(57)【要約】デューティ・サイクル50%の1番〜n番の相互に位相シフトさせた、そして同一な、実質的に方形波のミキシング信号MS1〜MSnを有するキャリアにより変調されている情報信号を乗算するための1番〜n番の乗算器M1〜Mnを含む乗算器。  本発明による当該乗算器デバイスの出力から5次またはより高次の干渉を排除するために、nは2より大きく、当該乗算器M1〜Mnの出力がそれぞれ固定加重係数WF1〜WFnを有する加重回路W1〜Wnで、加重回路に対してそれぞれ結合され、当該ミキシング信号MS1〜MSnはφi=i*△φに対応するそれぞれの位相角φiを有し、当該加重係数WFi はπ/(n+1)と1〜nに変化するiに対応する各2個の位相が連続するミキシング信号間の相互の位相差であるΔφを有するそれぞれの位相角φi=i*△φの正弦値に対応する。【選択図】図1
2007535830.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
相互に位相シフトされ、かつ同一で、実質的に方形波の、デューティ・サイクル50%のミキシング信号MS1〜MSnに、キャリアにより変調されている情報信号を乗算するための1番〜n番の乗算器M1〜Mnを備える乗算器デバイスにおいて、
n が2より大で、
当該乗算器M1〜Mnの出力が、固定されている加重係数WF1〜WFnをそれぞれ有する加重回路W1〜Wnを介して、加算回路にそれぞれ結合されていて、
当該ミキシング信号MS1〜MSnが、それぞれφi=i*△φに対応する位相角φiを有し、
△φが、それぞれ位相が連続する2つのミキシング信号の間のπ/(n+1)に対応する相互の位相差で、かつi が、1からnまで変化するときに、当該加重係数WFiが、当該それぞれの位相角φi=i*△φの正弦値に対応する
ことを特徴とする乗算器デバイス。
【請求項２】
N次までの全ての高調波を前記加算回路出力から除去するために、nが、(N+1)/2に対応することを特徴とする、請求項1に記載の乗算器デバイス。
【請求項３】
当該ミキシング信号MS1〜MSnが、固定された位相シフト手段および／または分周器手段の構成により周波数foの局部発振器信号から導出されることを特徴とする、請求項1又は2に記載の乗算器デバイス。
【請求項４】
局部発振回路が、周波数foの発振器信号を1番〜n番の位相シフト手段の直列配列に提供し、各位相シフト手段が、△φの固定された位相シフトを提供し、かつミキシング信号MS1〜MSnをそれぞれ1番〜n番の乗算器M1〜Mnに供給することを特徴とする、請求項3に記載の乗算器デバイス。
【請求項５】
当該局部発振回路が、1番〜n番の位相シフト手段の当該直列配列に対して分周係数nを有する分周器により出力されるクロック周波数n*foのクロック制御信号を生成し、D形フリップフロップを備える当該1次〜n次位相シフト手段のそれぞれが、当該クロック制御信号によってクロック制御され、かつ△φの当該固定された位相シフトを提供することを特徴とする、請求項4に記載の乗算器デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、1番〜n番の相互に位相シフトされ、かつ同一で、実質的に方形波の、デューティ・サイクル50%のミキシング信号MS1〜MSnに、キャリアにより変調されている情報信号を乗算するための1番〜n番の乗算器MS1〜MSnを備える乗算器デバイスに関する。この種の乗算器デバイスは、RFキャリア周波数fRFを有するRFアンテナ入力信号を、IFキャリア周波数fIFを有する中間周波数(IF)信号に変換するため、および／またはキャリア周波数fcで変調されたキャリア変調信号(IF)をベース・バンドに復調するために、またはステレオマルチプレックス信号を左右のベース・バンドのステレオ信号にデコードするおよび／または非多重化するために、ステレオ・デコーダ回路において用いられるように、レシーバにおいて多用される。
【背景技術】
【０００２】
ステレオ・デコーダ回路は、38kHzのサブキャリアfcで変調されるステレオ差信号(L-R)両側波帯振幅を、ベース・バンドに復調するこの種の乗算器デバイスを使用する。これは、例えば、米国特許第3,962,551号により公知である。この公知の乗算器デバイスは、第1と第2の乗算器M1とM2を備え、38kHzのサブキャリアで変調されているステレオ差信号(L-R)、および60度の位相角△φ分位相が相互に異なる、38kHzの反復またはミキシング周波数fo=fc とデューティ・サイクル50%を有し、それぞれ第1と第2の同一で、実質的に方形波のミキシング信号MS1とMS2を受信する。サブキャリア変調ステレオ差信号(L-R)を当該第1および第2のミキシング信号MS1およびMS2とミキシングすることは、所望のステレオ差信号(L-R)が得られると言う結果のみならず、当該ミキシング信号MS1とMS2の3次高調波成分の3fOにより、3fO = 114kHzの領域における望ましくない情報信号もベース・バンドに復調されてしまうと言う結果ももたらすであろう。しかしながら、当該第1の乗算器M1の出力信号にこのようにして発生した望ましくないベース・バンドの情報信号は、同一であるが、当該第2の乗算器M2の出力信号に発生する、望ましくないベース・バンドの情報信号（以下、「3次干渉」と呼ぶ）は、位相が逆である。当該第1および第2の乗算器の後に加算回路を用いることにより、第1および第2の乗算器M1およびM2の出力での望ましくない3次干渉の補償と同時に、求められているステレオ差信号(L-R)の追加が得られる。この加算回路は、これらとともに、望ましくない3次干渉が無い所望のベース・バンドのステレオ差信号(L-R)を供給する。
【０００３】
実際には、この公知の乗算器デバイスは、キャリア周波数fcとは異なるミキシング周波数foで使用される際、（当該ミキシング信号の波形を長方形からかなり逸脱したものにさせる、fcおよび／またはfoの相対的に高い値の場合でも）、3次干渉のその抑制を維持するように見える。このことは、波形における相互の同一性と、当該第1および第2のミキシング信号MS1とMS2の50%のデューティ・サイクルとを、保存することを可能にした。
【０００４】
しかしながら、より高いパフォーマンスおよび価格比率が求められている中で、上記公知の乗算器デバイスにより提供される3次干渉の抑制では、もはや十分でなくなっている。
【０００５】
ステレオ・デコーダそれ自体は、米国特許第5,220,607号から公知である。この特許においては、特に規定された長方形のマルチレベル波形を有するミキシング信号を用いることによって、乗算器デバイスの出力信号に3次および5次の高調波干渉が発生する事が防止される。この公知の干渉抑制は、当該特定波形を維持する精度に依存する。38kHzのステレオ差信号(L-R) 副搬送波周波数より上で増加している周波数では、当該波形は、非線形性を増加させることによって、悪化してしまうであろう。このことは、この公知の干渉抑制をレシーバ用途には不向きにする。
【０００６】
本発明の目的は、望ましくない全ての高次の干渉を効率的に抑制することが出来る強力で、低コストの乗算器デバイスを提供することで、これは、RFアンテナ入力信号をIF信号に変換するレシーバ−における使用に、非常に適している。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の別の目的は、強力かつ低コストの実施を可能にすることである。
【０００８】
デューティ・サイクル50%の、1番〜n番の相互に位相がシフトしていて、かつ同一で、実質的に方形波のミキシング信号MS1〜MSnに、キャリアにより変調されている情報信号を乗算する、1番〜n番の乗算器M1〜Mnを備える、本発明の乗算器デバイスが特徴とする点は、
nが2より大であり、
当該乗算器M1〜Mnの出力が、固定された加重係数WF1〜WFnをそれぞれ有する加重回路W1〜Wnを介して、加算回路に結合されていて、
当該ミキシング信号MS1〜MSnが、φi=i*△φに対応するそれぞれの位相角φiを有し、
△φが、それぞれ位相が連続する2つのミキシング信号の間のπ/(n+1)に対応する相互の位相差で、かつi が、1からnまで変化するときに、当該加重係数WFiが、当該それぞれの位相角φi=i*△φの正弦値に対応する点である。
【０００９】
本発明は、乗算器デバイスにおけるいかなる高次の干渉も、パラメータとして当該ミキシング信号の乗算利得と位相角のみを用いることによって、デューティ・サイクル50%の、適切に選択された乗算器の数nと同数の相互に同一のミキシング信号とにより、消去することが出来るという洞察に基づく。
【００１０】
本発明による上記の手段を適用することによって、n個のミキシング信号波形の相互に同一の50%のデューティ・サイクル波形が、実質的に長方形となるように選択され、これにより、相互に同一のコスト効率が良い非線形乗算器、ロジックおよび他の回路の多重使用および高周波での十分な動作が可能になる。乗算利得は、当該加重回路W1〜Wnに提供されるが、これにより、相互に同一の利得で、相互に同一の乗算器を使用することが可能になる。これを実施するのは容易である。
【００１１】
本発明による上記処置に従って、加重回路のミキシング信号と加重係数WF1〜WFnとの間の相互の位相シフトを選択することにより、2n-1次までの高調波干渉は、抑制される。また、その逆に、(N+1)/2に対応する数nを選択することによって、本発明により、当該加算回路の出力からN次までの全ての高調波の除去が可能となる。
【００１２】
コスト効率の良い実施を可能にする本発明による乗算器デバイスの他の好ましい実施例は、当該ミキシング信号MS1〜MSnが、固定された位相シフト手段および／または分周器手段の構成により、周波数foの局部発振器信号から導出されることを特徴とする。
【００１３】
本発明による乗算器デバイスの実施例の強力かつ正確な実施例は、局部発振回路が、1〜n次の位相シフト手段の直列配列に周波数foの発振器信号を供給し、それぞれが、△φの固定された位相シフトを提供し、かつ当該1次〜n次乗算器M1〜Mnに対しそれぞれミキシング信号MS1〜MSnを供給することを特徴としている。
【００１４】
当該局部発振回路は、1番〜n番の位相シフト手段の当該直列配列に対して、分周係数nを有する分周器により供給されているクロック周波数n*foのクロック制御信号を生成することが好ましい。D形フリップフロップを備える当該1番〜n番の位相シフト手段のそれぞれが、当該クロック制御信号によってクロック制御され、かつ△φの当該固定された位相シフトを提供する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
本発明のこれらおよび更なる態様および長所は、好ましい実施例の開示を参照して更に詳細に述べられ、そして特に添付の図面を参照して以下に述べられる。
【００１６】
図1は、レシーバ・フロント・エンドにおいて使用される本発明の乗算器デバイス（M1〜Mn、W1-Wn、ADD）の実施例を示す。レシーバ・フロント・エンドは、1番〜n番の乗算器M1〜Mn（nは3以上）に共通するRFキャリア周波数fRFを、RFアンテナ入力信号に供給するRF入力部RFIに結合されているRFアンテナANTを備えている。RFアンテナ入力信号は、IFキャリア周波数で中間周波数信号(IF)に復調される。当該第1〜第nの乗算器M1〜Mnは、ミキシング信号発生器MSGからデューティ・サイクル50%の、相互に位相シフトさせた、そして同一の、実質的に方形波のミキシング信号MS1〜MSnを受信する。1番〜n番の乗算器M1〜Mnの出力は、それぞれ固定加重要素WF1〜WFnを有する加重回路W1〜Wnを介してそれぞれ加算回路ADDに結合される。加算回路ADDは、出力に、2n-1次までの高調波干渉のない当該IF信号を提供する。本発明によれば、MS1〜MSnの当該ミキシング信号は、φi=i*△φに対応するそれぞれの位相角φiを有するが、一方、当該加重係数WFiは、当該それぞれの位相角φi=i*△φの正弦値に対応する。ここで、△φは、π/(n + 1)に対応するそれぞれの2個の連続するミキシング信号間の相互位相差であり、かつiは、1からnまで変化する。
【００１７】
(N＋1)/2に相当するnを選択することによって、当該加算回路ADDの出力からn次までのすべての高調波の除去が得られている。    
【００１８】
図2Aは、3次、5次および7次の高調波干渉の除去のための、つまり、n=3に対する、本発明の乗算器による、2個の位相が連続する位相ミキシング信号と加重係数WF1〜WF3との間の相互位相差を決定する方法を示している。
【００１９】
図2B〜図2Dは、それぞれ、△φ、2△φおよび3△φに対応するそれぞれの位相角f1〜f3を有する、デューティ・サイクル50%の、1次〜3次の相互に同一で、実質的に方形波のミキシング信号 MS1〜MS3を示す。本願明細書において、△φは、n=3に対しπ/4であるπ/(n+1)に対応する各2個の位相が連続するミキシング信号間の相互位相差である。加重係数WF1〜WF3は、それぞれの当該位相角f1〜f3の正弦値、つまり、sinπ/4, sinπ/2および sin3π/4,  すなわち、0.7, 1および0.7に対応する。
【００２０】
π/4である△φを有するこれらのミキシング信号MS1〜MS3と、それぞれ、0.7, 1および0.7である加重係数WF1〜WF3とを使用することにより、加算回路ADDの出力信号から5次までの全ての高次高調波が除去される。
【００２１】
図3Aは、3次、5次および7次の高調波干渉の除去、すなわち、n=4に対する本発明の乗算器による2個の位相が連続するミキシング信号と加重係数WF1〜WF4の間の相互位相差を決定する方法を示す。
【００２２】
図3B〜図3Eは、△φ, 2△φ, 3△φおよび4△φに対応する、それぞれ、位相角f1〜f4を有するデューティ・サイクル50%の、1次〜4次の、相互に同一で、実質的に方形波のミキシング信号MS1〜MS4を、それぞれ、示している。本願明細書において、△φは、（n=4に対してπ/5となる）π/(n+1)に対応する各2個の位相が連続するミキシング信号間の相互の位相差である。加重係数WF1〜WF4は、それぞれの当該位相角f1〜f4の正弦値、つまり、sin π/5, sin 2π/5, sin 3π/5およびsin 4π/5、つまり、0.59, 0.95, 0.95および0.59に対応する。
【００２３】
△φがπ/5であるこれらのミキシング信号MS1〜MS4と、それぞれが0.59, 0.95, 0.95および0.59, 0.7, 1および0.7である加重係数WF1〜WF4とを使用することにより、加算回路の出力信号から9次までの全ての高次高調波干渉が除去される。
【００２４】
図4Aは、図1のミキサー・デバイスにおいて用いられる、ミキシング信号発生器MSGの一実施例を示す。このミキシング信号発生器MSGは、分周係数nの分周器FDにより1〜n番目の位相シフト手段の直列配列に対して供給されるクロック周波数n*foのクロック制御信号を生成する局部発振回路LOCを備え、1番〜n番の位相シフト手段D1〜Dnの各手段は、当該クロック制御信号によってクロック制御されかつ△φの当該固定された位相シフトを提供するD形フリップフロップを備えている。ミキシング信号MS1〜MSnは、当該1番〜n番の位相シフト手段D1〜Dnのそれぞれの出力から、当該1番〜n番の乗算器M1〜Mnに出力される。
【００２５】
図4Bは、高周波で発生する1本（太い線）のまたは2本（太い線および点線）の時定数の平滑作用によって、長方形から変形したミキシング信号の波形を示している。それらが相互に同一であるならば、この種の実質的方形波のミキシング信号は、本発明の乗算器デバイスによる望ましくない高次高調波の干渉を抑制することの妨げにはならない。
【００２６】
上記において、本発明は、好ましい実施例を例示する開示および図面を参照して記載された。しかしながら、当業者は、これらを精査することから、この種の好ましい実施例に対するさまざまな変更および補正を認識するであろう。例えば、ミキシング信号発生器MSGは、本発明による上記のミキシング信号を得るために、遅延回路および／または分周器の他の構成も当然使用することが出来る。
【００２７】
従って、本願明細書の開示は、限定によりと言うよりむしろ具体例によって考察されるべきであり、かつ、本発明の正当な範囲は、本願明細書に添付される請求項から決定されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明による乗算器デバイスである。
【図２】n=3に対する、本発明による乗算器デバイスにより連続するミキシング信号の2個の位相間の相互位相差と加重係数WF1〜WF3を抽出するためのグラフ、及び、n=3に対する、デューティ・サイクル50%の、同一の、実質的に方形波のミキシング信号MS1〜MS3の波形である。
【図３】n=4に対する、本発明による乗算器デバイスにより連続するミキシング信号の2個の位相間の相互の位相差と加重係数WF1〜WF4を抽出するためのグラフ、及び、n=4に対する、デューティ・サイクル50%の、同一の、実質的に方形波のミキシング信号MS1〜MSnの波形である。
【図４Ａ】本発明によるデューティ・サイクル50%の、1番〜n番の相互に位相シフトさせ、そして同一の、実質的に方形波のミキシング信号MS1〜MSnを発生させるミキシング信号発生器である。
【図４Ｂ】本発明による乗算器デバイスの適切な動作に影響を及ぼさないミキシング信号の偏差である。
【符号の説明】
【００２９】
ANT  アンテナ
RFI  RF入力部
MSG  ミキシング信号発生器
ADD 加算回路
Mi  乗算器
Wi  加重回路
MS ミキシング信号
WF  加重係数
LOC 局部発振回路
FD  分周器
Di  位相シフト手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【国際調査報告】
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