(57)【要約】  周波数シンセサイザまたはベースバンド処理器から与えられる周波数制御信号によってその周波数が制御される共振周波数信号を出力する発信器と、受信ＲＦ信号を増幅して出力する受信増幅器と、増幅された受信ＲＦ信号と共振周波数信号とをミキシングして、受信ＲＦ信号を受信ベースバンド信号に変換する受信ミキサーと、送信ベースバンド信号と共振周波数信号とをミキシングして、送信ベースバンド信号を送信ＲＦ信号に変換する送信ミキサーと、送信ＲＦ信号を増幅して出力する送信増幅器とを有し、受信増幅器、受信ミキサー、送信ミキサーおよび送信増幅器の少なくとも１つの共振周波数が周波数制御信号により制御される、ＲＦフロントエンド送受信機を提供する。
2007525877.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦフロントエンド送受信機において、
周波数制御信号によってその周波数が制御される共振周波数信号を出力する発振器と、
受信ＲＦ信号を増幅して出力する受信増幅器と、
増幅した前記受信ＲＦ信号及び前記共振周波数をミキシングして、該受信ＲＦ信号を受信ベースバンド信号に変換する受信ミキサーと、
送信ベースバンド信号及び前記共振周波数をミキシングして、該送信ベースバンド信号を送信ＲＦ信号に変換する送信ミキサーと、
前記送信ＲＦ信号を増幅して出力する送信増幅器と、を備え、
前記受信増幅器、前記受信ミキサー、前記送信ミキサー及び前記送信増幅器の少なくとも１つの共振周波数が、前記周波数制御信号によって制御されることを特徴とするＲＦフロントエンド送受信機。
【請求項２】
前記周波数制御信号が、周波数シンセサイザまたはベースバンド処理器から与えられることを特徴とする請求項１に記載のＲＦフロントエンド送受信機。
【請求項３】
ＲＦフロントエンド受信機において、
周波数制御信号によってその周波数が制御される共振周波数信号を出力する発振器と、
受信ＲＦ信号を増幅して出力する受信増幅器と、
増幅された前記受信ＲＦ信号及び前記共振周波数をミキシングして、該受信ＲＦ信号を受信ベースバンド信号に変換する受信ミキサーと、を備え、
前記受信増幅器及び前記受信ミキサーの少なくとも１つの共振周波数が、前記周波数制御信号によって制御されることを特徴とするＲＦフロントエンド受信機。
【請求項４】
前記周波数制御信号が、周波数シンセサイザまたはベースバンド処理器から与えられることを特徴とする請求項３に記載のＲＦフロントエンド受信機。
【請求項５】
前記周波数制御信号が、アナログ周波数制御信号及びデジタル周波数制御信号を含むことを特徴とする請求項３に記載のＲＦフロントエンド受信機。
【請求項６】
前記共振周波数信号の周波数が、アナログ周波数制御信号及びデジタル周波数制御信号によって制御され、前記受信増幅器及び前記受信ミキサーの共振周波数が、前記周波数制御信号によって、または前記デジタル周波数制御信号だけによって制御されることを特徴とする請求項３に記載のＲＦフロントエンド受信機。
【請求項７】
前記受信増幅器が、前記デジタル周波数制御信号によって制御される有効入力抵抗を有することを特徴とする請求項６に記載のＲＦフロントエンド受信機。
【請求項８】
ＲＦフロントエンド送信機において、
周波数制御信号によってその周波数が制御される共振周波数を出力する発振器と、
送信ベースバンド信号及び前記共振周波数をミキシングして、該送信ベースバンド信号を送信ＲＦ信号に変換する送信ミキサーと、
前記送信ＲＦ信号を増幅して出力する送信増幅器と、を備え、
前記送信ミキサーおよび前記送信増幅器の少なくとも１つの共振周波数が、前記周波数制御信号によって制御されることを特徴とするＲＦフロントエンド送信機。
【請求項９】
前記周波数制御信号が、周波数シンセサイザまたはベースバンド処理器から与えられることを特徴とする請求項８に記載のＲＦフロントエンド送信機。
【請求項１０】
前記周波数制御信号が、アナログ周波数制御信号及びデジタル周波数制御信号を含むことを特徴とする請求項８に記載のＲＦフロントエンド送信機。
【請求項１１】
前記共振周波数信号の周波数が、アナログ周波数制御信号及びデジタル周波数制御信号によって制御され、前記送信増幅器及び送信ミキサーの共振周波数が、前記周波数制御信号によって、または前記デジタル周波数制御信号だけによって制御されることを特徴とする請求項８に記載のＲＦフロントエンド送信機。
【請求項１２】
前記送信増幅器が、前記デジタル周波数制御信号によって制御される有効入力抵抗を有することを特徴とする請求項１１に記載のＲＦフロントエンド送信機。
【請求項１３】
入力部に入力された信号を増幅して該増幅した信号を出力部へ出力する増幅部と、
前記入力部に接続されて、周波数制御信号に従って共振周波数を変化する入力共振部と、を備え、
前記周波数制御信号が、発振器から出力される共振周波数信号の周波数を制御するのに用いられることを特徴とする増幅器。
【請求項１４】
前記出力部に接続されて、前記周波数制御信号に従って前記共振周波数を変化する出力共振部をさらに備えることを特徴とする請求項１３に記載の増幅器。
【請求項１５】
前記周波数制御信号が、アナログ周波数制御信号及びデジタル周波数制御信号を含むことを特徴とする請求項１３に記載の増幅器。
【請求項１６】
前記共振部が、前記デジタル周波数制御信号によって制御されるインダクタと、前記アナログ周波数制御信号によって制御されるキャパシタとを備える第１のＬＣタンクと、
前記デジタル周波数制御信号によって制御されるキャパシタと、前記アナログ周波数制御信号によって制御されるキャパシタと、固定キャパシタとを備える第２のＬＣタンクと、
前記デジタル周波数制御信号によって制御されるインダクタ及びキャパシタと、前記アナログ周波数制御信号によって制御されるキャパシタと、固定インダクタとを備える第３のＬＣタンクと、
前記デジタル周波数制御信号によって制御されるインダクタと、前記アナログ周波数制御信号によって制御されるインダクタと、固定キャパシタとを備える第４のＬＣタンクと、
を具備することを特徴とする請求項１３に記載の増幅器。
【請求項１７】
前記周波数制御信号が、デジタル周波数制御信号を含むことを特徴とする請求項１３に記載の増幅器。
【請求項１８】
前記入力部に接続されて、前記周波数制御信号に従って前記有効入力抵抗を変化する有効抵抗制御部をさらに備えることを特徴とする請求項１３に記載の増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＦフロントエンド送受信機（トランシーバ、携帯用無線通信機）に関し、より詳細には、発振器を制御する周波数制御信号によって周波数帯域が再構成できる直接変換ＲＦフロントエンド送受信機及びその構成部品に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信用のＲＦフロントエンド送信機は、送信ミキサー（ｍｉｘｅｒ；ミクサとも云う）と送信増幅器とで構成されている。送信ミキサーは、キャリア周波数に、ベースバンド処理器（プロセッサ）から出力されたベースバンド信号を逓倍した後、それをＲＦ（ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換する働きをする。送信増幅器は、送信ミキサーの出力信号のパワーを増幅して出力する。このような構成によって、ＲＦフロントエンド送信機は、入力されたベースバンド信号をＲＦ信号に変換した後、それを増幅して出力する。また、無線通信用のＲＦフロントエンド受信機は、受信増幅器と受信ミキサーとで構成されている。受信増幅器は、アンテナを介して入力された小信号（ｓｍａｌｌ ｓｉｇｎａｌ：小振幅の信号）を増幅して出力する。受信ミキサーは、受信増幅器から出力されたＲＦ信号をベースバンド信号に変換し、変換したベースバンド信号を出力する。このような構成によって、ＲＦフロントエンド受信機は、入力ＲＦ信号を増幅し、増幅した入力ＲＦ信号をベースバンド信号に変換した後、出力する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ＲＦフロントエンド送受信機を設計するにあたって、最大出力を伝送するためには、インピーダンスの整合が必須となっている。一般的に、無線通信システムを具現するにあたって、電波エネルギーの送電と信号波形の歪みとを考慮して、５０オーム（ｏｈｍ）が整合点として用いられる。すなわち、入力インピーダンスと出力インピーダンスが５０オームに整合されなければならないということである。上記のインピーダンスは、抵抗（ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）とリアクタンス（ｒｅａｃｔａｎｃｅ）を含む概念である。５０オームインピーダンス整合では、リアクタンスが０であることを意味する。そのため、５０オームインピーダンス整合を得るために、インダクタとキャパシタにより発生する共振（現象）が利用される。したがって、個々のＲＦフロントエンド送受信機は、インダクタ及びキャパシタにより共振が発生する個別の周波数帯域において最大出力で伝送をし、その他の周波数帯域では、その周波数帯域において最大出力での伝送をしない。言い換えれば、その最大出力は、受信増幅器、受信ミキサー、送信増幅器及び送信ミキサーの共振周波数帯域の周辺で伝送することができ、その他の周波数帯域では、その周波数帯域において最大出力で伝送できない。このような特性のため、個々のＲＦフロントエンド送受信機は、個別のＲＦ周波数帯域だけで使うことができ、複数のＲＦ周波数帯域信号を処理するためには、複数のＲＦフロントエンド送受信機が必要となる。このように、複数のＲＦフロントエンド送受信機を使用する場合には、ハードウェア設計が複雑となり、コストが上昇するという課題がある。
【０００４】
本発明は、周波数制御信号によって信号処理周波数帯域が再構成できる直接変換ＲＦフロントエンド送受信機及びその構成要素を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上述のような課題を解決するために、本発明の第１の様態に係るＲＦフロントエンド送受信機は、周波数制御信号によってその周波数が制御される共振周波数信号を出力する発振器と、受信ＲＦ信号を増幅して出力する受信増幅器と、増幅した前記受信ＲＦ信号及び前記共振周波数をミキシングして、該受信ＲＦ信号を受信ベースバンド信号に変換する受信ミキサーと、送信ベースバンド信号及び前記共振周波数をミキシングして、該送信ベースバンド信号を送信ＲＦ信号に変換する送信ミキサーと、前記送信ＲＦ信号を増幅して出力する送信増幅器と、を備え、前記受信増幅器、前記受信ミキサー、前記送信ミキサー及び前記送信増幅器の少なくとも１つの共振周波数が、前記周波数制御信号によって制御されることを特徴とする。
【０００６】
また、本発明の第２の態様に係るＲＦフロントエンド受信機は、周波数制御信号によってその周波数が制御される共振周波数信号を出力する発振器と、受信ＲＦ信号を増幅して出力する受信増幅器と、増幅された前記受信ＲＦ信号及び前記共振周波数をミキシングして、該受信ＲＦ信号を受信ベースバンド信号に変換する受信ミキサーと、を備え、前記受信増幅器及び前記受信ミキサーの少なくとも１つの共振周波数が、前記周波数制御信号によって制御されることを特徴とする。
【０００７】
また、本発明の第３の態様に係るＲＦフロントエンド送信機は、周波数制御信号によってその周波数が制御される共振周波数を出力する発振器と、送信ベースバンド信号及び前記共振周波数をミキシングして、該送信ベースバンド信号を送信ＲＦ信号に変換する送信ミキサーと、前記送信ＲＦ信号を増幅して出力する送信増幅器と、を備え、前記送信ミキサーおよび前記送信増幅器の少なくとも１つの共振周波数が、前記周波数制御信号によって制御されることを特徴とする。
【０００８】
また、本発明の第４の態様に係る増幅器は、入力部に入力された信号を増幅して該増幅した信号を出力部へ出力する増幅部と、前記入力部に接続されて、周波数制御信号に従って共振周波数を変化する入力共振部と、を備え、前記周波数制御信号が、発振器から出力される共振周波数信号の周波数を制御するのに用いられることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明による直接変換ＲＦフロントエンド送受信機及びその構成部品は、アンテナから入力されるいろいろな周波数帯域に渡って共振周波数を変化させることができるので、単一つのシステムハードウェアで、マルチバンドまたは広帯域の信号周波数を処理できるという効果を有する。
【００１０】
さらに、本発明による直接変換ＲＦフロントエンド送受信機及びその構成部品は、共振周波数を可変することができ、プログラミングによりその共振周波数を定めることができるので、処理の変化に関係なく、共振周波数を定めることができ、ＲＦブロックのプラットフォームや再構成可能なＲＦブロックを構成することができるという効果を有する。
【００１１】
さらにまた、本発明による直接変換ＲＦフロントエンド送受信機及びその構成部品は、極めて減少された大きさで設計することができるので、価格面においても非常に競争力がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、添付の図面を参照して、本発明の好適な実施形態を詳細に説明する。下記の実施形態は、当業者に本発明の思想が十分に伝達され得るようにするために一例として提示されるものである。したがって、本発明は、下記の実施形態に限らず、様々な変形が可能であり、これら実施形態に限定されると解釈してはならない。 
【００１３】
図１乃至図３は、本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機、受信機及び送信機を説明するための図である。
【００１４】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機の構造図である。図１において、直接変換ＲＦフロントエンド送受信機は、ＲＦフロントエンド受信機１００と、ＲＦフロントエンド送信機２００とで構成されている。ＲＦフロントエンド受信機１００は、受信増幅器１１０と、受信ミキサー１２０及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３０で構成されている。ＲＦフロントエンド送信機２００は、送信ミキサー２１０及び送信増幅器２２０で構成されている。
【００１５】
受信増幅器１１０は、アンテナ（図示せず）を介して入力された受信ＲＦ信号を増幅して出力する。受信ミキサー１２０は、受信増幅器１１０から出力された受信ＲＦ信号と、ＶＣＯ１３０から出力された出力共振周波数ｆＬＯとをミキシング（混合）して、その受信ＲＦ信号を受信ベースバンド信号に変換する。受信増幅器１１０及び受信ミキサー１２０において、共振周波数は、共振周波数制御信号によって制御される。ＶＣＯ１３０は、共振周波数制御信号によって周波数が制御されている共振周波数信号ｆＬＯを出力する。出力共振周波数ｆＬＯは、キャリア周波数に対応する。共振周波数制御信号は、ベースバンド処理器３００または周波数シンセサイザ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）から供給することができる。送信ミキサー２１０は、ベースバンド処理器３３０から出力されたベースバンド信号と、ＶＣＯ１３０から出力された共振周波数ｆＬＯとをミキシングして、そのベースバンド信号をＲＦ信号に変換する。送信増幅器２２０は、送信ミキサー２１０の出力信号パワーを増幅して出力する。送信増幅器２２０及び送信ミキサー２１０の共振周波数は、共振周波数制御信号によって制御される。
【００１６】
上記構成により、ＲＦフロントエンド送受信機は、入力されたＲＦ信号を増幅し、その増幅された信号をベースバンド信号に変換し、これをベースバンド処理器３００から出力し、またベースバンド処理器３００から出力されたベースバンド信号をＲＦ信号に変換して増幅し、その変換し増幅されたＲＦ信号を出力する。しかも、同一の共振周波数制御信号が、受信増幅器１１０、受信ミキサー１２０、送信ミキサー２１０及び送信増幅器２２０の共振周波数ばかりでなく、ＶＣＯ１３０から出力された共振周波数ｆＬＯをも制御することにより、ＲＦフロントエンド送受信機の信号処理周波数帯域が変更したとしても、最大出力を伝送することができる。この直接変換ＲＦフロントエンド送受信機は、ＲＦ信号の周波数ｆＲＦが上記ＶＣＯの出力共振周波数ｆＬＯと同じであるという事実を利用したものであって、受信増幅器１１０、受信ミキサー１２０、送信ミキサー２１０及び送信増幅器２２０の各々は、ＬＣ共振回路と類似したレプリカ（ｒｅｐｌｉｃａ：模造）ＬＣ共振回路を含んでいる。ただし、レプリカＬＣ共振回路は、寄生インダクタンスまたは寄生キャパシタなどを有するので、ＶＣＯ１３０において用いられるＬＣ共振回路と正確に一致するわけではない。
【００１７】
図２は、本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド受信機の構造図である。図２において、直接変換ＲＦフロントエンド受信機は、受信増幅器１１０、受信ミキサー１２０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３０及びベースバンド（ＢＢ）１４０とで構成されている。ＢＢ１４０は、可変利得増幅器（ＶＧＡ、Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：利得可変増幅器とも云う）と、フィルタ及びアナログデジタルコンバーター（ＡＤＣ）とで構成されている。
【００１８】
受信増幅器１１０は、アンテナ（図示せず）を介して入力された小信号を増幅して出力する。受信ミキサー１２０は、受信増幅器１１０から出力される受信ＲＦ信号と、ＶＣＯ１３０から出力される共振周波数ｆＬＯとをミキシングして、その受信ＲＦ信号を受信ベースバンド信号に変換する。受信増幅器１１０及び受信ミキサー１２０においては、共振周波数制御信号によって共振周波数が制御される。共振周波数制御信号によって共振周波数が制御されるＶＣＯ１３０は、出力共振周波数ｆＬＯを出力する。共振周波数制御信号は、ベースバンド処理器（図示せず）や周波数シンセサイザ（図示せず）から供給することができる。ＢＢ１４０は、受信ミキサー１２０から出力されたアナログベースバンド信号を増幅してフィルタリングし、そのアナログベースバンド信号をデジタル信号に変換する。
【００１９】
この構成により、ＲＦフロントエンド受信機は、入力されたＲＦ信号を増幅し、それをデジタルベースバンド信号に変換してから、ベースバンド処理器３００に出力する。しかも、受信増幅器１１０及び受信ミキサー１２０の共振周波数ばかりでなく、ＶＣＯ１３０から出力された共振周波数ｆＬＯが、同じ共振周波数制御信号によって制御され、それにより、ＲＦフロントエンド受信機の信号処理周波数帯域が変更しても、最大出力が伝送されることができる。この直接変換ＲＦフロントエンド受信機は、ＲＦ信号の周波数ｆＲＦがＶＣＯの出力共振周波数ｆＬＯと同一であるという事実を利用したものであって、受信増幅器１１０、受信ミキサー１２０の各々は、ＬＣ共振回路と類似したレプリカＬＣ共振回路を含んでいる。ただし、レプリカＬＣ共振回路は、寄生インダクタンスまたは寄生キャパシタなどを有するので、ＶＣＯ１３０において用いられるＬＣ共振回路と正確に一致するわけではない。
【００２０】
図３は、本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送信機の構造図である。図３において、直接変換ＲＦフロントエンド送信機は、送信ミキサー２１０、送信増幅器２２０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２３０及びベースバンド（ＢＢ）２４０で構成されている。ＢＢ２４０は、可変利得増幅器（ＶＧＡ）と、フィルタ及びアナログデジタルコンバーター（ＡＤＣ）で構成されている。
【００２１】
ＢＢ２４０は、デジタルベースバンド信号をアナログベースバンド信号に変換し、かつその信号を増幅してフィルタリングする。送信ミキサー２１０は、ベースバンド処理器３３０から出力されるベースバンド信号と、ＶＣＯ２３０から出力される共振周波数ｆＬＯとをミキシングして、そのベースバンド信号をＲＦ信号に変換する。送信増幅器２２０は、送信ミキサー２１０の出力信号パワーを増幅して出力する。共振周波数制御信号によって送信ミキサー２１０及び送信増幅器２２０の共振周波数が制御されている。共振周波数制御信号によって共振周波数が制御されるＶＣＯ２３０は、出力共振周波数ｆＬＯを出力する。共振周波数制御信号は、ベースバンド処理器（図示せず）や周波数シンセサイザ（図示せず）から供給することができる。
【００２２】
この構成により、ＲＦフロントエンド送信機は、デジタルベースバンド信号をＲＦ信号に変換し増幅した後、出力する。しかも、送信増幅器２１０及び送信ミキサー２２０の共振周波数ばかりでなく、ＶＣＯ１３０から出力された共振周波数ｆＬＯも、同一共振周波数制御信号によって制御されており、そのためＲＦフロントエンド送信機の信号処理周波数帯域が変更したとしても、最大出力が伝送されることができる。直接変換ＲＦフロントエンド送信機は、ＲＦ信号の周波数ｆＲＦがＶＣＯの出力共振周波数ｆＬＯと同一であるという事実を利用したものであって、送信ミキサー２１０、送信増幅器２２０の各々が、ＬＣ共振回路と類似したレプリカＬＣ共振回路を含んでいる。ただし、レプリカＬＣ共振回路は、寄生インダクタンスまたは寄生キャパシタなどを有するので、ＶＣＯ２３０において用いられるＬＣ共振回路と正確に一致するわけではない。
【００２３】
図４及び図５は、図１乃至図３に示した直接変換ＲＦフロントエンド送受信機、受信機及び送信機に利用可能な増幅器を例示する図である。
【００２４】
図４に示す増幅器は、入力と出力の共振周波数が可変となる共通ゲート増幅器である。この増幅器は、入力キャパシタ（コンデンサ、容量）Ｃｃと、第１及び第２のＮＭＯＳトランジスタ(ｎチャンネルＭＯＳトランジスタ)ＭＮ１及びＭＮ２と、第１及び第２の抵抗Ｒ１及びＲ２と、入力共振回路ＬＴ１及びＣＶ１と、出力共振回路ＬＴ２及びＣＶ２とで構成されている。入力キャパシタＣｃの両端は、ＲＦ入力信号ＲＦＩＮ及び第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1のソースに各々接続されていて、ＲＦ入力信号ＲＦＩＮの交流電流信号だけを第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1のソースに伝送する役目をする。入力共振回路ＬＴ１及びＣＶ１は、可変キャパシタＣＶ１と、該可変キャパシタＣＶ１に並列接続されたインダクタＬＴ１とを含み、入力共振回路ＬＴ１及びＣＶ１の両端は、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のソース及び接地電圧に接続されている。可変キャパシタＣＶ１のキャパシタンスは、周波数制御信号に従って変化するので、入力共振周波数、すなわち入力共振回路ＬＴ１及びＣＶ１の共振周波数は、周波数制御信号に従って変化する。第１及び第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１及びＭＮ２のゲートは、第１及び第２の抵抗を介してバイアス電圧ＶＢＩＡＳに接続されている。第１及び第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ１及びＭＮ２の各々は、ソース信号を増幅して、それをドレインに伝送する。入力整合のための５０オームの有効抵抗（ｎｅｔ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）は、第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1のｇｍ（トランスコンダクタンス）を用いて得ることができる。出力共振回路ＬＴ２及びＣＶ２は、可変キャパシタＣＶ２と、該可変キャパシタＣＶ２に並列接続されているインダクタＬＴ２とを含み、出力共振回路ＬＴ２及びＣＶ２の両端は、第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２のドレイン及び電力供給電圧源に各々接続されている。可変キャパシタＣＶ２のキャパシタンスは、周波数制御信号に従って変化するので、出力共振回路ＬＴ２及びＣＶ２の共振周波数（出力共振周波数）は、周波数制御信号に従って変化する。この構成により、この増幅器は、ＲＦ入力信号ＲＦＩＮを増幅して出力するが、ここで入力共振周波数及び出力共振周波数が、周波数制御信号によって制御される。
【００２５】
図５に示す増幅器は、入出力の共振周波数が可変のカスコード（ｃａｓｃｏｄｅ）増幅器である。この増幅器は、入力キャパシタＣｃと、ゲートインダクタＬｇと、ゲートソースキャパシタＣｇｓと、ソースインダクタＬｓと、第１及び第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1及びＭＮ２と、第１及び第２の抵抗Ｒ1及びＲ２と、出力共振回路Ｌｄ及びＣｖとで構成されている。ＲＦ入力信号ＲＦＩＮは、入力キャパシタＣｃ及びゲートインダクタＬｇを介して第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1のゲートに入力される。入力共振回路は、ゲートインダクタＬｇ、ゲートソースキャパシタＣｇｓ及びソースインダクタＬｓの直列結合で構成されている。ゲートソースキャパシタＣｇｓのキャパシタンスは、周波数制御信号に従って変化するので、入力共振回路の共振周波数（入力共振周波数）は、周波数制御信号に従って変化する。第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1のゲートは、第１の抵抗Ｒ1を介してバイアス電圧ＶＢＩＡＳに接続されている。第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1は、ゲート信号を増幅して、それをドレインに出力する。第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２のゲートは、第２の抵抗Ｒ２を介してバイアス電圧ＶＢＩＡＳに接続されている。第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２は、ソース信号を増幅して、それをドレインに出力する。出力共振回路Ｌｄ及びＣｖは、可変キャパシタＣｖと、該可変キャパシタＣｖに並列接続されたインダクタＬｄとを含み、出力共振回路Ｌｄ及びＣｖの両端は、第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２のドレイン及び電力供給電圧に各々接続されている。可変キャパシタＣｖのキャパシタンスは、周波数制御信号に従って変化するので、出力共振回路Ｌｄ及びＣｖの共振周波数（出力共振周波数）は、周波数制御信号に従って変化する。この構成により、この増幅器は、ＲＦ入力信号ＲＦＩＮを増幅して出力するが、入力共振周波数及び出力共振周波数が、周波数制御信号によって制御される。
【００２６】
本発明の第１の実施形態に従う直接変換ＲＦフロントエンド送受信機を使用すれば、共振周波数を変化させ得るシステムを実現されることができるが、その共振周波数は、可変キャパシタを用いて変化させられているという新たな重大な問題が生じる。このことは、非線形特性に起因する信号線形性（ｓｉｇｎａｌ  ｌｉｎｅａｒｉｔｙ）を非常に低下させることになる。このような容量性非線形性（ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ  ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒｉｔｙ）は、使われた可変キャパシタの入力制御電圧変化に対する出力キャパシタンス変化率を示す可変キャパシタの利得に比例する。したがって、信号の歪み無しに所望のシステム性能を得るために、可変キャパシタの利得を非常に小さくしなければならない。このことから、本発明では、共振回路を、デジタル制御信号及びアナログ制御信号を用いて制御することで、容量性非線形性を低減するようにしているので、広帯域の可変周波数帯域を得ることができると共に、共振回路の低い周波数利得（低い容量性非線形性）を得ることができる。
【００２７】
図６乃至図８は、デジタル制御信号及びアナログ制御信号によって制御される共振回路（ＬＣタンク）を説明するための図である。
【００２８】
図６は、デジタル制御信号ＶＤＴとアナログ制御信号ＶＡＴによるＬＣタンク（ｔａｎｋ：共振回路のこと）の回路の実装方法の例示を示す図である。ＬＣタンク（Ａ）は、デジタル制御信号によりインダクタを制御することによって、離散的にインダクタンスをチューニングし、またアナログ制御信号により可変キャパシタをチューニングしている。このＬＣタンクは、シリコン製造工程を用いて平面インダクタを集積させなければならないし、またキャパシタをチューニングすることに比べて微細なチューニングが難しいという短所がある。さらに、インダクタにスイッチを使用すれば、共振回路のＱ値に悪影響を及ぼす。しかし、大きな周波数チューニングの場合には、総電流消費の点から利点がある。ＬＣタンク（Ｂ）は、一般的なスイッチキャパシタ（ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ｃａｐａｃｉｔｏｒ）を使用したものである。このＬＣタンクは、固定インダクタ、可変キャパシタ及びスイッチキャパシタを使用したものである。ＬＣタンク（Ｃ）は、ＬＣタンク（Ｂ）の回路にデジタルチューニングのインダクタ（ｄｉｇｉｔａｌｌｙ  ｔｕｎｅｄ  ｉｎｄｕｃｔｏｒ）を追加したものである。このＬＣタンクは、インダクタをチューニングすることで、大きな周波数可変を達成することができるので、可変周波数領域に適合した電流消費を得ることができる。したがって、このＬＣタンクは、大きな周波数チューニングが必要な多帯域（マルチバンド）システムに使用されることができる。例えば、全周波数可変範囲のうち低周波領域で動作する時は、インダクタをチューニングすることで、低減キャパシタだけでチューニングした時に比べて電流消費を低減することができ、所与の周波数帯域においては、スイッチキャパシタと可変キャパシタを用いて微細なチューニングができる。ＬＣタンク（Ｄ）は、デジタル制御とアナログ制御を使用することによりインダクタンスが可変にされるインダクタと固定キャパシタとを使用した事例を示すものである。
【００２９】
図７は、可変キャパシタＣｖ、スイッチキャパシタＣ１，ＳＷ１〜ＣＮ，ＳＷＮ及びインダクタＬＴが並列接続されている共振回路を示す図である。可変キャパシタＣｖのキャパシタンス（容量）は、アナログ制御信号によって制御される。スイッチＳＷ１〜ＳＷＮは、デジタル制御信号によって制御される。この共振回路は、図６のＬＣタンク（Ｂ）に対応する。
【００３０】
図８は、デジタル制御信号によって制御される共振回路を示す。この共振回路は、ＶＣＯに使うことができないが、受信増幅器、受信ミキサー、送信ミキサー及び送信増幅器に使うことができる。ＶＣＯに共振周波数を正確に整合させる必要がないところでは、図８に示すように、デジタル制御信号だけによって共振周波数を制御することができる。このような共振回路が使われる場合は、デジタル制御信号によって離散的に変化する共振周波数の最小単位は、ＶＣＯと大きな周波数差を有しないように、小さくしなければならない。
【００３１】
本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機に使われる既存の共振回路は、図６乃至図８に示す共振回路で置き換えることができる。すなわち、図６及び図７に示す共振回路は、ＶＣＯ、受信増幅器、受信ミキサー、送信ミキサー及び送信増幅器に使われることができ、図８に示した共振回路は、受信増幅器、受信ミキサー、送信ミキサー及び送信増幅器に使われることができる。これらを用いることで、本発明の第１の実施形態による直接変換ＲＦフロントエンド送受信機において新たな問題として登場した可変キャパシタによる線形性の低下を阻止することができる。
【００３２】
図９は、図６乃至図８に示した共振回路に使用可能なデジタル制御信号とアナログ制御信号を生成することができる周波数シンセサイザ（４１０乃至４５０）及びデジタルアナログチューニングＶＣＯ（ＤＡＴ−ＶＣＯ）４６０を示す。
【００３３】
図９において、周波数シンセサイザは、位相周波数検出器（Ｐｈａｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ、以下ＰＦＤと略称）４１０、電流ポンプ（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｐｕｍｐ、以下ＣＰと略称）４２０、低域通過フィルタ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ、以下ＬＰＦと略称）４３０、デジタルチューナー（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｕｎｅｒ、以下ＤＴと略称）４４０及びＮ分周器（ｄｉｖｉｄｅｒ）４５０とで構成されている。ＰＦＤ４１０は、基準周波数ｆＲＥＦの周波数および位相と、Ｎ分周器４５０の出力周波数ｆＤＩＶの周波数および位相とを比較し、それらの差分を出力する。ＣＰ４２０は、ＰＦＤ４１０の出力に対応する電荷を次段のＬＰＦ４３０に流し込む。ＬＰＦ４３０は、全域周波数シンセサイザのループフィルタとして動作し、アナログ制御信号ＶＡＴを次段のＤＡＴ−ＶＣＯ４６０に与える。ＤＴ４４０は、アナログ制御信号ＶＡＴを周期的に測定し、その測定値に応じて、ＤＡＴ−ＶＣＯに入力されるデジタル制御信号値を変化させる。アナログ制御信号ＶＡＴの値が、周期的な測定時に所定の上限値を超過すれば、ＤＴ４４０は、デジタル制御信号の値を変化させて、上記のＤＡＴ−ＶＣＯの周波数を離散的に増加させ、一方、アナログ制御信号ＶＡＴの値が、所定の下限値を下回れば、ＤＴ４４０は、デジタル制御信号の値を変化させて、上記のＤＡＴ−ＶＣＯの周波数を離散的に減少させる。アナログ制御信号ＶＡＴの値が上記の上限と下限との間にあれば、ＤＴ４４０から出力されるデジタル制御信号の値は、変わらないままである。Ｎ分周器４５０は、上記のＤＡＴ−ＶＣＯの出力周波数をＮ（自然数）で分周して出力する。ＤＡＴ−ＶＣＯ４６０は、アナログ制御信号ＶＡＴ及びデジタル制御信号ＶＤＴを用いて出力周波数ｆＬＯを制御する。この構成により、周波数シンセサイザ（４１０乃至４５０）は、アナログ制御信号ＶＡＴ及びデジタル制御信号ＶＤＴを出力し、またＤＡＴ−ＶＣＯ４６０は、アナログ制御信号ＶＡＴ及びデジタル制御信号ＶＤＴによってコントロールされた出力周波数ｆＬＯを出力する。
【００３４】
図１０乃至図１２は、本発明の第２の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機を示す図である。
【００３５】
図１０は、本発明の第２の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機を示す構造図である。図１０に示す送受信機は、受信増幅器５１０、受信ミキサー５２０、ＤＡＴ−ＶＣＯ５３０、送信ミキサー６１０及び送信増幅器６２０が、アナログ制御信号ＶＡＴとデジタル制御信号ＶＤＴとによって制御されることを除いて、図１に示したものと同様である。
【００３６】
図１１は、本発明の第２の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド受信機を示す構造図である。図１１に示す受信機は、受信増幅器５１０、受信ミキサー５２０、ＤＡＴ−ＶＣＯ５３０が、アナログ制御信号ＶＡＴとデジタル制御信号ＶＤＴとによって制御されることを除いて、図２に示したものと同様である。
【００３７】
図１２は、本発明の第２の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送信機を示す構造図である。図１２に示す送信機は、送信ミキサー６１０、送信増幅器６２０及びＤＡＴ−ＶＣＯ６３０が、アナログ制御信号ＶＡＴとデジタル制御信号ＶＤＴとによって制御されることを除いて、図３に示したものと同様である。
【００３８】
図１３乃至図１５は、本発明の第３の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機を示す図である。
【００３９】
図１３は、本発明の第３の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機を示す構造図である。図１３に示す送受信機は、ＤＡＴ−ＶＣＯ７３０が、アナログ制御信号ＶＡＴとデジタル制御信号ＶＤＴとによって制御され、受信増幅器７１０、受信ミキサー７２０、送信ミキサー８１０及び送信増幅器８２０が、デジタル制御信号ＶＤＴによって制御されることを除いて、図１に示したものと同様である。
【００４０】
図１４は、本発明の第３の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド受信機を示す構造図である。図１４に示す受信機は、ＤＡＴ−ＶＣＯ７３０が、アナログ制御信号ＶＡＴとデジタル制御信号ＶＤＴとによって制御され、且つ受信増幅器７１０及び受信ミキサー７２０が、デジタル制御信号ＶＤＴによって制御されることを除いて、図２に示したものと同様である。
【００４１】
図１５は、本発明の第３の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送信機を示す構造図である。図１５に示す送信機は、ＤＡＴ−ＶＣＯ８３０が、アナログ制御信号ＶＡＴとデジタル制御信号ＶＤＴとによって制御され、送信ミキサー８１０及び送信増幅器８２０が、デジタル制御信号ＶＤＴによって制御されることを除いて、図３に示したものと同様である。
【００４２】
図１０乃至図１５に示した本発明の第２及び第３の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機は、図３乃至図５に示した本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機の共振回路内の非線形特性を有するインダクタ及びキャパシタによる信号の線形性の低下現象を阻止する作動をする。よって、図１０乃至図１５に示した共振回路は、デジタル制御信号とアナログ制御信号とによって周波数を連続的に、または不連続的に変化させることができるので、周波数可変範囲を広くしながら、可変キャパシタの利得が減少する。さらに、制御信号が、図９に示した周波数シンセサイザを用いて制御される。
【００４３】
図１６は、デジタル制御信号及びアナログ制御信号によって周波数が可変にされるスイッチキャパシタＬＣ同調（ｔｕｎｅｄ）ＶＣＯの一例を示す回路図である。図１６において、ＶＣＯの共振回路は、インダクタＬＴ及び可変キャパシタＣＴＶで構成されている。可変キャパシタＣＴＶは、アナログ制御信号ＶＡＴ及びデジタル制御信号ＶＤＴによって制御される。第１及び第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1及びＭＮ２と、第１及び第２のＰＭＯＳトランジスタ(ｐチャンネルＭＯＳトランジスタ)ＭＰ1及びＭＰ２とが、共振回路の損失を補償する−Ｇｍを有する。バイアス電流源ＭＮc1乃至ＭＮcnは、ＶＣＯのバイアス電流源である。図中の、バイアス電流源ＭＮc1乃至ＭＮcnは、ＶＤＴの制御を受けるようになっている。ＶＣＯの可変周波数が非常に広帯域である場合には、必要な電流を可変にできるようにして、低周波（長波）出力時にＶＣＯの信号振幅を大きくしているので、位相雑音を全可変周波数帯域においてある程度一定に維持できる。しかしながら、ＶＣＯの可変周波数範囲が狭い場合には、バイアス電流源を制御する必要はない。
【００４４】
図１７は、本発明の第３の実施形態による直接変換ＲＦフロントエンド送受信機に用いられることのできる増幅器を示す構造図である。図１７に示すものは、入力及び出力共振周波数が可変となるカスコード増幅器である。この増幅器は、入力キャパシタＣｃと、ゲートインダクタＬｇと、ゲートソースキャパシタＣｇｓと、ソースインダクタＬｓと、第１及び第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1及びＭＮ２と、第１及び第２の抵抗Ｒ1及びＲ２と、出力共振回路Ｌｄ及びＣｖとで構成されている。ＲＦ入力信号ＲＦＩＮは、入力キャパシタＣｃ及びゲートインダクタＬｇを介して第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1のゲートに入力される。ゲートインダクタＬｇ、ゲートソースキャパシタＣｇｓ及びソースインダクタＬｓが、直列接続されて、入力共振回路を構成する。ゲートソースキャパシタＣｇｓのキャパシタンス（容量）は、デジタル制御信号ＶＤＴに従って変わる。第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1のゲートは、第１の抵抗Ｒ1を介して第１のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１に接続されている。第１のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1は、ゲート信号を増幅して、それをドレインに出力する。第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２のゲートは、第２の抵抗Ｒ２を介して第２のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ２に接続されている。第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２は、ソース信号を増幅して、これをドレインに出力する。出力共振回路Ｌｄ及びＣｖは、可変キャパシタＣｖに並列接続されたインダクタＬdを含み、出力共振回路Ｌd及びＣｖの両端は、電力供給電圧源と第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２のドレインとに各々接続されている。可変キャパシタＣｖのキャパシタンスは、デジタル制御信号ＶＤＴに従って変わる。この構成により、この増幅器は、入力ＲＦ信号ＲＦＩＮを増幅して出力し、入力共振周波数及び出力共振周波数が、デジタル制御信号ＶＤＴによって制御される。
【００４５】
この増幅器の入力インピーダンスＺｉｎは、式１で表される。
【００４６】
【数１】
2007525877.tif 000003
【００４７】
式１から分かるように、ゲートソースキャパシタＣｇｓが大きくなれば、入力インピーダンスの有効抵抗成分が減少する。したがって、デジタル制御信号ＶＤＴによって有効抵抗（インピーダンス）が増加する時に、ｇｍ値が共に増加すれば、その有効抵抗は、一定値で留まることができる。第１のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１が増加する時に、ｇｍ値が増加するので、ゲートソースキャパシタＣｇｓが大きくなる時、第１のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１が増加するように設計しておけば、その有効抵抗は、一定値で留まることができる。図１７は、第１のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１を供給する回路の一例も示している。この回路は、インバータ、ｎ個のスイッチ（ＳＷ1〜ＳＷn）、ｎ個のバイアスＮＭＯＳトランジスタ）ＭＮＢ１〜ＭＮＢｎ）、負荷抵抗ＲＬＯＡＤ、出力抵抗ＲＢ及びキャパシタＣＢとで構成される。デジタル制御信号ＶＤＴが増加する時に、インバータの出力が減少するので、短絡スイッチ（ＳＷ1〜ＳＷn）の個数も減少する。それにより、負荷抵抗の電圧降下も減少し、第１のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１が増加する結果となる。この構成により、デジタル制御信号ＶＤＴが増加する時に、ｇｍばかりでなく、ゲートソースキャパシタＣｇｓを増加させているので、有効抵抗は、定数値として残ることができる。
【００４８】
図１８は、本発明の第２の実施形態に係るミキサーを示す。図１８に示すように、このミキサーは、６つのＮＭＯＳトランジスタＭＮ1〜ＭＮ6、４つのＰＭＯＳトランジスタらＭＰ1〜ＭＰ4、２つの抵抗Ｒ1及びＲ２、キャパシタＣ、インダクタＬ及び可変キャパシタＣＴＶ／２とで構成されている。このミキサーは、第１及び第２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ1及びＭＮ２のゲートに入力される信号Ｉｎａ＋及びＩｎａ−を、第３乃至第６のＮＭＯＳトランジスタＭＮ3〜ＭＮ6のゲートに入力される周波数発振器の出力信号で逓倍して、出力する。
【００４９】
以上において説明した本発明は、好ましい実施形態について記述したものであるが、これら実施形態は限定的なものではなく、単に説明のための具体例であることに注意すべきである。さらに、本発明が属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で、様々な変形が可能であるということが分かるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機の構造図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド受信機の構造図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送信機の構造図である。
【図４】図１乃至図３の直接変換ＲＦフロントエンド送受信機、受信機及び送信機に用いることのできる増幅器の実例を示す図である。
【図５】図１乃至図３の直接変換ＲＦフロントエンド送受信機、受信機及び送信機に用いられる増幅器の実施例を示す図である。
【図６】デジタル制御信号及びアナログ制御信号によって制御される共振回路（ＬＣタンク）を示す図である。
【図７】デジタル制御信号及びアナログ制御信号によって制御される共振回路（ＬＣタンク）を示す図である。
【図８】デジタル制御信号及びアナログ制御信号によって制御される共振回路（ＬＣタンク）を示す図である。
【図９】デジタル制御信号及びアナログ制御信号によって制御される共振回路（ＬＣタンクとも称する）を示す図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機の構造図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド受信機の構造図である。
【図１２】本発明の第２の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送信機の構造図である。
【図１３】本発明の第３の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送受信機の構造図である。
【図１４】本発明の第３の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド受信機の構造図である。
【図１５】本発明の第３の実施形態に係る直接変換ＲＦフロントエンド送信機の構造図である。
【図１６】デジタル制御信号及びアナログ制御信号によって周波数が可変されるスイッチキャパシタＬＣ同調ＶＣＯの一例を示す回路図である。
【図１７】本発明の第３の実施形態に係るＲＦフロントエンド送受信機に用いることができる増幅器を示す図である。
【図１８】本発明の第２の実施形態に係るミキサーを示す図である。
【図１】
2007525877.tif 000004
【図２】
2007525877.tif 000005
【図３】
2007525877.tif 000006
【図４】
2007525877.tif 000007
【図５】
2007525877.tif 000008
【図６】
2007525877.tif 000009
【図７】
2007525877.tif 000010
【図８】
2007525877.tif 000011
【図９】
2007525877.tif 000012
【図１０】
2007525877.tif 000013
【図１１】
2007525877.tif 000014
【図１２】
2007525877.tif 000015
【図１３】
2007525877.tif 000016
【図１４】
2007525877.tif 000017
【図１５】
2007525877.tif 000018
【図１６】
2007525877.tif 000019
【図１７】
2007525877.tif 000020
【図１８】
2007525877.tif 000021
【国際調査報告】
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2007525877.tif 000023