(57)【要約】エレクトロルミネセントディスプレイ用の制御回路であって、フライバックコンバータとＨ−ブリッジとを用いて低電圧ＤＣ源から容量負荷に高電圧交流電流を提供する。容量負荷の極性が反転するたびに、容量負荷が放電する。この高電圧放電を低電圧コンデンサに蓄えて、制御回路のスイッチング素子の電力源となる補助電源として使用する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
容量負荷に低電圧ＤＣ源から高電圧交流電流またはパルス直流電流を供給するための制御回路であって、前記容量負荷から放電される前記高電圧電流が前記制御回路のスイッチング素子を駆動する補助電源として使用される、制御回路。
【請求項２】
前記容量負荷からの前記放電が、Ｈ−ブリッジに並列に接続された制御された放電回路を用いて行われる、請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
前記回路が前記補助電源の電圧を制限する電圧制限装置を備える、請求項１または２に記載の制御回路。
【請求項４】
前記電圧制限装置が前記補助電源を公称１２Ｖに制限する、請求項３に記載の制御回路。
【請求項５】
前記電圧制限装置が前記補助電源と並列に接続されたツェナーダイオードを備える、請求項３または４に記載の制御回路。
【請求項６】
前記補助電源が低電圧コンデンサを備える、先行する請求項のいずれかに記載の制御回路。
【請求項７】
前記制御回路のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである、先行する請求項のいずれかに記載の制御回路。
【請求項８】
前記制御回路がさらに前記容量負荷に並列に接続された平滑コンデンサを備える、先行する請求項のいずれかに記載の制御回路。
【請求項９】
前記容量負荷がエレクトロルミネセントディスプレイである、先行する請求項のいずれかに記載の制御回路。
【請求項１０】
前記制御回路が２本の並列リムを有するＨ−ブリッジを備え、各リムは、第２のスイッチング素子と直列な第１のスイッチング素子と、前記第１および第２スイッチング素子の間のノードとを有し、前記容量負荷は、使用中、前記リムの各ノード間に接続され、前記スイッチング素子への制御信号は、前記補助電源を介して供給される、先行する請求項のいずれかに記載の制御回路。
【請求項１１】
前記低電圧ＤＣ源を電力源とし、前記ＤＣ源より高い電圧にまで前記容量負荷を充電するために前記Ｈ−ブリッジに電流を供給するよう構成されたコンバータを前記制御回路が備え、前記コンバータのスイッチング素子用の制御信号は、前記補助電源を介して供給される、請求項１０に記載の制御回路。
【請求項１２】
前記補助電源が少なくとも４Ｖを供給するよう構成される、先行する請求項のいずれかに記載の制御回路。
【請求項１３】
前記補助電源が少なくとも９Ｖを供給するよう構成される、請求項１２に記載の制御回路。
【請求項１４】
制御回路を用いて容量負荷に低電圧ＤＣ源から高電圧交流電流またはパルス直流電流を供給する方法であって、動作中、前記容量負荷から放電される前記高電圧電流が前記制御回路のスイッチング素子を駆動する補助電源として使用される方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エレクトロルミネセント（以降ＥＬ）ディスプレイおよびそのコントローラに関し、特に制御回路に供給する電力に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＥＬディスプレイは、選択的に点灯可能な情報表示領域を有する。このようなディスプレイは、競合技術に対して大型化が可能でフレキシブルであり比較的安価であるという利点を有する。
【０００３】
１９５０年代にはＥＬランプが知られていたが、寿命が短く、フレキシブルＥＬ素子が開発されたのは１９８０年代に入ってからであった。しかしながら、これは液晶ディスプレイ用バックライトとして使用されたものであり、実用的なＥＬディスプレイが入手可能となったのはごく最近のことである。
【０００４】
ＥＬディスプレイは、通常硫化亜鉛粉等がドープされた蛍光体材料の層を２つの電極間に含む。少なくとも１つの電極は、通常インジウム錫酸化物（ＩＴＯ）等の透明材料からなり、ポリエステルまたはポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）膜等の透明基板上に設けられる。ディスプレイは、スクリーン印刷等により基板上に電極層および蛍光体層を堆積することにより形成され、不透明電極は例えば銀が充填された導電性インクで形成される。ＥＬ素子の例は、ＷＯ  ００／７２６３８およびＷＯ  ９９／５５１２１に記載されている。
【０００５】
上述の一般的なＥＬディスプレイは、ランプの電極間に適当な周波数の交流電圧を加えて蛍光体を励起することにより点灯する。一般に、ＥＬディスプレイで使用される蛍光体は、数百ボルトの電圧を必要とする。典型的には、このようなＥＬディスプレイの静電容量は、１００ｐＦ〜１μＦの範囲である。
【０００６】
小さな電流しか必要とされないので、このような比較的大きい駆動電圧は、公知の「フライバックコンバータ」等の回路によって低電圧ＤＣ電源から容易に発生させることができる。
【０００７】
この回路は、直列に配置されたインダクタと発振スイッチとを含む。この発振スイッチと並列に、ダイオードとコンデンサとが直列に配置される。このスイッチは、開状態と閉状態との間で変動する。閉状態において、ＤＣ電源からインダクタとスイッチとに電流が流れる。スイッチが開くと、電流路が遮断されるが、インダクタに伴う磁界によって電流は流れ続ける。したがって、インダクタによりダイオードを通って電流が流れ、コンデンサを充電する。スイッチが閉じている間、ダイオードによりコンデンサの放電が阻止される。したがって、コンデンサは、ＤＣ電源電圧より高い電圧まで充電可能であり、この電圧での電流がコンデンサから得られる。
【０００８】
フライバックコンバータから負荷に交流電流を供給するために、コンデンサと並列にＨ−ブリッジを設けてもよい。Ｈ−ブリッジは、一般的に２本の並列なリムを備え、各リムは、第２のスイッチと直列に接続された第１のスイッチを有する。第１および第２スイッチの間の各リム上にはノードがあり、リムのそれぞれのノード間に負荷を接続する。電流は、一方のリムの第１のスイッチともう一方のリムの第２のスイッチを介して負荷を通って一方向に流れ、残りの２つのスイッチを介して他方向に流れる。Ｈ−ブリッジのスイッチは、電流が負荷を通ってまず一方向に、次に他方向に流れるように動作する。
【０００９】
コンバータ回路およびＨ−ブリッジで使用されるスイッチング素子は通常、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。ＦＥＴの抵抗値は、ゲート端子に印加される電圧に依存する。ゲートに印加される電圧が高いと、ＦＥＴの抵抗値は低くなる。ドライバの効率がより高くなるので、すなわち、同等の輝度に対して消費電流がより小さくなるので、ＥＬディスプレイの制御回路において抵抗値が低いことが望ましい。このことは、電池の耐用年数を延ばすことが望ましい電池式の装置と特に関連がある。
【特許文献１】ＷＯ  ００／７２６３８
【特許文献２】ＷＯ  ９９／５５１２１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ＥＬディスプレイ回路で典型的に使用されるＭＯＳＦＥＴは、４Ｖを超えるゲート電圧を必要とし、約９Ｖのゲート電圧とすることが好ましい。したがって、単３電池２本からなる典型的な電源では、このようなＦＥＴを駆動するのに十分な電力を供給することができない。電池の数を増やしてもよいが、製品をできる限り小型化することが望ましい用途が多く、このような用途においては好ましくない。ＦＥＴに供給する電圧を高くする方法として知られているものの一つは、電圧倍増回路を使用する方法である。しかしながら、電池の耐用年数の終わりが近づくと、電圧倍増器を用いても単３電池２本から約３．５Ｖしか得られない。電圧倍増回路によっては直列に配列することが可能であるが、効率が悪く高価となる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明によれば、容量負荷に低電圧ＤＣ源から高電圧交流電流またはパルス直流電流を供給するための制御回路が提供され、動作中に容量負荷から放電される高電圧電流が前記制御回路のスイッチング素子を駆動する補助電源として使用される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は、ＥＬディスプレイに適用すると最も有効である。上述のように、ＥＬディスプレイは典型的に、Ｈ−ブリッジを介して供給される交流電圧で駆動される。Ｈ−ブリッジが第１の状態にあるとき、容量負荷は一の方向で充電される。その後、容量負荷を反対の方向で充電するために、Ｈ−ブリッジが第２の状態に切り替わる。第１の状態から第２の状態に、またはその逆にＨ−ブリッジを切換えた直後、容量負荷は放電する。ほとんどの用途において、このような充電は損失となる。容量負荷がコンバータ回路を介して高電圧に充電されるので、このような充電損失は重大なエネルギー損失となる。一方、本発明の発明者は、このような高電圧充電の電源を、ＥＬディスプレイの制御回路をゲート駆動するための補助電源として使用可能であることに気付いた。これにより、従来の装置よりも高いゲート駆動電圧が得られ、電池を追加する必要もなくなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
容量負荷からの放電は、無制御の放電であるかもしれないが、Ｈ−ブリッジに並列に接続された制御された放電回路を用いて実現するのが好ましい。
【００１４】
状況によっては、容量負荷の全電圧を蓄えることが適当または望ましい場合もあるが、大抵の場合、このような電圧は、関連制御回路には高すぎるので、分圧回路等の何らかの方法で減らす必要があるだろう。ただし、生成する電圧を制限するのが好ましい。したがって、制御回路がさらに、補助電源の電圧を制限する電圧制限装置を備えるのが好ましい。
【００１５】
補助電源は、少なくとも４Ｖ、より好ましくは９Ｖを供給するよう構成されるのが好ましい。ただし、本発明は、高電圧シリコンＦＥＴを制御する電源を提供するのに、一般に使用されるであろうから、電圧制限装置は、補助電源の電圧を公称１２Ｖに制限するのが好ましい。
【００１６】
任意の適切な種類の電圧制限装置を使用可能であるが、本発明の好ましい実施態様において、補助電源と並列に接続されたツェナーダイオードによって補助電源の電圧を制限するのが好ましい。これによって、回路のコストと部品数を低く抑えることができる。補助電源は、容量負荷からの放電を蓄えておく低電圧コンデンサをさらに備えるのが好ましい。
【００１７】
上述のように、本発明は、ＥＬディスプレイの制御における特別な用途であり、制御回路のスイッチング素子は好ましくはＭＯＳＦＥＴであり、補助電源はこれらを制御する電流を供給するよう構成される。
【００１８】
制御回路が２本の並列リムを有するＨ−ブリッジの通常の構成を備える場合、各リムは第２のスイッチング素子に直列な第１のスイッチング素子および第１および第２のスイッチング素子の間にあるノードを有し、補助電源が各々のスイッチング素子を制御するのに使用されるのが好ましい。また、制御回路は通常、低電圧ＤＣ源を電力源とし、ＤＣ源より高い電圧にまで容量負荷を充電するために、Ｈ−ブリッジに電流を供給するよう構成されたコンバータも備える。したがって、補助電源は、各スイッチング素子を制御するために（追加的または代替的に）用いられるのが好ましい。
【００１９】
したがって、他の側面から見ると、本発明は、上述のような制御回路を提供し、回路の電圧変換部およびＨ−ブリッジ部の両方のトランジスタに制御信号を提供するために、補助電源ユニットからの出力が使用される。制御回路が、上述したその他の好ましい特徴を備えることが好ましい。本発明はさらに、このような制御回路によって駆動されるＥＬディスプレイにも関する。
【００２０】
本発明のさらなる側面によれば、制御回路を用いて低電圧ＤＣ源から高電圧交流電流またはパルス直流電流を容量負荷に供給する方法が提供され、動作中に容量負荷から放電される高電圧電流が前記制御回路のスイッチング素子を駆動する補助電源として使用される。
【００２１】
少なくともこのような好ましい実施態様において、前記方法は、本発明のその他の側面に関して上述した特徴および利点をさらに備える。
【００２２】
以下図面を参照しながら、本発明の実施態様を単に例示的にのみ示す。
【００２３】
図１ａに本発明にかかる電気回路を示す。この回路は、ダイオードＤおよびＨ−ブリッジＨと直列に接続された電流源Ｉを備える。平滑コンデンサＣSがＨ−ブリッジＨに並列に設けられ、グランド電位に接続される。
【００２４】
図１ａのＨ−ブリッジＨは、４つのスイッチング素子ＳA〜ＳDを備え、分かりやすいようにそれぞれ単純なスイッチとして表現されている。実際の回路では、スイッチＳA〜ＳDは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）によって得られる。Ｈ−ブリッジは、２本の並列リムを備え、各リムは、直列に配置された２つのスイッチＳA、ＳDおよびＳC、ＳBを有する。ＥＬランプである容量負荷ＣLが、Ｈ−ブリッジの各リム間であって各リムのスイッチ間にあるノード間に接続されている。Ｈ−ブリッジは、その一端でグランド電位に接続されている。
【００２５】
スイッチＳA〜ＳDの位置は、図１ａおよび１ｂに示した時間の経過につれて変化する極性電圧ＶPによって制御される。ＶPが低いと、スイッチＳAおよびＳBは開状態であり動作しないが、スイッチＳCおよびＳDは閉状態であり動作する。この状態が図１ａに示されている。ＶPが高いと、スイッチＳAおよびＳBは閉状態で動作するが、スイッチＳCおよびＳDは開状態で動作しない。この状態が図１ｂに示されている。
【００２６】
図１ａおよび１ｂに示す回路の動作について以下に説明する。電流源Ｉとして示した、フライバックコンバータやフォワードコンバータ等のコンバータによって、ダイオードＤを介して平滑コンデンサＣSおよび容量負荷ＣLに電流が供給される。容量負荷ＣLが充電される方向は、スイッチＳA〜ＳDの位置によって決まる。容量ＣSおよびＣLは、電流源Ｉが電流の供給を停止するまで充電され続ける。この結果コンデンサＣSおよびＣLの電圧が上昇する。コンデンサからの電流の逆流は、ダイオードＤによって防止される。
【００２７】
したがって、容量負荷ＣLが負荷電圧ＶLまで完全に充電されると、容量負荷ＣLの電荷はＣLＶLとなり、平滑コンデンサの電荷はＣSＶLとなる。極性電圧ＶPが高くなると、図１ｂに示すように、平滑コンデンサＣSおよび電流源に対して充電された容量負荷ＣLの極性が反転する。したがって、図１ｂの点Ｙは、グランド電位に対して−ＶLの電位であり、点Ｘの電位は、グランド電位に対して＋ＶLである。このような電位差によって、点ＸおよびＹが同電位となるまで電流が流れることになる。
【００２８】
平滑コンデンサＣSの静電容量が大きい場合、容量負荷ＣLは十分充電されて、容量負荷ＣLの電圧はほぼ負荷電圧ＶLまでになる。しかしながら、この際、平滑コンデンサＣSは、２ＣLＶL2のエネルギーを容量負荷に供給するので、これを電流源Ｉから補う必要がある。したがって、Ｈ−ブリッジの各周期の間に、４ＣLＶL2のエネルギーを電流源Ｉから消費する。
【００２９】
図２ａおよび２ｂに、容量負荷を高電圧に充電するためのフライバックコンバータの構成を示す。図２に示すフライバックコンバータは、図２のダイオードＤの下流の部品ＣLを図１のダイオードＤの下流の部品ＣS、ＣL、ＳA〜ＳDで置き換えれば、図１に示したＨ−ブリッジＨと共に使用可能である。説明を簡単にするために、容量負荷ＣLは、図２ではＨ−ブリッジを含まずに示されている。
【００３０】
図２ａに示すように、フライバックコンバータは、インダクタＬおよびスイッチＳと直列に接続されたＤＣ源を備える。スイッチＳは、インダクタとグランド電位との間に接続される。実際の装置において、スイッチＳは、電界効果トランジスタであり、出力ＦＥＴである。ただし、分かりやすいように図２ａおよび２ｂにおいてスイッチＳは、単純なスイッチとして示されている。
【００３１】
スイッチＳと並列にダイオードＤが設けられており、ダイオードＤは容量負荷ＣLと直列である。容量負荷ＣLは、ダイオードとグランド電位との間に配置される。
【００３２】
スイッチＳは、図２ａに示したように時間の経過につれて変化するスイッチ電圧ＶSによって制御される。スイッチ電圧ＶSが高いと、スイッチＳは閉状態であり動作する。この状態が図２ａに示されている。スイッチ電圧ＶSが低いと、スイッチＳは開状態であり動作しない。この状態が図２ｂに示されている。
【００３３】
図２ａおよび２ｂに示した回路は以下のように動作する。図２ａに示すようにスイッチ電圧ＶSが高いと、ＤＣ源からインダクタＬおよび閉スイッチＳを介してグランドに電流Ｉが流れる。容量負荷ＣLの電圧がＤＣ源電圧より高い場合には、ダイオードＤには電流は流れない。
【００３４】
図２ｂに示すようにスイッチ電圧ＶSが低くなると、インダクタＬおよびスイッチＳを通る電流路は、開スイッチＳによって遮断される。しかしながら、インダクタＬに伴う磁界に蓄えられたエネルギーによって電流Ｉが流れつづけ、インダクタＬによって十分な高電圧が生成されて、電流ＩがダイオードＤを介して流れ容量負荷ＣLを充電する。このように、スイッチ電圧ＶSが高い状態から低い状態に移行するたびに、図２ｂに示すように容量負荷ＣLの電圧ＶLが増加する。ダイオードＤは、スイッチＳが閉じている時に容量負荷ＣLからの電流がグランドまたはＤＣ源に逆流するのを防止する。
【００３５】
したがって、交流スイッチ電圧ＶSをスイッチＳに印加することにより、容量負荷ＣLを任意の所望電圧に充電可能であることがわかるであろう。
【００３６】
図３に、容量負荷からの放電を用いて制御回路のトランジスタに動作電力を提供する回路を示す。
【００３７】
図２ａおよび２ｂを参照して先に説明したように、インダクタＬ、ＦＥＴおよびダイオードＤ１によってフライバックコンバータが形成される。平滑コンデンサＣ１も図示されている。図１ａおよび１ｂのＨ−ブリッジは、簡略化のために省略しているが、ＶＰＰと示したレール上に示した回路に接続されることになるであろう。
【００３８】
図３において、ＶＤＤはＤＣ源を表し、ＰＷＭはフライバックコンバータを駆動するのに使用するパルス幅変調信号を表し、ＤＩＳＣＨＡＲＧＥはＨ−ブリッジを切換える指示の前に容量負荷からの電流を放電させるのに使用される制御信号を表し、ＶＤＤＡは制御回路のスイッチング素子を駆動するのに使用される補助電源回路の出力を表す。
【００３９】
図３の回路のフライバックコンバータは、ＰＷＭ信号およびＤＩＳＣＨＡＲＧＥ電流を反転させたものの論理積演算の結果により駆動される。すなわち、容量負荷が放電を行っていると、ＤＩＳＣＨＡＲＧＥ信号はハイであり、フライバックコンバータは動作可能状態ではない。容量負荷の放電が完了すると、ＤＩＳＣＨＡＲＧＥ信号はローであり、フライバックコンバータはＰＷＭ信号により駆動される。ＰＷＭ信号がハイであると、フライバックコンバータのＦＥＴは動作状態にあり、ＶＤＤからインダクタＬおよびＦＥＴを介してグランドに電流路が形成される。ＰＷＭ信号がローになると、フライバックコンバータのＦＥＴは動作状態ではなくなり、この電流路が切断される。しかしながら、インダクタＬの磁界が急激に小さくなるので、インダクタＬおよびダイオードＤ１を介して（高電圧で）電流が強制的に流れつづけ、貯蔵コンデンサＣ１および容量負荷（図示せず）が充電される。このように、ＦＥＴがＰＷＭ信号によってＯＮおよびＯＦＦのパルス駆動されるので、貯蔵コンデンサＣ１および容量負荷は、ＤＣ源よりはるかに高い電圧にまで充電可能である。
【００４０】
ＤＩＳＣＨＡＲＧＥ信号がハイであると、ｎｐｎトランジスタＴ１がオンとなり、コレクタに電流が流れるようになる。すると、ｐｎｐトランジスタＴ２のベースに電流が流れるようになり、Ｔ２がオンになる。Ｔ２が「オン」状態にあると、ＶＰＰからＶＤＤＡへの電流路が形成され、すなわち、容量負荷および平滑コンデンサＣ１から補助電源コンデンサＣ２への電流路が形成される。このように、容量負荷からの放電を利用して補助電源コンデンサＣ２が充電される。補助電源コンデンサＣ２にかかる電圧を制限するために、補助電源コンデンサＣ２に並列にツェナーダイオードＤ２が設けられる。ツェナーダイオードにより、典型的にはこの電圧が約１２Ｖに制限される。
【００４１】
これにより、電池（ＶＤＤ）からの電力を利用するのではなく、補助電源回路の出力（ＶＤＤＡ）を利用して、これをＨ−ブリッジのＦＥＴの電力源とすることができる。Ｈ−ブリッジのＦＥＴは、一般に少なくとも４Ｖのベース電圧を必要とし、その抵抗値は、Ｈ−ブリッジ回路をより効率的にする高電圧（好ましくは約９Ｖ）においてより小さくなる。したがって、補助電源回路により、ＤＣ源からの電力を消費することなくまた電圧倍増回路を使用することなく、これらのＦＥＴを動作させるための高電圧電源が提供される。したがって、この回路は全体としてより効率的であり、電池の寿命が長くなる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】図１ａおよび１ｂは、本発明と共に使用するＨ−ブリッジの動作を示す図である。
【図２】図２ａおよび２ｂは、本発明と共に使用するフライバックコンバータの動作を示す図である。
【図３】図３は、本発明の好ましい実施態様を示す図である。
【図１】
2007503800.tif 000003
【図２】
2007503800.tif 000004
【図３】
2007503800.tif 000005
【国際調査報告】
2007503800.tif 000006
2007503800.tif 000007
2007503800.tif 000008