(57)【要約】【課題】高効率で、小型かつ安価な直流電源装置を提供する。また、前記直流電源装置を適用した空気調和機を提供する。【解決手段】交流電源に接続されたリアクトルＬ１と、交流電圧を入力し、直流電圧に変換して、出力する倍電圧整流部１２と、前記リアクトルを交流電源に半周期間で０回または複数回、短絡するリアクトル短絡部１３と、入力する交流電圧、電流、前記倍電圧整流部の直流電圧をそれぞれ検出する電圧・電流検出部と、負荷の増減に応じて増減する量である負荷対応量と所定の閾値との比較結果に基づいて前記リアクトル短絡部の短絡スイッチング回数と短絡スイッチング幅とを選択する制御ブロック部Ｍと、を備える。【選択図】  図１
2019080408.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されたリアクトルと、
交流電圧を入力し、直流電圧に変換して、出力する倍電圧整流部と、
前記リアクトルを交流電源に半周期間で０回または複数回、短絡するリアクトル短絡部と、
入力する交流電圧、電流、前記倍電圧整流部の直流電圧をそれぞれ検出する電圧・電流検出部と、
負荷の増減に応じて増減する量である負荷対応量と所定の閾値との比較結果に基づいて前記リアクトル短絡部の短絡スイッチング回数と短絡スイッチング幅とを選択する制御ブロック部と、
を備える、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記倍電圧整流部に備えられる倍電圧用コンデンサの静電容量が８００μＦ〜２０００μＦである、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記リアクトルのインダクタンス値が２ｍＨ〜４ｍＨである、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
請求項１において、
前記交流電源の交流電圧の範囲が１００Ｖ〜１１５Ｖである、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項１において、
前記制御ブロック部における負荷対応量は、負荷がインバータとモータとを含むものを対象として、前記負荷の消費電力、前記交流電源から流れる回路電流、前記モータに流れる電流、前記インバータに流れる電流、前記モータの回転速度、前記インバータの変調率、または前記直流電圧のうち何れかである、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項６】
請求項１において、
前記倍電圧整流部に備えられる整流ダイオードの逆回復時間は、前記リアクトル短絡部に備えられる短絡用ダイオードの逆回復時間よりも速い、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項７】
請求項１において、
前記リアクトル短絡部が前記リアクトルを介して交流電源を半周期間に短絡する回数が、前記負荷対応量に関わらず０回、または、２回である、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項８】
請求項１において、
前記リアクトルと、リアクトルの取付け部との間に、ゴム座を備える、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項９】
請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の直流電源装置を備える、
ことを特徴とする空気調和機。
【請求項１０】
請求項８に記載の直流電源装置を備える、
ことを特徴とする空気調和機。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記リアクトルの取付け部との間に備えられた前記ゴム座の一方の端部は、前記空気調和機を構成する部材に接している、
ことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源装置、及びこれを用いた空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するように構成されている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
【０００３】
例えば、特許文献１の要約書には、「［課題］電源力率を向上させると共に、電源高調波をＩＥＣ規格に適合、もしくは、十分に近付けることが可能な電力変換装置及びこれを用いた空気調和機を提供する。［解決手段］電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する順変換部と、変換された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する逆変換部と、順変換部の電源側に直列に接続されたリアクトルと、リアクトルを介して交流電源を強制的に短絡通電させる昇圧回路と、交流電源の電圧、リアクトルのインダクタンス、順変換部の回路構成及び入力電力のいずれか一つ又は複数の相違に応じて昇圧回路の短絡通電時間を設定する。空気調和機は、この電力変換装置を用いて、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するように構成したものである。」と記載され、電力変換制御装置の技術が開示されている。
【０００４】
この特許文献１の電力変換制御装置において、交流電源を直流電源に変換するときに力率改善や高調波抑制、直流電圧の昇圧を行う直流電源装置が提案されている。このとき１００Ｖ〜１１５Ｖの定格電圧において２０００Ｗまでの入力の直流電源装置では、用いるリアクトルのインダクタンスは４ｍＨから６ｍＨとしていることが多い。その理由は、リアクトルを介して交流電源を強制的に短絡通電させる場合、スイッチングのオン時間が長いと短絡電流が大きくなりやすいため高調波抑制を行うためにはインダクタンス値が大きくする必要があるからである。
【０００５】
また、特許文献２の要約書には、「［課題］小型で安価な直流電源装置を実現する。［解決手段］実効値が１００Ｖ以上、２３０Ｖ以下の交流電圧（ｖｓ）を出力する交流電源（ＶＳ）に接続されたリアクトル（Ｌ１）と、リアクトル（Ｌ１）を交流電源（ＶＳ）に適宜短絡するスイッチングを行いつつ、交流電圧（ｖｓ）を直流電圧（Ｖｄ）に変換し負荷（Ｈ）に印加する整流回路（１０）と、交流電圧（ｖｓ）の半周期間に１回以上、２０回以下のスイッチングを行う第１の動作モード（部分スイッチングモード）または交流電圧（ｖｓ）の半周期間に８０回以上のスイッチングを行う第２の動作モード（高速スイッチングモード）のうち何れか一方の動作モードを、負荷（Ｈ）の増減に応じて増減する量である負荷対応量と所定の閾値との比較結果に基づいて選択する制御部（Ｍ）と、を設け、リアクトル（Ｌ１）のインダクタンス値は３ｍＨ以上、６ｍＨ以下にした。」と記載され、直流電源装置の技術が開示されている。
【０００６】
この特許文献２の電力変換制御装置において、実効値が１００Ｖ〜２３０Ｖ以下の交流電源に接続されたリアクトルを適宜短絡するスイッチン動作モードを部分スイッチングと高速スイッチングの二つに分け、スイッチングのＯＮ時間が短い低負荷時は、部分スイッチングを、ＯＮ時間が長く短絡電流が大きくなる高負荷時には、高速スイッチングを使用してインダクタンス値の小さいリアクトルを適用する方法が提案されている。
なお、前記のような高速スイッチングは、空気調和機の高負荷時に圧縮機の回転数（回転速度）をあげるため高い出力電圧が要求される場合、部分スイッチングではスイッチングＯＮ時間が長くなり、短絡電流を多く流してしまうため高調波電流の規格を満足できないときに必要とされる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−１６４５６２号公報
【特許文献２】特開２０１７−５５５８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に開示された技術においては、前記のように高調波抑制を行うためにはインダクタンス値が大きくする必要があるが、インダクタンス値が大きいリアクタトルを適用すると、直流電源装置やこれを含む空気調和機等の装置が大型化し、高価になるといった問題（課題）が生じる。
また、特許文献２に開示された技術においては、前記のように高速スイッチングを使用してインダクタンス値の小さいリアクトルを適用する方法が提案されているが、高速スイッチングを行うために、高速スイッチング素子を必要とすること、また高速動作によるスイッチング損失の増加による効率悪化を緩和するために低損失の素子を必要として、回路構成のコストが高くなるという課題があった。また、高速スイッチング時にはスイッチング回数が増えるため効率が悪化してしまうという課題があった。
【０００９】
本発明の課題は、高効率で、小型かつ安価な直流電源装置を提供することである。
また、前記直流電源装置を適用した空気調和機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記の課題を解決するために、以下のように構成した。
本発明の直流電源装置は、交流電源に接続されたリアクトルと、交流電圧を入力し、直流電圧に変換して、出力する倍電圧整流部と、前記リアクトルを交流電源に半周期間で０回または複数回、短絡するリアクトル短絡部と、入力する交流電圧、電流、前記倍電圧整流部の直流電圧をそれぞれ検出する電圧・電流検出部と、負荷の増減に応じて増減する量である負荷対応量と所定の閾値との比較結果に基づいて前記リアクトル短絡部の短絡スイッチング回数と短絡スイッチング幅とを選択する制御ブロック部と、を備えることを特徴とする。
また、本発明の空気調和機は、前記直流電源装置を備えることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、高速スイッチングを使用せずにリアクトルの低インダクタンス化を実現でき、高効率で、小型かつ安価な直流電源装置を提供できる。
また、前記直流電源装置を備える空気調和機を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置の回路構成例と、直流電源装置に入力電力を供給する交流電源と負荷との接続構成例を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源の交流電圧が正の期間におけるリアクトルと倍電圧整流部に流れる電流経路を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源の交流電圧が負の期間におけるリアクトルと倍電圧整流部に流れる電流経路を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源の交流電圧が正の期間におけるリアクトルとリアクトル短絡部とに流れる電流経路を示す図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源の交流電圧が負の期間におけるリアクトルとリアクトル短絡部とに流れる電流経路を示す図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、力率改善動作を実施した場合の交流電源の電圧と電流と、リアクトル短絡部の駆動パルスとの関係を示した図であり、（ａ）は交流電源電圧の波形、（ｂ）は交流電源に流れる回路電流の波形、（ｃ）はリアクトル短絡部におけるスイッチング素子の駆動パルスの動作波形を示している。
【図７】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源電圧が正のサイクルにおける、スイッチング素子の駆動パルスと交流電源電圧、回路電流の関係を示した図であり、（ａ）は交流電源電圧を示し、（ｂ）は交流電源に流れる回路電流の波形、（ｃ）はスイッチング素子の駆動パルスを示している。
【図８】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源電圧が正のサイクルにおける、スイッチング素子の駆動パルスと交流電源電圧、回路電流、出力電圧の関係を示す第１例の図である。
【図９】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源電圧が正のサイクルにおける、スイッチング素子の駆動パルスと交流電源電圧、回路電流、出力電圧の関係を示す第２例の図である。
【図１０】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、第１例の入力電流、および第２例の入力電流における各次数の高調波成分を示す図である。
【図１１】本発明の第２実施形態に係る空気調和機の外観の一例を示す図であり、（ａ）は室内機の外観を示し、（ｂ）は室外機の外観とリモコンを示している。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。
【００１４】
≪第１実施形態≫
図１は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１０の回路構成例と、直流電源装置１０に入力電力を供給する交流電源２０１と負荷２１１との接続構成例を示す図である。
【００１５】
《直流電源装置１０》
図１において、直流電源装置１０は、リアクトルＬ１、倍電圧整流部１２、リアクトル短絡部１３、制御ブロック部Ｍを備えている。
また、直流電源装置１０は、交流電圧検出部１０１、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３を備えている。
【００１６】
《倍電圧整流部１２》
倍電圧整流部１２は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２と倍電圧用コンデンサＣ１，Ｃ２を備えている。
整流ダイオードＤ１のカソードは、正極性直流電圧線ｈｃに接続されている。
整流ダイオードＤ２のアノードは、負極性直流電圧線ｈｄに接続されている。
整流ダイオードＤ１のアノードは、整流ダイオードＤ２のカソードに接続されている。この整流ダイオードＤ１のアノードと整流ダイオードＤ２のカソードとの接続点を倍電圧整流部１２の第１の整流入力端子Ｎ１とする。
なお、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復時間は、後記する短絡用ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の逆回復時間よりも速いものを用いる。
【００１７】
倍電圧用コンデンサＣ１の第１端子は、正極性直流電圧線ｈｃに接続されている。
倍電圧用コンデンサＣ２の第２端子は、負極性直流電圧線ｈｄに接続されている。
倍電圧用コンデンサＣ１の第２端子と倍電圧用コンデンサＣ２の第１端子とは接続されている。この倍電圧用コンデンサＣ１の第２端子と倍電圧用コンデンサＣ２の第１端子との接続点を倍電圧整流部１２の第２の整流入力端子Ｎ２とする。
【００１８】
倍電圧整流部１２は、前記した整流ダイオードＤ１，Ｄ２と倍電圧用コンデンサＣ１，Ｃ２との構成によって、第１の整流入力端子Ｎ１と第２の整流入力端子Ｎ２との間に入力した交流電圧を整流、平滑化し、正極性直流電圧線ｈｃと負極性直流電圧線ｈｄとの間に、倍電圧の直流電圧を出力する。
なお、倍電圧用コンデンサＣ１と倍電圧用コンデンサＣ２とが直列に接続されているので、正極性直流電圧線ｈｃと負極性直流電圧線ｈｄとの間に倍電圧が生成される。
また、正極性直流電圧線ｈｃと負極性直流電圧線ｈｄは、直流電源装置１０の第１の出力端子２３１と第２の出力端子２３２に、それぞれ接続されている。なお、第１の出力端子２３１と第２の出力端子２３２との間に直流電圧である出力電圧Ｖｄが出力される。
【００１９】
《リアクトル短絡部１３》
リアクトル短絡部１３は、短絡用ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６とスイッチング素子Ｑ１とを備えている。
短絡用ダイオードＤ３のカソードと短絡用ダイオードＤ５のカソードは互いに接続され、かつスイッチング素子Ｑ１の第１端子に接続されている。
短絡用ダイオードＤ４のアノードと短絡用ダイオードＤ６のアノードは互いに接続され、かつスイッチング素子Ｑ２の第２端子に接続されている。
短絡用ダイオードＤ３のアノードと短絡用ダイオードＤ４のカソードは互いに接続され、かつ、配線ｈａを介して倍電圧整流部１２の第１の整流入力端子Ｎ１に接続されている。
短絡用ダイオードＤ５のアノードと短絡用ダイオードＤ６のカソードは互いに接続され、かつ、配線ｈｂを介して倍電圧整流部１２の第２の整流入力端子Ｎ２に接続されている。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ１の制御端子である第３端子は、制御ブロック部Ｍの制御信号ＭＣによって、開閉を制御される。
制御信号ＭＣによって、スイッチング素子Ｑ１をオン（ＯＮ）させることにより、リアクトル短絡部１３は、リアクトルＬ１を介して交流電源２０１を短絡する。
このリアクトルＬ１を介して交流電源２０１を短絡させることにより、二つの作用を行う。一つの作用は、交流電源２０１の力率を改善することである。他の作用は、第１の整流入力端子Ｎ１と第２の整流入力端子Ｎ２との間の電圧を昇圧することである。すなわち、倍電圧整流部１２の入力電圧を高くすることにより、倍電圧整流部１２の出力電圧を高くする。
なお、図１においては、スイッチング素子Ｑ１として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を例示している。
【００２１】
《リアクトルＬ１》
リアクトルＬ１は、直流電源装置１０の第１の電源入力端子２２１と倍電圧整流部１２の第１の整流入力端子Ｎ１との間に設けられている。リアクトルＬ１は、前記したように、リアクトル短絡部１３の開閉動作により、力率改善作用と、昇圧作用とに用いられる。
すなわち、リアクトルＬ１は、交流電源２０１から供給される電力をエネルギとして蓄え、この蓄積されたエネルギを適宜、放出することで、力率改善作用や、倍電圧用コンデンサＣ１，Ｃ２における昇圧作用を行う。
【００２２】
《電圧・電流検出部》
交流電圧検出部１０１は、交流電源２０１の電源電圧が入力する直流電源装置１０の第１の電源入力端子２２１と第２の電源入力端子２２２との間の交流電圧を検出する。
電流検出部１０２は、交流電源２０１の第２の電源入力端子２２２と倍電圧整流部１２の第２の整流入力端子Ｎ２との間に流れる電流を検出する。
直流電圧検出部１０３は、直流電源装置１０の第１の出力端子２３１と第２の出力端子２３２との間の直流電圧を検出する。
そして、前記の交流電圧検出部１０１、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３がそれぞれ検出した信号は、制御ブロック部Ｍに入力する。
なお、前記した交流電圧検出部１０１、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３を、適宜、電圧・電流検出部とも表記する。
【００２３】
《制御ブロック部Ｍ》
制御ブロック部Ｍは、ゼロクロス判定部１４１、コンバータ制御部１４２、ゲイン制御部１４３、昇圧比制御部１４４を備えている。
ゼロクロス判定部１４１は、交流電圧検出部１０１の信号によって、入力した交流電圧が正電圧から負電圧に切り換わるポイントを検出する。そして、その検出信号をコンバータ制御部１４２へ送る。
ゲイン制御部１４３は、電流制御ゲインを決定する機能を有する。そして、その信号をコンバータ制御部１４２へ送る。
昇圧比制御部１４４は、直流電圧の昇圧比を決定する機能を有する。そして、その信号をコンバータ制御部１４２へ送る。
コンバータ制御部１４２は、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３、ゼロクロス判定部１４１、ゲイン制御部１４３、昇圧比制御部１４４のそれぞれの信号を参照して、リアクトル短絡部１３の制御信号ＭＣを生成する。
【００２４】
制御ブロック部Ｍにおいて、前記したように、交流電圧検出部１０１、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３が入力しているので、制御ブロック部Ｍにおける負荷対応量は、負荷２１１の消費電力、交流電源２０１から流れる回路電流、直流電源装置１０の出力の直流電圧が対象となる。
また、例えば、負荷２１１がインバータ（不図示）とモータ（不図示）とを含むものとし、負荷２１１側に負荷検出部２１２を備えて、その信号を直流電源装置１０の制御ブロック部Ｍに送ったとすれば、前記モータに流れる電流、前記インバータに流れる電流、前記モータの回転速度、前記インバータの変調率なども制御ブロック部Ｍにおける負荷対応量の対象となる。
これらの負荷対応量に基づいて、制御ブロック部Ｍがリアクトル短絡部１３のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）を適正に制御する。すなわち、制御ブロック部Ｍは、負荷の増減に応じて増減する量である負荷対応量と所定の閾値との比較結果に基づいてリアクトル短絡部１３の短絡スイッチング回数と短絡スイッチング幅とを選択する。
以上により、インバータとモータを含む負荷２１１に対して、直流電源装置１０の出力特性を適正かつ向上させることが可能である。
【００２５】
なお、制御ブロック部Ｍは、例えば、マイコン（Microcomputer）で構成される。すなわち、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を備えて、ＲＯＭに記憶されたプログラムや諸データを読みだして、ＲＡＭに展開し、ＣＰＵが各種演算処理を実行する。
【００２６】
《負荷検出部２１２と電源回路２１３》
図１において、直流電源装置１０とは別に、負荷検出部２１２と電源回路２１３がある。
電源回路２１３は、直流電源装置１０の出力電圧（出力電力）を基に負荷２１１以外の負荷に対応するものである。
すなわち、直流電源装置１０の第１の出力端子２３１と第２の出力端子２３２とから出力した直流電圧が負荷にとって望ましくない場合には、電源回路２１３に直流電源装置１０の出力電圧を供給して、適切な電圧（例えば、５Ｖもしくは１５Ｖ）に変換して用いることもある。
例えば、電源回路２１３の１５Ｖでスイッチング素子Ｑ１を駆動してもよい。また、電源回路２１３の５Ｖで、図示していない他のＩＣ（Integrated Circuit）を動作させてもよい。
なお、図１においては、電源回路２１３を直流電源装置１０の外部に記載したが、直流電源装置１０の一部として内部に取り込んでもよい。
また、負荷検出部２１２の詳細については、後記する。
【００２７】
《直流電源装置１０の動作の概要》
直流電源装置１０は、交流電源２０１から交流電力（交流電圧ｖｓ）を入力し、倍電圧整流部１２で直流電圧に変換し、直流電源装置１０の第１の出力端子２３１と第２の出力端子２３２とから直流電力（直流電圧、出力電圧Ｖｄ）を出力する。そして負荷２１１に直流電力（直流電圧）を供給する。
【００２８】
直流電源装置１０における倍電圧整流部１２の整流動作によって生ずる高調波あるいは歪波が交流電源２０１側の電流に影響を及ぼす場合がある。
リアクトルＬ１、及びリアクトル短絡部１３の適正な開閉動作によって、交流電源２０１側の高調波あるいは歪波を低減して、力率が改善できることがある。
また、リアクトルＬ１、及びリアクトル短絡部１３の適正な開閉動作によって、倍電圧整流部１２に入力する電圧を昇圧する。
ただし、リアクトル短絡部１３が、どの程度の短絡パルスを印加するのがよいのかは、負荷の状態によって変化する。
本（第１）実施形態においては、交流電圧検出部１０１、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３によって、直流電源装置１０の入力側及び出力側の電圧または電流を検出し、負荷の状態に応じた短絡パルスのタイミング、パルス幅、パルス数を制御ブロック部Ｍが判定して、リアクトル短絡部１３を制御する。
この制御によって、リアクトル１１が低インダクタンスでも、また短絡パルスを高周波にすることなく、負荷に直流電力（直流電圧）を供給することができる。
【００２９】
リアクトル短絡部１３の開閉動作は、倍電圧整流部１２の動作と併行して行われる。この倍電圧整流部１２の整流動作がリアクトル短絡部１３の動作に対して、支障なく行われるためには、倍電圧整流部１２の整流ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復時間は、リアクトル短絡部１３の短絡用ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の逆回復時間より速い設定とする。
整流ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復時間が、短絡用ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の逆回復時間より速いので、倍電圧整流部１２の回路内部に電荷が残って整流動作に支障が生じることはない。
【００３０】
＜第１実施形態の倍電圧整流動作＞
本発明の第１実施形態の直流電源装置は、倍電圧整流動作に特徴があるので、倍電圧整流動作を図２〜図１０を参照して説明する。
【００３１】
図２は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源２０１の交流電源電圧ｖｓが正の期間におけるリアクトルＬ１と倍電圧整流部１２に流れる電流経路を示す図である。
図２において、交流電源２０１の交流電源電圧ｖｓが正であると、交流電源２０１からリアクトルＬ１、倍電圧整流部１２の整流ダイオードＤ１、倍電圧用コンデンサＣ１、交流電源２０１の経路で回路電流ｉｓが流れる。
この際に整流ダイオードＤ１で整流された電荷は、倍電圧用コンデンサＣ１で平滑され、蓄積される。
なお、コンバータ制御部１４２によって、リアクトル短絡部１３のスイッチング素子Ｑ１はオフ（ＯＦＦ）状態である。
【００３２】
図３は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源２０１の交流電源電圧ｖｓが負の期間におけるリアクトルＬ１と倍電圧整流部１２に流れる電流経路を示す図である。
図３において、交流電源２０１の交流電源電圧ｖｓが負であると、整流ダイオードＤ１には電流は流れない。
そのため、交流電源２０１からリアクトルＬ１、倍電圧整流部１２の整流ダイオードＤ２、倍電圧用コンデンサＣ２、交流電源２０１の経路で回路電流ｉｓが流れる。
この際に整流ダイオードＤ２で整流された電荷は、倍電圧用コンデンサＣ２で平滑され、蓄積される。
なお、コンバータ制御部１４２によって、リアクトル短絡部１３のスイッチング素子Ｑ１はオフ（ＯＦＦ）状態である。
【００３３】
以上のように、交流電源２０１の交流電圧が正の期間において、整流された直流電圧が倍電圧用コンデンサＣ１に蓄積され、交流電源２０１の交流電圧が負の期間において、整流された直流電圧が倍電圧用コンデンサＣ２に蓄積される。したがって、正極性直流電圧線ｈｃと負極性直流電圧線ｈｄとの間に直列に接続された倍電圧用コンデンサＣ１と倍電圧用コンデンサＣ２との間に２倍の電圧に整流された直流電圧が生成される。
【００３４】
＜リアクトル短絡部１３の短絡動作＞
図４は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１０において、交流電源２０１の交流電源電圧ｖｓが正の期間におけるリアクトルＬ１とリアクトル短絡部１３とに流れる電流経路を示す図である。
図４において、交流電源２０１の交流電圧が正であって、コンバータ制御部１４２の制御によって、リアクトル短絡部１３がリアクトルＬ１を介して交流電源２０１を短絡している。
コンバータ制御部１４２は、スイッチング素子Ｑ１を短絡する。すると、交流電源２０１からリアクトルＬ１、短絡用ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｑ１、短絡用ダイオードＤ６、交流電源２０１の経路で回路電流ｉｓが流れる。
【００３５】
図５は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１０において、交流電源２０１の交流電源電圧ｖｓが負の期間におけるリアクトルＬ１とリアクトル短絡部１３とに流れる電流経路を示す図である。
図５において、交流電源２０１の交流電圧が負であって、コンバータ制御部１４２の制御によって、リアクトル短絡部１３がリアクトルＬ１を介して交流電源２０１を短絡している。
コンバータ制御部１４２は、スイッチング素子Ｑ１を短絡する。すると、交流電源２０１からリアクトルＬ１、短絡用ダイオードＤ５、スイッチング素子Ｑ１、短絡用ダイオードＤ４、交流電源２０１の経路で回路電流ｉｓが流れる。
【００３６】
なお、リアクトル短絡部１３は、短絡用ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６がブリッジ回路を構成しているので、交流電源２０１の交流電圧が正の期間でも負の期間でもコンバータ制御部１４２によるスイッチング素子Ｑ１のオン（ＯＮ）動作によって、適正に短絡動作を行える。
リアクトルＬ１をリアクトル短絡部１３でオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）することにより、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積・開放（放出）することにより、倍電圧用コンデンサＣ１と倍電圧用コンデンサＣ２の電圧を昇圧することができる。
【００３７】
＜力率改善動作＞
本発明の第１実施形態の直流電源装置は、リアクトルＬ１とリアクトル短絡部１３とによって、力率改善動作も行っている。この力率改善動作を図６〜図１０を参照して説明する。また、リアクトルＬ１とリアクトル短絡部１３とによる力率改善動作を行う際の回路構成は、前記した図２〜図５に示した回路構成と同一である。
なお、力率を適正値に保つことは、交流電源２０１が商用電源の場合は、電力の供給側から高調波規格を遵守することが求められる。また、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復時間をダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の逆回復時間より速くすることで、リアクトル短絡部１３のスイッチング素子Ｑ１の電気的ストレスを軽減して直流電源装置１０の長寿命化を図る効果がある。
【００３８】
図６は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、力率改善動作を実施した場合の交流電源２０１の電圧と電流と、リアクトル短絡部１３のＱ１駆動パルスとの関係を示した図であり、（ａ）は交流電源電圧ｖｓの波形、（ｂ）は交流電源に流れる回路電流ｉｓの波形、（ｃ）はリアクトル短絡部１３におけるスイッチング素子Ｑ１のＱ１駆動パルスの動作波形を示している。
なお、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において、横軸は時間、あるいは時間の推移を示している。
【００３９】
図６（ａ）に示すように交流電源電圧ｖｓは、略正弦波状の波形である。
しかしながら、図６（ｂ）に示すように交流電源に流れる回路電流ｉｓは、正弦波形から一般的に乖離した波形となる。なお、この波形が正弦波形から乖離しているのは、図６（ｃ）のＱ１駆動パルスによる影響ではなく、倍電圧整流部１２における整流動作に主として起因する。
この正弦波形から乖離した回路電流ｉｓを、正弦波形に近づける、すなわち力率を改善するために、図６（ｃ）に示すＱ１駆動パルスでリアクトル短絡部１３におけるスイッチング素子Ｑ１を開閉（オン・オフ）している。リアクトルＬ１を介して交流電源２０１を短絡することにより、リアクトルＬ１に蓄積、開放されるエネルギを利用して力率を改善する。
【００４０】
図６（ｃ）では、スイッチング素子Ｑ１の駆動パルスは、交流電源電圧ｖｓの半周期毎に所定のタイミングで所定の時間、Ｈレベル（高電位）となり、前記所定の時間を経過するとＬレベル（低電位）となる。これを繰り返すことで２回のＨレベルのパルスとなる。
また、図６（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧ｖｓが正極性かつ、スイッチング素子Ｑ１の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧ｖｓが負極性かつ、スイッチング素子Ｑ１の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１の駆動パルスが印加した箇所に対して回路電流ｉｓが正弦波に近付くように作用している。このように、回路電流ｉｓが正弦波に近付くようなタイミングとパルス幅でスイッチング素子Ｑ１の駆動パルスを制御することにより、力率が改善される。
なお、前記したスイッチング素子Ｑ１を高速で複数回、スイッチング動作を繰り返すことで、回路電流ｉｓを、より正弦波に近く成形することができ、高力率を確保することができる。
【００４１】
≪部分スイッチング動作≫
前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。
【００４２】
回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなる。そのため、入力電流が大きいほど高力率を確保することが好ましい。
しかしながら、入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので特に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することが望ましい。
この一つの方法を、部分スイッチング動作と呼称して以下に説明する。
部分スイッチング動作とは、交流電源電圧ｖｓの半サイクルの中で、所定の位相で複数回、力率改善動作を行う。この動作によって、出力電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うスイッチング動作であり、動作モードである。
スイッチング回数の目安としては、人間の聴感が鋭い２ｋＨｚ〜８ｋＨｚを避けて、電源半周期に１回以上、２０回以下のスイッチングを行うことが好ましい。
【００４３】
以下、図７を参照して、部分スイッチング動作の説明をする。
図７は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置において、交流電源電圧ｖｓが正のサイクルにおける、スイッチング素子Ｑ１の駆動パルスと交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓの関係を示した図であり、（ａ）は交流電源電圧ｖｓを示し、（ｂ）は交流電源に流れる回路電流ｉｓの波形、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１の駆動パルスを示している。
なお、図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において、横軸は時間、あるいは時間の推移を示している。
【００４４】
図７（ａ）に示すように交流電源電圧ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図７（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
図７（ｂ）において、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをｄｉ（Ｐ１）／ｄｔとおく。
次に、電流がゼロの状態から、スイッチング素子Ｑ１を時間ｔｏｎ１_Ｑ１に亘ってオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ_Ｑ１）／ｄｔとおく。
さらに時間ｔｏｎ１／Ｑ１に亘ってオンした後、時間ｔｏｆｆ_Ｑ１に亘ってオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ１_Ｑ１）／ｄｔとおく。
そして、ｄｉ（ｔｏｎ１_Ｑ１）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ１_Ｑ１）／ｄｔとの平均値が点Ｐ１における傾きｄｉ（Ｐ１）／ｄｔと等しくなるように制御する。
【００４５】
次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをｄｉ（Ｐ２）／ｄｔとおく。
そして、スイッチング素子Ｑ１を時間ｔｏｎ２_Ｑ１に亘ってオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ２_Ｑ１）／ｄｔとおく。また、時間ｔｏｆｆ２_Ｑ１に亘ってオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ２_Ｑ１）／ｄｔとおく。
また、点Ｐ１の場合と同様に、ｄｉ（ｔｏｎ２_Ｑ１）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ２_Ｑ１）／ｄｔの平均値が点Ｐ２における傾きｄｉ（Ｐ２）／ｄｔと等しくなるようにする。
以降、これを繰り返していく。このとき、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング回数が多いほど、回路電流ｉｓを理想的な正弦波に近似させることが可能である。
【００４６】
なお、以上は力率改善の観点から述べたものである。複数のパルス（駆動パルス）を用いれば、力率がより改善される可能性があるものの、消費電力の観点からは望ましくない可能性がある。
低入力電力の場合には、スイッチング素子Ｑ１への駆動パルスの印加は、０回または２回程度が望ましいことがある。
【００４７】
≪スイッチング動作の切り替えについて≫
前記したように、直流電源装置１０への入力電力（入力電流）によって、力率や望ましい力率改善方法は、変化する。
次に、入力電力（入力電流）によって、高調波を含む動作波形がどのように変化しているかの例を示す。
【００４８】
《第１例の入力電力における電圧・電流波形例》
図８は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１０において、交流電源電圧ｖｓが正のサイクルにおける、スイッチング素子Ｑ１の駆動パルスと交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、出力電圧Ｖｄの関係を示す第１例の図である。
図８においては、直流電源装置１０の入力電圧（交流電源電圧ｖｓ）を２００Ｖ、入力電流４Ａ、消費電力７００Ｗ、リアクトルＬ１のインダクタンス値を５．３ｍＨで３回オンしたときの動作波形を示している。
なお、図８において、縦軸は交流電源電圧ｖｓ、出力電圧Ｖｄ、回路電流ｉｓなどの電圧・電流を重ねて表記している。また、横軸は時間、あるいは時間の推移を示している。
【００４９】
《第２例の入力電力における電圧・電流波形例》
図９は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１０において、交流電源電圧ｖｓが正のサイクルにおける、スイッチング素子Ｑ１の駆動パルスと交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、出力電圧Ｖｄの関係を示す第２例の図である。
図９においては、直流電源装置１０の入力電圧（交流電源電圧ｖｓ）を２００Ｖ、入力電流１０Ａ、消費電力１８００Ｗ、リアクトルＬ１のインダクタンス値を５．３ｍＨで３回オンしたときの動作波形を示している。
なお、図９において、縦軸は交流電源電圧ｖｓ、出力電圧Ｖｄ、回路電流ｉｓなどの電圧・電流を重ねて表記している。また、横軸は時間、あるいは時間の推移を示している。
【００５０】
《第１例と第２例との電圧・電流波形の比較》
図８に示した第１例の入力電力における電圧・電流波形例においては、入力電流４Ａ、消費電力７００Ｗであるので、図９に示した第２例の入力電力における電圧・電流波形例における入力電流１０Ａ、消費電力１８００Ｗと比較して、回路電流ｉｓは小さい。
ただし、図８と図９との比較では、高調波成分については、把握し難いので、次に、各次数の高調波の成分について、図１０で示し、比較する。
【００５１】
図１０は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１０において、第１例の入力電流（回路電流）４Ａ、および第２例の入力電流（回路電流）１０Ａにおける各次数の高調波成分を示す図である。
図１０において、高調波の次数と、４Ａと１０Ａにおけるそれぞれの高調波成分と、高調波電流の規制値（例えば、ＩＥＣ６１０００−３−２による規制値）を併記している。なお、前記の高調波成分と、高調波電流の規制値の単位はアンペアの［Ａ］である。
【００５２】
図１０によれば、入力電流４Ａから１０Ａへと大きくなるに従い高調波電流（２次以上）が大きくなり、３次、５次、７次等の奇数次における高調波電流の規制値を満足できなくなる。
例えば、図１０によると、入力電流１０Ａのときの第３次高調波は約３．８６４Ａであり、規制値（約２．９８７Ａ）を超過している。
このような入力電流の大きな範囲で使用を避けるか、もしくはスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を高くするかの選択をすることになる。
【００５３】
交流電圧検出部１０１、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３がそれぞれ検出した信号により負荷の状態を検出して、制御ブロック部Ｍに入力し、コンバータ制御部１４２による制御信号を、負荷の増減に応じて増減する量である負荷対応量と所定の閾値との比較結果に基づいて前記リアクトル短絡部の短絡スイッチング回数と短絡スイッチング幅とを選択することにより、適切な力率制御ができる。
【００５４】
《倍電圧用コンデンサとリアクトル》
本発明の第１実施形態で説明した技術は、ルームエアコン（空気調和機）に用いられる直流電源装置において、より有効な技術である。そのため、交流電源電圧の範囲が１００Ｖ〜１１５Ｖ程度で、低入力電力な用途に応用することが望ましい。この場合には、倍電圧用コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量は８００μＦ〜２０００μＦであり、リアクトルＬ１のインダクタンス値は２ｍＨ〜４ｍＨが適当な値となる。
【００５５】
＜第１実施形態の効果＞
以上の構成により、低インダクタンス値のリアクトルを用いながら、高効率で、小型かつ安価な直流電源装置を提供できる。
【００５６】
≪第２実施形態≫
次に、本発明の第１実施形態の直流電源装置を備えた空気調和機の一例としてルームエアコンについて説明する。
図１１は、本発明の第２実施形態に係る空気調和機の外観の一例を示す図であり、（ａ）は室内機１００の外観を示し、（ｂ）は室外機２００の外観とリモコン（空調制御端末器）Ｒｅを示している。
図１１（ａ）において、室内機１００は、前面パネル１０６とリモコン送受信部Ｒｑとを備えている。前面パネル１０６は、室内機１００の内部の機器、部品を保護している。
また、リモコン送受信部Ｒｑは、図１１（ｂ）に示すリモコンＲｅと空気調和機Ａを操作するための命令やデータの送受信を行う。
【００５７】
また、図１１（ｂ）において、室外機２００は、室外に設置され、室内機１００と配管（不図示）により接続されている。この配管を通じて冷媒を移動させることで熱交換を行う。
なお、リモコンＲｅは、図１１（ｂ）に記載されているが、これは表記上の都合により、表記したものであって、一般的には、室内で操作される。前記したように、リモコンＲｅは、室内機１００のリモコン送受信部Ｒｑと、空気調和機Ａを操作するための命令やデータの送受信を行う。空気調和機Ａは、リモコンＲｅからの運転信号に従って運転される。
以上の室外機２００において、モータ（不図示）が備えられている。そして、そのモータを駆動するために、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１０が用いられている。
【００５８】
＜第２実施形態の効果＞
前記したように、本発明の第２実施形態に係る空気調和機Ａには、第１実施形態に係る直流電源装置１０が高効率で、小型かつ安価であるので、空気調和機Ａも対応して、高効率で、小型かつ安価となる。
【００５９】
≪その他の実施形態、変形例≫
以上、本発明は、前記した実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
【００６０】
《負荷検出部２１２》
図１に示す負荷２１１に例えばインバータとモータを含めた場合、モータに流れる電流、モータの回転速度、インバータに流れる電流、インバータの変調率などを直流電源装置１０の制御ブロック部Ｍで参照した方が、望ましい制御ができることがある。
この場合には、負荷２１１の近傍において、負荷検出部２１２を設ける。そして、この負荷検出部２１２が検出した負荷の状態を示唆する信号を直流電源装置１０の制御に用いる。
【００６１】
《スイッチング素子の種類》
図１においては、スイッチング素子Ｑ１として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を例示したが、ＩＧＢＴに限定されない。例えば、バイポーラトランジスタや、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor）や、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子でもよい。
【００６２】
《スイッチング素子の個数》
図１においては、スイッチング素子を１個（Ｑ１）として例示したが、１個に限定されない。スイッチング素子を複数個（例えばＱ１，Ｑ２）、備えて、それぞれ別のタイミングで（例えばＱ１，Ｑ２）スイッチングをしてもよい。
【００６３】
《電圧・電流検出部》
図１においては、直流電源装置１０に関する電圧と電流を測定・検出する電圧・電流検出部として、交流電圧検出部１０１、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３を示したが、これらに限定されない。
例えば、交流電圧検出部１０１、電流検出部１０２、直流電圧検出部１０３を一つの電圧・電流検出部として統合してもよい。また、他の箇所の電圧や電流の計測を追加して用いてもよい。
【００６４】
《リアクトルのゴム座》
図１に示したリアクトルＬ１に流れる周期的な電流によって、リアクトルから音（振動音）が発生することがある。
そのため、リアクトルとリアクトルの取付け部との間に、ゴム座を備え、防音を防ぐ対策とすることが有効である。
また、図１１に示したルームエアコン（空気調和機）における所定の構造物（部材）に前記のゴム座を固定してもよい。
【００６５】
《リアクトルのインダクタンス値と倍電圧用コンデンサの静電容量値》
「交流電源電圧の範囲が１００Ｖ〜１１５Ｖ程度で、倍電圧用コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量は８００μＦ〜２０００μＦで、リアクトルＬ１のインダクタンス値は２ｍＨ〜４ｍＨが適当な値」と前記したが、この範囲には限定されない。
本発明の直流電源装置１０の特徴は、交流電源電圧の範囲が１００Ｖ〜１１５Ｖ程度で、倍電圧用コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量は８００μＦ〜９００μＦ、リアクトルＬ１のインダクタンス値は２ｍＨ〜２．８ｍＨを選択すれば、さらに高効率で、小型かつ安価な直流電源装置を提供できる。
【符号の説明】
【００６６】
１０    直流電源装置
１２    倍電圧整流部
１３    リアクトル短絡部
１００    室内機
１０１    交流電圧検出部（電圧・電流検出部）
１０２    電流検出部（電圧・電流検出部）
１０３    直流電圧検出部（電圧・電流検出部）
１４１    ゼロクロス判定部
１４２    コンバータ制御部
１４３    ゲイン制御部
１４４    昇圧比制御部
２００    室外機
２０１    交流電源
２１１    負荷
２１２    負荷検出部
２１３    電源回路
２２１，２２２    電源入力端子
２３１，２３２    出力端子
Ａ    空気調和機
Ｃ１，Ｃ２    倍電圧用コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２    整流ダイオード
Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６    短絡用ダイオード
Ｌ１    リアクトル
Ｍ    制御ブロック部
Ｎ１，Ｎ２    整流入力端子
ｈｃ    正極性直流電圧線
ｈｄ    負極性直流電圧線
Ｑ１    スイッチング素子
【図１】
2019080408.tif 000003
【図２】
2019080408.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2019080408.tif 000009
【図８】
2019080408.tif 000010
【図９】
2019080408.tif 000011
【図１０】
2019080408.tif 000012
【図１１】
2019080408.tif 000013