(57)【要約】【課題】低コスト且つ高調波対策機能を具備した新規な電力変換システムを提供する。【解決手段】電力変換システムは、複数のダイオードコンバータ１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄと、部分回生コンバータ２ａ、２ｂと、複数の入力トランス４ａ、４ｂと、を備える点では図１と同様である。回生トランス５の代わりに、連系リアクトル１０が用いられている。連系リアクトル１０の一端は、入力トランス４ｂとダイオードコンバータ１ｃ、１ｄとの接続点に接続されている。部分回生コンバータ２ａ、２ｂは、連系リアクトル１０の他端と接続されている。部分回生コンバータ２ａ、２ｂが、連系リアクトル１０を経由してダイオードコンバータ１ａ〜１ｄの出力側から回生電力を回生する。【選択図】図２
2019213288.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源と接続される第一入力トランスと、
前記第一入力トランスを介して前記入力電源からの交流電力を受け取り、前記交流電力を変換した直流電力を出力するように構築され、第一パルス数方式のコンバータである第一主コンバータと、
前記第一入力トランスと前記第一主コンバータとの接続点に一端が接続された連系リアクトルと、
前記連系リアクトルの他端と接続され、前記連系リアクトルを経由して前記第一主コンバータの出力側から電力を回生するように構築され、前記第一パルス数方式よりもパルス数の少ない第二パルス数方式のコンバータである部分回生コンバータと、
を備える電力変換システム。
【請求項２】
前記入力電源と接続される第二入力トランスと、
前記第二入力トランスを介して前記入力電源からの交流電力を受け取り、前記交流電力を変換した直流電力を出力するように構築され、前記第一パルス数方式のコンバータである第二主コンバータと、
をさらに備え、
前記第一入力トランスおよび前記第一主コンバータで構成される回路と、前記第二入力トランスおよび前記第二主コンバータで構成される回路とが、並列接続され、
前記部分回生コンバータは、前記連系リアクトルを経由して前記第一主コンバータの出力側と前記第二主コンバータの出力側との接続点から電力を回生するように構築された請求項１に記載の電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば下記の特許文献１に記載されているように、力行電流と回生電流とのうち回生電流のみを流すように構築された部分回生コンバータを備えるシステムが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５９３３８７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来技術において、力行電流を流す主コンバータのパルス方式と、回生電流を流す部分回生コンバータとのパルス方式とが、ともに十二パルス方式とされることが一般的である。しかしながら、主コンバータのパルス方式と部分回生コンバータとのパルス方式とが異なる構成を採用したい場合がある。例えば、二十四パルス方式の主コンバータと十二パルス方式の部分回生コンバータとを併用したい場合がある。
【０００５】
部分回生コンバータを用いるシステムでは、電源高調波の観点から回生トランスを用いる方式（絶縁方式）が考えられる。具体的には、主コンバータと入力電源とを入力トランスを介して接続し、入力電源と部分回生コンバータとを回生トランスを介して接続することで、並列回路を構築することが考えられる。このような並列回路では、力行運転時においても常に回生トランスを介して部分回生コンバータ側に力行運転時の電力の一部が通流する。
【０００６】
上記のような回生トランスを用いる並列回路を構築すると、少なくとも二つの問題が生じてしまう。まず、回生トランスは部品そのものが高価であり、さらに設置のための条件が煩雑であるなどの理由により、システム全体の高コスト化を招いてしまう問題があった。
【０００７】
さらに、力行運転時においても、回生トランスを経由して部分電力の通流がある。これに起因して、次数の高いパルス方式の主コンバータが持つ高い電源高調波対策機能を利用することができないという問題があった。
【０００８】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、高調波対策機能が損なわれることを抑制した低コストの電力変換システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明にかかる電力変換システムは、
入力電源と接続される第一入力トランスと、
前記第一入力トランスを介して前記入力電源からの交流電力を受け取り、前記交流電力を変換した直流電力を出力するように構築され、第一パルス数方式のコンバータである第一主コンバータと、
前記第一入力トランスと前記第一主コンバータとの接続点に一端が接続された連系リアクトルと、
前記連系リアクトルの他端と接続され、前記連系リアクトルを経由して前記第一主コンバータの出力側から電力を回生するように構築され、前記第一パルス数方式よりもパルス数の少ない第二パルス数方式のコンバータである部分回生コンバータと、
を備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、異なるパルス数方式を持つ主コンバータと部分回生コンバータとを含む回生システムにおいて、回生トランスではなく連系リアクトルを用いるとともに、この連系リアクトルを介在させて入力トランスおよび第一コンバータの接続点と部分回生コンバータとを接続している。これにより、高調波対策機能を損なわない低コストの電力変換システムを構築することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】比較例にかかる電力変換システムの構成を示す図である。
【図２】実施の形態にかかる電力変換システムの構成を示す図である。
【図３】負荷（力行／回生）に対する直流電圧の概略特性を示すグラフである。
【図４】ダイオード出力直流電圧Ｖｄｃの電圧関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図１の比較例にかかるシステムと図２の実施の形態にかかるシステムとを対比しながら、実施の形態にかかる電力変換システムを説明する。図１と図２とで共通する構成には同一の符号を付し、その説明を省略または簡略化する。
【００１３】
図１は、比較例にかかる電力変換システムの構成を示す図である。図１に基づいて、ダイオードコンバータ１ａ〜１ｄおよび部分回生コンバータ２ａ、２ｂを用いた部分回生回路の動作原理を説明する。
【００１４】
図１の比較例にかかる電力変換システムは、複数のダイオードコンバータ１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄと、部分回生コンバータ２ａ、２ｂと、複数の入力トランス４ａ、４ｂと、回生トランス５と、を備えている。
【００１５】
入力トランス４ａ、４ｂおよび回生トランス５は、交流電力源である入力電源ＡＣと接続されている。
【００１６】
ダイオードコンバータ１ａ〜１ｄは、二十四パルスダイオードコンバータである。ダイオードコンバータ１ａ〜１ｄは、入力トランス４ａ、４ｂを介して入力電源ＡＣからの交流入力電圧Ｖｓを受け取る。ダイオードコンバータ１ａ〜１ｄは、この交流電圧Ｖｓを変換した出力直流電圧Ｖｄｃを出力する。
【００１７】
部分回生コンバータ２ａ、２ｂは、十二パルスＩＧＢＴコンバータである。部分回生コンバータ２ａ、２ｂが回生トランス５を経由してダイオードコンバータ１ａ〜１ｄの出力側から回生電力を回生する。部分回生コンバータは六パルスＩＧＢＴコンバータを基本としており、これが部分回生コンバータ２ａ、２ｂの構成に拡張されている。
【００１８】
図１の符号３は、力行運転時における電力の流れを図示している。以下、この力行運転時における電力の流れを、単に「力行動作３」とも称す。図１の比較例にかかるシステムでは、力行動作３のときに入力電源ＡＣの側から見ると、ダイオードコンバータ１ａ〜１ｄと部分回生コンバータ２ａ、２ｂとが並列に接続された並列回路が構築されている。このため、入力トランス４ａ、４ｂと回生トランス５のインピーダンス比で、力行電力が分流する。合計力行電力をＰ０とすると、各コンバータを通流する電力は次式となる。
【００１９】
ダイオードコンバータ１ａ〜１ｄの側の電力Ｐ［Ｄｉｏｄｅ］は、下記の式で表される。
Ｐ［Ｄｉｏｄｅ］  ＝  Ｐ０  ×  （１／Ｚ１  ＋  １／Ｚ２）／（１／Ｚ１  ＋  １／Ｚ２  ＋  １／Ｚ３）
【００２０】
部分回生コンバータ２ａ、２ｂの側の電力Ｐ［ＩＧＢＴ］は、下記の式で表される。
Ｐ［ＩＧＢＴ］  ＝  Ｐ０  ×（１／Ｚ３）／（１／Ｚ１  ＋  １／Ｚ２  ＋１／Ｚ３）
【００２１】
ここで、一例として具体的な数値を計算してみる。回生トランス容量が入力トランス容量の２０％で、パーセントインピーダンスが同じであると仮定すれば、Ｚ３は下記の式となる。
Ｚ３  ＝  ５  ／  （１／Ｚ１  ＋  １／Ｚ２）
【００２２】
また、図１に示すようにＺ１＝Ｚ２であるから、Ｐ［ＩＧＢＴ］＝（２／１２）×Ｐとなり、力行運転時における入力電流の２／１２が回生トランス５に流れる。回生トランス容量は入力トランス容量の約２０％である。これを考えると、回生トランス５の負荷率は約８０％を超過する。
【００２３】
本来、回生動作は、極めて短い時間しか要求されない。回生用変圧器は、極めて短い時間の定格特性でよい。それにもかかわらず、図１の比較例では連続特性を持たせる必要がある。その結果、回生トランス５が大形化する問題がある。力行運転時においても常に回生トランス５を介して部分電力が供給されてしまう。回生トランス５に起因して、高価なシステムとなる問題があった。
【００２４】
さらに、部分回生コンバータ２ａ、２ｂは十二パルスＩＧＢＴコンバータである。このため部分回生コンバータ２ａ、２ｂの側に力行電力を通流すると、電源高調波対策の観点から、ダイオードコンバータ１ａ〜１ｄが持つ本来の高調波対策性能が損なわれてしまう。
【００２５】
実施の形態はこれらの問題を解決する。実施の形態によれば、二十四パルスダイオードコンバータ１ａ〜１ｄを有するドライブ装置において、回生トランス５を不要とする直接電源回生可能なドライブ装置が提供される。
【００２６】
図２は、実施の形態にかかる電力変換システムの構成を示す図である。図２の電力変換システムは、複数のダイオードコンバータ１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄと、部分回生コンバータ２ａ、２ｂと、複数の入力トランス４ａ、４ｂと、を備える点では図１と同様である。しかしながら、図２の電力変換システムでは、図１の比較例で用いていた回生トランス５の代わりに、連系リアクトル１０が用いられている。
【００２７】
連系リアクトル１０の一端は、入力トランス４ｂとダイオードコンバータ１ｃ、１ｄとの接続点に接続されている。部分回生コンバータ２ａ、２ｂは、連系リアクトル１０の他端と接続されている。
【００２８】
なお、便宜上、ダイオードコンバータ１ａ、１ｂを「第二主コンバータ」とも称し、ダイオードコンバータ１ｃ、１ｄを「第一主コンバータ」とも称し、入力トランス４ａを「第二入力トランス」とも称し、入力トランス４ｂを「第一入力トランス」とも称する。
【００２９】
図２の実施の形態にかかるシステムでは、部分回生コンバータ２ａ、２ｂが、連系リアクトル１０を経由してダイオードコンバータ１ａ〜１ｄの出力側から回生電力を回生する。前述したように部分回生コンバータ２ａ、２ｂは、十二パルスＩＧＢＴコンバータである。部分回生コンバータ２ａ、２ｂを構成するＩＧＢＴ素子は、電源周波数に同期した１２０度幅のゲートパルスで駆動される。
【００３０】
部分回生コンバータ２ａ、２ｂでは電流／電圧制御が行われず、直流電力に応じた自動動作が行われる。負荷側からの回生現象が発生した場合、出力直流電圧Ｖｄｃが上昇する。この直流電圧Ｖｄｃを監視して、直流電圧Ｖｄｃが予め定めた規定直流電圧以上に達した場合には、部分回生コンバータ２ａ、２ｂのＩＧＢＴをオンとする。これにより、負荷側からの電力が入力電源側に回生される。
【００３１】
図３は、負荷（力行／回生）に対する直流電圧の概略特性を示すグラフである。なお、グラフ横軸は、プラスが力行を表し、マイナスが回生を表している。
【００３２】
力行動作時の直流電圧は、入力トランス４ａ、４ｂのリアクタンスに応じた傾きで減少する。一方、回生動作時の直流電圧は、入力トランス４ａ、４ｂと連系リアクトル１０の合成リアクタンスによる傾きで増加する。回生電力は、連系リアクトル１０のリアクタンスおよび入力トランス４ｂのインピーダンスを介して電源電圧に導かれる。
【００３３】
図４は、ダイオードコンバータ１ａ〜１ｂの出力直流電圧Ｖｄｃの電圧関係を示すグラフである。入力トランス４ａの二次側電圧Ｖ１と、回生電圧Ｖ２と、出力直流電圧Ｖｄｃは、力行動作時、Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖｄｃという大小関係となる。これにより、力行電力はダイオードコンバータ１ａ〜１ｄ側を流れる。
【００３４】
一方、回生動作時には、Ｖｄｃ＞Ｖ２＞Ｖ１という大小関係となる。これにより、回生電力は部分回生コンバータ２ａ、２ｂの側を流れる。
【００３５】
連系リアクトル１０のリアクタンスは、入力トランス４ａ、４ｂの二次側のリアクタンスを基準にして決定すればよい。また、連系リアクトル１０のリアクタンスは、電源高調波の観点から、比較例の回生トランス５のインピーダンス相当のリアクトルを選定すればよい。これにより、比較例の回生トランス５を省略することができる。
【符号の説明】
【００３６】
１ａ、１ｂ  ダイオードコンバータ（第二主コンバータ）、１ｃ、１ｄ  ダイオードコンバータ（第一主コンバータ）、２ａ、２ｂ  部分回生コンバータ、３  力行動作、４ａ  入力トランス（第二入力トランス）、４ｂ  入力トランス（第一入力トランス）、５  回生トランス、１０  連系リアクトル
【図１】
2019213288.tif 000003
【図２】
2019213288.tif 000004
【図３】
2019213288.tif 000005
【図４】
2019213288.tif 000006