(57)【要約】共振が変圧器の１次巻線（４）及び１次巻線（４）に直列に接続されたコンデンサ（１４）を含む回路内に構成されており、少なくとも１次側（１）及び少なくとも２次側（２）を含み、変圧器（１）を用いる電気エネルギーの非接触伝送の装置及び方法であって、共振回路（１、１４）が周波数制御が可能な電流源（１３）に接続されることによって特徴づけられる。【選択図】      図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気的接続をせずに電気エネルギーを伝送するための、少なくとも１次側（２）及び少なくとも１次側（２）と独立した２次側（８）よりなる変圧器（１）であり、変圧器（１）の１次巻線（４）は直列に直列コンデンサ（１４）に接続され、そして直列コンデンサ（１４）は、主に漏洩インダクタンスとともに共振回路を形成し、共振回路（１、１４）は周波数制御が可能な電流源（１３）に接続されることを特徴とする非接触のエネルギー伝送装置。
【請求項２】
周波数制御が可能な電流源（１３）が、変圧器（１）の２次側（８）の負荷装置（１８）からのフィードバックループ（２２）によってコントロールされることを特徴とする請求項１記載の非接触のエネルギー伝送装置。
【請求項３】
共振回路（１、１４）が、印加された共振の周波数よりも高い周波数を有することを請求項１記載の非接触のエネルギー伝送装置。
【請求項４】
共振が変圧器の１次巻線（４）及び１次巻線（４）に直列に接続されたコンデンサ（１４）を含む回路内に構成されており、少なくとも１次側（２）及び少なくとも２次側（８）を含み、変圧器（１）を用いる電気エネルギーの非接触伝送の方法であって、共振回路（１、１４）が周波数制御が可能な電流源（１３）に接続されることを特徴とする非接触のエネルギー伝送方法。
【請求項５】
共振サイクルが矩形波信号を制限信号に変換するための選択フィルターとして使用されることを特徴とする請求項４記載の非接触のエネルギー伝送方法。
【請求項６】
変圧器（１）の１次巻線（４）上に印加された周波数が変圧器（１）の２次側（８）と通じているフィードバックループ（２２）を用いてコントロールされることを特徴とする請求項４記載の非接触のエネルギー伝送方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は非接触のエネルギー伝送装置に関する。より詳しくは、磁気誘導を用い、金属接触をしない電気エネルギーの伝送に関し、ここでは変圧器の漏洩磁気はエネルギー伝送のための主要な要素として共振回路に含まれる。本発明はまた、発明を実施する方法にも関する。
【背景技術】
【０００２】
先行技術における物体間の電気エネルギーの非接触の伝送は、例えば他のタイプの誘導伝送及び電磁放射線に基づいている。
【０００３】
非接触のエネルギー伝送のための公知の装置の主な不都合な点は、比較的効率が低いことであり、特にエネルギー伝送に要する物体間の距離が比較的長い場合に効率が低い。先行技術の装置の特徴である比較的効率が低いことにより、環境への望ましくない過熱又は望ましくないエネルギーの伝送に至るかもしれない。
【０００４】
さらに、非接触のエネルギー伝送のためのデュアルコアを有する変圧器を用いることが知られている。このような変圧器では、変圧器の１次及び２次巻線が別々のコアにそれぞれ配置される。この種の変圧器の具体的態様としては、それぞれのコア間のギャップが１ミリメートルを越えることはほとんどない。より大きなギャップを使用することで、漏洩インダクタンスの著しい増加を引き起こし、変圧器ロスが増加し、電波障害（ＥＭＩ）の発生が著しくなる。
【０００５】
理想的には、変圧器はエネルギーを蓄えず、全てのエネルギーを瞬間的に入力から出力へ移送する。しかしながら、現実的な実施態様では、いくらかのエネルギーは変圧器に蓄えられる。
【０００６】
漏洩インダクタンスにより、変圧器の巻線と別々のコアの極の間の非磁性領域に蓄えられるエネルギーが生じる。漏洩インダクタンスは磁束不足の接続によって生じ、普通は望ましくないものである。相互インダクタンスにより、変圧器のコアに、及びそれぞれのコア間のギャップに蓄えられるエネルギーが生じる。
【０００７】
従って、このように先行技術の装置で生じる漏洩インダクタンスによって、より低効率となり、移送距離に制限が科され、無用の放射線（ＥＭＩ）を生ずる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
発明の目的は、先行技術の不都合な点の少なくとも１つを改善または低減することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
目的は以下の記述及び請求項に記載される特性によって、発明に従って達成される。
【００１０】
発明によれば、直列共振が、分割された変圧器の一次巻線への入力で、第１の漏洩インダクタンスと直列の静電容量の間で構成される。入力は、直列共振回路にふさわしい周波数で伝えられる。
【００１１】
漏洩磁気は発明の主要な部分であり、従って最小化する試みはされないが、ある程度までその値を最適化する試みはされる。
【００１２】
実験により、変圧器のコア部分間に相当な距離がある場合さえも、先行技術のエネルギー伝送と比較して驚くべき効果的な改善をすることが可能であることが示される。さらに、変圧器のそれぞれのコア間の距離の有限な範囲内では、距離の変化の影響が効率上無視することができることは驚くべきことである。
【００１３】
共振回路への入力周波数は、最適なエネルギー移動、構成要素における振幅、変圧器のそれぞれのコア間のギャップの変化、入力電圧の変化、プラス負荷変動、の全てを確保するためにオペレーション中に有利に調整される。従って、出力からのフィードバックループをもつ装置が有利である。
【００１４】
周波数は、高周波数から共振の周波数の方へ下げていって調整される。より高い周波数から共振の周波数の方へ下げていく調整は、高効率及び比較的低いＥＭＩを達成するために必要である。この理由は特に、周波数が共振の周波数より高い場合、最高電圧に達する前にエネルギーが共振回路の正弦曲線へ伝えられることである。周波数が共振の振動数より低い場合、エネルギーは電圧変化（ΔＵ）の反対の極性を持った正弦曲線へ伝えられ、効率が低くなる。
【００１５】
発明は、明細書の特定部分でより詳細に説明される。
【００１６】
エネルギー移送の効率は、様々な要因に影響を受ける。近負荷抵抗が減少する場合（より低い抵抗）、漏洩インダクタンスの所謂Ｑ値は増加し、効率は高くなる。この理由は、変圧器の２次側における漏洩インダクタンスＬ２−Ｍは、結局負荷抵抗に直列になり、またこれらは相互誘導Ｍに並列である。これは抵抗が小さくなると、漏洩インダクタンスのＱ値が増加し、さらに共振回路全体用のＱ値の増加を導くということを意味する。
【００１７】
コイル又は直列共振回路のＱ値は、次の数１のように定義される。
【数１】
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ここでωは周波数、Ｌは変圧器のインダクタンス、Ｒは周波数ωの変圧器中の巻線のオーム抵抗である。
【００１８】
したがって、近負荷抵抗における１０倍の変化は、誘導結合の共振の周波数における重要な変化を表さない。
【００１９】
変圧器からの出力信号が、共振の周波数に影響しない高い静電容量で調整及び選別された後に負荷装置を接続する場合には、ある程度これらの特性になるように部分的に帰着する負荷を形成する。
【００２０】
変圧器の１次側は最も多くの熱を発生する。損失は巻線内での損失、騒音の吸収による損失及びコア内に大きな場を有することによって引き起こされる損失を含む。
【００２１】
共振成分のＱ値を大きくすることで、巻線を横切る電圧が増加するので、巻線中の電流の減少が生じる。これは電線直径を減少してもよいことを意味する。
【００２２】
望ましくは、変圧器の１次側及び２次側のインダクタンスをできるだけ高くする。インダクタンスの上限は、最適な漏洩インダクタンス、コアに収納することのできる巻数及び巻線電線中のオーム抵抗によって引き起こされる損失によって決定される。
【００２３】
減少された静電容量は、共振回路のＱ値を増加させる。変圧器への電圧は増加し、それによって電流は減少する。電流レベルによってコア中は飽和する。静電容量値が小さいとき、問題の周波数の直列共振回路のインピーダンス｜Ｚ｜は高い。これは最大の移動可能な力が減少することを意味する。直列共振回路のインピーダンス｜Ｚ｜は次の数２のように定義される。
【数２】
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ここで、ωは周波数、Ｌは変圧器のインダクタンス、Ｃは静電容量、またＲは周波数ωの変圧器中の巻線のオーム抵抗である。
【００２４】
本発明では、インダクタンスＬが変圧器の１次側から見られる当量を表している一方、この式は直列共振回路に当てはまる。負荷もこの当量に含まれる。式は周波数の機能としての回路のインピーダンスの原理を略述している。ユニットが接続されない又は負荷が小さい場合、周波数は高くなる。負荷の増加（インピーダンスの減少）に連れて、周波数は回路の共振の周波数の方へ徐々に減少する。共振の周波数が、依存する負荷にどんなに近似しても、周波数が共振の振動数以下になることはない。
【発明の効果】
【００２５】
エネルギー伝送の先行技術と比較した場合、共振回路の高いＱ値は、１次巻線中にかなり小さな電流を生じる。２次巻線のコア（第２コア）が、第１コアの極の距離と関連する第１コアから比較的大きな（２０〜５０％）距離（エアギャップ）にある場合、第２コアによって広がる場が減少される。１次側の場は、２次側の電圧を希望のレベルに維持するために、増加される。
【００２６】
近共振周波数が共振回路に印加される場合、１次巻線を横切る電圧は大きく増加し、電流は下がる。第１のコア内の電流はできるだけ高い効果を達成するために最小化されなければならない。より高い電流は、コアの大きな損失、さらには巻線の大きな損失を導く大きな磁束密度（Ｂ）を生じる。
【００２７】
さらに、発明による装置及び方法は信号伝送に適している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下に添付図面に図示された好ましい実施態様及び方法の非限定的な例を記述する。
【実施例１】
【００２９】
ここで図１は、先行技術の変圧器の結線図を示している。図２は、図１の変圧器のＴ−当量を示す。図３は、変圧器の漏洩インダクタンスを利用するエネルギー伝送のための概略図である。図４は、変圧器の断面図である。図５は、エネルギー伝送のためのある程度単純化された結線図である。
【００３０】
発明の動作原理の説明をすることをより容易にするために、公知の設計の変圧器に関する符号は、図１および２を参照して最初に説明する。変圧器は符号１で示される。変圧器１は１次巻線４並びに第１コア６を含む１次側２及び２次巻線１０並びに第２コア１２を含む２次側８より成る。
【００３１】
図１では、Ｌ１は変圧器１の１次側２のインダクタンスを示しており、一方Ｌ２は２次側８のインダクタンスである。Ｍは変圧器１の相互インダクタンスを示している。
【００３２】
変圧器１のＴ−当量は図２に示され、ここでＬ１−Ｍは１次側２における漏洩インダクタンスを表し、Ｌ２−Ｍは２次側８における漏洩インダクタンスを表している。
【００３３】
明細書の総論部分で述べられているように、漏洩インダクタンスは変圧器１の１次巻線４と２次巻線１０の間の非磁性エリアに蓄えられるエネルギーを表し、一方相互インダクタンスはコア６、１２に、及び変圧器の第１コア６と第２コア１２の間のギャップに蓄えられたエネルギーを表す。
【００３４】
図３では、電流源１３が変圧器１の１次巻線４に、直列コンデンサ１４及び供給電線１６によって電圧をコントロールされた周波数を供給している。負荷装置１８は、２次巻線１０の接続電線２０に接続される。フィードバックループ２２は、電流源１３からの周波数をコントロールするために設けられる。
【００３５】
図４では、変圧器１の１次側２及び２次側８はそれぞれ個別に電位的に絶縁するジャケット２４またはそれと同種のものによって囲まれている。
【００３６】
図５の結線図では、発明の装置が少し詳細に示される。
【００３７】
２つのトランジスタ３０は電線３２＋及び３２−によって直流電流源（図示せず）に接続される。第１のフィルターコンデンサ３４は電線３２＋と３２−の間に配置される。トランジスタ３０は、電線３８を通じて、電圧制御発振器３６からの制御信号を用いて入力電流を矩形波信号に変換するために設けられている。
【００３８】
電線４０は、トランジスタ３０からの共通の出力を直列コンデンサ１４に接続する。直列コンデンサ１４は供給電線１６の１つを用いて直列に変圧器の１次巻線４に接続され、もう一方の供給電線１６は第１の信号変圧器４２によって電線３２−に接続される。
【００３９】
２次側８への接続電線２０は、整流器４４に接続され、接続電線２０の１つは第２の信号変圧器４６に達している。負荷装置１８は、整流器４４に電線４８によって接続される。第２のフィルターコンデンサ５０は電線４８の間に配置される。
【００４０】
振幅調整器５２は、電線５４によって電線４８に接続され、電線５６によって第２の信号変圧器４６に接続される。
【００４１】
第１の信号変圧器４２は、電線６０によって復調器５８に接続される。復調器５８は電線６２によって発振器３６へ通じている。
【００４２】
従って本実施態様においては、フィードバックループ２２は、振幅調整器５２、信号変圧器４２、４６、変圧器１及び復調器５８を含み、同様に電線５４、５６、２０、１６、６０及び６２を含む。
【００４３】
図４及び５では、エネルギーが変圧器１の１次側２と２次側８との間で移送される場合、直流電流は、電線３２＋及び３２−によって電流源（図示せず）からトランジスタに印加される。発信器３６は電線３８を通じて入力エネルギーを矩形波信号に変換するために、トランジスタ３０をコントロールする。矩形波信号は、図５に示され、符号７０で表される。入力エネルギーにより変圧器１の漏洩インダクタンスと直列コンデンサ１４の静電容量の間に構成された直列共振回路が生じる。
【００４４】
このことで矩形波信号７０は、高振幅の正弦信号７２に変換される。２次巻線中の対応する信号は図面中に示される７４である。
【００４５】
変圧器１の１次巻線４の周波数は、直列共振回路と一致しなければならない。コンポーネントの変化、変圧器のそれぞれのコア間のギャップの変化、入力電圧の変化及び負荷変動のため、エネルギーの最適な伝送は、共振回路の周波数を変圧器１の２次巻線１０からのフィードバックループ２２を用いて調整することによって確保される。
【００４６】
負荷装置１８の電圧は測定されて振幅調整器５２へ伝えられ、該振幅調整器５２は、第２の信号変圧器４６、変圧器１及び第１の信号変圧器４２によって振幅が調節された周波数を復調器５８へ伝送する。信号は復調器５８の電圧へとゆっくり復調され、復調器５８は信号を電圧制御発信機３６へ伝送する。
【００４７】
周波数は、高周波数から共振の周波数の方へ下げていって調整される。ユニットが接続されていないか、負荷が小さい場合、周波数は高くなる。負荷の増加（インピーダンスの減少）に際して、周波数は回路の共振の周波数の方へ減少する。高周波数から共振の周波数の方へ下げていく調整は、高効率及び比較的低いＥＭＩを達成するために必要である。明細書の総論部分に記述されているように、これは、周波数が共振の周波数より高い場合、エネルギーの正弦曲線が最大電圧に到達する前にエネルギーは共振回路へ送られるということによる。周波数が共振の周波数より低い場合、エネルギーは正弦曲線の電圧変化（ΔＵ）と関係のある反対の極性を持って伝えられ、そのことにより効率は下がる。
【００４８】
グラフ１は共振回路の伝達関数を示している。３０ｍｍの直径、第１コア６と第２コア１２の間に２ｍｍのエアギャップ及び直列コンデンサを有するコアでの測定に基づいている。２次巻線１０からの共振の電圧は直列コンデンサ１４への信号レベルより高い。入力電圧と第１コアと第２コアの間のギャップを変化させることによって、安定した出力電圧をコントロールすることが可能となり、これは望ましいことである。
［グラフ１］
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グラフ１  共振要素の周波数応答
【００４９】
共振回路に印加された電圧は、５０％デューティサイクルの矩形波電圧である。グラフ２及び３は１次巻線で測定された電圧及び電流を示している。グラフ１に関してと同じ共振回路がこの測定では使用されている。電流は、多くの高調波周波数成分のないほぼ正弦であり、このことはそれぞれのコア間のエアギャップがノイズ（ＥＭＩ）をほとんど出さないこと意味する。ほとんどの先行技術における電気的な供給で使用されるのこぎり刃状のアンペア数と比較すると、この実施態様はほとんどＥＭＩをだしていない。
［グラフ２］
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グラフ２  １次巻線を横切る電圧
［グラフ３］
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グラフ３  １次巻線中の電流
【００５０】
漏洩インダクタンスは通常はロスを表すが、本発明ではこのロスエネルギーを２次巻線に転送させる。
【００５１】
変圧器中の高いインダクタンスでは、変圧器のそれぞれのコア間のギャップを変更するとき、比較的大きなギャップを有する漏洩インダクタンスはほぼ一定となる。実験においてはコアは、３０ｍｍの直径とコア間２ｍｍのギャップを有していた。３３％（１ｍｍ）のコアのギャップの増加によってコイルのインダクタンスをほぼ１３％減少し、一方漏洩インダクタンスだけが１．５％増加した。これは共振回路全体としては、コアギャップのこの種の増加によってかなりの範囲まで、影響を受けないことを意味する。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】先行技術の変圧器の結線図である。
【図２】図１の変圧器のＴ−当量である。
【図３】変圧器の漏洩インダクタンスを利用するエネルギーの伝送のための概略図である。
【図４】変圧器の断面図である。
【図５】エネルギー伝送のためのある程度単純化された結線図である。
【符号の説明】
【００５３】
１    変圧器
２    １次側
４    １次巻線
８    ２次側
１３    電流源
１４    直列コンデンサ
１８    負荷装置
２２    フィードバックループ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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2007535859.tif 000014