(57)【要約】【課題】検出電流を検出する時点が相毎に異なることに起因する誤差の影響を抑制しながら、モータ制御装置の制御負担（計算負荷）の増大を抑制することが可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】このモータ制御装置１００では、インバータ回路部１の直流側を流れる電流を検出する電流検出部２と、相電流ｉｕ、ｉｖ、および、ｉｗを推定する相電流推定部３と、相電流ｉｕ、ｉｖ、および、ｉｗに基づいて、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を出力するＰＷＭ出力部１２とを備える。相電流推定部３は、検出電流ｉｔｆおよびｉｔｓと、検出タイミング情報（ｔｆ、ｔｓ）とに基づいて、時点ｔ０における相電流ｉｕｔ０、ｉｖｔ０、および、ｉｗｔ０を推定するように構成されている。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号に基づいて、電源部からの電力をモータに供給する３相交流のインバータ回路部の直流側を流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された検出電流に基づいて、前記モータに流れる３相各相の相電流を推定する相電流推定部と、
前記相電流推定部により推定された前記３相各相の相電流に基づいて、前記パルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力部とを備え、
前記相電流推定部は、前記検出電流と、前記検出電流の検出タイミング情報とに基づいて、前記電源部からの電力の３相の電圧が前記モータに印加されない時点である基準時点における前記３相各相の相電流を推定するように構成されている、モータ制御装置。
【請求項２】
前記相電流推定部は、前記３相の電圧うちの第１相の電圧のみが前記電源部から前記モータに印加されている第１期間中に、前記電流検出部からの第１の前記検出電流を取得して、前記第１の検出電流と、前記第１の検出電流の前記検出タイミング情報とに基づいて、前記基準時点における前記第１相の相電流を推定するように構成されており、前記３相の電圧うちの第２相の電圧のみが前記電源部から前記モータに印加されていない第２期間中に、前記電流検出部からの第２の前記検出電流を取得して、前記第２の検出電流と、前記第２の検出電流の前記検出タイミング情報とに基づいて、前記基準時点における前記第２相の相電流を推定するように構成されている、請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記相電流推定部は、前記検出電流と、前記検出タイミング情報と、前記検出タイミング情報と前記検出電流の変化情報とが関連付けられたマップとに基づいて、前記基準時点における前記３相各相の相電流を推定するように構成されている、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記パルス幅変調信号出力部は、推定された前記相電流に基づいて、電圧指令信号を生成するとともに、生成された前記電圧指令信号に基づく第１のパルス幅よりも大きい第２のパルス幅になるように、補償された前記電圧指令信号と三角波との比較に基づいて、前記パルス幅変調信号を出力するように構成されている、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記パルス幅変調信号出力部は、推定された前記相電流に基づいて、最大相電圧値、最小相電圧値、および、前記最大相電圧値よりも小さく前記最小相電圧値よりも大きい中間相電圧値を含む電圧指令信号を生成するとともに、前記電圧指令信号を補正して、補正された前記電圧指令信号と三角波との比較に基づいて、周期前半と周期後半とが異なる長さを有する前記パルス幅変調信号を出力するように構成されており、前記最大相電圧値が上限値の場合に、前記三角波の下り時に比較される前記中間相電圧値を減じるように補正するとともに、前記最小相電圧値が下限値の場合に、前記三角波の下り時に比較される前記中間相電圧値に加算するように補正するように構成されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記パルス幅変調信号出力部は、推定された前記相電流に基づいて電流比例積分制御を行うことにより、電圧指令信号を生成するための出力値を生成する電流比例積分制御部を含み、
前記電流比例積分制御部は、前記推定された相電流に基づく値が制限電流値範囲内の場合に、前記出力値を０にするように構成されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記制限電流値範囲は、前記電流検出部により前記検出電流が検出可能な前記パルス幅変調信号のパルス幅に対応する範囲、または、前記パルス幅に対応する範囲より広い範囲に設定されている、請求項６に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に関し、特に、３相交流のインバータ回路部の直流側を流れる電流を検出する電流検出部を備えるモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、３相交流のインバータ回路部の直流側を流れる電流を検出する電流検出部を備えるモータ制御装置が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００３】
上記特許文献１には、インバータの直流電流を検出する１シャント式電流検出器を備えたモータ制御装置が開示されている。このモータ制御装置では、パルス幅変調信号の１周期内に、１シャント式電流検出器により相毎に異なる時点に電流値を検出するとともに、相毎にモータ平均電流を算出するように構成されている。そして、このモータ制御装置は、インバータの電源電圧値、デューティ指令値、モータの逆起電圧情報、各相モータ電流、パルス幅変調信号の配置情報およびモータの電気的特性式により、電流検出補正値を算出するように構成されている。そして、モータ制御装置は、算出した電流検出補正値に基づいて、モータ平均電流を補正するように構成されている。これにより、このモータ制御装置では、１シャント式電流検出器により相毎に異なる時点に電流値を検出することに起因する誤差が補正されたモータ平均電流に基づいて、モータの駆動を制御するように構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第５７２４７７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１に記載のモータ制御装置では、相毎に異なる時点に電流値（検出電流）を検出することに起因する誤差を補正するために、パルス幅変調信号の各周期毎に、モータ平均電流を算出し、電流検出補正値を算出し、電流検出補正値によりモータ平均電流を補正するように構成されているため、計算負荷が増大する。したがって、上記特許文献１のモータ制御装置では、検出電流を検出する時点が相毎に異なることに起因する誤差の影響を抑制しながら、モータ制御装置の制御負担（計算負荷）の増大を抑制することが困難であるという問題がある。
【０００６】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、検出電流を検出する時点が相毎に異なることに起因する誤差の影響を抑制しながら、モータ制御装置の制御負担（計算負荷）の増大を抑制することが可能なモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、この発明の一の局面におけるモータ制御装置は、パルス幅変調信号に基づいて、電源部からの電力をモータに供給する３相交流のインバータ回路部の直流側を流れる電流を検出する電流検出部と、電流検出部により検出された検出電流に基づいて、モータに流れる３相各相の相電流を推定する相電流推定部と、相電流推定部により推定された３相各相の相電流に基づいて、パルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力部とを備え、相電流推定部は、検出電流と、検出電流の検出タイミング情報とに基づいて、電源部からの電力の３相の電圧がモータに印加されない時点である基準時点における３相各相の相電流を推定するように構成されている。
【０００８】
この発明の一の局面によるモータ制御装置では、上記のように相電流推定部を構成することにより、パルス幅変調信号の１周期内の異なる時点に３相各相の相電流を検出する場合と異なり、同一の時点である基準時点の３相各相の相電流を取得（推定）することができるので、検出電流を検出する時点が相毎に異なることに起因する誤差の影響を抑制することができる。そして、相電流推定部を、検出電流と、検出電流の検出タイミング情報とに基づいて、基準時点における３相各相の相電流を推定して、推定した相電流に基づいて、モータの駆動を制御することができる。この結果、３相各相のモータ平均電流を算出し、パルス幅変調信号の周期内の電流値の変動に対応する補正値を算出し、補正値に基づいてモータ平均電流を補正する場合に比べて、モータ制御装置の制御負担が増大するのを抑制することができる。その結果、検出電流を検出する時点が相毎に異なることに起因する誤差の影響を抑制しながら、モータ制御装置の制御負担（計算負荷）の増大を抑制することができる。
【０００９】
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、相電流推定部は、３相の電圧うちの第１相の電圧のみが電源部からモータに印加されている第１期間中に、電流検出部からの第１の検出電流を取得して、第１の検出電流と、第１の検出電流の検出タイミング情報とに基づいて、基準時点における第１相の相電流を推定するように構成されており、３相の電圧うちの第２相の電圧のみが電源部からモータに印加されていない第２期間中に、電流検出部からの第２の検出電流を取得して、第２の検出電流と、第２の検出電流の検出タイミング情報とに基づいて、基準時点における第２相の相電流を推定するように構成されている。
【００１０】
このように構成すれば、基準時点における第１相の相電流および第２相の相電流を、容易に推定（取得）することができるので、第１相の相電流および第２相の相電流に基づいて、基準時点における第３相の相電流を取得することができる。その結果、３相各相の検出電流を取得することなく、２つの相の検出電流により、３相各相の基準時点における相電流を取得することができる。
【００１１】
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、相電流推定部は、検出電流と、検出タイミング情報と、検出タイミング情報と検出電流の変化情報とが関連付けられたマップとに基づいて、基準時点における３相各相の相電流を推定するように構成されている。
【００１２】
このように構成すれば、比較的複雑な計算式を用いて、基準時点における３相各相の相電流を推定する場合と異なり、モータ制御装置の制御負担（計算負荷）が増大するのをより一層抑制しながら、基準時点における３相各相の相電流を推定することができる。
【００１３】
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、パルス幅変調信号出力部は、推定された相電流に基づいて、電圧指令信号を生成するとともに、生成された電圧指令信号に基づく第１のパルス幅よりも大きい第２のパルス幅になるように、補償された電圧指令信号と三角波との比較に基づいて、パルス幅変調信号を出力するように構成されている。なお、本願明細書では、「変調率」とは、電源部の電圧値に対する電圧指令信号の電圧値の割合を意味する。
【００１４】
ここで、パルス幅変調信号のデューティ値が０近傍の場合には、パルス幅変調信号のパルス幅が、電流検出部により検出電流を検出するために必要な期間よりも短くなり、検出電流の検出が困難になる場合がある。これに対して、本発明では、生成された電圧指令信号に基づく第１のパルス幅よりも大きい第２のパルス幅になるように電圧指令信号を補償することができるので、パルス幅変調信号のパルス幅が、電流検出部により検出電流を検出するために必要な期間よりも短くなるのを抑制することができる。その結果、パルス幅変調信号のデューティ値が０近傍の場合でも、より確実に検出電流を検出することができる。なお、デューティ値が０近傍とは、デューティ値が０となる０ベクトル時およびデューティ値が０以外の近傍値を含む広い概念として記載している。
【００１５】
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、パルス幅変調信号出力部は、推定された相電流に基づいて、最大相電圧値、最小相電圧値、および、最大相電圧値よりも小さく最小相電圧値よりも大きい中間相電圧値を含む電圧指令信号を生成するとともに、電圧指令信号を補正して、補正された電圧指令信号と三角波との比較に基づいて、周期前半と周期後半とが異なる長さを有するパルス幅変調信号を出力するように構成されており、三角波の下り時に比較される最大相電圧値が上限値の場合に、三角波の下り時に比較される中間相電圧値を減じるように補正するとともに、三角波の上り時に比較される最小相電圧値が下限値の場合に、三角波の下り時に比較される中間相電圧値に加算するように補正するように構成されている。
【００１６】
ここで、リンギング（波形の振動）が発生する期間では、正確に検出電流を検出することが困難であるため、検出電流を検出するタイミング（時点）は、リンギングが発生する期間以外の期間に設定される。この場合、検出電流を検出する時点に、パルス幅変調信号が生じるように、パルス幅変調信号の期間を、三角波に対して移動（シフト）させるパルスシフト制御を行うことが考えられる。すなわち、三角波の上り時に比較される最大相電圧値または最小相電圧値と、三角波の下り時に比較される最小相電圧値または最小相電圧値とを異なる値に補正して周期前半と周期後半とを異なる長さにすることにより、パルス幅変調信号の期間を、検出電流を検出することが可能な期間に、三角波に対して移動させるパルスシフト制御を行うことが考えられる。しかしながら、最大相電圧値が上限値の場合、または、最小相電圧値が下限値の場合では、最大相電圧値を上限値よりも大きくする補正を行うことは困難であり、最小相電圧値を下限値よりも小さくする補正を行うことは困難である。この点に対して、本発明では、中間相電圧値を補正（加算または減算）することにより、最大相電圧値が上限値の場合または最小相電圧値が下限値の場合でも、補正して、パルス幅変調信号の期間を三角波に対して移動（シフト）させることができる。その結果、最大相電圧値が上限値の場合または最小相電圧値が下限値の場合でも、検出電流を検出することが可能な期間に、パルス幅変調信号を移動させることができるので、検出電流をより確実に検出することができる。
【００１７】
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、パルス幅変調信号出力部は、推定された相電流に基づいて電流比例積分制御を行うことにより、電圧指令信号を生成するための出力値を生成する電流比例積分制御部を含み、電流比例積分制御部は、推定された相電流に基づく値が制限電流値範囲内の場合に、出力値を０にするように構成されている。
【００１８】
ここで、相電流が比較的小さい場合には、出力されるパルス幅変調信号のパルス幅が検出電流を検出するために必要な期間よりも短くなる場合がある。これに対して、本発明では、電流比例積分制御部を、推定された相電流が制限電流値範囲内の場合に、出力値を０にすることにより、相電流が比較的小さい場合には、電流比例積分制御部において、誤差値（指令値と検出値との差）を継続して積分項に積算することができる。その結果、積分項に誤差値が積算されて、検出電流を検出可能なパルス幅変調信号を出力可能な状態になった後に、電流比例積分制御部から出力（電圧指令信号の出力）が行われるので、検出電流が検出することができない状態で、電流比例積分制御部から出力値が出力されるのを抑制することができる。これにより、誤った検出電流が検出されるのを抑制することができる。
【００１９】
この場合、好ましくは、制限電流値範囲は、電流検出部により検出電流が検出可能なパルス幅変調信号のパルス幅に対応する範囲、または、パルス幅に対応する範囲より広い範囲に設定されている。
【００２０】
このように構成すれば、制限電流値範囲を電流検出部により検出電流が検出可能なパルス幅変調信号のパルス幅に対応する範囲、または、パルス幅に対応する範囲より広い範囲に設定されるので、検出電流が検出することができない状態で、電流比例積分制御部から出力値が出力されるのを、より一層抑制することができる。これにより、誤った検出電流が検出されるのをより一層抑制することができる。ここで、パルスシフト制御を行う場合、周期前半と周期後半との長さが異なるパルス幅変調信号が生成されることに起因して、モータに流れる電流波形が歪むことが考えられる。特に、パルス幅が小さい場合に、電流歪みの影響が大きくなると考えられる。この点に対して、本発明では、制限電流値範囲を上記のように設定することにより、パルス幅変調信号の最小幅に制限をかけることができるので、電流歪みの影響を抑制することができる。
【００２１】
なお、本出願では、上記一の局面によるモータ制御装置とは別に、以下のような他の構成も考えられる。
【００２２】
（付記項１）
上記第１期間中に第１の検出電流を検出するとともに第２期間中に第２の検出電流を検出するように構成されているモータ制御装置において、好ましくは、相電流推定部は、第２の検出電流と、第２の検出電流の検出タイミング情報と、検出タイミング情報と第１期間に対応する第２の検出電流の変化情報とが関連付られた第１マップと、検出タイミング情報と第２期間に対応する第２の検出電流の変化情報とが関連付られた第２マップとに基づいて、基準時点における第２相の相電流を推定するように構成されている。
【００２３】
ここで、第１期間における電源部から電圧が印加される相と、第２期間における電源部から電圧が印加される相とが異なるため、第２相の第１期間における相電流の変化率（傾き）と、第２相の第２期間における相電流の変化率（傾き）とは、異なる大きさになる。この点を考慮して、本発明では、第１期間に対応した第１マップと第２期間に対応した第２マップとに基づくことにより、第２相の第１期間における相電流の変化率（傾き）と、第２相の第２期間における相電流の変化率（傾き）とが異なる大きさになる場合でも、適切に、第２相の相電流を推定することができる。
【００２４】
（付記項２）
上記検出電流と検出タイミング情報とマップとに基づいて相電流を推定するモータ制御装置において、好ましくは、検出電流の変化情報は、検出電流が検出された時点における電流値変化の傾きを含む。
【００２５】
このように構成すれば、電流変化の比較的複雑な指数関数の変化情報を用いる場合に比べて、マップの構成を簡素化することができる。
【００２６】
（付記項３）
上記検出電流と検出タイミング情報とマップとに基づいて相電流を推定するモータ制御装置において、好ましくは、相電流推定部は、検出電流と、電源部の電圧値に対応する電流ゲインを乗算した値と、マップとに基づいて、基準時点における相電流を推定するように構成されている。
【００２７】
このように構成すれば、電源部の電圧値を変更した場合でも、電源部の電圧値に対応させて電流ゲインを調整すれば、変更前と同一のマップに基づいて、電圧値の変更に対応したマップ値を取得することができる。その結果、マップの構成を複雑化するのを抑制することができる。
【００２８】
（付記項４）
上記電流比例積分制御を行うモータ制御装置において、好ましくは、相電流推定部は、推定された相電流に基づく値が下限制限電流値範囲内の場合に、相電流検出部から新たな検出電流を取得しないように構成されている。
【００２９】
このように構成すれば、検出電流を検出することが困難な期間に、検出電流が取得されるのを抑制することができるので、誤った検出電流が取得されるのを抑制することができる。
【００３０】
（付記項５）
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、パルス幅変調信号出力部は、推定された相電流に基づいて、最大相電圧値、最小相電圧値、および、最大相電圧値よりも小さく最小相電圧値よりも大きい中間相電圧値を含む電圧指令信号を生成するとともに、電圧指令信号と三角波との比較に基づいて、パルス幅変調信号を出力するとともに、最小相電圧値、最大相電圧値と中間相電圧値との相間電圧値、中間相電圧値と最小相電圧値との相間電圧値、または、最小相電圧値と最大相電圧値との相間電圧値とのうちの最も小さい値である指令最小電圧に基づいて、パルス幅変調信号の周波数を変化させるように構成されている。
【００３１】
このように構成すれば、たとえば、パルス幅変調信号のデューティ値が０近傍（たとえば、０ベクトル）の場合（指令最小電圧が比較的小さい場合）に、パルス幅変調信号の周波数を小さくすれば、周波数が小さくなる分、パルス幅を大きくすることができる。この結果、検出電流を検出することが可能な期間が確保するのが困難になるのをより一層抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の一実施形態によるモータ制御装置のブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態によるインバータ回路図および電流検出部を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施形態によるＰＷＭ信号を説明するための図である。
【図４】本発明の一実施形態による検出電流と検出タイミングとの関係を説明するための図である。
【図５】本発明の一実施形態による最大相マップの構成を模式的に示した図である。
【図６】本発明の一実施形態による最小相第１マップの構成を模式的に示した図である。
【図７】本発明の一実施形態による最小相第２マップの構成を模式的に示した図である。
【図８】本発明の一実施形態による電流ＰＩ制御部の構成を示したブロック図である。
【図９】本発明の一実施形態による積分不感帯構成部の機能を説明するための図である。
【図１０】本発明の一実施形態による出力不感帯構成部の機能を説明するための図である。
【図１１】本発明の一実施形態による指令最小電圧とＰＷＭ信号の周波数との関係を説明するための図である。
【図１２】本発明の一実施形態によるパルスシフト制御を説明するための図である。
【図１３】本発明の一実施形態によるパルスシフト制御（上下限対応時）を説明するための図である。
【図１４】本発明の一実施形態によるパルスシフト制御を行って生成されたＰＷＭ信号を模式的に示した図である。
【図１５】本発明の一実施形態による指令電圧（変調率）の補償を説明するための図である。
【図１６】本発明の一実施形態によるＰＷＭ信号生成処理を示すフローチャートである。
【図１７】本発明の一実施形態によるパルスシフト制御の処理を示すフローチャートである。
【図１８】本発明の一実施形態によるパルス積算制御の処理を示すフローチャートである。
【図１９】本発明の一実施形態の変形例による最大相マップの構成を示す図である。
【図２０】本発明の一実施形態の変形例による最小相第１マップの構成を示す図である。
【図２１】本発明の一実施形態の変形例による最小相第２マップの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。
【００３４】
［モータ制御装置の構造］
図１〜図１５を参照して、本実施形態によるモータ制御装置１００の構成について説明する。
【００３５】
図１に示すように、モータ制御装置１００は、パルス幅変調信号（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ信号：以下、「ＰＷＭ信号」とする）ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、および、ｐｗｍｗに基づいて、電源部１０１からの電力をモータ２００に供給して、モータ２００の駆動を制御するように構成されている。
【００３６】
モータ２００には、複数の永久磁石が設けられている。たとえば、モータ２００は、ロータ（図示せず）に永久磁石が埋め込まれたＩＰＭモータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ  Ｍｏｔｏｒ）、または、ロータの表面に永久磁石が配置されたＳＰＭモータ（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ  Ｍｏｔｏｒ）からなる。また、モータ２００には、たとえば、モータ２００の電気角θを検出する電気角センサ２０１が設けられている。
【００３７】
〈インバータ回路部の構成〉
図２に示すように、モータ制御装置１００は、インバータ回路部１を備えている。インバータ回路部１は、ＰＷＭ信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖおよびｐｗｍｗ（図１参照）に基づいて、複数のスイッチング素子１ｕ、１ｖ、および、１ｗをオンオフすることにより、モータ２００に３相の電圧Ｅｕ、ＥｖおよびＥｗを印加するように構成されている。モータ２００は、印加された電圧Ｅｕ、ＥｖおよびＥｗの周期に応じた速度により回転するように構成されている。なお、以下の説明において、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相を区別しない場合には、Ｕ相、Ｖ相、および、Ｗ相の任意の相を示す符号「＊」を用いて説明する。たとえば、任意の相のＰＷＭ信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖ、または、ｐｗｍｗを示す場合、ｐｗｍ＊とする。
【００３８】
スイッチング素子１ｕは、上アームを構成するスイッチング素子１ａｕと、下アームを構成するスイッチング素子１ｂｕとを含む。スイッチング素子１ｖは、上アームを構成するスイッチング素子１ａｖと、下アームを構成するスイッチング素子１ｂｖとを含む。スイッチング素子１ｗは、上アームを構成するスイッチング素子１ａｗと、下アームを構成するスイッチング素子１ｂｗとを含む。
【００３９】
図３にＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の１周期の例を示す。１周期の長さを期間Ｔとし、周期の始点を時点ｔ０、および、Ｕ相のみに電源部１０１からの電圧を印加する期間をＴ１００とする。なお、以下の説明では、電源部１０１からの電圧を印加することを、「加圧する」とし、電圧を印加しないことを「非加圧」と記載して説明する。そして、Ｕ相加圧、Ｖ相加圧、および、Ｗ相非加圧の期間をＴ１１０とし、Ｕ相加圧、Ｖ相加圧、および、Ｗ相加圧の期間をＴ１１１とし、Ｕ相非加圧、Ｖ相非加圧、および、Ｗ相非加圧の期間をＴ０００する。なお、以下の説明において、「０ベクトル」と記載した場合、期間Ｔ０００の状態を意味するものとする。
【００４０】
また、時点ｔ０は、たとえば、三角波Ｃ（搬送波）の山の位置に対応する。また、モータ制御装置１００は、三角波Ｃの山の位置において、割り込み（Ａ／Ｄ変換開始設定）が行われる。また、時点ｔ０から、ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、および、ｔ６の時点で加圧する状態が切り換えられる。なお、時点ｔ０は、特許請求の範囲の「基準時点」の一例である。また、期間Ｔ１００は、特許請求の範囲の「第１期間」の一例である。また、期間Ｔ１１０は、特許請求の範囲の「第２期間」の一例である。
【００４１】
インバータ回路部１の動作により、図４に示すように、モータ２００では、３相の電流ｉｕ、ｉｖ、および、ｉｗが流れる。なお、図４では、電流ｉｕ、ｉｖ、および、ｉｗを正負の値で示しているが、回生電流が流れない状態でモータ２００を駆動している場合は、いずれも、正となる。ここで、図４では、電流ｉｕが最大電圧相電流Ｐｍａｘとなり、相電流ｉｖが中間電圧相電流Ｐｍｅｄとなり、電流ｉｗが最小電圧相電流Ｐｍｉｎとなる期間の例を示している。
【００４２】
（電流検出部の構成）
図２に示すように、モータ制御装置１００は、電流検出部２を備える。電流検出部２は、電源部１０１からの電力をモータ２００に供給する３相交流のインバータ回路部１の直流側を流れる電流（検出電流ｉｒ）を検出するように構成されている。具体的には、電流検出部２は、電源部１０１のＧＮＤとインバータ回路部１とを接続する配線上に配置されたシャント抵抗として構成されている。すなわち、本実施形態によるモータ制御装置１００は、１シャント方式の電流検出方法により、検出電流ｉｒが取得されるように構成されている。なお、電流検出部２は、電流検出部２が電源部１０１のＧＮＤ側に配置されることにより、インバータ回路部１のフェールセーフ機能を有する。
【００４３】
（相電流推定部の構成：電流履歴計算）
図１に示すように、モータ制御装置１００は、相電流推定部３を備える。相電流推定部３は、電流検出部２からのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを含む。そして、本実施形態では、相電流推定部３は、電流検出部２により検出された検出電流ｉｒに基づいて、モータ２００に流れる３相各相の相電流ｉａｕ、ｉａｖ、および、ｉａｗを推定するように構成されている。
【００４４】
具体的には、図４に示すように、本実施形態では、相電流推定部３は、検出電流ｉｒと、検出電流ｉｒ（ｉｔｆ、ｉｔｓ）の検出タイミング情報とに基づいて、電源部１０１からの電力の３相の電圧がモータ２００に印加されない時点（期間Ｔ０００）である時点ｔ０における３相各相の相電流ｉａｕ（ｉａｕｔ０）、ｉａｖ（ｉａｖｔ０）、および、ｉａｗ（ｉａｗｔ０）を推定（電流履歴計算）するように構成されている。
【００４５】
ここで、図２に示すように、スイッチング素子１ｕ、１ｖ、および、１ｗの下流側の相電流をｉｕＬ、ｉｖＬ、および、ｉｗＬとすると、検出電流ｉｒと、相電流ｉｕ、ｉｖ、および、ｉｗと、相電流ｉｕＬ、ｉｖＬ、および、ｉｗＬとは、期間Ｔ１００において、以下の式（１）の関係があり、期間Ｔ１１０において、以下の式（２）の関係がある。また、時点ｔ０において、電流ｉｕｔ０、ｉｖｔ０、および、ｉｗｔ０は、以下の式（３）の関係がある。
ｉｕ  ＝  ｉｖＬ  ＋  ｉｗＬ  ＝  ｉｒ  ・・・  （１）
ｉｗ  ＝  −ｉｗＬ  ＝  −ｉｒ  ・・・  （２）
ｉｖｔ０  ＝  ０  −  ｉｕｔ０  −  ｉｗｔ０  ・・・  （３）
【００４６】
また、期間Ｔ１００の検出タイミング（サンプルタイミング）ｔにおける相電流ｉｕと、期間Ｔ０００の時点ｔ０の相電流ｉｕｔ０とは、以下の式（４）の関係がある。ここで、ＰＩＧは、電源部１０１の電圧値であり、ωは角速度、ψｆは、電機子鎖交磁束実効値をψａとした場合、ψｆ＝ψａ／（√（３／２））となる値である。Ｒａは電機子抵抗である。Ｌは、リアクタンスである。
ｉｕ  ＝  ｉｕｔ０
＋［（２×ＰＩＧ／３−ω×ψｆ×ｓｉｎｕ）／Ｒａ］×［１−ｅｘｐ（−Ｒａ×ｔ／Ｌ）］
・・・  （４）
【００４７】
また、期間Ｔ１１０の検出タイミングｔにおける電流ｉｗと、期間Ｔ０００の時点ｔ０の電流ｉｗｔ０とは、以下の式（５）の関係がある。
ｉｗ  ＝  ｉｗｔ０
＋［（２×ＰＩＧ／３−ω×ψｆ×ｓｉｎｗ）／Ｒａ］×［１−ｅｘｐ（−Ｒａ×ｔ／Ｌ）］
・・・  （５）
【００４８】
上記式（４）および（５）に基づいて、時点ｔ０の相電流ｉｕｔ０およびｉｗｔ０を求めることで、上記式（３）から、相電流ｉｖｔ０が算出可能となる。
【００４９】
ここで、本実施形態の相電流推定部３では、検出電流ｉｒ（ｉｔｆ、ｉｔｓ）と、検出タイミング情報（ｔｆ、ｔｓ）と、検出タイミング情報（ｔｆ、ｔｓ）と検出電流ｉｒ（ｉｔｆ、ｉｔｓ）の変化情報（ｉ／Δｔ）とが関連付けられた最大相マップ３１ａ、最小相第１マップ３１ｂおよび最小相第２マップ３１ｃとに基づいて、時点ｔ０の相電流ｉｕｔ０およびｉｗｔ０を推定するように構成されている。
【００５０】
そして、本実施形態では、モータ制御装置１００の制御負担および後述する最大相マップ３１ａ、最小相第１マップ３１ｂおよび最小相第２マップ３１ｃの構成を簡素化するために、指数関数成分のうちの傾き成分（ｉ／Δｔ）を用いて推定するように構成されている。
【００５１】
そして、図４に示すように、本実施形態では、相電流推定部３は、Ｕ相のみが加圧される期間Ｔ１００中の時点ｔｆに、電流検出部２からの第１の検出電流ｉｒである検出電流ｉｔｆを取得して、検出電流ｉｔｆと、第１の検出電流ｉｔｆの検出タイミング情報（時点ｔｆ）とに基づいて、時点ｔ０におけるＵ相の相電流ｉａｕ（ｉａｕｔ０）を推定するように構成されている。
【００５２】
具体的には、図１に示すように、相電流推定部３には、記憶部３１が設けられており、記憶部３１には、最大相マップ３１ａが記憶されている。最大相マップ３１ａは、図５に示すように、検出タイミング情報（時間ｔｆ）と電流の変化情報（ｉ／Δｔ）とが関連付けられている。最大相マップ３１ａは、電流の変化情報としての電源部１０１の基準となる電圧値（ＰＩＧ）である電圧（ＳＰＩＧ）における時間ｔと、電流変化率の情報からなるマップ値ｉ／Δｔとが関連付けられたマップとして表された情報である。そして、最大相マップ３１ａは、検出電流ｉｔｆ、検出タイミング情報ｔｆ、および、電源部１０１の電圧値（ＰＩＧ）の情報を含む電流ゲインＫｉ１が入力されることにより、マップ値ｉ／Δｔ（電流変化率）を取得するように構成されている。
【００５３】
ここで、本実施形態では、相電流推定部３は、最大相マップ３１ａからマップ値ｉ／Δｔを取得する際に、電源部１０１の電圧値ＰＩＧの情報を含む電流ゲインＫｉ１（(２×ＰＩＧ／３−ω×ψｆ×ｓｉｎｕ)／Ｒａ）を乗算された値に基づいて、最大相マップ３１ａからマップ値ｉ／Δｔを取得するように構成されている。電流ゲインＫｉ１は、ＰＩＧ／ＳＰＩＧの比の情報を含む。
【００５４】
そして、以下の式（６）に示すように、相電流推定部３は、検出電流ｉｔｆおよび時点ｔｆと、最大相マップ３１ａから取得した情報である電流の変化ｉ／Δｔとに基づいて、時点ｔ０のＵ相の電流ｉｕｔ０（最大電圧相電流Ｐｍａｘ）を取得するように構成されている。
ｉｕｔ０  ＝  ｉｔｆ  −  ｉ／Δｔ×（ｔｆ−ｔ１）  ・・・  （６）
【００５５】
また、本実施形態では、相電流推定部３は、３相の電圧うちのＷ相の電圧（最小相電圧）のみが電源部１０１からモータ２００に印加されていない期間Ｔ１１０中の時点ｔｓに、電流検出部２からの第２の検出電流ｉｒである検出電流ｉｔｓを取得して、検出電流ｉｔｓと、検出電流ｉｔｓの検出タイミング情報（時点ｔｓ）とに基づいて、時点ｔ０におけるＷ相の相電流ｉａｗを推定するように構成されている。
【００５６】
ここで、本実施形態では、図１に示すように、相電流推定部３の記憶部３１には、Ｗ相（最小相電圧）の相電流ｉａｗを推定するための期間Ｔ１００に対応する最小相第１マップ３１ｂ（図６参照）と、期間Ｔ１１０に対応する最小相第２マップ３１ｃ（図７参照）とが記憶されている。そして、相電流推定部３は、検出電流ｉｔｓと、検出タイミング情報（時点ｔｓ）と、最小相第１マップ３１ｂと最小相第２マップ３１ｃとに基づいて、時点ｔ０におけるＷ相（最小相電圧）の相電流ｉａｗｔ０を推定するように構成されている。
【００５７】
また、相電流推定部３は、最小相第１マップ３１ｂを参照する際に、電流ゲインＫｉ２（(ＰＩＧ／３−ω×ψｆ×ｓｉｎｖ)／Ｒａ）をマップ値（ｉ１／Δｔ）または電流ｉｔｓに乗算するとともに、最小相第２マップ３１ｃを参照する際に、電流ゲインＫｉ３（(２×ＰＩＧ／３−ω×ψｆ×ｓｉｎｕ)／Ｒａ）をマップ値（ｉ２／Δｔ）または電流ｉｔｓｔ２に乗算するように構成されている。
【００５８】
そして、以下の式（７）に示すように、相電流推定部３は、検出電流ｉｔｓおよび時点ｔｓと、最小相第２マップ３１ｃから取得した情報であるマップ値ｉ２／Δｔとに基づいて、時点ｔ１のＷ相（最小相電圧）の電流ｉｔｓｔ２を取得するように構成されている。
ｉｔｓｔ２  ＝  ｉｔｓ  ＋  ｉ２／Δｔ  ×  （ｔｓ−ｔ２）  ・・・  （７）
【００５９】
そして、以下の式（８）に示すように、相電流推定部３は、時点ｔ１のＷ相の電流ｉｔｓｔ２と、最小相第２マップ３１ｃから取得した情報である電流の変化ｉ１／Δｔとに基づいて、時点ｔ０のＷ相（最小相電圧）の相電流ｉｗｔ０を推定するように構成されている。
ｉｗｔ０  ＝  ｉｔｓｔ２  ＋  ｉ１／Δｔ  ×  （ｔ２−ｔ１）  ・・・  （８）
【００６０】
そして、相電流推定部３は、推定した相電流ｉｗｔ０および相電流ｉｕｔ０に基づいて、Ｖ相（中間相電圧）の相電流ｉｖｔ０を算出（推定）するように構成されている。これにより、相電流推定部３は、時点ｔ０における３相各相の相電流ｉａｕ、ｉａｖ、および、ｉａｗを推定するように構成されている。
【００６１】
（モータ制御装置のその他の構成）
図１に示すように、モータ制御装置１００は、３相／２相変換部４を備えている。３相／２相変換部４は、相電流推定部３により推定された相電流ｉａｕ、ｉａｖおよびｉａｗを、クラーク変換およびパーク変換することにより、ｑ軸推定電流ｉｂｑおよびｄ軸推定電流ｉｂｄを算出するように構成されている。
【００６２】
また、モータ制御装置１００は、トルク制御部５を備えている。トルク制御部５には、電力管理制御部６を介して、トルク指令Ｔｒｅｆが入力される。また、トルク制御部５には、角速度算出部７によって算出されたモータ２００の角速度ωが入力される。そして、トルク制御部５は、トルク指令Ｔｒｅｆと、モータ２００の角速度ωとに基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆとｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆとを算出するように構成されている。
【００６３】
また、モータ制御装置１００は、電流比例積分制御部８（図面中および以下の説明では、「電流ＰＩ制御部８」とする）を備えている。電流ＰＩ制御部８には、トルク制御部５により算出されたｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆを、それぞれ、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆに変換する。
【００６４】
図８に示すように、本実施形態では、電流ＰＩ制御部８は、推定された相電流ｉａｕ、ｉａｖ、および、ｉａｗに基づくｄ軸推定電流ｉｂｄおよびｑ軸推定電流ｉｂｑに基づいて、電流比例積分制御を行うことにより、３相の電圧指令信号（指令電圧）Ｖｕ、Ｖｖ、および、Ｖｗを生成するための出力値であるｄ軸電圧指令信号ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令信号ｖｑｒｅｆを生成するように構成されている。
【００６５】
そして、本実施形態では、電流ＰＩ制御部８は、ｄ軸推定電流ｉｂｄおよびｑ軸推定電流ｉｂｑに基づく値ｉ４＊が制限電流値範囲内（±Ｋεｖの範囲内）の場合に、出力されるｄ軸電圧指令信号ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令信号ｖｑｒｅｆを０にするように構成されている。なお、ｄ軸推定電流ｉｂｄおよびｑ軸推定電流ｉｂｑに基づく値ｉ４＊とは、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆとｄ軸推定電流ｉｂｄとの差分値Δｉ＊に、比例ゲイン８１によりゲインＫｐが乗算された値ｉ１＊と、積分不感帯構成部８２によりフィルタリングされ（ｉ２＊）、かつ、積分ゲイン８３によりゲインＫｉが乗算された値ｉ３＊との和の値である。
【００６６】
図９に示すように、積分不感帯構成部８２は、入力される値（差分値Δｉ＊）が、０から所定の定数Ｋｄｅの正負の範囲（不感帯）内の場合に、０を出力するように構成されている。すなわち、積分不感帯構成部８２では、差分値Δｉ＊の絶対値が比較的小さい場合には、０が出力されるように構成されている。
【００６７】
〈０ベクトル対応処理および電流歪み対応処理のための構成〉
ここで、電流ＰＩ制御部８では、０ベクトル時または電流歪みが生じる場合においても、電流検出部２により検出電流ｉｒを検出する（図示しないＡ／Ｄコンバータにより読み取る）ことを可能にするために、以下の０ベクトル対応処理および電流歪み対応処理が行われる。
【００６８】
図８に示すように、電流ＰＩ制御部８は、出力不感帯構成部８４と電流電圧変換部８５とを含む。図１０に示すように、出力不感帯構成部８４は、入力される値（値ｉ１＊＋ｉ３＊）が、０から所定の定数Ｋｄｅ１の正負の範囲（不感帯）内の場合に、０を出力するように構成されている。すなわち、出力不感帯構成部８４では、値ｉ１＊＋ｉ３＊の絶対値が比較的小さい場合（図５の０ベクトルの期間Ｔ０００）には、０ベクトル対応処理および電流歪み対応処理として、ｉ４＊（ｄ軸電圧指令信号ｖｄｒｅｆまたはｑ軸電圧指令信号ｖｑｒｅｆ）が０として出力されるように構成されている。これにより、値ｉ４＊が比較的小さく、電流歪みが生じやすい場合には、ｄ軸電圧指令信号ｖｄｒｅｆまたはｑ軸電圧指令信号ｖｑｒｅｆが０となることにより、積分ゲイン４３の積分項（電流マイナ積分項）に値の積算（積算制御）が継続される。すなわち、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の最小幅に制限をかけることにより、電流歪みが緩和される。
【００６９】
また、電流ＰＩ制御部８は、定数Ｋｄｅ１を、後述するパルス積算制御の際におけるΣ＊＊≠０の時に、定数Ｋεｖに設定するように構成されている。すなわち、電流ＰＩ制御部８は、Σ＊＊＝０の時、Ｋｄｅ１を０に設定する。
【００７０】
また、本実施形態では、制限電流値範囲である０から所定の定数Ｋｄｅ１の正負の範囲は、具体的には、電流検出部２により検出電流ｉｒが検出可能なＰＷＭ信号ｐｗｍ＊のパルス幅に対応する範囲、または、検出電流ｉｒが検出可能なＰＷＭ信号ｐｗｍ＊のパルス幅に対応する範囲より広い範囲に設定されている。たとえば、定数Ｋεｖは、２相３相変換後、指令電圧Ｖ＊がεｖとなる値であり、最小パルス幅となるεｖ０よりも大きい値である。
【００７１】
この結果、モータ制御装置１００では、後述するＰＷＭ出力部１２において、電流検出部２が読み取り（検出）可能な期間（幅）を有するＰＷＭ信号ｐｗｍ＊が生成される。たとえば、検出電流ｉｒを検出するためにＰＷＭ信号ｐｗｍ＊が持続すべき時間ｔｘは、少なくともＤＣリンク電流のリンギング時間ｔｒｉｎ、相電流推定部３のＡ／ＤコンバータにおけるＡ／Ｄ変換時間ｔａｄ、スイッチング素子１ｕ、１ｖ、および、１ｗのデッドタイムｔｄｅｄとマージン時間ｔｍの合計時間以上となる。すなわち、定数Ｋｄｅ１は、以下の式（９）のｔｘに対応する値である。
ｔｘ  ＝  ｔｒｉｎ  ＋  ｔａｄ  ＋  ｔｄｅｄ  ＋  ｔｍ  ・・・  （９）
【００７２】
また、本実施形態では、相電流推定部３は、推定された相電流ｉａ＊に基づく値ｉ４＊が下限制限電流値範囲内（±定数Ｋｄｅ１の範囲内）の場合に、電流検出部２から新たな検出電流ｉｒを取得しないように構成されている。すなわち、電流ＰＩ制御部８が、上記の積算制御を行っている間は、新たな検出電流ｉｒを取得しないように構成されている。
【００７３】
また、モータ制御装置１００は、制限部９を備えている。制限部９は、電流ＰＩ制御部８から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆの増大を制限するように構成されている。たとえば、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）が、所定のしきい値以下の場合には、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）は、そのままの値で制限部９から出力される。一方、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）が、リミッタｖｄｌｉｍ（ｖｑｌｉｍ）よりも大きい場合には、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）は、リミッタｖｄｌｉｍ（ｖｑｌｉｍ）の値（ある一定の値）に変換されて出力される。
【００７４】
また、モータ制御装置１００は、２相／３相変換部１０を備えている。２相／３相変換部１０は、制限部９から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）を、逆パーク変換および逆クラーク変換することにより、３相の電圧値に応じた指令電圧Ｖ＊（Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗ）を出力するように構成されている。なお、２相／３相変換部１０は、特許請求の範囲の「パルス幅変調信号出力部」の一例である。
【００７５】
また、モータ制御装置１００は、変調部１１を備えている。変調部１１は、２相／３相変換部１０から入力される指令電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗに対して、包絡線中心シフト変調を行う。具体的には、変調部１１は、指令電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗの値を互いに比較して、指令電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗの中間値の１／２を補正値とする。そして、変調部１１は、電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗから、補正値を減算し、減算された値を出力するように構成されている。なお、変調部１１は、特許請求の範囲の「パルス幅変調信号出力部」の一例である。
【００７６】
また、モータ制御装置１００は、ＰＷＭ出力部１２を備えている。ＰＷＭ出力部１２は、推定された相電流ｉａ＊に基づく変調部１１から出力された信号（指令電圧Ｖ＊）に基づいて、インバータ回路部１に含まれる互いにブリッジ接続された複数のスイッチング素子１ｕ、１ｖ、および、１ｗ（図２参照）を駆動するためのＰＷＭ信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖおよびｐｗｍｗ（ｐｗｍ＊）を出力するように構成されている。以下、具体的に説明する。なお、ＰＷＭ出力部１２は、特許請求の範囲の「パルス幅変調信号出力部」の一例である。また、以下の説明では、指令電圧Ｖ＊は、各相電圧指令パルス幅換算値として説明する。
【００７７】
〈ＰＷＭ信号周波数設定変更処理に関する構成〉
ここで、｜Ｖｕ｜、｜Ｖｖ｜、｜Ｖｗ｜を相電圧指令の絶対値とし、｜Ｖｕ−Ｖｖ｜、｜Ｖｖ−Ｖｗ｜、｜Ｖｗ−Ｖｕ｜を相間電圧指令差とすると、本実施形態では、ＰＷＭ出力部１２は、以下の式（１０）に示す指令最小電圧ｍｉｎＶに基づいて、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の周波数ｆを変化させるように構成されている。
ｍｉｎＶ  ＝  ｍｉｎ（｜Ｖ１ｕ｜，｜Ｖ１ｖ｜，｜Ｖ１ｗ｜，｜Ｖ１ｕ−Ｖ１ｖ｜
，｜Ｖ１ｖ−Ｖ１ｗ｜，｜Ｖ１ｗ−Ｖ１ｕ｜）  ・・・  （１０）
【００７８】
具体的には、図１１に示すように、ＰＷＭ出力部１２は、指令最小電圧ｍｉｎＶがｍｉｎＶ２以上では、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の周波数ｆをｆ１にし、ｍｉｎＶ１以上ｍｉｎＶ２未満では、周波数ｆをｆ１とｆ１よりも小さいｆ２との間の周波数にし、ｍｉｎＶ２以上では、周波数ｆをｆ２とするように構成されている。
【００７９】
〈パルス積算制御に関する構成〉
ＰＷＭ出力部１２は、｜Ｖｕ｜、｜Ｖｖ｜、｜Ｖｗ｜のうちεｖ以下となるものが、２個以上となる場合に、以下のパルス積算制御が実施される。すなわち、検出電流ｉｒの読み取りが困難になる可能性がある場合に、以下の処理が実行される。また、以下の説明では、Ｖ＊＊を２つの相間の線間電圧指令とし、Σ＊＊を２つの相間の線間電圧誤差積分値とする。また、ｎを自然数とする。
【００８０】
ＰＷＭ出力部１２は、線間電圧指令Ｖ＊＊を算出する。以下、Ｕ相を例に説明するが、Ｖ相およびＷ相においても、同様に制御される。たとえば、Ｖｖｕは、以下の式（１１）から算出され、Ｖｗｕは、以下の式（１２）から算出される。
Ｖｖｕ  ＝  Ｖｖ  −  Ｖｕ  −  Σｕｖ（ｎ−１）  ・・・  （１１）
Ｖｗｕ  ＝  Ｖｗ  −  Ｖｕ  −  Σｗｖ（ｎ−１）  ・・・  （１２）
【００８１】
ＰＷＭ出力部１２は、｜Ｖｖｕ｜がεｖ１より大きいか否かを判断する。εｖ１は、最小パルス幅となるεｖ０よりも大きく、上記したεｖよりも小さい値である。そして、ＰＷＭ出力部１２は、｜Ｖｖｕ｜がεｖ１より大きい場合には、Σｕｖ（ｎ）に０を入力し、補正後電圧であるＶｖ０に、Ｖｖｕを入力する。また、ＰＷＭ出力部１２は、｜Ｖｖｕ｜がεｖ１以下の場合には、Σｕｖ（ｎ）に−Ｖｖｕを入力（パルス積算）する。ＰＷＭ出力部１２は、｜Ｖｗｕ｜も、｜Ｖｖｕ｜と同様にεｖ１と比較して、εｖ１以下の場合には、パルス積算する。そして、Ｖｕ０に０が入力される。そして、Σｖｗに、−（Σｕｖ＋Σｗｕ）が入力される。
【００８２】
そして、ＰＷＭ出力部１２は、線間変調を行う。具体的には、ＰＷＭ出力部１２は、以下の式（１３）〜（１５）の入力を行う。
Ｖｕ  ＝  Ｖｕ０  −  （ｍａｘＶ＊０  ＋  ｍｉｎＶ＊０）／２  ・・・  （１３）
Ｖｖ  ＝  Ｖｖ０  −  （ｍａｘＶ＊０  ＋  ｍｉｎＶ＊０）／２  ・・・  （１４）
Ｖｗ  ＝  Ｖｗ０  −  （ｍａｘＶ＊０  ＋  ｍｉｎＶ＊０）／２  ・・・  （１５）
【００８３】
ＰＷＭ出力部１２は、上記パルス積算制御を行うことにより、検出電流ｉｒを検出可能なＰＷＭ信号ｐｗｍ＊が生成される。
【００８４】
〈パルスシフト制御に関する構成〉
ここで、ＰＷＭ出力部１２は、電流ＰＩ制御部８において０ベクトル対応処理が行われて生成された指令電圧Ｖ＊に対して、パルスシフト制御を行い、指令電圧Ｖ１＊を生成するように構成されている。本実施形態では、図１２に示すように、ＰＷＭ出力部１２は、指令電圧Ｖ１＊としての最大相電圧Ｍａ（最大相電圧値）、中間相電圧Ｍｂ（中間相電圧値）、および、最小相電圧Ｍｃ（最小相電圧値）を生成するように構成されている。なお、中間相電圧Ｍｂは、最大相電圧Ｍａよりも小さい値で、かつ、最小相電圧Ｍｃよりも大きい値である。
【００８５】
〈上下限対応制御〉
図１２に示すように、本実施形態では、ＰＷＭ出力部１２は、推定された相電流ｉａ＊に基づいて、最大相電圧Ｍａ、最小相電圧Ｍｃ、および、最大相電圧Ｍａよりも小さく最小相電圧Ｍｃよりも大きい中間相電圧Ｍｂを含む指令電圧（電圧指令信号）Ｖ＊を生成するとともに、指令電圧Ｖ＊を補正して、補正された指令電圧Ｖ＊と三角波Ｃとの比較に基づいて、周期前半と周期後半とが異なる長さを有するＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を出力するように構成されている。
【００８６】
ここで、図１３に示すように、本実施形態では、ＰＷＭ出力部１２は、三角波Ｃの下り時に比較される最大相電圧Ｍａが上限値の場合に、三角波Ｃの下り時に比較される中間相電圧Ｍｂを減じるように補正する（上限対応する）とともに、三角波Ｃの上り時に比較される最小相電圧Ｍｃが下限値の場合に、三角波Ｃの下り時に比較される中間相電圧Ｍｂに加算するように補正する（下限対応する）ように構成されている。なお、最大相電圧Ｍａ、中間相電圧Ｍｂ、および、最小相電圧Ｍｃは、三角波Ｃとの比較される指令信号である。
【００８７】
すなわち、ＰＷＭ出力部１２では、パルスシフト制御を行う際に、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊のデューティ値の上下限、上限近傍および下限近傍の場合でも、パルスシフト制御することが可能なように中間相電圧Ｍｂの大きさを変更するように構成されている。上下限対応制御とは、最大相電圧Ｍａが上限値を超える分の補正値、および、最小相電圧Ｍｃが下限値を下回る分の補正値が、中間相電圧Ｍｂを補正することにより、最大相電圧Ｍａおよび最小相電圧Ｍｃが上下限の範囲内に設定された状態で、必要な補正値に対応する制御である。
【００８８】
具体的には、ＰＷＭ出力部１２は、最大相電圧Ｍａと中間相電圧Ｍｂとの時間差Δｔｈ（たとえば、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊が立ち上がる時点同士の差）と、中間相電圧Ｍｂと最小相電圧Ｍｃとの時間差Δｔｌ（たとえば、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊が立ち上がる時点同士の差）とを算出するように構成されている。なお、時間差ΔｔｈおよびΔｔｌは、それぞれ、特許請求の範囲の「第１の幅」および「第２の幅」の一例である。
【００８９】
そして、ＰＷＭ出力部１２は、時間差ΔｔｈおよびΔｔｌと、値εｖ０とを比較するように構成されている。ここで、値εｖ０は、電圧相補正値条件であり、上記式（９）のｔｘ以上の大きさの値である。すなわち、時間差ΔｔｈおよびΔｔｌが、値εｖ０以上となれば、相間の立上りまたは立下りのタイミングが確保される。
【００９０】
そして、ＰＷＭ出力部１２は、時間差Δｔｈが所定の値εｖ０よりも小さい場合に、三角波Ｃの下り時に比較される最大相電圧Ｍａに補正値ｄ０を加算（＋ｄ０）するとともに、三角波Ｃの上り時に比較される最大相電圧Ｍａに補正値ｄ０を減算（−ｄ０）するように構成されている。また、ＰＷＭ出力部１２は、時間差Δｔｌが所定の値εｖ０よりも小さい場合に、三角波Ｃの下り時に比較される最小相電圧Ｍｃに補正値ｄ１を減算（−ｄ１）するとともに、三角波Ｃの上り時に比較される最小相電圧Ｍｃに補正値ｄ１を加算（＋ｄ１）するように構成されている。
【００９１】
ここで、ＰＷＭ出力部１２は、三角波Ｃの下り時に比較される最大相電圧Ｍａに補正値ｄ０が加算されることにより、最大相電圧Ｍａが上限値となる（上限値を超える）場合に、上限値を超える分である＋ｏの分、三角波Ｃの下り時に比較される中間相電圧Ｍｂが＋ｏ分減算するように構成されている。また、三角波Ｃの上り時に比較される中間相電圧Ｍｂは、増大するように補正される。
【００９２】
また、ＰＷＭ出力部１２は、三角波Ｃの上り時に比較される最小相電圧Ｍｃに補正値ｄ１が減算されることにより、最小相電圧Ｍｃが下限値となる（下限値を下回る）場合に、下限値を下回る分である＋ｏの分、三角波Ｃの上り時に比較される中間相電圧Ｍｂが＋ｏ分加算するように構成されている。また、三角波Ｃの下り時に比較される中間相電圧Ｍｂは、減じるように補正される。
【００９３】
そして、指令電圧Ｖ１＊に基づいて、上記のパルスシフト制御により生成された指令信号をＶ２＊として、以下説明する。
【００９４】
〈デューティ値０近傍特性補償処理のための構成〉
ここで、図１４に示すように、本実施形態では、ＰＷＭ出力部１２は、周期前半と周期後半とが異なる長さを有するパルスシフトされたＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を出力する場合（パルスシフト制御する場合）に、生成された指令電圧Ｖ２＊に基づく第１の変調率ｒｅｆ＊０（第１のパルス幅ｔｐｗｍ）よりも大きい第２の変調率ｒｅｆ＊（第２のパルス幅ｔｐｗｍ１）になるように、ｒｅｆＨ分、補償された指令電圧Ｖ３＊と、三角波Ｃとの比較に基づいて、パルスシフトされたＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を出力するように構成されている。すなわち、本実施形態では、より正確なＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を行うために、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊に非線形化補償が行われる。なお、変調率とは、電源部１０１の電圧値ＰＩＧに対する指令電圧Ｖ＊の割合である。
【００９５】
具体的には、ＰＷＭ出力部１２は、指令電圧Ｖ２＊を、以下の式（１６）を用いて変調率ｒｅｆ１＊に変換するように構成されている。ここで、値ｒｅｆＨは、Ｈブリッジデューティ０近傍の特性補償に対応する値である。すなわち、値ｒｅｆＨは、パルス幅を大きくするための値である。また、ＰＩＧは、電源部１０１の電圧値である。
ｒｅｆ＊０  ＝  Ｖ２＊／（ＰＩＧ／２）  ＋  ｒｅｆＨ  ・・・  （１６）
【００９６】
また、上記パルスシフト制御を行う場合には、式（１６）は、以下の式（１７）〜（２０）となる。ｔｐｗｍは、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊のパルス幅であり、特許請求の範囲の「第１のパルス幅」の一例である。式（１７）は、三角波Ｃの下り時に比較される最大相電圧Ｍａを補正する場合を示し、式（１８）は、三角波Ｃの下り時に比較される最小相電圧Ｍｃを補正する場合を示し、式（１９）は、三角波Ｃの上り時に比較される最大相電圧Ｍａを補正する場合を示し、式（２０）は、三角波Ｃの上り時に比較される最小相電圧Ｍｃを補正する場合を示す。
ｒｅｆ＊  ＝  ｒｅｆ＊０  ＋  （ｄ＊０／ｔｐｗｍ）  ・・・  （１７）
ｒｅｆ＊  ＝  ｒｅｆ＊０  −  （ｄ＊１／ｔｐｗｍ）  ・・・  （１８）
ｒｅｆ＊  ＝  ｒｅｆ＊０  −  （ｄ＊０／ｔｐｗｍ）  ・・・  （１９）
ｒｅｆ＊  ＝  ｒｅｆ＊０  ＋  （ｄ＊１／ｔｐｗｍ）  ・・・  （２０）
【００９７】
ここで、ｄ＊０は、以下の式（２１）により算出され、ｄ＊１は、以下の式（２２）により算出される。ここで、Δｔｍａｘｍｅｄは、最大相のＰＷＭ信号ｐｗｍｕのパルス幅と中間相のＰＷＭ信号ｐｗｍｖのパルス幅との差分値であり、εｖ０未満である。Δｔｍａｘｍｉｎは、中間相のＰＷＭ信号ｐｗｍｖのパルス幅と最小相のＰＷＭ信号ｐｗｍｖのパルス幅との差分値であり、εｖ０未満である。
ｄ＊０  ＝  εｖ０  −  Δｔｍａｘｍｅｄ  ・・・  （２１）
ｄ＊１  ＝  εｖ０  −  Δｔｍａｘｍｉｎ  ・・・  （２２）
【００９８】
そして、本実施形態では、ＰＷＭ出力部１２は、上記第２の変調率ｒｅｆ＊に対応する指令電圧Ｖ３＊と三角波Ｃとを比較することにより、パルス幅ｔｐｗｍよりも大きいパルス幅ｔｐｗｍ１を有するＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を生成するように構成されている。なお、ｔｐｗｍ１は、特許請求の範囲の「第２のパルス幅」の一例である。
【００９９】
また、モータ制御装置１００は、電流制限部１３を備えている。電流制限部１３は、モータ２００の制御（ベクトル制御）に用いられる電流を制限するように構成されている。すなわち、電流制限部１３は、モータ２００のベクトル制御において、所定の電流制限値よりも大きな電流が流れないように電流を制限するように構成されている。
【０１００】
また、モータ制御装置１００は、遅れ補償部１４を備えている。遅れ補償部１４は、モータ２００の回転の遅れを補償するように構成されている。一般にモータ２００の回転は、ソフトウェアの演算処理やモータ２００の応答の遅れ等、複数の要因によって遅れる。そして、遅れ補償部１４は、上記の複数の要因を考慮した遅れ時間と、角速度算出部７によって算出された角速度ωに基づいて、遅れ角を算出する。そして、算出された遅れ角を、電気角センサ２０１によって検出された電気角θ（レゾルバの信号に基づいて電気角算出部１５により算出された電気角θ）に加算して、加算した値θｃを、２相／３相変換部１０に入力する。
【０１０１】
ここで、本実施形態では、遅れ補償部１４は、３相／２相変換部４に対して遅れ補償は行わずに、２相／３相変換部１０に対して遅れ補償を行うように構成されている。すなわち、遅れ補償は、２相／３相変換部１０のみで行い、弱め磁束制御の影響を含む電流が入力される３相／２相変換部４では行われない。
【０１０２】
また、モータ制御装置１００は、非干渉制御部１６を備えている。非干渉制御部１６は、角速度算出部７から入力される角速度ωと、３相／２相変換部４から出力されるｑ軸電流ｉｑおよびｄ軸電流ｉｄに対して、所定の演算（ｉｑとｉｄとの干渉に関する演算）を行い、補正値ｖｄ１およびｖｑ１を制限部９に出力するように構成されている。
【０１０３】
また、モータ制御装置１００は、パラメータ同定部１７と非線形化処理部１８とを備える。パラメータ同定部１７は、モータ２００の駆動を制御するパラメータである、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、電機子抵抗Ｒａ、および、トルク定数Ｋｔを決定（同定）するように構成されている。非線形化処理部１８は、パラメータ同定部１７に決定されたｄ軸インダクタンスＬｄ、および、ｑ軸インダクタンスＬｑを、磁束の変化が非線形である非線形領域に拡張するように構成されている。そして、トルク制御部５は、非線形化処理部１８により非線形領域まで拡張されたｄ軸インダクタンスＬｄ（Ｌｄｎｏｗ）、および、ｑ軸インダクタンスＬｑ（Ｌｑｎｏｗ）およびψａ＾に基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆを算出するように構成されている。
【０１０４】
［モータ制御装置の制御処理］
次に、本実施形態によるモータ制御装置１００の制御処理について説明する。
【０１０５】
（ＰＷＭ信号生成処理）
図１６を参照して、ＰＷＭ信号生成処理について説明する。
【０１０６】
ステップＳ１において、０ベクトル対応制御（パルス積算制御：図１８参照）および電流歪み対応制御が行われる。その後、ステップＳ２に進む。
【０１０７】
ステップＳ２において、Σ＊＊が全て０か否かが判断され、Σ＊＊が全て０でない場合、ステップＳ３に進み、Σ＊＊が全て０の場合、ステップＳ４に進む。
【０１０８】
ステップＳ３において、３相の電流値が０に設定される。すなわち、パルス積算制御中においては、電流検出部２からの相電流推定部３のＡ／Ｄコンバータによる読み取りが実行されない。その後、ステップＳ５に進む。
【０１０９】
ステップＳ４において、パルスシフト制御（図１７参照）が行われる。これにより、図１４に示すように、周期前半と周期後半とでパルス幅が異なる長さを有するＰＷＭ信号ｐｗｍ＊が生成される。その後、ステップＳ５に進む。
【０１１０】
ステップＳ５において、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の出力周波数ｆの設定の制御処理が行われる。すなわち、指令最小電圧ｍｉｎＶに基づいて、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の出力周波数ｆの設定が行われる。
【０１１１】
（パルスシフト制御）
次に、本実施形態によるモータ制御装置１００のパルスシフト制御処理について図１７を参照して説明する。なお、パルスシフト制御処理は、上記ＰＷＭ信号生成処理のステップＳ４に対応する。
【０１１２】
ステップＳ１１において、最大相電圧Ｍａと中間相電圧Ｍｂとの時間差Δｔｈが算出される。その後、ステップＳ１２に進む。
【０１１３】
ステップＳ１２において、中間相電圧Ｍｂと最小相電圧Ｍｃとの時間差Δｔｌが算出される。
【０１１４】
ステップＳ１３において、時間差Δｔｈがεｖ０未満か否かが判断される。時間差Δｔｈがεｖ０未満の場合、ステップＳ１４に進み、時間差Δｔｈがεｖ０以上の場合、ステップＳ１７に進む。
【０１１５】
ステップＳ１４において、三角波Ｃが下る時に比較される最大相電圧Ｍａにｄ０が加算される。その後、ステップＳ１５に進む。
【０１１６】
ステップＳ１５において、最大相電圧Ｍａが上限値か否かが判断される。最大相電圧Ｍａが上限値の場合、ステップＳ１６に進み、最大相電圧Ｍａが上限値でない場合、ステップＳ１７に進む。
【０１１７】
ステップＳ１６において、三角波Ｃが下る時に比較される最大相電圧Ｍａからｏを減算し、三角波Ｃが下る時に比較される中間相電圧Ｍｂからｏを減算し、三角波Ｃが上る時に比較される中間相電圧Ｍｂにｏを加算する。
【０１１８】
ステップＳ１７において、時間差Δｔｌがεｖ０未満か否かが判断される。時間差Δｔｌがεｖ０未満の場合、ステップＳ１８に進み、時間差Δｔｌがεｖ０以上の場合、ステップＳ２１に進む。
【０１１９】
ステップＳ１８において、三角波Ｃが下る時に比較される最小相電圧Ｍｃからｄ１が減算される。その後、ステップＳ１９に進む。
【０１２０】
ステップＳ１９において、最小相電圧Ｍｃが下限値か否かが判断される。最小相電圧Ｍｃが下限値の場合、ステップＳ２０に進み、最小相電圧Ｍｃが下限値でない場合、ステップＳ２１に進む。
【０１２１】
ステップＳ２０において、三角波Ｃが下る時に比較される最小相電圧Ｍｃにｏを加算し、三角波Ｃが下る時に比較される中間相電圧Ｍｂにｏを加算し、三角波Ｃが上る時に比較される中間相電圧Ｍｂからｏが減算される。
【０１２２】
ステップＳ２１において、時間差Δｔｈがεｖ０未満か否かが判断される。時間差Δｔｈがεｖ０未満の場合、ステップＳ２２に進み、時間差Δｔｈがεｖ０以上の場合、ステップＳ２３に進む。
【０１２３】
ステップＳ２２において、三角波Ｃが上る時に比較される最大相電圧Ｍａからｄ０が減算される。その後、ステップＳ２３に進む。
【０１２４】
ステップＳ２３において、時間差Δｔｌがεｖ０未満か否かが判断される。時間差Δｔｌがεｖ０未満の場合、ステップＳ２４に進み、時間差Δｔｌがεｖ０以上の場合、パルスシフト制御が終了される。
【０１２５】
ステップＳ２４において、三角波Ｃが上る時に比較される最小相電圧Ｍｃにｄ１が加算される。その後、パルスシフト制御が終了される。
【０１２６】
（パルス積算制御）
次に、本実施形態のモータ制御装置１００のパルス積算制御について図１８を参照して説明する。なお、パルス積算制御は、上記ＰＷＭ信号生成処理のステップＳ１に対応する。以下、Ｕ相の中間電圧相についての内容を説明するが、Ｖ相およびＷ相についても同様に制御処理される。
【０１２７】
ステップＳ３１において、｜Ｖｕ｜、｜Ｖｖ｜、｜Ｖｗ｜のうちεｖ以下となるものが、２個以上となるか否かが判断される。｜Ｖｕ｜、｜Ｖｖ｜、｜Ｖｗ｜のうちεｖ以下となるものが、２個以上となるまでこの判断が繰り返され、｜Ｖｕ｜、｜Ｖｖ｜、｜Ｖｗ｜のうちεｖ以下となるものが、２個以上となった場合に、ステップＳ３２に進む。
【０１２８】
ステップＳ３２において、Ｖｖｕが上記式（１１）に基づいて算出され、Ｖｗｕが上記式（１２）に基づいて算出される。その後、ステップＳ３３に進む。
【０１２９】
ステップＳ３３において、｜Ｖｖｕ｜がεｖ１より大きいか否かが判断される。｜Ｖｖｕ｜がεｖ１より大きい場合、パルス積算が完了したものとして、ステップＳ３４に進む。｜Ｖｖｕ｜がεｖ１以下の場合、パルス積算を継続するものとして、ステップＳ３５に進む。
【０１３０】
ステップＳ３４において、Σｕｖ（ｎ）に０が入力され、補正後電圧であるＶｖ０に、Ｖｖｕが入力される。ステップＳ３５において、Σｕｖ（ｎ）に−Ｖｖｕが入力（パルス積算）され、Ｖｖ０に０が入力される。その後、ステップＳ３６に進む。
【０１３１】
ステップＳ３６において、｜Ｖｗｕ｜がεｖ１より大きいか否かが判断される。｜Ｖｗｕ｜がεｖ１より大きい場合、パルス積算が完了したものとして、ステップＳ３７に進む。｜Ｖｗｕ｜がεｖ１以下の場合、パルス積算を継続するものとして、ステップＳ３８に進む。
【０１３２】
ステップＳ３７において、Σｗｖ（ｎ）に０が入力され、補正後電圧であるＶｗ０に、Ｖｗｕが入力される。ステップＳ３８において、Σｗｖ（ｎ）にＶｗｕが入力（パルス積算）され、Ｖｗ０に０が入力される。その後、ステップＳ３９に進む。
【０１３３】
ステップＳ３９において、Ｖｕ０に０が入力される。そして、ステップＳ４０において、Σｖｗに、−（Σｕｖ＋Σｗｕ）が入力される。その後、ステップＳ４１に進む。
【０１３４】
ステップＳ４０において、線間変調が行われる。具体的には、上記の式（１３）〜（１５）の入力が行われる。その後、パルス積算制御が終了される。
［本実施形態の効果］
本実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
【０１３５】
本実施形態では、上記のように相電流推定部３を構成することにより、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の１周期内の異なる時点に３相各相の相電流を検出する場合と異なり、同一の時点である時点ｔ０の３相各相の相電流ｉｕｔ０、ｉｖｔ０、およびｉｗｔ０を取得（推定）することができるので、検出電流ｉｒ（ｉｔｆ、ｉｔｓ）を検出する時点が相毎に異なることに起因する誤差の影響を抑制することができる。そして、相電流推定部３を、検出電流ｉｒ（ｉｔｆ、ｉｔｓ）と、検出電流ｉｒ（ｉｔｆ、ｉｔｓ）の検出タイミング情報ｔｆおよびｔｓとに基づいて、時点ｔ０における３相各相の相電流ｉａｕ、ｉａｖ、および、ｉａｗを推定して、推定した相電流ｉａｕ、ｉａｖ、および、ｉａｗに基づいて、モータ２００の駆動を制御することができる。この結果、３相各相のモータ平均電流を算出し、パルス幅変調信号の周期内の電流値の変動に対応する補正値を算出し、補正値に基づいてモータ平均電流を補正する場合に比べて、モータ制御装置１００の制御負担の増大を抑制することができる。その結果、検出電流ｉｒ（ｉｔｆ、ｉｔｓ）を検出する時点（ｔｆ、ｔｓ）が相毎に異なることに起因する誤差の影響を抑制しながら、モータ制御装置１００の制御負担（計算負荷）の増大を抑制することができる。
【０１３６】
本実施形態では、上記のように構成することにより、時点ｔ０におけるＵ相（最大相）の相電流ｉａｕおよびＷ相（最小相）の相電流ｉａｗを、容易に推定（取得）することができるので、Ｕ相（最大相）の相電流ｉａｕおよびＷ相（最小相）の相電流ｉａｗに基づいて、時点ｔ０における中間相の相電流ｉｖｕを取得することができる。その結果、３相各相の検出電流を取得することなく、２つの相の検出電流ｉｔｆ、ｉｔｓにより、３相各相の時点ｔ０における相電流ｉａｕ、ｉａｖ、および、ｉａｗを取得することができる。
【０１３７】
本実施形態では、上記のように構成することにより、比較的複雑な計算式（たとえば、上記式（４）または（５））を用いて、時点ｔ０における３相各相の相電流を推定する場合と異なり、モータ制御装置１００の制御負担が増大するのをより一層抑制しながら、時点ｔ０における３相各相の相電流ｉａｕ、ｉａｖ、および、ｉａｗを推定することができる。
【０１３８】
本実施形態では、上記のように構成することにより、生成された指令電圧Ｖ２＊に基づく第１のパルス幅ｔｐｗｍよりも大きい第２のパルス幅ｔｐｗｍ１になるように指令電圧Ｖ２＊をＶ３＊に補償することができるので、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊のパルス幅が、電流検出部２により検出電流ｉｒを検出するために必要な期間ｔｘよりも短くなるのを抑制することができる。その結果、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊のデューティ値が０近傍の場合でも、より確実に検出電流ｉｒ（ｉｔｆ、ｉｔｓ）を検出することができる。
【０１３９】
本実施形態では、上記のように構成することにより、最大相電圧Ｍａが上限値の場合または最小相電圧Ｍｃが下限値の場合でも、補正して、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の期間を三角波Ｃに対して移動（シフト）させることができる。その結果、最大相電圧Ｍａが上限値の場合または最小相電圧Ｍｃが下限値の場合でも、検出電流ｉｒを検出することが可能な期間に、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を移動させることができるので、検出電流ｉｒをより確実に検出することができる。
【０１４０】
本実施形態では、上記のように構成することにより、相電流ｉｕ、ｉｖ、および、ｉｗが比較的小さい場合には、電流ＰＩ制御部８において、誤差値（差分値Δｉ＊）（ｉ２＊）を継続して積分項（積分ゲイン８３）に積算することができる。その結果、積分ゲイン８３に差分値Δｉ＊（ｉ２＊）が積算されて、検出電流ｉｒを検出可能なＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を出力可能な状態になった後に、電流ＰＩ制御部８から出力（電圧指令信号Ｖｒｅｆの出力）が行われるので、検出電流ｉｒが検出することができない状態で、電流ＰＩ制御部８から出力値ｉ４＊が出力されるのを抑制することができる。これにより、誤った検出電流ｉｒが検出されるのを抑制することができる。
【０１４１】
本実施形態では、上記のように構成することにより、制限電流値範囲（±定数Ｋｄｅ１）を電流検出部２により検出電流が検出可能なＰＷＭ信号ｐｗｍ＊のパルス幅に対応する範囲、または、パルス幅に対応する範囲より広い範囲に対応するＫεｖに設定されるので、検出電流ｉｒが検出することができない状態で、電流ＰＩ制御部８から出力値ｉ４＊が出力されるのを、より一層抑制することができる。これにより、誤った検出電流ｉｒが検出されるのをより一層抑制することができる。そして、上記実施形態のように、Ｋｄｅ１をＫεｖに設定することにより、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊の最小幅に制限をかけることができるので、電流歪みの影響を抑制することができる。
【０１４２】
［変形例］
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更（変形例）が含まれる。
【０１４３】
たとえば、上記実施形態では、電流検出部を電源部のＧＮＤ側に接続する例を示したが、本発明はこれに限られない。すなわち、電流検出部を電源部の陽極側（ＰＩＧ）に接続してもよい。
【０１４４】
また、上記実施形態では、基準時点（時点ｔ０）を三角波Ｃの山の時点に設定する例を示したが、本発明はこれに限られない。すなわち、基準時点（時点ｔ０）を三角波Ｃの谷の時点に設定してもよい。
【０１４５】
また、上記実施形態では、相電流推定部を、第１〜第３マップに基づいて相電流を推定するように構成する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、第１〜第３マップを用いずに、上記式（３）〜（５）を演算して、時点ｔ０における３相の相電流を推定するように構成してもよい。
【０１４６】
また、上記実施形態では、最大相マップ、最小相第１マップ、および、最小相第２マップのマップ値を電流変化率（ｉ／Δｔ）として構成する例を示したが、本発明はこれに限られない。すなわち、図１９に示す変形例の最大相マップ３３１ａ、図２０に示す変形例の最小相第１マップ３３１ｂ、および、図２１に示す変形例の最小相第２マップ３３１ｃのように、マップ値を、上記式（４）および（５）に示す電流値ｉ、ｉ１、および、ｉ２として構成してもよい。
【０１４７】
また、上記実施形態では、指令電圧Ｖ２＊を一旦、変調率に変換して、上記式（１７）〜式（２０）に基づいて、第１のパルス幅ｔｐｗｍよりも大きい第２のパルス幅ｔｐｗｍ１になるように、補償された指令電圧Ｖ３＊を生成する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、上記式（１７）〜式（２０）を用いずに、以下の式（２３）〜（２６）に示す式を用いて、ＰＷＭ信号ｐｗｍ＊を直接補正してもよい。なお、式（２３）は、三角波Ｃの下りに比較される最大相電圧を補正する場合を示し、式（２４）は、三角波Ｃの下りに比較される最小相電圧を補正する場合を示し、式（２５）は、三角波Ｃの上りに比較される最大相電圧を補正する場合を示し、式（２６）は、三角波Ｃの下りに比較される最大相電圧を補正する場合を示す。
ｐｗｍ＊  ＝  ｐｗｍ＊０  ＋  ｄ＊０  ・・・  （２３）
ｐｗｍ＊  ＝  ｐｗｍ＊０  −  ｄ＊１  ・・・  （２４）
ｐｗｍ＊  ＝  ｐｗｍ＊０  −  ｄ＊０  ・・・  （２５）
ｐｗｍ＊  ＝  ｐｗｍ＊０  ＋  ｄ＊１  ・・・  （２６）
【符号の説明】
【０１４８】
１  インバータ回路部
２  電流検出部
３  相電流推定部
８  電流ＰＩ制御部（電流比例積分制御部、パルス幅変調信号出力部）
１１  変調部（パルス幅変調信号出力部）
１２  ＰＷＭ出力部（パルス幅変調信号出力部）
３１ａ  最大相マップ（マップ）
３１ｂ  最小相第１マップ（マップ）
３１ｃ  最小相第２マップ（マップ）
１００  モータ制御装置
１０１  電源部
２００  モータ
Ｃ  三角波
ｐｗｍ＊  パルス幅変調信号
ｉｒ  検出電流
ｉｔｆ  第１の検出電流
ｉｔｓ  第２の検出電流
ｉａｕ（ｉａｕｔ０）、ｉａｖ（ｉａｖｔ０）、ｉａｗ（ｉａｗｔ０）相電流
ｔ０  時点（基準時点）
ｔｆ  第１の検出タイミング情報（検出タイミング情報）
ｔｓ  第２の検出タイミング情報（検出タイミング情報）
Ｔ１００  期間（第１期間）
Ｔ１１０  期間（第２期間）
ｉ／Δｔ、ｉ１／Δｔ、ｉ２／Δｔ  マップ値（検出電流の変化情報）
Ｍａ  最大相電圧（電圧指令信号）
Ｍｂ  中間相電圧（電圧指令信号）
Ｍｃ  最小相電圧（電圧指令信号）
±Ｋｄｅ１  制限電流値範囲
Ｖ＊、Ｖ１＊、Ｖ２＊、Ｖ３＊  指令電圧（電圧指令信号）
【図１】
2019075964.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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