(57)【要約】      （修正有）【課題】誘導結合を利用してガルバニック絶縁をまたいで通信する送信器および受信器を含む半導体スイッチのための制御装置を提供する。【解決手段】制御装置２００は、第１の基準電位２０６を基準とする第１の回路２１８と、第２の基準電位２７５を基準とし、第１の回路からガルバニック絶縁された第２の回路２１０と、第１の回路と第２の回路とをガルバニック絶縁する誘導結合とを含む。誘導結合が、第１の基準電位を基準とする第１の巻線と第２の基準電位を基準とする第２の巻線とを含む。第１の回路が、誘導結合に結合された信号受信回路を含む。信号受信回路が、誘導結合を通して送信された信号を受信する第１の巻線に結合された１つまたは複数の信号受信器を含む。【選択図】図２Ａ
2019103136.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の基準電位を基準とする第１の回路と、
第２の基準電位を基準とする、および、前記第１の回路からガルバニック絶縁された第２の回路と、
前記第１の回路と前記第２の回路とをガルバニック絶縁する誘導結合であって、
前記誘導結合が、前記第１の基準電位を基準とする第１の巻線と前記第２の基準電位を基準とする第２の巻線とを含む、
前記誘導結合と、
を備え、
前記第１の回路が、前記誘導結合に結合された信号受信回路を備え、
前記信号受信回路が、前記誘導結合を通して送信された信号を受信する前記第１の巻線に結合された１つまたは複数の信号受信器を備え、
前記１つまたは複数の信号受信器が、
前記誘導結合から受信された前記信号の少なくとも一部と、前記第１の基準電位に対して第１の極性をもつ第１の閾値と、を比較するように結合された第１の比較器と、
前記誘導結合から受信された前記信号の少なくとも一部と、前記第１の基準電位に対して第２の極性をもつ第２の閾値と、を比較するように結合された第２の比較器と、
を備え、
前記第１の極性が、前記第２の極性の逆であり、
前記第２の回路が、前記誘導結合に結合された信号送信回路を備え、
前記信号送信回路が、前記第２の巻線を通して第１の方向に電流を駆動して第１の信号を送信するように、および、前記第２の巻線を通して第２の方向に電流を駆動して第２の信号を送信するように結合された１つまたは複数の信号送信器を備え、
前記第１の方向が、前記第２の方向の逆である、
デバイス。
【請求項２】
前記１つまたは複数の信号受信器が、
前記第１の比較器を備える第１の信号受信器と、
前記第２の比較器を備える第２の信号受信器と、
を備える、
請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
前記１つまたは複数の信号送信器が、
前記第２の巻線に結合されて前記第１の方向に電流を駆動する第１の信号送信器と、
前記第２の巻線に結合されて前記第２の方向に電流を駆動する第２の信号送信器と、
を備える、
請求項１または請求項２に記載のデバイス。
【請求項４】
前記第１の信号が、前記第２の信号より高い優先度をもち、前記第２の信号との衝突が発生した場合でも受信される、
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項５】
前記１つまたは複数の信号送信器が、任意の時点で送信することができる、
請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項６】
電力スイッチを備える電力コンバーターのための制御装置であって、
前記制御装置が、請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のデバイスを備え、
前記第１の回路が、前記制御装置の一次側であり、
前記第２の回路が、前記制御装置の二次側である、
制御装置。
【請求項７】
前記一次側が、前記誘導結合に結合されたドライバインターフェース回路を備え、
前記ドライバインターフェース回路が、前記１つまたは複数の信号受信器を備える、
請求項６に記載の制御装置。
【請求項８】
前記ドライバインターフェース回路が、前記誘導結合を通してコマンド信号を送信するように結合された第３の信号送信回路をさらに備え、
前記コマンド信号が、オン状態とオフ状態との間における前記電力スイッチの所望の遷移を表し、
前記二次側が、前記誘導結合を通して送信された第３の信号を受信するように、および、前記第３の信号に応答して、前記状態間で前記電力スイッチを駆動するように構成された駆動信号を生成するように結合された駆動信号生成器を備える、
請求項７に記載の制御装置。
【請求項９】
前記１つまたは複数の信号送信器および前記第３の信号送信回路が、任意の時点で送信することができる、
請求項８に記載の制御装置。
【請求項１０】
前記第１の方向における前記電流が、前記二次側における異常検出を表す異常信号であり、
前記第２の方向における前記電流が、前記二次側における動作パラメータを表すデータ信号であり、
前記異常信号が、前記データ信号より高い優先度をもつ、
請求項５または請求項９に記載の制御装置。
【請求項１１】
前記動作パラメータが、コレクタ・エミッタ電圧、ドレイン・ソース電圧、システム電圧、前記電力スイッチの温度、負荷電流、コレクタ電流、またはドレイン電流のうちの１つである、
請求項１０に記載の制御装置。
【請求項１２】
前記第２の方向における前記電流が、二進の信号として構成され、
前記信号送信回路が、
第２の方向に前記第２の巻線を通って流れる電流を提供して、前記二進のデータ信号のビットを送信することと、
第１の方向に前記第２の巻線を通って流れる電流を提供して、ビットが送信される前または後に前記誘導結合を減磁することと、
を行うように構成され、
前記第１の方向が、前記第２の方向の逆である、
請求項６から請求項１１のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項１３】
前記信号送信回路が、
前記第２の巻線の第１の端部に結合された第１のスイッチと、
前記第２の巻線の第２の端部に結合された第２のスイッチと、
を備える、
請求項１２に記載の制御装置。
【請求項１４】
前記信号送信回路が、
第１の電流源と、
第２の電流源と、
を備え、
前記第１の電流源が、
第１の電圧源と、
前記第１の電圧源に直列に接続された第１の抵抗と、
第１のダイオードまたは他の一方向伝導体と、
を備え、
前記第２の電流源が、
第２の電圧源と、
前記第２の電圧源に直列に接続された第２の抵抗と、
第２のダイオードまたは他の一方向伝導体と、
を備える、
請求項１３に記載の制御装置。
【請求項１５】
前記信号送信回路が、
前記第２の巻線の前記第１の端部に結合された第１のスイッチと、
前記第２の巻線の前記第２の端部に結合された第２のスイッチと、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの両方を伝導状態にスイッチングするように結合されたスイッチ制御回路と、
を備える、
請求項６から請求項１４のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項１６】
前記第１の比較器が、前記誘導結合から受信された前記信号の少なくとも一部と前記第１の閾値との前記比較の結果を示す第１の比較結果信号を出力するように結合され、
前記１つまたは複数の信号受信器が、
前記第１の比較結果信号を積分して第１の積分値をもたらすように結合された積分器と、
前記第１の積分値と第１の時間閾値とを比較するように結合された第２の比較器と、
をさらに備える、
請求項６から請求項１５のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項１７】
前記第２の比較器が、前記誘導結合から受信された前記信号の少なくとも一部と第２の電圧閾値との前記比較の結果を示す第２の比較結果信号を出力するように結合され、
前記１つまたは複数の信号受信器が、
前記第２の比較結果信号を積分して第２の積分値をもたらすように結合された第２の積分器と、
前記第２の積分値と第２の時間閾値とを比較するように結合された第４の比較器と、
をさらに備える、
請求項１６に記載の制御装置。
【請求項１８】
第１の電圧閾値の大きさの絶対値が、前記第２の電圧閾値の大きさの絶対値より大きく、
前記第１の時間閾値の持続期間が、前記第２の時間閾値の持続期間より短い、
請求項１７に記載の制御装置。
【請求項１９】
前記第１の電圧閾値の前記大きさの前記絶対値が、３倍より大きく、
前記第２の電圧閾値の前記大きさの前記絶対値が、例えば、４倍より大きいか、または、５倍より大きい、
請求項１８に記載の制御装置。
【請求項２０】
前記第１の時間閾値の前記持続期間が、５分の１未満であり、
前記第２の時間閾値の前記持続期間が、例えば、７分の１未満であるか、または、１０分の１未満である、
請求項６から請求項１９のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項２１】
前記電力スイッチのうちの少なくとも１つが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタまたは炭化ケイ素トランジスタを含む、
請求項６から請求項２０のいずれか一項に記載の制御装置。
【請求項２２】
前記制御装置が、システム制御装置に結合するデータ入力／出力接続を含む、
請求項６から請求項２１のいずれか一項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、誘導結合を利用した通信に関する。例えば、半導体スイッチのための制御装置は、誘導結合を利用してガルバニック絶縁をまたいで通信する送信器と受信器とを含み得る。
【背景技術】
【０００２】
電気デバイスは、多くの場合、ガルバニック絶縁された、および、従って異なるグランド電位を基準とする送信器と受信器との間で情報を送信する通信システムを含む。例として、電力コンバーター、医療機器、海事関連機器などが挙げられる。このような通信システムにおける通信チャンネルは、信号変圧器に類似した誘導結合を利用して実装され得る。他の変圧器と同様に、信号変圧器は、ガルバニック絶縁をまたいで電気エネルギーを伝達し得る。概して、信号変圧器は、漏れインダクタンスおよび漂遊キャパシタンスを最小化することにより、高周波応答を改善するように設計される。例えば、信号変圧器の巻線は、セクションに分割されて、交互配置され得る。
【０００３】
スイッチング電力コンバーターは、概して、入力を、エネルギー伝達要素をまたいだ電力の伝達を制御することにより、負荷のための調節された出力に変換する。動作時、１つまたは複数のスイッチが制御されて、所望の電力伝達を提供する。デューティサイクル（すなわち、総スイッチング周期に対するスイッチのオン期間の比）を変化させること、スイッチング周波数を変化させること、および／または、単位時間当たりの電流伝導パルスの数を変化させることを含む、幅広い様々なアプローチが説明されている。
【０００４】
電力コンバーターは、互いにガルバニック絶縁された一次側と二次側とを含み得る。電力コンバーターは、１つまたは複数のスイッチを制御する１つまたは複数の制御装置をさらに含み得る。１つまたは複数の制御装置は、ガルバニック絶縁をまたいで通信し得る。１つのこのような通信システムは、誘導結合の巻線を使用して、送信器から受信器に情報を送信する。
【発明の概要】
【０００５】
以下の図を参照しながら、本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態が説明され、異なる図の中の同様の参照符号は、別段の指定がない限り、同様の部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】本開示の一実施形態による、ドライバインターフェースと駆動回路との間の双方向通信を使用した、制御装置を使用した例示的な電力変換システムを示す。
【図２Ａ】本開示の一実施形態による、図１に示すドライバインターフェースと駆動回路との間の双方向通信を使用した、例示的な制御装置を示す。
【図２Ｂ】本開示の一実施形態による、図２Ａに示される制御装置の様々な信号に対する例示的な電流値を示す表である。
【図３Ａ】本開示の一実施形態による、図２Ａの例示的なデータ送信器を示す。
【図３Ｂ】本開示の一実施形態による、図１、図２Ａ、および図３Ａの例示的な検出信号を示す。
【図４】本開示の一実施形態による、図２Ａの例示的な異常送信器を示す。
【図５】本開示の一実施形態による、図２Ａに示す例示的な異常受信器およびデータ受信器を示す。
【図６Ａ】本開示の一実施形態による、図２Ａに示すドライバインターフェースと駆動回路との間の様々な送信間における優先度を示す表である。
【図６Ｂ】本開示の一実施形態による、データ送信、コマンド送信、および異常送信の間に衝突が存在するときの、一次巻線電流を示すタイミング図である。
【図６Ｃ】本開示の一実施形態による、データ送信、コマンド送信、および異常送信の間に衝突が存在するときの、一次巻線電流の別の例を示すタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
図面中の複数の図にわたり、対応する参照符号が、対応する構成要素を示す。当業者は、図中の要素が簡潔かつ明確であるように描かれることと、一定の縮尺で描かれるとは限らないこととを理解する。例えば、図中のいくつかの要素の寸法は、本発明の様々な実施形態をより理解しやすくするために、他の要素より誇張される場合があり得る。さらに、市販に適した実施形態において有用または必要な、一般的だがよく理解される要素は、多くの場合、本発明に係るこれらの様々な実施形態の図が見づらくなるのを防ぐために、描かれない。
【０００８】
以下の説明では、本発明を十分に理解できるように、多くの特定の詳細事項が記載される。しかし、本発明を実施する際に特定の詳細事項が使用されるとは限らないことが、当業者に明らかとなる。他の例では、よく知られた材料または方法については、本発明が理解しにくくなるのを防ぐために、詳細には説明されない。
【０００９】
本明細書中での、「一実施形態（ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態（ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ  ｅｘａｍｐｌｅ）」、または「一例（ａｎ  ｅｘａｍｐｌｅ）」についての言及は、実施形態または例との関連で説明される特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書中の様々な場所で使用する「一実施形態において（ｉｎ  ｏｎｅ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一実施形態において（ｉｎ  ａｎ  ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「一例（ｏｎｅ  ｅｘａｍｐｌｅ）」または「例（ａｎ  ｅｘａｍｐｌｅ）」という語句は、すべてが同じ実施形態または例に関係するとは限らない。さらに、特定の特徴、構造、または特性は、１つまたは複数の実施形態または例において、任意の適切な組み合わせ、および／または部分的組み合わせで組み合わされ得る。特定の特徴、構造、または特性は、説明される機能を提供する集積回路、電子回路、結合論理回路、または他の適切な構成要素に含まれ得る。加えて、本明細書とともに提供される図が当業者への説明を目的としていることと、図面が一定の縮尺で描かれるとは限らないこととが理解される。
【００１０】
上述のように、電気デバイスは、互いにガルバニック絶縁された送信器と受信器との間に通信チャンネルを提供する誘導結合を含み得る。しかし、誘導結合通信チャンネルは、特定の制限をもち得る。例えば、送信器と受信器とがガルバニック絶縁されるので、送信器と受信器との両方にクロック信号を提供することが高価であり得る。従って、誘導結合通信チャンネルをまたいだ通信は、概して非同期であり、異なる送信器が、同時に信号を送信することを試み得る。
【００１１】
本明細書は、これらの制限のうちのいくつかを解決し得る誘導結合通信チャンネルを説明する。例えば、複数の送信器および受信器が、誘導結合に結合されて、誘導結合が提供する通信チャンネルにアクセスし得る。実際には、誘導結合は、複数のチャンネルアクセスを提供し得る。いくつかの場合において、送信器は、非同期で、すなわち、クロック信号、または、送信器のそれぞれの送信が衝突しないことを確実にする他のタイミング機構なしで、送信し得る。いくつかの場合において、デバイスの動作に対してより重要な信号がより低い重要性の信号より信頼性高く搬送されるように、送信された信号は異なる優先度をもち得る。
【００１２】
誘導結合通信チャンネルは、スイッチ制御装置が電力スイッチのスイッチングを制御する電力変換システムを含む、様々な異なるデバイスに実装され得る。いくつかのこのような電力変換システムにおいて、電力スイッチは、ＩＧＢＴドライバにより制御される絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ  ｂｉｐｏｌａｒ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり得る。いくつかの場合において、スイッチ制御装置は、誘導結合通信チャンネルを使用してガルバニック絶縁をまたいで通信するように結合されたドライバインターフェースと駆動回路とを含み得る。誘導結合は、信号変圧器または他の結合インダクタとして実装され得る。ドライバインターフェースは、変圧器の一次側にあり得るのに対して、駆動回路は、二次側にあり得る。電力変換システムは、１つまたは複数のスイッチ制御装置を制御するシステム制御装置をさらに含み得る。
【００１３】
ドライバインターフェースは、システム制御装置から１つまたは複数の入力信号を受信するように、および、システム制御装置に１つまたは複数の出力信号を提供するように結合され得る。一例において、ドライバインターフェースは、オン状態とオフ状態との間において電力スイッチをスイッチングすることに関係した、システム制御装置からのコマンド信号を受信する。次に、コマンド信号が、誘導結合通信チャンネルを介してガルバニック絶縁をまたいで駆動回路に通信されて、電力スイッチのスイッチングを駆動する。言い換えると、コマンド信号は、電力コンバーターの一次から二次に通信される。
【００１４】
駆動回路は、電力スイッチの過電流または過電圧状態などの、電力コンバーターの異常状態を表す異常信号を受信するように結合され得る。異常信号は、駆動回路からドライバインターフェースまで誘導結合通信チャンネルを介してガルバニック絶縁をまたいで通信される。次に、ドライバインターフェースは、システム制御装置に異常信号を出力する。言い換えると、異常信号は、電力コンバーターの二次から一次に通信される。異常信号による異常の指標が、システム制御装置が電力スイッチをすぐにオフに切り替えることを誘発し得るか、または、ドライバは、異常信号送信とは無関係に電力スイッチをオフに切り替え得る。
【００１５】
電力スイッチの温度または電圧、コンバーターの入力電圧、または電力スイッチの負荷電流などの、電力スイッチまたは電力コンバーターの動作状態もまた、電力コンバーターの二次から一次に通信され得る。これは、データと呼ばれ得、対応する通信は、データ信号と呼ばれ得る。本開示の実施形態において、電力スイッチ／コンバーターの動作状態に関係したデータ信号は、ドライバ回路により、異常信号およびコマンド信号を通信する同じ誘導結合通信チャンネルを介してガルバニック絶縁をまたいでドライバインターフェースに通信され得る。従って、ドライバインターフェースおよび駆動回路は、双方向通信が可能であり、追加的なハードウェアを不要とし得る。従って、ドライバ回路は、単一の誘導結合通信チャンネルを介してガルバニック絶縁をまたいで異常信号とデータ信号との両方を通信し得る。
【００１６】
いくつかの実施態様において、ドライバインターフェースは、誘導結合の一次巻線に結合されるのに対し、駆動回路は、誘導結合の二次巻線に結合される。一実施形態において、ドライバインターフェースは、一次巻線に電圧を印加して、二次巻線における電圧および電流を誘導することにより駆動回路にコマンド信号を送信する。さらに、駆動回路は、誘導結合を介してドライバインターフェースに、異常信号とデータ信号との両方を送信する。一例において、駆動回路は、誘導結合の二次巻線を通して第１の方向に流れるように電流を提供することにより、異常信号を送信し、誘導結合の二次巻線を通して第２の方向に流れるように電流を提供することにより、データ信号を送信し、第１の方向と第２の方向とは互いに逆である。ドライバインターフェースは、異常信号とデータ信号とを受信し、誘導結合の一次巻線における受信された誘導電流の方向により異常信号とデータ信号とを区別する。
【００１７】
一実施形態において、コマンド信号、異常信号、およびデータ信号の送信は同期されない。従って、持続期間および／または大きさは、信号が同時に送信された場合に衝突を管理するように選択され得る。持続期間および／または大きさは、電力コンバーターなどのような高パワー／高ノイズ環境において動作するように選択され得る。一例において、異常信号が支配的となるように、異常信号の持続期間および／または大きさは、コマンド信号またはデータ信号に比べて比較的長い／大きい。コマンド信号の大きさは、データ信号に比べて比較的大きなものであり得るが、持続期間は、異常信号またはデータ信号に比べて比較的小さなものであり得る。さらに、データ信号は、比較的小さな大きさをもち得るが、異常信号またはコマンド信号に比べて長い持続期間をもち得る。
【００１８】
図１は、双方向通信器を含むドライバインターフェース１１８と、双方向通信器を含む駆動回路１１０、１１１とを含む例示的な電力変換１００を示す。電力コンバーター１００は、入力電圧１０２（ＶＩＮ）を受信し、電力スイッチ１０４、１０５のスイッチングを制御することにより、エネルギー伝達要素Ｌ１  １０７を通して、入力から負荷１０８に電気エネルギーを伝達するように設計される。様々な実施態様において、電力コンバーター１００は、負荷１０８に出力されるエネルギーの電圧、電流、または電力レベルを制御し得る。図１に示される例において、エネルギー伝達要素Ｌ１  １０６および２つの電力スイッチ１０４、１０５は、ハーフブリッジ構成をとって一緒に結合される。しかし、他のトポロジーも使用され得る。
【００１９】
図１に示される例において、電力スイッチ１０４、１０５は、ＩＧＢＴである。しかし、本発明の例は、他の電力スイッチと組み合わせても使用され得る。例えば、金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、注入促進ゲートトランジスタ（ＩＥＧＴ：ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ  ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  ｇａｔｅ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、およびゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：ｇａｔｅ  ｔｕｒｎ−ｏｆｆ  ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）が使用され得る。加えて、電力コンバーター１００は、窒化ガリウム（ＧａＮ）半導体または炭化ケイ素（ＳｉＣ）半導体をベースとした電力スイッチとともに使用され得る。
【００２０】
システム制御装置１１２は、システム入力１１３を受信し、システム出力１８３を提供するように結合される。システム制御装置１１２は、システム入力１１３に基づいて、スイッチ制御装置（ドライバインターフェース１１８および駆動回路１１０、１１１として示される）が、電力スイッチ１０４、１０５をオンに切り替えなければならないか、オフに切り替えなければならないかを判定する。例示的なシステム入力１１３は、汎用モータードライブのためのパルス幅変調（ＰＷＭ：ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｅｄ）信号、マルチレベル電力コンバーターのオン切り替えおよびオフ切り替えのシーケンス、またはシステム異常オフ切り替え要求を含む。
【００２１】
示される電力コンバーター１００において、システム制御装置は、スイッチ制御装置の駆動インターフェース１１８に、１つまたは複数のコマンドＣＭＤ１３０を出力する。コマンドＣＭＤ１３０は、非一定の持続期間の論理ハイセクションと論理ローセクションとを含む方形パルス波形であり得る。例えば、論理ハイ値は、電力スイッチ１０４がオン状態になければならないことを示し得るのに対し、論理ロー値は、電力スイッチ１０４がオフ状態になければならないことを示し得る。両方が同時にオン状態にならないように、電力スイッチ１０５は、電力スイッチ１０４と交互にスイッチングされる。実際、電力スイッチ１０４、１０５は、概してスイッチング遷移間において両方がオフ状態となる不感時間をもつように制御される。任意の事例において、論理ハイ／論理ロー値の持続期間は、電力スイッチ１０４、１０５の所望の駆動に対応し得る。
【００２２】
電力スイッチ１０４、１０５の各々が、双方向通信器を含むドライバインターフェース１１８と、双方向通信器を含む駆動回路（それぞれ１１０、１１１）とにより制御される。図１は、単一のドライバインターフェース１１８を示すが、駆動回路１１０、１１１の各々が、それ自体のドライバインターフェースを含み得ることが理解されなければならない。ドライバインターフェース１１８およびシステム制御装置１１２の両方が、一次基準電位１０６を基準とするのに対して、駆動回路１１０は、二次基準電位１７５を基準とし、駆動回路１１１は、二次基準電位１７６を基準とする。二次基準電位１７５、１７６は、異なる電位である。駆動回路１１０、１１１は、ドライバインターフェース１１８と双方向に通信し、さらに、絶縁された通信リンク１１９によりドライバインターフェース１１８からガルバニック絶縁される。絶縁された通信リンクは、信号変圧器、結合インダクタ、または他の誘導結合として実装され得る。
【００２３】
ドライバインターフェース１１８は、システム制御装置１１２により送信されたコマンドＣＭＤ１３０を解釈し、コマンド信号を送信して駆動回路１１０、１１１に命令し、絶縁された通信リンク１１９を介して、電力スイッチ１０４、１０５をそれぞれ、オン状態およびオフ状態に駆動する。駆動回路１１０、１１１は、それらのそれぞれのコマンド信号を受信し、第１の駆動信号ＵＤＲ１  １１６および第２の駆動信号ＵＤＲ２  １１７を生成して、電力スイッチ１０４、１０５を駆動する。
【００２４】
概して、駆動回路１１０、１１１は、対応する構造物を含み、対応する動作を実施し得る。しかし、簡潔であるように、駆動回路１１１の詳細な説明は、以下の説明から省略され、駆動回路１１０のみに言及する。
【００２５】
駆動回路１１０は、第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  １１４と第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  １１５とを受信する。第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  １１４および第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  １１５は、電力スイッチ１０４の動作状態を表し、データと呼ばれ得る。示される例において、第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  １１４が、電力スイッチ１０４のコレクタ・エミッタ電圧を表すのに対し、第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  １１５は、温度センサーＮＴＣ１５５により測定された電力コンバーターの温度を表す。他の例示的な動作状態は、電力スイッチのゲート・エミッタ電圧、電力スイッチを通って流れる電流、またはＬ１  １０７の負荷電流を含む。駆動回路１１０は、異常状態を検出するか、または、それぞれの電力スイッチ１０４、１０５における過電圧または過電流異常を表す異常信号（図示されない）を受信し得る。第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  １１４および第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  １１５により提供される異常信号およびデータは、通信リンク１１９を介して、駆動回路１１０からドライバインターフェースに通信される。コマンド信号が電力コンバーター１００の一次側から電力コンバーター１００の二次側に送信されるのに対し、異常およびデータは、電力コンバーター１００の二次側から電力コンバーター１００の一次側に送信される。従って、絶縁通信リンク１１９をまたいだ通信は双方向である。
【００２６】
ドライバインターフェース１１８は、駆動回路１１０から異常信号およびデータ信号を受信し、変換し、データ信号Ｄ１３２および（適切な場合には）異常信号Ｆ１３１をシステム制御装置１１２に出力する。システム制御装置１１２は、受信された信号を使用して、電力スイッチ１０４、１０５をオンに切り替えるか、オフに切り替えるかを判定し得る。電力スイッチ１０４、１０５をオンに切り替えるか、オフに切り替えるかの判定は、また、例えば駆動回路１１０によりなされ得る。
【００２７】
図２Ａは、ドライバインターフェース２１８と駆動回路２１０との間における双方向通信器を含む例示的なスイッチ制御装置２００を示す。通信リンク２１９の誘導結合は、一次巻線と二次巻線とを含む信号変圧器として実装される。一次巻線にかかる電圧が一次電圧ＶＰ２２１と表記されるのに対し、二次巻線にかかる電圧は二次電圧ＶＳ２２２と表記される。通信リンク２１９を形成する誘導結合におけるドット（黒丸）は、信号変圧器の一方の巻線が他方に誘導する電流の方向と電圧の極性とを表す。同様に命名および番号付けされた要素は、上述のように結合され、機能を果たすことが理解されなければならない。さらに、システム制御装置２１２および電力スイッチ２０４は、ドライバインターフェース２１８および駆動回路２１０のためのコンテキスト（使用例）を提供するために図２Ａに示される。
【００２８】
システム制御装置２１２は、システム入力２１３を受信し、システム出力２８３を提供するように結合される。さらに、システム制御装置２１２は、ドライバインターフェース２１８にコマンド信号ＣＭＤ２３０を出力するように、および、ドライバインターフェースから異常信号ＦＬＴ２３１およびデータ信号ＤＡＴＡ２３２を受信するように結合される。システム制御装置２１２は、システム入力２１３、異常信号ＦＬＴ２３１、およびデータ信号ＤＡＴＡ２３２に応答して、コマンドＣＭＤ２３０を生成し得る。
【００２９】
示されるドライバインターフェース２１８は、コマンド送信器２２３、異常受信器２２４、およびデータ受信器２２５を含む。スイッチＧ１  ２２６、Ｇ２  ２２７、Ｇ３  ２２８、およびＧ４  ２２９がさらに示される。示されるスイッチはｎ型金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるが、他のスイッチが使用され得ることが理解される。スイッチＧ１  ２２６は、電源電圧ＶＤＤと、変圧器２１９の一次巻線のドット付き端部とに結合される。スイッチＧ２  ２２７は、一次基準２０６、一次巻線のドット無し端部に結合される。スイッチＧ３  ２２８は、電源電圧ＶＤＤと一次巻線のドット無し端部とに結合される。スイッチＧ４  ２２９は、一次基準２０６と変圧器２１９の一次巻線のドット付き端部とに結合される。示されるように、トランジスタＧ１  ２２６、Ｇ４  ２２９に結合されたドライバインターフェース２１８の入力／出力端子は、ＴＲＰを付して表記されるのに対し、トランジスタＧ２  ２２７、Ｇ３  ２２８に結合されたドライバインターフェース２１８の入力／出力端子は、ＴＲＮを付して表記される。
【００３０】
コマンド送信器２２３は、システム制御装置２１２からコマンドＣＭＤ２３０を受信するように結合され、スイッチＧ１  ２２６、Ｇ２  ２２７、Ｇ３  ２２８、およびＧ４  ２２９の各々に対する制御信号を生成する。スイッチＧ１  ２２６、Ｇ２  ２２７、Ｇ３  ２２８、およびＧ４  ２２９の制御によりトランジスタの一次巻線２１９にかかる生成された電圧は、電力スイッチ２０４を駆動するように駆動回路２１０に命令し得る。一例において、コマンド送信器２２３は、電力スイッチ２０４をオン状態に駆動するように駆動回路２１０に命令するオンコマンドを送信することにより、論理ハイのコマンド信号ＣＭＤ２３０に応答することに加え、電力スイッチ２０４をオフ状態に駆動するように駆動回路２１０に命令するオフコマンドを送信することにより、論理ローのコマンド信号ＣＭＤ２３０に応答する。例えば、コマンドＣＭＤ２３０における立ち上がりエッジを受信したことに応答して、コマンド送信器２２３は、固定時間長にわたって、スイッチＧ１  ２２６、Ｇ２  ２２７を伝導性のオン状態に制御し、スイッチＧ３  ２２８、Ｇ４  ２２９を非伝導性のオフ状態に制御し得る。その結果、一次巻線のドット付き端部が電源電圧ＶＤＤに結合され、他端部が、一次基準２０６に結合される。従って、電圧ＶＤＤが、固定時間長にわたって一次巻線に印加される。言い換えると、電圧ＶＤＤに実質的に等しい大きさの、一次電圧ＶＰ２２１における正のパルスが存在する。コマンドＣＭＤ２３０における立ち下がりエッジを受信したことに応答して、コマンド送信器２２３は、固定時間長にわたって、スイッチＧ３  ２２８、Ｇ４  ２２９を伝導性のオン状態に制御し、スイッチＧ１  ２２６、Ｇ２  ２２７を非伝導性のオフ状態に制御し得る。その結果、一次巻線のドット付き端部が一次基準２０６に結合され、他端部が電源電圧ＶＤＤに結合される。従って、負の基準電圧−ＶＤＤが、固定時間長にわたって一次巻線に印加される。言い換えると、電圧ＶＤＤに実質的に等しい大きさの、一次電圧ＶＰ２２１における負のパルスが存在する。
【００３１】
コマンド送信器２２３がオンコマンドもオフコマンドも送信していない（すなわち、待機状態である）とき、コマンド送信器２２３は、ａ）スイッチＧ２  ２２７、Ｇ４  ２２９をオンに切り替えるとともに、スイッチＧ１  ２２６、Ｇ３  ２２８をオフに切り替えるか、または、ｂ）スイッチＧ２  ２２７、Ｇ４  ２２９をオフに切り替えるとともに、スイッチＧ１  ２２６、Ｇ３  ２２８をオンに切り替える。これは、変圧器２１９にわたる通信のノイズ耐性を改善するために実行され得る。
【００３２】
さらに説明されるように、異常受信器２２４は、変圧器２１６の一次巻線のドット付き端部に結合されて誘導電流を検出し、データ受信器２２５は、一次巻線のドット無し端部に結合されて誘導電流を検出する。これらの誘導電流は、それぞれ、異常およびデータ信号を表す。
【００３３】
駆動回路２１０は、駆動信号生成器２３３、異常送信器２３４、およびデータ送信器２３５を含む。駆動信号生成器２３３は、二次巻線に結合されて、変圧器２１９の二次巻線にかかる二次電圧ＶＳ２２２を検出する。一次巻線にかかる電圧を変化させることが、二次巻線にかかる電圧を誘導する。駆動信号生成器２３３が、誘導二次電圧ＶＳ２２２を検出して、コマンド送信器２２３がオンコマンドを送信したか、オフコマンドを送信したかを判定する。駆動信号生成器２３３は、さらに、応答駆動信号ＵＤＲ２１６を生成して、結果的に電力スイッチ２０４を駆動する。
【００３４】
異常送信器２３４は、異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ２５６を受信するように結合される。異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ２５６は、電力スイッチ２０４における過電流（例えば過負荷または短絡）または過電圧異常を示し得る。一例において、異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ２５６は、非一定の長さの論理ハイセクションと論理ローセクションとを含む方形パルス波形である。異常に応答して、異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ２５６は、論理ハイ値に遷移し得る。異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ２５６に応答して、異常送信器２３４は、異常信号２３６を生成して、ドライバインターフェース２１８に異常の存在を通信する。異常送信器２３４は、二次基準２７５を基準とする。異常送信器２３４は、異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ２５６に応答して、異常電流ＩＦＡＵＬＴ２３６を提供するスイッチング可能な電流源として実装され得る。示される実施態様において、異常電流ＩＦＡＵＬＴ２３６は、二次巻線のドット付き端部に流れ込み、一次巻線のドット付き端部から流れ出る一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ２３８を誘導する。一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ２３８の大きさは、信号変圧器２１９の巻数比により、二次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ２３６に関係する。異常受信器２２４は、一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ２３８を検出し、一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ２３８が二次側における異常を表すことを識別し、システム制御装置２１２に信号ＦＬＴ２３１を出力する。
【００３５】
示される実施態様において、データ送信器２３５は、第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  ２１４と第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  ２１５とを受信するように結合される。両方の検出信号が、電力スイッチ２０４の動作状態を表す。データ送信器２３５は、第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  ２１４および第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  ２１５により提供されるデータを符号化して、そのデータを具現化したデータ信号ＩＤＡＴＡ２３７を生成する。データ信号ＩＤＡＴＡ２３７は、対応する一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ２３９を誘導することにより、誘導結合２１９を介してドライバインターフェース２１８に情報を搬送する。いくつかの実施態様において、情報は、二進（二値）ワードに符号化される。例えば、データ信号ＩＤＡＴＡ２３７における論理ハイパルスは、二進数の「１」を示し得、論理ローパルスまたは無パルスは、二進数の「０」を示し得る。いくつかの実施態様において、データ信号ＩＤＡＴＡ２３７は、汎用非同期送受信器（ＵＡＲＴ：ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）プロトコルに適合する。いくつかの実施態様において、ハミング符号または巡回冗長検査（ＣＲＣ：ｃｙｃｌｉｃ  ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  ｃｈｅｃｋ）符号などの誤り訂正符号が使用され得る。
【００３６】
データ送信器２３５は、二次基準電位２７５を基準とし、データ電流信号ＩＤＡＴＡ２３７を提供する電流源として実装され得る。データ電流信号ＩＤＡＴＡ２３７は、異常電流ＩＦＡＵＬＴ２３６とは異なる二次巻線の端部、すなわち、示される実施態様における二次巻線のドット無し端部に流れ込む。二次側データ電流ＩＤＡＴＡ２３７は、一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ２３９を誘導する。一次巻線におけるドットの反対側端部から流れる。一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ２３９の大きさは、信号変圧器２１９の巻数比により、二次側データ電流ＩＤＡＴＡ２３７の大きさに関係する。データ受信器２２５は、一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ２３９を検出し、受信された信号を復号する。復号された情報は、ＤＡＴＡ２３２としてシステム制御装置に搬送される。以下でさらに説明されるように、コマンド送信器２２３により送信されるコマンド信号（すなわち、一次電圧ＶＰ２２１）、異常送信器２３４により送信される（すなわち、異常電流ＩＦＡＵＬＴ２３６）異常信号、および、データ送信器２３５により送信された（すなわち、データ電流ＩＤＡＴＡ２３７）データ信号の大きさおよび持続期間は、それらの間における衝突が発生した場合でも、これらの信号が区別され得るように選択され得る。従って、ドライバインターフェース２１８および駆動回路２１０は、同期される必要はなく、タイムシェアリング（時分割）スキームに従って情報を送信することに制限されることも必要とされない。むしろ、誘導結合２１９により形成された通信チャンネルは、非同期でデータを送信する複数の送信器に対する同時アクセスを提供し得る。
【００３７】
図２Ｂは、例示的な一実施態様の場合の、信号変圧器２１９に入力されるコマンド信号、異常信号、およびデータ信号の例示的な電流および電圧値の表２０１である。電流の極性は、図２Ａにおけるそれらの例示と一致することが理解されなければならない。一次電圧ＶＰ２２１および二次電圧ＶＳ２２２の極性も、図２Ａにおけるそれらの例示と一致する。
【００３８】
表２０１の第１の行は、例示的な実施態様における、送信されたオンコマンドおよび送信されたオフコマンドに対する一次電圧ＶＰ２２１について記載する。オンコマンドの場合、一次電圧ＶＰ２２１は、期間Ｔ１にわたって実質的に＋ＶＤＤである。オフコマンドの場合、一次電圧ＶＰ２２１は、期間Ｔ１にわたって実質的に−ＶＤＤである。例示的な実施態様において、ＶＤＤは、実質的に１５ボルト（Ｖ）であり、期間Ｔ１は、実質的に２００ナノ秒（ｎｓ）である。例示的なオンコマンドとオフコマンドとは、等しい持続期間をもち、逆極性であるが、様々な異なる極性および持続期間が他の実施態様に使用され得ることが理解されなければならない。
【００３９】
表２０１の第２の行は、例示的な実施態様における、送信された異常電流ＩＦＡＵＬＴ２３６に対する二次巻線電流について記載する。異常に応答して、異常電流ＩＦＡＵＬＴ２３６の大きさは、期間Ｔ２にわたって−Ｉ２に実質的に等しい。異常のない場合、異常電流ＩＦＡＵＬＴ２３６は、実質的にゼロに等しいものであり得る。期間Ｔ２の持続期間は、コマンド信号に対する期間Ｔ１の持続期間より大きい。例示的な実施態様において、Ｉ２は、１７０ミリアンペア（ｍＡ）に実質的に等しく、期間Ｔ１の持続期間は、４．４マイクロ秒（ｕｓ）に実質的に等しい。しかし、他の実施態様において、異なる極性および持続期間が使用され得る。例えば、変圧器の巻線は、コアの周囲において逆方向に巻き付けられ得る。さらに、他の実施態様において、異常無し状態が別の大きさであり得、および／または、所定の持続期間をもち得る。
【００４０】
表２０１の第３の行は、例示的な実施態様における、送信されたデータ電流ＩＤＡＴＡ２３７に対する二次巻線電流について記載する。例示的な実施態様における、データは二進ワードに符号化される。データ電流ＩＤＡＴＡ２３７は、二進値「１」を送信するために、期間Ｔ３にわたって＋Ｉ３に実質的に等しい。データ電流ＩＤＡＴＡ２３７は、二進値「０」を送信するために、実質的にゼロである。さらに、期間Ｔ３の持続期間は、期間Ｔ１の持続期間より大きい。例示的な実施態様において、＋Ｉ３は実質的に３０ｍＡであり、期間Ｔ３は１４マイクロ秒の持続期間をもつ。しかし、他の実施態様において、異なる極性および持続期間が使用され得る。さらに、「０」の送信は、別の大きさであり得、および／または、所定の持続期間をもち得る。
【００４１】
図３Ａは、図２Ａに示されるデータ送信器２３５の一例であるデータ送信器３３５を示す。同様に命名および番号付けされた要素は、上述のように結合され、機能を果たすことが理解されなければならない。さらに、誘導結合３１９、駆動信号生成器３３３、および電力スイッチ３０４は、データ送信器３３５に対するコンテキストを提供するように示される。
【００４２】
データ送信器３３５は、データ制御／符号化器３４１、スイッチ３４６（ｎ型ＭＯＳＦＥＴとして示される）、抵抗３４３、３４４、およびダイオード３４５を含む。抵抗３４３は、データ制御／符号化器３４１およびスイッチ３４６の制御端子に結合される。ダイオード３４５は、抵抗３４３と二次巻線のドット無し端部とに結合される。抵抗３４４は、二次巻線のドット付き端部とスイッチ３４６とに結合される。スイッチ３４６は、抵抗器３４４と二次基準３７５との間に結合される。
【００４３】
データ送信器３３５は、変圧器３１９を減磁する任意選択的な減磁回路３４２をさらに含み得る。減磁は、変圧器３１９が飽和状態になることを防ぎ得る。減磁回路３４２は、スイッチ３５１（ｎ型ＭＯＳＦＥＴとして示される）、抵抗３４８、３４９、およびダイオード３５０を含む。抵抗３４８は、データ制御／符号化器３４１とスイッチ３５１の制御端子とに結合される。ダイオード３５０は、抵抗３４８と二次巻線のドット付き端部とに結合される。抵抗３４９は、二次巻線のドット無し端部とスイッチ３５１とに結合される。スイッチ３５１は、抵抗器３４９と二次基準３７５との間に結合される。
【００４４】
データ制御／符号化器３４１は、第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  ３１４および第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  ３１５を受信し、これらの信号により提供されるデータのうちの少なくともいくつかを符号化する。データ制御／符号化器３４１は、データをデジタル値に変換するアナログ・デジタルコンバーター、ＳＰＩ（Ｓｅｒｉａｌ  Ｐｅｒｉｐｈｅｒａｌ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ、シリアルペリフェラルインターフェース）、Ｉ２Ｃインターフェース、またはデジタルセンサーからデータを受信する他のデジタルインターフェースを任意選択的に含み得る。いくつかの実施態様において、データ制御／符号化器３４１は、汎用非同期送受信器（ＵＡＲＴ：ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）プロトコルを適用し得る。いくつかの実施態様において、データ制御／符号化器３４１は、ハミング符号または巡回冗長検査（ＣＲＣ：ｃｙｃｌｉｃ  ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  ｃｈｅｃｋ）符号などの誤り訂正符号を使用し得る。
【００４５】
データ制御／符号化器３４１は、スイッチ３４６を伝導状態に、および、非伝導状態に制御して、データ電流ＩＤＡＴＡ３３７を生成する。一実施形態において、データ制御信号ＵＤＡＴＡ３４７は、二進値「１」を送信するとき、論理ハイであり、二進値「０」を送信するとき、論理ローである。または言い換えると、データ制御信号ＵＤＡＴＡ３４７は、スイッチ３４６を伝導状態にスイッチングして、二進値「１」を送信し、スイッチ３４６を非伝導状態にスイッチングして、二進値「０」を送信する。逆の極性も使用され得る。データ制御信号ＵＤＡＴＡ３４７がスイッチ３４６をオンに切り替えたとき、電流が抵抗器３４３、およびダイオード３４５を通って、二次巻線のドット無し端部に流れ込む。電流は、二次巻線のドット付き端部から流れ出て、抵抗器３４４およびスイッチ３４６を通って、二次基準３７５に流れる。一例において、データ電流ＩＤＡＴＡ３３７の大きさは、Ｉ３に実質的に等しく、スイッチ３４６は、期間Ｔ３にわたってオンに切り替えられる。データ電流ＩＤＡＴＡ３３７は、一次巻線のドット無し端部から流れ出る一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ３３９を誘導する。
【００４６】
送信されたデータ電流ＩＤＡＴＡ３３７は、変圧器３１９を励磁して、最終的に変圧器３１９を飽和させ得る。減磁回路３４２は、断続的に、または、データ送信器３５５が二進値「１」を送信するごとに、変圧器３１９を減磁し得る。減磁回路３４２は、データ電流ＩＤＡＴＡ３３７と同一値であるが二次巻線を通る逆方向の減磁電流ＩＤＥＭＡＧ３５３を送信することにより、変圧器３１９を減磁する。示される例において、減磁電流ＩＤＥＭＡＧ３５３は、二次巻線のドット付き端部に流れ込む。等しく反対向きの減磁電流ＩＤＥＭＡＧ３５３が、二進値「１」のデータ電流ＩＤＡＴＡ３３７の前または後に、または必要なときに送信され得る。スイッチ３５１がオンに切り替えられたとき、減磁電流ＩＤＥＭＡＧ３５３が抵抗器３４８、およびダイオード３５０を通って、二次巻線のドット付き端部に流れ込む。減磁電流ＩＤＥＭＡＧ３５３は、二次巻線から流れ出て、抵抗器３４９およびスイッチ３５１を通って、二次戻り３７５に流れる。いくつかの実施態様において、抵抗３４３および３４８の値は、実質的に等しいものであり得、抵抗３４４および３４９の値は、実質的に等しいものであり得る。他の実施態様において、それらは、異なる値をもち得る。
【００４７】
図３Ｂは、例示的な第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  ３１４および第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  ３１５を示す。一例において、第１の検出信号ＵＳＥＮＳＥ１  ３１４は、入力電圧ＶＩＮ３０２を表し、入力電圧ＶＩＮ３０２が上昇するにつれて、上昇し得る。第２の検出信号ＵＳＥＮＳＥ２  ３１５は、温度を表し、温度が上昇するにつれて、低下し得る。
【００４８】
図４は、図２Ａに示される異常送信器２３４の一例である異常送信器４３４を示す。同様に命名および番号付けされた要素は上述のように結合および機能することが理解されなければならない。さらに、誘導結合４１９、駆動信号生成器４３３、および電力スイッチ４０４は、異常送信器４３４に対するコンテキストを提供するように示される。
【００４９】
異常送信器４３４は、スイッチ４５７、４５８（ｎ型ＭＯＳＦＥＴとして示される）およびダイオード４５９を含む。スイッチ４５７は、電源電圧ＶＩＳＯとダイオード４５９との間に結合される。さらに、スイッチ４５７は、異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ４５６により制御される。ダイオード４５９は、誘導結合４１９の二次巻線のドット付き端部に結合される。スイッチ４５８は、二次巻線の他方の（ドット無し）端部に結合され、二次基準４７５を基準とする。スイッチ４５８は、シフトされた異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ’４８４により制御される。
【００５０】
異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ４５６およびシフトされた異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ’４８４は同期され、いくつかの実施態様において、単一の源から出力され得る。異常を検出したことに応答して、異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ４５６とシフトされた異常制御信号ＵＦＡＵＬＴ’４８４の両方が、スイッチ４５７、４５８を伝導状態に制御する論理ハイ状態に遷移するようにされ得る。異常電流ＩＦＡＵＬＴ４３６は、スイッチ４５７、およびダイオード４５９を通って、変圧器４１９の二次巻線のドット付き端部に流れ込む。異常電流ＩＦＡＵＬＴ４３６は、さらに、二次巻線の反対側端部から出て、スイッチ４５８を通って二次基準４７５に流れる。異常電流ＩＦＡＵＬＴ４３６の大きさは、電流Ｉ２に実質的に等しく、スイッチ４５７、４５８は、期間Ｔ２にわたってオンに切り替えられる。
【００５１】
図５は、図２Ａに示される異常受信器２２４およびデータ受信器２２５の例である異常受信器５２４およびデータ受信器５２５を示す。同様に命名および番号付けされた要素は、上述のように結合され、機能を果たすことが理解されなければならない。さらに、誘導結合５１９は、異常受信器５２４およびデータ受信器５２５に対するコンテキストを提供するように示される。
【００５２】
異常受信器５２４は、比較器５８１、積分器５６０、および比較器５６１を含むように示される。異常受信器５２４は、変圧器５１９の一次巻線のドット付き端部に結合される。上述のように、二次における送信された異常電流ＩＦＡＵＬＴ５３６は、一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８を誘導する。一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８は、異常受信器５２４により検出される。一例において、一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８は、電流検出抵抗またはＭＯＳＦＥＴにより検出され得る。例えば、異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８は、図２Ａに示されるトランジスタＧ４のドレイン・ソース電圧を検出することにより検出され得る。
【００５３】
検出された一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８と第１の閾値ＴＨ１  ５６２とが、比較器５８１により受信される。示されるように、一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８は、非反転入力において受信されるのに対し、第１の閾値ＴＨ１  ５６２は、比較器５８１の反転入力において受信される。比較器５８１の出力は、積分器５６０により受信される。示される例において、検出された一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８が第１の閾値ＴＨ１  ５６２より大きいとき、積分器５６０は、最大値まで登りの傾きで積分する。検出された一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８が第１の閾値ＴＨ１  ５６２未満であるとき、積分器５６０は、最小値まで下りの傾きで積分する。さらに説明されるように、第１の閾値ＴＨ１  ５６２は、１００〜１４５ｍＡの範囲内であり得る。検出された一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８が電圧信号である一例の場合、第１の閾値ＴＨ１  ５６２は、１００〜１４５ｍＡの電流値に対応した電圧値の範囲であり得る。
【００５４】
動作時、検出された一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８が第１の閾値ＴＨ１  ５６２より大きいとき、比較器５８１は、積分器５６０により最大値まで登りの傾きで積分されるハイ信号を出力する。検出された一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８が第１の閾値ＴＨ１  ５６１未満であるとき、比較器５８１がロー信号を出力し、積分器５６０が、最小値まで下がるように下りの傾きで放電される。積分結果が、積分器５６０から出力される。
【００５５】
比較器５６１は、積分器５６０の出力と第２の閾値ＴＨ２  ５６５とを受信するように結合される。示されるように、積分器５６０の出力は、比較器５６１の反転入力において受信され、第２の閾値ＴＨ２  ５６５は、非反転入力において受信される。積分器５６０の出力が第２の閾値ＴＨ２  ５６５を上回るように上昇したことに応答して、比較器５６１は、論理ハイの異常信号ＦＬＴ５３１を出力する。積分器５６０の出力が第２の閾値ＴＨ２  ５６５未満であることに応答して、比較器５６１は、論理ローの異常信号ＦＬＴ５３１を出力する。第２の閾値ＴＨ２  ４６５は、検出された一次側異常電流ＩＦＡＵＬＴ＿Ｐ５３８が第１の閾値ＴＨ１  ５６２より大きい時間長に対する時間閾値を表し得る。例えば、第２の閾値ＴＨ２  ５６５は、７９０〜１６２０ｎｓの間の時間長に対応し得る。信号ＦＬＴ５３１は、システム制御装置（図示されない）に搬送される。従って、積分器５６０の出力が第２の閾値ＴＨ２  ５６５より大きいとき、異常受信器５２４は、二次におけるドライバ回路から異常が送信されたことを示す。
【００５６】
データ受信器５２５は、比較器５８２、積分器５６３、比較器５６４、および復号器５６６を含む。データ受信器５２５は、変圧器５１９の一次巻線のドット付き端部の反対側の端部に結合された。上述のように、ドライバ回路からの送信されたデータ電流信号ＩＤＡＴＡ５３７は、一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９を誘導する。一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９は、データ受信器５２５により検出される。例えば、一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９は、電流検出抵抗器またはＭＯＳＦＥＴにより検出され得る。
【００５７】
検出された一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９と第３の閾値ＴＨ３  ５７９とが、比較器５８２により受信される。示されるように、一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９が非反転入力において受信され、第３の閾値ＴＨ３  ５７９が比較器５８２の反転入力において受信される。さらに説明されるように、第３の閾値ＴＨ３  ５７９は、１０〜２０ｍＡの範囲内であり得る。検出された一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９が電圧信号であるである一例の場合、第３の閾値ＴＨ３  ５７９は、１０〜２０ｍＡの電流値に対応した電圧値の範囲であり得る。動作時、検出された一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９が第３の閾値ＴＨ３  ５７９より大きいとき、比較器５８２は、積分器５６３により最大値まで登りの傾きで積分されるハイ信号を出力する。検出された一次側データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９が第３の閾値ＴＨ３  ５７９未満であるとき、比較器５８２はロー信号を出力し、積分器５６３は最小値まで下がるように下りの傾きで放電される。積分結果が積分器５６３から出力される。
【００５８】
比較器５６４は、積分器５６３の出力と第４の閾値ＴＨ４  ５８０とを受信するように結合される。示されるように、積分器５６３の出力は比較器５６４の反転入力において受信され、第４の閾値ＴＨ４  ５８０は非反転入力において受信される。積分器５６４の出力が第４の閾値ＴＨ４  ５８０を上回るように上昇したことに応答して、比較器５６４の出力は論理ハイとなる。積分器５６４の出力が第４の閾値ＴＨ４  ５８０未満であることに応答して、比較器５６４の出力が論理ローとなる。第４の閾値ＴＨ４  ５８０は、検出された一次データ電流ＩＤＡＴＡ＿Ｐ５３９が第３の閾値ＴＨ３  ５７９より大きい時間長に対する時間閾値を表し得る。例えば、第４の閾値ＴＨ４  ５８０は、３．３〜６．６マイクロ秒より大きな時間長に対応し得る。積分器５６４の出力における連続した論理ハイ状態と論理ロー状態とが、二次における動作状態を表す一連の二進ビットを形成し得る。
【００５９】
復号器５６６は、比較器５６４の出力を受信して、データ送信器５２５により送信された一連のビットを復号する。ビットに符号化された情報に基づいて、復号器５６６が、システム制御装置にデータＤＡＴＡ５３２を出力する。データＤＡＴＡ５３２を出力は、アナログ信号、ＰＷＭ信号、ビットストリームなどの形態であり得る。
【００６０】
図６Ａは、誘導結合において衝突が発生した場合に、コマンド信号、異常信号、およびデータ信号の、それらの相対的な優先度を具現化し得る、コマンド信号、異常信号、およびデータ信号の−−送信における−−大きさおよび持続期間の一実施態様を記載した表６００である。上述のように、ドライバインターフェースおよびドライバ回路は同期される必要がなく、信号間の衝突が発生し得る。従って、信号の性質は、衝突が発生したときにどの信号が受信されるかを決定する相対的な優先度を設定するように選択され得る。実際には、損失が多いが多重アクセスである通信チャンネルが、誘導結合において実装され得る。
【００６１】
図６Ａに示される例において、異常信号は、コマンドおよびデータ信号を上回るように優先順位付けされる。少なくともそれらの送信の時点において、コマンド信号は、データ信号を上回るように優先順位付けされる。しかし、概して、データ信号送信の持続期間は、はるかに長く、介入するコマンド信号を伴う場合でも、データは概して失われない。これらの優先度を実装するために、送信における異常信号は、他の信号に比べて、比較的長い持続期間にわたって、比較的大きな（電流の）大きさをもち得る。例示的な異常信号の詳細が、表６００の上部行に示される。さらに、コマンド信号は、異常およびデータ電流信号とは対照的に、電圧信号として実装され得る。送信における例示的なコマンド信号の詳細が、表６００の第２の行に示される。コマンド信号が、持続期間という点で、異常信号とデータ信号との両方より大幅に短いものであり得ることに留意されたい。データ信号（および関係する減磁電流）を構成する個々のビットは、大きさという点で小さいが、異常信号およびコマンド信号に比べて比較的長い持続期間をもつ。送信における例示的なデータビットの詳細が、表６００の第３の行に示され、例示的な減磁電流の詳細が、表６００の第４の行に示される。例示的な異常信号およびデータ信号は電流信号であるが、コマンド信号は電圧信号であることが理解されなければならない。それにもかかわらず、これらの信号はすべて、誘導結合により提供されるガルバニック絶縁の他方側に電圧または電流を誘導する。
【００６２】
示される例において、異常電流信号は、１７０ｍＡに実質的に等しいＩ２の大きさをもち、期間Ｔ２は、送信において４．４マイクロ秒の持続期間をもつ。異常電流信号を検出するために使用される第１の閾値ＴＨ１は、１００〜１４５ｍＡの範囲内である。コマンド電圧信号は、持続期間という点で２００ｎｓに実質的に等しい期間Ｔ１にわたって、１５Ｖに実質的に等しい電源電圧ＶＤＤの大きさをもつ（これは、７０ｍＡに実質的に等しい大きさＩＣＭＤのコマンド電流を意味する）。オンコマンド信号が正極性をもつのに対し、オフコマンド信号は等しい大きさの負極性をもつ。上述のように、オンコマンド信号およびオフコマンド信号は、持続期間において等しく、極性が逆である必要がある。データ電流ビットは、３０ｍＡに実質的に等しいＩ３の大きさをもち、期間Ｔ３は、送信において１４マイクロ秒の持続期間をもつ。データ電流ビットを検出するために使用される第３の閾値ＴＨ３は、１０〜２０ｍＡの範囲内である。減磁電流は、３０ｍＡに実質的に等しいＩ３の大きさをもち、期間Ｔ３は、１４ｕｓに実質的に等しい持続期間をもつ。減磁電流の極性は、データ電流ビットの極性の逆である。
【００６３】
図６Ｂは、誘導結合において同時に送信された信号間の例示的な衝突を概略的に示すタイミング図６０１である。上述のように、二次巻線における送信において、異常信号は、１７０ｍＡに実質的に等しいＩ２の大きさをもち得、持続期間という点で４．４マイクロ秒に実質的に等しい期間Ｔ２をもち得る。二次巻線における送信において、データ電流ビットは、３０ｍＡに実質的に等しいＩ３の大きさをもち得、１４マイクロ秒に実質的に等しい持続期間をもつ期間Ｔ３をもち得るが、異常信号の極性と逆の極性をもち得る。一例において、一次巻線において受信された異常電流信号の大きさは、大きさＩ２＿Ｐと表され得る。大きさＩ２＿Ｐの範囲は、閾値ＴＨ１（図５に示される）に関係する。例えば、一次側異常電流の大きさＩ２＿Ｐは、第１の閾値ＴＨ１より大きくなければならない。一例において、第１の閾値ＴＨ１  ６６２は、１００〜１４５ｍＡの範囲内である。データビットの場合、一次巻線において受信された信号の大きさは、大きさＩ３＿Ｐと呼ばれ得る。大きさＩ３＿Ｐの範囲は、閾値ＴＨ３（図５に示される）に関係する。例えば、一次側データ電流の大きさＩ３＿Ｐは、第３の閾値ＴＨ３  ６７９より大きくなければならない。一例において、第３の閾値ＴＨ３  ６７９は、１０〜２０ｍＡの範囲内である。異常信号およびデータビットは、二次側における送信において所定の持続期間をもち得るが、一次側において受信された持続期間は、ノイズおよび他の条件に起因して変動し得る。例えば、受信された異常電流信号の持続期間は、時間閾値ＴＨ２（図５に示される）を上回る７９０〜１６２０ｎｓより大きなものであり得、受信されたデータビットの持続期間は、時間閾値ＴＨ４（図５に示される）を上回る３．３〜６．６マイクロ秒より大きなものであり得る。
【００６４】
タイミング図６０１は、オンコマンド６６８と、二進値「１」のデータビット６３９と、異常信号６３８との間における３ウェイ衝突を含む一次巻線電流６２１を示す。示されるように、まずオンコマンド６６８が、二進値「１」のデータビット６３９に衝突する。続いて、異常信号６３８が、同じ二進値「１」のデータビット６３９に衝突する。端子ＴＲＮに（すなわち図２Ａに示されるトランジスタＧ２またはＧ３に）流れ込む電流に対する、図６Ｂ（および図６Ｃ）に示される一次巻線電流６２１の極性が正であるのに対し、端子ＴＲＮから（すなわち図２Ａに示されるトランジスタＧ２またはＧ３から）流れ出る電流は負である。
【００６５】
示される例の場合、二進値「１」のデータビット６３９の前に、一次側において減磁電流６５４が誘導される。簡潔となるように、励磁電流は、図６Ｂおよび図６Ｃに示されない。減磁電流６５４中、一次巻線電流は、期間Ｔ３  ６７４にわたって実質的に−Ｉ３＿Ｐ  ６７３である。減磁電流６５４が終了した後、二進値「１」のデータビット６３９が始まり、一次巻線電流６２１が期間Ｔ３  ６７４にわたって実質的にＩ３＿Ｐ  ６７３まで増加する。一次巻線電流は、オンコマンド６６８および異常信号６３８との衝突中を除いて、期間Ｔ３  ６７４にわたって実質的にＩ３＿Ｐ  ６７３である。示されるように、二進値「１」のデータビット６３９が受信されたとき、オンコマンド６６８が同時に送信される。一次巻線電流６２１におけるスパイクは、オンコマンド６６８に関係し、一次巻線電流６２１は、期間Ｔ１  ６７０にわたって大きさＩＣＭＤ６６９まで増加する。期間Ｔ１  ６７０の後、一次巻線電流６２１が実質的にＩ３＿Ｐ  ６７３まで減少する。オンコマンド遷移６６８は電圧信号であるので、それが、二進値「１」のデータビット６３９の送信に関係した電圧を凌駕し、衝突にもかかわらず、オンコマンド６６８が二次側において受信され得る。実際には、オンコマンドの送信中、オンコマンド６６８は、受信された二進値「１」のデータビット６３９を上回るように優先順位付けされる。しかし、概して、データ信号送信の持続期間は、オンコマンドよりはるかに長く、介入するオンコマンドを伴う場合でもデータは概して失われない。
【００６６】
二進値「１」のデータビット６３９が受信される期間中、一次巻線において異常信号６３８が受信される。示されるように、一次巻線電流６２１は、データビット６３９の途中で、期間Ｔ２  ６７２にわたって実質的に−Ｉ２＿Ｐ  ６７１まで減少する。期間Ｔ２  ６７２の終了時に、一次巻線電流６２１が、Ｉ３＿Ｐ  ６７３に実質的に等しい大きさまで増加して、期間Ｔ３  ６７４の残部にわたって大きさＩ３＿Ｐ  ６７３に留まる。受信された異常信号６３８の極性が受信されたデータビット６３９の極性と逆であるので、衝突にもかかわらず、異常信号が認識され得る。実際には、異常信号６３８の極性は、二進値「１」のデータビット６３９を上回る異常信号６３８の優先順位付けを具現化する。
【００６７】
図６Ｃは、電力コンバーターの一次側におけるオンコマンド６６８と異常信号６３８と二進値「１」のデータビット６３９との間の衝突を概略的に示す別のタイミング図である。図６Ｂと同様に、二進値「１」のデータビット６３９が送信される前に、減磁電流６５４が一次側に誘導される。減磁６５４中、一次巻線電流は、期間Ｔ３  ６７４にわたって実質的に−Ｉ３＿Ｐである。減磁６５４が終了した後、二進値「１」のデータビット６３９が始まり、一次巻線電流６２１が、期間Ｔ３  ６７４にわたって実質的にＩ３＿Ｐまで増加する。一次巻線電流は、オンコマンド６６８および異常信号６３８との衝突中を除いて、期間Ｔ３  ６７４にわたって実質的にＩ３＿Ｐ  ６７３である。
【００６８】
異常信号６３８は、二進値「１」のデータビット６３９の途中で一次巻線において受信される。示されるように、一次巻線電流６２１は、期間Ｔ２  ６７２にわたって実質的に−Ｉ２＿Ｐ  ６７１まで減少する。受信された異常信号６３８の間、期間Ｔ２  ６７２中、オンコマンド６６８が送信される。一次巻線電流６２１におけるスパイクは、オンコマンド６６８に関係し、一次巻線電流６２１が、期間Ｔ１  ６７０にわたって増加する。オンコマンド６６８のピークは、実質的に−Ｉ２＿ＰにＩＣＭＤを加えたものである。期間Ｔ１  ６２１の後、一次巻線電流６２１が実質的に−Ｉ２＿Ｐ  ６７１まで減少し、異常信号６３８が再び優勢となる。期間Ｔ２  ６７２の終了時に、一次巻線電流６２１は、Ｉ３＿Ｐ  ６７３に実質的に等しい大きさまで増加し、期間Ｔ３  ６７４の残部にわたって大きさＩ３＿Ｐ  ６７３に留まる。異常信号６３８およびオンコマンド信号６６８のそれぞれの大きさおよび持続期間が、オンコマンド信号６６８を上回る異常信号６３８の優先順位付けを具現化する。特に、異常信号６３８は、上述のように積分する異常受信器により依然として認識され得る。
【００６９】
本発明に関して示される例についての上述の説明は、要約で説明される事項を含め、網羅的であることも、開示される形態そのものへの限定であることも意図されない。本発明の特定の実施形態および例が、本明細書において例示を目的として説明されるが、本発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなく様々な同等な変更が可能である。実際、具体的で例示的な電圧、電流、周波数、出力範囲値、時間などが説明のために提示されることと、本発明の教示に従った他の実施形態および例において他の値も使用し得ることとが理解される。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【外国語明細書】
COMMUNICATIONS USING AN INDUCTIVE COUPLING 
BACKGROUND OF THE INVENTION
1.         Field of the Invention
The present invention relates generally to communications using an inductive coupling.  For example, a controller for a semiconductor switch can include a transmitter and receiver that communicate across galvanic isolation using an inductive coupling. 
2.         Discussion of the Related Art
Electrical devices in many contexts include a communication system to send information between a transmitter and a receiver that are galvanically isolated and are hence referenced to different ground potentials.  Examples include power converters, medical equipment, marine equipment, and the like.  The communications channel in such communication system can be implemented using an inductive coupling like a signal transformer.  Like other transformers, signal transformers can transfer electrical energy across galvanic isolation.  In general, signal transformers are designed to minimize leakage inductance and stray capacitance and thereby improve high-frequency response.  For example, the windings of a signal transformer can be split into sections and interleaved.
Switching power converters generally convert an input into a regulated output for a load by controlling the transfer of power across an energy transfer element.  In operation, one or more switches are controlled to provide the desired power transfer.  A wide variety of approaches have been described, including varying the duty cycle (i.e., the ratio of the on-time of the switch to the total switching period), varying the switching frequency, and/or varying the number of current conduction pulses per unit time.
A power converter can have a primary side and a secondary side that are galvanically isolated from each other.  A power converter can also include one or more controllers to control the one or more switches.  The one or more controllers may communicate across the galvanic isolation.  One such communication system uses the windings of an inductive coupling to send information from a transmitter to a receiver.  
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
Non-limiting and non-exhaustive embodiments of the present invention are described with reference to the following figures, wherein like reference numerals refer to like parts throughout the various views unless otherwise specified.
FIG. 1 illustrates an example power conversion system utilizing a controller with bidirectional communication between a driver interface and a drive circuit in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 2A illustrates an example controller with bidirectional communication between a driver interface and a drive circuit of FIG. 1 in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 2B is a table illustrating example current values for various signals of the controller shown in FIG. 2A in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 3A illustrates an example data transmitter of FIG. 2A in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 3B illustrates example sense signals of FIG. 1, 2A, and 3A in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 4 illustrates an example fault transmitter of FIG. 2A in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 5 illustrates an example fault receiver and data receiver of FIG. 2A in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 6A is a table illustrating priorities between the various transmissions between the driver interface and drive circuit of FIG.2A in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 6B is a timing diagram illustrating the primary winding current when there is a collision between a data transmission, command transmission, and a fault transmission in accordance with an embodiment of the present disclosure.
FIG. 6C is a timing diagram illustrating another example of the primary winding current for when there is a collision between a data transmission, command transmission, and a fault transmission in accordance with an embodiment of the present disclosure.
Corresponding reference characters indicate corresponding components throughout the several views of the drawings.  Skilled artisans will appreciate that elements in the figures are illustrated for simplicity and clarity and have not necessarily been drawn to scale.  For example, the dimensions of some of the elements in the figures may be exaggerated relative to other elements to help to improve understanding of various embodiments of the present invention. Also, common but well-understood elements that are useful or necessary in a commercially feasible embodiment are often not depicted in order to facilitate a less obstructed view of these various embodiments of the present invention.
DETAILED DESCRIPTION
In the following description, numerous specific details are set forth in order to provide a thorough understanding of the present invention.  It will be apparent, however, to one having ordinary skill in the art that the specific detail need not be employed to practice the present invention.  In other instances, well-known materials or methods have not been described in detail in order to avoid obscuring the present invention.
Reference throughout this specification to “one embodiment”, “an embodiment”, “one example” or “an example” means that a particular feature, structure or characteristic described in connection with the embodiment or example is included in at least one embodiment of the present invention.  Thus, appearances of the phrases “in one embodiment”, “in an embodiment”, “one example” or “an example” in various places throughout this specification are not necessarily all referring to the same embodiment or example.  Furthermore, the particular features, structures or characteristics may be combined in any suitable combinations and/or subcombinations in one or more embodiments or examples.  Particular features, structures or characteristics may be included in an integrated circuit, an electronic circuit, a combinational logic circuit, or other suitable components that provide the described functionality.  In addition, it is appreciated that the figures provided herewith are for explanation purposes to persons ordinarily skilled in the art and that the drawings are not necessarily drawn to scale.
As described above, electrical devices may include an inductive coupling that provides a communications channel between a transmitter and a receiver that are galvanically isolated from one another.  However, an inductive coupling communications channel may have certain limitations.  For example, because the transmitter and the receiver are galvanically isolated, it may be costly to provide both the transmitter and the receiver with a clock signal.  Communications across an inductive coupling communications channel are thus generally asynchronous and different transmitters can attempt to transmit a signal at the same time.  
This specification describes inductive coupling communications channels that can address some of these limitations.  For example, multiple transmitters and receivers can be coupled to an inductive coupling and access the communications channel that it provides.  In effect, the inductive coupling can provide multiple channel access.  In some cases, the transmitters can transmit asynchronously, i.e., without a clock signal or other timing mechanism that ensures that their respective transmissions do not collide.  In some cases, the signals transmitted can have different priorities so that signals that are more important to the operation of a device are conveyed more reliably than signals that are less important.  
The inductive coupling communications channels can be implemented in a variety of different devices, including power conversion systems in which a switch controller controls the switching of a power switch.  In some such power conversion systems, the power switch may be an insulated-gate bipolar transistor (IGBT) controlled by an IGBT driver.  In some cases, the switch controller may include a driver interface and a drive circuit that are coupled to communicate across galvanic isolation using the inductive coupling communications channel.  The inductive coupling can be implemented as a signal transformer or other coupled inductors.  The driver interface may be on the primary side of the transformer while the drive circuit may be on the secondary side.  The power conversion system may also include a system controller, which controls one or more switch controllers.
The driver interface may be coupled to receive one or more input signals from a system controller and provide one or more output signals to the system controller.  In one example, the driver interface receives a command signal from the system controller regarding switching the power switch between an ON state and OFF state.  The command signal is then communicated to the drive circuit across the galvanic isolation via the inductive coupling communications channel to drive the switching of the power switch.  In other words, the command signal is communicated from the primary to the secondary of the power converter.
The drive circuit may be coupled to receive a fault signal representative of a fault condition of the power converter, such as an overcurrent or overvoltage condition of the power switch.  The fault signal is communicated across the galvanic isolation via the inductive coupling communications channel from the drive circuit to the driver interface.  The driver interface then outputs the fault signal to the system controller.  In other words, the fault signal is communicated from the secondary to the primary of the power converter.  An indication of the fault by the fault signal may trigger the system controller to immediately turn off the power switch or the driver may turn off the power switch independently of the fault signal transmission.
Operating conditions of the power switch or the power converter, such as temperature or voltage of the power switch, the input voltage of the converter, or the load current of the power switch, may also be communicated from secondary to the primary of the power converter.  This can be referred to as data and the corresponding communications as data signals.  In embodiments of the present disclosure, data signals regarding the operating conditions of the power switch/converter may be communicated by the driver circuit to the driver interface across the galvanic isolation via the same inductive coupling communications channel that communicates fault signals and command signals.  As such, the driver interface and the drive circuit are capable of bidirectional communication and may eliminate the need for additional hardware.  Thus, a driver circuit can communicate both a fault signal and data signals across the galvanic isolation via a single inductive coupling communications channel.
In some implementations, a driver interface is coupled to the primary winding of the inductive coupling whereas the drive circuit is coupled to the secondary winding of the inductive coupling.  In one embodiment, the driver interface transmits a command signal to the drive circuit by applying a voltage to the primary winding, which induces a voltage and current in the secondary winding.  Further, the drive circuit transmits both the fault signal and the data signal to the driver interface via the inductive coupling.  In one example, the drive circuit sends a fault signal by providing current to flow in a first direction through the secondary winding of the inductive coupling and sends a data signal by providing current to flow in a second direction through secondary winding of the inductive coupling, wherein the first direction and second direction are opposite of each other.  The driver interface receives and differentiates the fault signal and the data signal by the direction of the received induced current in the primary winding of the inductive coupling.
In one embodiment, the transmission of the command signal, fault signal, and data signal are not synchronized.  As such, the duration and/or magnitude may be selected to manage collisions if the signals are transmitted at the same time.  The duration and/or magnitude may be selected to operate in the high power/high noise environment like a power converter.  In one example, the duration and/or magnitude of the fault signal is relatively long/large as compared to either the command signal or the data signal such that the fault signal will dominate.  The magnitude of the command signal may be relatively large compared to the data signal but the duration may be relatively small as compared to either the fault signal or the data signal.  Further, the data signal may have a relatively small magnitude but long duration as compared to either the fault signal or the command signal.
FIG. 1 illustrates an example power conversion 100 that includes a driver interface with bidirectional communication 118 and drive circuits with bidirectional communication 110, 111.  Power converter 100 receives an input voltage 102 (VIN) and is designed to transfer electrical energy from the input to a load 108 through an energy transfer element L1 107 by controlling the switching of power switches 104, 105.  In various implementations, the power converter 100 can control voltage, current, or power levels of the energy output to the load 108.  In the example shown in FIG. 1, energy transfer element L1 106 and two power switches 104, 105 are coupled together in a half-bridge configuration.  However, other topologies can also be used. 
In the example shown in FIG. 1, power switches 104, 105 are IGBTs.  However, examples of the present invention can also be used in combination with other power switches.  For example, metal-oxide-semiconductor field-effect transistors (MOSFETs), bipolar transistors, injection enhancement gate transistors (IEGTs) and gate turn-off thyristors (GTOs) can be used.  In addition, power converter 100 can be used with power switches which are based on gallium nitride (GaN) semiconductors or silicon carbide (SiC) semiconductors. 
System controller 112 is coupled to receive system inputs 113 and provide system outputs 183.  The system controller 112 determines whether the switch controllers (shown as the driver interface 118 and drive circuits 110, 111) should turn on or turn off the power switches 104, 105 based on the system inputs 113.  Example system inputs 113 include pulse width modulated (PWM) signal for a general purpose motor drive, a turn-on and turn-off sequence of a multi-level power converter, or a system fault turn-off request.  
In the illustrated power converter 100, the system controller outputs one or more commands CMD 130 to the drive interface 118 of the switch controller.  Command CMD 130 may be a rectangular pulse waveform that includes logic high and logic low sections of varying durations.  For example, logic high values may indicate that power switch 104 should be in the ON state while logic low values may indicate that power switch 104 should be in the OFF state.  Power switch 105 is switched alternately with power switch 104 so that both are not in the ON state at the same time.  Indeed, power switches 104, 105 are generally controlled to have a dead time where both are in the OFF-state between switching transitions.  In any case, the durations of the logic high/logic low values can correspond to the desired driving of power switches 104, 105.  
Power switches 104, 105 are each controlled by the driver interface with bidirectional communication 118 and a drive circuit with bidirectional communication (110, 111 respectively).  Although FIG. 1 illustrates a single driver interface 118, it should be appreciated that each drive circuit 110, 111 may have its own driver interface.  The driver interface 118 and the system controller 112 are both referenced to a primary reference potential 106 while the drive circuit 110 is referenced to a secondary reference potential 175 and the drive circuit 111 is referenced to a secondary reference potential 176.  Secondary reference potentials 175, 176 are different potentials.  The drive circuits 110, 111 bidirectionally communicate with the driver interface 118 and are also galvanically isolated from the driver interface 118 by isolated communication links 119.  The isolated communication links may be implemented as a signal transformer, coupled inductors, or other inductive coupling.  
Driver interface 118 interprets the command CMD 130 sent by the system controller 112 and sends a command signal to instruct drive circuits 110, 111 to drive power switches 104, 105 into the ON and OFF states, respectively, via the isolated communication links 119.  The drive circuits 110, 111 receive their respective command signals and generate the first drive signal UDR1 116 and the second drive signal UDR2 117 to drive power switches 104, 105.
In general, drive circuits 110, 111 can have corresponding structures and perform corresponding operations.  However, for the sake of brevity, a detailed description of the drive circuit 111 is omitted from the following discussion, which refers only to drive circuit 110. 
Drive circuit 110 receives a first sense signal USENSE1 114 and a second sense signal USENSE2 115.  The first and second sense signals USENSE1 114, USENSE2 115 are representative of operational conditions of the power switch 104 and may be referred to as data.  In the example shown, the first sense signal USENSE1 114 is representative of the collector-to-emittter voltage of power switch 104 while the second sense signal USENSE2 115 is representative of the temperature of the power converter as measured by the temperature sensor NTC 155.  Other example operating conditions include the gate-emitter voltage of the power switch, the current flowing through the power switch, or the load current of L1 107.  Drive circuit 110 may detect a fault condition or receive fault signals (not shown) that are representative of an overvoltage or overcurrent fault in the respective power switches 104, 105.  The fault signal and the data provided by the first and second sense signals USENSE1 114, USENSE2 115 are communicated from the drive circuit 110 to the driver interface via the communication link 119.  The command signal is transmitted from the primary side of the power converter 100 to the secondary side of the power converter 100 while fault and data are transmitted from the secondary side of the power converter 100 to the primary side of the power converter 100.  As such, the communication across the isolating communication link 119 is bidirectional.  
Driver interface 118 receives the fault signal and data signals from the drive circuit 110 and converts and outputs data signal D 132 and (if appropriate) fault signal F 131 to system controller 112.  The system controller 112 may use the received signals to determine whether to turn on or turn off power switches 104, 105.  The determination whether to turn on or turn off power switches 104, 105 may also be made, e.g., by drive circuit 110.
FIG. 2A illustrates an example switch controller 200 with bidirectional communication between the driver interface 218 and the drive circuit 210.  The inductive coupling of communication link 219 is implemented as a signal transformer with a primary winding and secondary winding.  The voltage across the primary winding is labeled as the primary voltage VP 221 while the voltage across the secondary winding is labeled as secondary voltage VS 222.  The dots on the inductive coupling that forms communication link 219 represent the direction of current and polarity of voltage that one winding of a signal transformer induces in the other.  It should be appreciated that similarly named and numbered elements are coupled and function as described above.  Further, the system controller 212 and the power switch 204 are illustrated in FIG. 2A to provide context for the driver interface 218 and the drive circuit 210.
System controller 212 is coupled to receive system inputs 213 and provide system outputs 283.  Further, the system controller 212 is coupled to output command signal CMD 230 to the driver interface 218 and receive fault signal FLT 231 and data signal DATA 232 from the driver interface.  The system controller 212 may generate command CMD 230 in response to system inputs 213, fault signal FLT 231, and data signal DATA 232.
The illustrated driver interface 218 includes a command transmitter 223, a fault receiver 224, and a data receiver 225.  Further shown are switches G1 226, G2 227, G3 228, and G4 229.  The illustrated switches are n-type metal-oxide-semiconductor field effect transistors (MOSFETs) but it should be appreciated that other switches may be used.  Switch G1 226 is coupled to a supply voltage VDD and the dot-end of the primary winding of transformer 219.  Switch G2 227 is coupled to primary reference 206 the end of the primary winding without the dot.  Switch G3 228 is coupled to the supply voltage VDD and the end of the primary winding without the dot.  Switch G4 229 is coupled to primary reference 206 and the dot-end of the primary winding of transformer 219.  As shown, the input/output terminal of the driver interface 218 which is coupled to transistors G1 226, G4 229 is labeled with TRP while the input/output terminal of the driver interface 218 which is coupled to transistors G2 227, G3 228 is labeled with TRN. 
The command transmitter 223 is coupled to receive command CMD 230 from the system controller 212 and generate control signals for each of the switches G1 226, G2 227, G3 228, and G4 229.  The voltage generated across the primary winding of transistor 219 by the control of switches G1 226, G2 227, G3 228, and G4 229 can instruct drive circuit 210 to drive power switch 204.  In one example, command transmitter 223 responds to a logic high command signal CMD 230 by transmitting an ON command that instructs drive circuit 210 to drive power switch 204 into an ON state and to a logic low command signal CMD 230 by transmitting an OFF command that instructs drive circuit 210 to drive power switch 204 into an OFF state.  For example, in response to receiving a rising edge in command CMD 230, command transmitter 223 can control switches G1 226, G2 227 into a conductive ON state and control switches G3 228, G4 229 into a non-conductive OFF state for a fixed amount of time.  As a result, the dot-end of primary winding is coupled to the supply voltage VDD and the other end is coupled to primary reference 206.  Voltage VDD is thus applied to the primary winding for a fixed amount of time.  In another words, there is a positive pulse in primary voltage VP 221 of a magnitude that is substantially equal to voltage VDD.  In response to receiving a falling edge in command CMD 230, command transmitter 223 can control switches G3 228, G4 229 into a conductive ON state and switches G1 226, G2 227 into a non-conductive OFF state for a fixed amount of time.  As a result, the dot-end of the primary winding is coupled to the primary reference 206 and the other end is coupled to supply voltage VDD.  A negative reference voltage -VDD is thus applied to the primary winding for a fixed amount of time.  In another words, there is a negative pulse in primary voltage VP 221 of a magnitude that is substantially equal to voltage VDD.  
When the command transmitter 223 is not transmitting an ON command or an OFF command (i.e., in an idle state), the command transmitter 223 either a) turns on switches G2 227, G4 229 and turns off switches G1 226, G3 228 or b) turns off switches G2 227, G4 229 and turns on switches G1 226, G3 228.  This may be done to improve the noise immunity of the communications across the transformer 219.
As will be further discussed, a fault receiver 224 is coupled to the dot-end of the primary winding of transformer 216 to sense an induced current and a data receiver 225 is coupled to the end of the primary winding without the dot to sense an induced current.  These induced currents represent fault and data signals, respectively.   
Drive circuit 210 includes the drive signal generator 233, a fault transmitter 234, and a data transmitter 235.  Drive signal generator 233 is coupled to the secondary winding and senses the secondary voltage VS 222 across the secondary winding of transformer 219.  A changing voltage across the primary winding induces a voltage across the secondary winding.  Drive signal generator 233 senses the induced secondary voltage VS 222 to determine if the command transmitter 223 sends an ON command or an OFF command.  Drive signal generator 233 also generates a responsive drive signal UDR 216 to drive the power switch 204 accordingly.
Fault transmitter 234 is coupled to receive a fault control signal UFAULT 256.  The fault control signal UFAULT 256 may indicate an overcurrent (e.g., an overload or short-circuit) or overvoltage fault in the power switch 204.  In one example, the fault control signal UFAULT 256 is a rectangular pulse waveform that includes logic high and logic low sections of varying lengths.  In response to a fault, the fault control signal UFAULT 256 may transition to a logic high value.  In response to the fault control signal UFAULT 256, fault transmitter 234 generates a fault signal 236 to communicate the presence of a fault to the driver interface 218.  The fault transmitter 234 is referenced to a secondary reference 275.  Fault transmitter 234 may be implemented as a switchable current source that provides a fault current IFAULT 236 in response to the fault control signal UFAULT 256.  In the illustrated implementation, fault current IFAULT 236 flows into the dot-end of the secondary winding and induces a primary side fault current IFAULT_P 238 which flows out of the dot-end of the primary winding.  The magnitude of the primary side fault current IFAULT_P 238 is related to the secondary side fault current IFAULT 236 by the turns ratio of the signal transformer 219.  Fault receiver 224 senses the primary side fault current IFAULT_P 238, identifies that the primary side fault current IFAULT_P 238 is indicative of a fault on the secondary side, and outputs a signal FLT 231 to the system controller 212.
In the illustrated implementation, data transmitter 235 is coupled to receive a first sense signal USENSE1 214 and a second sense signal USENSE2 215.  Both sense signals are representative of operating conditions of the power switch 204.  Data transmitter 235 encodes the data provided by the first sense signal USENSE1 214 and the second sense signal USENSE2 215 and generates a data signal IDATA 237 that embodies that data.  Data signal IDATA 237 induces a corresponding primary side data current IDATA_P 239 and thereby conveys information to the driver interface 218 via an inductive coupling 219.  In some implementations, the information is encoded in a binary word.  For example, logic high pulses in the data signal IDATA 237 can indicate binary “1s” and logic low pulses or no pulse can indicate binary “0s.”  In some implementations, the data signal IDATA 237 comports with a universal asynchronous receiver transmitter (UART) protocol.  In some implementations, an error-correcting code such as a Hamming code or cyclic redundancy check (CRC) code can be used.
The data transmitter 235 is referenced to secondary reference potential 275 and may be implemented as a current source that provides data current signal IDATA 237.  Data current signal IDATA 237 flows into a different end of the secondary winding from fault current IFAULT 236, namely, the end of the secondary winding without the dot in the illustrated implementation.  The secondary side data current IDATA 237 induces a primary side data current IDATA_P 239 which flows from the opposite end of the dot in the primary winding.  The magnitude of the primary side data current IDATA_P 239 is related to the magnitude of the secondary side data current IDATA 237 by the turns ratio of the signal transformer 219.  Data receiver 225 senses the primary side data current IDATA_P 239 and decodes the received signal.  The decoded information is conveyed to the system controller as DATA 232.  As will be discussed further below, the magnitude and the duration of the command signals sent by the command transmitter 223 (i.e., primary voltage VP 221), the fault signals sent by the fault transmitter 234 (i.e., fault current IFAULT 236), and the data signals sent by the data transmitter 235 (i.e., data current IDATA 237) may be chosen so that these signals can be differentiated even in the event of collisions between them.  Driver interface 218 and drive circuit 210 thus need not be synchronized or limited to transmitting information in accordance with a time sharing scheme.  Rather, the communications channel formed by inductive coupling 219 can provide simultaneous access to multiple transmitters that transmit data asynchronously 
FIG. 2B is a table 201 of example current and voltage values for the command signals, fault signal, and data signals input into signal transformer 219 for an example implementation.  It should be appreciated that the polarities of the currents are consistent with their illustration in FIG. 2A.  The polarities of the primary voltage VP 221 and secondary voltage VS 222 are also consistent with their illustration FIG. 2A.
The first row of the table 201 sets forth the primary voltage VP 221 for a transmitted ON command and a transmitted OFF command in the example implementation.  For an ON command, the primary voltage VP 221 is substantially +VDD for a period T1.  For an OFF command, the primary voltage VP 221 is substantially -VDD for a period T1.  In the example implementation, VDD is substantially 15 volts (V) and period T1 is substantially 200 nanoseconds (ns).  Although the example ON and OFF commands have an equal duration but opposite polarity, it should be appreciated that a variety of different polarities and durations may be used in other implementations.
The second row of table 201 sets forth the secondary winding current for a transmitted fault current IFAULT 236 in the example implementation.  In response to a fault, the magnitude of the fault current IFAULT 236 is substantially equal to -I2 for a period T2.  In the absence of a fault, the fault current IFAULT 236 can be substantially equal to zero.  The duration of period T2 is greater than the duration of period T1 for the command signals.  In the example implementation, I2 is substantially equal to 170 milliamps (mA) and the duration of period T1 is substantially equal to 4.4 microseconds (us).  However, in other implementations, different polarities and durations may be used.  For example, the windings of the transformer may be wrapped in the opposite direction around the core.  Also, in other implementations, a no fault condition may be another magnitude and/or may have a predetermined duration.  
The third row of table 201 sets forth the secondary winding current for a transmitted data current IDATA 237 in the example implementation.  In the example implementation, the data is encoded in a binary word.  The data current IDATA 237 is substantially equal to +I3 for period T3 to transmit a binary “1.”  Data current IDATA 237 is substantially zero to transmit a binary “0.”  Further, the duration of period T3 is greater than the duration of period T1.  In the example implementation , +I3 is substantially 30mA and period T3 has a duration of 14us.  However, in other implementations, different polarities and durations may be used.  Also, a “0” transmission may be another magnitude and/or may have a predetermined duration.  
FIG. 3A illustrates a data transmitter 335, which is one example of data transmitter 235 shown in FIG. 2A.  It should be appreciated that similarly named and numbered elements are coupled and function as described above.  Further, an inductive coupling 319, a drive signal generator 333, and a power switch 304 are illustrated to provide context for the data transmitter 335.
The data transmitter 335 includes a data control/encoder 341, a switch 346 (illustrated as an n-type MOSFET), resistances 343, 344, and a diode 345.  Resistance 343 is coupled to the data control/encoder 341 and the control terminal of switch 346.  Diode 345 is coupled to resistance 343 and the end of the secondary winding without the dot.  Resistance 344 is coupled to the dot-end of the secondary winding and the switch 346.  Switch 346 is coupled between resistor 344 and secondary reference 375.
Data transmitter 335 may also include an optional demagnetization circuit 342 to demagnetize the transformer 319.  Demagnetization may prevent transformer 319 from going into saturation.  Demagnetization circuit 342 includes a switch 351 (illustrated as an n-type MOSFET), resistances 348, 349, and a diode 350.  Resistance 348 is coupled to the data control/encoder 341 and the control terminal of switch 351.  Diode 350 is coupled to resistance 348 and the dot-end of the secondary winding.  Resistance 349 is coupled to the end of the secondary winding without the dot and the switch 351.  Switch 351 is coupled between resistor 349 and secondary reference 375.
The data control/encoder 341 receives the first and second sense signals USENSE1 314, USENSE2 315 and encodes at least some of the data provided by these signals.  The data control/encoder 341 may optionally include an analog-to-digital converter to convert the data into a digital value, a SPI (Serial Peripheral Interface), an I2C interface, or other digital interface to receive data from a digital sensor.  In some implementations, data control/encoder 341 may apply a universal asynchronous receiver transmitter (UART) protocol.  In some implementations, data control/encoder 341 may use an error-correcting code such as a Hamming code or cyclic redundancy check (CRC) code.  
Data control/encoder 341 controls switch 346 into and out of conduction to generate data current IDATA 337.  In one embodiment, data control signal UDATA 347 is logic high when transmitting a binary “1” and logic low when transmitting a binary “0.”  Or in other words, the data control signal UDATA 347 switches the switch 346 into conduction to transmit a binary “1” and switches the switch 346 out of conduction to transmit a binary “0.”  The inverse polarity can also be used.  When the data control signal UDATA 347 turns on the switch 346, current flows through resistor 343, diode 345 and into the end of the secondary winding without the dot.  The current flows out of the dot-end of the secondary winding and through resistor 344 and switch 346 to secondary reference 375.  In one example, the magnitude of data current IDATA 337 is substantially equal to I3 and switch 346 is turned on for period T3.  The data current IDATA 337 induces a primary side data current IDATA_P 339 which flows out of the end of the primary winding without the dot.  
The transmitted data current IDATA 337 may magnetize and eventually saturate the transformer 319.  Demagnetization circuit 342 may demagnetize the transformer 319 intermittently or every time the data transmitter 355 transmits a binary “1.”  The demagnetization circuit 342 demagnetizes the transformer 319 by sending a demagnetization current IDEMAG 353 of equal value to the data current IDATA 337 but in the opposite direction through the secondary winding.  In the example shown, the demagnetization current IDEMAG 353 flows into the dot end of the secondary winding.  The equal and opposite demagnetization current IDEMAG 353 may be transmitted before or after a binary “1” data current IDATA 337 or when necessary.  When the switch 351 is turned on, demagnetization current IDEMAG 353 flows through resistor 348, diode 350 and into the dot-end of the secondary winding.  The demagnetization current IDEMAG 353 flows out of the secondary winding and through resistor 349 and switch 351 to secondary return 375.  In some implementations, the values of resistances 343 and 348 may be substantially equal and the value of resistances 344 and 349 may be substantially equal.  In other implementations, they may have different values.
FIG. 3B illustrates example first and second sense signals USENSE1 314, USENSE2 315.  In one example, the first sense signal USENSE1 314 is representative of the input voltage VIN 302 and may increase as the input voltage VIN 302 increases.  The second sense signal USENSE2 315 is representative of temperature and may decrease as the temperature increases.
FIG. 4 illustrates a fault transmitter 434, which is one example of the fault transmitter 234 shown in FIG. 2A.  It should be appreciated that similarly named and numbered elements couple and function as described above.  Further, an inductive coupling 419, a drive signal generator 433, and a power switch 404 are illustrated to provide context for fault transmitter 434.  
The fault transmitter 434 includes switches 457, 458 (illustrated as n-type MOSFETs) and a diode 459.  Switch 457 is coupled between a supply voltage VISO and diode 459.  Further, switch 457 is controlled by fault control signal UFAULT 456.  Diode 459 is coupled to the dot-end of the secondary winding of inductive coupling 419.  The switch 458 is coupled to the other end of the secondary winding (without the dot) and is referenced to secondary reference 475.  Switch 458 is controlled by shifted fault control signal UFAULT’ 484.  
The fault control signal UFAULT 456 and shifted fault control signal UFAULT’ 484 are synchronized and, in some implementations, can be output from a single source.  In response to sensing a fault, both fault control signal UFAULT 456 and shifted fault control signal UFAULT’ 484 can be transitioned to a logic high state that controls switches 457, 458 into a conductive state.  Fault current IFAULT 436 flows through switch 457, diode 459, and into the dot-end of the secondary winding of transformer 419.  Fault current IFAULT 436 also flows out of the opposite end of the secondary winding and to secondary reference 475 through switch 458.  The magnitude of the fault current IFAULT 436 is substantially equal to current I2 and the switches 457, 458 are turned on for period T2.  
FIG. 5 illustrates a fault receiver 524 and data receiver 525, which are examples of the fault and data receiver 224, 225 shown in FIG. 2A.  It should be appreciated that similarly named and numbered elements are coupled and function as described above.  Further, an inductive coupling 519 is illustrated to provide context for the fault receiver 524 and data receiver 525.
The fault receiver 524 is shown as including a comparator 581, an integrator 560, and a comparator 561.  The fault receiver 524 is coupled to the dot-end of the primary winding of transformer 519.  As mentioned above, a transmitted fault current IFAULT 536 on the secondary induces a primary side fault current IFAULT_P 538.  The primary side fault current IFAULT_P 538 is sensed by the fault receiver 524.  In one example, the primary side fault current IFAULT_P 538 may be sensed by a current sensing resistance or MOSFET.  For example, the fault current IFAULT_P 538 may be sensed by sensing the drain-source voltage of transistor G4 shown in FIG. 2A.    
The sensed primary side fault current IFAULT _P 538 and a first threshold TH1 562 is received by comparator 581.  As shown, the primary side fault current IFAULT_P 538 is received at the non-inverting input while the first threshold TH1 562 is received at the inverting input of comparator 581.  The output of comparator 581 is received by integrator 560.  In the illustrated example, integrator 560 integrates with an upward slope up to a maximum value when the sensed primary side fault current IFAULT_P 538 is greater than the first threshold TH1 562.  The integrator 560 integrates with a downward slope to a minimum value when the sensed primary side fault current IFAULT_P 538 is less than the first threshold TH1 562.  As will be further discussed, the first threshold TH1 562 may be within the range of 100-145mA.  For an example where the sensed primary side fault current IFAULT_P 538 is a voltage signal, the first threshold TH1 562 may be a range of voltage values which correspond to a current value of 100-145mA.  
In operation, when the sensed primary side fault current IFAULT_P 538 is greater than the first threshold TH1 562, comparator 581 outputs a high signal that is integrated with an upward slope up to a maximum value by integrator 560.  When the sensed primary side fault current IFAULT_P 538 is less than the first threshold TH1 561, comparator 581 outputs a low signal and integrator 560 is discharged with a downward slope down to a minimum value.  The integration result is output from integrator 560. 
Comparator 561 is coupled to receive the output of integrator 560 and a second threshold TH2 565.  As shown, the output of integrator 560 is received at the inverting input of comparator 561 and the second threshold TH2 565 is received at the non-inverting input.  In response to the output of integrator 560 rising above second threshold TH2 565, comparator 561 outputs a logic high fault signal FLT 531.  In response to the output of integrator 560 being below second threshold TH2 565, comparator 561 outputs logic low fault signal FLT 531.  The second threshold TH2 465 may be representative of a time threshold for the amount of time which the sensed primary side fault current IFAULT_P 538 is greater than the first threshold TH1 562.  For example, the second threshold TH2 565 may correspond to an amount of time between 790-1620ns.  Signal FLT 531 is conveyed to the system controller (not shown).  Thus, when the output of integrator 560 is greater than the second threshold TH2 565, fault receiver 524 indicates that a fault was transmitted from the driver circuit on the secondary.
Data receiver 525 includes a comparator 582, an integrator 563, a comparator 564, and a decoder 566.  Data receiver 525 is coupled to the end opposite of the dot-end of the primary winding of transformer 519.  As mentioned above, a transmitted data current signal IDATA 537 from the driver circuit induces a primary side data current IDATA_P 539.  The primary side data current IDATA_P 539 is sensed by data receiver 525.  For example, the primary side data current IDATA_P 539 may be sensed by a current sensing resistor or MOSFET.  
The sensed primary side data current IDATA_P 539 and a third threshold TH3 579 is received by comparator 582.  As shown, the primary side data current IDATA_P 539 is received at the non-inverting input while the third threshold TH3 579 is received at the inverting input of comparator 582.  As will be further discussed, the third threshold TH3 579 may be within the range of 10-20mA.  For an example where the sensed primary side data current IDATA_P 539 is a voltage signal, the third threshold TH3 579 may be a range of voltage values which correspond to a current value of 10-20mA.  In operation, when the sensed primary side data current IDATA_P 539 is greater than the third threshold TH3 579, comparator 582 outputs a high signal that is integrated with an upward slope up to a maximum value by integrator 563.  When the sensed primary side data current IDATA_P 539 is less than the third threshold TH3 579, comparator 582 outputs a low signal and integrator 563 is discharged with a downward slope down to a minimum value.  The integration result is output from integrator 563. 
Comparator 564 is coupled to receive the output of integrator 563 and a fourth threshold TH4 580.  As shown, the output of integrator 563 is received at the inverting input of comparator 564 and the fourth threshold TH4 580 is received at the non-inverting input.  The output of comparator 564 is logic high in response to output of integrator 564 rising above fourth threshold TH4 580.  The output of comparator 564 is logic low in response to the output of integrator 564 being less than the fourth threshold TH4 580.  The fourth threshold TH4 580 may be representative of a time threshold for the amount of time which the sensed primary data current IDATA_P 539  is greater than the third threshold TH3 579.  For example, the fourth threshold TH4 580 may correspond to an amount of time greater than 3.3-6.6us.  Successive logic high and logic low states on the output of integrator 564 can form a series of binary bits that represent of operating conditions on the secondary.
Decoder 566 receives the output of comparator 564 and decodes the series of bits sent by the data transmitter 525.  Based on the information encoded in bits, decoder 566 outputs data DATA 532 to the system controller.  The outputted data DATA 532 can be in the form of an analog signal, PWM signal, a bit stream, etc. 
FIG. 6A is a table 600 setting forth one implementation of the magnitudes and durations-- at transmission-- of command signals, fault signals, and data signals that can embody their relative priorities of those signals in the event of collisions on the inductive coupling.  As discussed above, the driver interface and driver circuit need not be synchronized and collisions between the signals may occur.  As such, the nature of the signals may be selected to set a relative priority that determines which signals are received when a collision occurs.  In effect, a lossy but multiple access communications channel can be implemented on the inductive coupling.  
In the example shown in FIG. 6A, fault signals are prioritized over command and data signals.  At least at the time of their transmission, command signals are prioritized over data signals.  However, in general, the duration of data signal transmission is much longer and data will generally not be lost even with an intervening command signal.  To implement these priorities, the fault signal at transmission can have relatively large (current) magnitude for a relatively long duration of time relative to the other signals.  Details of an example fault signal are shown in the top row of table 600.  Further, command signals can be implemented as voltage signals, in contrast with the fault and data current signals.   Details of an example command signal at transmission are shown in the second row of table 600.  Please note that command signals can be significantly shorter in duration than both fault and data signals.  The individual bits that constitute data signals (and the associated demagnetization currents) are small in magnitude but have a relatively longer duration compared to fault signals and command signals.  Details of an example data bit at transmission are shown in the third row of table 600, and details of an example demagnetization current are shown in the fourth row of table 600.  It should be appreciated that the example fault and data, signals are current signals but the command signals are voltage signals.  Nevertheless, these signals all induce a voltage or a current on the other side of the galvanic isolation provided by the inductive coupling.  
In the example shown, fault current signals have a magnitude of I2 substantially equal to 170mA and period T2 has a duration of 4.4us at transmission.  The first threshold TH1 used to detect the fault current signal is within the range of 100-145mA.  Command voltage signals have a magnitude of supply voltage VDD substantially equal to 15V (which translates to a command current of magnitude ICMD substantially equal to 70mA) for period T1, which is substantially equal to 200ns in duration.  ON command signals have a positive polarity whereas OFF command signals have a negative polarity of equal magnitude.  As discussed above, the ON and OFF command signals need be equal in duration and opposite in polarity.  Data current bits have a magnitude of I3 substantially equal to 30mA and a period T3 with a duration of 14us at transmission.  The third threshold TH3 used to detect a data current bit is within the range of 10-20mA.  Demagnetization currents have magnitude of I3 substantially equal to 30mA and a period T3 with a duration that is substantially equal to 14us.   The polarity of the demagnetization currents is opposite the polarity of the data current bits.
FIG. 6B is a timing diagram 601 which schematically illustrates an example collision between signals that are transmitted on the inductive coupling simultaneously.  As described above, at transmission on the secondary winding, a fault signal can have a magnitude of I2 substantially equal to 170mA and period T2 substantially equal to 4.4us in duration.  At transmission on the secondary winding, data current bits can have a magnitude of I3 substantially equal to 30mA and a period T3 with a duration that is substantially equal to 14us, but a polarity that is opposite to the polarity of the fault signal.  In one example, the magnitude of the fault current signals received at the primary winding may be referred to with magnitude I2_P.  The range for the magnitude I2_P is related to threshold TH1 (shown in FIG. 5).  For example, the magnitude I2_P for the primary side fault current should be greater than the first threshold TH1.  In one example, the first threshold TH1 662 is within the range of 100-145mA.  For data bits, the magnitude of the signals received on the primary winding may be referred to as magnitude I3_P.  The range for the magnitude I3_P is related to threshold TH3 (shown in FIG. 5).  For example, the magnitude I3_P for the primary side data current should be greater than the third threshold TH3 679.  In one example, the third threshold TH3 679 is within the range of 10-20mA.  Although the fault signals and data bits may have predetermined durations at transmission on the secondary side, the durations received on the primary side may vary due to noise and other conditions.  For example, the duration of received fault current signals may be greater than 790-1620 ns to exceed time threshold TH2 (shown in FIG. 5) and the duration of received data bits may be greater than 3.3-6.6us to exceed time threshold TH4 (shown in FIG. 5).  
Timing diagram 601 illustrates a primary winding current 621 that includes a three-way collision between an ON command 668, a binary “1” data bit 639, and a fault signal 638.  As shown, the ON command 668 collides with the binary “1” data bit 639 first.  A fault signal 638 subsequently collides with the same binary “1” data bit 639.  The polarity of the primary winding current 621 shown in FIG. 6B (and FIG. 6C) for current flowing into terminal TRN (i.e. to transistors G2 or G3 shown in FIG. 2A) is positive while current flowing out of terminal TRN (i.e. from transistors G2 or G3 shown in FIG. 2A) is negative.
For the illustrated example, a demagnetization current 654 is induced on the primary side before the binary “1” data bit 639.  For the sake of simplicity, a magnetizing current is not shown FIGS. 6B and 6C.  During the demagnetization current 654, the primary winding current is substantially -I3_P 673 for period T3 674.  After the demagnetization current 654 has finished, the binary “1” data bit 639 begins and the primary winding current 621 increases to substantially I3_P 673 for period T3 674.  The primary winding current is substantially I3_P 673 for period T3 674 except during collisions with the ON command 668 and the fault signal 638.  As shown, an ON command 668 is transmitted at the same time as the binary “1” data bit 639 is received.  A spike in the primary winding current 621 is associated with the ON command 668 and the primary winding current 621 increases to a magnitude ICMD 669 for period T1 670.  After the period T1 670, the primary winding current 621 decreases to substantially I3_P 673.  Since the ON command transition 668 is a voltage signal, it swamps the voltage associated with transmission of a binary “1” data bit 639 and the ON command 668 can be received on the secondary side notwithstanding the collision.  In effect, during the transmission of an ON command, the ON command 668 is prioritized over the received binary “1” data bit 639.  However, in general, the duration of data signal transmission is much longer than the ON command and data will generally not be lost even with an intervening ON command. 
The fault signal 638 is received at the primary winding during the time that the binary “1” data bit 639 is received.  As shown, the primary winding current 621 decreases to substantially -I2_P 671 for period T2 672 in the midst of data bit 639.  At the end of period T2 672, the primary winding current 621 increases to a magnitude substantially equal to I3_P 673 and remains at magnitude I3_P 673 for the remainder of period T3 674.  Since the polarity of the received fault signal 638 is opposite to the polarity of the received data bit 639, the fault signal can be discerned notwithstanding the collision.  In effect, the polarity of fault signal 638 embodies a prioritization of the fault signal 638 over the binary “1” data bit 639.
FIG. 6C is another timing diagram that schematically illustrates a collision between an ON command 668, a fault signal 638, and a binary “1” data bit 639 on the primary side of a power converter.  Similar to FIG. 6B, a demagnetization current 654 is induced on the primary side before the binary “1” data bit 639 is transmitted.  During demagnetization 654, the primary winding current is substantially -I3_P for period T3 674.  After demagnetization 654 has finished, the binary “1” data bit 639 begins and the primary winding current 621 increases to substantially I3_P for period T3 674.  The primary winding current is substantially I3_P 673 for period T3 674 except during collisions with an ON command 668 and a fault signal 638.  
The fault signal 638 is received at the primary winding in the midst of a binary “1” data bit 639.  As shown, the primary winding current 621 decreases to substantially -I2_P 671 for period T2 672.  During the received fault signal 638, an ON command 668 is transmitted during the period T2 672.  A spike in the primary winding current 621 is associated with the ON command 668 and the primary winding current 621 increases for period T1 670.  The peak of ON command 668 is substantially -I2_P plus ICMD.  After the period T1 621, the primary winding current 621 decreases to substantially -I2_P 671 and the fault signal 638 again predominates.  At the end of period T2 672, the primary winding current 621 increases to a magnitude substantially equal to I3_P 673 and remains at magnitude I3_P 673 for the remainder of period T3 674.  The respective magnitude and duration of the fault signal 638 and ON command signal 668 embodies a prioritization of fault signal 638 over the ON command signal 668.  In particular, fault signal 638 can still be discerned by a fault receiver that integrates as described above
The above description of illustrated examples of the present invention, including what is described in the Abstract, are not intended to be exhaustive or to be limitation to the precise forms disclosed.  While specific embodiments of, and examples for, the invention are described herein for illustrative purposes, various equivalent modifications are possible without departing from the broader spirit and scope of the present invention.  Indeed, it is appreciated that the specific example voltages, currents, frequencies, power range values, times, etc., are provided for explanation purposes and that other values may also be employed in other embodiments and examples in accordance with the teachings of the present invention. 
1.        A device comprising:
first circuitry referenced to a first reference potential;
second circuitry referenced to a second reference potential and galvanically isolated from the first circuitry; and
an inductive coupling galvanically isolating the first circuitry and the second circuitry, the inductive coupling including a first winding referenced to the first reference potential and a second winding referenced to the second reference potential,
wherein the first circuitry comprises signal reception circuitry coupled to the inductive coupling, wherein the signal reception circuitry comprises one or more signal receivers coupled to the first winding to receive signals transmitted over the inductive coupling, the one or more signal receivers comprising 
a first comparator coupled to compare at least a portion of the signals received from the inductive coupling with a first threshold having a first polarity relative to the first reference potential, and 
a second comparator coupled to compare at least a portion of the signals received from the inductive coupling with a second threshold having a second polarity relative to the first reference potential, wherein the first polarity is opposite the second polarity,
wherein the second circuitry comprises signal transmission circuitry coupled to the inductive coupling, wherein the signal transmission circuitry comprises one or more signal transmitters coupled to drive current in a first direction through the second winding to transmit first signals and to drive current in a second direction through the second winding to transmit second signals, wherein the first direction is opposite the second direction.
2.       The device of claim 1, wherein the one or more signal receivers comprises:
a first signal receiver comprising the first comparator; and 
a second signal receiver comprising the second comparator.
3.        The device of claim 1 or 2, wherein the one or more signal transmitters comprises: 
a first signal transmitter coupled to the second winding to drive current in the first direction ; and 
a second signal transmitter coupled to the second winding to drive current in the second direction.  
4.        The device of any one of claims 1 to 3, wherein the first signals have a higher priority than the second signals and are to be received even in the event of a collision with the second signals.
5.        The device of any one of claims 1 to 4, wherein the one or more signal transmitters can transmit at any time.  
6.       A controller for a power converter that comprises a power switch, the controller comprising the device of any one of claims 1 to 5, wherein:
the first circuitry is a primary side of the controller; and
the second circuitry is a secondary side of the controller. 
7.        The controller of claim 6, wherein:
the primary side comprises driver interface circuitry coupled to the inductive coupling, the driver interface circuitry comprising the one or more signal receivers.
8.                  The controller of claim 7, wherein:
the driver interface circuitry further comprises third signal transmission circuitry coupled to transmit a command signal over the inductive coupling, the command signal representing a desired transition of the power switch between ON and OFF states; and 
the secondary side comprises a drive signal generator coupled to receive the third signal transmitted over the inductive coupling and, in response thereto, generate a drive signal configured to drive the power switch between the states.
9.                  The controller of claim 8, wherein the one or more signal transmitters and the third signal transmission circuitry can transmit at any time.
10.              The controller of any one of claims 5 or 9, wherein:
the current in the first direction is a fault signal representative of fault detection on the secondary side;
the current in the second direction is a data signal representative of an operational parameter on the secondary side, wherein the fault signal has a higher priority than the data signal.
11.              The controller of claim 10, wherein the operational parameter is one of a collector-to-emitter voltage, drain-to-source voltage, a system voltage, a temperature of the power switch, a load current, a collector current, or a drain current.
12.               The controller of any preceding claim, wherein: 
the current in the second direction is configured as a binary signal; and 
the signal transmission circuitry is configured to:
provide current to flow through the second winding in a second direction to transmit bits of the binary data signals, and 
provide current to flow through the second winding in a first direction to demagnetize the inductive coupling before or after a bit is transmitted, wherein the first direction is opposite to the second direction.
13.              The controller of claim 12, wherein the signal transmission circuitry comprises a first switch coupled to a first end of the second winding and a second switch coupled to a second end of the second winding.
14.              The controller of claim 13, wherein the signal transmission circuitry comprises:
a first current source comprising 
a first voltage source, 
a first resistance connected in series with the first voltage source, and 
a first diode or other unidirectional conductor and 
a second current source comprising 
a second voltage source, 
a second resistance connected in series with the second voltage source, and 
a second diode or other unidirectional conductor. 
15.              The controller of any preceding claim, wherein the signal transmission circuitry comprises: 
a first switch coupled to a first end of the second winding; 
a second switch coupled to a second end of the second winding; and 
switch control circuitry coupled to switch both the first switch and the second switch into conduction.  
16.              The controller of any preceding claim, wherein: 
the first comparator is coupled to output a first comparison result signal indicative of a result of the comparison of at least a portion of the signals received from the inductive coupling with the first threshold; and  
the one or more signal receivers further comprise
an integrator coupled to integrate the first comparison result signal to yield a first integral and
a second comparator coupled to compare the first integral with a first time threshold. 
17.              The controller of claim 16, wherein: 
the second comparator is coupled to output a second comparison result signal indicative of a result of the comparison of at least a portion of the signals received from the inductive coupling with second voltage threshold; and 
the one or more signal receivers further comprise
a second integrator coupled to integrate the second comparison result signal to yield a second integral and
a fourth comparator coupled to compare the second integral with a second time threshold.
18.              The controller of claim 17, wherein: 
the absolute value of a magnitude of the first voltage threshold is greater than the absolute value of a magnitude of the second voltage threshold; and 
a duration of the first time threshold is shorter than a duration of the second time threshold.
19.              The controller of claim 18, wherein:
the absolute value of the magnitude of the first voltage threshold 
is greater than three times 
the absolute value of the magnitude the second voltage threshold, for example, greater than four times or greater than five times.
20.              The controller of any preceding claim, wherein:
the duration of the first time threshold 
is less than one fifth 
the duration of the second time threshold, for example, less than one seventh or less than one tenth.
21.              The controller of any preceding claim, wherein the at least one power switch includes an insulated-gate bipolar transistor or a silicon carbide transistor.
22.              The controller of any preceding claim, wherein the controller includes a data input/output connection to couple with a system controller.
A controller for a semiconductor switch is described that includes a transmitter and a receiver that communicate across galvanic isolation using an inductive coupling. An example controller includes first circuitry referenced to a first reference potential, second circuitry referenced to a second reference potential and galvanically isolated from the first circuitry, and an inductive coupling galvanically isolating the first circuitry and the second circuitry. The inductive coupling includes a first winding referenced to the first reference potential and a second winding referenced to the second reference potential, wherein the first circuitry includes signal reception circuitry coupled to the inductive coupling, wherein the signal reception circuitry includes one or more signal receivers coupled to the first winding to receive signals transmitted over the inductive coupling.
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