(57)【要約】  本発明は、各々エミッタ（ｅ）、ベース（ｂ）及びコレクタ（ｃ）を有する第１及び第２のトランジスタ（Ｔ１、Ｔ２）を有するトランジスタ構成、電圧（電流）源、入力信号（Ｖin）の逓倍化された出力周波数高調波を含む出力信号（Ｖout）を抽出するための出力手段、ならびにインピーダンス手段を備える周波数逓倍回路（１０）に関する。インピーダンス手段は、それぞれのトランジスタのコレクタに接続された第１のインピーダンス手段（３）を備え、各トランジスタは逆相で動作し、各トランジスタに対する電流の波形は、トランジスタが各周期の半分だけ導通するように半波の形であり、出力信号（Ｖout）は、第１のインピーダンス手段（３；３1；３2；３3；３4；３5）と各トランジスタのコレクタ（ｃ）との間（Ｐ）で抽出される。
2007521704.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
各々エミッタ（ｅ）、ベース（ｂ）及びコレクタ（ｃ）を有する第１及び第２トランジスタ（Ｔ１，Ｔ２；Ｔ１1，Ｔ２1；Ｔ１2，Ｔ２2；Ｔ１3，Ｔ２3；Ｔ１4，Ｔ２4）を有するトランジスタ構成と、電圧（電流）源と、入力信号（Ｖin）から逓倍された高調波の出力周波数を含む出力信号（Ｖout）を抽出するための出力手段と、インピーダンス手段とを備える周波数逓倍回路（１０；２０；３０；４０；５０；６０）であって、
前記インピーダンス手段は、逆相で動作する前記それぞれのトランジスタのコレクタに接続された第１インピーダンス手段（３；３1；３2；３3；３4；３5）を備え、
各トランジスタの電流の波形が、前記トランジスタが各周期の半分だけ導通するように半波の形であり、
前記出力信号（Ｖout）は、前記第１インピーダンス手段（３；３1；３2；３3；３4；３5）と前記それぞれのトランジスタのコレクタ（ｃ）との間（ｐ）で抽出されることを特徴とする周波数逓倍回路。
【請求項２】
前記第１インピーダンス手段は、インダクタ（３；３2；３3；３4；３5）を備えることを特徴とする請求項１に記載の周波数逓倍回路。
【請求項３】
前記第１インピーダンス手段は、抵抗（３1）を備えることを特徴とする請求項１に記載の周波数逓倍回路。
【請求項４】
前記２つのトランジスタ（Ｔ１2, Ｔ２2）のコレクタは、相互接続されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項５】
前記トランジスタを流れる前記電流の波形は、正弦波、たとえばハーフ・サイン／コサインの形にクリップされることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項６】
前記出力信号（Ｖout）は、前記第１インピーダンス（３；３1；３2；３3；３4；３5）を介する電圧降下として抽出されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項７】
前記第１及び第２トランジスタの第１高調波のコレクタ電流は、互いに１８０°位相がずれていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項８】
偶数倍の高調波については、前記第１及び第２トランジスタのそれぞれからの信号は同相であることを特徴とする請求項７に記載の周波数逓倍回路。
【請求項９】
前記トランジスタはバイポーラ・トランジスタであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１０】
前記トランジスタはＦＥＴであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１１】
前記インピーダンス手段は、第２インピーダンス手段（１，２；１1，２1；１3，２3；１4，２4；１5）を更に備え、前記第１のインピーダンス（３；３1；３2；３3；３4；３5）は、前記第２インピーダンス手段（１，２；１1，２1；１3，２3；１4，２4；１5）と直列に接続されることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１２】
前記第２インピーダンス手段（１, ２；１1，２1；１3，２3；１4，２4；１5）は、前記それぞれのトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された第１インダクタ（１；１1；１3；１4；１5）と第２インダクタ（２；２1；２3；２4；１5）とを備え、
前記出力信号は、たとえば前記第１インピーダンス手段（３；３1；３2；３3；３4；３5）と前記第２インピーダンス手段（１，２；１1，２1；１3，２3；１4，２4；１5）との間の接合ノード（Ｐ）において抽出されることを特徴とする請求項１１に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１３】
前記第２インピーダンス手段は、前記２つのインダクタを有するトランス（１5）を含むコレクタ回路を備え、
前記出力信号（Ｖout）は、前記インダクタ間、すなわち前記トランスの中間出力（Ｐ）において抽出されることを特徴とする請求項１２に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１４】
前記中間出力（Ｐ）は、奇数倍の周波数に対して仮想的に短絡として働くことを特徴とする請求項１３に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１５】
出力は、前記第１インピーダンス手段（３；３1；３2；３3；３4；３5）、たとえばインダクタ又は抵抗を介する電圧降下として、前記中点（Ｐ）で抽出されることを特徴とする請求項１４に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１６】
平衡型周波数逓倍増幅器（１０；２０；３０；４０；６０）、たとえば周波数２倍化増幅器を備えることを特徴とする請求項１乃至１５のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１７】
発振器（５０）を備えることを特徴とする請求項１２、１３、１４又は１５に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１８】
前記発振器（５０）は、コルピッツ発振器を含むことを特徴とする請求項１７に記載の周波数逓倍回路。
【請求項１９】
前記周波数逓倍回路は、ＭＭＩＣ（モノリシック・マイクロ波集積回路）として実装されることを特徴とする請求項１乃至１８のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
【請求項２０】
各々エミッタ、ベース及びコレクタを有する第１及び第２トランジスタを有するトランジスタ構成と電流（電圧）源とを備える構成によって、基準周波数を逓倍化、たとえば２倍化する周波数逓倍方法であって、
前記コレクタの位相が互いに１８０°ずれている第１及び第２トランジスタに信号を供給する工程と、
前記位相がずれている信号を外部の回路で印可する工程と、
前記トランジスタの前記コレクタに接続された第１インピーダンス手段を介して、又は前記コレクタに接続された第２インピーダンス手段と直列に接続された、第１インピーダンス手段を介して、入力信号を逓倍化、たとえば２倍化した高調波を抽出する工程とを含むことを特徴とする周波数逓倍方法。
【請求項２１】
前記第１インピーダンス手段は、インダクタを備えることを特徴とする請求項２０に記載の周波数逓倍方法。
【請求項２２】
前記第１インピーダンス手段は、抵抗を備えることを特徴とする請求項２０に記載の周波数逓倍方法。
【請求項２３】
前記第２インピーダンス手段は、各々が前記それぞれのトランジスタのコレクタに接続される２つのインダクタを備え、出力信号は、前記第１と第２インピーダンス手段間の接合部において抽出されることを特徴とする請求項２１又は２２に記載の周波数逓倍方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランジスタ構成、電流（電圧）源、第１インピーダンス手段、及び入力信号を逓倍した周波数の高調波を含む出力信号を抽出するための出力手段を備える周波数逓倍回路に関する。本発明はまた、周波数逓倍回路に入力される信号の周波数を逓倍、たとえば２倍にするための周波数逓倍方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数発生回路は、通信システム、無線システム又は放射計システムでは基本になるものである。周波数シンセサイザは、外部の基準周波数により、非常に正確で温度に対して安定な周波数を発生する回路である。周波数はまた、ほぼ常に、基準信号に対して位相差が一定でなければならない。
【０００３】
たとえば、マルチスタンダード周波数シンセサイザは、たとえば遠隔通信における様々な無線規格用の様々な帯域の周波数を合成することができなければならない。マルチバンド周波数シンセサイザは、しばしば、厳しい位相雑音仕様を満足しながら広範囲の周波数を合成することができなければならない。シングルバンド周波数シンセサイザは、一般に狭い周波数帯を合成するのに使用されるが、マルチバンド周波数シンセサイザは、複数の周波数帯を合成する必要がある。
【０００４】
一般的に、３つの異なるタイプの周波数シンセサイザ、すなわちテーブル・ルックアップ・シンセサイザ、直接シンセサイザ、ならびに、間接又は位相固定シンセサイザがあると言える。今日、低コストで完全に集積化された周波数シンセサイザの実現が目標になっているが、低域通過フィルタなど関係する様々な構成部品は、雑音要求などのために通常は外付けにしなければならないので、実現は非常に難しい。
【０００５】
移動体通信システムで使用されているほとんどのシンセサイザは、以下にＰＬＬシンセサイザと示されているフェーズ・ロック・ループ(Phase Locked Loop)・シンセサイザのタイプである。一般的に低い周波数である基準周波数は、可変の整数（ときどき小数）で逓倍される。出力周波数をその数で分周して、この分周された周波数が基準周波数に等しくなるように出力周波数を調整することによって、これが達成される。したがって、所望の周波数を得るために、しばしば発振器によって生成される周波数を数Ｎで逓倍しなければならない。
【０００６】
発振器による周波数発生機能及び１つの回路による周波数逓倍の両方を実行する、たとえば同時に周波数逓倍器として使用される発振器が知られている。しかし、基準周波数を逓倍周波数、たとえば２倍の周波数へ変換することは、しばしば非効率であり、一般的に多くの増幅回路が必要となり、前述の通り集積回路にするのは難しいことがある。
【０００７】
エミッタを介して出力信号を抽出するときに、２つの平衡トランジスタを使用して２倍にされた周波数を得ることが知られている。エミッタのノードにおいて、２倍の周波数での各電流は同相であり、したがって外部の負荷又はインピーダンスを介して抽出することができる。しかし、一般的に、その振幅は低く、たいていは増幅する必要がある。
【０００８】
米国出願公開第４８１０９７６号（ＵＳＡ−４  ８１０  ９７６）には、平衡で、２つの整合したトランジスタの各制御ポート間に共振インピーダンス回路網が接続されている発振器が示してある。各トランジスタの２つの入力間に並列に容量が接続されている。各トランジスタの入力は、整合した電流源にそれぞれ接続されている。各トランジスタ出力における信号は、共通のノードにおいて一緒に合計される。発振器の各々の側での共振周波数の信号は、振幅は等しいが位相は逆である。このことは、各信号が共振周波数において打ち消されることを意味するが、第２高調波周波数における各信号は互いに強め合うように加えられ、したがって信号レベルは上がる。その結果、最終的に周波数は２倍になる。高周波動作向けには、バイポーラ・トランジスタが利用される。しかし、やはりこの構成には前述の欠点がある。
【０００９】
図１には、周波数２倍器として使用される現行技術の平衡増幅器が示してある。２つのトランジスタは逆位相で動作し、負荷は各トランジスタのエミッタにおいて取り出される。各トランジスタのエミッタの後に位置するコンデンサが、より高い周波数を短絡するという事実により、２倍の周波数で抽出された電圧の振幅は、こうした回路では非常に低くなり、こうしたことは不利である。
【００１０】
図２は現行技術の図であり、いわゆるコルピッツ発振器を示しており、逆位相で動作する２つのトランジスタを示している。負荷は、各トランジスタのコレクタのいずれかにおいて取り出される。これもやはり、共振回路が高調波を短絡するという事実により、２倍の周波数で抽出された電圧に対して、結果として比較的低い振幅になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
したがって必要なものは、初めに述べたような、可能な限り又はより具体的には完全に増幅回路を使用しなくてよいように、基準周波数の高調波周波数又は特に２倍の周波数への変換が効率的である周波数逓倍回路である。更に、小さいサイズの集積回路、特にモノリシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）として製造できる構成が必要である。特に、前述の各目的のうちの１つ又は複数を満たすことができる発振器が必要である。特に、前述の各目的のうちの１つ又は複数を達成することができる増幅器が必要である。更には、前述の各目的の実現を果たしながら、様々な種類のトランジスタを使用することができる構成が必要である。
【００１２】
そして、前述の各目的のうちの１つ又は複数を達成することができる周波数逓倍方法も必要である。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
したがって、請求項１の特徴となる各機能を有する構成が提供される。請求項２０の特徴となる各機能を有する方法も提供される。有利な又は好ましい各実施形態が、添付の下位の請求項によって与えられる。
【００１４】
したがって、本発明によれば、各々エミッタ、ベース及びコレクタを有する第１及び第２のトランジスタを有するトランジスタ構成、電圧源、入力信号の逓倍された出力周波数の高調波を含む出力信号を抽出するための出力手段、及びインピーダンス手段を備える周波数逓倍回路が提供される。インピーダンス手段は、それぞれのトランジスタのコレクタに接続された第１のインピーダンス手段を備え、各トランジスタは逆相で動作する。各トランジスタに対する電流の波形は、トランジスタが各周期の半分だけ導通するように半波の形であり、出力信号は、第１のインピーダンス手段と各トランジスタのコレクタとの間で抽出される。
【００１５】
一実施形態では、第１のインピーダンス手段はインダクタを備える。別の実施形態では、第１のインピーダンス手段は抵抗を備える。特に、２つのトランジスタのコレクタは相互接続される。
【００１６】
好ましくは、各トランジスタを介する電流波形は、正弦曲線、たとえば半波正弦／余弦の形にクリップされる。正弦／余弦の形には正弦／余弦２乗の形が含まれる。特に、出力信号は、前記第１のインピーダンスを介する電圧降下として抽出される。有利な実装形態では、第１及び第２のトランジスタの第１高調波の各コレクタ電流は、互いに１８０°位相がずれており、偶数倍の高調波については、それぞれ第１及び第２のトランジスタからの各信号は同相である。各トランジスタは、バイポーラ・トランジスタがよい。あるいは、各トランジスタは、ＦＥＴでもよい。インピーダンス手段は、第２のインピーダンス手段を更に備えてもよく、前記第１のインピーダンスは前記第２のインピーダンス手段と直列に接続されている。
【００１７】
更により具体的には、前記第２のインピーダンス手段は、それぞれのトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された第１のインダクタ及び第２のインダクタを備え、出力信号は、たとえば第１のインピーダンス手段と第２のインピーダンス手段との間の接合ノードにおいて抽出される。更に、第２のインピーダンス手段は、前記２つのインダクタを有するトランスを含むコレクタ回路を備えることがあり、出力信号は、前記各インダクタ間、すなわちトランスの中間出力において抽出される。
【００１８】
特に、前記中間出力は奇数倍の周波数に対して仮想短絡として働き、出力は、たとえば、第１のインピーダンス手段、たとえばインダクタ又は抵抗を介する電圧降下として、中点において抽出される。
【００１９】
この構成は、平衡型周波数逓倍増幅器、たとえば周波数２倍化増幅器を備えることがある。この構成はまた、発振器を備えることがある。特に、発振器はコルピッツ発振器を含む。この構成は、好ましい実施形態においては、ＭＭＩＣ（モノリシック・マイクロ波集積回路）として実装される。
【００２０】
本発明はまた、各々エミッタ、ベース及びコレクタを有する第１及び第２のトランジスタを有するトランジスタ構成、及び電流（電圧）源を備える構成により、基準周波数の逓倍化、たとえば２倍化の方法を提供する。それは、各コレクタの位相が互いに１８０°ずれている第１及び第２のトランジスタに信号を供給する工程と、これら位相がずれた信号を外部の回路で加える工程と、入力信号の逓倍化、たとえば２倍化された高調波を、各トランジスタのコレクタに接続された第１のインピーダンス手段を介して、又は各コレクタに接続された第２のインピーダンス手段と直列に接続された第１のインピーダンス手段を介して抽出する工程とを含む。第１のインピーダンス手段は、インダクタ又は抵抗を含むことがある。特に、第２のインピーダンス手段は２つのインダクタを含み、各々はそれぞれのトランジスタのコレクタに接続され、出力信号は、第１と第２のインピーダンス手段の間の接合部において抽出される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
添付図を参照して、非限定的な方式で以下に本発明をより完全に記述する。
【００２２】
図１には、ここでは周波数２倍器として使用されている、既知の平衡増幅器が示してある。２つのトランジスタＴ０、Ｔ０’は、逆位相で動作する。すなわち、各トランジスタのベースに加えられる信号は逆位相に保たれる。出力信号は、各エミッタで取り出される。この回路を使用する場合、それぞれのトランジスタのエミッタの後にあって、より高い周波数に対して短絡として働くコンデンサＣ０’のために、抽出された出力電圧は、他の周波数のうちで２倍化された周波数（２×ｆ0）において振幅が低くなる。これは明らかに不利な点である。
【００２３】
図２には、知られたコルピッツ発振器が示してある。こうした発振器における２つのトランジスタ（やはりここでもＴ０、Ｔ０’で示される）は逆位相で動作する。出力信号は、各トランジスタのうちの１つのコレクタで抽出される。共振回路は、高調波（ｈａｒｍｏｎｉｃｓ/ｏｖｅｒｔｏｎｅｓ）に対して短絡として働くために、（抽出された）出力電圧の振幅は入力（基準）周波数の２倍（２×ｆ0）で相対的に低くなる。
【００２４】
図３は、本発明の概念の一実装形態を説明する簡略化された回路図である。図３の回路には、第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２を備える構成１０が示してある。入力電圧Ｖ１in（０°）はＴ１に供給され、入力電圧Ｖ２in（１８０°）はＴ２に供給され、Ｖ１in及びＶ２inは似かよっているが互いに位相が１８０°異なっている。Ｔ１及びＴ２は各々、ベースｂ、エミッタｅ及びコレクタｃを備える。ここでは、接続された２つのインダクタＬ１＿１、Ｌ２＿２を備える第２のインピーダンス手段、ここでは中間抽出点Ｐを有するトランスが提供されると仮定される。
【００２５】
コレクタｃ（Ｔ１）とｃ（Ｔ２）の間では個数倍モード（ｏｄｄ  ｍｏｄｅ）の励起がある、すなわちそれらは１８０°位相がずれているため、中間抽出点Ｐは、ここでは奇数倍周波数に対して短絡として働く。偶数倍の高調波に対しては偶数倍モード（ｅｖｅｎ  ｍｏｄｅ）が得られる。すなわち、各信号は同相であり、偶数倍の各高調波は加えられる。基本周波数成分は実質上相殺されることになる。中点において偶数倍の周波数での電流があり、前述の通り、偶数倍高調波は強められ、ここではインダクタＬｃ＿３を含む第１のインピーダンス手段３を介して、ここでは電圧降下Ｖout（ｎＦ）（たとえばｎ＝２、すなわち２倍化された周波数において）として抽出される。出力電圧Ｖoutの振幅は、（現行技術で行われているような）エミッタより抽出される電圧よりもはるかに高い。
【００２６】
電流源４は、トランジスタＴ１、Ｔ２の動作電流を設定するために使用され、コンデンサＣ３＿５は、（たとえばハーフ・コサイン形のパルスを提供するため）エミッタを接地するために使用される。各電流は位相がずれているため、基本周波数においては電流が存在しないことになる。
【００２７】
図４には、本発明の概念の他の実装形態が、増幅及び逓倍の構成２０の形で示してある。この回路図は図３の回路図と同様であり、違いは、抵抗Ｒｃ＿３1が第１のインピーダンス手段として使用されていることである。他の態様では機能は同様であり、添字１を有する同様の参照番号は対応する構成部品向けに使用される。
【００２８】
図５には、本発明の他の実施形態が示してある。これは、２つのトランジスタＴ１2、Ｔ２2を有する増幅及び逓倍の構成３０に関し、Ｔ１2及びＴ２2へのＶinはそれぞれ１８０°位相がずれている。ここでの違いは、Ｔ１2及びＴ２2の各コレクタがそれぞれ直接互いに接続され、第２のインピーダンス手段がないことであるが、出力電圧Ｖoutは、２つのコレクタが接続されている接合部において、第１のインピーダンス手段、ここではインダクタＬｃ＿３2を介して抽出される。
【００２９】
図３及び図４の構成部品と同様の構成部品には、添字２を有する同じ参照番号が与えられている。
【００３０】
図６には、図３で開示された増幅器と実質上同様の増幅器４０の一実施形態が、いくらかより詳細に示してある。同様の構成部品には、添字３を有する同様の参照番号が与えられる。電圧源は、入力電圧Ｖinを供給するために使用され、トーン・ジェネレータ（０°、１８０°）は、２つのトランジスタＴ１3、Ｔ２3に対して位相が１８０°異なる入力電圧を供給するために使用される。抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、トランジスタＴ１3、Ｔ２3を通常の方式でバイアスするために使用される。コンデンサＣ３＿５3は、多くの（強められた）高調波、特に偶数倍の高調波を有するハーフ・コサイン・パルス形の波形を提供することができるように、各トランジスタのエミッタをアースに接続するために使用される。第１のインピーダンス手段Ｌｃ’＿３3は、それぞれのトランジスタＴ１3、Ｔ２3のコレクタに接続された第２のインピーダンス手段Ｌ１’＿１3、Ｌ２’＿２3と直列に接続されたインダクタを含む。出力信号Ｖout（たとえば、Ｖ（２ｆref））は、第１のインピーダンス手段Ｌｃ’＿３3を介して、すなわち第２のインピーダンス手段Ｌ１’＿１3、Ｌ２’＿２3の前、たとえば第１のインピーダンス手段３3と第２のインピーダンス手段１3、２3との間の接合ノードＰで抽出される。他の態様では、機能は前述の機能と同様である。
【００３１】
図７には、周波数逓倍機能５０を有する発振器を含む本発明の更に他の実装形態が示してあり、２つのトランジスタＴ１4、Ｔ２4は逆位相で動作している。発振器は、いわゆるコルピッツ発振器を含む。コンデンサＣ31、Ｃ31は、トランジスタＴ１4、Ｔ２4の各エミッタを接地するために使用されるが、コンデンサＣ41、Ｃ41は、トランジスタＴ１4、Ｔ２4の各ベースを接地するために使用される。コンデンサＣ61は、インダクタ１4、２4及びコンデンサＣ61が発振器用の並列共振回路を形成するように、第２のインピーダンス手段Ｌ21＿１4、Ｌ31＿２4を含む共振回路の一部分を形成する。出力電圧Ｖoutは、インダクタＬＣ’’＿３4から成る第１のインピーダンス手段と共振回路を含む第２のインピーダンス手段との間のノードで抽出される。Ｒで表される各抵抗はすべて、現行技術の構成と同様に機能し、したがって、本明細書で更に説明はしない。コンデンサＣ51、Ｃ51は帰還コンデンサである。
【００３２】
増幅器を含む各構成と同様に、各トランジスタは逆位相で動作する。本明細書において前述された構成においては、コレクタ−エミッタを介してより高い電流が生じ、各トランジスタは逆位相で動作するために、半波の波形が提供され、偶数倍の高調波は強められるが、基本周波数は相殺される。Ｖoutは、第１のインピーダンス手段３4を介して、第１と第２のインピーダンス手段間の接合部で抽出されるので、抽出することができる電圧は、出力電圧が各エミッタを介して抽出される、知られた構成における電圧よりも非常に高くなる。
【００３３】
図８は、本発明による構成をいくらかより詳細に示す図であり、周波数逓倍増幅器６０を示す。
【００３４】
ここでは、２［Ｖ］の入力電圧Ｖin（ＤＣ）が使用される。もちろん、他の電圧を使用することができる。根拠を限定するのではなく例示するために、様々な構成部品などに対して数値が与えられる。前述の各実施形態と同様に、構成６０は、第１及び第２のトランジスタＴ１、Ｔ２をそれぞれ備える。前述の通り、２ボルトのＤＣ供給電圧が使用され、Ｖin（２Ｖ、０°）がＴ１に供給され、Ｖin（２Ｖ、１８０°）がＴ２に供給される。すなわち、各入力供給電圧は、互いに１８０°位相がずれている。
【００３５】
抵抗Ｒ21、Ｒ22、Ｒ23、Ｒ24は、トランジスタＴ１、Ｔ２をバイアスするために使用される。やはり、コンデンサＣ11、Ｃ21は、各トランジスタをバイアスするために使用される。Ｒ22はたとえば５ｋΩ、Ｒ23は５．２ｋΩ、Ｒ21は５．２ｋΩ、及びＲ24は５ｋΩの抵抗を有し、Ｃ11、Ｃ22は各々１．０μＦの容量を有することがある。Ｃ33は２ｐＦの容量を有することがあり、波形が半波の形になるように、たとえばハーフ・コサイン・パルスを含むように、Ｔ１及びＴ２の各エミッタをアースするために使用される。本出願において前述の通り、出力信号は多くの高調波（基本成分は抑圧される）、特に偶数倍の高調波を有し、これらは加えられる。このことは非常に有利である。ＩDCは８［ｍＡ］を有することがある。
【００３６】
Ｖbaseは、トランジスタの各ベース電圧を示す（図１０Ｂ参照）。ＶC1、ＶC2は各コレクタ電圧を示し、図９Ａ、図９Ｂ参照、Ｖｅはエミッタ電圧である（図１０Ａ参照）。ＩC1及びＩC2は、それぞれＴ１及びＴ２のコレクタ電流を示している、図９Ｃ、図９Ｄ参照。下記の各図９Ａ〜図９Ｄ、図１０Ａ〜図１０Ｃは、図８に関して前述した構成と同様の構成での各信号の波形を示す。特に図１０Ｃは、Ｖout、すなわち（ここでは、２倍化された周波数での）抽出された出力電圧を示す。
【００３７】
１5は第２のインピーダンス手段を示し（図８）、ここでは、Ｔ１及びＴ２の各コレクタに接続されたトランスを含む。前記トランス１5と直列に、第１のインピーダンス手段のインダクタＬＣ１０が接続され、それを介してＶoutが抽出される（やはり図１０Ｃ参照）。ＬC10は、ここではたとえば２０ｎＨのインダクタンスを有する。
【００３８】
図９Ａ〜図９Ｄ、図１０Ａ〜図１０Ｃには、Ｖin＝２００ｍＶ、Ｉｅ＝４ｍＡ、Ｃｅ＝２ｐＦ及びトランスのインダクタンスＬ＝２ｎＨでの一実施形態についての信号波形が図で示してある。
【００３９】
図９Ａ、図９Ｂには、それぞれＴ１及びＴ２に対するコレクタ電圧ＶC1、ＶC2についての波形が、（ｐｓでの）時間の関数として［Ｖ］で示してある。
【００４０】
図９Ｃ、図９Ｄには、それぞれＴ１及びＴ２について、各コレクタ電流ＩC1、ＩC2が、（［ｐｓ］での）時間の関数として［ｍＡ］で示してある。見て分かるように、各信号は、ハーフ・コサイン・パルスを含む。すなわち、サイクルの半分はゼロであり、それらの間（又は各信号の残りの期間）はサイン／コサインの形状である。したがって、多くの（偶数倍の）高調波があり、それらは加えられ、これらの電流は抽出しやすい。
【００４１】
図１０Ａには、エミッタ電圧の変化が、（ｐｓでの）時間の関数として［ｍＶ］で示してある。図から分かるように、エミッタのピークトゥピーク電圧は８０ｍＶである。
【００４２】
図１０Ｂには、トランジスタのベース電圧［Ｖ］が、［ｐｓ］での時間の関数として示してある。最後に、図１０Ｃには、抽出された出力電圧Ｖout、すなわち逓倍された（ここでは２倍化された）周波数の信号の電圧が、［ｐｓ］での時間の関数として［Ｖ］で示してある。本出願において前述の通り、それは特に、第１と第２のインピーダンス手段間のノード接合部での出力電圧（Ｖout）である。
【００４３】
図１０Ｃから分かるように、信号の振幅Ｖｐ−ｐ（Ｖピークトゥピーク）＝１．９［Ｖ］である。次いで変換利得Ｇｃは、１．９［Ｖ］／０．４［Ｖ］≒５である。０．４は２×０．２であり、０．２は入力信号の振幅である。すなわち、２つの入力信号の振幅の合計は０．４になる。対応する従来の構成では、変換利得は、ほぼ０．１５／０．４≒０．４、すなわちＶout＝０．１５［Ｖ］になるはずであり、したがって本発明による構成のＧｃは、（この具体的な実施形態では）出力電圧がエミッタを介して抽出される構成の変換利得Ｇｃの１０倍を超えるはずである。
【００４４】
主に、周波数２倍化信号に関することであるが、やはり他の（偶数倍の）高調波（ｈａｒｍｏｎｉｃｓ）が提供され、合計され、基本成分ならびに奇数倍高調波は相殺されることが明らかになるはずである。
【００４５】
特に、この構成は、モノリシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）として実装される。
【００４６】
様々な種類のトランジスタ、たとえばバイポーラ・トランジスタ、ＦＥＴなどを使用することができる。本発明によれば、発振器（又は増幅器）の場合の共振回路の仮想接地において、２×基準周波数（又は偶数の係数×基準周波数）の信号を抽出することができる。
【００４７】
本発明は、もちろん、明瞭に例示された各実施形態に限定されるものではないが、添付の特許請求の範囲内で、いくつかの方法で変更を加えることができることが、明らかになるはずである。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】周波数２倍器として使用される現行技術の平衡増幅器を示す図である。
【図２】周波数２倍器として使用される現行技術のコルピッツ発振器を示す図である。
【図３】本発明の一実装形態に従って逓倍された（２倍化された）周波数を提供するための回路を、簡略化された方式で示す図である。
【図４】本発明の他の実装形態に従って逓倍された（２倍化された）周波数を提供するための回路を、簡略化された方式で示す図である。
【図５】本発明の第３の実装形態に従って逓倍された（２倍化された）周波数を提供するための回路を、簡略化された方式で示す図である。
【図６】周波数逓倍器として使用される、本発明の一実装形態による平衡増幅器を示す図である。
【図７】本発明の他の実施形態に従って、周波数逓倍のために使用される発振器（コルピッツ発振器）を示す図である。
【図８】たとえば図３の回路と同様の、本発明による回路での一例をいくらかより詳細に示す図である。
【図９Ａ】図８での第１のトランジスタのコレクタの電圧についての波形を示す図である。
【図９Ｂ】図８での第２のトランジスタのコレクタの電圧についての波形を示す図である。
【図９Ｃ】図８での第１のトランジスタについてのコレクタ電流の波形を示す図である。
【図９Ｄ】図８での第２のトランジスタについてのコレクタ電流の波形を示す図である。
【図１０Ａ】図８の構成でのトランジスタのエミッタ電圧の波形を示す図である。
【図１０Ｂ】図８でのトランジスタのベース電圧の波形を示す図である。
【図１０Ｃ】図８での構成の抽出された出力電圧の波形を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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