(57)【要約】【課題】小型、低コストかつ高精度の光センサを実現する。【解決手段】本発明に係るカラーセンサ１０は、Ｒ、Ｇ、Ｂのそれぞれの色に透過分光感度特性を有し、受光量に比例した大きさの光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂを発生する３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂと、光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂを選択するスイッチ回路１１と、選択された光電流をデジタル信号に変換する１つのＡ／Ｄコンバータ１２と、Ａ／Ｄコンバータ１２からのデジタル値を格納するレジスタ１３と、格納されたデジタル値を端子ＳＣＬおよび端子ＳＤＡを介して出力するシリアルインターフェース回路１４と、を備える【選択図】図１
2011106875.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに異なる分光感度特性を有し、受光量に比例した大きさの光電流を発生する複数の受光素子と、
各受光素子からの光電流を選択する第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路によって選択された光電流をデジタル信号に変換する１つのＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータからのデジタル信号を処理して、各受光素子からの光電流に比例したデジタル値を出力するデジタル信号処理回路と、
を備えることを特徴とする光センサ。
【請求項２】
前記Ａ／Ｄコンバータは、
リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、
前記選択された光電流の大きさと前記リファレンス電流の大きさとの比に比例した周波数のパルス信号を出力するＩＦコンバータと、
前記パルス信号のパルス数をカウントするカウンタとを備え、
前記Ａ／Ｄコンバータは、前記カウンタの前記選択された光電流ごとのカウント値を前記デジタル信号として出力することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項３】
前記リファレンス電流発生回路は、
前記受光素子と同数の電流源と、
各電流源が発生する電流のいずれかを前記リファレンス電流として選択する第２のスイッチ回路と、
各電流源が発生する電流の大きさを調整するトリミング回路と、を備え、
前記第２のスイッチ回路が選択する電流を発生する電流源は、前記第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しており、
各電流源が発生する電流の大きさは、当該電流が選択されたときに前記第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例することを特徴とする請求項２に記載の光センサ。
【請求項４】
前記トリミング回路は、前記電流源のうち１つの電流源以外の電流源が発生する電流の大きさを調整することを特徴とする請求項３に記載の光センサ。
【請求項５】
前記第１のスイッチ回路は、前記光電流から複数の光電流を選択して、選択した光電流の和を出力可能に構成されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項６】
上記第１のスイッチ回路は、各受光素子からの光電流をそれぞれ所定時間選択することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項７】
上記第１のスイッチ回路は、各受光素子からの光電流を１つずつ選択するシーケンスを所定回数繰り返し、
前記デジタル信号処理回路は、前記所定回数繰り返されたシーケンスにおける、各受光素子からの光電流に対応するデジタル値のそれぞれの合計を出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項８】
前記Ａ／Ｄコンバータは、
前記選択された光電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定の範囲である場合にハイレベルのパルス信号を出力するウィンドウコンパレータと、
前記パルス信号がハイレベルである期間に比例するカウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、
前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項９】
前記Ａ／Ｄコンバータは、
前記選択された光電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定の範囲である場合にローレベルのパルス信号を出力するウィンドウコンパレータと、
前記パルス信号がローレベルである期間に比例するカウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、
前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項１０】
前記ウィンドウコンパレータは、
前記積分器からの出力電圧を前記所定の範囲の下限である第１のリファレンス電圧と比較する第１のコンパレータと、
前記積分器からの出力電圧を前記所定の範囲の上限である第２のリファレンス電圧と比較する第２のコンパレータと、
前記第２のリファレンス電圧を発生するリファレンス電圧源と、を備え、
前記リファレンス電圧源は、
前記受光素子と同数の電圧源と、
各電圧源が発生する電圧のいずれかを前記第２のリファレンス電圧として選択する第２のスイッチ回路と、
各電圧源が発生する電圧の大きさを調整するトリミング回路と、を備え、
前記第２のスイッチ回路が選択する電圧を発生する電圧源は、前記第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しており、
当該電圧と前記第１のリファレンス電圧との電圧差は、当該電圧が選択されたときに前記第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例することを特徴とする請求項８または９に記載の光センサ。
【請求項１１】
前記ウィンドウコンパレータは、
前記積分器からの出力電圧を前記所定の範囲の下限である第１のリファレンス電圧と比較する第１のコンパレータと、
前記積分器からの出力電圧を前記所定の範囲の上限である第２のリファレンス電圧と比較する第２のコンパレータと、
前記第１のリファレンス電圧を発生するリファレンス電圧源と、を備え、
前記リファレンス電圧源は、
前記受光素子と同数の電圧源と、
各電圧源が発生する電圧のいずれかを前記第１のリファレンス電圧として選択する第２のスイッチ回路と、
各電圧源が発生する電圧の大きさを調整するトリミング回路と、を備え、
前記第２のスイッチ回路が選択する電圧を発生する電圧源は、前記第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しており、
当該電圧と前記第２のリファレンス電圧との電圧差は、当該電圧が選択されたときに前記第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例することを特徴とする請求項８または９に記載の光センサ。
【請求項１２】
前記トリミング回路は、前記電圧源のうち１つの電圧源以外の電圧源が発生する電圧の大きさを調整することを特徴とする請求項１０または１１に記載の光センサ。
【請求項１３】
前記Ａ／Ｄコンバータは、
リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、
前記選択された光電流または前記リファレンス電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にハイレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、
前記パルス信号をクロック信号に同期してシフトするフリップフロップと、
前記フリップフロップからの出力のハイパルスの数を所定時間カウントし、カウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、
前記積分器は、前記フリップフロップからの出力がローレベルである場合、前記選択された光電流を電圧に変換し、前記フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、前記リファレンス電流を電圧に変換し、
前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、
前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記リファレンス電流の大きさに比例することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項１４】
前記Ａ／Ｄコンバータは、
リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、
前記選択された光電流または前記リファレンス電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にローレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、
前記パルス信号をクロック信号に同期してシフトするフリップフロップと、
前記フリップフロップからの出力のローパルスの数を所定時間カウントし、カウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、
前記積分器は、前記フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、前記選択された光電流を電圧に変換し、前記フリップフロップからの出力がローレベルである場合、前記リファレンス電流を電圧に変換し、
前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、
前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記リファレンス電流の大きさに比例することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項１５】
前記Ａ／Ｄコンバータは、
リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、
前記選択された光電流または前記リファレンス電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にハイレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、
前記パルス信号がハイレベルである期間に比例するカウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、
前記積分器は、出力電圧がゼロの状態で前記選択された光電流が入力され、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過するまで、前記選択された光電流を電圧に変換し、前記一定時間経過後、前記リファレンス電流を電圧に変換し、
前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、
前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記リファレンス電流の大きさに比例することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項１６】
前記Ａ／Ｄコンバータは、
リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、
前記選択された光電流または前記リファレンス電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にローレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、
前記パルス信号がローレベルである期間に比例するカウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、
前記積分器は、出力電圧がゼロの状態で前記選択された光電流が入力され、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過するまで、前記選択された光電流を電圧に変換し、前記一定時間経過後、前記リファレンス電流を電圧に変換し、
前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、
前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記リファレンス電流の大きさに比例することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項１７】
前記リファレンス電流発生回路は、
前記受光素子と同数の電流源と、
各電流源が発生する電流のいずれかを前記リファレンス電流として選択する第２のスイッチ回路と、
各電流源が発生する電流の大きさを調整するトリミング回路と、を備え、
前記第２のスイッチ回路が選択する電流を発生する電流源は、前記第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しており、
各電流源が発生する電流の大きさは、当該電流が選択されたときに前記第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例することを特徴とする請求項１３〜１６のいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項１８】
前記トリミング回路は、前記電流源のうち１つの電流源以外の電流源が発生する電流の大きさを調整することを特徴とする請求項１７に記載の光センサ。
【請求項１９】
前記受光素子の各分光感度特性は、三原色に対応していることを特徴とする請求項１〜１８のいずれか１項に記載の光センサ。
【請求項２０】
前記受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しており、
前記第１のスイッチ回路は、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を前記Ａ／Ｄコンバータに出力可能であり、
前記Ａ／Ｄコンバータは、前記第１のスイッチ回路からの出力電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にハイレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、
前記パルス信号がハイレベルである期間にカウント動作を行なうカウンタとを備え、
前記第１のスイッチ回路は、前記積分器の出力電圧がゼロの状態で、前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力し、前記積分器の出力電圧がゼロになった後、前記受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力し、
前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、
前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記逆極性の電流の大きさに比例し、
前記第１のスイッチ回路が前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力して、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後と、当該一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになった後と、前記第１のスイッチ回路が前記受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後と、当該一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになった後とにおいて、前記カウンタのカウント値はリセットされることを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項２１】
前記受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しており、
前記第１のスイッチ回路は、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を前記Ａ／Ｄコンバータに出力可能であり、
前記Ａ／Ｄコンバータは、前記第１のスイッチ回路からの出力電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にローレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、
前記パルス信号がローレベルである期間にカウント動作を行なうカウンタとを備え、
前記第１のスイッチ回路は、前記積分器の出力電圧がゼロの状態で、前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力し、前記積分器の出力電圧がゼロになった後、前記受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力し、
前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、
前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記逆極性の電流の大きさに比例し、
前記第１のスイッチ回路が前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力して、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後と、当該一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになった後と、前記第１のスイッチ回路が前記受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後と、当該一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになった後と、において、前記カウンタのカウント値はリセットされることを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項２２】
前記受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しており、
前記第１のスイッチ回路は、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を前記Ａ／Ｄコンバータに出力可能であり、
前記Ａ／Ｄコンバータは、前記第１のスイッチ回路からの出力電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にハイレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、
前記パルス信号をクロック信号に同期してシフトするフリップフロップと、
前記フリップフロップからの出力のハイパルスの数を所定時間カウントし、カウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、
前記第１のスイッチ回路は、前記フリップフロップからの出力がローレベルである場合、前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、前記フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、前記逆極性の電流を出力することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項２３】
前記受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しており、
前記第１のスイッチ回路は、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を前記Ａ／Ｄコンバータに出力可能であり、
前記Ａ／Ｄコンバータは、前記第１のスイッチ回路からの出力電流を積分して電圧に変換する積分器と、
前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にローレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、
前記パルス信号をクロック信号に同期してシフトするフリップフロップと、
前記フリップフロップからの出力のローパルスの数を所定時間カウントし、カウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、
前記第１のスイッチ回路は、前記フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、前記フリップフロップからの出力がローレベルである場合、前記逆極性の電流を出力することを特徴とする請求項１に記載の光センサ。
【請求項２４】
画像が表示される表示画面を有する表示装置であって、
請求項１〜２３のいずれか１項に記載の光センサを、前記表示装置の周囲光の色度を検知するセンサとして備え、
前記光センサから出力されるデジタル値に基づいて、前記画像の色度が調整されることを特徴とする表示装置。
【請求項２５】
画像が表示される表示画面を有する表示装置であって、
請求項１〜２３のいずれか１項に記載の光センサを、前記表示装置の周囲光の照度を検知するセンサとして備え、
前記光センサから出力されるデジタル値に基づいて、前記画像の明るさが調整されることを特徴とする表示装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、照明の明るさおよび色度（色味）をデジタル信号に変換するカラーセンサ（受光モジュール）に関し、特に、人間の色彩認識感覚に近い分光感度特性を有する受光素子を備えるカラーセンサ、および、そのカラーセンサを備える表示装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
人の目は部屋の照明の色温度が異なっても、色の変化をあまり感じないようになっており、一般的にこの特性は色順応と呼ばれている。例えば、青っぽい（色温度が高い）蛍光灯照明の部屋から、黄色っぽい（色温度が低い）白熱灯照明の部屋に入ると、部屋の白い壁が最初は黄色っぽく見える。しかし、しばらく経つと黄色っぽく見えていた壁が白く見えるようになる。また、逆に黄色っぽい白熱灯照明の部屋から、青っぽい蛍光灯照明の部屋に入った場合、白い壁が青っぽく見える。しかし、しばらくすると青っぽい壁が、白く見えてくる。
【０００３】
このように人間の視覚に色順応という特性があるために、部屋の照明の色が異なると、テレビの画像の色が同じでも、その画像は異なった色に見えることになる。よって、画像の色味を一定に見えるようにするためには、部屋の照明の色温度により、画像の色味を変化させる必要がある。近年、液晶テレビの高画質化に伴い、部屋の照明の種類によって画像の色味を変えることにより、部屋の照明の色温度が変化しても、自然な画像に見えるようにする機能に対する要望が高まってきている。部屋の色温度を検出して、目の色順応に対応するように画像の色味をコントロールすることができれば、照明光の色が変化しても、映像が自然に見えるようにすることができる。
【０００４】
一般的な液晶テレビでは、マニュアル操作により照明の種類を初期設定で入力し、その照明下で画像が最適な色味になるようにコントロールするように構成されている。大型液晶テレビのように、白熱灯や蛍光灯を照明とする部屋に固定設置して使用される液晶テレビでは、部屋の照明の色温度の変化が少ないため、前記のように、液晶テレビの設置時に一度だけ手動で照明の種類を設定すればよい。しかしながら、携帯電話やモバイルＰＣ等のように持ち運びが可能な機器に搭載される液晶画面の場合、周囲の照明が視聴場所によって刻々と変化する。また、近年のＬＥＤ照明のように照明の色温度を自由に変更できるような照明の部屋に設置されている液晶テレビについても、同様に照明の色温度が大幅に変化する。そのため、照明の種類をマニュアルで設定する従来の方法では、照明の色温度の変更のたびに照明の種類を再設定する必要があり、煩雑である。
【０００５】
さらに、近年、携帯電話や液晶テレビなどのバックライトの明るさを周囲の明るさに応じて自動的に調光することにより、携帯電話のバッテリー消耗や液晶テレビの消費電力を抑える要望が高まっている。また、液晶画像の視認性を向上させるために、人の視感度特性に近いカラー照度センサの需要が急増してきている。
【０００６】
また、モバイルＰＣ用途においても、最新のオペレーティングシステムでは光センサーを含めた多くのセンサーを使用して、使用環境に適合した画像が表示できるようになってきている。電子Ｂｏｏｋなどにおいても、環境に適した最適な画像表示を行い、ディプレイの視認性を高める要望が、ますます高まると予想される。さらに、液晶バックライト自動調光用およびディスプレイの色味調整用のカラー照度センサでは、デジタル化による高機能化や高精度化だけでなく、より使いやすく、低コストであるとともに、小型化の要望も強くなっている。
【０００７】
図２２は、従来のカラーセンサの一例であるカラーセンサ２００の構成を示すブロック図である。カラーセンサ２００は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂ、３つの電流−電圧変換アンプ（ＩＶアンプ）２０１Ｒ、２０１Ｇ、２０１Ｂ、３つのＡ／Ｄコンバータ２０２Ｒ、２０２Ｇ、２０２Ｂ、レジスタ２０３およびシリアルインターフェース回路２０４を備えている。
【０００８】
各カラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂは、Ｒ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）のそれぞれの色に透過分光感度特性のピークを持つカラーフィルタであり、受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの受光面にそれぞれ貼付されている。各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂは、それぞれ外部から入射される光量に比例した光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂを発生させる。各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂには、それぞれＩＶアンプ２０１Ｒ、２０１Ｇ、２０１Ｂが接続されており、各ＩＶアンプ２０１Ｒ、２０１Ｇ、２０１Ｂには、それぞれＡ／Ｄコンバータ２０２Ｒ、２０２Ｇ、２０２Ｂが接続されている。各ＩＶアンプ２０１Ｒ、２０１Ｇ、２０１Ｂから出力されるアナログ電圧信号は、Ａ／Ｄコンバータ２０２Ｒ、２０２Ｇ、２０２Ｂにそれぞれ入力される。アナログ電圧信号はデジタル値に変換され、レジスタ２０３にデジタル数値として格納される。これにより、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂに入射する光の強度を、シリアルインターフェース回路２０４を介して端子ＳＣＬおよび端子ＳＤＡから読み出すことができる。
【０００９】
各Ａ／Ｄコンバータ２０２Ｒ、２０２Ｇ、２０２Ｂのデジタル出力値は、カラーセンサ２００が検知する照明光に含まれている赤、緑および青の成分の光の量を表している。これらのデジタル出力値をＣＰＵなどで数値演算することにより、照明の色味や照度を測定することができ、測定された色味や照度に応じて、テレビなどの画像の色味やバックライトの明るさをコントロールすることができる。
【００１０】
図２２に示すカラーセンサ２００と同様の構成は、例えば特許文献１および２に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平８−３３０５６０号公報（１９９６年１２月１３日公開）
【特許文献２】特開２００７−１２３１５３号公報（２００７年５月１７日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、従来のカラーセンサ２００では、各受光素子の感度のばらつき、各ＩＶアンプのゲインのばらつき、および、各Ａ／Ｄコンバータの変換精度のばらつきによって、検出される照明の色味や照度に誤差が生じる。また、３つの受光素子の各々に対して、ＩＶアンプおよびＡ／Ｄコンバータが必要になるため、カラーセンサ２００のチップ面積が増大し、製造コストが高くなるという問題が生じる。
【００１３】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、その目的は、小型、低コストかつ高精度の光センサを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の課題を解決するために、本発明に係る光センサは、互いに異なる分光感度特性を有し、受光量に比例した大きさの光電流を発生する複数の受光素子と、各受光素子からの光電流を選択する第１のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路によって選択された光電流をデジタル信号に変換する１つのＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータからのデジタル信号を処理して、各受光素子からの光電流に比例したデジタル値を出力するデジタル信号処理回路と、を備えることを特徴としている。
【００１５】
上記の構成によれば、第１のスイッチ回路が、分光感度特性が互いに異なる受光素子からの光電流を選択し、Ａ／Ｄコンバータが選択された光電流をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理回路によって、光電流に比例したデジタル値が出力される。すなわち、複数の受光素子に対して、Ａ／Ｄコンバータを１つ設ける構成であるため、各受光素子ごとにＩＶアンプおよびＡ／Ｄコンバータを設ける従来の構成に比べ、チップ面積を縮小でき、光センサの製造コストを抑えることができる。また、Ａ／Ｄコンバータを共通化することができるため、Ａ／Ｄコンバータのばらつきの影響を抑えることができる。したがって、小型、低コストかつ高精度の光センサを実現することができる。
【００１６】
本発明に係る光センサでは、前記Ａ／Ｄコンバータは、リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、前記選択された光電流の大きさと前記リファレンス電流の大きさとの比に比例した周波数のパルス信号を出力するＩＦコンバータと、前記パルス信号のパルス数をカウントするカウンタとを備え、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記カウンタの前記選択された光電流ごとのカウント値を前記デジタル信号として出力することが好ましい。
【００１７】
上記の構成によれば、ＩＦコンバータが、第１のスイッチ回路によって選択された光電流の大きさとリファレンス電流発生回路からのリファレンス電流の大きさとの比に比例した周波数のパルス信号を出力し、パルス信号のパルス数がカウンタによってカウントされる。よって、カウント値はＡ／Ｄコンバータに入力される光電流に比例した値となるので、Ａ／Ｄコンバータは、光電流をデジタル信号に変換することができる。
【００１８】
本発明に係る光センサでは、前記リファレンス電流発生回路は、前記受光素子と同数の電流源と、各電流源が発生する電流のいずれかを前記リファレンス電流として選択する第２のスイッチ回路と、各電流源が発生する電流の大きさを調整するトリミング回路と、を備え、前記第２のスイッチ回路が選択する電流を発生する電流源は、前記第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しており、各電流源が発生する電流の大きさは、当該電流が選択されたときに前記第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例することが好ましい。
【００１９】
上記の構成によれば、第２のスイッチ回路が各電流源が発生する電流のいずれかをリファレンス電流として選択する。また、第２のスイッチ回路が選択する電流を発生する電流源は、第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しているので、リファレンス電流は、選択される光電流に応じて変化する。ここで、各電流源が発生する電流の大きさは、トリミング回路によって、当該電流が選択されたときに第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例するように調整されるので、受光素子の感度のばらつきの影響を抑えることができる。したがって、光センサへの入射光の色度および照度の測定精度をさらに向上させることができる。
【００２０】
本発明に係る光センサでは、前記トリミング回路は、前記電流源のうち１つの電流源以外の電流源が発生する電流の大きさを調整することが好ましい。
【００２１】
上記の構成によれば、電流源のうち１つの電流源の調整が不要となるので、回路規模の縮小や製品の測定時間の短縮が可能となる。
【００２２】
本発明に係る光センサでは、前記第１のスイッチ回路は、前記光電流から複数の光電流を選択して、選択した光電流の和を出力可能に構成されていることが好ましい。
【００２３】
上記の構成によれば、第１のスイッチ回路が１つの光電流のみを選択可能な構成に比べ、デジタル値の演算を少なくすることができる。
【００２４】
本発明に係る光センサでは、上記第１のスイッチ回路は、各受光素子からの光電流をそれぞれ所定時間選択することが好ましい。
【００２５】
上記の構成によれば、所定時間をある程度長くすることで、Ａ／Ｄ変換の時間が長くなるため、光センサへの入射光が低くても、高い精度で色度や照度を検出できる。
【００２６】
本発明に係る光センサでは、上記第１のスイッチ回路は、各受光素子からの光電流を１つずつ選択するシーケンスを所定回数繰り返し、前記デジタル信号処理回路は、前記所定回数繰り返されたシーケンスにおける、各受光素子からの光電流に対応するデジタル値の合計を出力することが好ましい。
【００２７】
上記の構成によれば、各シーケンスにおける各光電流のＡ／Ｄ変換のタイミングが近接しているため、カラーセンサへの入射光の時間的な変化が大きい場合でも、各光電流に対応する正確なデジタル値を読み出すことができる。
【００２８】
本発明に係る光センサでは、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記選択された光電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定の範囲である場合にハイレベルのパルス信号を出力するウィンドウコンパレータと、前記パルス信号がハイレベルである期間に比例するカウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例することが好ましい。
【００２９】
上記の構成によれば、積分器に選択された光電流が入力されることにより、積分器の出力電圧が上昇する。また、積分器からの出力電圧の上昇の速さは、選択された光電流の大きさに比例するので、ウィンドウコンパレータが出力するパルス信号のハイレベルの期間は、選択された光電流の大きさに反比例する。よって、カウンタのカウント値は、選択された光電流に応じた値となるので、Ａ／Ｄコンバータは、光電流をデジタル信号に変換することができる。
【００３０】
本発明に係る光センサでは、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記選択された光電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定の範囲である場合にローレベルのパルス信号を出力するウィンドウコンパレータと、前記パルス信号がローレベルである期間に比例するカウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例することが好ましい。
【００３１】
上記の構成によれば、積分器に選択された光電流が入力されることにより、積分器の出力電圧が上昇する。また、積分器からの出力電圧の上昇の速さは、選択された光電流の大きさに比例するので、ウィンドウコンパレータが出力するパルス信号のローレベルの期間は、選択された光電流の大きさに反比例する。よって、カウンタのカウント値は、選択された光電流に応じた値となるので、Ａ／Ｄコンバータは、光電流をデジタル信号に変換することができる。
【００３２】
本発明に係る光センサでは、前記ウィンドウコンパレータは、前記積分器からの出力電圧を前記所定の範囲の下限である第１のリファレンス電圧と比較する第１のコンパレータと、前記積分器からの出力電圧を前記所定の範囲の上限である第２のリファレンス電圧と比較する第２のコンパレータと、前記第２のリファレンス電圧を発生するリファレンス電圧源と、を備え、前記リファレンス電圧源は、前記受光素子と同数の電圧源と、各電圧源が発生する電圧のいずれかを前記第２のリファレンス電圧として選択する第２のスイッチ回路と、各電圧源が発生する電圧の大きさを調整するトリミング回路と、を備え、前記第２のスイッチ回路が選択する電圧を発生する電圧源は、前記第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しており、当該電圧と前記第１のリファレンス電圧との電圧差は、当該電圧が選択されたときに前記第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例することが好ましい。
【００３３】
上記の構成によれば、所定の範囲が第１のリファレンス電圧と第２のリファレンス電圧との間の範囲であり、第２のリファレンス電圧を発生するリファレンス電圧源が、複数の電圧源と、各電圧源が発生する電圧のいずれかを第２のリファレンス電圧として選択する第２のスイッチ回路とを備えているので、上記の所定の範囲は、第１のスイッチ回路が選択する光電流に応じて変化する。ここで、第２のリファレンス電圧と第１のリファレンス電圧との電圧差、すなわち上記の所定の範囲は、第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例するように、トリミング回路によって調整されるので、受光素子の感度のばらつきの影響を抑えることができる。したがって、光センサへの入射光の色度および照度の測定精度をさらに向上させることができる。
【００３４】
本発明に係る光センサでは、前記ウィンドウコンパレータは、前記積分器からの出力電圧を前記所定の範囲の下限である第１のリファレンス電圧と比較する第１のコンパレータと、前記積分器からの出力電圧を前記所定の範囲の上限である第２のリファレンス電圧と比較する第２のコンパレータと、前記第１のリファレンス電圧を発生するリファレンス電圧源と、を備え、前記リファレンス電圧源は、前記受光素子と同数の電圧源と、各電圧源が発生する電圧のいずれかを前記第１のリファレンス電圧として選択する第２のスイッチ回路と、各電圧源が発生する電圧の大きさを調整するトリミング回路と、を備え、前記第２のスイッチ回路が選択する電圧を発生する電圧源は、前記第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しており、当該電圧と前記第２のリファレンス電圧との電圧差は、当該電圧が選択されたときに前記第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例することが好ましい。
【００３５】
上記の構成によれば、所定の範囲が第１のリファレンス電圧と第２のリファレンス電圧との間の範囲であり、第１のリファレンス電圧を発生するリファレンス電圧源が、複数の電圧源と、各電圧源が発生する電圧のいずれかを第１のリファレンス電圧として選択する第２のスイッチ回路とを備えているので、上記の所定の範囲は、第１のスイッチ回路が選択する光電流に応じて変化する。ここで、第１のリファレンス電圧と第２のリファレンス電圧との電圧差、すなわち上記の所定の範囲は、第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例するように、トリミング回路によって調整されるので、受光素子の感度のばらつきの影響を抑えることができる。したがって、光センサへの入射光の色度および照度の測定精度をさらに向上させることができる。
【００３６】
本発明に係る光センサでは、前記トリミング回路は、前記電圧源のうち１つの電圧源以外の電圧源が発生する電圧の大きさを調整することが好ましい。
【００３７】
上記の構成によれば、電圧源のうち１つの電圧源の調整が不要となるので、回路規模の縮小や製品の検査時間の短縮が可能となり、コストを低減することができる。
【００３８】
本発明に係る光センサでは、前記Ａ／Ｄコンバータは、リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、前記選択された光電流または前記リファレンス電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にハイレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、前記パルス信号をクロック信号に同期してシフトするフリップフロップと、前記フリップフロップからの出力のハイパルスの数を所定時間カウントし、カウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、前記積分器は、前記フリップフロップからの出力がローレベルである場合、前記選択された光電流を電圧に変換し、前記フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、前記リファレンス電流を電圧に変換し、前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記リファレンス電流の大きさに比例することが好ましい。
【００３９】
上記の構成によれば、積分器は、第１のスイッチ回路によって選択された光電流が入力されることによって出力電圧が上昇し、リファレンス電流が入力されることによって出力電圧が低下する。また、積分器からの出力電圧の上昇の速さは、選択された光電流の大きさに比例し、積分器からの出力電圧の低下の速さは、リファレンス電流の大きさに比例するので、フリップフロップの出力のハイパルスの数は、積分器に入力される光電流とリファレンス電流との比に比例した値となる。これにより、カウンタのカウント値はＡ／Ｄコンバータに入力される光電流に応じた値となる。したがって、Ａ／Ｄコンバータは、光電流をデジタル信号に変換することができる。
【００４０】
本発明に係る光センサでは、前記Ａ／Ｄコンバータは、リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、前記選択された光電流または前記リファレンス電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にローレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、前記パルス信号をクロック信号に同期してシフトするフリップフロップと、前記フリップフロップからの出力のローパルスの数を所定時間カウントし、カウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、前記積分器は、前記フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、前記選択された光電流を電圧に変換し、前記フリップフロップからの出力がローレベルである場合、前記リファレンス電流を電圧に変換し、前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記リファレンス電流の大きさに比例することが好ましい。
【００４１】
上記の構成によれば、積分器は、第１のスイッチ回路によって選択された光電流が入力されることによって出力電圧が上昇し、リファレンス電流が入力されることによって出力電圧が低下する。また、積分器からの出力電圧の上昇の速さは、選択された光電流の大きさに比例し、積分器からの出力電圧の低下の速さは、リファレンス電流の大きさに比例するので、フリップフロップの出力のローパルスの数は、積分器に入力される光電流とリファレンス電流との比に比例した値となる。これにより、カウンタのカウント値はＡ／Ｄコンバータに入力される光電流に応じた値となる。したがって、Ａ／Ｄコンバータは、光電流をデジタル信号に変換することができる。
【００４２】
本発明に係る光センサでは、前記Ａ／Ｄコンバータは、リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、前記選択された光電流または前記リファレンス電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にハイレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、前記パルス信号がハイレベルである期間に比例するカウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、前記積分器は、出力電圧がゼロの状態で前記選択された光電流が入力され、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過するまで、前記選択された光電流を電圧に変換し、前記一定時間経過後、前記リファレンス電流を電圧に変換し、前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記リファレンス電流の大きさに比例することが好ましい。
【００４３】
上記の構成によれば、積分器は、第１のスイッチ回路によって選択された光電流が入力されることによって出力電圧が上昇し、リファレンス電流が入力されることによって出力電圧が低下する。また、積分器からの出力電圧の上昇の速さは、選択された光電流の大きさに比例し、積分器からの出力電圧の低下の速さは、リファレンス電流の大きさに比例するので、コンパレータからのパルス信号のハイレベルの期間は、選択された光電流に比例する。これにより、カウンタのカウント値はＡ／Ｄコンバータに入力される光電流に応じた値となる。したがって、Ａ／Ｄコンバータは、光電流をデジタル信号に変換することができる。
【００４４】
本発明に係る光センサでは、前記Ａ／Ｄコンバータは、リファレンス電流を発生するリファレンス電流発生回路と、前記選択された光電流または前記リファレンス電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にローレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、前記パルス信号がローレベルである期間に比例するカウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、前記積分器は、出力電圧がゼロの状態で前記選択された光電流が入力され、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過するまで、前記選択された光電流を電圧に変換し、前記一定時間経過後、前記リファレンス電流を電圧に変換し、前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記リファレンス電流の大きさに比例することが好ましい。
【００４５】
上記の構成によれば、積分器は、第１のスイッチ回路によって選択された光電流が入力されることによって出力電圧が上昇し、リファレンス電流が入力されることによって出力電圧が低下する。また、積分器からの出力電圧の上昇の速さは、選択された光電流の大きさに比例し、積分器からの出力電圧の低下の速さは、リファレンス電流の大きさに比例するので、コンパレータからのパルス信号のローレベルの期間は、選択された光電流に比例する。これにより、カウンタのカウント値はＡ／Ｄコンバータに入力される光電流に応じた値となる。したがって、Ａ／Ｄコンバータは、光電流をデジタル信号に変換することができる。
【００４６】
本発明に係る光センサでは、前記リファレンス電流発生回路は、前記受光素子と同数の電流源と、各電流源が発生する電流のいずれかを前記リファレンス電流として選択する第２のスイッチ回路と、各電流源が発生する電流の大きさを調整するトリミング回路と、を備え、前記第２のスイッチ回路が選択する電流を発生する電流源は、前記第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しており、各電流源が発生する電流の大きさは、当該電流が選択されたときに前記第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例することが好ましい。
【００４７】
上記の構成によれば、第２のスイッチ回路が各電流源が発生する電流のいずれかをリファレンス電流として選択する。また、第２のスイッチ回路が選択する電流を発生する電流源は、第１のスイッチ回路が選択する光電流に対応しているので、リファレンス電流は、選択される光電流に応じて変化する。ここで、各電流源が発生する電流の大きさは、トリミング回路によって、当該電流が選択されたときに第１のスイッチ回路によって選択される光電流を発生する受光素子の感度に比例するように調整されるので、受光素子の感度のばらつきの影響を抑えることができる。したがって、光センサへの入射光の色度および照度の測定精度をさらに向上させることができる。
【００４８】
本発明に係る光センサでは、前記トリミング回路は、前記電流源のうち１つの電流源以外の電流源が発生する電流の大きさを調整することが好ましい。
【００４９】
上記の構成によれば、電流源のうち１つの電流源の調整が不要となるので、回路規模の縮小や製品の測定時間の短縮が可能となる。
【００５０】
本発明に係る光センサでは、前記受光素子の各分光感度特性は、三原色に対応していることが好ましい。
【００５１】
上記の構成によれば、受光素子にカラーフィルタを貼付することで、各受光素子に互いに異なる分光感度特性を与える場合、Ｒ、Ｇ、Ｂのカラーフィルタは安価であるため、光センサの製造コストを抑えることができる。
【００５２】
本発明に係る光センサでは、前記受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しており、前記第１のスイッチ回路は、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を前記Ａ／Ｄコンバータに出力可能であり、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記第１のスイッチ回路からの出力電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にハイレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、前記パルス信号がハイレベルである期間にカウント動作を行なうカウンタとを備え、前記第１のスイッチ回路は、前記積分器の出力電圧がゼロの状態で、前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力し、前記積分器の出力電圧がゼロになった後、前記受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力し、前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記逆極性の電流の大きさに比例し、前記第１のスイッチ回路が前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力して、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後と、当該一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになった後と、前記第１のスイッチ回路が前記受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後と、当該一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになった後とにおいて、前記カウンタのカウント値はリセットされることが好ましい。
【００５３】
上記の構成によれば、積分器には、受光素子からの光電流のいずれか、または、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流が入力される。第１のスイッチ回路は、積分器の出力電圧がゼロの状態で、受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後、積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力するとともに、カウンタは、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後にリセットされるので、このときのカウント値は、上記のいずれかの光電流の大きさに比例する。また、第１のスイッチ回路は、一定時間経過後から、積分器の出力電圧がゼロになるまで、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を出力するとともに、カウンタは、一定時間経過後、積分器の出力電圧がゼロになった後にリセットされるので、このときのカウント値は、上記の逆極性の電流の大きさに比例する。したがって、これらのカウント値から、上記のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比が算出される。同様に、第１のスイッチ回路は、積分器の出力電圧がゼロの状態で、受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後、積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力するとともに、カウンタは、前記パルス信号がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後にリセットされるので、このときのカウント値は、上記の他のいずれかの光電流の大きさに比例する。また、第１のスイッチ回路は、一定時間経過後から、積分器の出力電圧がゼロになるまで、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を出力するとともに、カウンタは、一定時間経過後、積分器の出力電圧がゼロになった後にリセットされるので、このときのカウント値は、上記の逆極性の電流の大きさに比例する。したがって、これらのカウント値から上記の他のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比が算出される。
【００５４】
受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しているため、上記のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比、および、上記の他のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比に基づいて、ＣＩＥ−ｘｙ色度図上の座標を簡単に求めることができる。この座標をプランク軌跡と比較することにより、高い精度で光センサへの入射光の色温度を測定することができる。
【００５５】
本発明に係る光センサでは、前記受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しており、前記第１のスイッチ回路は、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を前記Ａ／Ｄコンバータに出力可能であり、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記第１のスイッチ回路からの出力電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にローレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、前記パルス信号がローレベルである期間にカウント動作を行なうカウンタとを備え、前記第１のスイッチ回路は、前記積分器の出力電圧がゼロの状態で、前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力し、前記積分器の出力電圧がゼロになった後、前記受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力し、前記積分器からの出力電圧の上昇の速さは、前記選択された光電流の大きさに比例し、前記積分器からの出力電圧の低下の速さは、前記逆極性の電流の大きさに比例し、前記第１のスイッチ回路が前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力して、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後と、当該一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになった後と、前記第１のスイッチ回路が前記受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後と、当該一定時間経過後、前記積分器の出力電圧がゼロになった後と、において、前記カウンタのカウント値はリセットされることが好ましい。
【００５６】
上記の構成によれば、積分器には、受光素子からの光電流のいずれか、または、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流が入力される。第１のスイッチ回路は、積分器の出力電圧がゼロの状態で、受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後、積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力するとともに、カウンタは、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後にリセットされるので、このときのカウント値は、上記のいずれかの光電流の大きさに比例する。また、第１のスイッチ回路は、一定時間経過後から、積分器の出力電圧がゼロになるまで、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を出力するとともに、カウンタは、一定時間経過後、積分器の出力電圧がゼロになった後にリセットされるので、このときのカウント値は、上記の逆極性の電流の大きさに比例する。したがって、これらのカウント値から、上記のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比が算出される。同様に、第１のスイッチ回路は、積分器の出力電圧がゼロの状態で、受光素子からの光電流の他のいずれかの光電流を出力し、パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後、積分器の出力電圧がゼロになるまで、前記逆極性の電流を出力するとともに、カウンタは、前記パルス信号がハイレベルからローレベルに変化してから一定時間経過後にリセットされるので、このときのカウント値は、上記の他のいずれかの光電流の大きさに比例する。また、第１のスイッチ回路は、一定時間経過後から、積分器の出力電圧がゼロになるまで、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を出力するとともに、カウンタは、一定時間経過後、積分器の出力電圧がゼロになった後にリセットされるので、このときのカウント値は、上記の逆極性の電流の大きさに比例する。したがって、これらのカウント値から上記の他のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比が算出される。
【００５７】
受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しているため、上記のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比、および、上記の他のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比に基づいて、ＣＩＥ−ｘｙ色度図上の座標を簡単に求めることができる。この座標をプランク軌跡と比較することにより、高い精度で光センサへの入射光の色温度を測定することができる。
【００５８】
本発明に係る光センサでは、前記受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しており、前記第１のスイッチ回路は、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を前記Ａ／Ｄコンバータに出力可能であり、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記第１のスイッチ回路からの出力電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にハイレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、前記パルス信号をクロック信号に同期してシフトするフリップフロップと、前記フリップフロップからの出力のハイパルスの数を所定時間カウントし、カウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、前記第１のスイッチ回路は、前記フリップフロップからの出力がローレベルである場合、前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、前記フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、前記逆極性の電流を出力することが好ましい。
【００５９】
上記の構成によれば、フリップフロップからの出力がローレベルである場合、積分器には、受光素子からの光電流のいずれか、フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、積分器には、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流が入力される。ここで、積分器からの出力電圧の上昇の速さは、選択された光電流の大きさに比例し、積分器からの出力電圧の低下の速さは、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流の大きさに比例するので、フリップフロップの出力のハイパルスの数は、積分器に入力される光電流と全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流との比に比例した値となる。したがって、第１のスイッチ回路が、光電流のうち、２つの光電流を時分割で選択することにより、いずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比、および、他のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比を算出することができる。
【００６０】
受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しているため、上記のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比、および、上記の他のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比に基づいて、ＣＩＥ−ｘｙ色度図上の座標を簡単に求めることができる。この座標をプランク軌跡と比較することにより、高い精度で光センサへの入射光の色温度を測定することができる。
【００６１】
本発明に係る光センサでは、前記受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しており、前記第１のスイッチ回路は、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を前記Ａ／Ｄコンバータに出力可能であり、前記Ａ／Ｄコンバータは、前記第１のスイッチ回路からの出力電流を積分して電圧に変換する積分器と、前記積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にローレベルのパルス信号を出力するコンパレータと、前記パルス信号をクロック信号に同期してシフトするフリップフロップと、前記フリップフロップからの出力のローパルスの数を所定時間カウントし、カウント値を前記デジタル信号として出力するカウンタとを備え、前記第１のスイッチ回路は、前記フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、前記受光素子からの光電流のいずれかの光電流を出力し、前記フリップフロップからの出力がローレベルである場合、前記逆極性の電流を出力することが好ましい。
【００６２】
上記の構成によれば、フリップフロップからの出力がハイレベルである場合、積分器には、受光素子からの光電流のいずれか、フリップフロップからの出力がローレベルである場合、積分器には、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流が入力される。ここで、積分器からの出力電圧の上昇の速さは、選択された光電流の大きさに比例し、積分器からの出力電圧の低下の速さは、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流の大きさに比例するので、フリップフロップの出力のローパルスの数は、積分器に入力される光電流と全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流との比に比例した値となる。したがって、第１のスイッチ回路が、光電流のうち、２つの光電流を時分割で選択することにより、いずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比、および、他のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比を算出することができる。
【００６３】
受光素子の各分光感度特性は、三刺激値に対応しているため、上記のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比、および、上記の他のいずれかの光電流の大きさと上記の逆極性の電流の大きさとの比に基づいて、ＣＩＥ−ｘｙ色度図上の座標を簡単に求めることができる。この座標をプランク軌跡と比較することにより、高い精度で光センサへの入射光の色温度を測定することができる。
【００６４】
本発明に係る表示装置は、画像が表示される表示画面を有する表示装置であって、上記のいずれかの光センサを、前記表示装置の周囲光の色度を検知するセンサとして備え、前記光センサから出力されるデジタル値に基づいて、前記画像の色度が調整されることを特徴としている。
【００６５】
上記の構成によれば、周囲光の変化に応じて、画像の色あいを、目の色順応に対応するように高精度でコントロールすることができる。また、上記の光センサは、小型化が容易で、低コストであるため、表示装置への内蔵が容易であり、表示装置の製造コストも抑えることができる。
【００６６】
本発明に係る表示装置は、画像が表示される表示画面を有する表示装置であって、上記のいずれかの光センサを、前記表示装置の周囲光の照度を検知するセンサとして備え、前記光センサから出力されるデジタル値に基づいて、前記画像の明るさが調整されることを特徴としている。
【００６７】
上記の構成によれば、照明光の照度が変化しても、常に適度な明るさの画像を表示することができる。また、上記の光センサは、小型化が容易で、低コストであるため、表示装置への内蔵が容易であり、表示装置の製造コストも抑えることができる。
【発明の効果】
【００６８】
以上のように、本発明に係る光センサは、互いに異なる分光感度特性を有し、受光量に比例した大きさの光電流を発生する複数の受光素子と、各受光素子からの光電流を選択する第１のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路によって選択された光電流をデジタル信号に変換する１つのＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータからのデジタル信号を処理して、各受光素子からの光電流に比例したデジタル値を出力するデジタル信号処理回路と、を備える構成である。したがって、小型、低コストかつ高精度の光センサを実現することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明の実施形態１に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態２に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態３に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態４に係るスイッチ回路の構成を示す回路図である。
【図５】図１に示すカラーセンサにおいて、光電流をスイッチ回路で切替えて、各受光素子に入射する光の強度に対応するデジタル値を読み出すシーケンスの一例を示す図である。
【図６】本発明の実施形態６に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示すカラーセンサにおいて、光電流をスイッチ回路で切替えて、各受光素子に入射する光の強度に対応するデジタル値を読み出すシーケンスの一例を示す図である。
【図８】本発明の実施形態７に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示すカラーセンサのＡ／Ｄコンバータにおける、積分器のスイッチに入力されるリセット信号、アンプの出力電圧、２つのリファレンス電圧、２つのコンパレータの出力信号、およびＮＯＲゲートの出力信号のそれぞれの波形を示す図である。
【図１０】本発明の実施形態８に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施形態９に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示すカラーセンサのＡ／Ｄコンバータにおける、コンパレータの反転入力端子に入力されるリファレンス電圧、アンプの出力電圧、およびコンパレータの出力信号のそれぞれの波形を示す図である。
【図１３】本発明の実施形態１０に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図１４】三刺激値（Ｘ、Ｙ、Ｚ）の分光特性を示すグラフである。
【図１５】図１３に示すカラーセンサのＡ／Ｄコンバータに対する充電時における、スイッチ回路の状態の一例を示す回路図である。
【図１６】図１３に示すカラーセンサのＡ／Ｄコンバータに対する放電時における、スイッチ回路の状態の一例を示す回路図である。
【図１７】図１３に示すカラーセンサのＡ／Ｄコンバータに対する放電時における、スイッチ回路の状態の他の一例を示す回路図である。
【図１８】黒体輻射光源の色温度が変化したときのｘｙ色度図上の軌跡を示すグラフである。
【図１９】図１８に示すグラフにおいて、プランク軌跡の部分を拡大した図である。
【図２０】本発明の実施形態１０の変形例に係るカラーセンサの構成を示すブロック図である。
【図２１】本発明の実施形態１１に係る液晶テレビの概略構成を示すブロック図である。
【図２２】従来のカラーセンサの構成の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００７０】
〔実施形態１〕
本発明の第１の実施形態について図１に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００７１】
（カラーセンサ１０の構成）
図１は、本実施形態に係るカラーセンサ（光センサ）１０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ１０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂ、スイッチ回路（第１のスイッチ回路）１１、Ａ／Ｄコンバータ１２、レジスタ１３、シリアルインターフェース回路１４および制御回路１５を備えている。
【００７２】
各カラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂは、Ｒ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）のそれぞれの色に透過分光感度特性のピークを持つカラーフィルタであり、受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの受光面にそれぞれ貼付されている。外部の照明光が各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂに入射するとき、照明光に含まれている赤、緑、青の成分の波長が各カラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂによって選択され、波長選択されたそれぞれの光の強度に比例した光電流が、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂのカソードからアノードに流れる。これにより、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂは、互いに異なるＲ、Ｇ、Ｂの分光感度特性を有し、受光量に比例した大きさの光電流を発生する。ここで、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂが発生する光電流を、それぞれ光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂとする。
【００７３】
スイッチ回路１１は、３つの入力端子と１つの出力端子とを有している。スイッチ回路１１の各入力端子には、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂがそれぞれ接続されている。また、スイッチ回路１１の出力端子は、Ａ／Ｄコンバータ１２に接続されている。スイッチ回路１１は、制御回路１５からの測定モード制御信号により、スイッチ回路１１に入力される３つの光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂのうち１つの光電流を選択する。これにより、次段のＡ／Ｄコンバータ１２に選択された光電流が入力される。
【００７４】
Ａ／Ｄコンバータ１２は、スイッチ回路１１によって選択された光電流をデジタル信号に変換してデジタル値をレジスタ１３に出力する。レジスタ１３およびシリアルインターフェース回路１４は、特許請求の範囲に記載のデジタル信号処理回路に相当し、Ａ／Ｄコンバータ１２からのデジタル信号を処理して、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂからの光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂに比例したデジタル値を出力する。具体的には、レジスタ１３は、Ａ／Ｄコンバータ１２からのデジタル値を格納し、レジスタ１３に格納されたデジタル値は、シリアルインターフェース回路１４を介して端子ＳＣＬおよび端子ＳＤＡから読み出すことができる。
【００７５】
（カラーセンサ１０の動作）
上記の構成において、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択し、Ａ／Ｄコンバータ１２が光電流ＩＰＤ＿Ｒの電流値に対応するデジタル値をレジスタ１３に出力する。同様に、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂを順次選択し、Ａ／Ｄコンバータ１２が光電流ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂの各電流値に対応するデジタル値をレジスタ１３に出力する。レジスタ１３に格納された光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂから変換されたデジタル値は、シリアルインターフェース回路１４を介してＣＰＵなどに読み出される。
【００７６】
ここで、各光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂが選択されているときのＡ／Ｄコンバータ１２のデジタル出力値は、それぞれカラーセンサ１０が検知する照明光に含まれている赤、緑および青の成分の光の量を表している。これらのデジタル出力値をＣＰＵなどで数値演算することにより、照明の色味や照度を測定することができ、測定された色味や照度に応じて、テレビなどの画像の色味やバックライトの明るさをコントロールすることができる。なお、光電流をデジタル信号に変換するための具体的な構成は、第２の実施形態以降において説明する。
【００７７】
さらに、本実施形態に係るカラーセンサ１０では、１つのＡ／Ｄコンバータ１２が３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂに共通に設けられている。そのため、カラーセンサ１０は、図２２に示す従来のカラーセンサ２００のように、各受光素子ごとにＡ／Ｄコンバータを配置する構成と比較して、チップ面積を削減できる。また、従来のカラーセンサ２００のように３つのＡ／Ｄコンバータ間の変換精度のばらつきによる誤差が発生しないため、Ａ／Ｄコンバータのばらつきの影響を抑えることができるという利点を有する。特に、カラーセンサの測定精度は各受光素子の電流比に大きく影響されるため、Ａ／Ｄコンバータを各受光素子に共通化して、信号処理回路部分のばらつきを最小限に抑えることの効果は大きい。
【００７８】
なお、カラーセンサによる照明の照度および色味の検出精度に影響する他の要因としては、
（１）Ａ／Ｄコンバータの線形性、
（２）受光素子の感度のばらつき、
（３）照明光に含まれるＲ、Ｇ、Ｂの各成分をスイッチ回路で切り替えて測定することによる時間的なズレによる誤差、
が挙げられる。
【００７９】
（１）の要因については、使用するＡ／Ｄコンバータの線形性が良好であるほど検出精度への影響が少なくなるが、一般的な照明光では、Ｒ、Ｇ、Ｂの各成分があまりかけ離れた比にはならないため、ある程度の線形性を有するＡ／Ｄコンバータを選択すれば、大きな誤差は生じない。
【００８０】
上記の要因の中で、特に（２）の要因は、最も検出精度への影響が大きいため、各受光素子の感度のばらつきを最小限に抑えることにより、入射光の色情報を高精度に得ることができる。各受光素子の感度のばらつきを最小限に抑える具体的な方法については、第３の実施形態において説明する。
【００８１】
また、（３）の要因については、十分に長い時間繰り返し測定を行い、各受光素子の光電流値を平均化することにより、入射光の色情報の測定精度を高めることができる。なお、この測定方法の内容ついては、第５の実施形態において説明する。
【００８２】
〔実施形態２〕
本発明の第２の実施形態について図２に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、説明の便宜上、前述の第１の実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【００８３】
（カラーセンサ２０の構成）
図２は、本実施形態に係るカラーセンサ２０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ２０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂ、スイッチ回路１１、Ａ／Ｄコンバータ２２、レジスタ１３、シリアルインターフェース回路１４および制御回路１５を備えている。すなわち、カラーセンサ２０は、図１に示すカラーセンサ１０において、Ａ／Ｄコンバータ１２をＡ／Ｄコンバータ２２に置き換えた構成である。Ａ／Ｄコンバータ２２は、スイッチ回路１１によって選択された光電流をデジタル信号に変換してレジスタ１３に出力する回路であり、ＩＦコンバータ２２１と、リファレンス電流発生回路２２２と、カウンタ２２３と、発振器２２４とを備えている。
【００８４】
（カラーセンサ２０の動作）
ＩＦコンバータ２２１は、電流を周波数に変換する回路であり、ＩＦコンバータ２２１には、スイッチ回路１１からの光電流と、リファレンス電流発生回路２２２が発生するリファレンス電流ＩＲＥＦとが入力される。これにより、ＩＦコンバータ２２１は、スイッチ回路１１からの光電流とリファレンス電流ＩＲＥＦとの比に比例した周波数のパルス信号をカウンタ２２３に出力する。カウンタ２２３は、ある一定の時間、ＩＦコンバータ２２１からの出力パルス数をカウントし、そのカウント値をＡ／Ｄコンバータ２２の出力デジタル値としてレジスタ１３に出力する。これにより、カウント値は、Ａ／Ｄコンバータ２２に入力される光電流に比例した値となる。なお、発振器２２４は、カウンタ２２３がカウントする時間の基準となるクロック信号を発生する。
【００８５】
以上の構成により、Ａ／Ｄコンバータ２２は、スイッチ回路１１よって選択された光電流をデジタル信号に変換する。また、スイッチ回路１１が選択する光電流を時分割で切り替えることにより、Ａ／Ｄコンバータ２２は、光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂごとのデジタル値を出力することができる。ここで、カウンタ２２３によるカウント時間を例えば１００ｍｓに設定すると、商用電源の２種類の周波数（５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）のノイズの両方を除去することができ、環境光（蛍光灯や白熱灯等）の照度や色温度を確実に検出することができる。
【００８６】
〔実施形態３〕
本発明の第３の実施形態について図３に基づいて説明すれば、以下の通りである。カラーセンサに入射する照明光の色味を検出する際には、各受光素子の光電流の比の検出精度が重要となる。そこで本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータのリファレンス電流発生回路が発生するリファレンス電流の大きさを、スイッチ回路によって選択された光電流毎に切り替えることにより、３つの受光素子間の感度のばらつきを補正している。なお、説明の便宜上、前述の各実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【００８７】
（カラーセンサ３０の構成）
図３は、本実施形態に係るカラーセンサ３０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ３０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂ、スイッチ回路１１、Ａ／Ｄコンバータ３２、レジスタ１３、シリアルインターフェース回路１４および制御回路１５を備えている。すなわち、カラーセンサ３０は、図２に示すカラーセンサ２０において、Ａ／Ｄコンバータ２２をＡ／Ｄコンバータ３２に置き換えた構成である。Ａ／Ｄコンバータ３２は、スイッチ回路１１によって選択された光電流をデジタル信号に変換してレジスタ１３に出力する回路であり、ＩＦコンバータ２２１と、リファレンス電流発生回路３２２と、カウンタ２２３と、発振器２２４とを備えている。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ３２は、図２に示すリファレンス電流発生回路２２２をリファレンス電流発生回路３２２に置き換えた構成である。
【００８８】
（カラーセンサ３０の動作）
図３に示すように、リファレンス電流発生回路３２２は、スイッチ回路（第２のスイッチ回路）３２２Ａと、３つのリファレンス電流源３２２Ｒ、３２２Ｇ、３２２Ｂと、トリミング回路３２２Ｃとを備えている。リファレンス電流源３２２Ｒ、３２２Ｇ、３２２Ｂは、受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂと同数設けられており、それぞれリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｇ、ＩＲＥＦ＿Ｂを発生させる。スイッチ回路３２２Ａは、３つの入力端子と１つの出力端子とを備えており、３つの入力端子はリファレンス電流源３２２Ｒ、３２２Ｇ、３２２Ｂにそれぞれ接続され、出力端子はＩＦコンバータ２２１に接続されている。これにより、スイッチ回路３２２Ａは、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｇ、ＩＲＥＦ＿Ｂのいずれかを選択して、ＩＦコンバータ２２１に選択したリファレンス電流を出力する。
【００８９】
スイッチ回路３２２Ａにおけるリファレンス電流の切り替えは、制御回路１５からの測定モード制御信号によってスイッチ回路１１における切り替えと連動して行われる。具体的には、スイッチ回路１１が受光素子ＰＤ＿Ｒからの光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択しているときは、スイッチ回路３２２Ａは、リファレンス電流源３２２Ｒからのリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒを選択する。同様に、スイッチ回路１１が受光素子ＰＤ＿Ｇからの光電流ＩＰＤ＿Ｇを選択しているときは、スイッチ回路３２２Ａは、リファレンス電流源３２２Ｇからのリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｇを選択し、スイッチ回路１１が受光素子ＰＤ＿Ｂからの光電流ＩＰＤ＿Ｂを選択しているときは、スイッチ回路３２２Ａは、リファレンス電流源３２２Ｂからのリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｂを選択する。
【００９０】
ここで、各リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｇ、ＩＲＥＦ＿Ｂの電流の大きさは、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの感度に比例するように、トリミング回路３２２Ｃによって調整される。これにより、３つの受光素子間の感度のばらつきを補正することができる。
【００９１】
さらに、トリミング回路３２２Ｃは、３つのリファレンス電流のうち２つのリファレンス電流のみトリミングする構成であってもよい。すなわち、トリミング回路３２２Ｃは、リファレンス電流源３２２Ｒ、３２２Ｇ、３２２Ｂのうち１つの電流源以外の電流源が発生するリファレンス電流の大きさを調整する。例えば、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｇを基準として、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｂのみをトリミングすることにより、各リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｇ、ＩＲＥＦ＿Ｂの電流値が、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの感度に比例した値となるように設定してもよい。続いて、各リファレンス電流の具体的な設定例について説明する。
【００９２】
（リファレンス電流の設定）
ある一定照度の標準光源からの光が標準的なカラーセンサに入射したときの、Ｒ、Ｇ、Ｂの各成分の受光素子からの各光電流をそれぞれＩＰＤ＿Ｒ１、ＩＰＤ＿Ｇ１、ＩＰＤ＿Ｂ１とする。また、上記標準的なカラーセンサにおける各リファレンス電流をそれぞれＩＲＥＦ＿Ｒ１、ＩＲＥＦ＿Ｇ１、ＩＲＥＦ＿Ｂ１とする。ここで、各光電流が、
ＩＰＤ＿Ｒ１＝１ｎＡ
ＩＰＤ＿Ｇ１＝２ｎＡ
ＩＰＤ＿Ｂ１＝１ｎＡ
であり、各リファレンス電流が、
ＩＲＥＦ＿Ｒ１＝１μＡ
ＩＲＥＦ＿Ｇ１＝１μＡ
ＩＲＥＦ＿Ｂ１＝１μＡ
に設定されている。
【００９３】
これに対し、標準光源からの光が本実施形態に係るカラーセンサ３０に入射したときの各光電流が、
ＩＰＤ＿Ｒ＝０．８ｎＡ
ＩＰＤ＿Ｇ＝１．８ｎＡ
ＩＰＤ＿Ｂ＝１．２ｎＡ
であり、Ｇ成分のリファレンス電流が、
ＩＲＥＦ＿Ｇ＝０．９μＡ
に設定されているとする。このとき、Ｒ、Ｂ成分のリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｂは、それぞれ以下のようにトリミングすればよい。
【００９４】
ＩＲＥＦ＿Ｒ
＝ＩＲＥＦ＿Ｇ×（ＩＰＤ＿Ｒ／ＩＰＤ＿Ｇ）×（ＩＰＤ＿Ｇ１／ＩＰＤ＿Ｒ１）
＝０．９ｕＡ×（０．８ｎＡ／１．８ｎＡ）×（２ｎＡ／１ｎＡ）
＝０．８μＡ
ＩＲＥＦ＿Ｂ
＝ＩＲＥＦ＿Ｇ×（ＩＰＤ＿Ｂ／ＩＰＤ＿Ｇ）×（ＩＰＤ＿Ｇ１／ＩＰＤ＿Ｂ１）
＝０．９ｕＡ×（１．２ｎＡ／１．８ｎＡ）×（２ｎＡ／１ｎＡ）
＝１．２μＡ
これにより、カラーセンサ３０への入射光の色温度を正確に測定することができ、精度の高いカラーセンサを実現することが可能となる。また、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｇのトリミングが不要となるので、回路規模の縮小や製品の検査時間の短縮が可能となり、コストを低減することができる。
【００９５】
〔実施形態４〕
本発明の第４の実施形態について図４に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、３つの受光素子からの各光電流を任意に加算できるスイッチ回路について説明する。
【００９６】
（スイッチ回路２１の構成）
図４は、本実施形態に係るスイッチ回路（第１のスイッチ回路）２１の構成を示す回路図である。スイッチ回路２１は、３つのスイッチＳＷ＿Ｒ、ＳＷ＿Ｇ、ＳＷ＿Ｂを備えている。スイッチＳＷ＿Ｒの一端は、受光素子ＰＤ＿Ｒのカソードに接続されており、スイッチＳＷ＿Ｇの一端は、受光素子ＰＤ＿Ｇのカソードに接続されており、スイッチＳＷ＿Ｂの一端は、受光素子ＰＤ＿Ｂのカソードに接続されている。スイッチＳＷ＿Ｒの他端、スイッチＳＷ＿Ｇの他端およびスイッチＳＷ＿Ｂの他端は、互いに接続されているとともに、図示しないＡ／Ｄコンバータに接続されている。
【００９７】
（スイッチ回路２１の動作）
上記の構成において、例えば、スイッチＳＷ＿ＲおよびスイッチＳＷ＿ＧをＯＮにして、スイッチＳＷ＿ＢをＯＦＦにした場合、光電流ＩＰＤ＿Ｒと光電流ＩＰＤ＿Ｇとを加算した電流が、スイッチ回路２１からＡ／Ｄコンバータに入力される。また、スイッチＳＷ＿Ｒ、スイッチＳＷ＿ＧおよびスイッチＳＷ＿Ｂを全てＯＮにした場合、光電流ＩＰＤ＿Ｒと光電流ＩＰＤ＿Ｇと光電流ＩＰＤ＿Ｂとを加算した電流が、スイッチ回路２１からＡ／Ｄコンバータに入力される。
【００９８】
このように、本実施形態では、スイッチ回路２１は、光電流から複数の光電流を選択して、選択した光電流の和を出力可能に構成されている。各光電流を任意に加算することにより、デジタル値の演算を少なくすることができるという利点がある。例えば、
ＩＰＤ＿Ｒ／（ＩＰＤ＿Ｒ＋ＩＰＤ＿Ｇ＋ＩＰＤ＿Ｂ）
の値が必要な場合、光電流の加算ができない場合は、ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂの各光電流値をそれぞれデジタル変換して、加算および除算を行う必要がある。すなわち、３回のデジタル変換と２回のデジタル演算が必要になる。
【００９９】
これに対し本実施形態では、上記の値を求める場合、スイッチ回路２１の各スイッチの切り替えにより、スイッチ回路２１の出力電流を、ＩＰＤ＿Ｒ＋ＩＰＤ＿Ｇ＋ＩＰＤ＿Ｂとしてデジタル変換し、続いて、スイッチ回路２１の出力電流を、ＩＲＰＤ＿Ｒとしてデジタル変換して、除算すればよい。すなわち、２回のデジタル変換と１回のデジタル演算をするだけでよい。これにより、Ａ／Ｄ変換の回数および演算回数を少なくすることができるため、演算の高速化が可能となる。なお、スイッチ回路２１に接続されるＡ／Ｄコンバータでは、ＩＦコンバータに入力されるリファレンス電流を、加算する光電流の組み合わせに対応して可変としてもよい。
【０１００】
〔実施形態５〕
本発明の第５の実施形態について図５に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータからのデジタル信号を処理して、各受光素子が発生する光電流に比例したデジタル値を出力するデジタル信号処理の一例について説明する。
【０１０１】
（デジタル信号処理のシーケンス）
図５は、図１に示すカラーセンサ１０において、光電流をスイッチ回路で切替えて、各受光素子に入射する光の強度に対応するデジタル値を読み出すシーケンスの一例を示す図である。第１の実施形態において説明したように、各光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂのうちスイッチ回路１１によって選択された光電流は、Ａ／Ｄコンバータ１２によってデジタル値に変換される。Ａ／Ｄコンバータ１２からのデジタル値はレジスタ１３に格納され、その後、レジスタ１３からシリアルインターフェース回路１４を経由してＣＰＵ等に読み出される。
【０１０２】
図５に示すシーケンスでは、まず、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを所定時間選択する。これにより、光電流ＩＰＤ＿ＲがＡ／Ｄコンバータ１２によってデジタル値に変換されてレジスタ１３に格納され（Ｒ測定）、受光素子ＰＤ＿Ｒに入射する光の強度に応じたデジタル値が、レジスタ１３から読み出される（Ｒ読出）。次に、スイッチ回路１１は、光電流ＩＰＤ＿Ｇを所定時間選択する。これにより、光電流ＩＰＤ＿ＧがＡ／Ｄコンバータ１２によってデジタル値に変換されてレジスタ１３に格納され（Ｇ測定）、受光素子ＰＤ＿Ｇに入射する光の強度に応じたデジタル値が、レジスタ１３から読み出される（Ｇ読出）。次に、スイッチ回路１１は、光電流ＩＰＤ＿Ｂを所定時間選択する。これにより、光電流ＩＰＤ＿ＢがＡ／Ｄコンバータ１２によってデジタル値に変換されてレジスタ１３に格納され（Ｂ測定）、受光素子ＰＤ＿Ｂに入射する光の強度に応じたデジタル値が、レジスタ１３から読み出される（Ｂ読出）。
【０１０３】
このシーケンスを繰り返すことにより、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂに入射する光の強度に応じたデジタル値がシリアルインターフェース回路１４を経由してＣＰＵに読み出され、そのデジタル値を照明の色温度などの演算に使用することができる。さらに、このシーケンスを何回も繰り返して、レジスタ１３がオーバーフローしない範囲でＡ／Ｄコンバータ１２からの各デジタル値を順次加算することにより、カラーセンサ１０への入射光の照度が低い場合であっても、高い精度で入射光の色温度を測定することが可能となる。
【０１０４】
〔実施形態６〕
本発明の第６の実施形態について図６および図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータからのデジタル信号を処理して、各受光素子が発生する光電流に比例したデジタル値を出力するデジタル信号処理の他の一例について説明する。なお、説明の便宜上、前述の第１の実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１０５】
（カラーセンサ４０の構成）
図６は、本実施形態に係るカラーセンサ４０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ４０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂ、スイッチ回路１１、Ａ／Ｄコンバータ１２、シリアルインターフェース回路１４、制御回路１５、スイッチ回路４１および３つのレジスタ４３Ｒ、４３Ｇ、４３Ｂを備えている。
【０１０６】
スイッチ回路４１は、１つの入力端子と３つの出力端子とを有している。スイッチ回路４１の入力端子には、Ａ／Ｄコンバータ１２が接続されている。また、スイッチ端子の各出力端子は、レジスタ４３Ｒ、４３Ｇ、４３Ｂにそれぞれ接続されている。さらに、レジスタ４３Ｒ、４３Ｇ、４３Ｂは、シリアルインターフェース回路１４に接続されている。スイッチ回路４１は、制御回路１５からの測定モード制御信号により、Ａ／Ｄコンバータ１２とレジスタ４３Ｒ、４３Ｇ、４３Ｂのいずれかとの接続を切り替える。これにより、Ａ／Ｄコンバータ１２からのデジタル信号は、レジスタ４３Ｒ、４３Ｇ、４３Ｂのいずれかに入力される。
【０１０７】
また、スイッチ回路４１の切り替え動作とスイッチ回路１１の切り替え動作とは、互いに連動している。具体的には、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択しているときは、スイッチ回路４１は、Ａ／Ｄコンバータ１２とレジスタ４３Ｒとを接続し、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｇを選択しているときは、スイッチ回路４１は、Ａ／Ｄコンバータ１２とレジスタ４３Ｇとを接続し、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｂを選択しているときは、スイッチ回路４１は、Ａ／Ｄコンバータ１２とレジスタ４３Ｂとを接続する。
【０１０８】
（カラーセンサ４０におけるデジタル信号処理のシーケンス）
図７は、図６に示すカラーセンサ４０において、光電流をスイッチ回路で切替えて、各受光素子に入射する光の強度に対応するデジタル値を読み出すシーケンスの一例を示す図である。このシーケンスでは、まず、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを所定時間選択し、スイッチ回路４１がＡ／Ｄコンバータ１２とレジスタ４３Ｒとを接続する。これにより、光電流ＩＰＤ＿Ｒに対応するデジタル値がレジスタ４３Ｒに格納される（Ｒ測定）。次に、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｇを所定時間選択し、スイッチ回路４１がＡ／Ｄコンバータ１２とレジスタ４３Ｇとを接続する。これにより、光電流ＩＰＤ＿Ｇに対応するデジタル値がレジスタ４３Ｇに格納される（Ｇ測定）。次に、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｂを所定時間選択し、スイッチ回路４１がＡ／Ｄコンバータ１２とレジスタ４３Ｂとを接続する。これにより、光電流ＩＰＤ＿Ｂに対応するデジタル値がレジスタ４３Ｂに格納される（Ｂ測定）。このように、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂが発生する光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂが、連続してデジタル値に変換され、各レジスタ４３Ｒ、４３Ｇ、４３Ｂにそれぞれ格納される。
【０１０９】
その後、各レジスタ４３Ｒ、４３Ｇ、４３Ｂに格納されたデジタル値は、シリアルインターフェース回路１４を介して、連続して読み出される。具体的には、レジスタ４３Ｒに格納された、光電流ＩＰＤ＿Ｒに対応するデジタル値の合計が読み出され（Ｒ読出）、続いて、レジスタ４３Ｇに格納された、光電流ＩＰＤ＿Ｇに対応するデジタル値の合計が読み出され（Ｇ読出）、最後に、レジスタ４３Ｂに格納された、光電流ＩＰＤ＿Ｂに対応するデジタル値の合計が読み出される（Ｂ読出）。
【０１１０】
このシーケンスを繰り返すことにより、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂに入射する光の強度に応じたデジタル値がシリアルインターフェース回路１４を経由してＣＰＵに読み出され、そのデジタル値を照明の色温度などの演算に使用することができる。また、実施形態５の構成に比べ、各シーケンスにおける各光電流のＡ／Ｄ変換のタイミングが近接しているため、カラーセンサへの入射光の時間的な変化が大きい場合でも、各光電流に対応する正確なデジタル値を読み出すことができる。
また、この場合も、上記のシーケンスを何回も繰り返して、各レジスタ４３Ｒ、４３Ｇ、４３Ｂがオーバーフローしない範囲でＡ／Ｄコンバータ１２からの各デジタル値を順次加算することにより、カラーセンサ４０への入射光の照度が低い場合であっても、高い精度で入射光の色温度を測定することが可能となる。
【０１１１】
〔実施形態７〕
本発明の第７の実施形態について図８および図９に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、光電流をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを、電流−パルス幅変換器およびパルス幅カウンタで構成した例について説明する。なお、説明の便宜上、前述の第１の実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１１２】
（カラーセンサ５０の構成）
図８は、本実施形態に係るカラーセンサ５０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ５０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂ、スイッチ回路１１、Ａ／Ｄコンバータ５２、レジスタ１３、シリアルインターフェース回路１４および制御回路１５を備えている。すなわち、カラーセンサ５０は、図１に示すカラーセンサ１０において、Ａ／Ｄコンバータ１２をＡ／Ｄコンバータ５２に置き換えた構成である。Ａ／Ｄコンバータ５２は、スイッチ回路１１によって選択された光電流をデジタル信号に変換してレジスタ１３に出力する回路であり、積分器５２１と、２つのコンパレータＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２と、２つのＳＲ型フリップフロップＦＦ１、ＦＦ２と、ＮＯＲゲートＮＯＲ１と、２つのリファレンス電圧源５２２、５２３と、カウンタ５２４と、発振器５２５とを備えている。積分器５２１と、２つのコンパレータＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２と、２つのＳＲ型フリップフロップＦＦ１、ＦＦ２と、ＮＯＲゲートＮＯＲ１と、２つのリファレンス電圧源５２２、５２３とは、電流−パルス幅変換器として機能し、カウンタ５２４と、発振器５２５とは、パルス幅カウンタとして機能する。なお、コンパレータＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２と、２つのＳＲ型フリップフロップＦＦ１、ＦＦ２と、ＮＯＲゲートＮＯＲ１とで、特許請求の範囲に記載のウィンドウコンパレータを構成している。
【０１１３】
積分器５２１は、アンプＡＭＰ１、容量ＣＩＮＴ、およびスイッチＳＷ１を有しており、入力される電流を積分して電圧信号に変換する。アンプＡＭＰ１の反転入力端子は、スイッチ回路１１の出力端子に接続されており、アンプＡＭＰ１の非反転入力端子は接地されている。また、アンプＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子との間には、容量ＣＩＮＴおよびスイッチＳＷ１が並列接続されている。スイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦは、リセット信号Ｒｅｓｅｔ１によって制御される。
【０１１４】
（カラーセンサ５０の動作）
各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂからの光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂは、制御回路１５からの測定モード制御信号に基づいてスイッチ回路１１によって選択され、積分器５２１のアンプＡＭＰ１の反転入力端子に選択された光電流が入力される。積分器５２１は、スイッチＳＷ１がＯＮとなる（短絡される）ことによりリセットされ、アンプＡＭＰ１の出力電圧はゼロになる。この状態でスイッチＳＷ１がＯＦＦになる（開放される）と、容量ＣＩＮＴに選択された光電流が充電され、積分器５２１は積分動作を開始する。
【０１１５】
例えば、測定モード制御信号により、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択している場合、積分器５２１の出力電圧（すなわち、アンプＡＭＰ１の出力電圧）は、
∫（ＩＰＤ＿Ｒ／ＣＩＮＴ）・ｄｔ
となる。したがって、積分器５２１の出力電圧は、時間の経過とともに上昇し、その上昇の速さは、光電流ＩＰＤ＿Ｒの大きさに比例する。積分器５２１の出力電圧は、コンパレータＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、フリップフロップＦＦ１、ＦＦ２およびＮＯＲゲートＮＯＲ１で構成されるウィンドウコンパレータに入力される。
【０１１６】
具体的には、積分器５２１の出力電圧は、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子およびコンパレータＣＯＭＰ２の非反転入力端子に入力される。また、コンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端子には、リファレンス電圧源５２２が発生するリファレンス電圧ＶＲＥＦＬが入力され、コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子には、リファレンス電圧源５２３が発生するリファレンス電圧ＶＲＥＦＨが入力される。リファレンス電圧ＶＲＥＦＺＬおよびリファレンス電圧ＶＲＥＦＨは、それぞれ特許請求の範囲に記載の第１のリファレンス電圧および第２のリファレンス電圧に相当する。また、リファレンス電圧ＶＲＥＦＨは、リファレンス電圧ＶＲＥＦＬよりも高く設定される。
【０１１７】
コンパレータＣＯＭＰ１の出力端子は、フリップフロップＦＦ１のセット入力端子に接続されており、コンパレータＣＯＭＰ２の出力端子は、フリップフロップＦＦ２のセット入力端子に接続されている。フリップフロップＦＦ１の反転出力端子は、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の入力端子の一方に接続され、フリップフロップＦＦ２の非反転出力端子は、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の入力端子の他方に接続されている。ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力端子は、カウンタ５２４に接続されている。また、フリップフロップＦＦ１およびフリップフロップＦＦ２の各リセット入力端子には、リセット信号Ｒｅｓｅｔ２が入力される。これにより、ウィンドウコンパレータは、積分器５２１からの出力電圧が所定の範囲（リファレンス電圧ＶＲＥＦＬ〜リファレンス電圧ＶＲＥＦＨの範囲）である場合にハイレベルのパルス信号を出力する。
【０１１８】
（Ａ／Ｄコンバータの各構成要素における信号波形）
図９は、積分器５２１のスイッチＳＷ１に入力されるリセット信号Ｒｅｓｅｔ１、アンプＡＭＰ１の出力電圧、リファレンス電圧ＶＲＥＦＨ、リファレンス電圧ＶＲＥＦＬ、コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号、コンパレータＣＯＭＰ２の出力信号、およびＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力信号のそれぞれの波形を示す図である。同図に示すように、積分器５２１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦＬとリファレンス電圧ＶＲＥＦＨとの間にある場合、コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号がＨｉｇｈレベルとなり、コンパレータＣＯＭＰ２の出力信号がＬｏｗレベルとなるため、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力信号はＨｉｇｈレベルになる。Ａ／Ｄコンバータ５２では、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力信号のＨｉｇｈレベルの時間をカウンタ５２４によってカウントすることにより、各受光素子が発生する光電流をデジタル値に変換する。
【０１１９】
図９において、「Ｒ測定期間」とは、Ａ／Ｄコンバータ５２が光電流ＩＰＤ＿Ｒをデジタル信号に変換する期間であり、「Ｇ測定期間」とは、Ａ／Ｄコンバータ５２が光電流ＩＰＤ＿Ｇをデジタル信号に変換する期間であり、「Ｂ測定期間」とは、Ａ／Ｄコンバータ５２が光電流ＩＰＤ＿Ｂをデジタル信号に変換する期間である。Ａ／Ｄコンバータ５２は、光電流ＩＰＤ＿Ｒ、光電流ＩＰＤ＿Ｇ、光電流ＩＰＤ＿Ｂの順に時系列で変換を行う。
【０１２０】
まず、Ｒ測定期間の開始時において、リセット信号Ｒｅｓｅｔ１がＨｉｇｈレベルになることにより、積分器５２１のスイッチＳＷ１がＯＮとなる。これにより、積分器５２１がリセットされ、アンプＡＭＰ１の出力電圧がゼロになる。続いて、リセット信号Ｒｅｓｅｔ１がＬｏｗレベルになると、スイッチＳＷ１がＯＦＦになる。これにより、積分器５２１はスイッチ回路１１から入力される光電流ＩＰＤ＿Ｒの積分を開始する。続いて、アンプＡＭＰ１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦＬとリファレンス電圧ＶＲＥＦＨとの間にある場合、ＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力信号がＨｉｇｈレベルとなる。このＨｉｇｈレベルの時間Ｉ２Ｔ＿Ｒにおいて、カウンタ５２４は発振器５２５からのクロック信号のパルス数をカウントする。これにより、カウンタ５２４のカウント値は、光電流ＩＰＤ＿Ｒの電流値に応じた値となる。
【０１２１】
同様に、Ｇ測定期間におけるＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力信号のＨｉｇｈレベルの時間Ｉ２Ｔ＿Ｇ、およびＢ測定期間におけるＮＯＲゲートＮＯＲ１の出力信号のＨｉｇｈレベルの時間Ｉ２Ｔ＿Ｂのそれぞれにおいて、カウンタ５２４は発振器５２５からのクロック信号のパルス数をカウントする。これにより、カウンタ５２４のカウント値は、光電流ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂの各電流値に応じた値となる。
【０１２２】
以上のように、Ａ／Ｄコンバータ５２が、各光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂを順にデジタル値に変換することにより、精度良く入射光の色情報を得ることができる。
【０１２３】
（リファレンス電圧の設定）
さらに、本実施形態では、リファレンス電圧ＶＲＥＦＬを一定とする一方、Ｒ測定期間、Ｇ測定期間、Ｂ測定期間の各期間におけるリファレンス電圧ＶＲＥＦＨの値を互いに異ならせることにより、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの感度のばらつきを補正している。そのため、図８に示すＡ／Ｄコンバータ５２では、リファレンス電圧ＶＲＥＦＨを発生するリファレンス電圧源５２３は、スイッチ回路５２３（第２のスイッチ回路）Ａと、３つの電圧源５２３Ｒ、５２３Ｇ、５２３Ｂと、トリミング回路５２３Ｃとを備えている。電圧源５２３Ｒ、５２３Ｇ、５２３Ｂは、受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂと同数設けられ、互いに異なる電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｒ、ＶＲＥＦＨ＿Ｇ、ＶＲＥＦＨ＿Ｂをそれぞれ発生する。
【０１２４】
スイッチ回路５２３Ａは、３つの入力端子と１つの出力端子とを有している。スイッチ回路５２３Ａの各入力端子には、各電圧源５２３Ｒ、５２３Ｇ、５２３Ｂがそれぞれ接続されている。また、スイッチ回路５２３Ａの出力端子は、コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子に接続されている。スイッチ回路５２３Ａは、制御回路１５からの測定モード制御信号により、電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｒ、ＶＲＥＦＨ＿Ｇ、ＶＲＥＦＨ＿Ｂのうちのいずれかをリファレンス電圧ＶＲＥＦＨとして選択する。これにより、コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子には、リファレンス電圧ＶＲＥＦＨとして、スイッチ回路５２３Ａによって選択された電圧が入力される。具体的には、Ｒ測定期間の開始時にリセット信号Ｒｅｓｅｔ１がＨｉｇｈレベルになると、スイッチ回路５２３Ａは電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｒを選択し、Ｇ測定期間の開始時にリセット信号Ｒｅｓｅｔ１がＨｉｇｈレベルになると、スイッチ回路５２３Ａは電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｇを選択し、Ｂ測定期間の開始時にリセット信号Ｒｅｓｅｔ１がＨｉｇｈレベルになると、スイッチ回路５２３Ａは電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｂを選択する。
【０１２５】
また、各電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｒ、ＶＲＥＦＨ＿Ｇ、ＶＲＥＦＨ＿Ｂの大きさは、電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｒとリファレンス電圧ＶＲＥＦＬとの電圧差、電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｇとリファレンス電圧ＶＲＥＦＬとの電圧差、および電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｂとリファレンス電圧ＶＲＥＦＬとの電圧差が、それぞれ各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの感度に比例するように調整されている。これにより、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの感度のばらつきを補正することができる。
【０１２６】
さらに、トリミング回路５２３Ｃは、電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｒ、ＶＲＥＦＨ＿Ｇ、ＶＲＥＦＨ＿Ｂのうち１つの電圧以外の電圧の大きさを調整する構成である。例えば、トリミング回路５２３Ｃは、電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｇを基準として、トリミング回路５２３Ｃが電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｒおよび電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｂをトリミングする。これにより、電圧ＶＲＥＦＨ＿Ｇのトリミングが不要となるので、回路規模の縮小や製品の検査時間の短縮が可能となり、コストを低減することができる。
【０１２７】
また、本実施形態に係るカラーセンサ５０では、入射光の照度が低くなるに従って、電流−パルス幅変換回路の出力（ＮＯＲ１の出力）のパルス幅が長くなるため、低照度時の測定精度を高めることができるという利点がある。また、カラーセンサ５０に入射する光のダイナミックレンジを広げるために、積分器５２１の容量ＣＩＮＴの容量値を、測定しようとする入射光の強度に合わせて、切替えてもよい。
【０１２８】
なお、本実施形態では、リファレンス電圧ＶＲＥＦＬを一定とし、リファレンス電圧ＶＲＥＦＨを可変としていたが、これに限定されず、リファレンス電圧ＶＲＥＦＨを一定とし、リファレンス電圧ＶＲＥＦＬを可変とする構成であってもよい。また、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの感度のばらつきが無視できる程度であれば、Ｒ測定期間の開始時からＢ測定期間の終了時まで、リファレンス電圧ＶＲＥＦＬおよびリファレンス電圧ＶＲＥＦＨを、ともに一定値としてもよい。
【０１２９】
また、本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータのウィンドウコンパレータは、積分器からの出力電圧が所定の範囲である場合にＨｉｇｈレベルのパルス信号を出力する構成であったが、これに限定されず、積分器からの出力電圧が所定の範囲である場合にＬｏｗレベルのパルス信号を出力する構成であってもよい。また、Ａ／Ｄコンバータのカウンタは、ウィンドウコンパレータの出力がＨｉｇｈレベルの期間に動作する構成であったが、これに限定されず、ウィンドウコンパレータの出力がＬｏｗレベルの期間に動作する構成であってもよい。
【０１３０】
〔実施形態８〕
本発明の第８の実施形態について図１０に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、光電流をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを、ΔΣ変調器で構成した例について説明する。なお、説明の便宜上、前述の各実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１３１】
（カラーセンサ６０の構成）
図１０は、本実施形態に係るカラーセンサ６０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ６０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂ、スイッチ回路１１、Ａ／Ｄコンバータ６２、レジスタ１３、シリアルインターフェース回路１４および制御回路１５を備えている。すなわち、カラーセンサ６０は、図１に示すカラーセンサ１０において、Ａ／Ｄコンバータ１２をＡ／Ｄコンバータ６２に置き換えた構成である。Ａ／Ｄコンバータ６２は、スイッチ回路１１によって選択された光電流をデジタル信号に変換してレジスタ１３に出力する回路であり、積分器５２１と、リファレンス電流発生回路３２２と、スイッチＳＷ２と、コンパレータＣＯＭＰ３と、電圧源６２２と、Ｄ型フリップフロップＦＦ３と、カウンタ５２４と、発振器５２５とを備えている。積分器５２１およびリファレンス電流発生回路３２２は、それぞれ図８および図３に示すものと同一である。
【０１３２】
積分器５２１のアンプＡＭＰ１の反転入力端子は、スイッチ回路１１の出力端子に接続されている。リファレンス電流発生回路３２２は、アンプＡＭＰ１の反転入力端子とスイッチ回路１１の出力端子との接続点に、スイッチＳＷ２を介して接続されている。アンプＡＭＰ１の出力端子は、コンパレータＣＯＭＰ３の非反転入力端子に接続されている。電圧源６２２は、リファレンス電圧ＶＲＥＦを発生する電圧源であり、コンパレータＣＯＭＰ３の反転入力端子に接続されている。コンパレータＣＯＭＰ３の出力端子は、フリップフロップＦＦ３のデータ入力端子に接続されており、フリップフロップＦＦ３の非反転出力端子は、カウンタ５２４およびスイッチＳＷ２に接続されている。また、フリップフロップＦＦ３のクロック端子には、発振器５２５からのクロック信号が入力される。これにより、コンパレータＣＯＭＰ３は、積分器５２１からの出力電圧が所定値（リファレンス電圧ＶＲＥＦ）以上である場合に、ハイレベルのパルス信号をフリップフロップＦＦ３に出力し、フリップフロップＦＦ３は、そのパルス信号をクロック信号に同期してシフトする。
【０１３３】
（カラーセンサ６０の動作）
各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂからの光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂは、制御回路１５からの測定モード制御信号に基づいてスイッチ回路１１によって選択され、積分器５２１のアンプＡＭＰ１の反転入力端子に選択された光電流が入力される。このとき、スイッチＳＷ２はＯＦＦとなっている。ここで、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択している場合、積分器５２１の容量ＣＩＮＴに光電流ＩＰＤ＿Ｒが充電され、積分器５２１の出力電圧が上昇する。積分器５２１の出力電圧は、コンパレータＣＯＭＰ３の非反転入力端子に入力され、コンパレータＣＯＭＰ３は、積分器５２１の出力電圧をリファレンス電圧ＶＲＥＦと比較する。
【０１３４】
積分器５２１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦよりも高くなると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力は、ＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに反転する。コンパレータＣＯＭＰ３の出力は、フリップフロップＦＦ３のデータ入力端子に入力され、フリップフロップＦＦ３は、発振器５２５から入力されるクロック信号に同期したパルスをカウンタ５２４に出力する。また、フリップフロップＦＦ３の出力は、スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦを制御する。
【０１３５】
具体的には、フリップフロップＦＦ３の出力がＬｏｗレベルの場合、スイッチＳＷ２はＯＦＦになり、リファレンス電流発生回路３２２は、積分器５２１から遮断される。一方、フリップフロップＦＦ３の出力がＨｉｇｈレベルの場合、スイッチＳＷ２はＯＮになり、リファレンス電流発生回路３２２からのリファレンス電流ＩＲＥＦが、アンプＡＭＰ１の反転入力端子に入力される。すなわち、積分器５２１は、フリップフロップＦＦ３からの出力がＬｏｗレベルである場合、スイッチ回路１１によって選択された光電流を電圧に変換し、フリップフロップＦＦ３からの出力がＨｉｇｈレベルである場合、リファレンス電流ＩＲＥＦを電圧に変換する。また、積分器５２１からの出力電圧の上昇の速さは、スイッチ回路１１によって選択された光電流の大きさに比例し、積分器５２１からの出力電圧の低下の速さは、リファレンス電流ＩＲＥＦの大きさに比例する。
【０１３６】
さらに、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択しているとき、リファレンス電流発生回路３２２のスイッチ回路３２２Ａは、制御回路１５からの測定モード制御信号により、リファレンス電流源３２２Ｒが発生するリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒを選択する。同様に、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｇを選択しているとき、スイッチ回路３２２Ａは、リファレンス電流源３２２Ｇが発生するリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｇを選択し、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｂを選択しているとき、スイッチ回路３２２Ａは、リファレンス電流源３２２Ｂが発生するリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｂを選択する。
【０１３７】
（リファレンス電流の設定）
また、各リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｇ、ＩＲＥＦ＿Ｂの電流値は、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの感度に比例するように、トリミング回路３２２Ｃによって調整される。これにより、３つの受光素子間の感度のばらつきを補正することが可能となっている。例えば、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択しているときに、フリップフロップＦＦ３の出力がＨｉｇｈレベルになると、スイッチＳＷ２がＯＮになるとともに、スイッチ回路１１は、どの光電流もＡ／Ｄコンバータ６２に入力されない状態となる。これにより、積分器５２１にリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒが入力されるため、積分器５２１の出力電圧が低下する。その後、積分器５２１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦよりも低くなると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＬｏｗレベルになり、フリップフロップＦＦ３の出力信号もクロック信号に同期してＬｏｗレベルになる。このとき、スイッチＳＷ２がＯＦＦになるとともに、スイッチ回路１１は、再度光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択してＡ／Ｄコンバータ６２に入力する。これにより、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒの積分器５２１への入力が中断されるため、積分器５２１の出力電圧は上昇に転じる。
【０１３８】
上記の動作を繰り返すことにより、フリップフロップＦＦ３の出力信号のパルス数は、積分器５２１に入力される光電流ＩＰＤ＿Ｒとリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒとの比に比例した値となる。フリップフロップＦＦ３の出力信号の一定時間におけるパルス数を、カウンタ５２４がカウントすることにより、Ａ／Ｄコンバータ６２は、光電流ＩＰＤ＿Ｒをデジタル値に変換することができる。
【０１３９】
光電流ＩＰＤ＿Ｇおよび光電流ＩＰＤ＿Ｂについても、同様の方法でデジタル値に変換することができる。カウンタ５２４からの出力されるデジタル値はレジスタ１３に格納され、シリアルインターフェース回路１４によって外部に読み出すことができる。
【０１４０】
なお、本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータのコンパレータは、積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にＨｉｇｈレベルのパルス信号を出力する構成であったが、これに限定されず、積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にＬｏｗレベルのパルス信号を出力する構成であってもよい。また、Ａ／Ｄコンバータのカウンタは、コンパレータの出力がＨｉｇｈレベルの期間に動作する構成であったが、これに限定されず、コンパレータの出力がＬｏｗレベルの期間に動作する構成であってもよい。この場合、積分器は、フリップフロップからの出力がＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ回路によって選択された光電流を電圧に変換し、フリップフロップからの出力がＬｏｗレベルである場合、リファレンス電流を電圧に変換する。
【０１４１】
〔実施形態９〕
本発明の第９の実施形態について図１１および図１２に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、光電流をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを、２重積分型で構成した例について説明する。なお、説明の便宜上、前述の各実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１４２】
（カラーセンサ７０の構成）
図１１は、本実施形態に係るカラーセンサ７０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ７０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｒ、Ｒ＿Ｇ、Ｆ＿Ｂ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂ、スイッチ回路１１、Ａ／Ｄコンバータ７２、レジスタ１３、シリアルインターフェース回路１４および制御回路１５を備えている。すなわち、カラーセンサ７０は、図１に示すカラーセンサ１０において、Ａ／Ｄコンバータ１２をＡ／Ｄコンバータ７２に置き換えた構成である。Ａ／Ｄコンバータ７２は、スイッチ回路１１によって選択された光電流をデジタル信号に変換してレジスタ１３に出力する回路であり、積分器５２１と、リファレンス電流発生回路３２２と、スイッチＳＷ２と、コンパレータＣＯＭＰ３と、カウンタ５２４と、発振器５２５とを備えている。積分器５２１、リファレンス電流発生回路３２２、コンパレータＣＯＭＰ３、カウンタ５２４および発振器５２５は、図１０に示すものと同一である。コンパレータＣＯＭＰ３の出力端子はカウンタ５２４に接続されている。なお、スイッチＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦは、制御回路７５からの測定モード制御信号によって行われる。
【０１４３】
各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂからの光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂは、制御回路７５からの測定モード制御信号に基づいてスイッチ回路１１によって選択され、積分器５２１のアンプＡＭＰ１の反転入力端子に選択された光電流が入力される。ここで、スイッチ回路１１が光電流ＩＰＤ＿Ｒを選択している場合の、Ａ／Ｄコンバータ７２の動作について説明する。
【０１４４】
（Ａ／Ｄコンバータ７２の動作）
図１２は、コンパレータＣＯＭＰ３の反転入力端子に入力されるリファレンス電圧ＶＲＥＦ、アンプＡＭＰ１の出力電圧、およびコンパレータＣＯＭＰ３の出力信号のそれぞれの波形を示す図である。積分器５２１がリセット信号Ｒｅｓｅｔ１によってリセットされ、アンプＡＭＰ１の出力電圧がゼロになった後、積分器５２１に光電流ＩＰＤ＿Ｒが入力されると、積分器５２１の容量ＣＩＮＴへの充電が開始される。なお、このときスイッチＳＷ２はＯＦＦとなっている。
【０１４５】
アンプＡＭＰ１の出力電圧は、コンパレータＣＯＭＰ３の非反転入力端子に入力され、コンパレータＣＯＭＰ３は、積分器５２１の出力電圧をリファレンス電圧ＶＲＥＦと比較する。アンプＡＭＰ１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦよりも高くなると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力は、ＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに反転する。コンパレータＣＯＭＰ３の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに反転した時点から一定時間（Ｔｃｏｎ）、積分器５２１は光電流ＩＰＤ＿Ｒを積分する。よって、一定時間が経過した時点でのアンプＡＭＰ１の出力電圧は、光電流ＩＰＤ＿Ｒが大きいほど大きくなる。
【０１４６】
一定時間が経過後、測定モード制御信号によって、スイッチＳＷ２がＯＮに制御されると共に、スイッチ回路１１では、どの受光素子もＡ／Ｄコンバータ７２に接続されない状態となる。これにより、リファレンス電流発生回路３２２からのリファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒが積分器５２１に入力され、アンプＡＭＰ１の出力電圧が低下する。また、スイッチＳＷ２がＯＮになると同時に、測定モード制御信号によってカウンタ５２４がカウント動作を開始する。さらに、アンプＡＭＰ１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦよりも低くなると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに移行する。すなわち、積分器５２１は、出力電圧がゼロの状態でスイッチ回路１１によって選択された光電流が入力され、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化してから一定時間経過するまで、スイッチ回路１１によって選択された光電流を電圧に変換し、一定時間経過後、リファレンス電流ＩＲＥＦを電圧に変換する。また、積分器５２１からの出力電圧の上昇の速さは、スイッチ回路１１によって選択された光電流の大きさに比例し、積分器５２１からの出力電圧の低下の速さは、リファレンス電流ＩＲＥＦの大きさに比例する。
【０１４７】
カウンタ５２４は、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒの積分器５２１への入力の開始からコンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＬｏｗレベルとなるまでの時間（ｔ）、発振器５２５からのクロック信号のパルス数をカウントして、カウント値をレジスタ１３に格納する。これにより、光電流ＩＰＤ＿Ｒをデジタル値に変換することができる。
【０１４８】
測定モード制御信号に基づいて、スイッチ回路１１が時分割で選択する光電流を切り替えることにより、光電流ＩＰＤ＿Ｇおよび光電流ＩＰＤ＿Ｂについても、同様の方法でデジタル値に変換することができる。また、各リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｇ、ＩＲＥＦ＿Ｂの電流値は、各受光素子ＰＤ＿Ｒ、ＰＤ＿Ｇ、ＰＤ＿Ｂの感度に合わせて、トリミング回路３２２Ｃによって調整される。これにより、３つの受光素子間の感度のばらつきを補正することが可能となり、精度良く入射光の色情報を測定することができる。
【０１４９】
また、さらに、トリミング回路３２２Ｃは、３つのリファレンス電流のうち２つのリファレンス電流のみトリミングする構成であってもよい。例えば、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｇを基準として、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｒ、ＩＲＥＦ＿Ｂのみをトリミングしてもよい。これにより、リファレンス電流ＩＲＥＦ＿Ｇのトリミングが不要となるので、回路規模の縮小や製品の検査時間の短縮が可能となり、コストを低減することができる。
【０１５０】
なお、本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータのコンパレータは、積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にＨｉｇｈレベルのパルス信号を出力する構成であったが、これに限定されず、積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にＬｏｗレベルのパルス信号を出力する構成であってもよい。また、Ａ／Ｄコンバータのカウンタは、コンパレータの出力がＨｉｇｈレベルの期間に動作する構成であったが、これに限定されず、コンパレータの出力がＬｏｗレベルの期間に動作する構成であってもよい。この場合、積分器は、フリップフロップからの出力がＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ回路によって選択された光電流を電圧に変換し、フリップフロップからの出力がＬｏｗレベルである場合、リファレンス電流を電圧に変換する。
【０１５１】
〔実施形態１０〕
本発明の第１０の実施形態について図１３〜図２０に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、光電流を選択するスイッチ回路が受光素子の極性を逆転できるように構成し、さらに、各受光素子の透過分光感度特性を、人間の色彩認識感覚に近い三刺激値に対応させることにより、光源の厳密な色温度を検出可能な構成について説明する。なお、説明の便宜上、前述の各実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１５２】
（カラーセンサ８０の構成）
図１３は、本実施形態に係るカラーセンサ８０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ８０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｘ、Ｒ＿Ｙ、Ｆ＿Ｚ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｘ、ＰＤ＿Ｙ、ＰＤ＿Ｚ、スイッチ回路（第１のスイッチ回路）８１、Ａ／Ｄコンバータ８２、レジスタ１３、シリアルインターフェース回路１４および制御回路１５を備えている。
【０１５３】
各受光素子ＰＤ＿Ｘ、ＰＤ＿Ｙ、ＰＤ＿Ｚの透過分光感度特性は、図１４に示す三刺激値と呼ばれる透過分光感度特性に対応している。三刺激値は、ｘｙ色度図上の座標を求める基準、および光源の色温度を求める基準の分光分布として、ＪＩＳ規格（ＪＩＳ＿Ｚ８７０１およびＪＩＳ＿Ｚ８７２４）で規定されている。各受光素子ＰＤ＿Ｘ、ＰＤ＿Ｙ、ＰＤ＿Ｚのカソードからアノードに流れる光電流を、それぞれ光電流ＩＰＤ＿Ｘ、ＩＰＤ＿Ｙ、ＩＰＤ＿Ｚとする。
【０１５４】
（スイッチ回路８１の構成）
スイッチ回路８１は、光電流ＩＰＤ＿Ｘ、ＩＰＤ＿Ｙ、ＩＰＤ＿Ｚを加算および減算してＡ／Ｄコンバータ８２に出力する機能を有しており、１２個のスイッチＳＷ＿Ｘ１〜ＳＷ＿Ｘ４、ＳＷ＿Ｙ１〜ＳＷ＿Ｙ４、ＳＷ＿Ｚ１〜ＳＷ＿Ｚ４を備えている。受光素子ＰＤ＿Ｘのカソードは、スイッチＳＷ＿Ｘ１の一端およびスイッチＳＷ＿Ｘ４の一端に接続されている。受光素子ＰＤ＿Ｘのアノードは、スイッチＳＷ＿Ｘ２の一端およびスイッチＳＷ＿Ｘ３の一端に接続されている。スイッチＳＷ＿Ｘ２の他端およびスイッチＳＷ＿Ｘ４の他端は、接地されている。受光素子ＰＤ＿Ｙのカソードは、スイッチＳＷ＿Ｙ１の一端およびスイッチＳＷ＿Ｙ４の一端に接続されている。受光素子ＰＤ＿Ｙのアノードは、スイッチＳＷ＿Ｙ２の一端およびスイッチＳＷ＿Ｙ３の一端に接続されている。スイッチＳＷ＿Ｙ２の他端およびスイッチＳＷ＿Ｙ４の他端は、接地されている。受光素子ＰＤ＿Ｚのカソードは、スイッチＳＷ＿Ｚ１の一端およびスイッチＳＷ＿Ｚ４の一端に接続されている。受光素子ＰＤ＿Ｚのアノードは、スイッチＳＷ＿Ｚ２の一端およびスイッチＳＷ＿Ｚ３の一端に接続されている。スイッチＳＷ＿Ｚ２の他端およびスイッチＳＷ＿Ｚ４の他端は、接地されている。スイッチＳＷ＿Ｘ１の他端、スイッチＳＷ＿Ｘ３の他端、スイッチＳＷ＿Ｙ１の他端、スイッチＳＷ＿Ｙ３の他端、スイッチＳＷ＿Ｚ１の他端およびスイッチＳＷ＿Ｚ３の他端は、互いに接続されているとともに、Ａ／Ｄコンバータ８２に接続されている。
【０１５５】
（スイッチ回路８１の動作）
上記の構成により、例えば、スイッチＳＷ＿Ｘ１およびスイッチＳＷ＿Ｘ２をＯＮにして、その他のスイッチをＯＦＦにすると、光電流ＩＰＤ＿ＸがＡ／Ｄコンバータ８２からスイッチ回路８１に流れる。また、スイッチＳＷ＿Ｘ３およびスイッチＳＷ＿Ｘ４をＯＮにして、その他のスイッチをＯＦＦにすると、光電流ＩＰＤ＿Ｘがスイッチ回路８１からＡ／Ｄコンバータ８２に流れる。また、スイッチＳＷ＿Ｘ１、スイッチＳＷ＿Ｘ２、スイッチＳＷ＿Ｙ１およびスイッチＳＷ＿Ｙ２をＯＮにして、その他のスイッチをＯＦＦにすると、光電流ＩＰＤ＿Ｘと光電流ＩＰＤ＿Ｙとを加算した電流が、Ａ／Ｄコンバータ８２からスイッチ回路８１に流れる。また、スイッチＳＷ＿Ｘ１、スイッチＳＷ＿Ｘ２、スイッチＳＷ＿Ｙ３およびスイッチＳＷ＿Ｙ４をＯＮにして、その他のスイッチをＯＦＦにすると、光電流ＩＰＤ＿Ｘから光電流ＩＰＤ＿Ｙを減算した電流が、Ａ／Ｄコンバータ８２からスイッチ回路８１に流れる。
【０１５６】
このように、スイッチ回路８１は、各スイッチＳＷ＿Ｘ１〜ＳＷ＿Ｘ４、ＳＷ＿Ｙ１〜ＳＷ＿Ｙ４、ＳＷ＿Ｚ１〜ＳＷ＿Ｚ４を任意に切り替えることにより、各光電流ＩＰＤ＿Ｘ、ＩＰＤ＿Ｙ、ＩＰＤ＿Ｚを任意に加算および減算することができ、出力電流の方向も制御することができる。また、スイッチ回路８１は、出力電流をＡ／Ｄコンバータ８２に入力する際に、各スイッチの切り替えによってＡ／Ｄコンバータ８２に対する充電および放電を制御することができる。これにより、カラーセンサ８０は、光電流の加減算だけでなく、光電流を加減算した各電流値の比をデジタル演算をすることなしに算出することができる。
【０１５７】
（Ａ／Ｄコンバータ８２の構成および動作）
Ａ／Ｄコンバータ８２は、積分器５２１と、コンパレータＣＯＭＰ３と、電圧源６２２と、カウンタ５２４と、発振器５２５とを備えている。これらの各構成要素は、図１１に示すＡ／Ｄコンバータ７２におけるものと同一である。図１３に示す積分器５２１では、Ａ／Ｄコンバータ８２からスイッチ回路８１に電流が流れているときに、容量ＣＩＮＴへの充電が行われ、スイッチ回路８１からＡ／Ｄコンバータ８２に電流が流れているときに、容量ＣＩＮＴからの放電が行われる。
【０１５８】
積分器５２１がリセット信号Ｒｅｓｅｔ１によってリセットされ、アンプＡＭＰ１の出力電圧がゼロになった後、測定モード制御信号によるスイッチ回路８１への制御により、Ａ／Ｄコンバータ８２からスイッチ回路８１に電流が流れると、積分器５２１の容量ＣＩＮＴへの充電が開始され、アンプＡＭＰ１の出力電圧が上昇する。アンプＡＭＰ１の出力電圧は、コンパレータＣＯＭＰ３の非反転入力端子に入力され、コンパレータＣＯＭＰ３は、積分器５２１の出力電圧をリファレンス電圧ＶＲＥＦと比較する。アンプＡＭＰ１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦよりも高くなると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力は、ＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに反転する。これにより、カウンタ５２４は、発振器５２５からのクロック信号のパルス数のカウントを開始する。
【０１５９】
一定時間経過後、測定モード制御信号によるスイッチ回路８１への制御により、電流の方向がスイッチ回路８１からＡ／Ｄコンバータ８２への方向に切り替えられると、積分器５２１の容量ＣＩＮＴからの放電が開始され、アンプＡＭＰ１の出力電圧が低下する。同時に、測定モード制御信号によって、カウンタ５２４がリセットされて再びカウントを開始すると共に、その時点のカウント値がレジスタ１３に格納される。その後、アンプＡＭＰ１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦよりも低くなると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力は、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに反転する。これにより、カウンタ５２４がリセットされて、その時点でのカウント値がレジスタ１３に格納される。
【０１６０】
上記の動作により、容量ＣＩＮＴへの充電時における電流値と、容量ＣＩＮＴからの放電時における電流値との比を求めることができる。本実施形態では、容量ＣＩＮＴへの充電時には、光電流ＩＰＤ＿Ｘ、ＩＰＤ＿Ｙ、ＩＰＤ＿Ｚのいずれかの光電流をＡ／Ｄコンバータ８２に出力し、容量ＣＩＮＴからの放電時には、全ての光電流ＩＰＤ＿Ｘ、ＩＰＤ＿Ｙ、ＩＰＤ＿Ｚの和の逆極性の電流をＡ／Ｄコンバータ８２に出力する。すなわち、スイッチ回路８１は、５２１積分器の出力電圧がゼロの状態で、いずれかの光電流を出力し、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化してから一定時間経過後、積分器５２１の出力電圧がゼロになるまで、全ての光電流ＩＰＤ＿Ｘ、ＩＰＤ＿Ｙ、ＩＰＤ＿Ｚの和の逆極性の電流を出力する。さらに、積分器５２１の出力電圧がゼロになった後、スイッチ回路８１は、他のいずれかの光電流を出力し、ＣＯＭＰ３の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化してから一定時間経過後、積分器５２１の出力電圧がゼロになるまで、全ての光電流ＩＰＤ＿Ｘ、ＩＰＤ＿Ｙ、ＩＰＤ＿Ｚの和の逆極性の電流を出力する。また、積分器５２１からの出力電圧の上昇の速さは、スイッチ回路８１によって選択された光電流の大きさに比例し、積分器５２１からの出力電圧の低下の速さは、全ての光電流ＩＰＤ＿Ｘ、ＩＰＤ＿Ｙ、ＩＰＤ＿Ｚの和の逆極性の電流の大きさに比例する。スイッチ回路８１がいずれかの光電流を出力して、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化してから一定時間経過後と、一定時間経過後、積分器５２１の出力電圧がゼロになった後と、スイッチ回路８１が他のいずれかの光電流を出力し、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化してから一定時間経過後と、一定時間経過後、積分器５２１の出力電圧がゼロになった後とにおいて、カウンタ５２４のカウント値はリセットされる。
【０１６１】
（カラーセンサ８０における色温度の測定）
図１５は、Ａ／Ｄコンバータ８２に対する充電時におけるスイッチ回路８１の状態の一例を示す回路図である。同図では、スイッチＳＷ＿Ｘ１、ＳＷ＿Ｘ２、ＳＷ＿Ｙ１、ＳＷ＿Ｙ２、ＳＷ＿Ｚ１、ＳＷ＿Ｚ２がＯＮであり、他のスイッチはＯＦＦとなっている。これにより、光電流ＩＰＤ＿Ｘと光電流ＩＰＤ＿Ｙと光電流ＩＰＤ＿Ｚとの和の逆極性の電流が、Ａ／Ｄコンバータ８２に入力される。
【０１６２】
また、図１６は、Ａ／Ｄコンバータ８２に対する放電時におけるスイッチ回路８１の状態の一例を示す回路図である。同図では、スイッチＳＷ＿Ｘ３およびスイッチＳＷ＿Ｘ４がＯＮであり、その他のスイッチがＯＦＦとなっている。これにより、光電流ＩＰＤ＿ＸのみがＡ／Ｄコンバータ８２に入力される。
【０１６３】
積分器５２１をリセットした後、スイッチ回路８１を図１６に示す状態とし、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後、スイッチ回路８１を図１５に示す状態とすることで、レジスタ１３から読み出されるデジタル出力は、
ＩＰＤ＿Ｘ／（ＩＰＤ＿Ｘ＋ＩＰＤ＿Ｙ＋ＩＰＤ＿Ｚ）      ・・・式（１）
に比例した値となる。
【０１６４】
また、図１７は、Ａ／Ｄコンバータ８２に対する放電時におけるスイッチ回路８１の状態の他の一例を示す回路図である。同図では、スイッチＳＷ＿Ｙ３およびスイッチＳＷ＿Ｙ４がＯＮであり、その他のスイッチがＯＦＦとなっている。これにより、光電流ＩＰＤ＿ＹのみがＡ／Ｄコンバータ８２に入力される。
【０１６５】
積分器５２１をリセットした後、スイッチ回路８１を図１７に示す状態とし、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がローレベルからハイレベルに変化してから一定時間経過後、スイッチ回路８１を図１５に示す状態とすることで、レジスタ１３から読み出されるデジタル出力は、
ＩＰＤ＿Ｙ／（ＩＰＤ＿Ｘ＋ＩＰＤ＿Ｙ＋ＩＰＤ＿Ｚ）      ・・・式（２）
に比例した値となる。
【０１６６】
上記の式（１）および（２）の値は、カラーセンサ８０に入射した光のＣＩＥ−ｘｙ色度図上の座標に一致することになる。ｘｙ色度図上の座標がわかれば、入射した光の色温度を簡単に求めることができる。色温度の測定方法について、図１８および図１９を参照して説明する。
【０１６７】
図１８は、黒体輻射光源の色温度が変化したときのｘｙ色度図上の軌跡を示すグラフである。この軌跡はプランク軌跡と呼ばれ、市販の照明装置から出る光のｘｙ色度図上の座標は、このプランク軌跡に近似するように設計されている。
【０１６８】
図１９は、図１８に示すグラフにおいて、プランク軌跡の部分を拡大した図である。前記の式（１）および（２）に示すデジタル出力は、入射光のｘｙ色度図のｘｙ座標を表しており、
ｘ＝ＩＰＤ＿Ｘ／（ＩＰＤ＿Ｘ＋ＩＰＤ＿Ｙ＋ＩＰＤ＿Ｚ）
ｙ＝ＩＰＤ＿Ｙ／（ＩＰＤ＿Ｘ＋ＩＰＤ＿Ｙ＋ＩＰＤ＿Ｚ）
となる。したがって、これらのデジタル出力を、図１９に示すプランク軌跡に当てはめることにより、カラーセンサ８０への入射光の色温度を簡単に求めることができる。
【０１６９】
また、ｘｙ色度図の座標から他の色度図への変換も、行列を用いて容易に行うことができる。さらに、カラーセンサの各受光素子の分光感度特性が三刺激値に対応しておらず、例えば、前記の各実施形態における受光素子のように、Ｒ、Ｇ、Ｂの分光感度特性を持つ受光素子であったとしても、各光電流ＩＰＤ＿Ｒ、ＩＰＤ＿Ｇ、ＩＰＤ＿Ｂの比をデジタル値として出力させることができるため、カラーマネージメントに有用な情報を得ることができる。
【０１７０】
また、上記では、Ａ／Ｄコンバータを２重積分型で構成した例について説明したが、下記のようにＡ／ＤコンバータをΔΣ変調器で構成してもよい。このような構成であっても、受光素子に入射する光のｘｙ色度図上の座標を求めることが可能である。
【０１７１】
（変形例）
図２０は、本実施形態の変形例に係るカラーセンサ９０の構成を示すブロック図である。カラーセンサ９０は、３つのカラーフィルタＦ＿Ｘ、Ｒ＿Ｙ、Ｆ＿Ｚ、３つの受光素子ＰＤ＿Ｘ、ＰＤ＿Ｙ、ＰＤ＿Ｚ、スイッチ回路８１、Ａ／Ｄコンバータ９２、レジスタ１３、シリアルインターフェース回路１４および制御回路１５を備えている。すなわち、カラーセンサ９０は、図１３に示すカラーセンサ８０において、Ａ／Ｄコンバータ８２をＡ／Ｄコンバータ９２に置き換えた構成である。
【０１７２】
図２０に示すＡ／Ｄコンバータ９２は、積分器５２１と、コンパレータＣＯＭＰ３と、電圧源６２２と、Ｄ型フリップフロップＦＦ３と、カウンタ５２４と、発振器５２５とを備えている。これらの各構成要素は、図１０に示すＡ／Ｄコンバータ６２におけるものと同一である。
【０１７３】
まず、リセット信号Ｒｅｓｅｔ１によって積分器５２１がリセットされた後、スイッチ回路８１が図１６に示す状態となり、光電流ＩＰＤ＿Ｘがスイッチ回路８１に入力される。これにより、積分器５２１の容量ＣＩＮＴの充電が開始され、積分器５２１の出力電圧が上昇する。積分器５２１の出力電圧は、コンパレータＣＯＭＰ３の非反転入力端子に入力され、コンパレータＣＯＭＰ３は、積分器５２１の出力電圧をリファレンス電圧ＶＲＥＦと比較する。
【０１７４】
積分器５２１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦよりも高くなると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力は、ＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに反転する。コンパレータＣＯＭＰ３の出力は、フリップフロップＦＦ３のデータ入力端子に入力され、フリップフロップＦＦ３は、発振器５２５から入力されるクロック信号に同期したパルスをカウンタ５２４および制御回路１５に出力する。これにより、カウンタ５２４は、カウント動作を開始する。同時に、制御回路１５は、測定モード制御信号によってスイッチ回路８１の状態を図１５に示す状態に切り替える。これにより、図１５に示す状態に制御され、光電流ＩＰＤ＿Ｘと光電流ＩＰＤ＿Ｙと光電流ＩＰＤ＿Ｚとの和の逆極性の電流がＡ／Ｄコンバータ９２に入力されて、容量ＣＩＮＴからの放電が開始され、積分器５２１の出力電圧が低下する。その後、積分器５２１の出力電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦよりも低くなると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＬｏｗレベルになり、フリップフロップＦＦ３の出力信号もクロック信号に同期してＬｏｗレベルになる。これにより、カウンタ５２４は、カウント動作を中断し、同時に、制御回路１５は、測定モード制御信号によってスイッチ回路８１の状態を図１５に示す状態に切り替える。すなわち、スイッチ回路８１は、フリップフロップＦＦ３からの出力がＬｏｗレベルである場合、いずれかの光電流を出力し、フリップフロップＦＦ３からの出力がＨｉｇｈレベルである場合、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を出力する。
【０１７５】
上記の動作を繰り返すことにより、フリップフロップＦＦ３の出力信号のパルス数は、式（１）に示す値に比例した値となり、式（１）に示す値を求めることができる。同様に、スイッチ回路８１の状態を図１７に示す状態と図１５に示す状態との間で交互に切り替えることにより、式（２）に示す値を求めることができる。式（１）および（２）の値は、カラーセンサ９０への入射光のＣＩＥ−ｘｙ色度図上の座標に一致するので、当該入射光の色温度を容易に求めることができる。
【０１７６】
なお、本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータのコンパレータは、積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にＨｉｇｈレベルのパルス信号を出力する構成であったが、これに限定されず、積分器からの出力電圧が所定値以上である場合にＬｏｗレベルのパルス信号を出力する構成であってもよい。また、Ａ／Ｄコンバータのカウンタは、コンパレータの出力がＨｉｇｈレベルの期間に動作する構成であったが、これに限定されず、コンパレータの出力がＬｏｗレベルの期間に動作する構成であってもよい。この場合、積分器は、フリップフロップからの出力がＨｉｇｈレベルである場合、スイッチ回路によって選択された光電流を電圧に変換し、フリップフロップからの出力がＬｏｗレベルである場合、全ての受光素子からの光電流の和の逆極性の電流を電圧に変換する。
【０１７７】
〔実施形態１１〕
本発明の第１１の実施形態について図２１に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、上述したカラーフィルタを備える液晶テレビについて説明する。
【０１７８】
図２１は、本実施形態に係る液晶テレビ１００の概略構成を示すブロック図である。液晶テレビ１００は、例えばＴＦＴ（薄膜トランジスタ）方式の液晶表示装置であり、コントローラ１１０、表示パネル１２０、バックライトユニット１３０およびカラーセンサ１４０を備えている。
【０１７９】
コントローラ１１０は、表示パネル１２０およびバックライトユニット１３０に入力するための信号を生成するモジュールであり、信号源１１１および映像信号処理部１１２を備えている。信号源１１１からは、表示データ、水平同期信号ＨＤ、垂直同期信号ＶＤおよびクロック信号ＣＬＫが、映像信号処理部１１２に出力され、映像信号処理部１１２は、表示データを映像信号ＶＳに変換する。また、映像信号処理部１１２は、色度補正部１１３を備えており、色度補正部１１３は、カラーセンサ１４０からのデジタル信号に基づいて、表示パネルに表示される画像の色度を調整する。
【０１８０】
表示パネル１２０は、図示しないソースドライバおよびゲートドライバ等を備えており、コントローラ１１０から入力される映像信号ＶＳに基づいて表示画面に画像を表示する。表示パネル１２０は周知のものを用いることができるので、その構成についての詳細な説明は省略する。
【０１８１】
バックライトユニット１３０は、表示パネル１２０の背面側に設けられる光源ユニットであり、バックライト１３１およびマイコン部１３２を備えている。バックライト１３１は、蛍光管やＬＥＤ等の光源を複数備えている。マイコン部１３２は、輝度補正部１３３を備えており、輝度補正部１３３は、バックライト１３１の光源の輝度を調整する機能を有している。
【０１８２】
カラーセンサ１４０は、液晶テレビ１００の設置場所の照明光の色度および照度を検知するセンサであり、表示パネル１２０の近傍に設けられる。カラーセンサ１４０は、照明光に含まれている赤、緑、青の各成分のデジタル値Ｒ／Ｇ／Ｂをコントローラ１１０の色度補正部１１３に出力し、照明光の照度のデジタル値をバックライトユニット１３０の輝度補正部１３３に出力する。
【０１８３】
色度補正部１１３は、カラーセンサ１４０からのデジタル値Ｒ／Ｇ／Ｂに基づいて、照明光の色度を算出し、当該色度に応じて、信号源１１１からの表示データの色度を調整する。これにより、表示パネル１２０に表示される画像の色あいを、目の色順応に対応するようにコントロールすることができる。
【０１８４】
輝度補正部１３３は、カラーセンサ１４０からの照度データに基づいて、バックライト１３１の光源の輝度を調整する。具体的には、照明光の照度が低い場合、バックライト１３１の光源の輝度を低下させ、照明光の照度が高い場合、バックライト１３１の光源の輝度を増加させる。これにより、照明光の照度が変化しても、常に適度な明るさの画像を表示することができる。
【０１８５】
ここで、本実施形態では、カラーセンサ１４０として実施形態１〜１０に係るカラーセンサ１０、２０、３０、４０、５０、６０、７０、８０または９０を用いている。したがって、液晶テレビ１００は、周囲光の色度および照度に関わらず、高品質な画像を表示することができる。また、カラーセンサ１４０は、小型化が容易で、低コストであるため、液晶テレビ１００への内蔵が容易であり、液晶テレビ１００の製造コストも抑えることができる。
【０１８６】
本実施形態では、カラーセンサを液晶テレビに適用する構成について説明したが、本発明に係るカラーセンサは、液晶テレビだけでなく、プラズマテレビやＣＲＴテレビ等のあらゆる表示装置に適用可能である。また、本発明に係るカラーセンサは、従来のカラーセンサに比べて小型であるため、特に、持ち運び可能な携帯電話やモバイルＰＣに好適である。
【０１８７】
〔実施形態の総括〕
各実施形態では、各受光素子の受光面にカラーフィルタを設けていたが、カラーフィルタを設ける代わりに、各受光素子にそれぞれ異なる色の分光感度特性のピークを持たせてもよい。また、各実施形態では、各受光素子の分光感度特性が、三原色または三刺激値に対応する構成について説明したが、各受光素子の分光感度特性はこれらに限定されない。なお、各受光素子の分光感度特性を三原色に対応させる場合、分光感度特性を三刺激値に対応させる場合と比べ、カラーフィルタのデジタル出力値から算出される色温度は近似的になるが、実用上問題がない場合が多い。また、コストの観点では、Ｒ、Ｇ、Ｂの各カラーフィルタは安価であるため、カラーセンサのコストを抑えることができる。
【０１８８】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１８９】
本発明は、液晶テレビやプラズマテレビに適用でき、特に、携帯電話やモバイルＰＣなどの持ち運び可能な表示装置に好適である。
【符号の説明】
【０１９０】
１０    カラーセンサ（光センサ）
１１    スイッチ回路（第１のスイッチ回路）
１２    Ａ／Ｄコンバータ
１３    レジスタ
１４    シリアルインターフェース回路
１５    制御回路
２０    カラーセンサ（光センサ）
２１    スイッチ回路（第１のスイッチ回路）
２２    Ａ／Ｄコンバータ
３０    カラーセンサ（光センサ）
３２    Ａ／Ｄコンバータ
４０    カラーセンサ（光センサ）
４１    スイッチ回路
４３Ｒ  レジスタ
４３Ｇ  レジスタ
４３Ｂ  レジスタ
５０    カラーセンサ（光センサ）
５２    Ａ／Ｄコンバータ
６０    カラーセンサ（光センサ）
６２    Ａ／Ｄコンバータ
７０    カラーセンサ（光センサ）
７２    Ａ／Ｄコンバータ
７５    制御回路
８０    カラーセンサ（光センサ）
８１    スイッチ回路（第１のスイッチ回路）
８２    Ａ／Ｄコンバータ
９０    カラーセンサ（光センサ）
９２    Ａ／Ｄコンバータ
１００    液晶テレビ（表示装置）
１１０    コントローラ
１１１    信号源
１１２    映像信号処理部
１１３    色度補正部
１２０    表示パネル
１３０    バックライトユニット
１３１    バックライト
１３２    マイコン部
１３３    輝度補正部
１４０    カラーセンサ（光センサ）
２００    カラーセンサ
２０１Ｒ  ＩＶアンプ
２０１Ｇ  ＩＶアンプ
２０１Ｂ  ＩＶアンプ
２０２Ｒ  Ａ／Ｄコンバータ
２０２Ｇ  Ａ／Ｄコンバータ
２０２Ｂ  Ａ／Ｄコンバータ
２０３    レジスタ
２０４    シリアルインターフェース回路
２２１    ＩＦコンバータ
２２２    リファレンス電流発生回路
２２３    カウンタ
２２４    発振器
３２２    リファレンス電流発生回路
３２２Ａ  スイッチ回路
３２２Ｃ  トリミング回路
３２２Ｒ  リファレンス電流源（電流源）
３２２Ｇ  リファレンス電流源（電流源）
３２２Ｂ  リファレンス電流源（電流源）
５２１    積分器
５２２    リファレンス電圧源
５２３    リファレンス電圧源
５２３Ａ  スイッチ回路
５２３Ｃ  トリミング回路
５２３Ｒ  電圧源
５２３Ｇ  電圧源
５２３Ｂ  電圧源
５２４    カウンタ
５２５    発振器
６２２    電圧源
ＡＭＰ１  アンプ
ＣＩＮＴ  容量
ＣＯＭＰ１  コンパレータ（第１のコンパレータ）
ＣＯＭＰ２  コンパレータ（第２のコンパレータ）
ＣＯＭＰ３  コンパレータ
Ｆ＿Ｒ      カラーフィルタ
Ｆ＿Ｇ      カラーフィルタ
Ｆ＿Ｂ      カラーフィルタ
ＦＦ１      フリップフロップ
ＦＦ２      フリップフロップ
ＦＦ３      フリップフロップ
ＩＰＤ＿Ｒ  光電流
ＩＰＤ＿Ｇ  光電流
ＩＰＤ＿Ｂ  光電流
ＩＲＥＦ    リファレンス電流
ＮＯＲ１    ＮＯＲゲート
ＰＤ＿Ｒ    受光素子
ＰＤ＿Ｇ    受光素子
ＰＤ＿Ｂ    受光素子
Ｒｅｓｅｔ１  リセット信号
Ｒｅｓｅｔ２  リセット信号
ＳＷ１      スイッチ
ＳＷ２      スイッチ
ＶＲＥＦ    リファレンス電圧
ＶＲＥＦＨ  リファレンス電圧（第１のリファレンス電圧）
ＶＲＥＦＬ  リファレンス電圧（第２のリファレンス電圧）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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