(57)【要約】  本発明は、例えば流体（１）のボリュームフローまたはマスフローを測定する超音波フローセンサに関し、ここでこの超音波フローセンサは、流れ方向（２）にずらした配置された超音波変換器（Ａ，Ｂ）と、制御および評価回路（４）とを有しており、上記超音波変換器（Ａ，Ｂ）により、１つずつの周期的な超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）が別の超音波変換器（Ｂ，Ａ）に送信され、上記の超音波変換器（Ａ，Ｂ）のうちの一つにおいて超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）が受信されると上記の制御および評価回路（４）により、超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）当たりに複数の受信時点（ｔi′，ｔi″）が検出され、これらの受信時点から測定量（５）が求められる。前記制御および評価ユニット（４）が、少なくとも２つのカウンタ（５ａ，５ｂ）を含んでおり、これらの２つのカウンタのうちの第１カウンタ（５ａ）によって、信号（Ｓ２，Ｐ）の最初の切換ないしは受信時点（ｔ1′）から超音波信号（Ｓ１）の少なくとも最初の受信時点（ｔ1″）までの持続時間（Δｔ′）がカウントされ、第２カウンタによって、前記信号（Ｓ１，Ｓ２，Ｐ）のペアにまとめた複数の切換時点ないしは受信時点のうちの第１の切り換えないしは受信時点と、第２の切り換えないしは受信時点（ｔi′，ｔi″）との間の時間（Δｔ″）それぞれが求められる場合、上記の測定の精度が格段に改善される。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
例えば、管路（３）を流れる流体（１）のボリュームフローまたはマスフローを測定する超音波フローセンサであって、
前記超音波フローセンサは、流れ方向（２）にずらして配置された超音波変換器（Ａ，Ｂ）と、制御および評価回路（４）とを有しており、
前記超音波変換器により、１つずつの周期的な超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）が別の超音波変換器（Ａ，Ｂ）に送信され、
当該超音波変換器（Ａ，Ｂ）のうちの１つにて超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）が受信されると、前記制御および評価回路により、超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）当たりに複数の受信時点（ｔi′，ｔi″）が検出され、当該の受信時点から測定量（５）が形成される形式の超音波フローセンサにおいて、
前記制御および評価ユニット（４）は、少なくとも２つのカウンタ（５ａ，５ｂ）を含んでおり、
当該の２つのカウンタのうちの第１カウンタ（５ａ）によって、超音波信号（Ｓ１）の少なくとも最初の受信時点（ｔ2″）まで、第１の信号（Ｓ２，Ｐ）のフルのインターバル（[ｔi′，ｔi+1′]）がカウントされ、
第２カウンタ（５ｂ）によって、前記信号（Ｓ１，Ｓ２，Ｐ）のペアにまとめた複数の切換時点ないしは受信時点（ｔi′，ｔi″）のうちの第１の切り換えないしは受信時点（Ａ４）と、第２の切り換えないしは受信時点（Ｂ２）との間の１つずつの時間（Δｔ″）が求められることを特徴とする
超音波フローセンサ。
【請求項２】
前記の第1信号（Ｓ２，Ｐ）は、第１の動作モードでは別の超音波信号（Ｓ１）と同時に送信される超音波信号（Ｓ２）であるか、または第２の動作モードでは、超音波信号（Ｓ１）が形成されるのと同じクロック信号から形成される基準信号（Ｐ）である、
請求項１に記載の超音波フローセンサ。
【請求項３】
前記のペアにまとめた受信時点（ｔi′，ｔi″）には、信号（Ｓ２，Ｐ）の１つずつの切換ないしは受信時点（Ａi）と、これに続く超音波信号（Ｓ１）の受信時点（Ｂi）とが含まれる、
請求項１または２に記載の超音波フローセンサ。
【請求項４】
前記の制御および評価回路（４）によって、超音波信号（Ｓ１）の最初の受信時点（ｔ1″）が、信号（Ｓ２，Ｐ）の先行する切換ないしは受信時点（ｔ3′）または後続の切換ないしは受信時点（ｔ4′）に、あらかじめ設定した時間閾値（ｔ0）よりも近くにあるか否かがテストされ、
第１のケースでは、第１カウンタ（５ａ）により、第１の切換ないしは受信時点（ｔ1′）から、超音波信号（Ｓ１）の受信時点（ｔ1″）に先行する信号（Ｓ２，Ｐ）の切換ないしは受信時点（ｔ3″）までの時間（Δｔ′）がカウントされ、別のケースでは、超音波信号（Ｓ１）の最初の受信時点（ｔ1″）に続く切換ないしは受信時点（ｔ4″）までカウントされる、
請求項１から３までのいずれか１項に記載の超音波フローセンサ。
【請求項５】
前記の第２カウンタ（５ｂ）は、カウントアップ／カウントダウンカウンタであり、
該カウンタは、ペアにまとめられた受信時点の順序（ｔi′，ｔi″）ないしは（ｔi″，ｔi′）に依存してカウントアップまたはカウントダウンする、
請求項１から４までのいずれか１項に記載の超音波フローセンサ。
【請求項６】
前記の第１カウンタ（５ａ）は、カウントアップ／カウントダウンカウンタであり、
該カウンタは、第２カウンタ（５ｂ）から正のキャリーも負のキャリーも共に受け取る、
請求項５に記載の超音波フローセンサ。
【請求項７】
前記の第２カウンタにより、受信時点（ｔi′，ｔi″）のｐ個のペアから形成されるインターバルの時間（Δｔ″）が累算され、
ここでｐは２のべきである、
請求項１から６までのいずれか１項に記載の超音波フローセンサ。
【請求項８】
ｐ個のペアから形成されるインターバルの持続時間を測定した後、シフトレジスタ演算することにより、またはバイナリ箇所を除去することにより、またはバイナリ箇所の重みの解釈を変更することによって第２カウンタ（５ｂ）のカウントが平均化される、
請求項７に記載の超音波フローセンサ。
【請求項９】
流れ方向（２）にずらして配置された２つの超音波変換器（Ａ，Ｂ）と、制御および評価回路（４）を有する超音波フローセンサの２つの超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）の伝搬時間差（Δｔ）を求める方法であって、
前記超音波変換器に（Ａ，Ｂ）より、１つずつの超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）を別の超音波変換器（Ｂ，Ａ）に送信し、
前記制御および評価回路により、超音波変換器（Ａ，Ｂ）のうちの一つにて超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）が受信されると、超音波信号（Ｓ１，Ｓ２）当たりに複数の受信時点（ｔi′，ｔi″）を検出し、当該の受信時点から測定量（５）を形成する形式の、超音波信号の伝搬時間差を求める方法において、
第１カウンタ（５ａ）によって、超音波信号（Ｓ１）の少なくとも最初の受信時点（ｔ1′）まで、信号（Ｓ２，Ｐ）のフルのインターバル（[ｔi′，ｔi+1′]）の持続時間（Δｔ′）をカウントし、
第２カウンタ（５ｂ）によって、ペアにまとめた複数の受信時点（ｔi′，ｔi″）のうちの第１の受信時点と第２の受信時点との間の時間（Δｔ″）をそれぞれ求めることを特徴とする、
超音波信号の伝搬時間差を求める方法。
【請求項１０】
前記の第２カウンタ（５ｂ）によって、ペアにまとめた複数の時点（ｔi′，ｔi″）間の持続時間（Δｔi″）を測定し、
該持続時間には信号（Ｓ２，Ｐ）の切換ないしは受信時点（ｔi′）および超音波信号（Ｓ１）の受信時点（ｔi″）が１つずつ含まれている、
請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
超音波信号（Ｓ１）の最初の受信時点（ｔ1″）が、信号（Ｓ２，Ｐ）の先行する切換ないしは受信時点（ｔ3′）または後続の切換ないしは受信時点（ｔ4′）に、あらかじめ設定した時間閾値（ｔ0）よりも近くにあるか否かをテストし、
第１のケースでは、第１カウンタ（５ａ）により、最初の切換ないしは受信時点（ｔ1′）から、超音波信号（Ｓ１）の受信時点（ｔ1″）に先行する信号（Ｓ２，Ｐ）の切換ないしは受信時点（ｔ3″）まで持続時間（Δｔ′）をカウントし、別のケースでは、超音波信号（Ｓ１）の最初の受信時点（ｔ1″）に続く切換ないしは受信時点（ｔ4″）までカウントする、
請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１２】
受信イベント（Ａi，Ｂi）の受信を示す評価回路（４）のデジタル信号を、信号の時間的な不正確さ（Δｔj）の逆数よりも格段に高い周波数のサンプリング信号でサンプリングする（２０）、
請求項９から１１までのいずれか１項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載された超音波フローセンサ、ならびにこのような超音波フローセンサにおいて超音波信号を評価する、請求項９の上位概念に記載された方法に関する。
【０００２】
超音波フローセンサは、例えば、ボリュームフロー（Volumenstrom）またはマスフロー（Massestrom）または管路を通って流れる気体状の媒体または流体の媒体の流れ速度を測定するために使用される。既知のタイプの超音波フローセンサには、流れ方向にずらして配置された２つの超音波変換器が含まれ、これらの超音波変換器により、それぞれ超音波信号が形成され、これらの信号がそれぞれ別の超音波変換器に送信される。これらの超音波信号は、それぞれ別の変換器によって受信されて電子回路によって評価される。この際に流れの方向の超音波信号と、逆方向の超音波信号との間の伝搬時間差は、流れ速度に対する尺度である。ここから所望の測定量、例えば、ボリュームフローの流れを計算することができるのである。
【０００３】
図１には２つの超音波変換器Ａ，Ｂを有する超音波フローセンサの典型的な配置構成が示されている。これらの超音波変換器は、管路３内に配置されており、間隔Ｌで向かい合っている。管路３では矢印２の方向に速度ｖで流体１が流れている。測定区間Ｌは流れ方向２に対して角度αだけ傾いている。測定中、超音波変換器Ａ，Ｂは互いに、流れの方向に応じて遅くなるかまたは加速される超音波パルスを送信し合う。ここで信号伝搬時間は、決定すべき流れ速度に対する尺度である。
【０００４】
図２には、制御および評価電子回路４が接続された変換装置の極めて簡略化された概略図が示されている。このセンサは、いわゆる「シングアラウンド」（sing-around）方式で動作する。ここでは変換器Ａ，Ｂのうちの１つにおいて超音波信号Ｓ１ないしはＳ２を受信すると直ちに、超音波信号が反対方向にトリガされる。
【０００５】
流れ測定は実質的につぎのように行われる。すなわち、電子装置４は、電気的なパルスを変換器Ａに送出し、この変換器はこれに基づいて超音波信号Ｓ１を生成して第２の変換器Ｂに送信するのである。区間伝搬時間ｔ12の後、信号Ｓ１は第２の変換器Ｂによって受信される。これに引き続いて直ちに第２の変換器Ｂにより、超音波信号Ｓ２が生成され、この信号は区間伝搬時間ｔ21の後、第１の変換器Ａに到着する。ｔ12およびｔ21がＡからＢへの、ないしはその逆の信号の音波伝搬時間であるとすると、ここから伝搬時間差Δｔ＝ｔ12−ｔ21が得られる。最終的に流れ速度ｖは、
【数１】
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にしたがって計算することができる。ここでΣｔ＝ｔ12＋ｔ21は、１周する間の伝搬時間の合計または周期（Umlaufzeit）であり、またｓは、ｓ＝１−（Δｔ／Σｔ）2なる補正係数である。
【０００６】
図３には個々の超音波信号Ｓ１，Ｓ２の信号経過と、このような信号において受信時点を決定する仕方とが示されている。ここで図示されているのは、いわゆるゼロクロス検出（Zero-Crossing-Detection）である。信号の「受信時点」は、振幅があらかじめ定めた閾値ＳＷ（いわゆるプリトリガレベル）を上回った後、この信号が最初にゼロクロスした時点として定められる。したがってこの例における受信時点は時点ｔ0ということになる。
【０００７】
しかしながら信号に重畳されているノイズ成分Ｒに起因して、このゼロクロス検出により、パルスエッジ検出において、比較的大きな時間的な不正確さΔｔjが発生してしまうのである。ふつうこの不正確さΔｔjは、殊に流れ速度が小さい場合、１回の測定では、使用可能な測定精度に達し得ないほど大きいのである。
【０００８】
したがって測定精度を高めるため、図４に示したように有利には長き引き延ばされた超音波信号を超音波変換器において形成する。この場合、このような信号Ｓ１，Ｓ２を別の変換器で受信すると、超音波信号当たりに複数の受信時点が検出される。したがって１つの測定で複数の伝搬時間情報が得られ、これらの伝搬時間情報から測定値を高い精度で決定できるのである。ここで測定時間は、複数の個々の測定に比べて格段に短い。
【０００９】
図４には信号Ｐ，Ｓ１，Ｓ２が拡大されて示されており、励起信号Ｐは上側に、またこれによって形成された超音波信号Ｓ１ないしはＳ２はこの図の下側に示されている。ここからわかるように、超音波Ａ１，Ｂ１の周波数は、励起信号Ｐの周波数に相応する。さらに超音波信号Ａ１，Ｂ１は、複数の周期にわたり、最大振幅は実質的に同じままである。
【００１０】
信号Ｓ１，Ｓ２の検出に関しては制御および評価回路４を実現して、例えば（信号の振幅があらかじめ定めた閾値ＳＷを上回った後）超音波信号Ｓ１ないしはＳ２がゼロクロスする毎に受信時点ｔ1−ｔnが検出されるようにする。
【００１１】
図５には超音波変換器Ａ，Ｂに到着する順序で信号Ｓ１，Ｓ２の受信時点が示されている。この例において信号Ｓ２は、信号Ｓ１が変換器Ｂに到着するよりも、数信号周期だけ早く変換器Ａに到着する。対応する受信時点ｔ1′，ｔ1″…ｔn′，ｔn″から１つずつの伝搬時間差Δｔ1…Δｔnが求められる。このためにふつうｎ個のカウンタが必要であり、これらのカウンタによって、対応する受信イベントの伝搬時間差Δｔiが計算される。これは比較的コストがかかり、また繁雑である。
【００１２】
したがって本発明の課題は、超音波フローセンサないしは相応する方法を提供して、これによって、長く引き延ばされた２つの超音波信号の伝搬時間を、可能な限りにわずかな技術的なコストで決定できるようにすることである。ここでは伝搬時間が、流れの条件が不利である場合、または流れ方向が逆転する場合にも決定できるようにしたい。
【００１３】
この課題は、本発明により、請求項１ならびに請求項９の特徴部分に記載した特徴的構成によって解決される。本発明の別の実施形態は従属請求項に記載されている。
【００１４】
本発明の重要な１様相は、２つのカウンタを有する制御および評価ユニットを設けることであり、これらのカウンタのうちの第１カウンタによって、第１の信号（例えば基準信号または第１の超音波信号）のフルのインターバルの数を、超音波信号の少なくとも最初の受信時点までカウントし、また第２カウンタによってそれぞれ、２つの信号のペアにまとめた複数の切換時点ないしは受信時点のうちの１つずつの第１および第２の切換ないしは受信時点間の時間をカウントする。超音波信号の伝搬時間差ないしは伝搬時間を互いに重ならない複数の期間から求めることによって、伝搬時間ないしは伝搬時間差を２つのカウンタだけで、ひいては極めてわずかな技術的なコストで求めることができる。
【００１５】
上で説明した測定原理で動作する超音波フローセンサは、さまざまな仕方で作動させることが可能である。第１には２つの超音波変換器に同時に１つずつの超音波信号を送信して、超音波信号の伝搬時間差を２つのカウンタを用いて測定することができる。第２にはまずこれらの変換器のうちの１つだけに超音波信号を送信して、クロック信号を考慮してその伝搬時間を測定し、その後、同じ伝搬時間を別の変換器において測定するのである。
【００１６】
以下では、まず複数の超音波信号が上記の変換器から同時に送信される、フローセンサの動作モードについて検討する。この場合、第１カウンタにより、はじめに到着する超音波信号の（連続する２つずつの受信時点によって定められる）フルのインターバルの数を、遅れて到着する超音波信号の少なくとも最初の受信時点までカウントし、第２カウンタにより、異なる超音波信号のペアにまとめた複数の受信時点のうちの１つずつの第１の受信時点と第２の受信時点との間の時間をそれぞれカウントする。
【００１７】
時間が第２カウンタによって測定され、ペアにまとめられる受信時点（受信ペア）には有利には、超音波信号の受信時点およびこれに直ちに続く別の超音波信号の受信時点が１つずつ含まれる。これらの受信ペアは有利には、これらが直接続き、その際に個々の受信時点が抜け落ちないように選択される。上記の評価および制御ユニットにより、受信ペア間の測定した時間から有利には平均値が形成される。したがって第１カウンタのカウントおよび第２カウンタの平均したカウントから、超音波信号の伝搬時間差に対する比較的精確な値を決定することができるのである。
【００１８】
本発明の有利な実施形態によれば、２つずつの受信時点のペアでの対応付けはつぎのようなルールにしたがって実行される。すなわち、上記の制御および評価ユニットはまず、遅れて到着する信号の最初の受信時点が、はじめに到着した超音波信号の先行する受信時点または後続の受信時点にあらかじめ設定した時間閾値よりも時間的に近いか否かがテストされるのである。ここで第１のケースでは第１カウンタにより、第１の信号の最初の受信時点から、遅れて到着する超音波信号の最初の受信時点に先行する、第１信号の受信時点までの持続時間（ないしはフルのインターバルの数）が決定され、別のケースでは、遅れて到着する超音波信号の最初の受信時点に続く第１の超音波信号の受信時点まで決定される。すなわち、第１カウンタは、遅れて到着する超音波信号の第１の受信時点の、第１の超音波信号のインターバルにおける位置に応じて、遅れて到着する超音波信号の最初の受信時点または１インターバルだけ余分に第１の超音波信号のフルのインターバルの数をカウントするのである。
【００１９】
第２カウンタは有利には、異なる信号の連続する２つずつの受信時点間の持続時間をカウントする。（受信ペアが形成される受信時点の順序は、信号のずれに起因して測定中に変化することがある）。
【００２０】
第１のケースでは伝搬時間差は、第１カウンタのカウントと、第２カウンタのカウントの平均値とから加算によって形成され、また第２のケースでは減算によって形成される。この際に２つのカウンタの重みの違いを考慮すべきである。遅れて到着する超音波信号の最初の受信時点の相対的な位置に依存して第１の受信ペアを異なって選択することの大きな利点は、信号ジッタ（ノイズまたは信号の揺れ）または乱流に対して上記の評価が極めてロバストになることである。これによってエラーの発生する可能性が格段に低減される。
【００２１】
第２カウンタは、有利にはカウントアップ／カウントダウンカウンタとして実現されており、このカウンタは、ペアにまとめた受信時点の順序に依存してカウント方向が変化してカウントアップまたはカウントダウンを行う。これにより、例えば乱流に起因した、長く引き伸ばされた超音波信号におけるずれを殊に考慮することができる。
【００２２】
有利には、２つのカウントの明示的な加算または減算を省略することができ、これは第１カウンタもカウントアップ／カウントダウンカウンタとして実現することによって行われ、ここでこのカウンタは、第２カウンタのカウンタ限界値を越えた場合に、キャリーを正または負の方向に第２カウンタから受け取るのである。
【００２３】
本発明の有利な実施形態では、第２カウンタは、受信時点からなるｐ個のペアの時間を累算する。ここでｐは２のべきである。この場合、第２カウンタのカウントの平均値は、ｐによる除算によって得られる。ｐを２のべきとして選択した場合、上記の平均値はシフトレジスタ演算によって簡単に形成することができ、小数点位置がlog2p箇所だけシフトされる。
【００２４】
さて以下では、超音波信号を順次に送信しかつ基準信号を考慮して信号伝搬時間を求めるフローセンサの動作モードを検討する。第１の動作モードにおけるの同様に、長く引き延ばされた超音波信号がクロック信号（励起信号）によって形成される。このクロック信号はそれ自体、基準信号として使用可能である。択一的にはこのクロック信号から基準信号を導き出すことができ、これはクロック信号の正のエッジにおいても、負のエッジにおいても共に、（例えば正の）所定のエッジを有する電圧パルスを形成することによって行われる。この超音波信号は、まず２つの変換器のうちの１つだけから送信されて、別の変換器によって受信される。
【００２５】
つぎに第１カウンタは、到着する超音波信号の少なくとも最初の受信時点まで、基準信号のフルのインターバルの数をカウントし、第２カウンタは、ペアにまとめた信号の複数の切換ないしは受信時点の１つずつの切換ないしは受信時点間の時間をそれぞれカウントする。すなわち、第１カウンタは、フルのクロック周期の数をカウントし、第２カウンタは、複数のクロックエッジ−受信時点ペア（受信ペア）を考慮して、超音波信号が到着するまでの数を残り時間をカウントするのである。この測定の結果は、１方向における超音波信号の伝搬時間である。この後、超音波信号の伝搬時間を他の方向に測定し、これらの２つの伝搬時間から、求める測定量を計算するのである。
【００２６】
第１の動作モードに関連して上で説明した実施例は、第２の動作モードに対しても相応に当てはまる。
【００２７】
超音波信号の受信イベントを検出した際（例えば、ゼロクロス）、評価回路ではふつう、受信イベントの精確な受信時点を示すデジタル信号が（例えばlowからhighに）セットされる。この信号のエッジは、時間的な不正確さ（ジッタ）を伴っている。サンプリング信号のクロックレートを十分に高く選択しなかった場合、信号をサンプリングすると、エイリアシング作用が発生する（ナイキスト判定条件）。本発明によって提案されるのは、受信イベントの時間的な不正確さの逆数よりも格段に高いサンプリングレートで電気信号をサンプリングすることである。これによって流れ測定の精度を格段に高めることができる。
【００２８】
以下では添付の図面に基づき、本発明を例示的に詳しく説明する。ここで、
図１は、２つの超音波変換器を有する超音波フローセンサの従来技術による典型的な例を示しており、
図２は、所属の制御および評価回路を有する超音波フローセンサを示しており、
図３は、従来技術による典型的な超音波信号および受信時点の検出を示しており、
図４は、時間に測定に利用される複数のゼロクロスを有する長く引き延ばされた超音波信号を示しており、
図５は、ｎ個のカウンタによってｎ個の差分伝搬時間を求め例を示しており、
図６は、本発明の第１実施形態により、２つのカウンタを用いて超音波信号の差分伝搬時間を求める例を示しており、
図７は、図６にしたがって伝搬時間差を決定する制御および評価回路を示しており、
図８は、本発明の別の実施形態にしたがって２つの超音波信号の伝搬時間差を決定する例を示しており、
図９は、図８の方法にしたがって２つの超音波信号の伝搬時間差を決定する制御および評価回路を示しており、
図１０は、受信時点に互いにずれている場合に伝搬時間差が誤って評価される例を示しており、
図１１は、本発明の有利な実施形態により、２つの超音波信号が不均等な場合に伝搬時間差を評価する例を示しており、
図１２は、図１１の方法にしたがって２つの超音波信号の伝搬時間差を決定する制御および評価回路を示しており、
図１３は、個々の受信イベントの概略を示しており、
図１４は、比較的低いおよび比較的高い周波数のサンプリング信号を示しており、
図１５は、個々の受信イベントを検出する際の時間の不確かさの正規分布を示している。
【００２９】
図１〜５の説明については、冒頭の説明を参照されたい。
【００３０】
図６には、超音波変換器Ａ，Ｂにおいて受信される超音波信号Ｓ１，Ｓ２の時間経過の例を示しており、ここでこれらの超音波信号は、同時にそれぞれ別の変換器Ｂ，Ａで送信されたものである。デジタルパルスＡ１〜ＡｎないしはＢ１〜Ｂｎの正のエッジは、時点ｔi′ないしはｔi″における超音波信号Ｓ１ないしはＳ２のゼロクロスの受信をそれぞれ表す。２つの超音波信号Ｓ１，Ｓ２の伝搬時間差Δｔは、パルスＡ１からパルスＢ１までの持続時間に等しい。
【００３１】
この伝搬時間差は、パルスＡ１からＡ３までの持続時間Δｔ′と、パルスＡ３とＢ１との間の残りの値Δｔ″との和として表すことができ、Δｔ＝Δｔ′＋Δｔ″が成り立つ。統計的な測定誤差を低減するため、ここでは信号Ｓ１，Ｓ２のできる限り多くのゼロクロスが考慮され、また複数の残り持続時間Δｔ″が測定されて、最終的にはこれらの残り持続時間の平均値が計算される。したがって超音波信号Ｓ１，Ｓ２の伝搬時間差Δｔは、Δｔ′および時間Δｔi″の平均値の値から得られるのである。
【００３２】
時間Δｔ′ないしはΔｔi″の長さは、２つのカウンタ５ａ，５ｂを用いて簡単に測定することができる。第１カウンタ５ａは、遅れて到着する超音波信号Ｓ１の最初のパルスＢ１が到着するまでのフルのインターバルをカウントする（インターバルは、同じ超音波信号の連続する２つのパルス、例えばＡ１，Ａ２間の長さに等しい）。第１カウンタ５ａのカウントは、２つの超音波信号Ｓ１，Ｓ２の伝搬時間差Δｔの大まかな推定値である。
【００３３】
第２カウンタは、引き続いて、２つずつペアにまとめられたパルスＡ４，Ｂ２；Ａ５，Ｂ３等の間の時間Δｔi″をそれぞれ計測し、またこれによって同時に測定値を合計する。ここでパルスペアは互いに連続するように選択される。最終的なカウント値から最終的に平均値が形成され、これが第１カウンタ５ａのカウントに加算される。デジタルカウンタ５ａ，５ｂを使用する場合、第１カウンタ５ａのカウントは、有利には上位ビット（ｈｓｂ：high significant bits）を形成し、第２カウンタのカウントは下位ビット（ｌｓｂ：least significant bits）を形成する。第１に第１カウンタ５ａおよび第２カウンタ５ｂのビット幅が互いに正しく適合されており、また第２にｌｓｂカウンタのカウントクロックから、２のべきによって分周することにより、超音波周波数を形成されているという２つの前提の元では、第２カウンタのｌｓｂビットを第１カウンタのｈｓｂビットに直接続けて１つのバイナリ数にまとめることができる。ここでこのバイナリ数は、伝搬時間差Δｔに比例する。
【００３４】
さらに第２カウンタ５ｂのカウントは、全部でｐ回のｐ個のインターバルΔｔi″の測定を行いかつ数ｐが２のべきである場合、殊に簡単に平均値を求めることができる。この場合、バイナリのカウンタ値の平均（ｐによる除算）は、log2ｐのシフトレジスタ演算に等しくなり、小数点位置はlog2ｐ回左にシフトされる。図６に示した例ではｐ＝２5＝３２回のΔｔi″の測定が行われて、小数点位置は５ビット左にシフトされる。これによって最終的な伝搬時間差Δｔは、第１カウンタ５ａのカウントと、第２カウンタ５ｂの上位のビット（ここでは１０ビット）から、ｌｓｂカウンタクロックの周期の単位で得られる。ここで第２カウンタの下位５ビットは、相応する小数点以下である。
【００３５】
図６に示したものとは択一的に信号Ｓ１，Ｓ２の伝搬時間差Δｔを、時間［Ａ１からＡ４］と［Ｂ１からＡ４］との差分として表すことも可能である。第１カウンタ５ａは、最初のパルスＢ１が到着するまでよりも１インターバル多く、すなわちＡ１からＡ４までカウントし、第２カウンタ５ｂはＢ２，Ａ５；Ｂ３，Ａ６；等の間のインターバルをカウントしなければならない。ここではΔｔ＝ｔ[Ａ１，Ａ４]−ｔ[Ｂ１，Ａ４]が成り立つ。
【００３６】
超音波信号Ｓ１，Ｓ２が同時でなく順次に送信される超音波フローセンサの第２の動作モードにおいて、図６〜１５について説明するのと同じ原理が当てはまる。しかしながらこの場合には、まず超音波信号（例えばＳ１）の伝搬時間Δｔが一方の方向に測定され、その後、超音波信号（例えばＳ２）の伝搬時間Δｔが逆方向に基準信号（Ｐ）を考慮して測定される。図６，８，１０または１１において信号Ｓ２は、同じクロック信号から導出された基準信号Ｐと見なすことができ、ここでこの信号によって、長く伸ばされた超音波信号Ｓ１が形成される。ここで受信時点Ａ１はこの場合、基準信号Ｐの切換時点（例えば正のエッジ）である。（したがって別に図示することは省略した）。
【００３７】
第１カウンタ５ａは、第１の動作モードと同様に、到着する超音波信号Ｓ１の少なくとも最初の受信時点Ｂ１まで、基準信号Ｐのフルのインターバルの数をカウントする。また第２カウンタ５ｂは、信号Ｐ，Ｓ１のペアにまとめられた複数の切換ないしは受信時点のうちのそれぞれの第１および第２の切換ないしは受信時点Ａi，Ｂi間の時間Δｔi″を測定する。つまり第１カウンタは、基準信号のフルの周期の数をカウントし、第２カウンタは、超音波信号が到着するまでの残りの時間Δｔi″をカウントするのである。この測定の結果が、超音波信号Ｓ１の伝搬時間Δｔである。その後、超音波信号Ｓ２の伝搬時間を反対の方向に測定して、２つの伝搬時間Δｔから、求める測定量を計算する。
【００３８】
図７には伝搬時間差分Δｔを決定するための２つのデジタルカウンタ５ａ，５ｂを有する制御および評価回路４の実施例が示されている。この回路は、信号Ｓ２に対する入力側Input Aおよび信号Ｓ１に対する入力側Input Bを有する。回路モジュール６は、変換器Ａ，Ｂから入力側"Input A"ないしは"Input B"においてパルスＡiおよびＢiを受け取り、はじめに到来した複数のパルス（ここではＡ１〜Ａ３）から最初のパルスを除いて（すなわちここではＡ２〜Ａ３）通過させ、これらを第１カウンタ５ａに転送する。この転送は、遅れて到着する超音波信号Ｓ１の最初のパルス（ここではＢ１）が別の入力側"Input B"に到着するまで続けられる。したがって第１カウンタは、２（２フルインターバル）までカウントし、その後、カウントを止める。第１カウンタ５ａのカウントｈｓｂは、参照符号１４で示されている。第１カウンタ５ａのカウントレートは、超音波信号Ｓ１，Ｓ２の周波数に相当する。
【００３９】
信号Ｓ１の最初のパルスＢ１が到着した後、モジュール６によって第２モジュール７が、信号"enable"によってアクティブ化される。第２モジュール７も同様に入力側"Input A"ないしは"Input B"においてパルスＡi，Ｂiを受け取り、時間Ａ４，Ｂ２；Ａ５，Ｂ３などの間にそれぞれ第２カウンタ５ｂをアクティブ化する。（出力側"cnt enable"はこの場合highになる）。出力側"cnt enable"は、ＡＮＤゲート１０に接続されており、その出力側は、第２カウンタ５ｂのクロック入力側Ｃｌｋに接続されている。これによって第２カウンタ５ｂは、入力側１６に供給されるクロック"clock"と共にカウントアップし、これは第２のモジュール７の出力側"cnt enable"がhighでありかつ測定したインターバルΔｔi″の数があらかじめ定めたインターバルΔｔi″の数よりも小さい限り継続される。ここでこのあらかじめ定めたインターバルΔｔi″の数は、入力側１１においてあらかじめ設定することができる。すでに測定したインターバルΔｔi″の数は、カウンタ１２によってカウントされる。このカウンタは第２のモジュール７の出力側"cnt enable"に接続されている。フリップフロップ９の反転出力側は、インターバルΔｔi″の測定した数が、入力側１１においてあらかじめ設定されたインターバルの数に等しい限りhighである。数が等しいことは論理ゲート８によって識別され、この論理ゲートによってフリップフロップ９がセットされる。したがって反転出力側ＩＱは、low状態に移行し、第２カウンタ５ｂはカウントを中止する。第２カウンタ５ｂのカウントｌｓｂは、最終的に出力側１３において読み出され、上で説明したように、シフトレジスタ演算によって平均化することができる。この回路は、入力側"start"を介してリセットされて、新たな測定を開始することができる。
【００４０】
上で説明した第２の動作モードにしたがって測定が行われる場合、モジュール６，７は例えば、入力側"Input A"において変換器出力信号Ｓ２の代わりに基準信号Ｐを受け取る。その他の点では図７の回路は第１の動作モードと同じように動作する。
【００４１】
図８には変換器Ａ，Ｂにおいて受信される２つの超音波信号Ｓ１，Ｓ２が示されており、それらの受信時点Ａ１〜Ａ８ないしはＢ１〜Ｂ８は、信号Ｓ１，Ｓ２の経過に伴って互いにずれている。このような信号のずれは、例えば、乱れた流れの状況によって発生することがあり、このような状況により、信号ジッタ（時間的なノイズまたは揺れ）が信号Ｓ１，Ｓ２に発生する。これによってパルスＢ１〜Ｂ６に対する個々のパルスＡ１〜Ａ８の順序も変わってしまうことがある。図６の手法にしたがってインターバルΔｔi″を評価する際には第２カウンタ５ｂは、インターバルＡ４，Ｂ２；Ａ５，Ｂ４；Ａ６，Ｂ５などを評価し、ひいては誤ったインターバルを評価してしまうことがあり、これによって大きな測定誤差が生じ得るのである。
【００４２】
したがって図８に示した手法において提案したのは、第１信号Ｓ２のパルスＡiと第２信号Ｓ１のパルスＢiをここでもそれぞれペアでまとめて、異なる信号の連続する２つずつのパルスＡi，Ｂiからパルスペアが形成されるようにし、かつ２つのパルスＡi，Ｂiが発生した順序にしたがって各パルスペアＡ４，Ｂ２；Ｂ３，Ａ５；などに、符号（＋／−）が割り当てられるようにすることである。この場合、第２カウンタ５ｂにより、この符号（＋／−）に依存して、パルスペアＡi，Ｂiの対応する時間Δｔi″の間、カウントアップまたはカウントダウンが行われる。時間Δｔi″に対する個々のカウント値は、第２カウンタ５ｂによって有利には累算される。第２カウンタ５ｂのカウントが、カウンタ５ｂのカウンタ限界値を越えた場合（０またはカウンタのビット幅によって決まる最大カウントのいずれか）、第１カウンタ５ａへのキャリーが発生する。すなわち、第１カウンタ５ａは、１つだけカウントアップないしはカウントダウンされるのである。
【００４３】
ｐ個の時間インターバルΔｔi″を評価した後、第２カウンタ５ｂのカウントｌｓｂはここでも平均化される。ｐが２のべきであれば、ｈｓｂカウンタ５ａおよびｌｓｂカウンタ５ｂのカウントは、付加的な算術演算なしに容易に個々のバイナリ数にまとめることができる。これは図８の下側に示したとおりである。ここでこのバイナリ数は、伝搬時間差または流れの速度（Durchflussrate）に比例する。
【００４４】
図９には、図８に関連して上で説明した手法を実施する評価ユニット４の実施形態が示されている。ここでは見やすくするために水晶発振器のクロックから超音波信号Ｓ１，Ｓ２を形成すること、ならびに測定過程全体の流れ制御は省略されている。
【００４５】
上記の評価回路の重要な部分は、図７の評価回路と同じように構成されており、これについてはこの図を参照されたい。変換器Ａ，Ｂによって形成される電気パルスＡi，Ｂiは、モジュール６および７の入力側"Input A"および"Input B"に供給される。回路モジュール７は、最も最初に到着したものを除いてはじめに到着したパルス（Ａ２〜Ａ３）を通過させ、相応する信号を第１カウンタ５ａに転送し、この転送は、別の超音波信号Ｓ１のはじめのパルスＢ１が到着するまで続けられる。第１カウンタ５ａのカウント方向は、モジュール６により、出力側＋／−を介して設定される。（カウント方向は、Ｓ１，Ｓ２のどの信号が最初に到着したかに応じて正または負になる）。
【００４６】
モジュール７もパルスペアＡi，ＢiのパルスＡi，Ｂiの順序も識別し、相応してパルスペア毎に個別に正または負の符号を出力側＋／−に出力する。この符号は、ＸＯＲ素子１７およびＮＯＴ素子１８を介して第２カウンタ５ｂに導かれ、このカウンタは相応にカウントアップまたはカウントダウンを行う。入力側１６におけるクロック"clock"は、すでに図７について示したように時間インターバルΔｔi″中にだけ、ＡＮＤゲート１０を介して第２カウンタ５ｂに到達する。クロック"clock"は、時間インターバルΔｔi″中にモジュール７により、出力側"Cnt enable"においてイネーブルされ、ひいては第２カウンタ５ｂに到達する。
【００４７】
図１０には超音波変換器ＡないしはＢに順次に到着する２つの超音波信号Ｓ２ないしはＳ１が示されており、それらゼロクロスは均等に変換器Ａ，Ｂに到着するのではなく、互いにずれている。ここでパルスＡ１〜Ａ８ないしはＢ１〜Ｂ８は、パルスペアＡ５，Ｂ３およびＡ６，Ｂ４のインターバルΔｔi″が時間的に互いに重なるように到着する。しかしながら時間的に重なるインターバルΔｔi″は、ただ１つのカウンタによってカウントすることはできない。したがって第１カウンタ５ａないしは第２カウンタ５ｂのカウントｈｓｂおよびｌｓｂに基づいて識別すべき評価誤りが生じる。
【００４８】
第１カウンタ５ａは、これまでと同様に最初に到着する信号Ｓ２の（Ａ１〜Ａ３の）フルのインターバルをカウントし、これは最初のパルスＢ１が到着するまで続けられ、その後、カウントを中止する。第１カウンタ５ａの最終的なカウントは、したがってｈｓｂ＝２である。この場合に第２カウンタ５ｂは、インターバルＡ４，Ｂ２の間に８カウントだけ、インターバルＡ５，Ｂ３の間にさらに９カウントをカウントアップし、パルスＡ６を飛ばし、つぎにインターバルＡ７，Ｂ４において再び２カウントだけカウントアップするため、全体カウントはｌｓｂ＝１９である。
【００４９】
評価が誤った理由は、この場合、信号Ｓ１の最初のパルスＢ１が、別の信号Ｓ２のつぎの信号Ａ４の少し前にはじめて到着し、わずかな信号のずれによってすでに、重なり合った時間（Ａ５，Ｂ３およびＡ６，Ｂ４）が形成されることにある。
【００５０】
図１１には改善された評価手法が示されており、ここでは上記のような時間的な重なり合いを回避することができる。このために評価ユニット４によってテストされるのは、遅れて到着する超音波信号Ｓ１の最初のパルスＢ１が、別の信号Ｓ２の先行するパルスＡ３の時間的に近くに、またはつぎのパルスＡ４の近くにあるか否かである。この例においてインターバルＡ３，Ａ４の中間にある時間閾値ｔｓはこの場合に比較の基準として使用される。遅れて到着する超音波信号Ｓ１の最初の受信時点Ｂ１の、第１の超音波信号Ｓ２のインターバルにおける位置に応じて、第１カウンタ５ａは、最初の受信時点Ｂ１まで、または１インターバル余分にフルのインターバルの数をカウントする。この評価に対して、Δｔ＝Δｔ1′＋Δｔ1″（図示せず、例えば図６と比較可能である）またはΔｔ＝Δｔ′−Δｔ″が成り立ち、ここでΔｔ′は３つのインターバルを含むことになる。
【００５１】
第１のケース（パルスＢ１は時間的にｔｓの前にあるが図示せず、例えば図８と比較可能である）において、第１カウンタ５ａは、最初のパルスＢ１が到着するまでフルのインターバルの数をカウントする。その後、後続のすべてのパルスは、到着の順序に応じて、パルスペアＡi，Ｂiとして解釈され、それらの対応する時間インターバル[Ａi，Ｂi]は、第２カウンタ５ｂによって測定される。図８では例えばＡ４，Ｂ２がこれらのパルスペアの最初のパルスペアである。この方法は図８または図１０の方法に相応する。第１カウンタ５ａおよび第２カウンタ５ｂのカウントは、（平均化の後）最終的に２つのカウンタの重みの違いが考慮されて加算ないしは単純にまとめられる。
【００５２】
第２のケース（最初のパルスＢ１は、時間閾値ｔｓの時間的な後に到着する）において第１カウンタ５ａは、１インターバル余計にカウントする。すなわち、信号Ｓ２のインターバル[Ａ3，Ａ4]までを含めたすべてのフルのインターバル[Ａi，Ａi+1]をカウントする。ここでインターバル[Ａ3，Ａ4]には、遅れている超音波信号Ｓ１の最初のパルスＢ１が入る。これによってここでは第１カウンタ５Ａのカウントｈｓｂにより、３までカウントされる。この時点から、後続のすべてのパルスが再び、到着した順序でペアＡi，Ｂiとして互いに対応付けられる。つまり図１１の例では、Ｂ２，Ａ５がこれらのパルスペアの最初のパルスペアである。その後、第２カウンタ５ｂは再び、パルスペアＡi，Ｂiの時間の間、カウントし、そのカウントは、パルスＡi，Ｂiの順序に応じてカウントアップまたはカウントダウンされるのである。
【００５３】
順序Ｂi，Ａiのパルスペアはカウントアップされ、順序Ａi，Ｂiのパルスペアはカウントダウンされる。したがって第２カウンタ５ｂのカウントｌｓｂは、最初は負（例えばｌｓｂ＝−２）であり、つぎに第２のインターバルＡ６，Ｂ３の間、０に戻り、第３のインターバルＡ７，Ｂ４の間に２カウントだけカウントアップして例えばｌｓｂ＝２になる。第１カウンタ５ａは、第２カウンタ５ｂがカウンタ限界値を超えた場合、１つずつキャリーを受け取って、これによってまずカウントｈｓｂ＝２に戻り、その後、再びカウントｈｓｂ＝３になる。
【００５４】
図１２には図９の評価回路とほとんど同じに構成された制御および評価回路４の実施例が示されている。図７および９の場合と同じように水晶発振器のクロックから超音波信号Ｓ１，Ｓ２を形成すること、ならびに流れの制御は見易くするために省略されている。同じ構成部分には同じ参照符号が付されている。
【００５５】
図９とは異なり、図１２の評価回路のモジュール６には、付加的なクロック入力側"clock"が含まれており、これによって付加的な時間測定が可能になり、遅れて到着する超音波信号Ｓ１の最初のパルスＢ１が、図１１に書き込まれた時間閾値ｔｓの前または後に到着したか否かが判定される。時間測定のため、ここでもカウンタを設けることができ、これはモジュール６に組み込むことが可能である。したがってモジュール６の出力側"enable"は、信号Ｓ１の最初の受信時点Ｂ１の位置に応じて、より早くまたはより遅くアクティブになるのである。
【００５６】
図１３には評価回路４の内部信号が示されており、この内部信号は、受信した超音波信号Ｓ１，Ｓ２の受信イベント（例えばゼロクロス）を検出した場合、lowからhighに切り換えられる。立ち上がり信号エッジの時点は、信号ジッタ（信号揺れないしは信号ノイズ）に起因してある程度の時間的な不正確さΔｔjを有する。
【００５７】
図１５には、相次いで複数の測定を行う場合に、ゼロクロスに対して検出した時点がジッタの影響を受ける頻度分布が示されている。ここでは標準偏差は、＋／−Δｔjによって示されている。この頻度分布は、例えば、相応のガウス関数の特性を有する標準分布に相当し得る。
【００５８】
図１３の内部的な検出信号は、ふつう周波数の高いクロックによってサンプリングされる。これは図１４の上側に示されている通りである。このクロックは、図９および図１２のclock入力側のクロックに相当する。比較的低い周波数ｆ１を有するクロック信号が選択される場合、伝搬時間を測定する際に比較多くのエイリアシング誤差が生じ得る。この場合、受信イベントは、時間Δｔaの後、はじめて評価回路４によって検出される。エイリアシング誤差を回避するために提案されるのは、個々の受信イベントを検出する際に時間的な不正確さ（ジッタ）の逆数よりも格段に高い周波数ｆ２のサンプリング周波数（図１４の下側を参照されたい）を使用することである。測定の精度は、このオーバーサンプリング（Ueberabtastung）によってさらに上げることができるが、図１５入力測定量の頻度分布の分布幅＋／−Δｔjは変わらず大きいままである。上で説明したパルス評価手法によって超音波センサの測定精度を格段に改善し、例えば誤った測定を阻止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】２つの超音波変換器を有する超音波フローセンサの従来技術による典型的な例を示す図である。
【図２】所属の制御および評価回路を有する超音波フローセンサを示す図である。
【図３】従来技術による典型的な超音波信号および受信時点の検出を示す図である。
【図４】時間に測定に利用される複数のゼロクロスを有する長く引き延ばされた超音波信号を示す図である。
【図５】ｎ個のカウンタによってｎ個の差分伝搬時間を求める例を示すである。
【図６】本発明の第１実施形態により、２つのカウンタを用いて超音波信号の差分伝搬時間を求める例を示す図である。
【図７】図６にしたがって伝搬時間差を決定する制御および評価回路を示す図である。
【図８】本発明の別の実施形態にしたがって２つの超音波信号の伝搬時間差を決定する例を示す図である。
【図９】図８の方法にしたがって２つの超音波信号の伝搬時間差を決定する制御および評価回路を示す図である。
【図１０】受信時点に互いにずれている場合に伝搬時間差が誤って評価される例を示す図である。
【図１１】本発明の有利な実施形態により、２つの超音波信号が不均等な場合に伝搬時間差を評価する例を示す図である。
【図１２】図１１の方法にしたがって２つの超音波信号の伝搬時間差を決定する制御および評価回路を示す図である。
【図１３】個々の受信イベントの概略図である。
【図１４】比較的低いおよび比較的高い周波数のサンプリング信号を示す図である。
【図１５】個々の受信イベントを検出する際の時間の不確かさの正規分布を示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
１  流体、  ２  流れの方向、  ３  管路、  ４  制御および評価回路、  ５ａ  第１カウンタ、  ５ｂ  第２カウンタ、  ６  第１カウンタを駆動制御するモジュール、  ７  第２カウンタを駆動制御するモジュール、  ８  比較ゲート、  ９  ＲＳフリップフロップ、  １０  ＡＮＤゲート、  １１  パルスペアの数、  １２  パルスペアカウンタ、  １３  カウントｌｓｂ、  １４  カウントｈｓｂ、  １５  Ready出力側、  １６  クロック入力側、  １７  ＸＯＲゲート、  １８  ＮＯＴゲート、  １９  ＯＲゲート、  ２０  ゼロクロス信号、  ｔ1′  はじめに到着する信号Ｓ２の受信時点、  ｔi″  遅れて到着する信号Ｓ１の受信時点、  Δｔ′  伝搬時間差の大まかな推定値、  Δｔi″  パルスペアの時間インターバル、  Δｔ  伝搬時間差、  Ａi  はじめに到着する信号Ｓ２のパルス、  Ｂi  遅れて到着する信号Ｓ１のパルス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【国際調査報告】
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