(57)【要約】  少なくとも部分的に所望の第２信号の帯域幅に重なる帯域幅を持つ所望でない第１信号を相殺する方法及び受信機において、前記第１及び第２の信号の一方の帯域幅が他方のものよりも大きい。前記方法は、第１及び第２信号（１０，１２）を受信するステップと、前記第１及び第２信号を第１及び第２低周波数信号に周波数ダウンコンバート（１８，２２，２６及び２０，２４，２８）するステップと、を有する。前記第１及び第２低周波数信号は、同期されたＡＤＣ（３０，３２）を用いてそれぞれ第１及び第２デジタル化信号にデジタル化され、広帯域信号は高いサンプリングレートでデジタル化され、狭帯域信号は低いサンプリングレートでデジタル化される。第１及び第２デジタル化信号の一方のサンプリングレートは、第１及び第２デジタル化信号の他方のものと同じになるように調整（４４）される。その後、所望でない信号の周波数は、受信された信号が現れたのと同じ、所望の信号に関する相対的な位置へ偏移（４６）される。出力信号は、所望の信号と所望でない信号との間の差分（４０）を得ることにより導出される。基本的な方法の改良では、それぞれのＡＤＣからの所望でない信号が、該信号を復調（５２）し、変調（５４）することにより除去され、このことは、一方の信号を他方から減算する場合に、干渉の下の所望の信号の部分は損なわれないままであるという利点を与える。
2007522733.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも部分的に所望の第２信号の帯域幅に重なる帯域幅を持つ所望でない第１信号を相殺する方法であり、前記第１及び第２信号の一方の前記帯域幅が他方のものよりも大きい方法であって、前記第１及び第２信号を受信するステップと、前記第１及び第２信号を第１及び第２低周波数信号へそれぞれ周波数ダウンコンバートするステップと、同期されたＡＤＣを用いて前記第１及び第２低周波数信号をそれぞれ第１及び第２デジタル化信号にそれぞれデジタル化するステップであって、より広い帯域幅の信号がより高いサンプリングレートでデジタル化され、より狭い帯域幅の信号がより低いサンプリングレートでデジタル化されるステップと、周波数ダウンコンバートされた前記所望でない信号を、周波数ダウンコンバートされた前記所望の信号の事前に選択された位置へ周波数偏移するステップと、前記第１デジタル化信号のサンプリングレートを、前記第２デジタル化信号のものと同じになるように調整するステップと、第２及び第１デジタル化信号の間の差分を形成して出力信号を得るステップと、を有する方法。
【請求項２】
前記第１及び第２信号を周波数ダウンコンバートするために使用された局部発振器の周波数が、実質的にそれぞれの周波数帯の中心に対応するように選択され、前記所望でない信号の中心周波数が、前記所望の信号の中心周波数に対応するように偏移されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
所望の信号及び所望でない信号を受信する帯域幅をもつ受信ステージと、前記所望の信号を第１低ＩＦ信号に変換する第１周波数ダウンコンバート手段と、第１サンプリングレートで前記第１低ＩＦ信号をデジタル化するように動作する第１ＡＤＣ手段と、前記所望でない信号を前記第１低ＩＦ信号のものとは異なり得る中心周波数を有する第２低ＩＦ信号に変換する第２周波数ダウンコンバート手段と、第２サンプリングレートで前記第２低ＩＦ信号をデジタル化するように動作する第２ＡＤＣ手段であって、前記第１及び第２サンプリングレートが相違し、低いレートが高いレートの約数であり、この高いレートに同期されている手段と、前記周波数ダウンコンバートされた所望でない信号を前記周波数ダウンコンバートされた所望の信号の事前に選択された位置に偏移させる周波数偏移手段と、前記所望でない信号のサンプリングレートが前記所望の信号のサンプリングレートと同じになるように調整するサンプリングレート調整手段と、同じサンプリングレートを持つ前記デジタル化信号間の差分を得る差分手段と、を有する電波受信機。
【請求項４】
前記所望でない信号を回復する前記第２ＡＤＣ手段の出力に結合された復調手段と、回復された前記所望でない信号を変調する変調手段と、前記変調手段の出力が前記サンプリングレート調整手段に結合されていることと、を特徴とする、請求項３に記載の受信機。
【請求項５】
前記周波数偏移手段が前記所望でないデジタル化信号の中心周波数を実質的に前記所望のデジタル化信号の中心周波数に偏移させることを特徴とする、請求項４又は５に記載の受信機。
【請求項６】
前記差分手段への入力の少なくとも１つの振幅を制御する自動ゲイン制御手段を特徴とする、請求項３，４又は５に記載の受信機。
【請求項７】
前記第１周波数ダウンコンバート手段が所望の狭帯域信号を周波数ダウンコンバートするのを提供し、前記第２周波数ダウンコンバート手段が所望でない広帯域信号を周波数ダウンコンバートするのを提供し、前記第２ＡＤＣ手段のサンプリングレートが前記第１ＡＤＣ手段のサンプリングレートよりも大きいことを特徴とする、請求項３に記載の受信機。
【請求項８】
前記第１及び第２周波数ダウンコンバート手段が複雑な出力を供給することを特徴とする、請求項７に記載の受信機。
【請求項９】
前記差分を得る手段に印加された信号の相対的な振幅を等化する手段を特徴とする、請求項７又は８に記載の受信機。
【請求項１０】
前記信号を回復するために干渉信号を発生させる第１及び第２ＡＤＣ手段の１つへ結合された復調器と、該復調器の出力に接続された変調器とを特徴とする、請求項７，８又は９に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、干渉信号を相殺する方法及び受信機に関する。本発明は特に、排他的ではないが、受信された広帯域信号、例えばＩＥＥＥ ８０２．１１ｇの中に存在する受信された狭帯域の干渉信号、例えばBluetoothＲＴＭ（登録商標）信号、及びその逆を相殺する用途を持つ。本発明は、多モード動作に応用され得、多入力多出力（ＭＩＭＯ）が可能にされうる。
【背景技術】
【０００２】
先行技術は、所望の信号の帯域幅に存在する所望でない干渉信号を相殺する多数の方法を開示している。例として欧州特許公開公報ＥＰ−Ａ１ １ １７６ ７３１は、ＩＥＥＥ８０２．１１、ＩＥＥＥ８０２．１１又はＩＥＥＥ８０２．１５にしたがって送信された信号を受信する広帯域通信装置において、BluetoothＲＴＭのような狭帯域干渉の干渉相殺をする方法を開示している。該装置のアーキテクチャは、共通アンテナに結合された入力と制御器に連結された出力とを有する広帯域受信機及びBluetoothＲＴＭ受信機を有する。一実施例では、前記広帯域受信機は、受信されて局所的に利用されるBluetoothRTMピコネットで、利用されたホッピング周波数に同調された複数のデジタル又はアナログのノッチフィルタを前記受信機で実施する性能を有する。動作時に特定のノッチフィルタは、BluetoothRTM受信機が特定の狭帯域信号の存在を決定することに応答して実施され、該狭帯域信号に対応するノッチが広帯域受信機の出力に導入され、所望でない狭帯域信号だけでなく、所望の信号の帯域に関連する部分もブロックする。
【０００３】
代わりの一実施例では、欧州特許公開広報ＥＰ−Ａ１ １ １７６ ７３１は、それぞれの受信機がそれぞれのデータパケットを共同で検出し、BluetoothRTM受信機が自身のデータパケットをデコードして、従来のフィルタリング又は他の技術を用いて、広帯域受信機により受信された全信号から減算されることを開示する。
【０００４】
前述の干渉を相殺する技術の欠点は、１つの所望の広帯域信号及び１つの所望でない狭帯域信号を受信できるようにするために、２つの独立した電波受信機の用意が必要とされることである。２つの独立した受信機を利用することは、相対的にコストがかさむだけでなく、相対的に大きな電力量が必要とされ、バッテリを動力源とする装置では不利である。更に上記文献は、ノッチフィルタの利用を教示しているが、この利用は、とりわけ効率的ではなく、アナログ及び／又はデジタルフィルタを混ぜて利用することに反対する現行の受信機アーキテクチャ哲学に反する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、効率的な費用効果的態様で信号干渉の相殺を実施することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様によれば、所望の第２信号の帯域幅に少なくとも一部が重なる帯域幅を有する所望でない第１信号を相殺する方法であり、第１及び第２信号の一方の帯域幅が他方のものよりも大きい方法であって、第１及び第２信号を受信するステップと、第１及び第２信号それぞれを第１及び第２信号低周波数信号に周波数ダウンコンバートするステップと、第１及び第２低周波数信号を同期されたＡＤＣを用いてそれぞれ第１及び第２デジタル化信号にそれぞれデジタル化するステップであって、より広い帯域幅の信号が高いサンプリングレートでデジタル化され、より狭い帯域幅の信号がより低いサンプリングレートでデジタル化されるステップと、周波数ダウンコンバートされた所望でない信号を、周波数ダウンコンバートされた所望の信号における事前に選択された位置へ周波数偏移するステップと、第１デジタル化信号のサンプリングレートを第２デジタル化信号と同じになるように調整するステップと、第２及び第１デジタル化信号の差分を形成して出力信号に得るステップと、を有する方法が提供される。
【０００７】
本発明の第２の態様によれば、所望の信号及び所望でない信号を受信する帯域幅をもつ受信ステージと、前記所望の信号を第１低ＩＦ信号に変換する第１周波数ダウンコンバート手段と、第１サンプリングレートで前記第１低ＩＦ信号をデジタル化するように動作する第１ＡＤＣ手段と、所望でない信号を前記第１低ＩＦ信号のものとは異なる中心周波数を有する第２低ＩＦ信号に変換する第２周波数ダウンコンバート手段と、第２サンプリングレートで前記第２低ＩＦ信号をデジタル化するように動作する第２ＡＤＣ手段であって、前記第１及び第２サンプリングレートが相違し、より低いレートが、より高いレートの約数であり、このより高いレートに同期される手段と、前記周波数ダウンコンバートされた所望でない信号を前記周波数ダウンコンバートされた所望の信号における事前に選択された位置に偏移する周波数偏移手段と、前記所望でない信号のサンプリングレートが前記所望の信号のサンプリングレートと同じになるように調整するサンプリングレート調整手段と、同じサンプリングレートを持つ前記デジタル化信号間の差分を得る差分手段と、を有する電波受信機が提供される。
【０００８】
多モード電波受信機は複数のＡＤＣをもち、これらは、干渉を相殺するために全体のコンポーネント（component）数においてほとんど又はまったくオーバーヘッドを用いずに利用されうる。
【０００９】
本発明による方法及び受信アーキテクチャは、２つのＡＤＣを利用し、一方は広帯域信号用で他方は狭帯域信号用であり、２つの独立した受信機を必要としない。干渉を相殺するために２つのＡＤＣを利用することは、余分なアナログコンポーネントを利用する必要をなくする。干渉を相殺する問題は、デジタルの領域に移行され、より柔軟になり、許容誤差の問題は生じにくくなり、ＣＭＯＳプロセスが縮小するのでより電力効率が良くなる、という利点を有する。更に、前記２つのＡＤＣの一方をより低い（例えば１０倍低い）レートで動作することにより、電力消費への影響は最小化される。
【００１０】
先行技術と比較して、高速可変ノッチフィルタは必要とされず、このことは、アーキテクチャの単純化をもたらすだけでなく電流を節約する。
【００１１】
本発明による方法及び受信機アーキテクチャは、広帯域信号から狭帯域干渉を取り除くだけでなく、狭帯域信号から広帯域干渉を取り除くことに利用され得、この要件は、所望の及び所望でない信号は異なるサイズにされた周波数帯を有するということである。しかしながら干渉信号の周波数帯は、既知であるか又は事前に決定されうるべきである。
【００１２】
本発明の第１実施例では、所望でない狭帯域信号の帯域幅に対応する周波数ノッチは、所望の広帯域信号から取り除かれる。
【００１３】
本発明の別の一実施例では、受信された干渉は、干渉を除去するために復調されて再構成される。この再構成された信号は、干渉のみを取り除き、干渉に損なわれていない広帯域信号の部分を残すために、所望の広帯域信号から減算される。
【００１４】
もし所望であれば、自動ゲイン制御は、減算ステージに印加された信号振幅を等化するために適用されうる。したがって、相対的に大きな干渉信号は、相対的に小さい所望の信号を圧倒するのを防止されうる。
【００１５】
本発明は、例によって添付の図を参照して説明されるだろう。
【００１６】
図において、同じ参照番号が対応する図に利用されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
説明の便宜上本発明の実施例は、狭帯域BluetoothRTM信号及び広帯域ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｇ信号の利用を参照して説明されるだろう。既知のように両方の信号もＩＳＭ（産業、科学、医療）帯を利用し、BluetoothＲＴＭ信号は周波数ホップ信号である一方、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ信号は拡散スペクトラム信号である。しかしながら、本発明がいかなる特定の変調スキーム又は周波数帯にも制限されないことは理解されるべきである。
【００１８】
図１に示された受信機を参照すると、アンテナ１０は、低ノイズ増幅器（示されていない）を含むＲＦ帯域通過フィルタ１２に結合される。フィルタ１２の通過帯域は、広帯域信号ＷＢを、該広帯域信号の周波数帯にある狭帯域干渉信号ＮＢとともに通過させるように選択される。両方の信号の周波数帯域幅は、もしその中の１つが、例えば周波数ホッピングの結果として、予測可能な態様で変化するならば、既知であるか又は事前に決定されうる。フィルタ１２の出力は分割され、第１及び第２信号経路１４，１６に供給される。これらの信号経路は実際には複雑な信号経路であるが、簡単のために単一チャネル経路として示されている。第１信号経路１４は、本実施例における所望の信号である広帯域信号ＷＢを回復させるために実施され、第２信号経路１６は、干渉であり広帯域信号から取り除かれる狭帯域信号ＮＢを回復させるために実施される。
【００１９】
第１信号経路１４は、フィルタ１２の出力から導出された信号に対する第１入力を持つ第１ミキサ１８を有する。第１局部発振器２２は、ミキサ１８の第２入力に結合される。第１局部発振器２２の周波数ＬＯ１は、広帯域信号ＷＢの中心周波数を、低又はゼロＩＦにミックスするように選択される。狭帯域信号ＮＢがゼロからオフセットされていることは、挿入スペクトル図Ｉから留意されるだろう。低域通過フィルタ２６は、第１ミキサ１８の出力に結合され、該フィルタの帯域幅は、前記広帯域信号を通過させる。フィルタ２６の出力は、相対的に高いサンプリング周波数（広帯域信号がＩＥＥＥ８０２．１１による場合には例えば２０ＭＨｚ）を持つ第１アナログデジタルコンバータ（ADC）３０でデジタル化される。デジタル化信号は遅延ステージ３６に印加される。このステージ３６は、第２信号経路１６における処理遅延を補償するために時間遅れＴを導入する。この遅延ステージ３６の出力は、減算ステージ４０の第１入力に結合される。
【００２０】
第２信号経路１６は、フィルタ１２の出力から導出された信号に対する第１入力を持つ第２ミキサ２０を有する。第２局部発振器２４は、ミキサ２０の第２入力に結合される。第２局部発振器２４の周波数ＬＯ２は、狭帯域信号ＮＢの中心周波数を低又はゼロＩＦにミックスするように選択される。狭帯域信号ＮＢがゼロ周波数を中心に合わされていることは、挿入スペクトル図IIから留意されるだろう。低域通過フィルタ２８は、第２ミキサ２０の出力に結合され、該フィルタの帯域幅は、前記狭帯域信号を通過させる。フィルタ２８からの出力は、比較的低いサンプリング周波数（狭帯域信号がBluetoothRTMによる場合には例えば２ＭＨｚ）を持つ第２ＡＤＣ３２でデジタル化される。ＡＤＣ３０、３２のサンプリングクロックは同期されており、すなわち位相固定されている。所望であれば、図IIIに示されたような狭帯域信号は、ＡＤＣ３２からの出力信号経路における接続点３４から導出されうる。この出力はステージ４４に印加され、ここではサンプリング周波数がデジタル化された広帯域信号のものと同じになるようにＮ倍に増加される。それぞれの信号がＩＥＥＥ８０２．１１及びBluetoothRTMの仕様に従う場合、Ｎ＝１０である。ステージ４４の出力は、狭帯域信号ＮＢの中心周波数をＡＤＣ３０の出力に存在する狭帯域信号に合わせるように偏移する周波数偏移ステージ４６に結合される。これは、挿入図IVに示される。自動ゲイン制御（ＡＧＣ）ステージ４８は、周波数偏移ステージ４６の出力と、減算ステージ４０の第２の、反転入力との間に結合される。ＡＧＣステージ４８の目的は、減算ステージ４０の入力３８及び４２における信号の相対的な振幅を等化することである。減算ステージ４０の出力５０における信号は、周波数スペクトルにおける減算された干渉に対応するノッチのあるデジタル化された広帯域信号であり、挿入図Vを参照されたい。
【００２１】
スーパーヘテロダインの周波数ダウンコンバートステージは、記載された複雑なステージの代わりに利用されうる。ＡＤＣ３０、３２を利用することは、非常に鋭いノッチフィルタを持つ以上に効果的である。なぜならそれらは狭帯域及び広帯域受信機にすでに存在するコンポーネントを用いるからである。ＡＤＣ３２のサンプリング周波数は、所望の忠実度を得ることを保証する一方で消費電力を最小化するために可能な最低のサンプリング周波数を選択することを考慮して選択される。受信機の正確なアーキテクチャに依存して、ＡＧＣステージは第１信号経路１４に接続されるか、又はＡＧＣステージの対が設けられ、それぞれが第１及び第２信号経路１４，１６にそれぞれ接続されうる。
【００２２】
図２に示された受信機の実施例を参照すると、記載されたアーキテクチャは、干渉する狭帯域信号ＮＢにより占有されたスペクトルの部分での、所望の信号の損失を避けることが意図されている。簡略にするために第１信号経路１４は、図１に示されたものと同じようには記載されない。信号経路１６は、復調器５２を用いてＡＤＣ３２の出力を復調し、続いて狭帯域信号ＮＢをノイズのような外部の干渉なしに再構成し、変調器５４により変調することで、図１に示されたものと比較、修正される。復調器５２及び変調器５４はシグマデルタ装置を有しうる。その後、デジタル化信号のサンプリング周波数はステージ４４でＮ倍に増加され、周波数は周波数偏移ステージ４６において偏移される。狭帯域信号のゲインは、ＡＧＣステージ４８で調整され、このステージからの出力は、減算ステージ４０の入力４２に結合される。減算ステージ４０からの出力５０における信号は、挿入図VIおいて示され、図１に示された受信機とは違い目立つノッチがない。なぜなら図２では、干渉に損なわれてない広帯域信号の部分を残して、干渉のみが取り除かれることが意図されているからである。
【００２３】
図３は、図２で示されたものによってなされることの逆をおこなう受信機の一実施例を説明する。すなわち干渉とみなされた広帯域信号ＷＢを相殺し、狭帯域信号ＮＢを所望の信号として保持する。図２と比較して、第１及び第２の信号経路１４及び１６のアーキテクチャは事実上逆であるが、一貫性のため、説明する図３では、第１経路１４が広帯域信号を処理し、第２信号経路１６が狭帯域信号を処理する。
【００２４】
アンテナ１０は、低ノイズ増幅器（示されていない）を含みうるＲＦ帯域通過フィルタ１２に結合される。フィルタ１２の通過帯域は、広帯域干渉信号ＷＢが広帯域信号の周波数帯にある狭帯域の所望の信号ＮＢとともに通過するように選択される。両方の信号の周波数帯域幅は、既知であるか又は、事前に決定されうる。フィルタ１２の出力は、分割され、第１及び第２信号経路１４，１６に供給される。これらの信号経路は、実際には複雑な信号経路であるが、簡単のため、単一チャネル経路として示されている。第１信号経路１４は、本実施例では干渉である広帯域信号ＷＢを回復するために実施され、第２信号経路１６は狭帯域信号ＮＢを回復するために実施され、該信号は所望の信号であり、保持される必要がある。
【００２５】
便宜上第２信号経路１６は、第１に説明されるだろう。第２信号経路１６は、フィルタ１２の出力から導出された信号に対する第１入力を持つ第２ミキサ２０を有する。第２局部発振器２４は、ミキサ２０の第２入力に結合される。第２局部発振器２４の周波数ＬＯ２は、狭帯域信号ＮＢの中心周波数を低又はゼロＩＦにミックスするように選択される。狭帯域信号ＮＢがゼロＩＦにあるということは、挿入波形図Ｉから留意されるだろう。低域通過フィルタ２８は、第２ミキサ２０の出力に結合され、フィルタの帯域幅は、狭帯域信号が通過するようになっている。フィルタ２８からの出力は、相対的に低いサンプリング周波数（狭帯域信号がBluetoothRTMによる場合例えば２ＭＨｚ）をもつ第２ＡＤＣ３２でデジタル化される。デジタル化信号は、遅延ステージ５６に印加される。このステージ５６は、第１信号経路１４における処理遅延を補償するために時間遅延Ｔを導入する。所望の信号及び残余干渉は、挿入図IIIからわかるが、遅延ステージ５６の出力に現れ、該出力は、減算ステージ７０の第１入力５７に結合される。
【００２６】
第１信号経路１４は、フィルタ１２の出力から導出された信号に対する第１入力を持つ第１ミキサ１８を有する。第１局部発振器２２は、ミキサ１８の第２入力に結合される。第１局部発振器２２の周波数ＬＯ１は、挿入スペクトル図IIに示すように、広帯域信号の中心周波数を低又はゼロＩＦにミックスするように選択される。低域通過フィルタ２６は、第１ミキサ１８の出力に結合され、該フィルタの帯域幅は、前記広帯域信号が通過するようになっている。フィルタ２６からの出力は、相対的に高いサンプリング周波数（広帯域信号がＩＥＥＥ８０２．１１に従う場合、例えば２０ＭＨｚ）を持つ第１ＡＤＣ３０でデジタル化される。ＡＤＣ３０、３２のサンプリングクロックは同期され、すなわち位相が固定される。ＡＤＣ３０の出力が復調器５８に結合され、該復調器からの出力は変調器６０で変調されることにより再構成される。挿入図VIIに示すように、再構成された広帯域信号は、ノイズのような外部からの干渉を取りさられている。その後、再構成された信号は、周波数偏移ステージ６２に印加され、該ステージは、挿入図VIIIに示すように、広帯域信号の中心周波数を狭帯域信号に合わせるように偏移させる。この周波数偏移ステージからの出力は、低域通過フィルタ２８のものと同等の帯域幅をもつ、低域通過フィルタ６４に印加される。フィルタ６４からの出力は、ステージ６６においてＮの因数で減少したサンプリング周波数を持ち、この例ではＮ＝１／１０とすると、狭帯域信号のものと等しくなる。図IXはステージ６６の出力を説明している。広帯域信号のゲインは、ＡＧＣステージ４８で調整され、このステージからの出力は減算ステージ７０の入力６８に結合される。減算ステージ７０からの出力５０における信号は、挿入図Ｘに示され、干渉の大部分が除去された所望の信号を有する。
【００２７】
本明細書及び請求項において、要素に関して単数の表記は、その要素が複数存在することを排除するわけではない。更に、「有する」という表記は、列挙した以外の要素又はステップの存在を排除するものでもない。
【００２８】
本開示を読むことから、当業者には他の変形例が明らかになるだろう。このような変形例は、デザイン、製造並びに干渉軽減受信機及びコンポーネントパーツで知られており、そのため、ここにおいてすでに記載の特徴の代わりに又は加えて利用されうる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】図１は、本発明によりつくられた受信機の第１実施例のブロック概略図である。
【図２】図２は、本発明によりつくられた受信機の第２実施例のブロック概略図である。
【図３】図３は、本発明によりつくられた受信機の第３実施例のブロック概略図である。
【図１】
2007522733.tif 000003
【図２】
2007522733.tif 000004
【図３】
2007522733.tif 000005
【国際調査報告】
2007522733.tif 000006
2007522733.tif 000007