(57)【要約】【課題】持続的な干渉波に対応すること。【解決手段】送信アンテナを介して送信信号を送信する送信手段と、物標によって反射された反射波を、受信アンテナを介して受信する受信手段と、受信された受信信号を、送信信号の周波数によって直交復調することで送信信号との同相成分と直交成分とを生成する直交復調手段と、物標の位置に応じて強度が極大をとる第１距離関数および第１角度関数の少なくとも一方を有する第１スペクトラムと、物標の位置に応じて強度が極小をとるとともに第１距離関数および第１角度関数に対して直交する第２距離関数および第２角度関数の少なくとも一方を有する第２スペクトラムとを生成するスペクトラム生成手段と、スペクトラム生成手段によって生成される第１スペクトラムと第２スペクトラムに基づいて物標の位置を推定する推定手段と、を有する。【選択図】図１
2019174130.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
物標を検出するレーダ装置において、
送信アンテナを介して送信信号を送信する送信手段と、
前記送信手段によって送信され、前記物標によって反射された反射波を、受信アンテナを介して受信する受信手段と、
前記受信手段によって受信された受信信号を、前記送信信号の周波数によって直交復調することで前記送信信号との同相成分と直交成分とを生成する直交復調手段と、
前記同相成分および前記直交成分により、前記物標の位置に応じて強度が極大をとる第１距離関数および第１角度関数の少なくとも一方を有する第１スペクトラムと、前記物標の位置に応じて強度が極小をとる第２距離関数および第２角度関数の少なくとも一方を有する第２スペクトラムとを生成するスペクトラム生成手段と、
前記スペクトラム生成手段によって生成される前記第１スペクトラムと前記第２スペクトラムに基づいて前記物標の位置を推定する推定手段と、
を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記スペクトラム生成手段は、単一の前記物標が存在する場合に、前記物標の位置において強度が極大となる第１距離関数および第１角度関数の少なくとも一方を有する第１スペクトラムと、前記物標の位置において強度が極小となる第２距離関数および第２角度関数の少なくとも一方を有する第２スペクトラムとを生成する、ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記送信手段は、前記送信信号を複数回送信し、
前記スペクトラム生成手段は、複数回送信された前記送信信号に対する複数の前記第２スペクトラムを生成し、
前記推定手段は、複数の前記第２スペクトラムを比較し、強度変化が極小となる位置を前記物標の位置と推定する、
ことを特徴とする請求項１または２に記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記送信手段は、前記送信信号を複数回送信し、
前記スペクトラム生成手段は、複数回送信された前記送信信号に対する複数の前記第２スペクトラムを生成し、
前記推定手段は、複数の前記第２スペクトラムの各位置における最大値が極小となる位置を前記物標の位置と推定する、
ことを特徴とする請求項１または２に記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記送信手段は、所定の周波数を有する局発信号をパルス状のベースバンド信号によって変調することで前記送信信号を生成し、
前記直交復調手段は、前記受信信号を前記局発信号によって直交復調することで前記同相成分であるＩ成分と前記直交成分であるＱ成分とを生成し、
前記スペクトラム生成手段は、
ｊを虚数単位とし、前記第１距離関数として（Ｉ＋ｊＱ）に比例する値を有するとともに時間軸を距離軸に変換した関数を使用し、第１距離スペクトラムとして前記第１距離関数の強度を示す関数を使用し、
前記第２距離関数として、（Ｉ＋ｊＱ）をヒルベルト変換して得られる値を（Ｉ’＋ｊＱ’）とする場合に（Ｉ’＋ｊＱ’）に比例する値を有するとともに時間軸を距離軸に変換した関数を使用し、第２距離スペクトラムとして前記第２距離関数の強度を示す関数を使用する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のレーダ装置。
【請求項６】
前記送信手段は、周波数が連続的に変化するＦＭ変調信号を前記送信信号として生成し、
前記直交復調手段は、前記受信信号と前記送信信号の周波数差を有するビート信号を生成し、前記ビート信号をフーリエ変換により周波数領域に変換することで、前記同相成分であるＩ成分と前記直交成分であるＱ成分とを生成し、
前記スペクトラム生成手段は、
ｊを虚数単位とし、前記第１距離関数として（Ｉ＋ｊＱ）に比例する値を有するとともに周波数軸を距離軸に変換した関数を使用し、第１距離スペクトラムとして前記第１距離関数の強度を示す関数を使用し、
前記第２距離関数として、（Ｉ＋ｊＱ）をヒルベルト変換して得られる値を（Ｉ’＋ｊＱ’）とする場合に（Ｉ’＋ｊＱ’）に比例する値を有するとともに周波数軸を距離軸に変換した関数を使用し、第２距離スペクトラムとして前記第２距離関数の強度を示す関数を使用する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のレーダ装置。
【請求項７】
前記送信アンテナおよび前記受信アンテナの少なくとも一方を複数有し、
前記スペクトラム生成手段は、
ｊを虚数単位とし、前記送信アンテナおよび前記受信アンテナの組み合わせによる（Ｉ＋ｊＱ）を配列とし、フーリエ変換を行うことで、角度軸における前記第１角度関数を生成し、
前記第１角度関数の実部および虚部をＲｅ＿ＡおよびＩｍ＿Ａとする場合に、Ｒｅ＿ＡおよびＩｍ＿Ａをヒルベルト変換した結果をＲｅ＿ＢおよびＩｍ＿Ｂとしたとき、前記第２角度関数は、（Ｒｅ＿Ｂ＋ｊＩｍ＿Ｂ）に比例する角度軸の関数であり、第２角度スペクトラムは、前記第２角度関数の強度を反映した角度軸信号である、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載のレーダ装置。
【請求項８】
（Ｉ＋ｊＱ）の配列から前記第２角度関数を算出する際に、奇関数の窓関数を用いることを特徴とする請求項７に記載のレーダ装置。
【請求項９】
前記受信アンテナを複数有するとともに第１方向に並べて配置され、
前記送信アンテナは、複数の前記受信アンテナの配列の中心からずれた位置に配置されている、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載のレーダ装置。
【請求項１０】
物標を検出するレーダ装置の物標検出方法において、
送信アンテナを介して送信信号を送信する送信ステップと、
前記送信ステップによって送信され、前記物標によって反射された反射波を、受信アンテナを介して受信する受信ステップと、
前記受信ステップによって受信された受信信号を、前記送信信号の周波数によって直交復調することで前記送信信号との同相成分と直交成分とを生成する直交復調ステップと、
前記同相成分および前記直交成分により、前記物標の位置に応じて強度が極大をとる第１距離関数および第１角度関数の少なくとも一方を有する第１スペクトラムと、前記物標の位置に応じて強度が極小をとる第２距離関数および第２角度関数の少なくとも一方を有する第２スペクトラムとを生成するスペクトラム生成ステップと、
前記スペクトラム生成ステップによって生成される前記第１スペクトラムと前記第２スペクトラムに基づいて前記物標の位置を推定する推定ステップと、
を有することを特徴とするレーダ装置の物標検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ装置およびレーダ装置の物標検出方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置は、送信信号を送信し、物標からの反射波を受信し、受信信号を信号処理することで物標の距離や方位角の推定を行うが、同時に複数の物標からの反射波を受信した場合、複数の反射波が互いに干渉し、誤った位置を推定しまうことがある。特に、レーダ装置からみた複数の物標の距離差が近い場合や、方位角の差が小さい場合に干渉が生じやすい。
【０００３】
このような干渉の問題への対策として、例えば、特許文献１に開示された技術がある。特許文献１に開示された技術では、複数の受信アンテナの受信信号の振幅の不均一さからマルチパスによる干渉波の存在を検知し、方位角の誤推定結果を破棄することを特徴とする。
【０００４】
また、特許文献２には、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダ装置が、他のパルスレーダ装置の送信信号を受信してしまう場合に複数のスイープデータから中心値を算出して採用することにより、瞬間的に生じるパルスレーダからの干渉波の影響を除去する方法が記載されている。
【０００５】
さらに、特許文献３には、実像とミラーゴーストを分離することができずに、誤った方位に物標を推定してしまうことを防止するために、受信強度がピークの周波数の受信波の振幅と位相をアンテナ毎に求め、複数のアンテナがそれぞれ受信した受信波の位相に基づいて物標の方位を検出し、検出した方位に物標が存在する場合に、アンテナが受信すると推定される受信波の振幅と位相をアンテナ毎に出力し、求めた位相および振幅をアンテナ毎に比較する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平９−２１１１１４号公報
【特許文献２】特開２０１０−２５９０１号公報
【特許文献３】国際公開ＷＯ２０１３／１７５５５８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、特許文献１および特許文献２に開示された技術による干渉波対策では、瞬間的に生じて短時間で終息する干渉波には対応可能であるが、持続的な干渉波には対応することが出来ないという問題点がある。また、特許文献３に開示された技術では、誤った推定結果を破棄することは可能であるが、その間はレーダ機能が失われてしまうという問題点がある。
【０００８】
本発明は、レーダ機能を停止することなく持続的な干渉波に対応可能なレーダ装置およびレーダ装置の物標検出方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明は、物標を検出するレーダ装置において、送信アンテナを介して送信信号を送信する送信手段と、前記送信手段によって送信され、前記物標によって反射された反射波を、受信アンテナを介して受信する受信手段と、前記受信手段によって受信された受信信号を、前記送信信号の周波数によって直交復調することで前記送信信号との同相成分と直交成分とを生成する直交復調手段と、前記同相成分および前記直交成分により、前記物標の位置に応じて強度が極大をとる第１距離関数および第１角度関数の少なくとも一方を有する第１スペクトラムと、前記物標の位置に応じて強度が極小をとるとともに前記第１距離関数および前記第１角度関数に対して直交する第２距離関数および第２角度関数の少なくとも一方を有する第２スペクトラムとを生成するスペクトラム生成手段と、前記スペクトラム生成手段によって生成される前記第１スペクトラムと前記第２スペクトラムに基づいて前記物標の位置を推定する推定手段と、を有することを特徴とする。
このような構成によれば、レーダ機能を停止することなく持続的な干渉波に対応可能となる。
【００１０】
また、本発明は、前記スペクトラム生成手段は、単一の前記物標が存在する場合に、前記物標の位置において強度が極大となる第１距離関数および第１角度関数の少なくとも一方を有する第１スペクトラムと、前記物標の位置において強度が極小となる第２距離関数および第２角度関数の少なくとも一方を有する第２スペクトラムとを生成する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、物標の位置を正確に検出することができる。
【００１１】
また、本発明は、前記送信手段は、前記送信信号を複数回送信し、前記スペクトラム生成手段は、複数回送信された前記送信信号に対する複数の前記第２スペクトラムを生成し、前記推定手段は、複数の前記第２スペクトラムを比較し、強度変化が極小となる位置を前記物標の位置と推定する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、物標の位置を正確に検出することができる。
【００１２】
また、本発明は、前記送信手段は、前記送信信号を複数回送信し、前記スペクトラム生成手段は、複数回送信された前記送信信号に対する複数の前記第２スペクトラムを生成し、前記推定手段は、複数の前記第２スペクトラムの各位置における最大値が極小となる位置を前記物標の位置と推定する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、物標の位置を正確に検出することができる。
【００１３】
また、本発明は、前記送信手段は、所定の周波数を有する局発信号をパルス状のベースバンド信号によって変調することで前記送信信号を生成し、前記直交復調手段は、前記受信信号を前記局発信号によって直交復調することで前記同相成分であるＩ成分と前記直交成分であるＱ成分とを生成し、前記スペクトラム生成手段は、ｊを虚数単位とし、前記第１距離関数として（Ｉ＋ｊＱ）に比例する値を有するとともに時間軸を距離軸に変換した関数を使用し、第１距離スペクトラムとして前記第１距離関数の強度を示す関数を使用し、前記第２距離関数として、（Ｉ＋ｊＱ）をヒルベルト変換して得られる値を（Ｉ’＋ｊＱ’）とする場合に（Ｉ’＋ｊＱ’）に比例する値を有するとともに時間軸を距離軸に変換した関数を使用し、第２距離スペクトラムとして前記第２距離関数の強度を示す関数を使用する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、パルス方式のレーダ装置において、レーダ機能を停止することなく持続的な干渉波に対応可能となる。
【００１４】
また、本発明は、前記送信手段は、周波数が連続的に変化するＦＭ変調信号を前記送信信号として生成し、前記直交復調手段は、前記受信信号と前記送信信号の周波数差を有するビート信号を生成し、前記ビート信号をフーリエ変換により周波数領域に変換することで、前記同相成分であるＩ成分と前記直交成分であるＱ成分とを生成し、前記スペクトラム生成手段は、ｊを虚数単位とし、前記第１距離関数として（Ｉ＋ｊＱ）に比例する値を有するとともに周波数軸を距離軸に変換した関数を使用し、第１距離スペクトラムとして前記第１距離関数の強度を示す関数を使用し、前記第２距離関数として、（Ｉ＋ｊＱ）をヒルベルト変換して得られる値を（Ｉ’＋ｊＱ’）とする場合に（Ｉ’＋ｊＱ’）に比例する値を有するとともに周波数軸を距離軸に変換した関数を使用し、第２距離スペクトラムとして前記第２距離関数の強度を示す関数を使用する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、ＦＭ変調方式のレーダ装置において、レーダ機能を停止することなく持続的な干渉波に対応可能となる。
【００１５】
また、本発明は、前記送信アンテナおよび前記受信アンテナの少なくとも一方を複数有し、前記スペクトラム生成手段は、ｊを虚数単位とし、前記送信アンテナおよび前記受信アンテナの組み合わせによる（Ｉ＋ｊＱ）を配列とし、フーリエ変換を行うことで、角度軸における前記第１角度関数を生成し、前記第１角度関数の実部および虚部をＲｅ＿ＡおよびＩｍ＿Ａとする場合に、Ｒｅ＿ＡおよびＩｍ＿Ａをヒルベルト変換した結果をＲｅ＿ＢおよびＩｍ＿Ｂとしたとき、前記第２角度関数は、（Ｒｅ＿Ｂ＋ｊＩｍ＿Ｂ）に比例する角度軸の関数であり、第２角度スペクトラムは、前記第２角度関数の強度を反映した角度軸信号である、ことを特徴とする。
このような構成によれば、物標の方位角を正確に検出することができる。
【００１６】
また、本発明は、（Ｉ＋ｊＱ）の配列から前記第２角度関数を算出する際に、奇関数の窓関数を用いることを特徴とする。
このような構成によれば、簡易な計算で第２角度関数を求めることができる。
【００１７】
また、本発明は、前記受信アンテナを複数有するとともに第１方向に並べて配置され、前記送信アンテナは、複数の前記受信アンテナの配列の中心からずれた位置に配置されている、ことを特徴とする。
このような構成によれば、方位角が０度の方向に不要な直接波が検出されることを防止できる。
【００１８】
また、本発明は、物標を検出するレーダ装置の物標検出方法において、送信アンテナを介して送信信号を送信する送信ステップと、前記送信ステップによって送信され、前記物標によって反射された反射波を、受信アンテナを介して受信する受信ステップと、前記受信ステップによって受信された受信信号を、前記送信信号の周波数によって直交復調することで前記送信信号との同相成分と直交成分とを生成する直交復調ステップと、前記同相成分および前記直交成分により、前記物標の位置に応じて強度が極大をとる第１距離関数および第１角度関数の少なくとも一方を有する第１スペクトラムと、前記物標の位置に応じて強度が極小をとるとともに前記第１距離関数および前記第１角度関数に対して直交する第２距離関数および第２角度関数の少なくとも一方を有する第２スペクトラムとを生成するスペクトラム生成ステップと、前記スペクトラム生成ステップによって生成される前記第１スペクトラムと前記第２スペクトラムに基づいて前記物標の位置を推定する推定ステップと、を有することを特徴とする。
このような方法によれば、レーダ機能を停止することなく持続的な干渉波に対応可能となる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、レーダ機能を停止することなく持続的な干渉波に対応可能なレーダ装置およびレーダ装置の物標検出方法を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１実施形態に係るレーダ装置の構成例を示す図である。
【図２】図１に示す距離推定部の詳細な構成例を示す図である。
【図３】図２に示す第１距離関数演算部および第１距離スペクトラム演算部の動作を説明するための図である。
【図４】図２に示す第２距離関数演算部および第２距離スペクトラム演算部の動作を説明するための図である。
【図５】第１物標〜第３物標とレーダ装置の位置関係が波長と同程度の範囲内で変化した場合における第１距離関数演算部および第１距離スペクトラム演算部の動作を説明するための図である。
【図６】第１物標〜第３物標とレーダ装置の位置関係が波長と同程度の範囲内で変化した場合における第２距離関数演算部および第２距離スペクトラム演算部の動作を説明するための図である。
【図７】図２に示す第２距離スペクトラム演算部よりも後段の出力を示す図である。
【図８】本発明の第２実施形態に係るレーダ装置の構成例を示す図である。
【図９】図８に示す第２実施形態の送信アンテナおよび受信アンテナの配置例を示す図である。
【図１０】図８に示す方位角推定部の詳細な構成例を示す図である。
【図１１】方位角０度に物標が存在する場合の第１角度スペクトラムおよび第２角度スペクトラムを示す図である。
【図１２】単一方向から反射波を受信した場合の角度スペクトラムを示す図である。
【図１３】複数の方向から反射波を受信した場合の角度スペクトラムを示す図である。
【図１４】物標が方位角＋３０度と−３０度に存在する場合の角度スペクトラムを示している。
【図１５】複数ショットのデータを用いた干渉波が存在する環境下における、方位角推定の具体例を説明するための図である。
【図１６】位相角が０度と−２０度の位置に物標が存在する場合の動作を示す図である。
【図１７】Ｇ（θ）およびＨ（θ）を示す図である。
【図１８】位相角が０度と−２０度の位置に物標が存在する場合の検出結果を示す図である。
【図１９】直接波を説明するための図である。
【図２０】Ｃ（θ）、Ｄ（θ）、Ｅ（θ）、および、Ｆ（θ）を示す図である。
【図２１】Ｇ（θ）およびＨ（θ）を示す図である。
【図２２】位相角−２０度の位置に物標が存在する場合の検出結果を示す図である。
【図２３】Ｃ（θ）、Ｄ（θ）、Ｅ（θ）、および、Ｆ（θ）を示す図である。
【図２４】Ｇ（θ）およびＨ（θ）を示す図である。
【図２５】Ｃ（θ）、Ｄ（θ）、Ｅ（θ）、および、Ｆ（θ）を示す図である。
【図２６】Ｇ（θ）およびＨ（θ）を示す図である。
【図２７】位相角が２０度と−４５度の位置に物標が存在する場合の検出結果を示す図である。
【図２８】本発明の第３実施形態に係るレーダ装置の構成例を示す図である。
【図２９】図２８に示す第３実施形態の動作を説明するための図である。
【図３０】図２８に示す第３実施形態の動作を説明するための図である。
【図３１】本発明の第３実施形態の送信アンテナのオフセットの効果を説明するための比較となるレーダ装置の構成例を示す図である。
【図３２】図３１に示す従来のレーダ装置の動作を説明するための図である。
【図３３】図３１に示す従来のレーダ装置の動作を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
次に、本発明の実施形態について説明する。
【００２２】
（Ａ）本発明の第１実施形態の構成の説明
図１は、本発明の第１実施形態に係るレーダ装置の構成例を示す図である。本発明の第１実施形態に係るレーダ装置１０は、例えば、自動車等の車両に搭載され、車両の周囲に存在する他の車両、歩行者、障害物等の物標を検出する。
【００２３】
ここで、レーダ装置１０は、制御部１１、変調信号生成部１２、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）１３、変調部１４、遅延部１５、増幅部１６、送信アンテナ１７、受信アンテナ１８、増幅部１９、ミキサ２０，２１、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２２，２３、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２４，２５、および、受信信号処理部２６を有している。
【００２４】
ここで、制御部１１は、変調信号生成部１２、ＶＣＯ１３、および、受信信号処理部２６等を制御する。なお、図１において、破線は制御信号を伝送するための信号線を示している。
【００２５】
変調信号生成部１２は、例えば、パルス信号等の変調信号を生成して変調部１４に供給する。ＶＣＯ１３は、制御部１１の制御に応じて所定の周波数の局発信号を生成して変調部１４、遅延部１５、および、ミキサ２０に供給する。
【００２６】
変調部１４は、ＶＣＯ１３から供給される局発信号を、変調信号生成部１２から供給される変調信号によって変調し、ＲＦ（Radio Frequency）信号として出力する。
【００２７】
遅延部１５は、ＶＣＯ１３から供給される局発信号をπ／２遅延して、ミキサ２１に供給する。
【００２８】
増幅部１６は、変調部１４から供給されるＲＦ信号を増幅し、送信信号として送信アンテナ１７に供給する。
【００２９】
送信アンテナ１７は、増幅部１６から供給される送信信号を電磁波として、物標に向けて送信する。
【００３０】
受信アンテナ１８は、送信アンテナ１７から送信され、物標によって反射された反射波を受信し、受信信号として増幅部１９に供給する。
【００３１】
増幅部１９は、受信アンテナ１８から供給される受信信号を所定のゲインで増幅して、ＲＦ信号として出力する。
【００３２】
ミキサ２０は、増幅部１９から供給されるＲＦ信号を、ＶＣＯ１３から供給される局発信号によってダウンコンバートしてＩＦ（Intermediate Frequency）信号として出力する。ミキサ２１は、増幅部１９から出力されるＲＦ信号を遅延部１５から出力される局発信号によってダウンコンバートしてＩＦ信号として出力する。
【００３３】
ＬＰＦ２２は、ミキサ２０から出力されるＩＦ信号から高調波成分を減衰して出力する。ＬＰＦ２３は、ミキサ２１から出力されるＩＦ信号から高調波成分を減衰して出力する。
【００３４】
ＡＤＣ２４は、ＬＰＦ２２から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して受信信号処理部２６に供給する。ＡＤＣ２５は、ＬＰＦ２３から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して受信信号処理部２６に供給する。
【００３５】
受信信号処理部２６は、ＡＤＣ２４，２５から供給されるデジタル化されたＩＦ信号を入力し、物標の距離推定処理、速度推定処理、方位角推定処理、クラスタリング処理、および、トラッキング処理等を実行することで物標を検出し、検出した結果を図示しない上位のＥＣＵ（Electric Control Unit）等に供給する。なお、図１では、前述した複数の処理を実行する処理部のうち、物標の距離を推定する距離推定部２７（図２を参照して後述する）を例示している。
【００３６】
図２は、図１に示す距離推定部２７の構成例を示す図である。図２に示すように、距離推定部２７は、第１距離関数演算部２７１、第１距離スペクトラム演算部２７２、最大値抽出部２７３、ヒルベルトフィルタ２７４、第２距離関数演算部２７５、第２距離スペクトラム演算部２７６、最大値、最小値抽出部２７７、最大値−最小値算出部２７８、および、推定処理部２７９を有している。
【００３７】
ここで、第１距離関数演算部２７１は、ＡＤＣ２４，２５から供給されるＩ，Ｑ成分から、距離に対する（Ｉ＋ｊＱ）の値を持つ第１距離関数を生成して出力する。
【００３８】
第１距離スペクトラム演算部２７２は、第１距離関数演算部２７１から供給される第１距離関数から、｜Ｉ＋ｊＱ｜の値を持つ、第１の距離スペクトラムを生成して出力する。なお、｜｜は、括弧内の絶対値を示す。
【００３９】
最大値抽出部２７３は、第１距離スペクトラム演算部２７２から供給される第１距離スペクトラムから最大値を抽出し、推定処理部２７９に供給する。
【００４０】
ヒルベルトフィルタ２７４は、第１距離関数演算部２７１から供給される第１距離関数に対して、ヒルベルト変換を施して出力する。なお、ヒルベルトフィルタ２７４は、信号の位相成分を９０度シフトさせる働きをするフィルタであり、例えば、ｃｏｓθはｓｉｎθに、ｓｉｎθは−ｃｏｓθに変換される。このようなフィルタは、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等のデジタル信号処理によって実現することができる。
【００４１】
第２距離関数演算部２７５は、ヒルベルトフィルタ２７４から供給されるヒルベルト変換された第１距離関数から、距離に対する、第２距離関数（Ｉ’＋ｊＱ’）を生成して出力する。
【００４２】
第２距離スペクトラム演算部２７６は、第２距離関数演算部２７５から供給される第２距離関数から、｜Ｉ’＋ｊＱ’｜の値を持つ、第２距離スペクトラムを生成して出力する。
【００４３】
最大値、最小値抽出部２７７は、第２距離スペクトラム演算部２７６から供給される第２距離スペクトラムから最大値および最小値を抽出し、最大値−最小値算出部２７８に供給する。
【００４４】
最大値−最小値算出部２７８は、最大値から最小値を減算して得た値を、推定処理部２７９に供給する。
【００４５】
推定処理部２７９は、最大値抽出部２７３および最大値−最小値算出部２７８から供給される情報に基づいて、物標の距離を推定する処理を実行する。
【００４６】
（Ｂ）本発明の第１実施形態の動作の説明
つぎに、本発明の第１実施形態の動作を説明する。図３は、第１物標がレーダ装置１０から０ｍの距離に存在し、第２物標がレーダ装置１０から４ｍの距離に存在する場合の動作を示す図である。なお、０ｍに存在する第１物標は、実際には、レーダ装置１０の送信アンテナ１７から受信アンテナ１８に直接回り込む電磁波によって生じるものであり、実在する物標からの反射波によるものではない。しかしながら、従来技術における問題点である持続的な干渉波の好適な例であるので、ここでは回り込み信号も物標として扱う。
【００４７】
図３（Ａ）および図３（Ｂ）は、図２に示す第１距離関数演算部２７１から出力されるＩ，Ｑ成分をそれぞれ示す図である。また、図３（Ｃ）は、図２に示す第１距離スペクトラム演算部２７２から出力される第１距離スペクトラムを示す図である。なお、図３において横軸は距離［ｍ］を示し、縦軸は出力値を示している。
【００４８】
図３の例は、準ミリ波である２４ＧＨｚ帯のレーダ装置を想定しており、第１距離スペクトラム演算部２７２から出力される第１距離スペクトラムにおけるピーク形状の幅が約２ｍであるのは、電波法で定められている使用可能な周波数帯域幅の制限によるものである。
【００４９】
送信アンテナ１８は、受信アンテナ１８と同一の筐体内に配置されているためにアンテナ間の距離が短く、回り込み信号が大きくなりやすいため、第１距離スペクトラムにおける第１物標のピークは第２物標に比べ大きくなっている。図３の例では、第１物標と第２物標が４ｍ離れており、互いの反射波の干渉が小さいことから、従来のレーダ装置の距離推定法である第１距離スペクトラムのピークサーチにより、これら２つの物標の位置を正しく推定することが可能となる。
【００５０】
図４（Ａ）および図４（Ｂ）は、図２に示す第２距離関数演算部２７５から出力される第２距離成分Ｉ’＋ｊＱ’をそれぞれ示す図である。また、図４（Ｃ）は、図２に示す第２距離スペクトラム演算部２７６から出力される第２距離スペクトラム｜Ｉ’＋ｊＱ’｜を示す図である。図４（Ｃ）に示すように、第１距離スペクトラムが極大となる距離（０ｍおよび４ｍ）において、第２距離スペクトラムは極小となる。
【００５１】
以上は、２つの第１物標および第２物標が距離４ｍを隔てて配置されている場合についての説明である。つぎに、レーダ装置１０から０ｍおよび４ｍの位置に存在する第１物標および第２物標に加えて、１ｍの位置に第３物標が存在する場合について説明する。
【００５２】
第３物標がレーダ装置１０から１ｍの距離に存在する場合、当該位置は第１物標によるピークの裾野内であることから、第１物標と第３物標からの反射波は強く干渉しあう。また、波の干渉であるため、反射波の位相により干渉結果は様々な状態を示す。図５は、第１物標〜第３物標とレーダ装置１０の位置関係が波長と同程度（例えば、２４ＧＨｚの場合は約１．２ｃｍ）の範囲内で変化した場合における、第１距離関数演算部２７１および第１距離スペクトラム演算部２７２からの出力を示す図である。また、図６は、第１物標〜第３物標とレーダ装置１０の位置関係が波長と同程度の範囲内で変化した場合における、第２距離関数演算部２７５および第２距離スペクトラム演算部２７６からの出力を示す図である。
【００５３】
図５（Ｃ）に示す、第１距離スペクトラムでは、第１物標による大きなピークに埋れてしまうため第３物標のピークは認識できない。また、第１物標についても第３物標との干渉のため、正しい位置にピークが生じていない。この結果、従来の距離推定法では第１物標および第物標のどちらも正しい距離を推定することは困難である。
【００５４】
なお、図５（Ｃ）において、第１物標に関する波形は、送信アンテナ１７から受信アンテナ１８への回り込みであるため持続的に生じる干渉波である。
【００５５】
一方、図６（Ｃ）に示す、第２距離スペクトラムでは、物標が存在する距離位置に注目すると、０ｍ、１ｍ、および、４ｍ地点において値のばらつきが小さくなっている。これは、ヒルベルトフィルタ２７４の効果により第２距離関数の振幅が、物標の位置で０となるため、第２距離スペクトラムにおいて、その物標距離からの反射波の影響を低減している（つまり物標距離においてのみ干渉が生じない状態としている）ことによる。
【００５６】
図７は、第２距離スペクトラム演算部２７６よりも後段の出力を示す図である。図７（Ａ）に示す、曲線Ｃ１は、図２に示す最大値、最小値抽出部２７７によって抽出される、第２距離スペクトラムにおける各距離での最大値を示し、曲線Ｃ２は第２距離スペクトラムにおける各距離での最小値を示している。
【００５７】
図７（Ｂ）に示す曲線Ｃ３は、最大値−最小値算出部２７８によって算出される、最大値である曲線Ｃ１と、最小値である曲線Ｃ２の差分値を示す曲線である。この曲線Ｃ３では、各物標の位置で下に凸の屈曲が生じている。
【００５８】
推定処理部２７９では、最大値抽出部２７３から供給される第１距離スペクトラムにおける最大値付近で、最大値−最小値算出部２７８から供給される最大値と最小値の差分値である曲線Ｃ３において下に凸の屈曲点となる距離物標の推定距離とする。これにより、図７（Ｃ）に示す曲線Ｃ４のように、第１物標、第２物標、および、第３物標の距離を正しく推定することができる。
【００５９】
第２物標においては、他の物標より３ｍ以上離れているため、他の物標からの反射波との干渉が小さい。そのため、第２物標の距離以外でも第２距離スペクトラムのばらつきが小さくなり、最大値と最小値の差分値である曲線Ｃ３で屈曲が明瞭には生じていない。このような場合は、第２距離スペクトラムの最大値を用いた曲線Ｃ１における屈曲を用いてもよい。より具体的な手順としては、曲線Ｃ１と曲線Ｃ３の下に凸な屈曲を比較してより明確な方を採用する。下に凸な屈曲の定量的な比較方法として、曲線Ｃ１および曲線Ｃ３を距離について２階微分を行ったときに、正の値でより大きな値となった方を明瞭な屈曲として採用してもよい。
【００６０】
このように、本発明の第１実施形態では、以上の特徴を用いて、第１距離スペクトラムにおける値が大きく、かつ、第２距離スペクトラムから得られる図７（Ｂ）において谷となる距離を推定距離とすることで、図７（Ｃ）の曲線Ｃ４に示すように第１物標、第２物標、および、第３物標の距離を正しく推定することが可能となる。
【００６１】
このように、干渉波の位相が異なる複数の条件下において測定された第１距離スペクトラムおよび第２距離スペクトラムを利用することによって、持続的な干渉波が存在する環境下においても、物標の距離を正しく推定することが可能となる。
【００６２】
なお、干渉波の位相が異なる複数の条件を作り出すには、物標間の相対距離を僅かに変化させるだけでよい。例えば、レーダ装置１０が２４ＧＨｚ帯の電磁波（レーダ波）を使用する場合、レーダ波の波長が約１２ｍｍであるので、物標が１２ｍｍ動く範囲内で全ての位相条件を作り出すことが出来る。これは、２４ＧＨｚ帯レーダの距離スペクトラムにおけるピーク幅（約２ｍ）に対して極僅かな位置変位である。また、必要な変化は、レーダ装置１０と物標の相対位置の変化であるので、物標ではなくレーダ装置１０が移動しても良い。また、位相の変化はレーダ波の波長変化によっても生じるので、レーダ波の中心周波数を変化させた複数ショットを用いることで、前述した複数の位相組合せ条件を作り出してもよい。
【００６３】
また図２の例では、第２距離関数を生成するために、ヒルベルトフィルタ２７４を用いたが、ＦＭ変調を用いるレーダ装置である場合には、ビート信号をフーリエ変換して距離関数を生成する際の窓関数を奇関数にする方法で生成してもよい。窓関数の具体的な使用方法は、後述する第２実施形態における方位角度の推定方法と同じである。
【００６４】
（Ｃ）本発明の第２実施形態の構成の説明
つぎに、本発明の第２実施形態について説明する。図８は、本発明の第２実施形態の構成例を示す図である。なお、図８において、図１と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図８では、図１と比較すると、受信アンテナ１８が受信アンテナ１８−１〜１８−ｎ（ｎ＞１）に置換されている。また、増幅部１９、ミキサ２０，２１、ＬＰＦ２２，２３、ＡＤＣ２４，２５が増幅部１９−１〜１９−ｎ、ミキサ２０−１〜２０−ｎ，２１−１〜２１−ｎ、ＬＰＦ２２−１〜２２−ｎ，２３−１〜２３−ｎ２３、ＡＤＣ２４−１〜２４−ｎ，２５−１〜２５−ｎに置換されている。なお、これらの機能および動作は、図１に示す場合と同様であるのでその説明を省略する。
【００６５】
また、図８の例では、受信信号処理部２６を構成する処理部として、距離推定部２７、速度推定部２８、方位角推定部２９、および、クラスタリング処理部３０が例示されている。ここで、距離推定部２７は、物標の距離を推定する処理を実行する機能ブロックである。速度推定部２８は、物標の速度を推定する処理を実行する機能ブロックである。方位角推定部２９は、物標の方位角を推定する処理を実行する機能ブロックである。クラスタリング処理部３０は、複数の検出結果をクラスタリングすることで、物標を特定する処理を実行する機能ブロックである。なお、図８で示される機能ブロックは一例であって、これ以外の処理部（例えば、物標の時間的な変化を検出するトラッキング処理部等）を有するようにしてもよい。
【００６６】
図９は、図８において、ｎ＝４の場合における、送信アンテナ１７および受信アンテナ１８−１〜１８−４の詳細な構成例を示す図である。図９に示すように、受信アンテナ１８−１〜１８−４は、ｙ軸方向（例えば、垂直方向）に複数のパッチアンテナ素子が並べて配置され、これら複数のパッチアンテナ素子が給電線によって接続されて構成されている。また、受信アンテナ１８−１〜１８−４は、ｘ軸方向に所定の距離ｄ（ｄ≦λ／２）（λは送信アンテナ１７から送信される電磁波の波長）を隔てて配置されている。また、送信アンテナ１７は、受信アンテナ１８−４からｘ軸方向に所定の距離を隔てて配置されている。なお、図９に示す構成は、一例であって、本発明が図９に示す場合に限定されるものではない。
【００６７】
図１０は、図８に示す方位角推定部２９の詳細な構成例を示す図である。図１０に示す例では、同距離ゲートのＩ，Ｑ受信データについて、Ｗ（Ａ）およびＷ（Ｂ）の２種類の窓関数を乗算することで、第１角度スペクトラムおよび第２角度スペクトラムを算出し、これらの第１角度スペクトラムおよび第２角度スペクトラムに基づいて物標の方位角を推定する。
【００６８】
より詳細には、図１０の例では、窓関数乗算部２８１〜２８４、角度推定処理部２８５、窓関数乗算部２９１〜２９４、および、角度推定処理部２９５を有している。
【００６９】
ここで、窓関数乗算部２８１〜２８４は、入力される同距離ゲートのＩ，Ｑ受信データに対して、第１窓関数であるＷＡ＝（ＷＡ１，ＷＡ２，ＷＡ３，ＷＡ４）＝（０．５，１，１，０．５）を乗算し、第１角度スペクトラムＡ（θ，ｎ）として出力する。また、窓関数乗算部２９１〜２９４は、入力される同距離ゲートのＩ，Ｑ受信データに対して、第２窓関数であるＷＢ＝（ＷＢ１，ＷＢ２，ＷＢ３，ＷＢ４）＝（０．５，１，−１，−０．５）を乗算し、第２角度スペクトラムＢ（θ，ｎ）として出力する。なお、第１窓関数および第２窓関数は一例であって、前述した窓関数に限定されるものではない。
【００７０】
ここで、第１角度スペクトラムＡ（θ，ｎ）および第２角度スペクトラムＢ（θ，ｎ）において、θは角度インデックスを示し、ｎは過去における同距離および同角度の推定結果に付与された番号を示す。例えば、一定時間毎に取得したデータを１０個保存する場合には、ｎ＝０〜９となる。なお、時間に対して降順となるか昇順となるかは任意である。また、第１角度スペクトラムＡ（θ，ｎ）および第２角度スペクトラムＢ（θ，ｎ）の値としては、（実部２＋虚部２）０．５が格納される。
【００７１】
なお、第１角度スペクトラムおよび第２角度スペクトラムを求める方法としては、例えば、送信アンテナ１７と受信アンテナ１８−１〜１８−４の組み合わせ毎に、（Ｉ＋ｊＱ）を求めてフーリエ変換を施すことにより実部がＲｅ＿Ａであり虚部がＩｍ＿Ａである第１角度関数（Ｒｅ＿Ａ＋ｊＩｍ＿Ａ）を求める。そして、Ｒｅ＿ＡおよびＩｍ＿Ａをヒルベルト変換したものをＲｅ＿ＢおよびＩｍ＿Ｂとするとき、（Ｒｅ＿Ｂ＋ｊＩｍ＿Ｂ）を第２角度関数とする。そして、得られた第１角度関数（Ｒｅ＿Ａ＋ｊＩｍ＿Ａ）と第２角度関数（Ｒｅ＿Ｂ＋ｊＩｍ＿Ｂ）のそれぞれの強度を計算し、これらを第１角度スペクトラム｜Ｒｅ＿Ａ＋ｊＩｍ＿Ａ｜および第２角度スペクトラム｜Ｒｅ＿Ｂ＋ｊＩｍ＿Ｂ｜とすることができる。もちろん、これ以外の方法で求めてもよい。
【００７２】
（Ｄ）本発明の第２実施形態の動作の説明
つぎに、本発明の第２実施形態の動作について説明する。図１１は、方位角０度に物標が存在する場合の第１角度スペクトラムおよび第２角度スペクトラムを示す図である。図１１に示すように、単一方向からの到来波が存在する場合、第１角度スペクトラムは実線で示すように到来角である０度で最大となり、第２角度スペクトラムは破線線で示すように到来角である０度で０となる。
【００７３】
第１角度度スペクトラムによる角度推定は、メインローブで角度推定を行う従来のＢｅａｍｆｏｒｍｅｒ法と同じである。しかしながら、第２実施形態では、窓関数ＷＡによってサイドローブを抑制することで、サイドローブによって干渉波を受信してしまう、従来の方法の問題点を解消することができる。また、第２角度スペクトラムによる角度推定では、窓関数ＷＢによって、到来波の方位角において鋭いヌル（ＮＵＬＬ）を形成することができる。このような鋭いヌルを用いることで高い角度分解能を得ることができる（詳細は後述する）。
【００７４】
図１２は、単一方向から反射波を受信した場合の角度スペクトラムを示す図である。より詳細には、図１２（Ａ）は、方位角０度の方向に単一の物標が存在する場合を示している。図１２（Ａ）において、実線は第１角度スペクトラムを示し、破線は第２角度スペクトラムを示している。図１２（Ａ）では、実線で示す第１角度スペクトラムは物標が存在する方位角０度の方向で極大となり、破線で示す第２角度スペクトラムは物標が存在する方位角０度の方向で極小となる。また、図１２（Ｂ）は、方位角が−２０度の方向に単一の物標が存在する場合を示している。図１２（Ｂ）において、実線は第１角度スペクトラムを示し、破線は第２角度スペクトラムを示している。図１２（Ｂ）では、実線で示す第１角度スペクトラムは物標が存在する方位角−２０度の方向で極大となり、破線で示す第２角度スペクトラムは物標が存在する方位角−２０度の方向で極小となる。
【００７５】
図１３は、複数の方向から反射波を受信した場合の角度スペクトラムを示す図である。より詳細には、図１３（Ａ）は、方位角０度と−２０度の方向に２つの物標が存在する場合を示し、実線が第１角度スペクトラムを示し、破線が第２角度スペクトラムを示している。図１３（Ａ）では、２つの物標が存在するにも拘わらず、第１角度スペクトラムの分解能の低さに起因して、１つに見える状態を示す。このとき、第１角度スペクトラムよって推定された角度（この例では−１０度）において、第２角度スペクトラムは０にはなっておらず、谷の部分が横軸から浮いている。このような浮きは、物標が１つでない場合に生じることから、このような浮きを検出することで、誤推定の発生を容易に検出することが可能となる。このような検出は、窓関数ＷＢにより実現できることから、特許文献３の技術に比較して、検出を容易に行うことができる。
【００７６】
また、図１３（Ｂ）は、方位角０度と−２０度の方向に２つの物標が存在する場合であって、図１３（Ａ）とは位相の組み合わせが異なるときを示している。図１３（Ｂ）の例では、図１３（Ａ）に比較すると、２つの物標を分離して検出できているように見えるが、実線で示す第１角度スペクトラムのピークから推定される方位角は明らかに間違っている。この場合においても、破線で示す第２角度スペクトラムの谷が浮いていることから干渉波による誤推定を検出することができる。また、第１角度スペクトラムのピーク角度と、第２角度スペクトラムの谷となる角度がずれを有することも本発明の第２実施形態の特徴である。すなわち、このような角度ずれを検出することで、誤推定の発生を検出することができる。
【００７７】
図１４は、物標が方位角＋３０度と−３０度に存在する場合の角度スペクトラムを示している。より詳細には、図１４（Ａ）は、物標が方位角＋３０度に存在する場合を示し、この例では、実線で示す第１角度スペクトラムのピークと、破線で示す第２角度スペクトラムの谷とが一致している。図１４（Ｂ）は、物標が方位角−３０度に存在する場合を示し、この例でも、実線で示す第１角度スペクトラムのピークと、破線で示す第２角度スペクトラムの谷とが一致している。図１４（Ｃ）は、２つの物標が方位角＋３０度と−３０度にそれぞれ存在する場合を示している。この例では、破線で示す第２角度スペクトラムの谷は浮いている（谷の値は０ではない）が、実線で示す第１角度スペクトラムのピークの位置と、破線で示す第２角度スペクトラムの谷の位置は一致している。このため、第２角度スペクトラムの谷が浮いている場合であっても、第１角度スペクトラムのピークの位置と、第２角度スペクトラムの谷の位置が一致する場合には、これらの位置に物標が存在すると判定することができる。
【００７８】
このような特徴により、本発明の第２実施形態では、干渉波が存在する場合でも推定角を破棄せずに採用できる機会が増える。これは、特許文献１に開示された従来技術では実現不能であり、また、特許文献３に開示された従来技術に示す方法のように、到来波の波数を検出する必要もないことから、容易に実施することができる。
【００７９】
つぎに、第２実施形態の詳細な動作について、具体例を挙げて説明する。図１５は、複数ショットのデータを用いた干渉波が存在する環境下における、方位角推定の具体例を説明するための図である。図１５では、レーダ装置１０から距離５ｍ離れた位置の方位角０度と−２０度の方向に物標が存在し、１ショット毎に測定条件を僅かに変えるために、レーダ装置１０を０度の方向に２ｍｍ間隔で移動させた場合における１０ショット分のシミュレーション結果を示している。複数ショットのデータ（ｎ＝０〜９）のうち、第１角度スペクトラムＡ（θ，ｎ）における各θでの最大値（図１５（Ａ）の実線の太線）を以下の式（１）で表す。なお、ＭＡＸ［］は、括弧内の最大値を求める関数である。
【００８０】
Ｃ（θ）＝ＭＡＸ［Ａ（θ，ｎ）］  ・・・（１）
【００８１】
なお、図１５（Ａ）は、２方向からの反射信号の重ね合わせであるが、重ね合わせの位相の組み合わせによって、反射波が強め合ったり弱め合ったりするので、様々な値を取る。打ち消しあう条件の場合、実際とは異なる方位角にピークを持つ場合があるので、ここでは最大値ＭＡＸ［］を用いる。
【００８２】
図１５（Ｂ）は、第２角度スペクトラムについて、複数時間のデータ（ｎ＝０〜９）のうち、各θでの最大値を実線の太線で示し、最小値を破線の太線で示す。なお、最大値は以下の式（２）で示し、最小値は以下の式（３）で示すことができる。ここで、ＭＩＮ［］は、括弧内の最小値を求める関数である。
【００８３】
Ｄ（θ）＝ＭＡＸ［Ｂ（θ，ｎ）］  ・・・（２）
【００８４】
Ｅ（θ）＝ＭＩＮ［Ｂ（θ，ｎ）］  ・・・（３）
【００８５】
なお、第２角度スペクトラムでは、重ね合わせられる受信波の位相によって様々な値を取るが、物標の方位角においては、ＮＵＬＬ方位であることから、片方の値が必ず０になるため、値がばらつかない。図１６（Ａ）は、位相角が０度の位置に単一の物標が存在する場合を示し、図１６（Ｂ）は、位相角が−２０度の位置に単一の物標が存在する場合を示している。これらの図に示すように、物標の位相角においては、ＮＵＬＬ方位であることから、片方の値が必ず０になる。このため、物標の方位角では後述する式（４）のＦ（θ）が谷となる。
【００８６】
図１５（Ｃ）は、最大値Ｄ（θ）と、最小値Ｅ（θ）との差分値を示す図である。なお、差分値は以下の式（４）で表すことができる。
【００８７】
Ｆ（θ）＝Ｄ（θ）−Ｅ（θ）  ・・・（４）
【００８８】
式（４）は、複数の物標が存在する場合に、物標の方位角において極小となる。その極小を検出する方法のひとつとして、式（４）をθで２階微分して得た式（５）を用いる方法がある。但し、式（５）では、受信強度の大小による影響を低減するために、Ｃ（θ）によって規格化している。
【００８９】
Ｇ（θ）＝｛ｄ２Ｆ（θ）／ｄθ２｝／Ｃ（θ）  ・・・（５）
【００９０】
図１７（Ａ）は、式（５）を示す図である。そして、Ｇ（θ）が閾値Ｔｈを超えた方位角に物標が存在する可能性が高いとして、以下の式（６）によって、Ｈ（θ）を求める。ここで、ｕ［］は、ステップ関数で、括弧内の値≧０である場合には１となり、括弧内の値＜０である場合には０となる関数である。
【００９１】
Ｈ（θ）＝Ｃ（θ）・ｕ［Ｇ（θ）−Ｔｈ］  ・・・（６）
【００９２】
図１７（Ｂ）は、式（６）に示すＨ（θ）の図である。なお、式（６）の右辺のＴｈ＝０．０２としている。この図に示すように、式（５）のＧ（θ）における位相角＋４０度のピークに関しては、Ｃ（θ）の値が小さいことから目立たなくなり、物標の方位角である位相角０度と−２０度のピークのみが残っている。
【００９３】
図１８は、前述したような演算を、各距離で実施し、輝度情報に変換して描画した図である。図１８（Ａ）は、Ｃ（θ）による推定結果を示し、図１８（Ｂ）は、Ｈ（θ）による推定結果を示している。これらの図の比較から、図１８（Ｂ）では、物標の位相角である０度と−２０度に物標が検出されているが、図１８（Ａ）では、これらの物標は識別可能には検出されていない。
【００９４】
このように、本発明の第２実施形態では、物標の大きさをある程度反映しているが、方位角分解能が低いＣ（θ）と、物標の方位情報を強く反映したＧ（θ）と閾値の差分値との積を求めることで、物標のサイズを反映しつつ、高い方位角分解能を得ることができる。
【００９５】
なお、前述した例では、レーダ装置１０の位置の変位は、トータルで１８ｍｍ（波長換算で約１．５λ）であり、物標までの距離である５ｍに比較すると、ごく僅かな変位で実現可能である。
【００９６】
以上に説明したように、本発明の第２実施形態によれば、干渉波が存在する環境下においても２つの窓関数を組み合わせることで、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ法では方位角の分解能が低いという問題点を解消することができる。また、窓関数によりサイドローブを抑圧することで、メインローブが広くなる。この結果、所望波と干渉波との方位角度差が小さい場合にはメインローブによって所望波と干渉波の両方を受信してしまうという問題点を解消することができる。
【００９７】
また、Ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ法に対して方位角度分解能を向上させた、従来の方位角度推定法である、Ｃａｐｏｎ法、線形予測法、最小ノルム法、ＭＵＳＩＣ法は、到来波の数に対応した数のヌルを生成する必要があり、その複雑なヌルを生成するウェイトベクトルを算出するために無相関な多数のショットデータが必要となる。しかしながら、本発明の第２実施形態では、窓関数ＷＢではメインローブの中心に１つのヌルを生成するのみであり、そのような１つのヌルで干渉波が存在する環境下において、角度推定を行うことができる本手法では、従来の推定法に比べて少ないショット数で角度の推定を実現することが可能となる。
【００９８】
また、本発明の第２実施形態では、複雑なヌルを生成しないため、明らかに間違った角度推定を行うことも少ないことから、安定な手法ということができる。
【００９９】
すなわち、従来の角度推定方法である、Ｃａｐｏｎ法、線形予測法、最小ノルム法、ＭＵＳＩＣ法は、無相関な多数のショットデータが必要という問題点があり、また、Ｃａｐｏｎ法、線形予測法、最小ノルム法、ＭＵＳＩＣ法は、誤推定が多く生じるという問題点があり、さらに、最小ノルム法、ＭＵＳＩＣ法は固有値、固有ベクトルを用いることから、受信アンテナアレイのアンテナ数よりも少ない到来波にしか対応できないという問題点があった。しかしながら、本発明の第２実施形態によれば、これらの問題点を解消することができる。
【０１００】
以上では、角度差が小さい物標からの反射波が互いに干渉波として働くために分離検出が困難である場合の動作について説明したが、つぎに、強度の強い干渉波に埋れるために検出困難となる場合の解消例について説明する。
【０１０１】
図１９に示すように、レーダ装置１０の受信アンテナ１８−１〜１８−４には、物標からの反射波だけでなく、送信アンテナ１７からの直接波が入射する。近年では、レーダ装置１０の小型化の要求から、送信アンテナ１７と受信アンテナ１８−１〜１８−４の間の距離は短い方が望ましい。しかしながら、これらの距離を短縮するに従って、直接波の振幅が大きくなり、物標からの反射波が、直接波に埋もれてしまい、物標の検出が困難になるという問題点がある。
【０１０２】
遠方に存在する物標を検出する場合、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置では、ダウンコンバート後の０Ｈｚ付近の成分を除去することで対応することができる。また、パルス方式のレーダ装置では、直接波の受信が完了してから反射波を受信することで直接波の影響を低減することができる。
【０１０３】
しかしながら、レーダ装置の近傍に物標が存在する場合には、従来のレーダ装置では、前述した対策を施しても、検出が困難であった。例えば、２４ＧＨｚ帯の準ミリ波レーダ装置では、割り当てられた周波数帯域幅が２００ＭＨｚであることから、距離に換算して２ｍ程度の範囲内では、このような問題が深刻となる。
【０１０４】
本発明の第２実施形態では、直接波が存在する場合であっても、レーダ装置１０の近傍に存在する物標を検出することができる。これについて、以下に説明する。
【０１０５】
図２０は、レーダ装置１０からの距離が０．５ｍで、方位角が−２０度の位置に物標が存在する場合において、図１９に示すような直接波が存在する環境下で物標を検出する場合を示す図である。なお、受信アンテナ１８−１〜１８−４の間隔は、約λ／２である。
【０１０６】
図２０（Ａ）は、第１角度スペクトラムを示す図である。この図に示すように、受信アンテナ１８−１〜１８−４の間隔が約λ／２である場合、±９０度方向の符号は区別できないことから、Ａ（θ，ｎ）においては、±９０度に強いピークを有し、振幅が１／１０程度の物標からの反射波はこのピークに埋もれてしまうことから、Ｃ（θ）においても−２０度方向のピークは確認することができない。
【０１０７】
図２０（Ｂ）は、第２角度スペクトラムを示す図である。この図において、実線の太線で示すＤ（θ）は、前述した式（２）で示す第２角度スペクトラムの最大値を示し、破線の太線で示すＥ（θ）は、前述した式（３）で示す第２角度スペクトラムの最小値を示している。
【０１０８】
図２０（Ｃ）は、第２角度スペクトラムの式（４）に係るＦ（θ）を示す図である。この図では、−２０度付近に谷が現れている。図２１（Ａ）は、式（５）に係るＧ（θ）を示す図であり、図２１（Ｂ）は、式（６）に係るＧ（θ）を示す図である。図２１（Ｂ）では、直接波が存在する環境下にも拘わらず、方位角−２０度であって、距離０．５ｍに存在する物標が正確に検出されている。
【０１０９】
図２２（Ａ）は、第１角度スペクトラムに係るＣ（θ）による推定結果を示す図である。この図の例では、−２０度の方位角に存在する物標は、直接波にマスクされるので、弁別することができない。
【０１１０】
図２２（Ｂ）は、Ｈ（θ）による推定結果を示す図である。この図の例では、−２０度の方位角であって、距離０．５ｍに存在する物標が弁別可能に検出されている。
【０１１１】
以上に説明したように、送信アンテナ１７から受信アンテナ１８−１〜１８−４への直接波は、物標からの反射波に比べ振幅が大きいことから、従来の方式では、レーダ装置１０の近傍に存在する物標からの反射波は直接波に埋れてしまい検出不能であった。一方、本発明の第２実施形態によれば、窓関数ＷＢによる第２角度スペクトラムの特徴的な振る舞いによって、埋れていた反射波の成分を抽出することが可能となる。
【０１１２】
また、本発明の第２実施形態において、不要波である送信アンテナ１７から受信アンテナ１８−１〜１８−４への直接波が、角度推定結果に現れない理由は、直接波は受信アンテナ１８−１〜１８−４に対して−９０°の方角から入射するのに対し、受信アンテナ１８−１〜１８−４は±９０度方向に角度分解能を有しないため、直接波の成分が角度スペクトラムＦ（θ）に反映されないためである。
【０１１３】
つまり、受信アンテナ１８−１〜１８−４のアレイ方向の中心軸に対して送信アンテナ１７を非対称な位置に配置することで、不要で振幅の大きな直接波をレーダ装置１０の近傍の物標の検出の対象から外すことが可能になる。
【０１１４】
以上は、従来のＢｅａｍｆｏｒｍｅｒ法において特に問題となる干渉波の影響下における方位角推定方法であるが、角度スペクトラムＦ（θ）に角度スペクトラムＤ（θ）を採用することで、干渉波の有無を考慮せずに方位角を推定することが出来る。これについて、以下に説明する。
【０１１５】
図２３〜図２６は、レーダ装置１０から１ｍと５ｍの位置に物標を配置した場合の動作を示す図である。より詳細には、図２３〜図２４は、レーダ装置１０から１ｍの位置であって、方位角が−４５度の位置に物標を配置した場合の動作を示している。また、図２５〜図２６は、レーダ装置１０から５ｍの位置であって、方位角が＋２０度の位置に物標を配置した場合の動作を示している。
【０１１６】
図２３（Ａ）は、レーダ装置１０から１ｍの位置であって、方位角が−４５度の位置に物標を配置した場合の第１角度スペクトラムに係るＣ（θ）を示す図である。また、図２３（Ｂ）は、同じ場合における、第２角度スペクトラムに係るＤ（θ）を示す図である。また、図２３（Ｃ）は、同じ場合における、第２角度スペクトラムに係るＦ（θ）およびＤ（θ）を示す図である。また、図２４（Ａ）は、同じ場合における、第２角度スペクトラムに係るＧ（θ）を示す図である。さらに、図２４（Ｂ）は、同じ場合における、第２角度スペクトラムに係るＨ（θ）を示す図である。
【０１１７】
図２５（Ａ）は、レーダ装置１０から５ｍの位置であって、方位角が＋２０度の位置に物標を配置した場合の第１角度スペクトラムに係るＣ（θ）を示す図である。また、図２５（Ｂ）は、同じ場合における、第２角度スペクトラムに係るＤ（θ）を示す図である。また、図２５（Ｃ）は、同じ場合における、第２角度スペクトラムに係るＦ（θ）およびＤ（θ）を示す図である。また、図２６（Ａ）は、同じ場合における、第２角度スペクトラムに係るＧ（θ）を示す図である。さらに、図２６（Ｂ）は、同じ場合における、第２角度スペクトラムに係るＨ（θ）を示す図である。
【０１１８】
図２７は、前述した２つの物標（距離１ｍで方位角−４５度の第１物標と、距離５ｍで方位角＋２０度の第２物標）が存在する場合における検出結果を示す図である。図２７（Ａ）は、第１角度スペクトラムに係るＣ（θ）による推定結果を示している。この例では、干渉波に隠れて物標が検出できない状態となっている。一方、図２７（Ｂ）は、第２角度スペクトラムに係るＨ（θ）による推定結果を示している。この例では、＋２０度と−４５度に２つの第１物標および第２物標が検出されている。
【０１１９】
以上に説明したように、本発明の第２実施形態では、２つの第１物標および第２物標は、レーダ装置１０からの距離が異なるため、方位角推定部２９において処理を行う前に、距離推定部２７において分離可能である。このため、第１物標は送信アンテナ１７から受信アンテナ１８−１〜１８−４への直接波である干渉波の影響下にあり、第２物標は干渉波の影響が無い状態での方位角推定である。図２７に示すように、２つの窓関数を組み合わせることで、干渉波の有無に関わらず物標からの到来波の方位角を推定することが可能となる。
【０１２０】
（Ｅ）本発明の第３実施形態の構成の説明
つぎに、本発明の第３実施形態について説明する。本発明の第３実施形態の回路構成は、図８と同様であるが、送信アンテナ１７および受信アンテナ１８−１〜１８−４の配置が図９とは異なっている。図２８は、第３実施形態における送信アンテナ１７および受信アンテナ１８−１〜１８−４の配置例を示す図である。図２８の例では、受信アンテナ１８−１〜１８−４は、図９と同様に、ｘ軸方向に所定の間隔ｄ（ｄ≦λ／２）を隔てて配置されている。一方、送信アンテナ１７は、受信アンテナ１８−１〜１８−４よりもｙ軸方向の下側に配置されるとともに、破線で示す受信アンテナ１８−１〜１８−４の中心からオフセットして配置されている。
【０１２１】
図９においては、送信アンテナ１７と受信アンテナ１８−１〜１８−４が同一線上に配置されているため、送信アンテナ１７からｘ軸とｚ軸からなる面上に強く放射される送信信号を同一面上にある受信アンテナ１８−１〜１８−４が受信しやすいため、送信アンテナから受信アンテナへの回り込み信号の影響が大きかったが、図２８の第３実施形態では、送信アンテナ１７をｙ軸方向にオフセットすることで、受信アンテナ１８−１〜１８−４への回り込みを低減することができる。さらに、送信アンテナ１７を受信アンテナ１８−１〜１８−４の中心からｘ軸に平行にオフセットして配置することにより、さらに回り込み信号の影響を低減することができる。
【０１２２】
（Ｆ）本発明の第３実施形態の動作の説明
図２９〜図３０は、送信アンテナ１７から受信アンテナ１８−１〜１８−４への回り込みに対する第３実施形態の動作を説明するための図である。より詳細には、図２９（Ａ）は第１角度スペクトラムに係るＣ（θ）を示し、図２９（Ｂ）は第２角度スペクトラムに係るＤ（θ）を示し、図２９（Ｃ）は第２角度スペクトラムに係るＦ（θ）を示している。また、図３０（Ａ）はＧ（θ）を示し、図３０（Ｂ）はＴｈ＝０．０２である場合のＨ（θ）を示している。
【０１２３】
図３１は、第３実施例における送信アンテナ１７のオフセットの効果を説明する例として、送信アンテナ１７および受信アンテナ１８−１〜１８−４の配置例を示している。図３１の例では、図２８に比較すると、送信アンテナ１７の配置位置が図２８とは異なっている。すなわち、図３１に示す例では、送信アンテナ１７は、図中に破線で示す、受信アンテナ１８−１〜１８−４の中心軸と同じ位置に配置されている。
【０１２４】
図３２〜図３３は、図３１に示すオフセットの無い例の送信アンテナ１７から受信アンテナ１８−１〜１８−４への回り込みに対する動作を説明するための図である。より詳細には、図３２（Ａ）は第１角度スペクトラムに係るＣ（θ）を示し、図３２（Ｂ）は第２角度スペクトラムに係るＤ（θ）を示し、図３２（Ｃ）は第２角度スペクトラムに係るＦ（θ）を示している。また、図３３（Ａ）はＧ（θ）を示し、図３３（Ｂ）はＴｈ＝０．０２である場合のＨ（θ）を示している。
【０１２５】
図２９〜図３０および図３２〜図３３の比較から、図３３に示すオフセットの無い例では、送信アンテナ１７から受信アンテナ１８−１〜１８−４への回り込みによって方位角０度の方向に物標が誤検出されている。一方、図２９〜図３０では、方位角０度の方向の物標の誤検出はされていない。
【０１２６】
以上に説明したように、本発明の第３実施形態では、受信アンテナ１８−１〜１８−４の中心軸に対して、送信アンテナ１８をオフセットさせて非対称な位置に配置するようにしたので、振幅の大きな直接波をレーダ装置１０の近傍の物標として検出対象から外すことが可能になる。
【０１２７】
（Ｇ）変形実施形態の説明
以上の実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、以上の各実施形態では、１つの送信アンテナ１７と４つの受信アンテナ１８−１〜１８−４を有するようにしたが、２つ以上の送信アンテナと３つ以下または５つ以上の受信アンテナを有するようにしてもよい。
【０１２８】
また、図８に示す第２実施形態では、受信アンテナ１８−１〜１８−４のそれぞれに対して増幅部１９−１、ミキサ２０−１〜２０−ｎ，２１−１〜２１−ｎ、ＬＰＦ２２−１〜２２−ｎ，２３−１〜２３−ｎ、および、ＡＤＣ２４−１〜２４−ｎ，２５−１〜２５−ｎを有するようにしたが、増幅部１９、ミキサ２０，２１、ＬＰＦ２２，２３、および、ＡＤＣ２４，２５のみを有するようにするとともに、受信アンテナ１８〜１〜１８−４の出力のいずれかを選択して増幅部１９に供給するようにしてもよい。
【０１２９】
また、以上の各実施形態では、パルス信号を送信するパルス変調方式のレーダ装置を例に挙げて説明したが、ＦＭ変調方式のレーダ装置に対して本発明を適用することも可能である。パルス方式のレーダ装置の場合、ＡＤＣ２４，２５，２４−１〜２４―ｎ，２５−１〜２５―ｎから出力されるＩ，Ｑ信号は受信信号を局発周波数で直交復調した時系列の信号であり、第１の距離関数は（Ｉ＋ｊＱ）で、時間軸を距離軸に変換した信号であり、また、第１の距離スペクトラムは、値が｜Ｉ＋ｊＱ｜の距離軸信号とする。一方、ＦＭ変調方式のレーダ装置の場合、送信信号は周波数を連続的に変調させたＦＭ変調信号であり、ＡＤＣ２４，２５，２４−１〜２４―ｎ，２５−１〜２５―ｎから出力されるＩ，Ｑ信号は、受信信号と周波数変調された送信信号とのビート信号であり、ビート信号をフーリエ変換により周波数領域のデータに変換することで、距離に対応したＩおよびＱ信号を新たに算出し、さらに、周波数軸を距離軸に変換した（Ｉ＋ｊＱ）の値を有する関数を、第１の距離関数とし、第１の距離スペクトラムは、値が｜Ｉ＋ｊＱ｜の距離軸信号とすることができる。
【０１３０】
また、物標の位置において強度が極大となる第１距離関数および第１角度関数の少なくとも一方を有する第１スペクトラムと、物標の位置において強度が極小となるとともに第１距離関数および第１角度関数のそれぞれに対して直交する第２距離関数および第２角度関数の少なくとも一方を有する第２スペクトラムとを生成し、これらの第１スペクトラムおよび第２スペクトラムに基づいて、対象物の位置を推定するようにしてもよい。より詳細には、第２スペクトラムを参照して、干渉波の有無の判定、干渉波による位置推定の誤りの判定、または、干渉波が存在する環境下における位置推定に用いるようにしてもよい。
【符号の説明】
【０１３１】
１０  レーダ装置
１１  制御部
１２  変調信号生成部
１３  受信アンテナ
１４  変調部
１５  遅延部
１６  増幅部
１７  送信アンテナ
１８，１８−１〜１８−４  受信アンテナ
１９，１９−１〜１９−ｎ  増幅部
２０，２１，２０−１〜２０−ｎ，２１−１〜２１−ｎ  ミキサ
２２，２３，２２−１〜２２−ｎ，２３−１〜２３−ｎ  ＬＰＦ
２６  受信信号処理部
２７  距離推定部
２８  速度推定部
２９  方位角推定部
３０  クラスタリング処理部
２７１  第１距離関数演算部
２７２  第１距離スペクトラム演算部
２７３  最大値抽出部
２７４  ヒルベルトフィルタ
２７５  第２距離関数演算部
２７６  第２距離スペクトラム演算部
２７７  最大値、最小値抽出部
２７８  最大値−最小値算出部
２７９  推定処理部
２８１〜２８４  窓関数乗算部
２９１〜２９４  窓関数乗算部
２８５，２９５  角度推定処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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