(57)【要約】【課題】  乗算器にオフセットが存在しても位相誤差を抑制することができるＤＱＰＳＫ光受信機を提供する。【解決手段】  光ＤＱＰＳＫ受信機は、遅延干渉計、バランスド検出器、およびデータ再生回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、第１ブランチおよび第２ブランチの少なくとも一方においてデータ再生回路の前段信号と後段信号とが入力される乗算器と、乗算器の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路と、を備える。振幅検出回路において検出される振幅が低減されるように遅延干渉計の位相シフト量を制御する位相調整器を備えていてもよい。【選択図】  図１
2011003952.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
遅延干渉計、バランスド検出器、およびデータ再生回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、
前記第１ブランチおよび前記第２ブランチの少なくとも一方において、前記データ再生回路の前段信号と後段信号とが入力される乗算器と、
前記乗算器の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路と、を備えることを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項２】
遅延干渉計、バランスド検出器、線形増幅回路、およびリミッタ増幅回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、
前記第１ブランチおよび前記第２ブランチの少なくとも一方において、前記線形増幅回路の出力信号と前記リミッタ増幅回路の出力信号とが入力される乗算器と、
前記乗算器の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路と、を備えることを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項３】
遅延干渉計、バランスド検出器、およびデータ再生回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、
前記第１ブランチおよび前記第２ブランチの少なくとも一方の前記データ再生回路の前段信号と後段信号とを乗算器に入力する経路と、前記第１ブランチおよび前記第２ブランチの一方のデータ再生回路の前段信号と他方のブランチのデータ再生回路の後段信号とを前記乗算器に入力する経路と、を切替可能な第１スイッチと、
前記乗算器の出力を振幅検出器または平均値検出器のいずれかに入力するための第２スイッチと、を備えることを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項４】
遅延干渉計、バランスド検出器、線形増幅回路、およびリミッタ増幅回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、
前記第１ブランチおよび前記第２ブランチの少なくとも一方の前記線形増幅回路の出力信号と前記リミッタ増幅回路の出力信号とを乗算器に入力する経路と、前記第１ブランチおよび前記第２ブランチの一方の線形増幅回路の出力信号と他方のブランチのリミッタ増幅回路の出力信号とを前記乗算器に入力する経路と、を切替可能な第１スイッチと、
前記乗算器の出力を振幅検出器または平均値検出器のいずれかに入力するための第２スイッチと、を備えることを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項５】
前記振幅検出回路において検出される振幅が低減されるように前記遅延干渉計の位相シフト量を制御する位相調整器をさらに備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項６】
前記位相調整器は、前記振幅検出回路において検出される振幅が最小値になるように前記遅延干渉計の位相シフト量を制御することを特徴とする請求項５記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項７】
前記乗算器の入力側にローパスフィルタをさらに備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。
【請求項８】
前記振幅検出回路は、電力検出回路またはピーク検出回路であることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の光ＤＱＰＳＫ受信機。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光ＤＱＰＳＫ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＱＰＳＫ（差動４値位相変調）光伝送においては、４値の位相変調信号が伝送される。受信部では、４値の位相変調光を強度変調信号に変換するため、遅延干渉計が用いられる。この場合の遅延干渉計として、特許文献１に開示の遅延干渉計があげられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２０１３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１の技術では、乗算器に入出力オフセットがあると、誤差信号“ゼロ”点と位相誤差“ゼロ”点にずれが生じる。以下、この現象について説明する。図６は、特許文献１に係る光ＤＱＰＳＫ受信機を説明するための図である。
【０００５】
図７（ａ）は、図６の光ＤＱＰＳＫ光受信機によって受信される光信号の一例である。図７（ａ）において、横軸は時間を表し、縦軸は位相を表す。通常、光位相は図７（ａ）のようには観測されないが、説明上、縦軸が位相の波形を表している。図７（ａ）の信号が光ＤＱＰＳＫ受信機に入力されると、乗算器１１６の出力は、図７（ｂ）のようになる。
【０００６】
図７（ｂ）は、移相要素１０６の位相ずれ（π／４からのずれ）Δφが、それぞれ０ｄｅｇ、１０ｄｅｇ、２０ｄｅｇの場合を表している。乗算器出力波形の平均値は、Δφ＝０ｄｅｇの時に“ゼロ”であり、Δφの変化に比例して変化する。図７（ｃ）は、乗算器にオフセットがあった場合の波形の例を表す図である。この場合においても、乗算器出力波形の平均値は、Δφの変化に比例して変化するが、Δφ＝０ｄｅｇの時に“ゼロ”ではない。図８がこの様子を表している。このように、誤差信号”ゼロ”点と位相誤差”ゼロ”点にずれが生じると、制御回路は、本来制御すべき位相ずれに起因するものであるのかオフセットに起因するものか区別が付かない。制御回路は、制御信号が”ゼロ”になるように制御を行なうが、乗算器にオフセットがあると位相誤差”ゼロ”とならないという課題がある。
【０００７】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、乗算器にオフセットが存在しても位相誤差を抑制することができるＤＱＰＳＫ光受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、明細書開示の光ＤＱＰＳＫ受信機は、遅延干渉計、バランスド検出器、およびデータ再生回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、第１ブランチおよび第２ブランチの少なくとも一方においてデータ再生回路の前段信号と後段信号とが入力される乗算器と、乗算器の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路と、を備えるものである。
【０００９】
上記課題を解決するために、明細書開示の他の光ＤＱＰＳＫ受信機は、遅延干渉計、バランスド検出器、線形増幅回路、およびリミッタ増幅回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、第１ブランチおよび第２ブランチの少なくとも一方において線形増幅回路の出力信号とリミッタ増幅回路の出力信号とが入力される乗算器と、乗算器の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路と、を備えるものである。
【００１０】
上記課題を解決するために、明細書開示の他の光ＤＱＰＳＫ受信機は、遅延干渉計、バランスド検出器、およびデータ再生回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、第１ブランチおよび第２ブランチの少なくとも一方のデータ再生回路の前段信号と後段信号とを乗算器に入力する経路と、第１ブランチおよび第２ブランチの一方のデータ再生回路の前段信号と他方のブランチのデータ再生回路の後段信号とを乗算器に入力する経路と、を切替可能な第１スイッチと、乗算器の出力を振幅検出器または平均値検出器のいずれかに入力するための第２スイッチと、を備えるものである。
【００１１】
上記課題を解決するために、明細書開示の他の光ＤＱＰＳＫ受信機は、遅延干渉計、バランスド検出器、線形増幅回路、およびリミッタ増幅回路をそれぞれ順に備える第１ブランチおよび第２ブランチと、第１ブランチおよび第２ブランチの少なくとも一方の線形増幅回路の出力信号とリミッタ増幅回路の出力信号とを乗算器に入力する経路と、第１ブランチおよび第２ブランチの一方の線形増幅回路の出力信号と他方のブランチのリミッタ増幅回路の出力信号とを乗算器に入力する経路と、を切替可能な第１スイッチと、乗算器の出力を振幅検出器または平均値検出器のいずれかに入力するための第２スイッチと、を備えるものである。
【発明の効果】
【００１２】
明細書開示の光ＤＱＰＳＫ受信機によれば、乗算器にオフセットが存在しても、位相誤差を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施例１に係る光ＤＱＰＳＫ受信機が適用されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ光伝送システムの全体構成を説明するためのブロック図である。
【図２】光ＤＱＰＳＫ受信機が受信する光信号の一例、および、乗算器の出力を説明するための図である。
【図３】Δφと振幅との関係を説明するための図である。
【図４】実施例２に係る光ＤＱＰＳＫ受信機の全体構成を説明するためのブロック図である。
【図５】実施例３に係る光ＤＱＰＳＫ受信機の全体構成を説明するためのブロック図である。
【図６】特許文献１に係る光ＤＱＰＳＫ受信機を説明するための図である。
【図７】特許文献１に係る光ＤＱＰＳＫ受信機が受信する光信号の一例、および、乗算器の出力を説明するための図である。
【図８】位相ずれ量を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図面を参照しつつ、実施例について説明する。
【実施例１】
【００１５】
図１は、実施例１に係る光ＤＱＰＳＫ受信機２００が適用されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ（ＲＺ：Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ、ＤＱＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）光伝送システム１０００の全体構成を説明するためのブロック図である。図１を参照して、光伝送システム１０００は、光ＤＱＰＳＫ送信機１００および光ＤＱＰＳＫ受信機２００を含む。
【００１６】
光ＤＱＰＳＫ送信機１００は、波長可変光源（Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｌａｓｅｒ  Ｄｉｏｄｅ）１１０、ＤＱＰＳＫ用ＬＮ変調器１２０およびＲＺ用ＬＮ変調器１３０を含む。波長可変光源１１０から出力された光は、ＤＱＰＳＫ用ＬＮ変調器１２０内部において分岐する。それぞれの分岐光は、２値の位相変調信号に変調される。分岐されたそれぞれの信号は、Ｉ−ｐｈａｓｅ（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ）とＱ−Ｐｈａｓｅ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ）と称される。
【００１７】
ＤＱＰＳＫ用ＬＮ変調器１２０は、２つのＬＮ変調器１４０および１つのπ／２シフト部１５０を含む。ＤＱＰＳＫ用ＬＮ変調器１２０に入力された光は、ＬＮ変調器１４０およびπ／２シフト部１５０を経由することによって、４値の位相変調光に変調され、ＲＺ用ＬＮ変調器１３０に対して出力される。
【００１８】
ＲＺ用ＬＮ変調器１３０は、強度変調部であり、ＤＱＰＳＫ用ＬＮ変調器１２０から入力された光信号をＲＺ化するためのものである。本実施例においては、ＲＺ用ＬＮ変調器１３０は、４値の位相変調光を強度変調信号に変換するための遅延干渉計である。本実施例においては、ＲＺ用ＬＮ変調器１３０から出力される光信号の位相は、π／４、３π／４、５π／４、７π／４である。
【００１９】
光ＤＱＰＳＫ受信機２００は、光カプラで分岐するＩ−ｂｒａｎｃｈおよびＱ−ｂｒａｎｃｈを備える。Ｉ−ｂｒａｎｃｈには、遅延干渉計２１０ａ、バランスド光検出器２２０ａ、データ再生回路２３０ａ、乗算器２４０ａ、コンデンサ２５０ａ、振幅検出器２６０ａ、および、位相調整器２７０ａが設けられている。Ｑ−ｂｒａｎｃｈには、遅延干渉計２１０ｂ、バランスド光検出器２２０ｂ、データ再生回路２３０ｂ、乗算器２４０ｂ、コンデンサ２５０ｂ、振幅検出器２６０ｂ、および、位相調整器２７０ｂが設けられている。
【００２０】
遅延干渉計２１０ａ，２１０ｂは、マッハツェンダ型の干渉計である。遅延干渉計２１０ａは、Ｉ−ｂｒａｎｃｈ側に分岐した変調信号を復調する。遅延干渉計２１０ｂは、Ｑ−ｂｒａｎｃｈ側に分岐した変調信号を復調する。遅延干渉計２１０ａ，２１０ｂの一方のアームには、それぞれ光遅延要素２１１ａ，２１１ｂが設けられている。光遅延要素２１１ａ，２１１ｂの遅延時間は、１シンボル時間である。ＤＱＰＳＫシステムにおいては、１シンボル時間は、データのビットレートの逆数の２倍に相当する。
【００２１】
遅延干渉計２１０ａ，２１０ｂの他方のアームには、それぞれ位相シフト要素２１２ａ，２１２ｂが設けられている。Ｉ−ｂｒａｎｃｈに設けられている位相シフト要素２１２ａの位相シフト量は「π／４」である。Ｑ−ｂｒａｎｃｈに設けられている位相シフト要素２１２ｂの位相シフト量は「−π／４」である。これらの位相シフト量は、それぞれ位相調整器２７０ａ，２７０ｂによって制御される。
【００２２】
遅延干渉計２１０ａにおける遅延干渉によって生成された正相信号および逆相信号は、バランスド光検出器２２０ａにおいてバランス受信される。遅延干渉計２１０ｂにおける遅延干渉によって生成された正相信号および逆相信号は、バランスド光検出器２２０ｂにおいてバランス受信される。
【００２３】
ここで、Ｉ−ｂｒａｎｃｈ側のバランスド光検出器２２０ａから出力される信号は、下記式（１）で表される。また、Ｑ−ｂｒａｎｃｈ側のバランスド光検出器２２０ｂから出力される信号は、下記式（２）で表される。
Ａ２（ｔ）ｃｏｓ（Δφ＋π／４＋δＩ）    （１）
Ａ２（ｔ）ｃｏｓ（Δφ−π／４＋δＱ）    （２）
なお、「Ａ（ｔ）」は、１シンボルに相当するパルス波形を表す。「Δφ」は、互いに隣接する２つのシンボル間の位相差を表す。δＩは、Ｉ−ｂｒａｎｃｈにおける位相シフト要素２１２ａの位相誤差を表す。δＱは、Ｑ−ｂｒａｎｃｈにおける位相シフト要素２１２ｂの位相誤差を表す。
【００２４】
上記式（１）、（２）で表される信号は、それぞれデータ再生回路２３０ａ，２３０ｂに入力される。データ再生回路２３０ａ，２３０ｂは、ゼロしきい値を用いたしきい値判定により、入力された信号からデータ信号を再生する。データ再生回路２３０ａ，２３０ｂによって再生されたデータ信号は、デシリアライザ２８０においてデシリアライズされ、外部に出力される。
【００２５】
ここで、Ｉ−ｂｒａｎｃｈ側のデータ再生回路２３０ａから出力されるデータ信号は、下記式（３）で表される。また、Ｑ−ｂｒａｎｃｈ側のデータ再生回路２３０ｂから出力される信号は、下記式（４）で表される。
ｃｏｓ（Δφ＋π／４）    （３）
ｃｏｓ（Δφ−π／４）    （４）
【００２６】
乗算器２４０ａは、データ再生回路２３０ａに入力される前の信号とデータ再生回路２３０ａによって再生されたデータ信号との乗算値を求める。乗算器２４０ｂは、データ再生回路２３０ｂに入力される前の信号とデータ再生回路２３０ｂから出力されるデータ信号との乗算値を求める。
【００２７】
乗算器２４０ａの出力は、下記式（５）で表される。乗算器２４０ｂの出力は、下記式（６）で表される。なお、下記式（５）、（６）では、Ａ２（ｔ）を省略してある。
ｃｏｓ（Δφ＋π／４＋δＩ）×ｃｏｓ（Δφ＋π／４）
＝ｃｏｓ（Δφ＋π／４＋δＩ）×ｓｉｎ（Δφ−π／４）
＝ｃｏｓ２（Δφ＋π／４）×ｃｏｓδＩ−ｓｉｎ（Δφ＋π／４）×ｃｏｓ（Δφ＋π／４）×ｓｉｎδＩ    （５）
ｃｏｓ（Δφ−π／４＋δＱ）×ｃｏｓ（Δφ−π／４）
＝ｃｏｓ（Δφ−π／４＋δＱ）×ｓｉｎ（Δφ＋π／４）
＝ｃｏｓ２（Δφ−π／４）×ｃｏｓδＱ＋ｓｉｎ（Δφ−π／４）×ｃｏｓ（Δφ−π／４）×ｓｉｎδＱ    （６）
【００２８】
コンデンサ２５０ａは、乗算器２４０ａによって生成された信号の交流成分を抽出し、振幅検出器２６０ａに入力する。コンデンサ２５０ｂは、乗算器２４０ｂによって生成された電気信号の交流成分を抽出し、振幅検出器２６０ｂに入力する。
【００２９】
表１は、Δφと上記式（５）との関係を説明するための表である。表１においては、Δφが０、π／２、π、３π／２の場合における、上記式（５）の第１項および第２項の値が表されている。振幅検出器２６０ａが上記式（５）の振幅を検出すると、第１項＝０となり、ｓｉｎδＩに比例した第２項が抽出される。
【００３０】
【表１】
2011003952.tif 000003
【００３１】
本実施例においては、位相調整器２７０ａは、振幅検出器２６０ａにおいて検出される振幅（式（５）の第２項）が低減されるように、位相シフト要素２１２ａを制御する。同様に、位相調整器２７０ｂは、振幅検出器２６０ｂにおいて検出される振幅が低減されるように、位相シフト要素２１２ｂを制御する。
【００３２】
図２（ａ）は、光ＤＱＰＳＫ受信機２００が受信する光信号の一例を説明するための図である。図２（ａ）において、横軸は時間を表し、縦軸は位相を表す。通常、光位相は図２（ａ）のようには観測されないが、説明上、縦軸が位相の波形を表している。なお、図２（ａ）の光信号波形は、図７（ａ）と同波形である。
【００３３】
図２（ｂ）は、乗算器２４０ａにおけるオフセットが無い場合の乗算器２４０ａの出力を説明するための図である。図２（ｃ）は、乗算器２４０ａにおけるオフセットが有る場合の乗算器２４０ａの出力を説明するための図である。図２（ｂ）および図２（ｃ）において、位相シフト要素２１２ａにおける位相ずれ（π／４からのずれ）Δφが、それぞれ０ｄｅｇ、１０ｄｅｇ、２０ｄｅｇの場合を表している。
【００３４】
図２（ｂ）で説明されるように、乗算器出力波形の平均値はΔφが変化しても変わらないが、交流振幅はΔφの変化に伴って変化する。交流振幅はΔφ＝０ｄｅｇの時にゼロである。位相調整器２７０ａは、振幅検出器２６０ａが検出する振幅が低減されるように位相シフト要素２１２ａを制御する。それにより、位相誤差を抑制することができる。また、位相調整器２７０ａは、振幅検出器２６０ａが検出する振幅が最小（ゼロ）となるように位相シフト要素２１２ａを制御してもよい。この場合、最適位相制御が可能となる。同様に、位相調整器２７０ｂは、振幅検出器２６０ｂが検出する振幅が低減されるように位相シフト要素２１２ｂを制御する。それにより、位相誤差を抑制することができる。また、位相調整器２７０ｂは、振幅検出器２６０ｂが検出する振幅が最小（ゼロ）となるように位相シフト要素２１２ｂを制御してもよい。この場合、最適位相制御が可能となる。
【００３５】
図２（ｃ）においては、交流振幅は、Δφの変化に伴って変化するが、Δφ＝０ｄｅｇの場合にゼロではない。しかしながら、Δφ＝０ｄｅｇの場合に振幅が最小になるという特徴は保持される。図３は、この様子を説明するための図である。図３で説明されるように、乗算器にオフセットがあった場合においても、振幅検出器が検出する振幅が最小の場合に位相誤差をゼロにすることができる。したがって、振幅検出器が検出する振幅を低減させる位相制御により、位相誤差を抑制することができる。また、振幅検出器が検出する振幅が最小となる位相制御により、最適位相制御が可能となる。
【００３６】
以上のことから、本実施例によれば、データ再生回路に入力される前の信号とデータ再生回路によって再生されたデータ信号とを掛け合わせる乗算器の出力信号の振幅を検出することによって、乗算器にオフセットがあっても位相誤差を抑制することができる。
【実施例２】
【００３７】
図４は、実施例２に係る光ＤＱＰＳＫ受信機２００ａの全体構成を説明するためのブロック図である。図４を参照して、光ＤＱＰＳＫ受信機２００ａが図１の光ＤＱＰＳＫ受信機２００と異なる点は、データ再生回路の代わりに線形増幅回路（トランスインピーダンスアンプ）およびリミッタ増幅回路を用いる点である。また、本実施例においては、振幅検出器の代わりに電力モニタを用いる。
【００３８】
光ＤＱＰＳＫ受信機２００ａは、振幅検出器２６０ａ，２６０ｂの代わりに電力モニタ３１０ａ，３１０ｂを備え、データ再生回路２３０ａ，２３０ｂの代わりに線形増幅回路（ＴＩＡ）３２０ａ，３２０ｂ、リミッタ増幅回路（ＬＩＭ）３３０ａ，３３０ｂ、およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）３４０ａ，３４０ｂ，３５０ａ，３５０ｂを備える。また、光ＤＱＰＳＫ受信機２００ａは、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）３６０ａ，３６０ｂ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３７０、およびデジタル／アナログコンバータ３８０ａ，３８０ｂを備える。
【００３９】
線形増幅回路３２０ａ，３２０ｂは、入力された信号を線形的に増幅する。リミッタ増幅回路３３０ａ，３３０ｂは、入力された信号を上限以内で増幅する。本実施例においては、線形増幅回路３２０ａとリミッタ増幅回路３３０ａとによって、差動アンプが構成される。また、線形増幅回路３２０ｂとリミッタ増幅回路３３０ｂとによって、差動アンプが構成される。ローパスフィルタ３４０ａ，３４０ｂ，３５０ａ，３５０ｂは、波長分散、偏波分散等の受信波形への影響を低減させるためのものである。
【００４０】
線形増幅回路３２０ａの正相信号および逆相信号のいずれか一方はローパスフィルタ３４０ａを介して乗算器２４０ａに入力され、他方はリミッタ増幅回路３３０ａに入力される。リミッタ増幅回路３３０ａの正相信号および逆相信号のいずれか一方はローパスフィルタ３５０ａを介して乗算器２４０ａに入力され、他方はデシリアライザ２８０に入力される。線形増幅回路３２０ｂの正相信号および逆相信号のいずれか一方はローパスフィルタ３４０ｂを介して乗算器２４０ｂに入力され、他方はリミッタ増幅回路３３０ｂに入力される。リミッタ増幅回路３３０ｂの正相信号および逆相信号のいずれか一方はローパスフィルタ３５０ｂを介して乗算器２４０ｂに入力され、他方はデシリアライザ２８０に入力される。
【００４１】
本実施例においては、乗算器２４０ａは、ローパスフィルタ３４０ａを介して入力される線形増幅回路３２０ａの逆相信号と、ローパスフィルタ３５０ａを介して入力されるリミッタ増幅回路３３０ａの逆相信号と、の乗算値を求める。乗算器２４０ｂは、ローパスフィルタ３４０ｂを介して入力される線形増幅回路３２０ｂの逆相信号と、ローパスフィルタ３５０ｂを介して入力されるリミッタ増幅回路３３０ｂの逆相信号と、の乗算値を求める。
【００４２】
本実施例のように差動アンプの正相逆相の一方を主信号用としてデシリアライズし、他方を位相制御用信号として抽出することによって、主信号への影響を回避しつつ位相制御用信号を抽出することができる。
【００４３】
コンデンサ２５０ａは、乗算器２４０ａによって生成された信号の交流成分を抽出し、電力モニタ３１０ａに入力する。電力モニタ３１０ａの出力は、アナログ／デジタルコンバータ３６０ａによってデジタル信号に変換されてデジタル信号プロセッサ３７０に入力される。コンデンサ２５０ｂは、乗算器２４０ｂによって生成された信号の交流成分を抽出し、電力モニタ３１０ｂに入力する。電力モニタ３１０ｂの出力は、アナログ／デジタルコンバータ３６０ｂによってデジタル信号に変換されてデジタル信号プロセッサ３７０に入力される。
【００４４】
本実施例においても、乗算器の出力信号の振幅を検出することによって、ｓｉｎδＩまたはｓｉｎδＱに比例した値が抽出される。デジタル信号プロセッサ３７０は、電力モニタ３１０ａにおいて検出される電力振幅が低減されるように、デジタル／アナログコンバータ３８０ａを介して位相調整器２７０ａを制御する。また、デジタル信号プロセッサ３７０は、電力モニタ３１０ｂにおいて検出される電力振幅が低減されるように、デジタル／アナログコンバータ３８０ｂを介して位相調整器２７０ｂを制御する。それにより、位相誤差を抑制することができる。
【００４５】
また、デジタル信号プロセッサ３７０は、電力モニタ３１０ａにおいて検出される電力振幅が最小となるように、デジタル／アナログコンバータ３８０ａを介して位相調整器２７０ａを制御してもよい。また、デジタル信号プロセッサ３７０は、電力モニタ３１０ｂにおいて検出される電力振幅が最小となるように、デジタル／アナログコンバータ３８０ｂを介して位相調整器２７０ｂを制御してもよい。この場合、最適位相制御が可能となる。
【００４６】
以上のことから、線形増幅回路の出力信号とリミッタ増幅回路の出力信号とを掛け合わせる乗算器の出力信号の振幅を検出することによって、乗算器にオフセットがあっても位相誤差を抑制することができる。
【実施例３】
【００４７】
図５は、実施例３に係る光ＤＱＰＳＫ受信機２００ｂの全体構成を説明するためのブロック図である。図５を参照して、光ＤＱＰＳＫ受信機２００ｂが光ＤＱＰＳＫ受信機２００ａと異なる点は、スイッチ４１０，４２０をさらに備えるとともに、コンデンサ２５０ｂおよび電力モニタ３１０ｂの代わりに平均化回路４３０を備える点である。
【００４８】
スイッチ４１０は、線形増幅回路３２０ａと乗算器２４０ａとの接続および線形増幅回路３２０ｂと乗算器２４０ｂとの接続を構成する経路と、線形増幅回路３２０ａと乗算器２４０ｂとの接続および線形増幅回路３２０ｂと乗算器２４０ａとの接続を構成する経路と、を切り替える。スイッチ４２０は、乗算器２４０ａ，２４０ｂとコンデンサ２５０ａとの接続を構成する経路と、乗算器２４０ａ，２４０ｂと平均化回路４３０との接続を構成する経路と、を切り替える。
【００４９】
平均化回路４３０は、入力される信号の高周波成分を除去するとともに平均化された情報を含む低周波成分を通過させるローパスフィルタ、または、デジタル信号プロセッサを利用した平均化演算回路である。平均化回路４３０の出力を検出することによって、図８の位相ずれ量を正負の符号付きで得ることができる。それにより、位相制御の方向を得ることができる。一方で、電力モニタ３１０ａの出力を検出することによって、図３のように位相シフト量を得ることができる。
【００５０】
本実施例に係る光ＤＱＰＳＫ受信機２００ｂは、スイッチ４１０，４２０を用いて上記の両方式を併用することができる。スイッチ４１０において、ＩＩ相関（Ｉ−ｂｒａｎｃｈでの相関）かつＱＱ相関（Ｑ−ｂｒａｈｃｎでの相関）とするか、ＩＱ相関（Ｉ−ｂｒａｎｃｈとＱ−ｂｒａｎｃｈとの間の相関）とするか選択可能である。また、スイッチ４２０において、振幅検出か平均値検出かを選択可能である。平均化回路４３０で位相制御すべき方向とおおまかな位相制御量と算出し、電力モニタ３１０ａで位相のフィードバック制御を行うことができる。
【００５１】
上記各実施例において、振幅検出回路として、電力モニタの代わりにピーク検出回路を用いてもよい。また、実施例１において、データ再生回路２３０ａの前段信号と後段信号とを乗算器２４０ａに入力する経路およびデータ再生回路２３０ｂの前段信号と後段信号とを乗算器２４０ｂに入力する経路と、データ再生回路２３０ａの前段信号とデータ再生回路２３０ｂの後段信号とを乗算器２４０ａに入力する経路およびデータ再生回路２３０ｂの前段信号とデータ再生回路２３０ａの後段信号とを乗算器２４０ｂに入力する経路と、を切替可能なスイッチが設けられていてもよい。また、実施例１において、乗算器の出力を振幅検出器または平均値検出器のいずれかに入力するためのスイッチが設けられていてもよい。
【００５２】
以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
【符号の説明】
【００５３】
１００  光ＤＱＰＳＫ送信機
２００  光ＤＱＰＳＫ受信機
２１０  遅延干渉計
２１１  光遅延要素
２１２  位相シフト要素
２２０  バランスド光検出器
２３０  データ再生回路
２４０  乗算器
２５０  コンデンサ
２６０  振幅検出器
２７０  位相調整器
２８０  デシリアライザ
３１０  電力モニタ
３２０  線形増幅回路
３３０  リミッタ増幅回路
３４０，３５０  ローパスフィルタ
１０００  光伝送システム
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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