(57)【要約】  磁場の少なくとも１つの成分を測定する装置（１６）が、磁気抵抗センサ（１０２）と測定装置（２８）を有する。同装置の１つの入力は磁気抵抗センサ（１０２）と接続している。同装置は、同センサの配置領域の磁場を表す情報を与える出力する。同測定装置（２８）は単一の所定周波数（ＦＩ）をセンサからの磁場を表す信号周波数成分から分離するための手段（１３８）を有する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの磁場成分を測定する装置（１６）であって、磁気抵抗又は磁気誘導センサ（１０２）と測定装置（２８）を有し、前記装置の１つの入力は磁気抵抗又は磁気誘導センサ（１０２）に接続され、前記装置の出力はセンサが置かれた領域の磁場を表す情報を提供するものであって、
前記測定装置（２８）は、センサからの磁場を表す信号周波数成分から単一の所定周波数（ＦＩ）を分離するための手段（１３８；１７８；１９８）を有することを特徴とする測定装置。
【請求項２】
磁気抵抗センサ又は磁気誘導センサ（１０２）のための周波数（ｆ）の交流電源（１１６）を有し、前記周波数（ｆ）は分離周波数成分の所定周波数（ＦＩ）より大きいか等しいことを特徴とする請求項１に記載の測定装置。
【請求項３】
測定装置群（２８）はバンドパスフィルタ（１３８）を有し、同フィルタは磁場を表すセンサからの信号から単一の所定周波数（ＦＩ）における周波数成分だけを分離するように設けられることを特徴とする請求項１又は２に記載の測定装置。
【請求項４】
バンドパスフィルタ（１３８）が演算増幅器（１３０）を有することを特徴とする請求項３に記載の測定装置。
【請求項５】
測定装置群（２８）が、レファレンス周波数のための発振器を有すること(但し、前記レファレンス周波数（Ｆ）は分離するための周波数成分の単一の所定周波数（ＦＩ）より大きいか又は等しい)、及び、センサからの信号と前記レファレンス信号の乗算を行う乗算器（１８０，２１０）を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の測定装置。
【請求項６】
前記乗算器（１８０）は、前記２つの信号のアナログ乗算を実行することを特徴とする請求項５に記載の測定装置。
【請求項７】
測定装置群（２４）は、センサからの信号とレファレンス信号を変換する、２つのアナログ／デジタル変換器（２０６，２０８）、並びに、アナログ／エジタル変換器からの２つのデジタル信号の乗算を行うことのできるデジタルプロセッサ（２１０）を有することを特徴とする請求項５に記載の測定装置。
【請求項８】
所定周波数（ＦＣ）で回路を発振するための手段（１４）及び請求項１ないし７のいずれか一項に基づく測定装置を有し、分離された周波数成分から分離される単一の所定の周波数（ＦＩ）が回路の発振周波数（ＦＣ）に等しいことを特徴とする、動作中に回路が生成する磁場を解析する装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は磁気抵抗又は磁気誘導センサ及び測定装置群（measurement chain）を具備する磁場測定用装置に関する。同測定装置群の入力の１つは磁気抵抗又は磁気誘導センサに接続され、その出力は前記センサ領域における磁場を表す情報を提供する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＣ回路を制御するために、又は、動作中の電気回路が生成するラジェーションを測定するために、１つ又は複数のセンサを回路の上部に配置し回路動作が生成する磁場又は電場を決定する方法は公知である。磁場を測定するために、こうした装置はアンテナ又は“ＳＱＵＩＳ”を使う。これはSuperconducting Quantum Inference Device(超伝導量子干渉装置)を意味する。
【０００３】
近年、動作中の電子回路が生成する磁場を、磁気抵抗センサ（正確にはＧＭＲ型センサ(Giant Magnetic Resistor)）を使って測定されている。
【０００４】
この磁気抵抗センサは、センサが置かれる磁場に応じて磁気抵抗が変化する電子部品である。この部品には方向性があるので、その抵抗は、センサの測定軸に延びる磁場の１つの成分（component）に応じて変化する。
【０００５】
現在公知の使用方法においては、解析しようとする電子回路の上部に配置される磁気抵抗センサはスペクトルアナライザと同期検出器（synchronous detector）に接続している。
【０００６】
前記スペクトルアナライザは所定レンジの全周波数に対して磁気抵抗センサからの信号の周波数成分を測定する。
【０００７】
これに対し、前記同期検出器はセンサ出力の測定と同センサの入力に送られるレファレンス周波数との同期化を行うものである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
この方法によれば測定結果を得るには長時間を要し、例えば３０秒を必要とする。この方法は分析しようとする回路表面において限られた回数の測定を行うために使われるものである。この方法はスペクトルアナライザと同期検出器を必要とするためにかなり高価である。
【０００９】
本発明の目的は、より安価に、迅速に、使える結果を入手することのできる磁場測定装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、上記の目的を持った、上記のタイプの磁場測定装置に関するもので、測定装置群が１つの所定周波数に対し、磁場を表すセンサからの信号の周波数成分を分離するための手段を有することを特徴とするものである。
【００１１】
具体的な実施例によれば、本装置は１つまたは複数の次の特徴を有する。
【００１２】
―測定装置群はバンドパスフィルタを有し、同フィルタは磁場を表すセンサからの信号から単一の所定周波数（ＦＩ）における周波数成分だけを分離するように設けられる。
―バンドパスフィルタが演算増幅器を有する。
【００１３】
本発明は動作中、所定の発振周波数で回路を発振するための手段を有し、回路が生成する磁場を解析するための装置及び測定装置に関するものであって、分離される周波数成分の内の単一の所定の周波数が、回路の発振周波数に等しい点に特徴を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明は図面を参照しながら、以下の説明を読むことにより十分理解される。説明は例示であってこれに限定されるものではない。
【００１５】
図１の装置は動作中のＩＣを解析するためのものである。
【００１６】
本装置は実質的に、集積回路Ｃを搭置するプレート１２、所定周波数ＦＣで集積回路を発振させる（excite）ための回路１４、動作中に回路Ｃが生成する磁場を解析するための装置１６、及び磁場を解析するための装置１６の出力から得られる結果を実行するための手段１８を有する。同装置は更に動作中の集積回路を観測するための手段２０を有する。これら手段は公知のもので詳述しない。
【００１７】
回路Ｃが載置される台１２はミュメタル（mumetal：鉄とニッケルの合金）のパネルで形成されており、回路から遠い低い部分にはミュメタルのパネルを有している。このパネルは磁場に対するバリアを形成する。有利なことに、回路Ｃはミュメタルケースの中に閉じ込められている。
【００１８】
発振回路（excitation circuit）１４は例えば、周波数生成器（frequency generator）で構成される。それは前記回路に所定周波数ＦＣの電力を供給するものである。発振周波数ＦＣは、例えば１６０ｋＨｚである。
【００１９】
分析手段１６はマニピュレーションアーム２２を有する。このアームの自由端に測定プローブ２４が設けられる。これによりプローブ位置の磁場の特性値を決定する。
【００２０】
マニピュレーションアーム２２はプローブを移動させるためのメカニズム２６に連結している。明らかに相互に垂直な３方向へプローブを移動でき、回路に対するプローブの位置を精度よく知ることができる。
【００２１】
解析手段１６は更に処理装置群（processing chain）２８を有する。この処理装置群にプローブ２４が接続され、プローブから送られてくる信号が処理される。その処理装置群は処理手段１８に接続しており、プローブが測定した磁場１つ又は複数の処理された値を処理手段１８に供給する。
【００２２】
処理手段１８は、例えば、ＰＣタイプのコンピュータにより構成され、入力カードを有する。同カードは処理装置群２８の出力に接続される。それは更に、コントロールカード（同カードにより解析手段１６のコントロールが可能になる）、正確に言えば、移動手段２６、処理装置群２８及び発振回路１４を有する。
【００２３】
処理手段１８は複数のソフトウェアモジュール（これにより磁場を解析するための手段１６をコントロールする）、特に発振回路１４、移動手段２６、及び、処理装置群２８を有する。処理手段は更に、磁場を解析するための手段から送られる信号を処理するための複数のソフトウェアモジュールを有する。
【００２４】
特に、処理手段１８は図２で示すアルゴリズムを実行することができる。アルゴリズムの各ステップにソフトウェアモジュールが設けられる。
【００２５】
動作中の電気回路を解析するために、ステップ５０において、回路のグラフィカルな表示から回路のモデリングを行う。このモデリングは、例えば、vectorialで、適正なソフトウェアを使って実行される。モデリングは種々のトラック、及び回路Ｃを構成する種々の電気部品の位置を確立する(establish the position)ためである。
【００２６】
モデリング動作の最後には、回路動作のシミュレーションが行われる（ステップ５２）。上記回路の磁場特性は、各回路位置毎にシミュレーション操作（operation）により、具体的にはMaxwell方程式を適用して決定される。回路の各要素に対して、そこを流れる電流、回路の直上に位置する（測定プローブ２４が占有する）測定点及び種々の所定位置における磁場の３成分（Ｂｘ、Ｂｙ、Ｂｚ）は、このように決定される。
【００２７】
モデリングとシミュレーティングのステップと同時期に、処理手段１８は、シミュレーション中に関連する測定点における磁場解析手段１６を使って磁場の効率的なコントロールを行う。
【００２８】
ステップ６０において、磁場解析手段１６は初めに初期化され、キャリビュレーションされる。それらが正確に動作するかが検証される。更に、レファレンス測定は公知の、これらの磁場成分（それが生成する）が既知であるキャリビュレーション・テスト・ピース（calibulation test piece）上で実行される。
【００２９】
種々の測定点の獲得がステップ６２で実行される。このステップは、動作中の回路Ｃの上の所定の複数の測定点における、少なくとも１つの磁場成分の測定の実行を含む。そのために、移動手段２６のコントロールによりプローブは移動される、回路表面をスキャンする。例えばboustrophedonタイプのパス（path）に沿ってスキャンする。測定操作の前に、測定プローブは測定点でストップするので、測定結果はプローブの移動により影響を受けない。
【００３０】
各測定について以下に詳述する。
【００３１】
有利なことに、ステップ６２は、各測定点で周囲磁場の成分を測定するために回路Ｃが動作していない時に測定点の獲得（acquisition）を規定する。このことは必ずしも必要ではない。
【００３２】
ステップ６４では、各測定点で測定された信号は処理され、特にエラー、測定により生じる乖離を修正する。これら誤差と乖離はデータテーブルと比較する技術により修正される。前記テーブルはステップ６０の期間にレファレンス・テスト・ピース（reference test-piece）を使って得られる。
【００３３】
ステップ６４の期間に、Ｂｘ，Ｂｙ，Ｂｚと表される１つ又は複数の方向に対応して磁場の測定から得られる値が算出される。そして特に、ｄＢｘ/ｄｙ、ｄＢｘ/ｄｚ，ｄＢｙ/ｄｚ、ｄＢｙ/ｄｘ，ｄＢｚ/ｄｘ，ｄＢｚ/ｄｙと呼ばれる３方向に対応して磁場の成分の空間的変化の値が算出される。
【００３４】
更に、測定点の下の回路の電流の強度、方向特性はマックスウェルの式
Ｊ＝ＲｏｔＢを適用して決定される。なお、Ｊは電流ベクトル、Ｂは磁場ベクトルである。
【００３５】
ステップ６６において、信号処理ステップ６４から得られる値とステップ５２で実行されるシミュレーションで得られる値は比較され、電流の実際の動作が正しいか否かが決められ、動作における理論回路と現実の回路とのズレが決定される。
【００３６】
図３は磁場を解析するための手段１６を説明するための図で、正確に言えば、本発明の第１の実施例に従って構成されプローブ２４と処理装置群２８を表す。
【００３７】
この図のプローブ２４は、回路１４の面に平行な唯１の方向における磁場成分を測定することができる。このために、それは単一の磁気抵抗センサを有する。
【００３８】
有利に変形したものでは、プローブは複数の方向に応じて配置された磁気抵抗センサを有する。その方向は角度時にオフセットされており、相互に垂直である。図３に示すように、各センサは特定の処理装置群２８に接続されている。
【００３９】
測定ヘッド２４は、測定プローブ１００を有しており、それは集積回路から構成されており、１０２で表す磁気抵抗センサを有する。同磁気抵抗センサはそれが配置される磁場に応じて抵抗値が変化するコンポーネントである。このセンサは矢印で図示する測定軸を有している。同コンポーネントの抵抗は実質的に選択される測定軸に応じて磁場の前記コンポーネントにより影響を受ける。
【００４０】
磁気抵抗センサはＧＭＲ(Giant Magneto Resistivwe)タイプであってもよいし、ＧＭＩ(Giant Magneto Impedance)タイプであってもよいし、ＣＭＲ（Collossal Magneto Resistive）タイプであってもよいし、ＴＭＲ(Tunnling Magneto Resistive)タイプであってもよい。磁気抵抗センサはその最後のタイプであることが好ましい。例えば、ＭＴＪ（Magneto Tunnel Junction）タイプのセンサ又はＳＤＴ（Spin Dependent Tunneling）タイプのセンサであってもよい。
【００４１】
図３に示すように、磁気抵抗センサ１０２は３つの別の固定抵抗１０６．１０８，１１０（これらは予め決められた値を有している）を有するＷｅｓｔｏｎ Ｂｒｉｄｇｅ１０４に組み込まれる。４つの抵抗が直列に接続され，Ｗｅｓｔｏｎ Ｂｒｉｄｇｅにおいてループを形成する。これらは周知で明らかである。Ｗｅｓｔｏｎ Ｂｒｉｄｇｅの向かい合う２つのターミナルはプローブ１００の測定出力１１２Ａ、１１２Ｂを軽視する。Ｗｅｓｔｏｎ Ｂｒｉｄｇｅの他の２つのターミナル１１４Ａ、１１４ＢはＷｅｓｔｏｎ Ｂｒｉｄｇｅの電力供給入力を形成する。それらは予め決められた周波数ｆを持つサイン波を生成する発振器１１６の複数の端子に接続される。その周波数は磁場の望ましい周波数成分よりはるかに大きい。例えば、１．６ＭＨｚに等しい。
【００４２】
公知であるが、更に測定プローブ１００は巻線１１８を有している。巻線１１８は交流電圧１２０の外部電源に接続している。巻線１１８は磁気抵抗センサの領域の分極場（polarisation field）を生成するのに適しており、センサを動作領域に配置し、感度を最適に、ヒステリシスを最小にすることができる。
【００４３】
測定プローブの出力１１２Ａ、１１２Ｂは処理装置群２８に接続している。
【００４４】
前記出力は入力部で差動増幅段１２２に接続されて、２つのハイパスフィルタ１２４Ａ，１２４Ｂとで減算器を構成する。又、１２４Ａ，１２４Ｂの入力は、出力端子１１２Ａと１１２Ｂに接続されている。
【００４５】
差動増幅段１２２は、例えばゲイン１００を生成するように構成される。
【００４６】
パスフィルタはＲＣタイプの受動フィルタで、キャパシタ１２６、同キャパシタの一端子が抵抗１２８を介してアースに接続される。
【００４７】
差動増幅段は公知のもので、例えば、フィードバックループが抵抗１３２である演算増幅器１３０を有する。同増幅器の反転入力、非反転入力はフィルタ１２４Ａ，１２４Ｂの出力に入力抵抗１３４を介して接続している。演算増幅器の非反転端子は抵抗１３６を介してアースに接続されている。これにより入力電圧が固定される。
【００４８】
差動増幅器１２２（13０）の出力は分離手段（isolation means）１３８の入力に接続されており、同分離手段は測定プローブから得られる磁場を表す信号の所定周波数成分を分離する。磁場成分の周波数ＦＩで表す。その周波数は例えば、１６０ｋＨｚである。
【００４９】
図３に示す実施例において、この分離手段１３８はバンドパスタイプの能動型選択フィルタを有している。このフィルタは分離周波数成分を周波数ＦＩを中心とするものである。その周波数は回路Ｃの発振周波数（excitation frequency）Ｆに等しい。
【００５０】
同フィルタは演算増幅器１４０を有し、同増幅器の非反転端子はアースに接続されている。フィルタの反転端子は入力抵抗１４２を介して差分増幅段１２２の出力接続されている。差分増幅器１４０のフィードバックループはキャパシタ１４４を有し、同キャパシタは抵抗１４６とコイル１４８の直列回路に、並列に接続されている。
【００５１】
出力部では、選択フィルタ１３８はＢＡＴタイプのダイオード１５０を有し、更に２つの受動ローパスフィルタ１５２，１５４が接続している。各フィルタの出力はキャパシタ１５８を介してアースに接続している。
【００５２】
処理装置群２８は、磁気抵抗センサにより検出する磁場から極めて単純な回路手段を使って周波数成分を得ることができる。
【００５３】
磁場測定装置が動作している間、磁気抵抗センサ１０２の抵抗値はセンサの測定軸の磁場の大きさに応じて変化する。このようにして、出力端子１１２Ａ、１１２Ｂにおける想定信号の大きさは磁場に応じて変化する。
【００５４】
２つのハイパスフィルタ１２４Ａ、１２３Ｂは外部環境に起因する干渉周波数のフィルタリングをもたらす。
【００５５】
差動増幅回路１２２は出力端において２つの端子１２２Ａと１２２Ｂ間の電位差に比例する大きさの信号を生成する。回路Ｃの発振周波数（excitation frequency）を中心周波数に持つ選択フィルタ１３８は、磁場の周波数成分の前記周波数成分の分離をもたらす。
【００５６】
２つのローパスフィルタ１５２は新たなフィルタリングをもたらし、干渉成分が抑圧される。
【００５７】
出力段１６０を追加すると有利であり、非負荷センサ（non-loaded sensor）の端子で測定される連続電圧値（continuous voltage value）を出力することができる。このために、微分アンプが再び用いられる。上記出力信号は微分アンプの反転入力端子に入力される。なお、レファレンス連続電圧は非反転入力端子に入力される。
【００５８】
レファレンス電圧は、第２の差分アンプの出力が０値となるように調整可能抵抗の値を調整する。測定は、回路Ｃを極性化（polarize）せずに、磁気的にセンサを極性化（polarize）することにより行う（ヒステリシスサイクルにおいてオフセットであるために）。
【００５９】
処理装置からの信号は処理手段１８が受け取る。
【００６０】
こうして、処理装置は磁場の測定値を迅速に、磁場成分をより正確に受け取ることができる。
【００６１】
図４と図５は本発明による測定装置の変形例である。これら実施例において、図３の構成要素と同一又は類似の要素は同一の参照符号を使って表示している。
【００６２】
これら２つの変形例において、処理装置だけが差分増幅段１２２の下流側手段について相違している。
【００６３】
これら２つのケースにおいて、磁場の周波数成分から所定周波数成分を分離する分離手段は、乗算回路１８０を有している。この乗算回路は差分増幅段１２２からの信号とレファレンス信号との組合せを可能にする。なお、レファレンス信号号の周波数ＦＣは発振回路１４が生成する動作周波数ｆより大きいか又は等しい。乗算器の使用は周波数選択（１６０ｋＨｚ）に関してフレキシビリティを与える。
【００６４】
図４の実施例において、分離手段はアナログ乗算回路１８０を有する。その１つの入力は差動アンプ段１２２の出力に接続され、他の入力はサイン波電圧発振器１８２に接続されている。そのレファレンス周波数Ｆは分離される周波数成分の所定周波数ＦＩより大きい。
【００６５】
ローパスフィルタ１８４は抵抗１８６とキャパシタ１８８とから構成され、乗算回路の出力に接続されている。引き算回路１９０はローパスフィルタ１８４の出力に接続され、前記出力におけるフィルタされた信号とレファレンス信号（Ｖｒｅｆと表示される）との比較を行う。
【００６６】
図３の実施例と同様に、出力段１６０は引き算回路の出力に設けられる。
【００６７】
具体的な実施例では、電圧源１８２は電圧源１１６（電圧源１１６はＷｅｓｔｏｎ ｒｉｄｇｅに接続されている）により形成される。その方法では、センサの電力供給周波数は求める周波数成分の周波数と同一である。
【００６８】
図５の実施例において、所定周波数成分の分離手段はデジタルプロセッサにより構成されている。同プロセッサは差分増幅段１２２の出力信号とレファレンス信号と乗算を行う。
【００６９】
図５に示すように、ローパスフィルタ２００は抵抗２０２とキャパシタ２０４とから構成され、微分増幅段の出力に設けられる。アナログ／デジタル変換器２０６はフィルタ２００の出力に接続され、信号のデジタル化が行われる。
【００７０】
更に、処理装置群は、上記の通り、サイン波のレファレンス電圧の電源（１８２で表示される）を有する。アナログ／デジタル変換器２０８は同電源１８２の周ｔ力に接続している。アナログ／デジタル変換器は受信信号の周波数よりはるかに大きいサンプリング周波数を有している。例えば、５００ｋＨｚより大きい。
【００７１】
ＤＳＰタイプ回路の高速プロセッサ２１０は処理装置に設けられる。入力において、２つのアナログ／デジタル変換器２０６と２０８からの信号を受け取り、同２つの信号の乗算を行うようにプログラムされる。
【００７２】
このようにすると、乗算信号はデジタル接続（例えば、２１２で示すＲＳ２３２タイプ接続）又はアナログ接続を介して（デジタル／アナログ変換器２１４がプロセッサ２１０の出力に接続されている）、処理手段１８に送られる。
【００７３】
この場合２つの信号の乗算はプロセッサ２１０により実行される。図３と図４の出力段１６０により実行される引き算は、プロセッサ２１０により行われる。
【００７４】
変形例において、磁気抵抗センサは磁気誘導センサで置換できる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】集積回路を解析するための装置の概観を示す図である。
【図２】図１の装置の操作を説明するフローチャートである。
【図３】本発明による磁場を測定するための第１の実施例の概観図である。
【図４】測定デバイスを変えた図３と同一の図である。
【図５】測定デバイスを変えた図３と同一の図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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