(57)【要約】【課題】従来のシャント抵抗方式では、分解能を下げると大電流域までの電流検出は可能となるが、検出電流の分解能が荒くなるためモータ負荷が小さく小電流時には最適な制御ができず、分解能を上げると、小電流時には最適に制御を行うことができるが、大電流域までの電流検出ができなくなるという課題があった。【解決手段】本発明のインバータ駆動装置は、インバータに流れる電流をシャント抵抗の両端に発生する電圧で検出し、前記検出された電流により前記ブラシレスモータのロータ位相を検出するインバータ駆動装置で、前記シャント抵抗を直列に複数接続し、各シャント抵抗に流れる電流により発生する電圧を各基準電位から検出する複数の回路を持つ構成としたことで正確な電流検出が可能となり信頼性の高いモータ制御を可能とするものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から取り出した直流電力を交流に変換して永久磁石ロータを有するブラシレスモータを駆動するインバータ回路で、前記インバータに流れる電流をシャント抵抗の両端に発生する電圧で検出し、前記検出された電流により前記ブラシレスモータのロータ位相を検出するインバータ駆動装置で、前記シャント抵抗を直列に複数接続し、各シャント抵抗に流れる電流により発生する電圧を各基準電位から検出する複数の回路を持つインバータ駆動装置。
【請求項２】
直流電源から取り出した直流電力を交流に変換して永久磁石ロータを有するブラシレスモータを駆動するインバータ回路で、前記インバータに流れる電流をシャント抵抗の両端に発生する電圧で検出し、前記検出された電流により前記ブラシレスモータのロータ位相を検出するインバータ駆動装置で、前記シャント抵抗の両端電圧からインバータに流れる電流を検出する電流検出回路が出力利得を複数持つインバータ駆動装置。
【請求項３】
インバータ駆動回路のモータへの三相出力が各相１８０°の間通電を行う請求項１または２に記載のインバータ駆動装置。
【請求項４】
請求項１乃至３いずれか１項に記載のインバータ駆動装置を搭載した空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、おもに空気調和機に使用されるインバータの駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図３を用いて従来の技術について説明する。図３において、１０１〜１０６は駆動部スイッチング素子、１１１はモータ、１０７は直流電源、１０８はスイッチング素子１０１〜１０６の駆動信号を出力する制御部、１０９はモータの相電流を検出する電流検出部、１１３は母線電圧検出部である。
【０００３】
例えば図３のように電流検出部に１つのシャント抵抗１１２を使用した場合、シャント抵抗１１２の両端に発生する電流信号を含んだ電圧信号は前記スイッチング素子のＯＮ時間に同期したパルス状の信号となり、電流検出はこの立上り時間内で行う必要がある。
【０００４】
例えば、モータの負荷が小さい時や直流電源電圧（母線電圧）が大きい時などの条件ではパルス立ち上がり時間が短くなることがあり、この場合電流検出部の回路の遅れなどの影響のため正確な電流検出を行うのが困難であった。
【０００５】
また正確な電流検出を行ためには処理速度の速い高価なマイコンやＤＳＰを使用する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−２０４６９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来のシャント抵抗方式では、分解能を下げると大電流域までの電流検出は可能となるが、検出電流の分解能が荒くなるためモータ負荷が小さく小電流時には最適な制御ができず、分解能を上げると、小電流時には最適に制御を行うことができるが、大電流域までの電流検出ができなくなるという課題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ駆動装置は、直流電源から取り出した直流電力を交流に変換して永久磁石ロータを有するブラシレスモータを駆動するインバータ回路で、前記インバータに流れる電流をシャント抵抗の両端に発生する電圧で検出し、前記検出された電流により前記ブラシレスモータのロータ位相を検出するインバータ駆動装置で、前記シャント抵抗を直列に複数接続し、各シャント抵抗に流れる電流により発生する電圧を各基準電位から検出する複数の回路を持つ構成としたものである。
【０００９】
本発明は上記した構成により、モータの運転条件によりモータの相電流が正弦波状となるように電圧を印加する正弦波駆動制御と各相に１８０度の矩形波の電圧を印加する矩形波制御とを切り換えることで正確な電流検出が可能となり信頼性の高いモータ制御を可能とするというものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明は、前述の課題を解決できるものであり、小電流域の分解能を確保しながら、大電流域までの駆動を実現できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１における回路の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における電流検出回路図
【図３】従来の実施例の回路図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（実施の形態１）
図１、図２を用いて本発明の実施の形態を説明する。図１は、直流電源１と直流回路１に接続され、６石のスイッチング素子により構成されたインバータ回路２と、インバータ２の三相出力により駆動されるモータ３とモータ３内部の永久磁石から成るロータ４と、インバータ２から出力されモータ３を経由した電流を検出するためのシャント抵抗５と、シャント抵抗５に発生する電圧を、ロータ４の位相情報として変換する電流検出部６とで構成される、一般的なセンサレスＤＣブラシレスモータの駆動回路の構成図である。
【００１３】
直流電源１の直流電圧は、インバータ２によりスイッチングされ、モータ３へたとえば正弦波三相出力として出力され、それにより磁化されたモータ３の巻き線の作用により、ロータ４が回転する。モータ３に流れた電流が、シャント抵抗５を流れ直流電源に帰還するときシャント抵抗５にオームの法則により電圧降下が発生する。この電圧を検出することでロータ４の磁極位置を推定してモータの駆動制御を行うものである。
【００１４】
図２は、電流検出部６の内部回路を示すものである。本電流検出回路は、回路基準電圧電源１７と、制御装置１９と制御装置１９の電源である制御装置電源１８と、シャント抵抗１６、２６（図１のシャント抵抗５と同一）とを備え、任意の増幅率を設定するための抵抗１０〜１３、同じく抵抗２０〜抵抗２３と、非反転増幅回路の構成で接続されたオペアンプ１４、２４と、オペアンプの出力が過大となったとき制御装置１９へ電圧をクランプする保護用ダイオード１５、２５と、保護用ダイオードへ流れる電流を制限する保護抵抗３２で構成される。また、それぞれの回路を増幅回路３０、増幅回路３１として示す。
【００１５】
ここで各回路の入出力の関係を説明する。シャント抵抗１６をＲｓ１、シャント抵抗２６をＲｓ２とするとモータ３からの電流がＩｓ流れることで、オームの法則より、Ｉｓ×（Ｒｓ１＋Ｒｓ２）＝Ｖｒｓが発生する。基準電源電圧１７の電圧をたとえばＶｒｅｆ、抵抗１０〜１３の抵抗値をそれぞれＲ０〜Ｒ３とすると、オペアンプ１４の−（マイナス）端子への入力電圧Ｖａは、Ｖａ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｒ）×Ｒ２／（Ｒ０＋Ｒ２）＋Ｖｒで定義される。オペアンプの特性よりオペアンプ１４の＋（プラス）端子の電位は常にＶａとなる。このことから、オペアンプ１４の出力電圧Ｖｂは、Ｖｂ＝Ｖａ×（Ｒ１／Ｒ３＋１）となる。
【００１６】
以下に各値に実数を用いた計算例を示す。
【００１７】
Ｉｓ＝１０Ａ、シャント抵抗１６  Ｒｓ１＝５ｍΩ、シャント抵抗２６  Ｒｓ２＝５ｍΩ、Ｒ０＝Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ５＝１８ｋΩ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ６＝Ｒ７＝２ｋΩ、Ｖｒｅｆ＝２．５Ｖ、Ｖｒ＝１０×（５ｍ＋５ｍ）＝０．１Ｖ、Ｖａ＝（２．５−０．１）×２ｋ／（１８ｋ＋２ｋ）＋０．１＝０．３４Ｖ、Ｖｂ＝０．３４×（１８ｋ／２ｋ＋１）＝３．４Ｖとなり、増幅回路３０では１０Ａの電流を３．４Ｖとして検出する。ちなみに０Ａ時の出力は２．５Ｖとなり、この値との差分は０．９Ｖとなる。これは、ＶｒｓがＲ０／Ｒ２の増幅率で増幅されたものである。
【００１８】
ここで制御装置電源１８の電圧を５Ｖとすると、最大の入力可能な電圧は通常５Ｖとなり、検出可能な電流は、（Ｖｂ−Ｖｂ０）／（Ｒ０／Ｒ２×Ｒｓ）より求まり、（５−２
．５）／（９×１０ｍ）＝２７．８Ａとなる。
【００１９】
このとき、増幅回路３１入力が半分となることにより出力も半分となるため、２．５＋０．４５＝２．９５Ｖとなり、検出可能な電流は、（５−２．５）／（９×５ｍ）＝５５．６Ａと、２倍の電流を検出することが可能となる。また、同一のシャント抵抗から異なる増幅率の回路で電流を検出する構成とは異なり、ノイズ電圧成分もシャント抵抗の比率分となり、両回路の増幅率が同じであればノイズ分がどちらの回路でも同じ電流値相当となるため、ノイズに対してより安定した制御が可能となる。制御にどちらの値をどのタイミングで使用するかは任意で設定可能である。
【００２０】
このとき、オペアンプ１４、２４の電源は通常、制御装置１９の入力可能な電圧範囲の有効利用のため、オペアンプの飽和電圧を見越して電源電圧よりも大きい電圧が使われるため、シャント抵抗１６に流れる電流が大きくなった場合、Ｖｂが制御装置１９の電源電圧を越えるが、制御装置電源へ保護用ダイオード１５で電圧をクランプすることで制御装置１９を保護する。また、保護ダイオード１５に流れる電流を制限するため保護抵抗３２を設けているが、保護抵抗３２による出力へは、保護ダイオード１５に順方向に電流が流れることがない限り制御装置１９の入力端子は実質ハイインピーダンスであるので、電流が流れず影響しない。
【００２１】
本発明は、増幅回路３０と、増幅回路３１を設けることで電流検出値の制御への適用を負荷に応じて切り替えることにより、小電流域でのきめ細かな制御と、大電流域までの幅広い運転を両立するものであり、特に大きな電流を使用することが多い圧縮機用のインバータ装置として有用である。
【００２２】
なお、増幅回路の構成は一例でありその他構成でも同様の効果を得ることができる。
【００２３】
また、増幅回路の増幅率は一例であり両回路の増幅率は同じでなくともよく、小電流時に検出を行う回路の増幅率を大きく設定するなどした回路構成も可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
本発明は、インバータ駆動回路に幅広く適用できるものである。
【符号の説明】
【００２５】
１      直流電源
２      インバータ回路
３      モータ
４      ロータ
５      シャント抵抗
６      電流検出部
１０    抵抗
１１    抵抗
１２    抵抗
１３    抵抗
１４    オペアンプ
１５    保護用ダイオード
１６    シャント抵抗
１７    基準電圧電源
１８    制御装置電源
１９    制御装置
２０    抵抗
２１    抵抗
２２    抵抗
２３    抵抗
２４    オペアンプ
２５    保護用ダイオード
２６    シャント抵抗
３０    増幅回路１
３１    増幅回路２
３２    保護抵抗
１０１  駆動部スイッチング素子
１０２  駆動部スイッチング素子
１０３  駆動部スイッチング素子
１０４  駆動部スイッチング素子
１０５  駆動部スイッチング素子
１０６  駆動部スイッチング素子
１０７  直流電源
１０８  制御部
１０９  電流検出部
１１１  モータ
１１２  シャント抵抗
１１３  母線電圧検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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