(57)【要約】【課題】製造コストの増大を抑えつつ、全光から深調光までの調光制御の直線性を実現することが可能な照明用電源装置を提供すること。【解決手段】直流電力供給回路２０と降圧変換回路３０と制御回路５０とを備え、降圧変換回路３０は、直流電力供給回路２０のハイ側の出力端ａおよびロー側の出力端ｂ間に接続されるハイ側スイッチング素子Ｑ１１およびロー側スイッチング素子Ｑ１２の直列接続回路と、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続点ｃ、並びに、ロー側の出力端ｂ間に接続されるコイル素子Ｌ１３、コンデンサ素子Ｃ１４およびダイオード素子Ｄ１５の直列接続回路と、を有する。制御回路５０は、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を交互にオンオフ動作させ、調光率情報が基準調光率以上の場合はＰＷＭ制御とし、基準調光率未満の場合はＰＦＭ制御とし、コイル素子Ｌ１３の両端子間に接続された照明光源４０を点灯させる。【選択図】      図１
2019075218.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
点灯電圧よりも高電圧の直流電力を供給する直流電力供給回路と、
前記直流電力を降圧して所望の点灯電力に変換する降圧変換回路と、
前記降圧変換回路を制御する制御回路と、を備え、
前記降圧変換回路は、
前記直流電力供給回路のハイ側の出力端およびグラウンドレベルに等しいロー側の出力端の間に接続されるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の直列接続回路と、
前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子の接続点、並びに、前記直流電力供給回路のロー側の出力端、の間に接続されるコイル素子、コンデンサ素子およびダイオード素子の直列接続回路と、を有し、
前記コイル素子の両端子間に接続された照明光源を点灯させる照明用電源装置であって、
前記制御回路は、
前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子を交互にオンオフ動作させるように設けられ、
外部からの調光信号から得る調光率情報が基準調光率以上の場合に前記ハイ側および前記ロー側のスイッチング素子をそれぞれパルス幅変調(ＰＷＭ)制御し、
前記調光率情報が基準調光率未満の場合に前記ハイ側および前記ロー側のスイッチング素子をそれぞれパルス周波数変調(ＰＦＭ)制御する、
ことを特徴とする調光機能付き照明用電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の照明用電源装置において、前記制御回路は、
前記調光率に応じたパルス幅またはパルス周波数を有するパルス列の駆動信号を、前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子の各々に向けて出力する駆動信号発生器と、
前記ハイ側スイッチング素子への駆動信号のオンパルス幅が２マイクロ秒から５マイクロ秒までの範囲にある基準オンパルス幅になったタイミングで、ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御の切り替えを実行するＰＷＭ／ＰＦＭ切替器と、
を備えることを特徴とする調光機能付き照明用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、調光機能の付いた照明用電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、照明用光源としてＨＩＤランプの代わりにＬＥＤなどの発光素子を使用することが多くなってきた。例えば、特許文献１のＬＥＤランプは、多数のＬＥＤチップを実装した帯状の基板を有し、この基板を収納するガラス容器が従来のＨＩＤランプの形状に近く、従来と同じ給電用の口金を有する。このようなＬＥＤランプは、照明器具のランプソケットに装着されると、照明器具に搭載されたＬＥＤ電源装置からの直流電力によって点灯する。
【０００３】
また、特許文献２のＬＥＤ電源装置は、商用交流電源に接続された力率改善用の昇圧チョッパー回路と、昇圧チョッパー回路からの直流電圧をＬＥＤランプの順方向電圧に応じた電圧まで降圧する降圧チョッパー回路とを備えている。さらに、降圧チョッパー回路に対し、外部から入力される調光信号に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）制御を実行する調光機能付き制御回路を備え、ＬＥＤランプの光出力を調整する。
【０００４】
調光機能付き制御回路には、汎用の降圧制御ＩＣが用いられることが多い。降圧制御ＩＣは、降圧チョッパー回路のスイッチング素子の制御端子へパルス列からなる駆動信号を与えて、スイッチング素子を駆動する。また、降圧制御ＩＣは、調光信号に応じて上記のパルスのオン時間（パルス幅）を変更することで、降圧チョッパー回路の出力電圧を調整する。つまり、駆動信号のパルス幅を狭くすると、降圧チョッパー回路の出力電圧が低下して、ＬＥＤランプの光出力が減少し、反対に、駆動信号のパルス幅を広くすると、降圧チョッパー回路の出力電圧が上昇して、ＬＥＤランプの光出力が増加する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１２−１５６０３６号公報
【特許文献２】特開２０１０−２０５７７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、ＬＥＤランプの調光下限は、降圧制御ＩＣが出力可能な駆動信号のパルスのオン幅の最小値（例えば５００ナノ秒）によって決まる。しかし、調光下限の領域を、制御ＩＣのオン幅を最小値付近まで絞って制御しようとすると、その制御ＩＣの製造上のばらつき等で調光の動作が不安定になることがある。これを回避するために、調光下限の手前で、駆動信号のパルスのオン幅を一定にして、そのポイントから下限までの調光範囲においては駆動信号のパルス列の周期を長くする制御方式（パルス周波数変調：ＰＦＭ）に切り替える、という手法がある。すなわち、全光と深調光との間に、変調制御方式をＰＷＭからＰＦＭに切り替えるポイントを設けて、深調光時の制御ＩＣの動作が不安定になることを回避することによって、ＬＥＤランプの調光下限を理論的には際限なく引き下げることができる。
【０００７】
ここで、例えば、図５の従来のＬＥＤ電源装置において、その降圧チョッパー回路の制御をＰＷＭからＰＦＭへ切り替えて、調光制御を実行する場合について説明する。マイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）７は、外部からの調光信号（ＰＷＭ信号）に基づく調光電圧ＶＲＥＦを降圧制御ＩＣ１１に向けて出力する。降圧制御ＩＣ１１は、調光端子（ＲＥＦ）の電圧ＶＲＥＦに応じてＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御を選択し、ゲート端子（Ｇａｔｅ）からスイッチング素子Ｑ１への駆動信号を出力する。スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、コイル素子Ｌ１のロー側の接続点ａとグラウンドレベルとが導通される。よって、図６（Ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のドレイン‐ソース間の電圧ＶＤＳの波形は、オン期間に零電圧を示す。逆に、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間は、接続点ａとグラウンドレベルとが開放されるので、Ｑ１の電圧ＶＤＳは上昇して所定値を示す。
【０００８】
調光の高い領域ではＰＷＭ制御が実行され、調光信号の示す調光率が小さくなるに連れて、パルスのオン幅が徐々に短くなる。コイル素子Ｌ１を流れるリアクタンス電流が連続電流を維持する領域で、ＰＷＭ制御が実行されるため、図６（Ａ）のように電圧ＶＤＳは振動のない矩形波になる。
【０００９】
一方、調光の低い領域ではＰＦＭ制御が実行され、パルスのオン幅を一定にしたまま、駆動信号のパルス周期（オフ幅）が徐々に長くなる。ＰＦＭ制御は、コイル素子Ｌ１を流れるリアクタンス電流が非連続電流になる領域で実行される。オン期間にコイル素子Ｌ１にチャージされた磁場のエネルギーは、パルスのオフ期間に放出されて転流電流（Ｌ１→Ｄ１→Ｃ３→Ｌ１）になる。また、オフ期間に転流電流が零になると、スイッチング素子Ｑ１の出力容量ＣＱ１にチャージされた電荷が放出され、ループ回路（Ｑ１→Ｌ１→Ｃ３→Ｃ２→Ｒ１→Ｑ１）内に自由振動電流が発生する。図６（Ｂ）に示すように、ターンオフから暫くの期間は電圧ＶＤＳが矩形波を描くが、オフ期間中に自由振動電流が発生すると、電圧ＶＤＳが振動波形を描き、ターンオンで零になる。従って、ターンオンのタイミングでの電圧ＶＤＳは、その時のＰＦＭ制御のパルス周期（オフ幅）に応じて大きさが変わることになる。
【００１０】
＜オフ期間に発生する自由振動電流の影響＞
【００１１】
図５の従来のＬＥＤ電源装置において、降圧制御ＩＣ１１の電流検出端子（ＣＳ）は、オン期間にコイル素子Ｌ１を流れるインダクタンス電流を検出するために設けられている。具体的には、降圧制御ＩＣ１１は、電流検出抵抗Ｒ１によって電圧変換された電流検出電圧ＶＣＳを検出し、この電圧ＶＣＳがオン期間中にＣＳ基準電圧に達するタイミングでスイッチング素子Ｑ１をターンオフさせている。
【００１２】
このように従来のＬＥＤ電源装置では、ターンオンからターンオフまでのオン期間の計時処理が、電流検出電圧ＶＣＳの検出値に依存している。しかし、この電圧ＶＣＳは、上述のＰＦＭ制御の領域で発生する自由振動電流の影響を受けて、オフ期間に０Ｖ前後で振動するため、ターンオン時の電圧ＶＣＳが０Ｖより高い場合と、０Ｖより低い場合とが生じてしまう。その結果、ＰＦＭ制御のパルス周期（オフ幅）に応じて計時処理されるオン期間が長くなったり短くなったりして、オン期間が正しく計時されない。
【００１３】
以上の理由で、図５の従来のＬＥＤ電源装置では、図７のイメージのように、調光特性の滑らかさが低下してしまうという問題があった。つまり、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時の電流検出電圧ＶＣＳがＰＦＭ制御の周波数のわずかな違いによって大きく変動して、定電流制御動作が不安定になり、調光制御の直線性が失われるのである。
【００１４】
本発明は上記課題に鑑みて為されたものであり、製造コストの増大を抑えつつ、調光制御の直線性を実現することが可能な照明用電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
すなわち、本発明の調光機能付き照明用電源装置は、
点灯電圧よりも高電圧の直流電力を供給する直流電力供給回路と、
前記直流電力を降圧して所望の点灯電力に変換する降圧変換回路と、
前記降圧変換回路を制御する制御回路と、を備え、
前記降圧変換回路は、
前記直流電力供給回路のハイ側の出力端およびグラウンドレベルに等しいロー側の出力端の間に接続されるハイ側スイッチング素子およびロー側スイッチング素子の直列接続回路と、
前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子の接続点、並びに、前記直流電力供給回路のロー側の出力端、の間に接続されるコイル素子、コンデンサ素子およびダイオード素子の直列接続回路と、を有し、
前記コイル素子の両端子間に接続された照明光源を点灯させる照明用電源装置であって、
前記制御回路は、
前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子を交互にオンオフ動作させるように設けられ、
外部からの調光信号から得る調光率情報が基準調光率以上の場合に前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子をそれぞれパルス幅変調(ＰＷＭ)制御し、
前記調光率情報が基準調光率未満の場合に前記ハイ側スイッチング素子および前記ロー側スイッチング素子をそれぞれパルス周波数変調(ＰＦＭ)制御する、ことを特徴とする。
【００１６】
ここで、前記制御回路は、
前記調光率に応じたパルス幅またはパルス周波数を有するパルス列の駆動信号を、前記ハイ側および前記ロー側のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各々に向けて出力する駆動信号発生器と、
前記ハイ側スイッチング素子への駆動信号のオンパルス幅が２マイクロ秒から５マイクロ秒までの範囲にある基準オンパルス幅になるタイミングで、ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御の切り替えを実行するＰＷＭ／ＰＦＭ切替器と、
を備えることが好ましい。
【発明の効果】
【００１７】
以上のように本発明の調光機能付き照明用電源装置は、ハイ側およびロー側の２つのスイッチング素子を含む同期整流タイプの降圧変換回路を備えている。そのため、オフ期間、つまり、ハイ側スイッチング素子がオフ状態であり、ロー側スイッチング素子がオン状態である場合に、ハイ側スイッチング素子の出力容量に電荷がチャージされ、かつ、転流電流（ロー側スイッチング素子、コイル素子、コンデンサ素子およびダイオード素子からなるループ回路を流れるリアクトル電流）が零になったとしても、自由振動電流の発生を防止することができる。なぜなら、オフ期間は、ロー側スイッチング素子がオン状態であるから、ハイ側スイッチング素子の低電圧側の接続点がグラウンドレベルにつながった状態になっているからである。つまり、従来の照明用電源装置のような自由振動が生じ得ない回路構成を実現させた。
よって、高い仕様の制御回路が必要にならず、安価な汎用品の制御ＩＣなどを採用することができるので、製造コストの増大を抑えることができるとともに、自由振動電流の影響がなくなるので、調光制御の直線性も実現できるようになった。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】第一実施形態に係る照明用電源装置の全体構成図である。
【図２】第二実施形態に係るＬＥＤ電源装置の全体構成図である。
【図３】前記実施形態においてＰＷＭ制御時のＭＣＵの出力波形図である。
【図４】前記実施形態においてＰＦＭ制御時のＭＣＵの出力波形図である。
【図５】従来のＬＥＤ電源装置の全体構成図である。
【図６】従来のＬＥＤ電源装置のスイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の波形図であり、（Ａ）はＰＷＭ制御時の波形、（Ｂ）はＰＦＭ制御時の波形を示す。
【図７】従来のＬＥＤ電源装置において調光特性の滑らかさが低下した状態を示したイメージ図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の第一実施形態に係る照明用電源装置１０は、図１に示すように、直流電力供給回路２０と、降圧変換回路３０と、制御回路５０とを備える。直流電力供給回路２０は、照明光源４０の定格点灯電圧よりも高い電圧の直流電力を供給する。降圧変換回路３０は、同期整流タイプの降圧チョッパー回路で構成され、直流電力供給回路２０からの直流電力を降圧して所望の点灯電力に変換する。
【００２０】
具体的には、降圧変換回路３０は、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１とロー側スイッチング素子Ｑ１２との直列接続回路を有し、この直列接続回路（Ｑ１１、Ｑ１２）は、直流電力供給回路２０の一対の出力端ａ，ｂの間に接続されている。一方の出力端ａが高電圧側であり、他方の出力端ｂが低電圧（グラウンドレベル）側である。
【００２１】
さらに、降圧変換回路３０は、コイル素子Ｌ１３、コンデンサ素子（電解コンデンサ）Ｃ１４およびダイオード素子Ｄ１５がこの順番に直列接続された回路を有する。これら３つの素子の接続の順番は制限されない。この直列接続回路（Ｌ１３、Ｃ１４、Ｄ１５）は、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続点ｃと、グラウンドレベルの接続点ｄとの間に接続される。ダイオード素子Ｄ１５は、高電位側の接続点ｃから低電位側の接続点ｄへの電流を許可する向きで接続される。そして、降圧変換回路３０は、コンデンサ素子Ｃ１４の両端子間に接続された照明光源４０に、コンデンサ素子Ｃ１４の充電電圧（直流電圧）を供給し、照明光源４０を点灯させる。
【００２２】
制御回路５０は、降圧変換回路３０の２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を同期させて交互にオンオフ動作させるために設けられ、特に、外部からの調光信号から得る調光率情報に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御とパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御のいずれかを選択して、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング動作を変調制御することに特徴がある。具体的には、制御回路５０は、外部からの調光信号から得る調光率情報が基準調光率以上の場合に、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をそれぞれＰＷＭ制御し、調光率情報が基準調光率未満の場合に、これらのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をそれぞれＰＦＭ制御して、照明光源４０を調光制御する。
【００２３】
そのため、制御回路５０は、図１に示すように、ＰＷＭ／ＰＦＭ切換器５１と、駆動信号発生器５２とを備えている。駆動信号発生器５２は、調光率に応じたパルス幅またはパルス周波数を有するパルス列の駆動信号を、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１およびロー側スイッチング素子Ｑ１２の各々に向けて出力する。
【００２４】
ＰＷＭ／ＰＦＭ切換器５１は、外部からの調光信号から得られる調光率情報に応じたオンパルス幅を取得する。ここで、全光から深調光へ調光する途中の、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１への駆動信号のオンパルス幅が２マイクロ秒から５マイクロ秒までの範囲にある基準オンパルス幅になったタイミングで、ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御の切り替えを実行することが好ましい。すなわち、オンパルス幅が基準オンパルス幅よりも広い領域ではＰＷＭ制御を実行し、オンパルス幅が基準オンパルス幅と同じになったらＰＦＭ制御に切り替える。そして、この切り替えのタイミングにおける調光率よりも小さい調光率の領域では、ＰＦＭ制御を実行する。
基準オンパルス幅を２マイクロ秒から５マイクロ秒までの範囲に設定する理由について説明する。まず、基準オンパルス幅を５マイクロ秒より増加させると、深い調光（非常に暗い）にした場合に、オフ期間の幅が著しく長くなり、その結果、スイッチング周波数が可聴領域に入る可能性がある。ＰＥＭ制御においてスイッチング周波数が可聴領域に入らない程度にオンパルス幅を設定することが好ましい。また、基準オンパルス幅を２マイクロ秒より減少させた場合、深い調光（非常に暗い）になっているので入力電力が少なく、回路損失は大きくならないが、一般的にスイッチング素子を細いパルス幅で動作させると回路効率（出力／入力）が低下してしまう。よって、回路効率の低下を避けるために、基準オンパルス幅を２マイクロ秒以上にするのが好ましい。
【００２５】
調光信号として、例えば、全光（１００％）から深調光（０．１％）までの調光範囲に対応する電圧信号、ＰＷＭ信号あるいはその他の電気信号を利用できる。上記で、ＰＷＭ／ＰＦＭ切換器５１が、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１への駆動信号のオンパルス幅と基準オンパルス幅とを比較して、ＰＷＭ制御およびＰＦＭ制御の切り替えを実行するケースを説明したが、これに限られない。例えば、ＰＷＭ／ＰＦＭ切換器５１は、受信した調光信号に応じてダイレクトに、変調制御方式をＰＷＭまたはＰＦＭに切り替えてもよい。調光信号が伝達する調光率に対する閾値を１％に定めれば、１００〜１％の調光範囲ではＰＷＭ制御が選択され、１％〜０．１％（調光下限）の調光範囲ではＰＦＭ制御が選択されるようにしてもよい。
【００２６】
また、駆動信号発生器５２は、ＰＷＭ／ＰＦＭ切換器５１で選択された調光制御方式により、２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を調光率に応じてスイッチング動作させる駆動信号を発信する。それぞれのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に発せられる駆動信号は同期信号であり、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１への駆動信号が調光率に応じたオン期間とオフ期間からなるパルス列であるとすると、これに同期するロー側スイッチング素子Ｑ１２への駆動信号は、Ｑ１１のオン期間（ハイレベル）にオフ状態（ローレベル）になっており、Ｑ１１のオフ期間（ローレベル）にオン状態（ハイレベル）になっている。
【００２７】
以上の第一実施形態の照明用電源装置１０の構成によれば、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１と、ロー側スイッチング素子Ｑ１２とを備えた同期整流回路の構成が含まれるから、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１の出力容量と回路のインダクタ成分との共振による自由振動は発生せず、その悪影響を受けないで済む。このことについて、前述の図５の従来のＬＥＤ電源装置との比較によって説明する。
【００２８】
図５に示す従来のＬＥＤ電源装置の降圧チョッパー回路では、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に発生する自由振動は、ループ回路（Ｑ１→Ｌ１→Ｃ３→Ｃ２→Ｒ１→Ｑ１）内のインダクタンス成分およびＱ１の出力容量による直列共振回路が発生原因と考えられる。そのため、ターンオン時の電圧ＶＤＳの波形が振動してしまい、オン期間を計時する際に利用するＣＳ端子電圧ＶＣＳもＰＦＭ制御の周波数に応じて変動してしまう。その結果、調光制御の直線性が崩れてしまう。
【００２９】
これに対して、図１に示す本実施形態の照明用電源装置１０によれば、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１とロー側スイッチング素子Ｑ１２とが同期して交互にオンオフ動作するから、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１がオフ状態であり、ロー側スイッチング素子Ｑ１２がオン状態である場合に、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１の出力容量に電荷がチャージされ、かつ、転流電流（ロー側スイッチング素子Ｑ１２、コイル素子Ｌ１３、コンデンサ素子Ｃ１４およびダイオード素子Ｄ１５からなるループ回路を流れるリアクトル電流）が零になったとしても、自由振動電流の発生を防止することができる。なぜなら、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１のオフ期間には、ロー側スイッチング素子Ｑ１２が必ずオン状態になっていて、ハイ側スイッチング素子Ｑ１１の低電圧側の接続点がグラウンドレベルにつながった状態になっているからである。つまり、従来の照明用電源装置のような自由振動が生じ得ない回路構成になっている。自由振動電流の影響がないため、全光から深調光までの調光制御の直線性を実現できる。
【００３０】
＜第二実施形態＞
本発明の第二実施形態に係るＬＥＤ電源装置を図２に示す。このＬＥＤ電源装置は、直流電力供給回路２１と、降圧チョッパー回路３１と、制御回路５１とを備える。
【００３１】
直流電力供給回路２１は、入力交流電源（ＡＣ）に接続されて入力電流を整流するダイオード・ブリッジ１と、平滑コンデンサＣ１を挟んでダイオード・ブリッジ１に接続された力率改善回路（昇圧チョッパー回路）２と、力率改善回路の出力端に設けられた電解コンデンサＣ２とを有する。力率改善回路２は、ダイオード・ブリッジ１からの整流電圧を、ＬＥＤ光源３の点灯電圧（順方向電圧）を超える直流電圧に昇圧し、電解コンデンサＣ２に蓄電する。
【００３２】
降圧チョッパー回路３１は、直流電力供給回路２１からの直流電圧をＬＥＤ光源３の順方向電圧に応じた電圧まで降圧する。そのため、降圧チョッパー回路３１は、ハイ側スイッチング素子Ｑ１とロー側スイッチング素子Ｑ２と電流検出抵抗Ｒ１とがこの順番で直列に接続された回路を有し、この直列接続回路（Ｑ１、Ｑ２、Ｒ１）は、電解コンデンサＣ２の正負の出力端間に接続されている。なお、負側の出力端はグラウンドラインに接続されている。
【００３３】
また、降圧チョッパー回路３１は、ダイオード素子Ｄ１、コイル素子Ｌ１およびコンデンサ素子（電解コンデンサ）Ｃ３がこの順番に直列接続された回路を有する。この直列接続回路（Ｄ１、Ｌ１、Ｃ３）は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点ｂと、グラウンドレベルとの間に接続されている。ダイオード素子Ｄ１は、高電位側の接続点ｂから低電位側への電流を許可する向きで接続されている。降圧チョッパー回路３１は、コンデンサ素子Ｃ３の両端子間に接続されたＬＥＤ光源３に、コンデンサ素子Ｃ３の充電電圧（直流電圧）を供給し、ＬＥＤ光源３を点灯させる。
【００３４】
制御回路５１は、降圧チョッパー回路３１に対し、外部から入力される調光信号に応じたＰＷＭ制御またはＰＦＭ制御を実行し、ＬＥＤ光源３の光出力を調整する。制御回路５１は、絶縁型信号入力回路４を介して、調光信号（ＰＷＭ信号）を受信し、正規化回路５でＰＷＭ信号を正規化され、積分回路６に送られる。
【００３５】
マイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）７は、積分回路６の出力電圧値をＡ／Ｄ変換した二進の数値を演算して得た数値、および、その数値をデータ・テーブルで索引して得た数値のいずれかに基づいて、ＰＷＭ制御かＰＦＭ制御のいずれかを選択する。
【００３６】
ＭＣＵ７の出力矩形波信号は、ＲＥＦ信号としてハーフ・ブリッジドライブＩＣ８の入力端子ＩＮに送られる。ＭＣＵ７は、また、積分回路６の出力電圧値をＡ／Ｄ変換した二進の数値を演算して得た数値、および、その数値をデータ・テーブルで索引して得た数値のいずれかと、スイッチング素子Ｑ２のソースとグランドレベル間に挿入された電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧（フィードバック信号）とを比較し、その結果に基づいて２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートを交互にスイッチング駆動するための矩形波のオン幅、または、矩形波の周期を算出する。算出されたオン幅（または周期）が変わることにより、ＬＥＤ点灯電流の定電流制御が実行されることになる。この定電流動作はフィード・バック制御方式になっている。
【００３７】
調光の高い領域ではＰＷＭ制御が実行される。図３（Ａ）〜（Ｃ）にＰＷＭ制御下のａ点におけるＲＥＦ信号の波形例を示す。調光率が小さくなるに連れて、図３の（Ｃ）から（Ａ）までの変化のように、パルスのオン幅が徐々に短くなる。そして、調光の低い領域で、調光率がＰＷＭ制御からＰＦＭ制御に切り替えるポイントに達したら、パルスのオン幅を一定にしたまま、駆動信号のパルス周期（オフ幅）を徐々に長くする。図４（Ａ）〜（Ｃ）にＰＦＭ制御下のａ点におけるＲＥＦ信号の波形例を示す。周期が長くなっても、自由振動電流が発生しないので、後述のハーフ・ブリッジドライブＩＣ８が監視する接続点ｂの検出電圧が変動して、オン幅（またはオフ幅）の計時に誤差が生じることはない。
【００３８】
ハーフ・ブリッジドライブＩＣ８は、ＭＣＵ７からのＲＥＦ信号を受信すると、ＲＥＦ信号で表されるオン幅（または周期）に応じたパルス列の駆動信号を生成し、ハイ側スイッチング素子Ｑ１およびロー側スイッチング素子Ｑ２の両方に対して駆動信号を同期信号として出力する。
【００３９】
降圧チョッパー回路３１では、電解コンデンサＣ２に蓄電された電荷による直流電圧が、２つのＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオンオフ動作することによって、矩形波になって直列接続回路（Ｄ１、Ｌ１、Ｃ３）に印加される。その際、ダイオード素子Ｄ１により、ハイ成分のみが取り出され、コイル素子Ｌ１により突入成分が制限（平滑）されつつ、電解コンデンサＣ３を充電する。この同期スイッチング動作により、電解コンデンサＣ３の充電電圧は、ＬＥＤ光源３の端子電圧まで降圧されており、ＬＥＤ光源３を点灯させる。
【００４０】
本実施形態のＬＥＤ電源装置の構成においても、同期整流方式を採用しているので、低い調光領域でＰＦＭ制御を使用しても、コイル素子Ｌ１のインダクタンスとハイ側スイッチング素子Ｑ１に寄生した出力容量ＣＱ１とによる自由振動は発生しない。よって、調光特性の凸凹がなく、調光特性をリニアにすることが可能になる。
【符号の説明】
【００４１】
１    ：ダイオード・ブリッジ
２    ：力率改善回路
３    ：ＬＥＤ光源
４    ：絶縁された信号入力回路
５    ：ＰＷＭ調光信号正規化回路
６    ：積分回路
７    ：マイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）
８    ：ハーフ・ブリッジドライブＩＣ 
１０  ：照明用電源装置
２０，２１：直流電力供給回路
３０，３１：降圧変換回路（降圧チョッパー回路）
４０  ：照明光源
５０  ：制御回路
５１  ：ＰＷＭ／ＰＦＭ切替器
５２  ：駆動信号発生器
Ｃ１４：コンデンサ素子
Ｄ１５：ダイオード素子
Ｌ１３：コイル素子
Ｒ１  ：電流検出抵抗
Ｑ１１：ハイ側スイッチング素子
Ｑ１２：ロー側スイッチング素子
【図１】
2019075218.tif 000003
【図２】
2019075218.tif 000004
【図３】
2019075218.tif 000005
【図４】
2019075218.tif 000006
【図５】
2019075218.tif 000007
【図６】
2019075218.tif 000008
【図７】
2019075218.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成29年10月16日(2017.10.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2019075218.tif 000010
【図２】
2019075218.tif 000011
【図３】
2019075218.tif 000012
【図４】
2019075218.tif 000013
【図５】
2019075218.tif 000014
【図６】
2019075218.tif 000015
【図７】
2019075218.tif 000016