(57)【要約】  ポータブル・オブジェクト（１）は、伝送されるべき、Ｎビット内に符号化されたデータによって、２＜ＳＰ＞Ｎ＜／ＳＰ＞レベルで振幅が変調される交流磁界を放射する、遠隔伝送デバイスの固定局に誘導結合されたアンテナ（３）を備える。ポータブル・オブジェクトは、アンテナ端子（３）に接続された可変の負荷インピーダンス（Ｚ）と、その負荷インピーダンスの端子への電圧（Ｖａｃ）を制御するための制御ループとを有する。制御ループは、直列接続された形で、アンテナ端子への電圧（Ｖａｃ）を整流するための整流回路（５）と、ｎビットを有し、データの周波数より、はるかに高いオーバサンプリング周波数（Ｃｋ）でクロック制御されるアナログ−デジタル変換器（９）とを含み、整流回路（５）の出力電圧（Ｖｄｃ）に従って負荷インピーダンス（Ｚ）を変更する役割をする制御回路（１０）を含む。変換器（９）の出力に接続されたデジタル処理回路（１１）が、復調されたデータをＮビット語の形態で供給する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
遠隔伝送デバイスの固定局（２）に誘導結合されたアンテナ（３）をもつポータブル・オブジェクトであって、
前記ポータブル・オブジェクト（１）は、
前記アンテナ（３）の端子に接続された可変の負荷インピーダンス（Ｚ）と、
前記アンテナの前記端子における電圧（Ｖａｃ）を整流するための整流手段（５）と、前記整流手段（５）の出力電圧（Ｖｄｃ）に従って前記負荷インピーダンス（Ｚ）を変更するように設計された制御手段（１０）とを含む、前記負荷インピーダンス（Ｚ）の端子における該電圧（Ｖａｃ）を調整する調整ループと、
を備え、
前記固定局（２）は、Ｎビットについて符号化されて伝送されるデータによって２Ｎレベルで振幅が変調される交流磁界（Ｈ）を放射することを特徴とし、
前記ポータブル・オブジェクト（１）は、
前記データの前記周波数より、はるかに高いオーバサンプリング周波数（Ｃｋ）でクロック制御され、前記整流手段（５）と前記制御手段（１０）との間に接続されたｎビットのアナログ−デジタル変換器（９）と、
前記変換器（９）の前記出力に接続されたデジタル処理手段（１１）と、
を含む復調手段を備えた、
ポータブル・オブジェクト。
【請求項２】
Ｎおよびｎという前記それぞれの値は、Ｎ≧２かつｎ＜Ｎであるようになっていることを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
前記デジタル処理手段（１１）は、前記伝送されたデータを表すＮビットの信号を供給するデジタル積分手段を含むことを特徴とする請求項１および２の一項に記載のポータブル・オブジェクト。
【請求項４】
前記制御手段（１０）は、前記変換器の前記ｎビットの出力信号を表すアナログ電圧信号（Ｖｃ）を供給する積分手段を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のポータブル・オブジェクト。
【請求項５】
前記積分手段は、低域通過フィルタを含むことを特徴とする請求項４に記載のポータブル・オブジェクト。
【請求項６】
ｎ＝１であることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のポータブル・オブジェクト。
【請求項７】
前記変換器（９）は、比較器によって形成されることを特徴とする請求項６に記載のポータブル・オブジェクト。
【請求項８】
Ｎ＝２であることを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載のポータブル・オブジェクト。
【請求項９】
可変インピーダンス（Ｚ）は、ＭＯＳ型トランジスタを含むことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載のポータブル・オブジェクト。
【請求項１０】
前記アナログ−デジタル変換器（９）の入力と、前記デジタル処理手段（１１）のさらなる入力との間に接続されたシグマ・デルタ型の変調器（１２）を含むことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載のポータブル・オブジェクト。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、遠隔伝送デバイスの固定局に誘導結合されたアンテナを備えたポータブル・オブジェクトに関し、ポータブル・オブジェクトは、アンテナの端子に接続された可変の負荷インピーダンス、ならびにアンテナの端子における電圧を整流するための整流手段と、整流手段の出力電圧に従って負荷インピーダンスを変更するように設計された制御手段とを含む、負荷インピーダンスの端子における電圧を調整するための制御ループを含む。
【背景技術】
【０００２】
図１に表されるとおり、物体識別、アクセス制御、遠隔使用料金支払いなどの分野において、特に、ＲＦＩＤ（無線周波数識別）の名称で知られているスマートカード、チケット、非接触型ラベルなどによって構成されるタイプの、ポータブル・オブジェクト１と、例えば、カード読み取り装置、ＲＦＩＤ読み取り装置などによって構成される固定局２との間におけるデータの遠隔伝送のために、誘導結合が従来使用されている。
【０００３】
文書ＷＯ−Ａ−００／６３８３０は、可変の負荷インピーダンスを有する標準の受動型ＲＦＩＤラベルに結合された固定局について説明している。
【０００４】
そのタイプのほとんどの遠隔伝送デバイスでは、ポータブル・オブジェクト１は、受動的である。オブジェクト１は、コイルによって形成されたアンテナ３とアンテナ４によって達成される誘導結合を介して、独自の電源供給回路を含む固定局２によって電力を遠隔供給される。これらのデバイスは、一般に、負荷変調の原理を使用する。
【０００５】
固定局２からポータブル・オブジェクト１へのバイナリ・データの伝送は、特に文書ＷＯ−Ａ−００／０３３５２においては、振幅偏移変調（ＡＳＫ）によって従来実行される。図２に表されるとおり、固定局２によって放射され、ポータブル・オブジェクト１によって受信される磁界Ｈの振幅は、伝送されるデータ信号が、バイナリ値０をとる場合、第１の値をとり、伝送されるデータ信号が、バイナリ値１をとる場合、図２における第１の値より低い、第２の値をとる。
【０００６】
ポータブル・オブジェクト１のアンテナ３は、アンテナ３の端子において、ＡＣ電圧Ｖａｃを発生させる起電力の座（ｓｅａｔ）であり、この電圧の振幅は、とりわけ、固定局によって放射される磁界に、またアンテナ３と並列に接続された負荷インピーダンスＺに、またポータブル・オブジェクトと固定局の間の距離に依存する。この振幅を検出し、ポータブル・オブジェクト１の遠隔電力供給を可能にするため、オブジェクト１は、図１に表されるとおり、アンテナ３の出力に接続された整流回路５を含む。したがって、振幅が伝送データを表すＤＣ電圧Ｖｄｃが、読み取り装置２によって放射された磁界によって誘導された、アンテナ３のコイルの端子における電圧から、整流回路５の出力において発生させられる。
【０００７】
整流回路５は、ＡＣ電圧ＶａｃをＤＣ電圧Ｖｄｃに変換することを可能にする任意の適切な回路によって形成されることが可能である。回路５は、例えば、図３ないし図６に表され、従来、ダイオード（図３）、ダイオード・ブリッジ（図４）、または半波整流回路（図５）、あるいはＭＯＳタイプのトランジスタを使用する全波整流回路（図６）をそれぞれ含む回路群の１つの回路によって形成されることが可能である。
【０００８】
ポータブル・オブジェクト１によって見られる磁界は、ポータブル・オブジェクトを読み取り装置２から隔てる距離とともに急速に変化する。そのため、ポータブル・オブジェクト１のアンテナ３内に誘導される起電力は、大きい割合で変化する可能性がある。ポータブル・オブジェクト１は、アンテナ３に接続された集積回路によって基本的に構成されるので、この回路は、一般に、アンテナの端子における電圧を制限するための手段によって保護され、このため、高電圧技術ほど高価ではない標準の低電圧技術を使用することを可能にする。その目的で、分路型の調整回路を使用することが知られており、この回路の原理が、図１に例示されている。図１の調整回路は、整流回路５の出力に接続され、整流回路５の出力ＤＣ電圧Ｖｄｃに従って、アンテナ３の端子に接続された負荷インピーダンスＺの値を制御する調整器６を含む。
【０００９】
図７に例示された、調整器６の第１の実施形態では、ＤＣ電圧Ｖｄｃは、ドレインが、抵抗器Ｒ２を介して接地されているＰＭＯＳトランジスタＴのソースに、抵抗器Ｒ１を介して印加される一方で、基準電圧Ｖｒｅｆが、トランジスタＴのゲートに印加される。このため、調整器は、可変の負荷インピーダンスＺの値を制御するように設計された制御電圧Ｖｃを供給する。ＰＭＯＳトランジスタは、ＰＮＰ型のバイポーラ・トランジスタによって、またはＪＦＥＴ型トランジスタによって置き換えられることが可能である。
【００１０】
図８に例示された代替の実施形態では、調整器６は、整流回路５の出力と接地の間に直列に接続された２つの抵抗器、Ｒ３およびＲ４によって形成された分圧ブリッジ（ｄｉｖｉｄｅｒ  ｂｒｉｄｇｅ）、ならびに分圧ブリッジの間に接続された入力（図では、正の）と、基準電圧Ｖｒｅｆに接続された別の入力（図では、負の）とを有する増幅器７を含む。
【００１１】
可変の負荷インピーダンスＺは、調整器６の出力に接続された制御電極を有する、例えば、ＭＯＳＦＥＴ型、ＪＦＥＴ型、またはバイポーラ型の、トランジスタＴによって形成されることが可能である。このため、電圧Ｖｄｃは、アンテナ３の端子における電圧を調整し、制限する基準電圧Ｖｒｅｆに依存する値に調整される。また、可変インピーダンスも、他の任意の知られている手段によって、例えば、ＤＣ電圧Ｖｄｃの値に従ってアンテナ３に対して、選択的に接続される、または切断される一群の抵抗器によって形成されることが可能である。
【００１２】
多数の可能な応用例、例えば、バイオメトリック識別は、伝送がほとんど瞬間的であるとユーザが考えるのに十分なだけ短いままでなければならない時間内に、大量のデータが転送されることを要求する。バイナリ・データ信号の周波数が増加すると、バイナリ伝送速度を増加することができるようになる可能性がある。しかし、そのような増加は、必要な通過帯域を増大させるという結果を有する。しかし、通過帯域を増大させることは、遠隔電力供給性能を損なって、ラベルの品質係数（ｑｕａｌｉｔｙ  ｆａｃｔｏｒ）が低減されることを要する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、固定局とポータブル・オブジェクトの間で伝送されるデータの伝送速度が、増加されることを可能にし、以上の欠点を有さない、誘導結合による遠隔伝送デバイスのポータブル・オブジェクトを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明によれば、この目的は、添付の特許請求の範囲に記載のポータブル・オブジェクトによって、より詳細には、固定局が、Ｎビット上に符号化されて伝送されるデータによって２Ｎレベルで振幅が変調される交流磁界を放射するという事実によって達せられ、ポータブル・オブジェクトは、データの周波数より、はるかに高いオーバサンプリング周波数でクロック制御され、整流手段と制御手段との間に接続されたｎビットのアナログ−デジタル変換器と、この変換器の出力に接続されたデジタル処理手段とを含む復調手段を含む。
【００１５】
その他の利点および特徴は、限定的ではない実施例としてだけ与えられており、添付の図面に表されている、本発明の特定の諸実施形態の以下の説明からより明らかに明白となろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
本発明によるデバイスは、複数レベルの変調を使用する。このため、固定局２によって放射される交流磁界Ｈの振幅は、Ｎビットで符号化されて伝送されるデータによって２Ｎレベルで変調され、ただし、Ｎ≧１である。図９に表される特定の実施形態では、データは、２ビット語（Ｎ＝２）の形態で符号化され、放射される磁界の振幅は、このため、伝送されるデータの異なる値（００、０１、１０、および１１）にそれぞれが対応する、４つの異なる値をとることができる。図９では、放射される界は、データ００を（時刻ｔ１と時刻３の間に）伝送する最小振幅を有し、次いで、データ０１（時刻ｔ３と時刻ｔ５の間に）およびデータ１０（時刻ｔ５と時刻ｔ７の間に）それぞれ伝送する、より高い第１の中間値および第２の中間値を有し、データ１１を（時刻ｔ０と時刻ｔ１の間、ならびに時刻ｔ７と時刻ｔ９の間に）伝送する最大値を有する。
【００１７】
調整ループを含む、図１によるポータブル・オブジェクト１では、放射される界の振幅のレベルの変化は、起電力のレベルの変化を生じさせ、その結果、アンテナ３の端子、および負荷インピーダンスＺの端子において発生させられるＡＣ電圧Ｖａｃの振幅の急速な変化（時刻ｔ１で低下し、時刻ｔ３、ｔ５、およびｔ７で増加している）を生じさせる。調整ループは、インピーダンスＺの制御電圧Ｖｃを変更することによって、この変化に反応して、調整ループの通過帯域に依存する時間（ｔ１−ｔ２、ｔ３−ｔ４、ｔ５−ｔ６、またはｔ７−ｔ８）を有する遷移期間の後、電圧Ｖａｃの振幅を事前設定された、調整された値に戻す。
【００１８】
このタイプの調整ループでは、ＡＣ電圧Ｖａｃのレベルおよび変化は、伝送されるバイナリ・デジタル・データに対応する、放射される磁界のレベルを表さない。これは、１つのレベルから、そのすぐ上のレベルに移ることが、電圧Ｖａｃの同一の変化を生じさせる、放射された磁界の振幅レベルの増加する値に対応する時刻ｔ３と時刻ｔ９の間で、より際立って明らかである。しかし、図９に表されるとおり、遷移期間の後、制御電圧Ｖｃの振幅は、調整器６からの出力上で、放射された磁界の振幅に正比例する。したがって、制御電圧Ｖｃの振幅は、放射された磁界の振幅レベルを表し、その結果、伝送されるデータを表す。
【００１９】
図１０に表されるポータブル・オブジェクトは、制御電圧Ｖｃを使用して、固定局２とポータブル・オブジェクトの間で伝送されるデータの複数レベルの復調を実行する。このポータブル・オブジェクトは、入力が調整器６の出力に接続されており、出力上で、復調されたデータをＮビット語の形態で供給するＮビットのアナログ−デジタル変換器８（Ａ／Ｄ）の追加により、図１によるポータブル・オブジェクトとは異なる。しかし、特に、ゲートが調整器６の出力に接続されたＭＯＳ型トランジスタによって可変負荷インピーダンスＺが形成されている場合、制御電圧Ｖｃの変化は、小さい。実際、制御電圧Ｖｃは、その場合、トランジスタの閾電圧と、その閾電圧に数百ミリボルトを足した電圧の間で変化する。これは、アナログ−デジタル変換器８の高い分解能を強いて、そのことが、変換器８の消費のレベル、および必要なシリコン表面のレベルで問題を生じさせる可能性がある。
【００２０】
以上の諸問題を回避するのに、負荷インピーダンスＺを通って流れる電流が、伝送されるデータを表す量として使用されることが可能であり、その場合、アナログ−デジタル変換器８は、電流測定インタフェースの出力に接続される。この電流の変化は、実際、制御電圧Ｖｃの変化より相当に大きい。しかし、それらの大きい変化は、ポータブル・オブジェクト１が、固定局２から所定の距離に位置している場合、利点となるが、これは、ポータブル・オブジェクトが、広範囲の距離にわたって使用されることができなければならない場合、問題を生じさせる。完全な範囲の距離は、例えば、通常、数マイクロアンペアから数十ミリアンペアまでの範囲の電流に対応することが可能である。この非常に広い範囲は、アナログ−デジタル変換器８の非常に高い分解能、および／またはポータブル・オブジェクト１と固定局２の間における距離の問題が克服されることを可能にする、システムの追加を要する。自動利得制御回路および／または自動範囲選択回路をとりわけ含む、そのようなシステムは、ポータブル・オブジェクトの復調回路をより複雑にする。
【００２１】
図１１に表されるポータブル・オブジェクトは、以上の欠点が、克服されることを可能にする。その目的で、ｎビットのアナログ−デジタル変換器９（Ａ／Ｄ）が、整流回路５と、負荷インピーダンスＺを制御するように設計された制御電圧Ｖｃを供給する制御回路１０との間で、調整ループ内に接続される。好ましい実施形態では、Ｎ≧２かつｎ＜Ｎである。アナログ−デジタル変換器９は、好ましくは、１ビットの変換器（ｎ＝１）であり、この変換器は、そのため、単純な比較器によって形成されることが可能である。コンポーネントの数が、最小限に抑えられることを可能にする、この非常に低い分解能は、固定局によって伝送されるデータの周波数より、はるかに高いオーバサンプリング周波数で変換器９をクロック制御することによって得られる、高い時間分解能によって補償される。オーバサンプリング周波数は、変換器９のクロック入力にクロック信号Ｃｋを供給するクロック回路によって決められる。例えば、約２００ｋＨｚのデータ周波数の場合、オーバサンプリング周波数は、有利には、１０ＭＨｚから２０ＭＨｚまでの範囲に含まれることが可能である。変換器９の出力データ信号は、固定局２によって伝送されたデータの回復のための必要な情報を含むが、それらのデータ信号は、直接に使用可能ではない。制御回路１０に接続された、変換器９の出力は、したがって、Ｎビット上の復調されたデータを供給するように設計されたデジタル処理回路１１の入力に、さらに接続される。
【００２２】
アンテナ３の端子におけるＡＣ電圧Ｖａｃの調整ループ内に含められた低分解能のアナログ−デジタル変換器９が、オーバサンプリング周波数でビット・シーケンスを供給する単純な比較器（ｎ＝１）によって形成されるケースにおける、図１１のポータブル・オブジェクトの復調回路の動作が、図１２に表された信号によって例示される。制御回路１０は、例えば、変換器９の出力が、１にある場合、上昇する電圧傾斜（ｒｉｓｉｎｇ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｒａｍｐ）の形態で、その出力が、０にある場合、下降する電圧傾斜（ｄｅｓｃｅｎｄｉｎｇ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｒａｍｐ）の形態で、変換器のｎビットの出力信号を表すアナログ電圧信号Ｖｃを供給する積分器によって形成される。したがって、制御回路１０からの出力上で得られる制御電圧Ｖｃは、決して静的ではない。このため、遷移期間の後、調整ループが平衡点にある場合、制御電圧Ｖｃは、起電力のレベルに正比例する、すなわち、固定局２によって放射された磁界のレベルに正比例し、その結果、固定局によって伝送されるデータを表す平均レベルあたりの、のこぎり歯信号の形態を有する。
【００２３】
図１２に例示される実施例では、磁界Ｈは、図９の場合と同一の形で、時刻ｔ０と時刻ｔ９の間で変化する。放射された磁界Ｈの振幅のレベルの変化は、起電力のレベルの変化を生じさせ、その結果、アンテナ３の端子、および負荷インピーダンスＺの端子において発生させられるＡＣ電圧Ｖａｃの急速な変化（時刻ｔ１で低下し、時刻ｔ３、ｔ５、およびｔ７で増加する）を生じさせる。整流された電圧の振幅を、事前設定された閾値と比較する変換器９のデジタル出力が、次いで、オーバサンプリング周波数におけるビット・シーケンスによって形成され、より詳細には、０のペアと１のペアの交番、すなわち、時刻ｔ０と時刻ｔ１の間における１１００１１００１１００１１００、時刻ｔ１と時刻ｔ３の間における００００００１１００１１００１１、時刻ｔ３と時刻ｔ５の間における１１００１１００１１００１１００、時刻ｔ５と時刻ｔ７の間における１１１１００１１００１１００１１、および時刻ｔ５と時刻ｔ７の間における１１００１１００１１００１１００によって形成される。したがって、放射された磁界のレベルの低下は、（例えば、時刻ｔ１において）２つより多い、連続する０の放射によって表現されて、そのため、制御電圧Ｖｃの平均振幅の減少を生じさせる。同様の形で、放射された磁界のレベルの増加も、（例えば、時刻ｔ３、ｔ５、およびｔ７において）、２つより多くの連続する１の放射によって表現されて、制御電圧Ｖｃの平均振幅の増加を生じさせる。連続する０、または連続する１の数は、起電力ジャンプの振幅とともに増加する。このため、変換器９から出力されるデジタル信号は、放射された磁界によって発生させられた起電力のレベル変化の符号、および振幅を表す情報、つまり、起電力の、つまり、磁界のエンベロープの導関数（ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）を表す情報を含む。その情報を、伝送されたデータを表すバイナリ・デジタル信号に変換するように設計されたデジタル処理回路１１は、したがって、少なくとも１つのデジタル積分関数（ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を含む。制御回路１０の積分関数、および／またはデジタル処理回路１１の積分関数は、積分器および／または低域通過フィルタを使用して実行されることが可能である。
【００２４】
このため、図１１の実施形態では、調整ループは、アナログ−デジタル変換の一部を同時に実行し、これは、アセンブリ全体をよりコンパクトにする。さらに、ポータブル・オブジェクト１の移動に起因する、平均磁界レベルの可能な遅い変化の効果は、変換器９から出力される情報が、磁界のエンベロープの導関数を表すという事実によって減じられる。したがって、平均界レベルの遅い変化は、雑音として扱われ、復調を妨げない。また、デジタル処理回路内でデジタル処理することの一部の延期も、有利である。
【００２５】
他方、負荷インピーダンスＺは、一定の界においても、絶えず変調され、これは、ポータブル・オブジェクトと固定局の間における、逆方向の通信を妨げることがある。しかし、この欠点は、ポータブル・オブジェクトによって変調されたデータの放射中、調整ループを無効にすることによって克服されることが可能である。
【００２６】
平均界変化の諸問題をさらに克服するため、制御回路１０の一部の特性、例えば、制御電圧Ｖｃの傾斜の傾きを、メイン制御ループの通過帯域より相当に狭い通過帯域ループを使用して、平均磁界に適合させることが可能である。
【００２７】
図１３の代替の実施形態は、低分解能のアナログ−デジタル変換器９によって発生させられる定量化雑音（ｑｕａｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｎｏｉｓｅ）影響を低減することにより、復調の分解能が高められることを可能にする。その目的で、シグマ・デルタ型変調器１２が、アナログ−デジタル変換器９の入力と、デジタル処理回路１１のさらなる入力との間に接続される。このため、変換器９の入力（整流された電圧Ｖｄｃ）は、変調器１２によって、オーバサンプリングされたバイナリ信号に変換され、このオーバサンプリングされたバイナリ信号が、デジタル処理回路の中で変換器９の出力と結合されて、復調されたデータをＮビット語の形態で供給する。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】先行技術による誘導結合を有する遠隔伝送デバイスを概略で示す図である。
【図２】固定局によって放射される磁界Ｈの変化を、図１によるデバイスのポータブル・オブジェクトに伝送されるバイナリ・データ信号の値に対して表す図である。
【図３】先行技術によるデバイスの整流回路の様々な代替の実施形態を表す図である。
【図４】先行技術によるデバイスの整流回路の様々な代替の実施形態を表す図である。
【図５】先行技術によるデバイスの整流回路の様々な代替の実施形態を表す図である。
【図６】先行技術によるデバイスの整流回路の様々な代替の実施形態を表す図である。
【図７】先行技術によるデバイスの調整器の２つの代替の実施形態を示す図である。
【図８】先行技術によるデバイスの調整器の２つの代替の実施形態を示す図である。
【図９】４レベルの変調を使用する図１によるデバイスにおいて獲得される、異なる信号を表す図である。
【図１０】複数レベルの復調を可能にするデバイスを表す図である。
【図１１】本発明によるデバイスを表す図である。
【図１２】図１１によるデバイスにおいて獲得される、異なる信号を表す図である。
【図１３】本発明によるデバイスの代替の実施形態を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007506320.tif 000009
【図８】
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【図９】
2007506320.tif 000011
【図１０】
2007506320.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【手続補正書】
【提出日】平成17年10月5日(2005.10.5)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定局（２）と、前記固定局に誘導結合されたアンテナ（３）をもつポータブル・オブジェクトと、を備えた遠隔伝送デバイスであって、
前記ポータブル・オブジェクト（１）は、
前記アンテナ（３）の端子に接続された可変の負荷インピーダンス（Ｚ）と、
前記アンテナの前記端子における電圧（Ｖａｃ）を整流するための整流手段（５）と、前記整流手段（５）の出力電圧（Ｖｄｃ）に従って前記負荷インピーダンス（Ｚ）を変更するように設計された制御手段（１０）とを含む、前記負荷インピーダンス（Ｚ）の端子における該電圧（Ｖａｃ）を調整する調整ループと、
を備え、
前記固定局（２）は、Ｎビットについて符号化されて伝送されるデータによって２Ｎレベルで振幅が変調される交流磁界（Ｈ）を放射することを特徴とし、
前記ポータブル・オブジェクト（１）は、
前記データの前記周波数より、はるかに高いオーバサンプリング周波数（Ｃｋ）でクロック制御され、前記整流手段（５）と前記制御手段（１０）との間に接続されたｎビットのアナログ−デジタル変換器（９）と、
前記変換器（９）の前記出力に接続されたデジタル処理手段（１１）と、
を含む復調手段を備えた、
遠隔伝送デバイス。
【請求項２】
Ｎおよびｎという前記それぞれの値は、Ｎ≧２かつｎ＜Ｎであるようになっていることを特徴とする請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
前記デジタル処理手段（１１）は、前記伝送されたデータを表すＮビットの信号を供給するデジタル積分手段を含むことを特徴とする請求項１および２の一項に記載のデバイス。
【請求項４】
前記制御手段（１０）は、前記変換器の前記ｎビットの出力信号を表すアナログ電圧信号（Ｖｃ）を供給する積分手段を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項５】
前記積分手段は、低域通過フィルタを含むことを特徴とする請求項４に記載のデバイス。
【請求項６】
ｎ＝１であることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項７】
前記変換器（９）は、比較器によって形成されることを特徴とする請求項６に記載のデバイス。
【請求項８】
Ｎ＝２であることを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項９】
可変インピーダンス（Ｚ）は、ＭＯＳ型トランジスタを含むことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１０】
前記アナログ−デジタル変換器（９）の入力と、前記デジタル処理手段（１１）のさらなる入力との間に接続されたシグマ・デルタ型の変調器（１２）を含むことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載のデバイス。
【国際調査報告】
2007506320.tif 000016
2007506320.tif 000017
2007506320.tif 000018
2007506320.tif 000019
2007506320.tif 000020
2007506320.tif 000021