(57)【要約】【課題】電力変換装置のスイッチング損失を十分に低減する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力された第１の直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路１０と、交流電力の電圧変換を行うトランス２０と、トランス２０により電圧変換された交流電力を第２の直流電力に変換する出力回路３０とを有する。このＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御を行う制御回路５０は、トランス２０の磁束密度値Ｂを算出し、算出した磁束密度値Ｂに基づいてスイッチング回路１０の駆動周波数を制御する。【選択図】図２
2019075913.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された第１の直流電力を第２の直流電力に変換して出力する電力変換装置の制御を行う制御装置であって、
前記電力変換装置は、前記第１の直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路と、前記交流電力の電圧変換を行うトランスと、前記トランスにより電圧変換された前記交流電力を前記第２の直流電力に変換する出力回路と、を有し、
前記トランスの磁束密度値を算出し、算出した前記磁束密度値に基づいて前記スイッチング回路の駆動周波数を制御する制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の制御装置において、
前記出力回路の出力電圧を制御するためのデューティ指示値を算出する電圧制御部と、
前記デューティ指示値および前記スイッチング回路の入力電圧に基づいて前記磁束密度値を算出し、算出した前記磁束密度値に基づいて前記駆動周波数に応じたスイッチングキャリア周波数を設定するスイッチングキャリア周波数設定部と、
前記デューティ指示値および前記スイッチングキャリア周波数に基づいて前記スイッチング回路を駆動させるための出力信号を生成し、生成した前記出力信号を前記スイッチング回路に出力する信号生成部と、を備える制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載の制御装置において、
前記スイッチングキャリア周波数設定部は、前記磁束密度値が前記トランスの飽和磁束密度に基づく所定の磁束密度指令値よりも小さい場合は前記駆動周波数を低くし、前記磁束密度値が前記磁束密度指令値よりも大きい場合は前記駆動周波数を高くするように、前記スイッチングキャリア周波数を設定する制御装置。
【請求項４】
請求項２または請求項３に記載の制御装置において、
前記電圧制御部および前記スイッチングキャリア周波数設定部の実行タイミングを制御するクロック部をさらに備える制御装置。
【請求項５】
請求項３に記載の制御装置において、
前記電力変換装置は、前記トランスの温度を検出する温度検出器をさらに有し、
前記スイッチングキャリア周波数設定部は、前記温度検出器による前記トランスの温度検出値に基づいて前記磁束密度指令値を変更する制御装置。
【請求項６】
請求項３または請求項５に記載の制御装置において、
前記電力変換装置は、前記出力回路からの出力電流を検出する電流検出器をさらに有し、
前記スイッチングキャリア周波数設定部は、前記電流検出器による前記出力電流の検出値に基づいて前記磁束密度指令値を変更する制御装置。
【請求項７】
請求項３、請求項５または請求項６に記載の制御装置において、
前記スイッチングキャリア周波数設定部は、前記磁束密度値と前記磁束密度指令値との差分に基づく比例積分制御を所定の制御ゲインにより行うＰＩ制御部を有し、
前記スイッチングキャリア周波数および前記出力回路からの出力電流の少なくとも一つに基づいて前記制御ゲインを変更する制御装置。
【請求項８】
請求項２から請求項７までのいずれか一項に記載の制御装置において、
前記スイッチング回路は、絶縁トランスを搭載した絶縁ゲートドライバを介して前記制御装置と接続されており、
前記スイッチングキャリア周波数設定部は、前記スイッチングキャリア周波数を所定の最小周波数以上に制限する周波数制限部を有し、
前記絶縁トランスの飽和磁束密度および前記出力回路からの出力電流における電流リップルの少なくとも一つに基づいて前記最小周波数を決定する制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の制御に用いられる制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、化石燃料の枯渇や地球環境問題を背景として、ハイブリッド自動車や電気自動車のような、電気エネルギーを利用して走行する自動車への関心が高まっており、実用化されている。このような電気エネルギーを利用して走行する自動車には、車輪を駆動するためのモータに電力を供給する高圧バッテリが備えられている。さらに、高圧バッテリからの出力電力を降圧して、自動車に搭載された低圧の電気機器、例えばエアコンやオーディオ、各種ＥＣＵ（Electronic Control Unit）等へ必要な電力を供給する電力変換装置が備えられることもある。こうした電力変換装置は、入力された直流電力を異なる電圧の直流電力に変換するものであり、ＤＣ−ＤＣコンバータとも呼ばれる。
【０００３】
一般にＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング動作可能なスイッチング回路を有しており、このスイッチング回路のオン／オフを制御することで、直流電力の電圧変換を行う。具体的には、入力された直流電力をスイッチング回路を用いて交流電力に一旦変換し、その交流電力をトランスを用いて変圧（昇圧または降圧）する。そして、整流回路などの出力回路を用いて、変圧後の交流電力を再び直流電力に変換する。これにより、入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。スイッチング回路は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated
Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチ素子を用いて構成される。
【０００４】
車載用の電力変換装置では、自然エネルギーの有効活用や二酸化炭素の削減を目的として、一般に高効率が求められる。そのため、電力変換時の損失をできるだけ低減することが重要となる。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生する損失には、スイッチング動作により発生するスイッチング損失や、トランスや半導体スイッチ素子で発生する抵抗損失（銅損）等がある。スイッチング素子を低減する手段としては、例えば下記の特許文献１が知られている。特許文献１に開示された電力変換装置は、絶縁トランスに流れ込むトランス電流を監視して、トランス電流が磁気飽和を考慮して設定された電流基準値を超えた際に、スイッチングキャリア周波数を上昇させる制御を実施する。これにより、スイッチング周波数を低下させ、スイッチング損失を低減している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−２７８７２３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載の技術では、トランス電流の監視結果を用いてスイッチングキャリア周波数の制御を行っているため、トランス電流の変化が急激である場合などに制御遅れが生じてしまい、その結果、スイッチング損失の低減が不十分になることがある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による制御装置は、入力された第１の直流電力を第２の直流電力に変換して出力する電力変換装置の制御を行うものであって、前記電力変換装置は、前記第１の直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路と、前記交流電力の電圧変換を行うトランスと、前記トランスにより電圧変換された前記交流電力を前記第２の直流電力に変換する出力回路と、を有し、制御装置は、前記トランスの磁束密度値を算出し、算出した前記磁束密度値に基づいて前記スイッチング回路の駆動周波数を制御する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、電力変換装置のスイッチング損失を十分に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の一実施形態に係る車両電源の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る制御回路の構成を示す図である。
【図４】比較器の動作を説明する図である。
【図５】制御回路の制御フロー図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成を示す図である。
【図７】トランス温度と磁束密度指令値との関係の一例を示す図である。
【図８】本発明の第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成を示す図である。
【図９】出力電流と磁束密度指令値との関係の一例を示す図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係る制御回路の構成を示す図である。
【図１１】ゲイン調整部によるＰＩ制御ゲインの調整方法の一例を示す図である。
【図１２】本発明の第５の実施形態に係る制御回路の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。ただし、本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。
【００１１】
−第１の実施形態−
（車両電源構成）
図１は、本発明の一実施形態に係る車両電源の構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態に係る車両電源は、車両１０００に搭載されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を使用して高圧バッテリＶ１と低圧バッテリＶ２の間で相互に電力変換を行う電源系統である。なお、以下の説明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の低圧側、すなわち低圧バッテリＶ２に接続されている側を「Ｌ側」と称し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の高圧側、すなわち高圧バッテリＶ１に接続されている側を「Ｈ側」と称する。
【００１２】
低圧バッテリＶ２の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＬ側の一端に接続され、低圧バッテリＶ２の他端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＬ側の他端に接続されている。エアコンなどの補機機器４００の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＬ側の一端および低圧バッテリＶ２の一端に接続され、補機機器４００の他端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＬ側の他端および低圧バッテリＶ２の他端に接続されている。ＨＶ系機器３００の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＨ側の一端および高圧バッテリＶ１の一端に接続され、ＨＶ系機器３００の他端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＨ側の他端および高圧バッテリＶ１の他端に接続されている。高圧バッテリＶ１の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＨ側の一端に接続され、高圧バッテリＶ１の他端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＨ側の他端に接続されている。
【００１３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００、ＨＶ系機器３００および補機機器４００は、車両電源制御部２００と接続されている。車両電源制御部２００は、これらの各機器の動作や、これらの各機器と高圧バッテリＶ１および低圧バッテリＶ２との間でやり取りされる電力の送電方向、電力量等を制御する。
【００１４】
（ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本構成）
図２は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本回路構成を示す図である。図２に示すように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、スイッチング回路１０、トランス２０および出力回路３０を有しており、ゲートドライバ９０を介して制御回路５０と接続されている。
【００１５】
スイッチング回路１０は、正極入力端子１および負極入力端子２を介して高圧バッテリＶ１と接続されている。スイッチング回路１０は、ブリッジ接続されたスイッチ素子１１ａ〜１４ａを有しており、これらのスイッチ素子１１ａ〜１４ａをスイッチング動作させることで、高圧バッテリＶ１から入力された直流電力を高周波の交流電力に変換し、トランス２０の一次側に出力する。
【００１６】
トランス２０は、一次側と二次側の間を絶縁すると共に、一次側と二次側の間で交流電力の電圧変換を行い、スイッチング回路１０で生成された交流電力から降圧（または昇圧）された交流電力を出力回路３０に出力する。
【００１７】
出力回路３０は、正極出力端子３および負極出力端子４を介して低圧バッテリＶ２と接続されている。出力回路３０は、ダイオード３１、３２を有しており、これらのダイオード３１、３２を用いて、トランス２０により電圧変換された交流電力を整流して直流電力に変換し、低圧バッテリＶ２に出力する。
【００１８】
制御回路５０は、例えば図１の車両電源制御部２００内に設けられており、スイッチング回路１０におけるスイッチ素子１１ａ〜１４ａのスイッチング動作をそれぞれ制御するための出力信号５１〜５４を生成して出力する。
【００１９】
ゲートドライバ９０は、制御回路５０から出力された出力信号５１〜５４を、スイッチ素子１１ａ〜１４ａを駆動するための駆動信号９１〜９４にそれぞれ変換し、スイッチング回路１０に出力する。ゲートドライバ９０は、絶縁トランス９０ａを搭載しており、スイッチング回路１０と制御回路５０の間を絶縁する。
【００２０】
以下では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が有するスイッチング回路１０、トランス２０および出力回路３０の各構成および制御回路５０の詳細について説明する。
【００２１】
（スイッチング回路１０）
スイッチング回路１０は、高圧バッテリＶ１から正極入力端子１および負極入力端子２を介して入力される直流電力を、制御回路５０の制御に応じて高周波の交流電力に変換し、トランス２０の一次巻線Ｎ１に供給する役割を有する。正極入力端子１と負極入力端子２の間には、高圧バッテリＶ１と並列に電圧検出器４１および平滑コンデンサＣ１が接続されている。電圧検出器４１は、スイッチング回路１０に入力される直流電力の電圧を検出し、その検出値を入力電圧Ｖｉｎとして制御回路５０に出力する。
【００２２】
スイッチング回路１０は、４つのスイッチ素子１１ａ〜１４ａがフルブリッジ接続された構成を有する。すなわち、正極入力端子１と負極入力端子２の間に、２つのスイッチ素子１１ａおよびスイッチ素子１２ａの直列回路（以下、「第１レッグ」と称する）と、２つのスイッチ素子１３ａおよびスイッチ素子１４ａの直列回路（以下、「第２レッグ」と称する）とが、それぞれ接続されている。第１レッグにおけるスイッチ素子１１ａとスイッチ素子１２ａの間の接続点Ａは、トランス２０の一次巻線Ｎ１の一端側に接続されており、第２レッグにおけるスイッチ素子１３ａとスイッチ素子１４ａの間の接続点Ｂは、トランス２０の一次巻線Ｎ１の他端側に接続されている。なお、スイッチ素子１１ａ〜１４ａは、スイッチング動作が可能な任意の素子を用いて構成することができ、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等が好適である。
【００２３】
スイッチ素子１１ａ〜１４ａには、フライホイール用のダイオード１１ｂ〜１４ｂおよびコンデンサ１１ｃ〜１４ｃがそれぞれ並列接続されている。これらのダイオード１１ｂ〜１４ｂおよびコンデンサ１１ｃ〜１４ｃは、スイッチ素子１１ａ〜１４ａとは別素子で構成しても良いし、あるいはスイッチ素子１１ａ〜１４ａの寄生成分であっても良い。また、これらを併用しても良い。
【００２４】
本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、スイッチング回路１０の制御方式として、スイッチング損失を低減可能な駆動方式である位相シフト制御方式が用いられる。位相シフト制御方式においては、フルブリッジ型のスイッチング回路１０を構成する４つのスイッチ素子１１ａ〜１４ａのうち、第１レッグの上側にあるスイッチ素子１１ａと第２レッグの下側にあるスイッチ素子１４ａとのオン／オフの位相差が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧に応じて制御される。同様に、第１レッグの下側にあるスイッチ素子１２ａと第２レッグの上側にあるスイッチ素子１３ａとのオン／オフの位相差も、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧に応じて制御される。これにより、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１４ａが同時にオン状態となる期間、並びに、スイッチ素子１２ａとスイッチ素子１３ａが同時にオン状態となる期間が、出力電圧に応じて調整される。ここで、スイッチング回路１０（トランス２０の一次側）から出力回路３０（トランス２０の二次側）に伝送される電力は、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１４ａが同時にオン状態となる期間、並びに、スイッチ素子１２ａとスイッチ素子１３ａが同時にオン状態となる期間によって決まる。したがって、上記のように位相差を制御することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧を所望の値に安定させることが可能となる。なお、以下の説明では、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１４ａが同時にオン状態となる期間と、スイッチ素子１２ａとスイッチ素子１３ａが同時にオン状態となる期間とが、同じ長さであるものとする。また、一周期におけるこれらの期間の長さの比率を、デューティ比と呼ぶこともある。
【００２５】
（トランス２０） 
トランス２０は、スイッチング回路１０により生成された交流電力に対して電圧変換を行い、電圧変換後の交流電力を出力回路３０に出力する役割を有する。トランス２０は、スイッチング回路１０に接続されている一次巻線Ｎ１と、出力回路３０に接続されている二次巻線Ｎ２とを備える。なお、トランス２０は、出力回路３０と組み合わせて全波整流回路を実現するためにセンタータップ構成を有しており、二次巻線Ｎ２が中間で２つの二次巻線Ｎ２ａ、Ｎ２ｂに分割されている。一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２ａ、Ｎ２ｂとの巻数比（Ｎ１／Ｎ２ａまたはＮ１／Ｎ２ｂ）は、正極入力端子１と負極入力端子２の間に印加される入力電圧Ｖｉｎの電圧範囲、および正極出力端子３と負極出力端子４の間に供給すべき出力電圧Ｖｏｕｔの電圧範囲に応じて設定される。
【００２６】
トランス２０は、一次巻線Ｎ１と直列に共振用インダクタンスＬ１を有する。この共振用インダクタンスＬ１と、スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａ〜１４ａにそれぞれ並列接続されているコンデンサ１１ｃ〜１４ｃの容量成分とにより、スイッチング回路１０において発生するスイッチング損失を低減する共振回路が形成される。なお、トランス２０における共振用インダクタンスＬ１の値が小さい場合、共振用インダクタンスＬ１と直列に別素子のインダクタを接続することで、共振回路のインダクタンスの値を大きくしても良い。
【００２７】
一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング回路１０における第１レッグの中点である接続点Ａに共振用インダクタンスＬ１を介して接続されている。また、一次巻線Ｎ１の他端は、スイッチング回路１０における第２レッグの中点である接続点Ｂに接続されている。二次巻線Ｎ２ａと二次巻線Ｎ２ｂとの接続点である中性点Ｔは、二次巻線Ｎ２の両端と共に出力回路３０に接続されている。
【００２８】
（出力回路３０）
出力回路３０は、トランス２０の一次巻線Ｎ１に流れる交流電力に応じて二次巻線Ｎ２ａおよびＮ２ｂに現れる交流電力を平滑および整流することで直流電力に変換し、正極出力端子３および負極出力端子４を介して低圧バッテリＶ２に出力する役割を有する。正極出力端子３と負極出力端子４の間には、低圧バッテリＶ２と並列に電圧検出器４２が接続されている。電圧検出器４２は、出力回路３０から出力される直流電力の電圧を検出し、その検出値を出力電圧Ｖｏｕｔとして制御回路５０に出力する。
【００２９】
出力回路３０は、整流接続点Ｓでアノード同士が接続されている２つのダイオード３１、３２と、平滑コイルＬ２およびコンデンサＣ２とを有する。ダイオード３１は、トランス２０の二次巻線Ｎ２ａの一端と整流接続点Ｓの間に接続されており、ダイオード３２は、トランス２０の二次巻線Ｎ２ｂの一端と整流接続点Ｓの間に接続されている。平滑コイルＬ２は、トランス２０の二次巻線Ｎ２ａ、Ｎ２ｂの他端である中性点Ｔと正極出力端子３の間に接続されており、コンデンサＣ２は、正極出力端子３と負極出力端子４の間に接続されている。
【００３０】
上記のような回路構成の出力回路３０において、ダイオード３１、３２は、トランス２０の二次巻線Ｎ２ａ、Ｎ２ｂから出力される交流電力を整流して直流電力に変換する整流回路を構成する。また、平滑コイルＬ２とコンデンサＣ２は、中性点Ｔに発生する整流出力を平滑する平滑回路を構成する。なお、ダイオード３１、３２をＦＥＴなどのスイッチ素子に置き換えることで、公知技術である同期整流動作を行うようにして、さらに導通損失を低減させても良い。
【００３１】
（制御回路５０）
制御回路５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧Ｖｏｕｔが予め定められた電圧目標値となるように、スイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａ〜１４ａの動作を制御する回路である。図２に示すように、制御回路５０は、電圧制御部６０、スイッチングキャリア周波数設定部７０、信号生成部８０およびクロック部６５を備える。
【００３２】
電圧制御部６０は、スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａ〜１４ａをスイッチング動作させる際のデューティ比を算出する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、このデューティ比の値に応じて、出力回路３０から出力される直流電力の出力電圧Ｖｏｕｔが制御される。
【００３３】
スイッチングキャリア周波数設定部７０は、スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａ〜１４ａをスイッチング動作させる際の駆動周波数に応じたスイッチングキャリア周波数を設定する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、このスイッチングキャリア周波数に応じた駆動周波数でスイッチ素子１１ａ〜１４ａが駆動される。
【００３４】
信号生成部８０は、電圧制御部６０が算出したデューティ比と、スイッチングキャリア周波数設定部７０が設定したスイッチングキャリア周波数とに基づいて、出力信号５１〜５４を生成する。信号生成部８０が生成した出力信号５１〜５４は、制御回路５０からゲートドライバ９０に出力され、ゲートドライバ９０において駆動信号９１〜９４にそれぞれ変換される。駆動信号９１〜９４は、スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａ〜１４ａがそれぞれ有する各ゲート端子に入力され、出力信号５１〜５４を生成した際のデューティ比およびスイッチングキャリア周波数に応じた動作タイミングで、スイッチ素子１１ａ〜１４ａをそれぞれ駆動させる。これにより、スイッチング回路１０の動作が制御回路５０によって制御される。
【００３５】
クロック部６５は、一定クロックごとにカウントアップされる２つのカウンタを内部に有しており、これらのカウンタのカウント値に基づいて、電圧制御部６０およびスイッチングキャリア周波数設定部７０の実行タイミングを制御する。
【００３６】
図３は、本発明の第１の実施形態に係る制御回路５０の構成を示す図である。以下では図３を参照して、本実施形態における制御回路５０の電圧制御部６０、スイッチングキャリア周波数設定部７０、信号生成部８０およびクロック部６５の詳細を説明する。
【００３７】
（電圧制御部６０）
電圧制御部６０は、減算部６１、ＰＩ制御部６２およびデューティ制限部６３を有する。減算部６１は、予め設定された出力電圧の目標値である電圧指令値Ｖｒｅｆと、電圧検出器４２で検出された出力電圧Ｖｏｕｔとの差分を演算し、ＰＩ制御部６２に出力する。ＰＩ制御部６２は、減算部６１で求められた差分に対してＰＩ演算を実施することで、その差分が０に近づくようにＰＩ制御（比例積分制御）を行い、スイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａ〜１４ａに対するデューティ比の値であるデューティ値Ｄを求める。
【００３８】
デューティ制限部６３は、ＰＩ制御部６２で求められたデューティ値Ｄに対して所定の下限値および上限値を設定し、当該下限値から上限値までの範囲内に制限されたデューティ指示値Ｄ＊を求める。デューティ制限部６３で求められたデューティ指示値Ｄ＊は、電圧制御部６０からスイッチングキャリア周波数設定部７０、信号生成部８０およびクロック部６５にそれぞれ出力される。
【００３９】
なお、電圧制御部６０から出力されるデューティ指示値Ｄ＊は、デューティ制限部６３において設定される上限値と下限値をそれぞれ最大デューティ値Ｄｍａｘ、最小デューティ値Ｄｍｉｎとすると、以下の式（１）の関係を満たす。
Dmin ≦ D* ≦ Dmax      （１）
【００４０】
（スイッチングキャリア周波数設定部７０）
スイッチングキャリア周波数設定部７０は、乗算部７１、比例部７２、減算部７３、磁束密度指令値設定部７４、ＰＩ制御部７５および周波数制限部７６を有する。乗算部７１は、電圧制御部６０のデューティ制限部６３から出力されたデューティ指示値Ｄ＊と、電圧検出器４１で検出された入力電圧Ｖｉｎとの乗算値を演算し、比例部７２に出力する。比例部７２は、乗算部７１で求められた乗算値に対して所定の比例定数を乗算することで、乗算値をトランス２０の磁束密度値Ｂへと変換する。減算部７３は、磁束密度指令値設定部７４においてトランス２０の飽和磁束密度に基づいて予め設定された磁束密度の目標値である磁束密度指令値Ｂｒｅｆと、比例部７２で求められた磁束密度値Ｂとの差分を演算し、ＰＩ制御部７５に出力する。ＰＩ制御部７５は、減算部７３で求められた差分に対してＰＩ演算を実施することで、その差分が０に近づくようにＰＩ制御（比例積分制御）を行い、スイッチング回路１０の駆動周波数に応じたスイッチングキャリア周波数ｆを求める。
【００４１】
周波数制限部７６は、ＰＩ制御部７５で求められたスイッチングキャリア周波数ｆに対して所定の下限値および上限値を設定し、当該下限値から上限値までの範囲内に制限されたスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊を求める。周波数制限部７６で求められたスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊は、スイッチングキャリア周波数設定部７０から信号生成部８０およびクロック部６５にそれぞれ出力される。
【００４２】
なお、スイッチングキャリア周波数設定部７０から出力されるスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊は、周波数制限部７６において設定される上限値と下限値をそれぞれ最大スイッチングキャリア周波数ｆｍａｘ、最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎとすると、以下の式（２）の関係を満たす。
fmin ≦ f* ≦ fmax      （２）
【００４３】
スイッチングキャリア周波数設定部７０は、上記のようにして求められたスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊を信号生成部８０に出力する。これにより、トランス２０の磁束密度値Ｂが磁束密度指令値Ｂｒｅｆよりも小さい場合はスイッチング回路１０の駆動周波数を低くし、反対にトランス２０の磁束密度値Ｂが磁束密度指令値Ｂｒｅｆよりも大きい場合はスイッチング回路１０の駆動周波数を高くするように、信号生成部８０が出力信号５１〜５４を生成する際のスイッチングキャリア周波数を設定することができる。
【００４４】
（クロック部６５）
クロック部６５は、内部にＡカウンタおよびＢカウンタを有する。Ａカウンタは、電圧制御部６０の実行タイミングを制御するために用いられるカウンタであり、一定クロックごとにカウントアップされる。Ｂカウンタは、スイッチングキャリア周波数設定部７０の実行タイミングを制御するために用いられるカウンタであり、Ａカウンタと同様に一定クロックごとにカウントアップされる。
【００４５】
電圧制御部６０からクロック部６５に入力されたデューティ指示値Ｄ＊は、クロック部６５において前回デューティ指示値Ｄａ＊として記憶される。Ａカウンタの値が所定の閾値未満であれば、クロック部６５は記憶している前回デューティ指示値Ｄａ＊を信号生成部８０に出力する。Ａカウンタの値が所定の閾値以上になると、クロック部６５は電圧制御部６０に対して実行指令を出力し、電圧制御部６０にデューティ指示値Ｄ＊の演算を実行させる。これにより、新たなデューティ指示値Ｄ＊が電圧制御部６０により演算されて信号生成部８０に入力されると共に、クロック部６５に記憶されている前回デューティ指示値Ｄａ＊が更新される。
【００４６】
また、スイッチングキャリア周波数設定部７０からクロック部６５に入力されたスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊は、クロック部６５において前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊として記憶される。Ｂカウンタの値が所定の閾値未満であれば、クロック部６５は記憶している前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊を信号生成部８０に出力する。Ｂカウンタの値が所定の閾値以上になると、クロック部６５はスイッチングキャリア周波数設定部７０に対して実行指令を出力し、スイッチングキャリア周波数設定部７０にスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊の演算を実行させる。これにより、新たなスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊がスイッチングキャリア周波数設定部７０により演算されて信号生成部８０に入力されると共に、クロック部６５に記憶されている前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊が更新される。
【００４７】
クロック部６５は、上記のようにして、Ａカウンタの値に応じて前回デューティ指示値Ｄａ＊または電圧制御部６０への実行指令を出力すると共に、Ｂカウンタの値に応じて前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊またはスイッチングキャリア周波数設定部７０への実行指令を出力する。これにより、電圧制御部６０およびスイッチングキャリア周波数設定部７０の実行タイミングを制御することができる。なお、Ａカウンタの閾値とＢカウンタの閾値には同じ値を設定してもよいし、異なる値を設定してもよい。
【００４８】
（信号生成部８０）
信号生成部８０は、演算判定部８１、デッドタイム設定部８２、閾値設定部８３、演算判定部８４、キャリア信号生成部８５および比較器８６を有する。演算判定部８１は、電圧制御部６０においてデューティ指示値Ｄ＊の演算が行われた場合は、入力されたデューティ指示値Ｄ＊を閾値設定部８３に出力し、電圧制御部６０においてデューティ指示値Ｄ＊の演算が行われずにクロック部６５から前回デューティ指示値Ｄａ＊が入力された場合は、入力された前回デューティ指示値Ｄａ＊を閾値設定部８３に出力する。
【００４９】
デッドタイム設定部８２は、スイッチ素子１１ａ〜１４ａをスイッチング動作させる際のデッドタイム設定値Ｄｄを閾値設定部８３に出力する。閾値設定部８３は、演算判定部８１から入力されたデューティ指示値Ｄ＊または前回デューティ指示値Ｄａ＊と、デッドタイム設定部８２から入力されたデッドタイム設定値Ｄｄとに基づいて、スイッチ素子１１ａ〜１４ａのオン／オフのタイミングをそれぞれ決定するためのオンタイミング閾値５１ａ〜５４ａおよびオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂを設定し、比較器８６に出力する。例えば、第１レッグに対するデッドタイム設定値ＤｄをＤｄ＿１２、第２レッグに対するデッドタイム設定値ＤｄをＤｄ＿３４とすると、オンタイミング閾値５１ａ〜５４ａおよびオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂは、それぞれ下記のように設定される。なお、下記において「Ｃｍａｘ」は、キャリア信号生成部８５が生成するキャリア信号の最大値を表している。
【００５０】
オンタイミング閾値                        オフタイミング閾値
５１ａ：Cmax                              ５１ｂ：0.5Cmax - Dd_12
５２ａ：0.5Cmax                           ５２ｂ：Cmax - Dd_12
５３ａ：D* + Dd_34                        ５３ｂ：D* + 0.5Cmax
５４ａ：D* + 0.5Cmax + Dd_34              ５４ｂ：D*
【００５１】
なお、上記では閾値設定部８３にデューティ指示値Ｄ＊が入力された場合の例を示しているが、前回デューティ指示値Ｄａ＊が入力された場合は、Ｄ＊をＤａ＊に置き換えることで、同様にしてオンタイミング閾値５１ａ〜５４ａおよびオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂを設定することが可能である。
【００５２】
演算判定部８４は、スイッチングキャリア周波数設定部７０においてスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊の演算が行われた場合は、入力されたスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊をキャリア信号生成部８５に出力し、スイッチングキャリア周波数設定部７０においてスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊の演算が行われずにクロック部６５から前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊が入力された場合は、入力された前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊をキャリア信号生成部８５に出力する。キャリア信号生成部８５は、演算判定部８４から入力されたスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊または前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊に基づいて、これらの設定値に応じた周波数のキャリア信号５５を生成し、比較器８６に出力する。なお、キャリア信号生成部８５が生成するキャリア信号５５は、０から所定の最大値Ｃｍａｘまで連続的に変化する三角波等の周期信号であり、スイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊または前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊に応じた周期で繰り返し変化する。
【００５３】
比較器８６は、キャリア信号生成部８５から入力されたキャリア信号５５を、閾値設定部８３から入力されたオンタイミング閾値５１ａ〜５４ａおよびオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂとそれぞれ比較することで、デューティ指示値Ｄ＊または前回デューティ指示値Ｄａ＊に応じたパルス変調を行い、出力信号５１〜５４を生成する。比較器８６で生成された出力信号５１〜５４をゲートドライバ９０に出力することで、制御回路５０はスイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａ〜１４ａのオン／オフを制御する。
【００５４】
図４は、比較器８６の動作を説明する図である。図４（ａ）は、キャリア信号５５の周波数が高い場合（周期が短い場合）の例であり、キャリア信号５５の波形を符号５５ａで示している。図４（ｂ）は、キャリア信号５５の周波数が低い場合（周期が長い場合）の例であり、キャリア信号５５の波形を符号５５ｂで示している。なお、図４（ａ）、図４（ｂ）に示すように、キャリア信号５５の傾きは、演算判定部８４から出力されるスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊または前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊に応じて変化する。
【００５５】
比較器８６は、キャリア信号５５とオンタイミング閾値５１ａ〜５４ａおよびオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂとを比較する。その結果、図４（ａ）、図４（ｂ）に示すように、キャリア信号５５の値がオンタイミング閾値５１ａ〜５４ａを超えたときに、出力信号５１〜５４をそれぞれオフ（Ｌレベル）からオン（Ｈレベル）に切り替える。また、キャリア信号５５の値がオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂを超えたときに、出力信号５１〜５４をそれぞれオン（Ｈレベル）からオフ（Ｌレベル）に切り替える。具体的には、例えばオンタイミング閾値５１ａ〜５４ａおよびオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂがそれぞれ前述のような値で設定されているときに、出力信号５１〜５４のオン／オフを以下のように順次切り替える。
【００５６】
（１）キャリア信号５５の値がオフタイミング閾値信号５４ｂに達したタイミングで、出力信号５４をオフにする。
（２）キャリア信号５５の値がオンタイミング閾値信号５３ａに達したタイミングで、出力信号５３をオンにする。
（３）キャリア信号５５の値がオンタイミング閾値信号５１ｂに達したタイミングで、出力信号５１をオフにする。
（４）キャリア信号５５の値がオンタイミング閾値信号５２ａに達したタイミングで、出力信号５２をオンにする。
（５）キャリア信号５５の値がオフタイミング閾値信号５３ｂに達したタイミングで、出力信号５３をオフにする。
（６）キャリア信号５５の値がオンタイミング閾値信号５４ａに達したタイミングで、出力信号５４をオンにする。
（７）キャリア信号５５の値がオンタイミング閾値信号５２ｂに達したタイミングで、出力信号５２をオフにする。
（８）キャリア信号５５の値がオンタイミング閾値信号５１ａに達したタイミングで、出力信号５１をオンにする。
【００５７】
信号生成部８０では、上記のようにして、スイッチ素子１１ａ〜１４ａのオン／オフのタイミングをそれぞれ設定するための出力信号５１〜５４が生成される。
【００５８】
（制御フロー）
図５は、制御回路５０の制御フロー図である。以下では図５の制御フロー図を用いて、以上で説明した制御回路５０の動作を説明する。
【００５９】
ステップＳ１０において、制御回路５０は、クロック部６５のＡカウンタの値が所定の閾値Ｔａ以上であるか否かを判定する。Ａカウンタの値が閾値Ｔａ以上であれば処理をステップＳ２０に進め、閾値Ｔａ未満であれば処理をステップＳ４０に進める。
【００６０】
ステップＳ２０において、制御回路５０は、電圧制御部６０により、電圧検出器４２で検出された出力電圧Ｖｏｕｔと電圧指令値Ｖｒｅｆとの差分を減算部６１で求め、その差分によるＰＩ制御をＰＩ制御部６２で実施する。その後、ステップＳ３０において、ステップＳ２０のＰＩ制御により求められたデューティ値Ｄに対して下限値および上限値の設定をデューティ制限部６３で行い、デューティ指示値Ｄ＊を決定する。ステップＳ３０を実施したら、制御回路５０は、決定したデューティ指示値Ｄ＊をスイッチングキャリア周波数設定部７０、信号生成部８０およびクロック部６５にそれぞれ出力し、処理をステップＳ５０に進める。
【００６１】
ステップＳ４０において、制御回路５０は、クロック部６５に記憶されている前回デューティ指示値Ｄａ＊を信号生成部８０に出力し、処理をステップＳ５０に進める。なお、制御回路５０の起動直後における初期状態など、クロック部６５に前回デューティ指示値Ｄａ＊が記憶されていない場合は、予め定められた初期値（例えば０）を前回デューティ指示値Ｄａ＊として出力すればよい。
【００６２】
ステップＳ５０において、制御回路５０は、クロック部６５のＢカウンタの値が所定の閾値Ｔｂ以上であるか否かを判定する。Ｂカウンタの値が閾値Ｔｂ以上であれば処理をステップＳ６０に進め、閾値Ｔｂ未満であれば処理をステップＳ１００に進める。
【００６３】
ステップＳ６０において、制御回路５０は、スイッチングキャリア周波数設定部７０により、電圧制御部６０から入力されたデューティ指示値Ｄ＊と電圧検出器４１で検出された入力電圧Ｖｉｎとを乗算部７１で乗算し、その乗算値を比例部７２でトランス２０の磁束密度値Ｂに変換する。その後、ステップＳ７０〜Ｓ９０において、ステップＳ６０で算出した磁束密度値Ｂと磁束密度指令値Ｂｒｅｆとの差分が０に近づくようにＰＩ制御を行う。具体的には、磁束密度値Ｂと磁束密度指令値Ｂｒｅｆとの差分を減算部７３で求め、その差分によるＰＩ制御をＰＩ制御部７５で実施することにより、スイッチングキャリア周波数ｆを求める。そして、求められたスイッチングキャリア周波数ｆに対して下限値および上限値の設定を周波数制限部７６で行い、スイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊を決定する。これにより、Ｂ＜Ｂｒｅｆの場合（Ｓ７０：Ｙｅｓ）はスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊を減少させ（Ｓ８０）、Ｂ≧Ｂｒｅｆの場合（Ｓ７０：Ｎｏ）はスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊を増加させる（Ｓ９０）ようにする。ステップＳ８０またはＳ９０を実施したら、制御回路５０は、決定したスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊を信号生成部８０およびクロック部６５にそれぞれ出力し、処理をステップＳ１１０に進める。
【００６４】
ステップＳ１００において、制御回路５０は、クロック部６５に記憶されている前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊を信号生成部８０に出力し、処理をステップＳ１１０に進める。なお、制御回路５０の起動直後における初期状態など、クロック部６５に前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊が記憶されていない場合は、予め定められた初期値（例えば最大スイッチングキャリア周波数ｆｍａｘ）を前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊として出力すればよい。
【００６５】
ステップＳ１１０において、制御回路５０は、信号生成部８０により、ステップＳ３０またはＳ４０で得られたデューティ指示値Ｄ＊または前回デューティ指示値Ｄａ＊と、ステップＳ８０、Ｓ９０またはＳ１００で得られたスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊または前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊とに基づき、出力信号５１〜５４を生成する。具体的には、信号生成部８０は、デューティ指示値Ｄ＊または前回デューティ指示値Ｄａ＊を演算判定部８１から閾値設定部８３に出力し、閾値設定部８３でデッドタイム設定値Ｄｄに応じたオンタイミング閾値５１ａ〜５４ａおよびオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂを設定する。また、スイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊または前回スイッチングキャリア周波数設定値ｆａ＊を演算判定部８４からキャリア信号生成部８５に出力し、キャリア信号生成部８５でキャリア信号５５を生成する。そして、比較器８６でキャリア信号５５をオンタイミング閾値５１ａ〜５４ａおよびオフタイミング閾値５１ｂ〜５４ｂと比較して、出力信号５１〜５４を生成する。ステップＳ１１０を実施したら、制御回路５０は、生成した出力信号５１〜５４をゲートドライバ９０に出力し、処理をステップＳ１２０に進める。
【００６６】
ステップＳ１２０において、制御回路５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を停止するか否かを判定する。例えば、外部からＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御停止命令が入力されるなどの所定の停止条件を満たす場合、制御回路５０はＤＣ−ＤＣコンバータ１００を停止すると判定し、図５の制御フローを終了して動作を停止する。一方、こうした停止条件を満たさない場合、制御回路５０はＤＣ−ＤＣコンバータ１００を停止しないと判定し、ステップＳ１０に戻って上記処理を繰り返す。
【００６７】
以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
【００６８】
（１）電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力された第１の直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路１０と、交流電力の電圧変換を行うトランス２０と、トランス２０により電圧変換された交流電力を第２の直流電力に変換する出力回路３０とを有する。このＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御を行う制御回路５０は、トランス２０の磁束密度値Ｂを算出し、算出した磁束密度値Ｂに基づいてスイッチング回路１０の駆動周波数を制御する。このようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のスイッチング損失を十分に低減することができる。
【００６９】
（２）制御回路５０は、出力回路３０の出力電圧Ｖｏｕｔを制御するためのデューティ指示値Ｄ＊を算出する電圧制御部６０と、デューティ指示値Ｄ＊およびスイッチング回路１０の入力電圧Ｖｉｎに基づいて磁束密度値Ｂを算出し、算出した磁束密度値Ｂに基づいてスイッチング回路１０の駆動周波数に応じたスイッチングキャリア周波数を設定するスイッチングキャリア周波数設定部７０と、デューティ指示値Ｄ＊およびスイッチングキャリア周波数に基づいてスイッチング回路１０を駆動させるための出力信号５１〜５４を生成し、生成した出力信号５１〜５４をゲートドライバ９０を介してスイッチング回路１０に出力する信号生成部８０と、を備える。このようにしたので、トランス２０の電流を検出することなく、トランス２０の磁気飽和を確実に防ぎつつＤＣ−ＤＣコンバータ１００を適切な駆動周波数で動作させ、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【００７０】
（３）スイッチングキャリア周波数設定部７０は、磁束密度値Ｂがトランス２０の飽和磁束密度に基づく所定の磁束密度指令値Ｂｒｅｆよりも小さい場合はスイッチング回路１０の駆動周波数を低くし、磁束密度値Ｂが磁束密度指令値Ｂｒｅｆよりも大きい場合はスイッチング回路１０の駆動周波数を高くするように、スイッチングキャリア周波数を設定する。このようにしたので、磁束密度値Ｂが磁束密度指令値Ｂｒｅｆに近づくように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を適切な駆動周波数で動作させることができる。
【００７１】
（４）制御回路５０は、電圧制御部６０およびスイッチングキャリア周波数設定部７０の実行タイミングを制御するクロック部６５をさらに備える。このようにしたので、電圧制御部６０およびスイッチングキャリア周波数設定部７０をそれぞれ適切なタイミングで動作させることができる。
【００７２】
−第２の実施形態−
次に本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、スイッチングキャリア周波数設定部７０の磁束密度指令値設定部７４において、トランス２０の温度に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変化させる例を説明する。
【００７３】
図６は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本回路構成を示す図である。図６に示すように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、トランス２０の温度を検出する温度検出器４３がトランス２０の近傍に設けられている以外は、第１の実施形態で説明したのと同様の構成を有している。
【００７４】
本実施形態において、温度検出器４３は、トランス２０の温度を検出し、その検出値を制御回路５０に出力する。温度検出器４３から出力されたトランス温度の検出値は、制御回路５０において、スイッチングキャリア周波数設定部７０の磁束密度指令値設定部７４に入力される。磁束密度指令値設定部７４は、入力されたトランス温度の検出値に基づいて、減算部７３に出力する磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変更する。
【００７５】
図７は、トランス温度と磁束密度指令値Ｂｒｅｆとの関係の一例を示す図である。図７（ａ）は、トランス温度の上昇に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを一定の割合で増加させ、トランス温度の下降に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを一定の割合で減少させる例を示している。図７（ｂ）は、トランス温度が所定値未満の領域では温度依存性を考慮して磁束密度指令値Ｂｒｅｆを連続的に変化させ、トランス温度が所定値以上の領域では磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変化させずに一定とする例を示している。なお、図７（ａ）や図７（ｂ）に例示した以外の関係を用いて、トランス温度に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変化させてもよい。例えば、トランス温度の上昇に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを減少させ、トランス温度の下降に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを増加させてもよい。また、トランス温度と磁束密度指令値Ｂｒｅｆとは比例関係でなくてもよいし、連続的な関数で定められた関係でなくてもよい。
【００７６】
以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、トランス２０の温度を検出する温度検出器４３をさらに有する。制御回路５０において、スイッチングキャリア周波数設定部７０は、温度検出器４３によるトランス２０の温度検出値に基づいて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変更する。このようにしたので、第１の実施形態で説明した効果に加えて、さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御をより一層正確に行うことができるという効果を奏する。
【００７７】
−第３の実施形態−
次に本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、スイッチングキャリア周波数設定部７０の磁束密度指令値設定部７４において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００からの出力電流に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変化させる例を説明する。
【００７８】
図８は、本発明の第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本回路構成を示す図である。図８に示すように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、出力回路３０から低圧バッテリＶ２に出力されるＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電流を検出する電流検出器４４が出力回路３０と低圧バッテリＶ２の間に設けられている以外は、第１の実施形態で説明したのと同様の構成を有している。
【００７９】
本実施形態において、電流検出器４４は、出力回路３０からの出力電流を検出し、その検出値を制御回路５０に出力する。なお、図８では電流検出器４４が負極出力端子４側に接続されているが、正極出力端子３側に接続されていてもよい。電流検出器４４から出力された出力電流の検出値は、制御回路５０において、スイッチングキャリア周波数設定部７０の磁束密度指令値設定部７４に入力される。磁束密度指令値設定部７４は、入力された出力電流の検出値に基づいて、減算部７３に出力する磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変更する。
【００８０】
図９は、出力電流と磁束密度指令値Ｂｒｅｆとの関係の一例を示す図である。図９（ａ）は、出力電流の上昇に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを一定の割合で増加させ、出力電流の下降に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを一定の割合で減少させる例を示している。図９（ｂ）は、出力電流が所定値未満の領域では出力電流依存性を考慮して磁束密度指令値Ｂｒｅｆを連続的に変化させ、出力電流が所定値以上の領域では磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変化させずに一定とする例を示している。なお、図９（ａ）や図９（ｂ）に例示した以外の関係を用いて、出力電流に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変化させてもよい。例えば、出力電流の上昇に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを減少させ、出力電流の下降に応じて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを増加させてもよい。また、出力電流と磁束密度指令値Ｂｒｅｆとは比例関係でなくてもよいし、連続的な関数で定められた関係でなくてもよい。
【００８１】
以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、出力回路３０からの出力電流を検出する電流検出器４４をさらに有する。制御回路５０において、スイッチングキャリア周波数設定部７０は、電流検出器４４による出力電流の検出値に基づいて磁束密度指令値Ｂｒｅｆを変更する。このようにしたので、第２の実施形態と同様に、第１の実施形態で説明した効果に加えて、さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の制御をより一層正確に行うことができるという効果を奏する。
【００８２】
−第４の実施形態−
次に本発明の第４の実施形態について説明する。本実施形態では、スイッチングキャリア周波数設定部７０のＰＩ制御部７５において実施するＰＩ制御に対して、ゲイン調整を行う例を説明する。
【００８３】
図１０は、本発明の第４の実施形態に係る制御回路５０の構成を示す図である。図１０に示すように、本実施形態の制御回路５０は、スイッチングキャリア周波数設定部７０において、ＰＩ制御部７５に接続されるゲイン調整部７５ａがさらに設けられている以外は、第１の実施形態で説明したのと同様の構成を有している。以下では、追加したゲイン調整部７５ａについて説明する。
【００８４】
（ゲイン調整部７５ａ）
ＰＩ制御部７５では、所定のＰＩ制御ゲインを用いたＰＩ演算により、磁束密度指令値Ｂｒｅｆと磁束密度値Ｂとの差分に応じたＰＩ制御を行っている。このＰＩ制御ゲインが高くなると、磁束密度値Ｂが磁束密度指令値Ｂｒｅｆに近づく際のスイッチングキャリア周波数の変化が早くなり、スイッチング回路１０の応答性が向上する。反対に、ＰＩ制御ゲインが低くなると、磁束密度値Ｂが磁束密度指令値Ｂｒｅｆに近づく際のスイッチングキャリア周波数の変化が遅くなり、スイッチング回路１０の応答性が低下する。そこで、本実施形態の制御回路５０では、ＰＩ制御部７５で用いられるＰＩ制御ゲインをゲイン調整部７５ａにおいて適切に調整することで、スイッチング回路１０の応答性を調整するようにしている。
【００８５】
図１１は、ゲイン調整部７５ａによるＰＩ制御ゲインの調整方法の一例を示す図である。図１１（ａ）は、スイッチングキャリア周波数に応じてＰＩ制御ゲインを調整する例を示しており、図１１（ｂ）は、出力回路３０からの出力電流に応じてＰＩ制御ゲインを調整する例を示している。ゲイン調整部７５ａは、例えば図１１（ａ）や図１１（ｂ）に例示したように、スイッチングキャリア周波数や出力電流に基づいてＰＩ制御ゲインを変更することができる。なお、スイッチングキャリア周波数と出力電流の両方を用いてＰＩ制御ゲインを調整したり、これら以外の情報を用いてＰＩ制御ゲインを調整したりすることも可能である。
【００８６】
以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、スイッチングキャリア周波数設定部７０は、磁束密度値Ｂと磁束密度指令値Ｂｒｅｆとの差分に基づくＰＩ制御を所定のＰＩ制御ゲインにより行うＰＩ制御部７５を有しており、ゲイン調整部７５ａにおいて、スイッチングキャリア周波数および出力回路３０からの出力電流の少なくとも一つに基づいてＰＩ制御ゲインを変更する。このようにしたので、第１の実施形態で説明した効果に加えて、さらに、トランス２０の磁気飽和を確実に防ぎつつスイッチング回路１０の応答性を適切に調整できるという効果を奏する。
【００８７】
−第５の実施形態−
次に本発明の第５の実施形態について説明する。本実施形態では、スイッチングキャリア周波数設定部７０の周波数制限部７６において設定するスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊の上限値と下限値の決定方法を説明する。
【００８８】
図１２は、本発明の第５の実施形態に係る制御回路５０の構成を示す図である。図１２に示すように、本実施形態の制御回路５０は、スイッチングキャリア周波数設定部７０において、周波数制限部７６に接続される制限値設定部７６ａがさらに設けられている以外は、第１の実施形態で説明したのと同様の構成を有している。以下では、追加した制限値設定部７６ａについて説明する。
【００８９】
（制限値設定部７６ａ）
制限値設定部７６ａは、周波数制限部７６から出力されるスイッチングキャリア周波数設定値ｆ＊の上限値および下限値、すなわち前述の式（２）における最大スイッチングキャリア周波数ｆｍａｘおよび最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定し、決定したこれらの値を周波数制限部７６に出力する。制限値設定部７６ａは、例えば、トランス２０の飽和磁束密度に基づく磁束密度の目標値、すなわち磁束密度指令値Ｂｒｅｆと、トランス２０のコアの断面積および一次巻線Ｎ１の巻数とに応じて、最大スイッチングキャリア周波数ｆｍａｘを決定する。
【００９０】
一方、制限値設定部７６ａは、例えば、ゲートドライバ９０における絶縁トランス９０ａの飽和磁束密度に基づいて予め設定された磁束密度の上限値に応じて、最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定する。具体的には、スイッチングキャリア周波数を低くした際においても絶縁トランス９０ａの磁束密度が飽和磁束密度を超えないように、以下の式（３）を用いて最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定する。なお式（３）において、Ｖｄｄは絶縁トランス９０ａを介してゲートドライバ９０に入力される電圧値、Ａｓは絶縁トランス９０ａのコア断面積、Ｂｍａｘは絶縁トランス９０ａの磁束密度の上限値、Ｎ１は絶縁トランス９０ａのトランス巻数である。
【００９１】
【数１】
2019075913.tif 000003
【００９２】
また、制限値設定部７６ａは、例えば、出力回路３０において平滑コイルＬ２に流れる電流リップルが所定のリップル電流値以下となるように、最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定しても良い。具体的には、スイッチングキャリア周波数を低くした際においても、平滑コイルＬ２に流れる出力回路３０からの出力電流における電流リップルが所定のリップル電流値を超えないように、以下の式（４）を用いて最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定する。なお式（４）において、Ｖｉｎは電圧検出器４１で検出されたＤＣ−ＤＣコンバータ１００の入力電圧値、Ｖｏｕｔは電圧検出器４２で検出されたＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧、Ｄ＊は電圧制御部６０で求められたデューティ指示値、Ｌ２は平滑コイルＬ２のインダクタンス値、ΔＩＬｍａｘはピーク最大リップル電流値とピーク最大リップル電流値の差分、Ｎｔはトランス２０の巻数比である。
【００９３】
【数２】
2019075913.tif 000004
【００９４】
ただし、制限値設定部７６ａは、上記の式（３）や式（４）以外を用いて最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定してもよい。絶縁トランス９０ａの磁束密度が飽和磁束密度を超えたり、出力回路３０からの出力電流における電流リップルが所定のリップル電流値を超えたりしない限りは、任意の方法で最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定することが可能である。なお、絶縁トランス９０ａの飽和磁束密度と出力電流における電流リップルの両方に基づいて最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定したり、これら以外の情報に基づいて最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定したりすることも可能である。
【００９５】
以上説明した本発明の第５の実施形態によれば、スイッチング回路１０は、絶縁トランス９０ａを搭載した絶縁ゲートドライバであるゲートドライバ９０を介して制御回路５０と接続されている。また、スイッチングキャリア周波数設定部７０は、スイッチングキャリア周波数を所定の最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎ以上に制限する周波数制限部７６を有しており、制限値設定部７６ａにおいて、絶縁トランス９０ａの飽和磁束密度および出力回路３０からの出力電流における電流リップルの少なくとも一つに基づいて最小スイッチングキャリア周波数ｆｍｉｎを決定する。このようにしたので、第１の実施形態で説明した効果に加えて、さらに、トランス２０の磁気飽和だけでなく、ゲートドライバ９０における絶縁トランス９０ａの磁気飽和や、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電流における電流リップルについても、増大を防ぐことが可能となる。
【００９６】
なお、以上説明した本発明の各実施形態では、４つのスイッチ素子１１ａ〜１４ａにより構成された電圧形フルブリッジ回路であるスイッチング回路１０と、電流形センタータップ回路であるトランス２０とを組み合わせて構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ１００を、位相シフト制御方式により制御する制御回路５０の例を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されない。入力された第１の直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路と、交流電力の電圧変換を行うトランスと、トランスにより電圧変換された交流電力を第２の直流電力に変換して出力する出力回路とを有する電力変換装置の制御を行う制御装置であれば、本発明を適用可能であり、各実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏することができる。また、以上説明した各実施形態は、それぞれ単独で適用してもよく、任意に組み合わせてもよい。
【００９７】
以上説明した各実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。
【符号の説明】
【００９８】
１…正極入力端子、２…負極入力端子、３…正極出力端子、４…負極出力端子、１０…スイッチング回路、１１ａ〜１４ａ…スイッチ素子、１１ｂ〜１４ｂ…ダイオード、１１ｃ〜１４ｃ…コンデンサ、２０…トランス、３０…出力回路、３１，３２…ダイオード、４１,４２…電圧検出器、４３…温度検出器、４４…電流検出器、５０…制御回路、５１〜５４…出力信号、６０…電圧制御部、６１…減算部、６２…ＰＩ制御部、６３…デューティ制限部、６５…クロック部、７０…スイッチングキャリア周波数設定部、７１…乗算部、７２…比例部、７３…減算部、７４…磁束密度指令値設定部、７５…ＰＩ制御部、７５ａ…ゲイン調整部、７６…周波数制限部、７６ａ…制限値設定部、８０…信号生成部、８１…演算判定部、８２…デッドタイム設定部、８３…閾値設定部、８４…演算判定部、８５…キャリア信号生成部、８６…比較器、９０…ゲートドライバ、９０ａ…絶縁トランス、９１〜９４…駆動信号、１００…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２００…車両電源制御部、３００…ＨＶ系機器、４００…補機機器、１０００…車両、Ｎ１…一次巻線、Ｎ２ａ，Ｎ２ｂ…二次巻線、Ｓ…整流接続点、Ｔ…中性点、Ｖ１…高圧バッテリ、Ｖ２…低圧バッテリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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