(57)【要約】      （修正有）【課題】リファレンス電圧の誤差に依存することなく精度のよい調光を実現する発光ダイオードを有する光照射装置に接続される電源装置を提供する。【解決手段】電源装置１は、ＤＣＤＣコンバータ２と、検出抵抗Ｒ１と、指示電圧生成部３と、コンパレータＵ２と、電源部４と、位相補償部５と、を備える。コンパレータＵ２は、検出電圧Ｖｓｅｎが指示電圧Ｖｓｐより大きい場合、ハイレベルのフィードバック電圧Ｖｆｂを生成し、検出電圧Ｖｓｅｎが指示電圧Ｖｓｐより小さい場合、ローレベルのフィードバック電圧Ｖｆｂを生成する。ＤＣＤＣコンバータ２は、フィードバック電圧Ｖｆｂが内部のリファレンス電圧より大きい場合、発光ダイオードＤ１の駆動電流Ｉｆを低下させ、フィードバック電圧Ｖｆｂがリファレンス電圧より小さい場合、駆動電流Ｉｆを上昇させる。【選択図】図２
2019103289.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発光ダイオードを有する光照射装置に接続される電源装置であって、
フィードバック電圧と所定のリファレンス電圧とを比較することで、前記発光ダイオードの駆動電流を生成するＤＣＤＣコンバータと、
前記発光ダイオードに流れる駆動電流を検出し、検出電圧を生成する検出抵抗と、
前記発光ダイオードを調光するための指示電圧を生成する可変電圧部と、
前記検出電圧と前記指示電圧とに基づいてフィードバック電圧を生成し、前記ＤＣＤＣコンバータに入力するコンパレータとを備え、
前記コンパレータは、前記検出電圧が前記指示電圧より大きい場合、ハイレベルの前記フィードバック電圧を生成し、前記検出電圧が前記指示電圧より小さい場合、ローレベルの前記フィードバック電圧を生成し、
前記ＤＣＤＣコンバータは、前記フィードバック電圧が前記リファレンス電圧より大きい場合、前記発光ダイオードの駆動電流を低下させ、前記フィードバック電圧が前記リファレンス電圧より小さい場合、前記駆動電流を上昇させる電源装置。
【請求項２】
前記コンパレータは、前記検出電圧が入力される非反転入力端子と、前記指示電圧が入力される反転入力端子と、前記フィードバック電圧を出力する出力端子とを備え、
前記反転入力端子と前記可変電圧部との間に接続される第１抵抗と、
前記反転入力端子と前記出力端子との間に設けられる第２抵抗およびコンデンサとを備える請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記発光ダイオードのアノードと前記ＤＣＤＣコンバータのフィードバック端子との間に接続される第３抵抗と、
前記フィードバック端子と前記コンパレータの出力端子との間に接続された第４抵抗とを備える請求項１又は２記載の電源装置。
【請求項４】
発光ダイオードを有する光照射装置と、
請求項１〜３のいずれかに記載の電源装置とを備えた光照射システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータを用いて発光ダイオードを調光する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１は、発光素子の目標輝度に応じたレベルを有する調光制御信号に応じた駆動電流を生成し、発光素子に供給する電流ドライバと、電流ドライバの電圧降下と所定の基準電圧との誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、フィードバック電圧に従ってゲートパルス信号のデューティ比を調節するパルス幅変調器と、調光制御信号とゲートパルス信号の周波数との関係を規定する制御特性を参照し、現在の調光制御信号に応じた周波数のゲートパルス信号をパルス幅変調器に生成させる周波数制御部とを備える発光装置の制御回路を開示する。
【０００３】
特許文献２は、ＬＥＤアレーに流れる電流値を示す検出電圧と基準電圧との誤差量をＫ倍（Ｋ＝定数）してＰＷＭ制御回路部に出力する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力信号に基づいてトランジスタのオンオフを制御することで調光レベルに応じた直流電流をＬＥＤアレーに供給するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御回路とを備える照明装置を開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１４−１０３００１号公報
【特許文献２】特開２０１５−２２５７７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１は、基準電圧に関して、段落［００４６］に示すように、誤差増幅器は電流ドライバの電圧降下、つまり、ＬＥＤ端子の電圧のうち最も低い電圧と、所定の基準電圧との誤差を増幅するとの記載があるに過ぎず、基準電圧自身の誤差についての記載がない。よって、特許文献１は、基準電圧の誤差に依存することなく、発光ダイオードを精度良く調光させるとの課題は生じ得ない。
【０００６】
また、特許文献１は、電流ドライバの電圧降下と所定の基準電圧との誤差がフィードバック電圧として生成されており、調光制御信号と電流ドライバの電圧降下との誤差に基づいてフィードバック電圧が生成されていないので、本願発明とは基本的な構成が相違している。
【０００７】
特許文献２は、検出電圧と基準電圧との誤差量がＫ倍されてＰＷＭ制御回路部に出力されているが、この基準電圧は調光電圧であり、ＤＣＤＣコンバータの基準電圧ではない。そのため、特許文献２は、本願が想定するリファレンス電圧の誤差についての開示がない。
【０００８】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータのリファレンス電圧の誤差に依存することなく、発光ダイオードを精度良く調光させる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様に係る電源装置は、
発光ダイオード（Ｄ１）を有する光照射装置に接続されるものであって、
フィードバック電圧（Ｖｆｂ）と所定のリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）とを比較することで、発光ダイオード（Ｄ１）の駆動電流を生成するＤＣＤＣコンバータ（２）と、発光ダイオード（Ｄ１）に流れる駆動電流（Ｉｆ）を検出し、検出電圧（Ｖｓｅｎ）を生成する検出抵抗（Ｒ１）と、発光ダイオード（Ｄ１）を調光するための指示電圧（Ｖｓｐ）を生成する可変電圧部（３１）と、検出電圧（Ｖｓｅｎ）と指示電圧（Ｖｓｐ）とに基づいてフィードバック電圧（Ｖｆｂ）を生成し、ＤＣＤＣコンバータ（２）に入力するコンパレータ（Ｕ２）とを備え、コンパレータ（Ｕ２）は、検出電圧（Ｖｓｅｎ）が指示電圧（Ｖｓｐ）より大きい場合、ハイレベルのフィードバック電圧（Ｖｆｂ）を生成し、検出電圧（Ｖｓｅｎ）が指示電圧（Ｖｓｐ）より小さい場合、ローレベルのフィードバック電圧（Ｖｆｂ）を生成し、ＤＣＤＣコンバータ（２）は、フィードバック電圧（Ｖｆｂ）がリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）より大きい場合、発光ダイオード（Ｄ１）の駆動電流（Ｉｆ）を低下させ、フィードバック電圧（Ｖｆｂ）がリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）より小さい場合、駆動電流（Ｉｆ）を上昇させる。
【００１０】
本態様によれば、検出電圧（Ｖｓｅｎ）＞指示電圧（Ｖｓｐ）のとき、コンパレータ（Ｕ２）からハイレベルのフィードバック電圧（Ｖｆｂ）が出力されるので、Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆとなって駆動電流（Ｉｆ）が減少し、検出電圧（Ｖｓｅｎ）が減少する。以上が繰り返され、検出電圧（Ｖｓｅｎ）が指示電圧（Ｖｓｐ）に一致される。
【００１１】
一方、検出電圧（Ｖｓｅｎ）＜指示電圧（Ｖｓｐ）のとき、コンパレータ（Ｕ２）からローレベルのフィードバック電圧（Ｖｆｂ）が出力されるので、Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆとなって駆動電流（Ｉｆ）が増大し、検出電圧（Ｖｓｅｎ）が増大する。以上が繰り返され、検出電圧（Ｖｓｅｎ）が指示電圧（Ｖｓｐ）に一致される。
【００１２】
以上により、検出電圧（Ｖｓｅｎ）が指示電圧（Ｖｓｐ）と一致するように、駆動電流（Ｉｆ）が制御され、駆動電流（Ｉｆ）が指示電圧が示す調光レベルに対応する値に制御される。
【００１３】
ここで、指示電圧（Ｖｓｐ）と検出電圧（Ｖｓｅｎ）との一致の有無の判定はコンパレータ（Ｕ２）で実行されており、リファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）は介在しないので、リファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）の誤差に依存することなく検出電圧（Ｖｓｅｎ）と指示電圧（Ｖｓｐ）とを精度良く一致させることができる。その結果、精度のよい調光を実現できる。
【００１４】
上記態様において、コンパレータ（Ｕ２）は、検出電圧（Ｖｓｅｎ）が入力される非反転入力端子（＋）と、指示電圧（Ｖｓｐ）が入力される反転入力端子（−）と、フィードバック電圧（Ｖｆｂ）を出力する出力端子とを備え、電源装置は、反転入力端子（−）と可変電圧部（３１）との間に接続される第１抵抗（Ｒ５）と、反転入力端子（−）と出力端子との間に設けられる第２抵抗（Ｒ７）およびコンデンサ（Ｃ５）とを更に備えてもよい。
【００１５】
検出電圧が急激に変化した場合、コンデンサ（Ｃ５）が機能して、コンパレータ（Ｕ２）のゲインが第１抵抗（Ｒ５）に対する第２抵抗（Ｒ７）の割合で定まる値に制限でき、フィードバック電圧（Ｖｆｂ）の急激な変化を防止でき、低損失化を図ることができる。
【００１６】
上記態様において、電源装置は、発光ダイオード（Ｄ１）のアノードとＤＣＤＣコンバータ（２）のフィードバック端子との間に接続された第３抵抗（ＲＡ）と、フィードバック端子とコンパレータ（Ｕ２）の出力端子との間に接続された第４抵抗（ＲＢ）とを更に備えてもよい。
【００１７】
これらの抵抗（ＲＡ，ＲＢ）を設けることで、ＤＣＤＣコンバータ（２）からの出力電圧が安定せず、当該出力電圧を一定範囲内に制御できなくなるといった不都合が生じるのを防止できる。これにより、例えば、発光ダイオード（Ｄ１）が故障によりオープン状態になった際におけるＤＣＤＣコンバータ（２）からの出力電圧を設定でき、正常時の出力電圧と区別できるため、発光ダイオード（Ｄ１）の故障を検出することが可能となる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、リファレンス電圧の誤差に依存することなく検出電圧と指示電圧とを精度良く一致させることができるので、精度のよい調光を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の比較例に係る電源装置の回路図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る電源装置の回路図である。
【図３】ＤＣＤＣコンバータＩＣの機能構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態２に係る電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
（本発明に至る経緯）
従来の電源装置としては、一般的なＤＣＤＣコンバータＩＣを用いて発光ダイオードに一定の駆動電流を供給するものがある。
【００２１】
このようなＤＣＤＣコンバータＩＣでは、リファレンス電圧は、例えば±１％の誤差がある。この場合、ＤＣＤＣコンバータＩＣが組み込まれた従来の電源装置では、発光ダイオードの駆動電流の最大値を１Ａとすると、±０．０１Ａの誤差電流が発生する。従来の電源装置では、この誤差電流は駆動電流に拘わらず一定であった。そのため、従来の電源装置において、調光のために駆動電流を低下させると、駆動電流に占める誤差電流の割合が増大し、発光ダイオードを精度良く調光できないという問題があった。
【００２２】
以下、詳細に説明する。図１は、本発明の比較例に係る電源装置１００の回路図である。電源装置１００は、ＤＣＤＣコンバータＩＣ、インダクタＬ１００、検出抵抗Ｒ１００、及び加算器Ａ１００を備え、発光ダイオードＤ１００に接続されている。なお、ＤＣＤＣコンバータＩＣ及び発光ダイオードＤ１００のアノードには電源Ｖｃｃが供給されている。
【００２３】
加算器Ａ１００は、アナログ加算器であり、検出電圧Ｖｓｅｎと指示電圧Ｖｓｐとをアナログ的に加算して、フィードバック電圧Ｖｆｂを生成し、ＤＣＤＣコンバータＩＣに出力する。検出電圧Ｖｓｅｎは発光ダイオードＤ１００に流れる駆動電流Ｉｆの電流値を示す検出電圧である。指示電圧Ｖｓｐは発光ダイオードＤ１００の調光レベルを指定するための指示電圧であり、例えば、ユーザによって指示される。
【００２４】
ＤＣＤＣコンバータＩＣは、フィードバック端子Ｔ１００から入力されるフィードバック電圧Ｖｆｂを所定のリファレンス電圧Ｖｒｅｆと比較し、フィードバック電圧Ｖｆｂがリファレンス電圧Ｖｒｅｆと一致するようにＰＷＭ信号のデューティー比を決定し、ＤＣＤＣコンバータＩＣが内蔵するスイッチをオンオフさせて出力電圧Ｖｏを生成し、出力端子Ｔ２００から出力する。インダクタＬ１００は、出力電圧Ｖｏを平滑化して発光ダイオードＤ１００の駆動電流Ｉｆを生成する。リファレンス電圧Ｖｒｅｆは調光レベルに拘わらず固定であるので、発光ダイオードＤ１００を調光するには、駆動電流Ｉｆが調光レベルに応じた電流値となり、且つ、加算器Ａ１００から出力されるフィードバック電圧Ｖｆｂがリファレンス電圧Ｖｒｅｆと同じになるように指示電圧Ｖｓｐは決定されればよい。
【００２５】
検出電圧Ｖｓｅｎは、Ｖｓｅｎ＝Ｉｆ×Ｒ１００で表される。また、フィードバック電圧Ｖｆｂは、指示電圧ＶｓｐによりＶｆｂ＝Ｖｒｅｆとなるように調整されており、加算器Ａ１００は、Ｖｓｅｎ＋Ｖｓｐの演算結果をＶｆｂとして出力するので、Ｖｓｅｎ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｓｐと表される。したがって、Ｉｆ×Ｒ１００＝Ｖｒｅｆ−Ｖｓｐが成立し、下記の式（Ａ）が得られる。
【００２６】
Ｉｆ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｓｐ）／Ｒ１００・・・（Ａ）
【００２７】
ここで、Ｒ１００＝０．１Ω、Ｖｒｅｆ＝０．１Ｖとする。この場合、Ｉｆ＝１Ａの駆動電流Ｉｆを流すためには、式（Ａ）より、Ｖｓｐ＝０Ｖに設定すればよいことが分かる。また、Ｉｆ＝０．１Ａの駆動電流Ｉｆを流すためには、式（Ａ）より、Ｖｓｐ＝０．０９Ｖに設定すればよいことが分かる。また、Ｉｆ＝０．００１Ａの駆動電流Ｉｆを流すためには、式（Ａ）より、Ｖｓｐ＝０．０９９Ｖに設定すればよいことが分かる。このように、１Ａを駆動電流Ｉｆの最大値とすると、指示電圧Ｖｓｐを調整することで、駆動電流Ｉｆを１／１０、１／１００というように調整して、調光レベルを１／１０、１／１００にすることができる。
【００２８】
ところで、一般的なＤＣＤＣコンバータＩＣにおいて、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは所定の誤差を備えているのが一般的である。ここで、誤差をプラスマイナス１％とすると、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、プラスマイナス０．００１Ｖの誤差を持つので、Ｖｒｅｆ＝０．１±０．００１Ｖとなる。
【００２９】
したがって、Ｖｒｅｆ＝０．１±０．００１Ｖ、Ｒ１００＝０．１Ωを式（Ａ）に代入すると、下記の式（Ｂ）が得られる。
【００３０】
Ｉｆ＝（０．１±０．００１−Ｖｓｐ）／０．１・・・（Ｂ）
【００３１】
この式から分かるように、駆動電流Ｉｆに対する誤差電流の値は調光レベルに拘わらず、±０．０１Ａ（＝０．００１／０．１）になる。よって、Ｉｆ＝１Ａとする場合、駆動電流Ｉｆに占める誤差の割合は±１％に過ぎないが、Ｉｆ＝０．１Ａにすると、駆動電流Ｉｆに占める誤差の割合は±１０％に及び、Ｉｆ＝０．０１Ａにすると、駆動電流Ｉｆに占める誤差の割合は±１００％にも及んでしまう。
【００３２】
更に、加算器Ａ１００の出力にも一定の誤差があるので、この誤差がリファレンス電圧Ｖｒｅｆの誤差と重畳され、駆動電流Ｉｆに占める誤差の割合は更に上昇するという問題もある。
【００３３】
このように、電源装置１００は、駆動電流Ｉｆが低下するにつれて、駆動電流Ｉｆに対する誤差の占める割合が増えていくので、低階調で精度の良い調光を行えないという問題があった。特に、光を照射して製品の傷等を検査するといった検査用途や、紫外光により樹脂を硬化させるといったＵＶ硬化用途において、光源は例えば１００段階程度の調光レベルが要求されることもあり、電源装置１００では、この要求に応じることはできない。
【００３４】
本発明は、このような問題を鑑みたものであり、リファレンス電圧の誤差に依存することなく検出電圧と指示電圧とを精度良く一致させ、精度のよい調光を実現できる電源装置を提供することである。
【００３５】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態に係る電源装置１が説明される。図２は、本発明の実施の形態に係る電源装置１の回路図である。電源装置１は、ＤＣＤＣコンバータ２、検出抵抗Ｒ１、指示電圧生成部３、コンパレータＵ２、電源部４、及び位相補償部５を備え、例えば、可視光又は紫外光を射出する発光ダイオードＤ１を具備した光照射装置６に接続されている。なお、当該電源装置１と光照射装置６とにより光照射システム７が構成される。
【００３６】
電源部４は、例えば、一定レベルの直流電圧である入力電圧Ｖｉｎを生成する電源回路で構成されている。電源部４は、プラス端子がＤＣＤＣコンバータＩＣ２１のＰＶｉｎピン及びＳＶｉｎピンに接続され、マイナス端子が接地されている。入力電圧Ｖｉｎは、ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１、コンパレータＵ２及びオペアンプＵ３等に入力される、電源装置１の駆動電圧として用いられる。
【００３７】
ＤＣＤＣコンバータ２は、コンパレータＵ２から出力されるフィードバック電圧Ｖｆｂと所定のリファレンス電圧Ｖｒｅｆとを比較することで、発光ダイオードＤ１の駆動電流Ｉｆを生成する。
【００３８】
ＤＣＤＣコンバータ２は、ＤＣＤＣコンバータＩＣ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｉｒｃｕｉｔ）２１、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４、抵抗Ｒ３，Ｒ４を備える。ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１は、ＳＷピン、ＰＶｉｎピン、ＳＶｉｎピン、Ｉｔｈピン、ＳＨＤＮ／Ｒｔピン、ＳＧＮＤピン、ＰＧＮＤピン、及びＦＢピンを備える。
【００３９】
ＳＷピンは、インダクタＬ１を介して発光ダイオードＤ１と接続されると共に、インダクタＬ１を介してコンデンサＣ４と接続されており、ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１の出力電圧Ｖｏを出力する。コンデンサＣ４は、一端がインダクタＬ１及び発光ダイオードＤ１の接続点Ｋ１に接続され、他端が接地されている。ＰＶｉｎピンは、主電源ピンであり、入力電圧Ｖｉｎが入力される。ＳＶｉｎピンは、信号電源ピンであり、入力電圧Ｖｉｎが入力される。Ｉｔｈピンは、リファレンス電圧Ｖｒｅｆを決定するためのピンである。Ｉｔｈピンは抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ１を介して接地されている。ＳＨＤＮ／Ｒｔピンは、ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１が備えるオシュレータの発振周波数を決定するためのピンである。ＳＨＤＮ／Ｒｔピンは抵抗Ｒ３を介して接地されている。ＳＧＮＤピンは、主電源を接地するための主電源グランドピンである。ＰＧＮＤピンは、信号電源を接地するための信号電源グランドピンである。
【００４０】
コンデンサＣ３は、一端が電源部４のプラス端子及びＳＶｉｎピンの接続点Ｋ２に接続され、他端が接地されており、入力電圧Ｖｉｎを安定化させる。
【００４１】
インダクタＬ１は、ＳＷピンに接続されており、コンデンサＣ４と共に、出力電圧Ｖｏを平滑化し、駆動電流Ｉｆを生成する。
【００４２】
発光ダイオードＤ１は、アノードが接続点Ｋ１に接続され、カソードが接続点Ｋ３に接続され、駆動電流Ｉｆによって発光する。接続点Ｋ３は、発光ダイオードＤ１のカソードと検出抵抗Ｒ１の一端との接続点である。
【００４３】
検出抵抗Ｒ１は、一端が接続点Ｋ３に接続され、他端が接地されている。検出抵抗Ｒ１は、駆動電流Ｉｆの値を示す検出電圧Ｖｓｅｎ（＝Ｉｆ・Ｒ１）を生成し、コンパレータＵ２の非反転入力端子（＋）に出力する。
【００４４】
指示電圧生成部３は、可変電圧部３１及びオペアンプＵ３を備える。可変電圧部３１は、例えば、ユーザが指示した調光レベルに従って指示電圧Ｖｓｐを変化させる可変電圧回路で構成されている。ここで、指示電圧生成部３はユーザからの調光指示を受け付ける操作部（図略）と接続されている。可変電圧部３１は、ユーザが指示する調光レベルが増大するにつれて指示電圧Ｖｓｐを例えばリニアに増大するように、指示電圧Ｖｓｐを生成する。
【００４５】
オペアンプＵ３は、反転入力端子（−）が出力端子に接続され、非反転入力端子（＋）に可変電圧部３１のプラス端子が接続され、正側電源端子に入力電圧Ｖｉｎが入力され、負側電源端子が接地されており、ボルテージフォロアを構成する。これにより、指示電圧Ｖｓｐが安定化される。
【００４６】
コンパレータＵ２は、反転入力端子（−）が抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ７との接続点Ｋ４と接続されており、指示電圧Ｖｓｐが入力される。コンパレータＵ２は、非反転入力端子（＋）が接続点Ｋ３と接続されており、検出電圧Ｖｓｅｎが入力される。コンパレータＵ２は、正側電源端子に入力電圧Ｖｉｎが入力され、負側電源端子が接地されている。更に、コンパレータＵ２は出力端子がＦＢピンに接続されている。
【００４７】
コンパレータＵ２は、指示電圧Ｖｓｐが検出電圧Ｖｓｅｎよりも大きい場合（Ｖｓｐ＞Ｖｓｅｎ）、ローレベルのフィードバック電圧Ｖｆｂを出力し、指示電圧Ｖｓｐが検出電圧Ｖｓｅｎよりも小さい場合（Ｖｓｐ＜Ｖｓｅｎ）、ハイレベルのフィードバック電圧Ｖｆｂを出力する。フィードバック電圧Ｖｆｂは、ＦＢピンに入力される。
【００４８】
位相補償部５は、抵抗Ｒ５，Ｒ７と、コンデンサＣ５とを備える。抵抗Ｒ５は、一端がオペアンプＵ３の出力端子に接続され、他端が接続点Ｋ４に接続されている。抵抗Ｒ７は、一端が接続点Ｋ４に接続され、他端がコンデンサＣ５を介してＦＢピンに接続されている。
【００４９】
検出電圧Ｖｓｅｎが急激に変化した場合、コンデンサＣ５が機能して、コンパレータＵ２のゲインが抵抗Ｒ５に対する抵抗Ｒ７の割合で定まる値に制限される。これにより、フィードバック電圧Ｖｆｂの急激な変化を防止でき、電源装置１の低損失化を図ることができる。
【００５０】
図３は、ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１の機能構成を示すブロック図である。ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１は、基準電圧生成部２１１、ＰＷＭ信号生成部２１２、スイッチＳＷ、及びダイオード２１３を備える。基準電圧生成部２１１は、Ｉｔｈピンに接続された抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ１の値に応じたリファレンス電圧Ｖｒｅｆを生成する。本実施の形態では、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、例えば、０．１Ｖで、±１％、すなわち、０．００１Ｖの誤差を有しているものとする。なお、誤差の値である１％は一例である。
【００５１】
ＰＷＭ信号生成部２１２は、フィードバック電圧Ｖｆｂがリファレンス電圧Ｖｒｅｆと一致するように、スイッチＳＷに供給するＰＷＭ信号のデューティー比を調節する。詳細には、ＰＷＭ信号生成部２１２は、フィードバック電圧Ｖｆｂがリファレンス電圧Ｖｒｅｆがより大きい場合（Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ）、スイッチＳＷに供給するＰＷＭ信号のデューティー比を所定レベル減少させて、駆動電流Ｉｆを減少させる。一方、ＰＷＭ信号生成部２１２は、フィードバック電圧Ｖｆｂがリファレンス電圧Ｖｒｅｆがより小さい場合（Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ）、ＰＷＭ信号のデューティー比を所定レベル増大させて、駆動電流Ｉｆを増大させる。更に、ＰＷＭ信号生成部２１２は、フィードバック電圧Ｖｆｂがリファレンス電圧Ｖｒｅｆに一致すると、ＰＷＭ信号のデューティー比を現在の値に維持する。なお、ＰＷＭ信号生成部２１２はオシュレータを備え、ＰＷＭ信号の周波数はオシュレータの発振周波数にしたがって決定される。
【００５２】
スイッチＳＷは、例えば、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等のトランジスタからなるスイッチング素子で構成され、ＰＷＭ信号生成部２１２により生成されたＰＷＭ信号にしたがってオン・オフする。スイッチＳＷは、一方の端子がＰＶｉｎピンを介してコンデンサＣ３に接続され、入力電圧Ｖｉｎが入力される。また、スイッチＳＷは、他方の端子が例えばダイオード２１３のカソードに接続され、且つ、ＳＷピンを介してインダクタＬ１と接続されている。また、スイッチＳＷは、制御端子にＰＷＭ信号が入力されている。ダイオード２１３は、カソードがスイッチＳＷの他方の端子に接続され、アノードが接地されている。
【００５３】
スイッチＳＷがオンすると、入力電圧ＶｉｎによりインダクタＬ１にエネルギーがチャージされ、スイッチＳＷがオフすると、インダクタＬ１にチャージされたエネルギーが放電される。これを繰り返すことで、発光ダイオードＤ１に直流の駆動電流Ｉｆが供給される。
【００５４】
次に、電源装置１の動作について説明する。なお、リファレンス電圧Ｖｒｅｆはフィードバック電圧Ｖｆｂ（Ｈｉ）とフィードバック電圧Ｖｆｂ（Ｌｏ）との中間の値に設定されている。
【００５５】
検出電圧Ｖｓｅｎが指示電圧Ｖｓｐよりも大きいとき（Ｖｓｅｎ＞Ｖｓｐ）のとき、コンパレータＵ２からハイレベルのフィードバック電圧Ｖｆｂ（Ｈｉ）が出力されるので、Ｖｆｂ（Ｈｉ）＞Ｖｒｅｆとなる。これにより、ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１は、ＰＷＭ信号のデューティ比を所定レベル減少させて駆動電流Ｉｆを減少させる。これにより、駆動電流Ｉｆが低下し、その低下に伴って検出電圧Ｖｓｅｎ（＝Ｉｆ・Ｒ１）が低下する。以上が繰り返され、駆動電流Ｉｆが徐々に低下していき、その低下に伴って検出電圧Ｖｓｅｎが徐々に低下していき、やがて、検出電圧Ｖｓｅｎは指示電圧Ｖｓｐに一致する。
【００５６】
一方、検出電圧Ｖｓｅｎが指示電圧Ｖｓｐより小さいとき（Ｖｓｅｎ＜Ｖｓｐ）、コンパレータＵ２からローレベルのフィードバック電圧Ｖｆｂ（Ｌｏ）が出力されるので、Ｖｆｂ（Ｌｏ）＜Ｖｒｅｆとなる。これにより、ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１は、ＰＷＭ信号のデューティ比を所定レベル増大させて駆動電流Ｉｆを増大させる。これにより、駆動電流Ｉｆが増大し、その増大に伴って検出電圧Ｖｓｅｎ（＝Ｉｆ・Ｒ１）が増大する。以上が繰り返され、駆動電流Ｉｆが徐々に増大していき、その増大に伴って検出電圧Ｖｓｅｎが徐々に増大していき、やがて、検出電圧Ｖｓｅｎは指示電圧Ｖｓｐに一致する。
【００５７】
以上により、検出電圧Ｖｓｅｎが指示電圧Ｖｓｐと一致するように、駆動電流Ｉｆが制御され、発光ダイオードＤ１は、指示電圧Ｖｓｐで示す調光レベルで調光される。
【００５８】
ここで、指示電圧Ｖｓｐと検出電圧Ｖｓｅｎとの一致の有無の判定はコンパレータＵ２で実行されており、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは介在しない。そのため、リファレンス電圧Ｖｒｅｆの誤差に依存することなく検出電圧Ｖｓｅｎと指示電圧Ｖｓｐとを精度良く一致させることができる。その結果、低階調の光を発光ダイオードＤ１から出力させるために、駆動電流Ｉｆを低下させたとしても、駆動電流Ｉｆに占めるリファレンス電圧Ｖｒｅｆの誤差の割合は増大せず、精度のよい調光を実現できる。
【００５９】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２に係る電源装置１Ａの回路図である。なお、実施の形態２において実施の形態１と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。図４において、図２との相違点は、抵抗ＲＡ，ＲＢが追加されている点にある。
【００６０】
抵抗ＲＡは、発光ダイオードＤ１のアノードとＦＢピンとの間に接続されている。抵抗ＲＢは、ＦＢピンとコンパレータＵ２の出力端子との間に接続されている。これらの抵抗ＲＡ，ＲＢは、ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１からの出力電圧Ｖｏが安定せず、当該出力電圧Ｖｏを一定範囲内に制御できなくなるといった不都合が生じるのを防止するために設けられている。これにより、例えば、発光ダイオードＤ１が故障してオープン状態になったときにおけるＤＣＤＣコンバータＩＣ２１からの出力電圧Ｖｏを設定でき、正常時の出力電圧Ｖｏと区別できるため、発光ダイオードＤ１の故障を検出することが可能となる。
【００６１】
本発明は、以下の変形例が採用できる。
【００６２】
（１）図２、図４において、位相補償部５は省かれてもよい。
【００６３】
（２）図２、図４において、発光ダイオードＤ１は１つであったが、これは一例であり、複数の発光ダイオードＤ１が設けられてもよい。この場合、複数の発光ダイオードＤ１は直列接続されてもよいし、並列接続されてもよい。或いは、直列接続された複数の発光ダイオードＤ１からなる直列回路が複数並列接続されて構成されてもよい。
【００６４】
（３）図２、図４において、ＤＣＤＣコンバータＩＣ２１は、一般的なもの（市販されているもの）に限らず、発明者が独自に開発したもので構成されてもよい。また、ＤＣＤＣコンバータ２は、集積化されたＤＣＤＣコンバータＩＣ２１で構成されているが、集積化されていない回路で構成されてもよい。
【符号の説明】
【００６５】
１，１Ａ  電源装置
２  ＤＣＤＣコンバータ
２１  ＤＣＤＣコンバータＩＣ
３１  可変電圧部
Ｄ１  発光ダイオード
Ｉｆ  駆動電流
Ｒ１  検出抵抗
Ｖｆｂ  フィードバック電圧
Ｖｒｅｆ  リファレンス電圧
Ｖｓｅｎ  検出電圧
Ｖｓｐ  指示電圧
【図１】
2019103289.tif 000003
【図２】
2019103289.tif 000004
【図３】
2019103289.tif 000005
【図４】
2019103289.tif 000006