(57)【要約】本発明は、プリアンプ内の真空管またはトランジスターなどのような増幅素子を用いて交流入力信号を増幅し出力する増幅回路の入力信号と出力信号の減衰を防止することができる増幅回路の入出力信号保護回路に関する。【選択図】      図１
2007507970.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ機器のプリアンプにおける増幅素子を用いる増幅回路であって、
交流入力信号を特定の増幅素子を用いて増幅し出力する増幅回路の前記増幅素子の入力端に接続され、前記入力信号に対する入力抵抗値を増大させることで入力信号の減衰を防止する入力信号保持部、及び
前記増幅素子の出力端に接続されて増幅信号に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の減衰を防止し、前記増幅出力信号に対する電圧変動率を補償する出力信号保持部と、
を含むことを特徴とする増幅回路における入出力信号保護回路。
【請求項２】
前記入力信号保持部は、
前記増幅素子の入力端に並列接続されるバイアス抵抗と、
前記バイアス抵抗に直列接続されて交流抵抗として作用し、前記バイアス抵抗とともに入力抵抗値を増大させることで交流入力信号の漏れを防止するリアクターと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の増幅回路における入出力信号保護回路。
【請求項３】
前記出力信号保持部は、
前記増幅素子の出力端に並列接続される負荷抵抗と、前記負荷抵抗に直列接続されて交流抵抗として作用し、前記負荷抵抗とともに出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の漏れを防止する第１リアクターとからなる増幅信号保持部、及び
前記負荷抵抗と第１リアクターとの接続点に並列接続されて交流抵抗として作用し、前記負荷抵抗とともに出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の漏れを防止する第２リアクターと、前記第２リアクターに直列接続されて増幅出力信号の電圧変動率を補正するコンデンサーとからなる電圧補正部と、
を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の増幅回路における入出力信号保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種オーディオ機器に使われる増幅回路に係り、より詳しくは、真空管またはトランジスター等のような増幅素子を用いて交流入力信号を増幅し出力する増幅回路の入力信号と出力信号の減衰を防止する増幅回路における入出力信号保護回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来の各種オーディオ機器においてプリアンプとして使われ、真空管Ｔ１を増幅素子として用いる小信号増幅回路を示す図である。なお、上記増幅素子として、上記真空管Ｔ１に代えてトランジスターを用いてもよい。
【０００３】
図１に示すように、上記増幅回路の真空管Ｔ１は、グリッドにバイアス抵抗Ｒ１が並列接続されており、カソードに互いに並列接続された抵抗Ｒ２とコンデンサーＣ１とからなる自己バイアス部１０が接続されており、上記グリッドに入力される交流入力信号Ｖｉ１を増幅しプレートへ出力する。
【０００４】
上記増幅回路の電源部２０は、パワートランスＰＴ１と、整流器Ｔ５、及び抵抗Ｒ４と充放電用コンデンサーＣ２、Ｃ５とがπ状に結合されてなる平滑部２１とからなり、上記パワートランスＰＴ１によって通常の２２０Ｖ入力ＡＣ電源を特定のＤＣ電源（Ｂ＋）に変圧した後、上記整流器Ｔ５と平滑部２１を通すことで整流及び平滑化された特定のＤＣ電源（Ｂ＋）を、上記真空管Ｔ１のプレートに並列接続された負荷抵抗Ｒ３を通して上記プレート側へ供給する。
【０００５】
上記増幅回路のカップリングコンデンサーＣ４は、上記真空管Ｔ１のプレート出力端に接続されて増幅出力信号Ｖｏ１のＤＣ成分をカットする。
【０００６】
上記のように構成される増幅回路は、上記真空管Ｔ１の正極端子としてのプレート側へ特定のＤＣ電源（Ｂ＋）が供給されれば、上記真空管Ｔ１の負極端子としてのカソードに接続された上記自己バイアス部１０の抵抗Ｒ２とコンデンサーＣ１によって、上記真空管Ｔ１のグリッド側に接続されたバイアス抵抗Ｒ１にグリッドバイアスが形成され、これによって上記真空管Ｔ１が上記グリッドへ入力される交流入力信号Ｖｉ１を増幅しプレートへ出力する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記のように各種オーディオ機器に使われる増幅回路では、上記バイアス抵抗Ｒ１自体の両端子間容量に起因して実効抵抗値が変化するため、上記交流入力信号Ｖｉ１がバイアス抵抗Ｒ１から漏れてしまい、結果として、上記増幅素子としての真空管Ｔ１のグリッド入力信号が減衰するという問題点がある。
【０００８】
一方、上記バイアス抵抗Ｒ１からの交流入力信号Ｖｉ１の漏れを防止するために、上記バイアス抵抗Ｒ１の抵抗値を数ＭΩ以上と大きく設定する場合には、上記バイアス抵抗Ｒ１によって発生するグリッドバイアス電圧Ｖｇが急増し、これによって上記真空管Ｔ１のグリッド入力電流が増大しつつ過度に増幅され発振してしまうため、上記真空管Ｔ１が破壊されるという新たな問題点がある。
【０００９】
従って、上記のような従来の増幅回路では、増幅素子として用いられる真空管Ｔ１の破壊が防止できる程度に低い抵抗値を有するバイアス抵抗Ｒ１を採択する必要があり、この場合、上記交流入力信号Ｖｉ１の漏れは、依然として防止することができなくなる。
【００１０】
また、上記のような増幅回路では、上記出力端の負荷抵抗Ｒ３自体の両端子間容量に起因して実効抵抗値が変化するため、上記増幅出力信号Ｖｏ１が負荷抵抗Ｒ３から漏れ、結果として、上記増幅素子としての真空管Ｔ１のプレート出力信号が減衰するという問題点がある。
【００１１】
特に、上記のような増幅回路では、出力端のカップリングコンデンサーＣ４の容量が電源部２０の平滑部２１に含まれた充放電用コンデンサーＣ２、Ｃ５の容量に比べて相対的に小さく設定されることから、上記増幅出力信号Ｖｏ１が上記負荷抵抗Ｒ３を通って上記平滑部２１の充放電用コンデンサーＣ２、Ｃ５から漏れるため、結果として、上記増幅素子としての真空管Ｔ１のプレート出力信号が減衰するという問題点がある。
【００１２】
さらには、上記のような増幅回路では、電源部２０の平滑部２１に含まれた充放電用コンデンサーＣ２、Ｃ５の充放電作用によって発生する非整流ＡＣ成分が上記入出力信号Ｖｉ１、Ｖｏ１に混入するため、根本的に上記入出力信号Ｖｉ１、Ｖｏ１に雑音が発生するという問題点がある。
【００１３】
そこで、本発明は、上述した従来の問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、増幅回路の入力端に入力信号保持用電気素子を接続して交流入力信号に対する入力抵抗値を増大させ、上記増幅回路の出力端に出力信号保持用電気素子を接続して増幅出力信号に対する出力抵抗値を増大させることにより、上記入力信号と出力信号の減衰を防止する増幅回路における入出力信号保護回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記本発明の目的を達成するための増幅回路における入出力信号保護回路の一実施の形態は、交流入力信号を特定の増幅素子を用いて増幅し出力する増幅回路の上記増幅素子の入力端に接続されて上記入力信号に対する入力抵抗値を増大させることで入力信号の減衰を防止する入力信号保持部、及び上記増幅素子の出力端に接続されて増幅信号に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の減衰を防止し、上記増幅出力信号に対する電圧変動率を補償する出力信号保持部と、から構成される。
【発明の効果】
【００１５】
上述した本発明による増幅回路における入出力信号保護回路は、増幅回路の入力端に入力信号保持用電気素子（例えば、バイアス抵抗とリアクター）を接続して交流入力信号に対する入力抵抗値を増大させ、上記増幅回路の出力端に出力信号保持用電気素子（例えば、負荷抵抗と複数のリアクター及びコンデンサー）を接続して増幅出力信号に対する出力抵抗値を増大させることにより、上記入力信号と出力信号の減衰を防止するようになっているため、上記各種オーディオ機器に使われる増幅回路の入力端に接続されたバイアス抵抗からの交流入力信号の漏れといった問題、上記バイアス抵抗から交流入力信号の漏れを防止するためにバイアス抵抗の抵抗値を数ＭΩ以上と大きく設定した時に発生する増幅素子の破壊といった問題、上記増幅回路の出力端に接続された負荷抵抗からの増幅出力信号の漏れといった問題、上記増幅回路の電源部の平滑部に含まれた充放電用コンデンサーからの増幅出力信号の漏れといった問題、上記充放電用コンデンサーの充放電作用によって発生する入出力信号の雑音発生といった問題などのような上記従来技術で言及した諸問題点を全て解消し、スーパーハイエンドオーディオ特性を発現するという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の第１の実施の形態を添付した図面を参照して説明することにする。
【００１７】
図２Ａは、従来の各種オーディオ機器においてプリアンプとして使われ、真空管Ｔ１を増幅素子として用いる図１に示す小信号増幅回路に、本発明による入出力信号保護回路が適用された状態を示す図である。なお、上記増幅素子として、上記真空管Ｔ１に代えてトランジスターを用いてもよい。図１に示す平滑部２１を含む電源部２０自体が適用されてもよい。従って、同種の構成要素には、同一の図面符号を付し、それに対する詳細は省略する。
【００１８】
図２Ａを参照すれば、本発明による増幅回路の入出力信号保護回路は、入力信号保持部３０と出力信号保持部４０とからなり、本発明者は、この回路を５Ａ回路またはアーチスト回路（Ａｒｔｉsｔ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）と称し、ＡＡＡＡＡと表記する。
【００１９】
上記入力信号保持部３０は、バイアス抵抗Ｒ１とリアクターＬ１とからなり、上記増幅回路の真空管Ｔ１の入力端に接続されて交流入力信号Ｖｉ１に対する入力抵抗値を増大させることで入力信号の減衰を防止する。
【００２０】
本発明者は、上記バイアス抵抗Ｒ１とリアクターＬ１とからなる上記入力信号保持部３０を５Ａ１回路と称する。
【００２１】
上記バイアス抵抗Ｒ１は、真空管Ｔ１のグリッド入力端に並列接続される。
【００２２】
上記リアクターＬ１は、交流入力信号Ｖｉ１に対して交流抵抗として作用し、上記バイアス抵抗Ｒ１に直列接続されて入力抵抗値を増大させることで上記交流入力信号Ｖｉ１の漏れを防止する。
【００２３】
上記出力信号保持部４０は、負荷抵抗Ｒ３と第１リアクターＬ２とからなる増幅信号保持部４１、及び第２リアクターＬ３とコンデンサーＣ３とからなる電圧補正部４２とからなり、上記増幅回路の真空管Ｔ１の出力端に接続されて増幅出力信号Ｖｏ１に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号Ｖｏ１の減衰を防止し、上記増幅出力信号Ｖｏ１に対する電圧変動率を補償する。
【００２４】
本発明者は、上記増幅信号保持部４１と電圧補正部４２とからなる上記出力信号保持部３０を５Ａ２回路と称する。
【００２５】
上記増幅信号保持部４１の負荷抵抗Ｒ３は、真空管Ｔ１のプレート出力端に並列接続される。
【００２６】
上記増幅信号保持部４１の第１リアクターＬ２は上記負荷抵抗Ｒ３に直列接続され、増幅出力信号Ｖｏ１に対して交流抵抗として作用して上記負荷抵抗Ｒ３とともに出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の漏れを防止する。
【００２７】
上記電圧補正部４２の第２リアクターＬ３は、上記負荷抵抗Ｒ３と第１リアクターＬ２との接続点に並列接続され、増幅出力信号Ｖｏ１に対して交流抵抗として作用して上記負荷抵抗Ｒ３とともに出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号Ｖｏ１の漏れを防止する。
【００２８】
上記電圧補正部４２のコンデンサーＣ３は、上記第２リアクターＬ３に直列接続されて増幅出力信号の電圧変動率を補正する。
【００２９】
上述したように構成され、従来の各種オーディオ機器においてプリアンプとして使われる小信号増幅回路に適用された本発明による入出力信号保護回路は、次のように作動する。
【００３０】
図２Ａに示す増幅回路は、基本的には図１に示す増幅回路と同様に作動し、実際に上記真空管Ｔ１の正極端子としてのプレート側へ特定のＤＣ電源（Ｂ＋）が供給されれば、上記真空管Ｔ１の陰極端子としてのカソードに接続された上記自己バイアス部１０の抵抗Ｒ２とコンデンサーＣ１によって上記真空管Ｔ１のグリッド側に接続されたバイアス抵抗Ｒ１にグリッドバイアスが形成され、これによって上記真空管Ｔ１が上記グリッドに入力される交流入力信号Ｖｉ１を増幅しプレートへ出力する。
【００３１】
この時、上記入力信号保持部３０のバイアス抵抗Ｒ１に直列接続されたリアクターＬ１は、交流入力信号Ｖｉ１に対して交流抵抗として作用するとともに、バイアス抵抗Ｒ１とともに入力抵抗値を増大させることで上記交流入力信号Ｖｉ１の漏れを防止する。
【００３２】
実際に、上記入力信号保持部３０のバイアス抵抗Ｒ１とこのバイアス抵抗Ｒ１に直列接続されたリアクターＬ１が交流入力信号Ｖｉ１に対する入力抵抗値を流動的に増大させる作用について、図２Ｂないし図２Ｅを参照してより詳しく説明すれば、次のとおりである。
【００３３】
図２Ｂは、バイアス抵抗Ｒ１の交流入力信号に対する抵抗値変化特性測定回路図と特性表であって、上記バイアス抵抗Ｒ１とこのバイアス抵抗Ｒ１の抵抗値変化測定のための基準抵抗Ｒの抵抗値を２７０ｋΩと同一に設定した。
【００３４】
図２Ｂを参照すれば、標準信号発生器から振幅６ＶＰＰで電流Ｉ１にあたる交流入力信号が発生すれば、上記交流入力信号の周波数ｆ＝０Ｈｚと仮定した時、理論的にＶ１＋Ｖ＝６ＶＰＰでＶ１＝３ＶＰＰであり、Ｉ１＝６Ｖ／（Ｒ１＋Ｒ）＝６Ｖ／（２７０ｋΩ＋２７０ｋΩ）≒１１．１μＡとなる。
【００３５】
しかし、実際にオシロスコープで測定された上記バイアス抵抗Ｒ１と基準抵抗Ｒの電圧測定値は、上記交流入力信号の周波数２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚに対して３．６Ｖ〜４．４Ｖあるいは２．６Ｖ〜１．６Ｖの振幅変化を示すため、上記バイアス抵抗Ｒ１は周波数変化に対して実効抵抗値が変化する特性を示すことが分かる。
【００３６】
従って、図２Ａにおいて上記真空管Ｔ１のグリッド入力端のバイアス抵抗Ｒ１は、交流入力信号Ｖｉ１の周波数に対してその実効抵抗値が変化するため、可能な限り最小値の直流バイアスを使う必要があるという制約が伴う。その理由は、グリッド入力信号を保護するためにバイアス抵抗Ｒ１の抵抗値を、上記従来技術の問題点で言及したように、数ＭΩ以上と大きく設定すれば、直流バイアス電圧によるグリッド電流が急増し、真空管Ｔ１が破壊されるためである。
【００３７】
また、上記交流入力信号Ｖｉ１に対する抵抗値の変化を考慮してバイアス抵抗Ｒ１の抵抗値を最小限に設定しても、この最小限に設定した抵抗値もまたその実効抵抗値が変化して直流グリッド電流を増大させる要因として作用し、この結果、真空管Ｔ１が破壊される現象をもたらすため、これより更に低い値を抵抗値として設定しなければならなく、低い抵抗値のバイアス抵抗Ｒ１を用いれば、交流入力信号Ｖｉ１の電圧が小さい高周波特性信号または超低調波と超高調波は、グリッドに入力される前に低いバイアス抵抗Ｒ１から消滅してしまって真空管Ｔ１のグリッドに入力されないため、上記交流入力信号Ｖｉ１の該当する高周波特性信号または超低調波と超高調波は信号増幅とならない現象が生じる。
【００３８】
このように、物理的特性を持つバイアス抵抗Ｒ１の抵抗値が交流入力信号の周波数変化によって変化するため、周波数と周期の関係のｆ＝１／Ｔによって周波数を増大させるほど時間としてのＴは減少し、時間の変化（ΔＴ）によって物理的特性が変化する。従って、非常に短時間に対する物理量は空間的に存在しないのと等しいので、空間が変化（ΔＳ）する。上記時間の変化（ΔＴ）をｄＴまで拡張し、上記空間の変化（ΔＳ）をｄＳまで拡張すれば、時間の変化（ｄＴ）は、空間の変化（ｄＳ）をもたらすことが分かる。本発明者は、本発明において上述した原理を時空間遷移原理（Ｔｉｍｅ  Ｓｐａｃｅ  Ｄｅｖｉａｔｉｏｎ  Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）と称する。
【００３９】
参考として、図２Ｂの特性表においては、測定用基準抵抗Ｒの両端の電圧の交流入力信号の周波数に対する変化は、回路特性上、バイアス抵抗Ｒ１の両端電圧の変化と等しいので、上記基準抵抗Ｒと同じ抵抗値を用いた上記測定回路のバイアス抵抗Ｒ１の抵抗値が交流入力信号の周波数に対して変化していることを示している。なお、この図２Ｂには、バイアス抵抗の実効抵抗値の変化有無の確認結果を示しているだけなので、測定器自体の誤差による影響は無視することにする。
【００４０】
図２Ｃは、リアクターの交流入力信号に対する交流抵抗値変化特性測定回路図と特性表であって、５ＨリアクターＬ１とこのリアクターＬ１の交流抵抗値の変化の測定のための２５０ｋΩ基準抵抗Ｒを用いた。
【００４１】
図２Ｃを参照すれば、標準信号発生器から振幅６ＶＰＰで電流Ｉ１にあたる交流入力信号が発生すれば、上記交流入力信号の周波数に対して上記リアクターＬ１の交流抵抗ＺＬは、ＺＬ＝ωＬ＝２πｆＬ＝２・３．１４・５・ｆ[Ω]になるので、上記交流入力信号の周波数が増大するにつれ、上記リアクターＬ１の交流抵抗ＺＬが流動的に増大することが分かる。
【００４２】
実際に、オシロスコープで測定された上記リアクターＬ１と基準抵抗Ｒの電圧測定値は、上記交流入力信号の周波数２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚに対して０Ｖ〜２Ｖあるいは６Ｖ〜４Ｖの振幅変化を示すため、上記リアクターＬ１は周波数変化に対して２πｆＬにて交流抵抗値が変化する特性を示すことが分かる。
【００４３】
例えば、図２Ｃの特性表を参照すれば、低域の２０Ｈｚでは上記交流抵抗値が６２８Ωあり、この値は、ほぼ０Ωに近似していると取り扱い得るので、上記リアクターＬ１による電圧降下はなく（Ｖ１＝０Ｖ）、基準抵抗Ｒの両端における全体電圧が６Ｖであることが分かり、高域の２０ｋＨｚでは上記リアクターＬ１の両端にωＬ＝２πｆＬの交流抵抗にあたる２Ｖの電圧降下（Ｖ１）が発生するので、基準抵抗Ｒの両端には４Ｖの電圧降下が発生することが分かる。
【００４４】
図２Ｄは、入力信号保持部の交流入力信号に対する入力抵抗値変化特性測定回路図と特性表であって、２７０ｋΩのバイアス抵抗Ｒ１と５ＨリアクターＬ１と上記バイアス抵抗Ｒ１とリアクターＬ１の入力抵抗値の変化の測定のための２７０ｋΩの基準抵抗Ｒを用いた。
【００４５】
図２Ｄを参照すれば、標準信号発生器から振幅６ＶＰＰで電流Ｉ１にあたる交流入力信号が発生すれば、上記交流入力信号の周波数に対して上記リアクターＬ１の交流抵抗ＺＬは、ＺＬ＝ωＬ＝２πｆＬ＝２・３．１４・５・ｆ[Ω]となるので、上記交流入力信号の周波数が増大するにつれ、上記リアクターＬ１の交流抵抗ＺＬは、図２Ｃに示すように流動的に大きく増大することが分かる。
【００４６】
図２Ｅは、入力信号保持部の交流入力信号に対する他の入力抵抗値変化特性測定回路図と特性表であって、２７０ｋΩのバイアス抵抗Ｒ１と５ＨリアクターＬ１を用いた。
【００４７】
図２Ｅを参照すれば、標準信号発生器から振幅６ＶＰＰで電流Ｉ１にあたる交流入力信号が発生すれば、上記交流入力信号の周波数に対して上記リアクターＬ１の交流抵抗ＺＬは、ＺＬ＝ωＬ＝２πｆＬ＝２・３．１４・５・ｆ[Ω]となるので、上記交流入力信号の周波数が増大するにつれて上記リアクターＬ１の交流抵抗ＺＬは、図２Ｃと図２Ｄに示すように流動的に大きく増大することが分かる。
【００４８】
上記図２Ｂないし図２Ｅを参照して説明したように、本発明は、図２Ｂに示す交流入力信号の周波数変化による抵抗の両端の電圧変化により実効抵抗値が変化することに着目し、図２Ｅの測定回路と特性表に表すように可能な限り最小限の抵抗値を用いて図２Ａの真空管Ｔ１のグリッドバイアス電流を最小化しても、交流入力信号の周波数の増大による抵抗両端の電圧降下が減少する現象を見出し、上記バイアス抵抗Ｒ１における交流入力信号の周波数の減衰が激しくても、リアクターＬ１を上記バイアス抵抗Ｒ１に直列接続することで交流入力信号の周波数増大による上記リアクターＬ１の交流抵抗ＺＬを付加する上記入力信号保持部３０を基本回路として構成することによって、究極的に上記バイアス抵抗Ｒ１の抵抗値として最小限の抵抗値より小さい値を用いることができる。
【００４９】
特に、上記入力信号保持部３０の基本原理は、高度音源に対して最も敏感な可聴周波数帯域である２５０Ｈｚと３ｋＨｚ、４ｋＨｚ、５ｋＨｚ、及び９ｋＨｚ、及び高調波はもとより、低調波と超低調波、超高調波の交流入力信号の周波数特性を保護し、９０ｋＨｚ以上では直列共振することでリアクターＬ１の交流抵抗ＺＬが０Ωの状態でバイアス抵抗Ｒ１によって図２Ａに示す真空管Ｔ１のグリッド入力回路を構成する。
【００５０】
一方、上記真空管Ｔ１が上記グリッドに入力される交流入力信号Ｖｉ１を増幅しプレートへ出力すれば、増幅出力信号Ｖｏ１は、カップリングコンデンサーＣ４によってＤＣ成分がカットされた後出力される。
【００５１】
この時、上記出力信号保持部４０の負荷抵抗Ｒ３と第１リアクターＬ２とからなる増幅信号保持部４１は、上記入力信号保持部３０と同一の原理で作動し、上記増幅回路の真空管Ｔ１の出力端において増幅出力信号Ｖｏ１に対する出力抵抗値を増大させ、増幅出力信号Ｖｏ１の減衰を防止する。
【００５２】
また、上記出力信号保持部４０の第２リアクターＬ３とコンデンサーＣ３とからなる電圧補正部４２における上記第２リアクターＬ３も上記入力信号保持部３０のリアクターＬ１と出力信号保持部４０の第１リアクターＬ２と同一の原理で作動し、上記増幅回路の真空管Ｔ１の出力端において増幅出力信号Ｖｏ１に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号Ｖｏ１の減衰を防止する。
【００５３】
特に、電圧補正部４２のコンデンサーＣ３は、電源部２０の平滑部２１に含まれた充放電用コンデンサーＣ２、Ｃ５の充放電作動に起因する上記増幅出力信号Ｖｏ１に対する電圧変動率を補償し、真空管Ｔ１のバイアス電圧を安定化させる。
【００５４】
以下、本発明による第２の実施の形態を添付した図３を参照して説明することにする。
【００５５】
図３は、２つの真空管Ｔ６、Ｔ７を２段増幅素子として用いる従来のターンテーブル向けのフォノ・イコライザー（Phono  Equalizer）の小信号増幅回路に本発明による入出力信号保護回路が適用された状態を示す図である。なお、上記増幅素子として、上記真空管Ｔ６、Ｔ７に代えてトランジスターを用いてもよい。
【００５６】
図３を参照すれば、本発明による入出力信号保護回路は、バイアス抵抗Ｒ１２とリアクターＬ１２とからなり上記１段増幅用真空管Ｔ６の入力端に接続される入力信号保持部５０と、負荷抵抗Ｒ１７と第２リアクターＬ１３及びコンデンサーＣ１８とからなり上記１段増幅用真空管Ｔ６の出力端に接続される変形された電圧補正部５５と、バイアス抵抗Ｒ１８とリアクターＬ１４とからなり上記２段増幅用真空管Ｔ７の入力端に接続される入力信号保持部５３と、２つの負荷抵抗Ｒ２０、Ｒ２１と第１リアクターＬ１６、第２リアクターＬ１７及びコンデンサーＣ２１とからなり上記２段増幅用真空管Ｔ７の出力端に接続される変形された出力信号保持部６０と、からなる。
【００５７】
上記１段増幅回路の出力端と２段増幅回路の出力端との間、即ち、上記変形された電圧補正部５５と変形された出力信号保持部６０との間には、負荷抵抗Ｒ１９と第１リアクターＬ１５とからなり上記１段増幅回路と２段増幅回路の増幅作用に起因する増幅出力信号に対する電圧変動率を補償することで２つの真空管Ｔ６、Ｔ７のバイアス電圧を安定化させる増幅信号保持部５４がさらに接続される。
【００５８】
上記１段増幅用真空管Ｔ６のカソードには、自己バイアス用抵抗Ｒ１４が接続されており、互いに直並列接続された抵抗Ｒ１３と複数のコンデンサーＣ１６、Ｃ１７及び抵抗Ｒ１５、Ｒ１６とからなり交流入力信号Ｖｉ３の時定数を補正する時定数補正部５１が上記自己バイアス用抵抗Ｒ１４に並列接続されている。
【００５９】
図１と図２Ａに示す上記平滑部２１を含む電源部２０はそのまま適用されるので、同一の図面符号を付し、その説明は省略することにする。
【００６０】
上述したように構成され、従来のターンテーブル向けのフォノ・イコライザーの小信号増幅回路に適用された本発明による入出力信号保護回路は、次のように作動する。
【００６１】
上記１段増幅用真空管Ｔ６の正極端子としてのプレート側へ電源部２０から特定のＤＣ電源（Ｂ＋）が供給されれば、上記１段増幅用真空管Ｔ６の陰極端子としてのカソードに接続された上記自己バイアス用抵抗Ｒ１４によって上記１段増幅用真空管Ｔ６のグリッド側に接続されたバイアス抵抗Ｒ１２に上記時定数補正部５１によって時定数が補正されたグリッドバイアスが形成され、これによって上記１段増幅用真空管Ｔ６が上記グリッドに入力される交流入力信号Ｖｉ３を増幅しプレートへ出力する。
【００６２】
この時、上記入力信号保持部５０のバイアス抵抗Ｒ１２に直列接続されたリアクターＬ１２は、交流入力信号Ｖｉ３に対して交流抵抗として作用するとともに、バイアス抵抗Ｒ１２とともに入力抵抗値を増大させることで上記交流入力信号Ｖｉ３の漏れを防止する。
【００６３】
次いで、上記１段増幅用真空管Ｔ６によって増幅された出力信号は、カップリングコンデンサーＣ１９によってＤＣ成分がカットされてから、上記２段増幅用真空管Ｔ７のグリッドへ入力される。
【００６４】
この時、上記変形された電圧補正部５５の負荷抵抗Ｒ１７と第２リアクターＬ１３は、図２Ａに示す入力信号保持部３０と同一の原理で作動し、上記１段増幅回路の真空管Ｔ６の出力端において増幅出力信号に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の減衰を防止し、上記変形された電圧補正部５５のコンデンサーＣ１８は、電源部２０の平滑部２１に含まれた充放電用コンデンサーＣ２、Ｃ５の充放電作動に起因する上記増幅出力信号に対する電圧変動率を補償することで１段増幅用真空管Ｔ６のバイアス電圧を安定化させる。
【００６５】
また、上記２段増幅用真空管Ｔ７の上記入力信号保持部５３のバイアス抵抗Ｒ１８に直列接続されたリアクターＬ１４は、１段増幅された交流入力信号に対して交流抵抗として作用するとともに、バイアス抵抗Ｒ１８とともに入力抵抗値を増大させることで上記１段増幅された交流入力信号の漏れを防止する。
【００６６】
上述したように２段増幅用真空管Ｔ７のグリッドに１段増幅された交流入力信号が入力されることによって、上記２段増幅用真空管Ｔ７が上記交流入力信号を２段増幅しプレートへ出力すれば、増幅出力信号Ｖo３は、カップリングコンデンサーＣ２０によってＤＣ成分がカットされてから出力される。
【００６７】
この時、上記変形された出力信号保持部６０の２つの負荷抵抗Ｒ２０、Ｒ２１と第１リアクターＬ１６とからなる変形された増幅信号保持部６１は、図２Ａに示す上記入力信号保持部３０と同一の原理で作動し、上記２段増幅回路の真空管Ｔ７の出力端において増幅出力信号Ｖｏ３に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号Ｖｏ３の減衰を防止する。
【００６８】
また、上記変形された出力信号保持部６０の第２リアクターＬ１７とコンデンサーＣ２１とからなる電圧補正部６２の上記第２リアクターＬ１７も、図２Ａに示す上記入力信号保持部３０のリアクターＬ１と出力信号保持部４０の第１リアクターＬ２と同一の原理で作動し、上記２段増幅回路の真空管Ｔ７の出力端において増幅出力信号Ｖｏ３に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号Ｖｏ３の減衰を防止する。
【００６９】
特に、電圧補正部６２のコンデンサーＣ２１は、電源部２０の平滑部２１に含まれた充放電用コンデンサーＣ２、Ｃ５の充放電作動に起因する上記増幅出力信号Ｖｏ３に対する電圧変動率を補償することで２段増幅用真空管Ｔ７のバイアス電圧を安定化させる。
【００７０】
以下、本発明による第３の実施の形態を添付した図面を参照して説明することにする。
【００７１】
図４は、２つの真空管Ｔ８、Ｔ９を２段増幅素子として用いる従来のテープイコライザーの小信号増幅回路に本発明による入出力信号保護回路が適用された状態を示す図である。なお、上記増幅素子として、上記真空管Ｔ８、Ｔ９に代えてトランジスターを用いてもよい。
【００７２】
特に、図４に示す回路は、図３に示す２つの真空管Ｔ６、Ｔ７を２段増幅素子として用いる従来のターンテーブル向けのフォノ・イコライザーの小信号増幅回路に適用された入出力信号保護回路と同一の作用をする回路であって、両者の構成上の差異は、上記１段増幅用真空管Ｔ８のカソードに接続された自己バイアス用抵抗Ｒ２４に並列接続される時定数補正部７１が互いに直並列接続された複数の抵抗Ｒ２３、Ｒ２５と複数のコンデンサーＣ２２、Ｃ２６とからなり、交流入力信号Ｖｉ４の時定数を補正することである。
【００７３】
その他の構成は、図３に示す第２の実施例と同一であるので、その構成及び作用についての説明は省略することにする。
【００７４】
以下、本発明の第４の実施の形態を添付した図５を参照して説明することにする。
【００７５】
図５は、リアクターＬ１１と充放電用コンデンサーＣ１５、Ｃ１４がπ状に接続された平滑部１２１から供給される特定のＤＣ電源によって駆動する３つの真空管Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４を３段増幅素子として用いて出力変圧器ＯＴ１から増幅出力信号Ｖｏ２を出力する従来の電力増幅回路に、本発明による入出力信号保護回路が適用された状態を示す図である。なお、上記真空管Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４に代えてトランジスターを用いてもよい。
【００７６】
図５を参照すれば、１段出力信号保持部１４０は、バイアス抵抗Ｒ５とリアクターＬ４とからなり上記１段増幅用真空管Ｔ２の入力端に接続される入力信号保持部１３０と、負荷抵抗Ｒ７と第１リアクターＬ６とからなり上記１段増幅用真空管Ｔ２の出力端に接続されるとともに、上記２段増幅用真空管Ｔ３の入力端に接続される増幅信号保持部１４１と、第２リアクターＬ５とコンデンサーＣ７とからなり上記増幅信号保持部１４１に並列接続される電圧補正部１３５と、からなる。
【００７７】
２段出力信号保持部１５０は、負荷抵抗Ｒ９と第１リアクターＬ８とからなり上記２段増幅用真空管Ｔ３の出力端に接続されるとともに、上記３段増幅用真空管Ｔ４の入力端に接続される増幅信号保持部１５２と、第２リアクターＬ７とコンデンサーＣ９とからなり上記増幅信号保持部１５０に並列接続される電圧補正部１４４と、からなる。
【００７８】
電圧補正部１４３は、第２リアクターＬ１０とコンデンサーＣ１３とからなり、上記３段増幅用真空管Ｔ４の出力端に接続された出力変圧器ＯＴ１の一次側に接続される。
【００７９】
上記自己バイアス部１３１、１４２、１５２は、それぞれ上記１段、２段及び３段増幅用真空管Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の負極端子としてのカソードに接続され、それぞれ抵抗とコンデンサーＲ６、Ｃ６、Ｒ８、Ｃ８、Ｒ１０、Ｃ１１とからなり、上記１段増幅用真空管Ｔ２のグリッド側に接続されたバイアス抵抗Ｒ５にグリッドバイアスを形成させる。
【００８０】
上記１段増幅回路と３段増幅回路の出力端の接続点、即ち、上記１段出力信号保持部１４０の増幅信号保持部１４１の後端と上記２段出力信号保持部１５０の増幅信号保持部１５１の接続点には、第２リアクターＬ１０とコンデンサーＣ１２とからなり上記１段増幅回路と２段増幅回路の増幅作用に起因する増幅出力信号に対する電圧変動率を補償することで２つの真空管Ｔ２、Ｔ３のバイアス電圧を安定化させる電圧補正部１５５がさらに接続される。
【００８１】
上記２段増幅回路の出力端と３段増幅回路の出力端との間、即ち、上記２段出力信号保持部１５０の増幅信号保持部１５１と上記３段増幅用真空管Ｔ４の出力端に接続された電圧補正部１５５との間には、負荷抵抗Ｒ１１と第１リアクターＬ９とからなり上記２段増幅回路と３段増幅回路の増幅作用に起因する増幅出力信号に対する電圧変動率を補償することで２つの真空管Ｔ３、Ｔ４のバイアス電圧を安定化させる増幅信号保持部１２５がさらに接続される。
【００８２】
上記増幅回路の電源部１２０は、パワートランスＰＴ１と、整流器Ｔ５と、リアクターＬ１１、及び充放電用コンデンサーＣ１４、Ｃ１５がπ状に接続された平滑部１２１とからなり、上記パワートランスＰＴ１によって通常の２２０Ｖ入力ＡＣ電源を特定のＤＣ電源（Ｂ＋）に変圧した後、上記整流器Ｔ５と平滑部１２１を通すことで整流及び平滑化された特定のＤＣ電源（Ｂ＋）を供給する。
【００８３】
上述したように構成され、従来の３段電力増幅回路に適用された本発明による入出力信号保護回路は、次のように作動する。
【００８４】
上記１段増幅用真空管Ｔ２の正極端子としてのプレート側へ電源部１２０から特定のＤＣ電源が供給されれば、上記１段増幅用真空管Ｔ２の負極端子としてのカソードに接続された自己バイアス部１３１の抵抗Ｒ６とコンデンサーＣ６によって上記１段増幅用真空管Ｔ２のグリッド側に接続されたバイアス抵抗Ｒ５にグリッドバイアスが形成され、これによって上記１段増幅用真空管Ｔ２が上記グリッドに入力される交流入力信号Ｖｉ２を増幅しプレートへ出力する。
【００８５】
この時、上記入力信号保持部１３０のバイアス抵抗Ｒ５に直列接続されたリアクターＬ４は、交流入力信号Ｖｉ２に対して交流抵抗として作用するとともに、バイアス抵抗Ｒ５とともに入力抵抗値を増大させることで上記交流入力信号Ｖｉ２の漏れを防止する。
【００８６】
次いで、上記１段増幅用真空管Ｔ２によって増幅された出力信号は、上記２段増幅用真空管Ｔ３のグリッドへ入力される。
【００８７】
この時、上記１段増幅用真空管Ｔ２の出力端に接続された増幅信号保持部１４１の負荷抵抗Ｒ７と第１リアクターＬ６は、図２Ａに示す入力信号保持部３０と同一の原理で作動し、上記１段増幅回路の真空管Ｔ２の出力端において増幅出力信号、即ち、上記２段増幅用真空管Ｔ３の交流入力信号に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号あるいは交流入力信号の減衰を防止する。
【００８８】
上記１段増幅回路の真空管Ｔ２の出力端に接続された電圧補正部１３５の第２リアクターL５も、図２Ａに示す入力信号保持部３０のリアクターＬ１と出力信号保持部４０の第１リアクターＬ２と同一の原理で作動し、上記１段増幅回路の真空管Ｔ２の出力端において増幅出力信号あるいは交流入力信号に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号あるいは交流入力信号の減衰を防止する。
【００８９】
上記１段増幅回路の真空管Ｔ２出力端に接続された電圧補正部１３５のコンデンサーＣ７は、電源部１２０の平滑部１２１に含まれた充放電用コンデンサーＣ１５、Ｃ１４の充放電作動に起因する上記増幅出力信号あるいは交流入力信号に対する電圧変動率を補償することで１段増幅用真空管Ｔ２のバイアス電圧を安定化させる。
【００９０】
次に、上記２段増幅用真空管Ｔ３が上記１段増幅用真空管Ｔ２によって１段増幅されてからグリッドに入力される交流入力信号を増幅しプレートへ出力する。
【００９１】
この時、上記２段増幅用真空管Ｔ３の出力端に接続された増幅信号保持部１５１の負荷抵抗Ｒ９と第１リアクターＬ８は、図２Ａに示す入力信号保持部３０と同一の原理で作動し、上記２段増幅回路の真空管Ｔ３の出力端において増幅出力信号、即ち、上記３段増幅用真空管Ｔ４の交流入力信号に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号あるいは交流入力信号の減衰を防止する。
【００９２】
上記２段増幅回路の真空管Ｔ３出力端に接続された電圧補正部１４４の第２リアクターL７も、図２Ａに示す入力信号保持部３０のリアクターＬ１と出力信号保持部４０の第１リアクターＬ２と同一の原理で作動し、上記２段増幅回路の真空管Ｔ３の出力端において増幅出力信号あるいは交流入力信号に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号あるいは交流入力信号の減衰を防止する。
【００９３】
上記２段増幅回路の真空管Ｔ３出力端に接続された電圧補正部１４４のコンデンサーＣ９は、電源部１２０の平滑部１２１に含まれた充放電用コンデンサーＣ１５、Ｃ１４の充放電作動に起因する上記増幅出力信号あるいは交流入力信号に対する電圧変動率を補償することで２段増幅用真空管Ｔ３のバイアス電圧を安定化させる。
【００９４】
最後に、上記３段増幅用真空管Ｔ４が上記２段増幅用真空管Ｔ３によって２段増幅されてからグリッドに入力される交流入力信号を増幅しプレートへ出力する。
【００９５】
この時、上記３段増幅用真空管Ｔ４の出力端に接続された電圧補正部１４３の第２リアクターＬ１０も、図２Ａに示す入力信号保持部３０のリアクターＬ１と出力信号保持部４０の第１リアクターＬ２と同一の原理で作動し、上記３段増幅回路の真空管Ｔ４の出力端において増幅出力信号Ｖｏ２に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の減衰を防止する。
【００９６】
上記３段増幅回路の真空管Ｔ４出力端に接続された電圧補正部１４３のコンデンサーＣ１３は、電源部１２０の平滑部１２１に含まれた充放電用コンデンサーＣ１５、Ｃ１４の充放電作動に起因する上記増幅出力信号に対する電圧変動率を補償することで３段増幅用真空管Ｔ４のバイアス電圧を安定化させる。
【００９７】
以上、本発明による増幅回路の入出力信号保護回路を実施するための好適な実施の形態を図示し説明したが、本発明は、かかる実施の形態によって限定されるものではない。また、特許請求の範囲で請求する本発明の要旨を逸脱することなく、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者であれば、何人でも様々な変更実施が可能であることはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】従来の小信号増幅回路を示す構成図である。
【図２Ａ】本発明による入出力信号保護回路が適用された小信号増幅回路を示す構成図である。
【図２Ｂ】バイアス抵抗の交流入力信号に対する抵抗値変化特性測定回路図と特性表である。
【図２Ｃ】リアクターの交流入力信号に対する交流抵抗値変化特性測定回路図と特性表である。
【図２Ｄ】入力信号保持部の交流入力信号に対する入力抵抗値変化特性測定回路図と特性表である。
【図２Ｅ】入力信号保持部の交流入力信号に対する他の入力抵抗値変化特性測定回路図と特性表である。
【図３】本発明による入出力信号保護回路が適用されたターンテーブル向けのフォノ・イコライザーの小信号増幅回路を示す構成図である。
【図４】本発明による入出力信号保護回路が適用されたテープイコライザーの小信号増幅回路を示す構成図である。
【図５】本発明による入出力信号保護回路が適用された電力増幅回路を示す構成図である。
【符号の説明】
【００９９】
２０  電源部
２１  平滑部
３０  入力信号保持部
４０  出力信号保持部
４１  増幅信号保持部
４２  電圧補正部
Ｒ１  バイアス抵抗
Ｌ１  リアクター
Ｒ３  負荷抵抗
Ｔ１  真空管
【図１】
2007507970.tif 000003
【図２Ａ】
2007507970.tif 000004
【図２Ｂ】
2007507970.tif 000005
【図２Ｃ】
2007507970.tif 000006
【図２Ｄ】
2007507970.tif 000007
【図２Ｅ】
2007507970.tif 000008
【図３】
2007507970.tif 000009
【図４】
2007507970.tif 000010
【図５】
2007507970.tif 000011
【手続補正書】
【提出日】平成18年5月31日(2006.5.31)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ機器における増幅素子を用いる増幅回路であって、
交流入力信号を特定の増幅素子を用いて増幅し出力する増幅回路の前記増幅素子の入力端に接続され、前記入力信号に対する入力抵抗値を増大させることで入力信号の減衰を防止する入力信号保持部、及び
前記増幅素子の出力端に接続されて増幅信号に対する出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の減衰を防止し、前記増幅出力信号に対する電圧変動率を補償する出力信号保持部と、
を含むことを特徴とする増幅回路における入出力信号保護回路。
【請求項２】
前記入力信号保持部は、
前記増幅素子の入力端に並列接続されるバイアス抵抗と、
前記バイアス抵抗に直列接続されて交流抵抗として作用し、前記バイアス抵抗とともに入力抵抗値を増大させることで交流入力信号の漏れを防止するリアクターと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の増幅回路における入出力信号保護回路。
【請求項３】
前記出力信号保持部は、
前記増幅素子の出力端に並列接続される負荷抵抗と、前記負荷抵抗に直列接続されて交流抵抗として作用し、前記負荷抵抗とともに出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の漏れを防止する第１リアクターとからなる増幅信号保持部、及び
前記負荷抵抗と第１リアクターとの接続点に並列接続されて交流抵抗として作用し、前記負荷抵抗とともに出力抵抗値を増大させることで増幅出力信号の漏れを防止する第２リアクターと、前記第２リアクターに直列接続されて増幅出力信号の電圧変動率を補正するコンデンサーとからなる電圧補正部と
を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の増幅回路における入出力信号保護回路。
【国際調査報告】
2007507970.tif 000012
2007507970.tif 000013