(57)【要約】【解決手段】通信システム１０１は、送信デバイス１０２と受信デバイス１１４とを備える。送信デバイス１０２は、少なくともＴ個の送信アンテナ１１６と、時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルＸの各々を拡散１１０してＴ個の時間シーケンスのチップ（ｘ１，ｘ２，ｘ３＝Ｘ）を生成し、Ｔ個の送信アンテナ１１６の各々からＴ個の時間シーケンスのチップＸを送信する手段とを備える。受信デバイス１１４は、少なくともＲ個の受信アンテナ１１８と、Ｒ個の受信アンテナ１１８の各々において送信デバイス１０２から受信されたＲ個の時間シーケンスのチップ（ｙ１，ｙ２，ｙ３＝Ｙ）を逆拡散（１２０）し、Ｒ個の受信シンボルｚを生成する手段と、Ｒ個の受信シンボルｚを処理（１１６−１）して、送信デバイス１０２で拡散されたＴ個のシンボルＸの推定値を生成する手段とを備える。【選択図】      図４
2007522687.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくともＴ個の送信アンテナを持つ送信デバイスと、少なくともＲ個の受信アンテナを持つ受信デバイスとを備えた通信システムにおいて使用するための通信方法であって、
時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルの各々を拡散し、Ｔ個の時間シーケンスのチップを生成することと、
前記送信デバイスのＴ個の送信アンテナのそれぞれから、前記Ｔ個の時間シーケンスのチップを送信することと、
前記受信デバイスのＲ個の受信アンテナのそれぞれにおいて、前記送信デバイスから受信したＲ個の時間シーケンスのチップの各々を逆拡散して、Ｒ個の受信シンボルを生成することと、
前記Ｒ個の受信シンボルを処理し、前記送信デバイスにおいて拡散されたＴ個のシンボルの推定値を生成することと
を備える。
【請求項２】
請求項１に記載の通信方法において、前記Ｔ個のシンボルがそれぞれ拡散され、前記Ｒ個の時間シーケンスのチップがそれぞれ同一のユーザ特有拡散コードに基づいて逆拡散され、前記通信システムの各ユーザには、異なる拡散コードが割り当てられる。
【請求項３】
請求項２に記載の通信方法において、各ユーザに割り当てられた前記拡散コードは、直交拡散コードである。
【請求項４】
請求項１又は請求項２又は請求項３に記載の通信方法において、前記Ｔ個の時間シーケンスのチップは、送信前にサブキャリアに変調される。
【請求項５】
請求項４に記載の通信方法において、前記サブキャリアは、直交周波数分割多重通信（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）スキームにおけるサブキャリアである。
【請求項６】
請求項１乃至５のうち何れか１項に記載の通信方法において、前記通信システムは、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ：Multiple Input Multiple Output）システムである。
【請求項７】
請求項６に記載の通信方法において、前記Ｒ個の受信シンボルは、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）検出器を用いて処理される。
【請求項８】
請求項６又は請求項７に記載の通信方法において、前記Ｔ個のシンボルは、前記Ｔ個の送信アンテナから送信されるために、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）エンコーダによって生成されたＭＩＭＯ符号化シンボルである。
【請求項９】
請求項１乃至８のうち何れか１項に記載の通信方法において、前記Ｒ個の受信シンボルは、非線形推定技術を用いて処理される。
【請求項１０】
請求項９に記載の通信方法において、前記Ｒ個の受信シンボルは、事後確率（A Posteriori Probability）技術を用いて処理される。
【請求項１１】
請求項１乃至８のうち何れか１項に記載の通信方法において、前記Ｒ個の受信シンボルは、線形推定技術を用いて処理される。
【請求項１２】
送信デバイスと受信デバイスとを備えた通信システムであって、
前記送信デバイスは、少なくともＴ個の送信アンテナと、時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルの各々を拡散してＴ個の時間シーケンスのチップを生成し、前記Ｔ個の送信アンテナから前記Ｔ個の時間シーケンスのチップをそれぞれ送信する手段とを備え、
前記受信デバイスは、少なくともＲ個の受信アンテナと、前記Ｒ個の受信アンテナにおいてそれぞれ前記送信デバイスから受信したＲ個の時間シーケンスのチップの各々を逆拡散してＲ個の受信シンボルを生成する手段と、前記Ｒ個の受信シンボルを処理して、前記送信デバイスにおいて拡散された前記Ｔ個のシンボルの推定値を生成する手段とを備える。
【請求項１３】
少なくともＴ個の送信アンテナを持ち、時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルの各々を拡散してＴ個の時間シーケンスのチップを生成し、前記Ｔ個の時間シーケンスのチップを前記Ｔ個の送信アンテナからそれぞれ送信するように動作する送信デバイスを備えた通信システムにおいて、少なくともＲ個の受信アンテナを持つ受信デバイスによって使用される通信方法であって、前記方法は、
前記受信デバイスの前記Ｒ個の受信アンテナにおいてそれぞれ前記送信デバイスから受信されたＲ個の時間シーケンスのチップのそれぞれを逆拡散し、Ｒ個の受信シンボルを生成することと、
前記Ｒ個の受信シンボルを処理して、前記送信デバイスにおいて拡散された前記Ｔ個のシンボルの推定値を生成することと
を備える。
【請求項１４】
少なくともＴ個の送信アンテナを持ち、時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルの各々を拡散してＴ個の時間シーケンスのチップを生成し、前記Ｔ個の送信アンテナそれぞれから前記Ｔ個の時間シーケンスのチップを送信するように動作する送信デバイスを備えた通信システム内で使用される通信デバイスであって、前記通信デバイスは、
少なくともＲ個の受信アンテナと、前記Ｒ個の受信アンテナそれぞれにおいて前記送信デバイスから受信されたＲ個の時間シーケンスのチップの各々を逆拡散してＲ個の受信シンボルを生成する手段と、前記Ｒ個の受信シンボルを処理して、前記送信デバイスにおいて拡散された前記Ｔ個のシンボルの推定値を生成する手段とを備える。
【請求項１５】
通信デバイス上で動作しているとき、前記デバイスに対して、請求項１３に記載した方法を実行させるオペレーティングプログラム。
【請求項１６】
通信デバイス上にロードされたとき、前記デバイスを、請求項１４に記載したものにさせるオペレーティングプログラム。
【請求項１７】
搬送媒体上で搬送される請求項１５又は１６に記載のオペレーティングプログラム。
【請求項１８】
請求項１７に記載のオペレーティングプログラムにおいて、前記搬送媒体は送信媒体である。
【請求項１９】
請求項１７に記載のオペレーティングプログラムにおいて、前記搬送媒体は記憶媒体である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信デバイスが複数の送信アンテナを備え、受信デバイスが複数の受信アンテナを備えた通信システムにおいて使用される通信方法に関する。本発明はまた、そのような方法を用いた通信システム及びデバイスに関する。本発明は、符号及び周波数分割多重通信スキームがそのような複数入力複数出力アーキテクチャに適用される特定のアプリケーションを備えている。
【背景技術】
【０００２】
典型的な無線ネットワークは、複数の移動端末を備えている。各移動端末は、このネットワークの基地局又はアクセスポイントと無線通信している。アクセスポイントは、例えば固定式のイーサネット（登録商標）タイプのネットワークのような他のネットワークへのリンクを持つ中央コントローラとも通信する。最近まで、特に無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）及びその他の移動通信環境でみうけられるようなマルチパス伝播の感知される有害な効果を緩和できるように、かなりの努力がシステム設計になされた。しかしながら、G.J. FoschiniとM.J. Gansとによって著された“On limits of wireless communications in a fading environment when using multiple antennas” Wireless Personal Communications vol. 6, no. 3, pp. 311-335, 1998（非特許文献１）では、送信機と受信機との両方において複数アンテナアーキテクチャを用いること（いわゆるmultiple-input multiple-output（ＭＩＭＯ）アーキテクチャ）によって、大幅に増大したチャネル容量が可能であることが示された。注目は、広帯域チャネル用の空間−時間符号化技術の採用にも注がれる。一般に、そのような符号化の検出のためのチャネル状態情報（ＣＳＩ：channel state information）は、トレーニングシーケンスを経由して取得され、結果として得られるＣＳＩ推定値は、その後、受信した信号とともに空間−時間でコーダに供給される。
【０００３】
複数の送信アンテナを持つ送信機が適用される通信リンクでは、異なる送信アンテナから受信された信号が互いに干渉するので、特有の問題が発生する。これは、いわゆるマルチストリーム干渉（ＭＳＩ：multi-stream interference）という結果になり、デコードの困難さをもたらす。しかしながら、この潜在的な利点は、そのような通信リンクのための大幅に増大したスループット（すなわち、高いビットレート）である。この種のＭＩＭＯ（Multiple-input Multiple-output）通信リンクでは、（行列チャネルへの）「入力」は、送信機の複数の送信アンテナによって与えられ、（行列チャネルからの）「出力」は、複数の受信アンテナによって与えられる。従って、各受信アンテナは、スクランブルが解除されねばならない全ての送信機の送信アンテナからの信号の結合を受信する。
【０００４】
添付図面の図１は、送信デバイス２と受信デバイス１４とを備えた典型的なＭＩＭＯ通信システム１を示す概要図である。送信デバイス２では、データソース４が、情報シンボルベクトルｄをＭＩＭＯエンコーダ８に与える。ＭＩＭＯエンコーダ８は、このシンボルベクトルｄを、Ｔ個の符号シンボルｘ１，ｘ２，・・・ｘＴとして符号化する。このＴ個の符号シンボルｘ１，ｘ２，・・・ｘＴは、送信シンボルベクトルＸとして表すことができる。この例では、Ｔは３である。このＴ個の符号シンボルｘ１，ｘ２，・・・ｘＴはその後、Ｔ個の送信アンテナ６からそれぞれ個別にかつ同時に送信される。ＭＩＭＯエンコーダ８の一例は、入力シンボルｄｉの出力シンボルｘｉへの直接マッピングによって見られる。
【０００５】
受信デバイス１４では、複数Ｒ個の受信アンテナ１８が、シンボルベクトルｙとして表される信号ｙ１，・・・・，ｙＲをそれぞれ受信する。狭帯域チャネルでは、送信デバイス２と受信デバイス１４との間のチャネル１２のチャネル条件は、Ｒ×Ｔチャネル応答行列Ｈ（Ｒ個の行と、Ｔ個の列とを持つ）として表される。この行列は、Ｒ次元ノイズベクトルｖによって表される受信機におけるノイズ寄与を伴っている。以下に示すモデルを用いる。
【数１】
2007522687.tif 000003
【０００６】
受信信号ｙはその後、チャネル応答行列Ｈの推定値とともにＭＩＭＯ検出器及びデコーダ１６に入力される。ＭＩＭＯ検出器１６におけるチャネル推定は、良く文書化された多くの方法で達成することができる。ＭＩＭＯ検出器１６へのこれら入力は、送信シンボルベクトルの推定値  
【数２】
2007522687.tif 000004
【０００７】
を形成するために使用されることができる。あるいは、情報シンボルベクトルｄの推定を直接的に形成する。上述された一例であるエンコーダに対応する一例であるＭＩＭＯ検出器１６は、Ｈ−１に等しい線形推定行列Ｗを生成するためのものである。これによって、送信シンボルベクトルの推定値  
【数３】
2007522687.tif 000005
【０００８】
は、以下のように与えられる。  
【数４】
2007522687.tif 000006
【０００９】
この送信シンボルベクトルの推定値  
【数５】
2007522687.tif 000007
【００１０】
は、その後、ＭＩＭＯエンコーダ８によって実施される符号化動作の逆を実行することによって、ＭＩＭＯデコーダ１６によってデコードされ、オリジナルの情報シンボルベクトルｄの推定値  
【数６】
2007522687.tif 000008
【００１１】
が生成される。この推定値  
【数７】
2007522687.tif 000009
【００１２】
はデータ宛先２２に渡される。
【００１３】
上述した例では、線形推定行列Ｗは、受信アレイに到着した複数の送信信号を効果的に分離する。非線形イコライザは、より最適であり、最尤（ＭＬ：maximum likelihood）又は最大事後確率（ＭＡＰ：maximum a posteriori probability）推定技術を適用する。
【００１４】
上述した例では、複数ユーザからのチャネル１２によるデータ送信は、ＭＩＭＯの空間多重通信と組み合わせた時分割多重通信を用いることによって取り扱うことができる。これによって、上述した動作のシーケンスが、１人のユーザに対して１つの時間フレームで実行され、次の時間フレームでは別のユーザに対して実行されるようになる。
【００１５】
チャネルが周波数選択の場合、これは、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重通信：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）技術を用いて取り扱うことができる。標準的なＯＦＤＭでは、多くの（例えばＮ個の）オーバラップトーン（又はサブキャリア）が存在する。ビットストリームは、オリジナルレートの１／Ｎの割合で、Ｎ個のパラレルデータストリームに分割される。各ストリームは、ユニークなトーンに変調され、その後、単一アンテナの送信のために、Ｎ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：inverse Fast Fourier Transform）の手段によって単一信号に結合される。トーンは、隣接するトーンと直交するので、干渉しない。ＩＦＦＴから出力されたＮ個のサンプルの各ブロックは、ＯＦＤＭシンボルとして知られている。固定数の追加サンプルが、各ＯＦＤＭシンボルの終わりからコピーされ、先頭に追加される。これは周期的プレフィックス（ＣＰ:Cyclic Prefix）として知られている。ＣＰは、マルチパスチャネル応答の最大遅延よりも長くなるように設計されているので、シンボル間干渉（ＩＳＩ：inter symbol interference）が取り除かれ、各サブキャリア上のデータは、狭帯域フラット減衰チャネル応答を経る。
【００１６】
ＭＩＭＯとＯＦＤＭとを組み合わせたシステムは、各サブキャリアに対するシステムモデルが前記（１）式を用いて表すことができる上述した基本的なＯＦＤＭシステムと似たように動作する。各サブキャリアについて、異なるシンボルベクトルｘが送信され、異なる信号ベクトルｙが受信され、異なるチャネル応答行列Ｈを経る。例えば、もしもＮ個のサブキャリアがある場合、Ｎ個のＭＩＭＯ符号化された送信ベクトルが生成される。第１の送信アンテナに対応するＮ個のシンボルが、ＩＦＦＴへの入力とされ、この第１の送信アンテナに対するＯＦＤＭシンボルが生成される。この処理は、各送信アンテナに対して繰り返される。結果として得られるＴ個のＯＦＤＭシンボルは、その後、ＭＩＭＯシステムの複数のアンテナによって同時に送信される。
【００１７】
第３世代移動電話ネットワークは、移動局と基地局との間の無線インタフェースを介した通信のためにＣＤＭＡ（符号分割多元接続）拡散スペクトル信号として知られる多重通信の形態を使用する。この３Ｇネットワークは、International Mobile TelecommunicationsＩＭＴ−２０００規格に含まれている。集合的に、３Ｇネットワークの無線アクセス部分は、ＵＴＲＡＮ（Universal Terrestrial Radio Access Network）と称され、ＵＴＲＡＮアクセスネットワークを備えたネットワークは、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）ネットワークとして知られている。ＵＭＴＳシステムは、第３世代パートナシッププロジェクト（３ＧＰＰ，３ＧＰＰ２）によって作成された規格の主題であり、そのための技術仕様は、ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇで見ることができる。第４世代ネットワークは、まだ定義されていないが、ＭＩＭＯベースの技術を使用するかもしれない。
【００１８】
マルチキャリア符号分割多元接続（ＭＣ  ＣＤＭＡ：Multi-Carrier Code Division Multiple Access）は、ＯＦＤＭに類似しているが、拡散ファクタＳＦ（データビット毎のチップ数を表す）を持つ拡散コードを備えたＣＤＭＡに関しては、まずデータシンボルが拡散される。従って、異なる拡散コードを用いている各ユーザによって、複数のユーザがサポートされる。その後ＳＦチップは、ＯＦＤＭシステムのＳＦ個の隣接サブキャリアに割り当てられる。すなわち、時間における拡散はない。各サブキャリアが異なるチャネルゲインを経るので、受信機における拡散コード間の直交性が喪失されるという結果になる。しかしながら、通常のＯＦＤＭでは、適切なＣＰを用いることによって、シンボル間干渉（ＩＳＩ）はなくなる。
【００１９】
直交周波数符号分割多重通信（ＯＦＣＤＭ）は、ＭＣ−ＣＤＭＡに類似しているが、単一シンボルの拡散の結果得られるチップは、周波数及び時間のブロックに配置することができる。これによって、各データシンボルが、多くのサブキャリア、及びこれらサブキャリア上の多くのＯＦＤＭシンボルに割り当てられる。ブロックの次元は変更可能であり、例えば、拡散は、時間においてＳＦ、周波数において１とすることもその逆とすることも、あるいはＳＦ個のチップを作成する他の組み合わせも可能である。これは添付図面の図２に示される。図２の例では、左部分に示された拡散ファクタＳＦ全体は、図２の中央部に示すように、時間ドメインにおける拡散ファクタＳＦｔｉｍｅと、周波数ドメインにおける拡散ファクタＳＦｆｒｅｑとを用いて割り当てられる。図２の右部分に示すように、ユーザデータの第１のシンボル（Ｓｙｍｂｏｌ  １）のチップは、第１のＳＦｆｒｅｑサブキャリアと、第１のＳＦｔｉｍｅＯＦＤＭシンボルと交わって割り当てられる。ユーザデータの次のシンボル（Ｓｙｍｂｏｌ  ２）は、同様の方法によって拡散され、割り当てられ、次のＳＦｆｒｅｑサブキャリアと、同じＳＦｔｉｍｅＯＦＤＭシンボルとに割り当てられている。これは、全てのサブキャリアがユーザデータ（最後のＳＦｆｒｅｑサブキャリアを占有するＳｙｍｂｏｌ  Ｋ）によって満たされるまで繰り返される。そして、ＳＦｔｉｍｅＯＦＤＭシンボルが送信され、その後、同じようにして、次のＳＦｔｉｍｅＯＦＤＭシンボルが割り当てられ、送信される。従って、単一のユーザデータが全てのサブキャリアを埋める（この例ではＫに等しいＮ／ＳＦｆｒｅｑは整数でなければならない）。図２の右側には、この割り当てが、各シンボル内で示されるグリッド分割によりＳＦｆｒｅｑ＝５、ＳＦｔｉｍｅ＝８として図式的に示されている。ＭＣ−ＣＤＭＡは、シンボルが常に時間において１、周波数においてＳＦのファクタで拡散されるＯＦＣＤＭシステムとして記載することができる。
【００２０】
添付図面の図３は、ＯＦＣＤＭスキームに従って、図１のＭＩＭＯ通信システム１が、複数のユーザからのデータを多重通信できるようにどう修正されるのかを示している。説明を簡単にするために、単一ユーザからのデータのみが示されている。他のユーザからのデータは、対応する方法で周波数及び時間において拡散され、以下に示す同一の送信信号に結合される。
【００２１】
図１のＭＩＭＯシステムでは、送信デバイス内で、データソース４がＭＩＭＯエンコーダ８に情報シンボルベクトルｄを与える。ＭＩＭＯエンコーダ８は、このシンボルベクトルｄを、Ｔ次元のシンボルベクトルｘに符号化する。図１に示すＭＩＭＯシステムとは異なり、図３に示すＭＩＭＯ−ＯＦＣＤＭシステムでは、送信前に、シンボルベクトルｘがＯＦＣＤＭ拡散部１０によって処理される。このシンボルベクトルｘは、時間において拡散され、Ｔ×ＳＦｔｉｍｅの送信チップ行列Ｘ（Ｔ行とＳＦｔｉｍｅ列からなる）を与える。ここでＳＦｔｉｍｅは、時間次元における拡散ファクタである。送信チップ行列Ｘはまた、上述したようなＳＦｆｒｅｑ個の隣接周波数サブキャリアと、Ｔ個の送信アンテナ６による送信前に結合された様々なサブキャリアとを横切って拡散される。
【００２２】
単一のサブキャリアについて、送信デバイス２と受信デバイス１４との間のチャネル１２の応答は、Ｒ×ＳＦｔｉｍｅ行列Ｖによって表されノイズ寄与を伴ったＲ×Ｔのチャネル応答行列Ｈ（Ｒ行及びＴ列）によって再表示される。
【００２３】
上記チャンネルモデルを用いて、受信デバイス１４で受信されたＲ×ＳＦｔｉｍｅチップ行列Ｙは、以下のように表される。  
【数８】
2007522687.tif 000010
【００２４】
受信信号Ｙは、その後、ＭＩＭＯ検出器１６−１に入力される。前に述べたように、ＭＩＭＯ検出器１６−１は、チャネル応答行列Ｈの推定値を必要とする。これは、当該技術分野における熟練者に良く知られた方法を用いて得ることができる。一例であるＭＩＭＯ検出器１６−１は、Ｈ−１に等しい線形推定行列Ｗを生成する。これによって、送信チップ行列の推定値  
【数９】
2007522687.tif 000011
【００２５】
は、  
【数１０】
2007522687.tif 000012
【００２６】
のように得られる。
【００２７】
これは、各サブキャリアに対して個別に実施される。各サブキャリアのための送信チップ行列の推定値  
【数１１】
2007522687.tif 000013
【００２８】
は、次にＯＦＣＤＭ逆拡散部２０に渡される。ＯＦＣＤＭ逆拡散部２０は、ＯＦＣＤＭ拡散部１０によってなされた拡散の逆を実行し、その結果、Ｔ次元シンボルベクトルｘの推定値  
【数１２】
2007522687.tif 000014
【００２９】
を得る。
【００３０】
この推定値は、その後、ＭＩＭＯエンコーダ８によって実施される符号化動作の逆を実行することによって、ＭＩＭＯデコーダ１６−２によってデコードされ、オリジナルデータシンボルベクトルｄの推定値  
【数１３】
2007522687.tif 000015
【００３１】
が生成される。この推定値  
【数１４】
2007522687.tif 000016
【００３２】
はデータ宛先２２に渡される。
【００３３】
上述したように、受信デバイス１４は、逆拡散前に、各サブキャリアについて個別にアンテナ処理（チャネル推定）を行う。その結果、２つの本質的な不利をもたらす。
【００３４】
第１に、各サブキャリア上に送信された信号は、複数ユーザのシンボルからのチップの合計を含む。従って、効果的な配置は、単一シンボルのためのものではなく、むしろ、各ユーザについて１つである複数のチップ（バイナリ拡散シーケンスの場合、＋１又は−１によってスケールされるシンボル）の合計から導出される合成配置である。これは、ポイントの数を大幅に増大させる。多くの現実的な実施では、ＭＩＭＯ検出器１６−１を、例えば上述した行列Ｗ、又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均平方誤差）解法のような線形処理のみの使用に限定する。特に、これは、探索される必要のある膨大な数の可能な解によって、最適な事後確率（ＡＰＰ：posteriori probability）検出器の使用を避ける。
【００３５】
第２に、Ｙは、チップのＳＦｔｉｍｅ時間シーケンシャルベクトルによって効果的に構成されているので、検出器１６−１は、各送信アンテナからの単一のシンボルを推定するために  
【数１５】
2007522687.tif 000017
【００３６】
を計算するときに、ＳＦｔｉｍｅ推定演算を実行しなければならない。これは有意なオーバヘッドであり、受信デバイス１４に対する計算量を大幅に増加させる。
【００３７】
H. Atarashi、N. Maeda、A. Abeta、及びM. Sawahashiによって発表された“Broadband Packet Wireless Access Based on VSF OFCDM and MC/DS-CDMA” Proc. PIMRC, Lisbon, Sept., 2002（非特許文献２）では、ＩＭＴ−２０００以降のシステムについて順方向リンクではドメイン拡散を優先し、逆方向リンクではマルチキャリア／ＤＳ−ＣＤＭＡ（ＭＣ／ＤＣ−ＣＤＭＡ）を優先する２次元拡散による可変拡散ファクタ直交周波数及び符号分割多重通信（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ：Variable Spreading Factor-Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing）を適用したブロードバンドパケット無線接続が提案されている。
【００３８】
N. Maeda、H. Atarashi、S. Abeta、及びM. Sawahashiによって著された“Antenna Diversity Reception Appropriate for MMSE Combining in Frequency Domain for Forward Link OFCDM Packet Wireless Access”、IEICE Trans. Commun.、Vol. E85-B、No. 10、pp. 1966-1977、Oct., 2002（非特許文献３）では、無線リンク容量を改善するために、順方向リンク直交周波数及び符号分割多重通信（ＯＦＣＤＭ）無線アクセスのための周波数選択減衰チャネルにおける周波数ドメインに対して最小平均平方誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）結合を適用する逆拡散に関連付けられたアンテナダイバーシティ結合方法が発表されている。このリファレンスは、逆拡散演算の前か、又は後かの何れかにおけるアンテナ処理の概念を示す。
【００３９】
上述した利点の幾つか又は全てに打ち勝つシステムを提供することが望ましい。
【非特許文献１】G.J. Foschini、 M.J. Gans、“On limits of wireless communications in a fading environment when using multiple antennas” Wireless Personal Communications vol. 6, no. 3, pp. 311-335, 1998
【非特許文献２】H. Atarashi、 N. Maeda、 A. Abeta、 M. Sawahashi、“Broadband Packet Wireless Access Based on VSF OFCDM and MC/DS-CDMA” Proc. PIMRC, Lisbon, Sept., 2002
【非特許文献３】N. Maeda、 H. Atarashi、 S. Abeta、 M. Sawahashi、“Antenna Diversity Reception Appropriate for MMSE Combining in Frequency Domain for Forward Link OFCDM Packet Wireless Access”、IEICE Trans. Commun.、Vol. E85-B、No. 10、pp. 1966-1977、 Oct., 2002
【発明の開示】
【００４０】
本発明の第１の局面によれば、少なくともＴ個の送信アンテナを持つ送信デバイスと、少なくともＲ個の受信アンテナを持つ受信デバイスとを備えた通信システムで使用するための通信方法が提供される。
【００４１】
この方法は、時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルの各々を拡散して、Ｔ個の時間シーケンスのチップを生成することと、送信デバイスのＴ個の送信アンテナのそれぞれから、Ｔ個の時間シーケンスのチップを送信することと、受信デバイスのＲ個の受信アンテナのそれぞれにおいて、送信デバイスから受信したＲ個の時間シーケンスのチップの各々を逆拡散して、Ｒ個の受信シンボルを生成することと、Ｒ個の受信シンボルを処理し、送信デバイスにおいて拡散されたＴ個のシンボルの推定値を生成することとを備える。
【００４２】
Ｔ個のシンボルは好適にはそれぞれ拡散され、Ｒ個の時間シーケンスのチップは好適には、同じユーザ固有の拡散コードに基づいてそれぞれ逆拡散される。ここで、この通信システムの各ユーザは、異なる拡散コードが割り当てられている。各ユーザに割り当てられた拡散コードは、好適には直交拡散コードである。
【００４３】
Ｔ個の時間シーケンスのチップは、送信前に、サブキャリアに変調される。サブキャリアは、直交周波数分割多重通信スキームにおけるサブキャリアでありうる。
【００４４】
この通信システムは、複数入力複数出力、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムでありうる。Ｒ個の受信シンボルは、ＭＩＭＯ検出器を使って処理されうる。Ｔ個のシンボルは、Ｔ個の送信アンテナからの送信のためにＭＩＭＯエンコーダによって生成されたＭＩＭＯ符号化シンボルである。
【００４５】
このＲ個の受信シンボルは、例えば事後確率（ＡＰＰ）技術のような非線形推定技術を使って、送信デバイスにおいて拡散されたＴ個のシンボルを推定するために処理される。または、このＲ個の受信シンボルは、線形推定技術を使って、送信デバイスにおいて拡散されたＴ個のシンボルを推定するために処理される。
【００４６】
本発明の第２の局面によれば、送信デバイスと受信デバイスとを備えた通信システムが提供される。送信デバイスは、少なくともＴ個の送信アンテナと、時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルの各々を拡散して、Ｔ個の時間シーケンスのチップを生成し、Ｔ個の送信アンテナからＴ個の時間シーケンスのチップをそれぞれ送信する手段とを備えている。受信デバイスは、少なくともＲ個の受信アンテナと、Ｒ個のアンテナにおいてそれぞれ送信デバイスから受信したＲ個の時間シーケンスのチップの各々を逆拡散して、Ｒ個の受信シンボルを生成する手段と、Ｒ個の受信シンボルを処理して、送信デバイスにおいて拡散されたＴ個のシンボルの推定値を生成する手段とを備えている。
【００４７】
本発明の第３の局面によれば、通信システムにおいて、少なくともＲ個の受信アンテナを持つ受信デバイスによって使用されるための通信方法が提供される。この通信システムは更に少なくともＴ個の送信アンテナを持ち、時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルの各々を拡散して、Ｔ個の時間シーケンスのチップを生成し、Ｔ個の時間シーケンスのチップをＴ個の送信アンテナからそれぞれ送信する送信デバイスを備える。そして前記方法は、受信デバイスのＲ個の受信アンテナにおいてそれぞれ送信デバイスから受信されたＲ個の時間シーケンスのチップの各々を逆拡散し、Ｒ個の受信シンボルを生成することと、Ｒ個の受信シンボルを処理して、送信デバイスにおいて拡散されたＴ個のシンボルの推定値を生成することとを備える。
【００４８】
本発明の第４の局面によれば、通信システムにおいて使用される通信デバイスが提供される。この通信システムは、少なくともＴ個の送信アンテナを持ち、時間ドメインにおいてのみＴ個のシンボルの各々を拡散して、Ｔ個の時間シーケンスのチップを生成し、Ｔ個の送信アンテナそれぞれからＴ個の時間シーケンスのチップを送信するように動作する送信デバイスを備える。また、この通信デバイスは、少なくともＲ個の受信アンテナと、受信デバイスのＲ個の受信アンテナのそれぞれにおいて送信デバイスから受信されたＲ個の時間シーケンスのチップのそれぞれを逆拡散し、Ｒ個の受信シンボルを生成する手段と、Ｒ個の受信シンボルを処理して、送信デバイスにおいて拡散されたＴ個のシンボルの推定値を生成する手段とを備える。
【００４９】
本発明の第５の局面によれば、通信デバイス上で動作しているとき、このデバイスに対して、本発明の第３の局面に従った方法を実行させるオペレーティングプログラムが提供される。
【００５０】
本発明の第６の局面によれば、通信デバイス上にロードされたとき、このデバイスを、本発明の第４の局面に従ったものにさせるオペレーティングプログラムが提供される。
【００５１】
このオペレーティングプログラムは、送信媒体又は記憶媒体である搬送媒体上で搬送されうる。
【００５２】
添付図面に対する参照が、一例としてなされる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５３】
図４は、本発明の実施例に従った通信システム１０１を示すブロック図である。本発明を具体化している通信システム１０１は、図３を参照して上述した通信システム１に幾つかの点で類似しているが、以下に示すように有意な相違点がある。
【００５４】
本発明を具体化している通信システム１０１は、送信デバイス１０２と受信デバイス１０４とを備えている。この通信システム１０１は、ＭＩＭＯアーキテクチャに基づいており、これによって、送信デバイス１０２は、複数Ｔ個の送信アンテナを備え、受信デバイスは複数Ｒ個の受信アンテナ１１８を備えることができる。図４に示す例では、Ｔ及びＲともに３である。
【００５５】
送信デバイス１０２では、データソース１０４が、情報シンボルベクトルｄをＭＩＭＯエンコーダ１０８に与える。ＭＩＭＯエンコーダ１０８は、このシンボルベクトルｄをＴ個のコードシンボルｘ１，ｘ２・・・，ｘＴとして符号化する。これらは、シンボルベクトルｘとして表される。
【００５６】
図３を参照して上述したものと同様にして、シンボルベクトルｘはその後、送信前に、ＯＦＣＤＭ拡散部１１０によって処理される。シンボルベクトルｘ内のＴ個のシンボルの各々は、時間シーケンスのチップに拡散される。これによって、シンボルベクトルｘが時間において拡散され、Ｔ×ＳＦの送信チップ行列Ｘ（Ｔ行、ＳＦ列）を生成する。ここでＳＦは、時間ドメインにおける拡散ファクタである。シンボルベクトルｘにおけるＴ個のシンボルは、拡散コードに基づいてそれぞれ拡散される。ここで、通信システム１０１の各ユーザは、別の直交拡散コードが割り当てられる。この実施例では、送信チップ行列Ｘは、  
【数１６】
2007522687.tif 000018
【００５７】
のように生成される。ここで  
【数１７】
2007522687.tif 000019
【００５８】
は、１×ＳＦ拡散ベクトルであり、入力は例えば、長さＳＦの直交Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ拡散コードのうちの１つである。
【００５９】
図３を参照して上述したシステムとは異なり、本発明の実施例では、周波数ドメイン内で拡散がない。送信チップ行列Ｘに含まれるＴ個の時間シーケンスのチップは、Ｔ個のそれぞれの送信アンテナ１１６から別々に送信される前に、第１のサブキャリアに個別に変調される。これは、異なる送信チップ行列Ｘが、残りのサブキャリアの各々に変調されることによって繰り返される。全てのサブキャリアはその後、結合され、同時に送信される。この実施例では、サブキャリアは、直交周波数分割多重通信（ＯＦＤＭ）スキーム内のサブキャリアである。従って、送信デバイス１０２では、少なくとも通信システム１０１は、ＭＩＭＯ  ＯＦＣＤＭスキームに従って動作するが、時間ドメイン内においてのみ拡散を伴う。
【００６０】
時間ドメイン内であるが周波数ドメイン内ではない拡散の制限は、以下により詳細に記載するように幾つかの利点をもたらす。以下に示す分析では、単一のサブキャリアのみが考慮される。ここでは、他のサブキャリアの各々は、類似する方法で取り扱われる。
【００６１】
本実施例では、送信デバイス２と受信デバイス１４との間のチャネル１１２のチャネル応答は、Ｒ×Ｔチャネル応答行列Ｈ（Ｒ行Ｔ列）によって表される。ここでノイズ寄与は、Ｒ×ＳＦ行列Ｖによって表される。このチャネルモデルを使って、Ｒ個の受信アンテナ１１８によって受信デバイス１１４において受信されたＲ×ＳＦチップ行列Ｙは、  
【数１８】
2007522687.tif 000020
【００６２】
の通り表すことができる。
【００６３】
図３を参照して上述した従来技術で提案したようなスキームを用いると、受信信号Ｙ（事実上、Ｒ個の時間シーケンスのチップの行列）はその後、ＭＩＭＯチャネルを逆スクランブルし、Ｔ個の送信アンテナ１１６から送信されたチップシーケンスの推定値を復元するためにＭＩＭＯ検出器１６−１に入力される。前に述べたように、ＭＩＭＯ検出器１６−１はまた、当該技術分野における熟練者に良く知られた方法を用いて得られるチャネル応答行列Ｈの推定値を必要とする。一例であるＭＩＭＯ検出器１６−１は、従来技術における送信チップ行列の推定値  
【数１９】
2007522687.tif 000021
【００６４】
が  
【数２０】
2007522687.tif 000022
【００６５】
によって与えられるように、Ｈ−１に等しい線形推定行列Ｗを生成する。
【００６６】
チップシーケンス推定行列  
【数２１】
2007522687.tif 000023
【００６７】
は、その後、従来技術スキームに従って逆拡散される。これによって、Ｔ次元シンボルベクトルｘの推定値  
【数２２】
2007522687.tif 000024
【００６８】
は、  
【数２３】
2007522687.tif 000025
【００６９】
のような結果となる。
【００７０】
この推定値  
【数２４】
2007522687.tif 000026
【００７１】
は、その後、ＭＩＭＯデコーダによって従来技術スキームでデコードされ、オリジナルデータのシンボルベクトルｄの推定値  
【数２５】
2007522687.tif 000027
【００７２】
を生成する。
【００７３】
この検出がチップのシーケンス上で実施される従来技術のＭＩＭＯ検出スキームを用いると、これは、ＭＩＭＯ検出関数は、受信されたチップ行列ＹにおけるＳＦ個のＲ次元チップベクトルのそれぞれに対して一度づつ、すなわちＳＦ回呼び出される必要があることを実質的に意味する。
【００７４】
しかしながら、本発明の実施例では、時間ドメイン内においてのみ拡散があり、周波数ドメイン内に拡散がないという上述した制約によって、受信デバイス１１４において異なるスキームが使用されることが可能となる。チャネル応答は、ＳＦ個の時間シーケンスのチップの送信期間に亘って変化しないという更なる仮定がなされる。大多数のアプリケーションにとって、上述した制約も、上述した仮定も問題を示さない。
【００７５】
本発明を具体化している通信システム１０１内における初期の制約も仮定も、拡散コード間の直交性が常に維持されていることを保証するので、チップ均等化の必要はなく、受信信号は直接的に逆拡散することができる。これは、個々のユーザからの信号が独立して取り扱われる符号多重通信されたユーザの数によって影響されない。
【００７６】
従って、本発明の実施例では、チップ行列Ｙ内のＲ個のチップシーケンスは、Ｒ個の個別の逆拡散部１２０１，１２０２，・・・１２０Ｒに渡される。この方法で逆拡散することにより、チップではなく、  
【数２６】
2007522687.tif 000028
【００７７】
に示すように、Ｒ次元のシンボルのベクトル  
【数２７】
2007522687.tif 000029
【００７８】
が得られる結果となる。
【００７９】
シンボルベクトルｚ内のＲ個のシンボルはその後、ＭＩＭＯ検出器１１６−１に渡され、送信アンテナ１１６から送信されたシンボルベクトルｘ内のＴ個のデータシンボルの推定値を生成する。一例であるＭＩＭＯ検出器１１６−１は、送信シンボルベクトルの推定値  
【数２８】
2007522687.tif 000030
【００８０】
が  
【数２９】
2007522687.tif 000031
【００８１】
のように与えられるように、Ｈ−１に等しい線形推定行列Ｗを生成する。
【００８２】
逆拡散後に、シンボルレベルにおいてＭＩＭＯ検出を実行することは、従来技術のようにＳＦ回ではなく、１回のみＭＩＭＯ検出機能が呼び出される必要があることが容易に分かる。これは、従来技術で必要とされる演算  
【数３０】
2007522687.tif 000032
【００８３】
を、本発明の実施例で必要とされる演算  
【数３１】
2007522687.tif 000033
【００８４】
と比較することにより明らかである。前者では、線形推定Ｗによって演算されるチップ行列Ｙが、次元ＲのＳＦベクトル（チップレベル検出）によって構成されている一方、後者では、シンボルベクトルｚが、次元Ｒの唯一のベクトル（シンボルレベル検出）によって構成される。従って、ＭＩＭＯ検出演算の数は、本発明の実施例に従ってＳＦのファクタによって減少される。典型的な応用では、ＳＦは、１６，３２，６４又はそれ以上であり、よって、必要な処理の減少が有意となりうる。
【００８５】
本発明を具体化するシンボルレベル処理スキームは、本システム内のアンテナの数が増加すると、増大する利益をもたらすであろう。大きな寸法のシステムでは、受信デバイスにおけるアンテナ処理要件は、直ちに膨大又は法外になるので、ＳＦ回の複雑さを低減することは、ますます重要である。
【００８６】
従来技術に対するその他の利点は、本発明の実施例におけるＭＩＭＯ検出器１１６−１は、チップとは対照的にシンボルを推定するので、ＭＩＭＯ検出処理が、従来技術システムに関して上述したような線形推定の使用にもはや限定されないことである。例えば最適な事後確率（ＡＰＰ）検出器のような非線形検出器を、より良い推定値  
【数３２】
2007522687.tif 000034
【００８７】
を得るためにシンボルベクトル  
【数３３】
2007522687.tif 000035
【００８８】
に適用することができる。これによって、性能を改善することができる。
【００８９】
従って、上述した実施例における線形推定Ｗが、ＭＩＭＯ検出器の例として作用する間、この動作は、別のＭＩＭＯ検出器によって置き換えることができるかもしれない（多分実際に置き換えできるであろう）。従って、  
【数３４】
2007522687.tif 000036
【００９０】
によって表される本発明の上述した実施例における検出処理の代わりに、一般的な場合においては、  
【数３５】
2007522687.tif 000037
【００９１】
のように表される。ここで、  
【数３６】
2007522687.tif 000038
【００９２】
は、  
【数３７】
2007522687.tif 000039
【００９３】
の任意の関数である。この関数は、例えばＷのような線形推定、又は例えばＶ−ＢＬＡＳＴ（Bell Labs Layered Space Time）アルゴリズムのような連続干渉キャンセル検出器、又は例えば最尤（ＭＬ：Maximum Likelihood）検出器又は事後確率（ＡＰＰ：A Posteriori Probability）検出器のような網羅的探索方法でありうる。上述したような非線形ＭＩＭＯ検出器を用いた場合、入力が単なる受信信号（Ｙ）、すなわちチップの行列であるか、逆拡散信号（ＹｃＴ）、すなわち、シンボルのベクトルであるかは重要である。ＭＩＭＯ検出関数からの出力は、チップではなく、シンボルの形態をとるので、本発明の実施例に従って受信信号を処理することによって、あらゆる既存の（又は将来の）ＭＩＭＯ検出技術が、ＯＦＣＤＭシステムのために適用されることが可能となる。
【００９４】
拡散コード間の直交性は、本発明の上記実施例で保証されるので、本発明を具体化する完全ロードされたＭＩＭＯ  ＯＦＣＤＭシステムの性能（すなわち、時間ドメインのみにおける拡散）は、等価なＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムのものと同一（すなわち、全く拡散されることがない）になるべきである。そのような性能比較は、２つの送信アンテナと２つの受信アンテナとを持つ通信システムについて図５に与えられている。縦軸は、外部畳み込みコードを適用した場合におけるビットエラーレート（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を示し、横軸は、ノイズ変動に対する、情報ビット毎のエネルギーの比を示す。このグラフは、２つのラインのグループを備えている。ラインの各グループは、近くに配置されているが、個別である３つのラインを備えている。第１のグループには、２つのうちの高い方として図５で明らかなように、ＭＭＳＥ検出器が使用されている。一方、第２のグループには、２つのうちの低い方として明らかなようにＡＰＰ検出器が使用されている。３つの個別のラインは、（ｉ）ＯＦＤＭシステムが使用された場合における結果、（ｉｉ）ＯＦＣＤＭシステムがＳＦ＝１６で使用された場合における結果、（ｉｉｉ）ＯＦＣＤＭシステムがＳＦ＝３２で使用された場合における結果を示す。ＯＦＣＤＭシステムの場合、符号多重通信されたユーザの数は、合計拡散ファクタＳＦに等しい。この２つのグループの間が広く離れていることから、ＡＰＰ検出器が優れた性能を与えることが明らかである。グループ内のライン間が近接していることから、拡散ファクタＳＦが（時間ドメインにおいて）１６及び３２の場合、本発明を具体化しているＯＦＣＤＭシステムと比べて、ＯＦＤＭシステムからは、非常に類似した性能が提供されていることが明らかである。
【００９５】
従来技術に従ったチップレベルスキームの現実的な実施が、ＭＭＳＥソリューションを実施することが可能である一方、本発明の実施例に従ったシンボル−レベル処理スキームは、図５から明らかな改良された性能を得るために、代りにＡＰＰ検出器が用いられよう。図５に示す結果は、シンボル−レベル処理スキームのためのみであるが、ＭＭＳＥ検出器を用いたチップ−レベル処理の曲線は、図５に示すＭＭＳＥ曲線と同一であろう。
【００９６】
送信デバイス１０２及び受信デバイス１１４のうちの一つ又は両方の動作は、デバイス上で動作するプログラムによって制御されうることが認められよう。そのようなオペレーティングプログラムは、コンピュータ読取可能媒体上に格納することができるか、又は、例えばインターネットウェブサイトから提供されたダウンロード可能なデータ信号のような信号内に具体化される。添付した特許請求の範囲は、それ自身によってオペレーティングプログラムをカバーするものとして、又はキャリア上のレコードとして、又は信号あるいはその他任意の形態として解釈されるべきである。
【００９７】
本発明の実施例は、例えば移動電気通信システム内の基地局又は移動電話、あるいは無線ローカルエリアネットワーク内のアクセスポイント又は端末のようなＭＩＭＯ  ＯＦＣＤＭを具体化する任意の通信システムに適用される。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】図１は、既に述べた典型的なＭＩＭＯ通信システムを示す概要図である。
【図２】図２は、既に述べた直交周波数符号分割多重通信（ＯＦＣＤＭ：Orthogonal Frequency Code Division Multiplexing）スキームにおける周波数及び時間のブロック内の拡散チップの配置の概要図である。
【図３】図３は、既に述べたＯＦＣＤＭスキームに適用された図１のＭＩＭＯ通信システムを示す概要図である。
【図４】図４は、本発明の実施例に従った通信システムを示すブロック図である。
【図５】図５は、本発明の実施例の、直交周波数符号分割多重通信（ＯＦＣＤＭ）との性能比較を示すチャートである。
【図１】
2007522687.tif 000040
【図２】
2007522687.tif 000041
【図３】
2007522687.tif 000042
【図４】
2007522687.tif 000043
【図５】
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【国際調査報告】
2007522687.tif 000045
2007522687.tif 000046
2007522687.tif 000047