(57)【要約】【課題】スイッチング素子のオンオフにより断続的に流れる電流をＡＤコンバータでデジタル値に変換して取得する際の損失を低減し、低速のＡＤコンバータの使用によるコスト低減を可能とする。【解決手段】電力変換部１２のスイッチング素子１８のオンオフで通過するスイッチング素子通過電流ＩＭを電流電圧変換素子３８で電圧信号である電流変換信号ＶＲｓに変換し、電流変換信号ＶＲｓをスイッチング素子１８に同期してオンオフするクランプ素子４０を介してクランプコンデンサ４２にクランプする。クランプコンデンサ４２にクランプしたクランプ信号ＶＣｓは制御回路部１４のＡＤコンバータ３６に入力されてデジタル値に変換され、スイッチング素子１８のデューティ制御や過電流保護等の所定の制御に用いられる。【選択図】図１
2019201442.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換部、電流検出部及び制御回路部を備えたスイッチング電源装置に於いて、
前記電力変換部は、スイッチング素子駆動信号によるスイッチング素子のオンオフによって入力電源が供給する入力電圧を断続電圧に変換した後に整流平滑して直流電圧を生成し、
前記電流検出部は、電流電圧変換素子、クランプ素子及びクランプコンデンサから構成され、
前記電流電圧変換素子は、一端が前記スイッチング素子に接続され、他端が前記入力電源と前記制御回路部のグランドの接続点に接続され、前記スイッチング素子を通過する電流を電圧信号である電流変換信号に変換するものであり、
前記クランプ素子は、クランプ素子駆動信号によりオンオフされるスイッチ素子であり、一端が前記電流電圧変換素子の一端と前記スイッチング素子の接続点に接続され、他端が前記クランプコンデンサの一端に接続され、前記クランプ素子がオンの時は前記電流電圧変換素子と前記クランプコンデンサを接続して前記電流電圧変換素子により変換された前記電流変換信号を前記クランプコンデンサに充電し、前記クランプ素子がオフの時は前記電流電圧変換素子と前記クランプコンデンサを切離して前記クランプコンデンサに充電した前記電流変換信号の電荷の放電を阻止してクランプするものであり、
前記クランプコンデンサは、一端が前記制御回路部内のＡＤコンバータの入力に接続され、他端が前記電流電圧変換素子の他端と前記制御回路部のグランドの接続点に接続され、
前記制御回路部は、前記ＡＤコンバータを備え、前記電流電圧変換素子の他端と前記入力電源のグランドとの接続点をグランドとして動作し、前記スイッチング素子と前記クランプ素子を同期してオンオフするように前記スイッチング素子駆動信号及び前記クランプ素子駆動信号を出力する、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記クランプ素子は、寄生ダイオードを持つ前記スイッチ素子が使用され、前記寄生ダイオードの順方向が、前記電流電圧変換素子から前記クランプコンデンサへの向きとなるように前記クランプ素子が接続されたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記クランプ素子は、寄生ダイオードを持つ前記スイッチ素子が使用され、前記寄生ダイオードの順方向が、前記クランプコンデンサから前記電流電圧変換素子への向きとなるように前記クランプ素子が接続され、前記電流電圧変換素子に発生する前記電流変換信号の電圧値が前記寄生ダイオードの順方向降下電圧以下になるように設定されたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
電力変換部、電流検出部及び制御回路部を備えたスイッチング電源装置に於いて、
前記電力変換部は、スイッチング素子駆動信号によるスイッチング素子のオンオフによって入力電源が供給する入力電圧を断続電圧に変換した後に整流平滑して直流電圧を生成し、
前記電流検出部は、電流電圧変換素子、クランプ素子、クランプコンデンサ及びバイアス回路から構成され、
前記電流電圧変換素子は、一端が前記スイッチング素子に接続され、他端が前記入力電源のグランドに接続され、前記スイッチング素子を通過する電流を電圧信号である電流変換信号に変換するものであり、
前記クランプ素子は、クランプ素子駆動信号によりオンオフされるスイッチ素子であり、一端が前記電流電圧変換素子の他端と前記入力電源のグランドとの接続点に接続され、他端が前記クランプコンデンサの一端に接続され、前記クランプ素子がオンの時は前記電流電圧変換素子と前記クランプコンデンサを接続して前記電流電圧変換素子により変換された前記電流変換信号を前記クランプコンデンサに充電し、前記クランプ素子がオフの時は前記電流電圧変換素子と前記クランプコンデンサを切離して前記クランプコンデンサに充電した前記電流変換信号の電荷の放電を阻止してクランプするものであり、
前記クランプコンデンサは、一端が所定のバイアス電圧を発生する前記バイアス回路を介して前記制御回路部内のＡＤコンバータの入力に接続され、他端が前記制御回路部のグランドと前記電流電圧変換素子の一端の接続点に接続され、
前記制御回路部は、ＡＤコンバータを備え、前記電流電圧変換素子の一端と前記クランプコンデンサの他端との接続点をグランドとして動作し、前記クランプコンデンサにクランプされた前記電流変換信号から前記バイアス電圧を差し引いた電圧信号が前記ＡＤコンバータに入力され、前記スイッチング素子と前記クランプ素子を同期してオンオフするように前記スイッチング素子駆動信号及び前記クランプ素子駆動信号を出力する、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項４記載のスイッチング電源装置に於いて、前記クランプ素子は、寄生ダイオードを持つ前記スイッチ素子が使用され、前記寄生ダイオードの順方向が、前記クランプコンデンサから前記電流電圧変換素子への向きとなるように前記クランプ素子が接続されたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項６】
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、前記クランプ素子は、寄生ダイオードを持つ前記スイッチ素子が使用され、前記寄生ダイオードの順方向が、前記電流電圧変換素子から前記クランプコンデンサへの向きとなるように前記クランプ素子が接続され、前記電流電圧変換素子に発生する前記電流変換信号の電圧値が前記寄生ダイオードの順方向降下電圧以下になるように設定されたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項７】
請求項１乃至６の何れかに記載のスイッチング電源装置に於いて、前記制御回路部は、前記スイッチング素子を駆動する前記スイッチング素子駆動信号で前記クランプ素子を駆動することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】
請求項１乃至６の何れかに記載のスイッチング電源装置に於いて、前記制御回路部は、前記クランプ素子をオフするタイミングを、前記スイッチング素子をオフするタイミングよりも速くするように制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項９】
請求項７記載のスイッチング電源装置に於いて、前記制御回路部は前記スイッチング素子及び前記クランプ素子に前記スイッチング素子駆動信号を出力し、前記スイッチング素子に前記スイッチング素子駆動信号を出力する信号ラインに、前記スイッチング素子駆動信号のオフタイミングを遅延させるオフ遅延回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給するためのスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング素子を流れる電流の値をＡＤコンバータでデジタル値に変換して制御回路部で用いるようにしたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
（従来技術１）
スイッチング電源装置において、スイッチング素子を流れる電流の値をＡＤコンバータでデジタル値に変換して取得する方法が、特許文献１に開示されている。
【０００３】
特許文献１では、スイッチング素子となるＦＥＴに流れるドレイン電流Ｉｄを電流検出抵抗で電圧に変換し、電源ＩＣの端子に入力する。電源ＩＣの端子は内部にＡＤコンバータを持ち、これにより、スイッチング素子を流れる電流がデジタル値に変換されて出力される。ＣＰＵは、このデジタル値に基づいて、スイッチング電源装置に対して所定の制御を行っている。
【０００４】
しかしながら、特許文献１に開示された技術をスイッチング周波数が高いスイッチング電源装置に用いると、ＡＤコンバータに高価なものが必要になると言う問題を持つ。以下、理由を説明する。
【０００５】
ＡＤコンバータは、入力された電圧（アナログ値）をデジタル値に変換するための機能を備えるものであるが、変換を行うためには所定の時間が必要であり、変換動作中に入力されている電圧が変化してしまうと、変換結果が異常値になってしまう特性を持っている。
【０００６】
ここで、スイッチング電源装置では、スイッチング素子がオンの時に電流検出抵抗にドレイン電流が流れることで電圧が発生するが、スイッチング素子がオフの時には電流検出抵抗にドレイン電流が流れていないため電圧が発生しない。
【０００７】
以上により、スイッチング素子を流れる電流をＡＤコンバータでデジタル値に変換する場合には、スイッチング素子がオンの時（電流検出抵抗に電圧が発生している期間）にＡＤコンバータが変換動作を完了しないと、変換結果（デジタル値）が異常値となることが分かる。
【０００８】
このような理由から、スイッチング周波数が高いスイッチング電源装置では、スイッチング素子のオン時間が短くなるため、ＡＤコンバータには高速に変換動作を行うことができるものが必要になる。高速に変換動作を行うことができるＡＤコンバータは高価であるため、特許文献１の技術をスイッチング周波数の高いスイッチング電源装置に適用すると、スイッチング電源装置が高コストになってしまうと云う問題を引き起こす。
【０００９】
また、出力電圧可変が可能なスイッチング電源装置では、スイッチング周波数が低いスイッチング電源装置においてもこの問題が生じる。スイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン時間が長いと出力電圧が高くなり、スイッチング素子のオン時間が短いと出力電圧が低くなる特性を持つため、スイッチング電源装置の出力電圧を低く設定する場合はスイッチング素子のオン時間が短くなる。従って、スイッチング周波数が低いスイッチング電源装置においてもＡＤコンバータには高速に変換動作を行うことができるものが必要になる。
【００１０】
更に、出力電圧を垂下させる方式の過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置においてもこの問題が生じる。出力電圧を垂下させる方式の過電流保護回路では、出力電圧を垂下させる場合に、スイッチング素子のオン時間を短くするように制御を行う。例えば、スイッチング電源装置の出力が短絡に近い状態になっている場合は、スイッチング素子のオン時間が極わずかになるように制御される。過電流保護機能が動作した状態においてもＡＤコンバータを用いてスイッチング素子を流れる電流の値を取得する場合は、非常に高速なＡＤコンバータが必要になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１３−１８８０８１号公報
【特許文献２】特開２０１７−１１２７９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
このようにスイッチング電源装置で高速なＡＤコンバータが必要となる問題を解決するため、特許文献２に別の技術が開示される。
【００１３】
（従来技術２）
特許文献２には、スイッチング電源装置において、スイッチング素子を流れる電流をＡＤコンバータでデジタル値に変換して取得する別の技術が開示されている。
【００１４】
特許文献２では、スイッチング素子となるＦＥＴに流れるドレイン電流を電流検出抵抗で電圧に変換し、電流検出抵抗及びコンデンサで構成される積分回路を用いて平均化された電圧がデジタル制御部の端子に入力されている。
【００１５】
デジタル制御部の端子は内部にＡＤコンバータを持ち、これにより、スイッチング素子を流れる電流がデジタル値に変換されて出力される。ＣＰＵは、このデジタル値に基づいて、スイッチング電源装置に対して所定の制御を行っている。
【００１６】
この特許文献２の技術では、先の従来技術１として示した特許文献１と同様の電流分解能を得ようとすると、電流検出抵抗の損失が増加するか、もしくは、ＡＤコンバータに高コストなものが必要になると言う問題を持つ。以下、理由を説明する。
【００１７】
ＡＤコンバータは所定の分解能を持っており、分解能に基づいたデジタル値が出力される。例えば、分解能が１０２４のＡＤコンバータでは、変換されたデジタル値は０〜１０２３の整数値となる。また、ＡＤコンバータには、基準電圧が与えられており、変換対象となる電圧（例えば、特許文献２ではデジタル制御部の端子に印加した電圧）と基準電圧を比較し、分解能に基づいてデジタル値に変換される。
【００１８】
例えば、基準電圧として５Ｖが与えられている分解能が１０２４のＡＤコンバータにおいて、変換対象となる電圧が０Ｖの場合はデジタル値として０が出力され、変換対象となる電圧が０．５Ｖの場合はデジタル値として１０２が出力され、さらに、変換対象となる電圧が１Ｖの場合はデジタル値として２０４が出力される。
【００１９】
ここで、特許文献１のスイッチング電源装置は、スイッチング素子がオンの時に電流検出抵抗に発生する電圧をＡＤコンバータに入力してデジタル値を得る構成となっている。スイッチング素子のオンデューティが５０％で動作しているものとし、スイッチング素子の出力電流が０％の時に電流検出抵抗に発生する電圧が０Ｖ、出力電流が１００％の時に電流検出抵抗に発生する電圧が１Ｖになるように電流検出抵抗の抵抗値が設定されているとする。
【００２０】
いま、基準電圧として５Ｖが与えられている分解能が１０２４のＡＤコンバータを用いてスイッチング素子を流れる電流をデジタル値に変換する場合を考える。このスイッチング電源装置は、電流検出抵抗に発生する電圧がＡＤコンバータに直接入力されていることから、スイッチング素子がオンの時に電流検出抵抗に発生する電圧をＡＤコンバータでデジタル値に変換する構成であるため、スイッチング素子の出力電流が０％の時にはＡＤコンバータで変換されるデジタル値は０、スイッチング素子の出力電流が１００％の時にはＡＤコンバータで変換されるデジタル値は２０４となることから、スイッチング電源の出力電流１００％を２０４で割った値である約０．５％がスイッチング素子を流れる電流をデジタル値に変換する際の分解能となる。
【００２１】
次に、特許文献２のスイッチング電源装置は、スイッチング素子がオンの時に電流検出抵抗に発生する電圧を積分回路により平均化した電圧をＡＤコンバータに入力してデジタル値を得る構成となっている。
【００２２】
特許文献１の場合と同様に、スイッチング素子のオンデューティが５０％で動作しているものとし、スイッチング素子の出力電流が０％の時に電流検出抵抗に発生する電圧が０Ｖ、出力電流が１００％の時に電流検出抵抗に発生する電圧が１Ｖになるように電流検出抵抗の抵抗値が設定されているとする。
【００２３】
特許文献１と同様に、基準電圧として５Ｖが与えられている分解能が１０２４のＡＤコンバータを用いてスイッチング素子を流れる電流をデジタル値に変換する場合を考える。
【００２４】
このスイッチング電源装置は、電流検出抵抗に発生する電圧が平均化されてＡＤコンバータに入力される構成であるため、スイッチング素子の出力電流が０％の時にはＡＤコンバータで変換されるデジタル値は特許文献１と同じく０となるが、スイッチング素子の出力電流が１００％の時にはＡＤコンバータに入力される電圧は、電流検出抵抗に発生する電圧とスイッチング素子のオンデューティ５０％の積である０．５Ｖとなり、ＡＤコンバータで変換されるデジタル値は１０２となる。従って、スイッチング電源の出力電流１００％を１０２で割った値である約１％がスイッチング素子を流れる電流をデジタル値に変換する際の分解能となる。
【００２５】
このように特許文献２のスイッチング電源装置では、電流検出抵抗に発生する電圧を平均化してＡＤコンバータに入力する構成であるため、特許文献１のスイッチング電源装置と比較して、スイッチング素子を流れる電流をデジタル値に変換する際の分解能が低くなることが分かる。
【００２６】
そこで特許文献２のスイッチング電源装置において、特許文献１のスイッチング電源装置と同様の分解能を得ようとする場合、電流検出抵抗の発生電圧を大きくする方法が考えられる。しかしながら、この場合は、電流検出抵抗の損失が増加し、スイッチング電源装置の変換効率が低下する問題が発生する。他の方法として、分解能の高いＡＤコンバータを使用する方法も考えられるが、分解能の高いＡＤコンバータは高価であり、スイッチング電源装置が高コストになってしまう問題が発生する。
【００２７】
本発明は、スイッチング素子のオンオフにより断続的に流れる電流をＡＤコンバータでデジタル値に変換して取得する際の電流電圧変換の損失を低減し、低速のＡＤコンバータの使用によるコストを低減可能とするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
（第１発明のスイッチング電源装置）
本発明は、電力変換部、電流検出部及び制御回路部を備えたスイッチング電源装置に於いて、
電力変換部は、スイッチング素子駆動信号によるスイッチング素子のオンオフによって入力電源が供給する入力電圧を断続電圧に変換した後に整流平滑して直流電圧を生成し、
電流検出部は、電流電圧変換素子、クランプ素子及びクランプコンデンサから構成され、
電流電圧変換素子は、一端がスイッチング素子に接続され、他端が入力電源と制御回路部のグランドの接続点に接続され、スイッチング素子を通過する電流を電圧信号である電流変換信号に変換するものであり、
クランプ素子は、クランプ素子駆動信号によりオンオフされるスイッチ素子であり、一端が電流電圧変換素子の一端とスイッチング素子の接続点に接続され、他端がクランプコンデンサの一端に接続され、クランプ素子がオンの時は電流電圧変換素子とクランプコンデンサを接続して電流電圧変換素子により変換された電流変換信号をクランプコンデンサに充電し、クランプ素子がオフの時は電流電圧変換素子とクランプコンデンサを切離してクランプコンデンサに充電した電流変換信号の電荷の放電を阻止してクランプするものであり、
クランプコンデンサは、一端が制御回路部内のＡＤコンバータの入力に接続され、他端が電流電圧変換素子の他端と制御回路部のグランドの接続点に接続され、
制御回路部は、ＡＤコンバータを備え、電流電圧変換素子の他端と入力電源のグランドとの接続点をグランドとして動作し、スイッチング素子とクランプ素子を同期してオンオフするようにスイッチング素子駆動信号及びクランプ素子駆動信号を出力する、
ことを特徴とする。
【００２９】
（寄生ダイオードを持つクランプ素子）
クランプ素子は、寄生ダイオードを持つスイッチ素子が使用され、寄生ダイオードの順方向が、電流電圧変換素子からクランプコンデンサへの向きとなるようにクランプ素子が接続される。
【００３０】
（寄生ダイオードを持つクランプ素子の逆向き接続）
クランプ素子は、寄生ダイオードを持つスイッチ素子が使用され、寄生ダイオードの順方向が、クランプコンデンサから電流電圧変換素子への向きとなるようにクランプ素子が接続され、電流電圧変換素子に発生する電流変換信号の電圧値が寄生ダイオードの順方向降下電圧以下になるように設定される。
【００３１】
（第２発明のスイッチング電源装置）
本発明の別の形態にあっては、電力変換部、電流検出部及び制御回路部を備えたスイッチング電源装置に於いて、
電力変換部は、スイッチング素子駆動信号によるスイッチング素子のオンオフによって入力電源が供給する入力電圧を断続電圧に変換した後に整流平滑して直流電圧を生成し、
電流検出部は、電流電圧変換素子、クランプ素子、クランプコンデンサ及びバイアス回路から構成され、
電流電圧変換素子は、一端がスイッチング素子に接続され、他端が入力電源のグランドに接続され、スイッチング素子を通過する電流を電圧信号である電流変換信号に変換するものであり、
クランプ素子は、クランプ素子駆動信号によりオンオフされるスイッチ素子であり、一端が電流電圧変換素子の他端と入力電源のグランドとの接続点に接続され、他端がクランプコンデンサの一端に接続され、クランプ素子がオンの時は電流電圧変換素子とクランプコンデンサを接続して電流電圧変換素子により変換された電流変換信号をクランプコンデンサに充電し、クランプ素子がオフの時は電流電圧変換素子とクランプコンデンサを切離してクランプコンデンサに充電した電流変換信号の電荷の放電を阻止してクランプするものであり、
クランプコンデンサは、一端が所定のバイアス電圧を発生するバイアス回路を介して制御回路部内のＡＤコンバータの入力に接続され、他端が制御回路部のグランドと電流電圧変換素子の一端の接続点に接続され、
制御回路部は、ＡＤコンバータを備え、電流電圧変換素子の一端とクランプコンデンサの他端との接続点をグランドとして動作し、クランプコンデンサにクランプされた電流変換信号からバイアス電圧を差し引いた電圧信号がＡＤコンバータに入力され、スイッチング素子とクランプ素子を同期してオンオフするようにスイッチング素子駆動信号及びクランプ素子駆動信号を出力する、
ことを特徴とする。
【００３２】
（寄生ダイオードを持つクランプ素子）
クランプ素子は、寄生ダイオードを持つスイッチ素子が使用され、寄生ダイオードの順方向が、クランプコンデンサから電流電圧変換素子への向きとなるようにクランプ素子が接続される。
【００３３】
（寄生ダイオードを持つクランプ素子の逆向き接続）
クランプ素子は、寄生ダイオードを持つスイッチ素子が使用され、寄生ダイオードの順方向が、電流電圧変換素子からクランプコンデンサへの向きとなるようにクランプ素子が接続され、電流電圧変換素子に発生する電流変換信号の電圧値が寄生ダイオードの順方向降下電圧以下になるように設定される。
【００３４】
（スイッチング素子駆動信号によるクランプ素子の駆動）
制御回路部は、スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動信号でクランプ素子を駆動する。
【００３５】
（クランプ素子のオフをスイッチング素子のオフより早める制御）
制御回路部は、クランプ素子をオフするタイミングを、スイッチング素子をオフするタイミングよりも速くするように制御する。
【００３６】
（スイッチング素子駆動信号のオフ遅延）
制御回路部は、スイッチング素子及びクランプ素子にスイッチング素子駆動信号を出力し、スイッチング素子にスイッチング素子駆動信号を出力する信号ラインに、スイッチング素子駆動信号のオフタイミングを遅延させるオフ遅延回路を備える。
【発明の効果】
【００３７】
（第１発明の効果）
本発明は、電力変換部、電流検出部及び制御回路部を備えたスイッチング電源装置に於いて、電力変換部は、スイッチング素子駆動信号によるスイッチング素子のオンオフによって入力電源が供給する入力電圧を断続電圧に変換した後に整流平滑して直流電圧を生成し、電流検出部は、電流電圧変換素子、クランプ素子及びクランプコンデンサから構成され、電流電圧変換素子は、一端がスイッチング素子に接続され、他端が入力電源と制御回路部のグランドの接続点に接続され、スイッチング素子を通過する電流を電圧信号である電流変換信号に変換するものであり、クランプ素子は、クランプ素子駆動信号によりオンオフされるスイッチ素子であり、一端が電流電圧変換素子の一端とスイッチング素子の接続点に接続され、他端がクランプコンデンサの一端に接続され、クランプ素子がオンの時は電流電圧変換素子とクランプコンデンサを接続して電流電圧変換素子により変換された電流変換信号をクランプコンデンサに充電し、クランプ素子がオフの時は電流電圧変換素子とクランプコンデンサを切離してクランプコンデンサに充電した電流変換信号の放電を阻止してクランプするものであり、クランプコンデンサは、一端が制御回路部内のＡＤコンバータの入力に接続され、他端が電流電圧変換素子の他端と制御回路部のグランドの接続点に接続され、制御回路部は、ＡＤコンバータを備え、電流電圧変換素子の他端と入力電源との接続点をグランドとして動作し、スイッチング素子とクランプ素子を同期してオンオフするようにスイッチング素子駆動信号及びクランプ素子駆動信号を出力するようにしたため、スイッチング素子がオンしてその通過電流が電流電圧変換素子に流れて電流変換信号の電圧が発生している場合、クランプ素子もオンして電流変換信号の電圧でクランプコンデンサが充電されてクランプ電圧は電流変換信号の電圧となり、また、スイッチング素子がオフして電流電圧変換素子に電圧が発生していない場合、クランプ素子はオフして電流電圧変換素子とクランプコンデンサの間が非導通状態となっており、電流電圧変換素子の発生電圧が無くなってもクランプコンデンサのクランプ電圧は電荷が放電されずに保持され、スイッチング素子がオンオフの何れの場合でも、クランプコンデンサにスイッチング素子のオンによる通過電流で電流電圧変換素子に発生した電圧が保持されている状態となっていることで、ＡＤコンバータの変換動作が遅いものを使用しても、スイッチング素子を流れる電流を正常にデジタル値に変換することができ、従来技術で問題となっていた高速で高価なＡＤコンバータを使用する必要が無く、スイッチング周波数の高いスイッチング電源装置においてＡＤコンバータを用いてスイッチング素子を流れる電流を検出する際に、スイッチング電源装置が高コストなものになってしまう課題を解決できる。
【００３８】
また、スイッチング周波数が低いスイッチング電源装置において、出力電圧可変機能により出力電圧を低く設定している場合や過電流保護機能により出力電圧を垂下させた場合に、スイッチング素子のオン時間が短くなっても、スイッチング素子がオンした時に流れる電流の電流変換信号の電圧がクランプコンデンサに保持され、高速で高価なＡＤコンバータを使用する必要が無く、スイッチング電源装置が高コストなものになってしまう課題を解決できる。
【００３９】
さらには、スイッチング素子のオンにより流れる電流を電圧に変換する際に電流電圧変換素子に発生する電圧が平均化されずにＡＤコンバータに入力されることから、電流電圧検出素子として値の小さい抵抗を用いることで損失を低くしても、ＡＤコンバータに十分な電圧を入力することができるため、スイッチング電源装置の変換効率が低下する問題を解決でき、また、分解能の高いＡＤコンバータを使用する必要もなくなるためスイッチング電源装置が高コストになってしまう問題も解決できる。
【００４０】
（寄生ダイオードを持つクランプ素子を用いた場合の効果）
また、クランプ素子に寄生ダイオードを持つスイッチ素子を使用し、寄生ダイオードの順方向が、電流電圧変換素子からクランプコンデンサへの向きとなるようにクランプ素子が接続されていることで、クランプ素子がオフの際に、クランプコンデンサに蓄えられた電荷が寄生ダイオードを介して電流電圧変換素子へ放出されることを防ぎ、スイッチング素子のオンによる通過電流で電流電圧変換素子に発生した電圧をクランプコンデンサに確実に保持してＡＤコンバータにより正確にデジタル値に変換できる。
【００４１】
（寄生ダイオードを持つクランプ素子を逆向き接続した場合の効果）
また、クランプ素子に寄生ダイオードを持つスイッチ素子を使用し、寄生ダイオードの順方向が、クランプコンデンサから電流電圧変換素子への向きとなるようにクランプ素子が接続され、電流電圧変換素子に発生する電流変換信号の電圧値が寄生ダイオードの順方向降下電圧以下になるように設定されていることで、寄生ダイオードの向きによらず、クランプコンデンサに蓄えられた電荷が放出されることが無く、従って、寄生ダイオードの順方向が、クランプコンデンサから電流電圧変換素子への向きとなるようにクランプ素子を接続することができるようになるため、クランプコンデンサの電位を基準としてクランプ素子を制御することが可能になるためクランプ素子を安定にオンさせることができる。
【００４２】
（第２発明の効果）
本発明の別の形態にあっては、電力変換部、電流検出部及び制御回路部を備えたスイッチング電源装置に於いて、電力変換部は、スイッチング素子駆動信号によるスイッチング素子のオンオフによって入力電源が供給する入力電圧を断続電圧に変換した後に整流平滑して直流電圧を生成し、電流検出部は、電流電圧変換素子、クランプ素子、クランプコンデンサ及びバイアス回路から構成され、電流電圧変換素子は、一端がスイッチング素子に接続され、他端が入力電源のグランドに接続され、スイッチング素子を通過する電流を電圧信号である電流変換信号に変換するものであり、クランプ素子は、クランプ素子駆動信号によりオンオフされるスイッチ素子であり、一端が電流電圧変換素子の他端と入力電源のグランドとの接続点に接続され、他端がクランプコンデンサの一端に接続され、クランプ素子がオンの時は電流電圧変換素子とクランプコンデンサを接続して電流電圧変換素子により変換された電流変換信号をクランプコンデンサに充電し、クランプ素子がオフの時は電流電圧変換素子とクランプコンデンサを切離してクランプコンデンサに充電した電流変換信号の放電を阻止してクランプするものであり、クランプコンデンサは、一端が所定のバイアス電圧を発生するバイアス回路を介して制御回路部内のＡＤコンバータの入力に接続され、他端が制御回路部のグランドと電流電圧変換素子の一端の接続点に接続され、制御回路部は、ＡＤコンバータを備え、電流電圧変換素子の一端とクランプコンデンサの他端との接続点をグランドとして動作し、クランプコンデンサにクランプされた電流変換信号からバイアス電圧を差し引いた電圧信号がＡＤコンバータに入力され、スイッチング素子とクランプ素子を同期してオンオフするようにスイッチング素子駆動信号及びクランプ素子駆動信号を出力するようにしたため、前述した第１発明の効果に加え、スイッチング素子に電流定格の大きな素子、例えばＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ等のゲート・ソース間に入力容量を持つ素子を用いても、スイッチング素子駆動信号によりスイッチング素子をオンさせるための電流が電流電圧変換素子に流れず、ＡＤコンバータによりスイッチング素子のオンで流れる電流値を取得する場合の誤差が大きくなる問題を解決することができる。
【００４３】
（寄生ダイオードを持つクランプ素子を用いた場合の効果）
また、クランプ素子は、寄生ダイオードを持つスイッチ素子が使用され、寄生ダイオードの順方向が、クランプコンデンサから電流電圧変換素子への向きとなるようにクランプ素子が接続されていることで、クランプ素子がオフの際に、クランプコンデンサに蓄えられた電荷が寄生ダイオードを介して電流電圧変換素子へ放出されることを防ぎ、スイッチング素子のオンによる通過電流で電流電圧変換素子に発生した電圧をクランプコンデンサに確実に保持してＡＤコンバータにより正確にデジタル値に変換できる。
【００４４】
（寄生ダイオードを持つクランプ素子の逆向き接続した場合の効果）
また、クランプ素子は、寄生ダイオードを持つスイッチ素子が使用され、寄生ダイオードの順方向が、電流電圧変換素子からクランプコンデンサへの向きとなるようにクランプ素子が接続され、電流電圧変換素子に発生する電流変換信号の電圧値が寄生ダイオードの順方向降下電圧以下になるように設定されていることで、寄生ダイオードの向きによらず、クランプコンデンサに蓄えられた電荷が放出されることが無く、従って、寄生ダイオードの順方向が、クランプコンデンサから電流電圧変換素子への向きとなるようにクランプ素子を接続することができる。
【００４５】
（スイッチング素子駆動信号によるクランプ素子の駆動による効果）
また、制御回路部は、スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動信号でクランプ素子を駆動するようにしたため、制御回路部にクランプ素子駆動信号を発生する駆動回路を設ける必要がなくなり、回路構成を簡単にしてコストを低減できる。
【００４６】
（クランプ素子のオフをスイッチング素子のオフより速める制御の効果）
制御回路部は、クランプ素子をオフするタイミングを、スイッチング素子をオフするタイミングよりも速くするように制御し、例えば、制御回路部はスイッチング素子及びクランプ素子にスイッチング素子駆動信号を出力し、スイッチング素子にスイッチング素子駆動信号を出力する信号ラインに、スイッチング素子駆動信号のオフタイミングを遅延させるオフ遅延回路を設けるようにしたため、クランプ素子としてクランプ素子駆動信号に速く応答できないスイッチ素子を用いた場合に、ＡＤコンバータで変換する電流値の取得の誤差が大きくなる問題を解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】スイッチング電源装置の第１実施形態の基本的な構成を示した回路ブロック図
【図２】スイッチング電源装置の第１実施形態の具体的な構成を示した回路ブロック図
【図３】図２のスイッチング電源装置における各部の信号波形を示したタイムチャート
【図４】クランプ素子をスイッチング素子駆動信号によりオンオフするスイッチング装置の第１実施形態の変形例を示した回路ブロック図
【図５】スイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路ブロック図
【図６】クランプ素子駆動信号に早く応答できないクランプ素子を使用したスイッチング電源装置における各部の信号波形を示したタイムチャート
【図７】スイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路ブロック図
【図８】図７のスイッチング電源装置における各部の信号波形を示したタイムチャート
【発明を実施するための形態】
【００４８】
［スイッチング電源装置の第１実施形態］
図１はスイッチング電源装置の第１実施形態の基本的な構成を示した回路ブロック図、図２はスイッチング電源装置の第１実施形態の具体的な構成を示した回路ブロック図である。
【００４９】
（回路構成の概要）
図１に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置１０は、電力変換部１２、制御回路部１４及び電流検出部１６から構成される。電力変換部１２はスイッチング素子１８、トランス２０、整流素子２２，２４、出力インダクタ２６及び出力コンデンサ２８を備える。
【００５０】
制御回路部１４はスイッチング素子駆動回路３２、クランプ素子駆動回路３４及びＡＤコンバータ３６を備える。電流検出部１６は、電流電圧変換素子３８、クランプ素子４０及びクランプコンデンサ４２を備える。
【００５１】
ここで、図１では、クランプ素子４０をスイッチ素子として記載したが、図２ではクランプ素子４０の具体例として、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを使用している。以下、図２に従って説明を行う。
【００５２】
（電力変換部）
図２に示すように、電力変換部１２は、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子１８を備えており、入力電源１１の入力電圧Ｖｉｎをトランス２０の１次巻線２０ａに接続したスイッチング素子１８のオンオフにより断続電圧に変換してトランス２０の２次巻線２０ｂに伝達し、２次巻線２０ｂに接続した整流素子２２，２４により整流した後に、出力インダクタ２６と出力コンデンサ２８により平滑して生成した直流電圧Ｖｏを負荷３０に供給している。
【００５３】
ここで、電力変換部１２は、スイッチング素子１８、トランス２０、整流素子２２，２４、出力インダクタ２６及び出力コンデンサ２８により構成されるシングルエンディッドフォワードコンバータを例に用いている。
【００５４】
（電流検出部）
図２に示すように、電流検出部１６は、電流検出抵抗を用いた電流電圧変換素子３８、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを用いたクランプ素子４０、クランプコンデンサ４２から構成されている。
【００５５】
電流電圧変換素子３８は一端がスイッチング素子１８に接続され、他端が入力電源１１のマイナス側（グランド）と制御回路部１４のグランドの接続点に接続されている。クランプ素子４０はソース端子Ｓとなる一端が電流電圧変換素子３８の一端とスイッチング素子１８の接続点に接続され、クランプ素子４０のドレイン端子Ｄとなる他端はクランプコンデンサ４２の一端に接続されている。
【００５６】
クランプコンデンサ４２の一端は制御回路部１４内のＡＤコンバータ３６の入力に接続されており、クランプコンデンサ４２の他端は、制御回路部１４のグランドに接続されている。
【００５７】
電流電圧変換素子３８はスイッチング素子通過電流ＩＭを電圧信号である電流変換信号ＶＲｓに変換する。電流電圧変換素子３８の抵抗値をＲｓとすると、電圧信号である電流変換信号ＶＲｓの電圧は、ＶＲｓ＝ＩＭ×Ｒｓとなる。
【００５８】
クランプ素子４０は、クランプ素子駆動回路３４から出力されるクランプ素子駆動信号ＶＱでオンオフされるＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチ素子であり、クランプ素子駆動信号ＶＱのＨレベルによりクランプ素子４０がオンの時は電流電圧変換素子３８とクランプコンデンサ４２を接続し、クランプ素子駆動信号ＶＱのＬベルによりクランプ素子４０がオフの時は電流電圧変換素子３８とクランプコンデンサ４２を切り離して非導通状態とする。
【００５９】
（制御回路部）
図２に示す制御回路部１４は、スイッチング素子駆動回路３２、クランプ素子駆動回路３４、ＡＤコンバータ３６から構成されており、制御回路部１４は、電流電圧変換素子３８の他端と入力電源１１のマイナス側（グランド）との接続点をグランドとして動作している。従って、制御回路部１４内のＡＤコンバータ３６は、入力電源１１のマイナス側をグランドとして動作している。
【００６０】
また、制御回路部１４は、不図示のＣＰＵ、メモリ等を備えており、ＡＤコンバータ３６の出力となるスイッチング素子通過電流ＩＭのデジタル値に基づいてスイッチング素子１８のデューティ等の制御や、スイッチング電源装置全体の制御を行っている。
【００６１】
スイッチング素子駆動回路３２は、スイッチング素子１８へ向けてスイッチング素子駆動信号ＶＴＲを出力する。図２では、スイッチング素子１８にＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを使用しているので、スイッチング素子駆動信号ＶＴＲがＨレベルの時はスイッチング素子１８がオン、スイッチング素子駆動信号ＶＴＲがＬレベルの時はスイッチング素子１８がオフする。
【００６２】
クランプ素子駆動回路３４は、クランプ素子４０へ向けてクランプ素子駆動信号ＶＱを出力する。図２では、クランプ素子４０にＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを使用しているので、クランプ素子駆動信号ＶＱがＨレベルの時はクランプ素子４０がオンし、クランプ素子駆動信号ＶＱがＬレベルの時はクランプ素子４０がオフする。また、クランプ素子４０は、スイッチング素子１８と同期してオンオフするように制御されている。
【００６３】
ＡＤコンバータ３６は、クランプコンデンサ４２が出力するアナログ電圧であるクランプ信号ＶＣｓが入力され、デジタル値に変換した値を出力する。ＡＤコンバータ３６は、スイッチング素子１８のオン時間よりも変換時間が長い低速のＡＤコンバータを用いることができる。
【００６４】
（回路動作）
図３は図２のスイッチング電源装置における各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図３（Ａ）はスイッチング素子駆動信号ＶＴＲを示し、図３（Ｂ）はスイッチング素子通過電流ＩＭを示し、図３（Ｃ）は電流電圧変換素子３８の電圧信号となる電流変換信号ＶＲｓを示し、図３（Ｄ）はクランプ素子駆動信号ＶＱを示し、図３（Ｅ）はクランプコンデンサ４２のクランプ信号ＶＣｓを示す。
【００６５】
（電力変換動作）
スイッチング素子駆動回路３２は、図３（Ａ）に示すように、スイッチング素子駆動信号ＶＴＲをスイッチング素子１８に向けて出力する。スイッチング素子駆動信号ＶＴＲがＨレベルのときスイッチング素子１８がオンし、スイッチング素子駆動信号ＶＴＲがＬレベルのときスイッチング素子１８がオフする。
【００６６】
スイッチング素子１８のオンオフにより、入力電源１１から供給された入力電圧Ｖｉｎが断続電圧に変換される。断続電圧は電力変換部１２で変圧、整流、平滑されることで、出力電圧Ｖｏが生成され、負荷３０に供給される。制御回路部１４は、出力電圧Ｖｏが所定の値となるようにスイッチング素子１８のオンデューティを制御している。
【００６７】
図３（Ｂ）に示すように、スイッチング素子１８がオンの時にはスイッチング素子通過電流ＩＭが流れ、スイッチング素子１８がオフの時にはスイッチング素子通過電流ＩＭが流れない。スイッチング電源装置１０は、スイッチング素子通過電流ＩＭ、スイッチング素子１８のオンデューティ、入力電圧Ｖｉｎ及びスイッチング電源装置１０の変換効率の全てを乗じた値と、電力変換部１２から負荷３０へ出力される出力電流Ｉｏに出力電圧Ｖｏを乗じた値が等しくなる。従って、出力電流Ｉｏが増加するとスイッチング素子通過電流ＩＭが増加し、出力電流Ｉｏが低下するとスイッチング素子通過電流ＩＭが低下する動作となる。
【００６８】
（電流検出動作）
スイッチング素子通過電流ＩＭは電流検出抵抗である電流電圧変換素子３８を流れる。電流電圧変換素子３８には、スイッチング素子通過電流ＩＭに比例した電圧信号である電流変換信号ＶＲｓが発生する。従って、図３（Ｃ）に示すように、スイッチング素子１８がオンの時には、電流変換信号ＶＲｓは、スイッチング素子通過電流ＩＭに電流電圧変換素子３８の抵抗値を乗じて求められる電圧信号としての電流変換信号ＶＲｓ（＝ＩＭ×Ｒｓ）が発生し、スイッチング素子１８がオフの時には電流変換信号ＶＲｓはゼロとなる。
【００６９】
（クランプ動作）
クランプ素子駆動回路３４は、図３（Ｄ）に示すように、クランプ素子駆動信号ＶＱをクランプ素子４０に向けて出力する。スイッチング素子１８がオンのときにクランプ素子４０がオンし、スイッチング素子１８がオフのときにクランプ素子４０がオフするようにクランプ素子駆動信号ＶＱが制御される。
【００７０】
クランプ素子４０がオンのとき、スイッチング素子１８もオンしているので、スイッチング素子通過電流ＩＭが電流電圧変換素子３８を流れており、スイッチング素子通過電流ＩＭに電流電圧変換素子３８の抵抗値Ｒｓを乗じて求められる電圧が発生している。
【００７１】
ここでは、クランプ素子４０がオンしているため、電流電圧変換素子３８とクランプコンデンサ４２が導通状態となり、クランプコンデンサ４２は電流電圧変換素子３８に発生している電流変換信号ＶＲｓの電圧で充電される。従って、クランプコンデンサ４２の発生電圧であるクランプ信号ＶＣｓは、スイッチング素子通過電流ＩＭに電流電圧変換素子３８の抵抗値を乗じて求められる電流変換信号ＶＲｓの電圧となる。
【００７２】
クランプ素子４０がオフのとき、スイッチング素子１８もオフしているので、スイッチング素子通過電流ＩＭが電流電圧変換素子３８を流れず、電流電圧変換素子３８には電圧が発生していない。
【００７３】
ここではクランプ素子４０がオフしているため、電流電圧変換素子３８とクランプコンデンサ４２が非導通状態となっており、クランプコンデンサ４２の電荷は電流電圧変換素子３８を介して放電されることがなく、電流電圧変換素子３８の発生電圧が無くなってもクランプコンデンサ４２のクランプ信号ＶＣｓは、スイッチング素子通過電流ＩＭに電流電圧変換素子３８の抵抗値を乗じて求められる電流変換信号ＶＲｓの電圧が保持されている状態となる。
【００７４】
（ＡＤコンバータ動作）
クランプコンデンサ４２に保持されたクランプ信号ＶＣｓはＡＤコンバータ３６に入力されてデジタル値に変換される。クランプコンデンサ４２のクランプ信号ＶＣｓは、スイッチング素子１８がオンオフの何れの場合でも、スイッチング素子通過電流ＩＭに電流電圧変換素子３８の抵抗値を乗じて求められる電流変換信号ＶＲｓの電圧が保持されている状態となっているため、ＡＤコンバータ３６の変換動作が遅いものを使用しても、スイッチング素子１８を流れる電流を正常にデジタル値に変換することができる。
【００７５】
（第１実施形態のメリット）
以上のように本実施形態のスイッチング電源装置１０では、スイッチング素子１８のオン期間に対して変換時間の遅い低速のＡＤコンバータ３６を使用しても、スイッチング素子通過電流ＩＭを正常にデジタル値に変換することができる。
【００７６】
これにより、従来技術で問題となっていた高速で高価なＡＤコンバータを使用する必要が無く、スイッチング周波数の高いスイッチング電源装置においてＡＤコンバータ３６を用いてスイッチング素子１８を流れる電流を取得する際にスイッチング電源装置が高コストなものになってしまう課題を解決できる。
【００７７】
また、スイッチング周波数が低いスイッチング電源装置においても、出力電圧可変により出力電圧を低く設定した場合や、過電流保護回路により出力電圧を垂下させる過電流保護動作が行われた場合に、スイッチング素子１８のオン時間が短くなっても、クランプコンデンサ４２にスイッチング素子１８を流れる電流から変換した電圧が保持されているため、高速で高価なＡＤコンバータを使用する必要が無く、ＡＤコンバータ３６を用いてスイッチング素子１８を流れる電流を取得する際にスイッチング電源装置が高コストなものになってしまう課題を解決できる。
【００７８】
さらには、スイッチング素子１８を流れる電流を電圧に変換する際に電流検出抵抗を用いた電流電圧変換素子３８に発生する電圧が平均化されずにＡＤコンバータに入力されることから、電流検出抵抗の抵抗値を大きくして発生する電圧を大きくする必要がなく、小さな抵抗値の電流検出抵抗を使用することで損失が低くてもＡＤコンバータに十分な電圧を入力することができ、スイッチング電源装置の変換効率が低下する問題を解決でき、また、分解能の高いＡＤコンバータを使用する必要もなくなるためスイッチング電源装置が高コストになってしまう問題も解決できる。
【００７９】
（クランプ素子の方向）
図２のクランプ素子４０に用いたＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴは、ソース端子Ｓを電流電圧変換素子３８と接続し、ドレイン端子Ｄをクランプコンデンサ４２と接続している。これは、クランプ素子４０に用いたＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオード４４の方向を考慮しているためであり、寄生ダイオード４４の順方向が電流電圧変換素子３８からクランプコンデンサ４２への向きとなるように接続している。これにより、クランプ素子４０がオフの際に、クランプコンデンサ４２に蓄えられた電荷が電流電圧変換素子３８へ放電されることを防いでいる。
【００８０】
ここで、一般的な寄生ダイオードは順方向に電圧降下（０．３Ｖ〜１Ｖ程度）を持っているため、この値よりも小さな電圧を印加しても順方向に電流が流れない。この特性を利用し、電流電圧変換素子３８に発生する電流変換信号ＶＲｓの電圧値が寄生ダイオード４４の順方向降下電圧値以下であれば、寄生ダイオード４４の向きによらず、クランプコンデンサ４２に蓄えられた電荷が放電されることが無い。
【００８１】
従って、電流電圧変換素子３８に発生する電流変換信号ＶＲｓの電圧値を寄生ダイオード４４の順方向降下電圧値以下となるように設定している場合は、クランプ素子４０のドレイン端子Ｄを電流電圧変換素子３８と接続し、ソース端子Ｓをクランプコンデンサ４２と接続することができる。
【００８２】
クランプ素子４０のソース端子Ｓをクランプコンデンサ４２と接続した場合は、ソース端子Ｓを電流電圧変換素子３８に接続した場合よりもクランプ素子４０を安定に動作させることができるという効果が得られる。以下、理由を述べる。
【００８３】
クランプ素子４０がＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴの場合には、クランプ素子４０はソース端子Ｓを基準としてゲート端子Ｇがソース端子Ｓに印加されている電圧よりも所定のしきい値電圧だけ高い電圧が印加されるとオンし、低い電圧が印加されるとオフする動作となる。一般的なスイッチング電源装置では、スイッチング素子１８がオンした直後の短い時間の間はサージ電流が流れる場合が多い。このサージ電流はスイッチング素子通過電流ＩＭと比較して数倍になることも有り、また、高周波の振動成分を持っていることが多いため、電流電圧変換素子３８に高周波の電圧振動を伴った高い電圧を発生させる。
【００８４】
クランプ素子４０のソース端子Ｓを電流電圧変換素子３８に接続した場合は、クランプ素子４０のソース端子Ｓにサージ電流で発生する高い電圧が印加されることになり、サージ電流が流れている期間は、クランプ素子４０がオンできなかったり、高速にオンオフを繰り返すといった不具合が発生する。
【００８５】
これに対して、クランプコンデンサ４２は、スイッチング素子１８がオンした直後のサージ電流の影響を受けずに安定な電圧が維持されているため、クランプ素子４０のソース端子Ｓをクランプコンデンサ４２に接続した場合は、クランプ素子４０のソース端子Ｓにはサージ電流で発生する高周波の電圧振動を伴った高い電圧が印加されることがない。従って、クランプ素子４０はクランプコンデンサ４２の電位を基準として制御することが可能となり、クランプ素子４０を安定にオンさせることができる。
【００８６】
（第１実施形態の変形例１）
図１及び図２の実施形態では、電力変換部１２としてシングルエンディッドフォワードコンバータを用いているが、入力電圧Ｖｉｎをスイッチング素子１８のオンオフにより断続電圧に変換し、断続電圧を整流平滑することで出力電圧Ｖｏを発生させる回路であれば、どのような回路方式を使用しても良く、例えば、ブリッジコンバータ、フライバックコンバータ、チョッパー回路等を使用しても良い。
【００８７】
また、図１及び図２の実施形態では、スイッチング素子１８としてＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを用いているが、スイッチング素子１８のオンオフにより断続電圧を発生できるものであれば、ＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等でも構わない。
【００８８】
また、図２の実施形態では、クランプ素子４０としてＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを用いているが、同じ動作を実現できるものであれば、ＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタ等でも良い。
【００８９】
（第１実施形態の変形例２）
図４はクランプ素子をスイッチング素子駆動信号によりオンオフするスイッチング装置の第１実施形態の変形例を示した回路ブロック図である。
【００９０】
図１及び図２の実施形態では、制御回路部１４にスイッチング素子駆動回路３２とクランプ素子駆動回路３４を設けているが、図４の実施形態にあっては、制御回路部１４にクランプ素子駆動回路３４が設けられておらず、スイッチング素子駆動回路３２からのスイッチング素子駆動信号ＶＴＲを、そのままクランプ素子駆動信号ＶＱとしてクランプ素子４０に向けて出力している。
【００９１】
このためクランプ素子４０はスイッチング素子１８と同期してオンオフされ、図１及び図２の実施形態と同じ動作を実現できる。
【００９２】
また、制御回路部１４にクランプ素子駆動回路３４を設ける必要がないことから、その分、回路構成を簡単にしてコストを低減できる。
【００９３】
［スイッチング電源装置の第２実施形態］
図５はスイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路ブロック図である。
【００９４】
（第１実施形態の課題）
図１乃至図４に示した第１実施形態のスイッチング電源装置１０では、スイッチング素子１８に電流定格の大きな素子を用いる場合にＡＤコンバータ３６による電流値の取得の誤差が大きくなる問題が発生する場合がある。これは、スイッチング素子１８に大きな入力容量Ｃｉｓｓ（スイッチング素子のゲート−ソース間容量）を持つＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ等を用いた場合に見られる。
【００９５】
図２のスイッチング電源装置１０では、スイッチング素子１８は、制御回路部１４内のスイッチング素子駆動回路３２で制御されている。スイッチング素子駆動回路３２は制御回路部１４内にあるため、入力電源１１のマイナス側と電流電圧変換素子３８の接続点をグランドとして動作している。
【００９６】
スイッチング素子駆動回路３２がスイッチング素子１８をオンさせる場合、
「（制御回路部１４内のスイッチング素子駆動回路３２）→（スイッチング素子１８のゲート端子Ｇからソース端子Ｓの入力容量Ｃｉｓｓ）→（電流電圧変換素子３８の一端から他端）→（制御回路部１４のグランド）」
の経路で電流が流れる。
【００９７】
従って、スイッチング素子１８をオンさせる場合、電流電圧変換素子３８には、スイッチング素子通過電流ＩＭに加えて、スイッチング素子１８をオンさせるための電流ＩＴＲｏｎが流れる。
【００９８】
ここで、スイッチング素子１８に電流定格の大きな素子の場合は入力容量Ｃｉｓｓも大きくなるため、スイッチング素子１８をオンさせるための電流ＩＴＲｏｎも大きくなってしまう。スイッチング素子１８をオンさせるための電流ＩＴＲｏｎが大きくなるとスイッチング素子通過電流ＩＭをＡＤコンバータ３６でデジタル値に変換して取得する際の誤差になってしまう。図５の第２実施形態のスイッチング電源装置は、この課題を解決する。
【００９９】
（第２実施形態の構成と動作）
図５に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、図１及び図２の第１実施形態のスイッチング電源装置と比較して、電流検出部１６の構成と制御回路部１４のグランド位置が異なる。
【０１００】
図５に示すように、本実施形態では、制御回路部１４のグランドがスイッチング素子１８と電流電圧変換素子３８の一端の接続点に接続されている。これにより、スイッチング素子駆動回路３２がスイッチング素子１８をオンさせる動作において、
「（制御回路部１４内のスイッチング素子駆動回路３２）→（スイッチング素子１８のゲート端子Ｇからソース端子Ｓの入力容量Ｃｉｓｓ）→（制御回路部１４のグランド）」
の経路でスイッチング素子１８をオンさせる電流ＩＴＲｏｎが流れ、電流電圧変換素子３８にスイッチング素子１８をオンさせる電流ＩＴＲｏｎが流れない。
【０１０１】
このためスイッチング素子１８に大きな入力容量Ｃｉｓｓ（スイッチング素子のゲート−ソース間容量）を持つＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ等を用いることで、スイッチング素子１８をオンさせるための電流ＩＴＲｏｎが大きくなっても、スイッチング素子通過電流ＩＭをＡＤコンバータ３６でデジタル値に変換する際の誤差は発生しない。
【０１０２】
また、本実施形態においても、スイッチング素子１８がオンのときにクランプ素子４０がオンし、スイッチング素子１８がオフのときにクランプ素子４０がオフすることで、電流電圧変換素子３８に発生する電流変換信号ＶＲｓの電圧がクランプコンデンサ４２にクランプ信号ＶＣｓとして蓄えられる動作は、図２の第１実施形態と同様である。
【０１０３】
（電流検出部の相違点）
図５に示した第２実施形態における電流検出部１６の図２に示した第１実施形態に対する相違点は、電流電圧変換素子３８が制御回路部１４のグランドと入力電源１１のマイナス側の接続点との間に接続されており、クランプコンデンサ４２の他端が制御回路部１４のグランドに接続されていることである。なお、図２では、クランプコンデンサ４２の他端は制御回路部１４のグランドと入力電源１１のマイナス側の接続点に接続されている。
【０１０４】
このため、クランプコンデンサ４２の他端（制御回路部１４のグランドと接続される側）はプラスの電圧となり、クランプコンデンサ４２の一端（クランプ素子４０の他端と接続される側）は、制御回路部１４のグランドに対してマイナスの電圧を持つことになる。
【０１０５】
一般的なＡＤコンバータはマイナスの電圧をデジタル値に変換することができず、また、回路の誤動作を引き起こす原因となるため、マイナスの電圧を入力することは許可されていない。
【０１０６】
そこで、本実施形態では、クランプコンデンサ４２の一端とＡＤコンバータ３６の入力の間にバイアス回路４６を挿入している。バイアス回路４６は、電圧源Ｖｃｃ、抵抗４８，５０の分圧回路で構成され、抵抗４８に発生する電圧をバイアス電圧Ｖｂとして用いている。
【０１０７】
スイッチング素子１８のオンにより流れるスイッチング素子通過電流ＩＭにより電流電圧変換素子３８に発生した電流変換信号ＶＲｓの電圧は、クランプ素子４０のオンによりクランプコンデンサ４２に充電されて保持され、ＡＤコンバータ３６の入力とグランドの間には、バイアス回路４６の抵抗４８とクランプコンデンサ４２を直列接続した回路の電圧が加わり、これがＡＤコンバータ３６の入力となる。
【０１０８】
即ち、ＡＤコンバータ３６には、バイアス電圧Ｖｂからクランプ信号ＶＣｓを差し引いた電圧信号ＶＣｂｓ＝Ｖｂ−ＶＣｓが入力される。
【０１０９】
このため本実施形態では、スイッチング素子通過電流ＩＭが大きくなるほど、クランプコンデンサ４２の一端のクランプ電圧ＶＣｓがマイナス方向に大きくなることから、ＡＤコンバータ３６で取得したいスイッチング素子通過電流ＩＭの最大値に対して電流電圧変換素子３８に発生する電圧以上にバイアス電圧Ｖｂを設定する必要がある。
【０１１０】
例えば、ＡＤコンバータ３６で取得したいスイッチング素子通過電流ＩＭの最大値に対して電流電圧変換素子３８に発生する電圧とバイアス電圧Ｖｂを等しくなるように設定した場合は、スイッチング素子通過電流ＩＭがゼロの時はＡＤコンバータ３６に入力される電圧ＶＣｂｓがバイアス電圧Ｖｂとなり、スイッチング素子通過電流ＩＭが最大の時はＡＤコンバータ３６に入力される電圧ＶＣｂｓがゼロとなり、電流電圧変換素子３８に発生する電圧とＡＤコンバータ３６で変換するデジタル値は反比例して変化する関係となる。
【０１１１】
（第２実施形態のメリット）
このような第２実施形態のスイッチング電源装置１０の構成と動作により、第１実施形態のスイッチング電源装置のメリットに加え、スイッチング素子１８に電流定格の大きな素子を用いる場合にＡＤコンバータ３６による電流値の取得の誤差が大きくなる問題を解決することができる。
【０１１２】
（クランプ素子の方向）
図５のクランプ素子４０に用いたＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴは、ソース端子Ｓをクランプ素子４２と接続し、ドレイン端子Ｄを電流電圧変換素子３８と接続している。これは、クランプ素子４０に用いたＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオード４４の方向を考慮しているためであり、寄生ダイオード４４の順方向がクランプコンデンサ４２から電流電圧変換素子３８への向きとなるように接続している（クランプコンデンサ４２に発生する電圧の極性が第１実施形態と逆の極性となるため、寄生ダイオード４４の方向を逆としている）。
【０１１３】
これにより、クランプ素子４０がオフの際に、クランプコンデンサ４２に蓄えられた電荷が電流電圧変換素子３８へ放電されることを防いでいる。第２実施形態においても、電流電圧変換素子３８に発生する電流変換信号ＶＲｓの電圧値が寄生ダイオード４４の順方向降下電圧値以下となるように設定すれば、寄生ダイオード４４の方向によらず、クランプコンデンサ４２に蓄えられた電荷が放電されることが無いため、寄生ダイオード４４の方向が図５と逆になるようにクランプ素子４０を用いてもかまわない。
【０１１４】
［スイッチング電源装置の第３実施形態］
図６はクランプ素子駆動信号に早く応答できないクランプ素子を使用した第１実施形態のスイッチング電源装置における各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図６（Ａ）はスイッチング素子駆動信号ＶＴＲを示し、図６（Ｂ）はスイッチング素子通過電流ＩＭを示し、図６（Ｃ）は電流電圧変換素子３８の電圧信号となる電流変換信号ＶＲｓを示し、図６（Ｄ）はクランプ素子駆動信号ＶＱを示し、図６（Ｅ）はクランプコンデンサ４２のクランプ信号ＶＣｓを示す。
【０１１５】
また、図７はスイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路ブロック図、図８は図７のスイッチング電源装置における各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図８（Ａ）はスイッチング素子駆動信号ＶＴＲを示し、図８（Ｂ）はオフを遅延したスイッチング素子駆動信号ＶＴＲ２を示し、図８（Ｃ）はスイッチング素子通過電流ＩＭを示し、図８（Ｄ）は電流電圧変換素子３８の電圧信号となる電流変換信号ＶＲｓを示し、図８（Ｅ）はクランプ素子駆動信号ＶＱを示し、図８（Ｆ）はクランプコンデンサ４２のクランプ信号ＶＣｓを示す。
【０１１６】
（第１及び第２実施形態の課題）
図１乃至図５に示した第１及び第２実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチング素子１８及びクランプ素子４０として、スイッチング素子駆動信号ＶＴＲおよびクランプ素子駆動信号ＶＱに十分に速く応答できる素子を用いた場合には、問題が発生することが無い。しかし、クランプ素子４０としてクランプ素子駆動信号ＶＱに速く応答できない素子を用いた場合に図６に示す問題が発生する。
【０１１７】
図３では、スイッチング素子１８がオフしている時でもクランプコンデンサ４２に電流変換信号ＶＲｓにより充電されたクランプ信号ＶＣｓが蓄えられているのに対して、図６では、スイッチング素子１８がオフする瞬間にクランプ信号ＶＣｓが低下する現象が発生し、クランプ信号ＶＣｓが脈流電圧になっている。
【０１１８】
これは、クランプ素子４０としてクランプ素子駆動信号ＶＱに速く応答できない素子を用いているため、スイッチング素子１８がオフして電流変換信号ＶＲｓが低下してもクランプ素子４０がオフできない期間が有り、クランプ素子４０がオフするまでの期間、クランプコンデンサ４２に充電しているクランプ信号ＶＣｓの電荷が導通状態にあるクランプ素子４０を介して放電してしまうためである。
【０１１９】
このようにクランプ信号ＶＣｓが脈動する現象が発生すると、スイッチング素子通過電流ＩＭがクランプ信号ＶＣｓに正しく反映されなくなるため、スイッチング素子通過電流ＩＭをＡＤコンバータ３６で取得する際の誤差が生じる。
【０１２０】
（回路構成と動作）
この問題を解決するため図７の実施形態では、クランプ素子４０をオフするタイミングを、スイッチング素子１８をオフするタイミングよりも速くするように制御する。
【０１２１】
具体的には、図７に示すように、スイッチング素子駆動回路３２とスイッチング素子１８を接続する信号ラインにオフ遅延回路５２を設ける。オフ遅延回路５２は、図８に示すように、スイッチング素子駆動回路３２から出力されたスイッチング素子駆動信号ＶＴＲがＨレベルに変化した場合、出力されるスイッチング素子駆動信号ＶＴＲ２はそのままＨレベルとなるが、スイッチング素子駆動信号ＶＴＲがＬレベルに変化した場合には、出力されるスイッチング素子駆動信号ＶＴＲ２は所定の遅延時間Ｔｄ後にＬレベルとなるようにしている。
【０１２２】
このためクランプ素子４０がスイッチング素子駆動信号ＶＴＲと同じクランプ素子駆動信号ＶＱによりオフする時刻ｔ１のタイミングを、スイッチング素子駆動信号ＶＴＲ２がスイッチング素子１８をオフする時刻ｔ２のタイミングよりも速く制御することができる。
【０１２３】
従って、クランプ素子４０としてクランプ素子駆動信号ＶＱに速く応答できない素子を用いても、スイッチング素子１８がオフして電流変換信号ＶＲｓが低下するときにはクランプ素子４０がオフしているため、クランプコンデンサ４２のクランプ信号ＶＣｓの電荷が放電することが無く、クランプコンデンサ４２には電流変換信号ＶＲｓにより充電されたクランプ信号ＶＣｓが保持され、スイッチング素子通過電流ＩＭをＡＤコンバータ３６で取得する際の誤差が生じることは無い。
【０１２４】
また、図７の実施形態では、スイッチング素子駆動回路３２がスイッチング素子１８とクランプ素子４０を駆動していることから、スイッチング素子駆動信号ＶＴＲをスイッチング素子１８に出力する信号ラインにオフ遅延回路５２を設けたが、図１及び図２の実施形態では、スイッチング素子駆動回路３２がスイッチング素子１８をオンオフ制御し、クランプ素子駆動回路３４がクランプ素子４０をオンオフ制御しているため、オフ遅延回路を設けずに、スイッチング素子駆動回路３２がスイッチング素子１８をオフさせるタイミングよりも速くクランプ素子駆動回路３４がクランプ素子４０をオフさせる制御となるように設定を行えばよい。
【０１２５】
（第３実施形態のメリット）
このように図７に示した第３実施形態のスイッチング電源装置では、前述した第１実施形態及び第２実施形態のメリットに加えて、クランプ素子４０としてクランプ素子駆動信号ＶＱに速く応答できない素子を用いた場合に、クランプ信号ＶＣｓが脈動してＡＤコンバータ３６による電流値の取得の誤差が大きくなる問題を解決することができる。
【０１２６】
［本発明の変形例］
本発明は、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
【符号の説明】
【０１２７】
１０：スイッチング電源装置
１１：入力電源
１２：電力変換部
１４：制御回路部
１６：電流検出部
１８：スイッチング素子
２０：トランス
２０ａ：１次巻線
２０ｂ：２次巻線
２２，２４：整流素子
２６：出力インダクタ
２８：出力コンデンサ
３０：負荷
３２：スイッチング素子駆動回路
３４：クランプ素子駆動回路
３６：ＡＤコンバータ
３８：電流電圧変換素子
４０：クランプ素子
４２：クランプコンデンサ
４４：寄生ダイオード
４６：バイアス回路
４８，５０：抵抗
５２：オフ遅延回路
【図１】
2019201442.tif 000003
【図２】
2019201442.tif 000004
【図３】
2019201442.tif 000005
【図４】
2019201442.tif 000006
【図５】
2019201442.tif 000007
【図６】
2019201442.tif 000008
【図７】
2019201442.tif 000009
【図８】
2019201442.tif 000010