(57)【要約】【課題】従来必要とした記憶回路や２次関数発生回路を使用することなく、しかも高精度に温度補償が可能な温度補償回路及びそれを用いた水晶発振回路を提供する。【解決手段】出力周波数が２次関数の温度特性を有する水晶発振回路の温度補償をするための温度補償回路において、出力電圧が２次の温度特性を有する電源回路の出力電圧に応じて前記出力周波数の温度補償を行うようにした。【選択図】図１
2011023944.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力周波数が２次関数の温度特性を有する水晶発振回路の温度補償をするための温度補償回路において、
出力電圧が２次関数の温度特性を有する電源回路の前記出力電圧に応じて前記出力周波数の温度補償を行うようにしたことを特徴とする温度補償回路。
【請求項２】
複数のスイッチ手段と、
一端が前記各スイッチ手段の一方の入出力端子にそれぞれ直列接続された負荷容量と、
前記電源回路の出力電圧をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、を備え、
前記ＡＤ変換器のデジタル出力に応じて、前記各スイッチ手段のオンオフを制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載の温度補償回路。
【請求項３】
前記電源回路は、温度補償された基準電圧発生回路であることを特徴とする請求項１記載の温度補償回路。
【請求項４】
前記基準電圧発生回路は、バンドギャップリファレンスであることを特徴とする請求項３記載の温度補償回路。
【請求項５】
前記基準電圧発生回路は、０バイアスされたディプレッション型の第１のＭＯＳトランジスタと、ダイオード接続された第２のＭＯＳトランジスタとを直列接続し、
前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧を基準電圧としたことを特徴とする請求項３記載の温度補償回路。
【請求項６】
前記第１のＭＯＳトランジスタに高濃度ｎ型ゲートを有するＮＭＯＳトランジスタを使用し、
前記第２のＭＯＳトランジスタに高濃度ｐ型ゲートを有するＮＭＯＳトランジスタを使用したことを特徴とする請求項３記載の温度補償回路。
【請求項７】
請求項１からの何れか一項記載の温度補償回路を用いた水晶発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、出力周波数が２次関数の温度特性を有する温度補償回路及びそれを用いた水晶発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶振動子を用いた水晶発振回路は高精度の安定した周波数が得られるため時間基準として広く用いられている。
しかし、水晶発振回路は温度特性を持っており、電子時計や電子機器に内蔵されている計時装置等、特に高精度が必要な用途に使用される場合は温度補償を行う必要がある。
【０００３】
特許庁のＨＰ(Home Page)の資料室に掲載されている標準技術集の「新世代電子時計の基礎技術とその外延５−１−１−７時間精度調節回路」には、「水晶発振器出力を計時基準とする電子時計において、時間精度を向上するための手段として、発振周波数そのものを調整するアナログ的手段と、発振器より後段の分周回路を使って論理的に時間精度を調整するデジタル的手段との二つの回路方式がある。」と記されている。
【０００４】
１つ目のアナログ的手段の例としては、ＣＭＯＳ(complementary metal-oxide semiconductor：相補型金属酸化膜半導体)インバータ回路を使用したコルピッツ水晶発振回路の負荷容量の値を変えて発振周波数の調整を行なう方法が紹介されている。
【０００５】
負荷容量の値を変える方法は、電気的に静電容量が可変できる電荷注入型フローティング電極ＭＯＳキャパシタ(ＰＥＡＣ)を使って、インバータ回路の入力容量を変える方法である。また、ＰＥＡＣに代わって、トリマコンデンサの使用や、チップコンデンサを所定の発振周波数になるように選択的に使用するなどの方式がある。さらに、コンデンサ時分割接続方式と呼ばれ、容量値の異なる大小二つのコンデンサを用意し、それぞれを時分割的に使用して、そのデューティ比を選択することで平均周波数を調整する方式等が紹介されている。
【０００６】
２つ目のデジタル的手段の例としては、水晶発振回路の発振周波数を固定したままで、温度に応じて分周回路の分周比を論理的に変化させて時間精度調整を行なう方式が紹介されている。
【０００７】
図５は、水晶発振回路の出力周波数と温度との関係を示す図である。
同図において、横軸は温度を示し、縦軸は最も周波数が高い温度に於ける周波数との偏差を示している。
同図から分かるように、水晶発振回路の出力周波数は２０℃付近で最も高くなり、温度が下がっても上がっても周波数が低くなる２次関数の温度特性を有している。なお、水晶振動子の製造時の水晶のカットの仕方によっては３次関数の温度特性を持つものもある。
【０００８】
しかし、温度センサの出力は通常、温度に対し１次関数となるため、温度補償を行なう場合は何らかの形で２次関数または３次関数の温度特性に対応しなければならない。
【０００９】
特許文献１に記載の発明は、本出願人による発明である。この発明は上記のアナログ的手段とデジタル的手段とを併用することで温度データに対応した記憶回路の容量を少なくするように構成している。
この記憶回路は、温度の１次関数である温度センサの出力を、水晶振動子の２次関数または３次関数の温度特性に対応させるために用いている。
【００１０】
特許文献２に記載の発明は、上記アナログ的手段を用いた発明である。この発明は記憶回路を用いず、温度検出回路の出力を２次関数発生回路に入力し、２次関数の周波数温度特性を持った水晶振動子の温度補償を行なうように構成している。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１に記載の発明は、記憶回路が必要なため回路規模の増大が避けられないおそれがある。
さらに、記憶回路には、使用する水晶振動子毎に温度特性のデータを書き込むため、温度設定の時間や、記憶回路への書き込み時間など多くの時間がかかり製造コストが嵩むおそれがある。
【００１２】
特許文献２に記載の発明は、記憶回路がないため、温度設定やデータ書き込みの時間は省略できるが、記憶回路の代わりに２次関数発生回路を設けているので、回路規模が大きくなるという問題がある。
【００１３】
そこで、本発明は、上述した実情を考慮してなされたものであって、従来必要とした記憶回路や２次関数発生回路を使用することなく、しかも高精度に温度補償が可能な温度補償回路及びそれを用いた水晶発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、出力周波数が２次関数の温度特性を有する水晶発振回路の温度補償をするための温度補償回路において、出力電圧が２次関数の温度特性を有する電源回路の前記出力電圧に応じて前記出力周波数の温度補償を行うようにしたことを特徴とする。
【００１５】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、複数のスイッチ手段と、一端が前記各スイッチ手段の一方の入出力端子にそれぞれ直列接続された負荷容量と、前記電源回路の出力電圧をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、を備え、前記ＡＤ変換器のデジタル出力に応じて、前記各スイッチ手段のオンオフを制御するようにしたことを特徴とする。
【００１６】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電源回路は、温度補償された基準電圧発生回路であることを特徴とする。
【００１７】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記基準電圧発生回路は、バンドギャップリファレンスであることを特徴とする。
【００１８】
請求項５記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記基準電圧発生回路は、０バイアスされたディプレッション型の第１のＭＯＳトランジスタと、ダイオード接続された第２のＭＯＳトランジスタとを直列接続し、前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧を基準電圧としたことを特徴とする。
【００１９】
請求項６記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記第１のＭＯＳトランジスタに高濃度ｎ型ゲートを有するＮＭＯＳトランジスタを使用し、前記第２のＭＯＳトランジスタに高濃度ｐ型ゲートを有するＮＭＯＳトランジスタを使用したことを特徴とする。
【００２０】
請求項７記載の発明は、請求項１からの何れか一項記載の温度補償回路を用いた水晶発振回路であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、２次関数の温度特性を備えた基準電圧Ｖrefを温度センサとして用いたため、従来のように、１次関数を２次関数に変換するための記憶回路や、２次関数発生回路が不要となり回路規模の大幅な縮小が可能となった。また、記憶回路に水晶振動子の温度データを書き込む時間が不要となり、製造工程の簡略化が可能となった。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明にかかる温度補償回路及びそれを用いた水晶発振回路の一実施の形態を示す回路図である。
【図２】基準電圧発生回路１４から出力される基準電圧Ｖrefの温度特性を示す図である。
【図３】本発明にかかる水晶発振回路に用いられる基準電圧発生回路の一例である。
【図４】本発明にかかる水晶発振回路に用いられるに用いられる基準電圧発生回路の他の一例である。
【図５】水晶発振回路の出力周波数と温度との関係を示す図である。
【図６】合成負荷容量と周波数偏差との関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。
図１は、本発明にかかる温度補償回路及びそれを用いた水晶発振回路の一実施の形態を示す回路図である。
温度補償回路を用いた水晶発振回路は、発振回路及び温度補償回路で構成されている。
発振回路は、水晶振動子１１、インバータ回路１２、帰還抵抗Ｒ１、負荷容量ＣＤ０、ＣＧ０で構成され、温度補償回路は、負荷容量ＣＧ１〜ＣＧ６、スイッチ手段Ｓ１〜Ｓ６、ＡＤ(analog-to-digital)変換器（図ではＡＤＣ）１３、及び基準電圧発生回路１４で構成されている。
【００２４】
インバータ回路１２の入出力間には帰還抵抗Ｒ１と水晶振動子１１とが並列接続されている。インバータ回路１２の出力が発振回路の出力端ＯＵＴとなっている。また、出力と接地端子ＧＮＤ間には負荷容量ＣＤ０が接続されている。
インバータ回路１２の入力と接地端子ＧＮＤとの間には負荷容量ＣＧ０と、スイッチ手段Ｓ１〜Ｓ６の各々と直列に接続された負荷容量ＣＧ１〜ＣＧ６が接続されている。
【００２５】
スイッチ手段Ｓ１〜Ｓ６は、例えばアナログスイッチが用いられており、制御端子への信号により両入出力端子間がオン／オフするようになっているが、本発明はこれに限定されるものではなく、リレーを用いてスイッチ手段を構成しても良い。
ＡＤ変換器１３のアナログ入力には基準電圧発生回路１４で生成された基準電圧Ｖrefが入力されている。また、ＡＤ変換器１３のデジタル出力１５は、それぞれスイッチ手段Ｓ１〜Ｓ６の制御端子に接続されている。
【００２６】
水晶発振回路は背景技術で説明したように、図５に示すように温度に対し出力周波数が２次関数となる温度特性を持っている。図５において、横軸は温度を示し、縦軸は周波数偏差を示す。
図６は、合成負荷容量と周波数偏差との関係を示す図である。図６において、横軸は合成負荷容量を示し、縦軸は周波数偏差を示す。
図６で分かるように出力周波数（発振周波数ともいう）ｆは合成負荷容量が大きいほど低くなることが分かる。また、出力周波数ｆと合成負荷容量との関係はリニアではない。すなわち、水晶発振回路の合成負荷容量の変化量に対する出力周波数ｆの変化量は、合成負荷容量が小さいときは、少ない容量の変化で出力周波数ｆは大きく変化するが、合成負荷容量が大きい場合は、同じ容量の変化に対し、出力周波数ｆの変化量は小さくなってしまう。
【００２７】
なお、ここでいう合成負荷容量とは、インバータ回路１２の入力と接地端子ＧＮＤとの間に接続されている負荷容量と、出力と接地端子ＧＮＤとの間に接続されている負荷容量を直列接続した場合の合成容量である。
すなわち、合成負荷容量を温度に応じて変更することで出力周波数ｆを一定に保つことができることがわかる。
【００２８】
図２は、基準電圧発生回路１４から出力される基準電圧Ｖrefの温度特性を示す図である。同図において、横軸は温度を示し、縦軸は電圧を示す。基準電圧発生回路１４としては、バンドギャップリファレンス回路や、図３、あるいは図４に示した基準電圧発生回路が使用可能である。
【００２９】
ここで、バンドギャップリファレンスは、例えば、特開２００４−１１０７０２号公報、もしくは特開２００７−１６３１０号公報記載のバンドギャップリファレンス回路が挙げられる。
【００３０】
図３は、本発明にかかる水晶発振回路に用いられる基準電圧発生回路の一例である。
図３の基準電圧発生回路は、０バイアスされたディプレッション型のＮ(N-channel)ＭＯＳトランジスタＭ１と、ダイオード接続されたエンハンスメント型のＮＭＯＳトランジスタＭ２とを直列接続し、電源Ｖddと接地端子ＧＮＤとの間に接続している。ＮＭＯＳトランジスタＭ２のゲート−ソース間電圧を基準電圧とした一般的な基準電圧発生回路である。
【００３１】
ここで、図ではＮＭＯＳトランジスタＭ１はディプレッション型であり、ＮＭＯＳトランジスタＭ２はエンハンスメント型であるが限定されるものではない。
【００３２】
図４は、本発明にかかる水晶発振回路に用いられるに用いられる基準電圧発生回路の他の一例である。
図４に示す基準電圧発生回路は、図３のディプレッション型のＮＭＯＳトランジスタＭ１に、高濃度ｎ型ゲートを有するＮＭＯＳトランジスタを使用し、ＮＭＯＳトランジスタＭ２に高濃度ｐ型ゲートを有するＮＭＯＳトランジスタを使用したしたものである。この回路では、ＮＭＯＳトランジスタＭ１とＭ２のゲート仕事関数の差が、ＮＭＯＳトランジスタＭ２のゲート電圧となる。
【００３３】
ここで、「高濃度」とは、不純物濃度が１×１０19ｃｍ3以上もしくは抵抗率が０．０００１〜０．１Ωｃｍ程度とする。
【００３４】
上記した基準電圧発生回路１４に正確に温度補償を行なった場合は、出力電圧は異なるが、最終的に図２で示すように２０℃付近で最も電圧が高くなり、温度が上昇するか下降すると電圧が２次曲線に沿って低下する特性を示すことが知られている。
【００３５】
そこで、本発明では、この基準電圧ＶrefをＡＤ変換器１３でデジタル信号１３に変換し、このデジタル信号１３でスイッチ手段Ｓ１〜Ｓ６のオン／オフを制御し、合成負荷容量を変えることで温度補償を行なっている。
【００３６】
具体的には、発振回路の出力周波数ｆが最も高くなる２０℃付近で、スイッチ手段Ｓ１〜Ｓ６を全てオンとなるように各負荷容量を設定する。温度が２０℃から離れるに従って、基準電圧Ｖrefが低下するので、その低下した量をＡＤコンバータ１３でデジタル信号１５に変換する。変換されたデジタル信号１５に応じて、スイッチ手段Ｓ１〜Ｓ６のオン／オフ状態が制御され、合成負荷容量を順次小さくして、出力周波数を常に２０℃の時の周波数に対し所定の偏差以内になるように制御を行なう。
【００３７】
負荷容量ＣＧ１〜ＣＧ６の容量値は、全て同じものでもよく、図６で示した特性に合わせて、異なる容量値としてもよい。この容量値の判断は水晶発振回路を使用する環境の温度範囲によって決めればよい。
【００３８】
なお、本実施の形態では、オン／オフ制御可能な負荷容量ＣＧ１〜ＣＧ６の数が６つの場合で説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、要求される精度により負荷容量の数を決めればよい。
【００３９】
さらに、本実施の形態ではインバータ回路１２の入力側の負荷容量だけを変更するようにしているが、特許文献１の図２に記載されているように、インバータ回路１２の出力側にも制御可能な負荷容量を設けても構わない。
【００４０】
以上において、本実施の形態においては、２次関数の温度特性を備えた基準電圧Ｖrefを温度センサとして用いたため、従来のように、１次関数を２次関数に変換するための記憶回路や、２次関数発生回路が不要となり回路規模の大幅な縮小が可能となった。
【００４１】
また、記憶回路に水晶振動子の温度データを書き込む時間が不要となり、製造工程の簡略化が可能となった。
【００４２】
なお、上述した実施の形態は、本発明の好適な実施の形態の一例を示すものであり、本発明はそれに限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲内において、種々変形実施が可能である。
【符号の説明】
【００４３】
１１    水晶振動子
１２    インバータ回路
１３    ＡＤ変換器
１４    基準電圧発生回路
ＣＤ０,ＣＧ０〜ＣＧ６    負荷容量
Ｓ１〜Ｓ６    スイッチ手段
Ｍ１    第１のＭＯＳトランジスタ
Ｍ２    第２のＭＯＳトランジスタ
【先行技術文献】
【特許文献】
【００４４】
【特許文献１】特開２００４−７２２８９号公報
【特許文献２】特開２００４−２３６０７９号公報
【図１】
2011023944.tif 000003
【図２】
2011023944.tif 000004
【図３】
2011023944.tif 000005
【図４】
2011023944.tif 000006
【図５】
2011023944.tif 000007
【図６】
2011023944.tif 000008