(57)【要約】  本発明は、別個の光路内に設けられた２つの音響光学変調器、アナログ信号を形成する受光器、及び、該受光器の後ろ側に接続された、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有しており、一方の変調周波数ｆ１の一方の音響光学変調器と、他方の変調周波数ｆ２の他方の音響光学変調器が制御され、一方の変調周波数ｆ１及び他方の変調周波数ｆ２の差は、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔを形成し、Ａ／Ｄ変換器で、アナログ信号からデジタル信号にサンプリング周波数ｆａで変換されるヘテロダインインターフェロメータの制御方法に関する。  そのようなヘテロダインインターフェロメータで、変調周波数ｆ１，ｆ２及びサンプリング周波数ｆａからなる各周波数の少なくとも２つを、共通の発振器の基本周波数ｆＱｕａｒｚから形成することによって、各変調周波数の固定比が保持され、この各変調周波数の固定比が、経年変化及びドリフトによって相互にシフトしないようにすることができる。  更に、こうすることによって、サンプリング周波数ｆａが、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔの各変調周波数ｆ１，ｆ２の差周波数に対して固定の位相比となるようにされる。サンプリングは、一定位相でドリフト及び経年変化とは無関係に行われるので、測定精度が高められる。
2007519908.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法であって、該ヘテロダインインターフェロメータ（１）は、別個の光路内に設けられた２つの音響光学変調器（２０，３０）、アナログ信号（７１）を形成する受光器（７０）、及び、該受光器の後ろ側に接続された、前記アナログ信号（７１）をデジタル信号（８１）に変換するＡ／Ｄ変換器（８０）を有しており、前記ヘテロダインインターフェロメータ（１）で、一方の変調周波数ｆ１の一方の前記音響光学変調器（２０）と、他方の変調周波数ｆ２の他方の前記音響光学変調器（３０）が制御され、前記一方の変調周波数ｆ１及び前記他方の変調周波数ｆ２の差は、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔを形成し、前記Ａ／Ｄ変換器（８０）で、前記アナログ信号（７１）から前記デジタル信号（８１）にサンプリング周波数ｆａで変換されるヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法において、
変調周波数ｆ１，ｆ２及びサンプリング周波数ｆａからなる各周波数の少なくとも２つを、共通の発振器（１００）の基本周波数ｆＱｕａｒｚから形成することを特徴とするヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法。
【請求項２】
変調周波数ｆ１及びｆ２を、直接デジタル合成（ダイレクト・デジタル・シンセサイズ：ＤＤＳ）の方法によって、基本周波数ｆＱｕａｒｚから発生し、基本周波数ｆＱｕｅａｒｚの水晶発振器として構成された発振器（１００）のクロックパルス当たり語長Ｎのデジタルアキュムレータを、整数Ｚだけインクリメントする請求項１記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法。
【請求項３】
変調周波数ｆ１及びｆ２を、個別に別個のＤＤＳユニット（１１０，１２０）で基本周波数ｆＱｕａｒｚから発生する請求項１又は２記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法。
【請求項４】
デジタルアキュムレータをインクリメントすることによって、当該デジタルアキュムレータの内容の鋸歯状の値経過特性を形成する請求項１〜３迄の何れか１記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法。
【請求項５】
値経過特性をデジタルアキュムレータで余弦振動の位相値として解釈し、ＲＯＭ内に記憶されたテーブル及び/又はアルゴリズム技法を介して、余弦振動のサンプリング値を求め、前記サンプリング値をアナログローパスフィルタで平滑する請求項１〜４迄の何れか１記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法。
【請求項６】
Ａ／Ｄ変換器（８０）用のサンプリング周波数ｆａを、除数ユニット（１３０）によって変調周波数ｆ１から形成するか、又は、Ａ／Ｄ変換器（８０）用のサンプリング周波数ｆａを除数ユニット（１２０）によって変調周波数ｆ２から形成する請求項１〜５迄の何れか１記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法。
【請求項７】
サンプリング周波数ｆａを、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔの整数倍にする請求項１〜６迄の何れか１記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法。
【請求項８】
サンプリング周波数ｆａとヘテロダイン周波数ｆＨｅｔとの比を、少なくともファクタ２を形成するようにする請求項７記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御方法。
【請求項９】
ヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御装置であって、該ヘテロダインインターフェロメータ（１）は、別個の光路内に設けられた２つの音響光学変調器（２０，３０）、アナログ信号（７１）を形成する受光器（７０）、及び、該受光器の後ろ側に接続された、前記アナログ信号（７１）をデジタル信号（８１）に変換するＡ／Ｄ変換器（８０）を有しており、前記ヘテロダインインターフェロメータ（１）で、一方の変調周波数ｆ１の一方の前記音響光学変調器（２０）と、他方の変調周波数ｆ２の他方の前記音響光学変調器（３０）が制御され、前記一方の変調周波数ｆ１及び前記他方の変調周波数ｆ２の差は、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔに相応し、前記Ａ／Ｄ変換器（８０）で、前記アナログ信号（７１）から前記デジタル信号（８１）に変換するためにサンプリング周波数ｆａが設けられている、ヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御装置において、
変調周波数ｆ１，ｆ２及びサンプリング周波数ｆａからなる各周波数の少なくとも２つを形成するための制御装置は、基本周波数ｆＱｕａｒｚの共通の発振器（１００）を有することを特徴とするヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御装置。
【請求項１０】
基本周波数ｆＱｕａｒｚから変調周波数ｆ１及びｆ２を発生するために、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）が設けられており、該ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）は、クロック周波数ｆＱｕａｒｚの、水晶発振器として構成された発振器（１００）のクロックパルス当たり語長Ｎのデジタルアキュムレータを、整数Ｚだけインクリメントすることができる請求項９記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御装置。
【請求項１１】
変調周波数ｆ１及びｆ２の形成のために、別個のＤＤＳユニット（１１０，１２０）が設けられている請求項９又は１０記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御装置。
【請求項１２】
変調周波数ｆ１からサンプリング周波数ｆａを形成するための除数ユニット（１３０）が設けられているか、又は、変調周波数ｆ２からサンプリング周波数ｆａを形成するための除数ユニット（１４０）が設けられている請求項９〜１１迄の何れか１記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御装置。
【請求項１３】
除数ユニット（１３０，１４０）の除算比を、整数にする請求項９〜１２迄の何れか１記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御装置。
【請求項１４】
除数ユニット（１３０，１４０）の除算比を、少なくとも２にする請求項１３記載のヘテロダインインターフェロメータ（１）の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
従来技術
本発明は、別個の光路内に設けられた２つの音響光学変調器、アナログ信号を形成する受光器、及び、その後ろ側に接続された、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有するヘテロダインインターフェロメータの制御方法に関しており、このヘテロダインインターフェロメータでは、一方の変調周波数ｆ１の一方の音響光学変調器と、他方の変調周波数ｆ２の他方の音響光学変調器が制御され、変調周波数ｆ１及びｆ２の差は、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔを形成し、Ａ／Ｄ変換器で、アナログ信号からデジタル信号にサンプリング周波数ｆａで変換される。
【０００２】
本発明は、更に、別個の光路内に設けられた２つの音響光学変調器、アナログ信号を形成する受光器、及び、その後ろ側に接続された、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有していて、一方の変調周波数ｆ１の一方の音響光学変調器と、他方の変調周波数ｆ２の他方の音響光学変調器が制御され、変調周波数ｆ１及びｆ２の差は、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔを形成し、Ａ／Ｄ変換器で、アナログ信号からデジタル信号にサンプリング周波数ｆａで変換されるヘテロダインインターフェロメータ、及び、制御装置から構成された装置に関する。
【０００３】
ヘテロダインインターフェロメータは、光移相器によって生じた光ビームの移相状態を測定するために利用される。例えば、その長さを測定する必要がある迂回光路（ｏｐｔｉｓｃｈｅ  Ｕｍｗｅｇｌｅｉｔｕｎｇ）の長さが光移相器として機能することがある。ヘテロダインインターフェロメータは、専門文献から既に十分に知られている。
【０００４】
ヘテロダインインターフェロメータでは、光源のビームは、通常、レーザであり、ビームスプリッタによって２つの音響光学変調器に導波される。両音響光学変調器は、典型的にはＭＨｚ領域内の周波数ｆ１及びｆ２で制御される。その際、光ビームは、音響光学変調器の出力側で、元の光周波数に対して相応の周波数だけシフトされる。
【０００５】
周波数がシフトされた両光ビームは、その際、ミラーを介して再びビームスプリッタに案内されて１つにされ、その際、両ビームのうちの一方は、光移相器を介して遅延される。この遅延は、光の位相をシフトする材料によって、又は、光の速度が空気中よりも遅くなる材料中を光が通ることによって行われる。別の実施例では、別のミラーによって光が偏向され、従って、光が迂回光路を通る必要がある。両光ビームが、例えば、半透過性ミラーの形のビームスプリッタによって再び１つにされた後、光は、光検出器と一般的に増幅器を含む受光器に案内される。
【０００６】
両光ビームは干渉し、受光器内で、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔと呼ばれるうなり（光ビート）の周波数（ビート周波数）を生じる。この周波数は、
ｆＨｅｔ＝｜ｆ１−ｆ２｜
により算出される。この信号の位相は、周波数ｆ１と周波数ｆ２の混合によって得られた、周波数ｆＨｅｔの電気信号の位相位置に関して、測定される必要がある光移相器の位相シフト量に相応している。
【０００７】
受光器の出力側に出力されたアナログ信号は、その後ろ側に設けられたＡ／Ｄ変換器に供給され、このＡ／Ｄ変換器は、デジタル信号を形成する。その際、アナログ信号は、周波数ｆａのサンプリングレートで、デジタル信号に変換される。それから、デジタル信号は、評価ユニットで後続処理される。
【０００８】
上述のヘテロダインインターフェロメータでは、作動中、周波数ｆ１，ｆ２及びｆａを形成することによって、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔ＝｜ｆ１−ｆ２｜は、強いうなりを生じる。その理由は、発振器は、一方では、温度により、他方では、経年変化を介して周波数ドリフトを有することがあるからである。更に、サンプリング周波数ｆａとヘテロダイン周波数ｆＨｅｔとは、整数の比ではなく、しかも、一定でもない。
【０００９】
本発明の課題は、前述の欠点を有していない、ヘテロダインインターフェロメータの制御方法を提供することにある。更に、本発明の課題は、ヘテロダインインターフェロメータの制御装置からなる相応の装置を提供することにある。
【００１０】
発明の利点
前述の方法に関する本発明の課題は、変調周波数ｆ１，ｆ２及びサンプリング周波数ｆａからなる各周波数の少なくとも２つを、共通の発振器の基本周波数ｆＱｕａｒｚから形成することにより解決される。こうすることによって、各変調周波数の固定比を保持することができ、各変調周波数の固定比が、経年変化及びドリフトによって相互にシフトしないようにすることができる。更に、こうすることによって、サンプリング周波数ｆａを、ヘテロダインダイン周波数ｆＨｅｔの変調周波数ｆ１，ｆ２の差の周波数に対して固定の位相比にすることができる。ドリフト及び経年変化に依存しないで、一定位相で、サンプリングされるので、測定精度が向上する。
【００１１】
変調周波数ｆ１及びｆ２は、直接デジタル合成（ダイレクト・デジタル・シンセサイズ：ＤＤＳ）の方法によって、基本周波数ｆＱｕａｒｚから発生される際、基本周波数ｆＱｕａｒｚの発振器として構成された発振器のクロックパルス当たり語長Ｎのデジタルアキュムレータが整数Ｚだけインクリメントされるので、信号をコスト上有利に純粋にデジタルにより形成される。しかも、こうすることによって、変調周波数を自由にプログラミングすることができる。
【００１２】
変調周波数ｆ１及びｆ２が、個別に別個のＤＤＳユニットで基本周波数ｆＱｕａｒｚから発生される場合、市販で入手可能なコスト上有利な集積回路を使ってもよい。
【００１３】
リニアな位相経過特性の特に簡単に構成される実施例では、デジタルアキュムレータをインクリメントすることによって、デジタルアキュムレータの内容の鋸歯状の値経過特性が形成される。
【００１４】
音響光学変調器の変調に特に適した純粋に正弦波状の制御は、値経過特性をデジタルアキュムレータで余弦振動の位相値として解釈するようにして、ＲＯＭ内に記憶されたテーブル及び/又はアルゴリズム方法を介して、余弦振動のサンプリング値を求め、このサンプリング値をアナログローパスフィルタで平滑するようにして達成される。
【００１５】
簡単な回路構成は、Ａ／Ｄ変換器用のサンプリング周波数ｆａを、除数ユニットによって変調周波数ｆ１から形成するか、又は、Ａ／Ｄ変換器用のサンプリング周波数ｆａを除数ユニットによって変調周波数ｆ２から形成し、そうすることによって、別の発振器を用いないで済むようにされる。
【００１６】
サンプリング周波数ｆａが、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔの整数倍である場合、測定精度を改善することができる。
【００１７】
サンプリング周波数ｆａとヘテロダイン周波数ｆＨｅｔとの比が少なくともファクタ２を形成する場合、少ない回路コストで良好な測定精度を達成することができる。
【００１８】
装置に関する本発明の課題は、変調周波数ｆ１，ｆ２及びサンプリング周波数ｆａからなる各周波数の少なくとも２つを形成するための制御装置は、基本周波数ｆＱｕａｒｚの共通の発振器を有することにより解決される。こうすることによって、僅かな回路コストで、ドリフト及び構成部品の経年変化に依存しない測定精度を達成することができる。
【００１９】
有利な実施例では、基本周波数ｆＱｕａｒｚから変調周波数ｆ１及びｆ２を形成するために、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）が設けられており、このダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）は、語長Ｎのデジタルアキュムレータを有しており、このデジタルアキュムレータは、水晶発振器として構成された、クロック周波数ｆＱｕａｒｚの発振器（１００）のクロック単位毎に、インクリメント段を用いて整数Ｚだけインクリメント可能である。こうすることによって、信号をコスト上有利にデジタル手段で形成して、プログラミングすることができる。
【００２０】
変調周波数ｆ１及びｆ２の形成のために別個のＤＤＳユニットが設けられている場合、コスト上有利に市販で入手可能な構成部品を使用することができる。
【００２１】
良好な測定精度の簡単な実施例では、除数ユニットの除数は２である。
【００２２】
図面
以下、本発明について、図示の実施例を用いて詳細に説明する。その際：
図１は、従来技術によるヘテロダインインターフェロメータの略図、
図２は、ヘテロダインインターフェロメータ用の発振器装置構成の略図、
図３は、発振器装置構成用の別の実施例の略図
を示す。
【００２３】
実施例の説明
図１は、従来技術から公知のヘテロダインインターフェロメータ１の略図である。
【００２４】
光源１０のビームは、ビームスプリッタ５０によって２つの音響光学変調器（ａｋｕｓｔｏ−ｏｐｔｉｓｃｈｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｅｎ）２０，３０（図では、ＡＯＭ１及びＡＯＭ２で示されている）に案内される。両音響光学変調器２０，３０は、典型的にはＭＨｚ領域内の周波数ｆ１及びｆ２で制御される。その際、光ビームは、音響光学変調器２０，３０の出力側で、元の光周波数に対して相応の周波数だけシフトされている。光源１０として、有利には、長いコヒーレンス長のレーザが使用される。その際、周波数がシフトされた両光ビームは、ミラー６０を介して再度ビームスプリッタ５０に案内されて１つにされ、その際、両ビームのうちの１つは、光移相器４０を介して遅延される。この遅延作用は、光の位相をシフトする材料によって、又は、空気中に比べて光の速度が遅くなる材料を光が通過することによって行われる。別の実施例では、別のミラーによって、光が偏向され、従って、光が迂回光路を通る必要がある。両光ビームが、例えば、半透過性ミラーの形のビームスプリッタ５０によって再度１つにされた後、光は受光器７０に案内される。受光器７０は、フォトン検出器によって構成され、このフォトン検出器の後ろ側に、アナログ信号７１が供給される増幅器が接続されている。増幅器は、受光器７０内に統合してもよい。
【００２５】
両光ビームは、干渉し、受光器７０内で、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔと呼ばれるうなり（光ビート）の周波数（ビート周波数）を発生する。この周波数は、
ｆＨｅｔ＝｜ｆ１−ｆ２｜
によって算出される。この信号の位相は、周波数ｆ１と周波数ｆ２の混合によって得られた、周波数ｆＨｅｔの電気信号の位相位置に関して、測定される必要がある光移相器４０の位相シフトに相応している。
【００２６】
受光器７０の出力側で利用できるアナログ信号７１は、その後ろ側に設けられたＡ／Ｄ変換器８０に供給され、このＡ／Ｄ変換器は、デジタル信号８１を形成する。その際、アナログ信号は、周波数ｆａのサンプリングレートで、デジタル信号に変換される。それから、デジタル信号８１は、評価ユニット９０で後続処理される。
【００２７】
従来技術に相応して、周波数ｆ１，ｆ２は、別個の水晶発振器から得られ、つまり、周波数比の安定性に関する上述の欠点を相互に有している。
【００２８】
図２には、本発明のヘテロダインインターフェロメータ用の発振器の装置構成が示されている。
【００２９】
ＡＯＭ周波数ｆ１及びｆ２の形成のために、直接デジタル合成（ダイレクト・デジタル・シンセサイズ：ＤＤＳ）として知られているＤＤＳ方法が使用される。この方法では、水晶発振器として構成された、クロック周波数ｆＱｕａｒｚの発振器１００のクロックパルス毎に語長Ｎのデジタルアキュムレータが、整数Ｎだけインクリメントされる。その際、アキュムレータは、定常的なインクリメントによって周期的にオーバーフローする。その際、時間に亘ってのアキュムレータの値経過特性は、値領域０〜２Ｎ−１（Ｎは、例えば、３２）の鋸歯状の関数に相応している。アキュムレータでの各値は、余弦振動の
Ｆ＝（２＊Π＊Ｚ）／２Ｎ
位相値として解釈される。ＲＯＭテーブル及び/又はアルゴリズム方法を介して、この位相値から、余弦振動のサンプリング値ｃｏｓ（Ｆ）が形成される。このサンプリング値は、Ｄ／Ａ変換器を介して出力され、アナログによりローパスフィルタリングされ、そうすることによって、周波数
ｆ＝ｆＱｕａｒｚ＊Ｚ／２Ｎ
の時間連続的な余弦状のアナログ信号が得られる。
【００３０】
ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）が集積回路として知られており、ＤＤＳユニットを形成する。この集積回路を用いて、プログラミング毎に基本周波数を用いて、コスト上有利に、基本周波数の０〜約１／３の領域内で高い分解能で同調することができる高い精度の周波数発生器を構成することができる。
【００３１】
本発明によると、２つのＡＯＭ周波数ｆ１及びｆ２は、２つの別個のＤＤＳユニット１１０，１２０を用いて形成され、その際、ＤＤＳユニット１１０用のインクリメント値Ｚ１及びＤＤＳユニット１２０用のインクリメント値Ｚ２が設定される。更に、両ＤＤＳユニット１１０，１２０用の基本周波数が、共通の発振器１００を用いて形成される。
【００３２】
ＡＯＭ周波数ｆ１及びｆ２、ヘテロダイン周波数ｆＨｅｔ及びインクリメント値Ｚ１及びＺ２に対して、以下の式が得られる：
ｆ１＝ｆＱｕａｒｚ＊Ｚ１／２Ｎ
ｆ２＝ＦＱｕａｒｚ＊Ｚ２／２Ｎ
ｆＨｅｔ＝｜ｆ１−ｆ２｜＝ｆＱｕａｒｚ＊（｜Ｚ１−Ｚ２｜）／２Ｎ
図示の実施例では、Ａ／Ｄ変換器８０のサンプリングレートｆａは、周波数ｆ１を整数の除数Ｎ１によって直接割り算することによって得られる。これは、例えば、集積化された除数ユニット１３０で構成される。
【００３３】
Ａ／Ｄ変換器８０でのサンプリングの精度に関して、有利には、サンプリングレートｆａは、正確にヘテロダイン周波数ｆＨｅｔのｋ倍であり、その際、ｋは、整数である。
【００３４】
従って、以下の式が得られる：
ｆａ＝ｋ＊ｆＨｅｔ＝ｆ１／Ｎ１
従って、除数Ｎ１に対して、以下の関係式が得られる：
Ｎ１＝ｒｏｕｎｄ｛ｆ１／（ｋ＊ｆＨｅｔ）｝
Ｚ１は、Ｎ１＊ｋの整数倍にする必要があるので、Ｚ１に対して以下の関係式が得られる：
Ｚ１＝ｋ＊Ｎ１＊ｒｏｕｎｄ｛（２Ｎ＊ｆ１）／（ｋ＊Ｎ１＊ｆＱｕａｒｚ）｝
その際、に対して以下の式が成り立つ：
Ｚ２＝Ｚ１＊｛１＋１／（ｋ＊Ｎ１）｝
実施例では、以下の値が選択されている：
ｆＱｕａｒｚ＝１２０ＭＨｚ，
ｆ１＝約３４．９ＭＨｚ及びｆ２＝約３５．１ＭＨｚ、従って、ｆＨｅｔ＝約０．２ＭＨｚ，
ｋ＝４
これは、Ｎ＝３２及びＮ１＝４４を用いて、
Ｚ１＝１２４９１１９６９６及びＺ２＝１２５６２１６９６７
の選択によって達成される。
【００３５】
従って：
ｆ１＝３４．９００００１１ＭＨｚ及びｆ２＝３５．０９８２９６６ＭＨｚ
ｆＨｅｔ＝０．１９８２９５５ＭＨｚ及びｆａ＝０．７９３１８１８ＭＨｚ
図３には、ヘテロダインインターフェロメータ用の発振器装置の別の実施例が図示されている。図２の実施例と相違して、サンプリング周波数ｆａは、除数ユニット１４０を用いて周波数ｆ２から発生される。上述の実施例と同様に、以下の式が得られる：
ｆａ＝ｋ＊ｆＨｅｔ＝ｆ２／Ｎ２
Ｎ２＝ｒｏｕｎｄ｛ｆ２／（ｋ＊ｆＨｅｔ）｝
Ｚ２＝ｋ＊Ｎ２＊ｒｏｕｎｄ｛２Ｎ＊ｆ２）／（ｋ＊Ｎ２＊ｆＱｕａｒｚ）｝
Ｚ１＝Ｚ２＊｛１−１／（ｋ＊Ｎ２）｝
この実施例で、以下の値が選択されている：
ｆＱｕａｒｚ＝１２０ＭＨｚ
ｆ１＝約３４．９ＭＨｚ及びｆ２＝約３５．１ＭＨｚ従ってｆＨｅｔ＝約０．２ＭＨｚ
ｋ＝４である。
【００３６】
これは、Ｎ＝３２及びＮ２＝４４で、
Ｚ１＝１２４９１４００２５及びＺ２＝１２５６２７７９６８
従って、
ｆ１＝３４．９００５６９１ＭＨｚ及びｆ２＝３５．１０００００９ＭＨｚ，
ｆＨｅｔ＝０．１９９４３１８ＭＨｚ及びｆａ＝０．７９７７２７３ＭＨｚ
が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】従来技術によるヘテロダインインターフェロメータの略図
【図２】ヘテロダインインターフェロメータ用の発振器装置構成の略図
【図３】発振器装置構成用の別の実施例の略図
【図１】
2007519908.tif 000003
【図２】
2007519908.tif 000004
【図３】
2007519908.tif 000005
【国際調査報告】
2007519908.tif 000006
2007519908.tif 000007
2007519908.tif 000008
2007519908.tif 000009
2007519908.tif 000010
2007519908.tif 000011