(57)【要約】【課題】直流電源電圧の利用率の向上を図り、３相モータの小型化、インバータのスイッチング素子の低耐圧、スイッチング周波数の低減によるスイッチング素子の損失低減を図る。【解決手段】２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、直流電源に接続される２組のｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相の正相と逆相に分離された２ｎ端子を有するｎ相モータとを備え、一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、２組のｎ相インバータ間の位相を制御することにより、ｎ相モータの印加電圧を制御する。【選択図】図１
2019201537.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、
直流電源に接続される２組のｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとを備え、
前記２組のｎ相インバータの一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、前記２組のｎ相インバータ間の位相を制御することにより、前記ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする交流モータ駆動装置。
【請求項２】
２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、
独立した２組の直流電源と前記直流電源に接続される２組の３相を含むｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとを備え、
前記２組のｎ相インバータの一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、前記２組のｎ相インバータ間の位相を制御することにより、前記ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする交流モータ駆動装置。
【請求項３】
さらに、ｎ相インバータのスイッチング指令信号を入力して位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成する位相ずれ信号生成手段を備え、前記ｎ相インバータのスイッチング指令信号と前記位相ずれ信号生成手段により位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号とを前記２組のｎ相インバータに入力してスイッチング制御することにより、前記２組のｎ相インバータ間の位相ずれを制御し、ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の交流モータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池利用等の電気駆動車、ハイブリット車、デイーゼル発電機搭載電気駆動車両、舶用電機駆動装置等に搭載される高速モータ駆動装置その他各種の交流モータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流を電源として３相インバータを制御し直流を３相交流に変換して３相モータを駆動する３相モータ駆動装置が種々提案されている（例えば、特許文献１〜２参照）。従来のインバータ駆動の３相モータでは、ＰＷＭ（Ｐulse  Ｗidth  Ｍodulation)制御の正弦波変調が主体であり、電圧利用率が悪くモータ電流も大きくなるため、モータ、インバータの損失が大きくなるという問題があった。
【０００３】
誘導モータを使用するものでは、電圧利用率の良い１パルス制御の同期制御が使用されるが、１パルス制御領域ではモータ制御電圧が一定のスリップ制御となり、電圧利用率向上分が充分生かされず、モータ効率面でも良くなかった。また、磁石モータを使用したものでは、誘起電圧が回転数に比例して上昇するので、高速機では弱み界磁電流を流す必要があり効率が悪かった。
【０００４】
また、高速モータ駆動装置では、インバータのスイッチング回数が制限されるため、昇降圧回路付きの１パルス制御方式が採用されているが、効率が悪かった。モータ小型化には、モータの体格が印加電圧に比例するので、供給電圧の高圧化が必要であった。
【０００５】
一方、欧州では大容量化と電源電圧の有効利用のため、絶縁２電源によるＰＷＭ制御方式により供給直流電源電圧の２倍が利用できるＤＴＬＩ（デユアル２レベルインバータ）によるモータ駆動装置が提案されていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第３０５１７５４号
【特許文献２】特許第５３３２７４０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来使用されていたＰＷＭ正弦波変調制御の３相インバータ駆動では、モータ使用電圧が最大で電源電圧Ｅの２／３までしか利用できず、電圧利用率が悪いだけでなく、スイッチング周波数が高くスイッチング損失も大きかった。また、モータ使用電圧が電源電圧で制限されるため、モータの特性領域が限定され、高速小型化ができなかった。さらに、使用パワー半導体の耐圧も電源電圧に対応したものが必要となり、モータ使用電圧の高圧化では、その分電源電圧も高圧化してスイッチング損失がさらに増える欠点があり、これを解決する課題があった。
【０００８】
本発明は、上記課題を解決するものであり、直流電源の電圧利用率を高め、３相モータの小型化を可能とし、スイッチング素子として使用されるパワー半導体の低耐圧化、スイッチング周波数の低減によるスイッチング損失の低減を図るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
そのために本発明は、２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、直流電源に接続される２組のｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとを備え、前記２組のｎ相インバータの一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、前記２組のｎ相インバータ間の位相を制御することにより、前記ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする。
【００１０】
また、２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、独立した２組の直流電源と前記直流電源に接続される２組の３相を含むｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとを備え、前記２組のｎ相インバータの一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、前記２組のｎ相インバータ間の位相を制御することにより、前記ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする。
【００１１】
さらに、ｎ相インバータのスイッチング指令信号を入力して位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成する位相ずれ信号生成手段を備え、前記ｎ相インバータのスイッチング指令信号と前記位相ずれ信号生成手段により位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号とを前記２組のｎ相インバータに入力してスイッチング制御することにより、前記２組のｎ相インバータ間の位相ずれを制御し、ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、直流電源に接続される２組のｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとを備え、一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、２組のｎ相インバータ間の位相を制御することにより、ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したので、インバータ間の位相を制御する簡単な操作で、スッチング周波数を低くすることができ、モータ電圧を可変でき、電圧利用率を高めることができる。本発明によれば、従来のＰＷＭ正弦波変調制御のインバータによるモータ駆動装置に比べ、電圧リップルも少ない１パルス可変電圧制御により、電圧利用率も高めることができ、スイッチング回数が少なくなるので、スイッチング損失が低くすることができる。しかも、固定電圧の直流電源利用の１パルス制御により、広域に電圧を可変できるため、モータの小型化、高速化、高効率の交流モータ駆動装置が可能になった。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明に係る交流モータ駆動装置の実施形態を説明する図である。
【図２】２組の３相インバータが位相ずれ０°で動作するときのスイッチングパターンを示す図である。
【図３】第２の３相インバータが第１の３相インバータに対し位相ずれ６０°で動作するときのスイッチングパターンを示す図である。
【図４】第２の３相インバータが第１の３相インバータに対し位相ずれ６０°で動作するときの各相巻線の電流、印加電圧を説明する図である。
【図５】第２の３相インバータが第１の３相インバータに対し位相ずれ６０°で動作するときの回路と３相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示す図である。
【図６】第２の３相インバータが第１の３相インバータに対し位相ずれ１２０°で動作するときのスイッチングパターンを示す図である。
【図７】第２の３相インバータが第１の３相インバータに対し位相ずれ１２０°で動作するときの回路と３相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示す図である。
【図８】第２の３相インバータが第１の３相インバータに対し位相ずれ１８０°で動作するときのスイッチングパターンを示す図である。
【図９】第２の３相インバータが第１の３相インバータに対し位相ずれ１８０°で動作するときの回路と３相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示す図である。
【図１０】中性点補正法による位相ずれ１８０°、１５０°の相電圧波形を示す図である。
【図１１】本発明に係る交流モータ駆動装置の比較例として２相モータの例を説明する図である。
【図１２】２相モータ駆動装置における第１のインバータのスイッチングパターンと位相ずれ６０°、１２０°の場合の第２のインバータのスイッチングパターンを示す図である。
【図１３】２相モータ駆動装置における位相ずれ６０°で動作するときの回路を示す図である。
【図１４】２相モータ駆動装置における位相ずれ６０°、１２０°、１８０°のモードでの２相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示す図である。
【図１５】本発明に係る交流モータ駆動装置の他の実施形態として５相モータの例を説明する図である。
【図１６】５相モータ駆動装置における第１のインバータのスイッチングパターンと位相ずれ７２°、１０８°の場合の第２のインバータのスイッチングパターンを示す図である。
【図１７】５相モータ駆動装置における位相ずれ７２°で動作するときの回路を示す図である。
【図１８】５相モータ駆動装置における位相ずれ１０８°で動作するときの回路を示す図である。
【図１９】５相モータ駆動装置における位相ずれ７２°、１０８°のモードでの５相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示す図である。
【図２０】５相モータ駆動装置における第１のインバータのスイッチングパターンと位相ずれ１８０°の場合の第２のインバータのスイッチングパターンを示す図である。
【図２１】５相モータ駆動装置における位相ずれ１８０°で動作するときの回路を示す図である。
【図２２】５相モータ駆動装置における位相ずれ１８０°のモードでの５相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施形態を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明に係る交流モータ駆動装置の実施形態を説明する図である。図中、１、２は３相インバータＩＮＶ、３は３相モータ、４、５は直流電源、６は位相ずれ信号生成部、ｓ１〜ｓ１２はスイッチング素子、ＵはＵ相の巻線、ＶはＶ相の巻線、ＷはＷ相の巻線をそれぞれ示している。
【００１５】
図１において、３相モータ３は、Ｕ相の巻線Ｕ、Ｖ相の巻線Ｖ、Ｗ相の巻線Ｗがそれぞれ独立巻線であり、それぞれの正相の端子として３端子ａ１〜ａ３、逆相の端子として３端子ｂ１〜ｂ３を有する。第１の３相インバータＩＮＶ１は、直流電源４に接続され、Ｕ相のスイッチング素子ｓ１、ｓ２、Ｖ相のスイッチング素子ｓ５、ｓ６、Ｗ相のスイッチング素子ｓ９、ｓ１０がスイッチング指令信号に基づき３相モータ３の駆動周波数に合わせた基準位相の０°、６０°、１２０°の相順に一定幅１８０°でスイッチングされる。第２の３相インバータＩＮＶ２は、直流電源５に接続され、Ｕ相のスイッチング素子ｓ３、ｓ４、Ｖ相のスイッチング素子ｓ７、ｓ８、Ｗ相のスイッチング素子ｓ１１、ｓ１２が位相ずれ信号生成部６により生成された位相ずれスイッチング指令信号に基づき３相モータ３の駆動周波数に合わせた基準位相の０°、６０°、１２０°の相順に一定幅１８０°でスイッチングされる。そして、第１の３相インバータＩＮＶ１の出力は３相モータ３の正相の３端子ａ１〜ａ３に接続され、第２の３相インバータＩＮＶ２の出力は３相モータ３の逆相の３端子ｂ１〜ｂ３に接続される。
【００１６】
位相ずれ信号生成部６は、位相ずれ指令信号に基づきスイッチング指令信号から０°〜１８０°の位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成するものである。第１の３相インバータＩＮＶ１は、スイッチング指令信号を入力してスイッチング制御されるのに対し、第２の３相インバータＩＮＶ２は、第１の３相インバータＩＮＶ１に入力されるスイッチング指令信号から位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号によりスイッチング制御される。位相ずれ指令信号が０°であれば、位相ずれスイッチング指令信号は、位相ずれ信号生成部６からスイッチング指令信号がスルーで出力され、図２に示すように２組の３相インバータＩＮＶ１、２のスイッチングパターンが同じタイミングになり、同じ位相でスイッチングされる。
【００１７】
図２において、１コマは３０°の位相幅を示し、コマ内の「１」はスイッチングオン、「０」はスイッチングオフの状態を示している。後述の図３、図６、図８、図１２においても同様である。第２の３相インバータＩＮＶ２に入力される位相ずれスイッチング指令信号が位相ずれ０°のとき、電圧Ｅの直流電源４、５に対し、Ｕ相の巻線Ｕ、Ｖ相の巻線Ｖ、Ｗ相の巻線Ｗの正相側の端子ａ１〜ａ３と逆相側の端子ｂ１〜ｂ３が常に同電位になり、３相モータ３の各相の巻線Ｕ、Ｖ、Ｗの印加電圧は０となる。
【００１８】
この状態から、第１の３相インバータＩＮＶ１に対して位相ずれ６０°の進みモードで動作するように第２の３相インバータＩＮＶ２がスイッチングされるスイッチングパターンを示したのが図３である。また、このモードでの０°〜６０°間の動作回路により各相巻線の電流、印加電圧を説明する図を示したのが図４であり、０°〜６０°間と６０°〜１２０°間の動作回路と１サイクル０°〜３６０°間の３相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示したのが図５である。
【００１９】
第１の３相インバータＩＮＶ１に対して第２の３相インバータＩＮＶ２が位相ずれ６０°のモードにおいて、０°〜６０°間は、Ｕ相の巻線Ｕに対しスイッチング素子ｓ１とｓ３、Ｖ相の巻線Ｖに対しスイッチング素子ｓ６とｓ８、Ｗ相の巻線Ｗに対しスイッチング素子ｓ９とｓ１２がオンになり、図４（Ａ）に示す回路が形成される。図４（Ａ）に示す回路において、各相巻線の電流、印加電圧は、図４（Ｂ）に示す直流電源４の回路と図４（Ｃ）に示す直流電源５の回路の重ね合わせにより次のように求めることができる。
【００２０】
直流電源４の電圧をＥ4 、直流電源５の電圧をＥ5 とし、各相巻線のインピーダンスはいずれも等しいＺとすると、まず、図４（Ｂ）に示す回路では、合計インピーダンスが３Ｚ／２になり、電圧Ｅ4 に対する電流ｉ4 は２Ｅ4 ／３Ｚになるので、図示のようにＵ相の巻線ＵとＷ相の巻線Ｗの電流は、それぞれｉ4 ／２、Ｖ相の巻線Ｖの電流は−ｉ4 になる。同様に、図４（Ｃ）に示す回路でも、合計インピーダンスが３Ｚ／２になり、電圧Ｅ5 に対する電流ｉ5 は２Ｅ5 ／３Ｚになるので、図示のようにＶ相の巻線ＶとＷ相の巻線Ｗの電流は、それぞれｉ5 ／２、Ｕ相の巻線Ｕの電流は、−ｉ5 になる。したがって、図４（Ａ）に示す回路の各相巻線の電流ｉu 、ｉv 、ｉw 及び印加電圧ｅu 、ｅv 、ｅw は、図４（Ｂ）、（Ｃ）に示す２つの回路の電流を重ね合わせ次のようになる。
【００２１】
〔数１〕
ｉ4                             １                                      ｉu ＝───−ｉ5       ｅu ＝Ｚｉu ＝───（Ｅ4 −２Ｅ5 ）
２                              ３                                                      ｉ5                       １                                    ｉv ＝−ｉ4 ＋───    ｅv ＝Ｚｉv ＝−───（２Ｅ4 −Ｅ5 ）
２                        ３                                            ｉ4     ｉ5                     １                                      ｉw ＝───＋───    ｅw ＝Ｚｉw ＝───（Ｅ4 ＋Ｅ5 ）  
２      ２                      ３                    
ここで、直流電源４、５が同じ電圧Ｅである場合、各相巻線の印加電圧ｅu 、ｅv 、ｅw は、それぞれ図５（Ａ）に示すようにｅu ＝−Ｅ／３、ｅv ＝−Ｅ／３、ｅw ＝２Ｅ／３になる。以下の説明において、印加電圧波形を単純化して示すため、２組のインパータに接続される直流電源は、同じ電圧Ｅの絶縁された独立電源であるとして説明する。
【００２２】
次の６０°〜１２０°間は、Ｖ相の巻線Ｖに対しスイッチング素子ｓ８のオンがｓ７のオンに、Ｗ相の巻線Ｗに対しスイッチング素子ｓ９のオンがｓ１０のオンに切り換わり、図５（Ｂ）に示す回路が形成されるので、図４により説明したと同様に直流電源４、５が同じ電圧Ｅの場合、Ｕ相とＷ相の印加電圧はＥ／３、Ｖ相の印加電圧は−２Ｅ／３になる。同様にして１２０°〜３６０°間の各相巻線の印加電圧を求めると、直流電源４、５が同じ電圧Ｅの場合、各相巻線の印加電圧は、図５（Ｃ）に示すように６０°の幅で電圧Ｅの１／３〜２／３〜１／３となり、半サイクル毎に反転する波形になる。
【００２３】
位相ずれを大きくし、第１の３相インバータＩＮＶ１に対して第２の３相インバータＩＮＶ２が位相ずれ１２０°の進みモードで動作するスイッチングパターンを示したのが図６であり、このモードでの０°〜６０°間と６０°〜１２０°間の動作回路と１サイクル０°〜３６０°間の３相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示したのが図７である。
【００２４】
第１の３相インバータＩＮＶ１に対して第２の３相インバータＩＮＶ２が位相ずれ１２０°のモードにおいて、０°〜６０°間は、Ｕ相の巻線Ｕに対しスイッチング素子ｓ１とｓ３、Ｖ相の巻線Ｖに対しスイッチング素子ｓ６とｓ７、Ｗ相の巻線Ｗに対しスイッチング素子ｓ９とｓ１２がオンになり、図７（Ａ）に示す回路が形成されるので、直流電源４、５を同じ電圧Ｅとした場合、Ｕ相の印加電圧は０、Ｖ相の印加電圧は−Ｅ、Ｗ相の印加電圧はＥになる。
【００２５】
次の６０°〜１２０°間は、Ｕ相の巻線Ｕに対しスイッチング素子ｓ３からｓ４に、Ｗ相の巻線Ｗに対しスイッチング素子ｓ９のオンがｓ１０のオンに切り換わり、図７（Ｂ）に示す回路が形成されるので、Ｕ相の印加電圧は直流電源４、５の電圧Ｅ、Ｖ相の印加電圧は−Ｅで変わらず、Ｗ相の印加電圧は０になる。このように各相の巻線の印加電圧は、図７（Ｃ）に示すように１２０°の幅でＥとなり、半サイクル毎に反転する波形になる。
【００２６】
さらに、第１の３相インバータＩＮＶ１に対して第２の３相インバータＩＮＶ２が位相ずれ１８０°のモードで動作するスイッチングパターンを示したのが図８であり、第２の３相インバータＩＮＶ２は、図２に示した位相ずれ０°のモードを反転したスイッチングパターンとなる。このモードでの０°〜６０°間と６０°〜１２０°間の動作回路と１サイクル０°〜３６０°間の３相モータの各相巻線の印加電圧の波形を示したのが図９である。
【００２７】
第１の３相インバータＩＮＶ１に対して第２の３相インバータＩＮＶ２が位相ずれ１８０°のモードにおいて、０°〜６０°間は、Ｕ相の巻線Ｕに対しスイッチング素子ｓ１とｓ４、Ｖ相の巻線Ｖに対しスイッチング素子ｓ６とｓ７、Ｗ相の巻線Ｗに対しスイッチング素子ｓ９とｓ１２がオンになり、図９（Ａ）に示す回路が形成されるので、Ｕ相の印加電圧は直流電源４、５の電圧Ｅの２／３、Ｖ相の印加電圧は−４／３、Ｗ相の印加電圧は２／３になる。
【００２８】
次の６０°〜１２０°間は、Ｗ相の巻線Ｗに対しスイッチング素子ｓ９のオンがｓ１０のオンに、さらにｓ１２のオンがｓ１１のオンに切り換わり、図９（Ｂ）に示す回路が形成されるので、Ｕ相の印加電圧は直流電源４、５の電圧Ｅの４／３、Ｖ相の印加電圧は−２／３、Ｗ相の印加電圧も−２／３になる。このように各相の巻線の印加電圧は、図９（Ｃ）に示す６０°の幅で２／３〜４／３〜２／３となり、半サイクル毎に反転する波形になる。
【００２９】
図５、図７、図９それぞれの印加電圧波形から明らかなように位相ずれが大きくなるにしたがって、各相の巻線の印加電圧が大きくなり、位相ずれ１８０°のモードにおける各相巻線の印加電圧は、図９（Ｃ）に示すように直流電源４、５の電圧Ｅの４／３まで大きな半サイクル毎に反転する階段状の波形が得られる。先に説明した重ね合わせの法による波形算出法に加え、図１０に中性点補正法でも同様な波形が得られ、位相ずれ１８０°、１５０°の時の電圧波形を示す。
【００３０】
以上のように実施形態の説明として、印加電圧波形を表現しやすくするため、独立した２組の直流電源４、５の電圧Ｅ4 、Ｅ5 を同じ電圧Ｅである場合を例として示したが、電圧Ｅ4 とＥ5 が異なる構成の場合、第１の３相インバータＩＮＶ１に対して第２の３相インバータＩＮＶ２の位相ずれを制御することにより、３相モータの印加電圧が可変となることは明らかである。つまり、直流電源４、５の電圧Ｅ4 、Ｅ5 が同じ電圧であっても、異なる電圧であっても、位相ずれの制御により、３相モータの印加電圧が可変となる。
【００３１】
図１の実施形態に示す本発明に係る交流モータ駆動装置は、直流電源４に接続される第１の３相インバータＩＮＶ１、直流電源５に接続される第２の３相インバータＩＮＶ２からなる２組の３相インバータＩＮＶ１、２と、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相が分離された正相と逆相の６端子ａ１〜ａ３、ｂ１〜ｂ３を有する３相モータ３とを備えるものである。そして、第１の３相インバータＩＮＶ１の出力をそれぞれ対応する３相モータ３の正相の３端子ａ１〜ａ３に接続し、第２の３相インバータＩＮＶ２の出力をそれぞれ対応する３相モータ３の逆相の３端子ｂ１〜ｂ３に接続して、２組の３相インバータＩＮＶ１、２の間の位相ずれを制御することにより、３相モータの印加電圧を制御するものである。
【００３２】
以上のように本発明によれば、２組のインバータ間の位相をずらす簡易な制御により、直流電源電圧を越えるモータ印加電圧を実現でき、電圧利用率の高い電圧リップルも少ない１パルス電圧可変制御が実現できる。このようなモータ電圧の高圧化、モータ電圧の可変により、モータの小型化、高速化、高効率化が可能なモータ駆動装置が実現できる。また、３相モータの駆動周波数で２組のインバータのスイッチング素子を作動させるので、従来のＰＷＭ正弦波変調制御のインバータによるモータ駆動装置に比べ、スイッチング周波数を小さくしスイッチング回数を少なくすることができる。その結果、スイッチング損失を低減し、使用パワー半導体の低耐圧化、変換器損失の低減が実現でき、モータ、インバータが効率的に使用できる。
【００３３】
図１１は本発明に係る交流モータ駆動装置の比較例として２相モータの例を説明する図であり、図中、１１、１２は２相インバータＩＮＶ、１３は２相モータ、１４、１５は直流電源、１６は位相ずれ信号生成部、ｓ１〜ｓ８はスイッチング素子、ＵはＵ相の巻線、ＶはＶ相の巻線をそれぞれ示している。
【００３４】
図１１において、２相モータ１３は、Ｕ相の巻線Ｕ、Ｖ相の巻線Ｖがそれぞれ独立巻線であり、それぞれの正相の端子として２端子ａ１、ａ２、逆相の端子として２端子ｂ１、ｂ２を有する。第１の２相インバータＩＮＶ１１は、直流電源１４に接続され、Ｕ相のスイッチング素子ｓ１、ｓ２、Ｖ相のスイッチング素子ｓ５、ｓ６がスイッチング指令信号に基づき２相モータ１３の駆動周波数に合わせた基準位相の０°、１８０°の相順に一定幅１８０°でスイッチングされる。第２の２相インバータＩＮＶ１２は、直流電源１５に接続され、Ｕ相のスイッチング素子ｓ３、ｓ４、Ｖ相のスイッチング素子ｓ７、ｓ８が位相ずれ信号生成部１６により生成された位相ずれスイッチング指令信号に基づき２相モータ１３の駆動周波数に合わせた基準位相の０°、１８０°の相順に一定幅１８０°でスイッチングされる。そして、第１の２相インバータＩＮＶ１１の出力は２相モータ１３の正相の２端子ａ１、ａ２に接続され、第２の２相インバータＩＮＶ１２の出力は２相モータ１３の逆相の２端子ｂ１、ｂ２に接続される。
【００３５】
位相ずれ信号生成部１６は、位相ずれ指令信号に基づきスイッチング指令信号から０°〜１８０°の位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成するものである。第１の２相インバータＩＮＶ１１は、スイッチング指令信号を入力してスイッチング制御されるのに対し、第２の２相インバータＩＮＶ１２は、第１の２相インバータＩＮＶ１１に入力されるスイッチング指令信号から位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号によりスイッチング制御される。位相ずれ指令信号が０°であれば、第１の２相インバータＩＮＶ１１と第２の２相インバータＩＮＶ１２は、同じ位相でスイッチングされ、Ｕ相の巻線Ｕ、Ｖ相の巻線Ｖの正相側の端子ａ１、ａ２と逆相側の端子ｂ１、ｂ２が常に同電位になり、２相モータ１３の各相の巻線Ｕ、Ｖの電圧は０となる。
【００３６】
第１の２相インバータＩＮＶ１１に対して第２の２相インバータＩＮＶ１２が位相ずれ６０°、１２０°の遅れモードで動作するスイッチングパターンを示したのが図１２であり、、位相ずれ６０°のモードでの０°〜６０°間と６０°〜１８０°間、１８０°〜２４０°間、２４０°〜３６０°間の動作回路を示したのが図１３、位相ずれ６０°、１２０°、１８０°のモードでの１サイクル０°〜３６０°間の２相モータ１３の各相巻線の印加電圧の波形を示したのが図１４である。
【００３７】
第１の２相インバータＩＮＶ１１に対して第２の２相インバータＩＮＶ１２が位相ずれ６０°の遅れモードにおいて、０°〜６０°間は、Ｕ相の巻線Ｕに対しスイッチング素子ｓ１とｓ４、Ｖ相の巻線Ｖに対しスイッチング素子ｓ６とｓ７がオンになり、図１３（Ａ）に示す回路が形成されるので、Ｕ相の印加電圧は直流電源の電圧Ｅ、Ｖ相の印加電圧は−Ｅになる。
【００３８】
次の６０°〜１８０°間は、Ｕ相の巻線Ｕに対しスイッチング素子ｓ４のオンがｓ３のオンに、Ｖ相の巻線Ｖに対しスイッチング素子ｓ７のオンがｓ８のオンに切り換わり、図１３（Ｂ）に示す回路が形成されるので、各相の巻線の印加電圧は０になる。１８０°〜２４０°間、２４０°〜３６０°間半サイクル前の反転回路となる。図１２、図１３から明らかなように位相ずれの幅に対応して各相の巻線の印加電圧のＥ、−Ｅの幅が広くなるので、各相巻線の印加電圧は図１４に示すような波形になる。
【００３９】
上記のように本比較例によれば、２組の２相インバータと２相モータとの構成においても、２組のインバータ間の位相をずらす簡易な制御により、１パルス電圧可変制御が実現できるが、各相の巻線の印加電圧は、高さが一定Ｅで位相ずれに応じ幅が可変の矩形波形になる。これに対し、２組の３相インバータと３相モータによる上記本発明の実施形態によれば、各相の巻線の印加電圧は、位相ずれに応じて直流電源の電圧Ｅを越える高電圧までの階段状の波形で、直流電源電圧を越えるモータ印加電圧を実現でき、電圧利用率の高い電圧リップルも少ない１パルス電圧可変制御が実現できる。
【００４０】
図１５は本発明に係る交流モータ駆動装置の他の実施形態として５相モータの例を説明する図であり、図中、２１は第１の５相インバータＩＮＶ、２２は第２の５相インバータＩＮＶ、２３は５相モータ、２４、２５は直流電源、２６は位相ずれ信号生成部、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４はＩ相のスイッチング素子、ｓ５、ｓ６、ｓ７、ｓ８はII相のスイッチング素子、ｓ９、ｓ１０、ｓ１１、ｓ１２はIII 相のスイッチング素子、ｓ１３、ｓ１４、ｓ１５、ｓ１６はIV相のスイッチング素子、ｓ１７、ｓ１８、ｓ１９、ｓ２０はV 相のスイッチング素子、ＩはＩ相の巻線、IIはII相の巻線、III はIII 相の巻線、IVはIV相の巻線、V はV 相の巻線をそれぞれ示している。
【００４１】
図１５において、５相モータ２３は、Ｉ相の巻線Ｉ、II相の巻線II、III 相の巻線III 、IV相の巻線IV、V 相の巻線V がそれぞれ独立巻線であり、それぞれの正相の端子として５端子ａ１、ａ２、ａ３、ａ４、ａ５、逆相の端子として５端子ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５を有する。第１の５相インバータＩＮＶ２１は、直流電源２４に接続され、Ｉ相のスイッチング素子ｓ１、ｓ２、II相のスイッチング素子ｓ５、ｓ６、III 相のスイッチング素子ｓ９、ｓ１０、IV相のスイッチング素子ｓ１３、ｓ１４、V 相のスイッチング素子ｓ１７、ｓ１８がスイッチング指令信号に基づき５相モータ２３の駆動周波数に合わせた基準位相の０°、７２°、１４４°、２１６°、２８８°の相順に一定幅１８０°でスイッチングされる。第２の５相インバータＩＮＶ２２は、直流電源２５に接続され、Ｉ相のスイッチング素子ｓ３、ｓ４、II相のスイッチング素子ｓ７、ｓ８、III 相のスイッチング素子ｓ１１、ｓ１２、IV相のスイッチング素子ｓ１５、ｓ１６、V 相のスイッチング素子ｓ１９、ｓ２０が位相ずれ信号生成部２６により生成された位相ずれスイッチング指令信号に基づき５相モータ２３の駆動周波数に合わせた基準位相の０°、７２°、１４４°、２１６°、２８８°の相順に一定幅１８０°でスイッチングされる。そして、第１の５相インバータＩＮＶ２１の出力は５相モータ２３の正相の２端子ａ１、ａ２、ａ３、ａ４、ａ５に接続され、第２の５相インバータＩＮＶ２２の出力は５相モータ２３の逆相の５端子ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５に接続される。
【００４２】
位相ずれ信号生成部２６は、位相ずれ指令信号に基づきスイッチング指令信号から０°〜１８０°の位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成するものである。第１の５相インバータＩＮＶ２１は、スイッチング指令信号を入力してスイッチング制御されるのに対し、第２の５相インバータＩＮＶ２２は、第１の５相インバータＩＮＶ２１に入力されるスイッチング指令信号から位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号によりスイッチング制御される。位相ずれ指令信号が０°であれば、第１の５相インバータＩＮＶ２１と第２の５相インバータＩＮＶ２２は、同じ位相でスイッチングされ、Ｉ相の巻線Ｉ、II相の巻線II、III 相の巻線III 、IV相の巻線IV、V 相の巻線V の正相側の端子ａ１、ａ２、ａ３、ａ４、ａ５と逆相側の端子ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５が常に同電位になり、５相モータ２３の各相の巻線Ｉ、II、III 、IV、V の印加電圧は０となる。
【００４３】
第１の５相インバータＩＮＶ２１に対して第２の５相インバータＩＮＶ２２が位相ずれ７２°、１０８°の進みモードで動作するスイッチングパターンを示したのが図１６であり、、位相ずれ７２°のモードでの０°〜３６°間と３６°〜７２°間の動作回路を示したのが図１７、位相ずれ１０８°のモードでの０°〜３６°間と３６°〜７２°間の動作回路を示したのが図１８、位相ずれ７２°、１０８°のモードでの１サイクル０°〜３６０°間の５相モータ２３の各相巻線の印加電圧の波形を示したのが図１９である。図１６において、１コマは３６°の位相幅を示し、コマ内の「１」はスイッチングオン、「０」はスイッチングオフの状態を示している。後述の図２０においても同様である。
【００４４】
第１の５相インバータＩＮＶ２１に対して第２の５相インバータＩＮＶ２２が位相ずれ７２°の進みモードになると、０°〜３６°間は、Ｉ相の巻線Ｉに対しスイッチング素子ｓ１とｓ３、II相の巻線IIに対しスイッチング素子ｓ６とｓ７、III 相の巻線III に対しスイッチング素子ｓ１０とｓ１２、IV相の巻線IVに対しスイッチング素子ｓ１３とｓ１６、V 相の巻線V に対しスイッチング素子ｓ１７とｓ１９がオンになるので、図１７（Ａ）に示す回路が形成される。この回路では、直流電源２４、２５の電圧をＥとすると、IV相の印加電圧がＥ、II相の印加電圧が−Ｅになる。
【００４５】
次の３６°〜７２°間になると、IV相においてスイッチング素子ｓ１３のオンがスイッチング素子ｓ１４のオンに切り換わると同時に、V 相においてスイッチング素子ｓ１９のオンがスイッチング素子ｓ２０のオンに切り換わり、図１７（Ｂ）に示す回路が形成される。この回路では、IV相の印加電圧がＥ、II相の印加電圧が−Ｅになる。さらに、７２°〜１０８°間になると、II相においてスイッチング素子ｓ６のオンがスイッチング素子ｓ５のオンに切り換わると同時に、III 相においてスイッチング素子ｓ１２のオンがスイッチング素子ｓ１１のオンに切り換わる。１０８°〜１４４°間になると、V 相においてスイッチング素子ｓ１７のオンがスイッチング素子ｓ１８のオンに切り換わると同時に、Ｉ相においてスイッチング素子ｓ３のオンがスイッチング素子ｓ４のオンに切り換わる。そして、１４４°〜１８０°間になると、III 相においてスイッチング素子ｓ１０のオンがスイッチング素子ｓ９のオンに切り換わると同時に、IV相においてスイッチング素子ｓ１６のオンがスイッチング素子ｓ１５のオンに切り換わるので、位相ずれ７２°のモードでの１サイクル０°〜３６０°間の５相モータ２３の各相巻線の印加電圧は、図１９（Ａ）に示すように電圧Ｅが７２°幅で、半サイクル毎に反転する波形になる。
【００４６】
第１の５相インバータＩＮＶ２１に対して第２の５相インバータＩＮＶ２２が位相ずれ１０８°の進みモードになると、図１６に示すスイッチングパターンによる０°〜３６°間、３６°〜７２°間で、図１８に示す回路が形成される。これらの回路によれば、２つの相の電圧が直流電源２４、２５の電圧Ｅに対し４／５になるとき、他の１つの相の電圧が−６／５、残りの２つの相が−１／５になり、２つの相の電圧が−４／５になるとき、他の１つの相の電圧が６／５残りの２つの相が１／５になる。つまり、位相ずれ１０８°のモードでの１サイクル０°〜３６０°間の５相モータ２３の各相巻線の印加電圧は、図１９（Ｂ）に示すように３６°幅で電圧Ｅの１／５〜４／５〜６／５〜４／５〜１／５となり、半サイクル毎に反転する波形になる。
【００４７】
第１の５相インバータＩＮＶ２１に対して第２の５相インバータＩＮＶ２２が位相ずれ１８０°のモードは、図２０に示すスイッチングパターンであり、このパターンによれば、図２１に示すように２つの相の並列回路と残り３つの相の並列回路と直流電源２４、２５とを直列接続する回路が形成される。したがって、２つの並列回路を形成する相は、直流電源２４、２５の電圧Ｅの６／５、３つの並列回路を形成する相は、直流電源２４、２５の電圧Ｅの４／５が印加電圧となるので、位相ずれ１８０°のモードでの１サイクル０°〜３６０°間の５相モータ２３の各相巻線の印加電圧は、図２２に示すように３６°幅で直流電源２４、２５の電圧Ｅの４／５〜６／５〜４／５〜６／５〜４／５となり、半サイクル毎に反転する波形になる。
【００４８】
本実施形態によれば、２組の５相インバータと５相モータとの構成においても、２組のインバータ間の位相をずらす簡易な制御により、直流電源電圧を越えるモータ印加電圧を実現でき、奇数相では、さらに偶数相よりも電圧利用率の高い電圧リップルの少ない１パルス電圧可変制御が実現できる。このようなモータ電圧の高圧化、モータ電圧の可変により、モータの小型化、高速化、高効率化が可能なモータ駆動装置が実現できる。また、５相モータの駆動周波数で２組のインバータのスイッチング素子を作動させるので、従来のＰＷＭ正弦波変調制御のインバータによるモータ駆動装置に比べ、スイッチング周波数を小さくしスイッチング回数を少なくすることができる。その結果、スイッチング損失を低減し、使用パワー半導体の低耐圧化、変換器損失の低減が実現でき、モータ、インバータが効率的に使用できる。
【００４９】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、従来の３相インバータのＰＷＭ正弦波変調制御より高い３相モータに加わる電圧が得られるので、モータ電流の減少とモータ印加電圧の高圧化により、モータ定出力領域が延び、その分モータが高速化でき、モータの大幅な小型化と高効率化が可能になった。
【００５０】
従来の３相インバータ制御の１パルス制御では電圧制御が出来なかったが、本発明によれば、１パルス制御領域のモータ印加電圧を変えることができ、負荷変動領域の誘導モータの効率的制御が出来る他、磁石モータでは高速域での誘起電圧を効率的に制御が出来るようになった。
【００５１】
同出力の一般的な３相インバータに比べ、低圧のパワー素子が使用出来、１パルス可変倍電圧制御により損失が非常に少ない、低コストの変換器により、パワー素子をパラ接続した一般的３相インバータに対し、容量、コスト、効率面上のメリットが大きい。低電圧パワー素子利用が出来ることで、低電圧容量インバータ２台使用により経済性に優れた高圧大容量ドライブ装置が可能になった。
【００５２】
本発明によれば、直流をｎ（ｎは１を除く奇数）相交流に変換する２組のｎ相インバータの制御を変換する交流の周波数により半サイクル毎にオン／オフして、第１のｎ相インバータを基準にして第２のｎ相インバータのオン／オフ位相を制御するので、直流電源電圧の利用率を向上することができ、ｎ相モータの小型化を図ることができる。また、直流からｎ相交流に変換する周波数に応じ半サイクル毎に１回オン／オフするだけであり、ＰＷＭ制御のインバータに比べてスイッチング周波数が小さくなり、インバータのスイッチング制御を単純化し、スイッチング素子の損失を低減することができ、インバータのスイッチング素子の低耐圧化を図ることができる。
【００５３】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上記実施形態では、一方のインバータに対して他方のインバータの位相を進めるように位相ずれを制御することにより、出力を制御するものとして説明したが、他方のインバータの位相を遅れるように制御しても、逆に他方のインバータに対して一方のインバータの遅れ又は進み位相ずれを制御してもよいことはいうまでもない。また、すでに説明したように２組のインバータの位相ずれを制御することにより、モータの独立巻線の印加電圧を制御し、モータ出力を制御するものとして、２組のインバータの直流電源は、同一の電圧であっても、異なる電圧であってもよい。また、耐圧の問題に対して他方のインバータの電源（例えば図１では電源５、図１５では電源２５）を接地することは有効であり、状況に応じて適宜採用されるものであることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００５４】
１、２…３相インバータＩＮＶ、１１、１２…２相インバータ、２１、２２…５相インバータ、３…３相モータ、１３…２相モータ、２３…５相モータ、４、５、１４、１５、２４、２５…直流電源、６、１６、２６…位相ずれ信号生成部、ｓ１〜ｓ２０…スイッチング素子、Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｉ〜V …相巻線
【図１】
2019201537.tif 000003
【図２】
2019201537.tif 000004
【図３】
2019201537.tif 000005
【図４】
2019201537.tif 000006
【図５】
2019201537.tif 000007
【図６】
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【図７】
2019201537.tif 000009
【図８】
2019201537.tif 000010
【図９】
2019201537.tif 000011
【図１０】
2019201537.tif 000012
【図１１】
2019201537.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
2019201537.tif 000015
【図１４】
2019201537.tif 000016
【図１５】
2019201537.tif 000017
【図１６】
2019201537.tif 000018
【図１７】
2019201537.tif 000019
【図１８】
2019201537.tif 000020
【図１９】
2019201537.tif 000021
【図２０】
2019201537.tif 000022
【図２１】
2019201537.tif 000023
【図２２】
2019201537.tif 000024
【手続補正書】
【提出日】平成30年10月10日(2018.10.10)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、
直流電源に接続される２組のｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとｎ相インバータのスイッチング指令信号を入力して位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成する位相ずれ信号生成手段とを備え、
前記２組のｎ相インバータの一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、前記ｎ相インバータのスイッチング指令信号と前記位相ずれ信号生成手段により位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号とを前記２組のｎ相インバータに入力してスイッチング制御することにより、前記２組のｎ相インバータ間の位相ずれを制御し、前記ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする交流モータ駆動装置。
【請求項２】
２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、
独立した２組の直流電源と前記直流電源に接続される２組の３相を含むｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとｎ相インバータのスイッチング指令信号を入力して位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成する位相ずれ信号生成手段とを備え、
前記２組のｎ相インバータの一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、前記ｎ相インバータのスイッチング指令信号と前記位相ずれ信号生成手段により位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号とを前記２組のｎ相インバータに入力してスイッチング制御することにより、前記２組のｎ相インバータ間の位相ずれを制御し、前記ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする交流モータ駆動装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
そのために本発明は、２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、直流電源に接続される２組のｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとｎ相インバータのスイッチング指令信号を入力して位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成する位相ずれ信号生成手段とを備え、前記２組のｎ相インバータの一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、前記ｎ相インバータのスイッチング指令信号と前記位相ずれ信号生成手段により位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号とを前記２組のｎ相インバータに入力してスイッチング制御することにより、前記２組のｎ相インバータ間の位相ずれを制御し、前記ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
また、２組のインバータを制御して交流モータを駆動する交流モータ駆動装置であって、独立した２組の直流電源と前記直流電源に接続される２組の３相を含むｎ（ただし、ｎは１を除く奇数）相インバータと各相が分離された正相と逆相の２ｎ端子を有するｎ相モータとｎ相インバータのスイッチング指令信号を入力して位相ずれ制御された位相ずれスイッチング指令信号を生成する位相ずれ信号生成手段とを備え、前記２組のｎ相インバータの一方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの正相のｎ端子に接続し、他方のｎ相インバータの出力をそれぞれ対応するｎ相モータの逆相のｎ端子に接続して、前記ｎ相インバータのスイッチング指令信号と前記位相ずれ信号生成手段により位相ずれ制御され生成された位相ずれスイッチング指令信号とを前記２組のｎ相インバータに入力してスイッチング制御することにより、前記２組のｎ相インバータ間の位相ずれを制御し、前記ｎ相モータの印加電圧を制御するように構成したことを特徴とする。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】削除
【補正の内容】