(57)【要約】【課題】入力電流の振動現象を支障無く抑制することができる電源入力回路を提供する。【解決手段】突入電流により両端に発生する電圧で電流を検出する電流検出抵抗２１と、コレクタがパワースイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されたトランジスタＱ３を備え、トランジスタＱ３は、ベースの電圧が電流検出抵抗２１の両端に発生する電圧に応じて変化し、パワースイッチング素子Ｑ２のゲートの電圧を調整して定電流動作を行わせると共に、トランジスタＱ３のベースとコレクタ間には、コンデンサ２８が接続されている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と負荷の間に接続されたパワースイッチング素子を有し、該パワースイッチング素子の制御電極の電圧を変化させることで、前記直流電源から前記負荷への電流を制御する電源入力回路において、
突入電流により両端に発生する電圧で電流を検出する電流検出抵抗と、
制御電極及び一対の主電極を有し、一方の主電極が前記パワースイッチング素子の制御電極に接続された電流制限制御素子を備え、
該電流制限制御素子は、当該電流制限制御素子の制御電極の電圧が前記電流検出抵抗の両端に発生する電圧に応じて変化し、前記パワースイッチング素子の制御電極の電圧を調整して定電流動作を行わせると共に、
前記電流検出抵抗の一端と前記電流制限制御素子の制御電極間には抵抗素子が接続され、前記電流制限制御素子の制御電極と一方の主電極間には、容量素子が接続されていることを特徴とする電源入力回路。
【請求項２】
前記パワースイッチング素子は、前記制御電極としてのゲートを有する電圧駆動型のスイッチング素子であり、
前記電流制限制御素子は、前記制御電極としてのベースと前記主電極としてのコレクタ及びエミッタを有するバイポーラトランジスタであり、
該電流制限制御素子の一方の主電極としての前記コレクタが前記パワースイッチング素子の制御電極に接続され、前記電流制限制御素子のベースとコレクタ間に前記容量素子が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電源入力回路。
【請求項３】
前記パワースイッチング素子の制御電極と、当該パワースイッチング素子と接続されない側の前記直流電源間に、第１の抵抗を介して接続されたスイッチ回路と、
前記パワースイッチング素子の一方の主電極と制御電極間に接続された第２の抵抗を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源入力回路。
【請求項４】
前記スイッチ回路が導通した直後、前記パワースイッチング素子の制御電極の電圧は、当該パワースイッチング素子のＯＮ電圧に到達せず、前記電流制限制御素子の制御電極の電圧は、当該電流制限制御素子のＯＮ電圧に達することを特徴とする請求項３に記載の電源入力回路。
【請求項５】
インダクタンス分を有するフィルタ回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載の電源入力回路。
【請求項６】
請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電源入力回路と、インバータを制御する制御回路を前記負荷として有することを特徴とする車両用インバータ一体型電動圧縮機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源から負荷への電源入力回路、及び、それを備えた車両用インバータ一体型電動圧縮機であって、突入電流を制限するものに関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、車両に搭載されるインバータ一体型の電動圧縮機では、バッテリ（直流電源）からＤＣ／ＤＣコンバータ等の負荷への電源供給をＯＮ／ＯＦＦする場合、出力コンデンサに充電するために突入電流が流れる。そのため、スイッチング素子を用いてこの突入電流を制限し、定電流動作を行わせる電源入力回路が設計されている（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】実開昭６３−１３８８７９号公報
【特許文献２】特開平６−５９７５４号公報
【特許文献３】特開２０１２−１４３１１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、係る従来の電源入力回路では、突入電流の定電流動作は実現できるものの、電源供給をＯＮした瞬間の突入電流は急激な立ち上がりとなるため、ノイズ抑制を目的としてＥＭＣフィルタ回路等のインダクタンス分を有する回路が入力部に設けられた場合、電源供給をＯＮした瞬間の入力電流が、フィルタ回路のインダクタンス分と入力コンデンサの容量分との共振によって振動波形となり、ピーク値が所定の制限電流値を超えてしまう問題があった。
【０００５】
そこで、例えば特許文献３では電源から負荷への導通経路を導通・遮断するスイッチ手段の入力電極と制御電極に接続されたコンデンサと、コンデンサに並列に接続された抵抗と、スイッチ手段の制御電極に直列に接続された抵抗とから構成される時定数回路によって、突入電流の立ち上がりを緩やかにしているが、ＥＭＣフィルタ回路等のインダクタンス分を有する回路が入力部に設けられた場合に入力電流の振動現象を抑制するには、極めて大きな値の容量素子が必要となると共に、電源供給をＯＦＦした後の出力電圧の保持時間が長くなり過ぎ、ＯＮ／ＯＦＦ動作の仕様を満たさなくなってしまう問題が生じる。
【０００６】
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、入力電流の振動現象を支障無く抑制することができる電源入力回路、及び、それを備えた車両用インバータ一体型電動圧縮機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の電源入力回路は、直流電源と負荷の間に接続されたパワースイッチング素子を有し、このパワースイッチング素子の制御電極の電圧を変化させることで、直流電源から負荷への電流を制御するものであって、突入電流により両端に発生する電圧で電流を検出する電流検出抵抗と、制御電極及び一対の主電極を有し、一方の主電極がパワースイッチング素子の制御電極に接続された電流制限制御素子を備え、この電流制限制御素子は、当該電流制限制御素子の制御電極の電圧が電流検出抵抗の両端に発生する電圧に応じて変化し、パワースイッチング素子の制御電極の電圧を調整して定電流動作を行わせると共に、電流検出抵抗の一端と電流制限制御素子の制御電極間には抵抗素子が接続され、電流制限制御素子の制御電極と一方の主電極間には、容量素子が接続されていることを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明の電源入力回路は、上記発明においてパワースイッチング素子は、制御電極としてのゲートを有する電圧駆動型のスイッチング素子であり、電流制限制御素子は、制御電極としてのベースと主電極としてのコレクタ及びエミッタを有するバイポーラトランジスタであり、この電流制限制御素子の一方の主電極としてのコレクタがパワースイッチング素子の制御電極に接続され、電流制限制御素子のベースとコレクタ間に容量素子が接続されていることを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明の電源入力回路は、上記各発明においてパワースイッチング素子の制御電極とパワースイッチング素子と接続されない側の直流電源間に、第１の抵抗を介して接続されたスイッチ回路と、パワースイッチング素子の一方の主電極と制御電極間に接続された第２の抵抗を備えたことを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明の電源入力回路は、上記発明においてスイッチ回路が導通した直後、パワースイッチング素子の制御電極の電圧は、当該パワースイッチング素子のＯＮ電圧に到達せず、電流制限制御素子の制御電極の電圧は、当該電流制限制御素子のＯＮ電圧に達することを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明の電源入力回路は、上記各発明においてインダクタンス分を有するフィルタ回路を備えたことを特徴とする。
【００１２】
請求項６の発明の車両用インバータ一体型電動圧縮機は、上記各発明の電源入力回路と、インバータを制御する制御回路を負荷として有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、直流電源と負荷の間に接続されたパワースイッチング素子を有し、このパワースイッチング素子の制御電極の電圧を変化させることで、直流電源から負荷への電流を制御する電源入力回路において、突入電流により両端に発生する電圧で電流を検出する電流検出抵抗と、制御電極及び一対の主電極を有し、一方の主電極がパワースイッチング素子の制御電極に接続された電流制限制御素子を備え、この電流制限制御素子の制御電極の電圧が電流検出抵抗の両端に発生する電圧に応じて変化し、当該電流制限制御素子が、パワースイッチング素子の制御電極の電圧を調整して定電流動作を行うと共に、電流検出抵抗の一端と電流制限制御素子の制御電極間に抵抗素子を接続し、電流制限制御素子の制御電極と一方の主電極間には容量素子を接続したので、突入電流の立ち上がりが抑制され、請求項５の如くインダクタンス分を有するフィルタ回路が設けられる場合であっても、入力電流の振動現象は抑制され、入力電流のピーク値が制限電流値を超えてしまうことを解消することができるようになる。
【００１４】
特に、電流制限制御素子の制御電極と一方の主電極間に容量素子を接続することで、小さい容量の値で突入電流の立ち上がりを抑制することが可能となる。また、電源供給をＯＦＦする際の出力電圧の保持時間も過剰に長くならないので、ＯＮ／ＯＦＦ動作の仕様も支障無く満たすことができるようになる。
【００１５】
具体的には、例えば請求項２の発明の如くパワースイッチング素子を、制御電極としてのゲートを有する電圧駆動型のスイッチング素子で構成し、電流制限制御素子を、制御電極としてのベースと主電極としてのコレクタ及びエミッタを有するバイポーラトランジスタで構成し、この電流制限制御素子の一方の主電極としてのコレクタをパワースイッチング素子の制御電極に接続し、電流制限制御素子のベースとコレクタ間に容量素子を接続するとよい。
【００１６】
また、請求項３の発明の如くパワースイッチング素子の制御電極とパワースイッチング素子と接続されない側の直流電源間に、第１の抵抗を介してスイッチ回路を接続し、パワースイッチング素子の一方の主電極と制御電極間に第２の抵抗を接続する。
【００１７】
そして、請求項４の発明の如くスイッチ回路が導通した直後、パワースイッチング素子の制御電極の電圧が、当該パワースイッチング素子のＯＮ電圧に到達せず、電流制限制御素子の制御電極の電圧が、当該電流制限制御素子のＯＮ電圧に達するようにすることで、突入電流の立ち上がりを効果的に抑制することができるようになる。
【００１８】
特に、電流制限制御素子の制御電極と一方の主電極間に接続する容量素子が小さい値のもので入力電流を所定の電流値に制限できることにより、以上の電源入力回路は、請求項６の発明の如く車両用インバータ一体型電動圧縮機のインバータを制御する制御回路を負荷として適用する場合に、電源ＯＦＦの信号に対して過剰な遅れを生ずること無く電源供給を停止できる点において、極めて好適なものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明を適用した一実施例の電源入力回路の電気回路図である。
【図２】図１の電源入力回路のＯＮ／ＯＦＦ信号、入力電流、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を説明する図である。
【図３】図１の電源入力回路のＯＮ／ＯＦＦ信号、出力コンデンサの充電電流、出力コンデンサの充電電圧、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を説明する図である。
【図４】図１の電気回路において、トランジスタＱ３のベースとコレクタ間に容量素子を設けない場合の回路図である。
【図５】図４の場合のＯＮ／ＯＦＦ信号、入力電流、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を説明する図である。
【図６】図４の場合のＯＮ／ＯＦＦ信号、出力コンデンサの充電電流、出力コンデンサの充電電圧、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明を適用した一実施例の電源入力回路１の電気回路図を示している。この図において、実施例の電源入力回路１は、車両に搭載されたバッテリ（例えば、ＤＣ１２Ｖ。本発明における直流電源）２から、同じく車両に搭載された車両用インバータ一体型電動圧縮機（図示せず）の制御回路を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ３（本発明における負荷）に直流電圧を供給するものであり、バッテリ２の正側電源ライン４（＋）と負側電源ライン６（−）に接続されたＥＭＣフィルタ回路７（フィルタ回路の一例）と、図中Ｃｉｎで表記する入力コンデンサ８と、突入電流制限回路９と、図中Ｃｏｕｔで表記する出力コンデンサ１１を備えている。
【００２１】
上記ＥＭＣフィルタ回路７は、正側電源ライン４と負側電源ライン６間に接続された図中Ｃｘで表記するコンデンサ１２と、このコンデンサ１２の後段で正側電源ライン４及び負側電源ライン６にそれぞれ直列接続された図中Ｌｎで表記するノーマルモードコイル１３、１４と、これらノーマルモードコイル１３、１４の後段に接続された図中Ｌｃで表記するコモンモードコイル１６と、このコモンモードコイル１６の後段において、正側電源ライン４及び負側電源ライン６と接地（ＧＮＤ）間にそれぞれ接続された図中Ｃｙで表記するコンデンサ１７、１８から構成されている。
【００２２】
上記コンデンサ１２はディファレンシャルモードノイズを低減するためのコンデンサであり、コンデンサ１７、１８はコモンモードノイズを低減するためのコンデンサである。
【００２３】
係るＥＭＣフィルタ回路７の後段における正側電源ライン４と負側電源ライン６間に前記入力コンデンサ８が接続されており、この入力コンデンサ８の後段の正側電源ライン４と負側電源ライン６間に前記突入電流制限回路９が接続され、この突入電流制限回路９の後段の正側電源ライン４と負側電源ライン６間に前記出力コンデンサ１１が接続されている。
【００２４】
本発明を適用した突入電流制限回路９は、抵抗Ｒｓを有する電流検出抵抗２１と、ＮＰＮ型のトランジスタ（バイポーラトランジスタ）Ｑ１とＯＮ／ＯＦＦ信号回路２２から成るスイッチ回路２３と、電圧駆動型のスイッチング素子としてのＰ型のＭＯＳ−ＦＥＴから成るパワースイッチング素子Ｑ２と、電流制限制御素子としてのＰＮＰ型のトランジスタ（バイポーラトランジスタ）Ｑ３と、図中Ｒ１で表記する第１の抵抗２４と、Ｒ２で表記する第２の抵抗２６と、Ｒ３で表記する第３の抵抗（本発明における抵抗素子）２７と、図中Ｃｓで表記するコンデンサ（本発明における容量素子）２８とから構成されている。
【００２５】
この場合、電流検出抵抗２１は入力コンデンサ８の後段の正側電源ライン４に直列に接続されており、この電流検出抵抗２１の出力コンデンサ１１側の端部にパワースイッチング素子Ｑ２の一方の主電極としてのソースが接続され、このパワースイッチング素子Ｑ２の他方の主電極としてのドレインが出力コンデンサ１１の正側電源ライン４側の端部に接続されている。
【００２６】
また、パワースイッチング素子Ｑ２の制御電極としてのゲートには第１の抵抗２４の一端が接続され、この第１の抵抗２４の他端にトランジスタＱ１の一方の主電極としてのコレクタが接続されている。このトランジスタＱ１の他方の主電極としてのエミッタは負側電源ライン６に接続されており、これにより、スイッチ回路２３はパワースイッチング素子Ｑ２のゲートと負側電源ライン６（パワースイッチング素子Ｑ２と接続されない側のバッテリ２）間に、第１の抵抗２４を介して接続されたかたちとなる。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号回路２２の出力は、トランジスタＱ１の制御電極としてのベースに接続されている。
【００２７】
また、トランジスタＱ３の一方の主電極としてのコレクタは、パワースイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されており、トランジスタＱ３の他方の主電極としてのエミッタは、電流検出抵抗２１の入力コンデンサ８側の端部の正側電源ライン４に接続されている。前記第２の抵抗２６は、パワースイッチング素子Ｑ２のソースとゲート間に接続されており、第３の抵抗２７は電流検出抵抗２１のパワースイッチング素子Ｑ２側の端部の正側電源ライン４とトランジスタＱ３の制御電極としてのベースとの間に接続されている。そして、前記コンデンサ２８はトランジスタＱ３のベースとコレクタ間に接続されている。
【００２８】
次に、動作を説明する。電動圧縮機の起動時、図２中の時刻ｔ１にＯＮ／ＯＦＦ信号回路２２から出力される信号がＯＦＦからＯＮになると、このＯＮ信号出力により、トランジスタＱ１（ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）がＯＮ状態になる。トランジスタＱ１がＯＮ状態になると、トランジスタＱ１のコレクタは第１の抵抗２４を介してパワースイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されているので、トランジスタＱ１がＯＮした後、バッテリ２からの電流がＥＭＣフィルタ回路７を介して電流検出抵抗２１、第２の抵抗２６、第１の抵抗２４、トランジスタＱ１のコレクタに流れる。尚、図２中の入力電流はＥＭＣフィルタ回路７に入る入力電流である。
【００２９】
一方、トランジスタＱ３のコレクタとベース間に接続されたコンデンサ２８は、トランジスタＱ１がＯＮした瞬間、初期状態で電荷が蓄えられていないため、第３の抵抗２７と第２の抵抗２６は並列接続されたのと近い状態となる。従って、トランジスタＱ３のベースには、バッテリ２の直流電圧を第１の抵抗２４との直列回路で分圧された電流検出抵抗２１−並列の第３の抵抗２７と第２の抵抗２６の直列分の電圧が印加され、この電圧はベース順方向電圧（ＯＮ電圧）を超えることは無いため、第２の抵抗２６と並列の接続となるパワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間もトランジスタＱ３のベース順方向電圧を超える電圧は印加されない。
【００３０】
ここで、電流検出抵抗２１と、第２の抵抗２６と、第３の抵抗２７と、第１の抵抗２４の各抵抗値は、その抵抗分圧によりトランジスタＱ３のベースに印加される電圧が、使用される直流電圧の範囲内においてベース順方向電圧（ＯＮ電圧）以上となるように選択されている。また、パワースイッチング素子Ｑ２としては、当該パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間の閾値電圧Ｖｔｈが、トランジスタＱ３のベース順方向電圧（ＯＮ電圧）より高いものが選択されている。
【００３１】
そして、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧は閾値電圧Ｖｔｈを超えない（ソースに対するゲートの電位が閾値Ｖｔｈ以上低くならない）ので、パワースイッチング素子Ｑ２はＯＦＦしたままとなり、パワースイッチング素子Ｑ２のソース−ドレイン間には電流は流れず、出力コンデンサ１１にも充電電流は未だ流れない。
【００３２】
他方、トランジスタＱ１がＯＮした後、第３の抵抗２７とトランジスタＱ３のベースを経由して、コンデンサ２８に充電が始まる。それにより、コンデンサ２８の端子間の充電電圧は緩やかに上昇し、第２の抵抗２６に印加される電圧がコンデンサ２８の無い場合の値に徐々に近づいていく。ここで、第２の抵抗２６と第１の抵抗２４の各抵抗値は、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間に印加される電圧が、使用される直流電圧の範囲内において閾値電圧Ｖｔｈ以上となるように選択されているので、やがて図２、図３中の時刻ｔ２にパワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧が閾値電圧Ｖｔｈを超え（パワースイッチング素子Ｑ２のソースに対するゲートの電圧が閾値Ｖｔｈ以上低くなり）、パワースイッチング素子Ｑ２がＯＮし、パワースイッチング素子Ｑ２のソース−ドレインを通して、バッテリ２から出力コンデンサ１１に充電電流が徐々に流れ始める。尚、図３には出力コンデンサ１１の充電電流と充電電圧が示されている。
【００３３】
更に、パワースイッチング素子Ｑ２のソース−ドレイン間に充電電流が流れ始めることで、電流検出抵抗２１の両端電圧も上昇していくが、電流検出抵抗２１の両端電圧がトランジスタＱ３のベース順方向電圧（ＯＮ電圧）と同じ電圧に近づくに従い、第２の抵抗２６を流れる電流（コンデンサ２８への充電電流）が減少していく（トランジスタＱ３のベース順方向電圧から電流検出抵抗２１の両端電圧を差し引いた分しか第２の抵抗２６には流れないため）ことで、コンデンサ２８への充電が抑えられ、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧の上昇は一段と緩やかになる。
【００３４】
つまり、トランジスタＱ３のベース−コレクタ間にコンデンサ２８を挿入することで、トランジスタＱ１がＯＮした直後から、トランジスタＱ３がＯＮした状態を保持したままパワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧が徐々に上昇し、その後、後述する出力コンデンサ１１への充電電流（突入電流）の上昇に伴う電流検出抵抗２１の両端電圧の上昇に応じた円滑な電流制限動作に移行する作用となる。
【００３５】
図１に示す如くトランジスタＱ３のコレクタとベース間にコンデンサ２８が接続されていると、前述した如くコンデンサ２８の端子間の充電電圧が緩やかに上昇することで、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧も急激な変化とはならず、出力コンデンサ１１への充電電流も立ち上がりが抑制される（図３）。
【００３６】
このように、突入電流（出力コンデンサ１１への充電電流）の立ち上がりが抑制されるので、ＥＭＣフィルタ回路７にノーマルモードコイル１３、１４が構成されていても、図２の如く入力電流の振動現象は抑制され、入力電流のピーク値が所定の制限電流値を超えてしまうことが解消される。
【００３７】
尚、前述した従来技術のようにパワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間（第２の抵抗２６と並列）にコンデンサを挿入することでも、突入電流による入力電流の振動現象を抑制することが可能であるが、同じ効果を得るためにはコンデンサ２８をトランジスタＱ３のベース−コレクタ間に挿入する場合に比して数十倍のコンデンサ容量が必要となる。
【００３８】
これはパワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間にコンデンサを挿入した場合、挿入したコンデンサと第１の抵抗２４との時定数でコンデンサが充電されることで、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間の電圧も徐々に上昇するが、電流検出抵抗２１の両端電圧がトランジスタＱ３のベース順方向電圧に達して初めて突入電流制限動作が開始され、また、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧が閾値Ｖｔｈを超えるとドレイン電流が一気に流れるため、入力電流の振動現象を効果的に抑制するには、第１の抵抗２４との時定数を十分に大きく、即ち、挿入するコンデンサの容量を十分に大きくする必要があるためである。
【００３９】
そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号回路２２からＯＦＦ信号が出力された後も、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間に挿入したコンデンサの容量の大きさ故に、電荷が第２の抵抗２６を介して放電され、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間の閾値電圧Ｖｔｈを下回り、パワースイッチング素子Ｑ２がＯＦＦするまで、不要に長い時間出力電圧が保持されることになるが、コンデンサ２８をトランジスタＱ３のベースとコレクタ間に使用することで、コンデンサ２８の容量の小ささから放電時間が短くなり、係る問題も解消されることになる。
【００４０】
パワースイッチング素子Ｑ２のソース−ドレイン間に充電電流が流れると、電流検出抵抗２１の両端電圧が上昇するので、トランジスタＱ３のベースバイアス電圧が上昇してトランジスタＱ３がＯＮ状態となる。トランジスタＱ３がＯＮすると、トランジスタＱ３のエミッタ−コレクタに電流が流れる。この電流は第１の抵抗２４を経てトランジスタＱ１のコレクタに流れるので、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート部の電圧が上昇し、それによって、ソースからドレインに流れる出力コンデンサ１１への充電電流を制限する。つまり、電流検出抵抗２１に流れる電流が所定の値を超えない定電流動作となり、パワースイッチング素子Ｑ２のドレイン電流が制限される。
【００４１】
ここで、図４に示す如くトランジスタＱ３のコレクタとベース間にコンデンサ２８が接続されていない場合、時刻ｔ１にＯＮ／ＯＦＦ信号回路２２から出力される信号がＯＦＦからＯＮになり、トランジスタＱ１がＯＮした直後、第２の抵抗２６の両端電圧がパワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧の閾値電圧Ｖｔｈを超えるので、パワースイッチング素子Ｑ２がＯＮし、パワースイッチング素子Ｑ２のソース−ドレインを通して、バッテリ２から出力コンデンサ１１に充電電流が突入電流として流れ、電流の立ち上がりも急激なものとなる（図６）。
【００４２】
急激な立ち上がりの突入電流が流れると、入力部にＥＭＣフィルタ回路７など図中Ｌｎで表記するノーマルモードコイル１３、１４が構成される場合、入力コンデンサ８との共振により、入力電流が図５に示す如く振動波形となり、入力電流のピーク値が所定の制限電流値を超えてしまう（直流電源からの入力電流経路に寄生インダクタンスが含まれる場合も同様である）。
【００４３】
以上詳述した如く本発明によれば、トランジスタＱ３のベースの電圧が電流検出抵抗２１の両端に発生する電圧に応じて変化し、当該トランジスタＱ３が、パワースイッチング素子Ｑ２のゲートの電圧を調整して定電流動作を行うと共に、電流検出抵抗２１の一端とトランジスタＱ３のベース間に第３の抵抗２７を接続し、トランジスタＱ３のベースとコレクタ間にコンデンサ２８を接続したので、突入電流の立ち上がりが抑制され、実施例の如くインダクタンス分を有するＥＭＣフィルタ回路７が設けられる場合であっても、入力電流の振動現象は抑制され、突入電流のピーク値が所定の制限電流値を超えてしまうことを解消することができるようになる。
【００４４】
特に、トランジスタＱ３のベースとコレクタ間にコンデンサ２８を接続しているので、小さい値の容量素子で突入電流の立ち上がりを抑制し、入力電流の振動現象を抑制することが可能となる。
【００４５】
特に、パワースイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧を保持するように作用するコンデンサ２８の容量が小さい値で済むことにより、実施例の如く車両用インバータ一体型電動圧縮機のインバータを制御する制御回路のＤＣ／ＤＣコンバータ３等を負荷として適用する場合に、電源供給をＯＦＦする際の出力電圧の保持時間も過剰に長くならないので、ＯＮ／ＯＦＦ動作時間の制約を支障無く満たすという点で、本発明の電源入力回路１は、極めて好適なものとなる。
【００４６】
尚、実施例では車両用インバータ一体型電動圧縮機の制御回路（負荷）を構成するＤＣ／ＤＣコンバータを例にとって説明したが、請求項６以外の発明ではそれに限らず、直流電源から負荷への電流を制御するもの全般に本発明は有効である。
【００４７】
また、実施例ではパワースイッチング素子Ｑ２としてＰ型のＭＯＳ−ＦＥＴを採用したが、パワースイッチング素子Ｑ２やトランジスタＱ１（ＮＰＮ型）、Ｑ３（ＰＮＰ型）の極性は実施例に限定されるものでは無く、接続箇所を負側電源ライン６として逆の極性の素子を使用しても実現可能である。
【符号の説明】
【００４８】
１  電源入力回路
２  バッテリ（直流電源）
３  ＤＣ／ＤＣコンバータ（負荷）
４  正側電源ライン
６  負側電源ライン
７  ＥＭＣフィルタ回路（フィルタ回路）
９  電流制限回路
１１  出力コンデンサ
２１  電流検出抵抗
２３  スイッチ回路
２４  第１の抵抗
２６  第２の抵抗
２７  第３の抵抗（抵抗素子）
２８  コンデンサ（容量素子）
Ｑ１  トランジスタ
Ｑ２  パワースイッチング素子
Ｑ３  トランジスタ（電流制限制御素子）
【図１】
2019205286.tif 000003
【図２】
2019205286.tif 000004
【図３】
2019205286.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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