(57)【要約】複数のｎ個のランプ及び１つの直流電流負荷を独立に供給するために複数のｎ＋１個の制御パラメータを提供するよう構成された電力変換器は、通常、夫々のランプに対して１つであるｎ個の変換器を有する。この本発明の具体例としての実施例に従う電力変換器（１０〜５０）は、１つの場所をとる変換器（３０）及び１つの変圧器（Ｔｒ１）だけでなく、ｎ個の調節可能な共振回路（Ｌ２、Ｌ３、Ｃ５〜Ｃ８）を用いることによって、夫々のランプの独立制御を提供する。夫々の調節可能な共振回路は、磁気増幅器（Ｌ２、Ｌ３）を有する。有利に、これは、サイズの低減をもたらし、より小型で安価なＬＣＤの利用を可能とする。
2007508799.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの調節可能な共振回路を有する制御器回路を有し、
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、磁気増幅器を有する、
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、蛍光ガス放電ランプの動作を制御するよう構成される、ことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
【請求項３】
第１のパワー半導体、第２のパワー半導体、及び第１の制御回路を有し、直流入力電圧を第１の交流電圧に変換するハーフブリッジ回路と、
寄生直流電圧を交流電圧に変換する第１のキャパシタとを更に有し、
前記第１の制御回路は、前記第１及び第２のパワー半導体を、等しい導通時間間隔で周期的にオンとし、
前記第１及び第２のパワー半導体は、スイッチング損失の最小化のために、２つの連続した導通時間の間の零導通の非オーバーラップ時間間隔で動作し、
前記第１の交流電圧は、前記少なくとも１つの調節可能な共振回路から前記ハーフブリッジ回路を分離する変圧器の一次巻線へ供給され、
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路は、前記変圧器の第２の巻線に接続されている、
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換器。
【請求項４】
第３の交流電圧を直流出力電圧に変換する整流回路を更に有し、
該整流回路は、
該整流回路から前記ハーフブリッジ回路を分離するための前記変圧器の第３の巻線と、
直列インダクタと、
複数の直列キャパシタとを有し、
前記変圧器の第３の巻線は、前記第３の交流電圧を前記整流回路へ供給し、
前記直列インダクタ及び前記複数の直列キャパシタは、直列共振変換器を形成し、
該直列共振変換器は、前記整流回路の動作周波数へと調整される、
ことを特徴とする請求項３記載の電力変換器。
【請求項５】
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、前記変圧器の第２の巻線及び第４の巻線へ接続され、
前記変圧器の第２の巻線は、第１の極性を有する第２の交流電圧を供給し、前記第４の巻線は、第２の極性を有する第４の交流電圧を供給し、
前記第１及び第２の極性は、相反する、
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換器。
【請求項６】
前記ハーフブリッジ回路は、第２の制御回路を有し、
該第２の制御回路は、前記直流入力電圧の関数として、前記ハーフブリッジ回路のスイッチング周波数を制御する、
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換器。
【請求項７】
前記整流回路は、フルブリッジダイオード整流器及び直並列共振回路を有し、
該直並列共振回路は、第１のインダクタ、第２のインダクタ、第２のキャパシタ、及び第３のキャパシタを有し、
前記直並列共振回路は、前記変圧器の第３の巻線へ接続され、
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの第１の調節可能な共振回路は、第１の周波数特性を提供し、
前記整流回路は、第２の周波数特性を提供し、
前記第１の周波数特性及び前記第２の周波数特性は、互いに対応する、
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換器。
【請求項８】
第３の制御回路を有するフィードバック回路を有し、
前記第３の制御回路は、前記直流出力電圧を制御するために、前記ハーフブリッジ回路のスイッチング周波数を調整するよう構成される、
ことを特徴とする請求項７記載の電力変換器。
【請求項９】
本線整流回路及び昇圧変換器を更に有し、
前記本線整流回路は、第１の直流電圧を前記昇圧変換器へ供給し、
前記昇圧変換器は、直流入力電圧を前記ハーフブリッジ回路へ供給する、
ことを特徴とする請求項４記載の電力変換器。
【請求項１０】
少なくとも１つの調節可能な共振回路を有する制御可能な回路を有する電力変換器を有し、
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、磁気増幅器を有する、
ことを特徴とする液晶ディスプレイ。
【請求項１１】
第１のパワー半導体、第２のパワー半導体、及び第１の制御器回路を有し、直流入力電圧を第１の交流電圧に変換するハーフブリッジ回路、及び寄生直流電圧を交流電圧に変換する第１のキャパシタと、
少なくとも１つの調節可能な共振回路を有する制御器回路とを更に有し、
前記第１の制御回路は、前記第１及び第２のパワー半導体を、等しい導通時間間隔で周期的にオンとし、
前記第１及び第２のパワー半導体は、スイッチング損失の最小化のために、２つの連続した導通時間間隔の間の零導通の非オーバーラップ時間間隔で動作し、
前記第１の交流電圧は、前記少なくとも１つの調節可能な共振回路から前記ハーフブリッジ回路を分離する変圧器の一次巻線へ供給され、
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路は、前記変圧器の第２の巻線に接続され、
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、磁気増幅器を有し、
前記少なくとも１つの調節可能な共振回路の夫々の調節可能な共振回路は、蛍光ランプの動作を制御する、
ことを特徴とする請求項１０記載の液晶ディスプレイ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子電力変換に関する。更に具体的には、本発明は、電力変換器、及び電力変換器を有する液晶ディスプレイに関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換は、適正な電気エネルギーを電子回路、又は他の電気的に駆動される構成要素若しくは装置へと供給するために、重要な課題である。このような電力変換を用いる電気的に駆動される装置の一例は、液晶ディスプレイ（以下、ＬＣＤと呼ぶ。）である。ＬＣＤは、テレビ受像機（以下、ＬＣＤテレビと呼ぶ。）において使用されうる。ＬＣＤのバックライティングは、多くの電力を消費する。３０インチのＬＣＤテレビは、バックライトに約１００Ｗの電力を、及び信号処理に約１０Ｗの電力を消費する。更に、蛍光ランプを有するバックライティングは、４０ｋＨｚから８０ｋＨｚの交流電流源及び動作周波数を有する電力供給を必要とする。このような動作周波数は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流本線周波数よりも極めて高い。従って、ＬＣＤディスプレイの利用は、専用の電力供給ユニット又は電力変換器を必要とする。
【０００３】
ＷＯ００／３８４８３Ａ１は、蛍光ランプを駆動するための直流（ＤＣ）−交流（ＡＣ）変換器を開示する。当該回路は、ＬＣＣ共振変換器を使用することによって、第１の交流電圧を発生させる。留意すべきは、Ｌは誘導性、即ちインダクタに関し、Ｃは、キャパシタに関することである。第１の交流電圧は、変圧器を用いることによって第２の交流電圧に変換される。第２の交流電圧は、供給された蛍光ランプの所要の点灯電圧よりも高くなければならない。ＬＣＣ共振変換器のスイッチング周波数は、このようなランプ駆動部の唯一の制御パラメータである。従って、１つのパラメータしか制御され得ない。一般に、この１つの制御可能なパラメータは、全てのランプ電力レベルの和である。制御されるランプ電力が変更される場合には、２つの交流電圧も変化する。従って、一定の直流出力電圧は、更なる制御パラメータなしでは、更なる変圧器巻線及び整流回路により発生し得ない。
【０００４】
ＵＳ６，０２３，１３１は、液晶ディスプレイ用のバックライト装置を開示する。１つのサイリスタが、制御手段として、夫々のランプに直列に接続されている。
【０００５】
サイリスタは、約２０００から３０００ボルトピークの薄型蛍光ランプの点灯電圧に耐えるが、大きくて高価であるという欠点を有する。従って、単一のＬＣＤバックライティングシステムにおける複数の蛍光ランプの独立制御は、今日、複数のＤＣ−ＡＣ変換器を用いてのみ実現される。このとき、夫々のランプは、それ自体の個々の変換器を有する。このような電力変換システム又は電力変換器は、むしろサイズが大きいという欠点を有する。これは、特に、２８インチ又はそれ以上のサイズを有し、従って、１２から２０のランプ又はそれ以上を有するＬＣＤを含むバックライティングシステムに当てはまる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、改善された電力変換を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１に挙げられている本発明の具体例としての実施例に従って、上記目的は、少なくとも１つの調節可能な共振回路を有する制御器回路を有する電力変換器によって解決されうる。前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、磁気増幅器を有する。
【０００８】
言い換えると、本発明のこの具体例としての実施例に従って、少なくとも１つの磁気増幅器を有する電力変換器が設けられる。少なくとも１つの磁気増幅器のうちの夫々は、一体化されて、対応する調節可能な共振回路部を形成する。少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々は、対応するランプを制御する。
【０００９】
従って、多数の異なるランプが、互いに独立して電流を供給されうる。
【００１０】
請求項２に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、蛍光ランプ及び低圧ランプのうちの１つの動作を制御する。蛍光ランプは、ＬＣＤのバックグラウンド照明の部分であっても良く、蛍光ランプの夫々は、互いに独立して電流又は電圧を供給される。これは、動画を提示するＬＣＤのサンプル及びホールド効果、ひいては動作にじみを補償しうる、所謂走査バックライトを可能にする。
【００１１】
本発明のこの具体例としての実施例に従って、蛍光ガス放電ランプは、電力変換器の調節可能な共振回路によって制御されても良い。有利に、蛍光ガス放電ランプは、例えば、部屋の一般的な照明に使用されうる。
【００１２】
請求項３に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、電力変換器は、第１のパワー半導体、第２のパワー半導体、及び第１の制御回路を有し、直流入力電圧を第１の交流電圧に変換するハーフブリッジ回路を有する。更に、電力変換器は、第１のキャパシタを有する。有利に、この第１のキャパシタは、ハーフブリッジ回路の出力電圧の直流成分を除去し、結果として、ハーフブリッジ回路の出力において純然たる第１の交流電圧をもたらす。
【００１３】
有利に、第１の制御回路は、前記第１及び第２のパワー半導体を、等しい導通時間間隔で交互に、周期的にオンとする。有利に、第１及び第２のパワー半導体の動作の２つのオン時間周期の間には、例えば２００ナノ秒から１０００ナノ秒の短い時間間隔が存在する。このとき、２つのパワー半導体は、両方とも、オフとされている。所謂不感時間又は非オーバーラップ時間と呼ばれるこの時間間隔において、変圧器の相互インダクタンスでの蓄積エネルギー及び関連する電流は、全体として、２つのパワー半導体のスイッチング損失を低くする。
【００１４】
その場合に、ハーフブリッジ回路の第１の交流電圧は、前記少なくとも１つの調節可能な共振回路から前記ハーフブリッジ回路を分離する変圧器の一次巻線へ供給される。更に、前記少なくとも１つの調節可能な共振回路は、前記変圧器の第２の巻線に接続されている。有利に、分離は、本線電圧供給からの前記少なくとも１つの調節可能な共振回路の本線分離を提供する。
【００１５】
請求項４に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、電力変換器は、第３の交流電圧を直流出力電圧に変換する整流回路を更に有する。該整流回路は、該整流回路から前記ハーフブリッジ回路を分離するための前記変圧器の第３の巻線と、直列インダクタと、複数の直列キャパシタとを有する。これによって、前記変圧器の第３の巻線は、前記整流回路に供給するよう、前記第３の交流電圧を発生させる。前記直列インダクタ及び前記複数の直列キャパシタは、直列共振変換器を形成し、該直列共振変換器は、前記整流回路の動作周波数へと調整される。有利に、更なる第３の変圧器巻線及び整流回路は、努力を最小限に抑えて、直流供給電圧を供給する。直流供給電圧は、ＬＣＤディスプレイへ供給されても良い。ＬＣＤディスプレイは、ハーフブリッジ回路の直流入力電圧よりも極めて低い直流供給電圧を必要とする。
【００１６】
請求項５に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、夫々の調節可能な共振回路は、前記変圧器の第２の巻線及び第４の巻線へ電気的に接続されている。前記変圧器の２つの巻線は、反対の極性又は正弦波である２つの交流電圧を発生させる。有利に、本発明の具体例としての実施例に従って、蛍光ランプと接地された金属部、例えばリフレクタとの間の寄生容量は、ランプと接地との間の電界がより低くなることにより、より少ない漏れ電流しか導かない。更に、ケーブル及びコネクタは、また、全体の半分の電圧しか印加されない。これは、約３０００ボルトピーク以上の起動電圧を有する非常に長くて薄い冷陰極蛍光ランプをより使用する、３０インチ以上の大きさの液晶ディスプレイにとっては重要でありうる。
【００１７】
請求項６に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、前記ハーフブリッジ回路は、第２の制御回路を有し、該第２の制御回路は、前記直流入力電圧の関数として、前記ハーフブリッジ回路のスイッチング周波数を制御する。
【００１８】
有利に、本発明のこの具体例としての実施例の態様に従って、第２の制御回路は、内蔵の電圧制御発振器を有しても良い。電圧制御発振器は、２つのパワー半導体のスイッチング周波数、ひいてはハーフブリッジ回路のスイッチング周波数を発生させる。内蔵された電圧制御発振器は、制御器回路及び整流回路の電圧利得関数を用いることによって、本線の一時的遮断状態の場合に、減少しつつある直流入力電圧の影響を、変換された電力に補償するよう、直流入力電圧に比例するスイッチング周波数を低減するために使用されても良い。
【００１９】
請求項７に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、前記整流回路は、フルブリッジダイオード整流器及び直並列共振回路を有する。該直並列共振回路は、第１のインダクタ、即ち誘導性、第２のインダクタ、即ち誘導性、第２のキャパシタ、即ち容量性、及び第３のキャパシタ、即ち容量性を有する。前記直並列共振回路は、前記変圧器の第３の巻線へ接続されている。前記直並列共振回路は、バックライティングのランプを駆動するランプ制御ユニット内の前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの第１の調節可能な共振回路の周波数特性に類似する交流利得特性を提供するように、構成されても良い。有利に、この構成を用いることによって、本線の一時的遮断状態の間の直流入力電圧の電圧降下は、第２の制御回路を用いてハーフブリッジ回路のスイッチング周波数を変更することによって、部分的に補償されうる。
【００２０】
請求項８に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、電力変換器は、第３の制御回路を有するフィードバック回路を有する。前記第３の制御回路は、前記直流出力電圧を制御するために、前記ハーフブリッジ回路のスイッチング周波数を調整するよう構成される。
【００２１】
有利に、本発明のこの具体例としての実施例は、利用可能な制御パラメータの非常に効果的な使用を提供する。２つのパワー半導体のスイッチング周波数は、制御ループ内で直流出力電圧を管理するために使用され、一方、調整可能なインダクタは、夫々のランプを流れる電流を制御するために使用される。
【００２２】
請求項９に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、電力変換器は、本線整流回路及び昇圧変換器を更に有する。前記本線整流回路は、第１の直流電圧を前記昇圧変換器へ供給し、前記昇圧変換器は、直流入力電圧を前記ハーフブリッジ回路へ供給する。独自の制御器は、この直流入力電圧を安定させる。有利に、本発明のこの具体例としての実施例に従って、本線の一時的遮断状態である特別の動作状態は、ハーフブリッジ変換器の直流入力電圧範囲の変動をより小さくする。
【００２３】
請求項１０に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、液晶ディスプレイが設けられる。当該液晶ディスプレイは、少なくとも１つの調節可能な共振回路を有する制御可能な回路を有する電力変換器を有する。前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、磁気増幅器を有する。
【００２４】
言い換えると、本発明のこの具体例としての実施例に従って、少なくとも１つの磁気増幅器を有する電力変換器を有する液晶ディスプレイが設けられる。少なくとも１つの磁気増幅器のうちの夫々は、一体化されて、対応する調節可能な共振回路部を形成する。少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々は、対応するランプを制御する。
【００２５】
従って、多数の異なるランプが、互いに独立して電流を供給されうる。
【００２６】
請求項１１に挙げられている本発明の他の具体例としての実施例に従って、液晶ディスプレイは、第１のパワー半導体、第２のパワー半導体、及び第１の制御器回路を有するハーフブリッジ回路を更に有する。更に、液晶ディスプレイは、ハーフブリッジ回路の第１の直流出力電圧を遮るための第１のキャパシタと、少なくとも１つの調節可能な共振回路を有する制御器回路を有する。前記第１の制御回路は、前記第１及び第２のパワー半導体を、等しい導通時間間隔で周期的にオンとし、前記第１及び第２のパワー半導体は、スイッチング損失の最小化のために、２つの連続した導通時間間隔の間の零導通の非オーバーラップ時間間隔で動作する。前記第１の交流電圧は、前記変圧器の第２の巻線に接続された前記少なくとも１つの調節可能な共振回路から前記ハーフブリッジ回路を分離する変圧器の一次巻線へ供給される。更に、前記少なくとも１つの調節可能な共振回路のうちの夫々の調節可能な共振回路は、磁気増幅器を有し、蛍光ランプの動作を制御する。
【００２７】
有利に、本発明のこの具体例としての実施例に従って、蛍光ランプの夫々は、互いに独立して電流又は電圧を供給される。これは、動画を提示するＬＣＤのサンプル及びホールド効果、ひいては動作にじみを補償しうる、所謂走査バックライトを可能にする。
【００２８】
有利に、第１及び第２のパワー半導体の動作の２つのオン時間周期の間には、例えば２００ナノ秒から１０００ナノ秒の短い時間間隔が存在する。このとき、２つのパワー半導体は、両方とも、オフとされている。所謂不感時間又は非オーバーラップ時間と呼ばれるこの時間間隔において、変圧器の相互インダクタンスでの蓄積エネルギー及び関連する電流は、全体として、２つのパワー半導体のスイッチング損失を低くする。
【発明の効果】
【００２９】
明らかであるように、電力変換器は、夫々のランプに対して１つの調節可能な共振回路である複数の調節可能な共振回路を用いることによって、複数の蛍光ガス放電ランプのうちの夫々のランプの独立制御を提供することが、本発明の具体例としての実施例の利点である。夫々の調節可能な共振回路は、磁気増幅器を有する。有利に、１つのＤＣ／ＡＣ変換器しか必要とされず、これにより大きさの低減がもたらされる。これは、特に、１２又はそれ以上のランプを有する大型ＬＣＤのバックライティングシステムにおいて重要である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明の上記及び他の態様を、後述する実施例を参照して説明し、明らかとする。
【００３１】
以下、本発明の具体例としての実施例を、添付の図面を参照して説明する。
【００３２】
図１から７の記述に関し、同じ参照番号が、同一又は対応する要素に使用される。
【００３３】
図１に表された回路図は、本発明の具体例としての実施例に従う電力変換器を示す。電力変換器は、５個のサブ回路、即ち、本線整流回路１０、つまり交流（ＡＣ）／直流（ＤＣ）変換器を含む本線整流フロントエンド１０と、昇圧変換回路２０、つまりＤＣ／ＤＣ変換器と、ハーフブリッジ回路３０、つまりＤＣ／ＡＣ変換器と、第１の変圧器巻線ｎ１、第２の変圧器巻線ｎ２及び第３の変圧器巻線ｎ３を有する変圧器Ｔｒ１と、制御装置回路４０、つまりＡＣ／ＡＣ変換器と、整流回路５０、つまりＡＣ／ＤＣ整流器とに分けられても良い。
【００３４】
本発明に従う電力変換器は、ＬＣＤバックライティングシステムにおいて如何なる種類の蛍光ガス放電ランプをも駆動するよう構成されうる。蛍光ガス放電ランプは、所謂、冷陰極蛍光ランプ又は容量結合蛍光ランプに加えて更に、一般的な照明用途から知られる、所謂、熱陰極蛍光ランプであっても良い。留意すべきは、これらの異なる形式の蛍光ランプは、全て、異なる起動電圧と、異なる負荷インピーダンスとを有しうる。これらは、電力変換器の設計のための入力パラメータである。
【００３５】
ＡＣ／ＡＣ変換器、即ち制御器回路４０は、第２の変圧器巻線ｎ２の交流電圧を蛍光ランプ内の交流電流に変換するよう、ＬＣＤバックライティングの夫々のランプに対して１つである複数の交流回路網を有する。原理上は、複数の整流回路５０の全てが、異なる直流出力電圧を発生させるよう設けられても良い。従って、このアーキテクチャは、スカーレットと名付けられた拡張可能なシステムと考えられる。
【００３６】
本線整流回路１０は、約９０ボルトから２６４ボルトの間の入力電圧に対して、交流本線入力部を有する。更に、本線整流回路１０は、４つのダイオード１１、１２、１３、１４を有する。これらダイオードは、交流本線電圧が整流されるように配置されており、結果として、０ボルトから３７０ボルトの範囲にある直流電圧ＶＤＣ．１が得られる。本線整流回路１０の出力にある整流された直流電圧ＶＤＣ．１は、正弦波状の半波の形を有しても良い。
【００３７】
昇圧変換回路２０は、キャパシタＣ１、制御回路６、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ２及びスイッチＴ１を有する。スイッチＴ１は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴトランジスタと呼ぶ。）の形で実施されても良い。スイッチＴ１の制御入力部、即ち、ＭＯＳＦＥＴトランジスタスイッチのゲート電極は、制御回路６の出力部へ接続されている。
【００３８】
本線整流回路１０及び昇圧変換回路２０は、安定化直流入力電圧ＶＤＣ．２をハーフブリッジ回路３０へ供給する。安定化直流電圧を供給するために使用される本線整流回路１０及び昇圧変換回路２０は、両方とも、当該技術分野においてよく知られており、従って、それほど詳細には記述しない。昇圧変換回路２０の出力電圧は、通常動作で、例えば４００ボルトの電圧に制限されても良い。本発明に従う昇圧変換回路２０の特別の動作状態は、本線の一時的遮断状態（ｍａｉｎｓ  ｄｉｐ）である。このような場合に、交流本線電圧は、例えば２０ミリ秒という短い時間間隔の間、オフとされる。この時間間隔の間に、昇圧変換回路２０の出力キャパシタＣ２は、昇圧変換回路によって充電されず、スカーレット回路、即ち電力変換器は、Ｃ２を、例えば３００ボルトに至るまで放電する。これは、本線の一時的遮断状態にある特別の動作状態の下で、スカーレット回路の増大された直流入力電圧ＶＤＣ．２の範囲をもたらしうる。
【００３９】
ハーフブリッジ回路３０は、ＶＡ（ｔ）の電圧立ち上がり時間を制限するよう、第１の制御回路１、第２の制御回路２、第１のパワー半導体Ｔ２、第２のパワー半導体Ｔ３、第１のキャパシタＣ４及びキャパシタＣ３を有する。２つのパワー半導体Ｔ２、Ｔ３は、夫々、ハーフブリッジ構成において夫々のパワーＭＯＳＦＥＴの形で実施されても良く、パルス直流電圧ＶＡ（ｔ）を発生させるために使用されても良い。キャパシタＣ４は、純然たる交流電圧ＶＢ（ｔ）を発生させるために、ＶＡ（ｔ）の直流成分を除去する。これらの電圧は、図５ｂに示されている。Ｃ４の容量値は、動作周波数でのその交流インピーダンスが低くなるように、高く、結果として、Ｃ４の交流電圧降下は低くなる。
【００４０】
第１の制御回路１は、パワー半導体Ｔ２及びＴ３の両方を、等しいオン時間周期で交互にオンとする。２つの連続したオンタイム周期又は誘導時間間隔の間には、例えば、２００ナノ秒から１０００ナノ秒の零導通の非オーバーラップ時間間隔が存在する。この間、これら２つのパワー半導体は、両方ともオフとされている。不感時間又は非オーバーラップ時間と呼ばれるこの時間間隔の間に、第１の変圧器巻線ｎ１の相互インダクタンスにおける蓄積エネルギー及び関連する電流は、Ｃ３の電圧を変化させ、結果として、２つのパワー半導体Ｔ２及びＴ３のスイッチング損失は低くなり、キャパシタＣ３の電圧の立ち上がり及び立ち下がり時間は制限される。パワー半導体Ｔ３のピーク電流は、過電流に対してハーフブリッジを保護するよう監視される。
【００４１】
第２の制御回路２は、２つのパワー半導体Ｔ２及びＴ３のスイッチング周波数を発生させる。スイッチング周波数の発生は、積算電圧制御発振器（図１には図示せず。）を用いて実行されても良い。積算電圧制御発振器は、制御器回路４０及び整流回路５０の電圧利得関数を使用することによって、本線の一時的遮断状態の場合に、減少しつつある直流入力電圧ＶＤＣ．２の影響を、伝達される電力に補償するよう、直流入力電圧に比例するスイッチング周波数を下げるために使用されても良い。
【００４２】
変圧器Ｔｒ１は、制御器回路４０及び整流回路５０を本線電圧から分離するために、及びハーフブリッジ回路３０からの入力電圧ＶＢ（ｔ）を、図２で表されるような交流バス電圧ＶＣ（ｔ）及びＶＤ（ｔ）によりＡＣ／ＡＣ変換器、即ち制御器回路４０を駆動するために必要な所要電圧値に変化させるために、第１の変圧器巻線ｎ１、第２の変圧器巻線ｎ２、第３の変圧器巻線ｎ３及び第４の変圧器巻線ｎ４（図２参照。）と共に使用される。第１の変圧器巻線ｎ１は、ハーフブリッジ回路３０によって供給され、第２及び第４の変圧器巻線ｎ２及びｎ４は、夫々、制御器回路４０を供給し、第３の変圧器巻線ｎ３は、整流回路５０を供給する。
【００４３】
本発明の具体例としての実施例に従うスカーレット回路、即ち電力変換器の利点は、変圧器Ｔｒ１の適度な電圧印加である。最大電圧は、通常、巻線ｎ２及びｎ４により発生する。この電圧は、通常動作では、ほぼランプ電圧である。蛍光ランプのより高い点灯電圧は、ほんの一瞬のランプ点灯の際に、共振回路により発生する。従って、スカーレット回路の変圧器Ｔｒ１は、既知のＤＣ／ＡＣ変換回路における変圧器に比べて、より小さく、より安価である。既知のＤＣ／ＡＣ変換回路は、供給された蛍光ランプの点灯電圧をしばしば連続的に発生させる。
【００４４】
ＡＣ／ＡＣ変換器、即ち制御器回路４０は、調節可能なインダクタ、即ち磁気増幅器Ｌ２及びＬ３、第１の制御回路３、第２の制御回路４、並びにキャパシタＣ５、Ｃ６、Ｃ７及びＣ８を有する。第２の変圧器巻線ｎ２は、変圧された交流電圧ＶＣ（ｔ）を制御器回路４０へ供給する。この交流電圧は、第１の変圧器巻線ｎ１での第１の交流電圧から、第２の変圧器巻線ｎ２での第２の交流電圧へと変圧される。
【００４５】
夫々のランプ、例えば図１から４のランプ１及びランプ２の独立制御は、電力変換器において、ランプ毎のそれ専用の調節可能な共振回路及び制御回路により実現される。調節可能な共振回路の制御手段は、調節可能なインダクタＬ２及びＬ３である。調節可能なインダクタは、磁気増幅器として知られる。磁気増幅器は、少なくとも２つの巻線を有する。第１の巻線は、パワーインダクタであり、第２の巻線は、直流制御電流によりインダクタ内の磁性導電性材料を飽和させるために使用される。この制御電流が流れると、磁性部分は飽和し、結果として、パワーインダクタのインダクタンス値が低下する。
【００４６】
この制御技術により蛍光ランプを動作させる方法は、以下の通りである。
【００４７】
起動時、零制御電流により、ランプはオフであり、Ｌ２のインダクタンス値は最大である。Ｌ２及びＣ５を有する共振回路の共振周波数は、ハーフブリッジ回路３０の動作周波数よりも低い。次に、Ｌ２を流れる制御電流は徐々に増大し、Ｌ２のインダクタンス値及びインピーダンスは徐々に下がる。Ｌ２、Ｃ５及びＣ６を流れる交流電流は、徐々に増大し、従って、Ｃ５及びＣ６の電圧も増大する。この動作モードでは、第１の制御回路３は、構成要素を損傷から保護するよう、Ｃ５及びＣ６の最大電圧を制限する。Ｃ５及びＣ６は、Ｃ５で主な電圧降下を有する容量性電圧分配器である。従って、キャパシタＣ６は、Ｌ２及びＣ５を有する共振回路にはほとんど影響を与えない。Ｃ５及びＣ６の電圧が所要の起動電圧又は点灯電圧に達すると、蛍光ランプは、電流Ｌ２の一部を導き始める。このとき、ランプはオンであり、ランプ内での電力フローは、制御電流及びそれと共にＬ２のインピーダンスを変化させることによって、変化しうる。この動作モードでは、第１の制御回路３は、ランプ電流を監視することによってランプの輝度を制御する。制御電流を再び零へと下げることによって、電流は、もはやランプ１を流れていないので、Ｌ２のインピーダンスは増大し、Ｌ２を流れる電流は、ランプがオフとなるように、Ｃ５及びＣ６を流れているその電流量へと下げられる。磁気増幅器Ｌ３並びにキャパシタＣ７及びＣ８と共に第２の制御回路４は、然るべく動作して、ランプ２を制御する。
【００４８】
整流回路５０は第３の変圧器巻線ｎ３、インダクタＬ４、ダイオードＤ２、Ｄ３、キャパシタＣ９、Ｃ１０及び出力キャパシタＣ１７を有する。
【００４９】
第３の変圧器巻線ｎ３は、交流電圧を整流回路５０へ供給する。この交流電圧は、第１の変圧器巻線ｎ１での第１の交流電圧から、第３の変圧器巻線ｎ３での第３の交流電圧へと変圧される。整流回路５０は、直流供給電圧を出力する。直流供給電圧は、ハーフブリッジ回路３０の直流入力電圧よりも著しく低い直流出力電圧を有する液晶ディスプレイを供給するために使用されても良い。
【００５０】
直流電圧ＶＤＣ．３の値は、巻線ｎ３の巻き数によって設定される。一般に、その値は、ディスプレイのような信号処理及び音声増幅器の他の回路を供給するために、ＶＢ（ｔ）の振幅よりも一層低い。
【００５１】
更に、この直流出力電圧は、本線電圧から電気的に分離されている。この直流電圧供給は、更なる変圧器巻線ｎ３及び整流回路５０の最小努力と共に、本発明の具体例としての実施例に従って、所謂スカーレット回路、即ち電力変換器において実現される。ダイオードＤ２及びＤ３並びにキャパシタＣ９及びＣ１０は、それらが所謂電圧ダブラー（ｄｏｕｂｌｅｒ）として動作するように、配置されている。整流回路５０は、それ自体の制御手段を有していないので、直流出力電圧ＶＤＣ．３は、２つの理由のために変化しうる。第１に、直流入力電圧ＶＤＣ．２は、本線の一時的遮断状態の場合に下がりうる。本線の一時的遮断状態は、昇圧変換回路２０によって補償され得ない。第２に、直流出力電圧ＶＤＣ．３は、直流出力の負荷電流が変圧器及び整流回路の内部インピーダンスの電圧降下により変化する場合に、変化しうる。インピーダンスへの明らかな寄与因子は、変圧器の漏れインダクタンスに由来する。
【００５２】
このインピーダンスは、整流回路５０において、キャパシタＣ９及びＣ１０のインピーダンスによって補償されても良い。第３の変圧器巻線ｎ３を流れる交流電流は、それら２つのキャパシタのうちの１つを充電し、同時に、残りのキャパシタは放電される。従って、これらの２つのキャパシタの実効交流インピーダンスは、Ｃ９及びＣ１０の和である。最終的に最良の方法で直流出力電圧ＶＤＣ．３の負荷依存性の電圧降下を補償するように、直列共振回路の共振周波数は、ＤＣ／ＡＣ変換器、即ちハーフブリッジ回路３０のスイッチング周波数の近くに設計される。この直列共振回路の直列共振インダクタはＬ４であり、第３の変圧器巻線ｎ３の漏れインダクタンスはＬ４の一部である。共振回路の直列共振容量は、Ｃ９及びＣ１０の和である。
【００５３】
キャパシタＣ１７は、直流出力電圧ＶＤＣ．３に対して、出力フィルタキャパシタとして機能する。
【００５４】
図２は、本発明の具体例としての実施例に従う電力変換器の回路図を示す。
【００５５】
図２から４に表される電力変換器は、図１で表される電力変換器と同じ又は対応する構成要素若しくは機能素子を有する。図１は上記において詳細に述べたので、図２から４に表された本発明の具体例としての実施例の更なる特徴及び構成要素のみを、以下で述べる。
【００５６】
図２の制御器回路４０は、更なる第４の変圧器巻線ｎ４を有する。変圧器Ｔｒ１の２つの巻線ｎ２及びｎ４は、２つの交流電圧、即ち、第２の変圧器巻線ｎ２の第２の交流電圧及び第４の変圧器巻線ｎ４の第４の交流電圧を発生させるために使用される。なお、２つの交流電圧は逆の極性を有する。インダクタＬ２及びＬ３は、夫々、夫々のパワーインダクタ、即ち磁気増幅器に対して２つの巻線を有する。Ｃ５及びＣ６の直列接続は、この回路配置では、ランプ電圧の半分の電圧のみを加えられ、一方、ランプ電圧の残り半分は、Ｃ１１及びＣ１２へ供給される。この回路配置は、蛍光ランプと接地された金属部分、例えばリフレクタとの間の寄生容量が、ランプと接地との間のより低い電界に起因して、より少ない漏れ電流しか導かないという利点を有する。更に、導線及びコネクタは、また、ランプ電圧の半分の電圧しか加えられない。これは、３０インチ（”）であって、約３０００ボルトピーク以上の起動電圧を有する非常に長くて薄い冷陰極蛍光ランプをより多く使用する液晶ディスプレイにとっては重要である。
【００５７】
留意すべきは、第２の制御回路４、インダクタＬ３、キャパシタＣ７、Ｃ８、Ｃ１３及びＣ１４並びに第４の変圧器巻線ｎ４は、上述したように、第１の制御回路３、キャパシタＣ５、Ｃ６、Ｃ１１、Ｃ１２、インダクタＬ２及び第２の変圧器巻線ｎ２と同じように動作することである。
【００５８】
図３は、本発明の他の具体例としての実施例に従う電力変換器の回路図を表す。図３において、整流回路５０は、インダクタＬ４、Ｌ５、ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、キャパシタＣ１５、Ｃ１６、及び出力キャパシタＣ１７を有する。
【００５９】
図３に表された整流回路５０は、直並列共振回路に拡張された直列共振回路を用いて、直流入力電圧ＶＤＣ．２の変化に起因する直流出力電圧ＶＤＣ．３の更なる変化を補償するよう構成されても良い。インダクタＬ５を実装しない場合には、直列共振回路は、整流回路５０において、所謂ＬＣＣ型共振回路となる。このＬＣＣ型共振回路は、バックライティングのランプを駆動するために制御器回路４０内に実装されたＬＣ型共振回路に類似する交流利得特性を有するように、設計されても良い。これを用いると、本線の一時的遮断状態の間の直流入力電圧ＶＤＣ．２の電圧降下は、上述した第２の制御回路２を用いて、ハーフブリッジ回路３０のスイッチング周波数を変化させることによって、部分的に補償されうる。更に、ＬＣＣ型共振回路は、変圧器Ｔｒ１のより低い電流印加をもたらす無効電力フローを低減するために、既に述べられているように、インダクタＬ５を加えることによってＬＬＣＣ型共振回路に拡張されても良い。
【００６０】
図４は制御回路５及び光カプラー７を更に有する、本発明の他の具体例としての実施例に従う電力変換器の回路図を示す。出力電圧ＶＤＣ．３は、制御回路５によって測定され、制御回路５は、この電圧を基準電圧と比較する。第３の制御回路５の出力信号は、例えば光カプラー７を用いて、本線分離を越えて伝送されるエラー信号である。光カプラー７の出力信号は、このとき、第２の制御回路２の電圧制御発振器の入力信号である。電力変換器のこの具体例としての実施例は、利用可能な制御パラメータを最大限に使用する。２つのパワー半導体Ｔ２及びＴ３のスイッチング周波数は、夫々のランプの電流を制御するために使用される。
【００６１】
図５ａは、本発明の具体例としての実施例に従うハーフブリッジ回路３０に実装されたパワー半導体のゲート−ソース間電圧の時間依存性を示す。図５ａから明らかであるように、２つのパワー半導体Ｔ２及びＴ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（ｔ）は、時間に依存する。なお、両ゲート−ソース間電圧は、等しい導通時間間隔を有し、周期的に動作する。第１及び第２のパワー半導体Ｔ２及びＴ３は、スイッチング損失を最小限とするために、２つの導通時間間隔の間の零導通の非オーバーラップ時間間隔で動作する。
【００６２】
図５ｂは、内在するハーフブリッジ出力電圧ＶＡ（ｔ）及び第１の交流電圧ＶＢ（ｔ）のハーフブリッジ出力電圧の時間依存性を示す。キャパシタＣ４は、純然たる交流電圧ＶＢ（ｔ）を発生させるようＶＡ（ｔ）の直流成分を除去するので、第１の交流電圧ＶＢ（ｔ）は、ピーク値＋ＶＤＣ．２／２から−ＶＤＣ．２／２の間で発振する。
【００６３】
図６は、図２に示された第２及び第４の変圧器巻線ｎ２及びｎ４の夫々の出力電圧の時間依存性を示す。図６から明らかであるように、２つの出力電圧ＶＣ（ｔ）及びＶＤ（ｔ）は、１／ｆｓの周期で周期的に、ピーク電圧＋Ｖａｍｐｌｉｔｕｄｅから−Ｖａｍｐｌｉｔｕｄｅの間で発振する。このとき、２つの電圧の夫々は異なる極性を有する。
【００６４】
図７は、本発明の具体例としての実施例に従う液晶ディスプレイ６０の配置図を示す。液晶ディスプレイ６０の背面は、本発明の具体例としての実施例に従う電力変換器（図示せず。）を有する。図７に概略的に表されるような液晶ディスプレイを有する今日の液晶ディスプレイテレビのバックライティングシステムは、しばしば、１５インチから４０インチ又はそれ以上のディスプレイ対角を有し、４から２０又はそれ以上の蛍光ランプを使用する。本発明の具体例としての実施例に従う電力変換器を実装した図７の液晶ディスプレイは、夫々のランプの独立制御と、低い公差を有する等しいランプ電流とを可能にする。更に、それは、動画像を提示するＬＣＤのサンプル及びホールド効果、ひいては動作にじみを補償しうる、所謂走査バックライトの機能を提供する。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の具体例としての実施例に従う電力変換器の回路図を示す。
【図２】本発明に従う電力変換器の他の具体例としての実施例の回路図を示す。
【図３】本発明に従う電力変換器の他の具体例としての実施例の回路図を示す。
【図４】本発明に従う電力変換器の他の具体例としての実施例を示す。
【図５ａ】本発明の具体例としての実施例に従うパワー半導体のゲート−ソース間電圧の時間依存性を示す。
【図５ｂ】内在するハーフブリッジ出力電圧ＶＡ（ｔ）、及びハーフブリッジ出力電圧又は第１の交流電圧ＶＢ（ｔ）の時間依存性を示す。
【図６】第２及び第４の変圧器巻線ｎ２及びｎ４の夫々の出力電圧の時間依存性を示す。
【図７】本発明の具体例としての実施例に従う液晶ディスプレイの配置図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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