(57)【要約】  移動通信システムは、受信信号の逆拡散信号を受信し、任意の時点で、第１の方式を使用して第１のエラー値を決定し、任意の時点で、第１の方式とは異なる第２の方式を使用して第２のエラー値を決定し、第１のエラー値と第２のエラー値との間の差に従う第１の方式適用加重値及び第１のエラー値と第２のエラー値との間の差に従う第２の方式適用加重値を決定し、第１の方式適用加重値が適用された第１の方式と第２の方式適用加重値が適用された第２の方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成し、逆拡散受信信号と、第３のエラー値と、出力信号とを使用する受信ビーム加重値を決定する。
2007521720.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の受信アンテナのアレイを使用して、複数の受信アンテナを介して受信された受信信号から受信ビームを生成するための受信ビーム加重値を生成する方法であって、
前記受信信号を逆拡散するステップと、
任意の時点で、第１の方式を使用して第１のエラー値を決定し、前記任意の時点で、前記第１の方式とは異なる第２の方式を使用して第２のエラー値を決定するステップと、
前記第１のエラー値と前記第２のエラー値との間の差に従う第１の方式適用加重値及び前記第１のエラー値と前記第２のエラー値との間の差に従う第２の方式適用加重値を決定するステップと、
前記第１の方式適用加重値が適用された第１の方式と前記第２の方式適用加重値が適用された第２の方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成するステップと、
前記逆拡散受信信号と、前記第３のエラー値と、前記受信ビームを前記逆拡散信号に適用することによって生成された出力信号とを使用して、前記受信ビームを生成するために使用される前記受信ビーム加重値を決定するステップと
を具備することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記第１の方式適用加重値及び前記第２の方式適用加重値は、シグモイド関数を使用して決定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記第１の方式は、常数係数（ＣＭ）方式であり、前記第２の方式は、判定指向（ＤＤ）方式であることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記第２の方式適用加重値は、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値を超過する場合に、前記第１の方式適用加重値を超過する値として決定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記第１の方式適用加重値は、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値以下である場合に、前記第２の方式適用加重値を超過する値として決定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記第１のエラー値及び前記第２のエラー値のそれぞれは、所望の受信信号と前記出力信号との間の差を示す値であることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記第１のエラー値及び前記第２のエラー値のそれぞれは、平均自乗エラー（ＭＳＥ）値であることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
複数の受信アンテナのアレイを使用して、複数の受信アンテナを介して受信された受信信号から受信ビームを生成するための受信ビーム加重値を生成する装置であって、
前記受信信号を逆拡散する逆拡散器と、
任意の時点で、第１の方式を使用して第１のエラー値を決定し、前記任意の時点で、前記第１の方式とは異なる第２の方式を使用して第２のエラー値を決定し、前記第１のエラー値と前記第２のエラー値との間の差に従う第１の方式適用加重値及び前記第１のエラー値と前記第２のエラー値との間の差に従う第２の方式適用加重値を決定し、前記第１の方式適用加重値が適用された第１の方式と前記第２の方式適用加重値が適用された第２の方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成するエラー値組合せ器と、
前記逆拡散受信信号と、前記第３のエラー値と、前記受信ビームを前記逆拡散信号に適用することによって生成された出力信号とを使用して、前記受信ビームを生成するために使用される前記受信ビーム加重値を決定する加重値計算器と
を具備することを特徴とする装置。
【請求項９】
前記エラー値組合せ器は、前記第１の方式適用加重値及び前記第２の方式適用加重値をシグモイド関数を使用して決定することを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１０】
前記第１の方式は、常数係数（ＣＭ）方式であり、前記第２の方式は、判定指向（ＤＤ）方式であることを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１１】
前記エラー値組合せ器は、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値を超過する場合に、前記第２の方式適用加重値が前記第１の方式適用加重値を超過する値として決定することを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１２】
前記エラー値組合せ器は、前記第１のエラー値が前記第２のエラー値以下である場合に、前記第１の方式適用加重値が前記第２の方式適用加重値を超過する値として決定することを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１３】
前記第１のエラー値及び前記第２のエラー値のそれぞれは、所望の受信信号と前記出力信号との間の差を示す値であることを特徴とする請求項８記載の装置。
【請求項１４】
前記第１のエラー値及び前記第２のエラー値のそれぞれは、平均自乗エラー（ＭＳＥ）値であることを特徴とする請求項１３記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおいて、データを受信する装置及び方法に関し、特に、適応受信ビーム加重値生成方式を使用してデータを受信する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
次世代移動通信システムは、バーストパケットデータ（packet data）を複数の移動局へ送信するパケットサービス通信システム（packet service communication system）に発展していっている。上記パケットサービス通信システムは、大容量のデータの送信に適合するように設計されている。このようなパケットサービス通信システムは、高速のパケットサービスのために発展している。このような点に関して、非同期通信方式の標準団体である３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）は、上記高速のパケットサービスを提供するために、高速下りリンクパケット接続（High Speed Downlink Packet Access：以下、“ＨＳＤＰＡ”と称する）方式を提案し、同期通信方式の標準団体である３ＧＰＰ２（3rd Generation Partnership Project 2）は、上記高速のパケットサービスを提供するために、１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ（1x Evolution Data Only/Voice）方式を提案する。上記ＨＳＤＰＡ方式及び１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ方式のすべては、ウェブ（web）／インターネットサービスの円滑な送信のために、高速パケットサービスの提供を提案しており、上記高速パケットサービスを提供するためには、平均送信量（Average Throughput）及び最大送信量（Peak Throughput）を最適化して、音声サービスデータのようなサーキット（circuit）データだけではなく、パケットデータの送信を円滑にする。
【０００３】
特に、上記ＨＳＤＰＡ方式を使用する通信システム（以下、“ＨＳＤＰＡ通信システム”と称する）は、高速のパケットデータの送信を支援するために、下記３種類の方式、すなわち、適応変調及び符号化（Adaptive Modulation and Coding：以下、“ＡＭＣ”と称する）方式、ハイブリッド自動再送要求（Hybrid Automatic Retransmission Request：以下、“ＨＡＲＱ”と称する）方式、及び高速のセル選択（Fast Cell Select：以下、“ＦＣＳ”と称する）方式を新たに導入した。上記ＨＳＤＰＡ通信システムは、上記ＡＭＣ方式、ＨＡＲＱ方式、及びＦＣＳ方式を使用して、データ送信率を増加させている。
【０００４】
データ送信率を高めるための他の通信システムとしては、上記１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ方式を使用する通信システム（以下、“１ｘ ＥＶ−ＤＯ／Ｖ通信システム”と称する）が存在し、上記１ｘＥＶ−ＤＯ／Ｖ通信システムもシステム性能を保証するためにデータ送信率を増加させる。上記ＡＭＣ方式、ＨＡＲＱ方式、及びＦＣＳ方式のような新たな方式だけではなく、割り当てられた帯域幅（band width）の限界を克服するための、すなわち、データ送信率を増加させるための他の方式としては、多重アンテナ（multiple antenna）方式が存在する。上記多重アンテナ方式は、空間軸（space domain）を活用するので、周波数軸での帯域幅資源の限界を克服することができる。
【０００５】
ここで、上記多重アンテナ方式について説明する。まず、移動通信システムは、１つの基地局（base station：ＢＳ）を介して複数の移動局が通信する形態から構成される。上記基地局が上記複数の移動局に高速のデータを送信する場合に、無線チャンネル上の特性によって、フェージング（fading）現象が発生する。このようなフェージング現象を克服するために、上記多重アンテナ方式の一種である送信アンテナダイバーシティ（transmit antenna diversity）方式が提案された。ここで、上記送信アンテナダイバーシティ方式とは、少なくとも２個以上の送信アンテナ、すなわち、多重アンテナを用いて信号を送信することによって、フェージング現象による送信データの損失を最小にして、データ送信率を高める方式を意味する。以下、上記送信アンテナダイバーシティ方式について説明する。
【０００６】
一般に、移動通信システムに存在する無線チャンネル環境は、有線チャンネル環境とは異なって、多重経路干渉（multipath interference）、シャドーイング（shadowing）、電波減衰、時変雑音、及び干渉などのような多くの要因により実際の送信信号から歪曲された信号を受信する。ここで、上記多重経路干渉によるフェージングは、反射体やユーザ、すなわち、移動局の移動性に密接な関連を有し、実際の送信信号と干渉信号とが混在した形態で受信される。従って、上記受信信号は、実際の伝送の間に非常な歪曲を受けた形態になって、全体の移動通信システムの性能を低下させる要因として作用する。結果的に、上記フェージング現象は、受信信号の大きさ（amplitude）及び位相（phase）を歪曲させることができ、無線チャンネル環境で、高速のデータ通信を抑制する主な原因であり、上記フェージング現象を解決するための多くの研究が進められている。結果的に、データを高速で送信するためには、移動通信システムは、フェージング現象のような移動通信チャンネルの特性による損失、及び個別ユーザの干渉を最小にしなければならない。一方、フェージング現象による不安定な通信を防止するための方式としてダイバーシティ方式を使用し、このようなダイバーシティ方式のうちの１つである空間ダイバーシティ（space diversity）方式を実現するために、多重アンテナを使用する。
【０００７】
そして、上記フェージング現象を効率的に解決するための方式として送信アンテナダイバーシティ方式が幅広く使用されている。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、無線チャンネル環境で、独立したフェージング現象を受けた複数の送信信号を受信して、フェージング現象による歪曲に対処する。上記送信アンテナダイバーシティ方式は、時間ダイバーシティ（time diversity）方式、周波数ダイバーシティ（frequency diversity）方式、多重経路ダイバーシティ（multipath diversity）方式、及び空間ダイバーシティ（space diversity）方式に区分される。すなわち、移動通信システムは、高速のデータ通信を遂行するために、通信性能に非常な影響を及ぼす上記フェージング現象を良く克服しなければならない。このようなフェージング現象を克服しなければならない理由は、上記フェージング現象が、受信信号の振幅（amplitude）を数ｄＢから数十ｄＢまで減少させるためである。
【０００８】
上記フェージング現象を克服するために、上記ダイバーシティ方式が使用される。例えば、符号分割多重接続（Code Division Multiple Access：以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式は、チャンネルの遅延分散（delay spread）を用いて、ダイバーシティ性能を得ることができるレイク（Rake）受信器を採択している。ここで、上記レイク受信器は、多重経路信号を受信する一種の受信ダイバーシティ方式である。しかしながら、上記レイク受信器で使用された受信ダイバーシティ方式は、チャンネルの遅延分散が比較的小さい場合には、目的のダイバーシティ利得を有することができない、という短所を有する。
【０００９】
上記時間ダイバーシティ方式は、インターリービング（interleaving）及びコーディング（coding）のような方法を用いて、無線チャンネル環境から発生するバーストエラー（burst error）に効率的に対応し、一般的に、ドップラー拡散（doppler spread）チャンネルで使用される。しかしながら、上記時間ダイバーシティ方式は、低速ドップラー拡散チャンネルでは、そのダイバーシティ効果を有することが難しい、という問題点がある。
【００１０】
一方、上記空間ダイバーシティ方式は、一般的に、チャンネルの遅延分散が比較的小さいチャンネル、例えば、室内チャンネル及び低速のドップラー拡散チャンネルである歩行者チャンネルのような遅延分散が比較的小さいチャンネルで使用される。上記空間ダイバーシティ方式は、少なくとも２つのアンテナを使用して、ダイバーシティ利得を取得する方式であって、１つのアンテナを介して送信された信号がフェージング現象により減衰された場合に、残りのアンテナを介して送信された信号を受信してダイバーシティ利得を取得する方式である。ここで、上記空間ダイバーシティ方式は、複数の受信アンテナを使用する受信アンテナダイバーシティ方式と複数の送信アンテナを使用する送信アンテナダイバーシティ方式とに分類される。
【００１１】
まず、上記受信アンテナダイバーシティ方式のうちの１つの方式である受信適応アンテナアレイ（Receive-Adaptive Antenna Array：以下、“Ｒｘ−ＡＡＡ”と称する）方式について説明する。
【００１２】
上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式は、複数の受信アンテナから構成されたアンテナアレイを介して受信された受信信号の信号ベクトル（vector）に、適正加重値（weight）ベクトルの内積（scalar product）を計算することによって、受信器が望む方向に受信された信号は、その受信信号の大きさを最大化し、受信器が望まない方向に受信された信号は、その受信信号の大きさを最小化する方式である。ここで、上記受信ビーム加重値とは、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式を適用するにあたり、上記受信器が生成した受信ビームを生成するための加重値を示す。結果的に、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式は、目的の受信信号のみを最大の大きさで増幅することによって、高品質の通話を維持すると同時に、システム全体の容量の増大及びサービス半径の増大を有する、という長所がある。
【００１３】
上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式が周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：以下、“ＦＤＭＡ”と称する）方式と、時間分割多重接続（Time Division Multiple Access：以下、“ＴＤＭＡ”と称する）方式と、ＣＤＭＡ方式とを使用する移動通信システムにすべて適用可能であるが、以下、説明の便宜上、上記ＣＤＭＡ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＣＤＭＡ移動通信システム”と称する）を例に挙げて、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式について説明する。
【００１４】
図１は、従来のＣＤＭＡ移動通信システムにおける基地局受信器の構成を示すブロック図である。
【００１５】
図１を参照すると、上記基地局受信器は、第１の受信アンテナ１１１と、第２の受信アンテナ１２１と、．．．、第Ｎの受信アンテナ１３１とのＮ個の受信アンテナ（Ｒｘ＿ＡＮＴ）と、上記受信アンテナのそれぞれに対応するＮ個の無線周波数（Radio Frequency：以下、“ＲＦ”と称する）処理器（processor）、すなわち、第１のＲＦ処理器１１２と、第２のＲＦ処理器１２２と、．．．、第ＮのＲＦ処理器１３２とのＮ個のＲＦ処理器と、上記ＲＦ処理器のそれぞれに対応するＮ個の多重経路探索器（multipath searcher）、すなわち、第１の多重経路探索器１１３と、第２の多重経路探索器１２３と、．．．、第Ｎの多重経路探索器１３３とのＮ個の多重経路探索器と、上記多重経路探索器のそれぞれで探索したＬ個の多重経路信号を処理するためのＬ個のフィンガー（finger）、すなわち、第１のフィンガー１４０−１と、第２のフィンガー１４０−２と、．．．、第Ｌのフィンガー１４０−ＬとのＬ個のフィンガーと、上記Ｌ個のフィンガーのそれぞれから出力された多重経路信号を結合する多重経路結合器（multipath combiner）１５０と、デインターリーバー（de-interleaver）１６０と、デコーダ（decoder）１７０とから構成される。
【００１６】
まず、複数の移動局（ＭＳ：Mobile Station）のそれぞれの送信器が送信した信号は、多重経路フェージング無線チャンネル（fading radio channel）を介して、上記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれで受信される。第１の受信アンテナ１１１は、上記受信された信号を第１のＲＦ処理器１１２へ出力する。ここで、上記ＲＦ処理器のそれぞれは、増幅器（amplifier）と、周波数変換器（frequency converter）と、フィルター（filter）と、アナログ／デジタル変換器（analog to digital converter）とから構成されて、ＲＦ信号を処理する。第１のＲＦ処理器１１２は、第１の受信アンテナ１１１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域（baseband）デジタル信号に変換した後に、第１の多重経路探索器１１３へ出力する。第１の多重経路探索器１１３は、第１のＲＦ処理器１１２から出力された信号からＬ個の多重経路成分に分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。
【００１７】
第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれは、Ｌ個の多重経路のそれぞれに一対一にマッピングされ、Ｌ個の多重経路信号成分を処理する。ここで、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された信号のそれぞれに対してＬ個の多重経路を考慮するので、Ｎ×Ｌ個の信号に対して信号処理を遂行しなければならないし、上記Ｎ×Ｌ個の信号のうち、同一の経路の信号が同一のフィンガーへ出力される。
【００１８】
また、第２の受信アンテナ１２１は、上記受信された信号を第２のＲＦ処理器１２２へ出力する。第２のＲＦ処理器１２２は、第２の受信アンテナ１２１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域デジタル信号に変換した後に、第２の多重経路探索器１２３へ出力する。第２の多重経路探索器１２３は、第２のＲＦ処理器１２２から出力された信号からＬ個の多重経路成分を分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分のそれぞれを第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。
【００１９】
同一の方式にて、第Ｎの受信アンテナ１３１は、上記受信された信号を第ＮのＲＦ処理器１３２へ出力する。第ＮのＲＦ処理器１３２は、第Ｎの受信アンテナ１３１から出力された信号をＲＦ処理して、基底帯域デジタル信号に変換した後に、第Ｎの多重経路探索器１３３へ出力する。第Ｎの多重経路探索器１３３は、第ＮのＲＦ処理器１３２から出力された信号からＬ個の多重経路成分を分離し、上記分離されたＬ個の多重経路成分を第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれへ出力する。
【００２０】
このようにして、上記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して受信された信号のＬ個の多重経路信号のうち、同一の多重経路信号は、同一のフィンガーに入力される。例えば、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１からの第１の多重経路信号は、第１のフィンガー１４０−１に入力される。このような方式にて、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１の第Ｌの多重経路信号は、第Ｌのフィンガー１４０−Ｌに入力される。一方、第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌのそれぞれは、実際入出力される信号が相互に異なるだけで、その構成及び動作が同一である。従って、説明の便宜上、第１のフィンガー１４０−１の動作についてのみ説明する。
【００２１】
第１のフィンガー１４０−１は、上記Ｎ個の多重経路探索器のそれぞれに対応するＮ個の逆拡散器、すなわち、第１の逆拡散器１４１と、第２の逆拡散器１４２と、．．．、第Ｎの逆拡散器１４３とのＮ個の逆拡散器と、上記Ｎ個の逆拡散器のそれぞれから受信された信号を使用して、受信ビーム（beam）を生成するための加重値ベクトルを計算する信号処理器１４４と、信号処理器１４４で計算した加重値ベクトルを使用して受信ビームを生成するための受信ビーム生成器１４５とから構成される。
【００２２】
まず、第１の多重経路探索器１１３から出力された第１の多重経路信号は、第１の逆拡散器１４１へ入力される。第１の逆拡散器１４１は、第１の多重経路探索器１１３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている拡散コード（spreading code）をもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。ここで、上記逆拡散過程を“時間プロセシング（temporal processing）”と称する。また、第２の多重経路探索器１２３から出力された第１の多重経路信号は、第２の逆拡散器１４２へ入力される。第２の逆拡散器１４２は、第２の多重経路探索器１２３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。このような方式にて、第Ｎの多重経路探索器１３３から出力された第１の多重経路信号は、第Ｎの逆拡散器１４３へ入力される。第Ｎの逆拡散器１４３は、第Ｎの多重経路探索器１３３から出力された第１の多重経路信号を、あらかじめ設定されている拡散コードをもって逆拡散して、信号処理器１４４及び受信ビーム生成器１４５へ出力する。
【００２３】
信号処理器１４４は、第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３から出力された信号を受信して、受信ビームの生成のための加重値集合Ｗｋを計算する。ここで、第１の多重経路探索器１１３乃至第Ｎの多重経路探索器１３３のそれぞれから出力された第１の多重経路信号の集合を“Ｘｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号集合Ｘｋは、ｋ番目の時点で第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号の集合を示し、第１の多重経路信号集合Ｘｋを構成する第１の多重経路信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。そして、上記加重値集合Ｗｋは、ｋ番目の時点で、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれに適用される加重値集合を示し、上記加重値集合Ｗｋを構成する受信ビーム加重値のそれぞれは、すべてベクトル信号である。
【００２４】
そして、第１の多重経路信号集合Ｘｋ内のすべての第１の多重経路信号が逆拡散された信号の集合を“ｙｋ”であると定義する。ここで、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙｋは、ｋ番目の時点で、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれを介して受信された第１の多重経路信号のそれぞれが逆拡散された信号の集合を示し、第１の多重経路信号の逆拡散信号集合ｙｋを構成する逆拡散信号のそれぞれは、すべてベクトル信号である。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれた（underlined）パラメータ（parameter）は、特定のエレメント（element）の集合を示す。
【００２５】
また、第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３のそれぞれは、あらかじめ設定されている逆拡散コード（de-scrambling code）で第１の多重経路信号Ｘｋを逆拡散するので、目的の受信信号の受信電力（power）が干渉信号（interference signal）の受信電力に比べてプロセス利得（process gain）だけ増幅される。ここで、上記逆拡散コードは、上記移動局の送信器のそれぞれで使用された拡散コード（spreading code）と同一である。
【００２６】
一方、上述したように、第１の多重経路信号Ｘｋの逆拡散された信号ｙｋは、信号処理器１４４へ入力される。信号処理器１４４は、第１の多重経路信号Ｘｋの逆拡散された信号ｙｋをもって、受信ビーム加重値Ｗｋを計算して、受信ビーム生成器１４５へ出力する。結果的に、信号処理器１４４は、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれから出力された総計でＮ個の第１の多重経路信号であるＸｋが逆拡散された信号ｙｋをもって、第１の受信アンテナ１１１乃至第Ｎの受信アンテナ１３１のそれぞれから出力された第１の多重経路信号Ｘｋに適用された総計でＮ個の加重値ベクトルを含む加重値Ｗｋを計算する。受信ビーム生成器１４５は、上記総計でＮ個の第１の多重経路信号Ｘｋが逆拡散された信号ｙｋ及び総計でＮ個の加重値ベクトルＷｋを受信する。そして、受信ビーム生成器１４５は、上記総計でＮ個の加重値ベクトルＷｋをもって受信ビームを生成した後に、第１の多重経路信号Ｘｋが逆拡散された信号ｙｋ及び上記受信ビームに該当する加重値Ｗｋの内積を計算して、第１のフィンガー１４０−１の出力ｚｋとして出力する。ここで、第１のフィンガー１４０−１の出力ｚｋは、式（１）のように表現される。
【００２７】
【数１】
2007521720.tif 000003
【００２８】
式（１）において、Ｈは、エルミート（Hermitian）演算子、すなわち、共役（conjugate）転置（transpose）を示す。また、上記基地局受信器のＬ個のフィンガーのそれぞれからの出力信号ｚｋの集合ｚｋが、最終的に多重経路結合器１５０へ入力される。
【００２９】
上記では、第１のフィンガー１４０−１のみを例に挙げてその動作を説明したが、第１のフィンガー１４０−１だけではなく、残りのフィンガーも第１のフィンガー１４０−１と同一の動作を遂行する。
【００３０】
従って、多重経路結合器１５０は、第１のフィンガー１４０−１乃至第Ｌのフィンガー１４０−Ｌから出力された信号を結合して、デインターリーバー１６０へ出力する。デインターリーバー１６０は、多重経路結合器１５０から出力された信号を送信器で適用したインターリービング（interleaving）方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ１７０へ出力する。デコーダ１７０は、デインターリーバー１６０から出力された信号を送信器で適用したエンコーディング（encoding）方式に相当するデコーディング（decoding）方式にてデコーディングして、最終の受信データとして出力する。
【００３１】
信号処理器１４４は、あらかじめ設定されているアルゴリズム（algorithm）により受信されることを望む移動局受信器から受信された信号の平均自乗エラー（Mean Square Error：以下、“ＭＳＥ”と称する）が最小になるように加重値ｗｋを計算する。そして、受信ビーム生成器１４５は、信号処理器１４４が生成した加重値ｗｋを使用して受信ビームを生成する。上記ＭＳＥが最小になるように受信ビームを生成する過程を“空間プロセシング（spatial processing）”と称する。従って、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式がＣＤＭＡ移動通信システムに使用される場合に、時間プロセシングと空間プロセシングとが同時に遂行される。このように、上記時間プロセシングと上記空間プロセシングとを同時に遂行する動作を“空間−時間プロセシング（spatial-temporal processing）”と称する。
【００３２】
一方、信号処理器１４４は、上述した方式にて、フィンガー別に逆拡散された多重経路信号を受信して、あらかじめ設定されているアルゴリズムに従って、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式の利得を最大化することができる受信ビーム加重値を計算する。信号処理器１４４は、上記ＭＳＥを最小化する。
【００３３】
従って、最近では、上記ＭＳＥを適応的に最小化するための受信ビーム加重値計算アルゴリズムに関する研究が活発に進められている。しかしながら、上記ＭＳＥを適応的に最小化するための受信ビーム加重値計算アルゴリズムは、主に、基準（reference）信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムであり、上記アルゴリズムは、基準信号が存在しない場合に、ブラインド（blind）方式として、常数係数（Constant Modulus：以下、“ＣＭ”と称する）方式及び判定指向（Decision-Directed：以下、“ＤＤ”と称する）方式を支援する。
【００３４】
一方、上記基準信号を基準にしてエラーを減少させるアルゴリズムは、チャンネルが急速に変化する環境、例えば、高速フェージングチャンネル（fast fading channel）のようなチャンネルが急速に変化する環境や高次変調方式、例えば、１６値直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）方式のような高次変調方式を使用する環境では、システムで望む最小のＭＳＥ値に収束することが難しいか、あるいは、特定のＭＳＥ値に収束するとしても、上記最小ＭＳＥの値が比較的大きい値に決定される。このように、上記最小のＭＳＥ値が比較的大きい値に決定される場合に、上記Ｒｘ−ＡＡＡ方式を使用することによって発生する利得が減少されるので、高速のデータ通信システムには適合しない、という問題点があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
上記背景に鑑みて、本発明の目的は、移動通信システムにおいて、適応アンテナアレイ方式を使用してデータを受信する装置及び方法を提供することにある。
【００３６】
本発明の他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおいて、適応受信ビーム加重値生成方式を使用してデータを受信する装置及び方法を提供することにある。
【００３７】
本発明の更に他の目的は、適応アンテナアレイ方式を使用する移動通信システムにおいて、最小のエラー値を有する受信ビームを生成する装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３８】
このような目的を達成するために、本発明の第１の特徴によれば、複数の受信アンテナのアレイを使用して、複数の受信アンテナを介して受信された受信信号から受信ビームを生成するための受信ビーム加重値を生成する方法は、上記受信信号を逆拡散するステップと、任意の時点で、第１の方式を使用して第１のエラー値を決定し、上記任意の時点で、上記第１の方式とは異なる第２の方式を使用して第２のエラー値を決定するステップと、上記第１のエラー値と上記第２のエラー値との間の差に従う第１の方式適用加重値及び上記第１のエラー値と上記第２のエラー値との間の差に従う第２の方式適用加重値を決定するステップと、上記第１の方式適用加重値が適用された第１の方式と上記第２の方式適用加重値が適用された第２の方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成するステップと、上記逆拡散受信信号と、上記第３のエラー値と、上記受信ビームを上記逆拡散信号に適用することによって生成された出力信号とを使用して、上記受信ビームを生成するために使用される上記受信ビーム加重値を決定するステップとを具備することを特徴とする。
【００３９】
本発明の第２の特徴によれば、複数の受信アンテナのアレイを使用して、複数の受信アンテナを介して受信された受信信号から受信ビームを生成するための受信ビーム加重値を生成する装置は、上記受信信号を逆拡散する逆拡散器と、任意の時点で、第１の方式を使用して第１のエラー値を決定し、上記任意の時点で、上記第１の方式とは異なる第２の方式を使用して第２のエラー値を決定し、上記第１のエラー値と上記第２のエラー値との間の差に従う第１の方式適用加重値及び上記第１のエラー値と上記第２のエラー値との間の差に従う第２の方式適用加重値を決定し、上記第１の方式適用加重値が適用された第１の方式と上記第２の方式適用加重値が適用された第２の方式とを組み合わせた方式を使用して、第３のエラー値を生成するエラー値組合せ器と、上記逆拡散受信信号と、上記第３のエラー値と、上記受信ビームを上記逆拡散信号に適用することによって生成された出力信号とを使用して、上記受信ビームを生成するために使用される上記受信ビーム加重値を決定する加重値計算器とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００４０】
本発明による移動通信システムは、ＣＭ方式とＤＤ方式とを組み合わせた適応受信ビーム加重値生成方式を使用して加重値を生成することによって、最小のエラー値を有する受信ビーム加重値を迅速に生成することができる。従って、正確な受信ビームを生成することが可能であり、上記正確な受信ビームの生成は、受信器が所望の信号のみを正確に受信することを可能にし、これによって、システム性能を向上させることができる、という長所を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
以下、本発明の好適な一実施例を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【００４２】
本発明を説明するに先立って、基地局（Base Station：ＢＳ）の受信器で受信された受信信号のモデル（model）を考慮する。上記基地局の受信器が複数の受信アンテナ（ＲｘＡＮＴ）を有する受信アンテナアレイ（Rx antenna array）を備え、一般的に、上記受信アンテナアレイは、そのコスト及び大きさを考慮する上記基地局の受信器にのみ実装され、移動局（ＭＳ）の受信器には実装されないと仮定する。すなわち、上記移動局の受信器は、１つの受信アンテナのみを備えると仮定する。
【００４３】
また、本発明が、周波数分割多元接続（Frequency Division Multiple Access：以下、“ＦＤＭＡ”と称する）方式と、時間分割多元接続（Time Division Multiple Access：以下、“ＴＤＭＡ”と称する）方式と、符号分割多元接続（Code Division Multiple Access：以下、“ＣＤＭＡ”と称する）方式と、直交周波数分割多元（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、“ＯＦＤＭ”と称する）方式とを使用する移動通信システムのすべてに適用されることができるとしても、説明の便宜上、上記ＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システム（以下、“ＯＦＤＭ移動通信システム”と称する）を参照して説明する。
【００４４】
まず、上記基地局がサービスするセル内の任意の移動局、すなわち、第ｍの移動局の送信器から送信された信号は、式（２）のように表現される。
【００４５】
【数２】
2007521720.tif 000004
【００４６】
式（２）において、ｓｍ（ｔ）は、第ｍの移動局の送信信号を示し、ｐｍは、第ｍの移動局の送信電力を示し、ｂｍ（ｔ）は、第ｍの移動局のユーザ情報ビットシーケンス（user information bit sequence）を示し、ｃｍ（ｔ）は、Ｔｃのチップ（chip）周期を有する第ｍの移動局のユーザ拡散コードシーケンス（user spreading code sequence）を示す。
【００４７】
一方、上記移動局送信器から送信された送信信号は、多重経路ベクトルチャンネル（multipath vector channel）を介して上記基地局の受信器で受信される。上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータ（channel parameter）は、上記ビット周期Ｔｂに比べて比較的低速で変化すると仮定する。従って、上記多重経路ベクトルチャンネルのチャンネルパラメータは、所定のビット周期の間では一定であると仮定する。すると、上記基地局の受信器で受信された第ｍの移動局の第１の多重経路に対する複素（complex）基底帯域受信信号は、式（３）のように表現される。ここで、式（３）に示す受信信号は、上記基地局受信器で受信された無線周波数（Radio Frequency：以下、“ＲＦ”と称する）信号をダウンコンバーティング（down converting）した後の基底帯域信号を示すことに留意しなければならない。
【００４８】
【数３】
2007521720.tif 000005
【００４９】
式（３）において、ｘｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路を介して受信された複素基底帯域受信信号の集合を示し、αｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用されたフェージング減衰度を示し、φｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用された位相遷移量を示し、τｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用された時間遅延量を示し、ａｍ１は、上記第ｍの移動局の第１の多重経路に適用されたアレイ応答（Array Response：ＡＲ）の集合を示す。ここで、上記基地局受信器は、複数、例えば、Ｎ個の受信アンテナを備えるので、上記第ｍの移動局が送信した信号は、Ｎ個の受信アンテナのそれぞれを介して基地局受信器で受信される。従って、第１の多重経路を介して受信された信号の数はＮであり、上記第ｍの移動局の第１の多重経路を介して受信されたＮ個の複素基底帯域受信信号は、受信信号の集合を構成する。以下、説明の便宜上、“集合”については、その用語を省略し、下線が引かれたパラメータは、特定のエレメントの集合を示す。
【００５０】
一方、現在の線形（linear）アンテナアレイを使用する場合に、上記アレイ応答ａｍ１は、式（４）のように表現される。
【００５１】
【数４】
2007521720.tif 000006
【００５２】
式（４）において、‘ｄ’は、受信アンテナ間に離隔している間隔を示し、λは、使用周波数帯域での波長を示し、Ｎは、上記受信アンテナの個数を示し、θｍ１は、第ｍの移動局の第１の多重経路に適用される到来方向（Direction Of Arrival：ＤＯＡ）を示す。
【００５３】
また、上記基地局がサービスするセル内に存在する移動局の個数がＭであり、上記Ｍ個の移動局のそれぞれに対して、Ｌ個の多重経路が存在すると仮定すると、上記基地局で受信された受信信号は、上記Ｍ個の移動局のそれぞれから送信された送信信号と加算性白色雑音（Additive White Noise：ＡＷＮ）とが加算された形態であり、これを示すと、式（５）の通りである。
【００５４】
【数５】
2007521720.tif 000007
【００５５】
式（５）において、ｎ(t)は、Ｍ個の移動局のそれぞれから送信された送信信号のそれぞれに加算された上記加算性白色雑音を示す。
【００５６】
式（５）の受信信号で上記基地局が受信することを望む信号がｘ11であると仮定する。ここで、上記ｘ11は、第１の移動局が第１の多重経路を介して送信された信号を示す。このように、上記基地局が受信することを望む信号がｘ11であると仮定したので、上記信号ｘ11を除いたすべての信号は、干渉信号及び雑音として見なされる。従って、式（５）は、式（６）のように表現されることができる。
【００５７】
【数６】
2007521720.tif 000008
【００５８】
式（６）において、i(t)は、干渉信号を示し、式（７）のように表現される。
【００５９】
【数７】
2007521720.tif 000009
【００６０】
式（７）の第１の項
【００６１】
【数８】
2007521720.tif 000010
【００６２】
は、上記基地局が受信することを望む移動局の送信信号であるが、上記基地局が受信することを望まない他の多重経路による干渉信号（Inter-Path Interference：ＩＰＩ）を示し、式（７）の第２の項
【００６３】
【数９】
2007521720.tif 000011
【００６４】
は、他の移動局による多元接続干渉（Multiple Access Interference：ＭＡＩ）を示す。
【００６５】
また、上記ｘ(t)は、上記基地局受信器の該当チャンネルカード（channel card）、すなわち、第１の移動局に割り当てられたチャンネルカード（ｍ＝１）内の該当多重経路のフィンガー（finger）、すなわち、第１のフィンガー（ｌ＝１）であらかじめ設定された逆拡散コードｃ１（ｔ−τ１１）をもって逆拡散されるが、上記逆拡散された信号ｙ(t)は、式（８）の通りである。ここで、上記逆拡散コードｃ１（ｔ−τ１１）は、移動局送信器で信号を送信する間に使用された逆拡散コードｃ１（ｔ−τ１１）と同一である。そして、上記基地局は、図１に関連して説明したような複数の受信器を備えており、上記受信器のそれぞれを“チャンネルカード”と称し、１つの移動局に対して１つのチャンネルカードを割り当てる。また、図１に関連して説明するように、上記チャンネルカードは、多重経路の数に相当する複数のフィンガーが備えられており、上記フィンガーのそれぞれは、該当多重経路信号に一対一にマッピングされる。
【００６６】
【数１０】
2007521720.tif 000012
【００６７】
式（８）において、‘ｋ’は、任意のｋ番目のサンプリング（sampling）時点を示す。
【００６８】
上記逆拡散される前の信号ｘ(t)を上記逆拡散コードｃ１（ｔ−τ１１）をもって逆拡散した後の信号ｙ(t)を生成する場合に、上記受信信号のうちから上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力は、逆拡散器の特性に従ってプロセス利得Ｇだけ増幅される。このように、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分の電力がプロセス利得Ｇだけ増幅されるとしても、上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分の電力は、まったく変化がないという事実が分かる。従って、逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列（correlation matrix）を計算することができる。
【００６９】
上記逆拡散される前の受信信号と逆拡散された後の受信信号との間の相関行列を求めるためには、上記逆拡散された後の受信信号ｙ(t)のサンプリング時点と同一の時点であるｋ番目の時点で上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングする。このように、ｋ番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングした信号は、式（９）の通りである。
【００７０】
【数１１】
2007521720.tif 000013
【００７１】
結局、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)と逆拡散された後の受信信号ｙ(t)との間の相関行列を計算するためには、上記逆拡散された後の受信信号ｙ(t)のサンプリング時点と同一の時点であるｋ番目の時点で、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)をサンプリングして、式（９）のような信号を取得し、上記逆拡散される前の受信信号ｘ(t)及び逆拡散された後の受信信号ｙ(t)は、定常的（stationary）であると仮定する。
【００７２】
すると、ここで、最小平均自乗（Least Mean Square：以下、“ＬＭＳ”と称する）方式及び最小平均自乗エラー（Minimum Mean Square Error：以下、“ＭＭＳＥ”と称する）方式について説明する。
【００７３】
一番目に、上記ＬＭＳ方式について説明する。任意の時点で、Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号、すなわち、第１の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ１乃至第Ｎの受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘＮを含む逆拡散される前の受信信号の集合をｘ＝[ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ]Ｔであると定義する。ここで、上記‘Ｔ’は、転置（transpose）演算を示す演算子である。また、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮが逆拡散された後の受信信号の集合をｙ＝[ｙ１，ｙ２，．．．，ｙＮ]Ｔ であると定義する。上記逆拡散された後の受信信号ｙは、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分ｓと上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分ｕとの和によって決定され、式（１０）のように表現される。
【００７４】
【数１２】
2007521720.tif 000014
【００７５】
そして、上記Ｎ個の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮのそれぞれに乗じられる複素受信ビーム加重値（complex reception beam weight value）の集合、すなわち、第１の受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘ１に乗じられる複素受信ビーム加重値ｗ１乃至第Ｎの受信アンテナを介して受信された複素受信信号ｘＮに乗じられる複素受信ビーム加重値ｗ１，ｗ２，．．．，ｗＮから構成された受信ビーム加重値集合をｗ＝[ｗ１，ｗ２，．．．，ｗＮ]Ｔ であると定義する。
【００７６】
すると、任意のユーザカード、すなわち、任意の移動局に割り当てられたチャンネルカード内のフィンガーからの出力信号ｚは、上記加重値ｗと逆拡散された後の受信信号ｙの内積を計算することによって得られ、式（１１）のように表現される。
【００７７】
【数１３】
2007521720.tif 000015
【００７８】
式（１１）において、‘ｉ’は、受信アンテナの個数を示す。
【００７９】
上記出力信号ｚは、式（１０）及び式（１１）を使用して、上記基地局受信器が受信することを望む信号成分ｗＨｓと上記基地局受信器が受信することを望まない信号成分ｗＨｕとに区分されることができる。一方、上記ＬＭＳ方式は、知っている基準信号及び受信信号のエラーを最小化し、特に、式（１２）のコスト関数（Cost function）Ｊ（ｗ）を最小化する。
【００８０】
【数１４】
2007521720.tif 000016
【００８１】
式（１２）において、‘Ｊ’は、コスト関数（cost function）を示し、上記コスト関数値Ｊを最小化する加重値ｗを決定しなければならない。また、式（１２）において、ｅｋは、受信信号（received signal）と所望の受信信号（desired reception signal）との差、すなわち、エラーを示し、ｄｋは、上記所望の信号を示す。非ブラインド（non-blind）方式を使用するビーム生成アルゴリズムでは、上記受信することを望む信号ｄｋとして、例えば、パイロット（pilot）信号を使用する。しかしながら、本発明は、ブラインド（blind）方式を使用するビーム生成アルゴリズムを提案し、従って、上記非ブラインド方式を使用するビーム生成アルゴリズムについては、具体的な説明を省略する。
【００８２】
一方、式（１２）において、上記コスト関数Ｊは、２次凸（convex）関数の形態を有する。従って、上記コスト関数Ｊを最小にするためには、上記コスト関数Ｊを微分して、その値が０になるようにしなければならない。上記コスト関数Ｊの微分値は、式（１３）の通りである。
【００８３】
【数１５】
2007521720.tif 000017
【００８４】
しかしながら、実際のチャンネル環境で最適の加重値ｗoptを一回の処理過程で取得することは難しく、時点ごとに逆拡散された後の受信信号ｙが入力されるので、上記最適の加重値ｗoptを適応的に、あるいは、再帰的に取得するために、式（１４）のような再帰式（recursive formula）を使用しなければならない。
【００８５】
【数１６】
2007521720.tif 000018
【００８６】
式（１４）において、‘ｋ’は、ｋ番目の時点を示し、ｗｋは、ｋ番目の時点での加重値を示し、μは、常数利得（constant gain）値を示し、ｖｋは、ｋ番目の時点での追跡ベクトルを示す。ここで、上記ｋ番目の時点での追跡ベクトルｖｋは、上記コスト関数Ｊの微分値を最小値、例えば、０に収束させるためのベクトルを示す。
【００８７】
すなわち、式（１４）は、現在の時点で使用される加重値ｗｋが与えられたとき、上記加重値ｗｋから追跡ベクトルｖｋの方向に常数利得値μだけ前進するか、あるいは、後進して生成された値を次の時点で使用される受信ビーム加重値ｗｋ＋１として更新する過程を示す。
【００８８】
本発明で提案する所望の受信信号ｄ（ｋ）を検出する方式は、“ブラインド方式”と呼ばれる。上記ブラインド方式を使用することが原因で、任意の推定値を使用して受信信号を適応的に収束させなければならず、上記受信信号の適応的な収束のために、次のような方式を使用する。
【００８９】
組合せモードブラインド方式は、所望の受信信号ｄ（ｋ）を検出するのに使用される。この場合に、エラー関数は、式（１５）のように表現されることができる。
【００９０】
【数１７】
2007521720.tif 000019
【００９１】
式（１５）において、ｅｋＣＭ，ｅｋＤＤは、上記受信信号の適応的な収束のために使用される常数係数（Constant Modulus：以下、‘ＣＭ’と称する）方式及び判定指向（Decision Directed：以下、‘ＤＤ’と称する。）を使用したエラー値であり、上記ｅｋＣＭ，ｅｋＤＤについて説明する。
【００９２】
本発明では、式（１５）を参照すると、上記受信信号の適応的な収束のための動作全般にわたって、上記ＣＭ方式と上記ＤＤ方式との組合せを適用することによって、上記ｅｋＣＭ，ｅｋＤＤ値を検出することが分かる。すなわち、上記ｅｋＤＤ値が増加すると、
【００９３】
【数１８】
2007521720.tif 000020
【００９４】
値も増加する。結果的に、全体のエラー値で、上記ＤＤ方式の影響が増加することが分かる。
【００９５】
また、式（１５）において、ｇ（ｘ）は、Ｓ字状関数（シグモイド関数）であるので、上記ＣＭ方式の影響が大きい領域では、上記ＤＤ方式の影響が小さくなる。これとは反対に、上記ＤＤ方式の影響が大きい領域では、上記ＣＭ方式の影響が小さくなる。
【００９６】
式（１５）において、上記エラー値ｅｋは、上記ＣＭ方式を使用して計算した上記受信信号のエラー値ｅｋＣＭをαｋだけ加重し、上記ＤＤ方式を使用して計算したエラー値ｅｋＤＤをβｋだけ加重して組み合わせたエラー値である。ここで、上記加重値αｋは、上記ＣＭ方式に適用された加重値であって、‘ＣＭ方式適用加重値’と称し、上記加重値βｋは、上記ＤＤ方式に適用された加重値であって、‘ＤＤ方式適用加重値’と称する。従って、上記エラー値ｅｋは、上記受信信号のエラー値が収束したか否かに従って、上記加重値αｋ及びβｋを適応的に設定することによって検出されたエラー値である。
【００９７】
また、上記シグモイド関数ｇ（ｘ）の特性を図２を参照して説明する。
【００９８】
図２は、本発明の実施例で使用されたシグモイド関数の特性を示すグラフである。図２を参照すると、上記シグモイド関数の特性は、‘ａ’値に従って変わる。すなわち、上記‘ａ’値が増加すると、上記シグモイド関数の形態は、‘Ｓ’字状に近くなる。上記‘ａ’値が１である（ａ＝１）場合に、上記シグモイド関数の形態は、‘直線（straight line）’状に近くなる。すなわち、上記ＣＭ方式適用加重値αｋが増加すると、上記ＤＤ方式適用加重値βｋは小さくなる。しかしながら、上記ＣＭ方式適用加重値αｋが減少されると、上記ＤＤ方式適用加重値βｋは大きくなる。
【００９９】
すなわち、上記ＣＭ方式を使用して計算された上記エラー値ｅｋＣＭが上記ＤＤ方式を使用して計算された上記エラー値ｅｋＤＤを超過すると、上記エラー値ｅｋは、加重されたＣＭ方式と、上記加重されたＣＭ方式に比べてさらに加重された上記ＤＤ方式とを組み合わせることによって計算される。
【０１００】
ここで、上記加重されたＣＭ方式は、上記ＣＭ方式に上記ＣＭ方式適用加重値αｋを適用するのに使用される。これと同様に、上記加重されたＤＤ方式は、上記ＤＤ方式に上記ＤＤ方式適用加重値βｋを適用するのに使用される。また、“上記加重されたＣＭ方式に比べてさらに加重されたＤＤ方式”とは、上記ＣＭ方式適用加重値αｋよりも大きい値を有するＤＤ方式適用加重値βｋが適用された方式を意味する。これと同様に、“上記加重されたＤＤ方式に比べてさらに加重されたＣＭ方式”とは、上記ＤＤ方式適用加重値βｋよりも大きい値を有するＣＭ方式適用加重値αｋが適用された方式を意味する。
【０１０１】
また、上記ＣＭ方式を使用して計算された上記エラー値ｅｋＣＭが上記ＤＤ方式を使用して計算されたエラー値ｅｋＤＤ以下である場合に、上記エラー値ｅｋは、上記加重されたＤＤ方式と、上記加重されたＤＤ方式に比べてさらに加重されたＣＭ方式とを組み合わせることによって計算される。
【０１０２】
上記受信信号の適応的な収束のために使用されたＣＭ方式は、一般的に、ブラインド等化器（equalizer）に使用されており、また、ビーム生成アルゴリズムにも使用されている。ゴダール（Godard）が提案した上記ＣＭ方式を使用する場合に、上記コスト関数Ｊは、式（１６）のように表現される。
【０１０３】
【数１９】
2007521720.tif 000021
【０１０４】
式（１６）において、‘ｐ’は、任意の正の整数を示し、Ｒｐは、ゴダール係数を示す。ここで、上記ゴダール係数Ｒｐは、式（１７）のように表現される。
【０１０５】
【数２０】
2007521720.tif 000022
【０１０６】
一方、現在のＯＦＤＭ移動通信システムは、一般的に、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式以上の比較的高次変調方式を使用するので、上記コスト関数Ｊは、式（１８）に示すように、実数部と虚数部とに分離される。ここで、上記コスト関数Ｊを実数部と虚数部とに分離して計算する理由は、高次変調方式にて送受信される信号が実数部び虚数部を有するためである。
【０１０７】
【数２１】
2007521720.tif 000023
【０１０８】
本発明では、ＬＭＳ方式及びＭＭＳＥ方式を使用し、ｐ＝２であると仮定する。従って、“ｄ（ｋ）＝Ｒ２，Ｒ+ｊＲ２，Ｉ”で決定される。また、初期時点、すなわち、ｋ＝０である時点でのコスト関数値Ｊは、０（J＝０）であると仮定する。
【０１０９】
図５は、ＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＣＭ方式を示す図である。図５を参照すると、ｐ＝２、“ｄ（ｋ）＝Ｒ２，Ｒ＋ｊＲ２，Ｉ”、及びJ＝０（ただ、ｋ＝０）である場合のＣＭ方式を適用する場合を示す。すなわち、式（１８）によってＲ２値が決定されると、座標面で円が生成される。すると、受信された信号は、原点からの延長線が円と接触する点であると判断される。図５において、受信されたｚｋは、円として投影される。
【０１１０】
いままで、収束ステップについて説明した。次いで、上記ｄ（ｋ）を取得するための安定化ステップについて説明する。
【０１１１】
ＭＳＥが上記収束ステップを介してあらかじめ決定された値に収束すると、上記収束ステップから式（１９）の計算が遂行される安定化ステップへ移行される。上記ＭＳＥがあらかじめ決定された値に収束するにつれて、上記収束ステップから上記安定化ステップへ変化する過程について説明する。
【０１１２】
【数２２】
2007521720.tif 000024
【０１１３】
上記収束ステップと同様に、上記安定化ステップでも、実数部と虚数部を分離して計算しなければならない。式（１９）において、Ｐｒは、判定指向（ＤＤ）方式によって上記受信することを望む信号ｄ（ｋ）と最も近似した信号として投影されることを意味する。ここで、上記ＤＤ方式は、上記ｄ（ｋ）を受信信号と最も近似した判定値として反映する方式を意味する。ここで、図６を参照して上記ＤＤ方式について説明する。
【０１１４】
図６は、ＢＰＳＫ方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＤＤ方式を概略的に示す図である。
【０１１５】
図６を参照すると、まず、上記ＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式を使用することを仮定したので、受信信号がＩ−Ｑ平面（domain）で（１．２，−０．２）である場合に、上記受信することを望む信号ｄ（ｋ）は、＋１と−１との距離を計算した後に最も近似した判定値である１として投影される。
【０１１６】
図３は、本発明の実施例による基地局受信器の構成を示すブロック図である。図３を説明するにあたっては、本発明の第１実施例による基地局受信器は、図１と関連して説明した基地局受信器の構成と同一である。ただ、信号処理器は、受信ビーム加重値を決定する方式のみが相互に異なることに留意しなければならない。また、説明の便宜上、図３を参照して、上記基地局受信器の構成のうち、本発明と直接的に関連した構成のみを説明する。また、本発明の第１の実施例は、ＬＭＳ方式を使用する場合に該当する。
【０１１７】
図３を参照すると、まず、任意の時点ｋでの受信信号ｘｋが受信されると、逆拡散器３１０は、あらかじめ設定されている逆拡散コードを使用して受信信号ｘｋを逆拡散し、上記逆拡散された受信信号ｙｋを信号処理器３３０及び受信ビーム生成器３２０へ出力する。信号処理器３３０は、加重値計算器３３１と、メモリ３３３と、エラー値組合せ器３３５とから構成される。説明の便宜上、図３は、図１の基地局受信器の第１のフィンガー１４０−１のみを参照して説明される。従って、図３の逆拡散器３１０は、第１のフィンガー１４０−１における第１の逆拡散器１４１乃至第Ｎの逆拡散器１４３のＮ個の逆拡散器と実質的に同一の動作を遂行する。
【０１１８】
エラー値組合せ器３３５は、上記逆拡散された受信信号ｙｋを入力して、ＣＭ方式及びＤＤ方式を使用してエラー値ｅｋを組み合わせる。信号処理器３３０の加重値計算器３３１は、上記組み合わせられたエラー値ｅｋと、上記逆拡散された受信信号ｙｋと、あらかじめ設定されている定数利得値μと、初期受信ビーム加重値ｗ０とを受信して受信ビーム加重値ｗｋを計算し、上記受信ビーム加重値ｗｋをメモリ３３３へ出力する。ここで、メモリ３３３は、加重値計算器３３１で計算した受信ビーム加重値ｗｋをバッファリング（ｂｕｆｆｅｒｉｎｇ）し、加重値計算器３３１は、上記受信ビーム加重値ｗｋを更新する際、メモリ３０５に貯蔵されている受信ビーム加重値ｗｋを用いる。すなわち、任意の時点ｋで計算したｗｋを使用して、次の時点ｋ＋１での受信ビーム加重値ｗｋ＋１を更新する。
【０１１９】
図４は、本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。
【０１２０】
図４を参照すると、基地局受信器は、ステップ４１１で、初期受信ビーム加重値ｗ０と、常数利得値μとを設定する。ステップ４１３で、上記基地局受信器は、通信が終了されたか否かを検査する。上記検査の結果、通信が終了された場合には、上記基地局受信器は、現在までの手順を終了する。
【０１２１】
ステップ４１３で、検査の結果、通信が終了されない場合に、上記基地局受信器は、ステップ４１５へ進行する。ステップ４１５で、上記基地局受信器は、上記受信信号ｘｋに対する逆拡散された信号ｙｋを受信した後に、ステップ４１７へ進行する。ステップ４１７で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号ｙｋ及び受信ビーム加重値ｗｋを使用して、上記基地局受信器の各フィンガーから出力された信号ｚｋの集合ｚｋを計算した後に（ｚｋ＝ｗｋＨｙｋ）、ステップ４１９へ進行する。ここで、上記ｚｋは、上記受信ビーム加重値ｗｋを使用して生成された受信ビームを使用することにより生成されたフィンガー出力信号の集合を示す。
【０１２２】
ステップ４１９で、上記基地局受信器は、上記受信信号ｘｋと所望の受信信号ｄｋ（ｅｋ＝αｋ・ｅｋＣＭ＋βｋ・ｅｋＤＤ）とのエラーを減少させるためのエラー値ｅｋを計算する。ステップ４２１で、上記基地局受信器は、上記逆拡散された信号ｙｋ及びエラー関数ｅｋ（∇Ｊ（ｗｋ）＝−２ｅ＊ｋｙｋ）を使用して、コスト関数の微分値を計算する。ステップ４２３で、上記基地局受信器は、受信ビーム係数、すなわち、受信ビーム加重値（ｗｋ＝ｗｋ−１−μｙｋｅ＊ｋ）を計算する。
【０１２３】
ステップ４２５で、上記基地局受信器は、上記計算された受信ビーム加重値ｗｋをそのまま維持する。ステップ４２７で、上記基地局受信器は、あらかじめ設定されている単位時間だけ遅延した後に、ステップ４２９へ進行する。ここで、上記あらかじめ設定されている単位時間だけ遅延する理由は、状態遷移遅延時間を考慮するためである。ステップ４２９で、上記基地局受信器は、上記ｋ値を１増加させ、すなわち、現在の時点ｋから次の時点ｋ＋１へ遷移した後に、ステップ４１３へ戻る。
【０１２４】
図７は、一般的な受信ビーム加重値の生成方式及び本発明の実施例による受信ビーム加重値の生成方式を使用した場合の特性曲線を示すグラフである。
【０１２５】
図７を参照すると、本発明による受信ビーム加重値生成方式を使用した場合の反復回数（number of iteration）（ｘ軸）に従うＭＳＥ値（ｙ軸）が従来の受信ビーム加重値生成方式、例えば、ＣＭ方式を使用した場合の反復回数に従うＭＳＥ値に比べて、さらに小さい値に収束することが分かる。上記ＭＳＥ値がさらに小さい値に収束するということは、それほど受信ビームを正確に生成することができることを意味し、従って、受信することを望む信号のみを正確に受信することができる。
【０１２６】
次いで、図８を参照して、受信アンテナ、例えば、スマートアンテナ（smart antenna）を使用する場合に、受信アンテナの個数に従って、本発明の適応ビーム加重値生成方式の特性をシミュレーションした結果について説明する。
【０１２７】
図８は、本発明の実施例による受信ビーム加重値の生成方式を使用する場合の基地局受信器の受信アンテナの個数に従う特性曲線を示すグラフである。
【０１２８】
図８を参照すると、６つの受信アンテナを有する基地局受信器と１０個の受信アンテナを有する基地局受信器とに対する放射パターンが示されている。例えば、任意の基地局が５７°に位置していると仮定すると、上記６つの受信アンテナを有する基地局受信器に比べて、１０個の受信アンテナを有する基地局受信器が約０．２の正規化されたアンテナ利得（antenna gain）を有することが分かり、また、受信ビームをさらに正確に生成することができる。結果的に、ＯＦＤＭ移動通信システムの容量という観点では、上記受信アンテナの個数が増加するほど、受信信号の大きさを増幅させることができ、従って、正確な通信サービスを可能にし、システム容量を増加させることができる。
【０１２９】
図９は、本発明の実施例によるＯＦＤＭ移動通信システムの構成を示すブロック図である。
【０１３０】
図９を参照すると、まず、上記ＯＦＤＭ通信システムは、送信器、すなわち、移動局送信器９００と、受信器、すなわち、基地局受信器９５０とから構成される。
【０１３１】
一番目に、移動局送信器９００について説明する。移動局送信器９００は、シンボルマッピング器（symbol mapper）９１１と、直列／並列変換器（serial to parallel converter）９１３と、パイロットパターン挿入器（pilot pattern inserter）９１５と、ＩＦＦＴ器９１７と、並列／直列変換器（parallel to serial converter）９１９と、保護区間挿入器（guard interval inserter）９２１と、デジタル／アナログ変換器（digital to analog converter）９２３と、無線周波数（ＲＦ）処理器（processor）９２５とから構成される。
【０１３２】
まず、送信される情報データビット（information data bits）が発生すると、上記情報データビットは、シンボルマッピング器９１１へ入力される。シンボルマッピング器９１１は、シンボルマッピングのための所定の変調方式にて、上記入力された情報データビットを変調して、上記シンボルマッピングされたデータビットを直列／並列変換器９１３へ出力する。ここで、上記変調方式としては、ＱＰＳＫ方式、あるいは、１６ＱＡＭ方式が使用されることができる。直列／並列変換器９１３は、シンボルマッピング器９１１から出力された直列変調シンボルを並列変換した後に、パイロットパターン挿入器９１５へ出力する。パイロットパターン挿入器９１５は、直列／並列変換器９１３から出力された並列変換された変調シンボルにパイロットパターンを挿入した後に、ＩＦＦＴ器９１７へ出力する。
【０１３３】
ＩＦＦＴ器９１７は、パイロットパターン挿入器９１５から出力された信号に対するＮ−ポイント（n-point）ＩＦＦＴを遂行した後に、並列／直列変換器９１９へ出力する。並列／直列変換器９１９は、ＩＦＦＴ器９１７から出力された信号を直列変換した後に、保護区間挿入器９２１へ出力する。保護区間挿入器９２１は、並列／直列変換器９１９から出力された信号を受信して保護区間信号を挿入した後に、デジタル／アナログ変換器９２３へ出力する。ここで、上記保護区間は、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信された以前のＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信された現在のＯＦＤＭシンボルとの間の干渉（interference）を除去するために挿入される。また、上記保護区間は、時間領域でのＯＦＤＭシンボルの所定数の最後のサンプル（sample）をコピーして、有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix）”方式又は時間領域でのＯＦＤＭシンボルの所定数の最初のサンプルをコピーして、有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックポストフィックス（Cyclic Postfix）”方式のうちのいずれか１つの方式にて挿入される。
【０１３４】
デジタル／アナログ変換器９２３は、保護区間挿入器９２１から出力された信号をアナログ変換した後に、ＲＦ処理器９２５へ出力する。ここで、フィルターとフロントエンドユニット（front end unit）とを含むＲＦ処理器９２５は、エアー（air）上で実際に送信可能であるように、デジタル／アナログ変換器９２３から出力された信号のＲＦ処理を施した後に、送信アンテナ（Tx antenna）を介してエアー上に送信する。
【０１３５】
次いで、基地局受信器９５０について説明する。基地局受信器９５０は、ＲＦ処理器９５１と、アナログ／デジタル変換器（analog／digital converter）９５３と、受信ビーム生成器９５５と、信号処理器９５７と、保護区間除去器（guard interval remover）９５９と、直列／並列変換器９６１と、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：以下、‘ＦＦＴ'と称する）器９６３と、等化器（equalizer）９６５と、パイロットシンボル抽出器（pilot symbol extractor）９６７と、同期及びチャンネル推定器（synchronization ＆ channel estimator）９６９と、並列／直列変換器９７１と、シンボルデマッピング器（symbol demapper）９７３と、から構成される。
【０１３６】
まず、移動局送信器９００が送信した信号は、基地局受信器９５０の受信アンテナを介して受信され、このような受信信号は、多重経路チャンネルを通り、雑音成分を有する。上記受信アンテナを介して受信された信号は、ＲＦ処理器１１５１へ入力され、ＲＦ処理器１１５１は、上記受信アンテナを介して受信された信号を中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）信号へダウン変換（down converting）した後に、アナログ／デジタル変換器９５３へ出力する。アナログ／デジタル変換器９５３は、ＲＦ処理器９５１から出力されたアナログ信号をデジタル変換した後に、受信ビーム生成器９５５及び信号処理器９５７へ出力する。ここで、受信ビーム生成器９５５及び信号処理器９５７の動作は、本発明の第１の実施例及び第２の実施例を参照して説明されたものと同一であるので、その詳細な説明を省略する。
【０１３７】
一方、受信ビーム生成器９５５から出力された信号は、保護区間除去器９５９へ入力される。保護区間除去器９５９は、受信ビーム生成器９５５から出力された信号から保護区間信号を除去した後に、直列／並列変換器９６１へ出力する。直列／並列変換器９６１は、保護区間除去器９５９から出力された直列信号を並列変換した後に、ＦＦＴ器９６３へ出力する。
【０１３８】
ＦＦＴ器９６３は、直列／並列変換器９６１から出力された信号のＮ−ポイントＦＦＴを遂行した後に、等化器９６５及びパイロットシンボル抽出器９６７へ出力する。等化器９６５は、ＦＦＴ器９６３から出力された信号のチャンネル等化（channel equalization）を遂行した後に、並列／直列変換器９７１へ出力する。並列／直列変換器９７１は、等化器９６５から出力された並列信号を直列変換した後に、シンボルデマッピング器９７３へ出力する。シンボルデマッピング器９７３は、並列／直列変換器９７１から出力された信号を移動局送信器９００で使用された変調方式に相応する復調方式を使用して復調し、受信情報データビットとして出力する。
【０１３９】
一方、ＦＦＴ器９６３から出力された信号は、パイロットシンボル抽出器９６７へ入力され、パイロットシンボル抽出器９６７は、ＦＦＴ器９６３から出力された信号からパイロットシンボルを抽出し、上記抽出されたパイロットシンボルを同期及びチャンネル推定器９６９へ出力する。同期及びチャンネル推定器９６９は、パイロットシンボル抽出器９６７から出力されたパイロットシンボルの同期及びチャンネル推定を遂行し、その結果を等化器９６５へ出力する。
【０１４０】
以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１４１】
【図１】従来のＣＤＭＡ移動通信システムにおける受信器の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例で使用されたシグモイド関数の特性を示すグラフである。
【図３】本発明の実施例による基地局受信器の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施例による基地局受信器の信号受信手順を示すフローチャートである。
【図５】ＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＣＭ方式を概略的に示す図である。
【図６】ＢＰＳＫ方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおけるＤＤ方式を概略的に示す図である。
【図７】一般的な受信ビーム加重値の生成方式及び本発明の実施例による受信ビーム加重値の生成方式を使用した場合の特性曲線を示すグラフである。
【図８】本発明の実施例による受信ビーム加重値の生成方式を使用する場合の基地局受信器の受信アンテナの個数に従う特性曲線を示すグラフである。
【図９】本発明の実施例によるＯＦＤＭ移動通信システムの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１４２】
１１１    第１の受信アンテナ
１２１    第２の受信アンテナ
１３１    第Ｎの受信アンテナ
１１２    第１のＲＦ処理器
１２２    第２のＲＦ処理器
１３２    第ＮのＲＦ処理器
１１３    第１の多重経路探索器
１２３    第２の多重経路探索器
１３３    第Ｎの多重経路探索器
１４０−１    第１のフィンガー
１４０−２    第２のフィンガー
１４０−Ｌ    第Ｌのフィンガー
１５０    多重経路結合器（multipath combiner）
１６０    デインターリーバー（de-interleaver）
１７０    デコーダ（decoder）
３１０    逆拡散器
３２０    受信ビーム生成器
３３０    信号処理器
３３１    加重値計算器
３３３    メモリ
３３５    エラー値組合せ器
９００    移動局送信器
９１１    シンボルマッピング器（symbol mapper）
９１３    直列／並列変換器（serial to parallel converter）
９１５    パイロットパターン挿入器（pilot pattern inserter）
９１７    ＩＦＦＴ器
９１９    並列／直列変換器（parallel to serial converter）
９２１    保護区間挿入器（guard interval inserter）
９２３    デジタル／アナログ変換器（digital to analog converter）
９２５    無線周波数（ＲＦ）処理器（processor）
９５０    基地局受信器
９５１    ＲＦ処理器
９５３    アナログ／デジタル変換器（analog／digital converter）
９５５    受信ビーム生成器
９５７    信号処理器
９５９    保護区間除去器（guard interval remover）
９６１    直列／並列変換器
９６３    高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）器
９６５    等化器（equalizer）
９６７    パイロットシンボル抽出器（pilot symbol extractor）
９６９    同期及びチャンネル推定器（synchronization ＆ channel estimator）
９７１    並列／直列変換器
９７３    シンボルデマッピング器（symbol demapper）
【図１】
2007521720.tif 000025
【図２】
2007521720.tif 000026
【図３】
2007521720.tif 000027
【図４】
2007521720.tif 000028
【図５】
2007521720.tif 000029
【図６】
2007521720.tif 000030
【図７】
2007521720.tif 000031
【図８】
2007521720.tif 000032
【図９】
2007521720.tif 000033
【国際調査報告】
2007521720.tif 000034
2007521720.tif 000035