(57)【要約】【課題】還流ダイオードによる損失を無くすことができ、損失が少なく効率の良いインバータを提供できる双方向スイッチの駆動装置を提供する。【解決手段】第一ゲート端子２、第二ゲート端子３、ドレイン端子４、ソース端子５を備え、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を各オンオフすることで４つの動作モードを有する双方向スイッチ１を使用し、還流電流が流れるタイミングに応じて、第三モードで通電するように前記第一ゲート端子２、および第二ゲート端子３を駆動させる同期制御手段  ２２を備える【選択図】図５
2011151905.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方に順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として何れか他方の第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチに流す場合において、切り替えによって還流電流を何れか他方の前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるように、この第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方の駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、前記同期制御手段は、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各第一ゲート端子および第二ゲート端子のターンオン時間およびターンオフ時間を相違なる時間とすることでタイミングを同期させることを特徴とする双方向スイッチの駆動装置。
【請求項２】
各第一ゲート端子および第二ゲート端子は、個別のゲート電流を制限する個別制限手段を備え、ターンオン時間およびターンオフ時間を前記第一ゲート端子と第二ゲート端子で相違なる時間となるようにすることを特徴とする請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置。
【請求項３】
同期制御手段は、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方を第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを切り替える所定のステップとなるターンオン時間およびターンオフ時間とすることを特徴とする請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置。
【請求項４】
同期制御手段は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチが第一モードに切り替える場合に第１の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップと第２の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップを備え、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方よりも、還流電流を通電する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか他方を先に切り替えるターンオン時間とする請求項３記載の双方向スイッチの駆動装置。
【請求項５】
同期制御手段は、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方が第一モードに切り替わった後に、還流電流を通電する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか他方を第三モードへ切り替えるターンオン時間とする請求項４記載の双方向スイッチの駆動装置。
【請求項６】
同期制御手段は、第１、第２の双方向スイッチが高電位側から低電位側に短絡電流が流れないようにモードを切り替えるターンオン時間およびターンオフ時間とする請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置。
【請求項７】
第１、第２の双方向スイッチの各第一ゲート端子、第二ゲート端子は同一の信号源を共有する信号共有手段を備えた請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置。
【請求項８】
請求項１から７いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１から７いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項１から７いずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ゲート信号の制御により４つの状態を有する双方向スイッチの駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路は、各スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードを接続し、このフライホイルダイオードを通じてモータのインダクタンスに蓄積されたエネルギーの消勢を行っている。
【０００３】
インバータのＰＷＭ制御では、フライホイルダイオードに順方向の電流が通電した直後に、逆方向の高電圧が印加される動作が行われる。このとき、還流ダイオードはリカバリ電流とよばれる逆方向へ流れる電流を瞬間的に通電する。リカバリ電流は、モータを駆動するために不要な電力であり、インバータ回路で熱として消費され、インバータの電力変換効率を低下させる一因となる。
【０００４】
スイッチング素子にＭＯＳ（金属−絶縁膜−半導体）トランジスタを用いる場合には、フライホイルダイオードとして、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードが用いられる。しかし、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードはリカバリ電流が流れるリカバリ時間が長い。このため、リカバリ電流による電力損失が大きく、発熱しやすい。
【０００５】
スイッチング素子に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いる場合には、寄生ダイオードを有していないため、フライホイルダイオードを外付けする必要がある。外付けの還流ダイオードにリカバリ電流の少ないファーストリカバリダイオードを用いることにより、スイッチングロスを低減することができる（例えば特許文献１を参照）。
【０００６】
また、特許文献２のように、ＡＮＤゲートやＯＲゲートを用いて同期制御信号を生成する方法もある。この方法を使用することによって還流電流を低損失に導通させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平７−２２２４５９号公報
【特許文献２】特開２００２−２７２１６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１の例では、単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路は、スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードを接続していたため、回路の部品点数が増大し、また、逆方向に流す際のダイオードの順方向電圧による損失が大きくなるため、冷却フィン、あるいは冷却ファンなど装置が大型化し、小型化及び低コスト化を阻害するという問題がある。
【０００９】
また、特許文献２の例では、同期信号生成のためにロジック回路を追加する必要があるため、高コストであり、かつ信号の信頼性の観点からロジック回路のチャタリング等による安定性の問題がある。
【００１０】
本発明は、前記の問題を解決し、ダイオードを外付けしないでインバータを構成し、単方向スイッチを応用した一般的なインバータ等の電力変換回路に比べて低損失、かつ安定した同期制御を図ることができる双方向スイッチの駆動装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
そして、この目的を達成するために、本発明の双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方に順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として何れか他方の第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチに流す場合において、切り替えによって還流電流を何れか他方の前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるように、この第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方の駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、前記同期制御手段は、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各第一ゲート端子および第二ゲート端子のターンオン時間およびターンオフ時間を相違なる時間とすることでタイミングを同期させることを特徴とするものであり、これにより所期の目的を達成するものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方に順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として何れか他方の第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチに流す場合において、切り替えによって還流電流を何れか他方の前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるように、この第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方の駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、前記同期制御手段は、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各第一ゲート端子および第二ゲート端子のターンオン時間およびターンオフ時間を相違なる時間とすることでタイミングを同期させる構成にして、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から流れる還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、双方向スイッチに還流ダイオードを並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶＦによる損失を無くすることができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。また、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、そして、この双方向スイッチの駆動装置を用いることで損失が少なく効率の良い前記単相あるいは三相インバータを提供することもできるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施の形態１の双方向スイッチの構成図
【図２】同双方向スイッチの等価回路図（（ａ）第１、第２のトランジスタで構成する等価回路図、（ｂ）第２のトランジスタの等価回路図、（ｃ）第２のトランジスタをダイオードとみなした場合の等価回路図）
【図３】同双方向スイッチの電圧・電流の相関図
【図４】同双方向スイッチの動作モードを示す図
【図５】同インバータ装置の構成図
【図６】同ゲート駆動を行う駆動装置の説明図
【図７】同双方向スイッチを同期制御した場合のインバータのタイミングチャート
【図８】同双方向スイッチを同期制御した場合のタイミングチャート拡大図
【図９】同双方向スイッチの個別制御手段における制限抵抗一覧を示す図
【図１０】本発明の実施の形態２における換気扇の構成図
【発明を実施するための形態】
【００１４】
本発明の請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方に順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として何れか他方の第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチに流す場合において、切り替えによって還流電流を何れか他方の前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるように、この第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方の駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、前記同期制御手段は、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各第一ゲート端子および第二ゲート端子のターンオン時間およびターンオフ時間を相違なる時間とすることでタイミングを同期させるようにしたものである。これにより、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、還流ダイオードを双方向スイッチと並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすことができ、また、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、更に、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供する。
【００１５】
また、請求項２記載の双方向スイッチの駆動装置は、各第一ゲート端子および第二ゲート端子は、個別のゲート電流に制限する個別制限手段を備え、ターンオン時間およびターンオフ時間を相違なる時間となるようにしたものである。これにより、同期制御信号の生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、また、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。
【００１６】
また、請求項３記載の双方向スイッチの駆動装置は、同期制御手段は、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方を第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを切り替える所定のステップとなるターンオン時間およびターンオフ時間とするようにしたものである。これにより、インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された場合に、直列に接続された双方向スイッチが同時に導通して上下アーム短絡となる状態を防止するとともに、還流電流の経路を意図的に確保することができるので、素子の破壊等を防止することができる。
【００１７】
また、請求項４記載の双方向スイッチの駆動装置は、同期制御手段は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチが第一モードに切り替える場合に第１の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップと第２の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップを備え、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方よりも、還流電流を通電する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか他方を先に切り替えるターンオン時間とするようにしたものである。これにより、単相または三相インバータにおいて、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方が第三モードで順方向電流を流している状態から遮断して、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか他方に還流電流を流す場合に、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか他方を先に第一モードとすることで、還流電流を流す経路が確保され、その後、順方向電流を流していた第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方を第一モードにして順方向電流を遮断することとなるので、上下アームが短絡することなく単相または三相インバータの負荷電流を連続して流すことができる。
【００１８】
また、請求項５記載の双方向スイッチの駆動装置は、同期制御手段は、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方が第一モードに切り替わった後に、還流電流を通電する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか他方を第三モードへ切り替えるターンオン時間とするようにしたものである。これにより、単相または三相インバータにおいて、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち何れか一方が第三モードで順方向電流を流している状態から遮断して、第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち何れか他方に還流電流を流す場合に、順方向電流を流していた第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち何れか一方を第一モードに切り替えて順方向電流の遮断を行い、その後、還流電流を流すための第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチのうち何れか他方を第三モードへ切り替えるので、上下アームが短絡することなく還流電流の経路を確保することができるので、素子の破壊等なくインバータのスムーズな動作ができる。
【００１９】
また、請求項６記載の双方向スイッチの駆動装置は、同期制御手段は、第１、第２の双方向スイッチが高電位側から低電位側に短絡電流が流れないようにモードを切り替えるターンオン時間およびターンオフ時間とするものである。これにより、ターンオン、オフ時の過渡期であっても、高電位側から低電位側に短絡する経路を形成することなく、素子の破壊等を防止することができる。
【００２０】
また、請求項７記載の双方向スイッチの駆動装置は、第１、第２の双方向スイッチの各第一ゲート端子、第二ゲート端子は同一の信号源を共有する信号共有手段を備えたものである。これにより、第一ゲート端子、第二ゲート端子に入力する信号源を少なくすることができ、通常の単方向スイッチと同様の信号源で駆動することができ、より低コスト化を図ることができると共に、上下アーム短絡を防止しつつ、低損失な駆動を行なうことができる。
【００２１】
また、請求項８記載の双方向スイッチの駆動装置は、電力変換装置は、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もある電力変換装置を得ることができる。
【００２２】
また、請求項９記載の双方向スイッチの駆動装置は、モータ駆動装置は、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もあるモータ駆動装置を得ることができる。
【００２３】
また、請求項１０記載の双方向スイッチの駆動装置は、空気調和機は、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もある空気調和機を得ることができる。
【００２４】
（実施の形態１）
はじめに、本発明における双方向スイッチ１について、図１を参照しながら構成について説明する。図１に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３とドレイン端子４とソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ―２以上で且つ移動度が１０００ｃｍ２Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。つまり、半導体層積層体８は、２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域を有し、基板の上に形成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１３Ａのいわゆる閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂのいわゆる閾値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１３Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１３Ａの閾値電圧を第１の閾値電圧とし、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１３Ｂの閾値電圧を第２の閾値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１２Ａと第２のｐ型半導体層１２Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように構成する。  
【００２５】
つまり、双方向スイッチ１は、チャネル領域を有する半導体層積層体８と、この半導体層積層体８の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂと、第１のオーミック電極１１Ａと前記第２のオーミック電極１１Ｂとの間に前記第１のオーミック電極１１Ａ側から順に形成した第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成した第１のゲート電極１３Ａと、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成した第２のゲート電極１３Ｂとを備えた基板と、前記第１のオーミック電極１１Ａに接続したドレイン端子４と、前記第２のオーミック電極１１Ｂに接続したソース端子５と、前記第１のゲート電極１３Ａに接続した第一ゲート端子２と、前記第２のゲート電極１３Ｂに接続した第二ゲート端子３とで構成される。
【００２６】
次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。
【００２７】
Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００２８】
以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１３Ａと第２のゲート電極１３Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチ１が実現可能であり、双方向スイッチ１全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチ１の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００２９】
次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００３０】
次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図２（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図２（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。
【００３１】
さらに、図２（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立ち上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図２（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図２（ｃ）に示すような等価回路となる。図２（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１のドレイン端子４の電位がソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立ち上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００３２】
図３は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、図３（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、図３（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、図３（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図３において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図３（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図３（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図３（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。
【００３３】
以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。
【００３４】
以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図４示す４つの動作モードで動作することができる。つまり、双方向スイッチ１は、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間のみにゲート駆動信号を入力する（簡略化して言うと、第一ゲート端子２のみをオンする）と、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間のみにゲート駆動信号を入力する（簡略化して言うと、第二ゲート端子３のみをオンする）と、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間および前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間にゲート駆動信号を入力（簡略化して言うと、第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンする信号を入力）して前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間および前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで（簡略化して言うと、第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフして）順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有するものである。
【００３５】
本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。
【００３６】
また、双方向スイッチ１は、第１のゲート電極１３Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成され、第２のゲート電極１３Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリーオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチを実現することが可能となる。
【００３７】
次に、双方向スイッチ１を使用した三相インバータ１７について、図５を参照しながら説明する。図５に示すように、三相インバータ１７は、双方向スイッチ１を２個直列に接続したハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃを並列に備え、第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆの１２ゲートを駆動する駆動装置１９と三相の各アームを駆動するゲート信号源としての信号Ａを発生するゲート信号生成手段２０が備えられている。ここで、双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅを上アーム、双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを下アームとする。三相インバータ１７の出力としてハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃの中間接続点には、例えばブラシレスＤＣモータが誘導負荷２１として接続されており、駆動装置１９の内部には、同期制御手段２２が備えられている。また、ここでは、三相インバータとしたが、ハーフブリッジ回路を２対備えた構成として、単相負荷を接続してもよい。
【００３８】
次に、双方向スイッチ１ａ〜１ｆの変調パターンは、各端子共にＰＷＭ制御を行なう方法や、上アームである双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを出力の電気角１２０度毎に常時オンとし、下アームである双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅのみＰＷＭ制御を行なう方法、あるいは上アームと下アームが逆の変調パターンなどがあるが、一般に行われるものであるので、詳細な説明は省略する。
【００３９】
次に駆動装置１９の内部に備えた双方向スイッチ１のゲート駆動を行う同期制御手段２２について、図６を参照しながら説明する。図６に示すように、同期制御手段２２は、ゲート駆動のための回路として、信号共有手段２２ａにより上アームの双方向スイッチ１ａのための信号を反転させて下アームの双方向スイッチ１ｂの信号として生成し、絶縁あるいはレベルシフトさせた後の信号をＬｏからＨｉに切り換える場合、ＨｉからＬｏに切り換える場合のそれぞれの移行時間を異なる時間となるようにしている。ここで、移行時間を相違なる時間に設定する方法は、第一ゲート端子２とドレイン端子４あるいは第二ゲート端子３とソース端子５間の各寄生容量Ｃｇｄ、Ｃｇｓへの充電電流、あるいは放電電流の制限は個別のゲート電流を制限する個別制限手段２３ａ〜２３ｄによって行なわれる。
【００４０】
次に、同期制御手段２２により相違なるタイミングで同期している各１２ゲート信号のタイミングチャートを図７に示す。図７では、一般的なＰＷＭ（パルス幅変調）による正弦波駆動の波形を示しており、双方向スイッチ１ａ〜１ｆの各第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆ（例えば第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａ）に対応するゲート信号は、図の中では同一タイミングで動作しているように見える。ここでは、正弦波駆動は一般的な駆動方法を示すものであり、詳細な説明は省略する。
【００４１】
次に、同期制御手段２２による作用を図８を参照しながら、出力相（Ｕ相）の１周期を拡大したタイミングチャートを用いて説明する。その他の出力相（Ｖ相、Ｗ相）はＵ相と電気角１２０度ずれているのみで、基本動作は同じであるため、詳細な説明は省略する。タイミングチャートの上からゲート信号源の信号（信号Ａ）、上アームの第一ゲート端子２ａとドレイン端子４ａ間の電圧（信号Ｂ）、上アームの第二ゲート端子３ａとソース端子５ａ間の電圧（信号Ｃ）、上アームの駆動状態（信号Ｄ）、同様に下アームも以下順に表している。駆動状態（信号Ｄ、信号Ｇ）で斜線部分は第三モードを示し、Ｌｏ部分は第四モードであり、残りのＨｉ部分は第一モードである。ここで、Ｕ相の上アームが順方向に電流を流す（誘導負荷２１に電流を順方向に流す）場合を説明する。上アームの双方向スイッチ１ａが順方向にオンとなるのは、駆動状態（信号Ｄ）が斜線部分にある期間である。また、下アームの双方向スイッチ１ｂは、上アームの双方向スイッチ１ａの前記残りのＨｉ部分では第一モードで駆動される。すなわち、上アームの双方向スイッチ１ａが斜線部分（第三モード）に切換わる場合、下アームの双方向スイッチ１ｂは、すでに第一モードとなっており、ソース端子５ｂからドレイン端子４ｂに逆方向に電流を通電できる状態が確保される。また、上アームの双方向スイッチ１ａが斜線部分（第三モード）から第一モードに切換わる場合、下アームの双方向スイッチ１ｂはすでに第一モードに切換わっており、還流電流を通電できる状態が確保される。従って、誘導負荷２１に対して順方向に電流を通電する場合、連続して誘導負荷２１に電流を供給できるように、駆動状態を適切に切換えることができる。
【００４２】
以上より、上アームが順方向電流を流している状態からターンオフし、下アームに流すように切り替える場合は、所定のステップすなわち下アームを第四モードから第一モード、上アームを第三モードから第一モード、下アームを第一モードから第三モード、上アームを第一モードから第四モードに移行するステップとすることができる。また、下アームに還流電流を流している状態から上アームに順方向電流を流す状態とする場合は、上アームを第四モードから第一モード、下アームを第三モードから第一モード、上アームを第一モードから第三モード、下アームを第一モードから第四モードに順番に移行するステップとすることができる。
【００４３】
次に、Ｕ相の下アームが順方向に電流を流す（誘導負荷２１から電流が流れてくる）場合を説明する。この場合誘導負荷２１からＵ相の下アームへ電流が流れ、下アームの双方向スイッチ１ｂに順方向電流（ドレイン端子４ｂからソース端子５ｂに流れる電流）が流れる。そして、下アームの双方向スイッチ１ｂの状態が変化し、第三モードから第一モードと切換わった場合、下アームには順方向電流を通電することができなくなる。しかし、この下アームが第一モードへ切換わる場合、上アームの双方向スイッチ１ａの駆動状態は、すでに第四モードから第一モードへ切換わっており、誘導負荷２１からの還流電流を上アームの双方向スイッチ１ａに通電できる状態が確保される。また、上アームの双方向スイッチ１ａの駆動状態が第一モードから第四モードへ切換わる場合には、下アームの双方向スイッチ１ｂの駆動状態は、すでに第一モードを経由して第三モードに切換わっており、順方向電流を通電できる状態が確保される。従って、誘導負荷２１から電流が流れる場合に対しても、連続して誘導負荷２１からの電流を通電できるように、駆動状態が適切に切換えることができる。また、上アームの双方向スイッチ１ａの駆動状態の斜線部分の時間と、下アームの双方向スイッチ１ｂの駆動状態の斜線部分の時間が重複していないようにできるため、上アームと下アームの同時オンが発生して高電位側から低電位側に短絡電流が流れないように切り換え制御ができる。
【００４４】
以上より、下アームが順方向電流を流している状態からターンオフし、上アームに還流電流を流すように切り替える場合は、所定のステップすなわち上アームを第四モードから第一モード、下アームを第三モードから第一モード、上アームを第一モードから第三モード、下アームを第一から第四モードに移行するステップとすることができる。また、上アームに還流電流を流している状態から下アームに順方向電流を流す状態とする場合は、下アームを第四モードから第一モード、上アームを第三モードから第一モード、下アームを第一モードから第三モード、上アームを第一モードから第四モードに順番に移行するステップとすることができる。
【００４５】
そして以上のような同期制御手段２２は、図９に示すような個別制限手段２３ａ、２３ｂの備えた制限抵抗Ｒ１〜Ｒ４の構成によって実現できた。
【００４６】
制限抵抗Ｒ１〜Ｒ４の定数は、タイミングチャートで示した各１２ゲート信号パターン生成のために、各々ＣｇｄあるいはＣｇｓとの時定数の演算により決定する。なお、一覧では、具体的な抵抗値を示したが、寄生容量Ｃｇｄ、Ｃｇｓと、双方向スイッチ１のスイッチング時間、上下短絡防止のための余裕率などを考慮した定数であれば他の抵抗定数であってもよく、本発明を限定するものではない。
【００４７】
つまり、制限抵抗Ｒ１〜Ｒ４によって、第一ゲート端子２ａの信号の立ち上がりは、制限抵抗Ｒ１とダイオードの直列回路を通して電流供給とし、第二ゲート端子３ａの信号立ち上がりは、制限抵抗Ｒ３とＲ４の直列回路を通して電流供給としているため、第二ゲート端子３ａよりも第一ゲート端子２ａが高速にターンオンする。また、立下りは、第一ゲート端子２ａはＲ１とＲ２の直列回路を通して、第二ゲート端子３ａはＲ４とダイオードの直列回路を通して寄生容量の電荷を引き抜くため、第二ゲート端子３ａは第一ゲート端子２ａよりも高速にターンオフする。下アームの双方向スイッチ１ｂも同様にターンオン、ターンオフする。双方向スイッチ１ａ、１ｂの上下アームのターンオン、ターンオフのタイミングは、ゲート信号源（信号Ａ）を基準として、制限抵抗を相違なる定数とすることでタイミングをずらし、所定のステップを実行することができる。
【００４８】
以上のように、駆動装置１９は、双方向スイッチ１のうちの上アーム（例えば双方向スイッチ１ａ）に順方向電流を流している状態から、切り替えによって順方向電流を遮断し、三相インバータの負荷電流を還流電流として下アーム（例えば双方向スイッチ１ｂ）に流す場合において、切り替えによって還流電流の通電を下アームを第三モードで通電させるように、この下アームの第一ゲート端子２、および第二ゲート端子３の状態を、同期制御手段２２により順方向電流を遮断する上アームの駆動状態に同期させることで、還流ダイオードを双方向スイッチ１と並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすことができ、また、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定（例えば、直列に接続された双方向スイッチ１が同時に導通して上下アーム短絡となる状態）になることを防止することができ、更に、双方向スイッチ１をできるだけ低損失な第三モードで動作させるため、高効率なインバータ回路（電力変換回路）を実現することができる。
【００４９】
また、信号共有手段２２ａにより、双方向スイッチ１の第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の信号源を共有、共用することができるため、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３に入力する信号源を少なくすることができ、通常の単方向スイッチと同様の信号源の本数で駆動することができ、より低コスト化を図ることができる。
【００５０】
なお、本実施の形態では、変調方式を正弦波通電としたが、矩形波通電など他の変調方法であってもよく、作用効果に差異はない。
【００５１】
また、ゲート電流は制限抵抗定数によりを個別の制限値としたが、定電流ダイオードを用いて個別の制限値を生成してもよく、作用効果に差異はない。
【００５２】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２における空気調和機としての換気扇２４の構成図について、図１０を参照しながら説明する。図１０に示すように、換気扇２４は、本体ケーシング２５、ファン２６、ブラシレスＤＣモータ２７、三相インバータ１７、および操作部２８により構成されている。操作部２８にて入り切りを行なうことで、三相インバータ１７のゲート信号生成手段２０に入力され、所望の回転数となるように変調率を演算し、信号共有手段２２ａにより分離され、個別制限手段２３ａ、２３ｂによってゲート駆動タイミングを調整して双方向スイッチ１ａ〜１ｆを駆動する。これにより、ブラシレスＤＣモータ２７を駆動して、ファン２６が回転することで送風することができる。
【００５３】
なお、本実施の形態では、空気調和機の一例を換気扇としたが、その他の機器のインバータとして利用してもよく、また、三相でなく、単相インバータであってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明にかかる双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、この双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、前記双方向スイッチのうちの第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方に順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として何れか他方の第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチに流す場合において、切り替えによって還流電流を何れか他方の前記第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるように、この第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を、順方向電流を遮断する第１の双方向スイッチあるいは第２の双方向スイッチの何れか一方の駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、前記同期制御手段は、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチの各第一ゲート端子および第二ゲート端子のターンオン時間およびターンオフ時間を相違なる時間とすることでタイミングを同期するような構成にして、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から流れる還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、双方向スイッチに還流ダイオードを並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすることができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。また、同期信号生成のためにロジック回路を必要とせず、低コストかつロジック回路のチャタリング等により不安定になることを防止することができ、そして、この双方向スイッチの駆動装置を用いることで損失が少なく効率の良い前記単相あるいは三相インバータを提供することもでき有用である。
【符号の説明】
【００５５】
１          双方向スイッチ
１ａ〜１ｆ  双方向スイッチ
２          第一ゲート端子
２ａ〜２ｆ  第一ゲート端子
３          第二ゲート端子
３ａ〜３ｆ  第二ゲート端子
４          ドレイン端子
４ａ        ドレイン端子
４ｂ        ドレイン端子
５          ソース端子
５ａ        ソース端子
５ｂ        ソース端子
６          基板
７          バッファ層
８          半導体層積層体
９          ＧａＮ層
１０        ＡｌＧａＮ層
１１Ａ      第１のオーミック電極
１１Ｂ      第２のオーミック電極
１２Ａ      第１のｐ型半導体層
１２Ｂ      第２のｐ型半導体層
１３Ａ      第１のゲート電極
１３Ｂ      第２のゲート電極
１４        保護膜
１５        第１のトランジスタ
１６        第２のトランジスタ
１７        三相インバータ
１８ａ〜１８ｃ  ハーフブリッジ回路
１９        駆動装置
２０        ゲート信号生成手段
２１        誘導負荷
２２        同期制御手段
２２ａ      信号共有手段
２３ａ〜２３ｄ  個別制限手段
２４        換気扇
２５        本体ケーシング
２６        ファン
２７        ブラシレスＤＣモータ
２８        操作部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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