(57)【要約】  本発明によれば、金属または磁気材料を誘導加熱するのに特に用いられる加熱電流は入力側電源電圧からインバータにより発生する。前記インバータは、２つの平行な縦方向ライン（４２，４４）と一つの横方向ライン（４６）とを有するＨブリッジ回路内に相互に関連して配置されている４つの制御可能なスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１，Ｓ＿Ｐ２，Ｓ＿Ｎ１，Ｓ＿Ｎ２）を有する。ブリッジ回路のそれぞれ対角線上に向かい合うスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１，Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１，Ｓ＿Ｎ２）は、加熱の流れが横方向ライン（４６）を流れるように制御される。本発明の一実施形態によれば、対角線上に向かい合うスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１，Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１，Ｓ＿Ｎ２）は、導通状態から非導通状態へ時間的に交互に切り換えられる。
2007524211.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの平行な縦方向ライン（４２、４４）と１つの横方向ライン（４６）とを備えたＨ形ブリッジ回路内に向かい合って配設された制御可能な４つのスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２、Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）を有する、インバータ（３０）を用いて加熱電流が入力側の供給電圧から生成され、対角線上に向かい合うＨ形ブリッジ回路の各スイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）は加熱電流が前記横方向ライン（４６）を流れるように作動される誘導加熱方法において、対角線上に向かい合うスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）が互いに時間的にずれて導電状態から非導電状態に切り換えられることを特徴とする、電気加熱電流を発生する方法、特に金属または磁気材料（１２）を誘導加熱する方法。
【請求項２】
対角線上に向かい合うスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）が、互いに同時に非導電状態から導電状態に切り換えられることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
対角線上に向かい合う各スイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２）が、対角線上に向かい合う別のスイッチング素子（Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）が導電状態から非導電状態へ切り換えられた後に初めて導電状態へ切り換えられることを特徴とする請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
まず対角線上にある第１のスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１）が非導電状態へ切り換えられ、続いて対角線上にある第２のスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ２）が、横方向ライン（４６）内の加熱電流に依存して非導電状態へ切り換えられることを特徴とする請求項１ないし３の一項記載の方法。
【請求項５】
横方向ライン（４６）内の加熱電流が消費体（Ｌ１）を介して流れ、対角線上にある第２のスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ２）が、該消費体（Ｌ１）上の電圧に依存して非導電状態へ切り換えられることを特徴とする請求項１ないし４の一項記載の方法。
【請求項６】
Ｈ形ブリッジ回路がスイッチング素子に平行に配設された第１キャパシタンス（Ｃ＿ＺＫ）から供給され、加熱電流が横方向ライン（４６）内のインダクタンス（Ｌ１）を介して流れることを特徴とする請求項１ないし５の一項記載の方法。
【請求項７】
対角線上に向かい合うスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）が、インダクタンス（Ｌ１）内に供給されたエネルギーが最大２０％まで、好ましくは最大１０％キャパシタンスへ移動するように互いに時間的にずれて非導電状態へ切り換えられることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
対角線上に向かい合うスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）は、第１電流方向のキャパシタンス（Ｃ＿ＺＫ）を通る電流が逆方向のものよりはるかに大きくなるように互いに時間的にずれて非導電状態へ切り換えられることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項９】
第１キャパシタンス（Ｃ＿ＺＫ）より大きい第２キャパシタンス（７０）上の供給電圧が平滑にされることを特徴とする請求項６ないし９の一項記載の方法。
【請求項１０】
供給電圧を供給する入口と、２つの平行な縦方向ライン（４２、４４）と１つの横方向ライン（４６）とを備えたＨ形ブリッジ回路内に向かい合って配設された制御可能な４つのスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２、Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）を有するインバータ（３０）と、加熱電流が横方向ライン（４６）を流れるように各々対角線上に向かい合うＨ形ブリッジ回路のスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）を作動させる動作回路（３４）とを備えた、電気加熱電流を発生する装置において、該動作回路（３４）がさらに、対角線上に向かい合うスイッチング素子（Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２；Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２）が互いに時間的にずれて導電状態から非導電状態に切り換えられるように形成されたことを特徴とする、電気加熱電流を発生する装置。
【請求項１１】
金属および／または磁気材料を誘導加熱するための、特に金属ボルト（１２）の片側を基盤（１４）に固定するための請求項１０記載の装置の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気加熱電流の発生方法、特に金属または磁気材料を誘導加熱する方法に関する。その場合に加熱電流は、インバータを用いて入力側の供給電圧から発生し、該インバータは、２つの平行な縦方向ラインと１つの横方向ラインを備えたＨ形ブリッジ回路内に向かい合って配設された制御可能な４つのスイッチング素子を有し、その場合に各々対角線上に向かい合うＨ形ブリッジ回路のスイッチング素子は、加熱電流が横方向ラインを流れるように作動される。
【０００２】
本発明はさらに、供給電圧を供給する入口と、２つの平行な縦方向ラインと１つの横方向ラインを備えたＨ形ブリッジ回路内に向かい合って配設された制御可能な４つのスイッチング素子を有するインバータと、加熱電流が横方向ラインを流れるように作動されるように各々対角線上に向かい合うＨ形ブリッジ回路のスイッチング素子が形成された動作回路とを備えた、電気加熱電流の発生装置に関する。そのような方法および相当する装置は、ＣＨ６６４６６０Ａ５からよく知られている。
【背景技術】
【０００３】
このよく知られている装置は、実際にはすでに何年も前から金属または磁気材料を誘導加熱するために使用されている。その上この装置は、基本的には材料を抵抗性加熱するためにも使用することができる。誘導加熱の場合には加熱電流は、Ｈ形ブリッジ回路の横方向ライン内に配設されたインダクタンスを通って所謂誘導コイルに流れる。加熱電流は誘導コイル内で交番磁界を生成する。これは、加熱すべき材料内で（直接または間に接続した変圧器を介して）抵抗損に基づいて材料内の加熱を招く誘導電流を誘導する。それに対して抵抗性加熱の場合には、加熱電流は直接材料内を通るはずである。
【０００４】
加熱の速度および程度は、インバータを用いて合目的に調整することができる。典型的にはこれは加熱電流のパルス幅変調および／または周波数変調によって行われる。言い換えると、これによってインバータの横方向ライン内のパルス−中断比および／または電流パルスの頻度が変えられる。このことを達成するためにインバータの４つのスイッチング素子をグループごとにオンおよび再びオフにし、その場合にその都度対角線上に向かい合うスイッチング素子は同時に接続される。生じる電流は、本発明をより良く理解するためにさらに以下に図３および４に基づいて表す。
【０００５】
独国特許第１９５２７８２７号からその他の属概念による配置がよく知られている。なお、インバータはこの明細書には象徴的に表されているだけである。効果的な動作を達成するためにこの明細書には、誘導コイル領域内で生じる無効電力を、インバータに前置されたキャパシタンス内で補償することが提案されている。具体的にはこの場合、誘導コイルを通る電流は、スイッチング素子切り換えの際に急変（「飛ぶことが」）できないので、インバータ切り換えの際誘導コイル内に蓄積されるエネルギーを前置されたキャパシタンスへ移すことが重要である。それに応じてキャパシタンスの大きさを、受け入れるエネルギーの大きさ（独国特許第１９５２７８２７号では無効電力と呼ばれる）に合わせる必要があり、その場合に１〜１５ｍＦの規模の大きいキャパシタンスが提案されている。
【０００６】
誘導コイル内の加熱電流を切り換える周波数は、例えば５０Ｈｚ〜１００ＫＨｚの範囲にあり得る。それに応じて、前置された補償キャパシタンスがその大きさに関して十分な大きさに決められるだけではなく、さらに高周波に適していることも必要である。適切なキャパシタンスは、非常に高価である。
【０００７】
周知の回路のその他の問題は、補償キャパシタンスが十分な大きさに定められない場合には、インバータ内のスイッチング素子が破壊する可能性があることにある。特に加熱回路が無負荷運転、則ち加熱すべき材料無しに稼動される場合に破壊の危険が生じる。したがって加熱回路を間違えて材料無しで接続すると、不利な条件下でインバータ内のスイッチング素子が破壊することになる。
【０００８】
周知の配置での第３の問題は、インバータ内のスイッチング素子を急に切り換えることによって生じ、入力側の電源電圧に反作用を及ぼす高周波数妨害である。所謂電磁的適合性（ＥＭＶ）に対して厳しい要求が増えているために、この妨害を抑制するためには電源入力側への高価なフィルタ回路が必要となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
これらの背景から、本発明の課題は、指摘された問題を安価な方法で抑制することができる、冒頭で述べた種類の方法および装置を提供することである。特に新しい方法およびそれに相当する装置は、加熱回路の負荷状態に依存せずに機能が保証された運転を可能にし、その場合に出来る限り小さい高周波妨害しか生じない。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この課題は、本発明の観点にしたがえば、冒頭で述べた種類の方法によって解決され、この方法では、対角線上に向かい合うスイッチング素子が互いに時間的にずれて導電状態から非導電状態へ切り換えられる。別の観点に従えば、この課題は、冒頭で述べた種類の装置によって解決され、この装置では、動作回路が、これが対角線上に向かい合うスイッチング素子を互いに時間的にずらして導電状態から非導電状態へ切り換えるように形成される。
【００１１】
したがって本発明は、Ｈ形ブリッジ回路の対角線上に向かい合うスイッチング素子がそれぞれ同時にオンオフされるという、これまで実際に適用されてきた出発点から解放される。下記に詳細な分析に基づいて指摘されているように、対角線上にあるスイッチング素子を同時に切ることは、則ち補償キャパシタンスの辺に流れる電流が、切り換えの際非常に急な回路側面（１０００Ａ／μｓまでの範囲のｄｌ／ｄｔ）で方向反転するという結果となる。この急な電流方向の反転は、電源入力側に相応に費用のかかるフィルタ回路を必要とする前述の高周波数妨害の主な原因である。本発明にしたがって、対角線上に向かい合うスイッチング素子が時間的にずれて、則ち順にスイッチオフとなることによって、電流方向反転の規模は軽減される。好ましい適用事例では、対角線上に向かい合うスイッチング素子が、補償キャパシタンスで実際には電流方向の反転が現れないよう時間的にずらして制御される。それに応じてＥＭＶ妨害を抑制するためのフィルタ回路は、容易により安価に省略することができる。
【００１２】
対角線上のスイッチング素子が時間的にずれてスイッチオフとなることに依存して、誘導コイル内のエネルギーが補償キャパシタンスに全く移動しないかまたはほんのわずかな部分だけしか移動しないことが、新しい切り換え措置のその他の利点であると判明する。したがってインバータ内のスイッチング素子が不利な条件（誘導コイルの無負荷運転）下で破壊される危険なく、補償キャパシタンスを非常に小さく定めることができる。この位置で比較的小さいキャパシタンスを使用することで、さらに費用を減少することができる。しかしながら別の理由から比較的大きいキャパシタンスの投入が示されることが可能である。この別の理由は、特に自動車の車体組立などの粗野な生産環境で頻繁に現れる電源電圧の振れを捕獲することである。しかしながらそのような電源の振れは、別の位置での相応に大きく定められたキャパシタンスによっても捕獲することができるので、本発明は加熱回路敷設の際に、形式に比較的大きなゆとりをもたせることができる。特に本発明に基づいて、電源電圧の振れを捕獲する大きいキャパシタンスを電解コンデンサとして実現することが可能となり、一方補償キャパシタンスに関しては高周波に適した比較的小さい箔コンデンサが使用される。
【００１３】
したがって安価な方法での新しい切り換え措置は、総じて機能が保証されＥＭＶ妨害の負荷が小さい動作を可能にする。上述の課題は、したがって完全に解決される。本発明の好ましい形態では、対角線上に向かい合うスイッチング素子が、互いに同時に非導電状態から導電状態へ切り換えられる。この形態は、対角線上のスイッチング素子を同時に接続するスイッチオンの際にすでにこれまで適用されてきた措置方法の原理に相当するものである。絶対的に正確な同時性は実際には保証されないため、「同時に」という概念はここでは「ほぼ同時に」と理解される。本発明に関連してこの形態は、誘導コイルを通る「新しい」電流方向が、切り換え後にさらに遅れることなく利用できるという利点を有する。これは、形式における比較的大きなゆとりと、それによる、その都度別の対角線上のスイッチング素子をオフにする場合の切り換え工程間の時間的なずれに関する比較的高い柔軟性を提供する。言い換えると、この形態での切り換えに必要な総時間が、実際には先に指摘した問題を克服するためにのみ費やされる。さらに本発明のこの形態における制御装置の費用は簡素化される。
【００１４】
別の形態では、それぞれ１つの（則ち第１の）対角線上に向かい合うスイッチング素子が、それぞれ別の（第２の）対角線上にあるスイッチング素子が導電状態から非導電状態へ切り換えられた後に初めて導電状態に接続される。それとは異なって、スイッチング素子のオンオフが時間的に順に互いに入り組むことも基本的に考えられるであろう。それに対して本発明の形態は、インバータの横方向ライン内にその都度最大の加熱電流が流れ、それによって材料の加熱が加速されるという利点を有する。
【００１５】
別の形態では、まず第１の対角線上にあるスイッチング素子が非導電状態に接続され、続いて第２の対角線上にあるスイッチング素子が横方向ライン内の加熱電流に依存して非導電状態に接続される。
【００１６】
この形態では、対角線上にあるスイッチング素子をオフにする際の時間的なずれは、偶然の、経験的または固定して設定されて決められたものではなく、横方向ライン内のその時々の加熱電流の大きさから導かれる。下記に好ましい実施例を説明する際に示されるように、加熱回路は第１の対角線上スイッチング素子をオフにした後に、回路の残りから電気的に分けられる。したがって加熱電流の大きさは、誘導コイルのインダクタンスと加熱される荷重に決定的に依存する。加熱電流自身は、大部分が誘導コイル内に蓄えられたエネルギーから生じる。減衰する加熱電流を測定することによって、第２の対角線上スイッチング素子をオフにする最適な時点を確定することができる。特にこの形態では、加熱電流の非常に精密に調整できる制御が実現される。
【００１７】
別の形態では、横方向ライン内の加熱電流が消費体、特に誘導コイルを介して流れ、第２の対角線上スイッチング素子は該消費体上の電圧に依存して非導電状態に接続される。この形態は第２調整パラメータを生み、該パラメータを基にして対角線上スイッチング素子をオフにする際の時間的ずれを確定することができる。消費体にかかる電圧を基にしても最適な接続時点を確定することができる。特に正確で柔軟な制御が実現されるので、時間的ずれが、加熱電流を基にしても消費体にかかる電圧を基にしても確定される場合が特に好ましい。
【００１８】
その他の形態では、Ｈ形ブリッジ回路がスイッチング素子に平行に配設された第１キャパシタンスから供給され、加熱電流は横方向ライン内のインダクタンスを介して流れる。この形態は、特に材料を誘導加熱するのに適する。しかしながらこの代わりに本発明の配置は、基本的には抵抗性加熱するために使用することも可能である。しかしながら前述の利点は、横方向ライン内に配設されたインダクタンスが横方向ライン内の急な電流方向反転を阻止し、その結果冒頭で述べた問題が生じるので、誘導加熱の場合に特に効果を発揮する。
【００１９】
その他の形態では、対角線上に向かい合うスイッチング素子が、インダクタンス内に蓄積されたエネルギーが最大２０％まで、好ましくは最大１０％キャパシタンスへ移るように時間的にずれて非導電状態に接続される。
【００２０】
基本的にはインバータの横方向ライン内のエネルギーが全く補償キャパシタンスに移動する必要がない場合が、この場合には補償キャパシタンスに電流方向の反転が起こらないので好ましい。さらにこの場合には全エネルギーが材料の加熱に役立つ。もっとも誘導コイルを通る電流の流れは、ｅ−関数にしたがって減少するので、柔軟で迅速な制御工程のためには、補償キャパシタンスにおけるある程度の電流方向の反転を甘受することが有利である。上述の問題を効果的に回避するために、ここに挙げた限界値が有効な解として明示されたが、この限界値を正確に遵守することは重要ではない。インバータ内のスイッチング素子の破壊を確実に除外するためには、（受け入れないし許容された）移動の際の補償キャパシタンスが、その最大負荷状態から十分に離れたままであることがより重要である。
【００２１】
その他の形態では、対角線上に向かい合うスイッチング素子が、第１電流方向のキャパシタンスを流れる電流が、逆方向のものより遙かに大きくなるように互いに時間的にずらして非導電状態に接続される。好ましくは逆方向の電流は、主電流方向の電流の最大２０％、むしろ最大１０％である。この形態は、対角線上のスイッチング素子をオフにする際の最適な時間的ずれを達成するための別の基準である。その場合にこの形態は、挙げられた設計パラメータを非常に容易に検知して、所望の時間的ずれを容易に調整することができるという長所を提供する。
【００２２】
本発明のその他の形態では、供給電圧が、第１キャパシタンスより大きい第２キャパシタンスを介して平滑にされる。
【００２３】
この形態は前述のバリエーションに結び付くもので、それによって高周波に適した「小さい」キャパシタンスが、インバータの切り換えの際の補償ないしエネルギー受け入れのために使用され、一方比較的大きく、必ずしも高周波に適していなくてもよいキャパシタンスは、緩衝キャパシタンスとして外側の電源の振れを捕獲するために使用される。この形態は、部品数の増加にもかかわらず、装置の全費用を下げることができるという長所を有する。
【００２４】
記述した方法および新しい装置は、基本的に別の適用事例にも使用できるが、好ましい適用事例は、特に金属ボルトの片側を基盤に固定する場合の金属および／または磁気材料の誘導加熱である。新しい方法は、自動車分野でボルトを車体部品に接着する場合に特に好ましく適用される。上述の長所は、この適用の際に特に効果を発揮する。
【００２５】
前述および後述のさらに説明される特徴は、本発明の枠を外れることなく、その都度挙げられた組合せのみならず、その他の組合せまたは単独でも使用可能であることが理解される。
【００２６】
本発明の実施例を図で表し、下記の記述で詳しく説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
図１は、接着によってボルト１２をプレート１４に固定するロボット１０を簡略図で示す。このロボット１０は、ボルト１２を保持する掴み手段１６を有する。この掴み手段１６内には、その他にボルトを加熱する本発明の装置（ここでは示していない）が配設される。ボルト１２は、その下方端にフランジ１８を有し、該フランジの下側には接着剤２０が塗布されている。この接着剤２０は熱によって硬化するので、ロボット１０はボルト１２を合目的の熱による加熱でプレート１４に固定することができる。しかしながら基本的には本発明はこの好ましい適用事例に制限されるものではない。
【００２８】
図２では、ボルト１２を加熱する本発明の装置の全体が参照番号２４で表される。この装置２４は供給電圧を供給する入口２６を有する。好ましい適用事例では、三相供給電圧が重要であるので、ここでは３つの接続を有する入口２６を示す。供給された供給電圧は整流器２８を介して整流および平滑にされる。したがって続くインバータ３０には、平滑直流電圧がかけられる。インバータ３０は、この供給された直流電圧から、その経過において変動する加熱電流を生じ、好ましい例ではこの加熱電流は誘導コイル３２を流れる。誘導コイル３２は金属ボルト１２の軸部の周りを取り巻いているので、ボルト１２は加熱電流によって誘導加熱される。
【００２９】
図２の配置は簡略化して示されている。誘導コイル３２は、ここでは示していない変圧器を介しても基本的にはインバータ３０と接続することができるであろう。しかしながら本発明は、そのような変圧器を使用するかしないかに依存しない。
【００３０】
下記に説明する方法でインバータ３０内のスイッチング素子（ここでは示していない）を作動する動作回路は、参照番号３４で表される。この動作の方式によって誘導コイル３２内の加熱電流の流れが決められ、その結果ボルト１２の熱的加熱が確定される。ここに示した好ましい例では、動作回路３４は電流測定器３６と電圧測定器３８から測定信号を得て、該信号を用いて誘導コイル３２を流れる加熱電流ないし誘導コイル３２上の電圧を確定することができる。動作回路３４は、得られる測定値に基づいて、インバータ３０内に対角線上に置かれたスイッチング素子をオフにする際の時間的ずれを確定する（下記に詳述）。この代わりに動作回路３４は、固定の、予め調整された遅延時間を設けることもできるので、この場合には電流測定器３６および電圧測定器３８を省略することができる。さらに電流測定器３６および電圧測定器３８は、別の実施例では交互に使用することも可能である。
【００３１】
図３は、本発明の基となる属概念の配置の切換技術構成図を示す。電源側の入力電圧は、図３では電圧源ＥＮと（内部）抵抗ＲＮに基づいて表される。ダイオードＤＮは、整流器２８を象徴する。電圧源ＥＮ、抵抗ＲＮおよびダイオードＤＮは互いに直列で、下記に説明する制御回路用の動作電圧を供給する。
【００３２】
制御回路は主にインバータ３０を含み、該装置はここではＨ形ブリッジ配置内に４つの制御可能なスイッチング素子（典型的には変圧器）を含む。この４つのスイッチング素子Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２およびＳ＿Ｐ２は、Ｈ形ブリッジ回路の４つの末端辺に配設される。その場合にスイッチング素子Ｓ＿Ｐ１とＳ＿Ｎ２は、互いに直列に第１縦方向ライン４２内にあり、一方スイッチング素子Ｓ＿Ｎ１とＳ＿Ｐ２は、互いに直列に第２縦方向ライン４４を形成する。
【００３３】
各スイッチング素子に逆並列に、遮断方向に配設されたフリーホイーリングダイオードが存在し、その場合に記号Ｄ＿Ｐ１、Ｄ＿Ｎ１、Ｄ＿Ｎ２およびＤ＿Ｐ２が各スイッチング素子の記号に応じて選択される。Ｈ形ブリッジ回路の横方向ライン４６内には、インダクタンスＬ１と抵抗損を象徴する抵抗Ｒ１が存在する。補償キャパシタンスＣ＿ＺＫおよび損失抵抗Ｒ＿ＺＫにより構成されるさらに１つの直列回路が、Ｈ形ブリッジ回路の２つの縦方向ライン４２、４４に平行に表される。
【００３４】
このよく知られた配置では、対角線上に向かい合うスイッチング素子Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２ないしＳ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２が、それぞれ互いに同時にオンオフされ、その場合にその都度１つの対角線上の辺のみが導電で、その他は遮断されている。このことから電流はＨ形ブリッジ回路の横方向ライン４６を通って流れることになる。切換挙動を分析するために、下記ではまず電流が破線５０に沿って、則ちキャパシタンスＣ＿ＺＫから抵抗Ｒ＿ＺＫ、スイッチング素子Ｓ＿Ｐ１、インダクタンスＬ１、抵抗Ｒ１およびスイッチング素子Ｓ＿Ｐ２を通って流れることを出発点とする。この電流は、時計回りに前述の部材を通って流れ、その場合にスイッチング素子Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２はそれに応じて導電接続され、一方スイッチング素子Ｓ＿Ｎ１とＳ＿Ｎ２は非導電状態にある。
【００３５】
スイッチング素子Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２が同時にオフにされる、則ちその非導電状態へ移行される場合に、電流の流れは破線５２にしたがって生じる。インダクタンスＬ１の電流は飛ぶことができないので、インダクタンスＬ１は該電流をフリーホイーリングダイオードＤ＿Ｎ１および抵抗Ｒ＿ＺＫを介して補償キャパシタンスＣ＿ＺＫへ流す。そこから電流はフリーホイーリングダイオードＤ＿Ｎ２を介してインダクタンスＬ１へ戻る。書き入れた矢印によって分かるように、スイッチング素子Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２のスイッチオフは、則ち補償キャパシタンスＣ＿ＺＫの辺内の急な電流方向反転をもたらす結果となる。
【００３６】
キャパシタンスＣ＿ＺＫにおける電流の経過を図３に表す（正方形の付いた曲線）。電流がそのマイナスの最大値からそのプラスの最大値へ急に飛んでいることが分かる（則ちスイッチング素子Ｓ＿Ｐ１、Ｓ＿Ｐ２のスイッチオフの場合）。続いてキャパシタンスが慣例のｅ−関数にしたがって移される。キャパシタンスＤ＿ＺＫにおける電圧の経過はのこぎり歯形である。急な電流方向反転は、もっとも適切なフィルタ措置によって抑制しなければならない強い高周波妨害を引き起こす。さらにこの適用事例ではキャパシタンスＣ＿ＺＫは、これが移動の際インダクタンスＬ１内に貯蔵された全エネルギーを受け入れられるような大きさにしなければならない。
【００３７】
対角線上にあるスイッチング素子Ｓ＿Ｎ１とＳ＿Ｎ２の接続後に電流は、ライン５４で表した軌道に沿って流れる。スイッチング素子Ｓ＿Ｎ１とＳ＿Ｎ２をオフにする場合には、キャパシタンスＣ＿ＺＫに新たな急な電流方向反転が起こる。
【００３８】
図５は、類似の切換構成図を示すが、もっともインバータはここでは新しい方法にしたがって作動される。説明のために同じ出発状況から始めることにする。則ちキャパシタンスＣ＿ＺＫから抵抗Ｒ＿ＺＫ、スイッチング素子Ｓ＿Ｐ１、インダクタンスＬ１、抵抗Ｒ１およびスイッチング素子Ｓ＿Ｐ２を通って電流が流れることを出発点とする。ここでスイッチング素子Ｓ＿Ｐ１がオフになり、スイッチング素子Ｓ＿Ｐ２はオフではない場合には、Ｌ１内に誘導された電流が、ライン５６に基づいて表されるように、抵抗Ｒ１、（閉じた！）スイッチング素子Ｓ＿Ｐ２およびフリーホイーリングダイオードＤ＿Ｎ２を介して流れる。したがってＨ形ブリッジ回路の下側の回路は、回路の残りから外される。キャパシタンスＣ＿ＺＫでの電流方向反転は起こらない。Ｌ１内に誘導されたエネルギーが大幅に減少して初めてスイッチング素子Ｓ＿Ｐ２も開き、実質的にそれと同時にスイッチング素子Ｓ＿Ｎ１とＳ＿Ｎ２が閉じる。したがってライン５４に基づいて表されるように、キャパシタンスＣ＿ＺＫからスイッチング素子Ｓ＿Ｎ１とＳ＿Ｎ２を介してＨ形ブリッジ回路の横方向ラインへ新たに電流が流れるようになる。
【００３９】
キャパシタンスＣ＿ＺＫでの相当する電流および電圧曲線を図６に示す。対角線上の辺の第１スイッチング素子Ｓ＿Ｐ１をオフにする場合に、キャパシタンスＣ＿ＺＫでの電流は零へ飛ぶ。第２の対角線上のスイッチング素子Ｓ＿Ｐ２がオフになり、２つのその他の対角線上のスイッチング素子Ｓ＿Ｎ１とＳ＿Ｎ２が接続されて初めてキャパシタンスから再び電流が、その前と同じ方向に流れる。
【００４０】
図７には、スイッチオフ工程間にわずかな時間的なずれＴがある場合の電流曲線を示す。この電流はキャパシタンスＣ＿ＺＫを通って第１の対角線上スイッチング素子Ｓ＿Ｐ１をオフにする場合に零へ飛ぶ。インダクタンスＬ１からのエネルギーはこの場合にはまだ完全には崩壊していないので、キャパシタンスＣ＿ＺＫの辺内の電流は第２スイッチング素子Ｓ＿Ｐ２がオフになると、属概念の方法の場合より少ない量で反対方向へ飛ぶ。この場合反対方向の電流は、主方向の最大電流の約１０％（またはそれ以下）に過ぎない。
【００４１】
図８は、４つのスイッチング素子に関する切換経過を再度象徴的に表す。経過６０は、何時スイッチング素子Ｓ＿Ｐ１がオンないしオフになるかを示す。経過６２はスイッチング素子Ｓ＿Ｐ２に、経過６４はスイッチング素子Ｓ＿Ｎ１に、および経過６６はスイッチング素子Ｓ＿Ｎ２に属する。それぞれ対角線上に向かい合うスイッチング素子Ｓ＿Ｐ！、Ｓ＿Ｐ”ないしＳ＿Ｎ１、Ｓ＿Ｎ２は、グループごとにオンないしオフにされ、その場合に１つのスイッチング素子の各グループ内では、その他のものより時間的なずれＴだけ長く接続されたままである。その都度別のグループの第２スイッチング素子がオフにされた直後に新しい対角線上グループの接続が行われる。
【００４２】
新しい切換挙動に基づいて、図５の切換配置内のキャパシタンスＣ＿ＺＫはさらに小さくすることができる。それにも係わらず粗野な生産環境で頻繁に起こる電源電圧の振れをコントロールできるようにするために、図５の好ましい実施例では別のキャパシタンス７０が設けられる。このキャパシタンス７０はダイオードＤＮの前または後ろに、いずれの場合でもスイッチング素子に平行に配設することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】新しい方法を用いて金属ボルトをプレートに固定するロボットの簡略図を示す。
【図２】本発明の装置の簡略化した構成図を示す。
【図３】金属材料を誘導加熱する属概念の装置の電気回路図を示す。
【図４】図３からの装置の選択された電流および電圧経過を示す。
【図５】材料を誘導加熱する本発明の好ましい装置の電気回路図を示す。
【図６】図５からの装置の選択された電流および電圧経過を示す。
【図７】図５からの装置の代替動作方式での選択された電流および電圧経過を示す。
【図８】図５の装置内のスイッチング素子の切換順の略図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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