(57)【要約】   ＲＦ信号を受信するためのバンドパスサンプリング受信器であって、第一のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第一のパスに変換するための第一のＡＤＣと、第二のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第二のパスに変換するための第二のＡＤＣと、前記ディジタル信号の第一のパス及び前記ディジタル信号の第二のパスにおいて同相信号と直交信号とを分離するための信号分離ユニットとを有し、前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号の周波数は前記ＲＦ信号の周波数の1/Nになり、Nは自然数になるバンドパスサンプリング受信器が提案されている。
2007513562.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を受信するためのバンドパスサンプリング受信器であって、
第一のサンプリングクロック信号の制御下で前記ＲＦ信号をディジタル信号の第一のパスに変換するための第一のＡＤＣと、
第二のサンプリングクロック信号の制御下で前記ＲＦ信号をディジタル信号の第二のパスに変換するための第二のＡＤＣと、
前記ディジタル信号の第一のパス及び前記ディジタル信号の第二のパスにおいて同相信号と直交信号とを分離するための信号分離ユニットと
を有し、
前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号の周波数は前記ＲＦ信号の周波数の1/Nになり、Nは自然数になるバンドパスサンプリング受信器。  
【請求項２】
前記第一のサンプリングクロック信号と前記第二のサンプリングクロック信号との間に相対遅延τが存在し、前記相対遅延τは条件ωcτ≠ｎπを満たし、ωcは前記ＲＦ信号の角周波数であり、ｎは自然数である請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
前記ディジタル信号の第一のパスを受信すると共に前記ディジタル方式でフィルタリングされたベースバンドディジタル信号の第一のパスを前記信号分離ユニットに出力するための第一のローパスフィルタと、
前記ディジタル信号の第二のパスを受信すると共に前記ディジタル方式でフィルタリングされたベースバンドディジタル信号の第二のパスを前記信号分離ユニットに出力するための第二のローパスフィルタと
を更に有する請求項２に記載の受信器。  
【請求項４】
前記信号分離ユニットは、
前記送信器から送信される既知の信号により前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号に対してそれぞれ前記ＲＦ信号の初期位相を計算するための初期位相計算ユニットと、
前記初期位相により、前記ディジタル信号の第一のパス及び前記ディジタル信号の第二のパスにおいて前記同相信号と前記直交信号とを分離するためのＩ／Ｑ信号分離ユニットと
を含む請求項３に記載の受信器。  
【請求項５】
前記既知の信号は前記パイロット信号及び前記ミッドアンブル信号のうちの一つになり得る請求項４に記載の受信器。  
【請求項６】
前記初期位相計算ユニットは、
【数１】
2007513562.tif 000091
及び
【数２】
2007513562.tif 000092
の式で前記初期位相を計算し、
【数３】
2007513562.tif 000093
は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
【数４】
2007513562.tif 000094
は前記第二のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
S10(t)は、前記既知の信号が前記第一のローパスフィルタによってフィルタリングされた後の出力信号であり、
S20(t)は、前記既知の信号が前記第二のローパスフィルタによってフィルタリングされた後の出力信号であり、
l0(t)は、前記既知の信号の同相成分であり、
Q0(t)は、前記既知の信号の直交成分である
請求項５に記載の受信器。  
【請求項７】
前記Ｉ／Ｑ信号分離ユニットは、
【数５】
2007513562.tif 000095
【数６】
2007513562.tif 000096
のように前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスにおいて前記同相信号と前記直交信号とを分離し、
l(t)は、前記分離された同相信号であり、
Q(t)は、前記分離された直交信号であり、
S1(t)は、前記ベースバンドディジタル信号の第一のパスであり、
S2(t)は、前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスであり、
【数７】
2007513562.tif 000097
は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
【数８】
2007513562.tif 000098
は前記第二のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
【数９】
2007513562.tif 000099
になる
請求項５に記載の受信器。
【請求項８】
前記相対遅延は、等式
【数１０】
2007513562.tif 000100
を満たし、ωcは前記ＲＦ信号の角周波数であり、τは前記相対遅延であり、ｎは自然数である
請求項１乃至７の何れか一項に記載の受信器。
【請求項９】
前記計算された初期位相が等式
【数１１】
2007513562.tif 000101
を満たすかどうかを判定するための初期位相判定ユニット
を更に有し、
【数１２】
2007513562.tif 000102
は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
前記Ｉ／Ｑ信号分離ユニットは、前記初期位相が前記等式を満たす場合、前記複素信号の実部及び虚部としてそれぞれ前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスをとり、それから前記複素信号の位相を
【数１３】
2007513562.tif 000103
だけシフトし、前記得られた複素信号の実部及び虚部を、前記分離された同相信号及び直交信号としてとる
請求項４に記載の受信器。
【請求項１０】
受信信号をバンドパスサンプリングするための方法であって、
（ａ）第一のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第一のパスに変換するステップと、
（ｂ）第二のサンプリングクロック信号の制御下で前記ＲＦ信号をディジタル信号の第二のパスに変換するステップと、
（ｃ）前記ディジタル信号の第一のパス及び前記ディジタル信号の第二のパスにおいて同相信号と直交信号とを分離するステップと
を有し、
前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号の周波数は、前記ＲＦ信号の周波数の1/Nになり、Nは自然数になる方法。
【請求項１１】
前記第一のサンプリングクロック信号と前記第二のサンプリング信号との間に相対遅延τが存在し、前記相対遅延τは条件ωcτ≠ｎπを満たし、ωcは前記ＲＦ信号の角周波数であり、ｎは自然数である請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記ディジタル信号の第一のパスをフィルタリングすると共にフィルタリングされた後に得られた前記ベースバンドディジタル信号の第一のパスを出力するステップと、
前記ディジタル信号の第二のパスをフィルタリングすると共にフィルタリングされた後に得られた前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスを出力するステップと
更に有し、
前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスにおける前記同相信号及び前記直交信号はステップ（ｃ）で分離される請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
ステップ（ｃ）は、
送信器によって送信される前記既知の信号により、前記第一のサンプリングクロック信号及び前記第二のサンプリングクロック信号に対して前記ＲＦ信号の初期位相を計算するステップと、
前記初期位相により、前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスにおける前記同相信号及び前記直交信号を分離するステップと
を含む請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記既知の信号は前記パイロット信号及び前記ミッドアンブル信号のうちの一つになり得る請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記初期位相は、
【数１４】
2007513562.tif 000104
及び
【数１５】
2007513562.tif 000105
の式で計算され、
【数１６】
2007513562.tif 000106
は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
【数１７】
2007513562.tif 000107
は前記第二のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
S10(t)は、前記第一のローパスフィルタによってフィルタリングされた後の前記既知の信号の出力信号であり、
S20(t)は、前記第二のローパスフィルタによってフィルタリングされた後の前記既知の信号の出力信号であり、
l0(t)は、前記既知の信号の同相成分であり、
Q0(t)は、前記既知の信号の直交成分である
請求項１４に記載の方法。  
【請求項１６】
前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスにおいて前記同相信号と前記直交信号とは、式
【数１８】
2007513562.tif 000108
【数１９】
2007513562.tif 000109
で分離され、
l(t)は、前記分離された同相信号であり、
Q(t)は、前記分離された直交信号であり、
S1(t)は、前記ベースバンドディジタル信号の第一のパスであり、
S2(t)は、前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスであり、
【数２０】
2007513562.tif 000110
は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
【数２１】
2007513562.tif 000111
は前記第二のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相であり、
【数２２】
2007513562.tif 000112
になる
請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
前記相対遅延は条件
【数２３】
2007513562.tif 000113
を満たし、ωcは前記ＲＦ信号の角周波数であり、τは前記相対遅延であり、ｎは自然数である
請求項１０乃至１６の何れか一項に記載の方法。
【請求項１８】
前記計算された初期位相が条件
【数２４】
2007513562.tif 000114
を満たすかどうかを判定し、
【数２５】
2007513562.tif 000115
は前記第一のサンプリングクロック信号に対する前記ＲＦ信号の初期位相になるステップと、
前記初期位相が前記等式を満たす場合、前記複素信号の実部及び虚部としてそれぞれ前記ベースバンドディジタル信号の第一のパス及び前記ベースバンドディジタル信号の第二のパスをとり、それから前記複素信号の位相を
【数２６】
2007513562.tif 000116
だけシフトし、前記得られた複素信号の実部及び虚部を、前記分離された同相信号及び直交信号としてとるステップと
を更に有する請求項１３に記載の方法。  
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概して、ワイヤレス通信における使用のための無線信号受信器（radio signal receiver）、更には特にバンドパス（帯域通過）サンプリング（bandpass sampling）を使用する無線信号受信器に関する。  
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレス通信において、送信されるべきユーザ信号は通常、比較的低い周波数及び限定（制限）された帯域（バンド）幅を備えるベースバンド（基底帯域）信号（baseband signal）になり、概して二つの直交成分（コンポーネント）（orthogonal component）によって
【数２７】
2007513562.tif 000003
と表され得る。スペクトラムが図１のように示され得る。ここで、I(t)は同相成分（in-phase component）であり、Q(t)は直交成分（quadrature component）である。ユーザ信号が送信されるべきとき、送信器は、周波数がＲＦ（無線周波数）領域にあるキャリア（搬送波）信号（carrier signal）ｓをユーザ信号で変調し、それから送信アンテナを通じてＲＦ信号を無線空間（radio space）に送信する。
【０００３】
受信器は、アンテナを通じて無線空間からＲＦ信号を受信し、ゼロ周波数を中心とするベースバンドディジタル信号に当該信号を変換するので、ＢＥＲ（ビットエラーレート（Bit-Error-Rate））要求仕様を満たす所望のユーザ信号が、更なるベースバンド処理を通じて再生（recover）され得る。現在のワイヤレス通信システムにおいて、ほとんどの装置は依然、図２に示されているようなアーキテクチャを備える従来型のスーパーヘテロダイン（super heterodyne）受信器を使用している。図２において、受信器２００はアンテナを介してＲＦ信号を受信する。ＲＦ信号はまず、バンドパス（帯域通過）フィルタ２２０によってフィルタリングされ、それからＬＮＡ（低雑音増幅器（Low Noise Amplifier)））２２１によって増幅されると共にダウンコンバータ（down-converter）２３０に送信される。ダウンコンバータ２３０は、ＬＯ（ローカル（局所（局部））発振器（local oscillator））を利用することによって受信ＲＦ信号をＩＦ（中間周波数（intermediate frequency））アナログ信号にダウン変換し、ＩＦ領域における帯域外干渉（out-of-band interference）がＩＦフィルタ２３３を通じて除去（阻止）される。その後、二つの直交ベースバンドアナログ信号I(t)及びQ(t)を得るため、直交復調（quadrature demodulation）がI/Q分離ユニット（I/Q separating unit）２４０においてＩＦ信号上で実行される。最後に、ベースバンドアナログ信号の二つのパス（経路（path））は、ＡＤＣ（アナログ・ディジタルコンバータ（Analog-to-Digital Converter））２５０Ｉ及び２５０Ｑにおいてディジタル信号に変換され、それ故に所望のユーザ信号が復調器（demodulator）２７０の復号化を通じて再生され得る。
【０００４】
図２に示されているようにベースバンドディジタル信号にＲＦ信号を変換するプロシージャの間、ＩＦフィルタ２３３は不可欠になり、ＩＦフィルタリングの効果は出力信号の特性（質）に直接関連している。しかしながら、従来のスーパーヘテロダイン受信器において、ＩＦフィルタ２３３は大容量且つ高価なＳＡＷ（表面弾性波（Surface Acoustic Wave））デバイスによって実現され、それにより他の回路を組み込むことは非常に困難になる。一方、マルチモードハンドセット（multi-mode（登録商標） handset）の開発の場合、標準スーパーヘテロダイン受信器は、全てのモードにおける全てのチャネル帯域幅に対して独立型（スタンドアローン）のＩＦ  ＳＡＷフィルタを必要としており、このことにより、受信器の費用が増大し、更にはハードウエアの制約が装置の更新（アップグレード）に対する障害をもたらす。更に、アナログミキサ（混合器（mixer））が受信器において多数回使用され、それによって、非線形効果及び画像（イメージ）周波数干渉のような問題が不可避となる。
【０００５】
ＦＩフィルタのような大容量デバイスを使用することによってもたらされるハードウエアの制約を克服するために、ＲＦキャリアと同じ周波数を有するＬＯ信号を利用することによってＲＦ信号をベースバンド信号に直接変換するため、直接変換受信器アーキテクチャ（direct conversion receiver architecture）又はＺＩＦ（ゼロＩＦ（Zero-IF））受信器を採用する解決策が提案されている。２００２年１２月５日に発行された“サブサンプリングＲＦ受信器アーキテクチャ（Sub-sampling RF receiver architecture）”という題名の米国特許出願第US20020181614A1号公報において他の解決策が開示されている。当該解決策において、バンドパスフィルタリングされると共に低雑音増幅された後、受信ＲＦ信号は、ベースバンド信号を得るために、バンドパスサンプリング方法を使用することによってサンプリングされると共にフィルタリングされる。受信器における受信信号は実際、帯域制限された信号（図１参照）がＨＦキャリア上に変調されるバンドパス（帯域通過）信号になり、バンドパス信号の下部側波帯（サイドバンド）（lower sideband）は通過帯域の帯域幅よりもずっと高くなるので、サンプリングは、周波数が受信信号のキャリア周波数よりも低くなるクロック信号を選択することによってなされることが可能であり、それ故にサンプリングされた信号の高次のスペクトラム成分（high-order spectrum component）のいくつかの部分はバンドパス信号の下部側波帯とゼロ周波数との間に位置される。バンドパス信号におけるサンプリング周波数は、信号のキャリア周波数よりもかなり低くなり、それ故にサブサンプリングとも称される。二つの種類のサブサンプリング受信器アーキテクチャが本特許文献において提案される。この場合参照として記載に含まれる。  
【０００６】
第一のサブサンプリング受信器のアーキテクチャが図３に示されている。図３において、ＲＦバンドパスフィルタ２２０及びＬＮＡ２２１において処理された後、受信ＲＦ信号は、
【数２８】
2007513562.tif 000004
のサンプリング周波数でバンドパスサンプリングされるように、サンプラ（sampler）及びホルダ（holder）３１０に送信される。ここでfcはキャリア周波数であり、Ｂはキャリアを変調するためのユーザ信号帯域幅であり、Ｍは何れかの自然数である。このように、サンプリングされた信号は、ゼロ周波数の近く、又はいわゆる
【数２９】
2007513562.tif 000005
においてユーザ信号の高次のスペクトラム成分を有するであろう。ＡＤＣ３２０は、サンプリングされた信号をディジタル信号に変換するために使用される。変換されたディジタル信号は、ディジタルミキサ３３０Ｉ及び３３０Ｑにおいて独立にディジタル領域で直交変調されるであろう。ディジタルミキサ３３０Ｉ及び３３０Ｑは、
【数３０】
2007513562.tif 000006
における信号スペクトラムをゼロ周波数に移動させるために使用されるので、直交ユーザディジタル信号が、ディジタルローパス（低域通過）フィルタによってフィルタリングされた後に再生され得る。
【０００７】
当該サブサンプリング受信器アーキテクチャにおいて、アナログミキサ及びＩＦフィルタは省略されているが、二つのディジタルミキサは、ベースバンドに復調されるように信号のスペクトラムを移動させるために第二の周波数変換を実現するのに必要とされる。更に、受信器におけるエイリアス（alias）を回避するため、非常に高いサンプリング周波数（バンドパス信号の帯域幅の２倍よりも高い）が通常必要とされる。ＧＳＭモバイル電話のような実際のシステムにおいて、ＲＦバンドパスフィルタ２２０を通じて完全に干渉を除去することは通常非常に困難になるので、サンプリング回路の入力信号は、多くの場合、広帯域干渉（wideband interference）を含んでいる。それ故に、実際の用途（アプリケーション）において選択されるクロック信号は、多くの場合、理論値よりもずっと高い周波数を有し、これにより、多くの場合、低効率がもたらされる。それに加えて、ＡＤ（アナログ・ディジタル（Analog-to-Digital））変換が、
【数３１】
2007513562.tif 000007
のキャリア上で変調されるユーザ信号に対して必要とされるので、ＡＤコンバータの特性（性能）は十分に高くなければならない。
【０００８】
受信器アーキテクチャを更に簡略化するため、図４に示されているように、二つのパスのサブサンプリング受信器アーキテクチャが米国特許第US20020181614A1号公報に開示されている。図４において、ＲＦバンドパスフィルタ２２０及びＬＮＡ２２１を通じて通過した後、受信信号はまず最初に二つのパスに分割され、それから、
【数３２】
2007513562.tif 000008
の周波数でサンプラ及びホルダ、４１０Ｉ及び４１０Ｑによってそれぞれサンプリングされる。ここで、Ｎは自然数であり、周波数fsを備えるクロック信号の二つのパスの間に９０度の位相シフトが存在する。図４に示されているようなアーキテクチャにおいて、キャリア周波数はサンプリング周波数の多数（重）倍になるので、サンプリング後、ゼロ周波数においてユーザ信号のｎ次のスペクトラム成分が存在するであろう。ゼロ周波数におけるベースバンドアナログ信号はローパスフィルタを通じてフィルタ除去され得る。それから、ベースバンドアナログ信号がＡＤ変換された後、ベースバンドディジタル信号は得られ得る。
【０００９】
当該二つのパスのサブサンプリング方法において、第一のサブサンプリング受信器におけるディジタルミキサの処理は省略され、ベースバンド信号が直接ＡＤ変換され得る。しかしながら、サンプリング周波数が選択された後、Ｎが偶数である場合、信号がサンプリングされた後、二つのパスは同じ結果を得るであろう。それ故に分離された直交ユーザ信号I(t)及びQ(t)が得られることは不可能である。更に、直交ユーザ信号をどのように分離するかについての方法は当該特許文献において完全に開示されていない。
【００１０】
上記の修正受信器アーキテクチャに関して、ＩＦフィルタのような大容量デバイスはもはや使用されないが、ＲＦ信号がまず最初にベースバンドアナログ信号に変換され、それからＡＤ変換されるという発想から逸脱するものではない。新たなワイヤレス通信システムにおいて、多くの通信プロトコル及び技術が継続的に更新されており、それ故により優れた方法及び装置が、受信無線信号をベースバンドディジタル信号に変換するために必要とされている。
【００１１】
本発明において、広帯域ＡＤＣは受信アンテナに可能な限り近付くことが必要とされ、ＡＤはＲＦ信号を直接変換し、それから受信信号上の様々な処理がプログラマブル（プログラム可能な）ＤＳＰ（ディジタル信号処理（digital signal processing））デバイスによって可能な限り実現されるべきである。ＤＳＰは柔軟性があり（フレキシブルであり）、費用がかからず、組み込みが容易であるので、当該方法は複数の（多重）通信プロトコルの整合性（互換性）を実現することが可能であり、技術的なアップグレードが容易になる。
【００１２】
それ故に、２経路（二つのパスの）サブサンプリング方法（two-path sub-sampling method）の実現性を分析することに基づいて、当該方法は、ＲＦ信号を直接ＡＤ変換するための受信器アーキテクチャ及び所望のユーザ信号を再生するための特定の方法も提案することに焦点を当てている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の一つの目的は、アナログ及びディジタルミキサによらずにＲＦ信号を直接ＡＤ変換するための簡単なバンドパスサンプリング受信器アーキテクチャを提供することにある。
【００１４】
本発明の他の目的は、ＡＤＣ特性のための要求仕様を可能な限り低下させるための簡単なバンドパスサンプリング受信器アーキテクチャを提供すると共に直交ディジタルユーザ信号を再生するための方法をもたらすことにある。    
【課題を解決するための手段】
【００１５】
第一のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第一のパスに変換するための第一のＡＤＣと、第二のサンプリングクロック信号の制御下でＲＦ信号をディジタル信号の第二のパスに変換するための第二のＡＤＣと、ディジタル信号の第一のパス及びディジタル信号の第二のパスにおいて同相（in-phase）信号と直交（quadrature）信号とを分離するための信号分離ユニットとを有するＲＦ信号を受信するためのバンドパスサンプリング受信器が提案され、第一のサンプリングクロック信号及び第二のサンプリングクロック信号の周波数はＲＦ信号のキャリア周波数の1/Nになり、Nは自然数になる。
【００１６】
本発明の好ましい実施例の詳細な記載のために、この場合添付図面が参照されるであろう。  
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
本発明の特徴を明確に記載するために、まず最初に、図５及び図６に関連して２経路サブサンプリング受信器アーキテクチャの理論上実現可能な条件に対してｎ分析が以下にもたらされ、それから図７に関連して詳細な記載が、本発明の実施例における提案された受信器アーキテクチャにもたらされると共にユーザ信号を再生するための方法がもたらされるであろう。  
【００１８】
図１において示されているＢとして帯域幅を備えるユーザ信号が、
【数３３】
2007513562.tif 000009
として二つの直交成分によって表現され得る場合、fcのキャリア周波数を備えると共にユーザ信号で直交変調されるＲＦ信号は、
【数３４】
2007513562.tif 000010
によってもたらされ得る。ここで、s
【数３５】
2007513562.tif 000011
はキャリアの角周波数（circular frequency）であり、
【数３６】
2007513562.tif 000012
はキャリアの初期位相（initial phase）である。
【００１９】
ＲＦ信号のスペクトラム特性を容易に分析するために、いくつかの必要な数学的変換が等式（１）になされることは可能であり、それ故にS(t)は更に、fc
及び-fcとしてそれぞれ中心周波数を備える二つのバンドパス成分S'(t)及びS''(t)として表現され得る。
【数３７】
2007513562.tif 000013
【数３８】
2007513562.tif 000014
【００２０】
これらのスペクトラム特性が図５に示されている。図が示しているように、等式（２）及び等式（３）におけるS'(t)及びS''(t)は振幅及び周波数における差を有するが、同じ帯域幅を有する。
【００２１】
エイリアスを防止するためにＲＦ信号がバンドパスサンプリングされるとき、
【数３９】
2007513562.tif 000015
として周波数を備えるクロック信号が選択され得る。サンプリングされた信号スペクトラムは、図６に示されているようにスペクトラム領域（ドメイン）におけるサイクル（周期）としてサンプリング周波数fsを備える（図５において示されているように）元の（原）ＲＦ信号スペクトラムの周期連続性（periodic continuation）に相当する。キャリア周波数はサンプリング周波数のＮ倍になり、スペクトラムが周期的に連続となるとき、S'(t)及びS''(t)の高次スペクトラム成分の重ね合わせ（スーパポジション（superposition））はサンプリング周波数の複数倍で発生することが図６から理解され得る。それ故に、ゼロ周波数でＢの帯域幅を備える重ね合わされたスペクトラム成分が存在するであろう。ゼロ周波数を中心とする（すなわち自身のキャリア周波数がゼロになる）信号の時間領域（タイムドメイン（time domain））は等式（２）及び（３）、すなわち
【数４０】
2007513562.tif 000016
で計算され得る。明らかにエイリアスのために、ゼロキャリア周波数を備える信号は実際、直交ユーザ信号l(t)とQ(t)との一次結合（linear combination）になる。従って、ローパスフィルタからのフィルタリングされた信号をただ利用することによって、分離された直交ユーザ信号l(t)及びQ(t)を再生することは起こりそうもない。
【００２２】
それ故に、二つの異なる直交ユーザ信号の一次結合を得るため、同じ周波数だが異なる位相で二つのクロック信号を使用することによってＲＦ信号をサンプリングするために２経路バンドパスサンプリングが必要となり、それからユーザ信号のl(t)及びQ(t)は分離プロシージャを通じて得られ得る。更に、信号スペクトラムが、サンプリングされた後にゼロ周波数で存在するので、ＡＤＣはサンプリングされた信号をディジタル信号に変換するために使用され得る。
【００２３】
上記の考えに基づいて、提案されたバンドパスサンプリング受信器のアーキテクチャが図７に示されており、アンテナで受信されるＲＦ信号はバンドパスフィルタ２２０によってフィルタリングされると共にＬＮＡ２２１によって増幅され、二つのパスに分割され、それからＡＤＣ７１０及び７１１によってそれぞれＡＤ変換される。二つのＡＤＣのサンプリングクロック周波数は両方ともＲＦ信号のキャリア周波数の１／Ｎになるが、二つのＡＤＣのサンプリングクロックＣＬＫ１とＣＬＫ２との間に固定相対遅延τが存在する。相対遅延τを導入する目的は、二つのパスにおけるサンプリング時点が二つの異なるキャリア位相に対応し、従って二つの異なるディジタルシーケンスがＡＤ変換後に得られ得ることにある。相対遅延τは、期間τの間、同相成分l(t)及び直交成分Q(t)がほとんど一定に保たれるように、Ｂ（すなわち
【数４１】
2007513562.tif 000017
）の逆数よりもずっと小さくなることが必要とされる。二つのＡＤ変換されたディジタルシーケンスがディジタルローパスフィルタ７２０及びディジタルローパスフィルタ７２１によってそれぞれフィルタリングされた後、サンプリングされたディジタルシーケンスのゼロ周波数成分（又はいわゆるベースバンドディジタル信号）が得られ得る。最後に、ベースバンドディジタル信号の二つのパスは必要なディジタル信号処理のためのＩ／Ｑセパレータ（分離器）７３０に送信され、それ故に二つの直交成分が分離されると共に後続するＤＳＰモジュール７４０に送信され、所望のユーザ信号は復調及びデコーディング等の更なる処理を通じて再生され得る。
【００２４】
図７に示されているようなアーキテクチャによれば、二つのＡＤＣのサンプリングクロックＣＬＫ１とＣＬＫ２との間に相対遅延τが存在するとき、ディジタルローパスフィルタ７２０及びディジタルローパスフィルタ７２１によってフィルタリングされる二つのサンプリングされたベースバンドディジタル信号はそれぞれ
【数４２】
2007513562.tif 000018
【数４３】
2007513562.tif 000019
として表現され得る。ここで
【数４４】
2007513562.tif 000020
及び
【数４５】
2007513562.tif 000021
は、サンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２の二つのパスに対するキャリアの初期位相であり、
【数４６】
2007513562.tif 000022
であり、S1(t)及びS２(t)はそれぞれ、ディジタルローパスフィルタ７２０及び７２１出力信号を表している。
【００２５】
一方、ＣＬＫ１とＣＬＫ２との間の位相シフトが９０度になる場合、すなわち、
【数４７】
2007513562.tif 000023
及び
【数４８】
2007513562.tif 000024
になる場合、
【数４９】
2007513562.tif 000025
になる。Ｎが偶数になるとき、等式（４）及び（５）において
【数５０】
2007513562.tif 000026
になるので、等式（４）及び（５）は、簡略化された後、同じになるであろう。それ故に所望のユーザ信号は再生され得ない。
【００２６】
上記分析から、
【数５１】
2007513562.tif 000027
になるときにのみ、ユーザ信号は２経路バンドパスサンプリング方法で再生され得る。ここで、ｎは整数である。それ故に
【数５２】
2007513562.tif 000028
は２経路バンドパスサンプリング方法に適合させられるのに必須の条件になる。
【００２７】
等式（４）及び（５）のいくつかの数学演算で
【数５３】
2007513562.tif 000029
すなわち
【数５４】
2007513562.tif 000030
になるとき、I(t)及びQ(t)はそれぞれ、ディジタルローパスフィルタ７２０及び７２１の出力信号のS1(t)とS２(t)との一次結合、すなわち
【数５５】
2007513562.tif 000031
【数５６】
2007513562.tif 000032
として表され得る。
【００２８】
等式（６）及び（７）から、I(t)及びQ(t)は、ローパスフィルタリング後に得られる二つのベースバンドディジタルシーケンス信号S1(t)及びS２(t)とＣＬＫ１及びＣＬＫ２とに対してキャリアの初期位相
【数５７】
2007513562.tif 000033
及び
【数５８】
2007513562.tif 000034
のみに関係していることが知られ得る。ここで、相対初期位相
【数５９】
2007513562.tif 000035
及び
【数６０】
2007513562.tif 000036
のみが未知になるので、Ｉ／Ｑセパレータ７３０は初期位相計算モジュールを依然必要とする。セル検索（サーチ）プロシージャの後、送信器（送り手）側で送信器によって送信されるパイロット信号及びミッドアンブル（midamble）信号は受信器（受け手）側で受信器に対する既知の（知られている）信号になっているので、初期位相計算モジュールは、パイロット信号又はミッドアンブルを使用することによってキャリアの初期位相
【数６１】
2007513562.tif 000037
及び
【数６２】
2007513562.tif 000038
を計算し得る。
【００２９】
特に、受信ミッドアンブル信号又はパイロット信号のI(t)及びQ(t)はI0(t)及びQ0
(t)になり、受信ミッドアンブル信号又はパイロット信号がディジタルローパスフィルタ７２０及び７２１によってフィルタリングされた後、出力信号はS10(t)及びS20(t)になると仮定される。それ故に等式（４）及び（５）から、
【数６３】
2007513562.tif 000039
【数６４】
2007513562.tif 000040
が得られ得る。
【００３０】
それから、
【数６５】
2007513562.tif 000041
及び
【数６６】
2007513562.tif 000042
は等式（８）及び（９）から
【数６７】
2007513562.tif 000043
【数６８】
2007513562.tif 000044
のように計算され得る。
【００３１】
初期位相計算モジュールが
【数６９】
2007513562.tif 000045
及び
【数７０】
2007513562.tif 000046
を決定した後、Ｉ／Ｑセパレータ７３０は、所望のユーザ信号のI(t)及びQ(t)を得るために等式（６）及び（７）に従って、受信されたS1(t)及びS２(t)を処理し得る。Ｉ／Ｑセパレータ７３０はＡＤＣの後に位置されるので、処理された信号はディジタルシーケンス（数列）になる。等式の説明の簡単化のため、信号は依然、f(t)の形態で表される。
【００３２】
バンドパスサンプリング受信器の動作原理は図７に関連して上記のように分析される。実際の用途において、提案されているバンドパスサンプリング受信器は以下のように動作するであろう。すなわち、まず最初に受信ＲＦ信号のユーザ信号帯域幅Ｂ及びキャリア周波数fcによりＡＤＣのサンプリングクロック周波数
【数７１】
2007513562.tif 000047
を決定し、それから２経路バンドパスサンプリングの必要な条件
【数７２】
2007513562.tif 000048
により二つのＡＤＣのサンプリングクロックの間の相対遅延τを決定する。その後、受信器は送信器からパイロット信号又はミッドアンブル信号を受信し、等式（１０）及び（１１）によりＩ／Ｑセパレータ７３０における初期位相計算ユニットにおいてキャリアの相対初期位相を決定し、キャリアの相対初期位相が決定された後、所望のユーザ信号の二つの直交ディジタル成分を得ると共に更なる分析のために当該直交ディジタル成分を後続するＤＳＰユニット７４０に送信するため、受信器は、等式（６）及び（７）によって、且つ上記ステップで計算されるパラメータを使用することによってＩ／Ｑセパレータ７３０において受信信号を処理し得る。
【００３３】
本発明の好ましい実施例において、Ｉ／Ｑ分離（セパレート）プロシージャを更に簡単化するために、クロック信号ＣＬＫ１及びＣＬＫ２の二つのパスの間の相対遅延τは、
【数７３】
2007513562.tif 000049
を満たすように更に制約（制限）され得る。
【００３４】
ＣＬＫ１とＣＬＫ２との間の相対遅延τが条件
【数７４】
2007513562.tif 000050
を満たし得ることを保証するため、
【数７５】
2007513562.tif 000051
が仮定される場合、相対遅延
【数７６】
2007513562.tif 000052
になる。ここで、Tcはキャリアサイクルであり、二つのクロック信号は図８に示されている方法で容易に生成され得る。図８において最もよく示されているように、まずＬＯ８０１が、受信信号のキャリア周波数の２倍の周波数を備える信号を生成する。信号は、１／２分割器（スプリッタ）８０２によって信号のキャリア周波数と同じ周波数を有する直交クロック信号の二つのパスに分割され、それ故に位相シフトはキャリア周波数ωc下で
【数７７】
2007513562.tif 000053
になることが保証され得る。最終的に二つの１／Ｎ分割器８０３及び８０４は、直交信号の二つのパスの周波数を前者、すなわちサンプリングクロック周波数の１／Ｎにまで低減させる。それ故に所望のサンプリングクロックＣＬＫ１及びＣＬＫ２が得られ得る。ここで１／２分割器８０２は、ＣＬＫ１とＣＬＫ２との間の相対遅延τが不変の状態に保持され得ることを保証することが必要とされる。
【００３５】
ＲＦ信号が条件
【数７８】
2007513562.tif 000054
を満たすクロック信号の二つのパスでサンプリングされた後、等式（６）及び（７）は更に簡略化され得る。
【００３６】
【数７９】
2007513562.tif 000055
のとき、
【数８０】
2007513562.tif 000056
【数８１】
2007513562.tif 000057
【数８２】
2007513562.tif 000058
となる。
【００３７】
【数８３】
2007513562.tif 000059
のとき、
【数８４】
2007513562.tif 000060
【数８５】
2007513562.tif 000061
【数８６】
2007513562.tif 000062
となる。
【００３８】
等式（１２）乃至（１７）によれば、I(t)及びQ(t)は、ＣＬＫ１に対するＲＦキャリアの初期位相
【数８７】
2007513562.tif 000063
と二つのローパスフィルタリングされたベースバンドディジタルシーケンス信号S1及びS２とにのみ関係している。ここで
【数８８】
2007513562.tif 000064
のみが未知である。それ故にＩ／Ｑセパレータ７３０における初期位相計算ユニットは、既知のミッドアンブル信号又はパイロット信号を利用することによって等式（１０）でキャリアの相対初期位相
【数８９】
2007513562.tif 000065
を計算し得る。
【数９０】
2007513562.tif 000066
になる。
【００３９】
初期位相計算ユニットにおいて
【数９１】
2007513562.tif 000067
が計算された後、Ｉ／Ｑセパレータ７３０は、ユーザ信号のI(t)及びQ(t)を計算するため、等式（１２）及び（１３）、又は（１５）及び（１６）で受信S1(t)及びS２(t)を処理し得る。
【００４０】
等式（１４）及び（１７）によれば、ユーザ信号のI(t)及びQ(t)は、サンプリングされたシーケンスをある位相
【数９２】
2007513562.tif 000068
で回転することによって得られ得る。このサンプリング方法は、受信信号を直交変調（quadrature modulate）するように直交キャリア信号を使用する方法と実質的に同等であり、それ故にこのサンプリング方法は直交バンドパスサンプリングと称される。
【００４１】
上記の好ましい実施例におけるＩ／Ａ分離プロシージャにおいて、二つのクロック信号が
【数９３】
2007513562.tif 000069
として特定の位相の関係を備えるキャリアと同期させられる場合、Ｉ／Ｑ分離プロシージャは更に簡略化されることが可能であり、直交ユーザ信号は、サンプリングされたシーケンスから直接得られ得る。しかしながら異なる状態において、直交ユーザ信号とディジタルフィルタの出力信号との間に符号の変化がもたらされてもよく、特に
【数９４】
2007513562.tif 000070
及び
【数９５】
2007513562.tif 000071
のとき、
【数９６】
2007513562.tif 000072
【数９７】
2007513562.tif 000073
になり、
【数９８】
2007513562.tif 000074
及び
【数９９】
2007513562.tif 000075
のとき、
【数１００】
2007513562.tif 000076
【数１０１】
2007513562.tif 000077
になり、
【数１０２】
2007513562.tif 000078
及び
【数１０３】
2007513562.tif 000079
のとき、
【数１０４】
2007513562.tif 000080
【数１０５】
2007513562.tif 000081
になり、
【数１０６】
2007513562.tif 000082
及び
【数１０７】
2007513562.tif 000083
のとき、
【数１０８】
2007513562.tif 000084
【数１０９】
2007513562.tif 000085
になり、
【数１１０】
2007513562.tif 000086
が初期位相決定ユニットによって計算されるとき、I／Q分離プロシージャを最大限に簡略化するため、複素信号の実（数）部及び虚（数）部としてベースバンドディジタル信号の二つのパスを使用し、複素信号の位相を９０度のｎ倍で回転し、それから複素信号の実部及び虚部をそれぞれ、対応する分離された同相信号及び直交信号として扱うという異なる条件下において、I／Qセパレータ７３０は等式（１９乃至２６）でユーザ信号を再生することが可能である。
【００４２】
上記のI／Qセパレータ及びその中の初期位相計算ユニットは、等式におけるアルゴリズムを実現するためのソフトウエア若しくは特定のハードウエア、又は両方の組み合わせで実現され得る。
【００４３】
上記のように、本発明において提案されるようなバンドパスサンプリング受信器に関して、ベースバンド信号は、バンドパスサンプリング方法でＲＦ信号をＡＤ変換することによって得られることが可能であり、それ故にこれにより、通常大容量になり、電力を多く消費し、組み込まれるのが困難になるアナログミキサ及びＩＦフィルタの省略はもたらされ、それによって、受信器アーキテクチャが非常に簡略化され、従来の受信器における非線形効果、画像周波数干渉、ＤＣオフセット、及びミキサ雑音のような問題が回避される。バンドパスサンプリング技術の場合、サンプリング周波数はキャリア周波数よりもかなり低くなることが可能であり、それ故にＡＤＣの特性に対する要求仕様は低減され得る。本発明は従来技術における２経路サンプリング方法の欠陥も克服し、提案されている受信器アーキテクチャは、条件
【数１１１】
2007513562.tif 000087
を満たすようにサンプリングクロック信号の間で遅延τをセットすることを通じて様々な状況において適用され得る。更に、
【数１１２】
2007513562.tif 000088
になるとき、Ｉ／Ｑ分離のための計算プロシージャは簡略化され得る。特にサンプリングクロック信号がキャリア信号と位相同期され、
【数１１３】
2007513562.tif 000089
となるとき、ユーザ信号の直交成分は、サンプリングされた信号から直接得られることが可能であり、これによりＩ／Ｑ分離のための計算プロシージャは更に簡略化され得る。Ｉ／Ｑ分離の詳細も本発明においてもたらされており、このことは、提案されている受信器が実際に適用されるのに大いに役立つ。
【００４４】
本発明において開示されているバンドパスサンプリング受信器が、請求項によって規定される本発明の範囲からはずれることなくかなり修正され得ることは当業者によって理解され得る。  
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】バンドパスユーザ信号の周波数スペクトラムを示す。
【図２】従来のスーパヘテロダイン受信器のアーキテクチャを示すブロック図である。
【図３】通常のサブサンプリング受信器のアーキテクチャを示すブロック図である。
【図４】通常の２経路サブサンプリング受信器のアーキテクチャを示すブロック図である。
【図５】ユーザ信号が変調された後のＲＦ信号の周波数スペクトラムを示す。
【図６】
【数１１４】
2007513562.tif 000090
のクロック信号でサンプリングされた後のＲＦ信号の周波数スペクトラムを示す。
【図７】本発明の実施例におけるバンドパスサンプリング受信器のアーキテクチャを示すブロック図である。
【図８】本発明の実施例における直交サンプリングクロック信号を生成するための提案された実施例の構造体を示す。
【図１】
2007513562.tif 000117
【図２】
2007513562.tif 000118
【図３】
2007513562.tif 000119
【図４】
2007513562.tif 000120
【図５】
2007513562.tif 000121
【図６】
2007513562.tif 000122
【図７】
2007513562.tif 000123
【図８】
2007513562.tif 000124
【国際調査報告】
2007513562.tif 000125
2007513562.tif 000126
2007513562.tif 000127