(57)【要約】【課題】ＧａＮ横型ＭＯＳ高電子移動度トランジスタの優れた特性を活かしつつサージ電圧やノイズを有効に抑制する技術を提供する。【解決手段】本発明は、移動体を駆動する装置に電力を供給する移動体搭載式電力供給システムに使用されるとともに昇圧比が４以上の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａを提供する。この並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは、相互に並列接続された３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１１１、１１２、１１３を備える。各々のＤＣ−ＤＣコンバータユニットは、ＤＣ−ＤＣコンバータユニットが、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタであるスイッチング素子５１１、５１２、５１３と、そのスイッチング素子に直列に接続されているリアクトル１２１、１２２、１２３とを有する。【選択図】図６
2011030396.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動体を駆動する装置に電力を供給する移動体搭載式電力供給システムに使用されるとともに昇圧比が４以上の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
相互に並列接続された３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットを備え、
各々のＤＣ−ＤＣコンバータユニットが、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタであるスイッチング素子と、そのスイッチング素子に直列に接続されているリアクトルとを有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、さらに、
スイッチング素子のゲート電極とエミッタ電極との間に接続されたコンデンサを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、さらに、
ＧａＮを材料とし、スイッチング素子に並列に接続されているショットキーバリアダイオードを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両その他の移動体を駆動する装置に電力を供給する電力供給システムに使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。特に、移動体に搭載されている電力供給システムに使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。移動体には、駆動装置に内燃機関とモーターとを利用するハイブリッドシステムと、駆動装置にモータを用いる電気自動車と、燃料電池と蓄電池とから供給される電力でモーターを駆動する燃料電池車両等が含まれる。
【０００２】
特許文献１には、移動体の電力供給源として、直流電源の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで昇圧してモーターに高電圧小電流の電力を供給することによって効率的な駆動を実現する電力供給システムが提案されている。高電圧小電流での電力供給で効率的な駆動が実現されるのは、モーターや配線系統での銅損等を低減させることができるからである（たとえば段落００２９）。一方、特許文献２には、マイクロプロセッサの電力供給源として、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続するとともに位相をシフトさせることによって低電圧大電流での効率的な駆動を実現する電力供給システムが提案されている。低電圧大電流での電力供給で効率的な駆動が実現されるのは、マイクロプロセッサの論理回路を駆動するための大電流を供給しつつ電圧の低下によって供給電力を低減させることができるからである。低電圧大電流の電力供給システムは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続することによって出力インピーダンスを低減させた電力供給システムとして把握することもできる。
【０００３】
図１は、ハイブリッドシステムや燃料電池車両といった移動体（図示省略）に搭載される従来技術の電力駆動システムの一例を示す説明図である。従来技術の電力駆動システムは、蓄電池４００と、蓄電池４００から供給されている直流電力を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ１００と、昇圧された直流電力を平滑化するキャパシタ７００と、平滑化された直流電力を三相交流に変換するインバータ２００と、その三相交流で駆動される三相モーター３００とを備えている。ハイブリッドシステムは、一般に、三相モーター３００の出力軸に対して内燃機関（図示省略）が遊星歯車等で機械的に接続されることによって構成される。燃料電池車両は、一般に、燃料電池（図示省略）が他のＤＣ−ＤＣコンバータ等を介してインバータ２００に電気的に接続されることによって構成される。
【０００４】
従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、インダクタンスＬのリアクトル１２０と、２個の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１３１、１４１と、２個のダイオード１３２、１４２とを備えている。リアクトル１２０の一方の電極は、蓄電池４００の正極に接続されている。リアクトル１２０の他方の電極は、ＩＧＢＴ１３１のコレクタ電極と、ＩＧＢＴ１４１のエミッタ電極とに接続されている。ＩＧＢＴ１４１のコレクタ電極は、インバータ２００の正極およびキャパシタ７００の一方の電極に接続されている。インバータ２００の負極およびキャパシタ７００の他方の電極は、ＩＧＢＴ１３１のエミッタ電極および蓄電池４００の負極に接続されている。ダイオード１３２のアノードは、ＩＧＢＴ１３１のエミッタ電極に接続されている。ダイオード１３２のカソードは、ＩＧＢＴ１３１のコレクタ電極に接続されている。ダイオード１４２のアノードは、ＩＧＢＴ１４１のエミッタ電極に接続されている。ダイオード１４２のカソードは、ＩＧＢＴ１４１のコレクタ電極に接続されている。
【０００５】
図２は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の作動状態を示す説明図である。図２（ａ）は、昇圧動作中のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の作動状態を示している。図２（ａ）では、説明を分かりやすくするために昇圧動作に関与しない素子の図示が省略されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、ＩＧＢＴ１３１を所定のデューティ比でオンオフさせることによって蓄電池４００から供給されている直流電力の電圧を昇圧させることができる。具体的には、ＩＧＢＴ１３１をオンしてリアクトル１２０に電流Ｉ１を流すことによってリアクトル１２０に電流エネルギを蓄えた後にＩＧＢＴ１３１をオフする。すると、その電流エネルギでリアクトル１２０がリアクトル１２０に流れる電流値を維持しようとして電圧を発生させる。一方、リアクトル１２０の一方の電極には、蓄電池４００の正極が接続されているので、リアクトル１２０の他方の電極には、蓄電池４００の電圧とリアクトル１２０が発生させた電圧を加算した電圧が発生する。このように、キャパシタ７００の電極間には、蓄電池４００の電源電圧よりも大きな電圧が印加されることになる。
【０００６】
リアクトル１２０は、図２（ａ）に示されるように、電流の時間微分値とリアクトル１２０のインダクタンスＬの積（＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ）に等しい電圧を発生させる。これにより、電流Ｉ２がダイオード１４２を介してキャパシタ７００の一方の電極に流れ込むので、キャパシタ７００に電力が蓄えられてインバータ２００の正極に安定した電圧（平滑化）で電力を供給することができる。
【０００７】
図２（ｂ）は、回生動作中のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の作動状態を示している。図２（ｂ）では、説明を分かりやすくするために回生動作に関与しない素子の図示が省略されている。回生動作とは、たとえば移動体（図示省略）の減速中において、三相モーター３００で発生した電力に応じて電流Ｉ３を蓄電池４００に還流させて充電する作動モードである。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、ＩＧＢＴ１４１をオンさせることによってインバータ２００を介して三相モーター３００で発生した電力を蓄電池４００に回生（還流）させることができる。ダイオード１３２は、ＩＧＢＴ１４１がオフされたときにＩＧＢＴ１３１のコレクタエミッタ間に過大な高電圧が発生しないようにするために装備されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００８−１２５２５７号公報
【特許文献２】特開２００９−５４６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本願発明者らは、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子として、ＩＧＢＴよりも低スイッチング損失と低オン抵抗という特徴を有するワイドギャップ半導体である窒化ガリウム（ＧａＮ）の横型の高電子移動度トランジスタ（Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＨＥＭＴ）を使用することを検討した。高電子移動度トランジスタとは、半導体ヘテロ接合（後述）に誘起された２次元電子ガス（２ＤＥＧ）をチャネルとする電界効果トランジスタである。
【００１０】
図３は、発明者らが使用を試みたＧａＮ横型ＭＯＳ高電子移動度トランジスタ（絶縁ゲート型横型ＨＥＭＴ）の構造の一例を示す説明図である。ＧａＮ横型ＭＯＳ高電子移動度トランジスタ５００は、サファイア基板５１０と、サファイア基板５１０の上に設けられているアンドープのＧａＮ層であるｉ-ＧａＮ層５２０と、アンドープＧａＮ５２０の上に設けられているアンドープのｉ-ＡｌＧａＮ層５４０と、を備えている。ｉ-ＡｌＧａＮ層５４０とｉ-ＧａＮ層５２０の接合面は、異種の半導体をつなぐことにより新たな効果を生み出させるヘテロ接合を構成している。ヘテロ接合は、ｉ-ＡｌＧａＮ層５４０とｉ-ＧａＮ層５２０とでは禁制帯幅（バンドギャップ）や電子親和力が相違する故に、伝導体エネルギの不連続が生じて一種の量子井戸が形成され、これにより電子を有効に閉じ込めることができる。このようにして閉じ込められた電子は、効率的なチャネルとして機能する２次元電子ガス（２ＤＥＧ）５３０を形成する。
【００１１】
ＧａＮ横型ＭＯＳ高電子移動度トランジスタ５００では、２次元電子ガス（２ＤＥＧ）５３０の両端に２つのコンタクト層５５１、５５２が設けられている。コンタクト層５５１には、チタン層５６１を介してエミッタ電極５７１が設けられている。コンタクト層５５２には、チタン層５６３を介してコレクタ電極５７３が設けられている。一方、ｉ-ＡｌＧａＮ層５４０には、酸化シリコンの絶縁層５６２を介してゲート電極５７２が設けられている。２次元電子ガス（２ＤＥＧ）５３０は、電子移動の障害となる不純物が少ないアンドープのｉ-ＧａＮ層５２０にｉ-ＡｌＧａＮ層５４０から供給されたキャリアを多く含む部分なので、円滑な電子移動と豊富なキャリアとを実現して低オン抵抗を実現している。ＧａＮ横型ＭＯＳ高電子移動度トランジスタ５００は、さらにキャパシタンスが小さいので高速動作時の損失が低いという利点をも有している。
【００１２】
ところが、本願発明者らがＧａＮ横型ＭＯＳ高電子移動度トランジスタ５００を使用してＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、その駆動実験を実施したところ、図４に示されるように、コレクタエミッタ間に過度なサージ電圧やノイズが発生してしまい、実用性に欠けることが見出された。このような現象は、トランジスタをオンオフするサイクルを高周波にすると顕著になる。この原因は、本願発明者らの解析によれば、駆動周波数の上昇に起因して電流値の変動速度（電流値の時間微分）が大きくなっただけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータのモジュール化に伴うプリントパターンや実装配線等の寄生インダクタンスＬｐ（図１参照）に起因する電圧の発生が顕在化したものであることがわかった。すなわち、ＧａＮの横型高電子移動度トランジスタ５００の優れたスイッチング特性によって、図５に示されるように、ターンオフ時の電流値Ｉｄの低下速度が極度に大きい故に、プリントパターン等の寄生インダクタンスＬｐによってコレクタエミッタ間電圧Ｖｄｓに大きなピークとノイズが発生することが分かった。
【００１３】
本発明は、本願発明者らによって見出された上述の新たな課題を解決するために創作されたものであり、ＧａＮ横型ＭＯＳ高電子移動度トランジスタの優れた特性を活かしつつサージ電圧やノイズを有効に抑制する技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、以下の構成や態様として例示される技術を提供することができる。
第１構成例は、移動体を駆動する装置に電力を供給する移動体搭載式の電力供給システムに使用されるとともに昇圧比が４以上の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。この並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、相互に並列接続された３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットを備えている。各々のＤＣ−ＤＣコンバータユニットは、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタであるスイッチング素子と、そのスイッチング素子に直列に接続されているリアクトルとを有する。
【００１５】
第１構成例の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、相互に並列接続されている３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットを備えるので、並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータに流れる電流を３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットに分散させることができる。これにより、各ＤＣ−ＤＣコンバータユニットに流れる電流を低減させ、結果として電流値の時間微分（変動）を抑制することによってサージ電圧を低減させることができる。
【００１６】
サージ電圧の発生要因と低減のメカニズムは本発明者らの解析によれば以下のとおりである。サージ電圧は、並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータのモジュール化（プリントパターン）や実装配線等に伴う寄生インダクタンスＬｐ（図１参照）によって発生する。この寄生インダクタンスは、スイッチング素子のオンオフに起因して発生する電流値の変動を抑制するような電圧を発生させるので、スイッチング素子の応答特性が優れていてターンオフ時の電流値の降下速度（電流値の時間微分）が速いほど大きな電圧が発生することになる。本構成は、３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットに電流を分散させて、各々のＤＣ−ＤＣコンバータユニットに流れる電流値を小さくすることによって電流値の時間微分を低減させているのである。
【００１７】
並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、出願時の当業者の技術常識によれば、複数のＤＣ−ＤＣコンバータユニットを並列接続することによって出力インピーダンスを低下させ、これにより低電圧大電流での効率的な駆動を実現する構成として利用されている。これに対して、移動体用電源は、高電圧化して銅損の原因となる大電流を抑制するという技術の方向性を有している。さらに、複数のＤＣ−ＤＣコンバータユニットの並列接続は、並列接続させるＤＣ−ＤＣコンバータユニットの数の増大に起因してリアクトルや半導体素子の数が増え、ＤＣ−ＤＣコンバータの総重量やコストが増えるという問題を生じさせることになる。特に、論理回路等への電力供給とは異なって大型のリアクトルを使用する移動体用電源では大きな問題となる。
【００１８】
本発明者らは、降圧して大電流化するために開発された複数個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットを並列に接続する構成が、昇圧して低電流化する必要がある移動体用電源にも有利であることを見出した。昇圧して低電流化するＤＣ−ＤＣコンバータの場合、本来であれば複数ユニットに分割して並列に接続する必要がない。そのようなことをすれば、大型のリアクトルを複数個使用する必要が生じ、かえって不利である。本発明は、この常識に反する発想から生まれたものである。
【００１９】
本願発明者らは、並列接続するＤＣ−ＤＣコンバータユニットの数を最適化させれば、高速度のスイッチング特性を有するＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタを用いてもサージ電圧が過大とならず、しかも高速度のスイッチング特性を利用して高い昇圧比を実現できる可能性に着目した。この検討は、予測可能性が低いが故に、以下をパラメータにして試行錯誤的に行われた。
（１）特定デバイスを使用するＤＣ−ＤＣコンバータユニットの駆動周波数と損失
（２）移動体が有する蓄電池やリアクトルの実装コスト、重量、およびサイズ
（３）特定デバイスを使用するＤＣ−ＤＣコンバータユニットの実装コスト
具体的には、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と比較すると、損失が過度に増加しない範囲（実用領域）において駆動周波数を２倍にできることが確認された。駆動周波数を２倍にできれば、必要に応じてリアクトルのインダクタンスとデューティ比とを調整しつつ、ＩＧＢＴを使用した場合の２倍である４以上の昇圧比を実現することも確認された。さらに、３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットに分割して並列接続するのが最適な構成であることが確認された。
【００２０】
このような試行錯誤の結果、本発明者らは、昇圧比の上昇に応じて蓄電池の出力電圧を半分にできる故に、蓄電池のセルの積層数を半減化することが可能であることを見出した。さらに、本発明者らは、駆動周波数の上昇に起因するリアクトルの小型化によってリアクトル数の増加に起因する総重量の増大も抑制できることを見出した。これにより、仮にＤＣ−ＤＣコンバータの重量が増大しても電力供給システム全体としては顕著に重量やコストを低減させる領域が存在することが見出されたのである。
【００２１】
本発明者らは、以下のような検討に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータユニットの３個の並列接続が最適な構成であることを見出した。すなわち、蓄電池の出力電圧を半分にするということは、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が半分になるということを意味し、蓄電池からの入力電力を維持するためにはＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流が２倍となることを意味する。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータユニットの電流値を増加させないようにするためには２個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットを並列に接続させることが必要となることが分かった。一方、駆動周波数の増大は、たとえばモジュール化に伴うプリントパターンや実装配線が有する寄生インダクタンスを顕在化させてサージ電圧を上昇させることが見出された。本発明者らは、さらに３個目のＤＣ−ＤＣコンバータユニットを並列に接続することによって、このような寄生インダクタンスに起因するサージ電圧の上昇を十分に吸収することができることを見出した。このような実験と解析とに基づいて、本発明者らは、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタの性能を十分に発揮させるためには、ＤＣ−ＤＣコンバータを３個のユニットに分割して並列に接続することが最適な構成であることを見出したのである。
【００２２】
第１の構成に関わるＤＣ−ＤＣコンバータは、３個に分割されたＤＣ−ＤＣコンバータユニットを並列接続するとともに、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタを使用するので、下記の結果を実現することができる。
（１）ＧａＮを材料とする高電子移動度トランジスタのスイッチング速度が高速度であることから、４以上の高い昇圧比を実現することができる。
（２）この結果、蓄電池の出力電圧を低く抑えることができ、直列に接続するセル数を少なくすることができる。
（３）ＤＣ−ＤＣコンバータ自体は、複数個に分割するので、重量・サイズ・コスト等において不利となる。
（４）しかしながら、前記（３）の不利は、前記（２）の有利性によって十分に補償される。特に、３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニットに分割して並列接続すると、（３）の不利益を（２）の有利性が上回る効果が顕著となる。
【００２３】
第２構成例は、第１構成例において、さらに、スイッチング素子のゲート電極とエミッタ電極との間に接続されたコンデンサを備える。こうすれば、ゲート電極の遅延時間を操作するとともに、エミッタ電極の電位の過度な変動を抑制することによって設計用途に応じたサージ電圧の低減や調整を簡易に実現させることができる。
【００２４】
第３構成例は、第１または第２構成例において、さらに、ＧａＮを材料とし、スイッチング素子に並列に接続されているショットキーバリアダイオードを備える。ショットキーバリアダイオードは、高速動作に優れるとともに順方向の電圧降下が低いので、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタとともに高い効率で高速駆動を実現すことができる。この結果、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタの性能を十分に活かす実装を可能とすることができる。
【発明の効果】
【００２５】
第１の構成の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタの優れた特性を活かした高効率の電力供給システムを実現することができるとともに、蓄電池の出力電圧を顕著に低減（たとえば半分）にすることができるので、電力供給システムの実装コスト、重量、およびサイズを顕著に低減させることができる。第２の構成の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、設計用途に応じたサージ電圧の低減や調整を簡易に実現させることができる。第３の構成の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタの性能を十分に活かす実装を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】ハイブリッドシステムや燃料電池車両といった移動体に搭載される従来技術の電力駆動システムの一例を示す説明図。
【図２】（ａ）と（ｂ）は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の作動状態を示す説明図。
【図３】ＧａＮ横型ＭＯＳ高電子移動度トランジスタの構造の一例を示す説明図。
【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータ１００においてコレクタエミッタ間に発生する過度なサージ電圧を示す説明図。
【図５】スイッチング素子のターンオフ時の電流値Ｉｄとコレクタエミッタ間電圧Ｖｄｓの様子を示す説明図。
【図６】本発明の実施例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａの構成を示す説明図。
【図７】本発明の実施例に係るショットキーバリアダイオード６００の構造を示す説明図。
【図８】本発明の実施例に係る制御部９００が昇圧モードにおいて３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３を制御する様子を示す説明図。
【図９】本発明の実施例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａにおいて発生するサージ電圧の様子を示す説明図。
【図１０】本発明の実施例に係るＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１の損失を他の種類のスイッチングデバイスを使用した場合との比較を示す説明図。
【図１１】本発明の変形例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの構成を示す説明図。
【図１２】変形例のダイオードであるショットキーゲート型横型の高電子移動度トランジスタを示す説明図。
【図１３】変形例のスイッチング素子である横型のショットキーバリアダイオードを示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明は、たとえば以下の特徴を単独あるいは組み合わせて備えることによって、好ましい形態を実現することもできる。
（特徴１）  並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、２０ｋＨｚ以上の駆動周波数で駆動する作動モードを有している。２０ｋＨｚ以上の駆動周波数は、人間の可聴帯域から外れるので、たとえばリアクトルの振動に起因する不快な音の発生を抑制することができるという利点を有していることになる。
（特徴２）  並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧用のショットキーバリアダイオードと並列に接続されているＧａＮ横型高電子移動度トランジスタを回生用スイッチング素子として備えている。これにより、回生される電力を効率的に蓄電池に還流させることができる。
【実施例】
【００２８】
以下では、上述の特徴を踏まえて本発明の作用や効果を明確に説明するために、本発明の実施例を、次のような順序に従って説明する。
Ａ．本発明の実施例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成：
Ｂ．変形例：
【００２９】
Ａ．本発明の実施例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成：
図６は、本発明の実施例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａの構成を示す説明図である。並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは、一対の入力端子Ｔｉｎと、一対の出力端子Ｔｏｕｔと、一対の入力端子Ｔｉｎと一対の出力端子Ｔｏｕｔとの間で並列に接続されている３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３と、３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３を制御する制御部９００と、を備えている。一対の入力端子Ｔｉｎの間には、蓄電池４００ａが接続されている。一対の出力端子Ｔｏｕｔの間には、キャパシタ７００が接続されている。なお、蓄電池４００ａは、蓄電池４００の半分の出力電圧を供給するように構成されているので、小型軽量化や低コスト化が実現されている。
【００３０】
並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは、以下のような寄生インダクタンスを有するゆえにサージ電圧の要因となっている。図６では、プリントパターン等に起因する寄生インダクタンスＬｐ１、Ｌｐ２、Ｌｐ３が、３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３と蓄電池４００ａの負極との間に例示されているが、他の配線部分にも寄生インダクタンスが存在する。寄生インダクタンスＬｐ１、Ｌｐ２、Ｌｐ３は、それぞれＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１、５１２、５１３のターンオフ時にエミッタ電極の電位を低下させることによってコレクタエミッタ間電圧を上昇させてサージ電圧を発生させる要因となる。一方、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１、５１２、５１３とリアクトル１２１、１２２、１２３との間の配線の寄生インダクタンスは、同様にコレクタ電極の電位を上昇させてサージ電圧を発生させる要因となる。
【００３１】
３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３は、いずれも同一の構成を有している。ＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１は、２個のＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１、５２１と、リアクトル１２１と、２個のショットキーバリアダイオード６１１、６２１と、を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０２は、２個のＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１２、５２２と、リアクトル１２２と、２個のショットキーバリアダイオード６１２、６２２と、を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０３は、２個のＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１３、５２３と、リアクトル１２３と、２個のショットキーバリアダイオード６１３、６２３と、を備えている。
【００３２】
ＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１の各構成要素は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と同様に以下のように接続されている。すなわち、リアクトル１２１の一方の電極は、蓄電池４００の正極に接続されている。リアクトル１２１の他方の電極は、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１のコレクタ電極と、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５２１のエミッタ電極とに接続されている。ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５２１のコレクタ電極は、一方の出力端子Ｔｏｕｔとキャパシタ７００の一方の電極に接続されている。他方の出力端子Ｔｏｕｔとキャパシタ７００の他方の電極は、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１のエミッタ電極と蓄電池４００の負極とに接続されている。ショットキーバリアダイオード６１１のアノードは、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１のエミッタ電極に接続されている。ショットキーバリアダイオード６１１のカソードは、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１のコレクタ電極に接続されている。ショットキーバリアダイオード６２１のアノードは、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５２１のエミッタ電極に接続されている。ショットキーバリアダイオード６２１のカソードは、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５２１のコレクタ電極に接続されている。
【００３３】
図７は、本発明の実施例に係るショットキーバリアダイオード６００の構造を示す説明図である。ショットキーバリアダイオード６００は、上述の６個のショットキーバリアダイオード６１１、６２１、６１２、６２２、６１３、６２３として使用されている。ショットキーバリアダイオード６００は、カソードとしてのＴｉ／Ａｌ電極（図示省略）を有する窒化ガリウム（ＧａＮ）基板６１０と、ＧａＮ基板６１０上に設けられているｎ型のＧａＮ層６２０と、ＧａＮ層６２０上に設けられているアノードとしてのニッケル（Ｎｉ）電極６３０と、絶縁膜６３１、６３２とを備えている。
【００３４】
ショットキーバリアダイオード６００は、Ｎｉ電極６３０とＧａＮ層６２０との間のショットキー接合で形成される整流作用を有するショットキー障壁を利用したダイオードである。ショットキー接合は、ＰＮ接合と比較して多数キャリアで電流の輸送が行われるため高速動作に優れるとともに、順方向の電圧降下が低いという利点を有している。
【００３５】
図８は、本発明の実施例に係る制御部９００が昇圧モードにおいて３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３を制御する様子を示す説明図である。制御部９００は、回生モードと昇圧モードの２つの作動モードを有している。昇圧モードでは、制御部９００は、３つのＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１、５１２、５１３のオンオフ操作を行って一対の出力端子Ｔｏｕｔに発生させる出力電圧を制御することができる。回生モードでは、制御部９００は、３つのＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ６２１、６２２、６２３をオンさせて一対の出力端子Ｔｏｕｔから還流している電力を一対の入力端子Ｔｉｎに戻すことができる。
【００３６】
制御部９００は、３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３の位相を順に１２０°だけシフトさせて操作している。具体的には、制御部９００は、位相０°では、ＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１が有するＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１をターンオフＴｏｆｆし、所定時間経過後にターンオンＴｏｎする。これにより、リアクトル１２１に蓄積された電流エネルギによって、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１のコレクタエミッタ間に電圧Ｖｄｓ１が発生することになる。
【００３７】
この電圧Ｖｄｓ１がキャパシタ７００の両端電圧を超過すると、電流Ｉｄ（図６参照）がショットキーバリアダイオード６２１を通過し、出力端子Ｔｏｕｔとキャパシタ７００とに分かれて流れ込むことになる。キャパシタ７００に流れ込む電流Ｉｃは、キャパシタ７００の両端電圧を上昇させることになる。出力端子Ｔｏｕｔに流れ込む電流Ｉｔは、出力電流として外部に供給される。電流Ｉｃと電流Ｉｔの和は、ショットキーバリアダイオード６２１を通過する電流Ｉｄに等しい。このような動作は、３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１１１、１１２、１１３について、１２０°の位相差で順に実行され、それぞれ電圧Ｖｄｓ２と電圧Ｖｄｓ３とが発生し、電流Ｉｃが発生することになる。これにより、周期毎に電流Ｉｃがキャパシタ７００に３回ずつ流れ込むことになる。
【００３８】
制御部９００は、このような操作を繰り返しつつ、キャパシタ７００の両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに近づくように３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３のデューティ比を操作して出力電圧を制御する。
【００３９】
図９は、本発明の実施例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａにおいて発生するサージ電圧の様子を示す説明図である。実線は、本実施例の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａで発生するサージ電圧を正規化して示している。点線は、従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータ１００で発生するサージ電圧を正規化して示している。本図から分かるように、実施例の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａでは、サージ電圧のピークが顕著に低減されていることが分かる。サージ電圧のピークの低減は、並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａの出力電流が３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１、１０２、１０３に分散されることによって、ひいては電流の時間微分値も低減されるからである。
【００４０】
図１０は、本発明の実施例に係るＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１の損失を他の種類のスイッチングデバイスを使用した場合との比較を示す説明図である。この図は、シリコン（Ｓｉ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、縦型窒化ガリウム（ＧａＮ）、横型窒化ガリウム（ＧａＮ）のスイッチング素子をＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１に使用したときの損失の比較を正規化して示している。この図は、ＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１を１０ｋＨｚの駆動周波数で駆動させたときの損失と、２０ｋＨｚの駆動周波数で駆動させたときの損失と、を示している。
【００４１】
この図から分かるように、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタは、他の種類のデバイスと比較して損失が小さく、駆動周波数が２０ｋＨｚに上昇しても損失が過度に上昇しないことが分かる。このように高い周波数でも損失が小さいのは、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタがコレクタゲート間容量Ｃｄｇ、エミッタゲート間容量Ｃｓｇ、およびコレクタエミッタ間容量Ｃｄｓのいずれもが極めて小さいという性質を有しているからである。これにより、実施例の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは、駆動周波数が人間の可聴帯域から外れる２０ｋＨｚにおいて低損失で駆動することができることになる。この結果、実施例の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは、たとえばリアクトルの振動に起因する不快な音の発生を抑制することができるという利点をも有していることになる。
【００４２】
このように、実施例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは、ＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタの優れた特性を活かした高効率の電力供給システムを実現することができるとともに、蓄電池の出力電圧を半分にすることができるので、電力供給システムの実装コスト、重量、およびサイズを顕著に低減させることができる。さらに、人間の可聴帯域内の不快な騒音を抑制しつつ駆動することも可能である。
【００４３】
図１１は、本発明の変形例に係る並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの構成を示す説明図である。変形例の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂは、３個のＤＣ−ＤＣコンバータユニット１０１ａ、１０２ａ、１０３ａが有するＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１、５１２、５１３のそれぞれのゲートエミッタ間に調整用コンデンサ５２１、５２２、５２３を備えている点で実施例の並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａと相違する。調整用コンデンサ５２１、５２２、５２３は、ＧａＮ横型高電子移動度トランジスタ５１１、５１２、５１３のゲート電極の遅延時間を操作（過度に早い応答特性を意図的に遅くする）するとともに、エミッタ電極の電位の過度な変動を抑制することによって設計用途に応じたサージ電圧の低減や調整を簡易に実現させることができる。
【００４４】
Ｂ．変形例：
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時の請求項に記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数の目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。具体的には、たとえば以下のような変形例も実施可能である。
【００４５】
Ｂ−１：上述の実施例や変形例では、スイッチング素子として絶縁ゲート型横型の高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）が使用されているが、たとえば図１２に示されるようなショットキーゲート型横型の高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を使用するようにしても良い。ショットキーゲート型横型の高電子移動度トランジスタは、Ｎｉ／Ａｕのゲート電極５７２ａがＡｌＧａＮ層５４０に対してショットキー接合されているトランジスタである。このように、本発明で使用可能なスイッチング素子は、一般にＧａＮを材料とする横型の高電子移動度トランジスタであればよい。
【００４６】
Ｂ−２：上述の実施例や変形例では、ダイオードとして窒化ガリウムを材料とする縦型のショットキーバリアダイオードを使用しているが、たとえばたとえば図１３に示されるような横型のショットキーバリアダイオードを使用するようにしても良い。横型のショットキーバリアダイオードは、シリコン基板６１０ａの上にバッファ層６１５が設けられ、その上にＮ型の窒化ガリウム層６２０ａが設けられ、Ｎ型の窒化ガリウム層６２０ａにカソードとしてのＴｉ／Ａｌ電極６６１、６６２と、アノードとしてのニッケル電極６４０ａと、これらの電極間を絶縁する絶縁膜６７１、６７２と、を備えている。このように、本発明で好ましい形態として使用可能なダイオードは、一般にＧａＮを材料とするショットキーバリアダイオードであればよい。
【００４７】
Ｂ−３：上述の実施例や変形例では、ＤＣ−ＤＣコンバータユニットが非絶縁型の昇圧コンバータとして構成されているが、たとえばＳＥＰＩＣやＺｅｔａ、Ｃｕｋといった非絶縁型の昇降圧動作が可能なコンバータとして構成してもよいし、さらに、たとえばトランスを使用した絶縁型昇圧コンバータとして構成しても良い。絶縁型昇圧コンバータには、たとえばフライバックコンバータとフォワードコンバータとが含まれる。本発明で利用可能なＤＣ−ＤＣコンバータユニットの回路構成は、昇圧のための電流エネルギを蓄積するリアクトルと、そのリアクトルに直列に接続されているスイッチング素子とを有する回路を含むＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されていればよい。
【符号の説明】
【００４８】
１２０〜１２３…リアクトル
１３２、１４２…ダイオード
２００…インバータ
３００…三相モーター
４００、４００ａ…蓄電池
５１０…サファイア基板
５２１、５２２、５２３…調整用コンデンサ
５５１、５５２…コンタクト層
５６１、５６３…チタン層
５６２…絶縁層
５７１…エミッタ電極
５７２、５７２ａ…ゲート電極
５７３…コレクタ電極
６００…ショットキーバリアダイオード
６１０…ＧａＮ基板
６１０ａ…シリコン基板
６１１、６１２、６１３、６２１…ショットキーバリアダイオード
６１５…バッファ層
６２０ａ…窒化ガリウム層
６３０、６４０ａ…Ｎｉ電極
６３１、６７１…絶縁膜
７００…キャパシタ
９００…制御部
１００ａ、１００ｂ…並列接続型ＤＣ−ＤＣコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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