(57)【要約】      （修正有）【課題】高調波の振幅レベルを検出することができる半導体装置を提供する。【解決手段】半導体装置１００は、交流信号を同相で合成し、直流と偶数次高調波を出力する同相検知回路１０３と、数次高調波の振幅レベルを得る検波回路１０４と、振幅レベルが最小となるように交流信号を制御する制御回路１０５と、を備える。検波回路は、偶数次高調波に基づいて、二次高調波の信号の振幅レベルを直流電圧とする直流信号を生成して出力する検波器と、直流信号に含まれる高周波成分を抑圧するＬＰＦと、高調波成分を抑圧した抑圧直流信号を増幅する増幅回路と、増幅後の二次高調波の振幅レベルの信号と参照電圧とを比較し、二次高調波の検波信号の電圧と所定の電圧との比較結果を出力する比較器と、を備える。制御回路は、比較結果に応じて、交流信号を制御する。【選択図】図２
2019118132.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流信号を同相で合成し、直流と偶数次高調波を出力する同相検知回路と、
前記偶数次高調波の振幅レベルを得る検波回路と、
前記振幅レベルが最小となるように前記交流信号を制御する制御回路と、を備えた半導体装置であって、
前記検波回路は、
前記偶数次高調波に基づいて、二次高調波の信号の振幅レベルを直流電圧とする直流信号を生成して出力する検波器と、
前記直流信号に含まれる高周波成分を抑圧するＬＰＦ回路と、
前記高調波成分を抑圧した抑圧直流信号を増幅する増幅回路と、
増幅後の二次高調波の振幅レベルの信号と参照電圧とを比較し、二次高調波の検波信号の電圧と所定の電圧との比較結果を出力する比較器と、を備え、
前記制御回路は、前記比較結果に応じて、前記交流信号を制御する、半導体装置。
【請求項２】
前記参照電圧を生成する参照電圧生成回路をさらに備え、
前記参照電圧生成回路は、第１の参照電圧と第２の参照電圧を生成し、前記二次高調波の振幅レベルは、前記第１の参照電圧と前記第２の参照電圧の差電圧に基づいて決定される、請求項１に記載の半導体装置。
【請求項３】
前記検波器は、前記同相検知された信号に前記第２の参照電圧を加え、前記第１の参照電圧と共に検波することで、前記二次高調波の信号の振幅レベルを直流電圧とする直流信号を生成する、請求項２に記載の半導体装置。
【請求項４】
前記ＬＰＦ回路は、電源電位と前記第１のトランジスタとの間に抵抗とキャパシタとを並列に接続し、
電源電位と前記第２のトランジスタとの間に抵抗を接続する請求項３に記載の半導体装置。
【請求項５】
前記比較器は、前記二次高調波と前記第２の参照電圧とを加算し、増幅した信号を検波した信号の電圧と、前記第１の参照電圧を検波した信号の電圧とを比較する請求項４に記載の半導体装置。
【請求項６】
デューティ比を変化させて交流信号を増幅し、前記同相検知回路に出力する交流出力回路を備え、
前記制御回路は、前記比較器における比較結果に基づいて、前記交流信号のデューティ比と二次高調波の関係から、前記交流信号の二次高調波の振幅が最小値となるデューティ比を前記交流出力回路に指示する請求項１に記載の半導体装置。
【請求項７】
前記制御回路は、前記比較器における２つの電圧が等しくなる２点のデューティ比の中点を、前記二次高調波の振幅が最小値となるデューティ比として前記交流出力回路に指示する請求項６に記載の半導体装置。
【請求項８】
デューティ比を変化させて交流信号を前記同相検知回路に出力する交流出力回路を備え、
前記制御回路は、前記検波回路において検波された信号に基づいて、前記交流信号のデューティ比と二次高調波の関係から、前記交流信号の二次高調波の振幅が最小値となるデューティ比を前記交流出力回路に指示する請求項１に記載の半導体装置。
【請求項９】
第１の参照電圧と第２の参照電圧とを生成する参照電圧生成回路を備え、
前記ＬＰＦ回路は、前記二次高調波と前記第２の参照電圧とを加算した信号に対する第１抵抗と、前記第１の参照電圧の信号に対する第２抵抗と、前記第１抵抗と前記第２抵抗との間を接続するキャパシタと、一方の抵抗と接地電位との間に接続されるキャパシタとを備える請求項１に記載の半導体装置。
【請求項１０】
第１の参照電圧と第２の参照電圧とを生成する参照電圧生成回路を備え、
前記ＬＰＦ回路は、前記二次高調波と前記第２の参照電圧とを加算した信号と、前記第１の参照電圧の信号との間に容量を形成するキャパシタを備える請求項２に記載の半導体装置。
【請求項１１】
前記検波回路において検波された二次高調波の信号の電位をアナログデジタル変換するＡＤ変換回路を備える請求項１に記載の半導体装置。
【請求項１２】
デューティ比を変化させて交流信号を前記同相検知回路に出力する交流出力回路と、
前記ＡＤ変換回路においてアナログデジタル変換された信号に基づいて、デューティ比の最適値を再度サーチするか否か判断する制御回路と、を備える請求項１１に記載の半導体装置。
【請求項１３】
送信データを変調するモデムと、
無線周波数の信号を発生し、変調後の送信データに対して無線周波数に変換して送信信号を得る局部発振器と、
交流信号を同相で合成し、直流と偶数次高調波を出力する同相検知回路と、
前記偶数次高調波の振幅レベルを得る検波回路と、
前記振幅レベルが最小となるように前記交流信号を制御する制御回路と、を備えた半導体装置であって、
前記検波回路は、
前記偶数次高調波に基づいて、二次高調波の信号の振幅レベルを直流電圧とする直流信号を生成して出力する検波器と、
前記直流信号に含まれる高周波成分を抑圧するＬＰＦ回路と、
前記高調波成分を抑圧した抑圧直流信号を増幅する増幅回路と、
増幅後の二次高調波の振幅レベルの信号と参照電圧とを比較し、二次高調波の検波信号の電圧と所定の電圧との比較結果を出力する比較器と、を備え、
前記制御回路は、前記比較結果に応じて、前記交流信号を制御する、
半導体装置と、
増幅後の送信信号を無線送信するアンテナと、
を備える無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は半導体装置及び無線通信装置に関し、例えば二次高調波を抑圧するキャリブレーションを行う半導体装置及び無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、Bluetooth（登録商標）等の無線を用いるコンピュータ機器の需要が増加しており、また、ウェアラブルデバイスに搭載するために、無線回路の１チップ化などが要求されていることから、マイコンやＳｏＣ（System on a Chip）などの半導体装置への無線回路の搭載が増加している。
【０００３】
半導体装置に搭載される無線回路は、半導体装置とともに基板に備えるチップ抵抗やチップインダクタと接続して無線装置を構成している。これらの無線装置では、送信信号の電力を増幅してアンテナより無線信号として送信するが、送信信号の増幅に用いるＤ級アンプでは、パルス幅変調やパルス密度変調を応用し、スイッチング回路で電力増幅を行う際に送信信号の電力を増幅する際に高調波が発生してしまう。
【０００４】
この高調波の抑圧する技術として、特許文献１が知られている。特許文献１では、増幅後の送信信号をＬＰＦ（Low Pass Filter）に通すことにより、送信信号より周波数の高い高調波を抑圧している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第５９７３５６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の装置では、電力の大きい送信信号を通すＬＰＦが必要であり、このＬＰＦを備えない場合、高調波がどの程度出ているかを知ることができない問題があった。
【０００７】
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
一実施の形態によれば、半導体装置は、同相検知回路と、検波回路を備え、同相検知回路は、交流信号を同相検知し、検波回路は、同相検知回路から出力された偶数次高調波の振幅レベルを検波する。
【発明の効果】
【０００９】
前記一実施の形態によれば、高調波の振幅レベルを検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態に係る半導体装置の概要構成を示す構成図である。
【図２】実施の形態１に係る半導体装置の構成を示す図
【図３】パルス波形の一例を示す図
【図４】アンプのデューティ比と高調波の振幅レベルとの関係を示す図
【図５】アンプのデューティ比と、検波後の二次高調波の電圧との関係を示す図
【図６】アンプのデューティ比と、検波後の二次高調波の電圧との関係を示す図
【図７】アンプのデューティ比と、同相検知後の直流信号との関係を示す図
【図８】アンプのデューティ比と、検波後の二次高調波の電圧との関係を示す図
【図９】実施の形態１の検波回路の構成を示すブロック図
【図１０】実施の形態１の検波回路の構成を示す回路図
【図１１】検波器１１２に入力される信号を示す図
【図１２】検波後の信号を示す図
【図１３】交流抑圧後の信号の例を示す図
【図１４】増幅後の信号の例を示す図
【図１５】実施の形態２の検波回路の構成を示す回路図
【図１６】増幅回路１１４に入力する信号の例を示す図
【図１７】実施の形態３に係る半導体装置の構成を示す図
【図１８】実施の形態３の検波回路の構成を示す回路図
【図１９】実施の形態４に係る半導体装置の構成を示す図
【図２０】アンプのデューティ比と、比較信号の電圧との関係を示す図
【図２１】実施の形態５に係る無線通信装置の構成を示す図
【図２２】実装基板の一例を示す図
【図２３】従来の無線通信装置の回路の一例を示す図
【図２４】本実施の形態の無線通信装置の回路の一例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。
【００１２】
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、応用例、詳細説明、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。
【００１３】
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（動作ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数等（個数、数値、量、範囲等を含む）についても同様である。
（実施の形態の概要）
【００１４】
図１は、実施の形態に係る半導体装置の概要構成を示す構成図である。図１に示すように、実施の形態に係る半導体装置１０は、交流信号を同相検知する同相検知回路１１と、同相検知回路から出力された偶数次高調波の振幅レベルを検出する検波回路１２とを備えている。
【００１５】
同相検知回路１１は、差動信号である交流信号を同相で合成することにより、奇数次高調波を打ち消し、直流と偶数次高調波を得る。そして、同相検知回路は、得られた信号を検波回路１２に出力する。
【００１６】
検波回路１２は、検波により同相検知後の信号から偶数次高調波の振幅レベルを得て、検波した振幅レベルを出力する。
【００１７】
図１のように、交流信号を同相検知し、同相検知した信号を検波することにより、高調波の振幅レベルを検出することができる。
（実施の形態１）
【００１８】
以下、図面を参照して実施の形態１について説明する。図２は、実施の形態１に係る半導体装置の構成を示す図である。図２に示すように、半導体装置１００は、交流出力回路１０１と、バラン１０２と、同相検知回路１０３と、検波回路１０４と、制御回路１０５と、を備えている。
【００１９】
交流出力回路１０１は、入力された、差動信号である交流信号を増幅し、増幅後の交流信号をバラン１０２と同相検知回路１０３に出力する。例えば、交流出力回路は、Ｄ級アンプを用いて交流信号を増幅する。Ｄ級アンプでは、パルス幅変調を用いて、スイッチング回路で電力増幅を行う。
【００２０】
バラン１０２は、差動信号である交流信号を、平衡−非平衡変換し、アンテナを介して無線信号として送信する。
【００２１】
同相検知回路１０３は、差動信号である交流信号を同相で合成することにより、奇数次高調波を打ち消し、直流と偶数次高調波を得る。そして、同相検知回路１０３は、得られた信号を検波回路１０４に出力する。例えば、同相検知回路１０３は、差動信号同士を、抵抗を介して合成する回路で構成されても良い。
【００２２】
検波回路１０４は、同相検知後の信号を検波して偶数次高調波の振幅レベルを得る。そして検波回路１０４は、検波した振幅レベルを制御回路１０５に出力する。
【００２３】
制御回路１０５は、交流出力回路のパラメータを制御し、検波回路１０４から得られた振幅レベルが最小となる値にパラメータを決定する。例えば、制御回路１０５は、交流出力回路１０１のＤ級アンプのパルス幅変調におけるデューティ比を変化させ、デューティ比と偶数次高調波の振幅レベルとの関係を得る。そして、制御回路１０５は、偶数次高調波の振幅レベルが最小となるデューティ比を交流出力回路１０１に指示する。
【００２４】
Ｄ級アンプは、デューティ比が変化すると、発生する高調波の振幅レベルも変化する。図３は、パルス波形の一例を示す図である。図３において、横軸は時刻を示し、縦軸は電圧を示す。また図３において、πは半周期の時間を示し、αはパルス波形の中心から電圧が変化するまでの時間を示す。
【００２５】
図３において、パルス波形の電圧は以下の式（１）で示される。
【数１】
2019118132.tif 000003
式（１）において、ωはパルス信号の周波数を示し、ｔは時刻を示す。またｋは自然数を意味する。
【００２６】
ここでデューティ比が０．５である場合、α＝π／２となり、パルス波形の電圧は以下の式（２）で示される。
【数２】
2019118132.tif 000004
【００２７】
一方、デューティ比が０．５からずれた場合、α＝β＋π／２（ベータは任意の値）となり、パルス波形の電圧は以下の近似式（３）で示される。
【数３】
2019118132.tif 000005
【００２８】
式（３）において、直流成分は１／２＋β／２で表され、二次高調波は以下の式（４）で表される。
【数４】
2019118132.tif 000006
【００２９】
ここでβの値が小さい場合、Ｓｉｎβはβで近似できるので、二次高調波はβ／πに近似される。すなわち、二次高調波はデューティ比が0.5からずれるほど大きくなる。実施の形態１の半導体装置１００は、デューティ比のずれを、デューティ比と高調波の振幅レベルとの関係から検出する。
【００３０】
具体的には、交流出力回路１０１に入力される差動信号を以下の式（５）、式（６）で定義される。
【数５】
2019118132.tif 000007
【数６】
2019118132.tif 000008
【００３１】
同相検知回路１０３は、差動信号の電圧同士を相加平均することになる。従って、同相検知回路１０３の出力は、以下の式（７）で示される。
【数７】
2019118132.tif 000009
【００３２】
ここで、αをＤ（１周期のうち”Ｈ”の時間／１周期の時間  ＭＡＸ＝１）で書き直すと、同相検知回路１０３の出力は、以下の式（８）で示される。式（８）において、Ｄは０＜Ｄ＜１の範囲である。
【数８】
2019118132.tif 000010
【００３３】
式（８）で示される出力信号において、3次以上の成分は自然な減衰で無視できることから、式（８）の先頭の２項のみに注目して記載すると、式（９）となる。
【数９】
2019118132.tif 000011
【００３４】
ここで、第1項の係数（ｅ１）および第２項の係数（ｅ２）は、式（１０）、式（１１）で示され、共に単調増加および単調減少の係数となる。
【数１０】
2019118132.tif 000012
【数１１】
2019118132.tif 000013
【００３５】
ＶＣＭＤＥＴ＿Ｏの信号は、次に検波回路１０４に入力される。検波回路１０４は、誤動作を防ぐ目的で、ＤＣ成分を除去する機能及び主に振幅のピーク値を検出する機能を有した回路で構成され、ピーク検波回路出力波形（ＶＤＥＴ＿Ｏ）における係数は、係数ｅ１／ｅ２から算出され、式（１２）、式（１３）となる。
【数１２】
2019118132.tif 000014
【数１３】
2019118132.tif 000015
【００３６】
ここでｅ２成分を検出するのが検波回路１０４であり、検波回路１０４内のＬＰＦで高域を除去したＶＬＰＦ＿Ｏは以下の式（１４）で表すことができる。
【数１４】
2019118132.tif 000016
【００３７】
式（１４）において、Ｄ＝０．５になる値が、二次高調波を最も抑圧できるデューティ比である。図４は、アンプのデューティ比と高調波の振幅レベルとの関係を示す図である。図３において、横軸は、交流出力回路１０１のＤ級アンプのデューティ比を示し、縦軸は同相検知回路１０３において検波により得られた二次高調波の振幅を示す。
【００３８】
図４に示すように、デューティ比がＰ０の点において、二次高調波の振幅が最小になる。また、二次高調波の振幅の値は、デューティ比がＰ０の点を中心とした左右対称の値を取る。
【００３９】
半導体装置１００では、二次高調波を含む偶数次高調波の信号を検波して、二次高調波の振幅が最小になるデューティ比をサーチする。ここでサーチの例について図５を用いて説明する。図５は、アンプのデューティ比と、検波後の二次高調波の電圧との関係を示す図である。図５において、横軸は、交流出力回路１０１のＤ級アンプのデューティ比を示し、縦軸は検波回路１０４において検波により得られた二次高調波の振幅を示す。
【００４０】
図５に示すように、検波後の二次高調波の電圧は、図４の検波前の二次高調波の振幅レベルと同様に、デューティ比がＰ０の点において、検波後の信号の電圧が最小になる。また、検波後の信号の電圧は、デューティ比がＰ０の点を中心とした左右対称の値を取る。
【００４１】
制御回路１０５は、図５に示すデューティ比と、検波後の二次高調波の電圧との関係から検波後の信号の電圧が最小になるデューティ比をサーチする。単純に検波後の信号の電圧が最小点を決定しても良いし、検波後の信号の電圧が等しいデューティ比の中点を求めることによりに検波後の信号の電圧が最小点を決定しても良い。図５では、検波後の信号の電圧が、閾値となる電圧である０Ｖと等しくなるデューティ比Ｐ１及びＰ２をサーチし、Ｐ０＝（Ｐ１＋Ｐ２）／２の式から中点となるＰ０を求めている。なお、閾値となる電圧は０Ｖでなくても良く、任意の電圧としても良い。閾値をＶＣＭＰ＿ＲＥＦとすると、ＶＬＰＦ＿Ｏ＝ＶＣＭＰ＿ＲＥＦとなる２点のデューティ比Ｄ１、Ｄ２は、それぞれ式（１５）、式（１６）で示される。
【数１５】
2019118132.tif 000017
【数１６】
2019118132.tif 000018
【００４２】
ここでＤ１とＤ２の中点はＤｃ＝０．５×（Ｄ１＋Ｄ２）とした場合、式（１７）が得られる。
【数１７】
2019118132.tif 000019
【００４３】
式（１７）において、Ｄｃは０＜｛Ｄｃ，Ｄ１，Ｄ２｝＜１の制約よりＤｃ＝０．５が解となる。デューティ比に関する変数をＴＸＤＵＴＹ＿Ｐ／Ｎといったディジタルビットで制御し、最適点を検索しても良い。
【００４４】
中点により最適なデューティ比を求める方法はノイズに強いという効果を有する。例えば、二次高調波の検波レベルが低い場合、ノイズフロアの影響により、検波後の信号において、電圧の低い部分がノイズに埋もれてしまう。図６は、アンプのデューティ比と、検波後の二次高調波の電圧との関係を示す図である。図５と同様に図６において、横軸は、交流出力回路１０１のＤ級アンプのデューティ比を示し、縦軸は検波回路１０４において検波により得られた二次高調波の振幅を示す。
【００４５】
図６において、デューティ比Ｐ０付近では、信号がノイズに埋もれてしまっている。したがって、電圧が最小である点をサーチする方法では、最小点がノイズに埋もれており、電圧が最小となる点を見つけることができない。
【００４６】
一方、所定の電圧となる二点の中点から最適なデューティ比を求める方法では、ノイズに埋もれていない部分の信号からデューティ比を算出するので、ノイズの影響を受けずに最適なデューティ比を求めることができる。
【００４７】
また、実施の形態１の半導体装置は、信号電圧のオフセットに影響されずに最適なデューティ比を求めることができる効果を有する。
【００４８】
例えば、交流出力回路１０１が増幅した信号のうち、直流成分から最適なデューティ比を求める方法が考えられる。図７は、アンプのデューティ比と、同相検知後の直流信号との関係を示す図である。図７に示すように、アンプのデューティ比と、同相検知後の直流信号とは、直線関係になっているので、最適なデューティ比は所定の閾値電圧（例えば０Ｖ）と等しくなる点をサーチする。
【００４９】
しかしながら、装置を構成する部品のばらつきにより、直流信号に電圧のオフセットが入る場合、破線で示す斜線のように電圧が０Ｖであるデューティ比はＰ０’になってしまい、最適なデューティ比であるはずのＰ０とは異なる点を最適なデューティ比と誤って認定してしまう可能性がある。
【００５０】
一方、実施の形態１の半導体装置では、二次高調波が、最適なデューティ比を中心とした線対称の特性を有するので信号に電圧のオフセットが入っていても、最適なデューティ比を求めることができる。図８は、アンプのデューティ比と、検波後の二次高調波の電圧との関係を示す図である。図５、６と同様に図８において、横軸は、交流出力回路１０１のＤ級アンプのデューティ比を示し、縦軸は検波回路１０４において検波により得られた二次高調波の振幅を示す。図８において、破線は電圧にオフセットが入った検波後の信号である。電圧のオフセットにより、電圧が閾値となる０Ｖと等しくなる点はＰ１’及びＰ２’にそれぞれずれるが、Ｐ１とＰ２の中点は、Ｐ１’とＰ２’の中点と同じＰ０であるので、最適なデューティ比を決定することができる。
【００５１】
次に、実施の形態１の検波回路１０４の内部構成について説明する。図９は、実施の形態１の検波回路の構成を示すブロック図である。図９において、検波回路１０４は、参照電圧生成回路１１１と、検波器１１２と、ＬＰＦ１１３と、増幅回路１１４と、比較器１１５とを備える。
【００５２】
参照電圧生成回路１１１は、検波器１１２で用いる参照電圧を生成する。例えば、参照電圧生成回路１１１は２種類の参照電圧ＶＲＥＦ１とＶＲＥＦ２とを生成する。この参照電圧ＶＲＥＦ１とＶＲＥＦ２の差電圧により検出する二次高調波の振幅レベルが決まる。すなわち、図５におけるＰ１及びＰ２に対応する電圧は、電圧ＶＲＥＦ１とＶＲＥＦ２の差電圧により決定される。
【００５３】
検波器１１２は、同相検知回路１０３において同相検知された信号にＶＲＥＦ２の電圧を加え、ＶＲＥＦ１と共に検波することにより、同相検知された二次高調波の信号の振幅レベルを直流電圧とする直流信号を得る。そして、検波器１１２は、得られた振幅レベルをＬＰＦ１１３に出力する。
【００５４】
ＬＰＦ１１３は、得られた振幅レベルの直流信号に含まれる高周波成分を抑圧して、増幅回路１１４に出力する。
【００５５】
増幅回路１１４は、直流信号を増幅して、比較器１１５に出力する。
【００５６】
比較器１１５は、増幅後の直流信号同士の電圧を比較する。比較対象となる２つ信号の電圧の差は、二次高調波の信号の振幅レベルと、２つの参照電圧の差を反映したものである。前述したように、参照電圧ＶＲＥＦ１とＶＲＥＦ２の差電圧により、図５におけるＰ１及びＰ２に対応する電圧決定される。すなわち、比較器１１５は、二次高調波の信号の検波信号の電圧が、所定の電圧より高いか低いかの結果を出力することになる。
【００５７】
制御回路１０５は、交流出力回路１０１のＤ級アンプのパルス幅変調におけるデューティ比を変化させ、比較器１１５の結果が変化する点のデューティ比を図５におけるＰ１またはＰ２として検出する。そして、制御回路１０５は、Ｐ１とＰ２の中点Ｐ０を最適なデューティ比として、交流出力回路１０１のＤ級アンプのパルス幅変調におけるデューティ比に反映させる。
【００５８】
次に、実施の形態１の検波回路１０４の具体的な回路の例について説明する。図１０は、実施の形態１の検波回路の構成を示す回路図である。
【００５９】
検波回路１０４は、抵抗Ｒ１−１、Ｒ１−２、Ｒ２−１、Ｒ２−２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９と、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と、電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３、ＦＥＴ４と、可変抵抗ＶＲ１−１、ＶＲ１−２と、スイッチＳＷ１と、電流源ＣＳ１とを備える。電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２は、例えばｐＭＯＳ−ＦＥＴであり、また電界効果トランジスタＦＥＴ３、ＦＥＴ４は、例えばｎＭＯＳ−ＦＥＴである。スイッチＳＷ１は、閉じることにより検波を実行可能とし、開くことにより検波を行わない。
【００６０】
図１０において、電源電位と接地電位の間に、抵抗Ｒ１−１、可変抵抗ＶＲ１の固定抵抗器、抵抗Ｒ２−１が直列に接続され、可変抵抗ＶＲ１の可変抵抗端子と、電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲートとの間に抵抗Ｒ３が接続されている。また、電源電位と接地電位の間に、抵抗Ｒ１−２、可変抵抗ＶＲ１２固定抵抗器、抵抗Ｒ２−２が直列に接続され、可変抵抗ＶＲ２の可変抵抗端子と、電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートとが接続されている。また、二次高調波の入力端子と電界効果トランジスタＦＥＴ１との間にキャパシタＣ１が接続されている。
【００６１】
検波器１１２内の回路構成では、電源電位と、電界効果トランジスタＦＥＴ１のソースとの間に、抵抗Ｒ４と、キャパシタ２とが並列に接続されている。また電源電位と、電界効果トランジスタＦＥＴ２との間に、抵抗Ｒ５が接続されている。電界効果トランジスタＦＥＴ１のドレイン及びＦＥＴ２のドレインと、接地電位との間に、スイッチＳＷ１が接続されている。
【００６２】
ＬＰＦ１１３は、抵抗Ｒ６、Ｒ７と、キャパシタＣ３、Ｃ４を備える。そして、電界効果トランジスタＦＥＴ１のソースと、電界効果トランジスタＦＥＴ２のソースと、電界効果トランジスタＦＥＴ４のゲートとの間に、抵抗Ｒ６が接続されている。また、電界効果トランジスタＦＥＴ３のゲートとの間に、抵抗Ｒ７が接続されている。また、増幅回路１１４側の抵抗Ｒ６の端子と、増幅回路１１４側の抵抗Ｒ７の端子との間に、キャパシタＣ３が接続されている。また、増幅回路１１４側の抵抗Ｒ７の端子と、接地電位との間に、キャパシタＣ４が接続されている。
【００６３】
増幅回路１１４内の回路構成では、電源電位と、電界効果トランジスタＦＥＴ３のソースとの間に、抵抗Ｒ８が接続されている。また、電源電位と、電界効果トランジスタＦＥＴ４のソースとの間に、抵抗Ｒ９が接続されている。電界効果トランジスタＦＥＴ３のドレインと、接地電位との間に、電流源が接続されている。また、電界効果トランジスタＦＥＴ４のドレインと、接地電位との間に、電流源が接続されている。そして、電界効果トランジスタＦＥＴ３のソースと、電界効果トランジスタＦＥＴ４のソースがそれぞれ出力端子に接続されている。
【００６４】
次に、この検波回路１０４の信号処理を以下に説明する。
【００６５】
入力端子から入力された二次高調波ＨＤ２は、キャパシタＣ１において直流成分を抑圧される。そして、直流成分を抑圧された二次高調波ＨＤ２に参照電圧ＶＲＥＦ２を加えた信号が電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲートに入力される。また、参照電圧ＶＲＥＦ１の信号が電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートに入力される。図１１は、検波器１１２に入力される信号を示す図である。図１１において、縦軸は電圧を示し、横軸は時刻を示す。また、図１１において、破線は参照電圧ＶＲＥＦ２の信号を示し、実線は、検波対象となる信号を示す。図１１に示すように検波器１１２には、二次高調波ＨＤ２に参照電圧ＶＲＥＦ２を加えた信号と、参照電圧ＶＲＥＦ１の信号が入力される。
【００６６】
検波器１１２において、二次高調波ＨＤ２に参照電圧ＶＲＥＦ２を加えた信号は検波され、二次高調波ＨＤ２の振幅を直流電圧に変換した信号となる。ここで、２つの参照電圧の差電圧をＶｒｆとし、二次高調波の振幅レベルを検波した後の電圧をＶＤＣ１とすると、電界効果トランジスタＦＥＴ１のソースから得られる検波電位はＶｏ２＝ＶＤＣ１＋Ｖｒｆで求められる。また電界効果トランジスタＦＥＴ２のソースから得られる検波電位をＶｏ１＝ＶＤＣとすると、電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２の電位差のうち、二次高調波の振幅レベルは、ΔＶｄ＝ＶＤＣ１−ＶＤＣとの関係になる。図１２は、検波後の信号を示す図である。図１２において、縦軸は電圧を示し、横軸は時刻を示す。また、図１２において、破線は参照電圧ＶＲＥＦ２の信号及び検波前の信号を示し、実線は検波後の信号を示す。図１２に示すように検波後の信号には、交流成分が一部残っている。
【００６７】
ＬＰＦ１１３は、検波後の信号の交流成分を抑圧する。図１３は、交流抑圧後の信号の例を示す図である。図１３において、縦軸は電圧を示し、横軸は時刻を示す。また、図１３において、破線は、参照電圧ＶＲＥＦ２の信号及び交流成分を示し、実線は交流抑圧後の信号を示す。そして、ＬＰＦ１１３を介した後、信号の電位は、それぞれＶｏ２’＝ＶＤＣ１＋ａ×Ｖｒｆ、Ｖｏ１’＝ＶＤＣとなる。ここでａは所定の定数である。
【００６８】
そして、増幅回路１１４は、交流抑圧後の信号を増幅する。図１４は、増幅後の信号の例を示す図である。図１４において、縦軸は電圧を示し、横軸は時刻を示す。また、図１４において、実線は増幅後の信号を示す。そして、増幅回路１１４から出力される各信号の電位差は、Ｖ（ＯＵＴ＿Ｎ）−Ｖ（ＯＵＴ＿Ｐ）＝Ａｖ×（ΔＶｄ＋ａ×Ｖｒｆ）となる。ここでＡｖは、増幅回路１１４における増幅率である。２つの信号の電位差は、二次高調波ＨＤ２の振幅を示す電圧と、閾値となる電圧との差を意味する。
【００６９】
したがって、比較器１１５において、２つの信号の電圧が等しいと判断される場合、二次高調波ＨＤ２の振幅を示す電圧が閾値に等しいことを意味する。この比較結果に基づいて、検波後の信号の電圧が、閾値となる電圧と等しくなるデューティ比Ｐ１及びＰ２をサーチし、Ｐ０＝（Ｐ１＋Ｐ２）／２の式から中点となるＰ０を最適なデューティ比として求めることができる。
【００７０】
最適なデューティ比の決定タイミングとしては、電源投入後に安定したタイミング等の所定の時期に、制御回路１０５は、設定しうるデューティ比の範囲を掃引するように変化させる。そして、制御回路１０５は、比較器１１５から得られる出力とデューティ比との関係から、検波後の二次高調波の信号の電圧が、閾値となる電圧と等しくなるデューティ比Ｐ１及びＰ２をサーチし、Ｐ１とＰ２の中点となるＰ０を最適なデューティ比として交流出力回路１０１のデューティ比を設定する。以上の動作により最適なデューティ比を求める交流出力回路１０１のキャリブレーションを実行することができる。
【００７１】
以上のように、実施の形態１は、交流出力回路から出力された交流信号を同相検知し、同相検知後の信号の偶数次高調波を検波することにより、高調波の振幅レベルを得ることができるので、高調波の振幅レベルを抑圧するために、交流出力回路を制御することができる。
（実施の形態２）
【００７２】
以下、図面を参照して実施の形態２について説明する。実施の形態１では、検波後の二次高調波の信号を、ＬＰＦを介して増幅回路に出力しているが、本実施の形態では、検波器と増幅回路との接続線同士をキャパシタで接続する。
【００７３】
図１５は、実施の形態２の検波回路の構成を示す回路図である。実施の形態１と同様の構成については同じ符番を付して説明を省略する。
【００７４】
図１５において、容量接続回路２０１は、キャパシタＣ２１を備える。そして、電界効果トランジスタＦＥＴ１のソースと電界効果トランジスタＦＥＴ３のゲートとを接続する線と、電界効果トランジスタＦＥＴ２のソースと電界効果トランジスタＦＥＴ４のゲートとを接続する線との間に、キャパシタＣ２１が接続されている。
【００７５】
キャパシタを挿入する事で、検波器１１２と増幅回路１１４との接続ライン間は交流的にショートすることと等価となる。高調波を検波した一方の信号のみに本来存在した高周波成分を、参照電圧の信号側にも同レベルで増幅回路１１４に入力することになる。図１６は、増幅回路１１４に入力する信号の例を示す図である。図１６において、縦軸は電圧を示し、横軸は時刻を示す。また、図１６において、破線は検波前の信号を示し、実線は、容量接続回路２０１により、高周波成分が双方に反映された信号を示す。
【００７６】
この高周波成分は、増幅回路１１４のＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｉｏ）を有効に使い、各信号の同レベルの高周波成分は増幅回路１１４の出力では除去される。除去される量は、ＲＣフィルタのカットオフ周波数と増幅回路１１４のＣＭＲＲの特性でそれぞれ決定される。
【００７７】
実施の形態２の半導体装置によれば、増幅回路のＣＭＲＲを利用して高調波成分を除去し、ＬＰＦを用いないので、ＬＰＦ回路の分の部品を削減することができ、半導体装置の省面積効果が期待できる。
（実施の形態３）
【００７８】
以下、図面を参照して実施の形態２について説明する。実施の形態１では、比較器を用いて、検波後の二次高調波の信号の電圧と閾値電圧とを比較しているが、本実施の形態では、アナログデジタル変換回路を備え、検波後の二次高調波の信号の電圧と閾値電圧との電位差をデジタル信号に変換する。
【００７９】
図１７は、実施の形態３に係る半導体装置の構成を示す図である。実施の形態１と同様の構成については同じ符番を付して説明を省略する。
【００８０】
図１７に示すように、半導体装置３００は、検波回路３０１と、ＡＤ変換回路３０２と、制御回路３０３を備える。
【００８１】
検波回路３０１は、同相検知後の信号を検波して偶数次高調波の振幅レベルを得る。そして検波回路３０１は、検波した振幅レベルを制御回路１０５に出力する。また検波回路３０１は、同相検知後の信号と参照電圧の信号をＡＤ変換回路３０２に出力する。
【００８２】
ＡＤ変換回路３０２は、同相検知後の信号と参照電圧の信号の電位差をアナログデジタル変換し、変換後のデジタル信号を制御回路３０３に出力する。
【００８３】
制御回路３０３は、交流出力回路のパラメータを制御し、検波回路３０１から得られた振幅レベルが最小となる値にパラメータを決定する。例えば、制御回路３０３は、交流出力回路１０１のＤ級アンプのパルス幅変調におけるデューティ比を変化させ、デューティ比と偶数次高調波の振幅レベルとの関係を得る。そして、制御回路３０３は、偶数次高調波の振幅レベルが最小となるデューティ比を交流出力回路１０１に指示する。
【００８４】
また、制御回路３０３は、ＡＤ変換回路３０２において変換されたデジタル信号に基づいて、二次高調波の変動をモニタリングする。詳細な動作については後述する。
【００８５】
次に、検波回路３０１の内部構成について説明する。図１８は、実施の形態３の検波回路の構成を示す回路図である。実施の形態１と同様の構成については同じ符番を付して説明を省略する。
【００８６】
図１８において、検波回路３０１は、スイッチＳＷ３１、ＳＷ３２、ＳＷ３３、ＳＷ３４を備える。
【００８７】
図１８に示すように、可変抵抗ＶＲ１の可変抵抗端子と、抵抗Ｒ６との間にスイッチＳＷ３１が接続されている。また、可変抵抗ＶＲ２の可変抵抗端子と、抵抗Ｒ７との間にスイッチＳＷ３１が接続されている。
【００８８】
そして、電界効果トランジスタＦＥＴ２のソースと、抵抗Ｒ６との間にスイッチＳＷ３３が接続されている。また、電界効果トランジスタＦＥＴ１のソースと、抵抗Ｒ７との間にスイッチＳＷ３４が接続されている。
【００８９】
ＳＷ３１とＳＷ３２は連動して開閉し、同様にＳＷ３３とＳＷ３４は連動して開閉する。そして、ＳＷ３１とＳＷ３２が開状態のときは、ＳＷ３３とＳＷ３４は閉状態であり、検波後の信号をＬＰＦ１１３に入力する。
【００９０】
またＳＷ３１とＳＷ３２が閉状態のときは、ＳＷ３３とＳＷ３４は開状態であり、検波器１１２をバイパスして二次高調波の信号及び参照電圧の信号と直接ＬＰＦ１１３に入力する。
【００９１】
以下、動作について説明する。実施の形態１または２の二次高調波を用いたキャリブレーションを実施した後、増幅回路１１４の出力をＡＤ変換回路にてモニタするように信号経路を切り替える。ここで、検波器１１２はバイパスし、ＡＤ変換回路には二次高調波に応じて単調に変化するＤＣ電圧（実施の形態１で述べたｅ１成分）が入力される。キャリブレーション終了時、増幅回路１１４の出力は、二次高調波が最小となる電圧（Ｖｏｐｔ）であり、このときの増幅回路１１４の出力を一時的にメモリに格納する。二次高調波が何らかの要因（例えば温度）で変動すると、追従して増幅回路１１４の出力も変化するので、
（１）            Ｖｏｐｔに近づけるようにｄｕｔｙを調整する。
（２）            Ｖｏｐｔと大きく外れていなければ、キャリブレーション動作を選択しない
のいずれか選択をする。
【００９２】
Ｖｏｐｔと大きく外れていないとの判断基準としては、電波法上許容される二次高調波のレベルである等が考えられる。
【００９３】
以上、実施の形態３の半導体装置によれば、急激な環境変動に対してでも、再度補正を実施するか、二次高調波の変動の度合いに応じてキャリブレーション動作を選択しない、のいずれかをアナログデジタル変換回路の出力に基づいて判断することにより補正時間を短縮することができる。
（実施の形態４）
【００９４】
以下、図面を参照して実施の形態４について説明する。実施の形態１では、二次高調波の振幅レベルを用いて最適なデューティ比をサーチしているが、本実施の形態では、二次高調波の位相を用いている。
【００９５】
図１９は、実施の形態４に係る半導体装置の構成を示す図である。実施の形態１と同様の構成については同じ符番を付して説明を省略する。
【００９６】
図１９に示すように、半導体装置４００は、同相検知回路４０１と、位相比較器４０２と、ＬＰＦ４０３と、比較器４０４と、制御回路４０５とを備える。
【００９７】
同相検知回路４０１は、交流出力回路１０１に入力される差動信号を同相で合成することにより、奇数次高調波を打ち消し、直流と偶数次高調波を得る。そして、同相検知回路４０１は、得られた信号を位相比較器４０２に出力する。
【００９８】
位相比較器４０２は、同相検知回路１０３から出力された信号と、同相検知回路４０１から出力された信号との位相を比較し、比較した結果を電圧とする比較信号を出力する。ＬＰＦ４０３は、比較信号の交流成分を抑圧して、比較器４０４に出力する。
【００９９】
比較器４０４は、比較信号と所定の閾値とを比較し、比較結果を制御回路４０５に出力する。制御回路４０５は、比較結果に基づいて、交流出力回路１０１を制御する。
【０１００】
次に実施の形態４の半導体装置の動作について説明する。図２０は、アンプのデューティ比と、比較信号の電圧との関係を示す図である。図２０において、横軸は、交流出力回路１０１のＤ級アンプのデューティ比を示し、縦軸は位相比較器４０２において得られた比較信号の電圧を示す。
【０１０１】
制御回路４０５は、図２０に示す、比較信号の電圧と閾値となる電圧とが等しくなるデューティ比をサーチし、得られたデューティ比を交流出力回路１０１に指示する。
【０１０２】
以上、実施の形態４の半導体装置によれば、差動信号の増幅前後の位相差を比較することにより、最適なデューティ比を検出することができる。
（実施の形態５）
【０１０３】
以下、図面を参照して実施の形態５について説明する。実施の形態５は、実施の形態１−４の半導体装置をＢＬＥ（Bluetooth(登録商標) Low Energy）に適用した例である。
【０１０４】
図２１は、実施の形態５に係る無線通信装置の構成を示す図である。実施の形態１と同様の構成については同じ符番を付して説明を省略する。
【０１０５】
図２１において、無線通信システム５００は、無線通信装置５０１と、ＭＣＵ５０２から構成される。また、図２１において、無線通信装置５０１は、モデム５０と、局部発振器５１と、パワーアンプ５２と、マッチング５３と、アンテナ５４と、ローノイズアンプ５５と、分周器５６と、ダウンコンバータ５７−１、５７−２と、ＬＰＦ５８−１、５８−２と、ＡＤ変換器５９−１、５９−２とから構成される。
【０１０６】
モデム５０は、ＭＣＵ５０２から出力された送信データを変調して送信信号を得て、局部発振器５１に出力する。また、モデム５０は、ＡＤ変換器５９−１及び５９−２から出力された受信信号を復調してＭＣＵ５０２に出力する。
【０１０７】
局部発振器５１は、無線で送信する周波数の信号を発生し、変調した送信信号に重畳してパワーアンプ５２に出力する。
【０１０８】
パワーアンプ５２は、実施の形態１−４のいずれかの半導体装置を含むパワーアンプである。パワーアンプ５２は、送信信号の電力を増幅して、マッチング５３に出力する。
【０１０９】
マッチング５３は、パワーアンプ５２とアンテナ５４とのインピーダンスを整合する。またマッチング５３は、アンテナ５４とローノイズアンプ５５とのインピーダンスを整合する。
【０１１０】
アンテナ５４は、送信信号を無線信号として送信し、受信した無線信号を受信信号としてマッチング５３に出力する。
【０１１１】
ローノイズアンプ５５は、受信信号の電力を増幅してダウンコンバータ５７−１及び５７−２に出力する。
【０１１２】
分周器５６は、局部発振器５１が発生した周波数の信号を分周器してダウンコンバータ５７−１及び５７−２に出力する。
【０１１３】
ダウンコンバータ５７−１及び５７−２は、受信信号を周波数変換してＬＰＦ５８−１、５８−２にそれぞれ出力する。
【０１１４】
ＬＰＦ５８−１及び５８−２は、受信信号の高周波成分を抑圧して、ＡＤ変換器５９−１、５９−２にそれぞれ出力する。
【０１１５】
ＡＤ変換器５９−１及び５９−２は、受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、モデム５０に出力する。
【０１１６】
以上、実施の形態５の無線通信装置によれば、二次高調波を用いた最適なデューティ比の検出を無線通信装置に適用することができるので、不要な高調波を無線で送信することが抑制される。
【０１１７】
また、無線通信装置に実装する際に、半導体装置に接続する外部部品の点数を削減することができる。
【０１１８】
図２２は、実装基板の一例を示す図である。図２２において、基板６００は、従来の無線通信装置を実装した基板であり、基板６００は、集積回路を備える半導体６０１と、ＬＰＦ６０２を有する。一方、基板６１０は、本実施の形態の無線通信装置を実装した基板であり、基板６１０は、本実施の形態の半導体６１１を有する。図２２に示すように、基板６１０は、基板６００に比べて基板上に実装された半導体以外の部品点数が少ない。
【０１１９】
具体的な部品数の削減を図２３及び２３を例に説明する。図２３は、従来の無線通信装置の回路の一例を示す図である。また図２４は、本実施の形態の無線通信装置の回路の一例を示す図である。図２３において、従来の無線通信装置７００は、増幅回路７０１と、ＬＰＦ７０２と、アンテナ７０３とを備える。一方、図２４において、本実施の形態の無線通信装置８００は、増幅回路７０１と、アンテナ７０３とを備える。
【０１２０】
図２３と図２４を比較すると、図２３に比べて図２４では、半導体装置の外部に接続する部品が少ない。すなわち、本実施の形態の無線通信装置８００は、上述の実施の形態１〜５で述べたように、同相検知後の信号の偶数次高調波を検波することにより、高調波の振幅レベルを得ることができるので、高調波の振幅レベルを抑圧するために、交流出力回路を制御することができるので、増幅後の高周波信号に対して高調波の振幅レベルを抑圧する構成が不要になる。増幅後の高周波信号に対するＬＰＦ回路は、微弱な信号に対するＬＰＦ回路に比べて、構成するキャパシタと抵抗のサイズが大きい。したがって、このＬＰＦ回路を不要とすることは、無線通信装置の小型化に大きく寄与するものである。
【０１２１】
なお、上記無線通信装置は、ＢＬＥを利用した無線通信装置委及びＢＬＥ以外の無線通信装置にも適用できる。
【０１２２】
具体的な適用例としては、本実施の形態の無線通信装置は、フィットネス、ヘルスケア分野で用いられる心拍計、血圧計、または歩数計とスマートフォン等のコンピュータ機器とを無線信号で通信する場合に、個々の装置に搭載することができる。
【０１２３】
また、自転車の走行内容を記録する装置にも適用できる。例えば、自転車の車輪及びハンドルに備えるセンサとハンドルに備える記録用のコンピュータとを無線信号で通信する場合に、個々の装置に搭載することができる。
【０１２４】
また、時刻合わせ、または時計にメール着信通知機能を備える時計に対して、ＮＴＰサーバ、メールサーバあるいはメールを受信するコンピュータ端末と、時計とが無線信号で通信する場合に、個々の装置に搭載することができる。
【０１２５】
また、キーレスエントリー装置、iBeacon（登録商標）等、装置間を無線信号で通信する場合に、個々の装置に搭載することができる。また、ウェアラブルデバイスに搭載することもできる。
【０１２６】
また、上記の各実施の形態に係る半導体装置では、半導体基板、半導体層、拡散層（拡散領域）などの導電型（ｐ型もしくはｎ型）を反転させた構成としてもよい。そのため、ｎ型、及びｐ型の一方の導電型を第１の導電型とし、他方の導電型を第２の導電型とした場合、第１の導電型をｐ型、第２の導電型をｎ型とすることもできるし、反対に第１の導電型をｎ型、第２の導電型をｐ型とすることもできる。
【０１２７】
また、上記実施の形態の装置を方法やシステムに置き換えて表現したもの、該装置または該装置の一部の処理をコンピュータに実行せしめるプログラム、該装置を備えた無線通信装置なども、本実施の形態としては有効である。
【０１２８】
また、上述した制御回路における制御動作及び制御動作を実現するプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（ｎｏｎ−ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ  ｃｏｍｐｕｔｅｒ  ｒｅａｄａｂｌｅ  ｍｅｄｉｕｍ）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（ｔａｎｇｉｂｌｅ  ｓｔｏｒａｇｅ  ｍｅｄｉｕｍ）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  ＰＲＯＭ）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ  ｃｏｍｐｕｔｅｒ  ｒｅａｄａｂｌｅ  ｍｅｄｉｕｍ）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
【０１２９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。
【符号の説明】
【０１３０】
１０、１００、３００、４００              半導体装置
１１            同相検知回路
１２            検波回路
１０１            交流出力回路
１０２            バラン
１０３、４０１        同相検知回路
１０４、３０１        検波回路
１０５、４０５        制御回路
１１１            参照電圧生成回路
１１２            検波器
１１３            ＬＰＦ
１１４            増幅回路
１１５、４０４        比較器
２０１            容量接続回路
３０２            変換回路
３０３            制御回路
４０２            位相比較器
５００            無線通信システム
５０１            無線通信装置
Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ２１    キャパシタ
ＣＳ１            電流源
ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４    電界効果トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ９        抵抗
ＳＷ１、ＳＷ３１〜ＳＷ３４スイッチ
ＶＲ１、ＶＲ２        可変抵抗
【図１】
2019118132.tif 000020
【図２】
2019118132.tif 000021
【図３】
2019118132.tif 000022
【図４】
2019118132.tif 000023
【図５】
2019118132.tif 000024
【図６】
2019118132.tif 000025
【図７】
2019118132.tif 000026
【図８】
2019118132.tif 000027
【図９】
2019118132.tif 000028
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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