(57)【要約】【課題】無線チャネル内のコヒーレンスエリアを利用して異なるユーザへの複数の非干渉データストリームを生成する複数ユーザ（ＭＵ）−複数アンテナシステム（ＭＡＳ）を提供する。【解決手段】実施形態において、非線形事前符号化又は線形事前符号化を用いて異なるユーザに対する別々のコヒーレンスエリアが生成される。一例として、非線形事前符号化は、ｄｉｒｔｙ−ｐａｐｅｒ符号化（ＤＰＣ）又はＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ事前符号化を含むことができ、線形事前符号化は、ブロック対角化（ＢＤ）又はゼロ強制ビーム形成（ＺＦ−ＢＦ）を含むことができる。複数のユーザからＭＵ−ＭＡＳにチャネル状態情報（ＣＳＩ）を送るために限定フィードバック技術を使用することができる。一部の実施形態において、コードブックが、送信アレイの放射場にわたる基底関数に基づいて構築される。【選択図】図４３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線チャネル内のコヒーレンスエリアを利用して異なるユーザへの複数の非干渉データストリームを生成する複数ユーザ（ＭＵ）−複数アンテナシステム（ＭＡＳ）。
【請求項２】
事前符号化が、異なるユーザに対して別々のコヒーレンスエリアを生成するために使用されることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
非線形事前符号化又は線形事前符号化が、異なるユーザに対して非干渉チャネルを生成するために使用されることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項４】
前記非線形事前符号化は、ｄｉｒｔｙ−ｐａｐｅｒ符号化（ＤＰＣ）又はＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ事前符号化を含み、前記線形事前符号化は、ブロック対角化（ＢＤ）又はゼロ強制ビーム形成（ＺＦ−ＢＦ）を含むことを特徴とする請求項３に記載のシステム。
【請求項５】
限定フィードバック技術が、前記ユーザから前記ＭＵ−ＭＡＳにチャネル状態情報（ＣＳＩ）を送るために使用されることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項６】
コードブックが、送信アレイの放射場にわたる基底関数に基づいて構築されることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
【請求項７】
前記事前符号化は、前記無線チャネルがドップラー効果に起因して変化するときに前記ユーザに対する非干渉コヒーレンスエリアを生成するために継続的に更新されることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項８】
前記コヒーレンスエリアのサイズが、ユーザの分布に基づいて動的に調節されることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項９】
分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システムであることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項１０】
複数ユーザ（ＭＵ）−複数アンテナシステム（ＭＡＳ）において無線チャネル内のコヒーレンスエリアを利用して異なるユーザへの複数の非干渉データストリームを生成する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１１】
送信の前にデータストリームを事前符号化して異なるユーザに対して別々のコヒーレンスエリアを生成する段階、
を更に含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
非線形事前符号化又は線形事前符号化が、異なるユーザに対して非干渉チャネルを生成するために使用されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記非線形事前符号化は、ｄｉｒｔｙ−ｐａｐｅｒ符号化（ＤＰＣ）又はＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ事前符号化を含み、前記線形事前符号化は、ブロック対角化（ＢＤ）又はゼロ強制ビーム形成（ＺＦ−ＢＦ）を含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
限定フィードバック技術を用いて前記ユーザから前記ＭＵ−ＭＡＳにチャネル状態情報（ＣＳＩ）を送る段階、
を更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
送信アレイの放射場にわたる基底関数に基づいてコードブックを構築する段階、
を更に含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１６】
前記無線チャネルがドップラー効果に起因して変化するときに前記ユーザに対して非干渉コヒーレンスエリアを生成するために前記事前符号化を継続的に更新する段階、
を更に含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１７】
ユーザの分布に基づいてコヒーレンスエリアのサイズを動的に調節する段階、
を更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１８】
前記ＭＵ−ＭＡＳシステムは、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システムであることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１９】
マルチユーザ無線スペクトルの計画的な進化及び廃用化を可能にするシステムであって、
互いに通信可能に結合された１つ又は複数の集中型プロセッサと、
有線又は無線接続を通じて前記集中型プロセッサに通信可能に結合された１つ又は複数の分散ノードであって、該ＣＰが、進化するネットワークアーキテクチャ設計に従って該分散ノードの構成を動的に調節する前記１つ又は複数の分散ノードと、
を含むことを特徴とするシステム。
【請求項２０】
前記分散ノードは、それらの識別番号と他の再構成可能システムパラメータとを前記集中型プロセッサと共有することを特徴とする請求項１９に記載のシステム。
【請求項２１】
全ての分散ノードに関する情報が、全ての集中型プロセッサによって共有されるデータベースに格納されることを特徴とする請求項２０に記載のシステム。
【請求項２２】
前記再構成可能システムパラメータは、電力放出量、周波数帯域、変調／符号化手法を含むことを特徴とする請求項２０に記載のシステム。
【請求項２３】
前記分散ノードは、ソフトウエア定義型無線であることを特徴とする請求項１９に記載のシステム。
【請求項２４】
前記ソフトウエア定義型無線は、ベースバンド信号処理のためのアルゴリズムを実行するＦＰＧＡ、ＤＳＰ、ＧＰＵ、及び／又はＧＰＣＰＵを含むことを特徴とする請求項２３に記載のシステム。
【請求項２５】
前記ソフトウエア定義型無線は、前記集中型プロセッサによって遠隔的に再構成されることを特徴とする請求項２４に記載のシステム。
【請求項２６】
前記分散ノードは、クラウド無線システムが、進化する無線アーキテクチャに適応するときに定期的又は瞬時に再構成されることを特徴とする請求項１９に記載のシステム。
【請求項２７】
マルチユーザ無線スペクトルの計画的な進化及び廃用化を可能にする方法であって、
１つ又は複数の集中型プロセッサを互いに通信可能に結合する段階と、
１つ又は複数の分散ノードを有線又は無線接続を通じて前記集中型プロセッサに通信可能に結合する段階であって、該ＣＰが、進化するネットワークアーキテクチャ設計に従って該分散ノードの構成を動的に調節する前記通信可能に結合する段階と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２８】
前記分散ノードは、それらの識別番号と他の再構成可能システムパラメータとを前記集中型プロセッサと共有することを特徴とする請求項２７に記載の方法。
【請求項２９】
全ての分散ノードに関する情報が、全ての集中型プロセッサによって共有されるデータベースに格納されることを特徴とする請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記再構成可能システムパラメータは、電力放出量、周波数帯域、変調／符号化手法を含むことを特徴とする請求項２８に記載の方法。
【請求項３１】
前記分散ノードは、ソフトウエア定義型無線であることを特徴とする請求項２７に記載の方法。
【請求項３２】
前記ソフトウエア定義型無線は、ベースバンド信号処理のためのアルゴリズムを実行するＦＰＧＡ、ＤＳＰ、ＧＰＵ、及び／又はＧＰＣＰＵを含むことを特徴とする請求項３１に記載の方法。
【請求項３３】
前記ソフトウエア定義型無線は、前記集中型プロセッサによって遠隔的に再構成されることを特徴とする請求項３２に記載の方法。
【請求項３４】
前記分散ノードは、クラウド無線システムが、進化する無線アーキテクチャに適応するときに定期的又は瞬時に再構成されることを特徴とする請求項２７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
〔関連出願〕
本出願は、以下に続く現在特許出願中の米国特許出願の一部継続出願である。
【０００２】
２０１０年１１月１日出願の「Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ  Ｔｏ  Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ  Ｉｎ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｖｉａ  Ｕｓｅｒ  Ｃｌｕｓｔｅｒｉｎｇ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／９１７，２５７号。
【０００３】
２０１０年６月１６日出願の「Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ，Ｈａｎｄｏｆｆ，Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ａｎｄ  Ｌｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  Ｉｎ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８８号。
【０００４】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ａｄｊｕｓｔｉｎｇ  ＤＩＤＯ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  Ｂａｓｅｄ  Ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７６号。
【０００５】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｍａｎａｇｉｎｇ  Ｉｎｔｅｒ−Ｃｌｕｓｔｅｒ  Ｈａｎｄｏｆｆ  Ｏｆ  Ｃｌｉｅｎｔｓ  Ｗｈｉｃｈ  Ｔｒａｖｅｒｓｅ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ＤＩＤＯ  Ｃｌｕｓｔｅｒｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７４号。
【０００６】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｍａｎａｇｉｎｇ  Ｈａｎｄｏｆｆ  Ｏｆ  Ａ  Ｃｌｉｅｎｔ  Ｂｅｔｗｅｅｎ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ  Ｂａｓｅｄ  Ｏｎ  Ｄｅｔｅｃｔｅｄ  Ｖｅｌｏｃｉｔｙ  Ｏｆ  Ｔｈｅ  Ｃｌｉｅｎｔ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８９号。
【０００７】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ａｎｄ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｇｒｏｕｐｉｎｇ  Ｉｎ  Ａ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）  Ｎｅｔｗｏｒｋ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９５８号。
【０００８】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｌｉｎｋ  ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  Ｉｎ  ＤＩＤＯ  Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７５号。
【０００９】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  ＤＩＤＯ  Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ  Ｉｎ  Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９３８号。
【００１０】
２００９年１２月３日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号。
【００１１】
２００８年６月２０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号。
【００１２】
２００７年８月２０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１１／８９４，３９４号。
【００１３】
２００７年８月２０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１１／８９４，３６２号。
【００１４】
２００７年８月２０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の第１１／８９４，５４０号。
【００１５】
２００５年１０月２１日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｓｐａｔｉａｌ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ  Ｔｒｏｐｏｓｐｈｅｒｉｃ  Ｓｃａｔｔｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１１／２５６，４７８号。
【００１６】
２００４年４月２日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｅｎｈａｎｃｉｎｇ  Ｎｅａｒ  Ｖｅｒｔｉｃａｌ  Ｉｎｃｉｄｅｎｃｅ  Ｓｋｙｗａｖｅ  （”ＮＶＩＳ”）  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｉｎｇ」という名称の米国特許出願出願番号第１０／８１７，７３１号。
【背景技術】
【００１７】
従来技術のマルチユーザ無線システムは、単一又はいくつかの基地局しか含むことができない。
【００１８】
他のＷｉＦｉアクセスポイント（例えば、地方の家庭内のＤＳＬに取り付けられたＷｉＦｉアクセスポイント）が存在しないエリア内のブロードバンド有線インターネット接続に取り付けられた単一のＷｉＦｉ基地局（例えば、２．４ＧＨｚの８０２．１１ｂプロトコル、８０２．１１ｇプロトコル、又は８０２．１１ｎプロトコルを利用する）は、その送信範囲にいる１人又はそれよりも多くのユーザによって共有される単一の基地局である比較的単純なマルチユーザ無線システムの例である。ユーザが無線アクセスポイントと同じ室内にいる場合には、ユーザは、一般的に少ない送信中断しかない高速リンクを体験することになる（例えば、電子レンジ等の２．４ＧＨｚ干渉物からのパケット損失はある場合があるが、他のＷｉＦｉデバイスとのスペクトル共有からのものはない）。ユーザがある程度の距離離れているか、又はユーザとＷｉＦｉアクセスポイントの間の経路に少数の障害物を有する場合には、ユーザは、中速リンクを体験することになる見込みが高い。ユーザが、ＷｉＦｉアクセスポイントの範囲のエッジに接近した場合に、ユーザは、低速リンクを体験することになる見込みが高く、チャネルの変化によって信号ＳＮＲが使用可能レベルよりも低く下がる場合は断続的なドロップアウトを被る可能性がある。最後に、ユーザがＷｉＦｉ基地局の範囲を超えた場合に、ユーザは、リンクを全く持たないことになる。
【００１９】
複数のユーザがＷｉＦｉ基地局に同時にアクセスすると、利用可能なデータスループットは、これらのユーザの間で共有される。一般的に、所定の時点において、異なるユーザは、ＷｉＦｉ基地局に対して異なるスループット要求を出すことになるが、総スループット要求が、ユーザに対して利用可能なＷｉＦｉ基地局からのスループットを超えた時には、一部又は全てのユーザは、求めるものよりも少ないデータスループットしか受け取らなくなる。ＷｉＦｉアクセスポイントが非常に多数のユーザの間で共有される極端な状況では、各ユーザへのスループットは極低速まで減速する可能性があり、更に悪いことに、各ユーザへのデータスループットは、他のユーザがサービス提供を受けている全くデータスループットがない長い期間によって分離された短いバーストで着信する場合がある。この「断続的」なデータ送出は、メディアストリーミング等のある一定の用途を阻害する場合がある。
【００２０】
多数のユーザがいる状況で付加的なＷｉＦｉ基地局を追加することは、ある点までしか役立たないことになる。米国では２．４ＧＨｚのＩＳＭ帯域内に、ＷｉＦｉに向けて使用することができる３つの非干渉チャネルがあり、同じカバレージエリア内にある３つのＷｉＦｉ基地局が、各々異なる非干渉チャネルを使用するように構成される場合には、複数のユーザ間のカバレージエリアの総スループットは、３倍まで増大することになる。しかし、それを超えてより多くのＷｉＦｉ基地局を同じカバレージエリア内に追加しても、実際のところこれらのＷｉＦｉ基地局は、同じ利用可能スペクトルをこのスペクトルを「交替」に使用することによる時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）を利用して互いに共有し始めることになるので、総スループットは増大することにはならない。多くの場合にこの状況は、集合住宅住戸内等の高い人口密度を有するカバレージエリア内で見られる。例えば、ＷｉＦｉアダプタを有する大きい共同住宅内にいるユーザは、このユーザのアクセスポイントが、基地局にアクセス中のクライアントデバイスと同じ室内にある場合であっても、同じカバレージエリア内にいる他のユーザにサービス提供中の数十個の他の干渉ＷｉＦｉネットワーク（例えば、他の共同住宅内の）に起因して、極めて貧弱なスループットしか体験することができない。この状況ではリンク品質は良好である見込みが高いが、ユーザは、同じ周波数帯域内で作動するＷｉＦｉアダプタからの干渉を受けることになり、このユーザへの有効スループットは低下する。
【００２１】
ＷｉＦｉ等の無認可スペクトルと認可スペクトルの両方を含む現在のマルチユーザ無線システムは、いくつかの制限に悩まされている。これらの制限は、カバレージエリア、ダウンリンク（ＤＬ）データ速度、及びアップリンク（ＵＬ）データ速度を含む。ＷｉＭＡＸ及びＬＴＥ等の次世代無線システムの主な目標は、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）技術によってカバレージエリア、並びにＤＬ及びＵＬのデータ速度を改善することである。ＭＩＭＯは、リンク品質を改善し（より広いカバレージをもたらし）、又はデータ速度を改善する（全てのユーザへの複数の非干渉空間チャネルを生成することにより）ために、無線リンクの送信側と受信側とで複数のアンテナを使用する。しかし、全てのユーザ（本明細書では「ユーザ」という用語と「クライアント」という用語を交換可能に使用することに注意されたい）に対して十分なデータ速度が利用可能である場合には、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）技術に従って複数のユーザ（単一のユーザではなく）への非干渉チャネルを生成するために、チャネル空間的ダイバーシティを利用することが望ましい場合がある。例えば、以下に続く引用文献を見られたい。
【００２２】
Ｇ．Ｃａｉｒｅ及びＳ．Ｓｈａｍａｉ著「Ｏｎ  ｔｈｅ  ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ  ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ  ｏｆ  ａ  ｍｕｌｔｉａｎｔｅｎｎａ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第４９巻、１６９１〜１７０６ページ、２００３年７月。
【００２３】
Ｐ．Ｖｉｓｗａｎａｔｈ及びＤ．Ｔｓｅ著「Ｓｕｍ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｖｅｃｔｏｒ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌ  ａｎｄ  ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｄｕａｌｉｔｙ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第４９巻、１９１２〜１９２１ページ、２００３年８月。
【００２４】
Ｓ．Ｖｉｓｈｗａｎａｔｈ、Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ、及びＡ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ，著「Ｄｕａｌｉｔｙ，ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ  ｒａｔｅｓ，ａｎｄ  ｓｕｍ−ｒａｔｅ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ＭＩＭＯ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第４９巻、２６５８〜２６６８ページ、２００３年１０月。
【００２５】
Ｗ．Ｙｕ及びＪ．Ｃｉｏｆｆｉ著「Ｓｕｍ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｖｅｃｔｏｒ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第５０巻、１８７５〜１８９２ページ、２００４年９月。
【００２６】
Ｍ．Ｃｏｓｔａ著「Ｗｒｉｔｉｎｇ  ｏｎ  ｄｉｒｔｙ  ｐａｐｅｒ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、第２９巻、４３９〜４４１ページ、１９８３年５月。
【００２７】
Ｍ．Ｂｅｎｇｔｓｓｏｎ著「Ａ  ｐｒａｇｍａｔｉｃ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ  ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ」、Ｐｒｏｃ．ｏｆ  Ｓｅｎｓｏｒ  Ａｒｒａｙ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ  Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．Ｗｏｒｋｓｈｏｐ、１３０〜１３４ページ、２００２年８月。
【００２８】
Ｋ．−Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ著「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  ｏｆ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍ．、第５０巻、１９６０〜１９７０ページ、２００２年１２月。
【００２９】
Ｍ．Ｓｈａｒｉｆ及びＢ．Ｈａｓｓｉｂｉ著「Ｏｎ  ｔｈｅ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｗｉｔｈ  ｐａｒｔｉａｌ  ｓｉｄｅ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第５１巻、５０６〜５２２ページ、２００５年２月。
【００３０】
例えば、ＭＩＭＯ４×４システム（すなわち、４つの送信アンテナ及び４つの受信アンテナ）、１０ＭＨｚ帯域幅、１６−ＱＡＭ変調、及び速度３／４の順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号化（３ｂｐｓ／Ｈｚのスペクトル効率をもたらす）では、全てのユーザに対する物理層において達成可能な理想的なピークデータ速度は、４×３０Ｍｂｐｓ＝１２０Ｍｂｐｓであり、これは、高精細ビデオコンテンツを配信するのに必要とされるもの（〜１０Ｍｂｐｓしか必要としない場合がある）よりもかなり高い。４つの送信アンテナ、４人のユーザ、及びユーザ毎に単一アンテナを有するＭＵ−ＭＩＭＯシステムでは、理想的なシナリオ（すなわち、独立した均等配分のｉ．ｉ．ｄ．チャネル）において、ダウンリンクデータ速度を４つのユーザ間で共有することができ、ユーザへの４つの並列３０Ｍｂｐｓデータリンクを生成するためにチャネル空間的ダイバーシティを利用することができる。例えば、３ＧＰＰ「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ  ｉｎ  ＵＴＲＡ（ＵＴＲＡにおける複数入力複数出力）」、３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．８７６  Ｖ７．０．０、２００７年３月と、３ＧＰＰ「Ｂａｓｅ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ａｎｄ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ベース物理チャネル及び変調）」、ＴＳ  ３６．２１１、Ｖ８．７．０、２００９年５月と、３ＧＰＰ「Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  ａｎｄ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｉｎｇ（多重化及びチャネル符号化）」、ＴＳ  ３６．２１２、Ｖ８．７．０、２００９年５月とに記載されているように、異なるＭＵ−ＭＩＭＯ手法が、ＬＴＥ規格の一部として提案されている。しかし、これらの手法は、４つの送信アンテナを用いたＤＬデータ速度において２Ｘまでの改善しかもたらすことができない。ＡｒｒａｙＣｏｍｍ等の会社による標準及び専有のセルラーシステムにおけるＭＵ−ＭＩＭＯ技術の実際の実施（例えば、ＡｒｒａｙＣｏｍｍ、「Ｆｉｅｌｄ−ｐｒｏｖｅｎ  ｒｅｓｕｌｔｓ（現場実証済み結果）」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｒｒａｙｃｏｍｍ．ｃｏｍ／ｓｅｒｖｅ．ｐｈｐ？ｐａｇｅ＝ｐｒｏｏｆを参照されたい）は、空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）を用いたＤＬデータ速度において〜３Ｘまでの改善をもたらした（４つの送信アンテナを用いて）。セルラーネットワークにおけるＭＵ−ＭＩＭＯ手法の重要な制限は、送信側における空間的ダイバーシティの欠乏である。空間的ダイバーシティは、アンテナ間隔、及び無線リンクにおける多経路角度広がりの関数である。ＭＵ−ＭＩＭＯ技術を使用するセルラーシステムでは、基地局における送信アンテナは、一般的に互いにクラスター化され、かつアンテナ支持構造（本明細書では、物理的に高いか否かに関わらず「タワー」と呼ぶ）上の限られた建付場所とタワーを位置付けることができる場所に対する制限とに起因して、波長１つ又は２つ分しか離さずに配置される。更に、セルタワーは、より広いカバレージを発生させるために、一般的に障害物よりも大きい高いところ（１０メートル又はそれよりも高く）に配置されるので、多経路角度広がりは低い。
【００３１】
セルラーシステム開発に関連付けられた他の実際問題は、セルラーアンテナの場所のための土地の過剰なコスト及び限られた利用可能性（例えば、アンテナ配置に対する地方自治体による制限、建付場所のコスト、物理的障害物等に起因する）と、送信機へのネットワーク接続（本明細書では「バックホール」と呼ぶ）のコスト及び／又は利用可能性とを含む。更に、セルラーシステムは、壁、天井、床、家具、及び他の障害に起因して、建築物内の奥に位置するクライアントに到達するのに多くの場合に困難を有する。
【００３２】
実際に、ワイドエリアネットワーク無線のためのセルラー構造の全体の概念は、同じ周波数を用いている送信機（基地局又はユーザのいずれか）の間の干渉を回避するために、セルラータワーの比較的堅固な配置、近接セル間の周波数の交替、及び頻繁なセクター化を前提とする。その結果、所定のセルの所定のセクターは、セルセクター内のユーザの全ての間でＤＬスペクトル及びＵＬスペクトルの共有ブロックであることになり、この場合にこのセクターは、これらのユーザの間で主に時間ドメインにおいてのみ共有される。例えば、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）に基づくセルラーシステムと符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）に基づくセルラーシステムとは、両方共にユーザ間で時間ドメインにおいてスペクトルを共有する。そのようなセルラーシステムをセクター化と重ねることにより、恐らくは２〜３Ｘの空間ドメイン利益を得ることができる。次に、そのようなセルラーシステムを上述したもの等のＭＵ−ＭＩＭＯシステムと重ねることにより、恐らくは更に２〜３Ｘの時空ドメイン利益を得ることができる。しかし、セルラーシステムのセル及びセクターが、多くの場合に、タワーを配置することができる場所に依存する固定の場所にあることを考えると、所定の時点におけるユーザ密度（又はデータ速度要求）がタワー／セクター配置と十分に適合しない場合には、そのような限られた利益でさえも利用することが困難である。現在、セルラースマート電話ユーザは、多くの場合にこの影響を体験し、この場合にユーザは、電話で通話中であるか又はウェブページを全くいかなる問題もなくダウンロード中であることができるが、次に、新しい場所に運転した後に（又は歩行した後であっても）、急激に音声品質の低下又は非常に鈍重なウェブページを体験することになり、又は接続を完全に失うことにさえなる。しかし、異なる日には、このユーザに各場所で正反対のことが発生する場合がある。環境条件が同じであると仮定すると、ユーザが恐らく体験していることは、ユーザ密度（又はデータ速度要求）が非常に可変であるが、所定の場所においてユーザ間で共有すべき利用可能な合計スペクトル（従って、従来技術を用いた合計データ速度）がほぼ固定されているということである。
【００３３】
更に、従来技術のセルラーシステムは、異なる近接セルにおいて異なる周波数、一般的に３つの異なる周波数を使用することを拠り所とする。所定のスペクトル量では、それによって利用可能データ速度が３Ｘだけ低下する。
【００３４】
従って、要約すると、従来技術のセルラーシステムは、セルラー化に起因して、スペクトル利用を恐らくは３Ｘだけ失う場合があり、スペクトル利用は、セクター化を通じて恐らくは３Ｘ、ＭＵ−ＭＩＭＯ技術を通じて場合によって更に３Ｘだけ改善することができ、差し引き３*３／３＝３Ｘの潜在的スペクトル利用がもたらされる。この場合に、ユーザが所定の時点でどのセルのどのセクターに収まるかに基づいて、帯域幅は、一般的にユーザ間で時間ドメインにおいて分割される。更に、所定のユーザのデータ速度要求は、一般的にユーザの場所には依存しないが、利用可能なデータ速度は、ユーザと基地局の間のリンク品質に依存することに起因して生じるという事実によってもたらされる更に別の非効率性が存在する。例えば、セルラー基地局から遠いユーザは、基地局に近いユーザよりも一般的に低い利用可能データ速度を有することになる。一般的に、データ速度は、所定のセルラーセクター内のユーザの全ての間で共有されるので、その結果は、全てのユーザが、貧弱なリンク品質のみを有する遠距離ユーザ（例えば、セルのエッジ上の）からの高いデータ速度要求による影響を受けるということであり、これは、そのようなユーザは依然として同じデータ速度量を要求することになるが、それを得る上で共有スペクトルのうちのより多くの部分を浪費することになるからである。
【００３５】
ＷｉＦｉによって使用されるもの（例えば、８０２．１１ｂ、ｇ、及びｎ）、並びにＷｈｉｔｅ  Ｓｐａｃｅｓ  Ｃｏａｌｉｔｉｏｎ（ホワイトスペース連合）によって提案されているもの等の提案されている他のスペクトル共有システムは、ユーザ範囲にある基地局による同時送信が干渉をもたらし、従って、システムが衝突回避プロトコル及び共有プロトコルを利用するので、スペクトルを非常に非効率的にしか共有しない。これらのスペクトル共有プロトコルは時間ドメイン内にあり、従って、多数の干渉している基地局及びユーザが存在する場合には、各基地局自体がスペクトル利用において如何に効率的であろうが、基地局は、集合的に互いの間の時間ドメインスペクトル共有に限定される。他の従来技術のスペクトル共有システムもまた、基地局の間の干渉を軽減する類似の方法を拠り所とする（これらの基地局が、タワー上にアンテナを有するセルラー基地局又はＷｉＦｉアクセスポイント（ＡＰ）等の小規模基地局であるとして）。これらの方法は、干渉範囲を制限するように基地局からの送信電力を制限する段階、干渉エリアを狭くするようにビーム形成する段階（合成手段又は物理手段を用いて）、スペクトルの時間ドメイン多重化、及び／又はユーザデバイス上、基地局上、又はこれらの両方の上で複数のクラスター化されたアンテナを使用するＭＵ−ＭＩＭＯ技術を含む。既存の又は現在計画されている高度なセルラーネットワークの場合には、多くの場合に、これらの技術のうちの多くが一斉に使用される。
【００３６】
しかし、高度なセルラーシステムであっても、単一ユーザがスペクトルを利用する場合と比較してスペクトル利用において約３Ｘの改善しかもたらすことができないということで明らかなことは、これらの技術の全てが、所定のカバレージエリアにおいて共有ユーザの間の全体データ速度を改善することに殆ど寄与しなかったということである。特に、所定のカバレージエリアがユーザに関して大規模化するときに、ユーザの増加と歩調を合わせるために、所定のスペクトル量の範囲で利用可能なデータ速度を改善することは益々困難になる。例えば、セルラーシステムを用いて所定のエリア範囲で全体データ速度を改善するために、一般的に、セルは、小さいセルに再分割される（多くの場合に、ナノセル又はフェムトセルと呼ばれる）。タワーを配置することができる場所に対する制限、並びに最小の「不感地域」のみを有するカバレージを提供し、依然として同じ周波数を使用する隣接のセルの間で干渉を回避するようにタワーを適正な構造のパターンで配置しなければならないという要件を考えると、そのような小さいセルは、極めて高価になる可能性がある。基本的に、カバレージエリアは、緻密に計画しなければならず、タワー又は基地局を配置するために利用可能な場所を識別しなければならず、次に、これらの制約条件が与えられた上で、セルラーシステムの設計者は、可能な限り最良の設計をしなければならない。当然ながら、ユーザのデータ速度要求が時間と共に大きくなる場合には、セルラーシステムの設計者は、もう一度カバレージエリアを計画し直し、タワー又は基地局のための場所を見つけようと試み、これらの状況の制約条件の範囲で再度設計しなければならない。極めて多くの場合に、良い手法が単純に見つからず、カバレージエリア内で不感地域又は不十分な全体データ速度容量がもたらされる。言い換えれば、同じ周波数を利用するタワー又は基地局の間の干渉を回避するためのセルラーシステムの堅固な物理的配置の要件は、セルラーシステム設計において有意な困難と制約条件とをもたらし、多くの場合に、ユーザデータ速度要件及びカバレージ要件を満たすことができない。
【００３７】
いわゆる従来技術の「協働的」かつ「認識的」無線システムは、互いの間の干渉を最小にすることができるような及び／又はチャネルが解放されるまで待機するために他のスペクトル使用を潜在的に「聴取」することができるような知的アルゴリズムを無線内に使用することにより、所定のエリア内でのスペクトル利用を高めようと模索している。そのようなシステムは、特に無認可スペクトル内での使用に向けて、そのようなスペクトルのスペクトル利用を高める手法の中で提案されている。
【００３８】
モバイルアドホックネットワーク（ＭＡＮＥＴ）（ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｍｏｂｉｌｅ＿ａｄ＿ｈｏｃ＿ｎｅｔｗｏｒｋを参照されたい）は、ピアツーピア通信を提供することに向けられた協働的自己構成ネットワークの例であり、セルラー基盤構造を用いずに無線器の間で通信を確立するために使用することができ、十分に低い電力の通信により、互いに範囲外である同時送信の間の干渉を潜在的に軽減することができる。ＭＡＮＥＴシステムに向けて極めて多数の経路指定プロトコルが提案されて実施されたが（広範囲のクラスにおける数十種の経路指定プロトコルのリストに関しては、ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｌｉｓｔ＿ｏｆ＿ａｄ−ｈｏｃ＿ｒｏｕｔｉｎｇ＿ｐｒｏｔｏｃｏｌｓを参照されたい）、これらのプロトコルの間の共通テーマは、これらのプロトコル全てが、特定の効率パラダイム又は信頼性パラダイムという目標に向けて、利用可能スペクトル内での送信機干渉を最小にするように送信を経路指定する（例えば、反復する）ための技術であるということである。
【００３９】
従来技術のマルチユーザ無線システムの全ては、所定のカバレージエリア内のスペクトル利用を基地局及び複数ユーザ間の同時スペクトル利用を可能にする技術を利用することによって改善しようと模索している。取りわけ、これらの場合の全てにおいて、基地局及び複数ユーザ間の同時スペクトル利用に向けて利用される技術は、複数ユーザへの波形間の干渉を軽減することにより、複数ユーザによる同時スペクトル使用を提供する。例えば、各々が異なる周波数を用いて３人のユーザのうちの１人に送信を行う３つの基地局の場合には、３つの送信は３つの異なる周波数でのものであるので、干渉は軽減される。各々が基地局に関して１８０度離れた３人の異なるユーザへの基地局からのセクター化の場合には、３つの送信がいずれのユーザにおいても重なるのをビーム形成が阻止するので、干渉は軽減される。
【００４０】
そのような技術は、ＭＵ−ＭＩＭＯで拡張され、例えば、各基地局が４つのアンテナを有する場合には、所定のカバレージエリア内のユーザに対して４つの非干渉空間チャネルを生成することにより、ダウンリンクスループットを４倍だけ高める可能性を有する。しかし、この場合にも、異なるカバレージエリア内の複数ユーザへの複数同時送信の間の干渉を軽減するために、何らかの技術を利用しなければならない。
【００４１】
先に解説したように、そのような従来技術（例えば、セルラー化、セクター化）は、一般的に、マルチユーザ無線システムのコスト及び／又は配分配置の柔軟性を高めることに悩まされるだけでなく、一般的に、所定のカバレージエリア内での全体スループットの物理的又は実際的な制限に突き当たる。例えば、セルラーシステムでは、より小さいセルを生成するためにより多くの基地局を設置するのに利用可能な十分な場所がない可能性がある。ＭＵ−ＭＩＭＯシステムでは、各基地局の場所においてクラスター化されたアンテナの間隔を考えると、限られた空間的ダイバーシティは、より多くのアンテナが基地局に追加される時に漸近的に減少するスループット利得をもたらす。
【００４２】
更に、ユーザの場所及び密度が予想不能であるマルチユーザ無線システムの場合には、予想不能な（多くの場合に急激な変化を有する）スループットがもたらされ、これは、ユーザに対して不都合であり、一部の用途（例えば、予想可能なスループットを必要とするサービスの配信）を非実用的又は低品質のものにする。従って、従来技術の無線システムは、予想可能及び／又は高品質なサービスをユーザに提供する機能に関して望ましい多くのことをまだ残している。
【００４３】
長年にわたって従来技術のマルチユーザ無線システムにおいて発達してきた極端な精巧性及び複雑性にも関わらず、送信を異なる基地局（又はアドホック送受信機）の間で配分し、異なる基地局及び／又は異なるアドホック送受信機からのＲＦ波形送信が所定のユーザの受信機において互いに干渉するのを回避するように構造化及び／又は制御するという共通のテーマが存在する。
【００４４】
あるいは、別の言い方をすると、ユーザが、期せずして１つよりも多い基地局又はアドホック送受信機から同時に送信を受信した場合には、複数の同時送信からの干渉が、ユーザへの信号のＳＮＲ及び／又は帯域幅の低減をもたらすことになり、この低減が過度である場合には、そうでなければユーザによって受信されていたと考えられる潜在的なデータ（又はアナログ情報）の全て又は一部の損失をもたらすことになるということは、当然のこととして取られている。
【００４５】
従って、マルチユーザ無線システムでは、同時に同じ周波数で送信を行う複数の基地局又はアドホック送受信機からのユーザに対するそのような干渉を回避又は軽減するために、１つ又はそれよりも多くのスペクトル共有手法又は別の手法を利用することが必要である。基地局の物理的な場所を制御すること（例えば、セルラー化）、基地局及び／又はアドホック送受信機の電力出力を制限すること（例えば、送信範囲を制限すること）、ビーム形成／セクター化、並びに時間ドメイン多重化を含むそのような干渉を回避する従来技術の手法は多数存在する。要するに、これらのスペクトル共有システムの全ては、同じ周波数で同時に送信を行っている複数の基地局及び／又はアドホック送受信機が同じユーザによって受信される場合に、得られる干渉が、影響を受けるユーザへのデータスループットを低下させるか又は破壊するというマルチユーザ無線システムの限界を考慮しようと模索している。マルチユーザ無線システム内のユーザの大部分又は全てが、複数の基地局及び／又はアドホック送受信機からの干渉を被る場合に（例えば、マルチユーザ無線システムの構成要素の機能不良の場合）、その結果として、マルチユーザ無線システムの全体スループットが劇的に低下する状況、又は機能不能にさえなる状況がもたらされる可能性がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００４６】
【特許文献１】米国特許第７，６３６，３８１号明細書
【特許文献２】米国特許出願出願番号第１２／９１７，２５７号明細書
【特許文献３】米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書
【特許文献４】米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７６号明細書
【特許文献５】米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７４号明細書
【特許文献６】米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８９号明細書
【特許文献７】米国特許出願出願番号第１２／８０２，９５８号明細書
【特許文献８】米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７５号明細書
【特許文献９】米国特許出願出願番号第１２／８０２，９３８号明細書
【特許文献１０】米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号明細書
【特許文献１１】米国特許第７，５９９，４２０号明細書
【特許文献１２】米国特許第７，６３３，９９４号明細書
【特許文献１３】米国特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書
【特許文献１４】米国特許出願出願番号第１１／２５６，４７８号明細書
【特許文献１５】米国特許第７，４１８，０５３号明細書
【特許文献１６】米国特許出願出願番号第１０／８１７，７３１号明細書
【特許文献１７】米国特許第４，００３，０１６号明細書
【特許文献１８】米国特許第４，７７１，２８９号明細書
【特許文献１９】米国特許第５，６００，３２６号明細書
【非特許文献】
【００４７】
【非特許文献１】Ｇ．Ｃａｉｒｅ及びＳ．Ｓｈａｍａｉ著「Ｏｎ  ｔｈｅ  ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ  ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ  ｏｆ  ａ  ｍｕｌｔｉａｎｔｅｎｎａ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第４９巻、１６９１〜１７０６ページ、２００３年７月
【非特許文献２】Ｐ．Ｖｉｓｗａｎａｔｈ及びＤ．Ｔｓｅ著「Ｓｕｍ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｖｅｃｔｏｒ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌ  ａｎｄ  ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｄｕａｌｉｔｙ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第４９巻、１９１２〜１９２１ページ、２００３年８月
【非特許文献３】Ｓ．Ｖｉｓｈｗａｎａｔｈ、Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ、及びＡ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ，著「Ｄｕａｌｉｔｙ，ａｃｈｉｅｖａｂｌｅ  ｒａｔｅｓ，ａｎｄ  ｓｕｍ−ｒａｔｅ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ＭＩＭＯ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第４９巻、２６５８〜２６６８ページ、２００３年１０月
【非特許文献４】Ｗ．Ｙｕ及びＪ．Ｃｉｏｆｆｉ著「Ｓｕｍ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｖｅｃｔｏｒ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第５０巻、１８７５〜１８９２ページ、２００４年９月
【非特許文献５】Ｍ．Ｃｏｓｔａ著「Ｗｒｉｔｉｎｇ  ｏｎ  ｄｉｒｔｙ  ｐａｐｅｒ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、第２９巻、４３９〜４４１ページ、１９８３年５月
【非特許文献６】Ｍ．Ｂｅｎｇｔｓｓｏｎ著「Ａ  ｐｒａｇｍａｔｉｃ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ  ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ」、Ｐｒｏｃ．ｏｆ  Ｓｅｎｓｏｒ  Ａｒｒａｙ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ  Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．Ｗｏｒｋｓｈｏｐ、１３０〜１３４ページ、２００２年８月
【非特許文献７】Ｋ．−Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ著「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  ｏｆ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍ．、第５０巻、１９６０〜１９７０ページ、２００２年１２月
【非特許文献８】Ｍ．Ｓｈａｒｉｆ及びＢ．Ｈａｓｓｉｂｉ著「Ｏｎ  ｔｈｅ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｗｉｔｈ  ｐａｒｔｉａｌ  ｓｉｄｅ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈ．、第５１巻、５０６〜５２２ページ、２００５年２月
【非特許文献９】３ＧＰＰ「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ  ｉｎ  ＵＴＲＡ（ＵＴＲＡにおける複数入力複数出力）」、３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．８７６  Ｖ７．０．０、２００７年３月
【非特許文献１０】３ＧＰＰ「Ｂａｓｅ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ａｎｄ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ベース物理チャネル及び変調）」、ＴＳ  ３６．２１１、Ｖ８．７．０、２００９年５月
【非特許文献１１】３ＧＰＰ「Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  ａｎｄ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃｏｄｉｎｇ（多重化及びチャネル符号化）」、ＴＳ  ３６．２１２、Ｖ８．７．０、２００９年５月
【非特許文献１２】ＡｒｒａｙＣｏｍｍ、「Ｆｉｅｌｄ−ｐｒｏｖｅｎ  ｒｅｓｕｌｔｓ（現場実証済み結果）」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｒｒａｙｃｏｍｍ．ｃｏｍ／ｓｅｒｖｅ．ｐｈｐ？ｐａｇｅ＝ｐｒｏｏｆ
【非特許文献１３】モバイルアドホックネットワーク（ＭＡＮＥＴ）（ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｍｏｂｉｌｅ＿ａｄ＿ｈｏｃ＿ｎｅｔｗｏｒｋ
【非特許文献１４】ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｌｉｓｔ＿ｏｆ＿ａｄ−ｈｏｃ＿ｒｏｕｔｉｎｇ＿ｐｒｏｔｏｃｏｌｓ
【非特許文献１５】Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＳ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ著「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  ａｎｔｅｎｎａ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」
【非特許文献１６】ＦＣＣ、「Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ  ｃｏｍｐｌｉａｎｃｅ  ｗｉｔｈ  ＦＣＣ  ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ  ｆｏｒ  ｈｕｍａｎ  ｅｘｐｏｓｕｒｅ  ｔｏ  ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｆｉｅｌｄｓ」、ＯＥＴ  Ｂｕｌｌｅｔｉｎ  ６５、９７−０１バージョン、１９９７年８月
【非特許文献１７】３ＧＰＰ、「Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌ  ＡＨＧ  （Ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ａｄ−ｈｏｃ  ｆｒｏｍ  ３ＧＰＰ  ＆  ３ＧＰＰ２）」、ＳＣＭ  Ｔｅｘｔ  Ｖ６．０、２００３年４月２２日
【非特許文献１８】３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．９１２、「Ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ  Ｓｔｕｄｙ  ｆｏｒ  Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡ  ａｎｄ  ＵＴＲＡＮ」、Ｖ９．０．０（２００９年１０月）
【非特許文献１９】３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．９１３、「Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ  ｆｏｒ  Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡ  （Ｅ−ＵＴＲＡ）  ａｎｄ  Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡＮ  （Ｅ−ＵＴＲＡＮ）」、Ｖ８．０．０（２００９年１月）
【非特許文献２０】Ｗ．Ｃ．Ｊａｋｅｓ著「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、ＩＥＥＥ  Ｐｒｅｓｓ、１９７４年
【非特許文献２１】Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ他著「Ａ  ｊｏｉｎｔ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｉａｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ  ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍ、第２巻、７７３〜７８６ページ、２００３年７月
【非特許文献２２】Ｐ．Ｖｉｓｗａｎａｔｈ他著「Ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｓｔｉｃ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ｕｓｉｎｇ  ｄｕｍｐ  ａｎｔｅｎｎａｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ、第４８巻、１２７７〜１２９４ページ、２００２年６月
【非特許文献２３】Ａ．Ａ．Ｍ．Ｓａｌｅｈ他著「Ａ  ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ  ｍｏｄｅｌ  ｆｏｒ  ｉｎｄｏｏｒ  ｍｕｌｔｉｐａｔｈ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍ．、第１９５巻ＳＡＣ−５第２号、１２８〜１３７ページ、１９８７年２月
【非特許文献２４】Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ他著「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｐｒｅｓｓ、４０  Ｗｅｓｔ  ２０ｔｈ  Ｓｔｒｅｅｔ，Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ，ＮＹ，ＵＳＡ、２００３年
【非特許文献２５】Ｊ．Ｃｈｏｉ他著「Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ  Ｂａｓｅｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  ｗｉｔｈ  Ｌｉｍｉｔｅｄ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、第５３巻、第１１号、４１２５〜４１３５ページ、２００５年１１月
【非特許文献２６】Ｉ．Ｗｏｎｇ他著「Ｌｏｎｇ  Ｒａｎｇｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｐｒｏｃ．  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＥＥＥ  Ａｓｉｌｏｍａｒ  Ｃｏｎｆ．  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ，ａｎｄ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ、第１巻、７２３〜７３６ページ、Ｐａｃｉｆｉｃ  Ｇｒｏｖｅ，ＣＡ，ＵＳＡ、２００４年１１月７〜１０日
【非特許文献２７】Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ著「Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ、１９９４年
【非特許文献２８】Ｂ．Ｄ．Ｖａｎ  Ｖｅｅｎ他著「Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ：  ａ  ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  ｓｐａｔｉａｌ  ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ」、ＩＥＥＥ  ＡＳＳＰ  Ｍａｇａｚｉｎｅ、１９８８年４月
【非特許文献２９】Ｒ．Ｇ．Ｖａｕｇｈａｎ著「Ｏｎ  ｏｐｔｉｍｕｍ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  ａｔ  ｔｈｅ  ｍｏｂｉｌｅ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ  Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈ．、第３７巻、第４号、１８１〜１８８ページ、１９８８年１１月
【非特許文献３０】Ｆ．Ｑｉａｎ著「Ｐａｒｔｉａｌｌｙ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ｆｏｒ  ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ  Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．、第４３巻、第２号、５０６〜５１５ページ、１９９５年２月
【非特許文献３１】Ｈ．Ｋｒｉｍ他著「Ｔｗｏ  ｄｅｃａｄｅｓ  ｏｆ  ａｒｒａｙ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｒｅｓｅａｒｃｈ」、ＩＥＥＥ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃ．Ｍａｇａｚｉｎｅ、６７〜９４ページ、１９９６年７月
【非特許文献３２】Ｈ．Ｂｏｃｈｅ他著「Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ  ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ／ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ」、ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈ．Ｃｏｎｆ．、第１巻、２００３年４月
【非特許文献３３】Ｍ．Ｓｃｈｕｂｅｒｔ他著「Ｊｏｉｎｔ  ’ｄｉｒｔｙ  ｐａｐｅｒ’  ｐｒｅ−ｃｏｄｉｎｇ  ａｎｄ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ」、第２巻、５３６〜５４０ページ、２００２年１２月
【非特許文献３４】Ｈ．Ｂｏｃｈｅ他著「Ａ  ｇｅｎｅｒａｌ  ｄｕａｌｉｔｙ  ｔｈｅｏｒｙ  ｆｏｒ  ｕｐｌｉｎｋ  ａｎｄ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇｃ」、第１巻、８７〜９１ページ、２００２年１２月
【非特許文献３５】Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ著「Ａ  ｊｏｉｎｔ  ¬ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｉａｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ  ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍ．、第２巻、７７３〜７８６ページ、２００３年７月
【非特許文献３６】Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ著「Ｚｅｒｏ  ¬ｆｏｒｃｉｎｇ  ｍｅｔｈｏｄｓ  ｆｏｒ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  ｉｎ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇ．Ｐｒｏｃ．、第５２巻、４６１〜４７１ページ、２００４年２月
【非特許文献３７】Ｓ．Ｒｏｂｉｎｓｏｎ著「Ｔｏｗａｒｄ  ａｎ  Ｏｐｔｉｍａｌ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ」、ＳＩＡＭ  Ｎｅｗｓ、第３８巻、第９号、２００５年１１月
【非特許文献３８】Ｄ．Ｃｏｐｐｅｒｓｍｉｔｈ及びＳ．Ｗｉｎｏｇｒａｄ著「Ｍａｔｒｉｘ  Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ  バイア  Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ  Ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｏｎ」、Ｊ．Ｓｙｍｂ．Ｃｏｍｐ．、第９巻、２５１〜２８０ページ、１９９０年
【非特許文献３９】Ｈ．Ｃｏｈｎ、Ｒ．Ｋｌｅｉｎｂｅｒｇ、Ｂ．Ｓｚｅｇｅｄｙ、Ｃ．Ｕｍａｎｓ著「Ｇｒｏｕｐ−ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｆｏｒ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ」、３７９〜３８８ページ、２００５年１１月
【非特許文献４０】Ｗ．Ｈ．Ｐｒｅｓｓ、Ｓ．Ａ．Ｔｅｕｋｏｌｓｋｙ、Ｗ．Ｔ．Ｖｅｔｔｅｒｌｉｎｇ、Ｂ．Ｐ．Ｆｌａｎｎｅｒｙ著「ＮＵＭＥＲＩＣＡＬ  ＲＥＣＩＰＥＳ  ＩＮ  Ｃ：  ＴＨＥ  ＡＲＴ  ＯＦ  ＳＣＩＥＮＴＩＦＩＣ  ＣＯＭＰＵＴＩＮＧ」、Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｐｒｅｓｓ、１９９２年
【非特許文献４１】Ｐｅｒ−Ｅｒｉｋ  Ｅｒｉｋｓｓｏｎ及びＢｊｏｒｎ  Ｏｄｅｎｈａｍｍａｒ著「ＶＤＳＬ２：  Ｎｅｘｔ  ｉｍｐｏｒｔａｎｔ  ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ」、Ｅｒｉｃｓｓｏｎ  Ｒｅｖｉｅｗ、第１号、２００６年
【非特許文献４２】Ｗｉｋｉｐｅｄｉａ、「Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｐｈｏｎｅ  Ｓｙｓｔｅｍ」、ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ａｄｖａｎｃｅｄ＿Ｍｏｂｉｌｅ＿Ｐｈｏｎｅ＿Ｓｙｓｔｅｍ
【非特許文献４３】ＡＴ＆Ｔ、「１９４６：  Ｆｉｒｓｔ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ  Ｃａｌｌ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｏｒｐ．ａｔｔ．ｃｏｍ／ａｔｔｌａｂｓ／ｒｅｐｕｔａｔｉｏｎ／ｔｉｍｅｌｉｎｅ／４６ｍｏｂｉｌｅ．ｈｔｍｌ
【非特許文献４４】ＧＳＭＡ、「ＧＳＭ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｇｓｍｗｏｒｌｄ．ｃｏｍ／ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ／ｉｎｄｅｘ．ｈｔｍ
【非特許文献４５】ＥＴＳＩ、「Ｍｏｂｉｌｅ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ  ＧＳ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｔｓｉ．ｏｒｇ／ＷｅｂＳｉｔｅ／Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ／ｇｓｍ．ａｓｐｘ
【非特許文献４６】Ｗｉｋｉｐｅｄｉａ、「ＩＳ−９５」、ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／ＩＳ−９５
【非特許文献４７】Ｅｒｉｃｓｓｏｎ、「Ｔｈｅ  ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ  ｏｆ  ＥＤＧＥ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｒｉｃｓｓｏｎ．ｃｏｍ／ｒｅｓ／ｄｏｃｓ／ｗｈｉｔｅｐａｐｅｒｓ／ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ＿ｔｏ＿ｅｄｇｅ．ｐｄｆ
【非特許文献４８】Ｑ．Ｂｉ（２００４年３月）、「Ａ  Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｌｉｎｋ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｓｔｕｄｙ  ｏｆ  ｔｈｅ  １ｘＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｌ．  ０  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｕｓｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ  ａｎｄ  Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓ」（ＰＤＦ）、Ｌｕｃｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｄｇ．ｏｒｇ／ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ／ｗｈｉｔｅ＿ｐａｐｅｒｓ／ｆｉｌｅｓ／Ｌｕｃｅｎｔ％２０１ｘＥＶ−ＤＯ％２０Ｒｅｖ％２０Ｏ％２０Ｍａｒ％２００４．ｐｄｆ
【非特許文献４９】Ｗｉ−Ｆｉ  ａｌｌｉａｎｃｅ、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉ−ｆｉ．ｏｒｇ／
【非特許文献５０】Ｗｉ−Ｆｉ  ａｌｌｉａｎｃｅ、「Ｗｉ−Ｆｉ  ｃｅｒｔｉｆｉｅｄ  ｍａｋｅｓ  ｉｔ  Ｗｉ−Ｆｉ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉ−ｆｉ．ｏｒｇ／ｆｉｌｅｓ／ＷＦＡ＿Ｃｅｒｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ＿Ｏｖｅｒｖｉｅｗ＿ＷＰ＿ｅｎ．ｐｄｆ
【非特許文献５１】ＷｉＭＡＸ  ｆｏｒｕｍ、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉｍａｘｆｏｒｕｍ．ｏｒｇ／
【非特許文献５２】Ｃ．Ｅｋｌｕｎｄ、Ｒ．Ｂ．Ｍａｒｋｓ、Ｋ．Ｌ．Ｓｔａｎｗｏｏｄ、及びＳ．Ｗａｎｇ著「ＩＥＥＥ  Ｓｔａｎｄａｒｄ  ８０２．１６：  Ａ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｏｖｅｒｖｉｅｗ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＷｉｒｅｌｅｓｓＭＡＮTMＡｉｒ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  ｆｏｒ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｃｃｅｓｓ」、ｈｔｔｐ：／／ｉｅｅｅ８０２．ｏｒｇ／１６／ｄｏｃｓ／０２／Ｃ８０２１６−０２＿０５．ｐｄｆ
【非特許文献５３】３ＧＰＰ「ＵＭＴＳ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ａｒｔｉｃｌｅ／ｕｍｔｓ
【非特許文献５４】Ｈ．Ｅｋｓｔｒｏｍ、Ａ．Ｆｕｒｕｓｋａｒ、Ｊ．Ｋａｒｌｓｓｏｎ、Ｍ．Ｍｅｙｅｒ、Ｓ．Ｐａｒｋｖａｌｌ、Ｊ．Ｔｏｒｓｎｅｒ、及びＭ．Ｗａｈｌｑｖｉｓｔ著「Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ３Ｇ  Ｌｏｎｇ−Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｍａｇａｚｉｎｅ、３８〜４５ページ、２００６年３月
【非特許文献５５】３ＧＰＰ、「ＬＴＥ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ＬＴＥ
【非特許文献５６】Ｍｏｔｏｒｏｌａ、「Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ  （ＬＴＥ）：  Ａ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｏｖｅｒｖｉｅｗ」、ｈｔｔｐ：／／ｂｕｓｉｎｅｓｓ．ｍｏｔｏｒｏｌａ．ｃｏｍ／ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｌｔｅ／ｐｄｆ／ＬＴＥＴｅｃｈｎｉｃａｌＯｖｅｒｖｉｅｗ．ｐｄｆ
【非特許文献５７】Ｆｅｄｅｒａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ、「Ａｕｔｈｏｒｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｕｎｄｅｒ  Ｐａｒｔｓ  １５  ａｎｄ  ９０  ｏｆ  ｔｈｅ  ＦＣＣ  Ｒｕｌｅｓ  ａｎｄ  Ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｓ」、１９８５年６月
【非特許文献５８】ＩＴＵ、「ＩＳＭ  ｂａｎｄ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｔｕ．ｉｎｔ／ＩＴＵ−Ｒ／ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ／ｆａｑ／ｉｎｄｅｘ．ｈｔｍｌ＃ｇ０１３
【非特許文献５９】Ｓ．Ｐｅｒｌｍａｎ及びＡ．Ｆｏｒｅｎｚａ著「Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−ｉｎｐｕｔ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ：  ａ  ｎｅｗ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ」、２０１１年８月、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｒｅａｒｄｅｎ．ｃｏｍ／ＤＩＤＯ／ＤＩＤＯ＿Ｗｈｉｔｅ＿Ｐａｐｅｒ＿１１０７２７．ｐｄｆ
【非特許文献６０】Ｂｌｏｏｍｂｅｒｇ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｗｅｅｋ、「Ｓｔｅｖｅ  Ｐｅｒｌｍａｎｓ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｆｉｘ」、２０１１年７月２７日、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｂｕｓｉｎｅｓｓｗｅｅｋ．ｃｏｍ／ｍａｇａｚｉｎｅ／ｔｈｅ−ｅｄｉｓｏｎ−ｏｆ−ｓｉｌｉｃｏｎ−ｖａｌｌｅｙ−０７２７２０１１．ｈｔｍｌ
【非特許文献６１】Ｗｉｒｅｄ、「Ｈａｓ  ＯｎＬｉｖｅｓ  Ｓｔｅｖｅ  Ｐｅｒｌｍａｎ  Ｄｉｓｃｏｖｅｒｅｄ  Ｈｏｌｙ  Ｇｒａｉｌ  ｏｆ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ？」、２０１１年６月３０日、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉｒｅｄ．ｃｏｍ／ｅｐｉｃｅｎｔｅｒ／２０１１／０６／ｐｅｒｌｍａｎ−ｈｏｌｙ−ｇｒａｉｌ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ／
【非特許文献６２】Ｔｈｅ  Ｗａｌｌ  Ｓｔｒｅｅｔ  Ｊｏｕｒｎａｌ、「Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｖａｌｌｅｙ  Ｉｎｖｅｎｔｏｒｓ  Ｒａｄｉｃａｌ  Ｒｅｗｒｉｔｅ  ｏｆ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ」、２０１１年７月２８日、ｈｔｔｐ：／／ｂｌｏｇｓ．ｗｓｊ．ｃｏｍ／ｄｉｇｉｔｓ／２０１１／０７／２８／ｓｉｌｉｃｏｎ−ｖａｌｌｅｙ−ｉｎｖｅｎｔｏｒｓ−ｒａｄｉｃａｌ−ｒｅｗｒｉｔｅ−ｏｆ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ／
【非特許文献６３】Ｔｈｅ  Ｗｈｉｔｅ  Ｈｏｕｓｅ、「Ｐｒｅｓｉｄｅｎｔｉａｌ  Ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ：  Ｕｎｌｅａｓｈｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」、２０１０年６月２８日、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｈｉｔｅｈｏｕｓｅ．ｇｏｖ／ｔｈｅ−ｐｒｅｓｓ−ｏｆｆｉｃｅ／ｐｒｅｓｉｄｅｎｔｉａｌ−ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ−ｕｎｌｅａｓｈｉｎｇ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ−ｂｒｏａｄｂａｎｄ−ｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎ
【非特許文献６４】ＦＣＣ、「Ｏｐｅｎ  ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ  ｍｅｅｔｉｎｇ」、２０１０年９月２３日、ｈｔｔｐ：／／ｒｅｂｏｏｔ．ｆｃｃ．ｇｏｖ／ｏｐｅｎ−ｍｅｅｔｉｎｇｓ／２０１０／ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ
【非特許文献６５】ＩＥＥＥ  ８０２．２２、「ＩＥＥＥ  ８０２．２２  Ｗｏｒｋｉｎｇ  Ｇｒｏｕｐ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｒｅｇｉｏｎａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｅｅｅ８０２．ｏｒｇ／２２／
【非特許文献６６】「Ａ  ｂｉｌｌ」、１１２ｔｈ  ｃｏｎｇｒｅｓｓ，１ｓｔ  ｓｅｓｓｉｏｎ、２０１１年７月１２日、ｈｔｔｐ：／／ｒｅｐｕｂｌｉｃａｎｓ．ｅｎｅｒｇｙｃｏｍｍｅｒｃｅ．ｈｏｕｓｅ．ｇｏｖ／Ｍｅｄｉａ／ｆｉｌｅ／Ｈｅａｒｉｎｇｓ／Ｔｅｌｅｃｏｍ／０７１５１１／ＤｉｓｃｕｓｓｉｏｎＤｒａｆｔ．ｐｄｆ
【非特許文献６７】Ｈ．Ｅｋｓｔｒｏｍ、Ａ．Ｆｕｒｕｓｋａｒ、Ｊ．Ｋａｒｌｓｓｏｎ、Ｍ．Ｍｅｙｅｒ、Ｓ．Ｐａｒｋｖａｌｌ、Ｊ．Ｔｏｒｓｎｅｒ、及びＭ．Ｗａｈｌｑｖｉｓｔ著「Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ３Ｇ  Ｌｏｎｇ−Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｍａｇａｚｉｎｅ、３８〜４５ページ、２００６年３月
【非特許文献６８】ＦＣＣ、「Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ  ｃｏｍｐｌｉａｎｃｅ  ｗｉｔｈ  ＦＣＣ  ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ  ｆｏｒ  ｈｕｍａｎ  ｅｘｐｏｓｕｒｅ  ｔｏ  ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｆｉｅｌｄｓ」、ＯＥＴ  Ｂｕｌｌｅｔｉｎ  ６５、第９７−０１バージョン、１９９７年８月
【非特許文献６９】Ａ．Ａ．Ｍ．Ｓａｌｅｈ及びＲ．Ａ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ著「Ａ  ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ  ｍｏｄｅｌ  ｆｏｒ  ｉｎｄｏｏｒ  ｍｕｌｔｉｐａｔｈ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍ．、第１９５巻、ＳＡＣ−５、第２号、１２８〜１３７ページ、１９８７年２月
【非特許文献７０】Ｊ．Ｗ．Ｗａｌｌａｃｅ及びＭ．．Ｊｅｎｓｅｎ著「Ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ  ｏｆ  ｍｅａｓｕｒｅｄ  ＭＩＭＯ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｄａｔａ  ａｎｄ  ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｔｏ  ｃｏｎｖｅｎｔｉｎｌ  ｍｏｄｅｌｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．、第２巻、第７〜１１号、１０７８〜１０８２ページ、２００１年１０月
【非特許文献７１】Ｖ．Ｅｒｃｅｇ他著「ＴＧｎ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｍｏｄｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  ８０２．１１−０３／９４０ｒ４、２００４年５月
【非特許文献７２】３ＧＰＰ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ  Ｇｒｏｕｐ、「Ｓｐａｔｉａｌ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｍｏｄｅｌ，ＳＣＭ−１３４  ｔｅｘｔ  Ｖ６．０」、Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌ  ＡＨＧ  （Ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ａｄ−ｈｏｃ  ｆｒｏｍ  ３ＧＰＰ  ａｎｄ  ３ＧＰＰ２）、２００３年４月
【非特許文献７３】Ｄ．−Ｓ．Ｓｈｉｕ、Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ、及びＪ．Ｍ．Ｋａｈｎ著「Ｆａｄｉｎｇ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｉｔｓ  ｅｆｆｅｃｔ  ｏｎ  ｔｈｅ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ｍｕｌｔｉｅｌｅｍｅｎｔ  ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍ．、第４８巻、第３号、５０２〜５１３ページ、２０００年３月
【非特許文献７４】Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｔ．Ｈａｕｓｔｅｉｎ、及びＣ．ｖｏｎ  Ｈｅｌｍｏｌｔ、「Ａｎｔｅｎｎａ  ｓｐａｃｉｎｇ  ｉｎ  ＭＩＭＯ  ｉｎｄｏｏｒ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．、第２号、７４９〜７５３ページ、２００２年５月
【非特許文献７５】Ｍ．Ｓｔｏｙｔｃｈｅｖ、Ｈ．Ｓａｆａｒ、Ａ．Ｌ．Ｍｏｕｓｔａｋａｓ、及びＳ．Ｓｉｍｏｎ著「Ｃｏｍｐａｃｔ  ａｎｔｅｎｎａ  ａｒｒａｙｓ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．第３巻、７０８〜７１１ページ、２００１年７月
【非特許文献７６】Ｋ．Ｓｕｌｏｎｅｎ、Ｐ．Ｓｕｖｉｋｕｎｎａｓ、Ｌ．Ｖｕｏｋｋｏ、Ｊ．Ｋｉｖｉｎｅｎ、及びＰ．Ｖａｉｎｉｋａｉｎｅｎ著「Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ａｎｔｅｎｎａ  ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  ｐｉｃｏｃｅｌｌ  ａｎｄ  ｍｉｃｒｏｃｅｌｌ  ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍ．、第２１巻、７０３〜７１２ページ、２００３年６月
【非特許文献７７】Ｓｈｕａｎｇｑｉｎｇ  Ｗｅｉ、Ｄ．Ｌ．Ｇｏｅｃｋｅｌ、及びＲ．Ｊａｎａｓｗａｍｙ著「Ｏｎ  ｔｈｅ  ａｓｙｍｐｔｏｔｉｃ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  ｆｉｘｅｄ  ｌｅｎｇｔｈ  ｌｉｎｅａｒ  ａｎｔｅｎｎａ  ａｒｒａｙｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ  Ｃｏｍｍ．、第４巻、２６３３〜２６３７ページ、２００３年
【非特許文献７８】Ｔ．Ｓ．Ｐｏｌｌｏｃｋ、Ｔ．Ｄ．Ａｂｈａｙａｐａｌａ、及びＲ．Ａ．Ｋｅｎｎｅｄｙ著「Ａｎｔｅｎｎａ  ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ  ｅｆｆｅｃｔｓ  ｏｎ  ＭＩＭＯ  ｃａｐａｃｉｔｙ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ  Ｃｏｍｍ．、１９２、第４巻、２３０１〜２３０５ページ、２００３年５月
【非特許文献７９】Ｍ．Ｌ．Ｍｏｒｒｉｓ及びＭ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ著「Ｔｈｅ  ｉｍｐａｃｔ  ｏｆ  ａｒｒａｙ  ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  ｏｎ  ＭＩＭＯ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃａｐａｃｉｔｙ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．、第３巻、２１４〜２１７ページ、２００２年６月
【非特許文献８０】Ｌｉａｎｇ  Ｘｉａｏ、Ｌｉｎ  Ｄａｌ、Ｈａｉｒｕｏ  Ｚｈｕａｎｇ、Ｓｈｉｄｏｎｇ  Ｚｈｏｕ、及びＹａｎ  Ｙａｏ著「Ａ  ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ  ｓｔｕｄｙ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｗｉｔｈ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ  ａｎｔｅｎｎａ  ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ」、ＩＥＥＥ  ＩＣＣＳ０２、第１巻、４３１〜４３５ページ、２００２年１１月
【非特許文献８１】Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ  Ｊｒ．著「Ｉｍｐａｃｔ  ｏｆ  ａｎｔｅｎｎａ  ｇｅｏｍｅｔｒｙ  ｏｎ  ＭＩＭＯ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｉｎｄｏｏｒ  ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．、第２巻、１７００〜１７０３ページ、２００４年６月
【非特許文献８２】Ｍ．Ｒ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｐ．Ｐ．Ｍｉｔｒａ、及びＲ．ｄｅＣａｒｖａｌｈｏ著「Ｔｒｉｐｌｉｎｇ  ｔｈｅ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｕｓｉｎｇ  ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ」、Ｎａｔｕｒｅ、第４０９巻、３１６〜３１８ページ、２００１年１月
【非特許文献８３】Ｄ．Ｄ．Ｓｔａｎｃｉｌ、Ａ．Ｂｅｒｓｏｎ、Ｊ．Ｐ．Ｖａｎｔ  Ｈｏｆ、Ｒ．Ｎｅｇｉ、Ｓ．Ｓｈｅｔｈ、及びＰ．Ｐａｔｅｌ著「Ｄｏｕｂｌｉｎｇ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｕｓｉｎｇ  ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｓｅｄ，ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ  ｅｌｅｃｔｒｉｃ  ａｎｄ  ｍａｇｎｅｔｉｃ  ｄｉｐｏｌｅｓ」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、第３８巻、７４６〜７４７ページ、２００２年７月
【非特許文献８４】Ｔ．Ｓｖａｎｔｅｓｓｏｎ著「Ｏｎ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ａｎｄ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．第３巻、２０２〜２０５ページ、２００２年６月
【非特許文献８５】Ｃ．Ｄｅｇｅｎ及びＷ．Ｋｅｕｓｇｅｎ著「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｕｓｉｎｇ  ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ  ａｎｔｅｎｎａｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎ．第２巻、１５２０〜１５２５ページ、２００３年２月
【非特許文献８６】Ｒ．Ｖａｕｇｈａｎ著「Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ｐａｒａｓｉｔｉｃ  ｅｌｅｍｅｎｔｓ  ｆｏｒ  ａｎｔｅｎｎａ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ａｎｔｅｎｎａｓ  Ｐｒｏｐａｇａｔ．、第４７巻、３９９〜４０５ページ、１９９９年２月
【非特許文献８７】Ｐ．Ｍａｔｔｈｅｉｊｓｓｅｎ、Ｍ．Ｈ．Ａ．Ｊ．Ｈｅｒｂｅｎ、Ｇ．Ｄｏｌｍａｎｓ、及びＬ．Ｌｅｙｔｅｎ著「Ａｎｔｅｎｎａ−ｐａｔｔｅｒｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｖｅｒｓｕｓ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｆｏｒ  ｕｓｅ  ａｔ  ｈａｎｄｈｅｌｄｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．、第５３巻、１０３５〜１０４２ページ、２００４年７月
【非特許文献８８】Ｌ．Ｄｏｎｇ、Ｈ．Ｌｉｎｇ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ  Ｊｒ．著「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｕｓｉｎｇ  ａｎｔｅｎｎａ  ｐａｔｔｅｒｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂ．Ｔｅｌｅｃｏｍ．Ｃｏｎｆ．、第１巻、９９７〜１００１ページ、２００２年１１月
【非特許文献８９】Ｊ．Ｂ．Ａｎｄｅｒｓｅｎ及びＢ．Ｎ．Ｇｅｔｕ著「Ｔｈｅ  ＭＩＭＯ  ｃｕｂｅ−ａ  ｃｏｍｐａｃｔ  ＭＩＭＯ  ａｎｔｅｎｎａ」、ＩＥＥＥ  Ｐｒｏｃ．ｏｆ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．、第１巻、１１２〜１１４ページ、２００２年１０月
【非特許文献９０】Ｃ．Ｗａｌｄｓｃｈｍｉｄｔ、Ｃ．Ｋｕｈｎｅｒｔ、Ｓ．Ｓｃｈｕｌｔｅｉｓ、及びＷ．Ｗｉｅｓｂｅｃｋ著「Ｃｏｍｐａｃｔ  ＭＩＭＯ−ａｒｒａｙｓ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ−ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．、第２巻、４９９〜５０２ページ、２００３年６月
【非特許文献９１】Ｃ．Ｂ．Ｄｉｅｔｒｉｃｈ  Ｊｒ、Ｋ．Ｄｉｅｔｚｅ、Ｊ．Ｒ．Ｎｅａｌｙ、及びＷ．Ｌ．Ｓｔｕｔｚｍａｎ著「Ｓｐａｔｉａｌ，ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ，ａｎｄ  ｐａｔｔｅｒｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｈａｎｄｈｅｌｄ  ｔｅｒｍｉｎａｌｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．、第４９巻、１２７１〜１２８１ページ、２００１年９月
【非特許文献９２】Ｓ．Ｖｉｓｕｒｉ及びＤ．Ｔ．Ｓｌｏｃｋ著「Ｃｏｌｏｃａｔｅｄ  ａｎｔｅｎｎａ  ａｒｒａｙｓ：  ｄｅｓｉｇｎ  ｄｅｓｉｄｅｒａｔａ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ｐｒｏｃ．ｏｆ  Ｓｅｎｓｏｒ  Ａｒｒａｙ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ  Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．Ｗｏｒｋｓｈｏｐ、５８０〜５８４ページ、２００２年８月
【非特許文献９３】Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ  Ｊｒ．著「Ｂｅｎｅｆｉｔ  ｏｆ  ｐａｔｔｅｒｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  バイア  ２−ｅｌｅｍｅｎｔ  ａｒｒａｙ  ｏｆ  ｃｉｒｃｕｌａｒ  ｐａｔｃｈ  ａｎｔｅｎｎａｓ  ｉｎ  ｉｎｄｏｏｒ  ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＭＩＭＯ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第５４巻、第５号、９４３〜９５４ページ、２００６年５月
【非特許文献９４】Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．著「Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  Ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ  ｆｏｒ  Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ  ２−ＣＰＡｓ  Ｅｘｐｌｏｉｔｉｎｇ  Ｐａｔｔｅｒｎ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｉｎ  Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＭＩＭＯ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第５６巻、第１０号、１７４８〜１７５９ページ、２００８年１０月
【非特許文献９５】Ｄ．Ｐｉａｚｚａ、Ｎ．Ｊ．Ｋｉｒｓｃｈ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．、及びＫ．Ｒ．Ｄａｎｄｅｋａｒ著「Ｄｅｓｉｇｎ  ａｎｄ  Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ  ｏｆ  ａ  Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ａｒｒａｙ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ、第５６巻、第３号、８６９〜８８１ページ、２００８年３月
【非特許文献９６】Ｒ．Ｂｈａｇａｖａｔｕｌａ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＳ．Ｖｉｓｈｗａｎａｔｈ著「Ｓｉｚｉｎｇ  ｕｐ  ＭＩＭＯ  Ａｒｒａｙｓ」、ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｍａｇａｚｉｎｅ、第３巻、第４号、３１〜３８ページ、２００８年１２月
【非特許文献９７】Ａｄａ  Ｐｏｏｎ、Ｒ．Ｂｒｏｄｅｒｓｅｎ、及びＤ．Ｔｓｅ著「Ｄｅｇｒｅｅｓ  ｏｆ  Ｆｒｅｅｄｏｍ  ｉｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ：  Ａ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｐａｃｅ  Ａｐｐｒｏａｃｈ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、第５１巻（２）、２００５年２月、５２３〜５３６ページ
【非特許文献９８】Ｍ．Ｃｏｓｔａ著「Ｗｒｉｔｉｎｇ  ｏｎ  ｄｉｒｔｙ  ｐａｐｅｒ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、第２９巻、第３号、４３９〜４４１ページ、１９８３年５月
【非特許文献９９】Ｕ．Ｅｒｅｚ、Ｓ．Ｓｈａｍａｉ（Ｓｈｉｔｚ）、及びＲ．Ｚａｍｉｒ著「Ｃａｐａｃｉｔｙ  ａｎｄ  ｌａｔｔｉｃｅ−ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ  ｆｏｒ  ｃａｎｃｅｌｌｉｎｇ  ｋｎｏｗｎ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、Ｈｏｎｏｌｕｌｕ，Ｈａｗａｉｉ、２０００年１１月
【非特許文献１００】Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ著「Ｎｅｗ  ａｕｔｏｍａｔｉｃ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ  ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ  ｍｏｄｕｌｏ  ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、１３８〜１３９ページ、１９７１年３月
【非特許文献１０１】Ｈ．Ｍｉｙａｋａｗａ及びＨ．Ｈａｒａｓｈｉｍａ著「Ａ  ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  ｃｏｄｅ  ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  ｆｏｒ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｗｉｔｈ  ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」、Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ
【非特許文献１０２】Ｒ．Ａ．Ｍｏｎｚｉａｎｏ及びＴ．Ｗ．Ｍｉｌｌｅｒ著「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｏ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ａｒｒａｙｓ」、Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ、Ｗｉｌｅｙ、１９８０年
【非特許文献１０３】Ｔ．Ｙｏｏ、Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ、及びＡ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ著「Ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｗｉｔｈ  ｌｉｍｉｔｅｄ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ａｎｄ  ｕｓｅｒ  ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌ．Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第２５巻、１４７８〜９１ページ、２００７年７月
【非特許文献１０４】Ｐ．Ｄｉｎｇ、Ｄ．Ｊ．Ｌｏｖｅ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ著「Ｏｎ  ｔｈｅ  ｓｕｍ  ｒａｔｅ  ｏｆ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｓｕｂｓｐａｃｅ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、Ｐｒｏｃ．，ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ、第５巻、２６９９〜２７０３ページ、２００５年１１月
【非特許文献１０５】Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ著「ＭＩＭＯ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｗｉｔｈ  ｆｉｎｉｔｅ−ｒａｔｅ  ｆｅｅｄｂａｃｋ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ、第５２巻、５０４５〜６０ページ、２００６年１１月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００４８】
従来技術のマルチユーザ無線システムは、無線ネットワークに複雑さを追加し、制限を招き、所定のユーザの体験（例えば、利用可能帯域幅、待ち時間、予想可能性、信頼性）がエリア内の他のユーザによるスペクトル利用によって影響を受ける状況を多くの場合にもたらす。複数のユーザによって共有される無線スペクトルの範囲での全体帯域幅への高まる要求、並びにマルチユーザ無線ネットワークの信頼性、予想可能性、及び所定のユーザに対する低待ち時間を拠り所とする可能性がある用途の益々の増加を考えると、従来技術のマルチユーザ無線技術が多くの制限に悩まされることは明らかである。実際に、特定のタイプの無線通信に適するスペクトル（例えば、建築物の壁を貫通するのに有効な波長における）の限られた利用可能性から、従来技術の無線技術は、信頼性が高く、予想可能であり、低い待ち時間である帯域幅への高まる要求を満たすには不十分になる可能性は高い。
【課題を解決するための手段】
【００４９】
本発明に関連する従来技術は、マルチユーザシナリオにおけるヌル−ステアリングのためのビーム形成システム及び方法を説明している。元来、ビーム形成は、アレイのアンテナに供給される信号の位相及び／又は振幅（すなわち、ビーム形成重み）を動的に調節し、それによってエネルギをユーザの方向に集束させることによって受信信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を最大にするように考えたものであった。マルチユーザシナリオでは、干渉発生源を抑制し、信号対干渉プラスノイズ比（ＳＩＮＲ）を最大にするためにビーム形成を使用することができる。例えば、ビーム形成が無線リンクの受信機に使用される場合には、干渉発生源の方向にヌルを生成する重みが計算される。マルチユーザダウンリンクシナリオにおいてビーム形成が送信機に使用される場合には、ユーザ間干渉を事前相殺し、全てのユーザへのＳＩＮＲを最大にする重みが計算される。ＢＤ事前符号化等のマルチユーザシステムのための別の技術は、ダウンリンク同報通信チャネル内のスループットを最大にする事前符号化重みを計算する。引用によって本明細書に組み込まれている現在特許出願中の上述の出願は、以上の技術を説明している（特定の引用に関しては、現在特許出願中の出願を見られたい）。
【００５０】
図面に関する以下に続く詳細説明から、本発明のより明快な理解を得ることができるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の一実施形態において隣接ＤＩＤＯクラスターによって囲まれた主ＤＩＤＯクラスターを示す図である。
【図２】本発明の一実施形態に使用される周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）技術を示す図である。
【図３】本発明の一実施形態に使用される時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）技術を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態において対処される異なるタイプの干渉ゾーンを示す図である。
【図５】本発明の一実施形態に使用されるフレームワークを示す図である。
【図６】干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対してＳＩＲ＝１０ｄＢを仮定したＳＥＲをＳＮＲの関数としてグラフである。
【図７】２つのＩＤＣＩ事前符号化技術から導出されたＳＥＲを示すグラフである。
【図８】ターゲットクライアントが主ＤＩＤＯクラスターから干渉クラスターに移動する例示的なシナリオを示す図である。
【図９】信号対干渉プラスノイズ比（ＳＩＮＲ）を距離（Ｄ）の関数として例示する図である。
【図１０】フラット−フェーディング狭帯域チャネルにおける４−ＱＡＭ変調に関する３つのシナリオの符号誤り率（ＳＥＲ）性能を示す図である。
【図１１】本発明の一実施形態によるＩＤＣＩ事前符号化の方法を示す図である。
【図１２】一実施形態におけるＳＩＮＲ変化を主ＤＩＤＯクラスターの中心からのクライアントの距離の関数として例示する図である。
【図１３】４−ＱＡＭ変調に対してＳＥＲが導出された一実施形態を示す図である。
【図１４】有限状態機械がハンドオフアルゴリズムを実施する本発明の一実施形態を示す図である。
【図１５】遮蔽の存在下でのハンドオフ方式の一実施形態を示す図である。
【図１６】図１４のいずれか２つの状態の間で切り換えを行う時のヒステリシスループ機構を示す図である。
【図１７】電力制御を使用するＤＩＤＯシステムの一実施形態を示す図である。
【図１８】４つのＤＩＤＯ送信アンテナ及び異なるシナリオにある４つのクライアントを仮定したＳＥＲ対ＳＮＲを示す図である。
【図１９】本発明の一実施形態による異なる送信電力値に関するＭＰＥ電力密度をＲＦ放射線源からの距離の関数として例示する図である。
【図２０ａ】低電力ＤＩＤＯ分散アンテナ及び高電力ＤＩＤＯ分散アンテナの異なる分布を示す図である。
【図２０ｂ】低電力ＤＩＤＯ分散アンテナ及び高電力ＤＩＤＯ分散アンテナの異なる分布を示す図である。
【図２１ａ】図２０ａの構成による電力配分を示す図である。
【図２１ｂ】図２０ｂの構成による電力配分を示す図である。
【図２２ａ】図２２ａに示すシナリオにおける速度配分を示す図である。
【図２２ｂ】図２２ｂに示すシナリオにおける速度配分を示す図である。
【図２３】電力制御を使用するＤＩＤＯシステムの一実施形態を示す図である。
【図２４】データを送信するのにラウンド−ロビンスケジューリング方針に従って全てのアンテナグループにわたって反復する方法の一実施形態を示す図である。
【図２５】米国特許第７，６３６，３８１号明細書における従来の固有モード選択に対するアンテナグループ分けを使用する電力制御の非符号化ＳＥＲ性能の比較を示す図である。
【図２６ａ】ＢＤ事前符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアントの間の無線リンクを通じた異なる電力レベルを考慮するために事前符号化重みを動的に調節する３つのシナリオのうちの１つを示す図である。
【図２６ｂ】ＢＤ事前符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアントの間の無線リンクを通じた異なる電力レベルを考慮するために事前符号化重みを動的に調節する３つのシナリオのうちの１つを示す図である。
【図２６ｃ】ＢＤ事前符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアントの間の無線リンクを通じた異なる電力レベルを考慮するために事前符号化重みを動的に調節する３つのシナリオのうちの１つを示す図である。
【図２７】遅延ドメイン又は瞬間ＰＤＰにわたる低周波数選択性チャネル（β＝１を仮定した）の振幅（上側のプロット図）とＤＩＤＯ２Ｘ２システムにおける周波数ドメインにわたるもの（下側のプロット図）を示す図である。
【図２８】クライアント毎に単一アンテナを有するＤＩＤＯ２Ｘ２におけるチャネル行列周波数応答の一実施形態を示す図である。
【図２９】クライアント毎に単一アンテナを有するＤＩＤＯ２Ｘ２において高周波数選択性（例えば、β＝０．１）によって特徴付けられるチャネルにおけるチャネル行列周波数応答の一実施形態を示す図である。
【図３０】異なるＱＡＭ手法（すなわち、４−ＱＡＭ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）に対する例示的なＳＥＲを示す図である。
【図３１】リンク適応（ＬＡ）技術を実施する方法の一実施形態を示す図である。
【図３２】リンク適応（ＬＡ）技術の一実施形態のＳＥＲ性能を示す図である。
【図３３】（式２８）の行列のエントリをＮFFT＝６４及びＬ0＝８を有するＤＩＤＯ２Ｘ２システムに対するＯＦＤＭトーンインデックスの関数として例示する図である。
【図３４】Ｌ0＝８、Ｍ＝Ｎt＝２の送信アンテナ及び変数Ｐに対するＳＥＲ対ＳＮＲを示す図である。
【図３５】異なるＤＩＤＯ次数及びＬ0＝１６に対する内挿法の一実施形態のＳＥＲ性能を示す図である。
【図３６】スーパークラスター、ＤＩＤＯクラスター、及びユーザクラスターを使用するシステムの一実施形態を示す図である。
【図３７】本発明の一実施形態によるユーザクラスターを有するためのシステムを示す図である。
【図３８ａ】本発明の一実施形態に使用されるリンク品質メトリック閾値を示す図である。
【図３８ｂ】本発明の一実施形態に使用されるリンク品質メトリック閾値を示す図である。
【図３９】ユーザクラスターを確立するためのリンク−品質行列の例を示す図である。
【図４０】ユーザクラスターを確立するためのリンク−品質行列の例を示す図である。
【図４１】ユーザクラスターを確立するためのリンク−品質行列の例を示す図である。
【図４２】異なるＤＩＤＯクラスターを横切ってクライアントが移動する実施形態を示す図である。
【図４３】本発明の一実施形態における球形アレイの分解能とその面積Ａの間の関係を示す図である。
【図４４】本発明の一実施形態における球形アレイの分解能とその面積Ａの間の関係を示す図である。
【図４５】本発明の一実施形態における球形アレイの分解能とその面積Ａの間の関係を示す図である。
【図４６】本発明の一実施形態における球形アレイの分解能とその面積Ａの間の関係を示す図である。
【図４７】実際の屋内伝播シナリオ及び屋外伝播シナリオにおける例示的なＭＩＭＯシステムの自由度を示す図である。
【図４８】例示的なＤＩＤＯシステムにおける自由度をアレイ直径の関数として例示する図である。
【図４９】複数の集中型プロセッサ及び分散ノードを示す図である。
【図５０】無認可ノードと認可ノードの両方を有する構成を示す図である。
【図５１】廃止された無認可ノードを×点で覆った実施形態を示す図である。
【図５２】異なるノードが異なる集中型プロセッサと通信を行うクラウド無線システムの一実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５２】
上述の従来技術の制限のうちの多くを解決するための１つの解決法は、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）技術の実施形態である。ＤＩＤＯ技術は、以下に続く特許及び特許出願に記載されており、これらの文献の全ては、本特許の出願人に譲渡されており、引用によって組み込まれている。本明細書では、これらの特許及び出願を時によって全称して「関連特許及び出願」と呼ぶ。
【００５３】
２０１０年１１月１日出願の「Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ  Ｔｏ  Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ  Ｉｎ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｖｉａ  Ｕｓｅｒ  Ｃｌｕｓｔｅｒｉｎｇ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／９１７，２５７号明細書。
【００５４】
２０１０年６月１６日出願の「Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ，Ｈａｎｄｏｆｆ，Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ａｎｄ  Ｌｉｎｋ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  Ｉｎ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書。
【００５５】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ａｄｊｕｓｔｉｎｇ  ＤＩＤＯ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  Ｂａｓｅｄ  Ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｔｒｅｎｇｔｈ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７６号明細書。
【００５６】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｍａｎａｇｉｎｇ  Ｉｎｔｅｒ−Ｃｌｕｓｔｅｒ  Ｈａｎｄｏｆｆ  Ｏｆ  Ｃｌｉｅｎｔｓ  Ｗｈｉｃｈ  Ｔｒａｖｅｒｓｅ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ＤＩＤＯ  Ｃｌｕｓｔｅｒｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７４号明細書。
【００５７】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｍａｎａｇｉｎｇ  Ｈａｎｄｏｆｆ  Ｏｆ  Ａ  Ｃｌｉｅｎｔ  Ｂｅｔｗｅｅｎ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ  Ｂａｓｅｄ  Ｏｎ  Ｄｅｔｅｃｔｅｄ  Ｖｅｌｏｃｉｔｙ  Ｏｆ  Ｔｈｅ  Ｃｌｉｅｎｔ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８９号明細書。
【００５８】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ａｎｄ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｇｒｏｕｐｉｎｇ  Ｉｎ  Ａ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−Ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）  Ｎｅｔｗｏｒｋ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９５８号明細書。
【００５９】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｌｉｎｋ  ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  Ｉｎ  ＤＩＤＯ  Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７５号明細書。
【００６０】
２０１０年６月１６日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  ＤＩＤＯ  Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ  Ｉｎ  Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９３８号明細書。
【００６１】
２００９年１２月２日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号明細書。
【００６２】
２００７年８月２０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」という名称の米国特許第７，５９９，４２０号明細書。
【００６３】
２００７年８月２０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」という名称の米国特許第７，６３３，９９４号明細書。
【００６４】
２００７年８月２０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」という名称の米国特許第７，６３６，３８１号明細書。
【００６５】
２００８年６月２０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ−Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書。
【００６６】
２００５年１０月２１日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｓｐａｔｉａｌ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ  Ｔｒｏｐｏｓｐｈｅｒｉｃ  Ｓｃａｔｔｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１１／２５６，４７８号明細書。
【００６７】
２００４年７月３０日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｉｎｐｕｔ  Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  Ｏｕｔｐｕｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」という名称の米国特許第７，４１８，０５３号明細書。
【００６８】
２００４年４月２日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｅｎｈａｎｃｉｎｇ  Ｎｅａｒ  Ｖｅｒｔｉｃａｌ  Ｉｎｃｉｄｅｎｃｅ  Ｓｋｙｗａｖｅ  （ＮＶＩＳ）  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｉｎｇ」という名称の米国特許出願出願番号第１０／８１７，７３１号明細書。
【００６９】
本特許出願のサイズと複雑さを軽減するために、下記では、関連特許及び出願のうちの一部の開示内容を指定していない。開示内容の完全な詳細説明に関しては、関連特許及び出願を見られたい。
【００７０】
下記の第Ｉ節（関連特許出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書に記載の開示）は、従来技術の引用文献及び本出願の出願人に譲渡された先行出願の引用を列記するこの節独自の脚注を利用することに注意しなければならない。この脚注の引用を第Ｉ節の節末（第ＩＩ節に入る直前）に列記する。第ＩＩ節が使用する引用は、この節の引用に対して第Ｉ節に対して使用するものと重複する番号表記をこれらの番号表記が異なる引用文献（第ＩＩ節の節末に列記した）を示す場合であっても有することができる。従って、特定の番号表記によって示す引用文献は、この番号表記が使用される節の範囲に示すものである場合がある。
【００７１】
Ｉ．関連特許出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書に記載の開示
１．クラスター間干渉を除去する方法
下記では、複数の分散送信アンテナを用いて空間内にゼロＲＦエネルギを有する場所を生成する無線周波数（ＲＦ）無線通信システムを説明する。Ｍ個の送信アンテナが使用される場合には、所定の場所に（Ｍ−１）個までのゼロＲＦエネルギ点を生成することができる。本発明の一実施形態において、ゼロＲＦエネルギ点は、無線デバイスであり、送信アンテナは、送信機と受信機の間のチャネル状態情報（ＣＳＩ）を認識している。一実施形態において、ＣＳＩは、受信機で計算されて送信機にフィードバックされる。チャネル相互性を利用するように仮定する別の実施形態において、ＣＳＩは、受信機からのトレーニングを用いて送信機において計算される。送信機は、同時に送信される干渉信号を決定するためにＣＳＩを利用することができる。一実施形態において、送信アンテナにおいてゼロＲＦエネルギ点を発生させるために、ブロック対角化（ＢＤ）事前符号化が使用される。
【００７２】
本明細書に説明するシステム及び方法は、上述の従来の受信／送信ビーム形成技術とは異なる。実際には、受信ビーム形成が受信側における干渉を抑制するための重みを計算し（ヌル−ステアリングを用いて）、それに対して本明細書に説明する本発明の一部の実施形態は、空間内で「ゼロＲＦエネルギ」を有する１つ又は複数の場所をもたらす干渉パターンを生成するために、送信側において重みを適用する。全てのユーザに対する信号品質（又はＳＩＮＲ）又はダウンリンクスループットそれぞれを最大にするように設計された従来の送信ビーム形成又はＢＤ事前符号化とは異なり、本明細書に説明するシステム及び方法は、ある一定の条件下で及び／又はある一定の送信機からの信号品質を最小にし、それによってクライアントデバイス（本明細書では時によって「ユーザ」と呼ぶ）においてゼロＲＦエネルギ点を生成する。更に、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システム（本出願人の関連特許及び出願に記載されている）の関連では、空間内に分散された送信アンテナは、複数のゼロＲＦエネルギ点及び／又は異なるユーザへの最大ＳＩＮＲを生成するために利用することができるより高い自由度（すなわち、より高いチャネル空間的ダイバーシティ）を与える。例えば、Ｍ個の送信アンテナを使用すると、（Ｍ−１）個までのＲＦエネルギ点を生成することができる。それとは対照的に、実際のビーム形成又はＢＤマルチユーザシステムは、一般的に送信側で密に離間されたアンテナを用いて設計され、そのようなアンテナは、いずれかの個数Ｍの送信アンテナにおいて無線リンクを通じてサービス提供を受けることができる同時ユーザ数を制限する。
【００７３】
Ｍ個の送信アンテナとＫ個のユーザを有し、Ｋ＜Ｍであるシステムを考える。送信機は、Ｍ個の送信アンテナとＫ個のユーザの間のＣＳＩ
2019080343.tif 000003
を認識していると仮定する。簡略化のために、全てのユーザに単一アンテナが装備されていると仮定するが、同じ方法は、ユーザ毎に複数個の受信アンテナに拡張することができる。Ｋ個のユーザの場所にゼロＲＦエネルギを生成する事前符号化重み
2019080343.tif 000004
が、以下の条件を満たすように計算される。
2019080343.tif 000005
ここで、０K×1は、全てゼロのエントリを有するベクトルであり、Ｈは、Ｍ個の送信アンテナからのチャネルベクトル
2019080343.tif 000006
をＫ個のユーザに組み合わせることによって次式として得られるチャネル行列である。
2019080343.tif 000007
一実施形態において、チャネル行列Ｈの特異値分解（ＳＶＤ）が計算され、事前符号化重みｗは、Ｈのヌル部分空間（ゼロ特異値によって識別される）に対応する右特異ベクトルとして定められる。送信アンテナは、上記に定めた重みベクトルを用いてＲＦエネルギを送信し、同時にｋ番目のユーザにおいて受信される信号が次式で与えられるように、Ｋ個のユーザの場所においてＫ個のゼロＲＦエネルギ点を生成する。
2019080343.tif 000008
ここで、
2019080343.tif 000009
は、ｋ番目のユーザにおける加法白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）である。一実施形態において、チャネル行列Ｈの特異値分解（ＳＶＤ）が計算され、事前符号化重みｗは、Ｈのヌル部分空間（ゼロ特異値によって識別される）に対応する右特異ベクトルとして定められる。
【００７４】
別の実施形態において、無線システムは、ＤＩＤＯシステムであり、異なるＤＩＤＯカバレージエリアの間にいるクライアントに対する干渉を事前相殺するために、ゼロＲＦエネルギ点が生成される。米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号明細書には、以下を含むＤＩＤＯシステムが記載されている。
・ＤＩＤＯクライアント
・ＤＩＤＯ分散アンテナ
・ＤＩＤＯ基地送受信機局（ＢＴＳ）
・ＤＩＤＯ基地局ネットワーク（ＢＳＮ）
全てのＢＴＳは、ＤＩＤＯクラスターと呼ぶ所定のカバレージエリアにサービスを提供する複数の分散アンテナにＢＳＮを通じて接続される。本特許出願では、近いＤＩＤＯクラスターの間の干渉を除去するためのシステム及び方法を説明する。図１に示すように、主ＤＩＤＯクラスターが、隣接クラスターからの干渉によって影響を受けるクライアント（又はターゲットクライアント）（すなわち、マルチユーザＤＩＤＯシステムによるサービス提供を受けるユーザデバイス）をホストすると仮定する。
【００７５】
一実施形態において、隣接クラスターは、従来のセルラーシステムと類似の周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）技術に従って異なる周波数で作動する。例えば、３という周波数再使用係数の場合には、図２に示すように、３番目毎のＤＩＤＯクラスターに同じキャリア周波数が再使用される。図２では、異なるキャリア周波数をＦ1、Ｆ2、及びＦ3として示している。この実施形態は、一部の実施に対して使用することができるが、利用可能スペクトルが、複数の部分帯域に分割され、同じ部分帯域内ではＤＩＤＯクラスターの部分集合しか作動しないので、この手法は、スペクトル効率の損失をもたらす。更に、この手法は、異なるＤＩＤＯクラスターを異なる周波数に関連付け、それによって干渉を阻止するように、複雑なセル計画を必要とする。従来技術のセルラーシステムと同様に、そのようなセルラー計画は、特定のアンテナ配置、及びこれらのアンテナを使用するクラスター間の干渉を回避するための送信電力制限を必要とする。
【００７６】
別の実施形態において、隣接クラスターは、同じ周波数帯域内で作動するが、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）技術に従って異なる時間スロットで作動する。例えば、図３に示すように、ＤＩＤＯ送信は、図示のある一定のクラスターにおいて時間スロットＴ1、Ｔ2、及びＴ3内でのみ許される。時間スロットは、異なるクラスターがラウンド−ロビン方式に従ってスケジュール管理されるように、異なるクラスターに均等に割り振ることができる。異なるクラスターが、異なるデータ速度要件によって特徴付けられる場合には（すなわち、密集した市街地環境内のクラスターに対して、カバレージエリア毎に少数のクライアントのみを有する辺地のクラスターの場合）、より多くの時間スロットが、より大きいデータ速度要件を有するクラスターに割り振られるように異なるクラスターに異なる優先度が割り振られる。本発明の一実施形態において、上述のＴＤＭＡを使用することができるが、ＴＤＭＡ手法は、異なるクラスター間の時間同期を必要とする可能性があり、干渉クラスターは、同時に同じ周波数を使用することができないので、低いスペクトル効率しかもたらされない可能性がある。
【００７７】
一実施形態において、全ての隣接クラスターは、同時に同じ周波数帯域内で送信を行い、干渉を回避するためにクラスター間の空間処理を使用する。この実施形態において、マルチクラスターＤＩＤＯシステムは、（ｉ）同時非干渉データストリームを複数のクライアントに同じ周波数帯域内で送信するために、主クラスター内で従来のＤＩＤＯ事前符号化（第７，５９９，４２０号明細書、第７，６３３，９９４号明細書、第７，６３６，３８１号明細書、並びに特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書を含む関連特許及び出願に記載されているもの等）を使用し、（ｉｉ）ターゲットクライアントの場所にゼロ無線周波数（ＲＦ）エネルギ点を生成することにより、図４の干渉ゾーン４１０内に位置するクライアントへの干渉を回避するために、隣接クラスター内の干渉相殺を有するＤＩＤＯ事前符号化を使用する。ターゲットクライアントが干渉ゾーン４１０に存在する場合には、このクライアントは、主クラスター４１１からのデータストリームを含むＲＦと、干渉クラスター４１２〜４１３からのゼロＲＦエネルギとの和を受信することになり、この和は、単純に主クラスターからのデータストリームを含むＲＦになる。こうして近接クラスターは、干渉ゾーン内のターゲットクライアントが干渉に悩まされることなく、同じ周波数を同時に利用することができる。
【００７８】
実際のシステムでは、ＤＩＤＯ事前符号化の性能は、チャネル推定誤差又はドップラー効果（ＤＩＤＯ分散アンテナにおいて無効なチャネル状態情報をもたらす）、マルチキャリアＤＩＤＯシステム内の相互変調歪み（ＩＭＤ）、時間又は周波数オフセット等の様々なファクタによる影響を受ける可能性がある。これらの効果の結果として、ゼロＲＦエネルギ点を得るのが非実用的である場合がある。しかし、主クラスターからのＲＦエネルギと比較してターゲットクライアントにおける干渉クラスターからのＲＦエネルギを無視できる限り、ターゲットクライアントにおけるリンク性能は、干渉による影響を受けない。例えば、クライアントは、１０-6のターゲットビット誤り率（ＢＥＲ）を得るために、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号化を用いて４−ＱＡＭコンステレーションを復調するのに２０ｄＢの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を必要とすると仮定する。ターゲットクライアントにおいて干渉クラスターから受信されるＲＦエネルギが、主クラスターから受信されるＲＦエネルギを２０ｄＢ下回る場合は干渉を無視することができ、クライアントは、所定のＢＥＲ目標の範囲で首尾良くデータを復調することができる。従って、本明細書に使用する「ゼロＲＦエネルギ」は、必ずしも干渉ＲＦ信号からのＲＦエネルギがゼロであることを意味するわけではない。そうではなく、ゼロＲＦエネルギは、受信機において望ましいＲＦ信号を受信することができるように、このＲＦエネルギが、望ましいＲＦ信号のＲＦエネルギと比較して十分に低いことを意味する。更に、望ましいＲＦエネルギと比較しての干渉ＲＦエネルギに対するある望ましい閾値を説明するが、本発明の根底を構成する原理は、いかなる特定の閾値にも限定されない。
【００７９】
図４に示すように、異なるタイプの干渉ゾーン４１０が存在する。例えば、「タイプＡ」ゾーン（図４に文字「Ａ」に示す）は、１つだけの隣接クラスターからの干渉による影響を受け、それに対して「タイプＢ」ゾーン（文字「Ｂ」に示す）は、２つ又は複数の隣接クラスターからの干渉を考慮する。
【００８０】
図５は、本発明の一実施形態にいて使用されるフレームワークを示している。点は、ＤＩＤＯ分散アンテナを表し、×点は、ＤＩＤＯクライアントを指し、矢印は、ＲＦエネルギの伝播方向を示している。主クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、事前符号化されたデータ信号をこのクラスター内のクライアントＭＣ５０１に送信する。同様に、干渉クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、このクラスター内のクライアントＩＣ５０２に従来のＤＩＤＯ事前符号化を用いてサービス提供する。緑色の×点５０３は、干渉ゾーン内のターゲットクライアントＴＣ５０３を表している。主クラスター５１１内のＤＩＤＯアンテナは、事前符号化されたデータ信号を従来のＤＩＤＯ事前符号化を用いてターゲットクライアントに送信する（黒色矢印）。干渉クラスター５１２内のＤＩＤＯアンテナは、ターゲットクライアント５０３の方向に向くゼロＲＦエネルギ（緑色矢印）を生成するために事前符号化を使用する。
【００８１】
図４のいずれかの干渉ゾーン４１０Ａ、４１０Ｂ内のターゲットクライアントｋにおける受信信号は次式で与えられる（式１）。
2019080343.tif 000010
ここで、ｋ＝１，．．．，Ｋであり、Ｋは、干渉ゾーン８０１０Ａ、８０１０Ｂ内のクライアント数であり、Ｕは、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアント数であり、Ｃは、干渉ＤＩＤＯクラスター４１２〜４１３の個数であり、Ｉcは、干渉クラスターｃ内のクライアント数である。更に、
2019080343.tif 000011
は、クライアントｋのデバイスにおいてＭ個の送信ＤＩＤＯアンテナ及びＮ個の受信アンテナを仮定した場合のこのクライアントにおける受信データ信号を含むベクトルであり、
2019080343.tif 000012
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋへの送信データストリームのベクトルであり、
2019080343.tif 000013
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｕへの送信データストリームのベクトルであり、
2019080343.tif 000014
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｉへの送信データストリームのベクトルであり、
2019080343.tif 000015
は、クライアントｋのＮ個の受信アンテナにおける（ＡＷＧＮ）のベクトルであり、
2019080343.tif 000016
は、主ＤＩＤＯクラスター内のＭ個の送信ＤＩＤＯアンテナからクライアントｋにおけるＮ個の受信アンテナへのＤＩＤＯチャネル行列であり、
2019080343.tif 000017
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のＭ個の送信ＤＩＤＯアンテナからクライアントｋにおけるＮ個の受信アンテナへのＤＩＤＯチャネル行列であり、
2019080343.tif 000018
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列であり、
2019080343.tif 000019
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｕに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列であり、
2019080343.tif 000020
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｉに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列である。
【００８２】
一般性を損なうことなく表記を簡略化するために、全てのクライアントにＮ個の受信アンテナが装備され、全てのＤＩＤＯクラスター内にＭ個のＤＩＤＯ分散アンテナが存在し、Ｍ≧（Ｎ・Ｕ）及びＭ≧（Ｎ・Ｉc），∀ｃ＝１，．．．，Ｃであると仮定する。Ｍが、クラスター内の受信アンテナの合計数よりも大きい場合には、干渉ゾーン内のターゲットクライアントへの干渉を事前相殺するために、又は同じクラスター内のクライアントに対するリンクロバスト性を第７，５９９，４２０号明細書、第７，６３３，９９４号明細書、第７，６３６，３８１号明細書、並びに特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書を含む関連特許及び出願に記載されているダイバーシティ手法を用いて改善するために追加送信アンテナが使用される。
【００８３】
同じクラスター内のクライアント間干渉を事前相殺するために、ＤＩＤＯ事前符号化重みが計算される。例えば、クライアント間干渉を除去するために、第７，５９９，４２０号明細書、第７，６３３，９９４号明細書、第７，６３６，３８１号明細書、特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書、並びに［引用文献７］を含む関連特許及び出願に記載されているブロック対角化（ＢＤ）事前符号化を主クラスター内で以下の条件が満たされるように使用することができる（式２）。
2019080343.tif 000021
以下の条件が満たされるように、隣接ＤＩＤＯクラスター内の事前符号化重み行列が設計される（式３）。
2019080343.tif 000022
事前符号化行列Ｗc,iを計算するために、Ｍ個の送信アンテナから干渉クラスター内のＩc個のクライアント、並びに干渉ゾーン内のクライアントｋへのダウンリンクチャネルが推定され、干渉クラスター内のＤＩＤＯ  ＢＴＳによって事前符号化行列が計算される。干渉クラスター内の事前符号化行列を計算するのにＢＤ法が使用される場合には、隣接クラスター内のｉ番目のクライアントに対する重みを計算するために以下の有効チャネル行列が構成される（式４）。
2019080343.tif 000023
ここで、
2019080343.tif 000024
は、ｉ番目のクライアントに対応する行を除去した干渉クラスターｃに関するチャネル行列
2019080343.tif 000025
から得られる行列である。条件（式２）及び（式３）を（式１）に代入すると、クラスター内干渉及びクラスター間干渉が除去されたターゲットクライアントｋにおける受信データストリームが得られる（式５）。
2019080343.tif 000026
隣接クラスターにおいて計算される（式１）内の事前符号化重みＷc,iは、事前符号化されたデータストリームをこれらのクラスター内の全てのクライアントに送信し、同時に干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対する干渉を事前相殺するように設計される。ターゲットクライアントは、その主クラスターからの事前符号化されたデータのみを受信する。異なる実施形態において、ダイバーシティ利得を得るために、同じデータストリームが、主クラスターと隣接クラスターの両方からターゲットクライアントに送られる。この場合に、（式５）の信号モデルは、次式として表される（式６）。
2019080343.tif 000027
ここで、Ｗc,kは、ｃ番目のクラスター内のＤＩＤＯ送信機から干渉ゾーン内のターゲットクライアントｋへのＤＩＤＯ事前符号化行列である。（式６）の方法は、隣接クラスター間の時間同期を必要とし、この時間同期は、大規模システムにおいて得るには複雑である場合があるが、それにも関わらず、ダイバーシティ利得の利点が実施コストを正当化する場合には、全く実現可能であることに注意しなければならない。
【００８４】
提案する方法の性能は、符号誤り率（ＳＥＲ）に関して信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の関数として評価することで始める。一般性を損なうことなく、クライアント毎に単一アンテナを仮定して以下の信号モデルを定め、（式１）を次式のように書き直す（式７）。
2019080343.tif 000028
ここで、ＩＮＲは、ＩＮＲ＝ＳＮＲ／ＳＩＲとして定められる干渉対ノイズ比であり、ＳＩＲは、信号対干渉比である。
【００８５】
図６は、干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対してＳＩＲ＝１０ｄＢを仮定して、ＳＥＲをＳＮＲの関数として示している。一般性を損なうことなく、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）非符号化の４−ＱＡＭ及び１６−ＱＡＭを測定した。非符号化のシステムに対して目標ＳＥＲを１％に固定する。この目標は、変調次数に依存する異なるＳＮＲ値に対応する（すなわち、４−ＱＡＭではＳＮＲ＝２０ｄＢ及び１６−ＱＡＭではＳＮＲ＝２８ｄＢ）。ＦＥＣ符号化を使用する場合には、符号化利得の理由から、同じＳＮＲ値に対して低いＳＥＲターゲットを満たすだけでよい。クラスター毎に２つのＤＩＤＯアンテナ及び２個のクライアント（各々に単一アンテナが装備された）を有する２つのクラスター（１つの主クラスター及び１つの干渉クラスター）というシナリオを考察する。主クラスター内にいるクライアントの一方は干渉ゾーン内に位置する。フラット−フェーディング狭帯域チャネルを仮定するが、以下の結果は、各サブキャリアがフラット−フェーディングを受ける周波数選択性マルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムに拡張することができる。（ｉ）事前符号化重みｗc,iが、干渉ゾーン内のターゲットクライアントを考慮せずに計算されるＤＩＤＯ間クラスター干渉（ＩＤＣＩ）を有する一方のもの、及び（ｉｉ）ターゲットクライアントへのＩＤＣＩを相殺するために重みｗc,iを計算することによってＩＤＣＩが除去される他方のものという２つのシナリオを考察する。ＩＤＣＩの存在下では、ＳＥＲが高く、所定のターゲットよりも大きいことを見ることができる。隣接クラスターにおいてＩＤＣＩ事前符号化が使用される場合には、ターゲットクライアントへの干渉は除去され、ＳＥＲターゲットは、ＳＮＲ＞２０ｄＢにおいて達せられる。
【００８６】
図６にある結果は、（式５）の場合と同じくＩＤＣＩ事前符号化を仮定している。（式６）の場合と同じく干渉ゾーン内のターゲットクライアントへのデータストリームを事前符号化するのに隣接クラスターにおけるＩＤＣＩ事前符号化が更に使用される場合には、付加的なダイバーシティ利得が得られる。図７は、（ｉ）（式５）のＩＤＣＩ事前符号化を使用する「方法１」、（ｉｉ）隣接クラスターも、事前符号化されたデータストリームをターゲットクライアントに送信する場合に（式６）のＩＤＣＩ事前符号化を使用する「方法２」という２つの技術から導出されたＳＥＲを比較している。方法２は、事前符号化されたデータストリームをターゲットクライアントに送信するのに使用される隣接クラスター内のＤＩＤＯアンテナによって与えられる付加的なアレイ利得に起因して、従来のＩＤＣＩ事前符号化と比較して〜３ｄＢの利得をもたらす。より一般的には、方法１に優る方法２のアレイ利得は、１０*ｌｏｇ１０（Ｃ＋１）に比例し、ここで、Ｃは、隣接クラスター数であり、係数「１」は、主クラスターを指す。
【００８７】
次に、上述の方法の性能を干渉ゾーンに対するターゲットクライアントの場所の関数として評価する。図８に示すように、ターゲットクライアント８０１が、主ＤＩＤＯクラスター８０２から干渉クラスター８０３に移動する１つの単純なシナリオを考察する。主クラスター８０２内の全てのＤＩＤＯアンテナ８１２が、クラスター内干渉を相殺するために条件（式２）を満たすようにＢＤ事前符号化を使用すると仮定する。単一の干渉ＤＩＤＯクラスター、クライアントデバイス８０１における単一の受信機アンテナ、及び主クラスター又は干渉クラスター内の全てのＤＩＤＯアンテナからクライアントへの同一の経路損失を仮定する（すなわち、ＤＩＤＯアンテナは、クライアントの周囲に円状に配置される）。経路損失指数４を有する（一般的な市街地環境の場合のように）１つの単純化した経路損失モデルを使用する［引用文献１１］。以下の解析は、経路損失を考慮するために（式７）を拡張する以下の単純化した信号モデルに基づいている（式８）。
2019080343.tif 000029
ここで、信号対干渉（ＳＩＲ）は、ＳＩＲ＝（（１−Ｄ）／Ｄ）4として導出される。ＩＤＣＩをモデル化するのに、ｉ）ＩＤＣＩがない理想的な場合に、ｉｉ）条件（式３）を満たすように干渉クラスター内でＢＤ事前符号化を用いてＩＤＣＩが事前相殺され、ｉｉｉ）ＩＤＣＩがあり、隣接クラスターによって事前相殺されていないという３つのシナリオを考察する。
【００８８】
図９は、信号対干渉プラスノイズ比（ＳＩＮＲ）をＤの（すなわち、ターゲットクライアントが主クラスター８０２から干渉クラスター８０３内のＤＩＤＯアンテナ８１３に向けて移動するときの）関数として示している。ＳＩＮＲは、（式８）の信号モデルを用いて信号電力と干渉にノイズ電力を加えたものとの比として導出される。Ｄo＝０．１であり、Ｄ＝Ｄoの場合にＳＮＲ＝５０ｄＢであると仮定する。ＩＤＣＩが不在の場合には、無線リンク性能は、経路損失に起因するノイズとＳＩＮＲ低下とによる影響しか受けない。ＩＤＣＩが存在する場合には（すなわち、ＩＤＣＩ事前符号化なしの場合）、隣接クラスター内のＤＩＤＯアンテナからの干渉は、ＳＩＮＲを低下させることに寄与する。
【００８９】
図１０は、フラット−フェーディング狭帯域チャネルにおける４−ＱＡＭ変調に関する上述の３つのシナリオの符号誤り率（ＳＥＲ）性能を示している。これらのＳＥＲは、図９のＳＩＮＲに対応する。非符号化の（すなわち、ＦＥＣなしの）システムに対して、図９のＳＩＮＲ閾値ＳＩＮＲT＝２０ｄＢに対応する１％のＳＥＲ閾値を仮定する。ＳＩＮＲ閾値は、データ送信に使用される変調次数に依存する。同じターゲット誤り率を得る上で、高い変調次数は、一般的に高いＳＩＮＲTによって特徴付けられる。ＦＥＣを使用すると、符号化利得に起因して、同じＳＩＮＲ値に対して低いターゲットＳＥＲに達するだけでよい。事前符号化のないＩＤＣＩの場合には、Ｄ＜０．２５の範囲でしかターゲットＳＥＲが達せられない。隣接クラスターにおいてＩＤＣＩ事前符号化が使用される場合には、ターゲットＳＥＲを満たす範囲は、Ｄ＜０．６まで拡張される。この範囲よりも大きいと、経路損失に起因してＳＩＮＲは増大し、ＳＥＲターゲットは満たされない。
【００９０】
ＩＤＣＩ事前符号化の方法の一実施形態を図１１に示しており、この実施形態は、以下の段階から構成される。
・ＳＩＲ推定１１０１：主ＤＩＤＯクラスターからの信号電力を推定し（すなわち、受信した事前符号化されたデータに基づいて）、隣接ＤＩＤＯクラスターからの干渉プラスノイズ信号電力を推定する。単一キャリアＤＩＤＯシステムでは、短い無音期間を用いてフレーム構造を設計することができる。例えば、無音期間は、チャネル状態情報（ＣＳＩ）フィードバック中のチャネル推定のためのトレーニングと事前符号化されたデータ送信の間に定めることができる。一実施形態において、主クラスター内のＤＩＤＯアンテナからの無音期間中に、隣接クラスターからの干渉プラスノイズ信号電力が測定される。実際のＤＩＤＯマルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムでは、直流（ＤＣ）オフセットと、送信側及び受信側におけるフィルタリングに起因する帯域エッジにおける減衰とを阻止するために、一般的にヌルトーンが使用される。マルチキャリアシステムを使用する別の実施形態において、干渉プラスノイズ信号電力はヌルトーンから推定される。帯域エッジにおける送信／受信フィルタ減衰を補償するために、補正係数を使用することができる。主クラスターからの信号プラス干渉及びノイズ電力（ＰS）と、隣接クラスターからの干渉プラスノイズ電力（ＰIN）とが推定されると、クライアントコンピュータは、ＳＩＮＲを次式として計算する（式９）。
2019080343.tif 000030
あるいは、ＳＩＮＲ推定値は、無線信号電力を測定するために一般的な無線通信システム内に使用される受信信号強度指示値（ＲＳＳＩ）から導出される。（式９）におけるメトリックは、ノイズ電力レベルと干渉電力レベルとを区別することができないことを見ることができる。例えば、無干渉環境内で遮蔽（すなわち、主クラスター内の全てのＤＩＤＯ分散アンテナからの信号電力を減衰させる障害物の背後にあること）による影響を受けるクライアントは、クラスター間干渉による影響を受けない場合であっても、低いＳＩＮＲを推定する可能性がある。提案する方法に対してより信頼性が高いメトリックは、次式のように計算されるＳＩＲである（式１０）。
2019080343.tif 000031
ここで、ＰNはノイズ電力である。実際のマルチキャリアＯＦＤＭシステムでは、（式１０）のノイズ電力ＰNは、主クラスター及び隣接クラスターからの全てのＤＩＤＯアンテナが同じヌルトーンセットを使用すると仮定して、ヌルトーンから推定される。干渉プラスノイズ電力（ＰIN）は、上述したように無音期間から推定される。最後に、データトーンから信号プラス干渉及びノイズ電力（ＰS）が導出される。これらの推定値から、クライアントは（式１０）でＳＩＲを計算する。
・隣接クラスターにおけるチャネル推定１１０２〜１１０３：図１１の１１０２で、（式１０）で推定されたＳＩＲが所定の閾値（ＳＩＲT）よりも小さいと決定された場合には、クライアントは、隣接クラスターからのトレーニング信号を受信し始める。ＳＩＲTは、データ送信に使用される変調及びＦＥＣ符号化手法（ＭＣＳ）に依存することに注意しなければならない。クライアントのＭＣＳに依存して異なるＳＩＲターゲットが定められる。異なるクラスターからのＤＩＤＯ分散アンテナが時間同期化される場合には（すなわち、同じパルス毎秒、ＰＰＳの時間基準にロックされる）、１１０３において、クライアントは、トレーニングシーケンスを利用してチャネル推定値を隣接クラスター内のＤＩＤＯアンテナに供給する。隣接クラスターにおけるチャネル推定のためのトレーニングシーケンスは、主クラスターからのトレーニングに対して直交するように設計される。代替的に、異なるクラスター内のＤＩＤＯアンテナが時間同期化されない場合には、異なるＤＩＤＯクラスターにおける時間同期において直交シーケンス（良好な相互相関特性を有する）が使用される。クライアントが隣接クラスターの時間／周波数基準にロックすると、１１０３においてチャネル推定が実施される。
・ＩＤＣＩ事前符号化１１０４：隣接クラスター内のＤＩＤＯ  ＢＴＳにおいてチャネル推定値が利用可能になると、（式３）の条件を満たすようにＩＤＣＩ事前符号化が計算される。隣接クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、これらのアンテナのクラスター内のクライアントにのみ事前符号化されたデータストリームを送信し、同時に図４の干渉ゾーン４１０内のクライアントへの干渉を事前相殺する。クライアントが、図４のＢ型干渉ゾーン４１０内に位置する場合には、このクライアントへの干渉は複数のクラスターによって発生し、ＩＤＣＩ事前符号化は、全ての隣接クラスターによって同時に実施されることを見ることができる。
【００９１】
ハンドオフの方法
以下では、別々のエリア内に位置する分散アンテナ、又は異なるタイプのサービス（すなわち、低移動性サービス又は高移動性サービス）を提供する分散アンテナが集まっているＤＩＤＯクラスターを横切って移動するクライアントに対する異なるハンドオフ方法を説明する。
【００９２】
ａ．近接ＤＩＤＯクラスター間のハンドオフ
一実施形態において、ＤＩＤＯシステムにおけるハンドオフ方法に対する基本方針として、上述のクラスター間干渉を除去するためのＩＤＣＩ事前符号化器が使用される。セルラーシステムにおける従来のハンドオフは、異なる基地局によってサービス提供を受けるセル間で継ぎ目なく切り換えを行うクライアントに対して考えられている。ＤＩＤＯシステムでは、ハンドオフは、クライアントが１つのクラスターから別のものに接続を失うことなく移動することを可能にする。
【００９３】
ＤＩＤＯシステムにおけるハンドオフ方式の一実施形態を示すために、２つのクラスター８０２及び８０３のみを有する図８の例を再度考察する。クライアント８０１が主クラスター（Ｃ１）８０２から隣接クラスター（Ｃ２）８０３に移動するときに、ハンドオフ方法の一実施形態は、異なるクラスター内の信号品質を動的に計算し、このクライアントに対して最も低い誤り率の性能をもたらすクラスターを選択する。
【００９４】
図１２は、ＳＩＮＲ変化をクラスターＣ１の中心からのクライアントの距離の関数として示している。ＦＥＣ符号化のない４−ＱＡＭ変調に対しては、ターゲットＳＩＮＲ＝２０ｄＢであると考えられる。円に示す線は、Ｃ１とＣ２の両方が、干渉相殺なしのＤＩＤＯ事前符号化を使用する場合のＣ１内のＤＩＤＯアンテナによってサービス提供を受けているターゲットクライアントに対するＳＩＮＲを表している。ＳＩＮＲは、経路損失と隣接クラスターからの干渉とに起因してＤの関数として低下する。隣接クラスターにおいてＩＤＣＩ事前符号化が実施される場合には、干渉が完全に除去されるので、ＳＩＮＲ損失は経路損失だけに起因するものである（三角形を有する線に示すように）。クライアントは、隣接クラスターからのサービス提供を受ける時に対称的な挙動を体験する。ハンドオフ方式の一実施形態は、クライアントがＣ１からＣ２に移動するときに、アルゴリズムが、ＳＩＮＲの上述の所定のターゲットを維持するように異なるＤＩＤＯ手法の間で切り換わるように定められる。
【００９５】
図１２のプロットから、図１３の４−ＱＡＭ変調に関するＳＥＲが導出される。異なる事前符号化方式の間で切り換えを行うことにより、ＳＥＲが所定のターゲットの範囲に維持されることを見ることができる。
【００９６】
ハンドオフ方式の一実施形態は、以下の通りである。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ事前符号化及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントが、Ｃ１内で干渉ゾーンから離れて位置するときには、クラスターＣ１とＣ２の両方が、個々に従来のＤＩＤＯ事前符号化を用いて作動する。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ事前符号化及びＣ２−ＩＤＣＩ事前符号化：クライアントが干渉ゾーンに向けて移動するときに、そのＳＩＲ又はＳＩＮＲは劣化する。ターゲットＳＩＮＲT1に達すると、ターゲットクライアントは、Ｃ２内の全てのＤＩＤＯアンテナからのチャネルを推定し始め、ＣＳＩをＣ２のＢＴＳに供給する。Ｃ２内のＢＴＳは、ＩＤＣＩ事前符号化を計算してＣ２内の全てのクライアントに送信し、同時にターゲットクライアントへの干渉を阻止する。ターゲットクライアントは、干渉ゾーンに存在する限り、そのＣＳＩをＣ１とＣ２の両方に供給し続けることになる。
・Ｃ１−ＩＤＣＩ事前符号化及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントがＣ２に向けて移動するときに、そのＳＩＲ又はＳＩＮＲは、再度ターゲットに達するまで低下し続ける。ターゲットに達した時点で、クライアントは、隣接クラスターに切り換えると決定する。この場合に、Ｃ１は、ＩＤＣＩ事前符号化を用いてターゲットクライアントの方向に向けてゼロ干渉を生成するように、ターゲットクライアントからのＣＳＩを用い始め、それに対して隣接クラスターは、このＣＳＩを従来のＤＩＤＯ事前符号化に対して使用する。一実施形態において、ＳＩＲ推定値がターゲットに近づく時に、クラスターＣ１及びＣ２は、クライアントがＤＩＤＯ事前符号化手法とＩＤＣＩ事前符号化手法の両方の場合のＳＩＲを推定することを可能にするために、これらの両方を交互に試行する。次に、クライアントは、ある誤り率性能メトリックを最大にするために最良の手法を選択する。この方法が適用される場合には、ハンドオフ方式における転換点は、図１２の三角形を有する曲線と菱形を有する曲線との交点で発生する。一実施形態は、アレイ利得を与えるために隣接クラスターも同じく事前符号化されたデータストリームをターゲットクライアントに送信する（式６）で記載した修正を加えたＩＤＣＩ事前符号化法を使用する。この手法を使用すると、クライアントは、転換点において両方の方式におけるＳＩＮＲを推定する必要がないので、ハンドオフ方式は単純化される。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ事前符号化及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントがＣ２に向けて干渉ゾーンから抜け出る時に、主クラスターＣ１は、このターゲットクライアントに対する干渉をＩＤＣＩ事前符号化を用いて事前相殺するのを停止し、Ｃ１内に残っている全てのクライアントへの従来のＤＩＤＯ事前符号化に切り換えて戻す。本出願人のハンドオフ方式におけるこの最後の転換点は、ターゲットクライアントからＣ１への不要なＣＳＩフィードバックを回避し、それによってフィードバックチャネルにそのようなオーバーヘッドを低減するのに有利である。一実施形態において、２のターゲットＳＩＮＲT2が定められる。ＳＩＮＲ（又はＳＩＲ）がこのターゲットよりも大きいと、方式は、Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＤＩＤＯに切り換わる。一実施形態において、クラスターＣ１は、クライアントがＳＩＮＲを推定するのを可能にするために、ＤＩＤＯ事前符号化とＩＤＣＩ事前符号化との間で交替し続ける。次に、クライアントは、上からターゲットＳＩＮＲT1により接近するＣ１の方法を選択する。
【００９７】
上述の方法は、異なる手法におけるＳＩＮＲ推定値又はＳＩＲ推定値を実時間で計算し、これらの推定値を用いて最適な手法を選択する。一実施形態において、ハンドオフアルゴリズムは、図１４に示す有限状態機械に基づいて設計される。クライアントは、その現在状態を追跡し続け、ＳＩＮＲ又はＳＩＲが、図１２に示す所定の閾値を下回った時又は上回った時に次の状態に切り換わる。上述のように、状態１４０１では、両方のクラスターＣ１とＣ２とが、個々に従来のＤＩＤＯ事前符号化を用いて作動し、クライアントはクラスターＣ１によるサービス提供を受け、状態１４０２では、クライアントはクラスターＣ１によるサービス提供を受け、Ｃ２内のＢＴＳはＩＤＣＩ事前符号化を計算し、クラスターＣ１は従来のＤＩＤＯ事前符号化を用いて作動し、状態１４０３では、クライアントはクラスターＣ２によるサービス提供を受け、Ｃ１内のＢＴＳはＩＤＣＩ事前符号化を計算し、クラスターＣ２は、従来のＤＩＤＯ事前符号化を用いて作動し、状態１４０４では、クライアントはクラスターＣ２によるサービス提供を受け、両方のクラスターＣ１とＣ２とが、個々に従来のＤＩＤＯ事前符号化を用いて作動する。
【００９８】
遮蔽効果の存在下では、信号品質又はＳＩＲは、図１５に示すように閾値の上下で変動することができ、図１４にある連続する状態の間で反復的な切り換えをもたらす。状態を反復的に変更するのは、送信手法の間の切り換えを可能にするためのクライアントとＢＴＳの間の制御チャネルに対してかなりのオーバーヘッドをもたらすので、望ましくない効果である。図１５は、遮蔽の存在下でのハンドオフ方式の一例を示している。一実施形態において、遮蔽係数が、配分３を有する対数正規分布に従って模擬される［引用文献３］。以下では、ＤＩＤＯハンドオフ中の反復的な切り換え効果を防止するための一部の方法を定める。
【００９９】
本発明の一実施形態は、状態切り換え効果を考慮するためにヒステリシスループを使用する。例えば、図１４の「Ｃ１−ＤＩＤＯ、Ｃ２−ＩＤＣＩ」１４０２状態と「Ｃ１−ＩＤＣＩ、Ｃ２−ＤＩＤＯ」１４０３状態との間で（又はその逆に）切り換えを行う時には、閾値ＳＩＮＲT1を範囲Ａ１内で調節することができる。この方法は、信号品質がＳＩＮＲT1の上下で変動するときの状態間の反復的切り換えを回避する。例えば、図１６は、図１４のいずれか２つの状態の間で切り換えを行う時のヒステリシスループ機構を示している。状態Ｂから状態Ａに切り換えを行うためには、ＳＩＲは、（ＳＩＲT1＋Ａ1／２）よりも大きくなければならないが、ＡからＢに切り換えて戻すためには、ＳＩＲは、（ＳＩＲT1−Ａ1／２）を下回らなければならない。
【０１００】
異なる実施形態において、図１４の有限状態機械の第１の状態と第２の状態の間（又は第３の状態と第４の状態の間）の反復的な切り換えを回避するために、閾値ＳＩＮＲT2が調節される。例えば、値範囲Ａ2をチャネル条件及び遮蔽効果に依存して閾値ＳＩＮＲT2がこの範囲で選択されるように定めることができる。
【０１０１】
一実施形態において、無線リンクにわたって予想される遮蔽の配分に基づいて、ＳＩＮＲ閾値は、この範囲［ＳＩＮＲT2，ＳＩＮＲT2＋Ａ2］内で動的に調節される。対数正規分布の分散は、クライアントがその現在のクラスターから隣接クラスターに移動するときの受信信号強度（又はＲＳＳＩ）の分散から推定することができる。
【０１０２】
上述の方法は、クライアントがハンドオフ方式を起動すると仮定する。一実施形態において、複数のＢＴＳ間の通信が有効であると仮定して、ハンドオフ決定は、ＤＩＤＯ  ＢＴＳに委ねられる。
【０１０３】
単純化のために、上述の方法は、ＦＥＣ非符号化及び４−ＱＡＭを仮定して導出される。より一般的には、ＳＩＮＲ閾値又はＳＩＲ閾値は、異なる変調符号化手法（ＭＣＳ）に対して導出され、干渉ゾーン内の各クライアントへのダウンリンクデータ速度を最適化するために、ハンドオフ方式は、リンク適応（例えば、米国特許第７，６３６，３８１号明細書を参照されたい）との組合せで設計される。
【０１０４】
ｂ．低ドップラーＤＩＤＯネットワークと高ドップラーＤＩＤＯネットワークの間のハンドオフ
ＤＩＤＯシステムは、ダウンリンクチャネルを通じたデータストリームを事前符号化するために、閉ループ送信手法を使用する。閉ループ手法は、フィードバックチャネルを通じた待ち時間によって本質的に制限される。実際のＤＩＤＯシステムでは、高い処理電力を有する送受信機によって計算時間を短縮することができ、待ち時間の殆どは、ＢＴＳから分散アンテナにＣＳＩ及びベースバンド事前符号化されたデータを供給するときにＤＩＤＯ  ＢＴＳによって導入されることが予想される。ＢＳＮは、以下に限定されるものではないが、デジタル加入者線（ＤＳＬ）、ケーブルモデム、ファイバリング、Ｔ１線、ファイバ同軸混成（ＨＦＣ）ネットワーク、及び／又は固定無線（例えば、ＷｉＦｉ）を含む様々なネットワーク技術で構成することができる。一般的に、専用ファイバは、非常に大きい帯域幅と、可能性として局所ドメイン内でミリ秒よりも短い低い待ち時間とを有するが、ＤＳＬ及びケーブルモデム程には広く配備されていない。現在、ＤＳＬ接続及びケーブルモデム接続は、米国では、一般的に１０〜２５ｍｓの間のラストマイル待ち時間を有するが、非常に広範囲にわたって配備されている。
【０１０５】
ＢＳＮを通じた最大待ち時間は、ＤＩＤＯ事前符号化の性能劣化なしにＤＩＤＯ無線リンクを通じて満足できる最大ドップラー周波数を決定する。例えば、［引用文献１］において、本出願人は、４００ＭＨｚのキャリア周波数において、約１０ｍ秒の待ち時間を有するネットワーク（すなわち、ＤＳＬ）が、最大で８マイル毎時（走行速度）のクライアント速度を許容することができ、それに対して１ｍ秒の待ち時間を有するネットワーク（すなわち、ファイバリング）が、最大で７０マイル毎時までの速度（すなわち、高速道路走行）に対応することができることを示している。
【０１０６】
ＢＳＮを通じて満足できる最大ドップラー周波数に依存して２つ又は複数のＤＩＤＯ部分ネットワークを定める。例えば、ＤＩＤＯ  ＢＴＳと分散アンテナの間に高待ち時間ＤＳＬ接続を有するＢＳＮは、低移動性サービス又は固定無線サービスしか供給することができず（すなわち、低ドップラーネットワーク）、それに対して低待ち時間ファイバリングを通じた低待ち時間ＢＳＮは、高い移動性を満足できる（すなわち、高ドップラーネットワーク）。ブロードバンドユーザの大部分は、ブロードバンドを使用するときには移動しておらず、更に、多くの高速物体がそばを移動するエリアの近く（例えば、高速道路の隣）の場所は、一般的に居住するか又は事業所を管理するにはあまり望ましくない場所であるので、殆どのユーザは、そのような場所に位置する可能性が低いことを見ることができる。しかし、高速時に（例えば、高速道路上を運転する自動車内にいる間に）ブロードバンドを使用することになるか、又は高速物体の近くに（例えば、高速道路の近くに位置する店舗内に）いることになるブロードバンドユーザが存在する。これらの２つの異なるユーザドップラーシナリオを考慮するために、一実施形態において、低ドップラーＤＩＤＯネットワークは、広いエリアにわたって散在する比較的低い電力（すなわち、屋内設置又は屋上設置において１Ｗから１００Ｗ）を有する一般的に多数のＤＩＤＯアンテナから構成され、それに対して高ドップラーネットワークは、高電力送信（すなわち、屋上設置又はタワー設置において１００Ｗ）を有する一般的に少数のＤＩＤＯアンテナから構成される。低ドップラーＤＩＤＯネットワークは、一般的に多数の低ドップラーユーザにサービスを提供し、このサービス提供をＤＳＬ及びケーブルモデム等の廉価な高待ち時間ブロードバンド接続を用いて一般的に低い接続コストで行うことができる。高ドップラーＤＩＤＯネットワークは、一般的に少数の高ドップラーユーザにサービスを提供し、このサービス提供をファイバ等のより高価な低待ち時間ブロードバンド接続を用いて一般的に高い接続コストで行うことができる。
【０１０７】
異なるタイプのＤＩＤＯネットワーク間（例えば、低ドップラーと高ドップラーの間）の干渉を回避するために、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、又は符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）等の異なる多重アクセス技術を使用することができる。
【０１０８】
以下では、クライアントを異なるタイプのＤＩＤＯネットワークに割り当て、これらの間のハンドオフを可能にする方法を提案する。ネットワークの選択は、各クライアントの移動性のタイプに基づいている。クライアント速度（ｖ）は、次式に従う最大ドップラーシフトに比例する［引用文献６］（式１１）。
2019080343.tif 000032
ここで、ｆdは、最大ドップラーシフトであり、λは、キャリア周波数に対応する波長であり、θは、送信機クライアント方向を示すベクトルと速度ベクトルの間の角度である。
【０１０９】
一実施形態において、全てのクライアントのドップラーシフトが、ブラインド推定技術を用いて計算される。例えば、ドップラーシフトは、ドップラーレーダーシステムと同様に、ＲＦエネルギをクライアントに送り、反射信号を解析することによって推定することができる。
【０１１０】
別の実施形態において、１つ又は複数のＤＩＤＯアンテナが、トレーニング信号をクライアントに送る。これらのトレーニング信号に基づいて、クライアントは、チャネル利得のゼロ交差数を計数すること、又はスペクトル解析を実施することのような技術を用いてドップラーシフトを推定する。固定速度ｖ及びクライアントの軌道に対して、（式１１）の角速度ｖ・ｓｉｎθは、全てのＤＩＤＯアンテナからのクライアントの相対距離に基づくことができることを見ることができる。例えば、移動クライアントの近くにあるＤＩＤＯアンテナは、遠く離れたアンテナよりも大きい角速度及びドップラーシフトをもたらす。一実施形態において、クライアントからの異なる距離のところにある複数のＤＩＤＯアンテナからドップラー速度が推定され、クライアントの移動性に対する指標として平均値、重み付き平均値、又は標準偏差が使用される。推定ドップラー指標に基づいて、ＤＩＤＯ  ＢＴＳは、クライアントを低ドップラーネットワーク又は高ドップラーネットワークのいずれに割り振るべきかを決定する。
【０１１１】
ドップラー指標は、全てのクライアントに対して定期的にモニタされ、ＢＴＳに送り返される。１つ又は複数のクライアントが、そのドップラー速度を変更する場合（すなわち、バスに乗っているクライアントに対して歩行中又は静座中のクライアント）には、これらのクライアントは、その移動性レベルを満足できる異なるＤＩＤＯネットワークに動的に割り当て直される。
【０１１２】
低速クライアントのドップラーは、高速物体の近く（例えば、高速道路の近く）にあることによって影響を受ける可能性があるが、このドップラーは、自体が運動しているクライアントのドップラーよりも一般的に遥かに小さい。従って、一実施形態において、クライアントの速度が推定され（例えば、ＧＰＳを用いてクライアントの位置をモニタすることのような手段を使用することにより）、速度が低い場合には、クライアントは低ドップラーネットワークに割り振られ、速度が高い場合には、クライアントは高ドップラーネットワークに割り振られる。
【０１１３】
電力制御及びアンテナグループ分けの方法
電力制御を使用するＤＩＤＯシステムのブロック図を図１７に示している。最初に、全てのクライアント（１，．．．，Ｕ）に対する１つ又は複数のデータストリーム（ｓk）に、ＤＩＤＯ事前符号化ユニットによって発生させた重みが乗算される。事前符号化されたデータストリームには、入力チャネル品質情報（ＣＱＩ）に基づいて電力制御ユニットによって計算された電力調整係数が乗算される。ＣＱＩは、クライアントからＤＩＤＯ  ＢＴＳにフィードバックされ、又はアップリンクダウンリンクチャネル相互性を仮定してアップリンクチャネルから導出されるかのいずれかである。異なるクライアントに対するＵ個の事前符号化されたストリームは、次に、組み合わされ、１つのデータストリームがＭ個の送信アンテナの各々に対するＭ個のデータストリーム（ｔm）に多重化される。最後にストリームｔmは、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）、無線周波数（ＲＦ）ユニット、電力増幅器（ＰＡ）に送られ、最後にアンテナに送られる。
【０１１４】
電力制御ユニットは、全てのクライアントに対するＣＱＩを測定する。一実施形態において、ＣＱＩは、平均ＳＮＲ又は平均ＲＳＳＩである。ＣＱＩは、経路損失又は遮蔽に依存して異なるクライアントに対して変化する。本出願人の電力制御方法は、異なるクライアントに対する電力調整係数Ｐkを調節して、これらの係数に異なるクライアントに対して発生させた事前符号化されたデータストリームを乗算する。クライアントの受信アンテナ数に基づいて、全てのクライアントに対して１つ又は複数のデータストリームを発生させることができることに注意しなければならない。
【０１１５】
提案する方法の性能を評価するために、（式５）に基づいて経路損失及び電力制御パラメータを含む以下の信号モデルを定めた（式１２）。
2019080343.tif 000033
ここで、ｋ＝１，．．．，Ｕであり、Ｕは、クライアント数であり、Ｐoが平均送信電力、Ｎoがノイズ電力である時に、ＳＮＲ＝Ｐo／Ｎoであり、αkは、経路損失／遮蔽係数である。経路損失／遮蔽をモデル化するために、以下の単純化したモデルを使用する（式１３）。
2019080343.tif 000034
ここで、ａ＝４は、経路損失累乗指数であり、経路損失は、クライアントのインデックスと共に増加すると仮定する（すなわち、クライアントは、ＤＩＤＯアンテナから増大する距離のところに位置する）。
【０１１６】
図１８は、４つのＤＩＤＯ送信アンテナと異なるシナリオにおける４つのクライアントとを仮定したＳＥＲ対ＳＮＲを示している。理想的な場合には、全てのクライアントが同じ経路損失を有し（すなわち、ａ＝０）、全てのクライアントと仮定する。正方形を有するプロットは、クライアントが異なる経路損失係数を有し、電力制御がない場合を指す。点を有する曲線は、電力制御係数がＰk＝１／αkであるように選択された同じシナリオ（経路損失を有する）から導出されたものである。電力制御方法を使用すると、高い経路損失／遮蔽を受けるクライアントに向けられたデータストリームにより大きな電力が割り振られ、電力制御がない場合と比較して９ｄＢのＳＮＲ利得がもたらされる（この特定のシナリオでは）。
【０１１７】
連邦通信委員会（ＦＣＣ）（及び他の国際規制機関）は、電磁（ＥＭ）放射線への人体の露出を制限するために、無線デバイスから送信することができる最大電力に対する制約条件を定めている。ｉ）フェンス、警告、又は標識を用いて人々に無線周波数（ＲＦ）送信源を十分に認識させる「占有区／制御式」制限、ｉｉ）露出に対する管理がない「一般居住区／非制御式」制限という２タイプの制限がある［引用文献２］。
【０１１８】
異なるタイプの無線デバイスに対して異なる送信レベルが定められる。一般的に、屋内／屋外用途に使用されるＤＩＤＯ分散アンテナは、「固定場所以外に使用されるように設計され、通常はユーザ又は隣接の人物の身体から２０ｃｍ又はそれよりも遠いところに維持された放射構造と併用されることになる送信デバイス」として定められる「モバイル」デバイスのＦＣＣ分類に適合する［引用文献２］。
【０１１９】
「モバイル」デバイスのＥＭ送信は、ｍＷ／ｃｍ2で表される最大許容露出量（ＭＰＥ）に関して測定される。図１９は、７００ＭＨｚのキャリア周波数における異なる送信電力値に関するＭＰＥ電力密度をＲＦ放射線源からの距離の関数として示している。一般的に人体から２０ｃｍを超えたところで作動するデバイスにおいてＦＣＣ「非制御式」制限を満たす最大許容送信電力は１Ｗである。
【０１２０】
一般居住区から離れた屋上又は建築物の上に設けられた送信機に対しては、拘束性の弱い電力放出量制約条件が定められる。これらの「屋上送信機」に対しては、ＦＣＣは、有効放射電力（ＥＲＰ）に関して測定された１０００Ｗというより緩やかな送信制限を定めている。
【０１２１】
上述のＦＣＣ制約条件に基づいて、一実施形態において、実際のシステムのための以下の２タイプのＤＩＤＯ分散アンテナを定める。
・低電力（ＬＰ）送信機：いずれかの高さのいずれかの場所（すなわち、屋内又は屋外）に位置し、１Ｗの最大送信電力及び５Ｍｂｐｓの消費者品質ブロードバンド（例えば、ＤＳＬ、ケーブルモデム、ファイバトゥーザホーム（ＦＴＴＨ））バックホール接続を有するもの。
・高電力（ＨＰ）送信機：約１０メートルの高さにあり、１００Ｗの送信電力及び市販の品質ブロードバンド（例えば、光ファイバリング）バックホールを有する建築物装着アンテナ（ＤＩＤＯ無線リンクを通じて利用可能なスループットと比較して実質的に「無制限の」データ速度を有する）。
【０１２２】
ＤＳＬ接続又はケーブルモデム接続を有するＬＰ送信機のクライアントは、大部分が固定されたものであるか又は低い移動性を有するので、これらの送信機は、低ドップラーＤＩＤＯネットワーク（前節で記載した）の優良な候補であることに注意しなければならない。市販のファイバ接続を有するＨＰ送信機は、高いクライアント移動性を許容することができ、高ドップラーＤＩＤＯネットワークに対して使用することができる。
【０１２３】
異なるタイプのＬＰ／ＨＰ送信機を有するＤＩＤＯシステムの性能に対する実際の洞察を得るために、米国カリフォルニア州パロアルトの中心街におけるＤＩＤＯアンテナ設置の一例を考察する。図２０ａは、パロアルトにおけるＮＬＰ＝１００の低電力ＤＩＤＯ分散アンテナのランダム分布を示している。図２０ｂでは、５０個のＬＰアンテナが、ＮＨＰ＝５０の高電力送信機で置換されている。
【０１２４】
図２０ａ〜図２０ｂのＤＩＤＯアンテナ分散に基づいて、ＤＩＤＯ技術を使用するシステムに対してパロアルトにおけるカバレージの地図を導出する。図２１ａ及び図２１ｂは、図２０ａ及び図２０ｂの構成それぞれに対応する２つの電力分布を示している。７００ＭＨｚのキャリア周波数における３ＧＰＰ規格［引用文献３］によって定められている市街地環境における経路損失／遮蔽を仮定して、受信電力分布（ｄＢｍで表される）が導出される。５０％のＨＰ送信機を使用することにより、選択エリアにわたる良好なカバレージがもたらされることを見ることができる。
【０１２５】
図２２ａ〜図２２ｂは、上述の２つのシナリオにおける速度分布を示している。［引用文献４、５］の３ＧＰＰ長期的進化（ＬＴＥ）規格内に定められている異なる変調符号化手法における電力閾値に基づいて、スループット（Ｍｂｐｓで表される）が導出される。合計利用可能帯域幅は、７００ＭＨｚのキャリア周波数において１０ＭＨｚに固定される。ｉ）ＬＰ局だけに割り当てられる５ＭＨｚスペクトル、ｉｉ）ＨＰ送信機への９ＭＨｚ及びＬＰ送信機への１ＭＨｚという２つの異なる周波数割り当て計画が考えられる。狭帯域幅は、限られたスループットのみを有するＬＰ局のＤＳＬバックホール接続に起因して、典型的にＬＰ局に割り当てられることに注意しなければならない。図２２ａ〜図２２ｂは、５０％のＨＰ送信機を使用する場合に、速度分布を大幅に高めることができ、クライアント毎の平均データ速度が、図２２ａの２．４Ｍｂｐｓから図２２ｂの３８Ｍｂｐｓに増大することを示している。
【０１２６】
次に、いずれか所定の時点で高い電力が許容され、それによって図２２ｂのＤＩＤＯシステムのダウンリンクチャネルを通じたスループットを高めるようにＬＰ局の電力送信を制御するアルゴリズムを定めた。電力密度に対するＦＣＣ制限は、［引用文献２］にあるように経時平均に基づいて定められることを見ることができる（式１４）。
2019080343.tif 000035
ここで、
2019080343.tif 000036
は、ＭＰＥ平均化時間であり、ｔnは、電力密度Ｓnを有する放射線への露出期間である。
「制御式」露出では、平均時間は６分であり、それに対して「非制御式」露出では、平均時間は３０分まで長くなる。この場合に、（式１４）の平均電力密度が、「非制御式」露出における３０分平均に関するＦＣＣ制限を満たす限り、あらゆる電力源に対してＭＰＥ制限よりも大きい電力レベルで送信を行うことが許される。
【０１２７】
この解析に基づいて、ＤＩＤＯアンテナ毎の平均電力をＭＰＥ制限よりも低く維持しながら、瞬間的なアンテナ毎の送信電力を増大させるための適応可能電力制御方法を定める。作動クライアントよりも多い送信アンテナを有するＤＩＤＯシステムを考える。そのようなＤＩＤＯシステムは、廉価な無線デバイス（ＷｉＦｉアクセスポイントと類似の）としてＤＩＤＯアンテナを考えることができ、ＤＩＤＯアンテナをＤＳＬ、ケーブルモデム、光ファイバ、又は他のインターネット接続が存在するいずれかの場所に配置することができる場合は適切な仮定である。
【０１２８】
アンテナ毎の適応可能電力制御を使用するＤＩＤＯシステムのフレームワークを図２３に示している。マルチプレクサ２３４から現れるデジタル信号が、ＤＡＣユニット２３５に送られる前に、この信号の振幅が、電力調整係数Ｓ1，．．．，ＳMを用いて調節される。電力調整係数は、電力制御ユニット２３２によってＣＱＩ２３３に基づいて計算される。
【０１２９】
一実施形態において、Ｎg個のＤＩＤＯアンテナグループが定められる。全てのグループは、少なくとも作動クライアント数（Ｋ）と同数のＤＩＤＯアンテナを含む。いずれか所定の時点では、１つのグループだけが、ＭＰＥ制限（
2019080343.tif 000037
）よりも大きい電力レベル（Ｓo）でクライアントに送信を行うＮa＞Ｋ個の作動ＤＩＤＯアンテナを有する。１つの方法は、図２４に示すラウンド−ロビンスケジューリング方針に従って全てのアンテナグループにわたって反復する。別の実施形態において、誤り率又はスループットを最適化するために、クラスター選択において異なるスケジューリング技術（すなわち、案分公平スケジューリング［引用文献８］）が使用される。
【０１３０】
ラウンド−ロビン電力割り当てを仮定して、全てのＤＩＤＯアンテナにおける平均送信電力を次式のように導出する（式１５）。
2019080343.tif 000038
ここで、ｔoは、アンテナグループが作動している期間であり、ＴMPE＝３０分は、ＦＣＣ指針［引用文献２］によって定められている平均時間である。（式１５）における比は、全てのＤＩＤＯアンテナからの平均送信電力がＭＰＥ制限（
2019080343.tif 000039
）を満たすように定められたグループの負荷係数（ＤＦ）である。負荷係数は、以下の定義に従って作動クライアント数、グループ数、及びグループ毎の作動アンテナ数に依存する（式１６）。
2019080343.tif 000040
電力制御及びアンテナグループ分けを使用するＤＩＤＯシステムにおいて得られるＳＮＲ利得（単位ｄＢ）は、次式のように負荷係数の関数として表される（式１７）。
2019080343.tif 000041
（式１７）の利得は、全てのＤＩＤＯアンテナにわたるＧｄＢの追加送信電力の代償として得られることを見ることができる。一般的に、Ｎg個全てのグループのＮa個全てからの合計送信電力は、次式として定められる（式１８）。
2019080343.tif 000042
ここで、Ｐijは、次式によって与えられるアンテナ毎の送信電力である（式１９）。
2019080343.tif 000043
更に、Ｓij（ｔ）は、ｊ番目のグループ内のｉ番目の送信アンテナにおける電力スペクトル密度である。一実施形態において、（式１９）の電力スペクトル密度は、全てのアンテナが、誤り率性能又はスループット性能を最適化するように設計される。
【０１３１】
提案する方法の性能に対するある程度の洞察を得るために、所定のカバレージエリア内の４００個のＤＩＤＯ分散アンテナと、ＤＩＤＯシステムを通じて提供される無線インターネットサービスに登録している４００個のクライアントとを考える。全てのインターネット接続が、常時最大に利用されることになる可能性は低い。クライアントのうちの１０％が、いずれか所定の時点で無線インターネット接続を積極的に用いいていることになると仮定しなければならない。この場合に、４００個のＤＩＤＯアンテナを各々がＮａ＝４０個のアンテナを有するＮｇ＝１０個のグループに分割することができ、全てのグループは、いずれか所定の時点において負荷係数ＤＦ＝０．１でＫ＝４０個の作動クライアントにサービスを提供する。この送信手法からもたらされるＳＮＲ利得は、全てのＤＩＤＯアンテナからの１０ｄＢの追加送信電力によって与えられるＧdB＝１０ｌｏｇ10（１／ＤＦ）＝１０ｄＢである。しかし、アンテナ毎の平均送信電力は一定であり、ＭＰＥ制限内にあることを見ることができる。
【０１３２】
図２５は、米国特許第７，６３６，３８１号明細書における従来の固有モード選択に対してアンテナグループ分けを使用する上述の電力制御の（非符号化）ＳＥＲ性能を比較している。全ての手法は、各々に単一アンテナが装備された４つのクライアントの場合のＢＤ事前符号化を使用する。ＳＮＲは、ノイズ電力に対する送信アンテナ毎の電力の比（すなわち、アンテナ毎の送信ＳＮＲ）を指す。ＤＩＤＯ４×４で表す曲線は、４つの送信アンテナとＢＤ事前符号化とを仮定している。正方形を有する曲線は、２つの追加送信アンテナ及び固有モード選択を有するＢＤを用いて従来のＢＤ事前符号化に優る１０ｄＢのＳＮＲ利得をもたらす（１％のＳＥＲターゲットにおいて）ＳＥＲ性能を表している。アンテナグループ分け及びＤＦ＝１／１０を使用する電力制御も、同じＳＥＲターゲットにおいて１０ｄＢの利得をもたらす。固有モード選択は、ダイバーシティ利得に起因してＳＥＲ曲線の傾きを変化させ、それに対して本出願人の電力制御方法は、増大した平均送信電力に起因してＳＥＲ曲線を左にシフトさせることを見ることができる（同じ傾きを維持しながら）。比較のために、ＤＦ＝１／１０と比較して付加的な７ｄＢ利得を与える大きい負荷係数ＤＦ＝１／５０を用いたＳＥＲを示している。
【０１３３】
本出願人の電力制御は、従来の固有モード選択法よりも低い複雑さのみを有することができることに注意しなければならない。実際に、いずれか所定の時点でＫ個のチャネル推定値しか必要とされないように、全てのグループのアンテナＩＤを事前計算し、ルックアップテーブルを用いてＤＩＤＯアンテナ及びクライアントの間で共有することができる。固有モード選択では、（Ｋ＋２）個のチャネル推定値が計算され、いずれかの所定の時点で全てのクライアントに対するＳＥＲを最小にする固有モードを選択するために、付加的な計算処理が必要である。
【０１３４】
次に、いくつかの特殊なシナリオにおいてＣＳＩフィードバックオーバーヘッドを低減するためのＤＩＤＯアンテナグループ分けを有する別の方法を説明する。図２６ａは、クライアント（点）が、複数のＤＩＤＯ分散アンテナ（×点）がカバーする１つのエリア内でランダムに散在する１つのシナリオを示している。全ての送信受信無線リンクを通じた平均電力を次式のように計算することができる（式２０）。
2019080343.tif 000044
ここで、Ｈは、ＤＩＤＯ  ＢＴＳに対して利用可能なチャネル推定行列である。
【０１３５】
図２６ａ〜図２６ｃの行列Ａは、１０００個のインスタンスにわたるチャネル行列を平均することによって数値的に得られる。図２６ｂ及び図２６ｃそれぞれには、クライアントが、ＤＩＤＯアンテナの部分集合の周りで互いにグループ分けされ、分離して位置するＤＩＤＯアンテナから無視することができる電力を受信する２つの変形のシナリオを示している。例えば、図２６ｂは、ブロック対角行列Ａをもたらす２つのグループを示している。１つの極端なシナリオは、全てのクライアントが１つの送信機だけに非常に近く、送信機が互いから分離しており、従って、全ての他のＤＩＤＯアンテナからの電力を無視することができる場合である。この場合に、ＤＩＤＯリンクは、複数のＳＩＳＯリンク内で劣化し、Ａは、図２６ｃの場合のように対角行列である。
【０１３６】
上述の３つ全てのシナリオにおいて、ＢＤ事前符号化は、ＤＩＤＯアンテナとクライアントの間の無線リンクを通じた異なる電力レベルを考慮するために事前符号化重みを動的に調節する。しかし、ＤＩＤＯクラスター内で複数のグループを識別し、各グループ内に限ってＤＩＤＯ事前符号化を実施することが好適である。本出願人の提案するグループ分け方法は、以下の利点をもたらす。
・計算利得：ＤＩＤＯ事前符号化は、クラスター内の全てのグループ内でのみ計算される。例えば、ＢＤ事前符号化が使用される場合には、特異値分解（ＳＶＤ）は複雑度Ｏ（ｎ3）を有し、ここで、ｎは、チャネル行列Ｈの最小次元である。Ｈをブロック対角行列に簡約化することができる場合には、ＳＶＤは、全てのブロックに対して低い複雑度で計算される。実際に、チャネル行列が、ｎ＝ｎ1＋ｎ2であるような次元ｎ1及びｎ2を有する２つのブロック行列に分割される場合には、ＳＶＤの複雑度は、Ｏ（ｎ13）＋Ｏ（ｎ23）＜Ｏ（ｎ3）でしかない。Ｈが対角行列である極端な場合には、ＤＩＤＯリンクは複数のＳＩＳＯリンクに簡約化され、ＳＶＤ計算を必要としない。
・低いＣＳＩフィードバックオーバーヘッド：ＤＩＤＯアンテナ及びクライアントがグループに分割される場合には、一実施形態において、同じグループ内だけでクライアントからアンテナへのＣＳＩが計算される。ＴＤＤシステムでは、チャネル相互性を仮定して、アンテナグループ分けは、チャネル行列Ｈを計算するためのチャネル推定値個数を低減する。ＣＳＩが無線リンクを通じてフィードバックされるＦＤＤシステムでは、アンテナグループ分けは、更に、ＤＩＤＯアンテナとクライアントの間の無線リンクを通じたフィードバックオーバーヘッドの低減をもたらす。
【０１３７】
ＤＩＤＯアップリンクチャネルのための多重アクセス技術
本発明の一実施形態において、ＤＩＤＯアップリンクチャネルにおいて異なる多重アクセス技術が定められる。これらの技術は、ＣＳＩをフィードバックするか又はクライアントからＤＩＤＯアンテナにアップリンクを通じてデータストリームを送信するのに使用することができる。以下では、フィードバックＣＳＩ及びデータストリームをアップリンクストリームと呼ぶ。
・マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）：アップリンクストリームは、クライアントからＤＩＤＯアンテナに開ループＭＩＭＯ多重化手法を用いて送信される。この方法は、全てのクライアントが時間／周波数同期化されると仮定する。一実施形態において、クライアント間の同期は、ダウンリンクからのトレーニングを用いて達成され、全てのＤＩＤＯアンテナは、同じ時間／周波数基準クロックにロックされると仮定される。異なるクライアントにおける遅延広がりの変化は、ＭＩＭＯアップリンク手法の性能に影響を及ぼす可能性がある、異なるクライアントのクロック間のジッターを発生させる可能性があることに注意しなければならない。クライアントがＭＩＭＯ多重化手法を用いてアップリンクストリームを送った後に、受信ＤＩＤＯアンテナは、共チャネル干渉を相殺し、アップリンクストリームを個々に復調するために、非線形（すなわち、最大尤度ＭＬ）受信機又は線形（すなわち、ゼロ強制、最小二乗平均誤差）受信機を使用することができる。
・時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）：異なるクライアントが、異なる時間スロットに割り振られる。全てのクライアントが、そのクライアントの時間スロットが利用可能である時にアップリンクストリームを送る。
・周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）：異なるクライアントが、異なるキャリア周波数に割り振られる。マルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムでは、トーンの部分集合が、アップリンクストリームを同時に送信する異なるクライアントに割り振られ、それによって待ち時間が低減する。
・符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）：全てのクライアントが、異なる擬似ランダムシーケンスに割り振られ、符号ドメインにおいてクライアント間の直交性が達成される。
【０１３８】
本発明の一実施形態において、クライアントは、ＤＩＤＯアンテナよりもかなり低い電力で送信を行う無線デバイスである。この場合に、ＤＩＤＯ  ＢＴＳは、アップリンクＳＮＲ情報に基づいて、クライアントサブグループをこれらのサブグループ間の干渉が最小にされるように定める。全てのサブグループ内で、時間ドメイン、周波数ドメイン、空間ドメイン、又は符号ドメインにおいて直交チャネルを生成し、それによって異なるクライアント間のアップリンク干渉を回避するために上述の多重アクセス技術が使用される。
【０１３９】
別の実施形態において、ＤＩＤＯクラスター内で異なるクライアントグループを定めるために、上述のアップリンク多重アクセス技術は、前節に提供したアンテナグループ分け方法との組合せに使用される。
【０１４０】
ＤＩＤＯマルチキャリアシステムにおけるリンク適応のためのシステム及び方法
無線チャネルの時間選択性、周波数選択性、及び空間選択性を利用するＤＩＤＯシステムのためのリンク適応方法は、米国特許第７，６３６，３８１号明細書に定められている。下記では、無線チャネルの時間／周波数選択性を利用するマルチキャリア（ＯＦＤＭ）ＤＩＤＯシステムにおけるリンク適応用の本発明の実施形態を説明する。
【０１４１】
指数関数的に衰退する電力遅延プロフィール（ＰＤＰ）又は［引用文献９］におけるＳａｌｅｈ−Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａモデルに従ってＲａｙｌｅｉｇｈフェーディングチャネルを模擬する。簡略化のために、次式のように定められる多経路ＰＤＰを有する単一クラスターチャネルを仮定する（式２１）。
2019080343.tif 000045
ここで、ｎ＝０，．．．，Ｌ−１は、チャネルタップのインデックスであり、Ｌは、チャネルタップ数であり、β＝１／σDSは、チャネル遅延広がり（σDS）に反比例するチャネル干渉帯域幅の指標であるＰＤＰ累乗指数である。低いβ値は、周波数フラットチャネルをもたらし、それに対して高いβ値は、周波数選択性チャネルを生成する。（式２１）のＰＤＰは、Ｌ個全てのチャネルタップにおける合計平均電力が統一されるように正規化される（式２２）。
2019080343.tif 000046
図２７は、遅延ドメイン又は瞬間ＰＤＰにわたる低周波数選択性チャネル（β＝１を仮定した）の振幅（上側のプロット図）と、ＤＩＤＯ２Ｘ２システムにおける周波数ドメインにわたるもの（下側のプロット図）を示している。第１の下付き文字は、クライアントを示し、第２の下付き文字は、送信アンテナを示している。図２８には、高周波数選択性チャネル（β＝０．１の）を示している。
【０１４２】
次に、周波数選択性チャネルにおけるＤＩＤＯ事前符号化の性能を考察する。（式２）の条件を満たす（式１）の信号モデルを仮定して、ＢＤを用いてＤＩＤＯ事前符号化重みを計算する。（式２）の条件を加えて（式５）のＤＩＤＯ受信信号モデルを書き直す（式２３）。
2019080343.tif 000047
【０１４３】
ここで、Ｈek＝ＨkＷkは、ユーザｋに対する有効チャネル行列である。クライアント毎に単一アンテナを有するＤＩＤＯ２Ｘ２では、有効チャネル行列は、図２８の高周波数選択性（例えば、β＝０．１の）によって特徴付けられるチャネルにおいて図２９に示す周波数応答を有する１つの値に簡約化される。図２９の実線はクライアント１を指し、それに対して点を有する線はクライアント２を指す。図２９のチャネル品質メトリックに基づいて、変化するチャネル条件に依存してＭＣＳを動的に調節する時間／周波数ドメインリンク適応（ＬＡ）方法を定める。
【０１４４】
ＡＷＧＮ及びＲａｙｌｅｉｇｈフェーディングＳＩＳＯチャネルにおける異なるＭＣＳ性能を評価することから開始される。簡略化のために、ＦＥＣ非符号化を仮定するが、以下のＬＡ方法は、ＦＥＣを含むシステムに拡張することができる。
【０１４５】
図３０は、異なるＱＡＭ手法（すなわち、４−ＱＡＭ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）に対するＳＥＲを示している。一般性を損なうことなく、非符号化システムにおいて１％のターゲットＳＥＲを仮定する。ＡＷＧＮチャネルにおいてこのターゲットＳＥＲを満たすＳＮＲ閾値は、３つの変調手法においてそれぞれ８ｄＢ、１５．５ｄＢ、及び２２ｄＢである。Ｒａｙｌｅｉｇｈフェーディングチャネルでは、上述の変調手法のＳＥＲ性能がＡＷＧＮよりも劣ることは公知であり［引用文献１３］、ＳＮＲ閾値は、それぞれ１８．６ｄＢ、２７．３ｄＢ、及び３４．１ｄＢである。ＤＩＤＯ事前符号化は、マルチユーザダウンリンクチャネルを並列ＳＩＳＯリンクに変換することを見ることができる。従って、図３０のＳＩＳＯシステムにおけるものと同じＳＮＲ閾値が、クライアント毎にＤＩＤＯシステムに適用される。更に、瞬間ＬＡが実施される場合には、ＡＷＧＮチャネルにおける閾値が使用される。
【０１４６】
ＤＩＤＯシステムに向けて提案するＬＡ方法の重要な着想は、チャネルが時間ドメイン又は周波数ドメインにおいて深いフェーディングを受ける場合に（図２８に示す）、リンクロバスト性を与えるために低いＭＣＳ次数を使用することである。それとは対照的に、チャネルが大きい利得によって特徴付けられる場合には、ＬＡ方法は、スペクトル効率を高めるために高いＭＣＳ次数に切り換わる。米国特許第７，６３６，３８１号明細書と比較した本出願の１つの寄与は、（式２３）及び図２９の有効チャネル行列を適応を可能にするメトリックとして使用することである。
【０１４７】
ＬＡ方法の一般的なフレームワークを図３１に示し、以下の通りに定める。
・ＣＳＩ推定：３１７１において、ＤＩＤＯ  ＢＴＳは、全てのユーザからのＣＳＩを受信する。ユーザには、１つ又は複数の受信アンテナを装備することができる。
・ＤＩＤＯ事前符号化：３１７２において、ＢＴＳは、全てのユーザに対するＤＩＤＯ事前符号化重みを計算する。一実施形態において、これらの重みを計算するのにＢＤが使用される。事前符号化重みは、トーン毎に計算される。
・リンク−品質メトリックの計算：３１７３において、ＢＴＳは、周波数ドメインリンク品質メトリックを計算する。ＯＦＤＭシステムでは、メトリックは、ＣＳＩと、全てのトーンに対するＤＩＤＯ事前符号化重みとで計算される。本発明の一実施形態において、リンク−品質メトリックは、全てのＯＦＤＭトーンにわたる平均ＳＮＲである。この方法は、ＬＡ１（平均ＳＮＲ性能に基づく）として定められる。別の実施形態において、リンク−品質メトリックは、（式２３）の有効チャネルの周波数応答である。この方法は、ＬＡ２（周波数ダイバーシティを利用するトーン毎の性能に基づく）として定められる。全てのクライアントが単一アンテナを有する場合には、周波数ドメイン有効チャネルは、図２９に示すものである。クライアントが複数の受信アンテナを有する場合には、リンク−品質メトリックは、全てのトーンにおける有効チャネル行列のＦｒｏｂｅｎｉｕｓノルムとして定められる。代替的に、全てのクライアントに対して、複数のリンク−品質メトリックは、（式２３）の有効チャネル行列の特異値として定められる。
・ビットローディングアルゴリズム：３１７４において、リンク−品質メトリックに基づいて、ＢＴＳは、異なるクライアント及び異なるＯＦＤＭトーンに対するＭＣＳを決定する。ＬＡ１法では、図３０のＲａｙｌｅｉｇｈフェーディングチャネルに対するＳＮＲ閾値に基づいて、全てのクライアント及び全てのＯＦＤＭトーンに対して同じＭＣＳが使用される。ＬＡ２では、チャネル周波数ダイバーシティを利用するために、異なるＭＣＳが異なるＯＦＤＭに割り振られる。
・事前符号化されたデータ送信：３１７５において、ＢＴＳは、ビットローディングアルゴリズムから導出されたＭＣＳを用いてＤＩＤＯ分散アンテナからクライアントに事前符号化されたデータストリームを送信する。事前符号化されたデータには、異なるトーンに対するＭＣＳをクライアントに通信するために、１つのヘッダが取り付けられる。例えば、８つのＭＣＳが利用可能であり、ＯＦＤＭ符号がＮ＝６４個のトーンを用いて定められる場合には、現在のＭＣＳを全てのクライアントに通信するのにｌｏｇ2（８）*Ｎ＝１９２ビットが必要である。これらのビットを符号にマップするために４−ＱＡＭ（２ビット／符号のスペクトル効率）が使用されると仮定すると、ＭＣＳ情報をマップするのに１９２／２／Ｎ＝１．５個のＯＦＤＭ符号しか必要とされない。別の実施形態において、複数のサブキャリア（又はＯＦＤＭトーン）が部分帯域にグループ分けされ、制御情報に起因するオーバーヘッドを低減するために、同じＭＣＳが、同じ部分帯域内の全てのトーンに割り振られる。更に、ＭＣＳは、チャネル利得（干渉時間に比例する）の時間変化に基づいて調節される。固定された無線チャネル（低いドップラー効果によって特徴付けられる）では、ＭＣＳは、チャネル干渉時間の全ての部分において計算し直され、それによって制御情報に必要とされるオーバーヘッドが低減する。
【０１４８】
図３２は、上述のＬＡ方法のＳＥＲ性能を示している。比較のために、ＲａｙｌｅｉｇｈフェーディングチャネルにおけるＳＥＲ性能は、用いた３つのＱＡＭ手法の各々に対してプロットしている。ＬＡ２方法は、ＭＣＳを周波数ドメインにおける有効チャネルの変動に適応させ、それによってＬＡ１と比較し、スペクトル効率において低いＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ＝２０ｄＢ）では１．８ｂｐｓ／Ｈｚの利得が、かつＳＮＲ（ＳＮＲ＞３５ｄＢにおける）において１５ｄＢの利得が与えられる。
【０１４９】
マルチキャリアシステムにおけるＤＩＤＯ事前符号化内挿のためのシステム及び方法
ＤＩＤＯシステムの計算複雑度は、殆どが集中型プロセッサ又はＢＴＳに局在化する。最も計算上高価な演算は、全てのクライアントのＣＳＩからのこれらのクライアントに対する事前符号化重みの計算である。ＢＤ事前符号化が使用される場合には、ＢＴＳは、システム内のクライアント数と同数の特異値分解（ＳＶＤ）演算を実施しなければならない。複雑度を軽減する１つの手法は、ＳＶＤが全てのクライアントに対して別々のプロセッサ上で計算される並列化処理によるものである。
【０１５０】
マルチキャリアＤＩＤＯシステムでは、各サブキャリアはフラット−フェーディングチャネルを受け、ＳＶＤは、全てのクライアントに対して全てのサブキャリアにわたって実施される。明らかに、システムの複雑度は、サブキャリア数と共に線形に増大する。例えば、１ＭＨｚの信号帯域幅を有するＯＦＤＭシステムでは、サイクリックプレフィックス（Ｌ0）が、大きい遅延広がりを有する屋外市街地マクロセル環境内の符号間干渉を回避するために、少なくとも８つのチャネルタップ（すなわち、８マイクロ秒の持続時間）を有すべきである［引用文献３］。ＯＦＤＭ符号明細書を発生させるために使用される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のサイズ（ＮFFT）は、一般的にデータ速度損失を低減するために、Ｌ0の倍数に設定される。ＮFFT＝６４である場合には、システムの有効スペクトル効率は、係数ＮFFT／（ＮFFT＋Ｌ0）＝８９％だけ制限される。大きいＮFFT値は、ＤＩＤＯ事前符号化における高い計算複雑度の代償として高いスペクトル効率をもたらす。
【０１５１】
ＤＩＤＯ事前符号化における計算複雑度を軽減する１つの手法は、トーンの部分集合（パイロットトーンと呼ぶ）にわたってＳＶＤ演算を実施し、残りのトーンに対する事前符号化重みを内挿を用いて導出することである。重み内挿は、クライアント間干渉をもたらす１つの誤差発生源である。一実施形態において、クライアント間干渉を低減してマルチキャリアシステムの改善された誤り率性能と低い計算複雑度とを生成するために最適な重み内挿技術が使用される。Ｍ個の送信アンテナ、Ｕ個のクライアント、及びクライアント毎にＮ個の受信アンテナを有するＤＩＤＯシステムでは、他のクライアントｕに対するゼロ干渉を確実にするｋ番目のクライアント（Ｗk）の事前符号化重みに対する条件は、（式２）から次式として導出される（式２４）。
2019080343.tif 000048
ここで、Ｈuは、システム内の他のＤＩＤＯクライアントに対応するチャネル行列である。
【０１５２】
本発明の一実施形態において、重み内挿法の目的関数が、次式として定められる（式２５）。
2019080343.tif 000049
ここで、θkは、ユーザｋに対して最適化されるパラメータセットであり、
2019080343.tif 000050
は、重み内挿行列であり、
2019080343.tif 000051
は、行列のＦｒｏｂｅｎｉｕｓノルムを表している。最適化問題は、次式のように書かれる（式２６）。
2019080343.tif 000052
ここで、Θkは、求解可能な最適化問題セットであり、θk,optは最適解である。
【０１５３】
（式２５）の目的関数は、１つのＯＦＤＭトーンに対して定められる。本発明の別の実施形態において、目的関数は、内挿される全てのＯＦＤＭトーンに対する行列の（式２５）のＦｒｏｂｅｎｉｕｓノルムの線形結合として定められる。別の実施形態において、ＯＦＤＭスペクトルは、トーン部分集合に分割され、最適解は次式で与えられる（式２７）。
2019080343.tif 000053
ここで、ｎは、ＯＦＤＭトーンインデックスであり、Ａは、トーン部分集合である。
【０１５４】
（式２５）の重み内挿行列Ｗk（θk）は、パラメータセットθkの関数として表される。（式２６）又は（式２７）に従って最適セットが決定されると、最適重み行列が計算される。本発明の一実施形態において、所定のＯＦＤＭトーンｎの重み内挿行列は、パイロットトーンの重み行列の線形結合として定められる。単一のクライアントを有するビーム形成システムにおける重み内挿関数の一例が［引用文献１１］に定められている。ＤＩＤＯマルチクライアントシステムでは、重み内挿行列を次式のように書く（式２８）。
2019080343.tif 000054
ここで、０≦ｌ≦（Ｌ0−１）であり、Ｌ0は、パイロットトーン数であり、Ｎ0＝ＮFFT／Ｌ0である時に、ｃn＝（ｎ−１）／Ｎ0である。次に、（式２８）の重み行列は、全てのアンテナからの統一的な電力送信を確実にするために、
2019080343.tif 000055
であるように正規化される。Ｎ＝１（クライアント毎に単一の受信アンテナ）である場合には、（式２８）の行列は、ノルムに対して正規化されたベクトルになる。本発明の一実施形態において、パイロットトーンは、ＯＦＤＭトーンの範囲で一様に選択される。別の実施形態において、パイロットトーンは、内挿誤差を最小にするために、ＣＳＩに基づいて適応的に選択される。
【０１５５】
本特許出願において提案するものに対する［引用文献１１］のシステム及び方法の１つの重要な相違点は目的関数であることを見ることができる。特に、［引用文献１１］のシステムは、複数の送信アンテナと単一のクライアントとを仮定し、従って、関連する方法は、クライアントにおける受信ＳＮＲを最大にするために事前符号化重みとチャネルとの積を最大にするように設計される。しかし、この方法は、内挿誤差に起因してクライアント間干渉をもたらすので、マルチクライアントシナリオでは機能しない。それとは対照的に、本出願人の方法は、クライアント間干渉を最小にし、それによって全てのクライアントに対する誤り率を改善するように設計される。
【０１５６】
図３３は、（式２８）の行列のエントリをＮFFT＝６４及びＬ0＝８を有するＤＩＤＯ２Ｘ２システムにおけるＯＦＤＭトーンインデックスの関数として示している。チャネルＰＤＰは、β＝１を有する（式２１）のモデルに従って発生し、チャネルは、８つのチャネルタップだけから構成される。Ｌ0は、チャネルタップ数よりも大きく選ばなければならないことを見ることができる。図３３の実線は、理想的な関数を表し、それに対して点線は、内挿されたものである。内挿された重みは、（式２８）の定義に従うパイロットトーンに対する理想的なものに適合する。残りのトーンにわたって計算される重みは、推定誤差に起因して理想的な場合を近似するだけである。
【０１５７】
重み内挿法を実施する１つの手法は、（式２６）の求解可能セットΘkにわたる網羅的な検索を使用するものである。検索の複雑度を軽減するために、求解可能セットを範囲［０，２π］内でＰ個の値に一様に量子化する。図３４は、Ｌ0＝８、Ｍ＝Ｎt＝２個の送信アンテナ、及び変数Ｐに対するＳＥＲ対ＳＮＲを示している。定量化レベル数が増大するときに、ＳＥＲ性能は改善する。Ｐ＝１０の場合には、少ない検索回数に起因してかなり低い計算複雑度でＰ＝１００の性能に近づくことを見ることができる。
【０１５８】
図３５は、異なるＤＩＤＯ次数及びＬ0＝１６における内挿法のＳＥＲ性能を示している。クライアント数は送信アンテナ数と同じであり、全てのクライアントに単一アンテナが装備されると仮定する。クライアント数が増大するときに、重み内挿誤差によって生成される高いクライアント間干渉に起因して、ＳＥＲ性能は劣化する。
【０１５９】
本発明の別の実施形態において、（式２８）のものとは別の重み内挿関数が使用される。例えば、チャネル周波数相関推定値に基づいて、異なるＯＦＤＭトーンの間で重みを内挿するために、線形予想自己回帰モデル［引用文献１２］を使用することができる。
【０１６０】
引用文献
［引用文献１］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＳ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ著「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  ａｎｔｅｎｎａ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、２００９年１２月２日出願の「Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎｄ  ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  ａｎｔｅｎｎａ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」という名称の米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号明細書
【０１６１】
［引用文献２］ＦＣＣ、「Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ  ｃｏｍｐｌｉａｎｃｅ  ｗｉｔｈ  ＦＣＣ  ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ  ｆｏｒ  ｈｕｍａｎ  ｅｘｐｏｓｕｒｅ  ｔｏ  ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｆｉｅｌｄｓ」、ＯＥＴ  Ｂｕｌｌｅｔｉｎ  ６５、９７−０１バージョン、１９９７年８月
【０１６２】
［引用文献３］３ＧＰＰ、「Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌ  ＡＨＧ  （Ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ａｄ−ｈｏｃ  ｆｒｏｍ  ３ＧＰＰ  ＆  ３ＧＰＰ２）」、ＳＣＭ  Ｔｅｘｔ  Ｖ６．０、２００３年４月２２日
【０１６３】
［引用文献４］３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．９１２、「Ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ  Ｓｔｕｄｙ  ｆｏｒ  Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡ  ａｎｄ  ＵＴＲＡＮ」、Ｖ９．０．０（２００９年１０月）
【０１６４】
［引用文献５］３ＧＰＰ  ＴＲ  ２５．９１３、「Ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ  ｆｏｒ  Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡ  （Ｅ−ＵＴＲＡ）  ａｎｄ  Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡＮ  （Ｅ−ＵＴＲＡＮ）」、Ｖ８．０．０（２００９年１月）
【０１６５】
［引用文献６］Ｗ．Ｃ．Ｊａｋｅｓ著「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、ＩＥＥＥ  Ｐｒｅｓｓ、１９７４年
【０１６６】
［引用文献７］Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ他著「Ａ  ｊｏｉｎｔ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｉａｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ  ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍ、第２巻、７７３〜７８６ページ、２００３年７月
【０１６７】
［引用文献８］Ｐ．Ｖｉｓｗａｎａｔｈ他著「Ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｓｔｉｃ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ｕｓｉｎｇ  ｄｕｍｐ  ａｎｔｅｎｎａｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ、第４８巻、１２７７〜１２９４ページ、２００２年６月
【０１６８】
［引用文献９］Ａ．Ａ．Ｍ．Ｓａｌｅｈ他著「Ａ  ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ  ｍｏｄｅｌ  ｆｏｒ  ｉｎｄｏｏｒ  ｍｕｌｔｉｐａｔｈ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍ．、第１９５巻ＳＡＣ−５第２号、１２８〜１３７ページ、１９８７年２月
【０１６９】
［引用文献１０］Ａ．Ｐａｕｌｒａｊ他著「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｐｒｅｓｓ、４０  Ｗｅｓｔ  ２０ｔｈ  Ｓｔｒｅｅｔ，Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ，ＮＹ，ＵＳＡ、２００３年
【０１７０】
［引用文献１１］Ｊ．Ｃｈｏｉ他著「Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ  Ｂａｓｅｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  ｗｉｔｈ  Ｌｉｍｉｔｅｄ  Ｆｅｅｄｂａｃｋ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、第５３巻、第１１号、４１２５〜４１３５ページ、２００５年１１月
【０１７１】
［引用文献１２］Ｉ．Ｗｏｎｇ他著「Ｌｏｎｇ  Ｒａｎｇｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｐｒｏｃ．  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＥＥＥ  Ａｓｉｌｏｍａｒ  Ｃｏｎｆ．  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ，ａｎｄ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ、第１巻、７２３〜７３６ページ、Ｐａｃｉｆｉｃ  Ｇｒｏｖｅ，ＣＡ，ＵＳＡ、２００４年１１月７〜１０日
【０１７２】
［引用文献１３］Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ著「Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ、１９９４年
【０１７３】
［引用文献１４］Ｂ．Ｄ．Ｖａｎ  Ｖｅｅｎ他著「Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ：  ａ  ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  ｓｐａｔｉａｌ  ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ」、ＩＥＥＥ  ＡＳＳＰ  Ｍａｇａｚｉｎｅ、１９８８年４月
【０１７４】
［引用文献１５］Ｒ．Ｇ．Ｖａｕｇｈａｎ著「Ｏｎ  ｏｐｔｉｍｕｍ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  ａｔ  ｔｈｅ  ｍｏｂｉｌｅ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ  Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈ．、第３７巻、第４号、１８１〜１８８ページ、１９８８年１１月
【０１７５】
［引用文献１６］Ｆ．Ｑｉａｎ著「Ｐａｒｔｉａｌｌｙ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ｆｏｒ  ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ  Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．、第４３巻、第２号、５０６〜５１５ページ、１９９５年２月
【０１７６】
［引用文献１７］Ｈ．Ｋｒｉｍ他著「Ｔｗｏ  ｄｅｃａｄｅｓ  ｏｆ  ａｒｒａｙ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｒｅｓｅａｒｃｈ」、ＩＥＥＥ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃ．Ｍａｇａｚｉｎｅ、６７〜９４ページ、１９９６年７月
【０１７７】
［引用文献１９］Ｗ．Ｒ．Ｒｅｍｌｅｙ著「Ｄｉｇｉｔａｌ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ｓｙｓｔｅｍ」、米国特許第４，００３，０１６号明細書、１９７７年１月
【０１７８】
［引用文献１８］Ｒ．Ｊ．Ｍａｓａｋ著「Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ／ｎｕｌｌ−ｓｔｅｅｒｉｎｇ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ａｒｒａｙ」、米国特許第４，７７１，２８９号明細書、１９８８年９月
【０１７９】
［引用文献２０］Ｋ．−Ｂ．Ｙｕ他著「Ａｄａｐｔｉｖｅ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ  ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ  ａｎｄ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒ  ｎｕｌｌｉｎｇ  ｍａｉｎｌｏｂｅ  ａｎｄ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｓｉｄｅｌｏｂｅ  ｒａｄａｒ  ｊａｍｍｅｒｓ  ｗｈｉｌｅ  ｐｒｅｓｅｒｖｉｎｇ  ｍｏｎｏｐｕｌｓｅ  ｒａｔｉｏ  ａｎｇｌｅ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ａｃｃｕｒａｃｙ」、米国特許第５，６００，３２６号明細書、１９９７年２月
【０１８０】
［引用文献２１］Ｈ．Ｂｏｃｈｅ他著「Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ  ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ／ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ」、ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈ．Ｃｏｎｆ．、第１巻、２００３年４月
【０１８１】
［引用文献２２］Ｍ．Ｓｃｈｕｂｅｒｔ他著「Ｊｏｉｎｔ  ’ｄｉｒｔｙ  ｐａｐｅｒ’  ｐｒｅ−ｃｏｄｉｎｇ  ａｎｄ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ」、第２巻、５３６〜５４０ページ、２００２年１２月
【０１８２】
［引用文献２３］Ｈ．Ｂｏｃｈｅ他著「Ａ  ｇｅｎｅｒａｌ  ｄｕａｌｉｔｙ  ｔｈｅｏｒｙ  ｆｏｒ  ｕｐｌｉｎｋ  ａｎｄ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇｃ」、第１巻、８７〜９１ページ、２００２年１２月
【０１８３】
［引用文献２４］Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ著「Ａ  ｊｏｉｎｔ  ¬ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｉａｇｏｎａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ  ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍ．、第２巻、７７３〜７８６ページ、２００３年７月
【０１８４】
［引用文献２５］Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ著「Ｚｅｒｏ  ¬ｆｏｒｃｉｎｇ  ｍｅｔｈｏｄｓ  ｆｏｒ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ  ｉｎ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇ．Ｐｒｏｃ．、第５２巻、４６１〜４７１ページ、２００４年２月
【０１８５】
ＩＩ．関連特許出願出願番号第１２／９１７，２５７号明細書からの開示
下記では、所定のユーザへの無線リンクを生成し、同時に他のユーザに対する干渉を抑制するように協働して作動する複数の分散送信アンテナを使用する無線周波数（ＲＦ）通信システム及び方法を説明する。異なる送信アンテナの間の調整は、ユーザクラスター化を用いて可能になる。ユーザクラスターは、所定のユーザが確実に検出することができる信号（すなわち、ノイズレベル又は干渉レベルよりも大きい受信信号強度）を有する送信アンテナ部分集合である。システム内の全てのユーザが、それ自体のユーザクラスターを定める。同じユーザクラスター内の送信アンテナによって送られた波形はコヒーレントに結合し、ターゲットユーザの場所においてＲＦエネルギを生成し、これらのアンテナによって到達可能なあらゆる他のユーザの場所においてゼロＲＦ干渉点を生成する。
【０１８６】
１つのユーザクラスター内にＭ個の送信アンテナを有し、これらのＭ個のアンテナが到達可能なＫ個のユーザを有し、Ｋ≦Ｍであるシステムを考える。送信機は、Ｍ個の送信アンテナとＫ個のユーザの間のＣＳＩ（
2019080343.tif 000056
）を認識していると仮定する。簡略化のために、全てのユーザには、単一アンテナが装備されていると仮定するが、同じ方法は、ユーザ毎の複数の受信アンテナに拡張することができる。Ｍ個の送信アンテナからＫ個のユーザへのチャネルベクトル（
2019080343.tif 000057
）を次式のように合成することによって得られるチャネル行列Ｈを考える。
2019080343.tif 000058
ユーザｋへのＲＦエネルギを生成する事前符号化重み（
2019080343.tif 000059
）が、以下の条件を満たすように計算される。
2019080343.tif 000060
ここで、
2019080343.tif 000061
は、行列Ｈのｋ番目の行を除去することによって得られるユーザｋの有効チャネル行列であり、０K×1は、全てゼロのエントリを有するベクトルである。
【０１８７】
一実施形態において、無線システムは、ＤＩＤＯシステムであり、ターゲットユーザへの無線通信リンクを生成するためにユーザクラスター化が使用され、同時にユーザクラスター内に位置するアンテナが到達可能なあらゆる他のユーザに対する干渉が事前相殺される。米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号明細書には、以下を含むＤＩＤＯシステムが記載されている。
・ＤＩＤＯクライアント：１つ又は複数のアンテナが装備されたユーザ端末。
・ＤＩＤＯ分散アンテナ：事前符号化されたデータストリームを複数のユーザに送信し、それによってユーザ間干渉を抑制するように協働して作動する送受信機。
・ＤＩＤＯ基地送受信機局（ＢＴＳ）：ＤＩＤＯ分散アンテナへの事前符号化された波形を発生させる集中型プロセッサ。
・ＤＩＤＯ基地局ネットワーク（ＢＳＮ）：ＢＴＳをＤＩＤＯ分散アンテナ又は他のＢＴＳに接続する有線バックホールＤＩＤＯ分散アンテナは、ＢＴＳ又はＤＩＤＯクライアントの場所に対するこれらのアンテナの空間分布に基づいて異なる部分集合にグループ分けされる。図３６に示すように、３タイプのクラスターが定められる。
・スーパークラスター３６４０：このクラスターは、全てのＢＴＳとそれぞれのユーザの間の往復待ち時間が、ＤＩＤＯ事前符号化ループの制約条件内に収まるように、１つ又は複数のＢＴＳに接続したＤＩＤＯ分散アンテナのセットである。
・ＤＩＤＯクライアント３６４１：このクラスターは、同じＢＴＳに接続したＤＩＤＯ分散アンテナセットである。スーパークラスターが１つのＢＴＳのみを含む場合には、その定義はＤＩＤＯクラスターと一致する。
・ユーザクラスター３６４２：このクラスターは、事前符号化されたデータを所定のユーザに協働して送信するＤＩＤＯ分散アンテナのセットである。
【０１８８】
例えば、ＢＴＳは、他のＢＴＳにかつＢＳＮを通じてＤＩＤＯ分散アンテナに接続したローカルハブである。ＢＳＮは、以下に限定されるものではないが、デジタル加入者線（ＤＳＬ）、ＡＤＳＬ、ＶＤＳＬ［引用文献６］、ケーブルモデム、ファイバリング、Ｔ１線、ファイバ同軸混成（ＨＦＣ）ネットワーク、及び／又は固定無線（例えば、ＷｉＦｉ）を含む様々なネットワーク技術で構成することができる。同じスーパークラスター内の全てのＢＴＳは、往復待ち時間がＤＩＤＯ事前符号化ループ内に収まるようなＤＩＤＯ事前符号化に関する情報をＢＳＮを通じて共有する。
【０１８９】
図３７では、点はＤＩＤＯ分散アンテナを表し、×点はユーザであり、破線は、ユーザＵ１及びＵ８それぞれに対するユーザクラスターを示している。以下に説明する方法は、ターゲットユーザＵ１への通信リンクを生成し、同時にユーザクラスターの内側又は外側のあらゆる他のユーザ（Ｕ２〜Ｕ８）に対してゼロＲＦエネルギ点を生成するように設計される。
【０１９０】
本出願人は、ＤＩＤＯクラスター間の重なる領域内の干渉を除去するようにゼロＲＦエネルギ点が生成される類似の方法を［引用文献５］で提案した。ＤＩＤＯクラスター内のクライアントに信号を送信し、同時にクライアント間干渉を抑制するには付加的なアンテナが必要とされている。本出願に提案する方法の一実施形態は、ＤＩＤＯクラスター間干渉を除去しようと試みるのではなく、その代わりにクラスターがクライアントに拘束されていると仮定し（すなわち、ユーザクラスター）、このクラスターの隣接域内のいかなる他のクライアントに対しても干渉が全く発生しない（又は無視することができる干渉しか発生しない）ことを確実にする。
【０１９１】
提案する方法に関する１つの着想は、ユーザクラスターから十分に遠いユーザが、大きい経路損失に起因して送信アンテナからの放射線による影響を受けないということである。このユーザクラスターに近いユーザ、又はこのユーザクラスター内のユーザは、事前符号化に起因して無干渉信号を受信する。更に、条件Ｋ≦Ｍが満たされるように、付加的な送信アンテナをユーザクラスターに追加することができる（図３７に示すように）。
【０１９２】
ユーザクラスター化を使用する方法の一実施形態は、以下の段階から構成される。
ａ．リンク品質測定：全てのＤＩＤＯ分散アンテナと全てのユーザの間のリンク品質がＢＴＳに報告される。リンク−品質メトリックは、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）又は信号対干渉プラスノイズ比（ＳＩＮＲ）から構成される。一実施形態において、ＤＩＤＯ分散アンテナは、トレーニング信号を送信し、ユーザは、このトレーニングに基づいて受信信号品質を推定する。トレーニング信号は、ユーザが異なる送信機の間で区別を付けることができるように、時間ドメイン、周波数ドメイン、又は符号ドメインにおいて直交するように設計される。代替的に、ＤＩＤＯアンテナは、１つの特定の周波数（すなわち、ビーコンチャネル）において狭帯域信号（すなわち、単一のトーン）を送信し、ユーザは、このビーコン信号に基づいてリンク品質を推定する。図３８ａに示すようにデータを首尾良く復調するために、１つの閾値が、ノイズレベルよりも高い最小信号振幅（又は電力）として定められる。この閾値よりも小さいいかなるリンク−品質メトリックもゼロであると仮定する。リンク−品質メトリックは、有限のビット数にわたって量子化され、送信機にフィードバックされる。異なる実施形態において、アップリンク（ＵＬ）経路損失とダウンリンク（ＤＬ）経路損失の間の相互性を仮定して、トレーニング信号又はビーコンがユーザから送られ、リンク品質は、ＤＩＤＯ送信アンテナにおいて推定される（図３８ｂの場合のように）。経路損失相互性は、ＵＬ周波数帯域とＤＬ周波数帯域が比較的近い場合に、時分割複信（ＴＤＤ）システム（同じ周波数のＵＬチャネルとＤＬチャネルを有する）及び周波数分割複信（ＦＤＤ）システムにおいて現実的な仮定であることに注意しなければならない。全てのＢＴＳが、異なるＤＩＤＯクラスターにわたって全てのアンテナ／ユーザ結合の間のリンク品質を認識するように、リンク−品質メトリックに関する情報は、図３７に示すようにＢＳＮを通じて異なるＢＴＳの間で共有される。
ｂ．ユーザクラスターの定義：ＤＩＤＯクラスター内の全ての無線リンクのリンク−品質メトリックは、ＢＳＮを通じて全てのＢＴＳの間で共有されるリンク品質行列へのエントリである。図３７のシナリオにおけるリンク品質行列の一例を図３９に示している。リンク品質行列は、ユーザクラスターを定めるのに使用される。例えば、図３９は、ユーザＵ８に対するユーザクラスターの選択を示している。最初に、ユーザＵ８に対して非ゼロリンク−品質メトリックを有する送信機（すなわち、作動送信機）の部分集合が識別される。これらの送信機は、ユーザＵ８に対するユーザクラスターに集まっている。次に、このユーザクラスター内の送信機からの他のユーザに対する非ゼロエントリを含む部分行列が選択される。リンク−品質メトリックは、ユーザクラスターを選択するためだけに使用されるので、２ビットだけで量子化することができ（すなわち、図３８の閾値を超える状態か又は下回る状態かを識別するために）、それによってフィードバックオーバーヘッドが軽減されることに注意しなければならない。
【０１９３】
ユーザＵ１に関する別の例を図４０に示している。この場合に、部分行列内で作動送信機数はユーザ数よりも少なく、従って、条件Ｋ≦Ｍに反する。従って、この条件を満たすために、部分行列に１つ又はそれよりも多くの列が追加される。送信機数がユーザ数よりも大きい場合には、余分のアンテナをダイバーシティ手法（すなわち、アンテナ又は固有モード選択）に対して使用することができる。
【０１９４】
ユーザＵ４に関する更に別の例を図４１に示している。部分行列を２つの部分行列の組合せとして得ることができることを見ることができる。
ｃ．ＢＴＳへのＣＳＩ報告：ユーザクラスターが選択されると、このユーザクラスター内の全ての送信機からのＣＳＩが全てのＢＴＳに対して利用可能にされる。ＣＳＩ情報は、ＢＳＮを通じて全てのＢＴＳの間で共有される。ＴＤＤシステムでは、ＵＬチャネルを通じたトレーニングからＣＳＩを導出するように、ＵＬ／ＤＬチャネル相互性を利用することができる。ＦＤＤシステムでは、全てのユーザからＢＴＳへのフィードバックチャネルが必要である。フィードバック量を軽減するために、リンク品質メトリックの非ゼロエントリに対応するＣＳＩしかフィードバックされない。
ｄ．ＤＩＤＯ事前符号化：最後に、異なるユーザクラスターに対応する全てのＣＳＩ部分行列にＤＩＤＯ事前符号化が適用される（例えば、関連の米国特許出願に記載されているように）。一実施形態において、有効チャネル行列
2019080343.tif 000062
の特異値分解（ＳＶＤ）が計算され、ユーザｋに対する事前符号化重みｗkが、
2019080343.tif 000063
のヌル部分空間に対応する右特異ベクトルとして定められる。代替的に、Ｍ＞ｋであり、ＳＶＤが、有効チャネル行列を
2019080343.tif 000064
として分解する場合には、ユーザｋに対するＤＩＤＯ事前符号化重みは次式によって与えられる。
2019080343.tif 000065
ここで、ｕoは、列が
2019080343.tif 000066
のヌル部分空間の特異ベクトルである行列である。基本的な線形代数学の考察から、行列
2019080343.tif 000067
のヌル部分空間内の右特異ベクトルは、ゼロ固有値に対応するＣの固有ベクトルに等しいことを見ることができる。
2019080343.tif 000068
ここで、有効チャネル行列は、ＳＶＤに従って
2019080343.tif 000069
として分解される。この場合に、
2019080343.tif 000070
のＳＶＤを計算することに対する１つの変形は、Ｃの固有値分解を計算することである。
べき乗法等の固有値分解を計算するためのいくつかの方法が存在する。Ｃのヌル部分空間に対応する固有ベクトルにしか興味がないので、反復によって説明される逆べき乗法を使用する。
2019080343.tif 000071
ここで、初回の反復におけるベクトル（ｕi）は、ランダムベクトルである。ヌル部分空間の固有値（λ）が既知（すなわち、ゼロ）である場合、逆べき乗法は収束するのに１回の反復しか必要とせず、それによって計算複雑度が軽減される。この場合に、事前符号化重みベクトルを次式のように書く。
2019080343.tif 000072
ここで、ｕ1は、１に等しい実数エントリを有するベクトルである（すなわち、事前符号化重みベクトルは、Ｃ-1の列の和である）。ＤＩＤＯ事前符号化の計算は、１回の行列反転を必要とする。Ｓｔｒａｓｓｅｎのアルゴリズム［引用文献１］又はＣｏｐｐｅｒｓｍｉｔｈ−Ｗｉｎｏｇｒａｄのアルゴリズム［引用文献２、３］等の行列反転の複雑度を軽減するためのいくつかの数値解が存在する。Ｃは、定義によってエルミート行列であるので、別の手法は、Ｃをその実数成分と虚数成分に分解し、［引用文献４、第１１．４節］の方法に従って実数行列の行列反転を計算することである。
【０１９５】
提案する方法及びシステムの別の特徴は、その再構成可能性である。クライアントが、図４２の場合のように異なるＤＩＤＯクラスターを横切って移動するときに、ユーザクラスターはその移動を追従する。言い換えれば、クライアントがその位置を変更するときに、送信アンテナ部分集合は常に更新され、有効チャネル行列（及び対応する事前符号化重み）が再計算される。
【０１９６】
ＢＳＮを通じたＢＴＳ間のリンクは、低待ち時間のものであるはずであるので、本明細書に提案する方法は、図３６のスーパークラスター内で機能する。異なるスーパークラスターの重なる領域内の干渉を抑制するためにＤＩＤＯクラスター間の干渉ゾーン内にゼロＲＦエネルギ点を生成するための余分なアンテナを使用する［引用文献５］の本出願人の方法を使用することが可能である。
【０１９７】
本明細書では「ユーザ」という用語と「クライアント」という用語を交換可能に使用することに注意しなければならない。
【０１９８】
引用文献
［引用文献１］Ｓ．Ｒｏｂｉｎｓｏｎ著「Ｔｏｗａｒｄ  ａｎ  Ｏｐｔｉｍａｌ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ」、ＳＩＡＭ  Ｎｅｗｓ、第３８巻、第９号、２００５年１１月
【０１９９】
［引用文献２］Ｄ．Ｃｏｐｐｅｒｓｍｉｔｈ及びＳ．Ｗｉｎｏｇｒａｄ著「Ｍａｔｒｉｘ  Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ  バイア  Ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ  Ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｏｎ」、Ｊ．Ｓｙｍｂ．Ｃｏｍｐ．、第９巻、２５１〜２８０ページ、１９９０年
【０２００】
［引用文献３］Ｈ．Ｃｏｈｎ、Ｒ．Ｋｌｅｉｎｂｅｒｇ、Ｂ．Ｓｚｅｇｅｄｙ、Ｃ．Ｕｍａｎｓ著「Ｇｒｏｕｐ−ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｆｏｒ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ」、３７９〜３８８ページ、２００５年１１月
【０２０１】
［引用文献４］Ｗ．Ｈ．Ｐｒｅｓｓ、Ｓ．Ａ．Ｔｅｕｋｏｌｓｋｙ、Ｗ．Ｔ．Ｖｅｔｔｅｒｌｉｎｇ、Ｂ．Ｐ．Ｆｌａｎｎｅｒｙ著「ＮＵＭＥＲＩＣＡＬ  ＲＥＣＩＰＥＳ  ＩＮ  Ｃ：  ＴＨＥ  ＡＲＴ  ＯＦ  ＳＣＩＥＮＴＩＦＩＣ  ＣＯＭＰＵＴＩＮＧ」、Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｐｒｅｓｓ、１９９２年
【０２０２】
［引用文献５］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＳ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ著「ＩＮＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ  ＭＡＮＡＧＥＭＥＮＴ，ＨＡＮＤＯＦＦ，ＰＯＷＥＲ  ＣＯＮＴＲＯＬ  ＡＮＤ  ＬＩＮＫ  ＡＤＡＰＴＡＴＩＯＮ  ＩＮ  ＤＩＳＴＲＩＢＵＴＥＤ−ＩＮＰＵＴ  ＤＩＳＴＲＩＢＵＴＥＤ−ＯＵＴＰＵＴ（ＤＩＤＯ）  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭＳ」、２０１０年６月１６日出願の特許出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書
【０２０３】
［引用文献６］Ｐｅｒ−Ｅｒｉｋ  Ｅｒｉｋｓｓｏｎ及びＢｊｏｒｎ  Ｏｄｅｎｈａｍｍａｒ著「ＶＤＳＬ２：  Ｎｅｘｔ  ｉｍｐｏｒｔａｎｔ  ｂｒｏａｄｂａｎｄ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ」、Ｅｒｉｃｓｓｏｎ  Ｒｅｖｉｅｗ、第１号、２００６年
【０２０４】
ＩＩＩ．無線システムにおけるコヒーレンスエリアを利用するためのシステム及び方法  実際の伝播環境内の複数アンテナシステム（ＭＡＳ）の容量は、無線リンクを通じて利用可能な空間的ダイバーシティの関数である。空間的ダイバーシティは、無線チャネル内の散乱物体の分布、並びに送信アンテナアレイ及び受信アンテナアレイの幾何学形状によって決定される。
【０２０５】
ＭＡＳチャネルに対する１つの一般的なモデルは、散乱体グループを送信機及び受信機の周囲に位置するクラスターとして定めるいわゆるクラスター化チャネルモデルである。一般的に、クラスターが多く、その角度広がりが大きい程、無線リンクを通じて到達可能な空間的ダイバーシティ及び容量は高い。クラスター化チャネルモデルは、実際の測定によって検証されており［引用文献１〜２］、これらのモデルの変形が、異なる屋内無線規格（すなわち、ＷＬＡＮのための「ＩＥＥＥ  ８０２」．１１ｎ技術グループ［引用文献３］）及び屋外無線規格（３Ｇセルラーシステムのための３ＧＰＰ技術仕様グループ［引用文献４］）によって採用されている。
【０２０６】
無線チャネルにおける空間的ダイバーシティを決定する他のファクタは、アンテナ要素の間隔［引用文献５〜７］、アンテナ数［引用文献８〜９］、アレイ間隙［引用文献１０〜１１］、アレイ幾何学形状［引用文献５、１２、１３］、偏波及びアンテナパターン［引用文献１４〜２８］を含むアンテナアレイの特性である。
【０２０７】
無線リンクの空間的ダイバーシティ（又は自由度）に対するアンテナアレイ設計、並びに伝播チャネルの特性の効果を説明する統合モデルが、［引用文献２９］に示されている。［引用文献２９］の受信信号モデルは、次式によって与えられる。
2019080343.tif 000073
ここで、
2019080343.tif 000074
は、送信信号を説明する偏波ベクトルであり、
2019080343.tif 000075
は、送信アレイ及び受信アレイそれぞれを説明する偏波ベクトル位置であり、
2019080343.tif 000076
は、次式によって与えられる送信ベクトル位置と受信ベクトル位置の間のシステム応答を説明する行列である。
2019080343.tif 000077
ここで、
2019080343.tif 000078
は、それぞれ送信アレイ応答及び受信アレイ応答であり、
2019080343.tif 000079
は、エントリが送信方向
2019080343.tif 000080
と受信方向
2019080343.tif 000081
の間の複素利得であるチャネル応答行列である。ＤＩＤＯシステムでは、ユーザデバイスは、１つ又は複数のアンテナを有することができる。簡略化のために、理想的な等方性パターンを有する単一アンテナ受信機を仮定し、システム応答行列を次式のように書き直す。
2019080343.tif 000082
ここでは、送信アンテナパターン
2019080343.tif 000083
しか着目していない。
【０２０８】
Ｍａｘｗｅｌｌ方程式とＧｒｅｅｎ関数の遠距離場項とにより、アレイ応答を［引用文献２９］のように近似することができる。
2019080343.tif 000084
ここで、
2019080343.tif 000085
であり、Ｐは、アンテナアレイを定める空間であり、
2019080343.tif 000086
であり、
ここで、
2019080343.tif 000087
である。無偏波アンテナに対しては、アレイ応答を考察することは、上述の積分核を考察することと同等である。以下では、異なるタイプのアレイのための積分核の式に対して閉形であることを示している。
【０２０９】
無偏波線形アレイ
長さＬ（波長によって正規化された）の無偏波線形アレイと、ｚ軸に沿って向けられ、原点を中心とするアンテナ要素とに対して、積分核は、［引用文献２９］によって与えられている。
2019080343.tif 000088
【０２１０】
上述の式を一連のシフトされたダイアドに展開することにより、ｓｉｎｃ関数が１／Ｌの分解能を有し、アレイが制限され、近似的に波ベクトルが制限された部分空間の寸法（すなわち、自由度）が次式で与えられることが得られる。
2019080343.tif 000089
ここで、
2019080343.tif 000090
である。ブロードサイドアレイでは
2019080343.tif 000091
であり、エンドファイアでは
2019080343.tif 000092
であることを見ることができる。
【０２１１】
無偏波球形アレイ
半径Ｒ（波長によって正規化された）の球形アレイに対する積分核は、［引用文献２９］によって与えられる。
2019080343.tif 000093
【０２１２】
第１種Ｂｅｓｓｅｌ関数の和を用いて上述の関数を分解することにより、球形アレイの分解能が１／（πＲ2）であり、自由度が次式で与えられることが得られる。
2019080343.tif 000094
【０２１３】
ここで、Ａは、球形アレイの面積であり、次式が成り立つ。
2019080343.tif 000095
【０２１４】
無線チャネルにおけるコヒーレンスエリア
球形アレイの分解能とその面積Ａの間の関係を図４３に示している。中央の球体は、面積Ａの球形アレイである。単位球体上へのチャネルクラスターの投影は、クラスターの角度広がりに比例するサイズを有する異なる散乱領域を定める。「コヒーレンスエリア」と呼ぶ各クラスター内のサイズ１／Ａのエリアは、アレイの放射場の基底関数の投影を表し、波ベクトルドメインにおけるアレイの分解能を定める。
【０２１５】
図４３を図４４と比較すると、コヒーレンスエリアのサイズは、アレイサイズの逆数として縮小することを見ることができる。実際、規模の大きいアレイは、小さいエリア内にエネルギを集束させることができ、大きい自由度数ＤFをもたらす。上述の定義に示すように、合計自由度数は、クラスターの角度広がりにも依存することに注意しなければならない。
【０２１６】
図４５は、アレイサイズが、図４４よりも一層大きいエリアをカバーし、付加的な自由度をもたらす別の例を示している。ＤＩＤＯシステムでは、アレイ間隙は、全てのＤＩＤＯ送信機がカバーする合計面積によって近似することができる（アンテナが、波長の数分の１で分離していると仮定して）。この場合に、図４５は、ＤＩＤＯシステムが、空間内にアンテナを分散させ、それによってコヒーレンスエリアのサイズを縮小することによって高い自由度数を達成することができることを示している。これらの図は、理想的な球形アレイを仮定して起こしたものであることに注意しなければならない。実際のシナリオでは、ＤＩＤＯアンテナは広いエリアにわたってランダムに散在し、得られるコヒーレンスエリア形状は、これらの図の場合ほど規則的ではない可能性がある。
【０２１７】
図４６は、アレイサイズが増大すると、無線波がＤＩＤＯ送信機の間で益々多くの物体によって散乱されるので、より多くのクラスターが無線チャネル内に含まれることを示している。従って、益々多くの基底関数を励起することができ（放射場にわたって）、上述の定義に従って付加的な自由度をもたらす。
【０２１８】
本特許出願において説明するマルチユーザ（ＭＵ）複数アンテナシステム（ＭＡＳ）は、異なるユーザへの複数の独立した非干渉同時データストリームを生成するために、無線チャネルのコヒーレンスエリアを利用する。所定のチャネル条件及びユーザ分布に対して、放射場の基底関数は、全てのユーザが無干渉リンクを体験するように、異なるユーザへの独立した同時無線リンクを生成するように選択される。ＭＵ−ＭＡＳは、全ての送信機と全てのユーザとの間のチャネルを認識しているので、事前符号化送信は、これらの情報に基づいて、異なるユーザに対して別々のコヒーレンスエリアを生成するように調節される。
【０２１９】
本発明の一実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳは、ｄｉｒｔｙ−ｐａｐｅｒ符号化（ＤＰＣ）［引用文献３０〜３１］又はＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ（ＴＨ）［引用文献３２〜３３］事前符号化等の非線形事前符号化を使用する。本発明の別の実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳは、本出願人の先行特許出願（〔０００３〕〜〔０００９〕）のブロック対角化（ＢＤ）又はゼロ強制ビーム形成（ＺＦ−ＢＦ）［引用文献３４］等の非線形事前符号化を使用する。
【０２２０】
事前符号化を可能にするためには、ＭＵ−ＭＡＳは、チャネル状態情報（ＣＳＩ）の把握を必要とする。ＣＳＩは、フィードバックチャネルを通じてＭＵ−ＭＡＳに対して利用可能にされるか、又は時分割複信（ＴＤＤ）システムでは、アップリンク／ダウンリンクチャネル相互性を仮定してアップリンクチャネルを通じて推定される。ＣＳＩに必要とされるフィードバック量を軽減する１つの手法は、限定フィードバック技術を使用することである［引用文献３５〜３７］。一実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳは、制御チャネルのＣＳＩオーバーヘッドを低減するための限定フィードバック技術を使用する。限定フィードバック技術では、コードブック設計が重要である。一実施形態は、送信アレイの放射場にわたる基底関数からコードブックを定める。
【０２２１】
ユーザが空間内を移動するときに、又は伝播環境が移動物体（人々又は自動車等の）に起因して時間と共に変化するときに、コヒーレンスエリアは、その場所及び形状を変化させる。このコヒーレンスエリアの変化は、無線通信で公知のドップラー効果に起因する。本特許出願において説明するＭＵ−ＭＡＳは、ドップラー効果に起因して環境が変化するときに全てのユーザに対してコヒーレンスエリアを適応させるように事前符号化を調節する。このコヒーレンスエリアの適応は、異なるユーザへの非干渉同時チャネルを生成するようなものである。
【０２２２】
本発明の別の実施形態は、異なるサイズのコヒーレンスエリアを生成するようにＭＵ−ＭＡＳシステムのアンテナ部分集合を適応的に選択する。例えば、ユーザが空間内に疎に分布している場合（すなわち、辺地，又は１日のうちで低い無線リソース使用量しか伴わない時間）には、小さいアンテナ部分集合しか選択されず、コヒーレンスエリアのサイズは、図４３の場合のアレイサイズと比較して大きい。代替的に、密集エリア（すなわち、市街地エリア、又は１日のうちで無線サービスのピーク使用量を有する時間）内では、互いに直近にあるユーザに対して小さいコヒーレンスエリアを生成するためにより多くのアンテナが選択される。
【０２２３】
本発明の一実施形態において、ＭＵ−ＭＡＳは、先行特許出願（〔０００３〕〜〔０００９〕）に記載されているＤＩＤＯシステムである。このＤＩＤＯシステムは、異なるユーザに対してコヒーレンスエリアを生成するのに線形又は非線形の事前符号化、及び／又は限定フィードバック技術を使用する、
【０２２４】
数値結果
従来の複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）システムにおける自由度数をアレイサイズの関数として計算することで始める。無偏波線形アレイ並びにＷｉＦｉシステムに対する「ＩＥＥＥ  ８０２」．１１ｎにおける屋内、及びセルラーシステムに対する３ＧＰＰ−ＬＴＥ規格における屋外という２タイプのチャネルモデルを考える。［引用文献３］の屋内チャネルモードは、範囲［２，６］内のクラスター数と、範囲［１５°，４０°］内の角度広がりとを定める。市街地マイクロ屋外チャネルモデルは、約６個のクラスターと、基地局において約２０°の角度広がりとを定める。
【０２２５】
図４７は、実際の屋内伝播シナリオ及び屋外伝播シナリオにおけるＭＩＭＯシステムの自由度を示している。例えば、波長１つだけ分離された１０個のアンテナを有する線形アレイを考えると、無線リンクを通じて利用可能な最大自由度（又は空間チャネル数）は、屋外シナリオでは約３に、屋内では７に限られる。当然ながら、屋内チャネルは、大きい角度広がりに起因して高い自由度を与える。
【０２２６】
次に、ＤＩＤＯシステムにおける自由度を計算する。ＤＩＤＯアクセスポイントが、近接建築物の異なるフロア上に分散されている可能性がある中心市街地シナリオ等のアンテナが３Ｄ空間にわたって分散された場合を考える。従って、ＤＩＤＯ送信機アンテナ（全てがファイバ又はＤＳＬバックボーンを通じて互いに接続した）を球形アレイとしてモデル化する。更に、クラスターが、立体角にわたって一様に分散されると仮定する。
【０２２７】
図４８は、ＤＩＤＯシステムにおける自由度をアレイ直径の関数として示している。波長１０個分に等しい直径において、ＤＩＤＯシステム内で約１０００個の自由度が利用可能であることを見ることができる。理論的には、ユーザに対して１０００個までの非干渉チャネルを生成することができる。空間内で分散されたアンテナに起因する高い空間的ダイバーシティは、従来のＭＩＭＯシステムに優るＤＩＤＯによってもたらされる多重利得に対して重要である。
【０２２８】
比較として、郊外環境内でＤＩＤＯシステムを用いて達成可能な自由度を示している。クラスターが仰角［α，π−α］の範囲に分散されると仮定し、クラスターに対する立体角を｜Ω｜＝４πｃｏｓαとして定める。例えば、２階建て建築物のある郊外シナリオでは、散乱体の仰角は、α＝６０°とすることができる。この場合の自由度数を波長の関数として図４８に示している。
【０２２９】
ＩＶ．マルチユーザスペクトルの計画的な進化及び廃用化のためのシステム及び方法
高速無線サービスへの高まる要求、及び増加するセルラー電話加入者数は、無線産業界において過去３０年にわたって初期のアナログ音声サービス（ＡＭＰＳ［引用文献１〜２］）からデジタル音声（ＧＳＭ［引用文献３〜４］、ＩＳ−９５ＣＤＭＡ［引用文献５］）、データトラフィック（ＥＤＧＥ［引用文献６］、ＥＶ−ＤＯ［引用文献７］）、及びインターネット走査検索（ＷｉＦｉ［引用文献８〜９］、ＷｉＭａｘ［引用文献１０〜１１］、３Ｇ［引用文献１２〜１３］、４Ｇ［引用文献１４〜１５］）をサポートする規格に急激な技術革命をもたらした。これらの年代を通したこの無線技術の成長は、以下の２つの主な手法によって可能にされている。
ｉ）出現する新しい規格をサポートするために、連邦通信委員会（ＦＣＣ）［引用文献１６］は、新しいスペクトルを割り当てている。例えば、第１世代ＡＭＰＳシステムでは、増加するセルラークライアント数をサポートするために、ＦＣＣによって割り当てられたチャネル数は、１９８３年の初期の３３３から１９８０年代末期の４１６まで増加した。更に、最近では、１９８５年に遡ってＦＣＣによって割り当てられた無認可のＩＳＭ帯域の使用により、ＷｉＦｉ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、及びジグビー等の技術の商業化が可能になった［引用文献１７］。
ｉｉ）無線産業界は、より高いデータ速度のリンク及びより大きい加入者数をサポートするために、限られた利用可能スペクトルをより効率的に利用する新しい技術を作り出している。無線分野における１つの大きな革命は、改善されたスペクトル効率に起因して所定の周波数帯域において大幅に高い通話量を可能にした１９９０年代のアナログＡＭＰＳシステムからデジタルＤ−ＡＭＰＳ及びＧＳＭ（登録商標）への移行であった。別の急激な転換は、２０００年代初めに、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）等の空間処理技術によってもたらされ、それまでの無線ネットワークに４倍優るデータ速度改善をもたらし、様々な規格（すなわち、ＷｉＦｉのための「ＩＥＥＥ  ８０２」．１１ｎ、ＷｉＭａｘのための「ＩＥＥＥ  ８０２」．１６、４Ｇ−ＬＴＥのための３ＧＰＰ）によって採用されている。
【０２３０】
高速無線接続に対する解決法を提供する努力にも関わらず、無線産業界は、ゲーム等のサービスへの高まる要求を満たすために高精細（ＨＤ）ビデオストリーミングを提供し、かつどこにでも（有線バックボーンを構成することが高価で非現実的な辺地を含む）に無線カバレージを提供するという新たな難題に直面している。現在、特にネットワークが大量の同時リンクによって過負荷状態にされた場合には、最先端の無線規格システム（すなわち、４Ｇ−ＬＴＥ）でも、ＨＤストリーミングサービスをサポートするためのデータ速度要件及び待ち時間制約条件を与えることはできない。ここでもまた、主な障壁は、限られたスペクトル利用可能性と、データ速度を確実に高め、かつ完全なカバレージを提供することができるスペクトル効率の高い技術との欠如であった。
【０２３１】
近年、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）と呼ばれ［引用文献１８〜２１］、本出願人の先行特許出願（〔０００２〕〜〔０００９〕）に記載されている新しい技術が出現した。ＤＩＤＯ技術は、スペクトル効率において桁違いの改善を確実にし、過負荷状態のネットワークにおいてＨＤ無線ストリーミングサービスを可能にする。
【０２３２】
同時に、米国政府は、次の１０年間に５００ＭＨｚのスペクトルを解放することになる計画を開始することによってスペクトル不足の問題に対処している。この計画は、２０１０年６月２８日に、新たに出現する無線技術が新しい周波数帯域内で作動することを可能にし、市街地及び辺地に高速無線カバレージを提供するということをターゲットにして公開された［引用文献２２］。この計画の一角として、２０１０年９月２３日に、ＦＣＣは、「ホワイトスペース」と呼ばれる約２００ＭＨｚのＶＨＦスペクトル及びＵＨＦスペクトルを無認可用途に向けて開放した［引用文献２３］。これらの周波数帯域内で作動するのに１つの制限は、同じ帯域内で作動する既存の無線マイクロフォンデバイスとの有害な干渉を生成してはならないことである。従って、２０１１年７月２２日に、「ＩＥＥＥ  ８０２」．２２作業部会は、スペクトルを動的にモニタして利用可能帯域内で作動し、それによって共存する無線デバイスとの有害な干渉を回避するという重要な特徴を有するコグニティブ無線技術（又はスペクトル感知）を使用する新しい無線システムに対する規格をまとめ上げた［引用文献２４］。最近になって初めて、ホワイトスペースの一部を認可用途に割り当てて、それをスペクトルオークションに開放しようという議論が行われた［引用文献２５］。
【０２３３】
同じ周波数帯域内での無認可デバイスの共存、及び無認可用途対認可用途のスペクトル競合は、ＦＣＣスペクトル割り当て計画において近年続いている２つの主な問題であった。例えば、ホワイトスペース内では、無線マイクロフォンと無線通信デバイスの間の共存は、コグニティブ無線技術を用いて可能になった。しかし、コグニティブ無線は、ＤＩＤＯ等の空間処理を使用する他の技術のスペクトル効率の数分の１しかもたらすことができない。同様に、ＷｉＦｉシステムの性能は、増加するアクセスポイント数と、同じ無認可ＩＳＭ帯域内で作動し、かつ自由な干渉を発生させるＢｌｕｅｔｏｏｔｈ／ジグビーデバイスの使用とに起因して、過去１０年間にわたって大幅に劣化している。無認可スペクトルの１つの欠点は、今後数年間スペクトルを汚染し続けることになるＲＦデバイスの無規制使用である。ＲＦ汚染は、無認可スペクトルを将来の認可運用に向けて使用することも妨げ、それによって無線ブロードバンド市販のサービス及びスペクトルオークションに対する重要な市場機会が限られる。
【０２３４】
異なるサービス及び規格の共存及び進化を可能にするために、無線スペクトルの動的割り当てを可能にする新しいシステム及び方法を提案する。本出願人の方法の一実施形態は、スペクトルのある一定の部分で作動するための使用権をＲＦ送受信機に動的に割り当てて、以下のものを与えるために同じＲＦデバイスの廃用化を可能にする。
ｉ）新しいタイプの無線運用（すなわち、認可対無認可）を可能にし、及び／又は新しいＲＦ電力放出量制限を満たすためのスペクトル再構成可能性。この特徴は、認可スペクトル対無認可スペクトルの使用に向けて予め計画を立てる必要はなく、必要な場合にいつでもスペクトルオークションを可能にする。更に、この特徴は、ＦＣＣによって施行される新しい電力放出量レベルを満たすように送信電力レベルを調節することを可能にする。
ｉｉ）新しい技術が提供される時に、既存の技術との干渉を回避しながら、帯域を動的に再割り当てすることができるような同じ帯域内で作動する異なる技術の共存（すなわち、ホワイトスペースと無線マイクロフォン、ＷｉＦｉとＢｌｕｅｔｏｏｔｈ／ジグビー）。
ｉｉｉ）より高いスペクトル効率と、より良好なカバレージと、より高いＱｏＳを要求する新しいタイプのサービス（すなわち、ＨＤビデオストリーミング）をサポートするための改善された性能とを提供することができるより高度な技術にシステムが移行する際の無線基盤構造の滑らかな進化。
【０２３５】
以下では、マルチユーザスペクトルの計画的な進化及び廃用化のためのシステム及び方法を説明する。システムの一実施形態は、図４９に示すように、１つ又は複数の集中型プロセッサ（ＣＰ）４９０１〜４９０４と、有線又は無線接続を通じて通信を行う１つ又は複数の分散ノード（ＤＮ）とで構成される。例えば、４Ｇ−ＬＴＥネットワーク［引用文献２６］の関連では、集中型プロセッサは、いくつかのノードＢ送受信機に接続したアクセスコアゲートウェイ（ＡＣＧＷ）である。ＷｉＦｉの関連では、集中型プロセッサはインターネットサービスプロバイダ（ＩＳＰ）であり、分散ノードは、モデムを通じて、又はケーブル又はＤＳＬへの直接接続を通じてＩＳＰに接続したＷｉＦｉアクセスポイントである。本発明の別の実施形態において、システムは、１つの集中型プロセッサを有する分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システム（〔０００２〕〜〔０００９〕）（又はＢＴＳ）であり、分散ノードは、ＤＩＤＯアクセスポイント（又はＢＳＮを通じてＢＴＳに接続したＤＩＤＯ分散アンテナ）である。
【０２３６】
ＤＮ４９１１〜４９１３は、ＣＰ４９０１〜４９０４と通信する。ＤＮからＣＰに交換される情報は、ノードの構成を進化するネットワークアーキテクチャ設計に対して動的に調節するのに使用される。一実施形態において、ＤＮ４９１１〜４９１３は、その識別番号をＣＰと共有する。ＣＰは、ネットワーク上で接続した全てのＤＮの識別番号をルックアップテーブル又は共有データベースに格納する。これらのルックアップテーブル又はデータベースは、他のＣＰと共有することができ、これらの情報は、全てのＣＰが、ネットワーク上の全てのＤＮに関する最新情報へのアクセスを常に有するように同期化される。
【０２３７】
例えば、ＦＣＣは、スペクトルのある一定の部分を無認可用途に分配すると決定することができ、提案するシステムは、このスペクトル内で作動するように設計することができる。スペクトル不足に起因して、ＦＣＣは、後にこのスペクトルの一部を商業通信事業者（すなわち、ＡＴ＆Ｔ、Ｖｅｒｉｚｏｎ、又はＳｐｒｉｎｔ）、防衛、又は公共の安全のための認可用途に分配することを必要とする可能性がある。従来の無線システムでは、無認可帯域内で作動する既存の無線デバイスは、認可ＲＦ送受信機に対して有害な干渉を生成することになるので、この共存は可能にはならない。本出願人の提案するシステムでは、分散ノードがＣＰ４９０１〜４９０３と制御情報を交換して、ＤＮのＲＦ送信を進化する帯域計画に適応させる。一実施形態において、ＤＮ４９１１〜４９１３は、元来、利用可能スペクトル内の異なる周波数帯域にわたって作動するように設計されたものである。ＦＣＣが、このスペクトルの１つ又は複数の部分を認可運用に分配すると、ＣＰは、無認可ＤＮと制御情報を交換し、無認可ＤＮが認可ＤＮと干渉しないように、認可用途に向けてこれらの周波数帯域を停止するように無認可ＤＮを再構成する。このシナリオを図５０に示しており、この図では、無認可ノード（例えば、５００２）を中塗り円に示し、認可ノード（例えば、５００１）を中抜き円に示している。別の実施形態において、スペクトル全体を新しい認可サービスに分配することができ、制御情報は、認可ＤＮとの干渉を回避するために、全ての無認可ＤＮを停止するためにＣＰによって使用される。このシナリオを図５１に示しており、この図では、廃止された無認可ノードを×点で覆っている。
【０２３８】
別の例として、ＦＣＣ露出制限を満たすために、所定の周波数帯域で作動するある一定のデバイスに対する電力放出量を制限する必要がある可能性がある［引用文献２７］。例えば、無線システムは、元来、屋外屋上送受信機アンテナに接続したＤＮ４９１１〜４９１３との固定無線リンクに向けて設計されたものである場合がある。後に同じシステムをより良好な屋内カバレージを提供するために、屋内携帯アンテナを有するＤＮをサポートするように更新することができる。携帯デバイスのＦＣＣ露出制限は、恐らくはより近い人体への近接性に起因して、屋上送信機よりも制限が強い。この場合に、送信電力設定が調節されるのであれば、屋外用途に向けて設計された古いＤＮは、屋内用途に対して再使用することができる。本発明の一実施形態において、ＤＮは、所定の送信電力レベルセットを有するように設計され、システムがアップグレードされると、ＣＰ４９０１〜４９０３は、新しい電力レベルを選択するように制御情報をＤＮ４９１１〜４９１３に送り、それによってＦＣＣ露出制限が満たされる。別の実施形態において、ＤＮは、１つの電力放出量設定を有するように製造され、新しい電力放出量レベルよりも大きいＤＮは、ＣＰによって遠隔的に停止される。
【０２３９】
一実施形態において、ＣＰ４９０１〜４９０３は、ネットワーク内の全てのＤＮ４９１１〜４９１３を定期的にモニタし、ＲＦ送受信機として作動するためのＤＮの使用権をある一定の規格に従って定める。最新のものではないＤＮは、廃止され、ネットワークから除去されたものとしてマーク付けすることができる。例えば、現在の電力制限及び周波数帯域の範囲で作動するＤＮは、ネットワーク内で作動状態に保たれ、他の全てのものは停止される。ＣＰによって制御されるＤＮパラメータは、電力放出量及び周波数帯域に限られず、ＤＮとクライアントデバイスの間の無線リンクを定めるいずれかのパラメータとすることができることに注意しなければならない。
【０２４０】
本発明の別の実施形態において、ＤＮ４９１１〜４９１３は、同じスペクトル内での異なる規格のシステムの共存を可能にするように再構成することができる。例えば、ＷＬＡＮの状況で作動しているある一定のＤＮの電力放出量、周波数帯域、又は他の構成パラメータは、有害な干渉を回避しながら、ＷＰＡＮ用途に向けて設計された新しいＤＮの採用を可能にするように調節することができる。
【０２４１】
無線ネットワーク内のデータ速度及びカバレージを高めるために新しい無線規格が開発される時に、ＤＮ４９１１〜４９１３は、これらの規格をサポートするように更新することができる。一実施形態において、ＤＮは、ベースバンド信号処理のためのアルゴリズムを実行するＦＰＧＡ、ＤＳＰ、ＣＰＵ、ＧＰＵ、及び／又はＧＰＧＰＵ等のプログラマブル計算機能が装備されたソフトウエア定義型無線（ＳＤＲ）である。規格がアップグレードされた場合には、新しい規格を反映させるために、新しいベースバンドアルゴリズムをＣＰからＤＮに遠隔的にアップロードすることができる。例えば、一実施形態において、最初の規格は、ＣＤＭＡベースのものであり、その後に異なるタイプのシステムをサポートするためにＯＦＤＭ技術によって置換される。同様に、サンプリング速度、電力、及び他のパラメータは、ＤＮに対して遠隔的に更新することができる。ＤＮのこのＳＤＲ機能は、全体のシステム性能を改善するために新しい技術が開発される時にネットワークの継続的なアップグレードを可能にする。
【０２４２】
別の実施形態において、本明細書に説明するシステムは、複数のＣＰと、分散ノードと、ＣＰをＤＮに相互接続するネットワークとで構成されるクラウド無線システムである。図５２は、中塗り円に示したノード（例えば、５２０３）がＣＰ５２０６に、中抜き円に示したノードがＣＰ５２０５に、かつＣＰ５２０５〜５２０６が互いの間で、全てネットワーク５２０１を通じて通信を行うクラウド無線システムの一例を示している。本発明の一実施形態において、クラウド無線システムは、ＤＩＤＯシステムであり、ＤＮは、ＣＰに接続され、システムパラメータは、定期的又は瞬時に再構成され、無線アーキテクチャの変化する条件に対して動的に適応させる。ＤＩＤＯシステムでは、本出願人の先行特許出願（〔０００２〕〜〔０００９〕）に記載しているように、ＣＰは、ＤＩＤＯ  ＢＴＳであり、分散ノードは、ＤＩＤＯ分散アンテナであり、ネットワークは、ＢＳＮであり、複数ＢＴＳは、ＤＩＤＯ集中型プロセッサを通じて互いに相互接続される。
【０２４３】
クラウド無線システム内の全てのＤＮ５２０２〜５２０３は、異なるセットにグループ分けすることができる。これらのＤＮセットは、多くのクライアントデバイスへの非干渉無線リンクを同時に生成することができ、一方、各セットは、異なる多重アクセス技術（例えば、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、及び／又はＳＤＭＡ）、異なる変調（例えば、ＱＡＭ、ＯＦＤＭ）、及び／又は符号化手法（例えば、畳み込み符号化、ＬＤＰＣ、ターボコード）をサポートする。同様に、全てのクライアントには、異なる多重アクセス技術及び／又は異なる変調／符号化手法を用いてサービスを提供することができる。システム内の作動クライアントと、これらのクライアントがその無線リンクに対して採用する規格とに基づいて、ＣＰ５２０５〜５２０６は、これらの規格をサポートすることができてクライアントデバイスの範囲にあるＤＮの部分集合を動的に選択する。
【０２４４】
引用文献
［引用文献１］Ｗｉｋｉｐｅｄｉａ、「Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｐｈｏｎｅ  Ｓｙｓｔｅｍ」、ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ａｄｖａｎｃｅｄ＿Ｍｏｂｉｌｅ＿Ｐｈｏｎｅ＿Ｓｙｓｔｅｍ
【０２４５】
［引用文献２］ＡＴ＆Ｔ、「１９４６：  Ｆｉｒｓｔ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ  Ｃａｌｌ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｏｒｐ．ａｔｔ．ｃｏｍ／ａｔｔｌａｂｓ／ｒｅｐｕｔａｔｉｏｎ／ｔｉｍｅｌｉｎｅ／４６ｍｏｂｉｌｅ．ｈｔｍｌ
【０２４６】
［引用文献３］ＧＳＭＡ、「ＧＳＭ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｇｓｍｗｏｒｌｄ．ｃｏｍ／ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ／ｉｎｄｅｘ．ｈｔｍ
【０２４７】
［引用文献４］ＥＴＳＩ、「Ｍｏｂｉｌｅ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ  ＧＳ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｔｓｉ．ｏｒｇ／ＷｅｂＳｉｔｅ／Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ／ｇｓｍ．ａｓｐｘ
【０２４８】
［引用文献５］Ｗｉｋｉｐｅｄｉａ、「ＩＳ−９５」、ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／ＩＳ−９５
【０２４９】
［引用文献６］Ｅｒｉｃｓｓｏｎ、「Ｔｈｅ  ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ  ｏｆ  ＥＤＧＥ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｅｒｉｃｓｓｏｎ．ｃｏｍ／ｒｅｓ／ｄｏｃｓ／ｗｈｉｔｅｐａｐｅｒｓ／ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ＿ｔｏ＿ｅｄｇｅ．ｐｄｆ
【０２５０】
［引用文献７］Ｑ．Ｂｉ（２００４年３月）、「Ａ  Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｌｉｎｋ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｓｔｕｄｙ  ｏｆ  ｔｈｅ  １ｘＥＶ−ＤＯ  Ｒｅｌ．  ０  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｕｓｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ  ａｎｄ  Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓ」（ＰＤＦ）、Ｌｕｃｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｄｇ．ｏｒｇ／ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ／ｗｈｉｔｅ＿ｐａｐｅｒｓ／ｆｉｌｅｓ／Ｌｕｃｅｎｔ％２０１ｘＥＶ−ＤＯ％２０Ｒｅｖ％２０Ｏ％２０Ｍａｒ％２００４．ｐｄｆ
【０２５１】
［引用文献８］Ｗｉ−Ｆｉ  ａｌｌｉａｎｃｅ、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉ−ｆｉ．ｏｒｇ／
【０２５２】
［引用文献９］Ｗｉ−Ｆｉ  ａｌｌｉａｎｃｅ、「Ｗｉ−Ｆｉ  ｃｅｒｔｉｆｉｅｄ  ｍａｋｅｓ  ｉｔ  Ｗｉ−Ｆｉ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉ−ｆｉ．ｏｒｇ／ｆｉｌｅｓ／ＷＦＡ＿Ｃｅｒｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ＿Ｏｖｅｒｖｉｅｗ＿ＷＰ＿ｅｎ．ｐｄｆ
【０２５３】
［引用文献１０］ＷｉＭＡＸ  ｆｏｒｕｍ、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉｍａｘｆｏｒｕｍ．ｏｒｇ／
【０２５４】
［引用文献１１］Ｃ．Ｅｋｌｕｎｄ、Ｒ．Ｂ．Ｍａｒｋｓ、Ｋ．Ｌ．Ｓｔａｎｗｏｏｄ、及びＳ．Ｗａｎｇ著「ＩＥＥＥ  Ｓｔａｎｄａｒｄ  ８０２．１６：  Ａ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｏｖｅｒｖｉｅｗ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＷｉｒｅｌｅｓｓＭＡＮTMＡｉｒ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  ｆｏｒ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｃｃｅｓｓ」、ｈｔｔｐ：／／ｉｅｅｅ８０２．ｏｒｇ／１６／ｄｏｃｓ／０２／Ｃ８０２１６−０２＿０５．ｐｄｆ
【０２５５】
［引用文献１２］３ＧＰＰ「ＵＭＴＳ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ａｒｔｉｃｌｅ／ｕｍｔｓ
【０２５６】
［引用文献１３］Ｈ．Ｅｋｓｔｒｏｍ、Ａ．Ｆｕｒｕｓｋａｒ、Ｊ．Ｋａｒｌｓｓｏｎ、Ｍ．Ｍｅｙｅｒ、Ｓ．Ｐａｒｋｖａｌｌ、Ｊ．Ｔｏｒｓｎｅｒ、及びＭ．Ｗａｈｌｑｖｉｓｔ著「Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ３Ｇ  Ｌｏｎｇ−Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｍａｇａｚｉｎｅ、３８〜４５ページ、２００６年３月
【０２５７】
［引用文献１４］３ＧＰＰ、「ＬＴＥ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ＬＴＥ
【０２５８】
［引用文献１５］Ｍｏｔｏｒｏｌａ、「Ｌｏｎｇ  Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ  （ＬＴＥ）：  Ａ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｏｖｅｒｖｉｅｗ」、ｈｔｔｐ：／／ｂｕｓｉｎｅｓｓ．ｍｏｔｏｒｏｌａ．ｃｏｍ／ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｌｔｅ／ｐｄｆ／ＬＴＥＴｅｃｈｎｉｃａｌＯｖｅｒｖｉｅｗ．ｐｄｆ
【０２５９】
［引用文献１６］Ｆｅｄｅｒａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ、「Ａｕｔｈｏｒｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｕｎｄｅｒ  Ｐａｒｔｓ  １５  ａｎｄ  ９０  ｏｆ  ｔｈｅ  ＦＣＣ  Ｒｕｌｅｓ  ａｎｄ  Ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎｓ」、１９８５年６月
【０２６０】
［引用文献１７］ＩＴＵ、「ＩＳＭ  ｂａｎｄ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｔｕ．ｉｎｔ／ＩＴＵ−Ｒ／ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ／ｆａｑ／ｉｎｄｅｘ．ｈｔｍｌ＃ｇ０１３
【０２６１】
［引用文献１８］Ｓ．Ｐｅｒｌｍａｎ及びＡ．Ｆｏｒｅｎｚａ著「Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−ｉｎｐｕｔ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ−ｏｕｔｐｕｔ（ＤＩＤＯ）  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ：  ａ  ｎｅｗ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ」、２０１１年８月、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｒｅａｒｄｅｎ．ｃｏｍ／ＤＩＤＯ／ＤＩＤＯ＿Ｗｈｉｔｅ＿Ｐａｐｅｒ＿１１０７２７．ｐｄｆ
【０２６２】
［引用文献１９］Ｂｌｏｏｍｂｅｒｇ  Ｂｕｓｉｎｅｓｓｗｅｅｋ、「Ｓｔｅｖｅ  Ｐｅｒｌｍａｎｓ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｆｉｘ」、２０１１年７月２７日、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｂｕｓｉｎｅｓｓｗｅｅｋ．ｃｏｍ／ｍａｇａｚｉｎｅ／ｔｈｅ−ｅｄｉｓｏｎ−ｏｆ−ｓｉｌｉｃｏｎ−ｖａｌｌｅｙ−０７２７２０１１．ｈｔｍｌ
【０２６３】
［引用文献２０］Ｗｉｒｅｄ、「Ｈａｓ  ＯｎＬｉｖｅｓ  Ｓｔｅｖｅ  Ｐｅｒｌｍａｎ  Ｄｉｓｃｏｖｅｒｅｄ  Ｈｏｌｙ  Ｇｒａｉｌ  ｏｆ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ？」、２０１１年６月３０日、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｉｒｅｄ．ｃｏｍ／ｅｐｉｃｅｎｔｅｒ／２０１１／０６／ｐｅｒｌｍａｎ−ｈｏｌｙ−ｇｒａｉｌ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ／
【０２６４】
［引用文献２１］  Ｔｈｅ  Ｗａｌｌ  Ｓｔｒｅｅｔ  Ｊｏｕｒｎａｌ、「Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｖａｌｌｅｙ  Ｉｎｖｅｎｔｏｒｓ  Ｒａｄｉｃａｌ  Ｒｅｗｒｉｔｅ  ｏｆ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ」、２０１１年７月２８日、ｈｔｔｐ：／／ｂｌｏｇｓ．ｗｓｊ．ｃｏｍ／ｄｉｇｉｔｓ／２０１１／０７／２８／ｓｉｌｉｃｏｎ−ｖａｌｌｅｙ−ｉｎｖｅｎｔｏｒｓ−ｒａｄｉｃａｌ−ｒｅｗｒｉｔｅ−ｏｆ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ／
【０２６５】
［引用文献２２］Ｔｈｅ  Ｗｈｉｔｅ  Ｈｏｕｓｅ、「Ｐｒｅｓｉｄｅｎｔｉａｌ  Ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ：  Ｕｎｌｅａｓｈｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」、２０１０年６月２８日、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｗｈｉｔｅｈｏｕｓｅ．ｇｏｖ／ｔｈｅ−ｐｒｅｓｓ−ｏｆｆｉｃｅ／ｐｒｅｓｉｄｅｎｔｉａｌ−ｍｅｍｏｒａｎｄｕｍ−ｕｎｌｅａｓｈｉｎｇ−ｗｉｒｅｌｅｓｓ−ｂｒｏａｄｂａｎｄ−ｒｅｖｏｌｕｔｉｏｎ
【０２６６】
［引用文献２３］ＦＣＣ、「Ｏｐｅｎ  ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ  ｍｅｅｔｉｎｇ」、２０１０年９月２３日、ｈｔｔｐ：／／ｒｅｂｏｏｔ．ｆｃｃ．ｇｏｖ／ｏｐｅｎ−ｍｅｅｔｉｎｇｓ／２０１０／ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ
【０２６７】
［引用文献２４］ＩＥＥＥ  ８０２．２２、「ＩＥＥＥ  ８０２．２２  Ｗｏｒｋｉｎｇ  Ｇｒｏｕｐ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｒｅｇｉｏｎａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｅｅｅ８０２．ｏｒｇ／２２／
【０２６８】
［引用文献２５］「Ａ  ｂｉｌｌ」、１１２ｔｈ  ｃｏｎｇｒｅｓｓ，１ｓｔ  ｓｅｓｓｉｏｎ、２０１１年７月１２日、ｈｔｔｐ：／／ｒｅｐｕｂｌｉｃａｎｓ．ｅｎｅｒｇｙｃｏｍｍｅｒｃｅ．ｈｏｕｓｅ．ｇｏｖ／Ｍｅｄｉａ／ｆｉｌｅ／Ｈｅａｒｉｎｇｓ／Ｔｅｌｅｃｏｍ／０７１５１１／ＤｉｓｃｕｓｓｉｏｎＤｒａｆｔ．ｐｄｆ
【０２６９】
［引用文献２６］Ｈ．Ｅｋｓｔｒｏｍ、Ａ．Ｆｕｒｕｓｋａｒ、Ｊ．Ｋａｒｌｓｓｏｎ、Ｍ．Ｍｅｙｅｒ、Ｓ．Ｐａｒｋｖａｌｌ、Ｊ．Ｔｏｒｓｎｅｒ、及びＭ．Ｗａｈｌｑｖｉｓｔ著「Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ３Ｇ  Ｌｏｎｇ−Ｔｅｒｍ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｍａｇａｚｉｎｅ、３８〜４５ページ、２００６年３月
【０２７０】
［引用文献２７］ＦＣＣ、「Ｅｖａｌｕａｔｉｎｇ  ｃｏｍｐｌｉａｎｃｅ  ｗｉｔｈ  ＦＣＣ  ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ  ｆｏｒ  ｈｕｍａｎ  ｅｘｐｏｓｕｒｅ  ｔｏ  ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｆｉｅｌｄｓ」、ＯＥＴ  Ｂｕｌｌｅｔｉｎ  ６５、第９７−０１バージョン、１９９７年８月
【０２７１】
本発明の実施形態は、上述したように様々な段階を含むことができる。これらの段階は、汎用又は専用プロセッサをしてある一定の段階を実施させる機械実行可能命令に実施することができる。例えば、上述の基地局／ＡＰ及びクライアントデバイス内の様々な構成要素は、汎用又は専用プロセッサ上で実行されるソフトウエアとして実施することができる。本発明の関連態様を不明瞭にするのを回避するために、コンピュータメモリ、ハードドライブ、入力デバイス等の様々な公知のパーソナルコンピュータ構成要素を図から排除した。
【０２７２】
代替的に、一実施形態において、本明細書に例示した様々な機能モジュールは、特定用途向け集積回路（「ＡＳＩＣ」）等のこれらの段階を実施するための配線論理回路を含む特定のハードウエア構成要素により、又はプログラミングされたコンピュータ構成要素及び特別仕様ハードウエア構成要素のいずれかの組合せによって実施することができる。
【０２７３】
一実施形態において、上述の符号化、変調、及び信号処理論理回路９０３等のある一定のモジュールは、Ｔｅｘａｓ  ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔのＴＭＳ３２０ｘアーキテクチャ（例えば、ＴＭＳ３２０Ｃ６０００、ＴＭＳ３２０Ｃ５０００）を用いたＤＳＰ等のプログラマブルデジタル信号プロセッサ（「ＤＳＰ」）（又はＤＳＰのグループ）上に実施することができる。この実施形態におけるＤＳＰは、例えば、ＰＣＩカード等のパーソナルコンピュータへのアドオンカード内に埋め込むことができる。当然ながら、本発明の根底を構成する原理に準拠しながら、様々な異なるＤＳＰアーキテクチャを使用することができる。
【０２７４】
本発明の要素は、機械実行可能命令を格納するための機械可読媒体として提供することができる。機械可読媒体は、以下に限定されるものではないが、フラッシュメモリ、光ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ  ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、磁気カード又は光カード、伝播媒体、又は電子命令を格納するのに適する他のタイプの機械可読媒体を含むことができる。例えば、本発明は、遠隔地のコンピュータ（例えば、サーバ）から要求コンピュータ（例えば、クライアント）に搬送波又は他の伝播媒体内に実施されたデータ信号として通信リンク（例えば、モデム接続又はネットワーク接続）を通じて転送することができるコンピュータプログラムとしてダウンロードすることができる。
【０２７５】
本発明のシステム及び方法の完全な理解を提供するために、以上の説明を通して説明目的で多くの特定の詳細内容を示した。しかし、当業者には、これらの特定の詳細内容のうちの一部を用いずにシステム及び方法を実施することができることが明らかであろう。従って、本発明の範囲及び精神は、以下に続く特許請求に基づいて判断しなければならない。
【０２７６】
更に、本発明のより完全な理解を提供するために、以上の説明を通して多くの論文を引用した。引用したこれらの引用文献の全ては、引用によって本出願に組み込まれている。
【０２７７】
引用文献
［引用文献１］Ａ．Ａ．Ｍ．Ｓａｌｅｈ及びＲ．Ａ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ著「Ａ  ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ  ｍｏｄｅｌ  ｆｏｒ  ｉｎｄｏｏｒ  ｍｕｌｔｉｐａｔｈ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍ．、第１９５巻、ＳＡＣ−５、第２号、１２８〜１３７ページ、１９８７年２月
【０２７８】
［引用文献２］Ｊ．Ｗ．Ｗａｌｌａｃｅ及びＭ．．Ｊｅｎｓｅｎ著「Ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ  ｏｆ  ｍｅａｓｕｒｅｄ  ＭＩＭＯ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｄａｔａ  ａｎｄ  ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｔｏ  ｃｏｎｖｅｎｔｉｎｌ  ｍｏｄｅｌｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．、第２巻、第７〜１１号、１０７８〜１０８２ページ、２００１年１０月
【０２７９】
［引用文献３］Ｖ．Ｅｒｃｅｇ他著「ＴＧｎ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｍｏｄｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  ８０２．１１−０３／９４０ｒ４、２００４年５月
【０２８０】
［引用文献４］３ＧＰＰ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ  Ｇｒｏｕｐ、「Ｓｐａｔｉａｌ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｍｏｄｅｌ，ＳＣＭ−１３４  ｔｅｘｔ  Ｖ６．０」、Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌ  ＡＨＧ  （Ｃｏｍｂｉｎｅｄ  ａｄ−ｈｏｃ  ｆｒｏｍ  ３ＧＰＰ  ａｎｄ  ３ＧＰＰ２）、２００３年４月
【０２８１】
［引用文献５−１６］Ｄ．−Ｓ．Ｓｈｉｕ、Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ、及びＪ．Ｍ．Ｋａｈｎ著「Ｆａｄｉｎｇ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｉｔｓ  ｅｆｆｅｃｔ  ｏｎ  ｔｈｅ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ｍｕｌｔｉｅｌｅｍｅｎｔ  ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍ．、第４８巻、第３号、５０２〜５１３ページ、２０００年３月
【０２８２】
［引用文献６−１７］Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｔ．Ｈａｕｓｔｅｉｎ、及びＣ．ｖｏｎ  Ｈｅｌｍｏｌｔ、「Ａｎｔｅｎｎａ  ｓｐａｃｉｎｇ  ｉｎ  ＭＩＭＯ  ｉｎｄｏｏｒ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．、第２号、７４９〜７５３ページ、２００２年５月
【０２８３】
［引用文献７−１８］Ｍ．Ｓｔｏｙｔｃｈｅｖ、Ｈ．Ｓａｆａｒ、Ａ．Ｌ．Ｍｏｕｓｔａｋａｓ、及びＳ．Ｓｉｍｏｎ著「Ｃｏｍｐａｃｔ  ａｎｔｅｎｎａ  ａｒｒａｙｓ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．第３巻、７０８〜７１１ページ、２００１年７月
【０２８４】
［引用文献８−１９］Ｋ．Ｓｕｌｏｎｅｎ、Ｐ．Ｓｕｖｉｋｕｎｎａｓ、Ｌ．Ｖｕｏｋｋｏ、Ｊ．Ｋｉｖｉｎｅｎ、及びＰ．Ｖａｉｎｉｋａｉｎｅｎ著「Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ａｎｔｅｎｎａ  ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  ｐｉｃｏｃｅｌｌ  ａｎｄ  ｍｉｃｒｏｃｅｌｌ  ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍ．、第２１巻、７０３〜７１２ページ、２００３年６月
【０２８５】
［引用文献９−２０］Ｓｈｕａｎｇｑｉｎｇ  Ｗｅｉ、Ｄ．Ｌ．Ｇｏｅｃｋｅｌ、及びＲ．Ｊａｎａｓｗａｍｙ著「Ｏｎ  ｔｈｅ  ａｓｙｍｐｔｏｔｉｃ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  ｆｉｘｅｄ  ｌｅｎｇｔｈ  ｌｉｎｅａｒ  ａｎｔｅｎｎａ  ａｒｒａｙｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ  Ｃｏｍｍ．、第４巻、２６３３〜２６３７ページ、２００３年
【０２８６】
［引用文献１０−２１］Ｔ．Ｓ．Ｐｏｌｌｏｃｋ、Ｔ．Ｄ．Ａｂｈａｙａｐａｌａ、及びＲ．Ａ．Ｋｅｎｎｅｄｙ著「Ａｎｔｅｎｎａ  ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ  ｅｆｆｅｃｔｓ  ｏｎ  ＭＩＭＯ  ｃａｐａｃｉｔｙ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ  Ｃｏｍｍ．、１９２、第４巻、２３０１〜２３０５ページ、２００３年５月
【０２８７】
［引用文献１１−２２］Ｍ．Ｌ．Ｍｏｒｒｉｓ及びＭ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ著「Ｔｈｅ  ｉｍｐａｃｔ  ｏｆ  ａｒｒａｙ  ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ  ｏｎ  ＭＩＭＯ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃａｐａｃｉｔｙ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．、第３巻、２１４〜２１７ページ、２００２年６月
【０２８８】
［引用文献１２−２３］Ｌｉａｎｇ  Ｘｉａｏ、Ｌｉｎ  Ｄａｌ、Ｈａｉｒｕｏ  Ｚｈｕａｎｇ、Ｓｈｉｄｏｎｇ  Ｚｈｏｕ、及びＹａｎ  Ｙａｏ著「Ａ  ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ  ｓｔｕｄｙ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｗｉｔｈ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ  ａｎｔｅｎｎａ  ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ」、ＩＥＥＥ  ＩＣＣＳ０２、第１巻、４３１〜４３５ページ、２００２年１１月
【０２８９】
［引用文献１３−２４］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ  Ｊｒ．著「Ｉｍｐａｃｔ  ｏｆ  ａｎｔｅｎｎａ  ｇｅｏｍｅｔｒｙ  ｏｎ  ＭＩＭＯ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｉｎｄｏｏｒ  ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．、第２巻、１７００〜１７０３ページ、２００４年６月
【０２９０】
［引用文献１４］Ｍ．Ｒ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｐ．Ｐ．Ｍｉｔｒａ、及びＲ．ｄｅＣａｒｖａｌｈｏ著「Ｔｒｉｐｌｉｎｇ  ｔｈｅ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｕｓｉｎｇ  ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ」、Ｎａｔｕｒｅ、第４０９巻、３１６〜３１８ページ、２００１年１月
【０２９１】
［引用文献１５］Ｄ．Ｄ．Ｓｔａｎｃｉｌ、Ａ．Ｂｅｒｓｏｎ、Ｊ．Ｐ．Ｖａｎｔ  Ｈｏｆ、Ｒ．Ｎｅｇｉ、Ｓ．Ｓｈｅｔｈ、及びＰ．Ｐａｔｅｌ著「Ｄｏｕｂｌｉｎｇ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ｕｓｉｎｇ  ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｓｅｄ，ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ  ｅｌｅｃｔｒｉｃ  ａｎｄ  ｍａｇｎｅｔｉｃ  ｄｉｐｏｌｅｓ」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、第３８巻、７４６〜７４７ページ、２００２年７月
【０２９２】
［引用文献１６］Ｔ．Ｓｖａｎｔｅｓｓｏｎ著「Ｏｎ  ｃａｐａｃｉｔｙ  ａｎｄ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．第３巻、２０２〜２０５ページ、２００２年６月
【０２９３】
［引用文献１７］Ｃ．Ｄｅｇｅｎ及びＷ．Ｋｅｕｓｇｅｎ著「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＭＩＭＯ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｕｓｉｎｇ  ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ  ａｎｔｅｎｎａｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎ．第２巻、１５２０〜１５２５ページ、２００３年２月
【０２９４】
［引用文献１８］Ｒ．Ｖａｕｇｈａｎ著「Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ｐａｒａｓｉｔｉｃ  ｅｌｅｍｅｎｔｓ  ｆｏｒ  ａｎｔｅｎｎａ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ａｎｔｅｎｎａｓ  Ｐｒｏｐａｇａｔ．、第４７巻、３９９〜４０５ページ、１９９９年２月
【０２９５】
［引用文献１９］Ｐ．Ｍａｔｔｈｅｉｊｓｓｅｎ、Ｍ．Ｈ．Ａ．Ｊ．Ｈｅｒｂｅｎ、Ｇ．Ｄｏｌｍａｎｓ、及びＬ．Ｌｅｙｔｅｎ著「Ａｎｔｅｎｎａ−ｐａｔｔｅｒｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｖｅｒｓｕｓ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｆｏｒ  ｕｓｅ  ａｔ  ｈａｎｄｈｅｌｄｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．、第５３巻、１０３５〜１０４２ページ、２００４年７月
【０２９６】
［引用文献２０］Ｌ．Ｄｏｎｇ、Ｈ．Ｌｉｎｇ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ  Ｊｒ．著「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｕｓｉｎｇ  ａｎｔｅｎｎａ  ｐａｔｔｅｒｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂ．Ｔｅｌｅｃｏｍ．Ｃｏｎｆ．、第１巻、９９７〜１００１ページ、２００２年１１月
【０２９７】
［引用文献２１］Ｊ．Ｂ．Ａｎｄｅｒｓｅｎ及びＢ．Ｎ．Ｇｅｔｕ著「Ｔｈｅ  ＭＩＭＯ  ｃｕｂｅ−ａ  ｃｏｍｐａｃｔ  ＭＩＭＯ  ａｎｔｅｎｎａ」、ＩＥＥＥ  Ｐｒｏｃ．ｏｆ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．、第１巻、１１２〜１１４ページ、２００２年１０月
【０２９８】
［引用文献２２］Ｃ．Ｗａｌｄｓｃｈｍｉｄｔ、Ｃ．Ｋｕｈｎｅｒｔ、Ｓ．Ｓｃｈｕｌｔｅｉｓ、及びＷ．Ｗｉｅｓｂｅｃｋ著「Ｃｏｍｐａｃｔ  ＭＩＭＯ−ａｒｒａｙｓ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｐｏｌａｒｉｓａｔｉｏｎ−ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．、第２巻、４９９〜５０２ページ、２００３年６月
【０２９９】
［引用文献２３］Ｃ．Ｂ．Ｄｉｅｔｒｉｃｈ  Ｊｒ、Ｋ．Ｄｉｅｔｚｅ、Ｊ．Ｒ．Ｎｅａｌｙ、及びＷ．Ｌ．Ｓｔｕｔｚｍａｎ著「Ｓｐａｔｉａｌ，ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ，ａｎｄ  ｐａｔｔｅｒｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｈａｎｄｈｅｌｄ  ｔｅｒｍｉｎａｌｓ」、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．、第４９巻、１２７１〜１２８１ページ、２００１年９月
【０３００】
［引用文献２４］Ｓ．Ｖｉｓｕｒｉ及びＤ．Ｔ．Ｓｌｏｃｋ著「Ｃｏｌｏｃａｔｅｄ  ａｎｔｅｎｎａ  ａｒｒａｙｓ：  ｄｅｓｉｇｎ  ｄｅｓｉｄｅｒａｔａ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ｐｒｏｃ．ｏｆ  Ｓｅｎｓｏｒ  Ａｒｒａｙ  ａｎｄ  Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ  Ｓｉｇｎ．Ｐｒｏｃ．Ｗｏｒｋｓｈｏｐ、５８０〜５８４ページ、２００２年８月
【０３０１】
［引用文献２５］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ  Ｊｒ．著「Ｂｅｎｅｆｉｔ  ｏｆ  ｐａｔｔｅｒｎ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  バイア  ２−ｅｌｅｍｅｎｔ  ａｒｒａｙ  ｏｆ  ｃｉｒｃｕｌａｒ  ｐａｔｃｈ  ａｎｔｅｎｎａｓ  ｉｎ  ｉｎｄｏｏｒ  ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＭＩＭＯ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第５４巻、第５号、９４３〜９５４ページ、２００６年５月
【０３０２】
［引用文献２６］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．著「Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  Ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ  ｆｏｒ  Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ  ２−ＣＰＡｓ  Ｅｘｐｌｏｉｔｉｎｇ  Ｐａｔｔｅｒｎ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｉｎ  Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ  ＭＩＭＯ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第５６巻、第１０号、１７４８〜１７５９ページ、２００８年１０月
【０３０３】
［引用文献２７］Ｄ．Ｐｉａｚｚａ、Ｎ．Ｊ．Ｋｉｒｓｃｈ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．、及びＫ．Ｒ．Ｄａｎｄｅｋａｒ著「Ｄｅｓｉｇｎ  ａｎｄ  Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ  ｏｆ  ａ  Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ａｒｒａｙ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ａｎｄ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ、第５６巻、第３号、８６９〜８８１ページ、２００８年３月
【０３０４】
［引用文献２８］Ｒ．Ｂｈａｇａｖａｔｕｌａ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ，Ｊｒ．、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＳ．Ｖｉｓｈｗａｎａｔｈ著「Ｓｉｚｉｎｇ  ｕｐ  ＭＩＭＯ  Ａｒｒａｙｓ」、ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｍａｇａｚｉｎｅ、第３巻、第４号、３１〜３８ページ、２００８年１２月
【０３０５】
［引用文献２９］Ａｄａ  Ｐｏｏｎ、Ｒ．Ｂｒｏｄｅｒｓｅｎ、及びＤ．Ｔｓｅ著「Ｄｅｇｒｅｅｓ  ｏｆ  Ｆｒｅｅｄｏｍ  ｉｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ：  Ａ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｐａｃｅ  Ａｐｐｒｏａｃｈ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、第５１巻（２）、２００５年２月、５２３〜５３６ページ
【０３０６】
［引用文献３０］Ｍ．Ｃｏｓｔａ著「Ｗｒｉｔｉｎｇ  ｏｎ  ｄｉｒｔｙ  ｐａｐｅｒ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、第２９巻、第３号、４３９〜４４１ページ、１９８３年５月
【０３０７】
［引用文献３１］Ｕ．Ｅｒｅｚ、Ｓ．Ｓｈａｍａｉ（Ｓｈｉｔｚ）、及びＲ．Ｚａｍｉｒ著「Ｃａｐａｃｉｔｙ  ａｎｄ  ｌａｔｔｉｃｅ−ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ  ｆｏｒ  ｃａｎｃｅｌｌｉｎｇ  ｋｎｏｗｎ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ、Ｈｏｎｏｌｕｌｕ，Ｈａｗａｉｉ、２０００年１１月
【０３０８】
［引用文献３２］Ｍ．Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ著「Ｎｅｗ  ａｕｔｏｍａｔｉｃ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ  ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ  ｍｏｄｕｌｏ  ａｒｉｔｈｍｅｔｉｃ」、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、１３８〜１３９ページ、１９７１年３月
【０３０９】
［引用文献３３］Ｈ．Ｍｉｙａｋａｗａ及びＨ．Ｈａｒａｓｈｉｍａ著「Ａ  ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  ｃｏｄｅ  ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  ｆｏｒ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｗｉｔｈ  ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」、Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ
【０３１０】
［引用文献３４］Ｒ．Ａ．Ｍｏｎｚｉａｎｏ及びＴ．Ｗ．Ｍｉｌｌｅｒ著「Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｏ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ａｒｒａｙｓ」、Ｎｅｗ  Ｙｏｒｋ、Ｗｉｌｅｙ、１９８０年
【０３１１】
［引用文献３５］Ｔ．Ｙｏｏ、Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ、及びＡ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ著「Ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｗｉｔｈ  ｌｉｍｉｔｅｄ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ａｎｄ  ｕｓｅｒ  ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌ．Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第２５巻、１４７８〜９１ページ、２００７年７月
【０３１２】
［引用文献３６］Ｐ．Ｄｉｎｇ、Ｄ．Ｊ．Ｌｏｖｅ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ著「Ｏｎ  ｔｈｅ  ｓｕｍ  ｒａｔｅ  ｏｆ  ｃｈａｎｎｅｌ  ｓｕｂｓｐａｃｅ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ｆｏｒ  ｍｕｌｔｉ−ａｎｔｅｎｎａ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、Ｐｒｏｃ．，ＩＥＥＥ  Ｇｌｏｂｅｃｏｍ、第５巻、２６９９〜２７０３ページ、２００５年１１月
【０３１３】
［引用文献３７］Ｎ．Ｊｉｎｄａｌ著「ＭＩＭＯ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｃｈａｎｎｅｌｓ  ｗｉｔｈ  ｆｉｎｉｔｅ−ｒａｔｅ  ｆｅｅｄｂａｃｋ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ、第５２巻、５０４５〜６０ページ、２００６年１１月
【符号の説明】
【０３１４】
Ａ  球形アレイの面積
【図１】
2019080343.tif 000096
【図２】
2019080343.tif 000097
【図３】
2019080343.tif 000098
【図４】
2019080343.tif 000099
【図５】
2019080343.tif 000100
【図６】
2019080343.tif 000101
【図７】
2019080343.tif 000102
【図８】
2019080343.tif 000103
【図９】
2019080343.tif 000104
【図１０】
2019080343.tif 000105
【図１１】
2019080343.tif 000106
【図１２】
2019080343.tif 000107
【図１３】
2019080343.tif 000108
【図１４】
2019080343.tif 000109
【図１５】
2019080343.tif 000110
【図１６】
2019080343.tif 000111
【図１７】
2019080343.tif 000112
【図１８】
2019080343.tif 000113
【図１９】
2019080343.tif 000114
【図２０ａ】
2019080343.tif 000115
【図２０ｂ】
2019080343.tif 000116
【図２１ａ】
2019080343.tif 000117
【図２１ｂ】
2019080343.tif 000118
【図２２ａ】
2019080343.tif 000119
【図２２ｂ】
2019080343.tif 000120
【図２３】
2019080343.tif 000121
【図２４】
2019080343.tif 000122
【図２５】
2019080343.tif 000123
【図２６ａ】
2019080343.tif 000124
【図２６ｂ】
2019080343.tif 000125
【図２６ｃ】
2019080343.tif 000126
【図２７】
2019080343.tif 000127
【図２８】
2019080343.tif 000128
【図２９】
2019080343.tif 000129
【図３０】
2019080343.tif 000130
【図３１】
2019080343.tif 000131
【図３２】
2019080343.tif 000132
【図３３】
2019080343.tif 000133
【図３４】
2019080343.tif 000134
【図３５】
2019080343.tif 000135
【図３６】
2019080343.tif 000136
【図３７】
2019080343.tif 000137
【図３８ａ】
2019080343.tif 000138
【図３８ｂ】
2019080343.tif 000139
【図３９】
2019080343.tif 000140
【図４０】
2019080343.tif 000141
【図４１】
2019080343.tif 000142
【図４２】
2019080343.tif 000143
【図４３】
2019080343.tif 000144
【図４４】
2019080343.tif 000145
【図４５】
2019080343.tif 000146
【図４６】
2019080343.tif 000147
【図４７】
2019080343.tif 000148
【図４８】
2019080343.tif 000149
【図４９】
2019080343.tif 000150
【図５０】
2019080343.tif 000151
【図５１】
2019080343.tif 000152
【図５２】
2019080343.tif 000153
【手続補正書】
【提出日】平成31年1月9日(2019.1.9)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の分散アンテナを含む複数アンテナシステム（ＭＡＳ）であって、
前記ＭＡＳは、さらに、前記複数の分散アンテナに接続された複数の分散送受信装置を含み、
前記ＭＡＳは、前記複数の分散送受信装置から事前符号化された無線信号を同時に送信して、意図的な無線周波数干渉を引き起こして、コヒーレントな無線信号の空間内に同時に干渉しない囲まれた形状を作り出すように構成され、
前記ＭＡＳは、さらに、空間内の前記囲まれた形状のサイズを適応させるために前記事前符号化を調節するように構成された、システム。
【請求項２】
前記ＭＡＳは、さらに、前記複数の分散送受信装置の部分集合を選択することによって、空間内の前記囲まれた形状のサイズを調節するように構成された、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
空間内の前記囲まれた形状のサイズが、前記複数の分散送受信装置の間隔を調節することによって変更される、請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
空間内の前記囲まれた形状のサイズが、前記複数の分散送受信装置の高さを調整することによって変更される、請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
空間内の前記囲まれた形状のサイズが、前記複数の分散送受信装置の角度ダイバーシティを調整することによって変更される、請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
複数アンテナシステム（ＭＡＳ）を動作させる方法であって、
前記ＭＡＳの複数の分散送受信装置および接続されたアンテナを分散させることと、
前記複数の分散送受信装置から事前符号化された無線信号を同時に送信して、前記事前符号化が、意図的な無線周波数干渉を引き起こして、コヒーレントな無線信号の空間内に同時に干渉しない囲まれた形状を作り出すことと、
空間内の前記囲まれた形状のサイズを適応させるために前記事前符号化を調節することと
を含む、方法。
【請求項７】
前記複数の分散送受信装置の部分集合を選択することによって、空間内の前記囲まれた形状のサイズを調節することをさらに含む、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記複数の分散送受信装置の間隔を調節することによって、空間内の前記囲まれた形状のサイズを変更することをさらに含む、請求項６に記載の方法。
【請求項９】
前記複数の分散送受信装置の高さを調整することによって、空間内の前記囲まれた形状のサイズを変更することをさらに含む、請求項６に記載の方法。
【請求項１０】
前記複数の分散送受信装置の角度ダイバーシティを調整することによって、空間内の前記囲まれた形状のサイズを変更することをさらに含む、請求項６に記載の方法。