(57)【要約】  本発明は、２つの入力ＩＮ＋とＩＮ−に入力される２つの信号の差動入力電圧を差動出力電流に変換することを意図された相互コンダクタンス回路に関する。本発明によれば、前記差動入力電圧の２つの信号の各々は、前記入力ＩＮ＋、ＩＮ−にそれぞれエミッタ接続され前記信号を制御電極で受けるフォロアトランジスタＴＦ＋、ＴＦ−を介して、入力ＩＮ＋とＩＮ−に供給される。さらに、相互コンダクタンスの２つの入力ＩＮ＋、ＩＮ−はそれぞれ、他方の入力ＩＮ−、ＩＮ＋により動的に制御される電流源ＣＳ−、ＣＳ＋に接続され、前記電流源ＣＳ−、ＣＳ＋は、入力ＩＮ＋、ＩＮ−へ電流を供給し、入力電圧信号の電圧変化により起こる電流変化を除去するものである。
2007508768.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの入力に供給された２つの信号の差動入力電圧を差動出力電流に変換するように意図された相互コンダクタンス回路であって、前記差動入力電圧の２つの信号の各々はエミッタが前記入力に接続され、制御電極で前記信号を受けるフォロアトランジスタを介して各入力へ供給され、相互コンダクタンスの２つの入力のそれぞれは他方の入力により動的に制御されているそれぞれの電流源に接続され、前記電流源は入力信号の電圧の電圧変化により起こる電流変化を除去するものであることを特徴とする相互コンダクタンス回路。
【請求項２】
相互コンダクタンス回路は２つの側部で構成され、各側部は入力と、出力と、少なくとも、バイアス電圧を受ける制御電極と、前記出力と接続した第１の電極と、前記入力と接続した第２の電極を有する第１のトランジスタと、第１の電極と制御電極を前記入力に共通接続し、第２の電極を電源端子に接続する第２のトランジスタとから構成されることを特徴とする請求項１に記載の相互コンダクタンス回路。
【請求項３】
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとが同じサイズであることを特徴とする請求項２に記載の相互コンダクタンス回路。
【請求項４】
各面がさらに、前記第２のトランジスタと同じサイズで、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタの制御電極に連結する制御電極、他方の側部の出力と接続する第１の電極および前記電源端子に接続された第２の電極を有する第３のトランジスタを含むことを特徴とする請求項２または３に記載の相互コンダクタンス回路。
【請求項５】
前記電流源は２つの利得を得た前記第２のトランジスタを流れる電流を反映する電流ミラーを含むことを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項に記載の相互コンダクタンス回路。
【請求項６】
前記電流ミラーは、前記第２のトランジスタの２倍のサイズで、第１のトランジスタと前記第２のトランジスタの制御電極に接続される制御電極と、他方の側部の入力に接続される第１の電極と、前記電源端子に接続される第２の電極を有するミラートランジスタを含むことを特徴とする請求項５に記載の相互コンダクタンス回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の相互コンダクタンスを少なくとも１つ含む送受信機実装用チップ。
【請求項８】
請求項７に記載のチップを少なくとも１つ含む高周波信号送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は２つの入力に供給される差動入力電圧を差動出力電流に変換する相互コンダクタンス回路に関する。特に、本発明はアップコンバータ回路内で実施され、高い線型性と低雑音を示すように意図された相互コンダクタンス回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
このような高線型差動相互コンダクタンス回路は米国特許ＵＳ５４９７１２３に示されている。この差動相互コンダクタンスは単入力相互コンダクタンスをそれぞれ含む２つの側部を結合している。そのような相互コンダクタンスはＡＢ級相互コンダクタンスである。この級は、電力消費が処理信号に依存しないＡ級と、信号が処理されたときのみ電力消費があるＢ級の中間体として有利な級である。ＤＣ成分が弱いことや、大きなレンジにわたりリニアであることもＡＢ級相互コンダクタンスの利点である。このような相互コンダクタンスは受信回路内で実施されるものとして示される。このような相互コンダクタンスは、画像廃棄フィルタの出力インピーダンスに適合するために、低入力インピーダンスを示す。したがって、得られる利得は入力インピーダンスに反比例し、示された相互コンダクタンスは受信回路に良好に適合される。低入力インピーダンスは相互コンダクタンスの入力がオフチップ入力である個別アプリケーションに適合される。
【０００３】
集積化アプリケーションにとっては電力消費を低減するため、入力インピーダンスを高くする必要がある。さらに、このような相互コンダクタンスは、アップコンバージョン回路用に値が大きく線型の入力インピーダンスが一般的に要求される送信回路には適合されない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
発明者らは高入力インピーダンスを呈する低雑音高線型ＡＢ級相互コンダクタンスの設計を探求した。
【０００５】
この目的および他の目的は、導入パラグラフで述べたように、前記差動入力電圧の２つの信号のそれぞれが、エミッタが前記入力に接続されて制御電極上の前記信号を受けるフォロアトランジスタを介して、各入力へ供給される相互コンダクタンス回路により達成される。相互コンダクタンスの２つの入力はそれぞれ他方の入力により動的に制御される電流源に接続され、前記電流源は入力信号の電圧の電圧変化により起こる電流変化を除去するようなものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明はフォロアトランジスタを流れる電流変化を除去するために、エミッタを入力と接続させたフォロアトランジスタを経たコレクタ接地段の利用と一方の入力から他方の入力への正帰還の利用を組み合わせている。事実、単純なフォロアトランジスタは高い入力電圧で低い入力インピーダンスを駆動することはできない。正帰還を与える電流源の組み合わせはフォロアトランジスタのコレクタ電流で起こる大きい変化をキャンセルすることを可能とする。実際上、非常に大きい電流で駆動しない限り、これらの電流変化は前記フォロアトランジスタのベース−エミッタ電圧を変化させ、歪みを引き起こす。このようにして、線型で、低雑音、高インピーダンスのＡＢ級相互コンダクタンス回路が得られる。
【０００７】
本発明の実施態様は、２つの側部を有し、各側部は入力と、出力と、少なくとも、バイアス電圧を受けるように結合された制御電極と、前記出力と接続された第１の電極と、前記入力と接続された第２の電極とを有する第１のトランジスタと、第１の電極と制御電極とが前記入力に共通に連結され、第２の電極が電源端子に接続される第２のトランジスタとを備えた相互コンダクタンス回路である。
【０００８】
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとが同じサイズであると有利である。
【０００９】
本発明の実施態様では、各側部がさらに、前記第２のトランジスタと同じサイズの第３のトランジスタであり、この第３のトランジスタが前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタの制御電極に連結された制御電極、他側部の出力と接続された第１の電極、および前記電源端子に接続された第２の電極を有している。
【００１０】
このような実施態様は、大きな入力電圧に対して相互コンダクタンスの伝達関数が高い線型性を与えることが知られている。前記第３のトランジスタが前記第２のトランジスタと同じサイズであれば、伝達関数は正と負両方の入力電圧で対称的である。
【００１１】
第１のトランジスタは入力電圧が負側にある間に、大電流を扱う。これに対し、第２、第３のトランジスタは入力電圧が正側にある間に、大電流を扱う。一緒に動作すると、前記第２、第３のトランジスタの相対的なサイズがどうであれ、これらトランジスタは正と負両方の入力電圧に対して線型な伝達関数を与える。単純な実施態様では、第１のトランジスタと第２のトランジスタが同じサイズとなっている。
【００１２】
電流源の実施態様は、２つの利得を得た前記第２のトランジスタを流れる電流を反映する電流ミラーを含む前記電流源である。例えば、前記電流ミラーは、前記第２のトランジスタの２倍のサイズのミラートランジスタを備え、前記ミラートランジスタは、第１のトランジスタと前記第２のトランジスタの制御電極とに接続される制御電極、他の側部の入力に接続される第１の電極および前記電源端子に接続される第２の電極を有する。
【００１３】
本発明はまた、送信回路に実施されることが意図されたチップやそのようなチップを含む送信機に関する。
【００１４】
本発明のこれらの態様またその他の態様は、以下に述べる実施態様を参照することにより明らかになるであろう。
【実施例１】
【００１５】
先行技術の相互コンダクタンス回路を図１に示す。この相互コンダクタンス回路には差動入力信号を受信する２つの入力ＩＮ＋、ＩＮ−と差動出力信号を与える出力ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−を有する。それは対称性のある２つの側部を含み、それぞれ３個のトランジスタを有し、第１の側部にはＴ１＋、Ｔ２＋、Ｔ３＋、第２の側部にはＴ１−、Ｔ２−、Ｔ３−がある。前記トランジスタは第１の電極、制御電極および第２の電極に対応するコレクタ、ベースおよびエミッタを有するバイポーラまたはＭＯＳトランジスタである。
【００１６】
トランジスタＴ１＋とＴ１−は、バイアス電圧を受ける制御電極、前記出力ＯＵＴ＋とＯＵＴ−にそれぞれ接続される第１の電極および定電流Ｉｂｉａｓによりバイアスをかけられている前記入力ＩＮ＋とＩＮ−にそれぞれ接続される第２の電極を有している。
【００１７】
トランジスタＴ２＋とＴ２−は、コレクタとベースが共通に結合され、エミッタが電源端子ＰＳＴからの電源電圧（例えばグランド）を受けるように結合されているダイオード構造である。
【００１８】
トランジスタＴ３＋とＴ３−は、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタＴ２＋とＴ２−各々の制御電極に結合される制御電極、他方の側の出力ＯＵＴ−とＯＵＴ＋にそれぞれ結合される第１の電極および前記電源端子ＰＳＴに接続される第２の電極を有する。
【００１９】
これらのトランジスタと電源ターミナルや回路の入力または出力との接続は抵抗を介してもよい。例えば、図１では、前記第１のトランジスタＴ１＋、Ｔ１−の第２の電極と入力との接続は抵抗Ｒ１＋、Ｒ１−を介している。前記第２及び第３のトランジスタと電源端子ＰＳＴとの接続は抵抗Ｒ２＋、Ｒ２−及びＲ３＋、Ｒ３−を介している。前記抵抗は各対で同じ抵抗値であり、すべての抵抗が同じ抵抗値であると有利である。このような注釈は図２に示す本発明による相互コンダクタンス回路にも当てはまる。
【００２０】
バイアスポイントに関して正の電圧Ｖｂｉａｓを持つ入力信号が、例えば入力ＩＮ＋に加えられると、トランジスタＴ１＋のベースエミッタ接合の電圧が低減する。逆に、トランジスタＴ２＋のベースエミッタ接合の電圧は増加する。トランジスタＴ３＋はトランジスタＴ２＋及びＴ３＋により形成される電流ミラー回路のミラートランジスタである。トランジスタＴ２＋のベースエミッタ間電圧の増加はトランジスタＴ３＋に反映され、出力ＯＵＴ−で供給される電流が増加する。
【００２１】
一方、反対側では、バイアスポイントＶｂｉａｓに対し負の電圧を持つ入力信号が入力ＩＮ−へ与えられる。それは反対の効果を有する。トランジスタＴ１−のベースエミッタ間電圧は負の電圧により増加される。逆に、トランジスタＴ２−のベースエミッタ接合の電圧は減少される。負の電圧を持つ入力信号は出力ＯＵＴ−で電流の増加、出力ＯＵＴ＋で電流の減少をもたらす。相互コンダクタンスの２つの側部の効果は同じように働く。
【００２２】
この相互コンダクタンスは信号電流がバイアス電流と等しいまたは大きく、回路にバイアスをかける電流源により制限がされていないという極端な状態において線型動作する。各側部で、トランジスタＴ１またはトランジスタＴ２のどちらかが高入力電圧によってオフする。例えば、高い正の電圧を持つ入力信号を入力ＩＮ＋に入力すると、トランジスタＴ１＋をオフするが、出力ＯＵＴ−を反映するトランジスタＴ２＋を流れる電流は増加する。この出力ＯＵＴ−はＴ２−がオフしているときにもＴ１−からの電流を受ける。大きな負の電圧が入力ＩＮ−に加えられるとトランジスタＴ２−とＴ３−はオフするが、出力ＯＵＴ−にて供給されるトランジスタＴ１−を流れる電流は増加する。このように、相互コンダクタンス回路は大きな正または負の電圧振幅のもとでも線型のままである。
【００２３】
それにも関わらず、上述したように、この相互コンダクタンスの入力インピーダンスは低い。前記相互コンダクタンスの各入力ＩＮ＋、ＩＮ−でインピーダンスの適応がなされ得る。このようなインピーダンス適応の素子は、もし動作時の場合、入力信号に歪みを加えるという欠点を示す。実際、動作時に流れる電流の変化、そしてこのような非線型適応回路、は歪みを生じる。
【００２４】
図１には入力電圧δｖの信号の影響が示されている。このような電圧変化＋δｖがＩＮ＋に与えられると、２つのトランジスタＴ１＋とＴ１−のそれぞれにおいて電流変化δｉをもたらす。その後この電流変化は反映され、出力ＯＵＴ＋において増幅された変化２δｉが得られる。入力が定電流Ｉｂｉａｓによりバイアスをかけられているように、電流Ｉ０＋２δｉまたはＩ０−２δｉはインピーダンス適応素子に供給または吸収される必要がある。その結果、インピーダンス適応素子はこの変化を増大させ、歪みを加える。例えば、エミッタフォロアトランジスタを介した適応が実現されたとき、前記フォロアトランジスタのベースエミッタ電圧は結果的に変化し、歪みへと導く。さらに、この回路が低電流で一時的にバイアスをかけられたとき、適応回路の雑音寄与が高くなる。
【００２５】
図２は、上述した欠点の影響を受けない本発明の相互コンダクタンスの実施例である。
【００２６】
本発明によれば、前記差動入力電圧の２つの信号はそれぞれ、入力ＩＮ＋、ＩＮ−にエミッタ接続され前記信号を制御電極で受けるフォロアトランジスタＴＦ＋、ＴＦ−を介して、入力ＩＮ＋、ＩＮ−に供給される。さらに、相互コンダクタンスの２入力ＩＮ＋、ＩＮ−はそれぞれ他方の入力ＩＮ−、ＩＮ＋により動的に制御される電流源ＣＳ−、ＣＳ＋に接続されている。前記電流源ＣＳ−、ＣＳ＋はそれぞれ、前記電流源ＣＳ−、ＣＳ＋によりそれぞれ反対側の入力ＩＮ＋、ＩＮ−へ供給される電流が、入力信号の電圧変化＋δｖ、−δｖにより起こる電流変化２δｉを除去するものである。
【００２７】
正帰還は消費電流と同じ大きさの電流を入力に供給するために実施される。その結果としての入力インピーダンスＺｉｎは非常に高くなる。実際、信号δｖは弱電流信号δＩ＝２δｉ−２δｉを生じ、フォロアトランジスタからみた入力インピーダンスＺｉｎ＝δｖ／δＩは非常に高い。フォロアトランジスタＴＦにはもはや相互コンダクタンスの入力に加える電流変化はなく、高入力電圧時でさえ歪みを起こさない。
【００２８】
以下に図２の左側部の機能を開示する。右側部の機能の説明はよく似ている。図２では、抵抗Ｒ１＋、Ｒ２＋が同一の値を持ち、トランジスタＴ１＋、Ｔ２＋が同じサイズの場合が説明される。上述のように、電圧変化＋δｖは電流を生じ、Ｔ１＋を含む部分とＴ２＋を含む部分の２つに分けられる。その結果、２つの電流変化δｉは各部分で生じる。Ｔ２＋で生じる電流変化δｉは出力ＯＵＴ−へ向かうＴ３＋にミラーリングされる。出力ＯＵＴ−での電流変化δｉの影響は、Ｔ１−を含む部分で生じる電流変化の影響に加えられる。同じ現象は、Ｔ２−を介して生じる電流変化δｉが出力ＯＵＴ＋へ向かうＴ３−にミラーリングされるように、ＯＵＴ＋で見られる。
【００２９】
図２は電流源ＣＳ＋、ＣＳ−のそれぞれの実施例を提案している。前記電流源ＣＳ＋、ＣＳ−はそれぞれ、前記第２のトランジスタＴ２＋、Ｔ２−の第１の電極及び制御電極と接続される制御電極、他側部の入力ＩＮ−、ＩＮ＋に接続される第１の電極および前記電源端子ＰＳＴに接続される第２の電極を含むミラートランジスタＴＭ＋、ＴＭ−を有する電流ミラーを備える。
【００３０】
他方の入力に入ってくる電流変化をキャンセルするため、電流は２つの利得でミラーリングされる。従って、トランジスタＴＭ＋、ＴＭ−はＴ２の２倍のサイズのものが使用されもよい。実際に、トランジスタが理想的な動作を示さなくても、前記ミラートランジスタＴＭのサイズは必要な出力電流のレンジに応じて適応される。前記ミラートランジスタＴＭ＋、ＴＭ−と電源端子との接続は抵抗ＲＭ＋、ＲＭ−を介して実現されてもよい。これらの抵抗は前記第２、第３の抵抗に使用したものと同じ抵抗値にすると有利である。そうすることで相互コンダクタンスは正と負両方の大きな電圧振幅に対し対称的に高い入力インピーダンスと、図３ａに現すように５ｍＡのバイアス電流に対して良い線型性とを示す。曲線ＰＡＣで現される先行技術の伝達関数は、曲線ＩＣで現される本発明の伝達関数より線型性が低いことが観察される。本発明の相互コンダクタンスは高い出力電流にさえも線型性を示す。図３ｂは本発明の相互コンダクタンスの２つの出力電流Ｉ（ＯＵＴ＋）とＩ（ＯＵＴ−）を現す。それぞれの出力電流は線型ではないが、出力電流の差分Ｉ（ＯＵＴ＋）−Ｉ（ＯＵＴ−）＝Ｉｄｉｆｆは完全に線型である。
【００３１】
実際、相互コンダクタンスの各々の入力ＩＮ＋、ＩＮ−は定電流源によってバイアスをかけられるかわりに、他方の電流源ＣＳ−、ＣＳ＋を介したフィードバックにより直接バイアスをかけられている。
【００３２】
図４に本発明の性能が図示されている。この図は図１に示す従来技術の実施と図２に示す本発明の実施で行われた２つのトーン（ｔｏｎｅ）の解析の結果を示す。１つ目のトーンは大きさＶ、周波数Ｆ１＝３７５ＭＨｚの差動電圧、２つ目のトーンは大きさが同じＶ、周波数Ｆ２＝３８５ＭＨｚの差動電圧である。これら２つは相互コンダクタンスの入力に入れられる。相互コンダクタンスの出力では、電流中の２つの主トーンＩＭ１Ｆ１、ＩＭ１Ｆ２がそれぞれ周波数Ｆ１、Ｆ２で得られる。電流中の２つの二次トーンＩＭ３Ｆ１、ＩＭ３Ｆ２は周波数Ｆ１’＝３６５ＭＨｚ、Ｆ２’＝３９５ＭＨｚとして得られる。これら二次トーンは相互コンダクタンスの非線型性によるものである。図４では、周波数Ｆ１でのトーンＩＭ１Ｆ１と、周波数Ｆ１でのトーンＩＭ１Ｆ１とＩＭ３Ｆ１の差が表されている。この差が大きいほど、相互コンダクタンスはより線型になる。Ｆ２の曲線は似ている。このように、大きな入力信号及び出力信号に対して全く同じバイアス電流で、本発明の相互コンダクタンスは従来技術の相互コンダクタンスよりも線型になることが観察される。これは、差分ＩＭ１Ｆ１−ＩＭ１Ｆ３がより大きくなることおよび相互コンダクタンスの利得を示すＩＭ１Ｆ１の傾きが、高い入力電圧に対しても落ちないという事実により示されている。さらに、本発明の相互コンダクタンスは従来技術の相互コンダクタンスより高いことが観察される。これは曲線ＩＭ１Ｆ１が示される利得により図示される。例えば、本発明の相互コンダクタンスは差分ＩＭ１Ｆ１−ＩＭ３Ｆ１が４０ｄＢの大きさ１５ｍＡとわずか１０ｍＡのグローバルバイアス電流の２つの差動トーンを生じることができる。この２つの差動トーンは１ｄＢ未満の利得変化で得られる。差分ＩＭ１Ｆ１−ＩＭ３Ｆ１はロー信号レベルでの従来技術で得られる差分より１２ｄＢ高く、大入力電圧ではさらに大きい（最大２６ｄＢ）。
【００３３】
図５は本発明による、送受信機に使用されることが意図されたチップＦＴＣＴをあ図示している。前記チップは少なくとも上述した相互コンダクタンスＴＲＣＤと、前記相互コンダクタンスＴＲＣＤより出力される電流から周波数シフトした信号を与えるミキサ回路ＭＩＸを含む。
【００３４】
図６は本発明による高周波信号の送受信機ＦＣＳのブロック図を図示する。一般に、このような送受信機ＦＣＳはアンテナＡＮＴを介して信号の送受信を行うよう意図されている。整流器ＣＯＭはアンテナＡＮＴへのアクセスを制御する。前記整流器ＣＯＭは少なくとも受信回路ＲＸおよび送信回路ＴＸに接続されている。前記受信回路ＲＸは少なくとも、一般にミキサ回路により構成される信号処理回路ＳＰＣ及び周波数変換ユニットＦＴＣＲを含む。処理ユニットＭＣがこれらの回路に続く。この処理ユニットＭＣは信号を送信するための処理をも行い、少なくともすでに図５で示されチップ内で使用されている周波数変換ユニットＦＴＣＴ及び増幅器ＡＭＰＴを含む送信回路ＴＸに接続されている。このような送受信機は携帯電話等の電気通信装置に有用である。この本発明の使用例では、本発明は、本発明の特徴がよく適合するアップコンバータ回路に使用される。
【００３５】
この発明は上述した実施態様に限定されるものではなく、添付した特許請求の範囲によって限定するこの発明の精神と範囲から逸脱することなく変更および修正を行うことができる。この観点は続く結びのコメントにも言える。
【００３６】
相互コンダクタンスの線型性は相互コンダクタンスの抵抗の値によって通常調節できる。とりわけ、Ｒ０の値の調節はそのような改良を可能とする。
【００３７】
本発明の回路に分離手段を追加してもよい。例えば、前記第３のトランジスタのコレクタと他方の出力の間の前記第３のトランジスタにトランジスタをカスコード接続してもよい。このことは前記相互コンダクタンス、例えばミキサ回路、の充電により起こされる障害を避けることができる。
【００３８】
本発明は上述した通信装置に限定されるものではない。本発明は処理を進める前に周波数変換を必要とする受信回路を用いるあらゆる装置に利用できる。従って高周波装置は本発明に含まれる。
【００３９】
本発明は上述した携帯電話装置に限定されるものではない。本発明は、例えば自動車用の、周波数ドリフトが起きるシステムを使用するあらゆる装置に利用できる。
【００４０】
本発明による手法は上述した実施に限定されるものではない。
【００４１】
どんなクレーム内の引用符号もクレームを限定するように解釈するべきでない。動詞“構成する”やその活用形の使用はクレームに限定されている以外の他のステップや要素の存在を排除するものではない。要素やステップの前につく冠詞“ａ”や“ａｎ”はそれらが複数個存在することを排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】先行技術で説明した相互コンダクタンスの回路図である。
【図２】本発明による相互コンダクタンスを利用した回路図である。
【図３ａ】先行技術と本発明による相互コンダクタンスの伝達関数を示す図である。
【図３ｂ】本発明の相互コンダクタンスの出力電流を示す図である。
【図４】本発明による相互コンダクタンス動作を表すグラフである。
【図５】本発明によるチップの概略図である。
【図６】本発明による高周波信号の送受信機のブロック図である。
【図１】
2007508768.tif 000003
【図２】
2007508768.tif 000004
【図３ａ】
2007508768.tif 000005
【図３ｂ】
2007508768.tif 000006
【図４】
2007508768.tif 000007
【図５】
2007508768.tif 000008
【図６】
2007508768.tif 000009
【国際調査報告】
2007508768.tif 000010
2007508768.tif 000011
2007508768.tif 000012