(57)【要約】 【課題】移動受信性能を向上可能な受信装置を提供する。【解決手段】受信装置は、アンテナ１と、チューナ２と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）コンバータ３と、ＩＱ復調部４と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation）部５と、ＳＰ信号抽出部６と、時間補間部７ａ〜７ｃと、周波数補間部８ａ〜８ｃと、等化部９ａ〜９ｃと、制御部１０と、誤り訂正部１１とを備えている。センタフィルタｇ２に加え、正シフトフィルタｇ１および負シフトフィルタｇ３を用いてＳＰ信号の時間補間を行い、複数の等化ＯＦＤＭ信号を生成する。そして、最も信号品質が高い等化ＯＦＤＭ信号を選択する。そのため、受信装置の移動によりキャリア周波数がシフトした場合も補間可能な歪みの周波数幅が広くなり、高精度でＯＦＤＭ信号を等化できる。その結果、受信装置が移動する場合の受信性能を向上できる。【選択図】図１
2011188192.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間方向に分散して挿入された、振幅および位相が既知の基準信号をＯＦＤＭ信号から抽出する基準信号抽出部と、
通過特性がそれぞれ異なるフィルタに前記基準信号を通過させることにより、前記基準信号の歪みの周波数に応じて、前記基準信号を時間方向に補間する複数の時間補間部と、
前記複数の時間補間部のそれぞれに対応して設けられ、対応する前記時間補間部により補間された前記基準信号を用いて前記ＯＦＤＭ信号を等化した等化ＯＦＤＭ信号を生成する複数の等化部と、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化ＯＦＤＭ信号のうち、信号品質が最も高い等化ＯＦＤＭ信号を選択する制御部と、を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化ＯＦＤＭ信号のそれぞれについて、所定期間内に受信する搬送波毎に、前記各搬送波の信号品質の平均値を算出する信号品質算出部と、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化ＯＦＤＭ信号のうち、前記所定期間毎に前記各搬送波の信号品質の平均値が最も高い等化ＯＦＤＭ信号を判定する判定部と、
前記判定部による判定結果に応じて、前記所定期間毎に前記信号品質の平均値が最も高い前記等化ＯＦＤＭ信号を選択する選択部と、を有することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化ＯＦＤＭ信号のそれぞれについて、所定期間内に受信し、かつ、周波数が所定範囲内である搬送波を一組とした搬送波ブロック毎に、前記各搬送波の信号品質の平均値を検出する信号品質検出部と、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化ＯＦＤＭ信号のうち、前記搬送波ブロック毎に前記各搬送波の信号品質の平均値が最も高い等化ＯＦＤＭ信号を判定する判定部と、
前記判定部による判定結果に応じて、前記搬送波ブロック毎に前記信号品質の平均値が最も高い前記等化ＯＦＤＭ信号を選択する選択部と、を有することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項４】
所定の周波数に、時間方向に分散して挿入された、振幅および位相が既知の基準信号をＯＦＤＭ信号から抽出する基準信号抽出部と、
通過特性がそれぞれ異なるフィルタに前記基準信号を通過させることにより、前記基準信号の歪みの周波数に応じて、前記基準信号を時間方向に補間する複数の時間補間部と、
時間方向に連続して挿入され、位相が無変調または２値に変調された連続信号を前記ＯＦＤＭ信号から抽出する連続信号抽出部と、
前記連続信号からドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、
前記ドップラ周波数推定部の推定結果に応じて、前記複数の時間補間部により時間方向に補間された前記基準信号のうちの１つを選択する選択部と、
前記選択された前記基準信号を周波数方向に補間する複数の周波数補間部と、
前記時間方向および周波数方向に補間された前記基準信号を用いて前記ＯＦＤＭ信号を等化する等化部と、を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項５】
前記ドップラ周波数推定部は、
前記ＯＦＤＭ信号の各連続信号の前記ドップラ周波数を推定する第１のドップラ周波数推定部と、
所定期間内に受信する前記搬送波毎に、前記各連続信号のドップラ周波数の平均値を算出する第２のドップラ周波数推定部と、を有し、
前記選択部は、前記所定期間毎に、前記各連続信号のドップラ周波数の平均値に応じて、前記複数の時間補間部に補間された前記基準信号のうちの１つを選択することを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【請求項６】
前記ＯＦＤＭ信号に含まれる搬送波のうちの少なくとも２つが前記連続信号であり、
前記ドップラ周波数推定部は、
前記ＯＦＤＭ信号の各連続信号の前記ドップラ周波数を推定する第１のドップラ周波数推定部と、
所定期間内に受信し、かつ、周波数が所定範囲内であり、かつ、少なくとも１つの前記連続信号を含む前記搬送波を一組とした搬送波ブロック毎に、前記各連続信号のドップラ周波数の平均値を算出する第３のドップラ周波数推定部と、を有し、
前記選択部は、前記搬送波ブロック毎に、前記連続信号のドップラ周波数の平均値に応じて、前記複数の時間補間部に補間された前記基準信号のうちの１つを選択することを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【請求項７】
前記複数の時間補間部は、
前記通過帯域の中心周波数が前記ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と等しいセンタフィルタで前記基準信号を時間方向に補間する第１の時間補間部と、
前記通過帯域の中心周波数が前記ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数より高い正シフトフィルタで前記基準信号を時間方向に補間する第２の時間補間部と、
前記通過帯域の中心周波数が前記ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数より低い負シフトフィルタで前記基準信号を時間方向に補間する第３の時間補間部と、を含むことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重信号を受信する受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル伝送方式であるＤＶＢ−Ｔ方式やＩＳＤＢ−Ｔ方式などにおいては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）を用いた無線信号の送受信が行われている。ＯＦＤＭは互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当て、デジタル変調して多重化する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号を伝送する際、マルチパス等によりキャリアに歪みが生じることがある。そのため、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置は歪みを等化する必要がある。ＯＦＤＭ信号には、振幅および位相が既知のＳＰ（Scattered Pilot：分散パイロット）信号が挿入される。受信装置が受信したＳＰ信号の振幅および位相と、既知の振幅および位相とを比較することにより、受信装置は伝送系の歪みを推定できる。この歪みを除去するように、受信装置はＯＦＤＭ信号の歪みを等化する。
【０００４】
ＳＰ信号は時間方向および周波数方向に一定間隔で挿入される。ＳＰ信号が挿入されていない時間および周波数における伝送系の歪みを推定するために、時間方向および周波数方向にＳＰ信号を補間する必要がある。時間方向に補間する場合、ＳＰ信号が挿入される時間間隔に対応する周波数（以下、ＳＰ信号周波数）を通過域の中心とする対称フィルタを用いるのが一般的である。これにより、ＳＰ信号の歪みの周波数がＳＰ信号周波数の１／２以下である場合には、正確に時間方向に補間を行うことができる（例えば、特許文献１）。
【０００５】
しかしながら、受信装置が移動する場合、ＳＰ信号周波数が変動（ドップラシフト）し、これに伴って、ＳＰ信号の歪みの周波数も変動することがある。その結果、ＳＰ信号の歪みの周波数が変動前のＳＰ信号周波数の１／２を超えることがある。この場合、ＳＰ信号を精度よく時間方向に補間することができない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００５−２８６６３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、移動受信性能を向上可能な受信装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様によれば、時間方向に分散して挿入された、振幅および位相が既知の基準信号をＯＦＤＭ信号から抽出する基準信号抽出部と、通過特性がそれぞれ異なるフィルタに前記基準信号を通過させることにより、前記基準信号の歪みの周波数に応じて、前記基準信号を時間方向に補間する複数の時間補間部と、前記複数の時間補間部のそれぞれに対応して設けられ、対応する前記時間補間部により補間された前記基準信号を用いて前記ＯＦＤＭ信号を等化した等化ＯＦＤＭ信号を生成する複数の等化部と、前記複数の等化部により生成される複数の前記等化ＯＦＤＭ信号のうち、信号品質が最も高い等化ＯＦＤＭ信号を選択する制御部と、を備えることを特徴とする受信装置が提供される。
【０００９】
また、本発明の一態様によれば、所定の周波数に、時間方向に分散して挿入された、振幅および位相が既知の基準信号をＯＦＤＭ信号から抽出する基準信号抽出部と、通過特性がそれぞれ異なるフィルタに前記基準信号を通過させることにより、前記基準信号の歪みの周波数に応じて、前記基準信号を時間方向に補間する複数の時間補間部と、時間方向に連続して挿入され、位相が無変調または２値に変調された連続信号を前記ＯＦＤＭ信号から抽出する連続信号抽出部と、前記連続信号からドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、前記ドップラ周波数推定部の推定結果に応じて、前記複数の時間補間部により時間方向に補間された前記基準信号のうちの１つを選択する選択部と、前記選択された前記基準信号を周波数方向に補間する複数の周波数補間部と、前記時間方向および周波数方向に補間された前記基準信号を用いて前記ＯＦＤＭ信号を等化する等化部と、を備えることを特徴とする受信装置が提供される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、受信装置の移動受信性能を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信装置１００の概略ブロック図。
【図２】ＦＦＴ部５が出力するＯＦＤＭ信号のフォーマットの一例を示す図。
【図３】ＳＰ信号抽出部６が抽出したＳＰ信号の振幅の一例を示す図。
【図４】時間補間部７ａ〜７ｃにより補間されたＳＰ信号を示す図。
【図５】ＳＰ信号が４シンボルに１つの割合で挿入される場合の、時間補間部７ａ〜７ｃの通過帯域の一例を示す図。
【図６】周波数補間部８ａ〜８ｃにより補間されたＳＰ信号を示す図。
【図７】等化ＯＦＤＭ信号における、情報信号の振幅および位相をｘｙ平面に示した図。
【図８】本発明の第２の実施形態に係る受信装置１０１の概略ブロック図。
【図９】本発明の第３の実施形態に係る受信装置１０２の概略ブロック図。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係る受信装置１０３の概略ブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明に係る受信装置の実施形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００１３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置１００の概略ブロック図である。受信装置１００は、アンテナ１と、チューナ２と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）コンバータ３と、ＩＱ復調部４と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation）部５と、ＳＰ信号抽出部（基準信号抽出部）６と、時間補間部７ａ〜７ｃと、周波数補間部８ａ〜８ｃと、等化部９ａ〜９ｃと、制御部１０と、誤り訂正部１１とを備えている。
【００１４】
アンテナ１は不図示の送信装置により送信されるＯＦＤＭ信号を受信する。ここで、送信装置が送信するＯＦＤＭ信号は逆フーリエ変換された時間軸上の信号である。チューナ２は所望チャネルのＯＦＤＭ信号を選択し、ＩＦ（Intermediate Frequency）帯に変換する。Ａ／Ｄコンバータ３はチューナ２の出力をデジタル信号に変換する。ＩＱ復調部４はこのデジタル信号を複素ベースバンド信号に変換する。ＦＦＴ部５は複素ベースバンド信号を高速フーリエ変換し、周波数軸上の信号を生成する。ＳＰ信号抽出部６はＯＦＤＭ信号から後述するＳＰ信号を抽出する。
【００１５】
３つの時間補間部７ａ〜７ｃは、それぞれ通過帯域が異なるフィルタに抽出されたＳＰ信号を通過させ、ＳＰ信号が挿入されていない時間におけるＳＰ信号の振幅および位相を時間方向に補間する。周波数補間部８ａ〜８ｃは、時間方向に補間されたＳＰ信号を、さらに周波数方向に補間する。これにより、時間方向および周波数方向に補間された、３通りのＳＰ信号が生成される。等化部９ａ〜９ｃは補間されたＳＰ信号を用いてＯＦＤＭ信号を等化して、３通りの等化ＯＦＤＭ信号を生成する。
【００１６】
制御部１０は、３つの等化ＯＦＤＭ信号のうち、最も信号品質が高い等化ＯＦＤＭ信号を選択する。より具体的には、制御部１０は、Ｓ／Ｎ（Signal/Noise）検出部２１と、全キャリア平均部２２と、判定部２３と、遅延部２４ａ〜２４ｃと、選択部２５とを有する。Ｓ／Ｎ検出部２１と全キャリア平均部２２は信号品質算出部を構成する。
【００１７】
Ｓ／Ｎ検出部２１は、各等化ＯＦＤＭ信号の信号品質（例えば、後述するＭＥＲ）をキャリア毎に検出する。全キャリア平均部２２は信号品質をシンボル内の全キャリアで平均する。判定部２３は、シンボル毎に、どの等化ＯＦＤＭ信号の信号品質が最も高いかを判定する。遅延部２４ａ〜２４ｃは、Ｓ／Ｎ検出部２１、全キャリア平均部２２および判定部２３の処理時間だけ、等化ＯＦＤＭ信号を遅延させる。選択部２５は、判定部２３の判定結果に応じて、最も信号品質が高い等化ＯＦＤＭ信号をシンボル毎に選択する。
【００１８】
誤り訂正部１１は、伝送中に生じた誤りを訂正する復号処理を行い、受信データを生成する。
【００１９】
このように、複数の時間補間部７ａ〜７ｃおよび周波数補間部８ａ〜８ｃにより生成される、時間方向および周波数方向に補間されたＳＰ信号を用いて複数の等化ＯＦＤＭ信号を生成し、その中から、最も信号品質が高い等化ＯＦＤＭ信号を選択する点が本実施形態の特徴の１つである。以下、この点を詳細に説明する。
【００２０】
図２は、ＦＦＴ部５が出力するＯＦＤＭ信号のフォーマットの一例を示す図である。同図に示すように、ＯＦＤＭ信号には、周波数が互いに異なる複数のキャリア（搬送波）が周波数方向に配置される。同時に受信される複数のキャリアの集合をシンボルと呼ぶ。時間軸方向には、このシンボルが一定時間間隔で配置される。以下ではこの時間間隔を１ｍｓとし、対応する周波数１ｋＨｚをキャリア周波数と呼ぶ。
【００２１】
ＯＦＤＭ信号は、例えば、情報信号、ＴＭＣＣ／ＡＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control/Auxiliary Control）信号、ＳＰ信号およびＣＰ（Continuous Pilot）信号を含む。これらの信号のいずれかがキャリアに重畳される。
【００２２】
情報信号はＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調された信号であり、映像情報および音声情報等を示す。
【００２３】
ＴＭＣＣ／ＡＣ信号は、振幅が既知で、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調された信号であり、特定のキャリアに時間方向に連続して挿入される。ＴＭＣＣ／ＡＣ信号はＯＦＤＭ信号の伝送方式や付加情報等を示す。
【００２４】
ＳＰ信号は時間方向および周波数方向に分散して挿入される。図２の例では、ＳＰ信号は周波数方向には１２キャリアに１つの割合で挿入され、時間方向には４シンボルに１つの割合で、周波数方向にシフトされるように挿入される。ＳＰ信号は振幅および位相が既知の無変調信号であるため、伝送系の歪みを推定するために用いられる。
【００２５】
ＣＰ信号はＯＦＤＭ信号の終端に時間方向に連続して挿入される。ＳＰ信号およびＣＰ信号は同期用の信号として用いられる。
【００２６】
ＳＰ信号抽出部６はこのＳＰ信号を抽出する。図３は、ＳＰ信号抽出部６が抽出したＳＰ信号の振幅の一例を示す図である。同図では、特定の周波数のキャリアに重畳されるＳＰ信号についてのみ図示している。仮に、伝送系で全く歪みがない場合は、図３の丸印および実線で示すように、ＳＰ信号の振幅は既知の一定値となる。しかしながら、マルチパス等により伝送系で歪みが生じると、図３の三角印および破線で示すように、ＳＰ信号の振幅は既知の値とは異なる値となる。この状態を、ＳＰ信号が歪んでいるという。また、図３に示すように、時間に応じて振幅が異なる値になることもあり、同図の破線の周波数を歪みの周波数という。ＳＰ信号の位相についても同様である。
【００２７】
時間補間部７ａ〜７ｃは時間方向にＳＰ信号を補間する。図４は、時間補間部７ａ〜７ｃにより補間されたＳＰ信号を示す図である。ＳＰ信号抽出部６は時間方向に分散して挿入されるＳＰ信号を受信する。この受信したＳＰ信号を用いて、時間補間部７ａ〜７ｃは、ＳＰ信号が挿入されていない時間におけるＳＰ信号の位相および振幅を補間して推定する。なお、ＳＰ信号抽出部６によりＳＰ信号のみが抽出されるため、時間補間部７ａ〜７ｃには、情報信号等、他の信号は存在しない。これにより、図４に示す、時間方向に補間されたＳＰ信号が得られる。
【００２８】
時間補間部７ａ〜７ｃは通過帯域がそれぞれ異なる。図５は、ＳＰ信号が４シンボルに１つの割合で挿入される場合の、時間補間部７ａ〜７ｃの通過帯域の一例を示す図であり、同図のフィルタｇ１は時間補間部７ａ、フィルタｇ２は時間補間部７ｂ、フィルタｇ３は時間補間部７ｃの通過帯域である。横軸はシンボルの間隔で正規化した周波数であり、縦軸は通過特性である。ＳＰ信号は４シンボルに１つの割合で挿入されるため、シンボルが１ｍｓ間隔で配置される場合、図５の原点の周波数はＳＰ信号の周波数（以下、ＳＰ信号周波数）である２５０Ｈｚに相当する。同様に、同図の１／８は１２５Ｈｚに相当する。
【００２９】
フィルタｇ２はＳＰ信号周波数を通過帯域の中心とする対称フィルタである。これに対し、フィルタｇ１の通過帯域の中心はＳＰ信号周波数より高く、フィルタｇ３の通過帯域の中心はＳＰ信号周波数より低い。以下では、フィルタｇ２をセンタフィルタ、フィルタｇ１を正シフトフィルタ、フィルタｇ３を負シフトフィルタとそれぞれ呼ぶ。
【００３０】
受信装置１００が移動していない場合、ＳＰ信号の歪みの周波数がＳＰ信号周波数の１／２、すなわち、８シンボル分（１２５Ｈｚ）以下であれば、センタフィルタｇ２によりＳＰ信号の振幅および位相を時間方向に正確に補間できる。
【００３１】
ところが、受信装置１００が移動するとキャリア周波数がシフトする。この周波数シフトをドップラシフトと呼び、シフトする周波数をドップラ周波数ｆｄと呼ぶ。キャリア周波数がシフトすると、同様にＳＰ信号周波数もシフトする。受信装置１００が送信装置へ近づく場合、ＳＰ信号周波数はドップラ周波数ｆｄだけ高くなり、遠ざかる場合、ＳＰ信号周波数はドップラ周波数ｆｄだけ低くなる。また、移動速度が速くなるほど、ドップラ周波数ｆｄは大きくなる。
【００３２】
このように、受信装置１００が移動すると、ＳＰ信号の歪みの周波数がシフトすることがある。このシフト量によって、フィルタｇ１〜ｇ３のいずれが最適であるかが変化する。そこで、本実施形態では、３つの時間補間部７ａ〜７ｃで並行した補間処理を行う。
【００３３】
例えば、ＳＰ信号の歪みの周波数が１２０Ｈｚの場合、受信装置１００が停止していればセンタフィルタｇ２によりＳＰ信号を時間方向に正確に補間できる。しかしながら、受信装置１００が送信装置方向に移動して、ＳＰ信号周波数が例えばドップラ周波数ｆｄ＝１０Ｈｚだけ高くなると、歪みの周波数は１２０＋１０＝１３０Ｈｚとなる。この場合、センタフィルタｇ２の通過帯域である１２５Ｈｚを超えているため、センタフィルタｇ２ではＳＰ信号を正確に補間できない。
【００３４】
しかし、正シフトフィルタｇ１は通過帯域の中心が高周波数側にシフトしているため、高周波数方向に歪みの周波数がシフトした場合でも、シフト後のＳＰ信号の歪みの周波数が正シフトフィルタｇ１に含まれていれば、正シフトフィルタｇ１によりＳＰ信号を正確に補間できる。同様に、負シフトフィルタｇ３は通過帯域の中心が低周波数側にシフトしているため、低周波数方向に歪みの周波数がシフトした場合でも、シフト後のＳＰ信号の歪みの周波数が負シフトフィルタｇ３に含まれていれば、負シフトフィルタｇ３によりＳＰ信号を正確に補間できる。
【００３５】
そのために、本実施形態では、正シフトフィルタｇ１、センタフィルタｇ２および負シフトフィルタｇ３により時間方向にＳＰ信号を補間している。このように、３つのフィルタｇ１〜ｇ３の通過帯域が異なるため、ドップラシフトにより歪みの周波数が高くなった場合および低くなった場合でも、シフト後のＳＰ信号の歪みの周波数がフィルタｇ１〜ｇ３のいずれかに含まれていれば、そのフィルタで正確にＳＰ信号を補間可能な歪みの周波数幅が広くなる。その結果、これら３通りの補間結果のうち、少なくとも１つは正確にＳＰ信号が補間されていると考えられる。
【００３６】
続いて、周波数補間部８ａ〜８ｃは、時間方向に補間されたＳＰ信号を、周波数方向に補間する。図６は、周波数補間部８ａ〜８ｃにより補間されたＳＰ信号を示す図である。図４では、３キャリア毎にＳＰ信号が補間されていたが、周波数補間部８ａ〜８ｃにより他の２キャリアを補間する。３つの周波数補間部８ａ〜８ｃの処理はいずれも同様である。これにより、図６に示す、時間方向および周波数方向に補間されたＳＰ信号が３通り得られる。
【００３７】
各等化部９ａ〜９ｃは補間されたＳＰ信号を用いてＯＦＤＭ信号を等化する。より具体的には、等化部９ａ〜９ｃは、ＦＦＴ部５から出力されるＯＦＤＭ信号に含まれるキャリアの値（振幅および位相を含む複素数）を、補間して得られた同時間および同周波数のＳＰ信号の値（振幅および位相を含む複素数）で除することにより、伝送系の歪みが除去されたキャリアの振幅および位相が得られる。これにより、３つの等化ＯＦＤＭ信号が生成される。これら３つの等化ＯＦＤＭ信号のうち、少なくとも１つは正確に歪みが除去されていると考えられる。
【００３８】
次に、Ｓ／Ｎ検出部２１は、各等化ＯＦＤＭ信号の信号品質として、例えば、ＭＥＲ（Modulation Error Ratio）を検出する。図７は、等化ＯＦＤＭ信号における、情報信号の振幅および位相をｘｙ平面に示した図であり、情報信号が１６ＱＡＭ変調される場合の例を示している。ＯＦＤＭ信号から歪みが正確に除去される場合、図２のキャリアに重畳される情報信号は図７の黒丸印１６点のうちのいずれかに位置する。ここで、情報信号の振幅および位相が同図のＡ点になるべきこところ、歪みが完全には除去されていないため、点Ｂとなったとする。このとき、原点からＡ点までの距離（信号成分）に対するＡ点からＢ点までの距離（ノイズ成分）がＭＥＲである。
【００３９】
Ｓ／Ｎ検出部２１は、３つの等化ＯＦＤＭ信号のそれぞれについて、キャリア毎にＭＥＲを検出する。全キャリア平均部２２は、シンボル内の全キャリアの平均ＭＥＲ値を検出する。判定部２３はどの等化ＯＦＤＭ信号の平均ＭＥＲが最も小さいか、すなわち信号品質が高いか、を判定する。選択部２５は、最も信号品質が高い等化ＯＦＤＭ信号をシンボル毎に選択する。これにより、シンボルの時間間隔である１ｍｓ単位で最適なＯＦＤＭ信号の等化を行うことができる。
【００４０】
このように、第１の実施形態では、センタフィルタｇ２に加え、正シフトフィルタｇ１および負シフトフィルタｇ３を用いてＳＰ信号の時間補間を行い、複数の等化ＯＦＤＭ信号を生成する。そして、最も信号品質が高い等化ＯＦＤＭ信号を選択する。そのため、受信装置１００の移動によりキャリア周波数がシフトした場合も補間可能な歪みの周波数幅が広くなり、高精度でＯＦＤＭ信号を等化できる。また、シンボル単位で等化ＯＦＤＭ信号を選択するため、歪みの周波数の時間変動が大きい場合でも、最適なＯＦＤＭ信号を選択できる。その結果、受信装置１００が移動する場合の受信性能を向上できる。
【００４１】
なお、１シンボル毎に信号品質を判定するのではなく、所定時間内に受信する複数のシンボル毎に信号品質を判定してもよい。この場合、伝送系での歪みの時間変動に追従可能な範囲の複数シンボルとするのが望ましい。
【００４２】
（第２の実施形態）
上述した第１の実施形態では、シンボル内の全キャリアの平均ＭＥＲ値を用いて、等化ＯＦＤＭ信号をシンボル毎に選択したが、以下に説明する第２の実施形態では、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割して、キャリアブロック毎に等化ＯＦＤＭ信号を選択するものである。
【００４３】
図８は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置１０１の概略ブロック図である。図８では、図１と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００４４】
図８の受信装置１０１は、制御部１０ａの内部構成が図１と異なる。すなわち、図８の制御部１０ａは、図１の全キャリア平均部２２に代えて、キャリアブロック平均部２６を有する。全キャリア平均部２２とキャリアブロック平均部２６は信号品質算出部を構成する。
【００４５】
キャリアブロック平均部２６は、まず、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割する。キャリアブロックは周波数が所定範囲内の１または２以上のキャリアを一組にしたものである。シンボルを、周波数に応じて複数のキャリアブロックに分割する理由は、周波数によって歪みの周波数が異なる場合があるからである。
【００４６】
さらに、キャリアブロック平均部２６は、キャリアブロック毎に、そのキャリアブロックに含まれるキャリアのＭＥＲの平均値を検出する。そして、判定部２３は、キャリアブロック毎に、どの等化ＯＦＤＭ信号の平均ＭＥＲが最も小さいか、を判定する。選択部２５は、最も平均ＭＥＲが小さい等化ＯＦＤＭ信号をキャリアブロック毎に選択する。
【００４７】
なお、キャリアブロック平均部２６はシンボル内のキャリアを任意のキャリアブロックに分割することができるが、マルチパスの遅延時間を考慮してキャリアブロックの周波数幅を定めるのが望ましい。例えば、遅延時間が長いほど、周波数幅を小さくし、キャリアブロックを細かく分割するとよい。遅延時間が長い場合、キャリアの周波数に応じて歪みの周波数が大きく異なることがあるためである。
【００４８】
このように、第２の実施形態では、シンボルをキャリアブロックに分割し、キャリアブロックごとに等化ＯＦＤＭ信号を選択する。そのため、１つのシンボル内であっても、キャリアブロック毎に異なる等化ＯＦＤＭ信号を選択することができる。したがって、キャリアの周波数に応じて歪みの周波数が異なる場合でも、より高精度でＯＦＤＭ信号を等化できる。
【００４９】
なお、１シンボルを分割したキャリアブロック毎に信号品質を判定するのではなく、所定時間内に受信する複数のシンボルを周波数に応じて分割したキャリアブロック毎に信号品質を判定してもよい。この場合、伝送系での歪みの時間変動に追従可能な範囲の複数シンボルとするのが望ましい。
【００５０】
（第３の実施形態）
上述した第１および第２の実施形態では、複数の等化ＯＦＤＭ信号を生成し、最も信号品質が高い等化ＯＦＤＭ信号を選択するものであった。これに対し、以下に説明する第３の実施形態は、時間方向に補間された複数のＳＰ信号のうち１つを選択して、１つの等化ＯＦＤＭ信号を生成するものである。
【００５１】
図９は、本発明の第３の実施形態に係る受信装置１０２の概略ブロック図である。図１２では、図１と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００５２】
図９の受信装置１０２は、ＴＭＣＣ／ＡＣ信号抽出部（連続信号抽出部）３１と、ドップラ周波数検出部３２と、選択部３３とを備えている。ドップラ周波数検出部３２は、ＴＭＣＣ／ＡＣ信号ドップラ周波数検出部４１（第１のドップラ周波数推定部）４１と、全キャリア平均部（第２のドップラ周波数推定部）４２とを有する。また、図１の受信装置１００と異なり、周波数補間部８および等化部９を１つずつ備えている。
【００５３】
３つの時間補間部７ａ〜７ｃはそれぞれ異なるフィルタを用いて、ＳＰ信号を時間方向に補間する。これにより、時間方向に補間された３通りのＳＰ信号が生成される。この点は、第１および第２の実施形態と同様である。
【００５４】
ＴＭＣＣ／ＡＣ信号抽出部３１はＯＦＤＭ信号からＴＭＣＣ／ＡＣ信号を抽出する。
【００５５】
ＴＭＣＣ／ＡＣ信号ドップラ周波数検出部４１は、抽出されたＴＭＣＣ／ＡＣ信号に基づいて、ＯＦＤＭ信号の時間変動を検出し、伝送系の歪みを推定する。上述のように、ＴＭＣＣ／ＡＣ信号はＢＰＳＫ変調された信号なので、歪みがない場合、ＴＭＣＣ／ＡＣ信号の位相は２値（例えば０度および１８０度）のうちのいずれかである。ところが、伝送系で歪みがあると位相が正方向または負方向にシフトする。このシフト方向およびシフト量により、ＳＰ信号周波数がどの程度高く、あるいは、低くなっているか、すなわち、ドップラ周波数ｆｄを推定できる。
【００５６】
全キャリア平均部４２はシンボル内の各ＴＭＣＣ／ＡＣ信号から推定される全てのドップラ周波数ｆｄの平均値を算出する。選択部３３は、ドップラ周波数ｆｄの平均値に応じて、時間補間部７ａ〜７ｃの出力のうちの１つをシンボル毎に選択する。より具体的には、選択部３３は、ドップラ周波数ｆｄが図５のセンタフィルタｇ２の通過帯域内であれば、時間補間部７ｂの出力を選択し、ドップラ周波数ｆｄが正シフトフィルタｇ１または負シフトフィルタｇ３の通過帯域内であれば、時間補間部７ａまたは７ｃの出力をそれぞれ選択する。
【００５７】
周波数補間部８は、時間補間部７ａ〜７ｃのいずれかにより時間方向に補間されたＳＰ信号を、さらに周波数方向に補間する。等化部９は、補間されたＳＰ信号を用いてＯＦＤＭ信号の振幅および位相を等化して、１つの等化ＯＦＤＭ信号を生成する。
【００５８】
このように、第３の実施形態では、ＴＭＣＣ／ＡＣ信号を抽出してドップラ周波数ｆｄを推定し、最適な時間補間用のフィルタを選択する。そのため、等化部９を複数設ける必要がなく、第１および第２の実施形態より小規模な受信装置１０２でＯＦＤＭ信号を等化することができ、移動時の受信性能を向上できる。
【００５９】
なお、１シンボル毎にドップラ周波数ｆｄを推定するのではなく、所定時間内に受信する複数のシンボル毎にドップラ周波数ｆｄを推定してもよい。この場合、伝送系での歪みの時間変動に追従可能な範囲の複数シンボルとするのが望ましい。
【００６０】
（第４の実施形態）
上述した第３の実施形態では、シンボル内の全ＴＭＣＣ／ＡＣ信号の平均ドップラ周波数ｆｄを用いて、時間補間部７ａ〜７ｃの出力をシンボル毎に選択したが、以下に説明する第４の実施形態では、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割して、キャリアブロック毎に時間補間部７ａ〜７ｃの出力を選択するものである。
【００６１】
図１０は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置１０３の概略ブロック図である。図１０では、図９と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００６２】
図１０の受信装置１０３は、ドップラ周波数推定部３２ａの内部構成が図９と異なる。すなわち、図１０のドップラ周波数推定部３２ａは、図９の全キャリア平均部４２に代えて、キャリアブロック平均部（第３のドップラ周波数推定部）４３を備えている。
【００６３】
キャリアブロック平均部４３は、まず、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割する。キャリアブロックは周波数が所定範囲内の１または２以上のキャリアを一組にしたものである。また、各キャリアブロックは少なくとも１つのＴＭＣＣ／ＡＣ信号を含むものとする。
【００６４】
さらに、キャリアブロック平均部４３は、キャリアブロック内の各ＴＭＣＣ／ＡＣ信号から推定される全てのドップラ周波数ｆｄの平均値を算出する。選択部３３は、ドップラ周波数ｆｄの平均値に応じて、時間補間部７ａ〜７ｃの出力のうちの１つをキャリアブロック毎に選択する。
【００６５】
このように、第４の実施形態では、シンボルをキャリアブロックに分割し、キャリアブロックごとに時間補間部７ａ〜７ｃの出力を選択する。そのため、１つのシンボル内であっても、キャリアブロック毎に異なる時間補間部７ａ〜７ｃの出力を選択することができる。したがって、キャリアの周波数に応じて歪みの周波数が異なる場合でも、より高精度でＯＦＤＭ信号を等化できる。
【００６６】
なお、１シンボルを分割したキャリアブロック毎にドップラ周波数ｆｄを推定するのではなく、所定時間内に受信する複数のシンボルを周波数に応じて分割したキャリアブロック毎にドップラ周波数ｆｄを推定してもよい。この場合、伝送系での歪みの時間変動に追従可能な範囲の複数シンボルとするのが望ましい。
【００６７】
上述した各実施形態は、振幅および位相が既知の基準信号（例えばＳＰ信号）が少なくとも時間方向に分散してＯＦＤＭ信号に挿入されていればよい。例えば、周波数方向には連続して挿入されていてもよく、その場合、周波数補間部は不要である。基準信号の振幅および位相は一定値でもよいし、基準信号を送信装置でスクランブルし、受信装置でデスクランブルすることにより、その振幅および位相を取得してもよい。
【００６８】
また、第３および第４の実施形態では、所定の周波数に時間方向に連続して連続信号（例えばＴＭＣＣ／ＡＣ信号）がさらにＯＦＤＭ信号に挿入されていればよい。第３および第４の実施形態では、ＴＭＣＣ／ＡＣ信号がＢＰＳＫ変調されているため、ドップラ周波数ｆｄがキャリア周波数の１／４以下であれば、ドップラ周波数ｆｄを推定できる。連続信号は無変調であってもよい。この場合、位相が変調されていないため、ドップラ周波数ｆｄがキャリア周波数の１／２以下であれば、ドップラ周波数ｆｄを推定できる。
【００６９】
上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態には限定されるものではない。特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。
【符号の説明】
【００７０】
６  ＳＰ信号抽出部
７ａ〜７ｃ  時間補間部
８，８ａ〜８ｃ  周波数補間部
９，９ａ〜９ｃ  等化部
１０，１０ａ  制御部
２１  Ｓ／Ｎ検出部
２２，４２  全キャリア平均部
２３  判定部
２５  選択部
２６，４３  キャリアブロック平均部
３１  ＴＭＣＣ／ＡＣ信号抽出部
３２，３２ａ  ドップラ周波数推定部
４１  ＴＭＣＣ／ＡＣ信号ドップラ周波数推定部
１００〜１０３  受信装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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