(57)【要約】      （修正有）【課題】低い入力電圧から制御回路の動作電圧を生成する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、発振器と、第１昇圧回路と、第２昇圧回路と、制御回路１４とを備える。発振器は、第１入力電圧ＶＩＮ１が供給される一次側巻線１６Ａと第３入力電圧ＶＩＮ３が供給される二次側巻線１６Ｂとを含むトランス１７を含む。第１昇圧回路は、第２入力電圧ＶＩＮ２が供給される第１整流素子Ｄ１と、第１整流素子に直列に接続された第２整流素子Ｄ２と、二次側巻線の出力側の一端に一端が接続され、他端が第１整流素子および第２整流素子間の端子に接続されたキャパシタンス素子Ｃ２とを含む。第２昇圧回路は、トランスの二次側巻線と、二次側巻線の出力側の一端を基準電位に接続する第１スイッチＳＷと、二次側巻線の出力側の一端に接続された第３整流素子Ｄ３とを含む。制御回路は、第１昇圧回路の出力電圧を用いて動作し、第２昇圧回路の第１スイッチを制御する。【選択図】図１
2019129681.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１入力電圧が供給される一次側巻線と第２入力電圧が供給される二次側巻線とを含むトランスを含む発振器と、
第３入力電圧が供給される第１整流素子と、前記第１整流素子に直列に接続された第２整流素子と、前記二次側巻線の出力側の一端に一端が接続され、他端が前記第１整流素子および前記第２整流素子間の端子に接続されたキャパシタンス素子とを含む第１昇圧回路と、
前記トランスの前記二次側巻線と、前記二次側巻線の出力側の一端を基準電位に接続する第１スイッチと、前記二次側巻線の出力側の前記一端に接続された第３整流素子とを含む、第２昇圧回路と、
前記第１昇圧回路の出力電圧を用いて動作し、前記第２昇圧回路の前記第１スイッチを制御する制御回路と、
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第１昇圧回路の出力電圧により起動し、起動後、前記発振器を停止させる
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記発振器は、
前記二次側巻線の出力側の端子に一端が接続された第２キャパシタンス素子と、
前記第２キャパシタンス素子の他端に制御端子が接続され、一端が前記一次側巻線の出力側の端子に接続された第２スイッチと、をさらに含み、
前記制御回路は、前記第２スイッチを制御する
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２スイッチは、ネイティブまたはディプレッション型トランジスタである
請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１入力電圧と、前記第３入力電圧とは同じ電圧である
請求項１ないし４のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記第３入力電圧は、グラウンド電圧である
請求項１ないし４のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記第１入力電圧と、前記第２入力電圧と、前記第３入力電圧とは同じ電圧である
請求項１ないし４のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記第１昇圧回路の出力端子は、前記第３整流素子の出力側の端子に接続された
請求項１ないし７のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記第３整流素子は、第１ＭＯＳトランジスタであり、
前記第２昇圧回路は、前記二次側巻線の出力側の一端に、前記第１ＭＯＳトランジスタと並列に接続された第２ＭＯＳトランジスタを備え、
前記制御回路は、前記第１ＭＯＳトランジスタおよび前記第２ＭＯＳトランジスタを制御する
請求項１ないし８のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記第３入力電圧は、前記第１入力電圧および前記第２入力電圧よりも高い電圧である
請求項１ないし４のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記第１入力電圧、前記第２入力電圧、前記第３入力電圧を生成する少なくとも１つの電源と、
請求項１〜１０のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、
を備えた電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータおよび電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータの１つとして、一次側巻線と二次側巻線とを含むトランスを用いてブロッキング発振器として動作するモードと、当該二次側巻線のインダクタンスを用いてスイッチングブーストコンバータとして動作するモードとを備えたＤＣ−ＤＣコンバータがある。
【０００３】
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧に基づきブロッキング発振器を発振させて交流電圧を生成し、この交流電圧をダイオードで整流することで、制御回路の動作電圧を生成する。そして、この動作電圧により制御回路を起動し、起動した制御回路により、スイッチングブーストコンバータを起動する。しかしながら、このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、制御回路の動作電圧を生成するために、高い入力電圧が必要であった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Jong-Pil Im, Se-Won Wang, Seung-Tak Ryu, and Gyu-Hyeong Cho. A 40 mV Transformer-Reuse Self-Startup Boost Converter With MPPT Control for Thermoelectric Energy Harvesting. Solid-State Circuits, IEEE Journal of, Vol.47, No. 12, pp. 3055-3067, 2012.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の実施形態は、低い入力電圧から制御回路の動作電圧を生成可能なＤＣ−ＤＣコンバータおよび電源装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の実施形態としてのＤＣ−ＤＣコンバータは、発振器と、第１昇圧回路と、第２昇圧回路と、制御回路とを備える。前記発振器は、第１入力電圧が供給される一次側巻線と第２入力電圧が供給される二次側巻線とを含むトランスを含む。前記第１昇圧回路は、第３入力電圧が供給される第１整流素子と、前記第１整流素子に直列に接続された第２整流素子と、前記二次側巻線の出力側の一端に一端が接続され、他端が前記第１整流素子および前記第２整流素子間の端子に接続されたキャパシタンス素子とを含む。前記第２昇圧回路は、前記トランスの前記二次側巻線と、前記二次側巻線の出力側の一端を基準電位に接続する第１スイッチと、前記二次側巻線の出力側の前記一端に接続された第３整流素子とを含む。前記制御回路は、前記第１昇圧回路の出力電圧を用いて動作し、前記第２昇圧回路の前記第１スイッチを制御する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電源装置の回路図。
【図２】第１の実施形態に係る各種電圧および電流の時間波形。
【図３】第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電源装置の回路図。
【図４】第２の実施形態に係る各種電圧および電流の時間波形。
【図５】第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電源装置の回路図。
【図６】第３の実施形態に係る各種電圧および電流の時間波形。
【図７】第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電源装置の回路図。
【図８】第４の実施形態に係る各種電圧および電流の時間波形。
【図９】第５の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電源装置の回路図。
【図１０】第６の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電源装置の回路図。
【図１１】第６の実施形態に係る各種電圧および電流の時間波形。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態に係る電源装置の回路図である。この電源装置は、太陽電池ＰＶ、熱電発電素子ＴＥＧ１、ＴＥＧ２とＤＣ−ＤＣコンバータ１２とを備えた環境発電装置である。
【０００９】
熱電発電素子ＴＥＧ１は、起電力ＶＴＥＧ１および出力抵抗ＲＴＥＧ１でモデル化されている。熱電発電素子ＴＥＧ２は、起電力ＶＴＥＧ２および出力抵抗ＲＴＥＧ２でモデル化されている。また、太陽電池ＰＶは、起電力ＶＰＶおよび出力抵抗ＲＰＶでモデル化されている。
【００１０】
熱電発電素子の起電力は、高温側部材と低温側部材との温度差に比例し、数℃程度の温度差では数１０ｍＶ〜数１００ｍＶである。また熱電発電素子の出力抵抗は、温度差にかかわらずほぼ一定の値であり、数Ω〜数１００Ω程度の値である。
【００１１】
熱電発電素子ＴＥＧ１の出力電圧は、入力電圧ＶＩＮ１としてＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力端子１に入力される。キャパシタＣＩＮ１は、入力端子１に入力された入力電圧ＶＩＮ１を平滑化する。同様に、熱電発電素子ＴＥＧ２の出力電圧は、入力電圧ＶＩＮ３として入力端子３に入力される。キャパシタＣＩＮ３は、入力端子３に入力された入力電圧ＶＩＮ３を平滑化する。太陽電池ＰＶの出力電圧は、入力電圧ＶＩＮ２として、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力端子２に入力される。キャパシタＣＩＮ２は、入力端子２に入力された入力電圧ＶＩＮ２を平滑化する。ここで熱電発電素子ＴＥＧ１は第１の電源、熱電発電素子ＴＥＧ２は第２の電源、太陽電池ＰＶは第３の電源に相当する。なお、第１〜第３の電源の種類はこれらに限定されず、それぞれ任意の電源でかまわない。
【００１２】
負荷装置Ｌｏａｄ１、Ｌｏａｄ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から供給された電圧に基づき動作する回路である。例えばＬＥＤやデジタル回路、アナログ回路のような電力を消費する回路でもよいし、蓄電池のような電力を蓄積する装置でもよいし、センサでもよい。例えば、負荷装置は１Ｖ以上の電源電圧で動作する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、入力電圧が小さい場合でも、負荷装置を適切な電圧で駆動するため、入力電圧を昇圧する。例えば、入力電圧ＶＩＮ３を昇圧して、昇圧された出力電圧を、負荷装置２に供給する。
【００１３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、トランス１７を有している。トランス１７は、一次側巻線１６Ａと、二次側巻線１６Ｂとを備える。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、２つの動作モードを持つ。一つ目はスタートアップモードであり、このモードでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、トランス１７を利用したブロッキング発振器として動作する。二つ目はブーストモードであり、このモードでは、トランス１７の二次側巻線１６Ｂをインダクタンス素子として利用してスイッチングブーストコンバータとして動作する。スタートアップモードで一定値以上の出力電圧ＶＯＵＴ１が得られた後、出力電圧ＶＯＵＴ１を動作電圧として制御回路１４を起動する。起動した制御回路１４の制御により、ブーストモードへと移行する。
【００１４】
トランス１７の一次側巻線１６Ａの上側端子（入力側の端子）は、入力端子１に接続されており、下側端子（出力側の端子）は、ネイティブｎＭＯＳスイッチ（ネイティブｎＭＯＳトランジスタ）１５のドレイン端子に接続されている。ネイティブｎＭＯＳスイッチ１５は、０［Ｖ］またはその付近にしきい値を持つｎＭＯＳトランジスタである。ネイティブｎＭＯＳスイッチの代わりに、ディプレッション型トランジスタを用いてもよい。ネイティブｎＭＯＳスイッチおよびディプレッション型トランジスタは、一例として、ノーマリーオンのトランジスタとして用いられる。
【００１５】
トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子（入力側の端子）は、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２、スイッチＳＷ、ダイオードＤ３に接続されている。この上側端子の電圧をＶＬＸと表す。キャパシタは、キャパシタンス素子の一例であり、キャパシタンス素子であれば、キャパシタ以外の構成を用いてもよい。例えば複数のキャパシタの直列接続、複数のキャパシタの並列接続、複数のキャパシタの直並列の接続でもよい。キャパシタに抵抗あるいはその他の素子を直列または並列または直並列に接続してものでもよい。本実施形態および他の実施形態で用いるキャパシタＣ１、Ｃ２以外のキャパシタについても同様である。
【００１６】
スイッチＳＷの一端は、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子に接続されており、他端はグラウンドに接続されている。すなわち、スイッチＳＷは、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子をグラウンドに接続する。スイッチＳＷの制御端子は、制御回路１４に接続されている。スイッチＳＷは、一例として、ｎＭＯＳスイッチ（ｎＭＯＳトランジスタ）である。
【００１７】
ダイオードＤ３の一端（アノード）は、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子に接続されており、他端（カソード）は出力端子１３Ｂに接続されている。ダイオードＤ３は、整流素子の一例であり、ＭＯＳトランジスタなど、別の種類の整流素子を用いてもよい。
【００１８】
キャパシタＣＯＵＴ２は、平滑用のキャパシタンス素子である。キャパシタＣＯＵＴ２の一端は、ダイオードＤ３の他端および出力端子１３Ｂに接続されており、他端はグラウンドに接続されている。
【００１９】
出力端子１３Ｂには、負荷装置Ｌｏａｄ２が接続されている。出力端子１３Ｂの電圧をＶＯＵＴ２と表す。
【００２０】
トランス１７の二次側巻線１６Ｂの下側端子は、入力端子３に接続されている。キャパシタＣ１のトランス１７と反対側の端子１９は、抵抗Ｒ１を介してグラウンドに接続されている。また、端子１９は、ネイティブｎＭＯＳスイッチの制御端子に接続されている。端子１９は、制御回路１４に配線で接続されている。端子１９の電圧をＶ１と表す。
【００２１】
制御回路１４から端子１９に対する制御信号の出力がなければ（制御回路１４の端子１９に対する出力がオープンであれば）、ネイティブｎＭＯＳスイッチ１５はオンである。このとき、トランス１７、キャパシタＣ１およびネイティブｎＭＯＳスイッチ１５で構成されるループが、ブロッキング発振器として動作する。ブロッキング発振器の発振動作により、交流電圧が、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子に生じる。トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子の電圧をＶＬＸと表す。
【００２２】
入力端子２は、ダイオードＤ１とダイオードＤ２を介して、出力端子１３Ａに接続されている。ダイオードＤ１とダイオードＤ２は直列に接続されている。ダイオードＤ１の一端（アノード）は入力端子２に接続され、他端（カソード）は、ダイオードＤ２の一端（アノード）に接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、出力端子１３Ａに接続されている。ダイオードＤ１とダイオードＤ２の間の端子１８には、キャパシタＣ２の一端が接続されている。キャパシタＣ２の他端は、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子、キャパシタＣ１のトランス１７側の端子、スイッチＳＷのグラウンドと反対側の端子、ダイオードＤ３の一端（アノード）に接続されている。
【００２３】
ダイオードＤ１、ダイオードＤ２およびキャパシタＣ２によりディクソン昇圧回路（第１昇圧回路）が構成される。ディクソン昇圧回路の出力側の端子（ダイオードＤ２の他端）７は、制御回路１４の電源端子に接続されている。制御回路１４は、端子７の電圧が閾値以上になると、起動する。制御回路１４は、端子７の電圧を動作電圧とする。
【００２４】
なお、本実施形態における各端子は、接続用の端子でもよいし、配線上の任意の箇所（ノード）を表すものもよい。
【００２５】
制御回路１４は、スイッチＳＷおよびネイティブｎＭＯＳスイッチ１５を制御する。制御回路１４は、スタートアップモードでは、スイッチＳＷの制御信号ＶＳＷをＬｏｗレベル（Ｌレベル）の電圧にしており、スイッチＳＷはオフされている。スタートアップモードで入力電圧ＶＩＮ２が昇圧され、端子７の昇圧された電圧により制御回路１４が起動すると、制御回路１４は、ブーストモードに入る。制御回路１４は、ネイティブｎＭＯＳスイッチ１５をオフにして発振器を停止し、ブーストアップコンバータとして機能するようスイッチＳＷを制御する。すなわち、制御回路１４は、入力電圧ＶＩＮ３を昇圧して負荷装置Ｌｏａｄ２に供給する。また、入力電圧ＶＩＮ２を昇圧して負荷回路Ｌｏａｄ１に供給する。
【００２６】
図２に第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１２における各種電圧および電流の時間波形を示す。
【００２７】
熱電発電素子ＴＥＧ１、ＴＥＧ２および太陽電池ＰＶから入力電力がＤＣ−ＤＣコンバータ１２に供給される。トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子の電圧ＶＬＸが上昇する。この電圧ＶＬＸは、入力端子３の入力電圧ＶＩＮ３を中心として振動する交流の波形である。
【００２８】
電圧ＶＬＸは、ダイオードＤ３によって整流され、出力端子１３Ｂ側に電流が流れる。これにより、出力電圧ＶＯＵＴ２は上昇する。このとき同時に、電圧ＶＬＸの作用により、キャパシタＣ２、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２によって構成されるディクソン昇圧回路によって交流電流が、キャパシタＣ２を介してダイオードＤ１およびダイオードＤ２間の端子１８に入る。端子１８の電圧をＶ２と表すと、電圧ＶＬＸが交流電圧であるため、キャパシタＣ２を介した電圧Ｖ２も交流電圧となる。一方、入力端子２からの直流電流がダイオードＤ１を通る。これら直流電流および交流電流を合わせた電流が、ダイオードＤ２により整流され、出力端子１３Ａへと流れ、出力電圧ＶＯＵＴ１も上昇する。
【００２９】
出力電圧ＶＯＵＴ２およびＶＯＵＴ１を上昇させながら、電圧ＶＬＸの発振振幅は大きくなっていく。電圧ＶＬＸの振幅の増加はある振幅で停止し、最大となる。この電圧ＶＬＸの最大発振電圧振幅をＡＶＬＸＭＡＸとする。通常の利用の範囲では、最大発振電圧振幅ＡＶＬＸＭＡＸは、起電力ＶＴＥＧ１が大きいほど（すなわち入力電圧ＶＩＮ１が大きいほど）大きくなる。
【００３０】
ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３の順方向電圧降下の降下電圧をＶＦとする。電圧ＶＬＸの最大値は、入力電圧ＶＩＮ３＋最大発振電圧振幅ＡＶＬＸＭＡＸである。出力電圧ＶＯＵＴ２がとれる最大値は、それよりダイオードＤ３の降下電圧下ＶＦだけ降下したＶＩＮ３＋ＡＶＬＸＭＡＸ−ＶＦとなる。起電力ＶＴＥＧ２が大きければ、入力電圧ＶＩＮ３も大きくなり、電圧ＶＬＸの最大電圧も大きくなる。また熱電発電素子の起電力ＶＴＥＧ１および入力ＶＩＮ１が大きいときも、電圧ＶＬＸの最大電圧が大きくなる。
【００３１】
端子１８の電圧Ｖ２の最大振幅をＡＶ２ＭＡＸと表す。このとき、出力電圧ＶＯＵＴ１がとれる最大値は、２×（ＡＶ２ＭＡＸ−ＶＦ）＋ＶＩＮ２となる。つまり、入力電圧ＶＩＮ２に対して、最大振幅ＡＶ２ＭＡＸを２倍（上側の最大振幅ＡＶ２ＭＡＸと、下側の最大振幅ＡＶ２ＭＡＸとを加算）したものから、ダイオードＤ１、Ｄ２の２つ分の電圧降下（２×ＶＦ）を引いたものがこれに相当する。なお、前述した出力電圧ＶＯＵＴ２がとれる最大値ＶＩＮ３＋ＡＶＬＸＭＡＸ−ＶＦの場合、入力電圧ＶＩＮ３を中心として、電圧ＶＬＸが加算されるため、ＡＶＬＸＭＡＸを２倍する必要はない。
【００３２】
出力電圧ＶＯＵＴ１が閾値以上になると制御回路１４が起動する。ここでキャパシタＣＯＵＴ１の容量値が大きいと、出力電圧ＶＯＵＴ１が上昇するのに時間を要する。一方、同じ電位であれば、より大きなエネルギーをキャパシタＣＯＵＴ１に保持できるため、制御回路１４が電力を消費しても電圧は下がりにくい。要求される性能または仕様に応じて、キャパシタＣＯＵＴ１を適切な容量値に設定すればよい。
【００３３】
熱電発電素子の起電力ＶＴＥＧ１が大きいとき、すなわち入力ＶＩＮ１が大きいときは、端子１８の電圧Ｖ２の最大振幅ＡＶ２ＭＡＸも大きくなる。このため、出力電圧ＶＯＵＴ１がとれる最大値（＝２×（ＡＶ２ＭＡＸ−ＶＦ）＋ＶＩＮ２）は大きくなる。また、太陽電池の起電力ＶＰＶ、および太陽電池からの入力電圧ＶＩＮ２が大きいときも、出力電圧ＶＯＵＴ１がとれる最大値（＝２×（ＡＶ２ＭＡＸ−ＶＦ）＋ＶＩＮ２）は大きくなる。
【００３４】
出力電圧ＶＯＵＴ２が取りうる最大値（＝ＶＩＮ３＋ＡＶＬＸＭＡＸ−ＶＦ）よりも、出力電圧ＶＯＵＴ１が取りうる最大値（＝２×（ＡＶ２ＭＡＸ−ＶＦ）＋ＶＩＮ２）の方が容易に大きくできる。したがってディクソン昇圧回路によって、入力電圧（ＶＩＮ１、またはＶＩＮ３またはこれらの両方）が小さくても、大きな出力電圧ＶＯＵＴ１が得られる。このことから太陽電池ＰＶの起電力ＶＰＶを、起電力ＶＴＥＧ１およびＶＴＥＧ２より大きくしてもよい。ブーストモードでは、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用することでスタートアップモードより高効率な昇圧が行われるため、小さな起電力ＶＴＥＧ１およびＶＴＥＧ２からでも、大きな出力電圧ＶＯＵＴ２を得ることができる。
【００３５】
出力電圧ＶＯＵＴ１が閾値以上になったことにより起動した制御回路１４は、端子１９の電圧Ｖ１を閾値未満（ここで０［Ｖ］）に設定する。ネイティブｎＭＯＳスイッチはオフにされる。これにより、ブロッキング発振器の発振は停止する。これによりスタートアップモードは終了し、ブーストモードに入る。
【００３６】
制御回路１４は、スイッチＳＷの制御信号（開閉信号）ＶＳＷとして、ＨレベルとＬレベルの周期的な信号を出力する。所望する昇圧比に応じて、ＨレベルとＬレベルの周期的な信号の比率を決める。制御信号ＶＳＷがＨレベルのとき、トランス１７の二次側巻線１６Ｂに入力ＶＩＮ３に相当する電圧がかかるため、二次側巻線１６Ｂの電流（電流ＩＬ）が増加する。
【００３７】
制御信号ＶＳＷがＬレベルとなったとき、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスは電流を流しつづけようと作用するため、電流はダイオードＤ３を通じて出力端子１３Ｂ側へと流れる。このとき二次側巻線１６Ｂの上側端子の電圧ＶＬＸは、出力電圧ＶＯＵＴ２＋ＶＦまで上がり、トランス１７の二次側巻線１６Ｂには、ＶＩＮ３−（ＶＯＵＴ２＋ＶＦ）の電圧がかかるので、電流ＩＬは減少していく。電流ＩＬが０まで下がると、ダイオードＤ３の整流作用により逆流は防がれる。
【００３８】
熱電発電素子ＴＥＧ２が供給できる電力が大きいほど、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの電流を大きくできるため、出力端子１３Ｂに大きな電力を出力することができる。トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用することで、ブロッキング発振器として動作するスタートアップモードより高効率なブーストモードとしての動作を実現できる。
【００３９】
本実施形態によれば、ディクソン昇圧器を通じて高い出力電圧ＶＯＵＴ１が得られるため、低い入力電圧（ＶＩＮ１、ＶＩＮ３、またはこれらの両方）を用いた場合でも制御回路１４を起動でき、起動後は、低い入力電圧から、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用効率の高い昇圧ができる。
【００４０】
（第２の実施形態）
図３は第２の実施形態に係る電源装置の回路図である。本実施形態は、第１の実施形態における図１の太陽電池ＰＶおよび熱電発電素子ＴＥＧ１を１つの電源装置（ここでは太陽電池ＰＶ）として共通化したことを特徴とする。以下、第１の実施形態との差分を中心に説明する。図１と同じ要素には同一の符号を付し、説明は適宜省略する。
【００４１】
この電源装置は、太陽電池ＰＶ、熱電発電素子ＴＥＧと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２とを備えた環境発電装置である。熱電発電素子ＴＥＧは起電力ＶＴＥＧ、出力抵抗ＲＴＥＧでモデル化されている。熱電発電素子ＴＥＧの出力電圧は、入力電圧ＶＩＮ３として端子３に入力される。ここで入力電圧ＶＩＮ１は第３入力電圧および第１入力電圧に対応し、入力電圧ＶＩＮ３は、第２入力電圧に対応する。
【００４２】
図１のスイッチＳＷの代わりにｎＭＯＳスイッチ（ｎＭＯＳトランジスタ）２７が設けられ、ダイオードＤ３の代わりにｐＭＯＳスイッチ（ｐＭＯＳトランジスタ）２８が設けられている。図１では２つの負荷装置が存在したが、図３では１つの負荷装置Ｌｏａｄが設けられている。負荷装置Ｌｏａｄは出力端子１３に接続されている。
【００４３】
制御回路２４は、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子に接続されており、起動前のスタートアップモードでは、当該端子の電圧を用いて、ｎＭＯＳスイッチ２７に徐々に低下する負電圧、ｐＭＯＳスイッチ２８に徐々に上昇する正電圧を与えるように動作する。すなわち、スタートアップモードでは、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮは、制御回路２４によって徐々に低い値（負電圧）になっていき、ｎＭＯＳスイッチ２７はオフされる。またｐＭＯＳスイッチ２８の制御信号ＶＰは徐々に大きくなっていき、ｐＭＯＳスイッチ２８オフされる。これらの動作は、ｎＭＯＳスイッチ２７、ｐＭＯＳスイッチ２８をより強くオフして（閾値に対して十分低いまたは大きい電圧をかけて）、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子からのリーク電流を削減し、当該上側端子の電圧振幅の低下を防ぐために行っている。起動後は、制御回路２４は、ディクソン昇圧回路の出力電圧（端子７の電圧）を動作電圧として動作する。
【００４４】
入力端子１は、ダイオードＤ１とダイオードＤ２を介して出力端子１３に接続されている。ディクソン昇圧回路の出力側の端子７は、制御回路２４および出力端子１３に接続されている。ディクソン昇圧回路から出力される電圧によって、出力端子１３の電圧は大きくなる。
【００４５】
図４に第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ２２における各種電圧および電流の時間波形を示す。
【００４６】
スタートアップモード開始時から、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮは、制御回路２４によって徐々に低い値（負電圧）になっていき、ｎＭＯＳスイッチ２７はオフされている。またｐＭＯＳスイッチ２８の制御信号ＶＰは徐々に大きくなっていき、ｐＭＯＳスイッチ２８オフされている。トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子の電圧ＶＬＸは、ｐＭＯＳスイッチ２８のボディダイオードによって整流され、出力端子１３側に電流が流れ、出力電圧ＶＯＵＴは上昇する。このとき同時に、電圧ＶＬＸの作用により、キャパシタＣ２、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２によって構成されるディクソン昇圧回路によって、電流が入力端子１からダイオードＤ１、ダイオードＤ２を通り、出力端子１３側へと流れることによっても出力電圧ＶＯＵＴは上昇する。
【００４７】
出力電圧ＶＯＵＴを上昇させながら電圧ＶＬＸの発振振幅は大きくなっていく。電圧ＶＬＸの振幅の増加はある発振振幅で停止し、最大となる。このＶＬＸの最大発振電圧振幅をＡＶＬＸＭＡＸとする。通常の利用の範囲では、ＡＶＬＸＭＡＸは、太陽電池ＰＶの電力ＶＰＶが大きいほど、すなわち入力電圧ＶＩＮ１が大きいほど大きくなる。ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、ｐＭＯＳのボディダイオードの順方向電圧降下をＶＦとする。第１の実施形態と同様、電圧ＶＬＸの最大値は、ＶＩＮ３＋ＡＶＬＸＭＡＸであり、ｐＭＯＳのボディダイオードを介した経路のみを考慮した出力電圧ＶＯＵＴは、第１の実施形態と同様に、ＶＩＮ３＋ＡＶＬＸＭＡＸ−ＶＦとなる。端子１８の電圧Ｖ２の最大振幅をＡＶ２ＭＡＸとすると、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２を介した経路のみを考慮した出力電圧（すなわち端子７がとりうる電圧）の最大値は、第１の実施形態と同様、２×（ＡＶ２ＭＡＸ−ＶＦ）＋ＶＩＮ１となる。端子７の電圧（ＶＯＵＴに等しい）が閾値以上になると制御回路２４は起動する。
【００４８】
キャパシタＣＯＵＴの容量が大きいと、出力電圧ＶＯＵＴが電上昇するのに時間を要するが、同じ電位であればより大きなエネルギーを保持できるので、制御回路２４が電力を消費しても電圧は下がりにくい。要求される性能または仕様に応じて、キャパシタＣＯＵＴを適切な容量値に設定すればよい。
【００４９】
端子７の電圧が閾値以上になると制御回路２４が起動し、端子１９の電圧Ｖ１をある負電圧に設定する。負電圧にすることにより、０［Ｖ］がしきい値のネイティブｎＭＯＳスイッチにおいてもリーク電流をより抑えられる。これによりブロッキング発振器の発振は停止する。
【００５０】
制御回路２４は、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮとして、Ｈｉｇｈレベル（Ｈレベル）とＬｏｗレベル（Ｌレベル）の周期的な信号を出力する。制御信号ＶＮがＨレベルのとき、ｎＭＯＳスイッチ２７はオンになり、トランス１７の二次側巻線１６Ｂに入力ＶＩＮ１がかかるため、電流ＩＬが増加する。制御信号ＶＮがＬレベルとなったとき、ｐＭＯＳスイッチ２８の制御信号ＶＰはＬレベルにされ、ｐＭＯＳスイッチ２８はオンする。
【００５１】
トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスは電流を流しつづけようと作用するため、電流はｐＭＯＳスイッチ２８を通じて出力端子１３側へと流れる。このとき電圧ＶＬＸは電圧ＶＯＵＴまで上がり、トランス１７の二次側巻線１６ＢにはＶＩＮ１−ＶＯＵＴの電圧がかかるので、電流は減少していく。電流が０まで下がると、制御信号ＶＰがＨレベルとされ、ｐＭＯＳがオフする。これにより、逆流は防がれる。熱電発電素子ＴＥＧが供給できる電力が大きいほど、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの電流を大きくできるため、出力端子１３に大きな電力を出力することができる。トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用することで、ブロッキング発振器として動作するスタートアップモードより高効率なブーストモードとして動作することができる。
【００５２】
本実施形態によれば、ディクソン昇圧回路が入力端子１に接続されているため、入力端子１の入力電圧ＶＩＮ１によって出力端子１３の電圧を高められる効果がある。またディクソン昇圧回路の出力とトランス二次側巻線を使ったスイッチングブーストコンバータの出力を同一にすることで、ブーストモードでも制御回路２４に対して電力供給し続けることができる。
【００５３】
（第３の実施形態）
図５は第３の実施形態に係る電源装置の回路図である。本実施形態は、第１の実施形態における図１の熱電発電素子ＴＥＧ１、ＴＥＧ２を１つの電源装置（ここでは熱電発電素子ＴＥＧ１）として共通化し、太陽電池ＰＶを熱電発電素子ＴＥＧ２に代えたことを特徴とする。以下、第１および第２の実施形態との差分を中心に説明する。図１と同じ要素には同一の符号を付し、説明は適宜省略する。
【００５４】
この電源装置は、熱電発電素子ＴＥＧ１とＤＣ−ＤＣコンバータ３２とを備えた環境発電装置である。熱電発電素子ＴＥＧ１、ＴＥＧ２は、それぞれ起電力ＴＥＧ１、ＶＴＥＧ２、および出力抵抗ＲＴＥＧ１、ＲＴＥＧ２でそれぞれモデル化されている。
【００５５】
熱電発電素子ＴＥＧ１、ＴＥＧ２の出力電圧が入力ＶＩＮ１、ＶＩＮ２として入力端子１、２に入力される。入力電圧ＶＩＮ１は、第１入力電圧および第２入力電圧に対応し、入力電圧ＶＩＮ２は第３入力電圧に対応している。
【００５６】
図１のスイッチＳＷの代わりにｎＭＯＳスイッチ（ｎＭＯＳトランジスタ）２７が設けられている。
【００５７】
トランス１７の二次側巻線１６Ｂの下側端子は入力端子１に接続されている。トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子はキャパシタＣ１、キャパシタＣ２、ｎＭＯＳスイッチ２７およびダイオードＤ３に接続されている。
【００５８】
制御回路６４は、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子に接続されており、起動前のスタートアップモードでは、当該端子の電圧を用いて、ｎＭＯＳスイッチ２７に徐々に低下する負電圧を与えるように動作する。すなわち、スタートアップモードでは、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮは徐々に小さく（負電圧）なっていっていき、これによりｎＭＯＳスイッチ２７はオフされている。起動後は、ディクソン昇圧回路の出力電圧（端子７の電圧）を動作電圧として動作する。
【００５９】
図６に第３の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ３２における各種電圧および電流の時間波形を示す。
【００６０】
スタートアップモード開始時から、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮは、制御回路３４によって徐々に小さな値（負電圧）になっていき、ｎＭＯＳスイッチ２７はオフされている。第１の実施形態と同様、出力電圧ＶＯＵＴ２およびＶＯＵＴ１を上昇させながら、電圧ＶＬＸの発振振幅は大きくなっていく。電圧ＶＬＸの振幅の増加はある発振振幅で停止し、最大となる。出力電圧ＶＯＵＴ１が閾値以上になると、制御回路３４が起動する。
【００６１】
起動した制御回路３４は端子１９の電圧Ｖ１をある負電圧に設定する。負電圧にすることにより０［Ｖ］がしきい値のネイティブｎＭＯＳスイッチにおいてもリーク電流をより抑えられる。これによりブロッキング発振器の発振は停止する。
【００６２】
制御回路３４は、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮとしてＨレベルとＬの周期的な信号を出力する。制御信号ＶＮがＨレベルのときトランス１７の二次側巻線１６Ｂに入力電圧ＶＩＮ１がかかるため、電流ＩＬが増加する。制御信号ＶＮがＬレベルとなったとき、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスは電流を流しつづけようと作用するため、電流はダイオードＤ３を通じて出力端子１３Ｂ側へと流れる。このとき電圧ＶＬＸはＶＯＵＴ２＋ＶＦまで上がり、トランス１７の二次側巻線１６ＢにはＶＩＮ１−ＶＯＵＴ２−ＶＦの電圧がかかる。このため、電流は減少していく。電流が０まで下がると、ダイオードＤ３の整流作用により逆流は防がれる。熱電発電素子ＴＥＧ１が供給できる電力が大きいほど、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの電流を大きくできるため、出力端子１３Ｂに大きな電力を出力することができる。トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用することで、ブロッキング発振器として動作するスタートアップモードより、高効率なブーストモードとして動作することができる。
【００６３】
本実施形態によれば、低い入力電圧であっても、ディクソン昇圧器を通じて高い出力電圧が得られるため、低い入力電圧で制御回路３４を起動できる。またブーストモードでは、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用して効率の高い昇圧が可能となるため、低い入力電圧から高い出力電圧を得ることができる。ブロッキング発振器の電源とスイッチングブーストコンバータの電源として同じ電源ＴＥＧ１を共有することで、小面積化および小容積化ができる。
【００６４】
（第４の実施形態）
図７は第４の実施形態に係る電源装置の回路図である。本実施形態は、第３の実施形態における図５の熱電発電素子とキャパシタＣＩＮ２を除去し、ダイオードＤ１の一端（アノード）をグラウンドに接続したことを特徴とする。すなわち、ダイオードＤ１の一端にはグラウンド電圧が印加される。以下、第３の実施形態との差分を中心に説明する。図５と同じ要素には同一の符号を付し、第１〜第３の実施形態と同じ説明は適宜省略する。
【００６５】
この電源装置は、熱電発電素子ＴＥＧとＤＣ−ＤＣコンバータ４２とを備える。熱電発電素子ＴＥＧは、起電力ＶＴＥＧおよび出力抵抗ＲＴＥＧでモデル化されている。熱電発電素子ＴＥＧの出力電圧は、入力電圧ＶＩＮ１として入力端子１に入力される。
【００６６】
図５のダイオードＤ３がｐＭＯＳスイッチ２８に代わっている。ｐＭＯＳスイッチ２８は第２の実施形態におけるｐＭＰＯＳスイッチ２８と同様の動作をする。
【００６７】
トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子は、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２、ｎＭＯＳスイッチ２７、ｐＭＯＳスイッチ２８に接続されている。負荷装置Ｌｏａｄは出力端子１３に接続されている。
【００６８】
制御回路４４は、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子に接続されており、起動前のスタートアップモードでは、当該端子の電圧を用いて、ｎＭＯＳスイッチ２７に徐々に低下する負電圧を与え、ｐＭＯＳスイッチ２８に徐々に大きくなる正電圧を与えるように動作する。すなわち、スタートアップモードでは、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮは、制御回路４４によって徐々に小さく（負電圧）され、ｎＭＯＳスイッチ２７はオフされている。またｐＭＯＳスイッチ２８の制御信号ＶＰも制御回路４４によって徐々に大きくされ、ｐＭＯＳスイッチ２８はオフされている。起動後は、制御回路４４は、ディクソン昇圧回路の出力電圧（端子７の電圧）を動作電圧として動作する。
【００６９】
図８に第４の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４２における各種電圧および電流の時間波形を示す。
【００７０】
スタートアップモード開始時、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮは、制御回路４４によって徐々に小さく（負電圧）され、ｎＭＯＳスイッチ２７はオフされている。またｐＭＯＳスイッチ２８の制御信号ＶＰも制御回路４４によって徐々に大きくされ、ｐＭＯＳスイッチ２８はオフされている。トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子の電圧ＶＬＸは、ｐＭＯＳスイッチ２８のボディダイオードによって整流され、出力端子１３Ｂ側に電流が流れ、出力電圧ＶＯＵＴ２は上昇する。このとき同時に、電圧ＶＬＸの作用により、キャパシタＣ２、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２によって構成されるディクソン昇圧回路によって電流が入力端子１からダイオードＤ１、ダイオードＤ２を通り、出力端子１３Ａ側へと流れることによって出力電圧ＶＯＵＴ１も上昇する。出力電圧ＶＯＵＴ２およびＶＯＵＴ１を上昇させながら電圧ＶＬＸの発振振幅は大きくなっていく。電圧ＶＬＸの振幅の増加はある発振振幅で停止し、最大となる。
【００７１】
出力電圧ＶＯＵＴ１が閾値以上になると制御回路４４は、端子１９の電圧Ｖ１をある負電圧に設定する。負電圧にすることにより０［Ｖ］がしきい値のネイティブｎＭＯＳスイッチ１５においてもリーク電流をより抑えられる。これによりブロッキング発振器の発振は停止する。
【００７２】
制御回路４４は、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮとしてＨレベルとＬレベルの周期的な信号を出力する。制御信号ＶＮがＨレベルのとき、トランス１７の二次側巻線１６Ｂに入力電圧ＶＩＮ１がかかるため、電流ＩＬが増加する。制御信号ＶＮがＬレベルとなったとき、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスは電流を流しつづけようと作用するため、電流はｐＭＯＳスイッチ２８のボディダイオードを通じて、出力端子１３Ｂ側へと流れる。このとき電圧ＶＬＸは出力電圧ＶＯＵＴ２まで上がり、トランス１７の二次側巻線１６ＢにはＶＩＮ１−ＶＯＵＴ２の電圧がかかるので、電流は減少していく。電流が０まで下がるとｐＭＯＳスイッチ２８のボディダイオードの整流作用により逆流は防がれる。熱電発電素子ＴＥＧが供給できる電力が大きいほど、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの電流を大きくできるため、出力端子１３Ｂに大きな電力を出力することができる。トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用することで、ブロッキング発振器として動作するスタートアップモードより、高効率なブーストモードとして動作することができる。
【００７３】
本実施形態によれば、低い入力電圧であっても、ディクソン昇圧器を通じて高い出力電圧が得られるため、低い入力電圧で制御回路４４を起動できる。またブーストモードでは、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用して効率の高い昇圧が可能となるため、低い入力電圧から高い出力電圧を得ることができる。ブロッキング発振器の電源とスイッチングブーストコンバータの電源として同じ電源ＴＥＧを共有することで、小面積化および小容積化できる。ディクソン昇圧器をグラウンドに接続することで、ディクソン昇圧器の入力電圧の揺れが小さくなる。
【００７４】
（第５の実施形態）
図９は第５の実施形態に係る電源装置の回路図である。本実施形態は、第４の実施形態における図７のダイオードＤ１の一端（アノード）の接続先をグラウンドから、入力端子１に変更したことを特徴とする。以下、第４の実施形態との差分を中心に説明する。図７と同じ要素には同一の符号を付し、第１〜第４の実施形態と同じ説明は適宜省略する。
【００７５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ５２において、入力端子１はダイオードＤ１とダイオードＤ２を介して出力端子１３Ａに接続されている。入力端子１には、熱電発電素子ＴＥＧから入力電圧ＶＩＮ１が入力される。入力電圧ＶＩＮ１は、第１入力電圧、第２入力電圧および第３入力電圧に対応する。それ以外の構成は、図７と同じである。本実施形態の電源装置の動作は、第４の実施形態と同様であるため説明を省略する。
【００７６】
本実施形態によれば、低い入力電圧であっても、ディクソン昇圧器を通じて高い出力電圧が得られるため、低い入力電圧で制御回路５４を起動できる。またブーストモードでは、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用して効率の高い昇圧が可能となるため、低い入力電圧から高い出力電圧を得ることができる。ブロッキング発振器の電源とスイッチングブーストコンバータの電源として同じ電源ＴＥＧを共有することで、小面積化および小容積化できる。
【００７７】
（第６の実施形態）
図１０は第６の実施形態に係る電源装置の回路図である。この電源装置は、熱電発電素子ＴＥＧと、ＤＣ−ＤＣコンバータ６２とを備えた環境発電装置である。本実施形態は、第２および第５の実施形態の組み合わせを拡張したものに相当する。以下、第２および第５の実施形態との差分を中心に説明する。図３および図９と同じ要素には同一の符号を付し、第１〜第５の実施形態と同じ説明は適宜省略する。
【００７８】
入力端子１はダイオードＤ１とダイオードＤ２を介して出力端子１３Ａに接続されている。
【００７９】
トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子は、キャパシタＣ１、キャパシタＣ２、ｎＭＯＳスイッチ２７、ｐＭＯＳスイッチ２８Ａ、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂに接続されている。ｐＭＯＳスイッチ２８ＡおよびｐＭＯＳスイッチ２８Ｂの入力側の端子は、二次側巻線１６Ｂの上側端子に対して互いに並列に接続されている。ｐＭＯＳスイッチ２８ＡおよびｐＭＯＳスイッチ２８Ｂの制御端子は、制御回路６４に接続されている。ｐＭＯＳスイッチ２８ＡおよびｐＭＯＳスイッチ２８Ｂの出力側の端子は、キャパシタＣＯＵＴ１、ＣＯＵＴ２および出力端子１３Ａ、１３Ｂに接続されている。出力端子１３Ａ、１３Ｂには、負荷装置Ｌｏａｄ１、Ｌｏａｄ２が接続されている。
【００８０】
高電圧選択回路（Ｈｉｇｈ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｅｌｅｃｔｏｒ）６１の入力端子には、ｐＭＯＳスイッチ２８ＡおよびｐＭＯＳスイッチ２８Ｂの出力側の端子が接続されている。高電圧選択回路６１の出力端子は、キャパシタ６５を介して、ｐＭＯＳスイッチ２８ＡとｐＭＯＳスイッチ２８Ｂとのそれぞれのバルク端子へ接続されている。キャパシタ６５の一端は、高電圧選択回路６１の出力端子に接続され、他端はグラウンドに接続されている。高電圧選択回路６１は、電圧ＶＯＵＴ１と出力電圧ＶＯＵＴ２のいずれか電圧の高い方を、キャパシタ６５容量で平滑化して、ｐＭＯＳスイッチ２８ＡとｐＭＯＳスイッチ２８Ｂとのそれぞれのバルク端子へ印加する。
【００８１】
制御回路６４は、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子に接続されており、起動前のスタートアップモードでは、当該端子の電圧を用いて、ｎＭＯＳスイッチ２７に徐々に低下する負電圧、ｐＭＯＳスイッチ２８Ａ、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂに徐々に上昇する正電圧を与えるように動作する。すなわち、スタートアップモードでは、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮは徐々に小さく（負電圧）なっていっていき、これによりｎＭＯＳスイッチ２７はオフされる。またｐＭＯＳスイッチ２８Ａ、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂのそれぞれの制御信号ＶＰ１、ＶＰ２も徐々に大きくなっていき、これによりｐＭＯＳスイッチ２８Ａ、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂはオフにされる。これらの動作は、ｎＭＯＳスイッチ２７、ｐＭＯＳスイッチ２８Ａ、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂをより強くオフして（閾値に対して十分低いまたは大きい電圧をかけて）、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子からのリーク電流を削減し、当該上側端子の電圧振幅の低下を防ぐために行っている。起動後は、制御回路６４は、ディクソン昇圧回路の出力電圧（端子７の電圧）を動作電圧として動作する。
【００８２】
図１１に第６の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ６２における各種電圧および電流の波形を示す。
【００８３】
スタートアップモード開始時から、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮは徐々に小さく（負電圧）なっていっていき、これによりｎＭＯＳスイッチ２７はオフされている。またｐＭＯＳスイッチ２８Ａ、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂのそれぞれの制御信号ＶＰ１、ＶＰ２も徐々に大きくなっていき、これによりｐＭＯＳスイッチ２８Ａ、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂはオフにされている。トランス１７の二次側巻線１６Ｂの上側端子の電圧は、ｐＭＯＳスイッチ２８ＡおよびｐＭＯＳスイッチ２８Ｂのボディダイオードによって整流され、出力端子１３Ａおよび出力端子１３Ｂ側に電流が流れ、出力電圧ＶＯＵＴ１は上昇する。このとき同時に、電圧ＶＬＸの作用により、キャパシタＣ２、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２によって構成されるディクソン昇圧回路によって電流が入力端子１からダイオードＤ１、ダイオードＤ２を通り、出力端子１３Ａ側へと流れる。これによって出力電圧ＶＯＵＴ１も上昇する。出力電圧ＶＯＵＴ１を上昇させながら電圧ＶＬＸの発振振幅は大きくなっていく。ＶＬＸの振幅の増加はある発振振幅で停止し、最大となる。
【００８４】
出力電圧ＶＯＵＴ１が閾値以上になると、制御回路６４が起動する。起動した制御回路６４は、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御電圧Ｖ１をある負電圧に設定する。負電圧にすることにより、０［Ｖ］がしきい値のネイティブｎＭＯＳスイッチ１５がオフになり、ネイティブｎＭＯＳスイッチ１５のリーク電流をより抑えられる。これによりブロッキング発振器の発振は停止する。
【００８５】
制御回路６４は、制御信号ＶＮとしてＨレベルとＬレベルの周期的な信号を出力する。制御信号ＶＮがＨレベルのときトランス１７の二次側巻線１６Ｂに入力電圧ＶＩＮ１がかかるため、電流ＩＬが増加する。制御信号ＶＮがＬレベルとなったとき、ｐＭＯＳスイッチ２８Ａの制御信号ＶＰ１か、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂの制御信号ＶＰ２のいずれか一方がＬレベルにされる。それに対応して、ｐＭＯＳスイッチ２８ＡあるいはｐＭＯＳスイッチ２８Ｂの一方がオンする。
【００８６】
トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスは電流を流しつづけようと作用するため、電流はｐＭＯＳスイッチ２８ＡあるいはｐＭＯＳスイッチ２８Ｂのうちオンにされた方を通じて、出力端子１３Ａあるいは出力端子１３Ｂ側へと流れる。ｐＭＯＳスイッチ２８Ａがオンのとき、電圧ＶＬＸは出力電圧ＶＯＵＴ１まで上がり、トランス１７の二次側巻線１６ＢにはＶＩＮ１−ＶＯＵＴ１の電圧がかかるので、電流は減少していく。電流が０まで下がると、制御回路６４がこれを検知して、制御信号ＶＰ１がＨレベルとされることで、ｐＭＯＳスイッチ２８Ａがオフする。これにより逆流は防がれる。
【００８７】
ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂがオンのとき、電圧ＶＬＸは出力電圧ＶＯＵＴ２まで上がり、トランス１７の二次側巻線１６Ｂには、ＶＩＮ１−ＶＯＵＴ２の電圧がかかるので、電流は減少していく。電流が０まで下がると、制御回路６４がこれを検知して、制御信号ＶＰ２がＨレベルとされることで、ｐＭＯＳスイッチ２８Ｂがオフする。これにより逆流は防がれる。
【００８８】
出力電圧ＶＯＵＴ１、ＶＯＵＴ２をそれぞれある電圧に制御するために、出力端子１３Ａ、出力端子１３Ｂのどちらに電流を供給するかを制御回路６４が決定し、ｎＭＯＳスイッチ２７の制御信号ＶＮがＬレベルとなったとき、制御信号ＶＰ１と制御信号ＶＰ２のいずれかをＬレベルにする。
【００８９】
熱電発電素子ＴＥＧが供給できる電力が大きいほど、トランス１７の二次側巻線１６Ｂの電流を大きくできるため、出力端子１３Ａまたは出力端子１３Ｂに大きな電力を出力することができる。トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用することで、ブロッキング発振器として動作するスタートアップモードより、高効率なブーストモードとして動作することができる。
【００９０】
本実施形態によれば、低い入力電圧であっても、ディクソン昇圧器を通じて高い出力電圧が得られるため、低い入力電圧で制御回路５４を起動できる。またブーストモードでは、トランス１７の二次側巻線１６Ｂのインダクタンスを利用して効率の高い昇圧が可能となるため、低い入力電圧から高い出力電圧を得ることができる。ブロッキング発振器の電源とスイッチングブーストコンバータの電源として同じ電源ＴＥＧを共有することで、小面積化および小容積化できる。また、高電圧選択回路６１により、電圧ＶＯＵＴ１と出力電圧ＶＯＵＴ２のいずれか電圧の高い方を、ｐＭＯＳスイッチ２８ＡとｐＭＯＳスイッチ２８Ｂとのそれぞれのバルク端子へ印加することで、ｐＭＯＳスイッチ２８ＡとｐＭＯＳスイッチ２８Ｂのボディダイオード（図１０に示されているボディダイオードと逆向きに直列接続されているボディダイオード（図示せず））がオンして電流が逆流することを防止できる。
【００９１】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００９２】
１、２、３：入力端子
１２、２２、３２、４２、５２、６２：ＤＣ−ＤＣコンバータ
１４、２４、３４、４４、６４：制御回路
１３、１３Ａ、１３Ｂ：出力端子
１５、：ネイティブｎＭＯＳスイッチ
１６Ａ：一次側巻線
１６Ｂ：二次側巻線
１７：トランス
２８、２８Ａ、２８Ｂ：ｐＭＯＳスイッチ
２７：ｎＭＯＳスイッチ
６１：高電圧選択回路
ＴＥＧ１、ＴＥＧ２、ＴＥＧ：熱電発電素子
ＰＶ：太陽電池
ＳＷ：スイッチ
Ｌｏａｄ、Ｌｏａｄ１、Ｌｏａｄ２：負荷装置
Ｄ、Ｄ２、Ｄ３：ダイオード
Ｌ：インダクタ
ＣＩＮ１、ＣＩＮ２、ＣＩＮ３、Ｃ１、Ｃ２、ＣＯＵＴ、ＣＯＵＴ１、ＣＯＵＴ２：キャパシタ
Ｒ１：抵抗
【図１】
2019129681.tif 000003
【図２】
2019129681.tif 000004
【図３】
2019129681.tif 000005
【図４】
2019129681.tif 000006
【図５】
2019129681.tif 000007
【図６】
2019129681.tif 000008
【図７】
2019129681.tif 000009
【図８】
2019129681.tif 000010
【図９】
2019129681.tif 000011
【図１０】
2019129681.tif 000012
【図１１】
2019129681.tif 000013