【事件の表示】
　特願２０１３−１８１５７５「集積ＩＩＩ−Ｖ族電力段」拒絶査定不服審判事件〔平成２６年　３月２０日出願公開、特開２０１４−　５４１７３〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成２５年９月２日の出願（優先権主張、２０１３年８月２６日、米国、２０１２年９月７日、米国、２０１２年１０月８日、米国）であって、平成２６年９月１日付けで拒絶理由が通知され、平成２７年３月５日に手続補正がされるとともに意見書が提出され、平成２７年９月１日付けで拒絶査定がなされ（発送日：同月８日）、これに対して平成２７年１２月２８日に拒絶査定不服審判の請求がなされたものである。
　
　
２．本願発明
　本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成２７年３月５日付け手続補正書の特許請求の範囲に記載された次のとおりのものである。
　「第２のIII−Ｖ族トランジスタを含む同期スイッチに結合された第１のIII−Ｖ族トランジスタを含む制御スイッチと、
　ドライバ段と、
を備える電力段であって、
　前記電力段の前記ドライバ段、前記制御スイッチ及び前記同期スイッチが単一の半導体パッケージ内に設置され、
　前記電力段が１７５Ｖ以上の電圧の変換に使用される高電圧電力段として構成される、
ことを特徴とする電力段。」
３．引用例、引用発明について
　原査定の拒絶の理由に引用された、本願優先日前に公開された、特開２０１０−２０７０６８号公報（以下、「引用例」という。）には、図面とともに以下の記載がある（下線は当審において付与。以下同様。）。 
ア　段落【０００１】−【０００２】
「【技術分野】
【０００１】
　本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ（直流電圧変換器）などの電源装置および電源装置を搭載した電子機器に関し、
特に、小型化可能な電源装置および電子機器に関する
【０００２】
　携帯電話、ディジタルカメラ、ゲーム機器その他の携帯用電子機器の電源にバッテリーが用いられる。例えば、リチウムイオン、リチウムポリマー等のバッテリーは、コンパクト、長寿命であるため広く利用されている。また、
電子機器内の各部を動作させる駆動電圧は多様化しており
イ　段落【０００７】−【０００８】
「【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
　しかしながら、従来のチョッパ回路等で構成されるＤＣ−ＤＣコンバータでは、回路部品としてのインダクタやコンデンサのサイズが大きく、電源装置の小型化の障害になっていた。特に、スイッチングトランジスタは、
シリコン基板を利用したＦＥＴから構成されるため、そのスイッチング周波数が制限されることも一因であった
【０００８】
　本発明は、小型化をすることが可能な電源装置およびそのような電源装置を搭載した電子機器を提供するとことを目的とする。」
ウ　段落【００１５】−【００１７】
「【発明の効果】
【００１５】
　
本発明によれば、従来の電源装置よりスイッチング素子を制御信号の周波数を大きくすることができ
従って、電源装置を従来の電源装置よりも小型化、軽量化することができ、
【００１６】
　
上記のようなインダクタおよびコンデンサのサイズの小型化により、これらを含む回路部品のモジュール化が容易になり
電源装置のモジュール化により、少なくとも入力端子、出力端子および基準電位端子（グランド）を外部端子として形成すればよいので、パッケージの小型化も可能になる
【００１７】
　放熱面に接触させる放熱部材として、基板に取り付けられた放熱部品、電子機器の筐体の凸部や一部、蓋の凸部などを利用することにより、
特別な放熱部材が不要となり、電子機器のより一層の小型化も可能となる
エ　段落【００２０】−【００２８】
「【実施例】
【００２０】
　図２及び図３は、本発明の実施例に係るＤＣ−ＤＣコンバータとしての電源装置の構成を示す回路図である。図２（ａ）、(ｂ)、図３は、それぞれ、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路、昇降圧チョッパ回路で、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての電源装置を実現する場合の回路図である。
【００２１】
　図２（ａ）に示すように、
昇圧チョッパ回路による電源装置１０は
入力端子Ｖｉｎに一端が接続されるインダクタＬ１
このインダクタＬ１の他端と基準電位Ｇ間に接続されたスイッチング素子Ｑ１
インダクタＬ１の他端に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２
および出力端子Ｖoutと基準電位Ｇの間に接続されるコンデンサＣ１と
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングを制御する制御回路４０を含んで構成され
【００２２】
　
バッテリまたは前段の電源などの機器から供給される入力電圧Ｅｉｎが、主電流側の入力端子Ｖｉｎと基準電位端子Ｇ(ＧＮＤ)との間に供給され
主電流側の出力端子Ｖoutと基準電位端子Ｇ間には、負荷が接続され
【００２３】
　
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＧａＮ系化合物で形成されたトランジスタであり
このスイッチング素子Ｑ１の一端としてのドレインは、インダクタＬ１に接続され
スイッチング素子Ｑ１の他端としてのソースは、基準電位Ｇに接続され
スイッチング素子Ｑ１の制御端子としてのトランジスタのゲートには、
制御回路４０からの制御信号としてのパルス幅変調信号(ＰＷＭ信号)が入力され、このＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタがスイッチング、すなわちオンオフ制御され
同様に、スイッチング素子Ｑ２のドレインは、インダクタＬ１に接続され、ソースは出力端子Ｖoutに接続され、ゲートは、制御回路４０からの制御信号としてのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）が入力され
なお、スイッチング素子Ｑ２は、
ダイオードと同様の働きを行うが、ＦＥＴを用いているためダイオードのときよりも電流損失を小さくすることができ
　　　・・・（中略）・・・
【００２７】
　本実施例では、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２として、ＧａＮ系化合物で形成されたトランジスタを採用することで、前記三角波の周波数、すなわちＰＷＭ信号の周波数を高くすることができる。例えば、シリコン基板を利用したトランジスタのスイッチング周波数が数十ＫＨｚ乃至百ＫＨｚ程度であるのに対し、ＧａＮ系トランジスタのスイッチング周波数は、１ＭＨｚ以上が可能であり、例えば、数十ＭＨｚ程度まで高くすることができる。
【００２８】
　
このように構成された昇圧チョッパ回路による電源装置１０では、出力端子Ｖｏｕｔ−Ｇ間に出力される出力電圧Ｅｏｕｔは、入力端子Ｖｉｎ−Ｇ間の入力電圧Ｅｉｎ、ＰＷＭ信号のデューティＤとすると、Ｅｏｕｔ＝Ｅｉｎ／(１−Ｄ)であ
オ　段落【００３６】−【００４６】
「【００３６】
　このように本実施例における
電源装置１０
では
インダクタ及びコンデンサも内蔵化した１つの半導体装置または１つの半導体モジュールを構成することができる
【００３７】
　図６(ａ)、(ｂ)に、本実施例の電源装置６０を電子機器７０へ適用した実装例を示す。携帯電話機またはその他の電子機器７０は、マイクロチップとして一体化された電源装置６０をボールグリッドアレイ(ＢＧＡ)などのパッケージを含んで構成され、パッケージの裏面に形成された複数のボールは、半田等を用いて基板６１上に実装される。電源装置６０の第１面(表面)および第２面(裏面)のうち、少なくとも一方側に、トランジスタなどのスイッチング素子などの発熱部品面が配置されている。同図(ａ)に示すように、電源装置６０の放熱面としての第２面(実装面)側に、基板６１上に設けられた放熱部材６２が接するように固定されている。放熱部材６２は、基板６１に取り付けられた放熱部品(例えば、ブラケットやプレート)に接することができる。また、同図(ｂ)に示すように、電源装置６０の放熱面としての第１面(表面)側に、電子機器７０の金属製の蓋６３の一部を放熱面６４として接触させるようにしてもよい。放熱部材は、例えば、熱伝伝導率の高いアルミニウムまたは銅などの金属から構成される。なお、電子機器７０の筐体の一部が平面的な場合には、電源装置６０を凸形状にして接触させ、熱伝導を良好にしてもよい。さらに図６(ａ)および(ｂ)に示す例は、放熱面がパッケージの片面に形成されているが、パッケージの両面に放熱面を形成してもよい。
【００３８】
　このように
モジュール化された電源装置６０は、制御回路４０等を内蔵化しているので、その外部接続端子は、入力端子Ｖｉｎ、出力端子Ｖｏｕｔおよび基準電位端子Ｇ(ＧＮＤ)の３端子とすることができ、より小型化が可能となる
【００３９】
　図７は、他の電源装置６０の構成例を示している。電源装置６０Ａは、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、樹脂パッケージ本体７０と、本体７０の両側からガルウイング状に延
在する外部リード７２を有する、表面実装用のパッケージにモジュール化される。
パッケージは、ＴＳＯＰ、ＳＯＰ、ＱＦＰ等の種々の形態であってもよい
【００４０】
　また、電源装置６０Ｂは、図７（ｃ）に示すように、パッケージ本体７４と、パッケージ本体７４の下部から突出する３本の外部リード７６と、ヒートシンク７８とを有するディスクリートタイプのパッケージから構成することも可能である。上記した外部リード７６は、パッケージ本体内でボンディングワイヤ等によってＤＣ−ＤＣコンバータに電気的に接続される。
【００４１】
　図７に示す例は、３端子の外部リードの例を示したが、電源装置は、４端子または５端子の構成であってもよい。図８(ａ)に示すように、電源装置６０Ｃは、外部端子７６Ａを含む４端子で構成される。例えば、外部端子７６Ａは、制御回路４０のオン／オフを切替えるための外部制御信号を制御回路４０へ供給することができる。さらに電源装置６０Ｄは、図８(ｂ)に示すように、外部端子７６Ａ、７６Ｂを含む５端子から構成される。この場合、外部端子７６Ｂは、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧調整用として用いることができ、出力電圧Ｖｏｕｔを制御回路４０へ供給するための外部端子として機能する。この電圧調整機能は、必ずしも５端子の電源装置において実行を要するものではなく、図８(ａ)に示すように、４端子の電源装置において実行されるようにしてもよい。また、図８（ａ）、（ｂ）に示す４端子または５端子の外部リードを有するパッケージは、図６または図７に示すような表面実装用のパッケージであってもよい。
【００４２】
　図９は、電源装置の種々のモジュール例を示す図である。
図９（ａ）に示す電源装置は、インダクタ、スイッチング素子ＦＥＴおよび制御回路をモジュール化し
図９（ｂ）に示す電源装置は、さらに出力コンデンサをモジュール化する例
図９（ｃ）に示すように、入力コンデンサを含めてモジュール化することができる例
【００４３】
　従来の電源装置において、シリコン基板を用いたＦＥＴのスイッチング周波数を高くすることで小型化を図ることも可能であるが、周波数が高くなると、スイッチングによる電力損失が大きく、実用的ではなかった。これに対して、本実施例のようなＧａＮ系ＦＥＴでは、シリコンＦＥＴに比較して、オン抵抗が小さいばかりでなく、ゲートの入力容量（Ｃｉｓｓ）およびソースドレイン間の出力容量（Ｃｏｓｓ）が著しく小さくなるため、シリコンＦＥＴよりも電力損失が小さくなり、スイッチング周波数をＭＨｚまで高くすることが可能となる。さらに、ＧａＮ系ＦＥＴのスイッチング周波数を１０ＭＨｚ程度にまで高くすることができれば、スイッチングによる電力損失は、ほぼ無視できる程度にまで小さくすることが可能となる。また、インダクタの巻線を減らしかつフェライトコアを小さくすることができるので、インダクタンス（インダクタンス＝ＡＬ値×巻線の２乗）が小さくなり、インダクタ自身の小型化を図ることができ、その結果、モジュール化した表面実装用の電源装置を得ることができる。この場合、リップルも小さくなるので、コンデンサの容量も小さくすることができ、コンデンサ、制御回路およびインダクタをモジュール化した電源装置を得ることも可能になる。表面実装用のパッケージに電源装置をモジュール化することで、マウンタにより電源装置を回路基板へ自動実装することが可能となる。このため、電源装置を含む電子装置の生産性が向上し、かつ電子装置の小型化、軽量化を図ることができる。
【００４４】
　
上記実施例では、スイッチングトランジスタをＧａＮ系ＦＥＴで構成する例を示したが、これ以外にも、ＳｉＣ（シリコンカーバイド、炭化珪素）製のＭＯＳＦＥＴから構成することも可能である
【００４５】
　また、スイッチングトランジスタは、シリコン基板上にＭｏＯ３（酸化モリブデン）を形成したＭＯＳトランジスタを用いることも可能である。
【００４６】
　以上、本発明の好ましい実施の形態について詳述したが、
本発明は、特定の実施形態に限定されるものではなく、請求項の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である
　よって、引用例には、特に図２（ａ）に関連して、以下の発明（以下、「引用発明」という。）が開示されていると認められる。
「昇圧チョッパ回路による電源装置１０は、
　入力端子Ｖｉｎに一端が接続されるインダクタＬ１、
　このインダクタＬ１の他端と基準電位Ｇ間に接続されたスイッチング素子Ｑ１、
　インダクタＬ１の他端に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２、および
　出力端子Ｖoutと基準電位Ｇの間に接続されるコンデンサＣ１と、
　スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングを制御する制御回路４０を含んで構成され、
　バッテリまたは前段の電源などの機器から供給される入力電圧Ｅｉｎが、主電流側の入力端子Ｖｉｎと基準電位端子Ｇ(ＧＮＤ)との間に供給され、
　主電流側の出力端子Ｖoutと基準電位端子Ｇ間には、負荷が接続され、
　スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＧａＮ系化合物で形成されたトランジスタであり、
　このスイッチング素子Ｑ１の一端としてのドレインは、インダクタＬ１に接続され、
　スイッチング素子Ｑ１の他端としてのソースは、基準電位Ｇに接続され、
　スイッチング素子Ｑ１の制御端子としてのトランジスタのゲートには、制御回路４０からの制御信号としてのパルス幅変調信号(ＰＷＭ信号)が入力され、このＰＷＭ信号によりスイッチング素子Ｑ１としてのトランジスタがスイッチング、すなわちオンオフ制御され、
　同様に、スイッチング素子Ｑ２のドレインは、インダクタＬ１に接続され、ソースは出力端子Ｖoutに接続され、ゲートは、制御回路４０からの制御信号としてのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）が入力され、
　なお、スイッチング素子Ｑ２は、ダイオードと同様の働きを行うが、ＦＥＴを用いているためダイオードのときよりも電流損失を小さくすることができ、
　このように構成された昇圧チョッパ回路による電源装置１０では、出力端子Ｖｏｕｔ−Ｇ間に出力される出力電圧Ｅｏｕｔは、入力端子Ｖｉｎ−Ｇ間の入力電圧Ｅｉｎ、ＰＷＭ信号のデューティＤとすると、Ｅｏｕｔ＝Ｅｉｎ／(１−Ｄ)であり、
　インダクタ及びコンデンサも内蔵化した１つの半導体装置または１つの半導体モジュールを構成することができる、
　昇圧チョッパ回路による電源装置１０。」
４．対比
　本願発明と引用発明とを対比する。
　
（１）　引用発明の「スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２」は、いずれも「ＧａＮ系化合物で形成されたトランジスタ」であって、ここで、ＧａとＮは、それぞれIII族とＶ族の元素であるから、本願発明の「第１のIII−Ｖ族トランジスタ」、「第２のIII−Ｖ族トランジスタ」に相当する。
　また、引用発明の「スイッチング素子Ｑ２」は、「ダイオードと同様の働きを行う」素子であって、ここで、スイッチング方式の電源回路における、整流ダイオードと同様の機能を持つスイッチ素子を、「同期」スイッチ素子と呼ぶことは、極めて普通のことであるから（必要ならば、例えば、先の＜引用文献３：特開２００８−１８７１６７号公報＞、段落【００２６】「図３に示す、本発明によるパワー管理装置は、負荷ステージ１６への電力供給を制御するためのパワースイッチを含むパワーステージ１０を備えている。
本発明によれば、パワーステージ１０は
ＤＣ−ＤＣバックコンバータにおいて
２つのIII族窒化物のパワースイッチ１８及び２０を備えている
出力接点ＶｓとグラウンドＧの間に直列接続されているIII族窒化物のパワースイッチ２０は同期スイッチである
　引用発明の「スイッチング素子Ｑ１」は、インダクタＬ１の他端で、「スイッチング素子Ｑ２」と、ドレイン同士が接続されるから、引用発明の「スイッチング素子Ｑ１」は、「スイッチング素子Ｑ２」に「結合され」ているといえる。
　したがって、引用発明における「オンオフ制御され」る「スイッチング素子Ｑ１」は、本願発明の「第２のIII−Ｖ族トランジスタを含む同期スイッチに結合された第１のIII−Ｖ族トランジスタを含む制御スイッチ」に相当する。
（２）　引用発明の「制御回路４０」は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートに制御信号を与えるから、本願発明の「ドライバ段」に相当する。
（３）　引用発明の「スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２」と「制御回路４０」とを合わせた部分は、入力電圧Ｅｉｎを出力電圧Ｅｏｕｔに変換するように電力を制御する、「昇圧チョッパ回路による電源装置１０」を構成する部分であるから、本願発明の「電力段」に相当する。
（４）　引用発明の「スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２」と「制御回路４０」が、「インダクタ及びコンデンサも内蔵化した１つの半導体装置または１つの半導体モジュールを構成する」ことは、通常、「１つの半導体モジュール」は「単一の半導体パッケージ」に格納されることを考慮すれば、本願発明の「前記電力段の前記ドライバ段、前記制御スイッチ及び前記同期スイッチが単一の半導体パッケージ内に設置され」ることに相当するといえる。
　したがって、本願発明と引用発明との一致点・相違点は次のとおりである。
　
＜一致点＞
「第２のIII−Ｖ族トランジスタを含む同期スイッチに結合された第１のIII−Ｖ族トランジスタを含む制御スイッチと、
　ドライバ段と、
を備える電力段であって、
　前記電力段の前記ドライバ段、前記制御スイッチ及び前記同期スイッチが単一の半導体パッケージ内に設置される、
ことを特徴とする電力段。」である点。
　
＜相違点＞ 
　本願発明の「電力段」は、さらに、「前記電力段が１７５Ｖ以上の電圧の変換に使用される高電圧電力段として構成される」のに対して、引用発明の「出力電圧Ｅｏｕｔ」は、「入力電圧Ｅｉｎ、ＰＷＭ信号のデューティＤとすると、Ｅｏｕｔ＝Ｅｉｎ／(１−Ｄ)」の一般式で与えられるものであって、具体的にどのような電圧値の「電圧の変換に使用される」かは、特定がなされておらず、また、「高電圧電力段」として構成されることは、特定がなされていない点。
５．当審の判断
＜相違点＞について
　一般に、電源装置は汎用性を備えており多様な電圧で使用されるから、電源装置を具体的にどのような電圧値の電圧の変換に使用するかは、負荷として何を接続するかあるいは入力電圧や素子耐圧などの諸条件を考慮して、当業者が適宜選択すべき設計的事項であるといえる。
　一般に、昇圧チョッパ回路などのスイッチング方式の電源装置を、１７５Ｖ以上の電圧の変換に使用することは、周知技術である（拒絶査定で周知技術を示す文献として引用された、＜引用文献６：特開２０１１−２１１７６９号公報＞、＜引用文献７：特開２００１−６９７４８号公報＞の下記記載を参照。）。
＜引用文献６：特開２０１１−２１１７６９号公報＞
（図２５−図２６、段落【０１４０】−【０１４４】
「【０１４０】
　
太陽電池１０から得られる電圧はＤＣ７０Ｖ〜３００Ｖの範囲で変化するが、入力電圧ＥｄがＤＣ７０Ｖ〜３００Ｖの範囲で変化しても出力電圧Ｅｏを４００Ｖに保つ縦続接続昇圧型スイッチング電源回路１１が用いられる
【０１４１】
　（縦続接続昇圧型スイッチング電源回路１１について）
　　　・・・（中略）・・・
【０１４４】
　
例えば、（太陽電池１０からの電圧の値）が３００Ｖであり、電圧検出回路１１２が、段数ｎの値として１を選択する場合には、
等価的には、１段目の昇圧型スイッチング電源回路のみが昇圧に寄与するので、
出力電圧Ｅｏとして４００Ｖを得ることができる
＜引用文献７：特開２００１−６９７４８号公報＞
（図９，段落【０００２】−【００１１】
「【０００２】
【
従来の技術
図９にアクティブフィルタ方式の従来回路例を示す
【０００３】整流された電気信号はブーストインダクタ３（L1）、スイッチング素子４（SW1）のスイッチング時間に応じて昇圧され、フライホイールダイオード５（D2）及び平滑コンデンサ６（C1）により平滑されて、
設定電圧（例えば400Ｖ）に昇圧されて後段に接続された負荷
に入力する
　　　・・・（中略）・・・
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このような力率改善回路の入力電圧は100〜240Ｖ程度と広範囲にわたるが、例えば昇圧設定電圧を400Ｖ（Ｒ２，Ｒ３とフィードバック回路で設定）程度としている場合
【００１１】ところで，上述の回路ではDC/DCコンバータ７に入力する電圧を例えば400Ｖに昇圧しているがDC/DCコンバータによっては必ずしもこの入力電圧を一定にする必要はなく、入力電圧が多少変動しても出力には影響を及ぼさないものがある。本発明は入力電圧が多少変動しても出力には影響を及ぼさないDC/DCコンバータを用いた力率改善回路を前提として、ブーストインダクタ３（L1）に流れる電流を小さくして他の部分を含めて不具合が生じることのない力率改善回路を提供することを目的とする。」）
　したがって、出力電圧Ｅｏｕｔが「Ｅｏｕｔ＝Ｅｉｎ／(１−Ｄ)」という一般式で与えられる引用発明の電源装置において、負荷として何を接続するかあるいは入力電圧や素子耐圧などの諸条件を考慮した上で、昇圧チョッパ回路などのスイッチング方式の電源装置を１７５Ｖ以上の電圧の変換に使用する周知技術を採用して「１７５Ｖ以上」を選択することによって、『「電力段」は、さらに、「前記電力段が１７５Ｖ以上の電圧の変換に使用される高電圧電力段として構成される」』上記相違点に係る構成とすることは、引用例に接した当業者であれば、容易に想到し得たものである。
　なお、念のため、本願発明は、スイッチング素子として、ＧａＮやＳｉＣなどが含まれる「III−Ｖ族トランジスタ」を採用するものであるが、各種の「III−Ｖ族トランジスタ」が、高電圧の電圧の変換に使用できることは、技術常識であったから（必要ならば、例えば、＜国際公開第２０１２／９４１０号＞、Ｆｉｇ．３、段落［００５６］、なお、訳文は、パテントファミリである、特表２０１３−５３２９３４号公報、段落【００４３】「
両方のトランジスタＪ１及びＪ２が共にＧａＮ　ＨＥＭＴである図３のブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路３００を
約６００Ｖまでの比較的高電圧で動作することができる
自動車のモータに供給される電圧は、従前では２００〜３００Ｖ程度であった。
供給電圧は高電圧に移行しており、今後は５００Ｖ〜１０００Ｖ程度の非常に高い供給電圧が主流となると思われる
例えばスイッチング素子を駆動する駆動信号の周波数を高くすれば、昇圧チョッパ回路を構成するリアクトルＬやコンデンサＣを小型化することができるが
ＳｉＣ及びＧａＮを含むスイッチング素子を用いる場合には、従来のＳｉ系のスイッチング素子よりも高耐圧且つ高破壊耐量なスイッチング素子となるので
　さらに、本願発明の効果も、引用発明及び周知技術に基づいて、当業者が予測し得る範囲内のものである。
６．むすび
　したがって、本願発明は、引用発明、及び、周知技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、本願は、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。