(57)【要約】  本発明は、ベクトル格子符号器の助けを借りた変調が関わる段階を含むデジタル信号を変換するための方法およびデバイスに関する。本発明の方法は、濾波すること（＜ｉ＞Ｈｘ＜／ｉ＞、＜ｉ＞Ｈｑ＜／ｉ＞）、濾波された信号（Ｒｅｆ３、Ｒｅｆ６）間の差を算出すること、前記オプションに関する２つの可能な展開を計算すること、差を最小にする候補を事前選択すること（＜ｉ＞ＰＲＥＳＥＬ＜／ｉ＞）、費用関数（＜ｉ＞Ｗ＜／ｉ＞）を使用して、差に重みを付けること、後続の反復に関して排除される候補にマークを付けること、および履歴判定ディメンションによって決まる期間にわたる最良候補を選択すること（＜ｉ＞ＳＥＬ＜／ｉ＞）に存する、Ｎ個の出力候補に対して実行される繰り返しステップを含む。また、本発明は、デジタルオーディオ信号増幅器に関連して、この方法を使用することにも関する。
2007528151.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力デジタル信号と呼ばれる信号を変換するための、前記入力信号の変調のための段階を含む方法であって、
前記変調（３１）は、ベクトル格子符号器（３１１）のインプリメンテーションによって実行されること、および
出力候補として呼ばれる、前記入力信号に関連する所定のＮ個の別々の変数、前記候補の所定のＫ個の可能な時間的展開、および結果の生成までの最大繰り返し回数を決める履歴判定深度と呼ばれる時間的変数Ｔをそれぞれ表す、３つのパラメータの選択から成る予備的ステップと、
前記入力信号（ｘ（ｎ））を濾波して（Ｈｘ）、第１の濾波された信号（Ｒｅｆ３）を生成するようにするための第１の符号化ステップと、
候補を表す信号（Ｒｅｆ４）を濾波して（Ｈｑ）、濾波された候補（Ｒｅｆ６）を表す第２の濾波された信号を生成するようにするための第２の符号化ステップと、
前記第１の濾波された信号（Ｒｅｆ３）と前記第２の濾波された信号（Ｒｅｆ６）の差が測られる第３の符号化ステップと、
前記Ｎ個の候補のそれぞれに関して、前記Ｋ個の可能な展開を表し、第１の所定の基準をそれぞれが満たす第１番から第Ｋ番までの変更された候補を、事前選択要素（ＰＲＥＳＥＬ）によって事前選択することから成る第４の符号化ステップであって、前記第１番の候補（ａ）は、前記差を最小にする候補であるステップと、
前記Ｋ個の展開を分類して、前記方法のステップの後続の繰り返しに関して、排除されるか、または保たれるように予定された候補にマークを付けるように、費用関数と呼ばれる関数によって前記差に重みを付けること、および前記変更された候補を選択要素（ＳＥＬ）に伝送することから成る第５の符号化ステップと、
前記費用関数（Ｗ）を最小にする第２の所定の基準との比較により、前記選択要素（ＳＥＬ）によって最良候補を選択することから成る第６の符号化ステップと、
前記履歴判定深度Ｔに達するまで、第１のステップから第６のステップまで繰り返すことから成る第７の符号化ステップと、
前記第７のステップの終りに、最良候補を選択することから成る第８の符号化ステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記出力候補の前記数Ｎは、８に等しく、前記出力候補の可能な展開の前記所定の数Ｋは、２に等しく、前記履歴判定深度Ｔは、３に等しいことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記濾波するステップ（Ｈｘ、Ｈｑ）は、最適化された数の０を有するチェビシェフＩＩフィルタと呼ばれるフィルタを使用して作製された低域フィルタから成ることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記入力信号（ｓ３０）のオーバサンプリング（３１０）から成る、前記符号化ステップの前に実行されて、それらの信号の周波数を高くするようにする追加のステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
オーバサンプリング係数は、１２８に等しいことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
Ｋは、２に等しく、前記第４のステップ中に行われる前記事前選択は、前記Ｎ個の候補のそれぞれに関して、オプションとして知られる可能な展開として、第１のオプション（ａ）および第２のオプション（ｂ）を選択することから成ること、および前記第１のオプション（ａ）に相当する第１の候補は、出力信号（ｑ（ｎ））が、前記差を最小にするオプションであり、前記第２のオプション（ｂ）に相当する第２の候補は、繰り返しに先行する回においてと同一の出力状態を保つ候補であることを特徴とする請求項２から５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項７】
前記費用関数は、前記第５のステップ中に、
算出された候補に関する前記第１のオプション（ａ）および前記第２のオプション（ｂ）が、異なる符号を有し、ともに０ではない場合、前記第２のオプション（ｂ）は、生き残ることができない、
信号における前記差の開きが、所定の閾値より大きい場合、前記第２のオプション（ｂ）は、生き残ることができない、
アップダウンカウンタによる、遷移回数と呼ばれる数のカウントは、前記第１のオプション（ａ）ではなく、前記第２のオプション（ｂ）が選択され、前記第２のオプション（ｂ）が、前記第１のオプション（ａ）より大きい場合はいつでも、カウントのコンテンツを１単位だけ増加し、その逆が当てはまる場合は、カウントのコンテンツを１単位だけ減少させる、
前記差の開きが、前記閾値より小さく、カウントされた前記遷移回数が、所定の数に等しい場合、前記第１のオプション（ａ）は、生き残ることができず、それ以外の場合、前記第２のオプション（ｂ）は、生き残ることができない、
前記コンテンツの絶対値が、数値２以下である場合だけに限って、前記第２のオプション（ｂ）を選択することを許可する、
後続の繰り返しに関して生き残ることができない候補にマークを付けるという判定操作および計算操作を実行することを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記第６のステップ中に選択される最良候補は、前記費用関数（Ｗ）によって送出される信号（Ｒｅｆ  ８）と、所定の期間にわたる最適出力信号の間のエネルギーの差を最小にする候補であることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
ｅ（ｎ）は、前記費用関数（Ｗ）によって送出される前記出力信号であり、ｙ（ｎ）＝ｑ（ｎ−Ｔ）は、ｎが、瞬間的な時間値を表す（ｎ−Ｔ，ｎ）にわたって最適である前記信号であり、Ｔは、前記履歴判定深度であり、ｆ（ｎ，ｋ）は、候補ｋに関する、時点ｎにおける信号ｅ（ｎ）であり、ｑ（ｎ，ｋ）は、その同一の候補に関する、時点ｎにおける信号ｙ（ｎ）であり、選択された候補は、前記費用関数（Ｗ）によって後続の繰り返しに関して生き残りが許され、関数Ｅ（ｎ，ｋ）が最小にされる候補であり、前記関数は、関係
Ｅ（ｎ，ｋ）＝（ｆ（ｎ−Ｔ，ｋ）−ｑ（ｎ−Ｔ，ｋ））＾２＋（ｆ（ｎ−Ｔ＋１，ｋ）−ｑ（ｎ−Ｔ＋１，ｋ））＾２＋．．．＋（ｆ（ｎ，ｋ）−ｑ（ｎ，ｋ））＾２を満たすことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
Ｋは、２に等しく、前記第４のステップ中に行われる前記事前選択は、前記Ｎ個の候補のそれぞれに関して、オプションとして知られる可能な展開として、第１のオプション（ａ）および第２のオプション（ｂ）を選択することから成り、第１の候補は、出力信号（ｑ（ｎ））が、前記差を最小にする前記第１のオプション（ａ）に相当する請求項２から５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１１】
前記費用関数（Ｗ）は、前記第５のステップ中に、
信号における前記差の開きが、所定の閾値より大きい場合、前記第２のオプション（ｂ）は、生き残ることができない、
アップダウンカウンタによる、遷移回数と呼ばれる数のカウントは、前記第１のオプション（ａ）ではなく、前記第２のオプション（ｂ）が選択され、前記第２のオプション（ｂ）が、前記第１のオプション（ａ）より大きい場合はいつでも、カウントのコンテンツを１単位だけ増加し、その逆が当てはまる場合は、カウントのコンテンツを１単位だけ減少させる、
前記差の開きが、前記閾値より小さく、カウントされた前記遷移回数が、所定の数に等しい場合、前記第１のオプション（ａ）は、生き残ることができず、それ以外の場合、前記第２のオプション（ｂ）は、生き残ることができない、
前記コンテンツの絶対値が、数値２以下である場合だけに限って、前記第２のオプション（ｂ）を選択することを許可する、
後続の繰り返しに関して生き残ることができない候補にマークを付けるという判定操作および計算操作を実行することを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記第６のステップ中に選択される前記最良候補は、その候補によって導入される誤差のエネルギーが、前記第１のオプション（ａ）だけによって形成される当然の候補と呼ばれる候補のエネルギーと比べて限られている限り、所定の期間にわたる遷移回数を最小にする候補であることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
ｅ（ｎ）は、前記費用関数（Ｗ）によって送出される前記出力信号であり、ｙ（ｎ）＝ｑ（ｎ−Ｔ）は、ｎが、瞬間的な時間値を表す（ｎ−Ｔ，ｎ）にわたって最適である前記信号であり、Ｔは、前記履歴判定深度であり、ｆ（ｎ，ｋ）は、候補ｋに関する、時点ｎにおける信号ｅ（ｎ）であり、ｑ（ｎ，ｋ）は、その同一の候補に関する、時点ｎにおける信号ｙ（ｎ）であり、選択された候補は、前記費用関数（Ｗ）によって後続の繰り返しに関して生き残りが許され、関数Ｅ（ｎ，ｋ）が最小にされる候補であり、前記関数は、関係
Ｅ（ｎ，ｋ）＝（ｆ（ｎ−Ｔ，ｋ）−ｑ（ｎ−Ｔ，ｋ））＾２＋（ｆ（ｎ−Ｔ＋１，ｋ）−ｑ（ｎ−Ｔ＋１，ｋ））＾２＋．．．＋（ｆ（ｎ，ｋ）−ｑ（ｎ，ｋ））＾２を満たし、前記当然の候補に関して計算された同一の関係と比べて限られていることを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１４】
前記入力信号（ｓ３０）をオーバサンプリングするためのオーバサンプリング回路（３１０）と、前記格子変調を実行する符号器（３１１）とを少なくとも含む変調器（３１）をカスケード接続で含むことを特徴とする前記請求項のいずれか一項に記載の方法を実施するためのデバイス。
【請求項１５】
前記変調器は、自動の格納されたプログラムのデータ処理システム、専用デジタル信号プロセッサ、専用集積回路、またはフィールドプログラマブル集積回路を基礎として作製されることを特徴とする請求項１４に記載のデバイス。
【請求項１６】
デジタル信号受信回路と、オーバサンプラ（３１０）、および前記格子変調を実行する符号器（３１１）を含む変調回路（３１）と、前記デジタル信号を、出力において送出されるアナログ信号に変換するスイッチング回路（３２）と、前記アナログ信号を濾波するための出力フィルタとをカスケード接続で含むオーディオ信号デジタル増幅器（３）を作製することへの請求項１から１３のいずれか一項に記載の方法の適用。
【請求項１７】
前記スイッチング回路（３２）は、３つの論理スイッチング回路を有することを特徴とする請求項１６に記載の適用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、異種のフォーマットを有するデジタル信号の変換のための方法に関する。
また、本発明は、そのような方法の実施のためのデバイスにも関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、特に、ただし、排他的にではなく、オーディオ信号のデジタル増幅に適用することができる。
【０００３】
実際、本発明は、他の多くの分野において、例えば、ＤＳＤ（直接ストリームデジタル）符号化として知られる符号化において適用することもできる。これは、Ｓｏｎｙ社およびＰｈｉｌｉｐｓ社（ともに登録商標）によって開発された新たな符号化フォーマットであり、特にスーパーオーディオＣＤのために使用される。やはり網羅的ではない形で、本発明の方法は、エンジンの制御のために実施されることも可能である。
【０００４】
以下では、説明を簡略化する目的で、以上の略語、およびその他の略語が使用される。以上の略語、およびそれらの略語の意味は、本説明の終りに置かれたテーブル１において一緒に与えられ、必要に応じて参照される。
【０００５】
明確な考えをもたらすように、ただし、本発明の範囲を全く限定せずに、以下の説明は、本発明の好ましい応用例のケースに、すなわち、オーディオ信号のデジタル増幅のケースに位置付けられる。
【０００６】
増幅オーディオ信号に関して、他の分野の場合と同様に、一般的な傾向は、アナログ方法を、デジタル技術を用いる方法によって置き換えることである。例えば、ビニル盤と知られるディスクの、オーディオＣＤによる置き換えを挙げることができる。
【０００７】
しかし、デジタル信号は、様々なフォーマットで存在し、一方のフォーマットから他方のフォーマットに移行できることが、しばしば、必要である。その変換が、本発明が設定する目標の１つである。
【０００８】
より詳細には、本発明は、デジタル増幅方法において実施される変調関数として知られる関数に関する。
【０００９】
より具体的には、デジタル増幅は、基本的に、増幅器の出力段、つまり、パワー段が、直線モードではなく、スイッチングモードで、すなわち、「全か無か」のモードで機能するという事実により、従来（アナログ）の直線変調とは区別されることが可能である。デジタル増幅器の出力段は、一般に、２つ（＋１と−１）の論理状態、または３つ（＋１、０、−１）の論理状態を有する。明確に理解されるように、以下では、３つの論理状態が関与するケースについて説明される。
【００１０】
デジタル増幅は、そのアーキテクチャ、およびその動作モードのお陰で、従来のアナログ増幅と比べて、否定できない利点をもたらす。主な利点は、デジタル増幅の高い効率で、アナログ増幅器の出力がせいぜい６０％程度であるのに対して、通常９０％かそれ以上である。この効率をはっきり示した進歩のおかげで、デジタル増幅器によって放出される熱は、最小限であり、はるかによりコンパクトな、したがって、より有利な構造を可能にする。
【００１１】
デジタル増幅の別の利点は、入力デジタル信号の使用の適切さであり、これにより、当然、「低レベル」段として知られるデジタル−アナログ変換段を用いることが防止される。
【００１２】
したがって、以上のデジタル増幅を可能にする方法およびデバイスが、先行技術において提案されている。より具体的には、特定の変調方法をそれぞれ用いる、すなわち、ＰＷＭ変調およびＰＤＭ変調（テーブル１を参照）として知られている変調タイプをそれぞれ用いる、２つの主なタイプのデジタル増幅器が、提案されている。
【００１３】
ＰＷＭ型増幅器は、最も広く使用されているカテゴリである。ＰＷＭ型増幅器は、再現されるべき信号によって時間幅が変調されるパルスを生成する。この説明の終りに置かれた図１は、符号１で示される標準のＰＷＭ増幅器の単純化された例示的な図を表す。
【００１４】
増幅器１は、前述したＰＷＭ型変調段１０自体を含む。この変調器１０自体、カスケード接続で以下の要素を有する。すなわち、通常、×８の、オーバサンプリング回路と、予わい回路として知られている回路１０１と、雑音シェーパと呼ばれる回路１０２と、ＰＣＭ−ＰＷＭ型変換回路１０３とである。ＰＷＭ変調器１０の入力ｅ１は、ＰＣＭ符号化されたデジタル信号を受け取る。以上の回路群は、増幅器１のデジタル部自体である。
【００１５】
変調器１０の出力ｓ１０は、増幅器１のデジタル部分とアナログ部分の間の境界を形成するスイッチング段１１に伝送される。
【００１６】
スイッチング段１１の出力ｓ１１に現れる、以降、アナログ信号である信号が、出力フィルタ１２によって濾波されてから、増幅器ｓ１の全体の出力を介して、使用回路群（図示せず）に伝送される。
【００１７】
より具体的には、スイッチング段１１は、変調器１０の厳密な構成に依存して、２レベルまたは３レベルまたは論理状態のスイッチング段であることが可能である。スイッチング段１１は、一般に、集積回路として作製されたＨブリッジもしくはＨハーフブリッジの形態で、またはディスクリートのコンポーネントの形態で実施される。
【００１８】
出力フィルタ１２は、通常、２次フィルタまたは４次フィルタである、低域フィルタである。フィルタ１２は、出力信号ｓ１からスイッチング雑音を除去するように設計される。
【００１９】
予わいモジュール１０１は、ＵＰＷＭ型変換器として一般に知られている、ＰＣＭ−ＰＷＭ変換器１０３によって導入される歪みを相殺するのに使用される。
【００２０】
ＰＷＭ技術を実施する増幅器の、より正確な詳細における働きおよび特徴は、当業者には周知であり、それらをさらに詳しく説明することは必要ない。
【００２１】
ＰＷＭデジタル増幅器の主な欠点は、トーン残余として知られる高周波数の残余が生じることに関連し、この残余は、さらに、高い振幅である。この障害は、ＰＷＭアプローチのそれぞれのサイクルに起因する。それらの残余は、ＰＷＭデジタル増幅器が使用される一部の環境に関して、特に、自動車関連のアプリケーションに関して、電磁的適合性の点で、諸問題を生じさせる。
【００２２】
例として、この説明の終りに置かれた図２は、図１のＰＷＭ増幅器の通常の実施から、その増幅器に、高い振幅の１ｋＨｚの正弦信号が供給された際にもたらされる、０ＭＨｚから２．５ＭＨｚまでの範囲内の周波数スペクトルを表す。詳細には、大きいトーン残余が、基本周波数に近いレベルで現れることが見られる。それらの残余は、電磁的適合性の諸問題を生じさせる可能性がある。
【００２３】
この説明の終りに置かれた図３は、符号２で示される標準のＰＤＭ増幅器の簡略化された図の例である。
【００２４】
ＰＤＭ型増幅器は、多くの理論的研究の対象となってきたが、この技術を実施する装置は、少数しか市場に存在せず、それらのすべては、Ｓｈａｒｐ（登録商標）社によって製造されている。それらの増幅器は、ＳＡＣＤ増幅器（テーブル１を参照）と同一の符号化方法に依拠し、その方法は、ＤＳＤ法（テーブル１を参照）と呼ばれる。
【００２５】
増幅器２の全体的アーキテクチャは、図１の増幅器１のアーキテクチャと同様である。すなわち、入力ｅ２においてＰＣＭフォーマットのデジタル信号を受け取る変調器２０、変調器２０の出力ｓ２０に存在する信号を受け取るスイッチング段２１、およびセレクタスイッチ２１の出力ｓ２１に存在する信号を受け取る出力フィルタ２１である。デジタル増幅器２の全体的な出力ｓ２において送出される信号は、前述の場合と同様に、使用回路群（図示せず）に伝送される。
【００２６】
図１と図２の２つの増幅器の間の基本的な違いは、変調器の性質にあり、すなわち、このケースにおけるＰＤＭ型変調器２０は、カスケード接続で、通常、×６４または×１２８である、オーバサンプリング回路２００と、通常、７次回路である雑音シェーパ回路２０１として知られる回路とを含む。
【００２７】
やはり前述の場合と同様に、スイッチング段２１は、実施される厳密な変調器に依存して、２レベル段または３レベル段であることが可能である。スイッチング段２１は、一般に、集積回路として作製されたＨブリッジもしくはＨハーフブリッジの形態で、またはディスクリートのコンポーネントの形態で実施される。出力フィルタ２２は、全体的な出力ｓ２１上に送出される出力信号からスイッチング雑音を除去するように設計された低域フィルタである、通常、２次フィルタまたは４次フィルタである、低域フィルタである。
【００２８】
ＰＷＭ技術を実施する増幅器の、より正確な詳細における働きおよび特徴は、当業者には周知であり、それらをさらに詳しく説明することは必要ない。
【００２９】
前述のタイプのデジタル増幅器によって生じさせられる高周波数の残余は、有意なトーン特性は有さないものの、非常に大きく、高いエネルギーを与えられている。この特性は、低レベルの変換に関しては、問題を生じさせないが、他方、より高い電力値に関して、技術的課題となり、追加の費用を生じさせる可能性がある。実際、出力段の高いスイッチング周波数は、増幅器の効率を損なう可能性がある。
【００３０】
この説明の終りに置かれた図４は、ＰＤＭ増幅器２の通常の実施から、その増幅器に、単純な高い振幅の正弦信号が供給された際にもたらされる、０ＭＨｚから２．５ＭＨｚまでの範囲内の周波数スペクトルを表す。特に、高い周波数に関して上昇した雑音レベルが、出力段の高いスイッチング周波数の証拠となっていることを見て取ることができる。
【００３１】
以上の説明のデジタル方法の使用によって表現される理論的関心にも関わらず、先行技術に準拠する、デジタル入力を有するデジタル増幅器インプリメンテーションは、一部の応用分野における、それらのデバイスの使用を除外する可能性がある欠点を相変わらず有していることを見て取ることができる。
【００３２】
本発明は、いくつかを以上に想起した、先行技術の方法およびデバイスの欠点を克服しようと努める。
【００３３】
実際、本発明による方法は、ＰＷＭ変調によって生じさせられる大きいトーン残余を無くすことを可能にすると同時に、出力段の平均スイッチング周波数の低減を可能にし、その結果、より高いエネルギー効率を可能にして、高い周波数を要するＰＤＭ変調に優る大幅な向上に役立つ。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
本発明は、特に、ただし、排他的にではなく、オーディオ信号デジタル増幅器の作製に適用される、異種のフォーマットを有する信号のデジタル変換の方法を提供することを企図している。
【００３５】
本発明は、より詳細には、前述した変換を行うように実施される変調方法に関する。
【課題を解決するための手段】
【００３６】
以上を行うため、第１の主要な特徴によれば、本発明の方法は、以下により詳細に、より正確に説明され、２つの好ましいモードの形態をとる、格子ベクトル変調と呼ばれる変調を実施する。
【００３７】
本発明の方法は、以下の詳細な説明で強調される多くの利点を有する。利点は、特に、以下のとおりである。すなわち、
【００３８】
高周波数、高エネルギーのトーン残余の消滅、および高周波数雑音レベルの低減、
向上した電磁的適合性を可能にする、高エネルギーのトーン残余の欠如、
特に、スペクトルの高い部分における、変調雑音の全体的なレベルの大幅な低下、および、通常、７００Ｈｚ辺りの、スペクトルの低い部分における変調雑音の集中、
出力段の平均スイッチング周波数が、妥当なレベルに保たれる、そのため、システムの高い効率が可能になることを意味する、通常、７００ｋＨｚ辺りの低い周波数における、変調雑音の集中、および
２つの従来のタイプのインプリメンテーションと比べて、より低い最大雑音レベルである。
【００３９】
さらに、本発明による方法を実施するデバイスは、図１および図３に関して説明したように、先行技術のデバイスのアーキテクチャと同様の全体的なアーキテクチャを保ち、このことは、変調部だけが、本発明に固有であるので、さらなる利点である。
【００４０】
したがって、本発明の主な目的は、入力デジタル信号と呼ばれる信号の変換のための方法であって、前記入力信号の変調のための段階を含み、前記変調は、ベクトル格子符号器のインプリメンテーションによって実行されること、および以下の符号化ステップ、すなわち、
出力候補として知られる、前記入力信号に関連する所定のＮ個の別々の変数、前記候補の所定のＫ個の可能な時間的展開、および結果の生成までの最大繰り返し回数を決める履歴判定深度と呼ばれる第Ｋ番の時間的変数Ｔをそれぞれ表す、３つのパラメータの選択から成る予備的ステップと、
前記入力信号を濾波して、第１の濾波された信号を生成するようにするための第１のステップと、
候補を表す信号を濾波して、濾波された候補を表す第２の濾波された信号を生成するようにするための第２のステップと、
前記第１の濾波された信号と前記第２の濾波された信号の差が測られる第３のステップと、
前記Ｎ個の候補のそれぞれに関して、前記Ｋ個の可能な展開を表し、第１の所定の基準をそれぞれが満たす第１番から第Ｋ番までの変更された候補を、事前選択要素によって事前選択することから成る第４のステップであって、前記第１番の候補は、前記差を最小にする候補であるステップと、
前記Ｋ個の展開を分類して、前記方法のステップの後続の繰り返しに関して、排除されるか、または保たれるように予定された候補にマークを付けるように、費用関数と呼ばれる関数によって前記差に重みを付けること、および前記変更された候補を選択要素に伝送することから成る第５のステップと、
前記費用関数を最小にする第２の所定の基準との比較により、前記選択要素によって最良候補を選択することから成る第６のステップと、
前記履歴判定深度Ｔに達するまで、第１のステップから第６のステップまで繰り返すことから成る第７のステップと、
前記第７のステップの終りに、最良候補を選択することから成る第８のステップとを含むことを特徴とする方法である。
【００４１】
また、本発明の目的は、本方法を実施するためのデバイスでもある。
本発明のさらに別の目的は、オーディオ信号デジタル増幅器を作製することに本方法を適用することである。
【００４２】
本発明を、添付の図面に関連して、さらに詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下では、範囲を全く限定することなしに、文脈は、特に明記しない限り、本発明の好ましい応用例の文脈、すなわち、図５から９に関連するデジタル増幅器の文脈である。
【００４４】
さらに、前述したとおり、本発明は、より詳細には、「変調」関数に関する。このため、その他の関数および／または回路は、必要とされる場合にだけ説明する。というのは、それらの関数および／または回路は、当業者には周知だからである。
【００４５】
同様に、添付の図では、共通の要素には、同一の符号が付けられており、必要とされる場合以外は、再び説明されない。
【００４６】
図５は、本発明による方法を実施するための、以降、符号３で示されるデジタル増幅器のアーキテクチャの概略図を与える。
【００４７】
前述したとおり、このアーキテクチャは、図１および図２のデジタル増幅器のアーキテクチャと非常に似通っている。デジタル増幅器３は、カスケード接続で以下の要素を含む。すなわち、入力ｅ３に存在する、ＰＣＭフォーマットのデジタル信号受信要素３０と、要素３０の出力において生成された信号を受け取り、出力ｓ３１において論理スイッチング信号を生成する変調器３１と、その信号を受け取り、出力ｓ３２において自ら電力スイッチング信号を生成するスイッチング段３２と、増幅器３の全体的な出力ｓ３１において、使用回路群（図示せず）に伝送される信号を送出する出力フィルタ３３とである。
変調器３１は、変調器３１のペースを設定するために必要なクロック信号Ｈも受け取ることに留意しなければならない。
【００４８】
本発明の主要な諸特徴の１つによれば、変調器３１は、ＭＴＶアルゴリズム（テーブル１を参照）を実施する計算要素によって構成される。この計算要素３１は、特に、標準の格納されたプログラムの自動データ処理システムを基礎として、例えば、メモリ回路、およびその他の標準の回路に関連するマイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、つまり、ＤＳＰ（テーブル１を参照）、専用集積回路、ＦＰＡＧ（テーブル１を参照）、または、さらには、「Ｓｏｃ」（テーブル１を参照）のサブセットを基礎として、様々な形で作製されることが可能である。
【００４９】
以下に説明する好ましい実施形態では、３つのスイッチングレベルが選択される。それらのレベルは、恣意的に、−１、０、および＋１と呼ばれるものとする。
【００５０】
出力フィルタは、好ましくは、２次または４次である。
【００５１】
前述したとおり、変調器３１は、以降、それぞれ「モードＡ」および「モードＢ」と恣意的に呼ばれるものとする、２つの好ましい実施形態に従って作製されることが可能である。
【００５２】
図６は、変調器３１の回路群のブロック図である。この変調器は、オーバサンプリング回路３１０と、オーバサンプラ３１０の出力ｓ３１０において存在する信号を入力において受け取る、ＭＴＶ符号化回路３１１自体とを含む。
【００５３】
変調器３１の出力ｓ３１（すなわち、ＭＴＶ符号器３１１）において送出される信号は、この想定では、３つのレベル、および２つの論理ラインを有する信号である。
【００５４】
変調器３１の２つの好ましいインプリメンテーションモード、すなわち、前述したモード「Ａ」およびモード「Ｂ」では、オーバサンプラ３１０は、同一であることが可能である。符号器３１１だけが、「ＭＴＶ」符号化を得るのに実施されるアルゴリズムによって固有である。
【００５５】
オーバサンプラ３１０は、オーディオ周波数帯域において外乱のない変調を得るために、入力ｅ３に存在するＰＣＭ信号のサンプリング周波数を高くするのに使用される。これは、行列の打ち切りの後に、例えば、「ＦＩＲ」型または「ＩＩＲ」型（テーブル１を参照）の単純な線形フィルタリングを行うゼロパディング技術として知られる技術によって得られることが可能である。
【００５６】
有利には、オーバサンプリングは、ある係数１２８で行われる。
【００５７】
ＭＴＶ符号器３１１は、変調アルゴリズム自体を実施する。次に、格子ベクトル変調アルゴリズムの主なステップを概略で示す論理ブロック図を表す図６Ａに関連して、モードＡの変調器の好ましい実施形態のより詳細な説明を与える。
【００５８】
以降、以下の表記が使用される。すなわち、
【００５９】
Ｎは、説明される例では、Ｎ＝８である、「出力候補の数」と呼ぶことにする変数を表す数である。
【００６０】
Ｋは、説明される例では、Ｋ＝２である、「出力候補当りの可能な展開の数」と呼ぶことにする変数を表す数である。
【００６１】
Ｔは、説明される例では、Ｔ＝２である、「履歴判定深度」と呼ぶことにする変数を表す数である。
【００６２】
また、以下の用語も適用される。すなわち、
有利には、最適化された数のゼロを有するチェビシェフＩＩタイプの、５次低域フィルタである、「フィルタＨｑ」、および
有利には、最適化された数のゼロを有するチェビシェフＩＩタイプの、５次低域フィルタである、「フィルタＨｘ」、および
しかし、また、選択された値は、前述の値とは異なってもよいことも明らかでなければならない。しかし、以上の値が、ベクトル格子符号化を実行するのに必要な計算能力と、得られるパフォーマンス値との間の効率的な妥協点であることが、経験によって示されている。
【００６３】
図６Ａでは、以下の符号が、使用されており、以下を表す。すなわち、
Ｒｅｆ１：ｎが、瞬間的な時点である、入力信号ｘ（ｎ）、
Ｒｅｆ２：入力信号x（ｎ）のフィルタＨｘ、
Ｒｅｆ３：Ｈｘによって濾波された入力信号Ｈｘ（ｎ）、
Ｒｅｆ４：時点ｎにおけるＮ個の出力候補の１つの瞬間的な値ｑ（ｎ）、
Ｒｅｆ５：出力における候補値のフィルタＨｑ、
Ｒｅｆ６：Ｈｑによって濾波された候補信号Ｈｑ（ｎ）、
Ｒｅｆ７：入力と候補の間の誤差の重み付けの関数Ｗ、
Ｒｅｆ８：入力と候補の間の重み付けされた誤差信号ｅ（ｎ）、
Ｒｅｆ９：時点ｎにおける最適候補を選択するための選択ブロックＳＥＬ、
Ｒｅｆ１０：Ｔが、所定の時間である、最適出力信号ｙ（ｎ）＝ｑ（ｎ−Ｔ）、
Ｒｅｆ１１：その時点（ｎ−Ｔ）における理想的な候補に相当しない、時点ｎ＋１に関するすべての候補を無効にするための信号Ｓｅｌ（ｎ）、
Ｒｅｆ１２：入力信号の関数として候補の可能な展開を事前選択する関数ＰＲＥＳＥＬ、および
Ｒｅｆ１３：可能な展開を事前選択するための信号Ｐｅｖ（ｎ）。
【００６４】
時点ｎにおいて、Ｎ個の出力候補が存在する。
【００６５】
順次または同時である、本発明の「モードＡ」による符号化方法の５つの主なステップは、以下に示されるとおり、繰り返し行われる。ステップの番号に付けられた文字「Ａ」は、「モードＡ」を特徴付ける。
【００６６】
ステップ１Ａ：時点ｎにおいて、動作は、入力信号ｘ（ｎ）から、フィルタＨｘの出力の計算で始まり、信号Ｈｘ（ｎ）、Ｒｅｆ３が生成される。
【００６７】
ステップ２Ａ：同時に、事前選択関数ＰＲＥＳＥＬ、Ｒｅｆ１２を使用して、以下が、Ｎ個の候補のそれぞれの可能な展開として選択される。すなわち、
（ａ）出力［ｑ（ｎ）］が、信号Ｈｘ（ｎ）、Ｒｅｆ３と信号Ｈｑ（ｎ）、Ｒｅｆ６の間の差によって形成された信号との差を最小にする候補、および
（ｂ）前回と同一の出力状態を保つ候補である。
【００６８】
Ｎ個の候補のそれぞれに関して、オプション（ａ）および（ｂ）は、Ｋ個の可能な展開（選択された例では、Ｋ＝２）を表す。一部のケースでは、オプション（ａ）とオプション（ｂ）は、同一であることが可能であることに留意されたい。
【００６９】
ステップ３Ａ：次に、入力信号Ｈｘ（ｎ）、Ｒｅｆ３と、候補信号Ｈｑ（ｎ）、Ｒｅｆ６との間の差が、重み付け関数Ｗに、つまり、費用関数として知られる関数、Ｒｅｆ７に送られる。この費用関数Ｗは、可能な展開を分類して、次の回からの生き残りを選択することが可能であるようにするのに使用される。
【００７０】
このインプリメンテーション（モードＡ）では、費用関数Ｗは、以下のとおりである。すなわち、所与の候補に関して、オプション（ａ）とオプション（ｂ）が、異なる符号を有し、ともに０ではない場合、オプション（ｂ）は、生き残ることができない。信号間の振幅の差（Ｈｘ（ｎ）−Ｈｑ（ｎ））の開きが、所定の閾値より大きい場合、オプション（ｂ）は、生き残ることができない。前述した振幅の差（Ｈｘ（ｎ）−Ｈｑ（ｎ））の開きが、その閾値を下回り、やはり所定の遷移回数のカウンタ（図示せず）の数が、それを許す場合、オプション（ａ）は、生き残ることができず、そうではない場合、オプション（ｂ）は、生き残ることができない。遷移カウンタは、「アップダウン」型であり、オプション（ａ）ではなく、オプション（ｂ）が辿られ、オプション（ｂ）が、オプション（ａ）より大きい場合はいつでも、値「１」（１単位）だけコンテンツを増加し、オプション（ａ）ではなく、オプション（ｂ）が辿られ、オプション（ｂ）が、オプション（ａ）より小さい場合はいつでも、「１」だけ減少される。遷移カウンタは、遷移、すなわち、オプション（ｂ）の選択を、カウンタの絶対値が、数値２以下である限り、可能にする。
【００７１】
ステップ４Ａ：生き残ることができないオプションに、そのようにマークが付けられて、ステップ３Ａの結果が、すなわち、誤差信号ｅ（ｎ）、Ｒｅｆ８が、最良候補を選択するための選択ブロックＳＥＬ、Ｒｅｆ９に送られる。このブロックは、最良候補として、信号ｅ（ｎ）と、期間（ｎ−Ｔ，ｎ）にわたる最適出力信号ｙ（ｎ）＝ｑ（ｎ−Ｔ）との間のエネルギーの差を最小にする候補を選択する。ｆ（ｎ，ｋ）が、候補ｋに関する、時点ｎにおける信号ｅ（ｎ）を示し、ｑ（ｎ，ｋ）が、同一の候補に関する、時点ｎにおける信号ｙ（ｎ）を示す。ブロックＳＥＬは、生き残りが、関数Ｗによって許され、以下の関係を満たす数式Ｅ（ｎ，ｋ）を最小にする候補を選択する。
【００７２】
Ｅ（ｎ，ｋ）＝（ｆ（ｎ−Ｔ，ｋ）−ｑ（ｎ−Ｔ，ｋ））＾２＋（ｆ（ｎ−Ｔ＋１，ｋ）−ｑ（ｎ−Ｔ＋１，ｋ））＾２＋．．．＋（ｆ（ｎ，ｋ）−ｑ（ｎ，ｋ））＾２
ステップ５Ａ：最良候補が算出されると、次に、時点ｎ＋１における生き残りが、すべての候補、およびすべての候補の展開によって算出され、時点ｎ−Ｔにおける出力は、ｑ（ｎ−Ｔ）に等しい。
【００７３】
方法は、バイナリツリーにおける探索から成ること、すなわち、各ステップで、前段で定義された２つの展開オプション（ａ）および（ｂ）が存在し、そのため、一連の二分法の選択が存在することを見て取ることができる。このため、時点ｎにおける理想的な候補についての判定により、ツリーの１つのブランチ（ａ）が、すなわち、理想的な候補を含み、したがって、次の回のための生き残りを、すなわち、前述したブランチのすべての要素を含むブランチが決まる。
【００７４】
図７の図は、符号４で全体的に示された、前述した種類のバイナリツリーを概略で示す。時点に対応するｘ軸は、時点ｎ−Ｔ、ｎ−Ｔ＋１、ｎ−Ｔ＋２、およびｎを示す。図７に示されたツリー４のブロックは、関数Ｅ（ｎ，ｋ）の計算のために使用されるサンプルを表す。
【００７５】
符号４０で示される第１のブロックは、固定のサンプルＱ（ｎ−Ｔ−１）、ならびに、それぞれのブロック４１および４２に伝送されるオプション、つまり、ブランチ（ａ）および（ｂ）である２つの出力、すなわち、サンプルＱ（ｎ−Ｔ）、オプション（ａ）および（ｂ）を含む。
【００７６】
それらの２つのブロック、４１および４２のそれぞれの出力は、４つのブロック４１０ないし４２１に伝送される。すなわち、それぞれブロック４１０および４２０に関して、サンプルＱ（ｎ−Ｔ＋１）、オプション（ａ）、それぞれブロック４１１および４２１に関して、サンプルＱ（ｎ−Ｔ＋１）、オプション（ｂ）である。
【００７７】
このプロセスは、時点ｎ−Ｔ＋２に関して繰り返される。８つのブロック４１００ないし４２２１が、偶数番のブロック（例えば、４１００）に関してオプション（ａ）を、奇数番のブロック（例えば、４１０１）に関してオプション（ｂ）を、４つの先行するブロックから出力を受け取る。したがって、時点ｎで、８つの候補（示されるとおり、説明される例では、Ｎ＝８）が存在する。
【００７８】
下部のブランチ（符号Ｂ４で示される、図７で破線内に示されたブロック）は、ステップｎ＋１に関する生き残っている候補を集めている。
【００７９】
以上に説明された、モードＡによる本発明の方法のインプリメンテーションでは、時点ｎ−Ｔにおいてオプション（ｂ）が選択された場合はいつでも、システムの出力（ｑ（ｎ−Ｔ））は、一定のままであり、これにより、システムの出力段の状態遷移の回数が減らされる。これと互いに関連して、出力段のスイッチング周波数が低下させられることになり、システムの効率の向上が可能にされる。
【００８０】
図８は、特に、デジタル増幅器向けに設計された、ＭＴＶ変調器３１（図５および図６）のモードＡによる好ましいインプリメンテーションからもたらされる、０ＭＨｚから２．５ＭＨｚまでの範囲内の周波数スペクトルを示し、これは、変調器３１に、１ｋＨｚの周波数を有する単純な高い振幅の正弦信号が供給された場合に当てはまる。
【００８１】
図８は、この説明の序論で想起された、本発明による方法によって得られる有利な特性を明らかに際立たせる。すなわち、
標準のＰＷＭ型変調を実施するデジタル増幅器のインプリメンテーションと比べて、高周波数、高エネルギーのトーン残余の消滅、および高周波数残余雑音レベルの低減。高エネルギーのトーン残余の欠如は、システムの電磁的適合性を向上させる。
【００８２】
デジタル増幅器の標準のＰＤＭ型変調を実施するデジタル増幅器のインプリメンテーションと比べて、特に、スペクトルの高い部分における、変調雑音の全体的なレベルの大幅な低下、スペクトルの低い部分における、説明される例では、７００ｋＨｚの領域における変調雑音の集中。
【００８３】
７００ｋＨｚの領域における、変調雑音の低周波数集中、すなわち、図８に示されたスペクトルグラフにおいて、隆起が認められる。この特性は、増幅器の出力段の平均スイッチング周波数が、妥当なレベルに保たれ、それにより、システムの高い効率が可能になることを意味する。
【００８４】
最大雑音レベルが、変調器を実施する前述した２つの従来のＰＷＭモードおよびＰＤＭモードと比べて、低くなる。
【００８５】
モードＡ実施形態は、本発明によって設定された目標を本当に実現することになる。  
【００８６】
モードＢと恣意的に呼んだモードに準拠する実施形態の例の説明をする。
【００８７】
前述したとおり、変調器３１の物理的構成は、両方のモード、モード「Ａ」とモード「Ｂ」において、同一のままである。したがって、再び説明する必要のない図６を、再び参照する。
【００８８】
同様に、変調方法、およびその方法のステップを説明するために採用された表記も、変わらないままであり、Ｎ、Ｋ、およびＴに関して、それぞれ、同一の値が、すなわち、８、２、および３が保たれる。
【００８９】
順次または同時である、本発明の「モードＢ」による符号化方法の５つの主なステップは、以下に示されるとおり、繰り返し行われる。ステップの番号に付けられた文字「Ｂ」は、「モードＢ」を特徴付ける。
【００９０】
ステップ１Ｂ：「モードＡ」のステップ１Ａと同一である。したがって、このステップを再び説明する必要はない。
【００９１】
ステップ２Ｂ：同時に、事前選択関数ＰＲＥＳＥＬ、Ｒｅｆ１２を使用して、以下が、Ｎ個の候補のそれぞれに関する可能な展開として選択される。すなわち、出力が、信号Ｈｘ（ｎ）、Ｒｅｆ３と、信号Ｈｑ（ｎ）、Ｒｅｆ６との間の差によって形成された信号との差を最小にする、２つの候補である。これら２つの候補は、（ａ）および（ｂ）によってそれぞれ表され、（ａ）が、その差を事実上、最小にする候補である。
【００９２】
Ｎ個の候補のそれぞれに関して、オプション（ａ）および（ｂ）は、Ｋ個の可能な展開（選択された例では、Ｋ＝２）を表す。一部のケースでは、オプション（ａ）とオプション（ｂ）は、同一である可能性があることに留意しなければならない。
【００９３】
ステップ３Ｂ：次に、入力信号Ｈｘ（ｎ）、Ｒｅｆ３と、候補信号Ｈｑ（ｎ）、Ｒｅｆ６との間の差が、重み付け関数Ｗ、つまり、費用関数として知られる関数、Ｒｅｆ７に送られる。この費用関数Ｗは、可能な展開を分類して、次の回からの生き残りを選択することが可能であるようにするのに使用される。
【００９４】
このインプリメンテーション（モードＢ）では、費用関数Ｗは、以下のとおりである。すなわち、信号間の差（Ｈｘ（ｎ）−Ｈｑ（ｎ））の開きが、所定の閾値より大きい場合、オプション（ｂ）は、生き残ることができない。前述した差（Ｈｘ（ｎ）−Ｈｑ（ｎ））の開きが、その閾値を下回り、やはり所定の遷移回数のカウンタ（図示せず）が、それを許す場合、オプション（ａ）は、生き残ることができず、そうではない場合、オプション（ｂ）は、生き残ることができない。遷移カウンタは、「アップダウン」型であり、オプション（ａ）ではなく、オプション（ｂ）が辿られ、オプション（ｂ）が、オプション（ａ）より大きい場合はいつでも、値「１」だけコンテンツを増加し、オプション（ａ）ではなく、オプション（ｂ）が辿られ、オプション（ｂ）が、オプション（ａ）より小さい場合はいつでも、「１」だけ減少される。遷移カウンタは、遷移、すなわち、オプション（ｂ）の選択を、カウンタの絶対値が、数値２以下である限り、可能にする。
【００９５】
ステップ４Ｂ：生き残ることができないオプションに、そのようにマークが付けられて、ステップ３Ｂの結果が、すなわち、誤差信号ｅ（ｎ）、Ｒｅｆ８が、最良候補Ｒｅｆ９を選択するための選択ブロックＳＥＬに送られる。このブロックは、最良候補として、期間（ｎ−Ｔ，ｎ）にわたる遷移の回数を最小にする候補を選択することを、その候補によって導入される誤差のエネルギーが、当然の候補、すなわち、候補としてオプション（ａ）だけによって形成された候補と比べて、限られている限り、行う。ｆ（ｎ，ｋ）が、候補ｋに関する、時点ｎにおける信号ｅ（ｎ）を示し、ｑ（ｎ，ｋ）が、同一の候補に関する、時点ｎにおける信号ｙ（ｎ）を示す。ブロックＳＥＬは、生き残りが、関数Ｗのブロックによって許され、期間（ｎ−Ｔ，ｎ）にわたる出力段の遷移の回数を最小にし、以下の関係が満たされ、当然の候補に関して、すなわち、オプション（ａ）だけによって形成された候補に関して計算された同一の関係と比べて、限られている候補を選択する。
【００９６】
Ｅ（ｎ，ｋ）＝（ｆ（ｎ−Ｔ，ｋ）−ｑ（ｎ−Ｔ，ｋ））＾２＋（ｆ（ｎ−Ｔ＋１，ｋ）−ｑ（ｎ−Ｔ＋１，ｋ））＾２＋．．．＋（ｆ（ｎ，ｋ）−ｑ（ｎ，ｋ））＾２
【００９７】
ステップ５Ｂ：「モードＡ」のステップ５Ａと同一である。したがって、このステップを再び説明する必要はない。
【００９８】
「モードＡ」と同様に、方法は、バイナリツリーにおける探索から成ること、すなわち、各ステップで、前段で定義された２つの展開オプション（ａ）および（ｂ）が存在し、そのため、一連の二分法の選択が存在することを見て取ることができる。このため、時点ｎにおける理想的な候補についての判定により、ツリーの１つのブランチ（ａ）が、すなわち、理想的な候補を含み、したがって、次の回のための生き残りを、すなわち、前述したブランチのすべての要素を含むブランチが決まる。実際には、本発明による方法は、出力段の遷移の回数を最小にする候補が辿られるようにすることに、その選択によって導入される誤差が、限られたエネルギーのものである限り、努める。このため、方法は、出力段のスイッチング周波数の低減ももたらし、したがって、システムの効率の向上をもたらす。図７を再び参照して、以上の動作モードを例示することができる。したがって、図７を再び説明する必要はない。
【００９９】
図９は、特に、デジタル増幅器向けに設計された、ＭＴＶ変調器３１（図５および図６）のモードＢによる好ましいインプリメンテーションからもたらされる、０ＭＨｚから２．５ＭＨｚまでの範囲内の周波数スペクトルを示し、これは、変調器３１に、１ｋＨｚの周波数を有する単純な高い振幅の正弦信号が供給された場合に当てはまる。
【０１００】
この場合も、図８は、本発明による方法によって得られる有利な特性を明らかに際立たせる。極めて小さい唯一の違いは、前段で述べた低い周波数が、７００ｋＨｚの範囲内ではなく、６００ｋＨｚの範囲内にあることであり、これらの値は、方法を例示するために行われたパラメータの特定の選択によるものである。したがって、それらの利点を再び述べる必要はない。
【０１０１】
以上のことから、実施形態のモードＢも、本発明によって設定された目標を実現する。
【０１０２】
しかし、本発明は、特に、図５ないし図９に関連して、明示的に説明された例示的な実施形態に限定されないことが明白でなければならない。
【０１０３】
同様に、数値的な例は、明確な考えをもたらすためだけに与えられており、本発明の範囲の限定を成すものと考えることは全くできない。例は、当業者の範囲内の技術的選択に由来する。
【０１０４】
また、本発明は、明示的に説明された応用例だけに限定されることもない。
【０１０５】
前述したとおり、オーディオ信号デジタル増幅器向けの格子ベクトル変調器の好ましい実施形態とは別に、本発明の方法は、多くの分野において、特に以下の分野において、有益に実施されることが可能である。すなわち、
「ＰＣＭ」−「ＤＳＤ」変換、
ＰＷＭ型デジタル増幅：本発明は、出力候補として、生成されるべき信号のパルス幅を考慮して、そのような増幅器向けの変調器の作製を可能にする。本発明は、２レベルまたは３レベル（または、必要な場合、さらに多くのレベル）を有する対称変調器および非対称変調器の作製を可能にする。
【０１０６】
ＰＤＭ型デジタル増幅：この問題は、ＰＣＭ−ＤＳＤ変換によって生じさせられる問題と同様であるので、このタイプの応用例に関する実施は、即時である。
【０１０７】
混成デジタル増幅：この新たなタイプの変調は、ＰＤＭアプローチとＰＷＭアプローチの混成になぞらえることができる。この増幅は、候補として、遷移の回数が限られているが、必ずしも固定ではない（これは、ＰＷＭ型変調の場合に当てはまる）一連の波形を必要とする。
【０１０８】
エンジンのステップバイステップ制御：エンジンの制御は、ＰＷＭ型変調または混成型変調を使用する増幅に非常に近いので、このタイプの応用例の実施は、即時である。
【０１０９】
【表１】
2007528151.tif 000003
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】先行技術のＰＷＭ型変調増幅器の例示的な簡略化されたスキームを示す概略図である。
【図２】図１に示されたタイプの増幅器の周波数スペクトルを示す図である。
【図３】先行技術のＰＤＭ型変調増幅器の簡略化されたスキームの例を示す図である。
【図４】図３に示された増幅器の周波数スペクトルを示す図である。
【図５】本発明による方法を実施するデジタル増幅器の例示的なアーキテクチャを示す概略図である。
【図６】本発明の好ましい実施形態による、図５の増幅器の変調器の回路群を示すブロック図である。
【図６Ａ】本発明による格子ベクトル変調アルゴリズムの主なステップを概略で示す論理ブロック図である。
【図７】図６Ａのアルゴリズムのステップを示すバイナリツリーである。
【図８】第１の実施形態による、本発明による格子ベクトル変調器のインプリメンテーションからもたらされる周波数スペクトルを示す図である。
【図９】第２の実施形態による、本発明による格子ベクトル変調器のインプリメンテーションからもたらされる周波数スペクトルを示す図である。
【図１】
2007528151.tif 000004
【図２】
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【図３】
2007528151.tif 000006
【図４】
2007528151.tif 000007
【図５】
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【図６】
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【図６Ａ】
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【図７】
2007528151.tif 000011
【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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