(57)【要約】【課題】移動通信における受信品質を向上させる【解決手段】  周波数方向及び時間方向に周期的に配置されたパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、時間領域の信号である直交周波数分割多重信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部１３と、フーリエ変換部の出力に含まれるパイロット信号を時間方向及び周波数方向に補間処理して伝送路特性を推定し、推定結果に基づいてフーリエ変換部の出力を等化処理する第１の等化部２１，２２と、フーリエ変換部の出力のキャリア間干渉を除去するキャリア間干渉除去部２３と、キャリア間干渉除去部によってキャリア間干渉が除去されたフーリエ変換部の出力から伝送路特性を推定し、推定結果に基づいてフーリエ変換部の出力を等化処理する第２の等化部２４と、第１及び第２の等化部の出力の一方を選択的に出力する選択部２５とを具備したことを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数方向及び時間方向に周期的に配置されたパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
時間領域の信号である前記直交周波数分割多重信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部の出力に含まれる前記パイロット信号を時間方向及び周波数方向に補間処理して伝送路特性を推定し、推定結果に基づいて前記フーリエ変換部の出力を等化処理する第１の等化部と、
前記フーリエ変換部の出力のキャリア間干渉を除去するキャリア間干渉除去部と、
前記キャリア間干渉除去部によってキャリア間干渉が除去された前記フーリエ変換部の出力から伝送路特性を推定し、推定結果に基づいて前記フーリエ変換部の出力を等化処理する第２の等化部と、
前記第１及び第２の等化部の出力の一方を選択的に出力する選択部と
を具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
前記第１及び第２の等化部の出力の受信品質を判定し、判定結果に基づいて前記選択部の選択を制御する判定部を具備したことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記判定部は、受信Ｓ/Ｎ及び誤り判定結果の少なくとも一方によって前記受信品質を判定することを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記フーリエ変換部の出力に含まれるキャリア間干渉を判定し、判定結果に基づいて前記選択部の選択を制御する判定部を具備したことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記判定部は、前記フーリエ変換部の出力のドップラシフト成分に基づいて前記キャリア間干渉を判定することを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体通信システムや無線ＬＡＮシステム等に好適なＯＦＤＭ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、音声信号および映像信号の伝送においてデジタル変調方式の開発が盛んである。特に、デジタル地上放送においては、マルチパス妨害に強い、周波数利用効率が高い、等の特徴を有する直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ）変調方式が注目されている。
【０００３】
日本のデジタル放送では、ＩＳＤＢ−Ｔ方式が採用されている。ＩＳＤＢ−Ｔ方式においては、ＭＰＥＧ２規格で規定されたＴＳ（トランスポートストリーム）に、誤り訂正符号化、インタリーブ符号化、デジタル変調等の信号処理が施され、更にＯＦＤＭ変調が施されて放送信号が得られている。
【０００４】
ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、周波数領域ではキャリア本数１０８個のＯＦＤＭシンボルを１ブロックとし、モードに応じて１，２，４個のブロックで１セグメントを構成する。即ち、１セグメントのキャリア本数は、１０８、２１６又は４３２本である。ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、１３セグメント分の帯域で伝送を行う。
【０００５】
また、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、時間領域では、２０４個のＯＦＤＭシンボルで１フレームを構成する。そして、フレーム単位で、ＴＳの伝送やエネルギ拡散処理が行われる。
【０００６】
このように周波数領域及び時間領域にキャリアが配置されるＯＦＤＭフレームには、伝送路の周波数応答を推定するためのＳＰ（スキャッタードパイロット）信号が挿入される。ＳＰ信号は、時間方向及び周波数方向のいずれにも所定の間隔で配置される。ＯＦＤＭ受信装置においては、ＳＰ信号を用いた等化処理を行うために、先ず、補間フィルタによってＳＰ信号を時間方向及び周波数方向に補間し、各サブキャリアについての伝送路応答を求める。受信装置は、補間したＳＰ信号を用いた等化処理によって伝送路歪を補正してデータ復調を行う。
【０００７】
この場合には、補間フィルタとして狭帯域のものを選択することにより、ノイズを抑制してＳ／Ｎを向上させることができる。
【０００８】
ところで、移動体における受信においては、受信したＯＦＤＭ信号の各サブキャリアはドップラシフトの影響を受ける。マルチパス環境下では、ドップラシフトの影響は周波数毎に異なり、サブキャリア間の直交性がくずれて、サブキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ  Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じる。サブキャリア間干渉は、移動体通信における受信性能劣化の要因となる。
【０００９】
そこで、特許文献１においては、サブキャリア間干渉をキャンセルするＩＣＩキャンセラについての提案が開示されている。また、ＩＣＩキャンセラについては、非特許文献１においても詳述されている。
【００１０】
ＩＣＩキャンセラにおいては、ドップラシフトによる伝送路応答を正確に求めるために、十分に広帯域の補間フィルタを用いてＳＰ信号を時間方向に補間する必要がある。しかしながら、広帯域の補間フィルタを用いると、補間したＳＰ信号にノイズ成分が混入しやすくなり、復調出力のＳ／Ｎが劣化してしまうという欠点がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００３−１３４０１０号公報
【非特許文献】
【００１２】
【非特許文献１】「ＯＦＤＭ移動受信におけるＭＭＳＥ型ＩＣＩキャンセラに関する一検討」映像情報メディア学会誌、２００４年1月、ｖｏｌ．５８、Ｎｏ．１、Ｐ．８３−９０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、ドップラシフトの影響に応じてＩＣＩキャンセラの動作を制御することにより、受信性能を向上させると共に、消費電力を低減させることができるＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の一態様のＯＦＤＭ受信装置は、周波数方向及び時間方向に周期的に配置されたパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、時間領域の信号である前記直交周波数分割多重信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部の出力に含まれる前記パイロット信号を時間方向及び周波数方向に補間処理して伝送路特性を推定し、推定結果に基づいて前記フーリエ変換部の出力を等化処理する第１の等化部と、前記フーリエ変換部の出力のキャリア間干渉を除去するキャリア間干渉除去部と、前記キャリア間干渉除去部によってキャリア間干渉が除去された前記フーリエ変換部の出力から伝送路特性を推定し、推定結果に基づいて前記フーリエ変換部の出力を等化処理する第２の等化部と、前記第１及び第２の等化部の出力の一方を選択的に出力する選択部とを具備したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、ドップラシフトの影響に応じてＩＣＩキャンセラの動作を制御することにより、受信性能を向上させると共に、消費電力を低減させることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置を示すブロック図。
【図２】水平方向に周波数領域をサブキャリア単位で示し垂直方向に時間領域をシンボル単位で示して、ＯＦＤＭフレームの構成の一部を示す説明図。
【図３】横軸に時間をとり縦軸にスペクトラムをとって、ＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の補間フィルタの特性を示すグラフ。
【図４】横軸にドップラ周波数をとり縦軸に受信Ｓ／Ｎをとって、ＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の補間処理による受信特性を示すグラフ。
【図５】本発明の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図６】第２の実施の形態の変形例を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１８】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置を示すブロック図である。
【００１９】
図１において、入力端子１１にはＯＦＤＭ信号が入力される。このＯＦＤＭ信号は、例えば、図示しないアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号をチューナで選局することにより得られる。入力端子１１を介して入力されたＯＦＤＭ信号は直交復調部１２に与えられる。直交復調部１２は、入力されたＯＦＤＭ信号を直交検波して、ベースバンドの同相検波軸信号（Ｉ信号）及び直交検波軸信号（Ｑ信号）を得る。これらのＩ，Ｑ信号からなるベースバンドＯＦＤＭ信号はＦＦＴ部１３に供給される。
【００２０】
ＦＦＴ部１３は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去し、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理によって、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭシンボルに変換する。ＯＦＤＭシンボルは、各キャリアの位相と振幅を表すデータ列である。このＯＦＤＭシンボルが等化部１４を介して復調部１５に供給される。
【００２１】
等化部１４は、ＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３を有している。ＳＰ補間部２１は、ＯＦＤＭシンボルに含まれているＳＰ信号を抽出して、時間方向及び周波数方向に補間する。この場合には、ＳＰ補間部２１は比較的狭い帯域でのフィルタリング処理によって補間を行う。
【００２２】
図２は水平方向に周波数領域をサブキャリア単位で示し垂直方向に時間領域をシンボル単位で示して、ＯＦＤＭフレームの構成の一部を示す説明図である。図２中の丸印は各サブキャリアを示し、斜線の丸印はＳＰキャリアであり、無地の丸印はデータキャリアである。
【００２３】
図２の各列はＯＦＤＭシンボルを示している。図２では先頭の１６キャリアのみを示している。１セグメントが４ブロックで構成される場合には、ＯＦＤＭ１シンボル中のキャリア数は５６１６本となる。
【００２４】
図２に示すように、ＳＰキャリアは各シンボルの１２キャリア毎に挿入されており、隣接するシンボル間では３サブキャリアずつずれてＳＰキャリアが配置される。従って、時間領域でみると、４ＯＦＤＭシンボル毎にＳＰキャリアが配置される。
【００２５】
ＳＰ補間部２１は、先ず、各サブキャリアについて４シンボル毎に挿入されているＳＰ信号を時間方向の補間フィルタによって補間する。これにより、時間方向には全シンボルのＳＰ信号が得られる。次に、ＳＰ補間部２１は、ＳＰ信号を周波数方向の補間フィルタによって補間する。これにより、全キャリアに対応するＳＰ信号が得られる。ＳＰ補間部２１は補間によって得たＳＰ信号を用いて、各キャリア位置における伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性をデータと共に等化処理部２２に出力する。
【００２６】
等化処理部２２は、各キャリアのデータを推定された伝送路特性に従って波形等化する。これにより、等化処理部２２からは伝送路歪が除去されたデータが得られる。このデータは選択回路２５及び判定部２６に与えられる。
【００２７】
一方、ＦＦＴ部１３の出力はＩＣＩ用ＳＰ補間部２３にも与えられる。ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、各サブキャリアについて４シンボル毎に挿入されているＳＰ信号を時間方向の補間フィルタによって補間する。この場合には、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、十分に広帯域の補間フィルタを用いて時間方向の内挿を行う。これにより、サブキャリア間干渉に影響を与えるドップラシフト成分を検出可能となる。ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、時間方向に補間したＳＰ信号を用いてドップラシフト成分を推定する。
【００２８】
ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、推定したドップラシフト成分を用いて、ＳＰ信号を等化する。これにより、ＳＰ信号に含まれるドップラシフト成分が除去される。次に、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、ドップラシフト成分を除去したＳＰ信号を周波数方向の補間フィルタによって補間する。これにより、全キャリアに対応するＳＰ信号が得られる。ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、補間によって得たＳＰ信号を用いて、各キャリア位置における伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性をデータと共に等化処理部２２に出力する。
【００２９】
等化処理部２４は、各キャリアのデータを推定された伝送路特性に従って波形等化する。これにより、等化処理部２４からは伝送路歪が除去されたデータが得られる。このデータは選択回路２５及び判定部２６に与えられる。
【００３０】
図３は横軸に時間をとり縦軸にスペクトラムをとって、ＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の補間フィルタの特性を示すグラフである。図３の太線に示すように、ＳＰ補間部２１の補間フィルタ（ＳＰ補間フィルタ）の帯域は、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の時間方向の補間フィルタ（ＩＣＩ用補間フィルタ）の特性（細線）に比べて、十分に狭帯域である。これにより、ＳＰ補間部２１の補間処理は、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の補間処理に比べてガウス雑音の混入を抑制することができ、Ｓ／Ｎを向上させることが可能である。
【００３１】
本実施の形態においては、等化処理部２２，２４からのデータは判定部２６に与えられる。判定部２６は、等化処理部２２，２４からのデータについて受信品質を求めて、いずれのデータの受信品質が良好であるかを判定する。判定部２６は、例えば、受信Ｓ/Ｎに基づいて受信品質を判定してもよい。なお、受信Ｓ/Ｎは、コンスタレーションマップ上のベクトル誤差を電力比で表したＭＥＲ（変調誤差比：Modulation Error Ratio ）を用いて容易に求めることができる。なお、判定部２６は、シンボル毎、数シンボル毎、フレーム毎等の所定の単位で判定結果を出力する。
【００３２】
判定部２６は受信品質の判定結果を選択回路２５に出力する。選択回路２５は、受信品質の判定結果が与えられ、等化処理部２２，２４の出力のうち受信品質が良好と判定された出力を選択して出力するようになっている。
【００３３】
なお、判定部２６は、誤り検出結果を受信品質の判定の基準に用いてもよい。即ち、判定部２６は、等化処理部２２，２４からのデータを誤り訂正した結果に基づく判定結果を得るのである。この場合には、選択回路２５は、誤りが少ないデータを選択して出力すればよい。
【００３４】
選択回路２５の出力は復調部１５に与えられる。復調部１５は、入力された等化処理後のＯＦＤＭシンボルから元のデータを復元して復調出力として出力する。
【００３５】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図４を参照して説明する。図４は横軸にドップラ周波数をとり縦軸に受信Ｓ／Ｎをとって、ＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の補間処理による受信特性を示すグラフである。
【００３６】
入力端子１１を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、直交復調部１２に与えられる。直交復調部１２は、入力されたＯＦＤＭ信号を直交検波して、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号を得る。これらのＩ，Ｑ信号からなるベースバンドＯＦＤＭ信号はＦＦＴ部１３に与えられ、ＦＦＴ部１３によってガード期間を除く有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号がＦＦＴ演算される。これにより、時間領域のＯＦＤＭ信号から周波数領域のＯＦＤＭシンボルが得られる。ＦＦＴ部１３からのＯＦＤＭシンボルは等化部１４に供給される。
【００３７】
ＯＦＤＭシンボルは、等化部１４のＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３に供給される。ＳＰ補間部２１は、補間フィルタによってＳＰ信号を時間方向及び周波数方向に補間して、各データキャリアに対応するＳＰ信号を得る。ＳＰ補間部２１は、補間されたＳＰ信号を用いて、各キャリア位置における伝送路特性を推定し、伝送路特性の推定結果とデータとを等化処理部２２に与える。等化処理部２２は、各キャリア位置における伝送路特性を用いて各データを波形等化する。これにより、等化処理部２２からは伝送路歪が除去されたデータが出力される。
【００３８】
図４の一点鎖線はＳＰ補間部２１の出力特性を示している。ＳＰ補間フィルタの帯域は十分に狭い。従って、ＳＰ補間部２１は、低ノイズでの補間処理が可能であり、図４に示すように、ドップラシフトの影響が小さい領域、即ち、ドップラ周波数が比較的低い場合には、ＳＰ補間部２１の出力の受信Ｓ/Ｎは十分に高い。
【００３９】
一方、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、各サブキャリアについて４シンボル毎に挿入されているＳＰ信号を時間方向の補間フィルタによって補間する。この場合には、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、十分に広帯域の補間フィルタを用いて時間方向の内挿を行う。これにより、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、サブキャリア間干渉に影響を与えるドップラシフト成分を確実に検出可能である。ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、時間方向に補間したＳＰ信号を用いてドップラシフト成分を推定し、推定したドップラシフト成分を用いてＳＰ信号を等化する。これにより、ＳＰ信号に含まれるドップラシフト成分が除去される。次に、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、ドップラシフト成分を除去したＳＰ信号を周波数方向の補間フィルタによって補間し、補間したＳＰ信号を用いて各キャリア位置における伝送路特性を推定する。
【００４０】
ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３から伝送路特性の推定結果及びデータが等化処理部２４に与えられる。等化処理部２４は、各キャリア位置における伝送路特性を用いて各データを波形等化する。これにより、等化処理部２４からは伝送路歪が除去されたデータが得られる。
【００４１】
図４の細線はＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力特性を示している。ＩＣＩ用補間フィルタの帯域は十分に広い。これにより、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、ドップラシフト成分を確実に検出して除去することが可能であり、図４に示すように、ドップラシフトの影響が大きい領域においても、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力は比較的高い受信Ｓ/Ｎを得ることができる。
【００４２】
しかしながら、ＩＣＩ用補間フィルタは広帯域であることから、ノイズが混入しＳ／Ｎが劣化しやすい。
【００４３】
このため、ドップラ周波数がｆｔよりも低い場合には、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３のみを用いると、ドップラシフト成分を除去することによる受信Ｓ/Ｎの向上よりも、ノイズ混入による受信Ｓ／Ｎの劣化の方が大きくなる。このため、ドップラ周波数がｆｔ以下の場合には、ＳＰ補間部２１の出力の方がＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力よりも受信Ｓ/Ｎが高くなる。
【００４４】
本実施の形態においては、判定部２６は、等化処理部２２，２４からの波形等化されたデータについて、受信品質（例えば受信Ｓ/Ｎ）を検出する。判定部２６の判定結果は選択回路２５に与えられる。選択回路２５は、判定結果に従って、等化処理部２２，２４の出力のうち受信品質が良好な出力を選択して復調部１５に出力する。
【００４５】
即ち、図４の例では、太線に示すように、ドップラ周波数がｆｔ以下ではＳＰ補間部２１の出力を選択し、ドップラ周波数がｆｔを超えるとＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力を選択して出力する。これにより、低ノイズで且つサブキャリア干渉が十分に抑制されたデータが得られる。
【００４６】
等化部１４によって波形等化されたデータは復調部１５に与えられる。復調部１５は等化部１４の出力を復調して元のデータを復元し、復調出力として出力する。
【００４７】
このように、本実施の形態においては、ＳＰ補間部２１の時間方向の補間フィルタは、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の時間方向の補間フィルタよりも狭帯域に設計されており、ＳＰ信号のガウス雑音に対するＳ／Ｎ改善が図られている。判定部によってＳＰ補間部２１の出力とＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力との受信品質が判定され、この判定結果に基づいてＳＰ補間部２１の出力とＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力との一方が選択されて出力される。これにより、常に受信品質が良好なデータが得られる。
【００４８】
なお、判定部は、受信Ｓ/Ｎ及び誤り訂正結果の両方を用いて受信品質を判定してもよい。
【００４９】
（第２の実施の形態）
図５は本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。図５において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００５０】
図４に示すように、ＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３のいずれを用いた等化処理を選択すれば十分に高い受信Ｓ/Ｎを確保することができるかについては、図４に示すように、ドップラ周波数ｆｔを基準に判断することができる。即ち、ドップラ周波数を検出すれば、受信Ｓ／Ｎを判定することなく、等化処理の選択が可能である。
【００５１】
本実施の形態は、ドップラ周波数推定部３２を設け、判定部２６に代えて判定部３３を採用し、等化処理部２２，２４に代えて等化処理部３４を採用した点が第１の実施の形態と異なる。等化部３１に入力されるＯＦＤＭシンボルは、等化部３１のＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３だけでなくドップラ周波数推定部３２にも供給される。
【００５２】
ドップラ周波数推定部３２は、ＯＦＤＭシンボルからドップラ周波数を推定する。例えば、ドップラ周波数推定部３２は、サブキャリア周波数が同一で時間が異なるＳＰ信号同士の相関をＳＰ信号が送信される複数のサブキャリアについて加算して、その大きさからドップラー周波数を推定することができる。ドップラ周波数推定部３２は、推定したドップラ周波数の情報を判定部３３に出力する。
【００５３】
判定部３３はドップラ周波数推定部３２が推定したドップラ周波数が図４のドップラ周波数ｆｔよりも高いか低いかを判定し、判定結果に基づいてＳＰ補間部２１の出力とＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力のいずれの出力を選択するかを決定する。
【００５４】
即ち、判定部３３は、ドップラ周波数推定部３２によって推定されたドップラ周波数が閾値となる周波数ｆｔ以下の場合には、ＳＰ補間部２１の出力を選択するよう選択回路２５を制御すると共にＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の動作を停止させ、推定されたドップラ周波数が周波数ｆｔを超える場合には、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力を選択するよう選択回路２５を制御すると共にＳＰ補間部２１の動作を停止させる。
【００５５】
選択回路２５は判定部３３に制御されて、ＳＰ補間部２１又はＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力を選択して等化処理部３４に出力する。等化処理部３４は、各キャリア位置における伝送路特性を用いて各データを波形等化する。これにより、等化処理部３４からは伝送路歪が除去されたデータが得られる。
【００５６】
また、判定部３３は、ＳＰ補間部２１とＩＣＩ用ＳＰ補間部２３のいずれか一方のみを選択的に動作させ他方の動作を停止させることができ、消費電力を抑制することが可能である。
【００５７】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００５８】
ＦＦＴ部１３からのＯＦＤＭ信号は、等化部３１のＳＰ補間部２１、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３及びドップラ周波数推定部３２に供給される。ＳＰ補間部２１は、補間フィルタによってＳＰ信号を時間方向及び周波数方向に補間して、各データキャリアに対応するＳＰ信号を得て、各キャリア位置における伝送路特性を推定する。一方、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、ＳＰ信号を時間方向に補間してドップラシフト成分を検出してＳＰ信号を波形等化する。更に、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３は、等化したＳＰ信号を用いて各キャリア位置における伝送路特性を推定する。ＳＰ補間部２１及びＩＣＩ用ＳＰ補間部２３からの伝送路特性の推定結果が選択回路２５に供給される。
【００５９】
一方、ドップラ周波数推定部３２は、入力されるＯＦＤＭ信号についてドップラ周波数を推定する。ドップラ周波数推定部３２はドップラ周波数の推定結果を判定部３３に出力する。判定部３３は、推定されたドップラ周波数が図４の周波数ｆｔ以下の場合には、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の動作を停止させると共に、ＳＰ補間部２１の出力を選択回路２５に選択させる。選択回路２５はＳＰ補間部２１の出力及びデータを等化処理部３４に与えて波形等化させる。これにより、この場合には、低ノイズでの波形等化が可能である。
【００６０】
一方、推定されたドップラ周波数が図４の周波数ｆｔを超える場合には、判定部３３は、用ＳＰ補間部２１の動作を停止させると共に、ＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力を選択回路２５に選択させる。選択回路２５はＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力及びデータを等化処理部３４に与えて波形等化させる。これにより、この場合には、ドップラシフトによるサブキャリア間干渉を抑制した波形等化が可能である。こうして、等化部３１によって、十分な受信品質のデータを復調部１５に供給することが可能である。
【００６１】
このように本実施の形態においては、ドップラ周波数推定部によってドップラ周波数を推定し、推定結果に基づいてＳＰ補間部２１とＩＣＩ用ＳＰ補間部２３の出力を選択して波形等化を行っている。これにより、ドップラ周波数が比較的低い場合には低ノイズでの波形等化が可能であり、ドップラ周波数が比較的高い場合にはサブキャリア間干渉を抑制した波形等化が可能であり、受信品質を向上させることができる。また、ＳＰ補間部２１とＩＣＩ用ＳＰ補間部２３のうち一方の出力が選択される場合には他方は動作停止させるようになっており、消費電力を低減させることができる。
【００６２】
（変形例）
図６は第２の実施の形態の変形例を示すブロック図である。図６において図５と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００６３】
移動体通信においては、ドップラ周波数は、主に移動体の速度に応じて変化する。即ち、移動体通信においては、移動体の速度情報に基づいてドップラ周波数を推定することが可能である。
【００６４】
図６の変形例は、ドップラ周波数推定部３２に代えてドップラ周波数推定部４２を採用した等化部４１を用いた点が図５と異なる。ドップラ周波数推定部４２には移動体の速度情報が入力される。ドップラ周波数推定部４２には、受信チャンネル（周波数）についての情報も入力される（図示省略）。なお、速度情報としては、移動体の速度計からの情報やＧＰＳ信号等を用いることができる。
【００６５】
移動体におけるドップラ周波数は、受信周波数が高いほど、また、移動速度が速いほど大きくなる。ドップラ周波数推定部４２は、受信チャンネルの情報と速度情報とに基づいてドップラ周波数を推定する。ドップラ周波数推定部４２は、推定したドップラ周波数を判定部３３に出力するようになっている。
【００６６】
他の構成及び作用効果は図５の実施の形態と同様である。
【００６７】
このように本変形例では、移動体の速度及び受信チャンネルによってドップラ周波数を推定することができ、装置を簡単化することができるという利点がある。
【符号の説明】
【００６８】
１２…直交復調部、１３…ＦＦＴ部、１４…等化部、１５…復調部、２１…ＳＰ補間部、２２，２４…等化処理部、２３…ＩＣＩ用ＳＰ補間部、２５…選択部、２６…判定部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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