(57)【要約】【課題】デッドタイムに起因したＤＩＦリップルを、電圧外乱抑制性能の向上によって低減化させるとともに、指令追従性能の改善と、指令応答タイミングの最適化を実現する位置制御装置を提供する。【解決手段】位置制御装置１０は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊からｑ軸電流検出値ｉｑを減算してｑ軸電流誤差Δｉｑを出力する減算器６３と、前記ｑ軸電流誤差Δｉｑに、ｑ軸電流の応答タイミングを補償するｑ軸電流補償量ｉｑｃ＊を加算する加算器１３と、前記加算器１３の出力をＩ−Ｐ制御により増幅してｑ軸電圧誤差Δｖｑを算出するとともに、前記ｑ軸電圧誤差Δｖｑに基づいてｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を算出するｑ軸電流制御器１１と、前記ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊に、ｑ軸電流の時間微分値ｓ・ｉｑに対応するｑ軸電圧フィードフォワード量ｖｑｆを加算して最終的なｑ軸電圧指令値を算出する第二加算器１２と、を備える。【選択図】図１
2019221112.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換機としてＰＷＭインバータを用いる位置制御装置であって、２相（ｄ，ｑ軸）回転座標系により、電動機の電流を演算制御する位置制御装置であって、
ｑ軸電流指令値からｑ軸電流検出値を減算してｑ軸電流誤差を出力する減算器と、
前記ｑ軸電流誤差に、ｑ軸電流の応答タイミングを補償するｑ軸電流補償量を加算する加算器と、
前記加算器の出力をＩ−Ｐ制御により増幅してｑ軸電圧誤差を算出するとともに、前記ｑ軸電圧誤差に基づいてｑ軸電圧指令値を算出するｑ軸電流制御器と、
前記ｑ軸電圧指令値に、ｑ軸電流の時間微分値に対応するｑ軸電圧フィードフォワード量を加算して最終的なｑ軸電圧指令値を算出する第二加算器と、
を備える、ことを特徴とする位置制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の位置制御装置であって、さらに、
前記ｑ軸電流補償量と前記ｑ軸電圧フィードフォワード量とを算出するｑ軸応答補償量演算部を備え、前記ｑ軸応答補償量演算部は、
加減速トルクフィードフォワード量からｑ軸電流の時間微分値を算出し、
前記ｑ軸電流の時間微分値を増幅して前記ｑ軸電圧フィードフォワード量を算出し、
前記Ｉ−Ｐ制御の制御パラメータと、ｑ軸電流応答遅れ時間の補間定数と、を用いて前記ｑ軸電流の時間微分値に比例したｑ軸電流誤差を任意に調整できる前記ｑ軸電流補償量を算出する、
ことを特徴とする位置制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書は、電動機（例えば同期電動機や誘導電動機など）の電流を制御して送り軸や主軸の速度や回転角（位置）を制御する位置制御装置であって、電力変換器としてＰＷＭインバータを採用した位置制御装置を開示する。
【背景技術】
【０００２】
ＮＣ工作機械の送り軸や主軸の速度や回転角（位置）を制御する位置制御装置では、三相の同期電動機や誘導電動機（以降、モータとの呼称を併用する）を制御して、モータに接続されたテーブルやワークなどの負荷を駆動することが多い。この構成の場合、電力変換器としては、通常、ＰＷＭインバータが採用される。
【０００３】
従来、モータ制御では、２相回転座標系（一般に、磁極方向をｄ軸、その電気的直交方向をｑ軸と呼ぶ）を用いて、モータ電流を制御する２相電圧指令値（ｖｄ＊，ｖｑ＊）が演算され、これを３相変換して、３相制御電圧指令値（ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊）が決定される。更に、ＰＷＭインバータで電力増幅されて、モータ駆動の相電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）となる。
【０００４】
図１２は、ＰＷＭインバータの１相分の電圧出力部を示した回路図である。ＤＣ電圧Ｖｄｃの回路から、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２のＯＮ／ＯＦＦを高速にスイッチング制御することで、出力される相電圧Ｖは、平均的に０〜Ｖｄｃの間で可変できる。制御電圧指令値ｖｏは、２個のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを指令するもので、Ｔｒ１がＯＮの期間中はＶ＝Ｖｄｃになり、Ｔｒ２がＯＮの期間中は、Ｖ＝０になる。尚、ダイオードＤ１とダイオードＤ２は還流用である。
【０００５】
図１３は、トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２を、ある制御電圧指令値ｖｏでスイッチングした場合の出力相電圧Ｖを示している。図１３の上側が制御電圧指令値ｖｏの一例になる。デッドタイムＴｄは、両トランジスタが同時ＯＮして短絡破壊を招かない様にするための休止時間である。
【０００６】
図１３の下側は、この時のＰＷＭインバータの出力相電圧Ｖになる。電流流出ＯＵＴの時は、トランジスタＴｒ１がＯＦＦでダイオードＤ２に電流が流れ、出力電圧が０に、電流流入ＩＮの時は、トランジスタＴｒ２がＯＦＦでダイオードＤ１に電流が流れ、出力電圧がＶｄｃになる。つまり、トランジスタに対して、同じ制御電圧指令値ｖｏを与えても、出力される平均的な相電圧Ｖには、電流方向による差異が発生する。
【０００７】
図１４は、制御電圧指令値ｖｏを横軸に、出力相電圧Ｖを縦軸にとって、ＰＷＭインバータの１相分の入出力関係を示した図である。但し、制御電圧指令値ｖｏと出力相電圧Ｖは、ともに、ＯＮ／ＯＦＦデューティに応じた平均的な電圧として表現している。点線は電流流出ＯＵＴの時の入出力関係を、一点鎖線は電流流入ＩＮの時の入出力関係を示している。尚、実線は理想的な線形特性を表している。
【０００８】
ここで、出力相電圧Ｖは、電流流入ＩＮから電流流出ＯＵＴへ電流方向が変わる時には矢印３００の様に、電流流出ＯＵＴから電流流入ＩＮへ電流方向が変わる時には矢印３０１の様に遷移するため、出力相電圧Ｖが不連続となって、結果的に電流応答が遅れ、位置制御装置としては位置偏差ＤＩＦが発生することになる。
【０００９】
このため、従来より、理想的な線形特性を示す実線の上に、出力相電圧Ｖが乗る様に、電流流入ＩＮの時には、デッドタイム補償値−ｖｏｄを、電流流出ＯＵＴの時には、デッドタイム補償値＋ｖｏｄを、予め制御電圧指令値ｖｏに加算して、ＰＷＭインバータの入力電圧とするデッドタイム補償処理が搭載されている。
【００１０】
図７は、従来の位置制御装置２００の構成例を示すブロック図である。以下、本例の位置制御装置２００について説明する。上位装置（図示しない）より、本例の位置制御装置２００に対して、位置指令値Ｘが出力される。位置検出器１０１より出力されるモータ１００の回転角θｍは、モータに接続されて駆動される負荷１０２の位置を示す位置検出値であり、減算器５０で位置指令値Ｘから減算され、その出力は位置偏差ＤＩＦとなる。
【００１１】
位置偏差ＤＩＦは、位置偏差増幅器５２で位置ループゲインＫｐ倍に増幅される。本例では、指令応答の高速化を図るため、フィードフォワード構成をとっている。このため、位置指令値Ｘは、微分器５１で時間微分されて、速度フィードフォワード量ωｆとなる。速度フィードフォワード量ωｆは、微分増幅器５６で時間微分された後、負荷を含む総慣性モーメントＪ倍に増幅されて、位置指令値の加速度に応じた加減速動作に必要なトルクフィードフォワード量τｆになる。尚、微分器５１のｓは、ラプラス変換の微分演算子の意味である。
【００１２】
加算器５３では、位置偏差増幅器５２出力と速度フィードフォワード量ωｆが加算されて速度指令値ωｍ＊が出力される。一方で、微分器５４は、位置検出値θｍを時間微分して速度検出値ωｍを出力する。減算器５５では、速度指令値ωｍ＊から、速度検出値ωｍが減算され、減算器５５出力である速度偏差は、速度制御器５７でＰＩ（比例積分）増幅される。速度制御器５７出力と加減速トルクフィードフォワード量τｆが、加算器５８で加算されて、モータのトルク指令値τｃ＊となる。
【００１３】
電流ベクトル制御演算部５９は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊と、電源角周波数ωを演算出力する演算部である。表面磁石型（ＳＰＭ），埋込磁石型（ＩＰＭ），リラクタンス型などの磁石型同期電動機（ＰＭＳＭ）では、電流ベクトル制御演算部５９は、トルク指令値τｃ＊に対して、モータのＮ−τ（速度−トルク）特性と速度検出値ωｍから、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｄ軸電流指令値ｉｄ＊を演算する。
【００１４】
誘導電動機（ＩＭ）では、電流ベクトル制御演算部５９は、モータのＮ−τ（速度−トルク）特性と速度検出値ωｍからｄ軸電流指令値ｉｄ＊を、トルク指令値τｃ＊とｄ軸電流検出値ｉｄからｑ軸電流指令値ｉｑ＊を演算する。更に、ｄ軸電流検出値ｉｄとｑ軸電流検出値ｉｑからすべり角周波数ωｓを演算し、速度検出値ωｍのモータ対極数倍と加算（図示しない）して、電源角周波数ωを演算する。
【００１５】
一般に、２相回転座標系では、ｑ軸電流でトルクを制御するため、以降、状況に応じて、ｑ軸電流をトルク電流またはトルクと呼称する。尚、磁石型同期電動機（ＰＭＳＭ）の場合は、すべり角周波数ωｓ＝０で制御されるから、電流ベクトル制御演算部５９から出力される電源角周波数ωは、速度検出値ωｍのモータ対極数倍になる。積分器６０は、電源角周波数ωを時間積分して電源位相角θを出力する。
【００１６】
モータのＵ相電流ｉｕとＷ相電流ｉｗは、電流検出器７２と７３により検出される。尚、Ｖ相電流ｉｖは、ｉｖ＝−（ｉｕ＋ｉｗ）で算出できる。３相→ｄ−ｑ変換器６５は、Ｕ相電流ｉｕとＷ相電流ｉｗ及び電源位相角θから、座標変換によって、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを演算出力する。
【００１７】
減算器６１は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを減算して、ｄ軸電流誤差Δｉｄを演算する。ｄ軸電流制御器６２は、ｄ軸電流誤差ΔｉｄをＰＩ（比例積分）増幅する誤差増幅器と、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と電源角周波数ωから、ｑ軸との干渉成分を補償する非干渉化補償部（図示しない）から構成される。ｄ軸電流制御器６２は、誤差増幅器出力と非干渉化補償値を加算して、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を出力する。
【００１８】
減算器６３は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊からｑ軸電流ｉｑを減算して、ｑ軸電流誤差Δｉｑを演算する。ｑ軸電流制御器６４は、ｑ軸電流誤差ΔｉｑをＰＩ（比例積分）増幅する誤差増幅器と、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊と電源角周波数ωから、ｄ軸との干渉成分を補償する非干渉化補償部（図示しない）、更に、モータの誘起電圧を補償する誘起電圧補償部（図示しない）から構成される。ｑ軸電流制御器６４は、誤差増幅器出力と非干渉化補償値及び誘起電圧補償値を加算して、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を出力する。
【００１９】
ｄ−ｑ→３相変換器６６は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊及び電源位相角θから、座標変換によって、Ｕ相制御電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相制御電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相制御電圧指令値ｖｗ＊を演算出力する。
【００２０】
デッドタイム補償値演算部６７は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊及び電源位相角θから、座標変換によって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電流指令値を演算出力するｄ−ｑ→３相変換（図示しない）と、電流指令値の方向反転時において、相電圧が不連続となることを補償するため、各相毎に、前述したデッドタイム補償値（ｖｕｄ，ｖｖｄ，ｖｗｄ）の演算を行う。
【００２１】
加算器６８は、Ｕ相制御電圧指令値ｖｕ＊にデッドタイム補償値ｖｕｄを加算して、デッドタイム補償後のＵ相制御電圧指令値ｖｕｏを出力する。加算器６９と加算器７０は、同様に、相制御電圧指令値（ｖｖ＊，ｖｗ＊）にデッドタイム補償値（ｖｖｄ，ｖｗｄ）を加算して、デッドタイム補償後のＶ相制御電圧指令値ｖｖｏと、Ｗ相制御電圧指令値ｖｗｏを出力する。
【００２２】
前述した様に、ＰＷＭインバータ７１は、デッドタイム補償後の各相制御電圧指令値（ｖｕｏ，ｖｖｏ，ｖｗｏ）を入力として、これを電力増幅して、モータ駆動の相電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を出力する。各出力相電圧は、モータの各相に印加され、各相電流が発生する。
【００２３】
図８は、図７に示した位置制御装置２００のｄ軸電流制御器６２，ｑ軸電流制御器６４及び速度制御器５７のＰＩ制御系における比例ゲインや積分ゲインを好適に調整して、速度指令値ωｍ＊から、速度検出値ωｍまでの速度ループ周波数特性を示したものである。この場合、速度制御帯域（ゲインの−３ｄＢダウン）は２００Ｈｚ程度になっている。（尚、この特性は、速度フィードフォワード量ωｆ、トルクフィードフォワード量τｆ及び位置ループゲインＫｐを０として評価している）。
【００２４】
次に、前述したデッドタイムの影響は、図１４に示した様に、出力電圧の不連続性を招くため、位置制御装置２００に対する電圧外乱だと考えることができる。そこで、位置ループゲインＫｐを好適に設定した上で、図７のｑ軸電流制御器６４の出力に、電圧外乱ｖｄｉｓ（図示しない）を加えてｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を構成し、電圧外乱ｖｄｉｓに対するｑ軸電流ｉｑの応答を評価する。
【００２５】
図９は位置制御装置２００の電圧外乱抑制性能（ｉｑ／ｖｄｉｓ）の位置ループ周波数特性を示したものである。ｑ軸電流ｉｑは、トルクに比例するため、ｑ軸電流ｉｑのリップルと、速度及び位置リップル、つまり、ＤＩＦリップルとは比例関係になる。図１０は、適当なデッドタイムとデッドタイム補償値を設定し、各相電流の電流方向反転回数の総数が１秒間に２０回（２０Ｈｚ）となる一定速でモータを動作させた時に発生するＤＩＦリップルを示している。この場合、長さ換算（モータ１回転当たり２０ｍｍ）で、両側振幅０．４〜０．５μｍのＤＩＦリップルが発生している。
【００２６】
以上説明した様に、従来の位置制御装置では、ＰＷＭインバータに採用されるトランジスタ等電力変換素子のスイッチング時に発生するデッドタイムの影響で、電流の方向反転時に電圧出力が不連続になり、位置偏差ＤＩＦに、電流方向反転回数のＤＩＦリップルが発生してワーク加工面が乱れ、加工面品位が低下するといった問題があった。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
デッドタイムに起因したＤＩＦリップルにより、加工面品位が低下する問題は、従来、上述した様なデッドタイム補償によって、影響低減を図ってきた。しかしながら、電流方向を厳密に検出し、デッドタイム補償値を正確に切換えることは容易ではなく、デッドタイム補償によるＤＩＦリップル低減には限界があった。
【００２８】
本明細書では、デッドタイムに起因したＤＩＦリップルを、電圧外乱抑制性能の向上によって低減させるとともに、指令追従性能の改善と、指令応答タイミングの最適化を実現する位置制御装置を開示する。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
ｑ軸電流誤差を増幅する誤差増幅器をＩ−Ｐ（積分−比例）制御で構成し、ｑ軸電圧指令値には、ｑ軸電流指令時間微分値に対応するｑ軸電圧フィードフォワード量を加算し、ｑ軸電流誤差には、ｑ軸電流の応答タイミングを最適化させるｑ軸電流補償量を加算する。
【発明の効果】
【００３０】
ｑ軸電流制御ループをＩ−Ｐ（積分−比例）制御で構成することによって、電圧外乱抑制性能を向上させ、デッドタイムに起因したＤＩＦリップルを低減することができる。また、加々速度指令値に応じたｑ軸電圧フィードフォワードによって、ｑ軸電圧誤差が補償でき、位置指令値追従性能を向上させることができる。更に、ｑ軸電流補償量によって、ｑ軸電流応答タイミングが調整できるため、加減速動作時のＤＩＦ発生が抑制でき、ＰＩ制御で動作する他の制御軸との位置同期関係も維持できる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の位置制御装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の位置制御装置における速度ループ周波数特性（ωｍ／ωｍ＊）の一例を示すグラフである。
【図３】本発明の位置制御装置における位置ループ周波数特性（ｉｑ／ｖｄｉｓ）の一例を示すグラフである。
【図４】本発明の位置制御装置におけるデッドタイムに起因したＤＩＦリップルの一例を示すグラフである。
【図５】本発明の位置制御装置における加減速時追従誤差の一例を示すグラフである。
【図６】ｑ軸電流補償量を調整した時の加減速時追従誤差の一例を示すグラフである。
【図７】従来の位置制御装置の構成例を示すブロック図である。
【図８】従来の位置制御装置における速度ループ周波数特性（ωｍ／ωｍ＊）の一例を示すグラフである。
【図９】従来の位置制御装置における位置ループ周波数特性（ｉｑ／ｖｄｉｓ）の一例を示すグラフである。
【図１０】従来の位置制御装置におけるデッドタイムに起因したＤＩＦリップルの一例を示すグラフである。
【図１１】従来の位置制御装置における加減速時追従誤差の一例を示すグラフである。
【図１２】ＰＷＭインバータの１相分の電圧出力部を示した回路図である。
【図１３】ＰＷＭインバータの１相分の制御電圧指令値と出力相電圧を示したタイムチャートである。
【図１４】ＰＷＭインバータの１相分の入出力関係（制御電圧指令値−出力相電圧）を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、位置制御装置について図面を参照して説明する。図１は、位置制御装置の構成例を示すブロック図である。以下、これまでに説明した従来例と異なる部分についてのみ説明する。尚、図１は、表面磁石型同期電動機（ＳＰＭ）の場合を示している。
【００３３】
図１の位置制御装置１０では、加算器１３で、ｑ軸電流誤差Δｉｑにｑ軸電流補償量ｉｑｃ＊を加算して、ｑ軸電流制御器１１の入力としている。ｑ軸電流補償量ｉｑｃ＊は、トルク応答時間を調整するための補償入力で、後述するｑ軸応答補償量演算部１の演算出力である。また、ｑ軸電流ｉｑをｑ軸電流制御器１１の入力に加えている。
【００３４】
ここで、ｑ軸電流制御器１１の誤差増幅器は、Ｉ−Ｐ（積分−比例）制御を用いる。Ｉ−Ｐ制御は公知の制御方式であり、この場合の演算式は式（１）で示される。
【００３５】
【数１】
2019221112.tif 000003
ここで、ｑ軸電圧誤差ΔｖｑがＩ−Ｐ制御の出力であり、Ｇｃｑｉ：積分ゲイン、Ｇｃｑｐ：比例ゲインがＩ−Ｐ制御を構成するゲインパラメータである。
【００３６】
ｑ軸電流制御器１１は、Ｉ−Ｐ（積分−比例）増幅する誤差増幅器以外は、従来同様に、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊と電源角周波数ωから、ｄ軸との干渉成分を補償する非干渉化補償部、更に、モータの誘起電圧を補償する誘起電圧補償部から構成される。つまり、ｑ軸電流制御器１１は、Ｉ−Ｐ制御の出力であるｑ軸電圧誤差Δｖｑに、非干渉化補償値ωＬ・ｉｄ及び誘起電圧補償値Ｋｅ（ω／ｐ）を加算して、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を出力する。この一連の処理は式（２）で表現される。
【００３７】
【数２】
2019221112.tif 000004
（ｐ：対極数、Ｌ：１相当たりのインダクタンス、Ｋｅ：トルク定数）
【００３８】
加算器１２は、ｑ軸電流制御器１１出力のｑ軸電圧指令値ｖｑ＊に、ｑ軸電圧フィードフォワード量ｖｑｆを加算して、ｄ−ｑ→３相変換器６６の入力となるｑ軸電圧指令値を構成する。ｑ軸電圧フィードフォワード量ｖｑｆは、加々速度指令値に応じて発生するｑ軸電圧誤差Δｖｑを補償して、Δｖｑ＝０とするｑ軸電圧補償値であり、後述するｑ軸応答補償量演算部１の演算出力である。
【００３９】
図１において、ｑ軸応答補償量演算部１は、表面磁石型同期電動機（ＳＰＭ）の場合のブロック構成を示している。ｑ軸電流ｉｑの時間変化によって生じるｑ軸電圧ｖｑは、式（３）で示される。
【００４０】
【数３】
2019221112.tif 000005
【００４１】
微分増幅器２は、加減速トルクフィードフォワード量τｆをトルク定数Ｋｅで除して時間微分し、ｑ軸電流の時間微分値ｓ・ｉｑを出力する。尚、加減速トルクフィードフォワード量τｆは、加速度指令値に比例したトルク指令値だから、このｑ軸電流も加速度指令値に比例している。
【００４２】
増幅器３は、微分増幅器２の出力を、インダクタンスＬ倍に増幅するから、その出力は、式（３）のｑ軸電流ｉｑの時間変化によって生じるｑ軸電圧ｖｑになる。ここで、ｑ軸電流とトルク及び加速度は比例関係だから、ｑ軸電流時間微分値ｓ・ｉは、加々速度に比例する。つまり、ｑ軸電圧ｖｑは、加々速度指令値に応じたｑ軸電圧フィードフォワード量ｖｑｆになる。
【００４３】
よく知られたＳＰＭのｄｑ座標系電圧方程式から、前述の補償処理を行うことで、式（１）のｑ軸電圧誤差Δｖｑは、加減速動作中も含めて、Δｖｑ＝０にできる。一方で、Ｉ−Ｐ制御では、ＰＩ制御に較べて、高周波帯での指令追従性能が低下するため、ｑ軸電流応答、つまりは、トルク応答が遅れる傾向になる。
【００４４】
ｑ軸応答補償量演算部１の出力であるｑ軸電流補償量ｉｑｃ＊は、このトルク応答の遅れを補償するものである。式（１）をｑ軸電流誤差Δｉｑについて解くと、Δｖｑ＝０に加えて、加々速度一定の下では、ｓ・ｉｑ→ｓ・ｉｑ＊とおけるから、式（４）となる。
【００４５】
【数４】
2019221112.tif 000006
【００４６】
そこで、ｑ軸電流補償量ｉｑｃ＊を、式（５）で設定すると、ｑ軸電流誤差Δｉｑは、式（６）で表現できる。
【００４７】
【数５】
2019221112.tif 000007
【００４８】
【数６】
2019221112.tif 000008
【００４９】
式（６）は、ｑ軸電流誤差Δｉｑが、ｑ軸電流指令時間微分値ｓ・ｉｑ＊に比例する。つまり、加々速度一定下では、ｑ軸電流応答ｉｑはｑ軸電流指令値ｉｑ＊に対して一定時間遅れになり、そのｑ軸電流応答遅れ時間は、補間定数Ｇｉｑｃによって、調整できることを示している。
【００５０】
図１において、微分増幅器２の出力はｑ軸電流指令時間微分値ｓ・ｉｑ＊とみなせるから、増幅器４の増幅率Ｃｑｒを、Ｃｑｒ＝Ｇｃｑｐ／Ｇｃｑｉとすると、この出力を増幅器５の補間定数Ｇｉｑｃで増幅することで、式（５）のｑ軸電流補償量ｉｑｃ＊を導出できる。
【００５１】
図２は、従来例の図８に対応するもので、図１に示した本発明における位置制御装置１０のｑ軸電流制御器１１のＩ−Ｐ制御における比例ゲインＧｃｑｐと積分ゲインＧｃｑｉを好適に調整して、速度指令値ωｍ＊から、速度検出値ωｍまでの速度ループ周波数特性を示したものである。尚、ｄ軸電流制御器６２及び速度制御器５７の比例ゲインや積分ゲインは、図８と同値に調整している。この場合、速度制御帯域は図８と同程度になっている。
【００５２】
図３は、従来例の図９に対応するもので、図１に示した本発明における位置制御装置１０の電圧外乱抑制性能（ｉｑ／ｖｄｉｓ）の位置ループ周波数特性を示したものである。尚、位置ループゲインＫｐは図９と同値に調整している。本例でのＤＩＦリップルを図４に示す。
【００５３】
ここで、デッドタイムとデッドタイム補償値及びモータ速度は図１０と同値に設定している。図４では、両側振幅０．０５μｍ程度のＤＩＦリップルであり、従来例の図１０と比較して１／１０程度に抑制できている。このことは、デッドタイムに起因して発生するＤＩＦリップルに対しても同様である。
【００５４】
次に、図１に示した本発明における位置制御装置１０に対して、Ｓ字型加減速位置指令値Ｘを入力した時の位置偏差ＤＩＦを考える。図５は、補間定数Ｇｉｑｃ＝０を設定した場合を示している。Ｉ−Ｐ制御によって、ｑ軸電流（トルク）の指令追従性能が高周波帯で低下しているため、加減速時において片側１μｍ程度のＤＩＦが発生している。尚、図５及び以降の図１１，図６では、デッドタイムに起因して発生する周波数のＤＩＦリップル成分は除去して示している。
【００５５】
図１１は、比較のために、従来の位置制御装置２００に対して、同じＳ字型加減速位置指令値Ｘを入力した時の位置偏差ＤＩＦを示したものである。ＰＩ制御のため、ｑ軸電流（トルク）の指令追従性能が高く、加減速時におけるＤＩＦは、片側０．２μｍ程度に抑制できている。
【００５６】
図６は、図１に示した本発明における位置制御装置１０において、加減速時ＤＩＦが小さくなる様に、補間定数Ｇｉｑｃを調整して、ｑ軸電流（トルク）の応答遅れ時間を可変したものである。加減速時ＤＩＦは、片側０．１μｍ程度に抑制できており、ＰＩ制御下で動作する他の制御軸と同時動作させても、位置同期関係が維持できることがわかる。
【００５７】
以上は、表面磁石型同期電動機（ＳＰＭ）を例にとって説明しているが、埋込磁石型（ＩＰＭ）やリラクタンス型及び誘導電動機（ＩＭ）においても、本発明は適用でき、同様な効果が期待できる。
【００５８】
埋込磁石型（ＩＰＭ）やリラクタンス型の同期電動機の場合は、ｑ軸応答補償量演算部１において、加減速トルクフィードフォワード量τｆからｑ軸電流の時間微分値ｓ・ｉｑを演算するために、微分増幅器２には、式（７）の増幅率を設定する。
【００５９】
【数７】
2019221112.tif 000009
（モータ対極数：ｐ、鎖交磁束：Φｆ、ｄ軸インダクタンス：Ｌｄ、ｑ軸インダクタンス：ｌｑ）
更に、増幅器３の増幅率は、ｑ軸インダクタンス：ｌｑになる。
【００６０】
誘導電動機（ＩＭ）の場合は、微分増幅器２には、式（８）の増幅率を設定する。
【００６１】
【数８】
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（１相の相互インダクタンス：Ｍ）
更に、増幅器３の増幅率は、１相の漏れインダクタンス：Ｌσになる。
【符号の説明】
【００６２】
１  ｑ軸応答補償量演算部、２，５６  微分増幅器、３，４，５  増幅器、１０  位置制御装置（本発明例）、１１  ｑ軸電流制御器（本発明例）、１２，１３，５３，５８，６８，６９，７０  加算器、５０，５５，６１，６３  減算器、５１，５４  微分器、５２  位置偏差増幅器、５７  速度制御器、５９  電流ベクトル制御演算部、６０  積分器、６２  ｄ軸電流制御器、６４  ｑ軸電流制御器（従来例）、６５  ３相→ｄ−ｑ変換器、６６  ｄ−ｑ→３相変換器、６７  デッドタイム補償値演算部、７１  ＰＷＭインバータ、７２，７３  電流検出器、１００  モータ、１０１  位置検出器、１０２  負荷、２００  位置制御装置（従来例）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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