(57)【要約】本発明は、システムに影響を与える雑音電力のサンプルを計算するために、受信機において得られる振幅及び位相増分の誤差が組み合わされて振幅及び位相増分の誤差（１）及び（４）による、信号配置の第１のリング（６）の対応する点への移動が、これが送信されたものでありかつなんらかの変形を受けた誤差を伴わないものであったかのように実行され、その後、誤差ベクトル（９）の二乗の絶対値が計算されることを特徴とする。これは、システムが使用する搬送波当たりの偶数又は奇数である異なる値のビットに関して得られるサンプルの分散を最小化しかつ等化する。それは、マルチユーザデジタル通信システムにおける信号対雑音比の推定の分散を低減させる。上記推定は、チャンネルへ適合化されるための搬送波当たりのビット数の選択にとって、かつダイバーシティを有する受信機を使用する場合のバックアップ情報として必要である。
2007501579.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報送信に先立って位相基準シンボルの送信を要求しかつシンボル当たり最大数のビットによる変調を使用するために信号対雑音比の推定が行われて受信におけるビット誤り確率が所定のマージン内に維持される位相差動及び振幅コヒーレント（ＡＤＰＳＫ）である変調が使用される複数のユーザ機器セットの双方向通信に適用可能な、差動位相及びコヒーレント振幅変調を有する信号のための信号対雑音比推定の分散を低減する方法であって、
信号配置の受信される点に対応する振幅誤差及び位相増分誤差を始点として、上記信号配置の第１のリングの対応する点への振幅誤差及び位相増分誤差の移動がそれが送信されたものでありかつなんらかの変形を受けた誤差を全く伴わないかのように実行され、その後、雑音サンプルを計算して取得される値の分散を低減してその分散をシンボル当たり奇数及び偶数ビットの最適な信号配置間で等化するために、誤差ベクトルの二乗の絶対値が計算されることを特徴とする差動位相及びコヒーレント振幅変調を有する信号のための信号対雑音比推定の分散を低減する方法。
【請求項２】
雑音電力の平均値を推定するために、雑音サンプルの二乗の絶対値の平均値が求められ、平均すべき上記サンプルの数はシステムの構成可能値であることを特徴とする請求項１記載の差動位相及びコヒーレント振幅変調を有する信号のための信号対雑音比推定の分散を低減する方法。
【請求項３】
受信に際して振幅及び位相増分が検出されることと、上記検出された振幅及び位相増分はそれぞれ受信される振幅又は位相増分から選択的に減算され、かつ上記検出された振幅及び位相増分はそれぞれ受信された振幅及び位相増分から選択的に減算され、上記雑音電力のサンプルはブラインドモードで計算されることを特徴とする請求項１記載の差動位相及びコヒーレント振幅変調を有する信号のための信号対雑音比推定の分散を低減する方法。
【請求項４】
受信に際して周知のシンボルシーケンスが送信され、上記受信された振幅及び位相増分はそれぞれ事前に送信されかつ受信に際して周知の信号の振幅及び位相増分から選択的に減算され、かつ上記事前に送信されかつ受信に際して周知の信号の振幅及び位相増分はそれぞれ上記受信された振幅及び位相増分から選択的に減算され、振幅及び位相増分誤差及びこれらに基づいて電力雑音サンプルが計算されることを特徴とする請求項１記載の差動位相及びコヒーレント振幅変調を有する信号のための信号対雑音比推定の分散を低減する方法。
【請求項５】
受信に際しての上記信号対雑音比の推定において、ブラインドモードの推定と周知のシンボルシーケンスによる推定とが組み合わされて最終推定を向上することを特徴とする請求項２、３及び４記載の差動位相及びコヒーレント振幅変調を有する信号のための信号対雑音比推定の分散を低減する方法。
【請求項６】
平均すべき雑音電力のサンプルは、異なる信号配置に属することを特徴とする請求項２記載の差動位相及びコヒーレント振幅変調を有する信号のための信号対雑音比推定の分散を低減する方法。
【請求項７】
変調の差動特性及び各信号配置における異なる値に起因する推定器のバイアスは、平均された雑音電力サンプルのそれぞれにおいて独立して補正され、各サンプルに対して対応する値を乗じることを特徴とする請求項６記載の差動位相及びコヒーレント振幅変調を有する信号のための信号対雑音比推定の分散を低減する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書の発明の名称に記されているように、本発明は、差動位相及び振幅コヒーレント変調を有する信号の信号対雑音比推定の分散を低減させるための手順に関する。
【０００２】
本発明の手順は、通信に使用される物理媒体に関係なく通信システムへ適用可能である。
【０００３】
本手順は、推定の分散が低減されること、及びシンボル当たり奇数及び偶数ビットの最適な信号配置（コンステレーション）間でその分散を等化することを可能にする。こうしてシステムは、チャンネルにより提供される最大データ転送レートに適合化され得る。
【背景技術】
【０００４】
電器通信システムにおいては、通信チャンネルを介して情報を送るために上記情報は変調される必要があり、言い替えれば情報はチャンネルに合うように適応されかつ整合される必要がある。
【０００５】
デジタル通信の受信機が遭遇する主要な問題点の中には、チャンネル推定を伴う等化及び送信機に関連する受信機クロックの周波数偏差がある。送信された信号の振幅及び位相によって信号配置の点が決定されるＱＡＭ（直交振幅変調）コヒーレント変調が使用される場合、復調器は、上述の問題点に対向するためにさらに大幅に複雑化されなければならない。１つの解決方法として、情報が振幅及び位相の増分においてコード化される差動変調、即ちＤＡＰＳＫ（振幅位相差動変調）の使用がある。この差動コード化は、受信におけるチャンネル推定の必要をなくし、クロック間の周波数偏差による影響を大幅に最小化させる。但し、完全差動型の変調を使用する場合のこの受信機の複雑さの低減は、ＱＡＭ変調の性能と比較した同じＳＮＲ（信号対雑音比）値に対するビット誤り確率の増大に関連づけられる。最新技術分野では、エル・ランペ及びアール・フィッシャー「フェーディングチャンネル上の差動符号化伝送の比較と最適化」プロシーディングスＩＳＰＬＣ’９９（"Comparison and optimization of differentially encoded transmission on fading channels", L. Lampe and R. Fischer, Proceedings ISPLC'99）、エル・ランペ、アール・フィッシャー及びアール・ショバー「電力線上の非コヒーレント伝送の性能評価」プロシーディングスＩＳＰＬＣ’００（"Performance evaluation of non-coherent transmission over power lines", L. Lampe, R. Fischer and R. Schober, Proceedings ISPLC'00）、及びアール・フィッシャー、エル・ランペ及びエス・カラブロ「フェーディングチャンネル上伝送の差動符号化戦略」インターナショナル・ジャーナル・オン・エレクトロニクス・アンド・コミュニケーションズ（"Differential encoding strategies for transmission over fading channels", R. Fischer, L. Lampe and S. Calabro, International Journal on Electronics and Communications）に記述されているようなＡＤＰＳＫ変調（位相差動振幅コヒーレント変調）が、上記２つの変調が混合された変調であって、受信機の性能及び複雑さに関して両者の中間点を呈するものとして周知である。言い替えれば、これは、デジタル通信システムの送受信機のクロック間の周波数偏差によって含意される問題点を最小限に抑え、振幅におけるチャンネル推定を必要とするだけであることから、チャンネル推定の複雑さを低減させる。従って、ＡＤＰＳＫ変調は、実際の実装のための受信機の性能と複雑さとの間の最良の妥協策となっている。
【０００６】
さらに、常時最大のデータ転送レートを得るためには、変調の搬送波当たりのビット数はチャンネルにより提供される容量に適合化される必要がある。言い替えれば、目標のビット誤り確率を与えられた場合、その値に等しい、もしくはその値より少ない誤差確率を保証する搬送波当たり最大のビット数を使用することが求められる。また、ポイントツーマルチポイント又はマルチポイントツーマルチポイントのマルチユーザ通信では、送信機は情報を幾つかの受信機へその送信機と受信機のそれぞれとの間の異なるチャンネルにより単一のデータフレームで送ることができる。従って、同一のフレームにおいて、異なる信号配置が使用される。よって、使用する搬送波当たりのビット数を選ぶために、受信機によって感知される信号対雑音比（ＳＮＲ）を推定する必要がある。
【０００７】
この最大のデータ転送レートを達成するための別の重要な要素は、オーバーヘッド（正しいデータ受信に必要なシステムの制御情報及びこれと共に送られる制御情報）を最小限に抑えることである。単一の情報搬送周波数が使用されるデジタル通信の場合よりシンボルタイムが大幅に長くかつ遙かに多い情報を含むＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重）等の多重搬送波の使用に基づく伝送戦略が使用されれば、このオーバーヘッドはさらに重要になる。
【０００８】
ＡＤＰＳＫ変調は、２つの重要な要件を有する。その１つは、情報の一部は位相増分においてコード化される、という事実に起因して、受信機の位相基準を構成するシンボルを事前に送る必要があることである。また、残りの情報も受信されるシンボルの振幅値においてコード化される。従って第２の要件は、チャンネルからの応答の振幅値を、受信機におけるその効果を補正するために推定することを含意している。さらに、実際のチャンネルは経時的にその特性をある程度変動させるため、受信機は、その初期推定の監視及び更新を実行しなければならなくなる。加えて、この時間変動もＳＮＲ推定の継続的更新を必要とする。
【０００９】
先に引用した諸論文は、単一のデータフレーム内の異なる信号配置を使用する可能性について考察することなく、ＡＤＰＳＫ変調器及び復調器の機能性及びその性能を記述したものである。この可能性は、フレームの始めにおける単一の位相基準の送信を可能にしかつ低複雑性変調器の実際的実装を容易にする「マルチユーザ通信のための正規化された位相差動振幅コヒーレント変調の手順」と称されるスペイン特許出願Ｐ−２００３０１１２０（未公開）において考察され、解決されている。
【００１０】
さらにこの手順は、送信機からのデータが方向づけられていない、かつそれが変調されている信号配置を知らないユーザがチャンネルを監視しかつその振幅及びＳＮＲ双方の変動を辿ることができるような、データシンボルのフレームへの挿入を可能にする。
【００１１】
従って、マルチユーザ通信におけるデータ転送を最適化するためには、受信機によって感知されるＳＮＲの推定を行う必要がある。この推定は、受信されたデータが変調される信号配置が受信機によって周知であるときにのみ実行され得る。また、ＳＮＲが推定される期間は、異なる信号配置で変調されたシンボルを含む可能性がある。
【００１２】
【特許文献１】スペイン特許出願Ｐ−２００３０１１２０（出願時未公開）
【非特許文献１】エル・ランペ及びアール・フィッシャー「フェーディングチャンネル上の差動符号化伝送の比較と最適化」プロシーディングスＩＳＰＬＣ’９９（L. Lampe and R. Fischer, "Comparison and optimization of differentially encoded transmission on fading channels", Proceedings ISPLC'99）
【非特許文献２】エル・ランペ、アール・フィッシャー及びアール・ショバー「電力線上の非コヒーレント伝送の性能評価」プロシーディングスＩＳＰＬＣ’００（L. Lampe, R. Fischer and R. Schober, "Performance evaluation of non-coherent transmission over power lines", Proceedings ISPLC'00）
【非特許文献３】アール・フィッシャー、エル・ランペ及びエス・カラブロ「フェーディングチャンネル上伝送の差動符号化戦略」インターナショナル・ジャーナル・オン・エレクトロニクス・アンド・コミュニケーションズ（R. Fischer, L. Lampe and S. Calabro, "Differential encoding strategies for transmission over fading channels", International Journal on Electronics and Communications）
【非特許文献４】デー・パウルッチ及びエヌ・ボーリュー「ＡＷＧＮチャンネルのＳＮＲ推定技術の比較」ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・コミュニケーション、第４８巻第１０号、２０００年１０月（D. Pauluzzi and N. Beaulieu, "A comparison of SNR estimation techniques for the AWGN channel", IEEE Transactions on Communication, vol. 48, No. 10, October 2000）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
従って、解決すべき課題は、異なる信号配置を使用して変調される可能性を有する所定数のデータシンボルの受信を含む期間中にＡＤＰＳＫ変調された信号の受信機におけるＳＮＲを推定することより成る。デー・パウルッチ及びエヌ・ボーリュー「ＡＷＧＮチャンネルのＳＮＲ推定技術の比較」ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・コミュニケーション、第４８巻第１０号、２０００年１０月（"A comparison of SNR estimation techniques for the AWGN channel", D. Pauluzzi and N. Beaulieu, IEEE Transactions on Communication, vol. 48, No. 10, October 2000）を有する信号のＳＮＲを推定するための様々な技術が提示されている。また、これらの技術をＱＡＭ変調へ拡張させる方法についても述べられている。いずれの場合も、推定時間の間に信号配置が変わる可能性があるという事実は、全く考慮されていない。
【００１４】
送信された信号の平均電力は、信号配置が電力において正規化されかつ受信におけるチャンネルの効果が等化されれば、認識され得る。その後、受信機におけるＳＮＲを推定するためには、受信された信号配置における雑音電力を推定するだけでよい。この雑音電力の推定は、雑音電力のサンプルを平均する手段によって容易に実行される。よって問題は、受信機においてこれらのサンプルを計算することにある。但し、ＡＤＰＳＫ変調における位相の差動特性という別の問題も加わる。この場合、受信された信号配置は、受信された振幅及び位相増分によって形成される信号配置である。雑音電力のサンプルの値が振幅誤差により、かつ位相増分誤差により変形なしに与えられる雑音ベクトルの二乗の絶対値を計算する手段によって取得されれば、その推定値はシンボル当たり奇数ビットの信号配置においてより大きい分散を提示していることに気づく。最適なマルチユーザ通信システムにおいては、ＳＮＲが推定されている期間が異なる信号配置で変調されるシンボルを含む可能性があることから、この効果は許容できない。またこの通信システムは、複数のユーザ宛て（マルチキャスト）又は全ユーザ宛て（ブロードキャスト）及び単一のユーザ宛て（ユニキャスト）の送信を含む。
【００１５】
本発明が提案する手順は、シンボル当たり偶数又は奇数のビットを有する信号配置における推定の分散を等化する、ＡＤＰＳＫ変調を有する信号のＳＮＲを推定し、さらにあらゆる場合についてその推定の分散を低減させる方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的を達成しかつ先の項目で述べた欠点を回避するため、本発明は、位相差動振幅コヒーレント変調を有する信号の信号対雑音比の推定の分散を低減させるための手順より成る。上記手順は、情報送信に先立つ位相基準シンボルの送信を要求する位相差動及び振幅コヒーレントである変調が使用され、かつシンボル当たり最大数のビットによる変調を使用して受信におけるビット誤り確率を所定のマージン内に維持する目的で信号対雑音比の推定が行われる、複数のユーザ機器セットの双方向通信に適用可能である。本発明による手順の特徴は、信号配置の受信された点に対応する振幅誤差及び位相増分誤差を始点として、信号配置の第１のリングの対応する点への振幅誤差及び位相増分誤差の移動が、それが送信されたものでありかつなんらかの変形を受けた誤差を全く伴わないかのように実行され、後に誤差ベクトルの二乗の絶対値が計算されることにある。この特徴は、雑音サンプルが計算されること、取得された値の分散が低減されること、及びその分散がシンボル当たり奇数及び偶数のビットの最適な信号配置間で等化されることを可能にする。
【００１７】
さらに、雑音電力の平均値を推定するために、雑音サンプルの二乗の絶対値の平均が求められ、平均すべきサンプル数はシステムの構成可能値である。
【００１８】
受信に際しては、最初に振幅及び位相増分が検出され、次にこれらの値が、受信された振幅又は位相増分から減算される、もしくはその逆が行われる。言い替えれば、検出された振幅及び位相増分が、受信された振幅及び位相増分からそれぞれ減算される。よって雑音サンプルの計算の初期形成は、振幅及び位相増分誤差の計算において送信されるシンボルを認識することなく、ブラインドモードで行われる。
【００１９】
雑音ベクトルの二乗の絶対値を求める別の方法は、受信された振幅及び位相増分を受信に際して事前にわかっている送信されたシンボルの振幅及び位相増分からそれぞれ減算する、もしくはその逆が行われる。言い替えれば、受信において周知の先行して送信されたシンボルの振幅及び位相増分が受信された振幅及び位相増分からそれぞれ減算される。よって雑音サンプルは、振幅及び位相増分誤差を計算するために受信に際して事前にわかっているシンボルのシーケンスを使用して計算されることより成る。
【００２０】
最終的推定を向上させるために、本発明は上記推定を、信号対雑音比を推定する受信機器がブラインド推定と周知のシンボルシーケンスによる推定とを組み合わせるような方法で組み合わせることを行う。
【００２１】
また、これはマルチユーザ通信システムであることから、平均するための雑音電力のサンプルは異なる信号配置に属する可能性がある。よって、変調の差動特性に起因する推定器のバイアス、及び各信号配置において異なる値のバイアスを補正するために、平均されている雑音電力のサンプルのそれぞれは対応する値で乗算される。
【００２２】
以下、本明細書をより良く理解するために、その一体部分を構成する、本発明の目的を限定的でなく例示的に表す幾つかの図面について説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下は、図面で使用している付番を参照して行う本発明の一例の説明である。
【００２４】
発明の背景において既に言及したように、ＡＤＰＳＫ受信機が実行しなければならない基本動作は、振幅におけるチャンネルの減衰効果の補償及び受信された信号における位相増分の計算である。その後は、検出器が送信された情報の取得を担当する。これらの動作は全て技術上周知であり、先に引用した引例に記載されている。
【００２５】
図１は、２７．９デシベル（ｄＢ）のＳＮＲ及び５パーツパーミリオン（ｐｐｍ）の周波数誤差を有するシンボル当たり６ビットの信号配置の場合に、受信される信号の等化された振幅及び位相増分から信号配置が形成される例を示す。放射状の実線は、位相増分を決定する最適しきい値を表す。また、受信された点は楕円形状を有する点のクラウドへグループ分けされ、変調の差動特性に起因してリングの振幅が大きくなるとこれはさらに顕著になることも認められる。これらの点のクラウドは信号配置の点のそれぞれに集中され、かつ信号に追加される雑音に起因する。但し、図から分るように、点のクラウドは最適しきい値間には集中せず、所定数のラジアンだけ変位される。この一定の変位は、受信機における周波数誤差によって決定される。
【００２６】
送信された信号の電力が周知であることを所与とすれば、ＳＮＲ推定器は受信機が受ける雑音電力を推定するだけでよい。そのため、以下のように、異なるシンボルにおけるＮ個の雑音電力サンプルの平均が求められる。
【００２７】
【数１】
2007501579.tif 000003
【００２８】
但し、ｅ（ｋ）２は受信機に影響する雑音電力のｋ番目のサンプルである。図２は、上記電力サンプルの計算に伴う大きさを略示したものである。開始データは、検出された点（８）に関する信号配置の受信された点（３）の振幅誤差ｅｋ（１）及び位相増分誤差ｅΦｋ（４）であり、以下のように計算される。
【００２９】
【数２】
2007501579.tif 000004
【数３】
2007501579.tif 000005
【００３０】
但し、
【数４】
2007501579.tif 000006
は検出された振幅であり、
【数５】
2007501579.tif 000007
はチャンネル減衰を補償するために等化された受信された振幅であり、
【数６】
2007501579.tif 000008
は検出された位相増分であり、
【数７】
2007501579.tif 000009
は受信された位相増分である。雑音電力のサンプルは、以下のように、ベクトル（２）の二乗の絶対値を計算することによって得られる。
【００３１】
【数８】
2007501579.tif 000010
【００３２】
但し、ｒ３（７）は図２に示す例における検出された振幅
【数９】
2007501579.tif 000011
である。従って上記式は、以下のようになる。
【００３３】
【数１０】
2007501579.tif 000012
【００３４】
上記式は、誤差ベクトル（２）の二乗の絶対値を表す。これは、雑音電力サンプルの最も単純かつ迅速な計算方法であるが、シンボル当たり奇数及び偶数のビットを有する信号配置の推定器の分散間に差を誘発する。先に説明したように、リングの振幅が大きくなると、点のクラウドはより顕著な楕円形状を得る。シンボル当たり奇数のビットを有する最適な信号配置はシンボル当たり偶数のビットを有するものに比べて位相より多くのリングを比例的に提示するため、それらは上述の効果をよりはっきりと示す。同値のＳＮＲであれば、検出された点の振幅が大きいほど、雑音ベクトルの二乗の絶対値の平均値は大きくなる。よって、シンボル当たり奇数のビットを有する信号配置を起点として計算される雑音電力のＮ個のサンプルは、偶数のビットを有する信号配置を起点として計算されるＮ個のサンプルより大きい散乱を呈するであろう。従って、推定器がシンボル当たり奇数ビットの信号配置において提示する分散はより大きくなる。また、リングの振幅の増大に伴う点の楕円サイズの増分による同じ効果は、所定の信号配置の分散の増大をもたらす。
【００３５】
従って、本発明の目的は、サンプルを、検出された点が属するリングの雑音電力とは独立にすることにある。
【００３６】
よって、このための相似三角形の定理を使用して、それにより第１のリング上へ投影される雑音電力のｋ番目のサンプルｅ’（ｋ）（５）が取得される、誤差ベクトル（２）の半径ｒ１（６）の第１のリング上への投影を考えることができる。従って、図２に記述する実施形態例の場合、雑音電力の新規サンプルは、以下の式のように計算され得る。
【００３７】
【数１１】
2007501579.tif 000013
【００３８】
但し、この方法では、振幅誤差（１）は検出された点が属する信号配置のリングの関数として変更されることから、先に述べた問題は何も解決されない。
【００３９】
提示している本発明の手順は、位相誤差及び振幅誤差を信号配置の第１のリングの対応する点へ、これが検出されたものであったかのように移動させることによって、これらの問題を解決する。図３は、この移動が行われる実施形態例を表す。よって、新たな誤差ベクトル（９）の二乗の絶対値である雑音電力のサンプルは、以下のように計算される。
【００４０】
【数１２】
2007501579.tif 000014
【００４１】
但し、ｒ１（６）は対応する信号配置の第１のリングの振幅である。また、先に説明したように、雑音電力を計算するために、Ｎ個のサンプルの平均が同様にして求められる。
【００４２】
【数１３】
2007501579.tif 000015
【００４３】
図４は、提示された本発明の手順を実装する受信機のブロック図の一例を示す。雑音電力のサンプルを計算するブロック（１２）に必要な開始データは、振幅誤差ｅｋ（１）、位相誤差ｅΦｋ（４）及び信号配置のビット数（１４）である。振幅及び位相誤差は、振幅検出器（１０）及び位相検出器（１１）によってそれぞれ計算される。これらの２つの誤差を計算するためには、等化された振幅
【数１４】
2007501579.tif 000016
（１９）、受信された位相増分
【数１５】
2007501579.tif 000017
（２０）、及び信号配置のシンボル当たりのビット数（１４）が必要である。さらに、位相（４）誤差及び振幅（１）誤差の計算は、２つの方法で行われ得る。第１の方法は、位相（４）誤差及び振幅（１）誤差を、受信された振幅（１９）及び位相増分（２０）の検出に基づいて計算することより成る。言い替えれば、送信機によって送られるシンボルのシーケンスは周知ではない。このモードはブラインド推定として周知であって検出誤差に影響され、計算された誤差は実際に発生している誤差より規模が小さくなりかつＳＮＲの推定はシステムに実際に影響しているものより大きくなることから、位相（４）誤差及び振幅（１）誤差が発生するとＳＮＲの正しい推定が妨害される。位相及び振幅誤差を計算する第２の方法は、位相及び振幅誤差を、プロセスに包含される検出がないときに生成されるものに正確に対応させる、送信されたシーケンスの認識に基づく。この実施形態例では、両方法が行われ、よってブロック（２１）により、送信された振幅
【数１６】
2007501579.tif 000018
（２３）及び位相増分
【数１７】
2007501579.tif 000019
（２４）の値が生成される。送信機には、送信及び受信のシーケンスが等しいものであり得るように、同一のブロックが存在していなければならない。信号（２２）は、行われている推定のタイプ、即ちブラインドモードであるか周知のシーケンスによるものであるか、について通知する。よってこの場合、振幅（１０）及び位相（１１）検出器は、振幅の場合は値（１９）及び（２３）間の減算を、位相増分の場合は値（２４）及び（２０）間の減算を実行するだけでよい。
【００４４】
これはマルチユーザ通信システムに関連するものであることから、受信機は受信されているデータが変調される信号配置を必ずしも認識しているとは限らない。これがその信号配置を認識するのは、ユニキャスト通信においてそれが送信されたデータの宛先であるとき、もしくはそれを受信者グループ内に、もしくはブロードキャスト内に包含するマルチキャスト通信が行われるときのみである。そのため、平均されたＮ個の雑音電力サンプルは異なる信号配置に属する可能性がある。信号（１５）は、上記信号配置が周知でありかつ雑音電力のサンプルの計算が可能であることを示す。
【００４５】
シミュレーションにより、本発明手順においてこれまでに説明した推定器はバイアスされることが確認されている。このバイアスは変調の差動特性に起因するが、これは、位相増分が２つのシンボルの雑音に影響されるためである。下表は、これらを信号配置の関数として詳述したものである。
【表１】
2007501579.tif 000020
【００４６】
ブロック（１２）は、推定器のバイアス特性を補正するために、雑音電力のサンプルにこの補正係数Ｋを、以下を用いて当てはめなければならない。
【００４７】
【数１８】
2007501579.tif 000021
【００４８】
シンボル当たりのビット数（１４）は、計算に使用するｒ１（６）及び補正係数Ｋの値を決定する働きをする。これらのサンプルは異なる信号配置に属する可能性があることから、この補正はサンプル毎に行われなければならない。サンプルの平均値が求められることから、メモリ（１３）は先に提示される和算の部分値を格納するために必要とされる。よって、ブロック（１２）により実行される演算は、下記の通りである。
【００４９】
【数１９】
2007501579.tif 000022
【００５０】
但し、値Ｅ’（ｋ）（１８）は、計算されるとメモリ（１３）に格納される。値（１８）の計算に先立って、ブロック（１２）は、メモリ（１３）から項
【数２０】
2007501579.tif 000023
（１７）を読み取らなければならない。ｋの値が、システムの構成可能パラメータでありかつ２つの可能推定モードで異なる可能性のあるＮに等しいとき、ブロック（１２）は、利用可能な雑音電力推定が存在することを示す信号（１６）を生成する。信号（２２）はここでも、累算すべきサンプル数Ｎを決定する推定モード、即ちブラインドであるか周知のシーケンスであるか、を示す。信号（１６）がこれを指示すると、メモリが読み取られ、その値が対応する値Ｎで除算される。
【００５１】
周知のシーケンスによる推定モードはブラインドモードより信頼性が高いが、データを受信者へ送らせないという欠点がある。また、チャンネルのＳＮＲは、システムが使用するシンボル当たりのビット数を適合化できるように監視される必要がある。さらに、突然のチャンネル変更を検出し、パケットの損失を最小限の数に抑えるように信号配置を可能な限り変更することも必要である。各シンボルが多くの情報を含んでいるマルチユーザＯＦＤＭ通信システムにおいては、これらの考察事項は格段に重要である。この理由により、両推定が組み合わされる。
【００５２】
さらに、Ｎの値が大きくなると、推定の分散は小さくなる。しかしながら、上述の類のシステムでは、各ＯＦＤＭシンボルが搬送波数及びそのそれぞれが変調されるビット数に依存して大量のデータを含むことから、この値を任意に大きくすることはできない。従って、周知のシーケンスによる推定は情報のないＮ個のシンボルの送信（シーケンスが周知であることから情報は含まない）及びオーバーヘッドの増大を含意し、ブラインドモードでの推定はエミッタから受信機へ送られる情報がＮ個のＯＦＤＭシンボルを超える占有を要求する。但し、後者は必ずしも可能であるとは限らない。よって、この実施形態例では、ブラインドモードでＮ＝１６が、周知のシーケンスでＮ＝３２が選ばれている。
【００５３】
初期推定として、周知のシーケンスによる推定が行われる。その後、周知のシーケンスによる新規推定が秒単位の周期で行われる。ブラインドモードの推定は、これらの推定の間に（データトラフィックに依存して）行われることが可能であり、突然のチャンネル変更が発生しているかどうかの判定に使用される。チャンネル変更が実際のＳＮＲを著しく悪化させる原因となる場合、先に述べたように、推定は、ブラインド推定における誤差の発生を防止するために周知のシーケンスによって行われる必要がある。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】シンボル当たり６ビットのＡＤＰＳＫ信号配置の振幅及び位相増分によって形成される信号配置を表す。
【図２】雑音電力のサンプルの計算に伴う大きさを略示している。
【図３】雑音電力のサンプル及びその第１のリングへの移動の計算に伴う大きさを略示している。
【図４】本発明による手順を実装する受信機のブロック図の一例を表す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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