(57)【要約】【課題】利得の変化を抑制しつつ、複数の周波数帯域で良好に動作するようにチューニングすることが可能な増幅器を提供する。【解決手段】入力信号がゲートに入力される電界効果トランジスタＭ１と、電界効果トランジスタＭ１のゲートとソースの間に接続された可変キャパシタＣｇｓと、電界効果トランジスタＭ１のソースに接続された可変インダクタＬｓを設ける。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号がゲートまたはベースに入力されるトランジスタと、
入力信号がゲートまたはベースに入力されるトランジスタと、
前記トランジスタのゲートとソースの間またはベースとエミッタの間に接続された可変キャパシタと、
前記トランジスタのソースまたはエミッタに接続された可変インダクタとを備えることを特徴とする増幅器。
【請求項２】
前記可変キャパシタの値と可変インダクタの値とは、選択周波数においてインピーダンス整合されるように設定されることを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
ひとつの入力端子がゲートまたはベースに接続される複数のトランジスタと、
前記複数のトランジスタのゲートとソースの間またはベースとエミッタの間にそれぞれ接続された複数の可変キャパシタと、
前記トランジスタのソースまたはエミッタに接続され、互いに相互結合された複数のインダクタと、
前記複数のトランジスタのゲート電位またはベース電位を個別に制御することで、前記トランジスタのオンオフ制御を個別に行うオンオフ制御回路とを備えることを特徴とする増幅器。
【請求項４】
前記オンオフ制御回路は、選択周波数においてインピーダンス整合されるように前記トランジスタのオンオフ制御を個別に行うことを特徴とする請求項３に記載の増幅器。
【請求項５】
１つのインダクタには、複数のトランジスタのソースまたはエミッタが接続され、
前記オンオフ制御回路は、前記１つのインダクタに接続されたトランジスタがオンする個数を変化させることで前記１つのインダクタに流れる電流を制御することを特徴とする請求項４に記載の増幅器。
【請求項６】
入力信号がゲートまたはベースに入力される複数のトランジスタと、
前記複数のトランジスタのゲートとソースの間またはベースとエミッタの間にそれぞれ接続された複数の可変キャパシタと、
前記トランジスタのソースまたはエミッタに接続され、互いに相互結合された複数のインダクタと、
前記複数のトランジスタのバイアスを個別に制御することで、前記インダクタに流れる電流を個別に制御するバイアス制御回路とを備えることを特徴とする増幅器。
【請求項７】
前記バイアス制御回路は、選択周波数においてインピーダンス整合されるように前記インダクタに流れる電流を個別に制御することを特徴とする請求項６に記載の増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は増幅器および通信装置に関し、特に、可変インダクタを用いて広帯域にチューニング可能な増幅器に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の増幅器では、複数の周波数帯域で良好に動作するようにチューニングする場合、電界効果トランジスタの相互コンダクタンスを変化させることで、インピーダンス整合を図ることが行われている。
【０００３】
また、例えば、特許文献１には、複数の増幅素子それぞれに接続された複数のインダクタを含むデジェネレーション部を設け、複数の周波数帯域で動作する増幅器に関する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１０８２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、インピーダンス整合を図るために、電界効果トランジスタの相互コンダクタンスを変化させる方法では、利得の変化が大きくなるという問題があった。
また、特許文献１に記載されている技術は、複数のディジェネレーションインダクタをなるべく小さい占有面積で実現するものであり、複数の周波数帯域に対応した複数の高周波入力端子が必要になるなどの問題があった。
【０００６】
本発明の目的は、利得の変化を抑制しつつ、複数の周波数帯域で良好に動作するようにチューニングすることが可能な増幅器および通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様によれば、入力信号がゲートまたはベースに入力されるトランジスタと、前記トランジスタのゲートとソースの間またはベースとエミッタの間に接続された可変キャパシタと、前記トランジスタのソースまたはエミッタに接続された可変インダクタとを備えることを特徴とする増幅器を提供する。
【０００８】
本発明の一態様によれば、ひとつの入力端子がゲートまたはベースに接続される複数のトランジスタと、前記複数のトランジスタのゲートとソースの間またはベースとエミッタの間にそれぞれ接続された複数の可変キャパシタと、前記トランジスタのソースまたはエミッタに接続され、互いに相互結合された複数のインダクタと、前記複数のトランジスタのゲート電位またはベース電位を個別に制御することで、前記トランジスタのオンオフ制御を個別に行うオンオフ制御回路とを備えることを特徴とする増幅器を提供する。
【０００９】
本発明の一態様によれば、入力信号がゲートまたはベースに入力される複数のトランジスタと、前記複数のトランジスタのゲートとソースの間またはベースとエミッタの間にそれぞれ接続された複数の可変キャパシタと、前記トランジスタのソースまたはエミッタに接続され、互いに相互結合された複数のインダクタと、前記複数のトランジスタのバイアスを個別に制御することで、前記インダクタに流れる電流を個別に制御するバイアス制御回路とを備えることを特徴とする増幅器を提供する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、利得の変化を抑制しつつ、複数の周波数帯域で良好に動作するようにチューニングすることが可能な増幅器および通信装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態に係る増幅器の概略構成を示す回路図。
【図２】図２は、図１の可変インダクタＬｓの値を変化させた時の最大有能利得の周波数特性を示す図。
【図３】図３は、本発明の第２実施形態に係る増幅器の概略構成を示す回路図。
【図４】図４は、図３のインダクタＬｓ１、Ｌｓ２及び可変容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の値を変化させた時のインピーダンスの軌跡を示すスミスチャート。
【図５】図５は、図３のインダクタＬｓ１、Ｌｓ２及び可変容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の値を変化させた時の最大有能利得の周波数特性を示す図。
【図６】図６は、本発明の第３実施形態に係る増幅器の概略構成を示す回路図。
【図７】図７は、図６のインダクタＬｓ１、Ｌｓ２、可変容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の値及び電界効果トランジスタＭ１２およびＭ１３のバイアス電流の値を変化させた時の入力インピーダンスの周波数特性を示す図。
【図８】図８は、本発明の第４実施形態に係る通信装置の概略構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態に係る増幅器について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る増幅器の概略構成を示す回路図である。
図１において、この増幅器には、電界効果トランジスタＭ１、可変キャパシタＣｇｓおよび可変インダクタＬｓが設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ１のゲートにはインダクタＬｇが接続され、電界効果トランジスタＭ１のゲートとソースの間には可変キャパシタＣｇｓが接続され、電界効果トランジスタＭ１のソースには可変インダクタＬｓが接続されている。なお、可変キャパシタＣｇｓの値と可変インダクタＬｓの値とは、選択周波数においてインピーダンス整合されるように設定することができる。
【００１４】
また、電界効果トランジスタＭ１のソースには電界効果トランジスタＭ２およびインダクタＬｆを順次介して電源電位が接続され、電界効果トランジスタＭ２のゲートには電源電位が接続され、電界効果トランジスタＭ２のドレインにはコンデンサＣｔが接続されている。
【００１５】
そして、電界効果トランジスタＭ１のゲートにはインダクタＬｇを介して入力信号Ｓｉが入力される。そして、入力信号Ｓｉは、可変キャパシタＣｇｓおよび可変インダクタＬｓにて使用帯域が選択されながら電界効果トランジスタＭ１にて増幅される。そして、電界効果トランジスタＭ１にて増幅された信号は、コンデンサＣｔにて直流成分が遮断されながら出力信号Ｓｏとして出力される。
【００１６】
ここで、この増幅器の入力インピーダンスＺｉｎは、電界効果トランジスタＭ１の相互コンダクタンスをｇｍ、インダクタＬｇの値をＬｇ、可変インダクタＬｓの値をＬｓ、可変キャパシタＣｇｓの値をＣｇｓとすると、以下の（１）式にて表すことができる。
Ｚｉｎ＝ｇｍＬｓ／Ｃｇｓ＋ｊ（ωＬｇ＋ωＬｓ−１／（ωＣｇｓ）      ・・・（１）
【００１７】
そして、選択周波数においてインピーダンス整合を取るために、（１）式の虚部が０になるように可変キャパシタＣｇｓの値が設定され、（１）式の実部が５０Ωになるように可変インダクタＬｓの値が設定される。このため、選択周波数が高周波の場合、低周波に比べて可変キャパシタＣｇｓの値と可変インダクタＬｓの値が小さくなるように調整することができる。
【００１８】
ここで、可変キャパシタＣｇｓと可変インダクタＬｓとを用いることにより、選択周波数においてインピーダンス整合をとるために、電界効果トランジスタＭ１の相互コンダクタンスを変化させる必要がなくなる。このため、電界効果トランジスタＭ１のドレイン電流ｉｏｕｔを一定に保つことができ、利得の変化を抑制しつつ、複数の周波数帯域で良好に動作するようにチューニングすることが可能となる。
【００１９】
図２は、図１の可変インダクタＬｓの値を変化させた時の最大有能利得の周波数特性を示す図である。
図２において、例えば、利得を３０ｄＢに維持する場合、５００ＭＨｚ付近では可変インダクタＬｓの値を６ｎＨ程度、１ＧＨｚ付近では可変インダクタＬｓの値を１ｎＨ程度にすればよいことが判る。
【００２０】
（第２実施形態）
図３は、本発明の第２実施形態に係る増幅器の概略構成を示す回路図である。
図３において、この増幅器には、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３、可変キャパシタＣ１〜Ｃ３、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２およびオンオフ制御回路１１が設けられている。なお、オンオフ制御回路１１は、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲート電位を個別に制御することで、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のオンオフ制御を個別に行うことができる。ここで、オンオフ制御回路１１は、選択周波数においてインピーダンス整合されるように電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３をオンオフ制御することができる。
【００２１】
そして、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲートにはコンデンサＣ４〜Ｃ６をそれぞれ介してインダクタＬｘが接続されている。また、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲートにはオンオフ制御回路１１が接続されている。電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲートとソースの間には可変キャパシタＣ１〜Ｃ３がそれぞれ接続されている。電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２のソースにはインダクタＬｓ１が接続され、電界効果トランジスタＭ１３のソースにはインダクタＬｓ２が接続されている。なお、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２は相互インダクタンスＭｂにて互いに相互結合されている。そして、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２は、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２に流れる電流に応じて、そこから発生する磁束を互いに強め合ったり弱め合ったりすることで、可変インダクタとして動作することができる。
【００２２】
ここで、２個の電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２のソースをインダクタＬｓ１に接続し、電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１３をオンオフさせることで、インダクタＬｓ１及びＬｓ２に流れる電流の大きさを変化させることができる。具体的には、電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２の双方をオンし、Ｍ１３をオフした場合、インダクタＬｓ１にはバイアス電流および信号電流が流れるが、Ｌｓ２にはバイアス電流も信号電流も流れない。そのため、信号電流が流れるＬｓ１のみが増幅器のディジェネレーションインダクタとして機能する。一方、Ｍ１１、Ｍ１３をオンして、Ｍ１２をオフした場合、Ｌｓ１およびＬｓ２の双方にバイアス電流と信号電流が流れる。相互に結合した２つのインダクタＬｓ１とＬｓ２に信号電流が流れるため、それぞれのインダクタで発生する磁界は打ち消しあい等価的に小さなインダクタに見える。さらにＬｓ１とＬｓ２は並列に接続されたディジェネレーションインダクタと等価に機能するため、さらに小さいディジェネレーションインダクタとして機能する。上記のように電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１３をオンオフすることにより、等価的にディジェネレーションインダクタを変化させることが出来る。
【００２３】
また、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のソースには電界効果トランジスタＭ１４およびインダクタＬ０を順次介して電源電位が接続され、電界効果トランジスタＭ１４のゲートには電源電位が接続され、電界効果トランジスタＭ１４のドレインにはコンデンサＣｔが接続されている。
【００２４】
なお、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３、可変キャパシタＣ１〜Ｃ３、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２、コンデンサＣ４〜Ｃ６およびオンオフ制御回路１１はＩＣチップ１２に形成し、インダクタＬｘは外付け部品を用いることができる。
【００２５】
そして、インダクタＬｘを介して入力された入力信号Ｓｉは、コンデンサＣ４〜Ｃ６をそれぞれ介して電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲートに入力される。そして、オンオフ制御回路１１において、選択周波数に応じて電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３がオンオフ制御されることで、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２に流れる電流が制御され、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２のインダクタンスが変化される。
【００２６】
そして、入力信号Ｓｉは、可変キャパシタＣ１〜Ｃ３およびインダクタＬｓ１、Ｌｓ２にて使用帯域が選択されながら電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３にて増幅される。そして、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３にて増幅された信号は、コンデンサＣｔにて直流成分が遮断されながら出力信号Ｓｏとして出力される。
【００２７】
ここで、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のオンオフ制御を行うことにより、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２のインダクタンスを変化させることができ、利得の変化を抑制しつつ、複数の周波数帯域で良好に動作するようにチューニングすることが可能となる。
【００２８】
なお、図３の例では、２個の電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２のソースをインダクタＬｓ１に接続する方法について説明したが、例えば、インダクタＬｓ１に流れる電流をより細かく増減させるために、インダクタＬｓ１及びＬｓ２に接続される電界効果トランジスタの個数を増やすようにしてもよい。
【００２９】
図４は、図３のインダクタＬｓ１、Ｌｓ２の値を変化させた時のインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に示したものである。
図４（ａ）は、図３の増幅器を５００ＭＨｚに整合させる場合で、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２の値が６ｎＨ、相互インダクタンスＭｂが０．７、インダクタＬｘの値が５０ｎＨとすると、可変キャパシタＣ１〜Ｃ３の値を６００ｆＦ、電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２をオンとして、電界効果トランジスタＭ１３をオフにした場合のものである。この時、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３全体のドレイン電流は２．４ｍＡ程度となる。
【００３０】
電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２はオン、電界効果トランジスタＭ１３はオフであるため、インダクタＬｓ１には電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２を介して電流が供給されるとともに、インダクタＬｓ２には電流が供給されない。このため、ディジェネレーションインダクタとしてはインダクタＬｓ１のみが機能し、Ｌｓ２はディジェネレーションインダクタとして機能しない。可変容量Ｃ１〜Ｃ３の値を適切に設定することにより、５００ＭＨｚにおいて入力インピーダンスの虚部が０になるとともに、実部が５０Ω程度なり、インピーダンス整合が実現できていることがわかる。
【００３１】
図４（ｂ）は、図３の増幅器を１ＧＨｚに整合させる場合で、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２の値が６ｎＨ、相互インダクタンスＭｂが０．７、インダクタＬｘの値が５０ｎＨとすると、可変キャパシタＣ１〜Ｃ３の値を５０ｆＦ、電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１３をオン、電界効果トランジスタＭ１２オフにしたものである。この時、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３全体のドレイン電流は２．４ｍＡ程度となる。
【００３２】
また、電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１３はオン、電界効果トランジスタＭ１２はオフし、インダクタＬｓ１には電界効果トランジスタＭ１１を介して電流が供給されるとともに、インダクタＬｓ２には電界効果トランジスタＭ１３を介して電流が供給される。このため、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２間で磁束が互いに弱め合わされ、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２全体のインダクタンスは減少し、小さい値のディジェネレーションインダクタとして機能する。さらにＬｓ１及びＬｓ２は並列に接続されているのとほぼ等価であるため、実効的なインダクタは半減する。１ＧＨｚにおいて入力インピーダンスの虚部が０になるとともに、実部が５０Ω程度なり、インピーダンス整合が実現できていることがわかる。
【００３３】
図５は、図３の前記のようにインダクタＬｓ１、Ｌｓ２の値を変化させた時の最大有能利得の周波数特性を示す図である。なお、Ｐ１１は、図３の増幅器を５００ＭＨｚに整合させた場合、Ｐ１１は、図３の増幅器を１ＧＨｚに整合させた場合を示す。
【００３４】
図５において、図３の増幅器を５００ＭＨｚに整合させた場合の５００ＭＨｚでの利得は２８．８ｄＢ、図３の増幅器を１ＧＨｚに整合させた場合の１ＧＨｚでの利得は２８．０ｄＢとなり、選択周波数を５００ＭＨｚから１ＧＨｚに変化させた場合においても、利得をほぼ揃えることができる。
【００３５】
（第３実施形態）
図６は、本発明の第３実施形態に係る増幅器の概略構成を示す回路図である。
図６において、この増幅器には、図３のオンオフ制御回路１１の代わりにバイアス制御回路２１が設けられている。なお、バイアス制御回路２１は、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲート電位を個別に制御することで、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２に流れる電流を個別に制御することができる。ここで、バイアス制御回路２１は、選択周波数においてインピーダンス整合されるようにインダクタＬｓ１、Ｌｓ２に流れる電流を個別に制御することができる。そして、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲートにはバイアス制御回路２１が接続されている。
【００３６】
そして、インダクタＬｘを介して入力された入力信号Ｓｉは、コンデンサＣ４〜Ｃ６をそれぞれ介して電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲートに入力される。そして、バイアス制御回路２１において、選択周波数に応じて電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲート電位が個別に制御されることで、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２に流れる電流が制御され、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２のインダクタンスが変化される。
【００３７】
そして、入力信号Ｓｉは、可変キャパシタＣ１〜Ｃ３およびインダクタＬｓ１、Ｌｓ２にて使用帯域が選択されながら電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３にて増幅される。そして、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３にて増幅された信号は、コンデンサＣｔにて直流成分が遮断されながら出力信号Ｓｏとして出力される。
【００３８】
ここで、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のバイアス制御を行うことにより、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２のインダクタンスを連続的に変化させることができ、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３の個数の増大を抑制しつつ、複数の周波数帯域で良好に動作するようにチューニングすることが可能となる。
【００３９】
図７は、図６のインダクタＬｓ１、Ｌｓ２の値を変化させた時の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。なお、Ｐ１は、図６の増幅器のディジェネレーションインダクタを大きく設定した場合、Ｐ２は、図６の増幅器のディジェネレーションインダクタを小さく設定した場合、Ｐ３は図６の電界効果トランジスタＭ１２、Ｍ１３のバイアスを連続的に変化させた場合を示す。電界効果トランジスタＭ１２及びＭ１３のバイアス電流を連続的に可変することにより、インピーダンスの実部が連続的に変化していることがわかる。
【００４０】
図７において、図６の電界効果トランジスタＭ１２、Ｍ１３のバイアスを連続的に変化させる場合、インダクタＬｓ１、Ｌｓ２の値が６ｎＨ、相互インダクタンスＭｂが０．７、インダクタＬｘの値が５０ｎＨとすると、可変キャパシタＣ１〜Ｃ３の値を５０ｆＦ、電界効果トランジスタＭ１１をオンとし、電界効果トランジスタＭ１２のゲート電圧をＶｇｓ／２＋ΔＶｇｓ、電界効果トランジスタＭ１３のゲート電圧をＶｇｓ／２−ΔＶｇｓとし、ΔＶｇｓを−Ｖｇｓ／２〜Ｖｇｓ／２の範囲で変化させた。この時、電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３全体のドレイン電流は２．４ｍＡ程度となる。この場合、Ｍ１２及びＭ１３のバイアスを連続的に変化させることにより、入力インピーダンスの実部が連側的に変化しているが、これは実効的なディジェネレーションインダクタの値が連側的に変化していることを示している。
【００４１】
なお、上述した実施形態では、トランンジスタとして電界効果トランジスタを用いる方法を例にとって説明したが、バイポーラトランジスタを用いるようにしてもよい。この場、電界効果トランジスタのゲートはベース、電界効果トランジスタのソースはエミッタ、電界効果トランジスタのドレインはコレクタに置き換えればよい。
【００４２】
（第４実施形態）
図８は、本発明の第４実施形態に係る通信装置の概略構成を示すブロック図である。
図８において、この通信装置では、受信アンテナ２１、フィルタ２２、ローノイズアンプ２３、可変利得アンプ２４、ミキサ２５、フィルタ２６、可変利得アンプ２７およびＡＤコンバータ２８が順次接続されている。なお、ローノイズアンプ２３としては、図１、図３または図６の増幅器を用いることができる。
【００４３】
そして、受信アンテナ２１にて受信された無線周波数信号は、フィルタ回路２２にて所望の周波数成分が選択された後、ローノイズアンプ２３にて増幅され、可変利得アンプ２４にて利得を調整されてから、ミキサ２５に入力される。そして、ミキサ２５にて局部発振信号ＳＬと混合されることでダウンコンバートされ、ベースバンド信号が生成される。
【００４４】
そして、ミキサ２５にて生成されたベースバンド信号は、フィルタ回路２６にて不要な周波数成分が除去された後、可変利得アンプ２７にて利得が調整され、ＡＤコンバータ２８にてデジタル信号に変換される。
【００４５】
なお、図８の通信装置は、例えば、ＵＨＦ帯の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚを使用する地上デジタル放送用受信機に適用することができる。この地上デジタル放送では、１チャンネル当たり６ＭＨｚの帯域を有する１３ｃｈから６２ｃｈの計５０ｃｈが割り当てられている。そして、ローノイズアンプ２３としては、図１、図３または図６の増幅器を用いることで、利得の変化を抑制しつつ、これら５０ｃｈ分の周波数帯域で良好に動作するようにチューニングすることが可能となる。
【符号の説明】
【００４６】
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ１１〜Ｍ１４  電界効果トランジスタ、Ｌｓ  可変インダクタ、Ｌｇ、Ｌｆ、Ｌｘ、Ｌ０、Ｌｓ１、Ｌｓ２  インダクタ、Ｃｇｓ、Ｃ１〜Ｃ３  可変キャパシタ、Ｃｔ、Ｃ４〜Ｃ６  コンデンサ、１１  オンオフ制御回路、２１  バイアス制御回路、１２  ＩＣチップ、２１  受信アンテナ、２２、２６  フィルタ、２３  ローノイズアンプ、２４、２７  可変利得アンプ、２５  ミキサ  ２８  ＡＤコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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