(57)【要約】【課題】入力信号の振幅が変化した際の引き込み時間が短く、かつ同一符号を連続して受信する能力を備えた帰還増幅器及び帰還増幅方法を提供する。【解決手段】本発明の帰還増幅器は、差動入力及び差動出力を備えた差動増幅器と、第１の増幅器とを備え、差動出力が、第１の増幅器の入力に接続され、第１の増幅器の出力が、差動入力の一方に接続され、差動出力の出力電圧が所定の値を超えると、第１の増幅器は、差動増幅器から出力される信号において、所定の周波数より低い周波数成分に対する利得が減少する。【選択図】  図１
2011066751.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動入力及び差動出力を備えた差動増幅器と、第１の増幅器とを備え、
前記差動出力が、前記第１の増幅器の入力に接続され、
前記第１の増幅器の出力が、前記差動入力の一方に接続され、
前記差動出力の出力電圧が所定の値を超えると、前記第１の増幅器は、前記差動増幅器から出力される信号において、所定の周波数より低い周波数成分に対する利得が減少することを特徴とする、帰還増幅器。
【請求項２】
前記第１の増幅器は、誤差増幅器と、低域フィルタとを備え、
前記差動出力が、前記誤差増幅器の入力に接続され、
前記誤差増幅器の出力が、前記低域フィルタを介して、前記差動入力の一方に接続され、
前記誤差増幅器の利得は、前記誤差増幅器への入力電圧が所定の値を超えると増加する、
ことを特徴とする請求項１に記載された帰還増幅器。
【請求項３】
前記第１の増幅器は、誤差増幅器と、低域フィルタとを備え、
前記差動出力が、前記誤差増幅器の入力に接続され、
前記誤差増幅器の出力が、前記低域フィルタを介して、前記差動入力の一方に接続され、
前記低域フィルタの遮断周波数は、前記誤差増幅器への入力電圧が所定の値を超えると増加する、
ことを特徴とする請求項１に記載された帰還増幅器。
【請求項４】
前記第１の増幅器は、誤差増幅器と、低域フィルタとを備え、
前記差動出力が、前記誤差増幅器の入力に接続され、
前記誤差増幅器の出力が、前記低域フィルタを介して、前記差動入力の一方に接続され、
前記低域フィルタの、遮断周波数以上の周波数における減衰率は、前記誤差増幅器への入力電圧が所定の値を超えると減少する、
ことを特徴とする請求項１に記載された帰還増幅器。
【請求項５】
前記誤差増幅器は、
前記誤差増幅器の前記利得を規定する抵抗値を有する非線形回路を備え、
前記誤差増幅器への入力電圧が前記所定の値を超えると、前記非線形回路の抵抗値が変化する、請求項２に記載された帰還増幅器。
【請求項６】
前記誤差増幅器は、さらに演算増幅器を備え、
前記非線形回路は、
第１の抵抗器とダイオードとを直列に接続した回路と、第２の抵抗器とを備え、
前記回路と前記第２の抵抗器が並列に接続されて構成され、
前記非線形回路は、
前記差動増幅器と前記演算増幅器との間に配され、前記誤差増幅器への入力電圧が前記所定の値を超えると前記ダイオードが導通することを特徴とする、請求項５に記載された帰還増幅器。
【請求項７】
前記ダイオードは、ツェナーダイオードであることを特徴とする、請求項６に記載された帰還増幅器。
【請求項８】
受光素子と、トランスインピーダンス増幅器とをさらに備え、
前記受光素子は、受光した光信号を光電変換して受光電流として出力し、
前記トランスインピーダンス増幅器は、前記受光電流を電圧に変換して前記差動入力の他方に入力する、ことを特徴とする請求項１乃至７に記載された帰還増幅器。
【請求項９】
第１の入力と第２の入力との差を増幅して差動出力を出力するステップと、
前記差動出力の差を増幅して第１の出力を出力するステップと、
前記第１の出力を、前記第２の入力に入力するステップと、
前記差動出力の出力電圧が所定の値を超えると、前記差動出力の所定の周波数より低い成分に対する利得が減少するステップと、
を備えることを特徴とする帰還増幅方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、帰還増幅器および帰還増幅方法に関し、特に、バースト光信号を受信するための受信器で用いられる帰還増幅器及び帰還増幅方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
数ＭＨｚ以上の周波数の光信号を扱う受信器においては、受信した信号の増幅には一般的に差動増幅器が用いられる。特に、光バースト信号を受信して増幅するバースト受信器には、入力される光バースト信号の振幅の高速な変化に追随することが求められる。
【０００３】
非特許文献１は、受信信号を増幅する差動増幅器の差動出力から生成した帰還信号を直流増幅回路で増幅し、ローパスフィルタを通過させて差動増幅器の入力に帰還する光受信器の構成を開示している。
【０００４】
図４は、本発明に関連する、バースト受信器１００の構成の一例である。バースト受信器１００は、非特許文献１に記載された光受信器の直流増幅回路を、演算増幅器と抵抗器とを用いて一般的に知られた反転増幅回路により構成した例である。バースト受信器１００は、フォトダイオードＰＤ１、トランスインピーダンス増幅器１０、差動増幅器２０、誤差増幅回路３０及びローパスフィルタ４０を備える。バースト受信器１００においては、誤差増幅回路３０が、非特許文献１の直流増幅回路に相当する。バースト受信器１００は、誤差増幅回路３０およびローパスフィルタ回路４０を用いて、トランスインピーダンス増幅器１０と差動増幅器２０との間でシングルエンド増幅から差動増幅への変換を行う。
【０００５】
フォトダイオードＰＤ１は、入力された光信号を、入力光の強度に比例する電流信号に光電変換する。
【０００６】
トランスインピーダンス増幅器１０は、光電変換された電流信号を、抵抗器Ｒ１０２を用いて電圧信号に変換する。抵抗器Ｒ１０２には反転増幅器１０１が並列に接続されている。この構成は、トランスインピーダンス増幅器１０の入力インピーダンスを低下させる。その結果、フォトダイオードＰＤ１およびトランスインピーダンス増幅器１０の入力容量による応答速度の低下が軽減されるので、バースト光受信器１００は高速なバースト信号の受信が可能となる。
【０００７】
差動増幅器２０は、正相入力端子２０１、逆相入力端子２０２、正相出力端子２０３及び逆相出力端子２０４を備える増幅器である。差動増幅器２０の利得はＧ２である。差動増幅器２０の逆相入力端子２０２はトランスインピーダンス増幅器１０の出力に接続される。そして、差動増幅器２０の正相入力端子２０１は、ローパスフィルタ４０の出力に接続される。一方、差動増幅器２０の正相出力端子２０３及び逆相出力端子２０４  は、バースト受信器１００の出力として後段に接続される信号処理回路に接続されるとともに、誤差増幅回路３０へ出力される。
【０００８】
誤差増幅回路３０は、演算増幅器３０１と抵抗器Ｒ３０２〜Ｒ３０５とを備える。誤差増幅回路３０の利得はＧ３である。演算増幅器３０１の正相入力端子３０６は、抵抗器Ｒ３０２を介して、差動増幅器２０の正相出力端子２０３に接続される。また、演算増幅器３０１の正相入力端子３０６は、抵抗器Ｒ３０３を介して接地される。演算増幅器３０１の逆相入力端子３０７は、抵抗器Ｒ３０４を介して、差動増幅器２０の逆相出力端子２０４に接続される。また、演算増幅器３０１の逆相入力端子３０７は、抵抗器Ｒ３０５を介して演算増幅器３０１の出力端子３０８に接続される。
【０００９】
抵抗器Ｒ３０２と抵抗器Ｒ３０３、抵抗器Ｒ３０４と抵抗器Ｒ３０５の値は、誤差増幅回路３０の利得がＧ３となるように設定される。たとえば、図４に示す回路においては、各抵抗器の抵抗値がＲ３０２＝Ｒ３０４＝Ｒ１、Ｒ３０３＝Ｒ３０５＝Ｒ２であるとすると、誤差増幅回路３０の利得の絶対値Ｇ３はＧ３＝Ｒ２／Ｒ１で与えられる。そして、誤差増幅回路３０は、差動増幅器２０の差動出力電圧をＧ３倍に反転増幅する。
【００１０】
ローパスフィルタ４０は、抵抗器Ｒ４０１とコンデンサＣ４０２とを備える、１次のローパスフィルタである。ローパスフィルタ４０のカットオフ周波数ｆ１はｆ１＝１／（２π×Ｒ４０１×Ｃ４０２）である。抵抗器Ｒ４０１の端子の一方は、演算増幅器３０１の出力端子３０８と接続される。抵抗器Ｒ４０１の他方の端子は、コンデンサＣ４０２を介し接地されるとともに、差動増幅器２０の正相入力端子と接続される。このようにして、誤差増幅回路３０の出力が、帰還信号として差動増幅器２０に入力される。
【００１１】
次に、バースト光受信器１００の動作を、図５及び図６を参照して説明する。図５は、バースト光受信器１００の周波数特性を示す図、図６はバースト光受信器１００内部の信号の波形を示す図である。
【００１２】
図５は、差動増幅器２０、誤差増幅回路３０及びローパスフィルタ４０で構成される帰還回路５０並びに差動増幅器２０の利得の周波数特性を示す。図５の左縦軸は、帰還回路５０の開ループ利得を示す。また、図５の右縦軸は、差動増幅器２０の利得を示す。先に述べたように、差動増幅器２０の利得はＧ２に、誤差増幅回路３０の利得はＧ３に設定されている。従って、帰還回路５０の開ループ利得Ｇ１は、Ｇ２とＧ３との積となる。
【００１３】
帰還回路５０の開ループ利得は、図５に示すように低周波領域ではＧ１で一定である。しかし、周波数がｆ１を超えるとローパスフィルタ４０の特性により、開ループ利得は２０ｄＢ／ｄｅｃの傾きで低下する。周知のように、開ループ利得が２０ｄＢ／ｄｅｃの傾きで低下する周波数領域においては、帰還回路５０の利得と周波数との積は、ｆ１×Ｇ１の一定値となる。従って、帰還回路５０の利得が１となるユニティゲイン周波数ｆ２は、ｆ１×Ｇ１となる。そして、周波数がｆ２以下の領域では、帰還回路５０の負帰還動作により、フォトダイオードＰＤ１やトランスインピーダンス増幅器１０で発生するオフセットがキャンセルされる。
【００１４】
一方、差動増幅器２０の利得は、帰還回路５０の開ループ利得がプラスとなる低周波領域では減少する。すなわち、差動増幅器２０の利得は高周波領域でＧ２で一定であるが、周波数がｆ２よりも低い低周波領域では、ローパスフィルタ４０の出力により帰還がより強くかかるので、利得は低域に向かって２０ｄＢ／ｄｅｃの傾きで減少する。
【００１５】
図６は、図４のバースト受信器１００のフォトダイオードＰＤ１に振幅の異なる光バースト信号を入力した場合の、バースト受信器１００の各部の波形及び受信データの値を示す。図６（ａ）の波形は、フォトダイオードＰＤ１に入力される光バースト信号の波形を示す。図６（ｂ）及び（ｃ）の波形は、それぞれ差動増幅器２０への入力波形及び差動増幅器２０の出力波形である。ここで、図６（ｂ）、（ｃ）において、実線は差動増幅器２０における正相の入出力端子２０１，２０３の波形を、破線は逆相の入出力端子２０２，２０４の波形を表す。
【００１６】
図６（ａ）及び（ｂ）に示すように、トランスインピーダンス増幅器１０の出力は、光入力信号に対して逆相となる。そして、トランスインピーダンス増幅器１０の出力は、差動増幅器２０へ入力される。一方、ローパスフィルタ４０の出力は、周波数ｆ２に対応する時定数で応答する。このため、ローパスフィルタ回路４０の出力は、トランスインピーダンス増幅器１０の出力レベルに、比較的長い時定数で到達する。
【００１７】
図６（ｃ）に示した差動増幅器の出力波形は、正相の出力と逆相の出力とで上下対称で符号が逆になる。ここで、正相の出力と逆相の出力との間の時間的な応答の様子は同様である。
【００１８】
図６（ｄ）は、差動増幅器２０の差動出力の差の信号の符号を示す。差動増幅器の後段に接続された信号処理回路は、正相の出力と逆相の出力との差から、受信データが「０」か「１」かを判別する。
【００１９】
ここで、図６（ｃ）の矢印で示す正相と逆相の信号の立ち上がりから信号レベルが交差するまでの期間を、バースト信号に対する応答の引き込み時間と呼ぶ。図６（ｄ）において、受信データの振幅が急激に小さくなった直後は、引き込み時間が経過するまでの間はデータが「０」であるか「１」であるかにかかわらず、差動出力の差の符号は一定である。従って、引き込み時間の間は差動出力から信号を正常に再生することができない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】Jens Mullrich et al., “High-Gain Transimpedance Amplifier in InP-BasedHBT Technology for the Receiver in 40-Gb/s Optical-Fiber TDM Links”, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, USA, September 2000, VOL. 35, NO. 9, p.1260-1265 (Fig.2)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
図４に示したバースト受信器１００において、帰還回路の周波数特性は信号の振幅にかかわらず一定である。このため、図４に示したバースト受信器１００においては、振幅の小さいバースト信号を受信する直前に振幅が大きい信号が入力されると、引き込み時間が長くなる。そして、受信器の応答が低速な場合には、振幅が大きい信号が入力されると引き込み時間が長くなり、信号を正常に再生できない期間が長くなるという課題があった。
【００２２】
また、バースト信号の振幅変化に対する帰還信号の追従性を改善して引き込み時間を短縮するためにバースト受信器の応答速度を高くすると、特にＮＲＺ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ）符号を用いた光伝送システムで用いられる「０」または「１」の信号を連続して受信した場合に、受信データに誤りが発生する場合がある。
【００２３】
図１２は、図４に示したバースト受信器において、「０」信号が連続して受信された場合の差動増幅器の入力波形の例を示す。実線は差動増幅器の入力の一方に入力される受信信号、破線は差動増幅器の入力の他方に入力される帰還信号である。このように、バースト受信器の応答速度が高いと、同一符号を受信している間に、帰還信号の振幅が受信信号の振幅に接近し、両者がほぼ同一の振幅で差動増幅器に入力される。その結果、受信したデータは同一の値が連続するデータであるにもかかわらず、受信データと帰還信号との振幅がほぼ同一であるので、雑音等の影響で差動増幅器の差動出力の符号が反転し、受信データの論理に誤りが発生する場合がある。この課題は、「１」を連続して受信した場合にも同様に存在する。
【００２４】
このように、図４に示したバースト受信器１００は、引き込み時間の短縮化と、同一符号の連続受信に対する耐力の向上を両立させることが困難であった。
【００２５】
本発明の目的は、入力信号の振幅が変化した際の引き込み時間を短くすることができ、かつ同一符号に対する連続受信耐力を備える帰還増幅器及び帰還増幅方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明の帰還増幅器は、差動入力及び差動出力を備えた差動増幅器と、第１の増幅器とを備え、差動出力が、第１の増幅器の入力に接続され、第１の増幅器の出力が、差動入力の一方に接続され、差動出力の出力電圧が所定の値を超えると、第１の増幅器は、差動増幅器から出力される信号において、所定の周波数より低い周波数成分に対する利得が減少する。
【００２７】
また、本発明の帰還増幅方法は、第１の入力と第２の入力との差を増幅して差動出力を出力するステップと、差動出力の差を増幅して第１の出力を出力するステップと、第１の出力を第２の入力に入力するステップと、差動出力の出力電圧が所定の値を超えると、差動出力の所定の周波数より低い成分に対する利得が減少するステップと、を備える。
【発明の効果】
【００２８】
本発明は、入力信号の振幅が変化した際の引き込み時間が短く、かつ同一符号を連続して受信する能力を備えた帰還増幅器及び帰還増幅方法が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明をバースト受信器に適用した第１の実施形態の構成を示す図である。
【図２】第１の実施形態における、差動増幅器、誤差増幅回路、ローパスフィルタ回路で構成する帰還回路及び差動増幅器の周波数特性を示す図である。
【図３】第１の実施形態のバースト光受信器の各部の信号波形を示す。
【図４】本発明に関連するバースト光受信器の構成の一例である。
【図５】差動増幅器、誤差増幅回路及びローパスフィルタで構成される帰還回路並びに差動増幅器の利得の周波数特性を示す図である。
【図６】バースト光受信器のフォトダイオードに光パルスを入力した場合の、バースト光受信器の各部の波形を示す図である。
【図７】本発明をバースト受信器に適用した第２の実施形態の構成を示す図である。
【図８】本発明をバースト受信器に適用した第３の実施形態の構成を示す図である。
【図９】本発明をバースト受信器に適用した第４の実施形態の構成を示す図である。
【図１０】本発明をバースト受信器に適用した第５の実施形態の構成を示す図である。
【図１１】本発明の第６の実施形態の帰還増幅器の構成を示す図である。
【図１２】バースト受信器において、「０」信号が連続して受信された場合の差動増幅器の入力波形の例を示す。
【図１３】本発明をバースト受信器に適用した第７の実施形態の構成を示す図である。
【図１４】第７の実施形態における、帰還回路と差動増幅器の利得を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
［第１の実施形態］
図１は、本発明をバースト受信器に適用した第１の実施形態の構成を示す図である。図１に示すバースト受信器１１０において、フォトダイオードＰＤ１は光入力信号を受信し電流に変換する光電変換素子である。また、トランスインピーダンス増幅器１０は、フォトダイオードＰＤ１で変換された電流を抵抗器Ｒ１０２および反転増幅器１０１を用いて、電圧信号に変換する。さらに、差動増幅器２０は、トランスインピーダンス増幅器１０から出力された電圧信号とローパスフィルタ４０の出力とを入力とする差動増幅器である。誤差増幅回路３１は、差動増幅器２０の差動出力を入力とし、演算増幅器３１１、抵抗器Ｒ３１２〜Ｒ３１６、Ｒ３１８及びダイオードＤ３１７、Ｄ３１９からなる、非線形増幅回路である。ローパスフィルタ４０は、抵抗器Ｒ４０１およびコンデンサＣ４０２で構成される。演算増幅器３１１の出力３６３は、ローパスフィルタ４０を経由して差動増幅器２０へ出力される。
【００３１】
図１、図２および図３を用いてバースト受信器１１０の動作を説明する。図４を用いて説明したバースト受信器１００とバースト受信器１１０とで異なる点は、図１における誤差増幅回路３１のみである。このため、図４と図１とで共通する構成や動作の詳細な説明は省略する。
【００３２】
図１の実施形態では、図４における誤差増幅回路３０を誤差増幅回路３１に置き換えている。これによって、バースト信号に対する応答を高速化している。
【００３３】
図１に示したバースト受信器１１０の誤差増幅回路３１は、演算増幅器３１１、抵抗器Ｒ３１２〜Ｒ３１６、Ｒ３１８及びダイオードＤ３１７、Ｄ３１９で構成される。演算増幅器３１１の正相入力端子３６１は、抵抗器Ｒ３１２を介して、差動増幅器２０の正相出力端子２０３に接続される。また、演算増幅器３１１の正相入力端子３６１は、抵抗器Ｒ３１３を介して接地される。
【００３４】
演算増幅器３１１の正相入力端子３６１と差動増幅器２０の正相出力端子２０３の間には、抵抗器Ｒ３１２と並列に、直列接続された抵抗器Ｒ３１６とダイオードＤ３１７が接続される。ここで、ダイオードＤ３１７のアノードが、差動増幅器２０の正相出力端子２０３に接続される。
【００３５】
演算増幅器３１１の逆相入力端子３６２は、抵抗器Ｒ３１４を介して、差動増幅器２０の逆相出力端子２０４に接続される。そして、３１１の逆相入力端子３６２は、抵抗器Ｒ３１５を介して演算増幅器３１１の出力端子３６３にも接続される。
【００３６】
また、演算増幅器３１１の逆相入力端子３６２と差動増幅器２０の逆相出力端子２０４の間には、抵抗器Ｒ３１４と並列に、直列接続された抵抗器Ｒ３１８とダイオードＤ３１９とが接続される。ここで、ダイオードＤ３１９のカソードが、差動増幅器２０の逆相出力端子２０４に接続される。
【００３７】
このように、誤差増幅回路３１は、演算増幅器３１１の入力に、抵抗器Ｒ３１２、Ｒ３１６及びダイオードＤ３１７並びに抵抗器Ｒ３１４、Ｒ３１８及びダイオードＤ３１９でそれぞれ構成された非線形回路を備える。
【００３８】
抵抗器Ｒ３１２〜Ｒ３１５の抵抗値は、ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９に電流が流れない状態では、図４の例と同じく、誤差増幅回路３１の利得がＧ３になるような値に設定されている。すなわち、誤差増幅回路３１は、ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９に電流が流れない状態では、差動増幅器２０の差動出力電圧を利得Ｇ３倍で反転増幅する。
【００３９】
ダイオードＤ３１７、Ｄ３１９の順方向閾電圧は、ともにＶｔｈである。そして、ダイオードＤ３１７、Ｄ３１９は、それぞれのアノードの電圧がカソードの電圧よりもＶｔｈ以上高い場合にはオン状態となり、それ以外の場合はオフ状態になる。
【００４０】
差動増幅器２０の正相出力端子２０３の電圧が演算増幅器３１１の正相入力端子３６１の電圧に対しＶｔｈ以上高くなると、ダイオードＤ３１７はオン状態となり、抵抗器Ｒ３１６にも電流が流れる。その結果、抵抗器Ｒ３１２、Ｒ３１６、ダイオードＤ３１７からなる非線形回路の合成抵抗は、ほぼ抵抗器Ｒ３１２と抵抗器Ｒ３１６の並列接続分となる。この合成抵抗の値は、ダイオードＤ３１７がオフ状態の場合、すなわち抵抗器Ｒ３１６に電流が流れない状態より小さい。
【００４１】
以上の動作は、差動増幅器２０の逆相出力端子２０４と演算増幅器３１１の逆相入力端子３６２との間の非線形回路についても同様である。すなわち、差動増幅器２０の逆相出力端子２０４の電圧が演算増幅器３１１の正相入力端子３６１の電圧に対しＶｔｈ以上低くなると、ダイオードＤ３１９はオン状態となり、抵抗器３１８にも電流が流れる。その結果、抵抗器Ｒ３１４と並列に接続された抵抗器Ｒ３１８、ダイオードＤ３１９からなる非線形回路の合成抵抗は、ほぼ抵抗器Ｒ３１４と抵抗器Ｒ３１８の並列接続分となる。この合成抵抗の値は、ダイオードＤ３１９がオフ状態の場合、すなわち抵抗器Ｒ３１８に電流が流れない状態より小さい。
【００４２】
以上の結果、ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９がオンすると、誤差増幅回路３１の利得Ｇ３は上昇する。ここでは、ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９がオンした場合の、誤差増幅回路３１の利得をＧ４とする。
【００４３】
次に図１の光受信器の動作を図２の周波数特性、図３の波形図を用いて動作を説明する。
【００４４】
図２は、第１の実施形態における、差動増幅器２０、誤差増幅回路３１、ローパスフィルタ回路４０で構成する帰還回路６０及び差動増幅器２０の周波数特性を示す。図２の左縦軸は、帰還回路６０の開ループ利得を示す。図２の右縦軸は、差動増幅器２０の利得を示す。ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９がオフ状態、すなわち、入力信号レベルが低い場合における帰還回路６０の動作は図５と同様である。すなわち、帰還回路６０の利得は、低域側でＧ１であり、ｆ１以上の周波数では減少し、ｆ２までは１より大きい値をもつ。
【００４５】
一方、ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９がオンする大入力時には、誤差増幅回路３１の利得は先に説明した動作によりＧ４まで上昇する。そして、帰還回路６０の利得は、低域側ではＧ２とＧ４の積Ｇ５になり、周波数がｆ１を超えると利得は減少する。その結果、ユニティゲイン周波数はＧ５×ｆ１の積であるｆ３まで高くなる。
【００４６】
差動増幅器２０の利得の周波数特性は、信号入力レベルが小さい場合には図５と同様である。しかし、信号入力レベルが大きくなると、帰還回路６０のユニティゲイン周波数がｆ３にシフトする結果、差動増幅器２０の高域側の利得はＧ２で一定であるが、ｆ３以下の周波数では、利得が２０ｄＢ／ｄｅｃの傾きで減少する。いいかえれば、帰還回路６０のユニティゲイン周波数が上昇する結果、低周波数領域の帰還量が増加し、差動増幅器２０の出力信号から低周波成分が減少することになる。このように、第１の実施形態のバースト受信器１１０では、入力信号の振幅に応じて差動増幅器２０の低域遮断周波数が変化する。
【００４７】
図３は、第１の実施形態のバースト受信器１１０の各部の信号波形を示す。図３の（ａ）は、フォトダイオードＰＤ１への光入力信号の波形を示す。図３の（ｂ）は差動増幅器２０の入力波形、（ｃ）は差動増幅器２０の出力波形を示す。ここで、図３（ｂ）、（ｃ）における実線は、差動増幅器２０における正相の入出力端子２０１，２０３の波形を、破線は逆相の入出力端子２０２，２０４の波形を表す。差動増幅器２０の出力がある一定の振幅を上回っている間は、ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９がオン状態となる。その結果、差動増幅器２０の低域遮断周波数が上昇する。
【００４８】
このため、差動増幅器２０の正相の入力端子２０１へ入力される帰還信号に含まれる低域成分が減少し、帰還信号の応答速度が速くなる。これにより、バースト応答の引き込み時間が短縮される。図３（ｃ）にこの様子を示す。図３（ｃ）における「周波数特性変化点」は、これ以上の振幅では、ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９がオンになり、帰還回路６０のユニティゲイン周波数が高域にシフトする振幅を示している。第１の実施形態においては、差動増幅器２０の出力振幅が周波数特性変化点よりも大きい間、帰還信号の応答が高速化される。その結果、図３（ｃ）に示した引き込み時間は、図６（ｃ）で示した引き込み時間より短くなっている。そして、引き込み時間が短くなることで、引き込み時間の間のデータの誤検出量が低減される。
【００４９】
ここで、ダイオードがオンとなる差動増幅器２０の出力振幅は、ダイオードＤ３１７，Ｄ３１９の閾値Ｖｔｈにより定まる。また、帰還回路の開ループ利得は、抵抗値により設定が可能である。
【００５０】
以上のように、本発明の第１の実施形態のバースト受信器は、入力信号の振幅が所定の値を超えると帰還回路の利得を増大させ、低域の帰還量を増加させることで、誤差増幅回路の応答を高速化している。その結果、本発明の第１の実施形態のバースト受信器は、振幅の大きい信号が入力された直後に受信される振幅の小さいバースト信号の引き込み時間を短縮できる。ひいては、本発明の第１の実施形態のバースト受信器は、同一符号の連続受信耐力を向上させるために帰還信号の応答速度が比較的低速に設定されたバースト受信器であっても、受信データの誤検出を防止できるという効果がある。
［第２の実施形態］
図７は、本発明をバースト受信器に適用した第２の実施形態の構成を示す図である。第２の実施形態においては、第１の実施形態におけるダイオードＤ３１７，Ｄ３１９に代えてツェナーダイオードＤ３２７，Ｄ３２９を使用している。
【００５１】
なお、以下の実施形態において、同一符号で示される回路あるいは素子の動作は、それぞれ初出の箇所での説明と同様であるので個々の実施形態における詳細な説明は省略する。
【００５２】
ツェナーダイオードは、逆方向電圧がツェナー電圧Ｖｚを越えるとブレークダウンして逆方向に電流が流れる特性を備える。従って、図７に示したバースト受信器２００において、差動増幅器２０の正相出力端子２０３の出力電圧が演算増幅器３１１の正相入力端子３６１の電圧に対しツェナー電圧Ｖｚ以上高くなると、ツェナーダイオードＤ３２７はブレークダウンして抵抗器Ｒ３１６にも電流が流れる。その結果、抵抗器Ｒ３１２、Ｒ３１６、ダイオードＤ３１７からなる回路の合成抵抗は、ツェナーダイオードＤ３１７がブレークダウンしていない状態よりも小さくなる。
【００５３】
以上の動作は、差動増幅器２０の逆相出力端子２０４と演算増幅器３１１の逆相入力端子３６２とを結ぶ回路についても同様である。すなわち、差動増幅器２０の逆相出力端子２０４の電圧が演算増幅器３１１の正相入力端子３６１の電圧に対しツェナー電圧Ｖｚ以上低くなると、ツェナーダイオードＤ３２９はブレークダウンし、抵抗器３１８にも電流が流れる。その結果、抵抗器Ｒ３１４と並列に接続された抵抗器Ｒ３１８、ツェナーダイオードＤ３２９からなる回路の合成抵抗は、ツェナーダイオードＤ３２９がブレークダウンしない場合よりも小さくなる。
【００５４】
その結果、第２の実施形態のバースト受信器２００も、第１の実施形態と同様に、差動増幅器２０の出力レベルが高くなると図２で説明したように低域遮断周波数が上昇する。そして、第１の実施形態における説明と同様の動作により、第２の実施形態のバースト受信器２００も、振幅の大きい信号の直後に振幅の小さい信号が入力された場合に、信号の引き込み時間を短縮することができる。ことを防止できる。そして、第２の実施形態のバースト受信器２００も、同一符号の連続受信耐力を向上させるために帰還信号の応答速度が比較的低速に設定されたバースト受信器であっても、受信データの誤検出を防止できるという効果を奏する。
【００５５】
さらに、ツェナーダイオードには、ブレークダウン電圧が異なる品種が多く存在している。従って、第２の実施形態のバースト受信器においては、より使用条件に近いブレークダウン電圧を持つツェナーダイオードを選択して使用することにより、バースト受信器２００の動作条件をより詳細に設定できるという効果もある。
【００５６】
なお、第１の実施形態及び第２の実施形態においては、電圧が上昇すると導通するデバイスとしてダイオードまたはツェナーダイオードを用いた。しかしながら、電圧が上昇すると導通する特性を備えたデバイスであれば、ダイオードまたはツェナーダイオード以外のデバイスを用いても第１の実施形態及び第２の実施形態と同様の効果が得られることは明らかである。電圧が上昇すると導通する特性を備えた他のデバイスとしては、例えばバリスタが挙げられる。しかしながら、本発明に適用可能なデバイスは、これらに限定されない。
［第３の実施形態］
図８は、本発明をバースト受信器に適用した第３の実施形態の構成を示す図である。第３の実施形態のバースト受信器３００においては、第１の実施形態におけるダイオードＤ３１７及びＤ３１９に代えて、電界効果トランジスタＴＲ４０１及びＴＲ４０２を備える。電界効果トランジスタＴＲ４０１はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、電界効果トランジスタＴＲ４０２はＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴである。電界効果トランジスタＴＲ４０１及びＴＲ４０２のドレインは差動増幅器２０の差動出力に接続され、電界効果トランジスタＴＲ４０１及びＴＲ４０２のソースはそれぞれ抵抗器Ｒ３１６及びＲ３１８に接続されている。また、電界効果トランジスタＴＲ４０１及びＴＲ４０２のゲートには、差動増幅器２０の差動出力を抵抗器で分圧した電圧が印加される。
【００５７】
図８のバースト受信器３００において、差動増幅器２０の差動出力の振幅が増大し、電界効果トランジスタＴＲ４０１及びＴＲ４０２のゲート電圧がそれぞれの電界効果トランジスタの閾電圧を越えると、電界効果トランジスタＴＲ４０１及びＴＲ４０２のドレイン・ソース間が導通して抵抗器Ｒ３１６，Ｒ３１８に電流が流れる。抵抗器Ｒ３１６，Ｒ３１８に電流が流れると、第１及び第２の実施形態と同様の動作により、誤差増幅回路３３の利得が上昇する。
【００５８】
その結果、第３の実施形態のバースト受信器３００も、第１及び第２の実施形態と同様に、差動増幅器２０の出力レベルが高くなると、図２で説明したように低域遮断周波数が上昇する。そして、第１実施形態における説明と同様の動作により、第３の実施形態のバースト受信器３００も、同一符号を連続して受信できるように帰還信号の応答速度が比較的低速に設定されたバースト受信器であっても、受信データの誤検出を防止できるという効果を奏する。
【００５９】
なお、第３の実施形態ではＭＯＳ−ＦＥＴを使用して抵抗器Ｒ３１６，Ｒ３１８に流れる電流を制御し、誤差増幅回路３３の利得を変化させた。しかしながら、ＭＯＳ−ＦＥＴに代えて接合型ＦＥＴ、トランジスタあるいはアナログスイッチを用いても、同様の作用を生じさせることが可能である。
［第４の実施形態］
図９は、本発明をバースト受信器に適用した第４の実施形態の構成を示す図である。第４の実施形態のバースト受信器４００では、誤差増幅回路３１を構成する抵抗器Ｒ３１３及びＲ３１５に、それぞれ直列にトンネルダイオードＤ３３７及びＤ３３９が接続されている。トンネルダイオードは、所定の電圧領域においてはその両端の電圧が増加すると流れる順方向電流が減少する性質を備えている。この電圧領域を負性抵抗領域という。第４の実施形態においては、差動増幅器２０の出力振幅の範囲内ではトンネルダイオードＤ３３７及びＤ３３９が負性抵抗領域で動作するように回路定数が設定される。
【００６０】
負性抵抗領域では、トンネルダイオードＤ３３７及びＤ３３９の順方向電圧が増加すると、トンネルダイオードＤ３３７及びＤ３３９に流れる順方向電流が減少する。従って、差動増幅器２０の出力振幅が増加すると、トンネルダイオードＤ３３７及びＤ３３９に流れる順方向電流が減少する。
【００６１】
ここで、トンネルダイオードＤ３３７及びＤ３３９に流れる電流が減少することは、抵抗器Ｒ３１３及びＲ３１５の抵抗値が増大するのと等価である。従って、トンネルダイオードＤ３３７及びＤ３３９に流れる電流が減少すると、誤差増幅器３４の利得が増大する。
【００６２】
その結果、第４の実施形態のバースト受信器４００も、第１及び第２の実施形態と同様に、差動増幅器２０の出力レベルが高くなると図２で説明したように低域遮断周波数が上昇する。従って、第１実施形態における説明と同様の動作により、第４の実施形態のバースト受信器４００も、同一符号を連続して受信できるように帰還信号の応答速度が比較的低速に設定されいても受信データの誤検出を防止できるという効果を奏する。
【００６３】
なお、第４の実施形態のバースト受信器４００では負性抵抗特性を備えたデバイスとしてトンネルダイオードを使用して、抵抗器Ｒ３１３，Ｒ３１５に流れる電流を制御し、誤差増幅回路３４の利得を変化させた。しかしながら、トンネルダイオードに代えて負性抵抗特性を持つ他の素子を用いても、第４の実施形態と同様の作用を生じさせることが可能である。
［第５の実施形態］
図１０は、本発明をバースト受信器に適用した第５の実施形態の構成を示す図である。第５の実施形態のバースト受信器５００では、ローパスフィルタ４１を構成する抵抗器Ｒ４０１と並列に、直列接続された抵抗器Ｒ４１１とダイオードＤ４１２とが接続される。
【００６４】
差動増幅器２０の出力が増大して誤差増幅回路３０の出力電圧が増加し、ダイオードＤ４１２の両端の電圧が閾電圧Ｖｔｈよりも高くなると、ダイオードＤ４１２はオン状態となり、抵抗器Ｒ４１１にも電流が流れる。その結果、抵抗器Ｒ４０１、Ｒ４１１、ダイオードＤ４１２からなる回路の合成抵抗は、ほぼ抵抗器Ｒ４０１と抵抗器Ｒ４１１の並列接続分となる。この合成抵抗の値は、ダイオードＤ４１２がオフ状態の場合、すなわち抵抗器Ｒ４１１に電流が流れない状態より小さい。
【００６５】
容量Ｃのコンデンサと抵抗値Ｒの抵抗器とからなる１次ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆは、ｆ＝１／（２πＣＲ）で与えられる。従って、第５の実施形態において、ダイオードＤ４１２がオンすると上式のＲが減少するので、ローパスフィルタ４１のカットオフ周波数が上昇する。その結果、図２においてローパスフィルタのユニティゲイン周波数が上昇した場合と同様の効果がもたらされる。従って、第５の実施形態のバースト受信器も、差動増幅器２０の出力レベルが高くなると低域遮断周波数が上昇する。
【００６６】
そして、第１実施形態における説明と同様の動作により、第５の実施形態のバースト受信器５００も、帰還信号の応答速度が比較的低速に設定されていても、受信データの誤検出を防止できるという効果を奏する。
【００６７】
第５の実施形態では差動増幅器の出力が高くなった場合にローパスフィルタ４１を構成する抵抗器の抵抗値を下げることで、ローパスフィルタのカットオフ周波数を上昇させた。しかし、差動増幅器の出力が高くなった場合に、ローパスフィルタ４１を構成するコンデンサＣ４０２の容量を低下させることで、ローパスフィルタのカットオフ周波数を上昇させてもよい。これは、たとえばコンデンサＣ４０２に代えて、可変容量ダイオードを使用することで実現可能である。
【００６８】
また、第２及び第３の実施形態で説明したように、ダイオードＤ４１２に代えて、ツェナーダイオード、電界効果トランジスタ、トランジスタあるいはアナログスイッチを用いても、第５の実施形態と同様の効果が得られることは明らかである。
［第６の実施形態］
図１１は、本発明の第６の実施形態の帰還増幅器６００の構成を示す図である。帰還増幅器６００は、差動入力及び差動出力を備えた差動増幅器６１０と、誤差増幅器６２０とを備える。
【００６９】
図１１を参照すると、差動増幅器６１０の差動出力は、誤差増幅回路６２０の入力に接続されている。そして、誤差増幅器６２０の出力は、差動増幅器６００の差動入力の一方に接続される。
【００７０】
ここで、誤差増幅器６２０は、差動増幅器６１０の出力電圧が所定の値を超えると、誤差増幅器６２０は、差動増幅器６１０の出力において、所定の周波数よりも低い周波数成分に対する利得を減少させるように動作する。
【００７１】
すなわち、本発明の第６の実施形態の帰還増幅器６００は、差動増幅器６１０への入力電圧が大きくなると誤差増幅器６２０への入力電圧も大きくなる。そして、誤差増幅器６２０への入力電圧が所定の値を超えると、誤差増幅器６２０は、誤差増幅器６２０が出力する信号の低周波成分の利得を増加させる。
【００７２】
誤差増幅器６２０が出力する信号の低周波成分の利得増加すると差動増幅器６１０に対する低周波成分の帰還量が増大し、差動増幅器６１０の低周波成分に対する利得が減少する。その結果、大振幅の入力信号に対する差動増幅器６１０の応答が高速化されるので、大振幅の入力信号の増幅時に、増幅された信号の低域成分により、続いて増幅するデータの引き込み時間が長くなることを防ぐことができる。
【００７３】
従って、本発明の第６の実施形態の帰還増幅器６００を低域遮断周波数が低い光受信器に適用することで、帰還信号の応答速度が比較的低速に設定されたバースト受信器であっても、受信データの誤検出を防止できるバースト受信器を実現可能である。
［第７の実施形態］
図１３は、本発明をバースト受信器に適用した第７の実施形態の構成を示す図である。
【００７４】
第７の実施形態のバースト受信器７００においては、ローパスフィルタ４２は、ローパスフィルタ４２１、４２２が直列に接続されて構成される。そして、ローパスフィルタ４２２には、アナログスイッチＳ７１が並列に接続されている。アナログスイッチＳ７１の制御端子７０１には、誤差増幅回路３０の出力を抵抗器で分圧した電圧が印加される。制御端子７０１に印加される電圧が、アナログスイッチＳ７１のオン電圧Ｖｏｎよりも高くなると、アナログスイッチＳ７１はオン状態となる。
【００７５】
差動増幅器２０の出力電圧が低い場合は、誤差増幅回路３０の出力電圧も低いので、アナログスイッチＳ７１はオフ状態である。従って、差動増幅器２０の出力電圧が低い場合は、誤差増幅回路３０の出力は、ローパスフィルタ４２１及び４２２を通過して出力される。この場合、ローパスフィルタ４２の特性は、ローパスフィルタ４２１と４２２とを直列に接続した特性となる。たとえば、ローパスフィルタ４２１と４２２とが同一のカットオフ周波数ｆ１を有し、それらの減衰特性がいずれも−２０ｄＢ／ｄｅｃである場合、ローパスフィルタ４２の減衰率は、−４０ｄＢ／ｄｅｃとなる。
【００７６】
差動増幅器２０の出力が増大して誤差増幅回路３０の出力電圧が増加すると、制御端子７０１に印加される電圧も上昇する。そして、制御端子７０１に印加される電圧がアナログスイッチＳ７１のオン電圧Ｖｏｎよりも高くなると、アナログスイッチＳ７１はオン状態となる。その結果、ローパスフィルタ４２２に流れていた電流は、アナログスイッチＳ７１に流れるようになる。
【００７７】
アナログスイッチＳ７１がオン状態となると、ローパスフィルタ４２の特性は、ローパスフィルタ４２１のみの特性となる。すなわち、ローパスフィルタ４２１、４２２の減衰特性がいずれも−２０ｄＢ／ｄｅｃである場合、アナログスイッチＳ７１がオンすると、カットオフ周波数より高い周波数におけるローパスフィルタ４２の減衰率は、−４０ｄＢ／ｄｅｃから−２０ｄＢ／ｄｅｃに変化する。
【００７８】
図１４は、第７の実施形態における、差動増幅器２０、誤差増幅回路３０、ローパスフィルタ４２で構成する帰還回路７０と、差動増幅器２０との利得の例を示す図である。図１４において、ローパスフィルタ４２１、４２２のカットオフ周波数はｆ１であり、周波数ｆ１以上の領域における減衰特性は−２０ｄＢ／ｄｅｃである。図１４の実線は、アナログスイッチＳ７１がオフ状態の場合、破線はアナログスイッチＳ７１がオン状態の場合を示す。
アナログスイッチＳ７１がオフ状態からオン状態に変化すると、ローパスフィルタ４２の減衰率特性が、−４０ｄＢ／ｄｅｃから−２０ｄＢ／ｄｅｃに変化するので、帰還回路７１のユニティゲイン周波数がｆ４からｆ５へ上昇する。このため、差動増幅器２０に対する低周波領域の帰還量が増大し、差動増幅器の低周波領域における利得が減少する。すなわち、第７の実施形態のバースト受信器は、差動増幅器２０の出力レベルが高くなると、差動増幅器２０に含まれる低周波領域の成分が減少する。
【００７９】
従って、第７の実施形態のバースト受信器７００も、第１〜第５の実施形態のバースト受信器と同様に、帰還信号の応答速度が比較的低速に設定されていても、受信データの誤検出を防止できるという効果を奏する。
【００８０】
なお、第７の実施形態のローパスフィルタ４２の構成は上記の説明の例に限られるものではなく、差動増幅器２０の出力レベルが高くなると減衰率が減少する特性を備えたものであれば上記と同様の効果を得ることができることは明らかである。
【符号の説明】
【００８１】
１００、１１０、２００、３００、４００、５００、７００  バースト受信器
１０  トランスインピーダンス増幅器
２０  差動増幅器
３０〜３４  誤差増幅回路
４０、４１、４２，４２１，４２２  ローパスフィルタ
５０、６０、７０  帰還回路
２０１、３０６、３６１  正相入力端子
２０２、３０７、３６２  逆相入力端子
２０３  正相出力端子
２０４  逆相出力端子
３０１、３１１  演算増幅器
３０８、３６３  出力端子
６００  帰還増幅器
６１０  差動増幅器
６２０  誤差増幅器
７０１  制御端子
Ｒ１０２〜Ｒ３１８、Ｒ４０１，Ｒ４１１  抵抗器
Ｃ４０２  コンデンサ
Ｄ３１７、Ｄ３１９、Ｄ４１２  ダイオード
Ｄ３２７，Ｄ３２９  ツェナーダイオード
Ｄ３３７，Ｄ３３９  トンネルダイオード
ＰＤ１  フォトダイオード
ＴＲ４０１，ＴＲ４０２  電界効果トランジスタ
Ｓ７１  アナログスイッチ
【図１】
2011066751.tif 000003
【図２】
2011066751.tif 000004
【図３】
2011066751.tif 000005
【図４】
2011066751.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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