(57)【要約】  【課題】  スイッチング損失を抑制可能な高効率の電力変換システムとその制御方法を提供する。  【解決手段】  入力された直流電圧を交流電圧に変換する第１のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路で変換された交流電圧を変圧する高周波変圧器と、前記高周波変圧器を介して前記第１のブリッジ回路と磁気的に結合され、前記高周波変圧器で変圧された交流電圧を直流電圧に変換する第２のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路および前記第２のブリッジ回路の少なくともいずれか一方の動作を制御する制御手段と、を備え、前記高周波変圧器は、前記第１のブリッジ回路に接続される１次巻線と、前記第２のブリッジ回路に接続される２次巻線と、前記１次巻線および前記２次巻線が巻き回される鉄心と、を有し、前記１次巻線および前記２次巻線は、互いに対向して配置されるよう前記鉄心の周囲に交互に巻き回されていることを特徴とする。【選択図】  図１
2019103257.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された直流電圧を交流電圧に変換する第１のブリッジ回路と、
前記第１のブリッジ回路で変換された交流電圧を変圧する高周波変圧器と、
前記高周波変圧器を介して前記第１のブリッジ回路と磁気的に結合され、前記高周波変圧器で変圧された交流電圧を直流電圧に変換する第２のブリッジ回路と、
前記第１のブリッジ回路および前記第２のブリッジ回路の少なくともいずれか一方の動作を制御する制御手段と、を備え、
前記高周波変圧器は、前記第１のブリッジ回路に接続される１次巻線と、
前記第２のブリッジ回路に接続される２次巻線と、
前記１次巻線および前記２次巻線が巻き回される鉄心と、を有し、
前記１次巻線および前記２次巻線は、互いに対向して配置されるよう前記鉄心の周囲に交互に巻き回されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換システムであって、
前記１次巻線および前記２次巻線は、全範囲に渡って互いに対向して配置されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換システムであって、
前記１次巻線および前記２次巻線は、各々の断面において矩形の断面形状を有し、
前記１次巻線の最大面積面と前記２次巻線の最大面積面が互いに対向して配置されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換システムであって、
前記１次巻線および前記２次巻線は、各々の最大面積面の鉛直方向が径方向となるように前記鉄心の周囲に巻き回されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項５】
請求項１に記載の電力変換システムであって、
前記鉄心は、薄帯状の磁性材料を複数枚巻回して構成される巻鉄心であることを特徴とする電力変換システム。
【請求項６】
請求項１に記載の電力変換システムであって、
前記鉄心は、鉄を主成分とするアモルファス構造または微細な結晶構造を有する薄帯状合金で構成されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項７】
請求項１に記載の電力変換システムであって、
前記１次巻線および前記２次巻線は、前記鉄心の径方向において互いに対向して配置され、なおかつ、前記鉄心の周方向において互いに対向して配置されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項８】
請求項１に記載の電力変換システムであって、
前記第１のブリッジ回路は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子が直列に接続された第１のスイッチングレッグと、
第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子が直列に接続され、前記第１のスイッチングレッグと並列に接続された第２のスイッチングレッグと、で構成され、
前記第１のスイッチングレッグの両端間および前記第２のスイッチングレッグの両端間を第１の直流端子間とし、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の接続点および前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の接続点との間を第１の交流端子間とするブリッジ回路であり、
前記第１の直流端子間に接続される第１の平滑コンデンサと、
前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子、前記第４のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される出力容量と逆並列に接続されるダイオードと、を有し、
前記第１の交流端子間に前記１次巻線が接続されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項９】
請求項８に記載の電力変換システムであって、前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子、前記第４のスイッチング素子はＩＧＢＴであることを特徴とする電力変換システム。
【請求項１０】
請求項８に記載の電力変換システムであって、
前記第２のブリッジ回路は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続された第１のダイオードレッグと、
第３のダイオードと第４のダイオードが直列に接続され、前記第１のダイオードレッグと並列に接続された第２のダイオードレッグと、で構成され、
前記第１のダイオードレッグの両端間および前記第２のダイオードレッグの両端間を第２の直流端子間とし、
前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの接続点および前記第３のダイオードと前記第４のダイオードの接続点との間を第２の交流端子間とするブリッジ回路であり、
前記第２の直流端子間に接続される第２の平滑コンデンサを有し、
前記第２の交流端子間に前記２次巻線が接続されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項１１】
請求項８に記載の電力変換システムであって、
前記第２のブリッジ回路は、第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子が直列に接続された第３のスイッチングレッグと、
第７のスイッチング素子と第８のスイッチング素子が直列に接続され、前記第３のスイッチングレッグと並列に接続された第４のスイッチングレッグと、で構成され、
前記第３のスイッチングレッグの両端間および前記第４のスイッチングレッグの両端間を第２の直流端子間とし、
前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子の接続点および前記第７のスイッチング素子と前記第８のスイッチング素子の接続点との間を第２の交流端子間とするブリッジ回路であり、
前記第２の直流端子間に接続される第２の平滑コンデンサと、
前記第５のスイッチング素子、前記第６のスイッチング素子、前記第７のスイッチング素子、前記第８のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される出力容量と逆並列に接続されるダイオードと、を有し、
前記第２の交流端子間に前記２次巻線が接続されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項１２】
請求項１から１１のいずれか１項に記載の電力変換システムを電力変換モジュールとし、
少なくとも２つ以上の前記電力変換モジュールの入力端子間をそれぞれ直列または並列に接続して構成した入力端子と、
少なくとも２つ以上の前記電力変換モジュールの出力端子間をそれぞれ直列または並列に接続して構成した出力端子と、
前記電力変換モジュールを制御する制御手段と、を備えることを特徴とする電力変換システム。
【請求項１３】
請求項８から１１のいずれか１項に記載の電力変換システムであって、
前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子、前記第４のスイッチング素子は前記制御手段により位相シフト方式で駆動されることを特徴とする電力変換システム。
【請求項１４】
請求項８から１１のいずれか１項に記載の電力変換システムを制御する電力変換システムの制御方法であって、
前記第２のスイッチング素子をオンした後、遅れて前記第４のスイッチング素子をオフし、
前記第１のスイッチング素子をオンした後、遅れて前記第３のスイッチング素子をオフすることを特徴とする電力変換システムの制御方法。
【請求項１５】
請求項８から１１のいずれか１項に記載の電力変換システムを制御する電力変換システムの制御方法であって、
前記第２のスイッチング素子をオンするとともに、前記第４のスイッチング素子を同期してオフし、
前記第１のスイッチング素子をオンするとともに、前記第３のスイッチング素子を同期してオフすることを特徴とする電力変換システムの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換システムの構造とその制御に係り、特に、風力発電や鉄道システム等に搭載される大容量の電力変換システムに適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来知られている直流電圧を変換する電力変換システムは、入力された直流電圧をインバータ回路によって交流電圧に変換し、高周波変圧器を用いてこれを変圧し、整流回路によってこれを直流電圧に変換して出力するシステムである。
【０００３】
このような用途の電力変換システムはＤＣ−ＤＣコンバータとも呼ばれる。扱う電力が大きい場合には、インバータ回路としてフルブリッジ回路が用いられることが一般的である。フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子は、スイッチングの度にスイッチング損失が発生するため、効率が悪かった。
【０００４】
そこで、スイッチング損失を低減し効率の改善を図ったＤＣ−ＤＣコンバータが特許文献１に開示されている。電圧共振または電流共振の誘因となる共振用コンデンサ、共振用リアクトルをフルブリッジ回路に接続することで、高周波変圧器の１次巻線の両端電圧波形、または１次巻線を流れる電流波形の全部または一部を共振により正弦波状に変化させ、ゼロ電圧スイッチング、またはゼロ電流スイッチングを実現する。このような共振を誘発する受動部品を適用したＤＣ−ＤＣコンバータを一般に共振型ＤＣ−ＤＣコンバータと呼ぶ。
【０００５】
また、特許文献２には、このような共振用受動部品がなくとも、スイッチング素子のターンオフ時にゼロ電圧スイッチングを実現できる技術が開示されている。これによれば、スイッチング素子に並列に接続されたスナバコンデンサと、スナバコンデンサの電圧を観測するための手段が必要とされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−４７２４５号公報
【特許文献２】特開２００２−２３８２５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来のＤＣ−ＤＣコンバータの定格容量は最大でもせいぜい十ｋＷ程度であり、百ｋＷを超えるような大容量ＤＣ−ＤＣコンバータに対して従来技術が有効であるとは限らない。損失低減の観点から、一般にＤＣ−ＤＣコンバータの定格容量と駆動周波数は反比例関係にある。すなわち、大容量のＤＣ−ＤＣコンバータを実現するためには駆動周波数を低くする必要がある。定格容量が大きく、駆動周波数が低い場合には、上記特許文献１や特許文献２に開示されているような共振用コンデンサ、共振用リアクトル、スナバコンデンサの分の体積、重量、コストが増大し、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化、低コスト化には不利である。
【０００８】
そこで、本発明の目的は、共振用コンデンサや共振用リアクトル、スナバコンデンサなどの受動部品を追加することなく、スイッチング損失を抑制可能な高効率の電力変換システムとその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明は、入力された直流電圧を交流電圧に変換する第１のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路で変換された交流電圧を変圧する高周波変圧器と、前記高周波変圧器を介して前記第１のブリッジ回路と磁気的に結合され、前記高周波変圧器で変圧された交流電圧を直流電圧に変換する第２のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路および前記第２のブリッジ回路の少なくともいずれか一方の動作を制御する制御手段と、を備え、前記高周波変圧器は、前記第１のブリッジ回路に接続される１次巻線と、前記第２のブリッジ回路に接続される２次巻線と、前記１次巻線および前記２次巻線が巻き回される鉄心と、を有し、前記１次巻線および前記２次巻線は、互いに対向して配置されるよう前記鉄心の周囲に交互に巻き回されていることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明は、上記に記載の電力変換システムであって、前記第１のブリッジ回路は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子が直列に接続された第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子が直列に接続され、前記第１のスイッチングレッグと並列に接続された第２のスイッチングレッグと、で構成され、前記第１のスイッチングレッグの両端間および前記第２のスイッチングレッグの両端間を第１の直流端子間とし、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の接続点および前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の接続点との間を第１の交流端子間とするブリッジ回路であり、前記第１の直流端子間に接続される第１の平滑コンデンサと、前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第３のスイッチング素子、前記第４のスイッチング素子のそれぞれに並列に接続される出力容量と逆並列に接続されるダイオードと、を有し、前記第１の交流端子間に前記１次巻線が接続されていることを特徴とする。
【００１１】
また、本発明は、上記に記載の電力変換システムを制御する電力変換システムの制御方法であって、前記第２のスイッチング素子をオンした後、遅れて前記第４のスイッチング素子をオフし、前記第１のスイッチング素子をオンした後、遅れて前記第３のスイッチング素子をオフすることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明は、上記に記載の電力変換システムを制御する電力変換システムの制御方法であって、前記第２のスイッチング素子をオンするとともに、前記第４のスイッチング素子を同期してオフし、前記第１のスイッチング素子をオンするとともに、前記第３のスイッチング素子を同期してオフすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、共振用コンデンサや共振用リアクトル、スナバコンデンサなどの受動部品を追加することなく、スイッチング損失を抑制可能な高効率の電力変換システムとその制御方法を提供することができる。
【００１４】
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明によって明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換システムの回路構成図である。（実施例１）
【図２】本発明の一実施形態に係る高周波変圧器Ｔ１の構成を示す図である。（実施例１）
【図３Ａ】図２におけるＸ−Ｘ’断面を示す水平断面図である。
【図３Ｂ】図２におけるＹ−Ｙ’断面を示す垂直断面図である。
【図４】図３Ｂの比較例を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態に係る電力変換システムの回路動作を示す電圧・電流波形図である。
【図６】図５における期間（１）の回路動作（モード１）を示す回路図である。
【図７】図５における期間（２）の回路動作（モード２）のうち、前半の回路動作（モード２−１）を示す回路図である。
【図８】回路動作（モード２）における１次巻線電流とＳ１ドレイン−ソース電流の関係を示す電流波形図である。
【図９】図５における期間（２）の回路動作（モード２）のうち、後半の回路動作（モード２−２）を示す回路図である。
【図１０】図５における期間（３）の回路動作（モード３）を示す回路図である。
【図１１】図５における期間（４）の回路動作（モード４）を示す回路図である。
【図１２】図５における期間（５）の回路動作（モード５）を示す回路図である。
【図１３】図５における期間（６）の回路動作（モード６）のうち、前半の回路動作（モード６−１）を示す回路図である。
【図１４】図５における期間（６）の回路動作（モード６）のうち、後半の回路動作（モード６−２）を示す回路図である。
【図１５】図５における期間（７）の回路動作（モード７）を示す回路図である。
【図１６】図５における期間（８）の回路動作（モード８）を示す回路図である。
【図１７】本発明の一実施形態に係る高周波変圧器Ｔ１の構成を示す垂直断面図である。（実施例２）
【図１８】本発明の一実施形態に係る電力変換システムの回路構成図である。（実施例３）
【図１９Ａ】本発明の一実施形態に係る電力変換システムの構成を示す図である。（実施例４）
【図１９Ｂ】本発明の一実施形態に係る電力変換システムの構成を示す図である。（実施例４）
【図１９Ｃ】本発明の一実施形態に係る電力変換システムの構成を示す図である。（実施例４）
【図１９Ｄ】本発明の一実施形態に係る電力変換システムの構成を示す図である。（実施例４）
【図２０Ａ】従来方式（位相シフト方式）による制御方法を示すゲート駆動信号波形図である。
【図２０Ｂ】本発明の一実施形態に係る制御方法を示すゲート駆動信号波形図である。（実施例５）
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において、同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。
【実施例１】
【００１７】
図１から図１６を参照して、実施例１の電力変換システムとその制御方法について説明する。
【００１８】
図１は本発明の実施例１による電力変換システム１の回路構成図である。本実施例の電力変換システム１は、図１に示すように、入力電圧Ｖｉｎを昇圧または降圧して出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。なお、入力電圧Ｖｉｎは直流電圧を出力する他の電力変換システムの出力と置き換えても良い。
【００１９】
図１において、フルブリッジ回路１１の直流端子Ａ−Ａ’間には、平滑コンデンサＣｉｎが接続されるとともに、入力電圧Ｖｉｎが印加されている。フルブリッジ回路１１の交流端子Ｂ−Ｂ’間、整流回路２１の交流端子Ｃ−Ｃ’間にはそれぞれ高周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２が接続される。
【００２０】
高周波変圧器Ｔ１は１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２の巻数比に応じて、交流端子Ｂ−Ｂ’間電圧を変圧して交流端子Ｃ−Ｃ’間に出力する。フルブリッジ回路１１は、第１、第２のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を直列接続した第１のスイッチングレッグ１２と、第３、第４のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を直列接続した第２のスイッチングレッグ１３とで構成される。
【００２１】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、それぞれ逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。ここで、図１では一例としてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はＩＧＢＴとしている。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は出力容量Ｃ１〜Ｃ４を有している。出力容量Ｃ１〜Ｃ４はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と並列に接続された形で表される。高周波変圧器Ｔ１の１次巻線Ｗ１には漏れインダクタンスＬ１が存在する。漏れインダクタンスＬ１は回路図中ではフルブリッジ回路１１の交流端子Ｂ−Ｂ’間と１次巻線Ｗ１との間に挿入される。
【００２２】
整流回路２１はダイオードＤ５、Ｄ６を直列接続した第１のダイオードレッグ２２と、ダイオードＤ７、Ｄ８を直列接続し、かつ第１のダイオードレッグ２２に並列に接続された第２のダイオードレッグ２３と、平滑リアクトルＬ２と、平滑コンデンサＣｏｕｔとで構成される。平滑リアクトルＬ２の一端は第１のダイオードレッグ２２の一端および第２のダイオードレッグ２３の一端と接続される。平滑リアクトルＬ２の他端は平滑コンデンサＣｏｕｔの一端と接続される。第１のダイオードレッグ２２の他端および第２のダイオードレッグ２３の他端は平滑コンデンサＣｏｕｔの他端と接続される。ダイオードＤ５、Ｄ６の接続点である交流端子Ｃは２次巻線Ｗ２の一端に、ダイオードＤ７、Ｄ８の接続点である交流端子Ｃ’は２次巻線Ｗ２の他端にそれぞれ接続される。
【００２３】
整流回路２１をこのような構成にすることで逆耐電圧の小さいダイオードを使用することができる。このような構成は出力電圧が高い場合に好適である。なお、電力変換システム１の出力が送電線のような大きなインダクタンス成分と接続される場合や、電力変換システム１が後述するように双方向に電力を融通する場合には、平滑リアクトルＬ２を省略できる場合がある。
【００２４】
制御手段３１は電力変換システム１が所望の動作を満たすように制御する。図１では一例として出力電圧Ｖｏｕｔを制御する場合を示している。制御手段３１は、図１では図示していない電圧センサにより出力電圧Ｖｏｕｔを観測し、出力電圧Ｖｏｕｔが指令値となるようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してゲート駆動信号を送る。なお、制御手段３１は出力電圧Ｖｏｕｔの制御のみに限定されず、他のどのような制御に対しても有効であり、入力電圧Ｖｉｎや入力電力、出力電力などを制御することが可能である。
【００２５】
図２は高周波変圧器Ｔ１の構成例を示している。高周波変圧器Ｔ１は、主として１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２で構成された巻線体４１、鉄心４とで構成される。１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２はそれぞれ鉄心４の脚の周りに巻き回されており、それぞれ磁気的に結合している。このように巻線体４１（１次巻線Ｗ１および２次巻線Ｗ２）の内側に鉄心４を配置する構成は内鉄心と呼ばれ、鉄心重量を小さくできるので高周波変圧器Ｔ１を軽量化できる。
【００２６】
さらに、巻線体４１を鉄心４の両脚に形成し、第１の配線４５により左脚の１次巻線Ｗ１の一端と、右脚の１次巻線Ｗ１の一端とを電気的に接続する。また、第２の配線４６により左脚の２次巻線Ｗ２の一端と、右脚の２次巻線Ｗ２の一端とを電気的に接続する。左脚の１次巻線Ｗ１の他端、右脚の１次巻線Ｗ１の他端をそれぞれ交流端子Ｂ、Ｂ’とし、左脚の２次巻線Ｗ２の他端、右脚の２次巻線Ｗ２の他端をそれぞれ交流端子Ｃ、Ｃ’とする。
【００２７】
このような構成とすることで、高周波変圧器Ｔ１は対称構造となり、設置性が良い。また、巻線体４１を１つとするよりも、２つとすることにより１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２のそれぞれの総周長を短くすることができるため、巻線損失を低減することができる。
【００２８】
図３Ａおよび図３Ｂにそれぞれ巻線体４１のＸ−Ｘ’水平断面図、Ｙ−Ｙ’垂直断面図の一例を示す。なお、Ｘ−Ｘ’およびＹ−Ｙ’は図２中の右脚の巻線体４１に示されているが、左脚の巻線体４１も同様の断面を持つと考えてよい。
【００２９】
図３Ａ、図３Ｂにおいて、１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２は薄い板状の導電体である。これらの薄い板状の導電体の材質は例えば銅や銅を含む合金が好適であるが、この限りではない。図３Ａに示すように、１次巻線Ｗ１の最大面積面と２次巻線Ｗ２の最大面積面は、互いに対向している。この１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２の対である巻線対４２は、その最大面積面の鉛直方向が径方向となるように鉄心４の脚の周りに巻き回されて構成される。２次巻線Ｗ２を流れる電流方向は、１次巻線Ｗ１を流れる電流と反対方向であり、図３Ｂでは１次巻線Ｗ１の電流は紙面の表側から裏側へ、２次巻線Ｗ２の電流は紙面の裏側から表側へとそれぞれ流れている例を示している。
【００３０】
１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２を薄い板状の導電体で構成することで、高周波域で顕著となる表皮効果を抑制し、高周波域での巻線抵抗を小さくすることで、巻線損失を低減できる。さらに、薄い板状の１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２を対向させた配置とすることで、高周波域で顕著となる近接効果を抑制し、高周波域の巻線抵抗をさらに小さくすることができる。加えて、このような構成は漏れインダクタンスを低減する効果もある。
【００３１】
図４に本実施例の巻線体４１のＹ−Ｙ’垂直断面図（図３Ｂ）の比較例を示す。図４に示す巻線体４１は、まず１次巻線Ｗ１を鉄心４の脚の周りに巻き回し、次に２次巻線Ｗ２を１次巻線Ｗ１の外側に巻き回すことで構成される。このような構成では、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２との間を除いて、隣接する巻線の電流方向は同一となるため、その電流が流れることによって発生する磁界は同一方向に広がり、漏れインダクタンスＬ１は大きくなる。
【００３２】
これに対して図３Ｂに示す本実施例に係る巻線体４１では、隣接する巻線の電流方向は互い違いになっているため、その電流が流れることによって発生する磁界は互いに打ち消しあう関係にある。これにより漏れインダクタンスＬ１を小さくすることができる。
【００３３】
本願発明者らの試作評価の結果、図３Ａ、図３Ｂに示す巻線構成における漏れインダクタンスは、図４に示す巻線構成における漏れインダクタンスに比べて約１／１５倍になった。このことから、巻線構成の違いが漏れインダクタンス値に与える影響は明らかである。
【００３４】
なお、図３Ａ、図３Ｂでは１次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２が全範囲に渡って対向する例を想定して説明しているが、１次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２は必ずしも全部の領域において対向している必要はない。対向している領域が大きいほど漏れインダクタンスを低減する効果が増すが、１次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２の一部を対向させることにより、高周波変圧器Ｔ１の形状や体積・重量の設計自由度を増すことができる。
【００３５】
１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２を対向配置させることにより低減する漏れインダクタンスＬ１が、電力変換器１の損失に与える影響を説明する。なお、以下の説明において、オン状態のスイッチング素子の電圧またはそのスイッチング素子と並列に接続された逆並列ダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧と呼称し、スイッチング素子に印加された電圧がゼロ電圧の状態でこのスイッチング素子のオンとオフを切り替えることをゼロ電圧スイッチングと呼称する。
【００３６】
また、スイッチング素子に印加された電圧がゼロ電圧でないにしても、低電圧に抑えられスイッチング損失の低減が見込まれる場合には不完全ゼロ電圧スイッチングと呼称する。電流についても同様に、オフ状態のスイッチング素子のドレイン−ソース電流またはそのスイッチング素子と並列に接続された逆並列ダイオードの逆方向電流と同等程度かそれ以下の電流をゼロ電流と呼称し、スイッチング素子を流れる電流がゼロ電流の状態でこのスイッチング素子のオンとオフを切り替えることをゼロ電流スイッチングと呼称する。
【００３７】
図５から図１６を用いて、電力変換システム１の回路動作（制御方法）を説明する。図５は電力変換システム１の回路動作を説明する電圧・電流波形図である。図５の上から下にかけて、Ｓ１〜Ｓ４のゲート−ソース電圧、１次巻線両端電圧および電流、Ｓ１〜Ｓ４のドレイン−ソース電圧および電流を示している。
【００３８】
Ｓ１〜Ｓ４ゲート−ソース電圧はそれぞれ制御手段３１がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ駆動信号を出力し、その結果、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート−ソース間に発生する電圧である。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ出力する駆動信号波形がハイとなったときにオンされ、Ｌｏｗとなったときにオフされるものである。
【００３９】
１次巻線両端電圧および電流は、図１中の端子Ｂ−Ｂ’間に発生する電圧および端子Ｂを基点として漏れインダクタンスＬ１、１次巻線Ｗ１を介して端子Ｂ’へと流れる電流である。１次巻線電流は、端子Ｂを基点として漏れインダクタンスＬ１、１次巻線Ｗ１を介して端子Ｂ’へと流れる方向を正とする。Ｓ１〜Ｓ４のドレイン−ソース電圧および電流はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のドレイン−ソース電圧および電流である。ドレイン−ソース電流は、ドレインからソースへと流れる方向を正とする。なお、図５において各点線で区切った期間（１）〜（８）は以下で説明する（モード１）〜（モード８）にそれぞれ対応している。
【００４０】
図６から図１６に、（モード１）〜（モード８）に対応する電力変換システム１の電流経路を示す。なお、図６、図７、および図９〜図１６では（モード１）〜（モード８）の説明上必要な構成のみを示し、説明が不要である部分についてはその記載を省略する。また、（モード５）〜（モード８）はそれぞれ（モード１）〜（モード４）と双対の関係にある。すなわち（モード１）〜（モード４）におけるスイッチング素子Ｓ４がスイッチング素子Ｓ３に、（モード１）〜（モード４）におけるスイッチング素子Ｓ１がスイッチング素子Ｓ２に、それぞれ対応する。
【００４１】
（モード１）
図６は図５に示す期間（１）における回路動作（モード１）を説明する回路図である。（モード１）は後述する（モード８）の次のモードである。スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３はオフであり、スイッチング素子Ｓ１はオンの状態である。この状態において、スイッチング素子Ｓ４をターンオンする。（モード８）において、Ｓ４ドレイン−ソース電流はゼロ電流であるため、スイッチング素子Ｓ４のターンオンはゼロ電流スイッチングとなる。スイッチング素子Ｓ４をターンオンすることにより、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態となるので、１次巻線Ｗ１にＶｉｎが印加され、１次巻線Ｗ１を流れる電流が正の方向に増大する。
【００４２】
（モード２）
（モード２）では、スイッチング素子Ｓ１をターンオフする。（モード２）は次に説明する（モード２−１）と（モード２−２）に分けられる。
【００４３】
（モード２−１）
図７は図５に示す期間（２）における回路動作（モード２）のうち、前半の（モード２−１）を説明する回路図である。スイッチング素子Ｓ１をターンオフすると、Ｓ１ドレイン−ソース電流は急速に減衰する。一方、先に説明した巻線構成により漏れインダクタンスＬ１は小さいため、スイッチング素子Ｓ１をターンオフすると１次巻線電流も急速に減衰する。
【００４４】
この時の１次巻線電流とＳ１ドレイン−ソース電流の関係を図８に示す。１次巻線電流の方がＳ１ドレイン−ソース電流よりも大きい。その差分は、スイッチング素子Ｓ２の出力容量Ｃ２からの放電電流である。このため、Ｓ２ドレイン−ソース電圧は低下する。Ｓ１ドレイン−ソース電圧とＳ２ドレイン−ソース電圧の和は入力電圧Ｖｉｎであり、入力電圧Ｖｉｎは一定と考えて良いので、Ｓ２ドレイン−ソース電圧が低下した分だけＳ１ドレイン−ソース電圧は上昇する。
【００４５】
すなわち、出力容量Ｃ２の放電と同時に出力容量Ｃ１は充電されている。スイッチング素子Ｓ１はＩＧＢＴであるため、ターンオフしても暫くの間テール電流が流れ続ける。一方、漏れインダクタンスＬ１が小さいために１次巻線電流の減衰は進行する。そのため、図８に示すように、１次巻線電流がＳ１ドレイン−ソース電流よりも小さくなる。１次巻線電流がＳ１ドレイン−ソース電流よりも小さくなると、（モード２−２）に移行する。
【００４６】
（モード２−２）
図９は図５に示す期間（２）における回路動作（モード２）のうち、後半の（モード２−２）を説明する回路図である。１次巻線電流がＳ１ドレイン−ソース電流よりも小さくなると、出力容量Ｃ１の充電、および出力容量Ｃ２の放電は停止し、反対に出力容量Ｃ１は放電、出力容量Ｃ２は充電される。これによりＳ１ドレイン−ソース電圧は低下してほぼゼロとなり、Ｓ２ドレイン−ソース電圧は上昇してＶｉｎとほぼ等しくなる。やがて、スイッチング素子Ｓ１のテール電流が終了してＳ１ドレイン−ソース電流はゼロになるとともに、漏れインダクタンスＬ１が蓄えていたエネルギーもほぼゼロとなるため、１次巻線電流はほぼゼロとなる。
【００４７】
以上に説明したように、（モード２−１）で出力容量Ｃ１の充電が十分になされず、（モード２−２）で出力容量Ｃ１が放電されるなか、スイッチング素子Ｓ１のターンオフが実行されるため、スイッチング素子Ｓ１は不完全ゼロ電圧スイッチングとなるものの、そのスイッチング損失は通常のスイッチング時に比べて大幅に低減される。
【００４８】
（モード３）
図１０は図５に示す期間（３）における回路動作（モード３）を説明する回路図である。（モード３）では、スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。この時スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４がオン状態である。（モード２−２）で既に１次巻線電流はゼロであるため、スイッチング素子Ｓ２はほぼゼロ電流スイッチングとみなせる。スイッチング素子Ｓ２がターンオンすることにより、出力容量Ｃ２が放電されるため、Ｓ２ドレイン−ソース電圧は低下し、ゼロ電圧となる。また、出力容量Ｃ１が充電されるため、Ｓ１ドレイン−ソース電圧は上昇し入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しくなる。出力容量Ｃ２の放電、および出力容量Ｃ１の充電が完了すると、Ｓ２ドレイン−ソース電流、Ｓ１ドレイン−ソース電流はゼロ電流となる。
【００４９】
（モード４）
図１１は図５に示す期間（４）における回路動作（モード４）を説明する回路図である。（モード４）では、スイッチング素子Ｓ４をターンオフする。Ｓ４ドレイン−ソース電流はほぼゼロとみなせるため、Ｓ４はゼロ電流スイッチングである。回路内を循環するわずかな電流により、出力容量Ｃ４は徐々に充電されＳ４ドレイン−ソース電圧はわずかに上昇する。また、同時に出力容量Ｃ３は徐々に放電されＳ３ドレイン−ソース電圧はわずかに低下する。
【００５０】
（モード５）
図１２は図５に示す期間（５）における回路動作（モード５）を説明する回路図である。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４はオフであり、スイッチング素子Ｓ２はオンの状態である。この状態において、スイッチング素子Ｓ３をターンオンする。（モード４）において、Ｓ３ドレイン−ソース電流はゼロ電流であるため、スイッチング素子Ｓ３のターンオンはゼロ電流スイッチングとなる。スイッチング素子Ｓ３をターンオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン状態となるので、１次巻線Ｗ１に−Ｖｉｎが印加され、１次巻線Ｗ１を流れる電流が負の方向に増大する。
【００５１】
（モード６）
（モード６）では、スイッチング素子Ｓ２をターンオフする。（モード６）は（モード２）と同様に次に説明する（モード６−１）と（モード６−２）に分けられる。
【００５２】
（モード６−１）
図１３は図５に示す期間（６）における回路動作（モード６）のうち、前半の（モード６−１）を説明する回路図である。（モード２）で説明した原理と同様にして、スイッチング素子Ｓ２をターンオフすると、Ｓ２ドレイン−ソース電流は急速に減衰する。この時、スイッチング素子Ｓ２の出力容量Ｃ２は充電され、Ｓ２ドレイン−ソース電圧は上昇するとともに、スイッチング素子Ｓ１の出力容量Ｃ１は放電され、Ｓ１ドレイン−ソース電圧は低下する。１次巻線電流がＳ２ドレイン−ソース電流よりも小さくなると、（モード６−２）に移行する。
【００５３】
（モード６−２）
図１４は図５に示す期間（６）における回路動作（モード６）のうち、後半の（モード６−２）を説明する回路図である。１次巻線電流がＳ２ドレイン−ソース電流よりも小さくなると、出力容量Ｃ２の充電、および出力容量Ｃ１の放電は停止し、反対に出力容量Ｃ２は放電、出力容量Ｃ１は充電される。これによりＳ２ドレイン−ソース電圧は低下してほぼゼロとなり、Ｓ１ドレイン−ソース電圧は上昇してＶｉｎとほぼ等しくなる。やがて、スイッチング素子Ｓ２のテール電流が終了してＳ２ドレイン−ソース電流はゼロになるとともに、漏れインダクタンスＬ１が蓄えていたエネルギーもほぼゼロとなるため、１次巻線電流はほぼゼロとなる。
【００５４】
以上に説明したように、（モード６−１）で出力容量Ｃ２の充電が十分になされず、（モード６−２）で出力容量Ｃ２が放電されるなか、スイッチング素子Ｓ２のターンオフが実行されるため、スイッチング素子Ｓ２は不完全ゼロ電圧スイッチングとなるものの、そのスイッチング損失は通常のスイッチング時に比べて大幅に低減される。
【００５５】
（モード７）
図１５は図５に示す期間（７）における回路動作（モード７）を説明する回路図である。（モード７）では、スイッチング素子Ｓ１をターンオンする。この時スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３がオン状態である。（モード６−２）で既に１次巻線電流はゼロであるため、スイッチング素子Ｓ１はほぼゼロ電流スイッチングとみなせる。スイッチング素子Ｓ１がターンオンすることにより、出力容量Ｃ１が放電されるため、Ｓ１ドレイン−ソース電圧は低下し、ゼロ電圧となる。また、出力容量Ｃ２が充電されるため、Ｓ２ドレイン−ソース電圧は上昇し入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しくなる。出力容量Ｃ１の放電、および出力容量Ｃ２の充電が完了すると、Ｓ１ドレイン−ソース電流、Ｓ２ドレイン−ソース電流はゼロ電流となる。
【００５６】
（モード８）
図１６は図５に示す期間（８）における回路動作（モード８）を説明する回路図である。（モード８）では、スイッチング素子Ｓ３をターンオフする。Ｓ３ドレイン−ソース電流はほぼゼロとみなせるため、Ｓ３はゼロ電流スイッチングである。回路内を循環するわずかな電流により、出力容量Ｃ３は徐々に充電されＳ３ドレイン−ソース電圧はわずかに上昇する。また、同時に出力容量Ｃ４は徐々に放電されＳ４ドレイン−ソース電圧はわずかに低下する。
【００５７】
以上に説明したとおり、本実施例によれば、上記特許文献１や特許文献２のような従来技術において必要とされている共振用コンデンサ、共振用リアクトル、スナバコンデンサなどの追加の受動部品がなくとも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオン、ターンオフに係るスイッチングがゼロ電圧スイッチング、不完全ゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングのいずれかとなるので、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング損失を抑制し、高効率な電力変換システムを提供することができる。
【００５８】
さらに、高効率であるということは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の放熱性を高めるために設置される放熱手段を簡素化できるため、電力変換システムの小形化、低コスト化、高信頼化が期待できる。
【００５９】
なお、電力変換システム１の回路動作は以上に説明した（モード１）〜（モード８）とは異なる動作をすることがある。例えば、（モード１）〜（モード８）ではスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に並列に接続されているダイオードＤ１〜Ｄ４に電流は流れない。しかし、漏れインダクタンスＬ１の値、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング速度、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の出力容量Ｃ１〜Ｃ４の値、電力変換システム１の出力側に接続される回路などによっては、ダイオードＤ１〜Ｄ４に電流が流れる場合がある。上記した（モード１）〜（モード８）は本実施例の特徴を端的に説明した一例に過ぎない。
【００６０】
（モード１）〜（モード８）で示したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動方法（制御方法）は、一般に位相シフト方式と呼ばれる。漏れインダクタンスＬ１の値、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング速度、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の出力容量Ｃ１〜Ｃ４の値、電力変換システム１の出力に接続される回路などにより、位相シフト方式でなくとも同様の効果が期待できる場合がある。従って、本発明の適用範囲は、位相シフト方式に限定されるものではない。
【実施例２】
【００６１】
図１７を参照して、実施例２の電力変換システムについて説明する。図１７は本実施例による電力変換システム１を構成する高周波変圧器Ｔ１の別の巻線構成を示す垂直断面図である。
【００６２】
１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２の断面の形状をそれぞれ矩形とし、１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２の順に１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２を互い違いに配置して巻線層４３を形成する。巻線層４３の隣には、２次巻線Ｗ２、１次巻線Ｗ１の順に１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２を互い違いに配置して巻線層４４を形成する。つまり、巻線層４３および４４の垂直断面において、１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２はそれぞれ千鳥状に配置される。巻線層４３、巻線層４４を対として、鉄心４の脚の周りにこれらを巻き回して高周波変圧器Ｔ１を構成する。
【００６３】
言い換えると、１次巻線Ｗ１および２次巻線Ｗ２は、鉄心４の径方向において互いに対向して配置され、なおかつ、鉄心４の周方向においても互いに対向して配置されている。
【００６４】
このように構成することで、巻線層４３の中で１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２は互いに対向配置になるとともに、巻線層４３、巻線層４４の間でも１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２は対向配置となる。これにより、実施例１で説明した原理と同様に巻線損失を抑制することができる。
【００６５】
なお、電力変換システム１が小容量であって高周波変圧器Ｔ１を板状の巻線で構成する場合、巻線断面積は小さくすることができるが、巻線形状が薄帯状となり所望の機械的強度を確保できない場合がある。このような場合に巻線の断面積形状を図１７のような矩形とすれば、高周波変圧器Ｔ１の設計自由度が増し、機械的強度を確保できる。
【００６６】
また、安価で入手可能な巻線の断面形状は円であるのが一般的である。巻線の断面形状が円の場合であっても、以上に説明した配置とすれば同様の効果が期待できる。
【００６７】
電力変換システム１の定格電力が、例えば１０ｋＷ以下である場合には、高周波変圧器Ｔ１の駆動周波数は１０ｋＨｚを超える場合が多い。このような場合には、１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２をそれぞれリッツ線とよばれる、表面に電気絶縁を施した細線の集合体で構成しても良い。このようにすることで、表皮効果が抑制され、巻線抵抗をさらに小さくできる。
【００６８】
また、電力変換システム１の定格電力が、例えば１００ｋＷ以上である場合には、高周波変圧器Ｔ１の駆動周波数は商用周波数以上の高周波、例えば１ｋＨｚとするのがよい。このようにすることで、鉄心４の断面積を小さくでき、高周波変圧器Ｔ１の体積を小さくできる。
【００６９】
さらに、鉄心４を薄帯状の磁性材料を複数枚巻回して構成される巻鉄心とすることで、高周波領域で顕著となる渦電流損の発生を抑制でき、高周波変圧器Ｔ１の体積を更に小さくできる。このような巻鉄心として、鉄を主成分とするアモルファス構造や微細な結晶構造を有する薄帯状合金が好適であるが、この限りではない。
【００７０】
高周波変圧器Ｔ１を以上に説明したように設計することで、スイッチング損失を抑制し、高効率な電力変換システムを提供することができる。
【実施例３】
【００７１】
図１８を参照して、実施例３の電力変換システムの構成例について説明する。本実施例に係る電力変換システム１は、図１（実施例１）の整流回路２１をフルブリッジ回路２６に置き換えたものであり、フルブリッジ回路２６以外の構成は図１と同等であるため重複する説明は省略する。
【００７２】
フルブリッジ回路２６は、例えば４つのＩＧＢＴ等のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８、ダイオードＤ５〜Ｄ８、コンデンサＣｏｕｔで構成される。スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８の出力容量Ｃ５〜Ｃ８はスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に並列に接続された形で表現される。
【００７３】
より具体的には、直列接続した２つの（半導体）スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６のそれぞれにダイオードＤ５、Ｄ６を逆並列に接続した第３のスイッチングレッグ２４と、直列接続した２つの（半導体）スイッチング素子Ｓ７、Ｓ８のそれぞれにダイオードＤ７、Ｄ８を逆並列に接続した第４のスイッチングレッグ２５を並列に接続し、両スイッチングレッグの交流端子Ｃ、Ｃ’はそれぞれ高周波変圧器Ｔ１の２次巻線Ｗ２の両端に接続される。
【００７４】
フルブリッジ回路２６は、フルブリッジ回路１１と同様に制御手段３１によりその駆動を制御される。制御対象は任意に設計できる。
【００７５】
電力変換システム１を本実施例（図１８）のような構成とすることで、直流電圧Ｖｉｎ側と直流電圧Ｖｏｕｔ側との間で双方向に電力を融通することが可能となる。このような構成は双方向に電力を融通する場合がある鉄道向けの電源システムや、発電装置を備えたマイクログリッドの用途などにおいて好適である。
【００７６】
また、風力発電や太陽光発電のような発電システムは、通常は発電システムから負荷への単方向送電であるが、発電システムの始動時などにおいて電力が必要な場合がある。このような場合にも双方向の電力融通が可能な電力変換システム１は好適である。
【００７７】
なお、本実施例（図１８）においても、高周波変圧器Ｔ１は実施例１または実施例２で説明したように構成されており、共振用コンデンサ、共振用リアクトル、スナバコンデンサなどの追加の受動部品がなくとも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４またはスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のスイッチング損失を抑制し、高効率な電力変換システムを提供することができる。
【実施例４】
【００７８】
図１９Ａから図１９Ｄを参照して、実施例４の電力変換システムの構成例について説明する。本実施例の電力変換システム２は、複数の電力変換システム１で構成される。
【００７９】
図１９Ａは電力変換システム２の入力Ｖｉｎおよび出力Ｖｏｕｔに対し複数の電力変換システム１をそれぞれ並列に接続する並列入力・並列出力型の電力変換システムの例である。図１９Ｂは電力変換システム２の入力Ｖｉｎに対し複数の電力変換システム１を並列に接続し、出力Ｖｏｕｔに対しては複数の電力変換システム１を直列に接続する並列入力・直列出力型の電力変換システムの例である。図１９Ｃは電力変換システム２の入力Ｖｉｎおよび出力Ｖｏｕｔに対し複数の電力変換システム１をそれぞれ直列に接続する直列入力・直列出力型の電力変換システムの例である。図１９Ｄは電力変換システム２の入力Ｖｉｎに対し複数の電力変換システム１を直列に接続し、出力Ｖｏｕｔに対しては複数の電力変換システム１を並列に接続する直列入力・並列出力型の電力変換システムの例である。
【００８０】
図１９Ａから図１９Ｄに示すように、複数の電力変換システム１の入力端子同士をそれぞれ並列または直列に、複数の電力変換システム１の出力端子同士をそれぞれ並列または直列に接続して電力変換システム２を構成できる。すなわち、電力変換システム２の構成方法は並列入力・並列出力型、並列入力・直列出力型、直列入力・直列出力型、直列入力・並列出力型の４つに分類される。
【００８１】
本実施例の電力変換システム２は制御手段３２を有する。制御手段３２は複数の電力変換システム１の制御手段３１（図示せず）と通信するとともに、他の電力変換システムや系統連系機器、中央給電指令所などとも通信することが可能である。
【００８２】
電力変換システム２の構成を、その用途に応じて上記４つの分類のいずれかとすることで、大電流または高電圧に対応することができる。例えば、図１９Ａに示す並列入力・並列出力型は大電流入力・大電流出力に対応できる。図１９Ｂに示す並列入力・直列出力型は大電流入力・高電圧出力に対応できる。図１９Ｃに示す直列入力・直列出力型は高電圧入力・高電圧出力に対応できる。図１９Ｄに示す直列入力・並列出力型は高電圧入力・大電流出力に対応できる。
【００８３】
なお、本実施例（図１９Ａ〜図１９Ｄ）においても、複数の電力変換システム１の各々の高周波変圧器Ｔ１は実施例１または実施例２で説明したように構成されており、共振用コンデンサ、共振用リアクトル、スナバコンデンサなどの追加の受動部品がなくとも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング損失を抑制し、電力変換システム２全体として高効率な電力変換システムを提供することができる。
【実施例５】
【００８４】
図２０Ａおよび図２０Ｂを参照して、実施例５の電力変換システムの制御方法について説明する。図２０Ａは比較のために示す従来方式（位相シフト方式）のゲート駆動信号波形図であり、図２０Ｂは本発明の制御方法を示すゲート駆動信号波形図である。
【００８５】
実施例１において図１１，図１６にそれぞれ示したモード４，モード８に着目すると、モード４，モード８では、いずれも電力変換システム１の所望動作に寄与する電流は流れていない。そこで、モード３とモード４、またモード７とモード８をそれぞれモード３＋４、モード７＋８にまとめることができる。
【００８６】
図２０Ａに示すように、従来の位相シフト方式では、スイッチング素子Ｓ２のＳ２ゲート駆動信号をオンした後、遅れてスイッチング素子Ｓ４のＳ４ゲート駆動信号をオフする。同様に、スイッチング素子Ｓ１のＳ１ゲート駆動信号をオンした後、遅れてスイッチング素子Ｓ３のＳ３ゲート駆動信号をオフする。
【００８７】
これに対して本発明の制御方法では、図２０Ｂに示すように、スイッチング素子Ｓ２のＳ２ゲート駆動信号をオンするとともに、スイッチング素子Ｓ４のＳ４ゲート駆動信号を同期してオフする。同様に、スイッチング素子Ｓ１のＳ１ゲート駆動信号をオンするとともに、スイッチング素子Ｓ３のＳ３ゲート駆動信号を同期してオフする。電力変換システム１をこのように制御することで、従来の位相シフト方式と比べてモード１，５の期間が長くなり、より多くの電力移送が可能となる。
【００８８】
なお、従来の位相シフト方式では、Ｓ１〜Ｓ４ゲート駆動信号のデューティー比を５０％に固定する。Ｓ１ゲート駆動信号とＳ４ゲート駆動信号（Ｓ２ゲート駆動信号とＳ３ゲート駆動信号）の重なり具合、すなわち位相を調整して所望の制御動作を実現する。また、位相シフト方式においては、Ｓ１ゲート駆動信号とＳ２ゲート駆動信号、またはＳ３ゲート駆動信号とＳ４ゲート駆動信号が同時にオンして直流端子間が短絡することを防ぐため、Ｓ１ゲート駆動信号とＳ２ゲート駆動信号、およびＳ３ゲート駆動信号とＳ４ゲート駆動信号の間にはデッドタイム（どちらもオフの期間）が必要になる。
【００８９】
本実施例（図２０Ｂ）の制御方法においても、対象となる電力変換システム１の高周波変圧器Ｔ１を実施例１または実施例２で説明したように構成することで、共振用コンデンサ、共振用リアクトル、スナバコンデンサなどの追加の受動部品がなくとも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング損失を抑制し、電力変換システム１の効率を向上することができる。
【００９０】
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。例えばスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８は、複数のスイッチング素子を直列、あるいは、並列に接続して構成したスイッチング素子群を含む。その他の構成部品についても同様である。
【００９１】
また、上記した各実施例は、本発明を分かり易くするために、必ずしも全ての構成部品について説明しているわけではなく、一部の構成の説明を省略している。例えば高周波変圧器Ｔ１は、巻線の絶縁性能を高める絶縁紙や、巻線の絶縁性能を高めるとともに巻線間距離を一定に保つためのスペーサー、巻線と鉄心を冷却するための熱媒体、巻線や鉄心を適切に支持する支持体などの図示は省略している。実際の高周波変圧器Ｔ１はこれらの要素を全て含んでいると言ってよい。
【００９２】
また、各実施例において、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
【符号の説明】
【００９３】
１，２…電力変換システム
４…鉄心
１１，２６…フルブリッジ回路
１２，１３，２４…スイッチングレッグ
２１…整流回路
２２，２３…ダイオードレッグ
３１…制御手段
４１…巻線体
４２…巻線対
４３，４４…巻線層
４５，４６…配線
Ａ，Ａ’…直流端子
Ｂ，Ｂ’，Ｃ，Ｃ’…交流端子
Ｃ１〜Ｃ８…出力容量
Ｃｉｎ，Ｃｏｕｔ…平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ８…ダイオード
Ｌ１…漏れインダクタンス
Ｌ２…平滑リアクトル
Ｓ１〜Ｓ８…スイッチング素子
Ｔ１…高周波変圧器
Ｖｉｎ…入力（電圧）
Ｖｏｕｔ…出力（電圧）
Ｗ１…１次巻線
Ｗ２…２次巻線
【図１】
2019103257.tif 000003
【図２】
2019103257.tif 000004
【図３Ａ】
2019103257.tif 000005
【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2019103257.tif 000009
【図７】
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【図８】
2019103257.tif 000011
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2019103257.tif 000015
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
2019103257.tif 000020
【図１８】
2019103257.tif 000021
【図１９Ａ】
2019103257.tif 000022
【図１９Ｂ】
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【図１９Ｃ】
2019103257.tif 000024
【図１９Ｄ】
2019103257.tif 000025
【図２０Ａ】
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【図２０Ｂ】
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