(57)【要約】      （修正有）【課題】各直流電源の電圧が不均一でも動作し、負荷に出力する電力波形の歪が無いマルチレベルインバータ装置を提供する。【解決手段】第１のダイオードと、第１のダイオードに逆並列に接続された第１のスイッチング素子と、第１のダイオードのアノード側に接続された第２のダイオードと、第２のダイオードに逆並列に接続された第２のスイッチング素子を備えるマルチスイッチ部が複数の直流電源の正極側に複数接続されている回路と、直流電源の正極側にカソード側が接続された第３のダイオードと、第３のダイオードに逆並列に接続された第３のスイッチング素子と、前記マルチスイッチ部及び第３のダイオードの直流電源に接続されていない他端が接続されている構成を備えたマルチ変換部１２と、複数の直流電源の出力電圧を検出する手段を用いる。【選択図】図１
2019146319.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチレベルインバータ装置において、
直列に接続された複数の直流電源と、
第１のダイオードと、前記第１のダイオードに逆並列に接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のダイオードのアノード側にアノード側が接続された第２のダイオードと、前記第２のダイオードに逆並列に接続された第２のスイッチング素子を備えるマルチスイッチ部と、前記マルチスイッチ部が最高電位を除いた複数の直流電源の正極側に複数接続されている回路と、最高電位の直流電源の正極側にカソード側が接続された第３のダイオードと、前記第３のダイオードに逆並列に接続された第３のスイッチング素子と、前記マルチスイッチ部及び前記第３のダイオードの直流電源に接続されていない他端が接続されている構成を備えたマルチ変換部と、
複数のスイッチング素子が複数相の回路を構成し、前記マルチ変換部の出力に接続されたインバータ部と、
直列に接続された複数の直流電源の各電圧値を検出する手段と、
前記マルチ変換部及び前記インバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御部と、を備え
マルチ変換部のスイッチング素子のオン・オフ状態により複数の直流電源から１つの電位を、インバータ部を介して負荷に出力することを特徴とするマルチレベルインバータ装置。
【請求項２】
請求項１において、複数の直流電源の各電圧値が不均一であることを特徴とするマルチレベルインバータ装置。
【請求項３】
請求項１において、マルチ変換部及びインバータ部のスイッチング素子を駆動するためのキャリア周波数が同一の値では無いことを特徴とするマルチレベルインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチレベルインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
マルチレベルインバータ装置は、使用する素子耐圧の低減、出力電圧の高調波低減、損失の低減などの利点があり、注目されている。
【０００３】
例えば、特許文献１の技術を用いた従来の単相３レベルインバータ装置では、それぞれ電圧Ｖ／２を出力する直流電源１１及び１２と、これらに対して接続されたスイッチ（ＳＷ）８個、ダイオード（Ｄｄ）１２個を用いて、回路を構成している。
【０００４】
例えば、特許文献２では、それぞれ電圧Ｖ／２を出力する直流電源１１及び１２と、これらに対して接続されたスイッチ（ＳＷ）６個、ダイオード（Ｄｄ）７個を用いて、単相３レベルインバータ装置を構成している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平５−３０８７７８号公報
【特許文献２】特開２０１６−９３０７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１の技術を用いた従来回路では、開閉すべきスイッチング素子が多いため、制御が複雑で、損失が大きい問題がある。また各直流電源の電圧を均一にする必要がある。また、出力電圧の高調波低減対策には、装置全体のスイッチング素子の駆動周波数を上げる必要がある。
【０００７】
また特許文献２記載の回路は、特許文献１の技術を用いた従来回路に比べ、開閉すべきスイッチング素子は少なくなるが、各コンデンサの電圧を特許文献１と同様に均一にする必要がある。また、回路の出力に接続される負荷が誘導負荷の場合、出力される力率が“１”とならないため、図１２記載のＩｄｃが負の値になる場合がある。この時Ｉｄｃ２側は接続されているダイオードのため負の値を取ることができないため、Ｉｄｃ１側に流れてしまい、ａ点の電圧を、Ｖ／２電圧にしたい場合でもＶ電圧となってしまう。その結果、負荷に出力する電圧波形が歪んでしまうという問題があった。
【０００８】
本発明は上記課題を解決するものであり、各直流電源の電圧を不均一でも動作し、負荷に出力する電圧波形の歪みが無いマルチレベルインバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
このような課題を解決するため、
請求項１の発明では、マルチレベルインバータ装置において、
直列に接続された複数の直流電源と、
第１のダイオードと、前記第１のダイオードに逆並列に接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のダイオードのアノード側にアノード側が接続された第２のダイオードと、前記第２のダイオードに逆並列に接続された第２のスイッチング素子を備えるマルチスイッチ部と、前記マルチスイッチ部が最高電位を除いた複数の直流電源の正極側に複数接続されている回路と、最高電位の直流電源の正極側にカソード側が接続された第３のダイオードと、前記第３のダイオードに逆並列に接続された第３のスイッチング素子と、前記マルチスイッチ部及び前記第３のダイオードの直流電源に接続されていない他端が接続されている構成を備えたマルチ変換部と、
複数のスイッチング素子が複数相の回路を構成し、前記マルチ変換部の出力に接続されたインバータ部と、
直列に接続された複数の直流電源の各電圧値を検出する手段と、
前記マルチ変換部及び前記インバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御部と、を備え
マルチ変換部のスイッチング素子のオン・オフ状態により複数の直流電源から１つの電位を、インバータ部を介して負荷に出力することを特徴とする。
【００１０】
請求項２の発明では、請求項１において、複数の直流電源の各電圧値が不均一であることを特徴とする。
【００１１】
請求項３の発明では、請求項１において、マルチ変換部及びインバータ部のスイッチング素子を駆動するためのキャリア周波数が同一の値では無いことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、直流電源電圧が不均一の場合でも、負荷への出力電圧波形が歪まないマルチレベルインバータ装置、または装置の一部のスイッチング素子のみを高速駆動可能なマルチレベルインバータ装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明に係るマルチレベルインバータ装置の回路を示す図である。（実施例１）
【図２】本発明に係る制御部の制御ブロック構成の一例を示す図である。（実施例１）
【図３】本発明に係るマルチレベルインバータ装置の動作時のキャリア信号と出力電圧指令波形を示す図である。（実施例１）
【図４】本発明に係るマルチレベルインバータ装置の動作時の出力電圧波形を示す図である。（実施例１）
【図５】本発明に係るマルチレベルインバータ装置の動作時のゲート信号波形を示す図である。（実施例１）
【図６】本発明に係るマルチレベルインバータ装置の動作時のキャリア信号と出力電圧指令波形を示す図である。（実施例２）
【図７】本発明に係るマルチレベルインバータ装置の動作時のゲート信号波形を示す図である。（実施例２）
【図８】本発明に係る制御部の制御ブロック構成の一例を示す図である。（実施例３）
【図９】本発明に係るマルチレベルインバータ装置の動作時のキャリア信号と出力電圧指令波形を示す図である。（実施例３）
【図１０】本発明に係るマルチレベルインバータ装置の動作時の出力電圧波形を示す図である。（実施例３）
【図１１】従来のマルチレベルインバータ装置の回路の一種を示す図である。
【図１２】従来のマルチレベルインバータ装置の回路の一種を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。実施例では４レベルインバータ装置について説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１は本発明の実施例１に係わる４レベルインバータ装置の回路を示す図、図２は本発明の実施例１に係わる制御部の制御ブロック構成の一例を示す図、図３は本発明の実施例１に係わる４レベルインバータ装置の動作時のキャリア信号と出力電圧指令波形を示す図、図４は本発明の実施例１に係わる４レベルインバータ装置の動作時の出力電圧波形を示す図、図５は本発明の実施例１に係わる４レベルインバータ装置の動作時のゲート信号波形を示す図である。
【００１６】
図１は、４レベルインバータ装置１の構成を示しており、直流電源１１ａ、１１ｂ及び１１ｃと、マルチ変換部１２と、インバータ部１３と、負荷１４と、電圧センサ２１ａ、２２ｂ及び２２ｃと、制御部３１と、を備える。
【００１７】
直流電源１１ａ、１１ｂ及び１１ｃは直列に接続される。
【００１８】
マルチ変換部１２は、スイッチング素子１２１ａ、１２２ａ、１２１ｂ、１２２ｂ、１２１ｃと、ダイオード１２３ａ、１２４ａ、１２３ｂ、１２４ｂ、１２３ｃとを備えて、直流電源の出力を入力し、制御部３１からのゲート指令を受けて動作し、インバータ部１３に出力する。
【００１９】
ダイオード１２３ａは、直流電源１１ａ及び１１ｂの接続点にカソード側が接続され、スイッチング素子１２１ａは、ダイオード１２３ａに逆並列に接続される。
【００２０】
ダイオード１２４ａは、ダイオード１２３ａのアノード側にアノード側が接続され、スイッチング素子１２２ａは、ダイオード１２４ａに逆並列に接続される。
【００２１】
ダイオード１２３ｂは、直流電源１１ｂ及び１１ｃの接続点にカソード側が接続され、スイッチング素子１２１ｂは、ダイオード１２３ｂに逆並列に接続される。
【００２２】
ダイオード１２４ｂは、ダイオード１２３ｂのアノード側にアノード側が接続され、スイッチング素子１２２ｂは、ダイオード１２４ｂに逆並列に接続される。
【００２３】
ダイオード１２３ｃは、直流電源１１ｃの正極側にカソード側が接続され、スイッチング素子１２１ｃは、ダイオード１２３ｃに逆並列に接続される。
【００２４】
ダイオード１２４ａ及び１２４ｂのカソード側とダイオード１２３ｃのアノード側は、接続され、インバータ部１４に出力される。
【００２５】
インバータ部１３は、スイッチング素子１３１〜１３４と、ダイオード１３５〜１３８とを備えて、マルチ変換部１２の出力を入力し、負荷１４に対してマルチレベル化した電圧を出力する。
【００２６】
電圧センサ２１ａは直流電源１１ａの出力電圧Ｖａ、電圧センサ２１ｂは直流電源１１ｂの出力電圧Ｖｂ、電圧センサ２１ｃは直流電源１１ｃの出力電圧Ｖｃを検出する。
【００２７】
制御部３１は、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、直流電源１１ｃ出力電圧Ｖｃと、負荷１４に対して出力する電圧に基づき、マルチ変換部１２及びインバータ部１３のスイッチング素子に対して、オン・オフ指令を出力する。
【００２８】
図２は、制御部３１の構成を示しており、出力電圧指令器３１１と、キャリア信号生成器３１２ａと、演算器３１３ａ〜３１３ｆと、比較器３１４ａ〜３１４ｆと、論理和器３１５ａ及び３１５ｂと、論理反転器３１６ａ〜３１６ｃ及び３１８ａ〜３１８ｂと、論理積器３１７ａ〜３１７ｂと、を備える。
【００２９】
出力電圧指令器３１１は、負荷１４に対して出力する電圧の指令値Ｖｏｕｔ＊を出力する。
【００３０】
キャリア信号生成器３１２ａは、周波数がｆ（Ｈｚ）のキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１を生成する。一般的に使用されるのは三角波であるが、のこぎり波でも良い。
【００３１】
演算器３１３ａは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、下記数１に示す式１で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ１を出力する。
【００３２】
【数１】
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【００３３】
演算器３１３ｂは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、下記数２に示す式２で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ１を出力する。
【００３４】
【数２】
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【００３５】
演算器３１３ｃは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、下記数３に示す式３で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ２を出力する。
【００３６】
【数３】
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【００３７】
演算器３１３ｄは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、下記数４に示す式４で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ２を出力する。
【００３８】
【数４】
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【００３９】
演算器３１３ｅは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、直流電源１１ｃ出力電圧Ｖｃと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、下記数５に示す式５で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ３を出力する。
【００４０】
【数５】
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【００４１】
演算器３１３ｆは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、直流電源１１ｃ出力電圧Ｖｃと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、下記数６に示す式６で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ３を出力する。
【００４２】
【数６】
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【００４３】
比較器３１４ａは、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ１とを比較し、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊がキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ１より大きい時、ゲート信号Ｇｕｐを“１”とする。
【００４４】
比較器３１４ｂは、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ１とを比較し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ１が出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊より大きい時、ゲート信号Ｇｖｐを“１”とする。
【００４５】
比較器３１４ｃは、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ２とを比較し、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊がキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ２より大きい時、信号Ｃｏｍｐ＿Ａ２を“１”とする。
【００４６】
比較器３１４ｄは、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ２とを比較し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ２が出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊より大きい時、信号Ｃｏｍｐ＿Ｂ２を“１”とする。
【００４７】
比較器３１４ｅは、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ３とを比較し、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊がキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ３より大きい時、信号Ｃｏｍｐ＿Ａ３を“１”とする。
【００４８】
比較器３１４ｆは、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ３とを比較し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ３が出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊より大きい時、信号Ｃｏｍｐ＿Ｂ３を“１”とする。
【００４９】
論理和器３１５ａは、信号Ｃｏｍｐ＿Ａ２と、信号Ｃｏｍｐ＿Ｂ２の論理和を取り、結果を信号Ｃｏｍｐ２として出力する。
【００５０】
論理和器３１５ｂは、信号Ｃｏｍｐ＿Ａ３と、信号Ｃｏｍｐ＿Ｂ３の論理和を取り、結果を信号Ｃｏｍｐ３として出力する。
【００５１】
論理反転器３１６ａは、信号Ｃｏｍｐ２の論理反転を行い、ゲート信号Ｇ１ａ及びＧ２ａとして出力する。
【００５２】
論理反転器３１６ｂは、信号Ｃｏｍｐ３の論理反転を行い出力する。
【００５３】
論理反転器３１６ｃは、“０”信号の論理反転を行い出力する。
【００５４】
論理積器３１７ａは、信号Ｃｏｍｐ２と、論理反転器３１６ｂの出力の論理積を取り、ゲート信号Ｇ１ｂ及びＧ２ｂとして出力する。
【００５５】
論理積器３１７ｂは、信号Ｃｏｍｐ３と、論理反転器３１６ｃの出力の論理積を取り、ゲート信号Ｇ１ｃとして出力する。
【００５６】
論理反転器３１８ａは、ゲート信号Ｇｕｐの論理反転を行い、ゲート信号Ｇｕｎとして出力する。
【００５７】
論理反転器３１８ｂは、ゲート信号Ｇｖｐの論理反転を行い、ゲート信号Ｇｖｎとして出力する。
【００５８】
図３は本発明の実施例１に係わる４レベルインバータ装置の動作時のキャリア信号と出力電圧指令波形を示す図、図４は本発明の実施例１に係わる４レベルインバータ装置の動作時の出力電圧波形を示す図、図５は本発明の実施例１に係わる４レベルインバータ装置の動作時のゲート信号波形を示す図である。
【００５９】
制御の動作について簡単に説明する。
【００６０】
各直流電源の出力電圧Ｖａ〜Ｖｃと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、演算器３１３ａ〜３１３ｆにおいて、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ１〜Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ３を生成する。
【００６１】
出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ１又が交差する区間は、０電圧又はＶａ電圧を出力する区間である（区間(1)）。
【００６２】
出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ２が交差する区間は、Ｖａ電圧又は（Ｖａ＋Ｖｂ）電圧を出力する区間である（区間(2)）。
【００６３】
出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ３が交差する区間は、（Ｖａ＋Ｖｂ）電圧又は（Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）電圧を出力する区間である（区間(3)）。
【００６４】
出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ１又が交差する区間は、０電圧又は−Ｖａ電圧を出力する区間である（区間(4)）。
【００６５】
出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ２が交差する区間は、−Ｖａ電圧又は−（Ｖａ＋Ｖｂ）電圧を出力する区間である（区間(5)）。
【００６６】
出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ３が交差する区間は、−（Ｖａ＋Ｖｂ）電圧又は−（Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）電圧を出力する区間である（区間(6)）。
【００６７】
Ｖｃ電圧を出力している直流電源に接続しているスイッチング素子１２１ｃに出力するゲート信号Ｇ１ｃは、区間(3)及び(6)においてオン・オフし、それ以外ではオフする。
【００６８】
Ｖｂ電圧を出力している直流電源に接続しているスイッチング素子１２１ｂ及び１２２ｂに出力するゲート信号Ｇ１ｂ及びＧ２ｂは、区間(2)及び(5)においてオン・オフし、区間(3)及び(6)においてはゲート信号Ｇ１ｃの反転動作をし、区間(1)及び(4)においてはオフする。
【００６９】
Ｖａ電圧を出力している直流電源に接続しているスイッチング素子１２１ａ及び１２２ａに出力するゲート信号Ｇ１ａ及びＧ２ａは、区間(2)及び(5)においてオン・オフし、区間(1)及び(4)においてはオンし、区間(3)及び(6)においてはオフする。
【００７０】
インバータ部のスイッチング素子１３１及び１３２に出力するゲート信号Ｇｕｐ及びＧｕｎは、区間(1)においてオン・オフし、区間(2)及び(3)においてはオンし、区間(4)〜(6)においてはオフする。ゲート信号Ｇｕｎは、ゲート信号Ｇｕｐの反転動作である。
【００７１】
インバータ部のスイッチング素子１３３及び１３４に出力するゲート信号Ｇｖｐ及びＧｖｎは、区間(4)においてオン・オフし、区間(5)及び(6)においてはオンし、区間(1)〜(3)においてはオフする。ゲート信号Ｇｖｎは、ゲート信号Ｇｖｐの反転動作である。
【００７２】
このようにすることで、複数の直流電源から１つの電位を、インバータ部を介して負荷に出力することができる。
【００７３】
本実施例において、スイッチング素子はＩＧＢＴで示したが、ＭＯＳＦＥＴでも良い。ＭＯＳＦＥＴの場合、スイッチング素子に逆接続されたダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ内蔵の寄生ダイオードで代用しても良い。また、マルチ変換部のスイッチング素子において、最上位電位に接続されるスイッチング素子を除くスイッチング素子は、ＩＧＢＴ及びダイオードの２直列を逆阻止ＩＧＢＴ１個にしても良い。
【実施例２】
【００７４】
図６は本発明の実施例２に係わる４レベルインバータ装置の動作時のキャリア信号と出力電圧指令波形を示す図、図７は本発明の実施例２に係わる４レベルインバータ装置の動作時のゲート信号波形を示す図である。
【００７５】
実施例２は、実施例１において、直流電源が出力する電圧が時間的に変化する点が異なる。他は実施例１と同一である。
【００７６】
直流電源１１ａの出力電圧がＶａからＶａ’に、直流電源１１ｂの出力電圧がＶｂからＶｂ’に、直流電源１１ｃの出力電圧がＶｃからＶｃ’に変化している。
【００７７】
各直流電源の出力電圧が変化した場合、演算器３１３ａ〜３１３ｆに各直流電源の出力電圧が入力され、出力する各キャリア信号の振幅が変化する。
【００７８】
これにより、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と各キャリア信号が交差するタイミングが変化し、各ゲート信号の出力状態が変化する。
【００７９】
このようにすることで、直流電源の出力電圧が変化した場合でも、負荷に出力する電圧は一定にすることができる。
【実施例３】
【００８０】
図８は本発明の実施例３に係わる制御部の制御ブロック構成の一例を示す図、図９は本発明の実施例３に係わる４レベルインバータ装置の動作時のキャリア信号と出力電圧指令波形を示す図、図１０は本発明の実施例３に係わる４レベルインバータ装置の動作時の出力電圧波形を示す図である。
【００８１】
実施例３は、実施例１において、キャリア信号生成器が複数有り、複数のキャリア信号生成器に異なる周波数が入力され、複数のキャリア信号生成器から演算器に対して異なるキャリア信号が出力される点が異なる。他は実施例１と同一である。
【００８２】
図８は、制御部３１ａの構成を示しており、キャリア信号生成器３１２ｂ及び３１２ｃが追加されている点が実施例１の図２と異なる。以下、実施例１の図２と異なる点を説明する。
【００８３】
キャリア信号生成器３１２ａ、３１２ｂ及び３１２ｃは、それぞれ周波数がｆ１、ｆ２、ｆ３（Ｈｚ）のキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１、Ｃａｒｒｉｅｒ２、Ｃａｒｒｉｅｒ３を生成する。一般的に使用されるのは三角波であるが、のこぎり波でも良い。
【００８４】
演算器３１３ａは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、下記数７に示す式７で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ１を出力する。
【００８５】
【数７】
2019146319.tif 000009
【００８６】
演算器３１３ｂは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ１に基づき、下記数８に示す式８で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ１を出力する。
【００８７】
【数８】
2019146319.tif 000010
【００８８】
演算器３１３ｃは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ２に基づき、下記数９に示す式９で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ２を出力する。
【００８９】
【数９】
2019146319.tif 000011
【００９０】
演算器３１３ｄは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ２に基づき、下記数１０に示す式１０で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ２を出力する。
【００９１】
【数１０】
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【００９２】
演算器３１３ｅは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、直流電源１１ｃ出力電圧Ｖｃと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ３に基づき、下記数１１に示す式１１で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ａ３を出力する。
【００９３】
【数１１】
2019146319.tif 000013
【００９４】
演算器３１３ｆは、直流電源１１ａ出力電圧Ｖａと、直流電源１１ｂ出力電圧Ｖｂと、直流電源１１ｃ出力電圧Ｖｃと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ３に基づき、下記数１２に示す式１２で演算し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒ＿Ｂ３を出力する。
【００９５】
【数１２】
2019146319.tif 000014
【００９６】
これにより、異なる周波数のキャリア信号と出力電圧指令を比較することが可能となり、スイッチング素子に出力するゲート信号の周波数が変わる。
【００９７】
図９は本装置が動作している時の図８における各信号の波形、図１０は図１における負荷に出力する電圧波形を示している。図９及び図１０では、例として、ｆ２はｆ１の１．５倍、ｆ３はｆ１の２倍の時の波形を示しており、実施例３の出力電圧波形（図１０）は実施例１の出力電圧波形（図４）よりスイッチングが増えていることが分かる。
【００９８】
一般的にキャリア信号の周波数を高くするとスイッチング素子のスイッチングが増加し、波形の歪みが減少することが分かっている。しかし、スイッチング素子のスイッチングが増加すると、スイッチング損失が増加するため、冷却体を大型化する必要がある。
【００９９】
本実施例の技術を用いると、一部のスイッチング素子のスイッチングだけを増加させることが可能であり、一部のスイッチング素子のスイッチングだけを減少させることも可能であるので、冷却体の大型化を抑制できる。
【０１００】
どこのスイッチング素子のスイッチング増加／減少させるかは、歪みを削減したい領域による。例えば、出力電圧指令の極性が変わる付近の歪みを減少させたい場合は、低位の直流電源に接続するスイッチング素子を駆動するキャリア信号の周波数を増加させれば良く、出力電圧指令の傾きの極性が変わる付近の歪みを減少させたい場合は、高位の直流電源に接続するスイッチング素子を駆動するキャリア信号の周波数を増加させれば良い。また、歪みを許容できる領域は、その領域のキャリア信号の周波数を減少させれば良い。
【０１０１】
このような構成にすることで、直流電源の出力電圧が不均一の場合でも、正常な出力電圧を出力することが可能であり、一部のスイッチング素子のスイッチング周波数を変えることで、装置の大型化を抑制しながら、歪みを改善可能なマルチレベルインバータを提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
本発明は、マルチレベルインバータ装置において、直流電源の出力電圧が均一である必要は無く、装置の大型化を抑制しながら歪みの少ない装置を提供することができる。
【符号の説明】
【０１０３】
１                        ４レベルインバータ装置
１１ａ〜１１ｃ            直流電源
１２                      マルチ変換部
１２１ａ〜１２１ｃ        スイッチング素子
１２２ａ、１２２ｂ        スイッチング素子
１２３ａ〜１２３ｃ        ダイオード
１２４ａ、１２４ｂ        ダイオード
１３                      インバータ部
１３１〜１３４            スイッチング素子
１３５〜１３８            ダイオード
１４                      負荷
２１ａ〜２１ｃ            電圧センサ
３１、３１ａ              制御部
３１１                    出力電圧指令器
３１２ａ〜３１２ｃ        キャリア信号生成器
３１３ａ〜３１３ｆ        演算器
３１４ａ〜３１４ｆ        比較器
３１５ａ、３１５ｂ        論理和器
３１６ａ〜３１６ｃ        論理反転器
３１７ａ、３１７ｂ        論理積器
３１８ａ〜３１８ｃ        論理反転器
１０１、１０２            従来の３レベルインバータ装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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