(57)【要約】【課題】ＭＩＭＯレーダにおいて物体の方位の検出精度を向上させる。【解決手段】送信アンテナ部３は、予め設定された配列方向に沿って一列に配置されるＭ個の送信アンテナを有する。受信アンテナ部４は、配列方向に沿って一列に配置されるＮ個の受信アンテナを有する。レーダ装置１では、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナとにより、複数の仮想受信アンテナが配列方向に沿って一列に配置される仮想アレーが形成される。処理部６は、仮想受信信号行列に対して、受信間カップリング行列の逆行列と、送信間カップリング行列の逆行列とを乗ずることにより、Ｍ×Ｎ個の仮想受信信号を補正する。あるいは、処理部６は、仮想受信信号行列に対して、全仮想チャネル間カップリング行列の逆行列を乗ずることにより、Ｍ×Ｎ個の仮想受信信号を補正する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
予め設定された配列方向に沿って一列に配置される複数の送信アンテナを有する送信アンテナ部（３）と、
連続波の共通信号を発生させる発振部（２１）と、
前記共通信号を前記複数の送信アンテナと同数に分岐させた複数の分岐信号のそれぞれについて、それぞれが異なる位相回転量で、予め設定された繰返周期毎に前記分岐信号の位相を回転させる位相偏移変調を行うことで、前記複数の送信アンテナに入力される複数の送信信号を生成する変調部（２２）と、
前記配列方向に沿って一列に配置される複数の受信アンテナを有する受信アンテナ部（４）と、
前記受信アンテナ部にて受信された複数の受信信号のそれぞれから抽出される、前記複数の送信信号に対応した複数の信号成分に基づいて、前記送信アンテナ部からの放射波を反射した物体に関する情報を生成する処理部（６）と
を備え、
前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとにより、複数の仮想受信アンテナが前記配列方向に沿って一列に配置される仮想アレーが形成され、
前記処理部は、
前記複数の仮想受信アンテナで受信される複数の仮想受信信号のそれぞれを表す仮想受信信号行列に対して、少なくとも、前記複数の受信アンテナ間の相互結合を表す受信相互結合行列の逆行列と、前記複数の送信アンテナ間の相互結合を表す送信相互結合行列の逆行列とを乗ずることにより、前記複数の仮想受信信号を補正する個別補正部（Ｓ３８０）を備えるレーダ装置（１）。
【請求項２】
予め設定された配列方向に沿って一列に配置される複数の送信アンテナを有する送信アンテナ部と、
連続波の共通信号を発生させる発振部と、
前記共通信号を前記複数の送信アンテナと同数に分岐させた複数の分岐信号のそれぞれについて、それぞれが異なる位相回転量で、予め設定された繰返周期毎に前記分岐信号の位相を回転させる位相偏移変調を行うことで、前記複数の送信アンテナに入力される複数の送信信号を生成する変調部と、
前記配列方向に沿って一列に配置される複数の受信アンテナを有する受信アンテナ部と、
前記受信アンテナ部にて受信された複数の受信信号のそれぞれから抽出される、前記複数の送信信号に対応した複数の信号成分に基づいて、前記送信アンテナ部からの放射波を反射した物体に関する情報を生成する処理部と
を備え、
前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナとにより、複数の仮想受信アンテナが前記配列方向に沿って一列に配置される仮想アレーが形成され、
前記処理部は、
前記複数の仮想受信アンテナで受信される複数の仮想受信信号のそれぞれを表す仮想受信信号行列に対して、少なくとも、前記複数の仮想受信アンテナ間の相互結合を表す仮想相互結合行列の逆行列を乗ずることにより、前記複数の仮想受信信号を補正する一括補正部（Ｓ３８２）を備えるレーダ装置。
【請求項３】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
前記受信相互結合行列は、前記複数の送信アンテナのうち１個の送信アンテナに対応した前記複数の仮想受信アンテナ間の相互結合を表すレーダ装置。
【請求項４】
請求項１または請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記送信相互結合行列は、前記複数の受信アンテナのうち１個の受信アンテナに対応した前記複数の仮想受信アンテナ間の相互結合を表すレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、複数のアンテナを介して電波を送受信することで物体を検出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ミリ波レーダによる周辺監視システムにおいてターゲットの方位推定を行う場合には、各受信アンテナで受信された受信信号の位相差情報を用いる。受信アンテナ間の相互結合が大きい場合には各受信アンテナの受信信号が乱れて位相情報が不正確になり、正しく方位推定を行うことができない。
【０００３】
上記の問題を解決するために、特許文献１には、従来の一般的なＳＩＭＯのミリ波レーダにおいて、各アンテナ素子の素子間相互結合および利得・位相誤差の行列を推定し、この素子間相互結合・誤差行列を受信信号に乗じることによりアレーアンテナの校正を行う方法が記載されている。ＳＩＭＯは、Single Input Multi Outputの略である。
【０００４】
近年、ＭＩＭＯを用いることによりミリ波レーダを小型化する手法が多く採用されるようになってきている。ＭＩＭＯは、Multi Input Multi Outputの略である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４３２０４４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、ＭＩＭＯレーダでは、送信アンテナ間の相互結合によっても受信信号が乱れて位相情報が不正確になり、正しく方位推定を行うことができない場合がある。
本開示は、ＭＩＭＯレーダにおいて物体の方位の検出精度を向上させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本開示の一態様は、送信アンテナ部（３）と、発振部（２１）と、変調部（２２）と、受信アンテナ部（４）と、処理部（６）とを備えるレーダ装置（１）である。
送信アンテナ部は、予め設定された配列方向に沿って一列に配置される複数の送信アンテナを有する。発振部は、連続波の共通信号を発生させる。変調部は、共通信号を複数の送信アンテナと同数に分岐させた複数の分岐信号のそれぞれについて、それぞれが異なる位相回転量で、予め設定された繰返周期毎に分岐信号の位相を回転させる位相偏移変調を行うことで、複数の送信アンテナに入力される複数の送信信号を生成する。受信アンテナ部は、配列方向に沿って一列に配置される複数の受信アンテナを有する。処理部は、受信アンテナ部にて受信された複数の受信信号のそれぞれから抽出される、複数の送信信号に対応した複数の信号成分に基づいて、送信アンテナ部からの放射波を反射した物体に関する情報を生成する。
【０００８】
そして、本開示の一態様のレーダ装置では、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとにより、複数の仮想受信アンテナが配列方向に沿って一列に配置される仮想アレーが形成される。また処理部は、仮想受信信号行列に対して、少なくとも、受信相互結合行列の逆行列と、送信相互結合行列の逆行列とを乗ずることにより、複数の仮想受信信号を補正する個別補正部（Ｓ３８０）を備える。仮想受信信号行列は、複数の仮想受信アンテナで受信される複数の仮想受信信号のそれぞれを表す。受信相互結合行列は、複数の受信アンテナ間の相互結合を表す。送信相互結合行列は、複数の送信アンテナ間の相互結合を表す。
【０００９】
このように構成された本開示の一態様のレーダ装置は、複数の受信アンテナ間の相互結合の影響だけでなく、複数の送信アンテナ間の相互結合の影響も低減した仮想受信信号を算出することができ、物体の方位の検出精度を向上させることができる。
【００１０】
本開示の別の態様は、送信アンテナ部と、発振部と、変調部と、受信アンテナ部と、処理部とを備えるレーダ装置である。そして、本開示の別の態様のレーダ装置では、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとにより、複数の仮想受信アンテナが配列方向に沿って一列に配置される仮想アレーが形成される。また処理部は、仮想受信信号行列に対して、少なくとも、複数の仮想受信アンテナ間の相互結合を表す仮想相互結合行列の逆行列を乗ずることにより、複数の仮想受信信号を補正する一括補正部（Ｓ３８２）を備える。
【００１１】
このように構成された本開示の別の態様のレーダ装置は、本開示の一態様のレーダ装置と同様の効果を得ることができる。
なお、この欄及び特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本開示の技術的範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】レーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】送信アンテナおよび受信アンテナと物体との関係を示す図である。
【図３】仮想アレーにおける受信アンテナの配置を示す図である。
【図４】発振部の機能を示す図である。
【図５】変調部での位相偏移変調に使用する位相回転量の例を示す図である。
【図６】物体検出処理を示すフローチャートである。
【図７】選択可および選択不可な位相回転量の組み合わせパターンを示す図である。
【図８】位相回転量の選択例を示す図である。
【図９】速度スペクトラムに出現する同一物体ピーク群の例を示す図である。
【図１０】第１実施形態の情報生成処理を示すフローチャートである。
【図１１】送信アンテナおよび受信アンテナの配置と、検出対象物体の方位とを示す図である。
【図１２】受信ＣΓ補正項および送信ＣΓ補正項の算出方法を説明する図である。
【図１３】受信信号行列を説明する図である。
【図１４】方程式Ａα＝Ｂを説明する図である。
【図１５】第１のシミュレーション結果を示す図である。
【図１６】第２および第３のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】第２実施形態の情報生成処理を示すフローチャートである。
【図１８】ＣΓ補正項の算出方法を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
（第１実施形態）
以下に本開示の第１実施形態を図面とともに説明する。
本実施形態のレーダ装置１は、車両に搭載され、車両の周囲に存在する様々な物体を検出する。レーダ装置１は、複数のアンテナで同時に電波を送受信するＭＩＭＯレーダである。
【００１４】
レーダ装置１は、図１に示すように、送信部２と、送信アンテナ部３と、受信アンテナ部４と、受信部５と、処理部６とを備える。
送信アンテナ部３は、Ｍ個の送信アンテナを有する。Ｍは２以上の整数である。各送信アンテナは、予め設定された第１間隔ｄＴで、予め設定された配列方向に沿って一列に配置される。本実施形態では、配列方向は、車両の幅方向である。
【００１５】
受信アンテナ部４は、Ｎ個の受信アンテナを有する。Ｎは２以上の整数である。各受信アンテナは、第１間隔ｄＴとは異なる第２間隔ｄＲで、送信アンテナの配列方向と同じ方向に沿って配置される。
【００１６】
ここで、Ｍ＝２、Ｎ＝２の場合に各受信アンテナで受信される信号について説明する。図２に示すように、検出対象となる物体が、送信アンテナ部３および受信アンテナ部４の正面方向に対して角度θだけ傾いた方向に存在すると仮定する。また、物体での反射係数をＤ、送信アンテナＴＸ１から物体に至る経路での信号の位相変化をαＴで表し、物体から受信アンテナＲＸ１に至る経路での信号の位相変化をαＲで表す。なお、αＴおよびαＲは複素数で表現される。
【００１７】
この場合、送信アンテナＴＸ１から送信され受信アンテナＲＸ１で受信される信号は式（１）で表される。送信アンテナＴＸ１から送信され受信アンテナＲＸ２で受信される信号は式（２）で表される。送信アンテナＴＸ２から送信され受信アンテナＲＸ１で受信される信号は式（３）で表される。送信アンテナＴＸ２から送信され受信アンテナＲＸ２で受信される信号は式（４）で表される。
【００１８】
【数１】
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これらの式は、図３に示すように、４つの受信アンテナを、基準となる一つの受信アンテナからの距離が、それぞれｄＲ，ｄＴ，ｄＴ＋ｄＲとなる位置に並べた場合と等価である。図３では、最も左に位置する受信アンテナを基準としている。このように並んだ仮想的な受信アンテナ（以下、仮想受信アンテナ）を仮想アレーという。
【００１９】
ＭＩＭＯレーダでは、仮想アレーを用いることで、１個の送信アンテナとＭ×Ｎ個の受信アンテナとを備える場合と同等の角度分解能が、Ｍ＋Ｎ個の送信アンテナおよび受信アンテナによって実現される。
【００２０】
送信部２は、図１に示すように、発振部２１と、変調部２２とを備える。発振部２１は、連続波の共通信号を生成する。発振部２１は、生成した共通信号を、変調部２２に供給するとともに、ローカル信号Ｌとして受信部５にも供給する。また発振部２１は、図４に示すように、測定周期Ｔｆ（例えば、５０ｍｓ）を１フレームとして、各フレームの先頭の測定期間Ｔｍ（例えば、１０ｍｓ）の間、連続的に周波数が変化するチャープ信号を、繰返周期Ｔｐ（例えば、５０μｓ）毎に繰り返し生成する。
【００２１】
発振部２１は、測定周期Ｔｆ、測定期間Ｔｍおよび繰返周期Ｔｐを、処理部６からの指示に従って適宜変更できるように構成されている。なお、繰返周期の間に変化させるチャープ信号の周波数幅は、繰返周期Ｔｐによらず一定である。つまり、繰返周期Ｔｐを変化させることで、チャープ信号の周波数の変化率Δｆが変化するように構成されている。
【００２２】
また、繰返周期Ｔｐの許容範囲、ひいてはチャープ信号の周波数の変化率Δｆの許容範囲は、送信信号と受信信号とを混合して生成するビート信号を解析した時に、物体との相対速度に応じて生じる周波数偏移が、物体との距離に応じて生じる周波数偏移と比較して無視できる程度に小さくなるように設定される。
【００２３】
変調部２２は、発振部２１が生成した共通信号を分岐させ、送信アンテナ部３に属する送信アンテナと同数であるＭ個の分岐信号を生成する。変調部２２は、Ｍ個の分岐信号のそれぞれについて、繰返周期Ｔｐ毎に分岐信号の位相を変化させる位相偏移変調を行う。これにより、送信アンテナのそれぞれに供給するＭ個の送信信号を生成する。位相偏移変調では、Ｍ個の分岐信号のそれぞれに対して互いに異なる大きさの位相回転量Δφを設定し、繰返周期毎に、その位相回転量Δφだけ分岐信号の位相を回転させる。
【００２４】
ここで、位相偏移変調で使用する位相の数をＰとする。ＰはＭより大きい整数である。変調部２２では、ｐ＝０，１，２，…Ｐ−１として、Δφ＝ｐ×３６０°／Ｐで表されるＰ種類の位相回転量を用いる。例えば、Ｐ＝４の場合、図５に示すように、ｐ＝０ではΔφ＝０°となり、変調前の信号である分岐信号（すなわち、共通信号）に対する変調後の信号である送信信号の位相差は、全ての繰返周期Ｔｐで０°となる。ｐ＝１ではΔφ＝９０°となり、共通信号に対する送信信号の位相差は繰返周期Ｔｐ毎に切り替わり、０°→９０°→１８０°→２７０°→０°（以下同様）の順に変化する。ｐ＝２ではΔφ＝１８０°となり、共通信号に対する送信信号の位相差は繰返周期毎に切り替わり、０°→１８０°→０°→１８０°→０°（以下同様）の順に変化する。ｐ＝３ではΔφ＝２７０°となり、共通信号に対する送信信号の位相差は繰返周期毎に切り替わり、０°→２７０°→１８０°→９０°→０°（以下同様）の順に変化する。
【００２５】
上述したようにＰ＞Ｍに設定されるため、位相偏移変調には、Ｐ種類の位相回転量Δφの全種類が使用されることはなく、その一部が使用される。
変調部２２は、位相数Ｐの設定、Ｐ種類の位相回転量Δφのうち位相偏移変調に使用するＭ種類の位相回転量の選択、選択されたＭ種類の位相回転量とＭ個の送信アンテナとの対応関係の設定を適宜変更できるように構成されている。設定の変更は、処理部６からの指示に従ってもよいし、自動的に行ってもよい。自動的に変更する場合は、予め決められたパターンに従って行ってもよいし、ランダムに行ってもよい。
【００２６】
受信部５は、図１に示すように、受信アンテナ部４に属する各受信アンテナから出力されるＮ個の受信信号のそれぞれについて、ローカル信号Ｌとの差信号であるビート信号を生成し、生成されたビート信号をサンプリングして処理部６に供給する。
【００２７】
処理部６は、ＣＰＵ６１およびメモリ６２等を備えた周知のマイクロコンピュータを中心に構成された電子制御装置である。メモリ６２は、例えばＲＯＭおよびＲＡＭ等である。マイクロコンピュータの各種機能は、ＣＰＵ６１が非遷移的実体的記録媒体に格納されたプログラムを実行することにより実現される。この例では、メモリ６２が、プログラムを格納した非遷移的実体的記録媒体に該当する。また、このプログラムの実行により、プログラムに対応する方法が実行される。なお、ＣＰＵ６１が実行する機能の一部または全部を、一つあるいは複数のＩＣ等によりハードウェア的に構成してもよい。また、処理部６を構成するマイクロコンピュータの数は１つでも複数でもよい。
【００２８】
次に、処理部６が実行する物体検出処理の手順を説明する。物体検出処理は、処理部６が起動した後に繰り返し実行される処理である。
この物体検出処理が実行されると、処理部６は、図６に示すように、まずＳ１１０にて、発振部２１に生成させる共通信号に関するパラメータである繰返周期Ｔｐを設定する。上述したように、繰返周期を変化させると、チャープ信号の周波数の変化率Δｆが変化する。なお、繰返周期Ｔｐは固定値であってもよいし、本処理が実行される毎に予め決められたパターンに従って或いはランダムに複数種類の値の中から選択して繰返周期Ｔｐが設定されるようにしてもよい。また、Ｓ１１０において、測定周期Ｔｆおよび測定期間Ｔｍが適宜可変設定されるようにしてもよい。
【００２９】
処理部６は、Ｓ１２０にて、変調部２２での位相偏移変調に用いる位相数Ｐを設定する。位相数Ｐは、少なくとも送信アンテナ数Ｍより大きな値が用いられる。例えば、Ｐ＝Ｍ＋１に設定してもよい。繰返周期Ｔｐと同様に、位相数Ｐは固定値であってもよいし、本処理が実行される毎に予め決められたパターンに従って或いはランダムに複数種類の値の中から選択して位相数Ｐが設定されるようにしてもよい。
【００３０】
処理部６は、Ｓ１３０にて、位相数Ｐによって決まるＰ種類の位相回転量のうち、変調部２２での位相偏移変調に用いるＭ種類の位相回転量を選択する。Ｍ種類の位相回転量は、３６０°の中で各回転量が均等に配置されることがないように、すなわち、不均一な配置となるように選択される。
【００３１】
具体的には、ＰとＭとが公約数を持たない場合は、任意に位相回転量を選択することができる。ＰとＭとが公約数を有する場合は、配置間隔が同一パターンの繰り返しとなることがないように注意して選択する必要がある。
【００３２】
例えば、図７に示すように、Ｐ＝４且つＭ＝２である場合、位相回転量の組み合わせとして、（０°，９０°）、（９０°，１８０°）、（１８０°，２７０°）、（２７０°，０°）は選択可であるが、（０°，１８０°）、（９０°，２７０°）は選択不可である。また、Ｐ＝４且つＭ＝３である場合、位相回転量の組み合わせとして、（０°，９０°，１８０°）、（９０°，１８０°，２７０°）、（１８０°，２７０°，０°）、（２７０°，０°，９０°）の全てが選択可である。但し、本実施形態では、必ずΔφ＝０°を含んだ組み合わせを選択する。
【００３３】
なお、位相回転量の選択は、常に一定でもよいし、本処理が実行される毎に、選択可能な組み合わせの中で、予め決められたパターンに従って又はランダムに切り替えられるようにしてもよい。
【００３４】
処理部６は、Ｓ１４０にて、Ｓ１３０で選択されたＭ種類の位相回転量と、各送信アンテナとの対応関係を設定する。この対応づけは、例えば、予め設定された規則に従って割り当てられてもよいし、ランダムに割り当てられてもよい。また、対応付けは、常に一定でもよいし、本処理が実行される毎に、予め決められたパターンに従って或いはランダムに切り替えられてもよい。
【００３５】
図８は、Ｐ＝４且つＭ＝２であり、位相回転量の組み合わせとして（０°，９０°）が選択され、送信アンテナＴＸ１にΔφ＝０°、送信アンテナＴＸ２にΔφ＝９０°を割り当てた場合に、送信アンテナＴＸ１，ＴＸ２のそれぞれに供給される送信信号の位相が変化する様子を表現している。
【００３６】
処理部６は、Ｓ１５０にて、測定開始タイミングであるか否かを判断する。処理部６は、測定開始タイミングでない場合には、測定開始タイミングになるまで、Ｓ１５０の処理を繰り返すことで待機する。処理部６は、測定開始タイミングである場合には、Ｓ１６０に移行する。測定開始タイミングとは、測定周期Ｔｆによって長さが決まるフレームが切り替わるタイミングである。
【００３７】
Ｓ１６０に移行すると、処理部６は、Ｓ１１０〜Ｓ１４０での設定結果に従って送信部２を作動させ、レーダ測定を実施する。具体的には、送信部２に、測定期間Ｔｍの間、繰返周期Ｔｐ毎にチャープ信号を繰り返し送信させ、その受信信号から生成されるビート信号のサンプリング結果を取得する。以下、測定期間Ｔｍ中に繰り返し送信されるチャープ信号の数をＫ個とする。
【００３８】
処理部６は、Ｓ１７０にて、Ｎ個の受信アンテナから得られるビート信号のサンプリング結果を、受信アンテナ毎に、且つ、チャープ信号毎に周波数解析することによって、Ｎ個の受信アンテナのそれぞれについてＫ個ずつの距離スペクトラムを算出する。各距離スペクトラムでは、送信アンテナから送信された放射波を反射した物体を往復するのに要した時間（すなわち、物体までの距離）に応じた周波数にピークが出現する。
【００３９】
処理部６は、Ｓ１８０にて、Ｓ１７０にて算出されたＮ×Ｋ個の距離スペクトラムを用いて、受信アンテナ毎に速度スペクトラムを算出する。具体的には、着目する受信アンテナに関するＫ個の距離スペクトラムから、同一周波数ｂｉｎの信号を抽出し、抽出した信号に対して時間軸方向への周波数解析処理を実行する。この処理を全ての周波数ｂｉｎ（すなわち、距離）について実行する。
【００４０】
速度スペクトラムでは、送信アンテナ部３からの放射波を反射した物体との相対速度がゼロである場合は、各送信アンテナに割り当てられた位相回転量に応じた周波数が、ドップラ周波数として抽出される。つまり、Δφ＝０°に対応する信号成分の周波数は０Ｈｚである。
【００４１】
なお、ドップラ周波数が観測される範囲（以下、ドップラ観測範囲）は、繰返周期Ｔｐによって決まる。また、ドップラ周波数は、図９に示すように、ドップラ観測範囲をＰ分割した地点のうち、Ｍ個の地点にて検出される。図９では、ドップラ観測範囲の上限が１に正規化されている。
【００４２】
また、速度スペクトラムでは、物体との間に相対速度がある場合は、これらＭ個のドップラ周波数は、相対速度に応じた大きさだけシフトし、相対速度の大きさによっては、周波数の折り返しが発生する。
【００４３】
これらＳ１７０およびＳ１８０の算出結果から、レーダ波を反射した物体との距離および相対速度を表す二次元スペクトラム（以下、受信スペクトラム）が、受信アンテナ毎に生成される。
【００４４】
図６に示すように、処理部６は、Ｓ１９０にて、受信アンテナ毎に、受信スペクトラムを用いて、レーダ波を反射した物体との距離および相対速度と、物体が存在する方位とを算出する情報生成処理を実行し、物体検出処理を終了する。
【００４５】
次に、Ｓ１９０で実行される情報生成処理の手順を説明する。
情報生成処理が実行されると、処理部６は、図１０に示すように、まずＳ３１０にて、Ｓ１８０にて受信アンテナ毎に生成されたＮ個の受信スペクトラムを、インコヒーレント積分して、一つの統合スペクトラムｇ（ｒ，ｖ）を算出する。受信アンテナ毎の受信スペクトラムをｓ（ｒ，ｖ，Ｒｃｈ）で表すものとして、統合スペクトラムｇ（ｒ，ｖ）は、式（５）を用いて算出される。ｒは距離であり、ｖは、ドップラ観測範囲の上限周波数に対応する速度を１とする正規化ドップラ速度であり、Ｒｃｈは、受信アンテナを識別する番号である。
【００４６】
【数２】
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処理部６は、Ｓ３２０にて、統合スペクトラム上で、予め設定された閾値以上の強度を有するピークがＭ個以上検出されている距離を候補距離として、候補距離のうち、以下のＳ３３０からＳ３９０での処理の対象として未だ選択されていない距離を、対象距離ｒとして選択する。
【００４７】
処理部６は、Ｓ３３０にて、Ｓ３２０で選択された対象距離ｒで検出される複数のピークのうち、以下のＳ３４０からＳ３７０での処理対象として未だ選択されていないピークに対応する速度を対象速度ｖとして選択する。ここでは、速度が小さいものから順番に選択する。
【００４８】
処理部６は、Ｓ３４０にて、対象速度ｖのピークが、位相回転量Δφ＝０°に対応したピークであると仮定し、式（６）に従って、他の位相回転量に対応したピークが存在すると推定されるＭ−１個の対応点（ｒ，ｖｊ）、但し、ｊ＝２〜Ｍを算出する。ｘ（ｊ）は、Ｓ１３０で選択されたΔφ＝０°以外の位相回転量である。ｖ，ｖｊは正規化されたドップラ周波数であり、０〜１の値をとる。ｍｏｄ（ａ，ｍ）は、ａをｍで割った後の余りを示す。
【００４９】
【数３】
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処理部６は、Ｓ３５０にて、Ｓ３４０で推定された対応点の全てについて、統合スペクトラム上でピーク（すなわち、二次極大点）が存在するか否かを判断し、肯定判断された場合はＳ３６０に移行し、否定判断された場合は、Ｓ４００に移行する。以下では、対応点に対応するＭ個のピークを候補ピーク群という。
【００５０】
Ｓ３６０に移行すると、処理部６は、候補ピーク群が電力条件を満たすか否かを判断し、肯定判断された場合は、Ｓ３７０に移行し、否定判断された場合は、Ｓ４００に移行する。ここでは、電力条件として、候補ピーク群に属するピークの信号強度差が、予め設定された許容範囲内にあることを用いる。これは、同一物体からの反射波に基づくピークの信号強度は、いずれも類似しているはずであるとの知見に基づく。
【００５１】
Ｓ３７０に移行すると、処理部６は、候補ピーク群が位相条件を満たすか否かを判断し、肯定判断された場合は、Ｓ３８０に移行し、否定判断された場合は、Ｓ４００に移行する。ここでは、位相条件として、基準受信チャンネルとそれ以外の受信チャンネル位相差を算出し、候補ピーク間でこの位相差の差異が予め設定された許容範囲にあることを用いる。これは、同一物体からの反射波に基づくピークは、いずれも同じ方向から到来するはずであるとの知見に基づき、同じ方向から到来するピークの受信間位相差は、いずれも似たような大きさになることに基づく。以下では、３７０にて肯定判断された候補ピーク群を、同一物体ピーク群という。
【００５２】
Ｓ３８０に移行すると、処理部６は、以下のようにしてＣΓ補正を行う。すなわち、受信アンテナ毎に算出されたＮ個の受信スペクトラムのそれぞれから、Ｍ個の同一物体ピーク群に対応する各ピークを抽出する。抽出されたＭ×Ｎ個のピークを、仮想アレーに含まれるＭ×Ｎ個の仮想受信アンテナからの仮想受信信号とみなして、この仮想受信信号に対して、ＣΓ補正を行う。
【００５３】
例えば、図１１に示すように、送信アンテナ部３が２個の送信アンテナを有し、受信アンテナ部４が５個の受信アンテナを有しており、検出対象となる物体が、送信アンテナ部３および受信アンテナ部４の正面方向に対して角度θｔだけ傾いた方向に存在するとする。この場合に、送信モードベクトルは式（７）、受信モードベクトルは式（８）、送信間カップリング行列は式（９）、受信間カップリング行列は式（１０）で表される。
【００５４】
さらに、理想的な仮想受信信号は、送信モードベクトルおよび受信モードベクトルを用いて式（１１）で表される。また、チャネル間アイソレーション誤差を含んだ仮想受信信号は、式（１２）で表される。
【００５５】
したがって、式（１３）に示すように、チャネル間アイソレーション誤差を含んだ仮想受信信号を表す仮想受信信号行列に対して、送信間カップリング行列の逆行列と受信間カップリング行列の逆行列を掛けることにより、理想的な仮想受信信号を得ることができる。
【００５６】
すなわち、処理部６は、Ｓ３８０にて、仮想アレーに含まれるＭ×Ｎ個の受信アンテナからの仮想受信信号を表す仮想受信信号行列に対して、式（１３）に示すように、送信間カップリング行列の逆行列と受信間カップリング行列の逆行列を掛けることにより、ＣΓ補正後の仮想受信信号を得る。
【００５７】
【数４】
2019128235.tif 000006
そして処理部６は、図１０に示すように、Ｓ３９０にて、対象距離ｒと対象速度ｖとの組を、物体情報として登録する。更に、処理部６は、Ｓ３８０で得られたＣΓ補正後の仮想受信信号を用いて、ＭＵＳＩＣまたはビームフォーミング等の方位検出処理を実行することで、物体の方位θを算出する。ＭＵＳＩＣは、Multiple signal classificationの略である。
【００５８】
なお、Ｎ個の受信アンテナの受信信号それぞれから、同一物体ピーク群として抽出される、各Ｍ個のピークは、仮想アレーから得られるＭ×Ｎ個の仮想受信信号に相当する。
Ｓ４００に移行すると、処理部６は、対象距離ｒで検出される全てのピーク（すなわち、速度）が、対象速度ｖとして選択された否かを判断し、肯定判断された場合はＳ４１０に移行し、否定判断された場合は、Ｓ３３０に移行する。
【００５９】
Ｓ４１０に移行すると、処理部６は、全ての候補距離が対象距離ｒとして選択されたか否かを判断し、肯定判断された場合は、情報生成処理を終了し、否定判断された場合は、Ｓ３２０に移行する。
【００６０】
次に、受信間カップリング行列および送信間カップリング行列の作成方法を説明する。ここでは、図１２に示すように、一例として、送信アンテナ部３が２個の送信アンテナＴＸ１，ＴＸ２を有し、受信アンテナ部４が５個の受信アンテナＲＸ１，ＲＸ２，ＲＸ３，ＲＸ４，ＲＸ５を有している場合における作成方法を説明する。
【００６１】
受信間カップリング行列をＣΓＲｘと表記する。送信アンテナＴＸ１と受信アンテナＲＸ１〜ＲＸ５とにより形成される５個の仮想受信アンテナの受信間カップリング行列をＣΓＲ１と表記する。送信アンテナＴＸ２と受信アンテナＲＸ１〜ＲＸ５とにより形成される５個の仮想受信アンテナの受信間カップリング行列をＣΓＲ２と表記する。
【００６２】
この場合に、受信間カップリング行列ＣΓＲｘの逆行列である受信ＣΓ補正項ＣΓＲｘ−１は式（１４）で算出される。
【００６３】
【数５】
2019128235.tif 000007
また、送信間カップリング行列をＣΓＴｘと表記する。受信アンテナＲＸ１と送信アンテナＴＸ１，ＴＸ２とにより形成される２個の仮想受信アンテナの送信間カップリング行列をＣΓＴ１と表記する。同様に、受信アンテナＲＸ２，ＲＸ３，ＲＸ４，ＲＸ５と送信アンテナＴＸ１，ＴＸ２とにより形成される２個の仮想受信アンテナの送信間カップリング行列をそれぞれ、ＣΓＴ２，ＣΓＴ３，ＣΓＴ４，ＣΓＴ５と表記する。
【００６４】
この場合に、送信間カップリング行列ＣΓＴｘの逆行列である送信ＣΓ補正項ＣΓＴｘ−１は式（１５）で算出される。
【００６５】
【数６】
2019128235.tif 000008
次に、仮想受信アンテナの受信間カップリング行列ΓＲ１，ＣΓＲ２の作成方法を説明する。なお、仮想受信アンテナの送信間カップリング行列ＣΓＴ１，ＣΓＴ２，ＣΓＴ３，ＣΓＴ４，ＣΓＴ５も受信間カップリング行列ΓＲ１，ＣΓＲ２と同様の方法で作成される。
【００６６】
実際にアンテナに入力される信号は、理想的な信号ではなく、何らかの誤差を含んでいる。その誤差となる要因は、素子間相互結合、各アンテナ素子特性（例えば、振幅および位相）のばらつき、素子位置誤差、アンテナ近傍の散乱体、熱雑音等が挙げられる。
【００６７】
上記要因の中で高ＳＮ環境下での誤差の主要因は、素子間相互結合と、各アンテナ素子特性のばらつきであると考えられる。
誤差の主要因が素子間相互結合および各アンテナ素子特性のばらつきである場合には、実際に受信した受信信号は、式（１６）でモデル化することができる。式（１６）において、Ｘは実際の受信信号、Ｘｉｄｅａｌは理想の受信信号、Ｃは素子間相互結合による行列（以下、素子間相互結合行列）、Γは各アンテナ素子特性による行列（以下、素子特性行列）である。
【００６８】
このため、行列Ｃ，Γを予め推定することができれば、式（１７）に示すように、推定した行列Ｃ，Γの逆行列を掛けることによって、受信信号を補正することができる。これが、いわゆるＣΓ補正である。
【００６９】
【数７】
2019128235.tif 000009
仮想受信アンテナ数が５である場合における素子間相互結合行列Ｃおよび素子特性行列Γはそれぞれ、式（１８）および式（１９）で表される。従って、素子間相互結合行列Ｃと素子特性行列Γとの積は、式（２０）で表される。式（２０）では、ｃ３３γ３＝１とすることで、行列ＣΓを構成する２５個の要素α１１〜α５５のうち、α３３以外の２４個が未知数となる。
【００７０】
【数８】
2019128235.tif 000010
図１３に示すように、方位θｉで入射して５個の受信アンテナで受信された受信信号を表す行列を受信信号行列Ｘｉとすると、受信信号行列Ｘｉおよび相関行列Ｒｉはそれぞれ、式（２１）および式（２２）で表される。
【００７１】
【数９】
2019128235.tif 000011
そして、雑音部分空間に着目すると、式（２３）に示す関係が成立する。この関係により、式（２４）が成り立つ。
【００７２】
【数１０】
2019128235.tif 000012
従って、方位θｉに相当するモードベクトルＡ（θｉ）と、方位θｉにおける雑音部分空間の固有ベクトルＥｎ（θｉ）との間には、式（２５）に示す関係が成り立つ。なお、モードベクトルＡ（θｉ）は式（２６）、固有ベクトルＥｎ（θｉ）は式（２７）で表される。
【００７３】
【数１１】
2019128235.tif 000013
そして、式（２６）および式（２７）を式（２５）に代入すると、式（２８）が得られる。さらに、式（２８）を展開すると、式（２９）が得られる。
【００７４】
【数１２】
2019128235.tif 000014
つまり、１つの方位で４つの連立方程式を作成することができる。連立方程式が自明な解を持つためには、互いに独立な連立方程式が未知数以上必要である。本実施形態では、未知数が２４であるため、方位数Ｊ×４≧２４である必要がある。すなわち、６以上の方位数Ｊが必要である。このため、６以上の方位θｉで実際の受信信号を測定することにより、２４以上の連立方程式を作成する必要がある。
【００７５】
そして、図１４に示す方程式Ａα＝Ｂを最小二乗法を用いて解くことにより、αの要素α１１〜α５５を求めることができる。これにより、行列ＣΓの推定が完了する。
このように構成されたレーダ装置１は、送信アンテナ部３と、発振部２１と、変調部２２と、受信アンテナ部４と、処理部６とを備える。
【００７６】
送信アンテナ部３は、予め設定された配列方向に沿って一列に配置されるＭ個の送信アンテナを有する。発振部２１は、連続波の共通信号を発生させる。変調部２２は、共通信号をＭ個の送信アンテナと同数に分岐させたＭ個の分岐信号のそれぞれについて、それぞれが異なる位相回転量で、予め設定された繰返周期Ｔｐ毎に分岐信号の位相を回転させる位相偏移変調を行うことで、複数の送信アンテナに入力されるＭ個の送信信号を生成する。受信アンテナ部４は、配列方向に沿って一列に配置されるＮ個の受信アンテナを有する。処理部６は、受信アンテナ部４にて受信されたＮ個の受信信号のそれぞれから抽出される、Ｍ個の送信信号に対応した複数の信号成分に基づいて、送信アンテナ部３からの放射波を反射した物体に関する物体情報を生成する。
【００７７】
そしてレーダ装置１では、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナとにより、複数の仮想受信アンテナが配列方向に沿って一列に配置される仮想アレーが形成される。また処理部６は、仮想受信信号行列に対して、受信間カップリング行列の逆行列と、送信間カップリング行列の逆行列とを乗ずることにより、Ｍ×Ｎ個の仮想受信信号を補正する。
【００７８】
これにより、レーダ装置１は、Ｎ個の受信アンテナ間の相互結合の影響だけでなく、Ｍ個の送信アンテナ間の相互結合の影響も低減した仮想受信信号を算出することができ、物体の方位の検出精度を向上させることができる。
【００７９】
図１５は、検出方位と方位誤差との関係を示す第１のシミュレーション結果であり、補正を行わない場合の結果と、受信間カップリング行列および送信間カップリング行列を用いた補正を行った場合の結果とを示す。図１５に示すように、このシミュレーション結果は、第１間隔ｄＴが１５ｍｍとなるように２個の送信アンテナを配置するとともに第２間隔ｄＲが５ｍｍになるように３個の受信アンテナを配置したレーダ装置１でシミュレーションを行った結果である。方位―方位誤差特性ＳＲ１は、補正を行わない場合の結果であり、方位―方位誤差特性ＳＲ２は、受信間カップリング行列および送信間カップリング行列を用いた補正を行った場合の結果である。
【００８０】
受信間カップリング行列および送信間カップリング行列を用いた補正を行うことにより、熱雑音成分のみが残り、受信間カップリングの成分と送信間カップリングの成分とが除去される。
【００８１】
図１６は、検出方位と方位誤差との関係を示す第２および第３のシミュレーション結果である。第２のシミュレーション結果において、方位―方位誤差特性ＳＲ３は、補正を行わない場合の結果であり、方位―方位誤差特性ＳＲ４は、送信間カップリング行列を用いた補正を行った場合の結果である。第３のシミュレーション結果において、方位―方位誤差特性ＳＲ５は、補正を行わない場合の結果であり、方位―方位誤差特性ＳＲ６は、受信間カップリング行列を用いた補正を行った場合の結果である。
【００８２】
図１６に示すように、受信間カップリング行列および送信間カップリング行列の一方のみを用いた補正では、カップリングの成分の除去が不十分である。
以上説明した実施形態において、受信間カップリング行列に含まれる素子間相互結合行列は受信相互結合行列に相当し、送信間カップリング行列に含まれる素子間相互結合行列は送信相互結合行列に相当し、Ｓ３８０は個別補正部としての処理に相当する。
【００８３】
（第２実施形態）
以下に本開示の第２実施形態を図面とともに説明する。なお第２実施形態では、第１実施形態と異なる部分を説明する。共通する構成については同一の符号を付す。
【００８４】
第２実施形態のレーダ装置１は、情報生成処理が変更された点が第１実施形態と異なる。
第２実施形態の情報生成処理は、Ｓ３８０の処理の代わりにＳ３８２の処理を実行する点が第１実施形態と異なる。
【００８５】
すなわち、図１７に示すように、Ｓ３７０の処理が終了すると、処理部６は、Ｓ３８２にて、仮想受信信号行列に対して、式（３０）に示すように、ＣΓ補正項ＣΓ−１を掛けることにより、ＣΓ補正後の仮想受信信号を得る。そしてＳ３８２の処理が終了すると、処理部６は、Ｓ３９０に移行する。
【００８６】
【数１３】
2019128235.tif 000015
図１８に示すように、ＣΓ補正項ＣΓ−１は、仮想アレーに含まれる全ての仮想受信アンテナについての素子間相互結合行列Ｃと、仮想アレーに含まれる全ての仮想受信アンテナについての素子特性行列Γとを乗じた全仮想チャネル間カップリング行列ＣΓの逆行列である。
【００８７】
例えば、図１１に示すように、送信アンテナ部３が２個の送信アンテナを有し、受信アンテナ部４が５個の受信アンテナを有しており、検出対象となる物体が、送信アンテナ部３および受信アンテナ部４の正面方向に対して角度θｔだけ傾いた方向に存在するとする。この場合に、仮想統合モードベクトルは式（３１）、全仮想チャネル間カップリング行列は式（３２）で表される。
【００８８】
さらに、理想的な受信信号は、仮想統合モードベクトルを用いて式（３３）で表される。また、チャネル間アイソレーション誤差を含んだ受信信号は、式（３４）で表される。
【００８９】
【数１４】
2019128235.tif 000016
したがって、式（３０）に示すように、チャネル間アイソレーション誤差を含んだ受信信号に対して、全仮想チャネル間カップリング行列の逆行列を掛けることにより、理想的な受信信号を得ることができる。
【００９０】
このように構成されたレーダ装置１において、処理部６は、仮想受信信号行列に対して、全仮想チャネル間カップリング行列ＣΓの逆行列を乗ずることにより、Ｍ×Ｎ個の仮想受信信号を補正する。
【００９１】
これにより、レーダ装置１は、Ｎ個の受信アンテナ間の相互結合の影響だけでなく、Ｍ個の送信アンテナ間の相互結合の影響も低減した仮想受信信号を算出することができ、物体の方位の検出精度を向上させることができる。
【００９２】
以上説明した実施形態において、全仮想チャネル間カップリング行列ＣΓに含まれる素子間相互結合行列は仮想相互結合行列に相当し、Ｓ３８２は一括補正部としての処理に相当する。
【００９３】
以上、本開示の一実施形態について説明したが、本開示は上記実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができる。
［変形例１］
上記実施形態では、受信ＣΓ補正項ＣΓＲｘ−１を式（１４）で算出する形態を示した。しかし、受信ＣΓ補正項ＣΓＲｘ−１を受信間カップリング行列ＣΓＲ１，ＣΓＲ２の何れか一つと一致させるようにしてもよい。これにより、受信ＣΓ補正項ＣΓＲｘ−１を算出するための処理負荷を低減することができる。
【００９４】
［変形例２］
上記実施形態では、送信ＣΓ補正項ＣΓＴｘ−１を式（１５）で算出する形態を示した。しかし、送信ＣΓ補正項ＣΓＴｘ−１を送信間カップリング行列ＣΓＴ１，ＣΓＴ２，ＣΓＴ３，ＣΓＴ４，ＣΓＴ５の何れか一つと一致させるようにしてもよい。これにより、送信ＣΓ補正項ＣΓＴｘ−１を算出するための処理負荷を低減することができる。
【００９５】
また、上記実施形態における１つの構成要素が有する機能を複数の構成要素に分担させたり、複数の構成要素が有する機能を１つの構成要素に発揮させたりしてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加、置換等してもよい。なお、特許請求の範囲に記載の文言から特定される技術思想に含まれるあらゆる態様が本開示の実施形態である。
【００９６】
上述したレーダ装置１の他、当該レーダ装置１を構成要素とするシステムなど、種々の形態で本開示を実現することもできる。
【符号の説明】
【００９７】
１…レーダ装置、２…送信部、３…送信アンテナ部、４…受信アンテナ部、５…受信部、６…処理部、２１…発振部、２２…変調部
【図１】
2019128235.tif 000017
【図２】
2019128235.tif 000018
【図３】
2019128235.tif 000019
【図４】
2019128235.tif 000020
【図５】
2019128235.tif 000021
【図６】
2019128235.tif 000022
【図７】
2019128235.tif 000023
【図８】
2019128235.tif 000024
【図９】
2019128235.tif 000025
【図１０】
2019128235.tif 000026
【図１１】
2019128235.tif 000027
【図１２】
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【図１３】
2019128235.tif 000029
【図１４】
2019128235.tif 000030
【図１５】
2019128235.tif 000031
【図１６】
2019128235.tif 000032
【図１７】
2019128235.tif 000033
【図１８】
2019128235.tif 000034