(57)【要約】【課題】【解決手段】Ｌｏ入力を具えた直交型ミキサが提供される。直交型ミキサは、周波数ＦLoを有する信号と、周波数ＦSIGを有する信号入力を受信し、周波数｜ＦLo−ＦSIG｜及び｜ＦLo＋ＦSIG｜に於いて高く、他の周波数にて低い出力インピーダンスを有する出力を具える。出力インピーダンスに接続されたミキサは、出力インピーダンスと相互作用して、信号入力に現れるインピーダンスは、ＦSIGが所定の信号周波数ならば、ＦSIGの信号について高くなり、他の周波数では低い。【選択図】図１【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力と出力を有する直交型受動ミキサと、
直交型受動ミキサの出力に連結された１又は２以上の出力インピーダンスであって、直交型受動ミキサの入力インピーダンスは帯域通過型応答を付与し、
直交型受動ミキサに連結された入力と出力を有し、所定の入力レンジに亘って略線形なトランスコンダクタンスを供給するように構成された低ノイズ増幅器(ＬＮＡ)とを具え、
ＬＮＡ及び直交型受動ミキサは、帯域通過型ミキサ入力インピーダンス応答がＬＮＡの出力に現れるように構成され、ＬＮＡ入力に現れる不要な信号について、ＬＮＡ電圧ゲインを略減じる受信器回路。
【請求項２】
ＬＮＡは、ソースが共通な増幅器であり、ソース縮退を含む、請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
ＬＮＡは、差分増幅器である、請求項１に記載の受信器。
【請求項４】
動作周波数は、無線音声通信帯域のチャンネルに対応し、
ＬＮＡ入力の線形トランスコンダクタンスは、帯域外信号が存在する状態に於いて、帯域内信号の減衰を減じ、
ミキサの帯域通過動作は、帯域外信号を減衰して、帯域外信号がＬＮＡ出力にて帯域内信号を減衰することを防ぐ、請求項１に記載の受信器。
【請求項５】
受信器は、低中間周波数受信器及び直接変換受信器から成る１又は２以上のグループから選択される、請求項４に記載の受信器。
【請求項６】
所望の周波数は、ＧＳＭ帯域のチャンネルに対応し、
ＬＮＡ入力は、十分に線形であって、帯域外信号が存在する状態に於いて、所望信号の感度レベルを著しくは劣化させず、
ミキサの帯域通過動作は、帯域外信号を減衰して、帯域外信号がＬＮＡ出力にて帯域内信号を減衰することを防ぐ、請求項４に記載の受信器。
【請求項７】
更に、
複数のＮＦＥＴ及びＰＦＥＴを具え、
ＮＦＥＴ及びＰＦＥＴは、略差分信号によって駆動される、請求項２に記載のミキサ。
【請求項８】
更に、
複数のＦＥＴスイッチを具え、
２又は３以上のＦＥＴスイッチは、略同じ電圧にバイアスが掛けられている、請求項２に記載の直交型ミキサ。
【請求項９】
ミキサの１又は２以上のスイッチのＬｏ入力は、直列共振ＬＣ構造を介してバッファにより駆動され、
ＬＣ構造は、Ｌｏ周波数に調整され、
スイッチに於ける最大振幅揺れは、バッファの破壊電圧を超えて大きく為される、請求項２に記載の直交型ミキサ。
【請求項１０】
周波数ＦLoを有する信号を受信するローカルオシレータ(Ｌｏ)入力と、
周波数ＦSIGを有する信号を受信する信号入力と、
周波数｜ＦLo−ＦSIG｜及び｜ＦLo＋ＦSIG｜に於いて高く、他の周波数にて低い出力インピーダンスと、
出力インピーダンス、Ｌｏ及び信号入力に連結されて、信号入力に現れるインピーダンスは、ＦSIGが所定の信号周波数ならば、ＦSIGの信号について高くなり、他の周波数では低くなるミキサとを具えた直交型ミキサ。
【請求項１１】
ＬＮＡ負荷は、並列型ＬＣ共振器と並列なミキサ入力を具える、請求項１０に記載の直交型ミキサ。
【請求項１２】
バラン回路が、差分変換に対するシングルエンドと、ＬＮＡ入力に対するインピーダンス整合を付与する、請求項１１に記載の直交型ミキサ。
【請求項１３】
入力と、
同相の出力と、
直交型出力と、
周波数を生成し、所望の入力信号周波数の近傍にて直交型ミキサを駆動するローカルオシレータ(Ｌｏ)と、
夫々がゼロ周波数の近傍で低通過インピーダンス応答をし、Ｌｏ周波数の２倍で高インピーダンス応答する２つの負荷ネットワークであって、同相の出力と直交位相出力の各々は負荷ネットワークの１つに接続され、
各負荷ネットワークは、直交型ミキサの時変化特性と相互作用して、入力に帯域通過応答を付与する直交型ミキサ。
【請求項１４】
各同相出力及び直交型位相出力は、
直交型ミキサ入力に接続された入力及び２つの出力を有するミキサと、
各々がローカルオシレータの周波数の２倍である共振周波数を有し、各々がミキサの出力の１つに接続された第１端子及び第２端子を有する２つの並列ＬＣ共振器と、
各々が第１端子と第２端子を有する２つのコンデンサであって、各コンデンサの第１端子と第２端子は、各並列ＲＣ共振器の第２端子に接続され、各コンデンサはミキサの帯域通過応答の帯域幅を修正する、請求項１３に記載の直交型ミキサ。
【請求項１５】
入力と、
同相の出力と、
直交型差分出力と、
周波数を生成し、所望の入力信号周波数の近傍にて直交型差分ミキサを駆動するローカルオシレータ(Ｌｏ)と、
各差分出力は、夫々がゼロ周波数の近傍で低通過インピーダンス応答をし、Ｌｏ周波数の２倍で高インピーダンス応答をする負荷ネットワークに接続されて、
各負荷ネットワークは、直交型差分ミキサの時変化特性と相互作用して、入力に帯域通過応答を付与する直交型差分ミキサ。
【請求項１６】
各差分出力に対する負荷ネットワークは、ローカルオシレータの周波数の２倍である共振周波数を有し、各々が差分出力の１つに接続された第１端子及び第２端子を有する２つの並列ＬＣ共振器と、
第１端子と第２端子を有するコンデンサであって、各端子は２つの並列ＬＣ共振器の一方の第２端子の１つに接続され、
コンデンサは、直交型差分ミキサの時変化特性と相互作用して、直交型差分ミキサの帯域通過入力インピーダンスの帯域幅を決定する、請求項１５に記載の差分直交型ミキサ。
【請求項１７】
コンデンサの端子に現れる信号は、後の回路によって用いられる出力信号を付与する、請求項１５に記載の差分直交型ミキサ。
【請求項１８】
更に、
複数のＮＦＥＴ及びＰＦＥＴを具え、
ＮＦＥＴ及びＰＦＥＴは、略差分信号によって駆動される、請求項１５に記載のミキサ。
【請求項１９】
更に、
２又は３以上のＦＥＴスイッチを具え、
２又は３以上のＦＥＴスイッチは、略同じ電圧にバイアスが掛けられている、請求項１５に記載の直交型ミキサ。
【請求項２０】
更に、
各々が直列共振ＬＣ構造を介してバッファにより駆動されるＬｏ入力を有する複数のスイッチを具え、
ＬＣ構造はＬｏ周波数に調整され、スイッチに於ける最大振幅揺れはバッファの破壊電圧を超えて大きく為される、請求項１５に記載のミキサ。
【請求項２１】
ローカルオシレータ(Ｌｏ)周波数にて駆動される受動型ミキサであって、
入力と、
第１のフィルタの無い出力と、
第２のフィルタの無い出力と、
第１のフィルタ付き出力と、
第２のフィルタ付き出力とを具え、
第１のフィルタの無い出力は、第１の並列共振ＬＣタンクを介して第１のフィルタ付き出力に接続され、
第２のフィルタの無い出力は、第２の並列共振ＬＣタンクを介して第２のフィルタ付き出力に接続され、
第１のフィルタ付き出力は、コンデンサを介して、第２のフィルタ付き出力に接続され、
第１の並列共振ＬＣタンク及び第２の並列共振ＬＣタンクは、夫々Ｌｏ周波数の２倍の周波数にて高いインピーダンスを付与するように調整され、
第１の並列共振ＬＣタンク、第２の並列共振ＬＣタンク、及びコンデンサは相互作用して、入力にて帯域通過型の入力インピーダンスを付与する、受動型ミキサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願
本願は、米国仮特許出願第60/539,702号に基づく優先権を主張し、この内容は引用を持って本願への記載加入とする。
【０００２】
本発明はミキサに関し、特に望ましい信号周波数の信号入力に対しては現れるインピーダンスが高く、不要な周波数の信号入力に対しては現れるインピーダンスが低い直交型ミキサに関する。
【０００３】
一般的なセル方式携帯端末に於ける無線周波数(ＲＦ)レシーバーの設計は、種々の設計的な制約を受ける。第１の制約は、所望の周波数チャンネルに於ける非常に弱い信号を確実に検知する能力が制限されることである。第２の制約は、非常に強い妨害信号がある中では、僅かに強い帯域信号のみ感知できることである。例えば、ＧＳＭシステムについては、２０ＭＨｚ又はそれ以上のオフセットに於いて、受信器は妨害がない状態での強さ−１０８ｄＢｍの信号を確実に検知できなければならず、その一方、強さOｄＢｍの妨害信号がある状態で−９９ｄＢｍの信号を確実に検知できなければならない。
【０００４】
非常に強い妨害信号によって引き起こされた問題の解決の最も一般的な解決策は、受信器の入力側で非常に高い品質係数(Ｑ)バンドパスフィルタを利用することであった。
これらのフィルタは、典型的な〜２.５ｄＢ減衰及び約２０ｄＢ毎の帯域外減衰(例えば、受信帯域から１０−２０ＭＨｚ離れた)を有する受信帯域を通す一般的な表面弾性波(ＳＡＷ)フィルタである。これらのフィルタは一層線形で、一般には帯域外妨害信号を帯域妨害(−２３ｄＢｍ)のようなほぼ同じレベルに減縮することになる。
【０００５】
しかし、このアプローチに関連したいくつかの欠点がある。
１つ目は、帯域内減衰は弱い信号を検知することをより難しくしがちであり、フィルタの後により感度の高い受信器を要するニーズが発生する。より重要なことには、ＳＡＷフィルタ又はＳＡＷフィルタに続く能動回路として同じ工程に於ける均等物を実施する経済的方法は現在のところはなく、能動回路はＣＭＯＳ又はＢｉＣＭＯＳ工程及びシリコン技術又はシリコンゲルマニウム技術の何れかを使用して、一般に生産される。
その結果、一般的な携帯電話機に於いて、ＳＡＷフィルタがコストを著しく増加させ同等価値の回路基板領域を消費することになる。この問題は、さらに携帯電話機が互換性を持たなければならない異なる周波数帯域が増えることにより、更に悪くなる。
【０００６】
図１は、複数の帯域互換性を提供する典型的な従来のシステム(100)の図である。
各帯域が異なる通過帯域と異なる拒絶帯域を有しているので、各帯域は、個別のＳＡＷフィルタ(102A)を必要とし、その結果、あらゆる送／受信(Ｔ／Ｒ)スイッチ(106A)又は同様のデバイスからの個別の出力と同様に、個別の受信器入力(104A)への入力ポートを必要とする。
【０００７】
図２は、従来技術に従った、線形時間が変化する(ＬＴＶ)ローパスフィルタ(200)の図である。フィルタ(200)は、別個の及び従来からスイッチコンデンサフィルタの関係のない領域に用いられていた３つのコンデンサ及び２つのスイッチを組み合わせることにより構成することができる。
周波数ＦSWの差分電流はポートＶo+及びＶo―を通って流れ得る。その結果、フィルタの帯域幅は(Ｃi／Ｃo)・ＦSWに等しい。周波数ＦSW＋ｄＦ(ｄＦはオフセット周波数である)にて、現在の電流をＶiに加えると、周波数ｄＦ及び帯域幅(Ｃi／Ｃo)・ＦSWを有する濾過された振幅を具えた差分出力電圧(Ｖo+−Ｖo―)になる。
入力電圧Ｖｉは、２つの(Ｃi／Ｃo)・ＦSWの帯域幅を備え中心周波数がＦSWのＬＴＶバンドパスフィルタによって部分的に濾過される。
【発明の開示】
【０００８】
発明の要約
本発明に従って、直交型ミキサに関する既知の問題を克服する直交型ミキサが提供される。
【０００９】
特に、信号が所定の周波数であれば、信号入力にて高いインピーダンスを提供し、他の周波数では低いインピーダンスを提供する直交型ミキサが提供される。
【００１０】
本発明の典型的な実施例に従って、ローカルオシレータを具えた直交型ミキサが提供される。直交型ミキサは、周波数ＦLOを有する信号と周波数ＦSIGを有する信号入力を受信し、周波数｜ＦLO−ＦSIG｜にて高く、｜ＦLO＋ＦSIG｜にて低い出力インピーダンスを有する出力を具える。出力インピーダンスに繋がったミキサは、出力インピーダンスに相互に作用し、ＦSIGが所定の信号周波数であれば周波数ＦSIGの信号にて信号入力に現れるインピーダンスが高く、他の周波数ではインピーダンスが低い。
【００１１】
本発明は多くの技術的な利点を有する。本発明の１つの重要な技術的な利点は、他の標準的な無線受信器の広帯域線形性を高めることができることである。これは同様に外付けの高Ｑ値フィルタなくして、実施することができ、可成りのコストを低減する。
【００１２】
当業者であれば、図面とともに以下の詳細な説明を読めば、本発明の利点及び優れた特徴が他の重要な態様と共に理解されるだろう。
発明の詳細な説明
【００１３】
以下の記載に於いて、明細書及び図面を通して、同様の部品には同じ参照符号が付される。図面は大きさを示すものではなく、或る構成要素は概略化され、又は概要形式にて示され、明瞭さ及び正確さの為に、商業的な標章で識別される。
【００１４】
或る典型的な実施例に於いて、本発明はＣＭＯＳ集積回路上に非常に強い帯域外妨害がある状態にて、外付けの高Ｑ値フィルタを設ける必要なく、従来からＳＡＷフィルタを用いて達成されるように弱い帯域内信号を検知することができる。これらの回路はまた、適切なＬｏと組み合わされて、全四重帯域(full quad-band)ＧＳＭ／ＤＣＢ／ＰＣＳ動作のような多重帯域動作ができる。更に、従来からの外付けフィルタを設ける必要がないことに繋がる比較的広い帯域幅の入力により、受信器に要求される入力の数を減らすことができ、更にＴ／Ｒスイッチから要求される出力を同様に減らすことができる。
例えば、ＧＳＭ／ＤＣＢ／ＰＣＳ携帯電話機に於いて、従来要求されていた３つのタップに代えて、２つのタップが用いられ得る。
【００１５】
他の典型的な実施例に於いて、受信器の前端部は、低ノイズアンプ(ＬＮＡ)及び受動型ミキサに接続することにより、ＳＡＷフィルタ又は他の同様の要素を設けることなく、実施され得る。ここで用いられるように、接続は直接接続、１又は２以上の中間要素を介した接続、又は他の適切な接続を含み得る。この構成は、強い帯域外妨害信号がある中で弱いＲＦ信号を周波数逓降変換する(down convert)。ＬＮＡは、高線形トランスコンダクタ又は他の適切な要素を含み得て、ＬＮＡ負荷に搬送される電流信号は、あらゆるトランスコンダクタンスの非線形性から低ひずみが許容可能に提供される。ＬＮＡの出力は、ミキサの入力に接続されて、ミキサの時間変化特性を用いて、受信した信号を低中間周波数(ＩＦ)、即ちベースバンド信号に周波数逓降変換する。更に、ミキサの入力は、ＬＮＡの負荷ネットワークの一部として作用する。この接続により、ミキサの時間変化特性により帯域通過型フィルタの役割を果たすミキサの入力インピーダンスがＬＮＡの出力電圧を濾過することができる。このフィルタ動作により、不要な妨害信号の振幅を小さくし、同様に妨害信号によって生じる電圧レベルを小さくすることによってＬＮＡの線形性を増加させ、妨害信号は無ければＬＮＡの動作を非線形モードにし、妨害信号は又、所望の受信信号の混変調及び／又はゲイン降下に帰結する。
【００１６】
他の典型的な実施例に於いて、ＬＮＡは擬似差分であり、シングルエンド型差分変換整合ネットワークを有し、ソースが共通な増幅器を著しく減衰させる。或いは、シングルエンド型ＬＮＡ、全差分ＬＮＡ、又は他の適切なＬＮＡ回路が用いられ得る。
ＬＮＡ負荷ネットワークは、受動型ミキサ入力に並列に接続された並列誘導体／コンデンサ(ＬＣ)ネットワークを含み得る。ミキサ入力に並列なＲＦチョーク、ＬＮＡとミキサ入力の間に接続された変成器、又は他の適切な負荷ネットワークがまた、或いはこれに代えて用いられ得る。
【００１７】
受動型ミキサは、入力ポートに提供される信号に，所定の帯域通過応答を提供するあらゆる適切なミキサであり得る。一実施例に於いて、ミキサは直交型Ｌｏ信号によって駆動される２つの二重平衡型受動ミキサを含み得る。適切な技術が用いられて、ミキサスイッチの線形性及び信頼性を確実にする。例えば、ミキサ出力負荷は１又は数個の大容量コンデンサを含み、ミキサの有効な帯域幅を設定するように作動する。この帯域幅はミキサの出力ローパス帯域幅に影響するだけでなく、ミキサの入力に現れる帯域通過するような応答の帯域幅を設定し、該帯域幅の中心はＬｏ、即ち基準周波数に接近している。結果として生じる帯域通過特性は、妨害信号がＬＮＡの出力に過大な負荷を掛けないことを確実にする事に役立つのと同様に、大きな周波数の差によって分離される妨害信号を減衰し、ミキサ及び後の回路に過大な負荷を掛けない。
【００１８】
線形性、ゲイン及びノイズ形状はまた、出力と直列に設置されたＬＣタンクの使用により、更に改善され、ＬＣタンクはＬｏ周波数の約２倍に調整される。
【００１９】
図３Ａは、ここで記載したミキサ(105B)を使用することによりフィルタ無しで四重帯域ＧＳＭ互換性を付与する典型的なシステム(300A)の図である。
【００２０】
図３Ｂは、本発明の典型的な実施例に従った、周波数選択性を用いるシステム(300B)の図である。システム(300B)は、一般にＬＮＡ入力に整合するのに用いられるような低Ｑ値ＬＣ共振器ベースのフィルタを用いる必要がなく、或いはこの周波数選択性はＬＮＡ段階の後に延期される。これを達成すべく、ＬＮＡ入力は従来の受信器よりも更に線形であるべきで、例えば従来のＧＳＭ受信器よりも約２０ｄＢ線形であるべきである。典型的な一実施例に於いて、ノイズ形状が最早入力ＳＡＷフィルタの帯域内減衰によって縮小しないときに、ノイズ形状が増加することにより線形性が部分的に改善される。
しかし、入力からの強い妨害信号が、一般に１０ｄＢ及び２０ｄＢの間だけ既に増幅されたときに、ＬＮＡ出力の線形性は、信号処理に大きく取り組む(challenge)ことができる。例えば、入力上の０ｄＢ信号は出力で約＋１５ｄＢｍとなり、即ちピークが約４ボルト揺れとなり(一般的な２００Ωのチップ上インピーダンスについて)、これは線形ＲＦ集積回路にとって非常に大きい揺れである。この問題は、高Ｑ値帯域選択型出力インピーダンスを具えたＬＮＡ出力を付与することにより克服され、該ＬＮＡ出力は中心が所望の周波数にあり、十分に狭い帯域幅を具えて、この帯域幅の外側の高出力妨害信号は、ＬＮＡ出力が十分に線形になる電圧レベルにまで減衰される。
【００２１】
受信された信号は先ずインピーダンス整合回路(314)を通って通過し、電圧揺れを大きくする一方、電流揺れを小さくしてＬＮＡ(316)をより良く駆動する。このＬＮＡは、２つの受動ミキサ(302A)(302B)に並列なコンデンサ(318)及び誘導子(320)から構成されるＬＣタンクから構成される負荷上の電流モードにて、インピーダンス整合回路からの信号を増幅し、搬送する。
これらの受動ミキサは、ローカル発振器信号によって切り換えられ、ミキサ(302A)はバッファ(310)からの信号によって０度位相にて切り換えられ、ミキサ(302B)はバッファ(312)からの信号によって９０度位相にて切り換えられる。各ミキサ(302A)(302B)には、大容量コンデンサ(夫々(308A)(308B))が搭載され、更なる処理(夫々(304)(306))の帯域幅連鎖を搬送する。
【００２２】
高いＱ値インピーダンスが、ＬＮＡの後の受動ミキサ(302A)(302B)の時間変動動作によって提供される。下記の如く、受動切換えミキサ(302A)(302B)が作動して、Ｌｏ周波数、即ち切換え周波数で出力インピーダンスの周波数応答を畳み込み積分し(convolve)、中心が切換え周波数である調整された高Ｑ値フィルタを提供する。その結果である、どんな他の負荷回路とも結合するミキサ(302A)(302B)の時間変動入力インピーダンスは、ＬＮＡの出力負荷を設定し、このようにしてゲインを設定する。このインピーダンスは、狭帯域のピークの形状を採るから、この帯域外の信号は、帯域内信号に比例してＬＮＡ出力にて減衰する傾向にあり、ＬＮＡ出力及びそれに続く回路に線形性を減じることを要求する結果となる。
【００２３】
このフィルタ動作と同時に、ミキサはその入力をローパスフィルタ化された帯域幅、即ち低ＩＦ信号に逓降変換するように作動する。典型的な一実施例に於いて、ミキサは位相内出力(304)及び直交出力(306)信号を生成するように構成され得る。他の実施例に於いて、高電圧揺れＬｏ信号がミキサを駆動するのに用いられて、スイッチは高い線形モードにて作動する。この高い電圧Ｌｏの実施は同様に、高電圧揺れの下での信頼性を保証すべく、専用の高電圧揺れドライバ及びミキサにバイアスを掛ける技術を要求する。
【００２４】
切換えミキサ(302A)(302B)のような受動ミキサの１つの特性は、それらが双方向性であり、入力インピーダンスと出力インピーダンスとの間で時間変化型相互作用を生じやすいことである。上記の切換え型コンデンサの効果と同様に、これは受動ミキサ(302A)(302B)の出力上に設置された大容量コンデンサ(308A)(308B)がミキサに相互作用して、出力ローパスフィルタを形成することを意味し、該出力ローパスフィルタは周波数領域をＬｏで畳み込み積分して、中心が切換え周波数である、又は切換え周波数に近い入力帯域通過型インピーダンス応答を形成する。
【００２５】
図４は、本発明の典型的な実施例に従った、更なる入力ＬＣ共振器を用いる高性能応用例のシステム(400)の図である。システム(400)は入力に接続された容量を更にフィルタすると同時に、該容量が応答性を落とさないようにする。簡単な容量性負荷の場合に、この回路は高Ｑ値入力帯域通過インピーダンスを付与する。
【００２６】
以前のセクションで記載したように、利点は入力インピーダンスを帯域通過型に形成することは、帯域外電流モード信号が電圧に変換される前に、該電流モード信号を減衰させるのに用いられ得て、それによって、回路を非線形にする前に、ＬＮＡ入力にて印加され得る帯域外信号の強さを増加させる。
残念なことに、簡単な容量切換え構造では、図４に示すように差分型実施であっても、携帯電話機のような高性能の応用例には適さない。これらの問題は、一般に要求されるように、本来的にミキサの線形性及び直交出力の生成を含む。
【００２７】
誘導子(402)及びコンデンサ(404)は、並列共振器タンクを形成し、インピーダンスのピークは所望の受信周波数又はその近傍にある。このタンクは、受動ミキサと並列であって、スイッチ(406)(408)(410)(412)から構成される。スイッチ(408)(412)が閉じているか、或いはスイッチ(406)(410)が閉じている所定の時間にて、Ｃｏを介してタンクに接続することにより、Ｖｓｗの半分のサイクル毎に、極性を交互に変える。
【００２８】
図５Ａ乃至図５Ｃは、ＭＯＳＦＥＴベースの受動ミキサの時間変化型入力抵抗の結果として、線形性が如何に低下するかを示すチャート(500)(502)(504)である。この結果は、図５Ｂ及び図５Ｃに示すように、Ｌｏ周波数の近傍の入力信号によって見える有効な平均インピーダンスが、ＬｏとＲＦ間の位相関係に依存することである。ＦRF＝ＦLo＋ｄＦのように、Ｌｏ周波数ＦLoとはオフセット量ｄＦだけ異なるＲＦ周波数ＦRFについて、これは周波数ｄＦに於けるＲＦ信号上の振幅変調となり、二次反応非線形効果に繋がり、所望の遮断減衰を有効に減じる可能性がある。
更に、非線形性は、著しいドレインソース電圧Ｖdsが切換え装置を通って出現すれば、ミキサ内でＦＥＴ切換え装置を用いるときに生じ得る。ドレイン領域近傍のチャンネルピンチオフ及び短いチャンネルデバイスについての速度飽和のようなＦＥＴトランジスタの多くの物理的効果により、ＦＥＴスイッチの抵抗は、一般的にチャンネル電圧の関数であり、スイッチ電圧と電流間の非線形性に帰結する。Ｖdsの振幅がゼロに近づくにつれて、抵抗は一層線形になるから、この非線形性は、デバイスのＶdsをできるだけ低く保つことにより小さくなる。この問題は、公称Ｒchをローにすることにより部分的に解決するが、Ｖdsを小さくする更なる方法がまた、或いはこれに代えて用いられる。
【００２９】
図６は、本発明の典型的な実施例に従った、入力が一緒に接続された代表的なＩ／Ｑミキサから生じる位相依存性抵抗のチャート(600)である。位相(Ｉ)及び直交(Ｑ)信号が要求される場合、ミキサ部は、夫々位相内信号及び直交Ｌｏ信号にて駆動される２つのミキサから構成され得る。従来の実施に於いて、２つのミキシングコア間の絶縁は一般に、２つのミキサのミキシング動作間の相互作用を避けることが所望されている。
しかし、この場合に於いて、Ｉ及びＱミキサのＲＦ入力を一緒に結合することにより、幾つかの利益が得られる。第１の利益は、簡素化であって、全ての能動入力回路(例えば、ＬＮＡ)が共有され得るから、電力消費が少なくなることに帰結する。第２の効果は、Ｉ及びＱミキサが９０度位相がずれているから、２つのミキサの時間変化型入力抵抗の第２の調和要素は互いに打ち消す(cancel)傾向にあることであり、上記の位相依存抵抗を除去し、それによって不用意な側帯域が生成することを減らす。
【００３０】
図７は、本発明の典型的な実施例に従った、システム(200)の図である。Ｌｏの最初の１／４サイクルについて、スイッチ(702)(708)がオンである。次に、Ｌｏの２番目の１／４サイクルについて、スイッチ(702)(704)がオンである。Ｌｏの３番目の１／４サイクルについて、スイッチ(704)(708)がオンであり、最後の１／４サイクルについて、スイッチ(706)(708)がオンである。
この構成の１つの欠点は、所定の瞬間にて、Ｉ及びＱミキサの出力が一緒に短絡することである。短絡したのと全く同じ(exact)構成は、Ｌｏサイクルの１／４毎に変化するから、出力コンデンサ間で共有する電荷は、素早い漏れ経路を生じ得る。例えば、最初の１／４サイクルに於いて、ＣＩ＋はＣＱ−に短絡し、ＣＩ−はＣＱ＋に短絡して各ペアは等しい電圧を有し、２番目の１／４サイクルに於いて、ＣＩ＋はＣＱ＋に短絡し、ＣＩ−はＣＱ−に短絡する。この変化を発生させる為に、(ＶＩ／２)・ＣＱの電荷は、ＣＩ＋からＣＩ−に移らなければならず、出力コンデンサの素早い放電を要求し、低周波数ゲインの著しい低下、及び有効な帯域幅の大規模な拡大は全て許容されない。それ故に、位相依存型インピーダンス及び直交型周波数逓降の問題を克服する過程に於いて、以前には認識されず、取り組むべき新たな問題が出現し、それはＩ及びＱミキサ間の漏れである。
【００３１】
漏れの問題を表す他の方法は、この漏れは２・ＦLOの周波数で生じることに注目することである。ミキサＺｉ(ωRF)の入力にて見られるインピーダンスを、ＺO(ωLO−ωRF)｜｜ＺO(ωLO＋ωRF)の並列な組み合わせとして見ることができ、ここでＺO(ω)は周波数ωにてミキサの出力にて見られるインピーダンスである。ミキサの出力に大容量コンデンサを設置することは、ωRF→ωLOのときに、ＺO(ωLO−ωRF)→∞であることを意味するが、ＺO(ωLO＋ωRF)については、非常に低いインピーダンスに帰する。
低インピーダンスで高周波の条件(term)は、高インピーダンス、低周波条件に短絡しがちであり、ゲインを小さくし、帯域幅を増加させる。この効果は、一般的な単一位相(非直交型)の場合は現れない、なぜなら２番目の調和短絡効果は、ＲＦとＬｏ間の瞬時の位相が、９０度に近づくときにのみ作動するからであり、周波数逓降信号がとにかくゼロを通るときに、本来作動するからである。
【００３２】
図８は、本発明の典型的な実施例に従った、システム(800)の図である。スイッチ(802)(804)(806)(808)は、図７のスイッチ(702)−(708)について以前に記載したように動作する。大容量出力コンデンサＣＩ及びＣＱと直列な共振並列型ＬＣタンク(810)(812)(814)(816)を付与し、それらを約２・ＦLOインピーダンスに調整することにより、インピーダンスは両ＦLO−ＦRF及びＦLO＋ＦRFの近傍にまで高くなる。
【００３３】
｜ωLO−ωRF｜の小さな値にＬ・Ｑ・(ωLO＋ωRF)の値を用い、｜ωLO−ωRF｜の大きな値に１／(ＣL・(ωLO−ωRF))を用いることにより、共振タンクは、直交型周波数逓降を許しつつ、ミキサの周波数選択性を回復するのに用いられ得る。
これらのタンクを付与することの第２の利点は、ＲＦ感知に於いて、オンであるスイッチのドレインがソースの後に続き、(低周波数感知に於ける出力容量を尚、監視しつつ)、その結果、信号依存性Ｖdsが減少し、線形性が増加する。
【００３４】
図１１Ａ乃至図１１Ｃは、図８の本発明の典型的な実施例に従った、回路パラメータを示すチャート(1100A)−(1100C)である。チャート(1100A)はミキサの関連したインピーダンスの典型的な図を示し、Ｚｂｂ＝１／ｓＣｏであり、Ｚｉｎ、Ｚ2LOは調整されたＲＬＣである。
【００３５】
図１１Ｂは、Ｚｂｂ、Ｚｉｎ及びＲｃｈの組み合わせの関数としての出力インピーダンスの典型的なチャート(1100B)である。これらは、図(1100A)のインピーダンスであるが、ＺｉｎはＦLoだけ平行移動させられて、帯域幅の中心に位置する。この形状は、有効なＺout上のＺｉｎ効果を示す。
【００３６】
図１１Ｃは、Ｚｉｎ、Ｒｃｈ、周波数がシフトしたＺｂｂ、Ｚ2LOの組み合わせに基づく入力インピーダンスの典型的なチャート(1100C)を示す。このチャートは、Ｚｉｎ及び平行移動したＺ2LO間の相互作用が最大に有効なＺｉｎを如何に設定するかを示す。更に、図１１Ｃは、平行移動したＺbbに相互作用するこれらのインピーダンスが、入力帯域幅を如何に設定するかを示している。最終的にこのチャートは、Ｒｃｈが有効なＺｉｎの帯域幅減衰を如何に制限するかを示している。
【００３７】
ＭＯＳＦＥＴのようなＦＥＴデバイスを用いた実施に於いて、スイッチがオンとなる時と、オン状態時のＦＥＴデバイスのコンダクタンスはともに、Ｌｏ駆動ゲート電圧のみならず、入力ソース電圧及び出力ドレイン電圧に依存する。１つの結果は、強力な入力信号は、図９の有効なミキシング波形に示すように、トランジスタの切換え点を調節する。第２の効果は、強力な入力信号は、ｇｄｓ及びこのようにして、スイッチのＲオンを調節し、遮断信号減衰を交互に変化させる。これらの両効果は、ミキサの非線形性に帰結し、性能を低下させる。
【００３８】
図９は、所定のスイッチ抵抗上の電圧ソース(入力)効果を示すグラフ(900)である。ピーク抵抗(901)は帯域外信号の減衰に関係するから、大きな信号による抵抗内変化は、大きな帯域信号をもたらす第２次非線形を意味し、これは可成り望ましくない。更に、Ｖｓ内の変化は、スイッチ(902)の点灯時間を変化させることが判るだろう。そのような時間調節は、所望の信号及び不要な信号の両方に影響を与える方法で、ミキサの特性に影響を与える。
【００３９】
図１０は、本発明の典型的な実施例に従った、ミキサの線形性を改善する補完的ＣＭＯＳスイッチ(1000)の図である。補完的ＣＭＯＳスイッチ(1000)の構成により、ＮＭＯＳスイッチ(1004A)−(1004D)と補完的な方法で、ＰＭＯＳスイッチ(1002A)−(1002D)がソース電圧Ｖｓ内の変化に反応することができ、第１次非線形に対して、ＲＦ入力上の大きな信号故に、トランジスタのコンダクタンスの変化は、打ち消され、比較的ソース及びドレイン電圧から独立し易いコンダクタンスに繋がり、線形性を改善する。
同様に、個々の切換えトランジスタの有効な転移点に於ける変化は、双極性を有し、それらの効果は第１次非線形を打ち消す傾向にある。補完的スイッチを用いることは、全てのポート上にてミキサの寄生容量を増加させるが、駆動するのに更なる回路は必ずしも必要とはしない。差分型ミキサに於いては、補完的Ｌｏ信号は一般的に、２つの差分位相を駆動するのに補完的スイッチが無い場合でさえ要求され、ＮＭＯＳ及びＰＭＯＳのＬｏ駆動の極性は、簡単に反転され得る。
一般に、ＰＭＯＳトランジスタは、ＮＭＯＳトランジスタに対して、等しいコンダクタンスを有する大きさに形成され、即ち、μ・Ｃox・Ｗ／Ｌに等しい値である。
【００４０】
取り組むべき更なる問題は、ミキサスイッチ及び他の問題に於いて、過度のノイズ生成を避けるように、オン時にミキサスイッチの直列抵抗は比較的低くなければならないことである。
スイッチの直列抵抗はまた、ミキサの入力にて達成可能な帯域外減衰の総量の限界を設定し、帯域内から帯域外への減衰比は、図１１Ｃに示すように、ミキサ入力によって見られるインピーダンスとミキサスイッチの直列抵抗の比に等しい。
全ゲート幅をできるだけ広くし、オン時にゲート駆動電圧を最大にする短チャンネル長さのトランジスタを用いると、これらの問題を避けることができる。
【００４１】
高いゲート駆動揺れは、ミキサスイッチの直列抵抗を最小にするのに望ましい。更に、増加した揺れは、ＲＦ及びＬｏ電圧間の比ＶRF／ＶLOを減ずることによりミキサの有効な線形性を改善することができ、比ＶRF／ＶLOはＬｏによって課せられるｒｄ及びｄｃゲートソース電圧によって誘発されるソース電圧内の差間の比ｄＶS／ＶgSに略等しい。この比は、ＲＦ信号がミキサスイッチのコンダクタンス上に有する効果に略比例し、線形性に直接関連する。
同様に、より高い揺れは、より早い遷移を意味するから、より高い揺れは、Ｖｓ内の変化は遷移時間により少ない効果を有し、また線形性に関係することを意味する。理想的には、ＶgSをできるだけ高く駆動することが可能であり、ＣＭＯＳデバイスについてのＶgSは、酸化物破壊電圧Ｖvoxに接近している。Ｌｏ駆動信号は一般的に略正弦波であり、バイアス点から等しい最大偏り及び最小偏りを有するから、ゲート(Ｌｏ入力)と他のポート(ソース、ドレイン及びバルク)間の如何なるバイアス電圧差もこの電圧差を加え、トランジスタを破壊することなく、最大揺れを可能な限り(possible swing possible)低減する。このように、ゲート、ドレイン、ソース及びバルクが同じ電圧であることは一般に有益である。Ｎタイプ及びＰタイプの両トランジスタが、３重井戸(triple-well)即ち絶縁体上のシリコン(ＳＯＩ)のようなバルクからｄｃ絶縁することができる工程に於いて、これはバイアス電圧を選択し(一般に求められる出力レベルに基づいて)、バルクを直接バイアス電圧に結び付け、一方、ドレイン(帯域幅出力)及びゲートを大きな抵抗を介して電圧に結び付け、ＲＦ及びＬｏ信号内でＡＣ結合することによって得られる。
【００４２】
図１２は、本発明の典型的な実施例に従った、典型的な駆動構成(1200)の図である。
【００４３】
大きなＬｏ電圧揺れ(例えば、Ｌｏ揺れ＝２・Ｖbox)を得る(achieve)ことの難しさの１つは、Ｌｏ駆動回路がこの信号を生成しなければならないことである。純粋な動作アプローチは、如何なる出力デバイスも本質的にこの大電圧揺れ(例えば、２・Ｖbox)に遭遇し、壊れがちであるとの問題に直面する。ミキサがＬｏによって駆動されるゲートを具えたＦＥＴデバイスとともに実施されると、Ｌｏ入力インピーダンスは大きな容量を有する。
【００４４】
Ｌｏバッファは、一対のＣＭＯＳインバータ(1202A)(1202B)を具え、それらは差分的に駆動されて、各々はＮＭＯＳトランジスタ(1206)(1210)及びＰＭＯＳトランジスタ(1208)(1212)を具える。インバータ(1202A)(1202B)の出力は、夫々２つの誘導子(1204A)(1204B)によって、ミキサ(1216)を差分的に駆動する。これらの誘導子はあらゆる入力容量とも共振して、増加した電圧揺れを生成する。この揺れの振幅は、バッファの各半サイクルについて、利用可能な電荷によって設定される。電荷はコンデンサ(1214)に格納され、該コンデンサはＩバイアスによって連続的に充電され、インバータ(1202A)(1202B)によって交互に放電される。
【００４５】
補完的プッシュ−プルドライバ(1202A)(1202B)が合理的な効率を得るべく使用され得る一方、ミキサのＬｏ入力容量と共振するように選択された値の出力と直列に配置された誘導子(1204A)(1204B)によって、電圧が略Ｑ係数だけ上昇する。ここでＱは誘導子及びミキサ入力容量から構成されるＬＣＲ共振器の品質係数である。Ｑ＞２に選択することにより、所望の最大振幅の揺れ駆動中に(例えば、２・Ｖbox)、ドライバの出力に於ける揺れは、破壊電圧未満に保たれることができる。随意的に、出力揺れを共振Ｑから独立したものとすべく、更なる技術が用いられ得る。プッシュ−プル段階で電流を制限することにより、誘導子Ｑに関係なく、Ｉbias／(Ｃin・ＦLO)の最大振幅を保証することができる(ミキサの酷使を気にすることなく、一層高いＱ誘導子が使用できる)。Ｖbox以上のドライバ無しにＶboxのミキサの最大振幅駆動ができるには、Ｑは少なくとも２でなければならないことに注意されたい。
【００４６】
図１３は、本発明の典型的な実施例に従った、バラン機能を実行し、同時にＬＮＡ入力とのインピーダンス整合を実行する回路(1300)の図である。
【００４７】
回路(1300)は、整合回路(1302)及びトランスコンダクタンス(1304)を含む。ＬＮＡと図１３の整合ネットワークの差分は、以下の如く働く。差分及び共通モード要素の両方を含む一対の信号は、コンデンサ(1306)(1308)を介して整合ネットワークに交流結合される。インダクタンス(1312)(1314)及びコンデンサ(1310)(1306)(1308)を結合させて設定される並列共振は、差分モードに於いて、電圧揺れを増加させるように作動する。
インダクタンス(1312)(1314)及びコンデンサ(1316)によって設定される直列共振は、共通モードの電圧揺れを抑圧するように作動する。この差分電圧信号は、トランジスタ(1322)(1324)のゲートに現れ、擬似差分増幅器として作動し、誘導子(1318)(1320)によって現れる縮退(degeneration)によって線形化される。トランジスタ(1322)(1324)の電流モード信号は、次に継続(cascade)トランジスタ(1326)(1328)によって格納される。
【００４８】
得ることができる(achievable)ＬＮＡは、可能性のある帯域内にて干渉周波数を分離することと比較して、一般に広帯域であり、所望の弱い信号を増幅する際に、許容できない減衰が生じることなく最大遮断信号強さを扱うように十分に線形でなければならない。
この条件は、ＬＮＡの設計に２つの要求を課す。その１つ目は、ＬＮＡは非常に高い入力圧縮点を有するべき点であり、２つ目は、ＬＮＡは偶数次の非線形性に対して高度の拒否反応を有するべき点であり、これらは低ＩＦ及び直流変換受信器に於いて、誤動作を生じやすい。共通ソース形式の増幅器を用いるとき、高い入力圧縮は大量のソース縮退を意味する。ノイズと入力を整合させる理由から、ソースに直列な比較的大きなインダクタンスが、比較的高いバイアス電流に結び付けられるのが好ましい。
特に、Ｉbias・Ｌ・ω＞Ｖswingが好ましく、ここでＩbiasはバイアス電流であり、Ｌはソース誘導子であり、ωは作動周波数である。偶数次の非線形性を抑圧する１つのアプローチは、差分ＬＮＡを用いることである。これはＬＮＡ自身の非線形性及び後に続くミキサがまた差分的で有れば、ミキサが駆動するミキサの偶数次の線形性の非線形性の両方を減じるのに役立つ。入力信号が一般的な場合のように、シングルエンドでなければならないならば、差分変換に対する或る種のシングルエンドが必要となる。
【００４９】
本発明のシステム及び方法の実施例が詳細に記載されてきたが、当業者であれば、添付の請求の範囲に記載された発明を離れることなく、システム及び方法に種々の代替物及び修正がなされ得ることが判るだろう。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】多数の帯域互換性を提供する典型的な従来技術の図である。
【図２】従来技術に従った線形時間変化型(ＬＴＶ)ローパスフィルタの図である。
【図３】図３Ａは、ここで記載された発明を用いて直交帯域ＧＳＭ互換性を提供する典型的なシステムの図であり、図３Ｂは、本発明の典型的な実施例に従った周波数選択性を用いるシステムの図である。
【図４】本発明の典型的な実施例に従って、追加の入力ＬＣ共振器を用いる高性能応用例の図である。
【図５】図５Ａ乃至図５Ｃは、ＭＯＳＦＥＴをベースとした受動ミキサの時間的に変化する入力抵抗の結果として、いかに線形性が低下するかを示すチャート(500)(502)(504)である。
【図６】本発明の典型的な実施例に従って、一緒に接続される代表的なＩ／Ｏミキサから生じる位相依存性の抵抗のチャートである。
【図７】本発明の典型的な実施例に従ったシステムの図である。
【図８】本発明の典型的な実施例に従ったシステムの図である。
【図９】入力信号の結果としてのスイッチ抵抗の図である。
【図１０】本発明の典型的な実施例に従って、ミキサの線形性を改善する補完的なＣＭＯＳの図である。
【図１１】図１１Ａ乃至図１１Ｃは、本発明の典型的な実施例に従って、回路パラメータを示すチャートである。
【図１２】本発明の典型的な実施例に従った、典型的な駆動構成の図である。
【図１３】本発明の典型的な実施例に従って、バラン機能を実行する一方、同時にＬＮＡ入力へのインピーダンス整合を実施する回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１１Ｃ】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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