(57)【要約】【課題】オーバーラップ充電方式のコンデンサ充電装置に関して、充電電圧の上昇過程において昇圧パターンのランプ特性を得、切り替え過程において充電電圧に対するフィードバック制御量の暴走を抑制・回避し、充電電圧に所望の高い安定度を得る。【解決手段】第１の調整器Ａ１はパターン電圧と充電電圧との差分電圧を生成し、差分電圧を増減調整した結果の第１の調整制御量を生成する。第２の調整器Ａ２は差分電圧を増減調整した結果の第２の調整制御量を生成する。第１の判定器Ｈ１は、充電電圧が第１の閾値電圧以下のときに第１の調整器と主充電器の間の第１のゲート回路Ｇ１を閉成し、それ以外は開成する。第２の判定器Ｈ２は、充電電圧が第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧以下のときに第２の調整器と補助充電器との間の第２のゲート回路Ｇ２を開成し、それ以外は閉成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電対象のコンデンサに対して互いに並列に接続された大電力の主充電器を伴う第１の充電回路および小電力の補助充電器を伴う第２の充電回路と、
前記第１の充電回路における前記主充電器の出力電圧の制御用に、基底レベルから上昇して目標充電電圧レベルへと推移するパターン電圧と前記コンデンサについて検出したコンデンサ充電電圧との差分電圧を入力して所定の増減率で算出した結果の第１の調整制御量を生成するもので、前記増減率が可変可能な第１の調整器と、
前記第１の調整器の出力側と前記主充電器の制御端子との間に挿入された第１のゲート回路と、
前記コンデンサ充電電圧を第１の閾値電圧と比較し、第１の閾値電圧以下のときは前記第１のゲート回路に対して閉成信号を出力し、第１の閾値電圧超のときは前記第１のゲート回路に対して開成信号を出力する第１の判定器と、
前記第２の充電回路における前記補助充電器の出力電圧の制御用に、前記差分電圧を入力して所定の増減率で算出した結果の第２の調整制御量を生成するもので、前記増減率が可変可能な第２の調整器と、
前記第２の調整器の出力側と前記補助充電器の制御端子との間に挿入された第２のゲート回路と、
前記コンデンサ充電電圧を前記第１の閾値電圧よりも低く設定された第２の閾値電圧と比較し、第２の閾値電圧以下のときは前記第２のゲート回路に対して開成信号を出力し、第２の閾値電圧超のときは前記第２のゲート回路に対して閉成信号を出力する第２の判定器とを備えたコンデンサ充電装置。
【請求項２】
前記差分電圧の生成手段として、前記主充電器の出力電圧の制御用の第１の差動増幅器と、前記補助充電器の出力電圧の制御用の第２の差動増幅器とを備えている請求項１に記載のコンデンサ充電装置。
【請求項３】
前記差分電圧の生成手段として、前記主充電器の出力電圧の制御用と前記補助充電器の出力電圧の制御用とを兼用する単一の差動増幅器を備えている請求項１に記載のコンデンサ充電装置。
【請求項４】
前記パターン電圧は、基底レベルからランプ状に上昇しランプ頂点から一定レベルの目標充電電圧レベルへと収束するように推移する波形に設定されている請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のコンデンサ充電装置。
【請求項５】
前記第１の調整器と前記第２の調整器とは、その可変可能な増減率のいずれか一方の増減率が優先的に所定値に固定化され、他方の増減率が調整されるように構成されている請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のコンデンサ充電装置。
【請求項６】
前記第１の調整器と前記第２の調整器のうち、前記増減率が優先的に所定値に固定化される方の調整器は前記第２の調整器であり、前記増減率が調整される方の調整器は前記第１の調整器である請求項５に記載のコンデンサ充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大電力の主充電器と小電力の補助充電器とを併用してコンデンサを充電するものであって、特に充電期間の前半部では主充電器の出力電圧のみによってコンデンサを充電し、充電期間の後半部では補助充電器の出力電圧のみによってコンデンサを充電し、前者の主充電器による充電から後者の補助充電器による充電への切り替えに際し主充電器による充電と補助充電器による充電とをオーバーラップさせる充電方式のコンデンサ充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、充電期間の前半部で主充電器の出力電圧と補助充電器の出力電圧との両方によってコンデンサを充電し、充電期間の後半部では補助充電器の出力電圧のみによってコンデンサを充電する方式のコンデンサ充電装置が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００３】
しかしながら、上記の従来技術の場合、充電期間の前半部で主充電器の出力電圧と補助充電器の出力電圧との両方によってコンデンサを充電しているので、コンデンサ充電電圧が基底レベルから目標充電電圧にまで上昇する過程において所望の昇圧パターンのランプ（傾斜）特性を得ることが難しく、主充電器・補助充電器両方の充電モードから補助充電器単独の充電モードへの切り替えの過程において、コンデンサ充電電圧につき理想とする所望の高い安定度を得ることができないという問題があった。
【０００４】
そこで、このような問題を解決するために、充電期間の前半部では主充電器の出力電圧のみによってコンデンサを充電し、充電期間の後半部では補助充電器の出力電圧のみによってコンデンサを充電し、前者の主充電器による充電から後者の補助充電器による充電への切り替えに際し主充電器による充電と補助充電器による充電とをオーバーラップさせる充電方式が考えられる。この切り替え時オーバーラップ方式のコンデンサ充電装置を比較例とし、以下に説明する。
【０００５】
図６は比較例の切り替え時オーバーラップ方式のコンデンサ充電装置の構成を示す回路図、図７はそのコンデンサ充電装置の動作を説明する波形図である。
【０００６】
（１）期間Ｔ１（タイミングｔ１〜ｔ２）での動作
期間Ｔ１においては、主充電器Ｊ１のみによりコンデンサＣ１の充電が行われ、第１の判定器Ｈ１は閉成信号（オン信号）を出力し、第１のゲート回路Ｇ１は閉成状態（オン状態）にある。第２の判定器Ｈ２は開成信号（オフ信号）を出力し、第２のゲート回路Ｇ２は開成状態（オフ状態）にある。差動増幅器ＯＰ１で構成された第１の調整器Ｂ１はパターン電圧Ｖp とコンデンサ充電電圧Ｖc との差分をとり、その差分電圧ΔＶp-c（＝Ｖp −Ｖc ）を第１の制御量Ｖc1として第１のゲート回路Ｇ１に出力する。第１の制御量Ｖc1は、閉成状態にある第１のゲート回路Ｇ１を介して主充電器Ｊ１に与えられる。差動増幅器ＯＰ２で構成された第２の調整器Ｂ２も同様に差分電圧ΔＶp-cを第２の制御量Ｖc2として第２のゲート回路Ｇ２に出力する。しかし、第２のゲート回路Ｇ２は開成状態であるため、第２の制御量Ｖc2は補助充電器Ｊ２には与えられない。
【０００７】
この比較例では、補助充電器Ｊ２に対する第２の制御量Ｖc2は、図７（ｃ）に示すように制御量が調整されることなく過剰に高いレベルでの固定値となっている。この第２の制御量Ｖc2は、次に第２の判定器Ｈ２によって第２のゲート回路Ｇ２が閉成状態に切り替えられれば、直ちに補助充電器Ｊ２に与えられることとなる準備段階としての出力待機状態にある。
【０００８】
主充電器Ｊ１は第１のゲート回路Ｇ１が閉成状態にあるので駆動状態にある一方、補助充電器Ｊ２は第２のゲート回路Ｇ２は開成状態であるため停止状態にある。閉成状態にある第１のゲート回路Ｇ１から第１の制御量Ｖc1を与えられた主充電器Ｊ１は、第１の制御量Ｖc1に応じた出力電圧ＶJ1を出力する。その出力電圧ＶJ1による電流は電流制限用の抵抗素子Ｒ１、逆流防止用のダイオードＤ１、電流制限用の抵抗素子Ｒ３を介してコンデンサＣ１を充電する。
【０００９】
時間経過に伴ってコンデンサ充電電圧Ｖc が徐々に上昇し、それに伴って出力電圧ＶJ1も徐々に上昇する。主充電器Ｊ１は、出力する出力電圧ＶJ1を時間経過に従って一定の昇圧係数のもとで上昇させる。主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1の上昇に伴ってコンデンサ充電電圧Ｖc も一定の昇圧係数のもとに上昇する。コンデンサ充電電圧Ｖc は、各タイミングにおいて、主充電器Ｊ１が出力する出力電圧ＶJ1よりほぼ一定の小電圧低いレベルで推移する。ほぼ一定の小電圧低いレベルとなるのは、電流制限用の抵抗素子Ｒ１，Ｒ３での電圧降下のためである。
【００１０】
（２）期間Ｔ２（タイミングｔ２〜ｔ３）での動作
タイミングｔ２において、主充電器Ｊ１に加えて補助充電器Ｊ２によりコンデンサＣ１の充電を行う際には、第２の判定器Ｈ２の状態が反転し、第２のゲート回路Ｇ２に対して閉成信号を出力し、第２のゲート回路Ｇ２が閉成状態に切り替えられる。このとき、第２の調整器Ｂ２はすでに第２の制御量Ｖc2を出力しており、この第２の制御量Ｖc2が閉成状態に切り替わった第２のゲート回路Ｇ２を介して小電力の補助充電器Ｊ２に与えられる。
【００１１】
期間Ｔ２においては、大電力の主充電器Ｊ１も小電力の補助充電器Ｊ２も共に駆動状態となる。主充電器Ｊ１は第１の制御量Ｖc1のもとに出力電圧ＶJ1を供給し、同時並行的に補助充電器Ｊ２は第２の制御量Ｖc2のもとに出力電圧ＶJ2を供給する。この期間Ｔ２はその前の期間Ｔ１や後の期間Ｔ３に比べて充分に短い時間幅となっている。
【００１２】
補助充電器Ｊ２が停止状態から駆動状態となり主充電器Ｊ１と補助充電器Ｊ２とが共に駆動される期間Ｔ２においては、補助充電器Ｊ２の出力電圧ＶJ2の立ち上がりが急激となり、第１および第２の調整器Ｂ１，Ｂ２に与えられるパターン電圧Ｖp のフラットトップレベルである目標充電電圧ＶT をオーバーすることがある。
【００１３】
（３）期間Ｔ２の最終タイミングｔ３での動作
タイミングｔ３において、主充電器Ｊ１による充電を停止する際には、第１の判定器Ｈ１の状態が反転し、第１のゲート回路Ｇ１に対して開成信号を出力し、第１のゲート回路Ｇ１が開成状態に切り替えられる。その結果、主充電器Ｊ１は出力を停止する。これ以降は、コンデンサＣ１に対しては補助充電器Ｊ２の出力電圧ＶJ2のみによる充電が行われる。
【００１４】
以上の推移を整理すると、期間Ｔ１では主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1のみによってコンデンサＣ１への充電が行われ、期間Ｔ２では主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1と補助充電器Ｊ２の出力電圧ＶJ2との協働によってコンデンサＣ１への充電が行われ、タイミングｔ３では主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1は停止されるため、期間Ｔ３では補助充電器Ｊ２の出力電圧ＶJ2のみによってコンデンサＣ１への充電が行われる。期間Ｔ２はごく短い時間幅であるが、この期間Ｔ２で主充電器Ｊ１による大電力での充電と補助充電器Ｊ２による小電力での充電とが並行（オーバーラップ）して行われ（以下「並行駆動期間」という）、並行駆動期間Ｔ２の終わりで補助充電器Ｊ２のみによる充電状態への切り替えが行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２００７−１２４８０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
電磁石電源への適用に際し、コンデンサ充電電圧の安定度に関して、コンデンサを満充電するまでに１％程度の安定度で、満充電保持時は０．０１％程度の安定度を要求されることがある。満充電に至る電圧波形はパターン指令で指示され、充電器はそのパターンに従って制御しなければならない。高安定な制御状態（満充電時）において、サイリスタなどのスイッチ閉成によりコンデンサが放電され、再び充電が開始される。その充放電周期は１〜３秒である。
【００１７】
しかし、上記の比較例においては、並行駆動期間Ｔ２の先頭のタイミングｔ２において、補助充電器Ｊ２に与えるべき第２の制御量Ｖc2のレベルは、図７（ｃ）に示すように過剰に高いレベルでの固定値である。それは、コンデンサ充電電圧Ｖc についてのフラットトップレベルである目標充電電圧ＶT に対応した最適レベルに比べて必要以上に高いものとなっている。これは、第２の調整器Ｂ２からの第２の制御量Ｖc2に基づいてそのまま第２のゲート回路Ｇ２を介して補助充電器Ｊ２を制御していたことに起因する。このように、制御量が調整されることなく過剰に高いレベルでの固定値のままの第２の制御量Ｖc2を補助充電器Ｊ２に与えるようになっているため、図７（ｂ）の並行駆動期間Ｔ２に示すようにコンデンサ充電電圧Ｖｃに対するフィードバック制御量ＶFBに暴走が生じ、期間Ｔ３でも充電電圧波形の大きな歪のために安定度が損なわれてしまうという不都合があった。
【００１８】
なお、Ｉ1 は主充電器Ｊ１による充電電流、Ｉ2 は補助充電器Ｊ２による充電電流である。
【００１９】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、コンデンサ充電電圧が基底レベルから目標充電電圧にまで上昇する過程において所望の昇圧パターンのランプ特性を得ることができるとともに、切り替えの過程においてコンデンサ充電電圧に対するフィードバック制御量の暴走を抑制・回避し、コンデンサ充電電圧につき所望の高い安定度を得るようにすることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。
【００２１】
本発明によるコンデンサ充電装置は、
充電対象のコンデンサに対して互いに並列に接続された大電力の主充電器を伴う第１の充電回路および小電力の補助充電器を伴う第２の充電回路と、
前記第１の充電回路における前記主充電器の出力電圧の制御用に、基底レベルから上昇して目標充電電圧レベルへと推移するパターン電圧と前記コンデンサについて検出したコンデンサ充電電圧との差分電圧を入力して所定の増減率で算出した結果の第１の調整制御量を生成するもので、前記増減率が可変可能な第１の調整器と、
前記第１の調整器の出力側と前記主充電器の制御端子との間に挿入された第１のゲート回路と、
前記コンデンサ充電電圧を第１の閾値電圧と比較し、第１の閾値電圧以下のときは前記第１のゲート回路に対して閉成信号を出力し、第１の閾値電圧超のときは前記第１のゲート回路に対して開成信号を出力する第１の判定器と、
前記第２の充電回路における前記補助充電器の出力電圧の制御用に、前記差分電圧を入力して所定の増減率で算出した結果の第２の調整制御量を生成するもので、前記増減率が可変可能な第２の調整器と、
前記第２の調整器の出力側と前記補助充電器の制御端子との間に挿入された第２のゲート回路と、
前記コンデンサ充電電圧を前記第１の閾値電圧よりも低く設定された第２の閾値電圧と比較し、第２の閾値電圧以下のときは前記第２のゲート回路に対して開成信号を出力し、第２の閾値電圧超のときは前記第２のゲート回路に対して閉成信号を出力する第２の判定器とを備えたことを特徴とする。
【００２２】
本発明の上記の構成によれば、次のような作用が発揮される。
【００２３】
充電期間の前半部では補助充電器の出力電圧は用いずに主充電器の出力電圧のみによってコンデンサを充電し、充電期間の後半部では主充電器の出力電圧は用いずに補助充電器の出力電圧のみによってコンデンサを充電し、前者の主充電器による充電から後者の補助充電器による充電への並行駆動期間では主充電器による充電と補助充電器による充電とをオーバーラップさせる充電方式を前提としている。
【００２４】
このような充電方式において、上記のような調整器を用いないで、パターン電圧とコンデンサ充電電圧との差分電圧（制御量）を調整することなく、過剰に高いレベルを維持したままゲート回路に出力する場合には、切り替え過程において、制御量に異常な増・減変化が生じ、コンデンサ充電電圧につき所望の高い安定度は得られなくなる（補助充電器にかかわる第２の調整器欠如の場合）。併せて、コンデンサ充電電圧が基底レベルから目標充電電圧にまで上昇する過程において、理想とする所望の昇圧パターンのランプ状特性は得られなくなる（主充電器にかかわる第１の調整器欠如の場合）。
【００２５】
これに対して、本発明の場合には、増減率が可変可能な第１の調整器と第２の調整器とを備えている。そのため、コンデンサ充電電圧について所望のパターン電圧に対応する増減率を第１および第２の調整器に設定し、それぞれ第１および第２の調整制御量となるように準備しておけば、コンデンサ充電電圧が基底レベルから目標充電電圧にまで上昇する過程において所望の昇圧パターンのランプ状特性を得ること、および目標充電電圧（パターン電圧のフラットトップレベル）に対して高精度に一致する電圧特性を得ることが可能となる。併せて、切り替えの過程において、コンデンサ充電電圧に対するフィードバック制御量の暴走は抑制・回避され、コンデンサ充電電圧につき所望の高い安定度を得ることが可能となる。
【００２６】
上記構成の本発明のコンデンサ充電装置には、次のようないくつかの好ましい態様ないし変化・変形の態様がある。
【００２７】
〔１〕前記差分電圧の生成手段として、前記主充電器の出力電圧の制御用の第１の差動増幅器と、前記補助充電器の出力電圧の制御用の第２の差動増幅器とを備えている、という態様がある。
【００２８】
〔２〕また、前記差分電圧の生成手段として、前記主充電器の出力電圧の制御用と前記補助充電器の出力電圧の制御用とを兼用する単一の差動増幅器を備えている、という態様がある。
【００２９】
〔３〕また、前記パターン電圧は、基底レベルからランプ状に上昇しランプ頂点から一定レベルの目標充電電圧レベルへと収束するように推移する波形に設定されている、という態様がある。このように構成すれば、基底レベルから次第にリニアに増加してゆくランプ（傾斜）状の特性をもち、しかも増減率の可変調整なパターン電圧を用いることにより、傾斜頂点の最高値を所望の最適値（目標充電電圧）に高精度に合わせ込むことが可能となる。
【００３０】
〔４〕また、前記第１の調整器と前記第２の調整器とは、その可変可能な増減率のいずれか一方の増減率が優先的に所定値に固定化され、他方の増減率が調整されるように構成されている、という態様がある。
【００３１】
〔５〕また、前記第１の調整器と前記第２の調整器のうち、前記増減率が優先的に所定値に固定化される方の調整器は前記第２の調整器であり、前記増減率が調整される方の調整器は前記第１の調整器である、という態様がある。優先的に第２の調整器の増減率を所定値に固定し、次いで第１の調整器の増減率を調整するように構成した場合には、目標充電電圧をパターン電圧のフラットトップレベルに対して充分高精度に近づけることが可能となる。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、第１の調整器と第２の調整器とを備えているので、コンデンサ充電電圧が基底レベルから目標充電電圧にまで上昇する過程において所望の昇圧パターンのランプ特性を得ることができるとともに、目標充電電圧に対して高精度に一致する電圧特性を得ることができる。すなわち、切り替えの過程においてコンデンサ充電電圧に対するフィードバック制御量の暴走を抑制・回避し、コンデンサ充電電圧につき所望の高い安定度を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の第１の実施例におけるコンデンサ充電装置の構成を示す回路図
【図２】本発明の第１の実施例におけるコンデンサ充電装置の動作を示す波形図
【図３】本発明の第１の実施例におけるコンデンサ充電装置においてコンデンサ充電電圧の推移と第１および第２のゲート回路の動作状態を示すタイミングチャート
【図４】第１の実施例において、第１の調整器、第２の調整器の具体的構成例を示す回路図
【図５】本発明の第２の実施例におけるコンデンサ充電装置の構成を示す回路図
【図６】比較例の切り替え時オーバーラップ方式のコンデンサ充電装置の構成を示す回路図
【図７】比較例のコンデンサ充電装置の動作を説明する波形図
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下、上記構成の本発明のコンデンサ充電装置につき、その実施の形態を具体的な実施例のレベルで詳しく説明する。
【００３５】
〔第１の実施例〕
図１は本発明の第１の実施例におけるコンデンサ充電装置の構成を示す回路図である。図１において、１０は第１の充電回路、２０は第２の充電回路、３０は負荷回路、Ｊ１は大電力の主充電器、Ｊ２は小電力の補助充電器、Ｃ１は充電対象のコンデンサ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は電流制限用の抵抗素子、Ｄ１，Ｄ２は逆流防止用のダイオード、Ａ１は第１の調整器、Ａ２は第２の調整器、Ｇ１は第１のゲート回路、Ｇ２は第２のゲート回路、Ｈ１は第１の判定器、Ｈ２は第２の判定器、Ｓ１は放電用のスイッチ素子である。
【００３６】
主充電器Ｊ１の正極端子に限流用の抵抗素子Ｒ１と逆流防止用のダイオードＤ１と限流用の抵抗素子Ｒ３を介してコンデンサＣ１の正極端子が接続され、コンデンサＣ１の負極端子が主充電器Ｊ１の負極端子に接続されている。同様に、補助充電器Ｊ２の正極端子に限流用の抵抗素子Ｒ２と逆流防止用のダイオードＤ２と前記の限流用の抵抗素子Ｒ３を介してコンデンサＣ１の正極端子が接続され、コンデンサＣ１の負極端子が補助充電器Ｊ２の負極端子に接続されている。コンデンサＣ１の両極端子間にサイリスタなどのスイッチ素子Ｓ１を介して負荷回路３０が接続されている。
【００３７】
第１の調整器Ａ１は、第１の充電回路１０における主充電器Ｊ１の出力電圧の制御用に、あらかじめ設定されているパターン電圧Ｖp と検出したコンデンサ充電電圧Ｖc との差分電圧を入力して所定の増減率Ｋ１で算出した結果の第１の調整制御量Ｖc1′を生成するもので、その増減率Ｋ１が可変可能に構成されている。パターン電圧Ｖp は基底レベルから上昇して目標充電電圧ＶT （図３参照）のレベルへと推移するパターンとなっている。
【００３８】
第１の調整器Ａ１の出力端子は第１のゲート回路Ｇ１の入力端子に接続されている。第１の判定器Ｈ１は検出したコンデンサ充電電圧Ｖc を第１の閾値電圧ＶtHと比較し、その比較結果に応じて第１のゲート回路Ｇ１を開閉制御するもので、その出力端子は第１のゲート回路Ｇ１の制御端子に接続されている。第１のゲート回路Ｇ１の出力端子は主充電器Ｊ１の制御端子に接続されている。第１の判定器Ｈ１は、コンデンサ充電電圧Ｖc が第１の閾値電圧ＶtH以下の状態では第１のゲート回路Ｇ１に対する制御信号として閉成信号（オン信号）を出力し、コンデンサ充電電圧Ｖc が第１の閾値電圧ＶtHを超えた状態では第１のゲート回路Ｇ１に対する制御信号として開成信号（オフ信号）を出力するように構成されている。
【００３９】
第２の調整器Ａ２は上記と同様に、第２の充電回路２０における補助充電器Ｊ２の出力電圧の制御用に、パターン電圧Ｖp と検出したコンデンサ充電電圧Ｖc との差分電圧を入力して所定の増減率Ｋ２で算出した結果の第２の調整制御量Ｖc2′を生成するもので、その増減率Ｋ２が可変可能に構成されている。
【００４０】
第２の調整器Ａ２の出力端子は第２のゲート回路Ｇ２の入力端子に接続されている。第２の判定器Ｈ２は検出したコンデンサ充電電圧Ｖc を第２の閾値電圧ＶtLと比較し、その比較結果に応じて第２のゲート回路Ｇ２を開閉制御するもので、その出力端子は第２のゲート回路Ｇ２の制御端子に接続されている。第２のゲート回路Ｇ２の出力端子は補助充電器Ｊ２の制御端子に接続されている。第２の判定器Ｈ２は、コンデンサ充電電圧Ｖc が第２の閾値電圧ＶtL以下の状態では第２のゲート回路Ｇ２に対する制御信号として開成信号（オフ信号）を出力し、コンデンサ充電電圧Ｖc が第２の閾値電圧ＶtLを超えた状態では第２のゲート回路Ｇ２に対する制御信号として閉成信号（オン信号）を出力するように構成されている。
【００４１】
第１の閾値電圧ＶtHはパターン電圧Ｖp のフラットトップレベルである目標充電電圧ＶT よりは低く、かつその目標充電電圧ＶT に極めて近い電圧レベルに設定されている。第２の閾値電圧ＶtLは第１の閾値電圧ＶtHよりも低く、かつ第１の閾値電圧ＶtHほどではないが、目標充電電圧ＶT にかなり近い電圧レベルに設定されている。例えば、第１の閾値電圧ＶtHは目標充電電圧ＶT の９９．９％レベルに設定され、第２の閾値電圧ＶtLは目標充電電圧ＶT の９９．０％レベルに設定される。例えば、目標充電電圧ＶT が６，０００［Ｖ］の場合には、第１の閾値電圧ＶtHは５，９９４［Ｖ］、第２の閾値電圧ＶtLは５，９４０［Ｖ］となる。第２の判定器Ｈ２の動作論理は第１の判定器Ｈ１の動作論理の逆となっている。
【００４２】
図２はコンデンサ充電装置の動作を説明するための波形図であり、検出したコンデンサ充電電圧Ｖc と主充電器Ｊ１からの出力電圧ＶJ1および補助充電器Ｊ２からの出力電圧ＶJ2の関係（図２（ａ））、主充電器Ｊ１による充電電流Ｉ1 、補助充電器Ｊ２による充電電流Ｉ2 の推移（図２（ｂ））、第２の調整制御量Ｖc2′の推移（図２（ｃ））を示している。図３はコンデンサ充電電圧Ｖcの推移と第１および第２のゲート回路Ｇ１，Ｇ２の動作状態を示すタイミングチャートである。
【００４３】
タイミングｔ１でコンデンサ充電電圧Ｖc の昇圧が開始される。タイミングｔ２はコンデンサ充電電圧Ｖc が低い方の第２の閾値電圧ＶtLに達したタイミングであり、タイミングｔ３はコンデンサ充電電圧Ｖc が高い方の第１の閾値電圧ＶtHに達したタイミングである。タイミングｔ４はコンデンサＣ１の放電が行われコンデンサ充電電圧Ｖc が急速に低下するタイミングである。タイミングｔ１〜ｔ２を期間Ｔ１とし、タイミングｔ２〜ｔ３を期間Ｔ２とし、タイミングｔ３〜ｔ４を期間Ｔ３とし、タイミングｔ４から次のサイクルでのタイミングｔ１相当までを期間Ｔ４とする。
【００４４】
次に、動作を時系列的に順を追って説明する。
【００４５】
タイミングｔ１では、主充電器Ｊ１は駆動状態にあり、補助充電器Ｊ２は停止状態にある。タイミングｔ２で補助充電器Ｊ２が駆動状態となり、タイミングｔ３で主充電器Ｊ１が停止状態となる。タイミングｔ４で補助充電器Ｊ２も停止状態となる。
【００４６】
すなわち、まずタイミングｔ１〜ｔ２の期間Ｔ１において、主充電器Ｊ１は駆動状態にあり、補助充電器Ｊ２は停止状態にある。タイミングｔ２〜ｔ３の期間Ｔ２において、主充電器Ｊ１は引き続いて駆動状態にあり、補助充電器Ｊ２は駆動状態となる。タイミングｔ３〜ｔ４の期間Ｔ３において、主充電器Ｊ１は停止状態となり、補助充電器Ｊ２は引き続いて駆動状態にある。タイミングｔ４以降で次のサイクルでのタイミングｔ１相当のタイミングまでの期間Ｔ４において、主充電器Ｊ１も補助充電器Ｊ２も停止状態にある。
【００４７】
ここで、上記の各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ３，Ｔ４における各構成要素の状態変化について説明する。
【００４８】
（１）期間Ｔ１（タイミングｔ１〜ｔ２）での動作
期間Ｔ１においては、コンデンサ充電電圧Ｖc は第２の閾値電圧ＶtL以下（もちろん第１の閾値電圧ＶtHより低電圧）となっており、第１の判定器Ｈ１は閉成信号を出力し、第１のゲート回路Ｇ１は閉成状態（オン状態）にある。第２の判定器Ｈ２は開成信号を出力し、第２のゲート回路Ｇ２は開成状態（オフ状態）にある。
【００４９】
第１の調整器Ａ１は第１の調整制御量Ｖc1′を第１のゲート回路Ｇ１に出力する。第１の調整制御量Ｖc1′は、閉成状態にある第１のゲート回路Ｇ１を介して主充電器Ｊ１に与えられる。第２の調整器Ａ２は第２の調整制御量Ｖc2′を第２のゲート回路Ｇ２に出力する。しかし、第２のゲート回路Ｇ２は開成状態であるため、第２の調整制御量Ｖc2′は補助充電器Ｊ２には与えられない。
【００５０】
主充電器Ｊ１は第１のゲート回路Ｇ１が閉成状態にあるので駆動状態となる一方、補助充電器Ｊ２は第２のゲート回路Ｇ２は開成状態であるため停止状態となる。閉成状態にある第１のゲート回路Ｇ１から第１の調整制御量Ｖc1′を与えられた主充電器Ｊ１は、第１の調整制御量Ｖc1′に応じた出力電圧ＶJ1を出力する。その出力電圧ＶJ1による電流は電流制限用の抵抗素子Ｒ１、逆流防止用のダイオードＤ１、電流制限用の抵抗素子Ｒ３を介してコンデンサＣ１を充電する。時間経過に伴ってコンデンサ充電電圧Ｖc が徐々に上昇し、それに伴って出力電圧ＶJ1も徐々に上昇する。主充電器Ｊ１は、出力する出力電圧ＶJ1を時間経過に従って一定の昇圧係数のもとで上昇させる。主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1の上昇に伴ってコンデンサ充電電圧Ｖc も一定の昇圧係数のもとに上昇する。コンデンサ充電電圧Ｖc は、各タイミングにおいて、主充電器Ｊ１が出力する出力電圧ＶJ1よりほぼ一定の小電圧だけ低いレベルで推移する。ほぼ一定の小電圧だけ低いレベルとなるのは、電流制限用の抵抗素子Ｒ１，Ｒ３および逆流防止用のダイオードＤ１での電圧降下のためである。
【００５１】
一定の昇圧係数のもとで徐々に上昇する主充電器Ｊ１からの出力電圧ＶJ1は第１の調整器Ａ１で調整された第１の調整制御量Ｖc1′に従うが、この第１の調整制御量Ｖc1′は増減率Ｋ１を可変することによって調整される。
【００５２】
（２）期間Ｔ２（タイミングｔ２〜ｔ３）での動作
タイミングｔ２において、上昇中のコンデンサ充電電圧Ｖc が第２の閾値電圧ＶtLにまで達すると、第２の判定器Ｈ２の状態が反転し、第２のゲート回路Ｇ２に対して閉成信号を出力し、第２のゲート回路Ｇ２が閉成状態に切り替えられる。このとき、第２の調整器Ａ２はすでに第２の調整制御量Ｖc2′を出力しており、この第２の調整制御量Ｖc2′が閉成状態に切り替わった第２のゲート回路Ｇ２を介して小電力の補助充電器Ｊ２に与えられる。
【００５３】
期間Ｔ２においては、大電力の主充電器Ｊ１も小電力の補助充電器Ｊ２も共に駆動状態となる。主充電器Ｊ１は第１の調整制御量Ｖc1′のもとに出力電圧ＶJ1を供給し、同時並行的に補助充電器Ｊ２は第２の調整制御量Ｖc2′のもとに出力電圧ＶJ2を供給する。この期間Ｔ２はその前の期間Ｔ１や後の期間Ｔ３に比べて充分に短い時間幅となっている。
【００５４】
補助充電器Ｊ２が停止状態から駆動状態となり主充電器Ｊ１と補助充電器Ｊ２とが共に駆動される期間Ｔ２における動作については、次のような特徴がある。
【００５５】
第１の調整器Ａ１が第１のゲート回路Ｇ１を介して主充電器Ｊ１に出力する第１の調整制御量Ｖc1′は、第１の調整器Ａ１における増減率Ｋ１、パターン電圧Ｖp およびコンデンサ充電電圧Ｖc を用いて、
Ｖc1′＝（Ｖp −Ｖc ）・Ｋ１＝ΔＶp-c・Ｋ１
となる。
【００５６】
このようにして第１の調整器Ａ１における増減率Ｋ１を調整することにより、コンデンサ充電電圧Ｖc がパターン電圧Ｖp の基底レベルから目標充電電圧ＶT にまで上昇する過程において所望の昇圧係数のもとでの昇圧パターンのランプ状特性を得ることが可能となる。
【００５７】
また、第２の調整器Ａ２が第２のゲート回路Ｇ２を介して補助充電器Ｊ２に出力する第２の調整制御量Ｖc2′は、第２の調整器Ａ２における増減率Ｋ２、パターン電圧Ｖp およびコンデンサ充電電圧Ｖc を用いて、
Ｖc2′＝（Ｖp −Ｖc ）・Ｋ２＝ΔＶp-c・Ｋ２
となる。
【００５８】
このようにして第２の調整器Ａ２における増減率Ｋ２を調整することにより、最終的にコンデンサ充電電圧Ｖc をパターン電圧Ｖp のフラットトップレベルである目標充電電圧ＶT に対して高精度に一致させることが可能となる。
【００５９】
上の式において、増減率Ｋ１，Ｋ２の値については、増加率とする場合はＫ１＞１，Ｋ２＞１とし、減少率とする場合はＫ１＜１，Ｋ２＜１とする。
【００６０】
なお、期間Ｔ２においては、補助充電器Ｊ２の出力電圧ＶJ2の立ち上がりが急激となり、パターン電圧Ｖp のフラットトップレベルである目標充電電圧ＶT をオーバーすることがある。この場合に、コンデンサ充電電圧Ｖc を補償するために主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1が少し低下する。
【００６１】
（３）期間Ｔ２の最終タイミングｔ３での動作
タイミングｔ３において、上昇中のコンデンサ充電電圧Ｖc が第１の閾値電圧ＶtHにまで達すると、第１の判定器Ｈ１の状態が反転し、第１のゲート回路Ｇ１に対して開成信号を出力し、第１のゲート回路Ｇ１が開成状態に切り替えられる。その結果、主充電器Ｊ１は出力を停止する。これ以降は、コンデンサＣ１に対しては補助充電器Ｊ２の出力電圧ＶJ2のみによる充電が行われる。
【００６２】
ここまでの推移を整理すると、期間Ｔ１では主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1のみによってコンデンサＣ１への充電が行われ、期間Ｔ２では主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1と補助充電器Ｊ２の出力電圧ＶJ2との協働によってコンデンサＣ１への充電が行われ、タイミングｔ３では主充電器Ｊ１の出力電圧ＶJ1は停止されるため、期間Ｔ３では補助充電器Ｊ２の出力電圧ＶJ2のみによってコンデンサＣ１への充電が行われる。期間Ｔ２はごく短い時間幅であるが、この期間Ｔ２で主充電器Ｊ１による大電力での充電と補助充電器Ｊ２による小電力での充電とが行われた後に期間の終わり（タイミングｔ３）で補助充電器Ｊ２のみによる小電力での充電状態への切り替えが行われる。その並行駆動期間Ｔ２の先頭のタイミングｔ２において、補助充電器Ｊ２に与えるべき第２の調整制御量Ｖc2′のレベルは増減率Ｋ２によって調整され、コンデンサ充電電圧Ｖc についてのフラットトップレベルである目標充電電圧ＶT に丁度対応した最適レベルとできるため、比較例のようなコンデンサ充電電圧Ｖｃに対するフィードバック制御量ＶFBの暴走は起こさないで済み、これを回避することが可能となっている。
【００６３】
ちなみに、図６および図７で示した比較例では、期間Ｔ１の先頭のタイミングｔ１から期間Ｔ３の先頭のタイミングｔ３までにわたって第２の制御量Ｖc2が調整されないままの過剰に高いレベルであることから、並行駆動期間Ｔ２においてコンデンサ充電電圧Ｖｃに対するフィードバック制御量ＶFBに暴走が生じる不都合があった。これに対して、本発明実施例の場合、コンデンサ充電電圧Ｖc の推移パターンに関して、第１の調整器Ａ１における増減率Ｋ１の可変調整を通じて基底レベルからリニア増加するランプ（傾斜）状の特性（昇圧過程における昇圧係数）を所望の最適特性にし、かつ、第２の調整器Ａ２における増減率Ｋ２の可変調整を通じて傾斜頂点の最高値である目標充電電圧ＶT を所望の最適値に合わせ込むことができる。すなわち、比較例で想定される並行駆動期間Ｔ２でのコンデンサ充電電圧Ｖｃに対するフィードバック制御量ＶFBの暴走の不都合を防止することができる。
【００６４】
（４）期間Ｔ３（タイミングｔ３〜ｔ４）での動作
期間Ｔ３では、大電力の主充電器Ｊ１による充電は終了し、小電力の補助充電器Ｊ２のみによる充電となっている。コンデンサ充電電圧Ｖc はほぼ目標充電電圧ＶT にまで達しており、しかも小電力充電であるために、差分電圧ΔＶp-cの振幅は充分に小さい。そのため、コンデンサ充電電圧Ｖc は目標充電電圧ＶT のごく近辺で、上下動変移をごく短い周期で繰り返す。
【００６５】
第１の調整器Ａ１における増減率Ｋ１は、基底レベルから目標充電電圧ＶT にまでリニアに増加してゆくコンデンサ充電電圧Ｖc についてのパターン電圧Ｖp のランプ状特性における昇圧係数に関係する。すなわち、増減率Ｋ１が小さいほど昇圧係数が小さく、増減率Ｋ１が大きいほど昇圧係数も大きい。
【００６６】
一方、第２の調整器Ａ２における増減率Ｋ２は、コンデンサ充電電圧Ｖc についてのパターン電圧Ｖp のフラットトップレベルである目標充電電圧ＶT に関係する。すなわち、増減率Ｋ２が小さいほど目標充電電圧ＶT との差分が大きくなり、増減率Ｋ２が大きいほど目標充電電圧ＶT との差分が小さくなる。
【００６７】
そして、第１の調整器Ａ１における増減率Ｋ１の調整と第２の調整器Ａ２における増減率Ｋ２の調整とは、互いに独立する状態で任意に行うことができる。したがって、コンデンサ充電電圧Ｖc のランプ状特性における昇圧係数の調整と目標充電電圧ＶT のレベルの調整とは、互いに独立する状態で任意に行うことができる。それゆえ、主充電器Ｊ１のみによるコンデンサＣ１の充電期間Ｔ１から並行駆動期間Ｔ２への切り替えの過程でフィードバック制御量ＶFBに暴走が生じることを確実に防止することができる。
【００６８】
上記で、増減率Ｋ１の調整（コンデンサ充電電圧Ｖc のランプ状特性における昇圧係数の調整）と増減率Ｋ２の調整（目標充電電圧ＶT に対する差分量の調整）とは互いに独立する状態で任意に行うことができる、と説明したが、増減率Ｋ１と増減率Ｋ２の調整の手順に関しては、増減率Ｋ２を優先的に所定値に固定化し、次いで増減率Ｋ１を調整するという方式が好ましい。すなわち、増減率Ｋ２は目標充電電圧ＶT のレベルを決定する要素であり、目標充電電圧ＶT はパターン電圧Ｖp のフラットトップレベルに対応したものである。このフラットトップレベルは制御対象のコンデンサ充電電圧Ｖc のレベル調整にとって最も重要な要素であるので、目標充電電圧ＶT の決定を優先することが望ましい。目標充電電圧ＶT を先に決定した上で、次いで、その決定した目標充電電圧ＶT に所望のタイミングで最接近するように、増減率Ｋ１の調整をもってランプ状特性における昇圧係数を調整すればよい。ここで説明した調整手順に従えば、目標充電電圧をパターン電圧のフラットトップレベルに対して充分高精度に近づけることが可能となる。
【００６９】
図４は第１の実施例において、第１の調整器Ａ１、第２の調整器Ａ２の具体的構成例を示す回路図である。
【００７０】
第１の調整器Ａ１はオペアンプ（演算増幅器）で構成された増減率Ｋ１が可変可能な第１の差動増幅器ＯＰ１で構成されている。Ｒ４は第１の差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）に接続された抵抗素子、Ｒ５′は反転入力端子（−）と出力端子との間に接続された可変式の抵抗素子である。可変式の抵抗素子Ｒ５′の調整により第１の調整器Ａ１の増減率Ｋ１を調整するようになっている。
【００７１】
第２の調整器Ａ２はオペアンプ（演算増幅器）で構成された増減率Ｋ２が可変可能な第２の差動増幅器ＯＰ２で構成されている。Ｒ６は第２の差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）に接続された抵抗素子、Ｒ７′は反転入力端子（−）と出力端子との間に接続された可変式の抵抗素子である。可変式の抵抗素子Ｒ７′の調整により第２の調整器Ａ２の増減率Ｋ２を調整するようになっている。
【００７２】
〔第２の実施例〕
図５は本発明の第２の実施例におけるコンデンサ充電装置の構成を示す回路図である。図５において第１の実施例の図４で用いたのと同一符号は同一の構成要素を指すものとし、詳しい説明は省略する。
【００７３】
図４ではパターン電圧Ｖp と検出したコンデンサ充電電圧Ｖc との差分電圧ΔＶp-c（＝Ｖp −Ｖc ）を生成する手段として第１の差動増幅器ＯＰ１と第２の差動増幅器ＯＰ２との２つが設けられているが、第２の実施例では、第１の差動増幅器ＯＰ１の機能と第２の差動増幅器ＯＰ２の機能を兼用する単一の差動増幅器ＯＰ３に変更している。
【００７４】
Ｒ８は兼用の差動増幅器ＯＰ３の反転入力端子（−）に接続された抵抗素子、Ｒ９は反転入力端子（−）と出力端子との間に接続された抵抗素子である。兼用の差動増幅器ＯＰ３の出力端子と第１のゲート回路Ｇ１の入力端子との間に可変式の抵抗素子Ｒ１０が接続され、第１の調整器Ａ１が構成されている。可変式の抵抗素子Ｒ１０の調整により第１の調整器Ａ１の増減率Ｋ１を調整するようになっている。
【００７５】
また、兼用の差動増幅器ＯＰ３の出力端子と第２のゲート回路Ｇ２の入力端子との間に可変式の抵抗素子Ｒ１１が接続され、第２の調整器Ａ２が構成されている。可変式の抵抗素子Ｒ１１の調整により第２の調整器Ａ２の増減率Ｋ２を調整するようになっている。
【００７６】
本実施例の場合、兼用の差動増幅器ＯＰ３を採用しているので、回路構成部品の点数が少なくなり、コスト面でもスペース面でも有利に作用する。その他の構成については第１の実施例の場合と同様であり、動作、作用効果についても同様である。
【００７７】
上記実施例では、目標充電電圧ＶT につき６，０００［Ｖ］の場合を例示したが、もちろんこれのみに限定されるものではなく、任意の電圧値を設定することができるものである。そして、その設定変更に応じて増減率Ｋ１と増減率Ｋ２につき最適値を選択すればよい。
【００７８】
上記において、増減率Ｋ１と増減率Ｋ２の調整の手順に関し増減率Ｋ２を優先的に所定値に固定化し、次いで増減率Ｋ１を調整するという方式が好ましいと説明したが、本発明では必ずしもその方式に限定するものではなく、逆に増減率Ｋ１を優先的に所定値に固定化し、次いで増減率Ｋ２を調整する方式をとっても構わない。ランプ状特性における昇圧係数にかかわる増減率Ｋ１を優先的に調整する場合、目標充電電圧ＶT へ到達するタイミングが変化するので、この点にも配慮する必要がある。昇圧係数が小さくなるときは目標充電電圧ＶT への到達タイミングが後方にシフトし、昇圧係数が大きくなるときは目標充電電圧ＶT への到達タイミングが前方にシフトする。
【００７９】
また、高精度な微調整を実施するために、増減率Ｋ１の調整と増減率Ｋ２の調整とを交互に繰り返し行う方式を採用してもよい。この場合、いずれを先にしてもよい。
【００８０】
第１の調整器Ａ１、第２の調整器Ａ２について、上記の例では差動増幅器を用いるアナログ方式に構成したが、本発明では必ずしもその方式に限定するものではなく、デジタル方式に構成してもよい。すなわち、第１の調整器Ａ１、第２の調整器Ａ２を、プログラムの実行やデータの演算・処理を行う制御手段としてのＣＰＵ（中央演算処理装置）、ＣＰＵによる演算・制御等のためのプログラムを格納する不揮発性記憶部としてのＲＯＭ（リードオンリーメモリ）、ＣＰＵの演算・制御等を補助するとともにデータを一時的に格納するワーキングエリアとしてのＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、外部との間でデータや制御信号の入出力を行う入出力インターフェイスなどを備えたマイクロコンピュータで構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８１】
本発明は、オーバーラップ充電方式のコンデンサ充電装置に関して、コンデンサ充電電圧が目標充電電圧にまで上昇する過程において所望の昇圧パターンのランプ特性を得るとともに、切り替えの過程においてコンデンサ充電電圧に対するフィードバック制御量の暴走を抑制・回避し、コンデンサ充電電圧に所望の高い安定度を得るための技術として有用である。
【符号の説明】
【００８２】
１０  第１の充電回路
２０  第２の充電回路
Ａ１  第１の調整器
Ａ２  第２の調整器
Ｃ１  コンデンサ
ＯＰ１  第１の差動増幅器
ＯＰ２  第２の差動増幅器
ＯＰ３  兼用型の差動増幅器
Ｇ１  第１のゲート回路
Ｇ２  第２のゲート回路
Ｈ１  第１の判定器
Ｈ２  第２の判定器
Ｊ１  大電力の主充電器
Ｊ２  小電力の補助充電器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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