(57)【要約】【課題】小容量のキャパシタンス素子を介して信号検出可能な高入力インピーダンスでかつひずみの少ない緩衝増幅回路を、極端に高抵抗値、高容量値の抵抗器やコンデンサーを用いずに実現する。【解決手段】非反転増幅回路と、前記非反転増幅回路に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、前記非反転増幅回路の出力信号を分圧する分圧回路と、該分圧回路信号を前記非反転増幅回路の入力端子に帰還するインピーダンス素子を含んで構成する。【選択図】図１
2011188406.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
非反転増幅回路と、前記非反転増幅回路に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、前記非反転増幅回路の出力信号を分圧する分圧回路と、該分圧回路信号を前記非反転増幅回路の入力端子に帰還するインピーダンス素子を含んで構成されることを特徴とする電子回路。
【請求項２】
前記インピーダンス素子は抵抗器であることを特徴とする請求項１に記載の電子回路。
【請求項３】
さらに前記分圧回路と前記インピーダンス素子の間にコンデンサーおよび抵抗器による微分回路が挿入されていることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の電子回路。
【請求項４】
前記非反転増幅回路の出力端子から前記非反転増幅回路の入力端子に帰還するインピーダンス素子に至る経路内において、さらに所定の直流電圧を発生する電圧源と、前記非反転増幅回路出力と前記電圧源出力を合成する合成回路と、を含んで構成されることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の電子回路。
【請求項５】
前記非反転増幅回路は演算増幅回路と、前記演算増幅回路の出力から該演算増幅回路の反転入力端へ帰還する第一の抵抗器と、前記演算増幅回路の反転入力端子から接地電位に接続された第二および第三の抵抗器によって構成され、前記分圧回路は前記第二および第三の抵抗器によって構成されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電子回路。
【請求項６】
第一の増幅回路と、前記第一の増幅回路と特性および構造の等価な第二の増幅回路と、前記第一および第二の増幅回路出力の差を増幅する差動増幅回路を含んで構成される電子回路であって、前記第一、第二の増幅回路は請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電子回路であることを特徴とする電子回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電子回路を含んで構成されることを特徴とする電子装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高入力インピーダンスを要する緩衝増幅回路およびそれを含む電子装置、特に心電図、脳波などの生体計測の入力部に好適な電子回路および電子装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、心電図計測や脳波を日常的にモニタリングし、健康管理をするための研究が多くなされている。これらの生体情報は信号が微弱であり検出が容易でなく、より信号の検出がしやすい検出電極が開発されている。しかしながら、これらの電極はウェット感のあるゲルなどを用いた接触型の電極であり、日常的にモニタリングするには装着感の悪さが大きな課題である。特許文献１および非特許文献１および２にはゲルなどの接触電極を用いずに容量結合による非接触電極による心電検出の方法が紹介されている。電極の面積と人体との距離から結合容量は数ｐＦでありこのわずかな結合容量を通して周波数１Ｈｚ程度の信号を検出しなければならない。そのために計測器の入力となる緩衝増幅回路には非常に高い入力インピーダンスが要求される。
この対策を取って緩衝増幅回路の入力インピーダンスを高める方法については特許文献２、非特許文献３がある。それぞれを図９（ａ）、（ｂ）に示す。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−８２９３８号公報
【特許文献２】特表２００５−５１１１７４号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】生態医工学Ｖｏｌ．４４Ｎｏ．１(Ｍａｒ．２００６)  ＰＰ．１７７−１８３  丸山敏弘ほか「非接地容量結合型電極による心電図計測」
【非特許文献２】第２３回生体・生理工学シンポジウム論文集ＰＰ．２３３−２３６松田敏之ほか  「静電容量型電極による運転中の心拍変動の非接触計測」
【非特許文献３】信学技報ＩＥＩＣＥテクニカルレポートＭＢＥ２００８−６０（２００８−１０）ＰＰ．３３−２３５  富田ほか「非接触心電計測とその応用」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図９に示す上記先行例の回路の動作に付いて説明し課題を説明する。図９（ａ）は特許文献２で示された回路であり、演算増幅回路を用いたブートストラップ回路である。演算増幅回路９０４によるボルテージフォロワーと２つの抵抗器９０３、９０５（抵抗値Ｒ１、Ｒ２）および帰還コンデンサー９０６（容量値Ｃｂ）から構成される。９０２は上記に説明した容量結合の心電計測等の応用では人体とセンサー間に構成される容量（容量値をＣｐとする）である。以後、このようなセンサーが構成する容量はキャパシタンス素子とよび一般の電子部品をコンデンサーと呼ぶことにする。Ｃｐは数ｐＦと非常に小さいため該素子側からみた入力回路のインピーダンスを非常に高くしなければならない。しかしながら、抵抗器９０３、９０５は無限大にする、すなわち取り除くことはできない。なぜならば、この抵抗器９０３、９０５を無くしてしまうと演算増幅器の非反転入力にＤＣパスがなくなってしまい該回路の動作点が定まらなくなってしまうからである。ブートストラップ回路は抵抗器９０３の両端にかかる電圧差をほぼゼロになるように帰還をかけ、該抵抗器に流れる電流を減少させ見かけ上のインピーダンスを上げる技術である。演算増幅回路９０４の電圧ゲインをＡとすると信号帯域において見かけ上抵抗値Ｒ１はＡ倍すなわちＡＲ１に見えるので抵抗器９０３の実際の値を小さくできる。
しかしながら、入力端子９０１にかかる信号電圧をＶｉ、出力端子９０７から出力される出力電圧をＶｏとしてこの回路の伝達関数（Ｖｏ／Ｖｉ）を下式（１）〜式（５）を用いて計算してみると、式（１）より振幅自乗関数を計算することができる。
【０００６】
【数１】
2011188406.tif 000003
ただし、ここで、
【０００７】
【数２】
2011188406.tif 000004
【０００８】
【数３】
2011188406.tif 000005
【０００９】
【数４】
2011188406.tif 000006
【００１０】
その分子は単調増加であるが、分母は、下式（５）となりＱ2＞０．５でｘ2＞０の範囲で極小値をもつことがわかる。
【００１１】
【数５】
2011188406.tif 000007
【００１２】
ここにｘ＝ｓ／ｊである。すなわちＱ2を０．５以下程度にしないとこの回路のゲイン特性は平坦とならない。式（４）、式（５）よりＣｐが決まった状態で通過域周波数を１Ｈｚ以上、すなわち限界各周波数ω0を２π以下とし、かつ抵抗値Ｒ１、Ｒ２を小さくするとＣｂを大きくしなければならずＱは大きくなってしまう。
【００１３】
Ｒ１＝Ｒ２＝１ＧΩとして、様々なＣｂの値における周波数特性のプロットを図１０（ａ）に示す。Ｃｂを大きくしていくとω0を低くすることがわかるがω0付近で周波数特性にピークを持つようになる。このような特性の回路に三角波１００１のような信号波形を入力した場合の出力信号は図１０（ｂ）に示すように大きくひずむ。図１０ではＣｂ＝１〜１０μＦでは信号は大してひずんでいないように見えるが図１０（ｃ）に示すように長時間プロットしてみると長周期での変動を伴っていることがわかる。すなわち、従来のブートストラップ回路では長周期の変動に弱く、また信号波形を大きく歪ませてしまう。これは上記に述べた心電計測のような周波数１Ｈｚ程度の比較的低周波を扱う機器に対して深刻な課題となる。
【００１４】
さらに上記の従来の回路ではＣｂに対して１〜１０μＦという高容量のコンデンサーを必要とする。このコンデンサーはＡＣの信号が加わるため電解コンデンサーを使うことができずコストや小型化に対して大きな制約を課すことになる。
【００１５】
図９（ｂ）は非特許文献３で紹介されている回路である。抵抗器９０３、９０５も高抵抗値が要求されるため抵抗器の代わりに逆並列につないだＰＮ接合ダイオード９０８、９０９を用い、またコンデンサー９０７を省略している。逆並列ＰＮ接合ダイオード９０９は出力振幅を制限してしまう悪影響があるばかりか演算増幅回路９０４の低出力インピーダンスによって特性にはまったく寄与しない。何らかの錯誤があったと思われる。
この逆並列ＰＮ接合ダイオード９０９がないとして、演算増幅回路の機能を、下式（６）として図９（ｂ）の伝達関数を計算する。
【００１６】
【数６】
2011188406.tif 000008
ここに  Ｖｏ：演算増幅回路出力電圧
Ｖ+：演算増幅回路非反転入力端子電圧
Ｖ-：演算増幅回路反転入力端子電圧
Ｖｏｓ：演算増幅回路のオフセット電圧
Ａ：  演算増幅回路の電圧ゲイン
である。
【００１７】
図９（ｂ）において、入力端子９０１に印加される信号電圧をＶｉとすると、演算増幅回路９０４のＶ+は、下式（７）となる。
【００１８】
【数７】
2011188406.tif 000009
ここで、Ｚは逆並列ＰＮ接合ダイオード９０８の両端の印加電圧がほぼゼロのときのインピーダンスである。これを上記式（６）に代入し伝達関数ＶｏとＶｉの関係を求めると、
下式（８）が得られる。
【００１９】
【数８】
2011188406.tif 000010
式（８）の分子第一項は入力信号Ｖｉの伝達特性を表わし、ハイパス特性になっていることがわかる。分母の虚数部がωＣｐＺの（１＋Ａ）になっており、インピーダンスＺが演算増幅回路のゲインによって非常に高く見せる効果があることがわかる。また、分母はωの一次式であるため、位相平坦性が高く図９（ａ）のような波形のひずみも小さい。
【００２０】
問題は、式（８）の分子第二項である。この項は演算増幅回路のオフセット電圧Ｖｏｓによって生じる誤差項である。ＤＣ（すなわちω＝０）ではＡＶｏｓが現れる。通常Ａは１００万程度あるのでほとんどの場合、出力Ｖｏには大きなオフセット電圧が生じる。場合によっては線形領域を越え飽和してしまう。また、この誤差項には周波数特性も併せ持ちＶｏｓが外部信号や電源変動によって交流成分を持つ場合はこの特性によって影響を受ける。すなわち、この回路接続によって安定な回路を得るには演算増幅回路のオフセット電圧の条件が非常に厳しく、温度変動や長期的な変動によって生じる誤差を避けることができない。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、以下の形態または適用例として実現することが可能である。
【００２２】
〔適用例１〕非反転増幅回路と、前記非反転増幅回路に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、前記非反転増幅回路の出力信号を分圧する分圧回路と、該分圧回路信号を前記非反転増幅回路の入力端子に帰還するインピーダンス素子を含んで構成されることを特徴とする電子回路。
本適用例の上記構成によれば、分圧回路の動作によって入力側に帰還する帰還量を適正に設定することが可能となり、回路の伝達特性の設定自由度をあげることができる。これによって、増幅回路の直線性やオフセット電圧による誤差などは最高の性能のままに、周波数特性の平坦性を確保しひずみの少ない増幅回路を実現することが可能となる。
【００２３】
〔適用例２〕前記インピーダンス素子は抵抗器であることを特徴とする上記適用例１の電子回路。
本適用例の構成によれば、インピーダンス素子が抵抗器のみであるので、回路の伝達特性の分母が各周波数ωの一次式となり平坦な周波数特性を得ることが可能となる。増幅回路の直線性やオフセット電圧による誤差などは最高の性能のままに、周波数特性の平坦性を確保しひずみの少ない増幅回路を実現することが可能となる。
【００２４】
〔適用例３〕さらに前記分圧回路と前記インピーダンス素子の間にコンデンサーおよび抵抗器による微分回路が挿入されていることを特徴とする上記適用例１または２のいずれかに記載の電子回路。
本適用例の構成によれば、上記コンデンサーの働きによって増幅回路の入力側に帰還されるＤＣ成分をカットすることができる。これによって、該電子回路の出力オフセット電圧を最小とすることが可能となる。直線性やオフセット電圧による誤差などは最高の性能のままに、周波数特性の平坦性を確保しひずみの少ない増幅回路を実現することが可能である。
【００２５】
〔適用例４〕前記非反転増幅回路の出力端子から前記非反転増幅回路の入力端子に帰還するインピーダンス素子に至る経路内において、さらに所定の直流電圧を発生する電圧源と、前記非反転増幅回路出力と前記電圧源出力を合成する合成回路と、を含んで構成されることを特徴とする上記適用例１または２のいずれかに記載の電子回路。
本適用例の構成によれば、上記電圧源により、該増幅回路のオフセット電圧を完全に打ち消すことが可能となる。
【００２６】
〔適用例５〕前記非反転増幅回路は演算増幅回路と、前記演算増幅回路の出力から該演算増幅回路の反転入力端へ帰還する第一の抵抗器と、前記演算増幅回路の反転入力端子から接地電位に接続された第二および第三の抵抗器によって構成され、前記分圧回路は前記第二および第三の抵抗器によって構成されることを特徴とする上記適用例１乃至４のいずれかに記載の電子回路。
本適用例の構成によれば、上記非反転増幅回路は演算増幅回路によって構成され、しかもその電圧増幅度は１以上に設定することができる。これによって高入力インピーダンスでありながら電圧増幅度が高くしかもひずみの小さい電子回路を実現することができる。
【００２７】
〔適用例６〕第一の増幅回路と、前記第一の増幅回路と特性および構造の等価な第二の増幅回路と、前記第一および第二の増幅回路出力の差を増幅する差動増幅回路を含んで構成される電子回路であって、前記第一、第二の増幅回路は上記適用例１乃至５のいずれか一つに記載の電子回路であることを特徴とする電子回路。
本適用例の構成によれば、差動増幅回路を構成することができ、同相雑音を有効に排除する電子回路を実現することができる。
【００２８】
〔適用例７〕上記請求項１乃至６のいずれか一つの電子回路を含んで構成されることを特徴とする電子装置。
上記適用例による電子回路は高入力インピーダンスの緩衝増幅回路として最適である。本適用例の構成によれば、上記適用例に記載の電子回路のこの特徴を活かした高性能で高信頼性かつ安価な電子装置の実現が可能となる。特に本適用例の構成によれば、高入力インピーダンスの緩衝増幅回路を必要とする電子装置において、極端に高い抵抗値の抵抗器や高容量値のコンデンサーが不要であるため装置の実現が容易であり大きな利点となる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施例１にかかる電子回路を示す回路図。
【図２】本発明の実施例１にかかる電子回路のシミュレーション結果を説明する図。
【図３】本発明の実施例２にかかる電子回路を示す回路図およびシミュレーション結果を示す図。
【図４】本発明の実施例３にかかる電子回路を示す回路図。
【図５】本発明の実施例４にかかる電子回路を示す回路図。
【図６】本発明の実施例５にかかる電子回路を示す回路図。
【図７】本実施例にかかる電子回路を用いた電子装置（実施例６）の概観を示す図、および構成例を示すブロック図。
【図８】本実施例にかかる電子回路を用いた電子装置（実施例７)の概観を示す図、および構成例を示すブロック図。
【図９】従来の緩衝増幅回路を示す図。
【図１０】従来の緩衝増幅回路のシミュレーション結果を示す図。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、電子回路の実施形態について図面に従って説明する。
【実施例１】
【００３１】
図１は本発明の実施例にかかる電子回路の回路図の一例を示す図である。
本実施例の電子回路は容量結合型電極による心電波形の計測などの入力緩衝増幅回路に適するものである。以下容量結合型電極による心電波形の計測を例に説明するが本発明の適用範囲はこれに限るものではない。
本実施例の電子回路は図１に示すごとく信号の入力端子１０１から演算増幅回路１０４によって構成される非反転増幅回路の入力端子に接続されるキャパシタンス素子１０２と、上記非反転増幅回路の出力信号を分圧する抵抗器１０６（抵抗値Ｒ１）および抵抗器１０５（抵抗値Ｒ２）と、前記抵抗器１０６および抵抗器１０５によって分圧された非反転増幅回路の出力信号を前記非反転増幅回路の入力端子に帰還する抵抗器１０３（抵抗値Ｒｂ）を含んで構成される。出力端子１０７は出力端子であり入力端子１０１に入力された信号が緩衝増幅され出力される。
【００３２】
容量結合型電極は面積数ｃｍ2の導電性の電極で絶縁体を介して胸部、上腕部などに接触させ人体から電気信号を検出するための電極である。本願では上述した通り、この電極と人体間によって形成される容量を含んで構成される素子や一般の電子部品としての容量素子等、容量を含む素子を上位概念としてキャパシタンス素子と呼ぶことにする。これに対して本願では蓄電を目的とする一般の電子部品をコンデンサーと呼ぶことにする。キャパシタンス素子は等価的に電気容量を持って表わすことができ電気回路図として図１に示した。この容量値をＣｐとする。同様に上記導電性電極に対向する皮膚は電気回路の端子としてみることができ図１では入力端子１０１として表わす。心電は心筋細胞内に発生する脱分極、再分極に伴って生じる電気信号であり、１Ｈｚ程度の低周波信号である。この信号源はキャパシタンス素子１０２のこの周波数におけるインピーダンスに比較して無視できるほどの人体抵抗を通して入力端子１０１に接続されているとみなすことができる。
【００３３】
本実施例では非反転増幅回路としてボルテージフォロワーと呼ばれる演算増幅回路によるゲイン１の非反転増幅回路を用いる場合を例示したがより大きな電圧ゲインをもつ非反転増幅回路も用いることができ、その例は実施例４で後述する。
【００３４】
また演算増幅回路１０４の非反転入力端子はそのまま非反転増幅回路の入力端子となり、反転入力端子は負帰還路に接続され負帰還がかけられる。このため演算増幅回路１０４の高い増幅度によって反転および非反転入力端子は常にほぼ等しい電圧値になるように動作する。これによって演算増幅回路１０４の非反転入力端子の入力インピーダンスはより高く見える。実際図１の回路では演算増幅回路１０４の増幅度をＡとすると該演算増幅回路１０４の反転、非反転における入力端子間のインピーダンスはＡ倍に見えることになる。
【００３５】
ボルテージフォロワーの伝達特性は演算増幅回路１０４の非反転入力端子の電圧をＶ+、出力電圧をＶｏとすると、下式（９）となる。
【００３６】
【数９】
2011188406.tif 000011
ここでＶｏｓは演算増幅回路１０４のオフセット電圧である。Ａは十分高いとした。
抵抗器１０６および１０５による分圧比をｋ（＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））として、Ｒｂ＞＞Ｒ１、Ｒ２とすると、下式（１０）となる。
【００３７】
【数１０】
2011188406.tif 000012
【００３８】
式（１０）を式（９）に代入して整理すると、下式（１１）となる。
【００３９】
【数１１】
2011188406.tif 000013
式（１１）の分子第一項は入力信号Ｖｉの伝達特性を示す。ハイパス特性となっておりＲｂが１／（１−ｋ）倍に見えることがわかる。
【００４０】
また第二項はオフセット電圧による誤差項である。ＶｏｓがＤＣでなく、何らかの変動成分を有すると変動の周波数が高いほどＶｏｓの影響は小さくなる。Ｖｏｓの変動周波数が低い場合、すなわちＤＣに近くなるとＶｏｓの影響は１／（１−ｋ）倍、すなわちおよそＲ２／Ｒ１倍に拡大される。しかし、この値は、上述した従来の回路におけるＶｏｓの影響が演算増幅回路のゲイン倍に拡大されたのに比較すると十分に小さい値であり、容認できる値に設定することが可能である。
【００４１】
上記実施例による電子回路のシミュレーションの結果を図２に示し、その動作を説明する。シミュレーションは容量結合型電極により心電波形を検出する心電計測を考慮し模擬心電波形を用いて行ったものである。
【００４２】
まず、使用した信号の模擬波形について説明する。図２（ａ）は典型的な心電波形を例示する図である。心電信号は心室心房の脱分極と再分極に伴って発生する微小な（数ｍＶ程度）周期信号であり、Ｐ波、Ｒ波、Ｔ波などと名前がつけられている。その周期はほぼ１秒である。本願では回路のシミュレーションを行うためにこの波形をモデル化して図２（ｂ）に示すような模擬波形を用いる。すなわちＲ波のみをパルス幅０．１秒の三角波で近似し他は省略する。波高値は１０ｍＶとし、周期は１秒とする。
【００４３】
シミュレーションは実現の容易な現実的な回路定数を用いて行った。その回路定数を以下に示すが、これは一例でありこの値に限るものではない。
Ｃｐ：キャパシタンス素子１０２の容量        ８．８５ｐＦ
Ｒｂ：抵抗器１０３の抵抗値                  １０ＭΩ
Ｖｏｓ：演算増幅回路１０４のオフセット電圧  １μＶ
Ｒ１：抵抗器１０６の抵抗値                  １０ｋΩの（１−ｋ）倍
Ｒ２：抵抗器１０５の抵抗値                  １０ｋΩのｋ倍
ｋ：  抵抗器１０６、１０５による分圧比    １−１０-3、１−１０-4、１−１０-5、１−１０-6の４種
ｓ：  ｓ＝１−ｋ
Ａ：  演算増幅回路１０４の電圧ゲイン        １０5
【００４４】
図２（ｃ）にトランジェントシミュレーションによる出力応答波形を示す。図２（ｃ）においては、入力端子１０１に入力される入力信号波形２０１と、出力端子１０７より出力される出力波形２０２、２０３、２０４、２０５とが示されている。シミュレーションでは同一グラフに４つの異なるｓ（＝１−ｋ）の値の場合をプロットできるように意図的にＶｏｓを小さな１μＶとしている。出力波形２０２はｓ＝１０-3、出力波形２０３はｓ＝１０-4、出力波形２０４はｓ＝１０-5、出力波形２０５はｓ＝１０-6の場合である。上記の説明では出力のオフセット電圧はＶｏｓの１／（１−ｋ）倍、すなわち１／ｓ倍となるはずであるがそのようになっていない。これは上記説明では演算増幅回路１０４の電圧ゲインＡを無限大とし理想的なボルテージフォロワーを構成しているとして計算したが、シミュレーションではＡを意図的に低めの１０5に設定したためである。図からわかるようにｋ＝１−１０-4程度に設定すればＶｏｓが０．１ｍＶ程度あっても出力オフセットは１Ｖであり演算増幅回路を飽和させず動作させることが可能であることがわかる。さらにＶｏｓの影響を軽減するにはＲｂを大きくしてｋを小さくするとよい。
【００４５】
図２（ｄ）に、図２（ｃ）の細部がより詳しく見えるようにオフセット電圧をさらに小さくして（Ｖｏｓ＝２０ｎＶ）、また入力信号を５ｍＶオフセットし拡大プロットした図を示す。図２（ｄ）においては、入力信号２０６、出力信号２０７〜２１０が示されており、出力信号２０７はｓ＝１０-3、出力信号２０８はｓ＝１０-4、出力信号２０９はｓ＝１０-5、出力信号２１０はｓ＝１０-6の場合である。分圧比ｋの値を変化させるとそれによって周波数特性が変化し、この値を適当に設定することによって波形ひずみのない良好な応答が得られることがわかる。シミュレーションからｓ＝１０-4すなわちｋ＝１−１０-4程度以下に設定するとひずみのない良好な特性の緩衝増幅回路が実現できることがわかる。
【００４６】
図２（ｅ）にＡＣシミュレーションによるボーデ線図を示す。本実施例の回路では、上記式（１１）に示したように伝達関数の分母子がωの一次式であるために振幅自乗特性にピークは生じない。限界周波数がＣｐ、Ｒｂのみで決まるのではなく、ｋ（またはｓ＝１−ｋ）の値によっても変化する。このため、Ｒｂを高くすることなく限界周波数を下げることができる。
【００４７】
以上述べたように、本実施例に拠れば、従来のように極端に高い抵抗値の抵抗器や高容量のコンデンサーを必要とせずに高インピーダンスでかつ周波数特性による波形ひずみの少ない緩衝増幅回路を提供できる。また演算増幅回路のオフセット電圧の影響を大幅に改善でき、製造過程におけるオフセット調整の手間を省略することが可能であり、また、オフセット電圧の温度変化によるドリフトなどよる緩やかな信号源電位の変動などの影響も緩和できる。これによって装置の製造コストを下げまた高信頼性が確保できる。
【実施例２】
【００４８】
図３は本発明の実施例にかかる電子回路の回路図の他の例を示す図である。
本実施例２の電子回路は実施例１に比較して演算増幅回路のオフセット電圧の影響をさらに緩和する。本実施例による電子回路は容量結合型電極による心電波形の計測などの入力緩衝増幅回路に好適に用いることができる。以下容量結合型電極による心電波形の計測を例に説明するが本発明の適用範囲はこれに限るものではない。
【００４９】
本実施例の電子回路は図３に示すごとく信号の入力端子３０１から演算増幅回路３０４によって構成される非反転増幅回路の入力端子に接続されるキャパシタンス素子３０２と、上記非反転増幅回路出力信号を分圧する抵抗器３０６（抵抗値Ｒ１）および抵抗器３０５（抵抗値Ｒ２）と、前記抵抗器３０６および抵抗器３０５によって分圧された非反転増幅回路の出力信号を微分する微分回路を構成するためのコンデンサー３０９（容量値をＣｂ）および抵抗器３０８（抵抗値Ｒｂ２）および前記非反転増幅回路に入力する抵抗器３０３（抵抗値Ｒｂ１）を含んで構成される。出力端子３０７は出力端子であり入力端子３０１に入力された信号が緩衝増幅され出力される。
【００５０】
容量結合型電極は面積数ｃｍ2の導電性の電極で絶縁体を介して胸部、上腕部などに接触させ人体から電気信号を検出するための電極である。本願ではこの電極と人体間によって形成される容量を含んで構成される素子や一般の電子部品としての容量素子等、容量を含む素子を上位概念としてキャパシタンス素子と呼ぶことにする。これに対して本願では蓄電を目的とする一般の電子部品をコンデンサーと呼ぶことにする。キャパシタンス素子は等価的に電気容量を持って表わすことができ電気回路図として図３に示した。同様に上記導電性電極に対向する皮膚は電気回路の端子としてみることができ図３では入力端子３０１として表わす。心電は心筋細胞内に発生する脱分極、再分極に伴って生じる電気信号であり、１Ｈｚ程度の低周波信号である。この信号源はキャパシタンス素子３０２のこの周波数におけるインピーダンスに比較して無視できるほどの人体抵抗を通して入力端子３０１に接続されているとみなすことができる。
【００５１】
この電子回路の出力端子３０７の電圧Ｖｏと入力端子３０１の電圧Ｖｉとの関係を計算すると、抵抗値Ｒ１がＣｂのリアクタンスに比較して十分に小さいとして、下式（１２）となる。
【００５２】
【数１２】
2011188406.tif 000014
ここで、Ｖｏｓは演算増幅回路３０４のオフセット電圧であり、ｋ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）である。抵抗値Ｒ１は他の素子に比較して十分インピーダンスが低いとした。
【００５３】
式（１２）の第一項は入力信号Ｖｉの伝達特性を示す。同式第一項の係数が伝達関数となる。式からわかるように伝達特性はハイパス特性を示す。これを上記式（１）と比較すると、式（１）は分母子でｊωの係数が等しいのに対して、式（１２）ではωの係数が異なりｋの値によってＱの値を調整できることがわかる。これによってω2の係数の設定（すなわち、カットオフ周波数の設定）とは独立にＱの値が設定でき、周波数応答によるひずみを低減することが可能となる。上記式（５）の説明にしたがってＱ2を０．５以上にすると伝達関数の振幅自乗特性は平坦となる。
【００５４】
式（１２）の第二項は演算増幅回路３０４のオフセット電圧Ｖｏｓによる誤差項である。Ｖｏｓの係数の絶対値はωによらずほぼ１である。ゆえに、Ｖｏｓによる誤差はＶｏｓの変動周波数によらずほぼ一定（ほぼ１）となることがわかる。これは上記実施例１のＶｏｓが１／（１−ｋ）倍となって現れたのに比べて大きく特性が改善されている。
【００５５】
図３（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に本実施例の回路のシミュレーション結果を示す。
シミュレーションの入力波形は上記実施例１で用いたものと同じ波形を使用する。実現の容易な現実的な回路定数を用いて行った。回路定数を以下に示すが、これは一例でありこの値に限るものではない。
Ｃｐ：キャパシタンス素子１０２の容量        ８．８５ｐＦ
Ｒｂ：抵抗器１０３の抵抗値                  ２００ＭΩ
Ｖｏｓ：演算増幅回路１０４のオフセット電圧  ３ｍＶ
Ｃｂ：コンデンサー３０９の容量                ５００ｎＦ
Ｒ１：抵抗器１０６の抵抗値                  １０ｋΩの（１−ｋ）倍
Ｒ２：抵抗器１０５の抵抗値                  １０ｋΩのｋ倍
ｋ：  抵抗器１０６、１０５による分圧比      ０．９９、０．９９５、０．９９８、０．９９９、０．９９９９の５種
ｓ：  ｓ＝１−ｋ
Ａ：  演算増幅回路１０４の電圧ゲイン        １０5
【００５６】
Ｖｏｓは上記実施例１にくらべて大幅に大きい３ｍＶを使う。上記に説明したとおり本実施例の回路ではｋの値によって出力オフセット電圧が影響を受けないのでこのような値を取ることができる。図３（ｂ）はｓの値として最適な値（ｓ＝０．００５）を設定したとき、図３（ｃ）は比較としてｓの値が小さすぎる（ｓ＝１０-4）ときの出力信号波形Ｖｏを示す。入力信号波形Ｖｉも同時にプロットしてあるが、グラフを見やすくするために５ｍＶだけレベルをシフトしてある。波形３１１、３１３がＶｉ、波形３１２，３１４がＶｏである。図からわかるようにオフセット電圧の影響はｋの値によって影響を受けない。またｓが最適に設定されたときは波形の基準レベルの変動がなく増幅が行われているが、ｓが小さすぎると基準レベルが変動し信号波形にひずみが生じることが見て取れる。ｓを最適値とした図３（ｂ）でも、わずかに低域の通過特性が十分でないのが見て取れるが、これは上記式（３）で示した限界角周波数ω0を下げるために、Ｒｂ１、Ｒｂ２，Ｃｂのいずれかの値を大きくすればよい。
【００５７】
図３（ｄ）に示した本実施例の回路のボーデ線図を示す。上記の素子定数を用いて上記式（３）で示した限界角周波数ω0を計算すると、ω0≒２．４（約０．４Ｈｚ）である。式（１２）からわかるように、また図３（ｄ）にも示すように本実施例の回路ではω0はＣｐ，Ｒｂ１，Ｒｂ２，Ｃｂによってのみ決まり、上記実施例１のようにｋの値によらない。ｋ（またはｓ＝１−ｋ）はＱの値を調整するだけであり。周波数応答の平坦特性をω0とは独立に調整することを可能にする。
【００５８】
以上述べたように本実施例に拠れば、従来のように極端に高い抵抗値の抵抗器やコンデンサーを必要とせずに高インピーダンスでかつ周波数特性による波形ひずみの少ない緩衝増幅回路を提供できる。また演算増幅回路のオフセット電圧の影響を大幅に改善でき、製造過程におけるオフセット調整の手間を省略することが可能であり、また、オフセット電圧の温度変化によるドリフトなどよる緩やかな信号源電位の変動などの影響も緩和できる。これによって装置の製造コストを下げまた高信頼性が確保できる。
【実施例３】
【００５９】
図４は本発明の実施例にかかる電子回路の回路図の他の例を示す図である。
本実施例の電子回路は実施例１に比較して演算増幅回路のオフセット電圧の影響をさらに緩和しオフセット電圧による誤差をほぼゼロとする。
図４（ａ）に上記実施例１、図４（ｂ）に上記実施例２、の電気回路をさらに改良しオフセット電圧による影響をなくす場合の例を示す。図１または図３（ａ）と同じ番号がついている部品は実施例１、２と同じなので説明を省略する。
図４（ａ）は実施例１でのオフセット電圧による誤差を排除するために出力電圧Ｖｒの電圧源４０１を抵抗器１０５と接地電位の間に挿置する。このときの各ノードのおけるＤＣ電位を計算すると、演算増幅回路１０４の非反転入力端子の電位をＶ+、出力電位をＶｏとするとＶ+は、キャパシタンス素子１０２はＤＣにおいて無限大のインピーダンスを示すので、下式（１３）となる。
【００６０】
【数１３】
2011188406.tif 000015
【００６１】
この式を上記式（９）に代入して整理すると、下式（１４）を得る。
【００６２】
【数１４】
2011188406.tif 000016
ゆえに、下式（１５）となるようにＶｒを設定すれば出力のオフセット電圧をゼロにできる。
【００６３】
【数１５】
2011188406.tif 000017
式（１５）のＶｏｓの係数の絶対値は１／（１−ｋ）であり、１以上の大きな値（１００〜１００００）であるがＶｏｓは大きくても数百μＶであり、Ｖｒは実現可能な電圧値の範囲である。
【００６４】
図４（ｂ）は上記実施例２でのオフセット電圧による誤差を排除するために出力電圧Ｖｒの電圧源４０２を抵抗器３０８と接地電位の間に挿入する。このときの各ノードのおけるＤＣ電位は、コンデンサー３０９およびキャパシタンス素子３０２は無限大のインピーダンスをもつので、上記式（９）より直ちに、下式（１６）を得る。
Ｖｏ＝Ｖｒ＋Ｖｏｓ    ・・・式（１６）
これによって、
Ｖｒ＝−Ｖｏｓ・・・式（１７）
とすれば出力のオフセット電圧をゼロにできる。本実施例の場合はＶｏｓが実施例１のようにｋの値によらず増幅されないので調整はきわめて容易である。
【００６５】
以上述べたように本実施例の上記構成によれば、演算増幅回路のオフセット電圧による誤差を補償しその影響を完全に取り除くことが可能となる。
【実施例４】
【００６６】
図５に上記実施例１および２においてボルテージフォロワーに替えてゲインが１以上の非反転増幅回路を用いる場合を示す。図５（ａ）が上記実施例１、図５（ｂ）が上記実施例２、における回路の非反転増幅回路を変更した場合である。ゲイン１以上の非反転増幅回路は演算増幅回路の出力から反転入力端子への帰還量を１００％より低くすることで構成される。非反転入力端子への帰還はどのような場合においても１００％を超えてはならないから若干の注意が必要である。
上記実施例３の説明と同様に実施例１または２と同じ番号のついている部品については動作が同じなのでその説明を省略する。
【００６７】
図５（ａ）は実施例１のボルテージフォロワーをゲインが１以上の非反転増幅回路に置き換えたものである。非反転増幅回路は演算増幅回路１０４の反転入力端子へ抵抗器５０１（抵抗値Ｒｓ）および抵抗器１０６（抵抗値Ｒ１）、抵抗器１０５（抵抗値Ｒ２）によって出力端子からその信号を分圧して帰還して構成される。図のような接続ではそのゲインＧは、下式（１８）である。
【００６８】
【数１６】
2011188406.tif 000018
上記実施例においては通常ｋは１にきわめて近く設定されるので抵抗値Ｒ１は抵抗値Ｒ２に比較して小さい。そのため上式において近似的にＲ１＝０と置いてもよい。
演算増幅回路では通常動作時は非反転入力端子と反転入力端子間の電位差はきわめて小さいので、反転入力端子と接地電位間の電圧をさらに抵抗器１０６、１０５によって分圧し、抵抗器１０３を通して非反転入力端子への帰還を行えばその帰還量は常に１００％以下とすることができ、安定した回路を実現できる。すなわち、反転入力端子への帰還量を決めるための分圧回路（抵抗器５０１と抵抗器１０６、１０５）とブートストラップのために非反転入力端子へ帰還する帰還量を決める分圧回路（抵抗器１０６と抵抗器１０５）を兼ねることができる。
【００６９】
図５（ｂ）は上記実施例２のボルテージフォロワーをゲインが１以上の非反転増幅回路に置き換えたものである。上記図５（ａ）と同様に非反転増幅回路は演算増幅回路３０４の反転入力端子へ抵抗器５０２（抵抗値Ｒｓ）および抵抗器３０６（抵抗値Ｒ１）、抵抗器３０５（抵抗値Ｒ２）によって出力端子からその信号を分圧して帰還して構成される。図示のような接続ではそのゲインＧは上記式（１８）で示したものとなる。
【００７０】
演算増幅回路では通常動作時は非反転入力端子と反転入力端子間の電位差はきわめて小さいので、反転入力端子と接地電位間の電圧をさらに抵抗器３０６、３０５によって分圧しコンデンサー３０９および抵抗器３０８による微分回路、抵抗器３０３を通して非反転入力端子への帰還を行えばその帰還量は常に１００％以下とすることができ安定な回路を実現できる。すなわち、反転入力端子への帰還量を決めるための分圧回路（抵抗器５０２と抵抗器３０６、３０５）とブートストラップのために非反転入力端子へ帰還する帰還量を決める分圧回路（抵抗器３０６と抵抗器３０５）を兼ねることができる。
【００７１】
以上、上記説明に加えて、実施例３の演算増幅回路のオフセット電圧の調整が可能な回路でもボルテージフォロワーに替えてゲインが１以上の非反転増幅回路の適用が可能であるが、特長や構成は上記説明の繰り返しとなるので説明は省略する。
本実施例によれば上記実施例１、２の特長をそのまま備え、かつゲインが１以上の高入力インピーダンスで周波数特性の良好な緩衝増幅回路を実現できる。
【実施例５】
【００７２】
図６に上記実施例の更に他の実施例を示す。本実施例は特性が同一に設計された上記実施例１〜４のいずれかの増幅回路６０４および増幅回路６０５とそれらの出力電圧の差を増幅する差動増幅回路６０６によって構成される。増幅回路６０４は入力端子６０１から入力された信号を増幅し、増幅回路６０５は入力端子６０２から入力された信号を増幅し、差動増幅回路６０６はシングルエンド出力として出力端子６０３から信号を出力する。増幅回路６０４、６０５と差動増幅回路６０６の間にフィルター回路６０７、６０８を挿入してもよい。高入力インピーダンスの信号検出回路は商用電源や帯電物の移動などによる雑音の影響も受けやすく、それらの妨害を排除するために適宜用いられる。
【００７３】
差動増幅回路６０６はシングルエンド出力でなく平衡出力端子を持つものでもよい。図６では例として増幅回路６０４、６０５には実施例２の回路、差動増幅回路６０６にはシングルエンド出力の差動増幅回路の場合を例示したがこれに限定されない。
【００７４】
本実施例の構成によれば、高入力インピーダンスの差動増幅回路を構成することが可能となり、これによって平衡信号によって同相雑音を排除する高性能の緩衝増幅回路を実現できる。
【実施例６】
【００７５】
図７は本実施例の電子装置を示す図である。本実施例では例として上記実施例にて説明した電子回路および電子装置として、容量結合型センサーを用いた心電波形計測装置を示す。図７（ａ）は心電波形計測装置の概観を例示し、また図７（ｂ）は心電波形計測装置のブロック図を示すととともに該計測装置が実際に動作する際の電気的な環境を表す等価回路を示す。
【００７６】
図７（ａ）は心電波形計測装置７１１の概観を例示し、外筐７０１と容量結合型のセンサー電極７０２が示されている。センサー電極７０２は人体表面に対向しこの電極と人体間に構成される容量を通して心電の電気信号を検出する。表示体７０３は測定結果の表示などに用いられる。心電波形計測装置７１１を構成する回路等の他の構成要素は外筐７０１内部に電池等の電源とともに収納される。外筐７０１は後述するように導電性を持つのが好ましい。センサー電極７０２のサイズは数ｃｍ2またはそれ以下で十分である。半導体集積回路技術などを使うことによってクレジットカードサイズ程度以下に薄くまた小さく装置を構成することは容易である。図７（ａ）は図中Ａの側が表面で表示体７０３はこちら側から見る。またセンサー電極７０２は人体に対向するように、すなわち図のＢ側を人体の胸部、上腕部など心電検出が可能な人体部位に接触させ帯、ベルトなどで固定する。胸部に当てる場合は胸ポケットのついた下着に装着してもよい。これによって、従来の心電計測装置の電極装着時のようにゲルによる粘性のある感触（ねっとりとしたウェット感）などの不快感がなく長時間の計測でも被験者にとって快適である。
【００７７】
図７（ｂ）に本実施例による心電波形計測装置７１１のブロック図および該心電波形計測装置７１１が実際に動作する際の電気的な環境を表す等価回路を示す。
センサー電極７１０を通して検出した信号は上記実施例の説明と同様の電子回路７１３によって緩衝増幅されたのちＡＤ変換回路７１４によってＡＤ変換が行われ、計測すべき心電波形のデータを得る。電子回路７１３として上記実施例１〜５を使用することができる。
【００７８】
ＡＤ変換回路７１４によって得られたデータは処理回路７１５によって適宜雑音の除去、心拍変動（ＨＲＶ）解析などが行われ結果を表示体７１８に表示してもよい。またデータは記憶部７３０に蓄えられ、外部インターフェイス回路７１６によって端子７１９より外部コンピューターなどに有線伝送、または無線インターフェイス７１７によって無線伝送され、外部のコンピューターなどによってより高度な解析やデータ処理を行うこともできる。不整脈等の診断において１日程度の長い計測データが必要なときに特に有効であろう。
【００７９】
本実施例の本計測装置では構造上信号源との直流的なパスを持たない。信号源との結合はキャパシタンス素子によって行われる。特に心電波形計測装置７１１内の基準電位７２０と信号源の人体７２９間の電位も直流的に定めることができず、大地７２８や人体７２９や電波形計測装置７１１の外筐７０１間の容量性結合によって定まることになる。心電波形計測装置７１１の外筐７０１は導電性であり内部の基準電位７２０に接続されているとすると大地７２８、人体７２９、心電波形装置７１１内の基準電位７２０間で考慮すべき結合は図７（ｂ）に示すごとくなる。以下、外筐７０１をＧ、大地７２８をＥ、人体７２９をＭ、誘導雑音等の雑音源７２７をＮと略記し、他の符号は表１に示して説明する。
【００８０】
【表１】
2011188406.tif 000019
【００８１】
信号源７００からの信号を大きく検出するにはＣｐとＺｓを大きく、ＺＧを小さくする必要がある。Ｃｐは物理的制約から数ｐＦが限界であり大きなＺｓが必要であることは上記実施例でも説明した。さらにＺＧをなるべく小さくするには外筐７０１とＭの対向面積を大きくすればよいがセンサー電極７０２に近づけすぎると検出信号が小さくなってしまう。センサー電極７０２からある程度離して図７（ａ）に示すようなフィンなどを用いて対向面積を増やすと効果的である。本装置装着のために用いる帯やベルト内部にこのような電極を含めてもよい。
【００８２】
雑音源からの雑音の影響をなるべく少なくするにはＺ１、Ｚ２をなるべく大きく、ＺＧ、Ｚ３、Ｚ４をなるべく小さくなるようにすればよい。しかし通常これらは、ＺＧ以外は被験者のいる環境によって左右され制御することが難しい。ただし、Ｚ１については図７（ａ）に示すように外筐７０１によってセンサー電極７０２を含んで信号源７００を覆うようにすることにより信号源７００を雑音源７２７から隔離することによってＺ１を大きくすることができる。
【００８３】
ゆえに、装置の設計においてはＺＧを下げ、Ｚｓを上げることしかできない。ＺＧを下げる方法は上述した。Ｚｓについては上記に述べたように上記実施例による電子回路を用いることによって非常に高くできるので容量結合型電極を用いて高性能の安定した心電計測装置を実現できる。
【００８４】
上記実施例による電子回路では抵抗器やコンデンサーに極端な高抵抗、大容量を必要としないので、本計測装置の回路は安価な部品によって構成が可能であり、部品数、製造のコストの低減、小型軽量化、信頼性の確保が容易である。上記実施例による電子回路を使って容量結合型心電計測装置を構成すれば装着感の優れた被験者に負担を与えない快適な装置を提供できる。
【実施例７】
【００８５】
実施例６では本発明の実施例にかかる電子回路を用いた心電計測装置の例を示した。本実施例では図８（ａ）に示すように、もうひとつセンサー電極８０２を追加し２つのセンサー電極を用いて胸部等の異なる２点との間にキャパシタンス素子を構成すると人体皮膚の２点間の電位波形の差を検出することができる。外筐７０１をうまく設計するとＺ１を通じて人体から混入する雑音は同相雑音に変換できる。
【００８６】
図８（ｂ）にセンサー電極８０２を追加した本実施例による心電波形計測装置８１１のブロック図および該計測装置が実際に動作する際の電気的な環境を表す等価回路を示す。実施例６と同じ要素は同じ番号を付し説明を省略する。
本実施例では実施例６に対して以下の表２が追加される。図８（ｂ）では追加したセンサー電極８０２をセンサー電極８１０で示す。
【００８７】
【表２】
2011188406.tif 000020
【００８８】
センサー電極７１０、８１０によって検出された信号は上記実施例による電子回路８１５によって差動増幅され、混入した同相雑音が除去されＡＤ変換回路７１４に入力される。電子回路８１５は上記実施例５の回路を使うことができる。すなわち、電子回路８１５は特性が同一となるように設計された上記実施例１〜４の電子回路８１２、８１３と差動増幅回路８１４によって構成できる。
【００８９】
本実施例による電子装置の上記構成によれば、混入する誘導雑音などの妨害を同相雑音に変換しキャンセルできるので、高い妨害排除能力を有し高性能、高感度の装置を提供できる。上記実施例による電子回路では、抵抗器やコンデンサーに極端な高抵抗、大容量を必要としないので、本計測装置の回路は安価な部品によって構成が可能であり、部品数、製造のコストの低減、小型軽量化、信頼性の確保が容易である。本実施例による電子回路を使って容量結合型心電計測装置を構成すれば装着感の優れた被験者に負担を与えない快適な装置を提供できる。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
以上、本願では心電波形計測装置を例に説明したが、これに限定されるものではない。特に信号源インピーダンスが高く、高入力インピーダンスを要する生体情報などの計測装置において効果が大きい。
【符号の説明】
【００９１】
１０４，３０４…非反転増幅回路を構成する演算増幅回路、１０２，３０２…キャパシタンス素子、１０５，１０６，３０５，３０６…分圧回路を構成する抵抗器、１０３，３０３…インピーダンス素子、３０９…微分回路を構成するコンデンサー、３０８…微分回路を構成する抵抗器、４０１，４０２…電圧源、５０１，５０２…抵抗器、６０６，８１４…差動増幅回路、６０４，６０５，７１３，８１２，８１３，８１５…電子回路。
【図１】
2011188406.tif 000021
【図２】
2011188406.tif 000022
【図３】
2011188406.tif 000023
【図４】
2011188406.tif 000024
【図５】
2011188406.tif 000025
【図６】
2011188406.tif 000026
【図７】
2011188406.tif 000027
【図８】
2011188406.tif 000028
【図９】
2011188406.tif 000029
【図１０】
2011188406.tif 000030