(57)【要約】この発明は一般に、MIMO(多入力-多出力)チャネル上で受信された信号を復号するための方法、装置、およびプロセッサ制御コードに関する。MIMO(多-入力多-出力)チャネル上で送信され、複数の受信アンテナで受信される、空間と時間および/または周波数によるシンボルのストリングとしてコード化された信号を復号する方法であって、各送信シンボルは複数の値の1つを有し、復号がシンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定することを含み、方法は、MIMOチャネルの応答の推定値を使用して受信された信号からシンボルの送信されたストリングの初期推定値を決定し、初期推定値からシンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定し、確率分布は、送信されたストリングの他のシンボルが雑音として扱われるとき、各々その可能な値を有するストリングのシンボルの尤度を表すことを含む。【選択図】図２
2007507912.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
MIMO(多-入力多-出力)チャネル上で送信され、複数の受信アンテナで受信される、空間と時間および／または周波数によるシンボルのストリングとしてコード化された信号を復号する方法であって、各送信シンボルは複数の値の1つを有し、前記復号がシンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定することを含み、
前記MIMOチャネルの応答の推定値を使用して前記受信された信号からシンボルの前記送信されたストリングの初期推定値を決定し、
前記初期推定値からシンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定し、確率分布は、送信されたストリングの他のシンボルが雑音として扱われるとき、各々その可能な値を有するストリングのシンボルの尤度を表すことを含む方法。
【請求項２】
前記送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を初期化し、前記初期化された確率分布に応答して前記雑音を特徴付け、前記決定されたシンボル確率分布が前記特徴付けられた雑音を与えられた前記シンボルの尤度を表すことをさらに含む、請求項1に記載の方法。
【請求項３】
前記特徴付けることが、前記雑音の平均および共分散値を決定することを含む請求項2に記載の方法。
【請求項４】
シンボルの確率分布を決定した後に、前記雑音を再特徴付けすることをさらに含む請求項2または3に記載の方法。
【請求項５】
前記初期推定値から各シンボルについて前記確率分布の前記決定の後に、前記送信されたストリングの各シンボルの前記確率分布を再決定することをさらに含む、請求項1乃至4のいずれか1項に記載の方法。
【請求項６】
前記再決定を繰り返すことをさらに含む請求項5に記載の方法。
【請求項７】
前記シンボル確率分布またはそこから引き出され確率分布を調整し、調整された分布により予測されるビットまたはシンボルの値における不確実性を増加させることをさらに含む、請求項1乃至6のいずれか1項に記載の方法。
【請求項８】
前記テンパーリングが前記シンボルの1ビット以上の1つ以上の確率分布を調整することを含む請求項7に記載の方法。
【請求項９】
前記信号が空間-時間のブロックコードを使用してコード化される請求項1乃至8のいずれか1項に記載の信号を復号する方法。
【請求項１０】
請求項1乃至9のいずれか1項に記載の方法に従って前記信号を繰り返し復号し、復号された信号のチャネルコード化を復号することを含む信号のターボ復号の方法。
【請求項１１】
作動するとき、請求項1乃至10のいずれか1項に記載の方法を実行するプロセッサ制御コード。
【請求項１２】
請求項11のプロセッサ制御コードを担持する担体。
【請求項１３】
MIMO(多-入力多-出力)チャネル上で送信され、複数の受信アンテナで受信される空間と時間および／または周波数によるシンボルのストリングとしてコード化された信号を復号するためのデコーダであって、各送信されたシンボルは複数の値の1つを有し、前記復号はシンボルの送信ストリングの各シンボルについて確率分布を決定することを含み、
前記MIMOチャネルの応答の推定値を使用して前記受信された信号からシンボルの前記送信されたストリングの初期推定値を決定する手段と、
シンボルの送信されたストリングの各シンボルについて、前記初期推定値から確率分布を決定し、確率分布は、送信されたストリングの他のシンボルが雑音として扱われるとき、各々その可能な値を有するストリングのシンボルの尤度を表す手段とを含むデコーダ。
【請求項１４】
請求項13のデコーダを含む受信機。
【請求項１５】
MIMOチャネル上で受信された送信シンボルのストリングを復号するための空間-時間ブロックデコーダであって、
前記送信シンボルの初期推定値を決定するシンボル推定器と、
各送信シンボルについて雑音推定値を決定する雑音モデラーと、
前記送信シンボルの各々について確率分布を決定する確率分布推定器とを含み、
前記雑音モデラーは前記シンボル推定器に応答し、
前記確率分布推定器は前記雑音推定器に応答し、
前記雑音推定器は前記確率分布推定器に応答するデコーダ。
【請求項１６】
予測された確率を減少させるために前記確率分布推定器の出力を調整する確率調整器をさらに含む、請求項15に記載の空間-時間ブロックデコーダ。
【請求項１７】
MIMO(多-入力多-出力)チャネル上で送信され、複数の受信アンテナで受信される、空間と時間および／または周波数によるシンボルのストリングとしてコード化された信号を復号する方法であって、各送信シンボルは複数の値の1つを有し、前記復号がシンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定することを含み、
シンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定し、確率分布が各々その可能な値を有するストリングのシンボルの尤度を表し、
前記シンボル確率分布またはそこから引き出される確率分布をテンパーリングして、分布と関連付けられたシンボルの値に不確実性を増すことを含む方法。
【請求項１８】
請求項17の方法を実施するように構成されたデコーダ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は一般に、MIMO(多入力-多出力) チャネル上で受信された信号を復号するための方法、装置、およびプロセッサ制御コードに関する。
【背景技術】
【０００２】
増加するデータレート伝送に関する継続する要望がある。Hiperlan/2(ヨーロッパにおける)とIEEE802.11a(米国における)のようなWLAN(無線のローカル・エリア・ネットワーク)規格の現代は54メガビット/秒までのデータレートを提供する。増加するデータレートは例えば、マルチメディアサービスのためにデータ伝送帯域幅を単に増加させることによって達成されるかもしれないが、これは効率が悪くて、高価である。MIMOシステムは帯域幅を増加することなしにスループットを増加させる能力があり、スループットは送信/受信アンテナの数で潜在的に直線的にスケーリングし、例えば４つの送信、４つの受信アンテナシステムは潜在的に単一送-受信アンテナシステムの容量の４倍を提供する。しかしながら、MIMO通信システムのための受信機は、単一の受信アンテナがすべての送信アンテナからの信号を受信するので複雑であり、復号の困難性を引き起こす。
【０００３】
図１は典型的なMIMOデータ通信システム100を示す。データ源102は（情報ビットまたはシンボルを含む）データをチャネル符号器104に提供する。チャネル符号器は一般的に再帰的畳込み（recursive systematic convolutional：RSC）符号器のような畳込み符号器、またはさらに強力な所謂ターボ符号器（インタリ−ブ器を含む）を具備する。多くのビットは入力より出力であり、一般的に伝送率は二分の一または三分の一である。チャネル符号器104にはチャネル・インタリーブ器106、そして例では空間-時間符号器108が続く。空間-時間符号器108は複数の各送信アンテナ110から同時伝送のために複数の符号シンボルとして入来シンボル（または複数のシンボル）を符号化する。
【０００４】
空間-時間符号化は符号化マシンの表現で記述され、空間及び時間伝送ダイバシティを提供するためデータに作用する符号化行列（coding matrix）によって記述される；これは送信のための符号化シンボルを提供するために変調器に続く。空間-周波数符号化が追加して（または代わりに）使用される。このように 、広い意味では、入来シンボルはダイバシティ増加のための空間及び時間及び/または周波数座標を有する格子（grid）の中に分布される。空間-周波数符号化が使われる所で、個別の周波数チャネルはOFDM（直交周波数分割多重化）搬送波上に変調され、巡回指数（cyclic prefix）がチャネル分散の影響を緩和するために各送信シンボルに付加される。
【０００５】
符号化送信信号はMIMOチャネル112を経由して受信アンテナ114に伝播し、アンテナは複数の入力を空間-時間（及び/または周波数）復号器116へ提供する。これは符号器108の影響を取除くという役目（task）を持つ。復号器116の出力は複数の信号ストリームを各送信アンテナについて１つ含み、各々は特定の値を有する送信シンボルの確率に基づき所謂ソフト、または尤度データを搬送する。このデータはチャネル・インタリーブ器106の結果を反転するチャネル逆インタリーブ器118に提供され、そして畳込み符号を復号するビタビ（Viterbi）復号器のようなチャネル復号器120に提供される。一般的に、チャネル復号器120はSISO（soft-in soft-out）復号器であり、それはシンボル（または、ビット）尤度データを受信しており、例えばハード判定が行われたデータというより出力として同様な尤度データを提供する。チャネル復号器120の出力はある所望の方法においてデータをさらに処理するためにデータ・シンク122に提供される。
【０００６】
所謂ターボまたは反復復号化はチャネル復号器120からのソフト出力がチャネル・インタリーブ器124に提供されるいくつかの通信システムにおいて使用され、チャネル・インタリーブ器106に対応し、それは反復空間-時間（及び/または周波数）及びチャネル復号化のために復号器116にソフト（尤度）データを順に提供する。（そのような配置ではチャネル復号器120は完全な送信シンボルを復号器116に提供し、それは例えば誤り検査ビットを含むことは理解されるであろう）。
【０００７】
上述された通信システムにおいて、チャネルコード化と空間-時間コード化の両方が時間ダイバーシティを提供し、その結果このダイバーシティは達成されることができる追加の信号対雑音比利得に関して、収穫逓減の法則を受けることがあることが認識されるであろう。したがって、任意の特定の空間-時間/周波数デコーダによって提供される利益を考えるとき、これらはチャネルコード化を含むシステムの文脈で最高に考慮される。
【０００８】
通信システム100において最も困難なタスクの1つは、デコーダが受信機で互いに干渉している送信シンボルを分離する試みを含むので、デコーダ116によって実行される空間-時間(または、周波数)ブロックコード(STBC)の復号である。最適のSTBCデコーダは、すべての可能な送信シンボルの徹底的な検索を実行する事後確率(APP)デコーダである。そのようなデコーダは、全ての送信アンテナの送信シンボルコンステレーションポイント毎に考慮し、すべての可能な受信信号を実際の受信信号と比較し、かつ最もありそうな解として最も近いユークリッド距離を有する受信信号を選定することにより、すべての可能な受信信号を計算する。しかしながら、考慮する組み合わせの数は、少数のアンテナ、16QAM(直交振幅変調)のような変調方式、および比較的短い時間のばらつきを有するチャネルでさえ莫大であり、アプローチの複雑さがデータレートによって指数関数的に増大する。したがって、準-最適のアプローチは技術的および商業的に興味がある。
【０００９】
空間-時間ブロック復号のための共通の選択は、ゼロフォーシングおよび最小平均二乗誤差(MMSE)推定器のような線形推定器、デシジョンフィードバックアプローチ(ブロックデシジョンフィードバック等価器、垂直BLAST(ベル研究室LAyered Space Time)デコーダ)、およびスフィアデコーダなどの限られた検索を有する状態-空間方法である。マルチユーザシステムに関する他の背景従来技術は、IEEE Communication Letters、Vol 5、No９、2001年9月“Near-Optimal Multiuser Detection in Synchronous CDMA Using Probabilistic Data Association” J Luo、KR  Pattipati、PK Willett、and F Hasegawa; およびIEEE Journal on Selected Areas in Communications、 Vol 18、No11、2000年11月“Iterative Receivers for Multiuser Space-Time Coding System”Ben Lu and Xiaodong Wangに見出すことができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
APPデコーダを使用する最適復号は非常に複雑であるが、上述された他の技術は働きが不十分である。特定の準最適のデコーダは、不正確なソフト出力情報を提供する傾向があり、それはチャネルコード化システムにおいてかなり性能を低下させることができる。したがって、改良された性能をAPPアプローチの複雑さなしで提供する復号技術について必要がある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
したがって、発明の第1の態様に従って、MIMO(多-入力多-出力)チャネル上で送信され、複数の受信アンテナで受信される、空間と時間および/または周波数によるシンボルのストリングとしてコード化された信号を復号する方法であって、各送信シンボルは複数の値の1つを有し、復号がシンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定することを含み、方法は、MIMOチャネルの応答の推定値を使用して受信された信号からシンボルの送信されたストリングの初期推定値を決定し、初期推定値からシンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定し、確率分布は、送信されたストリングの他のシンボルが雑音として扱われるとき、各々その可能な値を有するストリングのシンボルの尤度を表すことを含む。
【００１２】
概して実施例において、アプローチは、状態空間の正しい領域を定めるために送信シンボルの初期推定値を決定し、そして、順次ストリングの各シンボルを見て、事実上確率的なフィルタを適用して、この初期推定値を最大尤度解のより近くに(初期推定値のいくつかのビット/シンボルが不正確である傾向があるように)移すまたは連れて行くことである。初期推定値はゼロフォーシング方法によって便利に決定することができ、ゼロフォーシング方法は受信信号を有効に取って、MIMOチャネル推定値の逆によりそれに掛けることである。これは初期の、事実上線形推定値を提供するが、コンステレーションポイント(シンボル値)の選択により送信信号の制約から起こる確率的な効果を考慮に入れない。
【００１３】
したがって、この初期推定値は、すべての他のシンボル(考慮しているものを除いた)を干渉と考え、例えば、ガウス雑音のような雑音としてこれらをモデル化することによって、順次各シンボルのための改良された推定値を決定するのに使用することができる。なお特に、この雑音は平均および(自己)共分散値により特徴付けられるかもしれない。これは、ストリングの特定のシンボルが、送信されるとき、初期(ゼロフォーシング)推定値を与えられる特定のシンボル値をもった確率の計算を可能にする。これは順次ストリングの各シンボルについての確率分布の計算を許容し、確率分布は受入れられたシンボル値の1つを仮定するシンボルの尤度を記述している。望ましくは、雑音はシンボルの確率分布の各決定の後に再特徴付けされる。その上、方法は繰り返され、初期推定値から最初の繰り返しの後にストリングのシンボルについて確率分布を再決定する。シンボルの確率分布はシンボルを作っているビットについての確率分布を決定するためにも使われるかもしれない。
【００１４】
方法は一般に、シンボルのストリングが空間および/または時間および/または周波数で分布されるかもしれないので、空間-時間、空間-周波数および/または空間-時間/周波数デコーダで使われるかもしれない。概して実施例において、手順は、隣接シンボル(手順のガウス雑音モデル化項の以内)と矛盾のない制約の下で順次系列における各シンボル(について確率)を決定するように繰り返す。したがって、手順は単一または多重搬送システムに使用されるかもしれないと認識されるであろう。
【００１５】
以前に言及されたように、考慮の下にあるものを除いたシンボルはガウス雑音として考えられるが、本当はこれらのシンボルがそれら自身のコンステレーションによって制約されるので、ガウス雑音仮定は完全に正確であるというわけではない。雑音はまた着色される。この1つの結果は、手順が事実上正当化されるより優れた確実性で送信シンボルを予測することができる-事実上手順がひどく楽観的であるということであるように見える。しかしながら、チャネルデコーダへ特定の値で確率スパイクによるビットまたはシンボル確率分布を提供することは、デコーダを局部最大/最小に閉じ込めることができ、そこからチャネルデコーダが逃げるのが難しいことを見出すことができる。これは逆説的に、高い信号対雑音比の特定の問題であるかもしれない、そして多数のアンテナを用いて、この効果が少なくされることが期待される。それにもかかわらず、方法は望ましくは、シンボルと関連付けられた確率分布(ビットまたはシンボル値について)をテンパーリングすることを含み、最大の確実性を制限しかつ分布により予測されるシンボルの値における不確実性を増加させる。実際に、高いピークを持つ分布は予測の確実性を減少させるように平らにされるか、または広げられる。確率分布のすべてがこの方法、例えばビット/シンボル尤度値のスパイクされた分布を用いるこれらだけで変更される必要はない。テンパーリングは、例えば、シンボルの1ビット以上の1つ以上の確率分布を調整することを含むかもしれない。
【００１６】
したがって発明は、MIMO(多-入力多-出力)チャネル上で送信され、複数の受信アンテナで受信される、空間と時間および/または周波数によるシンボルのストリングとしてコード化された信号を復号する方法であって、各送信シンボルは複数の値の1つを有し、前記復号がシンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定することを含み、シンボルの送信されたストリングの各シンボルについて確率分布を決定し、確率分布が各々その可能な値を有するストリングのシンボルの尤度を表し、前記シンボル確率分布またはそこから引き出される確率分布をテンパーリングして、分布と関連付けられたシンボルの値に不確実性を増すことを含む方法をさらに提供する。
【００１７】
上述された方法は、例えばターボデコーダにおいて、反復ブロックコード復号およびチャネル復号で使われるかもしれないことが認識されるだろう。
発明はさらに、上述された方法を実施するように構成されたデコーダ、およびそのようなデコーダを含む受信機を提供する。
【００１８】
したがって発明は、MIMO(多-入力多-出力)チャネル上で送信され、複数の受信アンテナで受信される、空間と時間および/または周波数によるシンボルのストリングとしてコード化された信号を復号するためのデコーダであって、各送信されたシンボルは複数の値の1つを有し、前記復号はシンボルの送信ストリングの各シンボルについて確率分布を決定することを含み、前記MIMOチャネルの応答の推定値を使用して前記受信された信号からシンボルの前記送信されたストリングの初期推定値を決定する手段と、シンボルの送信されたストリングの各シンボルについて、前記初期推定値から確率分布を決定し、確率分布は、送信されたストリングの他のシンボルが雑音として扱われるとき、各々その可能な値を有するストリングのシンボルの尤度を表す手段とを含むデコーダをさらに提供する。
【００１９】
発明の他の態様は、MIMOチャネル上で受信された送信シンボルのストリングを復号するための空間-時間ブロックデコーダであって、前記送信シンボルの初期推定値を決定するシンボル推定器と、各送信シンボルについて雑音推定値を決定する雑音モデラーと、前記送信シンボルの各々について確率分布を決定する確率分布推定器とを含み、前記雑音モデラーは前記シンボル推定器に応答し、  前記確率分布推定器は前記雑音推定器に応答し、前記雑音推定器は前記確率分布推定器に応答するデコーダを提供する。
【００２０】
空間-時間ブロックデコーダは、MIMOチャネル推定器および/または確率分布調整器またはテンパーラを含み、上述されたそれらと同様の線に沿って予測された確率を減少させるように確率分布推定器の出力を調整する。一方、デコーダはターボデコーダに組み込まれるかもしれない。また、デコーダを含む受信機が提供されるかもしれない。
【００２１】
上述の方法及びデコーダはプロセッサ制御コードを使用して実施され、および/またはプロセッサ制御コードにおいて具体化されることを当業者は認識するであろう。したがって、さらなる態様において発明は、例えば、ディスク、CD-ROMまたはDVD-ROMや、読取専用メモリのようなプログラムされたメモリ（ファームウェア）のような記録媒体、または光学または電気信号担体のようなデータ担体上でそのようなコードを提供する。発明の実施例はDSP（デジタル信号プロセッサ）、ASIC（特定用途向け集積回路）またはFPGA（フィールド・プログラムマブル・ゲート・アレイ）上で実施される。このように、そのコードは従来のプログラム・コードまたはマイクロ・コード、または、例えば、ASICまたはFPGAを構成し、または制御するコードを含む。いくつかの実施例において、そのコードはVerilog（商標名）またはVHDL（超高速集積回路ハードウェア記述言語）といったハードウェア記述言語に関するコードを含む。当業者は理解するであろうが、本発明の実施例に関するプロセッサ制御コードは相互に通信する複数の接続部品の間で分配されることもある。
【００２２】
これらの及び他の本発明の態様は付随の図面を参照して例についてのみここでさらに記述される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
M個の送信アンテナとN個の受信アンテナを用いたSTBC通信システムのシステムモデルは、rが受信信号(サイズN× 1)、Hがチャネル(インパルス応答) 行列(サイズN×M)、xが送信信号(サイズM× 1)、およびvが雑音(サイズN× 1)であるとして、r=Hx+vとして書き表すことができる。我々はxの各要素がQシンボルから成るコンステレーションSに属すと仮定する。
【００２４】
第1ステップはいわゆるゼロフォーシング(ZF)推定値を計算することである:
【００２５】
【数１】
2007507912.tif 000003
我々は今一度に1つのシンボルを考えることによりxの推定値をさらに向上することができる:
【００２６】
【数２】
2007507912.tif 000004
ここにxmはxにおけるm番目のシンボルであり、mは送信アンテナをラベルしている、emはm番目の単位ベクトルである(m番目の位置に１がある他はすべてゼロ)。
M番目を除いたすべてのシンボルを干渉として考えることにより、我々は平均でガウス雑音としてwmをモデル化することができる。
【００２７】
【数３】
2007507912.tif 000005
そして、自己共分散
【００２８】
【数４】
2007507912.tif 000006
ここにcは正規化の過程において消滅するスケーリング係数である。したがって、我々はシンボルmについての確率分布関数(PDF)を計算することができる。シンボルm+1に動くとき、等価雑音wm+1の平均および自己共分散は、シンボルmの新しいPDFを使用して(式 3および4から)再計算される。最後のシンボルMに達するとき、アルゴリズムは望ましくは最初のものに戻って、例えば反復の予定数または収束評価基準が満たされるまで繰り返す。
【００２９】
アルゴリズムの始めでは、確率は例えば一様に分布されるか、何らかの先験的情報に従った何らかの初期値に設定されるが、復号過程としてこれらの確率は更新される。
【００３０】
【数５】
2007507912.tif 000007
さらにまたは代わりに、シンボルを作る個々のビットの確率が必要であるならば、それらは以下として計算することができる。
【００３１】
【数６】
2007507912.tif 000008
手順は以下の通り要約することができる:
【００３２】
【数７】
2007507912.tif 000009
MIMOチャネル推定値Hはトレーニング系列を使用して従来の方法で得ることができる。例えばトレーニング系列は、送信アンテナから受信アンテナへチャネルを特徴付けるため受信アンテナのすべてで聴いている各時間に、順次(干渉問題を避けるため)各送信アンテナから送信されることができる。これは重要なオーバーヘッドを構成する必要がなく、データレートはトレーニングの間で高く、そして例えば、ゆっくり変化している室内チャネルで、トレーニングは例えば0.1秒毎に実行されるだけであるかもしれない。代わりに、干渉問題が起こり得るときトレーニングの複雑さを増加させるが、直交系列がすべての送信アンテナから同時に送信されるかもしれない。
【００３３】
2. 例えばチャネルデコーダからの先験的情報を使用して、シンボル確率Pr（xm=s）を初期化し、またはそのような情報が利用可能でないならば、それらすべてを等しく設定する。
【００３４】
【数８】
2007507912.tif 000010
期待値と分散がそれぞれμmおよびRmの要素である。
【００３５】
【数９】
2007507912.tif 000011
7. 次のシンボル、即ち、m←m+1へ動き、ステップ4-6を繰り返す。
最後のシンボルが処理されたとき、即ち、m= Mのとき、処理は再びm=1でやり直すことができ、ステップ4-6が再び繰り返されることができる。
【００３６】
図２は上記の手順に関するフローチャートを示す。したがって、ステップs200では、例えば送信された信号のゼロフォーシング推定値を計算することにより、シンボルの送信ストリングの初期推定値が決定され、ステップs202で(送信された)シンボル確率が例えばこれらの等価推定を設定することにより初期化される。次に、平均(期待)と分散値が処理ストリングの各シンボルについて計算され、シンボルカウンタmが処理されるべき最初のシンボルを示すように初期化される。
【００３７】
次に、ステップs206では、手順はシンボルmについて雑音平均と自己共分散値、およびゼロフォーシング推定値と計算された雑音が与えられたとき、値s(各可能なsについて)を有する送信シンボルmの確率を計算し、シンボル期待値と分散は次に新しい確率を考慮に入れるために更新される。ステップs206はm=M（Mは送信アンテナの数、またはより一般に処理ストリングのシンボルの数である）まで繰り返され(s208)、望ましくはシンボルの全体のストリングの処理が、計算された確率の改良された収束のために最適の値に向かって反復される(s210)。そして、任意にステップs212で、さらに以下で説明されるように、ビット/シンボル確率分布がテンパ−され、結果として起こるビット/シンボル確率値はデコーダ(s214)からの(ソフト) 出力を提供する。
【００３８】
図３は上述された方法を実施するように構成されたデコーダを組み込む受信機300に示す。
受信機300は1つ以上の受信アンテナ302a、b(図示された実施例では２つが示される)を含み、各アンテナは、例えば、図２ａのrfフロントエンドに似たそれぞれのrfフロントエンド304a、bに接続され、次にそれぞれデジタル-アナログ変換器306a、bに接続され、そしてデジタル信号プロセッサ(DSP) 308に接続される。DSP 308は1つ以上のプロセッサ308a(例えば、フィルタ414の並列実施のために)と、いくつかのワーキングメモリ308bを通常含むであろう。DSP 308は、データ出力310とアドレス、データおよび制御バス312を有し、バスはDSPをフラッシュRAMまたはROMなどの永久的なプログラムメモリ314と結合する。永久的なプログラムメモリ314はDSP308のためのコード、および任意にデータ構造またはデータ構造定義を記憶する。
【００３９】
図示されたプログラムメモリ314は、DSP 308で作動するとき、上述されたような対応する機能を実施する、ゼロフォーシング推定値コード、雑音モデル化コード、シンボル確率コード、ビット確率コード、およびPDFテンパーリングコードを含むSTBCデコーダコード314aを含んでいる。また、プログラムメモリ314はMIMOチャネル推定値H、逆インターリーブ器コード314c、インターリーブ器コード314d、およびチャネルデコーダコード314eを提供するためにMIMOチャネル推定コード314bを含んでいる。適当なコード314eの例は当業者によく知られている。任意に、永久的なプログラムメモリ314のコードは光学または電気信号担体のような担体、即ち図３に示されたようなフロッピー（登録商標）ディスク316で提供されるかもしれない。
【００４０】
DSP 308からのデータ出力310は望まれているように受信機300のさらなるデータ処理素子に提供される(図３では示されない)。これらは、より高いレベルのプロトコルを実行するベースバンドデータプロセッサであるかもしれない。
【００４１】
また、受信機フロントエンドは一般に、ハードウェアで実行されるであろうが、受信機処理はASICおよび/またはFPGAが使われるかもしれないが、通常少なくとも部分的にソフトウェアで実施されるであろう。当業者は、受信機のすべての機能がハードウェアで実施されることができ、ソフトウェア無線において信号がデジタル化される正確なポイントが一般にコスト/複雑さ/電力消費のトレードオフに依存することを認識するであろう。
【００４２】
上記MIMOデコーダの実施例は非常に減少された複雑さでほぼ最大の尤度性能を提供することができる。
この技術に基づくデコーダがターボ復号フレームワークの中で使用されるかもしれなくて、その場合、それはソフト-インソフト-アウト(SISO)構成で動作される。そのような構成では、デコーダはソフトチャネル観測(値で連続した)を受信し、検出過程に先験的確率を組み入れる(例えば、上記動作手順の要約のステップ(2)参照)。さらにデコーダは一組の事後確率値（ソフトアウト）も出力する。
【００４３】
実際には、提案されたMIMOデコーダからのソフト出力の品質は時々、劣っている場合がある。より明確に、デコーダは時々(高い信号対雑音比で) ほとんどすべての確率をただ一つの命題に割り当てて、過信結果を生む。この情報はチャネルデコーダに渡され、不正確であるときに、例えばデコーダを不正確な解に閉じこめて、チャネルデコーダを動揺させるかもしれない。いくつかの場合、ただ一つのMIMOデコーダの誤り(1ビット以上)は、デコーダが他の情況の下で、チャネルコードの誤り訂正能力内によくあった後に誤りを引き起こすかもしれない。
【００４４】
この問題はMIMOデコーダ出力を変更することによって緩和または克服されることができる。これをする多くの可能な方法があるが、ここで我々、鋭くピークをもつ確率分布を平らにするかスキューして、その結果最もありそうな値が他の上でそれほど強く支持されない、この問題に対する解決法を提供する簡単な装置の一例を説明する。我々はこれをテンパーリング装置(TD)と名付けるであろう。
【００４５】
この例では、特定のビットの確率が閾値、即ち0.9を超えるならば、それはその値に減少し、さもなければ、それはそれがあるように保たれる。このようにして、一例をあげれば、Pr(bk=1)=0.99、したがってPr(bk=0)=0.01であるなら、変更された確率はPr(bk=1)=0.9、およびPr(bk=0)=0.1になるであろう。この例は図４で示され、その中でバー400a、bがそれぞれテンパーリングの前に0および1の確率を示し、バー402a、bはテンパーリングの後の確率を示す。したがって、テンパーリング操作は図で示されるようにビットの確率分布をスキューする。当業者は、デコーダがチャネルデコーダ(または、不正確な値に対する確率のひどく自信がある割当が問題を引き起こす場合があった他の装置)と関連して使用されるとき、このMIMOデコーダ変更がデコーダの性能だけを向上させることを認識するであろう。
【００４６】
テンパーリング手順で見る同等な方法は、事後確率LAPPの比率の対数の値を制限する点にある。そのような形で表されるテンパーリング手順は以下に要約される：
【００４７】
【数１０】
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SNRlimitはアルゴリズムが適用されている上の事前に定義されたSNR(信号対雑音比)である；そして
LLRlimitは事前に定義されたLAPP比である。
当業者は他の確率分布関数テンパーリング手順も可能であることを認識するであろう。例えば、シミュレートされたアニーリングに基づく手順は、確率分布関数、または1ビット以上またはシンボル確率が変更の程度を決定する温度に従ってランダムに変更されて、システムが局部最大/最小から免れることを許容し、結局受信された信号をより正確に復号する目的で、温度が経時的に徐々に低下する(反復復号するターボ)ことに使われるかもしれない。
【００４８】
図５は受信信号対雑音比(dB)に対するビット誤り率のグラフに示し、4つの送信アンテナ、4つの受信アンテナおよび16QAM変調を用いるシステムのシミュレーションの結果を表す。3つのデコーダのカーブが比較され、最適のAPPデコーダ(カーブ500)、線形MMSE推定器(カーブ502)、および上述されたデコーダの実施例(カーブ504)が4つの受信シンボルの各組を通して5回反復を採用している。上述されたデコーダは、その複雑さがMMSE推定器に匹敵していて、APPデコーダのものよりも少ない大きさの次数であるにもかかわらず、MMSE推定器(APPデコーダより良くないが) よりかなり良く実行することを見ることができる。したがって、ここに記述されたデコーダの実施例が良い性能/複雑さトレードオフを提供することが認識されることができる。
【００４９】
図６は受信アンテナにごとの信号対雑音比(dB)に対するビット誤り率のグラフを示し、チャネルコード化を使うシステムでテンパーリングを適用するときの性能における改良を示す。結果は16-QAM変調(Grayマッピングで)を使用している、4つの送信アンテナおよび4つの受信アンテナ、およびレート1/2[5,7] RSCコードによるシステムに関連する。カーブ600はテンパーリングのないMIMOデコーダの性能を示し、カーブ602は略4dBに達する10-4のビット誤り率で、テンパーリングが適用された改良された性能を示す。
【００５０】
発明の実施例は空間-時間コード化/復号に関して主に説明されたが、同様の技術はまた、例えば直列対並列変換をし、および次にMIMO復号の前に高速フーリエ変換を実行すること、MIMO復調の後に逆フーリエ変換と並列対直列変換を適用することによって周波数領域に使用されるかもしれない。
【００５１】
当業者は、上述された技術が任意のMIMO通信システム、例えば、基地局および/またはアクセスポイント、および/または移動端末で採用されるかもしれないことを認識するだろう。技術は無線のLAN、潜在的に第四世代移動電話ネットワーク、およびまた他の多くのタイプの通信システムにも応用を持っている。概して発明の実施例は性能の小さい損失のみで、または対応して増加する複雑さとコストなしで等価的に増加されたデータレートを有する安い受信機を容易にする。また、発明の実施例は他の非無線MIMOのようなシステム、例えば、事実上多送信機として作動する、多読取りヘッドと多データ記録層を有するディスクドライブに潜在的に応用を見出すかもしれない。
【００５２】
確かに他の多くの効果的な選択肢が当業者には頭に浮かぶであろう。本発明が記述された実施例に限定されず、これに関して付加された請求項の精神及び範囲内にある当業者に明白な修正を包含することは理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】MIMO空間-時間のコード化された通信システムの例を示す。
【図２】本発明の態様に従って、復号手順の実施例に関するフローチャートを示す。
【図３】本発明の実施例に従って作動するように構成されたデコーダを組み込む受信機に示す。
【図４】確率分布関数テンパーリングの例を示す。
【図５】本発明によるデコーダの実施例を公知の復号手順と比較して、受信された信号対雑音比に対してビット誤り率を示す。
【図６】確率分布関数テンパーリングのあるおよびなしについて、発明の実施例に関する受信された信号対雑音比に対してビット誤り率を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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