【事件の表示】
　特願２０１２−１７３７１２「電力変換装置」拒絶査定不服審判事件〔平成２６年　２月２０日出願公開、特開２０１４−　３３５６５、請求項の数（６）〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は、特許すべきものとする。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は、２０１２年８月６日の出願であって、平成２７年７月１７日付けで拒絶理由が通知され、平成２７年９月１８日付けで手続補正がされ、平成２８年３月２９日付けで拒絶査定がされ、これに対し、平成２８年７月１日に拒絶査定不服審判が請求されたものである。
第２　本願発明
　本願の請求項１−６に係る発明は、平成２７年９月１８日付けの手続補正で補正された特許請求の範囲の請求項１−６に記載された事項により特定されるものと認められるところ、本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は以下のとおりである。
「【請求項１】
　直流電源からの電力供給を受け、三相二次側の第二線が接地され、前記三相二次側は外乱による電圧変動が発生する商用電力系統に連系する電力変換装置において、
　前記直流電源の出力電圧を所望の電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
　正負の直流母線間に直列に接続され、その接続点を中性点として前記第二線に電気的に接続される正側および負側母線コンデンサと、
　前記中性点にクランプされ、前記正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して前記商用電力系統に供給するインバータと、
　ダイオードが逆並列に接続され前記正負の直流母線間に直列接続される第１および第２のスイッチ素子ならびに、これら第１および第２スイッチ素子の接続点と前記中性点との間に接続されるリアクトルを具備するバランス回路と、
　前記正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて前記第１および第２スイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、
　前記制御回路は、前記正側母線コンデンサと前記負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて前記第１および第２スイッチ素子のうちの何れか一方を動作させる制御を行うことを特徴とする電力変換装置。」
第３　原査定の理由の概要
　本願発明は、その出願前に日本国内又は外国において、頒布された下記の刊行物に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明に基いて、その出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　　　　　　　　　　　　　　　　　記
　引用文献１：特開２００２−３３５６３２号公報
　　　　　２：特開２００２−１９９７３８号公報
　　　　　３：特開２００３−１８８５９号公報
　　　　　４：特開２００７−２２１９０３号公報
　　　　　５：特開２０１１−６７００８号公報
　　　　　６：特開平７−１２３７２６号公報
　引用文献１には、「直流電源からの電力供給を受け、三相二次側の第二線が接地された商用電力系統に連系する電力変換装置において、
前記直流電源の出力電圧を所望の電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
正負の直流母線間に直列に接続され、その接続点を中性点として前記第二線に電気的に接続される正側および負側母線コンデンサと、
前記
中性点にクランプされ
前記正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいてインバータを制御する制御回路を備え、
　制御回路は、前記正側母線コンデンサと前記負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じてインバータを制御し、コンデンサの電圧差を抑制させる電力変換装置。」が記載されている。
　そして、引用文献２には、インバータにおける直流回路に接続される直列コンデンサの各電圧差を解消させる制御回路として、「ダイオードが逆並列に接続され前記正負の直流母線間に直列接続される第１および第２のスイッチ素子ならびに、これら第１および第２スイッチ素子の接続点と前記中性点との間に接続されるリアクトルを具備するバランス回路と、
前記正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて前記第１および第２スイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記正側母線コンデンサと前記負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて前記第１および第２スイッチ素子のうちの何れか一方を動作させる制御を行う」構成が記載されているので、引用文献１に記載の発明における直列コンデンサの電圧差を抑制する回路として、引用文献２に記載の回路構成を用いて、本願の請求項１に係る発明を得ることは、格別の困難性なく、当業者が容易に想到し得るものと認められる。
　また、系統電圧に外乱が生じること、その際、不平衡電圧や高調波電圧などが含まれることは引用文献５及び６に記載のように周知である。
第４　当審の判断
１．刊行物の記載事項
（１）原査定の拒絶の理由に引用された特開２００２−３３５６３２号公報（以下、「刊行物１」という。）には、「系統連係インバータ」に関し、次の記載がある。
「【００２３】
【発明の実施の形態】以下に、本発明における実施の形態を、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は本発明に係る実施の形態１における系統連系インバータの構成図
図１において、１は太陽電池であり、２は太陽電池１の出力電圧を一定の電圧に制御するとともに、インバータの入力に必要な電圧に変換して出力するコンバータである。
【００２４】
３はコンバータ２からの出力電圧を平滑して出力する平滑手段の母線コンデンサであり、この母線コンデンサ３は、同容量の２つの母線コンデンサ３ａ、３ｂの直列接続により構成される。４はインバータの電力変換を行うＳＷ素子４ａ〜４ｄを一体にまとめて構成されたＳＷ素子モジュールであり、このインバータとなるＳＷ素子モジュール４は、平滑手段の母線コンデンサ３から出力される平滑された直流電流を交流電流に変換して出力する。
【００２５】５はリアクトル５ａとコンデンサ５ｂからなるフィルター回路であり、フィルター回路５は、インバータとなるＳＷ素子モジュール４の交流出力の高周波をカットして波形を改善する。６はフィルター回路５と交流電力系統７との間に設置され、系統７側の異常時あるいはインバータの異常時にインバータと系統７を切り離す連系リレーである。
ＳＷ素子モジュール４は、連系リレー６を経由して交流電力系統７と連系する。
【００２６】
交流電力系統７は、１相が接地された３相２００Ｖの系統である。
【００２７】１０は系統７の電圧を検出する系統電圧検出部であり、１１はＳＷ素子モジュール４及び連系リレー６を制御する制御回路である。１２は直流分制御回路であり、この直流分制御回路１２は、直流電流検出部９から出力されたインバータ出力電流の直流分と、直流電流補正回路１４から出力された母線コンデンサ３ａ、３ｂ間の電圧差に応じた直流電流補正値とを基に、インバータの直流電流を制御する補正値を制御回路１１へ出力する。
【００２８】
１３は各母線コンデンサ３ａ、３ｂの電圧を検出し、これらの母線コンデンサ３ａと母線コンデンサ３ｂにおける電圧差を求めて、その電圧差を出力する電圧差検出回路である。１４は電圧差検出回路１３から出力された母線コンデンサ３ａ、３ｂの電圧差を基に、この電圧差に応じた直流電流分の補正値を求めて出力する直流電流補正回路である。
【００２９】次に、図１に示す系統連系インバータにおける動作について説明する。まず、図１に示す電圧差検出回路１３の内部処理について、図２を用いて説明する。図２において、回路１３ａは、母線コンデンサ３ａの電圧を検出し、回路１３ｂは、系統７における１周期の間の平均を取り、母線コンデンサ３ａの電圧値を得る。
【００３０】同様に、回路１３ｃは、母線コンデンサ３ｂの電圧を検出し、回路１３ｄは、系統７における１周期の間の平均を取り、母線コンデンサ３ｂの電圧値を得る。次に、回路１３ｅは、母線コンデンサ３ａの電圧値から母線コンデンサ３ｂの電圧値を減算して、母線コンデンサ３ａ、３ｂ間の電圧差を得て、直流電流補正回路１４に出力する。
【００３１】ここで、図１に示す直流電流補正回路１４の内部処理について、図３を用いて説明する。直流電流補正回路１４は、図３に示すように、電圧差検出回路１３から出力される母線コンデンサ３ａ、３ｂ間の電圧差が入力されると、回路１４ａにてその電圧差を基に比例積分制御等の処理を行って直流電流補正値を求め、その直流電流補正値を直流分制御回路１２に出力する。
【００３２】例えば、母線コンデンサ３ａを３５５Ｖとし、母線コンデンサ３ｂを３４５Ｖとして、母線コンデンサ３ａの電圧が母線コンデンサ３ｂよりも大きい場合を想定すると、電圧差検出回路１３は、＋１０Ｖの電圧差を出力する。直流電流補正回路１４は、電圧差検出回路１３から＋１０Ｖという正の電圧差の値が入力されると、インバータから負の直流電流が流れているために、母線コンデンサ３ａの電圧が高くなり、母線コンデンサ３ｂの電圧が低くなると判断する。
【００３３】そして、直流電流補正回路１４は、この母線コンデンサ３ａ、３ｂ間の電圧差を抑制するように求めた負の直流電流補正値、例えば−２ｍＡというような値を直流分制御回路１２に出力する。逆に、直流電流補正回路１４は、母線コンデンサ３ｂの電圧が母線コンデンサ３ａよりも高い場合には、上記動作と正負が逆の動作を行う。
【００３４】ここで、図１に示す直流分制御回路１２の内部処理について、図４を用いて説明する。直流分制御回路１２は、図４に示すように、回路１２ａにより直流電流検出部９からの検出値に、直流電流補正回路１４からの直流電流補正値を加算し、この値がインバータから出力されている直流電流として、回路１２ｂにより直流電流を抑制するように補正値を制御回路１１に出力する。
【００３５】
制御回路１１は、目標電流とインバータ出力電流検出部８より検出した出力電流が同一となるようにＳＷ素子モジュール４を制御するとともに、直流分検出回路１２からの補正値により、インバータの直流電流を抑制するようにＳＷ素子モジュール４を制御する。
【００３６】このように、本実施の形態では、
各母線コンデンサ３ａ、３ｂ間に電圧差が現れたときに、直流電流補正回路１４により、電圧差に応じた直流電流補正値を出力し、この直流電流補正値を直流分制御回路１２に加えることにより、インバータは、各母線コンデンサ３ａ、３ｂ間の電圧差を生じる原因となる微少な直流分も含めて制御している。このため、母線コンデンサ３ａ、３ｂ間の電圧差によって生じる直流電流も抑制するようにインバータを動作させることができるので、母線コンデンサ３ａ、３ｂ間の電圧差をなくして、母線コンデンサ３ａ、３ｂを互いに等しい電圧に保つことができる。
　上記刊行物１の記載、刊行物１の図１及びこの分野の技術常識を考慮すると次のことがいえる。
ア　刊行物１の図１を参照すると、３相の交流電力系統のうち、第二線が接地されているといえる。
イ　刊行物１の図１を参照すると、母線コンデンサ３ａ及び３ｂは、正負の直流母線の間に直列に接続されており、両者の接続点は中性点として上記第二線に電気的に接続されている。
　以上を総合すると、刊行物１には、以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
〈引用発明〉
「第二線が接地された３相２００Ｖの系統である交流電力系統７と連係する系統連係インバータにおいて、
太陽電池１の出力電圧を一定の電圧に制御するとともに、インバータの入力に必要な電圧に変換して出力するコンバータと、
　同容量の２つの母線コンデンサ３ａ、３ｂの直列接続により構成され、前記２つの母線コンデンサ３ａ、３ｂの接続点は中性点として上記第二線に電気的に接続される母線コンデンサ３と、
　母線コンデンサ３から出力される平滑された直流電流を交流電流に変換して出力する、インバータとなるＳＷ素子モジュール４と、
　各母線コンデンサ３ａ、３ｂ間に電圧差が現れたときにＳＷ素子モジュール４を制御する制御回路１１と、を備え、
　各母線コンデンサ３ａ、３ｂ間に電圧差が現れたときに、直流電流補正回路１４により、電圧差に応じた直流電流補正値を出力し、この直流電流補正値を直流分制御回路１２に加え、制御回路１１は、直流分検出回路１２からの補正値により、ＳＷ素子モジュール４を制御する系統連係インバータ。」
（２）原査定の拒絶の理由に引用された特開２００２−１９９７３８号公報（以下、「刊行物２」という。）には、「マルチレベルインバータ」に関し、次の記載がある。
「【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、マルチレベルインバータ、特にマルチレベルインバータの直流回路の電圧分担不平衡の抑制，または電圧分担の平衡化が可能なマルチレベルインバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来例として、例えば電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９１−３７として発表された“ＮＰＣインバータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御”嶋村ほかの論文がある。図６にこの論文の制御回路を示し、図７にその制御対象としての３レベルインバータ（中性点クランプ形インバータまたはＮＰＣインバータとも言う）の例を示す。
【０００３】まず、図７の３レベルインバータについて簡単に説明する。これは、
直流電源Ｅｓの電圧を分担する２つの直流コンデンサＣ
1
 ，Ｃ
2
 と、スイッチング素子Ｇ
U1
〜Ｇ
Z2
およびクランプダイオードＤ
U0
〜Ｄ
Z0
を備え、前記直流コンデンサ電圧を交流電圧に変換するインバータとから構成される。なお、Ｄ
U1
〜Ｄ
Z2
は各スイッチング素子Ｇ
U1
〜Ｇ
Z2
に逆並列接続された還流用ダイオード
【０００４】図６では、上記図７に示す
直流コンデンサＣ
1
 ，Ｃ
2
 の各端子電圧Ｅ
D1
，Ｅ
D2
からその差分ＳＥ
D
 を作り、この差分ＳＥ
D
 を一次遅れフィルタＦＩに与えて直流成分信号ＳＥ
DI
を作成する。
【０００５】そして、上記ＳＥDI，ＳＥAIにそれぞれ補償ゲインＫDI，ＫAIを掛けた値を加算した値ＳBI1 を、上記極性切替信号ＰOL1 によって制御されるスイッチＳＷにより必要に応じて極性変換し、最終的な補正量ＳBI2 を生成する。補正量ＳBI2はインバータ出力電圧指令ｖUI1 * ，ｖVI1 * ，ｖWI1 * に加算され、最終的なインバータ出力電圧指令ｖUI2 * ，ｖVI2 * ，ｖWI2 * となり、この
指令に基づいてインバータを制御することにより、直流コンデンサ電圧Ｅ
D1
，Ｅ
D2
の不平衡を補正（補償）する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の従来例では、
(1)力率０では、補正量ＳBI2 をどれだけ増加しても中性点電流の直流分が発生しないので、制御自体が無効となる（当審注：原文では、(1)は丸数字。この段落について以下同様。）。
(2)直流電圧分担を制御するためにインバータ出力電圧指令に補正を加えるため、インバータ出力電圧が歪む。
(3)インバータ停止時には、直流電圧分担不平衡を抑制できない。などの問題がある。したがって、この発明の課題は、インバータの力率やインバータ運転中，停止中に関係なく、直流コンデンサの直流電圧分担の平衡化を図ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電源の電圧を互いに分担する複数の直流コンデンサと、スイッチング素子およびクランプダイオードを備え前記直流コンデンサの電圧を交流電圧に変換するインバータとからなる３レベル以上のマルチレベルインバータにおいて、前記複数の直流コンデンサの２個ずつを対とする直流コンデンサ直列回路と並列に２個の電圧分担用スイッチング素子の直列回路を接続するとともに、前記直流コンデンサの直列接続点と前記電圧分担用スイッチング素子の直列接続点との間にリアクトルを接続し、前記電圧分担用スイッチング素子をスイッチングすることを特徴とする。この請求項１の発明においては、４レベル以上のマルチレベルインバータでは、前記対として設けられる２個の電圧分担用スイッチング素子を、１個とすることができる（請求項２の発明）。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形態を示す主回路図、図２はその制御ブロック図である。これは、直流電源は図示を省略されているが基本的には図７と同様の３レベルインバータで、
電源電圧を互いに分配する２つ
のコンデンサＣ
1
 ，Ｃ
2
 と、各相の上下アームにスイッチ素子とダイオードとを逆並列接続した２つのスイッチ回路をそれぞれ接続し、各上下アームの２つのスイッチ回路の接続点どうしを第１，第２クランプダイオードを介して互いに接続し、かつ、上記第１，第２コンデンサＣ
1
 ，Ｃ
2
 に対して並列に第１，第２スイッチ回路ＤＢ１，ＤＢ２を接続し、さらに第１，第２コンデンサＣ
1
，Ｃ
2
 の直列接続点と第１，第２スイッチ回路ＤＢ１，ＤＢ２の直列接続点との間にリアクトルＬ１を接続して構成される。
【０００９】このような構成において、
直流コンデンサＣ
1
 ，Ｃ
2
 のいずれか一方、例えばＣ
1
 の電圧ＥＤＣ１が上昇すると、直流コンデンサＣ
1
 と並列に接続されたスイッチング回路ＤＢ１がオンし
【００１０】上記のような動作をするために図２に示す制御回路では、まず、検出した直流コンデンサ電圧ＥＤＣ１，ＥＤＣの差分ＶＣＤを演算し、この差分ＶＣＤを調節器ＤＶＲ１に入力する。調節器ＤＶＲ１の出力が飽和しないように通流率制限手段（リミッタ）ＬＩＭＩＴ１を設け、その出力を比較器ＣＯＭＰ１で例えばキャリア三角波ＦＣと比較し、この比較演算した信号ＰＤＢ１，ＰＤＢ２により、スイッチング回路ＤＢ１，ＤＢ２のスイッチ素子をスイッチングする。」（段落【０００１】−【００１０】）
２．対比
　本願発明と引用発明を対比する。
（１）引用発明の「系統連係インバータ」は太陽電池１からの電力供給を受けているといえる。
（２）技術常識を参酌すれば、太陽電池は直流の電圧を発生する「直流電源」である。
（３）引用発明の「交流電力系統７」及び「系統連係インバータ」は、後述する相違点を除き、本願発明のそれぞれ「商用電力系統」及び「電力変換装置」に相当する。
（４）上記（１）−（３）を総合すると、引用発明の「第二線が接地された３相２００Ｖの系統である交流電力系統７と連係する系統連係インバータ」と、本願発明の「直流電源からの電力供給を受け、三相二次側の第二線が接地され、前記三相二次側は外乱による電圧変動が発生する商用電力系統に連系する電力変換装置」とは、「直流電源からの電力供給を受け、三相の第二線が接地され、商用電力系統に連系する電力変換装置」である点で共通するといえる。
（５）引用発明の「太陽電池１の出力電圧を一定の電圧に制御するとともに、インバータの入力に必要な電圧に変換して出力するコンバータ」は、入力される直流電圧を別の直流電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータであるといえるから、引用発明の当該構成は、本願発明の「直流電源の出力電圧を所望の電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ」に相当する。
（６）引用発明の「同容量の２つの母線コンデンサ３ａ、３ｂの直列接続により構成され、前記２つの母線コンデンサ３ａ、３ｂの接続点は中性点として上記第二線に電気的に接続される母線コンデンサ３」は、本願発明の「正負の直流母線間に直列に接続され、その接続点を中性点として前記第二線に電気的に接続される正側および負側母線コンデンサ」に相当する。
（７）引用発明の「母線コンデンサ３から出力される平滑された直流電流を交流電流に変換して出力する、インバータとなるＳＷ素子モジュール４」と、本願発明の「前記中性点にクランプされ、前記正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して前記商用電力系統に供給するインバータ」とは、「正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して商用電力系統に供給するインバータ」である点で共通する。
（８）引用発明の「各母線コンデンサ３ａ、３ｂ間に電圧差が現れたときにＳＷ素子モジュール４を制御する制御回路１１」と、本願発明の「正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて前記第１および第２スイッチ素子の導通を制御する制御回路」とは、「正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて制御する制御回路」である点で共通する
（９）引用発明は「各母線コンデンサ３ａ、３ｂ間に電圧差が現れたときに、」「制御回路１１」が「ＳＷ素子モジュール４を制御する」ものであるから、引用発明の「各母線コンデンサ３ａ、３ｂ間に電圧差が現れたときに、直流電流補正回路１４により、電圧差に応じた直流電流補正値を出力し、この直流電流補正値を直流分制御回路１２に加え、制御回路１１は、直流分検出回路１２からの補正値により、ＳＷ素子モジュール４を制御する」ことと、本願発明の「前記制御回路は、前記正側母線コンデンサと前記負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて前記第１および第２スイッチ素子のうちの何れか一方を動作させる制御を行うこと」とは、「制御回路は、正側母線コンデンサと負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて制御を行うこと」である点で共通する。
　そうすると、本願発明と引用発明は、次の点で一致する。
「直流電源からの電力供給を受け、三相の第二線が接地され、商用電力系統に連系する電力変換装置において、
　前記直流電源の出力電圧を所望の電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
　正負の直流母線間に直列に接続され、その接続点を中性点として前記第二線に電気的に接続される正側および負側母線コンデンサと、
　前記正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して前記商用電力系統に供給するインバータと、
　正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて制御する制御回路と、を備え
　前記制御回路は、前記正側母線コンデンサと前記負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて制御を行うことを特徴とする電力変換装置。」
　他方、本願発明と引用発明は次の点で相違する。
＜相違点１＞
　一致点の「直流電源からの電力供給を受け、三相の第二線が接地され、商用電力系統に連系する電力変換装置」に関し、本願発明は、「三相
二次側
＜相違点２＞
　一致点の「直流電源からの電力供給を受け、三相の第二線が接地され、商用電力系統に連系する電力変換装置」に関し、本願発明は、「三相二次側は外乱による電圧変動が発生する商用電力系統に連系する」のに対し、引用発明は、交流電力系統７が「外乱による電圧変動が発生する」ものであることについては特定されていない点。
＜相違点３＞
　一致点の「正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して前記商用電力系統に供給するインバータ」に関し、本願発明は、「正側および負側母線コンデンサ」の「接続点を中性点として第二線に電気的に接続」し、かつ、「インバータ」が当該「中性点にクランプ」されるものであるのに対し、引用発明は当該構成を有していない点。
＜相違点４＞
　一致点の「制御回路は、正側母線コンデンサと負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて制御を行う」点に関し、本願発明は、「ダイオードが逆並列に接続され前記正負の直流母線間に直列接続される第１および第２のスイッチ素子ならびに、これら第１および第２スイッチ素子の接続点と前記中性点との間に接続されるリアクトルを具備するバランス回路と、前記正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて前記第１および第２スイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、」「前記第１および第２スイッチ素子のうちの何れか一方を動作させる制御を行う」のに対し、引用発明は、「直流電流補正回路１４により、電圧差に応じた直流電流補正値を出力し、この直流電流補正値を直流分制御回路１２に加え、制御回路１１は、直流分検出回路１２からの補正値により、インバータの直流電流を抑制するようにＳＷ素子モジュール４を制御する」という、異なる方法で制御を行う点。
３．判断
　以下の（１）−（６）の事項を総合勘案すると、引用発明において上記相違点３に係る本願発明の構成を採用することは、当業者といえども容易に推考し得たこととはいえない。
（１）上記相違点３及び相違点４に関し、刊行物２の上記「１．（２）」の記載事項からみて、刊行物２には、引用発明と同様の技術である、２つの直流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の各端子電圧ＥD1，ＥD2の差分ＳＥD に基づいてインバータを制御することで、直流コンデンサ電圧ＥD1，ＥD2の不平衡を補正する従来技術によって生じる種々の問題を解決するために、
「直流コンデンサ電圧の不均衡の補正方法として、電源電圧を互いに分配する２つのコンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、各相の上下アームにスイッチ素子とダイオードとを逆並列接続した２つのスイッチ回路をそれぞれ接続し、各上下アームの２つのスイッチ回路の接続点どうしを第１，第２クランプダイオードを介して互いに接続し、かつ、上記第１，第２コンデンサＣ1 ，Ｃ2 に対して並列に第１，第２スイッチ回路ＤＢ１，ＤＢ２を接続し、さらに第１，第２コンデンサＣ1，Ｃ2 の直列接続点と第１，第２スイッチ回路ＤＢ１，ＤＢ２の直列接続点との間にリアクトルＬ１を接続する構成を有し、
　直流コンデンサＣ1 ，Ｃ2 のいずれか一方の電圧が上昇すると、直流コンデンサと並列に接続されたスイッチ回路をオンにすること」（以下「刊行物２に記載された事項」という。）が記載されている。
（２）上記（１）によれば、刊行物２に記載された事項は、本願発明の「正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して前記商用電力系統に供給するインバータ」が「中性点にクランプされ」る構成、「ダイオードが逆並列に接続され前記正負の直流母線間に直列接続される第１および第２のスイッチ素子ならびに、これら第１および第２スイッチ素子の接続点と前記中性点との間に接続されるリアクトルを具備するバランス回路」、「正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて前記第１および第２スイッチ素子の導通を制御する制御回路」、及び「前記制御回路は、前記正側母線コンデンサと前記負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて前記第１および第２スイッチ素子のうちの何れか一方を動作させる」構成に相当する構成を含んでいるといえる。
（３）そこで、引用発明に刊行物２に記載された事項を適用することを検討すると、本願発明の相違点４に係る構成の全て、及び本願発明の相違点３に係る構成のうち、「正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して前記商用電力系統に供給するインバータ」が「中性点にクランプされ」る構成は導くことができる一方、相違点３に係る構成のうち、本願発明の「正側および負側母線コンデンサ」の「接続点を中性点として第二線に電気的に接続」し、かつ、「インバータ」が当該「中性点にクランプ」される点に関しては、引用発明及び刊行物２に記載された事項のいずれにも特定されていない事項であるから、導くことができない。
（４）したがって、引用発明に刊行物２に記載された事項を適用し、相違点３に係る本願発明の構成とすることは、当業者が容易になし得たということができない。
（５）また、刊行物１及び刊行物２のほかに原査定の拒絶の理由等に引用された刊行物３（特開２００３−１８８５９号公報）、刊行物４（特開２００７−２２１９０３号公報）、刊行物５（特開２０１１−６７００８号公報）、刊行物６（特開平７−１２３７２６号公報）のいずれにも、上記相違点３に係る本願発明の構成について、記載も示唆もされていない。
（６）ほかに引用発明において上記相違点３に係る補正発明の構成を採用することが当業者にとって容易であったといえる根拠は見当たらない。
　したがって、その他の相違点について判断するまでもなく、本願発明は引用発明及び刊行物２−６に記載の技術事項に基づいて当業者が容易に発明することができたものとはいえない。
　本願の請求項２−６に係る発明は、本願発明をさらに限定したものであるので、本願発明と同様に、当業者が引用発明に基づいて容易に発明をすることができたものとはいえない。
第５　むすび
　以上のとおり、本願の請求項１−６に係る発明は、いずれも、当業者が引用発明に基づいて容易に発明をすることができたものではないから、原査定の理由によっては、本願を拒絶することはできない。
　また、他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり審決する。