(57)【要約】  無線による方向探知は、エミッタから信号を受信するためのアンテナ１２アレイを配置することと、第１の多極スイッチＳＷ１を使用して個々のアンテナ信号を選択することと、アンテナ信号強度を求めることとを含む。また、個々のアンテナ信号は、選択された信号を第３の多極スイッチＳＷ３に経路指定する第２の多極スイッチＳＷ２によっても選択される。第３のスイッチＳＷ３は、移相器Ｐ３を、アンテナ信号パスの内部と外部とに切り換える。加算器１８は、第１の多極スイッチＳＷ１を経由して延びる第１の信号パスのアンテナ信号を、第２および第３のスイッチＳＷ２、ＳＷ３を経由して延びる第２の信号パスの異なるアンテナ信号に加えるのに用いられる。これは、アンテナ信号の対間の組み合わされた信号強度を決定し、一方のアンテナ信号が、第３のスイッチ位置に応じて相対的に位相シフトされており、または位相シフトされていない。信号強度から、エミッタ方位が導出されることを可能にする共分散行列要素が求められる。
2007529000.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナ（１２）を組み込んだ方向探知システムであって、前記方向探知システム（１０）が、
ａ）個々のアンテナ信号強度を求める手段（ＳＷ１）と、
ｂ）異なるアンテナ（１２）から導出される、第１のアンテナ信号と第２のアンテナ信号との組み合わせを形成することによって、組み合わされたアンテナ信号強度を導出する組み合わせ手段（ＳＷ２、Ｐ２、Ｐ３、ＳＷ３、１８）とを含み、第２のアンテナ信号が、２つのセットの信号であり、一方のセットの信号が、他方のセットの信号に対して非ゼロの位相差を有し、前記方向探知システム（１０）がさらに、
ｃ）アンテナ信号強度から少なくとも１つのエミッタ方位を求める手段を含むことを特徴とする、方向探知システム（１０）。
【請求項２】
エミッタ方位を求める手段が、アンテナ信号強度から共分散行列要素を導出し、該共分散行列要素からエミッタ方位を求めるように構成されることを特徴とする、請求項１に記載の方向探知システム。
【請求項３】
エミッタ方位を求める手段が、アンテナ信号強度とエミッタ方位との関係を導出し、該関係からエミッタ方位を求めるように構成されることを特徴とする、請求項１に記載の方向探知システム。
【請求項４】
相対位相差が、３０度から１２０度までの範囲にあり、個々のアンテナ信号強度を求める手段（ＳＷ１）および組み合わせ手段（ＳＷ２、Ｐ２、Ｐ３、ＳＷ３、１８）は、連続する信号強度が連続するステップで導出されることを可能とするように構成されることを特徴とする、請求項１に記載の方向探知システム。
【請求項５】
相対位相差が、実質的に９０度であることを特徴とする、請求項１に記載の方向探知システム。
【請求項６】
組み合わせ手段（ＳＷ２、Ｐ２、Ｐ３、ＳＷ３、１８）が、アンテナ信号を、等しい利得の大きさ、ならびに等しい位相および異なる位相と組み合わせるように構成されることを特徴とする、請求項５に記載の方向探知システム。
【請求項７】
組み合わせ手段が、アンテナ信号パスの内部および外部に切り換え可能な位相シフト手段（Ｐ３）を組み込むことを特徴とする、請求項１に記載の方向探知システム。
【請求項８】
組み合わせ手段が、２つの入力を有する加算器（１８）を組み込み、２つの入力が、それぞれのアンテナ（１２）まで延びる個々の信号パスに両方とも切り替え可能に接続されることを特徴とする、請求項１に記載の方向探知システム。
【請求項９】
ａ）個々のアンテナ信号強度を求める手段が、それぞれのアンテナ（１２）から信号を受信するように接続された入力極（ｂ、ｃ、ｄ、ｅ）を有する第１の多極スイッチ（ＳＷ１）を備えることと、
ｂ）組み合わせ手段（ＳＷ２、Ｐ２、Ｐ３、ＳＷ３、１８）が、それぞれのアンテナ（１２）から信号を受信するように接続された入力極（ｂ、ｃ、ｄ、ｅ）を有する第２の多極スイッチ（ＳＷ２）と、第２の多極スイッチ（ＳＷ２）を経由して延びるアンテナ信号パスの内部および外部に位相シフト手段（Ｐ３）を切り換える第３の多極スイッチ（ＳＷ３）とを組み込むことと、
ｃ）組み合わせ手段（ＳＷ２、Ｐ２、Ｐ３、ＳＷ３、１８）が、信号を組み合わせる加算手段（１８）をさらに組み込み、加算手段（１８）が、第１の多極スイッチ（ＳＷ１）を経由して延びる第１の信号パスのアンテナ信号を、第２および第３の多極スイッチ（ＳＷ２、ＳＷ３）を経由して延びる第２の信号パスの別のアンテナ信号に加えるように構成されることとを特徴とする、請求項１に記載の方向探知システム。
【請求項１０】
複数のアンテナ（１２）を使用する方向探知の方法であって、前記方向検知の方法が、
ａ）個々のアンテナ信号強度を求めるステップと、
ｂ）異なるアンテナ（１２）から導出される、第１のアンテナ信号と第２のアンテナ信号との組み合わせを形成することによって、組み合わせられたアンテナ信号強度を求めるステップとを組み込み、第２のアンテナ信号が、２つのセットの信号であり、一方のセットの信号が、他方のセットの信号に対して非ゼロの位相差を有し、前記方向検知の方法がさらに、
ｃ）アンテナ信号強度からの少なくとも１つのエミッタ方位を求めるステップを組み込むことを特徴とする、方法。
【請求項１１】
エミッタ方位を求めるステップが、アンテナ信号強度から共分散行列要素を導出し、該共分散行列要素からエミッタ方位を求めることによって実施されることを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
エミッタ方位を求めるステップが、アンテナ信号強度とエミッタ方位との間の関係を導出し、該関係からエミッタ方位を求めることによって実施されることを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
相対位相差が、３０度から１２０度までの範囲にあり、連続する信号強度が、連続するステップで求められることを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【請求項１４】
相対位相差が、実質上９０度であることを特徴とする、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
組み合わされたアンテナ信号強度を形成するステップが、アンテナ信号を、等しい利得の大きさ、ならびに等しい位相および異なる位相と組み合わせることを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【請求項１６】
組み合わされたアンテナ信号強度を形成するステップが、位相シフト手段（Ｐ３）をアンテナ信号パスの内部および外部に切り換えることを含むことを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
組み合わされたアンテナ信号強度を形成するステップが、異なるアンテナ（１２）に切り換え可能に延びる信号パスに信号を加えることを含むことを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
【請求項１８】
ａ）個々のアンテナ信号強度を求めるステップが、第１のパスを経由するアンテナ（１２）からの信号を切り換えることを含むことと、
ｂ）組み合わされたアンテナ信号強度を形成するステップが、
ｉ）組み合わせのために第１のパスを経由するアンテナ（１２）からの信号を切り換えることと、
ｉｉ）組み合わせのために、スイッチで選択可能な第２のパスまたは第３のパスを経由するアンテナ（１２）からの信号を切り換えることとを組み込み、第３のパスが、第２のパスのアンテナ信号に対して第３のパスのアンテナ信号を位相シフトさせるように構成され、組み合わされたアンテナ信号強度を形成するステップがさらに、
ｉｉｉ）第１のパスのアンテナ信号を、個々に第２および第３のパスのアンテナ信号に加えることを組み込むことを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、方向探知に関し、より詳細には無線技術を使用した方向探知に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線による方向探知は知られている。いくつかの別個のアンテナを備える方向探知システムにおいて、無線波面は、異なる遅延でアンテナに到達する。波面が狭い帯域幅を有すると仮定すると、これらの遅延は、ただ単に、相対位相シフトだけを生じさせる。Ｍ−１個の無線周波数（ＲＦ）エミッタ（Ｍは正の整数）の方向または方位を求めるために、典型的な方向探知システムは、Ｍ個のアンテナ、各アンテナごとの個々の受信機、および各受信機の処理回路を用いる。処理回路は、離散フーリエ変換を実施して、その個々の信号を周波数ビンまたはチャネルに分割する。次いで、信号が、対に組み合わされ、各チャネルに対して、エミッタ方位がそこから推定される個々の共分散行列が構築される。この方法には、アンテナと同数の受信機を必要とし、受信機は高価でかさばるという問題がある。これは、例えば、携帯型装置や小型航空機に搭載するのには不適当である。
【０００３】
複数の受信機の問題を回避するために、シングルポート受信機、空間スペクトル推定技術、および重み摂動法を使用して、共分散行列を獲得することが提案されている。Ｚｈａｏ  Ｙｉｍｉｎの、「シングルポート受信機空間スペクトル推定ＤＦシステム（Ａ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｐｏｒｔ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  Ｓｐａｔｉａｌ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｅｓｔｉｍａｔｅ  ＤＦ  Ｓｙｓｔｅｍ）」、０−７８０３−３２１６−４／９６、ＩＥＥＥ、１９９６年を参照されたい。しかしながら、これは、問題に対する比較的複雑な取り組み方である。
【０００４】
また、ビームフォーマ中のＲＦアンテナ信号を組み合わせ、１ビームフォーマ当たり１極で、多極スイッチを介して連続するビームフォーマに接続される単一の受信機を使用することも提案されている。Ｃ  Ｍ  Ｓ  Ｓｅｅの、「単一チャネル受信機を用いる高分解能ＤＦ（Ｈｉｇｈ  Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ  ＤＦ  ｗｉｔｈ  ａ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」０−７８０３−７０１１−２／０１、ＩＥＥＥ、２００１年を参照されたい。単一の空間共分散行列が形成され、Ｍをアンテナの数とする、最大Ｍ−１個のエミッタの方位または方向が推定され得る。これは、Ｍ２個のビームフォーマを必要とし、やはり出費とかさばりの原因になる。
【０００５】
別の解決法は、ローデアンドシュワルツ（Ｒｏｈｄｅ  ＆  Ｓｈｗａｒｔｚ）ＤＤＦ１９５計測器で用いられている、ＲＦアンテナ信号の対を、スイッチによってそれらの間に連続して挿入される４つの相対位相シフトのそれぞれと組み合わせるものである。これは、単一の受信機だけしか必要とせず、１つのアンテナを基準アンテナとして使用し、その出力を、複数の切り換えられた位相シフトを用いて順に他のアンテナの出力と組み合わせる。しかしながら、この方法は、単一のエミッタの方位のみを推定するものである。特許サーチによれば、以下の特許文献、すなわち、欧州特許第４５５１０２号、独国特許第４０１４４０７号、独国特許第３６３６６３０号、独国特許第１９５２９２７１号、および独国特許第２７２３７４６号が、方向探知に関連している。
【０００６】
米国特許出願公開第２００２／０１９０９０２号には、Ｍ個のアンテナから、信号帯域幅×２Ｍ以上のサンプリング速度でＲＦ信号をサンプリングすることが記載されている。この後に、結果としての信号サンプルのフーリエ変換が行われてスペクトルが提供される。その場合、方向探知は、スペクトルおよび関連付けられた位相および振幅データにおける、ライン構成に基づくものである。これは、多数の指向性アンテナを用いてビーム形成を提供する。
【０００７】
Ｇｈｏｓｅらに対する米国特許第４，４８６，７５７号には、方向探知機が開示され、この方向探知機は、リモートソースからのそれぞれの信号の受信用に２つの別個のアンテナを備え、一方の信号を他方に対して９０度位相シフトさせ、誤り訂正ループを使用して一方の信号をゼロにする。ループの動作が監視され、リモートソースの方位を計算するのに使用される。これは、受信機を使用するようには見えない。
【０００８】
また、Ｅａｓｔｗｅｌｌに対する米国特許第４，４８９，３２７号、英国特許第１，５７６，６１６号、およびＬａｎｄｔに対する米国特許出願公開第２００２／０００８６５６号にも、様々な種類の方向探知機が開示されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、別の形の方向探知を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、複数のアンテナを組み込んだ方向探知システムを提供し、方向探知システムは、
ａ）個々のアンテナ信号強度を求める手段と、
ｂ）異なるアンテナから導出される、第１のアンテナ信号と、第２のアンテナ信号との組み合わせを形成することによって、組み合わせられたアンテナ信号強度を求める組み合わせ手段とを備え、第２のアンテナ信号は、２つのセットの信号であり、一方のセットの信号が他方のセットの信号に対して非ゼロの位相差を有し、方向探知システムはさらに、
ｃ）アンテナ信号強度から少なくとも１つのエミッタ方位を求める手段を含むことを特徴とする。
【００１１】
本発明は、コストおよびかさばりを低減し、それでもなお実行可能な方向探知技術提供する、連続する信号強度が連続するステップで求められるときに、単一の受信機だけしか必要としないという利点を提供する。
【００１２】
エミッタ方位を求める手段は、アンテナ信号強度から共分散行列要素を導出し、共分散行列要素からエミッタ方位を求めるように構成され得る。エミッタ方位を求める手段は、代替として、アンテナ信号強度とエミッタ方位の間の関係を導出し、関係からエミッタ方位を求めるようにも構成され得る。
【００１３】
相対位相差は、３０度から１２０度までの範囲、好ましくは、実質上９０度とすることができる。
【００１４】
組み合わせ手段は、アンテナ信号を、等しい利得の大きさ、ならびに等しい位相および異なる位相と組み合わせるように、構成され得る。組み合わせ手段は、アンテナ信号パスの内部および外部に切り換え可能な位相シフト手段と、それぞれのアンテナまで延びる個々の信号パスに両方とも切り換え可能に接続された２つの入力を有する加算器とを組み込むことができる。
【００１５】
個々のアンテナ信号強度を求める手段は、それぞれのアンテナから信号を受信するように接続された入力極を有する第１の多極スイッチを備えることができ、組み合わせ手段は、それぞれのアンテナから信号を受信するように接続された入力極を有する第２の多極スイッチと、位相シフト手段を、第２の多極スイッチを経由して延びるアンテナ信号パスの内部および外部に切り換える第３の多極スイッチとを組み込むことができ、組み合わせ手段は、さらに、信号を組み合わせる加算手段も組み込むことができ、加算手段は、第１の多極スイッチを経由して延びる第１の信号パスのアンテナ信号を、第２および第３の多極スイッチを経由して延びる第２の信号パスの別のアンテナ信号に加えるように構成される。
【００１６】
別の態様において、本発明は、複数のアンテナを使用する方向探知の方法を提供し、方向探知の方法は、
ａ）個々のアンテナ信号強度を求めるステップと、
ｂ）異なるアンテナから導出される、第１のアンテナ信号と、第２のアンテナ信号との組み合わせを形成することによって、組み合わされたアンテナ信号強度を求めるステップとを組み込み、第２のアンテナ信号は、２つのセットの信号であり、一方のセットの信号が、他方のセットの信号に対して非ゼロの位相差を有し、方向探知の方法はさらに、
ｃ）アンテナ信号強度から少なくとも１つのエミッタ方位を求める手段とを組み込むことを特徴とする。
【００１７】
エミッタ方位は、アンテナ信号強度から共分散行列要素を導出し、共分散行列要素からエミッタ方位を求めることによって求められ得る。エミッタ方位は、代替として、アンテナ信号強度とエミッタ方位の間の関係を導出し、関係からエミッタ方位を求めることによっても求められ得る。
【００１８】
相対位相差は、３０度から１２０度までの範囲、好ましくは実質上９０度とすることができ、連続する信号強度が、連続するステップで求められ得る。
【００１９】
組み合わされたアンテナ信号強度を形成するステップは、アンテナ信号を、等しい利得の大きさ、ならびに等しい位相および異なる位相と組み合わせる。これは、位相シフト手段を、アンテナ信号パスの内部および外部に切り換えること、および異なるアンテナに切り換え可能に延びる信号パスに信号を加えることを含み得る。
【００２０】
個々のアンテナ信号強度を求めるステップは、第１のパスを経由するアンテナからの信号を切り換えることを含み得る。組み合わせられたアンテナ信号強度を形成するステップは、
ａ）組み合わせのために第１のパスを経由するアンテナからの信号を切り換えることと、
ｂ）組み合わせのために、スイッチで選択可能な、第２のパスまたは第３のパスを経由するアンテナからの信号を切り換えることと組み込み、第３のパスは、第２のパスのアンテナ信号に対して第３のパスのアンテナ信号を位相シフトさせるように構成され、組み合わせられたアンテナ信号強度を形成するステップはさらに、
ｃ）第１のパスのアンテナ信号を、個々に第２および第３のパスのアンテナ信号に加えること、を組み込み得る。
【００２１】
本発明がより完全に理解され得るように、次に、本発明の実施形態を、例としてあげるにすぎないが、添付の図面を参照して説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
図１を参照すると、本発明の方向探知システムが、概して１０で示されている。この例のために示されるように、システム１０は、それぞれが従来方式、すなわち全方向性のである、４つのアンテナ１２を組み込んでいる。一般に、所望の数のエミッタを検出するのに必要とされるのと同じ数のアンテナ、すなわち、Ｍ−１個のエミッタにＭ個のアンテナが使用され得る。信号は、アンテナ１２から、それぞれのバッファ増幅器１４を介して第１の多極スイッチＳＷ１および第２の多極スイッチＳＷ２に渡され、増幅器１２は、両スイッチのそれぞれの入力極ｂ、ｃ、ｄ、およびｅに接続される。多極スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、関連付けられた入力極ｂからｄのいずれかが、各場合にそれぞれの出力極ｆに接続されることを可能にする、それぞれの可動コンタクトＣ１、Ｃ２を有する。
【００２３】
第１のスイッチＳＷ１の出力極ｆは、位相シフトφ１を導入する第１の移相器Ｐ１に接続され、第２のスイッチＳＷ２の出力極ｆは、それぞれ位相シフトφ２を導入する第２の位相器Ｐ２、および位相シフトφ３を導入する第３の移相器Ｐ３に接続される。理想的な状況が想定されているこの例においては、Ｐ１からＰ３までの３つの移相器すべてが利得１を有する。すなわち、第１の位相シフトφ１および第２の位相シフトφ２は、ゼロであり（関連付けられた移相器Ｐ１およびＰ２は取り外され、接続によって置き換えられ得る）、第３の位相シフトφ３は、９０度である。しかしながら、（以下で説明するように）非理想的利得／位相も、較正によって適応され得る。満足すべき性能が、最大±６０度までの誤差で実証されている。言い換えると、第３の移相器Ｐ３によって導入される位相差φ３は、１に対して最大３ｄＢまでの同時利得差で、±３０度から±１２０度までの範囲内のどこかとすることができる。差がより大きくなれば、結果として性能が累進的に低下する。これは、φ３を提供する第３の移相器Ｐ３が、好ましくは、φ２と異なる３０度から１２０度の範囲内にあるべきことを示唆するが、φ１は制限されない。また、位相シフトが９０度に十分に近く、移相器利得が１．０に十分に近く、これらのパラメータが、周波数の安定した所定の関数であるという条件であれば、位相シフトおよび利得が周波数によって変動することも許容できる。
【００２４】
第１の移相器Ｐ１からの出力信号は、加算器１８の第１の入力１６ａに渡される。第２の位相器Ｐ２および第３の移相器Ｐ３からの出力信号は、それぞれ、接地された第３の入力極ｒを有する第３の多極スイッチＳＷ３の第１の入力極ｐおよび第２の入力極ｑに渡される。第３のスイッチＳＷ３は、関連付けられた入力極ｐ、ｑおよびｒのいずれかが、加算器１８の第２の入力１６ｂにさらに接続される出力極ｚに接続されることを可能にする、可動コンタクトＣ３を有する。
【００２５】
図１は、すべての構成要素が完全であり、（適切な場合には）整合していると想定される、多少理想化された図面である。実際の、非理想的状況においては、構成要素は、不要な部分が取り除かれ、または追加の回路を挿入することによって不要な影響を打ち消すようにインピーダンス整合される必要があり得る。これは、電子工学の分野ではよく知られており、これ以上説明しない。
【００２６】
加算器１８は、出力２０を有し、この出力２０は、受信機２２、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）２４、離散フーリエ変換器２６、およびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２８からなる要素の直列接続チェーンに接続される。デジタル要素２４から２８は、必要に応じて等価のアナログ処理で置き換えられ得る。変換器２６は、ウインドウ処理を有する長さＮポイントの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を提供する。これはよく知られている計算であり、これ以上説明しない。例えば、Ａ  Ｖ  Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ、Ｒ  Ｗ  Ｓｃｈａｆｅｒ、Ｊ．Ｒ．Ｂｕｃｋの、「離散時間信号処理（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｔｉｍｅ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）」、プレンティスホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ）、米国ニュージャージ州エングルウッドクリフ（Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ  Ｃｌｉｆｆｓ，ＮＪ．ＵＳＡ）、１９９９年などを参照されたい。ＤＦＴは、有利には、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって計算されるが、これは不可欠ではない。Ｎ＝１の選択は、離散フーリエ変換が存在しないのと同等の自明な場合に相当する。
【００２７】
方向探知システム１０は、以下のように動作する。可動スイッチコンタクトＣ１からＣ３の位置の適切な選択によって、任意のアンテナ信号が、他の任意のアンテナ信号に加えられ、またはそれを第３のスイッチＳＷ３の接地された入力ｒにおいてゼロ信号に加えることによって、単独で選択され得る。３つの移相器Ｐ１からＰ３が等しい利得の大きさを有すると仮定すると、加算器入力１６ａおよび１６ｂにおけるアンテナ信号は、第３のスイッチの可動コンタクトＣ３が、その第１の入力極ｐに接続されるか、それとも第２の入力極ｑに接続されるかによって、それぞれ、φ１−φ２またはφ１−φ３に等しいそれらの間の相対位相シフトを有する。理想的な場合には、φ１＝φ２＝０およびφ３＝９０度である。この場合、相対位相シフトは、第３のスイッチの可動コンタクトＣ３が、その第１の入力極ｐに接続されるか、それとも第２の入力極ｑに接続されるかによって、加算器入力信号間で（符号を無視して）０度または９０度である。
【００２８】
受信機２２は、アンテナ信号が現れる周波数帯域外の不要な信号を減衰させるための、フロントエンド帯域フィルタ（図示せず）を備える。受信機２２は、加算器出力信号を処理し、それを、２４におけるサンプリングおよびアナログ／デジタル変換に好都合なベースバンドの複素出力に変換する。ＡＤＣ２４のサンプリング速度は、エイリアシングを回避するのに十分な高さでなければならない。すなわち、サンプリング速度は、受信機フロントエンド帯域フィルタの帯域幅を上回らなければならない。例えば、フロントエンド帯域幅が２５ＭＨｚであり、変換器２６によって５１２ポイントＤＦＴが実施される場合、ＡＤＣサンプリング速度は、少なくとも２７．５ＭＨｚであり、変換器２６のための５１２サンプルを獲得するのに約２０μｓを要するはずである。ＡＤＣ２４からのデジタル信号は、変換器２６によって、それぞれが関連付けられた大きさを有する、有限幅のビンまたはチャネルとして表される１組の周波数としてのスペクトルに変換される。周波数チャネルは、２７．５ＭＨｚのサンプリングを用いる５１２ポイントＤＦＴでは約１００ｋＨｚの幅になる。ＤＦＴは、チャネル間の漏れを低減するために、ウインドウ処理を用いて実施される。ウインドウの選択のための選択肢には、ウインドウなしと等価の長方形ウインドウが含まれる。
【００２９】
任意に、可動コンタクトＣ１からＣ３の設定の選択は、必ずしもすべてのアンテナが寄与しないようにも行われ得る。これは、より高速な処理をもたらすが、おそらく、より正確さが劣り、検出され得るエミッタの最大数を低減させる。
【００３０】
前述のように、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、およびＳＷ３の様々な可能な設定は、受信機２２が、任意の個々のアンテナ１２からの信号、または任意のアンテナ１２の対からの相対的に位相シフトされた信号の和を、入力することを可能にする。スイッチＳＷ１からＳＷ３は、特定の信号に伴って起こりうる悪影響を回避するために、アンテナ信号のランダムまたは疑似ランダムな選択をもたらすように操作され得る。受信機２２の出力は、ＡＤＣ２４によってサンプリングされ、ＡＤＣからのＮ個の連続するサンプルのブロックの、Ｎポイントウインドウ処理ＤＦＴを計算する変換器２６によって処理される。これは、よく知られている手順であり、これ以上詳細には説明しない。変換器２６の出力は、Ｎ個の周波数領域サンプル、すなわち、Ｎ個の周波数ビンの内容の大きさを含む。一般の、またはｎ番目の周波数ビンについて、周波数領域サンプルは、Ｓｎで表され、ここでｎは０からＮ−１までの範囲の周波数領域指数である。
【００３１】
【数１】
2007529000.tif 000003
は、ｋ番目のアンテナが、第１のスイッチＳＷ１を介して接続され、第３のスイッチＳＷ３が、ｒにおいて０Ｖに接続され、ｋ番目のアンテナから受信機入力までのパス全体の利得が、１である場合の、周波数指数をｎとする離散フーリエ変換出力であると規定される。
【００３２】
方向探知のプロセスは、アンテナ１２によって受信される１つ以上の信号の、方位または入射角または到来角を推定することからなる。これは、周波数領域サンプルＳｎを処理するＤＳＰ２８によって、１つ以上の周波数ビンについて実行される。
【００３３】
次に、ｋ番目のアンテナ１２（ｋ＝１からＭ）、第１のスイッチＳＷ１、第１の移相器Ｐ１、および加算器２０を通って受信機２２に至るパスの無線信号に適用される、利得と位相シフトの両方を表すために、複素利得定数Ｇ１ｋが規定される。同様に、次に、ｋ番目のアンテナ１２を通り、（特に）それぞれ第２の移相器Ｐ２および第３の移相器Ｐ３を介して受信機２２に至るパスの無線信号に適用される、利得と位相シフトの両方を表すために、複素利得定数Ｇ２ＡｋおよびＧ２Ｂｋも規定される。
【００３４】
ｋ番目のアンテナのバッファ増幅器１４に接続された第１のスイッチＳＷ１、およびｒにおいて０Ｖに接続された第３のスイッチＳＷ３を用いる場合、周波数指数をｎとする変換器出力は、積
【数２】
2007529000.tif 000004
である。この変換器出力は、ｋ番目のアンテナに関連付けられ、
【数３】
2007529000.tif 000005
によって与えられる、二乗平均値または電力Ｐｋｋを有する。式中、Ｅ｛．．｝は数学的期待演算子であり、
【数４】
2007529000.tif 000006
（例えば
【数５】
2007529000.tif 000007
の場合の）は、絶対値を表す。ＤＳＰ２８は、単一のＳｎの値に等しいか、またはいくつかのＳｎの値の平均または加重平均に等しい、Ｐｋｋの測定値（または「推定値」）を計算し、これらの値は、適切な位置に設定されたスイッチコンタクトＣ１からＣ３を用いて収集された、それぞれのデータブロックの離散フーリエ変換から得られる。これらのデータブロックは、重なり合っていても、重なり合っていなくてもよい。明確にするために、以下の説明においては、Ｐｋｋという表記は、前述のように得られるＰｋｋの測定値を表すものとする。
【００３５】
第１のスイッチＳＷ１は、順に各アンテナ１２のバッファ増幅器１４に接続され、すなわち、アンテナ指数ｋは、１から、アンテナの数であるＭまで進み、第３のスイッチＳＷ３は、ｒにおいて０Ｖに接続されたままである。変換器出力電力Ｐｋｋが、その都度測定される。
【００３６】
次に、第１のスイッチＳＷ１が、ｋ番目のアンテナに接続され、第２のスイッチＳＷ２が、ｍ番目のアンテナに接続され、第３のスイッチの可動コンタクトＣ３をその第１の入力ｐに接続することによって、利得Ｇ２Ａｍを有する第２のスイッチの信号パスが選択される。次いで、周波数ビン指数をｎとする変換器出力における利得Ｇ２Ａｍに関連付けられた電力ＰｋｍＡが測定され、それは次式によって与えられる。
【数６】
2007529000.tif 000008
すなわち、
【数７】
2007529000.tif 000009
式中、Ｒｅ｛．．｝は「実数部」を表し、アスタリスク「＊」は共役複素数を表す。ＰｋｍＡは、
【数８】
2007529000.tif 000010
対の組み合わせがある、異なるアンテナ１２のすべての可能な組み合わせについて測定される。ＰｋｍＡの値は、ＤＳＰ２８によって、前述のように、それがＰｋｋを測定するのと同じやり方で測定され、表記ＰｋｍＡは、測定値を指すのに付随して使用されるという同じ取り決めが用いられる。
【００３７】
次に、φ２ではなく位相シフトφ３を実施するために、第３のスイッチの可動コンタクトＣ３をその第２の入力ｑに接続することによって、今度は利得Ｇ２Ｂｍを有する第２のスイッチの信号パスが選択されるということを除いて、同様に、式（２）および（３）に関連付けられる手順が繰り返される。次いで、周波数指数をｎとする変換器出力における利得Ｇ２Ｂｍに関連付けられた電力ＰｋｍＢが、各アンテナ対に測定され、以下の式（２）および（３）と等価の式が、指数Ａを指数Ｂで置き換えることによって生成され得る。
【数９】
2007529000.tif 000011
すなわち、
【数１０】
2007529000.tif 000012
方向探知を実行するために、まず、当該のあらゆる周波数、すなわち、エミッタに関連付けられる変換器２６でのＤＦＴ演算によって規定される周波数ビンの中央周波数における、利得Ｇ１ｋ、Ｇ２Ａｍ、およびＧ２Ｂｍが、求められなければならない。一方法において、これは、システムの個々の構成要素または構成要素グループの、複素利得の電気的測定を行うことによってなされ得る。そのような手順は、電子工学の分野ではよく知られており、これ以上説明しない。
【００３８】
代替の実施形態において、利得の決定は、有利には、以下のような手順で実行され得る。無線エミッタが、知られている位置に設定され、次いで、方向探知システム１０が、スイッチコンタクトＣ１からＣ３を適切な位置に設定することによって、アンテナ対の各組み合わせごとに、式（１）から（５）に示す測定を行うように操作される。エミッタ電力、方位、およびアンテナからの距離の知られている値を使用して、式（１）から（５）における、量
【数１１】
2007529000.tif 000013
【数１２】
2007529000.tif 000014
および
【数１３】
2007529000.tif 000015
が、当該の各周波数において計算され得る。その場合、式（１）から（５）における未知の量は、利得Ｇ１ｋ、Ｇ２Ａｍ、およびＧ２Ｂｍの値だけであり、したがって、それらが、非線形最適化（例えば、Ｍ  Ｓ  Ｂａｚａｒａａ、Ｈ  Ｄ  Ｓｈｅｒａｌｉ、Ｃ  Ｍ  Ｓｈｅｔｔｙの、「非線形プログラミング−理論およびアルゴリズム（Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  Ｐｒｏｇｒａｍｍｉｎｇ  −  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ）」、ワイリー（Ｗｉｌｅｙ）、ニューヨーク、第２版、１９９３年、などを参照）として知られる手順を使用して求められ得る。これは、科学計算処理の分野ではよく知られており、これ以上説明しない。利得Ｇ１ｋ、Ｇ２Ａｍ、およびＧ２Ｂｍの推定値の正確さは、普通、エミッタを１つ以上の別の知られている位置に移動させ、式（１）から（５）に示す測定値の収集を繰り返し、測定値のセット全体を非線形最適化手順で使用することによって、改善される。
【００３９】
利得が求められた後、方向探知を実行する一手順は、以下の通りである。Ｐｋｋの値が、各アンテナ１２に関して順に測定され、次いで、
【数１４】
2007529000.tif 000016
の値が、式（１）および前に求められたＧ１ｋの値を使用して、以下のように推定される。
【数１５】
2007529000.tif 000017
【００４０】
同様に、ＰｋｍＡの値が、アンテナ１２の各組み合わせごとに順に測定される。前に求められたＧ１ｋ、Ｇ２Ａｍの値を、上記で計算された
【数１６】
2007529000.tif 000018
および
【数１７】
2007529000.tif 000019
の値、ならびに式（３）と共に使用して、次に、量ｘが、各アンテナ対に関して次式から計算される。
【数１８】
2007529000.tif 000020
すなわち
【数１９】
2007529000.tif 000021
【００４１】
同様にして、ＰｋｍＢの値も、アンテナ１２の各対ごとに順に測定される。前に求められたＧ１ｋ、Ｇ２Ｂｍの値、上記で計算された
【数２０】
2007529000.tif 000022
および
【数２１】
2007529000.tif 000023
の値、ならびに式（５）を使用して、次に、量ｙが、各アンテナ対に関して次式から計算される。
【数２２】
2007529000.tif 000024
すなわち
【数２３】
2007529000.tif 000025
【００４２】
次に、知られている複素値Ｇ１ｋＧ＊２Ａｍが、ｃ＋ｊｄとして書き込まれ、Ｇ１ｋＧ＊２Ｂｍの知られている複素値が、ｅ＋ｊｆとして書き込まれる（ｊは−１の平方根である）。次のステップは、ａ＋ｊｂとして書き込まれる未知の複素値
【数２４】
2007529000.tif 000026
を計算することである。式（８）および（１０）を、ａからｅおよびｊの観点から書き換えると、以下のようになる。
【数２５】
2007529000.tif 000027
および
【数２６】
2007529000.tif 000028
式（１１）および（１２）は、標準的な方法で解かれて、必要とされる値ａおよびｂをもたらし、さらに、
【数２７】
2007529000.tif 000029
をもたらす、２つの未知数における２つの連立方程式である。
【００４３】
一例として、Ｇ１ｋ＝１、Ｇ２Ａｍ＝１、およびφ＝９０度でＧ２Ｂｍ＝ｊとすると、ｃ＝１、ｄ＝０、ｅ＝０、およびｆ＝１であり、ａ＝ｘ、ｂ＝−ｙである。
【００４４】
式（６）から（１２）に関連付けられた手順が、選択されたアンテナ指数値ｋおよびｍの各対ごとに繰り返され、対応する値
【数２８】
2007529000.tif 000030
が、その都度計算される。これら２つの手順は、「共分散項」と総称される、ｋ＝１からＭとする
【数２９】
2007529000.tif 000031
およびｋ＝１からＭ−１、およびｍ＝ｋ＋１からＭとする
【数３０】
2007529000.tif 000032
という値のセットを生み出す。配列上の
【数３１】
2007529000.tif 000033
項が、対角（行ｋおよび列ｋ）にあり、各
【数３２】
2007529000.tif 000034
項が、それぞれの行位置ｋおよび列位置ｍにある、正方配列として配置されるとき、この値のセットは、「空間共分散行列」として知られる。全体のプロセスは、各ＤＦＴ周波数ビン、すなわち、変換器出力指数ｎの各値ごとに、独立に実行され得る。
【００４５】
空間共分散行列中の共分散項の一部または全部を使用して、１つ以上の受信信号の方位（あるいは入射または到来角）が、標準的な技術を用いて推定され得る。例えば、ＭＵＳＩＣアルゴリズムおよび最小二乗法の適合が開示されている、Ｈ  Ｌ  Ｖａｎ  Ｔｒｅｅｓ、「最適な配列処理（Ｏｐｔｉｍｕｍ  Ａｒｒａｙ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）」（「検出、推定、および変調理論（Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ，Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ）」の第４部）、ワイリー（Ｗｉｌｅｙ）、ニューヨーク、２００２年などを参照されたい。これは、方向探知の分野ではよく知られており、これ以上説明しない。
【００４６】
以上の本発明の例は、アンテナ信号電力の測定の観点から説明されている。しかしながら、本発明は、アンテナ信号強度の任意の電力に関連する測定値を用いて実施され得る。この点に関して、アンテナ信号強度は、上記の例では、ｋ番目のアンテナが、スイッチＳＷ１によって選択され、ＳＷ３の入力極が接地されるときの、周波数指数をｎとする離散フーリエ変換器出力の測定値であると規定され、そこから式（１）で使用される二乗平均値または電力Ｐｋｋが導出され得る。アンテナ信号強度の例には、信号電力自体の他に、二乗平均電圧または電流、あるいは実効電圧または電流も含まれる。
【００４７】
同様に、組み合わされたアンテナ信号強度は、受信機入力が、スイッチＳＷ１を介して接続されたｋ番目のアンテナからの信号と、スイッチＳＷ２、移相器Ｐ２またはＰ３、およびスイッチＳＷ３を介して接続されたｍ番目のアンテナからの信号の和であるときの、周波数指数をｎとする離散フーリエ変換器出力であると規定され、そこから式（２）、（３）で使用される二乗平均値または電力Ｐｋｍが導出され得る。
【００４８】
次に説明する代替の手順によれば、空間共分散行列を計算せずに、式（１）から（１２）において指数ｋに対応する周波数における単一のエミッタの方位を計算することが可能である。この手順は、より少ない測定値しか必要としないため、空間共分散行列を計算する手順より高速になり得ることが分かっているが、正確さはより劣る。
【００４９】
ｋおよびｍという番号の２つのアンテナが選択され、次いで、前述のように量ＰｋｍＡおよびＰｋｍＢが測定される。単一の平面波受信無線信号の場合には、標準の物理分析（例えば、Ｈ  Ｌ  Ｖａｎ  Ｔｒｅｅｓの、「最適な配列処理（Ｏｐｔｉｍｕｍ  Ａｒｒａｙ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）」（「検出、推定、および変調理論（Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ，Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ）」の第４部）、ワイリー（Ｗｉｌｅｙ）、ニューヨーク、２００２年、を参照）を使用すれば、
【数３３】
2007529000.tif 000035
と
【数３４】
2007529000.tif 000036
の値が等しいことが示され得る。便宜上、この値をＶ、すなわち、
【数３５】
2007529000.tif 000037
で表す。同様に、
【数３６】
2007529000.tif 000038
であることが示され得る。式中、θは、入力平面波の方位とアンテナｋおよびｍをつなぐ線の方位との差の、数学的関数である。したがって、式（３）は、
【数３７】
2007529000.tif 000039
をもたらすように再構成され、式（５）も、同様に、
【数３８】
2007529000.tif 000040
をもたらすように再構成され得る。
【００５０】
次に、アンテナｋ、およびｐという番号の別のアンテナが選択される。次いで、量ＰｋｐＡが、ＰｋｍＡと等価のものとして、アンテナｋおよびｐについて規定される。ＰｋｐＡが測定され、式（１３）および（１４）の分析と類似の分析によって、
【数３９】
2007529000.tif 000041
をもたらすことが示され得る。式中、Ψは、入力平面波の方位とアンテナｋおよびｐをつなぐ線の方位との差の、数学的関数である。３つの式（１３）から（１５）は、３つの未知の量、θ、ΨおよびＶを含む。θおよびΨは相互に関連し合う。その理由は、アンテナｋおよびｍをつなぐ線と、アンテナｋおよびｐをつなぐ線との間の角度が知られているからである。３つの測定値ＰｋｍＡ、ＰｋｍＢ、およびＰｋｐＡが与えられたとすると、入力平面波の未知の方位は、例えば前述のように、非線形最適化を使用して決定され得る。Ｖの値を推定することは必要ではない。
【００５１】
上記の原理は、異なる方位から到来する２つ以上の平面波の場合に、式（１３）から（１５）を置き換える式を表すのに使用され得る。追加の式が、１つ以上の別のアンテナ対（例えばアンテナｐおよびアンテナｑ）について同様に表され、未知の方位が、やはり非線形最適化を使用して求められ得る。
【００５２】
アンテナ１２によって受信される信号電力は、変動し得る。なぜなら、このために、前記に規定される測定される量Ｐｋｋ、ＰｋｍＡ、およびＰｋｍＢに関連して平均を取ることが有利であるからである。１つの「コミュテーションサイクル」を、周波数ビン指数ｎの１つの値についてＰｋｋ、ＰｋｍＡ、およびＰｋｍＢを求めるのに必要とされる、３つのスイッチＳＷ１、ＳＷ２、およびＳＷ３の設定ｂからｅ、ｐからｒのそれぞれから、前述のようにデータを収集するサイクルからなるものであると規定すれば、好都合である。次いで、各サイクルが、それぞれのＰｋｋ、ＰｋｍＡ、およびＰｋｍＢの値のセットをもたらすさらなるコミュテーションサイクルを使用して、さらなるデータが収集される。次いで、結果として生じる複数のＰｋｋ、ＰｋｍＡ、およびＰｋｍＢの値を使用して、それぞれの平均値が提供される。次いで、これらの平均値が、前述の式（１）から（１０）で使用される。
【００５３】
コミュテーションサイクルが実行される速度を、本明細書では、「コミュテーションサイクル速度」と呼ぶ。アンテナ１２によって受信される信号の１つ以上は、例えば、データシンボルが１つの信号によって特定の速度で搬送される場合、周期的な変動を含み得る。変動の周期が、コミュテーションサイクル速度の倍数または約数に等しいか、または近い場合、前述のように導出される共分散項は、（「バイアス」として知られる）一定の、または系統的な誤差を伴い得る。これらは、推定される入射角の誤差を生じ得る。この問題を回避するために、各コミュテーションサイクル内でコミュテーション（スイッチ設定）が行われる順序が、有利には、連続するサイクル間でランダムまたは疑似ランダムな順序で変えられ得る。
【００５４】
上記の式（１）から（１５）は、例えば、指数ｎ−１およびｎ＋１に対応する隣接する周波数帯域など、周波数ビン指数ｎの他の値について再評価され得る。次いで、ｎの様々な値について出力方位推定値が得られ、その誤差限界が計算され得る推定値をもたらすように組み合わされる。
【００５５】
正方配列の４つのアンテナ１２を備え、空間共分散行列を計算する方法を使用する、本発明の方向探知システム１０のシミュレーションが行われた。シミュレーションでは、同一のキャリア周波数を有する２つのエミッタが、アンテナアレイの平面の方位に位置するものと想定した。エミッタは、Ｒ  Ｅ  ＺｉｅｍｅｒおよびＲ  Ｌ  Ｐｅｔｅｒｓｏｎの、「デジタル通信入門（Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）」、マックスウェルマクミランインターナショナル（Ｍａｘｗｅｌｌ  Ｍａｃｍｉｌｌａｎ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ）、ニューヨーク、１９９２年に記載されるように、両方とも、６．２５キロシンボル／秒で、ＱＰＳＫの変調型を用いて発信するものとして扱われた。これらは、アンテナアレイにおいて、所定の基準方向に対して、それぞれ３０°と７０°の方位または到来角であった。信号対雑音比（発せられた信号電力を、２５．６ＭＨｚ帯域幅にわたる総雑音パワーで除算したもの）は、高いと想定された。サンプリング速度は、２５．６ＭＨｚであり、４０９６サンプルのブロックが収集され、ハミングウインドウが適用され（前述のＯｐｐｅｎｈｅｉｍらの文献を参照）、結果が、離散フーリエ変換によって処理された。サンプル収集時間は、１エミッタシンボル周期に対応する、０．１６ミリ秒であった。１つのサンプルブロックだけしか処理されなかった場合、結果は正確ではない。その理由は、信号は、サンプル収集時間にわたって高度に相関するからである。これを回避するために、第１および第２のサンプルブロックが、少なくとも３つのシンボルに対応する介在時間間隔で収集された。当該のエミッタは、しばしば、この介在時間間隔より短いルートレイズドコサイン（ＲＲＣ）パルス整形フィルタを含み、その場合、サンプルブロック中の信号間には相関がない。次いで、両データブロックに式（１）から（１０）を使用し、平均を取ることによって得られたパラメータを使用して、全体の共分散行列が導出された。知られているＭＵＳＩＣアルゴリズム（前述のＶａｎ  Ｔｒｅｅｓの文献を参照）を使用して行列要素を処理し、エミッタ方位が求められた。このアルゴリズムは、この目的のための唯一のアルゴリズムでも、最適なアルゴリズムでもないが、単純であるためにしばしば提起される。
【００５６】
図２は、本発明の方法を使用して得られる共分散行列要素から導出された到来角（ＡｏＡ）に対する、ＭＵＳＩＣスペクトルのグラフである。グラフには、シミュレートされたエミッタが位置していたことを示す、到来角３０°および７０°における十分に明確なピーク４０および４２が示されている。
【００５７】
比較のために、Ｃ  Ｍ  Ｓ  Ｓｅｅの、「単一チャネル受信機を用いる高分解能ＤＦ（Ｈｉｇｈ  Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ  ＤＦ  ｗｉｔｈ  ａ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」０−７８０３−７０１１−２／０１、ＩＥＥＥ、２００１年に開示されている、単一受信機の技術の試験が行われた。同じパラメータおよびＭＵＳＩＣアルゴリズム処理を使用して、この技術は、図３に示す結果をもたらした。この場合、３０度のエミッタは解像されておらず、７０度のエミッタは、５０において解像されているが、ピーク高さはピーク４２の１５分の１である（注、図２および図３は異なる尺度の軸を有する）。
【００５８】
完全を期すために、（１アンテナ当たり１つの受信機を必要とする）従来の方法も、同じパラメータおよびＭＵＳＩＣアルゴリズム処理を使用してシミュレートされた。この方法は、図４に示す結果をもたらした。図４には、本発明より優れた正確さで、シミュレートされたエミッタが位置していたことを示す、到来角３０°および７０°における非常に明確なピーク６０および６２が示されているが、これは、すべてのアンテナにただ１つの受信機ではなく、１アンテナ当たり１つの受信機を使用するという犠牲を払った上でのものである。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の方向探知システムを示す概略的ブロック図である。
【図２】本発明を使用して獲得される方向探知結果を示すグラフである。
【図３】本発明と比較可能な単一受信機の従来技術システムを使用して獲得される、方向探知結果を示すグラフである。
【図４】複数受信機の従来技術システムを使用して獲得される、方向探知結果を示すグラフである。
【図１】
2007529000.tif 000042
【図２】
2007529000.tif 000043
【図３】
2007529000.tif 000044
【図４】
2007529000.tif 000045
【国際調査報告】
2007529000.tif 000046
2007529000.tif 000047