(57)【要約】  無線通信受信機(２０)は，アンテナ構造(２２)と統合探索チャネル推定器(２４)とを備える。アンテナ構造は次元的に差異化された信号を受信し，統合探索チャネル推定器において同時に処理され，到達時間とチャネル係数とが決定される。無線通信受信機は，移動端末であってもネットワークノードであっても良い。統合探索チャネル推定器(２４)は，アンテナ信号行列(８０,１１０)，相関器(５０)，分析部(６０)を備える。サンプリング窓において受信した次元的に差異化された信号を示す複素値は，サンプリング窓時間インデックスと次元的に差異化されたインデックスとの関数となるアンテナ信号行列に保持される。相関器は，アンテナ信号行列中の値を見つけ出し，到達時間とチャネル係数を決定する。到来波に対応するアンテナ信号行列中の「トーン」を見つけるために，相関器はノンパラメトリック手法やパラメトリック手法を用いることができる。分析部は，相関器で見つけた値を用いて，到達時間とチャネル係数とを生成する。
2007512762.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
次元的に差異化された信号を受信するアンテナ構造(２２)を備える無線通信受信機であって、
アンテナ構造(２２)において得られる前記次元的に差異化された複数の信号を実質的に同時に処理して到達時間とチャネル係数とを決定する統合探索チャネル推定器(２４)を備えることを特徴とする無線通信受信機。
【請求項２】
前記統合探索チャネル推定器（２４）は、複数のアンテナで得られる前記次元的に差異化された複数の信号を実質的に同時に処理して複数の前記到達時間と複数の前記チャネル係数とを決定し、到来波は前記複数の到達時間の一つと前記複数のチャネル係数の対応する一つとで表現されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記アンテナ構造(２２)は複数のアンテナのアレーを含み、前記アレーのうちの異なるアンテナにおいて得られる信号が空間次元において次元的に差異化されていることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記到達時間と前記チャネル係数とが、前記統合探索チャネル推定器(２４)によって実質的に同時に決定されることを特徴とする請求項３に記載の装置。
【請求項５】
前記アンテナ構造(２２)は、受信した連続パイロットデータセットのそれぞれを前記次元的に差異化された信号として出力するアンテナを備え、前記アンテナで受信した信号は時間次元において次元的に差異化されていることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記統合探索チャネル推定器（２４）は、
サンプリング窓において受信した前記次元的に差異化された信号を示す複素値を、サンプリング窓時間インデックスと次元的に差異化されたインデックスとの関数として格納するアンテナ信号行列(４４)と、
前記到達時間及び前記チャネル係数の決定に用いるための前記アンテナ信号行列(４４)中の値を検出する相関器(５０)と、
前記相関器(５０)で検出した前記値を用いて、前記到達時間と前記チャネル係数とを生成する分析部(６０)と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記相関器(５０)は、前記値の検出にあたって、前記アンテナ信号行列(４４)から生成されるサンプリング窓時間インデックスごとの次元受信ベクトルを処理し、前記次元受信ベクトルは前記次元受信ベクトルの複素値の位相差に関連する周波数を含み、前記次元受信ベクトルには次元受信のための複数のありうべき周波数が含まれ、該複数のありうべき周波数は周波数インデックスで示され、
tを、サンプリング窓時間インデックス、
X(:,t)を、：を１サンプリング窓時間インデックスにおけるすべてのアンテナインデックスとした複素アンテナ行列、
nを、周波数インデックスとして、
前記相関器(５０)は、前記複数のありうべき周波数と複数の時間インデックスの組合せごとに、
Y(n,t) = FFT(n,X(:,t))
を計算することを特徴とする請求項６に記載の装置。
【請求項８】
Cjが符号シーケンスシンボル値j、Kが符号シーケンス長であるとき、前記相関器(５０)は、前記複数のありうべき周波数と前記複数の時間インデックスの組合せごとに、
Y(n,t) = ΣCj*FFT(n,X( :,t)),j =１,K
を計算することを特徴とする請求項７に記載の装置。
【請求項９】
前記統合探索チャネル推定器（２４）は、
サンプリング窓において受信した前記次元的に差異化された信号を示す複素値を、サンプリング窓時間インデックスと次元的に差異化されたインデックスとの関数として格納するアンテナ信号行列(４４)と、
前記アンテナ信号行列中の複素値を用いてパラメトリック出力推定ベクトルを生成するパラメトリック推定部(５１)と、
前記パラメトリック出力推定ベクトルを用いて、前記到達時間と前記チャネル係数とを生成する分析部(６０)と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項１０】
前記分析部(６０)は、前記パラメトリック出力推定ベクトルの要素の絶対値を用いて、到来波の前記到達時間と到来方向とを決定することを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記アンテナ構造(２２)は、受信した連続パイロットデータセットのそれぞれを前記次元的に差異化された信号として出力するアンテナを備え、各空間周波数パラメータが、ありうべきドップラーシフトに対応することを特徴とする請求項１０に記載の装置。
【請求項１２】
アンテナ構造(２２)において次元的に差異化された信号を受信する工程と、
前記次元的に差異化された信号を同時に用いて到達時間とチャネル係数とを決定する工程と
を備えることを特徴とする無線通信受信機の制御方法。
【請求項１３】
前記アンテナ構造(２２)は複数のアンテナのアレーを含み、
前記方法は、空間次元において次元的に差異化されている信号を前記アレーのうちの異なるアンテナから受信する工程を更に備えることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記到達時間と前記チャネル係数とを、統合探索チャネル推定器(２４)を用いて実質的に同時に決定する工程を更に備えることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
時間チャネル係数は、前記アンテナアレー中の複数アンテナのそれぞれに対応するチャネルインパルス応答を考慮した複素チャネル係数であることを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記アンテナ構造のアンテナにおいて、連続パイロットデータセットのそれぞれを前記次元的に差異化された信号として受信する工程を更に備え、前記アンテナで受信した信号は時間次元において次元的に差異化されていることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
サンプリング窓において受信した前記次元的に差異化された信号を示す複素値を、サンプリング窓時間インデックスと次元的に差異化されたインデックスとの関数としてアンテナ信号行列(４４)に格納する工程と、
前記到達時間及び前記チャネル係数の決定に用いるためにアンテナ信号行列(４４)中の値を検出する工程と、
検出した前記値を用いて、前記到達時間と前記チャネル係数とを生成する工程と
を更に備えることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１８】
前記値を検出する工程は、前記アンテナ信号行列(４４)から生成されるサンプリング窓時間インデックスごとの次元受信ベクトルを利用する工程を更に含み、前記次元受信ベクトルは前記次元受信ベクトルの複素値の位相差に関連する周波数を含み、前記次元受信ベクトルには次元受信のための複数のありうべき周波数が含まれ、該複数のありうべき周波数は周波数インデックスで示され、
tを、サンプリング窓時間インデックス、
X(:,t)を、：を１サンプリング窓時間インデックスにおけるすべてのアンテナインデックスとした複素アンテナ行列、
nを、周波数インデックスとして、
前記複数のありうべき周波数と複数の時間インデックスの組合せごとに、
Y(n,t) = FFT(n,X(:,t))
が計算されること特徴とする請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
Cjが符号シーケンスシンボル値j、Kが符号シーケンス長であるとき、前記複数のありうべき周波数と前記複数の時間インデックスの組合せごとに、
Y(n,t) = ΣCj*FFT(n,X( :,t)),j =１,K
が計算されることを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記アンテナ構造(２２)は複数のアンテナのアレーを含み、
前記次元受信ベクトルの前記複数のありうべき周波数のそれぞれが、到来波の種々のありうべき到来方向を示すことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】
サンプリング窓において受信した前記次元的に差異化された信号を示す複素値を、サンプリング窓時間インデックスと次元的に差異化されたインデックスとの関数としてアンテナ信号行列(４４)に格納する工程と、
前記アンテナ信号行列中の複素値を用いてパラメトリック推定値を求めて、パラメトリック出力推定ベクトルを生成する工程と、
前記パラメトリック出力推定ベクトルを用いて、前記到達時間と前記チャネル係数とを生成する工程と
を更に備えることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信に関するもので，特にチャネルを介して伝送されたデータシンボルを復号するときに用いられるチャネル推定のための装置ならびに手段に関するものである。
【０００２】
なお、本出願は、米国特許出願１０/７１７,２０３号の「空間統合探索チャネル推定器」、米国特許出願１０/７１７,２０５号の「時間統合探索チャネル推定器」、米国特許出願１０/７１７,２１２号の「時空間統合探索チャネル推定器」に関連するものであり、これらは引用により本明細書に組み込まれる。
【背景技術】
【０００３】
無線通信ユニットは一般に送信機と受信機とを備え、通信リンクを介して他の無線通信ユニットと通信する。無線通信においては、通信リンクは一般に無線周波数インタフェースなどのエアインタフェースを介するものとなる。ここで、「無線通信受信機」を備えた「無線通信ユニット」は、基地局などの無線アクセスネットワークノード（ノードBと呼ばれることもある）といったネットワークノードや端末に含まれる。「端末」は、移動局とも呼ばれるユーザ装置ユニット(UE)などの移動端末を含み、移動電話機（携帯電話機）、無線接続機能を有するノート型コンピュータなどを含む。すなわち、端末としては、無線アクセスネットワークを介して音声やデータを通信する携帯型のもの、ポケット型のもの、或いはハンドヘルドコンピュータや車載移動装置などを含む。あるいは、端末は、無線ローカルループなどに接続される固定携帯装置や端末などといった固定無線装置であっても良い。
【０００４】
図３２に示すように、無線通信システムは、送信アンテナ２３００Tと受信アンテナ２３００Rを備える。チャネル２３０２は、送信アンテナ２３００Tと受信アンテナ２３００Rとの間の関係を示す。一般にパルスに変調された信号は送信アンテナ２３００Tから受信アンテナ２３００Rにチャネル２３０２を介して送信される。ここで、信号は「シンボル」あるいはシンボル列ストリングからなり、図３２では「m」として記されている。信号は、ユーザデータと、パイロットビットやパイロットシーケンスなどの制御データとを伝える。送信アンテナ２３００Tから送信された信号mはチャネルのチャネルインパルス応答hに畳み込まれ、受信アンテナ２３００Rにおける受信信号はmがhに畳み込まれたm*hとなる。受信信号m*hは受信機のベースバンド処理回路２３０４に伝達され、無線周波数処理がなされる。受信信号のデータ部は、RAKE受信機などの復調器である検出器２３０６に伝達される。
【０００５】
最新の検出器では、受信信号m*hからシンボル推定値m^を推定する。このため、最新の検出器では、信号が送信されたチャネルをモデル化するための「チャネル推定」を行うことが多い。このチャネル推定の精度が、チャネルを介して受信した実際のシンボルを推定する検出器の性能に影響を与える。
【０００６】
多くの検出器において必要となるチャネルのモデル化は、パイロットビットやパイロットシーケンスなどの形で送信機から送信される制御データを用いて行われる。以下では簡単のために「パイロットデータ」と呼ぶ制御データとして、既知の判別可能なフォーマットやパターンが用いられる。パイロットデータは一般に送信機から周期的に送信され、受信機はある間隔ごとにパイロットデータを連続して受信する。なお、送信機と受信機との相対的な位置関係の変化などにより、連続して受信する間隔は必ずしも一定とはならない。パイロットデータはユーザデータと同時に送信されることもあれば、ユーザデータ中に散りばめられて送信されることもある。
【０００７】
パイロットデータを利用するために、無線受信機は、図３２中のサーチ部２３０８とチャネル推定部２３１０などといった探索部とチャネル推定部とを一般に備える。制御データに対しては、受信信号m*hが探索部２３０８に伝えられ、到達時間(TOA)を測定する。到達時間はチャネル推定部２３１０に伝えられ、到達時間を用いてチャネル推定値h^を求め、チャネル推定値h^を検出器２３０６に伝える。検出器は、チャネル推定値h^を用いてシンボル推定値m^を計算する。
【０００８】
受信機は、短パルス信号などのオリジナル信号を、単一直接伝播パスとなるオープンスペース環境で送信機から受信する。あるいは、障害物や反射面などが存在する環境においては、受信機はオリジナル信号を複数伝播パスを介して受信する。マルチパス環境では、受信機において、信号が伝送された伝播パスに対応する種々の時間遅延ならびに種々の振幅と位相をもったパルス列として信号が受信される。
【０００９】
マルチパスは、ビル、木、車、人などの環境中の障害物によって信号が反射されるような移動無線チャネルにおいて生じる。ここで、移動無線チャネルは、マルチパスの要因となる構造物が移動により変化したり、送信機と受信機の双方が静止していたとしても周囲の構造物や物体が動くことなどから、動的な時変チャネルとなる。時変マルチパスチャネル上で信号が伝送されると、時間、位置、減衰、位相がそれぞれ異なる複数パスが受信される。
【００１０】
いくつかの無線通信受信機では、種々の利点を得るためにマルチパスの存在を利用している。このような受信機はベースバンド信号に対して動作し、最大のマルチパスと対応する時間遅延とを探索して発見する。受信機は、信号の電力遅延プロファイルに対して動作するフィルタを備える。電力遅延プロファイルは、チャネルインパルス応答を時間平均したものとして考えられる。探索器は、各マルチパス信号波の到達に対応する電力遅延プロファイルにおけるピークを探し出す。多くの探索器では、ピークはフィルタのチャネルタップに対応する。
【００１１】
したがって、検出器に伝えられるチャネル推定値h^は、到達時間(TOA)と複素チャネル係数のセットからなる。ここで、TOAとチャネル係数ペアは到来波の一つに関連する。すなわち、各到来波は、TOAとチャネル係数のペアで記述される。チャネル係数は実際にはチャネルインパルス応答ベクトルとなるため、以降チャネルインパルス応答ベクトルをチャネル係数と呼ぶことにする。一つの波しか存在しなければ、セットは一つのTOAと一つのチャネル係数のみとなり、チャネルインパルス応答ベクトルは一つのチャネル係数となる。複数の波が存在する場合には、複数のTOAとチャネル係数が得られる。ここで、チャネル推定値h^はできるだけ正確にチャネルインパルス応答を推定していることが望ましく、それにより伝送シンボルmの推定値m^を計算する検出器の性能が向上する。
【００１２】
チャネル推定値は、RAKE復調器などの検出器に伝えられる。RAKE復調器は、マルチパス探索プロセッサによって決定された受信マルチパス信号中の最大マルチパス波に対して、複数の並列復調器（RAKE信号(RAKE finger)と呼ばれる）を割り当てる。広帯域符号分割多元接続(WCDMA)無線アクセスネットワークでは、各RAKE信号の出力を遅延補償を行った後にダイバーシチ合成し、「最適な」復調信号を生成することで、無線通信システムに品質と信頼性を向上させている。
【００１３】
従来の無線通信受信機では、まず探索器を用いて波の到達時間を決定する。次いで、探索器において到達時間が決定された後、到達時間を利用してチャネル推定器が信号の振幅と位相を表すチャネル係数を計算する。
【００１４】
いくつかの無線通信システムでは、同一信号を複数のアンテナで受信している。従来の探索器は、アンテナごとに電力遅延プロファイル中のピークを見つけている。すなわち、探索器はアンテナごとに独立に動作している。例えば、特許文献１を参照されたい。したがって、従来の探索器は本質的に一次元である。
【特許文献１】米国特許出願公開第２００２/００４８３０６号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
以上のように、無線受信機の性能は、探索器における到達時間の検出といったピーク検出の精度により大きな影響を受ける。探索器におけるピーク検出精度を上げることで、エラー率の低減などといった受信機性能を向上させることができる。しかしながら、電力遅延プロファイル中のピークを探索器が正しく求めることは容易ではない。上述の通り、多くの探索アルゴリズムではピークはチャネルタップに対応している。このような難しさにより、ピークを誤って検出するリスクを抱えている。また、実際のチャネルタップ値を推定することも容易ではない。信号対雑音比(SINRS)が低いチャネルでは、これらは難しい問題となる。
【００１６】
本発明の目的は、これらの問題に対応することができる装置と手段とを提供することであり、無線通信受信機においてチャネル推定をより精度良く行うことができる装置と手段とを示す。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
無線通信受信機は、アンテナ構造と統合探索チャネル推定器(joint searcher and channel estimator、以下同じ。)とを備える。アンテナ構造において受信した次元的に差異化された信号を用いて、統合探索チャネル推定器は到達時間とチャネル係数を同時に決定する。無線通信受信機は、移動端末でも、Node-B（ノードＢ）とも呼ばれる基地局ノードなどの無線アクセスネットワークノードでも良い。
【００１８】
いくつかの実施形態においては、アンテナ構造は複数のアンテナのアレーからなる。アレーの複数のアンテナで受信した信号は、空間次元において次元的に差異化されている。すなわち、これらの実施形態の統合探索チャネル推定器は「空間」統合探索チャネル推定器となる。到達時間とチャネル係数は、統合探索チャネル推定器において実質的に同時に決定される。時間チャネル係数は、アンテナアレー中の複数アンテナのそれぞれに対応するチャネルインパルス応答を考慮した複素チャネル係数である。
【００１９】
他の実施形態においては、アンテナ構造は、アンテナで受信した連続パイロットデータセットのそれぞれを次元的に差異化された信号として出力するアンテナを備える。アンテナで受信した信号は時間時間において次元的に差異化されている。すなわち、この実施形態の統合探索チャネル推定器は「時間」統合探索チャネル推定器となる。
【００２０】
一つの実現方法として、統合探索チャネル推定器は、アンテナ信号行列、行列分析部、チャネル推定生成部からなる。サンプリング窓で受信した次元的に差異化された信号を示す複素値は、サンプリング窓時間インデックスと次元的に差異化されたインデックスの関数としてアンテナ信号行列に格納される。行列分析部では、ノンパラメトリック手法やパラメトリック手法が用いられる。
【００２１】
ノンパラメトリック手法を用いる実施形態では、行列分析部はベクトルあるいは行列を生成する相関器となる。相関器は、アンテナ信号行列中の値を検出し、到達時間とチャネル係数を決定する。具体的には、相関器は、到来波に対応するアンテナ信号行列中の「トーン」を検出する。チャネル推定生成部は、相関器で検出した値を用いて、到達時間とチャネル係数を生成する。
【００２２】
到来波に対応するアンテナ信号行列中の値の検出にあたっては、相関器はアンテナ信号行列から生成されるサンプリング窓時間インデックスごとの次元受信ベクトルを処理する。次元受信ベクトルは次元受信ベクトルの複素値の位相差に関連する周波数を含み、次元受信ベクトルには複数の周波数が含まれ、それぞれの周波数が周波数インデックスで示される。空間実施形態では、複数の周波数は波の複数の到来方向(DOA)に対応する。時間実施形態では、複数の周波数は到来波の複数の周波数シフトに対応する。周波数シフトは、主としてドップラーシフトに起因するが、送受信機の発信機の周波数シフトをも含む。簡単化のために、周波数シフトを以下では「ドップラーシフト」あるいは「ドップラー周波数シフト」と呼ぶ。
【００２３】
統合探索チャネル推定器におけるノンパラメトリック型相関器の実現方法例の一つでは、複数の周波数と複数の時間インデックスごとに、相関器はY(n,t) = FFT(n,X(:,t))で示される高速フーリエ変換を計算する。ここで、tはサンプリング窓時間インデックス、X(:,t)は：を１サンプリング窓時間インデックスにおけるすべてのアンテナインデックスとした複素アンテナ行列、nは周波数インデックスである。CDMA無線通信システムにおいては、相関器はY(n,t) = ΣCj*FFT(n,X( :,t)),j =１,Kを計算する。ここで、Cjは符号シーケンスシンボル値j，Kは符号シーケンス長である。空間実施形態では、次元的に差異化されたインデックスはアンテナインデックスとなり、次元受信ベクトルの複数の周波数のそれぞれは到来波の異なる到来方向を示す。時間実施形態では、次元的に差異化されたインデックスはパイロットセットインデックスとなり、次元受信ベクトルの複数の周波数のそれぞれは到来波の異なるドップラーシフト値を示す。
【００２４】
ノンパラメトリック型相関器出力はY(n,t)となる。分析部は最大値|Y(n,t)|maxを検出する。分析部は、|Y(n,t)|maxとなるサンプリング窓時間インデックスt_maxを、到来波の到達時間とする。空間実施形態では、分析部は|Y(n,t)|maxとなる周波数インデックスn_maxを、到来波の到来方向とし、|Y(n,t)|maxをアンテナアレーのアンテナ数で割ることで到来波の振幅を求める。空間実施形態では、到来方向を用いてチャネル係数が求められる。時間実施形態では、分析部は|Y(n,t)|maxとなる周波数インデックスn_maxを、到来波のドップラーシフトとし、|Y(n,t)|maxをパイロットデータセット数で割ることで到来波の振幅を求める。時間実施形態では、ドップラーシフトを用いてチャネル係数が求められる。
【００２５】
パラメトリック実施形態においては、行列分析部は信号中のパラメータを推定する推定部となり、パラメトリック推定出力ベクトルなどのパラメータ出力推定値を生成する。パラメトリック推定出力ベクトルは、空間周波数、空間振幅、時間周波数、時間振幅、時空間周波数、時空間振幅などを含む。パラメトリック推定出力ベクトルが他のパラメータを含むこともある。チャネル推定生成部は、パラメトリック推定出力ベクトルを用いて、到達時間とチャネル係数を求める。チャネル推定生成部は、パラメトリック推定出力ベクトルの要素である振幅値や周波数値を用いて、到来波の到達時間とチャネル係数を求める。
【００２６】
空間実施形態では、パラメトリック推定部で生成されるパラメトリック推定出力ベクトルはサンプリング窓時間インデックスをもち、時間インデックスごとに空間パラメータ値をもつ。空間パラメータは、空間周波数と空間振幅を含む。充分高い絶対値を有するパラメトリック推定出力ベクトルの要素、すなわち空間振幅のサンプリング窓時間インデックスを用いて、チャネル推定部は到来波の到達時間を求める。到来波の到来方向は、求めた到来時間の空間周波数パラメータから求められる。
【００２７】
時間実施形態では、パラメトリック推定部で生成されるパラメトリック推定出力ベクトルはサンプリング窓時間インデックスをもち、時間インデックスごとに時間パラメータ値をもつ。時間パラメータは、時間周波数と時間振幅を含む。充分高い絶対値を有するパラメトリック推定出力ベクトルの要素、すなわち時間振幅のサンプリング窓時間インデックスを用いて、チャネル推定部は到来波の到達時間を求める。到来波のドップラーシフトは、求めた到来時間の時間周波数パラメータから求められる。
【００２８】
本発明の上記ならびに他の目的、特徴、利点は、添付の図面で記した好適な実施形態に関する以下の具体的な説明によって明らかになろう。ここで、図面中の参照文字は、すべての図を通して同一の部位を示す。なお、図面は必ずしも詳細を示したものでも強調されるものでもなく、本発明の原理を説明するためのものである
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下では、本発明の内容を明確にするために、具体的なアーキテクチャ、インタフェース、技術などに関する詳細を示すが、これらの説明はあくまでも説明目的であり内容を限定するものではない。すなわち、専門家であれば、本発明の内容は以下に示す詳細以外の実施形態においても実現されることが理解されよう。本発明の内容を不必要に詳しい説明でもって理解しづらくすることを避けるために、以下では既知の装置、回路、手段に関する説明は省略する。また、いくつかの図においては機能ブロックを示している。
【００３０】
図１は、一般的な無線通信受信機２０の例を示したものであり、上述のようにネットワークノードあるいは移動端末などの端末に含まれるものである。無線通信受信機２０は、アンテナ構造あるいはアンテナアレー２２、統合探索チャネル推定器２４、検出器２６、タイミング／制御部２８からなる。点線で示しているように、符号シーケンス生成器３０を含むこともある。
【００３１】
アンテナアレー２２は、１つあるいは複数のアンテナ素子からなる。アンテナアレー２２からの信号は、統合探索チャネル推定器２４と検出器２６とに伝えられる。アンテナアレー２２が複数のアンテナ素子からなる場合には、アンテナアレー２２からの信号はチャネルインパルス応答ベクトルとなる。
【００３２】
信号が拡散符号などによって符号化されている場合には、統合探索チャネル推定器２４と検出器２６とは符号シーケンス生成器３０に接続される。タイミング／制御部２８は同期などのタイミング信号と制御信号とを生成し、これらの信号は検出器２６と統合探索チャネル推定器２４とに伝えられる。
【００３３】
受信機は、アンテナアレーからの高周波信号を低周波信号に変換する無線周波数処理機能と無線周波数復調回路とを備えており、ベースバンド信号が統合探索チャネル推定器２４と検出器２６に入力される。すなわち、図１の無線通信受信機の構成は、ベースバンド信号の処理に関するものである。
【００３４】
以下、統合探索チャネル推定器の種々の実施形態のうち、限定されない代表的な例を示す。これらの種々の実施形態における無線通信受信機の動作記述は、いくつかの仮定に基づいてなされる。ここでの仮定のうちのいくつかはチャネルモデルに関するものである。チャネルモデルは、無線通信受信機におけるアンテナアレー２２中の一つあるいは複数のアンテナ素子に達した電磁場を離散的な複数波としてモデル化したものである。
【００３５】
「サンプリング窓」は、アンテナから入力される連続するタイムスロット（CDMAシステムの場合には「チップ」）のことであり、統合探索チャネル推定器において分析される。以下で詳細に示すように、統合探索チャネル推定器の実施形態は、複数のサンプリング窓から構成されるアンテナ信号行列に対して処理を行う。ここで、「空間」統合探索チャネル推定器では、複数のアンテナから入力されたサンプリング窓からアンテナ信号行列が構成される。「時間」統合探索チャネル推定器では、１つのアンテナ信号からアンテナ信号行列が構成されるものの、時間的に連続するパイロットデータセットのサンプリング窓からアンテナ信号行列が構成される。また、時空間統合探索チャネル推定器では、空間的かつ時間的にアンテナ信号行列が構成される。
【００３６】
アンテナアレー２２は、「次元的に差異化された」信号を受信するものとしてモデル化できる。統合探索チャネル推定器はアンテナアレーからの次元的に差異化された信号を用いて、到達時間(TOA)とチャネル係数とを到来波ごとに決定する。複数の離れたアンテナ素子からなるアンテナ構造を用いる空間統合探索チャネル推定器においては、アレーの異なるアンテナで受信した信号は空間次元において次元的に差異化されている。別々の時間区間で受信した連続パイロットデータセット信号を出力するアンテナ構造を用いる時間統合探索チャネル推定器においては、アンテナで受信した信号は時間次元において次元的に差異化されている。複数のアンテナアレーからなるアンテナ構造と連続するパイロットデータセットを受信する１つあるいは複数のアンテナとを用いる時空間統合探索チャネル推定器においては、アンテナで受信した信号は空間次元ならびに時間次元の双方において次元的に差異化されている。
【００３７】
統合探索チャネル推定器は、到達時間とともに、到来方向やドップラーシフト周波数などといった値を「同時」に決定する機構でもある。ここで、「同時」とは、高速フーリエ変換などのノンパラメトリック手法やパラメトリック手法などの処理によって、並列に決定処理を行うことを意味する。
【００３８】
〔空間統合探索チャネル推定器〕
いくつかの実施形態においては、統合探索チャネル推定器は複数のアンテナからのサンプリング窓内の信号を同時に処理し、到達時間とチャネル係数とを決定する。これらの実施形態では、統合探索チャネル推定器は２次元処理となり、第２の次元がアレーの複数アンテナの間隔によって決められる空間次元となる。この空間次元において、アレーの複数アンテナからの信号を同時に処理し、到達時間とチャネル係数とを決定することから、この統合探索チャネル推定器の実施形態を「空間」統合探索チャネル推定器と呼ぶ。
【００３９】
空間統合探索チャネル推定器は、種々の実施形態や実装で実現することができる。例えば、統合探索チャネル推定器において、高速フーリエ変換(FFT)計算などを実行するノンパラメトリック型相関器を用いることもできるし、パラメトリック型相関器を用いることもできる。
【００４０】
図２Ａは、到達時間とチャネル推定値の決定においてノンパラメトリック手法を用いる空間統合探索チャネル推定器２４-２Ａの一つの実施形態を示した図であり、アンテナアレー２２-２Ａもあわせて示している。アンテナアレー２２-２Ａとして、４つのアンテナ素子２２-２Ａ-１から２２-２Ａ-４を用いる例を示している。ここで、アンテナ素子２２-２Ａ-１から２２-２Ａ-４を一様線形アレー(ULA)として示しているが、一様線形アレー以外のアンテナ構成も可能であり、アンテナアレー中のアンテナ素子数も４に限定されるものではない。
【００４１】
アンテナアレー２２-２Ａのアンテナ素子や、本説明中の他の複数のアンテナアレー中のアンテナ素子においては、コヒーレンス性が求められる。コヒーレンス性は、複数のアンテナ素子が同期していることで満たされる。あるいは、複数のアンテナ素子が同期してなくても、位相差が既知であれば、既知の位相差を補償することでコヒーレンス性を満たすことができる。
【００４２】
アンテナ素子からの複素ベースバンド信号は、統合探索チャネル推定器２４-２Ａに入力され、図２Ａには示していない検出器に伝えられる。統合探索チャネル推定器２４-２Ａは、アンテナ信号行列処理部４０-２Ａを備える。示した実施形態では、アンテナ信号行列処理部４０-２Ａは、アンテナ信号行列生成器４２-２Ａとアンテナ信号行列メモリ４４-２Ａとからなる。ノンパラメトリック手法を用いる図２Ａでは行列分析部は相関器５０-２Ａとなり、アンテナ信号行列メモリ４４-２Ａに蓄えられた複素値を処理する。相関器５０-２Ａはフィルタからなる。相関器５０-２Ａにおいて生成された出力値は、相関器出力値メモリ５２-２Ａなどに蓄積される。統合探索チャネル推定器２４-２Ａは、さらにチャネル推定(CE)生成部６０-２Ａを備える。示した実施形態では、チャネル推定(CE)生成部６０-２Ａは、相関出力分析部６２-２Ａと検出器インタフェース６４-２Ａとからなる。検出器インタフェース６４-２Ａは、波ごとに到達時間(TOA)とチャネル係数(CC)とを生成する。図２Ａにおいて、検出器インタフェース６４-２Ａから出力される到達時間とチャネル係数は、それぞれライン６６-２Ａと６８-２Ａとを介して検出器に伝えられる。
【００４３】
図２Ａや本説明中の他の実施形態においては、送信された電磁波信号は、離散的な複数の電磁波として受信機に届くことを仮定している。複数の離散的な電磁波を仮定することで、上述のマルチパス環境が実現される。例えば、図３は、３つの別々のマルチパスＰ１、 Ｐ２、 Ｐ３を経て、送信アンテナ７０からアンテナアレー２２に信号が伝わる様子を示している。各マルチパスはそれぞれ振幅を有し、対応するベースバンド信号の複素数「Ａ」と時間遅延τとを有する。例えば、マルチパスＰ１は対応する複素数Ａ１と時間遅延τ１とを有し、マルチパスＰ２は対応する複素数Ａ２と時間遅延τ２とを有する。図３において、マルチパスＰ１は送信アンテナ７０とアンテナアレー２２との間での比較的直接的なパスである。これに対し、マルチパスＰ２とマルチパスＰ３は、それぞれ障害物７２２と７２３によって反射したパスである。したがって、マルチパスＰ１の時間遅延τ１は、マルチパスＰ２の時間遅延τ２よりも、マルチパスＰ３の時間遅延τ３よりも短い。同様に、他の現象が生じていなければ、マルチパスＰ１の複素数Ａ１は、マルチパスＰ２の複素数Ａ２よりも大きい。
【００４４】
説明のために、電磁波は、図４の単一波７６のようにアンテナアレーに進む平面電磁波であると仮定する。なお、本説明のすべての実施形態においては、必ずしも平面波である必要はなく、他の形状の波であっても同様に考えることができる。また、図４は単一波の到達を示したものであるが、一般には複数の波がアンテナアレーに入射する。
【００４５】
図４に示すように、波がアンテナアレーに入射すると、それぞれのアンテナ素子は波の複素値を信号などで出力する。例えば、図３の第１パスＰ１の波に対して、アンテナ素子２２-１は複素数Ａ１-１を、アンテナ素子２２-２は複素数Ａ１-２を出力する。ここで、(１)アンテナ素子が同一、(２)コヒーレンス性がある、(３)アレー幅において平面波が一定振幅であるときに、複素数の絶対値が同一となる。また、同一の到来波に対して、各アンテナは到達信号を位相を有している波として検出する。例えば、図３の第１パスＰ１の波に対して、アンテナ素子２２-１は位相θ１-１を、アンテナ素子２２-２は位相θ１-２を出力する。
【００４６】
一様線形アレー(ULA)に到達した波から得られた信号を図５Ａと図５Ｂに示す。図５Ａは、４つのアンテナ素子２２-１から２２-４におけるある時点での平面波伝播と、対応する出力パルス７８（出力パルス７８１から７８４）を示した図である。図５Bは、複素数としてのパルスと、複素数の偏角θとを示している。ここで、偏角θは受信信号の位相に対応する。θ値の変化率すなわち位相の回転速度が、周波数となる。アンテナアレーにおける波の位相回転はθ１、θ２、θ３、θ４などの偏角θの増大として示されており、周波数は偏角の時間変化率である。ここで、位相回転速度は一定であり、線形位相伝播速度は各波の到来方向(DOA)によって決まる。
【００４７】
図２Ａの統合探索チャネル推定器において、アンテナ行列処理部４０-２Ａは各アンテナ素子からの複素ベースバンド信号をサンプリングする。サンプリングされた複素ベースバンド信号を用いて、アンテナ信号行列生成部４２-２Ａが、図６に示すアンテナ信号行列８０などのアンテナ信号行列を生成する。アンテナ信号行列８０はアンテナ行列メモリ４４-２Ａなどに格納される。
【００４８】
アンテナ信号行列８０は、機能的には関連のある２次元の行列である。すなわち、複素値は、２つの異なるインデックスで指定されるアンテナ信号行列８０に格納される。図６のアンテナ信号行列８０では、第１のインデックスは図６のX軸のサンプリング窓時間インデックスとなる。拡散符号などの符号を用いる実施形態においては、第１のインデックスはチップインデックスとなる。したがって、サンプリング窓時間インデックスは、サンプリング窓の開始時点からの時間を表す。図６のアンテナ信号行列８０では、Y軸の第２のインデックスはアンテナインデックスとなり、次元的に差異化されたインデックスとなる。アンテナインデックスは、アンテナ信号行列８０の行を示し、各行はアンテナアレー２２の各アンテナ素子に対応する。図６のアンテナ信号行列は４行であるが、これは先に示した４つのアンテナ素子からなるアンテナアレー例に対応している。なお、アンテナアレーのアンテナ数、アンテナ信号行列８０の行数、アンテナインデックスの最大値は、受信機ごとに異なる値となり得る。ここでの４つのアンテナ構成は、例として示したものである。
【００４９】
アンテナ信号行列８０は、アンテナアレーで受信した「次元的に差異化された」信号を蓄えるものと考えることができる。空間的に離れた位置にある複数のアンテナ素子からなるアンテナアレーを用いる空間統合探索チャネル推定器においては、アレー中のそれぞれのアンテナで受信した信号が空間次元において次元的に差異化されたものとなっている。すなわち、アンテナ信号行列８０のある行において、列ごとの値は、空間的にお互いが離れた位置に設置されているアンテナ素子から受信されたという観点から、空間的に差異化されている。
【００５０】
簡潔に記すために、図６のアンテナ信号行列８０には、アンテナから得られた複素値を記していない。このような複素値は、図６において第３の次元として示すことができる。アンテナ信号行列８０には、複素白色雑音と少なくとも一つの平面波あるいは他の形式の波の複素サンプルの双方が含まれる。アンテナ信号行列８０に蓄えられるように、波は既知の位相（時間的なノンコヒーレント検出）と変調された符号シーケンスを有する。
【００５１】
図６のアンテナ信号行列８０において、具体的にはアンテナ要素の間隔がそれ程離れていないようなWCDMAの場合において、アンテナアレーに到達する平面波は同一のサンプリング窓時間インデックス（あるいはチップインデックス）に到達するものと考えることができる。
【００５２】
図６のアンテナ信号行列８０の列に蓄えられた複素値は、次元的受信ベクトルとして考えることができる。すなわち、次元受信ベクトルは、単一サンプリング窓時間において生成されたもので、アンテナアレーの複数のアンテナごとの複素値からなる。アンテナ信号行列８０の１つの列中の各要素は、図５の種々のθ値のように種々の位相をもつ。空間統合探索チャネル推定器においては、種々のアンテナ要素において受信された時間軸での位相変化は次元受信ベクトルの周波数となる。直進波を受信した場合には、位相角は同一となる。サンプリング窓時間における次元受信ベクトルの位相回転速度すなわち周波数は、到来方向(DOA)を与える。すなわち、それぞれの次元受信ベクトルはそれぞれ異なる到来方向に対応する。次元受信ベクトルには複数のありうべき周波数が存在するが、この場合にはそれぞれのありうべき周波数が、波の異なるありうべき到来方向(DOA)に対応することになる。ここで用いるノンパラメトリック手法においては、複数のありうべき周波数は連続値となる。複数のありうべき周波数を区別するために、複数のありうべき周波数は周波数インデックスで表現される。
【００５３】
図２Ａのチャネル推定生成部６０-２Ａは、アンテナ信号行列８０に蓄えられた複素値に基づいて「合成」チャネル推定を行う。ここで、アンテナアレー２２-２Ａは複数のアンテナ要素から構成されているため、波が到達するチャネルは複数存在し、チャネルインパルス応答あるいはチャネル推定値はそれぞれのチャネルごとに異なる。しかしながら、上述のように複素サンプルをアンテナ信号行列８０に蓄え、到達時間(TOA)とチャネル係数とをアンテナ信号行列８０全体において同時に求めることで、チャネル推定生成部６０-２Ａはすべてのアンテナ要素のすべてのチャネルに対するチャネル推定を行うことができる。すなわち、「合成」チャネル推定を行う。
【００５４】
合成チャネル推定値は、サンプリング窓における到来波ごとの到達時間(TOA)とチャネル係数とからなる。ここで、到達時間(TOA)とチャネル係数とは関連づけられている。したがって、チャネル推定値は、到達時間(TOA)とチャネル係数とからなるデータペアのセットとなる。そのため、相関器５０-２Ａでは、アンテナ信号行列８０中で到来波を最もよく示す値すなわち「トーン」をサンプリング窓において見つける処理が行われる。
【００５５】
アンテナ信号行列８０中で到来波を最もよく示す値すなわち「トーン」を見つける処理は、パラメトリック手法やノンパラメトリック手法などの種々の手法で行うことができる。以下に示す高速フーリエ変換(FFT)を用いた手法は、ノンパラメトリック型の相関器の一つの代表例である。
【００５６】
図７は、高速フーリエ変換(FFT)を用いたときに相関器５０-２Ａと相関出力分析部６２-２Ａにおいて実行される基本ステップの一例を示したものである。ステップ７-１において、図２Ａの相関器５０-２Ａは式１を計算する。
【００５７】
Y(n,t) = FFT(n,X(:,t))    (式１)
ここで、tはサンプリング窓時間インデックス、X(:,t)は複素アンテナ行列(コロン「：」は１サンプリング窓時間インデックスにおけるすべてのアンテナインデックスを示す）、nは周波数インデックスである。FFT計算はベースバンド信号に対しての１次元FFTであり、周波数インデックスとして示される到来方向と、FFTウェイトとなるアンテナウェイトセットとに対応する。
【００５８】
式１を用いて計算された相関器５０-２Ａの出力Y(n,t)は、相関出力値として保存される。相関出力値は、図２Ａの相関出力値メモリ５２-２Ａなどに保存される。
【００５９】
チャネル推定(CE)生成部６０-２Ａの相関出力分析部６２-２Ａは、相関出力値を調べ、Y(n,t)の絶対値の最大｜Y(n,t)｜maxをステップ７-２で求める。相関出力分析部６２-２Ａは、最大絶対値｜Y(n,t)｜maxを用いて、サンプリング窓中に届いた波の到来方向(DOA)と到達時間(TOA)とを求める。すなわち、ステップ７-３において、相関出力分析部６２-２Ａは、｜Y(n,t)｜maxとなるサンプリング窓時間インデックスt_maxを到来波の到達時間とする。また、ステップ７-４において、相関出力分析部６２-２Ａは、｜Y(n,t)｜maxとなる周波数インデックスn_maxを到来波の到来方向(DOA)とする。周波数インデックスはθなどの到来方向に対応する。到来波の振幅は、相関出力分析部６２-２Ａにおいて｜Y(n,t)｜maxをアンテナアレーを構成するアンテナ数で割ることで求められる（ステップ７-５）。
【００６０】
式１と図７のステップは、一般的なノンパラメトリックなFFT計算を示したものである。図１の符号生成部３０を用いるようなCDMAにおいては、式１を修正した式２のようなFFT計算を用いることができる。
【００６１】
Y(n,t) = ΣCj*FFT(n,X(:,t)),j=１,K   （式２）
ここで、Cjは符号シーケンスシンボル値j、Kは符号シーケンス長である。
【００６２】
統合探索チャネル推定器２４-２Ａにおける処理で得られた正しいチャネル推定値は、空間シグネチャとして検出器に伝えられる。空間シグネチャには到達時間(TOA)、到来方向(DOA)、振幅が含まれる。後述のように、各波のチャネル係数(CC)は到来方向(DOA)と振幅とから計算される。到達時間(TOA)とチャネル係数(CC)とは、図２Ａのライン６６-２Ａと６８-２Ａを介してそれぞれ検出器に伝えられる。
【００６３】
上述のように、各波のチャネル係数(CC)は、到来方向(DOA)と振幅とから計算される。すなわち、ステップ７-４において、相関出力分析部６２-２Ａは、｜Y(n,t)｜maxとなる周波数インデックスn_maxを決め、n_maxをθなどといった到来方向(DOA)に対応させる。したがって、アレー伝播ベクトルなどのチャネルインパルス応答ベクトルxは、同一アイソトロピックアンテナ素子の場合、式３にしたがって検出器インタフェース６４-２Ａから出力される。
【００６４】
X=[１,e(jkd*sinθ),e(jkd*２sinθ) ,…e (jkd*(K-１)sinθ) ]*C   (式３)
式３において、jは虚数単位、k=２*πλ、dはアンテナアレーの素子間隔、λは送受信電磁波信号の波長（f*λ=c）、Kは図９Ａのアンテナ番号Ａ１、 Ａ２、 Ａ３、 Ａ４などのアンテナ素子インデックスである。式３において、Cは複素定数であり、図７のステップ７-１で求めた|FFT_max|を用いて、|C|=|FFT_max|/アンテナ数、arg|C|=arg|FFT_max|で与えられる。
【００６５】
チャネル推定(CE)生成部６０-２Ａ中の検出器インタフェース６４-２Ａの役割は、到達時間(TOA)と、到来方向から得られるチャネル係数(CC)とを式３などに基づいて求めることである。他の実施形態では、図１の検出器２６などの検出器自身が、到達時間(TOA)と到来方向(DOA)とを到来波ごとに求め、到来方向(DOA)情報に対応する波ごとにチャネル係数を求めることもあり得る。このような構成では、到達時間と到来方向とが検出器インタフェース６４-２Ａから検出器に出力される。
【００６６】
以上の観点から、統合探索チャネル推定器２４-２Ａは、複数の到来方向を調べ、最大の相関（最大の絶対値）を有する到来方向を選択する。ここで、図２Ａの２４-２Ａなどの空間統合探索チャネル推定の性能を示すために、比較動作評価を行った。比較動作評価の第１シナリオは、サンプリング窓において既知の検出器を従来の形で動作させたものである。すなわち、サンプリング窓のアンテナごとに、最大の絶対値となるチップなどの時間を単に検出する方式であり、各アンテナからの信号を個別に処理する方式である。比較動作評価の第２シナリオは、図２の空間統合探索チャネル推定器２４-２Ａや式１において示した方式である。どちらのシナリオにおいても、同一の信号を８個のアンテナ素子を有するアンテナアレーに入力した。なお、サンプリング窓長は２０チップ、符号シーケンスは{１}（チップの一つのみが信号を含み、残りのチップは複素白色雑音を含む）である。
【００６７】
図８Ａは、従来の探索器を用いる第１シナリオを示している。図８Ｂは、空間統合探索チャネル推定器２４-２Ａを用いる第２シナリオを示している。図８Ａと図８Ｂとを比べると、図８Ｂの信号の方が高いSNRとなるため、第２シナリオすなわち空間統合探索チャネル推定器が優れていることが理解できる。第２シナリオでは、到来波のトーンすなわち値を検出することが容易である。第２シナリオにおいて、図８Ｃ(１)は複素チャネルインパルス応答タップを示し、図８Ｃ(２)は複素チャネルインパルス応答タップの位相エラーを示し、図８Ｃ(３)は検出された到達時間を示している。
【００６８】
図２Ａの統合探索チャネル推定器は、高速フーリエ変換(FFT)計算を行うフィルタである相関器などといったノンパラメトリック型の行列分析部を備えるが、統合探索チャネル推定器の行列分析部にパラメトリック手法を用いる実施形態も可能である。図２Ａの実施形態と同じように、図２Ｂにパラメトリック手法を用いる空間統合探索チャネル推定器２４-２Ｂを、アンテナアレー２２-２Ｂとともに示す。図２Ｂは、４つのアンテナ素子２２-２Ｂ-１から２２-２Ｂ-４を備えるアンテナアレー２２-２Ｂの例を示している。アンテナ要素から得られた信号それぞれは統合探索チャネル推定器２４-２Ｂに入力され、図２Ｂには示していない検出器に伝えられる。
【００６９】
上述の実施形態と同じように、統合探索チャネル推定器２４-２Ｂは、アンテナ信号行列生成器４２-２Ｂとアンテナ信号行列メモリ４４-２Ｂとからなるアンテナ信号行列処理部４０-２Ｂを備え、上述のノンパラメトリック手法の実施形態と同様の動作をする。例えば、アンテナ信号行列メモリ４４-２Ｂに蓄えられた複素ベースバンド値は行列８０として考えることができ、サンプリング窓時間インデックスを持つ。アンテナ信号行列８０については図６を用いて先に説明したが、ここでも図２Ｂの統合探索チャネル推定器２４-２Ｂをより詳細に説明するために図９Aを用いて説明する。
【００７０】
統合探索チャネル推定器２４-２Ｂは、さらにパラメトリック手法を用いるパラメトリック推定部５１-２Ｂなどの行列分析部を備える。また、先の実施形態と同様、統合探索チャネル推定器２４-２Ｂは、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-２Ｂと復調インタフェース６４-２Ｂとからなるチャネル推定生成部６０-２Ｂを備える。図１０に、図２Ｂの統合探索チャネル推定器２４-２Ｂのパラメトリック推定部５１-２Ｂとパラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-２Ｂとで行われる基本動作を示す。
【００７１】
アンテナ信号行列８０のサンプリング窓時間インデックスごとに、ステップ１０-１において、パラメトリック推定部５１-２Ｂは空間周波数パラメータと空間振幅パラメータの２つのパラメータを推定する。空間周波数パラメータは、入射波がULAに到達したときの周波数を推定する。空間振幅パラメータは、推定した周波数の振幅である。空間周波数パラメータと空間振幅パラメータとはパラメータペアとして捉えることができ、サンプリング時間インデックスに沿ったサンプルごとの１パラメータとして図９Bではこれらを示している。これらのパラメータは、最小平均二乗誤差(MMSE)手法などの適切な手法でもって計算される。
【００７２】
ステップ１０-２において、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-２Ｂは、パラメトリック推定出力ベクトルの「適格」値、すなわち空間振幅パラメータの高い値あるいは最大値を検出する。適格値は、例えば絶対値が充分に高い値あるいは最大となる値となる。パラメトリック推定出力ベクトル９０の各適格値は、サンプリング窓の到来波に対応する。
【００７３】
ステップ１０-２において、パラメトリック出力推定ベクトル分析部６２-２Ｂは、適格値をとるサンプリング窓時間インデックスt、すなわちパラメトリック推定出力ベクトルが最大／適格値となる時間インデックスtを到達時間(TOA)とする。
【００７４】
同様に、ステップ１０-３において、分析部６２-２Ｂは、ステップ１０-２で求められた到達時間における空間周波数パラメータを到来方向(DOA)とする。
【００７５】
ステップ１０-４において、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-２Ｂは、空間振幅値をアレーのアンテナ素子数で割った値を振幅とする。
【００７６】
すなわち、統合探索チャネル推定器２４-２Ｂは最適な方向を検出し、空間シグネチャとして検出器に伝えられるチャネル推定値を求める。空間シグネチャには到来方向(DOA)と振幅が含まれる。各波のチャネル係数(CC)は、到来方向(DOA)と振幅とから式３で示したような手法でもって求めることができる。到達時間(TOA)とチャネル係数(CC)とは、図２Ｂのライン６６-２Ｂと６８-２Ｂを介してそれぞれ検出器に伝えられる。
【００７７】
以上の説明から、サンプリング窓においては、一つ以上の入射波の情報が含まれることもあり得ることが理解できよう。例えば、図９Bのパラメトリック推定出力ベクトル９０において、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-２Ｂは高い値を他にも検出することがあり、適格値であるこれらの高い値ごとに到来波が識別される。例えば、二つの高い値が存在する場合には、チャネルインパルス応答は二つの到来波を加味したものとなる。二つの到来波のそれぞれごとに、統合探索チャネル推定器は到達時間(TOA)、到来方向(DOA)、振幅を検出し、二つの異なるチャネル係数にマッピングされる。ここで、二つの異なるチャネル係数がチャネル推定値となる。
【００７８】
図４は、アンテナアレーの４つのアンテナ要素のそれぞれに波が入射された様子を示しており、アンテナ要素はそれぞれ異なるアンテナ信号複素ベースバンド信号）を出力する。例えば、アンテナ素子２２-１は複素ベクトルa１-１（と位相θ１-１）を、アンテナ素子２２-２は複素ベクトルa１-２（と位相θ１-２）を出力する。複素アンテナベースバンド信号とアンテナ重みベクトルWiとを線形結合することで、図１２の加算部１００に示すように時空間領域における加算すなわちコヒーレント結合がなされる。
【００７９】
図１１に、アンテナ重みベクトルWiを用いたコヒーレント結合の様子を示す。図１２に示す４つのアンテナ素子の例では、アンテナインデックス２の重みW２は、アンテナ素子２２-２の出力を回転させ、図１１に示すようにアンテナ素子２２-２の位相θ１-２をアンテナ素子２２-１の位相θ１-１に合わせる役割を担う。同様に、重みW３は、アンテナ素子２２-３の出力を回転させ、アンテナ素子２２-３の位相θ１-３をアンテナ素子２２-１の位相θ１-１に合わせる役割を担う。重みW４は、アンテナ素子２２-４の出力を回転させ、アンテナ素子２２-４の位相θ１-４をアンテナ素子２２-１の位相θ１-１に合わせる役割を担う。ここで、図１１においては簡単化のために雑音の影響を考慮していない。雑音の影響を考慮すると、得られるベクトルは直線ではなくなる。また、Wiは重みベクトルWのアンテナインデックスがiであるときの重みベクトルである。
【００８０】
空間統合探索チャネル推定器では、チャネルタップ（ピーク）を検出するのに必要なSINRは、アレーを構成するアンテナ素子数に比例する。また、送受信アンテナ間での環境の空間変化などといったチャネルの時間変化に応じて、空間統合探索チャネル推定器の動作を変えることも可能である。
【００８１】
図２Ａや図２Ｂで示したノンパラメトリックFFT型相関器やパラメトリック手法は、到来波に対応するアンテナ信号行列８０において値や「トーン」を見つけるための２つの手法例である。他のパラメトリック手法として，「スペクトル分析入門、ストイカ、ペトレ、モーゼス、ランドルフ共著、ISBN-013-258419-0, プレンティス・ホール社発行（「Stoica, Petre, Moses, Randolph : Introduction To Spectral Analysis, ISBN-013-258419-0, Prentice Hall」に記されている手法などを用いることができる。そのため、ここでは本書全体、特に第４章が引用により本明細書に組み込まれる。
【００８２】
上記の空間統合探索チャネル推定器ならびに手法は、複数の受信アンテナを有するいかなる受信機に対しても適用することができる。そのため、空間統合探索チャネル推定器は、特に複数のアンテナを有する基地局に適している。また、複数のアンテナを備える移動端末にも適用することができる。
【００８３】
〔時間統合探索チャネル推定器〕
他の実施形態においては、統合探索チャネル推定器は、アンテナ素子のサンプリング窓で受信した複数のかつ連続するパイロットデータセットからの信号を同時に処理し、到達時間とチャネル係数とを決定する。ここで、統合探索チャネル推定器は、ドップラーシフトすなわち周波数シフトに着目している。なお、時間統合探索チャネル推定器の説明においては、「ドップラーシフト」と「周波数シフト」とを同意語として扱う。厳密には、周波数シフトは主にドップラーシフトに起因するものであるものの、送受信発振回路の周波数シフトをも含む。以下では、このような周波数シフトを、「ドップラーシフト」あるいは「ドップラー周波数シフト」と呼ぶ。
【００８４】
ドップラーシフトは、移動端末の移動などによって送信機と受信機とが相対的に移動することや、送信機と受信機とが固定されていても環境中の信号パスに影響を与えるオブジェクトや構造が移動することで生じる。
【００８５】
チャネル推定を行うにあたって、統合探索チャネル推定器は、アンテナ素子に入射された複数のパイロットデータセットなどの複数の信号を、同時に処理する。統合探索チャネル推定器は、チャネル係数と到達時間とをシンボル推定を行う検出器に伝える。
【００８６】
これらの実施形態では、統合探索チャネル推定器は２次元処理となり、第２の次元はパイロットデータセットが連続して届く時間区間によって決められる時間次元となる。この時間次元において、アンテナ素子で受信した複数のパイロットデータセットからの信号を同時に処理することから、この統合探索チャネル推定器の実施形態を「時間」統合探索チャネル推定器と呼ぶ。
【００８７】
時間統合探索チャネル推定器は、種々の実施形態や実装で実現することができる。例えば、時間統合探索チャネル推定器において、高速フーリエ変換(FFT)計算などを実行するノンパラメトリック型相関器を用いることもできるし、パラメトリック型相関器を用いることもできる。
【００８８】
図１３Ａは、到達時間とチャネル推定値の決定においてノンパラメトリック手法を用いる時間統合探索チャネル推定器２４-１３Ａの一つの実施形態を示した図であり、アンテナアレー２２-１３Ａもあわせて示している。図１３Ａでは、アンテナアレー２２-１３Ａが１つのアンテナ素子２２-１３Ａ-１からなる例を示している。連続するパイロットデータセットとして受信したアンテナ素子２２-１３Ａ-１からの複素ベースバンド信号は、統合探索チャネル推定器２４-１３Ａに入力され、図１３Ａには示していない検出器に伝えられる。
【００８９】
統合探索チャネル推定器２４-１３Ａは、アンテナ信号行列処理部４０-１３Ａを備える。示した実施形態では、アンテナ信号行列処理部４０-１３Ａは、アンテナ信号行列生成器４２-１３Ａとアンテナ信号行列メモリ４４-１３Ａとからなる。ノンパラメトリック手法を用いる図２Ａでは、行列分析部は相関器５０-１３Ａとなり、アンテナ信号行列メモリ４４-１３Ａに蓄えられた複素値を処理する。相関器５０-１３Ａはフィルタからなる。相関器５０-１３Ａにおいて生成された出力値は、相関器出力値メモリ５２-１３Ａなどに蓄積される。統合探索チャネル推定器２４-１３Ａは、さらにチャネル推定(CE)生成部６０-１３Ａを備える。示した実施形態では、チャネル推定(CE)生成部６０-１３Ａは、相関出力分析部６２-１３Ａと検出器インタフェース６４-１３Ａとからなる。検出器インタフェース６４-１３Ａは、波ごとに到達時間(TOA)とチャネル係数(CC)とを含むチャネル推定値を生成する。図１３Ａにおいて、検出器インタフェース６４-１３Ａから出力される到達時間とチャネル係数は、それぞれライン６６-１３Ａと６８-１３Ａとを介して検出器に伝えられる。
【００９０】
図１３Ａの時間統合探索チャネル推定器２４-１３Ａでは、アンテナ２２-１３-１からのチャネル応答を監視して、点在しているパイロットデータセット、あるいはユーザデータなどの他のデータと一緒に送信されるパイロットデータセットを検出する。ここでは、簡単化のために、それぞれのパイロットデータセットは異なるサンプリング窓で受信されるものと仮定する。しかしながら、種々のストリームが符号分割多重されるような場合には種々のパイロットデータセットを同時に受信することになるため、必ずしもここでの仮定に限定されるものではない。図１４では、ユーザデータ中に点在し、ユニークなグローバル時間（図１４における「T」軸）で受信する４つのパイロットセットT１-T４を示している。
【００９１】
各パイロットデータセットは、他のパイロットデータセットとは異なるフレームに存在する。例えば、パイロットセットT１はフレーム１に存在し、パイロットセットT２はフレーム１１に存在し、パイロットセットT３はフレーム２１に存在する。「フレーム送信間隔」は、パイロットデータを含む２つの連続するフレームの間隔である。パイロットデータを含む２つの連続するフレームの間隔は、標準や仕様によって規定される。
【００９２】
図１４は、送信機が定期的にパイロットデータを送信し、受信機が連続する区間ごとにパイロットデータを受信する様子を示している。なお、送受信機の相対的な移動などの影響で、パイロットデータセット間の連続する間隔は必ずしも一定とはならない。
【００９３】
図１３Ａの実施形態におけるアンテナ行列処理部４０-１３Ａは、アンテナ素子で受信したパイロットセットT１-T４などの連続するパイロットデータセット信号をサンプリングする。サンプリングされた信号を用いて、アンテナ信号行列生成部４２-１３Ａは、図１４に示すアンテナ信号行列１１０などのアンテナ信号行列を生成する。アンテナ信号行列１１０はアンテナ行列メモリ４４-１３Ａなどに格納される。
【００９４】
アンテナ信号行列１１０は、機能的には関連のある２次元の行列である。すなわち、複素サンプルは、２つの異なるインデックスで指定されるアンテナ信号行列１１０に格納される。図１４のアンテナ信号行列１１０では、第１のインデックスは図１４のX軸となるサンプリング窓時間インデックスとなる。拡散符号などの符号を用いる実施形態においては、第１のインデックスはチップインデックスとなる。したがって、サンプリング窓時間インデックスは、サンプリング窓の開始時点からの時間を表す。図１４のアンテナ信号行列１１０では、Y軸の第２のインデックスはパイロットセットインデックスとなり、次元的に差異化されたインデックスとなる。パイロットセットインデックスは、どのパイロットデータセットからサンプルが得られたかを示すものである。例えば、パイロットセットインデックスT１は、サンプルがパイロットセットセットT１から得られたことを示し、パイロットセットインデックスT２は、サンプルがパイロットセットセットT２から得られたことを示す。これらは、図１４において、行列１１０と連続するパイロットデータセットを含む受信信号とを結ぶ矢印で示している。パイロットセットインデックスは、アンテナ信号行列１１０の列を示し、各列はそれぞれのパイロットデータセットに対応する。
【００９５】
図１４のアンテナ信号行列１１０は４列であるが、これはアンテナ信号行列が４つの連続するパイロットデータセットを含むことを示している。アンテナ信号行列中のパイロットデータセット数、すなわちパイロットセットインデックスの最大値は、受信機ごとに異なる値となり得る。ここでの４つのパイロットデータセット構成は、例として示したものである。一般に、時間統合探索チャネル推定器が同時に補足するパイロットデータセット数は、ドップラーの変化速度に依存する。タップ数／入射波数はマルチパスに依存する。すなわち、オープンな空間においては、一つの直接波のみとなり、チャネルインパルス応答においては１つのチャネル／タップ係数のみとなる。
【００９６】
アンテナ信号行列１１０は、アンテナアレーの単一アンテナ素子で受信した「次元的に差異化された」信号を蓄えるものと考えることができる。異なる時間で受信した連続パイロットデータセット信号を出力するアンテナを備える時間統合探索チャネル推定器においては、アンテナで受信した信号が時間次元において次元的に差異化されたものとなっている。すなわち、アンテナで受信した信号が、異なるフレーム送信区間において受信されたという観点から、時間的に差異化されている。
【００９７】
簡潔に記すために、図１４のアンテナ信号行列１１０には、アンテナから得られた複素値を含むアンテナ信号行列中の複素値を記していない。このような複素値は、図１４において第３の次元として示すことができる。アンテナ信号行列１１０には、複素白色雑音と少なくとも一つの平面波あるいは他の形式の波の複素サンプルの双方が含まれる。波は既知の位相（時間的なノンコヒーレント検出）と変調された符号シーケンスを有する。
【００９８】
図１４のアンテナ信号行列１１０の列に蓄えられた複素値は、次元的受信ベクトルとして考えることができる。すなわち、次元受信ベクトルは、図１４のセットT１-T４などのサンプリング窓に含まれるパイロット信号セットそれぞれに対応する単一サンプリング窓時間インデックスごとの複素値からなる。アンテナ信号行列１１０の１つの列中の各要素は、図５の種々のθ値のように種々の位相をもつ。時間統合探索チャネル推定器においては、種々のアンテナ要素において受信された時間軸での位相変化は次元受信ベクトルのドップラー周波数となる。サンプリング窓時点における次元受信ベクトルの位相回転速度すなわち周波数は、ドップラーシフト(DS)を与える。すなわち、それぞれの次元受信ベクトルはそれぞれ異なるドップラーシフト周波数に対応する。次元受信ベクトルの複数のありうべき周波数は、それぞれが波のありうべきドップラーシフトに対応する。ここで用いるノンパラメトリック手法においては、複数のありうべき周波数は連続値となる。複数のありうべき周波数を区別するために、複数のありうべき周波数は周波数インデックスで表現される。
【００９９】
時間統合探索チャネル推定器では、チャネル推定値は、サンプリング窓における到来波ごとの到達時間(TOA)とドップラーシフトからなる。したがって、チャネル推定値は、到達時間(TOA)とチャネル係数とからなるデータペアのセットとなる。時間統合探索チャネル推定器は、アンテナ信号行列１１０中で到来波を最もよく示す値すなわち「トーン」をサンプリング窓において見つける処理を行う。アンテナ信号行列１１０中で到来波を最もよく示す値すなわち「トーン」を見つける処理は、パラメトリック手法やノンパラメトリック手法などの種々の手法で行うことができる。以下に示す高速フーリエ変換(FFT)を用いた手法は、ノンパラメトリック型相関器の一つの代表例である。
【０１００】
図１５は、高速フーリエ変換(FFT)を用いたときに相関器５０-１３Ａと相関出力分析部６２-１３Ａにおいて実行される基本ステップの一例を示したものである。ステップ１５-１において、図１３Ａの相関器５０-１３Ａは式５を計算する。
【０１０１】
Y(n,t) = FFT(n,X(n,t))     (式５)
ここで、tはサンプリング窓時間インデックス、X(n:t)は複素アンテナ行列、nはドップラー周波数インデックスである。FFT計算はベースバンド信号に対しての１次元FFTであり、ドップラーシフト周波数に対応する。
【０１０２】
式５を用いて計算された相関器５０-１３Ａの出力値Y(n,t)は、相関出力値として保存される。相関出力値は、図１３Ａの相関出力値メモリ５２-１３Ａなどに保存される。
【０１０３】
チャネル推定(CE)生成部６０-１３Ａの相関出力分析部６２-１３Ａは相関出力値を調べ、最大絶対値｜Y(n,t)｜maxをステップ１５-２で求める。相関出力分析部６２-１３Ａは、最大絶対値｜Y(n,t)｜maxを用いて、到来波のドップラーシフト(DS)と到達時間(TOA)とを求める。すなわち、ステップ１５-３において、相関出力分析部６２-１３Ａは、｜Y(n,t)｜maxとなるサンプリング窓時間インデックスt_maxを到来波の到達時間とする。また、ステップ１５-４において、相関出力分析部６２-１３Ａは、｜Y(n,t)｜maxとなるドップラーインデックスn_maxを到来波のドップラーシフト(DS)とする。到来波の振幅は、相関出力分析部６２-１３Ａにおいて｜Y(n,t)｜maxをアンテナ信号行列を構成するパイロットデータセット数で割ることで求められる（ステップ１５-５）。
【０１０４】
式５と図１５のステップは、一般的なFFT計算を示したものである。図１の符号生成部３０を用いるようなCDMAにおいては、空間統合探索チャネル推定器のための式２を時間統合探索チャネル推定器向けに修正した式５の改良版を用いてFFT計算を行うことができる。
【０１０５】
統合探索チャネル推定器２４-１３Ａにおける処理で得られた正しいチャネル推定値は、時間シグネチャとして検出器に伝えられる。波ごとの時間シグネチャは、ドップラー（周波数）シフトにマッピングされた到達時間(TOA)を含む。後述のように、各波のチャネル係数(CC)はドップラー周波数シフトから計算される。到達時間(TOA)とチャネル係数(CC)とは、図１３Ａのライン６６-１３Ａと６８-１３Ａを介してそれぞれ検出器に伝えられる。
【０１０６】
上述のように、各波のチャネル係数(CC)は、ドップラー周波数シフト(DS)から計算される。すなわち、ステップ１５-４において、相関出力分析部６２-１３Ａは、｜Y(n,t)｜maxとなる周波数インデックスn_maxを決め、n_maxをθの微分であるθ'などといった到来波のドップラーシフト周波数(DSF)に対応させる。したがって、アレー伝播ベクトルなどのチャネルインパルス応答ベクトルxは、式６にしたがって検出器インタフェース６４-１３Ａから出力される。
【０１０７】
C[ej２πfT+H], ej２πfT２+H], ej２πfT３+H],…ej２πfN+H]]   (式６)
式６において、Cは波の振幅、fはドップラーシフトを含む信号の周波数、Tは２つのパイロットシンボル／シーケンス間の間隔（空間型の実施形態における一様アレーと同様に、周期的であると仮定する）、Hは第１パイロットシンボル／シーケンスにおける信号の複素値であってarg(FFTmax)である。なお、簡単化のために、式６においては雑音は除かれているとともに、Cは時間TNにおいて一定であるものとする。
【０１０８】
チャネル推定(CE)生成部６０-１３Ａ中の検出器インタフェース６４-１３Ａの役割は、到達時間(TOA)と、ドップラーシフトから得られるチャネル係数(CC)とを式６などに基づいて求めることである。他の実施形態では、図１の検出器２６などの検出器自身が、到達時間(TOA)とドップラーシフト(DS)とを到来波ごとに求め、到来方向(DOA)情報に対応する波ごとにチャネル係数を求めることもあり得る。このような構成では、到達時間と到来方向とが検出器インタフェース６４-１３Ａから検出器に出力される。
【０１０９】
すなわち、統合探索チャネル推定器２４-１３Ａは、個々のありうべきドップラー周波数シフトを調べ、最大の相関（最大の絶対値）を有するドップラー周波数を選択する。
【０１１０】
図１３Ａの統合探索チャネル推定器は、高速フーリエ変換(FFT)計算を行うフィルタなどのノンパラメトリック型相関器を備えるが、時間統合探索チャネル推定器がパラメトリック手法を用いる実施形態も可能である。図１３Ａの実施形態と同じように、図１３Ｂにパラメトリック手法を用いる時間統合探索チャネル推定器２４-１３Ｂを、アンテナアレー２２-１３Ｂとともに示す。アンテナアレー２２-１３Ｂは、図１４に示すように連続するパイロットデータセットを受信するアンテナ素子２２-１３Ｂ-１から構成される。
【０１１１】
上述の実施形態と同じように、統合探索チャネル推定器２４-１３Ｂは、アンテナ信号行列生成器４２-１３Ｂとアンテナ信号行列メモリ４４-１３Ｂとからなるアンテナ信号行列処理部４０-１３Ｂを備え、上述のノンパラメトリック手法の実施形態と同様の動作をする。例えば、アンテナ信号行列メモリ４４-１３Ｂに蓄えられた複素ベースバンド値は行列１１０として考えることができ、サンプリング窓時間インデックスを持つ。アンテナ信号行列１１０については図１４を用いて先に説明したが、ここでも図１３Ｂの統合探索チャネル推定器２４-１３Ｂをより詳細に説明するために図１６Ａを用いて説明する。
【０１１２】
統合探索チャネル推定器２４-１３Ｂは、さらにパラメトリック推定部５１-１３Ｂを備え、パラメトリック出力推定ベクトルを出力してメモリ５２-１３Ｂに蓄える。また、先の実施形態と同様、統合探索チャネル推定器２４-１３Ｂは、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-１３Ｂと復調インタフェース６４-１３Ｂとからなるチャネル推定生成部６０-１３Ｂを備える。図１７に、図１３Ｂの統合探索チャネル推定器２４-１３Ｂのパラメトリック推定部５１-１３Ｂとパラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-１３Ｂとで行われる基本動作を示す。
【０１１３】
アンテナ信号行列１１０のサンプリング窓時間インデックスごとに、ステップ１７-１において、パラメトリック推定部５１-１３Ｂは時間周波数パラメータと時間振幅パラメータの２つのパラメータを推定する。時間周波数パラメータは、入射波が連続するパイロットシンボルとしてアンテナに到達したときの周波数を推定する。時間振幅パラメータは、推定した周波数の振幅である。時間周波数パラメータと時間振幅パラメータとはパラメータペアとして捉えることができ、サンプリング時間インデックスに沿ったサンプルごとの１パラメータとして図１６Ｂではこれらを示している。
【０１１４】
統合探索チャネル推定器２４-１３Ｂにおいて実行されるステップ１７-２において、分析部６２-１３Ｂは、パラメトリック推定出力ベクトル１２０の「適格」値、すなわち時間振幅パラメータの最大値を検出する。パラメトリック推定出力ベクトル１２０の各適格値は、サンプリング窓の到来波に対応する。
【０１１５】
ステップ１７-３において、パラメトリック出力推定ベクトル分析部６２-１３Ｂは、適格値をとるサンプリング窓時間インデックスt、すなわちパラメトリック推定出力ベクトルの絶対値が最大／適格値となる時間インデックスtを到達時間(TOA)とする。
【０１１６】
同様に、ステップ１７-４において、パラメトリック出力推定ベクトル分析部６２-１３Ｂは、ステップ１７-３で求められた到達時間における時間周波数パラメータをドップラーシフト周波数(DS)とする。
【０１１７】
ステップ１７-５において、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-１３Ｂは、最大／適格値となる振幅をパイロットデータセット数で割った値を振幅とする。
【０１１８】
すなわち、統合探索チャネル推定器２４-１３Ｂは最適なドップラー（シフト）周波数を検出し、時間シグネチャとして検出器に伝えられるチャネル推定値を求める。時間シグネチャには到達時間(TOA)、ドップラーシフト周波数(DSF))、振幅が含まれる。各波のチャネル係数(CC)は、ドップラーシフト(DS)から式６で示したような手法でもって求めることができる。到達時間(TOA)とチャネル係数(CC)とは、図１３Ｂのライン６６-１３Ｂと６８-１３Ｂを介してそれぞれ検出器に伝えられる。
【０１１９】
以上の説明から、サンプリング窓においては、一つ以上の入射波の情報が含まれることもあり得ることが理解できよう。例えば、図１６Ｂのパラメトリック推定出力ベクトル１２０において、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-１３Ｂは高い値を他にも検出することがあり、適格値であるこれらの高い値ごとに到来波が識別される。例えば、二つの高い値が存在する場合には、チャネルインパルス応答は二つの到来波を加味したものとなる。二つの到来波のそれぞれごとに、統合探索チャネル推定器は到達時間(TOA)、ドップラーシフト周波数(DSF)、振幅を検出し、二つの異なるチャネル係数にマッピングされる。ここで、二つの異なるチャネル係数がチャネルインパルス応答のチャネル推定値となる。
【０１２０】
以上、時間探索チャネル推定器の動作を、アンテナアレー２２の１アンテナ素子例でもって説明した。しかしながら、アンテナアレー２２が複数のアンテナ素子から構成される場合であっても、上述の動作をアレーの複数のアンテナ素子に対して独立に実行することができる。以下で述べるように、アンテナアレーの複数のアンテナに対して組み合わせて上記動作を実行することができる。
【０１２１】
上記の時間統合探索チャネル推定器ならびに手法は、１つのアンテナを備える移動端末など、１アンテナ素子の受信機に特に適している。しかしながら、時間統合探索チャネル推定手法は、受信機の複数のアンテナに対して独立にかつ並列に用いることもできる。
【０１２２】
パイロットデータセットセットT１に対するアンテナ素子２２-１３Ａ-１(あるいは２２-１３Ｂ-１)の出力が複素ベクトルa１-１（と位相θ１-１）、パイロットデータセットセットT２に対する同一アンテナ素子の出力が複素ベクトルa１-２（と位相θ１-２）となるような図１１の状況を考える。複素アンテナベースバンド信号とドップラー重みベクトルWiとを線形結合することで、図１２の加算部１００に示すように時間領域における加算すなわちコヒーレント結合がなされる。複素ベクトルをコヒーレント加算することで、時間統合探索チャネル推定器における探索チャネル推定性能の向上を図ることができる。
【０１２３】
移動端末が静止しているとか、基地局に対して円周方向に移動しているなどにより、ドップラーシフトが存在しない状況では、ドップラーシフト周波数は０となる。このような場合には、到来波のパイロットデータは同一の複素値となる。ドップラーシフトが存在しない状況は、時間統合探索チャネル推定器の動作においては特殊なケースとなる。移動端末が移動し始めると、ドップラーシフトが生じ、時間統合探索チャネル推定器がドップラーシフト周波数を用いることができ、チャネル推定値を改善できる。ドップラーシフトの強さによらず、ドップラーシフトを考慮することでチャネル推定値を改善できる。
【０１２４】
図１３Ａや図１３Ｂで示したノンパラメトリックFFT型相関器やパラメトリック手法は、アンテナ信号行列１１０において値や「トーン」を見つけるための２つの手法例である。他のパラメトリック手法として、「スペクトル分析入門、ストイカ、ペトレ、モーゼス、ランドルフ共著、ISBN-013-258419-0, プレンティス・ホール社発行（「Stoica, Petre, Moses, Rnadolph : Introduction To Spectral Analysis, ISBN-013-258419-0, Prentice Hall」）に記されている手法などを用いることができる。そのため，ここでは本書全体、特に第４章が引用により本明細書に組み込まれる。
【０１２５】
〔時空間統合探索チャネル推定器〕
上記の空間型と時間型の双方の実施形態の特徴を組み合わせたさらなる実施形態においては、アンテナアレーの複数のアンテナ要素が、連続するパイロットデータセットに対して複数の信号列を生成する。このようなさらなる実施形態における統合探索チャネル推定器では、複数のアンテナから得られる複数の信号列を同時に用いて、到達時間とチャネル係数とを決定する。
【０１２６】
複数のアンテナから得られる信号を同時に用いることで、チャネル推定では、到来方向を考慮に入れた到達時間とチャネル係数との決定がなされる。また、各アンテナから得られる連続するパイロットデータセットからなる信号列を同時に用いることで、チャネル推定では、送受信機の相対的な移動や送受信機間に位置するオブジェクトの移動などに起因するドップラーシフトなどの周波数シフトを考慮することができる。
【０１２７】
複数のアンテナにおいて得られる連続パイロットデータセットからなる信号列を用いるため、統合探索チャネル推定器を３次元処理と捉えることができる。第１の次元は、サンプリング窓時間インデックスである。第２の次元は、アレーの複数アンテナの間隔によって決定される空間次元である。この空間次元において、アレーの複数アンテナからの信号を同時に処理し、到達時間とチャネル係数とを決定するため、この統合探索チャネル推定器を「空間」統合探索チャネル推定器と呼ぶ。第３の次元は、連続するパイロットデータセットの時間区間によって決定される時間次元である。この時間次元において、連続するパイロットデータセットそれぞれを同時に処理し、到達時間とチャネル係数とを決定することから、この統合探索チャネル推定器を「時間」統合探索チャネル推定器と呼ぶ。空間型と時間型の双方を備えた統合探索チャネル推定器であるため、このような統合探索チャネル推定器を、「結合」時空間統合探索チャネル推定器あるいは時空間統合探索チャネル推定器と呼ぶ。
【０１２８】
複数の信号列の同時処理は、３次元同時モードと連続モードのどちらかで行われる。３次元同時モードは、アレーのすべてのアンテナからの複数の信号列すべてを同時に処理して、１ステップで到達時間とチャネル係数とを決定するモードである。これに対して、連続モードでは２ステップで到達時間とチャネル係数とを決定する。連続モードの第１ステップでは、複数アンテナから得られる複数信号列を同時に処理して、複数信号列に対する到達時間と到来方向とを求める。連続モードの第２ステップでは、第１ステップで求めた到来方向情報を含む複数の信号列を同時に処理して、ドップラーシフトに基づきチャネル係数の推定を改善する。なお、２つのステップの順番は逆であっても良い。すなわち、第１ステップで到達時間とドップラーシフトとを求め、第２ステップでは第１ステップで求めたドップラーシフト情報を含む複数の信号列を同時に処理してチャネル推定値を改善する順番でも良い。
【０１２９】
図１８Ａは、時空間統合探索チャネル推定器２４-１８Ａの一つの実施形態を示した図であり、アンテナアレー２２-１８Ａもあわせて示している。アンテナアレー２２-１８Ａとして、４つのアンテナ素子２２-１８Ａ-１から２２-１８Ａ-４を用いる例を示している。ここで、アンテナ素子２２-１８Ａ-１から２２-１８Ａ-４を一様線形アレー(ULA)として示しているが、一様線形アレー以外のアンテナ構成も可能であり、アンテナアレー中のアンテナ素子数も４に限定されるものではない。無線周波数処理がなされた後、アンテナ素子で得られた信号はベースバンド信号として統合探索チャネル推定器２４-１８Ａに入力され、図１８Ａには示していない検出器に伝えられる。
【０１３０】
統合探索チャネル推定器２４-１８Ａは、アンテナ信号行列処理部４０-１８Ａを備える。示した実施形態では、アンテナ信号行列処理部４０-１８Ａは、アンテナ信号行列生成器４２-１８Ａとアンテナ信号行列メモリ４４-１８Ａとからなる。ノンパラメトリック手法を用いる図１８Ａでは行列分析部は相関器５０-１８Ａとなり、アンテナ信号行列メモリ４４-１８Ａに蓄えられた複素値を処理する。相関器５０-１８Ａはフィルタからなる。相関器５０-１８Ａにおいて生成された出力値は、相関器出力値メモリ５２-１８Ａなどに蓄積される。統合探索チャネル推定器２４-１８Ａは、さらにチャネル推定(CE)生成部６０-１８Ａを備える。示した実施形態では、チャネル推定(CE)生成部６０-１８Ａは、相関出力分析部６２-１８Ａと検出器インタフェース６４-１８Ａとからなる。検出器インタフェース６４-１８Ａは、波ごとに到達時間(TOA)とチャネル係数(CC)とを含むチャネル推定値を生成する。図１８Ａにおいて、検出器インタフェース６４-１８Ａから出力される到達時間とチャネル係数は、それぞれライン６６-１８Ａと６８-１８Ａとを介して検出器に伝えられる。
【０１３１】
図１８Ａの統合探索チャネル推定器２４-１８Ａにおいて、アンテナ行列処理部４０-１８Ａは、アンテナ素子で受信したパイロットセットT１-T４などのパイロットデータセット列信号をサンプリングする。サンプリングされた信号を用いて、アンテナ信号行列生成部４２-１８Ａは、図１９に示すアンテナ信号行列１３０などのアンテナ信号行列を生成する。アンテナ信号行列１３０はアンテナ行列メモリ４４-１８Ａなどに格納される。
【０１３２】
アンテナ信号行列１３０は、機能的には関連のある３次元の行列である。すなわち、複素サンプルは、３つの異なるインデックスで指定されるアンテナ信号行列１３０に格納される。図１９のアンテナ信号行列１３０では、第１のインデックスは図１９のX軸となるサンプリング窓時間インデックスとなる。拡散符号などの符号を用いる実施形態においては、第１のインデックスはチップインデックスとなる。したがって、サンプリング窓時間インデックスは、サンプリング窓の開始時点からの時間を表す。
【０１３３】
図１９のアンテナ信号行列１３０では、Y軸の第２のインデックスはアンテナインデックスとなる。アンテナインデックスは、アンテナ信号行列１３０の行を示し、各行はアンテナアレー２２の各アンテナ素子に対応する。図１９のアンテナ信号行列は４行であるが、これは先に示した４つのアンテナ素子からなるアンテナアレー例に対応している。なお、アンテナアレーのアンテナ数、アンテナ信号行列１３０の行数、アンテナインデックスの最大値は、受信機ごとに異なる値となり得る。ここでの４つのアンテナ構成は、例として示したものである。
【０１３４】
図１９のアンテナ信号行列１３０では、Z軸の第３のインデックスはパイロットセットインデックスとなる。パイロットセットインデックスは、どのパイロットデータセットからサンプルが得られたかを示すものである。例えば、パイロットセットインデックスT１は、サンプルがパイロットセットセットT１から得られたことを示し、パイロットセットインデックスT２は、サンプルがパイロットセットセットT２から得られたことを示す。これらは、行列１３０と連続パイロットデータセットを含む受信信号とを結んでいる矢印で示されている。パイロットセットインデックスは、アンテナ信号行列１３０の異なる平面を示し、各平面はそれぞれのパイロットデータセットに対応する。
【０１３５】
図１９のアンテナ信号行列１３０は４つの平面であるが、これはアンテナ信号行列が４つの連続するパイロットデータセットを含むことを示している。アンテナ信号行列中のパイロットデータセット数、すなわちパイロットセットインデックスの最大値は、受信機ごとに異なる値となり得る。ここでの４つのパイロットデータセット構成は、例として示したものである。一般に、時空間統合探索チャネル推定器が同時に補足するパイロットデータセット数は、ドップラーの変化速度に依存する。タップ数／入射波数はマルチパスに依存する。すなわち、オープンな空間においては、一つの直接波のみとなり、チャネルインパルス応答においては１つのチャネル／タップ係数のみとなる。
【０１３６】
簡潔に記すために、図１９のアンテナ信号行列１３０には、アンテナから得られた複素値を含むアンテナ信号行列中の複素値を記していない。このような複素値は、図１９において第４の次元として示すことができる。
【０１３７】
図１９のアンテナ信号行列１３０において、具体的にはアンテナ要素の間隔がそれ程離れていないようなWCDMAの場合において、アンテナアレーに到達する平面波は同一のサンプリング窓時間インデックス（あるいはチップインデックス）に到達するものと考えることができる。
【０１３８】
波がアンテナ素子に、別々の時間に、サンプリング時間間隔に比べて小さい時間差で届いたとすると、図１９のアンテナ信号行列１３０の列に蓄えられた複素値の位相値θは、行ごとに異なる（例えば、０）。アンテナ素子が同間隔で並んでいるアレーでは、同一列における隣り合う行間での位相差は、雑音を考慮しなければ同一になる。いずれの間隔であっても、時間軸（到来波の到達時間）での位相変化率が、上述のように列から構成されるベクトルの位相回転速度すなわち周波数となる。この列ごとの周波数が、到来方向(DOA)を与える。アンテナ信号行列１３０の列には複数のありうべき周波数が存在するが、この場合にはそれぞれのありうべき周波数が異なる波のありうべき到来方向(DOA)に対応することになる。ここで用いるノンパラメトリック手法においては、複数のありうべき周波数は連続値となる。複数のありうべき到来方向周波数は、周波数インデックス「n１」で表現される。
【０１３９】
同様に、アンテナ信号行列１３０の「Z」軸方向の各平面の複素値は、異なる位相値θをもつ。アンテナ信号行列１３０のZ軸に沿ったの種々の「Z」平面要素が異なる位相値をもつのは、受信した複数のパイロットデータセット列から検出されるありうべきドップラーシフトのためである。連続パイロットデータセット間でのZ軸方向の位相時間変化率は、ドップラーシフトに対応する周波数となる。アンテナ信号行列１３０のZ軸方向には複数のありうべき周波数が存在するが、この場合にはそれぞれのありうべき周波数が波のありうべきドップラーシフト(DS)に対応することになる。複数のありうべきドップラーシフト周波数は、周波数インデックス「n２」で表現される。
【０１４０】
図１８Ａのチャネル推定生成部６０-１８Ａは、アンテナ信号行列１３０に蓄えられた複素値に基づいて「合成」チャネル推定を行う。上述のように、アンテナアレー２２-１８Ａは複数のアンテナ要素から構成されているため、波が到達するチャネルは複数存在し、チャネルインパルス応答あるいはチャネル推定値はそれぞれのチャネルごとに異なる。しかしながら、上述のように複素サンプルをアンテナ信号行列１３０に蓄え、到達時間(TOA)とチャネル係数とをアンテナ信号行列１３０全体において同時に求めることで、チャネル推定生成部６０-１８Ａはすべてのアンテナ要素のすべてのチャネルに対するチャネル推定を行うことができる。すなわち、「合成」チャネル推定を行う。
【０１４１】
合成チャネル推定値は、上述のように、サンプリング窓における到来波ごとの到達時間(TOA)とチャネル係数とからなる。ここで、到達時間(TOA)とチャネル係数とは関連づけられている。したがって、チャネル推定値は、到達時間(TOA)とチャネル係数とからなるデータペアのセットとなる。そのため、相関器５０-１８Ａでは、アンテナ信号行列１３０中で到来波を最もよく示す値すなわち「トーン」をサンプリング窓において見つける処理が行われる。
【０１４２】
アンテナ信号行列１３０中で到来波を最もよく示す値すなわち「トーン」を見つける処理は、パラメトリック手法やノンパラメトリック手法などの種々の手法で行うことができる。以下では、３次元同時モードで用いる高速フーリエ変換(FFT)による手法を、相関器５０-１８Ａを用いたノンパラメトリック型手法の一つの代表例として示す。
【０１４３】
図２０は、高速フーリエ変換(FFT)を用いたときに相関器５０-１８Ａと分析部６２-１８Ａにおいて実行される基本ステップの一例を示したものである。３次元同時モードで動作する時空間統合探索チャネル推定器の実施形態として、図２０とともに図２１において、アンテナ信号行列、ドップラー重み及びアンテナ重みベクトル、ノンパラメトリック推定出力ベクトルを示している。ステップ２０-１において、図１８Ａの相関器５０-１８Ａは式８を計算する。
【０１４４】
Y(n１,n２,t) = FFT(n１, n２, X(:,:t))    （式８）
ここで、tはサンプリング窓時間インデックス、X(:,:,t)は複素アンテナ行列(コロン「：」は１サンプリング窓時間インデックスにおけるすべてのアンテナインデックスを示す）、n１は到来方向周波数インデックス、n２はドップラーシフトインデックスである。FFT計算はベースバンド信号に対しての２次元FFTであり、ドップラーシフト周波数に対応する。FFT計算はベースバンド信号に対しての２次元FFTであり、周波数インデックスn１として示される到来方向と、周波数インデックスn２として示されるドップラーシフトとに対応する。
【０１４５】
式８を用いて計算された相関器５０-１８Ａの出力値Y(n１, n２,t)は、相関出力値として保存される。相関出力値は、図１８Ａの相関出力値メモリ５２-１８Ａなどに保存される。
【０１４６】
チャネル推定(CE)生成部６０-１８Ａの相関出力分析部６２-１８Ａは相関出力値Y(n１, n２, t)を調べ，最大絶対値｜Y(n１, n２, ,t)｜maxをステップ２０-２で求める。相関出力分析部６２-１８Ａは、最大絶対値｜Y(n１, n２, t)｜maxを用いて、サンプリング窓内の到来波の到来方向(DOA)と到達時間(TOA)とを求める。すなわち、ステップ２０-３において、相関出力分析部６２-１８Ａは、｜Y(n１, n２, t)｜maxとなるサンプリング窓時間インデックスt_maxを到来波の到達時間とする。また、ステップ２０-４において、相関出力分析部６２-１８Ａは、｜Y(n１, n２,t)｜maxとなる周波数インデックスn１_maxを到来波の到来方向(DOA)とする。さらに、ステップ２０-５において、相関出力分析部６２-１８Ａは、｜Y(n１, n２,t)｜maxとなるインデックスn２_maxを到来波のドップラーシフトとする。
【０１４７】
到来波の振幅は、相関出力分析部６２-１８Ａにおいて｜Y(n１, n２, t)｜maxをアンテナアレーを構成するアンテナ数と行列１３０に含まれるパイロットデータセット数との積で割ることで求められる（ステップ２０-６）。
【０１４８】
式８と図２０のステップは、一般的なFFT計算を示したものである。図１の符号生成部３０を用いるようなCDMAにおいては、式９のような式８の修正版でもってFFT計算を行うことができる。
【０１４９】
Y(n１,n２,t) =ΣCj* FFT(n１, n２, X(:,:,:t)),j = １,K    （式９）
式９は式１から理解できよう。ここで、Cjは符号シーケンスシンボル値j、Kは符号シーケンス長である。
【０１５０】
時空間統合探索チャネル推定器２４-１８Ａにおける処理で得られた正しいチャネル推定値は、時空間シグネチャとして検出器に伝えられる。空間シグネチャは到来方向を、時間シグネチャはドップラーシフトを含む。到達時間ならびにアンテナ素子ごとのチャネル係数(CC)は到来方向(DOA)とドップラーシフトから計算される。到達時間(TOA)とチャネル係数(CC)とは、図１８Ａのライン６６-１８Ａと６８-１８Ａを介して検出器に伝えられる。
【０１５１】
上述のように、各波のチャネル係数(CC)は、到来方向(DOA)とドップラーシフト(DS)から計算される。ステップ１８-４において、分析部６２-１８Ａは、｜Y(n１, n２, t)｜maxとなる周波数インデックスn１_maxを決め、到来波の到来方向(DOA)とする。すなわち、この周波数インデックスがθなどの到来方向に対応する。また、分析部６２-１８Ａは、｜Y(n１, n２, t)｜maxとなる周波数インデックスn２_maxを決め、到来波のドップラーシフトとする。すなわち、この周波数インデックスがドップラーシフトに対応する。したがって、アレー伝播ベクトルなどのチャネルインパルス応答ベクトルxは、同一イソトロピックアンテナ素子の場合、式１０にしたがって検出器インタフェース６４-１８Ａから出力される。
【０１５２】
X=[(１,e(jkd*sinθ),e(jkd*２sinθ) ,…e (jkd*(K-１)sinθ) )*C０;
(１,e(jkd*sinθ),e(jkd*２sinθ) ,…e (jkd*(K-１)sinθ) )*C１; …
(１,e(jkd*sinθ),e(jkd*２sinθ) ,…e (jkd*(K-１)sinθ) )*CN    （式１０）
式１０において、CN= e (j２πfTN=H) であり、Hなどのパラメータは既に定義済みである。
【０１５３】
チャネル推定(CE)生成部６０-１８Ａ中の検出器インタフェース６４-１８Ａの役割は、到達時間(TOA)と、到来方向とドップラーシフトから得られるチャネル係数(CC)とを式１１などに基づいて求めることである。他の実施形態では、図１の検出器２６などの検出器自身が、到達時間(TOA)、到来方向(DOA)、ドップラーシフトを到来波ごとに求め、到来方向(DOA)情報ならびにドップラーシフト情報に対応する波ごとにチャネル係数を求めることもあり得る。このような構成では、到達時間、到来方向、ドップラーシフトが検出器インタフェース６４-１８Ａから検出器に出力される。
【０１５４】
式８や式９を計算する相関器５０-１８Ａは、３次元同時モードの動作例である。式８や、WCDMA環境のときの式９によれば、アンテナアレーのすべてのアンテナからの信号を複数列として同時に考慮することで、到達時間とチャネル係数とを単一ステップで求めることができるためである。すなわち、３次元同時モードとして示した例では、式８や式９の高速フーリエ変換(FFT)の引数はn１, n２, X(:,:t)の３つであり、FFTはこれらの引数を同時に処理する。
【０１５５】
３次元同時モードに対して、到達時間とチャネル係数を２ステップで決定するのが連続モードである。連続モードの第１の別の実現方法の第１ステップでは、複数のアンテナからの信号の複数列の第１を同時に考慮して、到達時間と到来方向とを決定する。例えば、連続モードの第１の別の実現方法における第１ステップでは、式１やWCDMA環境での式２などといったFFTを用いる。第１ステップでの第１のFFT計算結果から、到達時間(TOA)と仮チャネル係数が求められる。次いで、連続モードの第１の別の実現方法の第２ステップでは、第１ステップで求めた到来方向を有する複数列をさらに入力して、仮チャネル係数をドップラーシフトなどのありうべき周波数シフトを考慮して更新する。連続モードの第２の別の実現方法では、ステップの順番が逆となる。すなわち、第１ステップでは、時間領域でFFTを行い、到達時間と仮チャネル係数とを求める。第２ステップでは、空間領域でのFFTにより、仮チャネル係数を更新する。
【０１５６】
図２２Ａと図２２Ｂに、ノンパラメトリック手法を用いた連続モードの第１の別の実現方法での手順を図２３とともに示す。図２２Ａと図２２Ｂは、連続時空間統合探索チャネル推定器の実施形態におけるアンテナ信号行列、アンテナ重みベクトル、ノンパラメトリック推定出力ベクトルとを示している。図２２Ａにおいて、空間領域においてFFTを実行し、アンテナ行列の時間間隔ごとにFFTベクトルWiで示されるFFT値を計算する。そして、最大絶対値をとる到来方向インデックスと時間インデックスとを選択し、到達時間を決定する。なお、このインデックスがすべての時間間隔で一致しない場合には、多数決判定などの手法により、インデックスを決定する。
【０１５７】
到達時間インデックスと到来方向インデックスを決定した後、FFT周波数ベクトルWjで示しているように、これらのFFTサンプルに対して時間方向にさらにFFT計算を行う。図２２Ｂは、到達時間と到来方向で指定される空間フィルタリングされたサンプル（図中の灰色）に対して、時間ベクトルでフィルタリングを行う様子を示している。第２のFFT処理の後、最大値を有するサンプルからチャネル推定値が得られる。図２３のステップ２３-１からステップ２３-７も、連続モード第１の別の実現方法の手順を示したものである。
【０１５８】
図２４Ａと図２４Ｂに、ノンパラメトリック手法を用いた連続モードの第２の別の実現方法での手順を図２５とともに示す。図２４Ａと図２４Ｂは、アンテナ信号行列、ドップラー重みベクトル、ノンパラメトリック推定出力ベクトルを示している。図２４Ａにおいて、時間領域においてFFTを実行し、アンテナ行列の時間間隔ごとにFFTベクトルWjで示されるFFT値を計算する。そして、最大絶対値をとるドップラーインデックスと時間インデックスとを選択し、到達時間を決定する。なお、このインデックスがすべての時間間隔で一致しない場合には、多数決判定などの手法により、インデックスを決定する。到達時間インデックスとドップラーインデックスを決定した後、FFT周波数ベクトルWiで示しているように、これらのFFTサンプルに対して空間方向にさらにFFT計算を行う。図２４Ｂは、到達時間とドップラーシフトで指定される空間フィルタリングされたサンプル（図中の灰色）に対して、空間ベクトルでフィルタリングを行う様子を示している。第２のFFT処理の後、最大値を有するサンプルからチャネル推定値が得られる。図２５のステップ２５-１からステップ２５-７も、連続モード第２の別の実現方法の処理を示したものである。
【０１５９】
図１８Ａの統合探索チャネル推定器は、高速フーリエ変換(FFT)計算を行うフィルタなどのノンパラメトリック型相関器を備えるが、統合探索チャネル推定器がパラメトリック手法を用いる実施形態も可能である。図１８Ａの実施形態と同じように、図１８Ｂにパラメトリック手法を用いる時空間統合探索チャネル推定器２４-１８Ｂを、アンテナアレー２２-１８Ｂとともに示す。アンテナアレー２２-１８Ｂは、４つのアンテナ素子２２-１８Ｂ-１から２２-１８Ｂ-４からなる。アンテナ素子で得られた信号それぞれは、統合探索チャネル推定器２４-１８Ｂに入力され、図１８Ｂには図示していない検出器に伝えられる。
【０１６０】
上述の実施形態と同じように、統合探索チャネル推定器２４-１８Ｂは、アンテナ信号行列生成器４２-１８Ｂとアンテナ信号行列メモリ４４-１８Ｂとからなるアンテナ信号行列処理部４０-１８Ｂを備え、上述のノンパラメトリック手法の実施形態と同様の動作をする。例えば、アンテナ信号行列メモリ４４-１８Ｂに蓄えられた複素ベースバンド値は行列１３０として考えることができ、サンプリング窓時間インデックスを持つ。アンテナ信号行列１３０については図１９を用いて先に説明した。
【０１６１】
統合探索チャネル推定器２４-１８Ｂは、さらにパラメトリック出力推定ベクトルを出力するパラメトリック推定部５１-１８Ｂを備える。また、先の実施形態と同様、統合探索チャネル推定器２４-１８Ｂは、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-１８Ｂと復調インタフェース６４-１８Ｂとからなるチャネル推定生成部６０-１８Ｂを備える。
【０１６２】
図２６は、時空間統合探索チャネル推定器の実施形態におけるアンテナ信号行列とパラメトリック推定出力ベクトルを示したものである。ノンパラメトリック推定と同様、パラメトリック手法においても３次元同時モードと連続モードのどちらでも実現可能である。なお、連続モードにおいては、二つの異なる実現方法がある。
【０１６３】
図２７に、パラメトリック３次元同時モードにおける基本ステップを示す。ステップ２７-１において、統合探索チャネル推定器２４-１８Ｂはパラメトリック推定出力ベクトルを生成する。ステップ２７-２において、分析部６２-１８Ｂは、パラメトリック推定出力ベクトルの「適格」値を検出する。
【０１６４】
ステップ２７-３において、パラメトリック出力推定ベクトル分析部６２-１８Ｂは、適格値をとるサンプリング窓時間インデックスt、すなわちパラメトリック推定出力ベクトルの絶対値が最大／適格値となる時間インデックスtを到達時間(TOA)とする。
【０１６５】
ステップ２７-４において、パラメトリック出力推定ベクトル分析部６２-１８Ｂは、パラメトリック推定出力ベクトルの絶対値が最大／適格値となる時空間周波数を、時空間周波数パラメータとする。
【０１６６】
ステップ２７-５において、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-１８Ｂは、ステップ２７-２で求めた到達時間における時空間振幅値を振幅とする。
【０１６７】
以上の説明から、サンプリング窓においては、一つ以上の入射波の情報が含まれることもあり得ることが理解できよう。例えば、図２６のパラメトリック推定出力ベクトル１４０において、パラメトリック推定出力ベクトル分析部６２-１８Ｂは高い値を他にも検出することがあり、適格値であるこれらの高い値ごとに到来波が識別される。
【０１６８】
図２８Ａと図２８Ｂに、パラメトリック手法を用いた連続モードの第１の別の実現方法での手順を図２９とともに示す。図２８Ａと図２８Ｂは、第１の別の実現方法におけるパラメトリック手法を用いた連続統合探索チャネル推定器を示している。図２８Ａと図２８Ｂにおいて、まず空間次元においてパラメトリック処理を行い、時間送信間隔における時点ごとに空間周波数パラメータを求める。到達時間は、最大の絶対値を有する空間周波数振幅値を選択することで求められる。到来方向(DOA)は、空間周波数パラメータの値となる。ここで、到達時間がすべての時間間隔で一致しない場合には、多数決判定などの手法により、到達時間を決定する。図２８Ｂに示すように、到達時間インデックスと到来方向インデックスを決定した後、これらのサンプルに対して時間方向にパラメトリック処理を行う。第２の処理の後、時間パラメータからチャネル推定値が得られる。図２９のステップ２９-１からステップ２９-５も、パラメトリック連続モード第１の別の実現方法の手順を示したものである。
【０１６９】
図３０Ａと図３０Ｂに、パラメトリック手法を用いた連続モードの第２の別の実現方法での手順を示す。図３０Ａと図３０Ｂにおいて、まず時間次元においてパラメトリック処理を行い、時間送信間隔における時点ごとに時間周波数パラメータを求める。到達時間は、最大の絶対値を有する時間周波数振幅値を選択することで求められる。ドップラーシフト周波数(DSF)は、時間周波数パラメータの値となる。ここで、到達時間がすべての時間間隔で一致しない場合には、多数決判定などの手法により、到達時間を決定する。図３０Bに示すように、到達時間インデックスとDSFを決定した後、これらのサンプルに対して空間方向にパラメトリック処理を行う。第２の処理の後、空間パラメータからチャネル推定値が得られる。図３１のステップ３１-１からステップ３１-７も、パラメトリック連続モード第２の別の実現方法の手順を示したものである。
【０１７０】
上述のノンパラメトリックFFT型相関器やパラメトリック線形結合論理手法は、到来波に対応するアンテナ信号行列１３０における値や「トーン」を見つけるための２つの手法例である。他のパラメトリック手法として、「スペクトル分析入門、ストイカ、ペトレ、モーゼス、ランドルフ共著、ISBN-013-258419-0, プレンティス・ホール社発行（「Stoica, Petre, Moses, Rnadolph : Introduction To Spectral Analysis, ISBN-013-258419-0, Prentice Hall」）に記されている手法などを用いることができる。そのため、ここでは本書全体、特に第４章が引用により本明細書に組み込まれる。
【０１７１】
上記の時空間統合探索チャネル推定器ならびに手法は、複数の受信アンテナを備える受信機に適している。すなわち、時空間統合探索チャネル推定器は、特に複数のアンテナを備える基地局に適している。また、複数のアンテナを備える移動端末に対しても、時空間統合探索チャネル推定器を適用することができる。
【０１７２】
統合探索チャネル推定器は、検出及び推定処理を多次元でかつ最適に行うアプローチである。ここで示した多次元統合探索チャネル推定器は、従来の１次元探索器よりも高性能である。多次元統合探索チャネル推定器は、到達時間の検出を行うことのできるSINRを向上させることができ、正確な到達時間が得られる確率が高くなる。これにより、より良いチャネル推定値を得ることが可能となる。
【０１７３】
ここで示した統合探索チャネル推定器の実現手法の観点からは、種々の実施形態におけるブロック、ユニット、機能は様々な形態をとり得る。例えば、個別のハードウェア回路、適切にプログラムされたディジタルマイクロプロセッサあるいは汎用コンピュータと組み合わせて機能するソフトウェア、特定用途向け集積回路(ASIC)、１つあるいは複数のディジタルシグナルプロセッサ(DSP)などでもって、 統合探索チャネル推定器の１つあるいは複数の機能を実現することができることは専門家であれば理解できよう。また、統合探索チャネル推定器の機能は、ここで示した形態である必要もない。例えば、機能を、分散して、組み合わせて、分割して、再構成して配置したとしても、同一の機能を実現することができる。
【０１７４】
上記においては実現例のいくつかとしてWCDMAを用いる例を示したが、統合探索チャネル推定器の利用方法や動作は、WCDMA伝送に限定されるものではない。ここで示した原理、技術、手段、装置は、WCDMAのみならずGSMなどといった他の種類のネットワークに対しても適用可能である。
【０１７５】
上記においては、説明を明解にするために、無線受信機構造や動作において本質ではない部位の説明を省いている。すなわち、パルスシェイピング、サンプリング周波数、時間ジッタ、時間整列、復調、シンボル間干渉(ISI)、チャネル間干渉(CCI)などといった専門家であれば理解できるような部位の説明は省いている。
【０１７６】
以上、現時点でもっとも現実的でかつ好適であると考えられる実施形態で本発明を説明したが、本発明はここに示した実施形態に限定されるものではなく、種々の修正や同等の構成などをも網羅するものであることが理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【０１７７】
【図１】統合探索チャネル推定器を備える汎用無線通信受信機の例を示す図である。
【図２Ａ】、
【図２Ｂ】空間統合探索チャネル推定器の種々の実施形態をアンテナアレーとともに示した図である。
【図３】送信アンテナから無線通信受信機のアンテナアレーまで３つの異なるマルチパスを介して信号が伝送される様子を示した図である。
【図４】アンテナアレーに伝播する波の様子を示す図である。
【図５Ａ】、
【図５Ｂ】アンテナアレーに波が到来したときに得られる信号を示す図である。
【図６】アンテナ信号行列を示す図である。
【図７】空間統合探索チャネル推定器の実施形態において、ノンパラメトリック分析手法を用いる行列分析部とチャネル推定生成部で実行される基本ステップを示す図である。
【図８Ａ】、
【図８Ｂ】、
【図８Ｃ（１）】、
【図８Ｃ（２）】、
【図８Ｃ（３）】空間統合探索チャネル推定器の性能と従来の探索器の性能とを比較するための動作評価結果を示す図である。
【図９Ａ】アンテナ信号行列、アンテナ重みベクトル、ノンパラメトリック出力推定ベクトルを示す図である。
【図９Ｂ】アンテナ信号行列とパラメトリック出力推定ベクトルを示す図である。
【図１０】空間統合探索チャネル推定器の実施形態において、パラメトリック分析手法を用いる行列分析部とチャネル推定生成部で実行される基本ステップを示す図である。
【図１１】統合探索チャネル推定器における信号出力のコヒーレント結合を示す図である。
【図１２】図１１におけるコヒーレント結合を可能とするアンテナ重みベクトルを示す図である。
【図１３Ａ】ノンパラメトリック分析手法を用いる行列分析部を備える時間統合探索チャネル推定器の実施形態をアンテナアレーとともに示した図である。
【図１３Ｂ】パラメトリック分析手法を用いる行列分析部を備える時間統合探索チャネル推定器の実施形態をアンテナアレーとともに示した図である。
【図１４】時間統合探索チャネル推定器を用いる受信機において受信されるパイロットデータセット列とユーザデータセット列を、時間統合探索チャネル推定器において用いるアンテナ信号行列とともに示した図である。
【図１５】時間統合探索チャネル推定器の実施形態において、ノンパラメトリック分析手法を用いる行列分析部とチャネル推定生成部で実行される基本ステップを示す図である。
【図１６Ａ】時間統合探索チャネル推定器におけるアンテナ信号行列、ドップラー重みベクトル、ノンパラメトリック出力推定ベクトルを示す図である。
【図１６Ｂ】時間統合探索チャネル推定器におけるアンテナ信号行列とパラメトリック出力推定ベクトルを示す図である。
【図１７】時間統合探索チャネル推定器の実施形態において、パラメトリック分析手法を用いる行列分析部とチャネル推定生成部で実行される基本ステップを示す図である。
【図１８Ａ】ノンパラメトリック分析手法を用いる行列分析部を備える時空間統合探索チャネル推定器の実施形態をアンテナアレーとともに示した図である。
【図１８Ｂ】パラメトリック分析手法を用いる行列分析部を備える時空間統合探索チャネル推定器の実施形態をアンテナアレーとともに示した図である。
【図１９】時空間統合探索チャネル推定器を用いる受信機において受信されるパイロットデータセット列とユーザデータセット列を、利用するアンテナ信号行列とともに示した図である。
【図２０】時空間統合探索チャネル推定器の実施形態において、ノンパラメトリック分析手法を用いる行列分析部とチャネル推定生成部で実行される基本ステップを示す図である。
【図２１】３次元同時モードで動作する時空間統合探索チャネル推定器の実施形態におけるンテナ信号行列、ドップラー重み及びアンテナ重みベクトル、ノンパラメトリック出力推定ベクトルを示す図である。
【図２２Ａ】、
【図２２Ｂ】ノンパラメトリック連続時空間統合探索チャネル推定器の第１の別の実現方法の動作を示す図である。
【図２３】空間処理の後に時間処理を行う時空間連続モードにおけるノンパラメトリック手法の手順を示す図である。
【図２４Ａ】、
【図２４Ｂ】ノンパラメトリック連続時空間統合探索チャネル推定器の第２の別の実現方法の動作を示す図である。
【図２５】時間処理の後に空間処理を行う時空間連続モードにおけるノンパラメトリック手法の手順を示す図である。
【図２６】時空間統合探索チャネル推定器の実施形態におけるアンテナ信号行列とパラメトリック推定出力ベクトルを示す図である。
【図２７】時空間統合探索チャネル推定器の実施形態において、パラメトリック分析手法を用いる行列分析部とチャネル推定生成部で実行される基本ステップを示す図である。
【図２８Ａ】、
【図２８Ｂ】パラメトリック連続時空間統合探索チャネル推定器の第１の別の実現方法の動作を示す図である。
【図２９】空間処理の後に時間処理を行う時空間連続モードにおけるパラメトリック手法の手順を示す図である。
【図３０Ａ】、
【図３０Ｂ】パラメトリック連続時空間統合探索チャネル推定器の第２の別の実現方法の動作を示す図である。
【図３１】時間処理の後に空間処理を行う時空間連続モードにおけるパラメトリック手法の手順を示す図である。
【図３２】従来の無線通信受信機を示す図である。
【図１】
2007512762.tif 000003
【図２Ａ】
2007512762.tif 000004
【図２Ｂ】
2007512762.tif 000005
【図３】
2007512762.tif 000006
【図４】
2007512762.tif 000007
【図５Ａ】
2007512762.tif 000008
【図５Ｂ】
2007512762.tif 000009
【図６】
2007512762.tif 000010
【図７】
2007512762.tif 000011
【図８Ａ】
2007512762.tif 000012
【図８Ｂ】
2007512762.tif 000013
【図８Ｃ（１）】
2007512762.tif 000014
【図８Ｃ（２）】
2007512762.tif 000015
【図８Ｃ（３）】
2007512762.tif 000016
【図９Ａ】
2007512762.tif 000017
【図９Ｂ】
2007512762.tif 000018
【図１０】
2007512762.tif 000019
【図１１】
2007512762.tif 000020
【図１２】
2007512762.tif 000021
【図１３Ａ】
2007512762.tif 000022
【図１３Ｂ】
2007512762.tif 000023
【図１４】
2007512762.tif 000024
【図１５】
2007512762.tif 000025
【図１６Ａ】
2007512762.tif 000026
【図１６Ｂ】
2007512762.tif 000027
【図１７】
2007512762.tif 000028
【図１８Ａ】
2007512762.tif 000029
【図１８Ｂ】
2007512762.tif 000030
【図１９】
2007512762.tif 000031
【図２０】
2007512762.tif 000032
【図２１】
2007512762.tif 000033
【図２２Ａ】
2007512762.tif 000034
【図２２Ｂ】
2007512762.tif 000035
【図２３】
2007512762.tif 000036
【図２４Ａ】
2007512762.tif 000037
【図２４Ｂ】
2007512762.tif 000038
【図２５】
2007512762.tif 000039
【図２６】
2007512762.tif 000040
【図２７】
2007512762.tif 000041
【図２８Ａ】
2007512762.tif 000042
【図２８Ｂ】
2007512762.tif 000043
【図２９】
2007512762.tif 000044
【図３０Ａ】
2007512762.tif 000045
【図３０Ｂ】
2007512762.tif 000046
【図３１】
2007512762.tif 000047
【図３２】
2007512762.tif 000048
【国際調査報告】
2007512762.tif 000049
2007512762.tif 000050