(57)【要約】【課題】パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御されるインバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を精確に推定する。【解決手段】インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するゼロクロス点推定装置であって、１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を入力し、入力した２つの矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点と立ち下がり点とに基づいてインバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するようにした。【選択図】        図３
2019103202.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するゼロクロス点推定装置であって、
１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を入力し、
前記矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点と立ち下がり点とに基づいて前記インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定する
ことを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項２】
請求項１に記載のゼロクロス点推定装置において、
１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を入力する入力部と、
前記入力部が入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする第１の傾きの三角波を生成する第１の三角波生成部と、
前記入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする前記第１の傾きの２倍の傾きの第２の傾きの三角波を生成する第２の三角波生成部と、
前記入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で前記第１の三角波生成部で生成された前記傾き１の三角波の第１のレベルを保持する第１のレベル保持部と、
前記第１のレベル保持部が保持した前記第１のレベルと前記第２の三角波生成部で生成された前記傾き２の三角波との第１の交点を検出する第１の検出部と、
前記第１の検出部が検出した前記第１の交点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１周期のゼロクロス点として推定して出力する第１の出力部と
を有することを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項３】
請求項２に記載のゼロクロス点推定装置において、
前記入力部が入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で前記第１の三角波生成部で生成された前記傾き１の三角波の第２のレベルを保持する第２のレベル保持部と、
前記第２のレベル保持部が保持した前記第２のレベルと前記第２の三角波生成部で生成された前記傾き２の三角波との第２の交点を検出する第２の検出部と、
前記第２の検出部が検出した前記第２の交点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１／４周期（中間点）のゼロクロス点として推定して出力する第２の出力部と
を有することを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項４】
請求項２または３のいずれか１項に記載のゼロクロス点推定装置において、
前記インバータ装置に動作遅れの遅れ時間が生じたときに、前記傾き１の三角波と前記傾き２の三角波との少なくともいずれか一方に前記遅れ時間に応じたバイアス電圧を設定する
ことを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項５】
請求項１に記載のゼロクロス点推定装置において、
入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち下がり点から２番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち上がり点までの時間間隔である時間ｔ１を算出するｔ１算出手段と、
前記ｔ１算出手段が算出した前記時間ｔ１の１／２の時間ｔ１／２を算出するｔ１／２算出手段と、
前記入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち下がり点から時間ｔ１／２だけ時間経過した時間ｔｚを算出するｔｚ算出手段と、
前記ｔｚ算出手段で算出した前記時間ｔｚに対応する点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１周期のゼロクロス点として推定して出力する出力手段と
を有することを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項６】
請求項１、２、３、４または５に記載のゼロクロス点推定装置において、
前記インバータ装置に共振負荷が接続された
ことを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項７】
請求項６に記載のゼロクロス点推定装置において、
前記共振負荷は、誘導加熱用直列共振負荷である
ことを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項８】
請求項６に記載のゼロクロス点推定装置において、
前記共振負荷は、誘導加熱用並列共振負荷である
ことを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項９】
請求項８に記載のゼロクロス点推定装置において、
前記誘導加熱用並列共振負荷は、高調波除去用のフィルターを直列接続された
ことを特徴とするゼロクロス点推定装置。
【請求項１０】
請求項１、２、３、４、５、６、７、８または９のいずれか１項に記載のゼロクロス点推定装置と、前記ゼロクロス点推定装置に入力される１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を生成するＰＷＭ回路と、前記ゼロクロス点推定装置により推定されたゼロクロス点に基づき前記ＰＷＭ回路を動作させる周波数信号を出力するＰＬＬ回路とを有し、前記ＰＷＭ回路が生成する矩形波インバータ駆動信号によりインバータ装置の駆動を制御する制御装置において、
前記インバータ装置の出力電流または出力電圧の位相を９０度ずらすことにより１／４周期のゼロクロス点を推定する
ことを特徴とする制御装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の制御装置において、
前記ＰＬＬ回路は位相比較回路を有し、
前記ゼロクロス点推定装置から出力されたゼロクロス点と前記インバータ装置の出力電流とを前記ＰＬＬ回路の前記位相比較回路に入力して、位相差ゼロとなるように制御された周波数信号を生成して前記ＰＷＭ回路へ出力し、前記周波数信号を前記ＰＷＭ回路の周波数信号とする
ことを特徴とする制御装置。
【請求項１２】
インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するゼロクロス点推定方法であって、
１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を入力し、
前記矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点と立ち下がり点とに基づいて前記インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定する
ことを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載のゼロクロス点推定方法において、
入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする第１の傾きの三角波を生成し、
前記入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする前記第１の傾きの２倍の傾きの第２の傾きの三角波を生成し、
前記入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で前記傾き１の三角波の第１のレベルを保持し、
前記保持した第１のレベルと前記傾き２の三角波との第１の交点を検出し、
前記検出した第１の交点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１周期のゼロクロス点として推定する
ことを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載のゼロクロス点推定方法において、
入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で前記第１の三角波生成部で生成された前記傾き１の三角波の第２のレベルを保持し、
前記保持した第２のレベルと前記第２の三角波生成部で生成された前記傾き２の三角波との第２の交点を検出し、
前記検出した前記第２の交点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１／４周期（中間点）のゼロクロス点として推定する
ことを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項１５】
請求項１３または１４のいずれか１項に記載のゼロクロス点推定方法において、
前記インバータ装置に動作遅れの遅れ時間が生じたときに、前記傾き１の三角波と前記傾き２の三角波との少なくともいずれか一方に前記遅れ時間に応じたバイアス電圧を設定する
ことを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項１６】
請求項１２に記載のゼロクロス点推定方法において、
入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち下がり点から２番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち上がり点までの時間間隔である時間ｔ１を算出し、
前記算出した時間ｔ１の１／２の時間ｔ１／２を算出し、
前記入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち下がり点から時間ｔ１／２だけ時間経過した時間ｔｚを算出し、
前記算出した時間ｔｚに対応する点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１周期のゼロクロス点として推定する
を有することを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項１７】
請求項１２、１３、１４、１５または１６のいずれか１項に記載のゼロクロス点推定方法において、
前記インバータ装置に共振負荷が接続された
ことを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項１８】
請求項１７に記載のゼロクロス点推定方法において、
前記共振負荷は、誘導加熱用直列共振負荷である
ことを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項１９】
請求項１７に記載のゼロクロス点推定方法において、
前記共振負荷は、誘導加熱用並列共振負荷である
ことを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項２０】
請求項１９に記載のゼロクロス点推定方法において、
前記誘導加熱用並列共振負荷は、高調波除去用のフィルターを直列接続された
ことを特徴とするゼロクロス点推定方法。
【請求項２１】
請求項１、２、３、４、５、６、７、８または９のいずれか１項に記載のゼロクロス点推定装置としてコンピューターを機能させるためのプログラム。
【請求項２２】
請求項１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９または２０のいずれか１項に記載のゼロクロス点推定方法をコンピューターに実行させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ゼロクロス点推定装置、制御装置、ゼロクロス点推定方法およびプログラムに関する。さらに詳細には、本発明は、インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定する際に用いて好適なゼロクロス点推定装置、制御装置、ゼロクロス点推定方法およびプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、誘導加熱回路などのような共振負荷に接続する電源装置たるインバータ装置が知られている。従来、こうしたインバータ装置は、位相同期（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）回路を用いて制御されていた。
【０００３】
図１（ａ）（ｂ）を参照しながら、ＰＬＬ回路を用いて制御される従来より公知のインバータ装置について説明する。
【０００４】
なお、図１（ａ）には、ＰＬＬ回路を用いて制御されるとともに共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図が示されている。また、図１（ｂ）には、図１（ａ）に示すインバータ装置における制御部の詳細な構成説明図が示されている。
【０００５】
図１（ａ）に示すように、インバータ装置１００は、交流（ＡＣ）電源１０２から供給される交流電力を所望の電圧の高周波交流電力に変換して、誘導加熱回路などのような共振負荷２００へ供給するものである。
【０００６】
なお、交流電源１０２としては、例えば、商用交流電源を用いることができ、その場合には、インバータ装置１００は、商用交流電力を高周波交流電力に変換して共振負荷２００へ供給する。
【０００７】
より詳細には、インバータ装置１００は、交流電源１０２から供給される交流電力を入力して直流（ＤＣ）電力に変換して出力するコンバータ回路を有するコンバータ部１０４と、コンバータ部１０４から出力された直流電力を入力して高周波交流電力に逆変換して出力するインバータ回路を有するインバータ部１０６と、インバータ部１０６から出力される電流（出力電流Ｉｈ）を検出してその検出結果を電流センサー信号として出力する電流センサー１０８と、出力電流Ｉｈを設定する信号（出力電流設定信号）と電流センサー１０８から出力された電流センサー信号とに基づいてコンバータ部１０２が変換する直流電圧をフィードバック制御するコンバータ制御部１１０と、電流センサー１０８から出力された電流センサー信号に基づいてインバータ部１０６の動作をフィードバック制御するＰＬＬ回路１１２ａ（図１（ｂ）を参照する。）を有する制御部１１２とを有して構成されている。
【０００８】
なお、図１（ａ）において、符号Ｖｈは、インバータ部１０６から出力される電圧（出力電圧）を示す。
【０００９】
ここで、図１（ｂ）には、制御部１１２の詳細な構成が示されている。制御部１１２においては、ＰＬＬ回路１１２ａに入力された電流センサー信号に応じて、ＰＬＬ回路１１２ａがインバータ部１０６を駆動する矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを出力する。
【００１０】
なお、コンバータ部１０４のコンバータ回路は、例えば、チョッパ回路やサイリスタ整流回路などにより構成される。
【００１１】
以上の構成において、図２に示すインバータ装置１００の波形図を参照しながら、インバータ装置１００の動作について説明する。
【００１２】
インバータ装置１００においては、出力電流設定信号と電流センサー信号とに基づいて、コンバータ制御部１１０によりコンバータ部１０４を制御して直流電圧を可変することによって出力電圧Ｖｈを可変させ、出力電流Ｉｈを設定する。
【００１３】
制御部１１２は、電流センサー信号から出力電流Ｉｈのゼロクロス点（より詳細には、周期信号の１周期における立ち上がり（電流上昇）時の周波数のゼロクロス点である。）の検出を行う。そして、共振負荷２００の共振周波数の制御はＰＬＬ回路１１２ａで行うものであり、周波数変動により生じる出力電流Ｉｈと出力電圧Ｖｈとの位相差は、検出したゼロクロス点を用いてＰＬＬ回路１１２ａによる周波数制御により位相差ゼロに制御される。
【００１４】
ところで、インバータ装置においては、高周波電圧（出力電圧Ｖｈ）と高周波電流（出力電流Ｉｈ）との位相制御を用いた出力制御回路について、上記において説明した手法のように高周波電流（出力電流Ｉｈ）のゼロクロス点を検出して利用するいくつかの方式が提案されているが、いずれも出力制御を行うと周波数が共振周波数よりずれていく特性になるという問題点があった。
【００１５】
こうした問題点を解決するために、高周波電流（出力電流Ｉｈ）のゼロクロス点を検出するのではなく、共振電圧波形を直接検出して制御する手法も考慮されるが、高周波電圧（出力電圧Ｖｈ）が矩形波電圧であるため各高調波が重複するので、正確なゼロクロス点を検出することができないという新たな問題点を招来するものであった。
【００１６】
なお、本願出願人が特許出願のときに知っている先行技術は、文献公知発明に係る発明ではないため、本願明細書に記載すべき先行技術文献情報はない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
本発明は、上記したような従来の技術の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御されるインバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を精確に推定することを可能にしたゼロクロス点推定装置、制御装置、ゼロクロス点推定方法およびプログラムを提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記目的を達成するために、本発明は、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ回路で生成される１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を用いて、インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するようにしたものである。
【００１９】
従って、本発明によれば、ゼロクロス点を用いる際に、インバータ装置における出力電流のゼロクロス点を検出するのではなく、インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を精確に推定して用いることができるようになる。
【００２０】
即ち、本発明によるゼロクロス点推定装置は、インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するゼロクロス点推定装置であって、１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を入力し、上記矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点と立ち下がり点とに基づいて上記インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するようにしたものである。
【００２１】
また、本発明によるゼロクロス点推定装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置において、１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を入力する入力部と、上記入力部が入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする第１の傾きの三角波を生成する第１の三角波生成部と、上記入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする上記第１の傾きの２倍の傾きの第２の傾きの三角波を生成する第２の三角波生成部と、上記入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で上記第１の三角波生成部で生成された上記傾き１の三角波の第１のレベルを保持する第１のレベル保持部と、上記第１のレベル保持部が保持した上記第１のレベルと上記第２の三角波生成部で生成された上記傾き２の三角波との第１の交点を検出する第１の検出部と、上記第１の検出部が検出した上記第１の交点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１周期のゼロクロス点として推定して出力する第１の出力部とを有するようにしたものである。
【００２２】
また、本発明によるゼロクロス点推定装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置において、上記入力部が入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で上記第１の三角波生成部で生成された上記傾き１の三角波の第２のレベルを保持する第２のレベル保持部と、上記第２のレベル保持部が保持した上記第２のレベルと上記第２の三角波生成部で生成された上記傾き２の三角波との第２の交点を検出する第２の検出部と、上記第２の検出部が検出した上記第２の交点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１／４周期（中間点）のゼロクロス点として推定して出力する第２の出力部とを有するようにしたものである。
【００２３】
また、本発明によるゼロクロス点推定装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置において、上記インバータ装置に動作遅れの遅れ時間が生じたときに、上記傾き１の三角波と上記傾き２の三角波との少なくともいずれか一方に上記遅れ時間に応じたバイアス電圧を設定するようにしたものである。
【００２４】
また、本発明によるゼロクロス点推定装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置において、入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち下がり点から２番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち上がり点までの時間間隔である時間ｔ１を算出するｔ１算出手段と、上記ｔ１算出手段が算出した上記時間ｔ１の１／２の時間ｔ１／２を算出するｔ１／２算出手段と、上記入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち下がり点から時間ｔ１／２だけ時間経過した時間ｔｚを算出するｔｚ算出手段と、上記ｔｚ算出手段で算出した上記時間ｔｚに対応する点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１周期のゼロクロス点として推定して出力する出力手段とを有するようにしたものである。
【００２５】
また、本発明によるゼロクロス点推定装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置において、上記インバータ装置に共振負荷が接続されるようにしたものである。
【００２６】
また、本発明によるゼロクロス点推定装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置において、上記共振負荷は、誘導加熱用直列共振負荷であるようにしたものである。
【００２７】
また、本発明によるゼロクロス点推定装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置において、上記共振負荷は、誘導加熱用並列共振負荷であるようにしたものである。
【００２８】
また、本発明によるゼロクロス点推定装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置において、上記誘導加熱用並列共振負荷は、高調波除去用のフィルターを直列接続されたものである。
【００２９】
また、本発明による制御装置は、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置と、上記ゼロクロス点推定装置に入力される１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を生成するＰＷＭ回路と、上記ゼロクロス点推定装置により推定されたゼロクロス点に基づき上記ＰＷＭ回路を動作させる周波数信号を出力するＰＬＬ回路とを有し、上記ＰＷＭ回路が生成する矩形波インバータ駆動信号によりインバータ装置の駆動を制御する制御装置において、上記インバータ装置の出力電流または出力電圧の位相を９０度ずらすことにより１／４周期のゼロクロス点を推定するようにしたものである。
【００３０】
また、本発明による制御装置は、上記した本発明による制御装置において、上記ＰＬＬ回路は位相比較回路を有し、上記ゼロクロス点推定装置から出力されたゼロクロス点と上記インバータ装置の出力電流とを上記ＰＬＬ回路の上記位相比較回路に入力して、位相差ゼロとなるように制御された周波数信号を生成して上記ＰＷＭ回路へ出力し、上記周波数信号を上記ＰＷＭ回路の周波数信号とするようにしたものである。
【００３１】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するゼロクロス点推定方法であって、１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号を入力し、上記矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点と立ち下がり点とに基づいて上記インバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を推定するようにしたものである。
【００３２】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法において、入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする第１の傾きの三角波を生成し、上記入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする上記第１の傾きの２倍の傾きの第２の傾きの三角波を生成し、上記入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で上記傾き１の三角波の第１のレベルを保持し、上記保持した第１のレベルと上記傾き２の三角波との第１の交点を検出し、上記検出した第１の交点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１周期のゼロクロス点として推定するようにしたものである。
【００３３】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法において、入力した２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で上記第１の三角波生成部で生成された上記傾き１の三角波の第２のレベルを保持し、上記保持した第２のレベルと上記第２の三角波生成部で生成された上記傾き２の三角波との第２の交点を検出し、上記検出した上記第２の交点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１／４周期（中間点）のゼロクロス点として推定するようにしたものである。
【００３４】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法において、上記インバータ装置に動作遅れの遅れ時間が生じたときに、上記傾き１の三角波と上記傾き２の三角波との少なくともいずれか一方に上記遅れ時間に応じたバイアス電圧を設定するようにしたものである。
【００３５】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法において、入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号のうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち下がり点から２番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち上がり点までの時間間隔である時間ｔ１を算出し、上記算出した時間ｔ１の１／２の時間ｔ１／２を算出し、上記入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号のうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の矩形波パルスの立ち下がり点から時間ｔ１／２だけ時間経過した時間ｔｚを算出し、上記算出した時間ｔｚに対応する点を１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号で生成される出力電圧の基本波成分の１周期のゼロクロス点として推定するようにしたものである。
【００３６】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法において、上記インバータ装置に共振負荷が接続されるようにしたものである。
【００３７】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法において、上記共振負荷は、誘導加熱用直列共振負荷であるようにしたものである。
【００３８】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法において、上記共振負荷は、誘導加熱用並列共振負荷であるようにしたものである。
【００３９】
また、本発明によるゼロクロス点推定方法は、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法において、上記誘導加熱用並列共振負荷は、高調波除去用のフィルターを直列接続されたものである。
【００４０】
また、本発明によるプログラムは、上記した本発明によるゼロクロス点推定装置としてコンピューターを機能させるためのプログラムである。
【００４１】
また、本発明によるプログラムは、上記した本発明によるゼロクロス点推定方法をコンピューターに実行させるためのプログラムである。
【発明の効果】
【００４２】
本発明は、以上説明したように構成されているので、ＰＷＭ制御されるインバータ装置における出力電圧の基本波成分のゼロクロス点を精確に推定することが可能になるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】図１（ａ）（ｂ）は、ＰＬＬ回路を用いて制御される従来より公知のインバータ装置の構成説明図である。より詳細には、図１（ａ）は、ＰＬＬ回路を用いて制御されるとともに共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成を示す構成説明図である。また、図１（ｂ）は、図１（ａ）に示すインバータ装置における制御部の詳細な構成説明図である。
【図２】図２は、図１（ａ）（ｂ）に示す従来より公知のインバータ装置の波形図である。
【図３】図３（ａ）（ｂ）は、本発明によるゼロクロス点推定装置を有するインバータ装置の構成説明図である。より詳細には、図３（ａ）は、本発明によるゼロクロス点推定装置を有するインバータ装置の全体の構成を示す構成説明図である。また、図３（ｂ）は、図３（ａ）に示すインバータ装置における制御装置の詳細な構成説明図である。
【図４】図４は、ゼロクロス点推定装置の詳細な構成説明図である。
【図５】図５は、図３（ａ）（ｂ）に示す本発明によるゼロクロス点推定装置を有するインバータ装置の波形図である。
【図６】図６は、ゼロクロス点推定装置の波形図である。
【図７】図７は、基本波成分の１／４周期（中間点）のゼロクロス点を推定する際のゼロクロス点推定装置の波形図である。
【図８】図８は、制御装置におけるＰＷＭ回路の詳細な構成説明図である。
【図９】図９は、制御装置における動作を示す波形図である。
【図１０】図１０は、インバータ装置において動作遅れの遅れ時間が生じた場合の補正の処理を示す波形図である。
【図１１】図１１は、インバータ装置においては動作遅れの遅れ時間が生じた場合の補正の処理の詳細を示す波形図である。
【図１２】図１２は、本発明の実施に関連するマイクロコンピュータの機能的構成をあらわすブロック構成説明図である。
【図１３】図１３は、本発明の実施に関連してマイクロコンピューターが実行するゼロクロス点推定処理を説明するための波形図である。
【図１４】図１４は、本発明の実施に関連してマイクロコンピューターが実行するゼロクロス点推定処理の処理ルーチンを示すフローチャートである。
【図１５】図１５（ａ）（ｂ）は、共振負荷の一例として誘導加熱用共振負荷を示す構成説明図である。より詳細には、図１５（ａ）は、直列共振負荷の場合である誘導加熱用直列共振負荷を示す構成説明図である。図１５（ｂ）は、並列共振負荷の場合である誘導加熱用並列共振負荷を示す構成説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
以下、添付の図面を参照しながら、本発明によるゼロクロス点推定装置、制御装置、ゼロクロス点推定方法およびプログラムの実施の形態の一例を詳細に説明するものとする。
【００４５】
図３（ａ）（ｂ）には、本発明によるゼロクロス点推定装置を有するインバータ装置の構成説明図が示されている。なお、図３（ａ）は、本発明によるゼロクロス点推定装置を有するインバータ装置の全体の構成を示す構成説明図である。また、図３（ｂ）は、図３（ａ）に示すインバータ装置における制御装置の詳細な構成説明図である。
【００４６】
以下の説明においては、図１（ａ）（ｂ）および図２を参照しながら説明した構成ならびに作用と同一あるいは相当する構成ならびに作用については、図１（ａ）（ｂ）および図２において用いた符号と同一の符号を付して示すことにより、その詳細な構成ならびに作用の説明は省略する。
【００４７】
図３（ａ）に示すように、本発明によるゼロクロス点推定装置を有するインバータ装置１０は、交流電源１０２から供給される交流電力を所望の電圧の高周波交流電力に変換して、誘導加熱回路などのような共振負荷２００へ供給するものである。
【００４８】
なお、交流電源１０２としては、従来のインバータ装置１００と同様に、例えば、商用交流電源を用いることができ、その場合には、インバータ装置１０は、商用交流電力を高周波交流電力に変換して共振負荷２００へ供給する。
【００４９】
より詳細には、インバータ装置１０は、交流電源１０２から供給される交流電力を入力してダイオードによる整流により直流電力に変換して出力するコンバータ部１４と、コンバータ部１４から出力された直流電力を入力して高周波交流電力に逆変換して出力するインバータ回路を有するインバータ部１０６と、インバータ部１０６から出力される電流（出力電流Ｉｈ）を検出してその検出結果を電流センサー信号として出力する電流センサー１０８と、出力電流Ｉｈを設定する信号（出力電流設定信号）と電流センサー１０８から出力された電流センサー信号とに基づいてインバータ部１０６をフィードバック制御する制御装置２０とを有して構成されている。
【００５０】
なお、図３（ａ）において、符号Ｖｈは、インバータ部１０６から出力される電圧（出力電圧）を示す。
【００５１】
ここで、図３（ｂ）には、制御装置２０の詳細な構成が示されている。制御装置２０は、ＰＬＬ回路２２と、ＰＷＭ回路２４と、ゼロクロス点推定装置２６とを有して構成されている。
【００５２】
ＰＬＬ回路２２は、電流センサー１０８から出力された電流センサー信号とゼロクロス点推定装置２６から出力されたゼロクロス点を示す信号（ゼロクロス点信号）とを入力して、ＰＷＭ回路２４を動作させる周波数信号ｆを出力する。このＰＬＬ回路２２により、周波数変動により生じる出力電流Ｉｈと出力電圧Ｖｈとの基本波成分の位相差は、ゼロクロス点信号の示すゼロクロス点を用いて周波数制御により位相差ゼロに制御されることになる。
【００５３】
ＰＷＭ回路２４は、出力電流設定信号とＰＬＬ回路２２から出力された周波数信号ｆと電流センサー信号とに基づき、インバータ部１０６を駆動する矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを出力する。
【００５４】
ゼロクロス点推定装置２６は、ＰＷＭ回路２４から出力された矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱに基づき、ゼロクロス点（より詳細には、出力電圧Ｖｈの基本波成分の周期信号の１周期における立ち上がり（電圧上昇）時の周波数のゼロクロス点である。）を示すゼロクロス点信号をＰＬＬ回路２２へ出力する。
【００５５】
次に、図４を参照しながら、ゼロクロス点推定装置２６の構成について詳細に説明する。なお、図４には、ゼロクロス点推定装置２６の詳細な構成説明図が示されている。
【００５６】
即ち、ゼロクロス点推定装置２６は、ＰＷＭ回路２４で生成される１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを入力する入力手段たる入力回路（入力部）２６ａと、入力回路２６ａで入力した２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうち１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする第１の傾き（傾き１）の三角波を生成する第１の三角波生成手段たる第１三角波生成回路（第１の三角波生成部）２６ｂと、入力回路２６ａで入力した２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうち２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち上がり点を起点とする第２の傾き（傾き２）（傾き２は、傾き１の２倍の傾きである。）を生成する第２の三角波生成手段たる第２三角波生成回路（第２の三角波生成部）２６ｃと、当該２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で第１三角波生成回路２６ｂで生成された傾き１の三角波の第１のレベルを保持し、また、当該１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点で第１三角波生成回路２６ｂで生成された傾き１の三角波の第２のレベルを保持するレベル保持手段たるレベル保持回路（第１のレベル保持部、第２のレベル保持部）２６ｄと、レベル保持回路２６ｄが保持した第１のレベルと第２三角波生成回路２６ｃで生成された傾き２の三角波との第１の交点を検出し、また、レベル保持回路２６ｄが保持した第２のレベルと第２三角波生成回路２６ｃで生成された傾き２の三角波との第２の交点を検出する検出手段たる検出回路（第１の検出部、第２の検出部）２６ｅと、検出回路２６ｅが検出した第１の交点を当該１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱで生成される出力電圧Ｖｈの基本波成分の１周期のゼロクロス点としてゼロクロス信号を出力し、また、検出回路２６ｅが検出した第２の交点を当該１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱで生成される出力電圧Ｖｈの基本波成分の１／４周期（中間点）のゼロクロス点としてゼロクロス信号を出力する出力手段たる出力回路（第１の出力部、第２の出力部）２６ｆとを有して構成されている。
【００５７】
以上の構成において、図５に示すインバータ装置１０の波形図を参照しながら、インバータ装置１０の動作を説明する。
【００５８】
インバータ装置１０においては、出力電流設定信号と周波数信号ｆとに基づいて、ＰＷＭ回路２４が矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱをインバータ部１０６へ出力し、矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱによりインバータ部１０６をＰＷＭ制御して、インバータ部１０６からの出力電圧Ｖｈおよび出力電流Ｉｈを設定する。
【００５９】
ここで、周波数変動により生じる出力電流Ｉｈと出力電圧Ｖｈとの位相差は、ゼロクロス点推定装置２６から出力されたゼロクロス点信号が示すゼロクロス点を用いて、ＰＬＬ回路２２による周波数制御により位相差ゼロに制御される。
【００６０】
即ち、制御装置２０は、ゼロクロス点推定装置２６から出力されたゼロクロス点信号と出力電流ＩｈとをＰＬＬ回路２２を構成する位相比較回路に入力して、ＰＬＬ回路２２の周波数制御により位相差ゼロとなるように制御された周波数信号ｆを生成してＰＷＭ回路２４へ出力し、周波数信号ｆをＰＷＭ回路２４の周波数信号とするものである。
【００６１】
次に、図５とともに図６に示すゼロクロス点推定装置２６の波形図を参照しながら、出力電圧Ｖｈの基本波成分のゼロクロス点を示すゼロクロス点信号を出力するゼロクロス点推定装置２６の動作について詳細に説明する。
【００６２】
ゼロクロス点推定装置２６は、ＰＷＭ回路２４で生成される１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱから、出力電圧Ｖｈの基本波成分の周波数のゼロクロス点を推定し、当該推定したゼロクロス点を示す信号たるゼロクロス点信号を出力する。
【００６３】
より詳細には、ゼロクロス点推定装置２６は、以下に説明する動作を行う。即ち、ゼロクロス点推定装置２６は、ＰＷＭ回路２４で生成される１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを入力回路２６ａから入力する。
【００６４】
そして、第１三角波生成回路２６ｂによって入力した２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうち１番目の矩形波インバータ駆動信号（図５および図６においては、矩形波インバータ駆動信号ＮＱである。）の立ち上がり点Ａを起点とする傾き１（ｔａｎθ１）の三角波を生成し、第２三角波生成回路２６ｃによって入力した２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうち２番目の矩形波インバータ駆動信号（図５および図６においては、矩形波インバータ駆動信号Ｑである。）の立ち上がり点Ｂを起点とする傾き２（ｔａｎθ２）（傾き２は、傾き１の２倍の傾きである。即ち、「ｔａｎθ２＝２×ｔａｎθ１」である。）の三角波を生成する。
【００６５】
そして、レベル保持回路２６ｄによって２番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点Ｃで傾き１の三角波のレベル（第１のレベル）を保持し、検出回路２６ｅによって当該保持したレベルと傾き２の三角波との交点（第１の交点）を検出する。
【００６６】
出力回路２６ｆは、検出回路２６ｅが検出した交点を当該１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱで生成される出力電圧Ｖｈの基本波成分の１周期のゼロクロス点Ｄとしてゼロクロス点信号を出力する。
【００６７】
ここで、上記した手法によりゼロクロス点Ｄを精確に推定することができる理由について、図６を参照しながら説明する。
【００６８】
図６において、
Ｔ：出力電圧Ｖｈの基本波成分の１周期
ｗ：２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅
Ｓ：立ち上がり点Ａから立ち下がり点Ｃまでの区間
とすると、傾き２は傾き１の２倍の傾きであるので、立ち上がり点Ｂからゼロクロス点Ｄまでの区間はＳ／２となり、以下の関係式が成立する。
【００６９】
Ｓ＝２ｗ＋（Ｔ／２−ｗ）＝ｗ＋Ｔ／２
【００７０】
Ｓ／２＝ｗ／２＋Ｔ／４
【００７１】
Ｔ＝Ｔ／２＋（Ｔ／２−ｗ）／２＋Ｓ／２
＝Ｔ／２＋（Ｔ／２−ｗ）／２＋ｗ／２＋Ｔ／４
＝Ｔ／２＋Ｔ／４−ｗ／２＋ｗ／２＋Ｔ／４
【００７２】
従って、ゼロクロス点推定装置２６によれば、１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうちの１番目の矩形波インバータ駆動信号ＮＱの立ち上がり点Ａ、２番目の矩形波インバータ駆動信号Ｑの立ち上がり点Ｂおよび２番目の矩形波インバータ駆動信号Ｑの立ち下がり点Ｃから、ゼロクロス点Ｄを精確に推定することができることになる。
【００７３】
また、上記と同様にして、１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱから、基本波成分の１／２周期のゼロクロス点Ｄ’を精確に推定することができる。
【００７４】
即ち、図７に示すように、ゼロクロス点Ｄを得た後に、立ち上がり点Ａに代えて２番目の矩形波インバータ駆動信号Ｑの立ち上がり点Ｂを立ち上がり点Ａ’として用い、立ち上がり点Ｂに代えて次の周期の１番目の矩形波インバータ駆動信号ＮＱの立ち上がり点を立ち上がり点Ｂ’として用い、立ち下がり点Ｃに代えて当該次の周期の１番目の矩形波インバータ駆動信号ＮＱの立ち下がり点を立ち下がり点Ｃ’として用いる。
【００７５】
そして、図５および図６を参照しながら上記において説明した立ち上がり点Ａ、立ち上がり点Ｂおよび立ち下がり点Ｃを、立ち上がり点Ａ’、立ち上がり点Ｂ’および立ち下がり点Ｃ’として読み替えて適用することにより、上記と同様な手法によって、基本波成分の１／２周期のゼロクロス点Ｄ’を精確に推定することができる。
【００７６】
さらに、１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱから、基本波成分の１／４周期（中間点）のゼロクロス点Ｍを精確に推定することができる。
【００７７】
即ち、図７に示すように、ゼロクロス点推定装置２６は、ＰＷＭ回路２４で生成される１周期内の１番目の矩形波インバータ駆動信号（図７においては、最初の周期における２番目の矩形波インバータ駆動信号であり、具体的には、矩形波インバータ駆動信号Ｑである。）とＰＷＭ回路２４で生成される１周期内の２番目の矩形波インバータ駆動信号（図７においては、最初の周期の次の周期における１番目の矩形波インバータ駆動信号であり、具体的には、矩形波インバータ駆動信号ＮＱである。）を入力回路２６ａから入力する。
【００７８】
そして、第１三角波生成回路２６ｂによって入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうち１番目の矩形波インバータ駆動信号（図７においては、矩形波インバータ駆動信号Ｑである。）の立ち上がり点Ａ’を起点とする傾き１（ｔａｎθ１）の三角波を生成し、第２三角波生成回路２６ｃによって入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうち２番目の矩形波インバータ駆動信号（図７においては、矩形波インバータ駆動信号ＮＱである。）の立ち上がり点Ｂ’を起点とする傾き２（ｔａｎθ２）（傾き２は、傾き１の２倍の傾きである。即ち、「ｔａｎθ２＝２×ｔａｎθ１」である。）の三角波を生成する。
【００７９】
そして、レベル保持回路２６ｄによって１番目の矩形波インバータ駆動信号の立ち下がり点Ｅで傾き１の三角波のレベルＮ（第２のレベル）を保持し、検出回路２６ｅによって当該保持したレベルＮと傾き２の三角波との交点Ｍ（第２の交点）を検出する。
【００８０】
出力回路２６ｆは、検出回路２６ｅが検出した交点Ｍを当該１周期内における２番目の矩形波インバータ駆動信号の中間点、即ち、２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱで生成される出力電圧Ｖｈの基本波成分の１／４周期（中間点）のゼロクロス点Ｍとしてゼロクロス点信号を出力する。
【００８１】
次に、図８および図９を参照しながら、制御装置２０の動作についてさらに説明する。なお、図８は、制御装置２０におけるＰＷＭ回路２４の詳細な構成説明図である。また、図９は、制御装置２０における動作を示す波形図である。
【００８２】
ＰＭＷ回路２４は、周波数信号ｆを入力して三角波を生成する三角波生成回路２４ａと、三角波生成回路２４ａの出力と矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅ｗを設定するＰＷＭ設定信号とを入力して矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを出力する比較回路２４ｂとを有して構成されている。
【００８３】
制御装置２０は、上記したようにして１周期のゼロクロス点（ゼロクロス点Ｄ）と１／４周期のゼロクロス点（ゼロクロス点Ｍ）を得てもよいが、これに限られるものではない。
【００８４】
例えば、図９に示すように、出力電流Ｉｈの信号の位相を９０度ずらすことにより１／４周期（９０度）遅れ信号を生成して１／４周期のゼロクロス点を精確に推定し、出力電流Ｉｈの信号の位相を９０度ずらして得た１／４周期のゼロクロス点と上記した１周期のゼロクロス点との２つのゼロクロス点から三角波生成回路２４ａにより三角波を生成するようにしてもよい。
【００８５】
また、出力電流Ｉｈの信号の位相を９０度ずらすことにより１／４周期（９０度）遅れ信号を生成することに代えて、コンデンサを用いて出力電圧Ｖｈの信号の位相を９０度ずらすことにより１／４周期（９０度）遅れ電圧信号を生成して１／４周期のゼロクロス点を精確に推定するようにしてもよい。そして、出力電圧Ｖｈの信号の位相を９０度ずらして得た１／４周期のゼロクロス点と上記した１周期のゼロクロス点との２つのゼロクロス点から三角波生成回路２４ａにより三角波を生成するようにしてもよい。
【００８６】
ところで、インバータ装置１０においては、図１０に示すように動作遅れの遅れ時間（遅れ時間ｄ）が生じることがある。
【００８７】
こうした遅れ時間が生じた場合には、傾き１と傾き２との２つの三角波のうちのいずれか一方または両方にバイアス電圧を設定することにより、遅れ時間の補正を行うようにすればよい。
【００８８】
図１１を参照しながら具体的に説明すると、「ｔａｎθ３＝ｖ１／ｄ」（ｄ：遅れ時間、ｖ１：バイアス電圧）である。従って、「ｖ１＝ｄ×ｔａｎθ３」となるバイアス電圧ｖ１を傾き１の三角波を生成する第１三角波生成回路２６ｂに印加すれば、遅れ時間ｄを補正することができる。
【００８９】
つまり、図１０に示すように、傾き１の三角波に遅れ時間ｄに応じたバイアス電圧ｖ１を設定して、遅れ時間ｄ分だけ早く駆動するようにして、立ち上がり点Ａを立ち上がり点Ａ１に移動し、立ち上がり点Ｂを立ち上がり点Ｂ１に移動し、立ち下がり点Ｃを立ち下がり点Ｃ１に移動するような処理を行った後に、上記において説明したと同様にしてゼロクロス点Ｄ１を精確に推定して得ればよい。
【００９０】
上記した説明においては、ゼロクロス点の推定をゼロクロス点推定装置２６として回路構成を含むハードウェア構成により実現した場合の実施の形態について説明したが、図１２乃至図１４を参照しながら以下に説明するように、マイクロコンピューターによるソフトウェアプログラムの処理によってもゼロクロス点の推定を行うことができる。
【００９１】
なお、図１２には、マイクロコンピュータの本発明の実施に関連する機能的構成をあらわすブロック構成説明図が示されている。また、図１３には、本発明の実施に関連してマイクロコンピューターが実行するゼロクロス点推定処理の処理を説明するための波形図があらわされている。また、図１４には、本発明の実施に関連してマイクロコンピューターが実行するゼロクロス点推定処理の処理の処理ルーチンを示すフローチャートがあらわされている。
【００９２】
マイクロコンピューター５０は、入力手段たる入力部５２と、ｔ１算出手段たるｔ１算出部５４と、ｔ１／２算出手段たるｔ１／２算出部５６と、ｔｚ算出手段たるｔｚ算出部５８と、出力手段たる出力部６０とを有して構築される。
【００９３】
入力部５２は、ＰＷＭ回路２４で生成される１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを入力する。
【００９４】
ｔ１算出部５４は、時間ｔ１を算出する。ここで、時間ｔ１とは、図１３に示すように、矩形波インバータ駆動信号入力部５２が入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうち、１番目の矩形波インバータ駆動信号（図１３においては、矩形波インバータ駆動信号Ｑである。）の矩形波パルスＰ１の立ち下がり点ｔｗから２番目の矩形波インバータ駆動信号（図１３においては、矩形波インバータ駆動信号ＮＱである。）の矩形波パルスＰ２の立ち上がり点ｔｘまでの時間間隔である。従って、ｔ１算出部５４は、具体的には、「ｔｘ−ｔｗ＝ｔ１」の演算を行って時間ｔ１を算出する。
【００９５】
ｔ１／２算出部５６は、ｔ１算出部５４で算出した時間ｔ１の１／２の時間ｔ１／２を算出する。
【００９６】
ｔｚ算出部５８は、矩形波インバータ駆動信号入力部５２が入力した１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのうち、２番目の矩形波インバータ駆動信号（図１３においては、矩形波インバータ駆動信号ＮＱである。）の矩形波パルスＰ２の立ち下がり点ｔｙから時間ｔ１／２だけ時間経過した時間ｔｚを算出する。即ち、ｔｚ算出部５８は、具体的には、「ｔｙ＋ｔ１／２＝ｔｚ」の演算を行って時間ｔｚを算出する。ここで、図１３に示すように、矩形波パルスＰ２の立ち下がり点ｔｙから時間ｔ１／２だけ時間経過した時間ｔｚに対応する点がゼロクロス点となるので、ｔｚ算出部５８の演算によりゼロクロス点を精確に推定することができる。
【００９７】
出力部６０は、ｔｚ算出部５８で算出した時間ｔｚに対応する点を当該１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱで生成される出力電圧Ｖｈの基本波成分の１周期のゼロクロス点としてゼロクロス点信号をＰＬＬ回路２２へ出力する。
【００９８】
以上の構成において、マイクロコンピューター５０においては、ゼロクロス点を推定する処理として、図１４のフローチャートに示す本発明によるゼロクロス点推定処理の処理ルーチンが実行される。
【００９９】
この処理ルーチンにおいては、ステップＳ１４０２の処理において、ｔ１算出部５４が、矩形波インバータ駆動信号入力部５２が入力したＰＷＭ回路２４で生成される１周期内の２つの矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを用いて、「ｔ１＝ｔｘ−ｔｗ」の計算を行い時間ｔ１を算出する。
【０１００】
ステップＳ１４０２の処理を終了すると、ステップＳ１４０４の処理へ進み、ｔ１／２算出部５６が、ｔ１算出部５４で算出した時間ｔ１の１／２の時間ｔ１／２を算出する。
【０１０１】
ステップＳ１４０４の処理を終了すると、ステップＳ１４０６の処理へ進み、ｔｚ算出部５８が、「ｔｚ＝ｔｙ＋ｔ１／２」の演算を行って時間ｔｚを算出する。
【０１０２】
ステップＳ１４０６の処理を終了すると、ステップＳ１４０８の処理へ進み、ゼロクロス点信号出力部６０が、時間ｔｚに対応する点をゼロクロス点として、当該ゼロクロス点を示すゼロクロス点信号をＰＬＬ回路２２へ出力する。
【０１０３】
従って、マイクロコンピューター５０の処理によっても、ゼロクロス点を精確に推定して得ることができ、当該得たゼロクロス点をＰＬＬ回路２２へ出力することができるものである。
【０１０４】
以上において説明したように、ゼロクロス点推定装置２６あるいはマイクロコンピューター５０の処理によれば、ゼロクロス点を精確に推定して得ることができ、当該得たゼロクロス点をＰＬＬ回路２２へ出力することができる。
【０１０５】
なお、上記した各実施の形態は例示に過ぎないものであり、本発明は他の種々の形態で実施することができる。即ち、本発明は、上記した各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更などを行うことができる。
【０１０６】
例えば、上記した各実施の形態は、以下の（１）乃至（４）に示すように変形するようにしてもよい。
【０１０７】
（１）上記した実施の形態においては、共振負荷２００の詳細な構成についての説明は省略したが、インバータ装置１０に接続する共振負荷２００としては各種の構成のものを用いることができ、例えば、図１５（ａ）（ｂ）に示すような誘導加熱用共振負荷をインバータ装置１０に接続するようにしてもよい。
【０１０８】
ここで、図１５（ａ）には、直列共振負荷の場合である誘導加熱用直列共振負荷を示す構成説明図があらわされている。
【０１０９】
また、図１５（ｂ）には、並列共振負荷の場合である誘導加熱用並列共振負荷を示す構成説明図があらわされている。この図１５（ｂ）に示す構成においては、誘導加熱用並列共振負荷に高調波除去用のフィルターが直列接続されている。
【０１１０】
（２）上記した実施の形態においては、傾き１および傾き２について、それぞれの具体的な傾きの大きさについての説明は省略したが、傾き２が傾き１の２倍の傾きとなるように設定すればよいものであり、傾き１および傾き２は任意の大きさに設定してよい。
【０１１１】
（３）上記した実施の形態においては、遅れ時間の補正を行う際にバイアス電圧ｖ１を傾き１の三角波を生成する第１三角波生成回路２６ｂに印加するようにしたが、これに限られるものではないことは勿論である。即ち、遅れ時間の補正を行う際のバイアス電圧ｖ１を傾き２の三角波を生成する第２三角波生成回路２６ｃに印加するようにしてもよい。また、バイアス電圧ｖ１を按分して、当該按分したバイアス電圧を傾き１の三角波を生成する第１三角波生成回路２６ｂと傾き２の三角波を生成する第２三角波生成回路２６ｃとのそれぞれに印加するようにしてもよい。即ち、遅れ時間が生じた場合には、傾き１と傾き２との２つの三角波のいずれか一方あるいは両方、即ち、傾き１と傾き２との２つの三角波の少なくともいずれか一方に遅れ時間に応じたバイアス電圧を設定することにより、遅れ時間の補正を行うようにすればよい。
【０１１２】
（４）上記した各実施の形態ならびに上記した（１）乃至（３）に示す各実施の形態は、適宜に組み合わせるようにしてもよいことは勿論である。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
本発明は、誘導加熱回路などのような共振負荷に接続する電源装置たるインバータ装置に利用することができる。
【符号の説明】
【０１１４】
１０      インバータ装置
１４      コンバータ部
２０      制御装置
２２      ＰＬＬ回路
２４      ＰＷＭ回路
２４ａ    三角波生成回路
２４ｂ    比較回路
２６      ゼロクロス点推定装置
２６ａ    入力回路（入力部）
２６ｂ    第１三角波生成回路（第１の三角波生成部）
２６ｃ    第２三角波生成回路（第２の三角波生成部）
２６ｄ    レベル保持回路（第１のレベル保持部、第２のレベル保持部）
２６ｅ    検出回路（第１の検出部、第２の検出部）
２６ｆ    出力回路（第１の出力部、第２の出力部）
５０      マイクロコンピューター
５２      入力部（入力手段）
５４      ｔ１算出部（ｔ１算出手段）
５６      ｔ１／２算出部（ｔ１／２算出手段）
５８      ｔｚ算出部（ｔｚ算出手段）
６０      出力部（出力手段）
１００      インバータ装置
１０２      交流（ＡＣ）電源
１０４      コンバータ部
１０６      インバータ部
１０８      電流センサー
１１０      コンバータ制御部
１１２      制御部
１１２ａ    ＰＬＬ回路
２００      共振負荷
Ｖｈ      出力電圧
Ｉｈ      出力電流
Ｑ      矩形波インバータ駆動信号
ＮＱ      矩形波インバータ駆動信号
ｆ      周波数信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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