(57)【要約】  第１および第２の入力端子を有する差動入力ステージ（１０２）と、出力端子を有する出力ステージとを備える、マイクロフォン前置増幅器であって、マイクロフォン前置増幅器は、半導体基板上に組み込まれる。ローパス周波数伝達関数を有するフィードバック回路（１０３）が、出力端子と第１の入力端子の間に結合され、半導体基板上に組み込まれる。第２の入力端子は、マイクロフォン信号のための入力（１０５）を提供する。それによって、（半導体基板の消費面積に関して）非常にコンパクトで低雑音の前置増幅器が提供される。
2007508755.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体基板上に組み込まれたマイクロフォン前置増幅器であって、
第１および第２の入力端子を有する差動入力ステージと、出力端子を有する出力ステージと、
前記出力端子と前記第１の入力端子の間に結合され、前記半導体基板上に組み込まれた、ローパス周波数伝達関数を有するフィードバック回路とを備え、
前記第２の入力端子は、マイクロフォン信号のための入力を提供するマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２】
前記差動入力ステージは、反転入力と非反転入力とを備え、前記非反転入力は、前記マイクロフォン信号を受信するように構成され、前記反転入力は、前記フィードバック回路によって供給されるフィードバック信号を受信するように構成される、請求項１に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項３】
前記フィードバック回路は、零点および極を有する周波数領域の伝達関数を有するフィルタであり、前記零点は、前記極よりも高い周波数に置かれる、請求項１または２に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項４】
前記前置増幅器は、零点および極を有する周波数領域の伝達関数を有し、前記極は、０．１Ｈｚから５０Ｈｚ、または０．１Ｈｚから１００Ｈｚ、または０．１Ｈｚから２００Ｈｚの範囲に置かれる、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項５】
前記フィードバック回路は、周波数範囲において、遷移周波数範囲より下では相対的に高い利得レベルを有し、前記遷移周波数範囲より上では相対的に低い利得レベルを有するフィルタである、請求項１乃至４のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項６】
前記遷移周波数範囲は、約１００Ｈｚの周波数より下に置かれる、請求項５に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項７】
前記遷移周波数範囲は、約４０Ｈｚの周波数より下に置かれる、請求項５に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項８】
前記フィードバック回路は、能動フィルタである、請求項１乃至７のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項９】
前記フィードバック回路は、受動フィルタである、請求項１乃至７のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１０】
前記フィードバック回路は、２ポート回路の間にオーム・インピーダンスを与える能動デバイスによって構成される、請求項１乃至９のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１０】
前記フィードバック回路が、第１および第２の能動デバイスと、電流源とを有する構成を備え、前記デバイスは、それぞれゲート端子と、ソース端子と、ドレーン端子とを備え、前記ゲート端子は、前記電流源と前記第１のデバイスの前記ドレーン端子とに接続されるノードにおいて相互接続され、前記ソース端子は、オーム抵抗がそのドレーンおよびソース端子間に与えられた状態の前記第２のデバイスを提供するように相互接続される、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１１】
前記フィードバック回路が、相互接続において抵抗器ノードを形成する第１および第２の抵抗器の直列接続に接続され、また相互接続においてコンデンサ・ノードを形成する第１および第２のコンデンサの直列接続に接続される入力ポートと、前記コンデンサ・ノードにおける出力ポートとを有するフィルタを備え、前記抵抗器ノードおよびコンデンサ・ノードは、２ポート回路の間にオーム・インピーダンスを与える能動デバイスによって相互接続される、請求項１乃至１２のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１２】
前記フィードバック回路は、ＤＣオフセットを与える源を備える、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１３】
前記フィードバック回路は、ＤＣオフセットを与える源を有するフィルタを備える、請求項１乃至１２のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１４】
ＤＣオフセットが、２ポート回路の間にオーム・インピーダンスを与える能動デバイスに前記前置増幅器の前記第１の入力の回路ノードにおいて結合される電流源を備える回路構成によって、前記前置増幅器の前記第１の入力において与えられる、請求項１乃至１３のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１５】
前記能動デバイスが、第１および第２の能動デバイスと、電流源とを有する構成において、第２のデバイスを構成し、前記デバイスは、それぞれゲート端子と、ソース端子と、ドレーン端子とを備え、前記ゲート端子は、前記電流源と前記第１のデバイスの前記ドレーン端子とに接続されるノードにおいて相互接続され、前記ソース端子は、オーム抵抗がそのドレーンおよびソース端子間に与えられた状態の前記第２のデバイスを提供するように相互接続される、請求項１４に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１６】
前記差動入力ステージが、それぞれの差動入力のための第１および第２の電流パスを備え、ＤＣオフセットが、前記差動入力ステージの前記第１および第２の電流パスを通る異なるＤＣ電流を確立することによって与えられる、請求項１に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１７】
前記前置増幅器が、前記マイクロフォン信号の大きさが相対的に小さい場合に相対的に高いオーム・インピーダンスを有し、前記マイクロフォン信号の大きさが相対的に高い場合に相対的に低いオーム・インピーダンスを有する入力バイアス要素を介して、前記マイクロフォン信号を受信するように構成される、請求項１乃至１６のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１８】
前記バイアス要素が、２つの交差結合ダイオードによって構成される、請求項１７に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１９】
前記バイアス要素が、２つの交差結合バイポーラ・トランジスタによって構成される、請求項１７に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２０】
前記バイアス要素が、２つの交差結合金属酸化物半導体ＭＯＳによって構成される、請求項１７に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２１】
前記前置増幅器が、入力信号を低周波数では共通モード信号に変換し、可聴周波数では差動信号に変換するように構成された差動増幅器である、請求項１乃至２０のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２２】
差動増幅器が、２つの入力と第１および第２の出力とを有する計装用タイプ増幅器として構成され、第１および第２の入力は、マイクロフォン信号を受信するように構成されるが、相対的に低い周波数では実質的に同相のマイクロフォン信号を受信し、相対的に高い周波数では実質的に位相のずれたマイクロフォン信号を受信するように前記入力が結合される、請求項１乃至２１のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２３】
差動増幅器が、可聴帯域より下の周波数を共通モード信号として提供し、可聴帯域信号を差動モード信号として提供する、請求項１乃至２２のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２４】
位相シフタが、前記差動増幅器の入力の間に結合される、請求項１乃至２３のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２５】
位相シフタが、前記差動増幅器の一方の側の出力と、前記差動増幅器の反対の側の入力との間に交差結合される、請求項１乃至２４のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２６】
位相シフタが、前記増幅器への入力信号と実質的に同相の信号ノードと、前記差動増幅器の反対の側の入力端子との間に結合される、請求項２１乃至２５のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２７】
電圧ポンプが、前記半導体基板上に組み込まれる、請求項１乃至２６のいずれか１項に記載のマイクロフォン。
【請求項２８】
エレクトレット・マイクロフォンに加わる音圧に応答して、マイクロフォン信号を前記マイクロフォン前置増幅器に供給するように構成されるエレクトレット・マイクロフォンを備える、請求項１乃至２７のいずれか１項に記載のマイクロフォン。
【請求項２９】
前記エレクトレット・マイクロフォンが、カートリッジによって形成される領域内に載せられ、前記マイクロフォン前置増幅器が、マイクロフォン・モジュール内に組み込まれる、請求項１乃至２８のいずれか１項に記載のマイクロフォン・モジュール。
【請求項３０】
ＭＥＭＳマイクロフォンに加わる音圧に応答して、マイクロフォン信号を前記マイクロフォン前置増幅器に供給するＭＥＭＳマイクロフォン部材を備える、請求項１乃至２９のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項３１】
前記ＭＥＭＳマイクロフォン部材および前記マイクロフォン前置増幅器が、半導体基板上に組み込まれる、請求項２９に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロフォン前置増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気通信用途（すなわち移動電話）にとって好ましいタイプのマイクロフォンは、長年の間、エレクトレット・マイクロフォンであった。このタイプのマイクロフォンは、マイクロフォンの膜を構成する可動部材と、別の部材、例えばマイクロフォンのいわゆる背面電極とによって形成される、コンデンサの原理に基づいている。マイクロフォンの一方の部材（好ましくは膜のほう）は、一定の電荷によって荷電される。
【０００３】
マイクロフォンによって検出される音圧は、膜が動く原因となり、その結果、膜部材と他の部材とによって形成されるコンデンサの静電容量を変化させる。これら２つの部材によって形成されるコンデンサの電荷が一定に保たれる場合、２つのコンデンサ部材間の電圧は、受入音圧レベルとともに変化する。音圧とコンデンサ部材間の電圧との間の比例関係を維持するために、マイクロフォン・コンデンサの電荷は、一定に保たれなければならないので、どのような抵抗型負荷によってもマイクロフォン静電容量に負荷をかけないことが重要である。抵抗型負荷は、コンデンサを放電させ、それによって、マイクロフォンとしてのコンデンサ性能を低下または完全に損なわせる。
【０００４】
したがって、コンデンサからマイクロフォン信号を拾い出すため、高い入力抵抗を与えるという一次的目的をもって構成される増幅器が、他の目的のために最適化された回路からコンデンサを保護することが好ましい。マイクロフォン信号を拾い出すために接続される増幅器は一般に、前置増幅器または緩衝増幅器または単に緩衝器と称される。前置増幅器は一般に、コンデンサに物理的に非常に近く、わずか数ミリメータまたはミリメータの数分のいくつかの距離内に接続される。
【０００５】
小型サイズのマイクロフォンの場合、ごく限られた量の電荷が、一方のマイクロフォン部材に保存され得るにすぎない。このことが、高い入力抵抗の必要を促す。その結果、小型サイズのマイクロフォン用の前置増幅器の入力抵抗は、きわめて高く、ギガオームの大きさになる。加えて、この増幅器の入力容量は、音圧に対するかなり良好な感度を達成するために、非常に小さくなければならない。
【０００６】
従来、この緩衝増幅器または前置増幅器は、単純なＪＦＥＴとして実装されていた。ＪＦＥＴの解決策は十分であったが、電気通信産業における要求は、より高い感度をもったより小さなマイクロフォンを求めている。マイクロフォン・コンデンサの感度はサイズが小さくなるにつれて低下するので、これは言葉上の矛盾を引き起こす。他のすべての事柄が等しければ、これは組み合わされたマイクロフォンと緩衝器の感度をさらに低下させる。電気通信産業における要求は、とりわけ、異なるタイプの小型サイズ機器のハンズ・フリー操作、および例えばカメラ／ビデオ用途におけるマイクロフォンのより広範な利用を含む、市場トレンドによって後押しされる。
【０００７】
今日、電気通信用マイクロフォンは一般に、−４０ｄＢＶの感度、および７ｐＦの静電容量をもつ。この静電容量は、カートリッジ容量とも称される。「カートリッジ」という用語は、前置増幅器を含まないマイクロフォンを指すために使用される。この目的の大部分のＪＦＥＴは、約５〜７ｐＦの入力容量をもつ。この入力容量をカートリッジ容量と比較すれば、マイクロフォン信号の半分は、増幅される前に、前置増幅器によって獲得された際に失われることが推察できよう。
【０００８】
内蔵前置増幅器をもつ電気通信用マイクロフォンは、大量に、非常な低価格で販売されている。電気通信用マイクロフォンの増幅器のコストは、前置増幅器チップ・ダイのサイズに直接関係するので、前置増幅器ダイをできるだけ小さくすることは、価格を安くするために重要である。
【０００９】
きわめて明らかに、利得および非常に低い入力容量をもち、そのダイ面積が可能な限り小さい、マイクロフォン前置増幅器が必要である。加えて、低い雑音が重要である。雑音は面積とトレード・オフの関係をもち得るので、すなわち、回路が低い雑音を有し、雑音が許容限度より低い場合、この浮いた雑音レベルと交換にチップ・ダイ面積をより小さくでき、したがって、より低コストで前置増幅器を製造することが可能なので、低い雑音は重要である。
【００１０】
近年、ＣＭＯＳマイクロフォン前置増幅器は、かなりの利得量を提供しながら、雑音および入力容量がより低くなるように設計され得るので、ＪＦＥＴマイクロフォン前置増幅器より優れていることが分かった。
【００１１】
補聴器では、マイクロフォン前置増幅器は、もっぱらＣＭＯＳで設計される。この理由は、ＣＭＯＳ技術で設計されたＣＭＯＳ増幅器は、ＪＦＥＴ技術で実装された増幅器によって達成され得る結果をはるかに超える信号対雑音比を提供することにある。これは、カートリッジ容量が非常に低い場合に特に当てはまる。
【００１２】
マイクロフォン用にＣＭＯＳ技術で前置増幅器を設計する場合、通常は３つの雑音源が存在する。これらの雑音源は、バイアス抵抗器からの雑音、入力トランジスタからの１／ｆ雑音、および入力トランジスタからの白色雑音である。入力トランジスタ雑音が優勢であると仮定する。白色雑音および１／ｆ雑音はともに、入力トランジスタの長さおよび幅を最適化することによって最小化され得る。これは、どのような入力ステージにも、例えば単一トランジスタ・ステージにも差動ステージにも、当てはまる。バイアス抵抗器からの雑音も最小化され得る。バイアス抵抗器が非常に大きく作られた場合、抵抗器からの雑音はハイパス・フィルタリングされ、帯域内雑音は非常に低くなる。しかし、これは、増幅器のより低い帯域制限が非常に低くなるという影響を有する。増幅器の入力は、電源投入後、非常に長い時間の後にようやく公称値に落ち着くので、これは問題になり得る。加えて、例えばバタンとドアを閉めること、または車内の超低周波音から生じる、きわめて低い周波数内容をもつ信号は、増幅器に過剰負荷をかけ得る。別の関連する問題は、マイクロフォン・モジュール内にダイを備え付けることに由来する、小さな漏れ電流である。こうした電流は、過度の入力インピーダンスのせいで、ＤＣオフセットを確立する。これは、増幅器の過剰負荷余裕を低下させる。
【００１３】
関連技術
ＪＦＥＴまたはその他の技術に基づく前置増幅器を使用する複数の解決策が提案されてきた。しかし、これらの解決策は、相対的に高い雑音レベルを本質的に有する。その結果、従来技術の解決策は、可能なかぎり小さなダイ面積のために設計されることができない。
【００１４】
補聴器マイクロフォンでは、超低周波音に対する過度の感度の問題は、入力ステージとしての緩衝増幅器にハイパス・フィルタが続く、２ステージ構成によって対処される。信号は、ハイパス・フィルタリングされた場合、増幅器に過剰負荷をかけ得る大きな低周波数成分を含まず、その後、さらに増幅されることができる。この手法は、カートリッジ感度が例えば約２０ｍＶ／Ｐａと相対的に高い、補聴器マイクロフォンでは良好に機能することが分かっている。
【００１５】
電気通信用マイクロフォンの場合、カートリッジ感度は通常、約５〜７ｍＶ／Ｐａほどと低い。しかし、新しいタイプの用途は、約４０ｍＶ／Ｐａ以上のマイクロフォン感度を必要とする。補聴器分野で知られたマイクロフォン／前置増幅器構成は、技術的観点からは、良好に機能するが、電気通信用途の場合、これらの構成は、コスト上求められる電気通信用マイクロフォンで利用可能なチップ面積と比較してかなりの量のチップ・ダイ面積を必要とするので、あまりに高価すぎる。
【００１６】
２ステージ構成は、２つのステージを有するため、雑音がより多くなり、第１ステージで利得が得られないため、ハイパス・フィルタの物理サイズが相対的に大きくなければならないという、２つの短所を有する。雑音と面積は直接的に関係することに留意されたい。フィルタのサイズは、第１ステージの利得を大きくすることによって最小化され得るが、増幅器は、後続のハイパス・フィルタに来るまで減少させられない低周波数成分のため、過剰負荷の影響を受けやすい。したがって、補聴器マイクロフォン用にもともと開発された解決策は、新しい高感度電気通信用マイクロフォンに対しては決して最適ではない。増幅器ダイの面積が単純に大きすぎると、その結果、装置は高価になりすぎる。
【００１７】
より小さなマイクロフォンに対する需要と、その結果としてより小さなマイクロフォンの利用とは、より小さなマイクロフォン静電容量に帰着する。これが今度は、可聴周波数内の雑音のスペクトル密度を高める。したがって、補償しなければ上昇する可聴周波数内の雑音密度を補償するため、より大きなバイアス抵抗器が必要とされる。
【００１８】
大きな入力バイアス抵抗器に対する要求は、小さい入力漏れ電流を求めている。そのような小さな入力漏れ電流は、ＣＭＯＳ技術によってのみ得ることができる。良好な信号対雑音比を達成するため、１０Ｇオームより大きなバイアス抵抗器と組み合わされたＣＭＯＳ技術が好ましい。補聴器用途では、上記のことは、大きなバイアス抵抗器と組み合わされたＣＭＯＳ技術の単純な０ｄＢ緩衝器によって実現される。補聴器用途のマイクロフォンの感度は通常相対的に高いので、これは実現可能な設計を提供する。
【００１９】
しかし、感度は低価格とトレード・オフの関係にあるので、電気通信目的のマイクロフォンは感度が落ちる。市場の観点からは、組み合わされたマイクロフォンと前置増幅器についてより高い感度が要求される。そのため、要求を満たすため、前置増幅器の利得が高められる。加えて、可聴周波数で低雑音が要求される。さらに、相対的に高い感度に対する要求を満たしつつ、良好な信号対雑音比を保証するため、前置増幅器の入力容量は、マイクロフォンからの不必要な信号損失を避けるように、小さくなければならない（静電容量によって構成される分圧器に与えられるマイクロフォン信号の同等性を参照）。
【００２０】
相対的に低いコストを実現するため、前置増幅器によって占められるチップ面積は、できる限り小さくなければならないので、前置増幅器は、できる限り小さくなければならない。したがって、補聴器で知られている増幅器構成は一般に、チップ面積について同程度に最適化されないので、これらの構成は適用可能ではない。さらに、補聴器で利用される緩衝器または増幅器は、電気通信用途で使用される低感度マイクロフォンのために必要とされるような高い利得レベルを提供するように構成されないことを、心に留めておくべきである。補聴器では過剰負荷を避けるために緩衝器が必要とされるので、補聴器チップでは同じ雑音性能のためにより多くの面積が必要とされる。
【００２１】
上では、知られたマイクロフォン前置増幅器構成についての様々な態様が、その構成を実装するための関連半導体技術の観点から説明された。
【００２２】
新しいタイプの電気通信用マイクロフォンの全感度は非常に高いので、マイクロフォンの出力信号振幅は、例えば約１Ｖｐｐと非常に大きくなることができ、これは電気通信および補聴器市場でこれまで見られたものを大きく超えている。電気通信用マイクロフォンは２つの端子（結合された出力および電源）をもって動作させられなければならないという事実が、大きな最大化出力信号振幅のための設計をより困難にする。このことが補聴器用途とは異なる解決策を必要とする。
電気通信ＥＣＭに固有の感度は通常、相対的に低い。この結果、電気通信ＥＣＭの前置増幅器は、利得を必要とする。
【００２３】
さらに、今日の電気通信市場は、以前よりもさらに高い感度を必要とする。この結果、前置増幅器からのさらに高い感度が必要とされる。しかし、相変わらず同じ過剰負荷余裕が必要とされる。また、自動車が出す重低音およびドアがバタンと閉まる音など、大きな低周波数信号に対処する能力も、同じであるべきである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
したがって、本発明の目的は、できる限り小さい入力容量、できる限り小さい雑音、最大の出力信号振幅をもつ、２端子構成の前置増幅器であって、同時にできる限り小さなチップ面積しか占めない前置増幅器を提供することである。
【００２５】
本発明の目的は、大きな電源除去および低歪みを有する前置増幅器を提供することである。
本発明の目的は、その入力端子において相対的に大きな振幅をもった低速変化信号に対処できる一方、同時により高い周波数の低レベル信号を低歪みで増幅できる、増幅器を提供することである。
本発明の目的は、その性能が入力に関係する漏れおよび寄生結合の影響を非常に受けづらい増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明は、第１および第２の入力端子を有する差動入力ステージと、出力端子を有する出力ステージとを備える、マイクロフォン前置増幅器に関し、マイクロフォン前置増幅器は、半導体基板上に組み込まれ、ローパス周波数伝達関数を有するフィードバック回路も、出力端子と第１の入力端子の間に結合され、半導体基板上に組み込まれる。第２の入力端子は、マイクロフォン信号のための入力を提供する。
【００２７】
それによって、半導体マイクロフォン前置増幅器は、フィルタ・フィードバック構成を備える。この前置増幅器は、可聴帯域外では大きなループ利得を提供することができ、可聴帯域内では非常にわずかな歪みしか生じさせない。しかし、より重要なのは、可聴帯域外で低周波数の周波数成分によって導入される相互変調歪みが、非常に小さいことである。フィードバック構成によって提供されるループ利得特性は、例えばより小さな歪みを提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
図１は、フィードバック・フィルタを伴う前置増幅器を備えるマイクロフォンを示す。マイクロフォン１０１は、マイクロフォン１０１のＰｗｒ／Ｏｕｔと称される出力端子を介して電流入力を受け取る電圧源１０８に結合された、抵抗器Ｒｂ  １０４を介してバイアスをかけられた、マイクロフォン部材Ｃｍｉｃ  １０５を備える。代替構成では、抵抗器Ｒｂ  １０４は、接地基準に接続され、マイクロフォンは、増幅器１０２の入力端子にＤＣオフセットを与えることによって、バイアスをかけられる。したがって、出力端子は、電圧源１０８を介してバイアス電圧Ｖｂと、動作電力とを、マイクロフォン前置増幅器１０２およびフィードバック・フィルタ１０３に与え、マイクロフォン部材Ｃｍｉｃ  １０５に加わる音圧に応答してマイクロフォン出力信号を提供するように機能する。
【００２９】
マイクロフォンＣｍｉｃ  １０５とバイアス抵抗器Ｒｂ  １０４との相互接続において確立される回路ノードは、演算増幅器１０２の非反転入力（＋）に接続される。増幅器１０２は、フィードバック回路１０３を備える。フィードバック回路１０３は、増幅器１０２から出力信号を受信するように結合される「ａ」と称される入力ポートと、増幅器１０２の反転入力（−）に結合される「ｂ」と称される出力ポートとを有する。増幅器１０２とフィードバック回路１０３とを備える前置増幅器は、半導体基板上１０７に実装される。
【００３０】
増幅器１０２とフィードバック回路１０３とは、組み合わされて、非反転入力（＋）から（フィードバック回路の入力ポート「ａ」に接続される回路ノードに対応する）出力への周波数伝達関数を有する。この周波数伝達関数は、ハイパス特性を有する。
【００３１】
しかし、フィードバック回路は、零点および極をもつ、ポート「ａ」からポート「ｂ」への周波数伝達関数を有し、零点は極より高い周波数に配置される。したがって、フィードバック回路は、ローパス特性を有する。
【００３２】
フィルタの形態のフィードバック回路は、１次フィルタであることができ、または例えば２次、３次、もしくは４次などのより高次のフィルタであることができる。また、フィードバック回路は、受動回路として、または能動回路として実装されることができる。フィードバック・ループは、フィードバックを有する増幅器の全利得が、低周波数で相対的に低くなり、可聴帯域周波数で相対的に高くなることを保証する。
【００３３】
前置増幅器は、Ｐｗｒ／Ｏｕｔと称されるその出力端子から給電される。増幅器は、非反転増幅器として、非反転入力に接続されるマイクロフォンと接続される。これは、マイクロフォンの容量性負荷が非常に小さくなることを保証する。フィードバックのため、増幅器１０２の反転入力端子（−）は、非反転入力端子（＋）に正確に従う。増幅器１０２の入力ステージが差動トランジスタ対（すなわち差動ステージ）である場合、トランジスタ対のゲート−ソース電圧は一定に保たれ、その結果、入力容量は非常に低くなる。差動入力ステージをもつ増幅器の可能な一実施形態についてのより詳細な説明は、図６に関連して提供される。
【００３４】
増幅器の出力ＤＣレベルを設定するため、ＤＣオフセットが増幅器に、さらに好適にはフィルタに組み込まれることができる。組み込みオフセットを有する増幅器の実装は、図５ｄ、図１０ａ、図１０ｂ、および図１０ｃで説明される。
【００３５】
図２は、マイクロフォン・カートリッジ要素に結合されたソース・フォロワを示す。マイクロフォン・カートリッジ要素２０１は、コンデンサＣｍｉｃ  ２０４と直列に結合された電圧発生器２０３を有する回路モデルとして例示されている。ソース・フォロワ２０２は、ドレーン端子によって接地基準に、ソース抵抗器Ｒｓ  ２０７を介して供給電圧Ｖｄｄに結合される、ＰＭＯＳデバイスＴ  ２０６の形態の能動デバイスを備える。ソース・フォロワの入力は、能動デバイスのゲート端子と、バイアス抵抗器Ｒｂと、コンデンサＣｍｉｃとによって確立される、回路ノードにおいて与えられる。
【００３６】
この回路は単純な回路であり、マイクロフォン増幅器の基本機能を説明するのに非常に有用である。この回路は、３つの重要な雑音源、すなわち、バイアス抵抗器Ｒｂからの雑音、ＰＭＯＳデバイスＴ  ２０６からの白色雑音、およびＰＭＯＳデバイスＴ  ２０６からの１／ｆ雑音を有する。
【００３７】
この図は非常に単純な増幅器を示すが、すべての増幅器が、これら３つの重要な雑音源を有する。
図３は、ソース・フォロワのスペクトル雑音密度を示す。スペクトル雑音密度は、周波数ｆの関数として示されている。雑音密度は、いわゆるＡ聴感補正曲線と一緒に示されている。
【００３８】
ソース・フォロワは、一例として使用されたにすぎないが、雑音のスペクトル密度は、どのようなＣＭＯＳ増幅器でも同じ形状をもつ。最良の信号対雑音比ＳＮＲのためにスペクトル雑音密度を最適化するガイドラインも、基本的にはその他のタイプの増幅器と同じである。スペクトル雑音密度の各成分をいかに最小化すべきかが説明され得る。
【００３９】
第１に、バイアス抵抗器から発生する雑音成分が説明される。図から、この雑音成分がどこで優勢であるかが理解され得る。「Ｒｂｉａｓ」と表示された周波数範囲を見られたい。バイアス抵抗器から来る全雑音電力は、ｋＴ／Ｃで計算されることができ、ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔはケルビンを単位とする温度、Ｃは抵抗器に接続される静電容量であり、通常はマイクロフォン静電容量が大半を占める。図には、よく知られたＡ聴感補正関数も示されており、（マイクロフォン静電容量によって与えられる）ｋＴ／Ｃの全雑音電力とは別に、雑音の場所も重要であることが理解され得る。すなわち、バイアス抵抗器が非常に大きく作られた場合、Ａ聴感補正関数内の雑音電力は、非常に小さくされ得る。そのため、秘訣は、Ａ聴感補正曲線の中心からできるだけ遠く離れて出現するように形成するため、非常に大きなバイアス抵抗器を使用することである。
【００４０】
第２に、ＰＭＯＳから発生する雑音が説明される。ソース・フォロワのＰＭＯＳデバイスから、１／ｆ雑音成分と白色雑音成分とが生じる。これらの雑音成分は、雑音に寄与するデバイスのゲート面積を大きくすることによって、大きさを小さくされ得る。デバイスを非常に大きく作ることによって、１／ｆおよび白色雑音の両方が低下させられ得る。１／ｆ雑音は、大きな面積をもつトランジスタを使用することによって、完全に無視可能になるまでさらに低下させられ得る。しかし、トランジスタを非常に大きく作った結果、マイクロフォンはより大きな面積に起因するより大きな固有の静電容量によって容量性の負荷をかけられるので、信号は減衰させられる。そのため、トランジスタは大きくあるべきであるが、大きすぎてはならない。したがって、１／ｆ雑音および白色雑音に対して最適条件が存在する。
【００４１】
この例は、ソース・フォロワ・ステージからの雑音を示しているが、正確に同じ議論およびトレード・オフが、容量性信号源に結合される、どのようなＣＭＯＳ前置増幅器にも当てはまる。
【００４２】
図４は、開ループ増幅器利得、フィードバック・フィルタ利得、ループ利得、および前置増幅器利得について伝達関数のグラフを示す。グラフは、図１に示された回路構成に、特にフィードバック・ループを確立するためにフィードバック・フィルタ１０３を備える増幅器１０２を含むフィードバック前置増幅器に関係する。開ループ増幅器利得は、＃１と表示された曲線によって示され、フィードバック・フィルタ利得は、＃２と表示された曲線によって示され、ループ利得は、＃３と表示された曲線によって示され、全体的な前置増幅器利得は、＃４と表示された曲線によって示される。
【００４３】
このグラフは、利得−周波数領域の観点から、フィードバック・フィルタを備える前置増幅器の原理を説明するのに役立つ。このグラフは１次フィルタ構成について示されている。より高次のフィルタ構成に対応するグラフも得ることができる。
【００４４】
開ループ増幅器利得（曲線＃１）は、周波数Ｆ１の所に置かれた単一の優勢極（ｄｏｍｉｎａｔｉｎｇ  ｐｏｌｅ）をもち、低周波数では利得が非常に大きい、よく知られた優勢極タイプである。
【００４５】
フィードバック・フィルタ特性（曲線＃２）は、最も単純な１次形式において、１つの極と１つの零点を含む。極は、零点の周波数Ｆ３より低い周波数Ｆ２の所に置かれる。基本的に、フィルタは、より低い周波数領域と、低周波数領域より低利得のより高い周波数領域とをもつ。したがって、フィードバック・フィルタ特性は、Ｆ２より下、すなわちＦ２とＦ３の間の遷移周波数範囲より下では、相対的に高い利得レベルを示し、遷移周波数範囲より上、すなわちＦ３より上では、相対的に低い利得レベルを示す。
【００４６】
実際の実装では、前置増幅器は、零点と極をもつ（曲線＃２を参照）、周波数領域における伝達関数を有し、極は０．１Ｈｚから５０Ｈｚ、または代わりに０．１Ｈｚから１００Ｈｚ、または代わりに０．１Ｈｚから２００Ｈｚの範囲に置かれる。
【００４７】
開ループ利得とフィードバック・フィルタ特性の組合せが、ループ利得特性（曲線＃３）を提供する。ループ利得は周波数Ｆ２より下で非常に大きくなることが理解され得る。
フィードバック構成内の増幅器の全体的な利得伝達関数が、曲線＃４によって示されている。フィードバック構成は、曲線＃２に示される利得特性をもつフィードバック・フィルタによって確立される。
【００４８】
図５は、第１のフィードバック・フィルタを示す。フィードバック・フィルタ１０３は、「ａ」と表示された入力ポートと「ｂ」と表示された出力ポートとを有する、フィードバック回路を形成する。入力ポートａは、直列接続の第１の抵抗器Ｒ２  ５０２を介して接地基準、コンデンサＣ  ５０３、および第２の抵抗器Ｒ３  ５０１に接続される。出力ポートｂは、第１の抵抗器Ｒ２  ５０２とコンデンサＣ  ５０３との相互接続によって形成される回路ノードに結合される。
【００４９】
フィードバック・フィルタは、多くの方法で実装され得るが、そのすべてが等しく容易にチップ上に組み込めるわけではない。特に、直列抵抗器を有するフィルタ・タイプは、必要な部品数値がチップまたは半導体基板上では実現が難しいので、実装が難しい。
【００５０】
望ましいフィルタ伝達関数は、ハイパス・フィルタ関数である。これは一般に、コンデンサと直列の２つの抵抗器を使用して実装される（図５ａを参照）。ポートａからポートｂへの伝達関数は、より低い周波数では、１に近づき、より高い周波数では、Ｒ２とＲ３の比によって決定される。低い雑音を得るため、抵抗器は、ｋオームの範囲になければならず、したがって、所望のカットオフ周波数を実現するため、コンデンサ値をｎＦにする必要がある。ｎＦの範囲のコンデンサは、過度のチップ面積を必要とし、したがって、そのような解決策は、チップ実装用に可能であるとは見なされない
【００５１】
図５ｂは、ＩＣ実装用の第２のフィードバック・フィルタを示す。フィードバック・フィルタ１０３は、「ａ」と表示された入力ポートと「ｂ」と表示された出力ポートとを有する、フィードバック回路を形成する。フィルタは、相互接続において抵抗器ノードを形成する第１の抵抗器Ｒ２  ５０７と第２の抵抗器Ｒ３  ５０８の直列接続に接続される、入力ポートａをもつ構成を有する。入力ポートは、相互接続においてコンデンサ・ノードを形成する第１のコンデンサＣ１  ５０６と第２のコンデンサＣ２  ５０４の直列接続にも接続される。コンデンサ・ノードは、出力ポートを形成する。加えて、抵抗器ノードとコンデンサ・ノードとは、抵抗器Ｒ１  ５０５によって相互接続される。
【００５２】
この構成のフィードバック・フィルタの場合、ポートａからポートｂへの低周波数伝達関数は、２つの抵抗器Ｒ２  ５０７およびＲ３  ５０８によって決定される。高周波数伝達関数は、Ｃ１  ５０６とＣ２  ５０４によって決定される。フィルタのカットオフ周波数は、Ｒ１  ５０５によって設定される。非常に大きいＲ１  ５０５が選択された場合、フィルタの雑音は、非常に低い周波数に移動し、したがって、可聴帯域雑音は、過度に大きなコンデンサ値を使用しなくても、最小化され得る。半導体基板上に実装するのに適切な範囲は、Ｃ１＝１〜５００ｐＦ、Ｃ２＝１〜５００ｐＦ、Ｒ１＝Ｇオーム〜Ｔオームである。
【００５３】
図５ｃは、ＩＣ実装用の第４のフィードバック・フィルタを示す。フィードバック・フィルタ１０３は、「ａ」と表示された入力ポートと「ｂ」と表示された出力ポートとを有する、フィードバック回路を形成する。フィルタは、相互接続において抵抗器ノードを形成する第１の抵抗器Ｒ２  ５０７と第２の抵抗器Ｒ３  ５０８の直列接続に接続される、入力ポートａをもつ構成を有する。入力ポートは、相互接続においてコンデンサ・ノードを形成する第１のコンデンサＣ１  ５０６と第２のコンデンサＣ２  ５０４の直列接続にも接続される。コンデンサ・ノードは、出力ポートを形成する。加えて、抵抗器ノードとコンデンサ・ノードとは、２ポート回路内にオーム・インピーダンスを与える能動デバイス５１６によって相互接続される。２ポート回路は、能動ＣＭＯＳデバイスまたはその他のタイプの能動デバイス５１６および５１７、ならびに電流源５１８を含む。能動デバイスは、それぞれゲート端子、ソース端子、およびドレーン端子を備える。ゲート端子は、電流源５１８と第１のデバイス５１７のドレーン端子とに接続されるノードにおいて相互接続される。デバイスのソース端子は、オーム抵抗がドレーンおよびソース端子間に与えられた状態にある第２のデバイス５１６を提供するため、相互接続される。このドレーンおよびソース端子は、２ポート・オーム・インピーダンスを構成する。上の説明を参照すると、フィルタ１０３のカットオフ周波数は、２ポート回路のオーム・インピーダンス５１６、５１７、および５１８によって設定される。
【００５４】
２ポート回路に関して、Ｇオーム領域のインピーダンスをもつためにバイアスをかけられた、三極管領域のＭＯＳトランジスタは、よい解決策である。それは、かなり良好に制御され、どのようなＣＭＯＳ技術でも容易に実装され得る。
【００５５】
我々のケースでは、ＮＭＯＳデバイスが、ＤＣ動作レベルのため、最も十分であると分かる。しかし、その他のケースでは、ＰＭＯＳデバイスも使用されることができ、ＮＭＯＳおよびＰＭＯＳデバイスの組合せによって作られる対称デバイスさえも使用されることができる。完全な対称デバイスが使用され得るかどうかは、ＤＣレベルに依存する。
【００５６】
非対称ＮＭＯＳ抵抗器の唯一の短所は、それが非線形であり、したがって、大きな湾曲（ｌａｒｇｅ  ｓｉｎｕｓ）に与えられた場合、低周波数信号（すなわちＤＣオフセット）を発生させることである。ＮＭＯＳ抵抗器によって発生される低周波数信号の振幅は、フィードバック・フィルタがどのように構成されるかに大きく依存し、すなわち、容量フィードバックのフィードバック率と抵抗フィードバックのフィードバック率が等しい場合、ＮＭＯＳ抵抗器を横切る信号はゼロであり、したがって、発生される低周波数信号もゼロである。しかし、先に論じたように、大きな低周波数信号が前置増幅器の入力に存在し、したがって、前置増幅器に過剰負荷がかかるので、前置増幅器の大きなＤＣ利得が問題になる。２ＤＣ利得を与えるＤＣフィードバック率は、ＮＭＯＳ抵抗器を横切る信号を２分の１に効果的に減らし、したがって、低周波数発生信号を少なくとも２分の１に減らす。しかし、１から５の範囲のＤＣ利得が、一般に適切である。すなわち、非線形信号処理のため発生される信号は、発生信号の平方または発生信号の立方に一般に依存する。そのため、ＮＭＯＳ抵抗器を横切る信号を半分にすることは、発生される信号を４分の１に減らす。
【００５７】
それによって、相対的に良好に制御され得る、ギガオーム範囲の抵抗器を実装する方法が提供される。ダイオード、ダイオードと結合されたＭＯＳトランジスタなどの通常の使用が、（テラオームのオーダの）きわめて大きな抵抗値を実現することができる。しかし、これらの値は、実際には、ＩＣ実装前置増幅器に関する目的にとっては大きすぎる。
【００５８】
図５ｄは、ＩＣ実装用の第３のフィードバック・フィルタを示す。この実施形態では、ＤＣオフセットがフィードバック・フィルタ１０３に組み込まれる。それによって、漏れ電流のために生じる望まないＤＣレベルを補償することが可能である。ＤＣオフセットは、抵抗器Ｒ３を電流源５１３に置き換えることによって実施される。
【００５９】
出力ポートｂ（したがって増幅器１０２の反転入力）におけるフィルタ１０３からの全雑音電力は、ＫＴ／Ｃで計算されることができ、ここで、Ｃは全静電容量、Ｋはボルツマン定数、Ｔはケルビンを単位とする温度である。
【００６０】
雑音自体は、コンデンサ（Ｃ１およびＣ２）を増やさずに最小化されることができず、これは、チップ面積が増やされるという結果を有する。低コストの解決策が必要である場合、これは実現可能な解決策ではない。しかし、雑音電力は、抵抗値Ｒ１を増やすことによって、より低い周波数で出現するように、移動または適応させることができる。このように、抵抗フィードバック回路からの雑音は、フィルタリングされ、コンデンサＣ１およびＣ２からの雑音（実際には雑音はＲ１から来る）は、フィルタリングされ、通常使用される聴感補正関数が雑音を抑制するような低周波数に置かれる。そのため、この解決策では、面積は小さくなり、雑音は低くなる。
【００６１】
できる限り小さな面積で低雑音を得るため、抵抗器Ｒ１は大きくあるべきである。しかし、抵抗器が大きすぎる場合、増幅器は、電源投入または過剰負荷の後、ゆっくりと安定する。これは、より長い期間にわたって、増幅器の性能を著しく低下させる。
【００６２】
図６は、増幅器の詳細図を示す。増幅器の入力ステージ６０１は、ＰＭＯＳデバイスの差動対６０３、６０６を含む。この差動対は、１／ｆ雑音および白色雑音の最適条件が存在するので（図３を参照）、幅および長さの両方について最適化されなければならない。必要に応じて、差動対内の２つのトランジスタのアスペクト比を調整することによって（図１０ｄを参照）、オフセットが差動対に組み込まれる。代替的または追加的に、下側の電流ミラー６０４、６０５のミラー率が、調整されることもできる。差動対トランジスタのアスペクト比の比がＡであり、電流ミラー率がＢであるならば、増幅器のオフセットは、ｎ×Ｖｔ×ｌｎ（Ａ×Ｂ）となる。
【００６３】
差動入力ステージの様々な実装が存在し、例えば、ＮＭＯＳ電流ミラー６０４、６０５は、ＰＭＯＳ電流ミラーと組み合わせた、いわゆる折り返しカスケードによって置き換えられ得る。
【００６４】
増幅器の出力ステージ６０２において、出力トランジスタ６０８が、高インピーダンス利得ノードに接続される。これの機能は、利得を追加し、高インピーダンス・ノードを外部から分離することである。変動電流を有する唯一のデバイスは出力トランジスタであることに注意されたい。それによって、その他のトランジスタは、一定の電流源によってバイアスがかけられる。
したがって、差動入力ステージと出力ステージとを有する増幅器の原理が説明される。
【００６５】
図７ａは、フィードバック・フィルタと入力クランプ回路とを備える増幅器を示す。入力クランプ回路７０１は、マイクロフォン信号を受信する増幅器の入力（このケースでは非反転入力）に接続される。どのクランプ回路を使用すべきかは、技術の利用可能性および要求に依存する。
【００６６】
図７ｂは、ダイオード・ベースの入力クランプ回路を示す。この回路は、普通に知られており、良好に機能することが分かっている。この回路は、２つの交差結合ダイオードから構成される。ゼロ・バイアス周辺のインピーダンス／抵抗は非常に高く、一般に４００ｍＶ〜６００ｍＶで、デバイスは信号をクランプし始める、すなわち、インピーダンスが劇的に低下する。インピーダンスは、ゼロ・バイアスでは非常に高く、そうすべきであるように、大きな信号レベルに対して信号をクランプする。しかし、回路によっては、インピーダンスが大きすぎるかもしれず（１００Ｔオームまでの例が測定された）、あまりにも低い信号レベルで、信号のクランプが非常に頻繁に発生する
【００６７】
そのようなケースでは、以下の２つの解決策がより優れていると分かるかもしれない。３つの実装のいずれかを組み合わせることによって、新しい対称高インピーダンス・デバイスを作成することが可能である。
【００６８】
図７ｃは、ＰＭＯＳベースの入力クランプ回路を示す。この実装は基本的に、代わりにＭＯＳデバイス７０４、７０５を使用した、２つの交差結合ダイオードの実装である。
図７ｄは、ＮＰＮ型トランジスタ・ベースの入力クランプ回路を示す。この実装は基本的に、代わりにバイポーラ・デバイス７０６、７０７を使用した、２つの交差結合ダイオードの実装である。
【００６９】
図８ａは、フィードバック・フィルタと出力ステージとを備える増幅器を示す。出力ステージ８０２は、完全な前置増幅器の一部であり、増幅器８０１、出力ステージ８０２、およびフィードバック・フィルタ１０３を含むフィードバック・ループに埋め込まれる。出力ステージ８０２の目的は、前置増幅器の内部回路ノードを、出力端子Ｖ１／ｏｕｔに結合される負荷から分離することである。
【００７０】
図８ｂは、共通ソース出力ステージである。第１の例は、ミラー補償用のコンデンサ８０５と右半平面零点補償用の抵抗器８０４とを有する共通ソース・ステージである。このステージは、非常に大きい出力振幅が可能であり、ＤＣ利得が大きく、周波数補償の実施が非常に容易であるという利点を有する。短所は、パラメータが負荷および出力振幅とともに大きく変動することである。すなわち、負荷が抵抗性である場合、電流は負荷および出力振幅の両方とともに変動する。これは、ミラー補償が最悪の条件に対して設計されなければならず、歪みＰＳＲなどのパラメータが負荷および信号振幅とともに大きく変動するという結果を有する。
【００７１】
図８ｃは、ソース・フォロワ出力ステージを示す。第２の例は、能動デバイス８０６に基づくソース・フォロワ・ステージである。これは、内部回路ノードを負荷から効果的に分離し、すべてのパラメータは、負荷および出力振幅が変動しても、非常に安定している。ソース・フォロワ・ステージの短所は、周波数補償が大きなコンデンサを必要とし、共通ソース・ステージと比べて出力振幅が制限されることである。
【００７２】
図８ｄは、共通ソースとソース・フォロワの組合せ構成を有する出力ステージを示す。第３の例は、共通ソース・ステージとソース・フォロワの組合せである。これは、容易な周波数補償と安定なパフォーマンスの両方を可能にする。唯一の短所は、単純な共通ソース・ステージと比べて出力振幅が制限されることである。
【００７３】
図８ｅは、カスケード共通ソース出力ステージを示す。第４の例は、直列の２つの共通ソース・ステージであり、第１のステージの能動デバイスは、電流源８１０によってバイアスがかけられる。このケースでは、いわゆるネスト型のミラー補償が使用されなければならない。この解決策は、単純な共通ソース・ステージよりも安定した性能を有するが、共通ソース・ステージとソース・フォロワの組合せほどには安定していない。しかし、出力振幅は、単純な共通ソース・ステージとちょうど同じ程度に良好である。
【００７４】
図９は、ＲＦフィルタが実装された前置増幅器を示す。無線周波ＲＦフィルタ９０１は、ポート「ｈ」と表示された回路ノードの相互接続で入力信号を受信し、ポート「ｉ」で出力信号を提供するために結合された、コンデンサ９０３と抵抗器９０２とを含む。接地基準が、ポート「ｊ」で提供される。それによって、ＲＦ信号を減少させる１次ローパス・フィルタが提供される。しかし、その他のより高次のフィルタ、例えば２次、３次、および４次フィルタも使用され得る。
【００７５】
今日、移動電話は広く使用されており、マイクロフォンは、例えば移動電話のＲＦ  ＧＳＭ信号など、非常に強力な高周波信号にさらされる。特に、移動体用のマイクロフォンは、アンテナの非常に近くに置かれるので、非常に大きなＲＦ信号にさらされる。半導体の非線形性はＲＦ信号の低周波変動を低周波帯域に相互変調できることが、よく知られている。これを例示するため、ＧＳＭ電話が２１７Ｈｚの周期で送信している。例えば、ダイオードがＧＳＭ信号にさらされる場合、ＧＳＭ信号とともにダイオードの非線形性が、非常に強力な２１７Ｈｚ成分とこれの高調波を生成する。この問題を緩和する最も効率的な方法の１つは、単純にＧＳＭ信号が非線形半導体構成要素に到達しないようにすることである。これは、増幅器ＡＳＩＣのすべての接続パッドにＲＦフィルタ９０１を追加することによって実現され得る。
【００７６】
この手法は非常に効果的であるが、問題は、これらのフィルタが、ＲＦ雑音をフィルタリングするだけでなく、増幅器の性能にも影響することである。すなわち、出力インピーダンスが増加し、雑音レベルが高まるなどである。しかし、フィードバック増幅器の場合、増幅器の全体的性能はフィードバック・フィルタおよび入力ステージによって大部分は決定されるので、この問題は大きく緩和される。そのため、高周波成分が入力ステージに接近しないようにされる場合、フィードバック・ループそれ自体が、増幅器のどこか他の場所で導入された低周波数の相互変調信号を抑制する。一般に高い開ループ利得のため、増幅器は、非常に効果的なＲＦフィルタが出力パッド／接続に追加されたとしても、影響を受けない性能を有する。
【００７７】
ＲＦフィルタは、入力側に追加されることもできるが、その場合、これらの雑音は、ループ利得によって抑制されない。しかし、全体的な増幅器構造はより低い雑音を有するので、これは、入力側のより効果的なＲＦフィルタとトレード・オフされることができる。
【００７８】
図１０ａは、ＤＣオフセットが実装された、前置増幅器およびフィードバック・フィルタを示す。ＤＣオフセット１００１、１００２、および１００３の目的は、増幅器の出力のＤＣバイアス電圧を設定することである。増幅器に実装されるＤＣオフセットは、増幅器のＤＣ閉ループ利得によって増幅され、したがって、増幅器の出力ＤＣレベルを設定する。低周波数信号および入力上の外部オフセットを処理するため、増幅器のＤＣオフセットは、かなり大きな値に対して設計されなければならない。できる限り低い雑音について最適化する場合、これは問題となり得る。また、できる限り小さいチップ面積、すなわち最低コストについて最適化する場合も同様である。
【００７９】
より最適なのは、オフセットをＦＢフィルタ内または直後に実装することである。このようにすると、オフセットは、増幅器のＤＣ閉ループ利得を乗じられず、増幅器も、チップ面積を増やさずに、低い雑音に対して設計されることができる。しかし、すべてのオフセットをフィルタ内に実装することは問題となり得るので、増幅器内のオフセットとフィードバック・フィルタ内のオフセットの組合せが、通常は最適であると分かる。
【００８０】
図１０ｂは、増幅器の入力端子にＤＣレベル補償を有する増幅器構成を示す。電流源１００６は、抵抗器Ｒ５  １００４を通るＤＣ電流を供給する。抵抗器Ｒ５  １００４に生じるＤＣ電圧レベルは、増幅器１０２の入力におけるＤＣレベルをシフトさせる。
【００８１】
前置増幅器の入力にオフセットを実装する２つの方法が基本的に存在する。第１のオフセットは、大きな抵抗器によってフィルタリングされる基準電圧源によって提供される。抵抗器は、多くの方法で、すなわちダイオード能動デバイスなどとして実装され得る。
【００８２】
第２のオフセットは、入力差動対に実装されるオフセットである。これは、多くの方法で、例えば、図１０ｄにスケッチされたような入力差動対の電流またはサイズの意図的な不一致によって実施され得る。代替として、ＤＣオフセットは、電源の１つと直列のＤＣオフセットを有するデバイスによって提供され得る。
【００８３】
図１０ｃは、高オーム抵抗器を実装する回路を示す。ダイオード、トランジスタなどとは別に、能動デバイスも、高抵抗デバイスとして使用され得る。弱く逆のバイアスがかけられたＮＭＯＳデバイス１００９は、ポートｘ１とｙ１にそれぞれ対応するドレーンとソースの間に、Ａ×ｎＶｔ／Ｉｄにほぼ等しいオーム抵抗を有し、ａは２つのトランジスタのアスペクト比の比である。Ｉｄはバイアス・トランジスタ内の電流であり、大部分のＣＭＯＳプロセスについて、ｎＶｔ＝３９ｍＶである。ＮＭＯＳデバイス１００９は、電流源１００７によってバイアスがかけられたＮＭＯＳデバイス１００８によって、弱く逆のバイアスがかけられる。
【００８４】
したがって、能動デバイス１００９は、ソースおよびドレーン端子の間に高オーム・インピーダンスが与えられた状態になるように強制される。５０Ｍオームまたは１００Ｍオームまたは５００Ｍオームより大きなオーム・インピーダンスが与えられる。多ダイオード構成を使用する代替実施形態は、その特別な実装半導体技術のため、一般に好ましくない。
【００８５】
このように、ギガオーム抵抗器が、ＣＭＯＳデバイスを使用して実装され得る。このデバイスの短所は、それが非対称なことである。これは、ＮＭＯＳ抵抗器に対して対称デバイスを追加することによって、いくらかは補償され得る。
【００８６】
図１０ｄは、入力ステージにＤＣレベル補償を有する差動増幅器構成の入力ステージの略図を示す。ＤＣレベル補償は、トランジスタ１０１１および１０１０によって構成される差動対をそれぞれ流れる電流Ｉ１と電流Ｉ２の差を与えることによって得られる。電流源１０１２は、差動対のバイアスを例示する。
【００８７】
図１１は、電圧ポンプを有する構成の増幅器を示す。電圧ポンプＶｐｍｐ  １１０１は一般に、例えばシリコン・マイクロフォンでのように、マイクロフォンに荷電エレクトレット層が存在しない場合に必要とされる。電圧ポンプＶｐｍｐ  １１０１は、ポンプ電圧をバイアス電圧として抵抗器Ｒｃ  １１０２を介して供給する。コンデンサＣｃは、雑音を減結合するため、抵抗器Ｒｃと一緒に動作する。
【００８８】
マイクロフォンにエレクトレット層が存在しない場合、外部バイアスが必要とされ、前置増幅器と同じ半導体基板上に組み込まれた電圧ポンプによって供給されることができる。電圧ポンプは通常、きわめて雑音が多く、したがって、減結合フィルタが必要とされる。このフィルタは、減結合コンデンサＣｃと、大きな抵抗器Ｒｃとから構成されることができる。電圧ポンプ１１０１の雑音を減結合するため、非常に低いカットオフ周波数を有するフィルタが必要とされる。したがって、それは、電源投入時に非常にゆっくり安定する。すなわち、非常に大きな低周波数信号が、かなりの時間、増幅器の入力に存在する。そのため、低周波数において低利得を有する前置増幅器が、再び非常に有益であることが分かる。
【００８９】
例えばシリコン・マイクロフォンなど、いくつかのマイクロフォン・タイプは、機能するためにバイアス電圧を必要とする。そのようなバイアス電圧は通常、供給電圧よりも高い。実際、それは３０Ｖほどの高さであり、したがって、電源よりも何倍も高い。そのようなバイアス電圧は、ディクソン・ポンプとディクソン・ポンプにクロック信号を供給する発振器とによって一般に構成される、電圧ポンプを使用して発生される。しかし、クロック信号は、外部の発振器から供給されることができ、その場合、半導体基板の別個の入力端子が一般に必要とされる。
【００９０】
マイクロフォンに高いＤＣ電圧でバイアスがかけられている場合、そのとき増幅器は、ほとんどすべての場合に、大きなＤＣレベルを過剰負荷なしに処理することができないので、増幅器とマイクロフォンの間にＤＣ結合容量が必要とされる。さらに、あらゆるものを同じチップ上に組み込むことによって、可能な中で最良の性能を与えるように、全体的性能が最適化され得る。
【００９１】
図１２は、エレクトレット・マイクロフォン部材と、差動増幅器とを備える、マイクロフォンを示す。エレクトレット・マイクロフォン部材は、バイアス電圧Ｖｂに結合されたバイアス抵抗器１０４を介してバイアスがかけられる。それによって、電荷がマイクロフォンの部材または可動部材１０５  Ｃｍｉｃに供給される。マイクロフォンに加わり、それによって膜を動かす音圧に応答して供給される信号が、増幅器１２０１に供給される。増幅器１２０１は、可聴範囲より下の周波数に対しては相対的に利得が低く、可聴範囲内の周波数に対しては相対的に利得が高い、利得特性を有することによって特徴づけられる。好ましくは、利得特性は、可聴範囲より下において、１次、２次、３次、４次、またはより高次になるほど低下する。それに加えて、増幅器は、低周波数マイクロフォン信号を共通モード信号として、また高周波数マイクロフォン信号を差動モード信号として処理することによって特徴づけられる。それによって、低周波数成分が効果的に抑制される。端子ψおよびψ＊における差動出力信号は、マイクロフォン前置増幅器出力信号として提供される。
【００９２】
図１３ａは、入力および出力端子を有する差動増幅器と、差動増幅器の低周波数挙動を例示する信号とを示す。低周波数における増幅器１２０１の信号処理が例示されている。曲線１３０１は、増幅器に入力される低周波数の時間領域のマイクロフォン信号（φ）を示す。曲線１３０２および１３０３は、増幅器のそれぞれの出力（ψ、ψ＊）が実質的に同相であり、したがって、共通モード差動信号に相当することを示す。
【００９３】
図１３ｂは、入力および出力端子を有する差動増幅器と、差動増幅器の高周波数挙動を例示する信号とを示す。高可聴帯域周波数における増幅器１２０１の信号処理が例示されている。曲線１３０１は、増幅器に入力される可聴周波数の時間領域のマイクロフォン信号（φ）を示す。曲線１３０２および１３０３は、増幅器のそれぞれの出力（ψ、ψ＊）が実質的に１８０度位相がずれており、したがって、差動モード差動信号に相当することを示す。
【００９４】
図１４は、第１の構成による、エレクトレット・マイクロフォン部材と、差動増幅器とを備える、デジタル・マイクロフォンの部分である。マイクロフォンＣｍｉｃ  １０５は、ＤＣブロッキング・コンデンサ１４０４を介して差動増幅器１４０８に信号を供給する。差動増幅器は、計装用増幅器として結合され、第１の増幅器１４０１と第２の増幅器１４０７とを含む。構成要素１４０５、１４０６、および１４０７を含むフィードバック回路は、上で開示されたような特性を有するフィードバック・フィルタを実施する。加えて、位相シフタ回路ＰＤ（ｆ）１４０３は、図１３ａおよび図１３ｂに関連して説明された信号処理を確立するため、周波数依存位相遅延を実施する。
【００９５】
差動増幅器の２つの端子出力（ψ、ψ＊）が、差動増幅器１４０９に供給され、差動増幅器１４０９は、抵抗器１４１０、１４１１、および１４１２と演算増幅器１４１３とによって、接地基準Ｇｎｄに関してのシングルエンド出力信号Ｖｏを提供する。
【００９６】
増幅器１４０８および１４０９は、共通の半導体基盤上に実装され得るが、電気的環境に雑音が多い場合、差動信号は好ましくは、例えば、前置増幅器を載せたチップからさらなる信号処理用の別のチップに転送される。この別のチップにおいて、差動信号は、増幅器１４０９によってシングルエンド信号に変換されることができる。
【００９７】
図１５は、第２の構成による、エレクトレット・マイクロフォン部材と、差動増幅器とを備える、デジタル・マイクロフォンの部分である。エレクトレット・マイクロフォン部材は、バイアス電圧Ｖｂに結合されたバイアス抵抗器１０４を介してバイアスがかけられる。それによって、電荷が、マイクロフォンＣｍｉｃ  １０５の膜または可動部材に供給される。ＤＣバイアス電圧Ｖｂを差動増幅器１５１０の入力からブロックするため、コンデンサ１４０４が利用される。差動増幅器１５１０は、２つの演算増幅器１５０１および１５０２が各々、それぞれの出力ψ、ψ＊からそれぞれの反転入力端子へのフィードバック・パスによって結合された、いわゆる計装用増幅器として構成される。演算増幅器の反転入力（−）は、コンデンサ１５０５によって互いに結合される。一方の演算増幅器１５０１の非反転入力は、ＤＣブロッキング・コンデンサ１４０４を介してマイクロフォン信号を受信するように結合される。他方の演算増幅器１５０２の非反転入力は、別の演算増幅器の出力ψから抵抗器１５０８を介してフィードバック信号を受信するように結合される。この非反転入力は、コンデンサ１５０９によってグランドにも結合される。
【００９８】
演算増幅器１５０１のフィードバック・パスは、１次フィルタを構成するために並列に結合された、抵抗器１５０３とコンデンサ１５０４とを含む。同様に、演算増幅器１５０２のフィードバック・パスは、１次フィルタを構成するために並列に結合された、抵抗器１５０７とコンデンサ１５０６とを含む。
抵抗器１５０８とコンデンサ１５０９とを含むＲＣ回路は、信号の周波数依存位相シフトを提供するように構成される。
【００９９】
演算増幅器１５０１の周囲に構成される差動増幅器の一方の側と、演算増幅器１５０２の周囲に構成される他方の側との間の位相シフトは、一部はコンデンサ１５０５によって、一部はＲＣフィルタ１５０８、１５０９によって実施される。したがって、位相シフトは、差動増幅器の入力の間に結合された位相シフタ・コンデンサ１５０５と、一方の側の差動増幅器の出力と反対の側の差動増幅器の入力との間に交差結合された位相シフタ・コンデンサ１５０９および抵抗器１５０８とによって得られる。したがって、効果的な位相シフトは、２つの位相シフタによって得られる。しかし、効果的な位相シフトを確立するには、そのような２つの結合された位相シフタの一方で十分かもしれない。同様に、位相シフタのその他の構成も、本発明の範囲から逸脱することなく、実施されることができる。
【０１００】
図１６は、エレクトレット・マイクロフォン部材と、フィードバック・フィルタを有する差動増幅器とを備える、デジタル・マイクロフォンの部分を示す。この図では、第１および第２の演算増幅器を有する差動増幅器１６０７が、フィルタ・ブロック１６０３と一緒に示されている。フィルタ・ブロック１６０３は、それぞれの演算増幅器のフィードバック・パスを実施し、またそれぞれの演算増幅器１６０１および１６０２の反転入力の結合を実施する。フィルタ・ブロックは、入力ポートｍ、ｎと、出力ポートｋ、ｌとを備える。
フィルタ・ブロックは、例えば、１次、２次、３次、４次、またはより高次など任意の次数の、２つのフィードバック・パスを有するフィルタを実施することができる。
【０１０１】
図１７は、フィードバック・フィルタの好ましい一実施形態を示す。フィードバック・フィルタは、図１６のフィルタ・ブロック１６０３を実施する。フィードバック・フィルタは、コンデンサ１７０２と並列に結合された抵抗器１７０１を有する第１のパスと、コンデンサ１７０３と並列に結合された抵抗器１７０４を有する第２のパスとを備える。第１のパスは、ポートｍおよびｋの間に延在し、第２のパスは、ポートｎおよびｌの間に延在する。
【０１０２】
図１８は、集積回路とマイクロフォン部材とを有するマイクロフォンの概略図である。集積回路１８０２は、上で開示されたような前置増幅器を備え、半導体基板またはチップ上で実施される。
【０１０３】
図１９は、集積回路とＭＥＭＳマイクロフォン部材とを有するマイクロフォンの概略図である。マイクロフォン１９０２は、第１の基板に組み込まれたＭＥＭＳマイクロフォン部材１９０３と、第２の基板に組み込まれた前置増幅器回路１９０１とを備える。前置増幅器回路は、上で開示された異なる実施形態の１つを含み、すなわち、フィードバック回路を有する前置増幅器、ならびに例えば電圧ポンプおよび／またはフィードバック回路を有する前置増幅器を含み、前置増幅器は、差動増幅器またはシングルエンド増幅器である。
【０１０４】
ＭＥＭＳマイクロフォン部材１９０３と、マイクロフォン前置増幅器回路１９０１とは、単一の半導体基板上に組み込まれ得ることに留意されたい。
一般に、本発明の実施形態は、１つまたは複数の説明された特徴を含むことができることに留意されたい。例えば、前置増幅器は、１つまたは複数の以下の特徴を含むことができる。
・前置増幅器ステージ内のＤＣオフセット
・フィードバック・フィルタ内のＤＣオフセット
・前置増幅器ステージ内およびフィードバック・フィルタ内のＤＣオフセット
・電圧ポンプ
・ＤＣオフセットと組み合わされた電圧ポンプ
・以下の回路ノードに結合された無線周波ＲＦフィルタ
・非反転増幅器入力および／または
・反転増幅器入力および／または
・フィルタ入力および／または
・増幅器出力
・入力バイアス要素
【０１０５】
本発明は開示された実施形態に限定されないことに留意されたい。
上記の特徴は、フィードバック・フィルタを有する利得ステージを備える前置増幅器構成の実施形態に適用されることができ、その構成は、可聴帯域より下の周波数では相対的に低い利得応答を有し、可聴帯域内では相対的に高くかつ実質的にフラットな利得応答を有する。可聴帯域は、可聴帯域の標準的な定義内の任意の帯域であると定義され得る。標準的な定義は、２０Ｈｚから２０ＫＨｚとすることができる。可聴帯域に対する例示的な下側のカットオフ周波数は、２０Ｈｚ、５０Ｈｚ、８０Ｈｚ、１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ、２００Ｈｚ、２５０ｈｚとすることができる。可聴帯域に対する例示的な上側のカットオフ周波数は、３ＫＨｚ、５ＫＨｚ、８ＫＨｚ、１０ＫＨｚ、１８ＫＨｚ、２０ＫＨｚとすることができる。実質的にフラットによって、約＋／−１ｄＢ、＋／−３ｄＢ、＋／−４ｄＢ、＋／−６ｄＢ以内の利得応答変動が意味される。しかし、「実質的にフラット」という語を定義するのに、他の追加の変動値が使用されることもできる。
【０１０６】
上では、異なる前置増幅器構成が開示された。これらの構成は、例えば２端子構成など、異なる入力／出力端子構成を備える。しかし、マイクロフォンおよび前置増幅器に対する信号の入力／出力用に、３、４、またはより多くの端子が提供され得ることに留意されたい。特に、（第１の端子における）供給電圧と（第２の端子における）前置増幅器出力のために、別々の端子が提供され得ることに留意されたい。差動前置増幅器出力の場合、電源用の端子に加えて、出力信号用の２つの端子が提供され得る。接地基準用に、別個の端子が提供される。この接地基準は一般に、電源および出力信号によって共用されるが、常にそうであるとは限らない。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】フィードバック・フィルタを伴う前置増幅器を備えるマイクロフォンを示す図である。
【図２】マイクロフォンに結合されたソース・フォロワと、マイクロフォン増幅器内の雑音源を示す図である。
【図３】ソース・フォロワのスペクトル雑音密度を示す図である。
【図４】開ループ増幅器利得、フィードバック・フィルタ利得、ループ利得、および前置増幅器利得について伝達関数のグラフを示す図である。
【図５ａ】第１のフィードバック・フィルタを示す図である。
【図５ｂ】ＩＣ実装用の第２のフィードバック・フィルタを示す図である。
【図５ｃ】ＩＣ実装用の第４のフィードバック・フィルタを示す図である。
【図５ｄ】ＩＣ実装用の第３のフィードバック・フィルタを示す図である。
【図６】増幅器の詳細図である。
【図７ａ】フィードバック・フィルタと入力クランプ回路とを備える増幅器を示す図である。
【図７ｂ】ダイオード・ベースの入力クランプ回路を示す図である。
【図７ｃ】ＰＭＯＳベースの入力クランプ回路を示す図である。
【図７ｄ】ＮＰＮ型トランジスタ・ベースの入力クランプ回路を示す図である。
【図８ａ】フィードバック・フィルタと出力ステージとを備える増幅器を示す図である。
【図８ｂ】共通ソース出力ステージを示す図である。
【図８ｃ】ソース・フォロワ出力ステージを示す図である。
【図８ｄ】共通ソースとソース・フォロワの組合せ構成を有する出力ステージを示す図である。
【図８ｅ】カスケード共通ソース出力ステージを示す図である。
【図９】ＲＦフィルタを備える増幅器構成を示す図である。
【図１０ａ】フィードバック・フィルタ内および増幅器の入力ステージ内にＤＣレベル補償を有する増幅器構成を示す図である。
【図１０ｂ】増幅器の入力端子にＤＣレベル補償を有する増幅器構成を示す図である。
【図１０ｃ】高オーム抵抗器を実装する回路を示す図である。
【図１０ｄ】増幅器の入力ステージにＤＣレベル補償を有する増幅器構成を示す図である。
【図１１】電圧ポンプを有する増幅器構成を示す図である。
【図１２】エレクトレット・マイクロフォン部材と、フィードバック・フィルタを有する差動増幅器とを備える、マイクロフォンを示す図である。
【図１３ａ】入力および出力端子を有する差動増幅器と、差動増幅器の低周波数挙動を例示する信号とを示す図である。
【図１３ｂ】入力および出力端子を有する差動増幅器と、差動増幅器の高周波数挙動を例示する信号とを示す図である。
【図１４】第１の構成による、エレクトレット・マイクロフォン部材と、差動増幅器とを備える、デジタル・マイクロフォンの部分を示す図である。
【図１５】第２の構成による、エレクトレット・マイクロフォン部材と、差動増幅器とを備える、デジタル・マイクロフォンの部分を示す図である。
【図１６】エレクトレット・マイクロフォン部材と、フィードバック・フィルタを有する差動増幅器とを備える、デジタル・マイクロフォンの部分を示す図である。
【図１７】フィードバック・フィルタの好ましい一実施形態を示す図である。
【図１８】集積回路とマイクロフォン部材とを有するマイクロフォンの概略図である。
【図１９】集積回路とＭＥＭＳマイクロフォン部材とを有するマイクロフォンの概略図である。
【図１】
2007508755.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図５ｃ】
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【図５ｄ】
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【図６】
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【図７ａ】
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【図７ｂ】
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【図７ｃ】
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【図７ｄ】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図８ｃ】
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【図８ｄ】
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【図８ｅ】
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【図９】
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【図１０ａ】
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【図１０ｂ】
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【図１０ｃ】
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【図１０ｄ】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３ａ】
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【図１３ｂ】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【手続補正書】
【提出日】平成18年6月16日(2006.6.16)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体基板上に組み込まれたマイクロフォン前置増幅器であって、
第１および第２の入力端子を有する差動入力ステージと、出力端子を有する出力ステージと、
前記第１の入力端子にフィードバック入力信号を供給するため、前記出力端子と前記第１の入力端子の間に結合された、ローパス周波数伝達関数を有するフィードバック回路とを備え、
前記第２の入力端子は、マイクロフォン信号のための入力を提供し、前記マイクロフォン信号および前記フィードバック信号は別々に、前記第１の入力および前記第２の入力のそれぞれ一方と結合されるマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２】
前記差動入力ステージは、反転入力と非反転入力とを備え、前記非反転入力は、前記マイクロフォン信号を受信するように構成され、前記反転入力は、前記フィードバック回路によって供給されるフィードバック信号を受信するように構成される、請求項１に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項３】
前記フィードバック回路は、零点および極を有する周波数領域の伝達関数を有するフィルタであり、前記零点は、前記極よりも高い周波数に置かれる、請求項１または２に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項４】
前記前置増幅器は、零点および極を有する周波数領域の伝達関数を有し、前記極は、０．１Ｈｚから５０Ｈｚ、または０．１Ｈｚから１００Ｈｚ、または０．１Ｈｚから２００Ｈｚの範囲に置かれる、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項５】
前記フィードバック回路は、周波数範囲において、遷移周波数範囲より下では相対的に高い利得レベルを有し、前記遷移周波数範囲より上では相対的に低い利得レベルを有するフィルタである、請求項１乃至４のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項６】
前記遷移周波数範囲は、約１００Ｈｚの周波数より下に置かれる、請求項５に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項７】
前記遷移周波数範囲は、約４０Ｈｚの周波数より下に置かれる、請求項５に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項８】
前記フィードバック回路は、能動フィルタである、請求項１乃至７のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項９】
前記フィードバック回路は、受動フィルタである、請求項１乃至７のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１０】
前記フィードバック回路は、２ポート回路の間にオーム・インピーダンスを与える能動デバイスによって構成される、請求項１乃至９のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１１】
前記フィードバック回路が、第１および第２の能動デバイスと、電流源とを有する構成を備え、前記デバイスは、それぞれゲート端子と、ソース端子と、ドレーン端子とを備え、前記ゲート端子は、前記電流源と前記第１のデバイスの前記ドレーン端子とに接続されるノードにおいて相互接続され、前記ソース端子は、オーム抵抗がそのドレーンおよびソース端子間に与えられた状態の前記第２のデバイスを提供するように相互接続される、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１２】
前記フィードバック回路が、相互接続において抵抗器ノードを形成する第１および第２の抵抗器の直列接続に接続され、また相互接続においてコンデンサ・ノードを形成する第１および第２のコンデンサの直列接続に接続される入力ポートと、前記コンデンサ・ノードにおける出力ポートとを有するフィルタを備え、前記抵抗器ノードおよびコンデンサ・ノードは、２ポート回路の間にオーム・インピーダンスを与える能動デバイスによって相互接続される、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１３】
前記フィードバック回路は、ＤＣオフセットを与える源を備える、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１４】
前記フィードバック回路は、ＤＣオフセットを与える源を有するフィルタを備える、請求項１乃至１３のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１５】
ＤＣオフセットが、２ポート回路の間にオーム・インピーダンスを与える能動デバイスに前記前置増幅器の前記第１の入力の回路ノードにおいて結合される電流源を備える回路構成によって、前記前置増幅器の前記第１の入力において与えられる、請求項１乃至１３のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１６】
前記能動デバイスが、第１および第２の能動デバイスと、電流源とを有する構成において、第２のデバイスを構成し、前記デバイスは、それぞれゲート端子と、ソース端子と、ドレーン端子とを備え、前記ゲート端子は、前記電流源と前記第１のデバイスの前記ドレーン端子とに接続されるノードにおいて相互接続され、前記ソース端子は、オーム抵抗がそのドレーンおよびソース端子間に与えられた状態の前記第２のデバイスを提供するように相互接続される、請求項１５に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１７】
前記差動入力ステージが、それぞれの差動入力のための第１および第２の電流パスを備え、ＤＣオフセットが、前記差動入力ステージの前記第１および第２の電流パスを通る異なるＤＣ電流を確立することによって与えられる、請求項１に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１８】
前記前置増幅器が、前記マイクロフォン信号の大きさが相対的に小さい場合に相対的に高いオーム・インピーダンスを有し、前記マイクロフォン信号の大きさが相対的に高い場合に相対的に低いオーム・インピーダンスを有する入力バイアス要素を介して、前記マイクロフォン信号を受信するように構成される、請求項１乃至１７のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項１９】
前記バイアス要素が、２つの交差結合ダイオードによって構成される、請求項１７に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２０】
前記バイアス要素が、２つの交差結合バイポーラ・トランジスタによって構成される、請求項１８に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２１】
前記バイアス要素が、２つの交差結合金属酸化物半導体ＭＯＳによって構成される、請求項１８に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２２】
前記前置増幅器が、入力信号を低周波数では共通モード信号に変換し、可聴周波数では差動信号に変換するように構成された差動増幅器である、請求項１乃至２１のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２３】
差動増幅器が、２つの入力と第１および第２の出力とを有する計装用タイプ増幅器として構成され、第１および第２の入力は、マイクロフォン信号を受信するように構成されるが、相対的に低い周波数では実質的に同相のマイクロフォン信号を受信し、相対的に高い周波数では実質的に位相のずれたマイクロフォン信号を受信するように前記入力が結合される、請求項１乃至２２のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２４】
差動増幅器が、可聴帯域より下の周波数を共通モード信号として提供し、可聴帯域信号を差動モード信号として提供する、請求項１乃至２３のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２５】
位相シフタが、前記差動増幅器の入力の間に結合される、請求項１乃至２４のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２６】
位相シフタが、前記差動増幅器の一方の側の出力と、前記差動増幅器の反対の側の入力との間に交差結合される、請求項１乃至２５のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２７】
位相シフタが、前記増幅器への入力信号と実質的に同相の信号ノードと、前記差動増幅器の反対の側の入力端子との間に結合される、請求項２２乃至２６のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項２８】
電圧ポンプが、前記半導体基板上に組み込まれる、請求項１乃至２７のいずれか１項に記載のマイクロフォン。
【請求項２９】
エレクトレット・マイクロフォンに加わる音圧に応答して、マイクロフォン信号を前記マイクロフォン前置増幅器に供給するように構成されるエレクトレット・マイクロフォンを備える、請求項１乃至２８のいずれか１項に記載のマイクロフォン。
【請求項３０】
前記エレクトレット・マイクロフォンが、カートリッジによって形成される領域内に載せられ、前記マイクロフォン前置増幅器が、マイクロフォン・モジュール内に組み込まれる、請求項１乃至２９のいずれか１項に記載のマイクロフォン・モジュール。
【請求項３１】
ＭＥＭＳマイクロフォンに加わる音圧に応答して、マイクロフォン信号を前記マイクロフォン前置増幅器に供給するＭＥＭＳマイクロフォン部材を備える、請求項１乃至３０のいずれか１項に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【請求項３２】
前記ＭＥＭＳマイクロフォン部材および前記マイクロフォン前置増幅器が、半導体基板上に組み込まれる、請求項３０に記載のマイクロフォン前置増幅器。
【国際調査報告】
2007508755.tif 000036
2007508755.tif 000037
2007508755.tif 000038