(57)【要約】第１および第２のアンテナ（３、５）を有する、２つの使用範囲（２９、３１）において用いるアンテナアレイであって、前記２つのアンテナの共振周波数の位置を互いに相違させ、これらの共振周波数が前記２つの使用範囲（２９、３１）内に位置するようにする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２のアンテナを有する、２つの使用範囲で使用するアンテナアレイであって、前記第１及び第２のアンテナの共振周波数の位置が互いに異なると共に、前記２つの共振周波数が前記２つの使用範囲の間にあることを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項２】
請求項１に記載のアンテナアレイにおいて、前記使用範囲における透過量が−２０ｄＢから−４ｄＢの範囲にあることを特徴とするアンテナアレイ。  
【請求項３】
請求項１に記載のアンテナアレイにおいて、前記使用範囲における透過量が−２０ｄＢから−６ｄＢの範囲にあることを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項４】
請求項１に記載のアンテナアレイにおいて、前記使用範囲における透過量が−２０ｄＢから−１０ｄＢの範囲にあることを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項５】
請求項１に記載のアンテナアレイにおいて、前記２つの使用範囲が２００ＭＨｚ未満の間隔を有することを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項６】
請求項１又は２に記載のアンテナアレイにおいて、前記各使用範囲内における前記双方のアンテナの反射が−２ｄＢ未満であることを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項７】
第１のアンテナ及び第２のアンテナを有するアンテナアレイであって、前記第１のアンテナ及び第２のアンテナを互いに平行に配置したことを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項８】
請求項１又は７に記載のアンテナアレイにおいて、第１のアンテナ、第２のアンテナ及び駆動回路を有し、前記駆動回路が、電力スプリッタ及び可変移相器を有することを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項９】
請求項１又は７に記載のアンテナアレイにおいて、前記第１のアンテナ及び第２のアンテナが誘電体ブロックアンテナであることを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項１０】
請求項１又は７に記載のアンテナアレイにおいて、前記第１のアンテナ及び第２のアンテナを、プリント回路基板の表面上に表面実装デバイスとして配置したことを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項１１】
請求項１又は７に記載のアンテナアレイにおいて、前記両アンテナを互いの間隔が最大１０ｃｍ及び最小２ｃｍで実装したことを特徴とするアンテナアレイ。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか一項に記載のアンテナアレイを有する電気通信デバイス。
【請求項１３】
前記請求項１〜１１のいずれか一項に記載のアンテナアレイを動作する方法であって、  前記双方のアンテナを同時に作動させることができ、前記各アンテナに供給される電力を電力スプリッタによって分けることを特徴とするアンテナアレイの作動方法。
【請求項１４】
前記請求項１〜１１のいずれか一項に記載のアンテナアレイを動作する方法であって、  所望の放射パターンに依存する位相オフセットで前記双方のアンテナを作動させることを特徴とするアンテナアレイの作動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、第１及び第２のアンテナを有する、特に移動体通信用のアンテナアレイに関する。
【背景技術】
【０００２】
第１及び第２のアンテナを有するアンテナアレイは、ＵＳ６４２６７２３から既知である。この２つのアンテナはプリント回路基板の上に配置されている。これら２つのアンテナはＰＩＦＡタイプの、平面逆Ｆアンテナである。この文献で記述している実施例では、これらのアンテナをＰＣＳ周波数帯域１８５０−１９９０ＭＨｚに合わせている。偏波ダイバーシチを得るために、これらのアンテナを互いに垂直に配置している。このアンテナアレイはラップトップコンピュータ用途に用立てられる。これらのアンテナは７×３０×１０ｍｍ３及び１０×２７×１０ｍｍ３の寸法を有する。
【０００３】
電子デバイスはより小型化する方向へと開発が進んでいる。この理由から、特に小型アンテナユニットの実現による、コンポーネントの小型化が期待されている。アンテナ単体での、又は複数での寸法はそれぞれ、特に移動体通信用途にとって非常に重要である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の目的は、小型な構造で、移動体通信における用途に好適なアンテナアレイを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の目的は、本特許請求の範囲１及び７において特定される特徴部分によって達成される。
【０００６】
請求項１に記載のアンテナアレイは、少なくとも第１及び第２のアンテナを有する。これら２つのアンテナは第１の使用範囲と第２の使用範囲との間に共振周波数を有する。さらに、これらの２つのアンテナの共振周波数の位置は互いに異なる。このアンテナアレイのこれら２つのアンテナは両方とも、第１及び第２の使用範囲それぞれにおいて動作させることができる。従って、これらのアンテナのうち１つが故障した場合でも、続けて送受信が可能である。両方のアンテナを同時に動作させることにより、異なる放射電界を提供することができる。
【０００７】
さらに、これらのアンテナの相対的な配置を適切に選択することにより、放射電界を目的どおりに変えることができる。用途によっては、特に平行配置が、実装可能スペースを活用するのに好適な配置となり得る。
【０００８】
電力スプリッタを備える適切な駆動回路でアンテナアレイを作動させることにより、アンテナへの供給電力を特定の分配比に分けることができる。全ての信号を２つのサブ信号に分割すれば、アンテナアレイの放射電界を目的どおりに変えることができる。
【０００９】
前記駆動回路に追加の可変移相器を含めることにより、アンテナアレイの放射電界を目的どおりに変えることができる。
【００１０】
位相オフセットは、使用中でも可変移相器で調節することができる。その結果、全方向性放射電界から指向性放射電界への切り替えが可能となる。全方向性放射電界は受信動作時に有利であり、指向性放射電界は送信動作時に有利である。放射電界の方向を合わせれば、ユーザーにさらされる放射を低減することができるだけでなく、より効率的に印加電力を使用できる。
【００１１】
さらなる有利な手段は、従属請求項に記載した通りである。以下、本発明を実施例につき説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１は、第１のアンテナ３及び第２のアンテナ５を有するアンテナアレイを示す。アンテナ３、５は誘電体ブロックアンテナ７であり、この誘電体ブロックアンテナをＤＢＡと略記する。これらの誘電体アンテナ７は誘電体材料の基板１０を有する。図示の実施例では、誘電率εｒ＝２０．６の基板を用いた。その代表的な材料は、低損失で温度依存性の小さい高周波特性を有する、高周波に適した基板がである。そのような材料はＮＰ０材料、或いはいわゆるＳＬ材料として知られている。或いは、セラミック粒子をポリマーマトリクスに組むと、ＨＦ用プラスチック又はセラミック・プラスチック混合体を使用することもできる。
【００１３】
基板１０は共振構造体９としての接地用金属被覆（ground metallization）１１、及び高周波入力部１３を有している。この共振構造体９は基板１０の下側に配置されている。共振構造体９の一端はプリント回路基板１９の接地用金属被覆２０に接触している。このプリント回路基板１９もＰＣＢ（printed circuit board）として略記する。
【００１４】
この共振構造体９のもう一端は、ＰＣＢ上に位置する別のプリント配線構造体であって、同調スタブ１７と称する配線構造体に接続されている。従って、この同調スタブ１７は、誘電体ブロックアンテナ７における共振構造体９の金属被覆の延長部を形成する。これら２つの金属配線、すなわち誘電体基板１０上の接地用金属被覆１１と同調スタブ１７の全長は、基板１０及びＰＣＢ９の誘電率に依存するアンテナ３、５のそれぞれの最低作動周波数または共振周波数を規定する。必要に応じ、同調スタブ１７の長さを減らせば、共振周波数を高めの周波数へとシフトすることができる。この短縮は機械的に又はレーザーによって行うことができる。この同調スタブ１７で、アンテナの設計を変更することなく、同一のＤＢＡを異なる使用範囲に合わせることができる。或いは、使用範囲それぞれに対する特別設計のアンテナを用いることもできる。
【００１５】
この実施例では、１０．５×２．４×１ｍｍ３の寸法を有する基板１０、及び９０×３５ｍｍ３の寸法を有するプリント回路基板１９を用いた。他の寸法とすることも容易に可能である。プリント回路基板上に十分なスペース（実装スペース）がある場合、及び／又は周波数範囲が約２ＧＨｚを越えるアンテナを必要とする場合には、共振構造体（並びにＨＦ給電線）をＰＣＢ上に直接配置することもできる。
【００１６】
アンテナ３、５の高周波入力部１３は別の金属被覆も有しており、これも同様に基板１０の下側に配置され、典型的には、高周波線路１３としての、５０Ωのマイクロストリップ線路に接続されている。アンテナの入力構造体は一般に、５０Ωの入力インピーダンスを有するように設計される。アンテナ設計をそれ相当に変更することにより、他の入力インピーダンスを実現することができる。
【００１７】
高周波入力部１３と共振構造体９との間の容量性結合によって、アンテナ３、５の共振が活性化される。５０Ω入力部１３と共振金属被覆１１との間の距離を変えることにより、アンテナ３、５のインピーダンス整合を目的どおりに設定することができる。この距離が長くなると、容量性結合が減少するため、共振器との結合が減り、その結果、結合が臨界値未満になる。相対距離を短くすれば容量性結合が増加し、共振器を超臨界的に結合させることができる。
【００１８】
このアンテナアレイでは、２つのアンテナは互いに平行に配置されている。図１に示したアレイとは別に、これらの平行に配置したアンテナはＰＣＢの縁部近辺で互いにずらして配置することもできる。
【００１９】
このようなアレイは特に、送受信動作の期間中に手に持たれることなく、例えば、机の上に置かれるシステムに用いる。
【００２０】
図２は、ＰＣＢ上に垂直に配置したアンテナを示す。このアンテナの構造は図１につき説明したアンテナと同じである。平行配置のアンテナアレイと比べて異なる、直交配置のアンテナアレイの放射動作については、図７及び８を参照して後に説明する。
【００２１】
図１及び２に示したアンテナアレイ１は図４に示した駆動回路２１で作動させることができる。この駆動回路２１は、他のアンテナアレイを作動させるのにも用いることができる。
【００２２】
図３には、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ方式用に設計されるアンテナアレイの散乱パラメータの例を詳細に示してある。図２のようにアンテナ３、５を直交配置したアンテナアレイを用いた。
【００２３】
散乱パラメータＳ１１はここではアンテナ３に属し、散乱パラメータＳ２２はここではアンテナ５に属すものとする。さらに、ここに示してあるＳ１２のパラメータは、２つのアンテナ３及び５の透過特性を示している。「透過」の代わりに「アイソレーション」と言うこともできる。アイソレーションが１００％であれば、透過量は０％である。この実施例では、最大透過量は約−１５ｄＢである。透過量は−２０ｄＢ以下、及び−４ｄＢ以上にすべきでない。
【００２４】
この実施例では、第１の使用範囲２９を１９００−１９２０ＭＨｚの範囲内とし、第２の使用範囲３１を２０１０−２０２５ＭＨｚの範囲内とする。アンテナアレイ１の２つのアンテナ３、５は、それらの共振周波数が第１と第２の使用範囲２９、３１の間にあるように調節する。この、共振周波数が使用範囲内に位置するようにアンテナアレイを調節することは、他のシステム又はネットワークにも同様に活用できる。最大電力消費量は一般的にＳ１１、Ｓ２２パラメータの最小値に対応する。両方のアンテナがこのアンテナアレイの送受信動作を保証する。アンテナ３、５のどちらかが故障した場合でも、両使用範囲内のアンテナは両方とも十分なインピーダンス整合がなされているため、そのまま送受信可能である。これは、アンテナアレイの送受信電力を削減する緊急操作の一種である。
【００２５】
さらに、使用範囲（周波数帯域）内におけるアンテナ３、５のＳパラメータは−２ｄＢ以下であり、これは一般に、高周波入力部１３を介して供給される電力の３０％以上である、アンテナ３、５の電力消費量に相当する。それぞれのＳパラメータの最小値が第１と第２の周波数帯域の間にあるようにアンテナ３、５を調節すると、これら各アンテナ３、５を両方の周波数帯域においてほぼ同等に作動させることができる。
【００２６】
図４は、２つの別個のアンテナ３、５を有する本発明に係るアンテナアレイ１用の、模範的な電子駆動回路２１を示す。この駆動回路２１は電力スプリッタ２５及び移相器２３を備えている。この駆動回路２１によって両方のアンテナ３、５を同時に制御できる。２つ以上のアンテナを有するアンテナアレイを用いる場合には、この回路をそれ相当に適合させなければならない。ｎ個のアンテナには、ｎ個のチャンネルに分ける電力スプリッタに適合させることができる。ｎ個のチャンネル各々全てに位相シフトを与えるためには、移相器にｎ−１個のチャンネルを設ければ十分である。
【００２７】
図示の駆動回路２１では、電力スプリッタ２５により高周波信号を等しい強さの２つのサブ信号に分ける。この例とは別に、前記信号の異なる重み付けもまた可能である。信号を分割したことにより、信号の１つは直接第１のアンテナ３に伝わる。第２の信号は移相器２３を介して第２のアンテナ５に伝わる。理想的には、移相器２３を、制御信号に依存して０°から３６０°の間の所定の位相位置を設定できる可変移相器とする。従って、もう一方のアンテナの信号に対して０°〜３６０°移相した信号で、２つのアンテナのいずれか一方を常に制御することができる。
【００２８】
アンテナ３、５のそれぞれに対して所定の位相位置を要する場合には、所定の長さの高周波線路（一般に５０Ω）で、適切な位相位置を設定することができる。この高周波線路の電気長は固定の位相シフトを生じさせる。１つ以上の固定位相シフトが必要な場合には、異なる電気長を有する幾つかの高周波プリント線路を、例えばＰＩＮダイオードの形態のスイッチマトリクスを介して接続することができる。必要とする位相位置に応じて、適切な高周波線路を作動させる適切な制御信号によって切替位置を選択できる。他の実施例では、能動、及び／又は受動電気コンポーネントで、高周波線路を異なる長さにすることも可能である。
【００２９】
アンテナアレイ１を、図４に示した駆動回路２１と一緒にすることによって、能動的に制御可能なアンテナアレイが得られる。入力信号の位相及びアンテナ３、５に供給される各電力の割合を変えることにより、また、アンテナ３、５の相対位置により、指向性及び効率といった代表的な放射特性を変更することができる。
【００３０】
本発明による付加的な配線を使わずとも、図１のアンテナアレイでは、狭帯域の２つのＤＢＡを用いて、送信帯域と受信帯域（例えば、ＧＤＳＭ９００、１８００、１９００で）との間で約１０ｄＢの所定のフィルタ効果が得られるため、広帯域の単体のアンテナの解法に勝る大きな利点を有し、さもなければ、この効果は、例えば二重フィルタ又はスイッチのような、追加のィルタコンポーネントによって、実現しなければならない。このフィルタ効果によって、送受信信号が互いに分離されることが確かめられる。
【００３１】
図２における、垂直に配置したそれぞれのアンテナ間の距離を（平行な配置と比較して）縮小しても、透過量は−９．３６ｄＢから−１４．５７ｄＢに減少する。従って、２つのアンテナ３、５のお互いの規定位置／位置決めを、透過量を目的どおりに調節するのに利用できる。
【００３２】
上述したアンテナアレイの透過特性の変更に加え、放射特性も各アンテナの相対位置によって変えることができる。この場合、上述したＴＤ−ＳＣＤＭＡのアンテナアレイ用にのような特性を確立できることを明らかになった。
【００３３】
個々のアンテナを別個に制御することで、アンテナの垂直配置では、プリント回路基板の長辺に平行に配置されたアンテナ３が、負のｙ方向半空間に増加する方向に放射することになる。これに対し、ＰＣＢの短辺に平行に配置されたアンテナ５は、正のｙ方向半空間に増加する方向に放射する。さらに、約９０°の偏波の変化を実現することができる。
【００３４】
個々のアンテナを個別に制御することで、アンテナの平行配置では、プリント回路基板の長辺に平行に配置したアンテナもまた、負のｙ方向半空間に広がるように放射することになる。しかし、ＰＣＢの長辺に同様に平行に配置したアンテナ５は、正及び負のｚ方向半空間に広がるように放射する。さらに、約９０°偏波を変えることもできる。
【００３５】
所望の最大放射方向への能動設定に加え、特に、放射偏波の回転もまた役に立つ。この効果は例えば、携帯電話機器にダイバーシチシステム（ここでは具体的には偏波ダイバーシチ）を用いるのに利用することができる。
【００３６】
以下、図２による、異なる位相位置を有する垂直配置のアンテナの放射性能につき詳細に説明する。このために、図４の駆動回路２１を用いる。電力は、電力スプリッタ２５によって等しく２つに分けられる。アンテナに供給される高周波入力信号の位相位置は可変である。さらに、アンテナの２つの入力信号間の位相差のみを問題にすることとする。放射電界の記述では、例として１９５５ＭＨｚの周波数を用いる。しかし原理的には、観察される特性を他の周波数に適合させることもできる。
【００３７】
次の放射電界は異なる位相位置に属する。
Δφ＝０°：背面空間に広がる放射（負のＸ軸、ほぼＸ軸に回転対称）
Δφ＝６０°：従来のダイポールのような放射動作
Δφ＝１５０°：強い指向性を有する放射動作（正のＸ軸、ほぼＸ軸に回転対称）
Δφ＝−９０°：負のｙ半空間における強い放射で、ほぼＹ軸に回転対称
【００３８】
従って、特定の方位及び放射分布を有する放射電界を目的どおりに得るのに、位相オフセットの設定を用いることができる。
【００３９】
Δφ＝６０°及びΔφ＝１５０°の２つの位相位置を見ると、携帯電話装置は例えば、一方では受信用の全方向性放射パターンを有し（Δφ＝６０°での受信）、もう一方では送信用の指向性（Δφ＝１５０°での送信）を有するように設計することができる。その結果、ユーザーへの放射負荷を大幅に低減できる。
【００４０】
アンテナ配置が放射動作に及ぼす影響について論じた後には、図７のように異なる共振周波数に同調されるアンテナ３、５の同時制御を伴なうアンテナアレイの効率全体に及ぼす、位相オフセットの影響を、図５を参照して次に述べる。この検討対象では、図２の垂直配置を基本としているが、平行配置したアンテナアレイにもその結果を転用することができる。
【００４１】
図５は、アンテナ３、５を垂直に配置した場合の効率及び指向性を示す。効率η及び指向性Ｄは、アンテナ利得Ｇによって互いに直接関連づけられており、次の式：Ｇ＝η・Ｄが成立する。
【００４２】
効率及び指向性は、アンテナアレイの２つのアンテナ間の入力信号の、位相シフトの関数として表される。この場合、第１のアンテナ３の信号の位相位置は一定とする。このとき、第２のアンテナの信号の位相位置は３０°づつ±１８０°変える（又は逆）。設定位相を水平軸方向にプロットしてある。左の垂直軸上には％単位で効率をプロットし、右の垂直軸上には、等方性の放射器と比較した指向性をプロットしてある。上方の点線の曲線は、指向性の測定値を示し、下方の曲線は効率を示す。効率及び指向性が、正弦波軌道を呈することが明らかに観察される。アンテナ利得が最大となる、最大指向性であると同時に最良の効率は、２つのアンテナ間の入力信号の位相差の絶対値が約３０°となる場合であることが分かる。このとき効率は約５％分最悪時の位相差よりも良好になる。
【００４３】
図６及び図７は、各アンテナを互いに平行又は垂直配置したアンテナアレイの散乱パラメータを示す。
【００４４】
すでに上で述べたように、ＰＣＢ１９上のアンテナ３、５の方位は、とりわけ、２つのアンテナ３、５間のアイソレーション及び基本的な放射パターンを変える。用途（例えば、周波数範囲）及び他の制約、例えば、デバイス／プリント回路基板の寸法などに依存して好適なアンテナアレイを選択することにより、付加的な配線がなくても、放射特性を変更し、また最適化をすることができる。
【００４５】
図６及び図７には、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ用に設計したアンテナアレイ１のＳパラメータとも称する散乱パラメータを示してある。図６は互いに平行に配置したアンテナを有するアンテナアレイに対するものであり、図７は互いに垂直に配置したアンテナを有するアンテナアレイに対するものである。同調スタブ１７の長さを調整することにより、アンテナ３がＴＤ−ＳＣＤＭＡ送信周波数帯域である１９００ＭＨｚ−１９２０ＭＨｚをカバーし、アンテナ５がＴＤ−ＳＣＤＭＡ受信周波数帯域である２０１０ＭＨｚ−２０２５０ＭＨｚをカバーするように、またはその逆となるように、アンテナ３、５を整合させた。
【００４６】
この比較から、平行配置では最大透過量が−９．３６ｄＢに達し、垂直配置では−１４．５７ｄＢの最大値に達することが明らかになった。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】平行に配置した２つの誘電体アンテナによるアンテナアレイを示す図である。
【図２】垂直に配置した２つの誘電体アンテナによるアンテナアレイを示す図である。
【図３】ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムの散乱パラメータを示す図である。
【図４】電子駆動回路を示す図である。
【図５】効率（η）および指向性（Ｄ）を位相差の関数として示したグラフ表示である。
【図６】平行に配置したアンテナのＳ−パラメータを示す図である。
【図７】垂直に配置したアンテナのＳ−パラメータを示す図である。
【符号の説明】
【００４８】
１  アンテナアレイ
３  第１のアンテナ
５  第２のアンテナ
７  誘電体アンテナ
９  共振構造
１０  基板
１１  接地用金属被覆
１２  高周波線路
１３  高周波入力部
１５  接地用接続部
１７  スタブ
１９  プリント回路基板、ＰＣＢ
２０  接地用金属被覆
２１  駆動回路
２３  移相器
２５  電力スプリッタ
２７  最大電力消費
２９  第１の使用範囲
３１  第２の使用範囲
【図１】
2007524323.tif 000003
【図２】
2007524323.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
2007524323.tif 000007
【図６】
2007524323.tif 000008
【図７】
2007524323.tif 000009
【国際調査報告】
2007524323.tif 000010
2007524323.tif 000011
2007524323.tif 000012