(57)【要約】【課題】  切替音を含む電磁騒音を抑制できるモータ制御装置およびそれを用いた電動車両システムを提供する。【解決手段】  モータ制御装置は、パルス幅変調信号によって制御される電力変換器と、電力変換器により駆動されるモータと、キャリア信号に基づいてパルス幅変調信号を生成する制御部と、を備えるものであって、制御部は、キャリア信号の第１のキャリア周波数（ｆｃ１）と、第１のキャリア周波数よりも高い第２のキャリア周波数（ｆｃ２）とを切り替えるときに、第１のキャリア周波数および第２のキャリア周波数の各比率をモータの回転数に応じて変化させる。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号によって制御される電力変換器と、
前記電力変換器により駆動されるモータと、
キャリア信号に基づいて前記パルス幅変調信号を生成する制御部と、
を備えるモータ制御装置において、
前記制御部は、前記キャリア信号の第１のキャリア周波数と、前記第１のキャリア周波数よりも高い第２のキャリア周波数とを切り替えるときに、前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数の各比率を前記モータの回転数に応じて変化させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記制御部は、前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数の前記各比率を連続的に変化させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記制御部は、前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数の前記各比率を階段状に変化させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載されるモータ制御装置において、
前記第１のキャリア周波数の比率ｒ１［％］と前記第２のキャリア周波数の比率ｒ２［％］との組（ｒ１，ｒ２）が、（０，１００），（２５，７５），（５０，５０），（７５，２５），（１００，０）の５段階であることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項４に記載されるモータ制御装置において、
前記制御部は、前記５段階を前記モータの前記回転数に応じて設定することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記制御部は、前記モータの前記回転数が大きくなるに従って、前記第１のキャリア周波数の比率を下げ、前記第２のキャリア周波数の比率を上げることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項７】
請求項６に記載されるモータ制御装置において、
前記モータの前記回転数が、所定の第１の回転数以下であるとき、前記第１のキャリア周波数の比率が１００％であり、かつ前記第２の周波数の比率が０％であり、
前記モータの前記回転数が、前記第１の回転数よりも大きな、所定の第２の回転数以上であるとき、前記第１のキャリア周波数の比率が０％であり、かつ前記第２のキャリア周波数の比率が１００％であり、
前記モータの前記回転数が、前記第１の回転数以上かつ前記第２の回転数以下であるとき、前記モータの前記回転数が大きくなるに従って、前記第１のキャリア周波数の比率を１００％から下げ、前記第２のキャリア周波数の比率を０％上げることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項８】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記制御部は、前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数の前記各比率を前記モータの回転数に対して線形に変化させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項９】
請求項１のモータ制御装置において、
前記第２のキャリア周波数が前記第１のキャリア周波数の整数倍（≧２）であることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１０】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記制御部は、前記各比率に応じた継続時間で、前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数を交互に選択することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１１】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数は、前記モータの機械的な固有振動数と一致しないことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１２】
請求項１１記載されるモータ制御装置において、
前記キャリア信号の側帯波の周波数が前記固有振動数と一致するとき、前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数の前記各比率を前記モータの回転数に応じて変化させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１３】
請求項７に記載されるモータ制御装置において、
前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数は、前記モータの機械的な固有振動数と一致せず、かつ前記第２のキャリア周波数は前記第１のキャリア周波数よりも前記固有振動数に近く、
前記第２のキャリア周波数を基本周波数とする前記キャリア信号の側帯波の周波数が前記固有振動数と一致するとき、前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数の前記各比率を前記モータの前記回転数に応じて変化させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１４】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記第１のキャリア周波数から前記第２のキャリア周波数に切り替えるときと、前記第２のキャリア周波数から第１のキャリア周波数に切り替えるときとで、前記各比率の変化にヒステリシスを設けることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１５】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数をスペクトラム拡散させることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１６】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数に応じて、前記モータの電流を検出するタイミングを変更することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１７】
請求項１に記載されるモータ制御装置において、
前記モータが三相同期モータであることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１８】
車体と、前記車体に設けられる車輪と、前記車輪を駆動する駆動動力源と、を備え、前記駆動動力源はモータを含む電動車両システムにおいて、
パルス幅変調信号によって制御され、前記モータを駆動する電力変換器と、
キャリア信号に基づいて前記パルス幅変調信号を生成する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記キャリア信号の第１のキャリア周波数と、前記第１のキャリア周波数よりも高い第２のキャリア周波数とを切り替えるときに、前記第１のキャリア周波数および前記第２のキャリア周波数の各比率を前記モータの回転数に応じて変化させることを特徴とする電動車両システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータを用いてモータを制御するモータ制御装置、並びにモータ制御装置を用いる電動車両システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータをＰＷＭ（パルス幅変調）制御して交流モータを駆動するモータ制御装置においては、直流電源からの直流電力が、インバータのＰＷＭスイッチングによって、任意の電圧・周波数の交流電力に変換される。これにより、交流モータの可変速駆動が実現される。
【０００３】
交流モータ（以下、単に「モータ」と記す）が、回転数が低速で高いトルクを出力しているとき、インバータの特定の相に電流が集中することを防止するために、インバータのスイッチング周波数であるキャリア周波数（搬送波周波数）を低下させる。また、モータの回転数が低速域を抜けると、モータの電力損失を低減してモータとインバータを含むシステム全体の電力損失を低減するために、また高速回転での制御性を確保するために、インバータのキャリア周波数を上げる。
【０００４】
ＰＷＭ制御は、正弦波状の変調信号と、鋸波や三角波などのキャリア信号とを比較して、パルス電圧を発生させるため、モータなどに、キャリア周波数に起因した電磁力（電磁加振力）による騒音（以下、「キャリア電磁騒音」と略記する）が発生する。更に、上述のように、キャリア周波数を低下させたり上げたりすると、キャリア周波数を切り替える際に、キャリア周波数の急な変更に伴う三相電流脈動に起因する騒音（切替音）が発生する。さらに、騒音の周波数とモータの機械的固有振動数とが一致すると、騒音が大きくなる。
【０００５】
これに対し、特許文献１および特許文献２に記載される騒音低減技術が知られている。
【０００６】
特許文献１に記載の技術では、実際の三相同期電動機の回転数Ｎｍが変化して、共振モータ回転数Ｎｒ１に対して所定の範囲内にまで近付いたか否かを判定する。所定の範囲内にまで近付いたときに、インバータのキャリア周波数を変更して、第１のキャリア周波数ｆｃ１とは異なる値の第２のキャリア周波数ｆｃ２を設定する。
【０００７】
特許文献２に記載の技術では、設定可能な搬送波周波数のうち最大搬送波周波数ｆｍａｘおよび最小搬送波周波数ｆｍｉｎのいずれか一つを設定搬送波周波数とし、設定周波数の継続時間をランダムに設定する。これにより、同一周波数の搬送波の継続時間が毎回異なるため、搬送波設定可能範囲の平均周波数（＝２ｆｍｉｎ・ｆｍａｘ／（ｆｍｉｎ＋ｆｍａｘ））の成分である切替音が低減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−２８４７１９号公報
【特許文献２】特開２０１４−２３０４７２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１の技術では、第１のキャリア周波数ｆｃ１と第２のキャリア周波数ｆｃ２の周波数が異なるため、三相電流波形脈動に起因した切替音は抑制できない。また、特許文献２の技術では、最大搬送波周波数と最小搬送波周波数が混在するため、モータの回転数が低速のときに、インバータの半導体スイッチング素子のスイッチング損失が過大になって半導体スイッチング素子が故障する怖れが有る。
【００１０】
そこで、本発明は、モータの運転速度の範囲で、切替音を含む電磁騒音を安定に抑制できるモータ制御装置およびそれを用いた電動車両システムを提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、パルス幅変調信号によって制御される電力変換器と、電力変換器により駆動されるモータと、キャリア信号に基づいてパルス幅変調信号を生成する制御部と、を備えるものであって、制御部は、キャリア信号の第１のキャリア周波数と、第１のキャリア周波数よりも高い第２のキャリア周波数とを切り替えるときに、第１のキャリア周波数および第２のキャリア周波数の各比率をモータの回転数に応じて変化させる。
【００１２】
また、上記課題を解決するために、本発明による電動車両システムは、車体と、車体に取り付けられる車輪と、車輪を駆動する駆動動力源と、を備え、駆動動力源はモータを含むものであって、パルス幅変調信号によって制御され、モータを駆動する電力変換器と、キャリア信号に基づいてパルス幅変調信号を生成する制御部と、を備え、制御部は、キャリア信号の第１のキャリア周波数と、第１のキャリア周波数よりも高い第２のキャリア周波数とを切り替えるときに、第１のキャリア周波数および第２のキャリア周波数の各比率をモータの回転数に応じて変化させる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、第１および第２のキャリア周波数の各比率を変化させることにより、切替音が低減できる。
【００１４】
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施例１であるモータ制御装置の構成を示す。
【図２】図１における制御部１の構成を示すブロック図である。
【図３】図２における三角波生成部の構成を示すブロック図である。
【図４】比率生成部におけるキャリア周波数の比率の決定処理を示すフロー図である。
【図５】モータ回転数とキャリア周波数の設定比率との関係を示す。
【図６】図３における三角波信号生成部が出力する三角波キャリア信号および電圧指令の波形例を示す。
【図７】図６に示す三角波キャリア信号と電圧指令を用いて生成されるゲート指令信号を示す。
【図８】三角波信号波形とＵ相電流波形および電流の検出タイミングを示す。
【図９】実施例２における、モータ回転数とキャリア周波数の設定比率との関係を示す。
【図１０】実施例２における、低キャリア周波数の比率と高調波との関係を示す。
【図１１】実施例３における、モータの機械的共振特性を示す。
【図１２】実施例３における、ｆｃ１，ｆｃ２，インバータのキャリア周波数の上限における振動・騒音レベルを示す。
【図１３】キャリア周波数をｆｃとした場合の電磁加振力の周波数の時間変化の測定結果の一例である。
【図１４】実施例４における、モータ回転数とキャリア周波数の設定比率との関係を示す。
【図１５】実施例５であるハイブリッド自動車システムの構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１〜５により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
【実施例１】
【００１７】
図１は、本発明の実施例１である、モータ制御装置の構成を示す。
【００１８】
モータ制御装置６は、モータ２とインバータ３を有している。
【００１９】
インバータ３は、直流電圧を交流電圧に、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを用いて相互に変換するインバータ主回路３１と、インバータ主回路３１にＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調信号出力手段３２と、直流電力を平滑化する平滑キャパシタ３３と、を有している。本実施例においては、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Field Effect Transistor）が用いられる。なお、半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを適用しても良い。
【００２０】
高圧バッテリ５は、モータ制御装置６の直流電圧源である。高圧バッテリ５の直流電圧ＶＢは、インバータ３のインバータ主回路３１とパルス幅変調信号出力手段３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、モータ２に印加される。
【００２１】
モータ２は、三相交流電圧の供給により回転駆動される三相同期モータ（例えば、永久磁石同期モータ）である。モータ２には、モータ２の誘起電圧の位相に合わせて三相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ４が取り付けられており、回転位置検出器４１にて回転位置センサ４の入力信号から回転位置θを演算する。
【００２２】
ここで、回転位置センサ４としては、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲ（Giant Magneto Resistance）センサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであってもよい。また、回転位置をモータの三相電流や三相電圧を用いて、センサレスで推定してもよい。
【００２３】
電流検出手段７は、モータ２に流れる三相交流電流であるＵ相交流電流ＩｕとＶ相交流電流ＩｖとＷ相交流電流Ｉｗを検出する。ここでは、３つの電流検出器を具備するものを示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相を三相電流の和が零であることから算出してもよい。電流検出器としては、例えば、ＣＴ（Current Transformer）などが適用される。
【００２４】
なお、インバータ３に流入するパルス状の直流母線電流を平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されるシャント抵抗の両端の電圧として検出し、モータ２への印加電圧ベクトルに応じて直流母線電流の検出値から三相電流値を再現してもよい。
【００２５】
制御部１は、回転位置検出器４１によって検出される回転位置θと電流検出手段７によって検出される三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、パルス幅変調信号を生成し、パルス幅変調信号出力手段３２（例えば、ゲート駆動回路）に出力する。
【００２６】
パルス幅変調信号出力手段３２は、制御部１からのパルス幅変調信号を、増幅して、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの制御端子（本実施例では、ゲート端子）に与える。これにより、半導体スイッチング素子がオン・オフ制御されて、高圧バッテリ５からの直流電力が三相交流電力に変換される。
【００２７】
図２は、図１における制御部１の構成を示すブロック図である。
【００２８】
図２に示されるように、制御部１は、三相／ｄｑ電流変換部１１、電流制御部１２、ｄｑ／三相電圧変換部１３、ゲート信号生成部１４、三角波生成部１５を有する。制御部１は、これらの機能によって、検出される三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび回転位置θと、モータ２のｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊とに応じて、インバータ３のインバータ主回路３１を駆動制御するためのパルス幅変調信号（図１）である、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎに対するゲート指令信号、それぞれＧｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎを作成して出力する。
【００２９】
なお、本実施例において、制御部１はマイクロコンピュータなどのコンピュータシステムによって構成され、コンピュータシステムが所定のプログラムを実行することにより図２中の各部として機能する。また、制御部１においては、回転座標（ｄｑ座標）を用いるベクトル制御方式が適用される。
【００３０】
三相／ｄｑ電流変換部１１は、検出したＵ相交流電流ＩｕとＶ相交流電流ＩｖとＷ相交流電流Ｉｗと回転位置θとから、ｄｑ変換したｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを演算する。
【００３１】
電流制御部１２は、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑが、それぞれ、上位制御装置において目標トルクに応じて作成されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に一致するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。
【００３２】
ｄｑ／三相電圧変換部１３は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と回転位置θとから、ＵＶＷ変換した三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、ＵＷ相電圧指令値Ｖｗ＊を演算して出力する。
【００３３】
ゲート信号生成部１４は、ｄｑ／三相電圧変換部１３の出力であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊とＶ相電圧指令値Ｖｖ＊とＷ相電圧指令値Ｖｗ＊と、三角波生成部１５の出力である三角波Ｔｒとを比較して、すなわちパルス幅変調（ＰＷＭ）によって、パルス状の電圧であるゲート指令信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎを生成する。その際、上側アーム（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）に対するゲート指令信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐを論理反転させ、下側アーム（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）に対するゲート指令信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎを生成する。
【００３４】
三角波生成部１５は、後述するように、キャリア周波数として、互いに異なるキャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２がモータ回転速度ωｒに応じた比率で設定される三角波Ｔｒを生成する。モータ回転速度ωｒは、回転位置θから微分器（ｄθ／ｄｔ）によって演算される。本実施例においては、制御部１が微分器を備えているが、これに限らず、回転位置検出器４１（図１）が、微分器を備え、回転位置θとモータ回転速度ωｒを検出しても良い。
【００３５】
これらゲート指令信号Ｇｕｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｐ，Ｇｖｎ，Ｇｗｐ，Ｇｗｎが、パルス幅変調信号出力手段３２（図１）を介してインバータ主回路３１（図１）を構成する各半導体スイッチング素子の制御端子（ゲート）に与えられることにより、各半導体スイッチング素子がオン・オフ制御される。これにより、インバータ主回路３１が直流電力を交流電力に変換して出力するとともに、インバータ主回路３１の出力電圧の大きさや周波数が制御される。
【００３６】
なお、モータ制御装置６において、モータ２の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒが、上位制御装置からの速度指令と一致するように、電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ出力トルクを制御する場合には、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとモータトルクの関係を示す数式あるいはマップを用いて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊を作成する。
【００３７】
次に、三角波生成部について説明する。
【００３８】
図３は、図２における三角波生成部１５の構成を示すブロック図である。
【００３９】
三角波生成部１５は、比率生成部１５１、三角波信号生成部１５２を有する。
【００４０】
比率生成部１５１は、モータ回転速度ωｒに応じて、ＰＷＭ制御におけるキャリア信号に設定される第１のキャリア周波数ｆｃ１と第２のキャリア周波数ｆｃ２（＞ｆｃ１）の比率を変化させる。
【００４１】
ωｒの低速域では、ｆｃ１の比率が１００％（ｆｃ２の比率０％）であり、比率生成部１５１は、ｆｃ１とｆｃ２の内、ｆｃ１のみを選択する。低速域を抜ける時にｆｃ１からｆｃ２に切り替える場合、比率生成部１５１は、予め設定される、モータ回転速度ωｒと、ｆｃ１およびｆｃ２の比率との関係に従って、モータ回転速度ωｒの変化に応じてｆｃ１およびｆｃ２の比率が変化するように、ｆｃ１とｆｃ２を交互に選択する。そして、低速域を抜けた所定の速度領域では、ｆｃ２の比率が１００％（ｆｃ１の比率０％）であり、比率生成部１５１は、ｆｃ１とｆｃ２の内、ｆｃ２のみを選択する。なお、ｆｃ２からｆｃ１に切り替える場合、比率生成部１５１は、ｆｃ１からｆｃ２に切り替える場合と同様に、ｆｃ１とｆｃ２を交互に選択する。
【００４２】
三角波信号生成部１５２は、比率生成部１５１によって選択されるキャリア周波数を有する三角波信号Ｔｒを生成する。なお、キャリア信号の波形は、本実施例における三角波のほか、鋸波でも良い。
【００４３】
図４は、図３の比率生成部１５１におけるキャリア周波数の比率の決定処理を示すフロー図である。
【００４４】
まず、比率生成部１５１は、モータ回転数（ωｒ）が所定の回転数Ｎ１以下であるか否かを判定し、Ｎ１以下である場合（Ｙｅｓ）、インバータ主回路を構成する半導体スイッチング素子を保護するために、インバータのキャリア周波数を比較的低周波数であるｆｃ１に設定する。
【００４５】
モータ回転数が所定の回転数Ｎ１より大きい場合（Ｎｏ）、次に、比率生成部１５１は、モータ回転数（ωｒ）が所定の回転数Ｎ２以下（Ｎ２＞Ｎ１）であるか否かを判定し、Ｎ２以下である場合（Ｙｅｓ）、モータ回転数に応じたキャリア周波素の所定の比率に基づいて、キャリア周波数として、ｆｃ１およびｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）を交互に設定する。
【００４６】
モータ回転数が回転数Ｎ２よりも大きな場合（Ｎｏ）、比率生成部１５１は、モータ制御装置の効率の向上および高速回転での制御性の確保のために、キャリア周波数を、ｆｃ１よりも高周波数であるｆｃ２に設定する。
【００４７】
第１のキャリア周波数ｆｃ１と第２のキャリア周波数ｆｃ２はインバータの半導体スイッチング素子の故障を防止するために、モータの電流に応じて変化させてもよい。また、ｆｃ２をｆｃ１の整数倍に設定して（ｆｃ２＝ｎｆｃ２：ｎ＝２，３，…）、倍数調波成分が発生するようにしてもよい。
【００４８】
図５は、モータ回転数とキャリア周波数の設定比率との関係を示す。縦軸は、一定時間に占めるキャリア周波数割合（すなわちキャリア周波数の比率）を示し、横軸はモータ回転数（モータ回転速度ωｒに相当）を示す。
【００４９】
図５に示すように、本実施例においては、モータ回転数が零から所定値Ｎ１までの低速域では、ｆｃ１およびｆｃ２の比率（合計１００％）は、それぞれ１００％および零％に設定される。モータ回転数が所定値Ｎ１より大きくかつ所定値Ｎ２（＞Ｎ１）以下の場合、モータの回転数に応じて、キャリア周波数の比率を連続的かつ線形（一次関数的）に変化させる。ここで、モータ回転数がＮ１からＮ２へ大きくなるのに従って、ｆｃ１の比率は１００％から零％に向って徐々に減少し、それに伴いｆｃ２の比率は零％から１００％に向って徐々に増大する。モータ回転数が所定値Ｎ２よりも大きな速度領域では、ｆｃ１およびｆｃ２の比率は、それぞれ零％および１００％に設定される。
【００５０】
なお、制御部１がマイクロコンピュータで構成される場合、デジタル制御であるため、ｆｃ１およびｆｃ２の比率は離散的に設定される。この場合、マイクロコンピュータの演算精度の範囲内で、ｆｃ１およびｆｃ２の比率を細かく変化させることにより、実質的に連続的に比率を変化させることができる。
【００５１】
図６は、図３における三角波信号生成部１５２が出力する三角波キャリア信号および電圧指令の波形例を示す。なお、図５に示した、モータ回転数とキャリア周波数の設定比率の関係を併記する。また、ｆｃ２＝２ｆｃ１である（例えば、ｆｃ１＝５ｋＨｚ，ｆｃ２＝１０ｋＨｚ）。
【００５２】
各波形例は、ｆｃ１およびｆｃ２の比率が、モータ回転数とキャリア周波数の設定比率の関係における時点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅにおける各比率の場合の波形である。ここで、ｆｃ１およびｆｃ２の比率をそれぞれｒ１［％］およびｒ２［％］とすると、ｒ１とｒ２の組（ｒ１，ｒ２）は、時点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅにおいて、それぞれ、（１００，０），（７５，２５），（５０，５０），（２５，７５），（０，１００）である。
【００５３】
波形例から判るように、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅの順に、ｒ１の比率が減少し、ｒ２の比率が増加するため、ｆｃ１の継続時間（連続するｆｃ１の期間の時間）が短くなり、ｆｃ２の継続時間（連続するｆｃ２の期間の時間）が長くなる。ｆｃ１の継続時間と、それに続くｆｃ２の継続時間の比率が、ｆｃ１およびｆｃ２の比率（ｒ１，ｒ２）に相当する。
【００５４】
例えば、ｆｃ１およびｆｃ２の継続時間における繰り返し周期数（サイクル数）をそれぞれｃ１，ｃ２とすると、Ｂ，Ｃ，Ｄにおいて、（ｃ１，ｃ２）は、それぞれ、（３，２），（１，２），（１，６）である。これを、ｆｃ２の場合の周期をＴとして（従って、ｆｃ１の場合の周期は２Ｔ）、継続時間に換算すると、それぞれ（６Ｔ，２Ｔ），（２Ｔ，２Ｔ），（２Ｔ，６Ｔ）となる。このように、Ｂ，Ｃ，Ｄにおける継続時間の比率が、上述のｆｃ１，ｆｃ２の比率（（７５，２５），（５０，５０），（２５，７５））に対応している。
【００５５】
本図６の波形例のように、ｆｃ１およびｆｃ２の比率に対応する各継続時間は、１周期分もしくは複数周期分に設定しても良い。この場合、例えば、図６の波形例のように、ｆｃ１の繰り返し周期数（サイクル数）とｆｃ２の繰返し周期数（サイクル数）の比が、簡単な整数比（公約数を有さない整数比）になるように各繰り返し周期数を設定しても良い。これにより、三角波の波形全体で、ｆｃ１およびｆｃ２の比率が一様になり、切替音が抑制できる。
【００５６】
図７は、図６に示す三角波キャリア信号と電圧指令を用いて、ゲート信号生成部１４（図２）においてＰＷＭにより生成されるゲート指令信号を示す。図７においても、図６と同様に、モータ回転数とキャリア周波数の設定比率の関係を併記する。
【００５７】
前述のように、ｆｃ１およびｆｃ２の比率を連続的に線形に変化させているため、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅの各時点において、ゲート指令信号のＤｕｔｙは変化せずに、従って、出力される交流三相電圧に影響することなく、ｆｃ１およびｆｃ２の比率に応じてスイッチング周波数を変化させることができる。これにより、キャリア周波数の切り替え時における切替音を抑制することができる。
【００５８】
上述のような実施例１では、インバータを、キャリア周波数ｆｃ２のキャリア信号によってＰＷＭ制御して、モータを回転させ、モータ回転速度ωｒが所定値Ｎ１以下の低速域では、キャリア周波数をｆｃ２よりも低いｆｃ１に設定し、ｆｃ１とｆｃ２を切り替える場合には、キャリア周波数としてｆｃ１およびｆｃ２が設定され、設定されるｆｃ１およびｆｃ２の比率をモータ回転速度ωｒに応じて変化させる。これにより、モータの低速域でインバータ主回路を構成する半導体スイッチング素子を故障から保護しながら、キャリア周波数の切り替え時に、三相電流脈動の変動を抑制して、切替音を抑制することができる。
【００５９】
また、本実施例では、ｆｃ１およびｆｃ２の比率をモータ回転速度ωｒに対して連続的にかつ線形に変化させることにより、キャリア周波数がｆｃ１とｆｃ２の間で緩やかに切り替わるので、切替音を効果的に低減することができる。
【００６０】
なお、図５に示すような、モータ回転数（モータ回転速度）に対するｆｃ１およびｆｃ２の比率の変化において、ｆｃ１からｆｃ２に切り替える場合と、ｆｃ２からｆｃ１に切り替える場合とで、ヒステリシスを設けても良い。これにより、モータ回転数の急変による電流脈動を防止することができる。
【００６１】
また、三角波信号生成部１５２（図３）が生成する三角波信号のキャリア周波数と制御周期に応じて、電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ：図１，２）の検出タイミングを変化させてもよい。その様子を図８に示す。
【００６２】
図８は、三角波信号波形とＵ相電流波形を示す。図中、白抜きの点が電流の検出タイミングを示す。
【００６３】
左図に示すように、キャリア周波数が高い場合、例えば、図示のようにキャリア周期が制御周期の２倍よりも短い場合、制御部を構成するマイクロコンピュータの性能や演算負荷の影響により、電流は、キャリア信号の「山」および「谷」の内の一方のみのタイミングで検出される（図８の左図では、「谷」のタイミング）。これに対して、右図が示すように、キャリア周波数が低い場合、例えば、図示のようにキャリア周期が制御周期の２倍以上である場合、キャリア信号の「山」および「谷」の両方のタイミングで電流を検出できる。これにより、低キャリア周波数における電流検出精度が向上できるので、電流脈動の平均化やオフセットの除去を行うことができ、キャリア周波数が低いことに伴う電流脈動およびそれに伴うモータの振動音や騒音を低減することができる。
【実施例２】
【００６４】
次に、本発明の実施例２であるモータ制御装置について説明する。本実施例２においては、キャリア周波数の比率の設定手段が実施例１と異なるが、他の構成は実施例１と同様である。そこで、以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。
【００６５】
図９は、本実施例２における、モータ回転数とキャリア周波数の設定比率との関係を示す。縦軸は、一定時間に占めるキャリア周波数割合（すなわちキャリア周波数の比率）を示し、横軸はモータ回転数（モータ回転速度ωｒに相当）を示す。
【００６６】
本実施例２においては、実施例１（図５）と異なり、モータ回転数に応じて、キャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２の各比率（合計１００％）を、複数段階で階段状に変化させる。
【００６７】
ｆｃ１およびｆｃ２の比率をそれぞれｒ１［％］およびｒ２［％］（ｒ１＋ｒ２＝１００）とすると、図９に示すように、モータ回転数が零から所定値Ｎ１までの低速域では、ｆｃ１およびｆｃ２の比率の組（ｒ１，ｒ２）は、（１００，０）に設定される。モータ回転数Ｎ１（所定値）において、（ｒ１，ｒ２）は、低速域での（１００，０）から（７５，２５）に変更される。モータ回転数がＮ１からＮ２に向かって大きくなるのに従って、（ｒ１，ｒ２）は、（７５，２５）から（５０，５０）へと、そして（５０，５０）から（２５，７５）へと順次変更される。そして、モータ回転数Ｎ２（所定値）において、（ｒ１，ｒ２）は、（２５，７５）から（０，１００）に変更され、モータ回転数がＮ２よりも大きな速度領域では（０，１００）に設定される。
【００６８】
なお、モータ回転数Ｎ１とＮ２の間の速度領域においてｆｃ１およびｆｃ２の比率を変更するモータ回転数の値は予め設定される。ｆｃ１およびｆｃ２の比率を変更するモータ回転数およびｆｃ１およびｆｃ２の比率の変更値は、モータ回転数Ｎ１からＮ２までの間において、ｆｃ１およびｆｃ２の比率がモータ回転数に対して概略的に線形に変化するように設定される。
【００６９】
図１０は、本実施例２における、低キャリア周波数（ｆｃ１）の比率と高調波との関係を示す。
【００７０】
図１０において、横軸は、低キャリア周波数の割合（比率）を示し、縦軸は高調波電圧リプルの大きさを示す。なお、図１０は、簡単のためモータの回転数を零とし、またｆｃ１＝ｆｃ，ｆｃ２＝２ｆｃとして、さらに、制御周波数（＝制御周期の逆数）をｆ１として、本発明者が検討した結果の一例である。
【００７１】
図１０より、周波数成分ｆｃ，２ｆｃ，３ｆｃ，４ｆｃにおいては、いずれも、低キャリア周波数の割合（比率）に対して高調波電圧の大きさが線形にほぼ連続的に変化している。これに対し、切替の頻度によって発生する周波数成分２ｆｃ±ｆ１においては、高調波電圧の大きさが不連続に変化している。この周波数成分２ｆｃ±ｆ１においては、高調波電圧が、低キャリア周波数の比率が０％，２５％，５０％，７５％，１００％の場合に、零に近づく。したがって、図９に示すように、ｆｃ１およびｆｃ２の比率の組（ｒ１，ｒ２）を、（１００，０），（７５，２５），（５０，５０），（２５，７５），（０，１００）という５段階とすることで、少ない比率変更回数で、振動・騒音の大きさを、モータ回転速度に応じて線形にすなわち比較的緩やかに変化させることができる。従って、本実施例によれば、切替音を低減できる。
【００７２】
なお、本実施例２によれば、制御部１（図１）を構成するマイクロコンピュータなどのコンピュータシステムの性能は、標準的な性能で良い。このため、モータ制御装置もしくはモータ制御装置のコストを低減できる。
【実施例３】
【００７３】
次に、本発明の実施例３であるモータ制御装置について説明する。本実施例３においては、キャリア周波数の設定の仕方が実施例１と異なるが、他の構成は実施例１と同様である。そこで、以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。
【００７４】
図１１は、本実施例３における、モータの機械的共振特性を示す。図１１中、縦軸は単位加振力あたりの振動・騒音の強度を示し、横軸は振動周波数を示す。
【００７５】
図１１に示すように、本実施例３においては、第１のキャリア周波数ｆｃ１が、モータの機構（ケースハウジングやステータコアなどの機械的部分）の固有振動数より低い周波数に設定され、第２のキャリア周波数ｆｃ２が、この固有振動数より高い周波数に設定される。
【００７６】
ここで、モータの機構の振動は、主に、モータが通電されることによって発生する電磁加振力によって生じる。モータの機構の振動には、複数の振動モードが存在し、それぞれ固有振動数の値が異なり得る。そこで、図１１では、固有振動数として、最も振動強度が強い振動モードの固有振動数を示している。
【００７７】
このように、ｆｃ１およびｆｃ２をモータの機構の固有振動数とは異なる周波数に設定することにより、電磁加振力の周波数が固有振動数から離れるため、電磁加振力によるモータの機構の振動や騒音を抑制できる。
【００７８】
図１２（下図）は、本実施例３における、ｆｃ１，ｆｃ２，インバータのキャリア周波数の上限における振動・騒音レベルを示す。なお、ｆｃ１およびｆｃ２の比率は、それぞれ、５０％および５０％である。なお、図中に共振曲線を併記すると共に、上図として図１１に示した関係を併記する。
【００７９】
ここで、キャリア周波数の上限は、モータの加減速時（トルク大であり、モータ電流大）においてインバータ主回路を構成する半導体スイッチング素子が故障せずスイッチング可能なスイッチング周波数の上限である。
【００８０】
図１２に示すように、本実施例３において、ｆｃ１は、インバータのキャリア周波数の上限よりも低い周波数に設定され、かつｆｃ２は、インバータのキャリア周波数の上限よりも低い周波数に設定される。
【００８１】
インバータのキャリア周波数の上限は、ｆｃ１およびｆｃ２よりも、モータの機構の固有振動数に近い。なお、本実施例３では、インバータのキャリア周波数の上限がモータの機構の固有振動数よりも高いが、低い場合もあり得る。
【００８２】
インバータのキャリア周波数の上限での振動・騒音レベルを基準とすると、第１のキャリア周波数ｆｃ１では、キャリア周波数が下がったことで電流リプルが増大し、振動・騒音レベルは大きくなるが、本実施例３では、ｆｃ１およびｆｃ１の比率設定によって、図１２（下図）に示すような振動・騒音レベルとなる。また、第２のキャリア周波数ｆｃ２（＞ｆｃ１）では、キャリア周波数が上がったことで電流リプルが減少し、振動・騒音レベルは小さくなるが、本実施例３では、ｆｃ１およびｆｃ２の比率設定が相俟って、図１２（下図）に示すような振動・騒音レベルとなる。
【００８３】
このように、ｆｃ１をおよびｆｃ２の比率設定により、モータの加減速時におけるキャリア周波数の上限を考慮しなくても、半導体スイッチング素子を故障させることなく、モータの振動や騒音を低減することができる。
【００８４】
上述のように、本実施例３によれば、半導体スイッチング素子を故障させることなく、電磁加振力によるモータの振動や騒音を低減することができる。
【００８５】
なお、ｆｃ１およびｆｃ１の比率は、モータの機構の振動や騒音に最も影響が大きな振動モードの固有振動数の値や、上述のキャリア周波数の上限に応じて適宜変化させても良い。
【００８６】
また、ｆｃ１およびｆｃ２を中心に、キャリア周波数を、所定の拡散幅の範囲でわずかに変化させて、すなわちスペクトラム拡散させて、電磁加振力の騒音や振動のピーク値を低減する、いわゆるキャリアスペクトラム拡散を併用しても良い
【実施例４】
【００８７】
次に、本発明の実施例４であるモータ制御装置について説明する。本実施例４においては、キャリア周波数の比率の設定手段が実施例１と異なるが、他の構成は実施例１と同様である。そこで、以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。
【００８８】
一般に、モータは可変速駆動により駆動され、それに伴いモータ電気角周波数ｆ１が変化する。モータの回転数により変化するキャリア起因の電磁加振力による騒音の発生周波数は、キャリア周波数をｆｃとすると、ｎ・ｆｃ±ｍ・ｆ１（ｎ，ｍ：正の整数）であることが知られており、例えば、分布巻三相同期電動機の場合は、ｆｃ±３ｆ１となる。
【００８９】
図１３は、キャリア周波数をｆｃとした場合の電磁加振力の周波数の時間変化の測定結果の一例である。キャリア起因の電磁加振力およびモータ磁気設計起因の電磁加振力について、これらの時間変化を示す。
【００９０】
図１３に示すように、キャリア起因の電磁加振力の周波数、すなわちこの電磁加振力による電磁騒音の周波数は、時間の経過とともに、モータの回転数が大きくなりｆ１が大きくなるため、高くなるか、もしくは低くなる。例えば、周波数ｆｃ−３ｆ１の騒音の周波数は、時間の経過とともに、ｆ１が大きくなるので減少し、ある時点で、モータ構造系の固有振動数ｆｍと一致し、共振により騒音が大きくなる。すなわち、ｆｃ１，ｆｃ２をモータの固有振動数と異ならしめても、ｆ１が大きくなると、ｆｃ２−３ｆ１が固有振動数に一致するため、共振により、電磁騒音が大きくなる。
【００９１】
本実施例４においては、次に説明するように、このような可変速駆動時におけるキャリア起因の電磁加振力による電磁騒音を低減する。
【００９２】
図１４（下図）は、本実施例３における、モータ回転数とキャリア周波数の設定比率との関係を示す。縦軸は、一定時間に占めるキャリア周波数割合（すなわちキャリア周波数の比率）を示し、横軸はモータ回転数（モータ回転速度ωｒに相当）を示す。なお、図中（上図）に、ｆｃ１，ｆｃ２、キャリア信号の側帯波の周波数ｆｃ１±ｍ・ｆ１およびｆｃ２±ｍ・ｆ１の時間変化（但し、ｆｃ１，ｆｃ２は一定）、ならびにモータの機構の機械的共振特性（図１１に相当）を併記する。
【００９３】
図１４に示すように、ｆｃ２はモータの機構の固有振動数（図１４では、共振のピーク付近）よりも高い周波数に設定されているが、ｆｃ１よりも固有振動数に近いため、モータ回転数が大きくなると、側帯波の周波数ｆｃ２−ｍ・ｆ１が固有振動数ｆｍに一致する。
【００９４】
そこで、本実施例４では、モータの回転数が０〜Ｎ２では前述の実施例１（図５）と同様にｆｃ１およびｆｃ２の各比率を設定し、モータ回転数がＮ２よりも大きくなり、ｆ１が大きくなって、ｆｃ２−ｍ・ｆ１が固有振動数ｆｍに一致すると、ｆｃ２の比率を下げ、その分ｆｃ１の比率を上げる。これにより、電磁騒音を低減できる。
【００９５】
なお、本実施例３では、共振のピーク付近における固有振動数（共振周波数）を中心とする所定の周波数幅内において、モータ回転数が大きくなるのに応じて、ｆｃ２の比率を連続的かつ線形に大きくし、ｆｃ１の比率を連続的かつ線形に小さくする。なお、各比率は、実施例２（図９）のように、階段状に変化させても良い。
【００９６】
このように、本実施例４によれば、モータの全速度領域で、モータの振動や騒音を抑制することができる。
【実施例５】
【００９７】
次に、本発明によるモータ制御装置が用いられる電動車両システムの一例として、ハイブリッド自動車システムについて説明する。
【００９８】
図１５は、本発明の実施例５であるハイブリッド自動車システムの構成図である。
【００９９】
ハイブリッド自動車システムは、図１５に示すように、モータ２がモータ／ジェネレータとして適用されるパワートレインを有する。また、ハイブリッド自動車システムは、エンジン７１０およびモータ２を車輪の駆動動力源とする。
【０１００】
図１５に示すように、車体７００のフロント部には、前輪車軸７０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸７０１の両端には、前輪７０２，７０３が設けられている。車体７００のリア部には、後輪車軸７０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸７０４の両端には後輪７０５，７０６が設けられている。
【０１０１】
前輪車軸７０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア７１１が設けられている。エンジン７１０から変速機７１２を介して伝達される回転駆動は、デファレンシャルギア７１１によって左右の前輪車軸７０１に分配される。
【０１０２】
エンジン７１０のクランクシャフトに設けられるプーリー７１０ａとモータ２の回転軸に設けられるプーリー７２０ａとがベルト７３０を介して機械的に連結されている。これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン７１０に、エンジン７１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できる。
【０１０３】
モータ２は、インバータ３によって制御される三相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転して、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。モータ２は、インバータ３によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン７１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。
【０１０４】
インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給される直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値に従ってロータの磁極位置に応じて、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。
【０１０５】
モータ２によって発電される三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ７２４を介して低圧バッテリ７２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ７２３は、自動車の低電圧（例えば、１２Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン７１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ７２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられる。
【０１０６】
車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン７１０を停止させ、再発車時にエンジン７１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン７１０を再始動させる。なお、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン７１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン７１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン７１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。
【０１０７】
加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン７１０の駆動をアシストする。また、高圧バッテリ５を充電する充電モードにある時には、エンジン７１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。この場合、すなわち、車両の制動時や減速時など場合、インバータ３は回生モードで動作する。
【０１０８】
本実施例５では、モータ２およびインバータ３を含むモータ制御装置として、上述の実施例１〜４のいずれかが適用される。これにより、電磁騒音が低減されるので、車体７００に貼り付ける防振材、防音材、遮音材を低減できる。また、これら材料を低減することで、燃費を向上することができる。
【０１０９】
なお、実施例１〜４のモータ制御装置は、ハイブリッド自動車システムのほか、電気自動車システムなどの電動車両システムに適用でき、本実施例５と同様な効果が得られる。
【０１１０】
なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した各実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
【０１１１】
例えば、モータにインバータおよび制御部を内蔵して、モータ制御装置を一体化構成としても良い。これにより、モータに電源線と上位制御装置からの信号線を接続すれば、モータ制御装置として機能する。
【０１１２】
また、モータは、三相同期モータのような同期モータに限らず、三相誘導モータなどの誘導モータとしても良い。
【符号の説明】
【０１１３】
１…制御部、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置センサ、
５…高圧バッテリ、６…モータ制御装置、７…電流検出手段、
１１…三相／ｄｑ電流変換部、１２…電流制御部、１３…ｄｑ／三相電圧変換部、
３１…インバータ主回路、３２…パルス幅変調信号出力手段、
３３…平滑キャパシタ、４１…回転位置検出器、１５１…比率生成部、
１５２…三角波信号生成部、７００…車体、７０１…前輪車軸、
７０２，７０３…前輪、７０４…後輪車軸、７０５，７０６…後輪、
７１０…エンジン、７１０ａ…プーリー、７１１…デファレンシャルギア、
７１２…変速機、７２０ａ…プーリー、７２３…低圧バッテリ、
７２４…ＤＣ−ＤＣコンバータ、７２５…スタータ、７３０…ベルト
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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