(57)【要約】【課題】上位からの信号指示により出力電圧値の変更があった場合、これに応じて過電流検出値を変更することができ、出力電力を一定以下に抑えることができるようにする。【解決手段】演算増幅器１３、抵抗６、７、９〜１１、１４、基準電圧源１５により、出力電圧に応じて過電流検出値を変化させるための回路を構成する。過電流制御用の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−には、抵抗４の両端からの検出値と、演算増幅器１３からのアナログ値の出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌの差分値とに基づく値を供給する。これにより、上位装置より出力電圧の変更指示があった時、過電流検出値を出力電圧に応じて変更することができ、出力電圧が上昇した時に電力制限値が大きくなることなく、一定の電力制限をすることができる。【選択図】図１
2011045222.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子にスイッチングパルスを供給して所望の出力電圧を得るようにした電源回路において、
出力電流を検出する手段と、
前記出力電流の検出値と出力電圧とに基づいて変化する過電流検出値を形成する手段と、
前記過電流検出値が所定値以上になったら前記スイッチングパルスを停止させる手段と
を備えることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記過電流検出値を形成する手段は、前記出力電流の検出値と、アナログ値の出力電圧の変更指示信号とから形成することを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記出力電流を検出する手段は、電流検出用の抵抗であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。
【請求項４】
出力電流を検出する手段は、カレントトランスであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流検出回路が設けられた電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＯＳトランジスタからなるスイッチング素子にスイッチングパルスを供給して所望の出力電圧を得るようにしたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電流の過電流を検出すると、装置に対する電源を停止する動作を行う過電流保護回路が設けられている（例えば特許文献１）。
【０００３】
図３は、このような過電流保護回路が設けられたＤＣ−ＤＣコンバータの一例である。図３において、ＭＯＳトランジスタ２０１のドレインは電源入力端子２２１に接続され、そのソースはチョークコイル２０３の一端に接続される。ＭＯＳトランジスタ２０２のドレインはチョークコイル２０３の一端に接続され、そのソースは接地ライン２２０に接続される。ＭＯＳトランジスタ２０１及びＭＯＳトランジスタ２０２のゲートは、制御ＩＣ２０８の端子Ｇ１及びＧ２にそれぞれ接続される。電源入力端子２２２は接地ライン２２０に接続される。
【０００４】
チョークコイル２０３の他端は抵抗２０４の一端に接続されると共に、制御ＩＣ２０８の検出端子ＳＥＮＳＥ＋に接続される。抵抗２０４の他端は電源出力端子２２３に接続されると共に、制御ＩＣ２０８の検出端子ＳＥＮＳＥ−に接続される。また、抵抗２０４の他端と接地ライン２２０との間に、コンデンサ２０５が接続される。電源出力端子２２４は接地ライン２２０に接続される。
【０００５】
図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、電源入力端子２２１及び２２２に直流電源が入力される。ＭＯＳトランジスタ２０１及びＭＯＳトランジスタ２０２のゲートには、制御ＩＣ２０８の端子Ｇ１及びＧ２からスイッチングパルスが供給され、ＭＯＳトランジスタ２０１及びＭＯＳトランジスタ２０２が交互にオン／オフされる。これにより、電源出力端子２２３及び２２４から所望の出力電圧の直流電源が出力される。また、制御ＩＣ２０８には、上位装置からの出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌが供給されると、この出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌに従って、スイッチングパルスのパルス幅が制御され、出力電圧が変化される。
【０００６】
また、抵抗２０４の両端電圧から出力電流が検出される。この抵抗２０４の両端電圧は、制御ＩＣ２０８の過電流制御用の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−に供給される。出力電圧が過電流になり、抵抗２０４の両端電圧から検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−に印加される電圧が一定値以上になると、ＭＯＳトランジスタ１及び２のスイッチングパルスが停止され、装置に対する電源が停止される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００１−５７７７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータでは、抵抗２０４の両端電圧から出力電流を検出し、この検出値が所定値を越えると、スイッチングパルスを停止させ、過電流を防止している。ところが、このような回路では、出力電圧の変更指示を上位装置から受けて出力電圧を上昇させた時にも、過電流検出値が常に一定であるため、電力容量が基準値を超えてしまうことがある。
【０００９】
例えば、図４に示すように、上述のように構成されるＤＣ−ＤＣコンバータ２５０により、負荷２５１に電源を供給しているとする。ここで、図４（Ａ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５０の出力電圧はＶｏであり、過電流の検出値はＩｏであるとする。この場合、負荷２５１に最大限供給される電力Ｐｏは、
Ｐｏ＝Ｉｏ×Ｖｏ
である。
【００１０】
ここで、図４（Ｂ）に示すように、上位機器からの出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌにより、出力電圧がΔｖだけ上がり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５０の出力電圧が（Ｖｏ＋Δｖ）になったとする。図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータ２５０では、出力電圧が上昇しても、過電流の検出値は一定である。よって、この場合、負荷２５１に最大限供給される電力Ｐｏは、
Ｐｏ＝Ｉｏ×（Ｖｏ＋Δｖ）
に上昇する。
【００１１】
このように、図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータでは、過電流検出値が常に一定であるため、出力電圧の変更指示を上位装置から受けて電圧を出力電圧を上昇させると、電力容量が基準値を超えてしまうことがあり得る。このため、装置に供給している分電盤電源設備が電力容量に余裕がない場合、電力容量を超え、分電盤電源設備が破損してしまう可能性がある。
【００１２】
上述の課題を鑑み、本発明は、上位からの信号指示により出力電圧値の変更があった場合、これに応じて過電流検出値を変更することができ、出力電力を一定以下に抑えることができるようにした電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述の課題を解決するために、本発明は、スイッチング素子にスイッチングパルスを供給して所望の出力電圧を得るようにした電源回路において、出力電流を検出する手段と、出力電流の検出値と出力電圧とに基づいて変化する過電流検出値を形成する手段と、過電流検出値が所定値以上になったらスイッチングパルスを停止させる手段とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、上位装置より出力電圧の変更指示があった時、過電流検出値を出力電圧に応じて変更することができる。これにより、出力電圧が上昇した時に電力制限値が大きくなることなく、一定の電力制限をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図３】過電流検出回路が設けられたＤＣ−ＤＣコンバータの一例の回路図である。
【図４】過電流検出回路が設けられたＤＣ−ＤＣコンバータにおける問題点の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示すものである。
本発明の第１の実施形態によるＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子としてのＭＯＳトランジスタ１及び２と、電磁エネルギーを蓄積するチョークコイル３と、電流検出用の抵抗４と、平滑用のコンデンサ５と、ＭＯＳトランジスタ１及び２のゲートにスイッチングパルスを供給する制御ＩＣ８とを含んでいる。制御ＩＣ８には、上位装置からの出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌが供給され、この出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌに従い、出力電圧を変化させることができる。
【００１７】
また、制御ＩＣ８には、過電流制御用の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−が設けられている。この検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−に一定値以上の検出値が供給されると、ＭＯＳトランジスタ１及び２のスイッチングパルスが停止される。
【００１８】
本発明の第１の実施形態では、出力電圧に応じて過電流検出値を変化させることで、出力電力が一定になるような制御を行っている。演算増幅器１３、抵抗６、７、９〜１１、１４、基準電圧源１５は、出力電圧に応じて過電流検出値を変化させるための回路を構成している。かかる構成を有する本発明の第１の実施形態について、以下に説明する。
【００１９】
図１において、ＭＯＳトランジスタ１のドレインは電源入力端子２１に接続され、そのソースはチョークコイル３の一端に接続される。ＭＯＳトランジスタ２のドレインはチョークコイル３の一端に接続され、そのソースは接地ライン２０に接続される。ＭＯＳトランジスタ１及びＭＯＳトランジスタ２のゲートは、制御ＩＣ８の端子Ｇ１及びＧ２にそれぞれ接続される。電源入力端子２２は接地ライン２０に接続される。
【００２０】
チョークコイル３の他端は抵抗４の一端に接続されると共に、抵抗６の一端に接続される。抵抗４の他端は電源出力端子２３に接続されると共に、抵抗７の一端及び制御ＩＣ８の検出端子ＳＥＮＳＥ−に接続される。また、抵抗４の他端と接地ライン２０との間に、コンデンサ５が接続される。電源出力端子２４は接地ライン２０に接続される。
【００２１】
抵抗６の他端及び抵抗７の他端は、制御ＩＣ８の検出端子ＳＥＮＳＥ＋に接続されると共に、抵抗１４の一端に接続される。抵抗１４の他端は、演算増幅器１３の出力端子に接続される。
【００２２】
演算増幅器１３の反転入力端子は、抵抗９を介して、入力端子２５に接続される。また、演算増幅器１３の反転入力端子とその出力端子との間に、抵抗１１が接続される。
【００２３】
演算増幅器１３の非反転入力端子は、抵抗１０を介して、入力端子２６に接続される。また、演算増幅器１３の非反転入力端子と接地間に、抵抗１２及び基準電圧源１５が接続される。入力端子２５及び２６には、上位装置から出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌが与えられる。なお、出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌはアナログ電圧値である。
【００２４】
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、電源入力端子２１及び２２に直流電源が入力される。ＭＯＳトランジスタ１及びＭＯＳトランジスタ２のゲートには、制御ＩＣ８の端子Ｇ１及びＧ２からスイッチングパルスが供給され、ＭＯＳトランジスタ１及びＭＯＳトランジスタ２が交互にオン／オフされる。これにより、電源出力端子２３及び２４から所望の出力電圧の直流電源が出力される。また、制御ＩＣ８には、上位装置からの出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌが供給されると、この出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌに従ってスイッチングパルスのパルス幅が制御され、出力電圧が変化される。
【００２５】
また、前述したように、本発明の第１の実施形態では、演算増幅器１３、抵抗６、７、９〜１１、１４、基準電圧源１５により、出力電圧に応じて過電流検出値を変化させるための回路が構成される。このことについて以下に説明する。
【００２６】
図１において、電流検出用の抵抗４の抵抗値をＲ４とし、抵抗４を流れる出力電流をＩｏｕｔとすると、抵抗４の両端電圧は、
Ｒ４×Ｉｏｕｔ
となる。
【００２７】
抵抗４の両端電圧は、抵抗６と抵抗７とにより分圧されて、制御ＩＣ８の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−に印加される。すなわち、抵抗６及び抵抗７の抵抗値をＲ６及びＲ７とすると、抵抗４の両端電圧により制御ＩＣ８の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−に印加される電圧は、
Ｒ４×Ｉｏｕｔ×Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）
となる。
【００２８】
また、この制御ＩＣ８の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−に印加される電圧には、演算増幅器１３の出力電圧が抵抗１４と抵抗７とにより分圧された値が加算される。すなわち、この演算増幅器１３の出力電圧をＶｍ、抵抗１４の抵抗値をＲ１４、抵抗７の抵抗値をＲ７とすると、演算増幅器１３により制御ＩＣ８の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−に加算される電圧値は、
Ｖｍ×Ｒ７／（Ｒ１４＋Ｒ７）
となる。
【００２９】
よって、制御ＩＣ８の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−の両端に印加される電圧Ｖｏｃは、
Ｖｏｃ≒Ｒ４×Ｉｏｕｔ×Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＋Ｖｍ×Ｒ７／（Ｒ１４＋Ｒ７）  …（１）
となる。
【００３０】
また、演算増幅器１３からは、出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌの電圧差分値が増幅されて出力される。前述したように、出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌはアナログ電圧値であり、このアナログ電圧値をそれぞれＶｍｇｎｈ、Ｖｍｇｎｌで表すとする。また、抵抗９及び抵抗１０の抵抗値は等しい値Ｒ９であるとし、抵抗１１及び抵抗１２の抵抗値は等しい値Ｒ１１であるとする。この場合、演算増幅器１３の出力電圧Ｖｍは
Ｖｍ＝（Ｒ１１／Ｒ９）×（Ｖｍｇｎｈ−Ｖｍｇｎｌ）＋Ｖｒｅｆ  …（２）
となる。
【００３１】
（１）式及び（２）式より、制御ＩＣ８の検出端子ＳＥＮＳＥ＋及びＳＥＮＳＥ−の印加電圧Ｖｏｃは、
Ｖｏｃ≒Ｒ４×Ｉｏｕｔ×Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＋Ｖｍ×Ｒ７／（Ｒ１４＋Ｒ７）
＝Ａ×Ｉｏｕｔ＋Ｂ×（Ｖｍｇｎｈ−Ｖｍｇｎｌ）＋Ｃ  …（３）
と表すことができる。
【００３２】
ここで、Ａ，Ｂ，Ｃは正の定数であり、抵抗６〜７、抵抗９〜１２、抵抗１４の値により調整できる。よって、過電流検出点の印加電圧Ｖｏｃは、抵抗４を流れる出力電流Ｉｏｕｔと、出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈの印加電圧（Ｖｍｇｎｈ）と出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｌ印加電圧（Ｖｍｇｎｌ）との差分値とに基づいた値となる。
【００３３】
一方、電源出力端子２３及び２４からの出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌの印加電圧の差分により、下記計算式で示される電圧になる。ここでＤ，Ｅは正の定数である。
Ｖｏｕｔ＝Ｄ＊（Ｖｍｇｎｈ−Ｖｍｇｎｌ）＋Ｅ  …（４）
【００３４】
以上より、上位装置からの出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ及びＭＧＮ＿Ｌ信号に従い、出力電圧が上昇させると、これに応じて過電流検出点への印加電圧値も比例して増加することになる。これにより、出力電力は一定に抑えられる。
【００３５】
本発明の第１の実施形態によれば、上位装置より出力電圧の変更指示があった時、過電流検出値を出力電圧に応じて変更することができる。これにより、出力電圧が上昇した時に、電力制限値が大きくなることなく、一定の電力制限をすることができる。
【００３６】
また、本発明の第１の実施形態によれば、出力電圧の変更指示信号ＭＧＮ＿Ｈ信号とＭＧＮ＿Ｌ信号にアナログ電圧を印加することにより、このアナログ電圧に比例して線形に過電流検出を変化させることができる。
【００３７】
＜第２の実施形態＞
図２は、本発明の第２の実施形態を示すものである。図２において、ＭＯＳトランジスタ１０１及び１０２、チョークコイル１０３、コンデンサ１０５、抵抗１０６〜１０７、１０９〜１１２、１１４、制御ＩＣ１０８、演算増幅器１１３、基準電源１１５、電源入力端子１２１及び１２２、電源出力端子１２３及び１２４、出力電圧の変更指示信号の入力端子１２５及び１２６は、図１に示した第１の実施形態におけるＭＯＳトランジスタ１及び２、チョークコイル３、コンデンサ５、抵抗６〜７、９，９〜１２、１４、制御ＩＣ８、演算増幅器１３、基準電圧源１５、電源入力端子２１及び２２、電源出力端子２３及び２４、出力電圧の変更指示信号の入力端子２５及び２６と同様であり、その説明を省略する。
【００３８】
前述の第１の実施形態では、電流検出用の抵抗４の両端電圧から出力電流値を検出していたのに対して、この実施形態では、カレントトランス１１６により、出力電流値を検出している。電流検出用の抵抗４をカレントトランス１１６に変更することで、電流検出用の抵抗４で発生する電力損失を低減することが可能である。更に、チョークコイル２０３のインダクタンス値をカレントトランス１１６で持たせる場合は、チョークコイル２０３は削除可能である。
【００３９】
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。
【符号の説明】
【００４０】
１，２：ＭＯＳトランジスタ
３：チョークコイル
４：電流検出用の抵抗
５：コンデンサ
１３：演算増幅器
２１，２２：電源入力端子
２３，２４：電源出力端子
２５，２６：出力電圧の変更指示信号の入力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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