(57)【要約】【課題】  マルチレベル電力変換装置において、出力電流の高調波による制御の不安定性を低減させる。【解決手段】  出力電圧指令発生器９は、補正前出力電圧指令値が、逆変換器相モジュール２の出力電圧が変化する閾値以下の場合、出力電圧指令値を補正前出力電圧指令値の２倍の値として算出する。直流電圧指令発生器１０は、補正前出力電圧指令値が、閾値以下の場合、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを通常の直流電圧指令値の１／２の値として算出する。【選択図】図１
2019201493.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各相共通の直流モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の順変換器相モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の逆変換器相モジュールと、を備え、前記順変換器相モジュールと前記逆変換器相モジュールにおいてＰＷＭ制御を行うマルチレベル電力変換装置であって、
補正前出力電圧指令値が、前記逆変換器相モジュールの出力電圧が変化する閾値以下の場合、出力電圧指令値を前記補正前出力電圧指令値の２倍の値として算出し、前記補正前出力電圧指令値が、前記逆変換器相モジュールの出力電圧が変化する閾値より大きい場合、前記補正前出力電圧指令値を出力電圧指令値とする出力電圧指令発生器と、
前記出力電圧指令値とキャリア信号との比較によりＰＷＭ制御を行う逆変換器ＰＷＭ制御部と、
前記補正前出力電圧指令値が前記閾値以下の場合、直流電圧指令値を通常の直流電圧指令値の１／２の値として算出し、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値より大きい場合、直流電圧指令値を通常の値として算出する直流電圧指令発生器と、
前記直流電圧指令発生器が算出する前記直流電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行う順変換器ＰＷＭ制御部と、
を備えたことを特徴とするマルチレベル電力変換装置。
【請求項２】
前記直流電圧指令発生器は、
前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きく所定値以下の場合、直流電圧指令値を通常の値として算出する代わりに前記補正前出力電圧指令値の増加に応じて前記直流電圧指令値を徐々に増加させ、前記所定値で通常の直流電圧指令値とし、
前記出力電圧指令発生器は、
前記補正前出力電圧指令値が前記閾値より大きく前記所定値以下の場合、前記補正前出力電圧指令値を出力電圧指令値とする代わりに、前記逆変換器相モジュールの出力電圧が前記補正前出力電圧指令値と同じ値となるように、前記直流電圧指令値の値に応じて前記出力電圧指令値を補正することを特徴とする請求項１記載のマルチレベル電力変換装置。
【請求項３】
各相共通の直流モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の順変換器相モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の逆変換器相モジュールと、を備え、前記順変換器相モジュールと前記逆変換器相モジュールにおいてＰＷＭ制御を行うマルチレベル電力変換装置であって、
補正前出力電圧指令値が、前記逆変換器相モジュールの出力電圧のレベル数が変化する閾値以下の場合は通常のキャリア信号の半分の振幅である第１キャリア信号と前記補正前出力電圧指令値との比較によりＰＷＭ制御を行い、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きい場合は通常のキャリア信号の振幅である第２キャリア信号と前記補正前出力電圧指令値との比較によりＰＷＭ制御を行う逆変換器ＰＷＭ制御部と、
前記補正前出力電圧指令値が前記閾値以下の場合、前記直流電圧指令値を通常の１／２の値とし、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きい場合、直流電圧指令値を通常の値として算出する直流電圧指令発生器と、
前記直流電圧指令発生器が算出する前記直流電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行う順変換器ＰＷＭ制御部と、
を備えたことを特徴とするマルチレベル電力変換装置。
【請求項４】
各相共通の直流モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の順変換器相モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の逆変換器相モジュールと、を備えたマルチレベル電力変換装置の制御方法であって、
出力電圧指令発生器が、補正前出力電圧指令値が前記逆変換器相モジュールの出力電圧が変化する閾値以下の場合、出力電圧指令値を前記補正前出力電圧指令値の２倍の値として算出し、前記補正前出力電圧指令値が、前記逆変換器相モジュールの出力電圧が変化する閾値より大きい場合、前記補正前出力電圧指令値を出力電圧指令値とし、
逆変換器ＰＷＭ制御部が、前記出力電圧指令値とキャリア信号との比較によりＰＷＭ制御を行い、
直流電圧指令発生器が、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値以下の場合、直流電圧指令値を通常の直流電圧指令値の１／２の値として算出し、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きい場合、直流電圧指令値を通常の値として算出し、
順変換器ＰＷＭ制御部が、前記直流電圧指令発生器が算出する前記直流電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行うことを特徴とするマルチレベル電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
各相共通の直流モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の順変換器相モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の逆変換器相モジュールと、を備えたマルチレベル電力変換装置の制御方法であって、
逆変換器ＰＷＭ制御部が、補正前出力電圧指令値が前記逆変換器相モジュールの出力電圧のレベル数が変化する閾値以下の場合は通常のキャリア信号の半分の振幅である第１キャリア信号と前記補正前出力電圧指令値との比較によりＰＷＭ制御を行い、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きい場合は通常のキャリア信号の振幅である第２キャリア信号と前記補正前出力電圧指令値との比較によりＰＷＭ制御を行い、
直流電圧指令発生器が、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値以下の場合、前記直流電圧指令値を通常の１／２の値とし、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きい場合、直流電圧指令値を通常の値として算出し、
順変換器ＰＷＭ制御部が、前記直流電圧指令発生器が算出する前記直流電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行うことを特徴とするマルチレベル電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、  マルチレベル電力変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図８に、従来のマルチレベル電力変換装置とその制御構成を示す。図８に示すようにマルチレベル電力変換装置は、三相の順変換器相モジュール１と三相の逆変換器相モジュール２と各相共通の直流モジュール３と、を備える。順変換器相モジュール１と逆変換器相モジュール２は直流モジュール３を介して接続するＢＴＢ（Ｂａｃｋ  ｔｏ  Ｂａｃｋ）構成としている。順変換器相モジュール１は系統４に接続され、逆変換器相モジュール２はモータなどの誘導性負荷５に接続される。
【０００３】
この回路は第１，第２直流リンクキャパシタＣｄｃ１、Ｃｄｃ２をそれぞれ２Ｅの電圧、第１，第２フライングキャパシタＦＣ１、ＦＣ２をそれぞれＥの電圧に制御することで、５つの電位（２Ｅ、Ｅ、０、−Ｅ、−２Ｅ）を生成する。
【０００４】
次に、その電位を逆変換器相モジュール２が選択して５レベルを出力する。変調方式はキャリア比較方式のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用い、５レベル電力変換装置の場合、図９に示すように４つのキャリア信号を用いている。
【０００５】
図８の順変換器ＰＷＭ制御部ＰＷＭ１，逆変換器ＰＷＭ制御部ＰＷＭ２では、各キャリア信号と正弦波状の電圧指令との比較を行い、順変換器相モジュール１，逆変換器相モジュール２内のスイッチング素子をオンオフさせる信号を生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１７−２０８９４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図９に出力電圧指令値０．５、出力電圧指令値１．０の時の逆変換器相モジュール２の出力電圧指令値（正弦波）とキャリア信号（三角波）、出力電圧（パルス波形）、出力電流のシミュレーション波形を示す。可変速運転時に、出力されるレベル数は、出力電圧指令値に応じて変化し、出力電圧指令値０．５以下の場合は３レベルの電圧が出力され、出力電圧指令値１．０の場合に５レベルの電圧が出力される。
【０００８】
このとき、図９（ｃ）に示すように、出力電圧指令値０．５の場合は、出力電流に高調波成分が含まれていることがわかる。この高調波成分は電流制御部ＡＣＲの不安定性を引き起こす。
【０００９】
一方、図９（ｆ）に示すように、出力電圧指令値１．０の場合は、出力電流が正弦波に近い波形となり、高調波成分は軽減され、電流制御部ＡＣＲの不安定性は軽減する。
【００１０】
以上示したようなことから、マルチレベル電力変換装置において、出力電流の高調波による制御の不安定性を低減させることが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、各相共通の直流モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の順変換器相モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の逆変換器相モジュールと、を備え、前記順変換器相モジュールと前記逆変換器相モジュールにおいてＰＷＭ制御を行うマルチレベル電力変換装置であって、補正前出力電圧指令値が、前記逆変換器相モジュールの出力電圧が変化する閾値以下の場合、出力電圧指令値を前記補正前出力電圧指令値の２倍の値として算出し、前記補正前出力電圧指令値が、前記逆変換器相モジュールの出力電圧が変化する閾値より大きい場合、前記補正前出力電圧指令値を出力電圧指令値とする出力電圧指令発生器と、前記出力電圧指令値とキャリア信号との比較によりＰＷＭ制御を行う逆変換器ＰＷＭ制御部と、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値以下の場合、直流電圧指令値を通常の直流電圧指令値の１／２の値として算出し、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値より大きい場合、直流電圧指令値を通常の値として算出する直流電圧指令発生器と、前記直流電圧指令発生器が算出する前記直流電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行う順変換器ＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする。
【００１２】
また、その一態様として、前記直流電圧指令発生器は、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きく所定値以下の場合、直流電圧指令値を通常の値として算出する代わりに前記補正前出力電圧指令値の増加に応じて前記直流電圧指令値を徐々に増加させ、前記所定値で通常の直流電圧指令値とし、前記出力電圧指令発生器は、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値より大きく前記所定値以下の場合、前記補正前出力電圧指令値を出力電圧指令値とする代わりに、前記逆変換器相モジュールの出力電圧が前記補正前出力電圧指令値と同じ値となるように、前記直流電圧指令値の値に応じて前記出力電圧指令値を補正することを特徴とする。
【００１３】
また、他の態様として、各相共通の直流モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の順変換器相モジュールと、前記直流モジュールに接続された三相の逆変換器相モジュールと、を備え、前記順変換器相モジュールと前記逆変換器相モジュールにおいてＰＷＭ制御を行うマルチレベル電力変換装置であって、補正前出力電圧指令値が、前記逆変換器相モジュールの出力電圧のレベル数が変化する閾値以下の場合は通常のキャリア信号の半分の振幅である第１キャリア信号と前記補正前出力電圧指令値との比較によりＰＷＭ制御を行い、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きい場合は通常のキャリア信号の振幅である第２キャリア信号と前記補正前出力電圧指令値との比較によりＰＷＭ制御を行う逆変換器ＰＷＭ制御部と、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値以下の場合、前記直流電圧指令値を通常の１／２の値とし、前記補正前出力電圧指令値が前記閾値よりも大きい場合、直流電圧指令値を通常の値として算出する直流電圧指令発生器と、前記直流電圧指令発生器が算出する前記直流電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行う順変換器ＰＷＭ制御部と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、マルチレベル電力変換装置において、出力電流の高調波による制御の不安定性を低減させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施形態１におけるマルチレベル電力変換装置の制御ブロック図。
【図２】実施形態１における補正前出力電圧指令値と直流電圧指令値、出力電圧指令値の関係を示す図。
【図３】実施形態１における出力電圧指令値０．５の時の出力電圧と出力電流を示す図。
【図４】実施形態２における補正前出力電圧指令値と直流電圧指令値、出力電圧指令値の関係を示す図。
【図５】実施形態２におけるマルチレベル電力変換装置の制御ブロック図。
【図６】実施形態３におけるキャリア信号を示す図。
【図７】実施形態３におけるマルチレベル電力変換装置の制御ブロック図。
【図８】従来のマルチレベル電力変換装置とその制御構成を示す図。
【図９】従来のマルチレベル電力変換装置の各波形を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本願発明におけるマルチレベル電力変換装置の実施形態１〜３を図１〜図７に基づいて詳述する。
【００１７】
［実施形態１］
図１に本実施形態１におけるマルチレベル電力変換装置の制御ブロック構成を示す。主回路構成は図８と同様のものを想定しているが、図８以外の主回路構成の電力変換装置にも本実施形態１は適用可能である。
【００１８】
速度検出器６は、誘導性負荷（モータ）５の速度検出値ωｒ＿ｄｅｔを検出する。速度制御部ＡＳＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｓｐｅｅｄ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）は速度指令値ωｒ＿ｒｅｆと速度検出値ωｒ＿ｄｅｔが一致するようにモータの回転速度を制御するものである。この出力結果をｑ軸インバータ電流指令値Ｉｑ＿ｉｎｖ＿ｒｅｆとし、ｄ軸インバータ電流指令値Ｉｄ＿ｉｎｖ＿ｒｅｆとともに逆変換器電流制御部ＡＣＲ２（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）の目標値とする。
【００１９】
逆変換器相モジュール２の三相の出力電流検出値は、第１三相二相変換部７において、ｄ軸インバータ電流検出値Ｉｄ＿ｉｎｖ＿ｄｅｔ，ｑ軸インバータ電流検出値Ｉｑ＿ｉｎｖ＿ｄｅｔに変換される。
【００２０】
逆変換器電流制御部ＡＣＲ２は、ｄ軸インバータ電流指令値Ｉｄ＿ｉｎｖ＿ｒｅｆ，ｑ軸インバータ電流指令値Ｉｑ＿ｉｎｖ＿ｒｅｆと、ｄ軸インバータ電流検出値Ｉｄ＿ｉｎｖ＿ｄｅｔ，ｑ軸インバータ電流検出値Ｉｑ＿ｉｎｖ＿ｄｅｔの偏差に基づいて、ｄ軸出力電圧指令値，ｑ軸出力電圧指令値を算出する。
【００２１】
第１二相三相変換部８は、ｄ軸出力電圧指令値，ｑ軸出力電圧指令値を三相の補正前出力電圧指令値に変換する。出力電圧指令発生器９は、補正前出力電圧指令値に基づいて出力電圧指令値を算出する。直流電圧指令発生器１０は補正前出力電圧指令値に基づいて直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを算出する。出力電圧指令発生器９、直流電圧指令発生器１０の処理については後述する。
【００２２】
逆変換器ＰＷＭ制御部ＰＷＭ２は、出力電圧指令値と４つのキャリア信号との比較を行い、逆変換器相モジュール２のスイッチング素子をオンオフさせる信号を生成する。
【００２３】
直流電圧制御部ＡＶＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）は、直流電圧検出値Ｖｄｃ＿１（第１直流リンクキャパシタＣｄｃ１の印加電圧）、Ｖｄｃ＿２（第２直流リンクキャパシタＣｄｃ２の印加電圧）と目標とする直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆの差分から第１，第２直流リンクキャパシタＣｄｃ１，Ｃｄｃ２に注入すべきｄ軸整流器電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｃ＿ｒｅｆを算出する。
【００２４】
このｄ軸整流器電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｃ＿ｒｅｆは、ｑ軸整流器電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｃ＿ｒｅｆとともに順変換器電流制御部ＡＣＲ１（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）の目標値とする。なお、ｑ軸整流器電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｃ＿ｒｅｆは、順変換器相モジュール１の入力力率指令に従って設定する（入力力率指令＝１の場合は、Ｉｑ＿ｒｅｃ＿ｒｅｆ＝０とする）。
【００２５】
順変換器相モジュール１の三相の電流検出値は、第２三相二相変換部１１において、ｄ軸整流器電流検出値Ｉｄ＿ｒｅｃ＿ｄｅｔ，ｑ軸整流器電流検出値Ｉｑ＿ｒｅｃ＿ｄｅｔに変換される。
【００２６】
順変換器電流制御部ＡＣＲ１は、ｄ軸整流器電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｃ＿ｒｅｆ，ｑ軸整流器電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｃ＿ｒｅｆと、ｄ軸整流器電流検出値Ｉｄ＿ｒｅｃ＿ｄｅｔ，ｑ軸整流器電流検出値Ｉｑ＿ｒｅｃ＿ｄｅｔの偏差に基づいて、ｄ軸整流器電圧指令値，ｑ軸整流器電圧指令値を算出する。
【００２７】
第２二相三相変換部１２は、ｄ軸整流器電圧指令値，ｑ軸整流器電圧指令値を三相の整流器電圧指令値に変換する。順変換器ＰＷＭ制御部ＰＷＭ１は、三相の整流器電圧指令値と４つのキャリア信号との比較を行い、順変換器相モジュール１のスイッチング素子をオンオフさせる信号を生成する。
【００２８】
次に、直流電圧指令発生器１０、出力電圧指令発生器９について説明する。 逆変換器相モジュール２の出力電圧のレベル数が変化する補正前出力電圧指令値０．５を閾値として直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆと出力電圧指令値を変更し、１レベルの電位を変える。これにより、５レベル領域を０．２５≦補正前出力電圧指令の範囲に広げる。
【００２９】
直流電圧指令発生器１０は、図２（ａ）に示すように、補正前出力電圧指令値が閾値０．５以下の領域では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆをＥとする。これにより、補正前出力電圧指令値が０．５以下の領域の直流リンク電圧（図８のＣｄｃ１、Ｃｄｃ２の印加電圧）は、補正前出力電圧指令値が閾値０．５よりも大きい領域の直流リンク電圧（通常の直流電圧指令値）の１／２になる。
【００３０】
補正前出力電圧指令値が０．５を超えた領域においては、図８に示す従来技術と同様に直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを通常の値である２Ｅとする。
【００３１】
出力電圧指令発生器９は、図２（ｂ）に示すように、補正前出力電圧指令値が閾値０．５以下の領域は、出力電圧指令値を補正前出力電圧指令値の２倍とする。また、補正前出力電圧指令値が閾値０．５よりも大きい領域では、出力電圧指令値＝補正前出力電圧指令値とする。
【００３２】
この直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆと出力電圧指令値の補正によって、補正前出力電圧指令値が０．２５〜０．５の領域での出力電圧指令値は０．５〜１．０となる。よって、図９からわかるように、出力電圧指令値は４つのキャリア信号すべてと交差するようになる。
【００３３】
図３（ａ），（ｂ）に実施形態１における出力電圧指令値０．５の場合の出力電圧，出力電流を示す。本実施形態１では、補正前出力電圧指令値が０．２５〜０．５（出力電圧指令値０．５〜１．０）の領域において、出力電圧指令値が４つのキャリア信号全てと交差するため、図３（ａ）に示すような５レベルの電圧を出力できるようになる。
【００３４】
よって、図３（ｂ）に示すように、０．２５≦補正前出力電圧指令値≦０．５における出力電流の高調波成分の低減が可能となる。
【００３５】
また、補正前出力電圧指令値が閾値０．５以下の領域では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを１／２とし、出力電圧指令値を２倍としているため、逆変換器相モジュール２の出力電圧（図８の誘導性負荷５への印加電圧）の値は、補正前出力電圧指令値と同じ電圧となる。
【００３６】
すなわち、５レベルの領域を増加させるため、出力電圧指令値を大きくしているが、逆変換器相モジュール２の出力電圧が補正前出力電圧指令値と同じ値となるように、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを小さくしている。
【００３７】
以上示したようなことから、本実施形態１によれば、 マルチレベル電力変換装置において、補正前出力電圧指令値が閾値０．５以下の場合、直流電圧指令値および出力電圧指令値を補正することにより、５レベル領域を広げることが可能となる。よって、出力電圧指令値が０．２５〜０．５以下の場合、出力電圧波形指令値が正弦波に近づくため、出力電流の高調波が軽減され、制御の不安定性も低減される。
【００３８】
［実施形態２］
図４に本実施形態２における直流電圧指令値および出力電圧指令値を示し、図５に本実施形態２におけるマルチレベル電力変換装置の制御ブロック図を示す。図１と同様の箇所については同じ符号を付して、その説明を省略する。
【００３９】
実際には第１，第２直流リンクキャパシタＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の充電時間や直流電圧制御部ＡＶＲの応答時間によっても直流電圧が目標値に達するまでに時間を要する。このことを考慮すると、図２（ａ）のような直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆの急峻な変化は制御の安定上、好ましくない。
【００４０】
よって、直流電圧指令発生器１０は、図４（ａ）に示すように、補正前出力電圧指令値が閾値０．５より大きい領域において、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを補正前出力電圧指令値の変化に応じて徐々に増加させる。さらに、出力電圧指令発生器９は、この直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆに基づき、出力電圧指令値を生成する。
【００４１】
図４（ｂ）に示す補正前出力電圧指令値ｘ＝閾値０．５〜所定値ａにおける出力電圧指令値ｙは、以下の（１）式となる。なお、所定値ａは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆが２Ｅに到達するときの補正前出力電圧指令値である。
【００４２】
【数１】
2019201493.tif 000003
【００４３】
（１）式について説明する。図４（ａ）に示す補正前出力電圧指令値ｘ＝閾値０．５〜所定値ａの期間の直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＝ｚは、以下の（２）式となる。
【００４４】
【数２】
2019201493.tif 000004
【００４５】
本実施形態２における逆変換器相モジュール２の出力電圧の値を、従来方式の場合と同値にするためには、以下の（３）式が成立しなければならない。すなわち、逆変換器相モジュール２の出力電圧が補正前出力電圧指令値と同じ値となるように、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆの値に応じて出力電圧指令値を調整している。
【００４６】
【数３】
2019201493.tif 000005
【００４７】
（２）式と（３）式より、（１）式が導きだされる。以上示したように、本実施形態２によれば実施形態１と同様の作用効果を奏する。また、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆのＶｄｃ＿ｒｅｆ急峻な変化を抑制し、制御を安定させることが可能となる。
【００４８】
なお、本実施形態２では、補正前出力電圧指令値ｘ＝閾値０．５〜所定値ａの期間の直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＝ｚが（２）式に示すような一次関数となっている例である。これを二次以上の関数や階段状のステップ入力等に置き換えても、本実施形態２と同様の効果が得られる。
【００４９】
［実施形態３］
図６に、本実施形態３における逆変換器相モジュール２のキャリア信号を示す。図６に示すように、本実施形態３では、補正前出力電圧指令値に応じて逆変換器相モジュール２のキャリア振幅を変更している。図６（ｂ）に示すキャリア信号Ｂは従来技術や実施形態１，２のキャリア信号と同じ振幅である。図６（ａ）に示すキャリア信号Ａはキャリア信号Ｂの半分の振幅となる。なお、順変換器相モジュール１のキャリア信号の振幅の変更は行わない。
【００５０】
図７に本実施形態３における制御ブロック図を示す。図１と同様の箇所については、同じ符号を付してその説明を省略する。上述した実施形態１，２では出力電圧指令値を変更することで、５レベル電圧を出力する領域を広げていたが、本実施形態３では、図６に示すように４つのキャリア信号の振幅を出力電圧指令値（＝補正前出力電圧指令値）に応じて変更する。
【００５１】
図７に示すように、スイッチ１３により、補正前出力電圧指令値≦０．５ではキャリア信号Ａを選択し、補正前出力電圧指令値＞０．５ではキャリア信号Ｂを選択する。直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆは、実施形態１と同様、図２（ａ）に従う。他の動作は、図１と同じである。
【００５２】
本実施形態３によれば、補正前出力電圧指令値が０．２５〜０．５の領域において出力電圧指令値（＝補正前出力電圧指令値）とキャリア信号Ａの４つの全てのキャリア信号とが交差するようになるため、５レベル電圧を出力できる。
【００５３】
さらに、補正前出力電圧指令値≦０．５の領域では、直流リンク電圧を１／２になるように制御し、４つのキャリア信号の振幅を１／２にしているため、逆変換器相モジュール２の出力電圧（図８の誘導性負荷５への印加電圧）の値は、補正前出力電圧指令値と同じ電圧となる。
【００５４】
よって、本実施形態３では、実施形態１と同様の効果を得ることができる。
【００５５】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【００５６】
例えば、実施形態１〜３では、図８の主回路構成の５レベル電力変換装置を例として説明したが、図８以外の主回路構成の変換器にも本発明は適用可能である。また、例として、５レベル電力変換装置を記載しているが、５レベルよりも多いマルチレベル電力変換装置にも適用可能である。例えば９レベル電力変換装置では、図６や図９に示すキャリア信号を８つに増やすことで、本発明を適用できる。
【００５７】
また、図１、５、７、８では速度制御部ＡＳＲがある構成を説明しているが、速度制御部ＡＳＲがない構成でも本発明は適用できる。さらに、第１三相二相変換器７、第１二相三相変換器８、第２三相二相変換器１１、第２二相三相変換器１２を備えない（つまりｄ軸ｑ軸電流への変換を行わない）構成においても、本発明は適用できる。
【符号の説明】
【００５８】
１…順変換器相モジュール
２…逆変換器相モジュール
３…直流モジュール
４…系統
５…誘導性負荷
６…速度検出器
７…第１三相二相変換器
８…第１二相三相変換器
９…出力電圧指令発生器
１０…直流電圧指令発生器
１１…第２三相二相変換器
１２…第２二相三相変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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