(57)【要約】【課題】安価な無線デジタル受信装置を提供すること。【解決手段】基地局２は、無線信号を、中心周波数をｆｉ［Ｈｚ］とする低周波信号にダウンコンバートしてオーバーサンプリングした上で、復調処理する。移動局３は、無線信号を、中心周波数をｆｄ［Ｈｚ］とする低周波信号にダウンコンバートしてアンダーサンプリングした上で、復調処理する。基地局２および移動局３においては、同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］が用いられる。ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、基地局２でオーバーサンプリングがなされ、かつ移動局３でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されている。ｆｉ［Ｈｚ］は、帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］の１／２N （Ｎは自然数）倍である。【選択図】図２
2007528632.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムであって、
前記第１の無線通信機器は、
前記第２の無線通信機器から送信されてくる前記第２の無線信号を、第１の低周波信号に、ダウンコンバートする第１の周波数変換器と、
前記第１の周波数変換器によってダウンコンバートされた前記第１の低周波信号をオーバーサンプリングする第１の標本化器と、
前記第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を復調処理する第１の復調デジタル回路とを備え、
前記第１の復調デジタル回路で復調処理される信号は、中心周波数がｆｉ［Ｈｚ］となっており、
前記第２の無線通信機器は、
前記第１の無線通信機器から送信されてくる前記第１の無線信号を、前記第１の無線信号の中心周波数と前記第２の無線信号の中心周波数との差の周波数を中心周波数ｆｄ［Ｈｚ］とする第２の低周波信号に、ダウンコンバートする第２の周波数変換器と、
前記第２の周波数変換器によってダウンコンバートされた前記第２の低周波信号をアンダーサンプリングする第２の標本化器と、
前記第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を復調処理する第２の復調デジタル回路とを備え、
前記第１の標本化器で用いられるサンプリング周波数と第２の標本化器で用いられるサンプリング周波数とは、同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、前記第１の標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ前記第２の標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されており、
前記中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、前記第１および第２の無線信号の帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつ前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］の１／２N （Ｎは自然数）倍であることを特徴とする、無線通信システム。
【請求項２】
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］および前記中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、
前記第１および第２の無線信号の帯域幅を２×Ｂｃｈ［Ｈｚ］とし、前記無線シンボル伝送速度をｆｓｙｍ［Ｈｚ］とした場合、
【数７】
2007528632.tif 000056
の関係を満たす整数ｎに対して、
【数１２】
2007528632.tif 000057
かつ
【数１４】
2007528632.tif 000058
の関係を満たす整数ｋと、
【数２２】
2007528632.tif 000059
の関係を満たす整数Ｎとを用いて、
【数３０】
2007528632.tif 000060
【数３１】
2007528632.tif 000061
によって表されることを特徴とする、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項３】
前記第１の周波数変換器は、前記第２の無線通信機器から送信されてくる前記第２の無線信号を、中心周波数をｆｊ［Ｈｚ］とする第１の低周波信号に、ダウンコンバートし、
前記第１の低周波信号は、前記第１の標本化器の前段または後段において中心周波数がｆｉ［Ｈｚ］の信号に補正された上で、前記第１の復調デジタル回路によって復調処理される、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項４】
前記中心周波数ｆｄは、４０．０００［ＭＨｚ］であり、
前記周波数ｆｉおよび前記サンプリング周波数ｆｓは、
ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］、
ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］、
ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］、
ｆｉ＝４．０９６［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３２．７６８［ＭＨｚ］、または
ｆｉ＝３．５８４［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２８．６７２［ＭＨｚ］の組み合わせの内、いずれか一つの組み合わせである、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項５】
前記第１の復調デジタル回路は、
前記第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を直交復調する第１の直交復調器と、
前記第１の直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する第１の低域通過フィルタと、
前記第１の低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する第１の受信データ再生部とを含み、
前記第２の復調デジタル回路は、
前記第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を直交復調する第２の直交復調器と、
前記第２の直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する第２の低域通過フィルタと、
前記第２の低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する第２の受信データ再生部とを含み、
前記第１の直交復調器は、前記第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換し、
前記第２の直交復調器は、前記第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換することを特徴とする、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項６】
前記第１の復調デジタル回路は、
前記第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号の内、デジタルフィルタによって、中心周波数が０に近い正または負の周波数成分のどちらか一方のみをろ波する第１の複素フィルタと、
前記第１の複素フィルタによってろ波された信号から受信データを再生する第１の受信データ再生部とを含み、
前記第２の復調デジタル回路は、
前記第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号の内、デジタルフィルタによって、中心周波数が０に近い正または負の周波数成分のどちらか一方のみをろ波する第２の複素フィルタと、
前記第２の複素フィルタによってろ波された信号から受信データを再生する第２の受信データ再生部とを含むことを特徴とする、請求項１に記載の無線通信システム。
【請求項７】
前記第１の復調デジタル回路は、
前記第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を直交復調する第１の直交復調器と、
前記第１の直交復調器から出力された信号を低域ろ波する第１の低域通過フィルタと、
前記第１の低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する第１の受信データ再生部とを含み、
前記第２の復調デジタル回路は、
前記第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を直交復調する第２の直交復調器と、
前記第２の直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する第２の低域通過フィルタと、
前記第２の低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する第２の受信データ再生部とを含み、
前記第１の直交復調器は、前記第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換することを特徴とし、
前記第２の直交復調器は、前記第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換することを特徴とする、請求項３に記載の無線通信システム。
【請求項８】
前記周波数ｆｊ［Ｈｚ］は、３．０００［ＭＨｚ］であることを特徴とする、請求項７に記載の無線通信システム。
【請求項９】
互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムにおいて、前記第１の無線通信機器内で前記第２の無線信号を受信してデジタル復調処理するための無線デジタル受信装置であって、
前記第２の無線通信機器から送信されてくる前記第２の無線信号を、中心周波数をｆｉ［Ｈｚ］とする低周波信号に、ダウンコンバートする周波数変換器と、
前記周波数変換器によってダウンコンバートされた前記低周波信号をオーバーサンプリングする標本化器と、
前記標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を復調処理する復調デジタル回路とを備え、
前記標本化器で用いられるサンプリング周波数は、前記第２の無線通信機器で用いられるサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、前記標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ前記第２の無線通信機器の標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されており、
前記低周波信号の中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、前記第１および第２の無線信号の帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつ前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］の１／２N （Ｎは自然数）倍であることを特徴とする、無線デジタル受信装置。
【請求項１０】
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］および前記低周波信号の中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、
前記第１および第２の無線信号の帯域幅を２×Ｂｃｈ［Ｈｚ］とし、前記無線シンボル伝送速度をｆｓｙｍ［Ｈｚ］とした場合、
【数７】
2007528632.tif 000062
の関係を満たす整数ｎに対して、
【数１２】
2007528632.tif 000063
かつ
【数１４】
2007528632.tif 000064
の関係を満たす整数ｋと、
【数２２】
2007528632.tif 000065
の関係を満たす整数Ｎとを用いて、
【数３０】
2007528632.tif 000066
【数３１】
2007528632.tif 000067
によって表されることを特徴とする、請求項９に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項１１】
前記中心周波数ｆｉおよび前記サンプリング周波数ｆｓは、
ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］、
ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］、
ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］、
ｆｉ＝４．０９６［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３２．７６８［ＭＨｚ］、または
ｆｉ＝３．５８４［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２８．６７２［ＭＨｚ］の組み合わせの内、いずれか一つの組み合わせである、請求項９に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項１２】
前記復調デジタル回路は、
前記標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を直交復調する直交復調器と、
前記直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含み、
前記直交復調器は、前記標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換することを特徴とする、請求項９に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項１３】
前記復調デジタル回路は、
前記標本化器によってオーバーサンプリングされた信号の内、デジタルフィルタによって、中心周波数が０に近い正または負の周波数成分のどちらか一方のみをろ波する複素フィルタと、
前記複素フィルタによってろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含むことを特徴とする、請求項９に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項１４】
互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムにおいて、前記第２の無線通信機器内で前記第１の無線信号を受信してデジタル復調処理するための無線デジタル受信装置であって、
前記第１の無線通信機器から送信されてくる前記第１の無線信号を、前記第１の無線信号の中心周波数と前記第２の無線信号の中心周波数との差の周波数を中心周波数ｆｄ［Ｈｚ］とする低周波信号に、ダウンコンバートする周波数変換器と、
前記周波数変換器によってダウンコンバートされた前記低周波信号をアンダーサンプリングする標本化器と、
前記標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を復調処理する復調デジタル回路とを備え、
前記標本化器で用いられるサンプリング周波数は、前記第１の無線通信機器で用いられるサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、前記第１の無線通信機器の標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ前記標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されていることを特徴とする、無線デジタル受信装置。
【請求項１５】
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、
前記第１および第２の無線信号の帯域幅を２×Ｂｃｈ［Ｈｚ］とし、前記無線シンボル伝送速度をｆｓｙｍ［Ｈｚ］とした場合、
【数７】
2007528632.tif 000068
の関係を満たす整数ｎに対して、
【数１２】
2007528632.tif 000069
かつ
【数１４】
2007528632.tif 000070
の関係を満たす整数ｋを用いて、
【数３２】
2007528632.tif 000071
によって表されることを特徴とする、請求項１４に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項１６】
前記中心周波数ｆｄは、４０．０００［ＭＨｚ］であり、
前記サンプリング周波数ｆｓは、２４．５７６［ＭＨｚ］、１２．２８８［ＭＨｚ］、３６．８６４［ＭＨｚ］、３２．７６８［ＭＨｚ］、または２８．６７２［ＭＨｚ］のいずれかである、請求項１４に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項１７】
前記復調デジタル回路は、
前記標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を直交復調する直交復調器と、
前記直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含み、
前記直交復調器は、前記標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換することを特徴とする、請求項１４に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項１８】
前記復調デジタル回路は、
前記標本化器によってアンダーサンプリングされた信号の内、デジタルフィルタによって、中心周波数が０に近い正または負の周波数成分のどちらか一方のみをろ波する複素フィルタと、
前記複素フィルタによってろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含むことを特徴とする、請求項１４に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項１９】
互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムにおいて、前記第１の無線通信機器内で前記第２の無線信号を受信してデジタル復調するための無線デジタル受信装置であって、
前記第２の無線通信機器から送信されてくる前記第２の無線信号を、中心周波数をｆｊ［Ｈｚ］とする低周波信号に、ダウンコンバートする周波数変換器と、
前記周波数変換器によってダウンコンバートされた前記低周波信号をオーバーサンプリングする標本化器と、
前記標本化器によってオーバーサンプリングされた信号の中心周波数をｆｉ［Ｈｚ］となるように周波数補正した上で復調処理する復調デジタル回路とを備え、
前記標本化器で用いられるサンプリング周波数は、前記第２の無線通信機器で用いられるサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、前記標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ前記第２の無線通信機器の標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されており、
前記中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、前記第１および第２の無線信号の帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつ前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］の１／２N （Ｎは自然数）倍であることを特徴とする、無線デジタル受信装置。
【請求項２０】
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］および前記周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、
前記第１および第２の無線信号の帯域幅を２×Ｂｃｈ［Ｈｚ］とし、前記無線シンボル伝送速度をｆｓｙｍ［Ｈｚ］とした場合、
【数７】
2007528632.tif 000072
の関係を満たす整数ｎに対して、
【数１２】
2007528632.tif 000073
かつ
【数１４】
2007528632.tif 000074
の関係を満たす整数ｋと、
【数２２】
2007528632.tif 000075
の関係を満たす整数Ｎとを用いて、
【数３０】
2007528632.tif 000076
【数３１】
2007528632.tif 000077
によって表されることを特徴とする、請求項１９に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項２１】
前記復調デジタル回路は、
前記標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を直交復調する直交復調器と、
前記直交復調器によって直交復調された信号を周波数ｆｉ［Ｈｚ］の成分を含む信号に補正する自動周波数制御装置と、
前記自動周波数制御装置によって周波数補正がなされた信号を低域ろ波する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含むことを特徴とする、請求項１９に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項２２】
前記周波数ｆｊ［Ｈｚ］は、３．０００［ＭＨｚ］であることを特徴とする、請求項１９に記載の無線デジタル受信装置。
【請求項２３】
互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムにおいて、前記第１の無線通信機器内で前記第２の無線信号を受信してデジタル復調処理するための無線デジタル受信装置に用いられる集積回路であって、
前記第２の無線通信機器から送信されてくる前記第２の無線信号を、低周波信号に、ダウンコンバートする周波数変換部と、
前記周波数変換部によってダウンコンバートされた前記低周波信号をオーバーサンプリングする標本化部と、
前記標本化部によってオーバーサンプリングされた信号を復調処理する復調デジタル部とを備え、
前記復調デジタル回路で復調処理される信号は、中心周波数がｆｉ［Ｈｚ］となっており、
前記標本化部で用いられるサンプリング周波数は、前記第２の無線通信機器で用いられるサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、前記標本化部でオーバーサンプリングがなされ、かつ前記第２の無線通信機器の標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されており、
前記中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、前記第１および第２の無線信号の帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつ前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］の１／２N （Ｎは自然数）倍であることを特徴とする、集積回路。
【請求項２４】
互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムにおいて、前記第２の無線通信機器内で前記第１の無線信号を受信してデジタル復調処理するための無線デジタル受信装置に用いられる集積回路であって、
前記第１の無線通信機器から送信されてくる前記第１の無線信号を、前記第１の無線信号の中心周波数と前記第２の無線信号の中心周波数との差の周波数を中心周波数ｆｄ［Ｈｚ］とする低周波信号に、ダウンコンバートする周波数変換部と、
前記周波数変換部によってダウンコンバートされた前記低周波信号をアンダーサンプリングする標本化部と、
前記標本化部によってアンダーサンプリングされた信号を復調処理する復調デジタル部とを備え、
前記標本化部で用いられるサンプリング周波数は、前記第１の無線通信機器で用いられるサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、
前記サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、前記第１の無線通信機器の標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ前記標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されていることを特徴とする、集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信のためのシステムおよびそれに用いられる無線デジタル受信装置に関し、より特定的には、周波数分割復信（ＦＤＤ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）方式を用いる無線通信システムおよびそれに用いられる無線デジタル受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＦＤＤ方式を用いる無線通信システムの一つとして、狭域通信（ＤＳＲＣ：Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  Ｓｈｏｒｔ  Ｒａｎｇｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）方式を用いる無線通信システム（以下、ＤＳＲＣシステムという）がある。
【０００３】
ＤＳＲＣシステムの規格では、路側に設置される第１の無線通信機器（以下、基地局という）から車両に搭載される第２の無線通信機器（以下、移動局という）へ第１の無線信号を送信（以下、ダウンリンクという）する場合、中心周波数として、５７７５［ＭＨｚ］、５７８０［ＭＨｚ］、５７８５［ＭＨｚ］、５７９０［ＭＨｚ］、５７９５［ＭＨｚ］、５８００［ＭＨｚ］、５８０５［ＭＨｚ］のいずれかを用いることが定められている。
【０００４】
一方、ＤＳＲＣシステムの規格では、移動局から基地局へ第２の無線信号を送信（以下、アップリンクという）する場合、ダウンリンクで用いられた中心周波数から４０．０００［ＭＨｚ］だけ離れた中心周波数が用いられることが定められている。すなわち、ダウンリンクの中心周波数として５７７５［ＭＨｚ］が用いられる場合、アップリンクの中心周波数として５８１５［ＭＨｚ］が用いられる。同様に、ダウンリンクが５７８０［ＭＨｚ］の場合、アップリンクとして５８２０［ＭＨｚ］が用いられる。ダウンリンクが５７８５［ＭＨｚ］の場合、アップリンクとして５８２５［ＭＨｚ］が用いられる。ダウンリンクが５７９０［ＭＨｚ］の場合、アップリンクとして５８３０［ＭＨｚ］が用いられる。ダウンリンクが５７９５［ＭＨｚ］の場合、アップリンクとして５８３５［ＭＨｚ］が用いられる。ダウンリンクが５８００［ＭＨｚ］の場合、アップリンクとして５８４０［ＭＨｚ］が用いられる。ダウンリンクが５８０５［ＭＨｚ］の場合、アップリンクとして５８４５［ＭＨｚ］が用いられる。
【０００５】
ＤＳＲＣシステムの規格を定める規格書における無線設備の技術的条件という欄では、基地局にのみイメージ応答に関する規格が定められている。
【０００６】
復調処理をデジタル信号処理回路で行う場合、受信した被変調高周波信号を当該デジタル信号処理回路に適した周波数に変換するためには、デジタル信号処理回路の前段に被変調高周波信号をダウンコンバートする周波数変換回路を設ける必要がある。
【０００７】
無線設備の技術的条件に着目すると、基地局には、たとえば、ローアイエフ（以下、ＬＯＷ−ＩＦという）方式を採用する周波数変換回路が用いられるのが好ましい。非特許文献１に記載されているように、ＬＯＷ−ＩＦ方式では、高周波部においてイメージ抑圧フィルタを用いていなくても、イメージ妨害信号の除去が可能であるからである。
【０００８】
非特許文献１に記載されているように、ＬＯＷ−ＩＦ方式では、基本的に、受信した被変調高周波信号の中心周波数は、当該被変調高周波信号の信号帯域幅の数倍程度の周波数にダウンコンバートされる。そして、ダウンコンバートされた信号は、直接、標本化器でサンプリングされ、デジタル信号処理回路で復調処理される。ＬＯＷ−ＩＦ方式には、より優れた受信特性の実現や高集積化が可能であるという利点がある。
【０００９】
これに対し、移動局では、イメージ応答が規格で定められていないので、送受信機間で局部発振器を共通化した周波数変換器を用いることが可能である。すなわち、移動局では、シングル・コンバージョン方式が採用することができる。したがって、移動局は、安価に提供される。
【００１０】
上記のように、基地局において、ＬＯＷ−ＩＦ方式を採用した周波数変換器を用いる場合、周波数変換後の信号は、受信した被変調高周波信号の信号帯域幅の数倍程度の周波数の信号に変換されることとなる。
【００１１】
一方、移動局において、送受信機間で局部発振器を共通化したシングル・コンバージョン方式を採用した周波数変換器を用いる場合、周波数変換後の信号は、アップリンクとダウンリンクとの差の周波数の信号に変換されることとなる。一般に、両周波数は相異なる値となる。図２０〜２２は、このことを説明するための図である。
【００１２】
図２０は、従来の基地局９０００と移動局９００１とが、ＤＳＲＣシステムを用いて通信を行っている様子を模式的に示す図である。図２０において、周波数ｆｃは、アップリンクの中心周波数を示すものとし、５８１５［ＭＨｚ］、５８２０［ＭＨｚ］、５８２５［ＭＨｚ］、５８３０［ＭＨｚ］、５８３５［ＭＨｚ］、５８４０［ＭＨｚ］、５８４５［ＭＨｚ］のいずれか１つの値を取る。また、図２０において、周波数ｆｄは、アップリンクに使用する信号の中心周波数とダウンリンクに使用する信号の中心周波数との差を示し、４０．０００［ＭＨｚ］の値を取るものとする。図２０に示すように、移動局９００１から基地局９０００へは、中心周波数ｆｃでアップリンクされる。基地局９０００から移動局９００１へは、中心周波数ｆｃ−ｆｄでダウンリンクされる。ＤＳＲＣシステムでは、チャネル帯域幅は、５［ＭＨｚ］であると規定されている。
【００１３】
図２１は、ＬＯＷ−ＩＦ方式を採用した従来の基地局無線通信装置の構成の概略を示す図である。図２２は、シングル・コンバージョン方式を採用した従来の移動局無線通信装置の構成の概略を示す図である。以下では、課題を明確にするために、移動局無線通信装置および基地局無線通信装置での受信動作についてのみ説明する。
【００１４】
まず、図２０および図２１を参照しながら、基地局無線通信装置での受信動作について説明する。図２１において、基地局無線通信装置は、アンテナ９２００と、帯域通過フィルタ９２１６と、送受信切り替えスイッチ９２１１と、増幅器９２０１と、第１のミキサ９２０２と、第２のミキサ９２０３と、第１の局部発振器９２０６と、第１の低域通過フィルタ９２０４と、第２の低域通過フィルタ９２０５と、第１の標本化器９２０７と、第２の標本化器９２０８と、標本化信号発生器９２０９と、復調デジタル回路９２１０と、送信高周波回路９２１２と、第３のミキサ９２１３と、第２の局部発振器９２１４と、送信回路９２１５とを含む。
【００１５】
基地局無線通信装置において、受信動作は、アンテナ９２００と、帯域通過フィルタ９２１６と、送受信切り替えスイッチ９２１１と、増幅器９２０１と、第１のミキサ９２０２と、第２のミキサ９２０３と、第１の局部発振器９２０６と、第１の低域通過フィルタ９２０４と、第２の低域通過フィルタ９２０５と、第１の標本化器９２０７と、第２の標本化器９２０８と、標本化信号発生器９２０９と、復調デジタル回路９２１０とを用いて行われる。
【００１６】
受信動作時、送受信切り替えスイッチ９２１１は、アンテナ９２００と増幅器９２０１とが接続されるように制御される。アンテナ９２００で受信された移動局９００１からの中心周波数がｆｃの被変調高周波信号Ｒ（ｔ）は、増幅器９２０１に入力される。増幅器９２０１は、被変調高周波信号Ｒ（ｔ）を適切なレベルに増幅し、第１のミキサ９２０２と第２のミキサ９２０３とに入力する。第１の局部発振器９２０６は、中心周波数がｆｃ−ｆａである正弦波を出力する。ここで、ｆａは、非特許文献１に記載されているように、被変調高周波信号Ｒ（ｔ）のチャネル帯域幅の数倍程度の周波数であることが好ましい。
【００１７】
第１のミキサ９２０２は、第１の局部発振器９２０６から出力された中心周波数がｆｃ−ｆａである正弦波と被変調高周波信号Ｒ（ｔ）とを乗算し、中心周波数がｆａの被変調低周波中間周波数信号同相成分ＲＸＩ（ｔ）を出力する。
一方、第２のミキサ９２０３は、第１の局部発振器９２０６から出力された中心周波数がｆｃ−ｆａである正弦波の位相をπ／２だけずらせた信号と被変調高周波信号Ｒ（ｔ）とを乗算し、中心周波数がｆａの被変調低周波中間周波数信号直交成分ＲＸＱ（ｔ）を出力する。
【００１８】
第１の標本化器９２０７は、標本化信号発生器９２０９から出力される周波数がｆｓ１の信号に同期して、被変調低周波中間周波数信号同相成分ＲＸＩ（ｔ）を標本化し、同相成分標本化信号Ｉ（ｍＴｓ１）を出力する。
【００１９】
第２の標本化器９２０８は、標本化信号発生器９２０９から出力される周波数がｆｓ１の信号に同期して、被変調低周波中間周波数信号直交成分ＲＸＱ（ｔ）を標本化し、直交成分標本化信号Ｑ（ｍＴｓ１）を出力する。
【００２０】
ここで、ｍは、整数である。Ｔｓ１は、標本化信号周波数ｆｓ１の逆数である。すなわち、Ｔｓ１＝１／ｆｓ１である。ｆｓ１は、復調デジタル回路９２１０での信号処理を容易にするために、ｆａの２のＮ乗倍（ここで、Ｎは自然数であって、Ｎ＝１，２，３，…）に設定されることが多い。
【００２１】
復調デジタル回路９２１０は、同相成分標本化信号Ｉ（ｍＴｓ１）と直交成分標本化信号Ｑ（ｍＴｓ１）を入力信号として、非特許文献１に記載されているように、イメージ妨害信号の除去を行った後、信号を復調して受信データを出力する。
【００２２】
次に、図２１および図２２を参照しながら、移動局無線通信装置での受信動作について説明する。図２２において、移動局無線通信装置は、アンテナ９１００と、帯域通過フィルタ９１１２と、送受信切り替えスイッチ９１０８と、増幅器９１０１と、第１のミキサ９１０２と、局部発振器９１０３と、低域通過フィルタ９１０４と、標本化器９１０５と、標本化信号発生器９１０６と、復調デジタル回路９１０７と、送信高周波回路９１０９と、第２のミキサ９１１０と、送信回路９１１１とを含む。
【００２３】
移動局無線通信装置において、受信動作は、アンテナ９１００と、帯域通過フィルタ９１１２と、送受信切り替えスイッチ９１０８と、増幅器９１０１と、第１のミキサ９１０２と、局部発振器９１０３と、低域通過フィルタ９１０４と、標本化器９１０５と、標本化信号発生器９１０６と、復調デジタル回路９１０７とを用いて行われる。
【００２４】
受信動作時、送受信切り替えスイッチ９１０８は、アンテナ９１００と増幅器９１０１とが接続されるように制御される。アンテナ９１００で受信された基地局９０００からの中心周波数がｆｃ−ｆｄの被変調高周波信号ＲＬ（ｔ）は、まず、帯域通過フィルタ９１１２において、基地局と移動局の双方で用いることのない周波数帯の信号が除去され、増幅器９１０１に入力される。増幅器９１０１は、被変調高周波信号ＲＬ（ｔ）を適切なレベルに増幅し、第１のミキサ９１０２に入力する。局部発振器９１０３は、中心周波数がｆｃである正弦波を出力する。
【００２５】
第１のミキサ９１０２は、局部発振器９１０３から出力された中心周波数がｆｃである正弦波と被変調高周波信号ＲＬ（ｔ）とを乗算し、中心周波数がｆｄの被変調低周波中間周波数信号Ｌ（ｔ）を出力し、低域通過フィルタ９１０４に入力する。
【００２６】
第１のミキサ９１０２における周波数変換において、中心周波数がｆｃ＋ｆｄとなる信号がイメージ妨害信号となるが、上述したように、ＤＳＲＣシステムでは、移動局に用いる無線設備の技術的条件には、イメージ応答が規定されていないので、第１のミキサ９１０２の後段に設けるフィルタとしては、次数が少なく安価な低域通過フィルタを用いてもよい。仮に、イメージ妨害信号が問題となる場合には、複素フィルタを用いて必要な帯域の信号成分のみを抽出すればよい。
【００２７】
標本化器９１０５は、標本化信号発生器９１０６から出力された周波数がｆｓ２の信号に同期して、低域通過フィルタ９１０４から出力された中心周波数がｆｄである被変調低周波中間周波数信号Ｌ（ｔ）を標本化して、標本化信号Ｌｓ（ｍＴｓ２）を出力する。ここで、ｍは整数である。Ｔｓ２は、標本化信号周波数ｆｓ２の逆数１／ｆｓ２で表される値である。ｆｓ２は、復調デジタル回路９１０７での信号処理を容易にするために、ｆｄの２のＮ乗倍（ここで、Ｎは自然数であって、Ｎ＝１，２，３，…）に設定されることが多い。
【００２８】
復調デジタル回路９１０７は、標本化信号Ｌｓ（ｍＴｓ２）を入力信号として、復調処理を行い受信データを出力する。
【００２９】
また、本発明の背景技術として、以下の非特許文献２，非特許文献３に記載された技術がある。
【非特許文献１】ジェイ  クルゥズ  アンド  ミッシェル  エス  ジェイ  ステイヤート著（Ｊ．Ｃｒｏｌｓ  ａｎｄ  Ｍｉｃｈｉｅｌ．Ｓ．Ｊ．Ｓｔｅｙａｅｒｔ，）、「ロウ  アイ  エフ  トポロジィズ  フォ  ハイ  パフォーマンス  アナログ  フロント  エンズ  オブ  フリー  インテグレイテェッド  レシーバズ（Ｌｏｗ−ＩＦ  Ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ−Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ａｎａｌｏｇ  Ｆｒｏｎｔ  Ｅｎｄｓ  ｏｆ  Ｆｕｌｌｙ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ）」、アイイーイーイー  トランスケィションズ  オン  サーキッツ  アンド  システムズ  ＩＩ：アナログ  アンド  デジタル  シグナル  プロセッシング（ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＣＩＲＣＵＩＴＳ  ＡＮＤ  ＳＹＳＴＥＭＳ  ＩＩ：ＡＮＡＬＯＧ  ＡＮＤ  ＤＩＧＩＴＡＬ  ＳＩＧＮＡＬ  ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ）、ＶＯＬ．４５、ＮＯ．３、１９９８年３月
【非特許文献２】マイコ  バルカナ他（Ｍｉｋｋｏ．Ｖａｌｋａｍａ）、「アドバンスド  メソッド  フォ  アイ／キュー  インバランス  コンペンセイション  イン  コミュニケーション  レシーバーズ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｍｅｔｈｏｄｓ  ｆｏｒ  Ｉ／Ｑ  Ｉｍｂａｌａｎｃｅ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ）」、アイイーイーイー  トランザクション  オン  シグナル  プロセッシング（ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＳＩＧＮＡＬ  ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ）、Ｖｏｌ．４９、Ｎｏ．１０、ｐｐ２３３５−２３４４，２００１年１０月
【非特許文献３】荒木純道企画・監修、「ソフトウエア無線の基礎と応用」、サイペックナレッジサービス事業部門、２００２年１０月、１２３頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
上述のように、ＬＯＷ−ＩＦ方式を採用した基地局において、第１および第２の標本化器９２０７，９２０８に入力される信号ＲＸＩ（ｔ），ＲＸＱ（ｔ）の中心周波数ｆａは、被変調高周波信号Ｒ（ｔ）の信号帯域幅の数倍程度となる。一方、シングル・コンバージョン方式を採用した移動局において、標本化器９１０５に入力される信号Ｌ（ｔ）の中心周波数ｆｄは、ＤＳＲＣシステムで規定されているアップリンクとダウンリンクとの差の周波数４０．０００［ＭＨｚ］となる。
【００３１】
したがって、移動局における標本化器に入力される信号の中心周波数と基地局における標本化器に入力される信号の中心周波数とが大きく異なるので、移動局での標本化器９１０５で使用される標本化信号の周波数と、基地局での第１および第２の標本化器９２０７，９２０８で使用される標本化信号の周波数とは、異なる値となる。
【００３２】
このように、従来、基地局と移動局との間で、復調デジタル回路の機能はほぼ同じであるにも関わらずサンプリング周波数を異なる値に設定する必要があった。つまり、復調デジタル回路を基地局と移動局とで二種類用意する必要があった。安価な送受信機を提供するには基地局と移動局とで共通化した復調デジタル回路を実現することが望ましいが、上記理由より、その実現が困難であるという問題点があった。
【００３３】
それゆえ、本発明の目的は、基地局および移動局で共通のサンプリング周波数を利用することによって、基地局および移動局における無線デジタル受信装置を安価に提供し、かつ無線通信システム全体のコストダウンを図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
本発明は、上記のような目的を達成するために、以下に述べるような特徴を有している。第１の発明は、互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムであって、第１の無線通信機器は、第２の無線通信機器から送信されてくる第２の無線信号を、第１の低周波信号に、ダウンコンバートする第１の周波数変換器と、第１の周波数変換器によってダウンコンバートされた第１の低周波信号をオーバーサンプリングする第１の標本化器と、第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を復調処理する第１の復調デジタル回路とを備え、第１の復調デジタル回路で復調処理される信号は、中心周波数がｆｉ［Ｈｚ］となっており、第２の無線通信機器は、第１の無線通信機器から送信されてくる第１の無線信号を、第１の無線信号の中心周波数と第２の無線信号の中心周波数との差の周波数を中心周波数ｆｄ［Ｈｚ］とする第２の低周波信号に、ダウンコンバートする第２の周波数変換器と、第２の周波数変換器によってダウンコンバートされた第２の低周波信号をアンダーサンプリングする第２の標本化器と、第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を復調処理する第２の復調デジタル回路とを備え、第１の標本化器で用いられるサンプリング周波数と第２の標本化器で用いられるサンプリング周波数とは、同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、第１の標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ第２の標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されており、中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、第１および第２の無線信号の帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］の１／２N （Ｎは自然数）倍である。
【００３５】
具体的には、、サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］および中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、第１および第２の無線信号の帯域幅を２×Ｂｃｈ［Ｈｚ］とし、無線シンボル伝送速度をｆｓｙｍ［Ｈｚ］とした場合、
【数７】
2007528632.tif 000003
の関係を満たす整数ｎに対して、
【数１２】
2007528632.tif 000004
かつ
【数１４】
2007528632.tif 000005
の関係を満たす整数ｋと、
【数２２】
2007528632.tif 000006
の関係を満たす整数Ｎとを用いて、
【数３０】
2007528632.tif 000007
【数３１】
2007528632.tif 000008
によって表されるとよい。
【００３６】
好ましくは、第１の周波数変換器は、第２の無線通信機器から送信されてくる第２の無線信号を、中心周波数をｆｊ［Ｈｚ］とする第１の低周波信号に、ダウンコンバートし、第１の低周波信号は、第１の標本化器の前段または後段において中心周波数がｆｉ［Ｈｚ］の信号に補正された上で、第１の復調デジタル回路によって復調処理されるとよい。
【００３７】
たとえば、中心周波数ｆｄは、４０．０００［ＭＨｚ］であり、周波数ｆｉおよびサンプリング周波数ｆｓは、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］、ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］、ｆｉ＝４．０９６［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３２．７６８［ＭＨｚ］、またはｆｉ＝３．５８４［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２８．６７２［ＭＨｚ］の組み合わせの内、いずれか一つの組み合わせであるとよい。
【００３８】
好ましくは、第１の復調デジタル回路は、第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を直交復調する第１の直交復調器と、第１の直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する第１の低域通過フィルタと、第１の低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する第１の受信データ再生部とを含み、第２の復調デジタル回路は、第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を直交復調する第２の直交復調器と、第２の直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する第２の低域通過フィルタと、第２の低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する第２の受信データ再生部とを含み、第１の直交復調器は、第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換し、第２の直交復調器は、第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換するとよい。
【００３９】
好ましくは、第１の復調デジタル回路は、第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号の内、デジタルフィルタによって、中心周波数が０に近い正または負の周波数成分のどちらか一方のみをろ波する第１の複素フィルタと、第１の複素フィルタによってろ波された信号から受信データを再生する第１の受信データ再生部とを含み、第２の復調デジタル回路は、第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号の内、デジタルフィルタによって、中心周波数が０に近い正または負の周波数成分のどちらか一方のみをろ波する第２の複素フィルタと、第２の複素フィルタによってろ波された信号から受信データを再生する第２の受信データ再生部とを含むとよい。
【００４０】
好ましくは、第１の復調デジタル回路は、第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を直交復調する第１の直交復調器と、第１の直交復調器から出力された信号を低域ろ波する第１の低域通過フィルタと、第１の低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する第１の受信データ再生部とを含み、第２の復調デジタル回路は、第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を直交復調する第２の直交復調器と、第２の直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する第２の低域通過フィルタと、第２の低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する第２の受信データ再生部とを含み、第１の直交復調器は、第１の標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換することを特徴とし、第２の直交復調器は、第２の標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換するとよい。たとえば、周波数ｆｊ［Ｈｚ］は、３．０００［ＭＨｚ］である。
【００４１】
また、第２の発明は、相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムにおいて、第１の無線通信機器内で第２の無線信号を受信してデジタル復調処理するための無線デジタル受信装置であって、第２の無線通信機器から送信されてくる第２の無線信号を、中心周波数をｆｉ［Ｈｚ］とする低周波信号に、ダウンコンバートする周波数変換器と、周波数変換器によってダウンコンバートされた低周波信号をオーバーサンプリングする標本化器と、標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を復調処理する復調デジタル回路とを備え、標本化器で用いられるサンプリング周波数は、第２の無線通信機器で用いられるサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ第２の無線通信機器の標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されており、低周波信号の中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、第１および第２の無線信号の帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］の１／２N （Ｎは自然数）倍である。
【００４２】
具体的には、サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］および低周波信号の中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、第１および第２の無線信号の帯域幅を２×Ｂｃｈ［Ｈｚ］とし、無線シンボル伝送速度をｆｓｙｍ［Ｈｚ］とした場合、
【数７】
2007528632.tif 000009
の関係を満たす整数ｎに対して、
【数１２】
2007528632.tif 000010
かつ
【数１４】
2007528632.tif 000011
の関係を満たす整数ｋと、
【数２２】
2007528632.tif 000012
の関係を満たす整数Ｎとを用いて、
【数３０】
2007528632.tif 000013
【数３１】
2007528632.tif 000014
によって表されるとよい。
【００４３】
たとえば、中心周波数ｆｉおよびサンプリング周波数ｆｓは、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］、ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］、ｆｉ＝４．０９６［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３２．７６８［ＭＨｚ］、またはｆｉ＝３．５８４［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２８．６７２［ＭＨｚ］の組み合わせの内、いずれか一つの組み合わせである。
【００４４】
好ましくは、復調デジタル回路は、標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を直交復調する直交復調器と、直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する低域通過フィルタと、低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含み、直交復調器は、標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換するとよい。
【００４５】
好ましくは、復調デジタル回路は、標本化器によってオーバーサンプリングされた信号の内、デジタルフィルタによって、中心周波数が０に近い正または負の周波数成分のどちらか一方のみをろ波する複素フィルタと、複素フィルタによってろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含むとよい。
【００４６】
第３の発明は、互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムにおいて、第２の無線通信機器内で第１の無線信号を受信してデジタル復調処理するための無線デジタル受信装置であって、第１の無線通信機器から送信されてくる第１の無線信号を、第１の無線信号の中心周波数と第２の無線信号の中心周波数との差の周波数を中心周波数ｆｄ［Ｈｚ］とする低周波信号に、ダウンコンバートする周波数変換器と、周波数変換器によってダウンコンバートされた低周波信号をアンダーサンプリングする標本化器と、標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を復調処理する復調デジタル回路とを備え、標本化器で用いられるサンプリング周波数は、第１の無線通信機器で用いられるサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、第１の無線通信機器の標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されているとよい。
【００４７】
具体的には、サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、第１および第２の無線信号の帯域幅を２×Ｂｃｈ［Ｈｚ］とし、無線シンボル伝送速度をｆｓｙｍ［Ｈｚ］とした場合、
【数７】
2007528632.tif 000015
の関係を満たす整数ｎに対して、
【数１２】
2007528632.tif 000016
かつ
【数１４】
2007528632.tif 000017
の関係を満たす整数ｋを用いて、
【数３２】
2007528632.tif 000018
によって表される。
【００４８】
たとえば、中心周波数ｆｄは、４０．０００［ＭＨｚ］であり、サンプリング周波数ｆｓは、２４．５７６［ＭＨｚ］、１２．２８８［ＭＨｚ］、３６．８６４［ＭＨｚ］、３２．７６８［ＭＨｚ］、または２８．６７２［ＭＨｚ］のいずれかである。
【００４９】
好ましくは、復調デジタル回路は、標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を直交復調する直交復調器と、直交復調器によって直交復調された信号を低域ろ波する低域通過フィルタと、低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含み、直交復調器は、標本化器によってアンダーサンプリングされた信号を、中心周波数が０である成分を含む信号に変換するとよい。
【００５０】
好ましくは、復調デジタル回路は、標本化器によってアンダーサンプリングされた信号の内、デジタルフィルタによって、中心周波数が０に近い正または負の周波数成分のどちらか一方のみをろ波する複素フィルタと、複素フィルタによってろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含むとよい。
【００５１】
第４の発明は、互いに相異なる周波数帯を有する、第１の無線通信機器からの第１の無線信号と第２の無線通信機器からの第２の無線信号とを送受信するための無線通信システムにおいて、第１の無線通信機器内で第２の無線信号を受信してデジタル復調するための無線デジタル受信装置であって、第２の無線通信機器から送信されてくる第２の無線信号を、中心周波数をｆｊ［Ｈｚ］とする低周波信号に、ダウンコンバートする周波数変換器と、周波数変換器によってダウンコンバートされた低周波信号をオーバーサンプリングする標本化器と、標本化器によってオーバーサンプリングされた信号の中心周波数をｆｉ［Ｈｚ］となるように周波数補正した上で復調処理する復調デジタル回路とを備え、標本化器で用いられるサンプリング周波数は、第２の無線通信機器で用いられるサンプリング周波数と同一のサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］であり、サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］は、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、標本化器でオーバーサンプリングがなされ、かつ第２の無線通信機器の標本化器でアンダーサンプリングがなされるような値に設定されており、中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、第１および第２の無線信号の帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつサンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］の１／２N （Ｎは自然数）倍である。
【００５２】
具体的には、サンプリング周波数ｆｓ［Ｈｚ］および周波数ｆｉ［Ｈｚ］は、第１および第２の無線信号の帯域幅を２×Ｂｃｈ［Ｈｚ］とし、無線シンボル伝送速度をｆｓｙｍ［Ｈｚ］とした場合、
【数７】
2007528632.tif 000019
の関係を満たす整数ｎに対して、
【数１２】
2007528632.tif 000020
かつ
【数１４】
2007528632.tif 000021
の関係を満たす整数ｋと、
【数２２】
2007528632.tif 000022
の関係を満たす整数Ｎとを用いて、
【数３０】
2007528632.tif 000023
【数３１】
2007528632.tif 000024
によって表される。
【００５３】
好ましくは、復調デジタル回路は、標本化器によってオーバーサンプリングされた信号を直交復調する直交復調器と、直交復調器によって直交復調された信号を周波数ｆｉ［Ｈｚ］の成分を含む信号に補正する自動周波数制御装置と、自動周波数制御装置によって周波数補正がなされた信号を低域ろ波する低域通過フィルタと、低域通過フィルタによって低域ろ波された信号から受信データを再生する受信データ再生部とを含むとよい。たとえば、周波数ｆｊ［Ｈｚ］は、３．０００［ＭＨｚ］である。
【００５４】
なお、本発明を構成するための各機能ブロックは、それぞれ集積回路によって実現されるとよい。各機能ブロックを実現する複数の集積回路は、それぞれが１チップ化されてもよいし、一部または全てが１チップ化されてもよい。本明細書では、１チップ化された集積回路単体のことを集積回路と呼ぶのはもちろんのこと、１チップ化された複数の集積回路の集まりのことも集積回路と呼ぶ。
【発明の効果】
【００５５】
以下、本発明の効果について説明する。本発明の無線通信システムおよびそれに用いられる無線デジタル受信装置によれば、第１の無線通信機器（基地局）におけるサンプリング周波数と第２の無線通信機器（移動局）におけるサンプリング周波数とが同一となる。したがって、第１および第２の無線通信機器で復調処理をデジタル的に行う復調デジタル回路を同一のものとすることができる。そのため、本発明を用いれば、第１および第２の無線通信機器（基地局および移動局）で個別の復調デジタル回路を用意する必要がなくなるので、安価な無線デジタル受信装置を提供することができ、無線通信システム全体のコストダウンを図ることが可能となる。
【００５６】
また、復調デジタル回路内に周波数を補正するための自動周波数制御装置を設けることによって、局部発振器にある程度の自由度を持たせることができ、コストダウンに貢献することができる。
【００５７】
本発明のこれらおよび他の目的、特徴、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５８】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信システム１の機能的構成を示すブロック図である。図１において、無線通信システム１は、第１の無線通信機器である基地局２と、第２の無線通信機器である移動局３とを備える。基地局２は、第１の無線デジタル受信装置２１と、第１の無線送信装置２２とを含む。移動局３は、第２の無線デジタル受信装置３１と、第２の無線送信装置３２とを含む。図１では、簡単のため、基地局２および移動局３をそれぞれ一つずつだけ示したが、実際は、複数の基地局２および複数の移動局３が相異なるチャンネルを利用して、相互に通信するものとする。
【００５９】
無線通信システム１では、ＤＳＲＣシステムの規格を採用するものとする。したがって、移動局３から基地局２へのアップリンクには、５８１５［ＭＨｚ］、５８２０［ＭＨｚ］、５８２５［ＭＨｚ］、５８３０［ＭＨｚ］、５８３５［ＭＨｚ］、５８４０［ＭＨｚ］、または５８４５［ＭＨｚ］のいずれかが用いられる。ここでは、アップリンクに用いる信号の中心周波数をｆｃ［Ｈｚ］（以下、単にｆｃと表記する）とする。
【００６０】
さらに、基地局２から移動局３へのダウンリンクには、各アップリンクの周波数ｆｃに対応して、５７７５［ＭＨｚ］、５７８０［ＭＨｚ］、５７８５［ＭＨｚ］、５７９０［ＭＨｚ］、５７９５［ＭＨｚ］、５８００［ＭＨｚ］、５８０５［ＭＨｚ］が用いられる。ダウンリンクに用いられる周波数とアップリンクに用いられる周波数との差の周波数ｆｄ［Ｈｚ］（以下、単にｆｄと表記する）は、必ず４０．０００［ＭＨｚ］である。ダウンリンクに用いる信号の中心周波数は、ｆｃ−ｆｄ［Ｈｚ］（以下、単にｆｃ−ｆｄと表記する）となる。
【００６１】
ＤＳＲＣシステムの規格を示す標準規格書では、無線設備の技術的条件という欄が設けられており、そこで、基地局および移動局における様々な条件が定義されている。
ＤＳＲＣシステムの規格では、各チャネルにおける信号の帯域幅（以下、チャネル帯域幅という）は、５［ＭＨｚ］であると規定されている。この規定より、チャネル帯域幅を２×Ｂｃｈと表した場合、Ｂｃｈ＝２．５［ＭＨｚ］となることが分かる。
【００６２】
ＤＳＲＣシステムでは、変調方式として無線シンボル周波数ｆｓｙｍ［Ｈｚ］（以下、単にｆｓｙｍと表記する）が１．０２４［ＭＨｚ］のＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）方式、または無線シンボル周波数ｆｓｙｍが２．０４８［ＭＨｚ］のπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）のいずれか一方を利用しなければならないことが規定されている。本実施形態におけるＤＳＲＣシステムでは、無線シンボル周波数ｆｓｙｍ＝２．０４８［ＭＨｚ］であるπ／４シフトＱＰＳＫ方式を用いることとする。なお、ＡＳＫ方式の場合、マンチェスタ符号を用いていることからｆｓｙｍ＝１．０２４［ＭＨｚ］はｂａｕｄレートに換算すると２．０４８［ＭＨｚ］となりπ／４シフトＱＰＳＫ方式と同じことから、下記に説明する原理と同一になる。
【００６３】
基地局２の第１の無線送信装置２２は、中心周波数がｆｃ−ｆｄの信号（第１の無線信号）を出力する。これに応じて、移動局３の第２の無線デジタル受信装置３１は、中心周波数がｆｃ−ｆｄの信号（第１の無線信号）を受信する。第２の無線デジタル受信装置３１は、受信した中心周波数がｆｃ−ｆｄの信号（第１の無線信号）を中心周波数がｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］の信号にダウンコンバートする。第２の無線デジタル受信装置３１は、サンプリング周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の標本化信号に同期して、中心周波数がｆｄの信号をアンダーサンプリングする。第２の無線デジタル受信装置３１は、アンダーサンプリングの結果得られた信号を、デジタル回路を用いて復調し受信データを得る。
【００６４】
移動局３の第２の無線送信装置３２は、中心周波数がｆｃの信号（第２の無線信号）を出力する。これに応じて、基地局２の第１の無線デジタル受信装置２１は、中心周波数がｆｃの信号（第２の無線信号）を受信する。第１の無線デジタル受信装置２１は、受信した中心周波数がｆｃの信号（第２の無線信号）を中心周波数がｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］の信号にダウンコンバートする。第１の無線デジタル受信装置２１は、サンプリング周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の標本化信号に同期して、中心周波数がｆｉの信号をオーバーサンプリングする。第１の無線デジタル受信装置２１は、オーバーサンプリングの結果得られた信号を、デジタル回路を用いて復調し受信データを得る。
【００６５】
図２は、第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図である。図２において、第１の無線デジタル受信装置２１は、周波数変換器１００と、標本化器１０１と、直交復調器１０２と、低域通過フィルタ１０３と、標本化信号発生器１０４と、受信データ再生部１０５とを有する。直交復調器１０２、低域通過フィルタ１０３および受信データ再生部１０５をまとめて第１の復調デジタル回路という。ここでは、第１の無線デジタル受信装置２１には、中心周波数がｆｃの被変調高周波信号Ｒ１（ｔ）が入力されるとする。
【００６６】
周波数変換器１００は、被変調高周波信号Ｒ１（ｔ）をダウンコンバートし、中心周波数がｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］の被変調低周波信号Ｌ１（ｔ）を出力する。ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］にダウンコンバートする根拠については後で詳述する。
【００６７】
標本化信号発生器１０４は、サンプリング周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の標本化信号を出力する。サンプリング周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］である根拠については後で詳述する。
【００６８】
標本化器１０１は、標本化信号発生器１０４から出力される標本化信号に同期して、被変調低周波信号Ｌ１（ｔ）をオーバーサンプリングして、被標本化信号Ｓ１（ｍＴｓ）を出力する。ここで、ｍは整数（ｍ＝…，−１，０，１，…）である。Ｔｓは、サンプリング周期である。すなわち、Ｔｓ＝１／ｆｓである。
【００６９】
直交復調器１０２は、標本化器１０１から出力された被標本化信号Ｓ１（ｍＴｓ）に対して、ｅｘｐ（−ｊθ×ｍＴｓ）（ここで、ｊは虚数単位）を乗算する演算を行って、位相が互いにπ／２［ｒａｄ］異なる二つの信号、すなわち、同相成分標本化信号Ｉ１（ｍＴｓ）と直交成分標本化信号Ｑ１（ｍＴｓ）とを出力する。ここで用いるθは、ｅｘｐ（−ｊθ×ｍＴｓ）を乗算する演算の後、直交復調器１０２から出力される信号に、中心周波数が０に周波数シフトされた信号が含まれるような値に設定されている。θについては後で詳述する。
【００７０】
図３は、低域通過フィルタ１０３の通過帯域特性を示す図である。低域通過フィルタ２０３は、デジタルフィルタであって、周波数が０からＢｃｈ／２までの帯域を通過帯域とするローパスフィルタである。低域通過フィルタ１０３により、低域通過フィルタ１０３から出力されるベースバンド直交復調信号の同相成分であるＩｂ１（ｍＴｓ）と直交成分であるＱｂ１（ｍＴｓ）とは、中心周波数が０に周波数シフトされた周波数成分のみを持つ信号となる。
【００７１】
低域通過フィルタ１０３から出力される信号Ｉｂ１（ｍＴｓ）およびＱｂ１（ｍＴｓ）は中心周波数が０に周波数シフトされた成分のみを有するので、受信データ再生部１０５は、遅延検波等によって、受信データを出力することができる。
【００７２】
図４は、第２の無線デジタル受信装置３１の機能的構成を示すブロック図である。図４において、第２の無線デジタル受信装置３１は、周波数変換器２００と、標本化器２０１と、直交復調器２０２と、低域通過フィルタ２０３と、標本化信号発生器２０４と、受信データ再生部２０５とを含む。直交復調器２０２、低域通過フィルタ２０３および受信データ再生部２０５をまとめて第２の復調デジタル回路という。ここでは、第２の無線デジタル受信装置３１には、中心周波数がｆｃ−ｆｄの被変調高周波信号Ｒ２（ｔ）が入力されるとする。
【００７３】
周波数変換器２００は、被変調高周波信号Ｒ２（ｔ）をダウンコンバートし、中心周波数がｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］の被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を出力する。ＤＳＲＣシステムの移動局では、送信信号を出力するために、局部発振器（図示せず）から周波数がｆｃの局部発振信号が出力される。移動局では、この局部発振信号を用いたシングルコンバージョン方式が用いられる。加えて、移動局が受信する信号の周波数は、ｆｃ−ｆｄである。したがって、周波数変換器２００は、周波数がｆｃの局部発振信号を用いて被変調高周波信号Ｒ２（ｔ）をｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］にダウンコンバートすることとなる。
【００７４】
標本化信号発生器２０４は、サンプリング周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の標本化信号を出力する。したがって、標本化信号発生器２０４は、第１の無線デジタル受信装置２１における標本化信号発生器１０４と同一である。このように、本実施形態では、第１の無線デジタル受信装置２１で用いられるサンプリング周波数と第２の無線デジタル受信装置３１で用いられるサンプリング周波数とが同一である。サンプリング周波数を同一とすることができる根拠については、後述する。サンプリング周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］である根拠についても後で詳述する。
【００７５】
標本化器２０１は、標本化信号発生器２０４から出力される標本化信号に同期して、被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）をアンダーサンプリングして、被標本化信号Ｓ２（ｍＴｓ）を出力する。ここで、ｍは整数（ｍ＝…，−１，０，１，…）である。Ｔｓは、サンプリング周期である。すなわち、Ｔｓ＝１／ｆｓである。
【００７６】
直交復調器２０２は、標本化器２０１から出力された被標本化信号Ｓ２（ｍＴｓ）に対して、ｅｘｐ（−ｊη×ｍＴｓ）（ここで、ｊは虚数単位）を乗算する演算を行って、位相が互いにπ／２［ｒａｄ］異なる二つの同相成分標本化信号Ｉ２（ｍＴｓ）と直交成分標本化信号Ｑ２（ｍＴｓ）とを出力する。ここで用いるηは、ｅｘｐ（−ｊη×ｍＴｓ）を乗算する演算の後、直交復調器２０２から出力される信号に、中心周波数が０に周波数シフトされた信号が含まれるような値に設定されている。ηについては後で詳述する。ηは、後述するように、第１の無線デジタル受信装置２１の直交復調器２０２で用いられるθとは異なる値である。このように第１の無線デジタル受信装置２１で用いられる直交復調器１０２と第２の無線デジタル受信装置３１で用いられる直交復調器２０２とは、ｅｘｐを乗算する演算における回転角θとηとが異なる以外は同一である。回転角が異なる点については、後で詳述する。
【００７７】
低域通過フィルタ２０３は、デジタルフィルタであって、第１の無線デジタル受信装置２１における低域通過フィルタ１０３と同様、周波数が０からＢｃｈ／２までの帯域を通過帯域とするローパスフィルタである。したがって、低域通過フィルタ２０３についても、図３を援用することとする。低域通過フィルタ２０３により、低域通過フィルタ２０３から出力されるベースバンド直交復調信号の同相成分であるＩｂ２（ｍＴｓ）と直交成分であるＱｂ２（ｍＴｓ）とは、中心周波数が０に周波数シフトされた周波数成分のみを持つ信号となる。第１の無線デジタル受信装置２１で用いられる低域通過フィルタ１０３と第２の無線デジタル受信装置３１で用いられる低域通過フィルタ２０３とは同一である。
低域通過フィルタ２０３から出力される信号Ｉｂ２（ｍＴｓ）およびＱｂ２（ｍＴｓ）は中心周波数が０に周波数シフトされた成分のみを有するので、受信データ再生部２０５は、遅延検波等によって、受信データを出力することができる。
【００７８】
このように、第１の無線デジタル受信装置２１および第２の無線デジタル受信装置３１では、サンプリング周波数が同じであるので、標本化信号発生器１０４，２０４として同一のものを用いることができる。また、標本化器１０１，２０１として同一のものを用いることができる。さらに、低域通過フィルタ１０３，２０３として同一のものを用いることができる。加えて、直交復調器１０２と直交復調器２０２とでは、回転角を変えるだけでよいので、異なる二つの回転角をメモリに格納し、その値を切り替えることが可能な直交復調器を用いることによって、第１の無線デジタル受信装置２１での直交復調器１０２と第２の無線デジタル受信装置３１での直交復調器２０２とを同一のものとすることができる。
【００７９】
以下、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］およびｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］とすることによって、標本化器１０１，２０１で正しく標本化がなされ、第１および第２の無線デジタル受信装置２１，３１で正しく受信データが得られる根拠について説明する。すなわち、中心周波数がｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］の信号をサンプリング周波数ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］で標本化器１０１がオーバーサンプリングすることによって、受信データが完全に復元でき、かつ中心周波数がｆｉ＝４０．０００［ＭＨｚ］の信号をサンプリング周波数ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］で標本化器２０１がアンダーサンプリングすることによって、受信データが完全に復元できる根拠について説明する。
【００８０】
送信信号は、一般に、複素信号を用いて表現すると、（式１）のように表される。
【数１】
2007528632.tif 000025
【００８１】
これは、送信ベースバンド信号Ｓ（ｔ）はそもそもＴＸＩ＋ｊＴｘＱで表される複素信号であり、これを図５に示すような直交変調器を用いて直交変調（（式２）を乗算）し、電波として出力されるからである。
【数２】
2007528632.tif 000026
【００８２】
受信側では、送信信号に、正弦波を乗算することによって、ダウンコンバートする。まず、送信信号および正弦波を複素信号を用いて表現すると、（式３）、（式４）のようになる。
【数３】
2007528632.tif 000027
【数４】
2007528632.tif 000028
【００８３】
（式３）に従って、送信信号スペクトルを、横軸に複素周波数を、縦軸にスペクトル強度を取った平面上に表すと図６Ａのようになる。
【００８４】
図６Ａに示すように、送信信号は、中心角周波数が＋ωｃの位置にＳ（ｔ）のスペクトルと、中心角周波数が−ωｃの位置にＳ*（ｔ）のスペクトルとからなる信号であることが分かる。
【００８５】
同様に、（式４）により、正弦波も、中心角周波数が＋ωｃの正弦波信号と、中心角周波数が−ωｃの正弦波信号とからなる信号であることが分かる。
ダウンコンバートに用いる局部発振器の中心角周波数をωｃ−ωｉとすると、送信信号に正弦波を乗算して得られる周波数変換後の信号の式は、（式５）のようになる。
【数５】
2007528632.tif 000029
【００８６】
図６Ｂは、（式５）で表されるダウンコンバートの様子を図で表現したものである。送信信号を中心角周波数がωｉ（希望波がＤＣ成分を含まずできる限り周波数０に近くなる値）となるように周波数変換すると、希望波の帯域に隣接チャネル（ｃｈ１−）が落ち込み、これが妨害波となることが分かる。たとえば、イメージリジェクションミキサ（非特許文献１の２８１頁参照）を用いることにより、ｃｈ１−は原理上除去することが可能である。ただし、実際には、直交復調信号の同相成分と直交成分との間に存在する直交誤差により、高々３０〜４０ｄＢ程度しか抑圧することができないことが知られている（非特許文献２参照）。しかし、ＤＳＲＣシステムでは、基地局および移動局共に、５［ＭＨｚ］離調での隣接波選択度が規定されていないので（ＳＴＤ−Ｔ７５  Ｖｅｒ１．２  Ｐ．３３参照）、ｃｈ１−が完全に抑圧されなくてもよい。
【００８７】
中心角周波数ωｉを図６Ｂに示した位置から徐々に正方向に向けて遠ざけていくと、図７Ｂに示すようになる。図７Ｂに示すように、次隣接チャネルｃｈ２−（ＳＴＤ−Ｔ７５  Ｖｅｒ１．２  Ｐ．３３では、次隣接チャネルは１０［ＭＨｚ］離調の信号として定義されている）が、希望波の帯域に落ち込むこととなる。この場合、ｃｈ２−の除去が少しでも劣化してくると、規定の１５ｄＢからのマージンが少なくなり、最悪の場合には、規定を満たすことができないこととなる。そのため、中心角周波数は、できるだけ０に近い方がよい。
【００８８】
以上を考慮すると、ＤＳＲＣシステムの基地局にＬＯＷ−ＩＦ方式を導入するにあたっては、隣接チャネルｃｈ１−*が希望波帯域に落ち込むように設定するのがよい。したがって、ダウンコンバートされた信号の中心周波数をｆｉとした場合、（式６）の条件を満たすべきである。
【数６】
2007528632.tif 000030
【００８９】
２×Ｂｃｈ＝５［ＭＨｚ］、ｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］であるから、ここでｆｉとｆｄとを比べた場合、ｆｉ＜ｆｄとなる。したがって、中心周波数がｆｉの信号と中心周波数がｆｄの信号とに同じサンプリング周波数を適用して標本化を行おうとすると、中心周波数がｆｉとなる信号に対しては、オーバーサンプリングを行うこととなり、中心周波数がｆｄとなる信号に対しては、アンダーサンプリングを行うこととなる。なお、両者がともにオーバーサンプリングとなるようなサンプリング周波数を用いてもよいが、その場合、サンプリング周波数が非常に高い値となり、高帯域まで入力可能な標本化器を用いる必要があるため、回路を安価に実現することが困難となる。
【００９０】
したがって、アンダーサンプリングの対象となる信号は、中心周波数がｆｄとなる信号である。アンダーサンプリングを実現するための必要十分条件は、以下の（式７）および（式８）である（非特許文献３  １２３頁、Ｂ．１２式、Ｂ．１６式参照）。
【数７】
2007528632.tif 000031
【数８】
2007528632.tif 000032
ここで、ｆｓは、サンプリング周波数を表す。
【００９１】
また、オーバーサンプリングの対象となる信号は、中心周波数がｆｉとなる信号である。オーバーサンプリングを実現するための必要十分条件は、ナイキストの定理より、（式９）である。
【数９】
2007528632.tif 000033
【００９２】
さらに、復調デジタル回路を容易に実現するための条件は、一般に（式１０）によって表される。
【数１０】
2007528632.tif 000034
ここで、Ｎ，ｋは整数、ｆｓｙｍは無線でのシンボル伝送速度を表す周波数である。
【００９３】
（式８）および（式１０）より、式（１１）が得られる。
【数１１】
2007528632.tif 000035
（式１１）をｋについてまとめると（式１２）のようになる。
【数１２】
2007528632.tif 000036
【００９４】
さらに、ｋについての条件を考える。上述のようにアンダーサンプリング方式を用いるのは、中心周波数がｆｄである信号に対してである。したがって、この事実と（式１０）とを合わせて考慮すると、（式１３）のようになる。
【数１３】
2007528632.tif 000037
【００９５】
これをｋについて変形すると（式１４）のようになる。
【数１４】
2007528632.tif 000038
なお、ｎ＝１以外（つまりｎ≧２）の場合では、（式１５）が成立するので、（式１４）は、（式１１）が成立すれば必ず成立する式である。
【数１５】
2007528632.tif 000039
【００９６】
（式１０）を用いて（式６）を表すと、（式１６）となる。
【数１６】
2007528632.tif 000040
【００９７】
次に、（式８）と（式１６）とを同時に満たす条件を考えるにあたり、（式８）と（式１６）とを同時に満たさない条件を考える。（式８）と（式１６）とを同時に満たす解が存在しない条件は、（式１７）のようになる。
【数１７】
2007528632.tif 000041
【００９８】
（式１７）をＮについての式に変形すると（式１８）のようになる。
【数１８】
2007528632.tif 000042
【００９９】
ここで、（式１８）に記載された真数の大小について考えるため（式１９）に示したような演算を行う。
【数１９】
2007528632.tif 000043
【０１００】
（式７）より、１≦ｎであるので、２／（ｎ＋１）≦１である。したがって、（式１９）より、（式２０）を得る。
【数２０】
2007528632.tif 000044
【０１０１】
ＤＳＲＣシステムでは、ｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］＝１６Ｂｃｈであるので、（式２０）は０より大きい値である。つまり、（式２１）が成立する。
【数２１】
2007528632.tif 000045
【０１０２】
以上より、（式８）と（式１６）とを同時にみたすための条件は、（式１８）の否定を取ればよいので、（式２２）のようになる。
【数２２】
2007528632.tif 000046
【０１０３】
したがって、本発明のようなｆｉおよびｆｓを求めるにあたっては、まず、（式７）を満たすｎを求める。次に、（式１２）および（式１４）を満たすｋを求める。次に、求めたｎに対応する（式２２）を満たすＮを求める。次に、求めたＮ，ｋを（式１０）に代入して、ｆｉを求める。そして、求めたＮ，ｆｉを（式１０）に代入して、ｆｓを求める。
【０１０４】
次に、実際のＤＳＲＣシステムにおいて、ｆｉおよびｆｓを求めてみる。ＤＳＲＣシステムでは、Ｂｃｈ＝２．５［ＭＨｚ］、ｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］、ｆｓｙｍ＝２．０４８［ＭＨｚ］が前提である。
【０１０５】
まず、（式７）の条件を満たす整数ｎを導出する。この場合、ｎ＝１，２，…，７が（式７）の条件を満たす。
【０１０６】
次に、上記整数ｎの中から任意の一つを選び出し、（式１２）および（式１４）の条件を満たす整数ｋを導出する。この場合、ある整数ｎ（１≦ｎ≦７）を選んだ場合、（式１２）および（式１４）の条件を満たす整数ｋが存在しない場合がある。具体的には、ｎ＝１，４，５，７の場合、（式１２）および（式１４）の条件を満たす整数ｋが存在しない。一方、ｎ＝２の場合、ｋ＝７，８，９となる。ｎ＝３の場合、ｋ＝６となる。ｎ＝６の場合、ｋ＝３となる。
【０１０７】
次に、（式７）の条件を満たす上記整数ｎ（１≦ｎ≦７）の中から任意の一つを選び出し、（式２２）の条件を満たす整数Ｎを導出する。ｎ＝１の場合、Ｎ＝４となる。ｎ＝２，３の場合、Ｎ＝３となる。ｎ＝４，５，６，７の場合、Ｎ＝２となる。
【０１０８】
最後に、（式１０）より、整数ｋと整数Ｎとに対応するｆｉを求め、さらにｆｓを求める。
【０１０９】
表１は、上記ｎ、ｋ、Ｎの値の組み合わせと、ｎ、ｋ、Ｎの値に対応するｆｉ、ｆｓの値を示した表である。
【表１】
2007528632.tif 000047
【０１１０】
表１において“−”で示された印は、上述の条件を満たす値が存在しないことを示している。
【０１１１】
表１から分かるように、ｆｉの最小の値は、３．０７２［ＭＨｚ］であり、図６Ａ，Ｂ、図７Ａ，Ｂを用いた説明から分かるように、ｆｉが３．０７２［ＭＨｚ］の時、次隣接チャネルｃｈ２−の希望波帯域への落ち込みがもっとも少ない。従って以降の説明ではｆｉが３．０７２［ＭＨｚ］の場合に限定して説明を行うものとする。なお、ｆｉが３．０７２［ＭＨｚ］であるとき、ｆｓは表１より２４．５７６［ＭＨｚ］、または１２．２８８［ＭＨｚ］である。本実施形態では、ｆｓとして、２４．５７６［ＭＨｚ］を用いることとする。
【０１１２】
以上のことから、中心周波数がｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］の信号をサンプリング周波数ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］で標本化器１０１がオーバーサンプリングすることによって、受信データが完全に復元でき、かつ中心周波数がｆｉ＝４０．０００［ＭＨｚ］の信号をサンプリング周波数ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］で標本化器２０１がアンダーサンプリングすることによって、受信データが完全に復元できることが分かる。なお、ここでは、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］とし、ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］とすることとしたが、表１から分かるように、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］とし、ｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］としてもよい。また、表１から分かるように、ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］として、ｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］、あるいは、ｆｉ＝４．０９６［ＭＨｚ］として、ｆｓ＝３６．７６８［ＭＨｚ］、あるいは、ｆｉ＝３．５８４［ＭＨｚ］として、ｆｓ＝２８．６７２［ＭＨｚ］としてもよい。なお、上記いずれの場合も、ｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］である。
【０１１３】
図８は、標本化器１０１から出力される被標本化信号Ｓ１（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図である。図８において、横軸は複素周波数であり、縦軸は電力スペクトル強度を示す。
【０１１４】
図８において、２Ｂｃｈは、チャネル帯域幅を表しており、ＤＳＲＣシステムにおいては、２Ｂｃｈ＝５［ＭＨｚ］である。図８において、スペクトル３００は、被変調低周波信号Ｌ１（ｔ）のスペクトルを表す。それ以外のスペクトルは、Ｔｓのサンプル周期で被変調低周波信号Ｌ１（ｔ）を標本化したことにより生じる折り返しスペクトルである。ここでは、折り返しスペクトルとして、中心周波数がｆｓ±ｆｉの信号、および中心周波数が−ｆｓ±ｆｉの信号が発生している図が示されている。
【０１１５】
直交復調器１０２は、標本化器１０１から出力された被標本化信号Ｓ１（ｍＴｓ）を入力信号として、位相が互いにπ／２［ｒａｄ］異なる二つの同相成分標本化信号Ｉ１（ｍＴｓ）と直交成分標本化信号Ｑ１（ｍＴｓ）とを出力する。具体的には、直交復調器１０２は、（式２３）で表されるθ［ｒａｄ］を用いてＳ１（ｍＴｓ）×ｅｘｐ（−ｊθ×ｍＴｓ）なる演算を行って、同相成分標本化信号Ｉ１（ｍＴｓ）および直交成分標本化信号Ｑ１（ｍＴｓ）を得る。
【数２３】
2007528632.tif 000048
ここで、Ｎは、表１に示すＮである。すなわち、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］、ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の場合、Ｎ＝３である。なお、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］、ｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］を用いる場合、Ｎ＝２となる。また、ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］、ｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］を用いる場合、Ｎ＝３となる。
【０１１６】
たとえば、中心周波数が０でないｆｂ［Ｈｚ］であって、かつ、サンプリング周波数ｆｓで標本化されている信号Ｓｂ（ｍＴｓ）を中心周波数が０である信号にデジタル回路を用いて変換するためには、Ｓｂ（ｍＴｓ）にｅｘｐ（−ｊ２π×ｆｂ／ｆｓ×ｔ）を乗算し、正の方向にｆｂだけ周波数シフトを行えばよい。ここで、ｔは時間を表すが、サンプリング周波数がｆｓであるデジタル回路内部では、このｔは連続的な値を取れずＴｓで等間隔に並ぶ離散的な値となる。したがって、Ｔｓ毎にＳｂ（ｍＴｓ）に乗算すべき値は、（式２４）のようになる。
【数２４】
2007528632.tif 000049
【０１１７】
つまり、中心周波数がｆｂであるＳｂ（ｍＴｓ）を中心周波数が０である信号に変換するためには、（式２５）のような演算を行えばよい。
【数２５】
2007528632.tif 000050
【０１１８】
ｅｘｐの項をＥｕｌｅｒ（オイラ）の公式を用いて展開すると、（式２６）のようになる。
【数２６】
2007528632.tif 000051
【０１１９】
これより（式２５）の演算は、図９のような回路構成を用いて実現することができる。図９は、−ｆｂだけ周波数シフトを行い中心周波数が０である信号を得るための回路構成概略図である。図９に示すように、当該回路からは、Ｓｂ（ｍＴｓ）の同相成分であるＩｂ（ｍＴｓ）と直交成分であるＱｂ（ｍＴｓ）とが出力される。したがって、図９は、直交復調器であると言える。つまり、図９は、直交復調器１０２，２０２の内部構成を示すこととなる。
【０１２０】
上述より、直交復調器１０２においてなされる演算Ｓ１（ｍＴｓ）×ｅｘｐ（−ｊθ×ｍ）におけるθは、（式１０）より以下のような（式２７）によって決まる。
【数２７】
2007528632.tif 000052
（式２７）は、（式２３）を表していることが分かる。
【０１２１】
以上のことより、直交復調器１０２でＳ１（ｍＴｓ）×ｅｘｐ（−ｊθ×ｍＴｓ）なる演算を行うことによって、同相成分標本化信号Ｉ１（ｍＴｓ）および直交成分標本化信号Ｑ１（ｍＴｓ）は、図８に示されたスペクトル３００の中心周波数が０となるように周波数シフトされた周波数成分を持つ信号となる。
【０１２２】
図１０は、中心周波数がｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］である被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を、サンプリング周波数ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］で標本化して得られる被標本化信号Ｓ２（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図である。図１０において、横軸は複素周波数を示す。縦軸は、電力スペクトル強度を示す。
【０１２３】
図１０において、スペクトル５００は、被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）のスペクトルを表し、それ以外のスペクトルは、Ｔｓのサンプル周期で被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を標本化したことにより生じる折り返しスペクトルである。ここで、スペクトル５０１、スペクトル５０２およびスペクトル５０３は、スペクトル５００からサンプリング周波数の整数倍だけ離れたところに位置するスペクトルであるので、スペクトル５００、スペクトル５０１、スペクトル５０２およびスペクトル５０３は互いに等価な信号である。
【０１２４】
しかし、それ以外のスペクトルは、被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を表すスペクトル５００からサンプリング周波数の整数倍だけ離れた所に位置するスペクトルではないため、スペクトル５００とは異なる周波数成分を持つ信号のスペクトルである。
【０１２５】
上述のように、スペクトル５００とスペクトル５０２とは同じものである。直交復調器２０２は、（式２８）で表されるη［ｒａｄ］を用いて、Ｓ２（ｍＴｓ）×ｅｘｐ（−ｊη×ｍ）なる演算を行って、図１０に示されたスペクトル５０２の中心周波数が０となるように周波数シフトされた周波数成分を持つ同相成分標本化信号Ｉ２（ｍＴｓ）および直交成分標本化信号Ｑ２（ｍＴｓ）を得る。
【数２８】
2007528632.tif 000053
【０１２６】
ここで、（式２８）の根拠について説明しておく。標本化器２０１から出力される信号Ｓ２（ｍＴｓ）は、図１０に示すように、スペクトル５００と等価な信号であって中心周波数が０にもっとも近い信号を含む。当該信号の中心周波数は、正整数Ｍを用いて−Ｍｆｓ＋ｆｄと表される。図１０では、Ｍ＝２である。中心周波数が−Ｍｆｓ＋ｆｄなる信号を中心周波数が０の信号に周波数シフトするには、（式２９）より、上記（式２８）のηを用いればよいことが分かる。
【数２９】
2007528632.tif 000054
【０１２７】
なお、上述のように、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］、ｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］と設定した場合にも、同様の処理を行うことによって、正しく受信データを得ることができる。図１１は、被変調低周波信号Ｌ１（ｔ）の中心周波数がｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］で、かつ、サンプリング周波数ｆｓを１２．２８８［ＭＨｚ］に設定した場合の標本化器１０１から出力された標本化信号Ｓ１（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図である。図１１において、横軸は複素周波数であり、縦軸は電力スペクトル強度を示す。
【０１２８】
図１１において、２Ｂｃｈは、チャネル帯域幅を表しており、ＤＳＲＣシステムにおいては、２Ｂｃｈ＝５［ＭＨｚ］である。図１１において、スペクトル４００は、被変調低周波信号Ｌ１（ｔ）のスペクトルを表す。それ以外のスペクトルは、Ｔｓのサンプル周期で被変調低周波信号Ｌ１（ｔ）を標本化したことにより生じる折り返しスペクトルである。ここでは、折り返しスペクトルとして、中心周波数がｆｓ±ｆｉの信号、および中心周波数が−ｆｓ±ｆｉの信号が発生している図を示している。
【０１２９】
直交復調器１０２は、標本化器１０１から出力された標本化信号Ｓ１（ｍＴｓ）を入力信号として、位相が互いにπ／２［ｒａｄ］異なる二つの同相成分標本化信号Ｉ１（ｍＴｓ）と直交成分標本化信号Ｑ１（ｍＴｓ）とを出力する。このとき、直交復調器１０２は、上述と同様に、（式２３）で表されるθ［ｒａｄ］を用いてＳ１（ｍＴｓ）×ｅｘｐ（−ｊθ×ｍ）なる演算を行うことによって、同相成分標本化信号Ｉ１（ｍＴｓ）および直交成分標本化信号Ｑ１（ｍＴｓ）を得るようにすればよい。この場合も同様に、図３に示すような通過帯域特性をもつ低域通過フィルタ１０３を用いることによって、スペクトル４００の中心周波数が０に周波数シフトされた周波数成分のみをもつベースバンド直交復調信号の同相成分信号であるＩｂ１（ｍＴｓ）と直交成分信号であるＱｂ１（ｍＴｓ）とを得ることができる。したがって、受信データ再生部１０５によって、受信データを得ることができる。
【０１３０】
図１２は、中心周波数がｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］である被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を、サンプリング周波数ｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］で標本化して得られる標本化信号Ｓ２（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図である。図１２において、横軸は複素周波数を示す。縦軸は、電力スペクトル強度を示す。
【０１３１】
図１２において、スペクトル７０４は、被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）のスペクトルを表し、それ以外のスペクトルは、Ｔｓのサンプル周期で被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を標本化したことにより生じる折り返しスペクトルである。ここで、スペクトル７０５、スペクトル７０６およびスペクトル７０７は、スペクトル７０４からサンプリング周波数の整数倍だけ離れたところに位置するスペクトルであるので、スペクトル７０４、スペクトル７０５、スペクトル７０６およびスペクトル７０７は互いに等価な信号である。
【０１３２】
しかし、それ以外のスペクトルは、被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を表すスペクトル７０４からサンプリング周波数の整数倍だけ離れた所に位置するスペクトルではないため、スペクトル７０４とは異なる周波数成分を持つ信号のスペクトルである。
【０１３３】
上述のように、スペクトル７０４とスペクトル７０７とは同じものである。直交復調器２０２は、（式２８）で表されるη［ｒａｄ］を用いて、Ｓ２（ｍＴｓ）×ｅｘｐ（−ｊη×ｍ）なる演算を行って、図１２に示されたスペクトル７０７の中心周波数が０となるように周波数シフトされた周波数成分を持つ同相成分標本化信号Ｉ２（ｍＴｓ）および直交成分標本化信号Ｑ２（ｍＴｓ）を得る。この場合、スペクトル７０７を中心周波数が０になるように周波数シフトするので、（式２８）において、Ｍ＝３である。
【０１３４】
なお、ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］およびｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］とする場合にも、同様に、直交復調器１０２，２０２での回転角θおよびηを決定して、直交復調することによって、第１および第２の無線デジタル受信装置２１，３１で、正しく受信データを得ることができる。
【０１３５】
このように、第１の実施形態では、基地局におけるサンプリング周波数と移動局におけるサンプリング周波数とを、無線シンボル伝送速度の偶数倍であって、基地局でオーバーサンプリングがなされ、移動局でアンダーサンプリングがなされるような同一の値ｆｓ［Ｈｚ］に設定する。さらに、基地局におけるダウンコンバート後の信号の中心周波数ｆｉ［Ｈｚ］を、送受信される無線信号の帯域幅に相当する周波数の１／２倍〜１倍の周波数であって、かつサンプリング周波数の１／２N （Ｎは自然数）倍とする。たとえば、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］であり、ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］である。また、たとえば、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］であり、ｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］である。さらに、たとえば、ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］であり、ｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］であり、ｆｉ＝３．５８４［ＭＨｚ］であり、ｆｓ＝２８．６７２［ＭＨｚ］であり、ｆｉ＝４．０９６［ＭＨｚ］であり、ｆｓ＝３２．７６８［ＭＨｚ］である。これによって、直交復調における回転角を異なるものとする以外は、基地局における復調デジタル回路と移動局における復調デジタル回路とを同一のものとすることができる。したがって、安価に、基地局および移動局における無線デジタル受信装置を提供することができ、かつ無線通信システム全体のコストダウンを図ることが可能となる。
【０１３６】
なお、第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図である図２において、周波数変換器１００と、標本化器１０１と、直交復調器１０２と、低域通過フィルタ１０３と、標本化信号発生器１０４と、受信データ再生部１０５とは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらはそれぞれ１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
【０１３７】
また、第２の無線デジタル受信装置３１の機能的構成を示すブロック図である図４において、周波数変換器２００と、標本化器２０１と、直交復調器２０２と、低域通過フィルタ２０３と、標本化信号発生器２０４と、受信データ再生部２０５とは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらはそれぞれ１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
【０１３８】
ここでは、集積回路をＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて周波数変換器１００と、標本化器１０１と、直交復調器１０２と、低域通過フィルタ１０３と、標本化信号発生器１０４と、受信データ再生部１０５とは、集積化されても良い。
同様に、周波数変換器２００と、標本化器２０１と、直交復調器２０２と、低域通過フィルタ２０３と、標本化信号発生器２０４と、受信データ再生部２０５とは、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の上記技術を用いて集積化されても良い。
上記派生技術としては、バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
【０１３９】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、被変調高周波信号を周波数変換して得られる被変調低周波信号を、標本化した後、直交復調器よって互いに位相がπ／２だけ異なる同相成分標本化信号と直交成分標本化信号とを出力し、低域通過フィルタを用いて、それを低域ろ波することによって受信データを得ることとした。第２の実施形態では、直交復調器および低域通過フィルタの代わりに複素フィルタを用いて、受信データを得る無線デジタル受信装置の構成について説明する。なお、第２の実施形態においても、システム全体の構成は第１の実施形態と同様であるので、図１を援用することとする。
【０１４０】
図１３は、本発明の第２の実施形態における第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図である。図１３において、第１の無線デジタル受信装置２１は、周波数変換器６００と、標本化器６０１と、複素フィルタ６０２と、標本化信号発生器６０３と、受信データ再生部６０４とを含む。ここで、複素フィルタ６０２および受信データ再生部６０４をまとめて復調デジタル回路という。
【０１４１】
第１の無線デジタル受信装置２１において、周波数変換器６００は、入力された被変調高周波信号Ｒ（ｔ）を中心周波数がｆｉの被変調低周波信号Ｌ（ｔ）に周波数変換する。標本化器６０１は、標本化信号発生器６０３から出力されるサンプリング周波数がｆｓの標本化信号で被変調低周波信号Ｌ（ｔ）を標本化して、被標本化信号Ｓ（ｍＴｓ）を出力する。ここまでの動作は、第１の実施形態と同様である。
【０１４２】
従って、標本化器６０１から出力される標本化信号Ｓ（ｍＴｓ）のスペクトルは、被変調低周波信号Ｌ（ｔ）の中心周波数がｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］で、かつ、サンプリング周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］である場合、すなわち図８と同一のものとなる。したがって、第２の実施形態においても図８を援用することとする。
【０１４３】
図８において、被変調低周波信号Ｌ（ｔ）のスペクトルであるスペクトル３００と等価なスペクトルは、スペクトル３００とサンプリング周波数ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の整数倍の間隔で離れたスペクトルである。つまり、スペクトル３００と、中心周波数が−３．０７２［ＭＨｚ］であるスペクトルは異なる特性を持つスペクトルである。受信データを得るためには、スペクトル３００、またはスペクトル３００からサンプリング周波数ｆｓの整数倍だけ離れたところに位置するスペクトルを周波数成分としてもつスペクトルを抽出するべきである。図１４は、複素フィルタ６０２の通過帯域特性の一例を示す図である。図１４に示すような通過帯域特性を持つ複素フィルタ６０２を用いるとすると、複素フィルタ６０２から出力される直交復調信号の同相成分であるＩｂ（ｍＴｓ）と直交成分であるＱｂ（ｍＴｓ）とは、スペクトル３００を周波数成分とし、位相が互いにπ／２［ｒａｄ］だけ異なる信号となる。この直交復調信号Ｉｂ（ｍＴｓ）とＱｂ（ｍＴｓ）とは中心周波数が０ではない信号であるが、受信データ再生部６０４は、遅延検波等によって、受信データを出力することができる。
【０１４４】
第２の実施形態において、移動局における第２の無線デジタル受信装置３１の構成は、第１の無線デジタル受信装置２１の構成と同様であるので、図１３を第２の無線デジタル受信装置３１の構成にも援用する。
【０１４５】
第２の無線デジタル受信装置３１において、第１の無線デジタル受信装置２１と異なるのは、被変調高周波信号Ｒ（ｔ）を周波数変換器６００によって中心周波数ｆｄの被変調低周波信号Ｌ（ｔ）に変換する点、および複素フィルタとして、図１０に示したような中心周波数が−９．１５２［ＭＨｚ］のスペクトル５０２を抽出するフィルタを用いる点だけである。それ以外は、第１の無線デジタル受信装置２１と第２の無線デジタル受信装置３１とは同一である。
【０１４６】
このように、第２の実施形態では、複素フィルタの通過特性を変更するだけで受信データを得ることができるので、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１４７】
なお、上記では、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］、ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の場合について説明を行ったが、ｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］、ｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］の場合についても複素フィルタ６０２の通過特性の中心周波数を３．０７２［ＭＨｚ］から３．１３６［ＭＨｚ］（図１２参照）に変更するだけで、同様の結果を得ることができる。ｆｉ＝３．５８４［ＭＨｚ］、ｆｓ＝２８．６７２［ＭＨｚ］の場合についても複素フィルタ６０２の通過特性の中心周波数を３．０７２［ＭＨｚ］から３．５８４［ＭＨｚ］（図１５Ａ参照）に変更するだけで、同様の結果を得ることができる。ｆｉ＝４．０９６［ＭＨｚ］、ｆｓ＝３２．７６８［ＭＨｚ］の場合についても複素フィルタ６０２の通過特性の中心周波数を３．０７２［ＭＨｚ］から４．０９６［ＭＨｚ］（図１５Ｂ参照）に変更するだけで、同様の結果を得ることができる。ｆｉ＝４．６０８［ＭＨｚ］、ｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］の場合についても複素フィルタ６０２の通過特性の中心周波数を３．０７２［ＭＨｚ］から４．６０８［ＭＨｚ］（図１５Ｃ参照）に変更するだけで、同様の結果を得ることができる。
【０１４８】
また、標本化器６０１に入力される被変調低周波信号Ｌ（ｔ）の中心周波数がｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］で、ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］、ｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］の場合についても、複素フィルタ６０２の通過特性の中心周波数をそれぞれ、−９．１５２［ＭＨｚ］、３．１３６［ＭＨｚ］に変更するだけで良い。同様に、ｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］で、ｆｓ＝２８．６７２［ＭＨｚ］の場合についても、複素フィルタ６０２の通過帯域特性の中心周波数を、１１．３２８［ＭＨｚ］に変更するだけで良い（図１５Ｄ参照）。また、ｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］で、ｆｓ＝３２．７６８［ＭＨｚ］の場合についても、複素フィルタ６０２の通過帯域特性の中心周波数を、７．２３２［ＭＨｚ］に変更するだけで良い（図１５Ｅ参照）。また、ｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］で、ｆｓ＝３６．８６４［ＭＨｚ］の場合についても、複素フィルタ６０２の通過帯域特性の中心周波数を、３．１３６［ＭＨｚ］に変更するだけで良い（図１５Ｆ参照）。
【０１４９】
上記複素フィルタの特性は、例えば、複素フィルタとしてＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いた場合、通過特性の中心周波数が３．０７２［ＭＨｚ］、３．１３６［ＭＨｚ］、−９．１５２［ＭＨｚ］のいずれの場合にも対応できるようにあらかじめタップ数を定めておけば、各タップ係数を入れ換えるだけで、上述した全ての場合に対応できる。したがって、タップ係数を選択できるＦＩＲを用いることによって、複素フィルタからなる復調デジタル回路を移動局と基地局とで同一のものとすることができるので、コストダウンを図ることが可能となる。
【０１５０】
なお、本発明の第２の実施形態における第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図である図１３において、周波数変換器６００と、標本化器６０１と、複素フィルタ６０２と、標本化信号発生器６０３と、受信データ再生部６０４とは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらはそれぞれ１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
【０１５１】
ここでは、集積回路をＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて周波数変換器６００と、標本化器６０１と、複素フィルタ６０２と、標本化信号発生器６０３と、受信データ再生部６０４とは集積化されても良い。上記派生技術としては、バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
【０１５２】
（第３の実施形態）
第３の実施形態においても図１を援用することとする。図１６Ａ，図１６Ｂは、本発明の第３の実施形態に係る第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図である。
【０１５３】
図１６Ａにおいて、第１の無線デジタル受信装置２１は、周波数変換器８００と、標本化器８０１と、直交復調器８０２と、自動周波数制御装置８０３と、低域通過フィルタ８０４と、標本化信号発生器８０５と、検波器８０６と、データ判定部８０７とを含む。直交復調器８０２、自動周波数制御装置８０３、低域通過フィルタ８０４、検波器８０６、およびデータ判定部８０７をまとめて復調デジタル回路という。
【０１５４】
第３の実施形態において、周波数変換器８００は、被変調高周波信号Ｒ（ｔ）を中心周波数が３．０７２［ＭＨｚ］の被変調低周波信号に変換しない。以下では、周波数変換器８００が、被変調高周波信号Ｒ（ｔ）を中心周波数がｆｊ＝３．０００［ＭＨｚ］の被変調低周波信号Ｌ（ｔ）に変換する場合を例にとって説明する。
【０１５５】
標本化器８０１は、標本化信号発生器８０５から出力される周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の標本化信号に同期して、被変調低周波信号Ｌ（ｔ）をサンプリングして、標本化信号Ｓ（ｍＴｓ）を出力する。
【０１５６】
直交復調器８０２では、入力された被変調低周波信号Ｌ（ｔ）の中心周波数がｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］であるとみなして、（式２３）で表されるθ［ｒａｄ］を用いてＳ（ｍＴｓ）×ｅｘｐ（−ｊθ×ｍＴｓ）なる演算を行って、同相成分標本化信号Ｉ（ｍＴｓ）と直交成分標本化信号Ｑ（ｍＴｓ）とを得る。
【０１５７】
図１７は、直交復調器８０２から出力される同相成分標本化信号Ｉ（ｍＴｓ）および直交成分標本化信号Ｑ（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図である。図１７において、スペクトル９００は、被変調低周波信号Ｌ（ｔ）のスペクトルを表している。それ以外のスペクトルは、Ｔｓのサンプル周期で被変調低周波信号Ｌ（ｔ）を標本化したことにより生じる折り返しスペクトルを表す。図１７と図８とを比べると、両者のスペクトルは、被変調低周波信号Ｌ（ｔ）の本来あるべき周波数である３．０７２［ＭＨｚ］と実際に得られている周波数３．０００［ＭＨｚ］との差である０．０７２［ＭＨｚ］だけ、全体的にスペクトルがずれた状態になっていることが分かる。
【０１５８】
自動周波数制御装置８０３は、このスペクトル９００を本来得られるべき中心周波数である３．０７２［ＭＨｚ］に周波数シフトするように周波数変換する。すなわち、自動周波数制御装置８０３は、図１７に示されたスペクトル全体を周波数変換して、スペクトル９００の中心周波数が３．０７２［ＭＨｚ］となるようにする。このような自動周波数制御装置８０３は、特許第３３２７１５２号公報や特開平６−１２０９９７号公報等に開示されている。
【０１５９】
この様な動作を行う自動周波数制御装置８０３を直交復調器８０２と低域通過フィルタ８０４との間に設けることにより、低域通過フィルタ８０４は、図３と同じ通過特性を持つフィルタを用いることが可能となる。低域通過フィルタ８０４の出力側に設けられた検波器８０６は、遅延検波を行い、検波信号ＤＥＴＩ（ｍＴｓ）およびＤＥＴＱ（ｍＴｓ）をデータ判定部８０７に対して出力する。データ判定部８０７は、このＤＥＴＩ（ｍＴｓ）とＤＥＴＱ（ｍＴｓ）とを用いて位相を検出し、検出した位相をもとに受信データを出力する。
【０１６０】
このように、第３の実施形態では、第１の実施形態で求めたｆｉを用いることができないような場合、たとえば、第１の実施形態で求めたｆｉを用いるには周波数発振器を特注しなければならないような場合、ｆｉの近傍の周波数に変換できる周波数変換器を用いて、自動周波数制御装置で周波数をデジタル的に補正することによって、標本化後の信号が中心周波数をｆｉとする成分を持たせることができる。これによって、受信データを正しく再生することができる。ｆｉの近傍に周波数変換できるように汎用の局部発振器を用いて周波数変換器を構成することによって、無線デジタル受信装置のコストダウンを図ることが可能となる。
【０１６１】
なお、上記説明では、自動周波数制御装置８０３を直交復調器８０２の直後に設ける構成の場合をしめしたが、図１６Ｂに示したような構成を用いた場合にも同様の効果を得ることができる。ただし、図１６Ｂに示したような構成を用いる場合、自動周波数制御装置として特許３０８８８９３号公報や特開平１０−９８５００号公報等に開示されているようなものを用いる必要がある。
【０１６２】
なお、上記説明では、被変調低周波信号Ｌ（ｔ）の中心周波数がｆｉからずれている場合を例として動作説明を行ったが、被変調低周波信号Ｌ（ｔ）の中心周波数がｆｄからずれている場合についても、被変調低周波信号Ｌ（ｔ）のスペクトルの中心周波数がｆｄと等しくなるように自動周波数制御装置８０３において周波数シフトを行うことにより、低域通過フィルタ８０４の通過特性は図３と同じものを用いることができ、低域通過フィルタ８０４の出力側に設けられた遅延検波回路等によって、受信データを得ることができる。
【０１６３】
なお、上記説明では、ｆｊ＝３．０００［ＭＨｚ］としたが、ｆｉ＝３．０７２とｆｊとの周波数のずれΔｆは、｜Δｆ｜＜０．５１２［ＭＨｚ］であればよい。以下、その理由について説明する。周波数は、時間単位当たりの位相変化量である。したがって、周波数のずれと位相のずれとが一対一に対応する。ＤＳＲＣシステムでは、送信データフォーマットとして、各フレームの先頭部分にプリアンブルパターンというシンボル毎に位相がπ異なるデータが挿入されている。そのプリアンブルパターンを用いると、理論上は、±π／２まで（±π／２は含まない）の位相補正が可能となる。このπ／２という位相差を周波数変換する場合、その変換式には、シンボルデータ速度ｆｓｙｍが関連してくるので、ｆｓｙｍの値によって、π／２に対する周波数は、異なる値となる。これを表したのが（式３０）である。
【数３３】
2007528632.tif 000055
ここで、θｅｒｒは、周波数ずれΔｆに対する位相を表す。本実施形態では、ｆｓｙｍ＝２．０４８［ＭＨｚ］としているので、（式３０）においてθｅｒｒ＝π／２、ｆｓ＝２．０４８［ＭＨｚ］とおいて、Δｆについて解くと、｜Δｆ｜＜０．５１２［ＭＨｚ］となる。
【０１６４】
なお、上記では、中心周波数ｆｊの信号を中心周波数ｆｉの信号に補正するための回路である自動周波数制御装置８０３が標本化器８０１の後段に設けられていることとした。しかし、周波数を補正するための周波数補正回路は、標本化器８０１の前段に設けられていてもよい。すなわち、周波数変換器８００においてダウンコンバートされた低周波信号は、標本化器８０１の前段または後段において中心周波数がｆｉの信号に補正された上で、復調処理されればよい。
【０１６５】
なお、本発明の第３の実施形態に係る第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図である図１６Ａにおいて、周波数変換器８００と、標本化器８０１と、直交復調器８０２と、自動周波数制御装置８０３と、低域通過フィルタ８０４と、標本化信号発生器８０５と、検波器８０６と、データ判定部８０７とは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらはそれぞれ１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
【０１６６】
図１６Ｂに示したような構成を用いた場合も同様に、周波数変換器８００と、標本化器８０１と、直交復調器８０２と、自動周波数制御装置８０３と、低域通過フィルタ８０４と、標本化信号発生器８０５と、検波器８０６と、データ判定部８０７とは、ブロック毎に１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
【０１６７】
ここでは、集積回路をＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて周波数変換器８００と、標本化器８０１と、直交復調器８０２と、自動周波数制御装置８０３と、低域通過フィルタ８０４と、標本化信号発生器８０５と、検波器８０６と、データ判定部８０７とは、集積化されても良い。
【０１６８】
図１６Ｂに示したような構成を用いた場合も同様に、周波数変換器８００と、標本化器８０１と、直交復調器８０２と、自動周波数制御装置８０３と、低域通過フィルタ８０４と、標本化信号発生器８０５と、検波器８０６と、データ判定部８０７とは、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術を用いて集積化されても良い。
上記派生技術としては、バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
【０１６９】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態では、基地局における第１の無線送信装置と第１の無線デジタル受信装置とを合わせた基地局無線通信装置、および移動局における第２の無線送信装置と第２の無線デジタル受信装置とを合わせた移動局無線通信装置について説明する。
【０１７０】
図１８は、本発明の第４の実施形態に係る基地局無線通信装置１２の構成を示す図である。図１８において、基地局無線通信装置１２は、アンテナ１２００と、帯域通過フィルタ１２１６と、送受信切り替えスイッチ１２１１と、増幅器１２０１と、第１のミキサ１２０２と、第２のミキサ１２０３と、第１の局部発振器１２０６と、第１の低域通過フィルタ１２０４と、第２の低域通過フィルタ１２０５と、第１の標本化器１２０７と、第２の標本化器１２０８と、標本化信号発生器１２０９と、復調デジタル回路１２１０と、送信高周波回路１２１２と、第３のミキサ１２１３と、第２の局部発振器１２１４と、送信回路１２１５とを含む。
【０１７１】
基地局無線通信装置１２において、受信動作は、アンテナ１２００と、帯域通過フィルタ１２１６と、送受信切り替えスイッチ１２１１と、増幅器１２０１と、第１のミキサ１２０２と、第２のミキサ１２０３と、第１の局部発振器１２０６と、第１の低域通過フィルタ１２０４と、第２の低域通過フィルタ１２０５と、第１の標本化器１２０７と、第２の標本化器１２０８と、標本化信号発生器１２０９と、復調デジタル回路１２１０とを用いて行われる。送信動作は、送信回路１２１５と、第２の局部発振器１２１４と、第３のミキサ１２１３と、送信高周波回路１２１２と、送受信切り替えスイッチ１２１１と、帯域通過フィルタ１２１６と、アンテナ１２００とを用いて行われる。
【０１７２】
受信動作時、送受信切り替えスイッチ１２１１は、アンテナ１２００と増幅器１２０１とが接続されるように制御される。アンテナ１２００で受信された移動局からの中心周波数がｆｃの被変調高周波信号Ｒ（ｔ）は、まず、帯域通過フィルタ１２１６において、基地局と移動局の双方で用いることのない周波数帯の信号が除去され、増幅器１２０１に入力される。増幅器１２０１は、被変調高周波信号Ｒ（ｔ）を適切なレベルに増幅し、第１のミキサ１２０２と第２のミキサ１２０３とに入力する。第１の局部発振器１２０６は、中心周波数がｆｃ−ｆｉである正弦波を出力する。ここで、ｆｉは、第１の実施形態で求めたｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］である。
【０１７３】
第１のミキサ１２０２は、第１の局部発振器１２０６から出力された中心周波数がｆｃ−ｆｉである正弦波と被変調高周波信号Ｒ（ｔ）とを乗算し、中心周波数がｆｉの被変調低周波中間周波数信号同相成分ＲＸＩ（ｔ）を出力する。第１の低域通過フィルタ１２０４は、被変調低周波中間周波数信号同相成分ＲＸＩ（ｔ）の高域成分を除去して、第１の標本化器１２０７に入力する。
【０１７４】
一方、第２のミキサ１２０３は、第１の局部発振器１２０６から出力された中心周波数がｆｃ−ｆｉである正弦波の位相をπ／２だけずらせた信号と被変調高周波信号Ｒ（ｔ）とを乗算し、中心周波数がｆｉの被変調低周波中間周波数信号直交成分ＲＸＱ（ｔ）を出力する。第２の低域通過フィルタ１２０５は、被変調低周波中間周波数信号直交成分ＲＸＱ（ｔ）の高域成分を除去して、第２の標本化器１２０８に入力する。
【０１７５】
第１の標本化器１２０７は、標本化信号発生器１２０９から出力される周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の信号に同期して、被変調低周波中間周波数信号同相成分ＲＸＩ（ｔ）を標本化し、同相成分標本化信号Ｉ（ｍＴｓ）を出力する。
【０１７６】
第２の標本化器１２０８は、標本化信号発生器１２０９から出力される周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の信号に同期して、被変調低周波中間周波数信号直交成分ＲＸＱ（ｔ）を標本化し、直交成分標本化信号Ｑ（ｍＴｓ）を出力する。
【０１７７】
復調デジタル回路１２１０は、同相成分標本化信号Ｉ（ｍＴｓ）と直交成分標本化信号Ｑ（ｍＴｓ）を入力信号として、直交復調を行った後、低域ろ波して、受信データを出力する。
【０１７８】
図１８において、第１および第２のミキサ１２０２，１２０３、第１の局部発振器１２０６、および第１および第２の低域通過フィルタ１２０４，１２０５が、第１の実施形態における周波数変換器１００に相当する。第１および第２の標本化器１２０７，１２０８が、第１の実施形態に示す標本化器１０１に相当する。なお、第４の実施形態では、第１の実施形態と異なり、直交データを標本化することとしたが、ｆｉとｆｓの値として第１の実施形態に示したものを用いているので、本質的には、第１の実施形態と同様である。標本化信号発生器１２０９が、第１の実施形態に示す標本化信号発生器１０４に相当する。復調デジタル回路１２１０は、第１の実施形態における直交復調器１０２、低域通過フィルタ１０３、および受信データ再生部１０５に相当する。
【０１７９】
送信時、送信データは、送信回路１２１５でπ／４シフトＱＰＳＫ方式に従って変調され、送信信号Ｂ（ｔ）として出力される。送信信号Ｂ（ｔ）は、局部発振器１２１４から出力される中心周波数がｆｃ−ｆｄの信号と第３のミキサ１２１３で乗算され被変調高周波信号ＴＸ（ｔ）として出力される。被変調高周波信号ＴＸ（ｔ）は、送信高周波回路１２１２を介して不要な周波数成分を除去し、適切な送信出力レベルに調整した後、アンテナ１２００から電波として放射される。
【０１８０】
図１９は、本発明の第４の実施形態に係る移動局無線通信装置１１の構成を示す図である。図１９において、移動局無線通信装置１１は、アンテナ１１００と、帯域通過フィルタ１１１２と、送受信切り替えスイッチ１１０８と、増幅器１１０１と、第１のミキサ１１０２と、局部発振器１１０３と、低域通過フィルタ１１０４と、標本化器１１０５と、標本化信号発生器１１０６と、復調デジタル回路１１０７と、送信高周波回路１１０９と、第２のミキサ１１１０と、送信回路１１１１とを含む。
【０１８１】
移動局無線通信装置において、受信動作は、アンテナ１１００と、帯域通過フィルタ１１１２と、送受信切り替えスイッチ１１０８と、増幅器１１０１と、第１のミキサ１１０２と、局部発振器１１０３と、低域通過フィルタ１１０４と、標本化器１１０５と、標本化信号発生器１１０６と、復調デジタル回路１１０７とを用いて行われる。送信動作は、送信回路１１１１と、第２のミキサ１１１０と、局部発振器１１０３と、送信高周波回路１１０９と、送受信切り替えスイッチ１１０８と、帯域通過フィルタ１１１２と、アンテナ１１００とを用いて行われる。
【０１８２】
受信動作時、送受信切り替えスイッチ１１０８は、アンテナ１１００と増幅器１１０１とが接続されるように制御される。アンテナ１１００で受信された基地局からの中心周波数がｆｃ−ｆｄの被変調高周波信号ＲＬ（ｔ）は、まず、帯域通過フィルタ１１１２において、基地局と移動局の双方で用いることのない周波数帯の信号が除去され、増幅器１１０１に入力される。増幅器１１０１は、被変調高周波信号ＲＬ（ｔ）を適切なレベルに増幅し、第１のミキサ１１０２に入力する。局部発振器１１０３は、中心周波数がｆｃである正弦波を出力する。
【０１８３】
第１のミキサ１１０２は、局部発振器１１０３から出力された中心周波数がｆｃである正弦波と被変調高周波信号ＲＬ（ｔ）とを乗算し、中心周波数がｆｄの被変調低周波中間周波数信号Ｌ（ｔ）を出力し、低域通過フィルタ１１０４に入力する。ＤＳＲＣシステムにおいて、ダウンリンクとアップリンクとの周波数の差は、４０．０００［ＭＨｚ］であるので、ｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］である。低域通過フィルタ１１０４は、被変調低周波中間周波数信号Ｌ（ｔ）の高域成分を除去して、標本化器１１０５に入力する。
【０１８４】
標本化器１１０５は、標本化信号発生器１１０６から出力される周波数がｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］の信号に同期して、被変調低周波中間周波数信号Ｌ（ｔ）を標本化し、被標本化信号Ｌｓ（ｍＴｓ）を出力する。
【０１８５】
復調デジタル回路１１０７は、被標本化信号Ｌｓ（ｍＴｓ）を入力信号として、直交復調を行った後、低域ろ波して、受信データを出力する。
【０１８６】
図１９において、第１のミキサ１１０２、局部発振器１１０３、および低域通過フィルタ１１０４が、第１の実施形態における周波数変換器２００に相当する。標本化器１１０５が、第１の実施形態における標本化器２０１に相当する。標本化信号発生器１１０６が、第１の実施形態における標本化信号発生器２０４に相当する。復調デジタル回路１１０７は、第１の実施形態における直交復調器２０２、低域通過フィルタ２０３、および受信データ再生部２０５に相当する。
【０１８７】
送信時、送信データは、送信回路１１１１でπ／４シフトＱＰＳＫ方式に従って変調され、送信信号Ｂ（ｔ）として出力される。送信信号Ｂ（ｔ）は、局部発振器１１０３から出力される中心周波数がｆｃの信号と第２のミキサ１１１０で乗算され被変調高周波信号ＴＸ（ｔ）として出力される。被変調高周波信号ＴＸ（ｔ）は、送信高周波回路１１０９を介して不要な周波数成分を除去し、適切な送信出力レベルに調整した後、アンテナ１１００から電波として放射される。
【０１８８】
このように、第４の実施形態では、サンプリング周波数を移動局および基地局で同じにすることができるので、復調デジタル回路として同一のものを移動局および基地局で用いることができるので、安価に無線通信システムおよびそれに用いられる無線デジタル受信装置を提供することができる。
【０１８９】
なお、図１８に示された基地局無線通信装置１２を構成する、アンテナ１２００と、帯域通過フィルタ１２１６と、送受信切り替えスイッチ１２１１と、増幅器１２０１と、第１のミキサ１２０２と、第２のミキサ１２０３と、第１の局部発振器１２０６と、第１の低域通過フィルタ１２０４と、第２の低域通過フィルタ１２０５と、第１の標本化器１２０７と、第２の標本化器１２０８と、標本化信号発生器１２０９と、復調デジタル回路１２１０と、送信高周波回路１２１２と、第３のミキサ１２１３と、第２の局部発振器１２１４と、送信回路１２１５とは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらはそれぞれ１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
【０１９０】
同様に、図１９に示された移動局無線通信装置１１を構成する、アンテナ１１００と、帯域通過フィルタ１１１２と、送受信切り替えスイッチ１１０８と、増幅器１１０１と、第１のミキサ１１０２と、局部発振器１１０３と、低域通過フィルタ１１０４と、標本化器１１０５と、標本化信号発生器１１０６と、復調デジタル回路１１０７と、送信高周波回路１１０９と、第２のミキサ１１１０と、送信回路１１１１は、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらはそれぞれ１チップ化されても良いし、一部または全てを含むように１チップ化されても良い。
【０１９１】
ここでは、集積回路をＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いてアンテナ１２００と、帯域通過フィルタ１２１６と、送受信切り替えスイッチ１２１１と、増幅器１２０１と、第１のミキサ１２０２と、第２のミキサ１２０３と、第１の局部発振器１２０６と、第１の低域通過フィルタ１２０４と、第２の低域通過フィルタ１２０５と、第１の標本化器１２０７と、第２の標本化器１２０８と、標本化信号発生器１２０９と、復調デジタル回路１２１０と、送信高周波回路１２１２と、第３のミキサ１２１３と、第２の局部発振器１２１４と、送信回路１２１５とは、集積化されても良い。
【０１９２】
同様に、アンテナ１１００と、帯域通過フィルタ１１１２と、送受信切り替えスイッチ１１０８と、増幅器１１０１と、第１のミキサ１１０２と、局部発振器１１０３と、低域通過フィルタ１１０４と、標本化器１１０５と、標本化信号発生器１１０６と、復調デジタル回路１１０７と、送信高周波回路１１０９と、第２のミキサ１１１０と、送信回路１１１１とは、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術を用いて集積化されても良い。
【０１９３】
上記派生技術としては、バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
なお、第１〜第４の実施形態では、ＤＳＲＣシステムについて詳しく説明したが、それ以外のＦＤＤシステムにおいても、同様の効果を得ることができる無線通信システムおよび無線データ受信装置を構成することができるのはいうまでもない。
【０１９４】
なお、第１〜第４の実施形態における各装置を構成する機能ブロックは、それぞれの機能を実現することができる手段として構成されていればよい。すなわち、周波数変換器は、周波数変換手段であればよく、標本化器は、標本化手段であればよく、復調デジタル回路は、デジタル復調手段であればよく、直交復調器は、直交復調手段であればよく、低域通過フィルタは、低域通過フィルタリング手段であればよく、受信データ再生部は、受信データ再生手段であればよく、複素フィルタは、複素フィルタリング手段であればよい。また、各機能ブロックは、各装置における特徴に限定されるものではなく、それらの機能を実行することができるものであればよい。
【０１９５】
以上、本発明を詳細に説明してきたが、前述の説明はあらゆる点において本発明の例示にすぎず、その範囲を限定しようとするものではない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１９６】
本発明に係る無線通信システムおよびそれに用いられる無線デジタル受信装置は、安価に提供することができ、ＦＤＤ方式を用いる無線通信の分野等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１９７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る無線通信システム１の機能的構成を示すブロック図
【図２】第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図
【図３】低域通過フィルタ１０３の通過帯域特性を示す図
【図４】第２の無線デジタル受信装置３１の機能的構成を示すブロック図
【図５】直交変調器の構成を示す図
【図６Ａ】送信信号のスペクトルおよび正弦波を乗算したときの様子を示す図
【図６Ｂ】送信信号のスペクトルおよび正弦波を乗算したときの様子を示す図
【図７Ａ】送信信号のスペクトルおよび正弦波を乗算したときの様子を示す図
【図７Ｂ】送信信号のスペクトルおよび正弦波を乗算したときの様子を示す図
【図８】標本化器１０１から出力される被標本化信号Ｓ１（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図
【図９】直交復調器の構成を示す図
【図１０】中心周波数がｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］である被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を、サンプリング周波数ｆｓ＝２４．５７６［ＭＨｚ］で標本化して得られる被標本化信号Ｓ２（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図
【図１１】被変調低周波信号Ｌ１（ｔ）の中心周波数がｆｉ＝３．０７２［ＭＨｚ］で、かつ、サンプリング周波数ｆｓを１２．２８８［ＭＨｚ］に設定した場合の標本化器１０１から出力された標本化信号Ｓ１（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図
【図１２】中心周波数がｆｄ＝４０．０００［ＭＨｚ］である被変調低周波信号Ｌ２（ｔ）を、サンプリング周波数ｆｓ＝１２．２８８［ＭＨｚ］で標本化して得られる標本化信号Ｓ２（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図
【図１３】本発明の第２の実施形態における第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図
【図１４】複素フィルタ６０２の通過帯域特性の一例を示す図
【図１５Ａ】複素フィルタ６０２の通過帯域特性を説明するための図
【図１５Ｂ】複素フィルタ６０２の通過帯域特性を説明するための図
【図１５Ｃ】複素フィルタ６０２の通過帯域特性を説明するための図
【図１５Ｄ】複素フィルタ６０２の通過帯域特性を説明するための図
【図１５Ｅ】複素フィルタ６０２の通過帯域特性を説明するための図
【図１５Ｆ】複素フィルタ６０２の通過帯域特性を説明するための図
【図１６Ａ】本発明の第３の実施形態に係る第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図
【図１６Ｂ】本発明の第３の実施形態に係る第１の無線デジタル受信装置２１の機能的構成を示すブロック図
【図１７】直交復調器８０２から出力される同相成分標本化信号Ｉ（ｍＴｓ）および直交成分標本化信号Ｑ（ｍＴｓ）のスペクトルの様子を示す図
【図１８】本発明の第４の実施形態に係る基地局無線通信装置１２の構成を示す図
【図１９】本発明の第４の実施形態に係る移動局無線通信装置１１の構成を示す図
【図２０】従来の基地局９０００と移動局９００１とが、ＤＳＲＣシステムを用いて通信を行っている様子を模式的に示す図
【図２１】ＬＯＷ−ＩＦ方式を採用した従来の基地局無線通信装置の構成の概略を示す図
【図２２】シングル・コンバージョン方式を採用した従来の移動局無線通信装置の構成の概略を示す図
【符号の説明】
【０１９８】
１  無線通信システム
２  基地局
３  移動局
１１  移動局無線通信装置
１２  基地局無線通信装置
２１  第１の無線デジタル受信装置
２２  第１の無線送信装置
３１  第２の無線デジタル受信装置
３２  第２の無線送信装置
１００，２００，６００，８００  周波数変換器
１０１，２０１，６０１，８０１  標本化器
１０２，２０２，８０２  直交復調器
１０３，２０３，８０４  低域通過フィルタ
１０４，２０４，６０３，８０５  標本化信号発生器
１０５，２０５，６０４  受信データ再生部
６０２  複素フィルタ
８０３  自動周波数制御装置
８０６  検波器
８０７  データ判定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【国際調査報告】
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