(57)【要約】【課題】直接スペクトラム拡散された受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）を高精度に算出する。【解決手段】受信信号は、ＲＦ部１１０で周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器１２０で信号ＳＲ１に変換される。逆拡散部１３０は、符号長Ｌの拡散符号により信号ＳＲ１を逆拡散することによって信号ＳＲ２を出力する。第１の電力算出部１６０は、逆拡散前の信号ＳＲ１の電力である第１の受信電力Ｐ１を算出する。第２の電力算出部１６５は、逆拡散後の信号ＳＲ２の電力である第２の受信電力Ｐ２を算出する。ＳＮＲ算出部１７０は、第１の受信電力Ｐ１から第２の受信電力Ｐ２を減算した値（Ｐ１−Ｐ２）によって、第１の受信電力Ｐ１を符号長Ｌで除算した値を第２の受信電力Ｐ２から減算した値（Ｐ２−Ｐ１／Ｌ）を除算した値になるようにＳＮＲを算出する。【選択図】図１
2019169904.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接スペクトラム拡散信号を受信する受信装置であって、
前記直接スペクトラム拡散信号である受信信号を符号長がＬビット（Ｌ：自然数）の拡散符号によって逆拡散する逆拡散部と、
逆拡散前の前記受信信号の電力である第１の受信電力を算出する第１の電力算出部と、
前記逆拡散部による逆拡散後の受信信号の電力である第２の受信電力を算出する第２の電力算出部と、
前記第１及び第２の電力算出部によって算出された前記第１及び第２の受信電力に基づき、前記受信信号の信号電力を雑音電力で除算した信号対雑音比を算出する信号対雑音比算出部とを備え、
前記信号対雑音比算出部は、
前記第１の受信電力を前記Ｌで除算した値を前記第２の受信電力から減算した値を、前記第１の受信電力から前記第２の受信電力を減算した値で除算した値になるように前記信号対雑音比を算出する、受信装置。
【請求項２】
前記信号対雑音比算出部は、
前記第２の受信電力にＬ／（Ｌ−１）を乗算した値を出力する第１の乗算部と、
前記第１の受信電力に１／（Ｌ−１）を乗算した値を出力する第２の乗算部と、
前記第１の受信電力にＬ／（Ｌ−１）を乗算した値を出力する第３の乗算部と、
前記第１の乗算部の出力から前記第２の乗算部の出力を減算した値を出力する第１の減算部と、
前記第３の乗算部の出力から前記第１の乗算部の出力を減算した値を出力する第２の減算部と、
前記第１の減算部の出力を前記第２の減算部の出力で除算して前記信号対雑音比を算出する比率算出部とを含む、請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記信号対雑音比算出部は、
前記第２の受信電力にＬを乗算した値を出力する第４の乗算部と、
前記第１の受信電力にＬを乗算した値を出力する第５の乗算部と、
前記第４の乗算部の出力から前記第１の受信電力を減算した値を出力する第３の減算部と、
前記第５の乗算部の出力から前記第４の乗算部の出力を減算した値を出力する第４の減算部と、
前記第３の減算部の出力を前記第４の減算部の出力で除算して前記信号対雑音比を算出する比率算出部とを含む、請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
直接スペクトラム拡散信号で通信する通信装置であって、
請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信装置と、
前記受信装置により算出された前記信号対雑音比が入力されて、予め定められた複数の変調方式の中から、前記信号対雑音比に応じて選択された１つの変調方式によって送信データを変調して変調信号を生成する変調部と、前記符号長がＬビットの拡散符号を用いて直接スペクトラム拡散することによって送信信号を出力する拡散部とを含む、
送信装置とを備えた、通信装置。
【請求項５】
前記変調部は、前記信号対雑音比が増加すると、選択する変調方式の多値数が単調に増加するように１つの変調方式を選択し、選択された変調方式によって送信データを変調して変調信号を生成する、請求項４に記載の通信装置。
【請求項６】
直接スペクトラム拡散信号である受信信号の信号対雑音比を算出する信号対雑音比算出装置であって、
逆拡散前の前記受信信号の電力である第１の受信電力から、符号長がＬビット（Ｌ：自然数）の拡散符号による前記受信信号の逆拡散後の信号の電力である第２の受信電力を減算した第１の値で、前記第１の受信電力を前記Ｌで除算した値を前記第２の受信電力から減算した第２の値を除算した値になるように前記信号対雑音比を算出することを特徴とする、信号対雑音比算出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、受信装置、通信装置、及び、信号対雑音比算出装置に関し、より特定的には、受信された直接スペクトラム拡散信号の信号対雑音比（Signal-to-Noise  Ratio、ＳＮＲ）の算出に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、長距離通信を実現する通信システムでは、変調信号を直接スペクトラム拡散して送信した後、受信側で逆拡散することで雑音を抑圧する直接スペクトラム拡散方式が採用されることが多い（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
特開平８−３２５５２（特許文献１）には、直接スペクトラム拡散方式を採用するシステムにおいて、受信信号の電力で雑音電力（Ｎ）を近似し、受信信号を逆拡散した後の電力で信号電力（Ｓ）を近似して、信号電力に対する雑音電力の比であるＳＮＲを算出することが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平８−３２５５２（段落００１８）
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】中川正雄、大槻知明著、「モバイルコミュニケーション（電子情報通信レクチャーシリーズＤ−５）」、電子情報通信学会編、２００９年３月３１日、ｐ．６６
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載された手法では、受信信号の電力で雑音電力を近似できない近距離通信の場合には、ＳＮＲの推定精度が劣化するという問題がある。同様に、変調信号を拡散する拡散符号長が短い場合にも、逆拡散後の電力で信号電力を近似できないため、ＳＮＲの推定精度が劣化するという問題がある。
【０００７】
この発明は上述のような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、直接スペクトラム拡散された受信信号のＳＮＲを高精度に算出することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明のある局面では、直接スペクトラム拡散信号を受信する受信装置であって、逆拡散部と、第１及び第２の電力算出部と、信号対雑音比算出部とを備える。逆拡散部は、直接スペクトラム拡散信号である受信信号を符号長がＬビット（Ｌ：自然数）の拡散符号によって逆拡散する。第１の電力算出部は、逆拡散前の受信信号の電力である第１の受信電力を算出する。第２の電力算出部は、逆拡散部による逆拡散後の受信信号の電力である第２の受信電力を算出する。信号対雑音比算出部は、第１の電力算出部の出力と第２の電力算出部の出力とに基づき、受信信号の信号電力を雑音電力で除算した信号対雑音比を算出する。信号対雑音比算出部は、第１の受信電力をＬ（符号長）で除算した値を第２の受信電力から減算した値を、第１の受信電力から第２の受信電力を減算した値で除算した値になるように信号対雑音比を算出する。
【０００９】
この発明の他のある局面では、直接スペクトラム拡散信号で通信する通信装置は、上記受信装置と、送信装置とを備える。送信装置は、変調部と、拡散部とを含む。変調部は、予め定められた複数の変調方式の中から、受信装置の信号対雑音比算出部により算出された信号対雑音比に応じて選択された１つの変調方式によって送信データを変調して変調信号を生成する。拡散部は、変調部によって変調された変調信号を、符号長がＬビットの拡散符号を用いて直接スペクトラム拡散することによって送信信号を出力する。
【００１０】
この発明のさらに他のある局面では、直接スペクトラム拡散信号である受信信号の信号対雑音比を算出する信号対雑音比算出装置であって、逆拡散前の受信信号の電力である第１の受信電力から、符号長がＬビットの拡散符号による受信信号の逆拡散後の信号の電力である第２の受信電力を減算した第１の値で、第１の受信電力をＬ（符号長）で除算した値を第２の受信電力から減算した第２の値を除算した値になるように信号対雑音比を算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、受信信号の電力で雑音電力を近似できない近距離通信、及び、拡散符号長が短い場合においても、受信信号のＳＮＲを高精度に算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施の形態１に係る直接スペクトラム拡散信号を受信する受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示された逆拡散部の構成を示す機能ブロック図である。
【図３】図１に示された信号雑音電力算出部の第１の構成例を説明するブロック図である。
【図４】図１に示された信号雑音電力算出部の第２の構成例を説明するブロック図である。
【図５】実施の形態２に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１４】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る直接スペクトラム拡散信号を受信する受信装置の構成を示すブロック図である。
【００１５】
図１を参照して、受信装置１００は、ＲＦ（Radio  Frequency）部１１０、Ａ／Ｄ（Analog／Digital）変換器１２０、逆拡散部１３０、デマップ部１４０、及び、誤り訂正復号部１５０と、第１の電力算出部１６０、第２の電力算出部１６５、及び、ＳＮＲ算出部１７０とを備える。ＳＮＲ算出部１７０は、信号雑音電力算出部１８０及び比率算出部１９０を含む。
【００１６】
ＲＦ部１１０は、図示しないアンテナによって受信した電波から生成される受信信号（直接スペクトラム拡散信号）を周波数変換して、拡散符号の周波数の受信信号を生成する。さらにＲＦ部１１０は、拡散符号の周波数の受信信号を必要な信号レベルまで増幅して出力する。Ａ／Ｄ変換器１２０は、ＲＦ部１１０から出力されるアナログの受信信号をデジタル信号に変換して、デジタル信号である信号ＳＲ１を出力する。
【００１７】
逆拡散部１３０は、信号ＳＲ１を、予め定められた符号長の拡散符号で逆拡散して、逆拡散後の信号である信号ＳＲ２を出力する。この逆拡散処理により、信号ＳＲ２に含まれる雑音電力は、逆拡散前の信号ＳＲ１に含まれる雑音電力と比較すると、拡散符号の符号長（Ｌビット、Ｌ：自然数）に従って１／Ｌに低減する。
【００１８】
図２には、逆拡散部１３０の構成を示す機能ブロック図が示される。
図２を参照して、逆拡散部１３０は、低域通過フィルタ（図ではＬＰＦと表記する）１３１，１３２、クロック発振器１３３、拡散符号生成器１３４、及び、乗算器１３５を有する。
【００１９】
低域通過フィルタ１３１，１３２の遮断周波数は、信号ＳＲ１から逆拡散前の信号帯域外のノイズを除去するように設計される。クロック発振器１３３は、拡散符号の周波数のクロック信号を生成する。拡散符号生成器１３４は、クロック信号に従って直接スペクトラム拡散信号の送信側で使用するのと同じ、符号長Ｌビットの拡散符号を生成する。乗算器１３５は、低域通過フィルタ１３１の出力信号と、拡散符号生成器１３４による拡散符号とを乗算した信号を出力する。逆拡散することで、元の狭帯域信号を得ることができる。乗算器１３５の出力信号をさらに低域通過フィルタ１３２を通過させて、逆拡散部１３０の出力信号として逆拡散後の信号ＳＲ２が出力される。
【００２０】
再び図１を参照して、デマップ部（復調部）１４０は、逆拡散後の信号ＳＲ２をデマップしてビット列に変換する。デマップ部（復調部）１４０では、変調方式に応じた復調により、信号ＳＲ２からデジタル値のビット列を生成する。変調方式としては、ＢＰＳＫ（Binary  Phase  Shift  Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature  Phase  Shift  Keying）、ＱＡＭ（Quadrature  Amplitude  Modulation）等の任意のデジタル変調方式を用いることができる。
【００２１】
誤り訂正復号部１５０は、デマップ後のビット列の誤り訂正復号を実施することで、受信データを出力する。誤り訂正復号部１５０は、送信時に採用している誤り訂正符号方式に応じた誤り訂正復号を実施することによって、最終的な受信データ列を生成する。誤り訂正符号には、任意の方式を適用することができる。
【００２２】
なお、誤り訂正符号を使用しない場合は、受信装置は誤り訂正復号部を有さず、デマップ部（復調部）１４０によって変換されたデータ列が、そのまま最終的な受信データ列とされる。
【００２３】
第１の電力算出部１６０は、信号ＳＲ１、すなわち、逆拡散前の受信信号の電力Ｐ１を算出する。ここで、信号電力をＳ、雑音電力Ｎとすると、第１の電力算出部で算出される電力Ｐ１は、下記の式（１）で示される。
Ｐ１＝Ｓ＋Ｎ    …（１）
【００２４】
第２の電力算出部１６５は、逆拡散部１３０から出力される信号ＳＲ２、すなわち、逆拡散後の受信信号の電力Ｐ２を算出する。第２の電力算出部１６５で算出される電力Ｐ２は、下記の式（２）で示される。
Ｐ２＝Ｓ＋Ｎ／Ｌ    …（２）
【００２５】
電力Ｐ１は「第１の受信電力」に対応し、電力Ｐ２は「第２の受信電力」に対応する。ＳＮＲ算出部１７０は、第１及び第２の電力算出部１６０，１６５より出力される電力Ｐ１及びＰ２に基づき、受信信号のＳＮＲを算出する。すなわち、ＳＮＲ算出部１７０は「信号対雑音算出部」の一実施例に対応する。
【００２６】
ここで、長距離伝送のみを想定して、信号電力Ｓに対して雑音電力Ｎが非常に大きい（Ｓ＜＜Ｎ）ことを前提とすると、Ｓ＋Ｎ≒Ｎと近似することで、式（１）においてＰ１＝Ｎとみなすことができる。又、拡散符号長Ｌが十分に長く、逆拡散によって雑音成分が十分に低減できる（Ｌ＞＞Ｎ）ことを前提とすると、Ｎ／Ｌ≒０と近似することで、式（２）においてＰ２＝Ｓとみなすことができる。従って、これらの前提が成立すると、特許文献１のように、Ｐ１／Ｐ２の演算によってＳＮＲを推定することができる。
【００２７】
しかしながら、直接スペクトラム拡散信号が近距離で送受信される場合には、伝送中に加わる雑音電力Ｎは信号電力Ｓに対してそれほど大きくなく、Ｓ＋Ｎ≒Ｎと近似することが適切ではない。又、拡散符号長が短い場合には、Ｎ／Ｌ≒０と近似することが適切ではない。従って、これらの場合には、特許文献１での（Ｐ１／Ｐ２）によるＳＮＲ推定値では、実際の（Ｓ／Ｎ）に対する誤差が大きくなる。
【００２８】
従って、本実施の形態では、信号雑音電力算出部１８０は、第１の電力算出部１６０及び第２の電力算出部１６５による電力Ｐ１及びＰ２について、式（１），（２）の連立方程式を解くことで、信号電力Ｓ及び雑音電力Ｎを算出する。
【００２９】
ここで、式（１），（２）をＳとＮについて解いた結果は、下記の式（３），（４）で示される。
Ｓ＝（Ｌ／（Ｌ−１））×Ｐ２−（１／（Ｌ−１））×Ｐ１    …（３）
Ｎ＝（Ｌ／（Ｌ−１））×Ｐ１−（Ｌ／（Ｌ−１））×Ｐ２    …（４）
【００３０】
図３に、信号雑音電力算出部１８０の第１の構成例を示す。
図３を参照して、信号雑音電力算出部１８０は、第１の乗算部１８１、第２の乗算部１８２、第３の乗算部１８３、第１の減算部１８６、及び、第２の減算部１８７を有する。
【００３１】
第１の乗算部１８１は、第２の電力算出部１６５が出力する電力Ｐ２に対して、拡散符号長Ｌによる係数Ｌ／（Ｌ−１）を乗算した値を出力する。第２の乗算部１８２は、第１の電力算出部１６０が出力する電力Ｐ１に対して、拡散符号長Ｌによる係数１／（Ｌ−１）を乗算した値を出力する。第３の乗算部１８３は、第１の電力算出部１６０が出力する電力Ｐ１に対して、拡散符号長Ｌによる係数Ｌ／（Ｌ−１）を乗算した値を出力する。
【００３２】
第１の減算部１８６は、第１の乗算部１８１の出力から、第２の乗算部１８２の出力を減算して、電力推定値Ｑ１＝（Ｌ／（Ｌ−１））×Ｐ２−（１／（Ｌ−１））×Ｐ１を出力する。第２の減算部１８７は、第３の乗算部１８３の出力から、第１の乗算部１８１の出力を減算して電力推定値Ｑ２＝（Ｌ／（Ｌ−１））×Ｐ１−（Ｌ／（Ｌ−１））×Ｐ２を出力する。この結果、信号雑音電力算出部１８０からの出力信号として、第１の減算部１８６及び第２の減算部１８７から出力される電力推定値Ｑ１及びＱ２は、式（３），（４）の右辺と同等であるため、Ｑ１＝Ｓ、Ｑ２＝Ｎとなる。すなわち、電力推定値Ｑ１及びＱ２は、信号電力Ｓ及び雑音電力Ｎの推定値である。
【００３３】
従って、図１の比率算出部１９０は、信号雑音電力算出部１８０による電力推定値Ｑ１及びＱ２の比率（Ｑ１／Ｑ２）を算出することで、ＳＮＲ（Ｓ／Ｎ）を算出することができる。
【００３４】
図４に、信号雑音電力算出部１８０の第２の構成例を示す。
図４を参照して、信号雑音電力算出部１８０Ａは、第４の乗算部１８４、第５の乗算部１８５、第３の減算部１８８、及び、第４の減算部１８９を有する。
【００３５】
第４の乗算部１８４は、第２の電力算出部１６５が出力する電力Ｐ２に対して、拡散符号の符号長Ｌを乗算した値を出力する。第５の乗算部１８５は、第１の電力算出部１６０が出力する電力Ｐ１に対して、符号長Ｌを乗算した値を出力する。
【００３６】
第３の減算部１８８は、第４の乗算部１８４の出力から、第１の電力算出部１６０が出力する電力Ｐ１を減算する。第４の減算部１８９は、第５の乗算部１８５の出力から、第４の乗算部の出力を減算する。
【００３７】
上記の処理により、第３の減算部１８８及び第４の減算部１８９から出力される電力推定値Ｑ３とＱ４は、Ｑ３＝Ｌ×Ｐ２−Ｐ１、Ｑ４＝Ｌ×（Ｐ１−Ｐ２）となる。
ここで、式（３），（４）を変形すると、式（５），（６）が得られる。
Ｓ＝（Ｌ／（Ｌ−１））×（Ｐ２−Ｐ１／Ｌ）    …（５）
Ｎ＝（Ｌ／（Ｌ−１））×（Ｐ１−Ｐ２）        …（６）
【００３８】
式（５），（６）に照らして、信号雑音電力算出部１８０Ａから出力される電力推定値Ｑ３とＱ４は、Ｑ３＝（Ｌ−１）×Ｓ、Ｑ４＝（Ｌ−１）×Ｎに相当することが理解される。この結果、図１の比率算出部１９０によって算出される電力推定値Ｑ１及びＱ２の比は、Ｑ１をＱ３にＱ２をＱ４に読み替えることで、Ｑ３／Ｑ４＝（（Ｌ−１）×Ｓ）／（（Ｌ−１）×Ｎ）＝Ｓ／Ｎとなる。
【００３９】
すなわち、図４の構成例によっても、信号雑音電力算出部１８０による電力推定値Ｑ３及びＱ４の比率（Ｑ３／Ｑ４）を算出することで、ＳＮＲ（Ｓ／Ｎ）の推定比を算出することができる。式（３），（４）及び式（５），（６）において、Ｓ／Ｎ＝（Ｐ２−Ｐ１／Ｌ）／（Ｐ１−Ｐ２）と計算できるため、図３又は図４の信号雑音電力算出部１８０及び比率算出部１９０によって構成されるＳＮＲ算出部１７０では、（Ｐ２−Ｐ１／Ｌ）を（Ｐ１−Ｐ２）で除算した値になるようにＳＮＲが算出されることが理解される。
【００４０】
以上のように、実施の形態１に係る直接スペクトラム拡散信号を受信する受信装置によれば、特許文献１での前提となる信号電力Ｓに対して雑音電力Ｎが非常に大きい（Ｓ＜＜Ｎ）という条件が満足しない環境、つまり、近距離通信の環境においても、精度良くＳＮＲを推定可能となる。又、特許文献１での前提となる符号長Ｌが十分に長く逆拡散後の雑音電力Ｎ／Ｌが無視できる（Ｎ／Ｌ≒０）という条件が満足しない場合、つまり、拡散符号長が短い場合にも、精度良くＳＮＲを推定することができる。
【００４１】
図４の構成例によれば、信号電力Ｓ及び雑音電力Ｎの値そのものではなく、両者の比率（ＳＮＲ）の演算に特化することで、信号雑音電力算出部１８０による乗算処理を簡易化することができる。図３の構成例の変形として、第１の乗算部１８１、第２の乗算部１８２、第３の乗算部１８３で乗算する値を、それぞれ任意の数αで乗算した値を使用してもＳＮＲを算出できる。つまり、第１の乗算部１８１で係数α×（Ｌ／（Ｌ−１））を乗算し、第２の乗算部１８２で係数α／（Ｌ−１）を乗算し、第３の乗算部１８３で係数α×（Ｌ／（Ｌ−１））を乗算してもよい。なお、ＳＮＲ算出部１７０によって算出されたＳＮＲは、受信装置１００の図示しない表示部に表示することによって、オペレータ等による受信信号の品質（伝搬環境等の伝搬路特性）の把握、監視に用いることが可能である。
【００４２】
実施の形態２．
実施の形態１に係る受信装置による高精度のＳＮＲ推定を用いて、適応変調方式を採用した通信装置を構成することができる。
【００４３】
図５は、実施の形態２に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
図５を参照して、実施の形態２に係る通信装置３００は、実施の形態１に係る受信装置１００と、送信装置２００とを備える。
【００４４】
受信装置１００は、実施の形態１で説明したように、直接スペクトラム拡散信号を受信すると、受信信号の逆拡散処理によって受信データ列を生成するとともに、信号雑音電力算出部１８０及び比率算出部１９０によってＳＮＲを算出する。
【００４５】
送信装置２００は、誤り訂正符号部２１０と、マッピング部（変調部）２２０と、拡散部２３０とを含む。
【００４６】
誤り訂正符号部２１０は、採用している誤り訂正符号方式に従って送信データを誤り訂正符号化する。当該誤り訂正符号化は、受信装置側の誤り訂正復号部１５０（図１）による誤り復号化と対を成す。なお、誤り訂正符号を使用しない場合は、誤り訂正復号部１５０及び誤り訂正符号部２１０は、省略される。すなわち、送信データは、誤り符号化されることなく、マッピング部（変調部）２２０へ入力されてもよい。
【００４７】
マッピング部２２０は、受信信号の品質をもとに変調方式を選択する適応変調方式を採用しており、受信装置１００において算出されたＳＮＲに応じて変調方式を切り替える。すなわち、マッピング部２２０は、誤り訂正符号後の送信データ（あるいは、誤り符号化されていない送信データ）を、ＳＮＲに従って選択された変調方式によってマッピングして変調信号を生成する。
【００４８】
拡散部２３０は、マッピング部（変調部）２２０から出力される変調信号を、符号長Ｌの拡散符号を用いて直接スペクトラム拡散することによって送信信号を出力する。拡散部２３０から出力される送信信号は、増幅器（図示せず）により増幅された後、アンテナ（図示せず）から空間に放射される。
【００４９】
マッピング部２２０における適応変調方式では、電波環境等による伝搬環境の監視（代表的には、ＳＮＲの監視）に基づき、所要の回線品質（例えば、ビット誤り率）を満足する変調方式の中から、周波数利用効率が最も高くなる１つの変調方式が選択される。従って、ＳＮＲが低いときには多値数の小さい変調方式を選択し、ＳＮＲが高いときには多値数の大きい変調方式を選択する。例えば、受信装置１００によって算出されたＳＮＲと層別のための予め定められた複数のしきい値との比較に従って、ＳＮＲが高くなる程、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６値ＱＡＭ、６４値ＱＡＭ、及び、２５６値ＱＡＭの順に、多値数が大きい変調方式を使用するように切替えることができる。つまり、マッピング部（変調部）２２０は、ＳＮＲが増加すると、選択する変調方式の多値数が単調に増加するように変調方式を選択する。単調に増加とは、ある範囲のＳＮＲに対して同じ変調方式を選択し、より大きいＳＮＲの範囲では選択する変調方式の多値数が、より小さいＳＮＲの範囲で選択する変調方式の多値数よりも大きいことを意味する。
【００５０】
このように適応変調方式は、通信回線のＳＮＲに適した伝送容量を実現する手法であるが、ＳＮＲの推定精度が悪いと、変調方式の選択を誤ることで、最適な伝送容量を実現することができなくなるという問題がある。
【００５１】
これに対して、実施の形態２に係る通信装置によれば、実施の形態１に係る受信装置による受信信号から高精度に算出されるＳＮＲを用いることで、適切な変調方式を用いたデータ通信を行うことが可能となるので、適応変調方式を適切に運用することができる。
【００５２】
なお、本実施の形態において、図１〜図５の各々で記載した各ブロックの機能は、プロセッサが予め格納されたプログラムを実行することによるソフトウェア処理、或いは、ＦＰＧＡ（Field-Programmable  Gate  Array），ＬＳＩ（Large-Scale  Integrated  circuit）等によるハードウェア処理、又は、ソフトウェア処理とハードウェア処理との組み合わせによって実現することができる。
【００５３】
又、実施の形態１で説明した構成のうち、ＳＮＲ算出部１７０（或いは、第１及び第２の電力算出部１６０，１６５及びＳＮＲ算出部１７０）を抽出して「信号対雑音比算出装置」を構成することも可能である。
【００５４】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００５５】
１００  受信装置、１１０  ＲＦ部、１２０  Ａ／Ｄ変換器、１３０  逆拡散部、１３１，１３２  低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１３３  クロック発振器、１３４  拡散符号生成器、１３５  乗算器、１４０  デマップ部（復調部）、１５０  誤り訂正復号部、１６０  第１の電力算出部、１６５  第２の電力算出部、１７０  ＳＮＲ算出部（信号対雑音比算出部）、１８０、１８０Ａ  信号雑音電力算出部、１８１  第１の乗算部、１８２  第２の乗算部、１８３  第３の乗算部、１８４  第４の乗算部、１８５  第５の乗算部、１８６  第１の減算部、１８７  第２の減算部、１８８  第３の減算部、１８９  第４の減算部、１９０  比率算出部、２００  送信装置、２１０  誤り訂正符号部、２２０  マッピング部（変調部）、２３０  拡散部、３００  通信装置、Ｌ  拡散符号長、Ｎ  雑音電力、Ｐ１，Ｐ２  電力、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  電力推定値、Ｓ  信号電力、ＳＲ１  信号（逆変換前）、ＳＲ２  信号（逆変換後）。
【図１】
2019169904.tif 000003
【図２】
2019169904.tif 000004
【図３】
2019169904.tif 000005
【図４】
2019169904.tif 000006
【図５】
2019169904.tif 000007