(57)【要約】【課題】低コストに高調波電流抑制を図ることができ、かつ、十分に安定した動作が得られる電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング制御により第１コイル（ＬＰ）に入力電流を引き込むことで高調波電流を抑制する高調波電流抑制回路と、高調波電流抑制回路から供給される電圧をスイッチング制御により第２コイル（ＬＤ）が受けることで出力制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、高調波電流抑制回路のスイッチング制御とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われる電源装置（１）である。そして、第１コイル（ＬＰ）のインダクタンスＬＰと第２コイル（ＬＤ）のインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが、第１コイル（ＬＰ）が電流不連続モードで動作する値に設定されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング制御により第１コイルに入力電流を引き込むことで高調波電流を抑制する高調波電流抑制回路と、前記高調波電流抑制回路から供給される電圧をスイッチング制御により第２コイルが受けることで出力制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、前記高調波電流抑制回路のスイッチング制御と前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われる電源装置であって、
前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが、前記第１コイルの動作が電流連続モードにならない値に設定されていることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記インダクタンスの比ＬＰ／ＬＤは、前記電源装置の入力条件及び前記電源装置の出力条件に基づき決定される、前記第１コイルに電流連続モードの動作が生じない上限値以下に設定されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
スイッチング制御により第１コイルに入力電流を引き込むことで高調波電流を抑制する高調波電流抑制回路と、前記高調波電流抑制回路から供給される電圧をスイッチング制御により第２コイルが受けることで出力制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、前記高調波電流抑制回路のスイッチング制御と前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われる電源装置であって、
前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが、１１０％以下であることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
スイッチング制御により第１コイルに入力電流を引き込むことで高調波電流を抑制する高調波電流抑制回路と、前記高調波電流抑制回路から供給される電圧をスイッチング制御により第２コイルが受けることで出力制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、前記高調波電流抑制回路のスイッチング制御と前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われる電源装置であって、
入力される交流電圧の実効値が２００Ｖ以上に設定され、
前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが、１８９％以下であることを特徴とする電源装置。
【請求項５】
入力される交流電圧の実効値が１００Ｖ以上でかつ出力電圧が１８Ｖ以下に設定され、
前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが１５０％以下であることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項６】
入力される交流電圧の実効値が２００Ｖ以上でかつ出力電圧が１８Ｖ以下に設定され、
前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが２２０％以下であることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項７】
照明用の発光ダイオード又は照明用の有機エレクトロルミネッセンス素子に電力を供給することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項８】
出力電力が２５Ｗ以下であることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高調波電流抑制機能を有する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、小電力の電源装置においても高調波電流抑制の要求が厳しくなってきている。高調波電流抑制回路には受動的な動作で高調波電流を抑制するパッシブ方式と、スイッチング制御により高調波電流を抑制するアクティブ方式とがある。一般に、アクティブ方式の高調波電流抑制回路は高調波電流を大幅に低減できるが、スイッチ素子と、スイッチ素子を動かす制御回路とが必要となり、電源装置の製造コストと実装スペースが増加する。
【０００３】
特許文献１には、スイッチ（ＳＷ１）と制御部（５）とを有するアクティブ方式の高調波電流抑制回路と、出力電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータとを備える電源装置が示されている。この電源装置の制御部（５）は、入力電流の波形が正弦波状になるように高調波電流抑制回路のスイッチ（ＳＷ１）を制御し、これとは別個に、所定電流が出力されるようにＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ（ＳＷ２）を制御している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１７−６９１８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明者らは、アクティブ方式の高調波電流抑制回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータとを有する電源装置において、両方のスイッチング制御を共通に行っても、適切な出力制御を実現しつつ、高調波電流の十分な抑制を達成できることを見出した。両方のスイッチング制御を共通に行うことで、制御回路あるいは制御回路とスイッチ素子を共通化し、電源装置の低コスト化、小型化を図ることができる。
【０００６】
さらに、本発明者らは、アクティブ方式の高調波電流抑制回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの両方のスイッチング制御を共通に行う場合に、より安定的な動作が得られる条件について検討した。
【０００７】
本発明は、低コストに高調波電流抑制を図ることができ、かつ、十分に安定した動作が得られる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る電源装置は、スイッチング制御により第１コイルに入力電流を引き込むことで高調波電流を抑制する高調波電流抑制回路と、前記高調波電流抑制回路から供給される電圧をスイッチング制御により第２コイルが受けることで出力制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、前記高調波電流抑制回路のスイッチング制御と前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われる電源装置であって、前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが、前記第１コイルの動作が電流連続モードにならない値に設定されていることを特徴とする。
【０００９】
このような構成によれば、高調波電流抑制回路のスイッチング制御とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とに使用されるスイッチ及びその制御回路を共通化できる。あるいは、スイッチング制御に使用されるスイッチは、高調波電流抑制回路とＤＣ−ＤＣコンバータとに別個に設け、スイッチング制御に使用される制御回路を共通化できる。このような共通化により、電源装置の製造コストとサイズの低減を図れる。また、スイッチング制御によりＤＣ−ＤＣコンバータの出力制御がなされることで負荷を適切に駆動できる一方、入力電圧の全位相角において第１コイルに電流が引き込まれるので、例えば一部の位相角でしか電流が入力されない構成と比較して、大幅に高調波電流を抑制できる。さらに、上記の構成によれば、第１コイルと第２コイルとのインダクタンス比ＬＰ／ＬＤが、第１コイルが電流不連続モードで動作する値に設定されている。これにより、高調波電流抑制回路のスイッチング制御とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われても、十分に安定した高調波電流抑制回路の動作を得ることができる。
【００１０】
ここで、前記インダクタンスの比ＬＰ／ＬＤは、前記電源装置の入力条件及び前記電源装置の出力条件に基づき決定される、前記第１コイルに電流連続モードの動作が生じない上限値以下に設定されていてもよい。
【００１１】
具体的には、入力される交流電圧の実効値が１００Ｖ以上でかつ出力電圧が１８Ｖ以下に設定され、前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが１５０％以下であってもよい。
【００１２】
また、具体的には、入力される交流電圧の実効値が２００Ｖ以上でかつ出力電圧が１８Ｖ以下に設定され、前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが２２０％以下であってもよい。
【００１３】
このような構成により、指定の入力条件及び出力条件を満たす範囲で、第１コイルが電流連続モードで動作することが抑制され、常に安定した電源装置の動作が得られる。
【００１４】
また、本発明に係るもう一つの電源装置は、スイッチング制御により第１コイルに入力電流を引き込むことで高調波電流を抑制する高調波電流抑制回路と、前記高調波電流抑制回路から供給される電圧をスイッチング制御により第２コイルが受けることで出力制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、前記高調波電流抑制回路のスイッチング制御と前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われる電源装置であって、前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが、１１０％以下であることを特徴とする。
【００１５】
このような構成により、小電力の照明用の電源装置として想定される範囲で、第１コイルが電流連続モードで動作することが抑制され、電源装置を安定的に動作させることができる。
【００１６】
また、本発明に係るもう一つの電源装置は、スイッチング制御により第１コイルに入力電流を引き込むことで高調波電流を抑制する高調波電流抑制回路と、前記高調波電流抑制回路から供給される電圧をスイッチング制御により第２コイルが受けることで出力制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、前記高調波電流抑制回路のスイッチング制御と前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われる電源装置であって、入力される交流電圧の実効値が２００Ｖ以上に設定され、前記第１コイルのインダクタンスＬＰと前記第２コイルのインダクタンスＬＤとの比ＬＰ／ＬＤが、１９０％以下であることを特徴とする。
【００１７】
このような構成により、小電力の照明用の電源装置として想定される範囲で、第１コイルが電流連続モードで動作することが抑制され、電源装置を安定的に動作させることができる。
【００１８】
ここで、上記の電源装置は、照明用の発光ダイオード又は照明用の有機エレクトロルミネッセンス素子に電力を供給するように構成されてもよい。また、上記の電源装置は、出力電力が２５Ｗ以下に設定された電源装置であってもよい。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、低コストに高調波電流の抑制を図ることができ、かつ、十分に安定した動作が得られる電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施形態の電源装置を示す回路図である。
【図２】実施形態の電源装置の動作を説明する図である。
【図３】インダクタンス比とＰＦＣコンデンサ電圧との関係、並びに、インダクタンス比と第１、第２コイルのエネルギー放出時間比率との関係を示すグラフである。
【図４】インダクタンス比と力率との関係を示すグラフである。
【図５】電流不連続モードを実現するインダクタンス比の上限値と出力電圧との関係を示すグラフである。
【図６】電流不連続モードを実現するインダクタンス比の上限値と入力電力との関係を示すグラフである。
【図７】ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢをパラメータとして瞬時平均入力電流ｉｉｎａｖｅを表わしたグラフである。
【図８】本発明の実施形態の電源装置の構成例１を示す回路図である。
【図９】本発明の実施形態の電源装置の構成例２を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施形態の電源装置の構成例３を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施形態の電源装置の構成例４を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施形態の電源装置の構成例５を示す回路図である。
【図１３】本発明の実施形態の電源装置の構成例６を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施形態の電源装置の構成例７を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施形態の電源装置の構成例８を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の各実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００２２】
（実施形態）
図１は、本発明の実施形態の電源装置を示す回路図である。図２は、実施形態の電源装置の動作を説明する図である。図２（ａ）は、スイッチがオンのときの動作を示し、図２（ｂ）は、スイッチがオフのときの動作を示す。
【００２３】
実施形態の電源装置１は、交流電源Ｅから直流電流を生成して負荷３１に供給する高調波電流抑制機能付きの電源装置である。電源装置１の出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の間には、負荷３１として照明用ＬＥＤ（Light Emitting Diode）が接続されている。
【００２４】
電源装置１は、入力段の構成として、交流電源Ｅから供給される交流電圧を整流（例えば全波整流）する整流部１１と、電流平滑コンデンサＣ１とを備える。電源装置１は、さらに、整流部１１の出力側の両端子間に第１コイルＬＰ、還流ダイオードＤ１及びＰＦＣコンデンサＣ２が直列に接続された第１還流回路１２と、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の間に第２コイルＬＤ及び還流ダイオードＤ１が直列に接続された第２還流回路１３とを備える。さらに、電源装置１は、第１コイルＬＰに整流部１１から入力電流を引き込む状態と入力電流を遮断する状態とを切り替えるスイッチＳＷと、スイッチＳＷを制御する制御回路２０とを備える。スイッチＳＷは、同時に、第２コイルＬＤにＰＦＣコンデンサＣ２の電圧が加わる状態と遮断される状態とを切り替える機能も担う。さらに、電源装置１は、出力電流を検出するためのカレントトランスＴ１と、出力電圧を平滑する出力コンデンサＣ３とを備える。カレントトランスＴ１の検出信号は制御回路２０へ送られる。制御回路２０は、カレントトランスＴ１が検出した電流のピーク値が、負荷３１を駆動するために予め定められた値になるよう、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によりスイッチＳＷのオンデューティを制御する。
【００２５】
上記の構成のうち、第１還流回路１２、電流平滑コンデンサＣ１、スイッチＳＷ及び制御回路２０が高調波電流抑制回路を構成する。第２還流回路１３、出力コンデンサＣ３、スイッチＳＷ、制御回路２０及びカレントトランスＴ１がＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。
【００２６】
高調波電流抑制回路とＤＣ−ＤＣコンバータとは、還流ダイオードＤ１、スイッチＳＷ及び制御回路２０を共有している。
【００２７】
高調波電流抑制回路の第１コイルＬＰと、ＤＣ−ＤＣコンバータの第２コイルＬＤとは、共通のコアを持たず、磁気的な結合が略無く、磁気的に互いに独立している。
【００２８】
第１還流回路１２の第１コイルＬＰ、還流ダイオードＤ１及びＰＦＣコンデンサＣ２は、整流部１１の陽極の出力端子からこの順で直列に接続されている。また、第２還流回路１３の第２コイルＬＤ及び還流ダイオードＤ１は、陰極の出力端子ＯＵＴ２からこの順で直列に接続されている。還流ダイオードＤ１は、これらの順に電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオードＤ１は、フライホイールダイオードと呼んでもよい。
【００２９】
還流ダイオードＤ１は第１還流回路１２と第２還流回路１３とで共有されている。このため、第１還流回路１２と第２還流回路１３とには、第１コイルＬＰと還流ダイオードＤ１との間と、第２コイルＬＤと還流ダイオードＤ１との間に、共通の接続点Ｎ１が設けられる。また、第１還流回路１２と第２還流回路１３とには、ＰＦＣコンデンサＣ２と還流ダイオードＤ１との間と、出力端子ＯＵＴ１と還流ダイオードＤ１との間に、共通の接続点Ｎ２が設けられる。
【００３０】
スイッチＳＷは、整流部１１の一方の出力端子及びＰＦＣコンデンサＣ２の一端が共通に接続される電位点（整流部１１の出力のローサイドの電位：接地電位）と、接続点Ｎ１との間に設けられる。より詳細には、接続点Ｎ１と上記電位点との間に、カレントトランスＴ１の一方の巻線とスイッチＳＷとが直列に接続される。スイッチＳＷは、例えばＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）などの半導体スイッチである。
【００３１】
カレントトランスＴ１は、電流検出用のトランスであり、一方の巻線に流れる電流の検出信号を他方の巻線に出力する。カレントトランスＴ１は、スイッチＳＷがオンのときに第２コイルＬＤに流れる電流を流して、その電流値を検出する。カレントトランスＴ１の一方の巻線は、接続点Ｎ１とスイッチＳＷとの間で、かつ、第１コイルＬＰとスイッチＳＷとの接続点Ｎ３よりも、第２コイルＬＤの側に接続される。
【００３２】
スイッチＳＷがオンのとき、スイッチＳＷには第２コイルＬＤの電流と第１コイルＬＰの電流とが流れるが、上記の接続により、カレントトランスＴ１の一方の巻線に、第１コイルＬＰの電流が流れず、第２コイルＬＤの電流を流すことができる。これにより、カレントトランスＴ１は、第２コイルＬＤに流れる電流値を検出できる。
【００３３】
＜動作説明＞
制御回路２０は、電流検出信号に基づき、所定の出力電流が得られるよう、例えばＰＷＭ制御により、所定周波数でスイッチＳＷの切替えを行い、かつ、スイッチＳＷのオンデューティを制御する。
【００３４】
図２（Ａ）に示すように、スイッチＳＷがオンのとき、整流部１１の両出力端子間に、還流ダイオードＤ１を介さずにスイッチＳＷを介して第１コイルＬＰが接続され、これにより、第１コイルＬＰに引き込まれる電流が増加して第１コイルＬＰにエネルギーが蓄積される。また、スイッチＳＷがオンのとき、ＰＦＣコンデンサＣ２の両端子間に、還流ダイオードＤ１を介さずに負荷３１と、スイッチＳＷとを介して第２コイルＬＤが接続され、これにより第２コイルＬＤの電流が増加して、第２コイルＬＤにエネルギーが蓄積される。このとき、カレントトランスＴ１は第２コイルＬＤの電流を検出し、検出信号を制御回路２０へ送る。
【００３５】
一方、図２（Ｂ）に示すように、スイッチＳＷがオフのとき、第１コイルＬＰに蓄積されたエネルギーにより、第１還流回路１２に電流が流れて、ＰＦＣコンデンサＣ２の電圧を上昇させる。また、スイッチＳＷがオフのとき、第２コイルＬＤに蓄積されたエネルギーにより、第２還流回路１３に電流が流れて、負荷３１に出力電流が供給される。
【００３６】
制御回路２０は、カレントトランスＴ１の検出信号のピーク値に基づき、スイッチＳＷのオンデューティを制御し、これにより出力電流か予め設定された値に収束する。また、制御回路２０は、スイッチＳＷを短い周期で切り替えるので、交流電源Ｅの交流周期のほぼ全位相角で交流電源Ｅから電源装置１へ電流が引き込まれ、これにより高い力率が実現される。
【００３７】
＜電源装置の特性の概要＞
図３は、インダクタンス比とＰＦＣコンデンサ電圧との関係、並びに、インダクタンス比と第１コイルのエネルギー放出時間比率との関係を示すグラフである。図４は、インダクタンス比と電源装置の力率との関係を示すグラフである。これらのグラフは、入力電圧１００Ｖ（実効値）、出力電圧３６Ｖ、出力電流２２０ｍＡ、電力変換効率８０％の条件で計算された値を示している。以下、第１コイルＬＰのインダクタンス値を「ＬＰ」、第２コイルＬＤのインダクタンス値を「ＬＤ」と記す。
【００３８】
電源装置１においては、ＰＦＣコンデンサＣ２の電圧は、交流電源Ｅの交流周期の位相角に依らず、略一定値となる。図３の菱形プロット線に示すように、ＰＦＣコンデンサＣ２の電圧値は、第１コイルＬＰと第２コイルＬＤとのインダクタンス比ＬＰ／ＬＤに依存して変化する（後述の説明Ａを参照）。
【００３９】
ＰＦＣコンデンサＣ２の電圧値が高くなると、ＰＦＣコンデンサＣ２として、定格電圧の高いコンデンサを採用する必要が生じ、また、高調波電流抑制回路の耐圧も高く設定する必要が生じる。よって、電源装置１のコストが上昇する。この観点からは、ＰＦＣコンデンサＣ２の電圧値は低い方が好ましい。例えば、ＰＦＣコンデンサＣ２の電圧値は、好ましくは４００Ｖ以下、より好ましくは２００Ｖ以下に抑えられると好ましい。ただし、ＰＦＣコンデンサの定格電圧の上昇と、高調波電流抑制回路の耐圧の上昇に対する、コストの上昇率は、さほど大きくないため、ＰＦＣコンデンサＣ２の電圧値は４００Ｖより大きくてもよい。
【００４０】
図３の黒丸プロット線に示すように、第１コイルＬＰの放出時間比率（第１コイルＬＰのエネルギー放出時間とスイッチＳＷのオフ時間との比）は、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤに依存して変化する（説明Ｂを参照）。ここで、第１コイルＬＰのエネルギー放出時間とは、スイッチＳＷのオン期間に蓄積されたエネルギーを、スイッチＳＷがオフとなって全て放出できる時間を意味する。第１コイルＬＰの放出時間がスイッチＳＷのオフ時間より短いときは、１回のスイッチング周期内に、第１コイルＬＰに蓄積されたエネルギーが全て放出される。逆に、第１コイルＬＰの放出時間がスイッチＳＷのオフ時間より長いときは、一回のスイッチング周期内に、第１コイルＬＰに蓄積されたエネルギーが全て放出されず、第１コイルＬＰが電流連続モードで動作する。すなわち、図３のグラフの第１コイルＬＰのエネルギー放出時間比率が１００％の箇所が、第１コイルＬＰが電流連続モードで動作する設定と、電流不連続モードで動作する設定との境となる。
【００４１】
なお、第１コイルＬＰのエネルギー放出時間比率は、交流電源Ｅの位相角に依存し、位相角が９０°のときに最大値となる。図３の黒丸プロット線は、位相角９０°のときの値を示している。
【００４２】
第１コイルＬＰに電流連続モードの動作が生じても、即時に回路の動作が不安定になるということはない。しかし、第１コイルＬＰに電流連続モードの動作が生じると、回路の動作が発散する可能性が生じる。この観点からは、第１コイルＬＰには電流連続モードの動作が生じない、すなわち全位相角で電流不連続モードの動作となる方が好ましい。
【００４３】
図４に示すように、電源装置１の力率は、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤに依存して大きく変化することはなく、いずれのインダクタンス比ＬＰ／ＬＤが選択された場合でも、高い値となる。
【００４４】
＜電流不連続モードを実現するインダクタンス比の設定例＞
図５は、電流不連続モードを実現するインダクタンス比の上限値と出力電圧との関係を示すグラフである。図６は、電流連続モードの動作が生じないインダクタンス比の上限値と入力電力との関係を示すグラフである。なお、図５及び図６に示したインダクタンス比の上限値は、電流連続モードの動作が生じる設定と全位相角で電流不連続モードとなる設定との完全な境界値を表わすものではない。この上限値は、離散的に複数設定したインダクタンス比の各々について動作モードを計算し、その中から、電流連続モードの動作が生じない設定値の上限を抽出した値である。したがって、図５及び図６に示すインダクタンス比の上限値であれば第１コイルＬＰの電流不連続モードの動作が十分に確保される。
【００４５】
図５に示すように、電源装置１の入力電圧（入力条件）と出力電圧（出力条件）とに応じて、第１コイルＬＰに電流連続モードの動作を生じさせないインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値は変化する。出力電力が一定で入力電圧が高くなるとそのインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値は高くなり、入力電圧が一定で出力電圧が高くなるとそのインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値は低くなる。また、図６に示すように、入力電圧が一定でかつ出力電圧が一定であれば、第１コイルＬＰに電流連続モードの動作を生じさせないインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値は、入力電力にほとんど依存しない。入力電力の変化に伴って出力電流が変化するため、同様に入力電圧が一定で出力電圧が一定であれば、第１コイルＬＰに電流連続モードの動作を生じさせないインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値は、出力電流にほとんど依存しない。
【００４６】
これらのことから、図５に示すインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値と出力電圧及び入力電圧との関係は、入力電力に依存せずに、成り立つと推定される。
【００４７】
なお、出力電力は入力電力に電力変換効率を乗じた値となり、電力変換効率はパラメータの変更で大きく変化しない。また、出力電圧と出力電力とから出力電流が一義的に決まる。したがって、本明細書の特性の説明において、入力電力に依存しないとは、出力電力にも依存しないことを意味する。
【００４８】
ＬＥＤ又は有機ＥＬ（Electro Luminescence）素子を照明素子とした小電力型の電源装置１では、入力電源は商用電源電圧に対応した交流１００Ｖ〜２４０Ｖ（実効値）、出力電圧は負荷の大きさ（直列に接続される素子数）に応じて２４Ｖ以下と想定できる。また、調光機能を有する場合には、入力電力が可変になる。このため、これらの範囲で、第１コイルＬＰの動作が常に電流不連続モードとなれば、小電力の照明用の電源装置１として、常に安定した動作が期待できる。この場合、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値が最も低くなるのは、入力電圧１００Ｖかつ出力電圧２４Ｖのときの１１０％である。
【００４９】
したがって、本実施形態の電源装置１では、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤが１１０％以下である構成が採用されている。
【００５０】
さらに、ＬＥＤ又は有機ＥＬ（Electro Luminescence）素子を照明素子とした小電力型の電源装置１では、電源装置１の使用地域に応じて、入力電源が２００Ｖ〜２４０Ｖ（実効値）と想定される場合がある。この場合でも、出力電圧は負荷の大きさ（直列に接続される素子数）に応じて２４Ｖ以下と想定できる。このような想定の場合、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値が最も低くなるのは、入力電圧２００Ｖかつ出力電圧２４Ｖのときの１８９％である。したがって、このような想定の場合、電源装置１のインダクタンス比ＬＰ／ＬＤは１８９％以下である構成を採用できる。
【００５１】
なお、電源装置１の用途として、交流電源Ｅの電圧及び出力電圧が決まっている場合に、これら入力条件及び出力条件に基づいて、第１コイルＬＰに電流連続モードの動作が生じないインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値が計算されてもよい。そして、電源装置１のインダクタンス比ＬＰ／ＬＤとして、入力条件及び出力条件に応じて計算されたインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値以下の値が選定された構成が採用されてもよい。
【００５２】
例えば、電源装置１の用途として、入力電源が交流１００Ｖ〜２００Ｖで、かつ、出力電圧が１８Ｖ以下と想定される場合には、図５のグラフに基づき、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤは１５０％以下である構成が採用されてもよい。同様に、入力電源が交流１００Ｖ〜２００Ｖで、かつ、出力電圧が３６Ｖ以下又は７２Ｖ以下と想定される場合には、それぞれインダクタンス比ＬＰ／ＬＤが９０％以下、５６％以下である構成が採用されてもよい。
【００５３】
以上のように、本実施形態の電源装置１によれば、高調波電流抑制回路のスイッチング制御と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが、共通のタイミングで行われる。高調波電流抑制回路のスイッチング制御とは、第１コイルＬＰへ入力電流を引き込む状態と遮断する状態とに切り替える制御である。ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とは、第２コイルＬＤへＰＦＣコンデンサＣ２の電圧が出力される状態と遮断される状態とを切り替える制御である。したがって、高調波電流抑制回路及びＤＣ−ＤＣコンバータにおいてスイッチＳＷ及び制御回路２０を共通化することができ、電源装置１の製造コストと実装スペースを低減できる。さらに、スイッチＳＷが共通化されるので、高調波電流抑制回路の第１還流回路１２とＤＣ−ＤＣコンバータの第２還流回路１３とで、還流ダイオードＤ１を共通化することもでき、電源装置１の製造コストと実装スペースをより低減できる。
【００５４】
さらに、本実施形態の電源装置１によれば、高調波電流抑制回路の第１コイルＬＰとＤＣ−ＤＣコンバータの第２コイルＬＤとのインダクタンス比ＬＰ／ＬＤが、第１コイルＬＰの電流連続モードの動作が生じない値に設定されている。これにより、高調波電流抑制回路のスイッチング制御とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御とが共通のタイミングで行われても、電源装置１の安定した動作を十分に確保することができる。
【００５５】
より具体的には、本実施形態の電源装置１によれば、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤが、１１０％以下である構成が採用されている。これにより、入力電源が交流１００Ｖ〜２４０Ｖ、出力電圧が２４Ｖ以下と想定できる小電力の照明装置に適用した場合に、電源装置１の安定した動作を十分に確保することができる。また、入力電源が交流２００Ｖ〜２４０Ｖと想定できる場合には、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤが１８９％以下である構成が採用されても、電源装置１の安定した動作を十分に確保できる。
【００５６】
本実施形態の電源装置１は、出力が例えば２５Ｗ以下、より好ましくは２０Ｗ以下の小電力の電源装置に特に有用である。２５Ｗ以下の電源装置においても、近年、高調波電流の抑制の要求が増しているためである。
【００５７】
＜説明Ａ＞
続いて、ＰＦＣコンデンサＣ２の電圧値と電源装置１の各物理量との関係について説明する。各物理量を表わす変数を次のように定義する。
ＬＰ：第１コイルＬＰのインダクタンス
ＬＤ：第２コイルＬＤのインダクタンス
Ｖｉｎａｃ：入力電圧の実効値
ｖｉｎ：入力電圧の瞬時値（交流電源Ｅの位相角θに依存する変数）
ＶＢ：ＰＦＣコンデンサ電圧
ＶＦ：出力電圧
ｉｉｎａｖｅ：入力電流の瞬時平均値（位相角θに依存する変数で、スイッチング周期Ｔごとの平均値）
ＩＯ：出力電流
ＩＬＰＰ：第１コイルＬＰのピーク電流（位相角θに依存する変数）
ＩＬＤＰ：第２コイルＬＤのピーク電流（位相角θに依存する変数）
Ｔ：スイッチング周期
Ｔｏｎ：スイッチング周期内のスイッチＳＷのオン時間
Ｔｏｆｆ：スイッチング周期内のスイッチＳＷのオフ時間
Ｔｒ：スイッチング周期内の第１コイルＬＰのエネルギー放出時間（位相角θに依存する変数）
θ：交流電源Ｅの位相角
【００５８】
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電流ＩＯが所定値になるようにスイッチＳＷが制御され、第２コイルＬＤは電流臨界モードで動作する。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ側の変数は、次式（１）の関係を満たし、これから、スイッチＳＷのオン時間とオフ時間とが式（２）のように導かれる。
【数１】
2019193448.tif 000003
【００５９】
スイッチＳＷのオン時間から、第１コイルＬＰのピーク電流は次式（３）のように表わすことができる。また、第１コイルＬＰが電流不連続モードで動作する場合、第１コイルＬＰの放出時間から第１コイルＬＰのピーク電流は次式（４）のように表わすことができる。そして、これらから、第１コイルＬＰのエネルギー放出時間の関係式（５）が得られる。
【数２】
2019193448.tif 000004
【００６０】
続いて、式（２）、（５）から、第１コイルＬＰの導通期間と、スイッチング周期Ｔとを式（６）、（７）のように表わし、スイッチング周期Ｔに対する第１コイルＬＰの導通時間の時比率を求めると、関係式（８）が得られる。導通時間とは、第１コイルＬＰに入力電流と放出電流とが流れ
る期間を意味する。
【数３】
2019193448.tif 000005
【００６１】
第１コイルＬＰには、スイッチＳＷのオン時間に入力電流が引き込まれ、エネルギー放出時間に電流が出力され、非導通時間（スイッチング周期Ｔ−導通時間）の電流はゼロである。オン時間の入力電流は、時間に比例してゼロからピーク電流ＩＬＰＰまで増加するので、その時間積分はＩＬＰＰ×Ｔｏｎ／２である。また、エネルギー放出時間Ｔｒの放出電流は、時間に比例してピーク電流ＩＬＰＰからゼロまで減少するので、その時間積分はＩＬＰＰ×Ｔｒ／２である。したがって、これらから１回のスイッチング周期Ｔに第１コイルＬＰに流れる電流の時間積分を計算することができる。そして、電流の時間積分を周期Ｔで除算すれば、第１コイルＬＰの瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅが得られる。これらを式で表わすと、関係式（９）が得られる。
【数４】
2019193448.tif 000006
【００６２】
関係式（９）に、入力電圧の瞬時値ｖｉｎの関係式（１０）を代入すれば、関係式（１１）のように、位相角θと、位相角θに依存しないパラメータとを用いて、第１コイルＬＰの瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅを表わすことができる。
【数５】
2019193448.tif 000007
【００６３】
代数的に、式（１１）からＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢを求めることは困難であり、また、第１コイルＬＰの瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅの波形は正弦波形とならないため、次の方法でＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢを求める。
【００６４】
図７は、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢをパラメータとして瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅを表わしたグラフである。ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢを求めるため、先ず、式（１１）の瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅを、位相角θの関数とし、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢをパラメータとして、図７のようにグラフ化する。ここで、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢ以外のパラメータＩＯ、Ｖｉｎａｃ、ＶＦについては、想定される値を適用し、設定変更可能なパラメータＬＤ、ＬＰには典型的な値を適用している（設定値１の表を参照）。また、入力電力と出力電力との比率である推定効率は、各素子で生じる損失を考慮して推定される。
【表１】
2019193448.tif 000008
【００６５】
次に、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢを求めるため、出力電力と推定効率とから求められる正弦波状（力率１）の入力電流を、基準電流として定める。図７のグラフ中には、このように求められた基準電流が示されている。
【００６６】
続いて、瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅの交流半周期における平均電流が、基準電流の交流半周期における平均電流に最も近い瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅのグラフ線を求める。そして、このグラフ線に対応するＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢのパラメータ値を、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢの値として得る。
【００６７】
このように求められたＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢが、電源装置１の回路動作に合致していることは、次のように説明される。図７の複数のグラフ線にそれぞれ対応する入力電力は互いに異なる。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力と出力電力との間では、電力の受給がバランスされていなければならず、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢは電力の受給がバランスされた値に収束する。基準電流は、出力電力と推定効率とから求められる正弦波状の電流であり、基準電流が入力されていると仮定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて入力と出力との間で電力の受給がバランスしている。また、瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅは、基準電流と同様に、交流の入力電圧の瞬時値ｖｉｎがゼロに近くなる位相角では比較的に小さな値を取り、交流の入力電圧の瞬時値ｖｉｎが大きくなる位相角では比較的に大きな値を取る。したがって、基準電流の交流半周期の平均電流と、瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅの交流半周期の平均電流との差分が最も小さくなれば、基準電流が入力されるときの入力電力と、瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅが入力されるときの入力電力とがほぼ等しくなる。したがって、この瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅが流れるときに、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力の受給がバランスすることになり、上記のように選択されたＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢが、電源装置１の回路動作に合致することとなる。
【００６８】
前述の設定値１を適用したときに求められる基準電流及びＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢの値を、次の表に示す。
【表２】
2019193448.tif 000009
【００６９】
上述した方法では、第１コイルＬＰと第２コイルＬＤの各インダクタンスを典型的な値に設定したときのＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢの値が求められる。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＶＦ及び出力電流ＩＯを一定とした場合、電力変換効率はほぼ一定なので、入力電力も一定値となる。さらに、入力電圧の実効値Ｖｉｎａｃと入力電力を一定とした場合、瞬時平均電流ｉｉｎａｖｅの平均電流は一定値に収束する。この条件に従えば、式（１１）において、可変なパラメータは、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢと、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤのみとなる。
【００７０】
以上のことから、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢは、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤに依存して変化することが示された。言い換えれば、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤの選定により、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢを適宜調整することができることが示された。
【００７１】
＜説明Ｂ＞
続いて、第１コイルＬＰのエネルギー放出時間比率（エネルギー放出時間ＴｒとスイッチＳＷのオフ時間Ｔｏｆｆとの比、位相角９０°のときの値）が、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤに依存して変化することを説明する。すなわち、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤによって、第１コイルＬＰの動作を電流連続モードの設定としたり、電流不連続モードの設定としたりできることを説明する。
【００７２】
エネルギー放出時間Ｔｒの式（５）の右辺と、スイッチＳＷのオフ時間Ｔｏｆｆの式（２）とを用いて、両者の比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆを表わすと、比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆは、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢ、出力電圧ＶＦ、及び入力電圧の瞬時値ｖｉｎの関数となることが示される。さらに、入力電圧の瞬時値ｖｉｎが最も大きくなる交流周期の位相角９０°のときに、比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆか最大値になることが示される。
【００７３】
ここで、位相角９０°のときの比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆの値は、位相角θの値が決まるので、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢと出力電圧ＶＦと入力電圧の実効値Ｖｉｎａｃの関数となる。さらに、入力電圧の実効値Ｖｉｎａｃと出力電圧ＶＦを一定とすれば、位相角９０°のときの比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆの値は、ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢのみに依存する変数となる。ＰＦＣコンデンサ電圧ＶＢは、前述したように、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤに依存する。以上のことから、比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆの位相角９０°のときの値は、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤに依存して変化することが示された。
【００７４】
比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆが１００％より大きくなると、第１コイルＬＰの動作が電流連続モードになることを意味するが、交流周期の全位相角で電流不連続モードを実現するには、比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆが最大となる位相角９０°で１００％より小さい値となればよい。上述したように、位相角９０°のときの比率Ｔｒ／Ｔｏｆｆは、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤに依存して変化する。したがって、この値が１００％となるインダクタンス比ＬＰ／ＬＤが、第１コイルＬＰの動作が電流連続モード（或る位相角で電流連続モードが現れる）と電流不連続モード（全ての位相角で電流不連続モード）との境界を表わす値となる。以上のことから、インダクタンス比ＬＰ／ＬＤの設定により、第１コイルＬＰの動作を電流不連続モード又は電流連続モードに切り換えることができることが示された。図５及び図６に示した電流不連続モードを実現するインダクタンス比ＬＰ／ＬＤの上限値は、上記のロジックで算出されている。
【００７５】
（本発明を適用可能な回路例）
図８〜図１５は、本発明の実施形態の電源装置の構成例１〜構成例８を示す回路図である。本発明が適用される実施形態の電源装置としては、図８〜図１５の電源装置１Ａ〜１Ｈの構成が適用されてもよい。
【００７６】
図８の電源装置１Ａは、図１の電源装置１からカレントトランスＴ１を省略して構成される。制御回路２０は、例えば図示略の出力電流の検出部から検出信号を得て、出力電流が設定値になるようにＰＷＭ制御等によりスイッチＳＷを制御する。出力電流の検出部としては、様々な構成が適用されてもよい。このような構成においても、図１の電源装置１と同様に、高調波電流抑制と負荷３１への所定の出力制御が実現される。
【００７７】
図９の電源装置１Ｂは、図８の電源装置１Ａと極性を逆転させて構成される。電源装置１Ｂでは、第１還流回路１２Ａの第１コイルＬＰ、還流ダイオードＤ１及びＰＦＣコンデンサＣ２は、整流部１１の出力側の陰極端子からこの順で直列に接続されている。また、第２還流回路１３Ａの第２コイルＬＤと還流ダイオードＤ１とは、陽極の出力端子ＯＵＴ１からこの順で直列に接続されている。還流ダイオードＤ１は、これらと反対の向きに電流が流れるように接続されている。スイッチＳＷＡは、接続点Ｎ１と、整流部１１の出力側の一端子及びＰＦＣコンデンサＣ２の一端が共通に接続される電位点（整流部１１の出力のハイサイドの電位点）との間に設けられている。このような構成においても、所定の出力が得られるようＰＷＭ制御等により制御回路２０がスイッチＳＷＡを制御する。これにより、電源装置１Ｃの高調波電流抑制と負荷３１への所定の出力制御が実現される。
【００７８】
図１０の電源装置１Ｃは、図９の電源装置１Ｂに電流検出抵抗Ｒ１を追加して構成される。電流検出抵抗Ｒ１は、接続点Ｎ１と第２コイルＬＤとの間に設けられ、第２コイルＬＤの電流を検出し、検出信号を制御回路２０へ送る。制御回路２０は、検出信号に基づいてピーク電流が所定値になるようにスイッチＳＷＡを制御する。これにより、電源装置１Ｃの高調波電流の抑制と負荷３１への所定の出力制御が実現される。
【００７９】
図１１の電源装置１Ｄは、接続点Ｎ１と第１コイルＬＰとの間、及び、接続点Ｎ１と第２コイルＬＤとの間に、電流逆流防止用のダイオードＤ２、Ｄ３がそれぞれ付加されて構成される。その他の構成要素は、図８の電源装置１Ａと同様である。ダイオードＤ２は、接続点Ｎ１から第１コイルＬＰ側へ流れる電流を遮断し、ダイオードＤ３は、接続点Ｎ１から第２コイルＬＤ側へ流れる電流を遮断する。
【００８０】
ダイオードＤ２、Ｄ３は、接続点Ｎ１を介して第１コイルＬＰから第２コイルＬＤへ流れる電流、あるいは、その逆向きの電流を遮断し、第１還流回路１２と第２還流回路１３とが不要に干渉することを防止する。
【００８１】
また、スイッチＳＷは寄生容量を持つため、寄生容量と第１コイルＬＰとでＬＣ共振回路が構成され、不要な共振動作が生じる恐れがある。また、寄生容量と第２コイルＬＤとでＬＣ共振回路が構成され、不要な共振動作が生じる恐れがある。ダイオードＤ２、Ｄ３は、これらの共振動作による第１還流回路１２と第２還流回路１３との相互干渉を抑制する。
【００８２】
なお、ダイオードＤ２、Ｄ３は、両方付加せずに、いずれか一方のみを付加してもよい。いずれか一方のみを設けることで、第１コイルＬＰと第２コイルＬＤとの間で流れる電流の一方を遮断し、この電流による第１還流回路１２と第２還流回路１３との干渉を抑制できる。また、いずれか一方のみを設けることで、２つの共振動作による第１還流回路１２と第２還流回路１３との相互干渉を抑制することができる。なお、第１コイルＬＰから第２コイルＬＤへ流れる電流が生じることは非常に少なく、また、寄生容量と第２コイルＬＤとの共振動作が生じる恐れは少ないため、この観点からは、ダイオードＤ３は省略されてもよい。
【００８３】
図１１の電源装置１Ｄにおいても、図８の電源装置１Ａと同様に動作して、高調波電流抑制と負荷３１への所定の出力制御が実現される。
【００８４】
図１２の電源装置１Ｅは、接続点Ｎ１と第１コイルＬＰとの間、及び、接続点Ｎ１と第２コイルＬＤとの間に、電流逆流防止用のダイオードＤ２Ｅ、Ｄ３Ｅがそれぞれ付加されて構成される。その他の構成要素は、図９の電源装置１Ｂと同様である。ダイオードＤ２Ｅは、第１コイルＬＰから接続点Ｎ１へ流れる電流を遮断し、ダイオードＤ３Ｅは、第２コイルＬＤから接続点Ｎ１へ流れる電流を遮断する。
【００８５】
ダイオードＤ２Ｅ、Ｄ３Ｅの作用は、図１１の電源装置１ＤのダイオードＤ２、Ｄ３の作用と同様である。ダイオードＤ２Ｅ、Ｄ３Ｅは、両方設けずに、片方のみ設けてもよい。また、ダイオードＤ３Ｅは省略してもよい。
【００８６】
図１２電源装置１Ｅにおいても、図９の電源装置１Ｂと同様に動作して、高調波電流抑制と負荷３１への所定の出力制御が実現される。
【００８７】
図１３の電源装置１Ｆは、第１還流回路１２Ｆの還流ダイオードＤ４と、第２還流回路１３の還流ダイオードＤ１とを共通化せずに、個別に設けて構成される。その他の構成要素は、図１の電源装置１と同様である。このような回路としても、図１の電源装置１と同様に動作して、高調波電流抑制と負荷３１への所定の出力制御が実現される。
【００８８】
図１４の電源装置１Ｇは、図８の電源装置１Ａの第２コイルＬＤの配置を、還流ダイオードＤ２及び出力コンデンサＣ３のハイサイド側へ変更した例である。その他の構成要素は、図８の電源装置１Ａと同様である。このような回路としても、図１の電源装置１と同様に動作して、高調波電流抑制と負荷３１への所定の出力制御が実現される。
【００８９】
図１５の電源装置１Ｈは、図１０の電源装置１Ｃの第２コイルＬＤの配置を、還流ダイオードＤ２及び出力コンデンサＣ３のローサイド側へ変更した例である。その他の構成要素は、図１０の電源装置１Ｃと同様である。このような回路としても、図１０の電源装置１Ｃと同様に動作して、高調波電流抑制と負荷３１への所定の出力制御が実現される。
【００９０】
図８〜図１３の電源装置１Ａ〜１Ｆにおいても、第１コイルＬＰと第２コイルＬＤとのインダクタンス比ＬＰ／ＬＤが、図１の電源装置１と同様に設定される。これにより、第１コイルＬＰの動作が電流不連続モードとなって、電源装置１Ａ〜１Ｆの安定した動作を十分に確保することができる。
【００９１】
以上、本発明の各実施形態について説明した。しかし、本発明は上記の実施形態に限られない。例えば、上記実施形態では、１つのスイッチＳＷ、ＳＷＡにより第１コイルＬＰへの電流の投入と放出の切替え、及び、第２コイルＬＤへの電流の投入と放出の切替えを行っている。しかし、第１コイルＬＰへの電流の投入と放出の切替えと、第２コイルＬＤへの電流の投入と放出の切替えとを、別個のスイッチを用いて行ってもよい。この場合でも、２つのスイッチを制御する制御回路を共通化し、電源装置のコストを低減することができる。また、上記実施形態では、制御回路が、検出されたピーク電流が所定値になるようにスイッチング制御する例を示したが、電流平均値が所定値になるように制御してもよいなど、出力制御の方法は様々に変更できる。また、上記の実施形態では、電源装置の負荷として照明用ＬＥＤを適用した例を示したが、照明用ＬＥＤの代わりに照明用の有機エレクトロルミネッセンス素子が適用されてもよい。また、本発明を適用できる構成例として、電源装置１、１Ａ〜１Ｆを示したが、本発明に係る電源装置は、カレントトランスＴ１を有する図１の電源装置１に、図１１の電流逆流防止用のダイオードＤ２、Ｄ３の一方又は両方が適用された構成としてもよい。また、本発明に係る電源装置は、電流検出抵抗Ｒ１を有する図１０の電源装置１Ｃに、図１２の電流逆流防止用のダイオードＤ２Ｅ、Ｄ３Ｅの一方又は両方が適用された構成としてもよい。その他、実施の形態で示した細部は、発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【符号の説明】
【００９２】
１、１Ａ−１Ｆ・・・電源装置、１１・・・整流部、１２、１２Ａ、１２Ｆ・・・第１還流回路、１３、１３Ａ・・・第２還流回路、２０・・・制御回路、３１・・・負荷、ＬＰ・・・第１コイル、ＬＤ・・・第２コイル、Ｃ１・・・電流平滑コンデンサ、Ｃ２・・・ＰＦＣコンデンサ、Ｃ３・・・出力コンデンサ、Ｄ１、Ｄ４・・・還流ダイオード、Ｄ２、Ｄ２Ｅ、Ｄ３、Ｄ３Ｅ・・・電流逆流防止用のダイオード、Ｅ・・・交流電源、ＳＷ、ＳＷＡ・・・スイッチ、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２・・・出力端子
【図１】
2019193448.tif 000010
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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