(57)【要約】【課題】ノイズによるＤＣＤＣコンバータの誤動作を抑制することが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子を含むＤＣＤＣコンバータが、入力端子対に与えられる直流電力の電圧を変換して出力端子対から出力する。出力端子対から出力された電力を伝搬させる一対の出力ラインに、第１コモンモードチョークコイルが直列に接続されている。制御回路がスイッチング素子のオンオフの制御を行う。フィードバック回路が、出力端子対からの出力情報を制御回路にフィードバックする。フィードバック回路は一対の電流路を含む。フィードバック回路の一対の電流路に、第２コモンモードチョークコイルが直列に接続されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を含み、入力端子対に与えられる直流電力の電圧を変換して出力端子対から出力するＤＣＤＣコンバータと、
前記出力端子対から出力された電力を伝搬させる一対の出力ラインに直列に接続された第１コモンモードチョークコイルと、
前記スイッチング素子のオンオフの制御を行う制御回路と、
前記出力端子対からの出力情報を前記制御回路にフィードバックする一対の電流路を含むフィードバック回路と、
前記フィードバック回路の一対の前記電流路に直列に接続された第２コモンモードチョークコイルと
を有する電力変換装置。
【請求項２】
前記フィードバック回路は、一対の前記出力ラインの一方に直列に接続されたセンス抵抗を、さらに有し、一対の前記電流路は、前記センス抵抗の両端において、それぞれ前記出力ラインから分岐している請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記フィードバック回路の一対の前記電流路の各々が、抵抗とコンデンサとの直列回路を介して前記ＤＣＤＣコンバータのグランドに接続されている請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１コモンモードチョークコイル、前記第２コモンモードチョークコイル、及び前記直列回路が一体化して構成されている請求項３に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータを含む電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子を用いたＤＣＤＣコンバータの出力可能電流容量等を可変にした電力供給装置が公知である（特許文献１）。この電力供給装置では、ＤＣＤＣコンバータの入力電流を制御するコントローラに、ＤＣＤＣコンバータの出力端子の電力情報をフィードバックしている。また、ＤＣＤＣコンバータの後段にラインフィルタを設けることにより、スイッチングノイズを除去する電源装置が公知である（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−１６６０４５号公報
【特許文献２】特開２０１６−２５７１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＤＣＤＣコンバータの出力端子の電力情報を入力側にフィードバックするためのフィードバック経路にスイッチングノイズや外来ノイズが流入すると、フィードバックされる情報にノイズが重畳されてしまう。ノイズが重畳された情報に基づいてフィードバック制御を行うと、ＤＣＤＣコンバータが誤動作してしまう可能性がある。
【０００５】
本発明の目的は、ノイズによるＤＣＤＣコンバータの誤動作を抑制することが可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一観点によると、
スイッチング素子を含み、入力端子対に与えられる直流電力の電圧を変換して出力端子対から出力するＤＣＤＣコンバータと、
前記出力端子対から出力された電力を伝搬させる一対の出力ラインに直列に接続された第１コモンモードチョークコイルと、
前記スイッチング素子のオンオフの制御を行う制御回路と、
前記出力端子対からの出力情報を前記制御回路にフィードバックする一対の電流路を含むフィードバック回路と、
前記フィードバック回路の一対の前記電流路に直列に接続された第２コモンモードチョークコイルと
を有する電力変換装置が提供される。
【発明の効果】
【０００７】
第１コモンモードチョークコイルが、電力変換装置から外部に漏洩するコモンモードノイズを低減させる。第２コモンモードチョークコイルが、フィードバックされる出力情報に重畳されるコモンモードノイズを低減させるため、制御回路がコモンモードノイズの影響を受け憎くなる。その結果、ノイズがフィードバックされることによるＤＣＤＣコンバータの誤動作を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、第１実施例による電力変換装置の概略等価回路図である。
【図２】図２は、第２実施例による電力変換装置の概略等価回路図である。
【図３】図３は、第３実施例による電力変換装置の概略等価回路図である。
【図４】図４Ａは、シミュレーションを行った回路を示す等価回路図であり、図４Ｂは、図４Ａに示した回路のディファレンシャルモードの透過特性の計算結果を示すグラフである。
【図５】図５Ａは、シミュレーションを行った他の回路を示す等価回路図であり、図５Ｂは、図５Ａに示した回路のディファレンシャルモードの透過特性の計算結果を示すグラフである。
【図６】図６は、第４実施例による電力変換装置に用いられるチップの概略図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
［第１実施例］
図１を参照して、第１実施例による電力変換装置について説明する。
図１は、第１実施例による電力変換装置の概略等価回路図である。スイッチング素子１１を含むＤＣＤＣコンバータ１０の入力端子対１２に、外部直流電源４１が接続されている。ＤＣＤＣコンバータ１０は、スイッチング素子１１のオンオフを繰り返すことにより、入力端子対１２に与えられる直流電力の電圧を変換して出力端子対１３から出力する。
【００１０】
一対の出力ライン２０がＤＣＤＣコンバータ１０の出力端子対１３に接続されており、出力端子対１３から出力された電力を、電力変換装置の出力端子対２６まで伝搬させる。出力端子対２６に負荷４２が接続される。第１コモンモードチョークコイル２１が出力ライン２０に直列に接続されている。
【００１１】
制御回路２５がスイッチング素子１１のオンオフの制御を行う。具体的には、制御回路２５はスイッチング素子１１にパルス幅変調信号を送信する。
【００１２】
分岐部２８、及び分岐部２８において出力ライン２０から分岐した一対の電流路３１を含むフィードバック回路３０が、出力端子対１３からの出力情報を、電流路３１を通して制御回路２５にフィードバックする。制御回路２５は、フィードバックされた出力情報に基づいて、スイッチング素子１１のスイッチング制御を行う。例えば、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流が増加すると、出力電流の増大による電圧ドロップを補うような制御を行う。電流路３１に、第２コモンモードチョークコイル２２が直列に接続されている。
【００１３】
次に、第１実施例による電力変換装置の構成を採用することにより得られる優れた効果について説明する。
【００１４】
出力ライン２０に第１コモンモードチョークコイル２１が直列に接続されているため、ＤＣＤＣコンバータ１０で発生し、出力ライン２０を経由して外部に漏洩するコモンモードノイズを低減させることができる。
【００１５】
また、出力端子対１３からの出力情報をフィードバック回路３０により制御回路２５にフィードバックしているため、出力の安定化を図ることができる。さらに、フィードバック回路３０の一対の電流路３１に第２コモンモードチョークコイル２２が直列に接続されているため、フィードバック回路３０から制御回路２５に流入するコモンモードノイズを低減させることができる。これにより、フィードバック情報にコモンモードノイズが重畳されることによるＤＣＤＣコンバータの誤動作を抑制することができる。
【００１６】
［第２実施例］
次に、図２を参照して第２実施例による電力変換装置について説明する。以下、第１実施例による電力変換装置（図１）と共通の構成については説明を省略する。
【００１７】
図２は、第２実施例による電力変換装置の概略等価回路図である。第２実施例では、ＤＣＤＣコンバータ１０の回路構成、及びフィードバック回路３０の回路構成が具体的に示される。ＤＣＤＣコンバータ１０の入力端子対１２の一方の端子、及び出力端子対１３の一方の端子がグランド４０に接続されている。入力端子対１２のうちグランド４０に接続されている端子を入力側グランド端子１２Ｇといい、他方の端子を入力側正極端子１２Ｐということとする。同様に、出力端子対１３のうちグランド４０に接続されている端子を出力側グランド端子１３Ｇといい、他方の端子を出力側正極端子１３Ｐということとする。
【００１８】
入力側正極端子１２Ｐからインダクタ１４及びスイッチング素子１１を介してグランド４０に至る電流経路Ｃ１、及び入力側正極端子１２Ｐからインダクタ１４及びダイオード１５を介して出力側正極端子１３Ｐに至る電流経路Ｃ２が形成されている。出力端子対１３の間（出力側正極端子１３Ｐとグランド４０との間）に平滑コンデンサ１６が接続されている。このＤＣＤＣコンバータ１０は、昇圧型ＤＣＤＣコンバータである。
【００１９】
フィードバック回路３０が、センス抵抗３２、一対の電流路３１、及び比較器３５を含む。センス抵抗３２は、正極側の出力ライン２０に直列に接続されている。センス抵抗３２の抵抗値は、例えば１０ｍΩから１Ω程度である。一対の電流路３１は、センス抵抗３２の両端において正極側の出力ライン２０から分岐している。電流路３１の両端に発生した電位差が、一対の電流路３１を介して比較器３５に入力される。比較器３５の出力が制御回路２５に入力される。制御回路２５は、センス抵抗３２の両端に発生した電位差に基づいて、スイッチング素子１１を制御する。具体的には、制御回路２５は、比較器３５の出力に応じて、スイッチング素子１１に与えるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。
【００２０】
次に、第２実施例による電力変換装置の構成を採用することにより得られる優れた効果について説明する。第２実施例においても、第１実施例と同様に、外部に漏洩するコモンモードノイズの低減、及びフィードバック回路３０を介したフィードバック情報にコモンモードノイズが重畳されることによるＤＣＤＣコンバータ１０の誤動作を抑制することができる。
【００２１】
また、第２実施例では、出力ライン２０を流れる電流に応じた電位差がセンス抵抗３２の両端に発生し、この電位差がフィードバックされるため、出力電流に応じたフィードバック制御を行うことができる。
【００２２】
次に、第２実施例の変形例について説明する。図２には昇圧型のＤＣＤＣコンバータを示したが、第２実施例による電力変換装置のフィードバック回路３０の構成は、降圧型のＤＣＤＣコンバータ、フライバック型のＤＣＤＣコンバータにも適用することが可能である。
【００２３】
［第３実施例］
次に、図３を参照して第３実施例による電力変換装置について説明する。以下、第２実施例による電力変換装置（図２）と共通の構成については説明を省略する。
【００２４】
図３は、第３実施例による電力変換装置の概略等価回路図である。第３実施例では、フィードバック回路３０の一対の電流路３１の各々が、コンデンサ３６Ｃと抵抗素子３６Ｒとの直列回路３６を介してグランド４０に接続されている。このグランド４０は、ＤＣＤＣコンバータ１０のグランド４０と共通である。
【００２５】
次に、コンデンサ３６Ｃの役割について説明する。コンデンサ３６Ｃを挿入せず、抵抗素子３６Ｒのみにすると、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力側正極端子１３Ｐから電流路３１を介してグランド４０に直流電流が流れてしまう。また、電流路３１の間に発生する直流の電位差が、直列回路３６の影響を受けてしまい、フィードバック制御に支障を来すことになる。コンデンサ３６Ｃは、電流路３１をグランド４０から直流的に切り離す役割を持つ。
【００２６】
次に、抵抗素子３６Ｒの役割について説明する。抵抗素子３６Ｒは、出力側正極端子１３Ｐから負荷４２に向かう出力ライン２０（以下、メイン経路ＭＰという。）の線路インピーダンスと、フィードバック回路３０の一対の電流路３１を介して比較器３５に向かう経路（以下、フィードバック経路ＦＰという。）の線路インピーダンスとの関係を調整する役割を持つ。例えば、抵抗素子３６Ｒの抵抗値を調整することにより、メイン経路ＭＰの線路インピーダンスを相対的に大きくしたり、フィードバック経路ＦＰの線路インピーダンスを相対的に大きくしたりすることができる。
【００２７】
次に、線路インピーダンスの調整メカニズムについて、パワーデバイダの考え方を用いて説明する。パワーデバイダは３つのポートを持ち、１つの分岐点と、３つのポートとの間に、それぞれ同一の抵抗が挿入されている。一般的に、特性インピーダンス５０Ωに整合されたパワーデバイダの各ポートには、１６＋２／３Ωの抵抗が挿入されている。パワーデバイダは、入力されたパワーまたはエネルギを二分割して出力させることができる。３つのポートにそれぞれ挿入された３つの抵抗（言い換えれば、線路インピーダンス）の大小関係により、出力端子に出力されるパワーまたはエネルギが決まる。
【００２８】
第３実施例においては、フィードバック経路ＦＰに抵抗素子３６Ｒを追加することにより、メイン経路ＭＰとフィードバック経路ＦＰとの線路インピーダンスのバランスを調整している。
【００２９】
次に、第３実施例による電力変換装置の構成を採用することにより得られる優れた効果について説明する。
【００３０】
ＤＣＤＣコンバータ１０で発生し、メイン経路ＭＰを伝搬するノイズの一部はフィードバック経路ＦＰに流入する。このノイズには、ディファレンシャルモードノイズとコモンモードノイズとが含まれる。特に、１００ＭＨｚ以下の低周波数域においてノイズの問題が顕在化する。
【００３１】
メイン経路ＭＰを流れるコモンモードノイズについては、第１コモンモードチョークコイル２１によって外部への漏洩が抑制される。フィードバック経路ＦＰに流入し比較器３５に向かうコモンモードノイズは、第２コモンモードチョークコイル２２によって除去される。さらに、フィードバック経路ＦＰに抵抗素子３６Ｒを挿入することによって、メイン経路ＭＰに対してフィードバック経路ＦＰの線路インピーダンスを相対的に小さくしている。これにより、ディファレンシャルモードノイズが、メイン経路ＭＰからフィードバック経路ＦＰに流入しやすくなる。その結果、メイン経路ＭＰを通って外部に漏洩するディファレンシャルモードノイズを低減させることができる。
【００３２】
第３実施例による電力変換装置は、第１実施例と同様にＤＣＤＣコンバータ１０の誤動作を抑制するという効果に加え、ノイズ対策の観点でも優れた効果が得られる。
【００３３】
さらに、コンデンサ３６Ｃは、信号ラインとグランドとを接続するＹコンデンサとして機能する。このため、フィードバック回路３０の電流路３１を流れるコモンモードノイズ及びディファレンシャルモードノイズを低減させることができる。
【００３４】
次に、図４Ａから図５Ｂまでの図面を参照して、第３実施例による電力変換装置の効果を確認するために行ったシミュレーションの結果について説明する。
【００３５】
図４Ａは、シミュレーション対象の回路を示す等価回路図である。第３実施例による電力変換装置を構成するＤＣＤＣコンバータ１０（図３）の入力端子対１２が出力端子対１３に直結されている。入力端子対１２の各々は、５０Ωの終端抵抗４５で終端されている。メイン経路ＭＰの２本の出力ライン２０は、それぞれ第１コモンモードチョークコイル２１が挿入された位置よりも先端において５０Ωの終端抵抗４５で終端されている。フィードバック経路ＦＰの一対の電流路３１は、それぞれ第２コモンモードチョークコイル２２が挿入された位置より先端において抵抗素子３６Ｒで終端されている。コンデンサ３６Ｃ（図３）は接続されていない。
【００３６】
入力端子対１２に入力されたディファレンシャルモード信号の、メイン経路ＭＰの終端までの透過特性を計算した。
【００３７】
図４Ｂは、図４Ａに示した回路のディファレンシャルモードの透過特性の計算結果を示すグラフである。横軸は周波数を単位「ＭＨｚ」で表し、縦軸はディファレンシャルモード透過特性を単位「ｄＢ」で表す。図４Ｂのグラフ中の太い実線、細い実線、及び破線は、それぞれ抵抗素子３６Ｒの抵抗値を５Ω、５０Ω、及び１００Ωとした場合の計算結果を示す。
【００３８】
フィードバック経路ＦＰに接続する抵抗素子３６Ｒの抵抗値を小さくすると、メイン経路ＭＰから外部に漏洩するディファレンシャルモード信号のエネルギが低減していることがわかる。これは、メイン経路ＭＰに対してフィードバック経路ＦＰの線路インピーダンスが相対的に低くなったことにより、メイン経路ＭＰを流れているディファレンシャルモード信号の一部がフィードバック経路ＦＰに流入したことを示している。このシミュレーションにより、メイン経路ＭＰを流れているディファレンシャルモードノイズが外部へ漏洩することを抑制できることが確認された。
【００３９】
シミュレーションを行った条件において、特に周波数２０ＭＨｚ以下の周波数域でノイズ抑制効果が高いことがわかる。これは、周波数２０ＭＨｚ以下の周波数域において、メイン経路ＭＰの線路インピーダンスが相対的に高くなることにより、反射が増えるためである。線路インピーダンスが相対的に高くなるのは、一般的なコモンモードチョークコイルが、数十ＭＨｚ以下の周波数域でインピーダンスが高くなるという周波数依存性を持つことによる。
【００４０】
図５Ａは、シミュレーション対象の他の回路を示す等価回路図である。図５Ａに示した回路では、抵抗素子３６Ｒに対して直列にコンデンサ３６Ｃが接続されている。
【００４１】
図５Ｂは、図５Ａに示した回路のディファレンシャルモード透過特性の計算結果を示すグラフである。横軸は周波数を単位「ＭＨｚ」で表し、縦軸はディファレンシャルモード透過特性を単位「ｄＢ」で表す。図５Ｂのグラフ中の太い実線、細い実線、及び破線は、それぞれコンデンサ３６Ｃのキャパシタンスを０．１μＦ、１０００ｐＦ、及び１０ｐＦとした場合の計算結果を示す。いずれの場合も、抵抗素子３６Ｒの抵抗値は５Ωとした。
【００４２】
約６ＭＨｚ以下の周波数域において、コンデンサ３６Ｃのキャパシタンスが大きいほど、ディファレンシャルモード透過特性が低下していることがわかる。すなわち、コンデンサ３６Ｃのキャパシタンスが大きいほど、メイン経路ＭＰに伝搬するディファレンシャルモードノイズを抑制する効果が高まる。
【００４３】
以下、コンデンサ３６Ｃのキャパシタンスを小さくすると、実質的にノイズ低減効果が得られなくなる理由について説明する。一般的に、コンデンサのインピーダンスは、周波数が高くなるに従ってコンデンサの持つ等価直列インダクタンスの影響が大きくなる。等価直列インダクタンスの影響がほとんど現れない低い周波数域では、コンデンサ３６Ｃのキャパシタンスが小さいほど、コンデンサ３６Ｃのインピーダンスが大きくなる。コンデンサ３６Ｃのインピーダンスが大きくなると、メイン経路ＭＰに対するフィードバック経路ＦＰの線路インピーダンスが相対的に大きくなるため、図４Ａに示した抵抗素子３６Ｒを挿入することによるノイズ抑制効果が減殺されてしまう。
【００４４】
ディファレンシャルモードノイズがメイン経路ＭＰを通って外部に漏洩することを抑制するために、抵抗素子３６Ｒの抵抗値を小さくし、コンデンサ３６Ｃのキャパシタンスを大きくすることが好ましいことがわかる。例えば、抵抗素子３６Ｒの抵抗値を５０Ωより小さくし、コンデンサ３６Ｃのキャパシタンスを１０００ｐＦより大きくすることが好ましい。
【００４５】
［第４実施例］
次に、図６を参照して第４実施例による電力変換装置について説明する。以下、第３実施例による電力変換装置（図３）と共通の構成については説明を省略する。
【００４６】
図６は、第４実施例による電力変換装置に用いられるチップの概略図である。第４実施例においては、第３実施例による電力変換装置に用いられている第１コモンモードチョークコイル２１、第２コモンモードチョークコイル２２、センス抵抗３２、及び２つの直列回路３６が一体化して構成され、１つのチップ５０に収められている。チップ５０には、複数の外部端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７が設けられている。
【００４７】
外部端子Ｔ１、Ｔ２は、それぞれＤＣＤＣコンバータ１０の出力側グランド端子１３Ｇ、出力側正極端子１３Ｐ（図３）に接続される。外部端子Ｔ３、Ｔ４は、負荷４２（図３）に接続される。外部端子Ｔ５、Ｔ６は比較器３５（図３）に接続される。外部端子Ｔ７はグランド４０に接続される。
【００４８】
次に、第４実施例による電力変換装置の構成を採用することにより得られる優れた効果について説明する。第４実施例では複数の部品が一体化して構成されているため、省スペース化を図ることができる。
【００４９】
上述の各実施例は例示であり、異なる実施例で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。複数の実施例の同様の構成による同様の作用効果については実施例ごとには逐次言及しない。さらに、本発明は上述の実施例に制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。
【符号の説明】
【００５０】
１０  ＤＣＤＣコンバータ
１１  スイッチング素子
１２  入力端子対
１２Ｇ  入力側グランド端子
１２Ｐ  入力側正極端子
１３  出力端子対
１３Ｇ  出力側グランド端子
１３Ｐ  出力側正極端子
１４  インダクタ
１５  ダイオード
１６  平滑コンデンサ
２０  出力ライン
２１  第１コモンモードチョークコイル
２２  第２コモンモードチョークコイル
２５  制御回路
２６  出力端子対
２８  分岐部
３０  フィードバック回路
３１  電流路
３２  センス抵抗
３５  比較器
３６  抵抗とコンデンサとの直列回路（ＲＣ直列回路）
３６Ｃ  コンデンサ
３６Ｒ  抵抗素子
４０  グランド
４１  外部直流電源
４２  負荷
４５  終端抵抗
５０  チップ
【図１】
2019205258.tif 000003
【図２】
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【図３】
2019205258.tif 000005
【図４】
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【図５】
2019205258.tif 000007
【図６】
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