(57)【要約】      （修正有）【課題】シュートスルー電流を回避しながらデッドタイムを最小化する同期コンバータを提供する。【解決手段】電源、インダクタ１０１、出力端子、および制御回路を含む同期コンバータであって、制御回路は、活性化されたときに、電源からインダクタへのエネルギーを送達する電子付勢スイッチ１０５と、活性化されたときに、インダクタから出力端子へエネルギーを送達するボディダイオードを含む電子消勢スイッチ１１１と、活性化されたときに、電子消勢スイッチをオフにし、電子消勢スイッチのボディダイオード１０９を通して流れる電流をリダイレクトし、電子消勢スイッチのボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を含む。電子付勢スイッチおよび電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されない。【選択図】図１Ａ
2019110748.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源、インダクタ、および出力端子を含む同期コンバータのための制御回路であって、前記制御回路は、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチは、ボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、
活性化されたときに、前記電子消勢スイッチをオフにし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を備え、
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない、制御回路。
【請求項２】
前記第１のボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記電子プルダウンスイッチによって除去され、前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードをさらに備え、前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチを制御するドライバをさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは、前記ドライバ内のボディダイオードである、請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
前記電子付勢スイッチ、前記電子消勢スイッチ、および前記電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳ  デバイスまたはＧａＮ電力スイッチであり、前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、請求項１に記載の制御回路。
【請求項４】
電源によって駆動され得る同期コンバータであって、前記同期コンバータは、
インダクタと、
出力端子と、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチは、ボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、
活性化されたときに、前記電子消勢スイッチをオフにし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記消勢スイッチの前記ボディダイオードから電荷を除去する、電子プルダウンスイッチと、を備え、
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない、同期コンバータ。
【請求項５】
前記ボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記電子プルダウンスイッチによって除去され、前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードと、前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチとを制御するドライバと、をさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは前記ドライバ内のボディダイオードである、請求項４に記載の同期コンバータ。
【請求項６】
前記電子付勢スイッチ、前記電子消勢スイッチ、および前記電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳ  デバイスまたはＧａＮ電力スイッチであり、前記同期コンバータは同期ブーストコンバータであり、前記同期コンバータは同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、請求項４に記載の同期コンバータ。
【請求項７】
電源、インダクタ、および出力端子を含む同期コンバータのための制御回路であって、前記制御回路は、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する付勢スイッチ手段と、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する消勢スイッチ手段であって、前記消勢スイッチ手段は、ボディダイオードを含む、消勢スイッチ手段と、
活性化されたときに、前記消勢スイッチ手段をオフにし、前記消勢スイッチ手段の前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記消勢スイッチ手段の前記ボディダイオードから電荷を除去する、プルダウンスイッチ手段と、を備え、
前記付勢スイッチ手段および前記消勢スイッチ手段は、決して両方とも同時に活性化されることはない、制御回路。
【請求項８】
前記ボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記プルダウンスイッチ手段によって除去される、請求項７に記載の制御回路。
【請求項９】
前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオード手段をさらに備え、前記付勢スイッチ手段および前記消勢スイッチ手段を制御するドライバ手段をさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは前記ドライバ手段内のボディダイオードである、請求項７に記載の制御回路。
【請求項１０】
前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータ、または同期  Ｈブリッジコンバータである、請求項７に記載の制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータ、および同期Ｈブリッジコンバータを含む同期コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータ、および同期Ｈブリッジコンバータなどの同期コンバータは、制御された量のエネルギーをインダクタに転送する制御された付勢スイッチおよび制御された量のエネルギーをインダクタから出力端子を通して負荷に転送する制御された消勢スイッチを使用し得る。
【０００３】
２つのスイッチは、２つのスイッチを通してコンバータの出力から接地への未制御のシュートスルー電流を回避するために、決して同時にオンされてはならない。結果として、各スイッチングサイクル中に両方のスイッチがオフになる２つの過渡的な期間があり得る。これらの期間は、スイッチングコンバータのデッドタイムと呼ばれる。
【０００４】
デッドタイムは、スイッチングコンバータにおける電力損失およびＥＭＩの問題を引き起こす。したがって、シュートスルー電流を回避しながらこのデッドタイムを最小化することは、継続的な問題となっており、効果的な解決策がまだ提供されていない。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
同期コンバータは、電源、インダクタ、出力端子、および制御回路を含み得る。制御回路は、活性化されたときに、電源からのエネルギーをインダクタに送達する電子付勢スイッチと、活性化されたときに、インダクタからのエネルギーを出力端子に送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチはボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、活性化されたときに、電子消勢スイッチをオフにし、電子消勢スイッチのボディダイオードを流れる電流をリダイレクトし、かつ電子消勢スイッチのボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を含み得る。電子付勢スイッチおよび電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない。
【０００６】
ボディダイオードからの電流および電荷は、１ナノ秒以内に電子プルダウンスイッチによって除去され得る。
【０００７】
制御回路は、ボディダイオードからリダイレクトされた電流およびボディダイオードから除去された電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードを含み得る。
【０００８】
制御回路は，電子付勢スイッチおよび電子消勢スイッチを制御するドライバを含み得る。リダイレクト／除去ダイオードは、ドライバ内のボディダイオードであってもよい。
【０００９】
電子付勢スイッチ、電子消勢スイッチ、および電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳデバイスまたはＧａＮ電力スイッチであってもよい。
【００１０】
同期コンバータは、同期ブーストコンバータ、同期バックブーストコンバータ、または同期Ｈブリッジコンバータであってもよい。
【００１１】
これら、ならびにその他の構成要素、ステップ、特徴、目的、利益および利点は、以下の例示的な実施形態の詳細な説明、添付の図面、および特許請求の範囲を検討することにより明らかになるであろう。
本発明は、例えば、以下の項目を提供する。
（項目１）
電源、インダクタ、および出力端子を含む同期コンバータのための制御回路であって、前記制御回路は、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチは、ボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、
活性化されたときに、前記電子消勢スイッチをオフにし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を備え、
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない、制御回路。
（項目２）
前記第１のボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記電子プルダウンスイッチによって除去される、上記項目に記載の制御回路。
（項目３）
前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードをさらに備える、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目４）
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチを制御するドライバをさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは、前記ドライバ内のボディダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。  
（項目５）
前記電子付勢スイッチ、前記電子消勢スイッチ、および前記電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳデバイスまたはＧａＮ電力スイッチである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目６）
前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目７）
前記同期コンバータは、同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目８）
電源によって駆動され得る同期コンバータであって、前記同期コンバータは、
インダクタと、
出力端子と、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチは、ボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、
活性化されたときに、前記電子消勢スイッチをオフにし、前記電子消勢スイッチの前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記消勢スイッチの前記ボディダイオードから電荷を除去する、電子プルダウンスイッチと、を備え、
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化されることはない、同期コンバータ。
（項目９）
前記ボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記電子プルダウンスイッチによって除去される、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。  
（項目１０）
前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオードをさらに備える、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１１）
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチを制御するドライバをさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは、前記ドライバ内のボディダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１２）
前記電子付勢スイッチ、前記電子消勢スイッチ、および前記電子プルダウンスイッチは、各々ＮＭＯＳデバイスまたはＧａＮ電力スイッチである、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１３）
前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１４）
前記同期コンバータは、同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の同期コンバータ。
（項目１５）
電源、インダクタ、および出力端子を含む同期コンバータのための制御回路であって、前記制御回路は、
活性化されたときに、前記電源から前記インダクタへエネルギーを送達する付勢スイッチ手段と、
活性化されたときに、前記インダクタから前記出力端子へエネルギーを送達する消勢スイッチ手段であって、前記消勢スイッチ手段は、ボディダイオードを含む、消勢スイッチ手段と、
活性化されたときに、前記消勢スイッチ手段をオフにし、前記消勢スイッチ手段の前記ボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、前記消勢スイッチ手段の前記ボディダイオードから電荷を除去する、プルダウンスイッチ手段と、を備え、
前記付勢スイッチ手段および前記消勢スイッチ手段は、決して両方とも同時に活性化されることはない、制御回路。
（項目１６）
前記ボディダイオードからの前記電流および電荷は、１ナノ秒以内に前記プルダウンスイッチ手段によって除去される、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目１７）
前記ボディダイオードからリダイレクトされた前記電流および前記ボディダイオードから除去された前記電荷が流れるリダイレクト／除去ダイオード手段をさらに備える、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目１８）
前記電子付勢スイッチおよび前記電子消勢スイッチを制御するドライバ手段をさらに備え、前記リダイレクト／除去ダイオードは、前記ドライバ手段内のボディダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。  
（項目１９）
前記同期コンバータは、同期ブーストコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（項目２０）
前記同期コンバータは、同期バックブーストコンバータまたは同期Ｈブリッジコンバータである、上記項目のいずれか一項に記載の制御回路。
（摘要）
電源、インダクタ、出力端子、および制御回路を含む同期コンバータ。制御回路は、活性化されたときに、電源からインダクタへのエネルギーを送達する電子付勢スイッチと、活性化されたときに、インダクタから出力端子へエネルギーを送達する電子消勢スイッチであって、前記電子消勢スイッチはボディダイオードを含む、電子消勢スイッチと、活性化されたときに、電子消勢スイッチをオフにし、電子消勢スイッチのボディダイオードを通して流れる電流をリダイレクトし、電子消勢スイッチのボディダイオードから電荷を除去する電子プルダウンスイッチと、を含み得る。電子付勢スイッチおよび電子消勢スイッチは、決して両方とも同時に活性化され得ない。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
図面は例示的な実施形態のものである。それらは、すべての実施形態を説明するものではない。他の実施形態を追加してまたは代わりに使用してもよい。明らかであるか不必要であるかもしれない詳細は、スペースを節約するために、またはより効果的に説明するために省略する場合がある。いくつかの実施形態は、追加の構成要素またはステップによって、および／または図示された構成要素またはステップのすべてを伴わずに実施されてもよい。異なる図面に同じ数字が示されている場合、同じまたは同様の構成要素またはステップを指す。
【００１３】
【図１Ａ】図１Ａは、同期ブーストコンバータ電力段の例を図示する。
【００１４】
【図１Ｂ】図１Ｂは、図１Ａに図示したブーストコンバータのスイッチノード電圧波形の一例を図示する。
【００１５】
【図２】図２は、デッドタイム制御付きの従来の同期ブーストコンバータの一例を図示する。
【００１６】
【図３】図３は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えた同期ブーストコンバータ電力段の例を図示する。
【００１７】
【図４】図４は、従来のブーストコンバータ電力段と比較して、提案される同期ブーストコンバータ電力段（例えば、図３に図示されているようなゲートドライブを使用するもの）の、電力スイッチＳＤおよびＳＥの動作ゲート−ソース間電圧、およびスイッチノードにおける電圧の例を図示する。
【００１８】
【図５】図５は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えた同期バックブーストコンバータ電力段の例を図示する。
【００１９】
【図６】図６は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えたモータを駆動する同期Ｈブリッジコンバータ電力段の例を図示する。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
例示的な実施形態をここで説明する。他の実施形態を追加してまたは代わりに使用し得る。明らかであるか不必要であるかもしれない詳細は、スペースを節約するために、またはより効果的に提示するために省略する場合がある。いくつかの実施形態は、追加の構成要素またはステップによって、および／または記述された構成要素またはステップのすべてを伴わずに実施されてもよい。
【００２１】
図１Ａは、同期ブーストコンバータ電力段の例を図示する。図１Ａに示された同期ブーストコンバータは、インダクタ１０１を付勢し、インダクタ１０１に蓄えられたエネルギーを出力端子に連結された出力コンデンサ１０３に消勢することにより、入力電圧（Ｖ入力）より高い出力電圧（Ｖ出力）を発生し得る。
【００２２】
ＳＥゲートコントローラ１０７が付勢スイッチ（ＳＥ）１０５をオンすると、インダクタ１０１の電流（ＩＬ）は増加し得る。次いで、ＳＥゲートコントローラ１０７は、ＳＥ１０５をオフにして、ＩＬが消勢スイッチ（ＳＤ）１１１のボディダイオード１０９を流れるまで、ＩＬがスイッチノード電圧（ＶＳＷ）を上昇させ得る。この時点で、ＳＤゲートコントローラ１１３は、ＳＤ１１１をオンして、そのエンハンストチャンネルを通してＩＬを流すことによって導通損失を低減し得る。ＳＤ１１１がオフにされると、再びＳＥ１０５がオンして電流を引き込み、ＶＳＷを下げてインダクタ１０１を付勢し、スイッチングサイクルを再開するまで、ＩＬ  は最初ＳＤ１１１のボディダイオード１０９を通って流れ得る。
【００２３】
図１Ｂは、図１Ａに図示したブーストコンバータのスイッチノード電圧波形の例を図示する。
【００２４】
２つのスイッチ１０５および１１１は、２つのエンハンストスイッチＳＥ１０５およびＳＤ１１１を通してＶ出力から接地への未制御のシュートスルー電流を回避するために、決して同時にオンにしてはならない。結果として、各スイッチングサイクル中に両方のスイッチがオフになる２つの過渡的な期間があり得る。これらの期間は、スイッチングコンバータのデッドタイムと呼ばれる。
【００２５】
これらのデッドタイムの間、図１Ｂに示されるように、ＶＳＷは上下に転移し、ボディダイオード１０９がＩＬを出力端子に導通させる。このブレークビフォメイク動作を確実にするために、システムは、他方のスイッチがオンになるように命令する前に、一方のスイッチがオフにされていることを検知する。追加の遅延が、電力スイッチのタイプおよびサイズに応じて十分なデッドタイムを確保するために、オフ〜オンの期間にしばしば挿入される。
【００２６】
図２は、デッドタイム制御２０１を有する同期ブーストコンバータの例を図示する。付勢信号が、ＳＥ２０５を介してインダクタ２０３を付勢するために高レベルに上昇するとき、デッドタイム制御２０１は、ＳＤ２０７がオフであり、若干の遅延が経過した後にのみＳＥ２０５がオンになることを可能にする。同様に、付勢信号が、ＳＤ２０７を介してインダクタ２０３を消勢するために低レベルに低下するとき、デッドタイム制御２０１は、ＳＥ２０５がオフであることをチェックし、別の遅延の後にＳＤ２０７がオンになることを可能にするする。（ＩＮＴＶＣＣ−ＧＮＤ）レールと（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レール信号との間で通信するために、ＵＰおよびＤＮレベルシフタ２１１および２０９がそれぞれあってもよく、ＶＢＳＴは、システムの他の場所で発生されるフローティング供給電圧である。
【００２７】
従来のスイッチングコンバータは、シュートスルー電流を防止するためにデッドタイムを必要とする。しかし、デッドタイムに関連した電力損失がある。スイッチチャンネルの代わりにボディダイオードを通ってＩＬが流れるとき、ボディダイオード導通損失は、エンハンストチャンネル抵抗の対応部分よりも大きくなり得る。ボディダイオードの逆回復電荷に起因して、より大きい損失が起こり得る。ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードは、電流を導通させるために順方向バイアスされるとき、電荷を蓄積する。この電荷の量は、ダイオード導通時間およびスイッチングコンバータにおける電流の大きさを増加させる傾向がある。オフにするか、またはボディダイオードを逆バイアスするために、導通電流および蓄積された電荷は、リダイレクトおよび除去され得る。ブーストコンバータの消勢段階の終わりに向けて、ＳＤ２０７はオフにされ、ボディダイオードが出力端子にＩＬを流す。この時点で、ＳＥ２０５がオンにされて、ＶＳＷを引き下げる。ＳＥ２０５が引っ張るのに利用する電流の量は、ＩＬの大きさよりも大きく、余分な電流の主要な要因はボディダイオードの逆回復電荷である。ＶＳＷのこの立ち下がり転移の間、ＳＥ２０５は、高電圧および高電流の両方を経験し、顕著なスイッチング損失をもたらす。さらに、この期間中にＳＥ２０５が引く電流の量の増加は、リンギングを実質的に増加させ、システムのＥＭＩ放射を悪化させる。
【００２８】
デッドタイムを確立する１つの従来の方法は、スイッチのターンオフを検出することと、他のスイッチをオンにするように命令することと間に固定の遅延を挿入することである。しかしながら、このアプローチは、ゲートドライバが広範囲の電力スイッチに対応するように設計されている場合、長いボディダイオード導通時間をもたらす傾向がある。直すべきことは、ユーザにデッドタイムを調整する手段を提供することである。ユーザがスイッチングコンバータを走らせるアプリケーションを知っており、したがって正確な電力スイッチが決定されるとき、最適な条件に遅延をプログラムすることにより、ボディダイオード導通時間を低減することができる。
【００２９】
別のアプローチは、電力スイッチの動作状態を自律的に検出し、デッドタイムを最小限に抑えるためにその場で遅延をプログラムするインテリジェントスイッチングコンバータコントローラを実装することである。この自己プログラム可能なデッドタイムアプローチは、典型的には、スイッチノード転移中の電力スイッチのゲート−ソース間電圧およびドレイン−ソース間電圧を検知して、ゲートドライバの遅延を調整する。
【００３０】
これらのアプローチは、ボディダイオード導通をある程度低減するのに役立ち得るが、通常は１０ｎｓ超のボディダイオード導通時間を留保して、シュートスルーが発生しないことを確保する。センサは−ユーザまたはシステム自体にかかわらず−閾値（すなわち、スイッチがオンまたはオフであるかどうかを決定するための電圧）においてそれ自身の許容誤差を有する。加えて、プログラム可能な遅延の変動は、特に遅延がナノ秒のオーダーであるため、温度、プロセス、および電圧にわたって最小化することが困難であり得る。したがって、実際には、シュートスルー災害からの時間マージンを確保するためにボディダイオード導通時間をあまり短くすることはできない。
【００３１】
シュートスルー電流を回避しながらボディダイオード導通を最小化することは困難であった。これは、２つのタスク−ボディダイオードの電流をリダイレクトするために１つのスイッチをオフにして他のスイッチをオンにすること、および蓄積された電荷を除去すること−が、プロセス、電圧、温度の変動にわたってタイミングアラインメントを呈しない可能性のある異なる回路によって実行されるためである。図２の同期ブーストコンバータの例において、（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レールのＳＤゲートコントローラ２１３は、消勢スイッチＳＤ２０７をオフにする。最終段のプルダウンデバイスＳＤＮ  ２１５が、ＳＤ２０７のゲート−ソース間電圧をその閾値未満にするとき、ＳＤ２０７のボディダイオード２１７は、直ちにインダクタ電流ＩＬの一部を導通することを開始する。
【００３２】
この正確なターンオフイベントを検出することは、簡単なタスクではない場合がある。それが達成されるとしても、ＳＤゲートセンサ２１９、ＤＮレベルシフタ２０９、デッドタイム制御２０１、およびＳＥゲートコントローラ２２１からの遅延が存在し、それは、ＳＥＰ２２３が付勢スイッチＳＥ２０５のゲート電圧を引き上げ始めてＩＬをＳＤ２０７のボディダイオード２１７から奪い取る前でさえ、容易にボディダイオード導通時間の数ナノ秒超を犠牲にする。これらの固有の遅延を補償するために，ゲート電圧検知は、時折ドライバの最終段から数段早く開始されることがある。この早期開始は、ＳＤ２０７のターンオフおよびＳＥ２０５のターンオンを整列させる機会を提供することができるが、シュートスルー電流の危険性がある。ＤＮレベルシフタ２０９およびドライバのヘッド開始および遅延によって得られる時間は、常に一致しない可能性があり、かつそれぞれの許容誤差内で変化するため、ＳＥ２０５を少し遅くするオンする必要があり得る。結果として、システムは初期開始のケースにおいてさえ、顕著なボディダイオード導通時間で依然として終わり得る。
【００３３】
２つの異なる回路のタイミングアラインメントの課題は、消勢スイッチ２０７をオフしてボディダイオード電流をリダイレクトするタスクを実行するために単一のデバイスを使用することによって除去され得る。
【００３４】
図３は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えた同期ブーストコンバータ電力段の例を図示する。プルダウンデバイスＳＰＵＬＬ３０１をオンしてＳＤ３０３をオフし、リダイレクトダイオードＤＲＤＩＲ３０５を通してそのボディダイオード３０７電流を奪い取る。ＳＤ３０３のゲート−ソース間電圧が、ＳＰＵＬＬ３０１からの電流によってその閾値の下に引っ張られると、ＩＬは、ＳＤ３０３のボディダイオード３０７  を通して流れ始める。ＳＰＵＬＬ３０１は、ＤＲＤＩＲ３０５が順方向バイアスされるまで、ゲート電圧をＶＳＷの下に引き続き引っ張る。ＤＲＤＩＲ３０５は、ＳＤ３０３のゲート電圧をそのソース電圧の約１ダイオード電圧下（すなわち、ＶＳＷ−０．７Ｖ）にクランプし、かつＳＤ３０３のゲート−酸化膜を保護する。
【００３５】
ＤＲＤＩＲ３０５は、デッドタイム低減とシュートスルー電流防止との間のトレードオフのためのいかなるタイミングアラインメント要件無しで、ＳＰＵＬＬ３０１がＳＤ３０３のボディダイオード３０７からＩＬをシームレスにリダイレクトすることを可能にする。ＳＤ３０３のボディダイオード３０７は、以前のアプローチと同様の方法で導通するが、実質的に短い持続時間のみ導通することができ、それはＳＤ３０３のゲート−ソース間電圧がその閾値電圧を横切る瞬間からＤＲＤＩＲ３０５が順方向バイアスされるまでである。ＳＰＵＬＬ３０１の電流の大きさは、インダクタ３０９の電流に打ち勝つのに十分に高く設計されているので、一旦ＤＲＤＩＲ３０５が、スイッチノード（すなわち、ＶＳＷ）からＳＰＵＬＬ３０１へ電流を導通すると、ＳＤ３０３のボディダイオード３０７に流れる電流は残されない。
【００３６】
ＤＲＤＩＲ３０５のこの順方向バイアスの直前に、ＳＰＵＬＬ３０１の高電流がＳＤ３０３のゲートをプルダウンしている。したがって、ゲート電圧は、ＶＳＷより上の閾値電圧からＶＳＷの１ダイオード電圧下に迅速に進み、ボディダイオード導通に対して実質的に短い量の時間を残す。ＳＰＵＬＬ３０１のこの高電流およびＳＤ３０３をオフしてからボディダイオード電流をリダイレクトすることへのシームレスな移行は、１ナノ秒未満のボディダイオード導通時間をもたらすことができる。  この実質的に短いボディダイオード導通時間は、逆回復電荷の量およびブーストコンバータにおけるその関連する問題を低減することができる。
【００３７】
従来のアプローチは、ＳＤ３０３からインダクタ３０９の電流方向を変更するために、付勢スイッチＳＥ３１１を割り当て得る。しかしながら、ＳＤ３０３およびＳＥＥ３１１は、同時にオンにされた場合にＶ出力から接地に短絡回路を形成し得る。提案される技法は、ＳＤ３０３からインダクタ３０９の電流方向を変化させるために、ＳＰＵＬＬ３０１を使用する。以前の方法とは異なり、ＳＤ３０３およびＳＰＵＬＬ３０１を通してＶ出力から接地への潜在的な短絡回路経路はない。ＳＰＵＬＬ３０１の動作の順序は、最初にＳＤ３０３をオフにし、次いでその電流をリダイレクトするように並べられる。しかしながら、いくつかの実施において、これはＳＥ３１１が必要とされないことを意味しない。ＳＥ３１１用のゲートコントローラ３１３は、ＳＰＵＬＬ３０１をオンにしてインダクタ３０９の電流をリダイレクトした後、さらにＳＥ３１１を迅速にオンにすることができ、それによりＳＥ３１１は、他のブーストコンバータと同様に、主付勢スイッチの役割を果たす。提案された技法は、電流をリダイレクトするためにＳＰＵＬＬ３０１を使用することによってＳＥ３１１の負担を軽くする。
【００３８】
ダイオードＤＲＤＩＲ３０５は、図３の（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レールドライバの最終段のプルダウンＮＭＯＳデバイスＳＤＮ３１５のまさにボディダイオードであってもよい。他のアプローチと比較して、余分のシリコンまたはプリント回路基板の物件を必要とする本アプローチの唯一の追加の構成要素は、プルダウンデバイスＳＰＵＬＬ３０１であり得る。
【００３９】
別の詳細は、ＳＰＵＬＬ３０１がＳＤ３０３のゲートをプルダウンしているときの、（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レールドライバ出力の条件である。ＳＰＵＬＬ３０１が動作する直前に、ゲート電圧は、（ＶＢＳＴ−ＶＳＷ）レールドライバの最終段のプルアップＰＭＯＳデバイスＳＤＰ３１７によってＶＢＳＴにプルアップされる。したがって、ＳＤ３０３用のＳＤゲートコントローラ３１９は、ＳＤＰ３１７とＳＰＵＬＬ３０１との間の衝突を回避するために適切に準備することができる。換言すれば、ＳＤゲートコントローラ３１９は、ＳＰＵＬＬ３０１がＳＤ３０３のゲートを引っ張っているときにＳＤＰ３１７をオフにしてもよい。
【００４０】
図４は、従来のブーストコンバータ段と比較して、電力スイッチＳＤおよびＳＥの作動状態のゲート−ソース間電圧、および提案されている同期ブーストコンバータ電力段（例えば、図３に示されているようなゲートドライブを使用するもの）のスイッチノードにおける電圧の例を図示する。ＶＳＷ波形の点線の円４０１と４０３との比較は、提案されている技術の最小化された（またはほとんど除去された）ボディダイオード導通動作をハイライトする。
【００４１】
提案される技法は、消勢スイッチＳＤがＮＭＯＳスイッチである同期ブーストコンバータに適用され得る。このゆえ、この正確な技術は、ＰＭＯＳ消勢スイッチを備えたバックコンバータ、非同期ブーストコンバータ、および同期ブーストコンバータと互換性がない場合がある。一方で、この方法は、ローサイド付勢スイッチがオンする前に、ハイサイド消勢スイッチのボディダイオードを通して電流が流れるＮＭＯＳ電力スイッチを使用する同期バックブーストコンバータおよび同期Ｈブリッジ回路に有用であり得る。
【００４２】
加えて、この技術は、ＧａＮデバイスのためのボディダイオード対応物の電圧がはるかに高いので、同期ブースト、バックブースト、およびＨブリッジコンバータ回路用のＮＭＯＳ電力スイッチの代わりにＧａＮ電力スイッチが使用される場合に有用であり得る。
【００４３】
図５は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えた同期バックブーストコンバータ電力段の例を図示する。電力段は、付勢電力スイッチＳＥ１およびＳＥ２５０９を通してインダクタＬを付勢することによって、Ｖ入力からＶ出力へエネルギーを送達し、消勢電力スイッチＳＤ１およびＳＤ２５０３を通してインダクタＬを消勢する。システムは、最初にＳＥ１およびＳＥ２５０９をオンしてインダクタを付勢する。インダクタ電流が、この図には示されていないがシステムの他の場所に存在する制御回路によって設定されたある特定の値に達するとき、システムはＳＥ１をオフにし、インダクタ電流は、ＳＤ１のボディダイオードが順方向にバイアスされるまで第１のスイッチングノードＶＳＷ１をプルダウンする。このＶＳＷ１電圧の転移は、この第１のデッドタイムにおけるインダクタ電流によって行われる。次いで、ＳＤ１は、ＳＤ１およびＳＥ２５０９を通してインダクタ電流を循環させる際の導通損失を低減するためにオンされる。出力端子へのインダクタを消勢するために、システムはＳＥ２５０９をオフして、ＳＤ２５０３のボディダイオード５０５が順バイアスになるまでインダクタ電流が第２のスイッチングノードＶＳＷ２を充電させる。このＶＳＷ２電圧の転移はまた、この第２のデッドタイムにおけるインダクタ電流によって行われる。次いで、ＳＤ２５０３をオンにして、インダクタのエネルギーを出力端子に送達する際の導通損失を低減する。ここで付勢段階に戻る前に、同期バックブーストコンバータは、ＳＤ２５０３をオフにし、ＳＥ２５０９をオンにすることによって、別のインダクタ電流循環段階を経る。システムは、ＳＤ２５０３およびＳＥ２５０９を通してＶ出力から接地へのシュートスルー電流を回避するために、この転移のために別のデッドタイムを置いてもよい。しかし、システムがＳＤ２５０３をオフにするとき、インダクタ電流がＳＤ２５０３のボディダイオード５０５を流れ、この第３のデッドタイム中のボディダイオード導通は、著しい電力損失およびＥＭＩ問題の原因となる。
【００４４】
同期バックブーストコンバータの動作におけるこのボディダイオード導通およびその関連する問題を低減するために、提案されているゲートドライブ方法は、ブーストコンバータの対応物におけるようにＳＰＵＬＬ５０１を使用することができるＳＰＵＬＬ５０１をオンにしてＳＤ２５０３をオフし、リダイレクトダイオードＤＲＤＩＲ５０７を通してそのボディダイオード５０５の電流を奪いとる。ＳＰＵＬＬ５０１からの電流によってＳＤ２５０３のゲート−ソース間電圧がその閾値の下に引き下げられると、インダクタ電流がＳＤ２５０３のボディダイオード５０５を通して流れ始める。ＳＰＵＬＬ５０１は、ＤＲＤＩＲ５０７が順方向にバイアスされるまで、ゲート電圧をＶＳＷ２の下に引き下げ続ける。ＤＲＩＤＲ５０７は、ＳＤ２５０３のゲート電圧を、そのソース電圧の約１ダイオード電圧下（すなわち、ＶＳＷ２−０．７Ｖ）にクランプし、かつＳＤ２５０３のゲート−酸化膜を保護する。
【００４５】
ＤＲＤＩＲ５０７は、デッドタイム低減とシュートスルー電流防止との間のトレードオフのためのいかなるタイミングアラインメント要件無しで、ＳＰＵＬＬ５０１がＳＤ２５０３のボディダイオード５０５からインダクタ電流をシームレスにリダイレクトすることを可能にする。ＳＤ２５０３のボディダイオード５０５は、従来のアプローチと同様のこの方法で導通し得るが、実質的に短い持続時間のみ導通し得て、それはＳＤ２５０３のゲート−ソース間電圧がその閾値電圧を横切る瞬間からＤＲＤＩＲ５０７が順方向バイアスされるまでである。ＳＰＵＬＬ５０１の電流の大きさは、インダクタ電流に打ち勝つのに十分に高く設計されているので、一旦ＤＲＤＩＲ５０７が、スイッチノード（すなわち、ＶＳＷ２）からＳＰＵＬＬ５０１へ電流を導通すると、ＳＤ２５０３のボディダイオード５０５に流れる電流は残されない。
【００４６】
このＤＲＤＩＲ５０７の順方向バイアスの直前に、ＳＰＵＬＬ５０１の高電流がＳＤ２５０３のゲートをプルダウンしている。したがって、ゲート電圧は、ＶＳＷ２より上の閾値電圧からＶＳＷ２の１ダイオード電圧下に迅速に進み、ボディダイオード導通に対して実質的に短い量の時間を残す。ＳＰＵＬＬ５０１のこの高電流およびＳＤ２５０３をオフしてからそのボディダイオード電流をリダイレクトすることへのシームレスな移行は、１ナノ秒未満のボディダイオード導通時間をもたらすことができる。この実質的に短いボディダイオード導通時間は、逆回復電荷の量および同期バックブーストコンバータにおけるその関連する問題を低減することができる。
【００４７】
図６は、ボディダイオード導通を最小化し得るゲートドライブを備えたとモータ６０１を駆動する同期Ｈブリッジコンバータの電力段の例を図示する。負荷電流Ｉ負荷は、双方向性であることができ、それはＶＳＷ１からＶＳＷ２へ流れることができ、その逆も同様であることを意味する。Ｉ負荷がＶＳＷ１からＶＳＷ２へ流れ、システムがＳ２とＳ４とを転流するとき、デッドタイムはブレークビフォメイク転流を保証し、Ｖ入力から接地への大きなシュートスルー電流を防止する。ブーストコンバータのケースと同様に、問題のあるデッドタイムは、Ｓ２がオフにされる直後で、Ｓ４がオンになる直前である。このデッドタイム中、負荷電流はＳ２のボディダイオード６０９を通って流れ、順方向バイアスから電荷を累積する。このゆえ、Ｓ４は、ＶＳＷ２ノードを引き下げる負荷電流だけよりも余分な電流を引き込み得、Ｓ２６０３のボディダイオード６０９の逆回復電荷がない場合よりもＶＳＷ２ノードの立ち下がりエッジ中により多くの電力損失およびＥＭＩノイズを誘発し得る。
【００４８】
このボディダイオード導通および同期Ｈブリッジコンバータ動作におけるそれに関連する問題を低減するために、提案されているゲートドライブ方法は、ブーストコンバータの対応物におけるようにＳＰＵＬＬ２  ６０７を使用することができる。ＳＰＵＬＬ２６０７がオンにされてＳ２６０３をオフし、そのボディダイオード６０９電流をリダイレクトダイオードＤＲＤＩＲ２を通して奪い取る。Ｓ２６０３のゲート−ソース間電圧がＳＰＵＬＬ２６０７からの電流によってその閾値より下に引き下げられるとき、Ｓ２６０３のボディダイオード６０９を通して負荷電流が流れ始める。ＳＰＵＬＬ２６０７は、ＤＲＤＩＲ２が順方向にバイアスされるまで、ゲート電圧をＶＳＷ２の下に引き下げ続ける。ＤＲＩＤＲ２は、Ｓ２  ６０３のゲート電圧をそのソース電圧の約１ダイオード電圧下（すなわち、ＶＳＷ２−０．７Ｖ）にクランプし、かつＳ２６０３のゲート−酸化膜を保護する。
【００４９】
ＤＲＤＩＲ２は、デッドタイム低減とシュートスルー電流防止との間のトレードオフのためのいかなるタイミングアラインメント要件無しで、ＳＰＵＬＬ２６０７がＳ２６０３のボディダイオード６０９から負荷電流をシームレスにリダイレクトすることを可能にする。Ｓ２６０３のボディダイオード６０９は、従来のアプローチと同様のこの方法で導通し得るが、実質的に短い持続時間のみ導通し得て、それはＳ２６０３のゲート−ソース間電圧がその閾値電圧を横切る瞬間からＤＲＤＩＲ２が順方向バイアスされるまでである。ＳＰＵＬＬ２６０７の電流の大きさは、負荷電流に打ち勝つのに十分に高く設計されているので、一旦ＤＲＤＩＲ２が、スイッチノード（すなわち、ＶＳＷ２）からＳＰＵＬＬ２６０７へ電流を導通すると、Ｓ２６０３のボディダイオード６０９に流れる電流は残されない。
【００５０】
このＤＲＤＩＲ２の順方向バイアスの直前に、ＳＰＵＬＬ２６０７の大電流がＳ２６０３のゲートをプルダウンしている。したがって、ゲート電圧は、ＶＳＷ２より上の閾値電圧からＶＳＷ２より１ダイオード電圧下の電に迅速に進み、ボディダイオード導通のための実質的に短い量の時間を残す。ＳＰＵＬＬ２６０７のこの高電流およびＳ２６０３をオフしてからそのボディダイオード電流をリダイレクトすることへのシームレスな移行は、１ナノ秒未満のボディダイオード導通時間をもたらすことができる。この短いボディダイオード導通時間は、逆回復電荷の量および同期Ｈブリッジコンバータにおけるその関連する問題を低減することができる。
【００５１】
Ｈブリッジコンバータの対称アーキテクチャのために、負荷電流がＶＳＷ２からＶＳＷ１に流れるときのケースに対して問題および解決策は対称的である。換言すれば、Ｉ負荷がＶＳＷ２からＶＳＷ１に流れ、システムがＳ１６１１をオフにし，次いでＳ３６１３をオンにする場合は、ＳＰＵＬＬ１６１５は、Ｓ１６１１のゲートをプルダウンし、Ｓ１６１１のボディダイオード６１７導通を遮断して減少させることができ、ブーストコンバータのケースにおけると同様に、シュートスルーの問題を回避するためのなんらかのタイミングアラインメント問題を起こすことはない。
【００５２】
説明した構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、および利点は、単なる例示に過ぎない。それらのいずれも、またそれに関する議論も、どんな形であれ保護の範囲を制限することを意図しない。多数の他の実施形態も考えられる。これらは、より少ない、追加の、および／または異なる構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、および／または利点を有する実施形態を含む。これらには、構成要素および／またはステップが異なって配列および／または順序付けされる実施形態も含まれる。
【００５３】
特に断りのない限り、本明細書に記載されているすべての測定値、値、定格、位置、大きさ、サイズ、および他の仕様は、以下の特許請求の範囲を含めて概算であり正確ではない。それらは、関連する機能と関係する従来技術で慣習的なものと一致する合理的な範囲を有することが意図されている。
【００５４】
本開示で引用されたすべての記事、特許、特許出願、および他の刊行物は、参照により本明細書に組み込まれる。
【００５５】
特許請求の範囲において使用される場合、「のための手段（ｍｅａｎｓ  ｆｏｒ）」という句は、記載された対応する構造および材料およびそれらの等価物を包含するように意図され、そう解釈されるべきである。同様に、特許請求の範囲において使用される場合の「のためのステップ（ｓｔｅｐ  ｆｏｒ）」という句は、記載された対応する動作およびそれらの等価物を包含するように意図され、そう解釈されるべきである。特許請求の範囲からのこれらの句の不在は、特許請求の範囲が、これらの対応する構造、材料、または動作、またはそれらの等価物に限定されることを意図せず、そう解釈されるべきではないことを意味する。
【００５６】
保護の範囲は、以下に続く特許請求の範囲によってのみ制限される。その範囲は、特定の意味が記載されていることを除いて、本明細書およびこれに続く訴追経歴に照らして解釈するときに、特許請求の範囲で使用される言語の通常の意味と一致するように広義であり、すべての構造および機能的等価物を包含することが意図され、そう解釈されるべきである。
【００５７】
「第１」および「第２」などの関係用語は、実際の関係またはそれらの間の順序を必ずしも要求または暗示することなく、ある実体または行動を別の実態または行動と見分けるためにのみ使用することができる。本明細書または特許請求の範囲における要素のリストに関連して使用されるとき、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」およびその任意の他の変形は、リストが非排他的であり、他の要素が含まれ得ることを指すことが意図される。同様に、「１つの（ａ）」または「１つの（ａｎ）」によって進行された要素は、さらなる制約を伴わずに、同一タイプの追加の要素の存在を排除しない。
【００５８】
請求項のいずれも、特許法第１０１条、第１０２条または第１０３条の要件を満たさない主題を包含することを意図するものではなく、またはそのように解釈されるべきではない。そのような主題の何らかの意図しない範囲は、本明細書では放棄される。この段落に言及されている場合を除き、記載または図示されたものは、特許請求の範囲に記載されていないかどうかにかかわらず、何かの構成要素、ステップ、特徴、目的、利益、利点、または同等物を一般に献呈させることを意図しておらず、またはそう解釈されるべきではない。
【００５９】
要約は、読者が技術的開示の性質を迅速に確認するのを助けるために提供されている。請求項の範囲または意味を解釈または制限するために使用されないことを理解して提示されている。加えて、前述の詳細な説明における様々な特徴は、本開示を合理化するために様々な実施形態において、共にグループ化されている。本開示方法は、各請求項に明示的に列挙されているよりも多くの特徴を要求する請求実施形態を必要とすると解釈されるべきではない。むしろ、以下に続く請求項が反映するように、発明の主題は、単一の開示された実施形態のすべての特徴を下回る。したがって、以下の特許請求の範囲は、詳細な説明に組み込まれ、各請求項は、別々に請求される主題として独立して立証される。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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