(57)【要約】バックコンバータに基づくアップ−ダウンコンバータ用の方法は、コイル(Ｌ1)のダウンコンバージョン段階(Φ2，Φ3及びΦ5，Φ6)中に、相対的に高い出力電圧(ＵB＞Ｕin)を有する出力(Ｂ)を供給する。コイル電流(ＩL1)のダウンコンバージョン段階は、少なくとも２つの異なるダウンコンバージョン段階(Φ2，Φ3及びΦ5，Φ6)から成る。ブーストコンバータに基づくアップ−ダウンコンバータ用の方法は、コイル(Ｌ2)のアップコンバージョン段階（Φ7及びΦ10）中に、電力を伴う相対的に低い出力電圧(ＵD＞Ｕin)を有する出力(Ｄ)を供給する。コイル電流(ＩL2)のアップコンバージョン段階は、少なくとも２つの異なる電流減少段階(Φ7，Φ8及びΦ10，Φ11)から成る。
2007518383.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧、及び少なくとも第１及び第２出力電圧と；
少なくとも１つの誘導エネルギー蓄積手段であって、その第１端子が主スイッチング手段に接続され、その第２端子がスイッチング手段経由で少なくとも２つの出力に接続可能な誘導エネルギー蓄積手段と；
コイル電流を供給することによって、前記第１出力電圧用及び前記第２出力電圧用の電気エネルギーを供給する出力スイッチング手段と；
前記誘導エネルギー蓄積手段と、前記入力電圧を発生するＤＣ電圧源との間の前記主スイッチング手段と；
前記主スイッチング手段がオフ状態に切り換えられている場合に、前記誘導エネルギー蓄積手段内の電流の連続を可能にするフリーホイーリング・スイッチング手段と；
すべての前記スイッチング手段を選択的に作動させる制御手段とを有するＤＣ／ＤＣアップ−ダウンコンバータを動作させる方法であって、
前記第１出力電圧は、前記入力電圧より低く、前記第１出力上に存在し；
前記第２出力電圧は、前記入力電圧より高く、前記第２出力上に存在し；
前記コイル電流の向きを前記第１出力向きまたは前記第２出力向きに制御する少なくとも第２のスイッチング手段が前記第１出力と直列接続されたＤＣ／ＤＣアップ−ダウンコンバータを動作させる方法において、
前記制御手段が、
１つのスイッチングサイクル中には、前記コイル電流が前記第２端子から前記第１出力及び前記第２出力の両方に流れるように前記出力スイッチング手段を制御し；
前記アップ−ダウンコンバータの過渡状態中には、前記第１端子上の平均電圧が前記第２端子上の電圧に等しくなるように前記主スイッチング手段を制御する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣアップ−ダウンコンバータの動作方法。
【請求項２】
前記制御手段が前記スイッチング手段に対するスイッチング段階を生成し、前記コイル電流の推移はアップコンバージョン段階及びダウンコンバージョン段階から成り、
前記コイル電流の前記ダウンコンバージョン段階は少なくとも２つのスイッチング段階から成ることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記スイッチングサイクルは、すべての前記スイッチング段階をちょうど１回ずつ有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
入力電圧、及び少なくとも第１及び第２出力電圧と；
少なくとも１つの誘導エネルギー蓄積手段であって、その第１端子が前記入力電圧を発生するＤＣ電圧源の一方の極に接続され、その第２端子がスイッチング手段経由で出力に接続可能な誘導エネルギー蓄積手段と；
コイル電流を供給することによって、前記第１出力電圧用及び前記第２出力電圧用の電気エネルギーを供給する出力スイッチング手段と；
前記誘導エネルギー蓄積手段の第２端子と前記ＤＣ電圧源の他方の極との間に接続された主スイッチング手段と；
すべての前記スイッチング手段を選択的に作動させる制御手段とを有するＤＣ／ＤＣアップ−ダウンコンバータを動作させる方法であって、
前記第１出力電圧は、前記入力電圧より低く、前記第１出力上に存在し；
前記第２出力電圧は、前記入力電圧を超え、前記第２出力上に存在し；
前記コイル電流の向きを前記第１出力向きまたは前記第２出力向きに制御する少なくとも第２のスイッチング手段が前記第１出力と直列接続されたＤＣ／ＤＣアップ−ダウンコンバータを動作させる方法において、
前記制御手段が、
１つのスイッチングサイクル中には、前記コイル電流が前記第２端子から前記第１出力及び前記第２出力の両方に少なくとも１回流れるように前記出力スイッチング手段を制御し；
前記アップ−ダウンコンバータの過渡状態中には、前記コイルの前記第２端子上の平均電圧が前記第１端子上の電圧に等しくなり、従って前記入力電圧に等しくなるように前記主スイッチを制御する
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣアップ−ダウンコンバータの動作方法。
【請求項５】
前記制御手段が前記スイッチング手段毎にスイッチング段階を生成し、前記コイル電流のパターンはアップコンバージョン段階及びダウンコンバージョン段階を有し、
前記コイル電流の前記アップコンバージョン段階は少なくとも２つのスイッチング段階から成ることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記スイッチングサイクルは、すべての前記スイッチング段階をちょうど１回ずつ具えていることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記スイッチング手段が、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯまたはバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
電力消費要素が異なる電圧を供給される電子機器内、例えば移動電話機内、ＰＤＡ（パーソナル・ディジタル・アシスタント）内、またはＭＰ３プレーヤでＤＣ／ＤＣアップ−ダウンコンバータを動作させる、請求項１〜７のいずれかに記載の方法を実現する装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、種々の出力を有するＤＣ／ＤＣコンバータ（直流−直流変換器）に関するものであり、これらのコンバータはアップ（昇圧）コンバータ並びにダウン（降圧）コンバータであり、本明細書ではアップ／ダウンコンバータと称する。ＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータは、入力電圧を上回る電圧、下回る電圧、あるいは入力電圧のレベルの電圧を発生する。
【背景技術】
【０００２】
コンバータは、アップコンバータ及びダウンコンバータ共に慣用のものから知ることができるが、これらは多数の異なる種類のトランジスタまたはスイッチを必要とし、従って比較的高価である。また、種々の出力を有するダウンコンバータ及びアップコンバータが知られているが、これらは高い出力電圧と低い出力電圧とを同時に供給することができない。
【０００３】
バック（降圧）コンバータ（ダウンコンバータ）とブースト（昇圧）コンバータ（アップコンバータ）とは、誘導エネルギーの蓄積手段、例えばコイルまたはリアクタ（以下では単にコイルと称する）の構成が本質的に異なる。バックコンバータでは、主スイッチング手段は、入力電圧を発生するＤＣ電圧源の一方の極とコイルとの間に配置され、これに対しブーストコンバータでは、コイルは入力電圧を発生するＤＣ電圧源の一方の極に直接接続され、主スイッチング手段はコイルの他方の端とＤＣ電圧源の他方の極との間に配置される。用途に関しては、これらのコンバータの違いは、最高負荷を伴う主電圧の高さにある。バックコンバータでは、高負荷を伴う主電圧は入力電圧より低く、これに対しブーストコンバータでは、高負荷を伴う主電圧は入力電圧より高い。
【０００４】
【特許文献１】米国特許出願US2002/0113580 A1
【０００５】
米国特許出願US2002/0113580 A1は、誘導エネルギー蓄積手段、スイッチング手段、及び制御手段を具えたＤＣ／ＤＣコンバータを開示している。これらの制御手段は、上記スイッチング手段の動作を制御して、これによりダウンコンバージョン（バックコンバージョン、降圧）モードでは電気エネルギーがＤＣ／ＤＣコンバータの第１出力に転送され、アップコンバージョンモード（ブースト（昇圧）モード）では電気エネルギーがＤＣ／ＤＣコンバータの第１出力から第２出力に転送されるように構成されている。この構成は、第２出力に転送される負荷エネルギーが誘導エネルギー蓄積手段を２回通過し、こうするとこれらの通過において大きい損失が生じることになる、という欠点を有する。これに加えて、第１出力の出力コンデンサが上記負荷エネルギーをバッファ（一時蓄積）することになり、このことは第１出力の出力電圧リップルの増加に至る。
【０００６】
さらに、このコンバータはちょうど２つの出力を有し、第１のものは入力電圧を下回る電圧を有し、第２のものは入力電圧を上回る電圧を有する。このアップ／ダウンコンバータを実現するためには、３つのスイッチング手段しか必要としない。しかし、多くの電子機器では３通り以上の電源を必要とする。米国特許出願US2002/0113580 A1に開示されたコンバータは、こうした機器にとって不十分である。
【０００７】
【特許文献１】米国特許6,437,545 B2
【０００８】
米国特許6,437,545は、その図６に、複数の出力を有するアップ／ダウンコンバータの制御図を開示している。このＤＣ／ＤＣコンバータは、誘導エネルギー蓄積手段、スイッチング手段、及び制御手段を具え、この制御手段は、上記スイッチング手段を選択的に制御して電気エネルギーを出力に転送すべく構成されている。上記制御手段は、多数の個別のスイッチングサイクルを出力毎に利用可能にし、そして上記複数の出力のうち最大のエネルギーを必要とする主出力も提供する。このコントローラは異なるスイッチングサイクルのスイッチング・シーケンスを提供し、各スイッチングサイクルは段階Φ1で始まり、この段階では、上記出力のうちの１つに割り当てられたすべてのスイッチが開き、コイルと直列にされて入力電圧のプラス極とマイナス極との間に接続された主（メイン）スイッチは閉じられている。段階Φ1中には、エネルギーはコイル内でアップコンバート（上昇）される、というのは電流回路内に他に電力消費要素はないからである。電流のアップコンバージョン（上昇）に続くさらなる段階が存在し、この段階では、各々が１つの出力に割り当てられたスイッチの１つが閉じられ、これによりエネルギーはコイル内で再びダウンコンバート（下降）される。コイルを通って流れる電流が再び、上記アップコンバージョンの段階の始めに有した値に達し、これにより平衡が再確立されると、再び電流のアップコンバージョン段階Φ1が始まり、これに続く電流のダウンコンバージョン（下降）と合わせて正確に１つの負荷分岐（ブランチ）にわたる。従って、スイッチング・シーケンスは、連続する複数のスイッチングサイクルから成り、各サイクルではダウンコンバージョン段階がアップコンバージョン段階に続く。米国特許6,437,545の図６に示されている上述したアップ／ダウンコンバータは２つの出力のみで構成され、出力毎に１つのスイッチング手段（Ｓ４，Ｓ５）、主スイッチング手段（Ｓ１）、フリーホイーリング（環流）スイッチング手段（Ｓ２）、及びさらなるスイッチング手段（Ｓ３）を有し、このさらなるスイッチング手段（Ｓ３）は、コンバータの出力に面するコイル出力と、上記主スイッチング手段に接続されていない方の極との間に配置され、この極は入力電圧を発生するＤＣ電圧源に割り当てられ、上記さらなるスイッチング手段はバック（コンバージョン）モードでは開いているが、ブースト（コンバージョン）モードでは必要になる。この方法では、種々の出力分岐（Ｄ２，Ｓ４，Ｓ５）にわたる電流分配を制御する上記スイッチング手段に加えて、３つのスイッチング手段（Ｄ１，Ｓ４，Ｓ３）が必要になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、少なくとも２つの出力を有するＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータを動作させる最も費用効果的な方法を提供することにある。これら２つの出力の１つは入力電圧より高くすることができ、同時に、他の１つは入力電圧より低くすることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明による方法は、バックコンバータに基づく構造のアップ／ダウンコンバータ及びブーストコンバータに基づく構造のアップ／ダウンコンバータに共に適用することができる。
【００１１】
上記目的は請求項１に規定する方法によって達成され、請求項１はいわゆるバックコンバータに関係する。本発明による方法によれば、バックコンバータでは、スイッチングサイクル中にコイル内に蓄積されるエネルギーは、入力電圧を超える出力電圧を供給するためにも使用される。この関係では、スイッチングサイクルとは、スイッチング手段の複数の規定状態に対応する一連のスイッチング段階を意味する。スイッチングサイクルは、原則的には、それぞれのコイル電流のアップコンバージョン段階、及びこれに続くダウンコンバージョン段階から成り、この電流は誘導エネルギー蓄積手段を通って流れる。そして上記アップコンバージョン段階及び／またはダウンコンバージョン段階は２つ以上の段階に再分割される。１つの段階は、すべてのスイッチング手段の状態の特定の組合せを表わす。そして本発明は、誘導エネルギー蓄積手段の負荷のすべての出力にわたる適切な分配によって、従来技術状態を形成する上記米国特許6,437,545 B2のさらなるスイッチング手段及びその制御を省略することができ、このようにして、回路装置をより費用効果的に実現することができる、という認識に基づく。
【００１２】
請求項１に規定する方法は、好適かつ簡単な方法でさらなる出力にも拡張することができる。代案として、スイッチングサイクルを、この追加的な出力に関連するさらなるスイッチング段階に再分割するか、あるいは、既存のスイッチング段階を交互に、一方または他方の出力用の連続的なスイッチングサイクルに使用し、即ち、この出力があたかも交互に動作する２つの出力であるかのようにする。
【００１３】
前記制御手段は、前記スイッチング手段毎にスイッチング段階を生成することが好ましく、従ってコイル電流のダウンコンバージョン段階は少なくとも２つのスイッチング段階を有する。ダウンコンバージョン段階中のちょうど２つのスイッチング段階では、このことは、対応するＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータがちょうど２つの出力を有し、スイッチングサイクル中にすべての（両方の）出力が連続的に負荷を受けることを意味する。ちょうど２つの出力とは、この場合には、１つの出力は入力電圧に比べて低い電圧を有し、もう１つの出力は入力電圧に比べて高い電圧を有することを意味する。
【００１４】
ダウンコンバージョン段階中の３つのスイッチング段階では、このことは、対応するＤＣ／ＤＣアップ／ダウンコンバータが３つの出力を有し、スイッチングサイクル中にすべての（３つの）出力が連続的に負荷を受けることを意味する。
【００１５】
本発明の１つの好適例によれば、スイッチングサイクルがすべてのスイッチング段階を１回ずつ有する。
【００１６】
上記目的は請求項４に規定する方法によっても達成することができ、請求項４はいわゆるブーストコンバータに関係する。本発明による方法では、コイル内へのエネルギーの蓄積中に、入力電圧を下回る出力電圧が生成される段階が存在する。従って、コイル電流のアップコンバージョン段階及びダウンコンバージョン段階は２つ以上の段階に再分割される。１つの段階は、すべてのスイッチング手段の状態の特定の組合せを表わす。本発明による方法は、従来技術の米国特許6,437,545 B2の図６におけるＳ１及びＳ２を節減することを可能にする。このようにして、回路装置をより費用効果的に実現することができる。
【００１７】
前記制御手段は、スイッチング手段毎にスイッチング段階を生成することが好ましく、これらのスイッチング段階は、コイル電流のアップコンバージョン段階が少なくとも２つのスイッチング段階を有するように構成される。これらのスイッチング段階の少なくとも１つでは、入力電圧より低い電圧を有する出力が負荷を受ける。電流のダウンコンバージョン段階では、入力電圧を超える電圧の出力が提供される。
【００１８】
請求項４に規定する方法は、特に簡単な方法でさらなる出力に拡張することができる。この目的のために、
−代わりに、スイッチングサイクルを、この追加的な出力に関連するさらなるスイッチング段階に再分割するか、あるいは、
−スイッチング段階を交互に、一方または他方の出力用の連続的なスイッチングサイクルに使用し、その結果は２つの出力の準交互の動作となる。
【００１９】
この方法を実現すれば、多くの回数が任意数の出力を追加する可能性を生み出すことができる。
【００２０】
本発明の１つの好適例によれば、１つのスイッチングサイクルがすべてのスイッチング段階をちょうど１回ずつ含む。
【００２１】
前記スイッチング手段は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor：金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）、ＧＴＯ（Gate Turn-off Switch：ゲート・ターンオフ・スイッチ）、バイポーラトランジスタ、または他のあらゆるトランジスタまたはスイッチとすることができる。上記スイッチング手段はＭＯＳＦＥＴであることが好ましい、というのは、本発明によるアップ／ダウンコンバータを特に簡単な方法で実現することができるからである。
【００２２】
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、電力消費要素が異なる電圧を供給される電子機器、例えば移動無線電話機、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant：個人用携帯情報端末）、あるいはＭＰ３プレーヤに使用するのに適している。
【００２３】
本発明のこれら及び他の態様は、以下の図面を参照した実施例の説明より明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図１に、バック（降圧）コンバータに基づくアップ／ダウンコンバータの回路構成を図式的に示す。入力電圧Ｕinを発生するＤＣ電圧源のプラス極とエネルギー蓄積手段として使用されるコイルＬ1との間に配置されたスイッチング手段Ｔ1は、入力電圧をオンまたはオフのいずれかに切り換える主（メイン）スイッチとして使用される。第１ダイオードＤ1は、そのアノード（陽極）をコイルＬ1に向けてスイッチング手段Ｔ1と並列に配置され、スイッチング手段Ｔ1が開いている際に、コイルＬ1の端子Ｘ1の電位がＵinの（正の）電位より高ければの放電することができる。この例に示す複数の出力を有するアップ／ダウンコンバータは３つの出力Ａ、Ｂ及びＣを有し、主電圧は、入力電圧Ｕinより低い電圧ＵAであり、スイッチング回路における最大の負荷を有する。コイル電流ＩL1は、スイッチング手段Ｔ3経由でスイッチング回路のこの分岐（ブランチ）に供給される。入力電圧Ｕinを超える電圧ＵBは追加的な出力において利用可能である。スイッチング回路のこの分岐は制御可能なスイッチング手段を具える必要はなく、場合によっては出力ＵBに直列接続されたダイオードＤ3で十分である。負荷Ｃに関係する分岐は、例えば、本発明によるアップ／ダウンコンバータを拡張する可能性を表わすに過ぎない。この出力または給電される負荷Ｃに存在する電圧ＵCの高さはここではさらに規定しない、というのは、最終的には関係するすべての平衡の問題だからである。コントローラは出力電圧ＵA、ＵB、ＵCを監視し、要求に従ってスイッチング手段Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4を制御する。
【００２５】
コイルＬ1は、主スイッチング手段Ｔ1とフリーホイーリング（環流）スイッチング手段Ｄ2との間の入力電圧に割り当てられた端子Ｘ1で、（電圧）Ｆ2を取得する。端子Ｘ1における平均電圧は、主スイッチング手段Ｔ1のデューティサイクルによって設定される。
【００２６】
スイッチＴ2は随意的なもの（オプション）である。コンバータの機能のためには、主スイッチング手段Ｔ1が開いている際に、コイル電流ＩL1が下方の分岐内で第２ダイオードＤ2を経由してコイルＬ1に流入可能であることが重要である。ダイオードＤ2はそのアノードを、入力電圧Ｕinを発生するＤＣ電圧源の一方の極、ここではマイナス極に接続され、そのカソード（陰極）をコイルＬ1のスイッチ向きの端子に向けて接続されている。ダイオードＤ2では順方向導通における（電力）損失（ロス）も発生し得るので、ダイオードＤ2と並列にスイッチング手段Ｔ2を配置して順方向の損失を低減することができる。
【００２７】
図２は、本発明によるバックコンバータの回路図の第１変形例によるコイル電流ＩL1を示す図である。この第１回路図では、スイッチングサイクルＳＺ1は、コイル電流ＩL1のアップコンバージョン段階、及び連続的な多段階（ここでは２段階）のダウンコンバージョン段階から成る。平衡線ＧＬは、主スイッチング手段Ｔ1の適切なデューティサイクルでは、スイッチングサイクルＳＺ1の始点と終点とでコイル電流ＩL1が同じ値を有することを示す。高い出力電圧を有する出力の負荷が過大に増加した場合には、平衡を設定することができず、この平衡線は失われる。この図に表わすスイッチングサイクルＳＺ1は複数の段階Φ1、Φ2、及びΦ3から成り、これらの段階は、スイッチング手段Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3及びＴ4の次の状態に対応する：
Φ1：Ｔ1及びＴ3は閉じられ、Ｔ4は開いている。随意的なスイッチング手段Ｔ2は開いている。コイル電流ＩL1は増加し、同時に出力Ａに電力を供給する。
Φ2：Ｔ1は開き、Ｔ3及び随意的なスイッチング手段Ｔ2は閉じている。エネルギーのうちコイルＬ1に蓄積される部分は出力Ａに転送され、この間にコイル電流ＩL1は減少する。
Φ3：Ｔ3は開き、随意的なスイッチング手段Ｔ2は閉じている。コイル電流ＩL1は今度はより速く下降し、出力Ｂの出力値が前の値に達するまでの期間だけ、ダイオードＤ3を経由し、出力Ｂを有する分岐を通って流れる。
【００２８】
スイッチングサイクル中には、少なくとも２つの利用可能な出力Ａ、Ｂは連続的に電力を供給される。
【００２９】
図３は、本発明によるバックコンバータの回路図の第２変形例によるコイル電流ＩL1を示す図である。この第２回路図では、スイッチングサイクルＳＺ2は、第１コイル電流ＩL1のアップコンバージョン段階、及び連続的な多段階（ここでは２段階）のダウンコンバージョン段階から成り、異なるスイッチング状態がダウンコンバージョン段階中の基礎を形成し、言わば、ここでは、主スイッチング手段Ｔ1が次のスイッチング段階で開く前にまず閉状態に保たれる間に、出力が変化する。ここでも平衡線ＧＬを入れ、平衡線ＧＬは、主スイッチング手段Ｔ1のデューティサイクルの負荷への適応を表わす。これに加えて、負荷が特定のマージン要求を有する場合には、コンバータはこの要求に従ってのみ動作することができる。図に表わすスイッチングサイクルＳＺ2は、複数の段階Φ4、Φ5及びΦ6から成り、これらの段階はスイッチング手段Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3及びＴ4の次の状態に対応する。
Φ4：Ｔ1及びＴ3が閉じ、Ｔ4が開いている。随意的なスイッチング手段Ｔ2は開いている。コイル電流ＩL1のアップコンバージョン段階中には、相対的に低い出力電圧を有する出力、ここでは出力Ａも提供される。
Φ5：Ｔ1は閉じ、Ｔ3及びＴ4は開いている。随意的なスイッチング手段Ｔ2は開いている。主スイッチング手段Ｔ1は閉じたままであり、従って回路装置はさらに電源電圧Ｕinを供給されるが、既に電流ダウンコンバージョン段階が存在する、というのは、負荷分岐は、入力電圧を超える出力電圧（ＵB＞Ｕin）を供給されるからである。従って電流は比較的遅く減衰する。
Φ6：Ｔ1、Ｔ3及びＴ4は開いている。随意的なスイッチング手段Ｔ2は閉じている。電流ダウンコンバージョン段階の第２の部分では、曲線は急峻に下降する、というのは、出力電圧ＵBはコイルＬ1に蓄積されているエネルギーのみによって生成されるからである。電気回路は今度は、コイルＬ1、負荷分岐Ｂ内のダイオードＤ3、平滑コンデンサと負荷Ａで表わされる出力抵抗との並列回路、及びダイオードＤ2、そして随意的にスイッチング手段Ｔ2で構成される。
【００３０】
結論として、バックコンバータのスイッチングサイクルＳＺ1またはＳＺ2は、本発明によれば、それぞれアップコンバージョン段階Φ1またはΦ4、及び少なくとも２つの連続的な電流ダウンコンバージョン段階それぞれΦ2及びΦ3、またはΦ5及びΦ6から成る。図２及び図３に示す線図は、バックコンバータに基づくアップ／ダウンコンバータの電流アップコンバージョン段階及び電流ダウンコンバージョン段階に関連し、このアップ／ダウンコンバータは、入力電圧Ｕinより低い主出力電圧ＵAを有し、その少なくとも１つの二次的電圧ＵBは入力電圧Ｕinを超える。従来技術に対し、本発明による電流ダウンコンバージョンは、主スイッチング手段Ｔ1によって生じるだけでなく、高い出力電圧を供給することによっても生じる。このことは、スイッチングサイクルＳＺ1またはＳＺ2のそれぞれ毎に、関係する複数の出力Ａ、Ｂが、そしてできればＣも動作することで達成される。負荷分岐Ｃは次のことを示す：この線図によれば、入力電圧Ｕinの上または下にある出力電圧（ここではＵC）によりさらなる出力を形成することができるが、しかし、その条件は、スイッチングサイクルＳＺ1またはＳＺ2それぞれの終点で成り立ち、即ち平衡ＧＬに達しなければならない。しかし、スイッチングサイクルは、Ｔ1及びＤ2の複数のオン−オフ段階を有することもできる。
【００３１】
図４に、ブーストコンバータに基づくアップ／ダウンコンバータ用の回路構成を図式的に示す。入力電圧Ｕinを発生するＤＣ電圧源のマイナス極とエネルギー蓄積手段として使用されるコイルＬ2との間に接続されたスイッチング手段Ｔ5を主スイッチとして用いる。この例に示す複数の出力を有するアップ／ダウンコンバータは３つの出力Ｄ、Ｅ、及びＦを有し、主出力は入力電圧Ｕinを超える電圧ＵEを有する。この主出力は高負荷を有する。コイルＬ2のダイオードＤ4に向いた側の電位Ｙ2が出力電圧ＵEより高い限り、コイル電流ＩL2は負荷分岐Ｅ内のダイオードＤ4を通って生成される。少なくとも１つの追加的な出力、ここでは分岐Ｄ上で利用可能な二次的電圧が存在し、この二次的電圧は入力電圧Ｕinより低い。実施例のこの例では、入力電圧Ｕinを超える二次的電圧ＵFを有するさらなる出力分岐を示し、これは好適な態様に過ぎない。このさらなる二次的電圧ＵFはより低くすることもできる。コントローラは、出力電圧ＵD、ＵE及びＵFを監視し、要求に従ってスイッチング手段Ｔ5、Ｔ6及びＴ7を制御する。コイル電流ＩL2のアンプコンバージョン段階中に既に、二次的出力Ｄに電力が供給されることが、本発明にとって重要である。
【００３２】
図５は、本発明による回路図の、バックコンバータ用の第１変形例によるコイル電流ＩL2を示す図である。第１の回路図については、スイッチングサイクルＳＺ3は、コイル電流ＩL2の２段階のアップコンバージョン段階及び少なくとも１つの連続的なダウンコンバージョン段階から成る。平衡線ＧＬは、平衡状態において、主スイッチング手段Ｔ5のデューティサイクルの負荷への正しい適応が達成されることを示す。これに加えて、本発明の目的によるコンバータの動作は、負荷が特定のマージン要求を有する場合のみに可能である。図に表わすスイッチングサイクルＳＺ3は複数の段階Φ7、Φ8及びΦ9から成り、これらの段階はスイッチング手段Ｔ5、Ｔ6及びＴ7の次の状態に対応する：
Φ7：Ｔ5は閉じ、Ｔ6及びＴ7は開いている。コイル電流ＩL2は増加する。
Φ8：Ｔ6は閉じ、Ｔ5及びＴ7は開いている。コイル電流ＩL2はさらに増加する、というのは、電力消費要素、即ち低い出力電圧を有する二次的電圧が加わるからであり、ここではＵD＜Ｕinなる分岐Ｄが加わる。
Φ9：Ｔ5、Ｔ6及びＴ7が開いている。負荷分岐Ｅは、誘導蓄積手段Ｌ2のエネルギーをダイオードＤ4経由で供給される。
【００３３】
図６は、本発明による回路図の、ブーストコンバータ用の第２変形例によるコイル電流ＩL2を示す図である。この例は、３つの出力Ｄ、Ｅ及びＦを有するＤＣ／ＤＣコンバータについての、電流の２段階のアップコンバージョン段階、及び同様に２段階のダウンコンバージョン段階を示す。電流のアップコンバージョン段階は、段階Φ10及びΦ11から成り、電流のダウンコンバージョン段階は２つの段階Φ12及びΦ13から成る。実施例のこの例では、スイッチングサイクルＳＺ4中に各出力が次のように駆動される：
Φ10：Ｔ5は閉じ、Ｔ6及びＴ7は開いている。エネルギーはコイルＬ2に蓄積される。
Φ11：Ｔ5及びＴ7は開き、Ｔ6は閉じている。分岐Ｄは、コイル電流ＩL2は、より急でない別なパターンを有する。
Φ12：Ｔ5、Ｔ6及びＴ7が開き、これにより出力電圧ＵEがダイオードＤ4を介して発生され、出力電圧ＵEはこのブーストコンバータにおける主電圧であり、入力電圧Ｕinを超える。
Φ13：Ｔ5及びＴ6が開き、Ｔ7は閉じている。コイルＬ2に蓄積されているエネルギーの一部が出力ＵFに転送される。
【００３４】
図２、３、５及び６の線図では、それぞれの線ＩL1及びＩL2の下の陰影を付けた面積が、それぞれの出力Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ及びＦの電流消費を表わす、ということが成り立つ。前記回路図は、これらの出力が提供される順序、及びそれぞれの出力の持続時間を共に示す。スイッチングサイクルＳＺi中の異なる順序によっても、段階Φ1及びΦ2,...,Φ13をこれに応じて調整すると、同じ結果を達成することができ、従って上記面積は同じままである。コントローラは、規定された負荷分布を、前記スイッチング手段を負荷分布に応じて設定することにより制御する。
【００３５】
図２、３、５及び６に示すスイッチング段階及びスイッチングサイクルは例に過ぎない。本発明による方法を、図に示すより多くの出力を有するＤＣ／ＤＣアップ−ダウンコンバータに用いる際には、この方法は、このことの関係で次の代案のように変形される：
−スイッチングサイクルを、平衡線ＧＬを考慮に入れつつ複数のスイッチング段階に再分割する、かつ／あるいは、
−異なるように構成した複数のスイッチングサイクルを、すべての利用可能な出力を制御する図に示すそれぞれのスイッチングサイクルとは反対に交互させる。
【００３６】
図１のバックコンバータ用の主スイッチング手段Ｔ1、または図３のブーストコンバータ用の主スイッチング手段Ｔ5、及びフリーホイーリングスイッチング手段Ｔ2のそれぞれの制御は、周波数に関しては、出力スイッチング手段Ｔ3、Ｔ4、Ｔ6及びＴ7の制御とは無関係に実行することができる。この場合には、その挙動はもはやスイッチング段階によって表わすことはできない。
【００３７】
スイッチング手段Ｄ3及びＤ4は随意的に、他の半導体スイッチ（同期転流）によって置き換えることができる。
【００３８】
図に示して説明したすべての電圧源も、極性を反転した電圧源に置き換えることができ、この場合にはすべてのダイオードを反転させる。一般に、（電圧源の）電圧がより０に近い際に、より低い電圧が提供される。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】バックコンバータ用の回路構成を図式的に示す図である。
【図２】バックコンバータ用の回路図の第１変形例によるコイル電流を示す図である。
【図３】バックコンバータ用の回路図の第２変形例によるコイル電流を示す図である。
【図４】ブーストコンバータ用の回路構成を図式的に示す図である。
【図５】ブーストコンバータ用の回路図の第１変形例によるコイル電流を示す図である。
【図６】ブーストコンバータ用の回路図の第１変形例によるコイル電流を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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