(57)【要約】【課題】ＤＣリンクコンデンサを備える電力変換装置において、出力電流を安定的に給電対象に供給することができる電力変換装置を提供することを目的とする。【解決手段】制御装置３０は、ＤＣ・ＤＣ変換回路２０の出力電圧と、トランス２２の巻き数比と、ＤＣ・ＤＣ変換回路２０の１スイッチング周期に対するオン操作期間の比の最大値とに基づいて、ＤＣリンクコンデンサ１５の端子間電圧の下限値を算出する。ＤＣリンクコンデンサ１５の端子間電圧であるリンク電圧を下限値よりも高い値に制御すべく、ＡＣ・ＤＣ変換回路１０の駆動スイッチＱ１を操作する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（４０）から供給される交流電圧を入力側スイッチ（Ｑ１）の操作により直流電圧に変換する第１変換器（１０）と、
前記第１変換器から供給される直流電圧により充電されるＤＣリンクコンデンサ（１５）と、
出力側スイッチ（Ｑ２〜Ｑ５）を備える１次側回路（２１）と、給電対象（５０）が接続された２次側回路（２３）と、前記１次側回路と前記２次側回路とを絶縁するトランス（２２）とを有し、前記ＤＣリンクコンデンサから供給される直流電圧を前記出力側スイッチの操作により降圧して前記給電対象に供給する第２変換器（２０）と、
前記第２変換器の出力電圧を検出する電圧検出部（３５）と、を備える電力変換装置（１００）に適用される電力変換装置の制御装置（３０）において、
前記電圧検出部により検出された出力電圧と、前記トランスの巻き数比と、前記出力側スイッチの１スイッチング周期に対するオン操作期間の比率とに基づいて、前記ＤＣリンクコンデンサの端子間電圧の下限値を算出する下限値算出部と、
前記ＤＣリンクコンデンサの端子間電圧であるリンク電圧を前記下限値よりも高い指令電圧に制御すべく、前記入力側スイッチを操作する制御部と、を備える電力変換装置の制御装置。
【請求項２】
前記下限値算出部は、前記第２変換器の出力電圧に、前記トランスの巻き数比を乗じ、前記第２変換器の前記出力側スイッチの１スイッチング周期に対するオン操作期間の比率の最大値で除した値を前記下限値として算出する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項３】
前記ＤＣリンクコンデンサの入力電力の予測値と、前記ＤＣリンクコンデンサの静電容量とに基づいて、前記ＤＣリンクコンデンサに生じるリップル電圧を推定するリップル推定部を備え、
前記制御部は、前記指令電圧を、推定された前記リップル電圧に前記下限値を加えた値よりも高い値とする請求項１又は２に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項４】
前記ＤＣリンクコンデンサに生じるリップル電圧の実測値に基づいて、前記ＤＣリンクコンデンサの静電容量を推定する容量推定部を備え、
前記リップル推定部は、前記容量推定部により推定された前記静電容量を用いて、前記リップル電圧を推定する請求項３に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項５】
前記ＤＣリンクコンデンサの温度を取得する温度取得部を備え、
前記下限値算出部は、前記ＤＣリンクコンデンサの温度が所定の温度閾値よりも高いと判定した場合に、前記ＤＣリンクコンデンサの温度が前記温度閾値以下であると判定した場合よりも、前記下限値を高い値に算出する請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項６】
前記第２変換器において、出力電圧と、前記巻き数比と、前記出力側スイッチの１スイッチング周期に対する当該出力側スイッチに流れる電流のリンギング発生期間の比率とに基づいて、前記リンク電圧の上限値を算出する上限値算出部を備え、
前記制御部は、前記出力側スイッチに流れる電流をピーク電流モード制御により制御すべく、前記出力側スイッチを操作し、
前記制御部は、前記下限値よりも高い値であり、かつ前記上限値よりも低い値に前記リンク電圧を制御すべく、前記第１変換器の前記入力側スイッチを操作する請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項７】
前記１次側回路は、１組の前記出力側スイッチを接続した第１直列接続体と、１組の前記出力側スイッチを接続した第２直列接続体とが並列接続されて構成されており、
前記第１直列接続体の１組の前記出力側スイッチの接続点には、前記トランスの１次側巻線の第１端が接続され、前記第２直列接続体の１組の前記出力側スイッチの接続点には、前記１次側巻線の第２端が接続されており、
前記１次側巻線と磁気結合する２次側巻線の両端には、前記２次側回路を介して前記給電対象が並列接続されている請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、ＡＣ・ＤＣコンバータと、ＡＣ・ＤＣコンバータの両出力端子に並列接続されたＤＣリンクコンデンサと、ＤＣリンクコンデンサの両端子に接続された絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータとを備える電力変換装置が開示されている。電力変換装置では、ＡＣ・ＤＣコンバータから供給される直流電圧によりＤＣリンクコンデンサが充電される。そして、ＤＣ・ＤＣコンバータは、ＤＣリンクコンデンサの端子間電圧であるリンク電圧を降圧し、給電対象に電力を供給する。
【０００３】
特許文献１では、ＤＣ・ＤＣコンバータが有するトランスの１次側巻線に、ＬＣ共振回路が設けられている。そのため、ＬＣ共振回路の共振周波数近傍において１次側巻線のインピーダンスが低減され、トランスの２次側巻線に接続された２次側回路に電流が流れ易くなっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２―８５３７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
先行文献１の電力変換装置の構成において、ＤＣ・ＤＣコンバータを、ＬＣ共振回路を備えていないＤＣ・ＤＣコンバータに置換する場合、本願発明者は、ＤＣ・ＤＣコンバータから給電対象への出力電流が安定して供給されない場合があることに着目した。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みたものであり、ＤＣリンクコンデンサを備える電力変換装置において、出力電流を安定的に給電対象に供給することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために本発明に係る制御装置は、交流電源から供給される交流電圧を入力側スイッチの操作により直流電圧に変換する第１変換器と、前記第１変換器から供給される直流電圧により充電されるＤＣリンクコンデンサと、出力側スイッチを備える１次側回路と、給電対象が接続された２次側回路と、前記１次側回路と前記２次側回路とを絶縁するトランスとを有し、前記ＤＣリンクコンデンサから供給される直流電圧を前記出力側スイッチの操作により降圧して前記給電対象に供給する第２変換器と、前記第２変換器の出力電圧を検出する電圧検出部と、を備える電力変換装置に適用される。制御装置は、前記電圧検出部により検出された出力電圧と、前記トランスの巻き数比と、前記出力側スイッチの１スイッチング周期に対するオン操作期間の比率とに基づいて、前記ＤＣリンクコンデンサの端子間電圧の下限値を算出する下限値算出部と、前記ＤＣリンクコンデンサの端子間電圧であるリンク電圧を前記下限値よりも高い指令電圧に制御すべく、前記入力側スイッチを操作する制御部と、を備える。
【０００８】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する第１変換器と、第１変換器から供給される直流電圧により充電されるＤＣリンクコンデンサと、ＤＣリンクコンデンサから供給される直流電圧を１次側回路の出力側スイッチのオン・オフ操作により降圧して、給電対象に電力を供給する第２変換器とを備えている。
【０００９】
このような電力変換装置において、本発明者は、第２変換器から給電対象への出力電流の供給が安定しない原因として、第１変換器と第２変換器との間に配置されたＤＣリンクコンデンサの端子間電圧が適正な値となっていない場合があることを突き止めた。具体的には、ＤＣリンクコンデンサの端子間電圧が低いことで、第２変換器の入力電圧が低い値となり、２次側回路に接続された給電対象に十分な出力電流を供給できない場合がある。そこで、本発明では、第２変換器の出力電圧と、トランスの巻き数比と、第２変換器が備える出力側スイッチの１スイッチング周期に対するオン操作期間の比の最大値とに基づいて、ＤＣリンクコンデンサの端子間電圧の下限値を算出する。そして、ＤＣリンクコンデンサの端子間電圧であるリンク電圧を算出した下限値よりも高い値に制御すべく、入力側スイッチを操作することとした。この場合、第２変換器から給電対象への出力電圧が、給電対象にとって適正な印加電圧に制御されるため、第２変換器から給電対象へと出力電流を安定的に供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】充電装置の構成図。
【図２】リンク電圧Ｖ２ｒを制御する手順を説明するフローチャート。
【図３】第２実施形態に係る、リンク電圧Ｖ２ｒを制御する手順を説明するフローチャート。
【図４】第２実施形態の変形例に係る容量Ｃの推定手順を説明するフローチャート。
【図５】第３実施形態に係る充電装置の構成図。
【図６】第３実施形態に係るリンク電圧Ｖ２ｒを制御する手順を説明するフローチャート。
【図７】第４実施形態に係る制御装置のうち、ピーク電流モード制御に関する機能を説明する機能ブロック図。
【図８】比較例としてのリンギングを説明する図。
【図９】第４実施形態の処理が実施される場合の補償後リアクトル電流ＡＩｑを説明する図。
【図１０】第４実施形態に係る、リンク電圧Ｖ２ｒを制御する手順を説明するフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
＜第１実施形態＞
本実施形態では、電力変換装置の一実施例として充電装置を例に説明する。充電装置は、交流電源から供給される交流電力により、蓄電池を充電するのに用いられる。
【００１２】
図１は、本実施形態に係る充電装置１００の構成図である。充電装置１００の第１入力端子ＩＮ１には交流電源４０の第１端子が接続され、充電装置１００の第２入力端子ＩＮ２には交流電源４０の第２端子が接続されている。また、充電装置１００の第１出力端子ＯＵＴ１には給電対象としての蓄電池５０のプラス端子が接続され、第２出力端子ＯＵＴ２には蓄電池５０のマイナス端子が接続されている。なお、本実施形態の蓄電池５０は、例えば、複数のバッテリセルの直列接続体を備える組電池である。
【００１３】
本実施形態において、交流電源４０から供給される入力電圧が正の極性となるのは、交流電源４０の第１端子の電圧が第２端子の電圧よりも高い値となる場合である。また、入力電圧が負の極性となるのは、交流電源４０の第２端子の電圧が第１端子の電圧よりも高い値となる場合である。
【００１４】
充電装置１００は、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０と、ＤＣリンクコンデンサ１５と、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０とを備えている。ＡＣ・ＤＣコンバータ１０は、交流電源４０から供給される交流電圧を直流電圧に変換してＤＣリンクコンデンサ１５に供給する。ＤＣ・ＤＣコンバータ２０は、ＤＣリンクコンデンサ１５から供給されるリンク電圧を降圧して蓄電池５０に供給する。本実施形態では、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０が第１変換器に相当し、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０が第２変換器に相当する。
【００１５】
ＡＣ・ＤＣコンバータ１０は、ダイオードブリッジ回路１１と、昇圧チョッパ回路１３とを備えている。本実施形態では、充電装置１００において、高圧側の電圧が印加される高圧側配線のうち、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０を構成する配線を第１配線ＬＰ１と称す。また、低圧側の電圧が印加される低圧側配線のうち、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０を構成する配線を第２配線ＬＰ２と称す。
【００１６】
ダイオードブリッジ回路１１は、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第３ダイオードＤ３及び第４ダイオードＤ４を備えている。第１ダイオードＤ１のアノードが、第２ダイオードＤ２のカソードに接続されている。第３ダイオードＤ３のアノードが第４ダイオードＤ４のカソードに接続されている。そして、第１ダイオードＤ１及び第３ダイオードＤ３の各カソードが第１配線ＬＰ１に接続され、第２ダイオードＤ２及び第４ダイオードＤ４の各アノードが第２配線ＬＰ２に接続されている。
【００１７】
第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との接続点である第１接続点Ｋ１は、第１入力端子ＩＮ１に接続されている。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との接続点である第２接続点Ｋ２は、第２入力端子ＩＮ２に接続されている。
【００１８】
昇圧チョッパ回路１３は、第１リアクトル１２と、第１駆動スイッチＱ１と、第５ダイオードＤ５とを備えている。第１配線ＬＰ１において、第１リアクトル１２の第１端は、ダイオードブリッジ回路１１に接続され、第２端は第５ダイオードＤ５のアノードに接続されている。第５ダイオードＤ５のカソードは、第１配線ＬＰ１においてＤＣリンクコンデンサ１５側に接続されている。本実施形態では、第１駆動スイッチＱ１は、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。第１駆動スイッチＱ１のドレインは、第１配線ＬＰ１において、第１リアクトル１２と第５ダイオードＤ５との間に接続されており、ソースは、第２配線ＬＰ２に接続されている。なお、第１駆動スイッチＱ１は、ボディダイオードＤｂ１を備えている。本実施形態では、第１駆動スイッチＱ１が入力側スイッチに相当する。
【００１９】
高圧側配線及び低圧側配線のうち、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０とＤＣ・ＤＣコンバータ２０とを繋ぐ第３配線ＬＰ３及び第４配線ＬＰ４の間は、ＤＣリンクコンデンサ１５により接続されている。
【００２０】
ＤＣ・ＤＣコンバータ２０は、１次側回路２１と、２次側回路２３と、１次側回路２１及び２次側回路２３を接続するトランス２２とを備えている。本実施形態では、充電装置１００において、高圧側配線のうち１次側回路２１を構成する配線を第５配線ＬＰ５と称し、低圧側配線のうち１次側回路２１を構成する配線を第６配線ＬＰ６と称す。高圧側配線のうち２次側回路２３を構成する配線を第７配線ＬＰ７と称し、低圧側配線のうち２次側回路２３を構成する配線を第８配線ＬＰ８と称す。
【００２１】
１次側回路２１は、第２駆動スイッチＱ２、第３駆動スイッチＱ３、第４駆動スイッチＱ４及び第５駆動スイッチＱ５で構成されたフルブリッジ回路である。本実施形態では、第２〜第５駆動スイッチＱ１〜Ｑ５はｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。第２駆動スイッチＱ２のソースと第３駆動スイッチＱ３のドレインとが接続されることで第１直列接続体が構成されている。第４駆動スイッチＱ４のソースと第５駆動スイッチＱ５のドレインとが接続されることで第２直列接続体が構成されている。第２駆動スイッチＱ２と第４駆動スイッチＱ４の各ドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第３駆動スイッチＱ３と第５駆動スイッチＱ５との各ソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。本実施形態では、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５が出力側スイッチに相当する。
【００２２】
第２駆動スイッチＱ２のソースと第３駆動スイッチＱ３のドレインとの接続点である第３接続点Ｋ３は、トランス２２の１次側巻線Ｌ１の第１端に接続され、第４駆動スイッチＱ４のソースと第５駆動スイッチＱ５のドレインとの接続点である第４接続点Ｋ４は、１次側巻線Ｌ１の第２端に接続されている。なお、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５は、それぞれ、ボディダイオードＤｂ２〜Ｄｂ５を備えている。
【００２３】
２次側回路２３は、第６ダイオードＤ６、第７ダイオードＤ７、第８ダイオードＤ８及び第９ダイオードＤ９により構成されたダイオードブリッジ回路２４を備えている。ダイオードブリッジ回路２４では、第６ダイオードＤ６のアノードが第７ダイオードＤ７のカソードに接続されている。第８ダイオードＤ８のアノードが第９ダイオードＤ９のカソードに接続されている。第６ダイオードＤ６及び第８ダイオードＤ８の各カソードが第７配線ＬＰ７に接続され、第７ダイオードＤ７及び第９ダイオードＤ９の各アノードが第８配線ＬＰ８に接続されている。
【００２４】
第６ダイオードＤ６のアノードと第７ダイオードＤ７のカソードとの接続点である第５接続点Ｋ５が、トランス２２の２次側巻線Ｌ２の第１端に接続され、第８ダイオードＤ８のアノードと第９ダイオードＤ９のカソードとの接続点である第６接続点Ｋ６が２次側巻線Ｌ２の第２端に接続されている。
【００２５】
第７配線ＬＰ７と第８配線ＬＰ８とは、第２平滑コンデンサ２６により接続されている。第７配線ＬＰ７のうち、ダイオードブリッジ回路２４の接続点と、第２平滑コンデンサ２６の接続点との間には、第２リアクトル２５が直列接続されている。そして、第７配線ＬＰ７は第１出力端子ＯＵＴ１に接続され、第８配線ＬＰ８は第２出力端子ＯＵＴ２に接続されている。
【００２６】
充電装置１００は、第１電圧検出部３１と、第２電圧検出部３２と、第１電流センサ３３と、第２電流センサ３４と、第３電圧検出部３５とを備えている。
【００２７】
第１電圧検出部３１の第１端は、第１配線ＬＰ１のうち、ダイオードブリッジ回路１１と第１リアクトル１２との間に接続され、第２端は、第２配線ＬＰ２のうち、ダイオードブリッジ回路１１と第１駆動スイッチＱ１のソースの接続点との間に接続されている。これにより、第１電圧検出部３１は、ダイオードブリッジ回路１１により全波整流された直流電圧を第１電圧Ｖ１ｒとして検出する。
【００２８】
第２電圧検出部３２は、ＤＣリンクコンデンサ１５に並列接続されている。具体的には、第２電圧検出部３２は、第３配線ＬＰ３と第４配線ＬＰ４との間において、ＤＣリンクコンデンサ１５よりもＤＣ・ＤＣコンバータ２０側に接続されている。これにより、第２電圧検出部３２は、ＤＣリンクコンデンサ１５の端子間電圧を、リンク電圧Ｖ２ｒとして検出する。
【００２９】
第１電流センサ３３は、第２配線ＬＰ２のうち、ダイオードブリッジ回路１１と昇圧チョッパ回路１３との間に接続されている。これにより、第１電流センサ３３は、第１リアクトル１２、又は第１駆動スイッチＱ１に流れる電流を第１電流Ｉ１ｒとして検出する。
【００３０】
第２電流センサ３４は、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の第６配線ＬＰ６のうち、１次側回路２１よりもＤＣリンクコンデンサ１５側に接続されている。これにより、第２電流センサ３４は、１次側回路２１に流れる電流を第２電流Ｉ２ｒとして検出する。具体的には、第２電流センサ３４は、１次側巻線Ｌ１に流れる電流を第２電流Ｉ２ｒとして検出する。そのため、第２電流Ｉ２ｒにトランス２２の巻数比Ｎｒを掛けた値が、２次側回路２３の第２リアクトル２５に流れる電流となる。本実施形態では、トランス２２の巻数比Ｎｒは、２次側巻線Ｌ２の巻数Ｎ２に対する１次側巻線Ｌ１の巻数Ｎ１の比（＝Ｎ１／Ｎ２）として算出される。
【００３１】
第７配線ＬＰ７と第８配線ＬＰ８との間には、第３電圧検出部３５が第２平滑コンデンサに並列接続されている。具体的には、第３電圧検出部３５は、第２平滑コンデンサ２６よりも第１，第２出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２側で、第２平滑コンデンサ２６に並列接続されている。これにより、第３電圧検出部３５は、第２平滑コンデンサ２６の端子間電圧を出力電圧Ｖ３ｒとして検出する。
【００３２】
充電装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０は、周知のマイクロコンピュータにより構成されており、第１〜第５駆動スイッチＱ１〜Ｑ５をオン・オフ操作するための操作信号を生成する。本実施形態では、制御装置３０は、リンク電圧Ｖ２ｒを第２指令電圧Ｖ２＊に制御すべく、第１駆動スイッチＱ１を操作するための第１操作信号ＧＳ１を生成する。詳しくは、制御装置３０は、リンク電圧Ｖ２ｒを第２指令電圧Ｖ２＊にフィードバック制御するための操作量として第１指令電流Ｉ１＊を算出する。そして、制御装置３０は、算出した第１指令電流Ｉ１＊に第１電流Ｉ１ｒをフィードバック制御するための第１操作信号ＧＳ１を生成する。
【００３３】
また、制御装置３０は、出力電圧Ｖ３ｒを第３指令電圧Ｖ３＊に制御すべく、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５を操作するための第２〜第５操作信号ＧＳ２〜ＧＳ５を生成する。詳しくは、制御装置３０は、出力電圧Ｖ３ｒを第３指令電圧Ｖ３＊にフィードバック制御するための操作量として第２指令電流Ｉ２＊を算出する。そして、制御装置３０は、算出した第２指令電流Ｉ２＊に第２電流Ｉ２ｒをフィードバック制御するための第２〜第５操作信号ＧＳ２〜ＧＳ５を生成する。
【００３４】
なお、制御装置３０が提供する機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。
【００３５】
次に、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の動作を説明する。ＡＣ・ＤＣコンバータ１０は、制御装置３０から出力される第１操作信号ＧＳ１により、第１リアクトル１２に磁気エネルギが蓄えられる第１状態と、第１リアクトル１２から電流が流れ出る第２状態とに繰り返し制御される。
【００３６】
第１状態では、第１操作信号ＧＳ１がハイ状態となる期間であり、第１駆動スイッチＱ１がオン操作される。そのため、ダイオードブリッジ回路１１、第１リアクトル１２、第１駆動スイッチＱ１を含む閉回路が形成され、この閉回路に電流が流れることで、第１リアクトル１２には磁気エネルギが充電される。
【００３７】
第１状態に続く第２状態では、制御装置３０から出力される第１操作信号ＧＳ１がロー状態となる期間であり、第１駆動スイッチＱ１がオフ操作される。そのため、第１リアクトル１２から第５ダイオードＤ５を通じて電流が流れ、ＤＣリンクコンデンサ１５が充電される。
【００３８】
次に、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の動作を説明する。ＤＣ・ＤＣコンバータ２０は、制御装置３０から出力される第２〜第５操作信号ＧＳ２〜ＧＳ５により、トランス２２の１次側巻線Ｌ１に正極性の電流が流れる第３状態と、１次側巻線Ｌ１に負極性の電流が流れる第４状態とに繰り返し制御される。第３状態及び第４状態において、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０には、リンク電圧Ｖ２ｒが入力電圧として供給される。本実施形態では、第３接続点Ｋ３から第４接続点Ｋ４の向きに１次側巻線Ｌ１に流れる電流を正極性の電流とする。また、第４接続点Ｋ４から第３接続点Ｋ３の向きに１次側巻線Ｌ１に流れる電流を負極性の電流とする。
【００３９】
第３状態では、第２，第５操作信号ＧＳ２，ＧＳ５がハイ状態となり、第３，第４操作信号ＧＳ３，ＧＳ４がロー状態となることで、１次側巻線Ｌ１には正極性の電流が流れる。そのため、２次側巻線Ｌ２には、第６接続点Ｋ６から第５接続点Ｋ５の向きに電流が流れる。２次側巻線Ｌ２から流れ出た電流は、ダイオードブリッジ回路２４により整流された後、第２リアクトル２５を通じて第１出力端子ＯＵＴ１に流れる。
【００４０】
第４状態では、第３，第４操作信号ＧＳ３，ＧＳ４がハイ状態となり、第２，第５操作信号ＧＳ２，ＧＳ５がロー状態となることで、１次側巻線Ｌ１には、負極性の電流が流れる。そのため、２次側巻線Ｌ２には、第５接続点Ｋ５から第６接続点Ｋ６の向きに電流が流れる。２次側巻線Ｌ２から流れ出た電流は、ダイオードブリッジ回路２４により整流された後、第２リアクトル２５を通じて、第１出力端子ＯＵＴ１に流れる。
【００４１】
充電装置１００において、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５のスイッチング損失を低減するためには、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０に供給されるリンク電圧Ｖ２ｒを低い値に制御することが望ましい。一方で、リンク電圧Ｖ２ｒが低すぎると、以下の問題が生じるおそれがある。具体的には、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の２次側回路２３に設けられた第２リアクトル２５の両端の電圧差が小さくなり、第２リアクトル２５から蓄電池５０に向けて流れる電流値が低い値となる。また、蓄電池５０のプラス端子の電圧が２次側巻線Ｌ２から第２リアクトル２５に供給される電圧よりも高くなることで、蓄電池５０に電流を供給できなくなる。これら２つの問題が生じる場合、蓄電池５０に十分な出力電流を供給できず、蓄電池５０を適正に充電できなくなるおそれがある。
【００４２】
そのため、本実施形態では、スイッチング損失を低減し、蓄電池５０に適正に出力電流を供給すべく、リンク電圧Ｖ２ｒの適正な電圧範囲を設定することとした。具体的には、制御装置３０は、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖ３ｒ、巻数比Ｎｒ、及びオン操作期間の時比率により、リンク電圧Ｖ２ｒの下限閾値を算出する。そして、リンク電圧が下限閾値よりも大きくなるように、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の第１駆動スイッチＱ１を操作することとした。
【００４３】
次に、図２を用いて、制御装置３０がリンク電圧Ｖ２ｒを制御する手順を説明する。図２に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。
【００４４】
ステップＳ１１では、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖ３ｒを取得する。
【００４５】
ステップＳ１２では、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０のオン操作期間Ｔｏｎの最大時比率Ｄｒを取得する。本実施形態において、時比率は、各駆動スイッチＱ２〜Ｑ５の１スイッチング周期Ｔｓｗ１に対するオン操作期間Ｔｏｎの比率（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ１）である。この時比率の最大値である最大時比率Ｄｒは、１スイッチング周期Ｔｓｗ１に対するオン操作期間Ｔｏｎの取り得る値の最大値の比率である。
【００４６】
ステップＳ１３では、ステップＳ１１で取得した出力電圧Ｖ３ｒ、ステップＳ１２で取得した最大時比率Ｄｒ、及びトランス２２の巻数比Ｎｒに基づいて、第１下限閾値ＴＨＶ１を算出する。本実施形態では、第１下限閾値ＴＨＶ１を下記式（１）に基づいて算出する。本実施形態において、ステップＳ１３が下限値算出部に相当する。
【００４７】
ＴＨＶ１  ＝  Ｖ３ｒ／Ｄｒ×Ｎｒ  …  （１）
ステップＳ１４では、ステップＳ１３で算出した第１下限閾値ＴＨＶ１よりも高い値となるように、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の第２指令電圧Ｖ２＊を設定する。例えば、第１下限閾値ＴＨＶ１に、マージン電圧ΔＶを考慮した値を加えた値を、リンク電圧Ｖ２ｒの第２指令電圧Ｖ２＊として設定する。
【００４８】
ステップＳ１５では、リンク電圧Ｖ２ｒを第２指令電圧Ｖ２＊に制御すべく、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の第１駆動スイッチＱ１を操作する。具体的には、ステップＳ１４で設定した第２指令電圧Ｖ２＊に応じて、１スイッチング周期に対するオン操作期間を定める第１操作信号ＧＳ１を設定する。そして、設定した第１操作信号ＧＳ１により、第１駆動スイッチＱ１を操作する。本実施形態では、ステップＳ１５が制御部に相当する。
【００４９】
ステップＳ１６では、出力電圧Ｖ３ｒを第３指令電圧Ｖ３＊に制御すべく、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５を操作する。具体的には、第３指令電圧Ｖ３＊に応じて、第２〜第５操作信号ＧＳ２〜ＧＳ５のオン操作期間を設定する。そして、設定した第２〜第５操作信号ＧＳ２〜ＧＳ５により、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５を操作する。
【００５０】
ステップＳ１６の処理を終了すると、図２の処理を一旦終了する。
【００５１】
以上説明した本実施形態では以下の効果を奏する。
【００５２】
・制御装置３０は、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０における、出力電圧Ｖ３ｒ、トランス２２の巻数比Ｎｒ及びオン操作期間Ｔｏｎの最大時比率Ｄｒに基づいて、第１下限閾値ＴＨＶ１を算出する。そして、リンク電圧Ｖ２ｒを第１下限閾値ＴＨＶ１よりも高い値に制御すべく、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の第１駆動スイッチＱ１を操作する。そのため、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０において、２次側巻線Ｌ２から２次側回路２３に印加される電圧が低い値となることを防止でき、蓄電池５０に出力電流を安定的に供給することができる。
【００５３】
<第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００５４】
ＤＣリンクコンデンサ１５にリップル電圧が生じていると、第１下限閾値ＴＨＶ１に応じて第２指令電圧Ｖ２＊を設定した場合でも、リップル電圧により実際のリンク電圧Ｖ２ｒが第２指令電圧Ｖ２＊よりも小さくなる場合がある。この場合、リンク電圧Ｖ２ｒが第１下限閾値ＴＨＶ１よりも小さくなることで、蓄電池５０に出力電流が流れなくなるおそれがある。そのため、第２実施形態では、第２指令電圧Ｖ２＊を、リップル電圧を考慮した値に設定する。
【００５５】
図３は、第２実施形態において、制御装置３０がリンク電圧Ｖ２ｒを制御する手順を説明するフローチャートである。図３に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。
【００５６】
ステップＳ１３において第１下限閾値ＴＨＶ１を算出すると、ステップＳ２１に進む。ステップＳ２１では、ＤＣリンクコンデンサ１５のリップル電圧ＶＲｉを推定する。本実施形態では、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０からＤＣリンクコンデンサ１５への入力電力の予測値と、ＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃとを用いて、リップル電圧ＶＲｉを推定する。具体的には、下記式（２）によりリップル電圧ＶＲｉを推定する。
【００５７】
ＶＲｉ  ＝  ＥＰｉｎ＊／（２πｆ×Ｖ２ａｖｅ×Ｃ）  …  （２）
ここで、ＥＰｉｎ＊は、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０からＤＣ・ＤＣコンバータ２０への入力電力の予測値を示し、下記式（３）により算出される。
【００５８】
ＥＰｉｎ＊  ＝Ｉ１＊×Ｖ１＊  …  （３）
また、ｆは、第１駆動スイッチＱ１のスイッチング周波数を示す。Ｖ２ａｖｅは、第１駆動スイッチＱ１の１スイッチング周期Ｔｓｗ２（＝１／ｆ）におけるリンク電圧Ｖ２ｒの平均値を示す。本実施形態では、ＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃを固定値としている。なお、第１駆動スイッチＱ１のスイッチング周期Ｔｓｗ２と、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５のスイッチング周期Ｔｓｗ１とは、同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。また、ステップＳ２１がリップル推定部に相当する。
【００５９】
ステップＳ２２では、ステップＳ２１で推定したリップル電圧ＶＲｉにより、ステップＳ１３で算出した第１下限閾値ＴＨＶ１を補正した値を第２下限閾値ＴＨＶ２として算出する。具体的には、第１下限閾値ＴＨＶ１にリップル電圧ＶＲｉを加えた値を、第２下限閾値ＴＨＶ２として算出する。
【００６０】
ステップＳ２３では、第２指令電圧Ｖ２＊を、ステップＳ２２で設定した第２下限閾値ＴＨＶ２よりも高い値に設定する。そのため、ステップＳ２３により設定される第２指令電圧Ｖ２＊は、第１下限閾値ＴＨＶ１にリップル電圧ＶＲｉを加えた値よりも高い値に設定される。
【００６１】
ステップＳ１５において、リンク電圧Ｖ２ｒをステップＳ１４で設定した第２指令電圧Ｖ２＊に制御すべく、第１駆動スイッチＱ１を操作する。
【００６２】
以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。
【００６３】
・制御装置３０は、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０からＤＣリンクコンデンサ１５への入力電力の予測値ＥＰｉｎと、ＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃとに基づいて、ＤＣリンクコンデンサ１５に生じるリップル電圧ＶＲｉを推定する。そして、第２指令電圧Ｖ２＊を、推定したリップル電圧ＶＲｉに第１下限閾値ＴＨＶ１を加えた値よりも高い値とする。この構成によれば、ＤＣリンクコンデンサ１５にリップル電圧が生じる場合であっても、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０から蓄電池５０へ出力電流が流れにくくなることを防止することができる。
【００６４】
・ＤＣリンクコンデンサ１５の入力電力の予測値ＥＰｉｎ＊を用いることで、第１指令電流Ｉ１＊及び第１指令電圧Ｖ１＊が変更されるタイミングに合わせて、リンク電圧Ｖ２ｒを変更することができる。仮に、入力電力の実測値を用いる場合、リンク電圧Ｖ２ｒが変更されるのは、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０からＤＣリンクコンデンサ１５に供給される入力電力が既に変更された後となる。この場合、入力電力の変更に伴いリンク電圧Ｖ２ｒが第１下限閾値ＴＨＶ１を下回った後に、リンク電圧Ｖ２ｒが変更されるおそれがある。これに対して、入力電力の予測値ＥＰｉｎ＊を用いる場合、第１指令電流Ｉ１＊及び第１指令電圧Ｖ１＊の変更に合わせて、リンク電圧Ｖ２ｒが変更される。このため、ＤＣリンクコンデンサ１５からのリンク電圧Ｖ２ｒが第１下限閾値ＴＨＶ１を下回る前に、第２下限閾値ＴＨＶ２を変更することが可能となる。
【００６５】
＜第２実施形態の変形例＞
ＤＣリンクコンデンサ１５のリップル電圧ＶＲｉは、ＤＣリンクコンデンサ１５が経年劣化することで変化する。そのため、第２実施形態の変形例では、リップル電圧ＶＲｉの推定に用いるＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃを所定周期で更新する。そして、ステップＳ２１では更新した静電容量Ｃを用いてリップル電圧ＶＲｉを推定する。
【００６６】
図４は、ＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃを推定する手順を説明するフローチャートである。図４に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。
【００６７】
ステップＳ３１では、ＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃの更新周期が経過しているか否かを判定する。更新周期は、リップル電圧ＶＲｉの推定に用いるＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃを更新するタイミングを定め、例えば、一月以上の期間とすることができる。更新周期が経過していなければ、図４の処理を一旦終了する。
【００６８】
ステップＳ３２では、ＤＣリンクコンデンサ１５の入力電力の実測値を、実測電力Ｐｉｎｒとして取得する。本実施形態では、第１電流センサ３３により検出された第１電流Ｉ１ｒと、第１電圧検出部３１により検出された第１電圧Ｖ１ｒとに基づいて、下記式（４）により実測電力を算出する。
【００６９】
Ｐｉｎｒ  ＝  Ｉ１ｒ×Ｖ１ｒ  …  （４）
ここで、Ｐｉｎｒは実測電流である。
【００７０】
ステップＳ３３では、ステップＳ３２で算出した実測電力ＰｉｎｒからＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃを推定する。本実施形態では、下記式（５）により、静電容量Ｃの推定値を算出する。ステップＳ３３が容量推定部に相当する。
【００７１】
Ｃ＝Ｐｉｎｒ／（２πｆ×Ｖ２ａｖｅ×ＶＲｉｒ）  …  （５）
ここで、ＶＲｉｒは、リップル電圧ＶＲｉｒの実測値であり、本実施形態では、第２電圧検出部３２により検出されるリンク電圧Ｖ２ｒの最大値又は最小値から、リンク電圧Ｖ２ｒの平均値を引いた値の絶対値である。
【００７２】
ステップＳ３３の処理が終了すると、図４の処理を一旦終了する。そのため、制御装置３０は、図３のステップＳ２１において、図４の処理により更新された静電容量Ｃを用いてリップル電圧ＶＲｉを推定する。
【００７３】
以上説明した第２実施形態の変形例では、以下の効果を奏する。
【００７４】
・制御装置３０は、ＤＣリンクコンデンサ１５に生じるリップル電圧ＶＲｉの実測値に基づいて、ＤＣリンクコンデンサ１５の静電容量Ｃを所定周期で更新する。そして、更新した静電容量Ｃを用いて、リップル電圧ＶＲｉを推定する。この場合、ＤＣリンクコンデンサ１５の経年劣化に伴うリップル電圧ＶＲｉの変化を精度良く推定することができる。その結果、ＤＣリンクコンデンサ１５の経年劣化に伴い、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０から蓄電池５０への出力電流が流れにくくなるのを抑制することができる。
【００７５】
＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第２実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第２実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００７６】
ＤＣリンクコンデンサ１５にリップル電流が流れる際、ＤＣリンクコンデンサ１５の温度が高い場合は、ＤＣリンクコンデンサ１５の温度が低い場合と比べてＤＣリンクコンデンサ１５の劣化が促進されるおそれがある。そのため、第３実施形態では、温度条件を加味して、リンク電圧Ｖ２ｒを設定している。
【００７７】
図５は、第３実施形態に係る充電装置１００の構成図である。本実施形態では、充電装置１００は、ＤＣリンクコンデンサ１５の温度を検出する温度センサ３６を備えている。温度センサ３６は、ＤＣリンクコンデンサ１５の近傍に配置されており、ＤＣリンクコンデンサ１５の周囲温度を、コンデンサ温度ＴＣとして検出する。温度センサ３６により検出されたコンデンサ温度ＴＣは制御装置３０に入力される。
【００７８】
図６は、第３実施形態において、リンク電圧Ｖ２ｒを制御する手順を説明するフローチャートである。図６に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。
【００７９】
ステップＳ１３において第１下限閾値ＴＨＶ１を設定すると、ステップＳ２１に進み、リップル電圧ＶＲｉを推定する。ステップＳ３１では、温度センサ３６により検出されているコンデンサ温度ＴＣを取得する。ステップＳ３１が温度取得部に相当する。
【００８０】
ステップＳ３２では、ステップＳ３１で取得したコンデンサ温度ＴＣが温度閾値ＴＨＴよりも高いか否かを判定する。例えば、温度閾値ＴＨＴは、リップル電流が流れる場合に、ＤＣリンクコンデンサ１５の劣化が促進されると想定される温度の下限値である。
【００８１】
コンデンサ温度ＴＣが温度閾値ＴＨＴよりも高ければ、ステップＳ３３に進む。ステップＳ３３では、ステップＳ２１で推定したリップル電圧ＶＲｉ、及びステップＳ１３で算出した第１下限閾値ＴＨＶ１に応じて、第３下限閾値ＴＨＶ３を算出する。第３下限閾値ＴＨＶ３は、第２下限閾値ＴＨＶ２よりも高い値である。上記式（３）より、リンク電圧Ｖ２ｒの平均値Ｖ２ａｖｅが高い値となるほど、リップル電圧ＶＲｉを小さな値とすることができる。そのため、本実施形態では、リップル電圧ＶＲｉを低減すべく、リンク電圧Ｖ２ｒの下限値を第２下限閾値ＴＨＶ２よりも高い値である第３下限閾値ＴＨＶ３としている。
【００８２】
ステップＳ３４では、第２指令電圧Ｖ２＊を第３下限閾値ＴＨＶ３よりも高い値に設定する。
【００８３】
一方、ステップＳ３２において、コンデンサ温度ＴＣが温度閾値ＴＨＴ以下であれば、ステップＳ２２に進む。この場合、ＤＣリンクコンデンサ１５にリップル電流が流れても、ＤＣリンクコンデンサ１５の劣化は促進されにくい。そのため、スイッチング損失の低減を優先すべく、ステップＳ２１で推定したリップル電圧ＶＲｉ、及びステップＳ１３で算出した第１下限閾値ＴＨＶ１に応じて、第２下限閾値ＴＨＶ２を算出する。すなわち、リンク電圧Ｖ２ｒの下限値を、第３下限閾値ＴＨＶ３よりも小さな値である第２下限閾値ＴＨＶ２とする。
【００８４】
ステップＳ２３では、第２指令電圧Ｖ２＊を第２下限閾値ＴＨＶ２よりも高い値に設定する。本実施形態では、第２指令電圧Ｖ２＊を第２下限閾値ＴＨＶ２よりも大きく、かつ第３下限閾値ＴＨＶ３よりも小さい値に設定する。
【００８５】
ステップＳ１５では、リンク電圧Ｖ２ｒを第２指令電圧Ｖ２＊に制御すべく、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の第１駆動スイッチＱ１を操作する。
【００８６】
以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。
【００８７】
・制御装置３０は、ＤＣリンクコンデンサ１５の温度を示すコンデンサ温度ＴＣが温度閾値ＴＨＴよりも高いと判定した場合に、第２指令電圧Ｖ２＊を第３下限閾値ＴＨＶ３よりも高い値とする。一方、コンデンサ温度ＴＣが温度閾値ＴＨＴ以下と判定した場合に、第２指令電圧Ｖ２＊を、第２下限閾値ＴＨＶ２よりも高い値であって、かつ第３下限閾値ＴＨＶ３よりも低い値とする。この場合、ＤＣリンクコンデンサ１５を劣化させにくくすることができる。また、ＤＣリンクコンデンサ１５の劣化が促進され易くなる温度に限って、リンク電圧Ｖ２ｒを第３下限閾値ＴＨＶ３よりも高い値とすることで、一律に、第２指令電圧Ｖ２＊を第３下限閾値ＴＨＶ３よりも高い値にする場合と比べて、充電装置１００のスイッチング損失の低減効果を高めることができる。
【００８８】
＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００８９】
本実施形態では、制御装置３０は、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５に流れる電流を指令電流ＩＬ＊に制御すべく、周知のピーク電流モード制御を実施する。
【００９０】
まずは、図７を用いて、制御装置３０の機能のうち、ピーク電流モード制御に用いられる指令電流ＩＬ＊の算出について説明する。制御装置３０は、定電圧制御部３０１と、上限電流設定部３０２と、最小値選択部３０３と、第１電流制御部３０４と、第２電流制御部３０５と、切替制御部３０６とを備えている。
【００９１】
定電圧制御部３０１は、出力電圧Ｖ３ｒを第３指令電圧Ｖ３＊にフィードバック制御すべく定電圧制御を実施する。本実施形態では、定電圧制御部３０１は、出力電圧Ｖ３ｒを第３指令電圧Ｖ３＊にフィードバック制御するための操作量として、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の出力電流の目標値である目標電流値Ｉｒｅｆ１を算出する。
【００９２】
上限電流設定部３０２は、上限電流値Ｉｒｅｆ２を設定する。上限電流値Ｉｒｅｆ２はＤＣ・ＤＣコンバータ２０の定格電流に応じて設定されている。例えば、トランス２２の巻数比Ｎｒ、第２リアクトル２５に流れる電流などを考慮し、上限電流値Ｉｒｅｆ２が定められている。
【００９３】
最小値選択部３０３は、定電圧制御部３０１から出力される目標電流値Ｉｒｅｆ１と、上限電流設定部３０２から出力される上限電流値Ｉｒｅｆ２とを比較し、いずれか小さい方の値を指令電流ＩＬ＊として出力する。
【００９４】
第１電流制御部３０４は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７とを備えている。指令電流ＩＬ＊は、ＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１は、入力された指令電流ＩＬ＊をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された指令電流ＩＬ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、第２電流センサ３４により検出された第２電流Ｉ２ｒとスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償後リアクトル電流ＡＩｑとして出力する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、第１リアクトル１２に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。
【００９５】
コンパレータ３５２は、指令電流ＩＬ＊と補償後リアクトル電流ＡＩｑとを比較し、補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。
【００９６】
第２電流制御部３０５は、第１電流制御部３０４と同様、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７とを備えている。
【００９７】
切替制御部３０６は、第２，第５駆動スイッチＱ２，Ｑ５への第２，第５操作信号ＧＳ２，ＧＳ５の出力と、第３，第４駆動スイッチＱ３，Ｑ４への第３，第４操作信号ＧＳ３，ＧＳ４の出力とを切り替える。切替制御部３０６は、周期判定部３８１と、第１ＡＮＤ回路３８２と、第２ＡＮＤ回路３８３とを備えている。
【００９８】
周期判定部３８１は、第２，第５駆動スイッチＱ２，Ｑ５のオン操作期間であると判定した場合に、第２，第５操作信号ＧＳ２，ＧＳ５を第２，第５駆動スイッチＱ２，Ｑ５のゲートに出力すべくハイ状態の第１選択信号ＡＱ１を出力する。周期判定部３８１は、第３，第４駆動スイッチＱ３，Ｑ４のオン操作期間であると判定した場合に、第３，第４操作信号ＧＳ３，ＧＳ４を第３，第４駆動スイッチＱ３，Ｑ４のゲートに出力すべくハイ状態の第２選択信号ＡＱ２を出力する。
【００９９】
第１ＡＮＤ回路３８２には、第１電流制御部３０４のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、周期判定部３８１からの第１選択信号ＡＱ１とが入力される。第１ＡＮＤ回路３８２の出力側は、第１駆動スイッチＱ１のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３には、第２電流制御部３０５のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、周期判定部３８１からの第２選択信号ＡＱ２とが入力される。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第２駆動スイッチＱ２のゲートに接続されている。
【０１００】
ハイ状態の第１選択信号ＡＱ１とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第１ＡＮＤ回路３８２は、ハイ状態の第２操作信号ＧＳ２と、ハイ状態の第５操作信号ＧＳ５と出力する。これにより、第２，第５駆動スイッチＱ２，Ｑ５がオン操作される。また、ハイ状態の第２選択信号ＡＱ２とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第２ＡＮＤ回路３８３は、ハイ状態の第３操作信号ＧＳ３と、ハイ状態の第４操作信号ＧＳ４とを出力する。これにより、第３，第４駆動スイッチＱ３，Ｑ４がオン操作される。
【０１０１】
第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５がターンオンしてからの所定期間において、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５に流れる電流値が変動するリンギングが生じる場合がある。図８は、比較例でのリンギングを説明する図である。第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５におけるオン操作期間Ｔｏｎの時比率が低い場合、第２電流Ｉ２ｒをスロープ補償した補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊まで上昇した時点においても、リンギングが収束していない場合がある。オン操作期間Ｔｏｎの開始から所定期間において、補償後リアクトル電流ＡＩｑを検出しない期間であるマスク期間Ｔｍが設けられており、図８ではマスク期間Ｔｍの経過後においてもリンギングが収束していない。このような場合、短い期間において補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊を上下することとなり、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５を安定して操作させることができなくなるおそれがある。
【０１０２】
ここで、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の入力電圧であるリンク電圧Ｖ２ｒを高くするほど、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５のオン操作期間Ｔｏｎが短くなる。また、リンク電圧Ｖ２ｒを高くするほど、第２電流Ｉ２ｒの増加速度も大きくなる。そのため、リンク電圧Ｖ２ｒが高い値となることで、オン操作期間Ｔｏｎが短くなり、図８に示したように、補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊に達するまでにリンギングが収束していない可能性が高まる。
【０１０３】
そこで、本実施形態では、補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊に上昇するまでにリンギングが収束するように、リンク電圧Ｖ２ｒの上限値を定めている。図９は、本実施形態に係る補償後リアクトル電流ＡＩｑの波形を示している。
【０１０４】
リンク電圧Ｖ２ｒの上限値が制限されることで、図８の比較例に示す場合と比べて、補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊まで上昇するのに要する時間が長くなり、オン操作期間Ｔｏｎが長くなる。また、補償後リアクトル電流ＡＩｑの増加速度を示す傾きも緩やかとなる。その結果、補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊に上昇するまでにリンギングが収束し易くなる。
【０１０５】
図１０は、第４実施形態において、制御装置３０がリンク電圧Ｖ２ｒを制御する手順を説明するフローチャートである。図１０に示す処理は、制御装置３０により、所定周期で繰り返し実施される。
【０１０６】
ステップＳ１３において、第１下限閾値ＴＨＶ１を算出すると、ステップＳ４１に進む。ステップＳ４１では、リンク電圧Ｖ２ｒの上限値を定める上限閾値ＴＨＶ４を算出する。本実施形態では、下記式（６）により上限閾値ＴＨＶ４を算出する。ステップＳ４１が上限値算出部に相当する。
【０１０７】
ＴＨＶ４  ＝  Ｖ３ｒ／ＲＬ×Ｎｒ  …  （６）
ここで、ＲＬは、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５における１スイッチング周期Ｔｓｗ１に対する、オン操作期間Ｔｏｎの開始タイミングからリンギングが収束するまでの期間の比率（＝Ｔｅ／Ｔｓｗ１）を示す。ここで、Ｔｅは、オン操作期間Ｔｏｎの開始タイミングからリンギングが収束するまでの期間を示すリンギング発生期間である。例えば、比率ＲＬは、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５のオン操作期間Ｔｏｎのうち、リンギング発生期間をそれぞれ実測し、実測値のうち最長の値を用いればよい。
【０１０８】
ステップＳ４２では、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の第２指令電圧Ｖ２＊を、ステップＳ１３で設定した第１下限閾値ＴＨＶ１とステップＳ４１で設定した上限閾値ＴＨＶ４との間の値となるように設定する。
【０１０９】
ステップＳ１５では、リンク電圧Ｖ２ｒを第２指令電圧Ｖ２＊に制御すべく、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の第１駆動スイッチＱ１を操作する。
【０１１０】
以上説明した本実施形態では以下の効果を奏する。
【０１１１】
・制御装置３０は、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖ３ｒと、巻数比Ｎｒと、駆動スイッチＱ２〜Ｑ５の１スイッチング周期Ｔｓｗ１に対するリンギングの発生期間の比率ＲＬとに基づいてリンク電圧Ｖ２ｒの上限閾値ＴＨＶ４を算出する。制御装置３０は、リンク電圧Ｖ２ｒを第１下限閾値ＴＨＶ１よりも高い値であり、かつ上限閾値ＴＨＶ４よりも低い値に制御すべく、ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の第１駆動スイッチＱ１を操作する。この場合、第２〜第５駆動スイッチＱ２〜Ｑ５に流れる補償後リアクトル電流ＡＩｑが指令電流ＩＬ＊に達するまでにリンギングを収束させ易くすることができる。その結果、リンギングに伴う出力電圧Ｖ３ｒの変動を抑制し、蓄電池５０に出力電流を安定的に供給することができる。
【０１１２】
＜その他の実施形態＞
・ステップＳ１３における第１下限閾値ＴＨＶ１の算出において、オン操作期間Ｔｏｎの時比率として最大時比率Ｄｒ以外の値を用いてもよい。この場合において、例えば、ＤＣ・ＤＣコンバータ２０におけるオン操作期間Ｔｏｎの時比率の平均値を用いて、第１下限閾値ＴＨＶ１を算出してもよい。
【０１１３】
・ＡＣ・ＤＣコンバータ１０の昇圧チョッパ回路１３は、駆動スイッチを２個以上有する構成としてもよい。
【０１１４】
・第２下限閾値ＴＨＶ２の設定において、リップル電圧の実測値を用いてもよい。
【符号の説明】
【０１１５】
１０…ＡＣ・ＤＣコンバータ、１５…ＤＣリンクコンデンサ、２０…ＤＣ・ＤＣコンバータ、２２…トランス、３０…制御装置、３５…第３電圧検出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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