(57)【要約】  ＲＦマルチキャリア信号（６０）を受信するように構成された受信機は、ＲＦマルチキャリア信号を同相マルチキャリア信号（Ｉ）へ周波数ダウンコンバートする同相ミキサ（５１）と、ＲＦマルチキャリア信号（６０）を直交マルチキャリア信号へダウンコンバートする直交ミキサ（５２）とを備える。受信機は、同相および直交ミキサ（５１，５２）のための同相および直交ミキシング信号（６４，６５）を発生するように構成された局部発振器（６０）をさらに備える。局部発振器（６０）は、同相および直交マルチキャリア信号（Ｉ，Ｑ）の誤差ベクトル量を最小限に抑えるため、周波数オフセットを同相および直交ミキシング信号（６５，６５）に加えるようにさらに構成される。
2007531451.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦマルチキャリア信号を受信するようにアレンジされた受信機であって、
前記ＲＦマルチキャリア信号を同相マルチキャリア信号へ周波数ダウンコンバートする同相ミキサと、
前記ＲＦマルチキャリア信号を直交マルチキャリア信号へ周波数ダウンコンバートする直交ミキサと、
前記同相ミキサおよび前記直交ミキサのための同相ミキシング信号および直交ミキシング信号を発生するようにアレンジされた発振手段と、
を備え、
前記発振手段が、前記同相マルチキャリア信号および前記直交マルチキャリア信号の誤差ベクトル量を最小限に抑えるため前記同相ミキシング信号および前記直交ミキシング信号に周波数オフセットを加えるように、さらにアレンジされる、
受信機。
【請求項２】
前記周波数オフセットを決定する制御手段を備える、請求項２に記載の受信機。
【請求項３】
前記制御手段が、前記周波数オフセットを継続的に決定するようにアレンジされる、請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
前記周波数オフセットが、前記ＲＦマルチキャリア信号のサブキャリア距離の４分の１に対応する、請求項１または３に記載の受信機。
【請求項５】
前記ＲＦマルチキャリア信号が直交周波数分割多重信号である、請求項１に記載の受信機。
【請求項６】
ＲＦマルチキャリア信号を送信する送信機であって、
低周波数側の同相マルチキャリア信号をＲＦ同相マルチキャリア信号へ周波数アップコンバートする同相ミキサと、
低周波数側の直交マルチキャリア信号をＲＦ直交信号へ周波数アップコンバートする直交ミキサと、
前記同相ミキサおよび直交ミキサのための同相ミキシング信号および直交ミキシング信号を発生するようにアレンジされた発振手段と
を備え、
前記発振手段が、前記ＲＦ同相マルチキャリア信号および直交マルチキャリア信号の誤差ベクトル量を最小限に抑えるため前記同相ミキシング信号および直交ミキシング信号に周波数オフセットを加えるようにさらにアレンジされる、
送信機。
【請求項７】
ＲＦマルチキャリア信号を受信するようにアレンジされた受信機を備える送受信機であって、
前記受信機が、
前記ＲＦマルチキャリア信号を第１の同相マルチキャリア信号へ周波数ダウンコンバートする第１の同相ミキサと、
前記ＲＦマルチキャリア信号を第１の直交マルチキャリア信号へ周波数ダウンコンバートする第１の直交ミキサと、
前記第１の同相ミキサおよび直交ミキサのための第１の同相ミキシング信号および直交ミキシング信号を発生するように構成された第１の発振手段と、
を備え、
前記第１の発振手段が、前記第１の同相マルチキャリア信号および直交マルチキャリア信号の誤差ベクトル量を最小限に抑えるため前記同相ミキシング信号および前記直交ミキシング信号に周波数オフセットを加えるように、さらにアレンジされる、
送受信機。
【請求項８】
ＲＦマルチキャリア信号を送信する送信機をさらに備え、
前記送信機が、
低周波数側の同相マルチキャリア信号をＲＦ同相マルチキャリア信号へ周波数アップコンバートする第２の同相ミキサと、
低周波数側の直交マルチキャリア信号をＲＦ直交信号へ周波数アップコンバートする第２の直交ミキサと、
前記第２の同相ミキサのための第２の同相ミキシング信号および前記第２の直交ミキサのための第２の同相ミキシング信号を発生するようにアレンジされた第２の発振手段と
を備え、
前記第２の発振手段が、前記ＲＦ同相マルチキャリア信号および直交マルチキャリア信号の誤差ベクトル量を最小限に抑えるため前記第２の同相ミキシング信号および直交ミキシング信号に周波数オフセットを加えるように、さらにアレンジされる、
請求項７に記載の送受信機。
【請求項９】
ＲＦマルチキャリア信号を受信するようにアレンジされた受信機を備えるワイヤレス装置であって、
前記受信機が、
前記ＲＦマルチキャリア信号を同相マルチキャリア信号へ周波数ダウンコンバートする同相ミキサと、
前記ＲＦマルチキャリア信号を直交マルチキャリア信号へ周波数ダウンコンバートする直交ミキサと、
前記同相ミキサおよび前記直交ミキサのための同相ミキシング信号および直交ミキシング信号を発生するようにアレンジされた発振手段と、
を備え、
前記発振手段が、前記同相マルチキャリア信号および前記直交マルチキャリア信号の誤差ベクトル量を最小限に抑えるため前記同相ミキシング信号および前記直交ミキシング信号に周波数オフセットを加えるように、さらにアレンジされる、
ワイヤレス装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＲＦマルチキャリア信号を受信するようにアレンジされた受信機に関する。本発明はさらに、ＲＦマルチキャリア信号を送信するようにアレンジされた送信機およびこのような送信機を備える送受信機に関する。さらに、本発明はこのような送信機を備えるワイヤレス装置に関係する。
【背景技術】
【０００２】
ＲＦマルチキャリア信号を受信する受信機は一般に技術的に知られている。典型的な受信機では、ＲＦマルチキャリア信号は、マルチキャリア信号の中間周波数（ＩＦ）同相（Ｉ）および直交（Ｑ）表現にミックスダウンされる。ＲＦ信号は、等しい振幅を有し、同時に９０度の位相差を有する同相ミキシング信号および直交ミキシング信号の対を用いてミックスダウンされる。ミキシング信号の間の位相差が正確に９０度でないとき、および／または、ミキシング信号の振幅が正確に一致しない場合、復調されたマルチキャリア信号は歪む可能性がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明の目的は、ミキシング信号の位相および振幅の偏差に対する感度が低下したＲＦマルチキャリア信号を受信する受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
この目的は、本発明によれば、
ＲＦマルチキャリア信号を同相マルチキャリア信号へ周波数ダウンコンバートする同相ミキサと、
ＲＦマルチキャリア信号を直交マルチキャリア信号へ周波数ダウンコンバートする直交ミキサと、
同相ミキサおよび直交ミキサのための同相ミキシング信号および直交ミキシング信号を発生するように構成された発振手段と、
を備え、
発振手段が同相マルチキャリア信号および直交マルチキャリア信号の誤差ベクトル量を最小限に抑えるため同相ミキシング信号および直交ミキシング信号に周波数オフセットを加えるようにさらに構成される、
受信機によって実現される。
【０００５】
本発明は、Ｉミキシング信号とＱミキシング信号の間の位相誤差および振幅誤差が（対称的な）スペクトルの一方側からマルチキャリアスペクトルの反対側へスペクトル成分の漏れを生じさせる、という見識に基づいている。これによって、スペクトルの一方側からのスペクトル成分のある一部分がスペクトルの反対側のスペクトル成分に加えられることさえある。この一部分はスペクトルから除去できないので、復調されたマルチキャリア信号を歪めることがある。
【０００６】
本発明は、オフセット周波数を局部発振器に加えることにより、漏れ自体は妨げられないが、その代わりに、スペクトル成分がマルチキャリアスペクトルの害のない位置へ漏れる、という見識にさらに基づいている。本発明によれば、これらの害のない位置は、マルチキャリア信号のサブキャリア間のどこかある場所に対応する。この結果として、復調された信号の誤差ベクトル量は実質的に低減される。本発明は、漏れを妨げるために必要とされるＩミキシング信号とＱミキシング信号の一致を回避する。
【０００７】
米国特許第６，１４８，０４７号では、同様に、周波数オフセットが直交ミキシング信号の対に加えられる。しかし、この実施形態は、局部発振器信号の復調器回路の部分への漏れを原因とするゼロＩＦ方式ＦＭ復調におけるＤＣオフセットを補償する問題について検討する。この実施形態は、本発明によって取り扱われた問題、すなわち、Ｉミキシング信号とＱミキシング信号の不一致に起因するマルチキャリアスペクトルの一方側から同じスペクトルの反対側への信号部分の漏れについて検討しない。
【０００８】
本発明による受信機の一実施形態では、受信機は、周波数オフセットを決定する制御手段を備える。これによって、適当な周波数オフセットが受信されたマルチキャリア信号に依存して決定される。
【０００９】
本発明による受信機の別の実施形態では、制御手段は周波数オフセットを継続的に決定するように構成される。本実施形態は、常に最適周波数オフセットが供給されるように、受信された信号の周波数シフト、または、温度若しくは経年変化に起因する受信機内の調整不良のような劣化作用が相殺される、という利点を提供する。
【００１０】
本発明による受信機の一実施形態では、周波数オフセットは、ＲＦマルチキャリア信号（６０）のサブキャリア距離の４分の１に対応する。本実施形態は、最終的に漏れたスペクトル成分が２個のサブキャリアの間の正確に中央で終わる、という利点を提供する。一般に、殆どの変調スキームはその位置における信号に対する感度が最も低いので、この位置は最適位置である。その上、信号はサブキャリアフィルタリングプロセス中にその位置から容易に抑制される。
【００１１】
本発明の上記態様およびその他の態様は図面を用いてさらに明らかにされる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
マルチキャリア信号は、典型的に、ビットがいわゆるコンスタレーションを用いてシンボルにマップされる、たとえば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ若しくは６４ＱＡＭのようなＭ−ａｒｙ  ＱＡＭに基づく直交ベースの変調技術を使用して変調される。このようなコンスタレーションの実施例は、ＱＰＳＫコンスタレーションが示された図１を用いて記載される。本コンスタレーションによれば、ビットは、２個１組で、シンボルにマップされる。たとえば、ビット（０１）は、（正規化された）ベクトルｅｊπψ１としても表現される複素シンボル１＋ｊを表現するシンボル２０にマップされる。受信機において逆演算が実行され、すなわち、検出されたシンボルが逆にビットへマップされる。理想的な状況では、検出されたシンボルはコンスタレーションのシンボルと一致するが、そうではない場合が多い。図２では、たとえば、検出されたシンボル３０は予測されたシンボル２０と対応しない。予測されたシンボルと検出されたシンボルとの間の差は、位相誤差ベクトルδΘと振幅誤差ベクトルδｒの合計である誤差ベクトルｅを用いて表現される。誤差ベクトルｅの絶対値（誤差ベクトル量）は、デジタル的に変調されたＲＦ信号の全体的な信号品質を記述する単一の性能指数として当業者によってしばしば使用される。質の悪いＥＶＭは、その原因に関する情報を与えないが、信号経路内で何かが不良であることだけを示す。基本的に、（パーセンテージもしくはｄＢのどちらかとして表された）ＥＶＭは、測定レベルシステムである。
【００１３】
図３は、復調されたマルチキャリア信号の対称的なスペクトルを示す。一例として、対応するＲＦマルチキャリアがゼロＩＦに復調されたと仮定する。示されているのは、ｆｃヘルツ離れて位置するスペクトル成分（サブキャリア）を有するスペクトルである。図２は実際のスペクトルの一部分４０−４４だけを表すことが当業者によって理解される。その上、スペクトルの一方側から反対側への信号漏れが発生していないと仮定されている。
【００１４】
図４は、漏れの影響を受ける復調されたマルチキャリア信号の対称的なスペクトルを示す。これは、スペクトルの一方側からのスペクトル成分（サブキャリア）のある一部分がスペクトルの反対側へ漏れることを表す。たとえば、サブキャリア４０の一部分４０ａはサブキャリア４４の上端へ漏れる。同様に、サブキャリア４４の一部分４４ａはサブキャリア４０の上端へ漏れる。この種の漏れはスペクトルから除去されないので、復調された信号の歪みの原因となる。これが質の悪い誤差ベクトル量を生じさせ、よって、信頼できない信号を生じさせることは当業者に明白である。
【００１５】
図５は、局部発振器の周波数がΔｆヘルツだけオフセットさせられた復調されたマルチキャリア信号のスペクトルを示す。スペクトル成分は他のスペクトル成分の状態へ漏れないことが観察される。本発明によれば、漏れは防止されないが、その代わりに、信号は害のない位置へ漏れることに注意すべきである。本発明は、勿論、発振器が要求された周波数へのチューニングを可能にさせるため十分に小さなステップサイズをもつという要件を除いては、付加的なコンポーネントが受信機／送信機で必要とされない、という利点をさらに提供する。明らかに、最適状況では、漏れた成分は２個のサブキャリアの正確に中央で終わる。この最適状況では、周波数オフセットΔｆがΔｆ＝±１／４＊ｆｃに一致することが当業者によって容易に証明される。
【００１６】
図６は本発明による受信機の一実施例を示す。マルチキャリア信号６０は電圧制御型増幅器５０によって増幅される。次のステップで、増幅された信号は、ミキサ５１および５２と、たとえば、ＶＣＯ若しくはＰＬＬ、または、技術的に知られたその他の制御可能な発振器を備える発振手段６３から得られる対応する直交ミキシング信号６４、６５とを使用して、同相成分Ｉおよび直交成分Ｑへ周波数ダウンコンバートされる。しかし、発振手段６３のステップサイズは十分に小さくしなければならない。理想的には、これらのミキシング信号は大きさが正確に等しく、かつ、正確に９０度の位相シフトをもつが、本発明によれば、直交ミキシング信号６４、６５は、調整不良であることが許される。信号６１は、発振手段６３にミキシング信号６４、６５を周波数オフセットΔｆでオフセットさせるように指示する。本発明によれば、最適周波数オフセットは１回だけ設定可能であり、または、たとえば、制御手段６２によって継続的に決定され、制御される。受信された信号の周波数シフト、たとえば、温度または経年変化の影響に起因する受信機の調整不良、のような劣化作用は、制御手段６２によって打ち消されるので、常に、最適周波数オフセットが提供される。単に一例として、図６に示されたような受信機は、周波数ダウンコンバートされた同相（Ｉ）信号および直交信号（Ｑ）をベースバンドフィルタリングするベースバンドフィルタ５３および５４と、たとえば、５０オームのラインドライバとして使用されるバッファ５５および５６とをさらに備える。
【００１７】
図７は本発明による送信機を示す。デジタル信号は処理手段７０によって処理され、シンボルにマップされる。符号化されたデジタル信号ｓ１、ｓ２は、デジタルアナログ変換器７１の対によってアナログ信号ｓ’１およびｓ’２に変換される。信号ｓ’１およびｓ’２はデジタルフィルタ７２においてフィルタリングされ、続いて２個１組のミキサ７３および７４によって周波数アップコンバートされる。２個１組の直交ミキシング信号８０ａおよび８０ｂはこれらのミキサ７３および７４へ供給される。送信機は、直交ミキシング信号８０ａ、８０ｂに加えられる最適周波数オフセットを決定する制御手段７９をさらに備える。周波数アップコンバートされた信号は加算素子７５によって足され、増幅器７６によって増幅され、最終的に、アンテナ７７によって送信される。発振手段７８は技術的に知られている適当な制御可能な発振器を備える。唯一の要件は、周波数ステップサイズが十分に小さいということである。このような発振手段７８は、たとえば、ＶＣＯまたはＰＬＬを含む。
【００１８】
図８は、本発明による受信機８１を備える、携帯電話機、個人情報端末、または、ワイヤレスインターフェイスカードのようなワイヤレス装置８０を示す。図８において、無線信号８２はアンテナ８３によって受信される。受信機８１は受信された無線信号８２を同相信号８５および直交信号８３に復調し、同相信号および直交信号は続いてさらなる処理のため処理手段８４へ伝送される。明らかに、このような無線装置は本発明による送信機（図示せず）をさらに含む。
【００１９】
上記の実施形態は発明を限定するのでなく発明を例示し、当業者は特許請求の範囲から逸脱することなく多数の代替的な実施形態を設計可能であることに注意する必要がある。上記の実施形態に示されたすべての信号処理は、アナログ領域とデジタル領域で実行される。用語「備える」は、請求項に列挙されていない要素またはステップの存在を排除しない。要素の前に置かれる冠詞「ａ」または「ａｎ」は複数個のこの要素の存在を排除しない。いくらかの特定の手段が相互に異なる従属請求項に記載されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように使用できないということを示さない。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】マルチキャリア信号のビットをシンボルにマッピングするＱＰＳＫコンスタレーションを示す図である。
【図２】品質指標（誤差ベクトル量）として使用される誤差ベクトルｅの定義を説明する図である。
【図３】信号漏れのない復調されたマルチキャリア信号のスペクトルを示す図である。
【図４】従来技術による信号漏れのある復調されたマルチキャリア信号のスペクトルを示す図である。
【図５】本発明による復調されたマルチキャリア信号のスペクトルを示す図である。
【図６】本発明による受信機を示す図である。
【図７】本発明による送信機を示す図である。
【図８】本発明による受信機を備えるワイヤレス装置を示す図である。
【符号の説明】
【００２１】
５０  電圧制御型増幅器
５１，５２  ミキサ
５３，５４  ベースバンドフィルタ
５５，５６  バッファ
６２  制御手段
６３  発振手段
７０  処理手段
７１  デジタルアナログ変換器
７２  デジタルフィルタ
７３，７４  ミキサ
７５  加算素子
７６  増幅器
７７  アンテナ
７８  発振手段
７９  制御手段
８１  受信機
８３  アンテナ
８４  処理手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2007531451.tif 000009
【図８】
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【国際調査報告】
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