(57)【要約】      （修正有）【課題】マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号を生成するためのＯＦＤＭ生成装置及びＯＦＤＭ生成方法を提供する。【解決手段】ＯＦＤＭ送信信号を得るためのミキシング周波数（fc）の使用によりＯＦＤＭシンボルの複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングするための選択されたミキシング周波数を使用するように適合される。ＯＦＤＭ送信信号の隣接するＯＦＤＭシンボルについての、ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、ミキシングの後に回避され又は補償されるように、ミキシング周波数（fc）は選択される。【選択図】図２
2011151807.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を生成するためのＯＦＤＭ生成装置であって、
ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆ＤＦＴ手段と、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を得るためのミキシング周波数（fc）の使用により、前記ＯＦＤＭシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、
を備え、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）の隣接するＯＦＤＭシンボルについての、前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、前記ミキシング後に回避され又は補償されるように、前記ミキシング周波数（fc）は選択される、
ＯＦＤＭ生成装置。
【請求項２】
前記ミキシング周波数fcは、
【数１】
2011151807.tif 000029
として選択され、
前記ミキシング周波数fcにおける前記ＯＦＤＭサブキャリアkcは、
【数２】
2011151807.tif 000030
が整数であるという条件を満たし、
TUは、有効ＯＦＤＭシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間である、
請求項１に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項３】
前記ミキシング周波数fcは、
【数３】
2011151807.tif 000031
として選択され、
前記ミキシング周波数fcにおける前記ＯＦＤＭサブキャリアkcは、前記ＯＦＤＭシンボルの前記サブキャリアの中の中央のサブキャリアに近く又は可能な限り近くなるように選択され、
TUは、有効ＯＦＤＭシンボル期間である、
請求項１又は２に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項４】
前記ミキシング周波数fcは、
【数４】
2011151807.tif 000032
として選択され、
前記ミキシング周波数fcにおける前記ＯＦＤＭサブキャリアkcは、
【数５】
2011151807.tif 000033
として選択され、
TUは、有効ＯＦＤＭシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間であり、Kminは、最低周波数を有する先頭のアクティブなキャリアのキャリアインデックスであり、Kmaxは、最高周波数を有する末尾のアクティブなキャリアのキャリアインデックスである、
いずれかの先行する請求項に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項５】
マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を生成するためのＯＦＤＭ生成装置において、
ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆ＤＦＴ手段であって、前記ＯＦＤＭシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、前記フレームは、前記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、前記データセグメントへマッピングされる、前記逆ＤＦＴ手段と、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を得るための送信機ミキシング周波数（fc）の使用により、前記ＯＦＤＭシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、
データシンボルの複素時間領域サンプルを受信機で得るための受信機ミキシング周波数（fDS,c）の使用により、受信されたＯＦＤＭ送信信号（s(t)）をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、受信機ミキシング周波数を、決定するための受信機ミキシング周波数決定手段と、
を備え、
前記受信機ミキシング周波数（fDS,c）は、受信されたＯＦＤＭ送信信号（s(t)）が当該受信機ミキシング周波数（fDS,c）の使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される、
ＯＦＤＭ生成装置。
【請求項６】
前記受信機ミキシング周波数fDS,cは、
【数６】
2011151807.tif 000034
として選択され、
前記受信機ミキシング周波数fDS,cにおける前記ＯＦＤＭサブキャリアkDS,cは、
【数７】
2011151807.tif 000035
が整数であるという条件を満たし、
TUは、有効ＯＦＤＭシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間である、
請求項５に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項７】
前記受信機ミキシング周波数fDS,cは、
【数８】
2011151807.tif 000036
として選択され、
前記受信機ミキシング周波数fDS,cにおける前記ＯＦＤＭサブキャリアkDS,cは、前記データシンボルの前記サブキャリアの中の中央のサブキャリアに近く又は可能な限り近くなるように選択され、
TUは、有効ＯＦＤＭシンボル期間である、
請求項５又は６に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項８】
受信機ミキシング周波数fDS,cは、
【数９】
2011151807.tif 000037
として選択され、
前記受信機ミキシング周波数fDS,cにおけるＯＦＤＭサブキャリアkDS,cは、
【数１０】
2011151807.tif 000038
として選択され、
TUは、有効ＯＦＤＭシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間であり、KDS,minは、前記ミキシング周波数を用いてミキシングされた前記データシンボルがマッピングされた前記データセグメントの最低周波数を有する先頭のアクティブなキャリアのキャリアインデックスであり、KDS,maxは、前記ミキシング周波数を用いてミキシングされた前記データシンボルがマッピングされた前記データセグメントの最高周波数を有する末尾のアクティブなキャリアのキャリアインデックスである、
請求項５、６又は７に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項９】
マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を生成するためのＯＦＤＭ生成装置において、
ミキシング周波数（fc）の使用により前記ＯＦＤＭシンボルの前記複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングすることにより導入され得る、前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転を、補償するための、乗算係数を用いて、前記ＯＦＤＭシンボルを乗算するための乗算部と、
ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆ＤＦＴ手段と、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を得るための前記ミキシング周波数（fc）の使用により、前記ＯＦＤＭシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、
を備えるＯＦＤＭ生成装置。
【請求項１０】
前記ミキシング周波数を記憶するための記憶手段をさらに含む、いずれかの先行する請求項に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項１１】
前記ミキシング周波数を算出するための周波数算出手段をさらに含む、いずれかの先行する請求項に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項１２】
前記ミキシング周波数は、ＯＦＤＭシンボルの間に挿入されるガードインターバルの期間及び前記有効ＯＦＤＭシンボル期間に応じて選択される、いずれかの先行する請求項に記載のＯＦＤＭ生成装置。
【請求項１３】
マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を生成するためのＯＦＤＭ生成方法であって、
ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するステップと、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を得るためのミキシング周波数（fc）の使用により、前記ＯＦＤＭシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングするステップと、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）の隣接するＯＦＤＭシンボルについての、前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、前記ミキシング後に回避され又は補償されるように、前記ミキシング周波数（fc）は選択されることと、
を含むＯＦＤＭ生成方法。
【請求項１４】
マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を生成するためのＯＦＤＭ生成方法であって、
ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するステップと、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を得るための送信機ミキシング周波数（fc）の使用により、前記ＯＦＤＭシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングするステップと、
前記ＯＦＤＭシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、前記フレームは、前記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、前記データセグメントへマッピングされることと、
データシンボルの複素時間領域サンプルを受信機で得るための受信機ミキシング周波数（fDS,c）の使用により、受信されたＯＦＤＭ送信信号（s(t)）をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、受信機ミキシング周波数を、決定するステップと、
前記受信機ミキシング周波数（fDS,c）は、受信されたＯＦＤＭ送信信号（s(t)）が当該受信機ミキシング周波数（fDS,c）の使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択されることと、
を含むＯＦＤＭ生成方法。
【請求項１５】
マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を生成するためのＯＦＤＭ生成方法であって、
前記共通の位相回転は、ミキシング周波数（fc）の使用により前記ＯＦＤＭシンボルの前記複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングすることにより導入され得る、前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転を、補償するための、乗算係数を用いて、前記ＯＦＤＭシンボルを乗算するステップと、
ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するステップと、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を得るための前記ミキシング周波数（fc）の使用により、前記ＯＦＤＭシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングするステップと、
を含むＯＦＤＭ生成方法。
【請求項１６】
マルチキャリアデータ通信システム内でデータを送信するための送信装置であって、
マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を生成するための、請求項１から１２のいずれか１つに記載のＯＦＤＭ生成装置と、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を送信するための送信部と、
を備える送信装置。
【請求項１７】
マルチキャリアデータ通信システム内でデータを送信するための送信方法であって、
マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を生成するための、請求項１３から１５のいずれか１つに記載のＯＦＤＭ生成方法と、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を送信するための送信ステップと、
を含む送信方法。
【請求項１８】
マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルへ、ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）を復号するためのＯＦＤＭ復号装置であって、
ＯＦＤＭシンボルの複素時間領域サンプルを得るためのミキシング周波数（fc）の使用により、前記ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための周波数ミキシング手段と、
前記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するためのＤＦＴ手段と、
を備え、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）の隣接するＯＦＤＭシンボルについての、前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、前記ミキシング周波数（fc）は選択される、
ＯＦＤＭ復号装置。
【請求項１９】
マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルへ、ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）を復号するためのＯＦＤＭ復号装置であって、
前記ＯＦＤＭ復号装置は、
データシンボルの複素時間領域サンプルを得るための受信機ミキシング周波数（fDS,c）の使用により、前記ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための周波数ミキシング手段
を備え、
前記ＯＦＤＭシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、前記フレームは、前記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、前記データセグメントへマッピングされ、
前記ＯＦＤＭ復号装置は、
前記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するためのＤＦＴ手段
を備え、
前記受信機ミキシング周波数（fDS,c）は、受信されたＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）が当該受信機ミキシング周波数（fDS,c）の使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される、
ＯＦＤＭ復号装置。
【請求項２０】
マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルへ、ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）を復号するためのＯＦＤＭ復号方法であって、
ＯＦＤＭシンボルの複素時間領域サンプルを得るためのミキシング周波数（fc）の使用により、前記ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするステップと、
前記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するステップと、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）の隣接するＯＦＤＭシンボルについての、前記ＯＦＤＭシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、前記ミキシング周波数（fc）は選択されることと、
を含むＯＦＤＭ復号方法。
【請求項２１】
マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルへ、ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）を復号するための、特に請求項１６に記載のＯＦＤＭ復号方法であって、
データシンボルの複素時間領域サンプルを得るための受信機ミキシング周波数（fDS,c）の使用により、前記ＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするステップと、
前記ＯＦＤＭシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、前記フレームは、前記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、前記データセグメントへマッピングされることと、
前記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するステップと、
前記受信機ミキシング周波数（fDS,c）は、受信されたＯＦＤＭ送信信号（s’(t)）が当該受信機ミキシング周波数（fDS,c）の使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの前記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択されることと、
を含むＯＦＤＭ復号方法。
【請求項２２】
マルチキャリアデータ通信システム内でデータを受信するための受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を受信するための受信部と、
前記マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルへ、ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を復号するための、請求項１８又は１９に記載のＯＦＤＭ復号装置と、
を備える受信装置。
【請求項２３】
マルチキャリアデータ通信システム内でデータを受信するための受信方法であって、
前記ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を受信するステップと、
前記マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルへ、ＯＦＤＭ送信信号（s(t)）を復号するための、請求項２０又は２１に記載のＯＦＤＭ復号方法と、
を含む受信方法。
【請求項２４】
データを送信するための請求項１６に記載の送信装置と、
前記送信装置からデータを受信するための請求項２２に記載の１つ以上の受信装置と、
を備えるマルチキャリアデータ通信システム。
【請求項２５】
コンピュータプログラムであって、前記コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行される場合に請求項１３、１４、１５、２０又は２１に記載の方法のステップをコンピュータに実行させるためのプログラムコードの手段を含む、コンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号を生成するためのＯＦＤＭ生成装置及びＯＦＤＭ生成方法に関する。
【０００２】
本発明は、さらに、送信装置及び送信方法、対応する受信装置及び受信方法、データ通信システム、並びにコンピュータ上でＯＦＤＭ生成方法を実装するためのコンピュータプログラムに関する。
【０００３】
本発明は、特に放送の分野、具体的にはＤＶＢ（Digital  Video  Broadcasting）の分野に関する。本発明は、とりわけ、ＤＶＢ−Ｃ２標準又は来るＤＶＢ−ＮＧＨ標準従った装置、システム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００４】
ＤＶＢ−Ｃ２の規格書(DVB  BlueBook  A138  “Digital  Video  Broadcasting  (DVB);  Frame  structure  channel  coding  and  modulation  for  a  second  generation  digital  transmission  system  for  cable  systems  (DVB-C2)”)にて説明されているようなＤＶＢ−Ｃ２標準に従った放送システムは、絶対的（Absolute）ＯＦＤＭの概念を適用する。絶対的ＯＦＤＭでは、全てのＯＦＤＭサブキャリアは、信号の中央の周波数の代わりに、絶対的な周波数である０ＭＨｚに対して相対的にとらえられる。絶対的ＯＦＤＭ及びＤＶＢ−Ｃ２におけるメディアスペクトラム（medium  spectrum）にわたるユニークなパイロットパターンの適用は、ＰＡＰＲ（ピーク対平均電力比）の増加をもたらす、周波数領域内でＯＦＤＭサブキャリアの割当ての繰り返しを回避するためのものである。絶対的ＯＦＤＭ信号は、末尾のＲＦ周波数領域で表される。しかしながら、これは、ＲＦキャリア周波数を用いたＯＦＤＭ生成の間のミキシングステップの後に、ＯＦＤＭシンボル間における共通の位相回転（common  phase  rotation）の導入なしに、ベースバンド信号をいずれのＲＦキャリア周波数（ここでは「ミキシング周波数」とも呼ばれる）にもシフトすることができない、ということを意味する。
【発明の概要】
【０００５】
本発明の目的は、連続するＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転という問題に対処するＯＦＤＭ生成装置及びＯＦＤＭ生成方法を提供することである。特に、ＯＦＤＭ生成装置及びＯＦＤＭ生成方法により、そのような共通の位相回転は、回避され又は補償される。
【０００６】
本発明のさらなる目的は、対応する送信装置及び送信方法、対応する受信装置及び受信方法、データ通信システム並びにコンピュータプログラムを提供することである。
【０００７】
本発明の一形態によると、マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号を生成するためのＯＦＤＭ生成装置であって、ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆ＤＦＴ手段と、上記ＯＦＤＭ送信信号を得るためのミキシング周波数の使用により、上記ＯＦＤＭシンボルの上記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、を備え、上記ＯＦＤＭ送信信号の隣接するＯＦＤＭシンボルについての、上記ＯＦＤＭシンボルの上記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、上記ミキシング後に回避され又は補償されるように、上記ミキシング周波数は選択される、ＯＦＤＭ生成装置が提供される。
【０００８】
本発明の別の形態によると、マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号を生成するためのＯＦＤＭ生成装置において、ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆ＤＦＴ手段であって、上記ＯＦＤＭシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、上記フレームは、上記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、上記データセグメントへマッピングされる、上記逆ＤＦＴ手段と、上記ＯＦＤＭ送信信号を得るための送信機ミキシング周波数の使用により、上記ＯＦＤＭシンボルの上記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、データシンボルの複素時間領域サンプルを受信機で得るための受信機ミキシング周波数の使用により、受信されたＯＦＤＭ送信信号をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、受信機ミキシング周波数を、決定するための受信機ミキシング周波数決定手段と、を備え、上記受信機ミキシング周波数は、受信されたＯＦＤＭ送信信号が当該受信機ミキシング周波数の使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの上記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される、ＯＦＤＭ生成装置が提供される。
【０００９】
本発明のさらに別の形態によると、マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルからＯＦＤＭ送信信号を生成するためのＯＦＤＭ生成装置において、ミキシング周波数の使用により上記ＯＦＤＭシンボルの上記複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングすることにより導入され得る、上記ＯＦＤＭシンボルの上記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転を、補償するための、乗算係数を用いて、上記ＯＦＤＭシンボルを乗算するための乗算部と、ＯＦＤＭシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆ＤＦＴ手段と、上記ＯＦＤＭ送信信号を得るための上記ミキシング周波数の使用により、上記ＯＦＤＭシンボルの上記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、を備えるＯＦＤＭ生成装置が提供される。
【００１０】
本発明のさらに別の形態によると、マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルへ、ＯＦＤＭ送信信号を復号するためのＯＦＤＭ復号装置であって、ＯＦＤＭシンボルの複素時間領域サンプルを得るためのミキシング周波数の使用により、上記ＯＦＤＭ送信信号をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための周波数ミキシング手段と、上記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するためのＤＦＴ手段と、を備え、上記ＯＦＤＭシンボルの上記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が回避され又は補償されるように、上記ミキシング周波数は選択される、ＯＦＤＭ復号装置が提供される。
【００１１】
本発明のさらに別の形態によると、マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のＯＦＤＭサブキャリアを各々が含むＯＦＤＭシンボルへ、ＯＦＤＭ送信信号を復号するためのＯＦＤＭ復号装置であって、上記ＯＦＤＭ復号装置は、データシンボルの複素時間領域サンプルを得るためのミキシング周波数の使用により、上記ＯＦＤＭ送信信号をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための周波数ミキシング手段を備え、上記ＯＦＤＭシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、上記フレームは、上記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと分割されたペイロード部分を有し、ＯＦＤＭシンボルは、上記データセグメントへマッピングされるデータシンボルへ再分割され、上記ＯＦＤＭ復号装置は、上記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するためのＤＦＴ手段を備え、上記ミキシング周波数は、上記データシンボルの上記ＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が回避され又は補償されるように選択される、ＯＦＤＭ復号装置が提供される。
【００１２】
本発明のさらなる形態によると、対応するＯＦＤＭ生成方法及びＯＦＤＭ復号方法、送信装置及び送信方法、受信装置及び受信方法、並びにデータ通信システムが提供される。同様に、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行される場合に、上記で定義された上記ＯＦＤＭ生成方法又は上記ＯＦＤＭ復号方法のステップをコンピュータに実行させるためのプログラム手段を含む、コンピュータプログラムが提供される。
【００１３】
本発明の好ましい実施形態は、従属請求項において定義される。請求項に記載の装置、方法、システム及びコンピュータプログラムは、ＯＦＤＭ生成装置の好ましい実施形態を定義する従属請求項で定義されているような、類似する及び／又は同一の好ましい実施形態を有する、ということは理解されるであろう。
【００１４】
本発明は、（例えばＤＶＢ−Ｃ２標準に従って、分割されたＯＦＤＭを使用する場合における）ＯＦＤＭシンボル又はデータシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの望ましくない共通の位相回転が、複素時間領域サンプルをミキシングするキャリア周波数に関する適切な手段をとることにより回避され又は補償されるという、共通する発明のアイデアに基づく。これは、絶対的ＯＦＤＭを適用するＤＶＢ−Ｃ２標準に従ったシステムについて特に重要である。生成されるＯＦＤＭ信号は、パスバンドで表され、隣接するＯＦＤＭシンボル間におけるいかなる位相回転も含まないからである。パスバンドでＯＦＤＭ信号を生成することは非常に複雑でコストがかかるということは理解されるであろう。したがって、等しいベースバンドでの信号を生成し、適切なミキシング周波数でそれをパスバンドへミキシングすることが、有益である。しかしながら、通常、このミキシングプロセスは、ＯＦＤＭシンボル間における上記位相回転をもたらす。
【００１５】
この問題を克服するために、本発明によると、キャリア周波数は、そのような共通の位相回転が完全に回避され又は補償されるように選択される。同じアイデアに基づく別の解決手段によると、ＯＦＤＭシンボルは乗算係数で乗算される。乗算係数は、ベースバンド信号におけるＯＦＤＭシンボル間の共通の位相回転を人為的に導入する。しかしながら、当該共通の位相回転は、ミキシング周波数の使用によりＯＦＤＭシンボルの複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングすることにより引き起こされる位相回転を相殺する。それにより、最終的に、共通の位相回転は、パスバンド信号内に現れない（すなわち、絶対的ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭシンボル間における位相回転を含まない）。しがたって、本発明によると、従うべき標準がある場合に関連する標準に準拠する信号を生成することができる、ということが達成できる。
【００１６】
ここでの「キャリア」及び「サブキャリア」という用語は互換的に使用され、同じ意味を持つものとする、ということに留意すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
本発明のこれらの及び他の特徴は、ここで説明される実施形態から明らかになり、当該実施形態を参照して以下でより詳細に説明される。以下の図面では、
【図１】本発明に従ったデータ通信システムのブロック図を示す。
【図２】本発明に従ったＯＦＤＭ生成器の第１の実施形態のブロック図を示す。
【図３】ゼロパディング（zero  padding）を説明する図を示す。
【図４】ガードインターバルの生成を説明する図を示す。
【図５】デジタル信号及びそのエイリアスを説明する図を示す。
【図６】ＤＶＢ−Ｃ２に従って使用される場合のセグメント化されたフレームの構造を説明する。
【図７】本発明に従ったＯＦＤＭ生成器の第２の実施形態のブロック図を示す。
【図８】本発明に従ったＯＦＤＭ生成器の第３の実施形態のブロック図を示す。
【図９】本発明に従ったＯＦＤＭデコーダの第１の実施形態のブロック図を示す。
【図１０】本発明に従ったＯＦＤＭデコーダの第２の実施形態のブロック図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
ＤＶＢ−Ｃ２規格書は、絶対的ＯＦＤＭという新たな概念を導入する。絶対的ＯＦＤＭでは、全てのＯＦＤＭサブキャリアは、信号の中央の周波数の代わりに、絶対的な周波数である０ＭＨｚに対して相対的にとらえられる。特に、Ｌ１パート２のシグナリングブロックは、絶対的な周波数である０ＭＨｚで始まり、７．６１ＭＨｚ毎に区分される。他のＤＶＢ標準とは対象的に、全ケーブルスペクトラムについてユニークな手法で定義されるよりもむしろ、Ｃ２ベースバンド信号をいずれのＲＦミキシング周波数へもシフトすることができない。特に、ＯＦＤＭ信号のパイロットシーケンスは、全ての異なる周波数について異なる。この振るまいは、時間領域においてＯＦＤＭ信号の望ましくない高いピーク値をもたらし得る、周波数領域内での望ましくない繰り返しを、回避するためのものである。さらに、明瞭なパイロットシーケンスにより、簡単で信頼性のある同期及びオフセット補償が可能となる。Ｌ１パート２ブロックの区切り及び関連するパイロットシーケンスが、全ケーブルスペクトラムについて定義されるが、Ｌ１ブロックは、データスライスが存在するこれらの周波数のみで送信される。
【００１９】
ＯＦＤＭ生成器から放射されるパスバンド信号を定義するＤＶＢ−Ｃ２規格書のセクション１０．１で与えられる数式は、精密な理論的かつ数学的な記述であるが、現実の実装には現実的ではない。ＯＦＤＭ信号生成の現実の実装は、通常、逆高速フーリエ変換及び信号の等価ローパス表現（equivalent  lowpass  representation）に基づく。しかしながら、等価ローパス表現を用いる標準準拠のＤＶＢ−Ｃ２信号の生成は、さらなる検討を必要とする。そうしなければ、隣接するＯＦＤＭシンボル間で、受信機での同期手続きを妨害しかねない望ましくない位相ジャンプが発生し得る。このため、本発明によれば、逆高速フーリエ変換及び等価ローパス表現に基づく現実的な実装が提案される。
【００２０】
絶対的ＯＦＤＭの適用により、パスバンド内で直接的に信号を生成することは複雑又は非現実的でさえある。したがって、等価ローパス表現を用いるＯＦＤＭの生成が提案される。信号は、低周波数で生成され、その後に最終的な周波数にシフトされる。
【００２１】
ＤＶＢ−Ｃ２規格書によれば、放射されるパスバンド信号は以下の式により表現される。
【数１】
2011151807.tif 000003
【数２】
2011151807.tif 000004
k      キャリア番号を示す。
l      フレームの先頭のプリアンブルシンボルについての０から始まるＯＦＤＭシンボル番号を示す。
m      Ｃ２フレーム番号を示す。
Ktotal    送信されるキャリア数である。すなわち、Ktotal＝Kmax−Kmin＋1。
LF    フレーム毎の総ＯＦＤＭシンボル数（プリアンブルを含む）。
TS    全シンボルについての総シンボル期間（symbol  duration）であり、TS＝TU＋Δ。
TU    有効シンボル期間である。
Δ      ガードインターバルの期間である。
cm,l,k  Ｃ２フレーム番号mにおけるＯＦＤＭシンボル番号lのキャリアkについての複素変調値である。
TF    フレームの期間であり、TF＝LFTS
Kmin  先頭のアクティブなキャリア（最低周波数）のキャリアインデックスである。
Kmax  末尾のアクティブなキャリア（最高周波数）のキャリアインデックスである。
【００２２】
等価ローパス表現を用いてこの信号を生成するために、周波数をシフトするためのキャリアが加えられ、これはΨの等式で補償される。
【数３】
2011151807.tif 000005
【数４】
2011151807.tif 000006
【００２３】
等式（２）は、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った送信機で用いられるＯＦＤＭ生成器により放射される信号を定義するＤＶＢ−Ｔ２規格書のセクション９．５（ETSI  EN  302  755  V1.1.1  (2009-09)  “Digital  Video  Broadcasting  (DVB):  Frame  structure  channel  coding  and  modulation  for  a  second  generation  digital  terrestrial  television  broadcasting  system  (DVB-T2)”）で知られる等式へ直接的に変形できない。その理由は、第２の指数項である。ＤＶＢ−Ｔ２規格書のセクション９．５で定義される等式は実際のミキシング周波数fcから独立しているが、これはＤＶＢ−Ｃ２信号のＯＦＤＭシンボル間の位相ジャンプをまずもたらすであろう。しかしながら、適切に選定されたミキシング周波数fcを用いて、この影響を回避することができる。したがって、ミキシング周波数は以下のように定義されるものとする。
【数５】
2011151807.tif 000007
1／TUは、ＯＦＤＭサブキャリア間隔であり、kcは、ミキシング周波数においてＯＦＤＭサブキャリアインデックスである。さらに、kは、k＝k’＋kcにより置き換えられるものとする。これにより、以下の等式がもたらされる。
【数６】
2011151807.tif 000008
上記の等式を、以下のように再公式化することができる。
【数７】
2011151807.tif 000009
【００２４】
等式（４）は、ＤＶＢ−Ｔ２規格書のセクション９．５で説明されるＤＶＢ−Ｔ２信号の信号定義と似ているように見える。しかしながら、両等式は最後の指数項で相違する。この項は、時間tから独立しており、所定のＯＦＤＭシンボルの全ＯＦＤＭサブキャリアについて一定の位相回転をもたらす。一般的に、kc（及びfc）を自由に選択し、この位相回転を補償することができる。しかしながら、kcを適切に選択することにより、この項を回避することができる。このために、等式（４）を以下のように書くことができる。
【数８】
2011151807.tif 000010
（Δ／TU）は、関連するガードインターバルの期間である（例えば、ＤＶＢ−Ｃ２についての１／６４又は１／１２８）。（５）のさらなる単純化により、以下が導かれる。
【数９】
2011151807.tif 000011
【００２５】
したがって、これにより、２つの連続するＯＦＤＭシンボル間における全ＯＦＤＭサブキャリアについての共通の位相回転が、以下のように導かれる。
【数１０】
2011151807.tif 000012
これは、関連するガードインターバルの期間（Δ／TU）（例えば、ＤＶＢ−Ｃ２についての１／６４又は１／１２８）及びミキシング周波数におけるＯＦＤＭサブキャリアkcの選択に依存する。
【００２６】
kc（Δ／TU）が整数である場合、共通の位相回転は２πの倍数となるため、位相シフトを等式から除外することができる。したがって、ガードインターバル１／１２８に対してkcが１２８の倍数である場合、又はガードインターバル１／６４に対してkcが６４の倍数である場合、等式（６）を以下のように書くことができる。
【数１１】
2011151807.tif 000013
これは、ＤＶＢ−Ｔ２信号の生成についての等式に似ている。しかしながら、ミキシング周波数fcはその結果ほとんどの場合に信号の中央の周波数ではない、ということに留意しなければならない。
【００２７】
上記のとおり、共通の位相回転は、ミキシング周波数に応じて人為的にシステムに導入され得る。ＤＶＢ−Ｃ２規格書で定義される出力信号を得るために、本発明の実施形態によると、この共通の位相回転は補償される。代わりに、別の実施形態によると、ミキシング周波数fcを慎重に選択することにより、この共通の位相回転を回避することができる。したがって、ミキシング周波数fcにおけるＯＦＤＭサブキャリアkcは、以下のように選択されるものとする。
【数１２】
2011151807.tif 000014
（Δ／TU）は、関連するガードインターバルの期間（すなわち、ＤＶＢ−Ｃ２での１／６４又は１／１２８）である。実際には、等式（９）は、中央のＯＦＤＭサブキャリア（Kmax＋Kmin）／2に最も近いキャリアkcを得るとともに、さらに上記等式（７）で２πの倍数を生成する。したがって、
【数１３】
2011151807.tif 000015
は、フロア演算（floor  operation）（xよりも大きくない最大の整数）を示す。さらに一般的に、ミキシング周波数fcは、fc＝kc／TUとして選択され、ミキシング周波数fcにおけるＯＦＤＭサブキャリアkcは、ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアの中の中央のサブキャリアに近く又は可能な限り近くなるように選択される。ここで、「近い」は、ミキシング周波数fcが、必ずしも中央のサブキャリアに可能な限り近く位置しなければならないということではなく、さらに離れて位置することも可能である、というように理解されるべきである。例えば、kc（Δ／TU）が整数であるという上記の条件を満たす（中央のサブキャリアの周波数からみて）次にふさわしいミキシング周波数の１つを、同様に選択することができる。
【００２８】
結果的に、得られるミキシング周波数fcは以下のものである。
【数１４】
2011151807.tif 000016
1／TUはＯＦＤＭサブキャリア間隔である。ここで、結果としてのミキシング周波数fcは、ほとんどの場合においてＯＦＤＭ信号の中央の周波数ではない。
【００２９】
より一般的な実施形態では、ミキシング周波数fcは、fc＝kc／TUとして選択され、ミキシング周波数fcにおけるＯＦＤＭサブキャリアkcは、上記ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアの中の中央のサブキャリアに可能な限り近くなるように選択される。ここで、TUは、有効ＯＦＤＭシンボル期間である。換言すると、ミキシング周波数fcは、以下のものに最も近いミキシング周波数fcにおけるＯＦＤＭサブキャリアkcが選択されるように、選択される。
【数１５】
2011151807.tif 000017
【００３０】
以下では、ミキシング周波数fcが上記等式（９）及び（１０）で表されるように選択されるものとする。したがって、送信信号を以下のように表すことができる。
【数１６】
2011151807.tif 000018
【数１７】
2011151807.tif 000019
【数１８】
2011151807.tif 000020
kc      ミキシング周波数fcにおけるＯＦＤＭサブキャリアを示す。
k’      ミキシング周波数fcにおけるＯＦＤＭサブキャリアとの相対的なキャリア番号を示す。すなわち、k’＝k−kcである。
φkc      等式（７）に従って算出される２つの連続するＯＦＤＭシンボル間における位相ジャンプを示す。
他のパラメータは、上記で述べられた意味をもつ。
【００３１】
実際に、この生成は、上記に示されるとおりＤＶＢ−Ｔ２信号の生成に等しい。唯一の相違は、追加の位相訂正期間φm,lである。当該期間は、各ＯＦＤＭシンボルを線形的に増加させ、及び生成される出力信号中の望ましくない位相回転を補償する。逆ＦＦＴを算出するために使用されるデータc’kは、等式（１１）の内側の括弧、すなわち、
【数１９】
2011151807.tif 000021
である。
【００３２】
考えられる送信機の実装の実施形態が、ここで説明される。第１に、図１には、本発明に従ったマルチキャリアデータ通信システム（ここでは放送システム）が示されている。当該放送システムは、とりわけＤＶＢ−Ｃ２標準に従ったものである。マルチキャリア放送システムは、データを送信するための送信機１と、送信機１からデータを受信するための１つ以上の受信機２とを備える。
【００３３】
送信機１は、ＯＦＤＭ送信信号を得るために例えば１つ以上のＭＰＥＧ−２トランスポートストリーム及び／又は１つ以上のジェネリックストリーム（Generic  Stream）のような入力データを処理するために提供される。このため、送信機１は、入力データとして得られ又は送信機１の入力データから生成されるＯＦＤＭシンボルから、ＯＦＤＭ送信信号を生成するための、ＯＦＤＭ生成器１０を特に備える。なお、送信機の目的のため、送信機１は、例えばＤＶＢ−Ｃ２標準で説明されているようなさらなる要素をさらに備え得る。さらに、送信機１は、得られたＯＦＤＭ送信信号をケーブルネットワーク３に供給するための送信部１１を備える。
【００３４】
受信機２は、それぞれ、ケーブルネットワーク３からＯＦＤＭ送信信号を受信するための受信部２０と、ＯＦＤＭ送信信号をＯＦＤＭシンボルに復号するためのＯＦＤＭ復号器２１とを備える。ＯＦＤＭシンボルは、その後さらなる処理のために出力され、又は受信機２でさらに直接的に処理される。なお、受信機２の目的のため、受信機２は、例えばＤＶＢ−Ｃ２標準で説明されているようなさらなる要素をさらに備え得る。
【００３５】
図２は、ＯＦＤＭ信号s(t)を生成するためのＯＦＤＭ生成器１０ａの実施形態の概略的なブロック図を示す。当該ＯＦＤＭ生成器１０ａは、以下で詳細に説明される。簡潔に要約すると、ＯＦＤＭ生成器への入力信号は、準備としてまずゼロパディングされ、その後逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）される。その後、ガードインターバルが付加され、信号はデジタルからアナログへ変換され、最後に望ましいパスバンド周波数へシフトされる。
【００３６】
ゼロパディング部１２でのゼロパディングは、逆高速フーリエ変換を用いて周波数領域の信号を時間領域の信号に変換するための信号を予め整えるためになるべく提供される。第１に、信号は、ＩＦＦＴのサイズＮに適合するために詰め込まれる。第２に、サブキャリアの位置は、ＩＦＦＴを用いることができるように再編成される。
【００３７】
例えばＲａｄｉｘ２アルゴリズムに基づいて逆高速フーリエ変換を用いるために、p＝1、2、3、4…についてＮ＝２ｐが維持されなければならない。一般的に、高速フーリエ変換を用いる代わりに、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いることもできる。さらに、エイリアスの影響を回避するために、値Ｎは、使用されるＯＦＤＭサブキャリアの実際の数よりも大幅に高いものとする。すなわち、
【数２０】
2011151807.tif 000022
である。xは、できれば、ＤＶＢ−Ｃ２に従った現実的な実装のためには少なくとも５１２であるが、例えばＷＬＡＮでの適用のための６４のようにより低いこともあり得る。
【００３８】
図３は、ゼロパディングの原理を示す。原理上は、ゼロパディングは、実際に使用されるＯＦＤＭサブキャリア上での巡回シフト動作を実現し、残りの位置にゼロを挿入する。数学的に、この動作を以下のように表すことができる。
【数２１】
2011151807.tif 000023
X(n)m,l（又は手短にX(n)）は、後続のＩＦＦＴ部１３のＮ個の要素の入力信号である。
【００３９】
ゼロパディング部１２の出力信号Xnは、周波数領域内で生成されている。ＩＦＦＴ部１３の役割は、対応する時間信号を算出することである。これは、0≦n≦Nについて以下によって達成される。
【数２２】
2011151807.tif 000024
mはＯＦＤＭシンボルであり、lはＣ２フレーム番号であり、KtotalはアクティブなＯＦＤＭサブキャリアの総数である。
【００４０】
ＩＦＦＴ部１３から出力される時間領域の信号xk（xkは、n’がkにより置き換えられた場合の、（１５）におけるx(n’)m,lの簡略な表記法である）は、ガードインターバル部１４に提供される。図４は、ＯＦＤＭシンボル間におけるガードインターバルの挿入を示す。ガードインターバルは、有効ＯＦＤＭシンボル部分の末尾部分の巡回コピーである。当該末尾部分は先頭にコピーされる。数学的に、（図４ではx’kで表される）ガードインターバルx’(n)を含むＯＦＤＭシンボルは、以下のように得られる。
【数２３】
2011151807.tif 000025
【００４１】
これ以前の算出はデジタル領域で行われてきた。Ｄ／Ａ＆ローパスフィルタリング部１５の役割は、アナログ信号に変換することである。したがって、サンプリングレートN／TUでサンプリングされる信号x’(n)m,lが、ＯＦＤＭシンボル毎に類推されなければならない。これにより、図５に示されるようにサンプリングレートの倍数においてエイリアスが発生する。エイリアスは、Ｄ／Ａ＆ローパスフィルタリング部１５に含まれるローパスフィルタにより除かれる。欲しい信号とエイリアス信号との間の距離がより大きい場合に、このフィルタリングはより容易である。これが、ゼロパディングについての小さい値x（等式（１３）を参照）は非現実的である理由である。
【００４２】
最後に、Ｄ／Ａ＆ローパスフィルタリング部１５から出力される等化ローパス信号は、ミキサ１６によって望ましいパスバンドへとシフトされる。ミキサ１６は、Ｄ／Ａ＆ローパスフィルタリング部１５の信号出力をミキシング周波数fcを用いてミキシングする。これは、
【数２４】
2011151807.tif 000026
による信号の複素乗算と等しい。このため、ミキシング周波数fcは、上記のとおりＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転を回避し又は少なくとも補償するように、算出される。結果から、実数部選択部１７で実数部が決定される。当該実数部は、その後、送信のためにＯＦＤＭ生成器１０ａから最終的に出力される。
【００４３】
的確なミキシング周波数は、任意に予め定められ、例えばメモリ装置のような記憶手段１８に記憶され得る。さらに又は代わりに、周波数算出手段１９は、ミキシング周波数を算出するために提供され得る。
【００４４】
上記で説明された同じ原理は、分割されたフレーム構造を用いるシステムにも適用されることが可能である。上記フレーム構造（「Ｃ２フレーム構造」と呼ぶ）は図６に示される。Ｃ２フレーム構造は、LP個のプリアンブルシンボル（LP≧１）を含み、それに続いてLdata個のデータシンボルを含む（Ldata個のデータシンボルを含むＣ２フレームの部分は「ペイロード部分」とも呼ばれる）。プリアンブルシンボルは、周波数方向に、同じ帯域幅（３４０８個のサブキャリア又はおおよそ７．６１ＭＨｚ）のＬ１ブロックシンボルへと分割される。データスライス（「データセグメント」とも呼ばれる）は、複数のパイロットパターン固有の粒度として任意の帯域幅を有するが、Ｌ１ブロックシンボルの帯域幅を超えないものとする。周波数ノッチは、Ｃ２フレームにわたってＣ２信号に挿入されることが可能である。
【００４５】
データスライスは別々のチャネルとして取り扱われることが可能であり、別々のデータスライス間でインターリービングは実行されない。各データスライスは、開始ＯＦＤＭキャリアKDS,min及び終了ＯＦＤＭキャリアDS,maxにより識別される。したがって、KDS,minは、データセグメントの最低周波数を有する先頭のアクティブなキャリアのキャリアインデックスである。当該データセグメント上に、上記ミキシング周波数によりミキシングされたデータシンボルがマッピングされる。KDS,maxは、データセグメントの最高周波数を有する末尾のアクティブなキャリアのキャリアインデックスである。当該データセグメント上に、上記ミキシング周波数によりミキシングされたデータシンボルがマッピングされる。
【００４６】
送信機側では、ＯＦＤＭシンボルのＩＦＦＴ及びミキシングは、通常、送信機ミキシング周波数を用いて行われる。送信機ミキシング周波数は、自由に又は上記の実施形態に従って選択されることが可能である。しかしながら、さらに、（送信機ミキシング周波数に加えて）受信機ミキシング周波数が、決定され、受信機、特にＯＦＤＭ復号装置により使用されるように送信機から受信機へシグナリングされる。これらの受信機ミキシング周波数は、各データセグメント又はデータセグメントのグループについて決定される。換言すると、あるチャネル帯域幅を有するチャネルが、チャネル帯域幅の一部の帯域幅をカバーする複数のデータセグメントへとさらに分割される場合に、これらのデータセグメントは、受信機のＯＦＤＭ復号器により独立して取り扱われる。そして、各データセグメント（又はデータセグメントのグループ）について、個別の受信機ミキシング周波数が決定される。
【００４７】
したがって、図７に示される実施形態１０ｂでは、受信機ミキシング周波数決定手段３０は、データシンボルの複素時間領域サンプルを受信機で得るための受信機ミキシング周波数fDS,cの使用により、受信されたＯＦＤＭ送信信号をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、受信機ミキシング周波数を決定するために提供される。その中で、受信機ミキシング周波数fDS,cは、受信されたＯＦＤＭ送信信号が当該受信機ミキシング周波数fDS,cの使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同じデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される。
【００４８】
受信機、特に当該受信機のＯＦＤＭ復調器も、そのような分割されたフレーム構造を使用するシステムでデータセグメントを個別に処理するため、上記受信機ミキシング周波数fDS,cは、個別のデータセグメントについて（又は、データシンボルが複数のデータセグメントに及ぶ場合には、代わりに複数のデータセグメントのグループについて）決定される。
【００４９】
特に、一実施形態では、データセグメント（データスライス）DSの受信機ミキシング周波数fDS,cは、fDS,c＝kDS,c／TUとして選択され、ミキシング周波数fDS,cにおけるＯＦＤＭサブキャリアkDS,cは、kDS,c・（Δ／TU）が整数であるという条件を満たす。ここで、TUは、有効ＯＦＤＭシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間である。さらに、別の実施形態では、データセグメント（データスライス）DSの受信機ミキシング周波数fDS,cは、fDS,c＝kDS,c／TUとして選択され、ミキシング周波数fDS,cにおけるＯＦＤＭサブキャリアkDS,cは、
【数２５】
2011151807.tif 000027
として選択される。さらに一般的に、受信機ミキシング周波数fDS,cは、fDS,c＝kDS,c／TUとして選択され、ミキシング周波数fDS,cにおけるＯＦＤＭサブキャリアkDS,cは、データシンボルのサブキャリアの中の中央のサブキャリアに近く又は可能な限り近くなるように選択される。
【００５０】
図７に示されるとおり、受信機ミキシング周波数fDS,cは、（一般的に知られる）フレームビルダ３５に提供される。当該フレームビルダは、ＯＦＤＭ生成器の一部ではない。フレームビルダ３５は、予め定められたフレーム構造に従って、受信データ、シグナリング情報及び受信機ミキシング周波数からフレームを構築する。したがって、受信機ミキシング周波数fDS,cは、以下で説明されるようなＯＦＤＭ復号で使用するために受信機にシグナリングされる。
【００５１】
ＯＦＤＭ生成器の別の実施形態１０ｃは、図８に示される。図２に示される実施形態で提供される１２〜１７の一般的な構成要素に加えて、この実施形態では、ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転を補償するための乗算係数ＭでベースバンドＯＦＤＭシンボルを乗算するための乗算部３１が提供される。当該共通の位相回転は、ミキシング周波数の使用によりＯＦＤＭシンボルの複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングすることにより導入され得るものである。したがって、上記乗算係数Ｍは、起こり得る共通の位相回転を未然に防ぎ、送信機において共通の位相回転の影響を弱めるための基準を表す。説明された動作は、連続するＯＦＤＭシンボル間での位相回転なしでパスバンド信号を与えるためのベースバンド信号のプレディストーションとしてとして見られるべきである。
【００５２】
したがって、共通の位相回転φkc＝−2π・kc（Δ／TU）が生成される前に、上記乗算係数Ｍを算出することができる。当該共通の位相回転は、上記乗算係数による「逆」共通位相回転を意図的に導入することにより補償されることが可能である。一実施形態において、上記乗算係数は、
【数２６】
2011151807.tif 000028
として選択されることが可能であり、φm,lは、等式（１２ａ）のように定義される。
【００５３】
ＯＦＤＭ復号器２１ａの実施形態のブロック図は、図９に示される。ＯＦＤＭ復号器２１ａはＯＦＤＭ信号s’(t)を受信する。当該ＯＦＤＭ信号s’(t)は、次に、ＯＦＤＭ生成部１０で提供されるものと類似する構成要素に提供される。当該構成要素は、具体的には、ミキサ４１、ローパスフィルタ＆Ａ／Ｄ変換部４２、ガードインターバル除去部４３、ＦＦＴ部４４、及びゼロ除去部４５である。ＯＦＤＭ復号器において一般的に与えられるこれらの構成要素の一般的な配置は既知であり、ここで詳細には説明されない。
【００５４】
ミキサ４１は、ＯＦＤＭシンボルの複素時間領域サンプルを得るためのミキシング周波数fcの使用により、受信されたＯＦＤＭ送信（s’(t)）をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、適合された手段である。ＯＦＤＭ生成器によっても使用され、なるべく送信機から受信機へシグナリングされたミキシング周波数fcは、ＯＦＤＭ送信信号s’(t)の隣接するＯＦＤＭシンボルについての、ＯＦＤＭシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される。
【００５５】
図１０に概略的に示されるような、分割されたフレーム構造が用いられる場合に特に適用されるＯＦＤＭ復号器２１ｂの別の実施形態では、ミキサ４１は、受信機ミキシング周波数fDS,cの使用により、受信されたＯＦＤＭ送信信号s’(t)をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするように、適合される。受信機ミキシング周波数fDS,cは、データシンボルの複素時間領域サンプルを得るために図７を参照して上記で説明された。すなわち、分割されたフレームのデータセグメントは、個別の受信機ミキシング周波数fDS,cを用いて個別に（又はグループで）ミキシングされる。特に、受信機ミキシング周波数fDS,cは、受信されたＯＦＤＭ送信信号s’(t)が当該受信機ミキシング周波数fDS,cの使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同じデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルのＯＦＤＭサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される。この実施形態では、ゼロ除去部４５’は、データシンボル内のゼロを除去するために採用されなければならないかもしれない。
【００５６】
別の実施形態によると、ミキシング周波数に対するデータセグメントの同調位置は、ＯＦＤＭシンボル間における望ましくない位相回転が受信機で現れないように、適切に選択されることが可能である。さらに、これは、複数のＯＦＤＭシンボル上の時間補間を和らげる。これは、来たるＤＶＢ−ＮＧＨ（Next  Generation  Handheld）標準等のモバイルＯＦＤＭシステムでは特に重要である。
【００５７】
さらに、一実施形態では、同様のアイデアを適用して、データセグメントのより低い及びより高い境界の周波数が適切に選択され、受信機が上記のより低い及びより高い境界の周波数の間における中央の周波数で同調する場合に、共通の位相回転が生成されないようにすることが可能である。
【００５８】
本発明は、一般的に、送信側のミキシングステップにおける望ましくない共通の位相回転の生成という上記の問題に直面するいずれのデータ通信システムにも適用可能である。この問題は、特に、ＤＶＢ−Ｃ２の放送システムで適用される絶対的ＯＦＤＭの概念を使用するいずれのシステムにも現れ得る。よって、絶対的ＯＦＤＭの概念を利用する全てのデータ通信システム、望ましくは放送システムで、本発明を適用することができる。
【００５９】
本発明は、図面及び上記説明において詳細に図示され並びに説明されたが、そのような図示及び説明は、限定するものではなく例示するものとみなされるべきである。本発明は、開示された実施形態に限定されない。当業者は、図面、開示及び添付の特許請求の範囲の学習から特許請求の範囲の発明を実施する中で、開示された実施形態の他の変形を理解し、達成することが可能である。
【００６０】
特許請求の範囲において、「備える／フクム（comprising）」という言葉は、他の要素又はステップを除外せず、また不定冠詞である「a」又は「an」は、複数存在することを除外しない。単一の要素又は他の構成要素は、特許請求の範囲に記載された複数の項目の機能を果たし得る。ある手段が互いに相違する独立した請求項で記載されているという単なる事実は、これらの手段の組合せが有利に用いることができないことを示すわけではない。
【００６１】
コンピュータプログラムは、他のハードウェアと共に若しくは他のハードウェアの一部として提供される光学式記憶媒体又はソリッドステート媒体等の適切な媒体上に記憶され／配布され得る。しかし、コンピュータプログラムは、インターネット又は他の有線若しくは無線の通信システムを介する等の、他の形式で配布され得る。
【００６２】
特許請求の範囲の中のいかなる参照符号も、範囲を限定するものと解釈されるべきではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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