(57)【要約】【課題】  高出力インピーダンスで低電流の微小電力を発電する発電素子の出力の周波数の変動が大きい場合でも、従来よりも安定した電圧を得ることができる電源回路を提供する。【解決手段】  クロック信号発生回路１４は、電圧検出回路１５の出力電圧が予め定めた規定電圧より大きいときには、出力電圧Ｖが規定電圧Ｖｒに近づくようにするのに適した周波数及びデューティ比のクロック信号を出力する。クロック信号発生回路１４は、出力電圧が規定電圧よりも小さくなると、降圧コンバータ回路１３の出力電圧を規定電圧に近付けるように、前記出力電圧に基づいて前記クロック信号の周波数及びデューティ比を変える。【選択図】  図１
2019004674.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高出力インピーダンスを有し且つ低電流を出力する発電素子の出力を整流する整流回路と、
前記整流回路から出力される電力を蓄電する蓄電素子を備えた蓄電回路と、
制御信号に応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を変えることにより、前記蓄電回路の蓄電電圧を降圧して負荷に供給する降圧コンバータ回路と、
前記降圧コンバータ回路の前記スイッチング素子に与えるクロック信号を発生するクロック信号発生回路を備えてなる電源回路であって、
前記降圧コンバータ回路の出力電圧に比例した電圧を出力する電圧検出回路を更に備え、
前記クロック信号発生回路は、前記電圧検出回路の前記出力電圧が予め定めた規定電圧より大きいときには、前記出力電圧が前記規定電圧に近づくようにするのに適した周波数及びデューティ比の前記クロック信号を出力し、前記出力電圧が前記規定電圧よりも小さくなると、前記降圧コンバータ回路の出力電圧を前記規定電圧に近付けるように、前記出力電圧に基づいて前記クロック信号の周波数及びデューティ比を変えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記クロック信号発生回路は、前記電圧検出回路の前記出力電圧が予め定めた規定電圧より大きいときには、前記クロック信号の周波数を下げて且つ前記デューティ比を下げ、前記出力電圧が前記規定電圧よりも小さくなると、前記周波数を上げて且つデューティ比を上げるように構成されている請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記電圧検出回路は、前記発電素子のインピーダンス値に近い入力インピーダンス値を有している請求項１に記載の電源回路。
【請求項４】
前記電圧検出回路は、前記発電素子のインピーダンス値に近い入力インピーダンス値を有する電圧分圧抵抗回路と、前記電圧分圧抵抗回路の分圧点に接続されてノイズを除去するフィルタ回路とからなり、前記分圧点の電圧が前記出力電圧に比例した電圧である請求項３に記載の電源回路。
【請求項５】
前記クロック信号発生回路は、回路に含まれる半導体素子のインピーダンスの変化により発信周波数が変わる発信回路を備えている請求項１に記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高出力インピーダンスを有し且つ低電流を出力する発電素子を電源とする電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特開２０１４−３３４９４号（特許第6002497号）公報（特許文献１）には、高出力インピーダンスで低電流の微小電力を発電する発電素子によって発電された高圧電力により実際の電気回路などを動作させることができる低圧電力を得られ且つ変換効率の向上を図った電源回路が開示されている。この電源回路では、発電素子の正負極出力端子が接続される入力端子を有し、この入力端子に入力された電力を整流する整流回路と、出力される電力を蓄電して放電する蓄電回路と、この高圧電力を一般の電子機器が使用可能な定電圧、例えば５Ｖなどに変換する降圧コンバータ回路と、降圧するようスイッチング素子を所定のオン時間オン状態に維持するクロック信号発生回路とを備えている。この方式におけるクロック信号発生回路においては、常に一定の周波数からなる入力信号（発電波形）を基準としてスイッチング素子の動作を設定している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−３３４９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
高出力インピーダンスで低電流の微小電力を発電する発電素子を備えた回転型発電機は、人の動きや、車、自転車などの移動体を利用して発電動作をすると、発電機の周波数、回転数（速度）は常に一定ではない。このような状況で、特許文献１に示された発信周波数が一定の降圧コンバータを動作させると、図９に示すように、降圧コンバータに入力される電圧の周波数の相違により、一定時間（ｔ）における降圧コンバータへの入力電圧（Vh・Vl）に差異が生じる。そのため降圧コンバータ、直流化回路を経た最終の出力が、回転速度により、常に異なってくるため、安定した電源として使用するのは難しい。回転型発電機の場合の一回転の出力周波数も図１０に示すように、回転の始め点、中間点、回転終了時点ａ、ｂ、ｃ点の時間領域で出力周波数が異なる。このため、この発電機からの出力を直流化し、低圧電力を得る為の降圧コンバータは、使用されるスイッチング周波数の周波数を変換効率が常に最大になる様に可変制御する必要がある。しかしながら、この回転型発電機の出力の周波数が変動し、降圧コンバータ内の発信機のスイチング周波数が最適の周波数から外れた場合には、変換効率が最適点から変化し出力が低下する問題が生じる。
【０００５】
本発明の目的は、高出力インピーダンスで低電流の微小電力を発電する発電素子の出力の周波数の変動が大きい場合でも、従来よりも安定した電圧を得ることができる電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の電源回路は、高出力インピーダンスを有し且つ低電流を出力する発電素子の出力を整流する整流回路と、整流回路から出力される電力を蓄電する蓄電素子を備えた蓄電回路と、制御信号に応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を変えることにより、蓄電回路の蓄電電圧を降圧して負荷に供給する降圧コンバータ回路と、降圧コンバータ回路のスイッチング素子に与えるクロック信号を発生するクロック信号発生回路を備えている。本発明においては、降圧コンバータ回路の出力電圧に比例した電圧を出力する電圧検出回路を更に備えている。そしてクロック信号発生回路は、電圧検出回路の出力電圧が予め定めた規定電圧より大きいときには、出力電圧が規定電圧に近づくようにするのに適した周波数及びデューティ比のクロック信号を出力し、出力電圧が規定電圧よりも小さくなると、降圧コンバータ回路の出力電圧を規定電圧に近付けるように、出力電圧に基づいてクロック信号の周波数及びデューティ比を変える。このようにすると発電素子の出力に周波数変動があっても、従来よりも長い時間にわたって、降圧コンバータ回路の出力電圧を予め定めた電圧に近い値に維持することができる。
【０００７】
クロック信号発生回路は、電圧検出回路の出力電圧が予め定めた規定電圧より大きいときには、前記クロック信号の周波数を下げて且つデューティ比を下げ、出力電圧が規定電圧よりも小さくなると、周波数を上げて且つデューティ比を上げるように構成されている。このようにクロック信号の周波数及びデューティ比を変えることにより、従来よりも長い時間にわたって、降圧コンバータ回路の出力電圧を予め定めた規定電圧に近い値に維持することができる。
【０００８】
また電圧検出回路は、発電素子のインピーダンス値に近い入力インピーダンス値を有しているのが好ましい。これによって電圧検出回路が、負荷となることなく、電圧の検出を行うことができる。
【０００９】
好ましい電圧検出回路は、発電素子のインピーダンス値に近い入力インピーダンス値を有する電圧分圧抵抗回路と、電圧分圧抵抗回路の分圧点に接続されてノイズを除去するフィルタ回路とからなり、分圧点の電圧が出力電圧に比例した電圧になるように構成されているものを用いるのが好ましい。
【００１０】
またクロック信号発生回路は、回路に含まれる半導体素子のインピーダンスの変化により発信周波数が変わる発信回路を備えているのが好ましい。このような構成のクロック信号発生回路であれば、スムーズにクロック周波数を変更することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態における電源回路を示す回路図である。
【図２】Ｎチャンネル型ＦＥＴのゲート・ソース間の電圧を変化させた場合の、出力側の電流変化（インピーダンスの変化）の例を示す図である。
【図３】図２の一部拡大図である。
【図４】デュアルゲートＦＥＴ（マルチゲートＦＥＴ）を使用する場合の回路を示す回路図である。
【図５】デュアルゲートＦＥＴ（マルチゲートＦＥＴ）の入力制御電圧追従性を示す図である。
【図６】クロック用発信周波数制御用デバイスとして、バイポーラトランジスタを使用する場合の回路図である。
【図７】回転型発電機の出力電圧が高い場合の出力電圧の変化を示す図である。
【図８】回転型発電機の出力電圧が低い場合の出力電圧の変化を示す図である。
【図９】従来の降圧コンバータの出力特性を示す図である。
【図１０】回転型発電機が一回転する場合の出力周波数と出力電圧の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下図面を参照して本発明の電源回路の実施の形態の一例を詳細に説明する。
【００１３】
本発明の電源回路に接続される微小電力発電素子を備えた電源としては、高出力インピーダンスを有し低電流を出力する発電素子、具体的には６５ＭΩ前後の高出力インピーダンスを有し、最大出力が１２０Ｖp-p、０．７μＡの発電素子を備えた回転型発電機ＲＧを用いている。
【００１４】
図１は本発明の実施の形態における電源回路を示す回路図である。図において、１は電源回路で、整流回路１１、定電流回路１２、降圧コンバータ回路１３、クロック信号発生回路１４、電圧検出回路１５、蓄電用のコンデンサＣ２（蓄電回路）を備えている。
【００１５】
整流回路１１は、４つの整流用ダイオードＤ１〜Ｄ４からなり、ダイオードＤ１のアノードは第１入力端子IN1とダイオードＤ３のカソードに接続され、ダイオードＤ２のアノードは第２入力端子IN2とダイオードＤ４のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードはダイオードＤ２のカソードとコンデンサＣ２の一端に接続され、ダイオードＤ３のアノードはダイオードＤ４のアノードと接地端子に接続されている。また、コンデンサＣ２の他端は接地端子に接続されている。
【００１６】
定電流回路１２は、Ｎチャネル型ジャンクションＦＥＴ（Ｔｒ１）、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１から構成されている。ジャンクションＦＥＴ（Ｔｒ１）のドレインはダイオードＤ５のカソードに接続され、ダイオードＤ５のアノードはコンデンサＣ２の一端に接続されている。また、ジャンクションＦＥＴ（Ｔｒ１）のソースは抵抗Ｒ１の一端に接続され、抵抗Ｒ１の他端はジャンクションＦＥＴ（Ｔｒ１）のゲートとコンデンサＣ１の一端に接続されている。コンデンサＣ１の他端は接地端子に接続されている。
【００１７】
降圧コンバータ回路１３は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）、２つの抵抗Ｒ２，Ｒ３、ダイオードＤ６、インダクタＬ１、２つのコンデンサＣ３，Ｃ４から構成されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）のソースはコンデンサＣ２の一端と抵抗Ｒ２の一端に接続され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）のゲートは抵抗Ｒ２の他端と抵抗Ｒ３の一端及びコンデンサＣ３の一端に接続されている。抵抗Ｒ３の他端はコンデンサＣ３の他端に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）のドレインはダイオードＤ６のカソードとインダクタＬ１の一端に接続されている。ダイオードＤ６のアノードは接地端子に接続されている。また、インダクタＬ１の他端は出力端子ＯＵＴとコンデンサＣ４の一端に接続され、コンデンサＣ４の他端は接地端子に接続されている。
【００１８】
降圧コンバータ回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）がオン状態にある期間とオフ状態にある期間によってデューティサイクル即ちデューティ比［ＯＮ時間／（ＯＮ時間＋ＯＦＦ時間）］が定まる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）がオン状態にある期間が短ければ降圧コンバータ回路１３の出力電圧の低下率は大きくなり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）がオン状態にある期間が長くなれば降圧コンバータ回路１３の出力電圧の低下率は小さくなる。デューティサイクルは、クロック信号発生回路１４の周波数が低くなればＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）がオフ状態になる期間が長くなる。
【００１９】
クロック信号発生回路１４は、電圧検出回路１５の出力電圧Ｖが予め定めた規定電圧Ｖｒより大きいときには、出力電圧Ｖが規定電圧Ｖｒに近づくようにするのに適した周波数及びデューティ比のクロック信号を出力し［クロック信号の周波数を下げて且つ記デューティ比を下げ］、出力電圧Ｖが規定電圧Ｖｒよりも小さくなると、出力電圧Ｖが規定電圧Ｖｒ以上になるようにまたは規定電圧に近付けるように、出力電圧Ｖに基づいてクロック信号の周波数及びデューティ比を変える［周波数を上げて且つデューティ比を上げる］ように構成されている。具体的なクロック信号発生回路１４は、複数のシュミット・トリガ・インバータ回路ＩＶ１，ＩＶ２、ダイオードＤ７、４つの抵抗Ｒ４〜Ｒ９、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）、コンデンサＣ５から構成されている。インバータ回路ＩＶ１の電源端子は定電流回路１２の抵抗Ｒ１の他端に接続され、定電流回路１２から駆動電力が供給される。インバータ回路ＩＶ１の入力端は抵抗Ｒ４の一端に接続され、インバータ回路ＩＶ１の出力端は抵抗Ｒ５，Ｒ８の一端とインバータ回路ＩＶ２の入力端に接続されている。抵抗Ｒ４の他端はダイオードＤ７のアノードと抵抗Ｒ６の他端とコンデンサＣ５の一端に接続されている。また、ダイオードＤ７のカソードは抵抗Ｒ５の他端に接続されている。インバータ回路ＩＶ２の出力端はコンデンサＣ５の他端と抵抗Ｒ９の一端及びＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）のゲートに接続されている。抵抗Ｒ９の他端及びＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）のソースは接地端子に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）のドレインは降圧コンバータ回路１３の抵抗Ｒ３の他端に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のドレインは抵抗Ｒ６に接続され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のソースは抵抗８に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のドレインとソースには抵抗Ｒ７が並列接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のゲートは、電圧検出回路１５の抵抗Ｒ１３に接続されている。抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ８は、周波数変動幅を制限する制限抵抗であり、抵抗Ｒ７は回路安定用の抵抗である。
【００２０】
このクロック信号発生回路１４では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のゲート・ソース間に印加される電圧（Ｖ）を変えて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のインピーダンスを変えることにより、クロック信号の発振周波数は変化する。図２及び図３はＮチャンネル型ＦＥＴのゲート・ソース間の電圧を変化させた場合の、出力側の電流変化（インピーダンスの変化）図の例である。これらの図から、Ｎチャンネル型ＦＥＴからなるＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のゲート・ソース間の電圧（電圧検出回路１５の出力電圧Ｖ）を変化させることにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）の出力側の電流変化（インピーダンスの変化）が生じることが判る。抵抗Ｒ６〜抵抗Ｒ８によって、周波数変動幅が決まる。本実施の形態では、１Ｈｚから１ｋＨｚの間で周波数が変動するように抵抗Ｒ６〜抵抗Ｒ８の値（比率）が定められている。
【００２１】
より具体的には、電圧検出回路１５の出力電圧Ｖが基準電圧Ｖｒ（５Ｖ）以上あるときに（すなわち回転型発電機ＲＧの出力電圧が図１０のｂの領域の電圧即ち±４５Ｖ以上あるときに）は、クロック信号の周波数が下がり且つデユーティ比が下がって出力電圧が規定電圧を近付ける。また電圧検出回路１５の出力電圧Ｖが最小電圧Ｖmin（４Ｖ）未満であるときに（すなわち回転型発電機ＲＧの出力電圧が図１０のｘの領域の電圧すなわち±１５Ｖ未満の範囲にあるときに）は、クロック信号の周波数が１Ｈｚ以下となる。そして電圧検出回路１５の出力電圧Ｖが最小電圧Ｖmin（４Ｖ）と基準電圧Ｖｒ（５Ｖ）との間にあるときに（すなわち回転型発電機ＲＧの出力電圧が図１０のａとｃの領域の電圧即ち±１５Ｖ以上±４５Ｖ未満の間にあるときには、クロック信号の周波数が１Ｈｚ〜１ｋＨｚの間で変動する。
【００２２】
この範囲では、回転型発電機ＲＧの出力電圧が低下すると、クロック信号の周波数が上がって且つデューティ比が上がり、降圧コンバータ回路１３による降圧作用が低減され、出力電圧が規定電圧に近付くようになる。従来のように、クロック周波数且つデューティ比を一定にすると、図１０のａ及びｂの領域でも降圧コンバータ回路１３による降圧作用が変わらない。その結果、回転型発電機ＲＧの出力電圧が低下したときでも、降圧コンバータ回路１３による降圧作用によって降圧コンバータ回路１３の出力電圧は同じ割合で低下する。また、回転型発電機ＲＧの出力を十分に活用できない。
【００２３】
これに対して、本実施の形態によれば、前述のように、回転型発電機ＲＧの出力電圧が図１０のａとｂの領域の電圧即ち±１５Ｖ以上±４５Ｖ未満の間にあるときには（出力電圧が前記規定電圧よりも小さくなると）、電圧検出回路１５の出力電圧Ｖに基づいてクロック信号の周波数を１Ｈｚ〜１ｋＨｚの間で上げ且つデューティ比を上げるので、回転型発電機ＲＧの発電素子の出力に周波数変動があっても、従来よりも長い時間にわたって、降圧コンバータ回路の出力電圧を予め定めた規定電圧に近い値に維持することができる。
【００２４】
回転発電機の出力周波数が大幅に変化するような、自動車、自転車、鉄道などへの使用環境では、ＦＥＴの入力変化電圧幅のダイナミックレンジが追従不可能となる。この場合には、図４に示すように、デュアルゲートＦＥＴ（マルチゲートＦＥＴ）Ｔｒ４´を使用し、片方のゲートバイアスを可変にすることにより、入力電圧の動きに対して、出力電流の制御幅が広くなる。この例では、図５の様に当該デバイスの入力制御電圧追従性を向上することが可能となる。図４においては、図１の回路構成と同様の部分に、図１に付した符号と同様の符号を付して説明を省略する。
【００２５】
また図６に示すように、クロック用発信周波数制御用デバイスとして、バイポーラトランジスタ等の使用も考えられる。図５においては、図１の回路構成と同様の部分に、図１に付した符号と同様の符号を付して説明を省略する。
【００２６】
電圧検出回路１５は、抵抗Ｒ１１乃至Ｒ１３とコンデンサＣ６とから構成されている。電圧検出回路１５は、発電素子のインピーダンス値に近い入力インピーダンス値を有している。これによって電圧検出回路１５が、負荷となることなく、電圧の検出を行うことができる。抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の接続点（電圧分圧抵抗回路の分圧点）にコンデンサＣ６の一端が接続され、コンデンサＣ６の他端は接地端子に接続されている。また抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の接続点には抵抗Ｒ１３の一端が接続され、抵抗Ｒ１３の他端がＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のゲートに接続されている。抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の接続点（電圧分圧抵抗回路の分圧点）には、降圧コンバータ回路１３の出力電圧に比例した電圧が現れている。直流化電源の出力（ＯＵＴ）から出力電圧をバッファ抵抗Ｒ１１にて取り出すため、Ｒ１１は電源回路出力インピーダンスの約１０倍で、電源回路に影響を及ぼさない値に設定してある。抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ６とによって、ノイズ除去のフィルタが構成されている。
【００２７】
次に、上記構成よりなる本実施形態の電源回路の動作を説明する。
【００２８】
整流回路１１は入力端子IN1，IN2に入力される発電素子の出力電流を全波整流して蓄電回路を形成しているコンデンサＣ２を充電する。前述したように発電素子は交流電圧を出力し、その出力電圧は最大で１２０Ｖp-pであるので、全波整流回路１１の最大出力電圧は４２Ｖになる。
【００２９】
定電流回路１２は、全波整流回路１１から出力される電流の一部を例えば０．２μＡの定電流としてインバータＩＶ１の駆動電力として供給する。なお、コンデンサＣ１はインバータＩＶ１へ印加する電圧を安定化する働きをする。
【００３０】
降圧コンバータ回路１３では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）がオン状態にありドレイン・ソース間が導通している間に、インダクタＬ１に電力を磁気エネルギーとして蓄え、同時に負荷にも電力が供給される。ＭＯＳＦＥＴ（ＴＲ２）がオフ状態となり電力の供給を停止すると、インダクタＬ１は逆起電力を発生させ、インダクタＬ１から負荷に電力を供給すると同時に、ダイオードＤ６によりコンデンサＣ４に電荷を蓄える。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）のスイッチング操作で、エネルギーはインダクタＬ１とコンデンサＣ４の中に往復し、同時に負荷に供給される。なお、抵抗Ｒ２はＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）のゲート・ソース間容量の放電抵抗であり、抵抗Ｒ３はＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）のゲート電流制限抵抗である。また、コンデンサＣ３はＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）のスイッチングスピード改善コンデンサである。クロック信号発生回路１４は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）をスイッチング動作させることにより、降圧コンバータ回路１３のＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）をスイッチング操作する。
【００３１】
電源回路１の入力端子IN1，IN2に発電素子が接続されると、発電素子が接続された直後はインバータ回路ＩＶ１の入力端子の電圧はオープン状態である。このときインバータ回路ＩＶ１の入力電圧がハイレベルであると認識されると、インバータ回路ＩＶ１の出力端の電圧Ｖaは０Ｖ（ローレベル）である。また、インバータ回路ＩＶ２の出力端の電圧Ｖg2は電源電圧Ｖcc（＝５Ｖ：ハイレベル）である。このときインバータ回路ＩＶ１の出力端の電圧は０Ｖ（ローレベル）になり、これに伴いインバータ回路ＩＶ２の出力端の電圧は電源電圧Ｖcc（ハイレベル）となる。したがって、コンデンサＣ５の他端の電圧が電源電圧ＶccとなるからコンデンサＣ５の一端の電圧は電源電圧Ｖcc＋２．５Ｖになる。インバータ回路ＩＶ２の出力電圧が電源電圧Ｖcc（ハイレベル）のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）はオン状態となり、ドレイン・ソース間が導通する。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）がオン状態の間、降圧コンバータ回路１３のＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１）がオン状態になりドレイン・ソース間が導通する。
【００３２】
また、コンデンサＣ５の一端の電圧が電源電圧Ｖcc＋２．５Ｖになったことで、コンデンサＣ５がダイオードＤ７と抵抗Ｒ５を通して放電する。抵抗Ｒ５は抵抗Ｒ６に比べて極めて小さい値であるから、抵抗Ｒ６ではなく抵抗Ｒ５を通して放電する。コンデンサＣ５の電荷が全て放電しても電流は流れ続け、インバータ回路ＩＶ２の出力端の電圧が電源電圧Ｖcc（ハイレベル）であるのでこれによりコンデンサＣ５の他端側が正極としてコンデンサＣ５が充電される。これによりコンデンサＣ５の一端の電圧Ｖbは電源電圧Ｖccから徐々に低下し、コンデンサＣ５の一端の電圧Ｖbがインバータ回路ＩＶ２の閾値電圧２．５Ｖ以下になると、インバータ回路ＩＶ１の入力端の電圧も同電圧であるからインバータ回路ＩＶ１の入力端の電圧はローレベルと判定され、インバータ回路ＩＶ１の出力端の電圧は電源電圧Ｖcc（ハイレベル）となる。これにより、インバータ回路ＩＶ２の出力端の電圧は０Ｖ（ローレベル）となり、このときコンデンサＣ５の一端の電圧Ｖbは−２．５Ｖになる。インバータ回路ＩＶ２の出力端の電圧が０Ｖ（ローレベル）のときＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）はオフ状態となり、ドレイン・ソース間の導通が遮断される。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）がオフ状態の間、降圧コンバータ回路１３のＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）がオフ状態になりドレイン・ソース間の導通が遮断される。
【００３３】
また、コンデンサＣ５の一端の電圧が−２．５Ｖになると、抵抗Ｒ６を通してコンデンサＣ５に電流が流れてコンデンサＣ５が放電され、コンデンサＣ５の一端の電圧は−２．５Ｖから徐々に上昇して０Ｖに近づく。
【００３４】
インバータ回路ＩＶ１の入力端が０Ｖ（ローレベル）であるとき、インバータ回路ＩＶ１の出力端の電圧は電源電圧Ｖcc（ハイレベル）である。また、インバータ回路ＩＶ２の出力端の電圧は０Ｖ（ローレベル）である。このときインバータ回路ＩＶ１の出力端から抵抗Ｒ６を通ってコンデンサＣ５に充電電流が流れる。これによりコンデンサＣ５は充電され、時間の経過に伴ってコンデンサＣ５の一端の電位が上昇する。
【００３５】
コンデンサＣ５の一端の電圧が上昇してインバータ回路ＩＶ１の反転閾値（２．５Ｖ）を超えると、インバータ回路ＩＶ１の出力電圧は反転して０Ｖ（ローレベル）になり、これに伴いインバータ回路ＩＶ２の出力も反転してインバータ回路ＩＶ２の出力端の電圧は電源電圧Ｖcc（ハイレベル）となる。これ以降、上記動作が繰り返される。
【００３６】
本実施形態においては、回路をディスクリートで組んでいるため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）がオフ状態に維持される時間Ｔ１はコンデンサＣ５の容量と抵抗Ｒ６〜Ｒ８の抵抗値及びＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）のインピーダンスによって決まり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）がオン状態に維持される時間Ｔ２はコンデンサＣ５の容量とＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）のゲート・ドレイン間容量Ｃgdと抵抗Ｒ５の抵抗値によって決まる。
【００３７】
本実施形態では、回転発電機ＲＧの出力電圧が、図１０のｂの領域において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）がオフ状態に維持される時間Ｔ１が６８ｍｓとなるようにコンデンサＣ５と抵抗Ｒ６〜Ｒ８の抵抗値及びＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）の最大インピーダンスの値が設定されており、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）がオン状態に維持される時間Ｔ２が６．７μｓとなるようにコンデンサＣ５と抵抗Ｒ５の値が設定されている。これらの時間Ｔ１，Ｔ２は次の（１）式及び（２）式によって決まる。
【００３８】
Ｔ１＝１．１×Ｃ5×Ｚ  …（１）
ここでＺは、抵抗Ｒ６〜Ｒ８の抵抗値及びＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ４）の最大インピーダンスの合計値である。
【００３９】
Ｔ２＝１．１×（Ｃ5＋Ｃgd）×Ｒ5  …（２）
ここで、定数の１．１はオンからオフ及びオフからオンへの立ち上がりと立ち下がりに要する時間を考慮した定数である。
【００４０】
このようにコンデンサＣ５を充電するための電流経路とコンデンサＣ５を放電させるための電流経路を別々に設けることにより、図１０のｂの領域において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ３）をオフ状態に維持する時間を長くし且つＭＯＳＦＥＴ（Ｍ２）をオン状態に維持する時間Ｔ２をオフ状態に維持する時間Ｔ１の１／１００００程度に短く設定することができる。
【００４１】
上記のようにＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ２）がオン・オフ状態を繰り返すことにより、図７に示すように、クロック信号の周波数を下げて且つデューティ比［Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）］を下げ、図１０のｂの領域においては、コンデンサＣ２の蓄電電圧Ｖc2は発電素子の最大出力電圧を整流回路１１によって整流したときの電圧４２Ｖ近辺で変化し、本実施形態ではコンデンサＣ４の電圧は約６Ｖに維持されて負荷抵抗に電力が供給される。また図８に示すようにクロック信号の周波数を上げ且つデューティ比［Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）］を上げ、図１０のａ及びｃの領域でも、コンデンサＣ２の蓄電電圧Ｖc2は発電素子の最大出力電圧を整流回路１１によって整流したときの電圧４２Ｖ近辺で変化し、本実施形態ではコンデンサＣ４の電圧は、図１０のａ及びｃの領域でも、約６Ｖに維持されて負荷抵抗に電力が供給される。
【００４２】
本実施形態の電源回路１によれば、電源回路の出力を可能な限り規定電圧に近付けるために、電源電圧の出力が低いときには、降圧コンバータ回路１３のスイッチング周波数とデューティ比［Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２）］を可変とする。また本実施の形態では、回転型発電機ＲＧの出力の周波数が変化し、出力電圧が変化した場合、当該出力電圧を電圧検出回路１５で監視し、出力電圧の低下が発生する期間（図１０のａ，ｂの期間）では、できるだけセッテイングされた、出力電圧に近づけるように、クロック信号発生回路１４がコンバータ用のクロック信号の周波数及びデューティ比を変化させる。
【００４３】
人体の低振動（数Hz）の動きや、自動車、自転車等の比較的回転数が大きく変動する回転型エレクトレット発電機においては、発電機の発電する出力周波数は、発電機が使用される環境で、発電素子の電極の回転数（毎秒）が変化するので、出力の周期（周波数）も逐次変化する。この様な、回転型発電機を電源とする場合において、本実施の形態の電源回路は、従来よりも長い時間にわたって、降圧コンバータ回路の出力電圧を予め定めた電圧に近い値に維持することができる。そのため本実施の形態の電源回路は、電源変換効率の最大化に有効である。
【００４４】
なおクロック信号発生回路１４の別の制御例としては、電圧検出回路１５の出力電圧が予め定めた規定電圧より大きいときには、クロック信号の周波数を下げて且つデューティ比を下げ、出力電圧が規定電圧よりも小さくなると、規定電圧と出力電圧の差電圧がゼロになるように、クロック信号の周波数を上げて且つデューティ比を上げる。
【００４５】
このようにクロック信号の周波数及びデューティ比を変えると、従来よりも長い時間にわたって、降圧コンバータ回路の出力電圧を予め定めた電圧に近い値に維持することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明の電源回路によれば、発電素子の出力に周波数変動があっても、従来よりも長い時間にわたって、降圧コンバータ回路の出力電圧を予め定めた電圧に近い値に維持することができる。
【符号の説明】
【００４７】
１  電源回路
１１  整流回路
１２  定電流回路
１３  降圧コンバータ回路
１４  クロック信号発生回路
１５  電圧検出回路
Ｔｒ１  ジャンクションＦＥＴ
Ｔｒ２〜Ｔｒ４  ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード
ＩＶ１，ＩＶ２  インバータ回路
Ｌ１  インダクタ
Ｒ１〜Ｒ１３  抵抗
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ
IN1，IN2  入力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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