【事件の表示】
　特願２０１１−　７０３５９「低電力ノード管理のための磁場通信方法」拒絶査定不服審判事件〔平成２３年１０月２７日出願公開，特開２０１１−２１７３７２，請求項の数（２）〕について，次のとおり審決する。
【結　論】
　原査定を取り消す。
　本願の発明は，特許すべきものとする。
【理　由】
第１　手続の経緯
　本願は，２０１１年３月２８日（パリ条約による優先権主張外国庁受理　２０１０年３月３１日　韓国）を国際出願日とする出願であって，平成２６年１０月３１日付けで拒絶理由が通知され，平成２７年１月２２日付けで手続補正がされたが，同年６月２９日付けで拒絶査定がなされ，これに対し，同年１１月６日に拒絶査定不服審判が請求されるとともに，同日付けで手続補正がされたものである。
第２　原査定の概要
　原査定（平成２７年６月２９日付け拒絶査定）の概要は次のとおりである。
　本願請求項１，２に係る発明は，以下の引用文献１，２に基づいて，その発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者（以下，「当業者」という。）が容易に発明できたものであり，特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
＜引用文献等一覧＞
　１．SunHee Kim et al., Design of Physical Layer for Magnetic Field Area Network, Proceedings of the 4th International Conference on Ubiquitous Information Technologies  Applications, 2009 （ICUT '09）, ２００９年１２月
　２．国際公開第２００５／０１３６３７号
第３　審判請求時の補正について
　審判請求時の補正は，特許法第１７条の２第３項から第６項までの要件に違反しているものとは認められない。
　そして，「第４　本願発明」から「第６　当審の判断」までに示すように，補正後の請求項１，２に係る発明は，独立特許要件を満たすものである。
第４　本願発明
　本願請求項１，２に係る発明（以下，それぞれ「本願発明１」，「本願発明２」という。）は，平成２７年１１月６日付けの手続補正で補正された特許請求の範囲の請求項１，２に記載された事項により特定される発明であり，以下のとおりの発明である。
「【請求項１】
　１つの低周波帯の無線ネットワーク（ＭＦＡＮ−Ｃ）と少なくとも１つの低周波帯の無線ノード（ＭＦＡＮ−Ｎ）とで構成された低周波帯の無線ネットワークで行われるが，
　物理層フレームをプリアンブルと，ヘッダーと，ペイロードとで構成し，
　前記プリアンブルをウェイクアップビット列と同期ビット列とで構成してなる低電力ノード管理のための磁場通信方法であって，
　前記ウェイクアップビット列は，ＭＦＡＮ−Ｎを節電状態から活性化状態へ遷移させようとする時に，ＭＦＡＮ−Ｃから伝送するフレームのプリアンブルだけに付加され，
　前記ウェイクアップビット列はＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式で変調され，前記同期ビット列はＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式で変調されることを特徴とする低電力ノード管理のための磁場通信方法。
【請求項２】
　請求項１記載の低電力ノード管理のための磁場通信方法を行うプログラムが収録されてコンピューターで読み取り可能な記録媒体」
第５　引用文献，引用発明等
１　引用文献１について
　原査定の拒絶理由に引用された引用文献１（SunHee Kim et al., Design of Physical Layer for Magnetic Field Area Network（仮訳：磁場エリアネットワークのための物理層の設計）, Proceedings of the 4th International Conference on Ubiquitous Information Technologies  Applications, 2009 （ICUT '09）, ２００９年１２月）には，図面とともに以下の事項が記載されている。
　ア　「I. INTRODUCTION
(中略）
　　Magnetic Field communication is an attractive alternative to typical electromagnetic waves. Unlike electromagnetic signals, magnetic field signals are affected by the permeability of medium they go through. Except for ferromagnetic materials, such a nickel, cobalt, iron, or their alloys, the permeability of most materials is very close (within 0.01%) to that of free space[5]. So magnetic field signals can penetrate soil, rock and water, and be used simultaneously bottom-to-bottom, bottom-to-surface and surface-to-surface[6]. Magnetic field signals are generated using multi-turn coils - magnetic dipole loop antenna - with little or no electric field in the near field (≦λ/(2π), λ is wavelength). For the absence of the electric field componet, the magnetic field does not propagate and has no multi-path[6]. Additionally, loop antennas for low-frequency long-wavelength signals are significantly (10 to 1000 times) smaller than the antenna of electrical field. Because of operating at low frequency, both implementation cost and power consumption are low. However, magnetic field strength in the near field falls off as 1/(R3) while the electric field strength falls off as 1/R 〜 1/(R2), where R is destance from antenna.
（中略）
　　This paper is organized as follows. In section 2, we propose the protocol stack of Magnetic Field Area Network(MFAN). Section 3 and 4 describe the design of physical layer of MFAN and test results. And then, we conclude the paper in Section 5.
」（１〜２ページ目）
（当審仮訳：Ｉ．はじめに
（中略）
　磁場通信は，典型的な電磁波通信に対して魅力的な選択肢である。電磁信号とは異なり，磁場信号は，媒体を透過する透磁率により影響を受ける。ニッケル，コバルト，鉄やそれらの合金のような強磁性体材料を除き，大抵の材料の透磁率は自由空間における透磁率にかなり近い（0.01％以内）。そのため，磁場信号は，土，岩及び水を貫通することができ，底面と底面間，底面と表面間及び表面と表面間で同時に用いることができる。磁場信号は，複数巻のコイル，すなわち磁気ダイポールループアンテナを用いて，電場がほとんどないか電場のない状態において近接場（λを波長として，λ／（２π）以下の範囲）で生成される。電場のための部品が無いため，磁場は伝播せず，マルチパスにもならない。さらに，低周波数で長波長信号のためのループアンテナは，電場のためのアンテナと比較して顕著に（１０ないし１０００倍）小さい。低周波数で動作することから，実現コスト及び電力消費は共に小さい。しかし，アンテナからの距離をＲとすると，近接場での磁場強度は１／（Ｒ３）のオーダーで落ち，その一方，電場強度は１／Ｒないし１／（Ｒ２）のオーダーで落ちる。
（中略）
　この論文は，以下のとおり構成されている。２節では，磁場エリアネットワーク（MFAN）のプロトコルスタックを提案する。３節及び４節では，MFANの物理層の設計及びテスト結果について述べる。そして，５節で結論を述べる。」
　イ　「ＩＩ. ARCHITECTURE OF MAGNETIC FIELD AREA NETWORK
　　In this section we propose the protocol stack of MFAN.It has two layers: Data Link Layer and Physical Layer.
A. Data Link Layer Architecture
　　MFAN is based upon the star topology. It is Implemented Using a MFAN coordinator, which is only a supervising device of the network, and MFAN nodes, which are communication devices but the coordinator. By using request-response method, MFAN coordinator sends request to MFAN nodes and the MFAN nodes response to the MFAN coordinator. In addition, a TDMA-based scheme is used to eliminate collisions by reserving a timeslot for each device to transmit its packet.
　　MFAN adopts the superframe, which is composed of three periods - request period, response, and inactive period. During the request period, request packet is broadcasted. During the response period, data packet is transmitted by MFAN algorithm. And during the inactive period, no station sends packet. The duration of each period is variable according to network situation. Fig.1 shows the structure of MFAN super frame.
B. Physical Layer Architecture
　　This section addresses the physical layer architecture of MFAN
　　1) Operation Frequency: The physical layer operates in low frequency band centering at 128 KHz.
　　2) PHY Protocol Data Unit(PPDU) Format: Fig.2 shows a PPDU format (least significant bits [LSB] first and most significant bits [MSB] last). Each PPDU conforms to the basic sequence below:
　　　　a) PHY preamble for bit and frame synchronization at receiver
　　　　b) PHY header including data rate, coding, length of payload data, and header check sequence (HCS)
　　　　c) Variable-length payload containing data and cyclic redundancy check (CRC) except zero length data
　　3) Coding and Modulation:MFAN supports two coding schemes - Manchester and Non-return to Zero (NRZ) coding. Manchester code is one of phase encoding schemes for digital baseband modulation. The encoded signal of each data bit always has one transition at the middle of one bit duration. The direction of transition depends on the data. Although it enables clock signal to be recovered from the encoded signal and DC component not to be conveyed, it requires twice the bandwidth compared to NRZ coding scheme. Therefore NRZ coding can be selected in order to obtain high data rate according to the transmission channel quality. In this case, randamizing process is added to eliminate long sequences consisting of '1' or '0' only. Then, the encoded signals are modulated by using Binary Phase Shift Key (BPSK), which is the most robust of all the PSKs since it takes the highest level of noise or distortion to make the demodulator reach an incorrect decition.」（２ページ目）
（当審仮訳：II. 磁場エリアネットワークの構造
　この節では，ＭＦＡＮのプロトコルスタックを提案する。ＭＦＡＮは，２層，すなわちデータリンク層と物理層を備える。
A．データリンク層の構造
　MFANは，スタートポロジーに基づき，ネットワークのただ１つの管理装置であるMFANコーディネーターと，該コーディネーターではない通信デバイスである複数のMFANノードを用いて実現される。要求応答方式を用いることにより，MFANコーディネーターは，MFANノードに要求を送り，MFANノードはMFANコーディネーターに応答する。さらに，各装置がパケットを送信するタイムスロットの予約による衝突を除くために，TDMAベースのスキームが用いられる。
　MFANは，スーパーフレームを採用しており，スーパーフレームは，３つの期間−要求期間，応答期間，そして非活性期間−からなる。要求期間では，要求パケットがブロードキャストされる。応答期間では，データパケットがMFANアルゴリズムにより送信される。そして非活性期間では，どの局もパケットを送らない。各期間の継続時間は，ネットワークの状況に応じて可変である。図１は，MFANスーパーフレームの構成を表す。
B．物理層の構造
　この節では，MFANの物理層の構造について説明する。
　１）動作周波数：物理層は，１２８KHｚを中心とする低周波数帯で動作する。
　２）PHYプロトコルデータユニット（PPDU)フォーマット：図２は，PPDUフォーマットを表す。PPDUは，リトルエンディアンフォーマット（最下位ビット[LSB]ファーストで，最上位ビット[MSB]ラスト）で送られる。各PPDUは，以下の基本シーケンスに従う。
　　ａ）受信器でのビット及びフレーム同期のためのPHYプリアンブル
　　ｂ）データレート，符号化，ペイロードデータ長，及びヘッダチェックシーケンス（HCS)を含むPHYヘッダ
　　ｃ）データ及びサイクリックリダンダンシーチェック（CRC)，但しゼロ長データを除く，を含む可変長ペイロード
図１（略）
図２（略）
　３）符号化と変調：
　MFANは，２つの符号化方式，すなわちマンチェスター符号化及びＮＲＺ（Non-Return to Zero）符号化をサポートしている。マンチェスター符号は，デジタルベースバンド変調のための位相符号化方式の１つである。各データビットの符号化された信号は，常に１ビット期間の中間で１つの遷移を有する遷移の方向はデータに依存する。マンチェスター符号化方式は，符号化された信号クロック信号を復元すること及びDC成分が搬送されないようにすることが可能であるが，NRZ符号化方式と比較して，２倍の帯域幅を必要とする。そこで，NRZ符号化は，伝送チャネル品質に従って高いデータレートを得るために選択することができる。この場合，「１」または「０」のみからなる長いシーケンスを排除するためにランダム化プロセスが追加される。次に，符号化された信号は，BPSK（Binary Phase Shift Key）を使用して変調される。BPSKは，PSKの中で最もロバスト性があり，復調器が誤った決定に到達するまでに最大レベルのノイズまたは歪みを許容する。）
　ウ　「III. PHYSICAL LAYER DESIGN
　　A design for physical layer consists of a modulator, a demodulator and a system.
A.Modulator(略)
B.Demodulator(略)
C.System
　　Fig.5 shows a block of diagram of a platform based on ARM/AMBA. The ARM/AMBA platform supports application flexibility through the use of a common system bus. We use a low-power ARM7TDMI core for the ARM/AMBA platform processor. We also applied an AHB system bus and an APB peripheral bus. The ARM7TDMI is connected to the AHB bus through an AHB wrapper.
　　The AHB bus consists of an arbiter to decide a bus master, an address decoder to decode memory regions, an internal memory to store program codes and data, and an external memory interface to map external memory content to the internal memory.
　　The MFAN modem is connected as an AHB slave. To improve utilization, a signal generation interval of timer can be controlled by the ARM7TDMI. Uart is implemented as the APB slave to communicate with an external host. In addition, an interrupt controller to generate hardware interrupts in the ARM/AMBA and 8-bit general purpose input  output (GPIO) for user interface are supported.
　　The designed system can be support three power modes: RUN, HALT and SLEEP. The overall blocks are power-on in the RUN mode. In the HALT mode, an ARM7TDMI is power down. In the SLEEP mode, the overall blocks are power down except a SLEEP mode controller. The system mode can be changed to the RUN mode after a pre-determined time interval of the time-out counter in the controller.」（３〜４ページ目）
（当審仮訳：III.物理層の設計
A.変調器　（略）
B.復調器　（略）
C.システム
　図５は，ARM/AMBAに基づくプラットフォームのブロック図を表す。ARM/AMBAプラットフォームは，共通システムバスの使用を通して，アプリケーションの柔軟性を提供する。我々は，ARM/AMBAプラットフォームプロセッサとして低電力ARM7TDMIコアを用いる。我々はまた，AHBシステムバス及びAPB周辺バスに適用した。ARM7TDMIは，AHBラッパを通してAHBバスに接続される。
　AHBバスはバスマスタを決定する決定手段，メモリ領域をデコードするアドレスデコーダ，プログラムコード及びデータを蓄積する内部メモリ，及び外部メモリの内容を内部メモリにマッピングする外部メモリインターフェースを含む。
　MFANモデムは，AHBスレーブに接続される。利用性向上のため，タイマーの信号生成間隔はARM7TDMIにより制御され得る。UARTは，外部ホストと通信するためにAPBスレーブとして実現される。さらに，ARM7TDMIにハードウェア割込を生成する割り込みコントローラとユーザインターフェース用の８ビット汎用入出力(GPIO)がサポートされている。
　設計されたシステムは，「RUN」，「HALT」及び「SLEEP」の３つの電力モードをサポートしている。RUNモードでは，全部のブロックが電源オンされる。HALTモードでは，ARM7TDMIが電源オフとなる。SLEEPモードでは，SLEEPモードコントローラを除く全てのブロックが電源オフとなる。システムモードは，コントローラ内のタイムアウトカウンタの予め決定された時間間隔でRUNモードに変更され得る。）
　上記引用文献１の記載及び関連する図面には，この分野における技術常識を考慮すると，以下の事項が記載されている。
ａ　引用文献１のタイトルや上記アに記載されているように，引用文献１には，「Magnetic Field Area Network（以下，「ＭＦＡＮ」ともいう。）」について記載されている。そして，前記ＭＦＡＮにおいて，上記イ（特に，図２）のようなＰＰＤＵ（PHY Protocol Data Unit）フォーマットでデータを送信する通信方法を「磁場通信方法」と称することができる。
ｂ　前記ＭＦＡＮは，上記イの「Ａ．」の項の第１段落より，１つの「ＭＦＡＮコーディネーター」と，複数の「ＭＦＡＮノード」とで構成され，上記ア及びイの「Ｂ．　１）」の項より，低周波帯で通信を行う無線ネットワークといえる。
ｃ　上記イの「Ｂ．　２）」の項より，前記ＰＰＤＵは，PHYプリアンブルと，PHYヘッダーと，ペイロードで構成され，それぞれがビット列からなることが明らかである。
ｄ　上記イの「Ｂ．　２）　ａ）」の項及び上記ｃより，前記PHYプリアンブルは，受信機においてビット及びフレーム同期に用いられるビット列，すなわち「同期ビット列」で構成されているといえる。
ｅ　上記イの「Ｂ．　３）」の項より，前記ＰＰＤＵは，符号化され，ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Key）を用いて変調されることから，上記ｄの「同期ビット列」は，ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Key）を用いて変調されることが明らかである。
ｆ　上記ウの事項は，上記アよりＭＦＡＮの物理層の設計に関する事項であるから，上記ウに記載された物理層のシステムは，ＭＦＡＮコーディネーター及びＭＦＡＮノードが有する事項といえる。
　そして，上記ウの「Ｃ．」の第４段落より，物理層のシステムが有する３つのモードのうち，「SLEEPモード」は，SLEEPモードコントローラを除く全てのブロックが電源オフとなるモードであり，「RUNモード」は，全てのブロックが電源オンとなるモードであるから，「SLEEPモード」は，「RUNモード」に対して消費電力を節約したモードであるといえる。
　さらに，上記ウの前記第４段落より，「システムモードは，コントローラ内のタイムアウトカウンタの予め決定された時間間隔で「RUNモード」に変更され」るものといえる。
　そうすると，引用文献１には，次の発明（以下，「引用発明」という。）が開示されていると認める。
　                              
「１つの低周波帯のＭＦＡＮコーディネーターと複数の低周波帯のＭＦＡＮノードとで構成された低周波帯の無線ネットワークで行われる，
　PPDU（PHY Protocol Data Unit）を，PHYプリアンブルと，PHYヘッダーと，ペイロードとで構成し，
　前記PHYプリアンブルは，同期ビット列で構成した磁場通信方法であって，
　MFANノードの物理層のシステムは，RUNモードより消費電力を節約したSLEEPモードから前記RUNモードへ，コントローラ内のタイムアウトカウンタの予め決定された時間間隔で変更され，
　前記同期ビット列はBPSK（Binary Phase Shift Key）で変調される，
　磁場通信方法。」
２　引用文献２について
　原査定の拒絶理由に引用された国際公開第２００５／０１３６３７号（以下，「引用文献２」という。）には，「無線送受信機及び無線送受信機の間欠送受信制御方法」（発明の名称）に関し，図面とともに以下の事項が記載されている。
　エ　「発明が解決しようとする課題 
[0017] しかしながら，上述した従来技術でも受信立ち上がりに時間がかかり，受信電力を無駄に消費してしまうという問題があった。 
[0018] そこで，本発明の目的は，受信立ち上がり時間が短く受信電力を抑えた無線送受信機及び無線送受信機の間欠送受信制御方法を提供することにある。」（３ページ）
　オ　「発明の効果 
[0044] 本無線送受信機による間欠送受信制御方法を用いた場合，SAW発振器を用いた専用の起動待ち受け受信部を持っているため，受信立ち上がりが早く，数ミリ秒以下で受信可能となり，無駄な受信電力を消費しないと言う効果がある。また，起動選択信号を受信するための最低限の回路（起動待ち受け受信部，パターン比較部及び間欠制御部）しか作動しておらず，自局の起動選択信号を判別して初めて，受信無線部をオンさせるため，不要信号受信による電力消費がきわめて少ないと言う効果がある。さらに，プリアンブル受信においては最初のビットから受信可能なため，プリアンブルの送信時間を最小にし，送信電力を削減できると言う効果がある。またさらに，本無線送受信機による間欠送受信制御方法を用いた場合，IDパターン認識部でIDを認識するまでは送信部及び受信部への電源の供給を行わないことにより受信待ち電力を低下させることができる。」（７ページ）
　カ　「発明を実施するための最良の形態 
[0045] 図1は，本発明の無線送受信機の間欠送受信制御方法を適用した無線送受信機の一実施の形態を示すブロック図である。
[0046] 本無線送受信機は，主にアンテナ1と，送受信切り替えスイッチ2と，送信無線部3 と，受信無線部4と，発振回路5とを有する無線送受信機であって，受信無線部4とは別に，RF復調部6，SAW発振器7，及びキャリア検出部8からなる起動待ち受け受信部10と，キャリアの有無を検出するパターン比較部9と，各送信無線部3，受信無線部4，発振回路5，及び起動待ち受け受信部10の間欠動作を制御する間欠制御部11とで構成される。本無線送受信機で取り扱われる電波の周波数はSAW発信器7で発生できる全周波数帯を含む。
[0047] アンテナ1は，ホイップアンテナ，ダイポールアンテナ等の無指向性アンテナであつても八木アンテナ，ループアンテナ等の指向性アンテナであってもよい。 
[0048] 送受信切り替えスイッチ2は，アンテナ1を送信時には送信無線部3に接続し，受信時には受信無線部4及びRF復調部6に接続するためのスイッチであり，例えば図示しないアナログスイッチが用いられる。
[0049] 送信無線部3は，送信データが送受信切り替えスイッチ2を介してアンテナ1に給電する機能と，無線送受信機の送信無線部3からプリアンブル信号を他の無線送受信機（図示せず）へ送信する前に，他の無線送受信機の受信無線部が間欠受信動作から連続受信動作に切り替わるための起動選択信号を ASK変調（若しくはOOK変調）で一定の間隔で送信する機能とを有する。 
[0050] 受信無線部4は，アンテナ1に発生した電波を受信し，その電波から受信データを抽出する機能を有する。 
[0051] 発振回路5は，受信無線部4及び送信無線部3で必要な周波数の正弦波信号を発生する機能を有する。 
[0052] RF復調部6は，アンテナ1に発生した電波から必要な周波数の高周波信号(RF信号)を復調する機能を有する。 
[0053] SAW発振器7は，弾性表面波（SAW）素子を用いた発振器であり，10MHzから数GHzの周波数帯にわたって発振する機能を有する。 
　キャリア検出部8は，RF復調部6の出力信号からキャリアを検出する機能を有する。 
[0054] パターン比較部9は，キャリア検出部8の出力信号のパターン（H「l論理レベル」とL「0論理レベル」との組み合わせパターン）と予め決められたパターンとを比較する機能を有する。パターン比較部9は，例えば，入力「01010001」の8ビット信号と，比較パターン「01010001」の8ビット信号とを比較し，このように両者が一致すれば，一致信号を出力するようになっている。パターン比較部9は，例えばエクスクルーシブオアゲート（Ex−OR)とレジスタとメモリとで構成される。 
[0055] ここで，図2を参照してパターン比較部9により3ビットの101パターンと予め記憶したデータとを比較する場合について詳述する。 
　図2は図1に示した無線送受信機に用いられるパターン比較部の一例を示すブロック図である。 
[0056] パターン比較部は，三つのEx−OR1，Ex−OR2，Ex−OR3と，各 Ex−OR1〜 Ex−OR3の一方（図では上側）の入力に出力端が接続された三つのレジスタRe1〜Re3と，各Ex−OR1〜ExOR3の他方（この場合下側）の入力に出端が接続された三つのメモリMe1〜Me3とで構成されている。 
[0057] メモリMe1には1 が記憶され，メモリMe2には0が記憶され，メモリMe3には1が記憶されている。レジスタRe1，Re2，Re3は，キャリア信号を検出する周期でデータを順次転送する（レジスタRe1からレジスタRe2，レジスタRe2からレジスタRe3，レジスタRe3から次段）。メモリMe1〜Me3にはROMやRAM等，一定のレベル出力が出るメモリであれば限定されない。比較パターンは予めメモリ Me1〜Me3に書き込んでおくものとする。 
[0058] このような構成において， 
(1)キャリアに1を検出した場合 
　レジスタRe1のデータは1となり，レジスタRe2〜Re3のデータはXすなわち，不定である。従ってEx−OR1の出力は1となり，Ex−OR2，Ex−OR3の出力は共にXとなる。この結果，Ex−OR1はレジスタ Re1の出力とメモリMe1の出力とを比較し，両者が一致すれば1，不一致ならば0を出力する。以下他のEx−OR2，3も同様である。 
[0059](2)(1)の後でキャリアに0を検出した場合 
　レジスタRe1のデータは0となり，レジスタRe2のデータは1となり，レジスタRe3 のデータはXとなる。この結果，Ex−OR1の出カは0，Ex−OR2の出カは1となり，Ex−OR3の出力はXとなる。 
[0060](3)(2)の後でキャリアに1を検出した場合 
　レジスタRe1のデータは1となり，レジスタ Re2のデータは0となり，レジスタRe3 のデータは1となる。この結果，Ex−OR1の出力は1となり，Ex−OR2の出力は0となり，Ex−OR3の出力は1となるので，Ex−OR1〜Ex−OR3の出力の全てが1 （例えば，全ての出力のアンドをとる）となれば，メモリ Re1〜Re3の内容とレジスタRe1〜Re3の内容とがー致したということが分かる。
[0061]RF復調部6，SAW発振器7及びキャリア検出部8で起動待ち受け受信部10が構成されている。 
　起動待ち受け受信部10は，他の無線送受信機の送信無線部からの起動選択信号を受信する目的で所定のビット幅（数ビット）で間欠受信し，起動選択信号を受信すると無線送受信機の受信無線部4を起動する機能を有する。
[0062] 間欠制御部11は，送信無線部3の動作と，受信無線部4の動作と，起動待ち受け受信部10の動作とを制御する機能を有する。すなわち，間欠制御部11は，無線送受信機の送信無線部3からプリアンブル信号を他の無線送受信機へ送信する前に，他の無線送受信機の受信無線部が間欠受信動作から連続受信動作に切り替わるための起動選択信号をASK変調若しくはOOK変調で一定間隔で送信させ，起動待ち受け受信部10が他の無線送受信機の送信無線部からの起動選択信号を受信すると無線送受信機の受信無線部4を起動させるように制御する。間欠制御部11には，例えばマイクロプロセッサが用いられる。
本発明の実施の形態の動作の説明
　図3は，図1に示した無線送受信機を用いて図1に示した無線送受信機と同様の構成を有する別の無線送受信機を起動する場合の，送信動作を示すフローチャートである。 
[0063] 図1に示した無線送受信機により別の無線送受信機の起動を行う場合，まず，起動周波数におけるキャリアを見て（キャリアを受信したか否かを判定して:ステップP1），別の無線送受信機が使用されていれば（キャリアを受信していれば:ステップP1/Y）一定時間（Τ）待機した後（ステップP2），ステップP1に戻って再度キャリアを検出する。 
[0064] 別の無線送受信機が使用されていなければ（別の無線送受信機からのキャリアを受信していなければ:ステップP1/N），図1に示した無線送受信機の送信無線部3 からASK（Amplitude Shift Keying）変調または，OOK （On Off Keying）変調により，Lビットの起動選択信号を送信（ステップP3）し，その後プリアンブル及び通信用のデータを送信（ステップP4）する。
[0065] ここで，OOK変調は，ASK変調の一種であり，データが1のときに100%の論理レベルとなり，データが0のときに0% （無送信）の論理レベルとなるようになっている。すなわち，無線送受信機の送信無線部は，データが0%の論理レベルの時はオフとなる。
[0066] ステップP3，P4におけるタイムチャートを示したのが図4 (a)である。図4 (b)は受信時のタイムチャートである。図4 (a)，(b)において，Lビットの起動選択信号は，L = 3 （1，0，1）の場合を示し，1ビットの送信幅は，Τ時間である。
[0067] 起動される側の無線送受信機（別の無線送受信機）の受信待ち受けフローを示したのが，図4である。 
[0068] 受信待ち受け状態において，別の無線送受信機の受信無線部4はオフ（ステップP5)になっている。 
[0069] 別の無線送受信機の起動待ち受け受信部（図1の起動待ち受け受信部10に相当）は，キャリアを受信したか否かを判定し（ステップP6），キャリアを受信した場合には（ステップP6/Y），1をパターン比較部（図1のパターン比較部9に相当）に書き込み，一定時間（Τ）待機した後で起動待ち受け受信部（図1の起動待ち受け受信部10に相当）をオフにする（ステップP9）。 
[0070] 別の無線送受信機の起動待ち受け受信部がキャリアを受信していない場合には（ステップP6/N），別の無線送受信機の間欠制御部は，0をパターン比較部（図1のパターン比較部9に相当）に書き込み（ステップP8），一定時間（Τ)待機した後で 起動待ち受け受信部（図1の起動待ち受け受信部10に相当）をオフの状態にする（ステップP9）。 
[0071] 次に別の無線送受信機は，キャリアを一定時間間隔（Τ）でΤ/Ν時間受信し，キャリアの有無を1，0の情報としてパターン比較部（図1のパターン比較部9に相当） に書き込む（ステップP7，P8，P9，P10，P11）。 
[0072] 次に別の無線送受信機は，パターン比較部（図1のパターン比較部 9に相当）にLビットのパターンを書き込んだ段階でI（整数）がL（起動パターン＝起動選択信号のビット数）に等しいか否かを判定（ステップP10）し，パターン比較部に書き込んだLビットのパターンと起動パターンとが一致するか否かを判定する（ステップP12）。 
[0073]I = Lであって（ステップP10/Y），パターン比較部に書き込んだ Lビットのパターンが起動パターンと一致した場合 (ステップP12/Y），間欠制御部（図1の間欠制御部11に相当）は受信無線部（図1の受信無線部4に相当）をオンし（ステップP13），プリアンブル受信（ステップP14）を行い，データ受信（ステップP15）を行って受信が完了する。 
[0074]ステップP10でI = Lではない場合（ステップP10/N），起動待ち受け受信部をオンにすると共にIにI+1を代入し（ステップP11），ステップP6に戻る。 
[0075] ステップP12でパターン比較部に書き込んだLビットのパターンが起動パターンと一致しなかった場合（ステップP12/N），ステップP5に戻る。
[0076] 図5(b)に示した受信時のタイムチャートは，この起動選択信号L = 3（1，0，1）の場合の間欠受信動作時のタイムチャートである。 
　このように，本無線送受信機においては，プリアンブルの前に送出するASK（またはOOK）変調による起動選択信号と，その起動選択信号を数ビットの間，間欠的に受信し，そのキャリアレベルの有無パターンにより起動選択を行うことにより，受信立ち上がり時間が短くなり，受信電力を抑えることができる。」（７〜１２ページ）
　キ　「[0101] （実施の形態の動作の説明）
　図11は，図10に示したブロック図と同様の構成を有する二つの無線送受信機で通信を行う場合の，送受信パターンである。 
　図10において，送信する側の無線送受信機は，送信無線部103から図11に示すような送信パターンを送るようになつている。 
　図11において，先頭は起動パターン211とIDパターン212とからなる間欠受信用パターンである。起動パターン211及びIDパターン212には，間欠受信回路を簡素化し，低消費電力化するため，ASK（Amplitude Shift Keying）または，OOK（On-Off Keying）などの無線変調パターンが用いられる。 
[0102] 送信する側の無線送受信機から起動パターン211とIDパターン212とからなる間欠受信用パターン215を送信した後，プリアンブル213のパターンとデータ214とからなる通常パターン216が送信される。 
　受信する側の無線送受信機においては，受信無線部104，送信無線部103及びCPU105の電源はOFFとなっており，間欠受信無線部106とパターン認識部 107と電源制御部108とは，図11に示した起動パターン211が送信する側の無線送受信機から来るまで間欠的に起きている。 
[0103] 前述したように，間欠受信用パターン（起動パターン211とIDパターン212）は，ASKまたはOOKの変調方式を用いているため，これを受信する間欠受信無線部106 は，回路が簡素化できるため低電力化されており，たとえば受信無線部 104がFSK（Frequency Shift Keying）変調方式などを用いていれば，間欠動作しなくても，
　　”間欠受信無線部6の消費電力＜受信無線部4の消費電力”
 となっている（間欠動作した場合には「＜」は「＜＜」となる。）。 
[0104] ここで，間欠受信無線部106の回路を簡素化できる点について述べる。 
　この簡素化とはいわゆるFMといわれる周波数偏移変調（FSK）や，位相偏移変調（PSK）と比較して簡素化できることできることを意味する。例えば「01」のデータを送る場合，ASK変調やOOK変調では，単に信号の強度を検出するだけで，「01」のデータを受信することができるが，FSK変調やPSK変調では，周波数の変動や位相の変動を検出するため，バンドパスフィルタ（メカニックフィルタやセラミックフィルタもしくはクリスタルフィルタ）等の部品が必要となり複雑になるためである。 
[0105] このため，ASK変調の回路規模はFSK変調の回路規模より小さくできるので，消費電力を削減することができ， 
（ASK変調時の消費電力＝間欠受信無線部6の消費電力）＜（FSK変調時の消費電力＝受信無線部4の消費電力） 
となる。 」（１６〜１７ページ）
　引用文献２の記載及び関連する図面には，この分野における技術常識を考慮すると，以下の事項が記載されている。
ａ　引用文献２には，上記カの[0063]，[0072]−[0073]及び図３，図４等より，送信する側の無線送受信機から起動パターンを送信して受信する側の無線送受信機を起動する通信方法について記載されている。
ｂ　前記起動パターンは，上記キの[0101]より，該起動パターンを検出するための間欠受信回路を簡素化し，低消費電力化するためＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）の無線変調パターンが用いられ，同[0102]及び図１１より，また、該起動パターンは通常パターンであるプリアンブルの前に配置されるものといえる。そして，同[0103]−[0105]には，ＡＳＫ変調信号を受信する間欠受信無線部の消費電力は，ＰＳＫ変調信号を受信する受信無線部の消費電力より小さいことが示唆されている。さらに，前記通常パターンのプリアンブルは，ＰＳＫ変調されるものを含み得る。
ｃ　上記カの[0062]，[0068]等より，前記受信する側の無線送受信機は，受信無線部がオフである間欠受信動作中に前記起動パターンを受信した後，前記受信無線部を起動して連続受信動作に切り替えるものといえる。ここで，受信無線部がオフである間欠受信動作中の状態を「節電状態」と称すること，及び，受信無線部を起動した連続受信動作中の状態を「活性化状態」と称することは任意である。
　そうすると，引用文献２には，次の発明（以下，「引用発明２」という。）が記載されていると認める。
「送信する側の無線送受信機から起動パターンを送信して受信する側の無線送受信機を起動する通信方法であって，
　送信側の無線送受信機は，受信側の無線送受信機を節電状態から活性化状態に切り替える時に，通常パターンのプリアンブルの前に起動パターンを配置して送信し，
　前記起動パターンはＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調され，前記通常パターンのプリアンブルはＰＳＫ変調される，
　前記通信方法。」
　
第６　当審の判断
１　本願発明１について
（１）対比
　本願発明１と引用発明とを対比すると，次のことがいえる。
ａ　本願発明１の「ＭＦＡＮ−Ｃ」の「Ｃ」及び「ＭＦＡＮ−Ｎ」の「Ｎ」は，明細書の【０００３】よりそれぞれ「Coodinator（コーディネーター）」及び「Node（ノード）」のことであるから，引用発明の「１つの低周波帯のＭＦＡＮコーディネーター」は，本願発明１の「１つの低周波帯の無線ネットワーク（ＭＦＡＮ−Ｃ）」に相当し，引用発明の「複数の低周波帯のＭＦＡＮノード」は，本願発明１の「少なくとも１つの低周波帯の無線ノード（ＭＦＡＮ−Ｎ）」に含まれ，引用発明の「低周波帯の無線ネットワーク」は，本願発明１の「低周波帯の無線ネットワーク」に相当する。
ｂ　引用発明の「PHYプリアンブル」は，後述の相違点を除き本願発明１の「プリアンブル」に相当する。
　引用発明の「PHYヘッダー」及び「ペイロード」は，それぞれ本願発明１の「ヘッダー」及び「ペイロード」に相当する。
　そして，引用発明の「ＰＰＤＵ（PHY Protocol Data Unit）」は，物理層で送信するデータの単位であり，前記プリアンブルと，前記ヘッダーと，前記ペイロードとで構成する点で，本願発明１の「物理層フレーム」に相当する。
ｃ　引用発明の「前記PHYプリアンブルは，同期ビット列で構成した」と，本願発明１の「前記プリアンブルをウェイクアップビット列と同期ビット列とで構成してなる」とは，「前記プリアンブルを少なくとも同期ビット列で構成してなる」点で共通する。
ｄ　本願発明１の「ＭＦＡＮ−Ｎを節電状態から活性化状態へ遷移させようとする時に」より，本願発明１のＭＦＡＮ−Ｎには，節電状態と活性化状態とを有することが明らかであって，引用発明のＭＦＡＭノードの物理層のシステムにおける「ＲＵＮモード」及び「該RUNモードより消費電力を節約したSLEEPモード」が，それぞれ本願発明の「節電状態」及び「活性化状態」に相当する。
　そうすると，本願発明１の「前記ウェイクアップビット列は，ＭＦＡＮ−Ｎを節電状態から活性化状態へ遷移させようとする時に，ＭＦＡＮ−Ｃから伝送するフレームのプリアンブルだけに付加され」と，引用発明のMFANノードの物理層のシステムは，RUNモードより消費電力を節約したSLEEPモードから前記RUNモードへ，コントローラ内のタイムアウトカウンタの予め決定された時間間隔で変更され」とは，「所定の要件により，ＭＦＡＮ−Ｎを節電状態から活性化状態へ遷移させようとする」点で共通する。
ｅ　引用発明の「前記同期ビット列はBPSK（Binary Phase Shift Key)で変調され」は，本願発明１の「前記同期ビット列はＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式で変調され」に相当する。
ｆ　上記ｄより，引用発明においても「省電力ノード管理」が行われていることが明らかであるから，引用発明の「磁場通信方法」は，「低電力ノード管理のための磁場通信方法」といい得るものである。
　したがって，本願発明１と引用発明は，以下の点で一致し，また，相違している。
（一致点）
「１つの低周波帯の無線ネットワーク（ＭＦＡＮ−Ｃ）と少なくとも１つの低周波帯の無線ノード（ＭＦＡＮ−Ｎ）とで構成された低周波帯の無線ネットワークで行われるが，
　物理層フレームをプリアンブルと，ヘッダーと，ペイロードとで構成し，
　前記プリアンブルを少なくとも同期ビット列で構成してなる低電力ノード管理のための磁場通信方法であって，
　ＭＦＡＮ−Ｎを節電状態から活性化状態へ遷移させようとする時，特定の処理を伴い，
　前記同期ビット列はＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式で変調される
　低電力ノード管理のための磁場通信方法。」
　
（相違点）
　一致点である，「所定の要件により，ＭＦＡＮ−Ｎを節電状態から活性化状態へ遷移させようとする」点に関連して，
　本願発明１では，「前記プリアンブルをウェイクアップビット列と同期ビット列とで構成してな」り，「前記ウェイクアップビット列は，ＭＦＡＮ−Ｎを節電状態から活性化状態へ遷移させようとする時に，ＭＦＡＮ−Ｃから伝送するフレームのプリアンブルだけに付加され，前記ウェイクアップビット列はＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式で変調され」るのに対し，
　引用発明では，「MFANノードの物理層のシステムは，RUNモードより消費電力を節約したSLEEPモードから前記RUNモードへ，コントローラ内のタイムアウトカウンタの予め決定された時間間隔で変更され」る点。
（４）相違点の判断
　上記相違点に係る引用発明の構成により，引用発明は，ＭＦＡＮノードが備える物理層のシステムが，コントローラ内のタイムアウトカウンタの予め決定された時間を計測して，該ＭＦＡＮノードが自発的にRUNモードに変更するものといえる。
　一方，引用発明２は，無線送受信機の間欠送受信制御方法を前提として，従来技術の「受信立ち上がりに時間がかかり，受信電力を無駄に消費してしまうという問題」（[0017]（上記「第５　２」項中のエ参照。）を解決するための発明であるといえる。
　そうすると，無線端末の消費電力を低減することが通信方式にかかわらず周知の課題であるとしても，カウンタで計時して自発的にRUNモードに移行する引用発明に，送信側の無線送受信機からの間欠受信用パターンを検出して受信側の無線送受信機を起動する引用発明２を適用する動機付けがない。
　したがって，本願発明１は，引用発明及び引用発明２に基づいて当業者が容易に発明できたものではない。
２　請求項２について
　本願発明２は，本願発明１に対応する「低電力ノード管理のための磁場通信方法」を行う「プログラムが収録されてコンピューターで読み取り可能な記録媒体」についての発明であるから，本願発明１と同様の理由により，当業者であっても，引用発明及び引用文献２に記載された事項に技術事項に基づいて容易に発明できたものとは認められない。
第７　原査定について
　審判請求と同日付けでされた補正後の本願発明１及び本願発明２は，上記「第６　１」の相違点に係る構成を有するものとなっており，当業者であっても，拒絶査定において引用された引用文献１，２に基づいて，容易に発明できたとは認められない。したがって，原査定の理由を維持することはできない。
第８　むすび
　以上のとおり，原査定の理由によっては，本願を拒絶することはできない。
　また，他に本願を拒絶すべき理由を発見しない。
　よって，結論のとおり審決する。