(57)【要約】      （修正有）【課題】主回路部の電力ロスをより低減できる共振インバータ装置を提供する。【解決手段】共振インバータ装置１は、スイッチング素子２１Ａ〜２１Ｄを有する主回路部２と、スイッチング素子の動作制御をする制御部３と、を備える。制御部３は、連続モードと間欠モードを切り替え可能に構成されている。間欠モードでは、放電期間Ｔdisと停止期間Ｔstopとを交互に行う。制御部３は、間欠モードにおいて、間欠周期Ｔburstに対する放電期間Ｔdisの割合（Ｔdis／Ｔburst）である間欠率ｂを、下記式を用いて算出した値にする。また、制御部３は、放電期間Ｔdisにおいて主回路部２から放電開始電力Ｐfs0が出力されるように、スイッチング素子の動作制御を行う。ｂ＝ＰO*／Ｐfs0【選択図】図１
2019103216.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（８）に電気接続したスイッチング素子（２１）を備え、該スイッチング素子をオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される入力電力（ＰI）を交流の出力電力（ＰO）に変換し、該出力電力を用いて放電負荷（７）に放電を発生させる主回路部（２）と、
上記スイッチング素子の動作制御を行う制御部（３）とを備え、
該制御部は、上記出力電力の目標値である出力目標値ＰO*が、上記放電負荷に放電を発生させるために必要な最低限の電力である放電開始電力Ｐfs0よりも高い場合に、上記スイッチング素子を連続駆動する連続モードと、上記出力目標値が上記放電開始電力よりも低い場合に行う間欠モードとを切り替え可能に構成され、該間欠モードでは、上記スイッチング素子を駆動して上記放電負荷に上記放電を発生させる放電期間（Ｔdis）と、上記スイッチング素子を駆動せず上記放電を発生させない停止期間（Ｔstop）とを交互に行い、
上記放電期間と上記停止期間とを合わせた期間である間欠周期（Ｔburst）に対する上記放電期間の割合（Ｔdis／Ｔburst）を間欠率ｂとした場合、上記制御部は、上記間欠モードにおいて、上記間欠率が下記式（１）を用いて算出した値になり、かつ上記放電期間において上記主回路部から上記放電開始電力が出力されるように、上記スイッチング素子の動作制御を行うよう構成されている、共振インバータ装置（１）。
ｂ＝ＰO*／Ｐfs0      ・・・（１）
【請求項２】
直流電源（８）に電気接続したスイッチング素子（２１）を備え、該スイッチング素子をオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される入力電力（ＰI）を交流の出力電力（ＰO）に変換し、該出力電力を用いて放電負荷（７）に放電を発生させる主回路部（２）と、
上記スイッチング素子の動作制御を行う制御部（３）とを備え、
該制御部は、上記出力電力の目標値である出力目標値ＰO*が、上記放電負荷に放電を発生させるために必要な最低限の電力である放電開始電力Ｐfs0よりも高い場合に、上記スイッチング素子を連続駆動する連続モードと、上記出力目標値が上記放電開始電力よりも低い場合に行う間欠モードとを切り替え可能に構成され、該間欠モードでは、上記スイッチング素子を駆動して上記放電負荷に上記放電を発生させる放電期間（Ｔdis）と、上記スイッチング素子を駆動せず上記放電を発生させない停止期間（Ｔstop）とを交互に行い、
上記放電負荷に上記放電が発生した後、その放電を維持するために必要な最低限の電力を放電維持電力Ｐfs1とし、上記放電期間と上記停止期間とを合わせた期間である間欠周期（Ｔburst）に対する上記放電期間の割合（Ｔdis／Ｔburst）を間欠率ｂとした場合、上記制御部は、上記間欠モードにおいて、上記間欠率が下記式（２）を用いて算出した値になり、かつ、上記放電期間として、放電開始時に上記主回路部から上記放電開始電力が出力され、その後、該出力が上記放電維持電力に低下する準低消費放電期間（ＴdisA）が行われるように、上記スイッチング素子の動作制御を行うよう構成されている、共振インバータ装置（１）。
ｂ＝ＰO*／Ｐfs1      ・・・（２）
【請求項３】
上記制御部は、前回、上記放電期間を行った後、上記放電が発生しなかった期間が、予め定められた閾期間（Ｔth）よりも短い場合は、次の上記放電期間として、放電開始から放電終了まで上記主回路部から上記放電維持電力を出力する最低消費放電期間（ＴdisB）を行い、前回、上記放電期間を行った後、上記放電が発生しなかった期間が上記閾期間よりも長い場合は、次の上記放電期間として上記準低消費放電期間が行われるように、上記スイッチング素子の動作制御をするよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ装置。
【請求項４】
上記制御部は、上記閾期間として上記間欠周期を設定してある、請求項３に記載の共振インバータ装置。
【請求項５】
上記制御部は、上記放電期間として、放電開始から放電終了まで上記主回路部から上記放電維持電力を出力する最低消費放電期間を行うよう構成され、該最低消費放電期間を繰り返し行って上記放電負荷に上記放電を発生させることが可能な上記停止期間の最長長さを放電イニシャル期間Ｔinitとした場合、上記制御部は、上記間欠モードにおいて、上記間欠周期Ｔburstが下記式（３）を満たす値になるように、上記スイッチング素子の動作制御を行うよう構成されている、請求項２に記載の共振インバータ装置。
Ｔburst＜Ｔinit／（１−ｂ）      ・・・（３）
【請求項６】
上記放電負荷には、該放電負荷内を流れるガスの圧力（ｐ）と、温度（ｔ）と、湿度（ｍ）との３つの電力相関パラメータのうち、少なくとも一つの該電力相関パラメータを測定するセンサ（７８）が設けられ、上記制御部は、上記センサから送信される上記電力相関パラメータを用いて、上記放電開始電力と上記放電維持電力との少なくとも一方を算出するよう構成されている、請求項２〜５のいずれか一項に記載の共振インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電負荷に放電を発生させるための共振インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、オゾナイザ等の放電負荷に放電を発生させるための共振インバータ装置が知られている（下記特許文献１参照）。この共振インバータ装置は、スイッチング素子を有する主回路部と、上記スイッチング素子の動作制御をする制御部とを備える。上記共振インバータ装置は、スイッチング素子をオンオフ動作させることにより、直流電源から供給される入力電力を交流の出力電力に変換し、この出力電力を用いて、放電負荷に放電を発生させている。
【０００３】
放電負荷の特性の一つに、放電が発生するために必要な最低限の電圧である放電開始電圧がある。この放電開始電圧を加えられて放電を開始した直後の電力を、放電開始電力と定義することができる。主回路部から放電負荷に供給される出力電力が、上記放電開始電力より少ない場合には、放電が発生しない。
【０００４】
近年、後述する理由等により、放電負荷に供給する出力電力が、上記放電開始電力より多くても、少なくても、放電負荷を正常に稼働できるようにしたいという要求がある。そのため、上記共振インバータ装置において、連続モードと間欠モードとを行うことが検討されている。連続モードは、スイッチング素子を連続して動作させるモードである。主回路部から放電負荷に供給される出力電力が放電開始電力より多い場合は、連続モードを行う。また、上記出力電力が放電開始電力より少ない場合は、間欠モードを行う。間欠モードでは、放電期間と停止期間とを交互に繰り返す。放電期間では、スイッチング素子を駆動して放電負荷に放電を発生させる。また、停止期間では、スイッチング素子を駆動せず、放電負荷に放電を発生させない。間欠モードでは、放電期間において放電開始電力より充分多い電力を供給することにより、放電負荷に放電を発生させ、かつ、放電期間と停止期間とを交互に行うことにより、出力電力の平均値を放電開始電力より低くしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４１０８１０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記共振インバータ装置では、主回路部の電力ロスが大きくなりやすい。すなわち、上記共振インバータ装置では、放電期間において、放電負荷に放電を発生させやすくするため、放電期間中に供給する出力電力を、放電開始電力よりも充分に高い値にしていた。そのため、放電期間では、直流電源から主回路部に多くの入力電力が供給され、主回路部を構成するスイッチング素子等の電子部品の発熱量が増加していた。したがって、主回路部の電力ロスが大きくなりやすかった。
【０００７】
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、主回路部の電力ロスをより低減できる共振インバータ装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の態様は、直流電源（８）に電気接続したスイッチング素子（２１）を備え、該スイッチング素子をオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される入力電力（ＰI）を交流の出力電力（ＰO）に変換し、該出力電力を用いて放電負荷（７）に放電を発生させる主回路部（２）と、
上記スイッチング素子の動作制御を行う制御部（３）とを備え、
該制御部は、上記出力電力の目標値である出力目標値ＰO*が、上記放電負荷に放電を発生させるために必要な最低限の電力である放電開始電力Ｐfs0よりも高い場合に、上記スイッチング素子を連続駆動する連続モードと、上記出力目標値が上記放電開始電力よりも低い場合に行う間欠モードとを切り替え可能に構成され、該間欠モードでは、上記スイッチング素子を駆動して上記放電負荷に上記放電を発生させる放電期間（Ｔdis）と、上記スイッチング素子を駆動せず上記放電を発生させない停止期間（Ｔstop）とを交互に行い、
上記放電期間と上記停止期間とを合わせた期間である間欠周期（Ｔburst）に対する上記放電期間の割合（Ｔdis／Ｔburst）を間欠率ｂとした場合、上記制御部は、上記間欠モードにおいて、上記間欠率が下記式（１）を用いて算出した値になり、かつ上記放電期間において上記主回路部から上記放電開始電力が出力されるように、上記スイッチング素子の動作制御を行うよう構成されている、共振インバータ装置（１）にある。
ｂ＝ＰO*／Ｐfs0      ・・・（１）
【０００９】
また、本発明の第２の態様は、直流電源（８）に電気接続したスイッチング素子（２１）を備え、該スイッチング素子をオンオフ動作させることにより、上記直流電源から供給される入力電力（ＰI）を交流の出力電力（ＰO）に変換し、該出力電力を用いて放電負荷（７）に放電を発生させる主回路部（２）と、
上記スイッチング素子の動作制御を行う制御部（３）とを備え、
該制御部は、上記出力電力の目標値である出力目標値ＰO*が、上記放電負荷に放電を発生させるために必要な最低限の電力である放電開始電力Ｐfs0よりも高い場合に、上記スイッチング素子を連続駆動する連続モードと、上記出力目標値が上記放電開始電力よりも低い場合に行う間欠モードとを切り替え可能に構成され、該間欠モードでは、上記スイッチング素子を駆動して上記放電負荷に上記放電を発生させる放電期間（Ｔdis）と、上記スイッチング素子を駆動せず上記放電を発生させない停止期間（Ｔstop）とを交互に行い、
上記放電負荷に上記放電が発生した後、その放電を維持するために必要な最低限の電力を放電維持電力Ｐfs1とし、上記放電期間と上記停止期間とを合わせた期間である間欠周期（Ｔburst）に対する上記放電期間の割合（Ｔdis／Ｔburst）を間欠率ｂとした場合、上記制御部は、上記間欠モードにおいて、上記間欠率が下記式（２）を用いて算出した値になり、かつ、上記放電期間として、放電開始時に上記主回路部から上記放電開始電力が出力され、その後、該出力が上記放電維持電力に低下する準低消費放電期間（ＴdisA）が行われるように、上記スイッチング素子の動作制御を行うよう構成されている、共振インバータ装置（１）にある。
ｂ＝ＰO*／Ｐfs1      ・・・（２）
【発明の効果】
【００１０】
上記第１の態様では、上記間欠モードを行う際、上記放電期間において、主回路部から上記放電開始電力が出力されるように、スイッチング素子の動作制御を行う。すなわち、上記放電期間では、放電負荷に放電が発生する最低限の出力電力しか供給しない。
そのため、放電期間に、直流電源から主回路部へ供給される入力電力を少なくすることができ、主回路部における電力ロスを低減できる。
【００１１】
また、上記第１の態様では、間欠モードにおける上記間欠率ｂを、上記式（１）によって算出した値にする。
そのため、間欠モードにおいて、主回路部の平均出力電力を、上記出力目標値ＰO*にすることができる。すなわち、間欠モードでは、放電期間における出力電力に上記間欠率ｂを乗じた値が、平均出力電力となる（図３参照）。本態様では、放電期間における出力電力を放電開始電力Ｐfs0にしているため、間欠率ｂを上記値（＝ＰO*／Ｐfs0）にすれば、これらを乗じた値（＝ｂ・Ｐfs0＝ＰO*）、すなわち出力目標値ＰO*を、平均出力電力として出力することができる。
【００１２】
また、上記第２の態様では、上記準低消費放電期間ＴdisAが行われるように、スイッチング素子の動作制御を行う。
このようにすると、主回路部における電力ロスを、より低減することができる。すなわち、上記準低消費放電期間では、放電開始時に主回路部から上記放電開始電力Ｐfs0を出力するため、放電負荷に放電を確実に発生できる。また、放電が発生した後、出力を上記放電維持電力Ｐfs1に低減するため、放電期間全体の出力電力を低くすることができる（図１２参照）。したがって、放電期間中に直流電源から主回路部へ供給される入力電力を低減でき、主回路部の電力ロスをより低減することができる。
【００１３】
また、上記第２の態様では、間欠モードにおける上記間欠率ｂを、上記式（２）によって算出した値にする。
上述したように、第２の態様では、放電期間において放電維持電力Ｐfs1を出力する。そのため、間欠率ｂを上記値（＝ＰO*／Ｐfs1）にすれば、これらを乗じた値（＝ｂ・Ｐfs1＝ＰO*）、すなわち出力目標値ＰO*を、主回路部から平均出力電力として出力することができる。
【００１４】
以上のごとく、上記態様によれば、主回路部の電力ロスをより低減できる共振インバータ装置を提供することができる。
なお、上記「放電開始電力」は、厳密な意味での「放電負荷に放電を発生させるために必要な最低限の電力」だけでなく、これよりも５％高い電力まで含まれるものとする。同様に、上記「放電維持電力」は、厳密な意味での「放電が発生した後、その放電を維持するために必要な最低限の電力」だけでなく、これよりも５％高い電力まで含まれるものとする。その理由は、後述するように、放電開始電力および放電維持電力は、放電負荷内のガスの圧力、温度、湿度等に影響されるため、その補正演算における誤差を保証するためである。
【００１５】
また、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】実施形態１における、共振インバータの回路図。
【図２】実施形態１における、間欠モードでの、出力電力と出力電圧と周波数との関係を表したグラフ。
【図３】実施形態１における、間欠モードでの、出力電力とゲート電圧の波形図。
【図４】実施形態１における、連続モードでの、出力電力と出力電圧と周波数との関係を表したグラフ。
【図５】実施形態１における、連続モードでの、出力電力とゲート電圧の波形図。
【図６】実施形態１における、出力電力と周波数とデューティとの関係を三次元的に表したグラフ。
【図７】実施形態１における、出力電力と周波数と電源電圧との関係を表したグラフ。
【図８】実施形態１における、出力電流と、ゲート電圧との関係を表した波形図。
【図９】実施形態１における、制御部のフローチャート。
【図１０】図９に続くフローチャート。
【図１１】実施形態１における、ブリッジ回路を用いた共振インバータ装置の回路図。
【図１２】実施形態２における、間欠モードでの、出力電力とゲート電圧の波形図。
【図１３】実施形態２における、放電が発生した瞬間での、放電負荷の概略断面図。
【図１４】実施形態２における、バリア層に電子が残存している状態での、放電負荷の概略断面図。
【図１５】実施形態２における、制御部のフローチャート。
【図１６】実施形態３における、前回の放電から放電が発生しなかった期間が閾期間Ｔth以下である場合での、出力電力とゲート電圧の波形図。
【図１７】実施形態３における、前回の放電から放電が発生しなかった期間が閾期間Ｔth以上である場合での、出力電力とゲート電圧の波形図。
【図１８】実施形態３における、制御部のフローチャート。
【図１９】実施形態４における、間欠周期Ｔburst以上、放電が発生しなかった場合での、出力電力とゲート電圧との波形図。
【図２０】実施形態４における、制御部のフローチャート。
【図２１】実施形態５における、間欠モードでの、出力電力とゲート電圧の波形図。
【図２２】実施形態５における、制御部のフローチャート。
【図２３】実施形態６における、共振インバータ装置の回路図。
【図２４】実施形態６における、放電負荷内のガスの圧力と、出力電力との関係を表したグラフ。
【図２５】実施形態６における、放電負荷内のガスの温度と、出力電力との関係を表したグラフ。
【図２６】実施形態６における、放電負荷内のガスの湿度と、出力電力との関係を表したグラフ。
【図２７】実施形態６における、制御部のフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（実施形態１）
上記共振インバータ装置に係る実施形態について、図１〜図１１を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の共振インバータ装置１は、主回路部２と、制御部３とを備える。主回路部２は、直流電源８に電気接続した複数のスイッチング素子２１を備える。このスイッチング素子２１をオンオフ動作させることにより、直流電源８から供給される入力電力ＰIを交流の出力電力ＰOに変換する。そして、この出力電力ＰOを用いて放電負荷７に放電を発生させる。
【００１８】
制御部３は、スイッチング素子２１の動作制御を行う。制御部３は、連続モード（図５参照）と間欠モード（図３参照）とを切り替え可能に構成されている。連続モードは、図５に示すごとく、出力電力ＰOの目標値である出力目標値ＰO*が、放電負荷７に放電を発生させるために必要な最低限の電力である放電開始電力Ｐfs0よりも高い場合に行われる。連続モードでは、スイッチング素子２１を連続駆動する。また、間欠モードは、図３に示すごとく、出力目標値ＰO*が放電開始電力Ｐfs0よりも低い場合に行われる。間欠モードでは、放電期間Ｔdisと停止期間Ｔstopとを交互に行う。放電期間Ｔdisは、スイッチング素子２１を駆動して放電負荷７に放電を発生させる期間である。また、停止期間Ｔstopは、スイッチング素子２１を駆動せず、放電負荷７に放電を発生させない期間である。
【００１９】
放電期間Ｔdisと停止期間Ｔstopとを合わせた期間である間欠周期Ｔburstに対する放電期間Ｔdisの割合（Ｔdis／Ｔburst）を間欠率ｂとした場合、制御部３は、間欠モードにおいて、間欠率ｂが下記式（１）を用いて算出した値になり、かつ放電期間Ｔdisにおいて主回路部２から放電開始電力Ｐfs0が出力されるように、スイッチング素子２１の動作制御を行うよう構成されている。
ｂ＝ＰO*／Ｐfs0      ・・・（１）
【００２０】
本形態の共振インバータ装置１は、車両に搭載するための車載用共振インバータ装置である。また、放電負荷７は、オゾンを発生するためのリアクタである。このリアクタを用いてオゾンを発生し、車両のエンジンから排出される排ガスを改質するよう構成されている。
【００２１】
図１に示すごとく、主回路部２は、複数のスイッチング素子２１（２１A〜２１D）と、トランス２２と、コンデンサ２５とを備える。第１スイッチング素子２１Aと第２スイッチング素子２１Bとによって、プッシュプル回路２６を構成してある。また、第３スイッチング素子２１Cと第４スイッチング素子２１Dとコンデンサ２５とによって、共振タンク回路２７を構成してある。
【００２２】
主回路部２を動作させるときは、図８に示すごとく、第１スイッチング素子２１Aと第４スイッチング素子２１Dとを同時にオンする期間と、第２スイッチング素子２１Bと第３スイッチング素子２１Cとを同時にオンする期間とを交互に繰り返す。これにより、図１に示すごとく、トランス２２の一次コイル２２１に一次電流を流す。これに伴って、二次コイル２２２に二次電流ＩOが流れる。二次コイル２２２の巻数は、一次コイル２２１の巻数よりも多い。また、二次電流ＩOは、放電負荷７の静電容量Ｃと、漏れインダクタンスＬとによって決定される共振周波数ｆr（＝１／２π√ＬＣ）で共振する。そのため、トランスの巻数比による昇圧効果と、共振による昇圧効果とが重畳し、高い二次電圧ＶOが発生する。これにより、放電負荷７（リアクタ）に放電を発生させている。
【００２３】
制御部３は、デューティ制御部３１と、周波数制御部３２と、バースト制御部３３とを備える。デューティ制御部３１は、スイッチング素子２１のデューティｄ（図３、図５参照）を制御し、周波数制御部３２は周波数ｆを制御する。また、バースト制御部３３は、上記間欠率ｂ（図３参照）を制御する。このように、スイッチング素子２１の周波数ｆ、デューティｄ、間欠率ｂを制御することにより、主回路部２の出力電力ＰOを、出力目標値ＰO*に近づけている。
【００２４】
図６に、デューティｄと、周波数ｆと、出力電力ＰOとの関係を三次元的に表したグラフを示す。このグラフには、出力電力ＰO（ＰA，ＰB，ＰC，ＰD）の等高線を記載してある。同図に示すごとく、デューティｄが一定の場合、周波数ｆが共振周波数ｆrに近づくほど、出力電力ＰOは高くなる。また、周波数ｆが一定の場合、デューティｄが高くなるほど、出力電力ＰOは高くなる。なお、デューティｄは、フルデューティｄFULL以上にはならない。
【００２５】
図７に、デューティｄが一定の場合における、出力電力ＰOと周波数ｆとの関係を示す。上述したように、周波数ｆが共振周波数ｆrに近づくほど、出力電力ＰOは高くなる。また、直流電源８の電圧ＶBが高い場合は、出力電力ＰOは高くなり、電圧ＶBが低くなると、出力電力ＰOは低下する。
【００２６】
本形態では、直流電源８として鉛バッテリーを用いている。また、直流電源８には、共振インバータ装置１の他にも、エアコンやライト等、様々な負荷が接続している。そのため、これらの負荷の使用状態により、直流電源８の電圧ＶBが急に変動することがある。この場合、出力電力ＰOが出力目標値ＰO*から急に乖離してしまう。本形態では、以下の処理を行うことにより、電圧ＶBが急に変動して、出力電力ＰOが出力目標値ＰO*から急に乖離しても、短時間で出力目標値ＰO*に戻るようにしている。
【００２７】
例えば、直流電源８の電圧ＶBが急に低下した場合（すなわち、出力電力ＰOが低下した場合）、制御部３は、周波数ｆを固定したまま、スイッチング素子２１のデューティｄを増加させる。これにより、出力電力ＰOを増加させる。デューティｄの制御は、電圧ＶBを用いたフィードフォワード制御により行う。フィードフォワード制御は、精度は低いものの、短時間で制御することができる。そのため、デューティｄをフィードフォワード制御することにより、出力電力ＰOを短時間で、出力目標値ＰO*に比較的近い値に戻すことができる。また、デューティｄをフィードフォワード制御した後、周波数ｆをフィードバック制御する。フィードバック制御を行うと、時間を要するが、出力電力ＰOを出力目標値ＰO*に正確に近づけることができる。本形態では、このように、出力電力ＰOが大きく変化した場合、まずデューティｄのフィードフォワード制御により、出力電力ＰOを短時間で出力目標値ＰO*に比較的近い値に戻し、その後、周波数ｆのフィードバック制御により、出力電力ＰOを正確に出力目標値ＰO*に近づけている。
【００２８】
また、上述したように、本形態では、主回路部２の出力電力ＰOを用いて放電負荷７（リアクタ）に放電を発生させ、これによって生じたオゾンを用いて、車両の排ガスを改質している。放電負荷７は、ある一定の値（放電開始電力Ｐfs0）以上の出力電力ＰOを供給しないと、放電を開始しない。しかしながら、例えば、排ガス中のＮＯｘ量が少なく、必要なオゾンの量が少ない場合がある。この場合、放電負荷７（リアクタ）に供給する出力電力ＰOを、放電開始電力Ｐfs0より少なくする必要がある。この場合でも、正常に放電を発生させ、オゾンを生成できるように、上記間欠モードを行っている。すなわち、図３に示すごとく、出力目標値ＰO*が放電開始電力Ｐfs0未満である場合は、上記放電期間Ｔdisと停止期間Ｔstopとを交互に行う。放電期間Ｔdisでは、主回路部２の出力電力ＰOを放電開始電力Ｐfs0にして、放電負荷７に放電を発生させる。停止期間Ｔstopでは、放電を発生させない。これら放電期間Ｔdisと停止期間Ｔstopとを交互に行うことにより、出力電力ＰOの平均値ＰO’を下げ、放電開始電力Ｐfs0以下にしている。
【００２９】
なお、本形態では、放電期間Ｔdisにおいて、周波数ｆを制御することにより、主回路部２の出力電力ＰOを放電開始電力Ｐfs0にしている。図２に示すごとく、放電期間Ｔdisを行う際、制御部３は、周波数ｆを予め定められた最高周波数ｆmaxにする。そして、この最高周波数ｆmaxから次第に周波数ｆを下げ、放電開始電力Ｐfs0に対応する周波数ｆs0にする。
【００３０】
また、制御部３は、図５に示すごとく、出力目標値ＰO*が放電開始電力Ｐfs0より高い場合は、上記連続モードを行う。連続モードでは、スイッチング素子２１を連続して駆動させる。制御部３は、連続モードにおいても、周波数ｆを制御することにより、主回路部２の出力電力ＰOを出力目標値ＰO*に近づける。より詳しくは、制御部３は図４に示すごとく、連続モードを行う際、間欠モードと同様に、周波数ｆをまず最高周波数ｆmaxにする。そして、この最高周波数ｆmaxから次第に周波数ｆを下げ、出力目標値ＰO*に対応する周波数ｆ*にする。
【００３１】
次に、制御部３及び主回路部２の構成について、より詳細に説明する。図１に示すごとく、制御部３は、上述したように、デューティ制御部３１と、周波数制御部３２と、バースト制御部３３とを備える。制御部３は、これらの他に、導出部３４と、入力電力算出部３５と、掛算器３６とを備える。また、主回路部２には、電力測定部４を接続してある。電力測定部４は、電圧センサ４１Vと電流センサ４１Aとからなる。この電力測定部４を用いて入力電力ＰIを測定している。
【００３２】
電圧センサ４１Vによる電源電圧ＶBの測定値は、デューティ制御部３１へ入力される。デューティ制御部３１は、電源電圧ＶBの測定値を用いて、スイッチング素子２１のデューティｄをフィードフォワード制御する。また、電流センサ４１Aによる入力電流ＩBの測定値と、上記電源電圧ＶBの測定値とは、掛算器３６に入力される。掛算器３６は、これらの測定値ＶB，ＩBを乗ずることにより、入力電力ＰIを算出する。算出した入力電力ＰIの値は、周波数制御部３２及びバースト制御部３３に入力される。
【００３３】
周波数制御部３２は、入力電力ＰIと、入力目標値ＰI*との差が小さくなるように、周波数ｆをフィードバック制御する。また、バースト制御部３３は、上記式（１）を用いて、間欠率ｂを算出する。デューティｄ、周波数ｆ、間欠率ｂは、導出部３４に入力される。導出部３４は、これらのパラメータｄ，ｆ，ｂ及び電源電圧ＶBを用いて、主回路部２の電力損失Ｗを算出する。電力損失Ｗは、入力電力算出部３５に入力される。
【００３４】
また、入力電力算出部３５には、図示しない外部制御装置から、出力目標値ＰO*が入力される。入力電力算出部３５は、出力目標値ＰO*に上記電力損失Ｗを加算する。これにより、入力目標値ＰI*を算出する。この入力目標値ＰI*を主回路部２に入力すると、主回路部２において電力損失Ｗが発生するため、入力目標値ＰI*から電力損失Ｗを減算した値、すなわち入力目標値ＰO*と略等しい値が、主回路部２から出力される。
【００３５】
なお、本形態では、導出部３４において電力損失Ｗを算出しているが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、導出部３４において主回路部２の回路効率ηを算出してもよい。この場合、入力電力算出部３５において、出力目標値ＰO*を回路効率ηで除した値が、入力目標値ＰO*となる。
【００３６】
次に、図９、図１０を用いて、制御部３のフローチャートの説明をする。制御部３がこのフローチャートを実行することにより、上記間欠モード（図３参照）及び連続モード（図５参照）が行われる。
【００３７】
図９に示すごとく、制御部３は、先ずステップＳ１を行う。ここでは、上記外部制御装置から出力目標値ＰO*を受信する。その後、ステップＳ２に移る。ここでは、電源電圧ＶBを用いて、デューティｄを算出する。
【００３８】
次いで、ステップＳ３に移り、主回路部２の電力損失Ｗ又は回路効率ηを求める。その後、ステップＳ４に移り、算出した電力損失Ｗ又は回路効率ηを用いて、入力目標値ＰI*を算出する。次いで、ステップＳ５に移る。ここでは、出力目標値ＰO*が放電開始電力Ｐfs0以上であるか否かを判断する。ステップＳ５においてＹｅｓ（ＰO*≧Ｐfs0）と判断した場合、すなわち連続モードを行う場合は、ステップＳ６に移る。
【００３９】
ステップＳ６では、周波数ｆを、最高周波数ｆmax（図４参照）から次第に下げ、出力目標値ＰO*に対応する周波数ｆ*に近づける。そして、スイッチング素子２１を、求めた周波数ｆとデューティｄで連続駆動させる。ステップＳ６を行った後、ステップＳ３に戻る。
【００４０】
また、ステップＳ５においてＮｏ（ＰO*＜Ｐfs0）と判断した場合、すなわち間欠モードを行う場合は、ステップＳ７に移る。ステップＳ７では、上記式（１）を用いて間欠率ｂを算出する。その後、ステップＳ８に移る。ここでは、周波数ｆを、最高周波数ｆmax（図２参照）から次第に下げ、放電開始電力Ｐfs0に対応する周波数ｆs0に近づける。
【００４１】
その後、ステップＳ９に移る。ここでは、スイッチング素子２１を、求めた周波数ｆと、間欠率ｂと、デューティｄとで駆動させる。ステップＳ９を行った後、ステップＳ３に戻る。
【００４２】
本形態の作用効果について説明する。図３に示すごとく、本形態では、間欠モードを行う際、放電期間Ｔdisにおいて、主回路部２から放電開始電力Ｐｆs0が出力されるように、スイッチング素子２１の動作制御を行う。すなわち、放電期間Ｔdisでは、放電負荷７に放電が発生する最低限の出力電力ＰOしか供給しない。
そのため、放電期間Ｔdisに、直流電源８から主回路部２へ供給される入力電力ＰIを少なくすることができ、主回路部２における電力ロスを低減できる。
【００４３】
また、本形態では、間欠モードにおける上記間欠率ｂを、上記式（１）によって算出した値にする。
そのため、間欠モードにおいて、主回路部２の平均出力電力ＰO’を、出力目標値ＰO*にすることができる。すなわち、間欠モードでは、放電期間Ｔdisにおける出力電力ＰOに間欠率ｂを乗じた値（ｂ・ＰO）が、平均出力電力ＰO’となる。本形態では、放電期間Ｔdisにおける出力電力ＰOを放電開始電力Ｐfs0にしているため、間欠率ｂを上記値（＝ＰO*／Ｐfs0）にすれば、これらを乗じた値（＝ｂ・Ｐfs0＝ＰO*）、すなわち出力目標値ＰO*を、平均出力電力ＰO’として出力することができる。
【００４４】
また、本形態の共振インバータ装置１は、車両に搭載される。
車両の直流電源８は、容量が比較的小さい。そのため、本形態のように、主回路部２の電力ロスを低減し、直流電源８の電力を有効に使えるようにした場合の効果は大きい。
【００４５】
以上のごとく、本形態によれば、主回路部の電力ロスをより低減できる共振インバータ装置を提供することができる。
【００４６】
なお、本形態では、図１に示すごとく、主回路部２として、プッシュプル回路２６と共振タンク回路２７を備えるものを採用したが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、図１１に示すごとく、複数のスイッチング素子２１によってブリッジ回路を構成した主回路部２を用いてもよい。
【００４７】
また、本形態では、共振インバータ装置１を車両に搭載したが、本発明はこれに限るものではなく、車載以外の用途に用いても良い。
【００４８】
以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。
【００４９】
（実施形態２）
本形態は、スイッチング素子２１の制御方法を変更した例である。放電負荷７に放電が発生した後、その放電を維持するために必要な最低限の電力を放電維持電力Ｐfs1とする。本形態の制御部３は、間欠率ｂが、下記式（２）を用いて算出した値となり、かつ、図１２に示すごとく、放電期間Ｔdisとして準低消費放電期間ＴdisAが行われるように、スイッチング素子２１の動作制御を行う。準低消費放電期間ＴdisAは、放電開始時に（より詳しくは、制御部３の１演算周期だけ）主回路部２から放電開始電力Ｐfs0が出力され、その後、出力が放電維持電力Ｐfs1に低下する放電期間Ｔdisである。
ｂ＝ＰO*／Ｐfs1      ・・・（２）
【００５０】
図１２に示すごとく、制御部３は、スイッチング素子２１の周波数ｆを変化させることにより、準低消費放電期間ＴdisAを発生させている。すなわち、放電開始時には、制御部３は、スイッチング素子２１の周波数ｆを、放電開始電力Ｐfs0に対応する周波数ｆs0にする。その後、周波数ｆを、放電維持電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs1に変える。これにより、放電開始時に主回路部２から放電開始電力Ｐfs0を出力し、その後、放電維持電力Ｐfs1を出力している。
【００５１】
放電負荷７は、図１３に示すごとく、一対の電極７１と、該電極７１を保護するバリア層７２とを備える。バリア層７２は誘電体からなる。これらのバリア層７２の間に放電空間７３が形成されている。主回路部２を用いて電極７１に交流電圧を加えると、一方のバリア層７２aから他方のバリア層７２bへ、電子の塊（ストリーマ７９）が移動する。電子は、バリア層７２bへ到達した後、図１４に示すごとく、バリア層７２bの表面を拡散する。バリア層７２bに電子が残存している間は、一対の電極７１a，７１b間に加える電圧が低くても、電子が反対側のバリア層７２aへ移動する。つまり、バリア層７２bに電子が残存している間は、主回路部２の出力電力ＰOが放電開始電力Ｐfs0より低くても電子が移動し、放電が発生する。また、電子がバリア層７２bに移動し、長時間経過すると、電子が完全に拡散してしまう。そのため、この場合は、放電負荷７に放電開始電力Ｐfs0を供給しないと、放電は発生しない。
【００５２】
上述したように、本形態では、放電が開始されるときだけ主回路部２から放電開始電力Ｐfs0を出力し（図１２参照）、その後、出力を放電維持電力Ｐfs1に低下させている。これにより、放電期間Ｔdisにおける入力電力ＰIを少なくし、主回路部２の電力ロスを少なくしている。
【００５３】
次に、図１５を用いて、制御部３のフローチャートの説明を行う。図１５では、実施形態１と異なるステップ、すなわち間欠モードを行うステップのみ説明する。連続モードを行うステップ（ステップＳ１〜Ｓ６）は、実施形態１と同様である。図１５に示すごとく、制御部３は、間欠モードを行う際、まずステップＳ１０を行う。ここでは、上記式（２）を用いて、間欠率ｂを算出する。
【００５４】
その後、ステップＳ１１に移り、放電開始か否かを判断する。ここでＹｅｓ、すなわち放電開始と判断した場合は、ステップＳ１２に移り、周波数ｆを、放電開始電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs0に近づける。その後、ステップＳ１４に移る。ここでは、スイッチング素子２１を、求めた周波数ｆと、間欠率ｂと、デューティｄで駆動させる。
【００５５】
また、ステップＳ１１でＮｏ、すなわち放電維持と判断した場合は、ステップＳ１３に移る。ここでは、周波数ｆを、放電維持電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs1に近づける。その後、ステップＳ１４に移る。
【００５６】
次に、本形態の作用効果について説明する。図１２に示すごとく、本形態では、準低消費放電期間ＴdisAが行われるように、スイッチング素子２１の動作制御を行う。
このようにすると、主回路部２における電力ロスを、より低減することができる。すなわち、準低消費放電期間ＴdisAでは、放電開始時に主回路部２から放電開始電力Ｐfs0を出力するため、放電負荷７に放電を確実に発生できる。また、放電が発生した後、出力を放電維持電力Ｐfs1に低減するため、放電期間Ｔdis全体の出力電力ＰOを低くすることができる。したがって、放電期間Ｔdisにおいて主回路部２に供給される入力電力ＰIを低減でき、主回路部２の電力ロスをより低減することができる。
【００５７】
また、本形態では、間欠モードにおける間欠率ｂを、上記式（２）によって算出した値にする。
本形態では、放電期間Ｔdisの殆どの期間に、放電維持電力Ｐfs1を出力する。そのため、間欠率ｂを上記値（＝ＰO*／Ｐfs1）にすれば、これらを乗じた値（＝ｂ・Ｐfs1＝ＰO*）、すなわち出力目標値ＰO*を、主回路部２から平均出力電力ＰO’として出力することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００５８】
（実施形態３）
本形態はスイッチング素子２１の制御方法を変更した例である。本形態の制御部３は、図１６に示すごとく、前回、放電期間Ｔdisを行った後、放電負荷７に放電が発生しなかった期間が、予め定められた閾期間Ｔthよりも短い場合は、次の放電期間Ｔdisとして、放電開始から放電終了まで主回路部２から放電維持電力Ｐfs1を出力する最低消費放電期間ＴdisBを行う。また、制御部３は、図１７に示すごとく、前回、放電期間Ｔdisを行った後、放電負荷７に放電が発生しなかった期間（Ｔstop’）が上記閾期間Ｔthよりも長い場合は、次の放電期間Ｔdisとして準低消費放電期間ＴdisAが行われるように、スイッチング素子２１を動作制御するよう構成されている。
【００５９】
前回、放電を行ってから閾期間Ｔth以上経過していない場合、放電負荷７のバリア層７２b（図１４参照）に電子が残存しているため、次の放電開始時に、放電開始電力Ｐfs0より少ない電力である放電維持電力Ｐfs1を供給しただけで、放電負荷７に放電を発生させることができる。そのため、放電期間Ｔdis（最低消費放電期間ＴdisB）に主回路部２へ供給される入力電力ＰIを低減でき、主回路部２の電力ロスを低減できる。
【００６０】
図１６に示すごとく、本形態では実施形態２と同様に、スイッチング素子２１の周波数ｆを制御することにより、出力電力ＰOの制御を行っている。すなわち、準低消費放電期間ＴdisAでは、放電開始時に周波数ｆを放電開始電力Ｐfs0に対応する周波数ｆs0にし、その後、放電維持電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs1に変更する。また、最低消費放電期間ＴdisBでは、放電開始から放電終了まで、周波数ｆを、放電維持電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs1にする。
【００６１】
また、図１７に示すごとく、出力目標値ＰO*が低下したため、放電期間Ｔdisが短くなる場合（ＴdisB’）がある。この場合、次の放電停止期間Ｔstop’が長くなり、閾期間Ｔthより長い間、放電が発生しなくなる。本形態では、この場合、次に行われる放電期間Ｔdisを、準低消費放電期間ＴdisAにする。これにより、長時間、放電が停止した後でも、確実に放電を発生できるようにしている。
【００６２】
次に、制御部３のフローチャートの説明をする。図１８に示すごとく、本形態の制御部３は、間欠モードを行う際、まずステップＳ２１を行う。ここでは、上記式（２）を用いて、間欠率ｂを算出する。ステップＳ２１の後、ステップＳ２２に移り、放電開始か否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合はステップＳ２３に移り、Ｎｏと判断した場合はステップＳ２５に移る。
【００６３】
ステップＳ２３では、前回の放電期間Ｔdisが終了してから、閾期間Ｔth以上、放電が停止したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合はステップＳ２４に移り、Ｎｏと判断した場合はステップＳ２５に移る。ステップＳ２４では、周波数ｆを、放電開始電力Ｐfs0に対応する周波数ｆs0に近づける。その後、ステップＳ２６に移る。ここでは、スイッチング素子２１を、求めた周波数ｆと、間欠率ｂと、デューティｄとで駆動させる。また、ステップＳ２５では、周波数ｆを、放電維持電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs1に近づける。その後、ステップＳ２６に移る。
【００６４】
ステップＳ２２、Ｓ２３が両方ともＹｅｓの場合は、閾期間Ｔth以上放電が停止しており、かつ放電を開始する時なので、放電開始電力Ｐfs0を出力する（図１７参照）。これにより、放電負荷７に確実に放電を発生させる。また、ステップＳ２２又はＳ２３がＮｏの場合は、準低消費放電期間ＴdisA（図１７参照）で放電を維持するときか、又は最低消費放電期間ＴdisBを行う場合である。そのため、これらの場合は、放電維持電力Ｐfs1を出力している。
その他、実施形態２と同様の構成および作用効果を備える。
【００６５】
（実施形態４）
本形態は、スイッチング素子２１の制御方法を変更した例である。図１９に示すごとく、本形態の制御部３は、上記閾期間Ｔthとして、間欠期間Ｔburstを設定している。すなわち、制御部３は、前回の放電期間Ｔdisの後、放電が発生しなかった期間が間欠期間Ｔburstより短い場合は、次の放電期間Ｔdisが最低消費放電期間ＴdisBとなるように、スイッチング素子２１の動作制御をする。つまり、前回の間欠周期Ｔburst中に、少しでも放電が発生した場合は、次に最低消費放電期間ＴdisBを行う。
【００６６】
また、前回の放電期間Ｔdis（図１９では最低消費放電期間ＴdisB）の後、放電が発生しなかった期間が間欠周期Ｔburstより長い場合は、次の放電期間Ｔdisが準低消費放電期間ＴdisAとなるように、スイッチング素子２１の動作制御を行う。例えば、瞬間的に出力目標値ＰO*が低下したため、放電が発生しない場合がある。この場合、放電が発生しない期間が、間欠周期Ｔburstより長くなる。この場合は、放電負荷７のバリア層７２b（図１４参照）の表面に電子が残存していない可能性が高いため、放電負荷７に放電開始電力Ｐfs0を加えないと、次の放電が発生しない。そのため、この場合は図１９に示すごとく、次の放電期間Ｔdisを準低消費放電期間ＴdisAにしている。
【００６７】
また、前回の放電期間Ｔdisの後、放電が発生しなかった期間が、間欠周期Ｔburstより短い場合は、放電負荷７のバリア層７２b（図１４参照）に電子が残存している可能性が高い。そのため、放電開始電力Ｐfs0より少ない電力（放電維持電力Ｐfs1）を加えただけで、放電を発生できる。したがって、この場合は、図１９に示すごとく、次の放電期間Ｔdisを最低放電期間ＴdisBにしている。これにより、この最低放電期間ＴdisBに主回路部２へ供給される入力電力ＰIを低減し、主回路部２における電力ロスを低減している。
【００６８】
次に、制御部３のフローチャートの説明をする。制御部３は、間欠モードを行う際に、図２０に示すごとく、まずステップＳ３１を行う。ここでは、上記式（２）を用いて、間欠率ｂを算出する。その後、ステップＳ３２に進む。ステップＳ３２では、放電開始か否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ３３に進み、Ｎｏと判断した場合は、ステップＳ３５に進む。
【００６９】
ステップＳ３３では、前回の放電期間Ｔdisが終了してから、間欠周期Ｔburst以上、放電が停止したか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合は、ステップＳ３４に移り、Ｎｏと判断した場合はステップＳ３５に移る。ステップＳ３４では、周波数ｆを、放電開始電力Ｐfs0に対応する周波数ｆs0に近づける。また、ステップＳ３５では、周波数ｆを、放電維持電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs1に近づける。ステップＳ３４，Ｓ３５の後、ステップＳ３６に移る。ここでは、スイッチング素子２１を、求めた周波数ｆと、間欠率ｂと、デューティｄとで駆動する。
その他、実施形態２と同様の構成および作用効果を備える。
【００７０】
（実施形態５）
本形態は、スイッチング素子２１の制御方法を変更した例である。図２１に示すごとく、本形態の制御部３は、実施形態３と同様に、最低消費放電期間ＴdisBを行うことが可能に構成されている。この最低消費放電期間ＴdisBを繰り返し行うことが可能な停止期間Ｔstopの最長長さを放電イニシャル期間Ｔinitとする。本形態の制御部３は、図２１に示すごとく、間欠モードにおいて、間欠周期Ｔburstが下記式（３）を満たす値になるように、スイッチング素子２１の動作制御を行うよう構成されている。
Ｔburst＜Ｔinit／（１−ｂ）      ・・・（３）
【００７１】
間欠周期Ｔburstが上記式（３）を満たす場合は、停止期間Ｔstopを、放電イニシャル期間Ｔinitよりも短くすることができる。そのため、最初に行われる放電期間Ｔdis（準低消費放電期間ＴdisA）以外の放電期間Ｔdisは、全て最低消費放電期間ＴdisBにすることができる。そのため、主回路部２に供給される入力電力ＰIを低減でき、主回路部２の電力ロスを低減できる。
【００７２】
次に、制御部３のフローチャートの説明をする。制御部３は、間欠モードを行う際、図２２に示すごとく、まずステップＳ４１を行う。ここでは、上記式（２）を用いて、間欠率ｂを算出する。その後、ステップＳ４２に移る。ここでは、上記式（３）を満たす間欠周期Ｔburstを算出する。例えば、下記式を用いて間欠周期Ｔburstを求める。
Ｔburst＝０．８×Ｔinit／（１−ｂ）
【００７３】
その後、ステップＳ４３に移り、放電開始か否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合はステップＳ４４に移り、Ｎｏと判断した場合はステップＳ４６に移る。ステップＳ４４では、放電が、放電イニシャル期間Ｔinitより長い時間、停止したか否かを判断する（すなわち、間欠モードで最初に行われる放電期間Ｔdisか否かを判断する）。ここでＹｅｓと判断した場合はステップＳ４５に移り、Ｎｏと判断した場合はステップＳ４６に移る。
【００７４】
ステップＳ４５では、周波数ｆを、放電開始電力Ｐfs0に対応する周波数ｆs0に近づける。また、ステップＳ４６では、周波数ｆを、放電維持電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs1に近づける。これらのステップＳ４５，Ｓ４６の後、ステップＳ４７に移る。ステップＳ４７では、スイッチング素子２１を、求めた周波数ｆと、間欠率ｂと、デューティｄで駆動させる。
その他、実施形態２と同様の構成および作用効果を備える。
【００７５】
（実施形態６）
本形態は、制御部３の構成を変更した例である。図２３に示すごとく、本形態では、放電負荷７にセンサ７８を設けてある。センサ７８は、放電負荷７内を流れるガスの圧力ｐと、温度ｔと、湿度ｍとの３つの電力相関パラメータを測定する。制御部３は、センサ７８から送信される電力相関パラメータｐ，ｔ，ｍを用いて、放電開始電力Ｐfs0及び放電維持電力Ｐfs1を算出する。
【００７６】
図２４に示すごとく、放電開始電力Ｐfs0及び放電維持電力Ｐfs1は、放電負荷７内のガスの圧力ｐと相関がある。同様に、図２５、図２６に示すごとく、上記電力Ｐfs0，Ｐfs1は、上記ガスの温度ｔ、湿度ｍと相関がある。本形態の制御部３は、これらの電力相関パラメータｐ，ｔ，ｍと、放電開始電力Ｐfs0及び放電維持電力Ｐfs1との関係を予め記憶している。そして、上記センサ７８による上記電力相関パラメータｐ，ｔ，ｍの測定値を用いて、これらの電力Ｐfs0，Ｐfs1を算出し、その算出値を用いて、スイッチング素子２１の動作制御をする。これにより、放電開始電力Ｐfs0及び放電維持電力Ｐfs1として、より正確な値を用いるようにしている。
【００７７】
図２７に、本形態のフローチャートを示す。本形態では、出力電力ＰOの波形が、実施形態２（図１２参照）と同様になるように、制御を行っている。図２７に示すごとく、制御部３は、間欠モードを行う際、まずステップＳ５１を行う。ここでは、上記式（２）を用いて間欠率ｂを算出する。その後、ステップＳ５２に移る。ここでは、放電負荷７内のガスの圧力ｐ、温度ｔ、湿度ｍの測定値を受信する。次いで、ステップＳ５３に移る。ここでは、受信した電力相関パラメータｐ，ｔ，ｍを用いて、放電開始電力Ｐfs0、及び放電維持電力Ｐfs1を算出する。
【００７８】
次いで、ステップＳ５４に移る。ここでは、放電開始か否かを判断する。ここでＹｅｓと判断した場合はステップＳ５５に移り、Ｎｏと判断した場合はステップＳ５６に移る。ステップＳ５５では、周波数ｆを、放電開始電力Ｐfs0に対応する周波数ｆs0に近づけ、ステップＳ５６では、周波数ｆを、放電維持電力Ｐfs1に対応する周波数ｆs1に近づける。これらのステップＳ５５、Ｓ５６を行った後、ステップＳ５７に移る。ここでは、スイッチング素子２１を、求めた周波数ｆと、間欠率ｂと、デューティｄとで駆動させる。
その他、実施形態２と同様の構成および作用効果を備える。
【００７９】
なお、本形態では、ガスの圧力ｐと、温度ｔと、湿度ｍとの３つの電力相関パラメータを全て用いて、放電開始電力Ｐfs0及び放電維持電力Ｐfs1を算出しているが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、上記３つの電力相関パラメータｐ，ｔ，ｍのうち、少なくとも１つを用いればよい。また、放電開始電力Ｐfs0と放電維持電力Ｐfs1とのうち、いずれか一方のみを算出してもよい。
【００８０】
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。
【符号の説明】
【００８１】
１  共振インバータ装置
２  主回路部
２１  スイッチング素子
３  制御部
７  放電負荷
Ｔdis  放電期間
Ｔstop  停止期間
ＰO*  出力目標値
Ｐfs0  放電開始電力
ｂ  間欠率
【図１】
2019103216.tif 000003
【図２】
2019103216.tif 000004
【図３】
2019103216.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2019103216.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
2019103216.tif 000016
【図１５】
2019103216.tif 000017
【図１６】
2019103216.tif 000018
【図１７】
2019103216.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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