(57)【要約】  本発明は、超音波信号（Ａ０，Ｂ０）を送信および受信するための少なくとも１つの超音波変換器（Ａ，Ｂ）と、該超音波変換器（Ａ，Ｂ）に配置された受信ユニット（４）とを有する超音波流量センサであって、該受信ユニットは、超音波信号（Ａ０，Ｂ０）が所定の閾値（ＳＷ）を上回った後のゼロ通過（Ｎ）を受信時点として検出する形式の超音波流量センサに関する。受信ユニット（４）が、超音波信号（Ａ０，Ｂ０）を特徴付けるパラメータの時点を検出し、受信時点（ｔ０）として検出されたゼロ通過（Ｎ０ないしＮ１）に対する特徴的パラメータ（Ａｍｐｍａｘ、Ｔｓ）の相対的な時間ずれ（Δｔ）を検出すると、センサの測定精度を格段に改善することができる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
超音波信号（Ａ０，Ｂ０）を送信および受信するための少なくとも１つの超音波変換器（Ａ，Ｂ）と、該超音波変換器（Ａ，Ｂ）に接続された受信ユニット（４）とを有する超音波流量センサであって、
該受信ユニットは、超音波信号（Ａ０，Ｂ０）の所定のイベント（Ｎ）を受信時点（ｔ０）として検出する形式の超音波流量センサにおいて、
受信ユニット（４）は、超音波信号（Ａ０，Ｂ０）を特徴付けるパラメータ（Ａｍｐｍａｘ、Ｔｓ）の時点（ｔ１）、並びに受信時点（ｔ０）に対する前記時点（ｔ１）の時間的ずれ（Δｔ）を検出するように構成されている、ことを特徴とする超音波流量センサ。
【請求項２】
請求項１記載の超音波流量センサにおいて、
受信ユニット（４）は超音波信号（Ａ０，Ｂ０）の最大振幅（Ａｍｐｍａｘ）を特徴的パラメータとして検出する超音波流量センサ。
【請求項３】
請求項１記載の超音波流量センサにおいて、
受信ユニット（４）は、超音波信号（Ａ０，Ｂ０）またはその包絡線（６）の重心の時間的位置（Ｔｓ）を特徴的パラメータとして検出する超音波流量センサ。
【請求項４】
請求項１から３までのいずれか１項記載の超音波流量センサにおいて、
受信ユニット（４）はコンパレータ（１０）を有し、該コンパレータの入力端には変換器出力信号（５）と基準信号（ＳＷ）が印加され、
受信ユニット（４）はコンパレータ（１０）の出力信号から、特徴的パラメータ（Ａｍｐｍａｘ、Ｔｓ）の時点（ｔ１）についての情報を検出する超音波流量センサ。
【請求項５】
請求項４記載の超音波流量センサにおいて、
コンパレータ（１０）に印加される基準信号はゼロではない閾値（ＳＷ）であり、コンパレータ（１０）の出力信号はパルス幅変調された信号（Ｋ１）であり、該信号から特徴的パラメータ（Ａｍｐｍａｘ、Ｔｓ）の時点（ｔ１）が検出される超音波流量センサ。
【請求項６】
請求項１から５までのいずれか１項記載の超音波流量センサにおいて、
受信時点（ｔ０）は、時間的ずれ（Δｔ）に依存して補正される超音波流量センサ。
【請求項７】
超音波変換器（Ａ，Ｂ）における超音波信号（Ａ０，Ｂ０）を受信ユニット（４）によって検出する方法であって、
該受信ユニットは超音波信号（Ａ０，Ｂ０）の所定のイベントを受信時点（ｔ０）として検出する形式の方法において、
受信ユニット（４）は、超音波信号（Ａ０，Ｂ０）を特徴付けるパラメータ（Ａｍｐｍａｘ、Ｔｓ）の時点（ｔ１）、並びに受信時点（ｔ０）に対する前記時点（ｔ１）の時間的ずれ（Δｔ）を検出する、ことを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項７記載の方法において、
受信ユニット（４）は超音波信号（Ａ０，Ｂ０）の最大振幅（Ａｍｐｍａｘ）を特徴的パラメータとして検出する方法。
【請求項９】
請求項７記載の方法において、
受信ユニット（４）は、超音波信号（Ａ０，Ｂ０）またはその包絡線（６）の重心の時間的位置（Ｔｓ）を特徴的パラメータとして検出する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念による超音波流量センサ、並びに請求項７の上位概念による超音波信号の受信時点検出方法に関する。
【０００２】
超音波流量センサは例えば、管路を通って流れるガス状媒体または液状媒体の容積流量または質量流量または流速を測定するのに用いられる。公知の形式の超音波流量センサは、通流方向でずらして配置された２つの超音波変換器を有する。これらの超音波変換器はそれぞれ超音波信号を形成し、超音波信号をそれぞれ他方の超音波変換器に送信する。超音波信号はそれぞれ他方の変換器により受信され、電子回路によって評価される。ここでは通流方向での信号と反対方向での信号との伝搬時間差が流体の流速に対する尺度である。ここから所望の測定量、例えば容積流量または質量流量が計算される。
【０００３】
図１は、２つの超音波変換器Ａ，Ｂを備える超音波流量センサの典型的な構成を示す。２つの超音波変換器が管路３内に配置されており、間隔Ｌで対向している。管路３内を液体１は速度ｖで矢印２の方向に流れる。測定区間Ｌは通流方向２に対して角度αだけ傾斜している。測定中に超音波変換器Ａ，Ｂは相互に超音波信号を送信する。この超音波信号は流れの方向に応じて減速または加速される。ここで音波信号の伝搬時間は検出すべき流速に対する尺度である。
【０００４】
図２は、極端に簡素化した変換装置の概略図であり、この変換装置には制御および評価電子回路４が接続されている。流量センサは例えばいわゆる「シング・アラウンド」法に従って動作することができる。ここでは変換器Ａ，Ｂの一方での超音波信号Ａ０ないしＢ０の受信によって、直ちに反対方向の超音波信号がトリガされる。
【０００５】
超音波信号Ａ０ないしＢ０の伝搬時間測定に対しては、超音波信号Ａ０ないしＢ０の受信時点を一義的に正確に検出することが非常に重要である。従来技術から公知の受信時点の検出方法を図３に基づいて説明する。
【０００６】
図３は、個々の超音波信号Ａ０ないしＢ０の信号経過を示す。ここで信号Ａ０，Ｂ０の「受信時点」は、信号振幅Ａｍｐが所定の閾値ＳＷ（いわゆるプレトリガレベル）を上回った後での初めての信号ゼロ通過Ｎｏと定義される。従って図示の実施例では、時点ｔ０が信号の受信時点である。（信号の受信時点は択一的に例えば信号の位相評価によって検出することもできる。）
【０００７】
超音波変換器の汚れ、ドリフトまたは劣化、または通流流体中の渦は、超音波信号Ａ０、Ｂ０の振幅を大きく変化させる。信号振幅が過度に変化しなければ、ゼロ通過検出が損なわれることはない。なぜなら常に同じゼロ通過が（信号全体を基準にして）受信時点として検出され、信号の周波数は実質的に同じに留まるからである。しかし時点ｔ０より前にある半波の振幅が閾値ＳＷを下回ると直ちに、受信時点の測定にエラーが生じ得る。なぜなら超音波信号が閾値ＳＷを上回る時点が遅すぎることになり、そのため誤ったゼロ通過が受信時点として検出されるからである。
【０００８】
図４は、振幅Ａｍｐが減衰された超音波信号Ａ０．Ｂ０の信号経過ないしは変換器出力信号５を示す。この信号は、固定閾値ＳＷを比較的遅い時点で初めて上回る。この場合、受信ユニット４はゼロ通過Ｎ１を検出し、従って誤ったゼロ通過Ｎを超音波信号Ａ０，Ｂ０の受信時点とする。このため超音波信号Ａ０，Ｂ０の伝搬時間測定は、±１／ｆないし±１／（２ｆ）（ｆ＝超音波周波数）の整数倍だけシフトされる。これにより測定精度は大きく損なわれる。超音波信号Ａ０，Ｂ０ないし相応の変換器出力信号５の振幅Ａｍｐが大きく増大することにより、検出される受信時点も比較的早期のゼロ通過Ｎの方向にシフトする（図示せず）。
【０００９】
従って本発明の課題は、超音波流量センサの測定精度を、超音波信号の信号振幅が大きく変動する場合でも改善することである。
【００１０】
本発明によればこの課題は、請求項１および請求項７に記載の特徴によって解決される。本発明のさらなる構成は従属請求項の対象である。
【００１１】
本発明の重要な側面は、基準時点として超音波信号の波形に特徴的なパラメータの時点（例えば最大振幅の時点または信号重心の時点または包絡線の重心時点）を検出し、さらに受信時点（例えばゼロ通過）並びに受信時点に対する基準時点の相対的な時間ずれを検出することである。基準時点と受信イベントとの間の時間ずれは、閾値が超音波信号のこれら２つの振幅間にある限り変化しない。超音波信号ないし所属の変換器出力信号の振幅が、閾値が信号の２つの別の振幅間に移るほど大きく変化すると、特徴的パラメータと検出される受信イベントとの間の時間差が跳躍的に変化する。このことは超音波流量センサの受信ユニットにより識別することができ、受信時点を相応に補正することができる。
【００１２】
特徴的パラメータは有利には信号振幅に依存しないパラメータであり、例えば最大振幅の時点、信号重心の時点または包絡線の重心の時点である。
【００１３】
本発明の有利な実施例によれば、包絡線の重心の時点が基準時点を規定する。包絡線の時間的重心は例えばプロセッサユニットで次式により計算することができる：
【数１】
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ここでｋは経過指数であり、閾値を上回った後の超音波信号の正の半波の数を表す。Ａ（ｋ）は、閾値を上回った後（トリガ時点）のｋ番目の半波の振幅である。
【００１４】
本発明の別の実施形態によれば、受信ユニットは超音波信号の最大振幅を検出する装置を有している。この場合、特徴的パラメータは超音波信号の最大振幅である。超音波信号の最大振幅を基準時点として選択することにより基本的に、包絡線の重心を選択する場合と同じ結果が得られる。ただし、最大振幅の位置が他の振幅に対して不変であることが前提である。しかし最大振幅の位置が他の振幅に対してシフトすると、測定エラーが発生し得る。なぜなら検出された受信時点ｔ０と基準時点との間の時間間隔がｎ＊２πだけ変化するからである。
【００１５】
受信ユニットは有利にはコンパレータを有し、コンパレータの入力端には超音波変換器により形成された変換器出力信号と基準信号（例えば閾値電圧）が印加される。ここで受信ユニットはコンパレータの出力信号から基準時点（例えば最大振幅の時点または包絡線の重心の時点）に関する情報を検出する。
【００１６】
受信イベントは有利にはゼロ通過であるが、しかし他の所定の基準とすることもできる。
【００１７】
受信ユニットは有利には、基準時点に対する受信時点の時間的位置に依存してこの受信時点を補正することができる。
【００１８】
次に、添付の図面を参照しながら実施例に基づき本発明について詳しく説明する。
図１は、従来技術から公知の、２つの超音波変換器を備える超音波流量センサを示す。
図２は、所属の制御および受信回路を備える超音波流量センサを示す。
図３は、比較的大きな振幅を有する個々の超音波信号の信号経過を示す。
図４は、比較的小さな振幅を有する個々の超音波信号の信号経過を示す。
図５は、従来技術から公知のゼロ通過検出回路を示す。
図６は、閾値電圧／信号振幅比に依存する信号重心の典型的経過を示す。
図７は、超音波信号の包絡線の重心の経過を、閾値電圧／信号振幅比に依存して示す。
【００１９】
図１から図４については明細書冒頭を参照されたい。
【００２０】
図３は、すでに説明したようにゼロ通過検出による超音波信号Ａ０，Ｂ０の受信時点ｔ０の検出を示す。ここでは、信号Ａ０，Ｂ０が所定の閾値ＳＷを上回った後の信号Ａ０ないしＢ０の第１ゼロ通過Ｎ０が受信時点ｔ０として検出される。（選択的に他のイベント、例えば閾値の超過を受信イベントとして定義することもできる。）
受信ユニット４（図２）はさらに最大振幅Ａｍｐｍａｘの時点ｔ１と、受信時点ｔ０と時点ｔ１との時間差Δｔを検出する。（選択的に他の特徴的パラメータの時点、例えば包絡線６の重心の時点を基準時点ｔ１として検出することもできる。）
超音波信号の信号振幅Ａｍｐが大きく変化すると（図４参照）、間違ったゼロ通過（ここではＮ１）が受信時点ｔ０として検出される。時間差Δｔはこれにより跳躍的に、１／ｆまたは１／（２ｆ）の整数倍だけ変化する。ここでｆは超音波周波数である。このことは受信ユニット４により識別され、受信時点ｔ０が相応に補正される。
【００２１】
図５は、ゼロ通過検出のための公知の論理回路を示し、これにより受信時点ｔ０を検出することができる。この回路は第１コンパレータ１０を有しており、このコンパレータの一方の入力端（−）には超音波信号ＵＳないしは相応の変換器出力信号５が印加され、他方の入力端（＋）には閾値電圧Ｕｓｗが基準値として供給される。コンパレータ１０の出力端は、超音波信号Ａ０，Ｂ０の振幅が基準電圧Ｕｓｗを上回るとき常に状態「ハイ」へ移行する。ハイフェーズの持続時間から、最大振幅Ａｍｐｍａｘの時点を検出することができる。
【００２２】
図５の第２コンパレータ１１ゼロ通過検出に用いる。そのために第２コンパレータ１１は正の入力端（＋）に超音波信号ＵＳを、負の入力端（−）に相応の基準電圧（ここでは０Ｖ）を受け取る。コンパレータ１０，１１の出力信号Ｋ１，Ｋ２が図６に示されている。
【００２３】
図６は、第１コンパレータ１０のパルス幅変調された出力信号Ｋ１を示す。信号Ｋ１の個々のハイフェーズは例えば種々のカウンタに記憶して、評価することができる。ここで最も長いハイフェーズは、超音波信号Ａ０ないしＢ０の最大振幅Ａｍｐｍａｘを指示する。
コンパレータ出力信号はアナログまたはデジタルでさらに処理することができ、または数学的に評価することができる。例えば種々の出力信号Ｋ１の相互相関を計算することができる。
【００２４】
本発明の有利な実施形態によれば、超音波信号Ａ０，Ｂ０の包絡線６の重心Ｔｓが特徴的パラメータとして利用される。この重心は受信時点ｔ０の検出に関連してセットされる。
包絡線６の時間的重心は例えば次式から検出することができる：
【数２】
2007538240.tif 000004
ここでｋは経過指数であり、閾値ＳＷを上回った後の超音波信号の正の半波の数を表す。Ａ（ｋ）は、閾値を上回った後（トリガ時点）のｋ番目の半波の振幅である。
【００２５】
図７は、信号重心Ｔｓの経過を、閾値電圧ＵＳＷと信号振幅Ａｍｐとの比に依存して示す。超音波信号Ａ０，Ｂ０の振幅Ａｍｐが、閾値ＵＳＷが信号期間を比較的早くまたは遅く上回るほど大きく変化すると、信号Ｔｓは常に跳躍する。
【００２６】
比較的に高い振幅Ａ（ｋ）は第１コンパレータ１０の長いハイフェーズ時間を引き起こすから、Ａ（ｋ）を十分に良好な近似で、信号Ｋ１のハイフェーズ時間により粗く置換することができる。前記の数式の第１和は数学的関数なしで例えば１つのカウンタによって実現することができる。このカウンタのクロック入力端はパルス幅変調されたコンパレータ出力信号Ｋ１のハイレベルをカウントする。経過指数ｋとの乗算は、カウンタのクロック周波数を各半波の際に相応に上昇または低下することにより計算なしで達成できる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】図１は、従来技術から公知の、２つの超音波変換器を備える超音波流量センサを示す。
【図２】図２は、所属の制御および受信回路を備える超音波流量センサを示す。
【図３】図３は、比較的大きな振幅を有する個々の超音波信号の信号経過を示す。
【図４】図４は、比較的小さな振幅を有する個々の超音波信号の信号経過を示す。
【図５】図５は、従来技術から公知のゼロ通過検出回路を示す。
【図６】図６は、閾値電圧／信号振幅比に依存する信号重心の典型的経過を示す。
【図７】図７は、超音波信号の包絡線の重心の経過を、閾値電圧／信号振幅比に依存して示す。
【符号の説明】
【００２８】
１  流体
２  通流方向
３  管路
４  制御および評価ユニット
５  変換器出力信号
６  包絡線
１０  第１コンパレータ
１１  第２コンパレータ
１２  単安定マルチバイブレータ
１３  処理ユニット
１４  ＡＮＤゲート
Ｋ１  コンパレータ出力信号
Ｋ２  コンパレータ出力信号
ＳＷ  閾値
Ａ，Ｂ  超音波変換器
Ａ０，Ｂ０  超音波信号
Ａｍｐｍａｘ  最大振幅
ｔ０  受信時点
Δｔ  時間ずれ
ＵＳＷ  閾値電圧
ＵＳ  超音波信号入力端
Ｔｓ  包絡線の重心
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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