(57)【要約】  構成可能なディジタル送受信器（３０）を含むＤＳＬモデムが開示される。ディジタル送受信器（３０）はモデムに実装されるべきアナログ送信ポート数を選択する、構成レジスタ（４３）、またはその他の回路を含む。構成したポートの各々のアナログ・フロントエンド回路のインスタンスも設けられる。開示の実施例によると、サポートされるポート数は各ポートのデータレートにより、かつ各ポートの信号帯域によりスケール変更されて送信の効率を最大化する。
2007536824.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチ搬送波変調通信のディジタル送受信器において、
ディジタルデータの変調前処理を実行する変調前回路と、
該変調前回路により処理されたディジタルデータのマルチ搬送波変調を実行するディジタル信号処理回路と、
該ディジタル信号処理回路からの変調データを１個以上のポートへ通信するインターフェース回路と、
前記変調前回路、前記ディジタル信号処理回路、及び前記インターフェース回路を制御して、選択したポート数の送信データを処理する構成回路と、
を含む、前記送受信器。
【請求項２】
請求項１記載の送受信器において、
前記選択したポート数に対応する変調データを記憶する、前記ディジタル信号処理回路に結合されたデータメモリと、
をさらに含む前記送受信器。
【請求項３】
請求項２記載の送受信器において、前記選択したポート数は、各々がデータレートと信号帯域とを有する第１のポート数と、該第１のポート数及び第２のポート数の関係に従って前記第１のポート数の各々のデータレートと信号帯域に対してスケール変更されたデータレートと信号帯域を各々が有する前記第２のポート数と、を含むポート構成の組から選択される、前記送受信器。
【請求項４】
請求項３記載の送受信器において、前記変調前処理回路により実行される前記変調前処理はポートあたりのデータレートによりスケール変更する計算複雑度を必要とする、送受信器。
【請求項５】
請求項４記載の送受信器において、前記変調前処理はフレーミング、前方向誤り訂正コーディング、インターリービングを含む、前記送受信器。
【請求項６】
請求項３記載の送受信器において、前記構成回路は構成レジスタを含む、前記送受信器。
【請求項７】
マルチ搬送波変調信号を送信する方法において、
選択したポート数によりディジタル送受信器を構成する段階であって、前記選択したポート数は、各々がデータレートと信号帯域を有する第１のポート数と、前記第１のポート数及び第２のポート数間の関係に従って前記第１のポート数の各々のデータレートと信号帯域に対してスケール変更されているデータレートと信号帯域を各々が有する前記第２のポート数と、を含むポート構成の組から選択される前記構成する段階と、
前記選択したポート数のデータレートに対応するサイズの選択したポート数の各々と関係するデータのブロックに対して、変調前機能を実行する段階と、
次いで、前記選択したポート数の各々に対して、前記選択したポート数の信号帯域に対応する信号帯域パラメータに従ってその関係するデータのブロックに逆離散フーリエ変換変調を実行する段階と、
前記選択したポート数の各々の変調データをそのポートと関係するアナログ・フロントエンド回路に送信する段階と、
各ポートの変調データにアナログ処理を実行し、各ポートに対して、関係する通信リンクを通してマルチ搬送波信号を送信する段階と、
を含む前記方法。
【請求項８】
請求項７記載の方法において、前記逆離散フーリエ変換変調を実行する段階は、前記選択したポート数の各々に対して、前記選択したポート数の前記信号帯域に対応する搬送波数に対して実行される、方法。
【請求項９】
請求項８記載の方法において、前記送信する段階はフレーム同期方法で実行される、方法。
【請求項１０】
請求項７記載の方法において、前記構成段階はデータ値を構成レジスタに設定する段階を含む、方法。
【請求項１１】
請求項７記載の方法において、
前記逆離散フーリエ変換変調を実行する段階の後に、変調データを出力バッファに記憶する段階と、
をさらに含む方法。
【請求項１２】
請求項１１記載の方法において、前記逆離散フーリエ変換変調を実行する段階は、前記選択したポート数の各々に対して、前記選択したポート数の前記信号帯域に対応する搬送波数に対して実行される、方法。
【請求項１３】
ディジタル加入者線路モデムにおいて、
ディジタル送受信器であって、
ディジタルデータの変調前処理を実行する変調前回路と、
該変調前回路により処理されたディジタルデータのマルチ搬送波変調を実行するディジタル信号処理回路と、
該ディジタル信号処理回路からの変調データを１つ以上のポートに通信する、インターフェース回路と、
前記変調前回路と、前記ディジタル信号処理回路と、前記インターフェース回路とを制御し、選択したポート数の送信データを処理する構成回路と、
を含む前記ディジタル送受信器と、
各々が前記ディジタル送受信器の１つ以上のポートに接続され、通信施設に接続される１つ以上のアナログ・フロントエンドと、
を含むディジタル加入者線路モデム。
【請求項１４】
請求項１３記載のモデムにおいて、前記ディジタル送受信器は、前記選択したポート数に対応する変調データを記憶する、前記ディジタル信号処理回路に結合した、データメモリをさらに含む、モデム。
【請求項１５】
請求項１４記載のモデムにおいて、前記選択したポート数は、各々がデータレートと信号帯域を有する第１のポート数と、該第１のポート数及び第２のポート数間の関係に従って前記第１のポート数の各々のデータレートと信号帯域に対してスケール変更されているデータレートと信号帯域を各々が有する前記第２のポート数と、を含むポート構成の組から選択される、モデム。
【請求項１６】
請求項１５記載のモデムにおいて、前記変調前回路により実行される前記変調前処理はポート当りのデータレートによりスケール変更する計算複雑度を必要とする、モデム。
【請求項１７】
請求項１６記載のモデムにおいて、前記変調前処理はフレーミングと前方向誤り訂正コーディングを含む、モデム。
【請求項１８】
請求項１５記載のモデムにおいて、前記構成回路は構成レジスタを含む、モデム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高速ディジタルデータ通信に関係し、特に離散マルチトーン（ＤＭＴ；ｄｉｓｃｒｅｔｅ  ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）変調を使用したディジタル加入者線路（ＤＳＬ；ｄｉｇｉｔａｌ  ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ  ｌｉｎｅ）通信に関係する。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル加入者線路（ＤＳＬ）技術は米国及び世界中で高速インターネット・アクセスの配置での主要技術の一つとなっている。当該技術において公知のように、ＤＳＬ通信は、既存の電話「線」施設を使用して、個々の加入者と電話会社により運営される中央局（ＣＯ；ｃｅｎｔｒａｌ  ｏｆｆｉｃｅ）位置またはインターネット・サービスプロバイダとの間で実行される。通常、ＣＯと加入者宅内機器（ＣＰＥ；ｃｕｓｔｏｍｅｒ  ｐｒｅｍｉｓｅｓ  ｅｚｕｉｐｍｅｎｔ）との間のループ長の全てではないにしても一部は従来のツイストペア銅電話線により実装されている。驚いたことに、現代のＤＳＬ技術は、ツイストペア線の相当長距離（例えば、１８０００フィート（５４００ｍ）のオーダー）でさえも、従来の音声帯域電話通信と干渉することなく非常な高データレート通信を実行可能である。
【０００３】
現代のＤＳＬ通信は、離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）とも呼ばれる多重搬送波変調（ＭＣＭ；ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）技術を使用して高データレートを達成し、これによりデータ信号は相当広範な周波数帯域（従来のＡＤＳＬでは１．１ＭＨｚのオーダー、ＶＤＳＬでは３０ＭＨｚまでに及ぶ）上の複数周波数にデータ信号が変調され、この帯域は電話の音声帯域より十分上に位置して、多数の副チャネルに分割される。各副チャネル上に変調されるデータシンボルは、通常、直交振幅変調（ＱＡＭ；ｚｕａｄｒａｔｕｒｅ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）群に従って複素面の点としてコード化される。各副チャネルのシンボル当りのビット数（すなわち、「ビット・ローディング」）、従ってそのＱＡＭ群での点数は、その周波数の送信チャネル雑音と信号減衰に依存する、副チャネル周波数の信号対雑音比（ＳＮＲ；ｓｉｚｕａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ）に従って決定される。例えば、比較的雑音が無く低減衰の副チャネルは、群の点間が短距離である相対的に密なＱＡＭ群により表現される１０ビットから１５ビット・シンボルでデータを通信してもよい。反対に、雑音の多いチャネルはシンボル当り２または３ビットのみに限定されて、ＱＡＭ群の隣接点間に大きな距離を可能とする。高データレートは、低雑音レベルで低信号減衰の副チャネルに多くのビット（すなわち、より密度の濃いＱＡＭ群）を割当てることにより達成され、ＳＮＲが悪い副チャネルにはより少ない数のビットを与える、または全く与えない。
【０００４】
図１（従来技術）は特定方向（例えば、下り方向、中央局）「ＣＯ」から加入者宅内機器「ＣＰＥ」へ）の従来のＤＳＬ通信でのデータ流れを図示する。通常データ源により発生された形式が２進数の直列ストリームである、送信すべき入力ビットストリームが送信モデム１０のビット対シンボル・エンコーダ１１に適用される。上述した送信チャネルの特性を基に、対応する副チャネルに割当てたビット・ローディングに従って決定された各シンボルのビット数により、ＤＭＴ副チャネルを変調するために使用される複数ビットシンボルにエンコーダ１１は入力ビットストリームのビットをグループ化する。エンコーダ１１はまた誤り検出と訂正用にリードソロモン・コーディングのような誤り訂正コーディングを適用してもよく、さらなる信号対雑音比改善のためトレリス、ターボ、またはＬＤＰＣコーディングのような他の型式のコーディングを適用してもよい。エンコーダ１１により発生されたシンボルは適切な変調群（例えば、ＱＡＭ）の点に対応し、各シンボルがＤＭＴ副チャネルの１つに関係する。
【０００５】
コード化シンボルは次いで逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ；ｉｎｖｅｒｓｅ  ｄｉｓｃｒｅｔｅ  ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）機能１２に適用され、これは各シンボルを送信周波数帯域の１つの副チャネルに関係付け、フーリエ変換に従って対応する数の時間領域シンボル・サンプルを発生する。これらの時間領域シンボル・サンプルは次いで並列対直列変換器１３によりサンプルの直列ストリームに変換される。シンボル値のこの直列シーケンスは変調された副チャネル搬送波周波数の数の和を表し、変調は各種のデータ値を指示する。通常、周波数領域のＮ／２のユニークな複素シンボル（及びそのＮ／２共役対称シンボル）がＩＤＦＴ機能１２によりＮ実数値時間領域サンプルのブロックに変換される。
【０００６】
当該技術において公知なように、サイクリック挿入機能１４が並列対直列変換器１３により与えられた直列サンプルの各ブロックにサイクリック・プレフィックス、またはサフィックス、または両方を追加する。従来のＡＤＳＬでは、サイクリック挿入機能１４はブロックの終わりからブロックの先頭に選択した数のサンプル値を先頭に追加する。ＡＤＳＬ２＋とＶＤＳＬでは、サイクリック・プレフィックス及びサフィックス挿入、及び送信器ウィンドウイングをサイクリック挿入機能１４のような単一モジュールに組合せられる。次いでアップサンプル機能１５とディジタルフィルタ機能１６が従来の方法でディジタル・データストリームを処理する。ディジタルフィルタ１６は、イメージ成分を除去するディジタル低域フィルタ及び音声帯域またはＩＳＤＮ干渉を除去するディジタル高域フィルタのような操作を含む。エンコーダ１１からディジタルフィルタ機能１６までに対応するディジタル機能は通常、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）素子として実装される、ディジタル送受信器集積回路により実行される。
【０００７】
フィルタされたディジタル・データストリーム信号は次いでディジタル・アナログ変換器１７によりアナログ領域に変換される。次いで少なくとも低域フィルタを通常含むフィルタリングのような、アナログフィルタリング（図示せず）を出力アナログ信号に実行する。アナログ信号は次いで増幅器１８により増幅される。ディジタル・アナログ変換器１７、増幅器１８、及び何らかのアナログフィルタリングは、コーダ／デコーダ（「コーデック」）、線路ドライバ及びレシーバ、及びハイブリッド回路を含む、いわゆる「アナログ・フロントエンド」で実装される。
【０００８】
生成したＤＭＴ信号はチャネルＬＰ、何らかの長さの従来のツイストペア線を通して受信ＤＳＬモデム２０に送信され、これは、一般に送信モデムにより実行された過程を反転して入力ビットストリームを送信された通信として復元する。通常対応するハイブリッド回路と線路レシーバ、及びアナログフィルタリング機能２１を含む、受信器「アナログ・フロントエンド」は受信したアナログ信号から高周波雑音とエイリアシングを除去する。信号のアナログ等化も実行されて送信チャネルＬＰの線路減衰特性を補正してもよい。アナログ・ディジタル変換器２２が次いでフィルタされたアナログ信号をディジタル領域に変換し、これに続いて従来のディジタルフィルタリング機能２３を適用してアナログフィルタの機能を増強する。
【０００９】
ディジタルフィルタ機能２３はフィルタされたディジタル・データストリームを時間領域等化器（ＴＥＱ；ｔｉｍｅ  ｄｏｍａｉｎ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）２４に送り、これは通常、ＴＥＱ１４による受信の前に実行されるフィルタリングを含む、送信チャネルＬＰのインパルス応答の長さを有効に短くする有限インパルス応答（ＦＩＲ；ｆｉｒｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）ディジタルフィルタである。サイクリック・プリフィックスが機能２５で各受信ブロックから除去され、直列対並列変換器２６がデータストリームを離散フーリエ変換（ＤＦＴ；ｄｉｓｃｒｅｔｅ  ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）機能２７へ適用するための多数のサンプル（２Ｎ）に変換する。このデータストリームのＤＦＴが副チャネル周波数の各々での変調シンボルを復元し、送信の機能１２により実行されたＩＤＦＴを反転し、有効送信チャネルの周波数領域応答により乗算された送信シンボルの周波数領域表現を与える。周波数領域等化器（ＦＥＱ；ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｏｍａｉｎ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）機能２８は有効チャネルの周波数領域応答を分割し、変調シンボルを復元する。次いでシンボル対ビット・デコーダ機能２９がシンボルを直列のビットストリームに再順序付けし、信号の送信時に適用された何らかのコード化をデコードし、送信が基とした入力ビットストリームに対応する出力ビットストリームを生成する。出力ビットストリームは次いで、各位置に適切な、クライアントのワークステーション、または中央局網に送られる。
【００１０】
図１のデータ流れは１方向のみの通信を示しているが、各ＤＳＬ送受信器（すなわち、ＣＯとＣＰＥの両方）は送信器と受信器を共に含み、このように同様なＤＭＴ過程に従って送信チャネルＬＰを通して反対方向にデータを通信する。同じ通信チャネルＬＰ上のこの両方向通信での干渉を避けるため、ＤＳＬの最も普通の実装は非対称ＤＳＬ（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ＤＳＬ）（「ＡＤＳＬ」）であり、これは、ＣＯからＣＰＥへの「下りの」通信はスペクトルのある周波数帯域にあり、ＣＰＥからＣＯへの「上りの」通信は他の重ならない周波数帯域にある、周波数分割二重化（ＦＤＤ；ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｒｉｓｉｏｎ  ｄｕｐｌｅｘｉｎｇ）方式に従う。例えば、現代のＡＤＳＬでの下り通信は４．３１２５ｋＨｚ帯域の２５６副チャネルを占有し、一方の上り通信は下り帯域より下の周波数の（それでも音声帯域よりは上の）同様な６４副チャネルを使用する。頭字語「ＡＤＳＬ」により示唆される非対称性は、狭い低周波数の上り帯域に対する下り通信に割当てられた広い高周波帯域を意味する。結果として、ＡＤＳＬ下りデータレートは通常上りデータレートより非常に大きい。従来のＡＤＳＬ通信の標準的な下りデータレートは、ループ長とチャネル送信に依存するが、８．０Ｍｂｐｓ以上に達することが可能である。
【００１１】
もちろん、より高速のデータレートＤＳＬ技術に対する需要が続いている。ＤＳＬリンクを介してのビデオオンデマンドやその他のビデオ配信、ビデオ電話等のような大容量サービスが配置されているため高速データレートの需要が発展するものと考えられる。新たなＤＳＬ技術はＡＤＳＬのＤＭＴ方式の変形により高速なデータレートを提供する。最初の高速データレートＤＳＬ方式は「ＡＤＳＬ＋」として知られ、各々が４．３１２５ｋＨｚを有する下り副チャネルの数を５１２に倍増することにより信号帯域を２．２ＭＨｚまで拡張した。この方式の例は、本願と共通に譲渡され本明細書に引用により包含される、米国特許第５、５１９、７３１号に記載されている。ＡＤＳＬ２＋を超えたＤＳＬデータレートの更なる進歩も開発されている。これらの技術は「非常に高速なビットレートのＤＳＬ」（ｖｅｒｙ  ｈｉｇｈ  ｂｉｔ−ｒａｔｅ  ＤＳＬ）（「ＶＤＳＬ」及び「ＶＤＳＬ２」が例示クラスである）として既知である。これらの技術により、３０ＭＨｚまでも拡張した信号帯域をカバーする、４０９６まで及ぶ副チャネルが既知である。
【００１２】
ＶＤＳＬ２通信方式は世界の異なる地域で異なる実装を有していることが明らかとなっている。例えば、北米及びヨーロッパでのＶＤＳＬ２は１２ＭＨｚ信号帯域を使用することにより３０から５０Ｍｂｐｓまでのデータレートを提供することを考えている。しかしながら、日本と韓国では、３０ＭＨｚまでの信号帯域を使用して２００Ｍｂｐｓまでのデータレートを考えている。これらの市場間での帯域とデータレートの相違はループ長の相違に起因するものと考えられ、北米とヨーロッパでは中央局または光学網装置（ＯＮＵ；ｏｐｔｉｃａｌ  ｎｅｔｗｏｒｋ  ｕｎｉｔ）から加入者へより長距離（１８，０００フィートまで）が許容されている。ＶＤＳＬ２通信の現在のドラフト標準はこれらのオプションの実装を考慮している。これらのＶＤＳＬ２方式の主要な相違は、特定の線路上に担持される副チャネルの数の差、及び各副チャネルに割当てた帯域の差により実現される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
それ故本発明の目的は副チャネル帯域と副チャネルの異なる組合せをサポートするよう構成可能な単一のＤＳＬディジタル送受信器を提供することである。
【００１４】
本発明の別な目的は複数のＤＳＬポートをサポート可能なディジタル送受信器を提供することである。
【００１５】
本発明の別な目的は、メモリリソースの観点から、有効な方法で複数のＤＳＬポートをサポート可能なディジタル送受信器を提供することである。
【００１６】
本発明の別な目的は、計算複雑度の観点から、有効な方法で複数のＤＳＬポートをサポート可能なディジタル送受信器を提供することである。
【００１７】
本発明の他の目的と利点は、図面と共に以下の明細書を参照する当業者に明らかとなる。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は、各ポートがＤＳＬリンクに対応する、異なる数のポートをサポートするよう構成可能なＤＳＬディジタル送受信器のアーキテクチャに実装される。第１の構成では、少ないポート上での多数の副チャネルを含む高速データレート通信がサポートされ、少なくとも１つの他のディジタル送受信器の構成では、低データレートの多くのポートと少ない数の副チャネルがサポートされる。ディジタル送受信器は、データレートに従って複雑度をスケール変更する（ｓｃａｌｅ）これらの送受信器機能のデータレートをスケール変更することにより、かつ信号帯域により複雑度をスケール変更するこれらの送受信器機能の信号帯域をスケール変更することにより、これらの構成を実行する。所要のメモリリソースを最小とするため、副チャネル帯域を一定に保持し、副チャネルの数をスケール変更することにより帯域スケール変更を実施することが望ましい。
【実施例】
【００１９】
本発明はその望ましい実施例、すなわちディジタル加入者線路（ＤＳＬ）モデムのディジタル送受信器に実装されたものと関連して記述される。但し、本発明はその他の応用例、特に離散マルチトーン（ＤＭＴ）変調により信号を送信するものにも利用されてもよいものと考えられる。これらのその他の応用は、無線通信（例えば、直交周波数分割多重化「ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｒｉｐｌｅｘｉｎｇ）」によるもの）や、同軸ケーブル、ファイバ光施設等上に実装される広域網（ＷＡＮ；Ｗｉｄｅ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）や局所域網（ＬＡＮ；Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）での他の有線通信を含んでもよい。従って、以下の説明は単なる一例として与えたもので、請求の範囲に示すような本発明の真の範囲を限定する意図のものではないことを理解すべきである。
【００２０】
本発明と関連して、現代のＤＳＬ応用で使用される送受信器のディジタル部分の計算複雑度は、２つの要因、即ち、送受信データレート、及び信号帯域に依存することを発見した。離散マルチトーン（ＤＭＴ）変調の場合、信号帯域はＤＭＴ副チャネルの数に各副チャネルの帯域を乗算したものに変換される（通常そうであるように、全ての副チャネルが同じ帯域を有するものと仮定する）。さらに、本発明と関連して、ディジタル領域でのある種のデータ機能はデータレートのみとスケール変更し、ある種の他のデータ機能は帯域のみによってスケール変更することも発見した。本発明はこれらのものを利用し、高速、高帯域通信用に少ない出力ポート（例えば、１ポートまで）か、または低速、低帯域通信用に多数の出力ポートを有するように構成できる送受信器を提供する。そして、計算複雑度は、回路またはハードウェアの感覚では、特定のクロック速度に対する論理ゲートの数として、かつまたメモリ要件としてそれ自体を表現する。言い換えると、ある機能の高レベルの計算複雑度は多数の論理ゲートまたは高速クロック速度を必要とし、かつその他の機能は大量のデータメモリ・リソースを必要とする。
【００２１】
図２は、ディジタル領域で、従来のＤＳＬ送信で実行されるこれらの機能に対する本実現を図示する。特に、ＤＭＴ変調の前の機能はデータレートのみによってスケール変更し、一方ＤＭＴ変調自体は帯域によってスケール変更する。図２に図示するように、フレーミング（すなわち、当該技術において公知なように、入力ビットストリームをデータフレームに配置する）１１ａ、リード・ソロモン・コード化１１ｂ（またはその他の順方向誤り訂正コーディング技術）、インターリービング１１ｃ、各々がデータレートのみによってスケール変更する。言い換えると、変調前機能１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄを実行するために必要な回路の計算複雑度はデータレートによってのみ変動し、信号帯域（ＤＭＴ副チャネルの数を含む）はこれらの機能の複雑度には直接の影響は無い。従来のＤＳＬ送信では、データレートを倍にするとこれらの機能の約２倍の計算複雑度を必要とするように、この依存性は一般的に線形である。または、本発明によると、特定のＤＳＬ送受信器が２つのチャネルまたは「ポート」で機能１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄを実行可能であると、同じ計算複雑度で送受信器は２倍のデータレートの単一「ポート」の機能１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄを実行可能であり、逆も可である。フレーミング機能１１ａ、リード・ソロモン・コード化機能１１ｂ、及びインターリービング機能１１ｃ（これと共に以下で記述するビット対シンボル・マッピング機能つきのトレリス・コーディング１１ｄ）は、共に図１の従来のコード化機能１１に対応する。同様に、受信器側では（簡単のため図示せず）、デインターリービング、リード・ソロモン・デコーディング、デフレーミングの対応する復調後受信機能もデータレートにより複雑度をスケール変更する。
【００２２】
図２に示すように、機能１１ｄにより実行されるビット対シンボル・マッピング付トレリス・コーディングと、ＩＤＦＴ機能１２により実行されるＤＭＴ変調とは信号帯域のみによりスケール変更されることが発見された。ＩＤＦＴ機能１２の場合、２０４８点ＩＤＦＴは４０９６点ＩＤＦＴの計算複雑度の約半分を必要とする。言い換えると、ＩＤＦＴ機能１２は、副チャネル当たり同じ帯域であると仮定すると、４０９６副チャネルを有する単一ポートの信号を変調するのに必要なものと大体同じ計算複雑度により２０４８副チャネルを有する２個のチャネルまたは「ポート」の信号を変調可能であることが分かった。事実、現代のＩＤＦＴ処理（例えば、現代のディジタル信号プロセッサにより実行されるもの）は、単一の全サイズＩＤＦＴに必要な計算複雑度（すなわち、クロックサイクル、またはゲート）よりわずかに少ない複雑度で２つの半サイズＩＤＦＴを実行可能である。
【００２３】
ＩＤＦＴ出力バッファ１３′と変調後ディジタル処理機能１５′を含む変調後に実行される機能は信号帯域のみによってスケール変更する複雑度を必要とし、これはデータレートとは実質的に独立である。ＩＤＦＴ出力バッファ１３′はＩＤＦＴ機能１２から直列的に書込み可能であり、並列に読み出されるメモリ位置であり、図１の直列・並列変換機能１３に対応する。変調後ディジタル処理機能１５′は、図１に対して上述し当該技術において公知である、従来のサイクリック挿入機能１４、アップサンプリング機能１５、及びディジタルフィルタ機能１６のような機能を含む。
【００２４】
それ故、本発明と関連して、これらのディジタル送受信器のスケール変更依存性を使用して特定の計算複複雑度のポート数を構成可能とするようにサポートする際の利点とできることも発見した。例えば、３５．３ＭＨｚの全体信号帯域を生成する、搬送波当たり８．６２５ｋＨｚのトーン間隔または信号帯域における４０９６複素搬送波（すなわち、ＤＭＴ副チャネル）をサポート可能なディジタル送受信器を考える。本発明の望ましい実施例によると、この送受信機は、各ポートによりサポートされる搬送波数、すなわち副チャネルをスケール変更することにより、各々がより低いデータレートである複数ポートをサポートするよう構成可能である。
【表１】
2007536824.tif 000003
「主」構成は、この場合、トーン間隔８．６２５ｋＨｚで４０９６複素搬送波（すなわち、ＤＭＴ副チャネル）が３５．３２８ＭＨｚの全体信号帯域を与える、単一ポートの送受信器の全体計算複雑度に対応する。本発明の望ましい実施例によると、送受信器は、各々が４．３１２５ｋＨｚのトーン間隔を使用する、別の構成ＡからＤで構成可能である。構成ＡからＤは３５．３２８ＭＨｚの全体帯域を出力ポートとポート当たりの複素搬送波の変化する組合せに分割する。例えば、構成Ｄのポート当たりの全体信号帯域は相対的に低く、送受信器はこの帯域に１６の前記ポートをサポート可能である。構成Ｄの信号帯域は既存の「ＡＤＳＬ２＋」標準に対応することに注意されたい。
【００２５】
本発明の別の実施例によると、ポート当たりの搬送波数を定数（例えば、ポート当たり４０９６搬送波）にとどめるが、トーン間隔をスケール変更して追加のポートをサポート可能である。送受信器が８．６２５ｋＨｚのトーン間隔で４０９６搬送波の単一ポートをサポート可能な例では、この送受信器は、１．０７８１ｋＨｚのトーン間隔であるが、各々が４０９６ＤＭＴ複素搬送波を有する８ポートをサポートするようスケール変更することも可能である。しかしながら、搬送波数ではなくトーン間隔を変更することはメモリリソースに相当な増加を必要とすることが分かった。
【００２６】
図３ａと図３ｂは本発明の望ましい実施例による例示ＤＳＬモデム２１ｍ、２１ｂを図示する。モデム２１ｍ、２１ｂは各々上記表の主構成と構成Ｂに対応し、モデム２１ｍは単一アナログポートを有し、モデム２１ｂは４ポートをサポートするものと考える。
【００２７】
図３ａを参照すると、単一のアナログ入力／出力ポートをサポートする汎用ＤＳＬモデム２１ｍが図示されている。ＤＳＬモデム２１ｍは、この場合ツイストペアＬＰである通信施設上で信号を送受信可能であるという意味で、実質的に送受信器である。本発明の望ましい実施例によると、ＤＳＬモデム２１ｍは、アプリケーションに応じて、ホストコンピュータ、ネットワークスイッチ構造、ルータのようなネットワーク要素、等と通信するホスト・インターフェース３２に結合されるディジタル送受信器３０を含む。本発明のこの実施例によると、上述したように、ディジタル送受信器３０は、図３ａに示すような１通信ポート、または複数通信ポート（図３ｂに示すような）をサポートするように構成可能である。ディジタル送受信器３０が１ポートをサポートする図３ａの例では、ディジタル送受信器３０は、本例ではツイストペア線として図示されている送信ループＬＰにこれが接続されている、アナログ・フロントエンド３４の単一インスタンスに接続される。
【００２８】
アナログ・フロントエンド３４は、送信ループＬＰに接続された従来回路であり、ＤＳＬモデム２１ｍにより通信ループＬＰ上で両方向信号が通信されることを考えて、ツイストペア設備の２線配置を線路ドライバ及びレシーバ３７に接続した専用送受信線に変換するハイブリッド回路３９を含む。線路ドライバ及びレシーバ３７はツイストペア線上でＡＤＳＬ信号を駆動し受信する高速線路ドライバ及びレシーバである。線路ドライバ及びレシーバ２４はアナログ送受信フィルタ３５を介してコーダ／デコーダ（「コーデック」）回路３６に両方向で結合される。アナログ・フロントエンド３４のコーデック３６は各々送信受信されている信号に従来のアナログ・コーデック操作を実行する。本発明の望ましい実施例によるアナログ・フロントエンド３４として使用するのに適した従来の素子の例は、テキサスインストルメント社から市販されているＴＮＥＴＤ７１２２とＴＮＥＴＤ７１２３集積アナログ・フロントエンド素子を含む。
【００２９】
図４は本発明の実施例による、ディジタル送受信器３０の例示アーキテクチャを図示する。図４に示すように、ディジタル送受信器３０は、送受信器３０のホスト側に結合され、変調されていないディジタルデータ（変調前または復調後）のバイトレベル処理を実行するバイト処理サブシステム４１を含む。例えば、送信側では、バイト処理サブシステム４１は、当該技術において公知の適用可能なＡＤＳＬ／ＶＤＳＬ標準に規定されているＴＰＳ−ＴＣ及びＰＭＳ−ＴＣ層に含まれるような、フレーミング、前方向誤り訂正（ＦＥＣ）、及びインターリービングのような機能を実行する。ビット処理サブシステム４４は、当該技術において公知の適用可能なＡＤＳＬ／ＶＤＳＬ標準に規定されているＰＭＤ層に含まれるような、バイト処理サブシステム４１からの送信すべきバイト処理信号にトレリス・コーディングや群マッピングのようなビットレベル機能を実行する。逆に、ビット処理サブシステム４４は、受信した復調信号に対してこれらのビットレベル処理を逆転し、結果をバイト処理サブシステム４１に適用して送信時に適用されたバイト処理操作を逆転する。送受信器３０はまた、所要のＤＭＴ変調に従って、送信すべきビット処理サブシステム４４からの処理信号を変調し、結果を出力バッファ４７ＴＸに記憶する、ＩＤＦＴ変調機能４５ＴＸを含み、この出力バッファ４７ＴＸは図２のＩＤＦＴ出力バッファ１３′に対応する。逆に、ＤＦＴ復調機能４５ＲＸは、前記信号の送信器により適用された所要のＤＭＴ変調に従って、入力バッファ４７ＲＸによりバッファされた受信ＤＭＴ信号にＤＦＴ復調を適用する。本発明の望ましい実施例によると、サブシステム４１、４４、４５ＴＸ、４５ＲＸは、ディジタル送受信器３０を介して通信される信号のコード化と変調（及び復調とデコード）の際の大量のディジタル処理を実行する十分な計算容量と複雑度を有するカスタマ論理回路、または１個以上のディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）コアのようなプログラマブル・ロジック、により実現される。送受信器３０はまた、ＤＳＰプロセッサであってもなくともよいプロセッサ４０、と共にこれらの機能を補助する、プログラム及びデータメモリの両方を含むその関連メモリリソースとを含み、以下で示すように送受信器３０の構成を制御する。図４に示すような、本発明の実施例によると、出力バッファ４７ＴＸは十分なメモリとして実現されて、送信すべきＤＭＴ信号のＩＤＦＴ変調用の出力バッファとしての役割を果たす（すなわち、図２のＩＤＦＴ出力バッファ１３′）。入力バッファ４７ＴＸも同様に設けられ、入来するＤＭＴデータを受信しバッファする。
【００３０】
ディジタル送受信器３０はまた、各ポートの各ＩＤＦＴ変調の出力にサイクリック延長部を追加し、送信すべき信号に適切なフィルタ機能を適用するような機能を実行するその他の変調後機能４６ＴＸを含むことが望ましい。受信側では、変調前処理機能４６ＲＸは適切なフィルタ機能を適用して信号を受信し、時間領域等化、サイクリック・プレフィックスの除去、等のような機能を含む。変調後処理機能４６ＴＸと復調前処理機能４６ＲＸは、当該技術において公知なように、対応するソフトウェア・ルーチンに従って送受信器３０内のＤＳＰリソースにより実行されるか、または図４に示唆されるように別のハードウェア・リソースとして実現されてもよい。送信側では、変調後処理機能４６ＴＸにより適用されたディジタルフィルタの結果が、対応するポートと関係する適切な出力バッファ１３′内の、出力バッファ４７ＴＸに必要に応じて記憶されるのが望ましい。ディジタル送受信器３０が実装されるモデム内の１個以上のアナログ出力ポートに処理機能４６ＴＸ、４６ＲＸを結合するため、構成可能なポート・サブシステム４８もディジタル送受信器３０内に設けられる。
【００３１】
本発明の望ましい実施例によると、ディジタル送受信器３０はプロセッサ４０を含み、これはディジタル送受信器３０内の各種の制御と機能を実装し実行する。中でも、管理サブシステム４２はディジタル送受信器３０の機能要素を構成するよう動作して、本発明の望ましい実施例に従って、１つ以上のアナログポートの選択した数をサポートする。この例示の実装では、ポート数（及び、オプションとして、ポート当りの搬送波数、及びトーン間隔のようなパラメータ）は、例えばユーザー入出力装置の制御下で、構成レジスタ４３に書込まれたワードにより決定される。また、プロセッサ４０は制御信号等を発行してバイト処理サブシステム４１、ビット処理サブシステム４４、ＩＤＦＴ変調機能４５ＴＸ、ＤＦＴ復調機能４５ＲＸ、入力バッファ４７ＲＸ、出力バッファ４７ＴＸ、処理機能４６ＴＸ４６ＲＸ、及び構成ポート・サブシステム４８の各々を構成し、１個の（または多数の）高データレート及び高信号帯域のポートを複数の低データレートかつ低信号帯域のポートに有効に分割する。構成レジスタ４３の代わりに、装置端子の組を特定の電圧または電圧レベルの組合せに手動書込みする、所要のポート構成によりヒューズの組（外部または内部）をプログラムする、または選択したソフトウェア・プログラムの実行のような、その他の技術に従ってポート数を選択してもよい。いずれにせよ、プロセッサ４０はディジタル送受信器３０の主要機能の各々と通信してサポートすべき所要のポート数に従ってその動作を制御する。搬送波数やトーン間隔のようなパラメータがサポートするポート数に明示である限りでは、プロセッサ４０はまたこれらのパラメータをディジタル送受信器３０の機能ブロックに通信する。クロック発生及び制御、電力分布及び電圧調整、等を含むその他の制御及び管理機能も送受信器３０内に含まれるが、簡単のため図４には図示されていない。
【００３２】
本明細書を参照した当業者は、容易にディジタル送受信器３０を実現可能であり、構成可能ポート・サブシステム４８、構成レジスタ４３、及びその他の回路のような機能と本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器３０を構成し操作するための対応するソフトウェア・ルーチンとを提供できるものと考えられる。ディジタル送受信器３０の機能の本説明は、不適切な実験をしないで実際の回路の実現を達成可能な十分な情報を提供するものと考えられる。
【００３３】
図３ｂは、ディジタル送受信器３０が４つの通信ポートをサポートするＤＳＬモデム２１ｂを図示する。ホスト・インターフェース３２とディジタル送受信器３０が図３ａに対して上述したように与えられる。しかしながら、ディジタル送受信器３０は、構成レジスタ４３と管理サブシステム４２（図４）により、または上述した別の方式により構成され、従ってその構成可能なポート・サブシステム４８は図３ｂに示すようにアナログ・フロントエンド３４１から３４４の４個のインスタンスと通信する。この場合、アナログ・フロントエンド３４１から３４４の各々は同様に構成され、各々が対応する送信ループＬＰ１からＬＰ４上のＤＳＬリンクを各々サポートする。
【００３４】
従って、本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器３０の単一インスタンスは、リンクの所要データレートと共に、トーン間隔やリンク当りの搬送波数のようなその他のパラメータに依存して、可変数の「ポート」、またはＤＳＬリンクをサポートするよう構成可能である。ＤＳＬスイッチング機器の標準の中央局（ＣＯ）線路カードは現在では複数ポート、例えば８から６４ポートをサポートする。結果として、本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器３０は中央局（ＣＯ）実装に最も有用であり、特定の線路カードに必要なディジタル送受信器装置の数を大きく減少可能である。加えて、本発明により、システム製造業者は、各種のＶＤＳＬの製造や実装とその他の通信プロトコル及びオプションとをサポートしつつ、単一型式のディジタル送受信器装置を担うことを可能とする。
【００３５】
さらに、新たなＤＳＬ技術は、大部分の住民及び企業の所在地が既に接続している複数電話線を利用している。この技術の１つの例はいわゆる「接合ＤＳＬ（ｂｏｎｄｅｄ  ＤＳＬ）」で、これは加入者宅内に入る複数の（例えば２本または３本）ツイストペア施設を使用して単一送信リンクの信号を担い、これにより単一施設の帯域の増加を必要とすることなくデータレートを増倍させる。本発明による、可変数のポートをサポートするようディジタル送受信器を構成する能力は、それ故このＣＰＥ実装、特に接合ＤＳＬモデムの能力を実装するよう構成することにより利益を得る。
【００３６】
図４と図６ａ及び図６ｂと組合せて、図５ａ及び図５ｂを参照して、本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器３０の送信動作を以下に説明する。図５ａと図５ｂの流れ図はディジタル送受信器３０の各種の構成、特に送受信器３０の単一のインスタンスによりサポートされるポート数に対して、一般的である。図６ａと図６ｂのタイミング及びバッファ容量図は、以下でより詳細に記載するように、特定の例示構成に対応している。
【００３７】
図５ａはｎポートのＤＭＴ信号の送信に対する変調前機能を実行する際の送受信器３０の動作を図示する。図２に示すように、これらの変調前機能１１はフレーミング機能１１ａ、前方向誤り訂正（ＦＥＣ）（例えば、リード・ソロモン・コーディング）機能１１ｂ、インターリービング機能１１ｃ、及びビット対シンボル・マッピング付のトレリス・コーディング１１ｄを含み、所用の通信プロトコルまたは標準下で適切なその他の変調前機能を含んでもよい。同様に、受信側では（簡単のため図示せず）、デインターリービング、リード・ソロモン・デコーディング、デフレーミング、等の対応する復調後受信機能が含まれ、以下で説明するように、送信動作とは逆の方向に同様な方法で動作する。
【００３８】
本発明の望ましい実施例による、ディジタル送受信器３０の送信動作は、過程５０から開始し、ここで送受信器３０はサポートすべきポート数と共に、ポートの各々のＤＭＴパラメータにより構成される。通常、各ポートは、同数の搬送波（または副チャネル、またはトーン）と同じトーン間隔（または副チャネル帯域）とで、同様に変調された信号を担うものと考えられる。図４に対して上述したように、過程５０はディジタル送受信器３０の構成レジスタ４３に構成コードを書込むことにより実行されてもよい。または、過程５０の構成は、上述したように、ヒューズまたはアンチヒューズのプログラム、外部端子の組合せに所要の構成に対応するパターンの電圧を手動書込みする、等を含むその他の従来の方式により実行してもよい。これに応答して、送受信器３０の管理サブシステム４２は、図４の例によると、選択し構成レジスタ４３に記憶した構成に従って、バイト処理サブシステム４１、ビット処理サブシステム４４、ＩＤＦＴ機能４５ＴＸ、変調後処理機能４６、及び構成ポート・サブシステム４８を構成し、受信側の同様な構成も実施される。過程５０で最高速のデータレート応用用に単一ポートを構成してもよく、または各々が遅いデータレートの複数ポートを構成してもよい。
【００３９】
図５ａの過程５２では、ディジタル送受信器３０は次いでポート指数ｎを初期値（例えば、０）に初期化する。次いでバイト処理サブシステム４１は過程５３で第１ポートｎ＝０に対応するデータのブロックに各種の変調前機能を実行する。上述したように、変調前機能はフレーミング、ＦＥＣ、インターリービング、等を含む。これも上述したように、これらの変調前機能の計算複雑度はデータレートによってスケール変更し、信号帯域によってはスケール変更しない。従って、与えられた計算複雑度を有するサブシステム４１により処理可能なポート数は、ポート当りのデータレートが半減された場合２倍となる。この説明から明らかなように、より多くのポートを処理するためのディジタル送受信器３０の構成でポート当りのデータレートの減少は、各ポートから単位時間当たり送信されるデータシンボルまたはフレーム数を減少することにより達成することが望ましい。これは、各構成したポートに対して過程５３の各インスタンスにより処理されるデータビットの数を減少することにより達成してもよい。
【００４０】
過程５３でポートｎに対して実行されるフレーミング、ＦＥＣ、インターリービング、及びその他の変調前機能に続いて、過程５４で、データメモリ４４（図４）であることが望ましい、バッファ域のポートｎに対して結果を記憶する。過程５４で一旦バッファされると、ポートｎのこれらの結果がビット処理機能４４によるトレリス・コーディングと群マッピングと、及び図５ｂに対して以下で説明されるような、ＤＭＴ変調の例の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）機能４５ＴＸによる変調とに対して利用可能となる。本発明のこの実施例では、プロセッサ４０はそのポートのＩＤＦＴ変調の初期化時に特定のポートｎのバッファを空とし、これはまた勿論そのポートのメモリ空間をフリーにして次のブロックのデータが再ロードされる。
【００４１】
図５ａに戻ると、バイト処理サブシステム４１は、現在のポートｎが過程５０で構成した複数ポートの最後であるかどうかを決定する。そうでない場合（判断部５５がＮＯ）、ポート指数ｎが過程５６で増分される。次いでバイト処理サブシステム４１は判断部５７で、次のポートｎ（過程５６で増分されている）に十分なバッファ空間が存在しているかどうかを決定し、空間が存在する場合または待機状態（「機能停止（ｓｔａｌｌ）」）と判断部５７での繰返し検査の後に存在する場合（判断部５７がＹＥＳである、またはＹＥＳとなる）、過程５４の他のインスタンスによりポートｎと関係するデータのブロックに変調前操作が実行される。最後のポートが処理されると（判断部５５がＹＥＳ）、バイト処理サブシステム４１は判断部５９で最初のポートｎ＝０にバッファ空間が利用可能であるかどうかを再度決定し、空間が利用可能であると（判断部５９がＹＥＳである、またはＹＥＳとなる）、ポート指数ｎが再度初期化され、次に受信したデータのブロックに対して、全てのポートに変調前処理が実行される。
【００４２】
本発明の望ましい実施例に従って図５ｂに対して以下に説明するように、ＤＭＴ変調も実行されている限り、ディジタル送受信器３０の複数構成ポートに対してこのバイトレベル変調前処理が繰返し実行される。
【００４３】
過程６０で、ＤＳＰサブシステム４０はポート指数ｎを（例えば、０の初期値に）初期化する。過程６１で、ポートｎのバイトレベル変調前処理で発生された過程５４（図５ａ）からのバッファされた結果が従来の方法でトレリス・コード化され群マップされる。過程６２で、ＩＤＦＴ（または、必要な場合、逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴ）がこれらのマップされた結果に適用され、各入力ディジタルデータ値を搬送波周波数の組の内の１つと関係する複素変調（例えば、直交振幅変調、または「ＱＡＭ」）のマップされた点として考える。言い換えると、各シンボルを離散マルチトーン（ＤＭＴ）変調信号の搬送波周波数の組の１つに関係付ける。過程６２のＩＤＦＴの出力は、副搬送波周波数の各々で情報を含む、広帯域時間領域シーケンスに対応するデータ値の組である。
【００４４】
当該技術において既知のように、特定のＤＭＴ信号の信号帯域は、ＤＭＴ信号の搬送波数または副チャネルと、これらの搬送波の各々と関係する帯域（すなわち、トーン間隔）とにより大体決定される。上述したように、構成過程５０は、明確にまたは暗黙に（サポートされるポート数により暗黙に）、ＤＭＴ信号の搬送波数を、従ってＤＳＰサブシステム４０により実行されるような過程６２のＩＤＦＴでの「点」の数と、トーン間隔（すなわち、搬送波周波数それ自体）及び過程６１のトレリス・コーディングと群マッピングの同様なパラメータを決定する。上述したように、トレリス・コーディング、群マッピング、ＩＤＦＴ変調の計算複雑度は信号帯域によってのみスケール変更し、データレートによってはスケール変更しない。従って、ディジタル送受信器３０により多くのポートをサポートすべき場合、ポート当りの搬送波数をスケール変更するか、または搬送波間のトーン間隔をスケール変更するか（または両方）のどちらかにより、ポート当りの信号帯域をこれに従ってスケール変更ダウンする。本発明により、搬送波数をサポートすべきポート数に従ってスケール変更することによりメモリリソースを最も有効に使用できることが分かった。
【００４５】
図５ｂに戻ると、過程６２の完了時に、現在のポートｎの過程６２からの時間領域出力シーケンスが過程６４で出力バッファ４７ＴＸに記憶される。変調後処理過程６６が次いで開始され、この処理は上述したように変調後処理機能４６ＴＸにより実行されるＩＤＦＴ出力シーケンスへのサイクリック・プレフィックスの追加、ディジタルフィルタリング等の従来の過程を含み、結果は必要に応じて出力バッファ４７ＴＸ内に保持される。
【００４６】
現在のポートｎのＩＤＦＴが一旦完了すると、ＤＳＰサブシステム４０は判断部６７で別のポートのデータが変調を待っているかどうか決定する。その場合（判断部６７がＮＯ）、ポート指数ｎを過程６８で増分し、判断部６９を実行して次のポートｎの出力バッファ空間が利用可能かどうか決定する。空間があるかまたは利用可能となる（判断部６９がＹＥＳである、またはＹＥＳとなる）場合、この次のポートのトレリス・コーディング及び群マッピング過程６１とＩＤＦＴ変調過程６２が次いで実行される。逆に、ポートの最後を処理する場合（判断部６７がＹＥＳ）、判断部７１で第１ポート（ｎ＝０）のバッファ空間が利用可能であると決定されると、次のデータのブロックに対してポート指数ｎが過程６０で再初期化され、この過程が繰返される。
【００４７】
本発明の望ましい実施例によると、出力バッファ４７ＴＸは、ポートの変調時間領域シーケンスが送信されると、空にされる。従来のＤＳＬ通信でのＤＭＴ時間領域シーケンスの送信は、現在実施される適用可能なＤＳＬ標準に従って決定された固定のシンボルレートにより制御される。例えば、現代のＤＳＬ通信の標準のシンボルレートは１秒当り４．３１２５キロシンボルで、４．３１２５ｋＨｚのトーン間隔に対応する。送信の最高効率のためには、勿論、変調データが各シンボル・フレームで送信に利用可能であるように、ディジタル送信器３０の性能が十分高いことがそれ故望ましい。従って、ディジタル送信器３０の計算複雑度（または容量）は、図５ｂのＩＤＦＴ変調過程が常に出力バッファ４７ＴＸに、変調後処理と送信用に用意の出来た変調データを保持できるよう十分高いことが望ましい。この要件は現代のＤＳＰ回路では容易に満足できると考えられ、実際、シンボルレートがＤＭＴ変調と送信操作とでの限定要因と通常は考えられ、変調及びその他の処理は周期的にアイドルとなって出力バッファ４７ＴＸのオーバーフローを防止するようになっている。
【００４８】
図６ａと図６ｂに戻ると、本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器の動作の例が、図２の高レベルの図面を参照して以下に説明される。これらの図面で、ＤＳＬフレームのタイミング（すなわち、変調データの全「ブロック」が送信される時間間隔で、シンボルレートの逆数に等しい時間間隔に対応する）が水平軸に沿って図示され、対して構成ポートの図２のＩＤＦＴ出力バッファ１３′の内容（これは図４の例示実装で出力バッファ４７ＴＸに対応する）が垂直軸に沿って図示される。このように、図６ａと図６ｂの図は２つの構成の送信タイミングとＩＤＦＴ出力バッファ１３′のメモリ要求を図示する。勿論、ディジタル送受信器３０は、供用したいポート数、ポート当りのデータレート、及びメモリ空間の利用可能性に応じて、任意の数の構成に従って構成してもよいことは当業者には明らかである。
【００４９】
図６ａは、サポート可能な最高速のポート・データレートの単一ポートをサポートするディジタル送受信器３０の構成のＩＤＦＴ出力バッファ１３′の要件を図示する。この例では、この単一ポートは４．３１２５ｋＨｚのトーン間隔で、４０９６ＤＭＴチャネル上で送信する。ＤＳＬフレームｋ−１の開始時に、この単一ポートの出力バッファ１３′は空である。この単一ポートのＩＤＦＴ変調過程６２の完了時に、この単一ポートの出力バッファ１３′には次のＤＳＬフレームｋで送信されるべき信号の、この過程の結果に対応するデータがロードされる。単一のポートが４０９６搬送波で送信するこの例では、出力バッファ１３′は各搬送波に対して２個のデータワード（複素変調結果に対応）に、サイクリック延長部（ＣＥ）に対応するデータワードが加えられて、ロードされる。これらのデータ値を生成し、ＩＤＦＴ出力バッファ１３′に記憶する変調及び変調後処理は、図６ａに示すようにＤＳＬフレームの時間期間より少ない時間で達成可能である。しかしながら、ＤＭＴ送信はフレーム同期方式で実行されるため、本例ではＤＳＬフレームｋの開始までＩＤＦＴ出力バッファ１３′はこれらの内容を保持する。
【００５０】
図６ａに示すようにＤＳＬフレームｋの開始時に、シンボルレートに対応するレートで、この単一ポートのＩＤＦＴ出力バッファ１３′の内容の送信が開始する。この例では、データサンプルの送信に要する時間はｔＳＡＭＰＬＥである。フレームｋのＩＤＦＴ出力バッファ１３′の内容の全データ値の送信に要する時間はｔＳＹＭＢＯＬ＝［（２＊４０９６）＋ＣＥ］ｔＳＡＭＰＬＥで、これはサイクリック延長部ＣＥのためＤＳＬフレームｋの時間期間を超えている。しかし図６ａに示すように、この単一ポートのＩＤＦＴ出力バッファ１３′は、データがＤＳＬフレームｋに送信されると空にされ始める。
【００５１】
しかしながら、ＤＳＬフレームｋの終了前に、次のＤＳＬフレームｋ＋１のＩＤＦＴ変調及び変調後処理が完了する。このため、これらの結果は、ＤＳＬフレームｋ（サイクリック延長部ＣＥを含む）の結果の送信により完全に空になる前にＩＤＦＴ出力バッファ１３′にロードされる。図６ａに示すように、バッファサイズ要件はＤＳＬフレームｋ内のこの時点で急上昇する。しかしながら、シンボルの送信とＩＤＦＴ出力バッファ１３′の空化は、最初のＤＳＬフレームｋのシンボルとサイクリック延長部の送信を続行し、図６ａに示すように、フレームｋが完了すると次いで次のＤＳＬフレームｋ＋１となる。この過程はこのように続行し、単一ポートのＩＤＦＴ出力バッファ１３′に各ＤＳＬフレーム内で新たな結果がロードされる。
【００５２】
変調と送信のタイミングを図示することに加えて、図６ａはこの単一ポートの動作に必要となる最終的なメモリサイズを図示する。図６ａに図示する方法で変調と送信が続行した場合、もちろん無限のサイズのバッファが必要となる。しかしながら、本明細書を参照する当業者により認識されるように、ある時点でＩＤＦＴ出力バッファ１３′は十分一杯となり、フレームの変調過程は機能停止し、出力バッファ１３′をアンダーフローすることなくＤＭＴ信号の送信を続行する。別の実装では、送受信器のＤＳＬフレーム処理はシンボル期間ｔＳＹＭＢＯＬにロック可能であり、この場合出力バッファ１３′のサイズはあるＤＳＬフレームから次へ固定（成長するのではなく）され得る。
【００５３】
図６ｂは同じディジタル送受信器３０の異なる構成、特に２個のＤＳＬ、ポート０と１を含む、ＤＭＴ信号の変調と送信を図示する。図３ｂを一例として参照すると、２個のアナログ・フロントエンド３４がこのように構成されたディジタル送受信器３０を使用してＤＳＬモデムに実装される。この例では、ポート０と１の各々が２０４８搬送波を使用してＤＭＴ信号を送信し、従って図６ａに図示した単一ポートの半分の信号帯域である。このように、ポート０と１の各々のＩＤＦＴ変調過程６２は２０４８搬送波の各々に、サイクリック延長部ＣＥと共に２つのデータ値を発生する。しかしこの変調過程６２は、４０９６搬送波を変調する図６ａの単一ポート例に必要とされるポート当りの約半分の計算時間と複雑度のみを必要とする。
【００５４】
図６ｂに示すように、それ故、サイクリック延長部ＣＥの追加とディジタルフィルタリングとを含む変調後処理後のＤＳＬフレームｋのＩＤＦＴ変調結果は時間期間ＤＳＬフレームｋ−１の最初の半分内でポート０用が生成される。これらの結果はＤＳＬフレームｋの送信用であるため、ポート０のＩＤＦＴ出力バッファ１３′は図示するようにこれらの結果をＤＳＬフレームｋ−１の間保持する。ＩＤＦＴ機能１２と変調後ディジタル処理機能１５′（図２）は次いで次のポート１のＩＤＦＴ及び変調後結果を生成し（すなわち、図５ｂのループによる次のパス）、これらの過程の結果を、これもＤＳＬフレームｋ−１の終了の前にポート１の出力バッファ１３′に記憶する。
【００５５】
ＤＳＬフレームｋの開始時に、ＤＳＬポート０と１の両方が対応するシンボルレートでＤＭＴ信号の送信を開始し、これはトーン間隔が一定に留まっているため図６ａと同じシンボルレートである。ＤＳＬフレームｋの中点の前に、ポート０用の次のフレームの新たな変調結果が利用可能となり、ポート０の出力バッファ１３′に記憶され、その間以前に保持された結果の送信が続行する。ＤＳＬフレームｋの終了の前に、ポート１のＩＤＦＴ結果が発生され、図６ｂに示すようにポート１の出力バッファ１３′に記憶される。
【００５６】
従って、ＤＳＬ送信は図６ｂに対応する構成のポート０と１の両方で続行し、各々のポートのデータレートは図６ａに従って構成された単一ポートのものの半分である。各々の場合で、同じ送受信器３０が使用され、サポートすべきポート数の構成が上述したように構成可能である。
【００５７】
図６ａと図６ｂの例では、図６ａの単一ポートと図６ｂの２個のポート０と１の両方が４．３１２５ｋＨｚのトーン間隔を有する。本発明により、一定のトーン間隔を保持しつつポート当りの搬送波数を減少することによる信号帯域のスケール変更がポート数の構成には望ましいものであることが分かった。出力バッファのメモリ要件が各種の構成にわたって実質的に一定であるためこの搬送波数（Ｎｓｃ）のスケール変更が望ましい。例えば、図６ａと図６ｂの２つの構成を考えると、出力バッファのメモリ要件は以下のように特徴付けられる：
【表２】
2007536824.tif 000004
事実、この表に示すように、２つの半サイズＩＤＦＴに必要な出力バッファサイズは１つの全サイズＩＤＦＴに必要なものより小さいため、ポート数を倍にすると、単一ポート構成のものより僅かに小さいものとなる。
【００５８】
上述したように、上例でスケール変更したようなポート当りの搬送波数ではなく、トーン間隔をスケール変更することにより各ポートの帯域を別方法でスケール変更してもよい。本発明と関連して、この方法のスケール変更はより大きな出力バッファを必要とすることが観察された。これは、ＩＤＦＴ変調で発生される点の数はトーン間隔ではなく搬送波数によりスケール変更するからである。従って、たとえトーン間隔が減少して（遅いシンボルレート、従ってスケール変更されたデータレート）も、同じ搬送波数の２つのＩＤＦＴ過程は１つのＩＤＦＴより２倍のオーダーの出力バッファ・メモリ容量を必要とする。
【００５９】
本発明の望ましい実施例によると、それ故、構成可能なポート数をサポート可能なディジタル送受信器が提供される。各場合で、構成されたポート数によりデータレートと信号帯域をスケール変更することにより、ディジタル送受信器の十分な計算複雑度が有効に使用される。結果として、広範囲のＤＳＬ及びＶＤＳＬ応用に使用可能な単一のディジタル送受信器が製造可能であり、１つのまたは少数の高データレートのリンク、または低速データレートの多数のリンクをサポートする。それ故、本発明のディジタル送受信器はディジタル送受信器の設計と製造、現代の機器（中央局とかつまた顧客宅内機器、特に「接合」ＤＳＬ応用の両方）、及びこのような機器の操作に大きな利点をもたらす。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】従来の単一のＤＳＬリンク上のＤＳＬ送受信のデータの流れ図。
【図２】本発明の望ましい実施例により、データレートまたは副チャネルの数によるスケール変更の適用性を示す、ＤＳＬ送信のデータ流れ図。
【図３ａ】本発明の望ましい実施例に従って構成された、ＤＳＬモデムの別な実装のブロック形式での電気線図。
【図３ｂ】本発明の望ましい実施例に従って構成された、ＤＳＬモデムの別な実装のブロック形式での電気線図。
【図４】本発明の望ましい実施例に従って構成されたディジタル送受信器のブロック形式での電気線図。
【図５ａ】本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器の動作を図示する流れ図。
【図５ｂ】本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器の動作を図示する流れ図。
【図６ａ】２つの例示構成での本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器の動作を図示するタイミング線図。
【図６ｂ】２つの例示構成での本発明の望ましい実施例によるディジタル送受信器の動作を図示するタイミング線図。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【国際調査報告】
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