(57)【要約】【課題】低コストに逆流を抑制できる同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの提供。【解決手段】同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は第１直流電圧源１７と第２直流電圧源２５との間に接続されるとともに、出力端子２１における出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出回路３９と、出力電流Ｉを検出する電流検出回路４１と、を備える。電圧検出回路３９と電流検出回路４１が接続される制御回路４３は、出力端子２１からの電力が停止している際に、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒ以上であれば前記電力の停止状態を維持し、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒ未満であれば前記電力の供給状態とするとともに、前記電力が供給されている際に、出力電流Ｉが逆流許容下限電流Ｉｒ以上であれば前記電力の供給状態を維持し、出力電流Ｉが逆流許容下限電流Ｉｒ未満であれば前記電力の停止状態とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１直流電圧源と第２直流電圧源との間に電気的に接続される同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記第２直流電圧源が電気的に接続される出力端子における出力電圧（Ｖｏ）を検出する電圧検出回路と、
前記出力端子における出力電流（Ｉ）を検出する電流検出回路と、を備え、
前記電圧検出回路、および前記電流検出回路と電気的に接続される制御回路は、前記出力端子からの電力が停止している際に、前記出力電圧（Ｖｏ）が基準電圧（Ｖｒ）以上であれば前記電力の停止状態を維持し、前記出力電圧（Ｖｏ）が前記基準電圧（Ｖｒ）未満であれば前記電力の供給状態とするとともに、
前記電力が供給されている際に、前記出力電流（Ｉ）が逆流許容下限電流（Ｉｒ）以上であれば前記電力の供給状態を維持し、前記出力電流（Ｉ）が前記逆流許容下限電流（Ｉｒ）未満であれば前記電力の停止状態とするようにした同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は、前記電力を供給状態とする前に前記出力電流（Ｉ）を検出し、その出力電流（Ｉ）を前記電流検出回路のゼロ点として記憶するようにした請求項１に記載の同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記電流検出回路のゼロ点は既定オフセット電圧が印加されるようにした請求項１に記載の同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力された直流電圧を他の電圧値に変換して出力する同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保護に対する意識の高まりから、制動時のエネルギを回生電力として回収し利用することで省燃費化を図る自動車（以下、車両という）が開発されている。このような車両の構成として、例えば前記車両に搭載された発電機に前記回生電力の回収用キャパシタを接続するとともに、前記キャパシタとバッテリの間にＤＣ／ＤＣコンバータを接続するものが提案されている。これにより、前記車両の制動時に前記発電機で急峻に発生する前記回生電力を前記キャパシタに充電することができる。ここで、前記キャパシタを用いる理由は、前記キャパシタが急速充電特性に優れるためである。充電された前記回生電力は、前記車両の非制動時に前記ＤＣ／ＤＣコンバータを介して前記バッテリを充電したり、前記車両に搭載される負荷（電装品）に供給される。ここで、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを用いる理由は、前記キャパシタの電圧が放電により経時的に低下することから、前記バッテリや前記負荷に安定した電圧を供給するためである。
【０００３】
このような前記ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、前記回生電力により充電された前記キャパシタの電圧が前記バッテリの電圧よりも高い場合であれば、前記キャパシタ側から前記バッテリ側へ降圧する同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータが適用できる。この同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば特許文献１に示される。図５は前記同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータであるスイッチングレギュレータの回路構成図を示す。直流電源１０１の正極と負極の間には、スイッチングトランジスタ１０３、１０５の直列回路が接続される。スイッチングトランジスタ１０３、１０５の接続点にはコイル１０７を介して出力端子１０９が接続される。さらに、出力端子１０９には出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための抵抗１１１、１１３の直列回路と平滑用コンデンサ１１５が接続される。また、スイッチングトランジスタ１０３、１０５はスイッチング電源制御用ＩＣ１１７によりオンオフ制御が行なわれる。この際、スイッチング電源制御用ＩＣ１１７は抵抗１１１、１１３の接続点電圧（出力電圧Ｖｏｕｔに比例）が所定の参照電圧Ｖｒｅｆ１となるようにオンオフ制御を行なう。
【０００４】
このようなスイッチングレギュレータを用いて前記回生電力を回収する構成とするには、例えば直流電源１０１を前記キャパシタとし、出力端子１０９に前記バッテリと負荷を接続すればよい。しかし、前記スイッチングレギュレータは同期整流型であるため、前記負荷が軽くなり負荷電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ１以上となった場合、前記負荷から直流電源１０１側へ電流が流れる現象（以下、逆流という）が発生する。逆流することにより前記キャパシタへ前記バッテリからのエネルギが充電されるので、制動時には既に前記キャパシタが満充電となっている可能性がある。この場合は前記回生電力を十分に回収できなくなる。そこで、図５の構成ではスイッチング電源制御用ＩＣ１１７がスイッチングトランジスタ１０５に流れる電流を検出し、逆流を検出すればスイッチングトランジスタ１０５をオフにする。これにより、逆流を防止することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−６０９７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記したスイッチングレギュレータによると、確かに逆流を防止することができるのであるが、高速でオンオフを繰り返すスイッチングトランジスタ１０５のオン電圧から、スイッチングトランジスタ１０５に流れる電流が一定値以下（負電流）になるタイミングを検出する必要があり、電流検出回路を高応答性のものにしなければならず高コスト化するという課題があった。
【０００７】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、低コストに逆流を抑制できる同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記従来の課題を解決するために、本発明の同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１直流電圧源と第２直流電圧源との間に電気的に接続され、前記第２直流電圧源が電気的に接続される出力端子における出力電圧（Ｖｏ）を検出する電圧検出回路と、前記出力端子における出力電流（Ｉ）を検出する電流検出回路と、を備え、前記電圧検出回路、および前記電流検出回路と電気的に接続される制御回路は、前記出力端子からの電力が停止している際に、前記出力電圧（Ｖｏ）が基準電圧（Ｖｒ）以上であれば前記電力の停止状態を維持し、前記出力電圧（Ｖｏ）が前記基準電圧（Ｖｒ）未満であれば前記電力の供給状態とするとともに、前記電力が供給されている際に、前記出力電流（Ｉ）が逆流許容下限電流（Ｉｒ）以上であれば前記電力の供給状態を維持し、前記出力電流（Ｉ）が前記逆流許容下限電流（Ｉｒ）未満であれば前記電力の停止状態とするようにしたものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、出力端子に接続した電流検出回路で検出した出力電流（Ｉ）が逆流許容下限電流（Ｉｒ）未満となれば逆流が発生していると判断し、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータを停止状態とすることで逆流を抑制する。従って、逆流判断のための出力電流（Ｉ）をスイッチングトランジスタの高速オンオフ動作に関係なく検出することができるので、高応答性を有する高価な電流検出回路が不要となり、前記同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータのコストを低減しつつ逆流を抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図
【図２】本発明の実施の形態１における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すフローチャート
【図３】本発明の実施の形態１における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成のブロック回路図
【図４】本発明の実施の形態２における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すフローチャート
【図５】従来のスイッチングレギュレータの回路構成図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら説明する。
【００１２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すフローチャートである。図３は、本発明の実施の形態１における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成のブロック回路図である。なお、図１、図３において太線は電力系配線を、細線は信号系配線をそれぞれ示す。
【００１３】
図１において、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１における入力端子１３と入力側グランド端子１５の間には第１直流電圧源１７と発電機１９が電気的に接続されている。一方、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１における出力端子２１と出力側グランド端子２３の間には第２直流電圧源２５と前記車両に搭載される電装品からなる負荷２７が電気的に接続されている。なお、第２直流電圧源２５は開放電圧が約１４Ｖの車両用バッテリである。
【００１４】
第１直流電圧源１７は複数の電気二重層キャパシタを１４個直列接続した構成を有する。ここで、前記電気二重層キャパシタとして定格電圧が２Ｖのものを用いたので、第１直流電圧源１７には２８Ｖまでの電圧で充電される。また、発電機１９は後述する車両側制御回路により定電圧モードと定電力モードが切り替えられる構成とし、前記車両が制動していない通常時は定電圧モードで、制動時は定電力モードで、それぞれ発電を行なう。この際、定電圧モードでは例えば１４．５Ｖを出力するようにすれば、第１直流電圧源１７には１４．５Ｖまで充電が行なわれることになる。同時に、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介して第２直流電圧源２５の充電や負荷２７への電力供給を行なう。定電力モードになれば、発電機１９から定電力出力が得られるので、それにより第１直流電圧源１７が充電され、その電圧Ｖｉが上昇する。その結果、発電電流が絞られ、定電力出力を維持するように発電機１９が動作する。ゆえに、制動時に回生電力を第１直流電圧源１７に充電することができる。このような動作とすることで、発電機１９と第１直流電圧源１７とを直接接続できるので、前記回生電力を効率よく充電できる。
【００１５】
次に、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の詳細構成について説明する。
【００１６】
入力端子１３と入力側グランド端子１５との間には、入力側平滑コンデンサ２９、および第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３３の直列回路が電気的に接続される。第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３３は、いずれも外部からオンオフ制御ができる構成のものであればよいが、信頼性の観点から半導体スイッチング素子が望ましい。その中でも本実施の形態ではオン抵抗が小さく低損失の電界効果トランジスタを用いた。
【００１７】
第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３３の接続点にはインダクタ３５の一端が電気的に接続されている。インダクタ３５の他端は出力端子２１に電気的に接続される。また、出力端子２１と出力側グランド端子２３の間には出力側平滑コンデンサ３７が電気的に接続される。
【００１８】
以上が電力系配線の構成であるが、次に信号系配線の構成について述べる。
【００１９】
出力端子２１には、その電圧、すなわち出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出回路３９が電気的に接続される。なお、電圧検出回路３９の構成は従来の図５に示されたものと同様に、２個の抵抗の直列回路で構成される。
【００２０】
また、出力端子２１に流れる出力電流Ｉを検出するための電流検出回路４１が出力端子２１と電気的に接続される電力系配線に設けられる。ここで、本実施の形態１では電流検出回路４１としてシャント抵抗器（図示せず）による電圧降下から電気的に出力電流Ｉを検出するものを用いた。なお、電流検出回路４１は上記以外にも例えばホール素子による磁気的検出手段によるものでもよいが、前記車両による振動や温度の影響を比較的受けにくく高精度なシャント抵抗器によるものが望ましい。
【００２１】
なお、電流検出回路４１の出力は、そのゼロ点に対し既定オフセット電圧が印加される構成とした。具体的には、出力電流Ｉが０Ａの時に既定オフセット電圧として例えば２．５Ｖが出力される。この電圧を中心に、出力電流Ｉが正の場合は２．５Ｖより大きい電圧が、負（逆流）の場合は２．５Ｖより小さい電圧が出力される。このような構成とすることで、電流検出回路４１の出力は逆流が発生しても常に正の電圧となるため、正負を含む出力電流Ｉの検出が容易になる。
【００２２】
電圧検出回路３９と電流検出回路４１は制御回路４３に電気的に接続される。制御回路４３はマイクロコンピュータと、メモリやＡ／Ｄコンバータなどの周辺回路で構成される。従って、制御回路４３は電圧検出回路３９から出力電圧Ｖｏを、電流検出回路４１から出力電流Ｉを、それぞれ読み込む構成となる。
【００２３】
また、電圧検出回路３９からの出力電圧Ｖｏは誤差増幅器４５にも入力される。誤差増幅器４５には制御回路４３から出力される基準電圧Ｖｒも入力され、両者の違いに応じた制御電圧Ｖｃｏｎｔが出力される。ここで、基準電圧Ｖｒは出力端子２１の調整目標電圧のことで、例えば発電機１９が定電力モードとなり入力端子１３の電圧Ｖｉが変化しても、基準電圧Ｖｒを１４．５Ｖに設定することにより、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒ（＝１４．５Ｖ）になるように制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する。
【００２４】
制御電圧Ｖｃｏｎｔはスイッチング回路４７に入力される。スイッチング回路４７は制御電圧Ｖｃｏｎｔに応じた時比率で第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３３をオンオフするスイッチング信号ＳＷを出力する。スイッチング信号ＳＷは第２スイッチング素子３３にそのまま、第１スイッチング素子３１には反転回路４９を介して、それぞれ入力される。これにより、第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３３は決定された時比率でオンオフ動作を交互に繰り返す。
【００２５】
また、スイッチング回路４７は制御回路４３とも接続されている。制御回路４３はスイッチング回路４７に対してオンオフ信号ＯＮＯＦを出力する。これを受け、スイッチング回路４７はスイッチング信号ＳＷを出力して出力端子２１からの電力を供給状態とするか、あるいはスイッチング信号ＳＷを停止して出力端子２１からの電力を停止状態とする。
【００２６】
また、制御回路４３は外部端子５１を介して車両側制御回路５３と各種のデータ信号ｄａｔａを送受信する。これにより、車両側制御回路５３は出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉなどのデータを受信するとともに、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作を制御する信号、例えば前記車両の状況に応じて最適な効率となるように基準電圧Ｖｒの値を可変する信号などを送信する。
【００２７】
また、車両側制御回路５３は発電機１９とも電気的に接続され、上記したように定電圧モードや定電流モードの切替などを行なう発電機制御信号Ｇｃｏｎｔを出力する。
【００２８】
次に、このような同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作について、まず基本的な動作を説明する。
【００２９】
前記車両の通常走行時は前記回生電力が発生していないので、車両側制御回路５３は発電機１９を定電圧モードとなるよう発電機制御信号Ｇｃｏｎｔを送信する。これにより、上記したように発電機１９は１４．５Ｖの電圧を出力する。その結果、第１直流電圧源１７を１４．５Ｖまで充電し維持するとともに、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介して第２直流電圧源２５と負荷２７に電力を供給する。この際、基準電圧Ｖｒは１４．５Ｖであるので、スイッチング回路４７は第１スイッチング素子３１がほぼオンになるような時比率でスイッチング信号ＳＷを出力する。これにより、出力電圧Ｖｏがほぼ１４．５Ｖとなる。
【００３０】
次に、前記車両が制動され、発電機１９が前記回生電力を発生できる状態になると、車両側制御回路５３は発電機１９に対し定電力モードに切り替えるように発電機制御信号Ｇｃｏｎｔを送信する。これにより、発生した前記回生電力は第１直流電圧源１７に直接充電される。従って、効率のよい前記回生電力の回収が可能となる。この場合、入力端子１３の電圧Ｖｉは第１直流電圧源１７の充電とともに経時的に上昇するが、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は出力端子２１が基準電圧Ｖｒになるように制御する。従って、制動時であっても第２直流電圧源２５や負荷２７へは安定した出力電圧Ｖｏが供給される。
【００３１】
その後、前記車両が通常走行に戻ると、車両側制御回路５３は発電機１９を定電圧モードに切り替える。この際、第１直流電圧源１７には前記回生電力が充電されているため、その電圧Ｖｉは発電機の定電圧出力（１４．５Ｖ）より高い。従って、発電機１９は発電を行なわず、第１直流電圧源１７からの電力が同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介して第２直流電圧源２５や負荷２７に供給される。これにより、前記回生電力を有効利用できるとともに、第１直流電圧源１７から電力が出力されている間は発電機１９が発電しないため、その分、図示しないエンジンへの負担が軽減され、燃費が向上する。
【００３２】
以上のような動作を繰り返すことにより、前記車両の高効率化、省燃費化が図れる。
【００３３】
次に、このような同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１における出力端子２１から入力端子１３への逆流抑制動作について図２のフローチャートを参照しながら説明する。
【００３４】
まず、前記車両のイグニションスイッチ（図示せず）がオンされると、車両側制御回路５３を介して制御回路４３にその情報が送信される。これを受け、制御回路４３は直ちに図２のフローチャートを実行する。これにより、制御回路４３は電圧検出回路３９から出力電圧Ｖｏを読み込む（ステップ番号Ｓ１１）。この時、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１はまだ動作していないので、第２直流電圧源２５の開放電圧に近い電圧が得られる。
【００３５】
次に、制御回路４３は読み込んだ出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒを比較する（Ｓ１３）。なお、基準電圧Ｖｒは制御回路４３に内蔵した前記メモリに記憶されている。もし、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒ以上であれば（Ｓ１３のＮｏ）、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を動作すると、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒとなるように第２直流電圧源２５から入力端子１３に向けて電流を流すことになり、逆流が発生する。これにより、せっかく第２直流電圧源２５に充電した電力を第１直流電圧源１７に充電してしまうことになり、電力の有効利用ができず効率が低下する。そこで、Ｓ１３でＮｏの場合、制御回路４３の制御は再びＳ１１に戻る。これにより、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は動作しないので、出力端子２１からの電力の停止状態を維持することになる。
【００３６】
一方、例えば前記エンジンを始動することで負荷２７に含まれるスタータ（図示せず）が電力を消費するなどにより、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒ未満となれば（Ｓ１３のＹｅｓ）、逆流が発生することはないので制御回路４３は同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を駆動し、出力端子２１からの電力の供給状態とする（Ｓ１５）。具体的には制御回路４３からスイッチング回路４７に対してスイッチング信号ＳＷを出力するようにオンオフ信号ＯＮＯＦを送信する。これにより、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は駆動を開始し、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒになるように制御される。
【００３７】
その後、制御回路４３は電流検出回路４１から出力電流Ｉを読み込む（Ｓ１７）。次に、制御回路４３は読み込んだ出力電流Ｉと逆流許容下限電流Ｉｒを比較する（Ｓ１９）。ここで、逆流許容下限電流Ｉｒとは、出力端子２１から入力端子１３に向かって逆流が発生した場合の許容下限値のことで、電流検出回路４１の誤差やマージンを加味して決定される。本実施の形態１では−１Ａとした。従って、制御回路４３はＳ１５で同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を駆動した後、逆流を監視していることになる。なお、この逆流許容下限電流Ｉｒも前記メモリに記憶してある。
【００３８】
もし、出力電流Ｉが逆流許容下限電流Ｉｒ以上であれば（Ｓ１９のＮｏ）、逆流は発生していないか、発生していたとしても許容できる範囲であるため、Ｓ１７に戻り再び逆流を監視する。その結果、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は駆動を続け、出力端子２１からの電力の供給状態を維持する。
【００３９】
一方、例えば負荷２７の消費電流が急に少なくなるなどにより出力電流Ｉが逆流許容下限電流Ｉｒ未満になれば（Ｓ１９のＹｅｓ）、逆流が発生しているので、制御回路４３は直ちに同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を停止し、出力端子２１からの電力の停止状態とする（Ｓ２１）。具体的には制御回路４３からスイッチング回路４７に対してスイッチング信号ＳＷを停止するようにオンオフ信号ＯＮＯＦを送信する。これにより、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は駆動を停止する。その結果、第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３３はオフとなり、出力端子２１からの逆流が停止する。なお、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が停止している間は、第２直流電圧源２５から負荷２７に電力が供給される。従って、逆流が発生すれば同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を停止できるので、逆流発生中における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１による損失がなくなり、高効率化が可能となる。
【００４０】
その後、制御回路４３の制御は同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の駆動を再開するためにＳ１１に戻る。これは、Ｓ２１で同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が停止しており出力電流Ｉが流れず、電流検出回路４１による逆流終了の判断ができないためである。
【００４１】
Ｓ１１以降では出力電圧Ｖｏを読み込み基準電圧Ｖｒと比較しているが、上記したように逆流発生中は第２直流電圧源２５からのみ負荷２７に電力が供給されるので、第２直流電圧源２５の電圧（出力電圧Ｖｏ）は低下していく。従って、制御回路４３は逆流発生中で出力端子Ｖｏからの電力が停止している際に、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒ以上であれば（Ｓ１３のＮｏ）、前記電力の停止状態を維持し、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒ未満になれば（Ｓ１３のＹｅｓ）、前記電力の供給状態とする。
【００４２】
その後、前記電力が供給されている際に出力電流Ｉを監視し、出力電流Ｉが逆流許容下限電流Ｉｒ以上であれば（Ｓ１９のＮｏ）、前記電力の供給状態を維持し、出力電流Ｉが逆流許容下限電流Ｉｒ未満であれば（Ｓ１９のＹｅｓ）、前記電力の停止状態とする。
【００４３】
このような動作を繰り返すことにより、逆流が発生すれば直ちに同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を停止し、逆流がなくなれば同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を再び駆動することができる。
【００４４】
以上の構成、動作により、出力端子２１に接続した電流検出回路４１で出力電流Ｉを検出することで、逆流判断のための出力電流Ｉを第２スイッチング素子３３の高速オンオフ動作に関係なく検出することができるので、高応答性を有する高価な電流検出回路が不要となり、低コストの同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が実現できる。さらに、逆流発生中は同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を停止し、第２直流電圧源２５から負荷２７へ電力を供給する構成としたので、逆流を抑制するとともに、停止期間中の同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の損失が低減され、高効率化を図ることができる。
【００４５】
なお、本実施の形態１では制御回路４３の前記マイクロコンピュータにより図２の動作を行なっているが、これはハードウエアにより動作を行なう構成でもよい。このような同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のブロック回路図を図３に示す。図３において、図１と同じ構成要素には同じ符号を付して詳細な説明を省略する。
【００４６】
すなわち、図３の構成における特徴となる部分は以下の通りである。
【００４７】
１）制御回路４３に替わりハードウエアで構成されるオンオフ制御回路６１とした。なお、オンオフ制御回路６１の詳細構成は後述する。
【００４８】
２）制御回路４３から出力される基準電圧Ｖｒを基準電圧源６３により出力するようにした。なお、基準電圧源６３は基準電圧源用外部端子６５を介して車両側制御回路５３と電気的に接続され、車両側制御回路５３により基準電圧Ｖｒを可変することができる。
【００４９】
３）スイッチング回路４７はスイッチング回路用外部端子６７を介して車両側制御回路５３と電気的に接続される構成とした。これにより、車両側制御回路５３から出力される制御信号ｃｏｎｔにより、スイッチング回路４７の起動、停止などの制御を行なうことができる。なお、図１の構成では車両側制御回路５３によるスイッチング回路４７の制御は制御回路４３を介して行なわれているため、図３に示すようなスイッチング回路４７と車両側制御回路５３とを接続する構成にはしていない。
【００５０】
次に、オンオフ制御回路６１の詳細構成について説明する。電圧検出回路３９の出力は電圧値比較器６９に入力される。また、基準電圧源６３の出力である基準電圧Ｖｒも電圧値比較器６９に入力される。電圧値比較器６９の出力は切替ダイオード７１を介してスイッチング回路４７に入力される。
【００５１】
同様に、電流検出回路４１の出力は電流値比較器７３に入力される。また、逆流許容下限電流Ｉｒに対応した電圧が逆流許容電圧源７５から電流値比較器７３に入力される。電流値比較器７３の出力は切替ダイオード７７を介してスイッチング回路４７に入力される。
【００５２】
次に、オンオフ制御回路６１の動作について説明する。電圧検出回路３９の出力（出力電圧Ｖｏ）は電圧値比較器６９で基準電圧Ｖｒと比較される。電圧値比較器６９は出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒ未満の際には、出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｒとなるように制御するために、切替ダイオード７１を介してスイッチング回路４７をオンにするオンオフ信号ＯＮＯＦ（例えば５Ｖ）を出力する。これにより、スイッチング回路４７がスイッチング信号ＳＷを出力し、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を駆動する。
【００５３】
一方、電流検出回路４１の出力（出力電流Ｉに対応）は電流値比較器７３で逆流許容電流Ｉｒに対応した電圧と比較される。出力電流Ｉが逆流許容電流Ｉｒ未満の際には、逆流が発生しているので、電流値比較器７３は切替ダイオード７７を介してスイッチング回路４７をオフにするオンオフ信号ＯＮＯＦ（例えば０Ｖ）を出力する。これにより、スイッチング回路４７がスイッチング信号ＳＷの出力を停止することで、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を停止する。
【００５４】
このようなハードウエアからなる回路構成によっても、逆流発生中は同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が停止するので、効率のよい同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が実現できる。
【００５５】
なお、図３の構成では高価なマイクロコンピュータや制御ソフトウエア開発などが不要となるため、さらなる低コスト化を図ることが可能となる。しかし、逆流許容電流Ｉｒの値が固定されるなどにより、同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の仕様変更に対しては部品交換などが必要となり柔軟性が欠ける。従って、高機能重視であれば図１の構成を、さらなる低コスト重視であれば図３の構成を、適宜選択すればよい。
【００５６】
また、本実施の形態１では電流検出回路４１のゼロ点は既定オフセット電圧が印加されるようにしているが、これに限定されるものではなく、電流検出回路４１の出力に既定オフセット電圧を印加せず、電流の方向によって正負の電圧に対応して出力される構成としてもよい。この場合であっても、正負の電圧に対応した回路構成が必要となるものの、低コストの電流検出回路４１を用いた同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が構成できるという効果が得られる。但し、回路構成の簡易化（さらなる低コスト化）や高精度化を考慮すると、ゼロ点に既定オフセット電圧を印加する本実施の形態１の構成の方が望ましい。
【００５７】
（実施の形態２）
図４は本発明の実施の形態２における同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すフローチャートである。なお、本実施の形態２において、構成は図１と同じであるので、詳細な説明は省略する。
【００５８】
本実施の形態２の同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１における特徴は、制御回路４３による動作において、出力端子２１から電力を供給状態とする前に出力電流Ｉを検出し、その出力電流Ｉを電流検出回路４１のゼロ点として記憶するようにした点である。以下に、この特徴となる動作の詳細を図４のフローチャートにより説明する。なお、図４において、図２と同じ動作を行なう部分には同じステップ番号を付して詳細な説明を省略する。
【００５９】
図４のフローチャートが実行されると、制御回路４３はまず電流検出回路４１から出力電流Ｉを読み込む（Ｓ３１）。なお、この際には図２で説明した通り出力端子２１からの電力は停止状態である。従って、Ｓ３１の時点では出力電流Ｉが流れていないので、読み込まれた値は出力電流Ｉが０Ａの時のものとなる。
【００６０】
次に、制御回路４３は読み込んだ出力電流Ｉをゼロ点として前記メモリに記憶する（Ｓ３３）。このように動作することにより、電流検出回路４１の周囲温度等の環境が変化してゼロ点がドリフトしても、出力電流Ｉが流れていない時の値でゼロ点を補正することができるので、逆流発生を高精度、かつ的確に検出でき、その分、効率のよい同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を実現できる。
【００６１】
Ｓ３３の後は図２と同じ動作となるため、説明を省略する。なお、Ｓ２１を実行した後はＳ３１に戻り、それ以降の動作を繰り返す。これにより、逆流が発生して同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を停止するたびに、タイムリーに電流検出回路４１のゼロ点を補正でき、さらなる高精度化が可能となる。
【００６２】
以上の構成、動作により、安価な電流検出回路４１を用いることができ、低コスト化が図れるとともに、逆流発生中は同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が停止するので、効率のよい同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が実現できる。
【００６３】
なお、本実施の形態２では制御回路４３を用いて電流検出回路４１のゼロ点を補正する構成としたが、これは図３に示すハードウエアで構成されたオンオフ制御回路６１に対して適用してもよい。但し、ハードウエアのみでゼロ点補正を行なうための回路を追加する必要があり回路構成が複雑化、高コスト化するので、図１の回路構成でゼロ点補正を行なう方が望ましい。
【００６４】
また、実施の形態１、２では第１直流電圧源１７として電気二重層キャパシタを用いたが、それに限定されるものではなく、電気化学キャパシタや二次電池でもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明にかかる同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータは低コストに逆流を抑制できるので、特に２系統の直流電圧源を有する車両などの移動体に搭載される同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ等として有用である。
【符号の説明】
【００６６】
１１  同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１７  第１直流電圧源
２１  出力端子
２５  第２直流電圧源
３９  電圧検出回路
４１  電流検出回路
４３  制御回路
６１  オンオフ制御回路
【図１】
2011188694.tif 000003
【図２】
2011188694.tif 000004
【図３】
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【図４】
2011188694.tif 000006
【図５】
2011188694.tif 000007