(57)【要約】【課題】パワー半導体スイッチング素子のスイッチングノイズの影響を低減して当該パワー半導体スイッチング素子の動作温度に応じてドライブ能力を調整可能にする。【解決手段】電力変換装置１は、スイッチングによって負荷に一定の電力を供給するパワー半導体スイッチング素子２１であって、外部の制御回路４からの制御信号Ｓ１によってオン、オフするパワー半導体スイッチング素子２１と、パワー半導体スイッチング素子２１の動作温度を検出し、検出結果に応じて当該パワー半導体スイッチング素子２１を駆動する電流の大きさを変更する駆動回路３と、を備え、駆動回路３は、外部の制御回路４から制御信号Ｓ１が入力され、当該制御信号Ｓ１に応じたタイミングで前記パワー半導体スイッチング素子２１の動作温度を検出する温度検出部３１を備える。【選択図】        図１
2019110677.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチングによって負荷に一定の電力を供給するパワー半導体スイッチング素子であって、外部の制御回路からの制御信号によってオン、オフするパワー半導体スイッチング素子と、
前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出し、検出結果に応じて当該パワー半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
を備え、
前記駆動回路は、前記外部の制御回路から制御信号が入力され、当該制御信号に応じたタイミングで前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出部を備える、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記温度検出部は、前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出手段から出力される前記動作温度に応じた出力電圧と、予め定めた温度に対応する基準電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの比較結果を前記制御信号に基づいてラッチするラッチ回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記温度検出部は、前記温度検出手段の出力電圧と、それぞれ異なる前記基準電圧とを比較する複数の前記コンパレータを備え、
前記ラッチ回路は、複数の前記コンパレータの比較結果をラッチし、
さらに、前記ラッチ回路によってラッチされた複数の前記比較結果を選択的に出力する選択回路を備える、ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記温度検出部は、前記パワー半導体スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段から出力される前記温度に応じた電圧を反転増幅する反転増幅器と、
前記反転増幅器の反転増幅結果をアナログ・デジタル変換し、前記制御信号に基づいてアナログ・デジタル変換結果をサンプルホールドするＡ／Ｄコンバータと、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
スイッチングによって負荷に一定の電力を供給するパワー半導体スイッチング素子であって、外部の制御回路からの制御信号によってオン、オフするパワー半導体スイッチング素子と、
前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出し、検出結果に応じて当該パワー半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
を備え、
前記駆動回路は、前記外部の制御回路からの制御信号とは別の第２の制御信号であって、当該制御信号に基づいて生成された第２の制御信号が入力され、当該第２の制御信号に応じたタイミングで前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出部を備える、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
前記温度検出部は、前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出手段から出力される前記動作温度に応じた出力電圧と、予め定めた温度に対応する基準電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの比較結果を前記第２の制御信号に基づいてラッチするラッチ回路と、
を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記温度検出部は、前記温度検出手段の出力電圧と、それぞれ異なる前記基準電圧とを比較する複数の前記コンパレータを備え、
前記ラッチ回路は、複数の前記コンパレータの比較結果をラッチし、
さらに、前記ラッチ回路によってラッチされた複数の前記比較結果を選択的に出力する選択回路を備える、ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記温度検出部は、前記パワー半導体スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段から出力される前記温度に応じた電圧を反転増幅する反転増幅器と、
前記反転増幅器の反転増幅結果をアナログ・デジタル変換し、前記第２の制御信号に基づいてアナログ・デジタル変換結果をサンプルホールドするＡ／Ｄコンバータと、
を備えることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワー半導体スイッチング素子を備えた電力変換装置に関し、特に、パワー半導体スイッチング素子の動作温度に応じて当該パワー半導体スイッチング素子のドライブ能力を調整する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＧＢＴ等のパワー半導体スイッチング素子と同一のチップ内に温度検出用のダイオードを形成したＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｏｄｕｌｅ）が知られている。この主のＩＰＭでは、ダイオードの両端電圧を検出し、この両端電圧の大きさに基づいて、同一チップ内のＩＧＢＴの動作温度を検出している。そして、検出した温度に応じてＩＧＢＴを駆動する電流の大きさを変更し、ひいてはＩＧＢＴのドライブ能力を調整している（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−２１９６３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に記載の技術では、ダイオードの両端電圧の大きさに基づいて、ＩＧＢＴの動作温度を常時検出している。そのため、ドライブ能力を時間的に連続して調整している。
【０００５】
しかしながら、この手法では、ダイオードの両端電圧に、ＩＧＢＴのスイッチングノイズ、例えばＩＧＢＴのターンオン時のノイズが重畳されやすいという課題があった。そのため、ＩＧＢＴの温度に応じたドライブ能力の調整について、ノイズの影響による誤動作が生じるおそれがあった。
【０００６】
本発明は上記実情を鑑みてなされたもので、その目的は、パワー半導体スイッチング素子のスイッチングノイズの影響を低減して当該パワー半導体スイッチング素子の動作温度に応じてドライブ能力を調整可能な電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するため、本発明の一の観点に係る電力変換装置は、スイッチングによって負荷に一定の電力を供給するパワー半導体スイッチング素子であって、外部の制御回路からの制御信号によってオン、オフするパワー半導体スイッチング素子と、前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出し、検出結果に応じて当該パワー半導体スイッチング素子を駆動する電流の大きさを変更する駆動回路と、
を備え、前記駆動回路は、前記外部の制御回路から制御信号が入力され、当該制御信号に応じたタイミングで前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出部を備える、ことを特徴とする。
【０００８】
また、上記の目的を達成するため、本発明の別の観点に係る電力変換装置は、スイッチングによって負荷に一定の電力を供給するパワー半導体スイッチング素子であって、外部の制御回路からの制御信号によってオン、オフするパワー半導体スイッチング素子と、前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出し、検出結果に応じて当該パワー半導体スイッチング素子を駆動する電流の大きさを変更する駆動回路と、を備え、前記駆動回路は、前記外部の制御回路からの制御信号とは別の第２の信号であって、当該制御信号に基づいて生成された第２の制御信号が入力され、当該第２の制御信号に応じたタイミングで前記パワー半導体スイッチング素子の動作温度を検出する温度検出部を備える、ことを特徴とする。
【０００９】
以上の構成によれば、パワー半導体スイッチング素子の動作温度の検出を、常時行うのではなく、外部の制御回路からの制御信号に応じたタイミングで行うようにした。所定のタイミング、例えばパワー半導体スイッチング素子がオフするタイミングで動作温度を検出するようにしたことで、常時動作温度を検出する場合と比較して、パワー半導体スイッチング素子のスイッチングノイズの影響が少なくなる。従って、パワー半導体スイッチング素子のスイッチングノイズの影響を低減して当該パワー半導体スイッチング素子を駆動する電流の大きさを変更可能になる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、パワー半導体スイッチング素子のスイッチングノイズの影響を低減して当該パワー半導体スイッチング素子の動作温度に応じてドライブ能力を調整可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す選択回路３２の構成の具体例を示す回路図である。
【図３】図１に示すラッチ回路３３の構成の具体例を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図５】本発明の別の実施の形態に係る電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図６】本発明の他の実施の形態に係る電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の各実施の形態に係る電力変換装置について、図面を参照して詳細に説明する。本発明の特徴は、パワー半導体スイッチング素子の動作温度に応じたそのドライブ能力の調整について、当該パワー半導体スイッチング素子のスイッチングノイズ、例えばパワー半導体スイッチング素子のターンオン時のノイズの影響を低減できるようにした回路構成を採用した点である。以下、各実施の形態について説明する。
【００１３】
（第１の実施の形態）
（構成）
本実施の形態に係るＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ  Ｐｏｗｅｒ  Ｍｏｄｕｌｅ）１は、例えば、産業用ロボットのジョイント、エレベータ、もしくは業務用エアコンに適用される電力変換装置であり、図１に示すように、主に、パワー半導体チップ２と、ＩＣチップ３とを含んで構成される。
【００１４】
パワー半導体チップ２は、例えば、ＩＧＢＴ２１と、複数のダイオード２２とが同一のチップ内に形成される。ＩＧＢＴ２１は、ＩＣチップ３からゲートに印加される駆動信号に応じてオンし、コレクタからエミッタを通じて図示しない負荷に一定の電力を供給する。また、ＩＧＢＴ２１のエミッタは、後述するＩＣチップ３のグランド線Ｇにも接続される。複数のダイオード２２は、パワー半導体チップ２内の領域において、ＩＧＢＴ２１が形成される領域とは別の領域であって、ＩＧＢＴ２１の温度検出に好適な領域に形成される。この複数のダイオード２２は、直列に接続され、一のダイオード２２のアノードが電源ＶＣＣに接続されるとともに、後述するＩＣチップ３に接続され、別のダイオード２２のカソードが接地される。ＩＧＢＴ２１のスイッチング動作によって生じる、複数のダイオード２２における電圧降下をＩＣチップ３でモニタリングすることで、同一のチップ内に形成されたＩＧＢＴ２１の動作温度が検出される。
【００１５】
ＩＣチップ３は、ＩＧＢＴ２１の動作温度に応じてこのＩＧＢＴ２１を駆動する電流の大きさを変更する駆動回路であり、主に、温度検出部３１と、スイッチ部３４と、駆動部３５と、を備える。
【００１６】
温度検出部３１は、複数のダイオード２２の両端電圧を検出し、この両端電圧をモニタリングすることでＩＧＢＴ２１の動作温度を検出する。この温度検出部３１は、第１のコンパレータ３１１と、第２のコンパレータ３１２と、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２のそれぞれの出力端に接続される第１及び第２のフィルタ回路３１３、３１４と、選択回路３２と、ラッチ回路３３と、を備える。
【００１７】
第１のコンパレータ３１１は、反転入力端子が素子保護用の抵抗Ｒ１を介して複数のダイオード２２のアノードに接続され、非反転入力端子が所定の温度に対応する電圧値を有する基準電圧源Ｖｒｅｆ１のプラス端に接続される。基準電圧源Ｖｒｅｆ１のマイナス端は接地される。
第２のコンパレータ３１２は、反転入力端子が抵抗Ｒ１を介して複数のダイオード２２のアノードに接続され、非反転入力端子が第１のコンパレータ３１１の所定の温度とは別の所定の温度に対応する電圧値を有する基準電圧源Ｖｒｅｆ２のプラス端に接続される。基準電圧源Ｖｒｅｆ２のマイナス端は接地される。
【００１８】
第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の各反転入力端子と、抵抗Ｒ１との間には、検出した電圧（複数のダイオード２２の両端電圧）の安定化のためのキャパシタＣ１の一端が接続される。キャパシタＣ１の他端は、接地される。
【００１９】
第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２は、それぞれ、入力された複数のダイオード２２の両端電圧の値と、基準電圧源Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２の電圧値とを比較して、基準電圧源Ｖｒｅｆ１あるいはＶｒｅｆ２の電圧値が大きければＨレベルの出力信号を出力し、複数のダイオード２２の両端電圧の値が大きければＬレベルの出力信号を出力する。
【００２０】
本実施の形態では、第１のコンパレータ３１１と、第２のコンパレータ３１２とのそれぞれの出力信号が、検出するＩＧＢＴ２１の動作温度領域における別々の領域に対応するように、基準電圧源Ｖｒｅｆ１と基準電圧源Ｖｒｅｆ２とのそれぞれの電圧値が適宜設定される。例えば、Ｖｒｅｆ１＞Ｖｒｅｆ２となるように各基準電圧源Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２を設定し、これによって第１のコンパレータ３１１が低温領域をカバーし、第２のコンパレータ３１２が高温領域をカバーする。
【００２１】
具体的には、一定電流を流したときの複数のダイオード２２の電圧の降下は、ＩＧＢＴ２１の動作温度が低い場合は小さい。従って、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の各反転入力端子に入力される当該電圧の値は、基準電圧源Ｖｒｅ１、Ｖｒｅｆ２の電圧値よりも大きいので、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号は共にＬレベルとなる。また、ＩＧＢＴ２１の動作温度が高い場合、一定電流を流したときの複数のダイオード２２の電圧の降下は大きい。従って、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２に入力される当該電圧の値は、基準電圧源Ｖｒｅ１、Ｖｒｅｆ２の電圧値よりも小さくなるので、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号は共にＨレベルとなる。
【００２２】
第１及び第２のフィルタ回路３１３、３１４は、それぞれ、例えばデジタルフィルタであり、所定の遅延を与えることで第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号に含まれる所定のノイズ成分を除去する。第１のフィルタ回路３１３は、その入力端が第１のコンパレータ３１１の出力端子に接続され、その出力端がラッチ回路３３の低温側入力端Ｌに接続される。
同様に、第２のフィルタ回路３１４は、その入力端が第２のコンパレータ３１２の出力端子に接続され、その出力端がラッチ回路３３の高温側入力端Ｈに接続される。
なお、図１においては第１及び第２のフィルタ回路３１３、３１４を、それぞれ複数段で構成する例を示しているが、フィルタの段数は任意であり、所望の効果を得られるように適宜の数とすることができる。
【００２３】
選択回路３２は、後述するラッチ回路３３からの出力信号を選択的にスイッチ部３４に供給する。この選択回路３２の構成の一例を図２に示す。図２に示すように、この選択回路３２は、ロジックＩＣを含んで構成され、第１乃至第３のインバータ（ＮＯＴゲート）３２１乃至３２３と、ＮＡＮＤゲート３２４と、を備える。
【００２４】
第１のインバータ３２１は、入力端がラッチ回路３３の低温側出力端ＴＬに接続され、出力端が選択回路３２の第１の出力端ＶＬに接続される。
第２のインバータ３２２は、入力端がラッチ回路３３の高温側出力端ＴＨに接続され、出力端がＮＡＮＤゲート３４の一方の入力端に接続される。なお、ラッチ回路３３の高温側出力端ＴＨは、選択回路３２の第２の出力端ＶＨにも接続される。
第３のインバータ３２３は、入力端がＮＡＮＤゲート３２４の出力端に接続され、出力端が選択回路３２の第３の出力端ＶＭに接続される。
ＮＡＮＤゲート３２４は、他方の入力端がラッチ回路３３の低温側出力端ＴＬに接続される。
【００２５】
ＩＧＢＴ２１の動作温度が低い場合、上述したように、ラッチ回路３３の低温側出力端ＴＬから入力される信号、換言すると、第１のコンパレータ３１１の出力信号は、Ｌレベルであり、またラッチ回路３３の高温側出力端ＴＨから入力される信号、換言すると、第２のコンパレータ３１２の出力信号は、Ｌレベルである。この場合、図２に示す回路構成によれば、第１の出力端ＶＬのみからＨレベルの信号が出力され、第２及び第３の出力端ＶＨ及びＶＭからはＬレベルの信号が出力される。
また、ＩＧＢＴ２１の動作温度が高い場合には、上述したように、ラッチ回路３３の低温側出力端ＴＬから入力される信号は、Ｈレベルであり、またラッチ回路３３の高温側出力端ＴＨから入力される信号は、Ｈレベルである。この場合、図２に示す回路構成によれば、第２の出力端ＶＨのみからＨレベルの信号が出力され、第１及び第３の出力端ＶＬ及びＶＭからはＬレベルの信号が出力される。
これ以外の場合、例えば、ラッチ回路３３の低温側出力端ＴＬから入力される信号がＨレベルで、ラッチ回路３３の高温側出力端から入力される信号がＬレベルの場合、図２に示す回路構成によれば、第３の出力端ＶＭのみからＨレベルの信号が出力され、第１及び第２の出力端ＶＬ、ＶＨからはＬレベルの信号が出力される。この場合が、ＩＧＢＴ２１の動作温度が、低い温度と高い温度とで定まる温度領域において中間の温度の場合に対応する。
【００２６】
図１に戻り、ラッチ回路３３は、外部の制御回路４からの制御信号Ｓ１（後述するように、ＩＧＢＴ２１をオフさせる信号）を検出し、ＩＧＢＴ２１がオフのタイミングで、検出したＩＧＢＴ２１の動作温度をラッチする。このラッチ回路３３の構成の一例を図３に示す。図３に示すように、このラッチ回路３３は、ロジックＩＣを含んで構成され、第１のＤラッチ３３１と第２のＤラッチ３３２と、を備える。
第１のＤラッチ３３１は、Ｄ（データ）入力が第１のフィルタ回路３１３の出力端に接続され、Ｃ（クロック）入力が信号線Ｓに接続される。信号線Ｓを介して外部の制御回路４からの上記制御信号Ｓ１がＣ入力に供給される。また、第１のＤラッチ３３１のＱ出力は、ラッチ回路３３の低温側出力端ＴＬであり、上述した第１のインバータ３２１の入力端に接続される。
同様に、第２のＤラッチ３３２は、Ｄ入力が第２のフィルタ回路３１４の出力端に接続され、Ｃ入力が信号線Ｓに接続され、この信号線Ｓを介して上記制御信号Ｓ１がＣ入力に供給される。また、第２のＤラッチ３３２のＱ出力は、ラッチ回路３３の高温側出力端ＴＨであり、第２のインバータ３２２の入力端及び選択回路３２の第２の出力端ＶＨに接続される。
【００２７】
このような構成を採用するラッチ回路３３は、外部の制御回路４から信号線Ｓを介してＨレベルの制御信号Ｓ１（ＩＧＢＴ２１をオフさせる信号）が次にＣ入力に供給されるまで、先にＨレベルの制御信号Ｓ１が入力されたタイミングにおける第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２等からの出力信号の状態を保持する。つまり、ＩＧＢＴ２１が一度オフしてから次にオフするまで、ラッチ回路３３の出力は固定である。このラッチ回路３３の動作の詳細については、後述する。
【００２８】
図１に戻り、スイッチ部３４は、第１乃至第３のスイッチＳＷ１乃至ＳＷ３と、直列に接続されて抵抗分圧回路を形成する抵抗Ｒ２乃至Ｒ４と、電圧源ＶＣＣ２と、を備え、選択回路３２からの出力に応じて各スイッチＳＷ１乃至ＳＷ３を導通させる。抵抗Ｒ２乃至Ｒ４によって形成された抵抗分圧回路は、一端が電圧源ＶＣＣ２に接続され、他端が抵抗Ｒ５を介してグランド線Ｇに接続されて接地される。第１乃至第３のスイッチＳＷ１乃至ＳＷ３は、それぞれ、例えばｎチャネルＭＯＳＦＥＴとｐチャネルＭＯＳＦＥＴとを並列に接続したＣＭＯＳスイッチから構成される。
【００２９】
第１のスイッチＳＷ１は、入力側が、抵抗Ｒ２乃至４を介して電圧源ＶＣＣ２に接続され、出力側が、後述する差動増幅器３５１の非反転入力端子に接続される。また、第１のスイッチＳＷ１は、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号が共にＬレベルの場合に導通するように、一方のＭＯＳＦＥＴのゲートが選択回路３２の第１の出力端ＶＬに接続される。
第２のスイッチＳＷ２は、入力側が、電圧降下用の抵抗Ｒ２を介して電圧源ＶＣＣ２に接続され、出力側が、差動増幅器３５１の非反転入力端子に接続される。また、第２のスイッチＳＷ２は、第１及び第２のコンパレータ３１１及び３１２の出力信号が共にＨレベルの場合に導通するように、一方のＭＯＳＦＥＴのゲートが選択回路３２の第２の出力端ＶＨに接続される。
第３のスイッチＳＷ３は、入力側が、電圧降下用の抵抗Ｒ２及びＲ３を介して電圧源ＶＣＣ２に接続され、出力側が差動増幅器３５１の非反転入力端子に接続される。また、第３のスイッチＳＷ３は、第１のコンパレータ３１１の出力信号がＨレベルで、第２のコンパレータ３１２の出力信号がＬレベルの場合に導通するように、一方のＭＯＳＦＥＴのゲートが選択回路３２の第３の出力端ＶＭに接続される。
【００３０】
抵抗Ｒ２乃至Ｒ４による抵抗分圧回路により、第１のスイッチＳＷ１が導通した場合、差動増幅器３５１の非反転入力端子には最も低い電圧が印加され、第２のスイッチＳＷ２が導通した場合、差動増幅器３５１の非反転入力端子には最も高い電圧が印加され、第３のスイッチＳＷ３が導通した場合、差動増幅器３５１の非反転入力端子には最も低い電圧と最も高い電圧との間の中間の電圧が印加される。これらは、それぞれ、ＩＧＢＴ２１の動作温度が、所定の動作温度領域において低い場合、高い場合、低い温度と高い温度との中間の温度の場合、に対応する。なお、抵抗Ｒ２乃至Ｒ４のそれぞれの抵抗値は、所望の抵抗分圧効果が得られるように適宜設定される。
【００３１】
差動増幅器３５１の非反転入力端子に最も低い電圧が印加される場合は、第１のスイッチＳＷ１が導通した場合であるが、これは、図２を参照して説明したように、選択回路３２の第１の出力端ＶＬのみからＨレベルの信号が出力された場合である。換言すると、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号が共にＬレベルの場合、すなわち、ＩＧＢＴ２１の動作温度が低い場合である。
また、差動増幅器３５１の非反転入力端子に最も高い電圧が印加される場合は、第２のスイッチＳＷ２が導通した場合であるが、これは、図２を参照して説明したように、選択回路３２の第２の出力端ＶＨのみからＨレベルの信号が出力された場合である。換言すると、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号が共にＨレベルの場合、すなわち、ＩＧＢＴ２１の動作温度が高い場合である。
中間の電圧が印加される場合は、同様に、選択回路３２の第３の出力端ＶＭのみからＨレベルの信号が出力された場合であり、この場合が、ＩＧＢＴ２１の動作温度が低温と高温とで定まる温度領域における中間の温度の場合である。
【００３２】
駆動部３５は、ＩＧＢＴ２１の動作温度に応じてこのＩＧＢＴ２１を駆動する電流の大きさを変更し、ひいては、ＩＧＢＴ２１のドライブ能力を調整する。この駆動部３５は、差動増幅器３５１と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３５２と、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３、３５４と、電源ＶＣＣと、電源ＶＣＣに接続されるカレントミラー回路を形成するＰ型ＭＯＳＦＥＴ３５５、３５６と、抵抗Ｒ６とを備える。この駆動部３５については、例えば特開２０１３−２１９６３３号公開公報に詳細が説明されているので、ここでは全体についての詳細な説明は省略し、本実施の形態に関連する点について以下に説明する。
【００３３】
本実施の形態に関連する点として、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３について説明する。ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３は、例えばＮ型のＭＯＳＦＥＴから構成され、ドレインがＰ型ＭＯＳＦＥＴ３５５、３５６によって形成されたカレントミラー回路を介して電源ＶＣＣに接続されるとともに、ＩＧＢＴ２１のゲートに接続される。ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３のソースは、グランド線Ｇを介して接地される。また、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３のゲートは信号線Ｓに接続される。信号線Ｓを介してＨレベルの制御信号Ｓ１がゲートに供給されることで、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３はオンし、ＩＧＢＴ２１のゲートとグランドとの間を導通させる。これにより、ＩＧＢＴ２１のゲートに蓄積された電荷を引き抜いてＩＧＢＴ２１をオフさせる。一方、信号線Ｓを介してＬレベルの制御信号Ｓ１がゲートに印加された場合、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３はオフし、ＩＧＢＴ２１のゲートとグランドとの間の導通を遮断する。
【００３４】
ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３のゲートに供給される制御信号Ｓ１と、上記のラッチ回路３３のＣ入力に供給される制御信号Ｓ１とは、同一であるので、ＩＧＢＴ２１がオフするタイミングと、ラッチ回路３３が、検出したＩＧＢＴ２１の動作温度を示す信号をラッチするタイミングとは、略一致する。
【００３５】
（動作）
次に、以上のような構成を採用したＩＰＭ１の動作について、説明する。ここでは、特に選択回路３２及びラッチ回路３３の動作に重点を置いて説明を行う。
【００３６】
温度検出部３１において、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の反転入力端子には、複数のダイオード２２の両端電圧が印加される。例えば、ＩＧＢＴ２１の動作温度が低温の場合、上述したように、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号は、共にＬレベルである。これらＬレベルの出力信号は、第１及び第２のフィルタ回路３１３、３１４を介して、図３に示すラッチ回路３３の低温側入力端Ｌ及び高温側入力端Ｈに入力される。
【００３７】
第１のコンパレータ３１１のＬレベルの出力信号は、第１のＤラッチ３３１のＤ入力に入力され、第２のコンパレータ３１２のＬレベルの出力信号は、第２のＤラッチ３３２のＤ入力に入力される。ここで、図１に示す、外部の制御回路４から、ＩＧＢＴ２１をオフさせる制御信号Ｓ１が入力された場合について説明する。この制御信号Ｓ１が、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３のゲートに印加されることで、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３がオンし、このターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３を介してＩＧＢＴ２１のゲートの電荷が引き抜かれ、ひいては、ＩＧＢＴ２１がオフする。
【００３８】
この制御信号Ｓ１は、信号線Ｓを介して、図３に示すラッチ回路３３における、第１及び第２のＤラッチ３３１、３３２のＣ入力にも供給される。ノーマリオフ型のターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３をオンさせる制御信号Ｓ１は、Ｈレベルである。つまり、ＩＧＢＴ２１をオフさせるタイミングで、Ｈレベルの制御信号Ｓ１が、ラッチ回路３３にも供給される。
【００３９】
ラッチ回路３３における第１及び第２のＤラッチ３３１、３３２は、制御信号Ｓ１がＨレベルの場合、Ｄ入力の値がそのままＱ出力となるので、低温側出力端ＴＬ、高温側出力端ＴＨから、上記のＬレベルの状態の信号が出力される。
【００４０】
次に、ＩＧＢＴ２１をオンする場合、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３をオフする必要があるので、外部の制御回路４からは、Ｌレベルの制御信号Ｓ１が第１及び第２のＤラッチ３３１、３３２のＣ入力に供給される。この場合、第１及び第２のＤラッチ３３１、３３２は、Ｃ＝Ｌのときは、Ｃ＝Ｈであった最後のときの状態を保持する。つまり、次にＩＧＢＴ２１をオフさせるためにＨレベルの制御信号Ｓ１が外部の制御回路４から供給されるまで、ラッチ回路３３の低温側出力端ＴＬ及び高温側出力端ＴＨからの出力信号は、先にＩＧＢＴ２１がオフしたタイミングにおける出力信号がそのまま出力される。このように、ラッチ回路３３によって保持された出力信号に基づいて、選択回路３２、スイッチ部３４及び駆動部３５によってＩＧＢＴ２１のドライブ能力が調整される。すなわち、次にＨレベルの制御信号Ｓ１が入力されるまで、ＩＧＢＴ２１のドライブ能力は固定である。
【００４１】
（作用・効果）
以上説明したように、本実施の形態によれば、ＩＧＢＴ２１の動作温度に応じてこのＩＧＢＴ２１のドライブ能力の調整（ＩＧＢＴ２１を駆動する電流の大きさを変更すること）について、ＩＧＢＴ２１のスイッチングの影響を低減することが可能となる。具体的には、ラッチ回路３３は、ＩＧＢＴ２１の動作温度を示す信号であって第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号を、制御信号Ｓ１がＨレベルのときにラッチする。制御信号Ｓ１がＨレベルの場合、ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３がＩＧＢＴ２１のゲートに蓄積された電荷を引き抜いてオフさせる。そして、ラッチ回路３３は、次にＨレベルの制御信号Ｓ１が入力されるまで、ラッチした第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２の出力信号を出力し続ける。次にＩＧＢＴ２１の動作温度に応じてＩＧＢＴ２１を駆動する電流の大きさを変更するときは、次にＩＧＢＴ２１をオフしたときに検出した動作温度が反映される。このような検出結果に基づいてＩＧＢＴ２１を駆動する電流の大きさを変更するので、ＩＧＢＴ２１のスイッチングノイズ、例えばターンオン時のノイズの影響を受けにくい。
【００４２】
（第２の実施の形態）
次に、第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、ＩＧＢＴ２１の動作温度を示す信号を、例えば選択回路３２やラッチ回路３３ではデジタル信号として処理した。しかしながら、本発明はこのような構成に限定されず、ＩＧＢＴ２１の動作温度を示すアナログ信号を処理する回路構成を採用することも可能である。以下、このような回路構成を採用した第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態と同一または同様の構成要素については、同一の参照番号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００４３】
（構成）
図４に示すように、第１の実施の形態と異なる点は、ＩＰＭ１の温度検出部３１が、第１及び第２のコンパレータ３１１、３１２、第１及び第２のフィルタ回路３１３、３１４、ラッチ回路３３、ならびに選択回路３３に代えて、反転増幅器３６と、Ａ／Ｄコンバータ３７とを備える点である。この構成の場合は、スイッチ部３４を省略することができる。
反転増幅器３６は、ＩＧＢＴ２１の動作温度を、アナログの信号として検出、取得する。この反転増幅器３６は、非反転入力端子が所定の電圧源ＶＣＣ３のプラス端と接続される。この所定の電圧源ＶＣＣ３のマイナス端は接地される。また、反転増幅器３６は、反転入力端子が抵抗Ｒ７を介して抵抗Ｒ１に接続される。この反転入力端子は、また、帰還抵抗である抵抗Ｒ８を介して帰還ループを形成する。ＩＧＢＴ２１の動作温度の検出に適した所望の増幅率が得られるように、抵抗Ｒ７及びＲ８の抵抗値を適宜設定する。
【００４４】
Ａ／Ｄコンバータ３７は、反転増幅器３６から出力されるアナログ信号を、デジタル信号に変換し、変換したデジタル信号を駆動部３５の差動増幅器３５１に供給する。このＡ／Ｄコンバータ３７は、その入力端が反転増幅器３６の出力端子に接続され、その出力端が差動増幅器３５１の反転入力端子に接続される。また、Ａ／Ｄコンバータ３７の制御端ＣＴＬは、信号線Ｓに接続され、この信号線Ｓを介して外部の制御回路４から第１の実施の形態と同様の制御信号Ｓ１がＡ／Ｄコンバータ３７の制御端ＣＴＬに入力される。
Ａ／Ｄコンバータ３７は、入力される制御信号Ｓ１がＨレベルのタイミングで、サンプルホールドを行う。より詳細には、Ａ／Ｄコンバータ３７は、Ｈレベルの制御信号Ｓ１が制御端ＣＴＬに入力されると、そのとき実行しているＡ／Ｄ変換処理が終了した後は、以後のＡ／Ｄ変換は行わず、最後のＡ／Ｄ変換結果（デジタル信号）を、次のＨレベルの制御信号Ｓ１が入力されるまで出力し続けるように構成される。
【００４５】
制御信号Ｓ１がＨレベルのタイミングは、ＩＧＢＴ２１のゲートの電荷を引き抜いてオフさせるタイミングである。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ３７のサンプルホールドのタイミングは、ＩＧＢＴ２１がオフするタイミングである。
【００４６】
（作用・効果）
以上説明したように、本実施の形態によれば、Ａ／Ｄコンバータ３７は、ＩＧＢＴ２１がオフするタイミングで得られたＡ／Ｄ変換結果をサンプルホールドし、次にＩＧＢＴ２１がオフするタイミングまで、サンプルホールドしたＡ／Ｄ変換結果を駆動部３５に出力し続ける。従って、第１の実施の形態と同様に、検出したＩＧＢＴ２１の動作温度は、ＩＧＢＴ２１がオフするタイミングで得られたものであり、次にＩＧＢＴ２１がオフするタイミングまで、この検出結果に応じた信号が駆動部３５に供給され続ける。そのため、駆動部３５による、検出したＩＧＢＴ２１の動作温度に応じたドライブ能力の調整は、次にＩＧＢＴ２１がオフして新たな検出結果が反映されるまで、固定である。よって、第１の実施の形態と同様の作用・効果を得ることができる。
【００４７】
また、第１の実施の形態と比較して、ＩＣチップ３全体の回路構成を簡略化できるので、例えばＩＣチップ３の製造プロセスを簡略化できる、等の利点も得られる。
【００４８】
（他の実施の形態）
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されず、その技術的範囲から逸脱しない限りにおいて、様々な応用、変更が可能である。
【００４９】
（１）例えば、第２の実施の形態では、Ａ／Ｄコンバータ３７の制御端ＣＴＬに、外部の制御回路４から、第１の実施の形態と同様の信号線Ｓを介して制御信号Ｓ１が入力される場合について説明した。しかしながら、本発明はこの場合に限定されない。例えば、ＩＣチップ３のチップレイアウトの制約上、同一の信号線Ｓから、ＩＧＢＴ２１をターンオフさせるためのターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ３５３と、Ａ／Ｄコンバータ３７と、の両方に同一の制御信号Ｓ１を入力すると、Ａ／Ｄコンバータ３７のサンプルホールドのタイミングが同一チップ内の他の素子のノイズの影響を受けるおそれがある、といった場合が考えられる。Ａ／Ｄコンバータ３７のサンプルホールドのタイミングの精度に重きを置きたいといった要望に応じたい場合、図５に示すような構成を採用してもよい。
【００５０】
図５に示すように、このＩＰＭ１においては、信号線Ｓとは別の、Ａ／Ｄコンバータ３７の制御端ＣＴＬに制御信号Ｓ２を入力するための第２の信号線ＣＬが設けられる。Ａ／Ｄコンバータ３７のサンプルホールドのタイミングを決める制御信号Ｓ２は、例えば、制御信号Ｓ１に基づいて生成される信号であって、制御信号Ｓ１と同期する信号で、上記の実施の形態と同様にＩＧＢＴ２１がオフするタイミングでＡ／Ｄコンバータ３７にサンプルホールドさせる。
【００５１】
（２）同様に、図６に示すように、第１の実施の形態の構成に対しても、ＩＧＢＴ２１をオフさせるための制御信号Ｓ１を供給する信号線Ｓとは別に、第２の信号線ＣＬを設け、この第２の信号線ＣＬを介して、ラッチ回路３３のＣ入力に制御信号を供給することもできる。
【００５２】
（３）また、第１の実施の形態では、ラッチ回路３３が第１及び第２のＤラッチ３３１、３３２を備える場合について説明したが、本発明はこの場合に限定されない。例えば、第１及び第２のＤラッチ３３１、３３２に代えて、第１及び第２のＤフリップフロップを用いてもよい。この場合は、第１の実施の形態と異なり、制御信号Ｓ１の信号レベルが立ち下がるタイミング、すなわち、制御信号Ｓ１がＨレベルからＬレベルに変化するタイミングでＤ入力を記憶するＤフリップフロップを用いると好適である。制御信号Ｓ１がＨレベルからＬレベルに変化するタイミングは、ＩＧＢＴ２１がオフ状態からオン状態に遷移するタイミングなので、この種のＤフリップフロップであれば、ＩＧＢＴ２１がオフ状態で検出した温度を示す信号を記憶し、次に制御信号Ｓ１の信号レベルが立ち上がってから立ち下がるまでは、この記憶した信号に基づいてＩＧＢＴ２１を駆動する電流の大きさを変更可能であり、第１の実施の形態と同様の作用・効果を得ることができる。
【００５３】
（４）また、上記の実施の形態では、パワー半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ２１を例にして説明したが、本発明はこの場合に限定されない。例えばＩＧＢＴ２１よりも電力容量が小さくてもよく、かつＩＧＢＴ２１よりも高速なスイッチングが求められる用途においては、ＩＧＢＴ２１に代えて、パワーＭＯＳＦＥＴを採用してもよい。
【符号の説明】
【００５４】
１      ＩＰＭ（電力変換装置）
２      パワー半導体チップ
３      ＩＣチップ
４      制御回路
２１    ＩＧＢＴ
２２    ダイオード
３１    温度検出部
３２    選択回路
３３    ラッチ回路
３４    スイッチ部
３５    駆動部
３６    反転増幅器
３７    Ａ／Ｄコンバータ
３１１、３１２  コンパレータ
３１３、３１４  フィルタ回路
３５１  差動増幅器
３５２  Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
３５３、３５４  ターンオフ用ＭＯＳＦＥＴ
３５５、３５６  Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
Ｃ１    キャパシタ
ＣＬ    第２の信号線
ＣＴＬ  制御端
Ｇ      グランド線
Ｒ１乃至Ｒ８  抵抗
ＳＷ１乃至ＳＷ３  スイッチ
Ｓ      信号線
Ｓ１、Ｓ２  制御信号
Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２  基準電圧源
ＶＣＣ  電源
ＶＣＣ２、ＶＣＣ３  電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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