(57)【要約】  基準入力（ｖi）に基づいてパルス変調信号を生成するためのパルス変調器とパルス変調信号を増幅するよう構成されたスイッチング電力段と電源電圧変化を補償するよう構成された制御システムとを含む少なくとも１つのパルス変調増幅器（１）と、各増幅器に駆動電圧（Ｖs）を供給する電圧源（２）とから構成される電力変換システムであって、前記電圧源（２）は、前記入力基準（ｖi）が供給され、入力基準（ｖi）の増幅された絶対値に追従する第１駆動電圧成分（Ｖs）を供給するよう構成されている。本発明によるパルスエリア変調は、ＰＡＭ信号の平均振幅が小さくなる場合に、結果として効率の改善が得られ、同時にＥＭＩのレベルが確実に低減されることになる。【選択図】図１
2007508731.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準入力（ｖi）に基づいてパルス変調信号（ｖpulse）を生成するためのパルス変調器（４、５、６；４０）と、前記パルス変調信号を増幅するよう構成されたスイッチング電力段（７）と、電源電圧変化を補償するように構成された制御システム（６；４０）とを含む少なくとも１つのパルス変調増幅器（ＰＭＡ）（１）と、
各増幅器に駆動電圧（Ｖs、Ｖd）を供給する電圧源（２）と、
を備えた電力変換システムにおいて、
前記電圧源（２）は、前記入力基準（ｖi）が供給され、該入力基準（ｖi）の増幅された絶対値に追従する第１駆動電圧成分（Ｖd）を供給するよう構成されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
前記パルス変調器（４、５、６；４０）は、パルス幅変調器であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換。
【請求項３】
前記パルス変調器は、制御振動変調器（ＣＯＭ）（４、５、６）であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換システム。
【請求項４】
前記パルス変調器は、デジタルＰＣＭ−ＰＷＭ変調器（４０）であり、前記制御システムは、高ＰＳＲＲを取得するよう構成されたパルスエッジ遅延エラー修正（ＰＥＤＥＣ）制御システム（４１）であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換。
【請求項５】
前記第１駆動電圧成分（Ｖd）は、ｋ*｜ｖi｜＋Δに等しく、ここでｋは定数、Δは固定ヘッドルームであることを特徴とする請求項１から４に記載の電力変換システム。
【請求項６】
前記電圧源（２）は、電源が負のｄＶ／ｄｔを有する駆動電圧（Ｖd）を供給する必要がある場合に、前記ヘッドルームΔが増大するように構成されることを特徴とする請求項５に記載の電力変換システム。
【請求項７】
前記第１駆動電圧成分（Ｖd）は、前記ＰＭＡの出力信号（Ｖo）のピーク検出によって制御され、該ピーク検出は、好ましくは前記電圧源（２）に供給されたボリューム制御情報によって生成されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
【請求項８】
前記駆動電圧（Ｖd）は、前記入力基準（ｖi）によって制御された音楽信号の最大及び最小ｄＶ／ｄｔ値を有することを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の電力変換システム。
【請求項９】
前記電圧源（２）は更に、前記第１成分（Ｖd）の逆数に等しい第２駆動電圧成分（Ｖs）を供給するように構成されることを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の電力変換システム。
【請求項１０】
前記第１及び第２駆動電圧成分（Ｖs、Ｖd）は、前記入力基準（ｖi）によって制御された音楽信号の最大及び最小ｄＶ／ｄｔ値を有することを特徴とする請求項９に記載の電力変換システム。
【請求項１１】
前記電圧源は、電流シンク手段（２６、３１）を含むことを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の電力変換システム。
【請求項１２】
前記入力基準（ｖi）は、前記増幅器（１）に接続された前記駆動電圧（Ｖs、Ｖd）に重畳されることを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の電力変換システム。
【請求項１３】
前記スイッチング段（７）に接続されたローパスフィルタ（８）を更に備えることを特徴とする請求項１から１２の１項に記載の電力変換システム。
【請求項１４】
電動式トランスデューサに直接接続された請求項１から１２の１項に記載の電力変換システム。
【請求項１５】
各パルス変調増幅器（１）は、クラスＤ電力増幅器として実装されることを特徴とする前記請求項のいずれかに記載の電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＡＣ、ＤＣ−ＤＣ、又はＡＣ−ＡＣ変換システム或いは上記のいずれかの組合せなどのスイッチング電力変換システムに関する。更に具体的には、本発明は、パルス振幅変調が得られる振幅及びパルス複合電力発生器の信号変調に関する。
【０００２】
本発明は、有利には、改良された電力変換に関し、特に高効率音声増幅などの高精度ＤＣ−ＡＣ電力変換システムに使用することができる。
【背景技術】
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、どのような音声電力変換システムにおいても主要な要素である。多くの音声電力変換システムは、最大ひずみのない出力電力を再生できるように、通常は比較的高電圧の固定ＤＣにより動作するパルス変調増幅器（ＰＭＡ）に基づく。
【０００４】
このようなスイッチング出力電力段での一般的な問題は、電力段出力ＰＷＭ信号の一般に高い振幅によって引き起こされる電磁環境適合性（ＥＭＣ）である。これは、一般に全てのインターフェース端末でのフィルタリング、及び場合によっては遮蔽を必要とするスイッチング電力段及び関連する回路からの高レベルのＥＭＩを示唆している。これにより、システムコストが上昇し、このようなシステムの開発及び認可が複雑になる。
【０００５】
高い供給電圧により動作する一般的なパルス変調増幅器（ＰＭＡ）はまた、ターンオン時にポップノイズを生成することになる。ポップノイズレベルは、供給電圧の振幅に比例し、これはほとんどの市販のＰＭＡにおけるポップノイズが高レベルであることを示唆している。
【０００６】
更に、従来のＰＭＡでは、変調度デューティサイクルは、入力信号の減衰レベルでより低く、これは、復調信号の振幅（すなわち、ローパスフィルターを通った増幅器出力）が電力段出力パルス信号の振幅と比べて低くなることを示している。電力段の効率は一般に、デューティサイクルが低くなると低下する。この作用は、復調出力信号の振幅と電力段出力ＰＷＭ信号の振幅との比が減少した結果である。
【０００７】
高いデューティサイクルとＰＷ信号の低振幅とを組み合わせることにより、同じ復調信号を維持することができるが、効率が向上し、ＥＭＩに関する問題が低減され、更に低変調指数においてダイナミックレンジが改善されることになる。
【０００８】
ＤＣレベルを変えることができるシステムは、名称「デジタル式電力コンバータにおける減衰制御」の本出願人の国際特許出願ＷＯ０３／０５５０５９に示されている。
【０００９】
減衰制御を含む別のデジタル増幅システムは、米国特許第５，８９８，３４０号で説明されている。しかしながら、このシステムは、広範囲に可変の出力電圧を備えた複雑な電力段電圧供給源を含む。増幅器に何らかの制御システムを付加しないシステムでは、線形電源を必要とし、システムが極めて複雑で高価なものとなる。上述のシステムはまた、アナログ出力からのフィードバック経路中にＡ／Ｄ変換手段を含む。これは、複雑さが増し、更にシステム性能を制限することになる。
【発明の開示】
【００１０】
従って、本発明の第１の目的は、上述の問題を軽減する改良された変調技術を提供することである。
第２の目的は、広範な電圧変動レベルで電源を駆動するために、ＰＭＡに改良された電源除去比を提供することである。
【００１１】
本発明の第３の目的は、ＰＭＡに改良された線形性（全高調波歪＋ノイズ、ＴＨＤ＋ｎ）を提供することである。
【００１２】
本発明の第４の目的は、システムが最大周波数で動作する場合に、ＰＭＡに電力段出力信号の減衰レベルで高効率を提供することである。
【００１３】
本発明の第５の目的は、ＰＭＡに低ポップノイズ歪みを提供することである。
【００１４】
これら及び他の目的は、電源及び、背景技術で述べた種類の単一又は複数のＰＭＡを含むシステムで達成され、この場合、電圧源は、前記入力基準（ｖi）が供給され、該入力基準の増幅された絶対値に追従する第１駆動電圧成分を供給するよう構成される。
【００１５】
「追跡する」という用語は、（整流された）入力基準の変動に本質的に従うどのような駆動信号の変動をも含むことを意図し、場合によっては付加的なヘッドルームを備えている。電圧源の設計によっては、この追従は多少の正確さがあるものとすることができるが、本発明では、以下に詳細な説明から明らかなように、このような完全ではない「追従」も対照とする。
【００１６】
駆動電圧がスイッチング段の利得に直接影響を与える場合、これは、ＰＭＡの最大電圧出力と駆動電圧との間の電圧差Ｖdiffを最小にするように動作する。
【００１７】
本発明によれば、ＰＭＡスイッチング電力段の出力信号は、電圧源からの可変駆動電圧による振幅、及びＰＭＡのパルス変調によるパルス幅の両方で変調される。これは、パルスエリアと、これによるパルスエネルギーとが制御されることを示し、このような変調は、パルスエリア変調（ＰＡＭ）と呼ぶことができる。
【００１８】
スイッチング電力段でのより大きなデューティサイクルの変化は、従来技術に比べて電圧源又はＰＭＡでのどのような非直線性をも補償するのに使用することができる。
【００１９】
本発明によるＰＡＭ変調は、ＰＡＭ信号の平均振幅が低下すると、効率の改善が得られ、同時にＥＭＩのレベルが確実に低減されることになる。
【００２０】
ＭＯＳＦＥＴの寄生キャパシタンスＣPS、ＣGD、及びＣGSに関係する増幅器でのスイッチング損失は、駆動電圧の低下によって低減される。ＰＭＡスイッチング段でのスイッチング電力損失は、駆動電圧の二乗に比例する。これは、駆動電圧が１／５になると、スイッチング損失が約１／２５になることを示している。
【００２１】
ＥＭＩに関係する問題は、リップル電流の低下、スイッチング段でのＭＯＳＦＥＴの真性ダイオードにおけるシュートスルー電流及び逆回復電流の減少により大幅に低減されることになる。
【００２２】
増幅器の線形性は、パルス変調信号のパルス波形の立ち上がり及び立ち下がりでの不正確さに起因するノイズ／歪みを減衰させることによって改善される。これは、ＰＷＭ信号のデューティサイクルが増大した場合に、パルス幅変調の立ち上がり及び立ち下がりの不正確さにより、パルスエリアの寄与が相対的に低いことに起因する。
【００２３】
増幅器がアイドル状態にあるときは電源駆動電圧は低く、ポップノイズレベルと電源駆動電圧の間の比例関係により、ポップノイズが有意に低減されることを示している。
【００２４】
本発明による電圧源は、増幅器出力信号に相当する信号に追従する。広範の歪みを生成しないためには、増幅器は、極めて高い電源除去比（ＰＳＲＲ）を有する必要がある。高ＰＳＲＲは、ＰＭＡに制御システムを適用することによって得られる。制御システムは原理的には、どのような種類の制御システムであってもよい。
【００２５】
アナログ変調器を含むＰＭＡの場合には、前記制御システムは、好ましくは、引用により本明細書に組み込まれる国際公開番号ＷＯ９８／１９３９１の本出願人の特許「強化カスケード制御方法によるパルス変調電力増幅器」に説明されているような、制御発振変調器制御システムなどの自励発振制御システムとすることができる。この場合、ＰＭＡの搬送波の全高調波は駆動電圧に比例し、従ってこれらは、ＰＡＭ信号の平均振幅に比例して弱められることになる。
【００２６】
デジタルＰＣＭ−ＰＷＭ変調を含むＰＭＡの場合、制御システムは、引用により本明細書に組み込まれる国際公開番号ＷＯ９８／４４６２６の本出願人の特許で説明されているようなＰＥＤＥＣシステムであるのが好ましい。
【００２７】
パルス変調は、パルス幅変調であるのが好ましく、この場合、出力は、ＰＡＭ変調の特別なケースであるパルス振幅幅変調（ＰＡＷＭ）信号である。当業者であれば、パルス密度変調（ＰＤＭ）、パルス位置変調（ＰＰＭ）、又は当業者に公知の他の何らかのパルス変調方式などのパルス変調のどのような種類であっても使用できることを理解するであろう。
【００２８】
１つの実施形態によれば、第１駆動電圧成分は、ｋ*｜ｖi｜＋Δに等しく、ここでｋは定数、Δは固定ヘッドルームである。これは、目的とする追従の有利な実施例を提供する。場合によっては、電源が負のｄＶ／ｄｔを有する駆動電圧を供給しなければならない場合には、ヘッドルームΔが増大するような方法で構成された電圧源を有することが有利とすることができる。幾つかのＰＭＡがシステムに実装され、幾つかの入力基準を示す場合、上記の式において最大値を使用することができる。
【００２９】
異なる実施形態によれば、駆動電圧は、ＰＭＡの出力信号Ｖoのピーク検出によって制御され、前記ピーク検出は、ボリューム制御情報によって生成されるのが好ましい。これは、出力信号の電流ピークレベルに追従する区分的に一定の駆動電圧を生じることになる。
【００３０】
上述のように、ＰＭＡは単一の駆動電圧によって平衡し且つ駆動される。或いは、電圧源は、第１成分の逆数に等しい第２駆動電圧成分を供給するように適合させることができる。このようなデュアル駆動電圧を使用して、シングルエンドＰＭＡを駆動することができる。このような方法で電圧源を動作することにより、システムのＥＭＩ問題及びシステム全体の複雑さの低減、並びにより高いシステム効率が保証されることになる。
【００３１】
ＰＡＷＭ信号は、パルス変調器から生成される２レベルＰＷＭ信号を含むことができ、同時に変調指数／信号入力レベルに比例したＰＭＡ電力段リップル電流及び出力残留ＨＦ電圧を有することができる。低変調指数でリップル電流が低下されることにより、これは、１つが加えられる場合にＰＭＡ負荷又は出力フィルタにおけるアイドル損失低減をもたらすことになる。これは、スイッチング段出力から直接トランスデューサを駆動する場合に特に有利であり、この場合、出力段スイッチング電圧によって生成されたＨＦリップル電流は、トランスデューサにおいて損失を生じることになる。
【００３２】
電圧源は、電源駆動電圧で十分に負のｄｖ／ｄｔを可能にするために電流をシンクする手段を含むことができる。
【００３３】
変換システムは、クラスＤシステムとして有利に実施される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
本発明の好ましい実施形態を添付図面を参照しながら以下に更に説明する。
【００３５】
本発明の第１の実施形態が図１に示され、複数のＰＭＡ１、１´、及び電圧源２を含む。基準入力信号ｖiは、ＰＭＡの入力及び可変電圧源に接続され、該可変電圧源はまた、主電源３又は他のいずれかの形式の電源に接続される。
【００３６】
図１のＰＭＡの１つの実施例が図２に示され、これは、制御ブロック４、比較器５、フィードバックブロック６、及びスイッチング電力段７を含む。制御ブロック４は、自励発振を保証するためにフィードバックブロック６と協働する伝達関数を有する。図２のＰＭＡは、限定ではないが、引用により本明細書に組み込まれる本出願人の国際特許出願ＷＯ９８／１９３９１で説明される制御振動変調器（ＣＯＭ）などの自励式発振変調器に基づいている。他の自励式発振原理は、積分器、ヒステリシス又は非ヒステリシス制御、或いは当業者には明らかな他の何らかの自励式発振変調器原理に基づいて使用することができる。
【００３７】
実際には、パルス変調は、パルス幅変調に限定されないが、パルス密度変調（ＰＤＭ）、パルス位置変調（ＰＰＭ）、又は当業者には公知の他の何らかのパルス変調方式といったあるタイプのパルス変調である。
【００３８】
ＣＯＭ変調器がＰＭＡに含まれる場合、以下の式が適用される。
Ｖo＝（Ｖs／Ｖmod）・Ｖi＝Ａ・Ｖi
ここで、Ｖoはスイッチング段７の出力電圧、ＶiはＰＭＡへの入力基準信号、Ｖsは、電源からの駆動電圧、Ｖmodは、比較器５への入力信号であり、Ａは、電力段利得である。
【００３９】
電圧Ｖmodは、ＣＯＭ変調器の制御された不安定性に起因して、電力段電圧に振幅で比例して変化することになり、従って電力段利得が保持される（Ａは定数になる）。一定の電力段利得は無限ＰＳＲＲを意味することになり、従って、ＣＯＭ変調器を含むＰＭＡは、理論的には無限ＰＳＲＲを得ることができる。よって、歪みはＰＭＡの出力で生成されないことになる。
【００４０】
図１に示されるように、電源は複数のＰＭＡ１、１´を駆動することができる。
【００４１】
図２では、ＰＭＡスイッチング電力段からの出力が、トランスデューサ（拡声器）のような負荷９に接続された復調フィルタ８に接続される。或いは（図示せず）、スイッチング段出力は、引用により本明細書に組み込まれるＷＯ０２／０９３９７３で説明される「パルス変調トランスデューサ」の原理によるトランスデューサに直接接続され、又はこれと完全に一体化される。
【００４２】
電源は、入力電圧ｖiに基づいて、図１に示されたＰＭＡの各々のスイッチング段７に必要な駆動電圧Ｖsを供給することになる。電圧源は、次式の範囲内で変化する電圧Ｖsを供給可能でなければならない。
Ｖs＝［Δ；Ｖo,max＋Δ］＝［Δ；Ａ・Ｖi＋Δ］
ここでＶo,maxは、Ａ・Ｖiと等しいＰＭＡスイッチング電力段の要求される最大出力電圧であり、Δは、任意選択のヘッドルームである。値Δは、時間変数とすることができ、ＰＭＡがブーストトポロジー（以下を参照）に基づく場合に負とすることができる。
【００４３】
電源は、図１に示されたＰＭＡのいずれかの最大ピーク出力電圧Ｖo,maxに電圧ヘッドルームを供給する必要がある。
【００４４】
ＰＭＡが平衡され、単一の可変駆動電圧によって駆動される場合、この電圧は、次式によって求めることができる。
Ｖs＝Ａ・ｍａｘ（｜Ｖix｜）＋Δ    （１）
ここで、ｖixは図１に示されるような種々のＰＭＡ入力基準であり、Ａは電力段利得である。
【００４５】
電圧源の実施形態の第１の実施例が、絶縁されたシステム、例えば絶縁スピーカー、又はバッテリー駆動システムでの実施形態の非ガルバニ絶縁バックコンバータとして図２に示されている。
【００４６】
回路は、パルス変調入力電圧に接続されたゲート１１、コイル１４を介して出力端子の第１側１３に接続されたソース１２、及び整流された主電源５の一方側１６に接続されたドレイン１５を有するＭＯＳＦＥＴ１０を含む。整流された主電源の他方の側１７は、出力端子の第２側１８に接続される。この第２出力側１８にはＭＯＳＦＥＴドレイン１５へのコンデンサ１９及びＭＯＳＦＥＴソース１２へのダイオード２０が接続される。最後に、出力コンデンサ２１は出力端子の第１及び第２側１３、１８を橋絡する。
【００４７】
増幅器スイッチング段の等価負荷抵抗Ｒａが、迅速に電源出力キャパシタンスＣｏを放電でき、ＲａＣｏ時定数によって十分に低い負のｄＶ／ｄｔが式１に記述されたような電圧を供給できるように電源の出力キャパシタンスは、十分小さいのが好ましい。場合によっては、ヘッドルームΔは、パルス発生器が負のｄＶ／ｄｔを有する電圧を供給するときに一定となる。これにより、図５ａに示されるような式１に従う駆動電圧が生じることになる。
【００４８】
しかしながら、大きなキャパシタンス２１が図３の電源の出力に配置される場合、電源は、キャパシタンスから電流をシンクできなくなる。従って、出力電圧Ｖdに必要な負のｄＶ／ｄｔを供給できない。言い換えると、電源電圧Ｖsが負のｄＶ／ｄｔを有する場合、コンバータは正弦波信号の周期の２／４でＰＭＡ出力信号を追従できない場合がある。これにより、図５ｂによる駆動電圧を生じることになる。
【００４９】
大きな出力キャパシタンスに更に適した電圧源の第２の実施例を、図４に示している。トポロジーは、フライバックで生成され、ガルバニ絶縁を含むことができる。
【００５０】
この回路は、整流された主電源５の２つの側間に変圧器２７の一次巻線２６に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ２５を含む。変調入力電圧は、一次側ＭＯＳＦＥＴ２５のゲート２８に接続される。変圧器２６の第１の二次巻線２９は、二次側ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート３０に１つの端２９ａにおいて接続される。別の二次巻線３８は、出力端子の第１側３２に１つの端３８ｂにおいて接続される。出力端子の第２側３３は、ＭＯＳＦＥＴのドレイン３４に接続され、ＭＯＳＦＥＴのソース３５は、２つの二次側巻線２９、３８の他方の端２９ｂ、３８ａに接続される。この場合も出力コンデンサ３６は、出力端子の第１及び第２側３２、３３を橋絡する。
【００５１】
更に、制御入力３７は、ＭＯＳＦＥＴゲート３０に接続される。ＭＯＳＦＥＴ３１は、ＭＯＳＦＥＴ２５がターンオンされた場合に誘起されるパルスによって該ＭＯＳＦＥＴ２５がターンオンされる時のアクティブダイオードとして動作する。更にＭＯＳＦＥＴ３１は、ＭＯＳＦＥＴ２５がターンオフされた時の変圧器電圧逆転期間中に出力端子３３からの電流のシンクを可能にする。
【００５２】
図４の電圧源は、電流シンクが可能となり、従って、より低い負のｄＶ／ｄｔを生成することができる。図４の回路はまた、付加的なアクティブＭＯＳＦＥＴ３１により、通常の二次順方向ダイオード（図２の２０）のダイオード電圧降下が無いという利点を有する。これは、電源の高電流出力振幅において効率が高くなる。
【００５３】
当業者であれば、「バッキング（Ｂｕｃｋｉｎｇ）」（コンバータ入力電圧に対してコンバータ出力電圧を低下させる）が可能などのようなトポロジーも使用できることを理解している。順方向、プッシュプル、ＣＵＫ、Ｓｅｐｈｉｃ、又はバック系の他のいずれかのコンバータタイプのような他のトポロジーも「バッキング」に使用できる。
【００５４】
幾つかのバッテリー駆動システムなどの低供給電圧ＰＡＭシステムの場合には、電源は、ブーストトポロジーとして実装できる（図示せず）。これによって、ＰＡＭシステムの出力電圧は、電圧源の供給電圧の出力電圧を越えることができる。ブースト、プッシュプル、又は「ブースティング」可能な当業者には既知の他の何らかのコンバータタイプのようなトポロジーも電圧源として使用できる。
【００５５】
ＰＭＡがシングルエンドされ、デュアル駆動電圧によって駆動される場合、この電圧は次式で求められる。
正の供給電圧Ｖd：
Ｖs＝Ａ・ｍａｘ（｜Ｖix｜）＋Δ
負の供給電圧Ｖs：
Ｖd＝−Ａ・ｍａｘ（｜Ｖix｜）−Δ
【００５６】
図５ａ及び５ｂのシングル駆動電圧に対応するデュアル駆動電圧の実施例を図５ｃ及び５ｄに示している。スイッチング出力電圧Ｖoは、図では単に概略的に示されている。
【００５７】
図６は、図１の電力コンバータの変形を示しており、電源４からの駆動電圧信号Ｖs経路が、弱電圧振幅の信号であるＰＭＡ入力電圧Ｖi1及びＶi2を伝えるのに使用される。図示された実施例では、入力信号Ｖi1及びＶi2は、加算ブロック３９で電源駆動信号に単純に重畳され、後でＰＭＡにおいて抽出される。
【００５８】
入力信号Ｖi1、Ｖi2はまた、本質的に、当業者に知られたどのような公知の変調方式によっても空間を介して送信することができる。入力信号は、実施形態に応じてＰＭＡ又はＰＭＴでデジタル送信器及び受信器が必要となるデジタル信号であるのが好ましい。全チャンネル間でこの単一結線を実現するため、コンピュータネットワーク又はＡＤＳＬ／ｘＤＳＬ通信システムによる方法を利用することができるのが好ましい。
【００５９】
本発明のこの実施形態は、自動車用途又はマルチチャンネルシステムで使用できるのが好ましい。
【００６０】
図７ａ−ｃは、ＣＯＭ技術を使用し、デュアル電源により動作する１つのスイッチングレッグを含むシングルエンドＰＭＡを有する１つのＰＭＡ１を備えた図１のシステムのシミュレーションを示している。
【００６１】
図７ａは、比較器入力信号Ｖmodを示し、図７ｂはスイッチング段からの差動電力出力Ｖpを示す。図７ｃは、図５ｄによる信号波形を有する駆動電圧の２つの部分、Ｖs及びＶdを示す。図７ｃは更に、ＰＭＡ出力フィルタの出力電圧Ｖoを示す。
【００６２】
比較器入力信号Ｖmodは、通常はＣＯＭ変調用である駆動電圧振幅に応じて変化することが図７ａから分かる。これは、ＰＭＡでの一定の電力段利得を示し、比Ｖo／Ｖmodが一定である場合に非常に高い電源除去比を生成することになる。
【００６３】
更に図７ｂは、本発明によるパルス振幅幅変調ＰＡＷＭの特性を示す。ＰＡＷＭではデューティサイクルがほぼ一定である点に留意されたい。これは、ほとんど理想的な振幅変調が支配的であることに起因する。同じ電源から複数のＰＭＡを動作する場合、当業者は、デューティサイクルの変化が出力信号の１つの期間にわたってＰＭＡの一部又は全てにおいて生じる可能性があることが分かるであろう。
【００６４】
図７ｃのＰＭＡ出力信号Ｖoは、振幅変調信号及びパルス幅変調信号により与えられた低周波信号を含む。更に、この電圧信号は、ＰＭＡパルス幅変調によりもたらされた高周波信号残余物を含む。高周波信号成分振幅は、従来の２つのレベルＰＷＭに比べて低く（及び変調指数に比例する）、これは一定のデュアル駆動電圧を有する従来技術の電力コンバータからの信号を表す図９から分かる。
【００６５】
図８では、２つのＰＭＡを備えたマルチチャンネルシステムのような図２のシステムのシミュレーションを示している。ＰＭＡ１及び１´のスイッチング電力段７からの出力信号Ｖp1及びＶp2が、図８ａ及び図８ｂに示されている。ローパスフィルター処理された出力Ｖo1及びＶo2、及び駆動電圧の２つの部分Ｖs及びＶdは図８ｃに示されている。
【００６６】
本発明の別の好ましい実施形態が図１０に示され、これはＰＭＡがデジタルＰＣＭ−ＰＷＭ変調器４０に基づき、制御システム４１がＰＭＡに加えられているＰＡＭシステムを示している。制御システム４１は、好ましくは、引用により本明細書に組み込まれる国際公開番号ＷＯ９８／４４６２６の本出願人の特許において説明されているようなＰＥＤＥＣ制御システムとすることができる。このようなシステムは、高ＰＳＲＲを得ることができる。他の高ＰＳＲＲフィードバックシステムは、デジタル変調ベースのＰＭＡに適用することができる。
【００６７】
別の好ましい実施形態は、ＰＡＭ変調技術であり、この場合、電源出力電圧は、ＰＭＡピーク出力電圧によって所定時間ウィンドウ内の固定電圧レベルに制御される。従って、電源出力電圧Ｖdのピーク検出変調を得る。このような電圧源制御の結果を、図１１に示している。Ｖdはやはり電源２からの駆動電圧であり、Ｖoは復調フィルタ９からの出力電圧である。有利には、このピーク信号検出は、いずれの時間であっても最大出力電圧及び従って最大要求電源レベルを決定付けるボリューム制御情報から導くことができる。従ってシステムは、電圧源２に対しこの情報を提供する手段を含む。
【００６８】
更に別の好ましい実施形態は、ＰＡＭ変調技術であり、この場合、電源出力電圧がＰＭＡピーク出力電圧によって制御される（図示せず）。電源電圧は、ピーク検出が電源電圧を上昇させるまで降下することになる。
【００６９】
本発明は、有利には、ＡＣ−ＡＣ、ＤＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＡＣ、ＡＣ−ＤＣ、又は上述されたいずれかの組合せ、好ましくはＤＣ−ＡＣ高精度音声電力変換システムなどの何らかの所与の電力変換システムにおいて実施することができ、この場合、電力段素子は、「オン」又は「オフ」状態のいずれかで動作する。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の第１の実施形態のブロック図を示す図である。
【図２】図１のＰＭＡの実施形態を示す図である。
【図３】図１の電圧源の実施形態を示す図である。
【図４】図１の電圧源の別の実施形態を示す図である。
【図５ａ】図１の電圧源によって生成された入力駆動電圧の種々の実施例を示す図である。
【図５ｂ】図１の電圧源によって生成された入力駆動電圧の種々の実施例を示す図である。
【図５ｃ】図１の電圧源によって生成された入力駆動電圧の種々の実施例を示す図である。
【図５ｄ】図１の電圧源によって生成された入力駆動電圧の種々の実施例を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態のブロック図を示す図である。
【図７ａ】１つのＰＭＡを備えた図１に示されるシステムブロック図のシミュレーションを示す図である。
【図７ｂ】１つのＰＭＡの備えた図１に示されるシステムブロック図のシミュレーションを示す図である。
【図７ｃ】１つのＰＭＡの備えた図１に示されるシステムブロック図のシミュレーションを示す図である。
【図８ａ】２つのＰＭＡを備えた図１に示されるシステムのシミュレーションを示す図である。
【図８ｂ】２つのＰＭＡの備えた図１に示されるシステムブロック図のシミュレーションを示す図である。
【図８ｃ】２つのＰＭＡの備えた図１に示されるシステムブロック図のシミュレーションを示す図である。
【図９】ＤＣ電源により動作する典型的な従来技術のＰＷＭシステムのシミュレーショングラフを示す図である。
【図１０】ＰＣＭ−ＰＷＭ手段を含むＰＭＡとして好ましい実施形態を示す図である。
【図１１】電源駆動電圧のピーク検出変調としての好ましい実施形態を示す図である。
【符号の説明】
【００７１】
１  ＰＭＡ
２  電圧源
３  主電源
８  復調フィルタ
９  負荷
【図１】
2007508731.tif 000003
【図２】
2007508731.tif 000004
【図３】
2007508731.tif 000005
【図４】
2007508731.tif 000006
【図５ａ】
2007508731.tif 000007
【図５ｂ】
2007508731.tif 000008
【図５ｃ】
2007508731.tif 000009
【図５ｄ】
2007508731.tif 000010
【図６】
2007508731.tif 000011
【図７ａ−ｃ】
2007508731.tif 000012
【図８ａ】
2007508731.tif 000013
【図８ｂ】
2007508731.tif 000014
【図８ｃ】
2007508731.tif 000015
【図９】
2007508731.tif 000016
【図１０】
2007508731.tif 000017
【図１１】
2007508731.tif 000018
【国際調査報告】
2007508731.tif 000019
2007508731.tif 000020
2007508731.tif 000021