(57)【要約】【課題】間欠受信時の基準電圧回路の時定数を、チャンネルの切り換えに同期して、迅速に切り換えることができ、比較回路における２値化処理を精度良く高速に行うこと。【解決手段】この受信機３０は、アンテナ１１、受信信号に局部発振信号を乗算する混合機１４、中間周波信号を検波して検波信号を出力する検波回路２０、検波信号と基準電圧とを比較して２値の信号を出力する比較回路２２とを備える。また、大きさの異なる２つの時定数に切り換え可能な積分回路で検波信号を積分して基準電圧を生成する基準電圧回路２３と、電源信号によって充電されるコンデンサＣ２と、コンデンサＣ２の充電電圧によってＯＮ／ＯＦＦが制御されるＦＥＴ３２とを有しＯＮ状態で大きい方の時定数に切り換える信号を出力する切り換え回路２４と、コンデンサＣ２を所定タイミングで急速放電する急速放電回路３１とを備える。【選択図】図１
2011188264.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機から変調されて送信されたＲＦ信号を受信するアンテナと、
前記アンテナから出力される受信信号を検波して検波信号を出力する検波回路と、
前記検波信号が一方の入力端に入力され、基準電圧が他方の入力端に入力され、前記検波信号と前記基準電圧とを比較して２値の信号を出力する比較回路と、
大きさの異なる第１の時定数と第２の時定数とに切り換え可能で、いずれかの時定数で前記検波信号を積分して前記基準電圧を生成する基準電圧回路と、
コンデンサと、当該コンデンサが充電されて端子間電圧に応じてＯＮ／ＯＦＦして前記基準電圧回路に対して時定数を切り換える制御信号を出力するスイッチとを有する切り換え回路と、
所定のタイミングで、前記コンデンサの電源側となる一端をグラウンドに直接接続して急速に放電してからグラウンドとの接続を解除する急速放電回路と、
を具備したことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記切り換え回路は、前記コンデンサに、間欠的な受信動作に同期して動作状態ではハイレベルであると共に受信チャンネルの切り換え時にローレベルに変化してから再びハイレベルになり、非動作状態ではローレベルとなる電源信号が印加され、
前記急速放電回路は、前記電源信号に同期して、前記受信チャンネルの切り換えタイミングで前記コンデンサを急速放電させることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
前記検波信号の一部を取り込んで信号が受信されたか否か判定する受信判定回路を備え、
前記急速放電回路は、前記受信判定回路の判定結果に対応して信号の受信開始タイミングで前記コンデンサを急速放電させることを特徴とする請求項１記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、間欠的に起動し受信チャンネルを切り換え可能な受信機又はＦＳＫ変調された周波数信号を受信する受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、１チャンネルで信号の送受信を行うアクティブタイプのキーレスエントリー装置がある。キーレスエントリー装置は、送信機が所定コードをＦＳＫ変調して送信し、受信機が受信信号を復調して所定コードを検出する。最近は、受信機における待機時の消費電力を抑制するため、受信機を間欠的に動作状態とする間欠受信方式が採用されつつある。間欠受信方式は、受信機に間欠的に電源電圧が供給されて動作状態となり、動作状態の期間に信号を受信できれば動作時間が延長されるが、信号の受信がなければ所定時間経過後に電源電圧の供給を停止させる。
【０００３】
図５は、従来のキーレスエントリー装置における受信機の構成図である。
同図に示す受信機１０は、アンテナ１１で受信したアンテナ受信信号がバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２へ入力され、受信帯域（チャンネル）の信号が抽出される。バンドパスフィルタ１２で抽出された信号が低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３で増幅されてから混合機１４へ入力される。発振回路１５と水晶振動子１６によって、水晶振動子１６の共振周波数で発振する水晶発振回路１６０が構成される。水晶発振回路１６０の出力信号が、逓倍回路１７でＮ逓倍（例えば８倍）の周波数信号とされた後、混合機１４へ入力される。水晶発振回路１６０と逓倍回路１７で局部発振回路１７０が構成され局部発振信号が生成される。混合機１４は、受信信号と局部発振信号とを混合して周波数変換し、バンドパスフィルタ１８を通して両者の周波数差となる受信チャンネル信号を抽出する。受信チャネル信号は中間周波増幅器１９で増幅されてからクラウドラチャー検波回路などの検波回路２０で検波され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１で高域の周波数成分がカットされ、比較回路２２で２値化（波形整形）される。
【０００４】
ここで、検波回路２０の検波出力の直流成分は、送信機と受信機との間の距離が変化しても変動するし、受信機の温度変化によっても変動する。このため、比較回路２２が検波信号を２値化する際の基準電圧を固定化することは好ましくない。そのため、受信チャンネル信号（検波信号）を基準電圧回路２３に取り込んで、受信チャンネル信号自体から基準電圧を生成して比較回路２２のｂ入力としている。
【０００５】
基準電圧回路２３は、抵抗（２３Ｒ１、２３Ｒ２）とコンデンサＣ１とで構成される時定数回路によって基準電圧値が設定される。時定数回路の時定数が小さいほど、設定した基準電圧値になるまでの時間が短縮されるが、時定数が小さいために平坦な基準電圧が得られにくくなる。そこで、基準電圧回路２３には、コンデンサＣ１の一方の端子に対して抵抗２３Ｒ１と２３Ｒ２とを並列に設け、一方の抵抗２３Ｒ２の一端をスイッチＳＷ１で開閉できるようにしている。切り換え回路２４は、基準電圧回路２３のスイッチＳＷ１を開閉制御して時定数を変化させる。電源信号は、動作状態でハイレベル、スリープ状態でローレベルとなるように、間欠受信タイミングに同期させる。スイッチＳＷ１は初期状態では閉じていて小さい時定数を設定するが、電源信号の立ち上がりタイミングから所定時間後に切り換え回路２４が開制御信号をスイッチＳＷ１へ出力し、スイッチＳＷ１を開制御して大きい時定数を設定する。
【０００６】
図６は切り換え回路２４の回路構成図である。切り換え回路２４は、電源信号が印加される入力端子Ｐ１が抵抗Ｒ１１及びトランジスタＴｒ１のコレクタ-エミッタを直列に介して接地されており、トランジスタＴｒ１のコレクタから開制御信号が取り出される。また、入力端子Ｐ１とグラウンドとの間には、抵抗Ｒ１２、コンデンサＣ２からなる時定数回路が接続されており、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ２との接続点がトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。電源信号がハイレベルに立ち上がると（動作開始タイミング）、コンデンサＣ２が時定数に応じた速度で充電され、コンデンサＣ２の端子電圧が所定電圧まで充電されたところで、トランジスタＴｒ１がオンして開制御信号を出力する。以降は電源信号がローレベル（停止状態）に立ち下がるまで開制御信号が出力される。
【０００７】
図７は、図５に示す受信機の各部の信号波形図である。同図（ａ）に示すように、ＦＳＫ変調されたＲＦ信号がアンテナ１１で受信され、混合機１４でアンテナ受信信号（ＲＦ）から中間周波信号に周波数変換される。検波回路２０から得られる受信チャンネル信号の検波出力（図７（ｂ））がローパスフィルタ２１で積分されて高域の周波数成分が除かれ正弦波に近い波形（図７（ｃ））が比較回路２２のａ入力となる。比較回路２２では基準電圧（図７（ｄ））との比較により図７（ｅ）に示す２値波形に波形整形される。
【０００８】
一方、基準電圧回路２３は、スリープ状態ではスイッチＳＷ１が閉じており、小さい時定数が設定されている。電源信号がハイレベルに立ち上がる初期の期間Ｔ１では、切り換え回路２４のコンデンサＣ２が十分に充電されるまで開制御信号が出力されないため、基準電圧回路２３のスイッチＳＷ１が閉じたままとなり、小さい時定数が維持される（図７（ｆ））。これにより、基準電圧回路２３の時定数回路のコンデンサＣ１が急速充電されるので基準電圧まで短時間で立ち上がることができる。その後、切り換え回路２４のコンデンサＣ２の充電電圧によってトランジスタＴｒ１がオンして開制御信号が出力されると、基準電圧回路２３のスイッチＳＷ１が開いて時定数回路の抵抗値が大きくなるので、時定数回路の時定数が大きくなる（図７（ｆ））。電源信号が立下り動作状態が終了するまでの期間Ｔ２は時定数が大きい状態は維持される。
【０００９】
以上のように、電源信号のＯＮ/ＯＦＦに同期させることで、動作状態の開始初期には基準電圧回路２３に小さい時定数を設定して基準電圧を短時間で設定値に遷移させ、基準電圧が設定値に遷移した後は大きい時定数に設定して細かな変動を抑制して安定した動作を実現している。
なお、基準電圧を受信信号で形成する技術が開示されている先行技術としては特許文献１及び特許文献２の技術が公知である。
【００１０】
最近、複数のチャンネルを受信可能な多チャンネル受信機が提案されている。２チャンネル受信機は、発振周波数の異なる２つの水晶発振器を設け、１回の間欠受信（動作状態）を２つの区間に分割し、前半区間はチャンネンルｆ１に対応した発振周波数の水晶発振器を動作させ、後半区間はチャンネルｆ２に対応した水晶発振器を動作させる。動作対象となる水晶発振器を切り換えることで局部発振周波数を切り換え、１つの復調回路（混合機１４から比較回路２２）で異なるチャンネルｆ１、ｆ２を受信できるようにしている。
【００１１】
また、タイヤの空気圧不足等を監視する装置としてＴＰＭＳ（タイヤ空気圧監視装置）がある。ＴＰＭＳでは、タイヤのバルブと一体となったタイヤ側送信機であるトランスポンダをタイヤに内蔵し、トランスポンダに設けたセンサー回路で空気圧と温度を計測し、そのタイヤ空気圧、温度等のタイヤ情報を含んだＲＦ信号を、所定の時間間隔、或いは異常を検知した時点で車両本体に設けた受信機へ送信し、該受信機からＥＣＵへ出力してタイヤ空気圧、温度等のタイヤ情報を取り出してタイヤ状態を監視する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開昭５９−４１９３４号公報
【特許文献２】特開平４−２０７６４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記従来の受信機１０における基準電圧回路２３の時定数切り換え方式を、多チャンネル受信機に適用したのでは、基準電圧回路２３の時定数が１回の間欠受信の前半区間で大きい時定数に設定されているため、異なるチャンネンルｆ２に切り替わる後半区間の初期段階で基準電圧が信号に追従できずに正確な検波ができない問題がある。
【００１４】
基準電圧回路２３を小さい時定数にするためには、スイッチＳＷ１を閉じる必要があるが、切り換え回路２４のトランジスタＴｒ１はコンデンサＣ２が充電されてＯＮした後は電源信号がハイレベルの間は開制御信号を出力しつづけるため、スイッチＳＷ１を閉じることができない。電源信号をチャンネル（ｆ１、ｆ２）の切り換えに同期して短時間だけローレベルに変化させてトランジスタＴｒ１をＯＦＦさせることも考えられるが、コンデンサＣ２の放電時間を見込まなくてはならず、迅速な応答性に欠ける。
【００１５】
また、ＴＰＭＳの場合は、ＦＳＫ変調された信号を受信機で受信し、中心周波数との差をＳカーブに沿って電圧に変換するが、この２値化の為の基準信号を変更する必要がある点はＲＫＥの受信機と同じである。大きな時定数を設定したままでは、受信開始時に精度の良い検波ができないという問題がある。特に、中心周波数から外れた妨害信号が存在する環境下においては、その値で基準電圧が設定されてしまうので、ＴＰＭＳの信号を受信した際には、より所定の基準信号となるのが遅れてしまう可能性がある。
【００１６】
また、上記のＲＫＥの受信機においては、間欠動作のタイミングで、時定数を小さく出来たが、ＴＰＭＳにおいては常時動作状態であり、時定数回路の定数の切り替えは行っておらず、迅速に適切な基準電圧に出来ないという問題がある。
【００１７】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、基準電圧回路の時定数を、所定の信号の受信に同期して小さい値に迅速に切り換えることができ、所定時間経過したら大きな値に切り替えて、比較回路における２値化処理を精度良く高速に行うことができる受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の受信機は、送信機から変調されて送信されたＲＦ信号を受信するアンテナと、前記アンテナから出力される受信信号を検波して検波信号を出力する検波回路と、前記検波信号が一方の入力端に入力され、基準電圧が他方の入力端に入力され、前記検波信号と前記基準電圧とを比較して２値の信号を出力する比較回路と、大きさの異なる第１の時定数と第２の時定数とに切り換え可能で、いずれかの時定数で前記検波信号を積分して前記基準電圧を生成する基準電圧回路と、コンデンサと当該コンデンサが充電されて端子間電圧に応じてＯＮ／ＯＦＦして前記基準電圧回路に対して時定数を切り換える制御信号を出力するスイッチとを有する切り換え回路と、所定のタイミングで、前記コンデンサの電源側となる一端をグラウンドに直接接続して急速に放電してからグラウンドとの接続を解除する急速放電回路と、を具備したことを特徴とする。
【００１９】
この構成によれば、所定のタイミングでコンデンサを急速に放電させることができるので、所定のタイミングで基準電圧回路に小さい時定数を設定することができ、コンデンサが充電されれば再び基準電圧回路に大きい時定数を設定することができる。
【００２０】
上記受信機において、前記切り換え回路は、前記コンデンサに、間欠的な受信動作に同期して動作状態ではハイレベルであると共に受信チャンネルの切り換え時にローレベルに変化してから再びハイレベルになり、非動作状態ではローレベルとなる電源信号が印加され、前記急速放電回路は、前記電源信号に同期して、前記受信チャンネルの切り換えタイミングで前記コンデンサを急速放電させることを特徴とする。
【００２１】
この構成により、間欠的に起動されて複数のチャンネルを受信する多チャンネル受信機の場合に、受信チャンネルを切り換えるタイミングで、急速放電回路が前記コンデンサを急速放電させるので、受信チャンネルの切り換え直後には基準電圧回路に小さい時定数が設定され、その後にスイッチがＯＮ状態になって基準電圧回路の時定数を大きい方の時定数に切り換える信号が切り換え回路から出力される。
【００２２】
上記受信機において、前記検波信号の一部を取り込んで受信判定する受信判定回路を備え、前記急速放電回路は、前記受信判定回路の判定結果に対応して信号の受信開始タイミングで前記コンデンサを急速放電させることを特徴とする。
【００２３】
この構成により、常に受信動作状態であり大きい値の時定数が設定されている受信機において、信号の受信開始タイミングで、急速放電回路が前記コンデンサを急速放電させるので、信号の受信開始直後には基準電圧回路に小さい時定数が設定され、その後にコンデンサが充電されてから基準電圧回路の時定数を大きい方の時定数に切り換える信号が切り換え回路から出力される。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、基準電圧回路の時定数を、所定の信号の受信に同期して小さい値に迅速に切り換えることができ、所定時間経過したら大きな値に切り替えて、比較回路における２値化処理を精度良く高速に行うことができる受信機を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態に係る多チャンネル受信機の全体構成図
【図２】図１に示す多チャンネル受信機における急速放電回路及び切り換え回路の回路構成図
【図３】本発明の実施の形態に係る多チャンネル受信機のタイミングチャートを示す図
【図４】本発明をＴＰＭＳに適用した実施の形態に係る受信機の全体構成図
【図５】従来のキーレスエントリー装置における受信機の構成図
【図６】図５に示す受信機における切り換え回路の回路構成図
【図７】図５に示す受信機の各部の信号波形図
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
本発明の多チャンネル受信機を、キーレスエントリー装置の受信機に適用した場合の実施の形態について説明する。
【００２７】
図１は本実施の形態に係る多チャンネル受信機の全体構成図である。図５に示す受信機と同一部分には同一符号を付して説明の重複を避ける。
【００２８】
本実施の形態の多チャンネル受信機３０は、周波数の異なる２つの受信チャンネルｆ１、ｆ２に対応して発振周波数を切り替え可能な局部発振回路１７０を有している。局部発振回路１７０は逓倍回路１７と水晶発振回路１６０を備え、水晶発振回路１６０は共振周波数の異なる２つの水晶振動子１６ａ，１６ｂと発振回路１５を備えている。水晶振動子１６ａ，１６ｂは、それぞれ一方の端子が発振回路１５に並列に接続され、他方の端子がスイッチ１６ｃを介して選択的に接地されるように構成される。スイッチ１６ｃは、受信チャンネルを指定するチャンネル選択信号Ｆｓｗによって発振回路１５に共振動作させる水晶振動子１６ａ，１６ｂを切り換える。スイッチ１６ｃによってグランド側の端子が接地された水晶振動子が動作し、グランド側の端子がオープン状態にされた水晶振動子が動作停止させる。チャンネル選択信号Ｆｓｗがローレベルではチャンネルｆ１が指定され、ハイレベルではチャンネルｆ２が指定されるものとする。発振回路１５は、スイッチ１６ｃの選択に応じて、一方の水晶振動子１６ａの共振周波数で第１の発振信号を生成し、又他方の水晶振動子１６ｂの共振周波数で第２の発振信号を生成して、水晶発振回路１６０から第１、第２の周波数の信号を生成する。第１、第２の周波数の信号は逓倍回路１７でそれぞれＮ逓倍（例えば８倍）の周波数信号とされ、これらによってスイッチ１６ｃの選択に応じて局部発振回路１７０からは第１の局部発振信号或いは、第２の局部発振信号が生成される。なお、混合機１４へ入力する受信信号と第１の局部発振信号とを混合してチャンネルｆ１の信号に周波数変換され、受信信号と第２の局部発振信号とを混合してチャンネルｆ２の信号に周波数変換されるように、第１及び第２の局部発振信号の周波数が設定される。このように、水晶振動子１６ａ，１６ｂを切り換えることにより、受信チャンネルｆ１、ｆ２を切り換えることができる。
【００２９】
本実施の形態の多チャンネル受信機３０は、切り換え回路２４のコンデンサＣ２を強制的に急速放電させる急速放電回路３１を備えている。図２は切り換え回路２４及び急速放電回路３１の回路構成図である。急速放電回路３１は、切り換え回路２４のコンデンサＣ２を放電させるためのスイッチとなる放電用ＦＥＴ３２を備えている。放電用ＦＥＴ３２はＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを用いているが、これに限定されるものではない。コンデンサＣ２の電源信号側端子（トランジスタＴｒ１のベース側端子）を、放電用ＦＥＴ３２のドレイン−ソース間を介して接地している。放電用ＦＥＴ３２のゲートにはバイアス抵抗３３を介してコンデンサＣ３の一方の端子が接続されている。コンデンサＣ３の他方の端子は常時接地されている。コンデンサＣ３の一方の端子はダイオード３４を順方向に介して電源信号の入力端子Ｐ１に接続されている。また、放電用ＦＥＴ３２のゲートは、他のＦＥＴ３５のドレイン−ソース間を介して接地されている。他のＦＥＴ３５のゲートは電源信号の入力端子Ｐ１に接続されている。
【００３０】
急速放電回路３１では、電源信号のハイレベルの立ち上がりと同時に他のＦＥＴ３５がＯＮして、放電用ＦＥＴ３２のゲートを他のＦＥＴ３５ドレイン−ソース間を介して接地しＦＥＴ３２をＯＦＦとする。従って、電源信号がハイレベルの間、急速放電回路３１は切り替え回路２４の動作には影響を与えず、従来例で説明したのと同様、コンデンサＣ２に十分な電荷が充電されるまで切り換え回路２４はＳＷ１に開制御信号は出力しない。一方、コンデンサＣ３には電源信号がハイレベルになるとダイオード３４を介して電荷が充電される。その結果、コンデンサＣ３の充電開始から電源信号がローレベルになる前の所定時間後にバイアス抵抗３３の端子間電圧が所定電圧まで上昇して後述するようにスリープ時や周波数の切り換え時に電源信号がローレベルとなるとＦＥＴ３２をＯＮさせることができる。
【００３１】
以上のように構成された本実施の形態の動作について、図３のタイミングチャートを参照して説明する。
【００３２】
図３（ａ）に示すように、多チャンネル受信機３０は、間欠受信周期に同期して周期的に動作状態とスリープ状態を繰り返す。電源信号は、動作状態の期間はハイレベルに制御されるが、受信チャンネルがチャンネルｆ１からチャンネルｆ２へ切り替わる直前に短時間ｔ１だけローレベルに変化するよう制御される。
【００３３】
図３（ｂ）に示すように、チャンネル選択信号Ｆｓｗは電源信号と同期しており、動作状態の前半区間ではローレベルに制御されてチャンネルｆ１を指定し、動作状態の後半から次の間欠受信周期まではハイレベルに制御されてチャンネルｆ２を指定する。
【００３４】
スイッチ１６ｃは、チャンネル選択信号Ｆｓｗがローレベルに変化するとチャンネルｆ１に対応した水晶振動子１６ａを動作させ、発振回路１５が水晶振動子１６ａの共振周波数で第１の周波数信号を生成し、逓倍回路１７でＮ逓倍して第１の局部発振信号を生成し、混合機１４へ入力する。混合機１４は受信信号に第１の局部発振信号を合成し、バンドパスフィルタ１８でチャンネルｆ１を抽出する。チャンネルｆ１の受信信号は検波回路２０で検波される。
【００３５】
基準電圧回路２３はスリープ状態ではスイッチＳＷ１が閉じていて、基準電圧回路２３を小さい時定数に設定している。したがって、スリープ状態から動作状態に切り替わった直後に、ローパスフィルタ２１から検波信号が入力するが、時定数が小さいのでその検波信号に追従して迅速に基準電圧を生成することができる。生成される基準電圧は比較回路２２のｂ入力となる。
【００３６】
スリープ状態から動作状態に切り替わるのに同期して電源信号がハイレベルになるので、切り換え回路２４ではハイレベルの電源信号によってコンデンサＣ２が充電開始される。チャンネルｆ１の受信開始から所定時間遅延して、コンデンサＣ２に電荷が所定量充電されたところで、トランジスタＴｒ１がＯＮして開制御信号が出力される（図３（ｃ））。電源信号がハイレベルの間はバイアス抵抗Ｒ１２によってトランジスタＴｒ１のベースに電圧が印加されるため、開制御信号が出力され続ける。基準電圧回路２３はスイッチＳＷ１が開制御信号によって抵抗２３Ｒ２を切り離し、これにより基準電圧回路２３が大きな時定数に切り換えられる。すなわち、チャンネルｆ１の受信開始時は小さい時定数に設定された基準電圧回路２３で基準電圧が生成されるが、コンデンサＣ１が充電された後は大きい時定数に設定され安定した基準電圧が生成される。
【００３７】
急速放電回路３１では、スリープ状態から動作状態に切り替わるのに同期して電源信号がハイレベルになるので、ハイレベルの電源信号によってコンデンサＣ３が充電を開始する（図３（ｄ））。電源信号が印加されている間は他のＦＥＴ３５がＯＮして放電用ＦＥＴ３２のゲートを接地し急速放電回路３１を非動作状態としている。これにより、電源信号がハイレベルに変化した直後、及びハイレベルの間には、コンデンサＣ２が急速放電されないように制御される。
【００３８】
図３（ａ）に示すように、チャンネルｆ１からチャンネルｆ２へ切り換える直前に、短時間ｔ１だけ電源信号がローレベルになる。このとき、切り換え回路２４では、バイアス抵抗Ｒ１２を介して電源電圧が印加されなくなる。コンデンサＣ２には電荷が充電されているが、本実施の形態では放電用ＦＥＴ３２によってコンデンサＣ２の電荷が強制的に放電されてトランジスタＴｒ１がＯＦＦする。その結果、開制御信号の出力が停止する（図３（ｃ））。すなわち、急速放電回路３１では、スリープ時や周波数の切り換え時に電源信号がローレベルになるのに同期して他のＦＥＴ３５がＯＦＦする一方、放電用ＦＥＴ３２のゲート電位はコンデンサＣ３に充電されていた電荷によりバイアス抵抗３３の端子間電圧と同じとなる。その結果、しばらくの間は放電用ＦＥＴ３２がＯＮ状態を維持する。このため、切り換え回路２４のコンデンサＣ２に充電されている電荷が放電用ＦＥＴ３２のドレインに流入し強制的に放電される。
【００３９】
チャンネル選択信号Ｆｓｗがチャンネルｆ２へ切り替わるのに同期して、電源信号が再びハイレベルとなる（図３（ａ）（ｂ））。スイッチ１６ｃでは他方の水晶振動子１６ｂを接続し第２の局部発振信号を混合機１４へ入力し、混合機１４においてアンテナ受信信号と第２の局部発振信号とを混合し、バンドパスフィルタ１８でチャンネルｆ２の信号が抽出され、検波回路２０からチャンネルｆ２の検波信号が出力される。
【００４０】
このとき、基準電圧回路２３では開制御信号の出力が停止されたときからスイッチＳＷ１が閉じて小さい時定数に設定されている。したがって、受信チャネルがチャンネルｆ２に切り替わった直後に、ローパスフィルタ２１から検波信号が入力するが、時定数が小さいのでその検波信号に追従して迅速に基準電圧を生成し、比較回路２２のｂ入力に印加することができる。
【００４１】
切り換え回路２４では、受信チャンネルがチャンネルｆ１からチャンネルｆ２に切り替わるのに同期して電源信号がハイレベルになるので、ハイレベルの電源信号によってコンデンサＣ２が充電開始される。チャンネルｆ２の受信開始から所定時間遅延して、コンデンサＣ２に電荷が所定量充電されたところで、トランジスタＴｒ１がＯＮして開制御信号が出力される（図３（ｃ））。電源信号がハイレベルの間はバイアス抵抗Ｒ１２によってトランジスタＴｒ１のベースに電圧が印加されるため、開制御信号が出力され続ける。基準電圧回路２３ではスイッチＳＷ１が開制御信号によって抵抗２３Ｒ２を切り離し、これにより基準電圧回路２３が大きな時定数に切り換えられる。すなわち、チャンネルｆ２の受信開始時は小さい時定数に設定された基準電圧回路２３で基準電圧が生成されるが、コンデンサＣ１が充電された後は大きい時定数に設定された基準電圧回路２３で基準電圧が生成される。
【００４２】
スリープ状態に入ると、電源信号がローレベルに変化し、急速放電回路３１の動作によって切り換え回路２４から開制御信号の出力が停止される。基準電圧回路２３は開制御信号の出力が停止されると、スイッチＳＷ１が閉じて小さい時定数に切り換え、次の間欠受信に備える。なお、通常の場合、急速放電回路３１を設けずともコンデンサＣ２の電荷はスリープ状態の間で十分に放電を完了するが、本実施例においてはスリープ時にも急速放電するようにしている。よって、スリープ時間を短くする事も可能である。
【００４３】
このように本実施の形態によれば、急速放電回路３１を設け、少なくとも受信チャンネルを切り換える直前に電源信号を短時間だけローレベルに変化させ、切り換え回路２４のコンデンサＣ２を急速に放電させて開制御信号の出力を停止させるようにしたので、基準電圧回路２３の時定数を受信チャンネルの受信直前に小さい時定数に切り換えることができ、比較回路における２値化処理を精度良く高速に行うことができる。
【００４４】
以上の説明では、間欠的に起動するキーレスエントリー装置の受信機を例に説明したが、タイヤ空気圧監視システムのように常時受信動作する他の受信機にも適用可能である。ＴＰＭＳの受信機は常時電源信号が供給されていて受信動作を維持している。又、上記ＲＫＥでは２チャンネルで周波数の切り替えを行い、これに合わせて急速放電を行っていたが、ＴＰＭＳにおいては１チャンネルの周波数であり、信号の受信開始に同期させて急速放電させる点が異なる。
【００４５】
図４は常時受信動作するＴＰＭＳの受信機の構成図である。間欠的に起動するＲＫＥの受信機と常時受信動作するＴＰＭＳの受信機との違いはあるが、受信機としての基本構成は共通しており、図１、５と同一機能を有する部分には同一符号を付している。なお、検波回路２０は、前述のキーレスエントリー装置の受信機の例ではその詳細は省略したが受信した信号と中心周波数との差に応じた電圧がＳカーブに沿って出力される。
【００４６】
ＴＰＭＳの受信機は、ＬＰＦ２１の出力信号から信号の受信を判定し切り換え回路２４のコンデンサＣ２を急速放電させる急速放電回路４１を備える。急速放電回路４１は、検波信号を微分する微分回路４２と、微分回路４２の出力値が所定の範囲を超えた場合、すなわち絶対値が所定値より大きい場合にハイレベル信号を出力する比較回路４３とで構成される。
【００４７】
急速放電回路４１は、検波信号を微分してから閾値と比較し、所定値以上の絶対値の場合にはハイレベルの信号を切り換え回路２４に出力する。なお、切り換え回路２４への接続位置は、前述のキーレスエントリー装置の受信機においてＦＥＴ３２のドレインが接続される位置と同じである。
【００４８】
基準電圧回路２３は、信号の受信開始から短時間を除いて、スイッチＳＷ１が開状態に保持されて大きい時定数に設定される。切り換え回路２４から閉制御信号（ローレベル信号）を受けている間だけスイッチＳＷ１が閉じて小さい時定数に設定される。
【００４９】
急速放電回路４１から出力される制御信号がローレベルからハイレベルへ切り替わるのに同期して、コンデンサＣ２の電荷は比較回路４３を通ってグランドに放電される。なお比較回路４３は出力がオープンコレクタータイプ或いはプッシュプルタイプのコンパレータで構成しており、ハイレベルの出力への切り換わりに伴って、コンデンサＣ２の電荷はグランドに放電される。
【００５０】
切り換え回路２４は、常時受信動作するように常に供給される電源信号によってコンデンサＣ２が充電され、トランジスタＴｒ１のベースに駆動電圧が印加された状態となってハイレベル信号（開制御信号）が出力されている。急速放電回路４１がハイレベル信号を出力している短時間だけ、トランジスタＴｒ１がＯＦＦしてローレベル信号（開制御信号）が出力される。
【００５１】
このようにすれば、急速放電回路４１の動作によって、信号の受信開始時には基準電圧回路２３の時定数が小さい値に設定され、短時間経過後に時定数が大きい値に戻されるので、比較回路２２における２値化処理を精度良く高速に行うことができる。
【００５２】
次に、ＴＰＭＳの受信機の動作について説明する。検波回路２０においては、受信した信号と検波回路２０の中心周波数との差に応じた電圧がＳカーブに沿って出力される。ＴＰＭＳのＲＦ信号は検波回路２０の中心周波数とほぼ同じように設定されている為、検波出力の直流成分は所定の値となる。この所定の値はノイズが存在しない場合と同様の値となる。一方、妨害波の周波数が検波回路２０の検波可能な範囲で且つ中心周波数より低い場合には、妨害波を受信している際の検波回路２０の検波出力の直流成分は、ＴＰＭＳの受信時に比べて低くなる。逆に妨害波の周波数が中心周波数より高い場合には、直流成分は高くなる。よって、妨害波が存在する場合にＴＰＭＳのＲＦの信号を受信すると、直流成分が増加する場合（妨害波の周波数が低い場合）と、減少する場合（妨害波の周波数が高い場合）がある。この為、妨害波が存在する環境下では微分回路の出力もＴＰＭＳの受信に伴って正のパルス出力或いは負のパルス出力を発生する場合がある。比較回路４３は、正のパルスの出力の場合は所定値以上、負のパルスの場合には所定値以下となった場合、すなわち、絶対値が所定値を超えた場合に、ハイレベルの信号を出力して、前述のようにコンデンサＣ２を急速放電して基準電圧回路２３の時定数を小さくする。なお、ノイズが無い環境化でＴＰＭＳのＲＦ信号を受信した場合には、所定以上の絶対値のパルス状の信号は出力せず、基準電圧回路２３の時定数も変わらないが、検波出力の直流成分自体が殆ど変わらないので、時定数の変更は不要である。
【００５３】
このように、ノイズ環境下にあってＴＰＭＳのＲＦ信号を受信した際に、検波出力の直流成分が大きく変わり基準電圧回路２３の時定数を小さくするのが望ましい場合には、そのように動作し、ノイズ環境化に無い状態でＴＰＭＳのＲＦ信号を受信した際に、検波出力の直流成分が大きく変わらず、基準電圧回路２３の時定数を大きいまま変更しないのが望ましい場合には、そのように動作する。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、キーレスエントリー装置、タイヤ空気圧監視システムの受信機に適用可能である。
【符号の説明】
【００５５】
１０、３０  多チャンネル受信機
１１  アンテナ
１２  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１３  低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１４  混合機
１５  発振回路
１６、１６ａ，１６ｂ  水晶振動子
１６ｃ  スイッチ
１７  逓倍回路
１８  バンドパスフィルタ
１９  中間周波増幅器
２０  検波回路
２１  ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２２  比較回路
３１  急速放電回路
３２  放電用ＦＥＴ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ
Ｔｒ１  トランジスタ
４１  受信判定回路
４２  微分回路
４３  比較回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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