(57)【要約】  本発明は、直交符号化データを拡散する並列スペクトラム拡散（「ＰＳＳ」）技術に関する。好ましい実施形態で、データを通信する方法およびシステムは、直交Ｗａｌｓｈ関数を用いる方式を用いて、データを符号化および拡散し、それによりデータストリームを、真または反転されたいくつかのＷａｌｓｈ符号の１つを表す複数ビットのデータパケットに区分することを備える。次いで、データストリームは、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ変調のために差分符号化され、ＰＮ系列を使用して拡散される。並列拡散されたデータストリームは、受信機に送信するために変調される。受信機で、デジタル化されたデータストリームとプログラムされた系列との相互相関を計算することによってデータストリームが復元される。従来の通信システムを上回るＰＳＳ技術の利点の１つは、追加的な処理利得と順方向誤り訂正を同時に実現できることである。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトラム拡散データ通信のためにデータを符号化する方法であって、
ｎビットの直交符号でデータを符号化するステップと、
各前記ｎビットの直交符号の等分割された部分にわたってｍビットの拡散系列を乗算するステップであって、ｍは、ｎの整数倍であるステップと
を備える方法。
【請求項２】
前記直交符号はＷａｌｓｈ符号である請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ｎは８の整数倍である請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記拡散系列は偶数次の符号である請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記偶数次の符号は、Ｍ系列、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｇｏｌｄ符号、嵩符号、擬似ノイズ系列、およびそれらの組み合わせからなるグループから選択される請求項４に記載の方法。
【請求項６】
スペクトラム拡散通信システムでデータを拡散する方法であって、
１次符号を用いる１次符号化方式に従ってデータストリームを符号化するステップと、
前記１次符号の等分割された部分を２次系列で拡散するステップであって、前記２次系列のビット長は、前記１次符号のビット長の整数倍であるステップと
を備える方法。
【請求項７】
前記符号化ステップおよび拡散ステップの前に、前記データストリームをスクランブルするステップをさらに備える請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記１次符号はＷａｌｓｈ符号である請求項６に記載の方法。
【請求項９】
前記データストリームを、いくつかの真または反転されたＷａｌｓｈ符号の１つを表す複数ビットデータパケットに区分するステップをさらに備える請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記Ｗａｌｓｈ符号と前記２次系列を同期する同期パルスを提供するステップと、
前記データストリームを前記２次系列で拡散する前に前記データストリームをデータ記憶バッファに保持するステップと
をさらに備える請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
前記２次系列は、Ｍ系列、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｇｏｌｄ符号、嵩符号、擬似ノイズ系列、およびそれらの組み合わせからなるグループから選択される請求項６に記載の方法。
【請求項１２】
前記拡散されたデータストリームを変調するステップと、
前記変調されたデータストリームを送信するステップと
をさらに備える請求項６に記載の方法。
【請求項１３】
前記変調されたデータストリームを受信するステップと、
前記受信信号をデジタル化されたデータストリームに変換するステップと、
前記デジタル化されたデータストリームとプログラムされた系列との相互相関を計算するステップと、
前記相互相関を利用して、マルチバイトサンプルとバイトタイミング情報を抽出するステップと、
前記抽出されたマルチバイトサンプルからシンボルタイミング情報を抽出するステップと、
前記抽出されたマルチバイトサンプルを復調するステップと
をさらに備える請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
並列スペクトラム拡散通信装置であって、
１次符号を用いる１次符号化方式に従ってデータストリームを符号化する符号器と、
前記１次符号の当分割された部分を２次系列で拡散する拡散器と
を備える装置。
【請求項１５】
前記１次符号はＷａｌｓｈ符号である請求項１４に記載の装置。
【請求項１６】
前記２次系列は擬似ノイズ系列である請求項１５に記載の装置。
【請求項１７】
前記２次系列のビット長はｎの整数倍である請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】
変調器と、
送信機と
をさらに備える請求項１４に記載の装置。
【請求項１９】
ＣＤＭＡ通信システムで使用する符号の対を得る方法であって、
いくつかのｎビットの直交符号を選択するステップと、
前記いくつかのｎビットの直交符号を第１の順序に配列するするステップと、
前記第１の順序の置換を生成するステップと、
前記第１の順序の各置換について、
一意の符号の第１のグループを生成するステップであって、前記生成するステップは、前記いくつかのｎビットの直交符号の少なくとも１つを反転させるステップを備えるステップと、
前記一意の符号の第１のグループの順序を逆にして一意の符号の逆グループを作成するステップと、
前記グループの可能な各符号対間の距離値を測定するステップであって、各可能な符号対は、前記一意の符号の第１のグループの１つから選択された１つの符号と、前記一意の符号の逆グループから選択された１つの符号とからなるステップと、
符号対の集合を決定するステップであって、前記符号対の集合中のすべての符号対は、所定の値より大きな、測定された距離値を有するステップと
を備える方法。
【請求項２０】
前記所定の値は３０ｄＢである請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記数は３である請求項１９に記載の方法。
【請求項２２】
ｎは８の整数倍である請求項１９に記載の方法。
【請求項２３】
前記直交符号はＷａｌｓｈ符号である請求項１９に記載の方法。
【請求項２４】
ＣＤＭＡ通信システムで、前記符号対の集合中の前記符号対の１つまたは複数を用いるステップ
をさらに備える請求項１９に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信に関し、より詳細には、スペクトラム拡散に関連する通信を提供するシステムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
スペクトラム拡散通信技術は、広い用途に使用されるようになりつつある。例えば、スペクトラム拡散は、元々は、通信が検知／傍受を受けやすく、意図的に発生させた干渉／ジャミングに弱い軍事に起源を持つ。しかし、特に携帯電話通信などの無線通信の分野で、スペクトラム拡散の多数の商業的な用途が発展している。
【０００３】
スペクトラム拡散の基本概念は、旧来の通信手法と逆である。詳細には、従来の手法は、通信リンク（チャネル）により多くの信号を収めるために、情報伝達信号の周波数帯域を可能な限り小さくすることに着目した。それに対し、スペクトラム拡散の目標は、情報伝達信号の帯域幅を大幅に増すことである。実際、スペクトラム拡散の通信リンクは、標準的な通信リンクの場合の最小要件より大幅に大きい帯域幅を占める。すなわち、スペクトラム拡散信号は、通例、ナイキスト定理に従ってデジタルデータを送信するために必要とされる帯域幅をはるかに超える帯域幅を占める。下記でより詳しく論じるように、この帯域幅の増大が、各種形態の干渉の悪影響を緩和する助けとなる。
【０００４】
スペクトラム拡散システムでは、送信機は、送信の前に情報伝達信号の帯域幅を拡散（増大）する。受信機は、信号を受信すると、実質的に同じ量だけ帯域幅を逆拡散（減少）させる。逆拡散された受信信号は、拡散される前の送信信号と全く同じであることが理想的である。しかし、通信チャネルは、通例、何らかの形の狭帯域（拡散帯域幅に対して）の干渉を生じる。
【０００５】
一般的なタイプのスペクトラム拡散システムの１つは、直接拡散スペクトラム拡散（「ＤＳＳＳ」）である。ＤＳＳＳシステムでは、拡散は、デジタルデータに２進の擬似ノイズ系列（「ＰＮ系列」または「ＰＮ符号」）を乗算することによって実現され、擬似ノイズ系列は、擬似ランダム系列あるいはチッピングコードとも称され、そのシンボルレートは、２進のデータビットレートの何倍ものレートである。拡散系列のシンボルレートは、チップレートと呼ばれることもある。チッピングコードは、データに依存せず、送信される各ビットに対して冗長なビットパターンを含む。コードは、実際に、干渉に対する送信信号の抵抗性を高める。パターン中の１つまたは複数のビットが送信中に損失した場合は、送信の冗長性によって元のデータが回復されることができる。擬似ノイズ系列は、−１または１（極性の場合）、あるいは０および１（非極性の場合）の値をとるチップの列であり、非常に優れた相関特性を有する。
【０００６】
図１に、従来の直接拡散（「ＤＳ」）スペクトラム拡散技術を示す。例えば、Ｍ−系列、Ｇｏｌｄ符号、嵩(Ｋａｓａｍｉ)符号など、ＤＳＳＳシステムとともに用いられることができるいくつかのタイプのよく知られた擬似ノイズ系列があり、各タイプの系列あるいは符号は、各自の固有の特性を有する。１つの符号中のチップの数は、その符号の周期（Ｎ）と呼ばれる。例えば、ＰＮ系列全体に１データビット（図１ではＮ＝７）が乗算される場合、信号の帯域幅は、係数Ｎ倍され、この係数は、処理利得とも呼ばれる。すなわち、スペクトラム拡散通信における処理利得は、系列の長さに直接関連する。図２Ａを参照すると、電力スペクトルへの影響は、Ｍ系列の符号が用いられる場合、電力スペクトル密度がｓｉｎｃ２（ｘ）関数の形になることである。
【０００７】
スペクトラム拡散技術を用いることの利点は、干渉抑制の必要性を通じて容易に理解することができる。一般には、信号が受ける可能性のある干渉には、ジャミング、多元接続、およびマルチパス、の３つのカテゴリがある。ジャミング干渉は、別の信号が意図（ｄｅｌｉｂｅｒａｔｅ）している（軍事的なジャマーのように）、あるいは偶発的に別の信号が信号に重畳しているときに発生する。多元接続干渉は、信号が他の信号と同じ周波数スペクトルを共有するときに発生する。マルチパス干渉は、信号自体が遅れたときに生じる。
【０００８】
ジャミング干渉に関しては、悪意のある者あるいは「ジャマー」は、スペクトラム拡散信号を見つけるのに苦労する。実際、拡散が行われると、図２Ｂのようにスペクトラム拡散信号はノイズと区別できなくなり、ジャミング信号は、スペクトルの小さな部分に制限される。信号の逆拡散後には、図２Ｃのように、ジャミングがノイズのレベルまで減衰され、図２Ｄのように情報が復元されることができる。商業用途では、スペクトラム拡散通信の大きな効果は、別の送信機からの集中的な干渉が解消されることである。
【０００９】
多元接続干渉に関するスペクトラム拡散の利点には、多大な商業的実用性がある。商業用途の観点から見ると、スペクトラム拡散通信は、複数のユーザが同じ周波数帯で通信することを可能にする。そのように使用された場合、スペクトラム拡散通信は、周波数分割多元接続（「ＦＤＭＡ」）または時分割多元接続（「ＴＤＭＡ」）の代替法となり、通例は、符号分割多元接続（「ＣＤＭＡ」）またはスペクトラム拡散多元接続（「ＳＳＭＡ」）と呼ばれる。ＣＤＭＡを使用する場合は、セットの各信号に各自の拡散系列が与えられる。ＦＤＭＡでは、すべてのユーザが互いに素の周波数帯を占めるが、時間的には同時に送信されることが必要とされる。ＴＤＭＡでは、各チャネルで各ユーザに一意の時間スロットを割り当てることにより、すべてのユーザが同じ帯域幅を占めることが必要とされる。それに対し、ＣＤＭＡでは、波形が用いる特定の拡散符号により、受信機で異なる波形が互いと区別される。
【００１０】
ＣＤＭＡは、無線通信への応用に特に関心がもたれてきた。そうした応用例には、移動体通信、個人通信サービス（「ＰＣＳ」）、無線ローカルエリアネットワークが含まれる。この支持の理由は、主として、マルチパスフェージングチャネル上を送信される場合にスペクトラム拡散波形が示すパフォーマンスによる。この概念を具体的に説明するために、ＤＳシグナリングを考えてみたい。拡散系列の１チップ持続時間がマルチパスの遅延拡散よりも短い限り、ＤＳ波形の使用は、システム設計者に２つの選択肢の１つを与える。マルチパスは、干渉の一形態と見なすことができ、これは、受信機がマルチパスを可能な限り減衰させることを試みるべきであることを意味する。実際、この条件下では、受信機が同期されるマルチパスリターン（通常は最初のリターン）からの１チップ継続時間より長い時間遅延で受信機に到着するマルチパスリターンはすべて、システムの処理利得のために減衰される。あるいは、メインの経路から１チップ分の継続時間より長い間が空いたマルチパスリターンは、受信信号で独立な「外見」を呈し、受信機の全パフォーマンスを高めるために建設的に使用されることができる。すなわち、すべてのマルチパスリターンは、送信されるデータに関する情報を含んでいるので、適切に設計された受信機によって情報が抽出されることができる。
【００１１】
したがって、スペクトラム拡散通信の利点は、異なる拡散符号が使用されることができ、そのため複数のリンクが同じ周波数で同時に動作できることである。この技術で得られる別の利点は、処理利得のために、スペクトラム拡散通信リンクが、従来の無線リンクに比べてはるかに低い信号レベルで機能できることである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかし、従来のスペクトラム拡散システムにはいくつかの欠点がある。従来の無線システムに伴う問題の１つは、ＲＦ送信機の電力要件がかなり高いことである。特に携帯型のハンドヘルドセルラデバイスでは、そうした電力要件とそれに伴うデバイスの強い電磁信号が、人間の生理機能に悪影響を及ぼす可能性があると考えられる。それに関連する従来のシステム別の欠点は、特定の用途では携帯デバイスのバッテリ寿命が短いことである。また、従来のスペクトラム拡散システムは、多大な通信帯域幅を必要とし、各帯域幅のユーザ数が拡散符号の個数によって制限される。
【００１３】
別の欠点は、スペクトラム拡散は、遠近効果(ＮＥＡＲ−ＦＡＲ effect)を受けることである。この問題は、受信機が、複数の送信機から電力が同じでないいくつかの信号を受信する場合があることから生じる。一般に、非基準送信機からの送信信号電力は、基準符号の相互相関特性によって受信機で抑制される。しかし、非基準送信機が基準送信機よりもはるかに近くにある場合は、非基準送信機からの受信信号が、基準送信機より大幅に多くの電力を占める可能性がある。その場合、受信機のＰＮ相関器は、弱い基準送信を検出し、逆拡散することができない。
【００１４】
別の大きな欠点は、従来のシステムは、高められた処理利得を実用的かつ効率的に提供することができないことである。現在、スペクトラム拡散技術は、処理利得を向上させる大きなＰＮ系列長をサポートしない。また、従来のシステムは、順方向誤り訂正(FEC)と同時に最適な処理利得を利用することができない。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、２段階順次(bi-sequential)の並列スペクトラム拡散の方法およびシステムを教示する。本発明は、有利に、一連の符号系列を組み合わせて、ポイントツーポイントまたはポイントツーマルチポイントの無線通信システムを含む各種の用途で実施されることができる、強化された堅牢な通信技術を作り出す。
【００１６】
本発明の好ましい実施形態で、無線通信システムは、送信機局と受信機局を含む。１次および２次の符号系列の組み合わせを含む、２段階順次の並列スペクトラム拡散方法が利用される。本発明によれば、送信機局は、直交Ｗａｌｓｈ符号化方式など、１次符号を備える１次符号化方式でデジタルデータ信号を符号化するステップと、ＰＮ系列などの２次系列で１次符号の等分割された部分を拡散するステップと、例えばＤＢＰＳＫ変調を使用して拡散符号化信号を変調するステップと、変調信号を送信するステップとを行う。この好ましい実施形態によれば、受信機局は、記憶された２次系列を使用して受信信号を逆拡散するステップと、逆拡散された信号を復調するステップと、１次符号化方式を使用して復調信号を復号するステップとを行う。
【００１７】
本発明の一実施形態で、ＣＤＭＡ通信システムで使用する符号の対を得る方法は、いくつかのｎビットの直交符号を選択するステップと、いくつかのｎビットの直交符号を第１の順序に配列するステップと、最初の順序の置換を生成するステップと、第１の順序の各置換について、一意の符号の第１のグループを生成するステップであって、生成するステップは、いくつかのｎビットの直交符号の少なくとも１つを反転させることを備えるステップと、一意の符号の第１のグループの順序を逆にして、一意の符号の逆グループを作成するステップと、グループの各可能な符号対の間の距離値を測定するステップであって、各可能な符号対は、一意の符号の第１のグループの１つから選択された１つの符号と、一意の符号の逆グループから選択された１つの符号とからなるステップと、符号対の集合を決定するステップであって、符号対の集合のすべての符号対は、Ｗａｌｓｈ符号を使用して３０ｄＢより大きい、測定された距離値を有するステップとを備える。
【００１８】
複数の短い拡散符号を並行した層で使用することにより、処理利得と多元接続特性が急激に高められる。本発明の一実施形態では、約２７ｄＢの増大した処理利得が実現される。
【００１９】
本発明の別の大きな効果は、高められた処理利得のために、送信電力の要件の低減および／または通信距離の増大が可能になることである。例えば、１８ｄＢの処理利得は、理論上、通信リンクにＲＦ送信機電力の要件の１／８しか必要とされないことを意味する。本発明の低い電力要件は、健康上の問題を軽減し、特定の用途ではより長いバッテリ使用を可能にすることができる。さらに、最高で５０ｋｍの通信距離を実現することができる。
【００２０】
本発明の追加的な効果は、同相チャネルと直交位相チャネルの両方で独立した拡散系列が利用されることができ、それにより通信リンクのセキュリティを高めることができることである。
【００２１】
本発明のさらに別の効果は、帯域幅の効率が向上することである。例えば、本発明は、通例、同じ処理利得特性を持つ従来のスペクトラム拡散技術に比べて５倍以上高い帯域幅効率を提供する。
【００２２】
本発明の別の効果は、受信機で順方向誤り訂正アルゴリズムを実施してビット誤り率の性能を改善することである。
【００２３】
本発明のさらなる効果は、短いＰＮ系列の使用のために短い取得期間が使用されることである。
【００２４】
前述およびその他の本発明の特徴と効果は、以下の本発明の好ましい実施形態の詳細な説明、添付図面、および特許請求の範囲から明らかになろう。
【００２５】
本発明、その目的および効果をより完全に理解するために、次いで、添付図面と合わせて以下の説明を参照する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
次いで、図３〜１４を参照して本発明の好ましい実施形態を説明するが、図では、同様の参照番号が同様の要素を示し、各参照番号の一番左の数字が、その参照番号が最初に用いられる図に対応する。それら好ましい実施形態は、無線通信システムのコンテクストで説明する。本発明は、これらに限定しないが、広帯域の無線２地点間および１対多地点のデジタル通信リンク、衛星通信や深宇宙通信などの低電力無線の用途、ＣＤＭＡを使用した遠隔計測の用途、ＷＬＡＮ用途、およびセキュアな通信チャネルなどの、幅広い用途で実施されることができる。好ましい実施形態は、所定の２次系列で符号化データを拡散する、並列２段階順次スペクトル拡散（「ＰＢＳＳ」）技術を用いる。
【００２７】
本発明は、既存のデジタル通信チャネルまたはリンクに適用されて、基本的に、データの入力デジタルストリームのビット単位、バイト単位［ＢＸＢ］、または複数バイト［ＭＢ  Ｘ  ＭＢ］の並列拡散を利用して、擬似直接拡散スペクトラム拡散通信リンクを作り出すことができる。ＤＳＳＳ通信チャネルと組み合わせられると、データストリームの２階層の並行拡散が行われる。本発明は、帯域幅要件を拡大し、通信リンクの処理利得を大幅に増大させる。
【００２８】
図３を参照すると、本発明の一実施形態によるスペクトラム拡散通信システム３００が示される。システム３００は、トランシーバ局３１０および３２０を備える。トランシーバ局３１０は、並列スペクトラム拡散信号３３０をトランシーバ局３２０に通信する。双方向通信を容易にするために、トランシーバ局３２０は、並列スペクトラム拡散信号３４０をトランシーバ局３１０に送信する。当業者は、並列スペクトラム拡散信号３３０および３４０は、セルラ電話サービス網や個人通信サービス（「ＰＣＳ」）ネットワークなどの無線ネットワーク（図示せず）を介してさらに送信されることができることを認識されよう。例えば、トランシーバ局３１０とトランシーバ局３２０は、１つのセルラネットワークの同じセルにあっても、異なるセルにあってもよく、または２つの異なるネットワークのセルにあってもよい。セルラネットワークは、個々のセルでそれぞれが動作する１つまたは複数の基地局と、携帯電話交換局（「ＭＴＳＯ」）と称される中央局を備えることができる。各基地局は、並列スペクトラム拡散信号３３０および３４０を中継してセルラネットワークがトランシーバ局３１０および／またはトランシーバ局２３０と通信できるようにする１つまたは複数の送信機および／または受信機を備えることができる。そのような実施形態では、ＭＴＳＯは、地上の電話システムおよび他のセルラネットワークへのすべての電話接続を処理し、特定の地域内のすべての基地局を制御する。並列スペクトラム拡散信号３３０および３４０は、基地局またはＭＴＳＯで、地上通信システムまたは他のセルラネットワークに必要とされるフォーマットに応じて、必要に応じて異なる形でフォーマットされた信号に変換されることができる。
【００２９】
信号３３０および３４０は、これらに限定しないが、ＰＣＳおよび移動通信の為のグローバルシステム(ＧＳＭ)のデバイスを含むセルラ通信デバイス、民間および軍事用途の両方を含む無線制御デバイス、衛星通信システム、および深宇宙無線通信システムに適したチャネルなどの無線周波（ＲＦ）チャネルで搬送されることが好ましい。
【００３０】
本発明の好ましい実施形態では、２００３年６月１７日に出願された同時係属の米国特許出願第１０／４６２，６９７号「System and Method for Single-Point to Fixed Multipoint Data Communication」に記載されるように、トランシーバ局３１０および３２０は、固定された無線通信システムでそれぞれ基地局とリモート局の役割を果たす。そのような実施形態では、並列スペクトラム拡散信号３３０および３４０は、ｉＰＭＡ（インターネットプロトコル多元接続）通信手順(Methodology)を介して、パケット化された音声とデータを搬送するために用いられる。複数のリモート局（図示せず）が用いられて基地局と通信してもよい。基地局は、遠隔通信会社（Ｔｅｌｃｏ）ネットワークおよび／またはＩＳＰ（インターネットサービスプロバイダ）ネットワークとのインタフェースをとることが好ましい。
【００３１】
並列スペクトラム拡散信号３３０は、図４に示すプロセス４００に従って生成される。本発明の一実施形態では、送信局３１０は、１次符号化方式でデジタルデータ信号を符号化する（ステップ４１０）。１次符号化方式は、長さが２ｎの直交Ｗａｌｓｈ関数などの直交符号を用い、その生成は、当業者には自明である。例えば、１次符号は、４ビット、８ビット、または１６ビットのＷａｌｓｈ符号である。２次符号で２次符号化が行われ（ステップ４２０）て、１次符号化データを拡散する。２次符号は、例えば、Ｍ系列、Ｂａｒｋｅｒ、Ｇｏｌｄ、嵩など、任意のタイプの偶数次の符号でよいが、好ましくはＰＮ系列である。２次符号は、２次系列が１次系列の長さの整数倍であることを要件として、１次系列全体またはその一部分にわたって同期して乗算される。例えば、１次符号が８ビットのＷａｌｓｈ符号である場合は、２次符号は、８の整数倍、例えば１６、２４、３２、４８、６４ビット等のＰＮ系列でなければならない。２次符号化が完了すると、信号が変調され（ステップ４３０）、受信局３２０に送信される（ステップ４４０）。
【００３２】
図５に、本発明のこの好ましい実施形態による、並列スペクトラム拡散信号３３０を受信するプロセス５００を示す。初めに、並列スペクトラム拡散信号３３０が受信局３２０に受信される（ステップ５１０）。並列スペクトラム拡散信号３３０は、デジタル化され（ステップ５２０）、次いで、送信局３１０で使用される２次系列に対応する、記憶された２次系列を使用して逆拡散される（ステップ５３０）。逆拡散が完了すると、信号が復調され（ステップ５４０）、次いで、送信局３１０で用いられる方式と同じ方式を使用して復号される（ステップ５５０）。
【００３３】
この実施形態では、８ビットのＷａｌｓｈ符号が１次系列として使用され、４８ビットのＰＮ系列が２次系列として使用される場合には、最高で２７ｄＢの潜在的な処理利得（以下の詳細が具体的に示すように）が達成されることができる。より長い１次符号および／または２次符号を使用することにより、より高いレベルの処理利得を達成することができる。しかし、受信局３２０の電子機器の複雑さのレベルが符号の長さに直接比例し、そのため、長い符号の実際的な適用を制限する可能性がある。比較上、従来のＤＳＳＳシステムで２７ｄＢの処理利得を達成するには５０２ビットの拡散符号が必要となり、これは、現在の技術を用いる高データレートの応用例には極めて非実際的である。
【００３４】
図６（ａ）に、同一出願人による米国特許出願第１０／０７５，３６７号に開示される並列拡散されたデータの信号図６００を示す。図に示すように、８ビットの直交符号６１０が４８ビットの並列ＰＮ系列６２０で拡散されて、その結果並列スペクトラム拡散データ信号６３０が生成される。先に述べたように、並列系列は、直交符号の選択された長さの整数倍である。各データシンボル６４０は、並列拡散系列の６ビット６５０で拡散され、その結果７．７８ｄＢ（１０log６）の潜在的な処理利得が得られる。適切な直交系列と並列ＰＮ系列が選択されると、それらは、１回の通信セッションの継続時間にわたって固定される。ＣＤＭＡ通信は、各受信機に異なる直交ＰＮ系列が割り当てられるときに達成されることができる。
【００３５】
本発明の一実施形態では、各Ｗａｌｓｈ符号が等分割され、各部分が並列ＰＮ系列６２０で拡散される。図６（ｂ）を参照すると、この実施形態による並列拡散データの信号図６６０が示される。図示するように、Ｗａｌｓｈ符号６１０の最初の２ビット部分６７０が、４８ビットの並列ＰＮ系列６２０で拡散されて、その結果並列スペクトラム拡散データ信号６８０が得られる。各データシンボル６４０は、並列拡散系列の６ビット６５０で拡散される。基本的に、ＰＮ系列６２０の４つの６ビット部分が、Ｗａｌｓｈ符号バイト６１０入力の各ビットに使用される。Ｗａｌｓｈ符号６１０の連続した２ビット部分も、４８ビットの並列ＰＮ系列６２０で拡散される。２ビット部分６７０の使用は例示的なものに過ぎず、８ビットのＷａｌｓｈ符号の１ビット部分または４ビット部分を使用することができる。上記のように２ビット部分６７０を使用すると、１次符号の処理利得９ｄＢと、符号化の利得１．６ｄＢと、２次の処理利得（１０log２４）１３．８ｄＢとの合計である２４．４ｄＢの潜在的な処理利得が得られる。１ビット部分の使用により、約２７ｄＢの潜在的な処理利得が生じる。音声通信に十分なデータレートを維持するために、下記で述べるように、ＤＰＳＫの代わりにＱＡＭ（直交振幅変調）が用いられることが好ましい。
【００３６】
基本的に、複数のデータバイトまたはその一部にわたって大きな並列拡散系列が使用される。利用される拡散系列は、例えばＭ系列、Ｂａｒｋｅｒ、Ｇｏｌｄ、嵩、あるいは任意タイプのＰＮ系列である。本発明による並列拡散では、受信機でのデータ復元を平易にするために、送信経路でデータストリームの差分符号化を利用することができる。この並列拡散方式がＭ−ａｒｙ変調リンクに適用される場合は、異なるＰＮ系列を使用してＩ（同相）チャネルとＱ（直交位相）チャネルの両方が拡散されて、チャネルのセキュリティを強化することができる。
【００３７】
Ｍ−ａｒｙ変調システムは、バイナリシステムに比べて、１回の送信信号の遷移（シンボル）につき送信する情報が多い。Ｍ個の可能性の１つを選択するにはｌｏｇ２（Ｍ）ビットが必要となるので、各波形は、ｌｏｇ２（Ｍ）ビットの情報を伝達する。各送信波形は、ｌｏｇ２（Ｍ）ビットのシンボルに相当する。Ｍ−ａｒｙ方式の例を表１に示す。
【表１】
2007524267.tif 000003
【００３８】
１次データのＷａｌｓｈ符号化は、初期の拡散と符号化の利得を提供する。８ビットのＷａｌｓｈ符号器は、９ｄＢの潜在的な処理利得と１．６ｄＢの符号化利得を提供する。リンクは、ｉＰＭＡなどの高機能プロトコルを用いることが好ましく、データは、パケット形式で伝達される。プリアンブルは、受信機での取得を初期化するために送信の開始を知らせる。本発明の一実施形態では、初めプリアンブルにＤＢＰＳＫ（差分２相位相シフトキーイング）変調が利用され、その後に続くデータパケット送信にはＤＱＰＳＫが利用される。差分とは、データが離散的な位相シフトΔθの形で送信され、位相の基準は、１つ前に送信された信号の位相であることを意味する。この方法は、絶対的な位相基準が必要とされないので、復調プロセスの複雑性を低減する。
【００３９】
図７に、本発明の一実施形態による、単一のチャネルを備える並列スペクトラム拡散システム７００を示す。着信データ７７２は、スクランブラ７１０によってスクランブルされて、スペクトル的に白色化され、データからＤＣオフセットを取り除く。本発明のこの実施形態では、直交Ｗａｌｓｈ関数が使用されてＷａｌｓｈ符号器７２０でデータストリームを符号化および拡散する。その結果得られるデータは、４ビットのニブルに区分され、３ビットが振幅を定義し、残りのビットが正負符号を表す。振幅のビットは、８つのＷａｌｓｈ符号の１つを識別し、正負符号ビットは、真のＷａｌｓｈ符号が選択されるか、反転されたＷａｌｓｈ符号が選択されるかを定義する。これは、拡散と符号化の両方の形でシステム処理利得をもたらす。拡散の利得は９ｄＢ（１０log８）であり、一方、極めて直交したＷａｌｓｈ関数の使用は、１．６ｄＢの符号化利得をもたらす。したがって、Ｗａｌｓｈ符号の使用は、１０．６ｄＢの実効システム利得をもたらす。ただし、Ｉ（同相）チャネルおよびＱ（直交位相）チャネルを利用する代替のデジタル変調方式を本発明とともに用いることができる。
【００４０】
Ｍ−ａｒｙの２直交キーイング（「ＭＢＯＫ」）変調は、直交符号を使用してデータがブロック符号化される技術であり、２相（「ＢＭＢＯＫ」）フォーマットまたは４相（「ＱＭＢＯＫ」）フォーマットで実施されることができる。この技術は、受信機でのＦＥＣアルゴリズムの実装によって、リンクビット誤り率（「ＢＥＲ」）の性能を向上させる符号化利得を生じさせる。したがって、ＭＢＯＫ変調はＢＰＳＫより効率的であり、例えば、Ｅｂ／ＮＯは、ｌｅ１０−５のＢＥＲにおける９．６ｄＢに対して８ｄＢである。
【００４１】
Ｗａｌｓｈ符号化は、上記で明らかにした利点と効果とともにこの好ましい実施形態の一部として実施されることができるが、代替実施形態では、Ｗａｌｓｈ符号化を回避して、並列拡散から追加的な処理利得を直接得られることに留意されたい。Ｗａｌｓｈ符号化は、符号の直交性と、達成することができるＦＥＣ特性のために好ましい。Ｗａｌｓｈ符号は、ゼロの位相オフセットすなわち完全な同期がある時のみに、ゼロの相互相関を示す。オフセットされると、Ｗａｌｓｈ符号は、ＰＮ系列よりもはるかに大きい相互相関値と、はるかに悪い自己相関を示す。したがって、重畳された並列ＰＮ拡散系列が使用されて、受信機でＷａｌｓｈ系列をコヒーレントに復号するために必要な位相とタイミングの情報を抽出する。受信機における初期の取得を達成するために、符号化されないプリアンブルが初めに送信される。プリアンブル生成器７４０は、差分符号器７３０におけるＷａｌｓｈ符号化のためのプリアンブルとデータ制御信号７７４を生成し、制御信号７７４は、メディアアクセスコントローラ（「ＭＡＣ」）（図示せず）に送信されて、ホストシステムと無線セクション間のデータの流れを制御する。
【００４２】
データストリームの差分符号化は、復調プロセスにおける位相判定の必要性を簡素化するために行われる。差分符号器７３０は、１つ前のシンボルを、現在のシンボルの決定を判定するための位相基準として利用する。これは、コヒーレントな検出システムで一定の位相基準を送信する前提条件を不要にする。ＢＰＳＫ変調のための差分符号化は、単に現在のシンボル値と１つ前のシンボル値の排他的論理和を取ることによって実現される。しかし、ＱＰＳＫの差分符号化は、表２に示すように１６個の可能な状態があるため、より複雑である。
【００４３】
図８に、本発明の一実施形態によるＱＰＳＫ差分符号器回路８００を示す。ハードウェアは、２ビット加算器８３０に接続された４組の２入力のＸＯＲゲート８１０および８２０を含む。回路８００の動作は、当業者には明らかであろう。
【表２】
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【００４４】
再度図７を参照すると、データバッファ７５０は、並列拡散前のデータバイトを保持し、データとＰＮ系列を確実に同期できるようにする。例えば、Ｗａｌｓｈ符号器７２０は、シンクロナイザ７３２に同期パルスを提供する。Ｗａｌｓｈ符号とＰＮ系列が時間的に一致することを保証するために、シンクロナイザ７３２は、データバッファ７５０、ＰＮ系列生成器７６０、および並列拡散器７７０にタイミング情報を提供する。ＰＮ生成器７６０は、短いＰＮ系列から非常に長いＰＮ系列まで生成するようにプログラムされる。ＰＮ系列は、１つのデータシンボルにつき複数のＰＮビットで、並列拡散器７７０を介して並列にデータを拡散する。出力データストリーム７７６は、ＢＰＳＫやＱＰＳＫなどのデジタル変調方式を用いて変調される。
【００４５】
図９（ａ）および図１０に、本発明の一実施形態による並列スペクトラム拡散システム（受信機）９００の主要構成要素を示す。図９（ａ）は、ＤＰＳＫが変調方式である、Ｉチャネル９０２とＱチャネル９０４の両方を示す。図１０は、ＦＥＣとともにＷａｌｓｈ符号の相関および復号回路１０００を示し、図を見やすくするために、Ｉ（同相）チャネルのみが示されるが、他のチャネルが使用されてよい。回路１０００の動作は、当業者には自明であろう。
【００４６】
図９（ａ）を参照すると、受信機９００は、本発明の一実施形態により、並列拡散された系列を逆拡散する。具体的には、ＩＦ信号がベースバンドにダウンコンバートされ、２組の４ビット精度アナログデジタル変換器（「ＡＤＣ」）９１０でデジタル化される。最大チップレートの４倍のサンプリングレートが利用されることが好ましい。搬送波追跡デジタル位相ロックループ（「ＰＬＬ」）あるいは搬送波位相回復ループが、搬送波位相検出器９３０、リード（ｌｅａｄ）／ラグ（ｌａｇ）フィルタ９４０、および数値制御発振器（「ＮＣＯ」）９５０によって提供され、ＮＣＯ９５０の出力は、複素乗算器９２０に供給される。
【００４７】
受信機９００における最適なデータ検出には、フェージングや大きな搬送波オフセット等で劣化するチャネル上でデータ検出が継続することができるようにするために、受信機信号のパラメータが送信機の対応する信号パラメータと同期することが必要となる。搬送波周波数誤りは、大半の場合、伝播チャネルの影響および／または送信機／受信機回路に起因する。受信されるＩチャネルおよびＱチャネルの信号は、通例、送信機と受信機９００の間の不一致周波数と同期化されていない位相の結果生じる、周波数誤りと位相誤りを受ける。ＤＰＬＬの目的は、ＲＦのダウンコンバートプロセスにおける許容差が起因とされる搬送波オフセットを解消し、それにより受信機９００の周波数及び位相を合わせることである。図９（ｂ）に、本発明の一実施形態による、ＤＢＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ変調のために実施される受信機９００搬送波位相回復ループの詳細を示す。このループの働きは、当業者には明らかであろう。ＩおよびＱの入力信号は、搬送波位相検出器９３０およびリード／ラグフィルタ９４０に渡され、フィルタ９４０は、位相補正係数を作成するためにＮＣＯ９５０によって使用される誤差信号(error signals)を生成する。詳細には、ＡＤＣ９１０からのデジタル化されたＩおよびＱチャネルデータは、複素乗算９２０で、それぞれＮＣＯ９５０の余弦出力と正弦出力と混合される。ＮＣＯは、正弦波波形または他の波形に対応するデジタルサンプル値を生成する発振器である。搬送波位相回復ループは、常にＩ値およびＱ値を調整することにより搬送波オフセットを正しく補償し、それによりＰＮ整合フィルタ相関器９６０にデータサンプルが取り込まれる前に位相を合わせ、同期させる。
【００４８】
ＰＮ整合フィルタ９６０は、一意にプログラムすることが可能な、多段逐次(serial)スライディング相関器を備える。動作の際、ＰＮ整合フィルタ９６０は、入力と、プログラムされたＰＮ最大系列との相互相関を計算する。相関ピークを利用して並列累算、積分、およびダンプのシーケンスを初期化し、このシーケンスは、マルチバイトサンプルとバイトのタイミング情報の両方を抽出する。ＰＮ整合フィルタ９６０の各ビット累算器からの積は、並列に相関およびシンボル追跡プロセッサ９７０に供給され、各ビットの相関が確認され、抽出されたデータサンプルからシンボルタイミング情報が抽出される。相関は、式Ｍａｘ［ＡＢＳ（Ｉ）＊ＡＢＳ（Ｑ）］＋１／２Ｍｉｎ［ＡＢＳ（Ｉ）＊ＡＢＳ（Ｑ）］で近似されるＩチャネルとＱチャネルの相関の和の合計の大きさを計算することによって実現される。計算された値が使用されて、マルチバイト追跡基準クロック信号を生成する。
【００４９】
プログラム可能な閾値とインテリジェントな追跡が実施されて、偽の検出を無視し、欠落した相関パルスを自動的に挿入する。このマルチバイト検出パルスは、シンボル追跡プロセスのための基準をなすシンボル相関電力の大きさを計算することによりシンボルタイミングを抽出する並列相関を初期化する。抽出された逆拡散シンボルサンプルは、シンボル追跡プロセッサからの相関タイミング情報とともに、ＤＰＳＫ復調器９８０に転送される。
【００５０】
ＤＰＳＫ復調は、現在の並列相関プロセスおよび１つ前の並列相関プロセスからの逆拡散情報を使用して各シンボルの「ドット」積および「クロス」積を計算することにより、各シンボルに対して行われる。ＢＰＳＫ変調の場合は、「ドット」積のみで、連続したサンプル間の位相シフトを判定することができる。ＱＰＳＫ変調の場合は、位相シフトを判定するために「ドット」積と「クロス」積の両方が必要である。数学的には、ドット積とクロス積は次によって得られる。
【００５１】
ｄｏｔ（ｋ）＝ＩＫ・ＩＫ−１＋ＱＫ・ＱＫ−１      および
ｃｒｏｓｓ（ｋ）＝ＱＫ・ＩＫ−１−ＩＫ・ＱＫ−１
ＩとＱは、現在のシンボルＫと１つ前のシンボルＫ−１についての同相サンプルと直交位相サンプルである。複素平面でこれらの積を調べると、この方法は、表２に示す形式で差分符号化されたＱＰＳＫ信号を正しく復調することが明らかになる。
【００５２】
本発明の一実施形態による差分ＰＳＫ復調器１１００のハードウェア実装を図１１に示す。復調器１１００の動作は、当業者には明らかであろう。
【００５３】
ドット積とクロス積は、初期ＤＰＬＬ機能のための追加的な誤差信号を生成するためにも利用することができる。この自動周波数制御（「ＡＦＣ」）誤差信号は、ＰＳＫ変調によるシンボル間の推定位相増分を訂正した後に、現在のシンボルと１つ前のシンボルとの位相の差の正弦を反映する。数学的解析により、ドット積とクロス積を使用して適用することができる近接した近似が得られる。式は、それぞれＢＰＳＫ変調方式とＱＰＳＫ変調方式について、
ＡＦＣ＿ＥｒｒｏｒＢＰＳＫ＝Ｃｒｏｓｓ・Ｓｉｇｎ［Ｄｏｔ］および
ＡＦＣ＿ＥｒｒｏｒＱＰＳＫ＝（Ｃｒｏｓｓ・Ｓｉｇｎ［Ｄｏｔ］）−（Ｄｏｔ・Ｓｉｇｎ［Ｃｒｏｓｓ］）
であり、各並列処理チャネルからの誤差信号は、組み合わされ、平均されてからループフィルタを通じてＮＣＯに供給される。この機能は、基本的に、小さな周波数誤差を除去し、したがって最適な受信機パフォーマンスを保証する。
【００５４】
復元されたＩデータとＱデータは、並列／直列変換器にラッチされる。本発明の別の実施形態では、既存のＷａｌｓｈ復号器とのインタフェースに対応するために追加的な信号処理が必要となる場合がある。データサンプルは、図１２に示すように、並列Ｉバス１２０２とＱバス１２０４で、デュアルチャネル並列スペクトラム拡散システム１２００のＷａｌｓｈ符号ＦＥＣ１２１０に出力される。
【００５５】
Ｗａｌｓｈ相関、復調、およびＦＥＣプロセスは、並列逆拡散部に依存して、搬送波周波数と位相のオフセットを正しく除去する。並列逆拡散部からのシンボルタイミングプロセッサは、Ｗａｌｓｈ符号系列をコヒーレントに相関し、復号するために必要とされる位相基準も提供する。
【００５６】
ＦＥＣプロセッサ１２１０は、Ｉデータバス１２０２とＱデータバス１２０４を調べ、受信されたバイトを１６個の可能なバイトパターンの１つと比較する。インテリジェントな処理が使用されて、受信されたＩシンボルおよびＱシンボル中のビット誤りを訂正する。ＦＥＣ１２１０は、Ｗａｌｓｈ復号器１２２０と連携して動作して最適なパフォーマンスを保証する。Ｗａｌｓｈ符号の直交性は、そのＦＥＣ特性を高め、したがってリンクにわたってＢＥＲを可能な限り抑える。
【００５７】
ＦＥＣプロセスからの出力は、ＩチャネルおよびＱチャネルそれぞれに８個ずつの１６個の相関器群（すべては図示せず）に適用され、相関器は、対応するＷａｌｓｈ符号で入力を乗算し、そのバイト期間にわたって累算、積分、およびダンプする。Ｉチャネルの「最大値ピッカー(biggest picker)」１２３０とＱチャネルの「最大値ピッカー」１２３５が、それぞれの８つの相関器からの相関ピークを分析し、判定されたＷａｌｓｈ符号についての対応するデータを正負符号訂正およびデータ逐次化１２４０に出力する。Ｗａｌｓｈ復号情報は、ＦＥＣプロセッサ１２１０に送り返されて、Ｗａｌｓｈ復号器とＦＥＣプロセスを確認する。プロセス間で不整合があると、入力サンプルの２次的な再処理が行われる。このプロセスが失敗すると、誤り信号が生成され、その誤り信号がリンクプロトコルとともに利用されて再送信アルゴリズムを初期化することができる。Ｗａｌｓｈ符合の復号が成功すると、ＩデータとＱデータが決定され、１つの信号データストリームに組み合わせられる。
【００５８】
多項式割算を使用してデータストリームはデスクランブルされ、データ・デスクランブルラおよびＣＲＣ検出１２５０によって巡回冗長検査（「ＣＲＣ」）がデータパケットに行われる。次いで、データは、ＭＡＣに順次出力されて受信機動作が完了する。
【００５９】
最もクリティカルな処理領域は、受信機における並列処理の要件に関連する。ＰＮの取得からデータ復元までの典型的な処理サイクルは、０．４×Ｑで実施されるべきであり、Ｑは、取得時間に等しい。図に示す４８ビットの並列拡散の例を利用するＥ１データストリームに対しては、受信機の処理全体は１．５マイクロ秒以内に必要とされる。
【００６０】
受信機９００におけるＲＦ信号電力は、受信される送信信号電力と受信機の場所によって大きく異なる可能性がある。本発明の好ましい実施形態では、受信機で処理される信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）ループを使用して所定の値に調整される。図１３を参照すると、本発明の一実施形態によるＡＧＣループ１３００のブロック図を示す。典型的な応用例では、受信機９００への入力ＲＦ信号は、通例、４００ｍＶのピークトゥーピーク（Ｐ−Ｐ）から８００ｍＶのＰ−Ｐの範囲で変動する。ＡＧＣループ１３００が受信機９００で実施されて、この変動を補正し、一定の信号を維持することができる。詳細には、ＡＧＣループ１３００は、振幅検出器１３１０、ループフィルタ１３２０、基準信号生成器１３３０、最小二乗平均利得更新回路１３４０を備える。振幅検出器１３１０は、それぞれＩチャネルとＱチャネルの入力振幅ＩおよびＱ，ｙ（ｋ）の大きさを計算し、これは、Ｉ２＋Ｑ２の平方根に等しい。デジタル実装では、その近似バージョンが用いられ、それはＭａｘ（｜Ｉ｜，｜Ｑ｜）＋１／２Ｍｉｎ（｜Ｉ｜，｜Ｑ｜）に等しい。ループフィルタ１３３２は、振幅検出器１３１０の出力の変動を平滑化する２次のローパスフィルタを実施する。ループフィルタ１３３２の出力から、基準信号生成器１３３０から得られる基準信号を減算することにより、誤差信号が計算される。基準信号の振幅は、ＡＧＣループ１３００の出力で要求される所定の信号レベルに設定される。
【００６１】
最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムに基づく利得ベクトル回路１３４０が使用されて、入力信号を調整するための利得ベクトルを更新する。利得ベクトルは、ＬＭＳアルゴリズムに基づき、このアルゴリズムは、式
ｇ（ｋ＋１）＝ｇ（ｋ）・［１＋μ・ｅ（ｋ）］
を使用し、ｅ（ｋ）は、基準信号と振幅ｙ（ｋ）との差であり、μは追跡係数の速度であり、通例は０．００１の値に設定される。ループフィルタ１３２０からの出力ｙ（ｋ）が増す場合は、ｅ（ｋ）が減り、その結果ｇ（ｋ）がＩおよびＱの信号振幅を増大させる。ｙ（ｋ）が下がると、ｙ（ｋ）が上がり、その結果ｇ（ｋ）がＩおよびＱの信号振幅を下げる。そのような実施は、最高で１６ｄＢの利得をもたらす。
【００６２】
本発明の一実施形態では、２次拡散符号は、３つの１６ビットのＷａｌｓｈ符号からなる４８ビットのＰＮ系列であり、ＣＤＭＡ用途のための符号系列を作成するための基盤の役割を果たす。本発明の一実施形態では、１Ｆ３５、ＡＣＦ８、１Ｆ２８（１６進数）が３つの１６ビットＷａｌｓｈ符号として用いられる。当業者は、これらの符号は例示的なものに過ぎず、３つの１６ビットＷａｌｓｈ符号として他の１６ビットＷａｌｓｈ符号が用いられてよいことを認識されよう。図１４に、特定のグループＡ〜Ｈに編成された、それぞれ「１」、「２」、「３」と称する、３つの１６ビットＷａｌｓｈ符号１Ｆ３５、ＡＣＦ８、１Ｆ２８から得られる可能な符号系列を示し、これらの系列は、「１２３」の順序から入れ換えられるすべての可能な置換に基づく。符号識別子の上の線は、反転された符号を表す。例えば、上に線がついた「３」は、１Ｆ２８の反転、すなわちＥ０ＣＡを表す。符合識別子の前にある負符号は、順序を逆にした符号を表す。例えば「−３」は、１Ｆ２８の逆、すなわちＡＣＦ８を表す。それらの導出された系列から、表３に上げる１０対の符号（符号の対の各符号は、図１４に示すグループを指す文字と行で与えられる）は、符号と符号の間が３０ｄＢ以上の距離間隔を持っており、トランシーバ３１０および３２０で同時に使用してそれらの符号から適切な直交性を実現することができることが判明している。
【００６３】
本発明は、Ｗａｌｓｈ符号の直交性と、ＰＮ系列の精密な(close)相関特性とを組み合わせて、ポイントツーポイントまたはポイントツーマルチポイントの通信リンクで実施されることができる堅牢な通信技術を生み出す、新規の並列スペクトラム拡散システムおよび方法である。ネットワーク内で独立した並列拡散系列を割り振ってＣＤＭＡを実施することができる。本発明の一実施形態では、並列拡散は、Ｗａｌｓｈ符号器をプログラムすることができ、並列拡散符号の長さを変えることができる点で動的である。ユーザは、割り当てられた帯域幅内で固定されたデータレートについて最大の処理利得を決定することができる。
【表３】
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【００６４】
前述の説明と図で説明する例は、８ビットのＷａｌｓｈ符号器と４８ビットのＰＮ系列を利用して、１８．４ｄＢ（９＋１．６＋７．８）のシステム処理利得を達成し、この利得は、可能性としては、従来のリンクに比べてＰＳＳリンクの有功範囲を８の倍数だけ増大させる。本発明の代替実施形態は、異なるサイズのＷａｌｓｈ符号器とＰＮ系列を備えることができる。取得の速度を最大に高め、設計の複雑性を可能な限り小さくするために、より短い長さの符号を使用することが好ましい。
【００６５】
本発明の別の実施形態では、さらに階層化された拡散系列を実施して、処理利得とＣＤＭＡ特性を高めることができる。例えば、２次拡散系列に加えて、１次符号化系列及び２次系列と同時に第３の系列が使用されてよい。
【００６６】
本発明の別の実施形態では、コヒーレントな復調を使用して差分符号化の必要性をなくす。代替実施形態では、ＱＡＭベース、または符号化直交周波数分割多重化技術が変調方式として用いられる。
【００６７】
いくつかの好ましい実施形態を参照して本発明を詳細に図示し、説明したが、 当業者には、頭記の特許請求の範囲に定義される本発明の主旨および範囲から逸脱せずに、形態と詳細事項の各種変更を加えてよいことが理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】従来の直接拡散スペクトラム拡散技術を説明する図である。
【図２】図２Ａから２Ｄは、従来の直接拡散スペクトラム拡散通信システムの周波数スペクトルを説明する図である。
【図３】本発明の一実施形態による並列スペクトラム拡散通信システムを説明する図である。
【図４】本発明の一実施形態による並列スペクトラム拡散信号を送信するプロセスの図である。
【図５】本発明の一実施形態による並列スペクトラム拡散信号を受信するプロセスの図である。
【図６】図６（ａ）は、本発明の一実施形態によるデータの並列拡散の信号図であり、図６（ｂ）は、本発明の別の実施形態によるデータの並列拡散の信号図である。
【図７】本発明の一実施形態による単一チャネルの並列スペクトラム拡散送信機システムの図である。
【図８】本発明の一実施形態によるＱＰＳＫ差分符号器のハードウェア構成要素図である。
【図９】図９（ａ）および９（ｂ）は、本発明の一実施形態による並列スペクトラム拡散受信機システムの図である。
【図１０】本発明の一実施形態によるＷａｌｓｈ符号の相関および復号回路を示す図である。
【図１１】本発明の一実施形態による差分ＰＳＫ復号器のハードウェア構成要素図である。
【図１２】本発明の一実施形態による２重チャネルの並列拡散システムの図である。
【図１３】本発明の一実施形態による自動利得制御システムの図である。
【図１４】本発明の一実施形態による、３つの例示的１６ビットＷａｌｓｈ符号から得られる可能な６４ビット符号系列を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【国際調査報告】
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