(57)【要約】【課題】  可変周波数フィルタを組み入れ、しかも入力電圧範囲を拡大した集積型ＴＶ信号受信用チューナを提供する。【解決手段】  この可変周波数フィルタ回路は第１の電流でバイアスした第１の差動トランジスタ対と、第２の電流でバイアスした第２の差動トランジスタ対と、第１および第２のキャパシタとを備える。この可変周波数フィルタ回路は、入力信号電圧をこの可変周波数フィルタ回路の互いに異なる入力ノードに加えることによって、帯域通過フィルタとしても帯域消去フィルタとしても構成できる。この可変周波数フィルタ回路は、第１の電流値および第２の電流値を調節することによって同調をとることができる。代替的実施例では、容量性負荷の切換、または上記差動トランジスタ対のエミッタに導入した抵抗性インピーダンスの変動によって同調周波数を変え、フィルタ入力電圧範囲の拡大を併せて達成する。上記エミッタ抵抗の変動は、ＭＯＳスイッチを用い、そのＭＯＳスイッチのオン抵抗を制御して広い周波数範囲にわたる高精度同調を達成する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変周波数フィルタ回路であって、
第１のノードに接続した第１の入力端子、第２のノードに接続した第２の入力端子、および第１の電流源に接続した出力端子を有し、第２の電流源によりバイアスをかけた第１の差動トランジスタ対と、
第３のノードと前記第１の差動トランジスタ対の前記出力端子との間に接続した第１のキャパシタと、
前記第１の差動トランジスタ対の前記出力端子に接続した第１の入力端子、前記第２のノードに接続した第２の入力端子、および第３の電流源に接続され出力電圧信号を供給する出力端子を有し、第４の電流源によりバイアスをかけた第２の差動トランジスタ対と、
前記第１のノードと前記第２の差動トランジスタ対の前記出力端子との間に接続した第２のキャパシタと
を含む回路。
【請求項２】
前記第１のノードを第１の供給電圧源に接続し前記第３のノードを入力電圧信号受信のための入力電圧端子に接続した場合に帯域通過フィルタとして機能する請求項１記載の回路。
【請求項３】
前記第１の供給電圧が接地電位点電圧である請求項２記載の回路。
【請求項４】
前記第１の電流源が第１の電流値を有し、前記第２の電流源が前記第１の電流値の２倍に等しい第２の電流値を有し、前記第３の電流源が第３の電流値を有し、前記第４の電流源が前記第３の電流値の２倍に等しい第４の電流値を有し、前記出力電圧信号が前記第１の電流値および前記第３の電流値の変動により前記入力電圧信号の被選択周波数に同調している請求項２記載の回路。
【請求項５】
前記第１のノードを入力電圧信号受信のための入力電圧端子に接続し前記第３のノードを第１の供給電圧供給源に接続した場合に帯域消去フィルタとして機能する請求項１記載の回路。
【請求項６】
前記第１の供給電圧が接地電位点電圧である請求項５記載の回路。
【請求項７】
前記第１の電流源が第１の電流値を有し、前記第２の電流源が前記第１の電流値の２倍に等しい第２の電流値を有し、前記第３の電流源が第３の電流値を有し、前記第４の電流源が前記第３の電流値の２倍に等しい第４の電流値を有し、前記出力電圧信号が前記第１の電流値および前記第３の電流値の変動により前記入力電圧信号の被選択周波数に同調している請求項５記載の回路。
【請求項８】
前記第１の差動トランジスタ対が、
第２の供給電圧供給源に接続した第１の電流取扱端子、前記第２の電流源に接続した第２の電流取扱端子、および前記第１のノードに接続した制御端子を有する第１のトランジスタと、
前記第１の電流源に接続した第１の電流取扱端子、前記第２の電流源に接続した第２の電流取扱端子、および前記第２のノードに接続した制御端子を有する第２のトランジスタと
を含む請求項１記載の回路。
【請求項９】
前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタがバイポーラＮＰＮトランジスタを含む請求項８記載の回路。
【請求項１０】
前記第２の供給電圧が電源電圧である請求項８記載の回路。
【請求項１１】
前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタの各々の前記第２の電流取扱端子を可変抵抗素子経由で前記第２の電流源に接続した請求項８記載の回路。
【請求項１２】
前記可変抵抗素子がＭＯＳトランジスタ、すなわち前記第１および第２のトランジスタのそれぞれの前記第２の電流取扱端子に接続した第１の電流取扱端子、前記第２の電流源に接続した第２の電流取扱端子、および前記ＭＯＳトランジスタを三極素子領域にバイアスする制御信号を受ける制御端子を有するＭＯＳトランジスタを含む請求項１１記載の回路。
【請求項１３】
前記第１および第２のトランジスタの前記第２の電流取扱端子を、それら第２の電流取扱端子に各々が接続され制御信号によって制御され可変オン抵抗を有するスイッチ対のバンク経由で前記第２の電流源に接続した請求項８記載の回路。
【請求項１４】
前記可変オン抵抗を有するスイッチ対の前記バンクが、複数のＭＯＳトランジスタ対、すなわち前記第１のトランジスタの前記第２の電流取扱端子と前記第２のトランジスタの前記第２の電流取扱端子との間に各々が直列に接続されて前記制御信号を受ける一つ以上のトランジスタから成る複数のトランジスタ対を含む請求項１３記載の回路。
【請求項１５】
前記第３のノードと前記第１の差動トランジスタ対の前記出力端子との間に各々が直列に接続された第１の複数のキャパシタおよびそれらキャパシタと直列接続の対応の第１の複数のスイッチと、
前記第１のノードと前記第２の差動トランジスタ対の前記出力端子との間に各々が直列に接続された第２の複数のキャパシタおよびそれらキャパシタと直列接続の対応の第２の複数のスイッチと
を含み、
前記第１および第２の複数のスイッチを対応の複数の制御信号により、前記第１の複数のキャパシタの一つ以上を前記第１のキャパシタと選択的に接続するとともに前記第２の複数のキャパシタの一つ以上を前記第２のキャパシタと選択的に接続するように、制御する
請求項１４記載の回路。
【請求項１６】
前記複数のＭＯＳトランジスタ対の一つ以上を選択的にオン状態にすることと、前記第１の複数のキャパシタおよび前記第２の複数のキャパシタの一つ以上を前記第１のキャパシタおよび前記第２のキャパシタのそれぞれ一つと並列に選択的に接続することとにより粗同調を達成する請求項１５記載の回路。
【請求項１７】
前記ＭＯＳトランジスタ対のそれぞれ一つを制御する前記制御信号の電圧値を調節することによって精細同調を達成する請求項１４記載の回路。
【請求項１８】
前記第２の差動トランジスタ対が、
第２の供給電圧源に接続した第１の電流取扱端子、前記第４の電流源に接続した第２の電流取扱端子、および前記第１の差動トランジスタ対の前記出力端子に接続した制御端子を有する第１のトランジスタと、
前記第３の電流源に接続した第１の電流取扱端子、前記第４の電流源に接続した第２の電流取扱端子、および前記第２のノードに接続した制御端子を有する第２のトランジスタと
を含む請求項１記載の回路。
【請求項１９】
前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタがバイポーラＮＰＮトランジスタを含む請求項１８記載の回路。
【請求項２０】
前記第２の供給電圧が電源電圧である請求項１８記載の回路。
【請求項２１】
前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタの各々の前記第２の電流取扱端子を可変抵抗素子経由で前記第４の電流源に接続した請求項１８記載の回路。
【請求項２２】
前記可変抵抗素子がＭＯＳトランジスタ、すなわち前記第１および第２のトランジスタのそれぞれの前記第２の電流取扱端子に接続した第１の電流取扱端子、前記第４の電流源に接続した第２の電流取扱端子、および前記ＭＯＳトランジスタを三極素子領域にバイアスする制御信号を受ける制御端子を有するＭＯＳトランジスタを含む請求項２１記載の回路。
【請求項２３】
前記第１および第２のトランジスタの前記第２の電流取扱端子を、それら第２の電流取扱端子に各々が接続され制御信号によって制御され可変オン抵抗を有するスイッチ対のバンク経由で前記第４の電流源に接続した請求項１８記載の回路。
【請求項２４】
前記可変オン抵抗を有するスイッチ対の前記バンクが、複数のＭＯＳトランジスタ対、すなわち前記第１のトランジスタの前記第２の電流取扱端子と前記第２のトランジスタの前記第２の電流取扱端子との間に各々が直列に接続されて前記制御信号を受ける一つ以上のトランジスタから成る複数のトランジスタ対を含む請求項２３記載の回路。
【請求項２５】
前記第３のノードと前記第１の差動トランジスタ対の前記出力端子との間に各々が直列に接続された第１の複数のキャパシタおよびそれらキャパシタと直列接続の対応の第１の複数のスイッチと、
前記第１のノードと前記第２の差動トランジスタ対の前記出力端子との間に各々が直列に接続された第２の複数のキャパシタおよびそれらキャパシタと直列接続の対応の第２の複数のスイッチと
を含み、
前記第１および第２の複数のスイッチを対応の複数の制御信号により、前記第１の複数のキャパシタの一つ以上を前記第１のキャパシタと選択的に接続するとともに前記第２の複数のキャパシタの一つ以上を前記第２のキャパシタと選択的に接続するように、制御する
請求項２４記載の回路。
【請求項２６】
前記複数のＭＯＳトランジスタ対の一つ以上を選択的にオン状態にすることと、前記第１の複数のキャパシタおよび前記第２の複数のキャパシタの一つ以上を前記第１のキャパシタおよび前記第２のキャパシタのそれぞれ一つと並列に選択的に接続することとにより粗同調を達成する請求項２５記載の回路。
【請求項２７】
前記ＭＯＳトランジスタ対のそれぞれ一つを制御する前記制御信号の電圧値を調節することによって精細同調を達成する請求項２４記載の回路。
【請求項２８】
前記第３のノードと前記第１の差動トランジスタ対の前記出力端子との間に各々が直列に接続された第１の複数のキャパシタおよびそれらキャパシタと直列接続の対応の第１の複数のスイッチと、
前記第１のノードと前記第２の差動トランジスタ対の前記出力端子との間に各々が直列に接続された第２の複数のキャパシタおよびそれらキャパシタと直列接続の対応の第２の複数のスイッチと
を含み、
前記第１および第２の複数のスイッチを対応の複数の制御信号により、前記第１の複数のキャパシタの一つ以上を前記第１のキャパシタと選択的に接続するとともに前記第２の複数のキャパシタの一つ以上を前記第２のキャパシタと選択的に接続するように、制御する
請求項１記載の回路。
【請求項２９】
前記第２の差動トランジスタ対の前記出力端子に接続した入力端子、および前記第２のノードに接続した出力端子を有する利得１の増幅器
をさらに含む請求項１記載の回路。
【請求項３０】
第１のノードに接続した第１の入力端子、第２のノードに接続した第２の入力端子および第１の電流源に接続した出力端子を有し第２の電流源によりバイアスされている第１の差動バイポーラトランジスタ対であって、それぞれのエミッタ端子を前記第２の電流源に第１の複数のＭＯＳトランジスタ対、すなわち前記第２の電流源に接続した共通ノードを各々が有し各々が制御信号により制御される第１の複数のＭＯＳトランジスタ対を通じて接続されている第１の差動バイポーラトランジスタ対と、
第３のノードと前記第１の差動バイポーラトランジスタ対の前記出力端子との間に接続した第１のキャパシタと、
前記第１の差動バイポーラトランジスタ対の前記出力端子に接続した第１の入力端子、前記第２のノードに接続した第２の入力端子、および第３の電流源に接続され出力電圧信号を供給し第４の電流源によりバイアスされている第２の差動バイポーラトランジスタ対であって、それぞれのエミッタ端子を前記第４の電流源に第２の複数のＭＯＳトランジスタ対、すなわち前記第４の電流源に接続した共通ノードを各々が有し各々が制御信号により制御される第２の複数のＭＯＳトランジスタを通じて接続されている第２の差動バイポーラトランジスタ対と、
前記第１のノードと前記第２の差動バイポーラトランジスタ対の前記出力端子との間に接続した第２のキャパシタと
を含む可変周波数フィルタ回路であって、
前記第１および第２の複数のＭＯＳトランジスタ対の中の前記一つ以上のＭＯＳトランジスタ対を選択的にオン状態にすることによって粗同調を達成する
可変周波数フィルタ回路。
【請求項３１】
前記第１のノードを第１の供給電圧源に接続し前記第３のノードを入力電圧信号受信用の入力電圧端子に接続した場合に、帯域通過フィルタとして機能する
請求項３０記載の回路。
【請求項３２】
前記第１の供給電圧が接地電位点電圧である請求項３１記載の回路。
【請求項３３】
前記第１のノードを入力電圧信号受信のための入力電圧端子に接続し前記第３のノードを第１の供給電圧源に接続した場合に帯域消去フィルタとして機能する請求項３０記載の回路。
【請求項３４】
前記第１の供給電圧が接地電位点電圧である請求項３３記載の回路。
【請求項３５】
前記第１の差動トランジスタ対が、
第２の供給電圧源に接続した第１の電流取扱端子、前記第２の電流源に前記第１の複数のトランジスタ対を通じて接続した第２の電流取扱端子、および前記第１のノードに接続した制御端子を有する第１のバイポーラＮＰＮトランジスタと、
前記第１の電流源に接続した第１の電流取扱端子、前記第２の電流源に前記第１の複数のトランジスタ対を通じて接続した第２の電流取扱端子、および前記第２のノードに接続した制御端子を有する第２のバイポーラＮＰＮトランジスタと
を含む請求項３０記載の回路。
【請求項３６】
前記第２の供給電圧が電源電圧である請求項３５記載の回路。
【請求項３７】
前記第１の複数のトランジスタ対が前記第１のバイポーラＮＰＮトランジスタおよび前記第２のバイポーラＮＰＮトランジスタの各々の前記第２の電流取扱端子の間に並列に接続した複数のＭＯＳトランジスタ対を含み、それら複数のＭＯＳトランジスタ対の各々が互いに直列に接続した二つ以上のＭＯＳトランジスタを含んで共通の制御信号を受け、それら複数のＭＯＳトランジスタ対の各々の間のノードを前記第２の電流源に接続した請求項３５記載の回路。
【請求項３８】
前記第２の差動トランジスタ対が、
第２の供給電圧源に接続した第１の電流取扱端子、前記第４の電流源に前記第２の複数のトランジスタ対を通じて接続した第２の電流取扱端子、および前記第１の差動トランジスタ対の出力端子に接続した制御端子を有する第１のバイポーラＮＰＮトランジスタと、
前記第３の電流源に接続した第１の電流取扱端子、前記第４の電流源に前記第２の複数のトランジスタ対を通じて接続した第２の電流取扱端子、および前記第２のノードに接続した制御端子と
を含む請求項３０記載の回路。
【請求項３９】
前記第２の供給電圧が電源電圧である請求項３８記載の回路。
【請求項４０】
前記第２の複数のトランジスタ対が前記第１のバイポーラＮＰＮトランジスタおよび前記第２のバイポーラＮＰＮトランジスタの各々の前記第２の電流取扱端子の間に並列に接続した複数のＭＯＳトランジスタ対を含み、それら複数のＭＯＳトランジスタ対の各々が互いに直列に接続した二つ以上のＭＯＳトランジスタを含んで共通の制御信号を受け、それら複数のＭＯＳトランジスタ対の各々の間のノードを前記第４の電流源に接続した請求項３８記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はテレビジョン信号受信機用の可変同調システムに関し、より詳しくいうと、この発明は低ＶＨＦ帯、ＶＨＦ帯およびＵＨＦ帯の周波数を有する全ＶＨＦチャネル、全ＵＨＦチャネル用の同調回路に含め得る可変周波数フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
テレビジョン信号は割り当てられた無線周波数（ＲＦ）帯域で送信される。米国では、低ＶＨＦ帯は５４乃至８８ＭＨｚ、ＶＨＦ帯は１２０乃至２１６ＭＨｚ、ＵＨＦ帯はそれ以上１ＧＨｚまでの周波数範囲にある。慣用のテレビジョン受信機は、与えられた周波数範囲（６ＭＨｚ）内の所望のＲＦ信号を同調または選択し所望のチャネルの受信のためにそれ以外の信号全部を除去するのにチューナを用いる。
【０００３】
図１は、低ＶＨＦ、ＶＨＦおよびＵＨＦ放送チャネルの受信に使うことのできる慣用の同調システムの例である。図１を参照すると、入力端子１への入力ＲＦ信号は地上波放送またはケーブル伝送路からの信号である。この入力ＲＦ信号を、帯域通過フィルタ２、帯域消去フィルタ３（トラップまたはノッチフィルタともいう）および外部から利得制御できるＲＦ増幅器４を含むＲＦ入力回路に加える。増幅器４の出力を、集積回路（ＩＣ）で通常構成される同調回路８に加える。同調回路８は一つ以上のミキサ５と一つ以上の可変周波数局部発振器６とを含み得る。ＩＣチューナ８の中の同調周波数制御システム７は、所望のチャネルの受信および選択のために、帯域通過フィルタ２，帯域消去フィルタ３および可変周波数局部発振器６の動作周波数の同調をとるための制御信号を発生する。
【０００４】
図１に示したチューナなどの慣用のチューナは、フィルタなどＲＦ入力回路の構成に通常は個別部品を用いる。それら個別部品としては、バラクタ（可変容量ダイオード）、インダクタ、キャパシタ、スイッチャブルダイオードなどがある。例えば、スイッチャブルダイオードはいくつかの割当て周波数帯域の切替えに使われる。バラクタ部品は、選択した周波数帯域の中での高精度の周波数選択のための微調整動作を行う。ミキサや発信回路など上記以外のチューナ構成部分はチューナ内のフィルタとは別に１つの集積回路に搭載して製造する。
【０００５】
フィルタはトランジスタ利用の回路による残余のチューナ回路と一体化できる。高次アクティブフィルタを実現する一般的方法は、バイクォッドラティックフィルタ部（バイクォッドフィルタともいう）を縦続接続するやり方である。通常はバイクォッドフィルタは、互いに接続したトランジスタ対およびキャパシタ対を用いて構成する。周波数同調は、上記互いに接続した対の電流を変動させることによって達成する。アクティブバイクォッドフィルタの欠点の一つは、パッシブフィルタ構成に比べてダイナミックレンジが限られていることである。通常は、互いに接続したバイポーラトランジスタ対については、入力電圧範囲は２ＶＴ以下である。ここでＶＴは３００゜Ｋで約２６ｍＶであり、テクノロジーに依存しない値である。ＴＶ受信機用の同調システムの例は米国特許第４，３６３，１３５号および同第５，７５２，１７９号に記載されている。
【０００６】
【非特許文献１】R. L. Geiger et al: “Active Filter Design using Operational TransconductanceAmplifiers: A Tutorial,” IEEE Circuits andDevices Magazine, IEEE Inc. Vol.1, No.2, 1 March 1985,pp.20-32
【非特許文献２】E. Sanchesz&#8211; Sinensio et al: “CMOS Transconductance Amplifiers:Circuits, Devices and Systems," Institution of Electrical Engineers, Stenvenage, GB, Vol.47, No.1, 4 February 2000, pp.3-12
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
集積回路化したフィルタを備えるチューナを提供することが求められている。また、より広い範囲の入力電圧を受信できるチューナで用いるフィルタを提供することが求められている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明の一つの実施例によると、可変周波数フィルタ回路に第１の差動対と第２の差動対とを備える。第１の差動対は第１のノードに接続した第１の入力端子と、第２のノードに接続した第２の入力端子と、第１の電流源に接続した出力端子とを備える。この第１の差動対には第２の電流源でバイアスをかける。第２の差動対は、第１の差動対の出力端子に接続した第１の入力端子と、第２のノードに接続した第２の入力端子と、第３の電流源に接続され出力電圧信号を生ずる出力端子とを備える。この第２の差動対には第４の電流源でバイアスをかける。この回路はさらに、第３のノードと第１の差動対の上記出力端子との間に接続した第１のキャパシタと、上記第１のノードと第２の差動対の上記出力端子との間に接続した第２のキャパシタとを備える。
【０００９】
この発明の可変周波数フィルタ回路は、入力電圧信号を上記第３のノードに接続し第１のノードを接地電位点などの第１の電圧源に接続することによって、帯域通過フィルタとして構成することができる。また、上記入力電圧信号を第１のノードに接続し第３のノードを接地電位点などの第１の電圧源に接続することによって、この可変周波数フィルタ回路を帯域消去フィルタとして構成することもできる。
【００１０】
一つの実施例では、この発明の可変周波数フィルタ回路は、第１，第２，第３および第４の電流源の電流値を調節することによって、同調をとる。
【００１１】
もう一つの実施例では、この可変周波数フィルタ回路の上記第１および第２の差動対をエミッタ結合バイポーラトランジスタ対として具体化する。さらにもう一つの実施例では、それら第１および第２の差動対のバイポーラの各々のエミッタ端子に可変抵抗素子を導入する。これら可変抵抗素子はそれら差動対にエミッタ抵抗を導入して、この可変周波数フィルタ回路の入力電圧範囲を実効的に拡大する。
【００１２】
この発明のさらにもう一つの実施例では、可変周波数フィルタ回路に互いに異なる周波数帯の選択のための粗同調システムをさらに備える。この粗同調システムは、第１のスイッチバンクのスイッチにそれぞれ接続したキャパシタの第１のバンクを備える。互いに直列に接続したキャパシタおよびスイッチのグループの各々を第３のノードと第１の差動対の出力端子との間に接続する。この粗同調システムは、第２のスイッチバンクのスイッチの一つに各々が直列に接続された複数のキャパシタのバンクをさらに含む。これら直列接続されたキャパシタおよびスイッチのグループの各々を第１のノードと第２の差動対の出力端子との間に接続する。上記第１および第２のスイッチバンクを、キャパシタの上記第１のバンクの一つ以上を第１のキャパシタと並列に選択的に接続するとともに、キャパシタの上記第２のバンクの一つ以上を第２のキャパシタと並列に選択的に接続するように、対応の制御信号で制御する。
【００１３】
この発明のもう一つの実施例によると、上記差動対の各々にトランジスタ対のバンク経由でエミッタ抵抗を導入する。トランジスタ対の各々を、それらトランジスタ対を選択的にオンにする制御信号で制御する。その結果、差動対のエミッタ端子における抵抗性負荷の階段状増減を達成する。また、制御信号の電圧値を、高精度微小抵抗値変動を達成するように、高精度で変動させることができる。
【００１４】
すなわち、一つの実施例では、可変周波数フィルタ回路の粗同調をキャパシタンス切換および抵抗値切換により達成する。したがって、所望の周波数帯の選択のために、キャパシタの第１のバンクおよび第２のバンクを選択的に接続し、トランジスタ対のバンクを選択的に駆動する。一方、この可変周波数フィルタ回路の精細同調は、トランジスタ対のバンクの中のトランジスタ対の各々を制御する制御信号の電圧値を高精度で調節することによって達成する。
【発明の効果】
【００１５】
動作できる周波数帯が広く、入力ＲＦ信号電圧範囲が広い可変周波数同調システムを提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
この発明の原理による低ＶＨＦ、ＶＨＦおよびＵＨＦ受信用の可変周波数バイクォッドフィルタを説明する。この可変周波数バイクォッドフィルタは第１および第２の電流源によりそれぞれバイアスをかけられた二つの差動対を含む。このフィルタは、これら第１および第２の電流源を流れる電流値の調整によって同調をとることができる。この可変周波数バイクォッドフィルタは、集積回路に容易に組み入れることができ、それによって完全集積回路構成を可能にする。個別部品の使用を不要にすることによって、この発明のチューナは寸法を最小に抑え製造コストを低減することができる。一つの実施例では、可変周波数バイクォッドフィルタを、慣用のエミッタ結合バイポーラトランジスタ対利用のフィルタに比べて入力電圧範囲を拡大する形に構成する。同調システムに組み入れると、この発明の可変周波数バイクォッドフィルタは同調性能の改善を達成する。
【００１７】
図２は、この発明の集積化可変周波数フィルタを採用できる同調回路のブロック図である。図１および図２において、同じ構成素子には同じ参照数字を付けて示してある。図２を参照すると、チューナ２０はＲＦ入力回路および同調回路８を備える。ＲＦ入力回路は、この発明による可変周波数バイクォッドフィルタを用いて構成した帯域通過フィルタ２２および帯域消去フィルタ２３を備える。したがって、チューナ２０は帯域通過フィルタ２２と帯域消去フィルタ２３とを同調回路８と同一の集積回路８に一体化し、それによってチューナの性能を改善するとともに製造コストを低減することができる。なお、図２に示したチューナ２０の構成は例示のためのものであって、この発明の可変周波数バイクォッドフィルタがＲＦフィルタ機能の発揮のために任意の構成のチューナに一体化できることは当業者には理解されよう。
【００１８】
この発明の可変周波数バイクォッドフィルタのもう一つの利点はこの基本フィルタ回路の適応性である。すなわち、この基本的可変周波数バイクォッドフィルタ回路は、帯域通過フィルタまたは帯域消去フィルタとしてのフィルタ機能とフィルタ形状とを備えるように容易に構成できる。より詳細にいうと、この基本可変周波数フィルタは、入力ＲＦ信号をフィルタ回路の異なる入力ノードに供給することによって再構成し、異なる伝達関数を持ったフィルタにすることができる。この発明の上記バイクォッドフィルタの詳細は図３乃至図６を参照して後述する。
【００１９】
図３はこの発明の一つの実施例によりシングルエンデッドトポロジーの帯域通過フィルタとして構成したバイクォッドフィルタの回路図である。図３を参照すると、帯域通過バイクォッドフィルタ１００（帯域通過フィルタ１００）は二つのエミッタ結合トランジスタ対を含む。第１のエミッタ結合トランジスタ対はバイポーラトランジスタＴ１およびＴ１’で構成し、第２のエミッタ結合トランジスタ対はバイポーラトランジスタＴ２およびＴ２’で構成する。
【００２０】
第１のエミッタ結合トランジスタ対では、トランジスタＴ１のコレクタ端子をこのフィルタ回路の電源電圧ＶＣＣの供給源に接続する。一方、トランジスタＴ１’のコレクタ端子を電流値Ｉ１の供給源Ｃｕｒ１’に接続する。これらトランジスタＴ１およびＴ１’のエミッタ端子を共通接続して電流２Ｉ１を生ずる電流源Ｃｕｒ１に接続する。トランジスタＴ１のベース端子は接地電位点に接続する。
【００２１】
第２のエミッタ結合トランジスタ対では、トランジスタＴ２のコレクタ端子を電圧ＶＣＣの供給源に接続する。トランジスタＴ２’のコレクタ端子は、電流値Ｉ２を生ずる電流源Ｃｕｒ２’に接続する。これらトランジスタＴ２およびＴ２’のエミッタ端子は共通接続して電流値２Ｉ２を生ずる電流源Ｃｕｒ２に接続する。トランジスタＴ２のベース端子はトランジスタＴ１’のコレクタ端子に接続するとともにキャパシタＣ１に接続する。キャパシタＣ１のもう一つの端子は入力ＲＦ信号Ｖｉｎを受けるように接続する。トランジスタＴ１’およびＴ２’のベース端子は共通接続する。トランジスタＴ２’のコレクタはキャパシタＣ２に接続し、このキャパシタＣ２のもう一つの端子は接地電位点に接続する。これらキャパシタＣ１およびＣ２のキャパシタンスは一般に同じではなく、後述の式に基づいて選んだ値にする。
【００２２】
最後に、利得１の増幅器Ａｍｐ１をトランジスタＴ２’のコレクタ端子とベース端子との間に接続する。トランジスタＴ２’のコレクタ端子に得られる出力信号Ｖｏｕｔは、増幅器Ａｍｐ１の出力端子に得られる信号Ｖｏｕｔと同じである。この差動対の入力インピーダンスは高いので、増幅器Ａｍｐ１は単なる配線に置換することもできる。増幅器Ａｍｐ１はフィルタ回路の動作に必要ではないが、フィルタ回路を他の回路ブロックと相互接続する際に備えておいた方がよい。増幅器Ａｍｐ１は出力信号Ｖｏｕｔのバッファとして作用し、後続の回路ブロックからフィルタ回路の動作への干渉を阻止する。
【００２３】
出力信号Ｖｏｕｔと入力信号Ｖｉｎとの間の関係、すなわち帯域通過フィルタ１００の伝達関数は次式、すなわち
2007519366.tif 000003
で与えられる。ここでＵＴは３００゜Ｋで２６ｍＶにほぼ等しい熱力学ポテンシャルであり、ｓはラプラス変数であって純正弦波信号の場合はｊωに等しい。
【００２４】
帯域通過フィルタ１００の中心周波数（ｆ０）および３−ｄＢ帯域幅（Ｂ）は次式、すなわち
2007519366.tif 000004
で与えられる。
【００２５】
上式で示されるとおり、帯域通過フィルタ１００の中心周波数および３−ｄＢ帯域幅は、このフィルタ回路の電流Ｉ１およびＩ２を調節することによって変更できる。
【００２６】
図４はこの発明の一つの実施例によりシングルエンデッドトポロジーで帯域消去フィルタとして構成したバイクォッドフィルタの回路図である。帯域消去フィルタは「トラップまたはノッチフィルタ」とも呼ばれる。図３および図４において同じ構成素子は同じ参照数字で示してある。これら図３および図４の比較から明らかなとおり、二つのエミッタ結合トランジスタ対の基本バイクォッドフィルタ回路を異なるフィルタ形状の構成に用い、入力ＲＦ信号をフィルタ回路の異なるノードに加えることによって、異なるフィルタ機能を得ている。
【００２７】
図４を参照すると、帯域消去フィルタ２００は、図３の帯域通過フィルタ１００の場合と同様に接続した二つのエミッタ結合トランジスタ対を含む。より詳細にいうと、第１のエミッタ結合トランジスタ対はバイポーラトランジスタＴ１およびＴ１’から成る。トランジスタＴ１のコレクタ端子を電源電圧ＶＣＣ供給源に接続し、トランジスタＴ１’のコレクタ端子を電流値Ｉ１を生ずる電流源Ｃｕｒ１’に接続する。トランジスタＴ１およびＴ１’のエミッタ端子は共通接続して、電流２Ｉ１を生ずる電流源Ｃｕｒ１に接続する。この基本バイクォッドフィルタ回路を帯域消去フィルタとして構成するために、トランジスタＴ１のベース端子を入力ＲＦ信号Ｖｉｎを受けるように接続する。
【００２８】
バイポーラトランジスタＴ２およびＴ２’を含む第２のエミッタ結合トランジスタ対では、トランジスタＴ２のコレクタ端子を電源電圧ＶＣＣ供給源に接続し、トランジスタＴ２’のコレクタ端子を電流値Ｉ２の電流を生ずる電流源に接続する。これらトランジスタＴ２およびＴ２’のエミッタ端子は共通接続して、電流値２Ｉ２を生ずる電流源Ｃｕｒ２に接続する。トランジスタＴ２のベース端子はトランジスタＴ１’のコレクタ端子に接続するとともにキャパシタＣ１にも接続する。帯域消去フィルタ２００では、キャパシタＣ１のもう一つの端子は接地電位点（ＧＮＤ）に接続する。トランジスタＴ１’およびＴ２’のベース端子は共通接続する。トランジスタＴ２’のコレクタ端子はキャパシタＣ２に接続する。帯域消去フィルタ構成では、キャパシタＣ２のもう一つの端子は入力信号Ｖｉｎを受けるように接続する。利得１の増幅器Ａｍｐ１をトランジスタＴ２’のコレクタ端子とベース端子との間に接続する。出力信号Ｖｏｕｔは、トランジスタＴ２’のコレクタ端子および増幅器Ａｍｐ１の出力の両方に得られる。上述のとおり、増幅器Ａｍｐ１の採用はオプションであるが、この増幅器を用いると、フィルタ出力のインピーダンスを低くすることができて有利である。
【００２９】
帯域消去フィルタ２００の上記出力信号Ｖｏｕｔと入力ＲＦ信号Ｖｉｎとの関係、すなわち伝達関数は、次式、すなわち、
2007519366.tif 000005
で与えられる。ここで、ＵＴは３００゜Ｋで２６ｍＶにほぼ等しい熱力学ポテンシャルであり、ｓはラプラス変数であって純粋正弦波についてｊωに等しい。
【００３０】
帯域消去フィルタ２００の中心周波数（ｆ０）および３−ｄＢ帯域幅は、次式、すなわち、
2007519366.tif 000006
で与えられる。
【００３１】
上式は、帯域消去フィルタ２００の中心周波数ｆ０および３−ｄＢ帯域幅が電流値Ｉ１およびＩ２の調節によって変更できることを示している。
【００３２】
上述のとおり、ＴＶチューナが低ＶＨＦ、ＶＨＦおよびＵＨＦ帯の入力ＲＦ信号を受けるには、このＴＶチューナのＲＦ入力回路が広い電圧範囲の入力信号を受信できなければならない。図５および図６は、関連周波数帯全部で入力ＲＦ信号を受信するための拡大入力電圧範囲を実現するようにバイクォッドフィルタを構成したこの発明のもう一つの実施例を示す。入力電圧範囲を拡大したバイクォッドフィルタをＴＶ信号受信用チューナに組み入れると、そのチューナの同調性能を大幅に改善できる。
【００３３】
図５はこの発明のもう一つの実施例によりシングルエンデッドトポロジーに帯域通過フィルタとして構成したバイクォッドフィルタの回路図である。図５および図３において同じ構成要素は同じ参照数字を付けて示してある。
【００３４】
図５を参照すると、帯域通過フィルタ３００は、図３の帯域通過フィルタ１００におけるエミッタ結合トランジスタ対と同様に接続した二つのエミッタ結合トランジスタ対を含む。第１のエミッタ結合トランジスタ対はバイポーラトランジスタＴ１およびＴ１’を含む。トランジスタＴ１のコレクタ端子を電源電圧ＶＣＣ供給源に接続し、トランジスタＴ１’のコレクタ端子を電流値Ｉ１の電流を生ずる電流源Ｃｕｒ１’に接続する。トランジスタＴ１のベース端子は接地電位点に接続する。この実施例では、トランジスタＴ１およびＴ１’のエミッタ端子を、三極素子領域にバイアスした二つのＭＯＳトランジスタＭ１およびＭ１’を通じて共通接続する。これらトランジスタＭ１およびＭ１’の共通ノードを、電流値２Ｉ１の電流を生ずる電流源Ｃｕｒ１に接続する。トランジスタＭ１およびＭ１’のゲート端子は制御信号Ｖｇ１を受けるように接続し、この制御信号Ｖｇ１によってトランジスタＭ１およびＭ１’は常時オン状態にある。
【００３５】
第２のエミッタ結合トランジスタ対はバイポーラトランジスタＴ２およびＴ２’から成る。トランジスタＴ２のコレクタ端子は電源電圧ＶＣＣ供給源に接続し、トランジスタＴ２’のコレクタ端子は電流値Ｉ２を生ずる電流源Ｃｕｒ２’に接続する。これらトランジスタＴ２およびＴ２’のエミッタ端子は、三極素子領域にバイアスしたＭＯＳトランジスタＭ２およびＭ２’を通じて共通接続する。トランジスタＭ２およびＭ２’の共通ノードを電流２Ｉ２を生ずる電流源Ｃｕｒ２に接続する。トランジスタＭ２およびＭ２’のゲート端子は制御信号Ｖｇ２を受けるように接続され、この制御信号Ｖｇ２によってトランジスタＭ２およびＭ２’は常時オン状態にある。
【００３６】
帯域通過フィルタ３００のＲＦ入力回路部分について述べると、トランジスタ２のベース端子がトランジスタＴ１’のコレクタ端子とキャパシタＣ１とに接続してある。キャパシタＣ１のもう一つの端子は入力ＲＦ信号Ｖｉｎを受けるように接続されている。この実施例では、帯域通過フィルタ３００は離散的周波数ステップで粗同調を達成する切換回路を含む。キャパシタのバンクを含む切換回路をキャパシタＣ１と並列に選択的にスイッチ接続する。より詳細に述べると、図５に示した実施例では、キャパシタＣ１’およびＣ１”を入力信号Ｖｉｎ入力点とトランジスタＴ２のベース端子との間でスイッチｓｗ１およびｓｗ２をそれぞれ通じてキャパシタＣ１と並列に接続する。スイッチｓｗ１は制御信号ｓ１により、スイッチｓｗ１’は制御信号ｓ２によりそれぞれ制御する。
【００３７】
図５に示した実施例では、帯域通過フィルタ３００の切換回路に二つのキャパシタと二つのスイッチとを含む。この構成は例示に過ぎず、この切換回路は、一つ以上のキャパシタとそれに対応する一つ以上のスイッチとの組合せにより、粗切換機能をもたらす所望のキャパシタンス値を生ずるように構成できる。また、キャパシタのバンクの中の各キャパシタには、後述の式から理解されるとおり、所望のキャパシタンス値を実現するように互いに異なる容量値を持たせることもできる。
【００３８】
帯域通過フィルタ３００の出力回路部分に移ると、トランジスタＴ２’のコレクタ端子をキャパシタＣ２に接続してあり、出力信号ＶｏｕｔはこのキャパシタＣ２との接続点から得られる。キャパシタＣ２のもう一つの端子は接地電位点（ＧＮＤ）に接続してある。この実施例では、キャパシタのバンクをキャパシタＣ２と選択的に並列接続する。キャパシタＣ２’およびＣ２”を接地電位点と出力電圧Ｖｏｕｔの供給点との間にスイッチｓｗ２およびｓｗ２’をそれぞれ通じて接続されるようにする。スイッチｓｗ２は制御信号ｓ１で、スイッチｓｗ２’は制御信号ｓ２でそれぞれ制御する。この実施例では、キャパシタのバンクは二つのキャパシタと対応の二つのスイッチとを備える。他の実施例では、一つ以上のキャパシタでキャパシタバンクを構成し、一つ以上の対応のスイッチを用いることもできる。
【００３９】
最後に、利得１の増幅器Ａｍｐ１をトランジスタＴ２’のコレクタ端子とベース端子との間に接続する。トランジスタＴ１’およびＴ２’のベース端子は共通接続する。上述のとおり、増幅器Ａｍｐ１の採用はオプションであり、このフィルタ回路を他の回路ブロックと相互接続する場合だけ必要になる。
【００４０】
ＭＯＳトランジスタＭ１およびＭ１’並びにＭ２およびＭ２’は三極素子領域にバイアスされているので、これらトランジスタは抵抗器と同様に作用する。この実施例では、トランジスタＭ１およびＭ１’は同じ大きさのトランジスタであり、トランジスタＭ２およびＭ２’は同じ大きさのトランジスタである。トランジスタＭ１およびＭ１’の各々は抵抗値Ｒｅ１を有し、トランジスタＭ２およびＭ２’の各々は抵抗値Ｒｅ２を有し、これら抵抗値は次式、すなわち、
2007519366.tif 000007
で与えられる。ここで、ｋ１はトランジスタＭ１およびＭ１’のテクノロジーおよび結合構造で定まる定数であり、ｋ２はトランジスタＭ２およびＭ２’のテクノロジーおよび結合構造で定まる定数であり、Ｖｇ１はトランジスタＭ１およびＭ１’のゲート端子への制御電圧であり、Ｖｇ２はトランジスタＭ２およびＭ２’のゲート端子への制御電圧であり、ＶＴはトランジスタの閾値電圧である。
【００４１】
エミッタ結合トランジスタ対のエミッタ端子に抵抗値Ｒｅ１およびＲｅ２（エミッタ抵抗）を導入すると、エミッタ劣化が生じ、エミッタ結合トランジスタ対の入力電圧範囲拡大の効果をもたらす。この実施例では、ＭＯＳトランジスタは所望のエミッタ抵抗値を導入するための可変抵抗素子として用いてある。他の実施例では、可変抵抗器などの可変抵抗素子を上記抵抗値Ｒｅ１およびＲｅ２導入のために用い得る。
【００４２】
出力信号Ｖｏｕｔと入力ＲＦ信号Ｖｉｎとの関係、すなわち伝達関数は、次式、すなわち、
2007519366.tif 000008
2007519366.tif 000009
で与えられる。ここで、Ｃｔ１はトランジスタＴ１’のコレクタ端子における全容量、Ｃｔ２はトランジスタＴ２’のコレクタ端子における全容量、ＵＴは３００゜Ｋで２６ｍＶにほぼ等しい熱力学ポテンシャル、ｓはラプラス変数であって純正弦波についてはｊωに等しい。
【００４３】
帯域通過フィルタ３００の中心周波数（ｆ０）および３−ｄＢ帯域幅（Ｂ）は次式、すなわち
2007519366.tif 000010
で与えられる。
【００４４】
上に挙げた式は、帯域通過フィルタ３００の中心周波数および３−ｄＢ帯域幅が電流Ｉ１およびＩ２並びに制御信号Ｖｇ１およびＶｇ２により変更可能であることを示している。より詳細にいうと、制御電圧Ｖｇ１およびＶｇ２は帯域通過フィルタ３００の「微細同調」機能をもたらす。
【００４５】
周波数帯切換のための帯域通過フィルタ３００における粗同調動作は、キャパシタのバンクに伴うスイッチの制御のための信号ｓ１およびｓ２によってもたらされる。より詳細に述べると、これら信号ｓ１およびｓ２による制御の下で、スイッチｓｗ１，ｓｗ１’、ｓｗ２およびｓｗ２’は、低ＶＨＦ、中／高ＶＨＦ、およびＵＨＦなどのいくつかの周波数帯を切換選択する。トランジスタＴ１’のコレクタ端子における総容量Ｃｔ１およびトランジスタＴ２’のコレクタ端子における総容量Ｃｔ２は
Ｃｔ１＝Ｃ１＋ｓｗ１・Ｃ１’＋ｓｗ１’・Ｃ１”  および
Ｃｔ２＝Ｃ２＋ｓｗ２・Ｃ２’＋ｓｗ２’・Ｃ２”
で与えられる。ここで、ｓｗ１およびｓｗ１’はスイッチｓｗ１およびｓｗ１’の論理値「０」または「１」を示し、ｓｗ２およびｓｗ２’はスイッチｓｗ２およびｓｗ２’の論理値「０」または「１」を示す。例えば、論理値「１」はスイッチの閉状態、論理値「０」は開状態を表す。これらスイッチｓｗ１，ｓｗ１’、ｓｗ２およびｓｗ２’を通じて所望の総容量Ｃｔ１およびＣｔ２を選ぶことによって、帯域通過フィルタ３００の「粗同調」が得られる。
【００４６】
図６はこの発明の代替的実施例によりシングルエンデッドトポロジーに帯域消去フィルタとして構成したバイクォッドフィルタの回路図である。図５および図６において、同じ構成素子は同じ参照数字で示してある。図６を参照すると、帯域消去フィルタ４００はこの発明のバイクォッド回路を用い、所望のノッチフィルタ機能達成のために前記バイクォッド回路の他の入力ノードに入力ＲＦ信号を加える形で構成してある。すなわち、帯域通過フィルタ３００および帯域消去フィルタ４００は、この発明の基本バイクォッドフィルタ回路が所望のフィルタ特性の提供に適応性を備えることを示している。
【００４７】
図６の帯域消去フィルタ４００は、図５の帯域フィルタ３００と同じように接続した二つのエミッタ結合トランジスタ対を含む。図６を参照すると、第１のエミッタ結合トランジスタ対はバイポーラトランジスタＴ１およびＴ１’から成る。トランジスタＴ１のコレクタ端子は電源電圧ＶＣＣの供給源に接続し、トランジスタＴ１’のコレクタ端子は値Ｉ１の電流を供給する電流源Ｃｕｒ１’に接続する。トランジスタＴ１およびＴ１’のエミッタ端子は、三極素子領域にバイアスされたＭＯＳトランジスタＭ１およびＭ１’を通じて互いに接続する。トランジスタＭ１およびＭ１’の共通接続点は値２Ｉ１の電流を供給する電流源Ｃｕｒ１に接続する。また、トランジスタＭ１およびＭ１’のゲート端子は、制御信号Ｖｇ１を受けるように接続され、この制御信号Ｖｇ１によってトランジスタＭ１およびＭ１’は常時オン状態を保つ。入力ＲＦ信号ＶｉｎはトランジスタＴ１のベース端子に接続する。
【００４８】
第２のエミッタ結合トランジスタ対はバイポーラトランジスタＴ２およびＴ２’で構成される。トランジスタＴ２のコレクタ端子を電源電圧ＶＣＣの供給源に接続し、トランジスタＴ２’のコレクタ端子を値Ｉ２の電流を供給する電流源Ｃｕｒ２’に接続する。トランジスタＴ２およびＴ２’のエミッタ端子は三極素子領域にバイアスしたＭＯＳトランジスタＭ２およびＭ２’を通じて互いに接続する。トランジスタＭ２およびＭ２’の共通接続点は値２Ｉ２の電流を供給する電流源Ｃｕｒ２に接続する。ＭＯＳトランジスタＭ２およびＭ２’のゲート端子は制御信号Ｖｇ２を受けるように接続され、この制御信号Ｖｇ２によってトランジスタＭ２およびＭ２’は常時オン状態にある。
【００４９】
トランジスタＴ２のベース端子はトランジスタＴ１’のコレクタ端子に接続するとともにキャパシタＣ１にも接続する。キャパシタＣ１のもう一つの端子は接地電位点（ＧＮＤ）に接続する。この実施例では、キャパシタＣ１と並列にキャパシタのバンクを切換可能な形で接続する。より詳細にいうと、図６の実施例では、キャパシタＣ１’およびＣ１”を、接地電位点とトランジスタＴ２のベース端子との間に、スイッチｓｗ１およびｓｗ２をそれぞれ経て接続する。スイッチｓｗ１は制御信号ｓ１で制御し、スイッチｓｗ１’は制御信号ｓ２で制御する。
【００５０】
帯域消去フィルタ４００の出力ノードでは、トランジスタＴ２’のコレクタ端子をキャパシタＣ２に接続し、出力信号ＶｏｕｔをこのキャパシタＣ２から取り出す。キャパシタＣ２のもう一つの端子は入力信号Ｖｉｎを受けるように接続する。この実施例では、キャパシタＣ２と並列に、キャパシタのバンクを切換可能な形で接続してある。すなわち、キャパシタＣ２’およびＣ２”を入力信号Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔとの間にスイッチｓｗ２およびｓｗ２’経由でそれぞれ接続する。スイッチｓｗ２は制御信号ｓ１で制御し、スイッチｓｗ２’は制御信号ｓ２で制御する。
【００５１】
利得１の増幅器Ａｍｐ１をトランジスタＴ２’のコレクタ端子およびベース端子の間に接続する。トランジスタＴ１’およびＴ２’のベース端子は共通接続する。上述のとおり、増幅器Ａｍｐ１の採用はオプションであるが、この増幅器を含めるとフィルタ出力が低インピーダンスになって有利である。
【００５２】
ＭＯＳトランジスタＭ１およびＭ１’並びにＭ２およびＭ２’は三極素子領域にバイアスされているので、これらトランジスタは抵抗器として作用する。この実施例では、トランジスタＭ１およびＭ１’は寸法が同じであり、トランジスタＭ２およびＭ２’も寸法が同じである。トランジスタＭ１およびＭ１’の抵抗値Ｒｅ１およびトランジスタＭ２およびＭ２’の抵抗値Ｒｅ２はそれぞれ次式、すなわち
2007519366.tif 000011
で与えられる。ここで、ｋ１はトランジスタＭ１およびＭ１’のテクノロジーおよび結合構造で定まる定数であり、ｋ２はトランジスタＭ２およびＭ２’のテクノロジーおよび結合構造で定まる定数であり、Ｖｇ１はトランジスタＭ１およびＭ１’のゲート端子への制御電圧であり、Ｖｇ２はトランジスタＭ２およびＭ２’のゲート端子への制御電圧であり、ＶＴはこれらトランジスタの閾値電圧である。
【００５３】
エミッタ結合トランジスタ対のエミッタ端子に抵抗値Ｒｅ１およびＲｅ２を導入することによって、エミッタ劣化が生じ、それによってこのエミッタ結合トランジスタ対の入力電圧範囲が拡大する。
【００５４】
帯域消去フィルタ４００の出力信号Ｖｏｕｔと入力ＲＦ信号Ｖｉｎとの関係、すなわち伝達関数は次式、すなわち
2007519366.tif 000012
で与えられる。ここで、Ｃｔ１はトランジスタＴ１’のコレクタ端子における総容量、Ｃｔ２はトランジスタＴ２’のコレクタ端子における総容量、ＵＴは３００゜Ｋ２６ｍＶにほぼ等しい熱力学ポテンシャル、ｓはラプラス変数であって純正弦波信号についてはｊωに等しい。
【００５５】
帯域消去フィルタ４００の中心周波数（ｆ０）および３−ｄＢ帯域幅（Ｂ）は次式、すなわち
2007519366.tif 000013
で与えられる。
【００５６】
上式は、帯域消去フィルタ４００の中心周波数および３−ｄＢ帯域幅が電流Ｉ１およびＩ２並びに制御信号Ｖｇ１およびＶｇ２によって変更できることを示している。より詳細に述べると、制御信号Ｖｇ１およびＶｇ２は帯域消去フィルタ４００に「周波数微細調整」機能をもたらす。
【００５７】
信号ｓ１およびｓ２により制御の下で、スイッチｓｗ１，ｓｗ１’、ｓｗ２およびｓｗ２’は低ＶＨＦ、中／高ＶＨＦおよびＵＨＦなどのいくつかの周波数帯の切換を行う。トランジスタＴ１’のコレクタ端子における総容量Ｃｔ１およびトランジスタＴ２’のコレクタ端子における総容量Ｃｔ２は、
Ｃｔ１＝Ｃ１＋ｓｗ１・Ｃ１’＋ｓｗ１’・Ｃ１”  および
Ｃｔ２＝Ｃ２＋ｓｗ２・Ｃ２’＋ｓｗ２’・Ｃ２”
にそれぞれ等しい。ここでｓｗ１およびｓｗ１’はスイッチｓｗ１およびｓｗ１’の論理値「０」または「１」を表し、ｓｗ２およびｓｗ２’はスイッチｓｗ２およびｓｗ２’の論理値「０」または「１」を表す。例えば、論理値「１」は閉状態のスイッチ、「０」は開状態のスイッチを表す。これらスイッチｓｗ１、ｓｗ１’、ｓｗ２およびｓｗ２’により所望の総容量Ｃｔ１およびＣｔ２を選択することによって、帯域消去フィルタ４００の「周波数粗調整」を達成できる。
【００５８】
図７はこの発明の第２の代替的実施例によるシングルエンデッドトポロジーの帯域通過バイクォッドフィルタの回路図を示す。図７のバイクォッドフィルタ５００は図５の帯域通過バイクォッドフィルタ３００と同様にして構成される。図５および図７において、同じ構成要素には同じ参照数字を付けてある。図７を参照すると、帯域通過フィルタ５００は二つのエミッタ結合トランジスタ対を図５の帯域通過フィルタ３００と同様に接続して構成してある。しかし、この実施例では、これらエミッタ接続トランジスタ対の各対のエミッタ端子はＦＥＴ対のバンク経由で互いに接続してある。より詳細に述べると、エミッタ結合トランジスタ対の各々のエミッタ端子は２対のＭＯＳトランジスタ経由で互いに接続してある。エミッタ結合トランジスタ対のエミッタ端子への総抵抗性負荷は、これらＭＯＳトランジスタ対の並列抵抗で与えられる。
【００５９】
第１のエミッタ結合トランジスタ対については、ＭＯＳトランジスタＭ１０およびＭ１０’の第１の対をトランジスタＴ１およびＴ１’のエミッタ端子間に直列に接続する。これらＭＯＳトランジスタＭ１０およびＭ１０’の共通ノードを電流源Ｃｕｒ１に接続する。トランジスタＭ１０およびＭ１０’のゲート端子は制御信号Ｖｇ１’の供給源に共通接続する。ＭＯＳトランジスタＭ１１およびＭ１１’から成る第２の対を上記第１の対のＭＯＳトランジスタＭ１０およびＭ１０’と並列に接続する。これらトランジスタＭ１１およびＭ１１’の共通ノードも電流源Ｃｕｒ１に接続する。トランジスタＭ１１およびＭ１１’のゲート端子には制御電圧Ｖｇ１”を供給する。
【００６０】
第２のエミッタ結合トランジスタ対については、ＭＯＳトランジスタＭ２０およびＭ２０’から成る第１のＭＯＳトランジスタ対をトランジスタＴ２およびＴ２’のエミッタ端子の間に直列に接続する。トランジスタＭ２０およびＭ２０’の共通ノードは電流源Ｃｕｒ２に接続する。トランジスタＭ２０およびＭ２０’のゲート端子は制御信号Ｖｇ２’の供給源に接続する。ＭＯＳトランジスタＭ２１およびＭ２１’から成る第２のＭＯＳトランジスタ対を上記第１のＭＯＳトランジスタ対と並列に接続する。これらトランジスタＭ２１およびＭ２１’の共通ノードも電流源Ｃｕｒ２に接続する。トランジスタＭ２１およびＭ２１’のゲート端子は制御信号Ｖｇ２”の供給源に接続する。
【００６１】
帯域通過フィルタ５００のエミッタ結合トランジスタ対に上記複数のＭＯＳトランジスタ対を含めたことによって、粗同調システム、すなわちキャパシタンス切換に加えて抵抗値切換を行うことによる粗同調制御を達成できる粗同調システムを実現する。より詳細に述べると、帯域通過フィルタ５００における粗同調は、キャパシタＣ１’およびＣ１”並びにＣ２’およびＣ２”を入力電圧ノードおよび出力電圧ノードにそれぞれ選択的にスイッチ接続することによって達成できる。また、エミッタ結合トランジスタ対の上記ＭＯＳトランジスタ対をオンオフ制御してエミッタ結合トランジスタ対のエミッタ端子における抵抗性負荷を階段状に増減させることによっても上記粗同調は達成できる。ＭＯＳトランジスタをオフにした場合は、電気回路は実効的に開回路になり、インピーダンスはごく高い値になる。一方、ＭＯＳトランジスタをオフにした場合は、そのトランジスタのオン抵抗はごく小さい値になり、オフ状態の高抵抗状態とは対照的になる。
【００６２】
すなわち、帯域通過フィルタ５００のエミッタ結合トランジスタ対に組み入れられたＭＯＳトランジスタ対のバンクは実効的にスイッチとして、また可変抵抗器として作用する。粗同調を達成する目的でこれらＭＯＳトランジスタのゲート端子への制御信号は各ＭＯＳトランジスタ対のオンオフ制御を行い、それによって離散的ステップ状抵抗値変動を導入する。また、精細同調を達成する目的で、制御信号がゲート電圧となり、三極素子領域にＭＯＳトランジスタをバイアスする。ＭＯＳトランジスタ対の各々のゲート電圧は高精度で調整し、高精度で有限の抵抗値変動が得られるようにする。より詳細に述べると、微細同調に対しては、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗をゲート電圧の調整によって連続的に変動させる。その結果、エミッタ結合トランジスタ対のエミッタ端子における抵抗性負荷を、この帯域通過フィルタの周波数特性の高精度制御を達成できるように所望の抵抗値に調節できる。
【００６３】
この実施例において、ＭＯＳトランジスタＭ１０およびＭ１０’の対、Ｍ１１およびＭ１１’の対、Ｍ２０およびＭ２０’の対、並びにＭ２１およびＭ２１’の対の各々は互いに同じトランジスタから成る。ゲート電圧が閾値電圧よりも高い場合は、これらトランジスタ対の各々の抵抗値は次式、すなわち
2007519366.tif 000014
でそれぞれ与えられる。ここでＲｅ１０はトランジスタＭ１０およびＭ１０’の対の抵抗値、Ｒｅ１１はトランジスタＭ１１およびＭ１１’の対の抵抗値、Ｒｅ２０はトランジスタＭ２０およびＭ２０’の対の抵抗値、Ｒｅ２１はトランジスタＭ２１およびＭ２１’の対の抵抗値をそれぞれ表す。また、ｋ１’およびｋ１”はトランジスタ対Ｍ１０／Ｍ１０’およびトランジスタ対Ｍ１１／Ｍ１１’のテクノロジーおよび結合構造で定まる定数であり、ｋ２’およびｋ２”はトランジスタ対Ｍ２０／Ｍ２０’およびトランジスタ対Ｍ２１／Ｍ２１’のテクノロジーおよび結合構造で定まる定数である。Ｖｇ１’およびＶｇ１”はトランジスタ対Ｍ１０／Ｍ１０’およびトランジスタ対Ｍ１１／Ｍ１１’のそれぞれの制御電圧である。Ｖｇ２’およびＶｇ２”はトランジスタ対Ｍ２０／Ｍ２０’およびトランジスタ対Ｍ２１／Ｍ２１’のそれぞれの制御電圧である。また、ＶＴは上記トランジスタの閾値電圧である。
【００６４】
粗同調のための総等価抵抗値は、オン状態にあるＭＯＳトランジスタの並列抵抗値であり、次式、すなわち
2007519366.tif 000015
で与えられる。ここでＲｅ１ＴＯＴは第１のエミッタ結合トランジスタ対（トランジスタＴ１およびＴ１’）の総等価抵抗値、Ｒｅ２ＴＯＴは第２のエミッタ結合トランジスタ対（トランジスタＴ２およびＴ２’）の総等価抵抗値である。
【００６５】
図７の帯域通過フィルタ５００のエミッタ結合トランジスタ対の各々は二つのＭＯＳトランジスタ対を含む。しかし、この構成は単なる例示であり、他の実施例ではエミッタ結合トランジスタ対の各々に二つ以上のＭＯＳトランジスタ対を含み得る。例えば、一つの実施例では、帯域通過フィルタのエミッタ結合トランジスタ対の各々に四つのＭＯＳトランジスタ対を含む。また、エミッタ結合トランジスタ対に複数のＭＯＳトランジスタ対を組み入れる場合は、それらＭＯＳトランジスタ対の一つ以外はすべて完全にオフ状態にしてステップ状の抵抗値変動をもたらす。その場合は、エミッタ結合トランジスタ対のエミッタ端子相互間の接続をもたらすように一つのＭＯＳトランジスタ対をオン状態に留めておく。
【００６６】
図８はこの発明の第２の代替的実施例によるシングルエンデッドトポロジーの帯域消去バイクォッドフィルタの回路図である。図８の帯域消去バイクォッドフィルタは、図６の帯域素子バイクォッドフィルタと同様にして構成する。図６および図８において同じ構成要素は同じ参照数字で示してある。図８を参照すると、この帯域消去フィルタ６００は図６の帯域消去フィルタ４００と同様の接続を施した二つのエミッタ結合トランジスタ対を含む。この実施例では、エミッタ結合トランジスタ対の各々のエミッタ端子を、図７の帯域通過フィルタ５００と同様に、ＭＯＳトランジスタ対を通じて互いに接続する。すなわち、エミッタ結合トランジスタ対の各々のエミッタ端子を二つのＭＯＳトランジスタ対を通じて互いに接続する。このエミッタ結合トランジスタ対のエミッタ端子への総抵抗性負荷は、これらＭＯＳトランジスタ対の並列抵抗で与えられる。
【００６７】
帯域消去フィルタ６００のエミッタ結合トランジスタ対の中のＭＯＳトランジスタ対の構成および動作は図７の帯域通過フィルタ５００の場合と同じであるのでここではこれ以上は述べない。帯域消去フィルタ６００のエミッタ結合トランジスタ対にＭＯＳトランジスタ対を組み入れたことによる利点は、図７のフィルタ５００の場合の利点と同じである。すなわち、ＭＯＳトランジスタ対の採用により、図７について述べたと同様に、粗同調制御および精細同調制御の両方を達成できる。
【００６８】
図８ではＭＯＳトランジスタ対のバンクの各々が二つのＭＯＳトランジスタ対を含む。他の実施例において、帯域消去フィルタ６００の上記ＭＯＳトランジスタの各バンクに二つ以上のＭＯＳトランジスタ対を備え、それによって粗同調制御および精細同調制御の両方に所望の抵抗値をもたらすようにすることができるのはもちろんである。
【００６９】
図３乃至図８を参照して上に述べてきたとおり、この発明のバイクォッドフィルタ回路は、一つの集積回路の形に容易に構成できるトランジスタおよびキャパシタを用いて構成される。したがって、この発明のバイクォッドフィルタ回路は他のチューナ回路とともに集積化して全面集積化チューナの形に製造することができる。テレビジョン受像器用のチューナをこの発明のバイクォッドフィルタを用いてＲＦ入力段として構成する場合は、検討対象の周波数帯全部においてチューナ性能を著しく高めることができる。さらに、この発明のバイクォッドフィルタ回路は、入力電圧範囲の拡大をもたらすように構成でき、それによって全周波数帯の入力信号の受信品質を確保できる。また、この発明のバイクォッドフィルタは、地上波放送またはケーブルＴＶ送信用のチューナに具体化できる。
【００７０】
上述の説明はこの発明の特定の実施例の例示のためのものであって限定を意図するものではない。この発明の範囲内で多数の改変および変形が可能である。例えば、バイクォッドフィルタ回路の中の差動トランジスタ対はＭＯＳトランジスタのみを用いて実現することもできる。これらフィルタ回路に可能なもう一つの変形は、ＭＯＳトランジスタを、上記エミッタノードの抵抗性負荷の全可変範囲の限定をもたらすように、直線性抵抗器と並列または直列に組み合わせるものである。
【００７１】
また、図５乃至図８に示した実施例では、入力電圧範囲の拡大のためにフィルタ回路にエミッタ抵抗を導入し、周波数帯切換の実施のために粗同調システムを導入している。この発明の他の実施例では、このバイクォッドフィルタ回路の性能をさらに上げるように、エミッタ抵抗器または粗同調システムを導入できる。例えば、図３の帯域通過フィルタにエミッタ抵抗を導入して、入力電圧範囲を拡大するようにすることができる。さらに、図５乃至図８に示した実施例では、差動トランジスタ対へのエミッタ抵抗の導入のためにＭＯＳトランジスタを用い、それらＭＯＳトランジスタがステップ状抵抗値変動を導入するためのスイッチとしても作用するように構成してある。他の実施例では、これらＭＯＳトランジスタを可変のオン抵抗を有するスイッチングデバイスに置換できる。
【００７２】
図３乃至図８に示したバイクォッドフィルタ回路は例示のみを目的とするものである。これらの図に示した基本的バイクォッドフィルタ回路を、同じ同調原理を用い、動作周波数の連続的およびステップ状制御の併用により、高次フィルタの実現に向けて拡張できることは当業者には明らかであろう。この発明は添付の特許請求の範囲の請求項によって画定されるものである。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
動作できる周波数帯を格段に拡大したＴＶ信号受信装置に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】低ＶＨＦ、ＶＨＦおよびＵＨＦ放送チャネルの受信のための慣用の同調システムの説明図。
【図２】この発明の集積化可変周波数フィルタを利用できる同調回路のブロック図。
【図３】この発明の一つの実施例によるシングルエンデッドトポロジーの帯域通過バイクォッドフィルタの回路図。
【図４】この発明の一つの実施例によるシングルエンデッドトポロジーの帯域消去バイクォッドフィルタの回路図。
【図５】この発明の代替的実施例によるシングルエンデッドトポロジーの帯域通過バイクォッドフィルタの回路図。
【図６】この発明の代替的実施例によるシングルエンデッドトポロジーの帯域消去バイクォッドフィルタの回路図。
【図７】この発明の第２の代替的実施例によるシングルエンデッドトポロジーの帯域通過バイクォッドフィルタの回路図。
【図８】この発明の第２の代替的実施例によるシングルエンデッドトポロジーの帯域消去バイクォッドフィルタの回路図。
【符号の説明】
【００７５】
１          入力端子
２，２２    帯域通過フィルタ
３，２３    帯域消去フィルタ
４          増幅器
５          ミキサ
６          可変周波数発振器
７          周波数制御電圧発生器
８          ＩＣ同調回路
１０，２０  チューナ
【図１】
2007519366.tif 000016
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2007519366.tif 000023
【国際調査報告】
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