(57)【要約】      （修正有）【課題】Ｈブリッジ構成を採用することなく簡便な回路構成であると同時に、損失やノイズを良好に抑えてより効率的な誘導負荷の両極性電流制御が可能な駆動回路の提供。【解決手段】供給電源２からの交流を整流するブリッジダイオード３と、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサ４と、一次側平滑コンデンサ４により平滑化された直流を制御回路２０にてパルス信号発生装置２４により発生されたパルス信号に基づいた周期でオン／オフスイッチングを行ってパルス波の交流に変換する一次側スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）５と、パルス波交流を一次側コイルＬＰから２個の二次側コイルＬＳ１，ＬＳ２へ予め定められた電圧へ変圧して伝達するスイッチングトランス６とを備え、誘導負荷７に対して供給される電流の方向が互いに逆になる回路を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの交流を整流する整流ブリッジダイオードと、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサと、前記一次側平滑コンデンサにより平滑化された直流をパルス信号発生装置からのパルス信号に基づいた周期での一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングによってパルス波の交流に変換されたものを予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランスと、二次側に伝達された交流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流をさらに平滑化して誘導負荷へ出力する二次側平滑コンデンサとを備えたスイッチング電源回路と、指令信号と前記スイッチング電源回路の出力側の検出結果とに基づいて前記パルス信号発生装置によるパルス信号のパルス幅を調整して前記スイッチング素子のオン／オフスイッチングを制御する制御回路と、を有し、
前記スイッチングトランスは、一個の一次側コイルに対して第１の二次側コイルと第２の二次側コイルとの二個の二次側コイルを備え、
前記第１の二次側コイルからの交流電流が第１の二次側ダイオードで整流され第１の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記誘導負荷へ出力する第１の二次側回路と、前記第２の二次側コイルからの交流電流が第２の二次側ダイオードで整流され第２の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記第１の二次側回路とは逆向きに前記誘導負荷へ出力する第２の二次側回路と、が設けられており、
前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路とには、それぞれ第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とが配置され、
前記制御回路は、前記指令信号に基づく極性信号によって前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフを制御し、前記第１の二次側回路による電流と前記第２の二次側回路による電流とを選択切換可能に前記誘導負荷へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路を、さらに有していることを特徴とする誘導負荷の両極性電流制御駆動回路。
【請求項２】
前記誘導負荷は、駆動方向が互いに対向する第１誘導負荷部と第２誘導負荷部とを備え、前記第１の二次側回路が前記第１誘導負荷部に電流を供給し、前記第２の二次側回路が前記第２誘導負荷部に電流を供給するものであることを特徴とする請求項１に記載の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路。
【請求項３】
前記誘導負荷がダブルソレノイド形であり、前記第１誘導負荷部と前記第２の誘導負荷部として、対向する一対のソレノイドを備えているものであることを特徴とする請求項２に記載の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路。
【請求項４】
前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路は、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とがそれぞれ前記誘導負荷に対して電源側の高電圧側ラインを断続する位置に配置されたハイサイドスイッチ式であることを特徴とする請求項１に記載の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路。
【請求項５】
前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路は、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とがそれぞれ前記誘導負荷に対して低電圧側のラインを断続する位置に配置されたローサイドスイッチ式であることを特徴とする請求項１に記載の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路。
【請求項６】
前記極性制御用回路は、前記第１の二次側回路の第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側回路の第２の二次側スイッチング素子とに対して、それぞれの開度を制御偏差に比例して互いに反比例の関係で制御して電流切換を行う比例切換方式であることを特徴とする請求項１に記載の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばモータ、リニアモータまたはソレノイド等の誘導負荷に対する電流方向を適切に制御することによってその駆動方向をより効率的に制御できる両極性電流制御駆動回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータの正逆回転駆動の切換やリニアモータ、ソレノイドの直線往復駆動の切換など、誘導負荷への供給電流に両極性制御が必要な駆動回路では、Ｈブリッジ回路が用いられている。
【０００３】
Ｈブリッジ回路は、負荷の間にスイッチング素子、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor:電界効果トランジスタ）などのトランジスタを４つ相互に接続して構成され、これら４つの素子に対して選択的にオン／オフ制御して負荷へ流れる電流の方向を逆転させることができる。
【０００４】
このようなＨブリッジ構成による駆動回路においては、誘導負荷の両極性電流制御を該負荷に直列な比例動作素子を介して行う場合、その制御は電力を損失させることによるため、発熱損失が大きく実用的ではない。そこで、現状では、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって負荷に対する効率的な制御を行うのが主流となっている（例えば、特許文献１、２及び３参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−８０９２９号公報
【特許文献２】特開２００９−２９６８５０号公報
【特許文献３】特開２０１５−２２６３６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、両極性電流制御におけるＨブリッジ構成のＰＷＭ制御では、負荷の両端電圧がオン／オフ電圧になるため、ノイズが大きく、負荷に容量性がある場合は損失が大きくなってしまう。また負荷がリニアモータの場合には、モータの磁路にＰＷＭ周期のスパイク電流が発生するため、容量性が小さくても損失やノイズは発生してしまう。
【０００７】
誘導負荷を高周波のＰＷＭでオン／オフ制御する場合、該負荷に電圧が供給される度に磁界の変化が発生するため、周囲の導体には磁界変化を妨げる電流を発生させ、同時に負荷の容量性を充電する電流も流れるが、これらの電流は負荷の駆動に寄与せず損失となる。このような高周波の磁界変化や電圧変化によって負荷や電力電送ケーブルからもノイズが発生する。
【０００８】
また、モータ等の負荷の動作を高速化するために電源電圧を高圧化すると更にノイズと損失が大きくなる。しかも、Ｈブリッジ回路では電源と負荷との間に挿入された制御素子によって制御されるため、負荷に印可される電圧は電源電圧が上限となり、駆動電圧は電源電圧に依存している。そこで、負荷インピーダンスを下げて大電流化することによって高速化を図ることも考えられるが、伝送距離が長い場合は配線の損失が問題となる。
【０００９】
さらに、Ｈブリッジ回路は、少なくとも極性を決める素子一個と振幅を決める素子二個が必要であり、言うまでもなく、素子の破壊や回路の損害を招く大電流の短絡が発生する各対の素子同士の同時オンを防止しなければならず、オンタイミング制御のための２回路が必要となり、その分、回路構成は煩雑となる。
【００１０】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、誘導負荷の両極性電流制御を行う駆動回路として、Ｈブリッジ構成を採用することなく簡便な回路構成であると同時に、損失やノイズを良好に抑えてより効率的な誘導負荷の両極性電流制御が可能な駆動回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明に係る誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、電源からの交流を整流する整流ブリッジダイオードと、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサと、前記一次側平滑コンデンサにより平滑化された直流をパルス信号発生装置からのパルス信号に基づいた周期での一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングによってパルス波の交流に変換されたものを予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランスと、二次側に伝達された交流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流をさらに平滑化して誘導負荷へ出力する二次側平滑コンデンサとを備えたスイッチング電源回路と、指令信号と前記スイッチング電源回路の出力側の検出結果とに基づいて前記パルス信号発生装置によるパルス信号のパルス幅を調整して前記スイッチング素子のオン／オフスイッチングを制御する制御回路と、を有し、
前記スイッチングトランスは、一個の一次側コイルに対して第１の二次側コイルと第２の二次側コイルとの二個の二次側コイルを備え、
前記第１の二次側コイルからの交流電流が第１の二次側ダイオードで整流されて第１の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記誘導負荷へ出力する第１の二次側回路と、前記第２の二次側コイルからの交流電流が第２の二次側ダイオードで整流されて第２の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記第１の二次側回路とは逆向きに前記誘導負荷へ出力する第２の二次側回路と、が設けられており、
前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路とには、それぞれ第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とが配置され、
前記制御回路は、前記指令信号に基づく極性信号によって前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフを制御し、前記第１の二次側回路による電流と前記第２の二次側回路による電流とを選択切換可能に前記誘導負荷へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路を、さらに有しているものである。
【００１２】
請求項２に記載の発明に係る誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、請求項１に記載の両極性電流制御駆動回路において、前記誘導負荷は、駆動方向が互いに対向する第１誘導負荷部と第２誘導負荷部とを備え、前記第１の二次側回路が前記第１誘導負荷部に電流を供給し、前記第２の二次側回路が前記第２誘導負荷部に電流を供給するものであることを特徴とする。
【００１３】
請求項３に記載の発明に係る誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、請求項２に記載の両極性電流制御駆動回路において、前記誘導負荷がダブルソレノイド形であり、前記第１誘導負荷部と前記第２誘導負荷部として、対向する一対のソレノイドを備えているものであることを特徴とする。
【００１４】
請求項４に記載の発明に係る誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、請求項１に記載の両極性電流制御駆動回路において、前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路は、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とがそれぞれ前記誘導負荷に対して電源側の高電圧側ラインを断続する位置に配置されたハイサイドスイッチ式であることを特徴とする。
【００１５】
請求項５に記載の発明に係る誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、請求項１に記載の両極性電流制御駆動回路において、前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路は、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とがそれぞれ前記誘導負荷に対して低電圧側のラインを断続する位置に配置されたローサイドスイッチ式であることを特徴とする。
【００１６】
請求項６に記載の発明に係る誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、請求項１に記載の両極性電流制御駆動回路において、前記極性制御用回路は、前記第１の二次側回路の第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側回路の第２の二次側スイッチング素子とに対して、それぞれの開度を制御偏差に比例して互いに反比例の関係で制御して電流切換を行う比例切換方式であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明による誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、スイッチングトランスを備え、一次側で振幅が決定される一つの共通するスイッチング素子に対して、二次側で極性が決定される二つのスイッチング素子によって両極性電流制御の主要構成が完了すると共に、二次側で整流・平滑化されたオン／オフの無い電圧が誘導負荷へ供給される構成であるため、Ｈブリッジ構成を採用することなく簡便な構成であると同時に、ノイズ、損失を良好に抑えてより効率的な誘導負荷の両極性電流制御が可能となるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第一の実施例による両極性電流制御駆動回路の概略構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第二の実施例によるダブルソレノイド用の両極性電流制御駆動回路の概略構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第三の実施例による両極性電流制御駆動回路の概略構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第四の実施例による両極性電流制御駆動回路のスイッチングトランスから二次側回路構成を示す部分回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明においては、誘導負荷の両極性電流制御駆動回路として、電源からの交流を整流する整流ブリッジダイオードと、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサと、前記一次側平滑コンデンサにより平滑化された直流をパルス信号発生装置からのパルス信号に基づいた周期での一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングによってパルス波の交流に変換されたものを予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランスと、二次側に伝達された交流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流をさらに平滑化して誘導負荷へ出力する二次側平滑コンデンサとを備えたスイッチング電源回路と、指令信号と前記スイッチング電源回路の出力側の検出結果とに基づいて前記パルス信号発生装置によるパルス信号のパルス幅を調整して前記スイッチング素子のオン／オフスイッチングを制御する制御回路と、を有し、前記スイッチングトランスは、一個の一次側コイルに対して第１の二次側コイルと第２の二次側コイルとの二個の二次側コイルを備えたものである。そして前記第１の二次側コイルからの交流電流が第１の二次側ダイオードで整流されて第１の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記誘導負荷へ出力する第１の二次側回路と、前記第２の二次側コイルからの交流電流が第２の二次側ダイオードで整流されて第２の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記第１の二次側回路とは逆向きに前記誘導負荷へ出力する第２の二次側回路と、が設けられており、前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路とには、それぞれ第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とが配置され、前記制御回路は、前記指令信号に基づく極性信号によって前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフを制御し、前記第１の二次側回路による電流と前記第２の二次側回路による電流とを選択切換可能に前記誘導負荷へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路を、さらに有しているものである。
【００２０】
上記構成により、本発明においては、負荷電圧が直接オン／オフ制御されることなく、スイッチング電源回路の一次側で制御回路からの指令信号に基づいて電源からの電圧を高周波でオン／オフ制御してから二次側に交流電力を伝え、それを整流、平滑化して誘導負荷へ出力されるため、該誘導負荷へはオン／オフの無い駆動電圧が供給され、負荷動作に必要な電圧変化しか生じない。したがって、負荷電流一定の条件では電圧変化はなく、従来のＨブリッジ構成のＰＷＭ制御の場合のような磁界変化はなく、誘導および充電電流の発生がないため、損失もノイズ発生もない。また、これによって、誘導負荷の周囲にセンサが設置されている場合にはノイズの影響を受けることがなくなるため、センサ精度が劣化せず、より高精度の制御が可能となる。
【００２１】
さらに、トランスの二次側電圧は一次二次の巻数によって決定されるため、本発明によれば、元の電源電圧と無関係に誘導負荷に対する最大印可電圧が得られ、ノイズや損失を増大させることなく該誘導負荷への印可電圧を高電圧にして負荷動作を高速化することも可能となる。
【００２２】
また、本発明においては、第１の二次側回路の第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側回路の第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフ切換によって誘導負荷へ供給される電流の極性が切り替わる。したがって、誘導負荷の駆動回路において両極性電流制御を行う主要構成が、二次側で極性を決定する二個の素子に対して、振幅を決定する二次側の一個の共通する素子という構成で完了する。
【００２３】
さらに、スイッチング素子が切換動作する時点で二次側に送られる電力が原理的に殆どないため、素子間に流れる電流も極めて小さく、回路に分布する容量に吸収されて素子を破壊するほどの電圧が発生しない。このため、Ｈブリッジ回路による駆動回路構成の場合のような大電流短絡の恐れがなく、また極性を決定する第１と第２の二次側スイッチング素子同士の間でも同時オンを防止する必要がなく、そのための回路も必要無いため、回路構成は全体として従来のＨブリッジ構成の場合よりシンプルとなる。
【００２４】
以上のように、本発明の誘導回路の両極性電流制御駆動回路によれば、Ｈブリッジ構成を採用することなく、簡便な回路構成でありながら、損失やノイズを抑え、より効率的な誘導負荷の両極性電流制御が可能となる。
【００２５】
なお、本発明の両極性電流駆動回路においては、単一の誘導負荷に対して供給される電流の極性を切り換えるだけでなく、駆動方向が対向する二つの誘導負荷に対してそれぞれ極性の異なる電流を供給するためのものであってもよい。
【００２６】
この場合、対象となる誘導負荷装置自体が必ずしも単一のものである場合に限定されるものではなく、第１と第２の誘導負荷部に対して、それぞれ第１の二次側回路と第２の二次側回路から電流が供給される構成が可能である。これによって、第１誘導負荷部による駆動部と第２誘導負荷部による駆動部との切換駆動を効率的に制御できる。
【００２７】
また、このような第１と第２の誘導負荷部による切換駆動としては、例えば、方向制御弁や流量制御弁用のダブルソレノイド形の電磁切換弁など、単一の装置における同一駆動部の対向駆動制御に有効である。この場合、各二次側回路から第１と第２の誘導負荷部としての一対のソレノイドへ供給される電流を制御することによってその対向方向の切換駆動が効率的に制御できる。このように、二つの誘導負荷部による対向駆動においても、本発明の両極性電流制御駆動回路によれば、簡便な回路構成で損失やノイズなく、より効率的な制御が可能となる。
【００２８】
第１と第２の二次側回路において、各二次側スイッチング素子は、誘導負荷に対して単に供給電流を切り換える際に第１と第２の二次側回路をオンあるいはオフすればよいため、一般的な回路と同様にその過渡特性に応じた素子を適宜選択して電源側の高電圧側でラインを断続する位置に配置される所謂ハイサイドスイッチ式の構成とすればよい。
【００２９】
また、本発明の両極性電流制御駆動回路は、各二次側スイッチング素子を、それぞれの二次側回路における誘導負荷より低電圧側でラインを断続させる位置に配置するローサイドスイッチ式で構成することもできる。
【００３０】
さらに、本発明の両極性電流制御駆動回路では、上述のように切換時の二次側電力が小さいことから、第１と第２の二次側スイッチング素子の同時オン状態も問題無いため、これを利用して、第１の二次側スイッチング素子と第２も二次側スイッチング素子とを互いにオーバーラップさせながら誘導負荷に対する電流を比例的に切り換えることも可能である。この場合の二次側スイッチング素子における損失も少なくて済む。この場合、制御回路の極性制御用回路は、比例切換方式用として、第１と第２の二次側スイッチ素子の開度を制御偏差に比例して互いに反比例の関係で制御して電流切換を行うものとすることで、極性の正負をスイッチ動作せずに移行できる。
【００３１】
さらに、本発明における二次側回路の構成は、一次側コイルに対する二次側コイルの極性を逆方向としたフライバックコンバータ形が簡便であるが、二次側コイルの極性を一次側コイルと同じにしてチョークコイルと転流ダイオードを備えたフォワードコンバータ形の構成も可能である。
【００３２】
フライバックコンバータ形では、一次側がオン状態で一次側コイルに電流が流れても二次側コイルには誘導電流が流れず、発生する磁束によってコアにエネルギーが蓄積され、一次側がオフされるとコアに蓄積されたエネルギーが解放されて二次側ダイオードを通じて電流が流れる。フォワードコンバータ形では、一次側のオン状態で一次側コイルに電流が流れると、二次側コイルに誘導起電力が発生して二次側ダイオードを通じて電流が流れるが、チョークコイルにエネルギーが蓄積される。そして一次側がオフになるとチョークコイルに起電力が発生し、蓄積されたエネルギーが放出されて転流ダイオードを通じて電流が流れる。
【実施例１】
【００３３】
本発明の一実施例による誘導負荷の両極性電流制御駆動回路として、二次側スイッチング回路がハイサイドスイッチ式の構成である場合を図１の回路図に示す。本実施例の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路１は、スイッチングトランスを含むスイッチング電源回路１０を基本構成として備え、二次側で電流の極性が決定されるものである。即ち、供給電源２からの交流を整流するブリッジダイオード３と、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサ４と、一次側平滑コンデンサ４により平滑化された直流を制御回路２０にてパルス信号発生装置２４により発生されたパルス信号に基づいた周期でオン／オフスイッチングを行ってパルス波の交流に変換する一次側スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）５と、パルス波交流を一次側コイルＬＰから二次側コイルへ予め定められた電圧へ変圧して伝達するスイッチングトランス６とを備えている。二次側に伝達された交流は二次側整流ダイオードで整流され、二次側平滑コンデンサでさらに平滑化された直流として誘導負荷７へ送られる。
【００３４】
そして、本実施例においては、スイッチングトランス６は、一個の一次側コイル（ＬＰ）に対してコイル極性が異なる二次側コイルを二個（ＬＳ１，ＬＳ２）備えたものであり、二次側では、各二次側コイル（ＬＳ１，ＬＳ２）から誘導負荷７に対して供給される電流の方向が互いに逆になる回路構成を有するものである。即ち、第１の二次側コイルＬＳ１が第１の二次側回路１１Ａによって誘導負荷７に順手で接続され、第２の二次側コイルＬＳ２が第２の二次側回路１１Ｂによって誘導負荷７に逆手で接続されている。
【００３５】
第１の二次側回路１１Ａでは、一次側コイルＬＰから第１の二次側コイルＬＳ１に伝達された交流を整流する第１の二次側ダイオード１２Ａと、この整流された直流をさらに平滑化して誘導負荷７へ送る第１の二次側平滑コンデンサ１３Ａとを備えている。同様に、第２の二次側回路１１Ｂでは、第２の二次側コイルＬＳ２に伝達された交流を整流する第２の二次側ダイオード１２Ｂと、この整流された直流をさらに平滑化する第２の二次側平滑コンデンサ１３Ｂとを備えている。
【００３６】
そして、これら第１と第２の二次側回路（１１Ａ，１１Ｂ）は、それぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子（１４Ａ，１４Ｂ）を誘導負荷７に対して高圧側でラインを断続する位置に備えている、所謂ハイサイドスイッチ式の構成となっている。
【００３７】
制御回路２０では、電流指令信号２１と電流センサ８からの出力側の検出結果による電流フィードバック信号ＦＢＳとに基づいた目標値との偏差から、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）制御部２２を介して実際の操作量が求められ、振幅決定部２３で該操作量に相当する振幅信号ＡＳが生成され、パルス信号発生装置２４へ出力される。パルス信号発生装置２４が、振幅信号ＡＳに基づいたパルス信号ＰＷＭＳによって一次側スイッチング素子５のオン／オフ制御を行うことによってスイッチングトランス６の一次側がＰＷＭ制御される。
【００３８】
制御回路２０には、電流指令信号２１に基づく極性信号ＰＳによって第１の二次側スイッチング素子１４Ａと第２の二次側スイッチング素子１４Ｂに対するオン／オフを切換制御する極性制御用回路３０が設けられており、これによって誘導負荷７に対する第１の二次側コイルＬＳ１からの第１の二次側回路１１Ａによる電流供給と第２の二次側コイルＬＳ２からの第２の二次側回路１１Ｂによる電流供給とが切り換えられ、電流の向きが反転する。誘導負荷７がモータであれば、その回転方向が正逆で切り換えられ、ソレノイドやリニアモータであれば、駆動方向が往動方向と復動方向とで切り換えられる。
【００３９】
以上の構成を備えた本実施例においては、ＰＷＭによるオン／オフ制御が一次側で行われるため、誘導負荷７へは、オン／オフのない、整流、平滑化された電圧が供給される。即ち、誘導負荷の動作に必要な電圧変化しか生じないため、大きな損失やノイズの原因となる磁界変化や電圧変化がない。しかもトランスの一次側二次側の巻数によって二次側電圧が決定されるため、誘導負荷に印可される電圧は、電源電圧に依存することなく高電圧にして負荷動作の高速化も可能である。
【００４０】
また、本実施例の両極性電流制御駆動回路１は、振幅を決める一次側の一個のスイッチング素子５に対して、極性を決める第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａ，１４Ｂ）の構成で両極性電流制御のための構成が完了する。さらに、第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａ，１４Ｂ）が切換動作する時点では、トランス二次側に送られる電力が原理的に殆ど無いため、第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａ，１４Ｂ）同士が同時オン状態になったとしても問題なく、同時オンを防止するための回路を設ける必要もない。従って、本実施例の両極性電流制御駆動回路１は回路構成が簡便であると同時に、ノイズや損失も良好に抑えられ、従来になく効率的な誘導負荷の両極性駆動制御が可能となる。
【実施例２】
【００４１】
上記実施例１では、一つの誘導負荷に対して極性を制御する場合を示したが、本発明の両極性電流制御駆動回路は、互いに対向方向に駆動する一対の誘導負荷に対してその切換駆動を効率的に制御するのに有効である。本発明の第２の実施例として、例えば電磁切換弁のダブルソレノイドによる対向駆動用の両極性電流制御駆動回路を図２に示す。
【００４２】
本実施例においては、誘導負荷が一対のソレノイドであり、誘導負荷に対する第１の二次側回路と第２の二次側回路との接続部以外の主な回路構成は、図１に示した実施例１の構成と共通する。なお、図２中、図１との共通部分には同じ符号を付している。
【００４３】
本実施例の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路１Ｘは、実施例１と同じスイッチングトランスを含むスイッチング電源回路１０を基本構成として備え、二次側で電流の極性が選択されるものである。即ち、供給電源２からの交流を整流するブリッジダイオード３と、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサ４と、一次側平滑コンデンサ４により平滑化された直流を制御回路２０Ｘにてパルス信号発生装置２４により発生されたパルス信号に基づいた周期でオン／オフスイッチングを行ってパルス波の交流に変換する一次側スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）５と、パルス波交流を一次側コイルＬＰから二次側コイルへ予め定められた電圧へ変圧して伝達するスイッチングトランス６とから成るスイッチング電源回路１０を備えている。
【００４４】
そして、一次側から二次側への伝達は、第１の二次側コイルＬＳ１又は第２の二次側コイルＬＳ２へ、制御回路２０Ｘの極性制御用回路３０による信号に従って切換制御される。本実施例では、第１の二次側コイルＬＳ１が第１の二次側回路１１Ａｘによって一対のソレノイドのうちの一方、第１ソレノイド７Ｘａに接続され、第２の二次側コイルＬＳ２が第２の二次側回路１１Ｂｘによって一対のソレノイドのうちの他方、第２ソレノイド７Ｘｂに接続されている。そして各二次側コイル（ＬＳ１，ＬＳ２）から第１ソレノイド７Ｘａ，第２ソレノイド７Ｘｂへ供給される電流方向が互いに逆向きになる回路構成である。本実施例の制御回路２０Ｘでは、電流指令信号２１に基づいて、まず２つのうちの駆動すべき方のソレノイドに対して目標となる操作量に相当する振幅信号が振幅決定部２３で生成され、電流センサ８からの出力側の検出結果による電流フィードバック信号ＦＢＳに基づいた目標値との偏差から、ＰＩＤ制御部２２を介して実際の操作量に相当する振幅信号ＡＳが求められ、パルス信号発生装置２４へ出力される。
【００４５】
ここで、例えば、第１ソレノイド７Ｘａが、その可動鉄心が電磁切換弁のスプールの一端に当接する位置に、第２ソレノイド７Ｘｂが、その可動鉄心が前記スプールの他端に当接する位置に配置された構成であるとする。
【００４６】
この場合、極性制御用回路３０からの極性信号ＰＳに従って第１の二次側スイッチング素子１４Ａがオン状態とされると、第１の二次側回路１１Ａｘによって第１ソレノイド７Ｘａが通電され、所定時間の間、その可動鉄心が一方向へ駆動し、スプールの一端が押され、そのスプールの移動によって所定のポート接続配置となる弁状態が得られる。また、極性制御用回路３０からの極性信号ＰＳに従って第１の二次側スイッチング素子１４Ａがオフ、第２の二次側スイッチング素子１４Ｂのオン状態に切り換えられると、第１ソレノイド７Ｘａは通電されず、第２ソレノイド７Ｘｂが通電され、所定時間の間、その可動鉄心が第１ソレノイド７Ｘａの場合とは反対方向に駆動し、スプールの他端が押されることによって、スプールが反対方向へ押し戻され、所定の異なるポート接続配置となる弁状態へ切り換えられる。
【００４７】
以上のように、一つの装置において互いに駆動方向が対向する一対の誘導負荷部（ソレノイド）が備えられた機構の方向切換制御においても、本実施例の両極性電流制御駆動回路１Ｘによれば、ノイズや損失を良好に抑えながら効率的な制御が可能である。
【実施例３】
【００４８】
本発明の第３の実施例として、各二次側回路の第１と第２の二次側スイッチング素子を誘導負荷に対してローサイドに配置した場合を図３の概略回路図に示す。以上の実施例１、２の二次側回路は、第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａ，１４Ｂ）を誘導負荷７に対して高圧側に配置したハイサイドスイッチ式の構成であったが、本発明の両極性電流制御駆動回においては、極性を決定する二つの二次側スイッチング素子の切換動作時に送られる二次側電力が極めて小さいため、同時オン状態が生じても何ら問題ないことから、本実施例では、これら第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａｙ，１４Ｂｙ）を互いにオーバーラップさせて比例的に制御する構成とした場合を示すものである。
【００４９】
本実施例では、第１と第２の二次側回路における第１と第２の二次側スイッチング素子の配置をローサイドとして、極性制御用回路３０Ｙを比例切換方式用とした以外は、実施例１の図１に示した構成と共通するものである。なお、図３中、図１との共通部分には同じ符号を付している。
【００５０】
本実施例の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路１Ｙも、実施例１と同様に、スイッチングトランスを含むスイッチング電源回路１０を基本構成として備え、二次側で電流の極性が決定されるものである。即ち、供給電源２からの交流を整流するブリッジダイオード３と、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサ４と、一次側平滑コンデンサ４により平滑化された直流を制御回路２０にてパルス信号発生装置２４により発生されたパルス信号に基づいた周期でオン／オフスイッチングを行ってパルス波の交流に変換する一次側スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）５と、パルス波交流を一次側コイルＬＰから二次側コイルへ予め定められた電圧へ変圧して伝達するスイッチングトランス６とから成るスイッチング電源回路１０を備えている。二次側に伝達された交流は二次側整流ダイオードで整流され、二次側平滑コンデンサでさらに平滑化された直流として誘導負荷７へ送られる。
【００５１】
スイッチングトランス６の二次側では、実施例１と同様に、第１の二次側コイルＬＳ１と第２の二次側コイルＬＳ２のそれぞれから誘導負荷７に対して供給される電流の方向が互いに逆になるように、第１の二次側コイルＬＳ１が第１の二次側回路１１Ａｙによって誘導負荷７に順手で接続され、第２の二次側コイルＬＳ２が第２の二次側回路１１Ｂｙによって誘導負荷７に逆手で接続されている。
【００５２】
また、制御回路２０では、実施例１と同様に、電流指令信号２１と電流センサ８からの出力側の検出結果による電流フィードバック信号ＦＢＳとに基づいた目標値との偏差から、ＰＩＤ制御部２２を介して実際の操作量が求められ、振幅決定部２３で該操作量に相当する振幅信号ＡＳが生成され、パルス信号発生装置２４へ出力される。パルス信号発生装置２４が、振幅信号ＡＳに基づいたパルス信号ＰＷＭＳにより一次側スイッチング素子５のオン／オフ制御を行うことによってスイッチングトランス６の一次側がＰＷＭ制御される。
【００５３】
なお、本実施例の二次側においては、第１と第２の二次側回路（１１Ａｙ，１１Ｂｙ）は、それぞれ第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａｙ，１４Ｂｙ）が、誘導負荷７に対して低電圧側に配置されており、電流指令信号２１に基づく極性制御用回路３０Ｙからの出力信号に従って、誘導負荷への電流供給の切換が比例的に制御される。即ち、極性制御用回路３０Ｙは、制御偏差に比例して第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａｙ，１４Ｂｙ）の開度を互いに反比例の関係で制御して電流切換を行うものであり、電流極性の正負をスイッチ動作せずに移行できる。この場合、同時オンのオーバーラップの際に、第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａｙ，１４Ｂｙ）同士の間に電流が流れても、その電流は極めて少なく、損失も少なくて済む。
【実施例４】
【００５４】
以上の実施例１〜３では、スイッチングトランス６の一次側コイルＬＰに対する二次側コイル（ＬＳ１，ＬＳ２）の極性が逆方向であるフライバックコンバータ形で構成した場合を示したが、本発明の両極性電流制御駆動回路は、一次側コイルと二次側コイルとの極性が同じであるフォワードコンバータ形で構成することも可能である。
【００５５】
本発明の第４の実施例として、図４にフォワードコンバータ形とした両極性電流制御駆動回路の部分回路図を示す。このフォワードコンバータ形の本実施例において、一次側の回路構成および制御回路は、実施例１と同じであり、図４では、一次側の構成の図示は省略しており、主にスイッチングトランスから二次側の回路構成を示している。なお、図４中、図１との共通部分は同じ符号を付している。
【００５６】
また本実施例の二次側も、各二次側回路がフォワードコンバータ形である以外は、実施例１と同じ構成となっている。即ち、スイッチングトランス６Ｆは、一次側コイルＬＰＦと、対する二個の第１と第２の二次側コイル（ＬＳＦ１，ＬＳＦ２）とが同じ極性であり、第１の二次側コイルＬＳＦ１が第１の二次側回路１１Ａｆによって誘導負荷７に順手で接続され、第２の二次側コイルＬＳＦ２が第２の二次側回路１１Ｂｆによって誘導負荷７に逆手で接続されている。これによって、第１の二次側コイルＬＳＦ１と第２の二次側コイルＬＳＦ２のそれぞれから誘導負荷７に対して供給される電流の方向が互いに逆になる。
【００５７】
第１の二次側回路１１Ａｆでは、第１の二次側コイルＬＳＦ１からの交流が第１の二次側ダイオード１２Ａによって整流され、さらに第１の二次側平滑コンデンサ１３Ａで平滑化された直流として誘導負荷７へ送るものであり、同様に、第２の二次側回路１１Ｂｆは、第２の二次側コイルＬＳＦ２からの交流が第２の二次側ダイオード１２Ｂによって整流され、さらに第２の二次側平滑コンデンサ１３Ｂで平滑化された直流として誘導負荷７へ送るものである。これら第１と第２の二次側回路（１１Ａｆ，１１Ｂｆ）には、誘導負荷７に対して高圧側（ハイサイド）にそれぞれ第１と第２の二次側スイッチング素子（１４Ａ，１４Ｂ）が配置され、互いに極性制御用回路３０による極性信号ＰＳに従ってオン／オフが切り換えられ、電流切換が制御される。
【００５８】
そして、本実施例では、第１と第２の二次側回路（１１Ａｆ，１１Ｂｆ）は、さらにそれぞれ第１と第２の転流ダイオード（１５Ａ，１５Ｂ）と、第１と第２のチョークコイル（１６Ａ，１６Ｂ）とを備え、フォワードコンバータ形として構成されている。このフォワードコンバータ形では、一次側のオン状態で一次側コイルＬＰＦに電流が流れると、二次側コイル（ＬＳＦ１，ＬＳＦ２）に誘導起電力が発生して二次側ダイオード（１２Ａ、１２Ｂ）を通じて電流が流れるが、チョークコイル（１６Ａ，１６Ｂ）にエネルギーが蓄積される。そして一次側がオフになるとチョークコイル（１６Ａ，１６Ｂ）に起電力が発生し、蓄積されたエネルギーが放出されて転流ダイオード（１５Ａ，１５Ｂ）を通じて電流が流れる。
【００５９】
本実施例で示すように、本発明の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、フライバックコンバータ形だけでなく、フォワードコンバータ形でも構成できる。
【００６０】
さらに、本発明の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、極性切換のためのスイッチング素子の配置をハイサイドスイッチ式としても、またローサイド配置で比例切換式とすることも可能であり、用途に応じて構成方式を決定する際に、選択の自由度が高い。しかも、いずれの構成にしても、負荷電圧自体にオン・オフはなく、整流、平滑化された電圧が誘導負荷に供給されるため、従来のＨブリッジ構成の場合に比べてノイズや損失は良好に抑えられ、誘導負荷に対してより効率的な極性電流制御が行える。
【符号の説明】
【００６１】
１，１Ｘ，１Ｙ：誘導負荷の両極性電流制御駆動回路
２：供給電源
３：ブリッジダイオード
４：一次側平滑コンデンサ
５：一次側スイッチング素子
６，６Ｆ：スイッチングトランス
７：誘導負荷
７Ｘａ：第１ソレノイド
７Ｘｂ：第２ソレノイド
８：電流センサ
１０：スイッチング電源回路
ＬＰ，ＬＰＦ：一次側コイル
ＬＳ１，ＬＳＦ１：第１の二次側コイル
ＬＳ２，ＬＳＦ２：第２の二次側コイル
１１Ａ，１１Ａｘ，１１Ａｙ，１１Ａｆ：第１の二次側回路
１１Ｂ，１１Ｂｘ，１１Ｂｙ，１１Ｂｆ：第２の二次側回路
１２Ａ：第１の二次側ダイオード
１２Ｂ：第２の二次側ダイオード
１３Ａ：第１の二次側平滑コンデンサ
１３Ｂ：第２の二次側平滑コンデンサ
１４Ａ，１４Ａｙ：第１の二次側スイッチング素子
１４Ｂ，１４Ｂｙ：第２の二次側スイッチング素子
１５Ａ：第１の転流ダイオード
１５Ｂ：第２の転流ダイオード
１６Ａ：第１のチョークコイル
１６Ｂ：第２のチョークコイル
２０，２０Ｘ：制御回路
２１：電流指令信号
２２：ＰＩＤ制御部
２３：振幅決定部
２４：パルス信号発生装置
３０：極性制御用回路
３０Ｙ：極性制御用回路（比例切換方式）
ＦＢＳ：電流フィードバック信号
ＡＳ：振幅信号
ＰＷＭＳ：パルス信号
ＰＳ：極性信号
【図１】
2019134625.tif 000003
【図２】
2019134625.tif 000004
【図３】
2019134625.tif 000005
【図４】
2019134625.tif 000006
【手続補正書】
【提出日】平成31年3月4日(2019.3.4)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項１】
電源からの交流を整流する整流ブリッジダイオードと、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサと、一次側スイッチング素子と、前記一次側平滑コンデンサにより平滑化された直流をパルス信号発生装置からのパルス信号に基づいた周期での前記一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングによってパルス波の交流に変換されたものを予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランスと、二次側に伝達された交流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流をさらに平滑化して誘導負荷へ出力する二次側平滑コンデンサとを備えたスイッチング電源回路と、電流指令信号と前記スイッチング電源回路の出力側の検出結果とに基づいて前記パルス信号発生装置によるパルス信号のパルス幅を調整して前記スイッチング素子のオン／オフスイッチングを制御する制御回路と、を有し、
前記スイッチングトランスは、一個の一次側コイルに対して第１の二次側コイルと第２の二次側コイルとの二個の二次側コイルを備え、
前記第１の二次側コイルからの交流電流が第１の二次側ダイオードで整流され第１の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記誘導負荷へ出力する第１の二次側回路と、前記第２の二次側コイルからの交流電流が第２の二次側ダイオードで整流され第２の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記第１の二次側回路とは逆向きに前記誘導負荷へ出力する第２の二次側回路と、が設けられており、
前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路とには、それぞれ第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とが配置され、
前記制御回路は、電流指令と前記出力側の検出結果からの帰還電流の差である制御偏差の極性に基づく極性信号によって前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフを制御し、前記第１の二次側回路による電流と前記第２の二次側回路による電流とを選択切換可能に前記誘導負荷へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路を、さらに有していることを特徴とする誘導負荷の両極性電流制御駆動回路。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項６】
前記第１の二次側回路の第１の二次側スイッチング素子と、前記第２の二次側回路の第２の二次側スイッチング素子とが、電界効果トランジスタであり、
前記極性制御用回路は、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とに対して、それぞれの開度を前記制御偏差に比例して互いに反比例の関係で同時オンのオーバーラップをさせながら制御して電流切換を行う比例切換方式であることを特徴とする請求項１に記載の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１１】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明に係る誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、電源からの交流を整流する整流ブリッジダイオードと、整流された直流を平滑化する一次側平滑コンデンサと、一次側スイッチング素子と、前記一次側平滑コンデンサにより平滑化された直流をパルス信号発生装置からのパルス信号に基づいた周期での前記一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングによってパルス波の交流に変換されたものを予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランスと、二次側に伝達された交流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流をさらに平滑化して誘導負荷へ出力する二次側平滑コンデンサとを備えたスイッチング電源回路と、電流指令信号と前記スイッチング電源回路の出力側の検出結果とに基づいて前記パルス信号発生装置によるパルス信号のパルス幅を調整して前記スイッチング素子のオン／オフスイッチングを制御する制御回路と、を有し、
前記スイッチングトランスは、一個の一次側コイルに対して第１の二次側コイルと第２の二次側コイルとの二個の二次側コイルを備え、
前記第１の二次側コイルからの交流電流が第１の二次側ダイオードで整流され第１の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記誘導負荷へ出力する第１の二次側回路と、前記第２の二次側コイルからの交流電流が第２の二次側ダイオードで整流され第２の二次側平滑コンデンサで平滑化された直流を前記第１の二次側回路とは逆向きに前記誘導負荷へ出力する第２の二次側回路と、が設けられており、
前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路とには、それぞれ第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とが配置され、
前記制御回路は、電流指令と前記出力側の検出結果からの帰還電流の差である制御偏差の極性に基づく極性信号によって前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフを制御し、前記第１の二次側回路による電流と前記第２の二次側回路による電流とを選択切換可能に前記誘導負荷へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路を、さらに有しているものである。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１６】
請求項６に記載の発明に係る誘導負荷の両極性電流制御駆動回路は、請求項１に記載の誘導負荷の両極性電流制御駆動回路において、前記第１の二次側回路の第１の二次側スイッチング素子と、前記第２の二次側回路の第２の二次側スイッチング素子とが、電界効果トランジスタであり、
前記極性制御用回路は、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とに対して、それぞれの開度を前記制御偏差に比例して互いに反比例の関係で同時オンのオーバーラップをさせながら制御して電流切換を行う比例切換方式であることを特徴とする。