(57)【要約】【課題】容量の小さいコンデンサやリアクトルを使用した場合でも、直流電圧の脈動や入力電流の高調波を低減することが可能な３相整流器を提供することを目的とする。【解決手段】本発明の３相整流器は、３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路４と、３相交流電源１から全波整流回路４への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路３と、３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、双方向スイッチ回路３をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ回路３をスイッチング制御する制御手段（スイッチングパターン発生器５および駆動回路６）とを備えている。【選択図】図１
2011030409.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器において、
前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、
前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする３相整流器。
【請求項２】
前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、
前記制御手段は、前記３相電源の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相を検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、前記スイッチング周期内で少なくとも一方はＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成することを特徴とする請求項１に記載の３相整流器。
【請求項３】
前記３相交流電源と前記双方向スイッチ回路との間にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の３相整流器。
【請求項４】
前記全波整流回路と負荷との間に、直流リアクトルを接続したことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１つに記載の３相整流器。
【請求項５】
前記制御手段は、各相の電圧の大小関係により、複数のモードに区分し、各モードで各相毎に、異なるスイッチングパターンを生成し、
前記スイッチングパターンは、全モードで同一の相は、同一の規則性のあるパターンであることを特徴とする請求項１に記載の３相整流器。
【請求項６】
前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、
前記制御手段は、各スイッチング周期内で、少なくとも２つの相がＯＦＦする期間を導入したことを特徴とする請求項１又は請求項５に記載の３相整流器。
【請求項７】
前記制御手段は、１相のスイッチングパターンに０電圧を挿入することを特徴とする請求項６に記載の３相整流器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、３相交流電力を直流電力に変換する方式として、一般的に、３相全波整流方式が使用されている。しかしながら、３相全波整流方式では、各相の電位は、１周期の間に他の２相の電位の中間電位になる場合が、６０°区間幅で２回あり、この区間では、電流が流れない不導通区間となるため、入力電流は高調波電流を含む波形になる。また、その直流電圧は、入力線間電圧の最大電圧をなぞるため、脈動する波形となる。
【０００３】
入力の不導通区間を少なくし、高調波電流を低減する方法として、いわゆるパッシブな方法は、大容量のリアクトルを入力に接続して電力を蓄積し、不導通区間に放出することで不導通区間を少なくする方法が使用される。また、入力の不導通区間を少なくする方法として、いわゆるアクティブな方法は、半導体を使用して、ＰＦＣ回路や、ＰＷＭ整流回路を構成し、小容量のリアクトルで入力の不導通区間を補償する方法が使用されている。また、直流電圧リップルを除去する方法は、パッシブおよびアクティブのいずれの方法も大容量のコンデンサを直流側に接続して行っている。  
【０００４】
従来の方法のうち、パッシブな方式では、電力の蓄積が必要となる。この方式では、電力の蓄積に大容量のリアクトルとコンデンサが必要となるため、高価かつ回路規模が大型化するという問題がある。  
【０００５】
他方、アクティブな方式では、一般的に、直流電圧を検出して入力電流を制御するため、直流電圧の安定が必要であり、負荷変動や入力電圧変動に伴う直流電圧の変動を考慮して、電力の蓄積要素としての直流中間コンデンサを選定する必要があるため、その容量の小型化には限度があるという問題がある。また、制御が複雑であったり、昇圧機能のみであるので、負荷の耐圧として大きいものを使用するため、高価となるという問題がある。
【０００６】
上記以外のアクティブな方式に使用される電流形の３相降圧形整流器として、例えば、特許文献１，２が公知である。特許文献１では、自己消弧スイッチング素子により電流型の降圧コンバータを構成し、全パルスＯＦＦまたは短絡パルスにより直流電圧を０にする区間を整流器出力に挿入することで直流電圧の平滑化と高周波電流の低減を行っている。特許文献２では、この方式の直流リアクトルを小型化することを提案している。しかしながら、これらの方式では、直流電圧を一定にすることを意図しておらず、電源周波数成分を完全になくすことができないため、電源周波数成分を吸収するリアクトル、コンデンサの容量は電源周波数（例えば、５０Ｈｚ）に対応した一定以上の大きさが必要になるという問題がある。  
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開昭５９−１３９８６８号公報
【特許文献２】特開２００５−１４３２１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、容量の小さいコンデンサやリアクトルを使用した場合でも、直流電圧の脈動や入力電流の高調波を低減することが可能な降圧型の３相整流器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器において、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１０】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、前記制御手段は、前記３相電源の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相を検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、前記スイッチング周期内で少なくとも一方はＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成することが望ましい。
【００１１】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記３相交流電源と前記双方向スイッチ回路との間にコンデンサを接続することが望ましい。
【００１２】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記全波整流回路と負荷との間に、直流リアクトルを接続することが望ましい。
【００１３】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記制御手段は、各相の電圧の大小関係により、複数のモードに区分し、各モードで各相毎に、異なるスイッチングパターンを生成し、前記スイッチングパターンは、全モードで同一の相は、同一の規則性のあるパターンであることが望ましい。
【００１４】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、前記制御手段は、各スイッチング周期内で、少なくとも２つの相がＯＦＦする期間を導入することが望ましい。
【００１５】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記制御手段は、１相のスイッチングパターンに０電圧を挿入することが望ましい。
【発明の効果】
【００１６】
本発明にかかる３相整流器によれば、３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器において、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段と、を備えているので、容量の小さいコンデンサやリアクトルを使用した場合でも、直流電圧の脈動や入力電流の高調波を低減することが可能な３相整流器を提供することが可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は、本実施の形態にかかる降圧型の３相整流器を適用した電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、双方向スイッチ回路の１つの相のスイッチの構成例を示す回路図である。
【図３】図３は、スイッチングパターン発生器の構成例を示すブロック図である。
【図４】図４は、スイッチングパターン発生器でスイッチングパターンを生成する場合に使用される鋸歯状波１、２の波形例を示す図である。
【図５】図５は、図３のパターン信号発生器の構成例を示す回路図である。
【図６】図６は、図３の相電圧判別器の構成例を示す図である。
【図７】図７は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧の各区間を説明するための図である。
【図８】図８は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【図９】図９は、図１の回路の直流電圧および直流電流のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】図１０は、双方向スイッチ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１１−１】図１１−１は、モードＩ、ＩＩにおける実施の形態１での、Ｒ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【図１１−２】図１１−２は、モードＩＩＩ、ＩＶにおける実施の形態１での、Ｒ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【図１１−３】図１１−３は、モードＶ、ＶＩにおける実施の形態１での、Ｒ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【図１２】図１２は、実施の形態２に係るスイッチングパターン発生器の一例を示すブロック図である。
【図１３】図１３は、鋸歯状波発生器で生成される鋸歯状波１、２の波形例を示す図である。
【図１４】図１４は、相電圧判別器の構成例を示す図である。
【図１５】図１５は、パターン信号発生器の構成例を示す図である。
【図１６】図１６は、モードＩＩ、Ｖにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【図１７】図１７は、モードＩ、ＩＶにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【図１８】図１８は、モードＩＩＩ、ＶＩにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【図１９】図１９は、実施の形態１の回路構成において、入力コンデンサ＝３μＦ、スイッチング周波数＝２０ｋＨｚとした場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２０】図２０は、実施の形態１の回路構成において、入力コンデンサ＝９μＦ、スイッチング周波数＝５０ｋＨｚとした場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２１】図２１は、実施の形態２の回路構成において、入力コンデンサ＝３μＦ、スイッチング周波数＝２０ｋＨｚとした場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図２２】図２２は、双方向スイッチ回路の他の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、この発明につき図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、下記実施の形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のものが含まれる。
【００１９】
（実施の形態１）
［３相整流器の構成例］
図１は、実施の形態１にかかる降圧型の３相整流器を適用した電力変換装置の一構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は、図１に示すように、Ｒ，Ｓ，Ｔ相電圧を発生させる３相交流電源１と、３相交流電源１の出力側に接続された３相リアクトル８および入力コンデンサ９と、３相電圧を直流電圧に整流する、６つのダイオードを備えた全波整流回路４と、全波整流回路４の各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路３と、３相の相電圧を検出して、双方向スイッチ回路３のスイッチングパターンを生成するスイッチングパターン発生器５と、スイッチングパターン発生器５で生成されたスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ回路３のスイッチング素子をスイッチング制御する駆動回路６と、全波整流回路４の出力側に接続された直流リアクトル２およびコンデンサ１０と、コンデンサ１０に並列に接続され、直流電力が供給される負荷７とを備えている。
【００２０】
上記構成において、スイッチングパターン発生器５および駆動回路６は、３相交流電源３の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、双方向スイッチ回路３をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ回路３をスイッチング制御する制御手段として機能する。
【００２１】
図２は、双方向スイッチ回路３の１つの相のスイッチの構成例を示す回路図である。同図に示す双方向スイッチ回路３は、ダイオードとＩＧＢＴ等のスイッチング素子とで構成される公知の回路であるので、その詳細な説明は省略する。  
【００２２】
（スイッチングパターン発生器の構成例）
図３は、スイッチングパターン発生器５の一例を示すブロック図である。図４は、スイッチングパターン発生器５でスイッチングパターンを生成する場合に使用される鋸歯状波１、２の波形例を示す図である。図５は、スイッチングパターン発生器５のパターン信号発生器１１の構成例を示す回路図である。図６は、スイッチングパターン発生器５の相電圧判別器１３の構成例を示す図である。  
【００２３】
スイッチングパターン発生器５は、直流電圧の脈動と入力電流の高調波を抑制するために、以下に説明するような、相双方向スイッチ回路３のスイッチングパターン（Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルス）を生成する。スイッチングパターン発生器５は、スイッチング周期の立ち上がり等の所定のタイミングで、３相交流電源１の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相をそれぞれ検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、スイッチング周期Ｔ内で少なくとも一方がＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成する（後述する図８参照）。なお、スイッチング周期Ｔは、電源周波数（例えば、５０Ｈｚ）に対して十分短い周期（例えば、１／１００ｋＨｚ＝１０μsec）に決定する。
【００２４】
スイッチングパターン発生器５は、図３に示すように、パターン信号発生器１１と、電圧設定器１２と、相電圧判別器１３と、コンパレータ１４Ｒ〜Ｔと，コンパレータ１５Ｒ〜Ｔと、ＡＮＤ回路１６Ｒ〜Ｔと、ＡＮＤ回路１７Ｒ〜Ｔと、ＡＮＤ回路１８Ｒ〜Ｔと、ＯＲ回路１９Ｒ〜Ｔとを備えている。
【００２５】
電圧設定器１２は、パターン信号発生器１１に、直流電圧設定値（降圧したい目標の電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインｋ（但し、ｋ＝０．５〜１）を設定する。
【００２６】
パターン信号発生器１１は、Ｒ，Ｓ、Ｔ相電圧ａ、ｂ、ｃを−１〜＋１にそれぞれ規格化した後、電圧設定器１２から入力される直流電圧設定ゲインｋ（０．５〜１）との積を演算して、Ｒ相，Ｓ相、Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃとして出力する。
【００２７】
相電圧判別器１３は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相電圧ａ，ｂ，ｃを比較して、いずれの相電圧が最大、最小、中間かを判別し、Ｒ，Ｓ，Ｔ相の最大判定信号（最大の場合「１」、最大でない場合「０」）、最小判定信号（最小の場合「１」、最小でない場合「０」）、中間判定信号（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をそれぞれ出力する。
【００２８】
コンパレータ１４Ｒ〜Ｔは、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと鋸歯状波１（図４参照）とをそれぞれ比較して、比較信号を出力する。コンパレータ１５Ｒ〜Ｔは、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと鋸歯状波２（図４参照）とをそれぞれ比較して、比較信号を出力する。ＡＮＤ回路１６Ｒ〜Ｔは、コンパレータ１４Ｒ〜Ｔの比較信号とＲ、Ｓ、Ｔ相最大判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＡＮＤ回路１７Ｒ〜Ｔは、コンパレータ１５Ｒ〜Ｔの比較信号とＲ、Ｓ、Ｔ相最小判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＡＮＤ回路１８Ｒ〜Ｔは、固定値「１」とＲ、Ｓ、Ｔ相中間判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＯＲ回路１９Ｒ〜Ｔは、ＡＮＤ回路１６Ｒ〜１８Ｒの出力、ＡＮＤ回路１６Ｓ〜１８Ｓの出力、ＡＮＤ回路１６Ｔ〜１８Ｔの出力をそれぞれＯＲ演算して最終のＲ、Ｓ、Ｔ相パルス（スイッチングパターン）として駆動回路６に出力する。
【００２９】
Ｒ相に関する動作を説明する。コンパレータ１４Ｒは、パターン信号発生器１１から入力されるＲ相制御電圧ｋａと鋸歯状波１とを比較し、比較信号（Ｒ相制御電圧ｋａ＞鋸歯状波１の場合に「１」、Ｒ相制御電圧ｋａ≦鋸歯状波１の場合に「０」）をＡＮＤ回路１６Ｒに出力する。ＡＮＤ回路１６Ｒは、コンパレータ１４Ｒから入力される比較信号と、Ｒ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｒに出力する。
【００３０】
コンパレータ１５Ｒは、鋸歯状波２とパターン信号発生器１１から入力されるＲ相制御電圧ｋａとを比較し、比較信号（鋸歯状波２＞Ｒ相制御電圧ｋａの場合に「１」、鋸歯状波２≦Ｒ相制御電圧ｋａの場合に「０」）をＡＮＤ回路１７Ｒに出力する。ＡＮＤ回路１７Ｒは、コンパレータ１５Ｒから入力される比較信号と、Ｒ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｒに出力する。
【００３１】
ＡＮＤ回路１８Ｒは、固定信号「１」とＲ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｒに出力する。ＯＲ回路１９Ｒは、ＡＮＤ回路１６Ｒ〜１８Ｒの出力をＯＲ演算して最終のＲ相パルスとして出力する。
【００３２】
Ｓ相に関する動作を説明する。コンパレータ１４Ｓは、パターン信号発生器１１から入力されるＳ相制御電圧ｋｂと鋸歯状波１とを比較し、比較信号（Ｓ相制御電圧ｋｂ＞鋸歯状波１の場合に「１」、Ｓ相制御電圧ｋａ≦鋸歯状波１の場合に「０」）をＡＮＤ回路１６Ｓに出力する。ＡＮＤ回路１６Ｓは、コンパレータ１４Ｓから入力される比較信号と、Ｓ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｓに出力する。
【００３３】
コンパレータ１５Ｓは、鋸歯状波２とパターン信号発生器１１から入力されるＳ相制御電圧ｋｂとを比較し、比較信号（鋸歯状波２＞Ｓ相制御電圧ｋｂの場合に「１」、鋸歯状波２≦Ｓ相制御電圧ｋｂの場合に「０」）をＡＮＤ回路１７Ｓに出力する。ＡＮＤ回路１７Ｓは、コンパレータ１５Ｓから入力される比較信号と、Ｓ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｓに出力する。
【００３４】
ＡＮＤ回路１８Ｓは、固定信号「１」とＳ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｓに出力する。ＯＲ回路１９Ｓは、ＡＮＤ回路１６Ｓ〜１８Ｓの出力をＯＲ演算して最終のＳ相パルスとして出力する。
【００３５】
Ｔ相に関する動作を説明する。コンパレータ１４Ｔは、パターン信号発生器１１から入力されるＴ相制御電圧ｋｃと鋸歯状波１とを比較し、比較信号（Ｔ相制御電圧ｋｃ＞鋸歯状波１の場合に「１」、Ｔ相制御電圧ｋｃ≦鋸歯状波１の場合に「０」）をＡＮＤ回路１６Ｔに出力する。ＡＮＤ回路１６Ｔは、コンパレータ１４Ｔから入力される比較信号と、Ｔ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｔに出力する。  
【００３６】
コンパレータ１５Ｔは、鋸歯状波２とパターン信号発生器１１から入力されるＴ相制御電圧ｋｃとを比較し、比較信号（鋸歯状波２＞Ｓ相制御電圧ｋｃの場合に「１」、鋸歯状波２≦Ｔ相制御電圧ｋｃの場合に「０」）をＡＮＤ回路１７Ｔに出力する。ＡＮＤ回路１７Ｔは、コンパレータ１５Ｔから入力される比較信号と、Ｔ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｔに出力する。
【００３７】
ＡＮＤ回路１８Ｔは、固定信号「１」とＴ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｔに出力する。ＯＲ回路１９Ｔは、ＡＮＤ回路１６Ｔ〜１８Ｔの出力をＯＲ演算して最終のＴ相パルスとして出力する。
【００３８】
パターン信号発生器１１は、図５に示すように、Ｒ，Ｓ，Ｔ相電圧ａ，ｂ，ｃと電圧設定器１２から出力される直流電圧制御ゲインｋとをそれぞれ乗算して、Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相制御パターンｋａ、ｋｂ、ｋｃをそれぞれ出力する乗算器３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔを備えている。
【００３９】
相電圧判別器１３は、図６に示すように、コンパレータ４０Ｒ、４０Ｓ、４０Ｔと、ＡＮＤ回路４１Ｒ、４１Ｓ、４１Ｔと、ＡＮＤ回路４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔと、ＮＯＲ回路４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔとを備えている。
【００４０】
コンパレータ４０Ｒは、Ｒ相電圧ａとＳ相電圧ｂとを比較して、比較信号（Ｒ相電圧ａ＞Ｓ相電圧ｂの場合に「１」、Ｒ相電圧ａ≦Ｓ相電圧ｂの場合に「０」）をＡＮＤ回路４１Ｒ、４２Ｓ、４１Ｔ、４２Ｔに出力する。コンパレータ４０Ｓは、Ｓ相電圧ｂとＴ相電圧ｃとを比較して、比較信号（Ｓ相電圧ｂ＞Ｔ相電圧ｃの場合に「１」、Ｒ相電圧ａ≦Ｔ相電圧ｃの場合に「０」）をＡＮＤ回路４１Ｒ、４２Ｒ、４１Ｓ、４２Ｔに出力する。コンパレータ４０Ｔは、Ｔ相電圧ｃとＲ相電圧ａとを比較して、比較信号（Ｔ相電圧ｃ＞Ｒ相電圧ａの場合に「１」、Ｔ相電圧ｃ≦Ｒ相電圧ａの場合に「０」）をＡＮＤ回路４２Ｒ、４１Ｓ、４２Ｓ、４１Ｔに出力する。
【００４１】
ＡＮＤ回路４１Ｒは、コンパレータ４０Ｒの比較信号とコンパレータ４０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＲ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｒは、コンパレータ４０Ｓの比較信号とコンパレータ４０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＲ相最小判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４１Ｓは、コンパレータ４０Ｓの比較信号とコンパレータ４０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＳ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｓは、コンパレータ４０Ｔの比較信号とコンパレータ４０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＳ相最小判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４１Ｔは、コンパレータ４０Ｔの比較信号とコンパレータ４０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＴ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｔは、コンパレータ４０Ｒの比較信号とコンパレータ４０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＴ相最小判定信号として出力する。
【００４２】
ＮＯＲ回路４３Ｒは、Ｒ相最大判定信号とＲ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＲ相中間判定信号として出力する。ＮＯＲ回路４３Ｓは、Ｓ相最大判定信号とＳ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＳ相中間判定信号として出力する。ＮＯＲ回路４３Ｔは、Ｔ相最大判定信号とＴ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＴ相中間判定信号として出力する。
【００４３】
［実施の形態１による直流電圧の脈動と入力電流の高調波の低減原理］
つぎに、本実施の形態での直流電圧の脈動と入力電流の高調波を低減する原理を説明する。本実施の形態では、スイッチングパターン発生器５および駆動回路６によって、双方向スイッチ回路３を以下のようにスイッチングすることで、直流電圧の脈動と入力電流の高調波を低減している。図７は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧の各区間を説明するための図である。図８は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルス（スイッチングパターン）の一例を示す図である。
【００４４】
まず、直流電圧について説明する。図７において、３相交流電圧は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧の大小関係により、モード（区間）Ｉ〜ＶＩの６つに区分する。Ｒ＞Ｔ＞ＳをモードＩ、Ｒ＞Ｓ＞ＴをモードＩＩ、Ｓ＞Ｒ＞ＴをモードＩＩＩ、Ｓ＞Ｔ＞ＲをモードＩＶ、Ｔ＞Ｓ＞ＲをモードＶ、Ｔ＞Ｒ＞ＳをモードＶＩに区分する。
【００４５】
ここでは、区間ＩＩのＲ相最大、Ｓ相中間、Ｔ相最小の場合について説明する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、上述したように、相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したものである。直流電圧設定ゲインｋは、上述したように、電圧設定器１２において直流電圧設定値に応じて決定されるゲインで、０．５〜１の間の定数となる。直流電圧設定ゲインｋは、パターン信号発生器１１において、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに乗算され、乗算されたＲ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃは、鋸歯状波１、２と切り合いする波形となる（図８参照）。
【００４６】
図８において、Ｔはスイッチング周期、ｘはＲ相パルス幅、ｙはＳ相パルス幅、ｚはＴ相パルス幅を示している。区間１、２、３の直流電圧は、それぞれ、区間１電圧＝ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、区間２電圧＝ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、区間３電圧＝ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。区間１の幅は、Ｔ−ｘ、区間２の幅は、ｘ−（Ｔ−ｚ）＝ｘ＋ｚ−Ｔ、区間３の幅は、Ｔ−ｚである。一方、Ｒ相パルス幅ｘは、Ｔ：ｘ＝１：ｋａよりｘ＝ｋａＴ、Ｔ相パルス幅ｚは、Ｔ：ｚ＝１：−ｋｃよりｚ＝−ｋｃＴである。よって、区間１の幅は、Ｔ−ｘ＝Ｔ−ｋａＴ＝Ｔ（１−ｋａ）、区間３の幅は、Ｔ−ｚ＝Ｔ−（−ｋｃＴ）＝Ｔ（１＋ｋｃ）、区間２の幅は、ｘ＋ｚ−Ｔ＝ｋａＴ＋（−ｋｃＴ）−Ｔ＝Ｔ（ｋａ−ｋｃ−１）となる。
【００４７】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
スイッチング周期Ｔの電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（１−ｋａ）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（ｋａ−ｋｃ−１）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（１＋ｋｃ）｝／Ｔ
＝ｋ（ａ２＋ｃ２）−ｋｂ（ａ＋ｃ）
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より
＝ｋ×３／２
なお、上記スイッチング周期Ｔの電圧の平均は、相電圧に基づいて表されている。  
【００４８】
従って、直流電圧のスイッチング区間の平均値は一定となり、直流電圧設定ゲインｋ×３／２となり、鋸歯状波１，２と比較する直流電圧設定ゲインｋに比例する。このため、直流電圧設定ゲインｋを選定することで、降圧して得られる直流電圧の大きさを制御できる。ここで、Ｒ相パルスとＴ相パルスがスイッチング周期Ｔの中で両方ＯＮするために、直流電圧設定ゲインｋの最小値は０．５であり、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃが鋸歯状波１、２を越えないために、直流電圧設定ゲインｋの最大値は、１となる。したがって、ｋの設定可能範囲は、０．５〜１の範囲内である。  
【００４９】
つぎに、入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相制御電圧ｋａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相制御電圧ｋｃの絶対値｜ｋｃ｜に比例する負の電流、すなわち、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、区間１＝Ｔ×（１−ｋａ）で正の電流が流れ、区間３＝Ｔ×（１＋ｋｃ）で負の電流が流れる。従って、流れる正の電流は、Ｔ×（１−ｋａ）−Ｔ×（１＋ｋｃ）＝Ｔ×（−ｋａ−ｋｃ）＝Ｔ×ｋ×（−ａ−ｃ）＝Ｔ×ｋ×ｂとなり、スイッチング周期Ｔの平均をＴで除するとＳ相制御電圧ｋｂとなる。このように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れることになり、入力の電圧に比例する電流が平均的に流れることになる。  
【００５０】
本スイッチングによる直流電圧と入力電流をまとめると次のようになる。
（１）スイッチング周期Ｔにおける直流電圧の平均値は、降圧された一定の電圧値となる。
（２）スイッチング周期Ｔにおける入力電流の平均値は、入力の電圧比に分配される。  
【００５１】
つぎに、入力電流が正弦波になることを説明する。３相交流電圧のＲ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ）、Ｓ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ＋１２０）、Ｔ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ＋２４０）とする。上記（２）より、入力電流は、Ｒ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ）、Ｓ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋１２０）、Ｔ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋２４０）と一般化して書くことができる。但し、Ｉ（ｔ）は入力電流の振幅である。  
【００５２】
この時の入力電力Ｐは、以下のように表すことができる。
Ｐ＝Ｖｓｉｎ（ωｔ）×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｓｉｎ（ωｔ＋１２０）×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋１２０）Ｖｓｉｎ（ωｔ＋２４０）＋Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋２４０）
＝Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ２（ωｔ）＋Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ２（ωｔ＋１２０）＋Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ２（ωｔ＋２４０）
＝Ｖ×Ｉ（ｔ）｛ｓｉｎ２（ωｔ）＋ｓｉｎ２（ωｔ＋１２０）＋ｓｉｎ２（ωｔ＋２４０）｝
｛  ｝内を計算すると、｛  ｝内は、定数３／２であるので、
Ｐ＝Ｖ×Ｉ（ｔ）×３／２を変形して、Ｉ（ｔ）＝Ｐ／Ｖ×２／３
ここで、Ｐが一定の場合、Ｖは一定であるので、Ｉ（ｔ）は、時間に依存しない一定値となる。即ち、入力電流は、正弦波である。
（３）上記（２）の条件の下で、電力が一定である場合、入力電流は正弦波となる。  
【００５３】
上記図１の回路において、スイッチングパターン発生器５および駆動回路６で上記のスイッチングを行い、スイッチング周期Ｔ内での直流電圧の変動を除去する直流リアクトル２を全波整流器４の出力側に接続したため、直流電圧は、上記（１）より一定となる。一般的に、負荷は、短時間（１００ｍｓｅｃ程度）では、一定電力とみなすことができる。スイッチング周期Ｔ内での入力電流変動を除去する入力コンデンサ９を双方向スイッチ回路３の入力側に接続することで、上記（３）より、入力電流は、正弦波となる。  
【００５４】
［シミュレーション］
図９を参照して、本実施の形態による直流電圧および直流電流のシミュレーション結果について説明する。図９は、上記図１の回路の直流電圧および直流電流のシミュレーション結果を示している。図１の回路において、直流入力電圧３相＝２００Ｖ（線間電圧）、負荷７として負荷抵抗＝２０Ω、入力の３相リアクトル８として系統のリアクタンスを考慮して１００μＨ、入力コンデンサ９＝３μＦ／相、コンデンサ１０＝２μＦ、直流リアクトル２＝２ｍＨ、スイッチング周波数５０ｋＨｚ、直流電圧設定ゲインｋ＝０．９の条件でシミュレーションを行った。３相電圧の全波整流のリップルの下限の電圧（直流電圧として取り出せる最大の電圧）は２００×２１／２×（３１／２／２）＝２４５Ｖであるのに対し、図９に示すように、本実施の形態では、直流電圧は、約ＤＣ２２０Ｖで一定で理論通りであり、降圧されており、また、直流電流も一定となっており、入力電流もスイッチングに伴う変動はあるものの正弦波状になっている。なお、上記シミュレーションは、線間電圧に基づいており、直流電圧と直流電流はそれぞれ負荷１０の両端の電圧と負荷１０に流入する電流である。
【００５５】
このように、実施の形態１の回路構成およびスイッチング方式（直流電圧に応じた固定パルスパターンを発生させる方法）によって、入力電流をその高調波を低減した正弦波とし、直流電圧を一定にすることが確認された。入力コンデンサ９と直流リアクトル２は、スイッチング周期Ｔ内でのリップル電流・電圧を除去する目的であるため、極めて小さな容量にすることができ、スイッチング周波数Ｔを大きくするに従ってさらに容量を小さくすることが可能となる。
【００５６】
負荷７にインダクタンスが直列にあり、直流電圧を一定にする機能がある場合は、図１の直流リアクトル２の省略が可能である。また、直流出力にインバータが接続され、キャリアに依存するリップル電流がある場合は、リップルを除去するコンデンサ１０を実装すればよい。入力系統インピーダンスが低く、スイッチング周期Ｔ内での直流電流変動が、入力系統に漏れる場合は、入力側に３相リアクトル８を接続すればよい。したがって、本実施の形態では、３相リアクトル８およびコンデンサ１０は、任意の構成要素である。つまり、これらのコンデンサ、リアクトルは、従来必要とされていた電源周波数に依存するリップルの平滑には無関係である。
【００５７】
以上説明したように、実施の形態１によれば、３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路４と、３相交流電源１から全波整流回路４への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路３と、３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、双方向スイッチ回路３をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ回路３をスイッチング制御する制御手段（スイッチングパターン発生器５および駆動回路６）とを備えているので、容量の小さいコンデンサやリアクトルを使用した場合でも、直流電圧の脈動や入力電流の高調波を低減することが可能な３相整流器を提供することが可能になる。  
【００５８】
また、実施の形態１によれば、各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、制御手段は、３相電源の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相を検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、スイッチング周期内で少なくとも一方はＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成することとしたので、入力電流の高調波を低減した正弦波とし、直流電圧を一定にすることが可能となる。
【００５９】
付言すると、実施の形態１によれば、従来は、電源周波数（例えば５０Ｈｚ）を対象に、エネルギー蓄積要素として大容量のリアクトル（例えば、数＋ｍＨ）やコンデンサ（例えば、数百μＦ）を必要としたものを、スイッチング周波数（例えば１００ｋＨｚ）を対象とするエネルギー蓄積要素にすることができる。すなわち、リアクトルやコンデンサの容量はスイッチング周波数のみに依存し入力周波数成分に依存しないため、極めて小容量にすることが可能となる。また、従来のＰＦＣやＰＷＭコンバータでは、直流電圧を検出し、入力電流を制御する必要があったが、これを不要とすることが可能となる。また、ＰＦＣやＰＷＭコンバータは、昇圧機能のみであり、４００Ｖ入力系では、直流中間回路の電圧が高く、負荷の耐圧も大きくする必要があったが、本実施の形態によれば、降圧であるため、耐圧の低い安価な部品の使用が可能となる。  
【００６０】
なお、本発明は上記実施の形態に限られるものではなく、双方向スイッチ回路３として、図１０に示す回路を、図１のイ〜チに接続することにより、同様に機能させることが可能である。また、本実施の形態では、スイッチングパターンを生成するために、鋸歯状波を使用した場合を説明したが、これに限られるものではなく、最大電圧相と最小電圧相に対する制約を満足させるものであればよく、例えば、三角波等のキャリア波形を用いることにしてもよい。
【００６１】
（実施の形態２）
図１１−１〜図２２を参照して、実施の形態２に係る三相整流器について説明する。上記実施の形態１の３相整流器によれば、容量の小さいコンデンサやリアクトルを使用した場合でも、直流電圧の脈動や入力電流の高調波を低減することが可能となる。本願出願人は、より容量の小さいコンデンサやリアクトルを使用した場合でも、直流電圧の脈動や入力電流の高調波を低減するために、上記実施の形態１の改善点を検討した。
【００６２】
上記実施の形態１では、図３に示す電圧設定器１２のゲインｋを１より小さい値にすることで、中間電位相（以下「中間相」と称する）と最大電位相（以下、「最大相」と称する）との導通時間、および中間相と最小電位相（以下「最小相」と称する）との導通時間の両方を広げて（最大相と最小相との同通時間を狭めて）、電圧を降圧している。しかしながら、ゲインｋを小さい値にすると、図７のモードの切り替わり目付近で、入力電流にスパイク状の波形が現れ、高調波電流が大きくなる場合がある。以下にその理由（１）、（２）を説明する。図１１−１〜図１１−３は、図７の各モードＩ〜ＶＩにおける実施の形態１での、Ｒ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【００６３】
（１）ゲインｋを小さくすると、中間相の導通幅が広がってしまうので、中間相の電流の流入および流出量が大きくなり、中間相の入力コンデンサの電圧変動が増加する。中間相の電圧変動が大きくなり最大相や最小相の電圧との逆転が起きると、中間相が中間の電位でなくなるため、最大相から中間相へ、または、中間相から最大相へ電流が流れなくなる。この現象が、図１９に示すような、中間相と最大相、最小相との切り替わり時付近でのスパイク状の電流波形の原因となる。
【００６４】
（２）図１１−１〜図１１−３に示すように、モードＩ〜ＶＩでの区間電圧のＲ、Ｓ、Ｔパルスの順序がそれぞれ不規則となっている。例えば、区間１電圧はモードＩＩではＳＴ間電圧であるが、モードＩＩＩではＲＴ間電圧となる。パルス順序が不規則であると、入力コンデンサの充放電がアンバランスとなり、図１９に示すような、スパイク状の電流波形が発生する原因となる。
【００６５】
これに対して、実施の形態１の図３において、（１）電圧設定器１２のゲインｋを高くし、（２）キャリア周波数（スイッチング周波数）を高くし、（３）入力コンデンサを大きくすることで、この問題を解決することができる。しかしながら、（１）ｋを高くすることは、直流電圧の降圧範囲を限定することになり、（２）コンデンサを大きくすることは、コストを大きくすることになり、（３）周波数を高くすることは、スイッチングロスを増加させることになるという問題がある。
【００６６】
そこで、実施の形態２では、以下の指針で実施の形態１で問題となる点を解決している。
（１）全相（Ｒ相、Ｔ相、Ｓ相）の少なくとも２つの相で双方向スイッチ回路をＯＦＦにして、全相で電流が流れないスイッチング区間を設けることによって、降圧を行う（中間相の導通幅を広げずに電圧を降下する）。
（２）全モードＩ〜ＶＩでの区間電圧のパルス順序を規則的（全モードで同一の相は、同一の規則性のあるスイッチングパターン）とすることによって、入力コンデンサを規則的に充放電させる。
【００６７】
上記（１）により、中間相の導通幅を広げずに直流電圧を降下できるので、中間相の入力コンデンサの電圧変動を増加させないことができる。上記（２）により、各モードＩ〜ＶＩでの区間電圧のパルス順序を規則的にすることで、各相の入力コンデンサの充放電をバランスさせることができる。これらにより、スイッチング周波数を高くしないで、入力コンデンサの充放電時のスパイク状の電流波形を防止することが可能となる。また、中間相の入力コンデンサの電圧変動が増加しないので、容量の小さい入力コンデンサを用いることが可能となる。
【００６８】
実施の形態２にかかる降圧型の３相整流器を適用した電力変換装置の全体構成は、図１と同様である。
【００６９】
（スイッチングパターン発生器の構成例）
図１２は、図１のスイッチングパターン発生器５の一例を示すブロック図である。図１３は、スイッチングパターン発生器５でスイッチングパターンを生成する場合に使用される鋸歯状波１、２の波形例を示す図である。図１４は、スイッチングパターン発生器５の相電圧判別器５２の構成例を示す図である。図１５は、スイッチングパターン発生器５のパターン信号発生器５１の構成例を示す回路図である。
【００７０】
本実施の形態のスイッチングパターン発生器５は、上記指針に基づいて図１６〜図１８に示すようなスイッチングパターン（Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルス）を生成する。スイッチングパターン発生器５は、スイッチング周期の立ち上がり等の所定のタイミングで３相交流電源１のどの相が中間電位相かを検出し、検出結果に応じて発生させた変調波形と鋸歯状波によってスイッチングパターンのＯＮ／ＯＦＦのタイミングを得て、スイッチングパターンを生成する。スイッチングパターン発生器５は、図１２に示すように、パターン信号発生器５１と、相電圧判別器５２と、直流電圧設定器５３と、鋸歯状波発生器５４と、コンパレータ５５−１〜５５−３と、ＮＯＴ回路５６−１，５６−２と、ＯＲ回路５７−１，５７−２と、ＮＯＴ回路５８−１，５８−２と、ＡＮＤ回路５９−１，５９−２と、ＡＮＤ回路６０Ｒ、６０Ｔと、ＯＲ回路６０Ｓと、ＮＡＮＤ回路６１Ｒ〜６１Ｔと、ＡＮＤ回路６２Ｒ〜６２Ｔと、ＯＲ回路６３Ｒ〜６３Ｔと、ＡＮＤ回路６４とを備えている。
【００７１】
パターン信号発生器５１は、全モードＩ〜ＶＩでの区間電圧のパルス順序を規則的にするため、入力相電圧のピーク値を「１」に規格化したＲ相電圧規格化信号ａ、Ｓ相電圧規格化信号ｂ、Ｔ相電圧規格化信号ｃを演算して、変調波形１、変調波形２Ａ、変調波形２Ｂ、変調波形３を出力する。
【００７２】
直流電圧設定器５３は、鋸歯状波発生器５４に、直流電圧設定ゲインｋ（但し、ｋ≦１）を設定する。鋸歯状波発生器５４は、鋸歯状波１および鋸歯状波２を出力する。相電圧判別器５２は、入力されるＲ相電圧規格化信号ａ、Ｓ相電圧規格化信号ｂ、およびＴ相電圧規格化信号ｃの電位を比較し、Ｒ相中間、Ｓ相中間、Ｔ相中間を判別して、中間判定信号（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をそれぞれ出力する。具体的には、Ｓ相中間の場合、変調波形１、３を出力し、鋸歯状波１、２を出力する（図１６参照）。Ｔ相中間の場合、変調波形１、２Ａを出力し、鋸歯状波１を出力する（図１７参照）。Ｒ相中間の場合、変調波形３、２Ｂを出力し、鋸歯状波２を出力する（図１８参照）。このように、スイッチングパターン発生器５では、中間相がどの相かに応じてスイッチングパターンの生成方法を変える。これにより、全モードで同一の相のスイッチングパターンに同一の規則性を持たせる。
【００７３】
コンパレータ５５−１で変調波形１と鋸歯状波１とが比較された比較信号と、Ｒ相中間信号をＮＯＴ回路５８−１でＮＯＴ演算された出力とが、ＡＮＤ回路６０ＲでＡＮＤ演算され、Ｒ相非中間時パルスとして出力される。
【００７４】
コンパレータ５５−３で変調波形２Ｂと鋸歯状波２とが比較された比較信号と、Ｔ相中間信号をＮＯＴ回路５８−２でＮＯＴ演算された出力とが、ＡＮＤ回路６０ＴでＡＮＤ演算され、Ｔ相非中間時パルスとして出力される。
【００７５】
コンパレータ５５−２Ａで変調波形２Ａと鋸歯状波１を比較された比較信号と、コンパレータ５５−１の比較信号をＮＯＴ回路５６−１でＮＯＴ演算された出力とが、ＯＲ回路５７−１でＯＲ演算される。コンパレータ５５−２Ｂで変調波形２Ｂと鋸歯状波２を比較した比較信号と、コンパレータ５５−３の比較出力をＮＯＴ回路５６−２でＮＯＴ演算した出力とが、ＯＲ回路５７−２でＯＲ演算される。
【００７６】
ＯＲ回路５７−１のＯＲ演算した出力とＴ相中間信号とをＡＮＤ回路５９−１でＡＮＤ演算した出力と、ＯＲ回路５７−２のＯＲ演算した出力とＲ相中間信号とをＡＮＤ回路５９−２でＡＮＤ演算した出力とが、ＯＲ回路６０ＳでＯＲ演算され、Ｓ相非中間時パルス２７が出力される。
【００７７】
ＮＡＮＤ回路６１ＲでＳ相非中間時パルスとＴ相非中間時パルスとをＮＡＮＤ演算した出力と、Ｒ相中間信号とが、ＡＮＤ回路６２ＲでＡＮＤ演算され、Ｒ相中間時パルスが出力される。
【００７８】
ＮＡＮＤ回路６１ＳでＲ相非中間時パルスとＴ相非中間時パルスがＮＡＮＤ演算された出力と、Ｓ相中間信号とが、ＡＮＤ回路６２ＳでＡＮＤ演算され、Ｓ相中間時パルスとして出力される。
【００７９】
ＮＡＮＤ回路６１ＴでＲ相非中間時パルスとＳ相非中間時パルスがＮＡＮＤ演算された出力と、Ｔ相中間信号とが、ＡＮＤ回路６２ＴでＡＮＤ演算され、Ｔ相中間時パルスとして出力される。
【００８０】
コンパレータ６５では、鋸歯状波１と「０」入力が比較され、比較信号が０電圧挿入ロック信号として出力される。
【００８１】
ＯＲ回路６３ＲでＲ相非中間時パルスとＲ相中間時パルスとがＯＲ演算された出力と、０電圧挿入信号とが、ＡＮＤ回路６４でＡＮＤ演算され、Ｒ相パルスとして出力される。これにより、Ｒ相パルスに、双方向スイッチをＯＦＦするスイッチングパターン（区間４）が導入される。
【００８２】
ＯＲ回路６３Ｔでは、Ｔ相非中間時パルスとＴ相中間時パルスがＯＲ演算され、Ｔ相パルスとして出力される。かかるＴ相パルスは、ＯＲ回路６３Ｔの出力が、０電圧挿入信号期間時に「０」であるため、０電圧挿入信号との演算は行わない。
【００８３】
ＯＲ回路６３Ｔでは、Ｓ相非中間時パルスとＳ相中間時パルスがＯＲ演算され、Ｓ相パルスが出力される。Ｒ相パルスとＴ相パルスが、０電圧挿入信号期間時に「０」となり、Ｓ相パルスがＯＮでも直流電圧は発生しない。Ｔ相のスイッチング回数を増加させないことを目的に、０電圧挿入信号との演算を行わないことにしている。
【００８４】
鋸歯状波発生器５４は、図１３に示すように、直流電圧発生器５３の直流電圧設定ゲインｋに基づき、周期Ｔとした時、（時間軸ｋＴ、ゲイン軸０）と（時間軸０、ゲイン軸１）を結ぶ直線で鋸歯状波１を出力する。また、鋸歯状波発生器５４は、直流電圧設定ゲインｋに基づき、（時間軸０、ゲイン軸０）と（時間軸ｋＴ、ゲイン軸１）を結ぶ直線で鋸歯状波２を出力する。
【００８５】
相電圧判別器５２は、図１４に示すように、コンパレータ７０Ｒ、７０Ｓ、７０Ｔと、ＡＮＤ回路７１Ｒ、７１Ｓ、７１Ｔと、ＡＮＤ回路７２Ｒ、７２Ｓ、７２Ｔと、ＮＯＲ回路７３Ｒ、７３Ｓ、７３Ｔとを備えている。
【００８６】
コンパレータ７０Ｒは、Ｒ相電圧規格化信号ａとＳ相電圧規格化信号ｂとを比較して、比較信号（Ｒ相電圧規格化信号ａ＞Ｓ相電圧規格化信号ｂの場合に「１」、Ｒ相電圧規格化信号ａ≦Ｓ相電圧規格化信号ｂの場合に「０」）をＡＮＤ回路７１Ｒ、７２Ｓ、７１Ｔ、７２Ｔに出力する。コンパレータ７０Ｓは、Ｓ相電圧規格化信号ｂとＴ相電圧規格化信号ｃとを比較して、比較信号（Ｓ相電圧規格化信号ｂ＞Ｔ相電圧規格化信号ｃの場合に「１」、Ｓ相電圧規格化信号ｂ≦Ｔ相電圧規格化信号ｃの場合に「０」）をＡＮＤ回路７１Ｒ、７２Ｒ、７１Ｓ、７２Ｔに出力する。コンパレータ７０Ｔは、Ｔ相電圧規格化信号ｃとＲ相電圧規格化信号ａとを比較して、比較信号（Ｔ相電圧規格化信号ｃ＞Ｒ相電圧規格化信号ａの場合に「１」、Ｔ相電圧規格化信号ｃ≦Ｒ相電圧規格化信号ａの場合に「０」）をＡＮＤ回路７２Ｒ、７１Ｓ、７２Ｓ、７１Ｔに出力する。
【００８７】
ＡＮＤ回路７１Ｒは、コンパレータ７０Ｒの比較信号とコンパレータ７０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７２Ｒは、コンパレータ７０Ｓの比較信号とコンパレータ７０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７１Ｓは、コンパレータ７０Ｓの比較信号とコンパレータ７０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７２Ｓは、コンパレータ７０Ｔの比較信号とコンパレータ７０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７１Ｔは、コンパレータ７０Ｔの比較信号とコンパレータ７０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。ＡＮＤ回路７２Ｔは、コンパレータ７０Ｒの比較信号とコンパレータ７０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果を出力する。
【００８８】
ＮＯＲ回路７３Ｒは、ＡＮＤ回路７１Ｒの出力とＡＮＤ回路７２Ｒの出力とのＮＯＲ演算結果（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をＲ相中間信号として出力する。ＮＯＲ回路７３Ｓは、ＡＮＤ回路７１Ｓの出力とＡＮＤ回路７２Ｓの出力とのＮＯＲ演算結果（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をＳ相中間信号として出力する。ＮＯＲ回路７３Ｔは、ＡＮＤ回路７１Ｔの出力とＡＮＤ回路７２Ｔの出力とのＮＯＲ演算結果（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をＴ相中間信号として出力する。
【００８９】
各変調波形を形成するパターン信号発生器５１は、図１５に示すように、絶対値回路８０Ｒ、８０Ｓ、８０Ｔと、３入力加算器８１−１，８１−２とを備えている。絶対値回路８０Ｒは、Ｒ相電圧規格化信号ａの絶対値｜ａ｜を演算し、変調波形１を出力する。絶対値回路８０Ｓは、Ｓ相電圧規格化信号ｂの絶対値｜ｂ｜を演算して出力する。絶対値回路８０Ｔは、Ｔ相電圧規格化信号ｃの絶対値｜ｃ｜を演算して変調波形３を出力する。
【００９０】
３入力加算器８１−１は、変調波形１と、絶対値回路８０Ｓの出力と、定数−１とを加算して、変調波形２Ａを出力する。３入力加算器８１−２は、変調波長３と、絶対値回路８０Ｓの出力と、定数−１とを加算して、変調波形２Ｂを出力する。
【００９１】
［各モードＩ〜ＶＩでのスイッチング動作による直流電圧・各相の電流］
図１６〜図１８を参照して、上記図７の各モードＩ〜ＶＩでのスイッチング動作による直流電圧・各相の電流を説明する。モードＩとモードＩＶでは共にＴ相が中間相となり、モードＩＩとモードＶでは共にＳ相が中間相となり、モードＩＩＩとモードＶＩでは共にＲ相が中間相となるので、以下、モードＩ、ＩＩ、ＩＩＩについて説明する。図１６は、モードＩＩ、Ｖにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。図１７は、モードＩ、ＩＶにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。図１８は、モードＩＩＩ、ＶＩにおける、変調波形と、鋸歯状波と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。
【００９２】
図１６〜図１８に示すように、全モードＩ〜ＶＩにおいて、Ｒ相パルスは、ＯＦＦ→ＯＮ→ＯＦＦ、Ｓ相パルスは、ＯＮ→ＯＦＦ→ＯＮ、Ｔ相パルスは、ＯＮ→ＯＦＦとなっており、全モードＩ〜ＶＩで同一の相は、ＯＮとＯＦＦの変化が規則的である同一の規則性のあるパターンとなっている。また、全モードＩ〜ＶＩでＲ相パルスには、０電圧挿入信号が挿入される期間（区間４）が設けられており、この０電圧挿入信号が挿入された期間は、Ｒ相パルスに双方向スイッチ回路をＯＦＦするスイッチングパターンが挿入される。したがって、区間４では、３相のうち２相（Ｒ相とＴ相）がＯＦＦするので、全相で電流が流れないことになる。
【００９３】
（１）モードＩＩ
まず、直流電圧について説明する。図１６において、区間１、２、３、４の直流電圧は、それぞれＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂ、整流器出力短絡電圧＝０となる。次に、各相パルスについて説明する。モードＩＩでは、Ｒ相が最大相、Ｔ相が最小相、Ｓ相が中間相となる。実施の形態１（図８）と同様に、最大相と最小相では、パルスはそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとなる。したがって、Ｒ相のパルス幅ｘ＝ｋＴ｜ａ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝ｋＴ｜ｃ｜となる。ここで、Ｒ相パルスがＯＮとなるタイミング（区間１）は、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点から求められる。また、Ｒ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間１＋区間２＋区間３）は、鋸歯状波１とゲイン軸０との交点から求められる。これにより、Ｒ相パルスが得られる。一方、Ｔ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間１＋区間２）は、Ｔ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。これにより、Ｔ相パルスが得られる。中間相パルスは、最大相又は最小相のパルスのどちらかがＯＦＦのときにＯＮする。したがって、Ｓ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点、およびＴ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。また、区間１、２、３、４の幅は、それぞれｋＴ×（１−｜ａ｜）、ｋＴ×（｜ａ｜＋｜ｃ｜−１）、ｋＴ×（１−｜ｃ｜）、Ｔ×（１−ｋ）となる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×ｋＴ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×ｋＴ×（ａ−ｃ−１）＋（ａ−ｂ）×ｋＴ×（１＋ｃ）＋０×Ｔ×（１−ｋ）｝／Ｔ
＝ｋ｛ａ２＋ｃ２−ｂ（ａ＋ｃ）｝
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、
＝ｋ×３／２
このように、ｋに比例する一定電圧となる。
【００９４】
つぎに、入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相の電圧の大きさ｜ｃ｜に比例する負の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、区間１で正の電流が流れ、区間３で負の電流が流れる。したがって、流れる電流は、ｋＴ×（１−ａ）−ｋＴ×（１＋ｃ）−ｋＴ（−ａ−ｃ）＝ｋＴｂとなり、スイッチング周期Ｔのうち、０電圧挿入信号が挿入される区間４を除いた期間ｋＴで除すると、Ｓ相電圧ｂとなる。したがって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相には、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに比例する電流が流れることになり、正弦波電流となる。
【００９５】
（２）モードＩ
図１７において、区間１、２、３、４の直流電圧は、それぞれＳＴ間電圧＝ｃ−ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ−ｂ、整流器出力短絡電圧＝０となる。次に各相のパルスについて説明する。モードＩでは、Ｒ相が最大相、Ｓ相が最小相、Ｔ相が中間相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ、ＯＦＦ順序を変えずに、最大相と最小相でそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとするため、モードＩでは、変調波形１，２Ａと鋸波状波１を用いて、図１７に示す各パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。また、区間１、２、３、４の幅は、それぞれｋＴ×（１−｜ａ｜）、ｋＴ（１−｜ｂ｜）、ｋＴ×（｜ａ｜−｜ｂ｜−１）、Ｔ×（１−ｋ）となる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、以下のように表すことができる。
【００９６】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｃ−ｂ）×ｋＴ×（１−ａ）＋（ａ−ｃ）×ｋＴ×（ｂ＋１）＋（ａ−ｂ）×ｋＴ×（ａ−ｂ−１）＋０×ｋＴ×（１−ｋ）｝／Ｔ
＝ｋ｛ａ２＋ｂ２−ｃ（ａ＋ｂ）｝
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、
＝ｋ×３／２
このように、ｋに比例する一定電圧となる。
【００９７】
つぎに、入力電流について説明する。モードＩＩの場合と同様に、最大相のＲ相には、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。最小相のＳ相には、Ｓ相電圧ｂの時間に比例する負の電流が流れる。Ｔ相は、区間１で負の電流が流れ、区間２で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、ｋＴ×（１−ａ）−ｋＴ×（１＋ｂ）＝ｋＴｃとなり、ｋＴで除するとｃとなる。従って、電圧に比例する電流が、各相に流れ、正弦波電流となる。
【００９８】
（３）モードＩＩＩ
図１８において、区間１、２、３、４の直流電圧は、それぞれＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、ＲＳ間電圧＝ｂ−ａ、整流器出力短絡電圧＝０となる。次に、各相のパルスについて説明する。モードＩＩＩでは、Ｓ相が最大相、Ｔ相が最小相、Ｒ相が中間相となる。モードＩと同じく、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ，ＯＦＦ順序を変えずに、最大相と最小相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、モードＩＩＩでは、変調波形３、２Ｂと鋸歯状波２を用いて、図１８に示す各相パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。また、区間１、２、３、４の幅は、それぞれ、ｋＴ×（｜ｂ｜＋｜ｃ｜−１）、ｋＴ×（１−｜ｂ｜）、ｋＴ×（１−｜ｃ｜）、Ｔ×（１−ｋ）となる。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、以下のように表すことができる。
【００９９】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×ｋＴ×（−ｃ＋ｂ−１）＋（ａ−ｃ）×ｋＴ×（−ｂ＋１）＋（ｂ−ａ）×ｋＴ×（１＋ｃ）＋０×ｋＴ×（１−ｋ）｝／Ｔ
＝ｋ｛ｂ２＋ｃ２−ａ（ｂ＋ｃ）｝
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、
＝ｋ×３／２
このように、ｋに比例する一定電圧となる。
【０１００】
つぎに、入力電流について説明する。モードＩＩＩでは、Ｓ相が最大相で、Ｔ相が最小相なので、Ｓ相はＳ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れ、Ｔ相は、Ｔ相電圧ｃの時間に比例する負の電流が流れる。Ｒ相は区間２で負の電流が流れ、区間３で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、ｋＴ×（１−ｂ）−ｋＴ×（１＋ｃ）＝ｋＴａとなり、ＲＴで除するとａとなる。従って、電圧に比例する電流が、各相に流れ、正弦波電流となる。
【０１０１】
以上のように、全モードで直流電圧をｋに比例する電圧に制御でき、入力電流を正弦波とすることができる。
【０１０２】
［シミュレーション］
図１９〜図２１を参照して、本実施の形態による直流電圧および直流電流（Ｒ相電流）のシミュレーション結果について説明する。入力コンデンサの容量およびスイッチング周波数以外は、上記実施の形態１のシミュレーションの条件と同じ条件でシミュレーションを行った。
【０１０３】
図１９は、実施の形態１の回路構成において、入力コンデンサ＝３μＦ、スイッチング周波数＝２０ｋＨｚとした場合のシミュレーション結果を示している。図１９に示すように、入力コンデンサ＝３μＦ、スイッチング周波数＝２０ｋＨｚの条件では、スパイク状の電流波形が発生しており、また、電流の振動が大きい。
【０１０４】
図２０は、実施の形態１の回路構成において、入力コンデンサ＝９μＦ、スイッチング周波数＝５０ｋＨｚとした場合のシミュレーション結果を示している。図２０に示すように、入力コンデンサの容量を大きくし、スイッチング周波数を高くすることで、スパイク状の電流波形は発生しなくなったが、電流の変動が大きいままである。
【０１０５】
図２１は、実施の形態２の回路構成において、入力コンデンサ＝３μＦ、スイッチング周波数＝２０ｋＨｚとした場合のシミュレーション結果を示している。図２１に示すように、入力コンデンサ＝３μＦ、スイッチング周波数＝２０ｋＨｚの条件でも、スパイク状の電流波形が発生しておらず、また、実施の形態１に比して、電流の振動が小さくなっており、実施の形態２の有効性が確認された。
【０１０６】
以上説明したように、実施の形態２によれば、各スイッチング周期内で、スイッチングパターンの全相で電流が流れない区間を導入して、電圧の降圧を行うこととしているので、中間相の導通幅を広げずに直流電圧を降下でき、中間相の入力コンデンサの電圧変動を減少させることが可能となる。これにより、中間相の入力コンデンサの電圧変動が増加しないので、容量が極めて小さい入力コンデンサを用いることができる。
【０１０７】
また、全相で電流が流れない区間を導入するために、１相のスイッチングパターンに双方向スイッチ回路をＯＦＦする区間（０電圧挿入信号挿入期間）を設けたので、回路構成を簡単にすることが可能となる。
【０１０８】
また、実施の形態２によれば、各相の電圧の大小関係により、複数のモードに区分し、各モードで各相毎に異なるスイッチングパターンを生成し、スイッチングパターンは、全モードで同一の相は、同一の規則性のあるパターンであることとしたので、各相の入力コンデンサの充放電をバランスさせることができる。これにより、スイッチング周波数を高くせずに、入力コンデンサの充放電時のスパイク状の電流波形を防止できる。
【０１０９】
なお、本発明は実施の形態２に限られるものではなく、双方向スイッチ回路３として、図２２に示す回路を、図１のイ〜チに接続することにより、同様に機能させることが可能である。図２２の回路は、図１０の回路の出力側に、０電圧挿入時の還流電流用のダイオードＤ１を接続したものである。また、本実施の形態では、スイッチングパターンを生成するために、鋸歯状波を使用した場合を説明したが、これに限られるものではなく、例えば、三角波等のキャリア波形を用いることにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１１０】
以上のように、本発明にかかる３相整流器は、各種装置に広く利用可能であり、特に、エアコン、冷蔵庫、洗濯機、クリーナー、換気扇、およびこれらに使用するモータ駆動装置・モータ駆動用インバータ制御装置等に有用である。  
【符号の説明】
【０１１１】
１  ３相交流電源
２  直流リアクトル
３  双方向スイッチ回路
４  全波整流回路
５  スイッチングパターン発生器
６  駆動回路
７  負荷
８  ３相リアクトル
９  入力コンデンサ
１１  パターン信号発生器
１２  電圧設定器
１３  相電圧判別器
１４Ｒ〜１４Ｔ、１５Ｒ〜１５Ｔ  コンパレータ
１６Ｒ〜１６Ｔ、１７Ｒ〜１７Ｔ、１８Ｒ〜１８Ｔ  ＡＮＤ回路
１９Ｒ〜１９Ｔ  ＯＲ回路  
５１  パターン信号発生器
５２  相電圧判別器
５３  直流電圧設定器
５４  鋸歯状波発生器
５５−１〜５５−３  コンパレータ
５６−１，５６−２  ＮＯＴ回路
５７−１，５７−２  ＯＲ回路  ５７−１，５７−２と、ＯＲ回路５７−１，５７−２  ５８−１，５８−２  ＮＯＴ回路
５９−１，５９−２  ＡＮＤ回路
６０Ｒ〜６０Ｔ  ＡＮＤ回路
６０Ｓ〜６０Ｔ  ＯＲ回路
６１〜６１Ｔ  ＮＡＮＤ回路
６２Ｒ〜６２Ｔ  ＡＮＤ回路
６３Ｒ〜６３Ｔ  Ｒ回路
６１  ＡＮＤ回路
【図１】
2011030409.tif 000003
【図２】
2011030409.tif 000004
【図３】
2011030409.tif 000005
【図４】
2011030409.tif 000006
【図５】
2011030409.tif 000007
【図６】
2011030409.tif 000008
【図７】
2011030409.tif 000009
【図８】
2011030409.tif 000010
【図９】
2011030409.tif 000011
【図１０】
2011030409.tif 000012
【図１１−１】
2011030409.tif 000013
【図１１−２】
2011030409.tif 000014
【図１１−３】
2011030409.tif 000015
【図１２】
2011030409.tif 000016
【図１３】
2011030409.tif 000017
【図１４】
2011030409.tif 000018
【図１５】
2011030409.tif 000019
【図１６】
2011030409.tif 000020
【図１７】
2011030409.tif 000021
【図１８】
2011030409.tif 000022
【図１９】
2011030409.tif 000023
【図２０】
2011030409.tif 000024
【図２１】
2011030409.tif 000025
【図２２】
2011030409.tif 000026
【手続補正書】
【提出日】平成22年5月28日(2010.5.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６３】
（１）ゲインｋを小さくすると、中間相の導通幅が広がってしまうので、中間相の電流の流入および流出量が大きくなり、中間相の入力コンデンサの電圧変動が増加する。中間相の電圧変動が大きくなり最大相や最小相の電圧との逆転が起きると、中間相が中間の電位でなくなるため、最大相から中間相へ、または、中間相から最小相へ電流が流れなくなる。この現象が、図１９に示すような、中間相と最大相、最小相との切り替わり時付近でのスパイク状の電流波形の原因となる。
【手続補正書】
【提出日】平成22年11月8日(2010.11.8)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器において、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、前記制御手段は、前記３相電源の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相を検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、前記スイッチング周期内で少なくとも一方はＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成することを特徴とする。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記３相交流電源と前記双方向スイッチ回路との間にコンデンサを接続することが望ましい。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１１】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記全波整流回路と負荷との間に、直流リアクトルを接続することが望ましい。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１２】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器において、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、各相の電圧の大小関係により、前記３相交流電力の１周期を複数のモードに区分し、前記複数モードのうちの１つのモードで、前記３相交流電源の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相を検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、最大電位相又は最小電位相のスイッチングパターンのどちらかがＯＦＦのときＯＮとなるスイッチングパターンを生成する一方、前記複数モードのうちの他のモードでは、前記各相で生成したスイッチングパターンと同一の規則性のあるパターンを持つスイッチングパターンを、同一の相で生成することが望ましい。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、前記制御手段は、各スイッチング周期内で、少なくとも２つの相がＯＦＦする期間を導入したことが望ましい。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１４】
また、本発明の好ましい態様によれば、前記制御手段は、１相のスイッチングパターンに０電圧を挿入することが望ましい。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】削除
【補正の内容】
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１６】
本発明にかかる３相整流器によれば、３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器において、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、前記制御手段は、前記３相電源の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相を検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、前記スイッチング周期内で少なくとも一方はＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成するので、容量の小さいコンデンサやリアクトルを使用した場合でも、直流電圧の脈動や入力電流の高調波を低減することが可能な３相整流器を提供することが可能になるという効果を奏する。
【手続補正９】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器において、
前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、
前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、
前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、
前記制御手段は、前記３相電源の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相を検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、前記スイッチング周期内で少なくとも一方はＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成することを特徴とする３相整流器。
【請求項２】
前記３相交流電源と前記双方向スイッチ回路との間にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１に記載の３相整流器。
【請求項３】
前記全波整流回路と負荷との間に、直流リアクトルを接続したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の３相整流器。
【請求項４】
３相交流電源から供給される３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器において、
前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、
前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチ回路と、
前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、各相の電圧の大小関係により、前記３相交流電力の１周期を複数のモードに区分し、前記複数モードのうちの１つのモードで、前記３相交流電源の各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相を検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、最大電位相又は最小電位相のスイッチングパターンのどちらかがＯＦＦのときＯＮとなるスイッチングパターンを生成する一方、前記複数モードのうちの他のモードでは、前記各相で生成したスイッチングパターンと同一の規則性のあるパターンを持つスイッチングパターンを、同一の相で生成することを特徴とする３相整流器。
【請求項５】
前記各相のスイッチングパターンは、所定のスイッチング周期を有しており、
前記制御手段は、各スイッチング周期内で、少なくとも２つの相がＯＦＦする期間を導入したことを特徴とする請求項４に記載の３相整流器。
【請求項６】
前記制御手段は、１相のスイッチングパターンに０電圧を挿入することを特徴とする請求項５に記載の３相整流器。