【事件の表示】
　特願２０１１−　７２３４４「電源装置」拒絶査定不服審判事件〔平成２４年１０月２５日出願公開、特開２０１２−２１００１３〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は、平成２３年３月２９日の出願であって、平成２７年３月６日付けで拒絶理由が通知され、同年４月２０日付けて手続補正がなされたが、同年１０月２８日付けで拒絶査定がなされ、これに対して、平成２８年１月６日に拒絶査定不服の審判が請求されるとともに手続補正がなされ、同年７月１９日付けで当審において、拒絶理由（以下、「当審の拒絶理由」という。）が通知され、同年９月２０日付けで手続補正がなされたものである。
　そして、本願の特許請求の範囲の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成２８年９月２０日付け手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりのものと認める。
　「【請求項１】
　入力電源に共通に入力が接続され、半導体チップに集積化された複数のコンバータと、
　前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路と、
　前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出し、運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路と、
　を備え、
　負荷電流と並列運転するコンバータの出力電圧との特性が、軽負荷時出力電圧が跳ね上がる領域と、過電流保護による垂下領域との間の、負荷電流に対する出力電圧が所定の傾きを有する領域で動作させ、並列運転時の各々のコンバータの負荷を均一化させる制御を行い、
　前記制御回路は、前記コンバータの並列運転数ｎを、検出された前記負荷電流値を、使用する前記コンバータの電力変換効率が最大となる電流値である、定格負荷の所定割合又は定格負荷近傍の電流値で除した整数として求め、運転する前記コンバータの電力変換効率を維持する、ことを特徴とする電源装置。」
２．引用例等
　当審の拒絶理由に引用された、本願の出願日前に頒布された、特開平１１−１２７５７３号公報（以下「引用例１」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
ａ）「【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置は以上のように構成されており、オン／オフ司令受信端子６にオン信号が入力されているときは負荷の大小に関わらずＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄはすベて動作している。また、一般にＤＣ／ＤＣコンバータの電力損失は、例えばスイッチング損失のように出力電力の単純増加関数で表される電力損失と、例えば制御回路の消費電力のように動作中は出力電力に関わらず一定である固定損失との和で表される。従って、前述の単純増加関数をＦ（ｘ）、固定損失をＰc 、並列運転するＤＣ／ＤＣコンバータの台数をＮ、負荷に供給される総電力をＰo とすると、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置の電力損失の合計ＰLossは、数１で表され、電力変換効率ηは数２で表される。
【０００５】
【数１】
　　　ＰLOSS＝Ｎ×Ｆ（Ｐo／Ｎ）＋Ｎ×Ｐc
【０００６】
【数２】
　　　η＝
　　　　　　　　Ｐ
o
　　　　　　　
　　　　　Ｎ×Ｆ（Ｐo／Ｎ）＋Ｎ×Ｐc＋Ｐo
【０００７】上記数１より、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置では、常にＤＣ／ＤＣコンバータの個数分の固定損失Ｐc が存在することが分かる。また、数２において、負荷に供給される総電力Ｐo が大きい場合、固定損失Ｐc は総電力Ｐoに対し相対的に小さくなるため、電力変換効率ηの低下の原因とならないが、負荷に供給される総電力Ｐo が小さい場合、固定損失Ｐc は総電力Ｐo に対し相対的に大きくなるため、電力変換効率ηの低下の原因となる。このように従来のＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置では、常にＤＣ／ＤＣコンバータの個数分の固定損失Ｐc が存在するため、軽負荷の場合、電力変換効率が著しく低下するという欠点があった。」（【０００４】〜【０００７】の記載。）
ｂ）「【００１３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置を示すもので、１は入力端子、２ａ〜２ｄはＤＣ／ＤＣコンバータ、３は電流検出回路、４は出力端子、５は負荷、６はオン／オフ司令受信端子、７はＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路である。
【００１４】上記図１の
ＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置
ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを負荷に対して並列に接続し動作させ
オン／オフ司令受信端子６にオン信号が入力されると、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７はＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄに対しオン信号を出力
ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄは、オン信号を受信すると、動作を開始し入力端子１に印加される
一次電源電圧をＤＣ／ＤＣ変換し、
出力電圧を負荷５に供給する
【００１５】
電流検出回路３は出力端子４から出力される総出力電流を検出し、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７に出力
ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄの単体の定格出力電流をＩ
oMAX
、出力端子４から出力される総出力電流をＩ
TOTAL
 とし、動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数をｉ（ｉは自然数）としたとき、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７は数３が成り立つように、動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数を制御する
【００１６】
【数３】
　　　
ｉ−１＜Ｉ
TOTAL
 ／Ｉ
oMAX
≦ｉ
【００１７】以上のようにＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７がＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄのオン／オフを制御することにより、
負荷の軽いときは動作させるＤＣ／ＤＣコンバータの数が制限され、固定損失が減少するため、軽負荷の場合の電力変換効率の低下を防止する
ｃ）「【００４３】
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されるような効果を有する。
【００４４】第１の発明によれば、負荷の軽いときには動作させるＤＣ／ＤＣコンバータの数を制限し、固定損失を減少させることにより、軽負荷の場合でも効率よく電力変換することができる。」（【００４３】〜【００４４】の記載。）
ｄ）図１には、
共通接続された入力端子１と、共通接続された出力端子４とを有するＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄ
　上記下線部及び関連箇所の記載によれば、引用例１には以下の発明（以下、「引用例１記載の発明」という。）が記載されている。 
　「共通接続された入力端子１と、共通接続された出力端子４とを有するＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄを負荷５に対して並列に接続し動作させ、
　オン／オフ司令受信端子６にオン信号が入力されると、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７はＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄに対しオン信号を出力し、
　ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄは、オン信号を受信すると、動作を開始し入力端子１に印加される一次電源電圧をＤＣ／ＤＣ変換し、出力電圧を負荷５に供給するＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置において、
　電流検出回路３は出力端子４から出力される総出力電流を検出し、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７に出力し、
　ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄの単体の定格出力電流をＩoMAX、出力端子４から出力される総出力電流をＩTOTAL とし、動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数をｉ（ｉは自然数）としたとき、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７は、
　　　ｉ−１＜ＩTOTAL ／ＩoMAX≦ｉ
が成り立つように、動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数を制御し、
　負荷の軽いときは動作させるＤＣ／ＤＣコンバータの数が制限され、固定損失が減少するため、軽負荷の場合の電力変換効率の低下を防止する
　ＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置。」  
　当審の拒絶理由に引用された、本願の出願日前に頒布された、特開２００９−２３２５８７号公報（以下「引用例２」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
ｅ）「【００１３】
  以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
  図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。この
電源装置は、
整流平滑回路１０によって整流及び平滑された電圧が供給され、スイッチング動作を行うことによって電圧変換を行う複数チャンネルの電圧変換回路（
チャンネル１の電圧変換回路１１〜チャンネル４の電圧変換回路１４
）と、電圧変換回路１１〜１４の出力電流（出力電力）を合成する出力合成回路３０と、電圧変換回路１１〜１４を制御する制御部４０とを有し
【００１４】
  
さらに、
電圧変換回路１１〜１４の共通の入力電圧を検出する入力電圧検出回路５０と、出力合成回路３０の出力電圧を検出する出力電圧検出回路６０と、
出力合成回路３０の出力電流を検出する出力電流検出回路を設け
【００１５】
  整流平滑回路１０は、例えば、ダイオードブリッジとコンデンサとを含んでおり、入力端子１と入力端子２との間に印加される交流電圧をダイオードブリッジによって全波整流し、コンデンサによって平滑する。
【００１６】
  チャンネル１の
電圧変換回路１１は、１次側の交流電圧を昇圧又は降圧して２次側に出力するトランス２０と、トランスの１次側巻線２１に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの１次側巻線２１に電流を流すＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子２４と、制御部４０から供給される駆動信号に基づいて、スイッチング素子２４を駆動するための駆動信号を生成する駆動回路２５と、トランスの２次側巻線２２に発生する電圧を半波整流するダイオード２６と、整流された電圧を平滑するコンデンサ２７とを含んで
ｆ）「【００２５】
  図２は、図１に示す制御部の動作を説明するためのブロック図である。図２に示すように、
制御部４０は、負荷状態算出部４２と、動作チャンネル数設定部４３と、制御信号生成部４４とを、機能ブロックとして含んで
【００２６】
  
負荷状態算出部４２は、出力電圧検出回路６０の検出結果である出力電圧値と、出力電流検出回路８１〜８４の検出結果である出力電流値とに基づいて、負荷ＺＬに供給される電力の値を算出
動作チャンネル数設定部４３は、負荷状態算出部４２によって算出される電力の値に基づいて、複数チャンネルの電圧変換回路１１〜１４の内で動作させる電圧変換回路のチャンネル数を設定
【００２７】
  
制御信号生成部４４は、動作チャンネル数設定部４３によって設定されるチャンネル数に従って、制御信号として、電圧変換回路１１〜１４の各々に個別に供給される駆動信号を生成することにより、電圧変換回路１１〜１４を制御
【００２８】
  
例えば、
この制御は、動作させる電圧変換回路のチャンネル数を変化させるときに、格納部４１に格納されている設定値に基づいて駆動信号のデューティを設定するフィードフォワード制御によって行われ
【００２９】
  さらに、制御信号生成部４４は、入力電圧検出回路５０の検出結果である入力電圧値と、出力電圧検出回路６０の検出結果である出力電圧値と、入力電流検出回路７１〜７４の検出結果である入力電流値と、出力電流検出回路８１〜８４の検出結果である出力電流値との内の少なくとも１つに基づいて、駆動信号のデューティをフィードバック制御する。
例えば、制御信号生成部４４は、出力電圧検出回路６０の検出結果である出力電圧値に基づいて、動作させる電圧変換回路に供給される駆動信号のデューティを調節する
ｇ）「【００５１】
  次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
  図５は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置の制御部の動作を説明するためのブロック図である。第２の実施形態においては、図５に示すように、
制御信号生成部４４が、制御信号として、複数チャンネルの電圧変換回路１１〜１４について共通の駆動信号と、複数チャンネルの電圧変換回路１１〜１４の各々に個別のイネーブル信号とを供給することにより、電圧変換回路１１〜１４を制御
その他の点に関しては、図１に示す第１の実施形態と同様である
駆動回路２５は、イネーブル信号が活性化されたときに、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子２４に駆動信号を供給し、イネーブル信号が非活性化されたときに駆動信号をローレベルに固定
ｈ）「【００５５】
  
イネーブル信号がローレベルに非活性化されているときには、
ゲート信号はローレベルとなる
従って、スイッチング素子２４はオフ状態を維持する
　上記下線部及び関連箇所の記載によれば、引用例２には、第２の実施形態として、以下の技術（以下、「引用例２記載の技術」という。）が記載されている。
「整流平滑回路１０によって整流及び平滑された電圧が供給され、スイッチング動作を行うことによって電圧変換を行う複数チャンネルの電圧変換回路（チャンネル１の電圧変換回路１１〜チャンネル４の電圧変換回路１４）と、電圧変換回路１１〜１４の出力電流（出力電力）を合成する出力合成回路３０と、電圧変換回路１１〜１４を制御する制御部４０とを有し、
  さらに、電圧変換回路１１〜１４の共通の入力電圧を検出する入力電圧検出回路５０と、出力合成回路３０の出力電圧を検出する出力電圧検出回路６０と、出力合成回路３０の出力電流を検出する出力電流検出回路を設ける電源装置において、
　電圧変換回路１１は、１次側の交流電圧を昇圧又は降圧して２次側に出力するトランス２０と、トランスの１次側巻線２１に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの１次側巻線２１に電流を流すＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子２４と、制御部４０から供給される駆動信号に基づいて、スイッチング素子２４を駆動するための駆動信号を生成する駆動回路２５と、トランスの２次側巻線２２に発生する電圧を半波整流するダイオード２６と、整流された電圧を平滑するコンデンサ２７とを含んでおり、
　制御部４０は、負荷状態算出部４２と、動作チャンネル数設定部４３と、制御信号生成部４４とを、機能ブロックとして含んでおり、
　負荷状態算出部４２は、出力電圧検出回路６０の検出結果である出力電圧値と、出力電流検出回路８１〜８４の検出結果である出力電流値とに基づいて、負荷ＺＬに供給される電力の値を算出し、
　動作チャンネル数設定部４３は、負荷状態算出部４２によって算出される電力の値に基づいて、複数チャンネルの電圧変換回路１１〜１４の内で動作させる電圧変換回路のチャンネル数を設定し、
　制御信号生成部４４は、動作チャンネル数設定部４３によって設定されるチャンネル数に従って、制御信号として、電圧変換回路１１〜１４の各々に個別に供給される駆動信号を生成することにより、電圧変換回路１１〜１４を制御ものであり、
　例えば、この制御は、動作させる電圧変換回路のチャンネル数を変化させるときに、格納部４１に格納されている設定値に基づいて駆動信号のデューティを設定するフィードフォワード制御によって行われ、
　例えば、制御信号生成部４４は、出力電圧検出回路６０の検出結果である出力電圧値に基づいて、動作させる電圧変換回路に供給される駆動信号のデューティを調節するものであり、
　制御信号生成部４４が、制御信号として、複数チャンネルの電圧変換回路１１〜１４について共通の駆動信号と、複数チャンネルの電圧変換回路１１〜１４の各々に個別のイネーブル信号とを供給することにより、電圧変換回路１１〜１４を制御し、
　駆動回路２５は、イネーブル信号が活性化されたときに、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子２４に駆動信号を供給し、イネーブル信号が非活性化されたときに駆動信号をローレベルに固定するものであり、イネーブル信号がローレベルに非活性化されているときには、ゲート信号はローレベルとなるり、スイッチング素子２４はオフ状態を維持するものである
　電圧変換回路の制御技術。」
　当審の拒絶理由に引用された、本願の出願日前に頒布された、特開２００９−２１９２０９号公報（以下「周知例１」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
ｉ）「【００２４】
  図１は、本発明の実施例１に係る電源装置の構成を示す回路図である。
この電源装置は、絶縁型の第１ＡＣ−ＤＣコンバータ１と第２ＡＣ−ＤＣコンバータ２とが並列接続されて構成され
第１ＡＣ−ＤＣコンバータ１および第２ＡＣ−ＤＣコンバータ２の各々は、電流を分担して負荷装置に供給
ｊ）「【００３０】
  上記のように構成される
第１ＡＣ−ＤＣコンバータ１および第２ＡＣ−ＤＣコンバータ２の各々において、制御回路１７に含まれる誤差増幅器ＥＡのゲインを調整し、
負荷電流、つまり出力電流Ｉｏが増加すると出力電圧Ｅｏが低下するように傾斜を持たせ
【００３１】
  この状態は、第１ＡＣ−ＤＣコンバータ１および第２ＡＣ−ＤＣコンバータ２の各々の出力に見かけ上のバランス抵抗Ｒｚ’およびＲｚ”がそれぞれ挿入された場合と同じ状態になる。
【００３２】
  
その結果、負荷電流Ｉｏが増加し、一方のＡＣ−ＤＣコンバータから供給する電流が多くなってバランス抵抗により出力電圧が下がると、出力電圧が高い他方のＡＣ−ＤＣコンバータから電流を供給するようになる
このようにして、各ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電流に対する出力電圧の変化により、複数のＡＣ−ＤＣコンバータで負荷電流Ｉｏを均等に分担するようになる
　当審の拒絶理由に引用された、本願の出願日前に頒布された、特開２００６−３３９９０号公報（以下「周知例２」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
ｋ）「【００２２】
  また、図１に示す
スイッチング制御回路２ａ、第１スイッチングトランジスタＴｒ１、及び第２スイッチングトランジスタＴｒ２は、例えば図５に示すように同一の半導体チップ９１上にモノリシックに集積化できる
半導体チップ９１上に複数の（第１，第２，・・・・・）ＤＣ／ＤＣコンバータ１１，１２，・・・・・のそれぞれの一部が集積化されている
半導体チップ９１上に複数のＤＣ／ＤＣコンバータ１１，１２，・・・・・のそれぞれの全部が集積化されていても良い
３．対比
　
本願発明と引用例１記載の発明とを対比する。
あ）引用例１記載の発明の「ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄ」は、「共通接続された入力端子１」を有するものであるから、本願発明の「入力電源に共通に入力が接続され、半導体チップに集積化された複数のコンバータ」と、「入力電源に共通に入力が接続された複数のコンバータ」である点で共通するといえる。
い）引用例１記載の発明の「電流検出回路３」は、「共通接続された出力端子４とを有するＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄ」の「出力端子４から出力される総出力電流を検出」するものであるから、本願発明の「前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路」に相当する。
う）引用例１記載の発明の「ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄの単体の定格出力電流をＩoMAX、出力端子４から出力される総出力電流をＩTOTAL とし、動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数をｉ（ｉは自然数）としたとき、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７は、
　　　ｉ−１＜ＩTOTAL ／ＩoMAX≦ｉ
が成り立つように、動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数を制御する」ことは、本願発明の「前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出」することに相当する。
　また、引用例１記載の発明は「オン／オフ司令受信端子６にオン信号が入力されると、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７はＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄに対しオン信号を出力し」、「ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄは、オン信号を受信すると、動作を開始し入力端子１に印加される一次電源電圧をＤＣ／ＤＣ変換し、出力電圧を負荷５に供給する」ものであり、「ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄ」がオフ信号を受信すると動作を停止することは明らかである。
　したがって、引用例１記載の発明の「ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７」は、本願発明の「前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出し、運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路」と「前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出し、運転するコンバータを動作させ、停止するコンバータに対して動作を停止する制御を行う制御回路」である点で共通するといえる。
え）引用例１記載の発明の「ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄの単体の定格出力電流をＩoMAX、出力端子４から出力される総出力電流をＩTOTAL とし、動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数をｉ（ｉは自然数）としたとき、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７は、
　　　ｉ−１＜ＩTOTAL ／ＩoMAX≦ｉ
が成り立つように、動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数を制御する」ことにより、「負荷の軽いときは動作させるＤＣ／ＤＣコンバータの数が制限され、固定損失が減少するため、軽負荷の場合の電力変換効率の低下を防止する」ことは、本願発明の「前記制御回路は、前記コンバータの並列運転数ｎを、検出された前記負荷電流値を、使用する前記コンバータの電力変換効率が最大となる電流値である、定格負荷の所定割合又は定格負荷近傍の電流値で除した整数として求め、運転する前記コンバータの電力変換効率を維持する、こと」と、「前記制御回路は、前記コンバータの並列運転数ｎを、検出された前記負荷電流値を、使用する前記コンバータの電流値で除した整数として求め、運転する前記コンバータの電力変換効率を維持する、こと」である点で共通するといえる。
お）引用例１記載の発明の「ＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置」は、「電源装置」といい得るものである。
　よって、両者は以下の一致点と相違点とを有する。
〈一致点〉
　「入力電源に共通に入力が接続された複数のコンバータと、
　前記複数のコンバータの共通接続された出力と負荷との間に接続され負荷電流を検出する電流検出回路と、
　前記電流検出回路で検出された負荷電流値に応じてコンバータの並列運転数を算出し、運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給する制御を行う制御回路と、
　を備え、
　前記制御回路は、前記コンバータの並列運転数ｎを、検出された前記負荷電流値を、前記コンバータの電流値で除した整数として求め、運転する前記コンバータの電力変換効率を維持する電源装置。」である点。
〈相違点１〉
　本願発明では、「複数のコンバータ」は「半導体チップに集積化」されたものであるのに対し、引用例１記載の発明は、半導体チップに集積化されたものではない点。
〈相違点２〉
　「制御回路」は、本願発明では、「運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給し、停止するコンバータに対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う制御回路」を有するものであるのに対し、引用例１記載の発明は、「運転するコンバータを動作させ、停止するコンバータに対して動作を停止する制御を行う」ものの、コンバータのスイッチング素子をどのように制御するのか特定されていない点。
〈相違点３〉
　本願発明は、「負荷電流と並列運転するコンバータの出力電圧との特性が、軽負荷時の出力電圧が跳ね上がる領域と、過電流保護による垂下領域との間の、負荷電流に対する出力電圧が所定の傾きを有する領域で動作させ、並列運転時の各々のコンバータの負荷を均一化させる制御を行」うものであるのに対して、引用例１記載の発明は、そのような制御を行うものではない点。
〈相違点４〉
　本願発明は、「コンバータの並列運転数ｎを、検出された前記負荷電流値を、使用する前記コンバータの電力変換効率が最大となる電流値である、定格負荷の所定割合又は定格負荷近傍の電流値で除した整数として求め」るのに対して、引用例１記載の発明は、「出力端子４から出力される総出力電流」「ＩTOTAL 」を「ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄの単体の定格出力電流」「ＩoMAX」で除した整数として求める点。
４．判断
〈相違点１について〉
　周知例２の上記摘記事項ｋ）に記載されるように、複数のコンバータを１つの半導体チップに集積化することは、本願出願前周知技術であり、引用例１記載の発明の「ＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄ」を半導体チップに集積化することは、当業者が必要に応じ適宜なし得る設計事項にすぎない。
　したがって、引用例１記載の発明に上記周知技術を適用して、本願発明の上記相違点１に係る構成を得ることは、当業者が容易になし得たことである。
　なお、請求人は、平成２８年９月２０日付け意見書において、「複数のセル化したコンバータを個別にフィードバック制御する方式について検討しますと、引用例１等の方式では制御部が複雑化する、という問題があります（本願明細書段落【００１３】）。セル化コンバータの制御に関する課題の認識は、引用例１等にはいっさい開示も示唆もされておりません。」と主張している。
　しかしながら、引用例１には、「電流検出回路３は出力端子４から出力される総出力電流を検出し、ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７に出力し」、「ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７はＤＣ／ＤＣコンバータ２ａ〜２ｄに対しオン信号を出力し」、「ＤＣ／ＤＣコンバータオン／オフ制御回路７は、」「動作しているＤＣ／ＤＣコンバータの数を制御する」ものである引用例１記載の発明が記載されており、引用例１記載の発明の「制御回路７」の行う制御方式は、本願発明の「制御回路」の行う制御方式に比して複雑化したものとは認められない。
〈相違点２について〉
　引用例２記載の技術は、動作させる電圧変換回路（コンバータ）にデューティを有する駆動信号を供給、すなわち、「運転するコンバータには前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号を供給」し、また、停止させる電力変換回路（コンバータ）のイネーブル信号をローレベルに非活性化させ、スイッチング素子をオフ状態に維持する、すなわち、「停止するコンバータに対して前記コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせる信号をオフに固定する制御を行う」技術といい得るものである。
　そして、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子を備え、スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、出力を制御することは周知であって、引用例１記載の発明においても、上記引用例２に記載された技術は有用かつ採用可能であり、また、採用を妨げる事情はないから、引用例１記載の発明に上記引用例２に記載された技術を適用して、本願発明の上記相違点２に係る構成を得ることは、当業者が容易になし得たことである。
〈相違点３について〉
　周知例１の上記摘記事項ｉ）、ｊ）に記載されるように、「コンバータが並列接続されて構成される電源装置において、負荷電流に対する出力電圧が所定の傾きを有する領域でコンバータを動作させ、並列運転時の各々のコンバータの負荷を均一化させる制御」を行うことは、本願出願前周知技術である。
　そして、引用例１記載の発明においても、上記周知技術は有用かつ採用可能であり、また、採用を妨げる事情はないから、引用例１記載の発明に上記周知技術を適用して、「負荷電流に対する出力電圧が所定の傾きを有する領域で動作させ、並列運転時の各々のコンバータの負荷を均一化させる制御を行」うものとすることは、当業者が容易になし得たことである。
　なお、引用例１記載の発明のコンバータは、定格電流付近で駆動されるものであるから、引用例１記載の発明が「軽負荷時の出力電圧が跳ね上がる領域と、過電流保護による垂下領域との間」の領域で動作させるものであることは、明らかである。
　したがって、引用例１記載の発明に上記周知技術を適用して、本願発明の上記相違点３に係る構成を得ることは、当業者が容易になし得たことである。
〈相違点４について〉
　引用例１記載の発明は、「ＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置では、常にＤＣ／ＤＣコンバータの個数分の固定損失Ｐc が存在」するため、「負荷に供給される総電力Ｐoが小さい場合、固定損失Ｐc は総電力Ｐo に対し相対的に大きくなるため、電力変換効率ηの低下の原因」となり、「従来のＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転装置では、常にＤＣ／ＤＣコンバータの個数分の固定損失Ｐc が存在するため、軽負荷の場合、電力変換効率が著しく低下するという欠点があった」ことを課題（【０００７】参照）とし、「負荷の軽いときには動作させるＤＣ／ＤＣコンバータの数を制限し、固定損失を減少させることにより、軽負荷の場合でも効率よく電力変換する」効果（【００４４】参照）を得るものであるから、動作させるＤＣ／ＤＣコンバータ自体も、最も電力変換効率が高い電流値で動作するように制御するのが自然であり、また、例えば、特開２００９−１７１７１１号公報に「すなわち、一般的に電源装置に用いられる電力変換器は、図８に示すように、負荷が最大定格出力に近い状態だと最も電力変換率が良くなるように設計されている」（【０００５】参照）と記載されるように、定格出力に近い状態で電力変換効率が最も良くなることは周知であることを考慮すれば、引用例１記載の発明において「コンバータの並列運転数」を求めるために用いる「コンバータの単体の定格出力電流」の値を「使用する前記コンバータの電力変換効率が最大となる電流値である、定格負荷の所定割合又は定格負荷近傍の電流値」に代えることは、当業者が適宜なし得る設計事項である。
　したがって、引用例１記載の発明において、本願発明の上記相違点４に係る構成とすることは、当業者が容易になし得たことである。
　そして、本願発明が奏する作用、効果についてみても、引用例１記載の発明に上記引用例２に記載された技術及び上記各周知技術を適用したものから当業者が予想できる程度のものである。
５．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用例１記載の発明、引用例２に記載された技術及び上記各周知技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができないものである。
　したがって、本願は、その他の請求項について検討するまでもなく、拒絶されるべきものである。
　よって、結論のとおり審決する。