(57)【要約】【課題】小型化した電流検出装置、及び小型化した電流検出装置を備える回転電機の制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】モータ１０に流れる相電流を検出する電流検出装置４０であって、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗと、ＴＡＤ４３ｂと、アーム電流検出部４４と、母線電流検出部４４と、振幅補正部４５と、を備える。ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗは、下アームスイッチＳｎの第１端子のそれぞれに接続され、接続点における電位を表すアナログ信号を数値データに変換する。ＴＡＤ４３ｂは、３個の下アームスイッチＳｎの第２端子とシャント抵抗２３との間の負極側母線Ｌｎに接続され、接続点における電位を表すアナログ信号を数値データに変換する。アーム電流検出部４４は、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗのそれぞれの出力とＴＡＤ４３ｂの出力との差分を算出し、算出した各差分に基づいて、モータ１０に流れる相電流Ｉｒｍを検出する。【選択図】図１
2019088036.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（２１）と、第１アームスイッチ（Ｓｐ，Ｓｎ）と第２アームスイッチ（Ｓｎ，Ｓｐ）の直列接続体を３つ備え、母線（Ｌｐ，Ｌｎ）を介して前記直流電源に接続されたインバータ（２０）と、前記直流電源と前記第２アームスイッチとを接続する母線に設けられたシャント抵抗（２３）と、前記インバータに接続された回転電機（１０）と、を備える回転電機システムに適用され、前記回転電機に流れる相電流を検出する電流検出装置（４０，４０Ａ）であって、
前記第１アームスイッチと接続される前記第２アームスイッチの端子を第１端子として、前記第１端子のそれぞれに接続され、接続点における電位を表すアナログ信号を数値データに変換するＡ／Ｄ変換回路である、３個の第１Ａ／Ｄ変換回路（４３ｕ，４３ｖ，４３ｗ）と、
前記母線と接続される前記第２アームスイッチの端子を第２端子として、３個の前記第２端子と前記シャント抵抗との間の母線に接続され、接続点における電位を表すアナログ信号を数値データに変換するＡ／Ｄ変換回路である、１個の第２Ａ／Ｄ変換回路（４３ｂ）と、
少なくとも２相分の前記第２アームスイッチがオン状態である期間において、オン状態である前記第２アームスイッチの前記第１端子に接続された前記第１Ａ／Ｄ変換回路のそれぞれの出力と前記第２Ａ／Ｄ変換回路の出力との差分を算出し、算出した差分に基づいて、前記回転電機に流れる少なくとも２相分の相電流を検出するアーム電流検出部（４４）と、
前記シャント抵抗に流れる母線電流を前記回転電機に流れる相電流として検出する母線電流検出部（４４）と、
前記母線電流検出部により検出された相電流である第１相電流に基づいて、前記アーム電流検出部により検出された少なくとも２相分の相電流である第２相電流のそれぞれの振幅を揃えるように、前記第２相電流を補正する振幅補正部（４５）と、を備える、
電流検出装置。
【請求項２】
前記シャント抵抗と前記直流電源との間に接続され、接続点における電位を表すアナログ信号を数値データに変換するＡ／Ｄ変換回路である、１個の第３Ａ／Ｄ変換回路（４３ａ）をさらに備え、
前記母線電流検出部は、前記第２Ａ／Ｄ変換回路と前記第３Ａ／Ｄ変換回路の出力の差分を算出し、算出した差分に基づいて、前記第１相電流を検出する、
請求項１に記載の電流検出装置。
【請求項３】
前記第１アームスイッチは、前記母線を介して前記直流電源の正極端子に接続された上アームスイッチであり、
前記第２アームスイッチは、前記母線を介して前記直流電源の負極端子に接続された下アームスイッチであり、
前記シャント抵抗の両端子のうち前記直流電源の側の端子は接地されており、
前記母線電流検出部は、前記第２Ａ／Ｄ変換回路の出力に基づいて、前記第１相電流を検出する、
請求項１に記載の電流検出装置。
【請求項４】
前記第Ａ／Ｄ変換回路は、オーバーサンプリングして使用される、
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電流検出装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の電流検出装置を備え、前記電流検出装置により検出された相電流に基づいて、前記回転電機の制御量を制御する回転電機の制御装置であって、
前記インバータの出力電圧の変調率に基づいて、前記第１相電流及び前記第２相電流の少なくとも一方を前記制御量の制御に用いる制御用電流として選択する電流選択部（５３）を備え、
前記振幅補正部は、前記電流選択部により前記第２相電流が前記制御用電流として選択された場合に、前記第２相電流を補正する、
回転電機の制御装置。
【請求項６】
前記電流選択部は、前記変調率が低変調領域にあると判定した場合に、前記第２相電流を前記制御用電流として選択し、前記変調率が前記低変調領域よりも高い高変調領域にあると判定した場合に、前記第１相電流を前記制御用電流として選択する、
請求項５に記載の回転電機の制御装置。
【請求項７】
前記電流選択部は、前記変調率が前記低変調領域と前記高変調領域とに挟まれた中変調領域にあると判定した場合に、前記第１相電流と前記第２相電流との平均を前記制御用電流として選択する、
請求項６に記載の回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、回転電機に流れる相電流を検出する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
回転電機に流れる相電流に基づいて制御される回転電機が知られている。このような回転電機を制御するためには、相電流を検出する電流検出装置が必要となる。特許文献１には、回転電機に適用される電流検出装置が記載されている。
【０００３】
特許文献１に記載の電流検出装置は、母線に接続されたシャント抵抗の両端子に接続された信号線をＡ／Ｄ変換回路に接続して、Ａ／Ｄ変換回路の出力から母線電流を検出している。また、特許文献１に記載の電流検出装置は、３相のインバータが備える３個の下アームスイッチの入出力端子に接続された信号線をＡ／Ｄ変換回路に接続して、Ａ／Ｄ変換回路の出力から少なくとも２相の相電流を検出している。そして、特許文献１に記載の電流検出装置は、母線電流に基づいて相電流の振幅を補正して用いている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１７−１２３７３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に記載の電流検出装置は、少なくとも２相の相電流を検出するために、３個の下アームスイッチに合計６本の信号線を接続するため、大型になるという問題がある。
本開示は、上記実情に鑑みてなされたものであり、小型化した電流検出装置、及び小型化した電流検出装置を備える回転電機の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示は、直流電源（２１）と、第１アームスイッチ（Ｓｐ，Ｓｎ）と第２アームスイッチ（Ｓｎ，Ｓｐ）の直列接続体を３つ備え、母線（Ｌｐ，Ｌｎ）を介して直流電源に接続されたインバータ（２０）と、直流電源と第２アームスイッチとを接続する母線に設けられたシャント抵抗（２３）と、インバータに接続された回転電機（１０）と、を備える回転電機システムに適用され、回転電機に流れる相電流を検出する電流検出装置であって、３個の第１Ａ／Ｄ変換回路（４３ｕ，４３ｖ，４３ｗ）と、１個の第２Ａ／Ｄ変換回路（４３ｂ）と、アーム電流検出部（４４）と、母線電流検出部（４４）と、振幅補正部（４５）と、を備える。
【０００７】
３個の第１Ａ／Ｄ変換回路は、第１アームスイッチと接続される第２アームスイッチの端子を第１端子として、第１端子のそれぞれに接続され、接続点における電位を表すアナログ信号を数値データに変換する。第２Ａ／Ｄ変換回路は、母線と接続される第２アームスイッチの端子を第２端子として、３個の第２端子とシャント抵抗との間の母線に接続され、接続点における電位を表すアナログ信号を数値データに変換する。アーム電流検出部は、少なくとも２相分の第２アームスイッチがオン状態である期間において、オン状態である第２アームスイッチの第１端子に接続された第１Ａ／Ｄ変換回路の出力のそれぞれと第２Ａ／Ｄ変換回路の出力との差分を算出し、算出した差分に基づいて、回転電機に流れる少なくとも２相分の相電流を検出する。母線電流検出部は、シャント抵抗に流れる母線電流を回転電機に流れる相電流として検出する。振幅補正部は、母線電流検出部により検出された相電流である第１相電流に基づいて、アーム電流検出部により検出された少なくとも２相分の相電流である第２相電流のそれぞれの振幅を揃えるように、前記第２相電流を補正する。
【０００８】
本開示によれば、３個の第１Ａ／Ｄ変換回路によって、オン状態の下アームスイッチの第１端子における電位が数値データとして出力され、１個の第２Ａ／Ｄ変換回路によって、第２端子の電位が数値データとして出力される。そして、少なくとも２個の第１Ａ／Ｄ変換回路の出力のそれぞれと、第２Ａ／Ｄ変換回路の出力との差分が算出され、算出された差分に基づいて、少なくとも２相分の相電流である第２相電流が検出される。つまり、下アームスイッチの第２端子のそれぞれの電位は共通の第２Ａ／Ｄ変換回路によって取得され、下アームスイッチの第１端子のそれぞれの電位は個別の第１Ａ／Ｄ変換回路によって取得される。そのため、従来と比べて、インバータと各Ａ／Ｄ変換回路とを接続する信号線を６本から４本に減らすことができるため、小型化した電流検出装置を実現することができる。また、各下アームスイッチの第２端子の電位を共通にして、第１端子と第２端子の電位差を算出しているため、下アームごとの電位差を精度よく比較することができる。
【０００９】
なお、この欄及び特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本開示の技術的範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態のモータ制御システムの全体構成を示す図である。
【図２】Ａ／Ｄ変換回路の構成を示すブロック図である。
【図３】Ａ／Ｄ変換回路をオーバーサンプリングして使用した場合におけるノイズシェープの一例を示す図である。
【図４】電圧ベクトルと母線電流及びアーム電流により取得可能な相電流との関係を示す図である。
【図５】アーム電流及び母線電流の検出タイミングの一例を示すタイムチャートである。
【図６】電圧ベクトルＶ０のときの電流の流通態様を示す回路図である。
【図７】電圧ベクトルＶ１のときの電流の流通態様を示す回路図である。
【図８】電圧ベクトルＶ２のときの電流の流通態様を示す回路図である。
【図９】変調率と有効電圧ベクトル及びゼロ電圧ベクトルの出現時間との関係を示す図である。
【図１０】電流の検出タイミングの他の一例を示すタイムチャートである。
【図１１】電流の検出タイミングの別の他の一例を示すタイムチャートである。
【図１２】ＭＯＳＥＦＴの個体差及び温度に起因した電圧降下量のばらつきを示す図である。
【図１３】アーム電流から取得可能な各相電流の推移を示すタイムチャートである。
【図１４】母線電流から取得可能な各相電流の推移を示すタイムチャートである。
【図１５】振幅補正部の詳細を示すブロック図である。
【図１６】第２実施形態のモータ制御システムの全体構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照しながら、本開示を実施するための形態を説明する。
（第１実施形態）
＜１．全体構成＞
まず、第１実施形態の電流検出装置及びこの電流検出装置を備える回転電機の制御装置を適用したモータ制御システムの構成について、図１を参照して説明する。第１実施形態のモータ制御システムは、モータ１０と、インバータ２０と、制御装置３０とを備えている。
【００１２】
モータ１０は、車載補機を駆動するために用いられる３相の同期機である。同期機としては、例えば永久磁石同期機が挙げられる。車載補機としては、例えば、ラジエータファン、エアコンのブロワ、ウォーターポンプが挙げられる。
【００１３】
インバータ２０は、モータ１０を駆動する駆動回路である。インバータ２０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのそれぞれと、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのそれぞれとが直列に接続した３つの直列接続体を備えている。以下では、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐをまとめて上アームスイッチＳｐと称し、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎをまとめて下アームスイッチＳｎと称する。さらに、上アームスイッチＳｐと下アームスイッチＳｎをまとめてアームスイッチＳｐｎと称する。
【００１４】
本実施形態では、アームスイッチＳｐｎとして、電圧制御型の半導体スイッチング素子が用いられている。具体的には、アームスイッチＳｐｎとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられており、各アームスイッチＳｐｎには寄生ダイオードが逆並列に接続されている。各アームスイッチＳｐｎは、制御装置３０から出力された制御信号に応じてオン又はオフする。
【００１５】
Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の上アームスイッチＳｐと下アームスイッチＳｎの接続点には、それぞれ、モータ１０の対応する相の巻線の第１端（図示なし）が接続されている。また、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の第２端は互いに中性点で接続されている。
【００１６】
上アームスイッチＳｐのドレイン端子は、直流電源であるバッテリ２１の正極端子に接続される正極側母線Ｌｐに接続されている。下アームスイッチＳｎのソース端子は、バッテリ２１の負極端子に接続される負極側母線Ｌｎに接続されている。バッテリ２１の負極端子は、接地されている。正極側母線Ｌｐと負極側母線Ｌｎとは、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２２によって接続されている。また、負極側母線Ｌｎにはシャント抵抗２３が設けられている。具体的には、シャント抵抗２３は、３個の下アームスイッチＳｎのソース端子と負極側母線Ｌｎの接続点とバッテリ２１の負極端子との間に接続されている。なお、本実施形態では、上アームスイッチＳｐが第１アームスイッチ、下アームスイッチＳｎが第２アームスイッチ、下アームスイッチＳｎのドレイン端子が第１端子に相当し、下アームスイッチＳｎのソース端子が第２端子に相当する。
【００１７】
＜２．制御装置＞
次に、制御装置３０について図１を参照して説明する。制御装置３０は、マイクロコンピュータを主体として構成されており、モータ１０の回転速度を指令回転速度Ｎｔｇｔに制御するように、モータ１０に流れる相電流に基づいて、インバータ２０の各アームスイッチＳｐｎのオン及びオフを制御する。本実実施形態において、制御装置３０は、特開２００４−６４８６０号公報の図１に記載された手法により、ホール素子やレゾルバ等の回転角速度検出部により検出されるモータ１０の回転角情報を用いることなく、モータ１０の回転速度を制御する。
【００１８】
具体的には、制御装置３０は、電流検出装置４０と、ゲイン算出部５１と、メモリ５２と、電流選択部５３と、振幅設定部３１と、電圧位相設定部３２と、基本関数生成部３３と、基本関数積分器３４と、目標積分値設定部３５と、第１偏差算出部３６と、ゲイン乗算部３７と、第２偏差算出部３８と、を備える。
【００１９】
振幅設定部３１は、モータ１０の指令回転速度Ｎｔｇｔに基づいて、インバータ２０の電圧ベクトルの振幅である電圧振幅を設定する。具体的には、振幅設定部３１は、例えば、指令回転速度Ｎｔｇｔと電圧振幅とが関係付けられたマップに基づいて、電圧振幅を設定する。本実施形態では、電圧振幅は、ｄ軸電圧Ｖｄの二乗値とｑ軸電圧Ｖｑの二乗値との和の平方根として定義される。ｄ軸及びｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑは、電圧ベクトルのｄ軸及びｑ軸成分である。指令回転速度Ｎｔｇｔは、例えば、制御装置３０よりも上位の制御装置から制御装置３０へ入力される。
【００２０】
電圧位相設定部３２は、電圧ベクトルの位相の基本値である電圧位相基本値を設定する。電圧ベクトルの位相は、例えば、ｄ軸と電圧ベクトルのなす角度として定義される。電圧位相設定部３２は、例えば、指令回転速度Ｎｔｇｔと電圧位相基本値とが関係付けられたマップに基づいて、電圧位相基本値を設定する。
【００２１】
基本関数生成部３３は、指令回転速度Ｎｔｇｔに基づいて決定されるモータ１０の電気角速度と、後述する第２偏差算出部３８により補正された電圧位相基本値と、に基づいて、モータ１０の３相それぞれの印加電圧の正弦波基本関数を生成する。３相それぞれの正弦波基本関数は、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれた正弦波信号である。
【００２２】
基本関数積分器３４は、基本関数生成部３３により生成された正弦波基本関数を積分期間において積分することにより、基本関数積分値を算出する。基本関数積分器３４は、後述する電流選択部５３から出力された相電流に基づいて、積分期間を決定する。基本関数積分値は、モータ１０に流れる相電流と正弦波基本関数との位相差の相関値である。
【００２３】
目標積分値設定部３５は、指令回転速度Ｎｔｇｔに基づいて目標積分値を設定する。目標積分値は、モータ１０に流れる相電流と正弦波基本値との目標位相差に対応する正弦波基本関数の積分値である。目標積分値設定部３５は、例えば、指令回転速度Ｎｔｇｔと目標積分値とが関係付けられたマップに基づいて、目標積分値を設定する。
【００２４】
第１偏差算出部３６は、目標積分値設定部３５により設定された目標積分値から、基本関数積分器３４により算出された基本関数積分値を減算することにより、積分値の偏差を算出する。
【００２５】
ゲイン乗算部３７は、第１偏差算出部３６により算出された積分値の偏差に、ゲインＡを乗算する。
第２偏差算出部３８は、電圧位相設定部３２により設定された電圧位相基本値から、積分値の偏差とゲインＡとの乗算値を減算することにより、電圧位相基本値を補正する。第２偏差算出部３８は、補正した電圧位相基本値を基本関数生成部３３へ入力する。
【００２６】
信号生成部３９は、振幅設定部３１により設定された電圧振幅と、基本関数生成部３３により生成された正弦波基本関数と、に基づいて、３相変調により、制御信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。制御信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎは、それぞれ、上又は下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオン又はオフするＰＷＭ信号である。
【００２７】
詳しくは、信号生成部３９は、電圧振幅及び正弦波基本関数に基づいて、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の指令デューティ比Ｄｕｔｙｕ，Ｄｕｔｙｖ，Ｄｕｔｙｗを算出する。本実施形態において、指令デューティ比Ｄｕｔｙｕ，Ｄｕｔｙｖ，Ｄｕｔｙｗは、正弦波信号であり、バッテリ２１の端子間電圧Ｖｄｄによって規格化されている。信号生成部３９は、３相のそれぞれにおいて、指令デューティ比とキャリア信号ＳｉｇＣとの大小比較に基づくパルス幅変調により、制御信号を生成する。本実施形態において、キャリア信号ＳｉｇＣは、漸増速度と漸減速度とが等しい三角波信号である。各相において、上アームスイッチＳｐに対する制御信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、下アームスイッチＳｎに対する制御信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、各相において、上アームスイッチＳｐと下アームスイッチＳｎは交互にオンされる。
【００２８】
さらに、信号生成部３９は、後述するＴＡＤ４３に入力するパルス信号ＰＡ及びサンプリングクロックＰＢを生成する。また、信号生成部３９は、後述する電流検出部４４に入力するシャントタイミング及びアームタイミングを生成する。
【００２９】
なお、温度センサ２４と、ゲイン算出部５１と、メモリ５２と、電流選択部５３と、電流検出装置４０についての説明は後述する。
＜３．電流検出装置＞
次に、電流検出装置４０について説明する。電流検出装置４０は、５個のレベルシフト回路４１ａ，４１ｂ，４１ｕ，４１ｖ，４１ｗと、３個の保護回路４２ｕ，４２ｖ，４２ｗと、５個のＴＡＤ４３ａ，４３ｂ，４３ｕ，４３ｖ，４３ｗと、電流検出部４４と、振幅補正部４５と、を備える。以下では、５個のレベルシフト回路４１ａ，４１ｂ，４１ｕ，４１ｖ，４１ｗをまとめてレベルシフト回路４１と称し、３個の保護回路４２ｕ，４２ｖ，４２ｗをまとめて保護回路４２と称する。また、５個のＴＡＤ４３ａ，４３ｂ，４３ｕ，４３ｖ，４３ｗをまとめてＴＡＤ４３と称する。
【００３０】
レベルシフト回路４１ａは、シャント抵抗２３とバッテリ２１の負極端子との間に接続されている。レベルシフト回路４１ｂは、３個の下アームスイッチＳｎのソース端子とシャント抵抗２３との間に接続されている。そして、レベルシフト回路４１ａ，４１ｂには、それぞれＴＡＤ４３ａ，４３ｂが接続されている。また、レベルシフト回路４１ｕ，４１ｖ，４１ｗは、それぞれ、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのドレイン端子に接続されている。そして、レベルシフト回路４１ｕ，４１ｖ，４１ｗには、それぞれ、保護回路４２ｕ，４２ｖ，４２ｗが接続されており、保護回路４２ｕ，４２ｖ，４２ｗには、それぞれ、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗが接続されている。
【００３１】
すなわち、ＴＡＤ４３ａは、レベルシフト回路４１ａを介して、シャント抵抗２３とバッテリ２１の負極端子との間に接続されており、ＴＡＤ４３ｂは、レベルシフト回路４１ｂを介して、３個の下アームスイッチＳｎのソース端子とシャント抵抗２３との間に接続されている。また、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗは、それぞれ、レベルシフト回路４１ｕ，４１ｖ，４３ｗ及び保護回路４２ｕ，４２ｖ，４２ｗを介して、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのドレイン端子に接続されている。
【００３２】
レベルシフト回路４１は、ＴＡＤ４３の動作電圧を設定する回路である。保護回路４２は、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗに入力される電圧を所定の範囲内に抑制して、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗを保護する回路である。上アームスイッチＳｐがオン状態のとき、下アームスイッチＳｎのドレイン端子には、比較的大きな電圧が印加されるため、ドレイン端子に印加される電圧がそのままＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗに入力されると、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗを破損するおそれがある。そこで、保護回路４２が設けられている。なお、シャント抵抗２３の両端子には比較的小さな電圧しか印加されないため、レベルシフト回路４１ａ，４１ｂとＴＡＤ４３ａ，４３ｂとの間に保護回路は必要ないが、保護回路を設けてもよい。本実施形態では、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗが第１Ａ／Ｄ変換回路に相当し、ＴＡＤ４３ｂが第２Ａ／Ｄ変換回路に相当し、ＴＡＤ４３ａが第３Ａ／Ｄ変換回路に相当する。
【００３３】
ＴＡＤ４３は、アナログ入力信号Ｖｉｎを数値データに変換して出力する時間Ａ／Ｄ変換回路である。ＴＡＤ４３ａは、シャント抵抗２３のバッテリ２１側の端子の電位をアナログ入力信号Ｖｉｎとし、バッテリ２１側の端子の電位を数値データで出力する。ＴＡＤ４３ｂは、シャント抵抗２３の下アームスイッチＳｎ側の端子の電位、すなわち下アームスイッチＳｎのソース端子の電位をアナログ入力信号Ｖｉｎとし、下アームスイッチＳｎのソース端子の電位を数値データで出力する。ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗは、それぞれ、下アームスイッチＳｎのドレイン端子の電位をアナログ入力信号Ｖｉｎとし、下アームスイッチＳｎのドレイン端子の電位を数値データで出力する。以下に、ＴＡＤ４３の構成について詳細を説明する。
【００３４】
図２に示すように、ＴＡＤ４３は、ディレイライン４３１と、カウンタ回路４３２と、ラッチ＆エンコーダ４３４と、ラッチ回路４３３，４３５と、加算器４３６と、を備える。
ディレイライン４３１は、複数の遅延ユニットがリング状に連結されて構成されている。複数の遅延ユニットは、１個のＮＡＮＤ回路と３１個のインバータ回路とを含む。本実施形態では、ディレイライン４３１は、３１個のインバータ回路を備えているが、インバータ回路の個数は任意の個数でもよい。ＮＡＮＤ回路及びインバータ回路としては、例えば、ＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタとを有するＣＭＯＳゲート回路を採用できる。
【００３５】
ディレイライン４３１には、駆動電源としてアナログ入力信号Ｖｉｎが供給される。また、ＮＡＮＤ回路の入力端子には、伝送用のパルス信号ＰＡが入力される。ＮＡＮＤ回路に入力されるパルス信号ＰＡがローレベルからハイレベルに変化すると、ディレイライン４３１は動作を開始し、パルス信号ＰＡがディレイライン４３１を周回する。ディレイライン４３１は、パルス信号ＰＡが停止することなく周回を続けるように構成されている。
【００３６】
そして、各遅延ユニットは、パルス信号ＰＡを、アナログ入力信号Ｖｉｎに応じた時間、遅延させつつ伝搬する。つまり、ディレイライン４３１は、所定期間にパルス信号ＰＡが通過する遅延ユニットの通過個数が、アナログ入力信号Ｖｉｎである電位の大きさに応じた個数となるように構成されている。よって、所定期間における遅延ユニットの通過個数を数値化することによって、アナログ入力信号Ｖｉｎを数値データに変換することができる。
【００３７】
カウンタ回路４３２は、パルス信号ＰＡがディレイライン４３１を周回する回数をカウントする。ラッチ回路４３３は、サンプリングクロックＰＢの入力を受け、サンプリング周期ごとに、カウンタ回路４３２の出力をラッチする。本実施形態では、周回回数を１７ビットの数値データで表す。ラッチ＆エンコーダ４３４は、サンプリングクロックＰＢの入力を受け、サンプリング周期ごとに、ディレイライン４３１内でのパルス信号ＰＡの位置を繰り返し数値化する。そして、本実施形態では、パルス信号ＰＡの位置を５ビットの数値データで表す。
【００３８】
そして、パルス信号ＰＡの周回回数を上位ビットデータとし、ディレイライン４３１内でのパルス信号ＰＡの位置を下位ビットデータとする、２２ビットの位置データＤＴｐが生成される。生成された２２ビットの位置データＤＴｐは、ラッチ回路４３５と加算器４３６に入力される。ラッチ回路４３５は、入力された最新の位置データＤＴｐを保持するとともに、最新の位置データＤＴｐの直前に保持していた位置データＤＴｐを比較値として加算器４３６へ出力する。加算器４３６は、最新の位置データＤＴｐから比較値を減算して、２２ビットの数値データＤＴを生成する。この数値データＤＴが、アナログ入力信号Ｖｉｎに対応する数値化された電位である。
【００３９】
ここで、ＴＡＤ４３は、オーバーサンプリングして使用される。例えば、信号生成部３９は、オーバーサンプリング比が２５となるサンプリングクロックＰＢを生成し、ＴＡＤ４３では、２５倍のオーバーサンプリングが実行される。これにより、図３に示すように、ＴＡＤ４３の出力はノイズシェーピングの効果を得て、出力の分解能が向上する。さらに、ＴＡＤ４３は、ＴＡＤ４３の出力に２次ローパスフィルタを適用してノイズを低減し、出力の分解能を向上させてもよい。２５倍のオーバーサンプリングと２次ローパスフィルタを組み合わせて適用することで、オーバーサンプリング及び２次ローパスフィルタを適用しない場合よりも、ＴＡＤ４３の出力の分解能を５倍上げることができる。
【００４０】
電流検出部４４は、シャント抵抗２３を流れる母線電流ＩＤＣを相電流として検出する。詳しくは、電流検出部４４は、ＴＡＤ４３ｂとＴＡＤ４３ａとの出力の差分を算出し、算出した出力の差分に基づいて、母線電流ＩＤＣを相電流として検出する。算出したＴＡＤ４３ｂとＴＡＤ４３ａとの出力の差分は、シャント抵抗２３の電圧降下量に相当する。
【００４１】
図４に示すように、インバータ２０の電圧ベクトルが有効ベクトルＶ１〜Ｖ６となる期間において、シャント抵抗２３には電圧ベクトルに応じた１相分の相電流が流れる。このため、電流検出部４４は、ＴＡＤ４３ｂとＴＡＤ４３ａとの出力の差分に基づいて、電圧ベクトルに応じた１相分の相電流を検出できる。図５に示すように、キャリア信号ＳｉｇＣの１周期において２種類の有効電圧ベクトルがそれぞれ２回出現するため、電流検出部４４は、キャリア信号ＳｉｇＣの１周期において、２相分の相電流をそれぞれ２回検出することができる。図５は、キャリア信号ＳｉｇＣの１周期において、電圧ベクトルが偶数電圧ベクトルＶ２となる期間に母線電流ＩＤＣをＷ相の相電流Ｉｗとして検出し、電圧ベクトルが奇数電圧ベクトルＶ１となる期間に母線電流ＩＤＣをＵ相電流Ｉｕとして検出する例を示す。本実施形態では、母線電流ＩＤＣが第１相電流に相当する。
【００４２】
また、図７は、電圧ベクトルが奇数電圧ベクトルＶ１となる期間における、ＴＡＤ４３ｂとＴＡＤ４３ａとの出力の差分に基づいて、Ｕ相電流Ｉｕが検出できることを示す。図８は、電圧ベクトルが偶数電圧ベクトルＶ２となる期間における、ＴＡＤ４３ｂとＴＡＤ４３ａとの出力の差分に基づいて、Ｗ相電流Ｉｗが検出できることを示す。
【００４３】
電流検出部４４は、信号生成部３９から出力されたシャントタイミングにおいて、母線電流ＩＤＣを検出する。信号生成部３９は、生成した各制御信号に基づいて電圧ベクトルを算出し、算出した電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６であると判定した場合に、電流検出部４４へシャントタイミングを出力する。具体的には、信号生成部３９は、電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の何れかであると判定したタイミングから、基底時間Ｔｓｔａ経過したタイミングをシャントタイミグとして出力する。規定時間Ｔｓｔａは、電圧ベクトルが切り替えられてから相電流のリンギングが収束するまでの時間である。
【００４４】
なお、本実施形態では、シャント抵抗２３を流れる電流について、シャント抵抗２３の両端子のうちインバータ２０側からバッテリ２１の負極端子側へと流れる電流方向を正と定義している。また、実際の相電流について、インバータ２０側からモータ１０側へと流れる電流方向を正と定義している。このため、図４に示す母線電流ＩＤＣの欄では、シャント抵抗２３により検出される相電流の符号と、実際の相電流の符号とが異なる場合に負の符号が付されている。
【００４５】
また、電流検出部４４は、オン状態である下アームスイッチＳｎのソース端子とドレイン端子との端子間電圧Ｖｄｓに基づいて、少なくとも２相分の相電流を検出する。詳しくは、電流検出部４４は、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗのそれぞれとＴＡＤ４３ｂとの出力の差分を算出し、各出力の差分に基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗを検出する。算出したＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗのそれぞれとＡＤ４３ｂとの出力の差分は、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの端子間電圧Ｖｄｓに相当する。なお、以下では、電流検出部４４により検出されるＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｖを、まとめて相電流Ｉｒｍと称する。
【００４６】
図４に示すように、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６に応じて、オン期間中の下アームスイッチＳｎに１〜３相分の相電流が流れる。モータ１０の回転速度制御には少なくとも２相分の相電流が必要である。よって、本実施形態において、電流検出部４４は、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０となる期間において、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの端子間電圧Ｖｄｓに基づいて、３相分の相電流を検出する。図５は、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０となる期間のうちキャリア信号ＳｉｇＣが極値となるタイミングにおいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗを検出する例を示す。
【００４７】
また、図６は、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０となる期間において、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗのそれぞれとＴＡＤ４３ｂとの出力の差分に基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗが検出できることを示す。本実施形態では、相電流Ｉｒｍが第２相電流に相当する。
【００４８】
電流検出部４４は、信号生成部３９から出力されたアームタイミングにおいて、相電流Ｉｒｍを検出する。信号生成部３９は、算出した電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０であると判定した場合に、電流検出部４４へアームタイミングを出力する。具体的には、例えば、信号生成部３９は、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０である期間が、規定時間Ｔｓｔａを２倍した期間以上になったと判定した場合に、ゼロ電圧ベクトルＶ０である期間のうちキャリア信号ＳｉｇＣが極大値となるタイミング及び／又は極小値となるタイミングをアームタイミングとして出力する。電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０である期間が規定時間Ｔｓｔａを２倍した期間以上であるとの条件は、リンギングが発生する期間にアームタイミングが含まれることを回避するための条件である。
【００４９】
なお、本実施形態では、下アームスイッチＳｎのドレイン電位がソース電位よりも高い場合の端子間電圧Ｖｄｓの符号を正と定義する。また、実際の相電流について、上述したようにインバータ２０側からモータ１０側へと流れる電流方向を正と定義する。このため、図４に示すアーム電流の欄では、端子間電圧Ｖｄｓの符号と実際の相電流の符号とが異なる場合に負の符号を付している。
【００５０】
振幅補正部４５は、電流検出部４４により検出された母線電流ＩＤＣに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗのそれぞれの振幅を揃えるように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗを補正する。
【００５１】
図１２に示すように、下アームスイッチＳｎのそれぞれに所定のドレイン電流Ｉｄが流れる場合における、下アームスイッチＳｎのそれぞれの端子間電圧Ｖｄｓは、下アームスイッチＳｎのそれぞれの個体差及び温度によってばらつく。図１２は、個体差によるばらつきを下アームスイッチＳｎが比較的高温となる場合について示す。各相の端子間電圧Ｖｄｓがばらつくと、検された３相分の相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗの振幅がばらつくことになる。
【００５２】
図１３は、電流検出部４４により検出されたＵ相電流Ｉｒｍｕの振幅と、Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗの振幅とがずれている例を示す。振幅がばらついた相電流Ｉｒｍをモータ１０の回転速度制御に用いると、回転速度が変動するなど、回転速度の制御性が低下する可能性がある。
【００５３】
ここで、電流検出部４４により検出された母線電流ＩＤＣは、単一の素子の電圧降下量から検出されるため、図９に示すように、素子の個体差に起因したばらつきがない。このため、電流検出部４４により検出された母線電流ＩＤＣを、電流検出部４４により検出された相電流Ｉｒｍのそれぞれの振幅のばらつきを低減するために用いることができる。
【００５４】
詳しくは、振幅補正部４５は、ゲイン算出部５１によって算出された各相の補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗを用いて、相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗの振幅を補正する。
図１５に示すように、ゲイン算出部５１は、補正ゲイン算出部５１ａと温度補正部５１ｂとを備える。補正ゲイン算出部５１ａは、図１４に示すように、１８０°に亘る電気角範囲において、電流検出部４４により順次検出された母線電流ＩＤＣであるＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗのピーク値を取得する。以下では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗをまとめて相電流Ｉｓと称する。本実施形態では、３相の相電流Ｉｓのそれぞれのピーク値の符号を、正又は負に合わせる。なお、ピーク値は、例えばピークホールド回路により検出すればよい。
【００５５】
補正ゲイン算出部５１ａは、電流検出部４４により検出されたＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗのピーク値を取得する。本実施形態では、３相の相電流Ｉｒｍのピーク値の符号を、３相の相電流Ｉｓの符号に合わせる。補正ゲイン算出部５１ａは、相電流Ｉｓｕ，Ｉｓｖ，Ｉｓｗの各ピーク値を、相電流Ｉｒｍｕ，Ｉｒｍｖ，Ｉｒｍｗの各ピーク値でそれぞれ除算し、各除算値の絶対値を補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗとして算出する。以下では、補正ゲインＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗをまとめて補正ゲインＧと称する。
【００５６】
温度補正部５１ｂは、温度センサ２４により検出されたシャント抵抗２３の温度（以下、検出温度Ｔｓ）が高いほど、補正ゲインＧが低くなるように補正する。温度センサ２４は、シャント抵抗２３の温度を検出する温度検出部である。
【００５７】
シャント抵抗２３の温度が高いほど、シャント抵抗２３の抵抗値が大きくなる。このため、所定の相電流Ｉｓがシャント抵抗２３に流れる場合に、シャント抵抗２３の温度が高いほど、シャント抵抗２３の電圧降下量が大きくなり、電流検出部４４により検出される相電流Ｉｓが大きくなる。したがって、本実実施形態では、相電流Ｉｓの検出精度を高めるために、検出温度Ｔｓが高いほど、相電流Ｉｓが小さくなるように、補正ゲインＧを小さく補正する。具体的な補正手法は、例えば以下に説明する手法を採用することができる。
【００５８】
温度補正部５１ｂは、検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆと同じ場合、温度補正係数Ｋｔ（＞０）を１に設定する。また、温度補正部５１ｂは、検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆに対して大きいほど温度補正係数Ｋｔを小さく設定し、検出温度Ｔｓが基準温度Ｔｒｅｆに対して小さいほど温度補正係数Ｋｔを大きく設定する。そして、温度補正部５１ｂは、温度補正係数Ｋｔを補正ゲインＧのそれぞれに乗算することにより、補正ゲインＧのそれぞれを補正し、補正ゲインＧを振幅補正部４５及びメモリ５２へ入力する。
【００５９】
振幅補正部４５は、電流検出部４４により検出された相電流Ｉｒｍのそれぞれに補正ゲインＧのそれぞれを乗算することにより、相電流Ｉｒｍのそれぞれを補正する。これにより、相電流Ｉｒｍの相ごとの振幅のばらつきが低減される。
【００６０】
メモリ５２には、電流検出部４４により検出された相電流Ｉｒｍの補正機会を増やすために、温度補正部５１ｂから出力された補正ゲインＧが記憶される。ここで、補正ゲインＧの算出には、電流検出部４４により検出された相電流Ｉｒｍと相電流Ｉｓの両方が必要なため、補正ゲインＧが算出可能な変調領域は中変調領域のみである。すなわち、補正ゲインＧは、低変調領域及び高変調領域では算出することができない。モータ１０の起動時における変調率Ｍｒは低変調領域にあるため、モータ１０の起動時においては補正ゲインＧを算出できない。
【００６１】
このため、変調率Ｍｒが中変調領域にある場合において、算出された補正ゲインＧをメモリ５２に記憶させる。これにより、モータ１０の次回の起動時において、メモリ５２に記憶されている補正ゲインＧを用いて、電流検出部４４により検出された相電流Ｉｒｍを補正することができる。
【００６２】
＜５．電流選択＞
電流選択部５３は、インバータ２０の出力電圧の変調率Ｍｒに基づいて、電流検出部４４により検出された相電流Ｉｓ及び相電流Ｉｒｍの少なくとも一方を、モータ１０の制御量の制御に用いる制御用電流として選択する。本実施形態において、変調率Ｍｒはデューティ比率の振幅に相当する。電流選択部５３は、電圧ベクトルが切り替えられた直後において、相電流にリンギングが生じることに起因して、相電流の検出精度が低下することを回避するために設けられている。
【００６３】
具体的には、電流選択部５３は、変調率Ｍｒが低変調領域であると判定した場合に、振幅補正部４５から出力された３相分の相電流Ｉｒｍを制御用電流として選択し、選択した３相部の相電流Ｉｒｍを基本関数積分器３４へ出力する。図９に示すように、低変調領域は、変調率Ｍｒが０以上且つ第１規定値Ｍ１未満の領域である。第１規定値Ｍ１は、電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとされる時間が、電圧ベクトルが切り替えられてからリンギングが収束するまでの規定時間Ｔｓｔａと等しくなる変調率Ｍｒに設定されている。有効電圧ベクトルとされる時間は、変調率Ｍｒが大きくなるほど長くなる。図１０は、変調率Ｍｒが低変調領域にある場合において、ゼロ電圧ベクトルＶ０となる期間のうち、キャリア信号ＳｉｇＣが極大値となるタイミングが相電流Ｉｍｒの検出タイミングＴＤ、つまりアームタイミングとなることを示す。
【００６４】
また、電流選択部５３は、変調率Ｍｒが中変調領域にあると判定した場合に、電流検出部４４により検出された３相のそれぞれについて、電流検出部４４により検出された相電流Ｉｍｒと相電流Ｉｓとの平均値を、制御量電流として選択する。そして、電流選択部５３は、選択した平均値を基本関数積分器３４へ出力する。図９に示すように、中変調領域は、変調率Ｍｒが第１規定値Ｍ１以上且つ第２規定値Ｍ２未満の領域である。ここで、平均値を算出するのは、電流検出部４４により検出された相電流Ｉｍｒ及び相電流Ｉｓのいずれかにノイズが混入する場合であっても、その影響を緩和するためである。なお、第２規定値Ｍ２は、電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０とされる時間が、規定時間Ｔｓｔａと等しくなる変調率Ｍｒに設定されている。ゼロ電圧ベクトルＶ０とされる時間は、変調率Ｍｒが大きくなるほど短くなる。
【００６５】
さらに、電流選択部５３は、変調率Ｍｒが高変調領域にあると判定した場合に、電流検出部４４により検出された、１相の相電流に対応する相電流Ｉｓを制御用電流として順次選択し、選択した相電流Ｉｓを基本関数積分器３４へ順次出力する。図１１は、有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２となる期間のうち、電圧ベクトルが切り替えられてから規定時間Ｔｓｔａが経過したタイミングが、相電流Ｉｓの検出タイミングＴＤ、つまりシャントタイミングとなることを示す。
【００６６】
＜６．効果＞
以上説明した第１実施形態によれば、以下の効果が得られる。
（１）ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗによって、オン状態の下アームスイッチＳｎのドレイン端子の電位が数値データとして出力され、ＴＡＤ４３ｂによって、オン状態の下アームスイッチＳｎのソース端子の電位が数値データとして出力される。そして、ＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗの出力のそれぞれと、ＴＡＤ４３ｂの出力との差分が算出され、算出された差分に基づいて、相電流Ｉｍｒｕ，Ｉｍｒｖ，Ｉｍｒｗが検出される。つまり、各下アームスイッチＳｎのソース端子の電位は共通のＴＡＤ４３ｂによって取得され、各下アームスイッチＳｎのドレイン端子の電位は個別のＴＡＤ４３ｕ，４３ｖ，４３ｗによって取得される。そのため、従来と比べて、インバータ２０と相電流Ｉｍｒを検出するためのＴＡＤ４３とを接続する信号線を、６本から４本に減らすことができるため、従来よりも小型化した電流検出装置４０を実現することができる。また、各下アームスイッチＳｎのソース端子の電位を共通にして、各下アームスイッチＳｎのドレイン端子とソース端子の電位差を算出しているため、下アームスイッチＳｎごとの電位差を精度よく比較することができる。
【００６７】
（２）ＴＡＤ４３ａをさらに備えることにより、ＴＡＤ４３ａとＴＡＤ４３ｂの出力の差分、すなわちシャント抵抗の電圧降下量を算出することができる。したがって、ＴＡＤ４３ａとＴＡＤ４３ｂの出力の差分に基づいて、母線電流ＩＤＣを検出することができる。
【００６８】
（３）ＴＡＤ４３はオーバーサンプリングをして使用される。よって、ノイズシェーピングを実現して、ＴＡＤ４３の出力値の分解能を向上させることができる。
（４）変調率Ｍｒに基づいて、相電流Ｉｍｒ及び相電流Ｉｓの少なくとも一方を制御用電流として選択することにより、電圧ベクトルが切り替えられた直後において、相電流にリンギングが生じることに起因して、制御用電流の検出精度が低下することを回避することができる。
【００６９】
（５）変調率Ｍｒが中変調領域にある場合には、相電流Ｉｍｒと相電流Ｉｓの両方を検出できる。よって、相電流Ｉｍｒと相電流Ｉｓの平均を制御用電流とすることにより、相電流Ｉｍｒと相電流Ｉｓのいずれかにノイズが混入していた場合でも、ノイズの影響を緩和することができる。
【００７０】
（第２実施形態）
＜１．第１実施形態との相違点＞
第２実施形態は、基本的な構成は第１実施形態と同様であるため、共通する構成については説明を省略し、相違点を中心に説明する。なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
【００７１】
第２実施形態のモータ制御システムの構成を図１６に示す。第２実施形態のモータ制御システムは、制御装置３０の代わりに制御装置３０Ａを備える点で、第１実施形態のモータ制御システムと異なる。制御装置３０Ａは、電流検出装置４０の代わりに電流検出装置４０Ａを備える点で、制御装置３０と異なる。
【００７２】
電流検出装置４０Ａは、母線電流ＩＤＣの検出部が電流検出装置４０と異なる。具体的には、電流検出装置４０Ａは、レベルシフト回路４１ａとＴＡＤ４３ａを備えていない点で電流検出装置４０と異なる。つまり、電流検出装置４０Ａは、シャント抵抗２３の両端子のうち接地されている端子側の電位を検出していない。
【００７３】
電流検出部４４は、シャント抵抗２３と下アームスイッチＳｎのソース端子との間に接続されたＴＡＤ４３ｂの出力に基づいて、母線電流ＩＤＣを検出する。シャント抵抗２３の両端子のうち、レベルシフト回路４１ｂ及びＴＡＤ４３ｂが接続されていない側の端子は接地されている。よって、電流検出部４４は、シャント抵抗２３の両端子の電位のうち、ＴＡＤ４３ｂによって検出される電位のみから、シャント抵抗２３の電圧降下量を検出することができる。ただし、ＴＡＤ４３ｂの出力にはオフセット量が含まれる。よって、電流検出部４４は、ＴＡＤ４３ｂによって検出された電位からオフセット量を差し引いて電位を補正し、補正した電位から母線電流ＩＤＣを検出する。
【００７４】
＜２．効果＞
以上説明した第２実施形態によれば、前述した第１実施形態の効果（１）〜（５）に加え、以下の効果が得られる。
【００７５】
（６）シャント抵抗２３の両端子のうちの一方は接地されている。そのため、ＴＡＤ４３ｂの出力はシャント抵抗２３の電圧降下量に応じた値となる。したがって、ＴＡＤ４３ｂの出力に基づいて、相電流Ｉｓを検出することができる。
【００７６】
（他の実施形態）
以上、本開示を実施するための形態について説明したが、本開示は上述の実施形態に限定されることなく、種々変形して実施することができる。
【００７７】
（ａ）上記各実施形態では、温度補正部５１ｂにより補正ゲインＧを補正したが、温度補正部５１ｂによる補正ゲインの補正は実施しなくてもよい。
（ｂ）上記各実施形態では、補正ゲイン算出部５１ａは、相電流Ｉｍｒ及び相電流Ｉｓのピーク値を用いて補正ゲインＧを算出したが、ピーク値以外を用いて補正ゲインＧを算出してもよい。例えば、相電流Ｉｍｒ及び相電流Ｉｓのそれぞれについて、ピーク値となるタイミングから所定の電気角だけ進んだタイミングの値を用いてもよい。
【００７８】
（ｃ）電流検出部４４は、電圧ベクトルが奇数電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５となる期間において、２相分の下アームスイッチＳｎの端子間電圧Ｖｄｓに基づいて、２相分の相電流Ｉｍｒを検出してもよい。そして、電流検出部４４は、３相分の相電流の和が０になることを用いて、残りの１相分の相電流を算出してもよい。
【００７９】
（ｄ）インバータ２０を構成するスイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。この場合、ＩＧＢＴにフリーホイールダイオードを逆並列に接続すればよい。また、インバータ２０を構成するスイッチング素子としては、電圧制御型の素子に限らず、バイポーラトランジスタ等の電流制御型の素子でもよい。
【００８０】
（ｅ）負極側母線Ｌｎの代わりに、正極側母線Ｌｐにシャント抵抗２３を設けてもよい。具体的には、正極側母線Ｌｐにおいて、バッテリ２１の正極端子と上アームスイッチＳｐとの間に設ければよい。この場合、ＴＡＤ４３ａは、バッテリ２１とシャント抵抗２３との間に接続し、ＴＡＤ４３ｂは、シャント抵抗２３と上アームスイッチＳｐのドレイン端子との間に接続すればよい。そして、電流検出部４４は、上アームスイッチＳｐの端子間電圧Ｖｄｓに基づいて、相電流Ｉｒｍを検出すればよい。また、この場合、上アームスイッチＳｐが第２アームスイッチに相当し、下アームスイッチＳｎが第１アームスイッチに相当する。
【００８１】
（ｆ）モータ１０の制御量としては、回転速度に限らず、例えばトルクであってもよい。
（ｇ）上記実施形態における１つの構成要素が有する複数の機能を、複数の構成要素によって実現したり、１つの構成要素が有する１つの機能を、複数の構成要素によって実現したりしてもよい。また、複数の構成要素が有する複数の機能を、１つの構成要素によって実現したり、複数の構成要素によって実現される１つの機能を、１つの構成要素によって実現したりしてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。なお、特許請求の範囲に記載した文言のみによって特定される技術思想に含まれるあらゆる態様が本開示の実施形態である。
【符号の説明】
【００８２】
１０…モータ、２０…インバータ、２１…バッテリ、４０，４０Ａ…電流検出装置、４３ａ，４３ｂ，４３ｕ，４３ｖ，４３ｗ…ＴＡＤ、４４…電流検出部、４５…振幅補正部、Ｓｕｎ，Ｓｗｎ…下アームスイッチ、Ｓｎｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ…上アームスイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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