(57)【要約】【課題】処理遅延を低減し、回路規模および消費電力を増大させることなく高い復調性能でシングルキャリア信号を復調することができるＭＩＭＯ受信装置を得ること。【解決手段】シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信するＭＩＭＯ受信装置であって、シングルキャリアＭＩＭＯ信号に対して周波数領域等化処理を行い、周波数領域等化信号を生成するウエイト乗算部９と、周波数領域等化信号を時間領域信号に変換するＩＤＦＴ部１１−１，１１−２と、時間領域信号に対して時間領域等化処理を行うＭＬＳＥ部１２と、を備える。【選択図】図１
2011188107.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信するＭＩＭＯ受信装置であって、
前記シングルキャリアＭＩＭＯ信号に対して周波数領域等化処理を行い、周波数領域等化信号を生成する周波数領域等化手段と、
前記周波数領域等化信号を時間領域信号に変換する時間領域変換手段と、
前記時間領域信号に対して時間領域等化処理を行う時間領域等化手段と、
を備えることを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
【請求項２】
前記時間領域等化手段は、前記時間領域等化処理として、最尤系列推定処理を用いる、
ことを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項３】
前記最尤系列推定処理としてビタビアルゴリズムを用いる、
ことを特徴とする請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項４】
前記周波数領域等化処理を、干渉キャンセルを同時に行う処理とする、
ことを特徴とする請求項１、２または３に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項５】
前記周波数領域等化処理を、ＭＭＳＥ規範を用いた処理とする、
ことを特徴とする請求項４に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項６】
周波数領域等化信号に基づいて遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
前記遅延プロファイルのうち所定の遅延時間以上の総和電力を算出し、前記総和電力と所定のしきい値とに基づいて前記時間領域等化処理手段が対応すべき最大のマルチパス遅延時間を決定し、決定したマルチパス遅延時間を前記時間領域等化処理手段に設定する遅延時間決定手段と、
をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項７】
前記周波数領域等化手段は、所定の周波数幅ごとに周波数領域等化信号を算出することとし、
前記所定の周波数幅ごとに、前記周波数領域等化信号に基づいてチャネル推定値を推定する推定手段と、
所定の周波数幅ごとに、前記推定手段が推定したチャネル推定値の電力値を算出し、前記電力値の平坦度と、所定の平坦度しきい値とに基づいて前記時間領域等化処理手段が対応すべき最大のマルチパス遅延時間を決定し、決定したマルチパス遅延時間を前記時間領域等化処理手段に設定する遅延時間決定手段と、
をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項８】
前記平坦度として、前記電力値の分散値を用いる、
ことを特徴とする請求項７に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項９】
前記平坦度として、前記電力値のメジアンを用いる、
ことを特徴とする請求項７に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項１０】
シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信するＭＩＭＯ受信装置における受信方法であって、
前記シングルキャリアＭＩＭＯ信号に対して周波数領域等化処理を行い、周波数領域等化信号を生成する周波数領域等化ステップと、
前記周波数領域等化信号を時間領域信号に変換する時間領域変換ステップと、
前記時間領域信号に対して時間領域等化処理を行う時間領域等化ステップと、
を含むことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、シングルキャリア信号を受信するＭＩＭＯ受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）受信装置は、受信したシングルキャリア信号に対して最小二乗誤差周波数領域等化（ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）−ＦＤＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｏｍａｉｎ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ））と干渉除去処理の繰返しループによりマルチパス干渉を十分低減した後に、最尤推定（ＭＬＤ：Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）によってＭＩＭＯ空間多重信号の分離を行っていた（例えば、下記特許文献１参照）。
【０００３】
従来のＭＩＭＯ装置の方式では、サブキャリア間が独立とはならないシングルキャリア信号に対しても、ＭＩＭＯ分離（ＭＩＭＯ空間多重信号の分離）にＭＬＤや演算量削減型ＭＬＤ（たとえば、ＱＲＭ−ＭＬＤ（ＭＬＤ  ｗｉｔｈ  ＱＲ  ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｍ−ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）など）といった高性能方式を適用可能となるため、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）等のマルチキャリア用復調装置に匹敵するＭＩＭＯ受信性能が達成できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−２０５６９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来のＭＩＭＯ受信装置では、ＭＬＤの能力を発揮させるためには、その前段でマルチパス干渉を十分に低減する必要がある。そのため、ＭＭＳＥ−ＦＤＥと干渉除去処理の繰返し処理が必要となり、処理遅延が大きくなる、という問題があった。また、繰返し処理による遅延を抑えるためには回路の並列化や高速動作化が必要となり、回路規模や消費電力が増大する、といった問題点があった。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、処理遅延を低減し、回路規模および消費電力を増大させることなく高い復調性能でシングルキャリア信号を復調することができるＭＩＭＯ受信装置および受信方法を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信するＭＩＭＯ受信装置であって、前記シングルキャリアＭＩＭＯ信号に対して周波数領域等化処理を行い、周波数領域等化信号を生成する周波数領域等化手段と、前記周波数領域等化信号を時間領域信号に変換する時間領域変換手段と、前記時間領域信号に対して時間領域等化処理を行う時間領域等化手段と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、受信信号に対して周波数領域等化処理を行い、周波数領域等化処理後の時間信号に対して時間領域等価処理を行うようにしたので、処理遅延を低減し、回路規模および消費電力を増大させることなく高い復調性能でシングルキャリア信号を復調することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、本発明にかかるＭＩＭＯ装置の機能構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明にかかるＭＩＭＯ受信装置および受信方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態．
図１は、本発明にかかるＭＩＭＯ受信装置の機能構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態のＭＩＭＯ受信装置は、アンテナ１−１，１−２と、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部２−１，２−２と、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ  Ｄｅｇｉｔａｌ）変換部３−１，３−２と、ＤＦＥ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｆｒｏｎｔ  Ｅｎｄ）部４−１，４−２と、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）除去部５−１，５−２と、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部６−１，６−２と、チャネル推定部７と、ウエイト計算部８と、ウエイト乗算部９と、チャネル推定部１０と、ＩＤＦＴ部（時間領域変換手段）１１−１，１１−２と、ＭＬＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）部１２と、チャネル復号部１３と、で構成される。
【００１２】
なお、図１では、２本の受信アンテナ（アンテナ１−１，１−２）を備える場合の構成例を示しているが、受信アンテナの本数に制約はなく、２以上であれば何本の受信アンテナを備えてもよい。３本以上の受信アンテナを備える場合には、ＲＦ部、ＡＤ変換部、ＤＦＥ部、ＣＰ除去部およびＦＦＴ部についても、それぞれ受信アンテナごとに備え、アンテナごとのＦＦＴ部の処理結果を、ウエイト乗算部９、チャネル推定部７およびチャネル推定部１０に入力するようにすればよい。また、本実施の形態では、送信側の送信アンテナの数を２本としているが、送信アンテナの数が３本以上の場合には、ＩＤＦＴ部を送信アンテナの数だけ備えるようにする。
【００１３】
つぎに、本実施の形態の動作を説明する。アンテナ１−ｉ（ｉ＝１，２）は、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリア信号を受信する。ＲＦ部２−ｉは、アンテナ１−ｉが受信したシングルキャリア信号に対してフィルタ処理、増幅処理、周波数変換処理等を実施し、処理後の信号をＡＤ変換部３−ｉへ出力する。ＡＤ変換部３−ｉは、ＲＦ部２−ｉからアナログ信号として出力される信号をデジタル信号に変換し、ＤＦＥ部４−ｉへ出力する。
【００１４】
ＤＦＥ部４−ｉは、デジタル信号に対してフィルタ処理や周波数変換処理等の所定のデジタルフロントエンド処理を行い、処理後の信号をＣＰ除去部５−ｉへ出力する。なお、ＡＤ変換部３−ｉでＩＦ（中間周波数）サンプリングを行う場合には、ＤＦＥ部４−ｉは、直交検波等のデジタル信号処理によってＩＦサンプリングを行なった信号を複素ベースバンド信号に変換する。
【００１５】
ＣＰ除去部５−ｉは、ＤＦＥ部４−ｉから出力される信号からサイクリック・プリフィックス（ＣＰ）の除去処理を行い、除去処理後の信号をＦＦＴ部６−ｉへ出力する。ＦＦＴ部６−ｉは、ＣＰ除去部５−ｉから出力される信号を離散フーリエ変換によって周波数領域信号に変換し、チャネル推定部７、ウエイト乗算部９およびチャネル推定部１０へ出力する。
【００１６】
チャネル推定部７は、ＦＦＴ部６−１，６−２から出力される周波数領域信号に基づいて、ＭＩＭＯ伝送路と、信号電力や干渉電力などの通信品質と、を推定し、推定値をウエイト計算部８へ出力する。たとえば、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ）で規定されているＥ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ  Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ）の上りリンク信号であるＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｈａｒｅｄ  ＣＨａｎｎｅｌ）信号の場合は、既知パターンで構成される復調用リファレンス・シグナル（ＲＳ）が１サブフレーム中２箇所に挿入される。この場合、チャネル推定部７は、ＦＦＴ部６−１，６−２の出力からＲＳ部分を抽出してチャネル推定（ＭＩＭＯ伝送路と、信号電力や干渉電力などの通信品質と、の推定）を行う。チャネル推定部７のチャネル推定方法は、これに限らず、周波数領域信号のどの部分を用いてもよく、またどのような推定手法を用いてもよい。
【００１７】
ウエイト計算部８は、チャネル推定部７から出力される推定値を用いて、周波数領域等化のためのウエイトを算出する。また、ウエイト乗算部９は、ＦＦＴ部６−１，６−２から出力される周波数領域信号に対して、ウエイト計算部８によって算出されたウエイトを乗算することにより送信信号の推定値を求める。
【００１８】
ウエイト計算部８が算出するウエイトの算出方法は、様々なものが知られており、どのような方法を用いてもよいが、ここでは、一例としてＭＭＳＥ規範の周波数領域等化を行う場合について説明する。
【００１９】
ＭＩＭＯ伝送モデルを以下の式（１）で表す。ただし、Ｈ（太字）はＭＩＭＯ伝送路行列を表し、ｓ（太字）＝［ｓ1  ｓ2］Tは送信ベクトル（ｓjは、ｊ番目の送信アンテナから送信された送信信号）を表し、ｎ（太字）＝［ｎ1  ｎ2］Tはアンテナ１−１，１−２に入力される雑音干渉ベクトル（ｎiは、アンテナ１−ｉに入力される雑音干渉信号）を表し、ｒ（太字）＝［ｒ1  ｒ2］Tはアンテナ１−１，１−２が受信する受信信号ベクトル（ｒiは、アンテナ１−ｉが受信する受信信号）を表す。なお、［・］Tは、ベクトルの転置を表す。
【００２０】
【数１】
2011188107.tif 000003
【００２１】
なお、ここでは、送信アンテナの数を２本とし、送信ベクトルの要素の数（送信信号の数）を２つとしているが、送信アンテナが３本以上の場合は、送信ベクトルの要素数を送信アンテナの数とし、各送信アンテナから送信される送信信号を送信ベクトルの要素とすればよい。また、この場合、ＭＩＭＯ伝送路行列Ｈ（太字）の列数も送信アンテナ数とすする。同様に、受信アンテナが３以上の場合は、雑音干渉ベクトルおよび受信信号ベクトルの要素の数を受信アンテナの数とし、ＭＩＭＯ伝送路行列Ｈ（太字）の行数を受信アンテナの数とする。
【００２２】
つぎに、ＭＩＭＯ伝送路Ｈ（太字）および雑音干渉電力推定値σ2に基づいて、ＭＭＳＥ規範のウエイトＷ（太字）を以下の式（２）に従って算出する。なお、ここでは、チャネル推定部７は通信品質の推定値として雑音干渉電力推定値を求めるとする。なお、［・］Hは、行列の複素共役転置を表す。また、Ｉ（太字）は、Ｈ（太字）HＨ（太字）と同じ行数および列数を有する単位行列である。
【００２３】
【数２】
2011188107.tif 000004
【００２４】
上記式（１）および式（２）により、受信信号ベクトルｒ（太字）にウエイトＷ（太字）を乗算することにより、ｓ1とｓ2を推定することができる。すなわち、ｓ1，ｓ2の推定値を推定送信信号ベクトルＳ＝［ｓe1  ｓe2］（ｓe1，ｓe2は送信信号の推定値）とすると、推定値Ｓ＝Ｗ（太字）ｒ（太字）となる。
【００２５】
なお、チャネル推定部７が推定するＭＩＭＯ伝送路（チャネル応答）Ｈ（太字）は、周波数領域の所定の区画単位に算出する。たとえばサブキャリア単位で算出してもよいし、また周波数方向のチャネル変動（周波数の違いによる伝送路状態の差）が緩やかな場合は、複数サブキャリアを用いて共通のＨ（太字）を推定することで推定精度の向上が図ってもよい。また、周波数領域等化処理（チャネル推定部７、ウエイト計算部８およびウエイト乗算部９の処理）は、求めたＨ（太字）毎に実行する。なお、図１の例では、チャネル推定部７、ウエイト計算部８およびウエイト乗算部９が、周波数領域等化処理を行う周波数領域等化手段として機能するが、周波数領域等化処理を行う周波数領域等化手段の構成は、図１に例示した構成に限らずどのような構成としてもよい。また、周波数領域等化処理の方式はどのような方式でもよいが、干渉キャンセルを同時に行う処理であることが望ましい。
【００２６】
つぎに、ＩＤＦＴ部１１−１，１１−２は、ウエイト乗算部９が求めた送信信号の推定値に対して離散フーリエ逆変換を行い時間信号に変換する。ＭＩＭＯチャネル推定精度やＭＩＭＯチャネルの状態によっては、ＭＭＳＥ規範による周波数領域等化のみではマルチパス干渉を完全には取り除くことができず、シンボル間干渉が残留することがある。本実施の形態では、ＭＬＳＥ部１２が、時間領域で最尤系列推定により、この残留したシンボル間干渉を除去し、誤り訂正符号化後の軟判定ビット系列推定値を求める。
【００２７】
チャネル推定部１０は、ＦＦＴ部６−１，６−２から出力される周波数領域信号にウエイトＷを乗算した値に基づいてチャネル推定値（ウエイト乗算後のチャネル推定値）を算出し、ウエイト乗算後のチャネル推定値をＭＬＳＥ部１２へ出力する。ＭＬＳＥ部１２は、ウエイト乗算後のチャネル推定値とウエイト乗算部９が求めた送信信号の推定値の時間信号とに基づいて軟判定ビット系列推定値を求める。
【００２８】
なお、本実施の形態では、時間領域の等化処理として、ＭＬＳＥ部１２がＭＬＳＥ処理を実施することとしているが、時間領域の等化処理であればこれに限らずどのような等化処理を行ってもよい。その場合、ＭＬＳＥ部１２の代わりに、その時間領域等化処理に対応した時間領域等化手段を備えるようにすればよい。
【００２９】
ＭＬＳＥ部１２が行う時間領域の最尤系列推定方式としては、ビタビアルゴリズムを用いた演算量削減方式が存在することが一般に知られているが、このとき、計算規模はマルチパス伝送路の最大遅延時間に依存し、遅延時間が長いほど、計算規模が増大する。本実施の形態では、あらかじめ周波数領域等化によって主たるマルチパスを抑圧しているので、最初から最尤系列推定を行う場合と比べて、ＭＬＳＥ部１２が考慮すべき最大遅延時間の制約が緩和され、その結果計算規模が軽減される。したがって、計算規模を軽減しつつ、かつ最尤推定により理論上最良の復調性能が実現可能となる。
【００３０】
なお、ＭＬＳＥ部１２が対応すべき最大マルチパス遅延時間については、あらかじめ設定した固定値としてもよいし、動作毎に可変とし、たとえば前段の周波数領域等化処理の結果に基づいて遅延プロファイルなどのマルチパス遅延時間を示す指標を推定し、その推定値に基づいて最大マルチパス遅延時間を決定するようにしてもよい。マルチパス遅延時間を示す指標としては、例えばチャネル推定部１０が求めるウエイト乗算後のチャネル推定値や信号電力推定値、干渉電力推定値が利用可能である。たとえば、チャネル推定値の周波数方向の平坦度に基づいてマルチパスの遅延時間と振幅レベルを推定することができる。平坦度としては、たとえばある周波数幅毎に推定されるチャネル推定値の電力値の標準偏差や、メジアンなどを用いる。そして、平坦度と複数段階の所定のしきい値とを比較して、比較結果に基づいてＭＬＳＥ部１２の最大マルチパス遅延時間（処理量）を決定する。以上のようにチャネル推定値の周波数方向の平坦度などに基づいて最大マルチパス遅延時間を決定する遅延時間決定手段を備えるようにしてもよい。
【００３１】
また、チャネル推定値を逆離散フーリエ変換して時間方向の遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段を備え、生成した遅延プロファイルに基づいてマルチパス遅延時間を示す指標を算出してもよい。たとえば遅延プロファイルについて、主波からｔ秒以上の遅延波の総電力値を複数段階の所定のしきい値と比較して、しきい値との比較結果に基づいてＭＬＳＥ部１２の最大マルチパス遅延時間（処理量）を決定する遅延時間決定手段、を備えるといった方式を適用すればよい。
【００３２】
さらには、ある一定のＦＦＴブロック数（ＦＦＴ部６−１，６−２の出力の周波数幅に対応）の処理理の総処理時間が一定値以下に納まる範囲内で、処理対象のＦＦＴブロックごとに、ＭＬＳＥ部１２が考慮すべき最大遅延時間の制約を可変としてもよい。すなわち、所定の周波数幅ごとに出力されるＦＦＴ部６−１，６−２に対して上述のように周波数等化処理を行い、所定の周波数幅ごとにＭＬＳＥ部１２が考慮すべき最大遅延時間を変えてもよい。このとき、たとえば、遅延時間決定手段が、上記のようにチャネル推定値の周波数方向の平坦度などに基づいて最大遅延時間を決定してもよい。たとえば、総処理時間を計算するＦＦＴブロック数を、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ  Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｒｅｐｅａｔ  ｒｅＱｕｅｓｔ）の再送制御の単位時間に合うように設定すると、ＨＡＲＱ再送制御での遅延時間の規定を満足しながら復調・復号性能を最大化することができる。
【００３３】
ＭＬＳＥ部１２は、処理結果の軟判定ビット系列をチャネル復号部１３に出力する。チャネル復号部１３は、軟判定ビット系列に対してデインタリーブ処理や、ハイブリッドＡＲＱのパケット合成処理、誤り訂正復号処理、ＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ）計算などを行い、符号化前の送信ビット系列を取り出す。
【００３４】
なお、ウエイト計算時に、アンテナ間の雑音干渉信号の相関を考慮して、干渉信号を空間フィルタリングで抑圧するようなウエイトを計算するようにしてもよい。この場合、ＭＩＭＯ多重数よりもアンテナ本数を多くする必要がある。
【００３５】
また、図１で示した構成例では、チャネル復号部１３への入力または出力をウエイト乗算部９にフィードバックして干渉キャンセルを行うなどの繰返し処理を含んでいない構成としているが、これに限らず、チャネル復号部１３への入力または出力をウエイト乗算部９にフィードバックして干渉キャンセルによる繰返し処理を含むようにしてもよい。この場合にも、遅延時間短縮や回路規模削減といった効果を得ることができる。すなわち、マルチパス干渉による劣化が残留していたとしても、上述のとおりＭＬＳＥ部１２は、シンボル間干渉の除去と最尤推定が可能となるため、従来技術に比べてＭＭＳＥ−ＦＤＥおよび干渉キャンセルに要求されるマルチパス干渉能力が低くてもよい。これにより干渉キャンセルのための繰返し処理回数が従来技術より少なくできるため、遅延時間の短縮や回路規模の削減といった効果が得られる。
【００３６】
さらに、このとき、繰返し処理回数とＭＬＳＥ処理時間の総時間が規定値以内に納まり、かつ総合した復調・復号性能が最大となるように、干渉キャンセルとＭＬＳＥ部１２の処理能力配分を調整することも可能である。このときは、それぞれの性能の指標としては、ＭＭＳＥ−ＦＤＥ後のチャネル推定値を用いることができる。
【００３７】
以上のように、本実施の形態では、周波数領域等化処理を行い、周波数領域等化処理後の時間信号に対してＭＬＳＥ処理（時間領域等価処理）を行うようにした。そのため、周波数領域等化処理に繰返し処理を含まず、そのため、処理遅延時間の増大を防ぐことができる。また、周波数領域等化により主要なマルチパス干渉を抑圧してからＭＬＳＥ処理を行うことで、ＭＬＳＥの計算規模を削減でき、遅延時間の短縮と最尤推定によるＭＩＭＯ復調性能との両方を実現できる。したがって、処理遅延を低減し、回路規模および消費電力を増大させることなく高い復調性能でシングルキャリア信号を復調することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
以上のように、本発明にかかるＭＩＭＯ受信装置および受信方法は、シングルキャリア信号を受信するＭＩＭＯ受信装置に有用であり、特に、回路規模および消費電力を抑えるＭＩＭＯ受信装置に適している。
【符号の説明】
【００３９】
１−１，１−２  アンテナ
２−１，２−２  ＲＦ部
３−１，３−２  ＡＤ変換部
４−１，４−２  ＤＦＥ部
５−１，５−２  ＣＰ除去部
６−１，６−２  ＦＦＴ部
７，１０  チャネル推定部
８  ウエイト計算部
９  ウエイト乗算部
１１−１，１１−２  ＩＤＦＴ部
１２  ＭＬＳＥ部
１３  チャネル復号部
【図１】
2011188107.tif 000005