(57)【要約】【課題】  受信回路におけるチャンネルサーチ等に要する時間を短縮する。【解決手段】  受信回路１１０は、直交ミキサー（複素ミキサー）ＣＭＩＸと、イメージ抑圧回路１５０（例えば複素バンドパスフィルタ）と、制御部１８０と、を有する。制御部１８０は、第１期間においては、受信信号に含まれる第１周波数値よりも中間周波数値だけ高い周波数の第１信号、および受信信号に含まれる第１周波数値よりも中間周波数値だけ低い周波数の第２信号のうちのいずれか一方をイメージ信号として、イメージ抑圧回路１５０によるイメージ抑圧が実行されるように受信回路１１０を制御し、第２期間においては、第１信号および第２信号のうちのいずれか他方をイメージ信号として、イメージ抑圧回路１５０によるイメージ抑圧が実行されるように受信回路１１０を制御する。【選択図】  図１
2011077611.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を受信する受信回路であって、
受信信号に対応する入力信号に、第１ローカル信号をミキシングして第１中間周波数信号を生成すると共に、前記入力信号に、前記第１ローカル信号と周波数が同じで、前記第１ローカル信号に対して位相が９０°シフトされている第２ローカル信号をミキシングして第２中間周波数信号を生成するミキサー回路と、
前記第１中間周波数信号と前記第２中間周波数信号を受けて、前記入力信号に含まれるイメージ信号が抑圧された第３中間周波数信号を出力するイメージ抑圧回路と、
前記受信回路の動作を制御する制御部と、を含み、
前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号の周波数値を中間周波数値とし、また、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が第１周波数値に設定されている場合に、
前記制御部は、
第１期間においては、前記受信信号に含まれる前記第１周波数値よりも前記中間周波数値だけ高い周波数の第１信号、および前記受信信号に含まれる前記第１周波数値よりも前記中間周波数値だけ低い周波数の第２信号のうちのいずれか一方をイメージ信号として、前記イメージ抑圧回路によるイメージ抑圧が実行されるように前記受信回路を制御し、
第２期間においては、前記第１信号および前記第２信号のうちのいずれか他方をイメージ信号として、前記イメージ抑圧回路によるイメージ抑圧が実行されるように前記受信回路を制御する、
ことを特徴とする受信回路。
【請求項２】
請求項１記載の受信回路であって、
前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が、前記第１周波数値とは異なる第２周波数値に設定された場合に、前記第２周波数値よりも前記中間周波数値だけ高い周波数である第３信号および前記第２周波数値よりも前記中間周波数値だけ低い周波数である第４信号の少なくとも一方の周波数が、受信済みの信号の周波数と不一致であるという条件が満足される場合に、
前記制御部は、
前記第２期間の終了後、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数を、前記第２周波数値に設定し、
前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が前記第２周波数値に設定されているときの第１期間においては、前記第３信号および前記第４信号のうちのいずれか一方をイメージ信号として、前記イメージ抑圧回路によるイメージ抑圧が実行されるように前記受信回路を制御し、
前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が前記第２周波数値に設定されているときの第２期間においては、前記第３信号および前記第４信号のうちのいずれか他方をイメージ信号として、前記イメージ抑圧回路によるイメージ抑圧が実行されるように前記受信回路を制御する、
ことを特徴とする受信回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の受信回路であって、
前記制御部は、
前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数を設定した後、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が、設定された周波数に安定するのを待つ期間である周波数安定待ち期間を設け、前記周波数安定待ち期間の後に前記第１期間を設け、前記第１期間の終了後に前記第２期間を設ける、
ことを特徴とする受信回路。
【請求項４】
請求項１〜請求項３のいずれかに記載の受信回路であって、
前記制御部は、
前記受信回路の動作期間が終了すると前記受信回路を待機期間に移行させ、前記待機期間が終了すると前記受信回路を前記動作期間に復帰させ、前記移行および前記復帰の各動作を繰り返し実行し、
かつ、前記ミキサー回路および前記イメージ抑圧回路が、前記動作期間において動作状態となり、前記待機期間において低消費電力状態となるように制御することを特徴とする受信回路。
【請求項５】
請求項１〜請求項４のいずれかに記載の受信回路であって、
前記ミキサー回路は、
前記前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号を生成するローカル信号生成回路と、
前記受信信号に対応する前記入力信号に前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号のいずれか一方をミキシングするための第１ミキサーと、
前記受信信号に対応する前記入力信号に前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号のいずれか他方をミキシングするための第２ミキサーと、
前記第１ローカル信号を前記第１ミキサーに供給し、かつ前記第２ローカル信号を前記第２ミキサーに供給する第１ローカル信号供給経路と、前記第２ローカル信号を前記第１ミキサーに供給し、かつ前記第１ローカル信号を前記第２ミキサーに供給する第２ローカル信号供給経路と、を切り換える第１経路切換器と、
を有し、
前記制御部は、前記第１期間においては、前記第１経路切換器を、前記第１ローカル信号供給経路および前記第２ローカル信号供給経路のいずれか一方に切り換え、前記第２期間においては、前記第１経路切換器を、前記第１ローカル信号供給経路および前記第２ローカル信号供給経路のいずれか他方に切り換える、
ことを特徴とする受信回路。
【請求項６】
請求項１〜請求項４のいずれかに記載の受信回路であって、
前記ミキサー回路と前記イメージ抑圧回路との間に設けられた第２経路切換器を有し、
前記第２経路切換器は、
前記ミキサー回路から出力される前記第１中間周波数信号を前記イメージ抑圧回路の第１入力ノードに供給し、かつ、前記ミキサー回路から出力される前記第２中間周波数信号を前記イメージ抑圧回路の第２入力ノードに供給する第１中間周波数信号供給経路と、前記ミキサー回路から出力される前記第２中間周波数信号を前記イメージ抑圧回路の第１入力ノードに供給し、かつ、前記ミキサー回路から出力される前記第１中間周波数信号を前記イメージ抑圧回路の前記第２入力ノードに供給する第２中間周波数信号供給経路と、を切り換え、
前記制御部は、前記第１期間においては、前記第２経路切換器を、前記第１中間周波数信号供給経路および前記第２中間周波数信号供給経路のいずれか一方に切り換え、前記第２期間においては、前記第２経路切換器を、前記第１中間周波数信号供給経路および前記第２中間周波数信号供給経路のいずれか他方に切り換える、
ことを特徴とする受信回路。
【請求項７】
請求項１〜請求項４のいずれかに記載の受信回路であって、
前記イメージ抑圧回路は、
前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号のいずれか一方を受ける第１入力ノードと、
前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号のいずれか他方を受ける第２ノードと、
入力信号の位相を９０°シフトして出力する第１信号処理経路と、
入力信号の位相のシフトを行わずに出力する第２信号処理経路と、
前記第１信号処理経路の信号と前記第２信号処理経路の信号とを合成する合成器と、
前記第１入力ノードからの信号を受ける信号経路を、前記第１信号処理経路および前記第２信号処理経路のいずれか一方とし、前記第２入力ノードからの信号を受ける信号経路を、前記第１信号処理経路および前記第２信号処理経路のいずれか他方とする第１回路構成と、
前記第１入力ノードからの信号を受ける信号経路を、前記第１信号処理経路および前記第２信号処理経路のうちの前記いずれか他方とし、前記第２入力ノードからの信号を受ける信号経路を、前記第１信号処理経路および前記第２信号処理経路のうちの前記いずれか一方とする第２回路構成とを、切り換えるスイッチ回路と、
を有し、
前記制御部は、前記第１期間においては、前記スイッチ回路を、前記第１回路構成および前記第２回路構成のいずれか一方に切り換え、前記第２期間においては、前記スイッチ回路を、前記第１回路構成および前記第２回路構成のいずれか他方に切り換える、
ことを特徴とする受信回路。
【請求項８】
請求項１〜請求項７のいずれかに記載の受信回路であって、
前記イメージ抑圧回路は、複素バンドパスフィルター回路であることを特徴とする受信回路。
【請求項９】
請求項１〜請求項８のいずれかに記載の受信回路を含むことを特徴とする電子機器。
【請求項１０】
アンテナで受信された受信信号に対応する入力信号を、イメージ信号を抑圧しつつ、より低い周波数に変換して中間周波数信号を生成するイメージ抑圧受信方法であって、
局部発振回路の発振周波数を第１周波数値に切り換えた後、位相負帰還制御によって前記発振周波数を前記第１周波数値に安定させ、
前記局部発振回路の発振信号に基づいて生成される、位相が９０°異なる第１ローカル信号および第２ローカル信号の各々を前記受信信号にミキシングして、周波数が変換された第１中間周波数信号および第２中間周波数信号を生成し、
前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号の各々をイメージ抑圧回路に入力し、まず、前記受信信号に含まれる前記第１周波数値よりも前記中間周波数値だけ高い周波数の第１信号、および前記受信信号に含まれる前記第１周波数値よりも前記中間周波数値だけ低い周波数の第２信号のうちのいずれか一方をイメージ信号として第１のイメージ抑圧処理を実行し、次に、前記第１信号および前記第２信号のうちのいずれか他方をイメージ信号として第２のイメージ抑圧処理を実行する、
ことを特徴とするイメージ抑圧受信方法。
【請求項１１】
請求項１０記載のイメージ抑圧受信方法であって、
チャンネルサーチを行う場合に、
前記局部発振回路の発振周波数を、受信しようとする無線通信の１チャンネルの帯域幅を単位として変化させる発振周波数変更処理を実行し、
前記発振周波数を変化させる毎に、前記発振周波数の安定化処理、前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号の生成処理、前記第１のイメージ抑圧処理および前記第２のイメージ抑圧処理を実行し、前記各処理を繰り返し、
かつ、前記発振周波数変更処理においては、
前記発振周波数が、前記第１周波数値とは異なる第２周波数値に設定された場合に、前記第２周波数値よりも、前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号の周波数である中間周波数値だけ高い周波数である第３信号および前記第２周波数値よりも前記中間周波数値だけ低い周波数である第４信号の少なくとも一方の周波数が、受信済みの信号の周波数と不一致である場合のみ、前記発振周波数を前記第１周波数値から前記第２周波数値に変更する、
ことを特徴とするイメージ抑圧受信方法。
【請求項１２】
請求項１１記載のイメージ抑圧受信方法であって、
前記チャンネルサーチは、空きチャンネルサーチであることを特徴とするイメージ抑圧受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信回路、電子機器およびイメージ抑圧受信方法等に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線信号をアンテナで受信して得られる高周波数の受信信号（ＲＦ信号）を、ローカル信号（局部発振信号）のミキシングによって中間周波数の信号（ＩＦ）に変換するとき、所望信号（目的信号）およびイメージ信号（影像信号）の各々が同一の周波数信号に変換されることから混信が生じる。よって、イメージ信号の抑圧が必要となる。
【０００３】
なお、例えば、ローカル周波数よりも所定周波数だけ高い信号が所望信号である場合、ローカル周波数よりも所定周波数だけ低い信号がイメージ信号となる（つまり、ローカル信号を中心として対称な周波数位置にある２つの信号のうちの一方が所望信号であり、他方がイメージ信号である）。
【０００４】
イメージ信号を抑圧する回路としては、例えば、イメージ抑圧ミキサーがある（例えば、特許文献１〜特許文献３参照）。特許文献１では、Ｉ信号およびＱ信号の信号間誤差を抑制するために、Ｉ信号とＱ信号の入力信号経路を切り換え可能な回路構成が採用されている。
【０００５】
また、特許文献２および特許文献３では、ローカル信号の周波数（ローカル周波数）よりも高い周波数の信号およびローカル周波数よりも低い信号のいずれか一方を所望信号（目的信号）とし、いずれか他方をイメージ信号として、選択的に受信できるようにした回路構成が採用されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特表２００７−０５２７１７号公報
【特許文献２】特開平１１−３５５１６８号公報
【特許文献３】特開２００８−１１８４７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
例えば、近距離無線通信（短距離無線通信）の受信機が、使用する無線通信帯域における空きチャンネル（現在、使用されていないチャンネル）を検出する場合、局部発振回路の周波数を、１チャンネルの周波数帯域を単位として、ローカル信号の周波数を順番に変化させてチャネルサーチが実行される。
【０００８】
チャンネルサーチでは、例えば、各チャンネルに含まれるパイロット信号の受信レベルを検出し、検出されたパイロット信号の受信レベルに基づいて、空きチャンネル（現在、使用されていないチャンネル）を検出する。つまり、チャンネルサーチでは、ローカル信号を順次に変化させて、全チャンネルを受信する必要があることから、使用可能な通信チャンネルの数が多い場合には、チャンネルサーチに時間がかかる。
【０００９】
また、例えば、携帯用の受信機において、間欠的に動作期間を設け、動作期間以外の期間は受信機を待機状態として消費電力を削減する場合がある。この場合、チャンネルサーチの時間が長くなれば、受信機の動作期間が長くなり、受信機を待機モードに移行させるタイミングが遅れることから、消費電力が増大する。つまり、受信フロントエンド部では高周波数の信号を取り扱うことから消費電力が大きく、よって、チャンネルサーチ時間が長くなって、受信フロントエンド部が動作している期間が長くなれば、その分、受信機の消費電力が増加する。
【００１０】
チャンネルサーチの高速化のために、例えば、ローカル信号の切り換えを高速に行うことも考えられるが、ローカル周波数が切り換えられる毎に、周波数を安定化させる時間が必要であり、ローカル信号の周波数の切り換えの高速化には限界がある。つまり、ＰＬＬによってローカル信号の周波数を制御する場合、ローカル信号の周波数が安定状態となるには、信号周波数のロックインレンジへの引き込み（引き込み過程）、所望周波数への収束（収束過程）を経る必要がある。よって、周波数安定化には所定の待ち時間が必要であり、この点で、ローカル信号の切り換え間隔の短縮には限界が生じる。
【００１１】
上述の特許文献１〜特許文献３の各々に記載される技術は、このような課題の解決には貢献し得ない。すなわち、特許文献１は、Ｉ信号とＱ信号とのミスマッチを低減して受信精度の向上を図る技術であり、例えばチャンネルサーチ時の時間短縮等や受信機の低消費電力化等とは関係がない。
【００１２】
また、特許文献２および特許文献３に記載される技術によれば、ローカル信号よりも高い周波数の信号を所望信号（目的信号）とするか、ローカル信号よりも低い周波数の信号を所望信号とするかを選択できるようになり、受信機の利便性は向上するものの、これらの技術は、所望信号を選択して受信できる点に止まり、例えば、ローカル周波数よりも高い周波数の信号が所望信号であれば、その所望信号を受信して通信を終了する。したがって、特許文献２および特許文献３に記載される技術は、特許文献１の場合と同様に、例えばチャンネルサーチ時の時間短縮や、チャンネルサーチ等に要する時間の短縮に伴う受信機の低消費電力化等とは関係がない。
【００１３】
本発明の少なくとも一つの態様によれば、受信回路におけるチャンネルサーチ等に要する時間を短縮することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
（１）本発明の受信回路の一態様は、無線信号を受信する受信回路であって、受信信号に対応する入力信号に、第１ローカル信号をミキシングして第１中間周波数信号を生成すると共に、前記入力信号に、前記第１ローカル信号と周波数が同じで、前記第１ローカル信号に対して位相が９０°シフトされている第２ローカル信号をミキシングして第２中間周波数信号を生成するミキサー回路と、前記第１中間周波数信号と前記第２中間周波数信号を受けて、前記入力信号に含まれるイメージ信号が抑圧された第３中間周波数信号を出力するイメージ抑圧回路と、前記受信回路の動作を制御する制御部と、を含み、前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号の周波数値を中間周波数値とし、また、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が第１周波数値に設定されている場合に、前記制御部は、第１期間においては、前記受信信号に含まれる前記第１周波数値よりも前記中間周波数値だけ高い周波数の第１信号、および前記受信信号に含まれる前記第１周波数値よりも前記中間周波数値だけ低い周波数の第２信号のうちのいずれか一方をイメージ信号として、前記イメージ抑圧回路によるイメージ抑圧が実行されるように前記受信回路を制御し、第２期間においては、前記第１信号および前記第２信号のうちのいずれか他方をイメージ信号として、前記イメージ抑圧回路によるイメージ抑圧が実行されるように前記受信回路を制御する。
【００１５】
本態様では、ローカル信号（第１ローカル信号および第２ローカル信号）の周波数が第１周波数値に設定されている状態で、２つのチャンネルの受信を行う。従来技術では、例えば、受信回路によるチャンネルサーチが行われる場合、実空間上で、ローカル信号の周波数を基準として対称の周波数位置にある２つの信号のうち、いずれか一方を所望信号（目的信号）として受信し、いずれか他方の信号はイメージ信号として抑圧し、次に、ローカル信号の周波数を変化させて、同様に所望信号（目的信号）を受信し、イメージ信号を抑圧するという動作が繰り返し実行される。
【００１６】
しかし、例えば、ローカル信号の周波数が第１周波数値に設定されているときのイメージ信号の周波数が、ローカル信号の周波数が第ｍ周波数値（ｍは２以上の整数であり、第ｍ周波数値は第１周波数値とは異なる周波数値である）に設定されているときの、（利用しようとする通信方式の通信帯域内における）所望信号の周波数と一致する場合がある。この場合には、ローカル信号が第１周波数に設定されている状態で、所望信号とイメージ信号を入れ換えて、それまでイメージ信号とされていた信号を、所望信号とみなして抑圧せずに受信すれば、ローカル信号の周波数が第ｍ周波数に設定された場合における所望信号の受信を先行的に実施できたことになる。
【００１７】
このように、本態様では、ローカル信号の周波数がある周波数に設定されている状態で、第１期間にイメージ信号の抑圧を行いながら所望信号を受信し、第１期間に続く第２期間では、イメージ信号と所望信号を入れ換えて、イメージ信号の抑圧を行いながら所望信号を受信する。この方式の受信を行うと、上述の例でいえば、ローカル信号の周波数を第ｍ周波数値に設定して無線信号を受信する動作が不要となる（ローカル信号の周波数が第１周波数値に設定されているときに、所望信号は受信済みであるため）。よって、例えば、チャンネルサーチを行う場合における、ローカル信号の周波数（局部発振器の発振周波数と表現することもできる）の切り換え回数を、従来の１／２とすることができる。よって、ローカル信号を発生する局部発振器（局部発振回路）の負担が軽減される。
【００１８】
局部発振器の発振周波数は、例えば、ＰＬＬ（フェーズロックドループ：位相負帰還制御系）を用いて高精度に制御されるのが通常であるが、上述のとおり、発振信号の周波数
が切り換えられる毎に、周波数を安定化させる時間が必要であり、このことが、高速なチャンネルサーチ（つまり、複数のチャンネルの各々の断続的な受信の高速化）の妨げとなっていた。本態様では、ローカル信号の周波数の切り換え回数が従来の半分となることから、周波数切り換えに伴う待ち時間（周波数が安定するのを待つ周波数安定待ち時間）が半分となる。一方、ローカル信号の周波数が固定されている状態で、所望信号とイメージ信号とを切り換える動作は、例えば、所望信号の伝達経路とイメージ信号の伝達経路とを内部スイッチで切り換えることにより実現でき（但し、これは一例である）、内部スイッチとしてはトランジスターを用いたスイッチ（トランスファースイッチ等）を用いることができ、スイッチの切り換えに要する時間は、周波数安定待ち時間に比べて格段に短い。よって、本態様によれば、例えば、チャンネルサーチに要する時間を、従来に比べて格段に短縮することができる。
【００１９】
また、チャンネルサーチが短時間で終了すれば、受信回路（無線受信機）の動作時間を少なくすることができ、待機状態（例えば、必要最小限の回路以外の回路の動作を停止させて消費電力を低減させた状態）への移行タイミングが早められることから、その分、受信回路の低消費電力化も達成される。例えば、受信回路が、ボタン型電池（コイン型電池等）をバッテリーとする携帯用端末（例えばＰＤＡ等の携帯電子機器）に搭載される場合、電池の長寿命化は特に重要な課題である。本態様によれば、受信回路（ひいては電子機器）の低消費電力化が実現される。
【００２０】
また、例えば、上述の内部スイッチを設けて、そのスイッチの切り換えタイミングを適切に処理する等の回路構成の実現は、通常のＩＣでは容易である。つまり、本態様の受信回路の回路構成は比較的簡単であり、実現が容易である。本態様の受信回路は、ＲＦ段からベースバンド処理段までをすべてＩＣ（集積回路装置）内に納め、外付け部品を用いない、いわゆるオンチップ受信機への適用が容易である。
【００２１】
（２）本発明の受信回路の他の態様では、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が、前記第１周波数値とは異なる第２周波数値に設定された場合に、前記第２周波数値よりも前記中間周波数値だけ高い周波数である第３信号および前記第２周波数値よりも前記中間周波数値だけ低い周波数である第４信号の少なくとも一方の周波数が、受信済みの信号の周波数と不一致であるという条件が満足される場合に、前記制御部は、前記第２期間の終了後、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数を、前記第２周波数値に設定し、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が前記第２周波数値に設定されているときの第１期間においては、前記第３信号および前記第４信号のうちのいずれか一方をイメージ信号として、前記イメージ抑圧回路によるイメージ抑圧が実行されるように前記受信回路を制御し、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が前記第２周波数値に設定されているときの第２期間においては、前記第３信号および前記第４信号のうちのいずれか他方をイメージ信号として、前記イメージ抑圧回路によるイメージ抑圧が実行されるように前記受信回路を制御する。
【００２２】
本態様では、受信回路が、受信信号（受信チャンネル）の重複を回避しつつ複数のチャンネルの受信を実行することを明確化した。上述の例でいえば、ローカル信号の周波数が第１周波数値に設定されているときに、所望信号は受信済みであるため、ローカル信号の周波数を第ｍ周波数値に設定して無線信号を受信する動作は不要である。よって、制御部は、ローカル信号の周波数（ローカル周波数）を切り換える際に、受信信号（受信チャンネル）の重複が生じないように、ローカル周波数を設定する。
【００２３】
すなわち、直交する第１ローカル信号および第２ローカル信号の周波数が、第１周波数値とは異なる第２周波数値に設定された場合を想定したとき、第２周波数値よりも中間周波数値だけ高い周波数である第３信号および第２周波数値よりも中間周波数値だけ低い周波数である第４信号の少なくとも一方の周波数が、受信済みの信号の周波数と不一致であるという条件が満足される場合に、制御部は、ローカル周波数を、第１周波数値から第２周波数値に切り換え、そして、第１期間において、所望信号の受信を行い、続いて、第２期間において、所望信号（第１期間においてイメージ信号であった信号）の受信を行う。ここで、「受信済みの信号」とは、具体的には、「その時点より前の受信動作の結果、第１期間で受信された所望信号または第２期間で受信された所望信号」のことであり、「過去の第１期間で受信された所望信号および過去の第２期間で受信された所望信号のいずれか一方（あるいは、少なくとも一方）」と言い換えることもできる。本態様によれば、重複した受信が回避されることから、上述のとおり、ローカル信号の周波数（ローカル周波数）の切り換え回数を、従来の半分とすることができる。
【００２４】
なお、このように、一つのローカル周波数毎に２つの所望信号を受信し、受信信号の重複を排除しつつローカル周波数を変更しながら受信を続行する処理を行うと、受信信号を復調して得られる受信データの順番が、通常の受信を行う場合の順番とは異なるが、例えば、ベースバンド信号処理部において、受信データの配列を並び替える等の処理を実施すれば、問題は何ら生じない（例えば、バッファメモリに受信データを格納した後、格納された受信データの読み出し順番を調整することによって、受信データの配列を変更することができる）。
【００２５】
（３）本発明の受信回路の他の態様では、前記制御部は、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数を設定した後、前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号の周波数が、設定された周波数に安定するのを待つ期間である周波数安定待ち期間を設け、前記周波数安定待ち期間の後に前記第１期間を設け、前記第１期間の終了後に前記第２期間を設ける。
【００２６】
本態様では、ローカル信号（第１ローカル信号および第２ローカル信号）の周波数（ローカル周波数）の切り換えシーケンスの一例を明確化した。すなわち、制御部は、ローカル信号の周波数（ローカル周波数）をある周波数値に設定すると、設定された周波数に安定するのを待つ期間である周波数安定待ち期間を設け、周波数安定待ち期間の後に第１期間を設け、第１期間の終了後に第２期間を設けるという一連のシーケンスを実行し、必要に応じて、その一連のシーケンスを繰り返し実行する。本態様によれば、ローカル信号の周波数が安定化した状態で、２つのチャンネルの信号を連続的に受信することから、従来に比べて、周波数安定待ち時間が１／２となり、よって、利用しようとする通信の通信帯域に含まれる複数のチャンネルについて、イメージ抑圧受信を行う場合の必要時間を短縮することができる。
【００２７】
（４）本発明の受信回路の他の態様では、前記制御部は、前記受信回路の動作期間が終了すると前記受信回路を待機期間に移行させ、前記待機期間が終了すると前記受信回路を前記動作期間に復帰させ、前記移行および前記復帰の各動作を繰り返し実行し、かつ、前記ミキサー回路および前記イメージ抑圧回路が、前記動作期間において動作状態となり、前記待機期間において低消費電力状態となるように制御する。
【００２８】
本態様では、受信回路は常に動作状態にあるのではなく、動作期間にのみ動作し、動作期間が終了すると受信回路は待機状態に移行する。例えば、受信回路は、比較的短い動作期間の後、比較的長い待機期間に移行し、受信動作の必要が生じると待機状態（待機モード）から動作状態（動作モード）に復帰する。つまり、本態様では、受信回路は、間欠的に動作状態となる。待機状態では、例えば、受信回路中の少なくとも一つの回路が非動作状態となり、消費電力が低減される。消費電力の削減のためには、待機状態において、受信回路の常時動作が必要な一部の回路を除いて、他の回路の全部を非動作状態とするのが好ましい。
【００２９】
例えば、第１回目の動作期間においてチャンネルサーチ（例えば、空きチャンネル探索のため）が実行され、そのチャンネルサーチが短時間で終了すれば、受信回路の動作時間を少なくすることができ、受信回路を待機状態に移行させるタイミングが早められることから、その分、受信回路の消費電力を抑制することができる。例えば、受信回路が、ボタン型電池（コイン型電池等）をバッテリーとする携帯用端末（例えばＰＤＡ等の携帯電子機器）に搭載される場合、電池の長寿命化が厳しく求められる。本態様によれば、受信回路（ひいては電子機器）の低消費電力化が実現され、よって、ユーザの要請に応えることができる。
【００３０】
（５）本発明の受信回路の他の態様では、前記ミキサー回路は、前記前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号を生成するローカル信号生成回路と、前記受信信号に対応する前記入力信号に前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号のいずれか一方をミキシングするための第１ミキサーと、前記受信信号に対応する前記入力信号に前記第１ローカル信号および前記第２ローカル信号のいずれか他方をミキシングするための第２ミキサーと、前記第１ローカル信号を前記第１ミキサーに供給し、かつ前記第２ローカル信号を前記第２ミキサーに供給する第１ローカル信号供給経路と、前記第２ローカル信号を前記第１ミキサーに供給し、かつ前記第１ローカル信号を前記第２ミキサーに供給する第２ローカル信号供給経路と、を切り換える第１経路切換器と、を有し、前記制御部は、前記第１期間においては、前記第１経路切換器を、前記第１ローカル信号供給経路および前記第２ローカル信号供給経路のいずれか一方に切り換え、前記第２期間においては、前記第１経路切換器を、前記第１ローカル信号供給経路および前記第２ローカル信号供給経路のいずれか他方に切り換える。
【００３１】
本態様では、第２期間において、第１期間ではイメージ信号とされていた信号を所望信号として受信するために、ローカル信号の供給経路に第１経路切換器（ローカル信号のための経路切り換え用スイッチ）を設ける。第１ローカル信号および第２ローカル信号の経路が切り換わるということは、結果的に、イメージ抑圧回路の２つの入力ノードに供給される、互いに直交する２つの中間周波数信号が入れ替わることを意味し、これによって、第２期間において、第１期間ではイメージ信号とされていた信号を所望信号として受信することができる。なお、第１経路切換器の「第１」という序数は、他の態様において用いられる経路切換器と区別するために便宜上、用いられる。
【００３２】
中間周波数信号（ＩＦ信号）に含まれる所望信号成分とイメージ信号成分は、複素位相平面（直交するＩ軸およびＱ軸の各々を実数軸および虚数軸に対応させた位相平面）において、互いに直交するベクトル（つまり、内積が零となる関係にあるベクトル）として区別され、各ベクトルは、実数成分が同じで虚数成分の符号が異なる共役複素数の関係にある。イメージ抑圧回路は、例えば、その虚数成分の符号の相違を利用して、イメージ信号成分を除去する。
【００３３】
つまり、中間周波数信号（実空間におけるＩＦ信号：実数軸のみのＩＦ信号）のままでは、イメージ信号成分と所望信号成分の区別がつかないため、直交ミキサー（複素ミキサー：半複素ミキサーまたは全複素ミキサーのいずれも可）を用いて、中間周波数信号（ＩＦ信号）を、直交するＩ信号（インフェーズ信号）成分とＱ信号（クォドラチャ信号）成分に区別して複素中間周波数信号（複素ＩＦ信号）を生成する。そして、複素位相平面上で、複素演算によってイメージ成分を抑圧する。具体的には、例えば、Ｉ信号成分（実数軸成分）とＱ信号成分（虚数軸成分）の各々に異なる位相シフト処理を施し、その後に、Ｉ信号成分とＱ信号成分を合成して、実数軸成分のみのＩＦ信号に戻す。このとき、イメージ信号成分の実数軸成分と虚数軸成分は位相が１８０°ずれていることから打ち消し合い、よって信号振幅が抑圧され、一方、所望信号成分については、実数軸成分と虚数軸成分が同相であることから抑圧が生じない。このようにして、イメージ信号成分が抑圧された、所望信号成分（の実数軸成分）のみの中間周波数信号が得られる。
【００３４】
ここで、イメージ抑圧回路に供給される２つの直交する信号（Ｉ信号とＱ信号）を、第２期間において入れ換えると、上記の同様の処理によって、今度は、第１期間においてイメージ信号成分とみなされていた信号成分が抑圧されることなく出力され、第１期間において所望信号成分とみなされていた信号成分が抑圧されて信号振幅が抑えられる。
【００３５】
このようにして、本態様によれば、簡単な構成によって、ローカル信号（第１ローカル信号および第２ローカル信号）の周波数がある周波数値に設定されている状態で、２つのチャンネル（２つの所望信号：周波数領域の周波数軸上で正の周波数側にある第１の所望信号と負の周波数側にある第２の所望信号の２つの所望信号）の受信を連続して行う、という新規な受信処理を、効率的に実現することができる。
【００３６】
（６）本発明の受信回路の他の態様では、前記ミキサー回路と前記イメージ抑圧回路との間に設けられた第２経路切換器を有し、前記第２経路切換器は、前記ミキサー回路から出力される前記第１中間周波数信号を前記イメージ抑圧回路の第１入力ノードに供給し、かつ、前記ミキサー回路から出力される前記第２中間周波数信号を前記イメージ抑圧回路の第２入力ノードに供給する第１中間周波数信号供給経路と、前記ミキサー回路から出力される前記第２中間周波数信号を前記イメージ抑圧回路の第１入力ノードに供給し、かつ、前記ミキサー回路から出力される前記第１中間周波数信号を前記イメージ抑圧回路の前記第２入力ノードに供給する第２中間周波数信号供給経路と、を切り換え、前記制御部は、前記第１期間においては、前記第２経路切換器を、前記第１中間周波数信号供給経路および前記第２中間周波数信号供給経路のいずれか一方に切り換え、前記第２期間においては、前記第２経路切換器を、前記第１中間周波数信号供給経路および前記第２中間周波数信号供給経路のいずれか他方に切り換える。
【００３７】
本態様では、第２期間において、第１期間ではイメージ信号とされていた信号を所望信号として受信するために、ミキサー回路とイメージ抑圧回路との間に第２経路切換器を設ける。つまり、本態様では、第２期間において、第２経路切換器によって、ミキサー回路からイメージ抑圧回路に供給される、２つの互いに直交する信号の経路を入れ換える。これによって、上述のとおり、第２期間において、第１期間ではイメージ信号とされていた信号を所望信号として受信することができる。
【００３８】
（７）本発明の受信回路の他の態様では、前記イメージ抑圧回路は、前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号のいずれか一方を受ける第１入力ノードと、前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号のいずれか他方を受ける第２ノードと、入力信号の位相を９０°シフトして出力する第１信号処理経路と、入力信号の位相のシフトを行わずに出力する第２信号処理経路と、前記第１信号処理経路の信号と前記第２信号処理経路の信号とを合成する合成器と、前記第１入力ノードからの信号を受ける信号経路を、前記第１信号処理経路および前記第２信号処理経路のいずれか一方とし、前記第２入力ノードからの信号を受ける信号経路を、前記第１信号処理経路および前記第２信号処理経路のいずれか他方とする第１回路構成と、前記第１入力ノードからの信号を受ける信号経路を、前記第１信号処理経路および前記第２信号処理経路のうちの前記いずれか他方とし、前記第２入力ノードからの信号を受ける信号経路を、前記第１信号処理経路および前記第２信号処理経路のうちの前記いずれか一方とする第２回路構成とを、切り換えるスイッチ回路と、を有し、前記制御部は、前記第１期間においては、前記スイッチ回路を、前記第１回路構成および前記第２回路構成のいずれか一方に切り換え、前記第２期間においては、前記スイッチ回路を、前記第１回路構成および前記第２回路構成のいずれか他方に切り換える。
【００３９】
本態様では、イメージ抑圧回路の内部の回路構成を、第１期間と第２期間の各々に対応させて切り換える。上述のとおり、イメージ抑圧回路は、例えば、直交する２つの中間周波数信号を受け、一方の信号に対して位相を９０°シフトさせる処理を実行し、他方の信号に対しては位相をそのままにするという信号処理を実行し、各信号を合成する。ここで、一方の信号に対して位相を９０°シフトさせる処理を行う処理経路を第１信号処理経路とし、他方の信号に対して位相をシフトさせずに通過させる処理経路を第２信号処理経路とする。
【００４０】
第１期間において、例えば、第１入力ノードの信号を第１信号処理回路が受け、第２入力ノードの信号を第２信号処理経路が受けるとする（第１回路構成）。次の第２期間においては、第２入力ノードの信号を第１信号処理回路が受け、第１入力ノードの信号を第２信号処理経路が受けるように変更する（第２回路構成）。
【００４１】
このように、本態様では、第１期間では、第１回路構成または第２回路構成のいずれか一方を採用し、第２期間ではいずれか他方を採用するように、回路の内部構成を切り換える。このことは、イメージ抑圧回路に入力する２つの信号を、第１期間と第２期間に対応させて入れ換えたのと同じことである。よって、上述の（５）および（６）の態様と同様に、第２期間において、第１期間ではイメージ信号とされていた信号を所望信号として受信することができる。
【００４２】
（８）本発明の受信回路の他の態様では、前記イメージ抑圧回路は、複素バンドパスフィルター回路である。
【００４３】
イメージ信号の抑圧原理は上述のとおりであるが、実際の中間周波数信号には、所望信号成分およびイメージ信号成分の他、無数の周波数成分の信号が含まれることから、バンドパスフィルター回路によって帯域を制限し、不要な周波数成分の信号を除去する必要がある。そこで、本態様では、イメージ信号成分の抑圧（ならびに不要な信号成分の除去）のために、複素バンドパスフィルターを用いる。つまり、直交ミキサー（複素ミキサー）によって複素化された中間周波数信号から不要成分を除去するために、複素バンドパスフィルターを用いる。
【００４４】
複素バンドパスフィルターは、例えば、２つのローパスフィルターを用いて構成することができる。例えば、上記（７）の例を用いると、第１信号処理経路に第１のローパスフィルターを設け、第２信号処理経路に第２のローパスフィルターを設ければ、各信号経路を通過する信号から、不要な信号成分を除去することができる。つまり、ローパスフィルターの周波数特性は、周波数軸（周波数スペクトルを取り扱う場合の、正の周波数と負の周波数をもつ周波数軸）上では、正負対称に現れるため、バンドパスフィルターとしての特性をもつ。よって、通過帯域の制限が可能である。また、例えば、第１信号処理経路の信号を第２信号処理経路に戻して合成した場合、その合成は、複素演算では、畳み込み積分におけるシフト演算に対応し、周波数軸上では信号周波数のシフト演算となることから、信号の周波数が正の周波数側あるいは負の周波数側にシフトし、したがって、零周波数を中心として対称の位置にある負の周波数側の信号成分、または正の周波数側の信号成分のいずれか一方（つまり、所望信号成分）のみが、ローパスフィルター（実質的にバンドパスフィルター）の帯域制限を受けずに通過することができ、いずれか他方の信号成分（つまりイメージ信号成分）は、フィルタリングによって抑制される。したがって、イメージ信号が抑圧される。
【００４５】
複素バンドパスフィルターとしては、例えば、ＳＡＷフィルター（表面弾性波フィルタ）等のポリフェーズフィルタ（位相差のある複数の波を生成し、それらを合成して所望の波を生成するフィルター）等も使用することができる。但し、ＲＦ段からベースバンド処理段までをすべてＩＣ（集積回路装置）内に納め、外付け部品を用いない、いわゆるオンチップ受信回路（オンチップ受信機）を構成する場合には、フィルター回路は極力簡単な回路構成とするのが好ましく、したがって、例えば、上述のローパスフィルターを用いた一次の複素バンドパスフィルター等を用いることができる。ローパスフィルターとして、例えば、抵抗（Ｒ）と容量（Ｃ）ならびにアンプを用いたＲＣアクティブローパスフィルターを用いることができ、このＲＣアクティブローパスフィルターの回路規模は、ある程度の規模に抑えることができることから、ＩＣに集積することが可能である。
【００４６】
（９）本発明の電子機器の一態様は、上記いずれかの受信回路を含む。
【００４７】
高速なチャンネルサーチが可能であり、かつ低消費電力に優れた受信回路を備えることによって、電子機器（例えば、ボタン型電池（コイン型電池等）をバッテリーとする携帯用端末（例えばＰＤＡ等の携帯電子機器））も、同様の効果を享受することができる。
【００４８】
（１０）本発明のイメージ抑圧受信方法の一態様では、アンテナで受信された受信信号に対応する入力信号の周波数を、イメージ信号を抑圧しつつ、より低い周波数に変換して中間周波数信号を生成するイメージ抑圧受信方法であって、局部発振回路の発振周波数を第１周波数値に切り換えた後、位相負帰還制御によって前記発振周波数を前記第１周波数値に安定させ、前記局部発振回路の発振信号に基づいて生成される、位相が９０°異なる第１ローカル信号および第２ローカル信号の各々を前記受信信号にミキシングして、周波数が変換された第１中間周波数信号および第２中間周波数信号を生成し、前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号の各々をイメージ抑圧回路に入力し、まず、前記受信信号に含まれる前記第１周波数値よりも前記中間周波数値だけ高い周波数の第１信号、および前記受信信号に含まれる前記第１周波数値よりも前記中間周波数値だけ低い周波数の第２信号のうちのいずれか一方をイメージ信号として第１のイメージ抑圧処理を実行し、次に、前記第１信号および前記第２信号のうちのいずれか他方をイメージ信号として第２のイメージ抑圧処理を実行する。
【００４９】
本態様のイメージ抑圧受信方法では、ローカル信号の生成の基礎となる局部発振回路の発振周波数を切り換えた（設定した）後、発振周波数の安定を待ち、次に、直交ミキサー（複素ミキサー）によって、ＲＦ信号を、複素化された中間周波数信号（ＩＦ信号）に変換する。周波数変換（周波数のダウンコンバート）の対象となるＲＦ信号は、例えば、アンテナで受信され、インピーダンス変換処理や増幅処理（さらに、必要に応じて周波数帯域の制限処理）等がなされた後の高周波信号であり、アンテナで受信された受信信号に対応する入力信号ということができる（但し、「受信信号に対応する入力信号」という用語は広義に解釈するものとし、例えば、アンテナで受信されたＲＦ信号そのものを除外するものではない）。
【００５０】
このミキシングによる周波数変換に際して、第１期間と第２期間が設けられ、第１期間では、ローカル周波数を基準として実空間上の対称の周波数位置にある２つの信号のうちのいずれか一方を所望信号とみなした受信処理（チューニング）が行われ、第２期間では、いずれか他方を所望信号とみなした受信処理（チューニング）が行われる。
【００５１】
本態様のイメージ抑圧受信方法は、例えば、低ＩＦ（ローＩＦあるいはニアゼロＩＦ）方式の受信を行う場合に採用することができる。低ＩＦ方式は、高周波信号（ＲＦ信号）を、受信処理が容易な、十分に低い周波数の信号に変換する方式であり、ＩＦ段をＩＣに納めるのに適した方式である。例えば、ダイレクトコンバージョン（ゼロＩＦ）方式では、周波数変換の対象であるＲＦ信号の周波数とローカル信号の周波数が同じであることから自己ミキシングが生じて、ベースバンド信号のＤＣレベルが変動する（ＤＣオフセットが生じる）という問題があり、また、ダイレクトコンバージョン方式では、高精度の受信を行うためには高価な部品を使用する必要があり、ＩＦ段をＩＣに納めるのには適さない。本態様によれば、例えば、低ＩＦ方式を採用した受信回路を用いて、複数のチャンネル（複数の受信信号）を、短時間に効率的に受信することができる。よって、例えば、２．４ＧＨｚ付近の高周波数帯を通信帯域として使用する近距離無線方式（いわゆるブルートゥース方式）を使用する携帯端末等における受信処理に利用することができる。
【００５２】
なお、このように、一つのローカル周波数毎に２つの所望信号を受信し、受信信号の重複を排除しつつローカル周波数を変更しながら受信を続行する処理を行うと、受信信号を復調して得られる受信データの順番が、通常の受信を行う場合の順番とは異なるが、例えば、ベースバンド信号処理部において、受信データの配列を並び替える等の処理を実施すれば、問題は何ら生じない。
【００５３】
（１１）本発明のイメージ抑圧受信方法の他の態様では、チャンネルサーチを行う場合に、前記局部発振回路の発振周波数を、受信しようとする無線通信の１チャンネルの帯域幅を単位として変化させる発振周波数変更処理を実行し、前記発振周波数を変化させる毎に、前記発振周波数の安定化処理、前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号の生成処理、前記第１のイメージ抑圧処理および前記第２のイメージ抑圧処理を実行し、前記各処理を繰り返し、かつ、前記発振周波数変更処理においては、前記発振周波数が、前記第１周波数値とは異なる第２周波数値に設定された場合に、前記第２周波数値よりも、前記第１中間周波数信号および前記第２中間周波数信号の周波数である中間周波数値だけ高い周波数である第３信号および前記第２周波数値よりも前記中間周波数値だけ低い周波数である第４信号の少なくとも一方の周波数が、受信済みの信号の周波数と不一致である場合のみ、前記発振周波数を前記第１周波数値から前記第２周波数値に変更する。
【００５４】
本態様では、受信信号（受信チャンネル）の重複を回避しつつ複数のチャンネルの受信を実行することを明確化した。ローカル信号の周波数（ローカル周波数）が切り換えられる場合、受信信号（受信チャンネル）の重複が生じないように、ローカル周波数が設定される。よって、本態様のイメージ抑圧受信方法によれば、ローカル周波数の切り換え回数を従来の半分にすることができる。したがって、例えば高速なチャンネルサーチが可能であり、受信回路（通信回路）の消費電力も効果的に低減することができる。
【００５５】
（１２）本発明のイメージ抑圧受信方法の他の態様では、前記チャンネルサーチは、空きチャンネルサーチである。
【００５６】
例えば、近距離無線を利用した受信機（通信機）において、チャネル間の干渉を抑制するために、所定時間毎に利用する通信チャンネルの周波数を変更する周波数ホッピングが実行される場合がある。周波数ホッピングを行うためには、利用している近距離無線の通信帯域中における、その時点の空きチャンネルを高速にサーチし、次のチャンネル周波数（ホッピング先の周波数）を決定する必要がある。また、例えば、近距離通信端末が、通信先のアクセスポイントを切り換えるハンドオーバー時においても、空きチャンネルのサーチが必要となる場合がある。このような場合に、本態様のイメージ抑圧受信方法を利用すれば、イメージ信号を抑制しつつ（つまり、混信による不要輻射を低減しつつ）、高速に空きチャンネルを探索することができる。本態様のイメージ抑圧受信方法は、高速受信が可能で、低消費電力かつ小型（オンチップ受信機搭載）の携帯通信機器の実現に貢献する。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】無線信号を受信する受信回路を含む無線受信機の要部の構成を示す図
【図２】図１に示される受信回路における受信動作について説明するための図
【図３】ローカル周波数の切り換えタイミングと第１期間および第２期間の切り換えタイミングとの関係、ならびに動作期間と待機期間の関係について説明するための図
【図４】図４（Ａ）〜図４（Ｅ）はイメージ抑圧の原理を説明するための図
【図５】図５（Ａ）〜図５（Ｃ）は、経路切り換えによる、所望信号とイメージ信号の入れ換えについての説明するための図
【図６】図６（Ａ）〜図６（Ｃ）は、イメージ抑圧回路の内部構成の切り換えによる所望信号とイメージ信号の入れ換えについて説明するための図
【図７】図７（Ａ）および図７（Ｂ）は複素バンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）の構成と機能を説明するための図
【図８】図８（Ａ）〜図８（Ｃ）は、複素バンドパスフィルターの内部回路の構成の切り換えについて説明するための図
【図９】複素アクティブバンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）の具体的な構成の一例を示す回路図
【図１０】図１０（Ａ）および図１０（Ｂ）は、受信回路を備える通信機器の一例を説明するための図
【発明を実施するための形態】
【００５８】
以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
【００５９】
(第１の実施形態)
まず、受信機の全体構成について説明する。
【００６０】
（受信回路を含む受信機の回路構成）
図１は、無線信号を受信する受信回路を含む無線受信機の要部の構成を示す図である。無線受信機ＲＸは、アンテナＡＮ１と、受信回路１１０と、を含む。なお、受信回路１１０内にアンテナＡＮ１を設けてもよい。
【００６１】
受信回路１１０は、インピーダンス整合器９０と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１００と、を含むことができ、さらに、直交ミキサー（複素ミキサー）ＣＭＩＸと、イメージ抑圧回路１５０（ここでは複素バンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）とする）と、リミッタ付きアンプ１６０と、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）による変調信号を復調してベースバンド信号を出力する復調部（ここではＦＳＫ復調部とする）１７０と、ベースバンド信号の処理を行い、かつ受信機全体の動作を制御するベースバンド制御部（ＢＢ）１８０と、を含むことができる。なお、本明細書において、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０を、単に制御部ということがある。
【００６２】
ここでは、無線受信機ＲＸ（受信回路１１０）は、例えば、ＣＭＯＳ回路や、オンチップインダクター等をワンチップに集積して構成される、オンチップ受信機（ＩＣ化された受信機）とすることができる。この場合、無線受信機ＲＸ（受信回路１１０）は、極めて小型であり、かつ極めて低消費電力である（但し、一例であり、この例に限定されるものではない）。無線受信機ＲＸのバッテリーとしては、例えば、ボタン電池（コイン電池等）が使用される。
【００６３】
直交ミキサー（複素ミキサー）ＣＭＩＸは、局部発振器（局部発振回路）１２０と、位相スプリッタ１３０と、第１ミキサー１４０ａおよび第２ミキサー１４０ｂと、を含む。第１ミキサー１４０ａは、高周波入力信号（入力信号）ＲＦに第１ローカル信号を混合（ミキシング）し、第２ミキサー１４０ｂは、高周波入力信号（入力信号）ＲＦに、第１ローカル信号と直交する（つまり、位相が９０°ずれている）第２ローカル信号を混合（ミキシング）する。
【００６４】
なお、直交ミキサー（複素ミキサー）ＣＭＩＸと、イメージ抑圧回路（複素バンドパスフィルター等）１５０とを含む回路は、イメージ抑圧ミキサー回路と呼ばれることがある。また、入力信号ＲＦは、アンテナＡＮ１で受信された受信信号（高周波受信信号）に対して、インピーダンス調整処理や増幅処理（その他、必要に応じて帯域制限処理等がなされる場合もある）等が施された結果として得られる、受信信号に対応する入力信号である。但し、入力信号ＲＦに、アンテナＡＮ１で受信された受信信号を含めて考えることも可能である。
【００６５】
また、局部発振器（局部発振回路）１２０は、例えば、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５およびＰＬＬ（フェーズロックトループ）７を備えており、例えば周波数シンセサイザーによってローカル信号の周波数を可変に制御する（この構成は一例であり、この構成に限定されない）。局部発振器１２０から出力される第１ローカル信号および第２ローカル信号の周波数は、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０から出力される制御信号ＣＴＬ０によって制御される。
【００６６】
なお、図１の直交ミキサー（複素ミキサー）ＣＭＩＸは、ローカル信号のみが複素化されている半複素ミキサーであるが、ＲＦ入力信号を複素化して全複素ミキサーとすることもできる。但し、全複素ミキサーの場合、さらに２つのミキサー（第３ミキサーおよび第４ミキサー）が必要である。
【００６７】
また、図１の受信回路１１０には、第１経路切換器（第１経路切換回路）ＳＷ１、第２経路切換器（第２経路切換回路）ＳＷ２、第３経路切換器（第３経路切換回路）ＳＷ３のいずれか一つが設けられる（図１では、説明の便宜上、３つの経路切換器ＳＷ１〜ＳＷ３をまとめて記載しているが、実際はいずれか一つが設けられればよい）。
【００６８】
第１経路切換器ＳＷ１は、図１において、第１経路切換器ＳＷ１を通過し、かつ実線で示される第１経路と、第１経路切換器ＳＷ１を通過し、かつ点線で示される第２経路とを切り換える。同様に、第２経路切換器ＳＷ２は、図１において、第２経路切換器ＳＷ２を通過し、かつ実線で示される第３経路と、第２経路切換器ＳＷ２を通過し、かつ点線で示される第４経路とを切り換える。
【００６９】
また、第３経路切換器ＳＷ３が設けられる場合は、図１に示されるとおり、イメージ抑圧回路としての複素バンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）１５０には、例えば、処理経路Ａおよび処理経路Ｂと、処理経路Ｂからの信号を処理経路Ａの信号に合成するための折り返し経路に設けられる第１インバーターＩＮＶ１と、第１インバーターＩＮＶ１の入力ノードと出力ノード間に設けられる切り換えスイッチＳＷ３ａと、処理経路Ａからの信号を処理経路Ｂの信号に合成するための折り返し経路に設けられる第２インバーターＩＮＶ２と、第２インバーターＩＮＶ２の入力ノードと出力ノード間に設けられる切り換えスイッチＳＷ３ｂと、合成器（加算器）ＡＤＤ１およびＡＤＤ２と、を有する。切り換えスイッチＳＷ３ａおよび切り換えスイッチＳＷ３ｂは相補的にオン／オフされる（つまり、いずれか一方がオン状態であるとき、いずれか他方はオフ状態となるように制御される）。第３経路切換器ＳＷ３は、イメージ抑圧回路（複素バンドパフフィルター）１５０内の内部構成の切り換えのために使用される（この点については後述する）。
【００７０】
第１経路切換器ＳＷ１の経路切り換え動作は、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０から出力される制御信号ＣＴＬ１によって制御される。第２経路切換器ＳＷ２の経路切り換え動作は、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０から出力される制御信号ＣＴＬ２によって制御される。第３経路切換器ＳＷ３におけるスイッチＳＷ３ａおよびスイッチＳＷ３ｂの各々の切り換え動作は、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０から出力される制御信号ＣＴＬ３によって制御される。
【００７１】
（受信動作の説明）
以下、図２を用いて、図１に示される受信回路における受信動作について説明する。図２は、図１に示される受信回路における受信動作について説明するための図である。
【００７２】
図１に示される受信回路１１０は、ローカル信号ＬＯ（第１ローカル信号および第２ローカル信号）の周波数が第１周波数値に設定されている状態で、２つのチャンネル（２つの所望信号）の受信を行う。従来技術では、例えば、受信回路によるチャンネルサーチが行われる場合、実空間上で、ローカル信号の周波数を基準として対称の周波数位置にある２つの信号のうち、いずれか一方を所望信号（目的信号）として受信し、いずれか他方の信号はイメージ信号として抑圧し、次に、ローカル信号の周波数を変化させて、同様に所望信号（目的信号）を受信し、イメージ信号を抑圧するという動作が繰り返し実行されていた。
【００７３】
しかし、ローカル信号の周波数が第１周波数値に設定されているときのイメージ信号の周波数が、ローカル信号の周波数が第ｍ周波数値（ｍは２以上の整数であり、第ｍ周波数値は第１周波数値とは異なる周波数値である）に設定されているときの、（利用しようとする通信方式の通信帯域内における）所望信号の周波数と一致する場合には、ローカル信号が第１周波数に設定されている状態で、所望信号とイメージ信号を入れ換えて、それまでイメージ信号とされていた信号を、所望信号とみなして抑圧せずに受信すれば、ローカル信号の周波数が第ｍ周波数に設定された場合における所望信号の受信を先行的に実施できたことになる。
【００７４】
このように、ローカル信号ＬＯの周波数がある周波数値に設定されている状態で、第１期間ＴＡにイメージ信号の抑圧を行いながら所望信号を受信し、第１期間ＴＡに続く第２期間ＴＢでは、イメージ信号と所望信号を入れ換えて、イメージ信号の抑圧を行いながら所望信号を受信する。
【００７５】
「イメージ信号と所望信号を入れ換える処理」は、すなわち、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０が、制御信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ３のいずれかによって経路切換器ＳＷ１〜ＳＷ３のいずれかを制御し、経路の切り換えを実行させる処理に対応する。経路の切り換えが行われる前の期間が第１期間ＴＡであり、経路の切り換えが行われた後の期間が第２期間ＴＢである。つまり、本実施形態では、ローカル信号の周波数値を変化させずに、連続的に２つの所望信号を受信する。
【００７６】
図２を参照して説明する。図２に示される例では、高周波入力信号ＲＦを２４００ＭＨｚ（つまり、２．４ＧＨｚ）帯の高周波信号(例えば、短距離無線通信用の周波数帯)とする。また、通信帯域に含まれるチャンネル数は、例えば６０以上とする。また、説明の便宜上、一つのチャンネルの帯域（チャンネル帯域幅）は１ＭＨｚとし、このチャンネル帯域幅を単位としてローカル信号の周波数を変化させて、複数のチャンネルの各々を受信するものとする。例えば、空きチャンネルサーチのために、全チャンネル（複数のチャンネル）を横断的にサーチする場合を想定する。また、図２では、中間周波数（ＩＦ周波数）を１ＭＨｚとする。
【００７７】
例えば、ローカル信号ＬＯが２４０６ＭＨｚのとき、実空間において、ローカル周波数よりもＩＦ周波数（１ＭＨｚ）だけ高い周波数位置にある２４０７ＭＨｚのＲＦ入力信号が所望信号（目的信号）とする。この場合、ローカル周波数よりもＩＦ周波数（１ＭＨｚ）だけ低い周波数位置にある２４０５ＭＨｚのＲＦ入力信号がイメージ信号である。なお、図２において、ローカル周波数よりもＩＦ周波数（１ＭＨｚ）だけ高い周波数位置にあるＲＦ信号を（Ｈ）と記載し、ローカル周波数よりもＩＦ周波数（１ＭＨｚ）だけ低い周波数位置にあるＲＦ信号を（Ｌ）と記載している。
【００７８】
従来技術ならば、ローカル信号ＬＯを２４０６ＭＨｚに設定した後、２４０７ＭＨｚの所望信号を抑圧せず、かつ２４０５ＭＨｚのイメージ信号を抑圧して受信し（つまり、イメージ抑圧周波数変換を実行する）、以下、同様に、ローカル信号ＬＯを、２４０５ＭＨｚ，２４０４ＭＨｚ，２４０３ＭＨｚ，２４０２ＭＨｚ，２４０１ＭＨｚ，２４００ＭＨｚ，２３９９ＭＨｚの順に、順次、切り換えながら信号を受信する。この場合、ローカル周波数を８回切り換える必要がある（２４０６ＭＨｚ〜２３９９ＭＨｚまでの８段階にわたる切り換え）。
【００７９】
これに対して、本実施形態では、ローカル信号ＬＯを２４０６ＭＨｚに設定した後、第１期間ＴＡでは、２４０７ＭＨｚの所望信号を抑圧せず、かつ２４０５ＭＨｚのイメージ信号を抑圧して受信し、続いて、第２期間ＴＢでは、２４０７ＭＨｚのイメージ信号を抑圧し、かつ２４０５ＭＨｚの所望信号を抑圧せずに受信する。つまり、第１期間と第２期間とでは、所望信号とイメージ信号とが入れ替わっている。次に、ローカル信号ＬＯを２４０５ＭＨｚに設定し、同様に、第１期間ＴＡでは、２４０６ＭＨｚの所望信号を抑圧せず、かつ２４０４ＭＨｚのイメージ信号を抑圧して受信し、続いて、第２期間ＴＢでは、２４０４ＭＨｚの所望信号を抑圧せず、かつ２４０６ＭＨｚのイメージ信号を抑圧して受信する。
【００８０】
従来技術ならば、次に、ローカル信号ＬＯが２４０４ＭＨｚに設定されるのであるが、本実施形態の受信方式を採用した場合、この設定は不要である。図２において、「２４０４」の上に×印が付されているのは、このローカル周波数設定が実行されないことを示している。つまり、ローカル周波数が２４０４ＭＨｚに設定された場合に、第１期間ＴＡでは２４０５ＭＨｚのＲＦ信号が所望信号として受信されることになるが、この２４０５ＭＨｚの信号は、ローカル信号ＬＯが２４０６ＭＨｚに設定されているときの第２期間ＴＢにおいて、すでに受信されている。よって、重複した受信を避けるために、ローカル周波数を２４０４ＭＨｚに設定する動作は実行されない。
【００８１】
ローカル信号ＬＯが２４０３ＭＨｚに設定された場合において、第１期間ＴＡにおいて受信される２４０４ＭＨｚの所望信号も、ローカル信号ＬＯが２４０５ＭＨｚに設定されているときの第２期間ＴＢにおいて、すでに受信されている。よって、重複した受信を避けるために、ローカル周波数を２４０３ＭＨｚに設定する動作も実行されない。
【００８２】
したがって、ローカル周波数が２４０２ＭＨｚに設定され、第１期間ＴＡにおける所望信号の受信および第２期間ＴＢにおける所望信号の受信が実行される。続いて、ローカル周波数が２４０１ＭＨｚに設定され、第１期間ＴＡにおける所望信号の受信および第２期間ＴＢにおける所望信号の受信が実行される。
【００８３】
ローカル信号ＬＯを２４００ＭＨｚに設定する動作ならびにローカル信号ＬＯを２３９９ＭＨｚに設定する動作は実行されない。ローカル信号ＬＯを２４００ＭＨｚに設定したときに、第１期間ＴＡにおいて受信される２４０１ＭＨｚの所望信号は、ローカル信号ＬＯが２４０２ＭＨｚに設定されているときの第２期間ＴＢにおいて、すでに受信されているからであり、同様に、ローカル信号ＬＯを２３９９ＭＨｚに設定したときに、第１期間ＴＡにおいて受信される２４００ＭＨｚの所望信号は、ローカル信号ＬＯが２４０１ＭＨｚに設定されているときの第２期間ＴＢにおいて、すでに受信されているからである。
【００８４】
このように、図１のベースバンド制御部（ＢＢ）１８０は、制御信号ＣＴＬ０によって局部発振器２０の発振周波数を制御してローカル信号の周波数（ローカル周波数）を切り換える際に、受信信号（受信チャンネル）の重複が生じないように、ローカル周波数を設定する。
【００８５】
すなわち、本実施形態では、まず、ローカル信号（第１ローカル信号および第２ローカル信号）の周波数値を第１周波数値に設定し、第１周波数値よりも中間周波数値だけ高い周波数である第１信号および第１周波数値よりも中間周波数値だけ低い周波数である第２信号のいずれか一方を第１期間に所望信号として受信し、続いて、第２期間において、いずれか他方を受信する。
【００８６】
次に、第１周波数値とは異なる第２周波数値に設定された場合を想定したときに、第２周波数値よりも中間周波数値だけ高い周波数である第３信号および第２周波数値よりも中間周波数値だけ低い周波数である第４信号の少なくとも一方の周波数が、受信済みの信号の周波数と不一致であるという条件が満足される場合に、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０は、制御信号ＣＴＬ０によって局部発振器１２０の発振周波数を制御して、ローカル周波数を、第１周波数値から第２周波数値に切り換え、そして、第１期間において、所望信号の受信を行い、続いて、第２期間において、所望信号（第１期間においてイメージ信号であった信号）の受信を行い、以下、同様の動作が繰り返される。
【００８７】
ここで、「受信済みの信号」とは、具体的には、「その時点より前の受信動作の結果、第１期間で受信された所望信号または第２期間で受信された所望信号」のことであり、「過去の第１期間で受信された所望信号および過去の第２期間で受信された所望信号のいずれか一方（あるいは、少なくとも一方）」と言い換えることもできる。本態様によれば、重複した受信が回避されることから、ローカル信号の周波数（ローカル周波数）の切り換え回数を、従来の半分とすることができる。つまり、図２の例では、使用するローカル周波数は、２４０６ＭＨｚ，２４０５ＭＨｚ，２４０２ＭＨｚ，２４０１ＭＨｚの４つであり、よって、ローカル信号ＬＯの周波数切り換えの回数は４回で済むことになる（従来は８回であったため、ローカル周波数の切り換え回数が半減したことになる）。よって、ローカル信号を発生する局部発振回路１２０の負担が軽減される。
【００８８】
本実施形態の受信方法を採用すると、図２の例の場合、図２の下側に示されるように、８チャンネル（１ｃｈ〜８ｃｈ）の信号を効率的に受信することができる。なお、一つのローカル周波数毎に２つの所望信号を受信し、受信信号の重複を排除しつつローカル周波数を変更しながら受信を続行すると、受信信号を復調して得られる受信データの順番が、通常の受信を行う場合の順番とは若干異なるが（図２の下側の矢印参照）、例えば、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０内において、受信データの配列を並び替える等の処理を実施すれば、問題は何ら生じない（例えば、バッファメモリに受信データを格納した後、格納された受信データの読み出し順番を調整することによって、受信データの配列を変更することは簡単にできる）。
【００８９】
図１の局部発振器１２０の発振周波数は、例えば、ＰＬＬ（フェーズロックドループ：位相負帰還制御系）７を用いて高精度に制御されるが、発振信号の周波数が切り換えられる毎に、周波数を安定化させる時間が必要であり、このことが、高速なチャンネルサーチ（つまり、複数のチャンネルの各々の断続的な受信の高速化）の妨げとなっていた（なお、ＰＬＬを用いない局部発振器であっても、ローカル周波数を切り換える毎に周波数安定化のための待ち時間を設ける必要があるのは同様である）。
【００９０】
本実施形態の受信方式（イメージ抑圧受信方式あるいはイメージ抑圧周波数変換方式）では、ローカル信号の周波数の切り換え回数が従来の半分となることから、周波数切り換えに伴う待ち時間（周波数が安定するのを待つ周波数安定待ち時間）が半分となる。一方、ローカル信号の周波数が固定されている状態で、所望信号とイメージ信号とを切り換える動作は、例えば、所望信号の伝達経路とイメージ信号の伝達経路とを経路切換器（内部スイッチ）で切り換えることにより実現でき（但し、これは一例である）、内部スイッチとしてはトランジスターを用いたスイッチ（トランスファースイッチ等）を用いることができ、スイッチの切り換えに要する時間は、周波数安定待ち時間に比べて格段に短くて済む。よって、本態様によれば、例えば、チャンネルサーチに要する時間を、従来に比べて格段に短縮することができる。
【００９１】
また、チャンネルサーチ等が短時間で終了すれば、受信回路１１０（無線受信機ＲＸ）の動作時間を少なくすることができ、待機状態（例えば、必要最小限の回路以外の回路の動作を停止させて消費電力を低減させた状態）への移行タイミングが早められることから、その分、受信回路１１０の低消費電力化も達成される。例えば、受信回路１１０を含む通信機（ＲＸの他、送信機ＴＸも含むものとする）が、ボタン型電池（コイン型電池等）をバッテリーとする携帯用端末（例えばＰＤＡ等の携帯電子機器）に搭載される場合、電池の長寿命化は特に重要な課題である。本実施形態によれば、受信回路１１０（ひいては電子機器）の低消費電力化が実現される。
【００９２】
また、例えば、上述の経路切換器（スイッチ）を設けて、そのスイッチの切り換えタイミングを適切に処理する等の回路構成の実現は、通常のＩＣでは容易である。つまり、本実施形態の受信回路１１０の回路構成は比較的簡単であり、実現が容易であり、特に、ＲＦ段からベースバンド処理段までをすべてＩＣ（集積回路装置）内に納め、外付け部品を用いない、いわゆるオンチップ受信機への適用が容易である。
【００９３】
（ローカル周波数の切り換えタイミングと第１期間および第２期間の切り換えタイミングとの関係の説明）
図３は、ローカル周波数の切り換えタイミングと第１期間および第２期間の切り換えタイミングとの関係、ならびに動作期間と待機期間の関係について説明するための図である。図３の上側の図は、ローカル周波数の切り換えタイミングと第１期間および第２期間の切り換えタイミングとの関係を示し、図３の下側の図は、動作期間と待機期間の関係を示している。
【００９４】
図３の上側の図において、ＴＬｏｃｋ（時刻ｔ０〜ｔ１，時刻ｔ３〜ｔ４，時刻ｔ６〜ｔ７，時刻ｔ９〜ｔ１０）はローカル周波数の安定待ち期間を示す。例えば、図１のベースバンド制御部（ＢＢ）１８０は、時刻ｔ０において、制御信号ＣＴＬ０によって局部発振器１２０の動作を制御して、ローカル信号（第１ローカル信号および第２ローカル信号）の周波数を設定する（切り換える）。図３の例では、ローカル周波数は２４０６ＭＨｚに設定される。次に、時刻ｔ０〜時刻ｔ１までの周波数安定待ち期間（ＴＬｏｃｋ）において、ローカル周波数（第１ローカル信号および第２ローカル信号の周波数）が、設定された周波数に安定するのを待つ。その周波数安定待ち期間ＴＬｏｃｋの後に第１期間ＴＡ（時刻ｔ１〜ｔ２）が設けられる。
【００９５】
第１期間ＴＡにおいては、２４０７ＭＨｚのＲＦ入力信号を所望信号とし、２４０５ＭＨｚのＲＦ入力信号をイメージ信号として受信処理（イメージ抑圧周波数変換処理）が実行される。この第１期間ＴＡにおいては、経路切換器（図１に示される３つの経路切換器ＳＷ１〜ＳＷ３のいずれか）が、第１期間に対応した経路に切り換えられている。この経路切り換え動作は、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０から出力される制御信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ３のいずれかによって制御される。
【００９６】
第１期間ＴＡの終了後に第２期間（時刻ｔ２〜時刻ｔ３）が設けられる。第２期間ＴＢにおいては、２４０５ＭＨｚのＲＦ入力信号を所望信号とし、２４０７ＭＨｚのＲＦ入力信号をイメージ信号として受信処理（イメージ抑圧周波数変換処理）が実行される。この第２期間ＴＢにおいては、経路切換器（図１に示される３つの経路切換器ＳＷ１〜ＳＷ３のいずれか）が、第２期間に対応した経路に切り換えられている。この経路切り換え動作は、ベースバンド制御部（ＢＢ）１８０から出力される制御信号ＣＴＬ１〜ＣＴＬ３のいずれかによって制御される。以下、同様の動作（上述の一連の切り換えシーケンス）が繰り返される。
【００９７】
図３に示される切り換えシーケンスによれば、ローカル信号ＬＯの周波数が安定化した状態で、２つのチャンネルの信号を連続的に受信することから、従来に比べて、周波数安定待ち時間ＴＬｏｃｋ期間（ＴＬｏｃｋの通算期間）が１／２に短縮される。よって、利用しようとする通信の通信帯域に含まれる複数のチャンネルについて、イメージ抑圧受信を行う場合の必要時間を大幅に短縮することができる。
【００９８】
また、図３の下側の図に示されるように、受信回路１１０は常に動作状態にあるのではなく、動作期間（Ｔｏｐ１，Ｔｏｐ２）にのみ動作し、動作期間が終了すると受信回路１１０は待機期間（Ｔｗａｉｔ１，Ｔｗａｉｔ２）に移行する。図３の上側の図に示される一連の受信シーケンスは、時刻ｔ０〜ｔＸ１までの動作期間Ｔｏｐ１中において実行される。動作期間Ｔｏｐ１が終了すると、受信回路１１０（受信機ＲＸ）は、低消費電力期間である待機期間Ｔｗａｉｔ１に移行する。
【００９９】
近距離無線は広範な分野において利用され、利用形態によっては、例えば、２４時間に１回だけ、かつごく短い間だけ動作期間となり、例えば目的地点の計測データをアクセスポイントに通信するといった利用態様も考えられる。受信機ＲＸにおける消費電力を極力低減するために、例えば近距離無線の受信回路１１０（受信機ＲＸ）は、必要なときにのみ動作し、その後、待機期間（待機状態）に移行する。例えば、受信回路１１０は、比較的短い動作期間の後、比較的長い待機期間に移行し、受信動作の必要が生じると待機状態（待機モード）から動作状態（動作モード）に復帰する。つまり、受信回路１１０（受信機ＲＸ）は、間欠的に動作状態となる。待機状態（待機期間Ｔｗａｉｔ１，Ｔｗａｉｔ２における受信回路１１０の状態）では、例えば、受信回路１１０中の少なくとも一つの回路が非動作状態となり、消費電力が低減される。消費電力の削減のためには、待機状態において、受信回路１１０の常時動作が必要な一部の回路を除いて、他の回路の全部を非動作状態とするのが好ましい。
【０１００】
例えば、第１回目の動作期間Ｔｏｐ１において、上述の一連の切り換えシーケンスが実行されて、チャンネルサーチ（例えば、空きチャンネル探索のため）が実行され、そのチャンネルサーチが短時間で終了すれば、受信回路１１０の動作時間を少なくすることができ、受信回路１１０を待機状態に移行させるタイミング（ここでは時刻ｔＸ１）を早められることから、その分、受信回路１１０の消費電力を抑制することができる。例えば、受信回路１１０が、ボタン型電池（コイン型電池等）をバッテリーとする携帯用端末（例えばＰＤＡ等の携帯電子機器）に搭載される場合、電池の長寿命化が厳しく求められる。本態様によれば、受信回路（ひいては電子機器）の低消費電力化が実現され、よって、ユーザの要請に応えることができる。
【０１０１】
（イメージ抑圧の原理）
図４（Ａ）〜図４（Ｅ）はイメージ抑圧の原理を説明するための図である。図４（Ａ）に示すように、実空間の周波数軸上で、ローカル信号ＬＯの周波数（ローカル周波数）を中心として、中間周波数値ＩＦだけ高い周波数の信号を第１信号ＲＦ（Ｈ）とし、中間周波数値ＩＦだけ低い周波数の信号を第２信号ＲＦ（Ｌ）とする。第１信号ＲＦ（Ｈ）および第２信号ＲＦ（Ｌ）のいずれか一方が所望信号であり、いずれか他方がイメージ信号である。
【０１０２】
実数ミキサー（実数成分のみのローカル信号を乗算するミキサー）でＲＦ信号をミキシングダウン（ダウンコンバート）すると、図４（Ｂ）に示すように、第１信号ＲＦ（Ｈ）は中間周波数信号ＩＦ（Ｈ）に変換され、第２信号ＲＦ（Ｌ）は中間周波数信号ＩＦ（Ｌ）に変換されるが、ＩＦ（Ｈ）とＩＦ（Ｌ）は同じ周波数であることから区別できず、よって、混信が生じ、不要輻射等が問題となる場合がある。したがって、イメージ信号の抑圧が必要となる。
【０１０３】
図４（Ｃ）に示すように、実空間における中間周波数信号ＩＦ（時間軸上の中間周波数信号ＩＦ）は、一つのベクトルＩＦ（Ｖ）の振動（回転）として解析することが可能であり、このベクトルＩＦ（Ｖ）は、複素位相平面（直交するＩ軸とＱ軸で定義される位相平面であり、Ｉ軸をガウス平面における実数軸に対応させ、Ｑ軸を虚数軸に対応させた位相平面）において、互いに直交する２つのベクトル（つまり、２つのベクトルＩＦ（Ｈ）複とＩＦ（Ｌ）複）に分解することができる。ベクトルＩＦ（Ｈ）複は時計方向と反対に振動する正の周波数の信号に対応し、ＩＦ（Ｌ）複は時計方向に振動する負の周波数の信号に対応する。２つのベクトルＩＦ（Ｈ）複とＩＦ（Ｌ）複は、実数成分が同じで虚数成分の符号が異なる共役複素数の関係にある。イメージ抑圧回路１５０は、その虚数成分の符号の相違を利用して、例えば複素演算によってイメージ信号成分を除去する。
【０１０４】
つまり、中間周波数信号（実空間におけるＩＦ信号：実数軸のみのＩＦ信号）のままでは、イメージ信号成分と所望信号成分の区別がつかない。よって、図４（Ｄ）に示すように、直交ミキサー（複素ミキサー：半複素ミキサーまたは全複素ミキサーのいずれも可）を用いて、位相が９０°ずれている第１ローカル信号および第２ローカル信号を入力信号に乗算して、直交するＩ信号（インフェーズ信号）成分とＱ信号（クォドラチャ信号）成分をもつ複素中間周波数信号（複素ＩＦ信号）を生成する。例えば、ここでいうＩ信号（ＩＦ（Ｉ））は第１の中間周波数信号であり、Ｑ信号（ＩＦ（Ｑ））は第２の中間周波数信号である。
【０１０５】
イメージ抑圧回路１５０は、位相シフト量が零である信号処理経路Ａと、位相シフト量が９０°（＋９０°あるいは−９０°）である信号処理経路Ｂと、合成器（加算器）６０と、を有している。つまり、信号処理経路Ａには０°の位相シフト回路４０が設けられ、信号処理経路Ｂには、９０°の位相シフト回路５０が設けられていることになる。
【０１０６】
イメージ抑圧回路１５０は、Ｉ信号成分（実数軸成分）とＱ信号成分（虚数軸成分）の各々に異なる位相シフト処理を施し（いずれか一方の位相を９０°シフトさせ、いずれか他方については位相シフトを行わない）、その後に、Ｉ信号成分とＱ信号成分を合成して、実数軸成分のみのＩＦ信号に戻す。このとき、イメージ信号成分におけるＩ信号成分とＱ信号成分は位相が１８０°ずれていることから打ち消し合い、よって信号振幅が抑圧され、一方、所望信号成分については、Ｉ信号成分とＱ信号成分が同相であることから抑圧が生じない。Ｉ信号成分とＱ信号成分が同相であるということはＱ信号成分（虚数軸成分）が零であることを意味し、よって、Ｉ信号成分とＱ信号成分を合成（加算）した後の中間周波数信号は実数の中間周波数信号に戻ったことになる。このようにして、イメージ信号成分が抑圧された、所望信号成分（の実数軸成分）のみの中間周波数信号（つまり、イメージ成分が抑圧された第３の中間周波数信号）が得られる。
【０１０７】
イメージ信号成分の抑圧の手順を図４（Ｅ）に示す。図４（Ｅ）では、実線の矢印で示されるＩＦ（Ｈ）が所望信号成分であり、点線の矢印で示されるＩＦ（Ｌ）がイメージ信号成分であるとする。
【０１０８】
複素化された中間周波数信号ＩＦ（Ｈ）複，ＩＦ（Ｌ）複の各々の実数軸成分ＩＦ（Ｈ）実と、ＩＦ（Ｌ）実は、図４（Ｅ）のＥ−１に示すようにＩ軸上において、同じ向きに位置する。一方、虚数軸成分ＩＦ（Ｈ）虚と、ＩＦ（Ｌ）虚は、虚数成分の符号が逆であることから、図４（Ｅ）のＥ−２に示すようにＱ軸上において、互いに逆向きに位置する。実数軸成分であるＩＦ（Ｈ）実とＩＦ（Ｌ）実は、信号処理経路Ａを通過することから、位相シフトを受けずに出力される。よって、信号処理経路Ａを通過後には、Ｅ−３に示す状態となる。一方、虚数軸成分ＩＦ（Ｈ）虚とＩＦ（Ｌ）虚は、信号処理経路Ｂを通過することから、９０°の位相シフトを受けて出力される。よって、信号処理経路Ｂを通過後には、Ｅ−４に示す状態となる。そして、Ｅ−３に示される信号成分と、Ｅ−４に示される対応する信号成分同士を加算すると、ＩＦ（Ｌ）実とＩＦ（Ｌ）虚は向きが逆であることから相殺される。一方、ＩＦ（Ｈ）実とＩＦ（Ｈ）虚は、同相であることから相殺されない。ＩＦ（Ｈ）実とＩＦ（Ｈ）虚が同相であるということは、虚数軸成分が零であることを意味し、よって、合成によって、イメージ成分が抑圧された、実数成分のみのＩＦ（Ｈ）実が得られたことになる（Ｅ−５の状態）。
【０１０９】
（経路切り換えによる、所望信号とイメージ信号の入れ換えについての説明）
図１を用いて説明したように、受信回路１１０には、第１経路切換器（第１経路切換回路）ＳＷ１と、第２経路切換器（第２経路切換回路）ＳＷ２と、第３経路切換器（第３経路切換回路）ＳＷ３のいずれか一つが設けられる。なお、例えば、第１経路切換器の「第１」という序数は、他の経路切換器と区別するために便宜上、用いられる。
【０１１０】
図５（Ａ）〜図５（Ｃ）は、経路切り換えによる、所望信号とイメージ信号の入れ換えについての説明するための図である。図５（Ａ）は、第１経路切換器ＳＷ１が設けられている場合の受信回路１１０の構成を示す。なお、イメージ抑圧回路１５０の内部構成は、図４で説明した構成と同じである。第１経路切換器ＳＷ１は、第１ローカル信号ＬＯと、位相が９０°ずれている（つまり直交している）第２ローカル信号ＬＯ（π／２）とを入れ換える働きをする。
【０１１１】
図５（Ａ）に示されるように、２つの入力端子Ｑ１ａ，Ｑ２ａと、２つの出力端子Ｑ３ａ，Ｑ４ａを有する。例えば、第１期間においては、入力端子Ｑ１ａと出力端子Ｑ３ａが接続され、入力端子Ｑ２ａと出力端子Ｑ４ａが接続される。図中、点線の矢印で示される経路が第１期間における第１ローカル信号供給経路である。第２期間においては、例えば、入力端子Ｑ１ａと出力端子Ｑ４ａが接続され、入力端子Ｑ２ａと出力端子Ｑ３ａが接続される。図中、実線の矢印で示される経路が第２期間における第２ローカル信号供給経路である。
【０１１２】
図５（Ｂ）は、第２経路切換器ＳＷ２が設けられている場合の受信回路１１０の構成を示す。なお、イメージ抑圧回路１５０の内部構成は、図４で説明した構成と同じである。第２経路切換器ＳＷ２は、第１中間周波数信号（ＩＦ（Ｉ））と、位相が９０°ずれている（つまり直交している）第２中間周波数信号（ＩＦ（Ｑ））とを、入れ換える働きをする。
【０１１３】
図５（Ｂ）に示されるように、２つの入力端子Ｑ１ｂ，Ｑ２ｂと、２つの出力端子Ｑ３ｂ，Ｑ４ｂを有する。例えば、第１期間においては、入力端子Ｑ１ｂと出力端子Ｑ３ｂが接続され、入力端子Ｑ２ｂと出力端子Ｑ４ｂが接続される。図中、点線の矢印で示される経路が第１期間における第１中間周波数信号供給経路である。第２期間においては、例えば、入力端子Ｑ１ｂと出力端子Ｑ４ｂが接続され、入力端子Ｑ２ｂと出力端子Ｑ３ｂが接続される。図中、実線の矢印で示される経路が第２期間における第２中間周波数信号供給経路である。
【０１１４】
図５（Ａ）および図５（Ｂ）の回路構成が採用される場合、第１期間と第２期間とでは、イメージ抑圧回路１５０に入力される２つの信号が入れ換わっており、この点では共通である。第１期間におけるイメージ成分の抑圧の手順は、図４（Ｅ）を用いて説明したとおりである。第２期間におけるイメージ成分の抑圧の手順が図５（Ｃ）に示される。図５（Ｃ）では、実線の矢印で示されるＩＦ（Ｈ）がイメージ信号成分であり、点線の矢印で示されるＩＦ（Ｌ）が所望信号成分であるとする。
【０１１５】
複素化された中間周波数信号ＩＦ（Ｈ）複，ＩＦ（Ｌ）複の各々の虚数軸成分ＩＦ（Ｈ）虚と、ＩＦ（Ｌ）虚は、図５（Ｃ）のＣ−１に示すようにＱ軸上において、虐向きに位置する。一方、実数軸成分ＩＦ（Ｈ）実と、ＩＦ（Ｌ）実は、Ｃ−２に示すようにＩ軸上において同じ向きに位置する。虚数軸成分であるＩＦ（Ｈ）虚とＩＦ（Ｌ）虚は、信号処理経路Ａを通過することから、位相シフトを受けずに出力される。よって、信号処理経路Ａを通過後には、Ｃ−３に示す状態となる。一方、実数軸成分ＩＦ（Ｈ）実とＩＦ（Ｌ）実は、信号処理経路Ｂを通過することから、９０°の位相シフトを受けて出力される。よって、信号処理経路Ｂを通過後には、Ｃ−４に示す状態となる。そして、Ｃ−３に示される信号成分と、Ｃ−４に示される対応する信号成分同士を加算すると、ＩＦ（Ｈ）実とＩＦ（Ｈ）虚は向きが逆であることから相殺される。一方、ＩＦ（Ｌ）実とＩＦ（Ｌ）虚は、同相であることから相殺されない。ＩＦ（Ｌ）実とＩＦ（Ｌ）虚が同相であるということは、虚数軸成分が零であることを意味し、よって、合成によって、イメージ成分が抑圧された、実数成分のみのＩＦ（Ｌ）実が得られたことになる（Ｃ−５の状態）。
【０１１６】
このようにして、第２期間においては、第１期間において抑圧されていたＩＦ（Ｌ）を、抑圧せずに、所望信号に対応する中間周波数信号（ＩＦ（Ｌ）実）として出力することができる。
【０１１７】
図６（Ａ）〜図６（Ｃ）は、イメージ抑圧回路の内部構成の切り換えによる所望信号とイメージ信号の入れ換えについて説明するための図である。図６（Ａ）では、イメージ抑圧回路１５０の第１入力ノードＴＡ１は、信号処理経路Ａ（第１信号処理経路）に接続されており、第２入力ノードＴＡ２は、信号処理経路Ｂ（第２信号処理経路）に接続されている。図６（Ａ）の内部回路構成を第１回路構成とする。図６（Ｂ）では、イメージ抑圧回路１５０の第１入力ノードＴＡ１は、信号処理経路Ｂ（第２信号処理経路）に接続されており、第２入力ノードＴＡ２は、信号処理経路Ａ（第１信号処理経路）に接続されている。図６（Ｂ）の内部回路構成を第２回路構成とする。
【０１１８】
第１期間では、図６（Ａ）に示される第１回路構成が採用され、第２期間では、図６（Ｂ）に示される第２回路構成が採用される。図６（Ａ）の第１回路構成におけるイメージ成分の抑圧の手順は、図４（Ｅ）を用いて説明したとおりである。
【０１１９】
図６（Ｃ）を用いて、第２期間におけるイメージ成分の抑圧の手順を説明する。複素化された中間周波数信号ＩＦ（Ｈ）複，ＩＦ（Ｌ）複の各々の実数軸成分ＩＦ（Ｈ）実と、ＩＦ（Ｌ）実は、図６（ａ）のＣ−１に示すようにＩ軸上において同じ向きに位置する。一方、虚数軸成分ＩＦ（Ｈ）虚と、ＩＦ（Ｌ）虚は、虚数成分の符号が逆であることから、Ｃ−２に示すようにＱ軸上において、互いに逆向きに位置する。
【０１２０】
図６（Ｂ）に示される第２回路構成が採用される場合、実数軸成分であるＩＦ（Ｈ）実とＩＦ（Ｌ）実は、信号処理経路Ｂを通過することから、位相が９０°シフトされる。よって、信号処理経路Ｂを通過した後には、Ｃ−３に示す状態となる。一方、虚数軸成分ＩＦ（Ｈ）虚とＩＦ（Ｌ）虚は、信号処理経路Ａを通過することから、位相シフトを受けずに出力される。よって、信号処理経路Ａを通過した後には、Ｃ−４に示す状態となる。そして、Ｃ−３に示される信号成分と、Ｃ−４に示される対応する信号成分同士を加算すると、ＩＦ（Ｈ）実とＩＦ（Ｈ）虚は向きが逆であることから相殺される。一方、ＩＦ（Ｌ）実とＩＦ（Ｌ）虚は、同相であることから相殺されない。ＩＦ（Ｌ）実とＩＦ（Ｌ）虚が同相であるということは、虚数軸成分が零であることを意味し、よって、合成によって、イメージ成分が抑圧された、実数成分のみのＩＦ（Ｌ）実が得られたことになる（Ｃ−５の状態）。
【０１２１】
このように、第１期間では、第１回路構成または第２回路構成のいずれか一方を採用し、第２期間ではいずれか他方を採用することによって、イメージ抑圧回路１５０の内部構成の切り換えが実行され、結果的に、所望信号とイメージ信号を入れ換えて処理することができる。イメージ抑圧回路１５０の内部構成を切り換えることは、イメージ抑圧回路１５０に入力する２つの信号を、第１期間と第２期間に対応させて入れ換えたのと同じことである。よって、第１期間ではイメージ信号とされていた信号を所望信号として受信することができる。図６（Ｃ）の例では、第２期間において、第１期間において抑圧されていたＩＦ（Ｌ）を、抑圧せずに、所望信号に対応する中間周波数信号（ＩＦ（Ｌ）実）として出力することができる。
【０１２２】
（複素バンドパスフィルターについての説明）
図１を用いて説明したように、イメージ抑圧回路１５０としては、複素バンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）を用いることができる。以下、図７〜図９を用いて、複素バンドパスフィルターについて説明する。
【０１２３】
イメージ信号の抑圧原理は上述のとおりであるが、実際の中間周波数信号には、所望信号成分およびイメージ信号成分の他、無数の周波数成分の信号が含まれることから、バンドパスフィルター回路によって帯域を制限し、不要な周波数成分の信号を除去する必要がある。そこで、イメージ信号成分の抑圧（ならびに不要な信号成分の除去）のために、複素バンドパスフィルターを用いることができる。つまり、直交ミキサー（複素ミキサー）によって複素化された中間周波数信号から不要成分を除去するために、複素バンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）を用いることができる。
【０１２４】
複素バンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）は、例えば、２つのローパスフィルター（ＬＰＦ）を用いて構成することができる。例えば、図４〜図６に示したイメージ抑圧回路１５０の構成の場合、信号処理経路Ａ（第１信号処理経路）に第１のローパスフィルターを設け、信号処理経路Ｂ（第２信号処理経路）に第２のローパスフィルターを設ければ、各信号経路を通過する信号から、不要な信号成分を除去することができる。つまり、ローパスフィルターの周波数特性は、周波数軸（周波数スペクトルを取り扱う場合の、正の周波数と負の周波数をもつ周波数軸）上では、正負対称に現れるため、バンドパスフィルターとしての特性をもつ。よって、通過帯域の制限が可能である。また、例えば、第１信号処理経路の信号を第２信号処理経路に戻して合成した場合、その合成は、複素演算（畳み込み積分）におけるシフト演算となり、周波数軸上では信号周波数のシフト演算となることから、信号の周波数が正の周波数側あるいは負の周波数側にシフトし、したがって、零周波数を中心として対称の位置にある負の周波数側の信号成分、または正の周波数側の信号成分のいずれか一方（つまり、所望信号成分）のみが、ローパスフィルター（実質的にバンドパスフィルター）の帯域制限を受けずに通過することができ、いずれか他方の信号成分（つまりイメージ信号成分）は、フィルタリングによって抑制される。したがって、イメージ信号が抑圧される。ここで、所望信号成分とイメージ信号成分の周波数値を周波数軸上で固定して考えた場合には、シフト演算によって、複素バンドパスフィルターの中心帯域が正の周波数側または負の周波数側にシフトしたとみることができる。このようにして、複素バンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）によって、イメージ抑圧が可能である。
【０１２５】
図７（Ａ）および図７（Ｂ）は複素バンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）の構成と機能を説明するための図である。図７（Ａ）は、１次の複素バンドパスフィルター（１次複素ＢＰＦ）の伝達関数を示す図であり、図７（Ｂ）は、複素バンドパスフィルターのフィルタリング機能を示す図である。
【０１２６】
図７（Ａ）の複素バンドパスフィルターは、１次の遅延素子１５と、遅延素子１５についての帰還経路（ｄ）と、遅延素子１７と、遅延素子１７についての帰還経路（ｄ）と、合成回路（加算回路）ＡＤＤ１およびＡＤＤ２と、ノードＮ１０の信号を、位相をシフトせずにＡＤＤ２に供給する信号経路（Ｃ）と、ノードＮ２０の信号を、位相を１８０°シフトしてＡＤＤ１に供給する信号経路（−Ｃ）と、を有する。１次の遅延素子１５および遅延素子１５についての帰還経路（ｄ）をもつ回路構成は、例えば、オペアンプとＲＣフィルターを用いたＲＣアクティブローパスフィルターとして実現することができる。また、遅延素子１７と、遅延素子１７についての帰還経路（ｄ）をもつ回路構成は、同様に、例えば、オペアンプとＲＣフィルターを用いたＲＣアクティブローパスフィルターとして実現することができる。
【０１２７】
上側の信号処理経路が、位相シフトを行わない信号処理経路Ａ（第１信号処理経路）であり、下側の信号処理経路が、９０°の位相シフトを行う信号処理経路Ｂ（第２信号処理経路）である。図４（Ｄ），図５（Ａ），図６（Ａ），図６（Ｂ）に示される加算器６０は、図７（Ａ）のＡＤＤ１に対応する。また、図７（Ａ）のＡＤＤ１は、図４（Ｄ），図５（Ａ），図６（Ａ），図６（Ｂ）に示される位相シフト量零の位相シフト回路４０にも相当し、また、図７（Ａ）のＡＤＤ２は、図４（Ｄ），図５（Ａ），図６（Ａ），図６（Ｂ）に示される位相シフト量が９０°の位相シフト回路５０に相当する。
【０１２８】
つまり、２つの入力信号ＩｉｎとＱｉｎは互いに位相が９０°ずれている。仮に、信号処理経路Ａで位相シフトがないとすると、Ｉｉｎと同相の信号が、ノードＮ１０および経路（Ｃ）を経由してＡＤＤ２に供給され、ＡＤＤ２にて、そのＩｉｎと同相の信号がＱｉｎと加算される。周波数軸上では、この処理は、位相のシフト処理に対応することから、入力信号Ｑｉｎの位相は９０°シフトされることになる。よって、下側の経路は、位相を９０°シフトする信号処理経路Ｂである。入力信号Ｑｉｎの位相が９０°シフトされたということは、Ｉｉｎの位相を基準とすると位相が１８０°シフトされたことになる。ノード２０からＡＤＤ１に経路（−Ｃ）を経由して供給される信号は、さらに１８０°の位相シフトを受ける（符号がマイナスであるということは、位相が１８０°シフトされることを意味する）。よって、ノード２０からＡＤＤ１に経路（−Ｃ）を経由して供給される信号の位相は、Ｉｉｎの位相を基準として３６０°シフトしていることになり（１８０°＋１８０°＝３６０°）、よって、ＡＤＤ１では、Ｉｉｎと同相の信号が加算されることになり、位相のシフトが生じない。よって、上側の経路は、位相シフト量が零の信号処理経路Ａ（第１信号処理経路）ということになる。そして、先に説明したように、ＡＤＤ１による加算処理によって、イメージ信号成分の実数軸成分と虚数軸成分とが相殺されて、イメージ信号成分の振幅が抑圧される。
【０１２９】
先に説明したように、実空間における波の合成は、周波数領域における複素演算（畳み込み積分）におけるシフト演算となる。この結果、図７（Ｂ）では、周波数軸上において、複素バンドパスフィルターの通過帯域が、例えば、正の周波数側にシフトしている。これによって、イメージ信号成分ＩＦ（Ｌ）を抑圧しつつ、所望信号成分ＩＦ（Ｈ）のみを通過させることができる。図７（Ａ）において、信号経路（Ｃ）と、信号経路（−Ｃ）とを入れ換えれば、信号処理経路Ａと信号処理経路Ｂとが入れ替わる。よって、この場合には、周波数軸上において、複素バンドパスフィルターの通過帯域が、負の周波数側にシフトする。したがって、この場合には、イメージ信号成分ＩＦ（Ｈ）を抑圧しつつ、所望信号成分ＩＦ（Ｌ）のみを通過させることができる。
【０１３０】
図８（Ａ）〜図８（Ｃ）は、複素バンドパスフィルターの内部回路の構成の切り換えについて説明するための図である。図８（Ａ）と図８（Ｂ）とでは、信号経路（Ｃ）と、信号経路（−Ｃ）とが入れ換えられている。図８（Ａ）の回路構成が、図６（Ａ）に示される第１回路構成に対応し、図８（Ｂ）の回路構成が、図６（Ｂ）に示される第２回路構成に対応する。
【０１３１】
信号経路（Ｃ）と信号経路（−Ｃ）の入れ換えは、例えば、図８（Ｃ）に示すように、第１インバーターＩＮＶ１と、第１インバーターの入力ノードと出力ノードとの間に設けられる第１スイッチＳＷ３ａと、第２インバーターＩＮＶ２と、第２インバーターの入力ノードと出力ノードとの間に設けられる第２スイッチＳＷ３ｂと、を設けることによって実現することができる。第１スイッチＳＷ３ａと第２スイッチＳＷ３ｂとは相補的にオン／オフされる。第１スイッチＳＷ３ａがオンした場合、第１インバーターＩＮＶ１による位相反転が行われないことから、第１インバーターＩＮＶ１が設けられている経路が経路（Ｃ）となり、第２インバーターＩＮＶ２が設けられている経路が経路（−Ｃ）となる。逆に、第２スイッチＳＷ３ｂがオンした場合、第２インバーターＩＮＶ２による位相反転が行われないことから、第２インバーターＩＮＶ２が設けられている経路が経路（Ｃ）となり、第１インバーターＩＮＶ１が設けられている経路が経路（−Ｃ）となる。このようにして、イメージ抑圧回路１５０（複素バンドパフフィルター）の内部構成を切り換えることができる（但し、図６に示される回路構成は一例であり、この例に限定されるものではない）。
【０１３２】
（複素アクティブバンドパスフィルターの構成例）
複素バンドパスフィルターとしては、例えば、ＳＡＷフィルター（表面弾性波フィルタ）等のポリフェーズフィルタ（位相差のある複数の波を生成し、それらを合成して所望の波を生成するフィルター）等も使用することができる。但し、ＲＦ段からベースバンド処理段までをすべてＩＣ（集積回路装置）内に納め、外付け部品を用いない、いわゆるオンチップ受信回路（オンチップ受信機）を構成する場合には、フィルター回路は極力簡単な回路構成とするのが好ましく、したがって、例えば、上述のローパスフィルターを用いた一次の複素バンドパスフィルター等を用いることができる。ローパスフィルターとして、例えば、抵抗（Ｒ）と容量（Ｃ）ならびにアンプを用いたＲＣアクティブローパスフィルターを用いることができ、このＲＣアクティブローパスフィルターの回路規模は、ある程度の規模に抑えることができることから、ＩＣに集積することが可能である。
【０１３３】
図９は、複素アクティブバンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）の具体的な構成の一例を示す回路図である。なお、図９においては、内部構成を切り換えるために必要な構成（図８（Ｃ）に示されるインバーターやスイッチ等）は示されていない。
【０１３４】
図９の複素アクティブバンドパスフィルター（複素ＢＰＦ）は、全差動構成の回路であり、入力抵抗Ｒ１およびＲ２と、オペアンプＯＰＡ１と、並列に設けられた抵抗Ｒ５および容量Ｃ１による帰還経路と、並列に設けられた抵抗Ｒ６および容量Ｃ２による帰還経路と、入力抵抗Ｒ３およびＲ４と、オペアンプＯＰＡ２と、並列に設けられた抵抗Ｒ１１および容量Ｃ３による帰還経路と、並列に設けられた抵抗Ｒ１２および容量Ｃ３による帰還経路と、下側の経路の出力信号を上側の経路の入力側に供給する経路（抵抗Ｒ７およびＲ８を有する）と、上側の経路の出力信号を下側の経路の入力側に供給する経路（抵抗Ｒ９およびＲ１０を有する）と、を有する。なお、図９の複素バンドパスフィルター１５０では、虚数軸成分の信号であるＱｏｕｔ（＋），Ｑｏｕｔ（−）も出力されているが、先に説明したように、本実施形態のイメージ抑圧回路からは、実数軸成分のみの中間周波数を出力するため、これらの信号は不使用である（但し、複素化された中間周波数信号を利用する場合には、Ｑｏｕｔ（＋），Ｑｏｕｔ（−）も出力される）。
【０１３５】
（第２の実施形態）
図１０（Ａ）および図１０（Ｂ）は、受信回路を備える通信機器の一例を説明するための図である。第１実施形態で説明した受信回路１１０は、高速なチャンネルサーチが可能であり、かつ低消費電力に優れている。この受信回路１１０を電子機器（例えば、ボタン型電池（コイン型電池等）をバッテリーとする携帯用端末（例えばＰＤＡ等の携帯電子機器））に搭載すると、同様の効果を享受することができる。
【０１３６】
図１０（Ａ）の例では、近距離無線端末（通信機）５００ａ，５００ｂに受信回路１１０を含む受信機ＲＸが搭載されている。近距離無線端末（通信機）５００ａ，５００ｂは、例えば、２．４ＧＨｚ付近の高周波数帯を通信帯域として使用する近距離無線方式（いわゆるブルートゥース方式）を使用する携帯端末である（但し、一例であり、この通信方式に限定されるものではない）。
【０１３７】
図１０（Ａ）の例では、近距離無線用の近距離無線端末（通信機）５００ａ，５００ｂにおいて、例えば、電源オン直後に初期チャンネルサーチが実行される。あるいは、チャネル間の干渉を抑制するために、通信期間中において、所定時間毎に、利用する通信チャンネルの周波数を変更する周波数ホッピングが実行される。
【０１３８】
初期サーチでは、どのチャンネルが使用可能であるかを確認するために高速に空きチャンネルをサーチする必要がある。また、周波数ホッピングを行うためには、利用している近距離無線の通信帯域中における、その時点の空きチャンネルを高速にサーチし、次のチャンネル周波数（ホッピング先の周波数）を決定する必要がある。
【０１３９】
また、図１０（Ｂ）の例では、近距離無線端末５００が、通信先のアクセスポイントを、アクセスポイントＡＰ１からアクセスポイントＡＰ２に切り換えるハンドオーバー時において、空きチャンネルのサーチを実行する。この場合に、先に説明したイメージ抑圧受信方法（ローカル信号がある周波数に設定されている状態で、イメージと所望信号を入れ換えて受信する方法）を利用すれば、イメージ信号を抑制しつつ（つまり、混信による不要輻射を低減しつつ）、高速に空きチャンネルを探索することができる。
【０１４０】
このように、先に説明したイメージ抑圧受信方法は、高速受信が可能で、低消費電力かつ小型（オンチップ受信機搭載）の携帯通信機器の実現に貢献する。
【０１４１】
本発明の少なくとも一つの実施形態によれば、例えば、受信回路におけるチャンネルサーチ等に要する時間を格段に短縮することができる。また、例えば、受信回路（および、この受信回路を備える通信機）の消費電力を極めて低減することができる。また、例えば、局部発振器（局部発振回路）の負担を軽減することができる。また、例えば、簡単な回路構成によって、新規なイメージ抑圧受信方法を実現することができる。また、例えば、低ＩＦ方式を利用したオンチップ受信機を実現することもできる（これらの効果は同時に得られるとは限らない）。
【０１４２】
以上、本発明をいくつかの実施形態を用いて説明したが、本発明はそれらに限定されるものではなく、本発明の技術思想を逸脱しない範囲で、種々の変形が可能であることは当業者には容易に理解できるものである。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。例えば、複素ミキサーの回路構成あるいはイメージ抑圧回路の回路構成としては、上述の例の回路構成の他、種々の回路構成を使用することができる。また、上述の例では、近距離無線（短距離無線）を例にとって説明したが、本発明は、広く無線通信の受信機に適用可能である。
【符号の説明】
【０１４３】
ＡＮ１  アンテナ、５  ＶＣＯ（電圧制御発振器）、７  ＰＬＬ、
９０  インピーダンス整合器、１００  ローノイズアンプ、１１０  受信回路、
１２０  局部発振器（局部発振回路）、１３０    位相スプリッタ、
１４０ａ，１４０ｂ  第１ミキサーおよび第２ミキサー、
１５０  イメージ抑圧回路（例えば複素バンドパスフィルタ）、
１６０  リミッタ付きアンプ、１７０  ＦＳＫ復調部、
１８０  ベースバンド制御部（ＢＢ）、ＣＭＩＸ  直交ミキサー（複素ミキサー）
ＳＷ１  第１経路切換器、ＳＷ２  第経路切換器、
ＳＷ３（ＳＷ３ａ，ＳＷ３ｂ）  第３経路切換器、
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２  第１インバーターおよび第２インバーター、
ＡＤＤ１，ＡＤＤ２  第１加算器（第１合成器）および第２加算器（第２合成器）
ＣＴＬ０〜ＣＴＬ３  制御信号
【図１】
2011077611.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2011077611.tif 000011
【図１０】
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