(57)【要約】  少なくとも１つのバス・システム（ＣＢ）の、具体的には少なくとも１つのＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）バス・システムの下流側に接続され、入力信号を分圧するための少なくとも１つの抵抗性ラダー（ＲＬ）を備える少なくとも１つの入力段（ＩＳ）と、入力段（ＩＳ）の下流側に接続された少なくとも１つの増幅器段（ＡＳ）とを備える、データ伝送システムで使用する回路構成（１００、１００‘、１００“）と、それに対応する方法とに、改善されたコモンモード範囲およびより優れたＨＦ（高周波）性能をもたらすために、増幅器段（ＡＳ）の電圧範囲が、定められた最大電圧に、具体的には供給電圧（ＶＣＣ）に制限されることが提案される。
2007537649.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ伝送システムで使用する回路構成であって、
−少なくとも１つのバス・システムの、特に少なくとも１つのＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）バス・システムの下流側に接続され、入力信号を分圧するための少なくとも１つの抵抗性ラダーを備える少なくとも１つの入力段と、
−前記入力段の下流側に接続された少なくとも１つの増幅器段であって、前記増幅器段の電圧範囲が、定められた最大電圧に、具体的には供給電圧に制限されることを特徴とする増幅器段とを備える、回路構成。
【請求項２】
前記抵抗性ラダーが、グランド電位に終端されることを特徴とする、請求項１に記載の回路構成。
【請求項３】
前記抵抗性ラダーが、少なくとも１つの抵抗器配列と少なくとも１つの抵抗器との直列配列によって構成される少なくとも１つの分圧係数によって画定されることを特徴とする、請求項２に記載の回路構成。
【請求項４】
前記抵抗性ラダーが、前記バス・システムの高レベル枝路と前記バス・システムの低レベル枝路とのレセシブ・レベルを決定する少なくとも６つの抵抗器を備え、特に
−分圧されたバス・システムの前記高レベル枝路が、第１の抵抗器と第２の抵抗器との間に接続され、
−前記バス・システムの前記高レベル枝路が、前記第２の抵抗器と第３の抵抗器との間に接続され、
−前記分圧されたバス・システムの前記低レベル枝路が、第４の抵抗器と第５の抵抗器との間に接続され、
−前記バス・システムの前記低レベル枝路が、前記第５の抵抗器と第６の抵抗器との間に接続され、
−前記第１の抵抗器と前記第４の抵抗器とが、グランド電位上に接続され、
−前記第３の抵抗器と前記第６の抵抗器とが、供給電圧上に接続されることを特徴とする、請求項１から３のうち少なくとも一項に記載の回路構成。
【請求項５】
前記増幅器段が、
−前記分圧されたバス・システムの前記高レベル枝路に割り当てられた少なくとも１対のトランジスタと、
−前記分圧されたバス・システムの前記低レベル枝路に割り当てられた少なくとも１対のトランジスタとを備えることを特徴とする、請求項１から４のうち少なくとも一項に記載の回路構成。
【請求項６】
−前記少なくとも２つのトランジスタのそれぞれに対応するエミッタ端子が、それぞれに対応する少なくとも１つの基準抵抗器を介して前記分圧されたバス・システムの前記高レベル枝路、または前記低レベル枝路に接続され、
−第１のトランジスタのコレクタ端子が、前記分圧されたバス・システムの前記高レベル枝路に割り当てられ、
−第２のトランジスタのコレクタ端子が、前記分圧されたバス・システムの前記低レベル枝路に割り当てられ、
−前記分圧されたバス・システムの前記高レベル枝路に割り当てられた前記第１のトランジスタの前記コレクタ端子が、前記分圧されたバス・システムの前記高レベル枝路に割り当てられた前記第１のトランジスタのベース端子と接続され、
−前記分圧されたバス・システムの前記高レベル枝路に割り当てられた前記第１のトランジスタの前記ベース端子が、前記分圧されたバス・システムの前記高レベル枝路に割り当てられた第２のトランジスタのベース端子と接続され、
−前記分圧されたバス・システムの前記低レベル枝路に割り当てられた前記第２のトランジスタの前記コレクタ端子が、前記分圧されたバス・システムの前記低レベル枝路に割り当てられた前記第２のトランジスタのベース端子と接続され、
−前記分圧されたバス・システムの前記低レベル枝路に割り当てられた第１のトランジスタのベース端子が、前記分圧されたバス・システムの前記低レベル枝路に割り当てられた前記第２のトランジスタの前記ベース端子と接続されることを特徴とする、請求項５に記載の回路構成。
【請求項７】
請求項１から６のうち少なくとも一項に記載の少なくとも１つの回路構成を有し、ＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）用途およびＬＩＮ（ローカル相互接続ネットワーク）用途、例えば各所の電動ウインドウ・ノードから中央エンジン管理用途、および計器板用途に至るまでを対象とするシステム・ベース・チップ。
【請求項８】
データ伝送システムで使用する少なくとも１つの回路構成を動作させる方法であって、
−少なくとも１つのバス・システムの、具体的には少なくとも１つのＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）バス・システムの下流側に接続され、入力信号を分圧するための少なくとも１つの抵抗性ラダーを備える少なくとも１つの入力段と、
−前記入力段の下流側に接続された少なくとも１つの増幅器段であって、前記増幅器段の電圧範囲が、定められた最大電圧に、具体的には供給電圧に制限されることを特徴とする増幅器段とを備える回路構成を動作させる方法。
【請求項９】
前記抵抗性ラダーが、グランド電位に終端されることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
ＥＭＩ（電磁耐性）が重要であり、前記レセシブ電圧レベルがグランド電位と供給電圧との間である、自動車用途に対する、特に自動車ＣＡＮバスに対する、より詳細には、自動車内ネットワークにおけるＣＡＮバス・レシーバおよび／またはＣＡＮバス・トランシーバに対する、請求項１から６のうち少なくとも一項に記載の少なくとも１つの回路構成の使用、ならびに／あるいは請求項７に記載の少なくとも１つのシステム・ベース・チップの使用、ならびに／あるいは請求項８または９に記載の前記方法の使用。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に、例えば自動車用途におけるデータ伝送の分野に関する。
【０００２】
本発明は特に、
−少なくとも１つのバス・システム、特に少なくとも１つのＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）バス・システムの下流側に接続された、少なくとも１つの入力段であって、入力信号を分圧するための少なくとも１つの抵抗性ラダーを備える入力段と、
−入力段の下流側に接続された少なくとも１つの増幅器段とを備えるデータ伝送システムで使用する回路構成に関する。
【０００３】
本発明はさらに、そのような回路構成を動作させる方法に関する。
【背景技術】
【０００４】
例えば自動車内での、電子モジュール間の通信は、データ・バスを介して行われる。バスのデータ伝送速度に応じて、いくつかのバスが一般に使用される（ビット毎秒単位でのデータ伝送速度とノードあたりの相対的な通信コストの関係を示す図１を参照）
各バスは、それ自体の専用のバス・トランスミッタ／レシーバ、すなわち、いわゆるトランシーバを有する。そのようなトランシーバにとって重要な問題は、ＥＭＥの振る舞い、ならびにＥＭＩの振る舞いであり、ただしＥＭＥは電磁放射（electro magnetic emission）の省略形であり、ＥＭＩは電磁耐性（electro magnetic immunity）の省略形である。
【０００５】
図２Ａには、ＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）高速トランシーバの、従来技術のＣＡＮトランスミッタ段ＴＳ、バスＣＢ、およびレシーバ段ＲＳの簡略化された概略図が示されている。
【０００６】
この電子回路のトランスミッタ段ＴＳに関して、トランスミッタの２つの出力トランジスタだけが図２Ａに示されている。これらの２つのＭＯＳ（金属酸化膜半導体）トランジスタは、端子ＣＡＮＨ（高レベル）およびＣＡＮＬ（低レベル）上に完全な差動出力信号を作り出すように設計される。
【０００７】
電流Ｉｓが、第１の出力トランジスタからバスＣＢ上の抵抗性負荷ＲＤを通って、第２の出力トランジスタに流れ込む。ほんのごく少量の電流Ｉｒが、レシーバＲＳ内へと失われる。
【０００８】
トランスミッタＴＳが伝送していないとき、ＣＡＮＨ入力に、またＣＡＮＬ入力に印加される入力信号はない（いわゆる、開回路またはレセシブ（recessive）期間）。ＣＡＮＨおよびＣＡＮＬ上に信号がない場合、電流Ｉｒはゼロである。Ｖｇ１＝Ｖｇ２の場合、ノード電圧はＶｇ１＝Ｖ０＝ＶＣＡＮＨ、またＶｇ２＝Ｖ０＝ＶＣＡＮＬになる。
【０００９】
図２Ｂは、開回路である間、またはレセシブ期間中の状態の、すなわち、トランスミッタＴＳが伝送していないときのインバータＩＶを示す。
【００１０】
電流Ｉ１がゼロであるため、電圧Ｖ０はＶ１に等しい。Ｖ０は、簡単なＭＯＳトランジスタ・モデル（ｍｏｓｔ  ｍｏｄｅｌ）を用いて、Ｖ０＝ＶＧＮ、ただしＩｄｐ＝Ｋｐ／２・［（ＶＣＣ−ＶＧＮ）−ＶＴｐ］＝ＩｄＮ＝ＫＮ／２・（ＶＧＮ−ＶＴＮ）、に決定されることができる。ＫＮ／２＝Ｋｐ／２、またＶＴｐ＝ＶＴＮである場合、電圧Ｖ０は、
Ｉｄｐ＝ＫＮ／２・［（ＶＣＣ−Ｖ０）−ＶＴＮ］＝ＩｄＮ＝ＫＮ／２・（Ｖ０−ＶＴＮ）のように計算されることができ、したがってＶ０  ＝  ＶＣＣ／２である。インバータＩＶの中間レベルは、インバータＩＶ内のＮｍｏｓｔデバイスおよびＰｍｏｓｔデバイスのしきい値電圧、ならびにＫファクタに依存する。
【００１１】
トランスミッタＴＳが伝送しているとき、差動入力信号がＣＡＮＨ入力に、またＣＡＮＬ入力に印加される（いわゆる閉回路またはドミナント（dominant）期間）。ノードＶｇ１およびＶｇ２は、実質上のゼロ（ｖｉｒｔｕａｌ  ｚｅｒｏ）になる、すなわちＶｇ１＝Ｖｇ２である。次いで、電圧ＶＣＡＮＨＤＩＶおよびＶＣＡＮＬＤＩＶが、
ＶＣＡＮＨＤＩＶ＝（ＶＣＡＮＨ−Ｖｇ１）・Ｒ／（Ａ＊Ｒ）、また
ＶＣＡＮＬＤＩＶ＝（ＶＣＡＮＬ−Ｖｇ２）・Ｒ／（Ａ＊Ｒ）になる。
【００１２】
抵抗性ラダーＲＬの下流側に接続されている比較器ＣＰに対して、入力信号は、差動電圧Ｖｄｉｆｆ＝ＶＣＡＮＨＤＩＶ−ＶＣＡＮＬＤＩＶである。分圧係数Ａ＝２３であり、またＶｇｌ＝Ｖｇ２である場合、差動電圧は、Ｖｄｉｆｆ＝ＶＣＡＮＨＤＩＶ−ＶＣＡＮＬＤＩＶ＝（ＶＣＡＮＨ−Ｖｇ１）・Ｒ／（Ａ＊Ｒ）−（ＶＣＡＮＬ−Ｖｇ２）・Ｒ／（Ａ＊Ｒ）＝（ＶＣＡＮＨ−ＶＣＡＮＬ）／２３になる。
【００１３】
入力信号は、２３という係数によって分圧され、次いで比較器ＣＰ用の入力信号として使用される。正確な基準電圧Ｖｒｅｆにより、比較器出力ＯＣのトリップ・レベルが決定される。
【００１４】
図２Ａの比較的簡単な回路は、必要とされるＨＦ（高周波）性能ならびに入力信号の正確な分圧を可能にする。図２Ａに記載の回路の更なる利点は、その明確に定義された入力インピーダンスおよび優れたコモンモード除去（耐性）である。
【００１５】
しかし、ＨＦ（高周波）性能を得るために、ＨＳＣＡＮ（高速コントローラ・エリア・ネットワーク）などの高速用途において、インバータＩＶのバイアス電流Ｉ０が高くなければならないことが考慮されるべきである。さらに、インバータＩＶ内で使用されるＮｍｏｓｔデバイスならびにＰｍｏｓｔデバイスのしきい値電圧およびＫファクタの開きによって、中間レベルＶＣＣ／２の大幅な開きが生じる。
【００１６】
こうした開きにより、バス線上でＥＭＥ（電磁放射）が引き起こされる。図２Ｃは、インバータＩＶの正確な中間レベルＡＭＬとインバータＩＶの不正確な中間レベルＵＭＬとが伝送中に及ぼす影響、およびＥＭＥの原因を示す。
【００１７】
ドミナント期間ＤＰ中（＝トランスミッタＴＳがレシーバＲＳに対してドミナントである）、トランスミッタＴＳは、両方の場合、すなわちインバータＩＶの正確な中間レベルＡＭＬの場合、ならびにインバータＩＶの不正確な中間レベルＵＭＬの場合において、平均レベル（＝参照符号ＦＡＬ）を、中間レベルＶＣＣ／２に強制する。
【００１８】
レセシブ期間ＲＰ中、レシーバ入力回路は、両方の場合、すなわちインバータＩＶの正確な中間レベルＡＭＬの場合、ならびにインバータＩＶの不正確な中間レベルＵＭＬの場合において、レセシブ・レベル（＝参照符号ＦＲＬ）をインバータＩＶの中間レベルＶＤＤ／２に強制する。しかし、後者（＝インバータＩＶの不正確な中間レベルＵＭＬ）の場合、インバータＩＶの中間レベルは、代表的なＶＣＣ／２から偏移（＝参照符号ＤＶ）する（図２Ｃの場合、代表的な中間レベルＶＣＣ／２からの正の偏移が示されている）。
【００１９】
要約すると、インバータＩＶの正確な中間レベルＡＭＬの場合、バス上の信号は、ＥＭＥのない差動である。インバータＩＶの中間レベルが、トランスミッタＴＳによって強制される平均レベルから偏移する場合も、ＣＡＮＨおよびＣＡＮＬ上に非差動信号が出現し、それがＥＭＥを発生させる。
【００２０】
対応する最先端技術に関して、従来技術文献の欧州特許出願公開第０５７６４４２号、従来技術文献の国際公開ＷＯ００／６７４３２号、従来技術文献の米国特許出願公開第２００３／０１７４０００号、ならびに従来技術文献の米国特許出願公開第２００４／００４３７３９号では、低ＥＭＥを目的として、ＣＡＮバス上で可能な限り対称的な差動信号を可能にするために、トランスミッタによってＣＡＮバス線ＣＡＮＨとＣＡＮＬとを中間レベルＶＣＣ／２上に強制することは意図されていない。従来技術文献の米国特許出願公開第２００３／００８６５０１号で、コモンモード・リプルに対する感度を低減するために、伝送路上の中間レベルＶＣＣ／２に言及しているにすぎない。
【００２１】
図３Ａでは、ＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）高速トランシーバの、従来技術のレシーバ段の簡略化された概略図が示されている。このレシーバ回路は、入力段ＩＳならびに増幅器段ＡＳを備え、入力段ＩＳはインバータＩＶと抵抗器ラダー・ネットワークＲＬを構成する抵抗器Ｒとで形成されている。インバータＩＶは、電位Ｖｇ１とＶｇとがＶＣＣ／２のレベルで実質上のゼロになるように設計される。
【００２２】
ＣＡＮＨ（高レベル）およびＣＡＮＬ（低レベル）は、ＣＡＮバスＣＢによってもたらされ、抵抗器ラダー・ネットワークＲＬによって分圧されて、ＣＡＮＨＤＩＶ＝ＣＡＮＨ／Ａ、またＣＡＮＬＤＩＶ＝ＣＡＮＬ／Ａ、ただしＡは抵抗器ラダー・ネットワークＲＬの分圧係数、になる（図３Ａ参照）。入力信号を分圧することによって、コモンモード妨害に対する耐性が増大する。
【００２３】
増幅器をその動作範囲内に保つためには、信号ＣＡＮＨＤＩＶおよびＣＡＮＬＤＩＶは、＋１Ｖ（ボルト）とＶＣＣ−１Ｖ、ただしＶＣＣは供給電圧、との間にある必要がある。最小供給電圧ＶＣＣが４．５Ｖであり、またＶＣＣ／２であるＶｇ１レベルおよびＶｇ２レベル上にいくらかの追加の開きがある場合、ＣＡＮＨＤＩＶおよびＣＡＮＬＤＩＶの最大コモンモード電圧振幅は、約１Ｖに制限される。
【００２４】
基準電位Ｖｒｅｆ（図３Ａも参照）が、増幅器ＡＳの出力ＯＡがそこで０から１へ切り換わりその逆もまた同様である内部しきい値レベルＴＬであることが、図３Ｂに示されている。
【００２５】
図３Ａの比較的簡単なレシーバ回路は、必要とされるＨＦ（高周波）性能ならびに入力信号の正確な分圧を可能にする。図３Ａに記載のレシーバ回路の更なる利点は、その明確に定義された入力インピーダンスおよび優れたコモンモード除去（耐性）である。
【００２６】
しかし、非常に高電圧のコモンモード入力信号（最大±４０Ｖ）が扱えるためには、入力信号を４０倍に分圧（内部±１Ｖ振幅）しなければならないことが考慮されるべきである。０．７Ｖという代表的なしきい値レベルＴＬ（図３Ｂ参照）の場合、内部基準電位Ｖｒｅｆは、０．７Ｖ／４０＝１７．５ｍＶになるはずである。内部基準電位Ｖｒｅｆが非常に小さくなるので、
−しきい値レベルＴＬが正確であるように、耐性およびオフセットを全て十分低く保つこと、および
−図３Ａに記載のレシーバの速度を高く保つことが非常に困難である。
【００２７】
従来技術文献の欧州特許出願公開第０５７６４４２号に記載の増幅器、ならびに従来技術文献の国際公開ＷＯ００／６７４３２号に記載の増幅器は、テール電流が供給電圧ＶＣＣまたはグランド電位ＧＮＤに常に接続されているという共通点を有する。このことが、増幅器の使用を、供給電圧および／またはグランド電位上のおよそ２つのダイオードに制限している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２８】
上述された不利点および欠点を発端とし、論じられた従来技術を考慮に入れると、本発明の目的は、データ伝送システムで使用する回路構成ならびに対応する方法に、改善されたコモンモード範囲、およびより優れたＨＦ（高周波）性能をもたらすことである。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明の目的は、請求項１の特徴を有する回路構成によって、ならびに請求項８の特徴を有する方法によって実現される。本発明の有利な諸実施形態および適切な改善点は、それぞれの従属請求項において開示される。
【００３０】
本発明の要旨は、少なくとも１つの抵抗性ラダー・ネットワークとの組合せで、増大されて大きなコモンモード入力範囲を有する差動増幅器を参照するものであり、これにより、ＣＡＮバス上のＲＦ（高周波）注入妨害に対する耐性（ＥＭＩ：電磁耐性）を大幅に改善するものである。この目的のために、増幅器が、電圧範囲に定められた最大電圧までの、具体的には供給電圧ＶＣＣの付近までの制限のみを有する限り、（上で論じられた従来技術に比べて）異なるタイプの増幅器が使用される。
【００３１】
増幅器段の好ましい一実施形態は、少なくとも１つの電流ミラー負荷に基づくことができる、すなわち、少なくとも１つの電流ミラーが、単一段の差動増幅器の高利得を達成するために、能動負荷として使用されてもよい。これに関連して、２つのｎｐｎトランジスタが差動増幅器を構成し、２つのｐｎｐトランジスタが、電流ミラーを構成することができる。
【００３２】
本発明の好ましい一実施形態によれば、この差動増幅器は、入力信号を分圧するための、（上で論じられた従来技術に比べて）異なる抵抗器ラダー・ネットワークと共に使用される。このラダー・ネットワークまたは抵抗器ネットワーク（−−＞入力信号の分圧）は、グランドに終端される。
【００３３】
正確な抵抗性ラダーについてのこの種の好適な実施形態では、ＣＡＮバス上に正確なレセシブ電圧を生成し、したがって、ＣＡＮバス上の、すなわちバス・レシーバの入力段での、不正確なレセシブ電圧によって生じるＥＭＥ（電磁放射）が低減される。したがって、適当な抵抗値を選択することにより、ＣＡＮＨ（高レベル）およびＣＡＮＬ（低レベル）のレセシブ・レベルを決定することが可能である。
【００３４】
ＣＡＮバスによってもたらされるＣＡＮＨ（高レベル）およびＣＡＮＬ（低レベル）は、抵抗器ラダー・ネットワークの分圧係数Ａによって分圧され、したがって、ＣＡＮＨ（高レベル）ＤＩＶ＝ＣＡＮＨ（高レベル）／Ａ、またＣＡＮＬ（低レベル）ＤＩＶ＝ＣＡＮＬ（低レベル）／Ａになる。本発明の有利な一実施形態では、
−ＣＡＮＨ（高レベル）ＤＩＶ＝ＣＡＮＨ（高レベル）／Ａに割り当てられた少なくとも１つのコンデンサ、ならびに
−ＣＡＮＬ（低レベル）ＤＩＶ＝ＣＡＮＬ（低レベル）／Ａに割り当てられた少なくとも１つのコンデンサが、フィルタリングのために使用されてよい。それぞれのコンデンサは、ＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）バス・システムと、回路のレシーバ段との間に設けられることができる。
【００３５】
本発明の基本的な特徴によれば、増幅器とグランド・ピンとの直接接続がないので、増幅器に負の電圧が自由に印加されることができる。ＣＡＮバス、抵抗性ラダー・ネットワーク、および増幅器は、コモンモード範囲ならびにＨＦ（高周波）性能を改善するために、また内部基準電圧を作り出すために使用される。
【００３６】
換言すれば、本発明による簡単な回路は、非常に高度なコモンモード除去（耐性）とＨＦ（高周波）性能とを可能にする。この回路は、より大きな電圧振幅を可能にし、それにより、より小さな（好ましくは４０よりもずっと小さな）分圧係数Ａと、より大きなしきい値（内部基準）電圧とがもたらされる（本発明によって、内部基準電圧を作り出すのは容易である）。
【００３７】
それとは別に、本発明は、はるかに正確なレシーバの中間レベルを実現し、その結果ＥＭＥ（電磁放射）を少なくし、また本発明では、高速用途において使用する電流が大幅に少ない。したがって、本発明の最も際立った利点の１つは、非常に開きの少ない非常に正確なレセシブ電圧レベルを実現し、それにより、伝送中の低ＥＭＥ、ならびに低電流消費をもたらすことに見られる。
【００３８】
さらに、優れたＨＦ性能、ならびに明確に定義された入力インピーダンスについて理解されるであろう。最後に、本発明は、入力信号の正確な分圧と優れたコモンモード・リプル除去とを可能にする。
【００３９】
本発明はさらに、上述された少なくとも１つの回路構成を有するシステム・ベース・チップに関する。
【００４０】
本発明は最後に、自動車用途向けの、特に、自動車ＣＡＮバス用の、より詳細には、ＣＡＮバス・レシーバおよび／またはＣＡＮバス・トランシーバ用の、上述された少なくとも１つの回路構成、および／または上述された少なくとも１つのシステム・ベース・チップ、および／または上述された方法の使用に関する。したがって、本発明は、ＥＭＩ（電磁耐性）が重要であり、レセシブ電圧レベルがグランド電位と供給電圧との間である、ＩＶＮ（自動車内ネットワーク）（Ｉｎ  Ｖｅｈｉｃｌｅ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ）内のＣＡＮバス・ドライバーにおいて使用されることができる。
【００４１】
上記ですでに論じたように、有利な対応で本発明の教示を実施する、また改善するためのいくつかのオプションがある。この目的のために、それぞれ請求項１および請求項８に従属する請求項を参照のこと。本発明の更なる改善点、特徴、および利点が、好ましい諸実施形態に即して例として、また添付の図面（図４Ａ〜図７を参照）を参照して、以下により詳細に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
同じ参照符号が、図１〜図７の対応する部分に使用される。
【００４３】
電子回路構成１００の第１の実施形態の回路図が、図４Ａに示されている。
【００４４】
抵抗器ラダーＲＬが、バス線ＣＡＮＨ（高レベル）とＣＡＮＬ（低レベル）とをＶＣＣ／２、すなわち一般に２．５Ｖに保つように設計される。ＣＡＮＨ信号ならびにＣＡＮＬ信号が、
−ＣＡＮＨ／Ｌ端子とＣＡＮＨ／ＬＤＩＶ端子の間の抵抗器配列Ａ＊Ｒと、
−ＣＡＮＨ／ＬＤＩＶ端子とグランド電位ＧＮＤの間の抵抗器Ｒとからなる、それぞれに対応する直列配列によって定められる分圧係数Ａによって、ＣＡＮＨＤＩＶとＣＡＮＬＤＩＶとに分圧される。
【００４５】
したがって、ＣＡＮＨＤＩＶおよびＣＡＮＬＤＩＶのＤＣ（直流）レベルは、ゼロに近い。
【００４６】
例えば、分圧係数Ａ＝１２、供給電圧ＶＣＣ＝４．５Ｖ、またＶＣＡＮＨ＝ＶＣＡＮＬ＝ＶＣＣ／２＝２．２５Ｖが仮定される場合、ＶＣＡＮＨＤＩＶのＤＣレベルは、ＶＣＡＮＨＤＩＶ＝ＶＣＡＮＬＤＩＶ＝２．２５Ｖ／１２＝０．１８７５Ｖである。
【００４７】
抵抗器ラダー・ネットワークＲＬ（入力段ＩＳ）の下流側では、増幅器段ＡＳが、ＣＡＮＨＤＩＶバスとＣＡＮＬＤＩＶバスとに接続される。増幅器段ＡＳは、
−ＣＡＮＨＤＩＶバスに割り当てられた１対のｎｐｎトランジスタＱ１、Ｑ２と、
−ＣＡＮＬＤＩＶバスに割り当てられた１対のｎｐｎトランジスタＱ５、Ｑ６とを備える。
【００４８】
２つのトランジスタＱ１、Ｑ２のそれぞれに対応するエミッタ端子が、それぞれに対応する基準抵抗器Ｒｒｅｆを介してＣＡＮＨＤＩＶバスに接続される。同様に、２つのトランジスタＱ５、Ｑ６のそれぞれに対応するエミッタ端子が、それぞれに対応する基準抵抗器Ｒｒｅｆを介してＣＡＮＬＤＩＶバスに接続される。
【００４９】
図４Ａからさらに分かるように、第１のトランジスタＱ１のコレクタ端子に、バイアス電流Ｉ０が、第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子に、出力電流Ｉ１が供給される。同様に、第１のトランジスタＱ５のコレクタ端子に、出力電流Ｉ２が、第２のトランジスタＱ６のコレクタ端子に、バイアス電流Ｉ０が供給される。
【００５０】
図４Ａからさらに分かるように、
−第１のトランジスタＱ１のコレクタ端子は、第１のトランジスタＱ１のベース端子と接続され、
−第１のトランジスタＱ１のベース端子は、第２のトランジスタＱ２のベース端子と接続される。同様に、
−第２のトランジスタＱ６のコレクタ端子は、第２のトランジスタＱ６のベース端子と接続され、
−第１のトランジスタＱ５のベース端子は、第２のトランジスタＱ６のベース端子と接続される。
【００５１】
したがって、増幅器段ＡＳは、入力ＣＡＮＨＤＩＶとＣＡＮＬＤＩＶとに関して負の電圧制限がなく、唯一の制限は、給電ＶＣＣに近い正の電圧である。図４Ａから分かるように、増幅器ＡＳには、グランドＧＮＤに接続されるテール電流が全くなく、増幅器ＡＳは入力信号に接続される。
【００５２】
結果として、これらの入力上のコモンモード信号は、ＶＣＣまたはグランドより下に及ぶことができ、増幅器ＡＳは、依然として申し分なく動作する。プロセスの制限がなければ、コモンモード信号は、グランドＧＮＤより下の非常に高い電圧に及ぶことができ、依然として申し分なく動作するはずである。こうして、増幅器ＡＳが使用されることのできる範囲が増大する。
【００５３】
ＶＣＣ＝４．５Ｖ、また増幅器の最大入力電圧がＶＣＣ−１Ｖである場合、許容される最大の正の電圧振幅は、Ｖｐｍａｘ＝ＶＣＣ−１Ｖ−０．１８７５Ｖ＝３．３１２５Ｖになる。電圧振幅が最大３．３１２５Ｖ、かつ入力コモンモード範囲が±４０Ｖの場合、分圧は（上記で仮定されたように）Ａ＝４０／３．３１２５＝１２になる。
【００５４】
これはまた、差動入力信号が１２という係数によって分圧され、それにより基準電圧Ｖｒｅｆ＝Ｉｒｅｆ＊Ｒｒｅｆ（Ｉｒｅｆ＊Ｒｒｅｆは０．７Ｖ）／１２＝５８ｍＶがもたらされることも意味する。５８ｍＶという正確な内部基準電圧は、図４Ａの回路構成１００の設計における全ての耐性と共に、作り出すのが簡単である。
【００５５】
図４Ｂは、図４Ａの回路構成１００によって構成された差動増幅器ＡＳ（ｎｐｎトランジスタＱ２＋ｎｐｎトランジスタＱ５）の、（簡略化された）一実施形態を示す。増幅器段ＡＳのＣＡＮＨＤＩＶ部分の第１のｎｐｎトランジスタＱ１にバイアス電流Ｉ０と基準抵抗Ｒｒｅｆの積を加えたものが、電圧Ｖ０によって置き換えられる。増幅器段ＡＳのＣＡＮＬＤＩＶ部分の第２のｎｐｎトランジスタＱ６にバイアス電流Ｉ０と基準抵抗Ｒｒｅｆの積を加えたものも、電圧Ｖ０によって置き換えられる。基準電流Ｉｒｅｆと基準抵抗Ｒｒｅｆの積が、基準電圧Ｖｒｅｆによって置き換えられる。
【００５６】
図５は、例えばＳＢＣ（システム・ベース・チップ）自動車内ネットワーキング（ＩＶＮ）製品における、ＨＳ（高速）ＣＡＮトランシーバ１００‘内での図４Ａの回路構成１００の可能な適用例を示す。
【００５７】
そのようなシステム・ベース・チップでは、トランシーバ機能、電圧レギュレータ、およびウォッチドッグと、診断および完全に組み込まれたフェイルセーフ・システムとを組み合わせる。汎用の電子制御ユニット（ＥＣＵ）機能を強力なフェイルセーフ・システムと１チップＩＣ化すると、設計技術者が、ネットワークのロックアップとバッテリー上がりとに対する優れた防護を提供する自動車ネットワーク・ノードを構築することが非常に容易になる。
【００５８】
このシステム・ベース・チップは、局所の電動ウインドウ・ノードから、中央エンジン管理用途および計器板用途に至るまでの、ＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）とＬＩＮ（ローカル相互接続ネットワーク）とが組み合わされた用途全てを対象とする。これに関して、このシステム・ベース・チップは、常に同じシステム・コア、汎用的な機能およびフェイルセーフ・システムと組み合わせて、また常に同じパッケージ内で、１層または２層の物理層間での選択を提供する。このため、ＥＣＵハードウェアとソフトウェアとを最大限に再利用することによって、設計者が電子制御ユニット（ＥＣＵ）内で物理層を置き換えることが容易になり、コスト効果が高くなる。
【００５９】
この目的を達成するために、ＨＳ（高速）ＣＡＮトランシーバ１００‘は、差動増幅器ＡＳ用、またはウェークアップ検出器ＷＤ用の２つの電流ミラー負荷をベースとする。これに関して、
−２つのｎｐｎトランジスタＱ１、Ｑ２（ＣＡＮＨＤＩＶ枝路用であり、増幅器ＡＳに割り当てられる。図４Ａを参照）、または
−２つのｎｐｎトランジスタＱ５、Ｑ６（ＣＡＮＬＤＩＶ枝路用であり、ウェークアップ検出器ＷＤに割り当てられる。図４Ａを参照）が、それぞれに対応する差動増幅器ＡＳまたはウェークアップ検出器ＷＤを構成し、
−２つのｐｎｐトランジスタＱ３、Ｑ４（ＣＡＮＨＤＩＶ枝路用）、または
−２つのｐｎｐトランジスタＱ７、Ｑ８（ＣＡＮＬＤＩＶ枝路用）が、それぞれの電流ミラーを構成する。
【００６０】
図６は、データバス・レシーバＲＳの、入力段ＩＳの回路の一実施形態を示す。入力信号ＣＡＮＨとＣＡＮＬとは、正確な抵抗器ラダー・ネットワークＲＬによって分圧され、それによりコモンモード除去が改善される。
【００６１】
より詳細には、抵抗器ラダーＲＬは、ＣＡＮＨバスおよびＣＡＮＬバスのレセシブ・レベルを決定する６つの抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６を備える。抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６の適当な抵抗値を選択することによって、ＣＡＮＨバス上およびＣＡＮＬバス上のどんなレセシブ電圧も作り出されることができる。
【００６２】
−ＣＡＮＨＤＩＶバスが、第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器Ｒ２との間に接続され、
−ＣＡＮＨバスが、第２の抵抗器Ｒ２と第３の抵抗器Ｒ３との間に接続され、
−ＣＡＮＬＤＩＶバスが、第４の抵抗器Ｒ４と第５の抵抗器Ｒ５との間に接続され、
−ＣＡＮＬバスが、第５の抵抗器Ｒ５と第６の抵抗器Ｒ６との間に接続され、
−第１の抵抗器Ｒ１と第４の抵抗器Ｒ４とが、グランド電位ＧＮＤ上に接続され、
−第３の抵抗器Ｒ３と第６の抵抗器Ｒ６とが、供給電圧ＶＣＣ上に接続されると、ＣＡＮＨ上の電圧ＶＣＡＮＨが、ＶＣＡＮＨ＝ＶＣＣ・［Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ２＋Ｒ１）］になり、ＣＡＮＬ上の電圧ＶＣＡＮＬが、ＶＣＡＮＬ＝ＶＣＣ・［Ｒ６／（Ｒ６＋Ｒ５＋Ｒ４）］になる。
【００６３】
レセシブ電圧がＶＣＣ／２である場合、第３の抵抗器Ｒ３は、第６の抵抗器Ｒ６に等しい、すなわちＲ３＝Ｒ６＝Ｒ２＋Ｒ１＝Ｒ４＋Ｒ５である。
【００６４】
図７は、ＣＡＮ高速トランシーバ１００“の第３の実施形態のＣＡＮトランスミッタ段ＴＳ、ＨＳ（高速）ＣＡＮバスＣＢ、およびデータバス・レシーバ段ＲＳを示す。
【００６５】
この電子回路１００“のトランスミッタ段ＴＳに関して、ＣＡＮバスＣＢは、１つまたは複数のトランスミッタＴ１、Ｔ２、…、ＴＸに接続されることができ、各トランスミッタＴ１、Ｔ２、…、ＴＸは、
−そのエミッタ端子が、供給電圧ＶＣＣに接続され、そのコレクタ端子が、ＣＡＮＨバスに接続されたｐｎｐトランジスタと、
−そのコレクタ端子が、ＣＡＮＬバスに接続され、そのエミッタ端子が、グランド電位ＧＮＤに接続されたｎｐｐトランジスタと
を備えるということが図７から分かる。
【００６６】
これらのトランスミッタＴ１、Ｔ２、…、ＴＸは、ＲＢ＝６０Ωによって分離された端子ＣＡＮＨ（高レベル）およびＣＡＮＬ（低レベル）上に、完全な差動出力信号を作り出すように設計される。
【００６７】
ＣＡＮＨ入力信号およびＣＡＮＬ入力信号を分圧する抵抗器ラダー・ネットワークＲＬは、容量性ベースの追加のフィルタリングを有する。
【００６８】
２つの第１のコンデンサＣ１が、バス・システムＣＢの高レベルの枝路ＣＡＮＨについては、
−第３の抵抗器Ｒ３と、第７の抵抗器Ｒ７と、グランド電位ＧＮＤとの間に接続され、バス・システムＣＢの低レベルの枝路ＣＡＮＬについては、
−第６の抵抗器Ｒ６と、第８の抵抗器Ｒ８と、グランド電位ＧＮＤとの間に接続され、ＣＡＮバスＣＢ上のＨＦ（高周波）信号が、給電ＶＣＣに最終的に入り込む前にそれをフィルタリングして除くのに使用される。
【００６９】
２つの第２のコンデンサＣ２が、バス・システムＣＢの高レベルの枝路ＣＡＮＨについては、
−第１の抵抗器Ｒ１と、第２の抵抗器Ｒ２と、グランド電位ＧＮＤとの間に接続され、バス・システムＣＢの低レベルの枝路ＣＡＮＬについては、
−第４の抵抗器Ｒ４と、第５の抵抗器Ｒ５と、グランド電位ＧＮＤとの間に接続され、ＣＡＮＨＤＩＶとＣＡＮＬＤＩＶとが供給される比較器ＣＰにＨＦ（高周波）信号が最終的に入り込む前に、それをＣＡＮバスＣＢからフィルタリングするのに使用される。
【００７０】
第３の実施形態の可能な適用例は、第１の実施形態１００と第１の実施形態１００‘とに関連して上述されたシステム・ベース・チップ（ＳＢＣ）内のＨＦ（高速）ＣＡＮトランシーバ１００“である。
【００７１】
ＨＦ（高速）ＣＡＮトランシーバ１００（図４Ａ参照）、１００‘（図５参照）、および１００“（図７参照）は、自動車用途と一般的な工業用途とにおける高度な使用を目的として設計されている。これらのトランシーバは、自動車内ＣＡＮ高速用途のための国際規格（ＩＳＯ１１８９８）で記載されている、差動バス信号の表現に対応する。
【００７２】
これに関連して、ＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）は、シリアル自動車内バス通信用、特にエンジン管理および本体マルチプレクシング（ｂｏｄｙ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）用の標準プロトコルである。本発明によるトランシーバは、電力消費が大幅に低減される待機モードを提供する。
【００７３】
トランシーバ１００、１００‘および１００“では、優れた低電力動作に加え、いくつかの有益なシステム改善も提供する。重要な点は、装置が給電されていない場合の、完全に受動的なバスの振る舞い、ならびに優れたＥＭＣ（電磁環境両立性）性能である。
【００７４】
本発明は、本質的に改善された受信特性を提供し、ＥＭＥ（電磁放射）が重要であり、レセシブ電圧レベルが、供給電圧ＶＣＣとグランド電位ＧＮＤとの間であるＩＶＮ（自動車内ネットワーク）内の、全てのＣＡＮバス・ドライバーで使用されることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】ノードあたりの相対的な通信コストが、ビット毎秒単位でのデータ伝送速度に応じて示されている、自動車内のデータ・バスに関する概略図である。
【図２Ａ】ＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）高速トランシーバの、（簡略化された）従来技術のＣＡＮトランスミッタ段、バス、およびレシーバ段を概略的に示す図である。
【図２Ｂ】図２ＡのＣＡＮ高速トランシーバの、従来技術のインバータが、開回路である間、またはレセシブ期間中であるところを概略的に示す図である。
【図２Ｃ】伝送中に、図２Ｂの従来技術のインバータの正確な中間レベルが及ぼす影響を、図２Ｂの従来技術のインバータの不正確な中間レベルと概略的に比較した図である。
【図３Ａ】ＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）高速トランシーバの、（簡略化された）従来技術のレシーバ段を示す図である。
【図３Ｂ】基準電位Ｖｒｅｆが、図３ＡのＣＡＮ高速トランシーバの増幅器の出力がそこで０から１へ切り換わりその逆もまた同様である、内部しきい値レベルであることを概略的に示す図である。
【図４Ａ】本発明の方法に従って動作する、本発明による回路構成の第１の実施形態を概略的に示す図である。
【図４Ｂ】本発明による回路構成の、（差動）増幅器段の一実施形態を概略的に示す図である。
【図５】本発明の方法に従って動作する、本発明による回路構成の第２の実施形態を概略的に示す図である。
【図６】本発明による回路構成の、レシーバ段の入力回路の一実施形態を概略的に示す図である。
【図７】本発明の方法に従って動作する、本発明による回路構成の第３の実施形態を概略的に示す図である。
【符号の説明】
【００７６】
１００  回路構成（第１の実施形態、図４Ａを参照）
１００‘  回路構成（第２の実施形態、図５を参照）
１００“  回路構成（第３の実施形態、図７を参照）
Ａ  分圧係数
ＡＭＬ  インバータＩＶの正確な中間レベル
ＡＳ  増幅器または増幅器段、特に差動増幅器または差動増幅器段
ＣＡＮＨ  バス・システムＣＢの高レベル部分用バス線
ＣＡＮＨＤＩＶ  分圧されたＣＡＮＨ
ＣＡＮＬ  バス・システムＣＢの低レベル部分用バス線
ＣＡＮＬＤＩＶ  分圧されたＣＡＮＬ
ＣＢ  バス・システム、特にＣＡＮ（コントローラ・エリア・ネットワーク）バス・システム
ＣＰ  比較器
ＤＰ  ドミナント期間
ＤＶ  中間レベルＶＣＣ／２からの偏差
ＦＡＬ  平均レベルの中間レベルＶＣＣ／２への強制
ＦＲＬ  レセシブ・レベルの中間レベルＶＣＣ／２への強制
ＧＮＤ  グランド電位またはグランド端子
Ｉ０  バイアス電流
Ｉ１  出力電流
Ｉ２  出力電流
Ｉｒ  バス・システムＣＢから抵抗性ラダーＲＬへの電流
Ｉｒｅｆ  基準電流
Ｉｓ  第１のトランジスタから第２のトランジスタへの電流
ＩＳ  入力または入力段
ＩＶ  インバータ
ＯＡ  増幅器段ＡＳの出力信号
ＯＣ  比較器ＣＰの出力信号
Ｑ１  第１のトランジスタ、特に増幅器段ＡＳのＣＡＮＨＤＩＶ部の第１のｎｐｎトランジスタ
Ｑ２  第２のトランジスタ、特に増幅器段ＡＳのＣＡＮＨＤＩＶ部の第２のｎｐｎトランジスタ
Ｑ３  第３のトランジスタ、特に増幅器段ＡＳのＣＡＮＨＤＩＶ部の第１のｐｎｐトランジスタ
Ｑ４  第４のトランジスタ、特に増幅器段ＡＳのＣＡＮＨＤＩＶ部の第２のｐｎｐトランジスタ
Ｑ５  第１のトランジスタ、特に増幅器段ＡＳのＣＡＮＬＤＩＶ部の第１のｎｐｎトランジスタ
Ｑ６  第２のトランジスタ、特に増幅器段ＡＳのＣＡＮＬＤＩＶ部の第２のｎｐｎトランジスタ
Ｑ７  第３のトランジスタ、特に増幅器段ＡＳのＣＡＮＬＤＩＶ部の第１のｐｎｐトランジスタ
Ｑ８  第４のトランジスタ、特に増幅器段ＡＳのＣＡＮＬＤＩＶ部の第２のｐｎｐトランジスタ
Ｒ  抵抗器
Ｒ１  第１の抵抗器
Ｒ２  第２の抵抗器
Ｒ３  第３の抵抗器
Ｒ４  第４の抵抗器
Ｒ５  第５の抵抗器
Ｒ６  第６の抵抗器
Ｒ７  第７の抵抗器
Ｒ８  第８の抵抗器
ＲＤ  第１のトランジスタと第２のトランジスタとの間の抵抗性負荷
ＲＬ  抵抗性ラダー
ＲＰ  レセシブ期間
Ｒｒｅｆ  基準抵抗器
ＲＳ  レシーバまたはレシーバ段
ＴＬ  内部しきい値レベル
ＴＳ  トランスミッタまたはトランスミッタ段
Ｔ１  第１のトランスミッタ、特にトランスミッタ段ＴＳの第１の出力トランスミッタ
Ｔ２  第２のトランスミッタ、特にトランスミッタ段ＴＳの第２の出力トランスミッタ
ＴＸ  別のトランスミッタ、特にトランスミッタ段ＴＳの別の出力トランスミッタ
ＵＭＬ  インバータＩＶの不正確な中間レベルＵＭＬ
Ｖ０  電圧、特にバイアス電圧
Ｖ１  電圧、特に出力電圧
ＶＣＡＮＨ  バス線ＣＡＮＨ上の電圧
ＶＣＡＮＨＤＩＶ  分圧されたバス線ＣＡＮＨＤＩＶ上の電圧
ＶＣＡＮＬ  バス線ＣＡＮＬ上の電圧
ＶＣＡＮＬＤＩＶ  分圧されたバス線ＣＡＮＬＤＩＶ上の電圧
ＶＣＣ  供給電圧または給電端子
ＶＣＣ／２  供給電圧ＶＣＣの中間レベル
Ｖｄｉｆｆ  差動電圧
Ｖｇ１  ＣＡＮＨＤＩＶに関するノード電圧
Ｖｇ２  ＣＡＮＬＤＩＶに関するノード電圧
Ｖｒｅｆ  基準電圧
ＷＤ  ウェークアップ検出器
【図１】
2007537649.tif 000003
【図２Ａ】
2007537649.tif 000004
【図２Ｂ】
2007537649.tif 000005
【図２Ｃ】
2007537649.tif 000006
【図３Ａ】
2007537649.tif 000007
【図３Ｂ】
2007537649.tif 000008
【図４Ａ】
2007537649.tif 000009
【図４Ｂ】
2007537649.tif 000010
【図５】
2007537649.tif 000011
【図６】
2007537649.tif 000012
【図７】
2007537649.tif 000013
【国際調査報告】
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