(57)【要約】【課題】  受信信号のエラーを削除するための効率的な概念を提供する。【解決手段】  適応的方式が入力信号により構成されない特徴的性質に依存する適応的ステップを備えている適応的方式に基づいて入力信号のエラーを適応的に訂正するための装置は、係数の集合を使用して該入力信号を重み付けすることにより訂正された入力信号を提供するためのエラー訂正要素（１０１）と、該入力信号を特徴的性質を含む第１の変換済み信号に変換するための第１の変換器（１１１）と、該訂正された入力信号を特徴的性質を含む第２の変換済み信号に変換するための第２の変換器（１２１）と、該係数の集合と該第１と第２の変換済み信号とから、該特徴的性質を利用して次の適応的ステップで使用される新しい係数の集合を決定するための手段（１１７）とを備えている。したがって、入力信号のエラーは効率的に削減できる。【選択図】  図１
2007506310.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
適応的ステップを有する適応的方式に基づいて入力信号のエラーを適応的に訂正するための装置であって、前記適応的方式が前記入力信号を含まない特徴的性質に依存し、
いくつかの係数の集合を使用して前記入力信号を重み付けすることにより訂正された入力信号を提供するエラー訂正要素（１０１、４０９）と、
前記特徴的性質を含む第１の変換された信号に前記入力信号を変換するための第１の変換器（１１１）と、
前記特徴的性質を含む第２の変換された信号に前記訂正済み入力信号を変換するための第２の変換器（１２１、４２３）と、
前記特徴的性質を利用して、次の適応的ステップで使用される係数の新しい集合を、前記係数の集合と前記第１と第２の変換された信号とから求めるための手段（１１７、４２７、７３１）と
を備えている装置。
【請求項２】
前記入力信号が、前記入力信号の実数部分として受信信号から同相（Ｉ）成分を引き出し、前記入力信号の虚数部分として前記受信信号から直交（Ｑ）成分を引き出すことによって前記受信信号から形成され、前記エラーが前記Ｉ成分とＱ成分の導出中に発生する直交性エラーであり、その結果前記入力信号の前記実数部分が前記入力信号の前記虚数部分に直交しておらず、直交性エラーが削減された前記訂正済みの入力信号を提供するように前記エラー訂正要素（１０１、４０９）が作動する、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記入力信号が、各入力点が実数値と虚数値を有する入力点の集合を含み、その結果前記入力点の集合が前記入力信号の前記実数部分に対応する実数値の集合と、前記入力信号の前記虚数部分に対応する虚数値の集合とを含み、前記訂正済み入力信号が、各訂正済み入力点が実数値と虚数値を有する訂正点の集合を含み、その結果、前記訂正済みの点の集合が前記訂正済み入力信号の前記実数部分に対応する実数値の集合と、前記訂正済み入力信号の前記虚数部分に対応する虚数値の集合とを含み、前記入力点の集合が前記直交性エラーを有する誤りのある入力点を含み、
前記エラー訂正要素（１０１、４０９）が、直交性エラーが削減された前記訂正済み入力信号の訂正点を提供するために前記係数の集合により前記誤りのある入力点を重み付けするように作動する、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記誤りのある入力点がベクトルであり、前記係数の集合が行列で配列され、前記エラー訂正要素（１０１、４０９）が前記訂正点の集合の内の訂正済みの点を提供するために行列とベクトルとの乗算を実行するように作動する、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記入力信号と前記訂正済み入力信号が時間ドメイン信号であり、前記特徴的性質が特定の波形であり、前記第１の変換器（１１１）が前記第１の変換された信号を得るために前記入力信号のバージョンを周波数ドメインに変換するように作動しており、前記第２の変換器（１２１）が前記第２の変換された信号を得るために前記訂正済み信号のバージョンを周波数ドメインに変換するように作動しており、
前記第１の変換された信号と前記第２の変換された信号が前記特定の波形を含んでいる、請求項１から４のいずれか一項に記載の装置。
【請求項６】
前記第１の変換器（１１１）が、前記入力信号の前記バージョンとしてオーバサンプリングされた入力信号を提供するためにオーバサンプリング因数で前記入力信号をオーバサンプリングするように作動しており、
前記第２の変換器（１２１）が、前記訂正済み入力信号の前記バージョンとしてオーバサンプリングされた訂正済み入力信号を提供するために前記オーバサンプリング因数で前記訂正済み入力信号をオーバサンプリングするように作動する、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記入力信号と前記訂正済み入力信号が中間周波数信号であり、
前記第１の変換器（１１１）が、前記入力信号の前記バージョンとして前記入力信号のダウンコンバートされたバージョンを提供するための第１のダウンコンバータ（２１３）を含み、
前記第２の変換器（１２１）が、前記訂正済み入力信号の前記バージョンとして前記訂正済み入力信号のダウンコンバートされたバージョンを提供するための第２のダウンコンバータ（２１３）を備えている、請求項５または６に記載の装置。
【請求項８】
前記第１の変換器（１１１）が、前記第１の変換された信号を得るために前記入力信号の前記バージョンを周波数ドメインに変換するための高速フーリエ変換器または離散フーリエ変換器を備えており、および／または、前記第２の変換器（１２１）が、前記第２の変換された信号を得るために前記訂正済み入力信号の前記バージョンを周波数ドメインに変換するための高速フーリエ変換器または離散フーリエ変換器を備えている、請求項５から７にいずれかに記載の装置。
【請求項９】
前記入力信号が、前記入力信号の実数部分として受信信号から同相（Ｉ）成分を引き出し、前記入力信号の虚数部分として前記受信信号から直交（Ｑ）成分を引き出すことによって前記受信信号から形成され、前記エラーが、前記Ｉ成分とＱ成分の導出中に発生する直交性エラーであり、その結果前記入力信号の前記実数部分が前記入力信号の前記虚数部分に直交ではなく、前記特定の波形が一定の包絡線であり、前記直交性エラーが発生しないときに前記第１の変換された信号が所定の範囲内に一定の包絡線を有し、前記第１の変換された信号が前記一定の包絡線とエラー包絡線の重ね合わせを含んでいる歪み包絡線を有し、
前記次の適応的ステップで使用される前記新しい係数の集合を求めるための前記手段（１１７）は、エラーがない場合に前記一定の包絡線特性を利用して前記新しい係数の集合を求めるように作動する、請求項５から８のいずれかに記載の装置。
【請求項１０】
前記新しい係数の集合を求めるための前記手段（１１７）が、前記次の適応的ステップで使用される前記新しい係数の集合を得るために一定の対数係数アルゴリズムを実行するように作動する、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
受信信号を提供するための手段と、
前記受信信号から、実数部分と虚数部分を有する入力信号を引き出すための手段（２０１）と、ここで、この引き出すための手段（２０１）は、前記入力信号の前記実数部分として前記受信信号から同相（Ｉ）成分を引き出し、前記入力信号の前記虚数部分として前記受信信号から直交（Ｑ）成分を引き出すように作動しており、引き出すための前記手段（２０１）が直交性エラーを取り込み、その結果前記入力信号の前記実数部分と前記入力信号の前記虚数部分が互いに直交ではないものであり、
請求項１から１０のいずれか一項に従って前記直交性エラーを適応的に訂正するための前記装置と
を備えている受信機装置。
【請求項１２】
入力信号によって構成されていない特徴的性質に依存する適応的方式に基づいて前記入力信号のエラーを適応的に訂正するための方法であって、
係数の集合を使用して前記入力信号を重み付けすることにより訂正済み入力信号を提供するステップと、
前記特徴的性質を含む第１の変換された信号に前記入力信号を変換するステップと、
前記特徴的性質を含む第２の変換された信号に前記訂正済み入力信号を変換するステップと、
前記特徴的性質を利用して、前記係数の集合と前記第１と第２の変換された信号とから次の適応的ステップに使用される係数の新しい集合を求めるステップと
を含んでいる方法。
【請求項１３】
受信信号を提供するステップと、
前記受信信号から実数部分と虚数部分とを有する入力信号を引き出すステップと、ここで、この入力信号を引き出すステップは、前記入力信号の前記実数部分として前記受信信号から同相（Ｉ）成分を引き出す前記ステップと、前記入力信号の前記虚数部分として直交（Ｑ）成分を引き出す前記ステップとを含み、前記導出プロセスの間に、直交性エラーが発生し、その結果前記入力信号の前記実数部分と前記入力信号の前記虚数部分は互いに直交ではないものであり、
請求項１２による前記方法を使用して前記直交性エラーを適応的に訂正するステップと
を含む、受信信号を処理する方法。
【請求項１４】
請求項１２による前記方法または請求項１３による前記方法を、コンピュータ上で実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は適応的な信号処理の分野にあり、特に入力信号における適応的誤差低減の分野にある。
【背景技術】
【０００２】
今日、ＧＳＭ（グローバルシステムフォーモバイルコミュニケーション）等の多くの無線通信システムが提供され、多くの新しい無線システムが開始されようとしている。該通信システムのそれぞれは加入者のニーズを満たすために他のシステムによって提供されるサービスとは異なるサービスの部分集合を提供する。ＧＳＭはＰＤＣの伝送速度に類似する伝送速度を有しているが、例えば、ＧＳＭのサービスエリアは例えばＰＤＣ（パーソナルデジタルセルラー）のサービスエリアとは相補的に異なる。一方、ＩＭＴ（インターナショナルモバイルテレコミュニケーションズ）またはＵＭＴＳ（ユニバーサルモバイルテレコミュニケーションシステム）のようなシステムはＧＳＭの伝送速度より高い伝送速度を有している。さらに、これらの２つのシステムのサービスエリアはＧＳＭとＰＤＣのサービスエリアと重複する。言い換えると、それぞれのシステムに優位点があるので、複数の通信システムの特性を含む無線電気通信システムはその中に含まれる特定の通信システムより優れているであろう。
【０００３】
上述の無線通信システムと並んで、現在では、複数の有線通信システムが提供されている。とりわけ、ＩＳＤＮ（統合デジタル通信網）及びＡＤＳＬ（非対称型デジタル加入者回線）はかなり重要になっている。しかしながら、この場合にも、複数の有線システムを結合し、１つの端末の中でこれらのシステムを実現することが有効であろう。さらに複数の通信システムをともに結合できる場合には、結果として生じる装置も、例えば将来出現するシステム信号の認識を行うために適用できるであろう。従来より、受信機が例えば携帯端末及び基地局において実現できる複数の受信機を結合したものであれば、複数の伝送システムの１つに対応する信号を受信することができる。
【０００４】
図１２では、２つの無線ネットワークシステムに関連した信号を受信できる受信機の例が示されている。
【０００５】
図１２の従来の受信機は、第１のアンテナ１２０２と第２のアンテナ１２０３を備えている。第１のアンテナ１２０１と第２のアンテナ１２０３は、２つのネットワークで送信される２種類の信号を受信するために使用される。第１のアンテナ１２０１で受信する信号は入力端末１２０７を介して受信機１２０５に送られる。受信機１２０５では、入力信号は無線周波数装置（ＲＦ装置）１２０９及びベースバンド装置１２１１によって復調される。ベースバンド装置は、出力１２１５を有する切替装置１２１３に結合されている出力を有する。
【０００６】
第２のネットワークに関連した受信信号は、受信機１２０５の構造と同一の構造を有する受信機１２１７（システム２）に提供される。したがって、対応する復調信号も切替装置１２１３に与えられる。さらに、図１２の受信機は受信信号を復調するために使用される受信機を選択するように作動するコントローラ１２１９を備えている。例えば、コントローラ１２１９は適切なネットワークを選択するユーザが制御できる。切替装置１２０３は、出力端末１２１５で、対応するネットワークを介して送信される情報を検出するためにさらに処理できる選択された信号を提供する。
【０００７】
便宜上、すでに説明された構成部品に類似する以下の図に表示される構成部品には同じ参照番号が付けられ、異なる構成部品には異なる参照番号が付けられている。
【０００８】
図１３は、従来のマルチモード受信機の追加の実施形態を示す。
【０００９】
図１３に示されている受信機は、切替装置１２１３に結合されている出力を有するＲＦ装置１２０９に結合されている第１のアンテナ１２０１を備えている。第２のアンテナ１２０３は、切替装置１２１３に接続される出力を有するＲＦ装置１３０１に結合されている。
【００１０】
出力装置１２１５（切替装置１２１３の出力端末）は、出力１３０３を有するベースバンド装置１３０１に結合されている。さらに、図１３に示される受信機は切替装置１２１３の動作及びベースバンド装置１３０１の動作を制御するコントローラ１３０５を備えている。
【００１１】
図１３に示される受信機は、２つの異なるネットワークに対応する信号を受信するために必要とされる２台のＲＦ装置を備えているにすぎない。アンテナ１２０１と１２０３で受信する信号は、それぞれのＲＦ装置１２０９と１３０１に提供される。ＲＦ装置１２０９と１３０１の出力を介して提供される出力信号は、コントローラ（制御装置）１３０５によって制御されている切替装置１２０３に与えられる。選択されたシステムに応じて、ＲＦ装置１２０９またはＲＦ装置１２０１の出力信号の１つが切替装置１２１３の出力端子１２１５を通して送られる（ｗｉｒｅｄ）。図１２の受信機とは異なり、図１３に示される従来の受信機はただ１台のベースバンド装置１３０１を備え、その結果図１３に示される受信機の電力消費は図１２に示される受信機の電力消費に比べて削減される。しかしながら、図１２と図１３に示される受信機は、２つの所定の無線ネットワークシステムから入信する受信信号だけに適用できるので、将来出現するシステムの信号の受信のためのフレキシビリティーは減殺されてしまう。これは、図１２と図１３に示されている受信機が、ベースバンド信号処理装置に提供される信号を決定する別々の無線周波数装置を有するという事実のためである。
【００１２】
上記の不利な点は、通信受信機が、１台の無線周波数装置と、複数の無線ネットワークシステムに関連した信号を受信するための１台のベースバンド装置とから構成される単一の信号チェーンを備えるときに克服できる。図１４はＭ台のシステムに関連した信号を受信できるＲＦ装置１４０３に結合された出力を有する受信アンテナ１４０１を備えているマルチモード受信機の実施形態を示す。ＲＦ装置１４０３は、出力端子１４０７を有するベースバンド装置１４０５に接続される出力を有する。
【００１３】
基本的には、図１４の構成は、例えばＧＳＭネットワーク等のただ１つのネットワークから入信する信号を復調できる従来の受信機構造に匹敵する構造を有する。しかしながら、図１４に示される装置はシステム１からＭのそれぞれと相互運用できる。したがって、アンテナ１４０１で受信する複数のシステムに関連した信号は、信号をダウンコンバートするＲＦ装置１４０３に送られる。ＲＦ装置１４０３によって提供される出力信号はベースバンド装置１４０５に提供され、そこでユーザ信号またはシステム信号は入力信号から分離される。最後に、分離された信号は出力端子１４０７を介して提供される。しかしながら、図１４に示されている受信機は、受信信号に含まれている複数の信号が互いに干渉するため伝送性能が低いという問題がある。これらの干渉がシステム性能を引き下げ、その結果ビット誤り率が上昇する。この性能損失を回避するために無線周波数フィルタが取り付けられ、所望される周波数帯域の外に位置する搬送周波数を有する干渉信号が取り除かれる。しかしながら、このような無線周波数フィルタは性能を向上させるが、従来の伝送方式を適用する複数のシステムに関連した複数の信号を受信することに関して、受信機の柔軟性を引き下げる。例えば、無線周波数フィルタの周波数応答が電気的に変更可能であれば、おそらく異なる搬送周波数を有する複数のシステムに関連した信号を受信できる。しかしながらこのような電気的に切り替え可能な（可変）無線周波数フィルタは高電力消費とサイズの拡大の問題があり、その結果移動体通信システムの本来の要件は満たされない。さらに、電気的に可変の無線周波数フィルタは、高圧電路も必要とする。前述された問題に考えられる解決策は、無線周波数フィルタの通過帯域を広げるか、あるいは受信機内の無線周波数フィルタを取り外すことである。さらに、前述されたような干渉はより高い伝送性能を達成するために相殺技法を使用して相殺されることがある。しかしながら、従来の相殺技法は複雑度が高いという問題がある。
【００１４】
送信される送信信号は送信機内で無線周波数帯域にアップコンバートされるため、送信された情報を検出するためには受信信号はベースバンドにダウンコンバートされなければならない。従来、ヘテロダイン受信機と直接変換受信機（直接変換方式）という２種類のダウンコンバージョン方式が公知である。
【００１５】
図１５は、直接変換受信機のブロック図を示す。受信機は、入力と出力を有する無線周波数フィルタ１５０５（ＲＦフィルタ）を有する。ＲＦフィルタ１５０１の出力はダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）１５０３の入力と接続される。ダウンコンバータ１５０３は低域通過フィルタ１５０５（ＬＰＦ）に結合されている出力を有する。低域通過フィルタ１５０５はアナログデジタル変換器１５０７（Ａ／Ｄ変換器）に接続される出力を有する。アナログデジタル変換器１５０７は、第１の出力１５１１と第２の出力１５１３を有するヒルベルト変換器１５０９に接続される出力を有する。ヒルベルト変換器１５１１の出力は、第１の出力１５１７と第２の出力１５１９を有する検出器１５１５に結合されている。
【００１６】
アンテナを介して受信する信号は、入力端子１５２１を介してＲＦフィルタ１５０１に提供される。ＲＦフィルタ１５０１の出力信号はＲＦ入力信号をベースバンドに変換するために作動するダウンコンバータ１５０３に提供される。フィルタリング後、信号はヒルベルト変換によって同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）を提供するために作動するアナログデジタルコンバータ１５０７に提供される。Ｉ信号、Ｑ信号はヒルベルト変換器１５０９の出力を介して、入力信号から搬送周波数成分を完全に取り除くために作動する検出器１５１５に提供される。したがって、検出器１５１５の出力は平均ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）及び無線チャネルのマルチパス特性に関連した干渉によって崩壊される送信信号の再生として出力信号を提供する。
【００１７】
しかしながら、図１５に描かれている受信機の不利な点とは、ダウンコンバータ１５０３によって提供される出力信号は無線周波数回路で発生する非常に大きい直流の影響を受けるという点である。情報は周波数変動によってコード化されるため、デジタル周波数変調（ＦＭ）が変調方式として適用されている限りは、ベースバンドに現れる直流は容易に除去できる。しかしながら、例えば、移相（ＰＳＫ）または直交振幅変調（ＱＡＭ）が適用されているときには直流を取り除くことはできない。ただし、これらの方式は広帯域幅効率により特徴付けられるので、デジタル移動体通信システム、ＰＳＫ及びＱＡＭ変調方式は幅広く使用されている。
【００１８】
図１６は、従来のヘテロダイン受信機の実施形態を示す。受信信号は入力端子１５２１を通してＲＦフィルタ１５０１に提供される。フィルタリング後、ダウンコンバージョンが実行され、ダウンコンバータ１５０３は無線周波数信号を中間周波数帯域（ＩＦ）に変換するために作動する。ダウンコンバータ１５０３によって提供される中間周波数信号は中間周波数フィルタリングを実行するために作動する帯域通過フィルタ１６０１に送られる。フィルタリング後、信号はアナログデジタル変換され、２つの中間周波数直交信号を検出器１５１５に提供するヒルベルト変換器１５０９に提供される。図１５に示されている受信機構造と反対に、直流は帯域通過フィルタ１６０１によって容易に除去できる。したがって、直流に関連した前述された問題は克服される。このため、ヘテロダイン受信機構造は現在の通信システムで幅広く使用されている。
【００１９】
図１７は、コスタループを適用するヘテロダイン受信機の追加の実施形態を示す。図１６に示されている受信機とは異なり、図１７の実施形態はアナログデジタル変換器１５０７の出力に結合されている擬似コヒーレント検出器（ｑｕａｓｉ  ｃｏｈｅｒｅｎｔ  ｄｅｔｅｃｔｏｒ）１７０１を備えている。擬似コヒーレント検出器は第１の出力１７０３と第２の出力１７０５を有し、両方の出力とも検出器１７０７に結合されている。該検出器は第１の出力１７０９と第２の出力１７１１を有する。さらに、検出器１７０７は、ループフィルタ１７１３が結合されている追加の出力を有する。該ループフィルタ１７１３は、擬似コヒーレント検出器１７０１の入力に結合されている出力を有する発振器１７１５に接続される出力を有する。
【００２０】
図１７の受信機は、入力端子１５２１、ＲＦフィルタ１５０１、ダウンコンバータ１５０３、帯域通過フィルタ１６０１及びアナログデジタル変換器１５０７を備えているヘテロダインダウンコンバージョン方式を有する。さらに、受信機は、擬似コヒーレント検出器１７０１、検出器１７０７、ループフィルタ１７１３、及び電気的に制御される発振器である発振器１７１５を含むコスタ型のコヒーレント検出器を備えている。検出器１７０７は検出器入力信号と、検出器１７０７によって提供される厳しい決断データの間の誤差を計算する。該誤差はループフィルタ１７１３を介して該発振器１７１５にフィードバックされる。発振器１７１５は特定の中間周波数の正弦波を生成する。したがって、ループは擬似コヒーレント検出器１７０１、検出器１７０７、ループフィルタ１７１３、及び位相ロックループ（ＰＬＬ）と見なされてよい発振器１７１５から構成され、その結果、正確な位相同期が達成できる。入力信号は、受信信号を同期させる発振器１７１５によって提供される正弦波によってダウンコンバートできるので、検出器出力信号はコヒーレンス検出方式に関連した特性を有する。
【００２１】
しかしながら、さまざまな伝送方式に関連した信号の受信に関して柔軟性を達成するためにＲＦフィルタ１５０１の通過帯域幅が受信機内で広げられると、ヘテロダイン受信機は虚数周波数干渉の影響を受ける。
【００２２】
図１８は、ヘテロダイン方式が無線周波数フィルタを使用しない受信機に適用されるときに結果として生じるスペクトルの図を示す。図１８を参照すると、ｆRF  ｆIF及びｆcはそれぞれ無線周波数搬送周波数、ＩＦ周波数、第１のダウンコンバージョン時に適用する正弦波の周波数を示す。搬送周波数ｆRF＝ｆc＋ｆIFを有する信号が周波数ｆcを有する正弦波を拡大させることによりダウンコンバートされると、ダウンコンバートされた信号は中間周波数ｆIFを有する。しかしながら、虚数バンドｆc−ｆIFの信号も、正弦波がダウンコンバージョンに適用されるときに同時にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号は搬送周波数−ｆcを有する。ダウンコンバータに提供される信号は実数値であるので、搬送周波数ｆcを有する信号は搬送周波数−ｆcを有する信号と区別できない。図１８に描かれているように、搬送周波数ｆcを有する信号は、搬送周波数−ｆcを有する信号によって重複される。言い換えると、搬送周波数ｆcを有する所望の信号は、搬送周波数−ｆcを有する望ましくない信号により干渉される。したがって、出力信号は虚数スペクトル干渉のために誤差を生ずる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
受信信号のエラーを削除するための効率的な概念を提供することが本発明の目的である。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
この目的は、請求項１による入力信号のエラーを適応的に訂正するための装置によって、または請求項１１による受信機装置によって、または請求項１２による入力信号の誤差を適応的に訂正するための方法によって、または請求項１３による受信信号を処理するための方法によって、または請求項１４によるコンピュータプログラムによって達成される。
【００２５】
本発明は、虚数スペクトル干渉から生じるエラーが、ダウンコンバージョンの前に実数値の受信信号が複素数値入力信号に変換されると適応的に削除することができ、入力信号の実数部は受信信号から引き出される同相（Ｉ）成分であり、入力信号の虚数成分は受信信号から引き出される直交成分であるという発見事項に基づいている。
【００２６】
特に、ダウンコンバージョン方式に関連したエラーは、入力信号の実数部と入力信号の虚数部分が互いに関して完全に直交であるときに完全に削減されてよいことが発見された。しかしながら、受信信号からＩ成分とＱ成分を得るために実行される直交化の間、実数部が虚数部分に完全に直交ではないときに直交性誤差が発生する可能性がある。このような誤った入力信号にダウンコンバージョン方式を適用した後、ダウンコンバートされた信号は入力信号の構成要素間での直交性損失によって誘発される干渉誤差を生ずる。この直交性誤差が入力信号を係数の集合で重み付けすることにより適応的に削除でき、係数の集合が適応的に決定されてよく、その結果直交性エラーが削減されることもさらに発見された。
【００２７】
係数の集合の係数を適応的に決定するために、好ましくは、ブラインド適応的方式が適用される。ブラインド適応的方式は、Ｓｉｍｏｎ  Ｈａｙｋｉｎ，  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ，４ｔｈ  Ｅｄｉｔｉｏｎ，  Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ，  ２００２に記載されているように、適応的プロセスを実行する受信信号によって提供される情報のみを利用する。
【００２８】
本発明の概念は、好ましくは無線通信システムのマルチモード受信機に適用される。また、本発明は、ブラインド干渉相殺方式をマルチキャリヤシステムに適用する可能性を提供する。
【００２９】
図１９は、ブラインド適応的アルゴリズムを適用する虚数信号キャンセラを示す。虚数信号キャンセラは、無線周波数帯域に擬似コヒーレント検出器１９０１を含み、擬似コヒーレント検出器１９０１は入力１９０３、第１の出力１９０５、及び第２の出力１９０７を有する。第１の出力１９０５及び第２の出力１９０７は、第１の出力１９１１及び第２の出力１９１３を有する帯域通過フィルタ１９０９に結合されている。帯域通過フィルタ１９０９の第１の出力１９１１及び第２の出力１９１３は、第１の出力１９１７及び第２の出力１９１９を有するアナログデジタル変換機１９１５に結合されている。アナログデジタル変換機の出力は、第１の出力１９２３、第２の出力１９２５及び追加の入力１９２７を有する直行正規化プログラム１９２１に結合されている。直行正規化プログラム１９２１の第１の出力１９２３及び第２の出力１９２５は、第１の出力１９２９及び第２の出力１９３１を有する複素数乗算器１９２７に結合されている。
【００３０】
複素数乗算器１９２７の第１の出力１９２９と第２の出力１９３１は、第１の出力１９３５と第２の出力１９３７を有するフィルタ１９３３に結合されている。
【００３１】
図１９に示されている虚数信号キャンセラは４つの入力を有する適応的コントローラ１９３９をさらに備えている。適応的コントローラの入力の２つは複素数乗算器１９２７の第１の出力１９２９と第２の出力１９３１に結合されている。適応的コントローラ１９３９の残りの２つの入力はフィルタ１９３３の出力に結合されている。適応的コントローラ１９３９は、直交正規化プログラム１９２１の入力１９２７に結合されている出力をさらに有する。
【００３２】
前述されたように、干渉は、すべての処理された変数が実数値の変数であるように、従来ダウンコンバージョン方式が実数値信号に適用されるために導入される。実数値の変数が複合ドメイン（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｄｏｍａｉｎ）に変換されると、干渉は抑制できる。言い換えると、すべての変数が複素数である場合、負の周波数は正の周波数から容易に分離でき、その結果干渉を削減できる。
【００３３】
図１９では、入力端子１９０３での受信した信号（受信信号）は無線周波数擬似コヒーレント検出器１９０１（ＲＦ−ＱＣＤ）に直接的に提供される。擬似コヒーレント検出器１９０１は、受信信号から直交するＩ成分とＱ成分を引き出すために、ヒルベルト変換を実行するように作動する。したがって、擬似コヒーレント検出器１９０１によって提供される出力信号は、それぞれ複素数の実数部と虚数部分に（実数成分と虚数成分）対応する同相成分と直交成分とを含んでいる。これらの信号は帯域幅フィルタ１９０９に提供されてから、フィルタリング後に、アナログデジタル変換器１９１５の出力が第１の出力１９１７と第２の出力１９１９を介して入力信号を提供するようにデジタルドメインに変換され、実数部と虚数部分を有する該入力信号は、完全直交化の場合互いに直交となる。入力信号は直交正規化プログラム１９２１に提供され、直交正規化プログラム１９２１は、擬似コヒーレント検出器１９０１が性能不足である場合に入力信号の再直交正規化を実行するように作動する。
【００３４】
直交正規化プログラム１９２１は、第１の出力１９２３と第２の出力１９２５を介して訂正された入力信号を提供し、訂正された入力信号は正規化プログラム１９２１の入力時の入力信号と比較して直交性エラーが削減されている。入力信号と訂正された入力信号は好ましくはデジタル信号であるため、ベースバンドに対するダウンコンバージョンは、訂正された入力信号に複雑な乗算を適用することによって実行されてよい。この演算は訂正された入力信号をベースバンドにダウンコンバートする複素数乗算器１９２７によって実行される。次にベースバンド信号は、虚数干渉を削除するために形成されるフィルタ１９３３に与えられる。したがって、所望される信号だけが出力１９３５と１９３７を介して提供される。
【００３５】
擬似コヒーレント検出器１９０１によって実行されるヒルベルト変換にエラーがないとき、つまり入力信号の実数部が入力信号の虚数部に直交しているとき、虚数干渉は、再直交正規化を行わずに無事に除去できる。しかしながら、擬似コヒーレント検出器１９０１が中間周波数信号を直交化するために完全に作動するので、擬似コヒーレント検出器１９０１を実現するためにアナログデバイスが使用されなければならない。アナログデバイスの欠陥の可能性のため、擬似コヒーレント検出器１９０１は直交性エラーを導入し、その結果入力信号の実数部と入力信号の虚数部分は互いに関して直交ではない。さらに、擬似コヒーレント検出器１９０１がブロードバンド幅で動作しなければならない場合には、アナログデバイスの欠陥のために全周波数での完全な直交性を得ることはできない。例えば、図１９に示されている受信機が異なる搬送周波数を有するさまざまな伝送方式に関連した受信信号に適用される場合には、擬似コヒーレント検出器１９０１で実現されるアナログ成分を使用してすべての受信信号に完全な直交性を達成することは不可能である。
【００３６】
以下では、前述された問題の数学的な説明を行う。
【００３７】
アンテナにより受信する信号ｒ（ｔ）は以下のように記述されてよく、
【数１】
2007506310.tif 000003
ここで、
【数２】
2007506310.tif 000004
であり、ｔは時間である。
【数３】
2007506310.tif 000005
はそれぞれフェーディング増幅率（ｆａｄｉｎｇ  ｇａｉｎ）、送信済み信号、加算性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）、送信機内の搬送波発振器の所望される初期位相の角周波数、及び実数部を抽出する関数を示す。加えて、ｇ1（ｔ）とθ1（ｔ）は送信された記号の振幅と位相部分を表し、その上に情報がマッピングされる。帯域通過フィルタ１９０９は以下の周波数応答を有すると仮定され、
【数４】
2007506310.tif 000006
ここで、ωIF（＝＝２πｆc）及び△ωはそれぞれ中間周波数帯域通過フィルタ１９０９の角中間周波数及び帯域通過である。擬似コヒーレント検出器１９０１及び帯域通過フィルタ１９０１を通過する信号は以下の方程式を使用して表現されてよく、ω0は所望される信号の搬送周波数であり、
【数５】
2007506310.tif 000007
ここで、ｎI(+)、ｎQ(+)、ｎI(-)、ｎQ(-)、φ（ωn）及びＢＰＦ［  ］は、それぞれ所望される帯域幅からダウンコンバートされるＡＷＧＮの実数部と虚数部、虚数帯域からダウンコンバートされるＡＷＧＮの実数部と虚数部、擬似コヒーレント検出器１９０１によって取り込まれる直交性エラー、中間帯域通過周波数の通過帯域信号を抽出する関数である。
【００３８】
前記方程式では、第１の項だけが所望される信号成分であり、第３の項は虚数干渉である。φ（ωn）がゼロに等しい場合には、ベースバンド出力には虚数干渉がない。直交性エラーを削除するために、Ｙ（ｔ）が、入力信号を以下の（重み付け）行列で乗算するように作動する直交正規化プログラム１９２１に与えられる。
【数６】
2007506310.tif 000008
ここで、ｗ0（ｋ）、ｗ1（ｋ）、及びｗ2（ｋ）は入力信号の重み付けに適用される係数の集合を示す。
【００３９】
再直交正規化装置１９２１の後、複素数周波数変換器である複素乗算器１９２７が配置される。複素周波数変換器１９２７は以下の方程式で定義される行列によって訂正される入力ベクトルを乗算することにより訂正された入力信号（訂正された入力ベクトル）のダウンコンバージョンを実行するように作動する。
【数７】
2007506310.tif 000009
【００４０】
低域通過フィルタ１９３３の出力ｚ（ｋ）は以下の通りである。
【数８】
2007506310.tif 000010
【００４１】
前記方程式では、Ｈ及び
【数９】
2007506310.tif 000011
はそれぞれ低域通過フィルタ１９３３のインパルス応答及び畳み込み演算を表す。
【００４２】
さらに、Ｙ（ｋ）＝Ｙ（ｋＴ0）であり、ここでｔ＝ｋＴ0である。目的はＺ（ｋ）から干渉を除去するための最適な行列Ｗ（ｋ）を求めることである。したがって、Ｗ（ｋ）は所望される信号の任意の搬送周波数について推定されなければならない。
【００４３】
しかしながら、フェーディングチャネルの場合、干渉電力は数百（２０  ｄｏｚｅｎｓ）ｄＢ等、所望される電力より大幅に大きい可能性がある。言い換えると、前記方程式の第１の項は、第３の項の電力より大きい電力を有する。
【００４４】
Ｗ（ｋ）の係数を求めるための適応的な方式を実行するために、最小平均二乗誤差アルゴリズム（ＭＭＳＥ）を適用できる。しかしながら、ＭＭＳＥアルゴリズムは、チャネル対干渉比（ＣＩＲ）がゼロ未満であるときに収束する。さらに、ＭＭＳＥアルゴリズムは、適応的プロセスを実行するために公知のトレーニングシーケンスの伝送を必要とする。したがって、前述されたように、適応的プロセスを実行するためのトレーニングシーケンスを必要としないブラインドアルゴリズムが適用されてよい。
【００４５】
他のブラインドアルゴリズムの中で、重み付け行列の係数の集合を適応的に求めるために一定の対数係数（ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｍｏｄｕｌｕｓ）アルゴリズム（ＣＭＡ）が適用されてよい。さらに、一定の対数係数アルゴリズムは、ひずみ信号の等化に適用される等化器の係数を求めることに適用でき、外乱を受けていない信号の特徴的性質が利用される。さらに具体的には、一定の対数係数アルゴリズムは好ましくは外乱を受けていない状態で一定の包絡線を有する信号に適用される。この特定の波形は、等化される信号が一定の包絡線（一定の対数係数）を含んでいるように等化器の係数を求めるために利用されてよい。
【００４６】
また、本発明に従って、一定の対数係数アルゴリズムは、直交性エラーまたは入力信号を外乱する他のエラーも除去するために適用されてよい。最適重み付け行列は以下の再帰アルゴリズムを反復して得ることができる。
【数１０】
2007506310.tif 000012
【００４７】
前記方程式では、σ、ｐ、及びｑはそれぞれＣＭＡアルゴリズムの特性（ＣＭＡアルゴリズムの整数）を決定する基準レベルと指数を示す。基準レベルは、例えば外乱されていない信号の一定の包絡線値から求められてよい。代わりに、基準レベルは所定の範囲内の一定の包絡線に関連した集合基準レベルから選ばれてよい。
【００４８】
ＣＭＡアルゴリズムは、外乱を受けていない信号が一定の包絡線を含んでいると収束するので、それが例えばＱＰＳＫ（直角位相偏移変調）等の一定の包絡線変調方式を使用する単一キャリヤシステムにおいてしか適用できないという不利な点がある。しかしながら、単一キャリヤシステムは帯域幅効率の削減の影響を受け、その結果次世代伝送システムの所望される高速データレートを達成することはできない。例えば、次の移動体通信システムは毎秒１００Ｍｂｉｔでダウンリンク方向でのデータ伝送速度をサポートするのに対し、ＵＭＴＳ等の第３世代のシステムは毎秒３８４ｋｂｉｔのデータレートをサポートする。しかしながら、マルチキャリヤ変調技法が適用されると、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）内で毎秒約５０Ｍｂｉｔのデータ伝送速度を達成できる。しかしながら、ＷＬＡＮのサービスエリアは制限され、ＧＳＭまたはＰＤＣ等のセルラー移動体通信システムのサービスエリアより狭い。したがって無線通信システムはセルラーシステムのサービスエリアに匹敵するサービスエリアを有し、毎秒１００Ｍｂｉｔという高速データレートを証明する。これらの変調方式は達成可能なデータレートを制限する符号間干渉（ＩＳＩ）に対してロバストであるため、頻繁に使用されるマルチキャリヤ変調技法の１つは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）である。
【００４９】
図１１は、ＯＦＤＭ伝送方式を明示している。ＯＦＤＭ送信機は、入力１１０３と複数の出力１１０５を有するシリアルパラレル変換器１１０１を有する。該複数の出力１１０５は高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）を実行するように作動する変換器１１０７に結合されている。変換器１１０７は、パラレルシリアル変換器１１１１に結合されている複数の出力１１０９を有する。該パラレルシリアル変換器１１１１は送信アンテナ１１１５に結合されている変調器１１３に結合されている。
【００５０】
受信機はＲＦ装置１１１９に結合されている出力を有する受信アンテナ１１１７を備えている。ＲＦ装置１１１９は復調器１１２１に結合されている出力を有する。復調器１１２１は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するように作動する変換器１１２５に結合されている複数の出力を有するシリアルパラレル変換器１１２３に結合されている。変換器１１２５は、出力１１２９を有するパラレルシリアル変換器１１２７に結合されている複数の出力を有する。
【００５１】
入力１１０３を介してシリアルパラレル変換器１１０１に提供される情報データストリームはこれにより、複数の出力１１０５を介して提供される複数のデータストリームに多重化される。ストリームがＩＦＦＴ演算を実行する変換器１１０７に提供され、例えば変換器１１０７は、例えばプロセッサであってよい。変換される信号は複数の出力１１０９を介してパラレルシリアル変換器１１１１に提供され、出力１１１１を介してシリアルデータストリームを提供する。変調器１１１３はシリアルデータストリームの中にガード間隔を挿入し、アンテナ１１１５から送信可能である高周波送信信号を提供するためにアップコンバージョン方式を実行する。アンテナ１１５で発せられる信号は通信無線チャネルを通して送信され、受信アンテナ１１１７は受信高周波信号を検出する。受信高周波信号はＲＦ装置１１１９と、ガード間隔をさらに削除する復調器１１２１の両方によってダウンコンバートされる。復調器１１２１は、出力を介してシリアルパラレル変換器に信号を与え、該信号は、Ｉ成分とＱ成分を含んでいるヒルベルト変換済み信号であってよい。変換器１１２５は、シリアルパラレル変換器１１２３によって提供される信号を周波数ドメインに変換し、周波数ドメイン信号は、パラレルシリアル変換後に出力端子１１２９を介して提供される。
【００５２】
しかしながら、一定の対数係数アルゴリズムは、これが一定の対数係数アルゴリズム、すなわち一定の包絡線に必要とされる特徴的性質を有さないためにＯＦＤＭ信号に適用できない。したがって、上述の虚数干渉キャンセラをＱＦＤＭシステムにおいて簡単に適用することはできない。
【００５３】
しかしながら、ＯＦＤＭ伝送方式を使用して送信される入力シーケンスが一定の包絡線を有する場合、つまり入力信号ストリームが例えばＱＰＳＫ変調方式に属するときには、周波数ドメインで、信号包絡線は一定であり、一定の対数係数アルゴリズムを使用する重み付け行列の係数の適応的に利用できる。
【００５４】
したがって、再直交正規化装置を制御する適応的な信号処理は、たとえ再直交正規化が時間ドメインで実行されるにしても、信号包絡線が一定である周波数ドメインで実行されてよい。
【００５５】
一般的には、本発明は、可変包絡線によって特徴付けられる信号を、一定包絡線特性を満たす変換済み信号に変換することによって、可変包絡線によって特徴付けられる信号に一定の対数係数アルゴリズムを適用するための概念を提供する。
【００５６】
虚数相殺が受信機で機械的に（ｂｌｉｎｄｌｙ）実行でき、その結果適応的プロセスを実行するためにトレーニングシーケンスが必要とされないことは本発明の追加の優位点である。この結果、結果として生じる伝送システムの帯域幅効率が高まる。
【００５７】
本発明の追加の実施形態は、以下の図に関して詳細に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５８】
図１は、入力信号を含まない特徴的性質に依存する適応的方式に基づいて入力信号のエラーを適応的に訂正するための装置を示す。特徴的性質は特徴的な波形、例えば一定の包絡線であってよい。
【００５９】
図１に示される装置は、入力１０３と出力１０７を有するエラー訂正要素１０１を備えている。さらに、エラー訂正要素１０１は、追加の入力１０９を有する。装置は、エラー訂正要素１０１の入力１０３に結合されている入力１１３及び係数の新しい集合を求めるための手段１１７に結合されている出力１１５を有する第１の変換器１１１をさらに含んでいる。係数の新しい集合を求めるための手段１１７はエラー訂正要素１０９の入力１０９に結合されている出力、及び追加の入力１１９を有する。第２の変換器１２１はエラー訂正要素１０１の出力１０７と、係数の新しい集合を求めるための手段１１７との間で結合されている。具体的には、第２の変換器１２１はエラー訂正要素１０７の出力に結合されている入力１２３と、係数の新しい集合を求めるための手段１１７の入力１１９に結合されている出力を有する。
【００６０】
エラー訂正要素１０１は、係数の集合を使用して入力１０３を介して提供される入力信号を重み付けすることにより、訂正された入力信号を提供するように作動する。エラー訂正要素は、出力１０７を介して、入力信号に対してエラーが削減された訂正済みの入力信号を提供する。入力信号を適応的に重み付けするためには、エラー訂正要素１０１が、第１の時刻に係数の集合を使用して入力信号を重み付けする。第２の時刻には、次に受信した入力信号が新しい訂正済みの入力信号を提供するために係数の新しい集合によって重み付けされる。したがって、エラー訂正要素１０１によって使用される係数は、経時的に適応的に求められる。
【００６１】
係数の新しい集合を求めるために、入力信号と訂正済みの入力信号は変換済み信号に変換され、その結果対応する変換された信号は適応的プロセスを実行するために新しい集合係数を求めるための手段１１７によって必要とされる特徴的性質を含む。さらに具体的には、第１の変換器１１１は入力信号を、係数の新しい集合を求めるための手段１１７に出力１１５を介して提供される変換された入力信号（第１の変換された信号）に変換する。したがって、第２の変換器１２１は訂正された入力信号を、係数の新しい集合を求めるための手段１１７に入力１１９を介して提供される変換された訂正済み入力信号（第２の変換された信号）に変換する。第１の変換器１１１と第２の変換器１２１は、特徴的性質を含む対応する変換済み信号に入力信号と訂正済みの入力信号を変換する変換を実行するように作動する。前述されたように、係数の新しい集合を求めるための手段１１７は、現在の適応的ステップまたは過去の適応的ステップで使用される係数の集合と第１の変換された信号と第２の変換された信号とから次の適応的ステップで使用される係数の集合を求めるように作動する。
【００６２】
入力信号は例えば、入力信号の実数部として受信信号から同相（Ｉ）成分を引き出し、入力信号の虚数部として受信信号から直交（Ｑ）成分を引き出すことによって受信信号から形成され得る。直交成分の導出中、直交性エラーが発生することがあり、その結果入力信号の実数部は入力信号の虚数部分に直交していない。このシナリオはヒルベルト変換ケースに対応し、適応化されるヒルベルト変換器が前述されたように純粋な性能を有する。このケースでは、エラー訂正要素１０１は、係数の新しい集合によって求められる係数の集合を使用して入力信号を重み付けすることによって直交性エラーが削減された訂正済み入力信号を提供するように作動する。
【００６３】
特に、入力信号と訂正済み入力信号はアナログ受信信号のアナログデジタル変換から得られるデジタル信号で有り得る。この場合、入力信号は入力点の集合を含み、該入力点の集合は入力信号の虚数部分に対応する虚数値の集合で、入力信号の実数部に対応する実数値の集合を含み、訂正された入力信号は訂正された点の集合を含み、訂正された点の集合は訂正された入力信号の実数部に対応する実数値の集合と、訂正された入力信号の虚数部に対応する虚数値の集合とを含んでいる。したがって、入力点のそれぞれは、関連した入力点の実数値と虚数値に対応する２つのエントリを有する二次元ベクトルであると見なされてよい。
【００６４】
直交性エラーのために、入力点の集合の誤りのある入力点は直交性エラーを有し、その結果誤りのある入力点の実数値は誤りのある入力点の虚数値に直交ではない。エラー訂正要素１０１は、直交性エラーが削減された訂正済み信号の訂正点を提供するために係数の集合により誤りのある入力点を重み付けするように作動する。要約すると、エラー訂正要素１０１は係数の集合によって各特定の入力点を重み付けするエラー訂正演算を実行する。この重み付け演算は行列とベクトルとの乗算として実現でき、ベクトルとして誤りのある入力点は行列内に配列される係数の集合を含んでいる重み付け行列によって乗算され、該重み付け行列は例えば以下の行列である場合がある。
【数１１】
2007506310.tif 000013
【００６５】
入力信号と訂正済みの入力信号は時間ドメイン信号であってよく、特徴的性質は特定の波形であってよい。例えば、特徴的性質は前述された一定の包絡線である。代わりに、特定の波形は、パルス振幅変調等、エラーがないケースでは入力信号を特徴付ける任意の他の波形である場合がある。
【００６６】
第１の変換された信号を提供するために、第１の変換器１１１は、入力信号のバージョンを周波数ドメインに変換するように作動する。相応して、第２の変換器１２１は、第２の変換された信号を得るために訂正済みの信号のバージョンを周波数ドメインに変換するように作動する。したがって、第１の変換器１１１と第２の変換器１２１の動作、つまり周波数ドメイン変換された信号を提供することは、例えば前述の一定の包絡線等の特定の波形を含んでいる変換された信号を得るために実行される。
【００６７】
適用されるブラインド適応的方式の収束特性を改善するために、第１の変換器１１１は２以上のオーバサンプリング因数Ｍによって、第１の変換された信号を提供する前に入力信号１１３をオーバサンプリングし、入力信号のバージョンとしてオーバサンプリング済みの入力信号を提供するように作動する。その結果、第２の変換器はオーバサンプリング因数Ｍによって、訂正された信号をオーバサンプリングし、訂正された信号のバージョンとしてオーバサンプリングされた有向信号を提供するように作動し得る。
【００６８】
入力信号及び訂正済みの信号がベースバンド信号である場合には、第１の変換器は入力信号またはオーバサンプリングされた入力信号を周波数ドメインに直接的に変換する。相応して、第２の変換器１２１は、ベースバンド信号またはそのオーバサンプリングされたバージョンである訂正済みの入力信号を、直接的に周波数ドメインに変換する。しかしながら、訂正済みの信号としての入力信号は中間周波数信号であってよく、ベースバンド信号であってはならない。このケースでは、第１の変換器は周波数ドメインに変換される入力信号のバージョンとして入力信号のダウンコンバートされたバージョンを提供するために、中間周波数信号をダウンコンバートするための第１のダウンコンバータを備えてよい。相応して、第２の変換器１２１は周波数ドメインに変換される訂正信号のバージョンとして訂正済み信号のダウンコンバートされたバージョンを提供するために作動する第２のダウンコンバータを備えてよい。
【００６９】
第１の変換された信号を周波数ドメイン変換された信号として提供するために、第１の変換器は、入力信号のバージョンを周波数ドメインに変換し、第１の変換された信号を得るために高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）または離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）を備えてよい。相応して、第２の変換器は、訂正済みの入力信号のバージョンを周波数ドメインに変換し、第２の変換された信号を得るために高速フーリエ変換器または離散フーリエ変換器を備えてよい。
【００７０】
前述されたように、入力信号は、入力信号の実数部として受信信号の同相（Ｉ）成分を引き出し、入力信号の虚数部分として受信信号から直交（Ｑ）成分を引き出すことによって受信信号から形成され得る。直交性エラーは、Ｉ成分とＱ成分の導出の間に発生する可能性があり、その結果入力信号の実数部は入力信号の虚数部分に直交ではない。したがって、エラー訂正要素１０１は、係数の新しい集合を求めるための手段１１７によって提供される重み付け係数を使用して直交性エラーを削減するように作動する。係数の新しい集合を求めるための手段１１７は、例えば、前述された一定の包絡線特性に関して中継している。例えば、第１の変換された信号は、直交性エラーが発生しないときに、所定の範囲内に一定の包絡線を有する。該所定の範囲は、例えば包絡線が平均一定包絡線値の例えば５％の範囲内で変化するときに包絡線の小さな変動を考慮に入れる。
【００７１】
しかしながら、直交性エラーのケースでは、第１の変換された信号は一定の包絡線の重ね合わせを含んでいる歪んだ包絡線と、直交性エラーのためのエラー包絡線とを有する。次の適応的ステップで使用される係数の新しい集合を求めるための手段１１７は、エラーのない場合に一定の包絡線特性を利用して新しい係数を決定するように作動する。例えば、新しい係数の集合を求めるための手段は、次の適応的ステップで使用される新しい係数の集合を得るために前述された一定の対数係数アルゴリズムを実行するように作動してよい。適応化は、エラー訂正要素１０１が係数の新しい集合を求めるための手段１１７によって提供される係数の新しい集合で入力信号を重み付けするときに、第２の変換された信号によって構成されるエラー包絡線が縮小されるように実行される。
【００７２】
係数の新しい集合を求めるための本発明の手段１１７によって実行される一定の対数係数手法はさらに詳しく後述される。
【００７３】
図２は、本発明よる受信機装置を示す。
【００７４】
図２に示される装置はＩ成分とＱ成分を引き出すための手段２０１を備えている。引き出すための手段２０１は、入力２０３、第１の出力２０５及び第２の出力２０７を有する。引き出すための手段２０１の出力は第１の出力２０９と第２の出力２１１を有するエラー訂正要素１０１に結合されている。
【００７５】
図２に示されている装置は、第１の出力２１５と第２の出力２１７を有するダウンコンバータ２１３を有する第１の変換器１１１をさらに備え、両方の出力ともフーリエ変換器２１９に結合されている。フーリエ変換器２１９は、係数の新しい集合を求めるための手段１１７に結合されている複数の出力２１１を有する。
【００７６】
さらに、装置はダウンコンバータ２１３とフーリエ変換器２１９を備えている第２の変換器１２１を備え、第２の変換器１２１の構造は第１の変換器１１１の構造に一致する。第２の変換器１２１のフーリエ変換器２１９の出力は係数の新しい集合を求めるための手段１１７に結合され、係数の新しい集合を求めるための手段１１７の出力１０９はエラー訂正要素１０１に結合されている。
【００７７】
図２に示されている受信機装置は前記説明に従って直交性エラーを適応的に訂正するための本発明の装置を利用する。特に、エラー訂正要素１０１、第１の変換器１１１及び第２の変換器１２１及び係数の新しい集合を求めるための手段１１７は前述された動作を実行するように作動する。
【００７８】
入力２０３を介して、受信信号は直交成分を引き出すための手段２０１に与えられる。受信信号は、図２に描かれていない、受信信号を提供するための手段によって提供されてよい。受信信号を提供するための手段は、例えば、受信アンテナ及びＲＦ装置を備えてよい。
【００７９】
受信信号は中間周波数アナログ信号であってよい。この場合、直交成分を引き出すための手段は直交成分を引き出し、入力信号として直交成分のアナログデジタル変換されたバージョンを提供するように作動する。したがって、直交成分を引き出すための手段２０１は、引き出されたＩ成分とＱ成分をデジタルドメインに変換するように作動するアナログデジタル変換器をさらに備えてよい。
【００８０】
入力信号を引き出すための手段２０１は、受信信号から実数部分と虚数部分を有する入力信号を引き出すように作動しており、これを引き出すための手段２０１は、入力信号の実数部分として受信信号から同相（Ｉ）成分を引き出し、入力信号の虚数部分として直交（Ｑ）成分を引き出すように作動する。前述されたように、入力信号の直交成分は、受信信号がアナログ信号であるときにはデジタルドメインに変換されてよい。導出プロセスの間、入力信号を引き出すための手段２０１は直交性エラーを取り込み、その結果入力信号の実数部分と入力信号の虚数部分は互いに直交ではない。直交性エラーを削減するために、前記説明に従って直交性エラーを訂正するための装置が適用されてよい。
【００８１】
入力信号と訂正済みの入力信号が中間周波数信号である場合、第１の変換器１１１はダウンコンバータ２１３（第１のダウンコンバータ）を備え、第２の変換器１２１は、対応する第１または第２の出力２１５と２１７を介してダウンコンバートされるベースバンド信号を提供するためのダウンコンバータ２１３（第２のダウンコンバータ）を備えている。フーリエ変換器２１９は、ベースバンド信号を変換して第１の変換された信号及び第２の変換された信号を得るように作動されている。
【００８２】
該手段１１７は、第１の変換された信号、第２の変換された信号、及び現在使用されている係数の集合から開始して係数の新しい集合を決定するように作動する。エラー訂正要素１０１が中間周波数信号である入力信号を重み付けするように作動してよいので、係数の集合はアップコンバータによって係数の中間周波数集合に変換されてよく、係数の新しい集合を決定するための手段１１７によって、あるいは代わりにエラー訂正要素１０１によって構成できる。係数の新しい集合は、代わりに、入力信号が係数の新しい集合によって直接的に重み付けされてよいように直接的に提供されてよい。時間ドメイン信号である入力信号は、新しい係数の集合によって重み付けされ、周波数ドメイン信号（第１の変換された信号と第２の変換された信号）に基づいて決定する。言い換えると、係数の新しい集合を求めることに適用される適応的プロセスは周波数ドメインで実行され、重み付け演算は時間ドメインで実行される。
【００８３】
図３は、無線周波数擬似コヒーレント検出器として形成される、入力信号を引き出すための手段の実施形態を示す。
【００８４】
図３に示される擬似コヒーレント検出器は、入力３０３、第１の出力３０５及び第２の出力３０７を有するハイブリッド３０１を備えている。第１の出力３０５は、乗算器３０９、ここでは出力３１１と追加の入力３１３に結合されている。
【００８５】
ハイブリッドの第２の出力３０７は、出力３１７及び追加の入力３１９を有する乗算器３１５に結合されている。出力３１１と３１７は、それぞれ帯域通過フィルタ３２１に結合され、各々の帯域通過フィルタ３２１は可変増幅率増幅器３２３に結合されている出力を有し、可変増幅率増幅器３２３のそれぞれが出力３２５を有する。
【００８６】
図３に示されている擬似コヒーレント検出器は、第１の乗算器３０９に結合されている第１の出力と、追加のハイブリッド３２９を介して第２の乗算器３１５の追加入力３１９に結合されている第２の出力とを有する可変移相器３２７をさらに備えている。追加のハイブリッド３２９は、発振器３３１が結合されている入力を有する。
【００８７】
入力端子３０３を介して提供される受信信号は、ハイブリッド３０１に送られる。ハイブリッド３０１の出力は好ましくは実数値乗算器３０９と３１５に提供される。さらに、ローカル発振器３３１によって生成される正弦波は、追加のハイブリッドに提供される。追加のハイブリッドの出力は可変移相器３２７を介して乗算器３１３に、及び乗算器３１５に提供される。明らかに、可変移相器３２７はそれぞれの乗算器３１５と３０９の追加入力に提供される信号の間に９０°の移相を提供するように作動する。図３に描かれているように、可変増幅率増幅器３２３が使用されるため、上部線路と下部線路の増幅率は調整可能である。さらに、２つの線路間の直交性は、適用される可変移相器３２７のために可変である。しかしながら、特に受信信号がアナログ信号である場合、直交性エラーが発生し、上部線路と下部線路を介して設けられる信号間の直交性の損失を生じさせる。
【００８８】
図４は、本発明のマルチキャリヤ虚数キャンセラを使用して本発明の追加の実施形態による受信機装置を示す。
【００８９】
図４に示される装置は送信機と受信機を備え、送信機は図１１に示される送信機の構造に同一の構造を有する。しかしながら、受信機は異なる。
【００９０】
さらに具体的には、図４の装置は、入力４０３、第１の出力４０５、及び第２の出力４０７を有する擬似コヒーレント検出器４０１を備えている。第１の出力４０５と第２の出力４０７は、第１の出力４１１と第２の出力４１３を有する直交正規化プログラム４０９に結合されている。直交正規化プログラム４０９は追加の入力４１５を有する。
【００９１】
直交正規化プログラム４０９の第１の出力４１１と第２の出力４１３は第１の出力４１９と第２の出力４２１を有する複素数乗算器４１７に結合され、両方の出力ともＦＦＴ変換を実行するように作動する変換器４２３に結合されている。変換器４２３は複数の出力４２５を有する。
【００９２】
さらに、図４に示されている装置は複数の入力４２９を有する適応的コントローラ４２７を備え、入力のそれぞれは変換器４２３の複数の出力４２７の対応する出力に結合されている。さらに、適応的コントローラ４２７は直交正規化プログラム４０９の追加の入力に結合されている追加の入力４１５に結合されている出力を有する。さらに、適応的コントローラ４２７は出力４０５と４０７を介して擬似コヒーレント検出器によって提供される信号を受信する。この特徴は図４で明示的に描かれていない。
【００９３】
プロセッサで有り得るＩＦＦＴ１１０１の出力１１０５を介して提供される情報シーケンスは、パラレルシリアル変換される時間ドメイン表現に変換される。変調器１１１３は通信チャネル４３１を通して送信されている無線周波数信号を提供する。図４に描かれていない受信信号を提供するための手段は、受信無線周波数信号を検出し、実数値受信信号を複素数値入力信号に変換する擬似コヒーレント検出器４０１に提供する。直交正規化プログラム４０９は、前述されたような再直交正規化を実行し、ベースバンドに訂正済みの信号をダウンコンバートするように作動する複素数乗算器４１７に訂正済みの入力信号を与える。ダウンコンバートされた入力信号は、前記説明の中の第２の変換器に相当する変換器４２３に提供される。変換器４２３によって提供される第２の変換された信号は、係数の新しい集合を求めるための本発明の手段に対応する適応的コントローラ４２７に送られる。適応的コントローラ４２７は、直交正規化プログラム４０９によって次の適応的ステップで使用される最適係数を求める。ここで、直交正規化プログラム４０９はエラー訂正要素に相当する。
【００９４】
擬似コヒーレント検出器４０１、直交正規化プログラム４０９、及び複素数乗算器４１７が擬似コヒーレント検出器１９０１に、直交正規化プログラム１９２１に、図１９に示されている複素数乗算器１９２７に相当することがここで注記されなければならない。図１９の擬似コヒーレント検出器１９０１とは異なり、擬似コヒーレント検出器４０１は、帯域通過フィルタとアナログデジタル変換器を備えてよく、その結果直交正規化プログラム４０９に提供される入力信号はデジタル信号である。
【００９５】
図４に描かれているように、直交正規化プログラム４０９（再直交正規化装置）によって使用される最適係数は、たとえ直交正規化プログラム４０９が時間ドメイン信号を処理するように作動するにしても、周波数ドメイン信号を使用して計算される。  本発明に従って、適応的コントローラ４２７は、たとえ入力信号と出力信号が異なるドメインに、つまり時間ドメイン内と周波数ドメイン内にあっても、最適係数を推定できる。以下で、本発明の概念が後述される。
【００９６】
ｌ番目のユーザｉ番目のｉ番目の情報シンボルは、ａl,i（ｋ）として示され、ｋは時間インデックスを表す。
【００９７】
ｌ番目のユーザのＩＦＦＴプロセッサの出力、ｄl（ｋ）は以下のように表すことができる
【数１２】
2007506310.tif 000014
【００９８】
前記方程式では、ＮとｊはＩＦＦＴの次元と虚数装置に等しい入力数を示す。直交変調器の出力は、以下のように表され、
【数１３】
2007506310.tif 000015
ここでは、Ｒｅ［・］とω1が、それぞれ実数部分を抽出する関数、ｌ番目のユーザに関連した角搬送周波数を示す。以下では、通信チャネルはＡＷＧＮチャネルであると見なされる。したがって、擬似コヒーレント検出器４０１での受信信号（入力）は、以下のとおりであり、
【数１４】
2007506310.tif 000016
ここでは
【数１５】
2007506310.tif 000017
が、ｉ番目のユーザ信号に関連したチャネル増幅率を表す。この信号は、ヒルベルト変換を実行するように作動する擬似コヒーレント検出器４０１（ＱＣＤ）に提供される。したがって出力信号は以下のとおりである。
【数１６】
2007506310.tif 000018
【００９９】
前記方程式では、
【数１７】
2007506310.tif 000019
は、ＱＣＤ４０１内の位相エラーを示し、ＢＰＦ［・］は帯域通過信号を抽出する関数を示す。帯域通過関数は以下のように定義される。
【数１８】
2007506310.tif 000020
【０１００】
簡単にするために、ωupperとωlowerは、Ｌ＝１となるように選ばれると仮定する。０番目のユーザ信号は所望される信号であるが、ｌ番目のユーザ信号は干渉信号である。さらに、△ω0＝−△ω1は最悪のケースのシナリオを示し、すべての干渉信号が中間周波数帯域の所望される信号と重複する。したがって、最悪のケースのシナリオはシステムの性能を大幅に制限する。したがって、以下では△ω0＝−△ω1であると仮定される。
Ｉｍ［  ］を入力信号の虚数部分を抽出する関数とし、したがってｙ（ｋＮ＋ｎ）は再直交正規化装置４０１を介して複素数乗算器４１７に適用される。複素数乗算器により提供される出力信号は、
【数１９】
2007506310.tif 000021
であり、ここでは
【数２０】
2007506310.tif 000022
である。Ｗ（ｋ）は前記に定義される重み付け行列である。Ｆ（ｋ）は以下のダウンコンバージョン行列を示す。
【数２１】
2007506310.tif 000023
【０１０１】
干渉信号から所望される信号を区別するためには、Ｍという因数でのオーバサンプリングがＦＦＴに適用される。したがって、ＦＦＴ４２３によって提供される出力信号は以下として表すことができる。
【数２２】
2007506310.tif 000024
【０１０２】
したがって、前記方程式は、ＦＦＴ４２３の出力信号を記述し、ダウンコンバージョン動作は高速フーリエ変換時に考慮に入れられる。
【０１０３】
ＦＦＴ演算が実行されるので、受信フィルタは回避できる。したがって、所望される信号はベースバンドにダウンコンバートされ、出力ｚi（ｋ）は所望される信号であり、ｉは０とＮ−１の間である。それとは逆に、干渉成分は約Ｍ／Ｔ−△ω0／（２π）の回りに現れるであろう。
【０１０４】
ｚi（ｋ）も以下によって時間ドメインで表現されてよく、
【数２３】
2007506310.tif 000025
ここで
【数２４】
2007506310.tif 000026
である。前記方程式では、Ｅ（ａ）はａのサンプル平均を示す。明らかに、ｚi（ｋ）は所望されるａ0,i（ｋ）と干渉信号ａi,N-i（ｋ）から構成されている。したがってＦＦＴ４２３によって提供される出力信号は干渉の影響を受ける。
【数２５】
2007506310.tif 000027
が
【数２６】
2007506310.tif 000028
を上回るときには、所望されるユーザ送信ａ0,i（ｋ）と通信することはほぼ不可能である。ｚi（ｋ）の累乗に関しては、ａ0,i（ｋ）とａ1,i（ｋ）が相関していないという事実を利用することにより以下の関係性が検出される。
【数２７】
2007506310.tif 000029
【０１０５】
前記方程式を引き出すために、シュワルツの不等式が使用された。したがって、受信信号の電力が適切な値の中のＷ（ｋ）のノルムを保つことを条件に最小限に抑えられると、干渉信号ａ1,i（ｋ）はｚi（ｋ）から除去できる．ａ1,i（ｋ）が除去される場合、Ｗ（ｋ）は以下の解に収束し、重み付け行列Ｗ（ｋ）の係数の集合を提供し、
【数２８】
2007506310.tif 000030
ここではσ及び＜ａ＞は、出力信号ｚi（ｋ）及びａのサンプル平均の所望されるレベルを示している。
【０１０６】
前述されたように、直交性エラーは所望される信号に出現する干渉を取り込む。一般的には、複素数の虚数部分と実数部分が互いに対して直交である場合には、複素数は複素座標で円で表現され得る。したがって、重み付け行列Ｗ（ｋ）が実数部分と虚数部分を有する訂正済みの信号を提供する場合、訂正された信号は複素座標内の単位円上にあるので、係数の集合のための前述された解は正しい。したがって行列Ｇは、以下のとおりである。
【数２９】
2007506310.tif 000031
【０１０７】
Ｗ（ｋ）とＧの積は、複素座標の単位円上にある値を有する。言い換えると、Ｗ（ｔ）定数のノルムを保ちながら受信信号の電力を最小限に抑える適応的アルゴリズムが提供できる場合には、アルゴリズムは前述された最適解に収束するＷ（ｋ）を提供する。
【０１０８】
無線通信チャネルでは、虚数帯域に対応する信号が、さまざまな送信電力により特徴付けられる異なる通信システムに属する異なる信号により引き起こされる干渉から生じることがある。したがって、干渉に関連した伝送電力は所望される信号に関連した伝送電力より大きくなるであろう。さらに、受信機と送信機間の距離が変化するにつれて受信電力は変化する。したがって、所望される信号の電力は例えば−６０ｄＢ分だけ干渉信号の電力より低くなる場合がある。前述されたように、ＭＭＳＥアルゴリズムはトレーニングシーケンスに関連した信号対干渉比（ＳＩＲ）が０未満のとき分岐するので、変換するためにトレーニングシーケンスを必要とするＭＭＳＥベースのアルゴリズムは前記参照されるシナリオで重み付け行列の係数の適応化に適用できない。
【０１０９】
前述されたように、ブラインドアルゴリズムは適応的プロセスを実行するためにトレーニングシーケンスを必要としない。したがって、多くの種類のブラインドアルゴリズムは前記参照された最適解に向かって収束する重み付け行列Ｗ（ｋ）の係数を見つけるために、適応的コントローラ４２７によって実行できる。
【０１１０】
とりわけ、前述されたＣＭＡアルゴリズムは重み付け行列の係数の集合を求めることに適用できる。
【０１１１】
エラーは以下の方程式によって定義され、
【数３０】
2007506310.tif 000032
ここで、ｐは整数である。したがって、コスト関数は以下により定義され、
【数３１】
2007506310.tif 000033
ここで、ｑは整数である。
【０１１２】
特に、重み付け行列の係数の集合の中のある係数は、以下の方程式から求められ得ることが分かり、
【数３２】
2007506310.tif 000034
ここで、μはステップサイズパラメータである。Ｐiは以下によって定義される微分に適用される選択行列を定義する。
【数３３】
2007506310.tif 000035
【０１１３】
したがって
【数３４】
2007506310.tif 000036
である。
【０１１４】
しかしながら、深刻な干渉が発生すると前記アルゴリズムが不安定になる場合がある。この問題に対処するために、ステップサイズパラメータは干渉を含む受信信号の電力により正規化できる。さらに、前記問題が考慮に入れられるときに、更新方程式が以下の方程式に書き換え直されることが分かった。
【数３５】
2007506310.tif 000037
Ｌはウィンドウ長を示す。通信チャネルが時間的に変化する場合には、忘却因子βが取り込まれ、その結果以下のステップファクタが得られる。
【数３６】
2007506310.tif 000038
しかしながら、例えばステップファクタは高速フーリエ変換器によって提供されるすべてのキャリヤにとって一般的であるため、前記の（固定ステップ）方程式は周波数ドメインに完全には変換されていない。
【０１１５】
適応的アルゴリズムが周波数ドメインで完全に実現できることが分かった。△ω0を４π／Ｔと定義する。したがって、再直交正規化更新アルゴリズム（適応的ステップ）は、以下によって定義され、
【数３７】
2007506310.tif 000039
ここでは
【数３８】
2007506310.tif 000040
である。
【０１１６】
Ｍは、前述されたようにオーバサンプリング因数を示す。
【０１１７】
ＣＭＡアルゴリズムは、Ｗ（ｋ）のノルムを保ちながら受信信号を最小限に抑えることによって引き出されないが、ＣＭＡアルゴリズムは所望される信号電力を一定に保ちながら干渉の直接的な最小化を可能にする。所望される信号電力を一定に保つことはＷ（ｋ）のノルムを一定に保つことに同等であるため、ＣＭＡアプローチは前述された要件を満たす。
【０１１８】
図５は、本発明の追加の実施形態による受信機装置の実施形態を示す。
【０１１９】
図５に描かれている伝送システムは図１１に示されている送信機に同一の構造を有する送信機を備えている。
【０１２０】
図５に示される伝送システムにより構成される受信機装置は、図４の実施形態に関連して説明される受信機装置の構造に類似している。さらに、受信機構造は、擬似コヒーレント検出器４０１の第１の出力４０２及び第２の出力４０７に結合されている２つの入力を有する帯域通過フィルタ５０１を備えている。該帯域通過フィルタ５０１は第１の出力５０３と第２の出力５０５を有し、出力はアナログデジタル変換器５０７に結合されている。該アナログデジタル変換器５０７は直交正規化プログラム４０９に結合されている第１の出力５０９と第２の出力５１１を有する。
【０１２１】
例えば、図５に示されている無線伝送システムは、ただ一人のユーザ（１つのシステム）が無線チャネルを占有するシナリオを描いている。
【０１２２】
図５では、ＱＣＤ４０１、帯域通過フィルタ５０１及びアナログデジタル変換器５０７がアナログデジタル変換器５０７の出力を介して提供される入力信号を引き出すための本発明の手段の構成要素である。残りの構成要素は前述されたように動作する。
【０１２３】
帯域通過フィルタ５０１は、所望される帯域と虚数帯域内だけで信号を通過させるように作動するため、図５に示されている装置により取り込まれる本発明の手法は、例えば任意のチャネルの場合にも２つの無線網から受信信号の復調を可能にする。
【０１２４】
図５では、信号はマイクロ波パーツを除き、デジタル信号処理によって処理される。特に、適応的制御もデジタル信号処理ドメインで実行される。しかしながら、デジタル信号処理はハードウェアの複雑度及び処理速度に比例して高電力を消費し得る。オーバサンプリング及び高速フーリエ変換演算はＭ／ＮＴの速度で実行され、Ｔはビットレートを示す。したがって再直交正規化装置４０９及び複素数乗算器４１７は、かなりの電力消費に関連した１／Ｔというレートで操作されなければならない。
【０１２５】
干渉は擬似コヒーレント検出器４０１の欠陥により引き起こされるため、擬似コヒーレント検出器４０１が無線周波数帯域でも直交性を保証するために適応して制御され得るとき、再直交正規化は受信機で必要とされない。しかしながら、デジタル信号処理アルゴリズムの精度は、特にアナログ信号処理装置とデジタル信号処理装置が共存する場合にアナログデジタル変換器の解像度により制限されている。高速演算及び高解像度によって特徴付けられるアナログデジタル変換器は高価であるため、本発明の信号処理の部分はアナログデバイスを使用して実現されてよい。
【０１２６】
これを考慮に入れるために、本発明の適応的方式はアナログデバイスの適応的制御に適用されてもよい。
【０１２７】
図６は、無線周波数装置が制御される本発明のマルチモード受信機の追加の実施形態を示す。
【０１２８】
図６に示される受信機装置は無線周波数装置６０５の入力６０３に結合されている出力を有する受信アンテナ６０１を備えている。無線周波数装置６０５は、出力６０７と追加の入力６０９とを有する。無線周波数装置６０５の出力６０７は、出力６１１と、無線周波数装置６０５の追加の入力６０９に結合されている追加の出力を有するベースバンド装置６０９に結合されている。
【０１２９】
図６に示されている受信機装置は、ベースバンド装置６０９によって適応的制御されている無線周波数擬似コヒーレント検出器を備えている。アンテナ６０１で受信する信号は入力端子６０３を介して適応的無線周波数装置６０９に提供される。出力信号の実数部と虚数部は直交化され、無線周波数装置６０９の出力信号は本発明による入力信号としてベースバンド装置６０９に提供される。ベースバンド装置６０９では、制御信号は、互いに直交である複素信号がその出力で発生するような無線周波数装置６０５で実現される適応的無線周波数擬似コヒーレント検出器を制御するために発生する。
【０１３０】
例えば、制御可能な擬似コヒーレント検出器は図３に示される構造を有する。
【０１３１】
図７は、本発明の追加の実施形態による無線周波数擬似コヒーレント検出器を備えている受信機装置を示す。
【０１３２】
図７に示されている受信機装置は、例えば図１１に示される実施形態に関連して説明されるような送信機を有する伝送システムの中に埋め込まれる。
【０１３３】
受信装置は無線周波数擬似コヒーレント検出器７０３（ＲＦ−ＱＣＤ）に結合されている出力を有する受信アンテナ７０１を備えている。ＲＦ−ＱＣＤ７０３は第１の出力７０５と第２の出力７０７を有する。さらに、ＲＦ−ＱＣＤ７０３は追加入力７０９を有する。ＲＦ−ＱＣＤ７０３の出力７０５と７０７は第１の出力７１３と第２の出力７１５を有する帯域通過フィルタ７１１に結合されている。帯域通過フィルタの出力７１３と７１５は第１の擬似コヒーレント検出器７１７及び第２の擬似コヒーレント検出器７１９に結合されている。擬似コヒーレント検出器７１７の出力は低域通過フィルタ７２１に結合され、第２の擬似コヒーレント検出器７１９の出力は低域通過フィルタ７２３に結合されている。低域通過フィルタ７２１の出力と低域通過フィルタの出力７２３はアナログデジタル変換器７２５に結合され、第１のアナログデジタル変換器は低域通過フィルタ７２１によって決定される信号経路に関連し、第２のアナログデジタル変換器７２５は第２の低域通過フィルタ７２３によって決定される第２の信号経路に関連している。第１のアナログデジタル変換器７２５は第１の高速フーリエ変換器７２７（ＦＦＴ）に接続される２つの出力を有し、第２のアナログデジタル変換器の２つの出力は第２の高速フーリエ変換器７２９（ＦＦＴ）に結合されている。
【０１３４】
図７に示されている受信機装置は、係数の新しい集合を求めるための本発明の手段に対応する適応的コントローラ７３１をさらに備えている。適応的コントローラ７３１は複数の入力７３３を有する。第１の入力の数は第１のＦＦＴ７２９の出力の数に結合され、入力７３３の第２の数はＦＦＴ７２７の出力の数に結合されている。適応的コントローラ７３１は、ＲＦ−ＱＣＤ７０３の追加入力７０９に結合されている出力をさらに備えている。
【０１３５】
さらに、図７に示される受信機装置は、ＦＦＴ７２７の出力の数に結合されている入力の数を有するパラレルシリアル変換器７３５を備えている。さらにパラレルシリアル変換器７３５は出力７３７を有する。
【０１３６】
帯域通過フィルタ７１１によって提供される出力信号は、第１の擬似コヒーレント検出器７１７及び第２の擬似コヒーレント検出器７１９（Ｃ−ＱＣＤ）に提供される。ＱＣＤ７１７とＱＣＤ７１９は以下の計算を実行するように作動する。
【数３９】
2007506310.tif 000041
【０１３７】
ＱＣＤ７１７と７１９によって提供される出力信号は、対応する低域通過フィルタ７２１と７２３によってフィルタリングされる。アナログデジタル変換後、高速フーリエ変換器演算が実行される。ＦＦＴ７２７と７２９の出力信号は以下のように説明される。
【数４０】
2007506310.tif 000042
【０１３８】
図７では、従来のＭＭＳＥ推定方式は無線周波数信号処理には有効ではないため、再直交正規化行列更新は、摂動法によって取得できる。
【０１３９】
再び図３を参照すると、適応的無線周波数擬似コヒーレント検出器の例が示されている。無線周波数擬似コヒーレント検出器は、出力３２５を介して提供される直交信号が理想的には互いに直交であるように位相シフトを調整する可変位相シフト要素３２７のための可変機能性を有する。図３に示されている適応的無線周波数擬似コヒーレント検出器のこの可変機能性は、前述された再直交正規化装置の可変機能性に匹敵する。したがって、適応的擬似コヒーレント検出器の転送関数は以下のように表現できる。
【数４１】
2007506310.tif 000043
【０１４０】
したがって、重み付け係数は、以下の更新アルゴリズムから得ることができ、
【数４２】
2007506310.tif 000044
ここでは
【数４３】
2007506310.tif 000045
と
【数４４】
2007506310.tif 000046
は以下のように定義されることが分かる。
【数４５】
2007506310.tif 000047
【０１４１】
前記方程式では、
【数４６】
2007506310.tif 000048
及び
【数４７】
2007506310.tif 000049
はそれぞれ制御電圧ｖに対して可変移相器３２７の電圧と移相関数を制御するために増幅器３２３の出力振幅の微分によって得られる値である。さらに、ΔｇとΔｖは小さい振幅と位相偏差を示す。移相関数は、測定できる装置の特性を利用することにより決定できる。しかしながら、前記アルゴリズムは増幅器と移相器の特徴偏差に対してロバストである。アナログデジタル変換器に提供される信号の動的範囲を圧縮するために、アナログ信号処理を活用することにより、任意の無線網から提供される任意の種類の信号は同時に処理できる。したがって、前記本発明のアルゴリズムはマルチモード受信機の柔軟性を高める。
【０１４２】
図７に示される受信機装置内で適用されるエラー訂正要素は無線周波数擬似コヒーレント検出器で実現され、その結果出力３０５と３０７を介して提供される入力信号が移相要素３２７の選ばれた移相に従って乗算器３０９と３１５の結果として生じる係数により重み付けされる。さらに、取得された信号の振幅は可変増幅器３２３によって調整される。したがって、入力信号を決定するための手段とエラー訂正要素は無線周波数擬似コヒーレント検出器内で統合される。
【０１４３】
図８は、入力信号のエラーを適応的に訂正するための本発明の装置の性能を証明する。装置は２モード受信機における虚数キャンセラとして利用された。図８は、１０ｄｂに等しいチャネル雑音比でのビット誤り率性能対チャネル対干渉比（ＣＩＲ）を示す。したがって、２つの信号は１つの無線周波数回路を有する受信機によって同時に受信する。したがって、性能は、一定に保たれていた所望される信号の電力に対して干渉の電力を変化することにより得られる。したがって、所望される信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）は一定である。さらに、６４に等しいサブキャリヤの数を有するＯＦＤＭシステムが利用された。さらに、各サブキャリヤ変調はＱＰＳＫ変調（直角位相偏移変調）に属する。中間周波数は２／Ｔに設定され、Ｔは信号によって送信機内のパラレル変換器に提供される信号のシンボル期間を示す。
【０１４４】
受信機で使用される可変周波数擬似コヒーレント検出器は、１０度という直交性エラーを取り入れる。曲線８０１はシステムの性能を示し、虚数キャンセラは適用されない。分かるように、性能は干渉電力の増加を伴い大きく劣化している。
【０１４５】
曲線８０３は入力信号のエラーを適応的に訂正するための本発明の装置を活用するシステムの性能を示し、前述された固定ステップアルゴリズムが適用され、固定ステップアルゴリズムは前述されたようにすべてのサブキャリヤにとって固定反復ステップによって特徴付けられる。固定ステップアルゴリズムが、キャンセラを使用しないシステムの性能より優れた性能を有することが分かる。
【０１４６】
曲線８０５は、適応的ステップを前述されるようにサブキャリヤごとに適応して選ぶことができるシステム性能を示す。該適応的ステップアルゴリズムが、固定ステップアルゴリズムよりなおさらに多く平坦なＣＩＲ領域を拡張することがあることが分かる。実際に７０ｄｂのＣＩＲでも、受信機は、本発明の概念が適用されるときに劣化させることなく所望される信号を復調できる。
【０１４７】
図９は、本発明によるビット誤り率（ＢＥＲ）性能を示す。パラメータは、直交性エラー及びＣＩＲを除き、図８で提示された結果を得るために使用されたパラメータと同じである。ＣＩＲは−４０ｄｂに設定され、直交性エラーは可変である。さらに、ＡＷＧＮチャネルにおけるキャンセラを使用しない受信機の性能が示されている。明らかに、キャンセラを使用しない受信機の性能は小さな直交性エラーの存在だけでも劣化する。この劣化と反対に、本発明の干渉キャンセラを備えている受信機はキャンセラを使用しない受信機より優れた性能を有する。該性能は、直交性エラーがゼロ度から約４０度に変えられても一定のまま保たれ得る。ごくわずかなまたはゼロの干渉環境により特徴付けられるＡＷＧＮのシナリオでも、キャンセラを使用しない受信機は直交性エラーによってわずかに劣化する性能を有する。したがって、本発明のアルゴリズムは最適再直交正規化行列を無事に推定する。
【０１４８】
図１０は、多くの反復でのＭＳＥ（平均平方誤差）という点で収束特性を示し、ＣＮＲは５０ｄｂに設定され、ＣＩＲはマイナス４０ｄｂである。残りのパラメータは図８に図示される結果に関連したセットアップのパラメータと同じである。本発明による固定ステップアルゴリズムは５０００反復で開始する収束フロアを有し、フロアは反復数が増加するにつれ最適を達成していることが分かる。一方、本発明の適応的ステップアルゴリズムは５０００の反復後迅速に最適変換を達成する。
【０１４９】
特定のインプリメンテーション要件に応じて、本発明の方法はハードウェア内またはソフトウェア内で実現できる。該インプリメンテーションはデジタル記憶媒体、特に電子的に読み取り可能な制御信号がその上に記憶されているディスクまたはＣＤを使用して実行でき、プログラマブルコンピュータシステムと協調でき、その結果本発明の方法が実行される。したがって、一般的には、本発明は、機械読み取り可能キャリヤ上にプログラムコードが記憶されるコンピュータプログラム製品であり、プログラムコードは本発明の方法を実行し、コンピュータプログラム製品はコンピュータ上で実行する。言い換えると、したがって、本発明の方法は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行するときに、本発明の方法を形成するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。
【図面の簡単な説明】
【０１５０】
【図１】本発明の第１の実施形態による入力信号のエラーを適応的に訂正するための装置のブロック図を示す。
【図２】本発明による受信機装置のブロック図を示す。
【図３】擬似コヒーレント検出器の実施形態を示す。
【図４】本発明の追加実施形態によるマルチキャリヤ虚数キャンセラの実施形態を示す。
【図５】本発明の追加の実施形態によるマルチキャリヤ虚数キャンセラのブロック図を示す。
【図６】本発明の追加の実施形態による受信機装置を示す。
【図７】本発明の追加の実施形態による受信機装置のブロック図を示す。
【図８】エラーを適応的に訂正するための本発明の装置の性能を立証する。
【図９】エラーを適応的に訂正するための本発明の装置の性能を立証する。
【図１０】エラーを適応的に訂正するための本発明の装置の性能を立証する。
【図１１】ＯＦＤＭ伝送方式のブロック図を示す。
【図１２】従来のマルチモード受信機のブロック図を示す。
【図１３】従来のマルチモード受信機のブロック図を示す。
【図１４】マルチモード受信機を示す。
【図１５】従来のホモダイン受信機を示す。
【図１６】従来のヘテロダイン受信機を示す。
【図１７】従来のヘテロダイン受信機を示す。
【図１８】周波数割り当て方式を示す。
【図１９】虚数信号キャンセラを示す。
【符号の説明】
【０１５１】
１０１  エラー訂正要素
１０３  入力信号
１０７  訂正済み入力信号
１１１  第１の変換器
１１５  第１の変換された信号
１１７  係数の新しい集合を求めるための手段
１１９  第２の変換された信号
１２１  第２の変換器
２０１  入力信号を引き出すための手段
２０３  受信信号
２０５  実数部分
２０７  虚数部分
２０９  実数部分
２１１  虚数部分
２１３  ダウンコンバータ
２１９  フーリエ変換器
４０９  直交正規化プログラム
４１７  複素数乗算器
４２７  適応的コントローラ
４３１  チャネル
６０５  ＲＦ装置
６０９  ベースバンド装置
７３１  適応的コントローラ
１１１３  変調器
１１１９  ＲＦ装置
１２０９  ＲＦ装置
１２１１  ベースバンド装置
１２１３  切替装置
１２１９  コントローラ
１３０１  ベースバンド装置
１３０５  コントローラ
１４０３  ＲＦ装置
１４０５  ベースバンド装置
１５０１  ＲＦフィルタ
１５０９  ヒルベルト変換器
１５１５  検出器
１７０１  擬似コヒーレント検出器
１７０７  検出器
１７１３  ループフィルタ
１９２１  直交正規化プログラム
１９２７  複素数乗算器
１９３３  フィルタ
１９３９  適応的コントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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