(57)【要約】  本発明は、対称的なバイポーラ電流信号の増幅用電子回路に関する。この電子回路は、１対の相補形電流ミラーを有する。バイポーラ電流信号の極性に応じて、電流ミラーのうちの一方は能動状態であり、他方の電流ミラーはオフ状態である。このように、バイアス電流を入力信号に加えることが避けられ、それにより雑音が大幅に低下する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
バイポーラ電流信号（Ｉｉｎ）の増幅用の電子回路であって、入力端子（２０６）および出力端子（２０８）において相互接続されている１対の相補形電流ミラー（２０２、２０４）を含み、前記１対の相補形電流ミラーのうちの第１の相補形電流ミラー（２０４）は、正の電流信号が加えられたときに能動状態にあり、前記１対の相補形電流ミラーのうちの前記第２の相補形電流ミラー（２０２）は、負の電流信号が前記入力端子に加えられたときに能動状態にある電子回路。
【請求項２】
前記第１の電流ミラーはＰＮＰ電流ミラーであり、前記第２の電流ミラーはＮＰＮ電流ミラーである、請求項１に記載の電子回路。
【請求項３】
前記第１および第２の電流ミラーに結合されているバイパスコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４）をさらに含む、請求項１または２に記載の電子回路。
【請求項４】
前記第１および第２の電流ミラーの各々について、１対の負帰還抵抗（Ｒ１、Ｒ３；Ｒ２、Ｒ４）をさらに含む、請求項１、２または３に記載の電子回路。
【請求項５】
フィードバックトランジスタ（Ｍ１）をさらに含み、前記フィードバックトランジスタの制御端子が前記入力端子に結合されている、請求項１から４のいずれか一項に記載の電子回路。
【請求項６】
前記フィードバックトランジスタはＮＭＯＳタイプのトランジスタである、請求項５に記載の電子回路。
【請求項７】
前記フィードバックトランジスタはＮＰＮタイプのトランジスタである、請求項５に記載の電子回路。
【請求項８】
バイポーラ電圧信号入力端子を設けるために、前記入力端子に結合されている抵抗（２１０）をさらに含む、請求項１から７のいずれか一項に記載の電子回路。
【請求項９】
超音波バイポーラ電流信号を提供するための超音波受信機（２１４）と、
第１の端子および第２の端子に相互接続され、前記第１の端子が前記超音波バイポーラ電流信号を受信するための前記超音波受信機に結合されている、１対（２００）の相補形電流ミラーとを含む超音波装置であって、
前記超音波バイポーラ電流信号が正の振幅の間、前記１対の相補形電流ミラーのうちの第１の電流ミラーは能動状態にあるが、前記１対の相補形電流ミラーのうちの第２の電流ミラーはオフであり、前記超音波バイポーラ電流信号が負の信号振幅の間、前記第２の電流ミラーは能動状態にあるが、前記第１の電流ミラーはオフである超音波装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低雑音信号増幅の分野に関し、より詳細には、それだけには限らないが、バイポーラ電流信号、特に対称な信号の増幅に関する。
【背景技術】
【０００２】
信号増幅のために電流ミラー回路を使用することは、それ自体は、従来技術から知られている。国際公開第００／３１６０４号パンフレットには、相互コンダクタンス段が第１および第２の半導体素子に分割される電流を生成し、その結果入力電圧が基準電圧近くに維持される電流ミラー回路が示してある。このように、広帯域を得るために、入力インピーダンスは著しく低下する。しかし、入力インピーダンスは、各半導体素子の電流増幅率に依存し、電流増幅率は次には入力電流に依存する。
【０００３】
国際公開第０２／１９０５０号パンフレットには、帯域幅の入力電流への依存度を低減した電流ミラー回路が示してある。こうした電流ミラー回路は図１に示してある。
【０００４】
図１には、電流ミラー段１４の一実施形態が示してある。この電流ミラー回路は、電流入力端子１４Ａ、電流出力端子１４Ｂおよび共通端子１４Ｃを含む。入力端子１４Ａは、フォトダイオードＡに接続され、フォトダイオードＡは、本明細書においては信号電流源Ｓｐｈおよび寄生容量Ｃｐｈの形で表されている。出力端子１４Ｂは、負荷Ｚｉ２に接続されている。
【０００５】
第１の制御可能な半導体素子Ｔ１は、電流入力端子１４Ａと共通端子１４Ｃとの間に配置されている。第２の制御可能な半導体素子Ｔ２は、電流出力端子１４Ｂと共通端子１４Ｃとの間に配置されている。この場合、半導体素子Ｔ１、Ｔ２は、負帰還抵抗Ｒ２、Ｒ３を介して共通端子に接続されている。制御可能な半導体素子Ｔ１、Ｔ２は、相互接続された制御電極Ｔ１Ａ、Ｔ２Ａを有し、それら制御電極はまた、前記制御電極を基準電圧にバイアスするためのバイアス電圧源ＶＢＩＡＳに結合されている。
【０００６】
この回路は、電流入力端子１４Ａに結合された入力１２Ａおよび共通端子１４Ｃに結合された出力１２Ｂを有する相互コンダクタンス段１２をさらに含む。
【０００７】
この回路は、相互接続された制御電極Ｔ１Ａ、Ｔ２Ａが第３の制御可能な半導体素子Ｔ３を介して共通端子に結合されていること、およびバイアス電圧源ＶＢＩＡＳが第３の制御可能な半導体素子Ｔ３の制御電極Ｔ３Ａを介して、これら制御電極Ｔ１Ａ、Ｔ２Ａに結合されていることを特徴とする。相互接続された制御電極Ｔ１Ａ、Ｔ２Ａは、さらに電流源ＳＩに接続されている。
【０００８】
示された実施形態においては、相互コンダクタンス段１２は、それ自体の出力１２ＢとアースＧＮＤとの間に配置されている第５の制御可能な半導体素子Ｔ５を含む。第５の制御可能な半導体素子Ｔ５は、さらに制御可能な半導体素子ＭＯと抵抗性インピーダンスＲ１との直列構成の共通ノード１２Ｄに結合された制御電極を有する。電流源ＳＩは、第３および第５の制御可能な半導体素子Ｔ３およびＴ５を両方ともバイアスする。
【０００９】
図１に示された回路は以下のように動作する。フォトダイオードが電流Ｉｐｈを電流ミラーの入力端子１４Ａに供給する場合、相互コンダクタンス段１２は、入力端子１４Ａを介する電流ｌｉ１がフォトダイオードＡによって供給される電流Ｉｐｈに等しくなるように、電流Ｉｃを電流ミラーの共通端子１４Ｃから引き出す。
【００１０】
Ｔ１およびＴ２によって形成される電流ミラーの動作は、電流ｌＯ１が第２の制御可能な半導体素子Ｔ２によって供給される効果がある。各電流は、１Ｏ１：Ｉｉ１＝Ｐの比を有し、Ｐは制御可能な半導体素子Ｔ１、Ｔ２の面積比である。同時に、制御可能な半導体素子Ｔ１、Ｔ２の制御電極Ｔ１Ａ、Ｔ２Ａは、Ｉｉ１＝αＩｂ１およびＩＯ１＝αＩｂ２になるように、それぞれ電流Ｉｂ１、Ｉｂ２を導く。
【００１１】
第３の制御可能な半導体素子Ｔ３は電流源によってバイアスされているので、信号電流Ｉｂ１＋Ｉｂ２は、実質上、共通端子１２Ｂから、その半導体素子Ｔ３の主電流経路を介して導かれる。したがって、これらの信号電流Ｉｂ１、Ｉｂ２は、実質上、相互コンダクタンス段１２によって引き出される電流Ｉｃには寄与しない。したがって、電流Ｉｃは、Ｉｉ１（１＋Ｐ）である。相互コンダクタンス段が増幅率ｇｍを有する場合、入力抵抗は（１＋Ｐ）／ｇｍになり、制御可能な半導体素子Ｔ１、Ｔ２の電流増幅から独立しており、１：Ｐは、半導体素子および／または容量性インピーダンスの面積比である。
【００１２】
図１での従来技術の電流ミラー回路の不利な点は、入力信号がバイポーラである場合、または回路が信号源に交流結合されている場合に、信号経路にバイアス電流Ｉｐｈを必要とすることである。このように、大量の雑音が入力信号に加えられ、それによって、電流ミラー回路の性能が低下する。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、バイポーラ電流信号の増幅用の電子回路を提供する。この電子回路は、１対の相補形電流ミラーを有する。各電流ミラーは、電子回路の入力端子および出力端子において相互接続されている。バイポーラ電流信号が入力端子に加えられるとき、相補形対の各電流ミラーのうちの１つが能動状態になり、他方がオフ状態になる。たとえば、バイポーラ電流信号が正の信号振幅の間は、相補形対の各電流ミラーのうちの第１の電流ミラーは能動状態になり、他方はオフになる。同様に、バイポーラ電流信号が負の信号振幅のときは、能動状態の電流ミラーはオフ状態に移行し、他方は能動状態になる。
【００１４】
この電子回路は、入力端子においてどんなＤＣバイアス電流を加える必要もなしに、バイポーラで対称な電流信号に使用可能であることが、本発明の具体的な利点である。したがって、本発明の電子回路は低い雑音性能を有し、それにより医療計測、移動電話、ならびに、デジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）およびデジタルビデオ放送（ＤＶＢ）などのデジタル放送システムの分野の用途に特に適している。
【００１５】
本発明の好ましい一実施形態によれば、電流ミラーにはバイパスコンデンサが結合されている。バイパスコンデンサ（キャパシタ）により、入力端子において加えられたバイポーラ電流信号の極性が変化するときに、信号ひずみが避けられる。さらに、回路のフィードバックループの安定性が改善されるため、バイパスコンデンサは有益である。他の利点は、バイパスコンデンサにより、電子回路の帯域幅が、入力端子において加えられるバイポーラ電流信号から独立したものになることである。バイパスコンデンサは、ほぼ数ｐＦ程度の小さい値を有することが好ましい。
【００１６】
本発明のさらなる好ましい一実施形態によれば、１対の負帰還抵抗が相補形電流ミラーの各々に結合されている。負帰還抵抗によって、大電流での整合が改善され、大電流でのショット雑音が低減される。特に負帰還抵抗が、それぞれの電流ミラーのベースエミッタキャパシタンスと直列に接続されている場合、さらに、フィードバックループの安定性が改善される。
【００１７】
本発明のさらなる好ましい一実施形態によれば、電子回路の入力端子は、フィードバックループを形成するフィードバックトランジスタの制御端子に結合されている。フィードバックトランジスタについては、ＮＭＯＳタイプのトランジスタが使用されることが好ましく、あるいはＮＰＮタイプのフィードバックトランジスタが使用されてもよい。
【００１８】
本発明のさらなる好ましい一実施形態によれば、バイポーラ電流信号は、入力端子に接続された抵抗によって電子回路に加えられる。入力端子は仮想接地に接続されているので、入力端子に結合された抵抗は、このバイポーラ電流信号を電子回路の入力端子におけるバイポーラ電流信号に変換する。
【００１９】
入力信号が入力端子に加えられない場合に低い周波数での雑音が実質上ゼロであるときに、電子回路が実現されてもよいことが本発明の具体的な利点である。これにより、移動電話、ＤＡＢ、ＤＶＢ、および医療システムなど、ゼロインタミッテント周波数（ｚｅｒｏ−ｉｎｔｅｒｍｉｔｔｅｎｔ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）（ＩＦ）または低ＩＦ受信機向けの電子回路の用途が可能になる。さらに、この電子回路は、受動ＭＯＳミクサによって供給される電流を増幅するのに使用されてもよい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
各図面を参照することにより、以下に本発明をより詳細に説明する。
【００２１】
図２には、ＰＮＰ電流ミラー２０２および相補形ＮＰＮ電流ミラー２０４を有する電子回路２００が示してある。
【００２２】
ＰＮＰ電流ミラー２０２は、ＰＮＰトランジスタＴ２およびＴ４、ならびに負帰還抵抗Ｒ２およびＲ４を有する。同様にＮＰＮ電流ミラー２０４は、ＮＰＮトランジスタＴ１およびＴ３、ならびに負帰還抵抗Ｒ１およびＲ３を有する。
【００２３】
トランジスタＴ１およびＴ２の各コレクタは、入力端子２０６において接続され、トランジスタＴ３およびＴ４の各コレクタは、出力端子２０８において接続されている。
【００２４】
さらにバイパスコンデンサ（キャパシタ）Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３およびＣ４は、ＰＮＰ電流ミラー２０２およびＮＰＮ電流ミラー２０４に結合されている。
【００２５】
フィードバックトランジスタＭ１、トランジスタＴ５、トランジスタＴ６、トランジスタＴ７およびコンデンサＣ６によってフィードバックループが形成される。さらに、電子回路２００は、バイアス電流源Ｉｂ０およびＩｂ１を有する。各電流源はどれも信号経路中には配置されず、それにより、各バイアス電流源のうちの１つの雑音が、入力端子２０６において加えられる入力信号に追加されることが避けられることに留意されたい。
【００２６】
入力端子２０６での入力信号Ｉｉｎの極性が変化するときに信号ひずみが避けられるので、バイパスコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３およびＣ４は有益である。さらに、バイパスコンデンサによってフィードバックループの安定性が改善され、電子回路２００の帯域幅は、入力信号Ｉｉｎから独立させられる。
【００２７】
各負帰還抵抗はそれぞれの電流ミラーのベースエミッタキャパシタンスと直列に接続されているので、負帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、およびＲ４は、さらにフィードバックループの安定性を改善する。さらに、各負帰還抵抗は、大電流での整合を改善し、大電流でのショット雑音を低減する。さらに有益な作用は、電子回路２００のＤＣ出力インピーダンスが増大させられることである。
【００２８】
電子回路２００のＤＣ利得は以下によって与えられる。
入力端子２０６に加えられた入力電流Ｉｉｎが低い場合は、Ｔ１（Ｔ２）区域とＴ３（Ｔ４）区域との比である。
入力電流Ｉｉｎが高い場合は、Ｒ１（Ｒ２）区域とＲ３（Ｒ４）区域との比である。
【００２９】
電子回路２００の高周波利得は以下によって与えられる。
入力電流Ｉｉｎが低い場合は、Ｃ１（Ｃ２）区域とＣ３（Ｃ４）区域との比である。
入力電流Ｉｉｎが高い場合は、Ｒ１（Ｒ２）区域とＲ３（Ｒ４）区域との比である。
【００３０】
図３は、入力端子２０６に加えられた入力電流Ｉｉｎが正の信号振幅を有するときの電子回路２００の動作を例示している。この場合、Ｔ２（Ｔ４）のエミッタ電圧は、ＶＢ１、Ｔ１、Ｒ１、Ｔ７、Ｔ６、Ｒ２、およびＲ４を介してＶＢ２と等しい電圧に設定される。トランジスタＴ２およびＴ４はオフ状態である。したがって、ＮＰＮ電流ミラー２０４が能動状態である間は、ＰＮＰ電流ミラー２０２はオフ状態である。
【００３１】
図４は、入力端子２０６に加えられた入力電流Ｉｉｎが負の信号振幅を有するときの電子回路２００の動作を例示している。この場合、Ｔ１（Ｔ３）のエミッタ電圧は、ＶＢ２、Ｔ２、Ｒ２、Ｔ６、Ｔ７、Ｒ１、およびＲ３を介してＶＢ１と等しい電圧に設定される。トランジスタＴ１およびＴ３はオフ状態である。したがって、ＰＮＰ電流ミラー２０２が能動状態である間は、ＮＰＮ電流ミラー２０４はオフ状態である。
【００３２】
図２、３および４に示された電子回路２００は、バイポーラ電流信号の増幅、特に対称な電流信号の増幅に適している。
【００３３】
バイポーラ電圧信号Ｕｉｎの増幅は、バイポーラ電圧信号Ｕｉｎの電圧電流変換によって遂行されてもよい。
【００３４】
図５に示すように、電圧電流変換は、抵抗２１０を入力端子２０６に結合することによって遂行される。入力端子２０６は仮想接地に接続されているので、それにより電圧電流変換が達成される。そうでなければ電子回路２００の動作は変更されないままである。
【００３５】
図５に示されたフィードバックトランジスタＭ１はＮＭＯＳタイプのトランジスタであるが、フィードバックトランジスタとしてＮＰＮタイプトランジスタを使用することも可能である。このように、電子回路２００の帯域幅はさらに増大させられてもよく、高い周波数での熱雑音は低減させられてもよい。
【００３６】
低い周波数での入力雑音は、各電流ミラーのショット雑音および各負帰還抵抗の熱雑音によって支配されている。
【００３７】
高い周波数での雑音は熱雑音によって支配されており、熱雑音は、入力キャパシタンスを介して電流雑音に変換される。
【００３８】
【数１】
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Ｒｅｑは等価雑音抵抗である。ＣｉｎＴは等価入力キャパシタンスである。
【００３９】
図６は、医療用超音波装置２１２用の電子回路の適用例を示している。超音波装置２１２は、超音波信号を受信するための超音波センサ２１４を有する。超音波センサ２１４はバイポーラ電流信号を出力し、その信号は受信された超音波信号を表す。このバイポーラ電流信号は、超音波センサ２１４の出力に結合された電子回路２００によって増幅される。
【００４０】
増幅された信号は、電子回路２００から画像処理モジュール２１６に提供され、モジュール２１６は、電子回路２００によって供給された増幅後の信号に基づいて画像データを生成する。画像処理モジュール２１６は、ユーザ向けの画像出力を生成するために表示装置２１８に結合されている。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】従来技術の電流ミラー回路の回路図である。
【図２】本発明の電子回路の好ましい一実施形態の回路図である。
【図３】正の信号振幅期間中での図２の電子回路の動作を示す図である。
【図４】負の信号振幅期間中での図２の電子回路の動作を示す図である。
【図５】バイポーラ電圧信号の増幅用の電子回路の好ましい一実施形態を示す図である。
【図６】電子回路の超音波用途向けのブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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