(57)【要約】 【課題】  信号のパルス振幅レベルをノイズ振幅レベルよりも高くすること。【解決手段】  送信器装置（２）と受信器装置（３）との間の超広帯域無線符号化データ信号を送受信する方法において、前記各シーケンスを構成するＮ個のパルスの配列が、送信器装置（２）に関連するデータの符号化を表し、（Ａ）前記受信器装置（３）が受信するダイレクト・パスまたはマルチ・パス符号化データ信号の１個のシーケンスのＮ個のパルスを、Ｎ個の時間受信ウインドウの１つで処理するステップと、（Ｂ）前記各Ｎ個の時間受信ウインドウを、前記送信器装置（２）から送信された信号のＮ個のパルスの既知の理論的配列の関数として、時間軸で配列するステップと、（Ｃ）前記Ｎ個のウインドウを加算する（５１）ステップとを有する。
2007518321.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
超広帯域無線符号化データ信号を送信する第１広帯域アンテナ（２７）を有する送信器装置（２）と、前記超広帯域無線符号化データ信号のダイレクト・パス符号化データ信号および／またはマルチ・パス符号化データ信号を受信する第２広帯域アンテナ（３７）を有する受信器装置（３）との間の無線データ通信方法において、
前記送信されたデータは、２以上の整数であるＮ個のパルスからなるシーケンスにより規定され、
前記各シーケンスを構成するＮ個のパルスの配列が、送信器装置（２）に関連するデータの符号化を表し、
（Ａ）  前記受信器装置（３）が受信するダイレクト・パス符号化データ信号および／またはマルチ・パス符号化データ信号の１個のパルス・シーケンスのＮ個のパルスを、それぞれに対応する、Ｎ個の時間受信ウインドウの１つで処理するステップと、
（Ｂ）  前記各Ｎ個の時間受信ウインドウを、前記送信器装置（２）から送信された信号のＮ個のパルスの既知の理論的配列に応じて、時間軸で配列するステップと、
（Ｃ）  前記受信器装置（３）内で、前記Ｎ個のウインドウを加算（５１）するステップと  を有し、
その結果、前記加算されたパルス振幅レベルは、前記受信器装置（３）が拾ったノイズ振幅レベルよりも高くなる
ことを特徴とする無線データ通信方法。
【請求項２】
（Ｄ）  前記受信器装置（３）の種々の動作をクロック動作させるクロック信号周波数（ＣＬＫｒ）を、前記送信器装置（２）の基準クロック信号周波数（ＣＬＫｅ）に比例して、適合させるステップ  を更に有し、
前記基準クロック信号周波数は、超広帯域無線符号化データ信号を生成するために用いられ、
前記ステップ（Ｄ）は、前記パルス振幅レベルが最大になるまで、Ｎ個のウインドウを加算しながら、最終ウインドウのパルス振幅レベルを調整することにより、行う
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記送信器装置（２）は、超広帯域無線符号化データ信号を送信し、
前記送信器装置（２）内におけるデータの符号化操作は、
前記各シーケンスのパルス位置変調、
前記各シーケンスのパルス極性または位相変調、
前記各シーケンスのパルス位置と極性の変調
のいずれかにより行われる
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記超広帯域無線符号化データ信号は、前記受信器装置（３）が送信器装置（２）を特定できる同期化フレームを有し、受信データを復調する前に、前記フレームに基づいて、同期化が行われ、
前記同期化フレームは、決定されたパルス繰り返し周波数のＮ個のパルスのシーケンスから構成される
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記Ｎ個の時間ウインドウの同一の幅は、送信すべき符号化データのシーケンスの平均パルス繰り返し周波数の逆数よりも小さく、
前記時間ウインドウの幅は、前記受信器装置（３）が受信するダイレクト・パス信号とマルチ・パス信号のパルスを受信できるのに適した幅以上である
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記送信器装置（２）は、
第１周波数（ＣＬＫｅ）で少なくとも第１クロック信号を分配する第１発振器（２１）と、
前記第１発振器（２１）により提供されるクロック信号によりクロック制御される、送信すべきデータを変調する第１信号処理ユニット（２３）と、
送信器装置（２）の第１広帯域アンテナ（２７）が送信すべき各シーケンスのＮ個のパルスを、前記第１の信号処理ユニット（２３）により提供されるデータ変調の関数として、整形するＮ個のパルスを整形するユニット（２４）と
を有し、
前記受信器装置（３）は、
第２の周波数（ＣＬＫｒ）で、第２クロック信号を分配する第２発振器（３１）と、
前記第２発振器（３１）に接続される第２信号処理ユニット（３３）と、
前記第２広帯域アンテナ（３７）が受信した符号化データ信号に関連するアナログ信号用のＡＤ変換段（３４）と
を有し、
前記Ｎ個の時間ウインドウを加算するステップ（Ａ）は、アナログ信号のアナログからディジタルへの変換の前（４５）または後（４１）に行われ、
前記アナログ信号パルスは、前記ＡＤ変換段（３４）内で、第２信号処理ユニット（３３）により供給されるサンプリング信号（ＣＬＫ１−ｎ）で、サンプリングされ、
前記サンプリング信号は、前記第２クロック信号の第２周波数に比例する周波数を有する
ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記時間ウインドウ信号は、連続的に加えられ、前記第２の信号処理ユニット（３３）のレジスター内に記憶される
ことを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
前記受信したデータ信号の各パルスの既知の理論的位置に対し時間軸で配置された各繰り返しウインドウは、前記受信器装置（３）が受信したダイレクト・パス信号および／またはマルチ・パス信号の最大加算パルス振幅の中心、または理論的基準値の中心にある
ことを特徴とする請求項２記載の方法。
【請求項９】
前記受信器装置（３）が受信した符号化信号の極性と同一の極性の基準信号が、各時間ウインドウのから得られたパルスを加算する前に、相関がとられる
ことを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項１０】
前記第２の信号処理ユニット（３３）は、ディジタル・ウインドウ加算手段（４１）と、前記符号化データ信号の到着時間予測手段（４４）とを有し、
前記時間ウインドウ加算ステップ（Ｃ）の前または後で、
（Ｅ）  所定長さＴＮの時間サブウインドウ内の信号の複数個の最大振幅値（Ａｉ）の絶対値を計算するステップと
前記各サブウインドウは、前記時間受信ウインドウの開始時から前記時間ウインドウの終了時までの所定のタイム・インターバルの間、互いに時間的にシフトし、
（Ｆ）  全ての計算された振幅値から最小振幅値を選択することにより、ノイズ振幅レベルを予測するステップと
を有する
ことを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１１】
（Ｇ）  １個の時間ウインドウの信号の正のエンベロープを計算するステップ
更にを有し、
前記ステップ（Ｇ）は、
（Ｇ１）  前記時間ウインドウ信号が振幅値がゼロの線と交差する全位置ｐｉを決定し、
（Ｇ２）  ｉが１から（Ｌ−１）の範囲で、ｐｉからＰｉ＋１の各インターバル内の絶対値が最大の振幅値の座標（ｘｉ、ｙｉ）を決定し、
（Ｇ３）  前記所定の座標を通る特定の補間アルゴリズムを用いて、前記エンベロープを計算する
ことを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１２】
（Ｈ）  受信器装置（３）が受信した第１信号の到着時間を計算するステップ
をさらに有し、
前記ステップ（Ｈ）は、
（Ｈ１）  前記エンベロープの最大振幅値（ＡＰ）と、予測されたノイズ振幅レベル（ＡＮ）に基づいて、振幅のしきい値ｔｈを計算し、
（Ｈ２）  しきい値ｔｈを最初に超えた正のエンベロープの立ち上がりエッジを予測し、
（Ｈ３）  前記エンベロープがしきい値を超えたポイントの後のエンベロープの最大局部ポイントの座標値（ＸＭ、ＹＭ）と、前記エンベロープがしきい値以上になるポイントの前のエンベロープの最小局部ポイントの座標値（Ｘｍ、Ｙｍ）とを予測し、
（Ｈ４）  前記最大局部ポイントと最小局部ポイントとの間の中間座標値を計算し、
（Ｈ５）  所定の関数（例えば線形関数）で、前記エンベロープのサンプルの選択されたセグメントの中間座標点を概算し、
（Ｈ６）  振幅値がゼロの線と交差する位置で、前記受信器が受信した第１信号の到着時間、又は所定の関数の他の値を決定する
ことを特徴とする請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記第２の信号処理ユニット（３３）は、前記ディジタル・ウインドウ加算手段（４１）に制御信号（ＣＦＮ）を提供する制御手段（４３）を有し、
これにより、前記ディジタル・ウインドウ加算手段（４１）での加算すべきＮ個のウインドウの時間または平均繰り返し周期スケールを修正し、
再度のサンプリング操作は、前記受信器装置（３）の第２の信号処理ユニット（３３）内で、前記ＡＤ変換段（３４）のサンプリング周波数とは異なる再サンプリング周波数で実行され、
前記制御手段により生成された前記再サンプリング周波数は、前記サンプリング周波数よりも高く、これにより、配置の精度が増加する
ことを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１４】
請求項１−１３のいずれかの通信方法を実行する受信器装置（３）において、
所定の周波数（ＣＬＫｒ）で、少なくとも１個のクロック信号を分配する発振器（３１）と、
前記発振器（３１）に接続される信号処理ユニット（３３）と、
前記第２広帯域アンテナ（３７）が受信する符号化データ信号をアナログからデジタルに変換するＡＤ変換段（３４）と、
を有し、
前記信号処理ユニット（３３）は、Ｎ個の時間ウインドウのそれぞれのパルスをコヒーレントに加算するディジタル・ウインドウ加算手段（４１、４５）を有する
ことを特徴とする受信器。
【請求項１５】
（Ｉ）  前記発信器（３１）のクロック信号周波数（ＣＬＫｒ）は、前記処理ユニット（３３）により、前記送信器装置（２）の発信器（２１）の基準クロック信号周波数（ＣＬＫｅ）に比例して適合するステップ
を更に有し、
前記クロック信号周波数は、超広帯域無線符号化データ信号を生成するために用いられ、
前記ステップ（Ｉ）は、前記パルス振幅レベルが最大になるまで、前記加算手段（４１，４５）からのＮ個のウインドウを加算した最終ウインドウのパルス振幅レベルを調整することにより、行う
ことを特徴とする請求項１４記載の受信器。
【請求項１６】
前記デジタル・ウインドウ加算手段（４１）は、ディジタル・ウインドウを加算するために、ＡＤ変換段（３４）からディジタル信号（ＳＮＵＭ）を受信する
ことを特徴とする請求項１４記載の受信器。
【請求項１７】
前記アナログ・ウインドウ加算手段（４５）は、アナログ・ウインドウを加算するために、前記第２広帯域アンテナ（３７）からアナログ・データ信号を受信する
ことを特徴とする請求項１４記載の受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信器装置と受信器装置との間のデータの無線通信方法に関する。
【０００２】
送信器装置は、超広帯域無線符号化データ信号を送信する第１広帯域アンテナを有する。受信器装置は、送信器装置から送信された超広帯域無線符号化データ信号のダイレクト・パス符号化データ信号および／またはマルチ・パス符号化データ信号を、第２広帯域アンテナを介して、受信する。送信されたデータは、２以上の整数であるＮ個のパルスからなるシーケンスにより規定される。各シーケンスを構成するＮ個のパルスの配列が、送信器装置に関連するデータの符号化を表す、即ち、送信器装置を特定する（名前を付す）。
【背景技術】
【０００３】
本発明はさらに、前記の方法を実行する受信器装置に関する。
【０００４】
本明細書において、「データ」とは、テキスト情報を意味し、シンボルあるいはキャラクタ、オーディオビジュアル情報、同期化情報、配置情報あるいは他の情報を含む。データ信号で送信されるデータは、１個あるいは数個の非常に短いパルス・シーケンスで規定され、その符号化は、各パルス間の時間差で定義される。
【０００５】
超広帯域無線のデータ伝送技術は、非常に短い一連のパルスを含むデータ信号を用いて実現され、キャリア周波数を利用することはない。これらのパルス幅は、１ｎｓ以下である。データ信号パルスが時間領域では非常に短いために、それを周波数領域に変換するときには、超広帯域のスペクトルとなる。これを超広帯域無線即ちＵＷＢ（Ultra-Wide Band）技術と称する。この周波数スペクトルは、５００ＭＨｚから数ＧＨｚの範囲にわたる。周波数帯域は、超広帯域無線技術の中心周波数に対し２５％以上である。
【０００６】
超広帯域無線技術を用いたデータ伝送は、低い送信パルスパワーで短距離間で行われる。この理由は、周波数スペクトラムを狭帯域の伝送装置と共有するからである。このことは、１個のパルスをノイズ・レベルよりも低いパワー・レベルで受信することを意味する。かくして、パルスを受信器装置が認識するためには、１個のシンボルまたはキャラクタを送信するために、複数個のエネルギー・パルスを用いる必要がある。
【０００７】
非常に短いＮ個のパルスからなる１個あるいは複数個の連続するシーケンスを有する符号化データ信号を送信するために、パルスは異なった形状を有し、その幅は通常１ｎｓ未満である。これらは、例えば１個あるいは２個の極性あるいは交番（alternation）を有するガウス形状（Gaussian shape）パルスである。
【０００８】
超広帯域無線（ＵＷＢ）用の送信器装置と受信器装置は、データを送受信する同一場所内で近くに配置されているために、送信されるデータ信号シーケンスの符号化は、送信器装置用に名前が付けられる（personalised）／特定される。かくして、受信器装置は、特定の送信器装置からの符号化信号を認識することができる。それに加えて、データを符号化するのに用いられる全ての符号は直交する。従って、異なる符号間の相関をとった時には、相関結果は０に等しくなる。
【０００９】
一般的に、パルス・シーケンス信号で送信されるデータは、例えばパルス位置変調（pulse position modulation (PPM))で符号化できる。各パルス間の時間差と各シーケンスの第１パルスが表れる瞬間が、データ通信用の所望の符号化を規定する。こうするために、各シーケンスのパルスは、例えば１０ＭＨｚ以上のパルス繰り返し周波数（pulse repetition frequeny (PRF)）で送信される。各パルスは、かくして、所定の長さ（例、２０ｎｓ以上）の繰り返しウインドウ内で送信される。所望の時間符号化の関数であるので、パルスは、例えば「０」または「１」を符号化できるようにするために、所定の理論送信位置に対し、進んだり遅れたりする。
【００１０】
パルス・シーケンス符号化信号伝送が上記の方法で実行される場合には、受信器装置内で信号を受信する為に、パルスは、ＰＰＭ変調により、位置の関数として検出する必要がある。このため、送信されたデータを検出するためには、送信器装置と受信器装置の間の高い時間コヒーレンス（一致）が必要である。
【００１１】
符号化データ信号は、送信器装置から送信され、受信器装置が受信する前に、さまざまな障害物により反射されたり吸収されたりする。従って、ダイレクト・パス信号と、複数回のシフトした符号化信号（すなわちマルチ・パス信号）が、同一のデータを含みながら受信器で受信される。
【００１２】
受信器装置が受信した符号化データ信号内に含まれる情報を、復調するいくつかの技術が既に提案されている。これらの既知の技術は、受信した符号化データ信号の相関をとり、受信器装置内で基準信号に対し進んだレプリカあるいは遅れたレプリカでもって、整形する。相関のとられた位相の進んだ信号と位相の遅れた信号をその後積分し、符号制御ループ内で、各レプリカの符号調整が、積分された位相の進んだ信号と位相の遅れた信号のレベルが同一になるまで、行われる。マルチ・パス信号の全てを検出しなければならない場合には、数個の相関段が並列に用いられる。従って、受信器装置の電力消費は大きくなり、多くの電子構成要素が、受信器装置内の信号処理に必要となる。これは重大な欠点である。
【００１３】
【特許文献１】米国特許出願第２００３／００９５６０９号
【特許文献２】米国特許第６，４８３，４６１号明細書
【特許文献３】米国特許出願第２００３／００５８９６３号
【特許文献４】米国特許出願第２００３／０１９８３０８号
【特許文献５】米国特許出願第２００３／０００２３４７号
【００１４】
特許文献１は、数個の時間的に離間した信号を受信する超広帯域無線方法と装置を開示している。超広帯域無線信号を受信装置のアンテナが受信し、相関器内で、正確な時間生成器で生成したレプリカと相関をとる。アンテナが受信した符号化信号に類似するレプリカを得るために、時間生成器は、時間ベースのクロック信号によりクロック動作し、符号ソースから符号制御信号を受信する。相関器の出力点において、中間信号は、パルスの復調と加算の前に時間積分され、受信した超広帯域無線信号から情報を取り出す。
【００１５】
この装置の１つの欠点は、相関演算を、情報を取り出すための中間信号のパルスの復調と加算の前に、実行しなければならないことである。さらに、パルスの形状は、既知でなければならず、ダイレクト・パス信号または１個のマルチ・パス信号のみが、この装置で検出されるだけであり、これが欠点である。
【００１６】
特許文献２は、超広帯域無線信号の受信装置を開示する。この装置は、特許文献１と同一の構成要素を用いている。従って、同一の欠点が、存在する。
【００１７】
特許文献３は、超広帯域無線のパルス信号を受信する方法と装置を開示する。この信号は、受信器内の同期を捕獲するため、ヘッディング・フレームを有する。これを行うために、超広帯域無線信号を受信器のアンテナが受信し、最初に比較器の中のしきい値電圧と比較する。比較器の出力点において、中間信号は、しきい値電圧に対する受信信号のサイン（sign）を示す。その後、この中間信号を、サンプリング手段によりサンプリングして、スライド相関を、基準のレプリカを用いて最終組のサンプルに対し、実行し、ノイズを除去する。このサンプルの組は、サンプリングされた信号サンプルの数個のグループを加算することにより、得られたものである。サンプルの各グループは、超広帯域無線信号のパルスの１つを表す。各グループの時間幅は、超広帯域無線信号のパルス繰り返し周波数の逆数以上である。
【００１８】
この装置の欠点は、超広帯域無線信号のパルスのサイン（sign）に関する情報をもっぱら使用しなければならない点である。さらに、同期化の検査を、相関演算の後の情報を用いて実行しなければならない点である。加算により得られたサンプルの組のパルス・エネルギーを最大にすることが、直接実行できず、これがまた、別の欠点でもある。
【００１９】
特許文献４は、超広帯域無線を用いた時間基準遅延ホップされたＴＲ／ＤＨ通信システムを示す。このシステムの受信器は、アンテナが受信した信号の自己相関を実行するために、並列に動作する数個のパルス対相関器と、この各相関器の出力点に配置されたＡＤ変換器とを有する。情報は、その後、公知のＣＤＭＡ技術を用いて、復調される。
【００２０】
この装置の１つの欠点は、相関演算を超広帯域無線信号を受信と同時にしなければならない点であり、この装置の製造を、特許文献１と同様に製造することは複雑である。さらに、情報システムは、二重パルス信号に限定される。
【００２１】
特許文献５は、超広帯域無線信号の受信器を開示し、これは、特許文献４の装置と同様の構成装置を有する。欠点も特許文献４の受信器と同様である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
かくして、本発明の目的は、従来技術の欠点を解決することである。本発明は、受信器装置が受信したダイレクト・パスまたはマルチ・パス符号化信号の全てを、簡単に処理できる超高帯域の符号化データ信号による無線データ通信システムである。
【００２３】
本発明の他の目的は、受信器装置が受信したノイズに対し、データ・パルスの振幅を最大にするために、符号化された超広帯域無線データ信号による無線データ通信方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明は、前記受信器装置が受信するダイレクト・パス符号化データ信号および／またはマルチ・パス符号化データ信号の１個のシーケンス内のＮ個のパルスを、それぞれに対応する、Ｎ個の時間受信ウインドウの１つで処理し、各Ｎ個の時間受信ウインドウを、前記送信器装置から送信された信号のＮ個のパルスの既知の理論的配列の関数として、時間軸で配列し、前記受信器装置内で、前記Ｎ個のウインドウを加算する。その結果、加算されたパルス振幅レベルは、前記受信器装置が拾ったノイズ振幅レベルよりも高くなる。
【００２５】
本発明の通信方法の第１の利点は、各時間ウインドウから受信したダイレクト・パスおよび／またはマルチ・パスの信号パルスの大部分を、コヒーレントに（位相を合わせて）加算できる点である。この理由は、Ｎ個の時間受信ウインドウのそれぞれが、送信器装置により送信されたＮ個の符号化データ信号パルスを、既知の配置方法に従って、時間軸で配置するからである。障害物が信号パス上に存在するために、受信器装置がダイレクト・パス信号を受信できない場合でも、マルチ・パス符号化信号からの各対応するウインドウのパルスをコヒーレント加算することが可能である。
【００２６】
Ｎ個のウインドウのコヒーレント加算は、特許文献１と４に開示された従来の通信システムでは不可能である。
【００２７】
各ウインドウは、受信器装置が受信した全信号のＮ個のパルスをそれぞれ受信できる十分な幅を有するよう選択される。この幅は、全ての時間ウインドウに対し同一であるが、伝送チャネルの伝搬特性の関数として、受信した信号データ獲得用の時間と周波数サーチ相の間、調整することができる。各ウインドウの幅は、例えば２０ｎｓまたは５０ｎｓである。各ウインドウは、通常ダイレクト・パス信号パルスに対し、理論的基準位置の中心にある。
【００２８】
各ウインドウの開始位置は、各ウインドウのパルスのコヒーレント加算を実行する符号化データ信号シーケンスの位置に対応する。この時間ウインドウ・パルスのコヒーレント加算により、加算されたパルス振幅レベルは、受信器装置と送信器装置とが時間と周波数の観点で同期している場合には、ノイズ・レベルよりも高くなる。この時間ウインドウ加算ステップの後、データ復調が、受信器装置の信号処理ユニット内で実行される。
【００２９】
ウインドウの加算は、データ信号のＡＤ変換前にアナログ形式で実行するか、ＡＤ変換後、ディジタル形式で実行する。受信器装置の電力消費を減らす為に、信号サンプリングは、時間ウインドウの持続期間と同一の期間の間、ＡＤ変換段内でのみ実行される。
【００３０】
時間ウインドウ加算故に、受信器装置が拾うノイズ信号振幅レベルは、加算されたパルス・レベルに対し、大幅に低下する。これは、データ信号パルスの電圧極性の場合とは異なり、各ウインドウの時間期間内のノイズ信号の電圧極性は、正確には規定されない（即ち、バラバラだから）からである。
【００３１】
データは、各シーケンスのパルスの時間変調により、符号化されるのが好ましい。しかし、パルス極性または位相極性、あるいはパルス時間と極性変調または位相変調の組み合わせでも、データの符号化を行うことができる。パルス極性変調の場合においては、各ウインドウは、１個あるいは複数個のパルスを有するが、負の極性のパルスに対しては−１を乗算し、正の極性のパルスに対しては＋１を乗算することにより、全てのウインドウのパルスを、その後コヒーレント加算できる。
【００３２】
本発明による通信方法の他の利点は、受信器装置のクロックまたはサンプリング信号は、時間ウインドウ加算の結果故に、周波数調整が可能なことである。クロックまたはサンプリング信号の周波数は、送信器装置のクロック信号周波数に一致するように、受信器装置の信号処理ユニットにより、調整される。この周波数調整は、いつでも（例えば最終時間ウインドウ内の加算パルスの位置の変更を観測した時、あるいは加算されたパルス振幅レベルが減少した時に）、行うことができる。
【００３３】
この周波数調整を実行するために、受信器装置により送信されたデータ信号は、同期化フレームを含む。この同期化フレームは、送信器装置に固有の（名前が付けられた）Ｎ個のパルスからなる数個の連続するシーケンスを含む。かくして、受信器装置は、各シーケンスのパルスの位置を知っているため、２次元の時間／周波数サーチを実行して、送信の開始と周波数ギャップを見いだすことができる。
【００３４】
本発明の通信方法により、サンプリング周波数またはクロック信号周波数を選択し、追跡することが可能となり、これにより、パルスがダイレクト・パスあるいはマルチ・パス信号パルスのいずれであっても、加算されたパルスの振幅ピークを最大にできる。
【００３５】
本発明の通信方法の他の利点は、それを配置（positioning）用に用いることができる点である。これを行うために、少なくとも２個の送信器装置（さらにはまた３個の送信器装置）が、符号化データ信号を送信するよう要求される。これにより、受信器装置は、配置座標を、符号化信号の最初の到着時間の関数として、計算できる。配置操作のために、送信されたデータシーケンス当たりのパルス数Ｎは、例えば１０２４であり、パルス幅は例えば０．５ｎｓである。
【００３６】
本発明の通信方法の他の利点は、拾ったノイズ・レベルが受信器装置の信号処理ユニット内で予測できる点である。これを行うために、数個の信号の絶対最大振幅値が、受信器装置の信号処理ユニット内で、１個あるいは複数個の時間サブ・ウインドウ内で、連続的にあるいは並列に、計算される。サブ・ウインドウは、時間ウインドウの終了点において、時間ウインドウの開始点から所定の時間インターバルだけシフトしている。ノイズ振幅レベルの予測は、全ての計算された振幅値からの最小振幅値を選択することにより、実行される。この予測は、時間ウインドウ加算操作の前後で実行できる。
【００３７】
本発明の通信方法の他の利点は、ダイレクト・パス符号化データ信号および／または最初のマルチ・パス符号化データ信号の到着時間を計算できる点である。ダイレクト・パス信号が受信器装置で受信できない場合には、最初のマルチ・パス信号が処理される。この到着時間の予測演算は、最初に、各時間ウインドウまたは最終時間ウインドウに対する正の信号エンベロープを計算することである。その後、エンベロープの最小ポイントと最大ポイントが決定され、中心点が決定される。その決定関数の一部は、タンジェント法あるいはリニア法であり、これによりエンベロープの立ち上がりエッジを計算できる。
【００３８】
本発明は、受信したダイレクト・パス符号化信号パルスおよび／又はマルチ・パス符号化信号パルスの全てを単純に処理する無線データ通信方法を実行する受信器装置にも関する。
【００３９】
上記の通信方法を実行する受信器装置は、所定の第２周波数で、第２クロック信号を分配する発振器と、前記発振器に接続される信号処理ユニットと、前記第２広帯域アンテナが受信する符号化データ信号をアナログからデジタルに変換するＡＤ変換段とを有し、信号処理ユニットは、Ｎ個の時間ウインドウのそれぞれのパルスをコヒーレントに加算するディジタル・ウインドウ加算手段を有する。
【実施例】
【００４０】
図１ａ、１ｂは、本発明の無線データ通信方法を超広帯域無線符号化データ信号ＳＤを用いて実行する通信システム１を表すブロック図である。通信システム１は、送信器装置２と、受信器装置３とを有する。送信器装置２は、超広帯域無線符号化データ信号ＳＤを第１広帯域アンテナ２７を介して送信する。受信器装置３は、ダイレクト・パス符号化データ信号および／またはマルチ・パス符号化データ信号を、第２広帯域アンテナ３７を介して受信する。
【００４１】
以下に特に図２を参照して説明するように、Ｎ個の符号化データ信号パルスの内の１個のパルス送信に対応する、受信器装置３が受信するダイレクト・パス・パルスおよび／またはマルチ・パス・パルスは、受信器装置３内のＮ個の対応する時間ウインドウの内の１つのウインドウ内で、処理されるあるいは選択される。各時間ウインドウは、送信された符号化データ信号である超広帯域無線符号化データ信号ＳＤの各パルスの既知の位置の関数として、時間順に配置されるので、時間ウインドウを加算して、各ウインドウのパルスをコヒーレントに加算する。
【００４２】
送信器装置２は、発振器段２１と、水晶振動子２２と、信号処理ユニット２３と、パルス整形ユニット２４とを有する。発振器２１は、クロック信号ＣＬＫｅを提供し、その周波数は水晶振動子２２に依存する。信号処理ユニット２３は、クロック信号によりクロック同期される。パルス整形ユニット２４は、信号処理ユニット２３に接続される。水晶振動子２２を具備した発振器段２１を使用するとすると、クロック信号ＣＬＫｅの周波数は、信号処理ユニット２３内でＭ倍に乗算される。クロック信号ＣＬＫｅの周波数のＭ倍の周波数は、従来は、図示しない遅延ゲート（lag gate）と、遅延ゲートの出力点におけるクロック・パルスの組み合わせによって得ていた。
【００４３】
信号処理ユニット２３内で、データ・パルスを生成する周波数は、１ＧＨｚ以上である。この周波数の信号を生成するには、２５０ＭＨｚの周波数のクロック信号ＣＬＫｅの期間に対し、１／４期間シフトした少なくとも４個の遅延ゲートが必要である。
【００４４】
超広帯域無線符号化データ信号伝送においては、送信器装置２の信号処理ユニット２３は、パルス整形ユニット２４に、正または負の電圧極性または電流極性を有するＮ個の連続するパルスからなるシーケンスを１個あるいは複数個、提供しなければならない。シーケンスの各パルスは、パルス繰り返し周波数の逆数に対応する時間間隔で生成される。超広帯域無線データ信号に対しては、このパルス繰り返し周波数（pulse repetition frequency (PRF)）は、１０ＭＨｚ以上である。
【００４５】
送信器装置２の信号処理ユニット２３内で、Ｎ個のパルスからなるシーケンスでデータを符号化する方法は、一方で、送信すべきシンボルまたはキャラクタを区別しなければならず、他方で、送信器装置に名前を付さな（personalized）ければ（送信器装置を特定しなければ）ならない。かくして、受信器装置３は、受信したデータ信号がどこから来たかを認識することができる。その理由は、送信器装置を特定するのに用いられたさまざまな符号が、互いに直交しているからである。
【００４６】
パルス整形ユニット２４は、信号処理ユニット２３から、第１広帯域アンテナ２７で送信されるＮ個のパルスからなる１個あるいは複数個のシーケンスの形態でデータを受信する。信号処理ユニット２３内でこの符号化されたデータ・パルスは、パルス整形ユニット２４の増幅器２５内で増幅され、従来のバンドパス・フィルタ２６でフィルター処理され、その後第１広帯域アンテナ２７により送信される。一般的に、第１広帯域アンテナ２７により送信されたデータ信号ＳＤのエネルギー・パルスの形状は、アンテナ電流スイッチに起因する整形されたパルスを微分（derivation）することにより得られる。この送信されたパルスは、１つあるいは２つの交番（alternation）を有するガウス形状をしている、あるいは他の形状をでもよい。
【００４７】
図３ａ−３ｄは、データ（例えば１つあるいは複数のシンボルまたはキャラクタ）が、データ信号内のＮ個のパルスからなる１つあるいは複数個のシーケンスにより、符号化される方法を示す。
【００４８】
データは、各シーケンスのパルスの時間変調により符号化される（図３ａ）。これは、パルス位置変調（Pulse Position Modulation (PPM)）と称する。パルスは、２個の交番（極、符号切換）を有するガウス形状をしている。パルス形状は、１つの正または負の交番を有するガウス形状、あるいは他のさまざまな形状も採りうる。
【００４９】
図３ａにおいて、各キャラクタＣ１、Ｃ２は、シーケンスの繰り返し期間Ｔｒｅｐ内で生成されるＮ個のパルスにより定義／規定される。各パルスは１ｎｓ未満の長さである。各パルスは、時間インターバル１／ＰＲＦ（パルス繰り返し周波数ＰＲＦの逆数である）で生成される。時間インターバル内の各パルスの時間位置は、符号化されるキャラクタに特有のものである。Ｎ個のパルスからなるシーケンスの各パルス間のギャップは、送信器装置を特定する為に、疑似ランダム（これらの数列は互いに直交する）である。シーケンス繰り返し期間Ｔｒｅｐ当たりＮ個のパルスからなる配列では、キャラクタ即ちシンボルＣ２は、生成されたＮ個のパルスの各時間差ｄｔだけ、Ｃ１とは異なっている。他の送信すべきキャラクタ即ちシンボルに対し、時間差ｄｔは異なる。
【００５０】
シーケンス繰り返し期間Ｔｒｅｐは、１シーケンス当たり１０２４個のパルスでは、０．１ｍｓ、あるいは１シーケンス当たり２５６個のパルスでは、１０μｓである。
【００５１】
データは、送信器装置の信号処理ユニットにより生成されたパルスの極性変調または位相変調で符号化することもできる（図３ｂ）。
【００５２】
この図３ｂにおいて、各パルス間の同一の時間差は、繰り返し周期値１／ＰＲＦに等しい。パルスの極性特に位相は、送信器装置を識別している符号化特徴である。データ信号内で送信されるキャラクタ即ちシンボルＤ１またはＤ２は、極性／位相が異なる（Ｄ１とＤ２は、左から１番目と４番目のパルスの極性が逆になっている）。
【００５３】
二回交番パルス（double alternatio pulse）からなる交番の正極性／０°の位相は、＋１状態として、負極性／１８０°の位相は、−１状態として定義される。図３ｂに示すパルスの形状は、２個の交番を有するガウス形状であり、＋１状態と−１状態の間の差は、パルスの１８０°位相シフトとして観測される。正の交番を有するガウス形状は＋１のパルス状態として、負の交番は−１のパルス状態として定義することもできる。
【００５４】
図３ｃにおいて、データは、パルスの時間変調と極性変調の組み合わせにより、符号化される。キャラクタ即ちシンボルＥ１またはＥ２を規定するシーケンスのＮ個のパルスは、１回の交番で表される。各パルスは、正または負の極性を有する。しかし、キャラクタ即ちシンボルＥ２とＥ１とは、生成されたパルスの時間ギャップｄｔがある点で異なる。各キャラクタの各１回の交番パルスの極性を異ならせることもできる。
【００５５】
最後に、図３ｄは、１個の正の交番パルスの振幅変調によるデータの符号化を示す。所定の振幅しきい値以下の振幅のパルスは０として、所定のしきい値以上の振幅のパルスは１として定義する。パルスの振幅変調の場合には、各パルス間の同一の時間ギャップは、パルス繰り返し周波数値１／ＰＲＦに等しい。キャラクタ即ちシンボルＦ１とＦ２とは、Ｎ個のパルスのシーケンスの振幅が異なる。
【００５６】
しかし、パルス振幅変調は堅牢な方法ではない。この方法を超広帯域無線技術で使用することは困難である。データは、図３ａ−３ｃに示される変調方法の１つあるいは組み合わせによって符号化するのが好ましい。
【００５７】
図１を参照すると、ダイレクト・パス符号化データ信号および／またはマルチ・パス符号化データ信号であるＳＤを受信するために、受信器装置３は、第２広帯域アンテナ３７を有する。この第２広帯域アンテナ３７は、この信号（受信した符号化データ信号をベースに抽出されたものであるが）を、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３６に提供する。この低雑音増幅器３６は、バンド・パス・フィルタを具備する。この低雑音増幅器３６の後に、自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）３５が配置される。その増幅係数ＡＣは、信号処理ユニット３３の制御手段４３により制御される。自動利得制御増幅器３５は、増幅された中間信号ＳＩＮＴをＡＤ（アナログからデジタルへの）変換段３４に与える。このＡＤ変換段３４が、アナログ信号をディジタル信号に変換する。
【００５８】
受信器装置３は、発振器３１と信号処理ユニット３３とを有する。発振器３１は、水晶振動子３２に依存する周波数を有するクロック信号ＣＬＫｒを供給する。信号処理ユニット３３は、クロック信号ＣＬＫｒによりクロック動作する。クロック信号ＣＬＫｒは、信号処理ユニット３３に供給される。
【００５９】
水晶振動子３２を具備した発振器３１を使用する場合には、制御手段４３は、送信器装置２の場合と同様に、クロック周波数ＣＬＫｒをｎ倍する。クロック信号ＣＬＫｒをベースに、制御手段４３は、クロック信号ＣＬＫ１−ｎをＡＤ変換段３４に送り、サンプリング操作を実行する。ＡＤ変換段３４は、図６ａと６ｂを参照して以下説明する。
【００６０】
受信器装置３の電力消費を低減するために、各ウインドウの時間幅に等しい期間の間のみ、中間信号のサンプリングを実行することも考えられる。
【００６１】
図１ａの受信器装置３の第１実施例によれば、信号処理ユニット３３は、制御手段４３に加えて、ディジタル・ウインドウ加算手段４１と、復調手段４２と、到着時間予測手段４４とを有する。ディジタル・ウインドウ加算手段４１は、ＡＤ変換段３４からサンプリングされた信号ＳＮＵＭを受信する。復調手段４２と到着時間予測手段４４は、両方ともディジタル・ウインドウ加算手段４１の出力に接続され、最終加算ウインドウＷｓからの信号を受領する。
【００６２】
信号処理ユニット３３の操作を制御するために、制御手段４３は、制御信号ＣＦＮをディジタル・ウインドウ加算手段４１に送る。この制御信号ＣＦＮは、ディジタル信号の一部の時間選択ウインドウのtemporisationをする、すなわちＮ個のウインドウの最初のウインドウを時間軸に配置する。
【００６３】
時間ウインドウを配置するために、２次元の時間／周波数サーチを実行しなければならない。このサーチが発振器３１の適切な同期化とクロック周波数を与る。発振器３１のクロック周波数は、発振器２１のクロック周波数に一致するよう調整される。このクロック周波数は、送信された符号化データ信号パルスの生成をベースにしている。かくして、制御手段４３は、クロック信号ＣＬＫｒの周波数を制御信号ＣＨで直接調整する。これらの制御信号であるクロック信号ＣＨは、発振器３１の既知の抵抗・キャパシタ回路の抵抗値と容量値に合わせたものである。
【００６４】
別の周波数サーチ方法は、制御信号ＣＦＮを用いて、ディジタル・ウインドウ加算手段４１内で、加算されるべきＮ個のウインドウのパルス時間または繰り返し周波数スケールを変更することである。これの意味するところは、受信器装置３の信号処理ユニット３３内の再サンプリング操作を、ＡＤ変換段３４のサンプリング周波数とは異なるサンプリング周波数で実行することである。
【００６５】
制御手段４３により生成された再サンプリング周波数を遙かに高くして、配置精度を向上させてもよい。      
【００６６】
ウインドウ加算操作が、ディジタル・ウインドウ加算手段４１内で実行されると、制御手段４３は、制御信号ＣＤをデータ復調手段４２に送る。このデータ復調手段４２は、データを、時間ウインドウ・シーケンスのＮ個のパルスがコヒーレントに加算された場合のみ、提供できる。
【００６７】
符号化データ信号に含めて送信されたキャラクタ即ちシンボルを認識するために、最終ウインドウの信号ＷＳは、１つあるいは複数個のパルスを復調手段４２に送られる。その振幅は、所定のしきい値より高く、受信器装置３で拾ったノイズ・レベル以上である。かくして、ＰＰＭ型の変調に対しては、最終ウインドウのパルス位置により、キャラクタ即ちシンボルを決定できる。
【００６８】
最終ウインドウの最大振幅パルスは、必ずしもダイレクト・パス信号のＮ個の加算されたパルスに依らない。その理由は、データ信号のパス上に障害物があり、この障害物が、各ダイレクト・パス信号パルスの振幅を減衰させたり、信号の受信を妨害することがあるからである。しかし、ダイレクト・パスまたはマルチ・パス符号化データ信号のＮ個のパルス全ては、それぞれ、Ｎ個の幅を調整した時間ウインドウの中の１つウインドウ内で処理しなければならないために、最終ウインドウ信号ＷＳを復調手段４２に提供することも可能である。この復調手段４２内で少なくとも１個の最大パルスがマルチ・パス信号から発生する。
【００６９】
最初のダイレクト・パスまたはマルチ・パス符号化データ信号のパルスの、ノイズ・レベルと到着時間とを予測するために、制御手段４３は、制御信号ＣＥを到着時間予測手段４４に送り、そこからデータの到着時間ＴＯＡ（time of arrival）を得る。到着時間予測手段４４のこの到着時間は、図７−９を参照して以下説明する。
【００７０】
図１ｂに示す受信器装置の第２実施例が図１ａの第１実施例と異なる点は、ウインドウの加算が、アナログ・ウインドウ加算手段４５内で行われることである。このアナログ・ウインドウ加算手段４５は、受信器３内にあるが、信号処理ユニット３３の外部にある。アナログ・ウインドウ加算手段４５は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３６と自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）３５の間に配置される。しかし、アナログ・ウインドウ加算手段４５は、自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）３５とＡＤ変換段３４の間に配置することもできる。
【００７１】
従来は、全ての時間ウインドウをアナログ的に加算するために、（Ｎ−１）個の時間調整ゲート（temporisation gate）が用いられていた。その時間期間（time period）は、所望のＮ個のウインドウのそれぞれの位置に合わせて、調整される。第２広帯域アンテナ３７が受信する符号化データ信号は、これらの時間調整ゲートを通り、適宜同期させながら、各ウインドウの幅に等しい期間の間、各時間調整ゲートの出力信号と前記時間調整ゲート群の第１時間調整ゲートの入力信号とを加算する。この加算結果の信号は、その後、自動利得制御増幅器３５で増幅され、ＡＤ変換段３４でサンプリングされる。
【００７２】
ＡＤ変換段３４は、アナログ・ウインドウ加算手段４５の最終加算ウインドウからの信号のサンプリングに合ったディジタル信号ＳＮＵＭを出力する。これらのディジタル信号ＳＮＵＭは、復調手段４２と到着時間予測手段４４で直接処理される。
【００７３】
図２は、時間ウインドウ加算操作を表し、この操作は、加算がアナログかあるいはディジタルかによらず、本発明のデータ通信信号の主な特徴である。
【００７４】
符号化データ信号は、受信器装置３の第２アンテナ３７により受信され、復調すべきデータを規定する各シーケンスのパルスに加えてノイズも含む。このノイズは、図２では点線で表し、ノイズ（点線）と符号化データ信号パルス（実線）とを区別する。各ウインドウＦＥＮ１−ＦＥＮＮにおいて、ダイレクト・パス信号パルスとマルチ・パス信号パルスを受信器装置が受信するが、その振幅は、通常ノイズ・レベルよりも低い。
【００７５】
Ｎ個のウインドウは、受信した符号化データ信号のパルスを全て含むが、これは特定の送信器装置から発信されたものであり、各ダイレクト・パス符号化データ信号パルスの既知の理論的位置の関数として定義される時間配列に従って、配列される。各ウインドウＴＷの幅は、複数個の同一のデータを搬送するダイレクト・パスとマルチ・パス符号化データ信号のパルスを検出するよう調整される。これが本発明の利点である。
【００７６】
各時間ウインドウは、２０ｎｓ−５０ｎｓの時間幅を有し、ダイレクト・パス信号の各パルスが表れる（到着する）前に開始する。しかし、この幅は、ダイレクト・パス信号に加えて、マルチ・パス信号の少なくとも１個を受信できる程度に小さくてもよく、あるいは配置の場合には１００ｎｓ程度の大きさでもよい。
【００７７】
配置、テキスト、同期データ通信システムにおいては、時間同期サーチの間、時間ウインドウの幅を大きくすることが好ましい。これにより、ダイレクト・パス信号および／またはマルチ・パス信号を、理論的な理想位置に対し、遅れた位置であるいは進んだ位置で、部分的に受信できる。
【００７８】
時間同期が見出され、送信器装置と受信器装置のクロック信号周波数が適切に調整されると、データ・シーケンスの各パルスは、各時間ウインドウ内に適切に配置される。従って、時間ウインドウの全てＦＥＮ１−ＦＥＮＮが加算器５１により加算されると、即ち、受信器装置により受信された全ての信号のシーケンスの全てのパルスが、コヒーレントに加算されと、ノイズ・レベル（点線）に対しパルス振幅レベル（実線）を最大にする（図２のＦＥＮＦ）。ノイズ信号電圧の極性は、各ウインドウの時間インターバル内で決まっていない（ランダムな）ので、データ信号パルスの電圧極性の場合とは異なり、加算操作の後はノイズ振幅レベルは、パルス振幅レベルよりも低くなる。
【００７９】
各ウインドウのパルスをコヒーレントに加算するために、送信器装置と受信器装置の同期化を行わなければならない。データ信号内にさまざまなキャラクタ即ちシンボルを送信する前に、同期化するために、図４に示すように、スタート時に同期化フレームを送信する。この同期化フレームは、１個あるいは複数個のＮ個のパルスからなる連続するシーケンスである。これにより、ウインドウをシーケンスの各パルスの位置の関数として配置するのに必要な調整時間を、受信器装置に与える。更に、発振器３１の周波数を発振器２１の周波数と同期させる時間、ディジタル・ウインドウ加算手段４１の再サンプリング周波数を同期させる時間を与える。
【００８０】
受信した符号化データ信号を復調する際、送信器装置と受信器装置の間の同期を行うことの重要性を理解するために、図５に示すさまざまな信号を例に以下説明する。信号Ａ−Ｃは、送信器装置内の信号であり、信号Ｄ−Ｉは、受信器装置内の信号である。図５において、パルスの数Ｎは５であり、これは、受信器装置の時間ウインドウ加算操作の後の７ｄＢの処理ゲインＰＧ（Processing Gain）に一致する。
【００８１】
この処理ゲインは、計算式ＰＧ＝１０・ｌｏｇＮ［ｄＢ］を用いて計算できる。大きなゲインが望ましい場合には、各シーケンスは１つあるいは複数のキャラクタを規定するパルスの数Ｎは大きくなければならない。シーケンス当たりのパルス数Ｎが増えると、データの復調は遅れるが、送信すべきデータの種類によっては耐えられるものである。例えば、Ｎが２００の場合には、処理ゲインは２３ｄＢ台であり、Ｎが１０２４の場合には、処理ゲインは３０ｄＢ台である。
【００８２】
信号Ａは、周波数Ｆ０の基準クロック信号である。これは、送信器装置の処理ユニット内のデータ変調をクロッキングする（クロックを合わせる）のに用いられる。
【００８３】
信号Ｂは、送信器装置の処理ユニットから発信された信号である。これは、パルス繰り返し期間１／ＰＲＦ当たり１個の矩形パルスを有する。この信号Ｂは、送信器装置のパルス整形ユニット用のトリガー信号である。
【００８４】
信号Ｃは、送信器装置の広帯域アンテナから送信された符号化データ信号である。この符号化データ信号内のデータは、１ｎｓより小さい幅の二重交番パルスにより規定される。
【００８５】
信号Ｄは、受信器装置の広帯域アンテナが受信した信号である。この信号は、ダイレクト・パス・パルスおよび／またはマルチ・パス・パルスを含み、受信器装置の広帯域アンテナの後のもので、送信されたパルスとは異なる形状を有する。実際に、ドリフトが符号化信号パルス内で観測される。
【００８６】
信号Ｅは、受信器装置内のＡＤ変換段内のアナログ信号をサンプリングするクロック信号である。信号Ｅのサンプリング周波数ｆＳは、送信器装置の基準クロック信号の周波数ｆＳと同一である。
【００８７】
信号Ｆは、受信器装置内のＡＤ変換段内のアナログ信号をサンプリングするクロック信号である。そのサンプリング周波数ｆＳは、周波数ｆに対し、周波数ドリフトｄｆを有する。この周波数は、２次元の時間と周波数サーチ相の間、受信器装置内で調整しなければならない。
【００８８】
信号Ｇは、データ信号の選択された部分のサンプルの時間ウインドウである。各ウインドウの開始時の間の時間間隔は、データ・シーケンスの各パルスの間の時間間隔に正確に一致する。サンプリング周波数ｆＳは、信号Ｅで示した基準クロック信号の周波数ｆ０に調整される。幅ＴＷのこれらのウインドウのそれぞれのパルスが、受信器装置内でコヒーレントに加算されると、パルス振幅レベル（実線）は、最終ウインドウＧＦ内のノイズ・レベル（点線）より高くなる。
【００８９】
符号化データ信号の一部を受信する各時間ウインドウは、受信器装置のデータ処理ユニット内で、選択すべき符号化信号部分には１を乗算することにより、除去すべき部分には０を乗算することにより、得られる。
【００９０】
信号Ｈは、選択されたデータ信号部分のサンプルの時間ウインドウである。クロック周波数ドリフトが、送信器装置と受信器装置との間で、サンプリング信号を用いることにより、信号Ｆのように、観測される。この場合、各ウインドウのパルスの加算は、最終ウインドウＨＦのノイズ・レベル（点線）より大きいパルス振幅レベル（実線）を提供できない。
【００９１】
信号Ｉは、選択されたデータ信号部分のサンプルの時間ウインドウであり、各ウインドウの開始時の間の時間間隔は、データ・シーケンスの各パルスの間の時間間隔に正確に位置するが、送信器装置と受信器装置との間では、時間的に同期していない。サンプリング周波数ｆＳは、基準クロック周波数ｆ０に信号Ｅで示すように、正確に調整される。しかし、Ｎ個のウインドウの開始時は、時間的にシフトしている。これにより、シーケンス・パルスは、受信器装置で受信されず、最終ウインドウＩＦ内に示すような、ウインドウ加算を提供するが、その中に如何なるパルスも存在しない。
【００９２】
受信器装置は、受信すべきパルス・シーケンスの配列を知っているために、操作の第１ステップは、各パルス・シーケンスの開始点を見出すことである。これは、連続的にタイム・シフトするか、複数個の異なる時間で並列的にサーチすることにより、行われる。サンプリング周波数が、送信器装置の基準クロック信号周波数に余り近くない場合には、このサーチは、連続的にあるいは並列的に、様々なサンプリング周波数で繰り返される。
【００９３】
時間同期が見出されると、サンプリング周波数あるいは再サンプリング周波数は、送信器装置の基準クロック信号周波数に合わせられるが、この操作は、最終ウインドウのパルス振幅レベルを、この振幅レベルがノイズ・レベルに対し、最大となるよう調整することにより、行われる。
【００９４】
如何なる時でも、サンプリング周波数または再サンプリング周波数は、最終時間ウインドウ内のパルス振幅レベルの減少を制御することにより、あるいは最終ウインドウ内のパルスを累積的に移動するさせることにより、調整される。最終時間ウインドウ内で加算されたパルスの移動は、送信器装置が受信器装置から離れる方向に、又は近づく方向に移動しているときには、ドプラー効果によるものである。
【００９５】
時間ウインドウ加算が、図１ｂに示すようにアナログ的に実行されると、サンプリング周波数は、ＣＬＫｒであり、これがアナログウインドウ加算を制御する。
【００９６】
図６ａは、受信器装置の複数のＡＤ変換段の実施例を、図６ｂは、変換段のクロック信号を示す。
【００９７】
ＡＤ変換段は、並列に動作するｎ個の変換段５３−５５を有する。各変換器５３−５５は、クロック信号ＣＬＫ１、ＣＬＫ２−ＣＬＫｎでクロック制御され、これらは、発振器段により生成されたクロック信号ＣＬＫｒの周波数と同一の周波数を有する。各クロック信号ＣＬＫ１、ＣＬＫ２−ＣＬＫｎは、各変換器５３−５５に対し、３６０°／ｎだけ位相シフトしている。従って、このｎ個の位相シフトしたクロック信号により、クロック信号ＣＬＫｒの周波数のｎ倍の有効周波数ｆｅで、中間アナログ信号ＳＩＮＴのサンプリングが可能となる。
【００９８】
中間信号サンプリングは、符号化データ信号の帯域の２倍の周波数で、例えば２ＧＨｚ以上の周波数で、実行されるために、互いに９０°位相がシフトした４個のクロック信号で制御される４個の変換器を有する（図６ｂ）。クロック信号ＣＬＫｒの周波数は、有効サンプリング周波数ｆｅの１／４倍でなければならない。言い換えると、図６ｂにおいて、ＣＬＫ４の１周期の間に、ｆｅは４倍の周期を有する。
【００９９】
クロック信号の各立ち上がりエッジにおいて、各変換器５３−５５は、２進のｍビットの信号ＳＤ１−ＳＤｎを出力する。ここで、ｍは、１〜８の値である。これらの２進信号ＳＤ１−ＳＤｎは、直列入力並列出力の組み合わせ手段５６に供給される。この組み合わせ手段５６が、変換器から受信した信号の全てを組み合わせ、受信器装置の信号処理ユニットにディジタル信号ＳＮＵＭを提供する。
【０１００】
図７−９は、それぞれ、ノイズ・レベルを予測する時間ウインドウの信号と、時間ウインドウの信号エンベロープの計算値と、データ信号の到着時間を表すグラフである。これらの操作は、信号処理ユニット３３の到着時間予測手段４４内で、図１ａと１ｂに示すように、制御手段４３により生成される制御信号ＣＥの下で実行される。
【０１０１】
図７は、１個の時間ウインドウの信号のグラフを用いたノイズ・レベルＡＮを予測する方法を示す。この方法は、時間ウインドウ観測期間内に、少なくとも１個の長さＴＮの時間ウインドウが存在し、その期間には、送信されたデータ・シーケンス・パルスに属するエネルギーは存在しない、という事実に基づいている。この予測されたノイズ・レベルＡＮは、コヒーレントに加算されたパルスの最大振幅レベルＡＰより小さい。
【０１０２】
ノイズ・レベルＡＮを予測するために、複数個の最大振幅値Ａｉの絶対値が、長さＴＮの時間サブ・ウインドウ内で信号ｓｉ（ｔ）に対し、計算される。ここで、ｉは０からＬの範囲の値を採る。振幅値を計算するために、（Ｌ＋１）個の時間サブ・ウインドウが、時間観測ウインドウの開始時から終了時まで、所定の時間間隔で、時間シフトされる。（Ｌ＋１）個の時間ウインドウを計算するために、時間間隔の数は、Ｌである。尚Ｌは、図面では、小文字で表されている。
【０１０３】
ノイズ振幅レベル値ＡＮの絶対値は、Ａｉ個のノイズレベル計算値の中の最小振幅値、あるいは全ての信号ｓｉ（ｔ）の最大値の中の最小値に等しい。
【０１０４】
図８は、前記時間ウインドウの一部にわたり、ディジタル化された時間ウインドウ信号の正のエンベロープを計算する方法を示す。
【０１０５】
この方法によれば、時間ウインドウ信号が振幅値がゼロの線と交差（ゼロクロッシング）する全ての位置Ｐｉが決定される。すなわち、Ｐｉが反対の符号をとる前後のサンプリング位置が決定される。このステップの後、振幅の絶対値が最大の座標点（Ｘｉ、Ｙｉ）がＰｉからＰｉ＋１の各期間にわたって決定される。ここで、ｉは１から（Ｌ−１）の値を採る。その後、エンベロープが、補間法アルゴリズムを用いて計算される。これは、このアルゴリズムは、例えば区分的な立方ヘルミット補間法アルゴリズム（piecewise cubic Hermite interporation algorism）である。
【０１０６】
図９を参照して、受信器装置が受信するた最初のデータ信号の到着時間を予測する方法を示す。この最初の信号は、ダイレクト・パス信号、またはダイレクト・パス信号がない場合はマルチ・パス信号である。
【０１０７】
この予測を行うために、振幅しきい値ｔｈが最初に計算されるが、これは、エンベロープ振幅ピークＡＰとノイズ振幅レベル予測ＡＮに基づいている（図７を参照のこと）。このしきい値ｔｈは、計算式ｔｈ＝５・ＡＮ＋ＡＰ／２５で計算される。
【０１０８】
次に、しきい値ｔｈを最初に超えたエンベロープの立ち上がりエッジが、図９の太線で示すエンベロープのセグメントを選択することにより、予測される。このセグメントをある関数で近似し、エンベロープの立ち上がりエッジを予測する。エンベロープの最大局部ポイントが座標点（ＸＭ、ＹＭ）にあると予測される。これは、エンベロープがしきい値ｔｈ以上となった点の直後である。エンベロープの最小局部ポイントが座標点（Ｘｍ、Ｙｍ）にあると予測される。これは、エンベロープがしきい値ｔｈ以上になる点の前の点である。
【０１０９】
これらの座標点を決定した後、値Ｙｈ＝０．５・（ＹＭ＋Ｙｍ）が計算され、これにより、対応する座標点Ｘｈが見出される。ｔ１＜＝ｍｉｎ（ＸＭ−Ｘｈ，Ｘｈ−Ｘｍ）の式の時間値が、その後選択される。「＜＝」は以下を意味する。
【０１１０】
時間値ｔ１を選択した後、座標点Ｘｈに中心を有する長さ２ｔ１のエンベロープから、サンプル・シーケンスの選択が行われる。最後に、エンベロープの選択されたサンプル・セグメントを、最小二乗方向に所定の関数で近似することが行われる。この関数は、線形であり、エンベロープの立ち上がりエッジが、この関数に基づいて予測できる。この線形関数のｙ＝０のポイントにおいては、最初の信号の到着時間が決定される。
【０１１１】
当業者は、本明細書の記載に基づいて、本発明のパルス信号を介したデータ通信方法のさまざまな変形例を本発明の範囲から逸脱することなく実現できる。受信器装置は、一体化されたフィルタと低雑音増幅器を有する必要がない。その理由は、受信器装置の広帯域のアンテナは、既にフィルタリング機能を具備しているからである。受信器装置は送信器装置としても機能するよう構成することができ、送信器装置もまた受信器装置として機能することができ、その結果、データの交換が可能である。
【０１１２】
以上の説明は、本発明の一実施例に関するもので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含される。特許請求の範囲の構成要素の後に記載した括弧内の番号は、図面の部品番号に対応し、発明の容易なる理解の為に付したものであり、発明を限定的に解釈するために用いてはならない。また、同一番号でも明細書と特許請求の範囲の部品名は必ずしも同一ではない。これは上記した理由による。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１ａ】時間ウインドウが、受信器装置内でディジタル的に加算される本発明の方法を実行するデータ通信システムを表すブロック図。
【図１ｂ】時間ウインドウが、受信器装置内でアナログ的に加算される本発明の方法を実行するデータ通信システムを表すブロック図。
【図２】本発明による通信方法を実行する受信器装置内でＮ個の時間ウインドウの信号が如何に加算されるかを表す図。図中訳（右から）：同期化  シンボル１／Ｎ個のパルス  シンボル２／Ｎ個のパルス
【図３ａ】本発明の通信方法で送信されたデータの時間データ符号化変調を表す図。
【図３ｂ】本発明の通信方法で送信されたデータの極性データ符号化変調を表す図。
【図３ｃ】本発明の通信方法で送信されたデータの時間と極性データ符号化変調を表す図。
【図３ｄ】本発明の通信方法で送信されたデータの振幅符号化変調を表す図。
【図４】本発明の通信方法用の同期化フレームで開始する符号化データ信号を表す図。
【図５】送信器装置と受信器装置の信号のグラフであり、本発明の通信方法のウインドウの、２つの装置のクロック信号の時間と周波数が同期している場合と、クロック信号間に周波数ギャップがある場合と、時間が同期していない場合の信号のグラフを表す図。
【図６ａ】本発明の通信方法を実行するための、受信器装置のＡＤ変換段の一実施例を表す図。
【図６ｂ】本発明の通信方法を実行するための、ＡＤ変換段のクロック信号を表す図。
【図７】本発明の通信方法で拾われたノイズ・レベルを予測するステップにおける受信器装置の１個の時間ウインドウの信号を表す図。
【図８】本発明の通信方法の時間ウインドウの正の信号エンベロープを計算するステップの受信器装置の時間ウインドウの一部を表す図。          縦軸：振幅（ｍＶ）、横軸：時間（ｎＳ）
【図９】本発明の通信方法で、符号化されたダイレクト・パス・データ信号または最初のマルチ・パス・データ信号の到着時間を計算するステップの受信器装置の時間ウインドウの一部を表す図。          縦軸：振幅（ｍＶ）、横軸：時間（ｎＳ）
【符号の説明】
【０１１４】
１  通信システム
ＳＤ  超広帯域無線符号化データ信号
２  送信器装置
３  受信器装置
２１、３１  発振器段
２２、３２  水晶振動子
２３、３３  信号処理ユニット
２４  パルス整形ユニット
２５  増幅器
２６  バンドパス・フィルタ
２７  第１広帯域アンテナ
３４  変換段ＡＮ
３５  自動利得制御増幅器
３６  低雑音増幅器
３７  第２広帯域アンテナ
Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ  シンボル
４１  ディジタル・ウインドウ加算手段
４２  復調手段
４３  制御手段
４４  到着時間予測手段
４５  アナログ・ウインドウ加算手段
ＣＬＫ  クロック信号
Ｗｓ  最終加算ウインドウ
ＣＦＮ、ＣＨ，ＣＥ  制御信号
５１  加算器
Ｗ  ウインドウ
５３  コンバータＡＮ１
５４  コンバータＡＮ２
５５  コンバータＡＮｎ
５６  直列入力と並列出力の組合せ手段
【図１ａ】
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【図１ｂ】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図３ｄ】
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【図４】
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【図５】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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