Ｓ２１（Ｆｓｐａｒａ）｜＝−３ｄＢであるときの、伝送線路１４から出力される波形の立ち上がりまたは立ち下がり時間Ｔｒｆ＿ｌｉｎｅを算出することができる。
【００７４】
【数３】
2019164752.tif 000005
【００７５】
（デジタル信号波形の判定方法）
図１２は、本発明の第１実施形態に係る解析装置１００によるデジタル信号波形の判定方法を説明するための図である。
【００７６】
図１２において、伝送線路１４を通過して入力バッファに到達したデジタル信号波形４０１は、解析装置１００のデジタル信号波形判定部１１２により、Ｈ信号として認識される電位４０２よりも高い電位になっているか判定される。さらに、デジタル信号波形４０１は、デジタル信号波形判定部１１２により、Ｌ信号として認識される電位４０３よりも低い電位になっているか判定される。
【００７７】
さらに、デジタル信号波形４０１は、デジタル信号波形判定部１１２により、H信号として認識される期間が、予め定められた時間Ｔ３以上になっているか判定される。さらに、デジタル信号波形４０１は、デジタル信号波形判定部１１２により、L信号として認識される期間が、予め定められた時間Ｔ３以上になっているか判定される。
【００７８】
なお、電位４０２，４０３および時間Ｔ３は、解析装置１００に対して入力された値を用いてもよく、ＩＢＩＳモデル内に記載された値を用いてもよい。
【００７９】
〔第２実施形態〕
次に、本発明の第２実施形態について説明する。以下、第１実施形態からの変更点について説明する。
【００８０】
（解析装置１００Ａの機能構成）
図１３は、本発明の第２実施形態に係る解析装置１００Ａの機能構成を示す図である。第２実施形態に係る解析装置１００Ａは、第３入力部１０６の代わりに第３入力部１０６Ａを備える点、および、算出部１０８の代わりに算出部１０８Ａを備える点で、第１実施形態に係る解析装置１００と異なる。
【００８１】
第３入力部１０６Ａは、半導体パッケージ１１，１５およびプリント基板１０の特性を示すＳｐａｒａｍｅｔｅｒモデルの代わりに、伝送経路１４の物理情報の入力を受け付ける。なお、第３入力部１０６Ａが入力を受け付けるデータは、解析装置１００が備えるデータベース等の記憶部に記憶されているものであってもよく、外部の情報処理装置（例えば、サーバ等）が備えるデータベース等の記憶部に記憶されているものであってもよい。
【００８２】
算出部１０８Ａは、伝送線路１４の物理情報に基づく物理情報解析処理を行うことで、伝送線路１４における遅延値と、伝送線路１４における減衰量（振幅変動量）と、デジタル信号波形の傾きとを算出する。これにより、解析装置１００Ａは、第１実施形態に係る解析装置１００と同様に、デジタル信号波形を静的に生成することができる。
【００８３】
（伝送線路１４における遅延値の算出方法）
第３入力部１０６Ａを介して入力される、伝送経路１４の物理情報は、伝送線路１４の長さ、伝送線路１４の幅、伝送線路１４の厚さ、伝送線路１４の導体の導電率、伝送線路１４の周囲の誘電体の誘電正接、伝送線路１４の周囲の誘電体の実効比誘電率を含む。
【００８４】
例えば、解析装置１００Ａの算出部１０８Ａは、下記数式（１１）により、伝送線路１４における遅延値Ｔｄ［ｓ］を算出する。但し、ε０は、真空中の誘電率を示す。また、εｒは、材料の比誘電率を示す。また、μ０は、真空中の透磁率を示す。また、μｒは、材料の比透磁率を示す。また、Ｌｅｎは、配線長［ｍ］を示す。
【００８５】
Ｔｄ＝（√ε０εｒμ０μｒ）＊Ｌｅｎ・・・（１１）
【００８６】
なお、ほとんどの配線用材料の比透磁率μｒは１であり、したがって、μｒとε０とμ０とのそれぞれに数値を代入して上記数式（１１）を整理すると、下記数式（１２）が導き出される。
【００８７】
【数４】
2019164752.tif 000006
【００８８】
また、例えば、解析装置１００Ａの算出部１０８Ａは、物理情報解析処理により、伝送線路１４における減衰量（振幅変動量）を算出する。この際、算出部１０８Ａは、下記数式（１３）により、伝送線路１４の抵抗値Ｒｌｉｎｅ［Ω］を算出する。但し、Ｌｅｎは、伝送線路１４の長さ［ｍ］を示す。また、Ｗは、伝送線路１４の幅［ｍ］を示す。また、Ｔは、伝送線路１４の厚さ［ｍ］を示す。また、σは、伝送線路１４の導体の導電率を示す。
【００８９】
Ｒｌｉｎｅ＝Ｌｅｎ／σＷＴ・・・（１３）
【００９０】
なお、算出部１０８Ａは、伝送線路１４の抵抗値Ｒｌｉｎｅ以外の算出値については、第１実施形態で説明したＳｐａｒａｍｅｔｅｒ解析処理と同じ算出方法によって算出することができる。
【００９１】
（デジタル信号波形の傾きの算出方法）
図１４は、本発明の第２実施形態に係る解析装置１００Ａによるデジタル信号波形の傾きの算出方法を説明するための図である。図１４において、デジタル信号波形５０１およびデジタル信号波形５０２の傾きに着目すると、デジタル信号波形５０２は、伝送線路１４での減衰により、デジタル信号波形５０１よりも傾きが減少している。デジタル信号波形５０２の傾きＳｌｅｗＲａｔｅは、下記数式（１４）によって算出することができる。但し、ｄＶは、ＩＢＩＳ出力波形の電圧変動量を示す。また、ｄｔは、ＩＢＩＳ出力波形の遷移時間を示す。また、ｄｔ'は、伝送線路１４での遷移時間増加量を示す。
【００９２】
ＳｌｅｗＲａｔｅ＝ｄＶ／（ｄｔ＋ｄｔ'）・・・（１４）
【００９３】
なお、デジタル信号波形５０１，５０２のｄＶおよびｄｔは、ＩＢＩＳ解析処理における傾き導出によって算出することができる。また、デジタル信号波形５０１，５０２のｄｔ'は、下記数式（１５）に示す一般的な近似式を用いて算出することができる。但し、ｄｔ'は、伝送線路１４での遷移時間増加量［ｎｓ］を示す。また、Ｌｅｎは、伝送線路１４の長さ［ｍｍ］を示す。また、ｔａｎ（δ）は、伝送線路１４の周囲の誘電体の誘電正接を示す。また、εｒは、伝送線路１４の周囲の誘電体の実効比誘電率を示す。
【００９４】
ｄｔ'＝０．０１０６３×ｔａｎ（δ）×√εｒ×Ｌｅｎ・・・（１５）
【００９５】
例えば、誘電正接０．０２、実効比誘電率４．２、伝送線路の長さ２５［ｍｍ］とすると、ｄｔ'≒０．１［ｎｓ］となる。このｄｔ'を上記数式（１４）に代入すれば、デジタル信号波形５０２の傾きＳｌｅｗＲａｔｅが求められる。
【００９６】
以上説明したように、上記各実施形態の解析装置１００，１００Ａは、出力バッファ回路１３の動作周期および動作パターンと、出力バッファ回路１３および入力バッファ回路１７の特性を示すＩＢＩＳモデル（第１のモデル）と、プリント基板１０および半導体パッケージ１１の特性を示すＳｐａｒａｍｅｔｅｒモデル（第２のモデル）とに基づいて、デジタル信号波形を生成するための各種算出値を算出し、算出された各種算出値に基づいて、デジタル信号波形を生成する。これにより、上記各実施形態の解析装置１００，１００Ａによれば、動的な解析を実施することなく、デジタル信号波形を確認することができる。したがって、上記各実施形態の解析装置１００，１００Ａによれば、設計完了後の詳細な配線形状を考慮したデジタル信号波形解析を、高速且つ網羅的に実施することができる。
【００９７】
〔第３実施形態〕
次に、本発明の第３実施形態について説明する。以下、第１実施形態からの変更点について説明する。
【００９８】
上記各実施形態の解析装置１００，１００Ａは、これまでに説明した解析手法だけでは、高速デジタル信号の主要なノイズであるクロストークノイズによるデジタル信号波形への影響を考慮できず楽観的な解析結果となるため、不具合を見逃す虞がある。そこで、第３実施形態に係る解析装置１００Ｂは、上記第１実施形態の解析装置１００に対し、以下に説明するとおり、クロストークノイズによる影響を考慮して、デジタル信号波形を生成する機能を追加で設けた構成を有することにより、より高精度なデジタル信号波形を生成することができる。
【００９９】
図１５は、２つの伝送線路間に生じるクロストークノイズを説明するための概念図である。図１５に示す例において、伝送線路１および伝送線路２は、それぞれリターン導体4との間の自己キャパシタンスＣと、自己インダクタンスＬとを持つ。また、伝送線路１伝送線路２との間には、相互インダクタンスＬｍおよび相互キャパシタンスＣｍが存在する。一般的には、クロストークノイズ波形は、これらのＬＣ値と、入力信号の振幅と、立ち上がりまたは立ち下り時間Ｔｒｆ等のパラメータで決まることが知られている。従来のＩＢＩＳ解析処理およびＳｐａｒａｍｅｔｅｒ解析処理では、伝送線路のＬＣ値を導出する手段が無く、クロストークノイズを考慮することができなかった。
【０１００】
そこで、第３実施形態に係る解析装置１００Ｂは、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒ解析処理において、伝送線路のＳｐａｒａｍｅｔｅｒからＬＣ値を算出する。そして、解析装置１００Ｂは、クロストークノイズ波形作成処理において、ＬＣ値と、入力信号の振幅と、立ち上がりまたは立ち下がり時間と、伝送線路遅延値とを用いて、クロストークノイズ波形を作成する。さらに、解析装置１００Ｂは、波形合成処理において、クロストークノイズ波形を、デジタル信号波形に足し合わせる。これにより、解析装置１００Ｂは、クロストークノイズを考慮したデジタル信号波形を生成することができる。
【０１０１】
（解析装置１００Ｂの機能構成）
図１６は、本発明の第３実施形態に係る解析装置１００Ｂの機能構成を示す図である。第３実施形態に係る解析装置１００Ｂは、ＬＣ値算出部１１４、クロストークノイズ波形生成部１１６、および波形合成部１１８をさらに備える点で、第１実施形態に係る解析装置１００と異なる。
【０１０２】
ＬＣ値算出部１１４は、伝送線路のＳｐａｒａｍｅｔｅｒから、ＬＣ値を算出する。
【０１０３】
クロストークノイズ波形生成部１１６は、ＬＣ値算出部１１４によって算出されたＬＣ値と、入力信号の振幅と、立ち上がりまたは立ち下がり時間と、伝送線路遅延値とを用いて、クロストークノイズ波形を生成する。
【０１０４】
波形合成部１１８は、デジタル信号波形生成部１１０によって生成されたデジタル信号波形に対し、クロストークノイズ波形生成部１１６によって生成されたクロストークノイズ波形を合成することにより、クロストークノイズを考慮したデジタル信号波形を生成する。
【０１０５】
（ＬＣ値算出部１１４によるＬＣ値の算出方法）
以下、ＬＣ値算出部１１４による、伝送線路のＳｐａｒａｍｅｔｅｒからの、ＬＣ値算出方法を説明する。まず、ＬＣ値算出部１１４は、Ｓｐａｒａｍｅｔｅｒから、下記数式（１６）および（１７）により、特性インピーダンスＺｃと伝搬定数γとを導出する。但し、ＺｏはＳｐａｒａｍｅｔｅｒの基準インピーダンス、Ｓ１１は反射特性、Ｓ２１は挿入損失を表す。
【０１０６】
【数５】
2019164752.tif 000007
【０１０７】
【数６】
2019164752.tif 000008
【０１０８】
次に、ＬＣ値算出部１１４は、特性インピーダンスＺｃおよび伝搬定数γから、下記数式（１８）および（１９）により、ＬＣ値を導出する。
【０１０９】
Ｌ（ω）＝Ｉｍ｛γＺｃ｝／ω・・・（１８）
【０１１０】
Ｃ（ω）＝Ｉｍ｛γ／Ｚｃ｝／ω・・・（１９）
【０１１１】
（クロストークノイズ波形生成部１１６によるクロストークノイズ波形の生成方法）
図１７は、ノイズ源となる伝送経路における信号の入力波形と、ノイズを受ける伝送経路におけるＮＥＸＴ波形とを示す図である。図１８は、ノイズ源となる伝送経路における信号の出力波形と、ノイズを受ける伝送経路におけるＦＥＸＴ波形とを示す図である。
【０１１２】
クロストークノイズ波形は、ノイズ源となる信号を伝送線路のどの端に入力するかによって変化する。例えば、図１５に示す例において、伝送線路１の左端にノイズ源となる信号を入力した場合、ノイズを受ける伝送線路２では、左端と右端でノイズ波形が異なる。ノイズ源の入力に近い端に表れるクロストークノイズは、ＮＥＸＴ（Near End XTalk）と呼ばれ、遠い端に現れるクロストークノイズは、ＦＥＸＴ（Far End XTalk）と呼ばれる。
【０１１３】
図１７に示す入力波形において、Ｖｉｎは、ノイズ源となる信号の入力波形の振幅を示す。また、ＳＲｉｎは、ノイズ源となる信号の入力波形の傾きを示す。また、Ｔｉｎｉｔ＿ａは、ノイズ源となる信号の初期遅延時間を示す。また、Ｔｒｆｉｎは、ノイズ源となる信号の入力波形のＨＬの遷移期間を示す。また、ＵＩａは、ノイズ源となる信号のユニットインターバルを示す。
【０１１４】
また、図１８に示す出力波形において、Ｔｄｌｙａは、ノイズ源となる信号配線の伝送線路遅延時間を示す。また、Ｔｒｆｏｕｔは、ノイズ源となる信号の出力波形のＨＬの遷移期間を示す。
【０１１５】
なお、図１７および図１８に示す各パラメータ値は、解析条件として入力されるか、もしくは、ＩＢＩＳ解析処理またはＳｐａｒａｍｅｔｅｒ解析処理によって算出される。
【０１１６】
また、図１７に示すＮＥＸＴ波形において、Ｖｎｅｘｔは、ＮＥＸＴの電圧を示す。また、ＳＲｎｅｘｔ１は、ＮＥＸＴの第一の遷移期間の傾きを示す。また、ＳＲｎｅｘｔ２は、ＮＥＸＴの第二の遷移期間の傾きを示す。また、Ｔｎｅｘｔは、ＮＥＸＴの期間を示す。また、ｔｎ１およびｔｎ２は、ＮＥＸＴの開始時間を示す。
【０１１７】
図１８に示すＮＥＸＴ波形において、ＶｆｅｘｔはＦＥＸＴの電圧を示す。また、ＳＲｆｅｘｔ１は、ＦＥＸＴの第一の遷移期間の傾きを示す。また、ＳＲｆｅｘｔ２は、ＦＥＸＴの第二の遷移期間の傾きを示す。また、Ｔｆｅｘｔは、ＦＥＸＴの期間を示す。また、ｔｆ１およびｔｆ２は、ＦＥＸＴの開始時間を示す。また、Ｔｄｌｙｂは、ノイズを受ける信号配線の伝送線路遅延時間を表す。
【０１１８】
クロストークノイズ波形生成部１１６は、クロストークノイズ波形作成処理において、Ｖｎｅｘｔ、ＳＲｎｅｘｔ１、ＳＲｎｅｘｔ２、Ｔｎｅｘｔ、ｔｎ１、ｔｎ２、Ｖｆｅｘｔ、ＳＲｆｅｘｔ１、ＳＲｆｅｘｔ２、Ｔｆｅｘｔ、ｔｆ１、およびｔｆ２を算出することにより、クロストークノイズ波形を生成することができる。
【０１１９】
具体的には、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（２０）により、Ｖｎｅｘｔを算出する。但し、Ｖｎｅｘｔは、下記関係式（２１）を満たす。また、下記数式（２０）において、Ｃ、Ｃｍ、Ｌ、およびＬｍは、ＬＣ値算出部１１４によって算出された値が用いられる。
【０１２０】
【数７】
2019164752.tif 000009
【０１２１】
【数８】
2019164752.tif 000010
【０１２２】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（２２）により、ＳＲｎｅｘｔ１を算出する。
【０１２３】
ＳＲｎｅｘｔ１＝ＳＲｉｎ・・・（２２）
【０１２４】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（２３）により、Ｔｎｅｘｔを算出する。
【０１２５】
Ｔｎｅｘｔ＝２Ｔｄ・・・（２３）
【０１２６】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（２４）により、ｔｎ１を算出する。
【０１２７】
ｔｎ１＝Ｔｉｎｉｔ＿ａ・・・（２４）
【０１２８】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（２５）により、ｔｎ２を算出する。
【０１２９】
ｔｎ２＝Ｔｉｎｉｔ＿ａ＋ＵＩａ・・・（２５）
【０１３０】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（２６）により、Ｖｆｅｘｔを算出する。但し、Ｖｆｅｘｔは、下記関係式（２７）を満たす。また、下記数式（２６）において、Ｃ、Ｃｍ、Ｌ、およびＬｍは、ＬＣ値算出部１１４によって算出された値が用いられる。
【０１３１】
【数９】
2019164752.tif 000011
【０１３２】
【数１０】
2019164752.tif 000012
【０１３３】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（２８）により、Ｔｆｅｘｔを算出する。
【０１３４】
Ｔｆｅｘｔ＝Ｔｒｆｏｕｔ／２・・・（２８）
【０１３５】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（２９）により、ｔｆ１を算出する。
【０１３６】
ｔｆ１＝Ｔｉｎｉｔ＿ａ＋Ｔｄｌｙｂ・・・（２９）
【０１３７】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、下記数式（３０）により、ｔｆ２を算出する。
【０１３８】
ｔｆ２＝Ｔｉｎｉｔ＿ａ＋Ｔｄｌｙｂ＋ＵＩａ・・・（３０）
【０１３９】
なお、Ｔｄは、２本の伝送配線が並走する区間の伝送線路遅延時間を表す。但し、Ｔｄの代わりに、ＴｄｌｙａおよびＴｄｌｙｂのうちの大きいほうの値を使用して、より悲観的なノイズ波形を作成してもよい。
【０１４０】
また、クロストークノイズ波形生成部１１６は、従来のＳｐａｒａｍｅｔｅｒ解析処理における傾き変動量の導出手法を用いて、スルーレートＶｉｎ／Ｔｒｆ＿ｌｉｎｅを、ＳＲｆｅｘｔ１およびＳＲｆｅｘｔ２として導出する。但し、Ｔｒｆ＿ｌｉｎｅには、ノイズの影響を受ける伝送線路の挿入損失を代入する。また、ＳＲｆｅｘｔ１は、ノイズ源の伝送線路における波形のスルーレートと正負が反転したものとなる。なお、Ｖｉｎは、従来のＳｐａｒａｍｔｅｒ解析処理における振幅変動量の導出手法を用いて、より精度の高い値を用いてもよい。
【０１４１】
同様に、クロストークノイズ波形生成部１１６は、従来のＳｐａｒａｍｅｔｅｒ解析処理における傾き変動量の導出手法を用いて、ＳＲｎｅｘｔ２を算出する。但し、パラメータＳ２１には、ノイズの影響を受ける伝送線路の挿入損失を２倍して代入する。また、ＳＲｎｅｘｔ２は、ノイズ源の伝送線路におけるスルーレートと正負が反転したものとなる。
【０１４２】
クロストークノイズ波形生成部１１６は、このように算出された各パラメータを用いて、ＦＥＸＴ波形およびＮＥＸＴ波形を有するクロストークノイズ波形を生成する。そして、波形合成部１１８は、クロストークノイズ波形生成部１１６によって生成されたクロストークノイズ波形を、デジタル信号波形生成部１１０によって生成されたデジタル信号波形に対して合成する。これにより、波形合成部１１８は、クロストークノイズを考慮したデジタル信号波形を生成する。
【０１４３】
なお、ｎ本の伝送配線があるとき、ある１本の伝送配線は他の全ての伝送配線にクロストークノイズをもたらす。１本の伝送配線につき、ｎ−１のクロストークノイズが存在する。したがって、ｎ本の伝送配線があるとき、全クロストークノイズ数は、ｎ（ｎ−１）となる。このため、ｎ本の伝送配線を持つＳｐａｒａｍｔｅｒでは、ｎ（ｎ−１）のクロストークノイズ波形が作成される。 
【０１４４】
（波形合成部１１８によるクロストークノイズ波形の合成方法の具体例）
図１９は、図１５に示すＳｉｇｎａｌＡおよびＳｉｇｎａｌＢのそれぞれについて、入力端側および出力端側の各々のデジタル信号波形の一例を示す図である。図１９において、クロストークノイズの影響を考慮しないデジタル信号波形を実線で示す。また、クロストークノイズの影響を受けたデジタル信号波形を破線で示す。また、クロストークノイズの影響を受けたデジタル信号波形におけるアイパターンの内側部分をハッチングで示す。
【０１４５】
図１９に示すように、ＳｉｇｎａｌＡとＳｉｇｎａｌＢとの間で、相互にクロストークノイズが発生する。このため、ＳｉｇｎａｌＡは、ＳｉｇｎａｌＢからのクロストークノイズの影響を受けたものとなる。また、ＳｉｇｎａｌＢは、ＳｉｇｎａｌＡからのクロストークノイズの影響を受けたものとなる。
【０１４６】
既に説明したとおり、第３実施形態に係る解析装置１００Ｂは、クロストークノイズ波形を生成し、当該クロストークノイズ波形をデジタル信号波形に合成する。例えば、解析装置１００Ｂは、ＳｉｇｎａｌＡに対し、ＳｉｇｎａｌＢからのクロストークノイズに相当するクロストークノイズ波形を合成する。また、例えば、解析装置１００Ｂは、ＳｉｇｎａｌＢに対し、ＳｉｇｎａｌＡからのクロストークノイズに相当するクロストークノイズ波形を合成する。
【０１４７】
これにより、第３実施形態に係る解析装置１００Ｂは、ＳｉｇｎａｌＡおよびＳｉｇｎａｌＢの各々に対し、実際に影響を受けたクロストークノイズと、デジタル信号波形に合成されたクロストークノイズ波形とを相殺し、その結果、クロストークノイズの影響を受けた後のデジタル信号波形を、理想的なデジタル信号波形（図１９に示す、クロストークノイズの影響を考慮しないデジタル信号波形）とすることができる。
【０１４８】
以上、本発明の好ましい実施形態について詳述したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形又は変更が可能である。
【符号の説明】
【０１４９】
１０  プリント基板
１１，１５  半導体パッケージ
１２，１６  半導体集積回路
１３  出力バッファ回路
１４  伝送線路
１７  入力バッファ回路
１００，１００Ａ，１００Ｂ  解析装置
１０２  第１入力部
１０４  第２入力部
１０６，１０６Ａ  第３入力部
１０８，１０８Ａ  算出部
１１０  デジタル信号波形生成部
１１２  デジタル信号波形判定部
１１４  ＬＣ値算出部
１１６  クロストークノイズ波形生成部
１１８  波形合成部
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１５０】
【特許文献１】特開２００２−９２０５９号公報
【図１】
2019164752.tif 000013
【図２】
2019164752.tif 000014
【図３】
2019164752.tif 000015
【図４】
2019164752.tif 000016
【図５】
2019164752.tif 000017
【図６】
2019164752.tif 000018
【図７】
2019164752.tif 000019
【図８】
2019164752.tif 000020
【図９】
2019164752.tif 000021
【図１０】
2019164752.tif 000022
【図１１】
2019164752.tif 000023
【図１２】
2019164752.tif 000024
【図１３】
2019164752.tif 000025
【図１４】
2019164752.tif 000026
【図１５】
2019164752.tif 000027
【図１６】
2019164752.tif 000028
【図１７】
2019164752.tif 000029
【図１８】
2019164752.tif 000030
【図１９】
2019164752.tif 000031