(57)【要約】【課題】超広帯域（ＵＷＢ）同期検索【解決手段】本発明は、例えば地中探知レーダ（ＧＰＲ）、及びワイヤレスパーソナルエリアネットワーキング（ＷＰＡＮ）などのレーダ、位置検出及び通信などの超広帯域（ＵＷＢ）用途に関する。本発明は、受信機を既知のホッピングコードを有する受信されたＵＷＢ信号に同調させるための装置を提供し、前記装置は、多くのタイムスロットの中で前記信号のパラメータを決定するための手段と、各タイムスロットに関連付けられる前記パラメータを時間オフセットアキュムレータとコードオフセットアキュムレータの多くの対応するもの（ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇ）に追加するための手段と、前記受信機を同期させるために必要とされる前記コードオフセット及び時間オフセットとして、所定のアキュムレータ測定基準に従って蓄積された値を有する前記コードオフセットアキュムレータ及び時間オフセットアキュムレータを決定するための手段とを備える。【選択図】なし
2007520954.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
既知のホッピングコードを有する受信ＵＷＢ信号に受信機を同期させるための装置であって、
多数のタイムスロットにおいて前記信号のパラメータを決定する手段と、
各タイムスロットに関連付けられる前記パラメータを、多数の対応する時間及びコードオフセットアキュムレータに加算する手段と、
前記受信機を同期させるために必要とする前記コード及び時間オフセットとして、所定のアキュムレータ測定基準に従って蓄積された値を有する前記コード及び時間オフセットアキュムレータを決定する手段と、
を備える、装置。
【請求項２】
前記所定のアキュムレータ測定基準は最大値である、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記パラメータ決定手段は、第２の時間オフセットでテンプレート信号を提供するテンプレート信号発生器と、前記パラメータを提供するために前記受信信号と前記テンプレート信号を相関付ける手段とを備える、請求項１又は２に記載の装置。
【請求項４】
各タイムスロットに対応する前記蓄積数は全てのタイムスロットについて２又は３以上である、請求項１、２、又は３に記載の装置。
【請求項５】
各タイムスロットに対応する前記蓄積数は前記コード長に等しい、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記ＵＷＢ信号は対応する一連の時間フレーム上で送信される一連のパルスを備え、前記パルスの前記相対的な位置が前記ホッピングコードに従って各送信機時間フレーム内にあり、前記装置はフレーム内の２つ以上のタイムスロットに対応する２つ以上のパラメータ決定手段を備える、請求項１から５のいずれか１項に記載の装置。
【請求項７】
前記装置はタイムスロットごとに１つのパラメータ決定手段を備える、請求項１から６のいずれか１項に記載の装置。
【請求項８】
前記ＵＷＢ信号は対応する一連の時間フレーム上で送信される一連のパルスを含み、前記パルスの前記相対的な位置は前記ホッピングコードに従って各送信機時間フレーム内にあり、前記装置はフレーム内の１つ以上のタイムスロットに対応する１つ以上のパラメータ決定手段と、前記又は各前記パラメータ決定手段のためにフレームごとに前記タイムスロットを調整する手段とを備える、請求項１から５のいずれか１項に記載の装置。
【請求項９】
前記対応するアキュムレータは、
【数１】
2007520954.tif 000031
に従って決定される、請求項１から８のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１０】
前記アキュムレータは個々にアドレス指定されるメモリ位置である、請求項１から９のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１１】
所定の検証測定基準に従ってＮ個の蓄積パラメータ値を有する前記フレームオフセット及びコードオフセットを決定する手段を備える検証手段と、
前記受信信号に対応するが、前記Ｎ個のアキュムレータ値のそれぞれに関連付けられる前記時間及びコードオフセットに従って生成される信号の前記パラメータを決定する手段と、
前記対応するパラメータに従って前記Ｎ個の時間及びコードオフセットの１つを選択する手段と、
をさらに備える、請求項１から１０のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１２】
前記検証測定基準は最高のアキュムレータ値、つまり１つの最高のアキュムレータ値、及び前記最高値のどちらかの側の一連のタイムスロットと関連付けられる前記アキュムレータ値である、請求項１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記選択手段は最高のパラメータを選択するために配列される、請求項１１又は１２に記載の装置。
【請求項１４】
前記パラメータは前記受信信号と前記発生信号との相関である、請求項１１、１２又は１３に記載の装置。
【請求項１５】
前記同期に続き、前記受信信号に変調されているトレーニングシーケンスを決定しようとし、不成功の場合、改善された推定値を提供するために追加時間のための前記パラメータをさらに決定する終端手段をさらに備える、請求項１から１４のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１６】
前記ＵＷＢ信号は、対応する一連の時間フレーム上で送信される一連のパルスで成り、各送信機時間フレームにおける前記パルスの前記相対的な位置は前記ホッピングコードに従っており、１つ以上の前記パラメータ決定手段が１フレーム当たり１つのタイムスロットに対して前記パラメータを決定するように配列される、請求項１から１５のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１７】
前記ＵＷＢ信号は対応する一連の時間フレーム上で送信される一連のパルスで成り、各送信機時間フレームにおける前記パルスの前記相対的な位置は前記ホッピングコードに従っており、１つ以上の前記パラメータ決定手段は１フレーム当たり２つ以上のタイムスロットに対して前記パラメータを決定するように配列される、請求項１から１５のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１８】
既知のホッピングコードを有する受信ＵＷＢ信号に受信機を同期させる装置の用途であって、前記ＵＷＢ信号は、対応する一連の送信機時間フレームに渡って送信される一連のパルスで成り、各送信機時間フレームの中の前記パルスの前記相対的な位置は前記時間フレーム開始に対してＮｃ個のタイムスロットの内の１つであり、前記ホッピングコードに従って決定され、時間ホッピングコードは、全てのＮｃ個のタイムスロットが１度以上活性化されることを確実にする装置用途。
【請求項１９】
前記時間ホッピングコードは、連続ホップコード値の間のＮｃを法とする数値差分が、最後のコード値と第１のコード値の間の数値差分を除き、前記コードの全体について常に一意であることをさらに確実にする、請求項１８に記載の装置用途。
【請求項２０】
コード構造内のあらゆる数値的に同一のコード値の間の、フレーム数の点から見て最大距離がＮｃフレーム持続期間に等しい、請求項１８又は１９に記載の装置使用。
【請求項２１】
前記装置は請求項１から１７のいずれか１項に記載されている、請求項１８から２０のいずれか１項に記載の装置使用。
【請求項２２】
既知のホッピングコードを有するＵＷＢ信号を送信する装置であって、前記ＵＷＢ信号は対応する一連の送信機時間フレームに渡って送信される一連のパルスで成り、各送信機時間フレーム内の前記パルスの前記相対的な位置は前記時間フレーム開始に対してＮｃ個のタイムスロットの内の１つであり、前記ホッピングコードに従って決定され、時間ホッピングコードは全てのＮｃ個のタイムスロットは１度以上活性化されることを確実にする、装置。
【請求項２３】
前記時間ホッピングコードは、連続ホップコード値の間のＮｃを法とする数値差分が、最後のコード値と第１のコード値の間の数値差分を除く前記コードの全体について常に一意であることをさらに確実にする、請求項２２に記載の装置。
【請求項２４】
コード構造内のあらゆる数値的に同一のコード値の間の、フレーム数の点から見て最大距離がＮｃフレーム持続期間に等しい、請求項２２又は２３に記載の装置。
【請求項２５】
既知のホッピングコードを有する受信されたＵＷＢ信号に受信機を同期させる方法であって、
多数のタイムスロットにおいて信号のパラメータを決定すること、
各タイムスロットに関連付けられる前記パラメータを、多数の対応する時間及びコードオフセットアキュムレータに追加すること、
前記受信機を同期させるために必要である前記コード及び時間オフセットとして所定のアキュムレータ測定基準に従って蓄積された値を有する前記コード及び時間オフセットアキュムレータを決定すること、
を含む、方法。
【請求項２６】
前記所定のアキュムレータ測定基準は最大値である、請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
前記パラメータ決定は、第２の時間オフセットでテンプレート信号を発生すること、前記パラメータを提供するために前記テンプレート信号を前記受信された信号と相関付けることを含む、請求項２５又は２６に記載の方法。
【請求項２８】
各タイムスロットに対応する前記蓄積数が全てのタイムスロットについて２つ以上である、請求項２５、２６又は２７に記載の方法。
【請求項２９】
各タイムスロットに対応する前記蓄積数は前記コード長に等しい、請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記対応するアキュムレータは、
【数２】
2007520954.tif 000032
に従って決定される、請求項２５から２９のいずれか１項に記載の方法。
【請求項３１】
所定の検証測定基準に従ってＮ個の蓄積されたパラメータ値を有する前記フレームオフセット及びコードオフセットを決定すること、
前記受信信号に対応するが、前記Ｎ個のアキュムレータ値のそれぞれと関連付けられる前記時間及びコードオフセットに従って生成される信号の前記パラメータを決定すること、
前記対応するパラメータに従って前記Ｎ個の時間及びコードオフセットの内の１つを選択すること、
をさらに備える、請求項２５から３０のいずれか１項に記載の方法。
【請求項３２】
前記検証測定基準は最高のアキュムレータ値、つまり１つの最高のアキュムレータ値、及び前記最高値のどちらかの側の一連のタイムスロットと関連付けられるアキュムレータ値である、請求項３１に記載の方法。
【請求項３３】
前記選択は最高のパラメータを選択するように配列される、請求項３１又は３２に記載の方法。
【請求項３４】
前記パラメータは前記受信信号と前記発生信号との前記相関である、請求項３１、３２、又は３３に記載の方法。
【請求項３５】
前記同期に続き前記受信信号の上に変調されるトレーニングシーケンスを決定しようとし、不成功の場合、改善された推定値を提供するために追加の時間のための前記パラメータをさらに決定することとをさらに備える、請求項２５から３４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項３６】
請求項２５から３５のいずれか１項に記載の方法を実現するための、プロセッサ制御コードを伝達するキャリヤ媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、地中探知レーダ（ＧＰＲ）、及びワイヤレスパーソナルエリアネットワーキング（ＷＰＡＮ）などのレーダ、位置検出、及び通信などの超広帯域（ＵＷＢ）用途に関する。
【背景技術】
【０００２】
超広帯域（ＵＷＢ）信号を発生するための一般的な方法は、Moe Z. Win and Robert A. Scholtz, ‘Impulse Radio: How it Works’, IEEE Communications Letters, Vol.2, No.2, February 1998, 及び Moe Z. Win and Robert A. Scholtz, ‘Ultra-Wide Bandwidth Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-Access Communications’, IEEE Transactions on Communications, Vol.48, No.4, April 2000に記述されているようなインパルスラジオ（ＩＲ）として知られている技術を使用する。この技術は、超広帯域スペクトルで信号を生じさせるために短い（サブナノセカンド）モノサイクルの低デューティサイクルの疑似乱数的に時間ホッピングされたパルス列を使用することを必要とする。ＵＷＢ通信システムにおいて、受信機は信号を正しく受信するためにいつパルスが到着するのかに関する正確な情報を有する必要がある。つまり受信機は受信されたパルス列に同期されていなければならない。
【０００３】
低デューティサイクルパルス列と疑似乱数時間ホッピングコードを結合することは、信号を見つけ出すのが困難であり、多大な時間を必要とすることがあることを意味している。信号を検索する最も信頼性の高い方法の１つは、パルスより小さい時間オフセット分解能を選び、全ての時間オフセット及び全てのホッピングコードオフセットについて全数検索を実行することである。しかしながら、この検索は実行するのに最も時間がかかり、いくつかの用途には適切ではない可能性がある。検索空間の部分集合を調べ、閾値技法を使用するいくつかの検索が提案されてきたが、これらの方法は一定のシナリオでは低性能を示し、最悪の場合の状況における全数検索の検索時間に近づくことがある可変検索時間を有する。
【０００４】
現在の技術は、Burke, B.E.; Smythe, D.L.; ‘A CCD time-integrating correlator’, Solid-State Circuits, IEEE Journal of, Volume: 18 Issue: 6, Dec 1983 Page(s): 736 -744.に記述されているような単一の時間−積分相関器（ＴＩＣ）を利用する。通常、パルス列は、Yao Ma; Chin, F.; Kannan, B.; Pasupathy, S.; ‘Acquisition performance of an ultra wide-band communications system over a multiple-access fading channel’, Ultra Wideband Systems and Technologies, 2002. Digest of Papers. 2002 IEEE Conference on, 2002 Page(s): 99 to 103.に記述されているように信号の全数検索を実行するために全ての時間及びコードオフセットの組み合わせについてＴＩＣをトリガすることによって見つけ出される。いくつかの方法は、Homier, E.A.; Scholtz, R.A.; ‘Rapid acquisition of ultra-wideband signals in the dense multipath channel’, Ultra Wideband Systems and Technologies, 2002. Digest of Papers. 2002 IEEE Conference on, 2002 Page(s): 105 to 109に記述されるような閾値演算と結合された縮小検索領域を使用する。
【０００５】
隣接するパルス間の全ての絶対時間差が一意であることを確実にすることによりＵＷＢ  ＩＲ時間ホッピングシーケンスの高速取得を確保することを目的とするシステムは、Leanard S. Haynes and Mark D. Roberts, “Method and System for Fast Acquisition of Pulsed Signals”, US Patent 2002/0018514, February 2002に説明されている。しかしながら、この方法はマルチパス及び多元接続干渉の存在下では非実用的であると思われる。同期を実行するために要する時間の量を短縮する簡単な方法は、コードをこの全長で観察するのではなく、Larry W. Fullerton, “Fast locking mechanism for channelized ultrawide-band communications”, US Patent 5,832,035, November 1998に説明されるように、より小さな部分集合を観察するだけである。
【０００６】
全数検索を使用することの問題は、性能は最高である可能性があるが、いくつかの用途にとっては検索時間が受け入れられないほど長くなることがあるという点である。閾値関数と組み合わせて削減された検索を使用することにより時間を減少させるためにいくつかの方法が提案されてきた。しかしながら、動的且つ未知の信号対雑音比（ＳＮＲ）及び多元接続干渉（ＭＡＩ）シナリオについて正しい閾値を選ぶことは困難となる可能性があり、性能を危うくする。また、これらの方法は、平均的な検索時間を短縮するが、最悪の場合の状況では（全数検索時間の瞬間検索時間に近づく）高い瞬間検索時間を示すことがある。
【０００７】
Moe Z. Win and Robert A. Scholtz, “Impulse Radio: How It Works”, IEEE Communications Letters, Vol.2, No.2, February 1998は、インパルスラジオ、つまり、それを密集したマルチパス環境において短距離通信の実行できる候補とする特性を有する超広帯域幅（ＵＷＢ）スペクトル拡散シグナリングの一形式を説明している。この論文は、現在使用可能なインパルス信号技術によって支援できる変調形式を使用するインパルスラジオの特性を説明し、理想的な多元接続チャネル条件下でのこの多元接続能力の分析推定値を示している。
【０００８】
Moe Z. Win and Robert A. Scholtz, “Ultra-Wide Bandwidth Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Multiple-Access Communications”, IEEE Transactions on Communications, Vol.48, No.4, April 2000は、インパルス信号技術を利用する時間ホッピングスペクトル拡散多元接続システムの魅力的な特徴を説明し、新たに生起する設計の問題点が説明されている。達成可能な伝送速度及び多元接続能力という点でのこのような通信システムの性能は、理想的な多元接続チャネル条件下でのアナログデータ変調形式とデジタルデータ変調形式について推定されている。
【０００９】
Yao Ma; Chin, F.; Kannan, B.; Pasupathy, S.; “Acquisition Performance Of An Ultra Wide-Band Communications System Over A Multiple-Access Fading Channel”, Ultra Wideband Systems and Technologies, 2002. Digest of Papers. 2002 IEEE Conference on, 2002 Page(s): 99-103は、超広帯域時間ホッピング通信がどのようにして近い将来実用的な方式となると考えられているのかを説明しているが、マルチパスチャネル上でのＵＷＢ信号の取得分析は十分に対処されていない。
【００１０】
Homier, E.A.; Scholtz, R.A.; “Rapid Acquisition of Ultra-Wideband Signals in the Dense Multipath Channel”, Ultra Wideband Systems and Technologies, 2002. Digest of Papers. 2002 IEEE Conference on, 2002 Page(s): 105-109は、密集したマルチパス環境においてＵＷＢ信号のための平均取得時間を劇的に短縮することが知られている効率的な逐次検索戦略を説明している。従来の逐次検索問題で固有であるのは、単一のビン（サンプル点）だけ又は少数の連続するビンが適切に検索を終了できるという仮定である。この仮定は、例えば不確実性領域の線形掃引などの性質的に線形である傾向がある検索戦略につながる。大部分のＵＷＢシステムに存在する密集したマルチパスチャネルのため、この仮定はチャネルの相対的に大きな遅延拡散により見られるように無効である。多様な検索アルゴリズムの一般化された分析は、単純なシングルドエル逐次検索のマルコフ連鎖モデルに基づいて提示される。この分析の結果から、線形検索が、ビット逆転検索と呼ばれるさらに効率的な検索よりかなり大きな平均取得時間を有することが明らかになっている。
【００１１】
Burke, B.E.; Smythe, D.L.; “A CCD Time-Integrating Correlator”, Solid-State Circuits, IEEE Journal of, Volume: 18 Issue: 6, Dec 1983 Page(s): 736-744は、２０ＭＨｚクロックレートで設計され、操作されてきたＣＣＤバイナリアナログ時間−積分相関器を説明している。３２チャネルのデバイスは、２５０という時間−帯域幅の積に同等な毎秒２５／ｓｐｌｍｕ、つまり５００クロック期間を超える積分期間を可能とする。デバイスアーキテクチャは高速動作のための電荷領域信号処理に基づき、バイナリ基準の記憶のためにオンチップロジックを必要としない。デバイスは弱い信号用途のために調整され、相関関数を含む積分された電荷の小さな部分を大きなレジスタから１０倍分離できる新しい電荷スキミング回路が考案された。相関器は、単純な後処理で排除できる静止パターンノイズを有し、６７ｄＢというダイナミックレンジを生じさせる。
【００１２】
Leanard S. Haynes and Mark D. Roberts, “Method and System for Fast Acquisition of Pulsed Signals”, US Patent 2002/0018514, February 2002は、パルス化された無線信号が一意的に離間されたパルス又はシンボルにより構成された場合に該信号の高速取得のための方法及びシステムを説明している。受信機は２個以上のシンボルを検索し、検出し、シンボル間の１つまたは複数の間隔を決定し、前記間隔が一意であるため、複数のシンボル又はシンボルシーケンスが同定される。シンボル、及び信号内でのこれらのそれぞれのタイミングの同定により、受信機は全信号と同期するためにこのタイミングを調整できる。
【００１３】
Larry W. Fullerton, “Fast locking mechanism for channelized ultrawide-band communications”, US Patent 5,832,035, November 1998は、調整可能な繰り返し率を有するスライド周期タイミング信号(sliding periodic timing signal)を出力するための調整可能なタイムベースと、前記周期タイミング信号に応答して復号信号を出力する復号タイミング変調器とで構成される、インパルスラジオ信号を取得及びロックするための受信機を説明している。前記インパルスラジオ信号は、ベースバンド信号を出力するために前記復号信号と相互相関する。受信機はベースバンド信号のＴ個のサンプルを積分し、閾値検出器がチャネル一致を検出するために前記積分結果を使用する。受信機コントローラは、チャネル一致が検出されると前記タイムベースのスライドを停止する。コントローラに結合されるカウンタ及び余分なカウントロジックは、周期的なタイミング信号及び受信されたインパルスラジオ信号の適切な位相整列のためにＰＮコードモジュロをシフトするために、各Ｔパルスに達した後に、１以上の余分なカウントだけアドレスカウンタを増加又は減少するように構成される。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１４】
一般論として、ある態様では、本発明は、多元接続マルチパスフェージングチャネル上でのＵＷＢ信号の取得のために非連続検索及び大局的な最大数選択及び閾値交差（maximum-selection and threshold crossing）（ＭＡＸ／ＴＣ）アルゴリズムを提供する。ある実施形態では、受信された信号に関連して受信機のコードオフセットとタイミングオフセットを決定するために相関器出力統計が分析され、複数の干渉、マルチパスフェージング及び雑音に対する許容耐性を提供する。方法は、（ノミナルパルス到着時間及びコード位置に関する）絶対時間基準が未知であるときに信号取得性能を大幅に削減することなく検索時間を短縮することを目的とする。
【００１５】
特に、ある態様では、本発明は、請求項１に記載のＵＷＢ受信を同期させるための装置を提供する。
【００１６】
特に、別の態様では、本発明は、対応する一連の時間フレームで送信される一連のパルスを備える受信されたＵＷＢ信号に受信機を同期させるための方法を提供し、前記パルスの前記相対的な位置は時間ホッピングコードに従った各送信機時間フレーム内にあり、前記方法は、信号を観察すること、受信機時間フレームの部分に対応する多くのタイムスロットに関して信号のパラメータを決定すること、決定されたパラメータごとにパラメータをタイムスロットに関連付けられるパラメータの蓄積に追加し、タイムスロットのための各蓄積がそれぞれの考えられる信号フレームオフセット及びタイムスロットのための関連付けられたコード値組み合わせに対応すること、受信機時間フレームと比較して、受信された信号の時間フレームオフセット及び関連付けられたコード値として最高の蓄積されたパラメータを有する推定されたフレームオフセット値とコード値とを出力することを含む。
【００１７】
本明細書のために、パルスはここではゼロ以上のゼロ交差のある有限長波形である。これは、例えばインパルス、モノサイクル、及びポリサイクル（poly-cycle）を含む。
【００１８】
パラメータは、例えばタイムスロットで受信されたパルスのスナップショットなど、観察された信号の表現である場合があるであろう。これはパルスの期間中に受信された波形の取り込みである。これは、ＡＤＣ及び波形を保存するためのなんらかのメモリの形を取ることがあるであろう。それからスナップショットは、適切な蓄積のコンテンツと積分できるであろう。
【００１９】
好ましくは、パラメータは、送信機信号からの時間及び／又はコード値のオフセットであるが、観察された信号と、送信機からの予想される（トレーニング又は同期）信号に一致する既知の波形を有する局所的に発生するテンプレート信号の相関である。これにより、観察ごとにサンプルの集合を記憶するニーズが省かれ、代わりに単一の値（相関）だけを保存する必要があり、それをさらに効率的にする。
【００２０】
さらに好ましくは、テンプレート信号は単に現在相互に関連付けられている時間ビンでのこの信号の一部にすぎない。したがって、パラメータ決定手段は、第２の時間オフセットでテンプレート信号を提供するためのテンプレート信号発生器と、パラメータを提供するためにテンプレート信号を受信された信号と相関付けるための手段とを備える。テンプレート信号がパルスである場合、これは好ましくは受信されたパルスに対応する形状を有するパルスに相当する。実施形態では、前記第２の時間は実施形態が多くのフレーム上を循環する時間ビン位置（サンプル位置）、又は多くの適切に偏位された相関器の内の１つに対応する時間ビン位置のいずれか、又は組み合わせに対応する。
【００２１】
好ましくは、相関は、テンプレート信号が受信された信号パルスと一致するパルスである場合にピーク又は高い出力を生じさせるＴＩＣを使用して実行される。ＴＩＣの各出力は、受信された信号について考えられるコードオフセットと時間オフセットの組み合わせに対応するコードオフセットと時間オフセットの適切な組み合わせのために過去のＴＩＣ出力結果に追加される。これは、通常、相関が累積的に加算されるコードオフセットと時間オフセットの各組み合わせにメモリ位置を使用することにより達成される。これが必要とするメモリはスナップショット手法より少ない。
【００２２】
大きなパラメータ値（例えばパルス又は高相関）は正しい時間オフセットとコードオフセットの組み合わせでコヒーレントに合計するにすぎないので、信号のパラメータを、ただ１つにではなく、多くの信号フレームオフセット及びコード値の組み合わせに追加することによって、正しいコードオフセットと時間オフセットの組み合わせが見つけ出される。正しい位置は一貫して更新されるが、他の全ての位置は、ときどき大きなパラメータ値（たとえばパルス）をその中に統合する。これは、各相関器出力を複数の方法で解釈することにより時間を節約し、正しいコードオフセット及び時間オフセットの位置での受信されたパルスのコヒーレントな合計に依存することで検索空間を縮小する。
【００２３】
前述されたように、既知のアルゴリズムは、どれが受信された信号に最も密接に一致するのかを判断するために、それぞれの考えられるフレームオフセットとコードオフセットを通過する傾向がある。これは多大な時間を必要とし、受信機同期時間を延ばす。本発明の実施形態は、それぞれの受信信号パルス又はモノサイクルが多くのフレームオフセットとコードオフセットの組み合わせの内の１つに相当することを認識する。したがって、観察された時間オフセットごとに、局所的に発生した信号との相関などのパラメータが、前記観察された時間オフセットが対応する、フレームオフセットとコードオフセットの考えられる組み合わせ毎に記憶、蓄積される。一定数の時間オフセットを観察した後、受信機がトラフィックまたはデータ信号を受信するときに動作するためには、最大パラメータ蓄積を有するフレーム及びコードオフセット組み合わせが最善のオフセット値を表すことである。
【００２４】
好ましくは、積分ステップは、それぞれの前記オフセットで相関を積分することを備える。これは実現するのは容易であるが、代替のインプリメンテーションでは相関は、それが受信され、生成されたパルスの一致の結果であるときに対応する時間及びコードオフセットの組み合わせに追加されるだけでよい。この状況は、相関器出力が例えば一定の閾値を超える場合に生じたと考えられる。
【００２５】
特に、別の態様では、本発明は、それぞれがパルスを有する一連の時間フレームに亘り送信される受信ＵＷＢ信号に受信機を同期させる方法を提供する。各送信機時間フレームにおける前記パルスの相対的な位置は一連のフレームに適用されるコードに従っており、前記方法は、信号を観察すること、受信機時間フレームに対応する多くのタイムスロットに関して前記信号のパラメータを決定し、前記受信機時間フレームがフレームオフセット値分、前記送信時間フレームから偏位されること、決定されたパラメータごとに前記タイムスロットに関連付けられるパラメータの、前記タイムスロットに対する各蓄積が多数の異なる信号フレームオフセット及び関連付コード値の組み合わせに対応する複数の蓄積にパラメータを追加すること、受信機時間フレームと比較して、受信信号の時間フレームオフセット及び関連付けコード値として最高の蓄積パラメータを有する推定フレームオフセット及びコード値を出力することを含む。
【００２６】
特に、別の態様では、本発明は、対応する一連の時間フレームに亘り送信される一連のパルスを含む受信ＵＷＢ信号に受信機を同期させる方法を提供する。各送信機時間フレームにおける前記パルスの相対的な位置は一連のフレームに適用される時間ホッピングコードに従っている。前記方法は、信号を観察すること、多数のタイムスロットに亘り信号のパラメータを決定すること、タイムスロットごとにパラメータを、タイムスロットに関連付けられたパラメータの、受信機信号フレームオフセットと関連付けコード値オフセットの可能な組み合わせに対する各蓄積がタイムスロットに対応する多数の蓄積に追加すること、、最高の蓄積パラメータを有する、推定受信機時間フレームオフセット値とコードオフセットの値を、観察信号と比較される受信機時間フレームオフセット値と受信機の関連付けコードオフセット値として出力することから成る。
【００２７】
好ましくは、パラメータは受信信号と受信機時間フレームに従って局所的に発生する対応する信号との間の相関である。これは、例えば時間−積分相関器（ＴＩＣ）を使用して見つけ出されてよい。
【００２８】
ある実施形態では、最小のハードウェアが必要とされるように単一のＴＩＣがある。しかしながら、コード長に等しい多くのフレームは同期に必要とされる時間の理論的な最小の長さである。これは、検証ロジック等のために必要とされる時間を含んでいない。第２の実施形態は、ＴＩＣごとに適切なオフセットで１フレーム内で終了できる同期プロセスを加速するためにコード当たりさらに多くの数のＴＩＣを使用する。多様な中間的な可能性は、代替え的に当業者によって実現されると考えられる。
【００２９】
別の態様では、対応する一連の時間フレームに亘り送信される一連のパルスで成る受信ＵＷＢ信号に受信機を同期させる方法が提供される。各送信機時間フレームにおけるパルスの相対位置は時間ホッピングコードに従っている。前記方法は信号を受信すること、受信信号に対応するテンプレート信号を発生すること、受信信号及び発生信号を多数の時間オフセットで相関付けること、前記時間オフセットごとに対応するコードオフセットと時間オフセットの組み合わせを決定すること、前記時間オフセットでの相関を、前記対応コードと時間オフセットの組み合わせ毎の値で積分すること、受信機を同期させるために最高の蓄積値を有するコード・時間オフセットの組み合わせを決定することを含む。
【００３０】
また、本明細書で定義される方法を実現するための対応する装置及びコンピュータソフトウェアも提供される。
【００３１】
実施形態は以下の図面に関して、一例としてのみ、及び限定的になることを意図せずに説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
表１は、Δ及びｎｏ表の例のセクションを示す。
【００３３】
表２は、図２３の観察クロックジェネレータ及びビンジェネレータの出力を示す。
【００３４】
表３は、図２５の観察クロックジェネレータ及びビンジェネレータの出力を示す。
【００３５】
ＵＷＢ信号は、０．２５より大きい部分的な帯域幅を有する信号、あるいはスペクトルの１．５ＧＨｚ以上を占有する信号である。１．５ＧＨｚの帯域幅下限は、中心周波数が６ＧＨｚより大きいときにだけ適用する。部分的な周波数、ｆは、
【数３】
2007520954.tif 000003
【００３６】
により示され、ここではｆｈはピーク放射の１０ｄＢｓ以下の信号での最高の周波数限界であり、ｆｌはピーク放射の１０ｄＢ以下の信号の最低の周波数限界である。
【００３７】
ＦＣＣは、ＵＷＢ通信システムが、最小５００ＭＨｚ帯域幅及び−４１ｄＢ／ＭＨｚの最大放射値で周波数範囲３．１−１０．６ＧＨｚを使用できるようにする。
【００３８】
ＵＷＢ  ＩＲ技法は、超広帯域スペクトルを達成するために短い（サブナノ秒）モノサイクルを使用することを必要とする。図１及び図２は、それぞれ時間領域及び周波数領域のガウス導関数モノサイクルを示す。図２は、図１に示されている単一のモノサイクルが約１．７という部分的な帯域幅を示すため、ＵＷＢ信号であることを示している。
【００３９】
信号パルスはＵＷＢスペクトルを生成できるが、単独パルスは通信システムでは役立たない。ＵＷＢ  ＩＲ信号は、モノサイクルの持続期間よりはるかに大きいレートで反復されるモノサイクルの連続トレインからなる。つまり低デューティサイクルが利用される。例えば、２００分の１というデューティサイクル（例えば、１００ｎｓごとに繰り返される０．５ナノセカンドのパルス）が標準的である。固定パルス反復が使用されると、信号のスペクトルは図３に示されるように繰り返し率の倍数である周波数での高振幅スパイクを含む。ここでは、パルスは１００ｎｓごとに繰り返され、１０ＭＨｚごとにスペクトルスパイクを示す。
【００４０】
帯域幅の中からいくらかを出すことによって出力効率を低下するスペクトルスパイクを回避するために、及び多元接続機構を提供するためにも、疑似乱数時間遅延がそれぞれのパルスの間に挿入される。これは、通常、フレーム時間と呼ばれる持続期間Ｔｆの間のパルス間のノミナル時間を取り、それを持続期間Ｔｃのチップと呼ばれる多数のＮｃ個のサブ区分に分割することにより達成される。パルスは各フレームに無作為に割り当てられたチップ持続期間の間に送信される。図４は、ＵＷＢＩＲ信号の簡略化されたバージョンを示す。パルス間の固定ノミナル時間、フレーム持続期間、チップ間隔及びパルスの疑似乱数時間ホッピングに注意する。パルス持続期間が、フレーム時間に比較して通常はるかに短く、図４に示されるより多くのチップ間隔（例えば、１２８、２５６、５１２等）があることに注意する。時間ホッピングコードは長さでＮｈに固定され、送信中連続して繰り返す。疑似乱数ホッピングコードは、図５に示されているように、それをさらに無作為に見えるようにする（したがって出力効率が高い）信号周波数スペクトルを円滑にするのに役立つ。コード長（Ｎｈ）が長いほど、そしてチップ数（Ｎｃ）が多いほど、多元接続性能及びスペクトル平滑化特性がさらに優れることに注意する。Ｔｆの例示的な値は１０ｎｓから１μｓの領域にある。
【００４１】
疑似ホッピングされたパルス列信号は情報を伝達しない。それが情報を運ぶためには、信号はユーザデータを使用して変調される必要がある。これは、２位相変調、パルス位置変調（ＰＰＭ）、オンオフキーイング（ＯＯＫ）等の多くの方法で実行できる。ＵＷＢ  ＩＲ信号への同期を取得するために、符号化されたデータは重要ではなく、以下の説明では、受信されたパルスがデータ変調により影響を受けなかったと仮定することに注意する。
【００４２】
受信機は、フレームの開始が時間内に発生する疑似乱数コード、及び信号を正しく受信するためにどのコード値が受信信号（コードオフセット）の中のどのフレームに対応するのかを知っている必要がある。フレームオフセットタイミング及びコードオフセットタイミングを取得することが同期として知られている。
【００４３】
接続寿命時間がほぼ数秒程度である可能性がある特別のワイヤレスパーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）に対してＵＷＢ通信リンクが使用される場合、ＵＷＢタイミングの高速取得は明らかに望ましい。
【００４４】
ＵＷＢ  ＩＲ信号は、図６に図示されるように、単一の時間積分相関器（ＴＩＣ）を使用して受信機の「フロントエンド」によって検出される。フロントエンドは乗算器１及び積分器２の装置を使用することにより、１回限りの相関演算を実行する。受信信号ｒ（ｔ）は、受信疑似乱数パルス列ｓ（ｔ−τ１）の内部で生成されたバージョンとともに乗算器の入力に送られる。
【００４５】
τ１は、受信信号の中のパルス列と前記内部で生成されたパルス列を一致させるため、前記内部生成パルス列を時間内で前後に移動するために使用できる変数を表す。内部生成パルス列は、所望されるユーザから受信されるパルス形状に可能な限り近いパルス形状を含む必要があり、アンテナ特性が考慮に入れられる必要がある場合がある。信号が適切に受信されるためには、生成パルス列は受信パルス列パルス位置と正確に一致するように調節される必要がある。これが達成されると、ピークは、ＵＷＢ  ＩＲパルスが受信されるたびに積分器の出力に出現する。
【００４６】
積分器２の出力は、例えばフレームレートでサンプラ３によりサンプリングされる。複数のパルスが、増加した処理利得により１個のシンボルを表すために使用でき、したがって積分器の出力がフレームレートより少ないレートでサンプリングされてよいことに注意する。ＵＷＢ  ＩＲ信号の場合、処理利得は
【数４】
2007520954.tif 000004
【００４７】
のように定義される。  
ここではＴｆはフレーム持続期間であり、Ｔｓはシンボル持続期間である。いったん積分器２出力がサンプリングされると、積分器の状態はゼロにリセットされなければならない。サンプラ３の出力は、複数のパルスの積分、従って処理利得を達成できるようにするためにシンボルの持続期間中サンプルホールド回路４によって保持されてよい。
【００４８】
ＰＰＭが使用されている場合には、変調方式のパルス位置ごとに１台、多くの時間積分相関器（１、２、３及び４）が使用される。相関器間の唯一の違いは、生成パルス列テンプレートが変調方式の各パルス位置に応じて追加の（正又は負の）量、偏位されるという点である。ここでは、最高のピーク値を出力する相関器が受信機に受信されているシンボルを知らせる。
【００４９】
ＵＷＢ  ＩＲ同期の目的は、内部生成パルス列が時間及びコードオフセットの両方の点から見て受信パルス列に一致するように値τ１を決めることである。
【００５０】
ＵＷＢ  ＩＲ同期は、フレーム同期とコード同期の両方を決めることから成っている。フレーム同期は、受信機が、フレームの開始が時間内のどこで発生するのかを正確に知っているときに受信機により達成される（図４を参照）。コード同期は、受信機が、どのコード値が受信信号のどのフレームに対応するのかを知っているときに受信機により達成される。同期の有効な状態を取得するためには、フレーム同期とコード同期の両方ともが達成される必要がある。フレーム同期及びコード同期は通常同時に得られる。
【００５１】
受信機は、オンに切り替えられると、それはフレームの開始及びコードの開始がどこであるのかに関しての自己の任意の目的を持つ。受信機は、フレーム及びコードがどこで開始するのかに関するこの目的を受信信号の目的に同期させる必要がある。これは、受信機フレーム時間開始に関して多様な時間シフトで信号を受信しようと試みることによって達成できる。各タイムシフトで、コードの中の可能なシフトの全てが調べられる必要がある。特定のタイム及びコードのシフトが正しい場合、ピークは相関器の出力で検出されるはずである。受信機は受信されたパルスを積分し、さらに信頼できる結果を得るために多くのフレーム持続期間の間、タイムシフトとコードシフトのそれぞれで信号を受信できる。相関器の中から最大値を生じさせる時間及びコードのシフトが、信号を正しく受信するために受信機クロックに合わせて行われる必要がある時間及びコードシフト修正に対応する可能性が高い。
【００５２】
概念上、受信機フレーム持続期間（Ｔｆ）の多くの時間ビンＮｂへの分割としてこのプロセスを表すことが便利である。受信機現在コード位置（スイッチオン時に任意）を基準にしたコード内のあらゆるオフセットは各ビンで調べられる。各時間ビンはＴｂという持続期間を有し、合計Ｎｂ＝Ｔｆ／Ｔｂ時間ビンとする。検索を実行するために必要とされる観察の数は、Ｎｂ×Ｎｈに等しい（Ｎｈがホッピングコードの長さであることを思い出す）。パルスの持続期間がＴｗで示される場合、条件Ｔｂ＜Ｔｗは、フロントエンド相関器テンプレートを受信パルスに一致させる十分な可能性を得るために満たされなければならない。したがって、必要とされるビンの数Ｎｂは、フレーム持続期間Ｔｆ及びパルス持続期間Ｔｗに依存している。Ｔｗ／４のＴｂが許容できる例である。
【００５３】
図７は、Ｔｆ＝１００ｎｓ、Ｎｈ＝１２８、Ｔｂ＝９７．７ｐｓ（Ｎｂ＝１０２４を示す）及び１６（１２ｄＢ）という（前記に定義されるような）処理利得を使用する、ＵＷＢ  ＩＲシステムの検索結果を示す。１２８のコードオフセットが存在する。最適時間及びコードオフセット点が検索空間内の単一の点であることが分かる。このケースでは、０ｄＢという信号対雑音比（ＳＮＲ）が使用され、−１２ｄＢという信号対干渉比（ＳＩＲ）が使用され（ユーザ数Ｋが２６である場合に）、処理利得（ＧＰ）は１２ｄＢに設定された。複数の時間オフセットとコードオフセットにまたがった幅広いピークの場合、マルチパスチャネルの長さを使用して時間オフセット及びコードオフセット空間上で信号の上にインテリジェントに狙いを定めることが可能である。しかしながら、これは、実現するのが複雑でプロセッサ集約的であると考えられる。
【００５４】
図８は、コードオフセットが正しいときに発生すると考えられる全ての時間ビンのいくつかの結果を示す。それは、信号成分がチャネル長に等しい時間ビンのブロックの中で発生することを示している。図９は、コードオフセットが間違っているときの対応する出力を示す。これらの結果は信号成分を含んでいない。検索を実行するために行われる観察の数を削減するという点から見て、削減が正しいコードオフセットシナリオでの時間ビン内の信号のブロックに関する知識に基づいてのみ行うことができると推論できる。それはあるケースでは正しく、他の全てでは間違っているため、コードオフセット観察の削減は行うことができない。説明された実施形態の検索空間削減技法は時間領域内の信号成分のブロックを使用する。
【００５５】
検索を実行するために要する時間は、それがフレーム時間Ｔｆ、コード長Ｎｈ、処理利得ＰＧ（積分するフレーム数）、及び時間ビン分解能Ｔｂに依存するため、用途に依存している。一例として、図１０は、１６（１２ｄＢ）という処理利得（ＰＧ）、０．１ｎｓという時間ビン分解能（Ｔｂ）を使用するときに、異なるコード長（Ｎｈ）の間、ｎｓ単位のフレーム時間Ｔｆに対して、秒単位の全数検索を実行するために必要とされる時間を示し、フレーム当たりただ１回の観察が許される。これらの時間が、信号検証及び偽警報拒絶を管理している同期状態機械を考慮に入れないことに注意する。事実上、無事に同期を得る前に何回も空間を検索する必要があるかもしれないので、最終的な同期時間は示されている値より高くなることがあり得る。
【００５６】
時間内のある特定の瞬間に観察されるパルスは、多数の時間ビン及びコードオフセットの組み合わせを考慮すると、受信信号のこの位置に存在するであろうと認識することにより、説明した実施形態は検索空間をさらに高速に検索する。
【００５７】
図１５は原理を図解しており、多様な時間ビン及びコードオフセットを用いているが、予想されるＵＷＢ信号の多数のスーパーフレームを示す。上部のスーパーフレームは到来信号と比較される内部で発生する受信機テンプレート信号に対応し、当初、任意に定義された受信機開始時間に関してゼロ（０，０）というコードオフセット及び時間ビンオフセットを有する。到来信号フレーム及びコードオフセットが受信機（任意）フレーム及びコードオフセット（０，０）に同期されたならば、ＴＩＣ出力ピークは生成されたスーパーフレーム（０，０）に示されるパルス位置の各々に発生すると考えられる。これらのピークの各々はオフセット（０，０）に対応するメモリ位置に追加されることになり、結合時、大きなピーク値を与えることになる。この大きな値は到来信号と発生信号のパルスの全てが一致するときにだけ発生し、受信機の発生信号を到来信号に同期させるために必要とされるコードオフセット及び時間ビンオフセット（０，０）を示すとして検出される。しかしながら、実際には、受信機の任意のタイミングが正確に到来信号と一致することはありそうもなく、受信機オフセットが決定される必要がある。
【００５８】
図１５は、各フレームにパルスがあり、パルス位置がコードに従って各フレーム内にある、既知のスーパーフレーム構造を有する４つの内部発生信号を示す。それぞれが内部受信機時間に関して別のコードオフセット及び時間ビンオフセット、つまり偏位されていない（０，０）、コードオフセットは有していないが、２つの時間ビンのオフセットを有する（０，２）、１というコードオフセット及び２という時間ビンオフセットを有する（１，２）、及び（０，７）のある４つの信号が示されている。破線の縦の線はＴＩＣピーク、つまり入信信号パルスに対応するパルス位置を示す。したがって第１のＴＩＣパルスは、（０，０）論理信号の中の第２のパルス、つまり（０，７）信号の中の第１のパルスに対応すると考えられるパルス位置にある。アルゴリズムはホッピングコード構造を知っているため、それはこれらの２つのオフセット（０，０）と（０，７）に対応するメモリ位置にＴＩＣ出力パルスを追加することを知っている。ここでＡのＴＩＣピークを参照すると、これが３つの考えられるオフセット値、（０，０）、（１，２）及び（０，７）に対応するであろうことが分かる。それらはこれらのオフセット論理信号のそれぞれの異なるピークに対応しているが、ＴＩＣ出力はそれらのオフセットごとのメモリ位置に追加される。言うまでもなく、少数のオフセット可能性だけが実施形態を図解するために示され、実際には各観察はＮｈ（ホッピングコード長）時間ビンオフセットとコードオフセットの組み合わせにマッピングする。所定の時間、あるいはフレーム又はスーパーフレームの後、あるいはメモリ位置が特定の閾値を超えた後、最高値を有するメモリ位置がＵＷＢトラフィック信号又は未知の信号を適切に受信するために受信機のタイムベースを操作するためのオフセットであると思われる。
【００５９】
原則的には、局所的に発生した信号は単一のフレームの異なる時間ビンだけを循環することができ、時間ビンオフセットのそれぞれは異なる時間ビンオフセットを有する多くのコードオフセットに対応する。図１５の例は、フレームあたり５つのコード及び７つの時間ビンを有する。受信機スーパーフレームの第１のフレームの各時間ビンは、別のフレームでは別の時間ビンに相当する。さらに一般的には、各コードオフセットと時間ビンオフセット（０，０）は、コードごとに別の時間ビンオフセットに対応する――（１，６）、（２，５）、（３，４）、（４，３）。したがって、実施形態は、たった７回の観察で７×５＝３５コードオフセットと時間ビンオフセット検索空間を検索できる。これは、３５回の観察を必要とすると考えられる、これら全ての時間ビンを含むコードの全てを繰り返す既知の解決策と比べて遜色がない。１コード当たり１２８のコード及び１０２４の時間ビンを有するさらに実用的な例では、実施形態は前記既知のシステムの１３１０７２回の観察と比較して、１０２４回の観察を必要とするにすぎない。これは１００倍以上という同期時間の改善である。
【００６０】
再び、実際には、実施形態はおそらく精度の向上のために多数のフレームに亘って観察を統合することがあり得るが、既知のシステムも通常これを必要とするため、時間節約の利点は依然として重要であることが分かる。
【００６１】
これを調べる別の方法は、我々が観察する（受信機時間に関しての）各時間ビンオフセットであり、そこでパルスを発見するのであれば、それは、５つ（つまり前記の実用的な例では１０２３）のコードオフセットと時間ビンオフセットの組み合わせ値の１つで送信する送信済み信号の結果であると考えられる。コードオフセットと時間ビンオフセットの組み合わせ値は信号と位置合わせするために受信機の（任意の）ビン値とコードオフセット値に成されると思われる、考えられる調整を指し示す。（もしあれば）これらの位置合わせの内のどの１つが正しいのかは最初は知られていない。しかしながら、この時点で我々が知っているのは、パルスがここで発見された（送信された信号の結果であった）場合、これらの５つの仮説の内の１つが正しい、つまり別の見方をすれば、他の３０は確実に間違っているという点である。ＴＩＣ出力は適切なメモリ位置に追加される。パルスが存在した場合、ＴＩＣ出力は大きくなり、したがって５つの仮設に対する信頼度は強まる。我々が異なるビン位置で観察する次のフレームは別の５つの（異なる）仮設を生成し、我々は別の５つの（異なる）メモリ位置を更新できる。したがって、７つのフレーム（つまり７回の観察）で我々は空間全体をカバーした。我々がＴＩＣ出力をメモリに組み込むと、受信パルスによるＴＩＣ出力が様々な場所に追加される。しかしながら、パルスは正しいビンオフセットとコードオフセットでコヒーレントに合計するだけとなる。正しい位置は一貫して更新されるが、他の全ての位置はときどきその中にパルスを統合される。したがって、検索の最後に最大位置を選ぶことは、我々に、受信機（ｉｔ）が信号に同期するために我々が時間に関する受信機の考えにどのような修正を加える必要があるのかを教えてくれる。
【００６２】
好適実施形態では、フレーム時間ビンごとのＴＩＣの出力は対応するメモリ位置に追加されるが、これらのメモリ位置を増加する過剰方法が提供できる。インプリメンテーションを簡単にするために、あらゆる時間ビンのＴＩＣ出力が関連するメモリ位置に追加されるが、例えば、ピーク又は局所的なパルスと到来パルスの間の相関に対応するＴＩＣ出力だけがメモリ位置に追加されてよい。代わりに、ＴＩＣ出力パルスが検出されるたびにそれぞれのメモリ位置に設定された増分が追加される。
【００６３】
実際には、時間ビンＴｂ＜Ｔｃ、チップ時間であり、及び大まかにＴｂ＜Ｔｗ／４であり、この場合Ｔｗはパルス持続期間である。これはＴｃ＞Ｔｗ及びＴｂ＜Ｔｗであるためである。
【００６４】
好ましいアルゴリズムは以下のように提供される。受信機は、疑似乱数コード及びフレーム持続期間Ｔｆを知っている。したがって、受信機はコード長Ｎｈ及びチップ期間Ｔｃを決定できることになる。受信機は最高Ｔｂ（時間ビット持続期間）という時間分解能まで観測でき、好ましくは時間ビット持続期間Ｔｂによって除算されるパルス持続期間ＴｗはＴｗ／Ｔｂ＞４である。
【００６５】
また、
【数５】
2007520954.tif 000005
【００６６】
実施形態の数学的な処理は、以下のように説明される。複数のユーザ及びマルチパス伝搬でのＵＷＢ  ＩＲ信号は、  
【数６】
2007520954.tif 000006
【００６７】
で定義され、  
ｗ（ｔ）は受信された波形の中の単一のパルスの波形を表す。
【００６８】
ｎは疑似乱数コードの中のインデックス位置、つまりコードインデックスを表し、これはフレーム番号と呼ばれるものとする。
【００６９】
ｊは疑似乱数コードシーケンスの繰り返し番号を表し、これはスーパーフレーム番号と呼ばれるものとする。方程式（２）がスーパーフレームごとに送信される１つのシンボルを示すことに注意する。これは１つのシンボルあたりのパルス数が、ＮＳ＝Ｎｈであることを意味する。同期中には信号にデータ変調は適用されないと仮定されるものとするため、これは制限ではないが、問題は一般性の喪失なしにここで対処されない。
【００７０】
Ｋはユーザ数であり、その内の１人が所望のユーザとなる。
【００７１】
Ｌは（ユーザ毎に同じと仮定される）解決可能パスの数である。
【００７２】
Ｎｈは疑似乱数コード長である。
【００７３】
Ｔｃはチップ持続期間である。
【００７４】
Ｔｆはフレーム持続期間である（Ｔｆ＞Ｔｃ）。
【００７５】
Ｐｋはｋ番目のユーザのための平均的な出力である。
【００７６】
αｋ，ｌは、ｋ番目のユーザのｌ番目のパスのためのチャネルタップ係数である。
【００７７】
τｋ，ｌは、ｋ番目のユーザのｌ番目のパスのためのチャネルタップ遅延である。
【００７８】
ｃｋ，ｎは、ｋ番目のユーザのｎ番目のフレームのためのコード値である。
【００７９】
ｄｋ（ｊ）は、ｋ番目のユーザのためのｊ番目のシンボルのためのパルス位置変調の遅延値である。
【００８０】
Δｋは、受信機がオンに切り替えられる時間に関して、ｋ番目のユーザの送信の開始の間の差に等しい遅延である。理論的には、
【数７】
2007520954.tif 000007
【００８１】
【数８】
2007520954.tif 000008
【００８２】
ａｗｇｎ（ｔ）は受信機でのガウス雑音を表す。
【００８３】
受信機は、オンに切り替えられると、それは、スイッチオン時間に相対的となる、独自の任意の時間に関する考えを定義する。さらに、受信機はそれぞれｎｒとｊｒで示されるものとする自己のフレームカウントとスーパーフレームカウントを維持する。
【００８４】
さしあたりデータ変調が所望される信号に存在しない、及び多元接続干渉、マルチパス又は雑音が存在しないと仮定すると、簡略化された方程式（２）のさらに処理しやすいバージョンが方程式（３）として示される。
【数９】
2007520954.tif 000009
【００８５】
ｋ及びｌの完全な削除に注意する。Δは、  
【数１０】
2007520954.tif 000010
【００８６】
として定義され、  
ここでは、  
ｊｏ＝ｊ−ｊｒ及び  
ｎｏ＝ｎ−ｎｒである。
【００８７】
ｎｏはフレームオフセット又はコードオフセット、つまり受信された信号のフレーム番号（つまりコード位置）と受信機の差異を表す。
【００８８】
ｊｏはスーパーフレームオフセット、つまり受信された信号と受信機のスーパーフレーム番号の差異を表す。
【００８９】
βは、任意の実数０≦β＜Ｔｆである場合がある、未知の追加の時間オフセットを表す。
【００９０】
いったん送信機及び受信機がオンに切り替えられると、ｎｏとｊｏは定数であることに注意する。
【００９１】
受信機が最高Ｔｂという時間分解能まで観察できるという仮定を使用すると、βは
【数１１】
2007520954.tif 000011
【００９２】
に近似することができ、ここではΔは整数０≦Δ＜Ｎｂであり、Ｔｂは時間ビン持続期間（Ｔｂ＜Ｔｃ）である。この近似は、Ｔｂ＜Ｔｗの場合不利すぎてはならない。
【００９３】
したがって、
【数１２】
2007520954.tif 000012
【００９４】
方程式（３）は、次に  
【数１３】
2007520954.tif 000013
【００９５】
になる。  
ｎとΔの値は未知であり、それらを見つけ出すのは同期アルゴリズムの仕事である。ｎが整数０≦ｎ＜Ｎｈであり、Δに前記近似を使用すると、Δは０≦Δ＜Ｎｂであることが知られている。受信機が知るためにさらに有効なパラメータは、それが受信された信号の中のｎという値に一致するように受信機フレームカウンタｎｒに対して必要とされる変更を表すｎｏである。
【００９６】
受信機は、フロントエンド相関器を使用して受信された信号の観察を行う。相関器の出力は、
【数１４】
2007520954.tif 000014
【００９７】
によって示され、ここではｗｒｘ（ｔ）はテンプレート波形であり、γｊｒ，ｎｒ，ｂは遅延値であり、ｊｒは観察のスーパーフレーム番号を示し、ｎｒはフレーム番号を示し、ｂはフレーム内のビン位置を示している。テンプレート波形は受信機で生成され、受信された信号ｒ（ｔ）とともにフロントエンド相関器に送られる。例のテンプレート波形は図１１と図１２に示されている。これらは、それぞれガウスモノサイクルの第２の導関数及び第３の導関数であり、これらのテンプレート波形の対応する自己相関関数はそれぞれ図１３と図１４に示されている。
【００９８】
ｗｒｘ（ｔ）が受信された信号の中のパルスを正確に重複するようにγｊｒ，ｎｒ，ｂが選ばれるとき、ピークは相関器の出力で生じる。同期中、γｊｒ，ｎｒ，ｂのさまざまな値がテストされ、相関器からのピーク出力値が、信号を受信するために必要とされる必要なタイミングを推論しようとして注記される。受信機はｎｒ及びｊｒに関して観察を行うことができるにすぎない。また、受信機がＴｂという時間分解能まで下げて観察を行うことができると仮定すると、受信機は、各フレーム内のどこで観察が行われているのかを知ることができる。したがって遅延γｊｒ，ｎｒ，ｂは
【数１５】
2007520954.tif 000015
【００９９】
により示すことができる。
【０１００】
０≦ｂ＜Ｎｂであること、及びｊｒ、ｎｒ及びｂが受信機の時間に関する考えに関連して採取されることに注意する。どの正確なγｊｒ，ｎｒ，ｂ値が受信機によって観察されるかは、これのフロントエンド相関リソースに依存する。例えばＴＩＣの制限された数などハードウェアの制約のために、あらゆるフレーム内のあらゆるビン位置を観察することが可能ではない場合、複数のフレームを検討する方式を利用しなければならない。一定の観察は見失われないことを確実にするためにこの方式を考案するときには注意を払わなければならない。例の適切な複数フレーム観察方式は、
【数１６】
2007520954.tif 000016
【０１０１】
を満たすγｊｒ，ｎｒ，ｂの値を選ぶことによって作成される。
【０１０２】
例えば、Ｎｈ＝１６及びＴｃ／Ｔｂ＝８の場合、この方式のために使用可能なγｊｒ，ｎｒ，ｂ値は、γ０，０，０、γ０，１，０、γ０，２，０、・・・、γ０，１５，０、γ１，０，１、γ１，１，１、・・・、γ１，１５，１、γ２，０，２、γ２，１，２、・・・、γ７，１５，７、γ８，０，０、γ８，１，０である。
【０１０３】
すでに説明されたように、信号を検索する１つの方法は、フレームの任意の数Ｎｓについて相関器の出力を合計する一方で、Δとｎｏの全てのＮｈ×Ｎｂの組み合わせのための信号を受信しようと試みることにより全数検索を実行することである。これは、γｊｒ，ｎｒ，ｂの適切な値を選ぶことにより容易に達成できる。相関器から最高合計出力を生じさせるΔ及びｎｏの組み合わせは信号を受信するために必要とされる最も有望な組み合わせである。この方法は効果的である場合があるが、長い同期時間につながることがあるＮｈ×Ｎｂ×Ｎｓの観察を必要とする。実施形態の検索方法は、それが検出性能を大幅に削減することなく検索時間を短縮しようとしてΔとｎｏ空間の中にどこで適合できるのかという点から見て各観察をさらに利用する。
【０１０４】
観察、ｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）を行うとき、このただ１回の観察が属するであろうｎ（及び最終的にはｎｏ）のあらゆる考えられる値に対応するΔについて仮説が立てられた値の集合を作成できる。ｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）観察ごとにこれらの考えられる仮説のＮｈがある。０からＮｂにｂを掃引すると、Ｎｈ×Ｎｂ検索空間全体に及ぶＮｈの仮説のＮｂの集合が与えられる。したがって、たったＮｂの観察でＮｈ×Ｎｂ検索空間内のΔとｎｏの組み合わせの全てについての情報を獲得することができる。
【０１０５】
検索は、それぞれのΔとｎｏの組み合わせについて要素を含むメモリ内にＮｈ×Ｎｂ記憶を維持することにより実施される。相関器出力ｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）は、提案されるアルゴリズムに基づいてメモリの適切な要素の中に入れられる。ｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）値が、読み取り修正書き込み動作を使用して適切なメモリ位置の中に総計され、その結果、観察が、必要とされる処理利得を達成するために統合できることに注意する。
【０１０６】
どのＮｈメモリ要素が観察毎に１つの仮設を更新できるのかを決定するために次の問題を用いる。
【０１０７】
「パルスがここで発見された場合、どのΔとｎの組み合わせがパルスをこの位置で発見させることができたのであろうか」
ピークが相関器の出力で見つけ出されるのかどうかに関係なくこの問題が尋ねられることに注意する。しかしながら、代替装置では、単にＴＩＣピークが処理される可能性がある。これは低雑音環境では可能であるが、雑音の多い環境でパルスを見失わないようにするためには、あらゆるΔとｎの組み合わせでの観察が好まれる。また、ｎｏではなく値ｎが質問の中で言及されることにも注意する。ｎを使用してこの質問に答えることが可能であり、そして、後にｎｏを一般化することも可能である。受信スーパーフレームｊｒで行われた観察から推論されるΔについてのＮｈの仮説はフレームｎｒを受け取り、ビン位置ｂはΔｊｒ，ｎｒ、ｂ，ｎによって示される。言わば、Δｊｒ，ｎｒ、ｂ，ｎは、パルスが時間ビンｂで受信され、送信機フレーム番号（コードインデックス）がｎであった場合の受信された信号のフレーム境界と受信機で維持される任意のフレーム境界の間の時間差を表す。ｊｒとｎｒの下付き文字は値のコンテキストについては何も言わないが、観察がいつ行われたのかを指定するために使用されていることに注意する。
【０１０８】
方程式（７）と（８）を使用すると、
【数１７】
2007520954.tif 000017
【０１０９】
のときに、ピークが相関器の出力で発生すると推論できる。
【０１１０】
方程式（９）、（１０）、及び（１１）を使用すると、
【数１８】
2007520954.tif 000018
【０１１１】
である。  
したがって、  
【数１９】
2007520954.tif 000019
【０１１２】
及び  
【数２０】
2007520954.tif 000020
【０１１３】
である。  
Ｔｆ／Ｔｂ＝Ｎｂであるので、
我々は、０≦Δｊｒ，ｎｒ、ｂ，ｎ＜Ｎｂであることを知っており、したがってＮｂの整数倍数による加算及び減算は何の影響も与えない。したがって、
【数２１】
2007520954.tif 000021
【０１１４】
である。  
我々が時間ビンｂで相関器の出力を観察しているのであれば、これは、考えられる送信フレーム番号ごとにＮｈ個の値の集合を我々に与える。しかしながら、きわめて有効となるであろうことは、時間ビンｂでの観察を考慮すると、それぞれの考えられるコードオフセット値ｎｏに１つ、Ｎｈ個の値の集合を与える値の集合、つまりΔｊｒ，ｎｒ、ｂ，ｎｏである。Δｊｒ，ｎｒ、ｂ，ｎｏはｃｎ、値ルックアップ関数を符号化するためのコードインデックス（フレーム番号）がｎｏではなくｎを必要とすることを認識することによって得ることができ、したがって変換は必要である。
【０１１５】
ここで、
【数２２】
2007520954.tif 000022
【０１１６】
便宜上、ｎｏは≧０の正の整数であると仮定される。この仮定は、疑似乱数コードの周期的な性質のため一般性の喪失なしに行うことができる。０≦ｎｏ＋ｎｒ＜Ｎｈとなるように、したがってｃの下付き文字のmod()演算子となるように注意が払われなければならないことに注意する。
【０１１７】
一例として、観察はγ３，４，７、つまりｊｒ＝３、ｎｒ＝４、及びｂ＝７で取られ、続いてΔ３，４，７，ｎｏのＮｈ個の値、つまりΔ３，４，７，０、Δ３，４，７，１、Δ３，４，７，２、・・・Δ３，４，７，Ｎｈを得ることを希望する。これらは以下から得られる。
【数２３】
2007520954.tif 000023
【０１１８】
前述されたように、検索はΔとｎｏの組み合わせごとに要素を含むメモリにＮｈ×Ｎｂの記憶を維持することによって実施される。相関器出力ｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）は、アルゴリズムに基づいてメモリの適切な要素に格納される。ｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）値が読み取り修正書き込み動作を使用して適切なメモリ位置の中に合計され、その結果、観察が必要とされる処理利得を達成するために積分できることに注意する。各ｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）はｊｒ、ｎｒ、及びｂの一意の値により特徴付けられる観察に対応する。これらの値は方程式（１２）に続けて入れることができる。値Δｊｒ，ｎｒ、ｂ，０からΔｊｒ，ｎｒ、ｂ，Ｎｈは、ｎｏを０、１、２、．．．、Ｎｈに設定することによって得ることができる。ｎｏと結果として生じるΔｊｒ，ｎｒ、ｂ，ｎｏの組み合わせは、記憶の中の適切なメモリ位置をアドレス指定するために使用され、ｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）の観察はそれに対して合計される。これは、必要とされる処理利得が達成されるときに検索が終了するまで続行する。最終的に更新される表の中の最大値の位置は、アルゴリズムに従って、信号を受信するために必要とされる最も有望なΔとｎｏの組み合わせに対応する。
【０１１９】
表１は、方程式（１０）の観察方式が使用され、図１６のコードが利用されているときのΔ及びｎｏの記憶の例のセクションを示す。示されているセクションは０≦ｎｏ＜７及び０≦Δ＜４の場合であり、方式は５つのスーパーフレームについて進行中であり、つまり０≦ｊｒ＜４である。各要素は、どのｐ（γｊｒ，ｎｒ，ｂ）観察が表のどこに置かれるのかを示している。検索方式は、単一の観察を表の中の複数の場所に置くことを可能にする。表１の中の２，３の値がこれを示すために太文字で強調表示される、あるいは下線を付けられている。
【０１２０】
ここで他にユーザ及びマルチパスがないという制限を削除すると、アルゴリズムは依然として機能するが、性能はわずかに下がる。アルゴリズムは多元接続干渉及び雑音の中から最大のマルチパス成分を取り出そうと試みる。
【０１２１】
γｊｒ，ｎｒ，ｂのための方程式、つまり方程式（９）は、特定のＵＷＢ  ＩＲ信号構造及び受信機時間ビンのサイズに基づいてあらゆる観察可能な時刻を定義するために使用できる。あらゆる時間ビンがフレームごとに観察できる場合、フレームごとにΔとｎｏのアレイを満たすことができる。しかしながら、受信機のリソースには限界があるため、γｊｒ，ｎｒ，ｂの全ての組み合わせを観察することが可能ではない場合がある。例えば、受信機のフロントエンドでこれを行うために必要な相関器の数を実現することは実用的ではない可能性があるため、フレームごとにあらゆる時間ビンを観察することが不可能である場合がある。つまり、Δとｎｏのアレイのあらゆる要素はもはやフレームごとに満たすことができず、観察は、行われる観察がリソースを考慮して、最小の重複で可能な限り迅速にΔとｎｏのアレイのあらゆる要素を満たすことができるほど十分となるように、連続フレーム全体でインテリジェントに取られる必要があることを意味する。
【０１２２】
これを行う２つの方式が後述され、それぞれの方式は、最終的に検索時間に影響を及ぼすさまざまな相関器リソースのためにスケール化（縮小拡大）できる。各方式のためにΔとｎｏのアレイを完全に満たすために必要とされるフレーム数の方程式が示される。この値は、フレーム統合を使用する処理利得を仮定せず、したがって計算される値は実際に検索を実行するために必要とされるフレームの数を得るために、必要とされる処理利得によって乗算される必要がある。
【０１２３】
観察方式を、チップ同時性を調べる方法として考えることが有効な場合がある。受信機でのチップ同時性を見ると、選ぶためのＴｃ／Ｔｂ時間ビンオフセットがあり、その内の１つだけが受信信号とチップ同期する。観察方式は、Ｔｃ／Ｔｂのオフセットのそれぞれが、提案されている方式が許容できる信号受信のために正しいΔとｎｏの値を提供できるように調べられることを確実にすることを目的とする。
【０１２４】
第１の装置（方式１）では、Δとｎｏのアレイは、Ｔｃ／Ｔｂビンの隣接するブロック内のあらゆるビンでＮｄ個の連続するフレームに対して観察が行われるたびに満たすことができる。Ｎｄはコード構造に依存し、同じチップ値（必要ならばラッピング（wrapping））を有する２つのコードインデックス間の最大距離である。図１７から図１９は、Ｎｄのいくつかの例を描いている。
【０１２５】
したがって、例えば、ビンの持続期間がチップの４分の１（典型的）である場合、Ｔｃ／ＴｂはＮｄ個のフレームで１フレームあたり４ビンである。この方式を使用すると、１からＴｃ／Ｔｂまでの任意の数のビンを各フレームごとに観察できる。しかしながら、同時にＴｃ／Ｔｂ未満の観察を使用する方式では、検索は、Δとｎｏのアレイを完全に満たすことができるように全ての観察を行うようにＮｄ個のフレームの追加量、適切に拡張しなければならない。例えば、Ｔｃ／Ｔｂ＝８及びＮｂ＝６４であるとする。Ｎｄ個の連続フレームについてビン１２から１９を観察できるであろう。つまり第１のＮｄ個のフレームについてビン１２から１４を、第２のＮｄ個のフレームについてビン１５から１６を、第３のＮｄ個のフレームについてビン１７から１９を観察できるであろう。ビンのＴｃ／Ｔｂの連続ブロックの中の全てのビンからの観察が行われる限り、ビンの絶対的な位置は重要ではない。ここでは１フレームあたりで行われる相関の数Ｎｃｏｒｒとこの方式についてΔとｎｏのアレイを完全に満たすために必要とされるフレームの数Ｎｆ１の間の関係性は、
【数２４】
2007520954.tif 000024
【０１２６】
で示され、ここでは  
【数２５】
2007520954.tif 000025
【０１２７】
この装置の利点とは、それが単に１つの相関器リソースまで縮小できるという点である。しかしながら、全てのチップ値は疑似乱数コードの中で使用される必要がある。そうではない場合、Δとｎｏのアレイの中のいくつかの値を満たすことはできない。また、それは使用されているコードの特性であるＮｄの値によって制約される。最善のケースではＮｄ＝Ｎｃであり、最悪のケースではＮｄ＝Ｎｈである。
【０１２８】
この方式はむしろ代わりにＴｃ／Ｔｂのオフセットを試験し、Ｎｄ個のフレームについてそれらを観察するようなものである。所望されるユーザからのパルスは、我々が受信された信号とチップ同期しているビンを観察しているときにだけ受信される。Ｎｄ個のフレームを待機することは、あらゆるチップ値がＮｄの持続期間内に少なくとも１度到達したことが保証されるので、パルスが（正しいチップ同期ビンで）見られることを確実にする。
【０１２９】
図２１は実施態様のＵＷＢ  ＩＲ検索アルゴリズムのための例示的なインプリメンテーション構造を示す。このシステムは１台のフロントエンド相関器を使用する第１の観察装置（方式１）に基づいている。
【０１３０】
フロントエンド相関器（１、２）は入力アナログ信号ｒ（ｔ）を受け入れる。テンプレート基準信号がクロック５及びテンプレートジェネレータ６によって発生する。テンプレートジェネレータは、観察クロック５によってそれがトリガされるたびに、受信されているパルスに形状で可能な限り近いアナログパルスを生成するように構成される。それぞれの新しい観察は、別々のデジタル信号ｃ（ｎ）を生じさせるために、サンプラ３、サンプルホールド４、ＡＤＣ７及びラッチ８のモジュールによって積分器２の出力で捕捉される。
【０１３１】
例示的なシステムは、１台のフロントエンド相関器を活用する方式１を使用して検索アルゴリズムを実現することを目的とする。この例では、我々はＮｄ個のフレームについてビン０を、追加のＮｄ個のフレームについてビン１を、次にビン２を等、ビン（Ｔｃ／Ｔｂ）−１まで観察することを希望する。いったんこれが実行されると、Δとｎｏのアレイは１度満たすことができる。それからプロセスは繰り返すことができ、新しい値で合計するが、統合の多くのフレームが適切なレベルの精度を達成することを必要とされる。
【０１３２】
このシステムでは、この観察方式はＴｆという期間を有し、それの位相が第２のクロック（９）からトリガされるときにＴｂに等しい時間増分で変更できるクロック５を使用して達成される。このブロックは図２２で観察クロックブロック５と呼ばれる。観察クロック５は、観察がフレームごとに同じビン位置で行われるようにフレームごとにテンプレートジェネレータ６をトリガする。これは、観察クロック５が、前述されたように同じチップ値（必要な場合ラッピング）を有する２つのコードインデックスの間の最大フレーム数で乗算されるフレーム持続期間である、ＮｄＴｆ−という期間を有するビンクロック９によってトリガされるまで続行する。ビンクロックからのトリガ信号は、観察クロック５についてＴｂによって瞬間的な遅延に同等である観察クロック５の中で位相変化を引き起こす。観察クロック５は、次に規則正しいフレーム間隔でテンプレートジェネレータ６をトリガし続けるが、それはいまでは事実上以前から一緒に次のビンでトリガしている。
【０１３３】
ビンクロック９及びフレームクロック１０はカウンタを更新するために使用される。これらのカウンタの値は、最終的には、各観察のためにΔとｎｏのアレイの中のどの値が更新される必要があるのかを判断するために使用される。フレームクロック１０はＴｆという期間を有し、これは固定されたままとなる。これは、受信機フレーム番号ｎｒの値を維持するフレームカウンタ１１を更新するために使用される。ビンクロック９は、現在観察されているビンオフセットｂのカウントを保持するビンカウンタ１２をトリガする。全てのコードオフセットのビン位置の生成ブロック１３がｎｒとｂの値を使用し、アルゴリズムのためにΔｊj，ｎｒ、ｂ，ｎｏの値を生成するために方程式（１２）のインプリメンテーションを実行する。
【０１３４】
メモリ更新及び比較１４のステージはビンアドレスΔｊj，ｎｒ、ｂ，０からΔｊj，ｎｒ、ｂ，Ｎｈが加えられた別個の信号ｃ（ｎ）を取り、適切なメモリ位置に記憶されている値に新しい値を追加することによりΔとｎｏのアレイを更新する。それは、コードオフセット毎にこれまで得られた最大値のトラックに加えてそのビン位置（最大値のビン位置はΔｊj，ｎｒ、ｂ，ｎｏ値から推論できる）をも維持する。メモリ更新及び比較モジュール１４はさらに詳細に後述される。
【０１３５】
いったん検索が完了すると、記憶されている最大値が、受信された信号に同期するために使用できる最も有望なコードオフセット及びビン位置Δｃ及びｎｏｃを決定するために使用される。
【０１３６】
図２１には示されていないが、各観察の前には積分器メモリ２をクリアするために観察クロックモジュール５からの接続もある。システムはアナログハードウェア、ＦＰＧＡ及び／又はＡＳＩＣデジタル処理、任意の実用的且つ実現可能な分割を使用する他の考えられるインプリメンテーション機構が加えられたＤＳＰソフトウェアの組み合わせを使用して実現されてよい。
【０１３７】
図２２メモリ更新及び比較段階１４のための例示的なインプリメンテーションを示す。毎フレームにメモリ内のＮｈ個のメモリ位置を更新するという要件がある。図２２は、これらのメモリ更新が並列で実行できるように構造をどのように分割できるのかを示す。メモリは、コードオフセットごとに１ブロックずつ、Ｎｂ個の位置を含むＮｈ個のブロック（２１（０）から２１（Ｎｂ））に分割できる。各コードオフセットブロック内の１つのメモリ位置はフレームごとに更新される必要があるので、各ブロックは独立してアドレス指定できるためメモリ競合が発生しないことを保証できる。
【０１３８】
個々の更新及び比較ブロック２１（０）〜２１（Ｎｈ）はフレーム毎に実行し、関連するメモリ位置を更新するのはこれらの仕事である。例えば、コード２１（０）オフセット０のための更新及び比較ブロックはΔｊj，ｎｒ、ｂ，０とｃ（ｎ）を取り、ｃ（ｎ）をそれに追加することによりΔｊj，ｎｒ、ｂ，０によって示されるメモリ位置を更新するものとする。更新及び比較ブロック２１は、この対応するビン位置Δｍａｘ  ｎｏとともに、ｃｍａｘ  ｎｏによって示される関連するコードオフセットｎｏのために現在の最大値を維持することにも関与する。これらの値は個々の更新及び比較ブロックの出力を形成する。
【０１３９】
いったん全ての観察が収集されると、最終比較モジュール２２が検索の最後で実行する。それはｃｍａｘ  ｎｏ値の全てを互いに比較し、最大値を発見する。最大出力を生じさせるコードオフセットは選ばれたコードオフセット出力ｎｏｃを形成し、（対応するΔｍａｘ ｎｏ値によって示される）この対応するビン位置値が選ばれた時間ビンオフセット値Δｃを形成する。ｎｏｃとΔｃは、受信機時間基準を受信された信号の時間基準に同期させるために使用できる、アルゴリズムに従って最も有望なコードオフセット値と時間ビンオフセット値を示す。
【０１４０】
図２３は図２１に類似するが、フロントエンド相関器の数（Ｋ）が検索の速度を加速するために利用される回路配列を示す。これは、複数の相関器が１フレーム当たり複数回の観察を可能にするためである。
【０１４１】
Ｋ台のフロントエンド相関器１は、関連付けられるサンプラ３、サンプルホールドモジュール４、ＡＤＣ７及びラッチ８とともに利用される。図２１と比較すると、観察クロックモジュール５が、Ｋ台のフロントエンド相関器に供給するＫ台のテンプレートジェネレータ（ＴＧ）を活性化するフロントエンド相関器ごとに１個ずつ、Ｋ個のトリガ信号を生じさせる観察クロックジェネレータ２５になる。ビンクロックモジュール９は、いまは単一の値よりむしろＫ個のビン値を生成するビンジェネレータ２９になる。このモジュールは依然としてＮｄＴｆという同じレートでトリガされる。それはＴｃ／Ｔｂの隣接するブロック内の全てのＴｃ／Ｔｂビン値が１度、及び１度だけ、シーケンスに含まれるように、Ｋ個のビン値のＴｃ／ＫＴｂの長いシーケンスを出力する。全てのコードオフセットのためのビン位置生成モジュール３３は、今は１個だけの代わりにＫ個のビン値を取り、ＮｈよりむしろＫＮｈ個のビン位置を出力する。したがって入力ｂｋごとにＮｈ個の出力がある。モジュールは前記とまったく同じように機能し、単にさらに多くの入力及びさらに多くの出力がある。
【０１４２】
更新メモリ及び比較モジュール３４はいま１個よりむしろＫｃ（ｎ）個の値を取り込み、Ｎｈ個よりむしろＫＮｈ個のビン位置値を取り込む。図２４は、更新メモリ及び比較モジュール３４の内部機能のわずかな差異を示している。更新及び比較ブロックはここでＫ個のビン位置値及びＫ個のラッチ出力値のバスを受け取る。Δｊｊ，ｎｒ、ｂｋ，０は、値Δｊｊ，ｎｒ、ｂ０，０乃至Δｊｊ，ｎｒ、ｂｋ，０を表し、ｃ（ｎ）ｋは値ｃ（ｎ）０乃至ｃ（ｎ）Ｋを表す。ここで、更新及び比較ブロックは適切なｃ（ｎ）の値で、コードオフセットメモリブロック内のＫ個のメモリ位置の全てを更新することを行う。アルゴリズムの性質のために、ビン位置の全てが一意になり、したがって１つのフレーム持続期間内に同じ位置を２回更新しようとしないことに留意すべきである。したがって、これは並列動作を使用して実現できる。
【０１４３】
簡略な例が表２に関して示されている。この例では、Ｔｃ＝１ｎｓ、Ｔｂ＝６２．５ｐｓ及びＫ＝４である。方式１の場合、Ｎｄ個のフレームのそれぞれのために隣接するＴｃ／Ｔｂビンのブロック内であらゆるビンを観察することによって検索空間全体を１度検索でき、ここではＮｄは時間ホッピングコードの中の２個の同一コード値間のフレーム内の最大距離である。１回の観察が１フレーム当たりに可能であれば、検索が完了するためにＮｄＴｃ／Ｔｂフレームが必要とするが、Ｋ台の相関器を用いるとＫ乃至ＮｄＴｃ／ＫＴｂフレームの因数の時間節約を行うことが可能である。Ｋ＝４シナリオ及び図２３に示されるような設計でもってビンの選択された隣接ブロックが０から１５であると仮定すると、表２に示されるように検索が行うことができる。この表の各行は、次の行に移動する前にＮｄ個のフレームのために利用され、これがビンクロック２９によってトリガされる。観察クロックジェネレータ２５は、それが次の行に移動し、新しいトリガ時間を使用する場合、それがビンクロック２９によってトリガされるまで、フレーム毎に、表２の適切な行に従って適切なトリガ信号を送信することを必要とする。観察クロックジェネレータとビンジェネレータモジュールが表２の最終行を使用しているとき、それらがビンクロックモジュール２９によってさらに１度トリガされる第１の行を使用することに戻ることに留意する必要がある。観察クロックジェネレータ２５とビンジェネレータモジュール３２がこの表の中でのように動作し、残りのモジュールが前述されたように機能すると、複数の相関器を用いて方式１を実行するするシステムが実現される。４台の相関器１からＫ台の相関器１に例の設計を拡張することを予想することは容易なことである。
【０１４４】
便宜上、Ｔｃ、Ｔｂ及びＫは好ましくは、Ｔｃ／Ｔｂが整数であり、Ｔｃ／ＴｂがＫの倍数であるように選ばれる。
【０１４５】
第２の配列（方式２）は１つのフレームの中のＮｃ個のビンの集合を同時に観察することに注目する。この方式との関連で１つの集合はＮｃ個のビンからなり、各ビンはＴｃ持続期間と同じである多くのビンで分離される。フレーム内には、Ｔｃ／Ｔｂのこのような一意の集合があり、いったん全ての集合が調べられると、Δとｎｏのアレイを完全に満たすことができる。１からＴｃ／Ｔｂまで１フレーム当たりの任意の数のこれらの集合を調べることができる。（おそらく相関器リソースの不足のために）Ｔｃ／Ｔｂ未満の集合が同時に調べられると、検索は全ての集合が調べられるように必要とされる適切な数のフレームによって拡張される。１フレーム当たりに行われる相関の数Ｎｃｏｒｒと、この方式についてΔとｎｏのアレイを完全に満たすために必要とされるフレームの数Ｎｆ２の間の関係性は、
【数２６】
2007520954.tif 000026
【０１４６】
により示され、但し、  
【数２７】
2007520954.tif 000027
【０１４７】
この第２の配列の利点とは、全てのチップ値がコード内で使用される必要がないという点である。それは、１つのフレームにΔ及びｎｏアレイを満たすことができるほど十分なリソースがあるのならば、Ｎｄによって制約されない。しかしながら、それはＮｃという相関器の最小数に制限され、相関器の数はＮｃの倍数でなければならない。Ｎｃが大きい場合には、これが非実用的になる可能性がある。
【０１４８】
第１の方式（１）のように、この方式（２）は、パルスが到達することを確実にするためにＮｄ個のフレームを待つ代わりに、むしろＴｃ／Ｔｂのオフセットをテストするようであり、この方式はＴｃ／Ｔｂのオフセットのそれぞれについて同時に考えられるチップ位置の全てをカバーする。これは、調べられているオフセットがチップ同時性について正しい場合には、パルスはフレーム内で観察されることを確実にする。この技法は検索時間を劇的に削減できるようにするが、それを達成するにはさらに多くの相関器リソースを必要とする。また、全てのチップ値を同時にカバーすると、観察方式はコード構造とは無関係になる。
【０１４９】
図２５は、多くの相関器１を活用し、これが方式１よりむしろ方式２のために実現されるという点を除き、図２３の配列に類似する回路配列を示す。方式２は、１つのフレーム内で同時にＮｃ個のビンの集合を観察することに注目する。この方式との関連で１つの集合はＮｃ個のビンからなり、各ビンはＴｃ持続期間と同じである多くのビンにより分離される。フレーム内では、Ｔｃ／Ｔｂ個のこのような一意の集合があり、いったん全ての集合が調べられるとΔとｎｏのアレイを完全に満たすことができる。図２３（方式１）と図２５（方式２）のおもな違いは以下のとおりである。方式２はＮｄ個のフレームの間観察を必要としないので、ビンクロック３９期間はＴｆである。しかしながら、それは少なくともＮｃ台の相関器を必要とし、相関器Ｋの数はＮｃの倍数でなければならない。ビンジェネレータ４２は、ここでＫ個のビンの正の値のＮｃＴｃ／ＫＴｂ長のシーケンスを生成する。ビン値の収集は方式２に従うと考えられる（以下の例を参照すること）。観察クロックジェネレータモジュール３５は方式２に従ってクロック信号を発生する（以下の例を参照すること）。設計の残りは前述したように機能する。
【０１５０】
例は表３に関して示されている。この例では、Ｔｆ＝２ｎｓ、Ｔｃ＝１ｎｓ、Ｔｂ＝１２５ｐｓ及びＫ＝２×Ｎｃ＝４である。表は、それぞれ観察クロックジェネレータ３４及びビンジェネレータモジュール４２のための適切なテンプレートジェネレータトリガ時間及びビンジェネレータ出力シーケンスを示す。前記のように、ビンクロック３９は表の行を通る遷移をトリガすると考えられる。
【０１５１】
表３から、第１の行がビン位置０、１６、１及び１７についてどのようにしてテンプレートジェネレータをトリガするのかが分かる。全てのコードオフセットのためにビン位置生成４２ならびに更新及び比較メモリモジュールに含まれる論理が、正しい観察がΔ及びｎｏアレイの中の正しい要素に入ることを確実にする。表３の行を通って進むと、あらゆるビンが調べられることが示され、これは方式２を実現するような方法で行われるので、Δ及びｎｏアレイは全ての行が観察された後に完全に集中される。
【０１５２】
再び、Ｔｃ／Ｔｂが整数であり、ＫがＮｃの倍数であるようにＴｃ、Ｔｂ及びＫを選ぶのが最善である。
【０１５３】
図２３及び図２５によって説明される設計は、１つの相関が１フレーム当たり各相関器によって実行される複数の相関器を示すことに注目する。しかしながら、高速相関器装置は、それが相関を実行した直後に使用できると考えられる。このようにして同数の相関器についてフレームごとにさらに多くの観察を行うことができる。この方式を使用すると、あらゆる時間ビンがあらゆるフレーム上で実行できるように利用できる最小数の相関器がある。この数はパルス持続期間Ｔｗ及びビン時間Ｔｂに依存する。Ｔｂを等しいＴｗ／Ｍに固定することができ、ここではＭは整数であり、相関器の最小数はＭにより示される。インプリメンテーションでは、Ｍ台の相関器がフレーム持続期間より実質上速く作動し、現在の相関が終了した直後に、及び他の全ての相関器まで異なる時間ビンオフセットで次の相関を実行する。例えばＴｂ＝Ｔｗ／４（４台の相関器）の場合、第１の相関器はビン０、４、８、１２等に対して相関することができ、第２の相関器は１、５、９、１３等で、第３の相関器は２、６、１０、１４等で、及び第４の相関器は３、７、１１、１５等で相関できると考えられる。これらの相関の全ては、フレーム毎に行われ、最小数の相関器を使用してフレーム毎にあらゆるビン位置を観察することを可能にすると考えられる。
【０１５４】
受信機がオンに切り替えられるとき、それは必ずしも受信された信号とフレーム同期しない。事実上、それはきわめてありそうでない。従って、受信機のフレームは受信された信号フレームにまたがると考えられる。このまたがり影響により、コードオフセットｎｏを決定しようするアルゴリズムは「混乱」させられることがあり得る。。通常、この混乱はエラーを生じさせないが、受信機フレームが５０％に近づく係数によって、即ち、受信機が受信信号の２個の異なるフレームから大体等しい寄与を知ると受信信号フレームにわたりはじめるので混乱のレベルは増加する。この影響自体は、ｎｏの連続する値で類似するピークを見せることによってΔ及びｎｏのアレイの結果として出現する。コードオフセットの一方は正しい値を示し、他方は「混乱した」値を示す。（受信機が受信信号フレームを５０％にわたって発生する可能性がある）ピークが類似する大きさである場合、最大演算子は誤ったオフセットを取り、検出エラーを生じさせる。この影響を軽減する簡単な方法は、アルゴリズムが短い検証段階を実行することである。Δの値はつねに正しいが、見つけ出されたｎｏの値はｎｏ、ｎｏ＋１、又はｎｏ−１のどれかとなると考えられる。検証段階は単に３つの代替を試し、必要とされる処理利得を得るために相関器の出力を統合し、ピーク出力を生じさせる組み合わせを選ぶにすぎない。
【０１５５】
検索は、観察が、Δ及びｎｏのアレイの中のあらゆる要素が所望される処理利得を実現するためにその中に合計される十分な相関器出力値を有するように、適切な数のフレームについて行われると終了する。例えば、我々がＮｆ１＝１６及び５という処理利得で第１の観察方式（１）を使用している場合、検索、つまり観察の１６×５＝８０フレームの後にΔ及びｎｏのアレイで使用される最大演算子について決定が下される。このようにして処理利得は検索方法のための可変パラメータとして使用できる。例えば、最初に雑音測定を行い、検索のための適切な処理利得値を決定するために前記測定を使用することが望ましい場合がある。検索終了プロセスを支援するためにＵＷＢ  ＩＲ信号に既知のデータパターンを変調することが望ましいこともある。例えば、初期のプロセス利得値が試され、前述された検証プロセスが実行された後に固定されたトレーニングパターンを読み取ろうと試みられる反復手法を利用することを希望する場合がある。トレーニングシーケンスが見つけられない場合、さらに高い処理利得値を試すことができ、プロセスはトレーニングシーケンスが見つけ出される、あるいは最大処理利得値に到達するかのどちらかまで繰り返される。後者のケースでは、信号が発見できないと決定される。プロセス全体を通して、Δ及びｎｏのアレイの中の値が決してクリアされないことに注意する。各決定段階で、さらに高い処理利得が必要とされることが決定されると、Δ及びｎｏのアレイの中の値の積分は、それが中止したところから続けられる。したがって、ここでは時間の不利な条件だけが検証段階及びトレーニングシーケンス受信段階にある。
【０１５６】
同期中にうまく機能しない一定のコード構造がある。これらは、隣接するコード値の間に一定の差異を有するコードである。図２０はこのようなコードを示し、この場合（（ここでは８である）Ｎｃを法として）隣接するコード値の間の差異は常に５である。
【０１５７】
受信された信号の中のコード値と特定のｎｏのコード値の間の絶対差異は常に一定であるため、混乱及び両義性はさまざまなコードオフセットｎｏを調べるときに発生する。通常、間違ったコードオフセットが調べられているとき所望されるユーザからのパルスは見つけ出されるが、それらは、コードオフセットが間違っており、コード構造が一致しないために積分プロセス中コヒーレントに合計しない。しかしながら、前述されたようなコード構造が利用されるとき、間違ったコードオフセットの中で見つけ出されるスプリアスピークは隣接するコード値の間の一定の固定された差異のためにコヒーレントに合計し、ピークを常に同じ場所で発生させる。これらは、正しいΔ及びｎｏでの結果とまったく同じように合計する。これにより、全てのコードオフセットの結果は、それらは全てそれらの中に類似するピーク値を有するため、それらが正しいように「見える」ようになる。検索アルゴリズムはどれが「本物の」コードオフセット値であるのか区別することができないため、無作為に値を取り、検出性能は低下する。
【０１５８】
この影響が、従来の閾値アルゴリズムだけではなく提案されたアルゴリズムにとっても問題を引き起こし、この影響を軽減する最善の方法は同期中にこの構造のコードを使用しないことである。図２６は、このような「不良」コードを使用するときに得られるいくつかの結果を示す。
【０１５９】
時間は、さらに低い性能を犠牲にして各パルス観察の複数の解釈を理解することによって節約される。しかしいながら、性能の削減は許容できる。提案されている検索を実行するために要する期間も固定されるため、予測可能である。
【０１６０】
実施形態は、信号取得性能を大きく低下することなくＵＷＢ  ＩＲ信号を検索するために要する時間を大幅に短縮できる。多くの従来の検索アルゴリズムは特定のシナリオによって左右される浮動する検索時間を有する。しかしながら、実施形態のための検索時間は固定され、無線受信用途では有利である。
【０１６１】
さらに、本実施形態のインプリメンテーションは、デジタルセクションが現実的なサンプリングレートで動作し、並列処理が利用できる、アナログセクションとデジタルセクションに分割できる。
【０１６２】
多くのフレームについて観察された値を積分することによってより信頼性の高い性能を達成することが可能である。これには、信号のＳＮＲを事実上増加する効果がある。事実上、従来のアルゴリズムを用いると、観察両義性が考慮に入れられないため、一定量の積分は必須である。実施形態はこれらの両義性を理解し、したがって信号積分を使用しないでそれを実行することが可能である（しかしながら、信号強度は適切に強化されなければならない）。これにより、低ＳＮＲ信号を使用するときには、検索時間を増加できるようになる。
【０１６３】
シミュレーション結果は図２６乃至図２９に示されている。提案されているアルゴリズムは２つの既知のアルゴリズムと比較される。
【０１６４】
これらの第１のアルゴリズムが線形検索方法であり、第１のビン位置で開始して各時間ビンを順次観察する。各ビンを調べる間、次のビンに移動する前にありとあらゆるコードオフセットについて（必要とされる処理利得に従って）多くの観察が行われる。検索は、計算された閾値γを上回る信号強度を（積分後に）生じさせる第１の時間ビン及びコードオフセット位置で終了する。したがって、検索を実行するために要する時間はシナリオに特定的である。閾値γは雑音測定に基づいて計算される。
【０１６５】
第２の既知のアルゴリズムは最大検索方法であり、（相関器出力を積分することにより得られる）必要とされる処理利得を利用する一方で、考えられるコードオフセットの全てについて、時間ビンの全てを代わりに観察する。最大出力を生じさせる時間ビン及びコードオフセット値は、信号取得のために必要とされる最も有望な時間及びコードオフセット値となるように選ばれる。ここでは、全ての時間及びコードオフセット値が検討されるため、検索時間は固定され、長い。しかしながら、方法は、観察の大きさに基づいてアルゴリズムにとって最善の性能を提供する必要があり、したがって優れたベンチマークとなる。
【０１６６】
シミュレーションの間に使用されたパラメータは以下のとおりであった。
【０１６７】
Ｔｗ＝０．５ｎｓ
Ｔｆ＝１００ｎｓ
Ｔｂ＝９７．７ｐｓ（Ｎｂ＝１０２４を示す）
ＳＩＲ＝−１２ｄＢ
ＰＧ＝１２ｄＢ（１６フレーム上で積分する）
Ｋ＝２６
Ｎｈ＝１６
γ＝雑音測定を超えて６．５ｄＢ
１点当たりの実行数＝１０，０００
図２６は、雑音スペクトル密度（Ｎ０）を超える検出の確率（Ｐｄ）対（時間及びコードオフセット観察ごとに、複数のパルスを含むことができるであろう）受信エネルギー（Ｅｂ）の結果を示す。Ｅｂ値が、利用されている積分のために処理利得を考慮に入れることに留意するする。図２６は、提案される方法が、最大方法（最善のケース）の曲線が平らになる点の回り及び点の上のＥｂ／Ｎ０値で線形方法を凌ぐことを示す。線形方法の性能は、高いＥｂ／Ｎ０値の場合減少することに留意する。これは、線形検索がパルス観察における両義性を考慮に入れていないという事実のためである。両義性の影響はＥｂ／Ｎ０で増し、したがってＰｄは減少する。この影響は、信号が雑音を支配するので高いＥｂ／Ｎ０値で平らになる。
【０１６８】
図２７は、全数検索を実行するために要する時間で除算される、検索を実行するために要する時間を示す。それは、高いＥｂ／Ｎ０値では、線形検索アルゴリズムが（性能は削減されるが）要する時間を全数検索の約２５％に削減できることを示している。しかしながら、平均時間は減少するが、検索を実行するために要する瞬間的な時間は依然としてこの値の上又は下である場合があり、予測するのは困難である。提案されているアルゴリズムは検索時間を全数検索時間の６．２５％まで削減し、検索時間は固定されるため、予測可能である。検索時間の節約はコード長Ｎｈの係数であり、コードが長いほど、節約が大きくなることに留意する。
【０１６９】
図２８は、見つけ出すことができる最大信号値のサイズに関して（信号が検出されたケースでの）見つけ出された信号の振幅を示す。信号取得方式の、最大信号マルチパス成分を検出できる能力は有利である場合がある。それは、Ｅｂ／Ｎ０が２０ｄＢを超えているときには、提案されるアルゴリズムの見つけ出された信号の振幅が最大値の−０．１５ｄＢ前後であり、高いＥｂ／Ｎ０値で線形検索アルゴリズムより優れて２ｄＢを超える利点を示すことを示している。線形検索アルゴリズムの性能が前述されたように高いＥｂ／Ｎ０値で減少することに留意する。
【０１７０】
図２９に示されるグラフは、前述されたようないわゆる「不良」コードを使用するときに得られるシミュレーション結果を示す。これらの結果についてＮｃ＝Ｎｈ＝８が使用されたことに留意し、１ポイント当たり１００回の実行が使用されたことにも留意する。提案される方法の性能は高いＥｂ／Ｎ０値で１２．５％という最大Ｐｄに達する、つまり達成可能な最大Ｐｄは、全てのコードオフセットが等しい最大限を示すので１／Ｎｈであることが分かる。閾値アルゴリズムは、それらが必ずしも空間全体を検索せず、したがってわずかにより頻繁に正しい検出点を「偶然見つける」ことがあるため、わずかに優れた性能を享受する。しかしながら、両方の手法とも「不良」コードを使用するときに大きく苦しむことは確実である。
【０１７１】
当業者は、前述された装置及び方法が、例えばディスク、ＣＤ−ＲＯＭ又はＤＶＤ−ＲＯＭ等のキャリア媒体、読取専用メモリなどのプログラミングされたメモリ（ファームウェア）上で、又は光信号キャリヤ又は電気信号キャリヤなどのデータキャリヤ上で、プロセッサ制御コードとして実現されてよいことを認識する。多くの用途にとって、本発明の実施形態はＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）又はＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）で実現されると考えられる。したがって、コードは、従来のプログラムコード又はマイクロコード、あるいは、例えばＡＳＩＣ又はＦＰＧＡをセットアップする、あるいは制御するためのコードを備えてよい。コードはリプログラマブル論理ゲートアレイなどの再構成可能な装置を動的に構成するためのコードも備えてよい。同様に、コードはＶｅｒｉｌｏｇ（商標）又はＶＨＤＬ（超高速集積回路ハードウェア記述言語）などのハードウェア記述言語のためのコードを備えてよい。当業者が理解するように、コードは、互いと通信する複数の結合された構成要素の間で分散されてよい。適切な場合、実施形態は、アナログハードウェアを構成するために、フィールド（リ）プログラマブルアナログアレイ又は類似するデバイスで実行するコードを使用して実現されてもよい。
【０１７２】
当業者は、多様な実施形態及びそれらに関して説明された特定の機能が、一般的には前記教示に従って、他の実施形態又はそれらの明確に説明された特徴と自由に結合できることも理解するであろう。当業者は、添付請求項の範囲から逸脱することなく多様な改変及び変型が説明される特定の例に加えることができることも認識するであろう。
【表１】
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【０１７３】
【表２】
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【０１７４】
【表３】
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【図面の簡単な説明】
【０１７５】
【図１】領域内のガウスモノサイクルを示す図である。
【図２】周波数領域内のガウスモノサイクルを示す図である。
【図３】固定間隔ガウスモノサイクルパルス列の周波数スペクトルを示す図である。
【図４】例のＵＷＢ  ＩＲ信号を示す図である。
【図５】疑似乱数時間ホッピングガウスモノサイクルホッピングパルス列の周波数スペクトルを示す図である。
【図６】ＵＷＢ  ＩＲフロントエンド相関器を描く図である。
【図７】ＵＷＢ  ＩＲ同期検索空間を示す図である。
【図８】コードオフセットが正しいときの例の結果を示す図である。
【図９】コードオフセットが間違っているときの例の結果を示す図である。
【図１０】フレーム時間対全ての時間オフセットを検索するために要する時間のグラフを示す図である。
【図１１】ガウスモノサイクルの第２の導関数を示す図である。
【図１２】ガウスモノサイクルの第３の導関数を示す図である。
【図１３】図１１に示されるガウスモノサイクルの第２の導関数の自己相関を示す図である。
【図１４】図１２に示されるガウスモノサイクルの第３の導関数の自己相関を示す図である。
【図１５】多くの異なる時間ビンとコードオフセットの組み合わせに対応する観察を描く図である。
【図１６】例のコードである。
【図１７】例のコードである。
【図１８】例のコードである。
【図１９】例のコードである。
【図２０】隣接するコード間の差異がつねに５であるバーコードの例である。
【図２１】方式１及び単一相関器のためのインプリメンテーションアーキテクチャを示す図である。
【図２２】図２１の更新メモリ及び比較段階をさらに詳細に示す図である。
【図２３】方式１及び複数の相関器のためのインプリメンテーションアーキテクチャを示す図である。
【図２４】図２３の更新メモリ及び比較段階をさらに詳細に示す図である。
【図２５】方式２及び複数の相関器のためのインプリメンテーションアーキテクチャを示す図である。
【図２６】検出の確率Ｐｄ対Ｅｂ／Ｎｏのシミュレーション結果を示す図である。
【図２７】要したカバレージ時間対Ｅｂ／Ｎｏのシミュレーション結果を示す図である。
【図２８】最大値対Ｅｂ／Ｎｏに関連して発見された平均的な信号サイズのシミュレーション結果を示す図である。
【図２９】「不良」コードを使用する性能の劣化を描くシミュレーション結果を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【国際調査報告】
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