(57)【要約】      （修正有）【課題】片側ＰＷＭ駆動を行う際に、スイッチオン期間とスイッチオフ期間との両方でゼロクロス点が検出できる電子制御装置を提供する。【解決手段】マイコン１２のＰＷＭ信号出力部１３は、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路１のハイサイドのＦＥＴ２に出力し、ローサイドのＦＥＴ３には連続オン信号を出力し、モータ４を位置センサレス制御により片側ＰＷＭ駆動する。ゼロクロス点検出部（逆起電力検知部１１及びマイコン１２）は、一端が電源端子に共通に接続されるプルアップ抵抗Ｒ１と、一端がプルアップ抵抗Ｒ１の他端に接続され、他端がモータの各相巻線に接続される保護抵抗Ｒ２とを備える。逆起電力検知部１１は、その信号入力端子がプルアップ抵抗Ｒ１と保護抵抗Ｒ２との共通接続点に接続されて、モータ４の巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相以上のブラシレスＤＣモータ（４）を位置センサレス制御により片側ＰＷＭ駆動するため、ＰＷＭ信号を生成して駆動回路（１）のハイサイドスイッチ（２）に出力し、ローサイドスイッチ（３）には連続オン信号を出力するＰＷＭ信号出力部（１３）と、
前記モータの巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出部（１１，１２）とを備え、
前記ゼロクロス点検出部は、一端が電源端子に共通に接続されるプルアップ抵抗（Ｒ１）と、一端が前記プルアップ抵抗の他端に接続され、他端が前記モータの各相巻線に接続される保護抵抗（Ｒ２）とを備え、
前記ゼロクロス点検出部の信号入力端子は、前記プルアップ抵抗と前記保護抵抗との共通接続点に接続されている電子制御装置。
【請求項２】
前記電源端子は、バッテリ電源より前記駆動回路に駆動用電源を供給するものであり、
前記ゼロクロス点検出部は、前記電源端子を介して動作用電源が供給される比較器（６）を備えて構成される請求項１記載の電子制御装置。
【請求項３】
前記比較器には、各相の信号入力端子に与えられる電圧を加算して生成される仮想中性点の電位が比較用基準電圧として付与される請求項２記載の電子制御装置。
【請求項４】
前記ゼロクロス点検出部は、前記駆動回路が前記ＰＷＭ信号に基づいてスイッチングを行った直後に、ゼロクロス点の検出を禁止する禁止期間を設定する請求項１から３の何れか一項に記載の電子制御装置。
【請求項５】
前記ゼロクロス点検出部は、前記スイッチングのターンオン時とターンオフ時とで、前記禁止期間の長さを個別に設定可能である請求項４記載の電子制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを位置センサレス制御により片側ＰＷＭ駆動する電子制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来よりブラシレスＤＣモータを駆動する方式の１つとして、駆動回路を構成する上下スイッチのうちハイサイドスイッチをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動し、ローサイドスイッチは連続的にオンにすることで駆動する所謂片側ＰＷＭ駆動方式がある。また、モータを位置センサレス方式により駆動する際には、モータの巻線に発生する逆起電力，誘起電圧のゼロクロス点を検出して位置情報を取得することが多い。
【０００３】
図８は、従来の位置センサレス方式により車両に搭載されるモータを駆動する回路を示す。インバータ回路１は、ハイサイドスイッチであるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２と、ローサイドスイッチであるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３とを３相ブリッジ接続して構成されている。ＦＥＴ２のソースには車両のバッテリ電源の電圧ＶＢが供給され、ＦＥＴ３のソースはグランドに接続されている。インバータ回路１の各相出力端子は、３相ブラシレスＤＣモータ４の各相巻線の一端にそれぞれ接続されている。
【０００４】
逆起電力検知部５は、各相に対応した比較器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗを備えている。比較器６の非反転入力端子は、それぞれ保護抵抗Ｒ０を介してモータ４の各相巻線の一端に接続されている。加算抵抗Ｒの一端は共通に接続され、他端が前記各相巻線の一端に接続されている。そして、比較器６の反転入力端子は、加算抵抗Ｒの前記一端に共通に接続されている。これにより、比較器６に付与される比較用の基準電圧は、モータ４の仮想中性点電位となる。逆起電力検知部５は、比較器６によりモータ４の逆起電力，つまり巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出する。
【０００５】
図９は、比較器６の入力波形を示す図である。実線が非通電相の比較入力電圧、破線が基準電圧を表している。ローサイドスイッチが連続的にオンしている相のモータ端子電圧は０Ｖ，ハイサイドスイッチがＰＷＭ駆動されている相のモータ端子電圧は、スイッチオン期間は電源電圧ＶＢ，ＰＷＭスイッチオフ期間は−ＶＦとなる。ＶＦはＦＥＴのボディダイオードの順方向電圧である。そして、モータの逆起電力ＶＥは、ゼロクロス点で±０Ｖになる。したがって、ゼロクロス点での比較入力電圧及び基準電圧は、スイッチオン期間はＶＢ／２，スイッチオフ期間は−ＶＦ／２となる。これに対して、ゼロクロス点の前後では、比較入力電圧には逆起電力±ＶＥが加わり、基準電圧には±ＶＥ／３が加わる。
【０００６】
このような従来技術では、ＰＷＭ駆動におけるスイッチオフ期間は比較器６の入力が負電圧となり出力が不安定となるため、この期間は比較器６の出力信号が入力される制御回路，マイクロコンピュータにおいてマスク処理等が行われ、ゼロクロス点の検出を禁止している。また、スイッチングのオン，オフ直後も電圧が不安定となるため、ゼロクロス点の検出を禁止している。したがって、ＰＷＭ信号のデューティ比が小さければゼロクロス点の検出を禁止する期間が長くなり、その期間にゼロクロス点が到来する可能性が高くなるため、ゼロクロス点を検するタイミングにずれが生じ易くなる。
【０００７】
この問題は、例えば特許文献１に示すように、デューティ比が５０％以下のときのみ逆起電力信号を反転させて、ＰＷＭ駆動におけるスイッチオフ期間にゼロクロス検出を可能とすれば解決できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１４−２２０９８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１の構成では、逆起電力信号を反転させることでＰＷＭ駆動におけるスイッチオン期間にはゼロクロス点の検出ができなくなる。特に、デューティ比が５０％付近のときに検出可能期間が短くなるため、正確に検出できなくなってしまう。
【００１０】
また、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの両方をＰＷＭ駆動してモータを駆動する所謂平衡ＰＷＭ駆動を行う際には、スイッチオン期間とスイッチオフ期間との両方でゼロクロス点が検出できる。ところが、平衡ＰＷＭ駆動では、片側ＰＷＭ駆動に比較して電流リップルやスイッチング損失が大きくなる。
【００１１】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、片側ＰＷＭ駆動を行う際に、スイッチオン期間とスイッチオフ期間との両方でゼロクロス点が検出できる電子制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１記載の電子制御装置によれば、ＰＷＭ信号出力部は、ＰＷＭ信号を生成して駆動回路のハイサイドスイッチに出力し、ローサイドスイッチには連続オン信号を出力し、３相以上のブラシレスＤＣモータを位置センサレス制御により片側ＰＷＭ駆動する。ゼロクロス点検出部は、一端が電源端子に共通に接続されるプルアップ抵抗と、一端がプルアップ抵抗の他端に接続され、他端がモータの各相巻線に接続される保護抵抗とを備える。そして、ゼロクロス点検出部は、その信号入力端子がプルアップ抵抗と保護抵抗との共通接続点に接続されて、モータの巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出する。
【００１３】
このように構成すれば、ゼロクロス点検出部の信号入力端子の電位には、電源電圧をプルアップ抵抗と保護抵抗とで分圧した電位が重畳される。これにより、ＰＷＭ駆動のスイッチオフ時においてモータ端子電圧が負電位となっても、前記信号入力端子の電位は正電位となるようにシフトされる。したがって、ゼロクロス点検出部は、モータが片側ＰＷＭ駆動される際に、スイッチオフ時でも誘起電圧のゼロクロス点を検出することができ、位置センサレス制御を高精度に行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第１実施形態であり、電子制御装置の構成を要部に付いて示す図
【図２】各ノードにおける電圧を示す図
【図３】比較器に付与される比較入力電圧及び基準電圧の波形を示す図
【図４】誘起電圧のゼロクロス点を検出する処理を示すフローチャート
【図５】第２実施形態であり、比較器に替えて使用するＡ／Ｄコンバータを示す図
【図６】誘起電圧のゼロクロス点を検出する処理を示すフローチャート
【図７】第３実施形態であり、電源電圧ＶＢを分圧した基準電圧を付与する構成を示す図
【図８】従来のモータを位置センサレス制御により駆動する構成の一例を示す図
【図９】比較器に付与される比較入力電圧及び基準電圧の波形を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１５】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図４を参照して説明する。尚、図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。保護抵抗Ｒ０は、保護抵抗Ｒ２に置き換えられている。そして、比較器６の反転入力端子は、プルアップ抵抗Ｒ１を介して電源ＶＢにプルアップされている。また、比較器６には、動作用電源としてバッテリ電圧ＶＢが供給されている。バッテリ電圧ＶＢの端子は電源端子に相当する。以上が逆起電力検知部１１を構成している。比較器６Ｕ〜６Ｗの出力端子は、マイクロコンピュータ１２（以下、マイコン１２と略称する。）の入力端子にそれぞれ接続されている。
【００１６】
マイコン１２は、各相について得られる誘起電圧のゼロクロス点より、モータ４のロータ回転位置を電気角６０度毎に得る。これに基づいて、モータ４に通電するＰＷＭ信号を生成することで位置センサレス駆動を行う。マイコン１２に内蔵されているＰＷＭ信号出力部１３は、３相ＰＷＭ信号Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−を生成し、インバータ回路１を構成するＦＥＴ２及び３のゲートにそれぞれ出力する。尚、インバータ回路１は駆動回路に相当する。また、ＦＥＴ２はハイサイドスイッチに相当し、ＦＥＴ３はローサイドスイッチに相当する。逆起電力検知部１１及びマイコン１２は、ゼロクロス点検出部に相当する。
【００１７】
図２は、各ノードにおける電位を示す。また図３は、本実施形態における比較器６の入力波形を示す。図９と同様に、実線が非通電相の比較入力電圧、破線が基準電圧を示している。図９における説明と同様に、ゼロクロス点での非通電相におけるモータ端子電圧は、ＰＷＭ駆動におけるスイッチオン期間はＶＢ／２，スイッチオフ期間は−ＶＦ／２となる。したがって、ゼロクロス点での比較入力電圧及び基準電圧は、
スイッチオン期間：（Ｒ２・ＶＢ＋Ｒ１・ＶＢ／２）／（Ｒ１＋Ｒ２）
スイッチオフ期間：（Ｒ２・ＶＢ−Ｒ１・ＶＦ／２）／（Ｒ１＋Ｒ２）
となる。ゼロクロス点の前後では、これに対して、比較入力電圧と基準電圧とにはそれぞれ
比較入力電圧：±Ｒ１・ＶＥ／（Ｒ１＋Ｒ２）
基準電圧    ：±Ｒ１・ＶＥ／｛３（Ｒ１＋Ｒ２）｝
が印加される。
【００１８】
以上より、（Ｒ２・ＶＢ−Ｒ１・ＶＦ／２）／（Ｒ１＋Ｒ２）≧０
つまり分圧比Ｒ１／Ｒ２を２ＶＢ／ＶＦ以下に設定すれば、ゼロクロス点での比較入力電圧及び基準電圧は、ＰＷＭ駆動におけるスイッチオン，オフ及びバッテリ電圧ＶＢの大きさに依らず、常に０Ｖ以上で且つ電圧ＶＢ以下となる。
【００１９】
したがって、比較器６の電源電圧にバッテリ電圧ＶＢを用いれば、電圧が変動するスイッチオン，スイッチオフの直後を除いて常にゼロクロス検出が可能となり、片側ＰＷＭ駆動であっても、デューティ比の大小に依らず、ゼロクロス検出のずれが生じにくくなる。その際に、ゼロクロス検出の禁止期間をオン直後とオフ直後とで別々の長さに設定することで、それぞれを最適な値に設定でき、検出禁止期間を最小限にすることができる。
【００２０】
実際の設計では、ゼロクロス点の前後では比較入力電圧及び基準電圧に逆起電力分が加わる。また、一般的な比較器の入力可能範囲は、０Ｖから電源電圧の範囲よりもさらに小さくなる。これらを考慮して、比較入力電圧及び基準電圧が常に比較器の入力可能範囲に入るよう、分圧比Ｒ１／Ｒ２を適切に設定する。
【００２１】
図４に示す誘起電圧のゼロクロス点を検出する処理において、マイコン１２は、先ずＰＷＭ信号出力部１３で生成出力されるＰＷＭ信号の最初のエッジを検出するまで待機する（Ｓ０；ＮＯ）。最初のエッジを検出すると（ＹＥＳ）、立上りエッジであれば（Ｓ２；ＹＥＳ）ステップＳ３に移行し、立下りエッジあれば（Ｓ２；ＮＯ）ステップＳ４に移行する。
【００２２】
ステップＳ３では、第１所定時間の経過待ちをし（ＮＯ）、第１所定時間が経過すると（ＹＥＳ）その時点での非通電相の比較器６の出力レベルが反転したか否かを判断する（Ｓ５）。出力レベルが反転していなければ（ＮＯ）ステップＳ１に戻る。また、ステップＳ４では、第２所定時間の経過待ちをし（ＮＯ）、第２所定時間が経過すると（ＹＥＳ）ステップＳ５に移行する。例えば図３に示すように、第２所定時間は第１所定時間よりも長く設定されている。
【００２３】
つまり、立上りエッジを検出した後、第１所定時間が経過するまでは比較器６の出力レベルを参照せず、第１所定時間が経過すると参照を開始する。そして、ステップＳ５において前記出力レベルが反転することで（ＹＥＳ）誘起電圧のゼロクロス点を検出するまでは（Ｓ６）、ステップＳ１，Ｓ５のループを繰り返し実行する。立上りエッジを検出した際には、第２所定時間が経過すると上記と同様の処理を行う。第１及び第２所定時間は、禁止期間に相当する。尚、ゼロクロス点を検出して処理を終了すると、ステップＳ０における「最初のエッジ検出」のステータスはリセットされる。
【００２４】
以上のように本実施形態によれば、マイコン１２のＰＷＭ信号出力部１３は、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路１のハイサイドのＦＥＴ２に出力し、ローサイドのＦＥＴ３には連続オン信号を出力し、モータ４を位置センサレス制御により片側ＰＷＭ駆動する。ゼロクロス点検出部は、一端が電源端子に共通に接続されるプルアップ抵抗Ｒ１と、一端がプルアップ抵抗Ｒ１の他端に接続され、他端がモータの各相巻線に接続される保護抵抗Ｒ２とを備える。そして、逆起電力検知部１１は、その信号入力端子がプルアップ抵抗Ｒ１と保護抵抗Ｒ２との共通接続点に接続されて、モータ４の巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出する。
【００２５】
このように構成すれば、逆起電力検知部１１の信号入力端子の電位には、電源電圧ＶＢをプルアップ抵抗Ｒ１と保護抵抗Ｒ２とで分圧した電位が重畳される。これにより、ＰＷＭ駆動のスイッチオフ時においてモータ端子電圧が負電位となっても、前記信号入力端子の電位は正電位となるようにシフトされる。したがって、逆起電力検知部１１は、モータ４が片側ＰＷＭ駆動される際に、スイッチオフ時でも誘起電圧のゼロクロス点を検出することができ、位置センサレス制御を高精度に行うことが可能になる。
【００２６】
また、逆起電力検知部１１は、インバータ回路１に駆動電源を供給する車両のバッテリ電源の電圧ＶＢが動作用電源として供給される比較器６を備えるので、電圧ＶＢの高低に拘らず、比較器６は常に入力信号の電圧を入力範囲に収めることができる。したがって、電圧ＶＢが変動しても、ＰＷＭ駆動におけるスイッチオン時とスイッチオフ時との双方で誘起電圧のゼロクロス点を検出できる。
【００２７】
また、その比較器６には、各相の信号入力端子に与えられる電圧を加算して生成される仮想中性点の電位を比較用基準電圧として付与したので、ＰＷＭ駆動におけるスイッチオン，オフに拘らず、基準電圧がモータ４の中性点電圧に等しくなる。したがって、バッテリ電圧ＶＢを分圧した基準電圧を付与する構成とは異なり、ＰＷＭ信号と同期させて基準電圧をスイッチングさせる必要が無い。また、ＦＥＴ２及び３に並列接続されている還流ダイオードの順方向電圧ＶＦのばらつきを考慮する必要もなくなる。
【００２８】
また、マイコン１２は、インバータ回路１がＰＷＭ信号に基づいてスイッチングを行った直後に、ゼロクロス点の検出を禁止する期間を設定するので、スイッチングの直後においてモータ端子電圧が不安定になる期間にゼロクロス点を誤検出することを防止できる。また、マイコン１２は、前記スイッチングのターンオン時とターンオフ時とで、禁止期間の長さを個別に設定し、それぞれを第１所定時間，第２所定時間とした。これにより、ターンオンの直後とターンオフの直後とで、モータ端子電圧が不安定になる期間の長さが異なる場合でも、それぞれについて最適となるように禁止期間を極力短く設定することができる。
【００２９】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。第２実施形態では、図５に示すように、比較器６に替えてＡ／Ｄコンバータ１４を使用する。Ａ／Ｄコンバータ１４は、マイコン１２に内蔵されていても、又は外付けでも良い。Ａ／Ｄコンバータ１４は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応したアナログ信号入力端子を備えており、それらを時分割で切り換えてＡ／Ｄ変換を行い、８ビットや１２ビット等のデジタルデータに変換して出力する。前記信号入力端子は、第１実施形態の比較器６と同様に、保護抵抗Ｒ２を介してモータ４の各相巻線の一端に接続されると共に、プルアップ抵抗Ｒ１により電源電圧ＶＢにプルアップされている。
【００３０】
図４相当図である図６において、マイコン１２は、ステップＳ５に替わるステップＳ７を実行する。ここでは、非通電相の電圧データをＶ１，通電相の電圧データをＶ２，Ｖ３とすると、電圧｛Ｖ１−（Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３）／３｝の符号の正負が反転したか否かを判断する。すなわち、電圧（Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３）／３は、モータ４の仮想中性点電圧に等しい。
【００３１】
以上のように構成される第２実施形態によれば、マイコン１２は、Ａ／Ｄコンバータ１４によりデジタルデータに変換された電圧を、ソフトウェア処理によりモータ４の仮想中性点電圧，つまり基準電圧と比較して誘起電圧のゼロクロス点を検出する。この場合、例えばデジタルフィルタを使用して、入力電圧に重畳されているノイズ成分を除去することも可能である。
【００３２】
（第３実施形態）
図７に示す第３実施形態では、第１実施形態と同様に比較器６を使用する。電源端子とグランドとの間には、抵抗Ｒ１，Ｒ２及びＲ３の直列回路が接続されており、抵抗Ｒ３には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１５が並列に接続されている。尚、抵抗Ｒ３の抵抗値は（Ｒ１＋Ｒ２）に設定されている。そして、比較器６の反転入力端子は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の共通接続点に接続されている。ＦＥＴ１５のゲートには、ＰＷＭ信号の論理を反転したものがゲート信号として付与されている。
【００３３】
第３実施形態ではバッテリ電圧ＶＢを分圧したものを比較器６の基準電圧として付与する。この場合、ＰＷＭ駆動におけるスイッチオン期間とスイッチオフ期間とで、基準電圧は以下のようになる。
スイッチオン期間：（Ｒ２・ＶＢ＋Ｒ１・ＶＢ／２）／（Ｒ１＋Ｒ２）
スイッチオフ期間：（Ｒ２・ＶＢ）／（Ｒ１＋Ｒ２）
【００３４】
以上のように構成される第３実施形態によれば、分圧抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値設定により基準電圧を微調整できる。但し、スイッチオフ期間の基準電圧が
｛（Ｒ１・ＶＦ／２）／（Ｒ１＋Ｒ２）｝だけ理論値からずれるので、その分ゼロクロス点の検出タイミングにずれが生じる。
【００３５】
（その他の実施形態）
比較器６の動作用電源は、必ずしもバッテリ電源にする必要は無い。
第１所定時間と第２所定時間の長短を逆に設定しても良い。
ゼロクロス点の検出禁止期間は、ターンオン時とターンオフ時とで同じ長さに設定しても良い。また、検出禁止期間は、必要に応じて設定すれば良い。
ハイサイドスイッチにＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いても良い。また、スイッチには、その他ＩＧＢＴやパワートランジスタ等を用いても良い。
【００３６】
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
【符号の説明】
【００３７】
図面中、１はインバータ回路、２はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、３はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、４はブラシレスＤＣモータ、６は比較器、１１は逆起電力検知部、１２はマイクロコンピュータ、１３はＰＷＭ信号出力部、Ｒ１はプルアップ抵抗、Ｒ２は保護抵抗を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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