(57)【要約】【課題】基地局（ＢＳ）、中継局（ＲＳ）、および移動局（ＭＳ）を含む協調無線中継ネットワークにおいて、クロストークをキャンセルする。【解決手段】ＲＳでの送信アンテナと受信アンテナとの間の結合チャネルを推定する。クロストーク干渉の測定は、送信アンテナによる前回の送信信号、および結合チャネルに基づく。受信アンテナによって、受信中の信号からクロストーク干渉を減算して残留信号を取得する。次に、送信アンテナによって、残留信号を次の送信信号として送信する。【選択図】図３
2011045048.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
下記ステップがプロセッサを用いて実行され、基地局（ＢＳ）、中継局（ＲＳ）、および移動局（ＭＳ）を含む協調無線中継ネットワークにおいてクロストークをキャンセルするための方法であって、
前記中継局で同一箇所に設置されている送信アンテナと受信アンテナとの間の結合チャネルを推定するステップと、
前記送信アンテナによる前回の送信信号、および前記結合チャネルに基づいてクロストーク干渉を求めるステップと、
残留信号を取得するために、前記受信アンテナによる受信中の信号から前記クロストーク干渉を減算するステップと、
前記送信アンテナによって、前記残留信号を次の送信信号として送信するステップと
を含む方法。
【請求項２】
前記中継局は、周波数シフト型中継局（ＦＳＲＳ）として動作する請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記中継局は、周波数再利用型中継局（ＦＲＲＳ）として動作する請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記中継局は、複数の受信アンテナおよび複数の送信アンテナを有する請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記前回の送信信号は、ｘ（ｎ−１）であり、前記受信中の信号は、ｙ（ｎ）であり、前記クロストーク干渉は、ｉ（ｎ）であり、前記結合チャネルは、ｈｃである請求項１に記載の方法。
【請求項６】
Ｋ個のサブキャリアの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）の場合、前記受信中の信号は、ＯＦＤＭ変調によって表わされ、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアにわたる前記受信シンボルベクトルは、
ｙ（ｎ，ｋ）＝ｓ（ｎ，ｋ）＋ｉ（ｎ，ｋ）＋ｗ（ｎ，ｋ）
であり、ここで、ｎはＯＦＤＭシンボルを表し、ｋはサブキャリアを表し、ｓは所望の信号を表し、ｉはクロストーク干渉を表し、ｗは雑音を表す請求項１に記載の方法。
【請求項７】
複数の連続したＯＦＤＭシンボルに関する前記結合チャネルの前記推定は、反復的に実施される請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記中継局は、増幅転送モードにおいて動作する請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記中継局は、復号転送モードにおいて動作する請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記受信信号および前記次の送信信号は、同一の電力を有する請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記推定するステップは、最小二乗推定を使用する請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
前記推定するステップは、最小平均二乗誤差推定を使用する請求項１に記載の方法。
【請求項１３】
前記受信信号は、前記ＢＳによって送信され、前記次の送信信号は、前記ＭＳによって受信される、請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
前記受信信号は、前記ＭＳによって送信され、前記次の送信信号は、前記ＢＳによって受信される請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
基地局（ＢＳ）、および移動局（ＭＳ）を含む協調無線中継ネットワークにおける中継局であって、
前記中継局で同一箇所に設置されている送信アンテナと受信アンテナとの間の結合チャネルを推定する手段と、
前記送信アンテナによる前回の送信信号、および前記結合チャネルに基づいてクロストーク干渉を求める手段と、
残留信号を取得するために、前記受信アンテナによる受信中の信号から前記クロストーク干渉を減算する手段と、
前記送信アンテナによって、前記残留信号を次の送信信号として送信する手段と
を備える中継局。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には無線中継ネットワークに関し、より詳細には、協調無線中継局におけるクロストークをキャンセルすることに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線ネットワークにおいて、基地局（ＢＳ）は、通常、セルの中心近くに位置する。結果として、セルのエッジ近くの移動局（ＭＳ）で受信される信号の品質は、低下する。この問題は、セルのサイズを縮小することによって解決することができる。しかしながら、これによって、同じカバレッジエリアに対して同じサービスを提供するためには、ＢＳの数を増やす必要があるため、コストが増える。加えて、これにより、また、近傍セルのエッジに存在しているＭＳに対し、高レベルの干渉を引き起こす場合がある。代替的な解決策は、ＢＳとＭＳとの間の通信を支援する、より単純な中継局（ＲＳ）を使用することである。ＲＳは、送信電力およびコストを抑制しつつ、カバレッジおよび信頼性を効果的に増大させることができる。
【０００３】
ＲＳは、ＢＳとＭＳとの間の直接通信が正常に機能しない、セル内のあらゆる場所に配置することができる。ＲＳは、例えば、大規模な公共イベントのために、短期間、ＭＳの数を大幅に増大させたいエリアにおいて、一時的に配置することもできる。
【０００４】
ＲＳは、復号転送（ＤＦ）モードまたは増幅転送（ＡＦ）モードを使用できる。ＤＦモードは、再送信前に受信信号を検出および復調する。ＡＦモードは、再送信前に受信信号を増幅するのみである。
【０００５】
従来、ＲＳは、干渉を減少させるために、異なる周波数または異なる時間を使用できる。周波数再利用型中継局（ＦＲＲＳ）において、送信信号のための周波数帯と、受信信号のための周波数帯とは同一である。周波数シフト型中継局（ＦＳＲＳ）において、送信信号のための周波数帯と、受信信号のための周波数帯とは異なる。ＦＲＲＳは、スペクトル効率を増大する一方、送信信号電力が常に受信信号電力より大きいため、クロストーク干渉が問題となる。ＦＳＲＳにおいては、帯域外リークがクロストーク干渉を引き起こす可能性がある。
【０００６】
クロストークは、送信信号が受信中の信号と干渉するときに起きる。クロストークは、送信アンテナと、同一箇所に設置された受信アンテナとの間、またはアンテナが接続される回線と回路との間の、好ましくない容量結合、誘導結合、若しくは導電結合によって引き起こされる可能性がある。クロストークは、同一チャネル干渉として表される場合が多く、隣接チャネル干渉に関する。Nasr他「Performance of an echo canceller and channel estimator for on-channel repeaters in DVB-T/H networks」（IEEE Trans. Broadcasting, vol.53,no.3,pp.609-618,Sep.2007）、およびMazzotti他 Performance of an echo canceller based on pseudo-noise training sequences」（Proc. 58th Annual IEEE Broadcast Symposium, Oct.2008.）を参照願いたい。
【０００７】
従来技術は、同一箇所に設置された送信アンテナと受信アンテナとの間の結合チャネルを推定するために、ＲＳに、擬似ノイズシーケンスのような専用のパイロット信号を送信することを要求する。パイロット信号は、物理レイヤの既存の信号構造を変え、レガシー規格と互換性をなくしてしまい、さらに、結果として受信機での干渉が生じる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
現在の無線標準規格に対して透過的な、すなわち、物理レイヤでの信号の構造がＢＳおよびＭＳで同一性を維持する、ＲＳでのクロストークキャンセルを実行することが所望される。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の対象の実施の形態は、現在の無線標準規格に従って設計された信号を使用する、無線周波数再利用型中継局（ＦＲＲＳ）または周波数シフト型中継局（ＦＳＲＳ）において、クロストーク干渉をキャンセルするための方法を提供する。
【００１０】
ＲＳは、前回の送信信号および受信中の信号から、送信アンテナと、同一箇所にセットされた受信アンテナとの間の結合チャネルを推定する。結合チャネルに基づいて、ＲＳでのクロストーク干渉を再構成することができ、クロストーク干渉を減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態に従って動作する協調中継ネットワークの概略図である。
【図２】本発明の実施の形態に従って図１のネットワーク内で動作する中継局でのクロストーク干渉の概略図である。
【図３】本発明の実施の形態によるクロストークキャンセル方法のフロー図である。
【図４】本発明の実施の形態によるクロストークキャンセルモジュールのブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態による中継局での最小二乗および最小平均二乗誤差結合チャネル推定モジュールのブロック図である。
【図６】クロストークキャンセル後の正規化した平均二乗誤差（ＭＳＥ）とクロストークキャンセル前の信号対干渉比（ＳＩＲ）とを比較するグラフである。
【図７】クロストークキャンセル後の正規化したＭＳＥを、ジョイント結合チャネル推定のために利用される最近受信したＯＦＤＭシンボルの数と比較するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
中継ネットワーク
図１は、本発明の実施の形態に従って動作する協調中継ネットワーク１００を示す。無線ネットワークは、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、メトロポリタン・エリア・ネットワーク（ＭＡＮ）、または大規模セルラネットワークであってもよい。ネットワークは、基地局（ＢＳ）１０１、中継局（ＲＳ）１０２、および移動局（ＭＳ）１０３を含む。複数のＲＳおよびＭＳがあってもよい。ＢＳは、定位置にあり、ＲＳは、固定されてもよく、時折動いてもよく（ノマディック）、または移動式であってもよい。ＭＳは、通常、移動式である。協調ネットワークにおいて、ＲＳは、リピータとして動作し、ＢＳとＭＳとの間で信号を伝達する（１０５）。または、ＢＳおよびＭＳは、直接通信を行う。
【００１３】
ＲＳは、周波数再利用型中継局（ＦＲＲＳ）または周波数シフト型中継局（ＦＳＲＳ）として動作する。ＲＳは、送受信のために同一の周波数帯を使用することによって協調することができる。したがって、適用される特定の協調方式に依拠して、ＢＳとＭＳとの間に直接の通信リンク１０４のみではなく、協調を達成するように間接的なリンク１０５があってもよい。
【００１４】
ＲＳでのクロストーク干渉
図２は、ＲＳでのクロストーク干渉を示す。クロストーク２０６は、ＲＳ１０２の送信アンテナ２０４と、同一箇所に設置された受信アンテナ２０５との間である。ＦＲＲＳの場合、干渉は、同一チャネル干渉に相当する。ＦＳＲＳの場合、送信信号電力が受信信号電力よりも非常に大きいため、受信信号に対する送信信号の帯域外リークによって干渉が引き起こされる。図２は、ＲＳがダウンリンク方向において、ＢＳからＭＳにデータを転送するように作用するときの、該ＲＳの動作を示すことに留意されたい。アップリンク転送の場合、ＲＳでの受信機および送信機の役割は、逆になることを理解されたい。
【００１５】
ＲＳは、複数の受信アンテナと同一箇所に設置された複数の送信アンテナを有する場合がある。ＲＳでの所望の受信シンボルベクトルは、ｎ番目のシンボル期間、例えば、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボル期間においてｓ（ｎ）である。ＲＳの送信信号の送信シンボル行列またはリークシンボル行列は、
【数１】
2011045048.tif 000003
であり、該行列は、直前のシンボル期間におけるＲＳでの送信シンボルおよび送信フィルタに基づく。ＲＳの送信アンテナから受信アンテナへの合成結合チャネルベクトルは、ｈｃであり、白色雑音ベクトルは、ｗ（ｎ）である。ｎ番目のシンボル期間におけるＲＳでの受信シンボルベクトルは、
【数２】
2011045048.tif 000004
であり、ここで、
【数３】
2011045048.tif 000005
は、ＲＳでクロストーク干渉がキャンセルされることを表す。本発明は、所望の信号ｓ（ｎ）を回復する。すなわち、ｓ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−（ｉ（ｎ）＋ｗ（ｎ））となる。また、ＲＳが１つのシンボルの遅延、ＯＦＤＭのシンボル期間を導入することに留意されたい。これは、後述するように、ＲＳの受信機に既知の干渉をもたらすことによって、結合チャネルの推定を可能にする。
【００１６】
結合チャネル推定に基づくクロストークキャンセル
図３は、本発明の実施の形態によるクロストークキャンセルのための方法を示す。該方法のステップは、中継局でのプロセッサにおいて実行される。
【００１７】
ＲＳ１０２での送信アンテナ２０４と、同一箇所に設置された受信アンテナ２０５との間の結合チャネル３１０を推定する（３０１）。推定された結合チャネル、および直前のシンボル期間においてＲＳによって送信された前回の送信信号Ｔｘ３１１に基づいて、クロストーク干渉３２０を求める（３０２）。
【００１８】
クロストークをキャンセルする（３０３）ために、受信中の信号Ｒｘ３３０からクロストーク干渉３２０を減算し、残留信号３４０を取得する。次に、残留信号を処理して、送信する（３０５）ための所望の次の送信信号を取得する。この方法は、ＢＳからＭＳへのダウンリンク送信の場合にも、ＭＳからＢＳへのアップリンク送信の場合にも、動作することができる。次の信号は、次の反復における前回の送信信号になる。
【００１９】
前回の送信信号
【数４】
2011045048.tif 000006
３１１は、ＲＳによって正確に認識され、該信号は、結合チャネル３１０を推定するのに使用することができる。このようにして、本発明は、従来技術のようにパイロット信号を送信することなく結合チャネルの推定を実現する。ＲＳでは、所望の信号は未知であるため、該信号は、結合チャネルを推定するときに雑音とみなされる。送信アンテナおよび受信アンテナは、ＲＳで同一箇所に設置されているため、結合チャネルは、時間にわたって一定である。それゆえ、本発明では複数の前回の送信シンボル行列を使用して、推定の精度を向上させることができる。
【００２０】
図４は、本発明の実施の形態によるクロストークキャンセル回路を示す。前回の送信シンボル行列
【数５】
2011045048.tif 000007
および、クロストーク干渉ｉ（ｎ）を含む受信中のシンボルベクトルｙ（ｎ）に基づいて、ＲＳでの送信アンテナから受信アンテナへの結合チャネル
【数６】
2011045048.tif 000008
を推定し（３０１）、クロストーク干渉
【数７】
2011045048.tif 000009
を求める（３０２）。次に、受信中の信号からクロストーク干渉を減算し（３０３）、所望の信号の推定値
【数８】
2011045048.tif 000010
を取得し、次の送信信号に関する転送シンボル行列
【数９】
2011045048.tif 000011
を生成する。
【００２１】
ＯＦＤＭ変調によるクロストーク
本発明の１つの実施の形態において、Ｍｔ≧１の送信アンテナのセットと同一箇所に設置されたＭｒ≧１の受信アンテナのセットを有するＲＳでのクロストークをキャンセルする。Ｋ個のサブキャリアの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調の場合、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアにわたる受信シンボルベクトルは、
ｙ（ｎ，ｋ）＝ｓ（ｎ，ｋ）＋ｉ（ｎ，ｋ）＋ｗ（ｎ，ｋ）
であり、ここで、
【数１０】
2011045048.tif 000012
は、クロストーク干渉を表し、
【数１１】
2011045048.tif 000013
は、直前のＯＦＤＭシンボルにおける、ＲＳの送信シンボルベクトルを表し、Ｈｃ（ｋ）はｋ番目のサブキャリアにわたるＲＳの結合キャリアを表す。
【００２２】
多重タップ、時間領域の結合チャネルは、ｌ番目のタップＨｃ，ｌ（１≦ｌ≦Ｌ−１）上のＭｒ×Ｍｔチャネル行列による、Ｌ個のＯＦＤＭのサンプリング間隔である最大遅延を有する。したがって、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアにわたるクロストーク干渉は、以下となる。
【００２３】
【数１２】
2011045048.tif 000014
【００２４】
ここで、記号
【数１３】
2011045048.tif 000015
は、クロネッカー積を表し、ＩＭは、Ｍｒ×Ｍｒ恒等行列を表し、ｖｅｃ（Ｈｃ，ｌ）は、Ｈｃ，ｌの列を単一の列ベクトルにスタックすることによって形成されるＨｃ，ｌのベクトル化を表す。
【００２５】
本発明では、以下のように定義する。
【００２６】
【数１４】
2011045048.tif 000016
【００２７】
ここで、ｈｃは、推定のための合成結合チャネルベクトルを表し、以下を取得する。
【００２８】
【数１５】
2011045048.tif 000017
【００２９】
また、Ｔは転置作用素である。
【００３０】
本発明では、（ｎ―１）番目のＯＦＤＭシンボルにおけるＲＳでの送信シンボル行列を以下のように求める。
【００３１】
【数１６】
2011045048.tif 000018
【００３２】
そして、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるクロストーク干渉は、下式である。
【００３３】
【数１７】
2011045048.tif 000019
【００３４】
それゆえ、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるＲＳの元の受信信号ベクトルは、以下である。
【００３５】
【数１８】
2011045048.tif 000020
【００３６】
ここで、ｓ（ｎ）とｗ（ｎ）は、それぞれ下式である。
【００３７】
【数１９】
2011045048.tif 000021
【００３８】
本発明では、前回のＮ個のＯＦＤＭシンボルにおけるＲＳの合成送信シンボル行列を、以下のように表す。
【００３９】
【数２０】
2011045048.tif 000022
【００４０】
そして、ＲＳの対応する合成受信シンボルベクトルは、以下である。
【００４１】
【数２１】
2011045048.tif 000023
【００４２】
ここで、
【数２２】
2011045048.tif 000024
は、クロストーク干渉を表し、ｓＮおよびｗＮは、下式となる。
【００４３】
【数２３】
2011045048.tif 000025
【００４４】
最小二乗結合チャネル推定に基づくクロストークキャンセル
前回の送信シンボル行列である、
【数２４】
2011045048.tif 000026
が、ＲＳで正確に認識されているため、以下のように、合成結合チャネルベクトルの最小二乗（ＬＳ）推定値を取得することができる。
【００４５】
【数２５】
2011045048.tif 000027
【００４６】
ここで、Ｆ（ｎ−ｊ）とｇ（ｎ−ｊ）は、下式である。
【００４７】
【数２６】
2011045048.tif 000028
【００４８】
これらは、反復的に求めることができ、複数の連続したＯＦＤＭシンボルにおける結合チャネルの推定の複雑度を減少させる。
【００４９】
図５は、ＲＳでの結合チャネル推定のブロック図を示す。ＲＳでの前回の送信シンボル行列
【数２７】
2011045048.tif 000029
５０１を所与として、直前のＯＦＤＭシンボルに関して格納（５１０）されたＦ（ｎ−１）５０５に基づいてＦ（ｎ）５０３を求め（５２０）、受信中のシンボルベクトルｙ（ｎ）５０２を所与として、直前のＯＦＤＭシンボルに関して格納（５３０）されたｇ（ｎ−１）５０６に基づいてｇ（ｎ）５０４を求める（５２１）ことができる。次に、結合チャネルの推定値
【数２８】
2011045048.tif 000030
５０７を、Ｆ（ｎ）およびｇ（ｎ）から求め（５４０）、Ｆ（ｎ）およびｇ（ｎ）を次の結合チャネル推定のために格納する。一方、前回格納されたＦ（ｎ−１）およびｇ（ｎ−１）は、破棄される。
【００５０】
推定された結合チャネル
【数２９】
2011045048.tif 000031
に基づき、以下のように、ＲＳでのクロストーク干渉が再構成される。
【００５１】
【数３０】
2011045048.tif 000032
【００５２】
受信中の信号から、
【数３１】
2011045048.tif 000033
を減算し、以下のように、推定された所望の信号を取得する。
【００５３】
【数３２】
2011045048.tif 000034
【００５４】
ここで、ｅ（ｎ）は、下式で表され、クロストークキャンセル後の残留誤差ベクトルを表す。
【００５５】
【数３３】
2011045048.tif 000035
【００５６】
本発明の、結合チャネルのＬＳ推定に基づくクロストークキャンセル方法は、復号転送（ＤＦ）モード若しくは増幅転送（ＡＦ）モード、またはその他の中継メカニズムを備えるＲＳに適用可能である。さらに、本方法は、ＦＲＲＳおよびＦＳＲＳの両方に適用可能である。ＦＲＲＳに適用した場合、
【数３４】
2011045048.tif 000036
は、（ｎ−１）番目のＯＦＤＭシンボルにおけるＲＳでの送信シンボル行列を表す。ＦＳＲＳに適用した場合、
【数３５】
2011045048.tif 000037
は、（ｎ−１）番目のＯＦＤＭシンボルにおける送信信号のリークシンボル行列を表す。該リークシンボル行列は、送信信号、およびＲＳの送信フィルタの帯域外リークに基づいて取得することができる。
【００５７】
ＤＦベースのＲＳでの結合チャネル推定およびクロストークキャンセル
本発明の１つの実施の形態では、ソース局（ＳＳ）は、Ｍｓ（≧１）個の送信アンテナを有し、ソース局（ＳＳ）は、通信の方向に依拠してＢＳまたはＭＳの場合がある。ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアにわたってＳＳのＭｓ次元の送信シンボルベクトルをｘ（ｎ，ｋ）のように表し、ＳＳからＲＳへの対応するＭｒ×Ｍｓチャネル行列をＨｒ（ｎ，ｋ）のように表した場合、ＲＳでの所望の信号ベクトルは、以下である。
ｓ（ｎ，ｋ）＝Ｈｒ（ｎ，ｋ）ｘ（ｎ，ｋ）
【００５８】
ｓ（ｎ）＝（ｓ（ｎ，０）Ｔ，ｓ（ｎ，１）Ｔ，・・・，ｓ（ｎ，Ｋ−１）Ｔ）Ｔを、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるＲＳでの合成の受信信号ベクトルとして表した場合、ｓ（ｎ）＝Ｈｒ（ｎ）ｘ（ｎ）であり、ここで、
Ｈｒ（ｎ）＝ｄｉａｇ｛Ｈｒ（ｎ，０），Ｈｒ（ｎ，１），・・・，Ｈｒ（ｎ，Ｋ−１）｝
は、ＳＳとＲＳとの間の周波数ドメインブロックの対角チャネル行列を表す。
【００５９】
ＲＳがＤＦモードを使用する場合において、ＳＳの送信シンボル、およびＲＳの送信シンボルの両方が同一の電力を有し、ＳＳからＲＳへの無線チャネルがレイリーフェージングの対象となる。前回のＮ個のＯＦＤＭシンボルｓＮにおける合成の信号行列が、ＲＳの転送シンボル行列
【数３６】
2011045048.tif 000038
から独立していることがわかる。この場合、ＬＳ結合チャネル推定に基づくクロストークキャンセルの後の残留誤差ベクトルの相関行列は、以下である。
【００６０】
【数３７】
2011045048.tif 000039
【００６１】
ここで、
Ｒｓ＝Ｅ｛ｓＮｓＮＨ｝
は、合成した所望の信号の相関行列を表し、
Ｒｗ＝Ｅ｛ｗＮｗＮＨ｝
は、雑音ベクトルの相関行列を表す。そして、期待値Ｅ｛・｝は雑音、ＳＳのランダム送信信号、およびＳＳからＲＳへのランダムチャネルに関する。
【００６２】
本発明において、例えば、残留誤差を含む雑音を白色化すること、またはＳＳの送信シンボルベクトルの最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）推定を実行することによって、Ｒｅ（ｎ）を利用してＲＳでの所望の信号の検出を向上する。
【００６３】
ＳＳの送信信号が、異なるＯＦＤＭサブキャリアおよび異なるＯＦＤＭシンボルにわたって独立しており、ＳＳとＲＳとの間の多重タップ時間領域チャネルが、異なるタップにわたって独立したチャネル利得を有し、かつ、各タップにわたるＭｒ×Ｍｓチャネル行列が、独立同一分布の素子を有する場合、Ｒｓ＝Ｍｓσｘ２σｎ２ＩＮＫＭであることがわかる。ここで、σｘ２は、ＲＳの送信アンテナから各サブキャリアを通じて送信されたシンボルの一定の電力を表し、σｎ２は、ＳＳからＲＳへのチャネルの平均電力利得を表し、ＩＮＫＭは、ＮＫＭｒ×ＮＫＭｒの恒等行列を表す。さらに、σｗ２を、ＲＳでの白色雑音電力として表し、さらに、Ｒｅ，ＬＳ（ｎ）は、下式のように簡素化される。
【００６４】
【数３８】
2011045048.tif 000040
【００６５】
合成結合チャネルベクトル
【数３９】
2011045048.tif 000041
の相関行列が既知の場合、本発明は、さらに、前回のＮ個のＯＦＤＭシンボルにおける受信信号に基づいて、ｈｃのＭＭＳＥ推定値を以下のように取得する。
【００６６】
【数４０】
2011045048.tif 000042
【００６７】
クロストークキャンセルの後の残留誤差ベクトルの対応する相関行列は、以下である。
【００６８】
【数４１】
2011045048.tif 000043
【００６９】
このＲｅ，ＭＭＳＥ（ｎ）を使用して、ＲＳでの所望の信号の検出を向上させる。
【００７０】
ＬＳ結合チャネル推定と同様に、
【数４２】
2011045048.tif 000044
かつ、
【数４３】
2011045048.tif 000045
の場合、
【数４４】
2011045048.tif 000046
は、以下のように簡素化することができる。
【００７１】
【数４５】
2011045048.tif 000047
【００７２】
ここで、Ｆ（ｎ）およびｇ（ｎ）は、上記で定義されている。
【００７３】
上記の簡素化に基づいて、図５に示すように、ＭＭＳＥ結合チャネル推定は、本発明において実行される。
【００７４】
シミュレーション結果
ＢＳ、無線ＦＲＲＳ、およびＭＳのそれぞれが、１つの送信アンテナおよび１つの受信アンテナを有する協調ネットワークをシミュレートする。１６個のサブキャリアを用いるＯＦＤＭ変調は、この無線ネットワークにおけるブロードバンド送信のために利用され、ＱＰＳＫ変調は、各ＯＦＤＭサブキャリアにわたって適用される。
【００７５】
ＲＳの送信アンテナから受信アンテナへの、多重タップ時間領域の結合チャネルの最大遅延は、２ＯＦＤＭサンプリング間隔である。２つのタップにわたるチャネル利得は、独立したレイリーフェージングを伴う。一方、平均電力は、指数係数１によって、遅延を伴い、指数関数的に減衰する。
【００７６】
ソース基地局（ＢＳまたはＭＳの場合がある）とＲＳとの間の無線チャネルもまた、レイリーフェージングを伴う。さらに、ＲＳでの信号対雑音比（ＳＮＲ）は、４０ｄＢに設定される。本シミュレーションにおいて、信号対干渉比（ＳＩＲ）は、クロストークキャンセルの前の平均クロストーク干渉電力に対する、平均の所望の信号電力の比として定義される。クロストークキャンセルの後の正規化した平均二乗誤差（ＭＳＥ）は、各ＯＦＤＭサブキャリアにわたる所望の信号の平均電力に対して正規化した、残留誤差の平均電力として定義される。
【００７７】
図６は、４つの前回の受信ＯＦＤＭシンボルから、共同で結合チャネルを推定するときの、正規化したＭＳＥとＳＩＲとを比較したものである。ＬＳ結合チャネル推定を適用する場合、クロストークキャンセルの後の正規化したＭＳＥは、クロストークキャンセルの前のＳＩＲがとる値に関係なく、常に−１５．０４ｄＢである。換言すると、ＳＩＲが０ｄＢのとき、ＬＳ結合チャネル推定に基づくクロストークキャンセルによって、１５．０４ｄＢの改善利得を達成する。ＳＩＲが−２０ｄＢのとき、３５．０４ｄＢの改善利得を達成する。
【００７８】
図６は、ＳＩＲが０ｄＢ未満のとき（実際にはこれが通常のケースである）、ＬＳに基づくクロストークキャンセルおよびＭＭＳＥ結合チャネル推定は、同様の改善利得を達成することを示す。ＳＩＲが０ｄＢより大きいとき、ＭＭＳＥ結合チャネル推定は、ＬＳ結合チャネル推定よりも高い改善利得を達成する。ＳＩＲが１５ｄＢより大きいとき、ＭＭＳＥ結合チャネル推定に基づくクロストークキャンセルは、依然として改善利得を達成する一方、ＬＳ結合チャネルに基づく推定は、改善利得を達成できない。
【００７９】
図７は、正規化されたＭＳＥ対、ＳＩＲが０ｄＢであるときのジョイント結合チャネル推定のために利用される最近受信したＯＦＤＭシンボルの数（Ｎ）を示す。この図は、Ｎが４から８に増加すると、ＬＳ結合チャネル推定に基づくクロストークキャンセルによって達成される改善利得が、１５．０４ｄＢから１８．０４ｄＢに増加することを示す。この図は、結合チャネルがこの期間中に不変であるとき、複数の連続したＯＦＤＭシンボルにおける結合チャネルを共同で推定することによって、より高い改善利得を達成できることを立証する。結合チャネル推定のための専用のパイロット信号は不要なため、そのような、連続したＯＦＤＭシンボルにおけるジョイント結合チャネル推定は、余分なオーバーヘッドをもたらさず、低複雑度の反復的方法で実施される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【外国語明細書】
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