(57)【要約】  ミキサの出力信号からフィードバック信号を抽出することによって、圧縮ポイントを高くすることが可能な、方法及びシステム。このフィードバック信号は、要求された周波数でレシーバの利得を高める間に、レシーバが強いバンド外信号またはブロッキング信号上で圧縮されるのを防ぐ。要求された周波数は、ＬＯ信号と一致する。したがって、要求された周波数は、特に、選択性を非常に狭いバンドに設定できるホモダインレシーバに適用されうる。しかし、これは、本発明を限定するものではない。選択性がＬＯに近いことによって、入力信号の広い周波数帯に渡って選択可能な、調整可能レシーバーを実現できる。
2007515905.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
レシーバにけるミキサからプリアンプへのフィードバック方法であって、
前記無線周波数レシーバで、無線周波数信号を受信するステップと；
前記無線周波数信号から、周波数変調信号を生成するステップと；
ミキサ出力信号の合成から、フィードバック信号を抽出するステップと；
前記レシーバ内の前記プリアンプに、前記無線周波数信号の周波数を有する前記フィードバック信号を供給するステップと；
を含むことを特徴とする、フィードバック方法。
【請求項２】
前記フィードバック信号は、前記ミキサに連結されたフィードバックネットワークから抽出され、前記フィードバックネットワークは、前記ミキサの出力から前記フィードバック信号を分離させることが可能な周波数選択部を含むことを特徴とする、請求項１に記載のフィードバック方法。
【請求項３】
前記フィードバックネットワークは、第１オーダネットワークであることを特徴とする、請求項２に記載のフィードバック方法。
【請求項４】
前記フィードバックネットワークは、ハイヤオーダネットワークであることを特徴とする、請求項２に記載のフィードバック方法。
【請求項５】
前記フィードバックネットワークは、シングルループフィードバックを使用することを特徴とする、請求項２に記載のフィードバック方法。
【請求項６】
前記フィードバックネットワークは、マルチプルフィードバックループを使用し、少なくとも１つのフィードバックループは、前記プリアンプに前記フィードバック信号を供給することを特徴とする、請求項２に記載のフィードバック方法。
【請求項７】
前記ミキサは、シングルバランスドミキサであることを特徴とする、請求項１に記載のフィードバック方法。
【請求項８】
前記ミキサは、ダブルバランスドミキサであることを特徴とする、請求項１に記載のフィードバック方法。
【請求項９】
前記ミキサは、クワドラチュアミキサであることを特徴とする、請求項１に記載のフィードバック方法。
【請求項１０】
前記プリアンプは、ローノイズアンプであり、前記フィードバック信号は、前記ローノイズアンプに供給されることを特徴とする、請求項１に記載のフィードバック方法。
【請求項１１】
ミキサフィードバックを有する無線周波数レシーバであって、
ベースバンド信号をのせて運ぶ無線周波数信号を受信するローノイズアンプと；
前記ベースバンド信号を復調するために、前記無線周波数信号にローカルオシレータ信号を混合するミキサと；
前記ミキサを前記ローノイズアンプに連結するフィードバックネットワークと；
を含み、
前記フィードバックネットワークは、前記ローノイズアンプにフィードバック信号を供給し、
前記フィードバック信号は、前記無線周波数信号の周波数を有することを特徴とする、無線周波数レシーバ。
【請求項１２】
前記フィードバックネットワークは、前記ミキサの出力から前記フィードバック信号を分離させることが可能な周波数選択部を含むことを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項１３】
前記フィードバックネットワークは、第１オーダネットワークであることを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項１４】
前記フィードバックネットワークは、ハイヤオーダネットワークであることを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項１５】
前記フィードバックネットワークは、シングルループフィードバックを含むことを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項１６】
前記フィードバックネットワークは、マルチプルフィードバックループを含み、少なくとも１つのフィードバックループは、前記ローノイズアンプに前記フィードバック信号を供給することを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項１７】
前記ミキサは、シングルバランスドミキサであることを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項１８】
前記ミキサは、ダブルバランスドミキサであることを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項１９】
前記ミキサは、クワドラチュアミキサであることを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項２０】
前記レシーバは、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）に統合されたことを特徴とする、請求項１１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項２１】
レシーバのミキサから前記レシーバの入力段階へのフィードバックを有する無線周波数レシーバであって、
ベースバンド信号をのせて運ぶ無線周波数信号を受信するアンプと；
前記無線周波数信号にローカルオシレータ信号を混合し、少なくともハイパス出力路及びローパス出力路を有するミキサと；
前記ミキサを前記ローノイズアンプに連結するフィードバックネットワークと；
を含み、
前記フィードバックネットワークは、前記ハイパス出力路から前記ローノイズアンプにフィードバック信号を供給することを特徴とする、無線周波数レシーバ。
【請求項２２】
シャントフィードバックを有するコモンベースローノイズアンプを使用することで実行され、前記フィードバックネットワークは、前記ローノイズアンプのエミッタに連結されることを特徴とする、請求項２１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項２３】
シャントフィードバックを有するコモンベースローノイズアンプを使用することで実行され、前記フィードバックネットワークは、前記ローノイズアンプのコレクタに連結されることを特徴とする、請求項２１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項２４】
インフェイズ及びクワドラチュアシャントフィードバックを有するコモンベースローノイズアンプを使用することで実行され、前記ローカルオシレータ信号は、前記ミキサのインフェイズ及びクワドラチュア入力に用いられることを特徴とする、請求項２１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項２５】
ミキサーシャントフィードバックを有するディファレンシャルコモンベースローノイズアンプを使用することで実行されることを特徴とする、請求項２１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項２６】
デュアルループミキサーフィードバックを有するコモンエミッタローノイズアンプを使用することで実行されることを特徴とする、請求項２１に記載の無線周波数レシーバ。
【請求項２７】
ハイヤオーダミキサフィードバックを有するコモンエミッタローノイズアンプを使用することで実行されることを特徴とする、請求項２１に記載の無線周波数レシーバ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムに関し、特に、統合レシーバを備えた無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおいて、ミキサは、送信をより容易に行うために、ベースバンド周波数帯の信号を高周波数帯（例えば、無線周波数（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）。）にアップコンバートすることに用いられる。また、ミキサは、信号の処理をより容易に行うために、高周波数信号をベースバンド周波数帯にダウンコンバートすることもできる。アンバランスド、シングル及びダブルバランスド、及び４象現またはギルバートミキサ等の様々な種類のミキサが存在する。この様々な種類のミキサに関する一般的な情報は、非特許文献１に紹介されている。
【０００３】
図１に示すように、ミキサは、例えば、基本的なレシーバ１００に使用される。レシーバ１００は、ホモダインレシーバであり、ＲＦ信号をベースバンド信号に直接コンバートする（ＲＦ信号を、１つまたは複数の中間周波（ＩＦ）信号ヘ第１コンバートするヘテロダインレシーバとは、対照的である。）。図１に示すように、レシーバ１００は、アンテナ１０２と、ローノイズアンプ（Ｌｏｗ  ｎｏｉｓｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）１０４と、ミキサ１０６と、ローカルオシレータ（Ｌｏｃａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＬＯ）１０８と、を含む多数の機能的な部材を有する。ここで、一般的にＬＯ１０８は、例えば、電圧制御オシレータ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＶＣＯ）としてもよい。これらの部材は、当業者によく知られたものでので、これらの部材に関する詳細な説明は、省略する。まず、アンテナ１０２は、ＲＦ信号を受信し、ＲＦ信号をレシーバ１００に伝送する。次に、ＲＦ信号は、ローノイズアンプ１０４によって増幅され、ミキサ１０６によってＬＯ１０８からの信号と合成される。一般的にレシーバ１００は、ベースバンド信号を増幅するためのポストミキサアンプ１１０と、ベースバンド信号の高周波成分を取り除くためのローパスフィルタ１１２とを含む。
【０００４】
近代的無線通信システムでは、小型化したパッケージに適しており、高精密駆動できるレシーバ（及び、トランスミッタ）の開発が試みられている。この結果、多くの近代的無線レシーバ（及び、トランスミッタ）が、特定用途向け集積化回路（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＡＳＩＣ）として、提供される。しかし、集積無線レシーバは、現代の無線通信システムにおいて、非常に高い品質（Ｑ）のファクター（以下、Ｑ−ファクターという。）を必要とするため、ＲＦ選択性を容易に実現することはできない。Ｑ−ファクターは、使用可能な周波数幅に対するチャンネルの中心周波数の比であり、チャンネルにおける周波数制御の困難さを表す。例えば、Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＧＭＳ）のチャンネルは、１．８ＧＨｚの中心周波数を有し、２００ｋＨｚの周波数幅であってもよい。これは、約９０００という非常に高いＱ−ファクターに相当する。また、バンドの選択性を、チップ上で実現することも困難である。例えば、一般的な携帯電話バンドは、約５０ＭＨｚの幅と、１．８ＧＨｚの中心周波数とで構成され得る。これは、約３６という比較的高いＱ−ファクターとなっている。
【０００５】
十分なＲＦ選択性を達成する１つの方法は、表面弾性波（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ：ＳＡＷ）フィルタを使用することである。ＳＡＷフィルタは、高い実行特性と低い挿入損失を有するので、無線通信の応用にしばしば使用される。多くのレシーバにおいて、ＳＡＷフィルタは、バンド外信号を抑えるために、アンテナとローノイズアンプとの間に挿入される。しかし、レシーバ及びトランスミッタを同時に作動させる非ＴＤＭＡ（ｎｏｎ−Ｔｉｍｅ  Ｄｏｍａｉｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）システムにおいて、ＳＡＷフィルタは、しばしばローノイズアンプと第１ダウンコンバートアンプとの間に挿入される。しかし、ＳＡＷフィルタを加えることは、コスト、サイズ及びレシーバの複雑さの増加という問題がある。
【０００６】
ＳＡＷフィルタを加えることで、解決しようとしている問題は、レシーバの感度を鈍らせるとともに、レシーバの感度を鈍らせうる信号の過度な歪みを発生させる、不必要なバンド外信号を十分に抑えることである。しかし、感度の鈍化及び信号の歪みは、普通、ローノイズアンプに入力するパワーレベルがレシーバの圧縮ポイントに近づいたときのみ、影響する。レシーバの圧縮ポイントは、レシーバの利得が影響を受けずに、レシーバが扱える信号パワーの値を表す。一般的に、圧縮ポイントとは、入力パワーの増加によって、レシーバーの利得が１ｄＢ減少した点である。一旦この圧縮ポイントを越えると、レシーバの出力は、飽和してしまう。よって、その後、入力パワーを増加させても、出力パワーは、増加しない。よって、利得は、影響を受ける。レシーバの圧縮ポイントを高くすることによって、感度の鈍化及び信号の歪みは、抑えることができる。この結果、幾つかまたは全てのＳＡＷフィルターを追加せずに済む。
【０００７】
したがって、上記のＳＡＷフィルターのような追加部材を使用しない統合レシーバにおいて、ＲＦ選択性を改善する方法が必要である。特に、レシーバの圧縮ポイントを高くする方法が必要である。それによって、感度の鈍化と、レシーバの感度を鈍くさせるような信号の歪みとに対するレシーバの感度を抑えることができる。
【０００８】
【非特許文献１】“Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ｆｏｒ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ，”Ｙａｎｎｉｓ  Ｅ．Ｐａｐａｎａｎｏｓ，ＩＳＢＮ  ０−７９２３−８６４１−８，Ｋｌｕｗｅｒ  Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，Ｂｏｓｔｏｎ，１９９９．
【非特許文献２】Ｎｏｒｄｈｏｌｔ，Ｅｒｎｓｔ，Ｈ．，“Ｄｅｓｉｇｎ  ｏｆ  Ｈｉｇｈ−Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ｎｅｇａｔｉｖｅ−Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ，”Ｅｌｓｅｖｉｅｒ，１９８３，ＩＳＢＮ  ０−４４４−４２１４０−８
【非特許文献３】Ｄａｖｉｄｓｅ，Ｊａｎ，“Ａｎａｌｏｇ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｃｉｒｃｕｉｔ  Ｄｅｓｉｇｎ，”Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ，１９９１，ＩＳＢＮ  ０−１３−０３５３４６−９
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、ミキサの出力信号からフィードバック信号を抽出することによって、圧縮ポイントを高くすることが可能な、方法及びシステムを提供することにある。このフィードバック信号は、要求された周波数でレシーバの利得を高める間に、レシーバが強いバンド外信号またはブロッキング信号上で圧縮されるのを防ぐ。要求された周波数は、ＬＯ信号と一致する。したがって、要求された周波数は、特に、選択性を非常に狭いバンドに設定できるホモダインレシーバに適用されうる。しかし、これは、本発明を限定するものではない。選択性がＬＯに近いことによって、入力信号の広い周波数帯に渡って選択可能な、調整可能レシーバーを実現できる。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、レシーバーにおいて、ミキサーからプリアンプへフィードバックを提供する方法が提供される。この方法は、無線周波数レシーバーで、無線周波数信号を受信するステップと、無線周波数信号から周波数変調信号を生成するステップと、を含む。また、この方法は、ミキサの出力信号の合成からフィードバック信号を抽出するステップをさらに含み、このフィードバック信号は、無線周波数信号の周波数を有する。そして、このフィードバック信号は、レシーバーのプリアンプに供給される。
【００１１】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、ミキサーからのフィードバックを有する無線周波数レシーバが提供される。この無線周波数レシーバは、無線周波数信号を受信するよう配置されたローノイズアンプを備え、この無線周波数信号は、この無線周波数信号上にのって伝送されるベースバンド信号を有する。この無線周波数レシーバは、ベースバンド信号を復調するために無線周波数信号にローカルオシレータ信号を混合するミキサーをさらに含む。フィードバックネットワークは、ミキサーをローノイズアンプに連結し、フィードバック信号をローノイズアンプに提供する。また、フィードバック信号は、無線周波数信号の周波数を有する。
【００１２】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、レシーバのミキサーからレシーバの入力段階へのフィードバックを有する無線周波数レシーバが提供される。
この無線周波数レシーバは、無線周波数信号を受信するよう配置されたローノイズアンプを備え、この無線周波数信号は、この無線周波数信号上にのって伝送されるベースバンド信号を有する。この無線周波数レシーバは、無線周波数信号にローカルオシレータ信号を混合するミキサーをさらに含み、このミキサーは、少なくともハイパス出力路及びローパス出力路を有する。フィードバックネットワークは、ミキサーをローノイズアンプに連結し、このフィードバックネットワークは、フィードバック信号をハイパス出力路からローノイズアンプに提供する。
【００１３】
ここで、詳細な説明をする際に、使用される用語は、本発明の好適な実施の形態に含まれる、ある特徴、整数、ステップ、または部材を詳細に説明することに使用される。しかし、これは、１つまたは複数の他の特徴、整数、ステップ、部材またはそれらの組み合わせが存在することを妨げるものでない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００１５】
図面に示すトランジスタは、実際に一般的なものであるので、特定のタイプのトランジスタにとって好適な形態について示したものではない。同様に、ここで提供される方程式は、実際に一般的なものであり、特殊なタイプのトランジスタにとって好適な形態について示したものではない。さらに、ここで述べられる全ての抵抗器は、静電容量性（Ｃ）、抵抗性（Ｒ）、電気誘導性（Ｌ）、ＲＣ、及びＲＬなどのような、インピーダンスの他の形態をとってもよい。一般的に、本発明は、適したどのタイプのトランジスタ（例えば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、または金属酸化半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ  ｏｘｉｄｅ  ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｆｉｅｌｄ  ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ：ＭＯＳＦＥＴ）等）を用いても、適したどのフィードバック機構（例えば、静電容量性、抵抗性、電気誘導性、ＲＣ、またはＲＣ）を使用しても、適したどのバイアス方法（例えば、電流電源、ブートストラップ（Ｂｏｏｔｓｔｒａｐ）、抵抗器、またはＬＣ等）を使用しても、実施が可能である。
【００１６】
本発明の実施形態は、非常に改善された圧縮ポイントを有するレシーバを提供する。このレシーバの圧縮ポイントの改善は、ミキサとローノイズアンプとの間でフィードバックを供給することによって達成される。このミキサは、従来のミキサであってもよく、ハイパス路とローパス路とを含む出力を有する。このローパス路は、レシーバのベースバンド部に供給される。（すなわち、ＩＦ回路構成である。）本発明の実施形態によれば、このハイパス路は、ローノイズアンプに供給される。このフィードバックは、レシーバのフィードバックループ内の装置に見られる信号の振動を抑え、結果として、バンド外信号に対する圧縮ポイントを高くする。（これは、これらの信号に対する回路利得を犠牲にすることによる。）
【００１７】
フィードバックは、ローノイズアンプとミキサとの結合に、動作上のアンプの振る舞いをさせる。特に、ローノイズアンプの出力信号は、ミキサ内のクリッピング（ｃｌｉｐｐｉｎｇ）によって制限される。しかし、出力の振動は、フィードバックによって急激には変化しない。バンド外信号は、高い電圧の（バイアス電流が十分に高く供給された）振動を発生させないので、ミキサの出力は、基本的に、フィルターによって負荷をかけられる、したがって、ミキサの出力は、強いバンド外信号上でさえ、一般的にはクリップしない。フィードバックがない場合では、対照的に、ミキサの出力圧縮ポイントにかかわらず、圧縮ポイントは、入力（アンプ）段階に制限される。ミキサの出力電流の許容量（すなわち、クリッピング）によって圧縮ポイントが決められるとしても、ミキサの出力からレシーバの入力段階に、フィードバックを加えることによって、ノイズの寄与が制限されたフィードバックネットワークを設計することができる（すなわち、入力段階の弱い局所的なフィードバック）。このような配置は、回路設計者に柔軟性をもたらす。
【００１８】
例えば、デュアルループフィードバック（例えば、ミキサフィードバックと、従来のフィードバックとの組み合わせ）も、マッチングコンポーネントの数を減らすのに役に立つローノイズアンプミキサの組み合わせによる入力インピーダンスを、制御することができる。例えば、アンプブロックは、一般的に、４つのトランスファパラメータ、すなわち、１／Ａｖ、１／Ａｉ、１／Ｇｍ及び１／Ｒｍ、で記述される。ここで、Ａｖ、Ａｉ、Ｇｍ及びＲｍ、は、それぞれ、電圧利得、電流利得、トランスコンダクタンス及びトランスレジスタンスである。アンプに１つのフィードバックループを適用することによって、１つのトランスファーパラメータを制御することができる（例えば、電圧利得）。２つのループを適用することによって、２つのトランスファーパラメータを制御することができる。電圧利得及び電流利得の両方を制御するとき、入力インピーダンスは、それらの比によって決定され、安定し、よく制御された入力インピーダンスが、実現される。より単純にするために、この例では、実数の値（例えば、静電容量）が使用されるが、実際には、パラメータは、複雑であり、周波数に従属した値である。（非特許文献２、３参照）
【００１９】
さらに、幾つかの実施形態では、ミキサの出力段階は、クラスＡＢアンプで作られてもよい（例えば、πより大きく２πより小さいコンダクションアングル（ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  ａｎｇｌｅ：誘導角）を有するアンプ。）。その結果、通常の状態で、（ＯＰアンプの出力段階のように多く）平均電力消費を増加させることなく、電流処理能力を増加することができる。（クラスＡＢアンプに関するより詳しい情報は、非特許文献３参照のこと。）よって、高いループ利得は、最適な性能に使用されるべきである。
【００２０】
図２は、本発明の実施形態に係るミキサフィードバックを有するレシーバ２００を示すブロック図である。図２に示すように、レシーバ２００は、ミキサ１０６からローノイズアンプ１０４へのフィードバック２０２を有する。フィードバック２０２の目的は、要求された周波数で利得を高める間に、レシーバチェーンがバンド外信号上で圧縮されるのを防ぐことである。説明として、フィードバックは、慣例上、信号の周波数の変換（すなわち、ミキシング。）が行われない低周波数アプリケーションに使用されている。このようなアプリケーションにおいて、少なくともフィードバックループに含まれるブロックにとって、入力及び出力信号は、同じ周波数を有する。周波数が同じであるので、レシーバは、フィードバックの無いシステムの圧縮ポイントを超える圧縮ポイント（及び、線形性）を有するように容易に設計されうる。
【００２１】
しかし、図２に示すような周波数変換システムにおいて、フィードバックループの入力及び出力信号の周波数は、同じではない。出力信号は、２つかそれ以上の違った周波数成分を含んでもよいので、結果として、フィードバック（すなわち、エラー）信号は、出力信号を単に縮小したものとして、抽出することはできない。したがって、本発明の実施形態によれば、フィードバック信号は、代わりにインプット信号の周波数で抽出される。
【００２２】
図３は、ミキサの中心部を成すトランジスタを表すＭ１〜Ｍ４と、ミキサ出力電流を示すＯ１〜Ｏ４と、入力信号を示すＩ１〜Ｉ２と、ＬＯ信号を示すＳ１〜Ｓ２とを含むダブルバランスドミキサ３００を示す。出力信号Ｏ１〜Ｏ４は、以下のように表される。
【００２３】
【数１】
2007515905.tif 000003
【００２４】
ここで、Ｉ０は、ミキサバイアス電流を表し、Ｉ１及びＩ２は、ミキサバイアス電流を加えた入力信号電流を表し（Ｉ１＋Ｉ２＝２Ｉ０）、Ｉｓは、ミキサ信号電流を表し、ωｉは、入力信号周波数を表し、入力信号電流Ｉ１及びＩ２と、ＬＯ信号Ｓ１及びＳ２と、はそれぞれ以下の式のようになる。
【００２５】
【数２】
2007515905.tif 000004
【００２６】
また、適切に変数を代入及び簡易化すると、式（１）〜（４）は、以下の式のように書き換えられる。
【００２７】
【数３】
2007515905.tif 000005
2007515905.tif 000006
【００２８】
従来のレシーバにおいて、ベースバンド出力ＯＢＢは、式（５）〜（８）中の出力電流の線形結合として、抽出される。よって、ベースバンド出力ＯＢＢは、以下の式のようになる。
【００２９】
【数４】
2007515905.tif 000007
【００３０】
ここで、Δω項は、ダウンコンバートされた信号に対応し、２ω０項は、アップコンバートされた信号に対応する。また、Δωと２ω０とは、一般に、広い周波数幅で分離されているので、フィルターで容易に取り除くことができる。
【００３１】
式（９）によると、入力信号の項が全てなくなっていることがわかる。その結果、初期のベースバンドミキサ出力ＯＢＢは、ローノイズアンプへのフィードバック信号としては適さない。しかし、以下の式に示すように、式（５）〜（８）で表されるミキサ出力電流を、ある方法で合成することにより、ミキサ出力は、入力信号の周波数として抽出することができる。
【００３２】
【数５】
2007515905.tif 000008
【００３３】
ここで、ＯＲＦは、ミキサのＲＦ出力である。式（１０）によると、入力信号周波数の項ωｉが存在することがわかる。したがって、本発明の実施形態によれば、ミキサ出力電流の合成により、ミキサ出力は、入力信号の周波数ωｉを有するよう抽出することができる。Δωとωｉとは一般に、広い周波数幅で分離されているので、ＯＢＢ及びＯＲＦの両方が発生される。
【００３４】
上記の結果を得るために、ミキサ出力電流を合成する１つの方法は、例えば、単純なパッシブネットワークを使用することである。図４は、ミキサのＲＦ出力（ＯＲＦ）を生成することができるパッシブネットワーク４００（ｐａｓｓｉｖｅ  ｎｅｔｗｏｒｋ）の１例を示す。このネットワーク４００は、図示したように、全てが相互連結された、抵抗器Ｒ１〜Ｒ４及びコンデンサＣ１〜Ｃ４を含む。よく知られた回路解析技術を適用すると、ミキサＲＦ出力ＯＲＦを得るためにＣ１とＣ２との間と、Ｃ３とＣ４との間とのコネクションからタッピングすることによって、式（１０）は、満たされうる。
【００３５】
パッシブネットワーク４００をミキサの中で実現する方法の一例が、図５に示される。ここで、バイアス及び他の詳細については、図を判りやすくするために省略する。図５は、本発明の実施形態に係る改良されたシングルバランスドミキサ５００の一例を示す。ここでは、シングルバランスドミキサについて示すが、当業者であれば、本実施形態にある発想を、ダブルバランスドミキサや、フォークワドラントミキサ（ｆｏｕｒ−ｑｕｄｒａｎｔ  ｍｉｘｅｒ：４象現ミキサ）や、他のタイプのミキサに、容易に拡張できることは言うまでも無い。
【００３６】
このシングルバランスドミキサ５００は、共にミキサの中心部を形成するトランジスタＱ１及びＱ２と、共にローノイズアンプを形成するトランジスタＱｘ及びＱｙと、を含む。抵抗器Ｒ１及びＲ２は、Ｑ１とＱ２との連結部と、電圧供給Ｖｃｃとに連結されている。抵抗器Ｒ１及びＲ２は、出力抵抗器であり、図４中の、抵抗器Ｒ１及びＲ２に対応する。コンデンサＣ１及びＣ２は、Ｑ１及びＱ２のコレクタと、Ｑｘのエミッタとに連結される。コンデンサＣ１及びＣ２は、図４中のコンデンサＣ１及びＣ２に対応しおり、共にミキサフィードバック５０２を形成する。ＶＢＢは、ミキサーのベースバンド出力であり、ＶＬＯは、ＬＯ信号であり、ＶＲＦは、ローノイズアンプへのＲＦ入力である。
【００３７】
作動上、ループ利得が上昇したとき、ミキサ信号電流ｉＳは、漸近的に以下に近似される。
【００３８】
【数６】
2007515905.tif 000009
【００３９】
ｉＳと同様に、圧縮ポイントは、非線形的に他の入力装置によって制御されるのではなく、ミキサ信号電流ｉＳでのクリッピングによって制御される。したがって、入力装置の作動から、圧縮ポイントを切り離すことができる。フィードバックコンデンサＣ１及びＣ２は、高周波数（例えば、ＲＦ）において短絡回路に近づくので、ベースバンド出力は、ほとんどのブロッキング要求に対して扱いやすいＶＲＦに等しいコモンモード成分（ｃｏｍｍｏｎ−ｍｏｄｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）を有する。他の実施形態では、性能の改善のために、ＶＢＢのローパスフィルタを加えてもよい。
【００４０】
式（１１）は、高ループ利得（例えば、１０〜２０ｄＢ以上）にとって有効であるので、式（９）を考慮に入れて、ベースバンド出力ＶＢＢは、以下のように表される。
【００４１】
【数７】
2007515905.tif 000010
【００４２】
ここで、ＲＢＢは、ミキサ出力の低周波数負荷である（高周波負荷よりも、非常に高いインピーダンスを有する。）。（２／π）のファクターは、周波数変調過程の結果である。しかし、ベースバンド出力ＶＢＢは、入力信号（負の要求された周波数シフト）に比例する。
【００４３】
上記のミキサによるＶＢＢのバンド幅の調整による利点は、主に、ＬＯのチューニング範囲及びローノイズアンプ入力のマッチングによって制限される。他のフィルタを一つも加えない図５に示した構成における、選択性は、だいたい、ベースバンド利得か、（２／π）×（ＲＢＢ／Ｒｅ）に等しい。同様の値が、他の構成によっても得られうる。他の利点は、ミキサが全て集積回路として実現されることである（したがって、非ＡＳＩＣの部材は必要ない。）。
【００４４】
以下で、本発明の実施形態に係るミキサの他のタイプについて複数説明する。当業者であれば、これらのさまざまな実施形態の長所と利点とを認識するだろう。例えば、図６は、シャントフィードバックミキサ６００（ｓｈｕｎｔ  ｆｅｅｄｂａｃｋ  ｍｉｘｅｒ）を有するコモンベースローノイズアンプを示す。このシャントフィードバックミキサ６００は、フィードバックコンデンサＣ１及びＣ２がトランジスタＱｘのコレクタに連結されたこと意外は、図５中のミキサと同様な構成である。
【００４５】
図７は、本発明の実施形態に係るミキサ７００の一例を示す。このミキサ７００は、インフェイズ及びクワドラチュアシャントフィードバック（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｓｈｕｎｔ  ｆｅｅｄｂａｃｋ）を有するコモンベースローノイズアンプを使用することで、実現される。図７に示すように、ミキサ７００は、ローカルオシレータ信号ＶＬＯが、ミキサのインフェイズ（Ｑ１及びＱ２。ｉｎ−ｐｈａｓｅ：同位相）と、クワドラチュア（Ｑ３及びＱ４。ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：直交位相）との入力の両方に供給されること意外は、図６中のミキサ６００と同様の構成である。図７中で、コンデンサＱ３及びＱ４だけでなくフィードバック抵抗器Ｒ３及びＲ４も、それらと相対した位置にあるＲ１及びＲ２と、Ｑ１及びＱ２と、同様の作用を成す。
【００４６】
図８は、本発明の実施形態に係るミキサ８００の一例を示す。このミキサ８００は、ミキサシャントフィードバックを有するディファレンシャルコモンベースローノイズアンプ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｃｏｍｍｏｎ−ｂａｓｅ  ｌｏｗ  ｎｏｉｓｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を使用することで、実現される。図８に示すように、ミキサ８００は、図６中のミキサ６００をバランスド型に変えたもので（ここで、下付き文字“ａ”及び“ｂ”は、２つのバランスド路である。）、ミキサ８００は、バランスドローノイズアンプ及びダブルバランスドミキサを有する。ここで、ダブルバランスドとは、ＲＦ入力及びバランスされたベースバンド出力を有する図６中のミキサ６００と対比させて、ＲＦ入力及びベースバンド出力共にバランスされていることを意味する用語である。
【００４７】
図９は、本発明の実施形態に係るミキサ９００の一例を示す。このミキサ９００は、デュアルループミキサフィードバックを有するコモンエミッタローノイズアンプを使用することで、実現される。図９に示すように、ミキサ９００は、シングルバランスドミキサの中心部Ｑ１及びＱ２と共に、Ｑｘ、Ｑｙ及びＱｚを備えたローノイズアンプを含む。ミキサ９００は、Ｃ１及びＣ２と、電圧利得を定めるＲｅと、電流利得を定めるＲｆ及びＦ３と共に、２つのフィードバックループを有する。この結果、ミキサ９００の入力インピーダンスは、ループ利得が高いとき、２つのループによって決定される。ループ利得が高いと仮定すると、入力インピーダンスは、ＲＦ周波数に対して、Ｚｉｎ＝Ｒｅ（１＋Ｒｆ／Ｒ３）と近似される。
【００４８】
図１０は、本発明の実施形態に係るミキサ１０００の一例を示す。このミキサ１０００は、ハイヤオーダミキサフィードバック（ｈｉｇｈｅｒ−ｏｒｄｅｒ  ｍｉｘｅｒ  ｆｅｅｄｂａｃｋ）を有するコモンエミッタローノイズアンプを使用することで、実現される。図１０中の抵抗器Ｒ３及びコンデンサＣ３は、他のハイパスポール（ｈｉｇｈ−ｐａｓｓ  ｐｏｌｅ）を、カットオフスロープスティーパ（ｃｕｔ−ｏｆｆ  ｓｌｏｐｅ  ｓｔｅｅｐｅｒ）を成すフィードバックネットワークに加える。これにより、信号の減衰は、より急速に周波数を変える。同様に抵抗器Ｒ４及びＲ５と、コンデンサーＣ４及びＣ５は、ミキサ出力でのＲＦ信号の抑制効果を高めるために、ベースバンド出力に他のハイパスポールを加える。したがって、ハイヤオーダミキサフィードバックを使用することで、よりよい選択性が達成される。しかし、安定性の制約による制限をうけるので、本実施形態を使用する際には、注意を払う必要がある。
【００４９】
上述の実施形態に加えて、プリミキサとポストミキサとからのフィードバックの合成フィードバックを有するマルチループフィードバック構造を含む、フィードバック構造の他組み合わせも、可能である。さらに、第１オーダネットワーク（ｆｉｒｓｔ  ｏｒｄｅｒ  ｎｅｔｗｏｒｋｓ）とハイヤオーダネットワーク（ｈｉｇｈｅｒ  ｏｒｄｅｒ  ｎｅｔｗｏｒｋｓ）との両方が、使用されてもよい。本発明の実施形態は、集積回路を前提として記述されたが、非集積回路に適用してもよい。
【００５０】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】従来のレシーバを示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係るレシーバの一例を示すブロック図である。
【図３】ミキサの一部分を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態に係るミキサからの出力の合成に使われるネットワークの一例を示す回路図である。
【図５】本発明の実施形態に係るフィードバックネットワークを有するレシーバの一例の一部分を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態に係るシャントフィードバックを含んだコモンベースローノイズアンプを有するレシーバの一例の一部分を示す回路図である。
【図７】本発明の実施形態に係るインフェイズ及びクワドラチュアシャントフィードバックを含んだコモンベースローノイズアンプを有するレシーバの一例の一部分を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態に係るミキサシャントフィードバックを含んだディファレンシャルコモンベースローノイズアンプを有するレシーバの一例の一部分を示す回路図である。
【図９】本発明の実施形態に係るデュアルループミキサフィードバックを含んだコモンエミッタローノイズアンプを有するレシーバの一例の一部分を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施形態に係るハイヤオーダミキサフィードバックを含んだコモンエミッタローノイズアンプを有するレシーバの一例の一部分を示す回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【国際調査報告】
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