(57)【要約】【課題】ブラシレスＤＣモータ用の速度調整器を提供する。【解決手段】ＤＣモータは、ステータ、ローター、電磁石を備え、電磁石はステータの付近にあり、ローターは永久磁界を発生し、電磁石は交番する電界を発生するように付勢され、さらに電源および調整素子を備え、調整素子は電源に接続され、電磁石への電力供給を調整し、それによって使用中、ＤＣモータにより発生されたトルクは調整されるブラシレスＤＣモータ用の速度調整器において、速度調整器はローターの回転速度、ローターの位置（φ）、ローターの負荷およびモータ付勢の関数として電圧（Ｖ（φ））を発生することができ、速度調整器は瞬間トルクＴ（φ）が少なくとも駆動磁界の磁極性の反転付近では導関数（φ）／∂φが基本的にゼロであり、２次導関数∂２Ｔ（φ）／∂φ２が基本的に単調関数である条件でコンパイルされるように、ローター位置φの関数としてモータの電圧Ｖ（φ）に変化を設定する。【選択図】図４
2007500499.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステータと、ローターと、電磁石とを具備するブラシレスＤＣモータ用の速度調整器であって、前記電磁石は前記ステータの付近にあり、前記ローターは永久磁界を発生し、前記電磁石は交番電界を発生するように付勢され、さらに電源および調整素子を具備し、前記調整素子は前記電源に接続されて、前記電磁石への電力の供給を調整し、それによって使用中に、前記ＤＣモータにより発生されたトルクが調整されるブラシレスＤＣモータ用の速度調整器において、
前記速度調整器はローターの回転速度、ローターの位置（φ）、ローターの負荷およびモータ付勢の関数として電圧（Ｖ（φ））を発生することができ、前記速度調整器は瞬間トルクＴ（φ）が少なくとも駆動磁界の磁極性の反転の付近において導関数∂Ｔ（φ）／∂φが本質的にゼロであり、２次導関数∂２Ｔ（φ）／∂φ２が本質的に単調関数である条件でコンパイルされるように、前記ローター位置φの関数として前記モータの電圧Ｖ（φ）に変化を設定することを特徴とするブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項２】
瞬間トルクＴ（φ）は少なくとも駆動磁界の磁極性の反転の付近において、本質的に次式によりコンパイルされ、
【数１】
2007500499.tif 000005
ことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項３】
瞬間トルクＴ（φ）は少なくとも駆動磁界の磁極性の反転の付近においては、本質的に次式によりコンパイルされ、
【数２】
2007500499.tif 000006
ことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項４】
調整素子（９）はローター位置（φ）の関数として、モータの電圧Ｖ（φ）に変化を設定することを特徴とする請求項１、２または３のいずれか１項記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項５】
調整器はまたバック調整器（３；３ＩＩ）と、Ｈブリッジ（４；404；３−ＩＩ）と、駆動調整器（５）とを具備し、
前記バック調整器（３；３II）は駆動電圧｜Ｖ（φ）｜を発生する作用を行い、前記バック調整器（３；３ＩＩ）は付勢信号を受信するためにその入力を介して前記駆動調整器（５）の出力に接続され、駆動電圧Ｖ（φ）を送信するためにその出力を介して前記Ｈブリッジ（４；404；３−ＩＩ）の入力に接続され、
前記駆動調整器（５）は付勢信号として高周波数低電圧パルス幅変調信号（Ｔ＋）を発生することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項６】
前記バック調整器（３）は電圧Ｖ（φ）を調整するための調整トランジスタ（Ｔ８）と前記調整トランジスタ（Ｔ８）を駆動するための駆動トランジスタ（Ｔ９）とパルス変成器（Ｌ２）とを具備しており、
前記パルス変成器（Ｌ２）は高周波数低電圧パルス幅変調信号（Ｔ＋）を前記駆動トランジスタ（Ｔ９）のための高周波数付勢信号電圧へ変換し、
前記付勢信号は前記駆動トランジスタ（Ｔ９）から前記調整トランジスタ（Ｔ８）のゲートへ供給され、前記調整トランジスタ（Ｔ８）を切換えることを特徴とする請求項５記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項７】
前記Ｈブリッジ（４；404）は第１の接合（Ｊ１）を介してＤＣモータ（１）を駆動するための第１の駆動分岐（４−１；４０４−１）と、第２の接合（Ｊ２）を介してＤＣモータ（１）を駆動するための第２の駆動分岐（４−２；４０４−２）とを具備しており、
前記第１の駆動分岐（４−１；４０４−１）は第１及び第２の駆動トランジスタ（Ｔ４、Ｔ５）を具備し、前記第２の駆動分岐（４−２；４０４−２）は第３及び第４の駆動トランジスタ（Ｔ６、Ｔ７）を具備し、
前記第１の駆動分岐（４−１；４０４−１）には第１の入力（Ｇ２）が設けられ、前記第２の駆動分岐（４−２；４０４−２）にはローターの回転速度、ローターの位置、ローターの負荷から得られている位相検出信号を受信するための第２の入力（Ｇ１）が設けられていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項８】
調整器はまたホールセンサ（６）および調整素子（９）を含んでおり、
前記ホールセンサ（６）はローター位置（φ）からの信号を採取するように構成されており、ホールセンサ（６）の出力は調整素子（９）の入力に接続され、
前記調整素子（９）には調整されることのできる電圧源（32）が設けられ、その１出力は前記駆動調整器（５）の入力に接続され、前記ホールセンサ（６）により採取された信号からの情報を前記駆動調整器（５）にフィードバックすることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項９】
前記調整器はまた電流フィードバック装置（７）を含んでおり、
前記電流フィードバック装置（７）はＨブリッジ（４；404；３−II）によりＤＣもーた（１；モータ）に与えられた電流から電流信号を採取するように構成されており、前記電流フィードバック装置（７）の出力は前記調整素子（９）の入力に接続されており、
前記調整素子（９）は前記電流フィードバック装置（７）からの電流信号からの情報を調整される前記電圧源（32）を介して前記駆動調整器（５）へフィードバックすることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【請求項１０】
前記調整器はまた電圧フィードバック装置（８）を含んでおり、
前記電圧フィードバック装置（８）は前記バック装置（３；３−ＩＩ）により発生された駆動電圧｜Ｖ（φ）｜から電圧信号を採取するように構成され、前記電圧フィードバック装置（８）の出力は前記調整素子の入力に接続されており、
前記調整素子（９）は前記電圧フィードバック装置（８）からの前記電圧信号からの情報を調節されることのできる前記電圧源（32）を介して前記駆動調整器（５）へフィードバックすることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項記載のブラシレスＤＣモータ用の速度調整器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は請求項１の前提部分に記載されているようなブラシレスＤＣモータ用の速度調整器に関する。
【背景技術】
【０００２】
このような調整器はＤＣモータに与えられる電圧を調整するため現在の技術で知られている。ＤＣモータでは、ステータ、ローター、電磁石が存在し、電磁石はローターコンポーネントの周辺またはその内部の巻線の形態である。ローターは円上で均一な距離だけ離れて位置されている複数の永久磁石磁極からなり、ステータ磁極は永久磁界を発生する。ステータはこの円の内側または円の外側にある。使用中、交番する磁界は与えられる電圧により電磁石で発生され、ローターは電磁石とステータの交番する電界の影響下で回転を実行する。
【０００３】
現在の技術では、方形パルスによる電磁石の付勢が使用され、電圧は方形パルスの形態で電磁石に与えられる。ローター磁極がステータ磁極により通過されるときのモータの駆動トルクで生じる過渡現象のために、可変速度のブラシレスＤＣモータはモータが回転している間に振動を示す。この振動はＤＣモータによる雑音の発生につながる。しかしながらこのような雑音の発生は２００ｒｐｍよりも少ない回転速度が通常使用される多くの応用では望ましくない。
【０００４】
駆動トルクの過渡現象が（予め）定められた回転速度で最小にされるように、ＤＣモータに電圧調整器を設けることが知られている。この目的で、速度調整器には１つのステータ磁極の隣にローターの通路に沿って幾らか離れて位置されているホールセンサが設けられている。調整器はこのように設定されているので、前記設定距離と、予め定められた回転速度に対して、ホールセンサが発生する信号はホールセンサを通るローターフィールドの結果として、ステータがローターを通過しながらモータのトルクの過渡現象が最小である方法によって、磁界の磁極性の反転が発生することが確実にされる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
現在の技術によるこの調整器の欠点は、振動が実質的に主として１つの回転速度でしか抑制されないことである。他の回転速度では、この調整器は良好に機能せず、トルクの過渡現象は最小にならない。
【０００６】
幾つかの回転速度で十分に使用可能な振動の抑制を実現する別の方法として、可変の高さの方形パルスを使用する電圧調整器が知られており、方形パルスの高さはモータの所望の回転速度にしたがっている。回転の設定速度での振動を減少するために、方形パルスのパルスの高さは低くされ、それによってフィールド強度は低くなり、過渡現象は小さくなる。振動は確かにこの手段により減少されるが、理論的に可能な値に到達しない。
【０００７】
本発明の１目的は、任意の回転速度におけるモータトルクの過渡現象を実質的に減少させることのできるブラシレスＤＣモータ用の速度調整器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の目的は請求項１にしたがってブラシレスＤＣモータ用の速度調整器によって実現されており、それにおいて、
速度調整器はローターの回転速度、ローターの位置（φ）、ローターの負荷およびモータ付勢の関数として電圧（Ｖ（φ））を発生することができ、速度調整器は瞬間トルクＴ（φ）が少なくとも駆動磁界の磁極性の反転付近では導関数∂Ｔ（φ）／∂φが基本的にゼロであり、２次導関数∂２Ｔ（φ）／∂φ２が基本的に単調関数である条件でコンパイルされる方法により、ローター位置φの関数としてモータの電圧Ｖ（φ）に変化を設定することを特徴とする。
【０００９】
結果として、本発明による速度調整器は回転速度、モータの負荷、付勢パワーの任意の所望の組合せによる調整がモータの振動を最小にすることができるという利点を有する。結果として、このような調整器が設けられているＤＣモータは、比較的低い周波数で可能な限り低い雑音レベルが所望である環境で使用されることができる。例えば、家庭および仕事場ではゆっくりと動作する（即ちエネルギの節約）ＤＣモータが換気システムに使用される。これらの場合、５乃至３０ｒｐｓの範囲の回転速度が使用される。
【００１０】
本発明は単相のＤＣモータで使用されるだけでなく多相のＤＣモータで使用されることができることが当業者に明白であろう。
【００１１】
本発明を例示の実施形態を示す幾つかの図面を参照して、以下さらに詳細に説明する。これらは単なる例示の目的だけであり、本発明の概念を限定することを意図していない。本発明は特許請求の範囲の記載によって限定される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１は現在の技術による第１の速度調整器の駆動電圧とトルクのグラフを示している。
【００１３】
ステータに関するローターの回転角度φが水平軸上に示されている。駆動電圧Ｖ（φ）および関連するトルクＴ（φ）は垂直軸上の随意選択的な単位（ａ．ｕ．）で示されている。回転角度φの関数としての駆動電圧Ｖ（φ）は破線により示されている。回転角度の関数としてのトルクグラフＴ（φ）は連続線により示されている。
【００１４】
現在の技術による第１の速度調整器は回転角度φの関数として方形電圧パルスを発生する通常の制御装置を使用する。電圧パルスはローター磁極がステータ磁極を通過するのと同期して発生される。トルクは方形パルスの始動フランク中に増加する。トルクはパルスの終了フランクにおいて再度減少する。方形パルス間では、駆動電圧Ｖ（φ）は基本的にゼロであり、このゼロ電圧中、トルクＴ（φ）はゼロ値に近づく。電圧パルス開始期間中のトルクグラフで生じる突然の転移（過渡現象）は雑音を発生する。特に、低い回転速度では、電圧パルスは比較的短期間であり、雑音の発生を増加するので、雑音の発生は迷惑である。
【００１５】
図２は現在の技術による第２の速度調整器の駆動電圧およびトルクのグラフを示している。
【００１６】
ステータに関するローターの回転角度φは水平軸上に示されている。駆動電圧Ｖ（φ）および関連するトルクＴ（φ）は垂直軸上の随意選択的な単位で示されている。回転角度φの関数としての駆動電圧Ｖ（φ）は破線により示されている。回転角度の関数としてトルクＴ（φ）の波形は連続線により示されている。
【００１７】
低い回転速度における駆動トルクＴ（φ）の過渡特性は駆動電圧Ｖ（φ）の減少により改善される。方形パルスの高さは減少され、方形パルスの幅は増加される。これにより回転角度φの関数としての駆動トルクの特性はやや平坦になる。方形パルスの高さ及び幅を適合した結果が図２に示されている。トルクグラフはより平滑であるが、依然として過渡特性が存在する。振動の強度及び雑音の発生は確かにこの手段により減少されるが、ＤＣモータにより出力されるパワーは結果として同様に実質的に減少し、欠点である。
【００１８】
図３は本発明による速度調整器の駆動電圧とトルクの特性を示している。
【００１９】
ステータに関するローターの回転角度φは水平軸上に示されている。駆動電圧Ｖ（φ）および関連するトルクＴ（φ）は垂直軸上の任意の単位で示されている。回転角度φの関数としての駆動電圧Ｖ（φ）は破線により示されている。回転角度の関数としてのトルクＴ（φ）の特性は連続線により示されている。
【００２０】
本発明はＤＣモータの状態の特性のフィードバックを介して回転角度φの関数として駆動電圧Ｖ（φ）を能動的に調節することによってトルクの過渡特性を抑制する速度調整器を提供する。この構造のために、ブラシレスＤＣモータでは、駆動トルクは１８０゜にわたる各回転期間にゼロを通過する。さらに３６０゜の回転期間中のトルクＴ（φ）は平均して常にゼロよりも大きい。過渡現象を減少させるために、磁極性の反転期間中、回転角度φの関数としてトルクの導関数は基本的にゼロでなければならない。さらに、磁極性の変化点付近でのトルクの突然の変化がないことが望ましい。回転角度φの関数としてのトルクの２次導関数はゼロの通過付近で単調に上昇する関数である。
【００２１】
過渡現象がなく、これらの条件を満たす例示的なトルク特性のグラフを以下に示し、
【数３】
2007500499.tif 000003
【００２２】
周期的にゼロおよびトルクの正の定値を通過するトルク導関数の条件を満たす他のトルクグラフも可能であることは当業者には明白であろう。
【００２３】
ステータのｎ個の磁極対を有するブラシレスＤＣモータでは、例示的なトルクグラフは次式により与えられることに注意すべきである。  
【数４】
2007500499.tif 000004
【００２４】
本発明による速度調整器は瞬間トルクＴ（φ）が可能な限り良好に設定条件を満たすような瞬間駆動電圧Ｖ（φ）を提供する。
【００２５】
図４では、駆動電圧Ｖ（φ）はφの関数であり、したがってＴ（φ）は示されている式を満足させる。この場合、ローターの回転速度の瞬間値、ローターの負荷、ローターの位置および駆動電圧自体が考慮される。速度調整器はトルクグラフのさらに高い高調波のアクチブ抑制を行う。本発明による速度調整器を説明するために図４乃至９を参照する。
【００２６】
図４は本発明による速度調整器の概略的なモデルを示している。
【００２７】
ブラシレスＤＣモータ１には本発明による速度調整器が設けられている。この速度調整器は電源２、バック（Ｂｕｃｋ）調整器３、Ｈブリッジ４、駆動調整器５、ホールセンサ６、電流フィードバック装置７、電圧フィードバック装置８、調整素子９を具備している。
【００２８】
以下与えられている説明及び図面では、本発明は調整素子としてマイクロ制御装置９を参照して説明されている。この目的で取付けられているアナログ回路または例えばデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のような別の調整素子もマイクロ制御装置の代わりに使用されることができ、調整素子は本発明で必要とされる制御機能を実行できることが当業者に明白であろう。
【００２９】
モータ１の駆動入力はＨブリッジ４に結合されて駆動電圧Ｖ（φ）が供給される。モータ１はまたローター（図示せず）の位置及び運動を決定するためにホールセンサ６を設けられ、このホールセンサ６は瞬間信号ＳＨＳ（ｔ）を発生する。
【００３０】
Ｈブリッジ４はＨブリッジ４中で駆動電圧Ｖ（φ）を発生するために駆動パルスを得るようにバック調整器３へ結合されている。
【００３１】
さらに、Ｈブリッジ４は電流フィードバック装置７に結合され、この電流フィードバック装置７はＨブリッジ４によってモータ１に与えられる瞬間電流に対応する電流信号Ｉｉｎ（ｔ）を発生する。
【００３２】
バック調整器３は電力を回路に供給するために電源２に結合されている。さらに、バック調整器３は駆動電圧Ｖ（φ）の駆動パルスを発生するために制御信号を受信するように駆動調整器５に結合されている。バック調整器３はまたそれを制御するために使用される電圧信号Ｖｉｎ（ｔ）を発生する電圧フィードバック装置８に結合されている。
【００３３】
駆動調整器５はさらにデータを受信するためマイクロ制御装置９に結合され、それによって駆動調整器５はバック調整器３に対する正確な駆動パルスを発生できる。
【００３４】
最後に、マイクロ制御装置９はホールセンサ６、電流フィードバック装置７、電圧フィードバック装置８に接続され、これらにより発生されたそれぞれの信号から、ローターの回転速度の瞬間値、ローターの負荷、ローターの位置、および駆動電圧及び駆動電流に関する情報を獲得する。
【００３５】
バック調整器３はＤＣモータ１の実際の駆動電圧を制御し、Ｈブリッジ４は各１８０゜回転後にモータ１に与えられる駆動電圧の磁極性を切換える。マイクロ制御装置９はＤＣモータ１の必要な回転速度を制御し、駆動調整器５はマイクロ制御装置９により集められたローターの回転速度、ローターの負荷、ローターの位置φ、駆動電圧及び駆動電流についてデータに基づいて、正確な駆動電圧Ｖ（φ）に対する駆動パルスを発生する。
【００３６】
駆動調整器５はマイクロ制御装置９により集められたローターの回転速度、ローターの負荷、ローターの位置、駆動電圧及び駆動電流についてのデータに従って駆動パルスを設定する。
【００３７】
駆動調整器５は実時間で、データから必要な駆動パルスを計算することができる。また駆動調整器５はデータの瞬間値に関連する駆動パルスを決定するために、多次元テーブルを使用できる。
【００３８】
駆動電圧Ｖ（φ）は駆動調整器５により発生された駆動パルスのエンベロープとして形成される。駆動パルスの周波数（例えば２２ｋＨｚ）は約５０−２００Ｈｚであるローターの回転周波数よりも高い。さらに、駆動調整器５は駆動パルスの高さを変化でき、例えば駆動電圧Ｖ（φ）の変化は図３に示されているように発生されることができる。
【００３９】
図５は本発明によるブラシレスＤＣモータの速度調整器を制御するマイクロ制御装置またはコンピュータシステムを示している。コンピュータシステム２は周辺装置を有する中央処理装置（ＣＰＵ）21を備えている。中央処理装置21はメモリ手段18、19、22、23、24に接続され、これらのメモリ手段は命令、データ、（ＣＤ−ＲＯＭおよびＤＶＤ、メモリモジュール、チップカード等を読取るための）１以上の読取装置30、入力装置（例えばキーボード）26、出力装置（例えばモニタ）28に接続されている。
【００４０】
さらに、（例えばデジタル／アナログ変換器ＤＡＣの形態の）制御可能な電圧発生器32は可変電圧Ｖｏｕｔ（ｔ）を発生するための出力装置として設けられている。
【００４１】
電圧および／または電流測定装置ＡＤＣ33もまたＡＤＣ装置33に与えられる電圧信号Ｖｉｎ（ｔ）、電流信号Ｉｉｎ（ｔ）、ホールセンサ信号ＨＨＳ（ｔ）をデジタル測定値に変換するための入力装置として設けられている。電圧、電流、ホールセンサ信号のこれらのデジタル測定値はそれぞれさらに駆動調整器５のフィードバックとして処理装置21により処理されることができる。
【００４２】
当業者に知られているように、例えばネットワーク１とのデータ通信のためのネットワークアダプタ７のような他の入力装置および出力装置も与えられることができる。
【００４３】
図５に示されているメモリ手段はＲＡＭ22、（Ｅ）ＥＰＲＯＭ23、ＲＯＭ24、テープユニット19、ハードディスク18を具備している。しかしながら、さらにおよび／または当業者に知られている他のメモリ装置が設けられることができる。さらに、必要ならば、これらの間で１以上の装置が中央処理装置21から遠隔的に配置されることができる。
【００４４】
中央処理装置21は単一の装置として示されているが、並列して動作するか１つの中央装置により制御される種々の処理装置から構成されることができ、技術でよく知られているようにこれは処理装置が相互に遠隔の位置に配置されることが可能である。
【００４５】
本発明による速度調整器の回路の好ましい実施形態を以下さらに詳細に説明する。この好ましい実施形態の基本コンポーネントを説明する。他のコンポーネントに関しては、その機能だけを簡単に説明するが、当業者は回路および説明から、調整器中の前記他のコンポーネントの動作モードを理解することができるであろう。さらに、示されているコンポーネントコードは単に回路のコンポーネントとしての例示であり、この文脈では回路の電気コンポーネントに対して示されている値は単なる例示的な値であることが指摘される。示されている回路はコンポーネントに対して他の値で構成されることもできる。
【００４６】
図６は本発明による速度調整器の回路の第１の好ましい実施形態の第１の部分を示している。
【００４７】
回路のこの第１の部分は電源２、バック調整器３、Ｈブリッジ４を具備している。
【００４８】
電源２は主電圧を整流された供給電圧へ変換する役目を行う。交流電圧（例えば２３０Ｖ）は接合部Ｊ３とＪ４における入力であり、その後に電源２は整流後、ラインＶＢ１において整流された電圧（例えば３００Ｖ）を利用可能にする。
【００４９】
電源内には分岐装置２Ｂが存在し、これは端子ＰＨ１とＰＨ２との間に電位差Ｖ２を発生する。
【００５０】
バック調整器３はトランジスタＴ８、コイルＬ１、ダイオードＤ４、キャパシタＣ１０から構成されている。トランジスタＴ８はＶＢ１に接続されたドレインと、Ｌ１の入力及びＤ４の入力に接続されたソースとを有するＭＯＳＦＥＴである。ダイオードＤ４の出力はまた接地ＧＮＤに接続されている。コイルＬ１の出力はＣ１０の入力に接続され、Ｃ１０の出力は接地電位に接続されている。ＶＢ１は同様にキャパシタＣ１１を介して接地電位に接続されている。
【００５１】
ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ８のゲートはパルス変成器回路３Ｂにより制御される。パルス変成器回路３Ｂはパルス変成器Ｌ２、抵抗Ｒ２９、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ９、キャパシタＣ１５、第２の抵抗Ｒ２７を備えている。
【００５２】
その入力側では、パルス変成器Ｌ２の第１の入力Ｌ２−４は接地電位に接続されており、パルス変成器Ｌ２の第２の入力Ｌ２−２は駆動調整器５に接続されており、この駆動調整器５はパルス変成器回路３Ｂの駆動パルスを発生する。
【００５３】
駆動調整器５をこの明細書で図７を参照してさらに詳細に説明する。
【００５４】
パルス変成器Ｌ２は、その出力側Ｌ２−３では抵抗Ｒ２９を介してＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ９のソースに接続されている。パルス変成器Ｌ２は、第２の出力Ｌ２−１を介してＭＯＳＦＥＴ  Ｔ９のゲートに接続され、またキャパシタＣ１５の入力と、抵抗Ｒ２７の入力と、およびＬ１とＤ４との間の接続線に接続されている。
【００５５】
キャパシタＣ１５の出力はＴ８のソースに接続されている。抵抗Ｒ２７の出力は同様にＴ８のソースに接続されている。
【００５６】
バック調整器３はパルス幅変調（ＰＷＭ）により、Ｈブリッジ４を介してモータ１の駆動電圧Ｖ（φ）を調整する。Ｈブリッジ４を以下さらに詳細に説明する。
【００５７】
Ｔ８のドレインは整流された電圧ＶＢ１に直接接続されているので、パルス変成器回路３ＢはＴ８のゲートを駆動するために使用される。この構成により、広い範囲内でＴ８のデューティサイクルを変化できることが必要である。パルス変成器が直接Ｔ８に結合されているならば、これは可能ではない。デューティサイクルの広い変化を実現するため、次の原理にしたがって制御ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ９を使用する。その原理について説明すると、パルス変成器Ｌ２は比較的低い自己誘導のタイプであり、その結果パルス変成器Ｌ２は出力信号として狭いパルス（約２μ秒の幅）を発生できる。正のパルスはＴ８を伝導状態にさせ、それに続く負のパルスはＴ８をオフ状態にする。正のパルスはＴ９の固有のフライホイールダイオードを介してＴ８のゲートを負荷する。Ｔ８のゲートが充電されると、Ｌ２の出力電圧がゼロに落ちるときＴ９はオフに切換わるのでこれは放電されない。負のパルスＴ９が再度伝導を開始させＴ８のゲートが放電される場合、その結果としてＴ８はオフ状態に到達する。したがってＴ８はＨブリッジ４へのＶＢ１上の電圧のスイッチとして機能する。Ｔ８と並列接続されている抵抗Ｒ２７はパルス変成器回路３Ｂの制御がアクチブではないならばＴ８が伝導を開始しないことを確実にしている。Ｔ８のゲートソース容量はＴ８のソースとＬ１の入力とを横切って並列するＣ１５のリードによって増加される。一方で、ゲート電圧の増加によってＣ１５はＴ８中のエネルギ放散を低下させる。他方で、Ｃ15の放電は切換えを遅延させるので、Ｔ８の切換え時間は長くなる。Ｃ１５の値は妥協として選択されている。抵抗Ｒ２９はＴ８の最大のゲート電流を制限し、パルス変成器回路３Ｂの共振を制動するように機能する。
【００５８】
Ｈブリッジ回路４はＭＯＳＦＥＴ  Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７、ダイオードＤ５、Ｄ７、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ６、Ｄ８、Ｄ１０、Ｄ１２、キャパシタＣ４、Ｃ１３、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を備えている。
【００５９】
Ｈブリッジ４内では、ブラシレスＤＣモータ１が接合Ｊ１、Ｊ２、Ｊ５に接続されている。Ｈブリッジ４はラインＶＢ２とラインＶＢ３を介してバック調整器３に接続されている。Ｈブリッジ４は２つの分岐、即ち第１の分岐４−１と、第２の分岐４−２を有し、その両者は一方の側で接地電位に接続されている。第１の分岐４−１はＭＯＳＦＥＴ  Ｔ４、Ｔ５、ダイオードＤ５、ツェナーダイオードＤ６、Ｄ１０、キャパシタＣ４、Ｃ１３、抵抗Ｒ２１を備えている。
【００６０】
第２の分岐４−２はＭＯＳＦＥＴ  Ｔ６、Ｔ７、ダイオードＤ５、Ｄ７、ツェナーダイオードＤ２、Ｄ８、Ｄ１２、抵抗Ｒ２２を備えている。
【００６１】
Ｈブリッジ４は図７を参照して後述するように、位相検出器回路により駆動される。この位相検出器回路はトランジスタＴ５とトランジスタＴ７のゲートをそれぞれの接続Ｇ２、Ｇ１を介して駆動する。
【００６２】
対称構造のため、分岐４−１だけについて説明する。Ｇ２の電圧が十分に高く、例えば１２Ｖであるならば、Ｔ５は伝導状態になる。ダイオードＤ５は伝導を開始する。接合Ｊ２はその後接地電位に接続される。Ｔ４のゲートはＤ５のソース電圧（即ちＤ５のＶＦ）よりもやや低い電圧（約０．６Ｖ）を有し、したがってＴ４はオフ状態である。
【００６３】
Ｇ２の電圧が基本的にゼロボルトであるならば、Ｔ５はオフ状態である。トランジスタＴ４のゲートの電圧は上昇し、Ｔ４は伝導を開始する、Ｔ４のソースの電圧はソースドレイン電圧ＶＤＳが事実上０ボルトであるまで上昇する。ダイオードＤ５はオフに切換えられ、ツェナーダイオードＤ１０はＴ４のソース−ゲート電圧ＶＧＳが１２ボルトに制限されることを確実にする。
【００６４】
バック調整器３からの供給電圧がＪ２にあるとする。位相検出器回路は相互に反対の位相であるＧ１の電圧とＧ２の電圧を変化するので、交流電圧が接合Ｊ１とＪ２を横切って発生され、その交流周波数はモータの回転周波数に対応する。
【００６５】
Ｈブリッジ４の第１の分岐４−１では、ツェナーダイオードＤ６は接地電位にあるその入力を有し、その出力はトランジスタＴ５のゲートに接続されている。接続点Ｇ２はまたＴ５のゲートにある。トランジスタＴ５のドレインもまた接地電位に接続される。
【００６６】
抵抗21の第１のリードはラインＶＢ３に接続され、その第２のリードはトランジスタＴ４のゲートと、ダイオードＤ５の出力と、ツェナーダイオードＤ１０に接続されている。Ｄ５とＤ１０の出力は同様に抵抗Ｔ５のソース入力に接続されている。
【００６７】
ラインＶＢ２はトランジスタＴ４のドレインに接続されている。トランジスタＴ４のゲートはダイオードＤ５の入力と、ツェナーダイオードＤ１０の入力とに接続されている。トランジスタＴ４のソースはまたキャパシタＣ１３とキャパシタＣ４に接続され、これらは相互に並列接続されている。トランジスタＴ４のソースもまた接合Ｊ２に接続され、並列接続されているキャパシタＣ１３とＣ４を介して接合Ｊ５に接続されている。
【００６８】
Ｈブリッジ４の分岐４−２では、トランジスタＴ６のドレインはラインＶＢ２に接続されている。抵抗Ｒ２２の第１のリードはラインＶＢ３に接続されている。Ｒ２２の第２のリードはトランジスタＴ６のゲートとトランジスタＴ７のドレインとに接続されている。トランジスタＴ６のドレインはダイオードＤ７の入力と、それに並列接続されているツェナーダイオードＤ２とに接続されている。ダイオードＤ７とツェナーダイオードＤ２の出力はトランジスタＴ７のドレインに接続されている。トランジスタＴ７のゲートは接続点Ｇ１とツェナーダイオードＤ８とに接続され、その入力は接地電位に接続されている。トランジスタＴ７のソースは接地電位に接続されている。
【００６９】
図７は本発明による速度調整器の回路の第１の好ましい実施形態の第２の部分を示している。この第２の部分は駆動調整器５を含んでいる。駆動調整器５は比較器Ｕ１：Ａ、Ｕ１：Ｂ、Ｕ１：Ｃ、Ｕ１：Ｄと、トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ１０と、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ５と、ツェナーダイオードＤ１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２８、Ｒ３０、Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３、Ｒ３４とを備えている。
【００７０】
駆動調整器５は駆動パルスによってバック調整器３を制御するためのパルス（幅変調）発生器を含んでいる。
【００７１】
抵抗Ｒ１の第１のリードは供給電圧に接続され、Ｒ１の第２のリードは抵抗Ｒ２の第１のリードと比較器Ｕ１：Ｃの正の入力とに接続されている。抵抗Ｒ２の第２のリードは接地電位に接続されている。Ｒ１はまた抵抗Ｒ２４の第１のリードにも接続されている。抵抗Ｒ２４の第２のリードは比較器Ｕ１：Ｃの出力と、抵抗Ｒ１１の第１のリードと、抵抗Ｒ１０の第２のリードとに接続されている。抵抗Ｒ１１の第２のリードは供給電圧に接続されている。抵抗Ｒ１０の第１のリードは比較器Ｕ１：Ｃの負の入力と、キャパシタＣ１の第１のリードと、接地電位に接続されているその他のリードとに接続されている。
【００７２】
抵抗Ｒ１０の第１のリードは比較器Ｕ１：Ｂの負の入力にも接続されている。Ｕ１：Ｂの正の入力はキャパシタＣ２の第１のリードと、抵抗Ｒ２３の第１のリードと、抵抗Ｒ３の第１のリードと、抵抗Ｒ２８の第１のリードとに接続されている。抵抗Ｒ３の第２のリードは供給電圧に接続されている。抵抗Ｒ２８の第２のリードは抵抗Ｒ５の第１のリードと、キャパシタＣ５の第１のリードとに接続されている。Ｃ２、Ｒ２３、Ｒ５、Ｃ５の第２のリードはそれぞれ接地電位に接続されている。Ｒ２８の第２のリードはデジタル／アナログ変換器ＤＡＣ32の出力に接続されている。
【００７３】
ＤＡＣ32の出力はまた比較器Ｕ１：Ａの正の入力とＲ３０の第１のリードにも接続されている。Ｕ１：Ａの負の入力はＲ６の第１のリードと、Ｒ９の第１のリードとに接続されている。Ｒ９の第２のリードは電源に接続されている。Ｒ６の第２のリードは接地電位に接続されている。
【００７４】
抵抗Ｒ３４の第１のリードは供給電圧に接続されている。Ｒ３４の第２のリードは比較器Ｕ１：Ｄの負の入力と、ツェナーダイオードＤ１の出力にも接続されている。ツェナーダイオードＤ１の入力は接地電位に接続されている。抵抗Ｒ１８の第１のリードは電源にも接続されている。抵抗Ｒ１８の第２のリードは抵抗Ｒ１７の第１のリードと、抵抗Ｒ３３の第１のリードとに接続されている。抵抗Ｒ１７の第２のリードは接地電位に接続されている。Ｒ３３の第２の接続はＵ１：Ｄの出力に接続されている。Ｕ１：Ｄの出力は抵抗Ｒ３１の第１のリードに接続されている。Ｒ３０の第２のリードはＲ３１の第１のリードにも接続されている。Ｕ１：Ａの出力はＲ３１の第１のリードにも接続されている。最後に、Ｒ３２の第１の接続は抵抗Ｒ３１の第１のリードに接続されている。Ｒ３２の第２のリードは供給電圧に接続されている。
【００７５】
比較器Ｕ１：Ｂの出力はＲ３１の第２のリードに接続されている。Ｕ１：Ｂの出力はまたトランジスタＴ１０のベースに接続されている。トランジスタＴ１０のエミッタは接地電位に接続されている。
【００７６】
Ｔ１０のコレクタはＲ８の第１のリードとトランジスタＴ２のベースと、トランジスタＴ１のベースに接続されている。抵抗Ｒ８の第２のリードは供給電圧に接続されている。
【００７７】
トランジスタＴ１とＴ２は相互に並列して接続されている。Ｔ１のコレクタは供給電圧に接続されている。Ｔ１のエミッタはＴ２のコレクタと、抵抗Ｒ７の第１のリードに接続されている。トランジスタＴ２のエミッタは接地電位に接続されている。抵抗Ｒ７の第２のリードはキャパシタＣ３の第１のリードに接続されている。Ｃ３の第２のリードは端子Ｔ＋に接続されている。
【００７８】
端子Ｔ＋はパルス変成器Ｌ２の第２の入力Ｌ２−２に接続されており、それによって図７の回路により発生された駆動パルスを送信する。
【００７９】
パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を発生するために、デルタ発生器は比較器Ｕ１：Ｃ周辺の回路により構成されている。デルタ発生器からの出力信号は純粋な三角形ではないが、（Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１からなる）関連するＲＣネットワークの指数関数的な充電および放電曲線により形成される。ＤＡＣ32により発生される電圧はモータの回転速度を決定する。電圧は（Ｒ３、Ｒ５、Ｒ２３、Ｒ２８からなる）抵抗ネットワークによって比較器Ｕ１：Ｂの正の入力に供給される。ＰＷＭ信号はこの信号を、Ｕ１：Ｃ周辺に構成されたデルタ発生器から発生される信号と比較することによってＵ１：Ｂの出力側で生じる。
【００８０】
モニタへのパワーを切断する設備が回路に設けられている。この設備はＵ１：Ａ周辺に構成されている。ＤＡＣ32により発生される信号がある電位よりも低いならば、Ｕ１：Ａの出力は電圧を低くし、それによってＰＷＭ信号はもはやＤＡＣ32の出力の位置の増幅器段にはない。
【００８１】
図８は本発明による速度調整器の回路の第１の好ましい実施形態の第３の部分を示している。図６で前述した位相検出器回路はこの第３の部分にある。
【００８２】
図８による位相検出器回路は、抵抗Ｒ12、Ｒ13、Ｒ14、Ｒ15、Ｒ16、Ｒ19、Ｒ20、Ｒ25と、比較器Ｕ２：ＡおよびＵ２：Ｂと、キャパシタＣ６とを具備している。
【００８３】
Ｒ12の第１のリードは第１の端子ＰＨ１に接続されている。Ｒ12の第２のリードはＵ２：Ａの負の入力と、Ｒ14の第１のリードと、Ｃ６の第１のリードとに接続されている。
【００８４】
第２の端子ＰＨ２はＲ13の第２のリードに接続されている。Ｒ13の第２のリードはＣ６の第２のリードと、Ｕ２：Ａの正の入力と、Ｕ２：Ｂの正の入力とに接続されている。さらに、Ｒ13の第２のリードはＲ25の第１のリードに接続されている。Ｒ14の第２のリードはＲ25の第２のリードと同様に接地電位に接続されている。
【００８５】
Ｕ２：Ａの負の入力は同様にＵ２：Ｂの負の入力に接続されている。Ｕ２：Ａの出力はＲ15の第１のリードに接続されている。Ｒ15の第２のリードはＲ16の第１のリードと、Ｈブリッジ４の接続点Ｇ１とに接続されている。Ｒ16の第２のリードは供給電圧に接続されている。
【００８６】
Ｕ２：Ｂの出力はＲ19の第１のリードに接続されている。Ｒ19の第２のリードはＲ20の第１のリードと、Ｈブリッジ４の接続点Ｇ２とに接続されている。Ｒ20の第２のリードは供給電圧に接続されている。
【００８７】
図８による位相検出器回路は図６を参照して既に説明したように、端子ＰＨ１とＰＨ２を横切る信号Ｖ２の位相によってそれぞれトランジスタＴ７とＴ５を制御する。
【００８８】
図９は本発明による速度調整器の回路の第１の好ましい実施形態の第４の部分を示している。
【００８９】
第４の部分には以下のものが含まれている。すなわち、比較器Ｕ１：ＥおよびＵ２：Ｃと、キャパシタＣ７およびＣ14が含まれている。比較器Ｕ１：Ｅの第１の接続は供給電圧への第１の接続とキャパシタＣ７の第１のリードに接続されている。Ｕ１：Ｅの第２の接続は接地電位に接続されている。Ｃ７の第２のリードも同様に接地電位に接続されている。
【００９０】
Ｕ２：Ｃの第１の接続は供給電圧とキャパシタＣ14の第１のリードとに接続されている。Ｕ２：Ｃの第２の接続は接地電位に接続されている。Ｃ14の第２のリードも同様に接地電位に接続されている。
【００９１】
図１０は本発明による速度調整器の第２および第３の好ましい実施形態の電源を示している。電源２−IIは主電圧を整流された供給電圧に変換するように動作し、この供給電圧Ｖｉｎを速度調整器の第２及び第３の好ましい実施形態のバック装置へ提供するために設けられている。
【００９２】
電源２−II内にはブランチ装置２−IIｂが存在し、これはそれぞれ図１１及び図１２に示されているようにさらに電源の電位差＋１５Ｖを回路の低電圧部分に対して発生する。
【００９３】
図１１は本発明による速度調整器の第２の好ましい実施形態を示している。
【００９４】
コンポーネント回路はバック調整器３とＨブリッジ404とを備えている。
【００９５】
供給電圧Ｖｉｎは電源２−IIからバック調整器３へ供給される。（例えば２３０Ｖの）交流電圧は接合点Ｊ３とＪ４で入力され、その後電源２は整流後、（例えば３００Ｖの）整流された電圧をラインＶＢ１上で利用可能にする。
【００９６】
バック調整器３はトランジスタＴ８、コイルＬ１、ダイオードＤ４、キャパシタＣ10を含んでいる。トランジスタＴ８はＶＢ１に接続されたドレインと、Ｌ１の入力およびＤ４の入力に接続されたソースとを有するＭＯＳＦＥＴである。ダイオードＤ４の出力はまた接地電位ＧＮＤに接続されている。コイルＬ１の出力はＣ10の入力に接続され、Ｃ10の出力は接地電位に接続されている。ＶＢ１は同様にキャパシタＣ11を介して接地電位に接続されている。
【００９７】
ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ８のゲートはパルス変成器回路３ｂにより制御される。
【００９８】
パルス変成器回路３ｂはパルス変成器Ｌ２、抵抗Ｒ29、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ９、キャパシタＣ15、第２の抵抗Ｒ27とを備えている。
【００９９】
その入力側では、パルス変成器Ｌ２の第１の入力Ｌ２−４は接地電位に接続され、パルス変成器Ｌ２の第２の入力Ｌ２−２は駆動調整器５に接続され、その駆動調整器５はパルス変成器回路３ｂに対するパルスを駆動する。
【０１００】
その出力側Ｌ２−３では、パルス変成器Ｌ２は抵抗Ｒ29を介してＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ９のソースに接続されている。第２の出力Ｌ２−１を介して、パルス変成器Ｌ２はＭＯＳＦＥＴ  Ｔ９のゲートに接続され、またキャパシタＣ15の入力および抵抗Ｒ27の入力、およびＬ１とＤ４との間のラインにも接続されている。
【０１０１】
Ｃ15の出力はＴ８のソースに接続されている。抵抗Ｒ27の出力は同様にＴ８のソースに接続されている。
【０１０２】
バック調整器３はＨブリッジ４を介して、パルス幅変調（ＰＷＭ）によりモータ１の駆動電圧Ｖ（φ）を調整する。Ｈブリッジ４を以下さらに詳細に説明する。
【０１０３】
Ｔ８のドレインは整流された電圧ＶＢ１を直接受取るので、パルス変成器回路３ｂはＴ８のゲートを駆動するために使用される。この構造では、Ｔ８のデューティサイクルを広い範囲内で変化できることが必要である。パルス変成器が直接Ｔ８に結合されているならば、これは可能ではない。デューティサイクルにおける広範囲の変化を実現するために、次の原理にしたがってＭＯＳＦＥＴ  Ｔ９の制御が使用され、その原理はパルス変成器Ｌ２が比較的低い自己誘導タイプであり、その結果パルス変成器Ｌ２は出力信号として（約２μｓ幅の）狭いパルスを発生できることである。正のパルスはＴ８を伝導状態にし、それに続く負のパルスはＴ８をオフ状態にする。正のパルスはＴ９の固有のフライホイールダイオードを介してＴ８のゲートを負荷する。Ｔ８のゲートが充電されると、Ｔ９はＬ２の出力電圧がゼロに落ちるときオフに切換えられるので、これはもはや放電されない。負のパルスの場合には、Ｔ９が再度伝導を開始し、Ｔ８のゲートが放電され、その結果としてＴ８はオフ状態に到達する。したがってＴ８はＶＢ１の電圧に対してＨブリッジ４のスイッチとして機能する。Ｔ８と並列接続されている抵抗Ｒ27は、パルス変成器回路３ｂの制御がアクチブではないならばＴ８が伝導を開始しないことを確実にする。Ｔ８のゲート−ソース容量はＴ８のソースとＬ１の入力を横切って並列するＣ15の接続により増加される。一方で、Ｃ15はゲート電圧の増加によりＴ８のエネルギ放散を低下させる。他方で、Ｃ15の放電は切換えを遅延させるので、Ｔ８の切換え時間は長くなる。Ｃ15の値は妥協として選択される。抵抗Ｒ29はＴ８の最大のゲート電流を制限し、パルス変成器回路３ｂの共振を制動する役目を行う。
【０１０４】
Ｈブリッジ回路404はＭＯＳＦＥＴ  Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７と、ダイオードＤ５、Ｄ７、Ｄ105、Ｄ106、Ｄ109と、ツェナ−ダイオードＤ２、Ｄ６と、抵抗Ｒ21、Ｒ22とを具備している。
【０１０５】
Ｈブリッジ404内で、ブラシレスＤＣモータ１は接合部Ｊ１とＪ２に接続される。Ｈブリッジ404はラインＶＢ２およびラインＶＢ３とを介してバック調整器３に接続される。Ｈブリッジ404は２つの分岐、即ち第１の分岐404-1と第２の分岐404-2とを有し、この両者は一方の側Ａで接地電位に接続されている。第１の分岐404-1はＭＯＳＦＥＴ  Ｔ４、Ｔ５、ダイオードＤ５、ツェナーダイオードＤ６、Ｄ10、測定抵抗122、抵抗Ｒ21を具備している。
【０１０６】
第２の分岐404-2はＭＯＳＦＥＴ  Ｔ６、Ｔ７、ダイオードＤ７、ツェナーダイオードＤ２、抵抗Ｒ22を具備している。
【０１０７】
対称構造であるから、一方の分岐404-1についてのみ説明する。Ｇ２の電圧が十分に高く、例えば１２Ｖであるならば、Ｔ５は伝導状態になる。ダイオードＤ５は伝導を開始する。接合部Ｊ２はその後接地電位に接続される。Ｔ４のゲートはＤ５のソース（即ちＤ５のＶＦ）よりも多少低い電圧（約０．６Ｖ）を有し、それによってＴ４はオフ状態にある。
【０１０８】
Ｇ２の電圧が基本的にゼロボルトであるならば、Ｔ５はオフ状態である。トランジスタＴ４のゲートの電圧は上昇し、Ｔ４は伝導を開始する。Ｔ４のソースの電圧はＴ４のソース−ドレイン電圧ＶＤＳが事実上０ボルトになるまで上昇する。ダイオードＤ５はオフに切換えられ、ツェナーダイオードＤ10はＴ４のソース−ゲート電圧ＶＧＳが１２ボルトに制限されることを確実にする。
【０１０９】
バック調整器３からの供給電圧はＪ２にある。位相検出器回路がＧ１の電圧とＧ２の電圧を相互に反対の位相で変化させるので、交流電圧が接合部Ｊ１とＪ２を横切って発生され、その交流周波数はモータの回転周波数に対応している。
【０１１０】
Ｈブリッジ404の第１の分岐404-1では、ツェナ−ダイオードＤ６は接地電位に対するその入力を有し、その出力はトランジスタＴ５のゲートに接続されている。接続点Ｇ２はまたＴ５のゲートにも接続されている。トランジスタＴ５のドレインも接地電位に接続されている。
【０１１１】
抵抗21の第１のリードはラインＶＢ３に接続され、その第２のリードはトランジスタＴ４のゲートと、ダイオードＤ５およびツェナーダイオードＤ10の出力とに接続されている。Ｄ５とＤ10の出力は同様にトランジスタＴ５のソース入力に接続されている。
【０１１２】
ラインＶＢ２はトランジスタＴ４のドレインに接続されている。トランジスタＴ４のゲートはダイオードＤ５の入力とツェナーダイオードＤ10の入力とに接続されている。トランジスタＴ４のソースは接合部Ｊ２に接続されている。
【０１１３】
Ｈブリッジ404の分岐404-2では、トランジスタＴ６のソースはラインＶＢ２に接続されている。抵抗Ｒ22の第１のリードはラインＶＢ３に接続されている。Ｒ22の第２のリードはトランジスタＴ６のゲートと、トランジスタＴ７のドレインとに接続されている。トランジスタＴ６のソースはダイオードＤ７の入力と、それに並列接続されたツェナーダイオードＤ２とに接続されている。ダイオードＤ７とツェナーダイオードＤ２の出力はトランジスタＴ７のドレインに接続されている。トランジスタＴ７のゲートは接続点Ｇ１に接続されている。トランジスタＴ７のソースは接地電位に接続されている。
【０１１４】
前述した図６、７、８、９と、図１０及び図１１の回路は、２０ｋＨｚ（またはその前後）で動作するただ１つのみのトランジスタ（例えばＭＯＳＦＥＴ）が高周波数で駆動されなければならない従来技術の完全なＨブリッジに代わって、従来技術の回路にまさる利点を有する。
【０１１５】
さらに、マイクロコンピュータ、マイクロ制御装置または他の調整素子により発生されるパルス幅変調信号の結合は、パルス変成器を介して高周波数ＭＯＳＦＥＴに結合される。
【０１１６】
パルス変成器のために、５乃至１２ボルトの低電圧を有するパルス幅変調信号を３００ボルトで動作する高周波数ＭＯＳＦＥＴに結合することが可能である。したがって、高価な光学的および容量的絶縁はこの目的では必要とされない利点がある。
【０１１７】
さらに、全体的に高周波数で動作するＨブリッジの場合には、当業者に知られているように、ＭＯＳＦＥＴの対称的負荷を有する１デューティサイクルだけが実現されることが指摘される。非対称的なデューティサイクルは可能ではない。しかしながら、本発明による回路はパルス幅変調の支援により、任意のデューティサイクルを送信することができる。図６を参照して既に説明したように、第１のパルスはトランジスタＴ８を伝導状態にし、後続する負のパルスはＴ８をオフ状態にする。結果として、出力電圧（φ）に任意のデューティサイクルを提供することが可能である。
【０１１８】
図１２は本発明による速度調整器のコンポーネント回路の第３の好ましい実施形態を示している。
【０１１９】
回路の一部は半Ｈブリッジ３−IIに一体化されているバック調整器を含んでいる。
【０１２０】
回路３−IIの供給電圧Ｖｉｎは電源２−IIから取られる。この電源は図１０を参照して説明した電源と同一である。
【０１２１】
半Ｈブリッジと一体化されたバック調整器の動作モードを以下説明する。
【０１２２】
モータは接合部Ｊ３とＪ４とに接続されている。Ｈブリッジには例えば３００Ｖの供給電圧ＶＢ１が与えられている。回路の正常の動作中、モータの接合部Ｊ４に直流電圧が存在し、この電圧は供給電圧ＶＢ１の半分である。Ｈブリッジの正確な駆動によって、接合部Ｊ４上の電圧は０ＶからＶＢ１（３００Ｖ）の間で変化できる。結局のところ、モータの接合部（Ｊ３−Ｊ４）を横切る電圧はしたがって−１／２ＶＢ１と＋１／２ＶＢ１との間で変化できる。
【０１２３】
Ｊ３の電圧は２つのＭＯＳＦＥＴであるＴ114とＴ116の切換えトルクにより決定される。コイルＬ105とキャパシタＣ506およびＣ507は共にローパスフィルタを形成する。このフィルタはＨブリッジの切換えパルスがモータの接続部に到達しないことを確実にする。
【０１２４】
ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ114の制御は抵抗Ｒ529、Ｒ526、Ｒ134と、トランジスタＴ113とＴ117と、比較器Ｕ201：Ｃによって実行される。Ｕ210：Ｃのピン９の電圧（ＶＲＥＦ−）がＵ210：Ｃのピン８の電圧（ＶＣＯＮＴＲＯＬ）よりも高いならば、Ｔ114のゲートには約１５ボルトの電圧が存在する。この結果、Ｔ114は伝導状態になる。Ｕ210：Ｃのピン９の電圧（ＶＲＥＦ−）がＵ210：Ｃのピン８の電圧（ＶＣＯＮＴＲＯＬ）よりも低いならば、Ｔ114のゲートには約０ボルトの電圧が存在する。この結果、Ｔ114は伝導しない。
【０１２５】
ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ116の制御は抵抗Ｒ528、Ｒ525、Ｒ130、Ｒ103、Ｒ104と、トランジスタＴ112およびＴ118と、キャパシタＣ120およびＣ107と、コイルＬ106と、比較器Ｕ201：Ｂによって実行される。Ｕ210：Ｂのピン７の電圧（ＶＲＥＦ＋）がＵ210：Ｂのピン６の電圧（ＶＣＯＮＴＲＯＬ）よりも低いならば、Ｔ116のゲートには約１５ボルトの電圧が存在する。この結果、Ｔ116は伝導する。
【０１２６】
Ｕ210：Ｂのピン７の電圧（ＶＲＥＦ＋）がＵ210：Ｂのピン６の電圧（ＶＣＯＮＴＲＯＬ）よりも高いならば、Ｔ116のゲートには約０ボルトの電圧が存在する。この結果、Ｔ116は伝導しない。
【０１２７】
Ｔ116とＴ114が同時に伝導するならば、供給電圧ＶＢ１とＧＮＤとの間に短絡回路が生じる状態が発生する。回路はこの状態が生じない方法で設定される。比較器Ｕ201：ＢおよびＵ201：Ｃの正確な駆動は抵抗Ｒ519、Ｒ521、Ｒ522、Ｒ523、Ｒ524、Ｒ527と、キャパシタＣ505とのネットワークの助けにより実現される。
【０１２８】
ＶＣＯＮＴＲＯＬ＞ＶＲＥＦ＋ならば、Ｔ116は伝導し、Ｔ114は非伝導になる。
【０１２９】
ＶＲＥＦ＋＞ＶＣＯＮＴＲＯＬ＞ＶＲＥＦ−ならば、Ｔ116とＴ114は両者とも伝導しない。
【０１３０】
ＶＣＯＮＴＲＯＬ＜ＶＲＥＦ−ならば、Ｔ116は伝導せず、Ｔ114は伝導する。  
伝導しているＴ114と伝導しているＴ116との間には、常にＴ116とＴ114が両者ともに伝導しない状態が存在する。当業者はこれを“死時間”として認知している。
【０１３１】
“死時間”の期間はＶＣＯＮＴＲＯＬの上昇時間により影響を受ける。回路では、この上昇時間はＲ24とＣ５により決定される。示されている回路では、Ｈブリッジは“ＢＲＩＤＧＥ”入力に与えられる制御信号によって制御される。
【０１３２】
説明した回路は、ＢＲＩＤＧＥ入力が高オームの終端を有するように構成されており、その条件は、  
ＶＲＥＦ＋＞ＶＣＯＮＴＲＯＬ＞ＶＲＥＦ−であり、
Ｔ116とＴ114が両者とも伝導しないことが満たされることである。
【０１３３】
使用において、ＢＲＩＤＧＥ入力には制御信号としてパルス幅変調信号が与えられる。このパルス幅変調信号は、例えば図７に示されているようにコンポーネント回路の補助により発生され、ここで説明したＤＡＣ信号はパルス幅変調信号に変換される。パルス幅変調システムはまた別の方法で発生されることができることは当業者に明白であろう。
【０１３４】
本発明のその他の代替および等化物は当業者に明白であるように、本発明の概念内で考慮されることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１３５】
【図１】現在の技術による第１の速度調整器の駆動電圧およびトルクのグラフの概略図。
【図２】現在の技術による第２の速度調整器の駆動電圧およびとトルクのグラフの概略図。
【図３】本発明による速度調整器の駆動電圧およびトルクのグラフの概略図。
【図４】本発明による速度調整器のモデルの概略図。
【図５】本発明によるブラシレスＤＣモータの速度調整器を制御するコンピュータシステムを示すブロック図。
【図６】本発明による速度調整器の第１の好ましい実施形態の第１の部分を示す概略図。
【図７】本発明による速度調整器の第１の好ましい実施形態の第２の部分を示す概略図。
【図８】本発明による速度調整器の第１の好ましい実施形態の第３の部分を示す概略図。
【図９】本発明による速度調整器の第１の好ましい実施形態の第４の部分を示す概略図。
【図１０】本発明による速度調整器の第２および第３の好ましい実施形態の電源を示す概略図。
【図１１】本発明による速度調整器の第２の好ましい実施形態を示す概略図。
【図１２】本発明による速度調整器の第３の好ましい実施形態を示す概略図。
【図１】
2007500499.tif 000007
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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