(57)【要約】【課題】安価で良質な駆動が可能なインバータ制御装置を提供する。【解決手段】モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値において、少なくとも１相の電圧値がインバータが出力可能な電圧値の最小値または最大値となり、かつその相を含む２相の電圧差が所定の電圧差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段によりモータを駆動する。【選択図】図１
2019146360.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、前記モータへ電力を供給するインバータと、前記インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、前記インバータの母線電流を基に前記モータの相電流を再現する電流再現手段を含み、前記モータの出力トルクが所要のトルクとなるように前記モータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、前記モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいて前記モータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、前記第１インバータ制御手段による前記モータの駆動と、前記第２インバータ制御手段による前記モータの駆動とを切り替えるインバータ制御手段とを備え、前記インバータ制御切替手段は、前記第１インバータ制御手段で算出される前記モータの電圧指令値において、少なくとも１相の電圧値が前記インバータが出力可能な電圧範囲の最小値または最大値となり、かつその相を含む２相の電圧差が所定の電圧差閾値未満となる場合には前記第２インバータ制御手段により前記モータを駆動し、それ以外の場合には前記第１インバータ制御手段により前記モータを駆動することを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、前記モータへ電力を供給するインバータと、前記インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、前記インバータの母線電流を基に前記モータの相電流を再現する電流再現手段を含み、前記モータの出力トルクが所要のトルクとなるように前記モータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、前記モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいて前記モータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、前記第１インバータ制御手段による前記モータの駆動と、前記第２インバータ制御手段による前記モータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、前記インバータ制御切替手段は、前記第１インバータ制御手段で算出される前記モータの電圧指令値に基づいて生成されるインバータ制御信号において、少なくとも１相のデューティが最小値または最大値となり、かつその相を含む２相のデューティ差が所定のデューティ差閾値未満となる場合には前記第２インバータ制御手段により前記モータを駆動し、それ以外の場合には前記第１インバータ制御手段により前記モータを駆動することを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項３】
前記インバータの直流電流を検出する電圧検出手段をさらに備え、前記所定の電圧差閾値は、前記インバータの母線電流の検出期間に、前記インバータの直流電圧を乗じた値に基づいて設定されることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記所定のデューティ差閾値は、前記インバータの母線電流の検出期間に基づいて設定されることを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
前記第１インバータ制御手段による前記モータの駆動と、前記第２インバータ制御手段による前記モータの駆動とが、前記モータの電気角１周期中に存在することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
【請求項６】
前記第２インバータ制御手段により前記モータの駆動が行われるキャリア周期では、前記第１インバータ制御手段において前記モータの電流値を、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
【請求項７】
前記インバータの変調率を算出する変調率算出手段をさらに備え、前記変調率算出手段で算出された前記インバータの変調率が１を超える過変調となる場合には、前記第１インバ
ータ制御手段による前記モータの駆動と、前記第２インバータ制御手段による前記モータの駆動とを切り替えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを任意の回転数で駆動するインバータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータの母線電流に基づいてモータ相電流を再現し、その再現した相電流値を用いてモータを駆動するインバータ制御装置において、電圧飽和領域では直流母線電流をフィルタ処理した平均直流母線電流と、１相分の瞬時相電流値と、直流電圧値とに基づいてモータ相電流を演算することで、過変調時においても３相分のモータ相電流を再現する技術がある（例えば特許文献１を参照）。
【０００３】
特許文献１の方法によれば、過変調時においても３相分のモータ相電流を再現することができるため、過変調ＰＷＭ制御を行うことでモータの無効電流を低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第５４１７０５１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記従来の構成の制御装置では、平均直流母線電流はフィルタ特性によりモータの制御性能が左右されるため汎用化が困難となる可能性があり、さらに過変調時において３相分のモータ相電流を再現する際には複雑な演算処理（特許文献１の数５〜数７を参照されたい）を行うためマイコン等の演算装置の高機能化によりコストアップに繋がる可能性がある。
【０００６】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、過変調時においても複雑な演算処理によるモータ相電流の再現を行うことなく、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、インバータの母線電流を基にモータの相電流を再現する電流再現手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値において、少なくとも１相の電圧値がインバータが出力可能な電圧範囲の最小値または最大値となり、かつその相を含む２相の電圧差が所定の電圧差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段によりモータを駆動するものである。
【０００８】
また、本発明のインバータ制御装置は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流
検出手段と、インバータの母線電流を基にモータの相電流を再現する電流再現手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値に基づいて生成されるインバータ制御信号において、少なくとも１相のデューティが最小値または最大値となり、かつその相を含む２相のデューティ差が所定のデューティ差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段によりモータを駆動するものである。
【０００９】
これによって、過変調時においても複雑な演算処理によるモータ相電流の再現を行うことなく、良質なモータの駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明のインバータ制御装置は、過変調時においても複雑な演算処理によりモータ相電流の再現を行うことなく、良質なモータの駆動を実現すると共に、安価な構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明のインバータ制御装置のシステム構成図
【図２】本発明のインバータ制御装置におけるモータの相電流状態の時間的変化の一例、および電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を示す図
【図３】本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第１の動作例を示す図
【図４】図３におけるＰＷＭ信号による駆動時のモータおよびインバータに流れる電流状態を示す図
【図５】本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第２の動作例を示す図
【図６】図５におけるＰＷＭ信号による駆動時のモータおよびインバータに流れる電流状態を示す図
【図７】本発明のインバータ制御装置におけるデッドタイム期間のモータおよびインバータに流れる電流状態の第１の動作例を示す図
【図８】本発明のインバータ制御装置におけるデッドタイム期間のモータおよびインバータに流れる電流状態の第２の動作例を示す図
【図９】本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号の第３の動作例を示す図
【図１０】本発明のインバータ制御装置における第１インバータ制御部の第１の構成図
【図１１】本発明のインバータ制御装置における第１インバータ制御部の第２の構成図
【図１２】本発明のインバータ制御装置における第２インバータ制御部の構成図
【図１３】本発明のインバータ制御装置におけるインバータ制御切替部の第１の構成図
【図１４】本発明のインバータ制御装置におけるインバータ制御切替部の第２の構成図
【図１５】本発明のインバータ制御装置におけるリミット処理部の動作例を示す図
【図１６】本発明のインバータ制御装置における電圧指令値の動作例を示す図
【図１７】本発明のインバータ制御装置におけるＰＷＭ信号生成部の動作例を示す図
【図１８】本発明のインバータ制御装置における動作モード判定部の動作例を示す図
【図１９】本発明のインバータ制御装置における座標軸の定義図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
第１の発明は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、インバータの母線電流を基にモータの相電流を再現する電流再現手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値において、少なくとも１相の電圧値がインバータが出力可能な電圧範囲の最小値または最大値となり、かつその相を含む２相の電圧差が所定の電圧差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段によりモータを駆動するものであり、過変調時においても複雑な演算処理によりモータ相電流の再現を行うことなく、良質なモータの駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。
【００１３】
第２の発明は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、インバータに流れる母線電流を検出する電流検出手段と、インバータの母線電流を基にモータの相電流を再現する電流再現手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御する第１インバータ制御手段と、モータに与える回転速度指令値および電流指令値と、モータ定数（巻線抵抗値、インダクタンス値、誘起電圧値）とに基づいてモータを駆動する電圧値を制御する第２インバータ制御手段と、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるインバータ制御切替手段とを備え、インバータ制御切替手段は、第１インバータ制御手段で算出されるモータの電圧指令値に基づいて生成されるインバータ制御信号において、少なくとも１相のデューティが最小値または最大値となり、かつその相を含む２相のデューティ差が所定のデューティ差閾値未満となる場合には第２インバータ制御手段によりモータを駆動し、それ以外の場合には第１インバータ制御手段によりモータを駆動するものであり、過変調時においても複雑な演算処理によりモータ相電流の再現を行うことなく、良質なモータの駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。
【００１４】
第３の発明は、特に第１の発明のインバータ制御装置において、インバータの直流電流を検出する電圧検出手段をさらに備え、所定の電圧差閾値は、インバータの母線電流の検出期間に、インバータの直流電圧を乗じた値に基づいて設定されるものであり、過変調時においてインバータの母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能か否かの判定を確実に行うことができる。
【００１５】
第４の発明は、特に第３の発明のインバータ制御装置において、所定のデューティ差閾値は、インバータの母線電流の検出期間に基づいて設定されるものであり、過変調時においてインバータの母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能か否かの判定を確実に行うことができる。
【００１６】
第５の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明のインバータ制御装置において、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とが、モータの電気角１周期中に存在するものであり、過変調時においてインバータの母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能となるモータ電気角の位相領域ではモータの電圧制御を行う第２インバータ制御手段で、それ以外の位相領域ではモータの電流
制御を行う第１インバータ制御手段でそれぞれインバータを動作させることで、良質なモータ駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。
【００１７】
第６の発明は、特に第１から第５のいずれかの発明のインバータ制御装置において、第２インバータ制御手段によりモータの駆動が行われるキャリア周期では、第１インバータ制御手段においてモータの電流値を、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算するものであり、いかなる場合でも第１インバータ制御手段において高精度なモータ相電流の再現が可能となる。
【００１８】
第７の発明は、特に第１から第６のいずれかの発明のインバータ制御装置において、インバータの変調率を算出する変調率算出手段をさらに備え、変調率算出手段で算出されたインバータの変調率が１を超える過変調となる場合には、第１インバータ制御手段によるモータの駆動と、第２インバータ制御手段によるモータの駆動とを切り替えるものであり、第１インバータ制御手段と第２インバータ制御手段との切り替えを必要最小限とすることで、主にマイコン等の演算装置の負荷を軽減することができる。
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２０】
（実施の形態１）
図１は、本発明のインバータ制御装置のシステム構成図である。このインバータ制御装置は、直流電源１、モータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２、およびインバータ２を制御するインバータ制御手段６を備える。またｈ、モータ３は中性点を中心にＹ結線された３相巻線であるＵ相巻線４ｕ、Ｖ相巻線４ｖ、Ｗ相巻線４ｗが取り付けられる固定子４と、磁石が装着されている回転子５を備える。
【００２１】
インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子２１ｕおよび低圧側（下アーム）のスイッチング素子２１ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｖおよび低圧側のスイッチング素子２１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｗおよび低圧側のスイッチング素子２１ｚより成る。また、各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）と並列に還流ダイオード（２２ｕ〜２２ｚ）が接続されている。
【００２２】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）のスイッチング動作によって３相交流電圧に変換され、それによりモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線にはシャント抵抗で構成された電流検出手段７が配されている。さらに、インバータ２の直流電圧を検出する電圧検出手段８を備える。
【００２３】
インバータ制御手段６は、電流指令演算部１０と、第１インバータ制御部１１と、第２インバータ制御部１２と、インバータ制御切替部１３と、ベースドライバ１４から構成されている。
【００２４】
電流指令演算部１０では、インバータ制御切替部１３から得られる出力速度ωと、外部から与えられる目標速度ωｓとの偏差情報に基づいてモータ３の回転速度が目標速度に一致するように比例積分制御等を用いて電流指令振幅Ｉｓを導出する。この電流指令振幅Ｉｓと予め設定された電流位相βｍ（例えば実機試験結果やシミュレーション結果等を踏ま
えて、電源電圧や回転数等のテーブルデータとして設けておく）により、２相電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）を導出する。
【００２５】
Ｉｄｓ＝−Ｉｓ×ｓｉｎ（βｍ）                                  ・・・（１）
Ｉｑｓ＝Ｉｓ×ｃｏｓ（βｍ）                                    ・・・（２）
なお、図１９に座標軸の定義を示す。θはインバータ制御切替部１３から得られる出力位置、βｍは電流位相である。３相（ｕ、ｖ、ｗ）／２相（ｄ、ｑ）変換および２相（ｄ、ｑ）／３相（ｕ、ｖ、ｗ）変換については公知のため、以下詳細な説明は省略する。
【００２６】
図１０は、本発明のインバータ制御装置における第１インバータ制御部１１の第１の構成図である。この第１インバータ制御部１１は、相電流再現部１１０と、電流推定部１１１と、電流選択部１１２と、電流制御部１１３と、回転子位置速度推定部１１４と、３相／２相変換部１１５と、２相／３相変換部１１６から構成されている。
【００２７】
電流再現部１１０では、電流検出手段７に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をインバータ制御切替部１３から得られるデューティ情報に基づいてモータ３の相電流に変換する。相電流再現部１１０は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。
【００２８】
電流推定部１１１では、各相の電流値を前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算する。
【００２９】
この推定演算式は、
Ｉｕ（ｎ）＝Ｉｕ（ｎ−１）＋［Ｉｕ（ｎ−１）−Ｉｕ（ｎ−２）］・・・（３）
で表されるような非常に簡単なものでも良く、これによって、第１インバータ制御部１１において回転子位置速度推定部１１４での演算結果の精度を向上させることが可能となるものである。
【００３０】
電流選択部１１２では、インバータ制御切替部１３から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には電流再現部１１０から得られる３相検出電流を、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には電流推定部１１１から得られる３相推定電流を出力する。
【００３１】
３相／２相変換部１１５では、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θに基づいて電流選択部１１２から得られる３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を２相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換する。
【００３２】
回転子磁極位置速度推定部１１４では、２相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）と、インバータ制御切替部１３から得られる２相出力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）の情報により、モータ３の回転速度を推定し、推定された回転速度（推定速度ωｅ）とインバータ制御切替部１３から得られる出力位置θと制御周期Ｔｓに基づいて回転子位置を推定する（回転速度の推定に関する具体的な方法については例えば特開２００１−３７２８１号公報等の文献を参照されたい）。
【００３３】
θｅ＝θ＋Ｔｓ×ωｅ                                          ・・・（４）
電流制御部１１３では、２相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）と、電流指令演算部１０から得られる２相電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）との偏差情報に基づいてモータ３の電流値が電流指令値に一致するように比例積分制御等を用いて２相電圧指令値（Ｖｄｓ１、Ｖｑｓ１）を導出する。
【００３４】
なお、２相電圧指令値（Ｖｄｓ１、Ｖｑｓ１）の導出に関しては、比例積分制御だけでなく一般的な非干渉化制御を組み込んでも良い（非干渉化制御に関する具体的な方法については例えば「リラクタンストルク応用モータ（一般社団法人  電気学会、初版  第１刷発行、１１４頁）」等の文献を参照されたい）。
【００３５】
２相／３相変換部１１６では、推定位置θｅに基づいて電流制御部１１３から得られる２相電圧指令値（Ｖｄｓ１、Ｖｑｓ１）を３相電圧指令値（Ｖｕｓ１、Ｖｖｓ１、Ｖｗｓ１）に変換する。
【００３６】
図１２は、本発明のインバータ制御装置における第２インバータ制御部１２の構成図である。この第２インバータ制御部１２は、電圧制御部１２０と、回転子位置更新部１２１と、２相／３相変換部１２２から構成されている。
【００３７】
電圧制御部１２０では、外部から与えられる目標速度ωｓと、電流指令演算部１０から得られる２相電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）と、モータ定数（巻線抵抗値Ｒａ、インダクタンス値ＬｄおよびＬｑ、誘起電圧値Ｋｅから導出される磁束鎖交数Φａ）と、制御周期Ｔｓに基づいて一般的なモータモデルで２相電圧指令値（Ｖｄｓ２、Ｖｑｓ２）を導出する。
【００３８】
Ｖｄｓ２＝Ｒａ×Ｉｄｓ＋Ｌｄ×ΔＩｄｓ／Ｔｓ
−ωｓ×Ｌｑ×Ｉｑｓ                              ・・・（５）
Ｖｑｓ２＝Ｒａ×Ｉｑｓ＋Ｌｑ×ΔＩｑｓ／Ｔｓ
＋ωｓ×Ｌｄ×Ｉｄｓ＋ωｓ×Φａ                  ・・・（６）
ここで、ΔＩｄｓは前回Ｉｄｓに対する現在Ｉｄｓの差分、ΔＩｑｓは前回Ｉｑｓに対する現在Ｉｑｓの差分である。
【００３９】
なお、インダクタンスには電流による磁気飽和特性があるため、インダクタンス値ＬｄおよびＬｑには電流指令値に対するインダクタンス値のテーブルデータを設けても良い。
【００４０】
また、前述の通り一般的なモータモデルとして、一例として埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）を用いているが、これに限定されず、表面磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）を用いても良い。表面磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ）の場合には、式（５）および式（６）のインダクタンス値ＬｄおよびＬｑを同一のインダクタンス値Ｌに置き換えれば良い。
【００４１】
回転子位置更新部１２１では、外部から与えられる目標速度ωｓと、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θと制御周期Ｔｓに基づいて回転子位置を更新する。
【００４２】
θｓ＝θ＋Ｔｓ×ωｓ                                            ・・・（７）
２相／３相変換部１２２では、更新位置θｓに基づいて電圧制御部１２０から得られる２相電圧指令値（Ｖｄｓ２、Ｖｑｓ２）を３相電圧指令値（Ｖｕｓ２、Ｖｖｓ２、Ｖｗｓ２）に変換する。
【００４３】
図１３は、本発明のインバータ制御装置におけるインバータ制御切替部１３の第１の構成図である。このインバータ制御切替部１３は、動作モード判定部１３０と、電圧指令選択部１３１と、位置選択部１３２と、速度選択部１３３と、ＰＷＭ信号生成部１３４と、出力電圧演算部１３５と、リミット処理部１３６および１３７から構成されている。
【００４４】
リミット処理部１３６では、第１インバータ制御部１１から得られる第１電圧指令値（Ｖｕｓ１、Ｖｖｓ１、Ｖｗｓ１）に基づいて、リミット処理部１３７では、第２インバータ制御部１２から得られる第２電圧指令値（Ｖｕｓ２、Ｖｖｓ２、Ｖｗｓ２）に基づいて
、それぞれ３相電圧指令値にリミット処理を行う。ここで、電圧検出手段８から得られるインバータ２の直流電圧Ｖｄｃを用いると、インバータ２により出力可能な電圧範囲である「±Ｖｄｃ／２」をリミット値とする。
【００４５】
図１５は、リミット処理部１３６および１３７における電圧指令値の動作波形の一例である。図１５において、正弦波状の動作波形がリミット処理前の電圧指令値であり、第１電圧指令値（Ｖｕｓ１、Ｖｖｓ１、Ｖｗｓ１）および第２電圧指令値（Ｖｕｓ２、Ｖｖｓ２、Ｖｗｓ２）に相当する。また、図１５において、リミット値「±Ｖｄｃ／２」で制限された略台形波状の動作波形がリミット処理後の電圧指令値であり、リミット処理部１３６および１３７から出力される。
【００４６】
さらに、リミット処理部１３６および１３７における電圧指令値に関して、図１６を用いて説明を加える。図１６は１相分の相電圧指令値の動作波形例を示しており、リミット処理前の相電圧指令値Ｖｓａの振幅Ａａはリミット値「Ｖｄｃ／２」未満のため通常変調（変調率σ≦１）であり、リミット処理前の相電圧指令値Ｖｓｂの振幅Ａｂはリミット値「Ｖｄｃ／２」を超えるため過変調（変調率σ＞１）となる。過変調時（リミット処理前の相電圧指令値Ｖｓｂの場合）は通常変調時（リミット処理前の電圧指令値Ｖｓａの場合）に対してモータ３に印加できる電圧（図１６の斜線部分に相当）を増加することができるため、モータ３の駆動出力範囲を拡大することができる。
【００４７】
なお、インバータ２の変調率σに関しては、インバータ２の直流電圧Ｖｄｃとリミット処理前の相電圧指令値振幅を用いて導出される。
【００４８】
σ＝相電圧指令値振幅／（Ｖｄｃ／２）                            ・・・（８）
動作モード判定部１３０では、リミット処理部１３６から得られる電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）に基づいてインバータ２の動作モード（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動が行われる場合をモード１、第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動が行われる場合をモード２と定義）を決定する。
【００４９】
電圧指令選択部１３１では、動作モード判定部１３０から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合にはリミット処理部１３６から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）を、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合にはリミット処理部１３７から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ２、Ｖｖｈ２、Ｖｗｈ２）を出力する。
【００５０】
位置選択部１３２では、動作モード判定部１３０から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には第１インバータ制御部１１から得られる推定位置θｅを、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には第２インバータ制御部１２から得られる更新位置θｓを出力する。
【００５１】
速度選択部１３３では、動作モード判定部１３０から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には第１インバータ制御部１１から得られる推定速度ωｅを、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には外部から与えられる目標速度ωｓを出力する。
【００５２】
ＰＷＭ信号生成部１３４では、電圧指令選択部１３１から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ）と、電圧検出手段８から得られる直流電圧Ｖｄｃよりモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号とそのデューティ情報を出力する。
【００５３】
図１７は、ＰＷＭ信号生成部１３４における３相電圧指令値（Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ）とＰＷＭ信号の動作波形の一例であり、各相の電圧指令値と搬送波（キャリア）の大小関係に基づいて各相のデューティが決定されるため、ＰＷＭ信号のデューティの大小関係は、各相の電圧指令値の大小関係から一義的に求められる。
【００５４】
出力電圧演算部１３５では、電圧指令選択部１３１から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ）と、位置選択部１３２から得られる出力位置θとに基づいて３相／２相変換を行うことで２相出力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）を導出する。
【００５５】
前述のように求められたＰＷＭ信号はベースドライバ１４に出力され、インバータ２の各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）を駆動する。
【００５６】
以下、動作モード判定部１３０の具体的な動作について説明する。
【００５７】
まず始めに、図２〜図６を用いてインバータ母線に流れる電流においてもモータ３の相電流が流れる様子を説明する。
【００５８】
図２はモータ３の各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線（４ｕ〜４ｗ）に流れる電流の方向を示した図である。図３において、電気角０〜６０°の区間では、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｅには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間では、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。
【００５９】
例えば、図２において電気角３０°の時に、インバータ制御切替部１３から出力されたＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここで、図４において信号「Ｕ」は上アームのスイッチング素子２１ｕを、信号「Ｖ」は上アームのスイッチング素子２１ｖを、信号「Ｗ」は上アームのスイッチング素子２１ｗを、信号「Ｘ」は下アームのスイッチング素子２１ｘを、信号「Ｙ」は下アームのスイッチング素子２１ｙを、信号「Ｚ」は下アームのスイッチング素子２１ｚを動作させる信号を示す。
【００６０】
これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線にはタイミング（１）では図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング（２）では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング（３）では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。
【００６１】
別の例として、図２において電気角３０°の時に、インバータ制御切替部１３から出力されたＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合には、図６（ａ）に示すようにインバータ母線にはタイミング（１）では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング（２）ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング（３）ではＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。
【００６２】
以上のように、インバータ母線上にインバータ２のスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）の状態に応じてモータ３の相電流が現れることが分かる。
【００６３】
上述のように、キャリア周期内の近接したタイミングで２相分の電流を判断することができれば、次式の関係から３相それぞれの電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）が求められることは明らかである。
【００６４】
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０                                            ・・・（９）
なお、タイミング（４）とタイミング（５）はスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）の動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間にインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。
【００６５】
例えば、タイミング（５）において図７のような各相巻線（４ｕ〜４ｚ）に流れる電流の方向であればインバータ母線にはＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図８のような各相巻線（４ｕ〜４Ｚ）に流れる電流の方向であればインバータ母線にはＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れることになる。
【００６６】
ただし、実用上は各相のＰＷＭ信号のデューティが、少なくとも主にマイコン（図示せず）のＡＤサンプリング時間で決定される値よりも大きい場合でないと、インバータ母線に現れるモータ３の相電流を正確に検出することができない。
【００６７】
例えば、インバータ制御切替部１３から出力されたＰＷＭ信号が図９（ａ）のように変化する場合には、上アームのスイッチング素子が１つ通電しているタイミング（２）の期間と、上アームのスイッチング素子が２つ通電しているタイミング（３）の期間とが、ＡＤサンプリング時間１５よりも長い状態になっていて、図４に示すようにそれぞれの期間でインバータ母線に現れるＷ相電流とＶ相電流を正確に検出することができるが、ＰＷＭ信号が図９（ｂ）のように変化する場合には、上アームのスイッチング素子が２つ通電しているタイミング（３）の期間はＡＤサンプリング時間１５よりも短い状態になっていて、図４に示すようにこの期間はインバータ母線に現れるＶ相電流を正確に検出することができない。つまり、図９（ｂ）のような場合にはキャリア周期内で３相分のモータ相電流の再現が困難となる。したがって、このように変化するＰＷＭ信号が繰り返されると、インバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流を求めることができず、モータ３の電流制御を行うインバータ制御装置ではモータ３の駆動ができなくなる。
【００６８】
特に、インバータ２の変調率σが１を超える過変調時の場合には、例えば図１７に示すように２相のＰＷＭ信号のデューティが最小値（０％）または最大値（１００％）となり、タイミング（２）の期間またはタイミング（３）の期間が発生せず、このような状態ではキャリア周期内で３相分のモータ相電流の再現が不可能となる。
【００６９】
そこで、本発明のインバータ制御装置では上記のような不具合を回避すべく、インバータ制御切替部１３における動作モード判定部１３０では、リミット処理部１３６から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）の大小関係をチェックすることで、間接的にＰＷＭ信号の大小判定を適切に行い、過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能と判断される場合には、モータ３の電圧制御を行う第２インバータ制御部１２で、過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が可能と判断される場合には、モータ３の電流制御を行う第１インバータ制御部１１でそれぞれインバータ２を動作させるものである。
【００７０】
図１８は、リミット処理部１３６から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）の動作波形の一例であり、少なくとも１相の電圧指令値がインバータ２が出力可能な電圧範囲の最小値（−Ｖｄｃ／２）または最大値（＋Ｖｄｃ／２）となり、かつその相を含む２相の電圧指令値の差分が所定の電圧差閾値ΔＶ未満となる場合（過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能となる位相領域）にはインバータ２の動作モードをモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とし、それ以外の場合（過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が可能となる位相領域）にはモード１（第１インバータ制御部１１に
よるモータ３の駆動）とする。
【００７１】
ここで、所定の電圧差閾値ΔＶは、インバータ２の母線電流の検出期間Ｔｄｅｔに、電圧検出手段８から得られるインバータ２の直流電圧Ｖｄｃを乗じた値で設定される。
【００７２】
ΔＶ＝Ｔｄｅｔ×Ｖｄｃ                                        ・・・（１０）
なお、所定の電圧差閾値ΔＶをＰＷＭ信号のデューティ差閾値ΔＤに換算すると、キャリア周期Ｔｃに対するインバータ２の母線電流の検出期間Ｔｄｅｔの百分率で設定される（キャリア周期Ｔｃの設定値によりデューティ差閾値ΔＤの設定値は変化するが、本発明のインバータ制御装置ではデューティ差閾値ΔＤは３０％以下で設定される）。
【００７３】
ΔＤ＝Ｔｄｅｔ／Ｔｃ×１００                                  ・・・（１１）
ここで、インバータ２の母線電流の検出期間Ｔｄｅｔについては、主にマイコン（図示せず）のＡＤサンプリング時間や、デッドタイム期間、インバータ２のスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）のスイッチング動作の遅延時間、スイッチング動作により発生する高周波振動（リンギング）が減衰するまでの時間を考慮して設定される。
【００７４】
これによって、過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能か否かの判定を確実に行うことができる。
【００７５】
また、動作モード判定部１３０では、リミット処理部１３６から得られる３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）の大小関係をチェックすることで、間接的にＰＷＭ信号のデューティの大小判定を適切に行うものであるが、３相電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）をＰＷＭ信号のデューティに変換し、そのデューティに基づいて直接的にＰＷＭ信号の大小判定を行う構成としても良い（図示せず）。
【００７６】
この場合には、少なくとも１相のＰＷＭ信号のデューティ値が最小値（０％）または最大値（１００％）となり、かつその相を含む２相のデューティ差が所定のデューティ差閾値ΔＤ未満となる場合（過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能と判断となる位相領域）にはモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とし、それ以外の場合（過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が可能となる位相領域）にはモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とする。
【００７７】
このように、インバータ２の動作モードとして、モード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）と、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とがモータの電気角１周期中に存在するものであり、過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能となる位相領域ではモータ３の電圧制御を行う第２インバータ制御部１２でインバータ２を動作させることにより、特許文献１による方法（直流母線電流をフィルタ処理した平均直流母線電流と、１相分の瞬時相電流値と、直流電圧値とに基づくモータ相電流演算（特許文献１の数５〜数７を参照されたい））が不要となるため、過変調時においても複雑な演算処理によるモータ相電流の再現を行うことなく、良質なモータ３の駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。
【００７８】
また、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θを基準に、第１インバータ制御部１１における推定位置θｅを、第２インバータ制御部１２における更新位置θｓをそれぞれ導出しているため、回転子位置に齟齬を来たさず、インバータ２の動作モードであるモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とを円滑に切り替えることができる。
【００７９】
（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態のインバータ制御装置について説明する。主要なシステム構成（図１）について、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略し、ここでは構成が異なる第１インバータ制御部１１に関する内容についてのみ説明する（第２インバータ制御部１２、インバータ制御切替部１３に関しては、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略する）。
【００８０】
図１１は、本発明のインバータ制御装置における第１インバータ制御部１１の第２の構成図である。この第１インバータ制御１１は、相電流再現部１１０と、電流推定部２１１と、電流選択部２１２と、電流制御部２１３と、回転子位置速度推定部２１４と、３相／２相変換部２１５と、２相／３相変換部１１６から構成されている（電流再現部１１０、２相／３相変換部１１６に関しては、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略する）。
【００８１】
３相／２相変換部２１５では、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θに基づいて電流再現部１１０から得られる３相検出電流を２相検出電流に変換する。
【００８２】
電流推定部２１１では、２相電流値を前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算する。
【００８３】
この演算式は、
Ｉｄ（ｎ）＝Ｉｄ（ｎ−１）＋［Ｉｄ（ｎ−１）−Ｉｄ（ｎ−２）］・・・（１２）で表されるような非常に簡単なものでも良く、これによって、第１インバータ制御部１１において回転子位置速度推定部２１４での演算結果の精度を向上させることが可能となるものである。
【００８４】
ここで、第１の実施の形態のインバータ制御装置における電流推定部１１１では３相検出電流（交流波形）を前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算するため、キャリア周期が長い場合やモータ相電流の変化が大きい場合には、電流推定精度が低下する可能性があるのに対して、本実施の形態の電流推定部２１１では、２相検出電流（直流波形）の時系列変化量から推定演算するため、電流推定精度の低下を防止することができる。
【００８５】
電流選択部２１２では、インバータ制御切替部１３から得られるインバータ２の動作モードがモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）の場合には３相／２相変換部２１５から得られる２相検出電流を、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）の場合には電流推定部２１１から得られる２相推定電流を出力する。
【００８６】
回転子位置速度推定部２１４では、電流選択部２１２から得られる２相電流と、インバータ制御切替部１３から得られる２相出力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ）の情報により、モータ３の回転速度を推定し、推定された回転速度（推定速度ωｅ）とインバータ制御切替部１３から得られる出力位置θと制御周期Ｔｓに基づいて回転子位置を推定する。
【００８７】
電流制御部２１３では、電流選択部２１２から得られる２相電流と、電流指令演算部１０から得られる２相電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）との偏差情報に基づいてモータ３の電流値が電流指令値に一致するように比例積分制御等を用いて２相電圧指令値（Ｖｄｓ１、Ｖｑｓ１）を導出する。
【００８８】
なお、回転子位置速度推定部２１４、電流制御部２１３に関する具体的な方法については第１の実施の形態のインバータ制御装置と同様である。
【００８９】
このように、インバータ２の動作モードとして、モード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）と、モード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とがモータの電気角１周期中に存在するものであり、過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能となる位相領域ではモータ３の電圧制御を行う第２インバータ制御部１２でインバータ２を動作させることにより、特許文献１による方法（直流母線電流をフィルタ処理した平均直流母線電流と、１相分の瞬時相電流値と、直流電圧値とに基づくモータ相電流演算（特許文献１の数５〜数７を参照されたい））が不要となるため、過変調時においても複雑な演算処理によるモータ相電流の再現を行うことなく、良質なモータ３の駆動を実現すると共に、安価な構成のインバータ制御装置を提供することができる。
【００９０】
また、インバータ制御切替部１３から得られる出力位置θを基準に、第１インバータ制御部１１における推定位置θｅを、第２インバータ制御部１２における更新位置θｓをそれぞれ導出しているため、回転子位置に齟齬を来たさず、インバータ２の動作モードであるモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とを円滑に切り替えることができる。
【００９１】
（実施の形態３）
以下、本発明の第３の実施の形態のインバータ制御装置について説明する。主要なシステム構成（図１）について、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略し、ここでは構成が異なるインバータ制御切替部１３に関する内容についてのみ説明する（第１インバータ制御部１１、第２インバータ制御部１２に関しては、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略する）。
【００９２】
図１４は、本発明のインバータ制御装置におけるインバータ制御切替部１３の第２の構成図である。このインバータ制御切替部１３は、動作モード判定部２３０と、変調率演算部２３１と、電圧指令選択部１３１と、位置選択部１３２と、速度選択部１３３と、ＰＷＭ信号生成部１３４と、出力電圧演算部１３５と、リミット処理部１３６および１３７から構成されている（電圧指令選択部１３１、位置選択部１３２、速度選択部１３３、ＰＷＭ信号生成部１３４、出力電圧演算部１３５、リミット処理部１３６および１３７に関しては、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同一であり、重複するため説明を省略する）。
【００９３】
変調率演算部２３１では、第１インバータ制御部１１から得られる第１電圧指令値（Ｖｕｓ１、Ｖｖｓ１、Ｖｗｓ１）と、電圧検出手段８から得られるインバータ２の直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、式（８）よりインバータ２の変調率σを導出する（相電圧指令値振幅を求める際には、少なくとも１相分の相電圧指令値を用いれば良い）。
【００９４】
動作モード判定部２３０では、変調率演算部２３１から得られるインバータ２の変調率σと、リミット処理部１３６から得られる電圧指令値（Ｖｕｈ１、Ｖｖｈ１、Ｖｗｈ１）に基づいてインバータ２の動作モードを決定する。
【００９５】
具体的には、変調率演算部２３１から得られるインバータ２の変調率σが１を超える過変調時は、第１の実施の形態のインバータ制御装置と同様に、例えば図１８に示す動作波形のように、少なくとも１相の電圧指令値がインバータ２が出力可能な電圧範囲の最小値（−Ｖｄｃ／２）または最大値（＋Ｖｄｃ／２）となり、かつその相を含む２相の電圧指
令値の差分が所定の電圧差閾値ΔＶ未満となる場合（過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が不可能となる位相領域）にのみインバータ２の動作モードをモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とし、それ以外の場合（過変調時においてインバータ２の母線電流から３相分のモータ相電流の再現が可能となる位相領域）はモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とする。インバータ２の変調率が１以下の通常変調時はモード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とする。
【００９６】
このように、第１の実施の形態のインバータ制御装置の作用効果に加えて、インバータ２の変調率σが１を超える過変調時に、インバータ２の動作モードとして、モード１（第１インバータ制御部１１によるモータ３の駆動）とモード２（第２インバータ制御部１２によるモータ３の駆動）とを切り替えることで、第１インバータ制御部１１と第２インバータ制御部１２との切り替えを必要最小限とし、マイコン等の演算装置の負荷を軽減できる。
【産業上の利用可能性】
【００９７】
以上のように、本発明のインバータ制御装置は、過変調時においても複雑な演算処理によるモータ相電流の再現を行うことなく、良質なモータの駆動を実現すると共に、安価な構成とすることができるため、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯機等のモータを駆動する用途に適用できる。
【符号の説明】
【００９８】
１  直流電源
２  インバータ
２１ｕ〜２１ｚ  スイッチング素子
２２ｕ〜２２ｚ  還流ダイオード
３  モータ
４  固定子
４ｕ〜４ｗ  固定子巻線
５  回転子
６  インバータ制御手段
７  電流検出手段
８  電圧検出手段
１０  電流指令演算部
１１  第１インバータ制御部
１２  第２インバータ制御部
１３  インバータ制御切替部
１４  ベースドライバ
１５  ＡＤサンプリング時間
１１０  電流再現部
１１１、２１１  電流推定部
１１２、２１２  電流選択部
１１３、２１３  電流制御部
１１４、２１４  回転子位置速度推定部
１１５、２１５  ３相／２相変換部
１１６  ２相／３相変換部
１２０  電圧制御部
１２１  回転子位置更新部
１２２  ２相／３相変換部
１３０、２３０  動作モード判定部
１３１  電圧指令選択部
１３２  位相選択部
１３３  速度選択部
１３４  ＰＷＭ信号生成部
１３５  出力電圧演算部
１３６、１３７  リミット処理部
２３１  変調率演算部
【図１】
2019146360.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2019146360.tif 000009
【図８】
2019146360.tif 000010
【図９】
2019146360.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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