(57)【要約】  ＲＦ送信機のためのＬＯ信号生成システム及び方法が提供され、ＬＯプリングの危険を排除する。フィルタリング技術が利用され、ＶＣＯ信号の所望の高調波、通常は第３次高調波を選択する。所要の同相及び直角位相ＬＯ信号は、分周器を用いて引き出され得る。送信信号及びＶＣＯ周波数の間の如何なる高調波の相関も、ＶＣＯ周波数に近い中間信号を生成することなく、回避される。従って、ＶＣＯのプリングを回避する。
2007535855.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振器回路であって、所望の周波数を有する送信信号の同相及び直角位相成分を生成し、前記回路は：
第１の周波数を有する第１の正弦波信号を出力する発振器；及び
最後の分周器を有するＩＱ生成回路を有し、
前記ＩＱ生成回路は、前記第１の正弦波信号を受信し及び前記第１の正弦波信号から前記送信信号の同相信号成分及び直角位相信号成分を引き出し、前記成分のそれぞれは、前記送信信号の前記所望の周波数と前記第１の周波数の間の如何なる高調波の相関もないよう、前記所望の周波数を有し、
前記発振器のプリングは回避される、発振回路。
【請求項２】
前記ＩＱ生成回路は：
前記第１の正弦波信号を第１の方形波信号に変換する手段；
前記第１の方形波を受信及び分割し、前記第１の方形波の第１の同相信号成分及び第１の直角位相信号成分を生成し、前記第１の成分のそれぞれは、他方に対し位相シフトされ、及び前記第１の成分のそれぞれは、前記分割された第１の正弦波信号の奇数次高調波を有する、最後の分周器としての周波数分割器；及び
前記周波数分割器からのそれぞれ前記第１の同相信号成分及び第１の直角位相信号成分を受信、増幅、及びフィルターし、前記第１の同相信号成分及び第１の直角位相信号成分の所定の高調波をそれぞれ前記送信信号の同相信号成分及び直角位相信号成分として得る、第１及び第２のフィルタリング手段を有する、請求項１記載の発振回路。
【請求項３】
前記変換する手段は、増幅器を有する、請求項２記載の発振回路。
【請求項４】
前記周波数分割器は、２分割分周器であり、前記所定の高調波は、第３次高調波である、請求項３記載の発振回路。
【請求項５】
前記送信信号の前記同相信号成分及び直角位相信号成分は、完全な直角位相及び等しい振幅を有する、請求項４記載の発振回路。
【請求項６】
前記第１及び第２のフィルタリング手段は、ＬＣタンク及びポリフェーズ（ＬＣ）フィルターを有する、請求項５記載の発振回路。
【請求項７】
前記第１の周波数は１６００ＭＨｚであり、前記所望の周波数は２４００ＭＨｚであり、及び前記ＬＣタンクは１０に等しいＱ係数を有する、請求項６記載の発振回路。
【請求項８】
前記ＩＱ生成回路は、１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する基本波フィルタリング手段を有し、前記基本波フィルタリング手段は、前記最後の分周器の前に前記ＩＱ生成回路と動作可能なように結合され、前記最後の分周器への入力信号を受信し、及び前記最後の分周器への入力信号として抑制された信号を代わりに提供する、請求項７記載の発振回路。
【請求項９】
前記基本波フィルタリング手段は、１６００ＭＨｚノッチフィルター、第３のフィルタリング手段、及び第３及び第４のフィルタリング手段を有するグループから選択される、請求項８記載の発振回路。
【請求項１０】
前記ＩＱ生成回路は：
前記第１の正弦波信号を第１の方形波に変換する手段；
前記第１の方形波を受信、増幅及びフィルターし、前記第１の方形波の所定の高調波を第２の周波数を有する第２の正弦波信号として得る、フィルタリング手段；及び
前記第２の正弦波信号を受信及び分割し、前記第２の正弦波信号から前記送信信号の前記同相信号成分及び前記直角位相信号成分をそれぞれ生成する、前記最後の分周器としての周波数分割器を有する、請求項１記載の発振回路。
【請求項１１】
前記変換する手段は、増幅器を有する、請求項１０記載の発振回路。
【請求項１２】
前記周波数分割器は、２分割であり、前記所定の高調波は、第３次高調波である、請求項１１記載の発振回路。
【請求項１３】
前記第１の周波数は１６００ＭＨｚであり；
前記第２の周波数は４８００ＭＨｚであり；
前記所望の周波数は２４００ＭＨｚであり；及び
前記第１のフィルタリング手段は、１０に等しいＱ係数を有するＬＣタンクを更に有し、前記ＬＣタンクは、４８００ＭＨｚに調整されている、請求項１２記載の発振回路。
【請求項１４】
前記ＩＱ生成回路は、１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する基本波フィルタリング手段を有し、前記基本波フィルタリング手段は、前記最後の分周器の前に前記ＩＱ生成回路と動作可能なように結合され、前記最後の分周器への入力信号を受信し、及び前記最後の分周器への入力信号として抑制された信号を代わりに提供する、請求項１３記載の発振回路。
【請求項１５】
前記基本波フィルタリング手段は、１６００ＭＨｚノッチフィルター、第２のフィルタリング手段、及び第２及び第３のフィルタリング手段を有するグループから選択される、請求項１４記載の発振回路。
【請求項１６】
前記ＩＱ生成回路は：
前記第１の正弦波信号を受信、分割及び第１の方形波に変換する第１の周波数分割器；
前記第１の方形波を受信、増幅及びフィルターし、前記第１の方形波の所定の高調波を第２の周波数を有する第２の正弦波信号として得る、フィルタリング手段；及び
前記第２の正弦波信号を受信及び分割し、前記第２の正弦波信号から前記送信信号の前記同相信号成分及び前記直角位相成分をそれぞれ生成する、前記最後の分周器としての第２の周波数分割器を有する、請求項１記載の発振回路。
【請求項１７】
前記第１及び第２の周波数分割器は、２分割であり、前記所定の高調波は、第３次高調波である、請求項１６記載の発振回路。
【請求項１８】
前記第１の周波数は３２００ＭＨｚであり；
前記第１の方形波は１６００ＭＨｚの周波数を有し；
前記第２の周波数は４８００ＭＨｚであり；
前記所望の周波数は２４００ＭＨｚであり；及び
前記フィルタリング手段は、１０より大きいＱ係数を有するＬＣタンクを更に有する、請求項１７記載の発振回路。
【請求項１９】
前記ＩＱ生成回路は、１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する基本波フィルタリング手段を更に有し、前記基本波フィルタリング手段は、前記最後の分周器の前に前記ＩＱ生成回路と動作可能なように結合され、前記最後の分周器への入力信号を受信し、及び前記最後の分周器への入力信号として抑制された１６００ＭＨｚ成分を有する信号を代わりに提供する、請求項１８記載の発振回路。
【請求項２０】
前記基本波フィルタリング手段は、１６００ＭＨｚノッチフィルター、第２のフィルタリング手段、第２及び第３のフィルタリング手段、及び前記第１のフィルタリング手段の前に前記ＩＱ生成回路と動作可能なように更に結合された４ＧＨｚのコーナー周波数を有するＡＣカップリング、を有するグループから選択される、請求項１９記載の発振回路。
【請求項２１】
方法であって、送信信号の同相信号成分Ｉ及び直角位相信号成分Ｑを生成し、各成分は、同一の所望の周波数を有し、前記方法は：
第１の周波数を有する第１の正弦波信号を発振器により出力する段階；及び
前記第１の正弦波信号から前記送信信号の同相信号成分Ｉ及び直角位相信号成分Ｑを引き出す段階を有し、
前記成分のそれぞれは、他方に対し位相シフトされ、前記成分のそれぞれは、前記送信信号の前記所望の周波数及び前記第１の周波数の間に如何なる高調波の相関もないよう、前記所望の周波数を有し、従って前記発振器のプリングを回避する、方法。
【請求項２２】
前記引き出す段階は：
前記第１の正弦波信号を第１の方形波に変換する段階；
第１の同相方形波成分及び第１の直角位相方形波成分のそれぞれが他方に対して位相シフトを有し及び分割された第１の周波数の奇数次高調波を有するよう、前記第１の方形波を２で分割し、前記第１の同相方形波成分及び前記第１の直角位相方形波成分を得る段階；
前記第１の成分のそれぞれを増幅（クリッピング）し、第２の同相信号及び第２の直角位相信号を得る段階；及び
前記第２の同相信号及び前記第２の直角位相信号をフィルタリングし、前記第２の同相信号及び前記第２の直角位相信号の所定の高調波をそれぞれ前記Ｉ及びＱ信号として得る段階を有する、請求項２１記載の方法。
【請求項２３】
前記変換する段階は、前記第１の正弦波信号を増幅（クリッピング）する段階を有する、請求項２２記載の方法。
【請求項２４】
前記所定の高調波は、第３次高調波を有する、請求項２３記載の方法。
【請求項２５】
前記Ｉ及びＱ信号は、完全な直角位相及び等しい振幅を有する、請求項２４記載の方法。
【請求項２６】
前記所望の周波数は２４００ＭＨｚであり、及び前記第１の周波数は１６００ＭＨｚである、請求項２５記載の方法。
【請求項２７】
前記引き出す段階は、
前記第１の正弦波信号を第１の方形波に変換する段階；
前記第１の方形波を第１の周波数に増幅（クリッピング）する段階；
前記増幅された方形波をフィルタリングし、前記増幅された方形波の所定の高調波を第２の周波数を有する第２の正弦波として得る段階；及び
前記第２の正弦波を２で分割し、前記所望の周波数を有する前記Ｉ及びＱを得る段階を有する、請求項２１記載の方法。
【請求項２８】
前記変換する段階は、前記第１の正弦波信号を増幅（クリッピング）する段階を有する、請求項２７記載の方法。
【請求項２９】
前記所定の高調波は、第２次高調波である、請求項２８記載の方法。
【請求項３０】
前記第１の周波数は１６００ＭＨｚであり、前記第３の周波数は４８００ＭＨｚであり、前記所望の周波数は２４００ＭＨｚである、請求項２９記載の方法。
【請求項３１】
前記分割する段階の前に、前記第２の正弦波信号をフィルタリングする段階を実行し、前記第２の正弦波信号に含まれる１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する段階、
を更に有する、請求項３０記載の方法。
【請求項３２】
前記引き出す段階は、
前記第１の正弦波信号を２で分割し、第１の方形波を得る段階；
前記第１の方形波をフィルタリング及び増幅し、前記第１の方形波の所定の高調波を第２の周波数を有する第２の正弦波信号として得る段階；及び
前記第２の正弦波信号を２で分割し、前記所望の周波数を有する前記Ｉ及びＱを得る段階を有する、請求項２１記載の方法。
【請求項３３】
前記第１の周波数は３２００ＭＨｚであり；
前記第１の方形波は１６００ＭＨｚの周波数を有し；
前記第２の周波数は４８００ＭＨｚであり；
前記所望の周波数は２４００ＭＨｚである、請求項３２記載の方法。
【請求項３４】
前記第２の正弦波を２で分割する段階の前に、前記第２の方形波及び前記第２の正弦波信号の１つをフィルタリングする段階を実行し、それに含まれる１６００ＭＨｚ基本波信号を抑制する段階、
を更に有する、請求項３３記載の装置。
【請求項３５】
送受信機であって：
第１の所定の周波数を有する第１の信号を出力する発振器、前記正弦波信号を受信し前記正弦波信号から送信信号の同相方形波及び直角位相方形波成分を引き出し、各方形波成分は所定の送信周波数を有するＩＱ生成回路を有する、局部発振生成器；及び
前記発振器の前記第１の所定の周波数及び前記分周器の所定の送信周波数の間に如何なる高調波の相関もないよう、前記第１の所定の周波数及び前記所定の送信周波数を設定する制御部、を有し、
前記発振器のプリングは回避される、送受信機。
【請求項３６】
前記発振器は、電圧制御発振器を有する、請求項３５記載の送受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単一ダイの無線周波数送受信機の局部発振器又はＬＯプリングに関連する。より詳細には、本発明は、送受信機のＬＯ信号を生成する少なくとも１つの方法のためのシステム及び方法に関する。更に詳細には、本発明は、送受信機の送信機のＶＣＯのプリングを有さず、ＬＯ信号を生成する少なくとも１つの方法のためのシステム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在の無線送受信機は、それらの機能の大部分を単一チップ内に有する。これは、集積度を高くし、無線周波数（ＲＦ）送受信機の消費者製品内での利用においてコスト効率を非常に良くする。しかしながら、全てのＲＦ機能が単一ダイに置かれた場合、「ＬＯプリング」又は「ＶＣＯプリング」は、このようなチップの設計者にとって解決すべき問題として現れる。
【０００３】
ＬＯプリングは、送信信号の一部が周波数合成器の電圧制御発振器（ＶＣＯ）と再び結合する場合に生じる。送信信号は、送信されるべき情報と一緒に変調され、ＶＣＯも同様に変調される。ＶＣＯは、例えば混合器により送信信号を生成するために利用されるので、送信信号の品質を大幅に悪化させる帰還ループが存在する。ＶＣＯの再生特性により、最小の結合でさえ、送信信号の品質に重大な影響を与え得る。
【０００４】
送信混合器のためにＬＯ信号を生成するいくつかの代替方式は、文献に提案されている。全ての提案された方式は、ＶＣＯのプリングの低減を目的としている。例えば、非特許文献１及び非特許文献２がある。これら提案された方式は、送信信号（又はその高調波）及びＶＣＯ周波数の間の高調波の相関を避けるため、送信信号の２段階アップコンバージョン又はＬＯ信号の２段階生成の何れかを利用する。何れの場合も、しかしながら、大量の高調波、分数調波及び混合成分が現れる。これら混合成分のいくつかは、依然としてＶＣＯプリングを生じ得る。いくつかのこのような提案された方式では、不要なスペクトル成分を抑制するために、かなりの量のフィルタリングが必要とされる。
【０００５】
ゾフファガリ他は、アップコンバージョン処理における２倍の中間周波数（ＩＦ）の利用を提案している。周波数手法は、如何なるスペクトル成分もＶＣＯと一致しないよう選択され、従って復号信号経路のコストでプリング問題を回避する。別の手法は、伝統的な直接アップコンバージョン送信機を別のＬＯ生成と組み合わせることである。ここで再び、周波数は、如何なるスペクトルの一致も生じないよう選択される。ダラビ他により提案された解決策は、しかしながら、信号が増幅される前に、混合器の出力信号のフィルタリングを必要とする。如何なるフィルターも更なる増幅の前に適用されない場合、混合器の出力信号は、所望の２４００ＭＨｚ信号ではなく、８００ＭＨｚの方形波である。これは、混合器の２つの入力信号の間の高調波の相関から生じる。従って、この手法は、より正確なフィルタリングを必要とする。ダラビにより提案された手法は、図１に示される。この手法は、所望の周波数２４００ＭＨｚを有する出力信号ＬＯＩ１０７及びＬＯＱ１０８を生成する局部発振器１００を有する。局部発振器１００は、ＶＣＯ回路１０１、バッファ１０９、ＶＣＯ出力の半分である８００ＭＨｚの同相ＬＯ成分Ｉ１０３及び直角位相成分Ｑ１０４信号を生成する周波数分割器１０２、並びに２つの混合器１０５、１０６を有する。ＶＣＯ回路１０１は、１６００ＭＨｚ信号を生成する。１６００ＭＨｚ信号は、次にバッファ１０９を介して周波数分割器回路１０２へ供給される。周波数分割器回路１０２は、８００ＭＨｚの周波数を有する同相信号Ｉ１０３及び直角位相信号Ｑ１０４を生成するか、又はＶＣＯ１０１により出力された周波数を半分にする。
【非特許文献１】アリレザ・ゾルファガリ、ベザド・ラザヴィ（Zolfaghari,  Alireza及びRazavi,  Behzad）、ア・ローパワー・２．４ＧＨｚトランスミッター／レシーバー・シーモス・アイシー（A  Low-Power  2.4  GHz  Transmitter/Receiver  CMOS  IC）、アイイーイーイー・ジェイエスエスシー（IEEE-JSSC）、アイイーイーイー（IEEE）、2003年2月、vol.38、no.2、pp.176-183
【非特許文献２】フーマン・ダラビ他（Darabi,  Hooman  et  al.）、ア・２．４ＧＨｚ・シーモス・トランシーバー・フォー・ブルートゥース（A  2.4-GHz  CMOS  Transceiver  for  Bluetooth）、アイイーイーイー・ジェイエスエスシー（IEEE-JSSC）、アイイーイーイー（IEEE）、2001年12月、vol.36、no.12、pps.2016-2023
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来技術のＬＯプリングに対する解決策が必要とされる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、ＶＣＯプリングの危険を有さず、送信機のためにＬＯ信号を生成するシステム及び方法を提供する。本発明のシステム及び方法は、フィルタリング技術を利用し、ＶＣＯ信号の所望の高調波を選択する。所要の同相及び直角位相ＬＯ信号は、分周器を用いて引き出され得る。本発明のシステム及び方法は、送信信号及びＶＣＯ周波数の間の如何なる高調波の相関も、ＶＣＯ周波数に近い中間信号を生成することなく、回避する。従って、本発明のシステム及び方法は、ＶＣＯのプリングを回避する。
【０００８】
ＶＣＯは、正弦波入力信号を生成する。正弦波入力信号は、続いて方形波に変換され、分割及びフィルターされ、所定の出力周波数の所望の高調波の同相Ｉ及び直角位相Ｑ信号を得る。
【０００９】
本発明のある態様によると、所望の出力周波数で信号を生成する局部発振器が提供される。局部発振器は、第１の同相信号及び第１の直角位相信号を所望の出力周波数より低い第１の周波数で生成し、前記第１の直角位相信号は前記第１の同相信号に対し位相シフトを有する、発振回路；１つは前記第１の同相信号を受信するよう結合され、他方は前記第１の直角位相信号を受信するよう結合され、及びこれら第１の信号のそれぞれの所定の高調波を得るよう構成された、１対の高調波フィルター；前記第１の信号のそれぞれの前記得られた高調波により駆動されるようそれぞれ結合された第１及び第２の送信混合器を有する。
【００１０】
ある実施例では、方形波入力信号の所望の高調波が得られる。その高調波から、直角位相信号が同相信号に対し位相シフトされるよう同相及び直角位相信号が生成される。Ｉ及びＱ信号は、送信混合器を駆動するために利用される。
【００１１】
ある実施例では、発振回路は、高いＱ及び小さい面積を有するＬＣタンクを用い構成される。
【００１２】
所望の高調波は、第３次高調波であることが望ましい。別の実施例は、１つのフィルターを利用し、所望の高調波を選択する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
当業者は、以下の記載が説明を目的とし、限定を目的としないことを理解すべきである。当業者は、本発明の精神及び請求の範囲に包含される多くの変形が有ることを理解する。知られている機能及び動作の不要な詳細は、本発明を不明瞭にしないため、本願明細書から省略される。
【００１４】
第１の実施例では、図２に示されるよう、プリングのないＬＯが生成される。ＶＣＯ２０１は、１６００ＭＨｚで動作し、ＩＱ生成回路２００へ入力２１２を供給する。入力２１２は、分周器２０２により半分に分割され、８００ＭＨｚの奇数次高調波を含む、同相ＬＯ成分Ｉ２０３及び直角位相ＬＯ成分Ｑ２０４を生成する。図２に示されるように、分周器２０２の出力信号は、望ましくは２分割され、これら奇数次高調波を含む、方形波２０３、２０４である。この第１の好適な実施例では、本発明のシステム及び方法は、方形波２０３、２０４にフィルター２１１を適用し、これら信号の第３次高調波を得て、そして従って、２４００ＭＨｚの同相信号ＬＯＩ２０７及び直角位相信号ＬＯＱ２０８を引き出す。ＬＯＩ２０７及びＬＯＱ２０８は、次に送信及び受信混合器を駆動するために利用される。
【００１５】
第１の実施例では、ＬＣタンクのＱ係数は１０とし、基本波８００ＭＨｚ成分は２８ｄＢだけ抑制される。第３次高調波が基本波８００ＭＨｚ成分と比べ９．５ｄＢ低い信号レベルを有するので（方形波のフーリエ係数は、１、１／３、１／５、１／７、．．．）、結果として得る２４００ＭＨｚのＬＯ信号は、−２０ｄＢｃの８００ＭＨｚのスプリアス信号を有する。混合の後、第１の実施例では、この不要な信号は、アンテナフィルターにより除去される。
【００１６】
送信路で良好なイメージ除去を達成するために、Ｉ及びＱ信号は、完全に直角位相であり等しい振幅を有さなければならない。第１の実施例は、この整合を達成する少なくとも１つのフィルター増幅器を有する。ポリフェーズ（ＬＣ）フィルターは、整合要件を満たすために好ましい。
【００１７】
第２の実施例では、図３に示されるよう、第１の実施例の厳しい整合要件が回避されるような、プリングのないＬＯが生成される。ＶＣＯ２０１は、１６００ＭＨｚで動作し、ＩＱ生成回路３００へ入力３１２を提供する。第２の実施例では、第３次高調波のフィルタリング２１１は、分周器の前に置かれ、望ましくは２分割である２０２。Ｉ及びＱ信号の直角位相関係は、完全な直角位相を保証する分周器２０２により決定される。第３次高調波フィルタリング２１１は、クリップされた（増幅された）ＶＣＯ信号で直接実行される。従って、第２の実施例では、ＬＣタンクは４８００ＭＨｚに調整される。より高い周波数が、より高いタンクのＱ係数を可能にし、副効用として面積を更に小さくする。更に、第２の実施例では、１つのＬＣタンクだけが必要であり、結果として更に面積を小さくする。
【００１８】
２分割２０２の再生特性により、入力正弦波信号は、方形波に変換される。従って、フィルターされた第３次高調波信号又は所望のＩ及びＱ信号を更に増幅する必要はない。十分な第３次高調波信号成分を有する１６００ＭＨｚ信号を生成するために、増幅（又はクリッピング）は、フィルターの前でのみ必要である。高調波フィルターの出力スペクトルは、残りの１６００ＭＨｚ成分を依然として有する。しかしこの信号は、分周器２０２により６ｄＢだけ余分に抑制されている。従って、ＬＯスペクトルは、２４００ＭＨｚのＬＯと比べて２６ｄＢｃ低い、１６００ＭＨｚの不要な信号成分を有する。ここで依然としてＱ＝１０とする（分周器２０２の「対称」効果により、−２６ｄＢｃの３２００ＭＨｚのスペクトル成分もある）。第２の実施例では、不要なスペクトルは、アンテナフィルター又は送信機構内に位置するフィルター（両方とも示されない）の１つによりフィルターされる。
【００１９】
第３の実施例では、図４に示されるように、２分割４１３の再生特性が利用され、第２の実施例の第３次高調波フィルター２１１へ入力される１６００ＭＨｚ方形波信号を生成する。第３の実施例では、プリングのないＬＯは、３２００ＭＨｚに調整されたＶＣＯ２０１により生成される。ＶＣＯ２０１は、より高いＱ及びより小さい面積のＬＣタンクを可能にする。そして３２００ＭＨｚ信号は、ＩＱ生成回路４００へ入力される。ＩＱ生成回路４００では、３２００ＭＨｚ信号は、最初に分割され、そして結果として生じた１６００ＭＨｚ方形波は、第２の実施例と実質的に同一の回路へ入力される。Ｉ４０７及びＱ４０８信号の出力スペクトルは、第２の実施例のＩ３０７及びＱ３０８信号に匹敵し、所望の２４００ＭＨｚ信号と比較して少なくとも２６ｄＢ低い１６００ＭＨｚ及び３２００ＭＨｚの残りのスペクトル成分を有する。１６００及び３２００ＭＨｚスペクトルは、アンテナフィルター（示されない）により更に抑制される。
【００２０】
別の実施例では、更なるフィルタリングが、第１乃至第３の実施例のそれぞれに、分周器２０２の前で適用され、１６００ＭＨｚ基本信号を抑制する。この更なるフィルタリングは、分周器の出力とフィルターの入力の間の例えば４ＧＨｚのコーナー周波数とのＡＣ結合、第２又は第３段のフィルタリングの追加、及び１６００ＭＨｚノッチフィルターの適用の何れかにより達成され得る。信号の分割は対称の側帯波を生じるので、フィルタリングは、最後の２分割の前に行われる。第３の実施例は、ＶＣＯを引き込む信号成分が最後の２分割の後にのみ現れるという利点を有する。（留意すべき点は、この３２００ＭＨｚ信号が、ＶＣＯ信号自体に１００％相関があり、従って「ＤＣプリング」のみ、つまり位相シフトが生じ得る点である。）
本発明のプリングのない局部発振器の装置及び方法は、無線パーソナル・エリア・ネットワーク（ＷＰＡＮ）及びローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）のために利用され得る。ＷＰＡＮ及びＷＬＡＮでは、ＲＦ送信機は、ＬＯの出力信号をデータ信号と一緒に変調するよう構成された混合器を有する。本発明が適用されるネットワークは、ＧＳＭ、ブルートゥース、及びＤＥＣＴ装置を更に有して良い。図５は、本発明の実施例が適用されるべき、代表的な無線ネットワークを示す。本発明の原理によると、ＬＯのプリングが回避されるよう、ＬＯの出力信号をデータ信号と一緒に変調するよう構成された混合器が提供される。留意すべき点は、図５に示されたネットワークは、説明のみを目的とするので小さいことである。実際には、多くのＷＬＡＮは、本発明を組み込んだより多数の移動送受信機を有する。
【００２１】
低電力回路及び本発明のＬＯ生成器の構造は、ＷＰＡＮ及びＷＬＡＮへ適用され、ＷＰＡＮ及びＷＬＡＮの無線機器のコスト及び電力消費の両方を低減させる。このため、本発明は、分周器を用いて引き出される所要の同相及び直角位相ＬＯ信号を有するＶＣＯ信号の所望の高調波を選択するフィルタリング技術を導入する。送信信号及びＶＣＯの間の如何なる高調波の相関も、ＶＣＯ周波数に近い中間信号の生成と同様に、回避される。
【００２２】
図６を参照する。図５に示されたＷＰＡＮ／ＷＬＡＮ内の適用各機器は、図６のブロック図に示された構造を有する送受信機を有して良い。各機器は、少なくとも１つの送信機６０１と結合された制御部６０２、本発明によるＬＯ生成器６０３（２００、３００、４００）、及び受信機６０４を有して良い。送信機６０１及び受信機６０４は、アンテナ６０５と結合される。全ての機器は、アンテナのような他の構成要素と一緒に単一のチップ内に統合されて良い。制御部６０２は、例えば、送受信機が、ＩＥＥＥ８０２．１１、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、及び従来知られている他の如何なるプロトコルを含む種々の通信プロトコルに固有の異なる変調方式及びデータレートに適用されるような、適応型プログラムを設け得る。制御部は、ＬＯ生成器を設定し、第３次高調波に限定されない特定の高調波を選択し得る。
【００２３】
本発明の好適な実施例が図示され説明されたが、当業者は、本願明細書に記載された局部発振器が、説明のためであり、種々の変更及び変形が局部発振器になされて良く、本発明の真の範囲から逸脱することなく、本願明細書の要素が等価物による置き換えられて良いことを理解するだろう。更に、多くの変更がなされ、本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の教示を個々の状況に適用して良い。例えば、ＶＣＯは異なる出力周波数で動作して良い。従って、本発明は、本発明を実施するために考えられた最適な実施例として開示された特定の実施例に限定されない。本発明は、請求項の範囲に包含される全ての実施例を包含する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】ＬＯプリングを回避する従来技術の手法を示す。
【図２】本発明による、プリングのないＬＯ生成の第１の好適な実施例を示す。
【図３】本発明による、プリングのないＬＯ生成の第２の好適な実施例を示す。
【図４】本発明による、プリングのないＬＯ生成の第３の好適な実施例を示す。
【図５】本発明の実施例が適用されるべき無線通信システムの構造を示す。
【図６】本発明の実施例による図５の通信システムの無線機器の簡易ブロック図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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