(57)【要約】【課題】誤って接続された負荷状態の検出が可能な、電気負荷用の駆動回路を提供する。【解決手段】電子回路(100)を開示し、この電子回路は、駆動する負荷(LD)に接続可能なノード(EX)、及びこのノードに接続された第１端子を有し、活性状態と非活性状態との間で切り替えることができるパワーデバイス(PD)を具えている。この回路はさらに：上記ノードに接続された出力端子を有し、少なくとも上記パワーデバイスが非活性状態にされている際にイネーブル状態にすることのできる電流発生器(I)と；上記ノードの電圧(V(EX))と基準電圧(V(REF))との比較器(CP)を具え、この比較器は比較結果(RESETN)を得るように構成され、この比較結果から、負荷の上記ノードへの電気接続の異なる状態を検出することができる。【選択図】図１
2011030227.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動する負荷(LD; LD1)に接続可能なノード(EX; EX1)と；
活性状態と非活性状態との間で切替可能であり、前記ノードに接続された第１端子を有するパワーデバイス(PD; 450, DMOS1)と
を具えた駆動回路(100; 400)において、
さらに、
前記ノードに接続された出力端子を有し、少なくとも前記パワーデバイスが非活性状態にされている際にイネーブル状態にすることのできる電流発生器(I; I1)と；
前記ノードの電圧(V(EX))を基準電圧(V(REF))と比較して、比較信号(RESETN; OPLOD)を得るように構成された比較器(CP)とを具え、
前記比較信号から、前記負荷の前記ノードへの異なる電気接続状態を検出することを特徴とする駆動回路(100; 400)。
【請求項２】
さらに、
前記ノードに接続され、前記負荷の正しい接続状態と誤った接続状態との間の遷移に対して、導通状態と阻止状態との間で切り替わるように構成された電子デバイス(D, D3)を具えていることを特徴とする請求項１に記載の回路(100; 400)。
【請求項３】
前記電子デバイスが、前記ノードに接続された端子を有するダイオード(D, D3)を具え、このダイオードは、前記負荷が正しく接続されている際に電流が流れることができ、前記負荷が誤って接続されている際に電流を遮断し、前記ノードの電圧は、前記負荷の正しい接続状態と誤った接続状態との間の遷移に関連して変化することを特徴とする請求項２に記載の回路(100; 400)。
【請求項４】
前記負荷の正しい接続状態において、前記電流発生器(I)がディスエーブル状態になり、前記負荷の誤った接続状態において、前記電流発生器がイネーブル状態になって電流を発生するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の回路(100)。
【請求項５】
前記電流発生器(I, I1)が、前記負荷が前記ノードに誤って接続されている基準状態において前記負荷に関係する基準電流に等しい電流(Iopen)を供給することを特徴とする請求項１に記載の回路(100; 400)。
【請求項６】
前記電流発生器がデジタル制御可能であり、制御デジタル信号(DAT)を受信するための制御端子(1)を具え、前記制御デジタル信号は、前記電流発生器を、電流発生イネーブル状態と電流発生ディスエーブル状態との間で切り替えるように構成されていることを特徴とする請求項５に記載の回路(100)。
【請求項７】
さらに、
前記パワーデバイスの駆動電圧(V(GatePD))を発生するように構成された駆動コントローラ(2)を具え、
前記パワーデバイスはパワートランジスタであり、前記駆動コントローラ(2)に接続された制御端子(G1)を有して、前記駆動電圧を受信することを特徴とする請求項１に記載の回路(100)。
【請求項８】
前記パワーデバイスがＨブリッジであり、このＨブリッジが、
前記第１端子を設けられ、前記負荷の第１駆動端子に接続可能な前記ノード(EX1)に接続された第１トランジスタ(DMOS1)と；
前記第１トランジスタに直列に接続され、前記ノードに接続された第２端子を有する第２トランジスタ(DMOS3)と、
前記負荷の第２駆動端子に接続可能な第２のノード(EX2)に接続可能な第３端子を有する第３トランジスタ(DMOS2)と；
前記第３トランジスタに直列に接続され、前記第２のノードに接続された第４端子を有する第４トランジスタ(DMOS4)と
を具えていることを特徴とする請求項１に記載の回路(400)。
【請求項９】
前記電子デバイスが、前記第２トランジスタ(DMOS3)に関連する寄生ダイオード(D3)であることを特徴とする請求項２または８に記載の回路(400)。
【請求項１０】
前記駆動回路(100, 400)が、駆動イネーブル信号(FDENB)に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）挙動に応じた電圧を発生するように構成されていることを特徴とする請求項７または８に記載の回路(100, 400)。
【請求項１１】
さらに、
前記比較信号(RESETN)を受信し、前記駆動イネーブル信号(FDENB)と組み合わせて、２つの論理レベルを有することのできる検出信号(DAT)を得るように構成された順序論理デバイス(5)と；
前記検出信号が有する論理レベルを取得し、出力端子(ROTOPEN)上で送信するように構成された同期メモリデバイス(6)と；
前記同期メモリデバイスによる、前記論理レベルの取得及び送信を命令するように構成された論理ブロック(7)と
を具えていることを特徴とする請求項１０に記載の回路(100)。
【請求項１２】
前記論理ブロック(7)がさらに、
ＰＷＭ挙動を有する前記駆動イネーブル信号(FDENB)に割り当てる第１デューティサイクルを求め；
前記第１デューティサイクルが１００％に等しい場合に、前記駆動イネーブル信号(FDENB)に、前記第１デューティサイクルより小さい第２デューティサイクルを割り当てる
ように構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の回路(100)。
【請求項１３】
駆動電圧を供給するように構成された駆動回路(100; 400)と；
前記駆動回路に接続されて、前記駆動電圧を受ける電気負荷(LD; LD1)と
を具えた電気システム(500)において、
請求項１〜１２のいずれかに記載の駆動回路を具えていることを特徴とする電気システム(500)。
【請求項１４】
前記電気負荷が、前記パワーデバイスによって供給される励磁電流で励磁されるコイルを含むことを特徴とする請求項１３に記載の電気システム(500)。
【請求項１５】
さらに、
前記システムの給電バッテリ(BATT)と；
前記励磁されるコイルに関連するロータを含む、前記バッテリの充電用のオルタネータ(ALT)と
を具えていることを特徴とする請求項１４に記載の電気システム(500)。
【請求項１６】
さらに、
前記駆動回路(100)に接続され、前記負荷の誤った接続状態の検出の結果として、命令信号を発生するように構成された管理ブロック(DG-B)と；
前記管理ブロックが供給する前記命令信号に基づいて、前記誤った接続状態をユーザに示すように構成された信号通知装置(LMP)と
を具えていることを特徴とする請求項１５に記載の電気システム(500)。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば誘導負荷のような電気負荷を駆動することに関するものである。特に、本発明は、誤った負荷接続状態を検出する方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電源システムは自動車分野において知られており、例えばオルタネータ（交流発電機）、電圧レギュレータ（調整器）、整流ダイオードブリッジ、及びバッテリのようないくつかの構成要素を含む。機械的エネルギーを電力に変換するオルタネータは、ロータ（回転子）を設けられ、コイル及び３つのステータ（固定子）を備え、他のコイルを備えている。ロータコイルはパワートランジスタによって電流を供給され、オルタネータが発生する電力は、整流ブリッジによって自動車の電気負荷に供給されるか、あるいはバッテリの充電状態を回復するために使用される。自動車の他の誘導性負荷（例えば、スロットル（加減弁）モータ）を駆動するに当たり、Ｈブリッジ回路の使用が知られている。
【０００３】
こうした種類の駆動では、負荷コイルが関連する駆動回路に誤って接続されるか、さらには駆動回路から分離され、バッテリの充電、あるいは自動車への負荷供給を危うくする、という不所望な状態が発生し得る。こうした状態は「開放負荷」と称され、このコイルに関する電流が０であるか、通常存在する電流よりずっと低い状況に相当する。
【０００４】
開放負荷状態の診断方法が知られている。第１の方法によれば、開放負荷状態の検出は、負荷に関する電流を直接測定することによって実行され、検出抵抗及び演算増幅器（オペアンプ）を用いる。
【０００５】
他の間接的な測定方法によれば、負荷における電流の推定を、電流ミラー及び追加的駆動回路を用いることによって実行し、この追加的駆動回路は、実際に負荷を駆動する回路のコピーである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
誤って接続された負荷状態を検出する従来技術の方法は、回路内に導入される追加的漏洩、及びその実現に必要な回路の複雑性の両方により、満足なものではないことに、出願人は気付いた。
【０００７】
本発明の目的は、誤って接続された負荷状態を検出することを可能にし、十分正確であり、回路の複雑性及び／または漏洩の意味で不利でない電気負荷用の駆動回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の目的は、請求項１に規定する駆動回路によって達成され、その好適例は請求項２〜１３に開示されている。
【０００９】
本発明の他の目的は、請求項１３に記載の、負荷及び駆動回路を具えた電気システム、及び請求項１４〜１６に規定する好適例にある。
【００１０】
本発明の他の特徴及び利点は、例として図面を参照して提供する、好適な実施例及びその変形例の以下の説明より明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】駆動回路及びオルタネータを含む電源システムの例を概略的に示す図である。
【図２】駆動回路の第１実施例を概略的に示す図である。
【図３】負荷を正しく接続した状態における、駆動回路の電圧、電流、及びデジタル信号の傾向を示す図である。
【図４】負荷を誤って接続した状態における、駆動回路の電圧、電流、及びデジタル信号の傾向を示す図である。
【図５】システムの動作方法を表わすフローチャートである。
【図６】図２の駆動回路に関する等価回路の電圧−電流曲線を示す図である。
【図７】図６の曲線を参照した、等価電気回路を示す図である。
【図８】駆動回路の第２実施例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１に、例えば自動車用の電源システム５００の例を概略的に示し、電源システム５００は、オルタネータＡＬＴ、オルタネータ電圧レギュレータＡＶＲ、バッテリＢＡＴＴ、及び論理ブロックＤＧ−Ｂを具えている。
【００１３】
電圧レギュレータＡＶＲのノードＥＸには、少なくとも電気負荷ＬＤが接続可能であり、電気負荷ＬＤの他の端子は接地端子ＧＮＤに接続されている。一例によれば、負荷ＬＤはオルタネータのロータＡＬＴのコイルであり、オルタネータＡＬＴは、プーリー（図示せず）によって自動車のエンジンに接続されている。オルタネータＡＬＴは、例えば三相配置による３つのステータ５０１も設けられている。
【００１４】
バッテリＢＡＴＴは、電圧Ｖ(BPLUS)を供給することができ、例えばスタータ、自動車のリアウィンドウ・デフロスタ（後部窓霜取り装置）の抵抗器、自動車のヘッドライト、等のような自動車の他の電気負荷は、バッテリＢＡＴＴに接続することができる。
【００１５】
電圧レギュレータＡＶＲは、ロータコイルＬＤの駆動回路１００、基準電圧発生回路ＲＥＦ−Ｂ、電圧調整ブロックＲＥＧ−Ｂ、及び例えば電圧比較器（電圧コンパレータ）及びチャージポンプ回路のような他のブロックを具え、これらは当業者にとって既知であるので図示しない。
【００１６】
論理ブロックＤＧ−Ｂは、適切な調整方策を実現するための適切な信号を電圧レギュレータＡＶＲに送信することができる。こうした論理ブロックＤＧ−Ｂは、例えば、一般にＥＣＵ（Electronic Control Unit：電子制御装置）のような自動車の制御パネル（図示せず）からの駆動信号用の入力端子ＣＯＭを設けられている。
【００１７】
さらに、論理ブロックＤＧ−Ｂは、異常検出信号用の出力線を設けられ、この信号は、例えば、自動車のダッシュボード上のランプＬＭＰを点灯させる。
【００１８】
電源システム５００の動作中に、オルタネータＡＬＴは、自動車の主エンジンのエネルギーを電力に変換して、バッテリＢＡＴＴを充電する。電圧レギュレータＡＶＲは、ロータコイルの適切な電圧値及び励磁電流を供給することを可能にして、バッテリを充電することを可能にする。
【００１９】
以下で明らかになるように、電源システム５００は、負荷ＬＤがノードＥＸに正しく接続されていない状態を検出することができることが有利である。この状態は、以下では「開放負荷」とも称し、実際には、負荷ＬＤのコイルが実装されたロータの故障に相当し得るか、あるいは、負荷ＬＤのノードＥＸへの電気接続の劣化または分離に相当し得る。
【実施例１】
【００２０】
ここで図２を参照し、図２は、ロータコイルＬＤの駆動回路１００の第１実施例を示す。駆動回路１００は、切替可能な電子デバイスＰＤ、及び電流発生器Ｉ及び電圧比較器ＣＰを含む診断ブロック３００を具えている。検出ブロック３００は、例えばダイオードのような電子デバイスＤも具えていることが好ましい。
【００２１】
駆動回路１００の外部にある負荷ＬＤのロータコイルは、理想インダクタＬcoilと直列の理想抵抗Ｒcoilを用いて概略的に表わす。抵抗Ｒcoilは、その第１端子をノードＥＸに接続され、他の端子をインダクタＬcoilに接続され、インダクタＬcoilは、その第２端子を接地端子ＧＮＤに接続されている。
【００２２】
図２の例によれば、切替可能なパワーエレクトロニクスデバイスＰＤは、パワートランジスタ、特にＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化物電界効果トランジスタ）である。図２に示す特定のトランジスタＰＤは、濃縮チャンネルｎ型のものであり、ゲート端子Ｇ１、ノードＥＸに接続されたソース端子Ｓ１、及びバッテリＢＡＴＴの端子に接続されたドレイン端子Ｄ１を具え、バッテリＢＡＴＴは電源電圧（Ｖ(BPLUS)）を供給する。特定実施例によれば、トランジスタＰＤはｎチャンネルＤＭＯＳ（Diffusion Metal Oxide Semiconductor：拡散金属酸化物半導体）型パワートランジスタである。
【００２３】
パワートランジスタＰＤには、関連の寄生ダイオードＤPDが関連し、これはソースＳ１とドレインＤ１との間に接続されている。特に、トランジスタＰＤを非活性状態に（即ちスイッチオフ）して、ゲート端子Ｇ１とソース端子Ｓ１との電位差を０にもっていくことができる。
【００２４】
図２より明らかなように、この例によれば、パワートランジスタＰＤはハイ側配置であり、従って、バッテリＢＡＴＴの端子と第１負荷端子との間に接続されているのに対し、第２負荷端子ＬＤは接地端子ＧＮＤに永久接続されている。あるいはまた、パワートランジスタＰＤはロー側配置で負荷ＬＤに接続することができる。
【００２５】
この例によれば、パワートランジスタＰＤは切り替わり（スイッチングし）、即ち、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御で導通（活性）状態から阻止（非活性）状態への遷移を行う。このことは、負荷ＬＤに関係する電流の強度を変化させることを可能にする。
【００２６】
駆動回路１００は駆動コントローラ２（ＰＷＭＤＣ）を設けられ、駆動コントローラ２は、駆動電圧（Ｖ(GatePD)）を供給することができ、この例によればＰＷＭモードで動作する。特に、駆動電圧（Ｖ(GatePD)）は、パワートランジスタＰＤのゲート端子Ｇ１に接続された第１出力線に供給することができる。さらに、駆動コントローラ２は、接続線Ｌ１を用いて、ノードＥＸに存在する励磁電圧（Ｖ(EX)）を測定して、所望の調整方策にとって必要な駆動電圧値Ｖ(GatePD)を適切に計算する。
【００２７】
こうした駆動コントローラ２は電源端子３に接続され、電源端子３には電源電圧Ｖ(BPLUS)に加えて、例えば過電圧ＶOVが供給されて、パワートランジスタＰＤの飽和ゾーンにおける適正な駆動を保証する。
【００２８】
駆動回路２は、数値制御モジュール７（ＮＢＳ）が発生する駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢに合わせて駆動され、数値制御モジュール７は、図１に示す論理ブロックＤＧ−Ｂに含まれることが好ましい。
【００２９】
例えば、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢは、ハイの論理値及びローの論理値を有することができ、これにより駆動コントローラ２は、それぞれハイ及びローの駆動電圧（Ｖ(GateP)）値を発生する。特に、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢは、制御方策に応じた固定周波数ＦEX及び可変デューティサイクルを有するＰＷＭ信号である。知られているように、デューティサイクルは「ハイ」信号の持続時間と信号の全周期との関係であり、１周期内の、信号がハイレベルである部分の度合いを表現する働きをする（ハイとは「活性（アクティブ）」レベルを意味する）。
【００３０】
ここで検出ブロック３００を参照する。電流発生器Ｉは、ノードＥＸとバッテリＢＡＴＴとの間に接続され、例えば、制御デジタル信号ＤＡＴを受信するための制御端子１を具えたデジタル制御の電流発生器である。
【００３１】
例えば、少なくともパワートランジスタＰＤが非活性状態である際に、電流発生器Ｉをイネーブル状態にして電流を発生させることができる。特に、ハイレベルの制御デジタル信号ＤＡＴ（ＤＡＴ＝１）に連動して電流発生器Ｉをイネーブル状態にし、こうした信号がローレベル（ＤＡＴ＝０）を有する際に、電流発生器Ｉをディスエーブル状態にする。
【００３２】
図２の実施例によれば、電子デバイスＤはｐ−ｎ接合ダイオードであり、接地端子に接続されたアノードＡ１及びノードＥＸに接続されたカソードＣ１を有する。ダイオードＤは、ノードＥＸから取得した電圧に応じて、阻止と導通との間で切り替わる。
【００３３】
ここで、電圧比較器ＣＰを考え、これは、ノードＥＸに接続された非反転端子「＋」及び反転端子「−」を具えて、基準電圧Ｖ(REF)及びオフセット電圧Ｖoff,cmpを受ける。
【００３４】
電圧比較器ＣＰはさらに、比較信号ＲＥＳＥＴＮ用の出力端子を具え、比較信号ＲＥＳＥＴＮは、励磁電圧Ｖ(EX)の基準電圧Ｖ(REF)に対する比較の結果に応じて、ハイレベルとローレベルとの間で切り替わることができる。特に、励磁電圧Ｖ(EX)が基準電圧Ｖ(REF)より低い際に、比較信号ＲＥＳＥＴＮはローの値を有する。電圧比較器ＣＰは、例えば演算増幅器で構成することができ、それ自体は当業者にとって既知である種類のものとすることができる。
【００３５】
さらに、診断ブロック３００は、特にラッチのような非同期順序論理メモリデバイス５を設けられている。図に示す特定のラッチ５はＳＲ型であり、２つのＮＡＮＤゲート：即ち出力Ｑを有する第１ゲートＮd1及び否定出力ＱＮを有する第２ゲートＮd2を設けられている。第２ゲートＮd2は、入力比較信号ＲＥＳＥＴＮ及び出力Ｑを受信する。第１ゲートＮd1は、否定出力ＱＮを受信し、反転バッファＩvに接続され、反転バッファＩvは反転信号ＳＥＴＮを供給する。第１ゲートＮd1の出力Ｑは非反転バッファＢfに接続され、その出力端子は制御デジタル信号ＤＡＴを供給し、反転バッファＩvの入力端子に接続されている。ラッチ５は、比較信号ＲＥＳＥＴＮを駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢと組み合わせて制御デジタル信号ＤＡＴを生じさせる。
【００３６】
診断ブロック３００は、同期メモリデバイス６も設けられ、同期メモリデバイス６は、例えば、同期入力端子Ｃk、及び制御デジタル信号ＤＡＴを受信しやすい入力端子Ｄffを有するＤ型フリップフロップである。
【００３７】
フリップフロップ６の出力端子Ｑffは、２値間で切替可能な論理レベルの検出信号ＲＯＴＯＰＥＮを供給して、開放の発生、即ち負荷ＬＤのノードＥＸへの誤った接続状態の発生を示す。例えば、以下で説明するように、ハイの論理値に留まる検出信号ＲＯＴＯＰＥＮは、負荷の誤った接続を示す。この例によれば、検出信号ＲＯＴＯＰＥＮは、フリップフロップ６によって取得される制御デジタル信号ＤＡＴに相当する。
【００３８】
図に示す例によれば、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢは同期入力端子Ｃkに関係するので、フリップフロップ６を同期させる。あるいはまた、フリップフロップ６は異なる信号によってタイミングをとることができ、この信号も上記周波数ＦEXであるか、あるいはＦEXの複数の周波数を有する。
【００３９】
以下では、２つの異なる状態：即ち、正しく接続された負荷ＬＤ、及び負荷ＬＤがノードＥＸに誤って接続された状態の１つにおける、駆動回路１００の動作の例を開示する。
【００４０】
図３を参照し、図３は、負荷ＬＤが第１ノードＥＸに正しく接続された状態の電圧、電流、及びデジタル信号の傾向を示す。
【００４１】
最初に、検出信号ＲＯＴＯＰＥＮはハイレベルにおかれている（例えば１に等しい）。駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの立上りエッジによって、反転バッファＩvは反転信号ＳＥＴＮの立下りエッジを返す（図３の矢印１）。こうした事象では、パワートランジスタＰＤは活性状態であり、負荷ＬＤのインダクタＬcoilは励磁電流Ｉcoilを吸収する。
【００４２】
比較信号ＲＥＳＥＴＮが最初はハイレベルであることを考慮すれば、反転信号ＳＥＴＮの立下りエッジによって、ラッチ５は、ハイレベルの制御デジタル信号ＤＡＴを生成する（図３の矢印２）。こうした制御デジタル信号ＤＡＴのハイレベルによって、電流発生器Ｉはオン状態に切り替わって、電流Ｉopenを発生する。
【００４３】
後続する駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの立下りエッジによって、駆動コントローラ２は、駆動電圧Ｖ(GatePD)を、パワートランジスタＰＤを非活性状態に（即ちスイッチオフ）するように設定する。
【００４４】
負荷ＬＤがノードＥＸに正しく接続されているので、負荷内に蓄積された励磁電流は直ちに０に達しないで、負荷ＬＤ、ノードＥＸ、ダイオードＤから成り、接地端子ＧＮＤに至るメッシュ内を循環する。こうした状況では、ダイオードＤは導通する。
【００４５】
このことは、ノードＥＸにおける励磁電圧Ｖ(EX)が減少し、比較器ＣＰに供給される基準電圧Ｖ(REF)を通り過ぎる（即ち、基準電圧以下に降下する）ことを暗に意味する。
【００４６】
基準電圧Ｖ(REF)を下向きに交差し、ノードＥＸに至る励磁電圧Ｖ(EX)によって、比較信号ＲＥＳＥＴＮが下向きに切り替わり、立下りエッジを示す（図３の矢印４）。
【００４７】
比較信号ＲＥＳＥＴＮの立下りエッジによって、ラッチ５は、ローレベルの制御デジタル信号ＤＡＴを生成する（図３の矢印５）。これにより（ＤＡＴ＝０）、電流発生器Ｉがディスエーブル状態にされて電流発生を停止する。
【００４８】
後続する駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの立上りエッジによって、フリップフロップ６が制御デジタル信号ＤＡＴの（ローレベルに向かう）レベル切替を取得し、これによりフリップフロップ６が切り替わって（スイッチングして）ローレベルの検出信号ＲＯＴＯＰＥＮ（＝０）を生成し、この信号は既に、負荷ＬＤがノードＥＸに正しく接続されていることを示している。
【００４９】
実際には、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの各エッジ（例えば立上りエッジ）において、検出信号ＲＯＴＯＰＥＮが有する値の論理ブロックＤＧ−Ｂによる読取りが実行される（図３の矢印６）。特に、状態ＲＯＴＯＰＥＮ＝１の検出の結果としての、ランプＬＭＰの点灯の判定は、ＲＯＴＯＰＥＮ信号自体の０から１への変化に応じて見込まれる確認時間ＴCONF後に、論理ブロックＤＧ−Ｂによって行われることが好ましい。
【００５０】
開示する例によれば、フリップフロップ６は捕捉周波数ＦEXでタイミングをとられ、この周波数にパルス幅タイミングＴEXが対応し：即ちＦEX＝(ＴEX-1)である。確認時間ＴCONFは、こうしたタイミングパルスの持続時間ＴEXの倍数である。従って、説明する事象によれば、検出信号ＲＯＴＯＰＥＮのローレベルが読まれ（しかし、検出信号ＲＯＴＯＰＥＮは、確認時間ＴCONFより長い時間、レベル１に留まらない）、図１のランプＬＭＰを点灯させる必要はない。
【００５１】
（誤って接続された負荷ＬＤ）
図４を参照すれば、負荷ＬＤがノードＥＸに正しく接続されていない状態下での駆動回路１００の動作が開示されている。前の状態と同様の状態から始める。
【００５２】
最初に、検出信号ＲＯＴＯＰＥＮはハイレベルにおかれている。駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの立上りエッジによって、反転バッファＩvは反転信号ＳＥＴＮの立下りエッジを戻す（図４の矢印１）。こうした事象では、パワートランジスタＰＤは活性状態であり、負荷ＬＤのインダクタＬcoilは電流Ｉcoilを吸収する。
【００５３】
反転信号ＳＥＴＮの立下りエッジによって、ラッチ５はハイレベルの制御デジタル信号ＤＡＴを生成する（図４の矢印２）。こうした制御デジタル信号ＤＡＴのハイレベルは、電流発生器Ｉをイネーブル状態に保つ。
【００５４】
後続する駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの立下りエッジは、第１電圧信号Ｖ(GatePD)によってパワートランジスタＰＤを非活性状態にし、ゲートＧ１とソースＳ１との電位差を０にもっていく。
【００５５】
負荷ＬＤがノードＥＸに正しく接続されていないので、負荷ＬＤは、例えば電流発生器Ｉが発生する電流Ｉopen以下の電流に関係する。こうした事象では、こうした負荷の電流は電流発生器Ｉ自体によって吸収され、ノードＥＸに接続されたダイオードＤの分岐は電流に関係しない。換言すれば、ダイオードＤは逆方向に分極する。従って、ノードＥＸにおける電圧Ｖ(EX)は降下せず、基準電圧Ｖ(REF)以下にならない（図４の矢印３）。
【００５６】
基準電圧Ｖ(REF)を下向きに交差せずにノードＥＸに至る電圧によって、比較信号ＲＥＳＥＴＮは切り替わらず、特に、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢのより多数のパルスまたはフレームの間、ハイレベルに留まる（図４の矢印４）。
【００５７】
ハイレベルに留まっている比較信号ＲＥＳＥＴＮによって、ラッチ５は制御デジタル信号ＤＡＴを生成し、この信号はハイレベルに留まって（図４の矢印５）、電流発生器Ｉをイネーブル状態に保つ。
【００５８】
後続する駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの立上りエッジによって、フリップフロップ６は制御デジタル信号ＤＡＴのハイレベルを取得して、ハイレベルの検出信号ＲＯＴＯＰＥＮを保つ。
【００５９】
従って、ここでも既定の確認時間ＴCONF後に、検出信号ＲＯＴＯＰＥＮがハイレベルで再確認され、結果的に、負荷ＬＤが第１ノードＥＸに誤って接続されていることが示される。
【００６０】
こうした事象では、論理ブロックＤＧ−Ｂに供給される検出信号ＲＯＴＯＰＥＮによって、論理回路ＤＧ−ＢがランプＬＭＰの点灯を駆動して、異常な状況が発生していることをユーザに警告する。
【００６１】
ダイオードＤへの電流を減じる電流発生器Ｉは、負荷ＬＤの正しい接続状態または誤った接続状態の検出しきい値を設定することを可能にすることがわかる。実際に、この例によれば、負荷ＬＤ内の電流がＩopen以上である場合は、正しい接続状態が検出される。他方では、負荷内の電流がＩopenより小さい場合は、誤った接続状態が検出される。電流Ｉopenを調整することによって、こうしたしきい値を特定の要求に応じて移動させることができる。説明する例は、ＰＷＭ電圧信号Ｖ(GatePD)が、１００％より低いデューティサイクルＤＣまたはフル（満）−エンプティ（空）比を有する状況を参照している。
【実施例２】
【００６２】
他の可能な実施例によれば、数値段７は、駆動コントローラ２が、１００％に等しいデューティサイクルＤＣまたはフル−エンプティ比を有する第１ＰＷＭ電圧信号Ｖ(GatePD)を発生すべき調整方策を採用する。
【００６３】
こうした事象では、負荷ＬＤに関係する電流Ｉcoilは、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢのパルスの持続時間ＴEX全体にわたって流れ、こうした状態は、信号ＦＤＥＮＢ自体の複数のパルスにわたって保たれ得る。
【００６４】
こうした事象（ＤＣ＝１００％）は、丁度、デューティサイクルＤＣ＝１００％を有する一連のパルス中に発生したならば、誤って接続された負荷状態を検出することを不可能にする。フリップフロップ６が周波数ＦEXまたはその倍数（の周波数）でタイミングをとられている場合は、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの連続するハイレベル・パルスの存在は、誤って接続された負荷状態の誤検出を生じさせ得る、というのは、こうしたフリップフロップ６は、確認時間ＴCONF以上の時間にわたって、検出信号ＲＯＲＯＰＥＮのあり得るレベル変化（１から０）を取得するからである。
【００６５】
これらの問題は、数値ブロック７によって実現することのできる方法を用いることによって防止することが有利であり、この方法について、一例を以下に、フローチャート２００を示す図５を参照して開示する。方法２００によれば、最初のステップ２０１（開始）では、次の大きさを定義する：
既定の整数Ｎ；
確認時間ＴCONF；
駆動信号ＦＤＥＮＢの周波数ＦEX及び持続時間ＴEX、即ち、フリップフロップ６の同期信号及び駆動コントローラ２のコマンド；
デューティサイクルＤＣROの事前選択した値。
【００６６】
初期化ステップ２０２では、反復指標ｉを０に等しく設定し、計算ステップ２０３では、調整方策によって課されるデューティサイクルＤＣを求める。検証ステップ２０４では、デューティサイクルＤＣの求めた値が１００％以下であるか否かを検証する。
【００６７】
こうしたデューティサイクルの値が１００％未満である場合は（図５の分岐「いいえ」）、方法２００は設定ステップ２０５に進み、ここではまさに、求めた値ＤＣを、適用すべきデューティサイクルＤＣEXとして選択する。
【００６８】
検証ステップ２０４において、求めたデューティサイクルＤＣの値が１００％に等しい場合は（ステップ２０４の分岐「はい」）判定ステップ２０６に進む。この判定ステップ２０６では、整数Ｎに反復回数を乗じた積で表わされる経過時間を、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの持続時間１／ＦEXに関して求めた確認時間ＴCONFの一部分と比較する。
【００６９】
このＮ(ｉ＋１)に等しい経過時間が、確認時間ＴCONFと駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの周波数ＦEXとの計算結果（積）以下である場合は（ステップ２０６の分岐「いいえ」）、指標ｉ＋１を指標ｉとして設定し（ステップ２０７）、説明する検出方法は、ステップ２０８において、求めたデューティサイクルの値ＤＣを採用することによって進む。さらに、この方法は、デューティサイクルを計算するステップから再開する反復を進める。
【００７０】
反復中に、数Ｎ(ｉ＋１)が、確認時間ＴCONFと周波数ＦEXとの積以上になれば（ステップ２０６の分岐「はい」）、リセットステップ２０９に進む。このステップ２０９では、デューティサイクルの最大既定値ＤＣROを与え、この値は完全な１００％に近くなるが、これより小さく、この値は、この検出方法の終わり２１０（終了）まで適用する。
【００７１】
一例によれば、この既定デューティサイクルの値は９７％である。開示する方法によれば、当該フレーム（またはパルス）数以上にわたって既定デューティサイクルＤＣROを適用する、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢのフレーム（またはパルス）数は、次式で与えられる：
[0.5＋(ＴCONF×ＦEX−Ｎ)／Ｎ]
ここに、関数ｆ[ｘ]は、ｘを超えない最大の整数を表わす。
【００７２】
従って、こうした方法２００は、駆動イネーブル信号ＦＤＥＮＢの立下りエッジをＴCONF／Ｎ毎に導入し、信号ＦＤＥＮＢ自体は、(１−0.01×ＤＣRO)／ＦEXに等しい時間だけローレベル（グリッチ）に留まる。
【００７３】
以下では、図６及び７を参照して、基準電圧Ｖ(REF)を選択するモードの例を開示する。
【００７４】
図７に、構成中の駆動回路１００と等価な回路を示し、ここでは、パワートランジスタＰＤは非活性状態にされ、関連する寄生ダイオードＤPDを有し、電流発生器Ｉはイネーブル状態（ＤＡＴ＝１）にされ、関連する寄生ダイオードＤIを有する。寄生ダイオードＤPDとＤIとの並列は、ＶDX,onで表わされる相対電圧しきい値を有する電子構成要素を形成するのに対し、ダイオードＤのしきい値電圧はＶD,onで表わされる。電流発生器Ｉには大信号の出力抵抗も関連し、ＲI,outで表わされる。
【００７５】
例えば、電流発生器Ｉを、出力トランジスタを含む集積回路によって実現する際の事象を考えれば、この出力トランジスタは、飽和領域で動作するための最小電圧ＶI,minを必要とする。こうした事象では、電流発生器Ｉは、その端子間電圧ＶI（パワートランジスタＰＤの端子間電圧に等しい）がこうした最小電圧ＶI,minを超えると、ディスエーブル領域を出る。
【００７６】
従って、電流発生器Ｉに関して上述した制約を順守して課せば、比較器ＣＰ用の基準電圧Ｖ(REF)は次の関係を満足する：
０＜Ｖ(REF)＜＝Ｖ(REF,max)＝Ｖ(BPLUS)−ＶI,min，Ｖoff,cmp
ここに、Ｖoff,cmpは、比較器ＣＰのオフセット電圧である。
【００７７】
図６に、図７の等価回路のノードＥＸにおける電圧Ｖ(EX)と電流Ｉ(EX)の特性を示し、この曲線上に、基準電圧Ｖ(REF)を選択するための許容範囲Ａｌｌｗ−ＲＮＧを示す。図６の曲線の直線区間の傾きが、上記で定義した抵抗ＲI,outに等しい。
【００７８】
ここで、例えば、負荷が駆動を必要とする他の実施例を参照し、この駆動は、電流の向きの反転も必要とする。
【００７９】
図８に追加的駆動回路４００を示し、駆動回路４００は、Ｈブリッジ回路４５０によって実現されるパワーデバイスを具えている。一例によれば、駆動回路４００は、駆動回路１００に加えて電源システムに含めることができ、図１の論理ブロックＤＧ−Ｂによって管理することができる。
【００８０】
Ｈブリッジ回路４５０は、バッテリＢＡＴＴと第１励磁ノードＥＸ１との間に挿入された第１ハイ側トランジスタＤＭＯＳ１、及びバッテリＢＡＴＴと第２励磁ノードＥＸ２との間に挿入された第２ハイ側トランジスタＤＭＯＳ２を含む。
【００８１】
Ｈブリッジ回路４５０は、第１励磁ノードＥＸ１と接地端子ＧＮＤとの間に接続された第１ロー側トランジスタＤＭＯＳ３、及び第２励磁ノードＥＸ２と接地端子ＧＮＤとの間に接続された第２ロー側トランジスタＤＭＯＳ４を含む。
【００８２】
Ｈブリッジ回路４５０の（ＤＭＯＳトランジスタの例としての）各トランジスタＤＭＯＳ１、ＤＭＯＳ２、ＤＭＯＳ３、及びＤＭＯＳ４は、それぞれ（関連するソース端子とドレイン端子との間に接続された）関連の寄生ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、及びＤ４に関連する。トランジスタＤＭＯＳ１、ＤＭＯＳ２、ＤＭＯＳ３、及びＤＭＯＳ４の各々は、それぞれ関連のゲート端子ＧＴ１、ＧＴ２、ＧＴ３、及びＧＴ４を設けられている。
【００８３】
第１励磁ノードＥＸ１と第２励磁ノードＥＸ２との間に、モータのロータコイルのような駆動される負荷ＬＤ１が接続され、負荷ＬＤ１は、インダクタに直列の抵抗で概略的に表わす。
【００８４】
例えば、自動車分野を参照すれば、こうした駆動すべきさらなる負荷ＬＤ１は、スロットルのモータ、あらゆるＤＣモータ、ＥＧＲ（Exhaust Gas Recirculation：排気ガス再循環）バルブ、（例えばＨブリッジ回路によって駆動される）あらゆるステッピングモータ、あるいは車内換気用（旋回フラップ）のモータも含むことができる。
【００８５】
さらに、追加的駆動回路４００は診断ブロックを設けられ、この診断ブロックは、追加的電流発生器Ｉ１及び追加的比較器ＣＰ１を含み、追加的比較器ＣＰ１は、接地端子に接続された反転入力端子及び第１励磁ノードＥＸ１に接続された非反転入力端子を有する。追加的電流発生器Ｉ１が発生する電流は既定電流に等しく、基準状態として選択した誤った接続の状態の場合には、追加的負荷ＬＤ１に関係する電流に相当する。
【００８６】
追加的比較器ＣＰ１は、例えば、第１ノードＥＸ１における電圧が、その反転入力端子に供給される接地電圧より高い際に切り替わる（スイッチングする）ように構成されている。
【００８７】
Ｈブリッジ回路４５０は、ハイレベルまたはローレベルの電圧をトランジスタＤＭＯＳ１〜ＤＭＯＳ４のゲート端子ＧＴ１〜ＧＴ４に供給することによってＰＷＭモードで駆動することができる。
【００８８】
１に等しいＰＷＭ信号の場合は、第１トランジスタＤＭＯＳ１及び第４トランジスタＤＭＯＳ４が活性（即ちオン）状態になるのに対し、第２トランジスタＤＭＯＳ２及び第３トランジスタＤＭＯＳ３は非活性（即ちオフ）状態になる。追加的負荷ＬＤ１は、第１ノードＥＸ１ではバッテリＢＡＴＴとほぼ同じ電圧を有し、第２ノードＥＸ２では接地端子ＧＮＤとほぼ同じ電圧を有する。
【００８９】
こうした状態では、追加的負荷ＬＤ１が第１ノードＥＸ１に正しく接続されていれば、こうした負荷ＬＤ１に含まれるインダクタの励磁電流が増加する。
【００９０】
再循環構成で表わされる他の構成では、第４トランジスタＤＭＯＳ４のみが活性状態にされ、第３トランジスタＤＭＯＳ３に関連する寄生ダイオードＤ３の存在も考慮に入れる。追加的負荷ＬＤ１が第１ノードＥＸ１に正しく接続されている場合は、こうした負荷ＬＤ１及び寄生ダイオードＤ３に電流が流れ、寄生ダイオードＤ３は順方向に分極することになる。こうした事象では、第１ノードＥＸ１の電圧が減少し、追加的比較器ＣＰ１の切り替わり（スイッチング）がない。こうした事象では、追加的負荷ＬＤ１に関係する電流は、追加的電流発生器Ｉ１が発生する電流より大きい。
【００９１】
まだ再循環構成において、追加的負荷ＬＤ１がたまたま、第１ノードＥＸ１に誤って接続されている場合は、この負荷内には、追加的電流発生器Ｉ１が発生する電流よりも小さい電流が流れる。こうした状況では、寄生ダイオードＤ３に電流は流れず、ダイオードＤ３は逆方向に分極することになる。従って、第１ノードＥＸ１の電圧は接地信号値より高い値を有し、これにより、追加的比較器ＣＰ１が切り替わる（スイッチングする）。追加的比較器ＣＰ１の出力診断信号ＯＰＬＯＤが有する（ハイまたはロー）レベルは、切り替わり（スイッチング）が発生したことを示す。追加的負荷の第２ノードへの誤った接続を検出するために、第１ノードＥＸ１を参照して開示したのと同様に、この第２ノードＥＸ２に接続された他の比較器及び他の電流発生器を用いる。
【００９２】
例えば、再び図２を参照し、なお、他の実施例によれば、駆動される負荷ＬＤは、誘導性ではなく抵抗性の負荷とすることができる。こうした事象ではダイオードＤを用いる必要はなく、ダイオードＤは省略される。
【００９３】
ノードＥＸに正しく接続された抵抗負荷の場合は、パワートランジスタＰＤのスイッチオフ時に、（負荷自体を流れる電流による）電圧Ｖ(EX)の、（負荷抵抗を考慮することによって決まる）基準電圧Ｖ(REF)に対する突発的降下が発生し、この突発的降下は、制御デジタル信号ＤＡＴのローレベルへの切り替わりを生じさせ、この切り替わりは電流発生器Ｉをディスエーブル状態にする。
【００９４】
ノードＥＸに誤って接続された抵抗負荷の場合は、パワートランジスタＰＤのスイッチオフ時に、基準電圧Ｖ(REF)に対する電圧Ｖ(EX)の突発的降下は発生せず、制御デジタル信号ＤＡＴのハイレベルを保ち、このハイレベルは、電流発生器Ｉをイネーブル状態に維持する。こうした考察は、図８の駆動回路４００についても有効である。
【００９５】
開示した教示は、自動車分野だけでなく他の分野にも適用されることは明らかである。特に、本明細書に開示した診断技術は、診断自体に影響しない（例えば約２０kHzまでの）周波数で負荷駆動が行われる駆動回路にも適用することができる。
【００９６】
上述した駆動回路は、例えばシリコンチップのような半導体チップ内に集積することもできる。
【００９７】
以上に開示した実施例はいくつかの利点を有する。特に、誤って接続された負荷の状態の診断が正確であり、開示した実施例のいずれにおいても、回路の過度の複雑性も漏洩の過度の増加も生じさせない。
【００９８】
開示した実施例は、駆動回路の通常動作を妨害せず、例えば劣化させず、そして、使用するいくつかの回路ブロックに対する過度に制限的な動作抑制を与えない。電流発生器Ｉ及びＩ１が発生する電流値を調整する可能性は、理想的でない回路を考慮に入れて、誤った接続の状態（負荷の開放状態）を正確に特定することを可能にする。
【００９９】
開示した回路は、１００％に等しいデューティサイクルでも使用することができることも、特に有利である。
【符号の説明】
【０１００】
５００          電源システム
５０１          ステータ
１００          駆動回路
７          数値制御モジュール
ＤＧ−Ｂ        論理ブロック
ＡＬＴ          オルタネータ
ＡＶＲ          オルタネータ電圧レギュレータ
ＢＡＴＴ        バッテリ
ＥＸ            ノード
ＬＤ            電気負荷
ＧＮＤ          接地端子
ＲＥＦ−Ｂ      基準電圧発生回路
ＲＥＧ−Ｂ      電圧調整ブロック
ＣＯＭ          入力端子
ＬＭＰ          ランプ
２              コントローラ
５              非同期順序論理メモリデバイス（ラッチ）
６              フリップフロップ
Ｉ              電流発生器
ＰＤ            電子デバイス（パワートランジスタ）
Ｄ              電子デバイス（ダイオード）
Ａ１            アノード
Ｃ１            カソード
Ｇ１            ゲート端子
Ｓ１            ソース端子
Ｄ１            ドレイン端子
ＣＰ            比較器
Ｎd1、Ｎd2      ＮＡＮＤゲート
４００          駆動回路
４５０          Ｈブリッジ
ＤＭＯＳ１      ハイ側トランジスタ
ＤＭＯＳ２      ハイ側トランジスタ
ＤＭＯＳ３      ロー側トランジスタ
ＤＭＯＳ４      ロー側トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ４      寄生ダイオード
ＧＴ１〜ＧＴ４  ゲート端子
ＥＸ１、ＥＸ２  励磁ノード
ＬＤ１          負荷
Ｉ１            電流発生器
ＣＰ１          比較器
【図１】
2011030227.tif 000003
【図２】
2011030227.tif 000004
【図３】
2011030227.tif 000005
【図４】
2011030227.tif 000006
【図５】
2011030227.tif 000007
【図６】
2011030227.tif 000008
【図７】
2011030227.tif 000009
【図８】
2011030227.tif 000010
【外国語明細書】
2011030227000001.pdf