(57)【要約】無線通信システムのダウンリンクの周波数推定方法が：受信した無線信号により、これらの無線信号のそれぞれのミッドアンブルの位相シフト及びダウンリンク同期コードの位相シフトを測定するステップと；測定したミッドアンブルの位相シフト及びダウンリンク同期コードの位相シフトにより、前記無線信号のミッドアンブルとダウンリンク同期コードとの位相シフト差を計算するステップと；前記無線信号の前記ミッドアンブルとダウンリンク同期コードとの位相シフト差、及びミッドアンブルとダウンリンク同期コードとの間に想定される関係、例えば通信プロトコルにおけるミッドアンブルとダウンリンク同期コードとの間の時間間隔により、前記無線信号の周波数オフセットを推定するステップとを具えている。
2007515109.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムのダウンリンク用の周波数推定方法において：
(a) 受信した無線信号により、該無線信号のそれぞれのミッドアンブルの位相シフト及びダウンリンク同期コードの位相シフトを測定するステップと；
(b) 前記測定した前記ミッドアンブルの前記位相シフト及び前記ダウンリンク同期コードの前記位相シフトにより、前記無線信号の前記ミッドアンブルと前記無線信号の前記ダウンリンク同期コードとの位相シフト差を計算するステップと；
(c) 前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差、及び前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される関係により、前記無線信号の周波数オフセットを推定するステップと
を具えていることを特徴とする周波数推定方法。
【請求項２】
前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される前記関係が、前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間の想定時間間隔であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ステップ(a)が：
(a1) 前記無線信号から、前記無線信号のミッドアンブルを抽出するサブステップと；
(a2) セル探索手順中に、セルによって使用されているミッドアンブルを取得するサブステップと；
(a3) 前記無線信号のミッドアンブルと前記取得した前記セルによって使用されているミッドアンブルとの相関を取って、前記無線信号のミッドアンブルの前記位相シフトを測定するサブステップと
を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記ステップ(a)が：
(a4) 前記無線信号から、前記無線信号のダウンリンク同期コードを抽出するサブステップと；
(a5) 前記セル探索手順によって、前記セルによって使用されるダウンリンク同期コードを取得するサブステップと；
(a6) 前記無線信号のダウンリンク同期コードと、前記取得した前記セルによって使用されるダウンリンク同期コードとの相関を取って、前記無線信号のダウンリンク同期コードの前記位相シフトを測定するサブステップと
を含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記ステップ(b)が：
(b1) 前記無線信号のミッドアンブルの前記位相シフトの共役を取るサブステップと；
(b2) 前記ミッドアンブルの前記位相シフトの前記共役に、前記ダウンリンク同期コードの前記位相シフトを乗算するサブステップと；
(b3) 前記乗算の結果から、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差を取得するサブステップと
を含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記乗算結果の複素角を、三角関数を計算することによって抽出し、前記複素角の値を、前記サブステップ(b3)において、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差として用いることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記乗算結果を単位の大きさの複素数に変換し、前記複素数の虚部を、前記サブステップ(b3)において、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差として用いることを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記ステップ(c)が：
前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差を正規化して、前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間の想定時間間隔により、前記無線信号の前記周波数オフセットを得るサブステップを含むことを特徴とする請求項６または７に記載の方法。
【請求項９】
無線通信システムのダウンリンク用の周波数推定装置において：
受信した無線信号により、該無線信号のそれぞれのミッドアンブルの位相シフト及びダウンリンク同期コードの位相シフトを測定する測定ユニットと；
前記測定した前記ミッドアンブルの前記位相シフト及び前記ダウンリンク同期コードの前記位相シフトにより、前記無線信号の前記ミッドアンブルと前記無線信号の前記ダウンリンク同期コードとの位相シフト差を計算する計算ユニットと；
前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差、及び前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される関係より、前記無線信号の周波数オフセットを推定する推定ユニットと
を具えていることを特徴とする周波数推定装置。
【請求項１０】
前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される前記関係が、前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間の想定時間間隔であることを特徴とする請求項９に記載の周波数推定装置。
【請求項１１】
前記測定ユニットが：
前記無線信号から、前記無線信号のミッドアンブルを抽出するミッドアンブル取得ユニットと；
前記無線信号のミッドアンブルと前記セルによって使用されているミッドアンブルとの相関を取って、前記無線信号のミッドアンブルの前記位相シフトを測定する第１相関器とを含み、
前記セルによって使用されるミッドアンブルは、セル探索手順によって取得されることを特徴とする請求項１０に記載の周波数推定装置。
【請求項１２】
前記測定ユニットがさらに：
前記無線信号から、前記無線信号のダウンリンク同期コードを抽出するダウンリンク同期コード取得ユニットと；
前記無線信号のダウンリンク同期コードと、前記取得した前記セルによって使用されるダウンリンク同期コードとの相関を取って、前記無線信号のダウンリンク同期コードの前記位相シフトを測定する第２相関器とを含み、
前記セルによって使用されるダウンリンク同期コードは、セル探索手順によって取得されることを特徴とする請求項１０に記載の周波数推定装置。
【請求項１３】
前記計算ユニットが：
前記無線信号のミッドアンブルの前記位相シフトの共役を取り、前記ミッドアンブルの前記位相シフトの前記共役に、前記ダウンリンク同期コードの前記位相シフトを乗算する複素共役乗算器と；
前記乗算の結果から、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差を取得する位相シフト差計算ユニットと
を含むことを特徴とする請求項１２に記載の周波数推定装置。
【請求項１４】
前記位相シフト差計算ユニットが、前記乗算結果の複素角を、三角関数を計算することによって抽出し、前記複素角の値を、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差として用いることを特徴とする請求項１３に記載の周波数推定装置。
【請求項１５】
前記位相シフト差計算ユニットが、前記乗算結果を単位の大きさの複素数に変換し、前記複素数の虚部を、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差として用いることを特徴とする請求項１３に記載の周波数推定装置。
【請求項１６】
前記推定ユニットが、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差を正規化して、前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間の想定時間間隔により、前記無線信号の前記周波数オフセットを得ることを特徴とする請求項１４または１５に記載の周波数推定装置。
【請求項１７】
無線信号を受信し、前記受信した無線信号をベースバンド・ディジタル信号に変換する受信ユニットと；
前記受信した無線信号に基づくセル探索手順を実行して、前記セルによって使用されるミッドアンブル及びダウンリンク同期コードを取得するセル探索ユニットと；
前記受信した無線信号、及び前記セル探索ユニットによって出力される、前記セルによって使用されるミッドアンブル及びダウンリンク同期コードにより、前記無線信号の位相シフトを測定する周波数推定ユニットと；
入力される周波数オフセット情報により、前記受信ユニットに供給される出力周波数を調整して、前記受信ユニットが前記調整された周波数を用いることによって、前記受信した無線信号をベースバンド・ディジタル信号に変換することを可能にする周波数生成ユニットと
を具えていることを特徴とする無線信号受信機。
【請求項１８】
前記周波数推定ユニットが：
受信した無線信号により、該無線信号のそれぞれのミッドアンブルの位相シフト及びダウンリンク同期コードの位相シフトを測定する測定ユニットと；
前記測定した前記ミッドアンブルの前記位相シフト及び前記ダウンリンク同期コードの前記位相シフトにより、前記無線信号の前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの位相シフト差を計算する計算ユニットと；
前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差、及び前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される関係により、前記無線信号の周波数オフセットを推定する推定ユニットと
を含むことを特徴とする請求項１７に記載の無線信号受信機。
【請求項１９】
前記測定ユニットが：
前記無線信号から、前記無線信号のミッドアンブルを抽出するミッドアンブル取得ユニットと；
前記無線信号のミッドアンブルと前記セルによって使用されているミッドアンブルとの相関を取って、前記無線信号のミッドアンブルの前記位相シフトを測定する第１相関器と
前記無線信号から、前記無線信号のダウンリンク同期コードを抽出するダウンリンク同期コード取得ユニットと；
前記無線信号のダウンリンク同期コードと、前記取得した前記セルによって使用されるダウンリンク同期コードとの相関を取って、前記無線信号のダウンリンク同期コードの前記位相シフトを測定する第２相関器と
を含むことを特徴とする請求項１８に記載の無線信号受信機。
【請求項２０】
前記計算ユニットが：
前記無線信号のミッドアンブルの前記位相シフトの共役を取り、前記ミッドアンブルの前記位相シフトの前記共役に、前記ダウンリンク同期コードの前記位相シフトを乗算する複素共役乗算器と；
三角関数を計算することによって、あるいは前記乗算の結果を単位の大きさの複素数に変換することによって、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差を取得する位相シフト差計算ユニットと
を含むことを特徴とする請求項１９に記載の無線信号受信機。
【請求項２１】
前記推定ユニットが、前記無線信号の前記ミッドアンブルと前記無線信号の前記ダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差を正規化して、前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間の想定時間間隔により、前記無線信号の周波数オフセットを得ることを特徴とする請求項２０に記載の無線信号受信機。
【請求項２２】
無線信号を受信し、前記無線信号を複数の信号のフィンガーに分割する受信ユニットと；
それぞれが前記信号のフィンガーの各々の周波数オフセットを推定する複数の周波数推定モジュールと；
前記周波数推定モジュールの各々から出力される信号に重み付けをし、前記重み付けされた信号を結合して、前記フィンガーの各々についての周波数オフセット推定結果を含む周波数オフセット推定信号を得る重み付け兼結合ユニットと
を具えていることを特徴とするレーク受信機。
【請求項２３】
前記周波数推定モジュールの各々が：
受信した無線信号により、該無線信号のそれぞれのミッドアンブルの位相シフト及びダウンリンク同期コードの位相シフトを測定する測定ユニットと；
前記測定した前記ミッドアンブルの前記位相シフト及び前記ダウンリンク同期コードの前記位相シフトにより、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの位相シフト差を計算する計算ユニットと；
前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差、及び前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される関係より、前記無線信号の周波数オフセットを推定する推定ユニットと
を含むことを特徴とする請求項２２に記載のレーク受信機。
【請求項２４】
複数チャンネルの無線信号を複数のアンテナ素子を介して受信する受信ユニットと；
それぞれが前記無線信号のチャンネルの各々の周波数オフセットを推定する複数の周波数推定モジュールと；
前記周波数推定モジュールの各々から出力される信号に重み付けをし、前記重み付けされた信号を結合して、前記チャンネルの各々の周波数推定結果を含む周波数推定信号を得る重み付け兼結合ユニットと
を具えていることを特徴とする複数のアンテナ素子を有する受信機。
【請求項２５】
前記周波数推定モジュールの各々が：
受信した無線信号により、該無線信号のそれぞれのミッドアンブルの位相シフト、及び前記無線信号のダウンリンク同期コードの位相シフトを測定する測定ユニットと；
前記測定した前記ミッドアンブルの前記位相シフト及び前記ダウンリンク同期コードの前記位相シフトにより、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差を計算する計算ユニットと；
前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの前記位相シフト差、及び前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される関係より、前記無線信号の周波数オフセットを推定する推定ユニットと
を含むことを特徴とする請求項２４に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は一般に、無線通信システムのダウンリンク用の周波数推定の方法及び装置に関するものであり、特に、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ（Time-Division Synchronous Code Division Multiple Access：時分割−同期符号分割多重接続）システムのダウンリンク用の周波数推定の方法及び装置に関するものである。
【０００２】
（発明の背景）
一般的な無線通信システムでは、送信機と受信機との間の情報のやり取りは、無線空間チャンネル上のデータ伝送によって達成される。送信機側では、送信機が、チャンネルのＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）搬送波上で送信すべきユーザー信号を変調してＲＦ信号を生成し、そしてこのＲＦ信号をアンテナ経由で無線空間に送信する。受信機側では、受信機が無線空間からのＲＦ信号をアンテナを通して受信し、そして受信した信号をＬＯ（Local Oscillator：局部発振器）信号と混合して、この受信ＲＦ信号をＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号に変換し、最終的に、ＩＦフィルタリング（フィルタ処理）及び復調によって所望のユーザー信号を復元する。
【０００３】
上記信号受信手順では、受信チャンネルは受信機内のＬＯ信号の周波数に依存する。ＬＯ信号の周波数が所望のチャンネルの搬送波周波数と一致した際のみに、ユーザー信号を正しく復調することができる。ＬＯ信号とチャンネル搬送波との相違は、ＩＦフィルタリング後にユーザー信号のスペクトルの部分的な、あるいは全体にわたって均等な損失を生じさせ、これにより、深刻な信号歪みに至らせる。その上、受信機内のＬＯ信号の大きな周波数オフセット（ずれ）は種々のコンにネーション周波数妨害を生じさせ、特に、影像周波数妨害による悪化が、システム内のフィルタの妨害抑制能力を低下させる。このようにして、その後のベースバンド処理において深刻な帯域外妨害が生じ、このことがデータ復元に影響する。
【０００４】
無線通信システムにおける信頼性のあるデータ伝送を保証するために、第３世代無線通信システムの仕様作成プロジェクトグループ（３ＧＰＰ：Third Generation Partnership Project）は、ＵＥ（User Equipment：ユーザー装置）のＬＯ信号周波数の精度は、受信搬送波周波数に比べて0.1ppm以内の精度であることを推奨している。よって、ＵＥ内の受信機は、搬送周波数の変化に追従するためのＡＦＣ（Automatic Frequency Controller：自動周波数制御）方式を採用して、ＬＯ周波数が３ＧＰＰの精度についての要求を満足し得ることを保証することが多い。図１は、受信機内の閉ループＡＦＣ方式を示すブロック図である。図１に示すように、受信信号ＲxとＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振器）１０２によって生成されるＬＯ信号とを乗算器１０１において乗算して、これら２つの入力信号の周波数差の搬送波周波数を有する信号を発生する。ＶＣＯによって生成されるＬＯ信号が受信信号Ｒxと同じ周波数である場合には、乗算器１０１の出力は、Ｒxをダウンコンバートした後に無歪みのベースバンド信号となる。ダウンコンバートした後の、受信したベースバンド信号はＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter：アナログ−ディジタル変換器）１０３及びＡＧＣ（Automatic Gain Controller：自動利得調整器）１０４を通って処理されダイナミックレンジ内の適切なベースバンド信号を得ることができる。その後に、セル探索ユニット１０５がこのベースバンド信号に従って適切なセルを選択し、このセルの動作パラメータ、例えば既知の信号として考えられているミッドアンブル（中文）を特定する。そして、周波数推定モジュール１０６は、ＡＧＣから出力されたバースバンド・ディジタル信号とセル探索手順において特定された既知の信号とを比較して、これらの信号の周波数差を出力する。周波数推定モジュール１０６の出力信号はディジタルであり、従って、ＶＣＯ１０２の電圧を制御するためにアナログ信号に変換する必要があり、これにより、ＶＣＯによって出力されるＬＯ信号が受信信号の周波数変化について行くことができる。
【０００５】
図１に示す閉ループＡＦＣのアーキテクチャでは、周波数推定モジュール１０６がキー要素である。システムが異なれば、周波数推定モジュール１０６の動作原理及びアーキテクチャは異なり得る。例えば、通常の無線通信システムでは、周波数推定モジュール１０６は位相シフト（移相）検出またはＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を用いることによって実現され；ＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence CDMA：直接拡散によるＣＤＭＡ）（ＦＤＤ：Frequency Division Duplexing：周波数分割双方向）システムでは、周波数推定モジュールは、ある特別な連続信号を用いることによって同期及び周波数推定を達成することができ（例えばＷＣＤＭＡ（Wideband CDMA：広帯域ＣＤＭＡ）システムはＳＣＨ（Synchronization Channel：同期チャンネル）信号を用いて周波数オフセットを推定し）；ＵＭＴＳ−ＴＤＤ（Universal Mobile Telecommunication System-Time Division Duplexing：欧州の第３世代移動体通信システム−時分割多重）のダウンリンクでは、周波数推定は、ＣＣＣＨ（Common Control Channel：共通制御チャンネル）内に挿入されて受信される既知のミッドアンブルを処理することによって実現することができる。
【０００６】
上記周波数推定方法は、実際のシステムにおいて特定の結果を生み出す。しかしＵＭＴＳ−ＴＤＤシステムでは、推定の精度を保証するためには、周波数推定手順に長いミッドアンブルが必要になる。例えば、3.84チップ／秒の高いチップレートを有するＴＤ−ＣＤＭＡシステムのバーストトラフィック・タイムスロットでは、ミッドアンブルは512チップの持続時間である。ミッドアンブルは最初に、いくつかの等長のセグメントの列に分割され、列の各セグメントに対して、既知のミッドアンブル・セグメントとの相関演算が実行される。これらの暫定的な相関演算の結果は累積され正規化されて、最終的な周波数推定結果が得られる。しかし、チップレートが1.28チップ／秒しかないＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムでは、ミッドアンブルは144チップだけの持続時間であり、上記分割周波数推定アルゴリズムを実現するのに十分な長さではない。これに加えて、ＵＭＴＳシステムにおける周波数推定の精度に対するマルチパス妨害の影響を軽減するためには、周波数推定手順中に逆行列変換等のような複雑な演算を行う必要がある。そしてこうした複雑な周波数推定方法は、低速のＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにも適していない。
【０００７】
従って、ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムの特性に応じるために、単純かつ高速の周波数推定方法を提案する必要がある。
【０００８】
（発明の概要）
本発明の目的は、ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムの受信機におけるＬＯ信号の周波数オフセットを推定し修正するための、高速かつ単純な方法を提供することにある。
【０００９】
本発明の他の目的は、マルチパス妨害にかかわらず良好な性能を達成するための、受信機用の周波数推定及び修正方法を提供することにある。
【００１０】
本発明による無線通信システムのダウンリンク用の周波数推定方法は：
受信した無線信号により、これらの無線信号のそれぞれのミッドアンブルの位相シフト及びダウンリンク同期コードの位相シフトを測定するステップと；
前記測定した前記ミッドアンブルの位相シフト、及び前記ダウンリンク同期コードの位相シフトにより、前記無線信号のミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの位相シフト差を計算するステップと；
前記無線信号の前記ミッドアンブルと前記無線信号のダウンリンク同期コードとの位相シフト差、及び前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される関係（例えば、通信プロトコルにおけるミッドアンブルとダウンリンク同期コードとの間の時間間隔）により、前記無線信号の周波数オフセットを推定するステップとを具えている。
【００１１】
本発明による無線通信システムのダウンリンク用の周波数推定装置は：
受信した無線信号により、これらの無線信号のそれぞれのミッドアンブルの位相シフト及びダウンリンク同期コードの位相シフトを測定する位相シフト特定ユニットと；
前記測定した前記ミッドアンブルの位相シフト、及び前記ダウンリンク同期コードの位相シフトにより、前記無線信号の前記ミッドアンブルと前記無線信号の前記ダウンリンク同期コードとの位相シフトを計算する計算ユニットと；
前記無線信号の前記ミッドアンブルと前記無線信号の前記ダウンリンク同期コードとの位相シフト差、及び前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間に想定される関係（例えば、通信プロトコルにおける前記ミッドアンブルと前記ダウンリンク同期コードとの間の時間間隔）より、前記無線信号の周波数オフセットを推定する推定ユニットとを具えている。
【００１２】
以下、本発明の好適な実施例を、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１３】
（実施例の詳細な説明）
ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにおけるミッドアンブルが限定されているという特徴により、本発明はミッドアンブル及びダウンリンク同期コードを利用して、受信機におけるＬＯ信号と受信信号の搬送波との周波数差を推定し、そしてこの差により、ＬＯ信号の周波数を、受信信号の周波数との一致を保つように調整する。
【００１４】
本発明の実施例を十分に理解するために、特に、本発明において、限定されたミッドアンブル及びダウンリンク同期コードのみで周波数推定を行うことのできる理由を理解するために、３ＧＰＰ規格においてＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムが使用するサブフレーム及びタイムスロット構造を簡単に導入し、これを図２に示す。セル探索手順についても要約説明を行い、セル内で使用するミッドアンブル及びダウンリンク同期コードを取得する方法を説明する。
【００１５】
ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムでは、無線フレームは10msの持続時間であり、すべての無線フレームがさらに２つのサブフレームに分割される。各サブフレームは5msの持続時間、即ち6400チップである。図２に示すように、各サブフレームは７つのトラフィック・タイムスロットＴＳ０〜ＴＳ６、及び３つの特別なタイムスロット：即ちＤwＰＴＳ（ダウンリンク・パイロット・タイムスロット）、ＵpＰＴＳ（アップリンク・パイロット・タイムスロット）、及びＧＰ（ガード期間）を含む。
【００１６】
図に示すように、各トラフィック・タイムスロットは675μsの持続時間、即ち864チップである。各トラフィック・タイムスロットは４つのフィールドに分割され、これらのフィールドは、データフィールド１（352チップ）、ミッドアンブル・フィールド（144チップ）、データフィールド２（352チップ）、及びタイムスロットのガード用のＧＰ（16チップ）を含む。上記７つのタイムスロットのうち、ＴＳ０は常に、ダウンリンクデータを搬送するために使用される。ＴＳ１は常に、アップリンクデータを搬送するために使用され、そしてＴＳ２〜ＴＳ６はそれぞれ、アップリンクまたはダウンリンクのデータを搬送するために使用することができる。
【００１７】
上記３つの特別なタイムスロットのうち、ＤwＰＴＳ（96チップ）は第１タイムスロットＴＳ０の直後に配置され、ダウンリンク・パイロット兼同期チャンネルコード、即ちダウンリンク同期コード（ＳＹＮＣ＿ＤＬ）を搬送し、ここでＳＹＮＣ＿ＤＬは64チップの持続時間であり、その前に32チップのガード期間が存在する。ＵpＰＴＳ（160チップ）は、アップリンク・パイロット兼同期チャンネルコード、即ちアップリンク同期コード（ＳＹＮＣ＿ＵＬ）を搬送して、ＵＥとノードＢとのアップリンク同期を確立するために使用され、ここでＳＹＮＣ＿ＵＬは128チップの持続時間であり、32チップのガード期間が存在する。ＧＰは96チップであり、アップリンク確立手順中のＴx伝播遅延を防止するために使用される。
【００１８】
上述したサブフレーム及びタイムスロット構造の導入では、ＤwＰＴＳ内のＳＹＮＣ＿ＤＬ、ＵpＰＴＳ内のＳＹＮＣ＿ＵＬ、及びトラフィック・タイムスロット内のミッドアンブルはチップレートの形式で直接的に与えられ、従って、後に、ベースバンド処理、拡散、及びスクランブルされずに直接、ベースバンド処理され拡散されたデータと共に送られる。ＤwＰＴＳは、常時、セル全体を全方向にカバーすることを保証できる一定のパワーで転送することができ、これにより、セル内のすべてのＵＥが同期情報を受信することができる。
【００１９】
さらに、ＳＹＮＣ＿ＤＬ、ＳＹＮＣ＿ＵＬ、及びミッドアンブルは３ＧＰＰ仕様中で直接見出すことができ、従って追加的に生成する必要はない。３ＧＰＰ仕様によれば、ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムでは、32個のＳＹＮＣ＿ＤＬコード、256個のＳＹＮＣ＿ＵＬコード、128個のミッドアンブルコード、及び128個のスクランブルコードが規定されている。これらのコードのすべてが32グループに分類され、各グループは１つのＳＹＮＣ＿ＤＬコード、８つのＳＹＮＣ＿ＵＬコード、４つのミッドアンブルコード、及び４つのスクランブルコードを有する。異なる隣接セルは異なるコードグループを使用する。ＵＥにとっては、このＵＥが存在するセルが使用するＳＹＮＣ＿ＤＬコードが既知であれば、このセルが使用する４つのミッドアンブルも決定することができる。しかし、通常のセル内では１つのミッドアンブルコードしか使用されず、他の３つは異なるオペレータ用に予約されている。ミッドアンブル・フィールド上で搬送される144チップは、３ＧＰＰ仕様中の基本ミッドアンブル・コードブックに基づく巡回的なシフトによって生成される。同一タイムスロット内の異なるチャンネルが使用するミッドアンブルコードは、巡回的な基本ミッドアンブル・コードブックの異なる領域を取り入れることによって得られ、異なるミッドアンブル・シフトは通常、ｍ(1), ｍ(2)...ｍ(m)で表わされる。
【００２０】
上記導入は、ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムの物理層上の無線フレーム、サブフレーム、タイムスロット、及び特別なコードの構造及び特性に進む。実際のＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムでは、ユーザーデータ及び制御情報は物理チャンネル内で送られ、各物理チャンネルは多くの要素、例えば周波数、タイムスロット、チャンネルコード、ミッドアンブル・シフト、無線フレームの割り当て、等によって規定される。サブフレーム内の特定位置にある一部の物理チャンネルは特別な物理特性、例えばビーコン特性を有する。いわゆるビーコン特性とは、物理チャンネルの特徴により伝送特性を解析及び測定することができることを意味する。ビーコン特性を有する物理チャンネルはビーコンチャンネルとも称される。
【００２１】
ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムでは、ビーコンチャンネルは各サブフレームのＴＳ０内に出現する、というのは、共通制御物理チャンネルはＴＳ０内に固定的に配置され、いくつかの固定パラメータを用いるからであり、例えば、ＴＳ０は第１及び第２の固定チャンネル化コード
2007515109.tif 000003
及び
2007515109.tif 000004
、及び固定ミッドアンブルコードｍ(1)及びｍ(2)を用いる。セル内でアンテナ・ダイバーシティを適用しない場合には、ＰＣＣＣＨ（Primary Common Control Channel：主共通制御チャンネル）はｍ(1)のみを用い；セル内でアンテナ・ダイバーシティを適用する場合には、ＰＣＣＣＨは、第１アンテナ上ではｍ(1)を用い、第２アンテナ上ではｍ(2)を用いる。ＴＳ０が固定ミッドアンブルコードを用いるので、ユーザーは、セル探索手順中にＳＹＮＣ＿ＤＬを得た後に、セルが使用するＴＳ０内のミッドアンブルコードを容易に得ることができる。
【００２２】
セル探索の詳細な手順は次の通りである：ＵＥはまず、ＴＤＤ周波数帯域内の各搬送波周波数の広帯域パワーを測定することによって最も強力な周波数を見つける。その後に、ＵＥは当該周波数における情報を受信し、セルのＳＹＮＣ＿ＤＬを特定するためのＤwＰＴＳを探索する。ここで、ＳＹＮＣ＿ＤＬの探索は一般に、まず、ＤwＰＴＳのパワー特性によりタイムスロットの位置を特定し、次に、ＭＦ（Matching Filter：整合フィルタ）を使用することによって、セルが使用するＳＹＮＣ＿ＤＬ及びその正確な位置を特定する。セルが使用するＳＹＮＣ＿ＤＬを知った後には、このセルが使用する４つのミッドアンブルコードも特定することができる。ＴＳ０内では固定のチャンネル化コードを使用するので、このセル用に構成されたこれら４つのミッドアンブルコードは、チャンネルのインパルス応答を計算するために使用することができ、その最大値１は、セルが使用するミッドアンブルコードとして定まり、従って、対応するスクランブルコードを定めることができる。
【００２３】
セル探索手順を完了した後には、この周波数におけるＴＳ０内のミッドアンブルコード及びＤwＰＴＳ内のＳＹＮＣ＿ＤＬは一意に定めることができる。図２に示すように、ＴＳ０のミッドアンブルコードとＳＹＮＣ＿ＤＬとの間には、データフィールド２（352チップ）、ＧＰ（16チップ）、ＧＰ（16チップ）及びＤwＰＴＳ内のＧＰ（32チップ）、即ち合計352＋16＋32＝400チップが存在する。ミッドアンブル及びＳＹＮＣ＿ＤＬの既知の信号は正確に得ることができ、そしてミッドアンブルとＳＹＮＣ＿ＤＬとの間の時間間隔は通信仕様により予測することができ、従って、ミッドアンブル内の中間の128チップとＳＹＮＣ＿ＤＬ内の64チップとの相関演算を実行することができ、このことは、ミッドアンブルの中央からＳＹＮＣ＿ＤＬの中央までの時間間隔が504チップまでである信号に対して周波数推定を行うのと等価である。この504チップは次のものから成る：
(i) ミッドアンブル内の72チップ：周波数を推定する際に、ミッドアンブル（144チップ）内の中間の128チップを相関演算用に選択し、残りの16チップはこの128チップの両側に均等に配置し、従って、ミッドアンブルの中央からデータフィールド２までに72（64＋8＝72）チップが存在する；
(ii) データフィールド２の352チップ；
(iii) データフィールド２とＤwＰＴＳとの間の、ＧＰ用の16チップ；
(iv) ＤwＰＴＳ内でＳＹＮＣ＿ＤＬに先行するＧＰ用の32チップ；
(v) ＳＹＮＣ＿ＤＬの32チップ：ＤwＰＴＳ内のＧＰの終わりからＳＹＮＣ＿ＤＬ（64チップ）の中央までに32チップが存在する。
従って、これらの72＋352＋16＋32＋32＝504チップは、既存のＵＭＴＳ−ＴＤＤシステムにおける周波数推定用の512チップのミッドアンブル信号とほぼ等価であるが、その128チップのミッドアンブルと64チップのＳＹＮＣ＿ＤＬのみの相関演算を必要とするに過ぎない。従って、ミッドアンブルコード及びＳＹＮＣ＿ＤＬを周波数推定に利用することは、周波数推定に必要な信号列が十分な長さを有することを保証することができ（即ち、周波数推定の精度を保証することができ）、そして従来の区分周波数推定より複雑性が小さい。
【００２４】
上記思想に基づき、本発明は、図３に示すＵＥ用のダウンリンク周波数推定方法を提案する。図３では、まず、周波数推定モジュールが、ベースバンド・ディジタル信号を入力信号として受信し（ステップＳ３０１）、ＴＳ０内のミッドアンブルコード及びＳＹＮＣ＿ＤＬを入力信号から抽出する。
【００２５】
次に、ＴＳ０内のミッドアンブルを受信信号ストリーム（流）から通常のように抽出し、ＭＦを使用することによってＤwＰＴＳ内のＳＹＮＣ＿ＤＬを受信信号から抽出する（ステップＳ３０３）。その後に、抽出したミッドアンブルコードと探索手順において特定されるミッドアンブルコードｍ(1)との相関演算を行う（ここではアンテナ・ダイバーシティを適用していないものと仮定する）（ステップＳ３０５）。この相関演算の結果は複素ベクトルであり、受信したミッドアンブルと既知のミッドアンブルとの間の位相シフトを含む。一方では、抽出したＳＹＮＣ＿ＤＬと探索手順中に取得したＳＹＮＣ＿ＤＬとの相関演算を行って、受信したダウンリンク同期信号と既知のＳＹＮＣ＿ＤＬ信号との間の位相シフトを得る。次に、取得したミッドアンブルの位相シフトに対する共役演算を実行し、その結果にＳＹＮＣ＿ＤＬの位相シフトを乗じて共役積を得る（ステップＳ３０６）。この共役積の角は、ミッドアンブルの位相シフトとＳＹＮＣ＿ＤＬの位相シフトとの差、即ち、ミッドアンブルの中央からＳＹＮＣ＿ＤＬの中央までの位相変化の合計量を表わす。
【００２６】
合計位相差を得るためには、前記角を抽出する必要がある（ステップＳ３０７）。前記角の抽出は２つの方法で実現することができる。第１の方法は、三角関数を計算する計算することによって正確な結果を得ることであるが、この計算は非常に複雑である。前記角が十分小さい（１よりずっと小さい）である際には、前記共役積は単位の大きさの複素数に大きさを合わせる（拡大縮小する）ことができ、前記角はこの複素数の虚部で近似することができる。これが第２の方法である。
【００２７】
ステップＳ３０７において前記角を得た後には、周波数変化は単位時間の位相変化によって表わすことができる、というのは、前記共役積の角はミッドアンブルからＳＹＮＣ＿ＤＬまでの合計位相変化を表わすからである。本発明では、ＴＳ０内のミッドアンブルの中央からＤwＰＴＳ内のＳＹＮＣ＿ＤＬまでの時間は504チップ分の持続時間である。即ち、504チップ分の持続時間を用いて合計位相シフトを正規化して、ＬＯ信号の周波数オフセットを推定することができる（ステップＳ３０８）。最後に、周波数オフセット推定の結果を出力して、この結果はその後に（図１に示すように）ＡＦＣによって処理される（ステップＳ３０９）。
【００２８】
本発明が提案する周波数推定方法は、図３に示すようにソフトウェアで実現することも、ハードウェアで実現することも、あるいは双方の組合せで実現することもできる。図４は、本発明による周波数推定モジュールの実施例を示すブロック図である。
【００２９】
図４では、受信した信号をまず２つの経路に分割し、それぞれをＴＳ０のミッドアンブル抽出ユニット４０１及びＳＹＮＣ＿ＤＬ抽出ユニット４０２に入力して、受信信号からミッドアンブル及びＳＹＮＣ＿ＤＬを抽出する。そして、抽出されたミッドアンブルは第１相関器４０３に送られ、セル探索手順において特定されたミッドアンブルｍ(1)との相関が取られ、受信したミッドアンブルと既知のミッドアンブルとの間の位相シフトを含む複素ベクトルが得られる。ミッドアンブルの信号処理と同様に、ＤwＰＴＳから抽出したＳＹＮＣ＿ＤＬは、第２相関器４０４において探索手順において取得したＳＹＮＣ＿ＤＬとの相関が取られ、受信したダウンリンク同期信号と既知のＳＹＮＣ＿ＤＬとの間の位相シフトが得られる。そして、乗算器４０５では、第１相関器４０３の出力結果と第２相関器４０４の出力結果との共役乗算を行って共役積を得る。即ち、乗算器４０５では、第１相関器４０３の出力の共役を取り、その結果に第２相関器４０４の出力を乗じる。この共役積の角は、２つの相関器が出力する複素ベクトル間の位相シフト、または即ち、ミッドアンブルの中央からＳＹＮＣ＿ＤＬの中央までの合計位相変化である。前記共役積を角抽出ユニット４０６によって処理した後に、504チップの持続時間の受信信号の合計位相変化を得ることができる。この角抽出方法は、図３に示す上述した方法と同様であり、三角関数の計算による正確な結果、あるいは前記共役積を単位の大きさの複素数に大きさ合わせすることによる近似的な結果を伴う。角抽出ユニット４０６は、抽出した角を周波数オフセット推定ユニット４０７に供給し、ここで504チップの持続時間における前記角によって表わされる合計位相シフトは正規化されて、周波数オフセット推定の結果が得られる。
【００３０】
以上の記述は、本発明が提案する周波数推定モジュールの動作原理及びアーキテクチャを詳細な説明を与える。この周波数推定モジュールは多くの場合に適用することができる。例えば、このモジュールを図１に示すように閉ループＡＦＣ構造内で単独で用いて、ＶＣＯの出力信号周波数をフィードバック制御することができ、あるいは、レーク（分岐型）受信機と組み合わせて、より正確な推定を得ることができ、あるいはまた、マルチアンテナ・システムに適用することができ、即ち、各アンテナの直後に配置して、空間ダイバーシティのゲイン（利得）を改善することができる。
【００３１】
図５は、本発明が提案する周波数推定モジュールを有するレーク受信機を示すブロック図である。図５に示すように、受信信号はいくつかの分岐に分割され、周波数推定モジュール５０１は、レーク受信機のフィンガー（分岐）毎に独立に周波数オフセットを計算する。そして、乗算器５０２では、各フィンガーによって推定した周波数オフセットに対応する重み係数を乗じて、これらの結果は最終的に結合ユニット５０３において結合されて、各フィンガーの周波数オフセット推定結果を含む周波数オフセット推定信号が得られる。結合ユニット５０３は、多くの方法を用いることによって結合を達成することができ、例えばＥＧＣ（Equal Gain Combining：等ゲイン結合）、ＭＲＣ（Maximum Ratio Combining：最大比結合）等である。図５に示すアーキテクチャは、いくつかの信号分岐を結合することによって周波数オフセットを計算するのではなく、いくつかの独立的な周波数オフセットの計算量を結合して最終的なオフセット推定信号を得るものであり、計算の複雑性は少し追加されるが、周波数推定の精度を大幅に改善することができる。
【００３２】
本発明が提案する周波数推定モジュールは、マルチアンテナ・システムに適用する際には、図５と同様のアーキテクチャを有し、レーク受信機のいくつかのフィンガーが複数のアンテナ素子に置き換わる点のみが異なる。
【００３３】
（発明の有益な結果）
本発明による、ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにおけるダウンリンク周波数オフセットを推定する方法及び装置については、ＴＳ０内のミッドアンブル及びＤwＰＴＳ内のＳＹＮＣ＿ＤＬを利用してＬＯ信号の周波数オフセットを推定する。本発明が提案する周波数推定方法は、128チップのミッドアンブル及び64チップのＳＹＮＣ＿ＤＬを対象とした計算をすることのみによって504チップの持続時間における周波数オフセットを取得し、従って、タイムスロット内の512チップの信号を用いる従来の周波数推定方法に比べて、分割推定手順における計算の複雑性を大幅に簡略化して計算時間を節減する。本発明では、ミッドアンブル及びＳＹＮＣ＿ＤＬについてのそれぞれの既知の信号を取得し、これらの相関を取り、これにより、従来の周波数推定方法よりも高い精度及び強固な性能を達成することができる。
【００３４】
さらに、本発明が提案する周波数推定方法をレーク受信機と組み合わせて、各フィンガーにおいて独立に周波数推定を実行し、そして重み付けして結合し、これにより、マルチパル妨害によって生じる精度低下を克服することができる。本発明が提案する方法は、大きな遅延拡散が存在しても、良好なシステム性能を維持することができる。
【００３５】
以上で開示した実施例の説明は、あらゆる当業者が本発明を作製または利用することを可能にするものである。これらの実施例に対する種々の変形は当業者にとって明らかであり、本明細書に規定する一般原理は、本発明の範囲を逸脱することなしに他の実施例に適用することができる。従って、本発明は、本明細書に示す実施例に限定されることを意図したものではなく、本明細書に開示する原理及び新規の特徴とつながる最も広い範囲を与えるものである。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】受信機内で実現される閉ループＡＦＣ（自動周波数制御）法を示すブロック図である。
【図２】ＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムにおける通信プロトコルにおいて使用されるサブフレーム及びタイムスロット構造を示す図である。
【図３】本発明によるＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムの受信機における周波数推定を示すフローチャートである。
【図４】本発明によるＴＤ−ＳＣＤＭＡシステムの受信機内の周波数推定モジュールを示すブロック図である。
【図５】本発明が提案する周波数推定モジュールを有するレーク受信機を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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