(57)【要約】【課題】帯域内において挿入損失が低減され、帯域外においてシャープな減衰特性を有する超伝導ダイプレクサを提供する。【解決手段】超伝導ダイプレクサは、第１および第２のバンドパスフィルタと、分配回路と、第１および第２の接続ワイヤと、第１および第２の整合回路と、を有する。分配回路は、絶縁基板上に設けられ、第１および第２の伝送線路により入力信号を分岐する。第１の整合回路は、第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとを接続する。第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとを接続する。第１の伝送線路の電気長は、第２周波数に対応する波長の２分の１から第１の接続ワイヤと第１の整合回路とで進む位相に相当する電気長を減じた長さとされる。第２の伝送線路の電気長は、第１周波数に対応する波長の２分の１から第２の接続ワイヤと第２の整合回路とで進む位相に相当する電気長を減じた長さとされる。  【選択図】図１
2019220803.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の超伝導基板上に設けられ、第１周波数を通過帯域の中心とする第１のバンドパスフィルタと、  
第２の超伝導基板上に設けられ、第２周波数を通過帯域の中心とする第２のバンドパスフィルタと、
絶縁基板上に設けられ、第１および第２の伝送線路により入力信号を分岐する分配回路であって、前記第１の伝送線路の特性インピーダンスと前記第２の伝送線路の特性インピーダンスとは同一の値を有する、分配回路と、
前記第１のバンドパスフィルタと第１の整合回路とを接続する第１の接続ワイヤと、
前記第２のバンドパスフィルタと第２の整合回路とを接続する第２の接続ワイヤと、
前記第１の接続ワイヤのインダクタンスに対して整合を取る前記第１の整合回路であって、前記第１の伝送線路と前記第１の接続ワイヤとにそれぞれ接続された、第１の整合回路と、
前記第２の接続ワイヤのインダクタンスに対して整合を取る前記第２の整合回路であって、前記第２の伝送線路と前記第２の接続ワイヤとにそれぞれ接続された、第２の整合回路と、
を備え、
前記第１の伝送線路の電気長は、前記第２周波数に対応する波長の２分の１から前記第１の接続ワイヤと前記第１の整合回路とで進む位相に相当する電気長を減じた長さとされ、
前記第２の伝送線路の電気長は、前記第１周波数に対応する波長の２分の１から前記第２の接続ワイヤと前記第２の整合回路とで進む位相に相当する電気長を減じた長さとされた、超伝導ダイプレクサ。
【請求項２】
前記第１の整合回路は、前記絶縁基板上に設けられかつ前記第１の基板間接続ワイヤに接続された第１容量性スタブと、前記第１の伝送線路と前記第１容量性スタブとにそれぞれ接続された第１ワイヤと、を含み、
前記第２の整合回路は、前記絶縁基板上に設けられかつ前記第２の基板間接続ワイヤに接続された第２容量性スタブと、前記第２の伝送線路と前記第２容量性スタブとにそれぞれ接続された第２ワイヤと、を含む、請求項１記載の超伝導ダイプレクサ。
【請求項３】
第１の超伝導基板上に設けられ、第１周波数を通過帯域の中心とする第１のバンドパスフィルタと、  
第２の超伝導基板上に設けられ、第２周波数を通過帯域の中心とする第２のバンドパスフィルタと、
絶縁基板上に設けられ、第１および第２の伝送線路により入力信号を分岐する分配回路であって、前記第１の伝送線路の特性インピーダンスと前記第２の伝送線路の特性インピーダンスとは同一の値を有する、分配回路と、
第１の整合回路と前記第１のバンドパスフィルタとを接続する第１の接続ワイヤと、
第２の整合回路と前記第２のバンドパスフィルタとを接続する第２の接続ワイヤと、
前記第１の接続ワイヤのインダクタンスに対して整合を取る前記第１の整合回路であって、前記第１の伝送線路と前記第１の接続ワイヤとにそれぞれ接続された第１部分と前記第１のバンドパスフィルタと前記第１の接続ワイヤとにそれぞれ接続された第２部分とを有する、第１の整合回路と、
前記第２の接続ワイヤのインダクタンスに対して整合を取る前記第２の整合回路であって、前記第２の伝送線路と前記第２の接続ワイヤとにそれぞれ接続された第１部分と前記第２のバンドパスフィルタと前記第２の接続ワイヤとにそれぞれ接続された第２部分とを有する、第２の整合回路と、
を備え、
前記第１の伝送線路の電気長は、前記第２周波数に対応する波長の２分の１から前記第１の接続ワイヤと前記第１の整合回路とで進む位相に相当する電気長を減じた長さとされ、
前記第２の伝送線路の電気長は、前記第１周波数に対応する波長の２分の１から前記第２の接続ワイヤと前記第２の整合回路とで進む位相に相当する電気長を減じた長さとされた、超伝導ダイプレクサ。
【請求項４】
前記第１の整合回路は、前記絶縁基板に設けられかつ前記第１の伝送線路と前記第１の接続ワイヤとにそれぞれ接続された第３容量性スタブと、前記第１の超伝導基板に設けられかつ前記第１の接続ワイヤと前記第１のバンドパスフィルタとのそれぞれ接続された第４容量性スタブと、を含み、
前記第３容量性スタブと前記第４容量性スタブとは、前記第１の基板間接続ワイヤで接続され、
前記第２の整合回路は、前記絶縁基板に設けられかつ前記第２の伝送線路と前記第２の接続ワイヤとにそれぞれ接続された第５容量性スタブと、前記第２の超伝導基板の領域に設けられかつ前記第２の接続ワイヤと前記第２のバンドパスフィルタに接続された第６容量性スタブと、を含む、請求項１記載の超伝導ダイプレクサ。
【請求項５】
前記第１の超伝導基板の組成と前記第２の超伝導基板の組成とは、同一である請求項１〜４のいずれか１つに記載の超伝導ダイプレクサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、超伝導ダイプレクサに関する。
【背景技術】
【０００２】
２つのバンドパスフィルタを含むダイプレクサ(diplexer)は、周波数による信号の分離が可能である。
【０００３】
バンドパスフィルタを超伝導基板上に設けると、低挿入損失でありかつ極めてシャープな減衰特性を有するバンドパスフィルタを実現できる。
【０００４】
しかしながら、分配回路と２つのバンドパスフィルタとをワイヤで接続したダイプレクサにおいては、ワイヤによるインピーダンスの不整合を生じる。このため、反射特性および通過特性が劣化する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第２９５３３３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
フィルタ回路間の空間結合を抑制するためにフィルタ回路それぞれをシールドケースに収め、シールドケースの外に分配回路を設け、分配回路と２つのバンドパスフィルタとをワイヤで接続することがある。
しかしながら、分配回路と２つのバンドパスフィルタとをワイヤで接続したダイプレクサにおいては、ワイヤによるインピーダンスの不整合を生じる。このため、反射特性および通過特性が劣化する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
実施形態の超伝導ダイプレクサは、第１のバンドパスフィルタと、第２のバンドパスフィルタと、分配回路と、第１の接続ワイヤと、第２の接続ワイヤと、第１の整合回路と、第２の整合回路と、を有する。前記第１のバンドパスフィルタは、第１の超伝導基板上に設けられ、第１周波数を通過帯域の中心とする。前記第２のバンドパスフィルタは、第２の超伝導基板上に設けられ、第２周波数を通過帯域の中心とする。前記分配回路は、絶縁基板上に設けられ、第１および第２の伝送線路により入力信号を分岐する。前記第１の伝送線路の特性インピーダンスと前記第２の伝送線路の特性インピーダンスとは同一の値を有する。前記第１の接続ワイヤは、前記第１のバンドパスフィルタと前記第１の整合回路とを接続する。前記第２の接続ワイヤは、前記第２のバンドパスフィルタと前記第２の整合回路とを接続する。前記第１の整合回路は、前記第１の接続ワイヤのインダクタンスに対して整合を取る。前記第１の整合回路は、前記第１の伝送線路と前記第１の接続ワイヤとにそれぞれ接続される。前記第２の整合回路は、前記第２の接続ワイヤのインダクタンスに対して整合を取る。前記第２の整合回路は、前記第２の伝送線路と前記第２の接続ワイヤとにそれぞれ接続される。前記第１の伝送線路の電気長は、前記第２周波数に対応する波長の２分の１から前記第１の接続ワイヤと前記第１の整合回路とで進む位相に相当する電気長を減じた長さとされる。前記第２の伝送線路の電気長は、前記第１周波数に対応する波長の２分の１から前記第２の接続ワイヤと前記第２の整合回路とで進む位相に相当する電気長を減じた長さとされる。  
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１の実施形態にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
【図２】図２（ａ）は第１の実施形態の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図２（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図３】図３（ａ）は第１の実施形態の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性、図３（ｂ）は第１の実施形態の端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性、を表すグラフ図、である。
【図４】フィルタ単体の模式平面図である。
【図５】図５（ａ）はフィルタ単体のインピーダンスを表すスミス図、図５（ｂ）はその反射特性のグラフ図、である。
【図６】フィルタ単体の通過特性を表すグラフ図である。
【図７】第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとがワイヤを介さず直接接続された構造の模式平面図である。
【図８】分配回路と第１のバンドパスフィルタとがワイヤを介して接続された構造の模式平面図である。
【図９】図９（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図９（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図１０】第１の実施形態の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性である。
【図１１】第２のバンドパスフィルタ単体の模式平面図である。
【図１２】図１２（ａ）は第２のフィルタ単体のインピーダンスを表すスミス図、図１２（ｂ）はその反射特性のグラフ図、である。
【図１３】第２のバンドパスフィルタ単体の通過特性を表すグラフ図である。
【図１４】第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとがワイヤを介さず直接接続された構造の模式平面図である。
【図１５】分配回路と第２のバンドパスフィルタとがワイヤを介して接続された構造の模式平面図である。
【図１６】図１６（ａ）は図１５の構造の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図１６（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図１７】端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性を表すグラフ図、である。
【図１８】第１比較例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
【図１９】図１９（ａ）は第１比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図１９（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図２０】図２０（ａ）は第１比較例の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性、図２０（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性を表すグラフ図、である。
【図２１】第２比較例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
【図２２】図２２（ａ）は第２比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図２２（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図２３】図２３（ａ）は第２比較例の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性、図２３（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性を表すグラフ図、である。
【図２４】第３比較例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
【図２５】第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとの接続である。
【図２６】図２６（ａ）は第３比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図２６（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図２７】第３比較例の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性である。
【図２８】第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとの接続図である。
【図２９】図２９（ａ）は第３比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図２９（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図３０】第３比較例の端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性である。
【図３１】図３１（ａ）は第３比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図３１（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図３２】図３２（ａ）は端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性、図３２（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性である。
【図３３】第１の実施形態のうち、第１のバンドパスフィルタと分配回路との接続図である。
【図３４】図３４（ａ）は第１の実施形態において、入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスのスミス図、図３４（ｂ）は反射特性、である。
【図３５】図３５は、端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性である。
【図３６】第１の実施形態のうち、第２のバンドパスフィルタと分配回路との接続図である。
【図３７】図３７（ａ）は第１の実施形態のうち、入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスのスミス図、図３７（ｂ）は反射特性、である。
【図３８】端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性である。
【図３９】第１の実施形態の変形例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
【図４０】第４比較例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
【図４１】第４比較例の第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとの接続図である。
【図４２】図４２（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスのスミス図、図４２（ｂ）は反射特性のグラフ図である。
【図４３】端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性を表すグラフ図である。
【図４４】第４比較例の超伝導ダイプレクサにおける分配回路と第２のバンドパスフィルタとの接続図である。
【図４５】図４５（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスのスミス図、図４５（ｂ）は反射特性のグラフ図である。
【図４６】端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性である。
【図４７】図４７（ａ）は、図４０の第４比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図４７（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図４８】図４８（ａ）は端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性、図４８（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性である。
【図４９】第２の実施形態にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
【図５０】第２の実施形態の第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとの接続図である。
【図５１】図５１（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図５１（ｂ）は反射特性を表すグラフ図、である。
【図５２】端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性である。
【図５３】第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとの接続図である。
【図５４】図５４（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図５４（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
【図５５】端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性である。
【図５６】図５６（ａ）は第２の実施形態の超伝導ダイプレクサの入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスのスミス図、図５６（ｂ）は反射特性を表すグラフ図、である。
【図５７】図５７（ａ）は端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性を表すグラフ図、図５７（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性を表すグラフ図、である。
【図５８】第２の実施形態の変形例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態について説明する。
図１は第１の実施形態にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。  
図１に表すように、超伝導ダイプレクサ５は、第１のバンドパスフィルタ３２と、第２のバンドパスフィルタ４２と、分配回路１１と、第１の接続ワイヤ１９と、第２の接続ワイヤ２３と、第１の整合回路１６と、第２の整合回路２０と、を有する。
【００１０】
第１のバンドパスフィルタ３２は、第１の超伝導基板３０上に設けられ、第１周波数ｆ１を通過帯域の中心とする。第２のバンドパスフィルタ４２は、第２の超伝導基板４０上に設けられ、第２周波数ｆ２を通過帯域の中心とする。
【００１１】
分配回路１１は、絶縁基板１０上に設けられ、第１の伝送線路１２および第２の伝送線路１４により入力信号を分岐する。第１の伝送線路１２の特性インピーダンスと第２の伝送線路１４の特性インピーダンスとは同一の値を有する。抵抗値は、たとえば、５０Ωとすることができる。
【００１２】
第１の整合回路１６は、第１の接続ワイヤ１９のインダクタンスに対して第１周波数ｆ１において整合を取る。また、第１の整合回路１６は、第１の伝送線路１２の出力端部１２ｂと第１の接続ワイヤ１９とに接続される。第２の整合回路２０は、第２の接続ワイヤ２３のインダクタンスに対して第２周波数ｆ２において整合を取る。また、第２の整合回路は、第２の伝送線路１４の出力端部１４ｂと第２の接続ワイヤ２３とに接続される。
【００１３】
第１の伝送線路１２の第１電気長は、第２周波数ｆ２に対応する波長λ（ｆ２）の２分の１（１８０度）から第１の接続ワイヤ１９と第１の整合回路１６とで進む位相に相当する電気長α（度）を減じた長さとされ式（１）で表す。
【００１４】
第１電気長＝１８０度−α      式（１）
【００１５】
第２の伝送線路１４の第２電気長は、第１周波数ｆ１に対応する波長λ（ｆ１）の２分の１（１８０度）から第２の接続ワイヤ２３と第２の整合回路２０とで進む位相に相当する電気長β（度）を減じた長さとされ式（２）で表す。
【００１６】
第２電気長＝１８０度−β      式（２）
【００１７】
本実施形態では、第１および第２の整合回路１６、２０を設けることにより、接続ワイヤのインダクタンスにより生じる不整合を整合状態とすることができる。
【００１８】
図２（ａ）は第１の実施形態の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図２（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
なお、図２（ｂ）の縦軸は、dB（S(1,1)）であり式（３）で表され、その絶対値はリターンロス（ｄＢ)である。
【００１９】
【数１】
2019220803.tif 000003
【００２０】
第１の整合回路１６は、絶縁基板１０上に設けられた第１容量性スタブ１８と、第１の伝送線路１２の出力端部１２ｂと第１容量性スタブ１８とを接続する第１ワイヤ１７と、を含む。第１の整合回路１６と第１の接続ワイヤ１９とは、縦続接続されたＴ型回路を構成する。式（１）の電気長αは、たとえば２５．７度とされる。
【００２１】
第２の整合回路２０は、絶縁基板１０上に設けられた第２容量性スタブ２２と、第２の伝送線路１４の出力端部１４ｂと第２容量性スタブ２２とを接続する第２ワイヤ２１と、を含む。第２の整合回路２０と第２の接続用ワイヤ２３とは、縦続接続されたＴ型回路を構成する。式（２）の電気長βは、たとえば４４．２度とされる。
【００２２】
絶縁基板１０は、アルミナなどのセラミックを含む基板や超伝導基板などとすることができる。
【００２３】
本実施形態において、第１の接続ワイヤ１９と第１の整合回路１６とで進む位相分αだけ第１の伝送線路１２を短くする。また、第２の接続ワイヤ２３と第２の整合回路２０とで進む位相分βだけ第２の伝送線路１４を短くする。なお、本明細書において、第１周波数ｆ１は５ＧＨｚ（スミス図にｍ２で表す）、第２周波数ｆ２は５．０４ＧＨｚ（スミス図にｍ５で表す）などとする。但し、第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２は、これらに限定されない。
【００２４】
図２（ａ）に表すように、第１周波数ｆ１近傍および第２周波数ｆ２近傍において、入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスはほぼ５０Ωである。すなわち、第１周波数ｆ１近傍および第２周波数ｆ２の近傍において整合が取れている。このため、図２（ｂ）に表すように、第１周波数ｆ１近傍および第２周波数ｆ２近傍において、入力側リターンロスは概ね−１９ｄＢとなる。
【００２５】
図３（ａ）は第１の実施形態の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性、図３（ｂ）は第１の実施形態の端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性、を表すグラフ図、である。
なお、図３（ａ）、（ｂ）において、縦軸は、dB(S（1,2)）、dB（S(1,3))であり式（4)、式（５）でそれぞれ表される。その絶対値は挿入損失（ｄＢ)を表す。
【００２６】
【数２】
2019220803.tif 000004
【００２７】
【数３】
2019220803.tif 000005
【００２８】
第１周波数ｆ１において挿入損失は概ね０．３８５ｄＢ、第２周波数ｆ２において挿入損失は概ね０．３８７ｄＢ、と十分に低くできる。また、通過帯域外において挿入損失は概ね７０ｄＢ以上減衰されるのでシャープな減衰特性がそれぞれ得られている。第１の実施形態において、ダイプレクサの反射特性および通過特性が要求を満たすように、回路シミュレーションにより、第１ワイヤ１７のインダクタンス、第１容量性スタブ１８のキャパシタンス、および第１の接続ワイヤ１９のインダクタンス、第２ワイヤ２１のインダクタンス、第２容量性スタブ２２のキャパシタンス、および第２の接続ワイヤ２３のインダクタンスの値を回路シミュレーションにより最適化することができる。これに関しては、後に、図３３〜図３７を用いて、詳細に説明する。
【００２９】
次に、超伝導フィルタ単体の特性について説明する。
図４は、フィルタ単体の模式平面図である。
超伝導基板３０は、たとえば、酸化マグネシウム（ＭｇＯ）などからなる基板と、その上に堆積され３００〜１０００ｎｍなどの膜厚を有する酸化物、たとえば、ＹＢａ２Ｃｕ３Ｏ７−Ｘ系超伝導体膜（ＹＢＣＯ膜）と、を有する。このＹＢＣＯ膜をフィルタパターンに形成すると、超伝導フィルタが得られる。超伝導フィルタは、シャープな減衰特性を有し、かつ挿入損が低減できる。この超伝導フィルタの臨界温度は、たとえば、８７Ｋなどであるので、冷却装置内で動作させることが好ましい。なお、バンドパスフィルタの入力端子をＱ１、出力端子をＱ２とする。
【００３０】
図５（ａ）はフィルタ単体の入力インピーダンスを表すスミス図、図５（ｂ）はその反射特性のグラフ図、である。
なお、フィルタの出力端子Ｑ２には、５０Ωの負荷が接続されているものとする。図５（ａ）に表すように、第１周波数ｆ１の近傍で５０Ωに対してほぼ整合が取れている。また、図５（ｂ）に表すように、第１周波数ｆ１を含む帯域においてリターンロスは概ね−１９ｄＢ以下とできる。第１周波数ｆ１よりも高い第２周波数ｆ２において、フィルタ単体の負荷インピーダンスは、第１周波数ｆ１の信号の位相よりも進み、開放インピーダンスに近くなる（ｍ５）。
【００３１】
図６は、フィルタ単体の通過特性を表すグラフ図である。
通過特性は、バンドパスフィルタの入力端子Ｑ１と出力端子Ｑ２との間で測定される。
第１周波数ｆ１において、挿入損失は概ね０．３８４ｄＢである。また、通過帯域の外側で減衰量を７０ｄＢ以上にできる。バンドパスフィルタは、第１周波数ｆ１において挿入損失を０．３８４ｄＢと低く保ちつつ、通過帯域の外側（ｍ１、ｍ３）において、シャープでかつ７０ｄＢ以上の減衰量とすることができる。
【００３２】
次に、第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとがワイヤを介さずに接続される構造について説明をする。
図７は、第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとがワイヤを介さず直接接続された構造の模式平面図である。
第１の伝送線路１１２は、第２周波数ｆ２における波長の２分の１波長の電気長を有するものとする。この場合、入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスは、フィルタ単体の端子からみた負荷インピーダンスが第１の伝送線路１１２により２分の１波長分変化して元のインピーダンスに戻ったものとなる。すなわち、図５の反射特性、および図６の通過特性と同一となる。
【００３３】
図８は分配回路と第１のバンドパスフィルタとがワイヤを介して接続された構造の模式平面図である。ワイヤ１１９のインダクタンスは、０．５ｎＨなどとなる。
また、図９（ａ）は第１の実施形態の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図９（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
また、図１０は、第１の実施形態の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性である。
【００３４】
入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスは、第１のバンドパスフィルタ１３２の入力端子からみた負荷インピーダンスにワイヤ１１９のインダクタンスに相当する誘導性リアクタンスが加算され、さらに第１の伝送線路１１２によりインピーダンス変換される。
【００３５】
図９（ａ）に表すように、入力端子Ｐ１における負荷インピーダンスは５０Ω近傍から離間し（リターンロスが−１２ｄＢ［ＶＳＷＲが概ね１．６７］）劣化する。また、第２周波数ｆ２では位相が１度進み開放インピーダンスに少し近づく。
【００３６】
図１０に表すように、第１周波数ｆ１における挿入損失は０．３８５ｄＢから０．４４０ｄＢに増加した。他方、通過帯域の外側では、減衰量は７０ｄＢ以上となりシャープな減衰特性を示す。
【００３７】
図１１は、第２のバンドパスフィルタ単体の模式平面図である。
第２のバンドパスフィルタ４２の通過帯域の中心周波数は第２周波数ｆ２とする。
【００３８】
図１２（ａ）は第２フィルタ単体のインピーダンスを表すスミス図、図１２（ｂ）はその反射特性のグラフ図、である。
なお、第２のバンドパスフィルタ４２には５０Ω負荷が接続されているとする。図１２（ａ）に表すように、第１周波数ｆ１の近傍で５０Ωに対してほぼ整合が取れている。また、図１２（ｂ）に表すように、帯域内においてリターンロスは概ね−１９ｄＢ以下とできる。第１周波数ｆ１の位相は開放インピーダンス近傍となる。
【００３９】
図１３は、第２のバンドパスフィルタ単体の通過特性を表すグラフ図である。
通過特性は、入力端子Ｑ１と出力端子Ｑ２との間で測定される。第２周波数ｆ２において挿入損失は概ね０．３８６ｄＢである。また、通過帯域の外側で減衰量を７０ｄＢ以上としかつシャープな減衰特性とすることができる。
【００４０】
次に、第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとがワイヤを介さずに直接接続される構造について説明をする。
【００４１】
図１４は、第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとがワイヤを介さず直接接続された構造の模式平面図である。
第２の伝送線路１１４は、第１周波数ｆ１における波長の２分の１波長の電気長を有するものとする。この場合、入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスは、第２のバンドパスフィルタ１４２単体の端子からみた負荷インピーダンスが第２の伝送線路１１４により２分の１波長分変化して元のインピーダンスに戻ったものとなる。すなわち、図１２の反射特性と同一となる。また、端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性は、変化しないので図１３と同一となる。
【００４２】
次に、２分の１波長線路の第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとがワイヤを介して接続される構造について説明をする。
図１５は第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとがワイヤを介して接続された構造の模式平面図である。ワイヤ１２３のインダクタンスは、０．５ｎＨなどとなる。
また、図１６（ａ）は図１５の構造の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図１６（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
また、図１７は、端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性、を表すグラフ図、である。
【００４３】
第２の伝送線路１１４の電気長は２分の１波長に相当するものとする。入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスは、第２のバンドパスフィルタ１４２の入力端子からみた負荷インピーダンスにワイヤのインダクタンスに相当する誘導性リアクタンスが加算され、さらに第２の伝送線路１１４によりインピーダンス変換される。
【００４４】
図１６（ａ）に表すように、第２周波数ｆ２の入力側負荷インピーダンスは５０Ω近傍から離間し（リターンロスが−１２ｄＢ［ＶＳＷＲが概ね１．６７］）劣化する。また、ペアとする第１のバンドパスフィルタの第１周波数ｆ１では位相が１度進み開放インピーダンスから離れる。
【００４５】
図１７に表すように、第２周波数ｆ２における挿入損失は０．３９４ｄＢから０．４６４ｄＢに増加した。他方、通過帯域外側では、減衰量は７０ｄＢ以上となりシャープに減衰している。
【００４６】
次に、第１比較例にかかる超伝導ダイプレクサについて説明する。
図１８は、第１比較例の超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
第１比較例の超伝導ダイプレクサは、第１のバンドパスフィルタ１３２と、第２のバンドパスフィルタ１４２と、分配回路１１０と、を有する。分配回路１１０は、第２周波数ｆ２において２分の１波長である第１の伝送線路１１２と、第１周波数ｆ１で２分の１波長である第２の伝送線路１１４と、を有する。
【００４７】
分配回路１１０、第１のバンドパスフィルタ１３２、および第２のバンドパスフィルタ１４２は、同一の超伝導基板１３０上に設けられるものとする。このようにすると、分配回路１１０と第１のバンドパスフィルタ１３２との間、および分配回路１１０と第２のバンドパスフィルタ１４２との間をボンディングワイヤで接続する必要がない。
【００４８】
図１９（ａ）は第１比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図１９（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。  
図１２（ａ）に示した第２周波数ｆ２を有する第２バンドパスフィルタ４２と同様に、第２バンドパスフィルタ１４２は第１周波数ｆ１において開放インピーダンス近傍とはなるものの、超伝導フィルタが適用される狭帯域なダイプレクサでは第１周波数ｆ１と第２周波数ｆ２の差が小さいため、第１周波数ｆ１において開放インピーダンスに比べて容量性をもつ。同様に図５（ａ）に示した第１周波数ｆ１を有する第１バンドパスフィルタ３２と同様に、第１バンドパスフィルタ１３２は第２周波数ｆ２において開放インピーダンス近傍とはなるものの、超伝導フィルタが適用される狭帯域なダイプレクサでは第１周波数ｆ１と第２周波数ｆ２の差が小さいため、第２周波数ｆ２において開放インピーダンスに比べて誘導性をもつ。このため、第１周波数ｆ１を有する第１のバンドパスフィルタ１３２で終端された伝送線路１１２は第２周波数ｆ２において端子Ｐ１に誘導性スタブが接続されたように機能し、第２周波数ｆ２を有する第２バンドパスフィルタ１４２で終端された伝送線路１１４は第１周波数ｆ１において端子Ｐ１に容量性スタブが接続されたように機能する。その結果、図１９（ａ）に表すように、第１周波数ｆ１（ｍ２）は５０Ωから容量性に、第２周波数ｆ２（ｍ５）は５０Ωから誘導性にずれる。また、単体ではそれぞれリターンロスを−１９ｄＢのフィルタ特性で構成したにも拘らず、ダイプレクサでは、図１９（ｂ）に表すように、通過帯域において、リターンロスが−１５ｄＢ（ＶＳＷＲが概ね１．４３）近くまで反射特性が劣化する。
【００４９】
図２０（ａ）は第１比較例の端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性、図２０（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性を表すグラフ図、である。
第１周波数ｆ１において挿入損失は、フィルタ単体では０．３８４であったが第１比較例では０．４３２に増加した。また、第２周波数ｆ２において挿入損失は、フィルタ単体では０．３８６ｄＢであったが第１比較例では０．４１８ｄＢと、増加した。すなわち、反射特性が劣化することにより、通過帯域内で挿入損失が増加する。
【００５０】
第１比較例では、超伝導基板１３０に複数のバンドパスフィルタを設けた。通過帯域外側において減衰量を高めるにはフィルタ単体を縦続接続するなど、超伝導基板１３０のサイズがますます大きいことが要求される。この場合、フィルタ間の空間結合を抑制するために超伝導ダイプレクサ全体を大きなシールドケース（閉空間）に収納することが必要になり筐体サイズが大きくなる。また、ＭｇＯなどの超伝導基板１３０は、機械的強度が低く基板の大型化には限界がある。
【００５１】
これに対して、第１の実施形態によれば、超伝導基板３０、４０をそれぞれ小型サイズとし、それぞれのフィルタをシールドケースに収納して空間結合を抑制することができるのでシールドが容易である。また、機械的強度を高めて超伝導基板３０、４０の割れや欠けが低減されるなどことができる。
【００５２】
図２１は、第２比較例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。      
第２比較例の超伝導ダイプレクサは、第１のバンドパスフィルタ１３２と、第２のバンドパスフィルタ１４２と、分配回路１１１と、ワイヤ１１９と、ワイヤ１２３と、を有する。なお、分配回路１１１の第１の伝送線路１１２の電気長は第２周波数ｆ２において２分の１波長に相当し、第２の伝送線路１１４の電気長は第１周波数ｆ１において２分の１波長に相当するものとする。なお、ボンディングワイヤ１１９、１２３は、たとえば、０．５ｎＨなどとする。
【００５３】
図２２（ａ）は第２比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図２２（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。  
ワイヤ１１９、１２３のインダクタンスの影響で誘導性に変化し、図２２（ａ）に表すように、低い周波数の通過帯域では反射特性が改善されるが、高い周波数の通過帯域では反射特性が劣化する。たとえば、図２２（ｂ）に表すように、第２周波数ｆ２では、リターンロスが−１０ｄＢ近傍まで劣化する（ＶＳＷＲが概ね１．９２以上となる）。
【００５４】
図２３（ａ）は第２比較例の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性、図２３（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性を表すグラフ図、である。
ワイヤ１１９のインダクタンスの影響で容量性がキャンセルされ、反射損が低減し、その結果、第１周波数ｆ１における挿入損失は第１比較例の０．４３２ｄＢから０．４０１ｄＢと改善される。しかし、ワイヤ１２３のインダクタンスの影響でさらに誘導性に変化し反射損が増加、第２周波数ｆ２における挿入損失は第１比較例の０．４１８ｄＢから０．５７６ｄＢと劣化する。
【００５５】
すなわち、２分の１波長の２つの伝送線路を含むダイプレクサにおいて、２分の１波長の伝送線路の先端部に設けられたワイヤインダクタンスより２つのフィルタに生じる不整合を共に補正することが困難である。
【００５６】
図２４は、第３比較例にかかるワイヤインダクタンスよりフィルタに生じる不整合を整合回路により補正した超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
超伝導ダイプレクサは、第１のバンドパスフィルタ１３２と、第２のバンドパスフィルタ１４２と、分配回路１１１と、第１の整合回路１１６と、第２の整合回路１２０と、を有する。分配回路１１１は、２分の１波長の電気長（＠ｆ２）を有する第１の伝送線路１１２と、２分の１波長の電気長（＠ｆ１）を有する第２の伝送線路１１４と、を有する。
【００５７】
第１の整合回路１１６は、絶縁基板１１０上に設けられた第１容量性スタブ１１８と、第１の伝送線路１１２の出力端部と第１容量性スタブ１１８とを接続する第１ワイヤ１１７と、を有する。第１の接続ワイヤ１１９は、第１容量性スタブ１１８と第１のバンドパスフィルタ１３２の入力端部とを接続する。
【００５８】
第２の整合回路１２０は、絶縁基板１１０上に設けられた第２容量性スタブ１２２と、第２の伝送線路１１４の出力端部と第２容量性スタブ１２２とを接続する第２ワイヤ１２１と、を有する。第２の接続ワイヤ１２３は、第２容量性スタブ１２２と第２のバンドパスフィルタ１４２の入力端部とを接続する。
【００５９】
図２５は第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとの接続図である。
第１の整合回路１１６と第１の接続ワイヤ１１９は、Ｌ−Ｃ−Ｌを含むＴ型回路とする。第３比較例において、第１の伝送線路１１２の電気長は１８０度とされ、Ｔ型回路による位相の進む量αが減算されない。
【００６０】
図２６（ａ）は第３比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図２６（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
図２６（ｂ）に表すように、第１の接続ワイヤ１１９のインダクタンスは整合回路１１６によりキャンセルされるので、通過帯域のリターンロスは−１９ｄＢ以下となり端子Ｐ１では整合が取れている。他方、図２６（ａ）に表すように、通過帯域の外側では、位相が大きく変化している。特に、ペアとなる第２のバンドパスフィルタ（図示せず）の第２周波数ｆ２近傍では、位相が３５度も進み開放インピーダンスから離間する。
【００６１】
図２７は、第３比較例の端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性である。
ワイヤのみのとき、０．３８から０．４４に増加した挿入損失は、０．３８４ｄＢに戻っている。また、通過帯域外側において減衰量は７０ｄＢ以上である。この場合、Ｔ型回路は、たとえば、０．５ｎＨ（Ｌ）−０．３６４ｐＦ（Ｃ）−０．５ｎＨ（Ｌ）から構成することができる。
【００６２】
図２８は第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとの接続図である。
第２の整合回路１２０と第２の接続ワイヤ１２３とは、Ｌ−Ｃ−Ｌを含むＴ型回路とする。第３比較例において、第２の伝送線路１１２の電気長は１８０度であり、Ｔ型回路による位相の進む量βが減算されない。
【００６３】
図２９（ａ）は第３比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図２９（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
図２９（ｂ）に表すように、第２の接続ワイヤ１２３のインダクタンスは整合回路１２０によりキャンセルされるので、通過帯域のリターンロスは−１９ｄＢ以下となり端子Ｐ１では整合が取れている。他方、図２９（ａ）に表すように、通過帯域の外側では、位相が大きく変化している。特に、ペアとなる第１のバンドパスフィルタ（図示せず）の第１周波数ｆ１近傍では、３４度も位相が進み開放インピーダンスから離間する。
【００６４】
図３０は、第３比較例の端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性である。
ワイヤのみのとき、０．３９〜０．４６に増加した挿入損失は、０．３８４ｄＢに戻っている。また、通過帯域外側において減衰量は７０ｄＢ以上である。この場合、Ｔ型回路は、たとえば、０．５ｎＨ（Ｌ）−０．３６４ｐＦ（Ｃ）−０．５ｎＨ（Ｌ）から構成することができる。
【００６５】
図３１（ａ）は、図２４の第３比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図３１（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
接続ワイヤのインダクタンスがキャンセルされ単独では良好なバンドパス特性を有する図２５に表す第１のバンドパスフィルタ１３２と、図２８に表す第２のバンドパスフィルタ１４２とを、２分の１波長の電気長（＠ｆ２）を有する第１の伝送線路１１２と、２分の１波長の電気長（＠ｆ１）を有する第２の伝送線路１１４とから構成される分配回路１１１で接続されると、第３比較例の超伝導ダイプレクサ（図２４）となる。
【００６６】
接続ワイヤのインダクタンスは整合回路によりキャンセルされているにもかかわらず、第３比較例において、第１周波数ｆ１における負荷インピーダンス（ｍ２）、および第２周波数ｆ２における負荷インピーダンス（ｍ５）はともに５０Ωから乖離する（図３１（ａ））。すなわち、図３１（ｂ）に表すように、リターンロスは、第１周波数ｆ１において概ね−６ｄＢ、第２周波数ｆ２において概ね−１０ｄＢと劣化する。これは、第１周波数ｆ１を有する第１のバンドパスフィルタ１３２で終端された伝送線路１１２は第２周波数ｆ２において端子Ｐ１に誘導性スタブが接続されたように機能し、第２周波数ｆ２を有する第２バンドパスフィルタ１４２で終端された伝送線路１１４は第１周波数ｆ１において端子Ｐ１に容量性スタブが接続されたように機能するからである。
【００６７】
図３２（ａ）は端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性、図３２（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性である。
第１周波数ｆ１において、図２３（ａ）に表すワイヤ接続（整合回路なし）の挿入損失が０．４０１ｄＢであったのに対して第３比較例の挿入損失は１．７３５ｄＢまで増加する。また、図３２（ａ）に表すワイヤ接続（整合回路なし）の挿入損失が０．５７６ｄＢであったのに対して第３比較例の挿入損失は０．８７１ｄＢと増加する。すなわち、反射特性が劣化したため、通過特性も劣化した。
【００６８】
次に、図２および３に表した第１の実施形態の反射特性および通過特性について、さらに詳細に説明する。
図３３は、第１の実施形態のうち、第１のバンドパスフィルタと分配回路との接続図である。
分配回路１１は、式（１）の第１電気長を有する第１の伝送線路１２を含む。すなわち、第１電気長は、１８０度から第１の整合回路１６により進む位相が減算される。図３３に表すように、電気長αは２５度である。
【００６９】
図３４（ａ）は第１の実施形態のうち、入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスのスミス図、図３４（ｂ）は反射特性、である。
また、図３５は、端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性である。
図３４（ａ）に表すように、第１のバンドパスフィルタ３２は、第１周波数ｆ１において概ね整合が取れており、かつ第２周波数ｆ２において、開放インピーダンスとなっている。
【００７０】
図３６は、第１の実施形態のうち、第２のバンドパスフィルタと分配回路との接続図を表す。
分配回路１１は、式（２）の第２電気長を有する第２の伝送線路１４を含む。すなわち、第２電気長は、１８０度から第２の整合回路２０により進む位相（電気長）が減算される。図３６に表すように、電気長βは４５度である。
【００７１】
図３７（ａ）は第１の実施形態のうち、入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスのスミス図、図３７（ｂ）は入力反射特性、である。
また、図３８は、端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性である。
図３７（ａ）、（ｂ）に表すように、第２のバンドパスフィルタ４２は、第２周波数ｆ２において概ね整合が取れており、かつ第１周波数ｆ１において、開放インピーダンスとなっている。また、図３８に表すように、第２周波数ｆ２において、挿入損失は０．３８６ｄＢであり十分に低い。
【００７２】
（表１）は、それぞれの構成における通過特性を表す。
【００７３】
【表１】
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【００７４】
以上説明したように、図１に表した第１の実施形態にかかる超伝導ダイプレクサでは、第１の整合回路１６、第１の接続ワイヤ１９、第２の整合回路２０、および第２の接続ワイヤ２３により進んだ位相分だけ第１、および第２の伝送線路１２、１４の電気長がそれぞれ短縮されている。このため、図２に表すように、第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２におけるリターンロスを−１９ｄＢ以下とし負荷インピーダンスを５０Ω近傍に整合させることができる。また、図３に表すように、第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２において挿入損失を低減するとともに、通過帯域の外側でシャープな減衰特性を得ることができる。これに対して、第１〜第３比較例の超伝導ダイプレクサにおいて、第１の実施形態のように帯域内で低挿入損失、かつ帯域の外側で大きな減衰量となる特性を得ることは困難である。
【００７５】
図３９は、第１の実施形態の変形例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
第１の接続ワイヤ１９が接続される第１のバンドパスフィルタ３２の入力端子３２ａと、第１のバンドパスフィルタ３２の内部パターンとの間に、第１の伝送線路１２の特性インピーダンスに等しい特性インピーダンスを有する伝送線路９０を設けてもインピーダンスは不変である。また、第２の接続ワイヤ２３が接続される第２のバンドパスフィルタ４２の入力端子４２ａと、第２のバンドパスフィルタ４２の内部パターンとの間に、第２の伝送線路１４の特性インピーダンスに等しい特性インピーダンスを有する伝送線路９１を設けてもインピーダンスは不変である。このため、超伝導ダイプレクサ６のレイアウトやサイズの縮小が容易となる。
【００７６】
第１の実施形態およびそれに付随する変形例において、第１および第２の整合回路１６、２０と第１および第２の接続ワイヤ１９、２３は、それぞれＬ−Ｃ−Ｌ構成のＴ型回路である。しかしながら、第１および第２の整合回路１６、２０の構成はこれに限定されない。第１、第２の整合回路および第１、第２の接続ワイヤは、Ｃ−Ｌ−Ｃ構成のパイ型回路であってもよい。以下に、その例を説明する。
【００７７】
図４０は、第４比較例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
超伝導ダイプレクサは、第１のバンドパスフィルタ１３２と、第２のバンドパスフィルタ１４２と、分配回路１１１と、第１の接続ワイヤ２１８と、第２の接続ワイヤ２２２、第１の整合回路２１６と、第２の整合回路２２０と、を有する。分配回路１１１は、２分の１波長の電気長（＠ｆ２）を有する第１の伝送線路１１２と、２分の１波長の電気長（＠ｆ１）を有する第２の伝送線路１１４と、を有する。
【００７８】
第１の整合回路２１６は、絶縁基板１１０上に設けられた第３容量性スタブ２１７と、第１の超伝導基板１３０上に設けられた第４容量性スタブ２１９と、を有する。第１の整合回路２１６と、第３容量性スタブ２１７と第４容量性スタブ２１９とを接続する第１の接合ワイヤ２１８と、はパイ型回路となる。
【００７９】
第２の整合回路２２０は、絶縁基板１１０上に設けられた第５容量性スタブ２２１と、第２の超伝導基板１４０上に設けられた第６容量性スタブ２２３と、を有する。第２の整合回路２２０と、第５容量性スタブ２２１と第６容量性スタブ２２３とを接続する第２の接続ワイヤ２２２と、はパイ型回路となる。
【００８０】
図４１は第４比較例の第１の伝送線路と第１のバンドパスフィルタとの接続図である。
また、図４２（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図４２（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
図４２（ｂ）に表すように、第１の接続ワイヤ２１８のインダクタンスはキャンセルされるので、通過帯域のリターンロスは−１９ｄＢ以下となり端子Ｐ１では整合が取れている。他方、図４２（ａ）に表すように、通過帯域の外側では、位相が大きく変化している。特に、ペアとなる第２のバンドパスフィルタ（図示せず）の第２周波数ｆ２近傍では、位相が進み開放インピーダンスから離間する。
【００８１】
図４３は、端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性である。
ワイヤのみのとき、０．３８４から０．４４に増加した挿入損失は、０．３８４ｄＢに戻っている。また、通過帯域外側近傍において減衰量は７０ｄＢ以上である。
【００８２】
図４４は第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとの接続図である。
第２の整合回路２２０と第２の接続ワイヤ２２２とは、Ｌ−Ｃ−Ｌを含むパイ型回路とする。
【００８３】
図４５（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図４５（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
図４５（ｂ）に表すように、第２の接続ワイヤ２２２のインダクタンスはキャンセルされるので、通過帯域のリターンロスは−１９ｄＢ以下となり端子Ｐ１では整合が取れている。他方、図４５（ａ）に表すように、通過帯域の外側では、位相が大きく変化している。特に、第１周波数ｆ１近傍では、位相が進み開放インピーダンスから離間する。
【００８４】
図４６は、端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性である。
ワイヤのみのとき、０．３９から０．４６に増加した挿入損失は、０．３８６ｄＢに戻っている。また、通過帯域外側において減衰量は７０ｄＢ以上である。
【００８５】
図４７（ａ）は、第４比較例の入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図４７（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
接続ワイヤのインダクタンスがキャンセルされ単独では良好なバンドパス特性を有するに表す第１のバンドパスフィルタ１３２と、第２のバンドパスフィルタ１４２と、が接続されると第４比較例の超伝導ダイプレクサが構成される。
【００８６】
第４比較例において、第１周波数ｆ１における負荷インピーダンス（ｍ２）、および第２周波数ｆ２における負荷インピーダンス（ｍ５）はともに５０Ωから乖離する。すなわち、図４７（ｂ）に表すように、リターンロスは、第１周波数ｆ１において概ね−９ｄＢ、第２周波数ｆ２において概ね−１５ｄＢと劣化する。これは、互いにペアとなるバンドパスフィルタの通過帯域に対して、開放インピーダンスが与えられないからである。
【００８７】
図４８（ａ）は端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性、図４８（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性である。
第１周波数ｆ１において、ワイヤ接続（整合回路なし）の挿入損失が０．４０１ｄＢであったのに対して第４比較例の挿入損失は０．８９４ｄＢまで増加する。また、第２周波数ｆ２ワイヤ接続（整合回路なし）の挿入損失が０．５７６ｄＢであったのに対して第３比較例の挿入損失は０．４７２ｄＢと低下する。
【００８８】
図４９は、第２の実施形態にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
超伝導ダイプレクサ７は、第１のバンドパスフィルタ３２と、第２のバンドパスフィルタ４２と、分配回路１１と、第１の接合ワイヤ３１８と、第２の接続ワイヤ３２２と、第１の整合回路３１６と、第２の整合回路３２０と、を有する。分配回路１１は、式（１）の電気長（＠ｆ１）を有する第１の伝送線路１２と、式（２）の電気長（＠ｆ２）を有する第２の伝送線路１４と、を有する。
【００８９】
第１の整合回路３１６は、絶縁基板１０上に設けられた第３容量性スタブ（第１の整合回路３１６の第１部分）３１７と、第１の超伝導基板１３０上に設けられた第４容量性スタブ（第２部分）３１９と、を有する第１の整合回路３１６と第２の接続ワイヤ３１８と、がこの順序に縦続接続されるとパイ型回路となる。
【００９０】
第２の整合回路３２０は、絶縁基板１０上に設けられた第５容量性スタブ（第２の整合回路３２０の第１部分）３２１と、第２の超伝導基板４０上に設けられた第６容量性スタブ（第２部分）３２３と、を有する。第２の整合回路３２０と第２の接続ワイヤ３２２と、が接続されるとパイ型回路となる。
【００９１】
図５０は第２の実施形態にかかる超伝導ダイプレクサにおける分配回路と第１のバンドパスフィルタとの接続図である。
また、図５１（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図５１（ｂ）は反射特性を表すグラフ図、である。
また、図５２は、端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性を表すグラフ図、である。
第１電気長は、１８０度から第１の整合回路２１６により進む位相が減算される。図５０（ｂ）に表すように、減算される電気長αは８．９度である。また、図５１（ｂ）に表すように、第１の接続ワイヤ１６Ａのインダクタンスはキャンセルされる。
【００９２】
図５２は、端子Ｐ１−Ｐ２間の通過特性である。
ワイヤのみのとき、０．３８から０．４４に増加した挿入損失は、０．３８ｄＢに戻っている。また、通過帯域外側近傍において減衰量は７０ｄＢ以上である。
【００９３】
図５３は第２の伝送線路と第２のバンドパスフィルタとの接続図である。
第２の整合回路３２０と第２の接続ワイヤ３２２とは、Ｌ−Ｃ−Ｌを含むパイ型回路とする。第２電気長は、１８０度から第２の整合回路２０により進む位相（電気長）が減算される。図３６に表すように、減算される電気長βは２７．７度である。
【００９４】
図５４（ａ）は入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスを表すスミス図、図５４（ｂ）は入力反射特性のグラフ図、である。
図５４（ｂ）に表すように、ワイヤ３２２のインダクタンスはキャンセルされるので、通過帯域のリターンロスは−１９ｄＢ以上となり端子Ｐ１では整合が取れている。他方、図５４（ａ）に表すように、通過帯域の外側では、位相が大きく変化している。
【００９５】
図５５は、端子Ｐ１−Ｐ３間の通過特性である。
ワイヤのみのとき、０．３９〜０．４６に増加した挿入損失は、０．３８６ｄＢに戻っている。また、通過帯域外側近傍において減衰量は７０ｄＢ以上である。
【００９６】
図５６（ａ）は第２の実施形態の超伝導ダイプレクサの入力端子Ｐ１からみた負荷インピーダンスのスミス図、図５６（ｂ）は反射特性を表すグラフ図である。
図５７（ａ）は端子Ｐ１−Ｐ２の間の通過特性を表すグラフ図、図５７（ｂ）は端子Ｐ１−Ｐ３の間の通過特性を表すグラフ図、である。
第２の実施形態にかかる超伝導ダイプレクサ７では、第１の整合回路３１６、第２の整合回路３２０、第１の接続ワイヤ３１８、および第２の接続ワイヤ３２２により進んだ位相分だけ第１、および第２の伝送線路１２、１４の電気長が短縮されている。このため、第１周波数ｆ１および第２周波数ｆ２におけるリターンロスを−１９ｄＢ以下とし負荷インピーダンスを５０Ω近傍に整合させることができる。また、第１周波数ｆ１において挿入損失は０．３８５ｄＢ、第２周波数において０．３８７ｄＢと低減されるとともに、通過帯域の外側でシャープな減衰特性を得ることができる。
【００９７】
（表２）は、それぞれの構成の通過特性を表す。
【００９８】
【表２】
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【００９９】
図５８は、第２の実施形態の変形例にかかる超伝導ダイプレクサの模式平面図である。
第４容量性スタブ３１９が接続される第１のバンドパスフィルタ３２の入力端子３２ａと、第１のバンドパスフィルタ３２の内部パターンとの間に、第１の伝送線路１２の特性インピーダンスに等しい特性インピーダンスを有する伝送線路９２を設けてもインピーダンスに変化を生じない。また、第６容量性スタブ３２３が接続される第２のバンドパスフィルタ４２の入力端子４２ａと、第２のバンドパスフィルタ４２の内部パターンとの間に、第２の伝送線路１４の特性インピーダンスに等しい特性インピーダンスを有する伝送線路９３を設けてもインピーダンスに変化を生じない。このため、超伝導ダイプレクサ８のレイアウトやサイズの縮小が容易となる。
【０１００】
本実施形態によれば、帯域内において挿入損失が低減され、帯域外においてシャープな減衰特性を有する超伝導ダイプレクサが提供される。このような超伝導ダイプレクサは、マルチバンドのバンド切り替えに広く用いられる。  
【０１０１】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１０２】
５、７、８  超伝導ダイプレクサ、１０  絶縁基板、１１  分配回路、１２  第１の伝送線路、１４  第２の伝送線路、１６  第１の整合回路、１７  第１ワイヤ、１８  第１容量性スタブ、１９  第１の接続ワイヤ、２０  第２の整合回路、２１  第２ワイヤ、２２  第２容量性スタブ、２３  第２の接続ワイヤ、３０  第１の超伝導基板、３２  第２のバンドパスフィルタ、４０  第２の超伝導基板、４２  第２のバンドパスフィルタ、３１６  第１の整合回路、３１７  第３容量性スタブ、３１８  第１の接続ワイヤ、３１９  第４容量性スタブ、３２０  第２の整合回路、３２１  第５容量性スタブ、３２２  第２の接続ワイヤ、３２３ 第６容量性スタブ、ｆ１  第１周波数、ｆ２  第２周波数、α  第１の整合回路で進む位相に相当する電気長、β  第２の整合回路で進む位相に相当する電気長、Ｐ１入力端子、Ｐ２  出力端子、Ｐ３  出力端子  
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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