(57)【要約】【課題】耐圧の低い出力用コンデンサを用いても、回路性能を変えずに小型かつ低コストである電源回路を提供する。【解決手段】出力用コンデンサＣ２をチャージポンプ方式昇圧装置１０の電圧出力端子ＶＯＵＴと直流電源ＶＣＣの出力側との間に接続することによって、チャージポンプ方式昇圧装置は、直流電源ＶＣＣの電圧レベルを基準とした昇圧電圧を出力することができる。これにより、チャージポンプ方式昇圧装置１０で昇圧された出力電圧から、直流電源ＶＣＣの電圧分を差し引いた差電圧に対応する耐圧を有する出力用コンデンサを用いることができる。【選択図】図２
2011030327.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電圧を入力する基準電圧端子と、電源電圧を入力する電圧入力端子と、前記電圧入力端子から入力される前記電源電圧を昇圧、降圧または昇降圧した出力電圧を出力する昇降圧手段と、前記昇降圧手段によって出力される出力電圧を出力する電圧出力端子と、を備える電源回路装置であって、
前記電圧入力端子と前記電圧出力端子との間に接続され、前記出力電圧を保持する出力用蓄電素子を備え、
前記出力用蓄電素子は、
前記基準電圧を基準にして昇圧、降圧または昇降圧された前記出力電圧に対応する電荷を、前記電源電圧を基準にして保持することを特徴とする電源回路装置。
【請求項２】
前記昇降圧手段は、チャージポンプ方式の昇圧回路であることを特徴とする請求項１に記載の電源回路装置。
【請求項３】
蓄電池の正極端子と接続され電源電圧を入力する電圧入力端子と、前記電圧入力端子から入力される前記電源電圧を昇圧、降圧または昇降圧した出力電圧を出力する昇降圧手段と、前記昇降圧手段によって出力される出力電圧を出力する電圧出力端子と、を備える携帯機器用の電源回路装置であって、
前記電圧入力端子と前記電圧出力端子との間に接続され、前記出力電圧を保持する出力用蓄電素子を備え、
前記出力用蓄電素子は、
前記蓄電池の負極端子の電圧を基準にして昇圧、降圧または昇降圧された前記出力電圧に対応する電荷を、前記電源電圧を基準にして保持することを特徴とする携帯機器用の電源回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路装置に関し、特に耐圧の低い出力用コンデンサを用いることのできる電源回路装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話機や携帯型情報端末機、携帯音楽プレーヤなどのモバイル機器の小型化・低消費電力化が急速に進んでいる。
その一例として身近な携帯電話機を挙げれば、デザインが非常に薄型であったり、軽量であったりするものがユーザから好まれる。同時に、製品の機能性も高いものが増えつつあるが、低消費電力で長時間駆動することができるものが好まれる。
当然ながら、これらの機器に内蔵される部品についても薄型化・低消費電力化が要求されている。最近の携帯電話機であれば、スピーカ装置には比較的に薄型化・低消費電力化し易い圧電スピーカが多く用いられるようになってきている。
【０００３】
ところで、これらのようなモバイル機器は、バッテリを電源として駆動されるため、この電源電圧よりも高い出力電圧を得る必要がある。通常これらの機器には、昇圧回路によって構成される電源回路装置が内蔵されている。
その電源回路装置として、ＤＣ−ＤＣコンバータや、図９に示すような直流電源をチャージポンプ回路によって昇圧するチャージポンプ方式昇圧装置がある。図９は、一般的なチャージポンプ方式昇圧装置の構成を示す回路構成図である。
【０００４】
図９に示すチャージポンプ方式昇圧装置１００は、電圧入力端子ＶＩＮを介して直流電源ＶＣＣと、電圧出力端子ＶＯＵＴを介して負荷２００との間に接続される。同時に、チャージポンプ方式昇圧装置１００は、基準電圧端子ＶＳＳを介してグランドに接続される。
チャージポンプ方式昇圧装置１００は、スイッチをオン・オフ動作させて昇圧動作を行うためのチャージポンプ回路１００ａ、そのスイッチのオン・オフ動作を制御するためのクロック信号ＣＬＫを生成するクロック生成部１００ｂ、直流電源ＶＣＣに対応する電荷を充放電して昇圧を行うための蓄電素子である充放電用コンデンサＣ１、および昇圧された出力電圧を保持・安定化して出力するための出力用コンデンサＣ２を備えて構成される。
【０００５】
チャージポンプ方式昇圧装置１００において、まずチャージポンプ回路１００ａによって、充放電用コンデンサＣ１に電荷を充電するチャージフェーズが行われる。その後、充放電用コンデンサＣ１に充電された電荷を、グランドレベルを基準電圧として出力用コンデンサＣ２に転送するトランスファーフェーズが行われる。チャージポンプ方式昇圧装置１００は、クロック生成部１００ｂから出力されるクロック信号ＣＬＫによってチャージポンプ回路１００ａのスイッチをオン・オフ動作しながら、このチャージフェーズとトランスファーフェーズとからなる昇圧動作を繰り返すことによって、直流電源ＶＣＣの出力電圧を昇圧する。
【０００６】
上記の出力用コンデンサＣ２は、図示するように正極（＋）端子がチャージポンプ方式昇圧装置１０の電圧出力端子ＶＯＵＴに接続され、負極（−）端子がグランドを基準電圧とする基準電圧端子ＶＳＳに接続されている。このため、充放電用コンデンサＣ１に充電された電荷が、グランドレベルを基準電圧として出力用コンデンサＣ２に転送される。従って、上述したチャージポンプ方式昇圧装置１００に接続される出力用コンデンサＣ２には、当然昇圧された電源電圧に耐えることのできる耐圧を有するコンデンサを用いる必要がある。
【０００７】
例えば、特許文献１に記載されたチャージポンプ回路、固体撮像装置および液晶表示装置は、その内部の充放電用コンデンサのチャージ量を制御することによって、回路を構成する素子に印加される電圧がその耐圧を越えることを防止することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００８−２８３７９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記のチャージポンプ回路、固体撮像装置および液晶表示装置は、充放電用コンデンサのチャージ量自体を制御するものである。このため、チャージ量が少なくなれば、当然昇圧後の出力電圧も低くなる。つまり、上記の回路および装置は、外付け部品と接続される出力用コンデンサの耐圧を配慮して提案されたものではない。
従って、製品が高機能化して消費電力が高くなれば、より耐圧が高いコンデンサを用いなければならない。ところが、出力用コンデンサは、耐圧が高くなるほど寸法サイズが大きくなる共に、部品コストも高くなる。このため、耐圧が高いコンデンサを用いることは、これらの昇圧回路を用いて製造される小型電子機器の形状を小型化する際の妨げになると同時に、製品価格を低価格で生産する際の妨げになる。
そこで、本発明は、上記の課題に鑑み、耐圧の低い出力用コンデンサを用いても、回路性能を変えずに小型かつ低コストである電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る電源回路装置は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。
本発明に係る第１の電源回路装置は、基準電圧を入力する基準電圧端子と、電源電圧を入力する電圧入力端子と、前記電圧入力端子から入力される前記電源電圧を昇圧、降圧または昇降圧した出力電圧を出力する昇降圧手段と、前記昇降圧手段によって出力される出力電圧を出力する電圧出力端子と、を備える電源回路装置であって、前記電圧入力端子と前記電圧出力端子との間に接続され、前記出力電圧を保持する出力用蓄電素子を備え、前記出力用蓄電素子は、前記基準電圧を基準にして昇圧、降圧または昇降圧された前記出力電圧に対応する電荷を、前記電源電圧を基準にして保持することを特徴とする。
【００１１】
上記の電源回路装置によれば、昇降圧手段は、電圧入力端子から入力される電源電圧を基準電圧を基準にして昇圧、降圧または昇降圧した出力電圧を出力する。しかしながら、出力用蓄電素子は、基準電圧を基準にして昇降圧手段によって昇圧、降圧または昇降圧された出力電圧を、電源電圧を基準にして保持する。要するに、出力用蓄電素子は、出力電圧に対応する耐圧を有していなくても、昇降圧手段によって基準電圧を基準にして昇圧、降圧または昇降圧された出力電圧を保持することが可能となる。
本発明に係る第２の電源回路装置は、前記昇降圧手段は、チャージポンプ方式の昇圧回路であることを特徴とする。
上記の電源回路装置によれば、昇降圧手段に公知のチャージポンプ方式の昇圧回路を用いて、出力用蓄電素子の耐圧を下げることが可能となる。
【００１２】
本発明に係る携帯機器用の電源回路装置は、蓄電池の正極端子と接続され電源電圧を入力する電圧入力端子と、前記電圧入力端子から入力される前記電源電圧を昇圧、降圧または昇降圧した出力電圧を出力する昇降圧手段と、前記昇降圧手段によって出力される出力電圧を出力する電圧出力端子と、を備える携帯機器用の電源回路装置であって、前記電圧入力端子と前記電圧出力端子との間に接続され、前記出力電圧を保持する出力用蓄電素子を備え、前記出力用蓄電素子は、前記蓄電池の負極端子の電圧を基準にして昇圧、降圧または昇降圧された前記出力電圧に対応する電荷を、前記電源電圧を基準にして保持することを特徴とする。
上記の携帯機器用の電源回路装置によれば、携帯機器用に最適な電源回路装置と上記の第１の電源回路装置と同等の作用を奏する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明における電源回路装置によれば、例えば昇圧回路であれば昇圧された出力電圧を下げることなく、つまり回路性能を変えることなく、出力用コンデンサに出力電圧から電源電圧を差し引いた差電圧に対応する耐圧のものを用いることができる。このため、電源回路装置が組み込まれる製品の生産コストを削減したり、製品サイズの一層の小型化を図ったりすることができる。
また、耐圧の異なる出力用コンデンサを用いても、例えば公知であるチャージポンプ方式の昇圧回路等を用いて、その一般的な昇降圧動作を行えば、電源電圧を昇降圧することができる。よって、大きな回路変更が無く、生産コストを削減したり、製品サイズの小型化を図ったりする上で非常に都合が良い。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明に係る電源回路装置の一例としてチャージポンプ方式昇圧装置を用いた場合の、チャージポンプ方式昇圧装置と直流電源と負荷との接続構成を示す回路構成図である。
【図２】本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧回路の構成を示す回路構成図である。
【図３】本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置におけるクロック生成信号および各端子電圧の出力信号波形を示すタイムチャートである。
【図４】本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置のチャージフェーズにおけるチャージポンプ回路の等価回路図である。
【図５】本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置のトランスファーフェーズにおけるチャージポンプ回路の等価回路図である。
【図６】セラミックコンデンサのＤＣバイアス特性を示すグラフである。
【図７】チャージポンプ方式昇圧装置に負荷として制御回路が接続された回路の構成を示す回路構成図である。
【図８】昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電源回路の構成を示すブロック図である。
【図９】一般的なチャージポンプ方式昇圧装置の構成を示す回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明の好適な実施形態（実施例）を添付図面に基づいて説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等の構成要素は同一符号によって示す。
（チャージポンプ方式昇圧装置と直流電源と負荷との接続構成）
まず、図１を参照して、本発明に係る電源回路装置の一例としてチャージポンプ方式昇圧装置を用いた場合の、チャージポンプ方式昇圧装置と直流電源と負荷との接続構成を説明する。図１は、本発明に係る電源回路装置の一例としてチャージポンプ方式昇圧装置を用いた場合の、チャージポンプ方式昇圧装置と直流電源と負荷との接続構成を示す回路構成図である。
図１に示すチャージポンプ方式昇圧装置１０は、電圧入力端子ＶＩＮに直流電源ＶＣＣが接続され、電圧出力端子ＶＯＵＴに負荷２０が接続される。また、直流電源ＶＣＣ、チャージポンプ方式昇圧装置１０および負荷２０は、グランドを基準電圧とする基準電圧端子ＶＳＳに接続される。
【００１６】
直流電源ＶＣＣは、負荷２０を駆動するための電源である。例えば、チャージポンプ方式昇圧装置１０が携帯小型機器に組み込まれる場合、直流電源ＶＣＣの容量は、その利便性を考慮して負荷２０を数十時間連続駆動することができる小型蓄電池が用いられると好都合である。
ここでは、図示するように基準電圧端子ＶＳＳはグランドに接続される。小型蓄電池であれば、その負極端子が基準電圧端子ＶＳＳになる。
負荷２０は、例えば音楽用圧電スピーカや液晶表示装置等であり、チャージポンプ方式昇圧装置１０によって電源電圧ＶＣＣを昇圧した出力電圧によって駆動されるものである。
【００１７】
（チャージポンプ方式昇圧回路の構成）
続いて、図２を参照して、本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧回路の構成を説明する。図２は、本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧回路の構成を示す回路構成図である。
図２に示すチャージポンプ方式昇圧装置１０は、チャージポンプ回路１０ａ、クロック信号生成回路１０ｂ、充放電用コンデンサＣ１および出力用コンデンサＣ２を備えて構成される。
また、チャージポンプ回路１０ａは、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備えて構成される。スイッチＳＷ１〜ＳＷ３はＰＭＯＳトランジスタ、スイッチＳＷ４はＮＭＯＳトランジスタで構成され、回路を開閉するスイッチとして機能する。
【００１８】
スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、クロック信号生成回路１０ｂで生成されたクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ４によってオン・オフ動作を制御される。スイッチＳＷ１は、充放電用コンデンサＣ１の正極端子と電圧入力端子ＶＩＮとの間に接続され、その間の接続状態を切り替える。スイッチＳＷ２は、充放電用コンデンサＣ１の負極端子と電圧入力端子ＶＩＮとの間に接続され、その間の接続状態を切り替える。スイッチＳＷ３は、充放電用コンデンサＣ１の正極端子と電圧出力端子ＶＯＵＴとの間に接続され、その間の接続状態を切り替える。スイッチＳＷ４は、充放電用コンデンサＣ１の負極端子と負荷の負極側（基準電圧端子ＶＳＳ）との間に接続され、その間の接続状態を切り替える。
【００１９】
クロック信号生成回路１０ｂは、昇圧動作の各フェーズで、チャージポンプ回路１０ａのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン・オフ動作を制御するためのクロック信号ＣＬＫ１〜ＣＬＫ４を生成する。
充放電用コンデンサＣ１は、充放電用コンデンサ接続端子ＣＰと充放電用コンデンサ接続端子ＣＮとの間に接続され、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン・オフ動作によって、直流電源ＶＣＣに対応する電荷を充放電するための蓄電素子である。
【００２０】
出力用コンデンサＣ２は、電圧出力端子ＶＯＵＴと電圧入力端子ＶＩＮとの間に接続され、充放電用コンデンサＣ１から電荷を転送される電荷を保持するための蓄電素子である。また、出力用コンデンサＣ２は、昇圧された出力電圧を保持すると共に、出力電圧を安定化して出力するための蓄電素子である。
チャージポンプ回路１０ａは、クロック信号ＣＬＫ１〜４によってスイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオン・オフ動作させることによって、充放電用コンデンサＣ１は直流電源ＶＣＣに対応する電荷を充電し、出力用コンデンサＣ２は充放電用コンデンサＣ１から転送された電荷を保持することによって、直流電源ＶＣＣの昇圧動作が行われる。
【００２１】
（チャージポンプ方式昇圧装置の動作原理）
続いて、図３を参照して、本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置における昇圧動作の動作原理を説明する。図３は本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置におけるクロック生成信号および各端子電圧の出力信号波形を示すタイムチャートであり、図４は本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置のチャージフェーズにおけるチャージポンプ回路の等価回路図であり、図５は本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置のトランスファーフェーズにおけるチャージポンプ回路の等価回路図である。
【００２２】
図３に示すタイムチャートの横軸は時間の経過を示しており、縦軸は信号レベルを示している。
まず、図３に示すタイムチャートにおけるチャージフェーズＰＨ１は、直流電源ＶＣＣに対応する電荷を充放電用コンデンサＣ１に充電する期間である。このチャージフェーズＰＨ１では、クロック信号ＣＬＫ１がＬ（ＬＯＷ）レベルであり、クロック信号ＣＬＫ４がＨ（ＨＩＧＨ）レベルであるため、スイッチＳＷ１，ＳＷ４は共にオン状態となる。また、クロック信号ＣＬＫ２，ＣＬＫ３がＨレベルであるため、スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオフ状態となる。
【００２３】
チャージフェーズＰＨ１においてチャージポンプ方式昇圧装置１０の内部回路は、図４に示す等価回路２１のようになる。なお、オン抵抗Ｒｏｎ１，Ｒｏｎ４は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン状態になったことによって生じる抵抗である。
このとき、充放電用コンデンサＣ１には、オン抵抗Ｒｏｎ１，Ｒｏｎ４および充放電用コンデンサＣ１によって決定される時定数で、グランドレベルを基準電圧として直流電源ＶＣＣに対応する電荷が図中に示す矢印Ａの方向で充電される。なお、充放電用コンデンサ接続端子ＣＮとグランドとの間に接続されるオン抵抗Ｒｏｎ４による電位差が生じるため、厳密には基準電圧はグランドレベルにならない。但しオン抵抗Ｒｏｎ４は無視することができる値であるので、グランドレベルを基準電圧として考えることができる。
【００２４】
また、出力用コンデンサＣ２に保持されている電荷から、負荷２０で消費した分の電荷が失われる。この電荷の移動に伴って、タイムチャートに示すように充放電用コンデンサ接続端子ＣＰの電圧は高くなり、一方充放電用コンデンサ接続端子ＣＮの電圧は低くなる。そして、電圧出力端子ＶＯＵＴの電位は、出力用コンデンサＣ２から失われた電荷分に対応する電圧降下が生ずる。
【００２５】
次に、図３に示すタイムチャートにおけるトランスファーフェーズＰＨ２は、充放電用コンデンサＣ１に充電された電荷が、出力用コンデンサＣ２に転送される期間である。このトランスファーフェーズＰＨ２では、クロック信号ＣＬＫ１がＬレベルからＨレベルとなり、クロック信号ＣＬＫ４がＨレベルからＬレベルとなるため、スイッチＳＷ１，ＳＷ４はオン状態からオフ状態に切り替わる。また、クロック信号ＣＬＫ２，ＣＬＫ３がＨレベルからＬレベルに切り替わるため、スイッチＳＷ２，ＳＷ３はオフ状態からオン状態に切り替わる。
トランスファーフェーズＰＨ２においてチャージポンプ回路１０ａの内部回路は、図５に示す等価回路２２のようになる。なお、オン抵抗Ｒｏｎ２，Ｒｏｎ３は、上述したオン抵抗Ｒｏｎ１，Ｒｏｎ４と同様に、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態になったことによる生じる抵抗分である。
【００２６】
このとき、出力用コンデンサＣ２は、正極端子が充放電用コンデンサＣ１に接続され、負極端子が直流電源ＶＣＣの正極端子に接続されている。従って、充放電用コンデンサＣ１から出力用コンデンサＣ２に電荷が転送される際、直流電源ＶＣＣの電圧を基準にしてオン抵抗Ｒｏｎ２，Ｒｏｎ３、充放電用コンデンサＣ１および出力用コンデンサＣ２によって決定される時定数で、図中に示す矢印Ｂの方向で充放電用コンデンサＣ１から出力用コンデンサＣ２に電荷が転送される。なお、充放電用コンデンサ接続端子ＣＮと直流電源ＶＣＣとの間に接続されるオン抵抗Ｒｏｎ２による電位差が生じるため、厳密には基準電圧は直流電源ＶＣＣの電圧にならない。但しオン抵抗Ｒｏｎ２は無視することができる値であるので、直流電源ＶＣＣの電圧を基準電圧として考えることができる。
【００２７】
また、出力用コンデンサＣ２は、負荷２０で消費した分の電荷を充放電用コンデンサＣ１から転送してもらう。この電荷の移動に伴って、タイムチャートに示すように充放電用コンデンサ接続端子ＣＰの電圧は低くなり、一方充放電用コンデンサ接続端子ＣＮの電圧は高くなる。そして、電圧出力端子ＶＯＵＴの電位は、出力用コンデンサＣ２から失われた電荷分に対応する電圧分だけ高くなる。
【００２８】
チャージポンプ方式昇圧装置１０は、上記のチャージフェーズＰＨ１とトランスファーフェーズＰＨ２とを交互に繰り返すことによって、直流電源ＶＣＣの電圧を２倍に昇圧し、その昇圧された電圧を出力電圧として電圧出力端子ＶＯＵＴから出力する。
また、チャージフェーズＰＨ１からトランスファーフェーズＰＨ２に切り替わる際に、フローティングフェーズＦＰＨ１〜ＦＰＨ３を設けている。
【００２９】
まず、フローティングフェーズＦＰＨ１は、クロック信号ＣＬＫ１がＬレベルからＨレベルに切り替わりスイッチＳＷ１がオフ状態になって、充放電用コンデンサＣ１の正極の片側端子、つまり充放電用コンデンサ接続端子ＣＰ側のみが切り離されるフローティング状態となる期間である。
これに続くフローティングフェーズＦＰＨ２は、クロック信号ＣＬＫ４がＨレベルからＬレベルに切り替わりスイッチＳＷ２がオフ状態になって、充放電用コンデンサＣ１の両極端子、つまり充放電用コンデンサ接続端子ＣＰ，ＣＮ両側がフローティング状態となる期間である。
【００３０】
さらに続くフローティングフェーズＦＰＨ３は、クロック信号ＣＬＫ２がＨレベルからＬレベルに切り替わりスイッチＳＷ２がオン状態になって、充放電用コンデンサＣ１の正極の片側端子のみ、つまり充放電用コンデンサ接続端子ＣＰ側のみが再びフローティング状態となる期間である。最後に、クロック信号ＣＬＫ３がＨレベルからＬレベルに切り替わりスイッチＳＷ３がオン状態となって、充放電用コンデンサＣ１の両側端子、つまり充放電用コンデンサ接続端子ＣＰ，ＣＮがフローティング状態でなくなり、トランスファーフェーズＰＨ２に移行する。
【００３１】
上記のフローティングフェーズＦＰＨ１〜ＦＰＨ３は、直流電源ＶＣＣから充放電用コンデンサＣ１への電荷の移動と、充放電用コンデンサＣ１から出力用コンデンサＣ２への電荷の移動がそれぞれ生じないデットタイム期間となる。チャージフェーズＰＨ１からトランスファーチャージＰＨ２に移行するときに、フローティングフェーズＦＰＨ１〜ＦＰＨ３を設けることによって、直流電源ＶＣＣと基準電圧端子ＶＳＳとの間に電流が流れるのを防止することができる。
【００３２】
また上記と同様の理由で、トランスファーフェーズＰＨ２からチャージフェーズＰＨ１に移行するときにも、フローティングフェーズＦＰＨ４〜ＦＰＨ６を設けている。フローティングフェーズＦＰＨ４〜ＦＰＨ６についても、フローティングフェーズＦＰＨ１〜ＦＰＨ３と同様に、フローティング状態にする充放電用コンデンサＣ１の極性の順番が同じである。
【００３３】
まず、フローティングフェーズＦＰＨ４は、クロック信号ＣＬＫ３がＬレベルからＨレベルに切り替わりスイッチＳＷ３がオフ状態になって、充放電用コンデンサＣ１の正極の片側端子、つまり充放電用コンデンサ接続端子ＣＰ側のみがフローティング状態となる期間である。
これに続くフローティングフェーズＦＰＨ５は、クロック信号ＣＬＫ２がＬレベルからＨレベルに切り替わりスイッチＳＷ２がオフ状態になって、充放電用コンデンサＣ１の両極端子、つまり充放電用コンデンサ接続端子ＣＰ，ＣＮ両側がフローティング状態となる期間である。
【００３４】
さらに続くフローティングフェーズＦＰＨ６は、クロック信号ＣＬＫ４がＬレベルからＨレベルに切り替わりスイッチＳＷ４がオン状態になって、充放電用コンデンサＣ１の正極の片側端子のみ、つまり充放電用コンデンサ接続端子ＣＰ側のみが再びフローティング状態となる。
最後に、クロック信号ＣＬＫ１がＬレベルからＨレベルに切り替わり、充放電用コンデンサＣ１の両側端子、つまり充放電用コンデンサ接続端子ＣＰ，ＣＮがフローティング状態でなくなり、チャージフェーズＰＨ１に移行する。
【００３５】
上述したように、チャージフェーズＰＨ１からトランスファーフェーズＰＨ２に移行するときにフローティングフェーズＦＰＨ１〜ＦＰＨ３を設けると共に、トランスファーフェーズＰＨ２からチャージフェーズＰＨ１に移行するときにはフローティングフェーズＦＰＨ４〜ＦＰＨ６を設けたことによって、直流電源ＶＣＣと基準電圧端子ＶＳＳとの間に電流が流れるのを確実に防止することができる。
【００３６】
上述したように、出力用コンデンサＣ２は電圧出力端子ＯＵＴ−ノードＶＤＤ間の電位差だけの耐圧を有しているものであれば良く、出力用コンデンサＣ２を従来の接続方法のように電圧出力端子ＯＵＴ−基準電圧端子ＶＳＳ間に接続したときよりも耐圧の低いものを用いることができる。このように、従来よりも耐圧の低い出力用コンデンサを用いても、昇圧性能を落とすことなく、チャージポンプ回路１０ａの出力電圧の平滑化または安定化を実現することができる。
【００３７】
（出力用コンデンサに用いられるセラミックコンデンサのＤＣバイアス特性）
ここで、図６を参照して、出力用コンデンサに用いられるセラミックコンデンサのＤＣバイアス特性を説明する。図６は、セラミックコンデンサのＤＣバイアス特性を示すグラフである。
本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置１０を製品化する際、通常出力用コンデンサにはセラミックコンデンサが用いられる。セラミックコンデンサでも、特に高誘電率系のセラミックコンデンサは、ＤＣバイアスを印加すると静電容量がそのバイアスに依存して変化するＤＣバイアス特性を有している。このＤＣバイアス特性は、高誘電率系セラミックコンデンサに特有の現象であって、チャージポンプ方式昇圧装置１０をモバイル機器等に搭載する際に無視することができない現象である。
【００３８】
図６に示すグラフは、チャージポンプ方式昇圧装置１０が入力電圧を２倍に昇圧して出力する仕様をもつ昇圧装置であり、直流電源ＶＣＣの電圧が一般的なバッテリの定格出力電圧の平均値である３．６Ｖであり、出力用コンデンサＣ２の容量が１．０〜２．２μＦ程度であるときのセラミックコンデンサのＤＣバイアス特性を示している。図６に示すグラフの横軸は電源電圧ＶＣＣ［Ｖ］を示しており、縦軸はセラミックコンデンサの定格の静電容量に対するＤＣバイアス特性による静電容量の割合［％］を示している。
【００３９】
チャージポンプ方式昇圧装置１０の電圧出力端子ＶＯＵＴは、直流電源ＶＣＣの出力電圧３．６Ｖが２倍に昇圧されて７．２Ｖになる。しかしながら、図６のグラフに示すように、セラミックコンデンサの定格の静電容量に対するＤＣバイアス特性による静電容量の割合４０は、直流電源ＶＣＣが１．０Ｖ程度まではほぼ１００％のままである。ところが、直流電源ＶＣＣが１．０Ｖを超えた辺りから直流電源ＶＣＣが高くなるのに伴い、ＤＣバイアス特性によって静電容量が次第に減少する。特に、直流電源ＶＣＣが３．６Ｖ付近で静電容量は定格の５０％まで減少する。
【００４０】
従って、出力用コンデンサＣ２を、電圧出力端子ＶＯＵＴと基準電圧端子ＶＳＳとの間に接続する場合、上記のバイアス依存性を考慮すると、少なくとも昇圧後の出力電圧である７．２Ｖの２倍の１４．４Ｖの耐圧を有するセラミックコンデンサを用いる必要がある。現在の市場でこの耐圧を有するコンデンサは、最も耐圧の低いものでも１６Ｖの耐圧を有するものであり、規格サイズが１６０８サイズのものになる。
【００４１】
一方、出力用コンデンサＣ２を、電圧出力端子ＶＯＵＴと直流電源ＶＣＣの正極端子との間に接続すると、バイアス依存性を考慮しても、６．３Ｖの耐圧を有し、規格サイズが１００５サイズのものを使用することが可能となる。
セラミックコンデンサの製造元や仕様にもよっても異なるが、上記の１６０８サイズのセラミックコンデンサの寸法サイズは、幅０．８ｍｍ、奥行１．６ｍｍ、高さ０．８ｍｍ程度である。これに対して、１００５サイズのセラミックコンデンサの寸法は、幅０．５ｍｍ、奥行１．０ｍｍ、高さ０．５ｍｍ程度である。
【００４２】
よって、１６０８サイズのセラミックコンデンサ体積は、１００５サイズのセラミックコンデンサの体積の１／４以下である。つまり、面積比で比較しても小さくなり、高さも小さくなるため体積比で比較しても非常に小さくなる。従って、電源回路装置のサイズを大幅に下げることができるのと同時に、電源回路装置の生産コストを下げることもできる。
【００４３】
今後製品に使用するコンデンサは、モバイル機器などに内蔵する場合、小型かつ低コストであることが要求される。近年、１００５サイズより以下の規格サイズを使用することが市場では求められているため、上記の本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置１０は非常に好都合である。また、今後セラミックコンデンサ自体のサイズがより小さくなれば、本実施形態の電源回路装置を用いることによって、セラミックコンデンサ自体のサイズが小さくなるのに伴って、チャージポンプ方式昇圧装置の小型化・低コスト化をより飛躍的に図ることができる。
【００４４】
（第１の変形例）
上述した実施形態は例示に過ぎず、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り、様々な形態に変更することができる。
そこで、本実施形態の電源回路装置の第１の変形例として、図７を参照して、負荷として制御回路が接続されたチャージポンプ方式昇圧装置の構成を説明する。図７は、チャージポンプ方式昇圧装置に負荷として制御回路が接続された回路の構成を示す回路構成図である。
【００４５】
実際には、図７に示すように、チャージポンプ方式昇圧装置１０の電圧出力端子ＶＯＵＴ−基準電圧端子ＶＳＳ間に負荷２０が接続され、ノードＶＤＤ−基準電圧端子ＶＳＳ間に制御回路３０−１〜３０−ｎが接続される。この制御回路３０−１〜３０−ｎ（ｎは２以上の整数）は、例えばＩＣ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）４５として製造する際に、チャージポンプ方式昇圧装置１０をクロック生成回路１０ｂや、液晶表示装置等のＩＣ４５内部の各装置を統括して制御するための回路である。
また、制御回路３０−１〜３０−ｎと並列にバイパスコンデンサＣ０が接続される。このバイパスコンデンサＣ０は、直流電源ＶＣＣから供給される電圧が変動するのを抑える役割を果たす蓄電素子である。チャージポンプ方式昇圧装置１０は、バイパスコンデンサＣ０に供給された電圧を昇圧する。
【００４６】
一方で、負荷２０は、上述したように音楽用圧電スピーカ等であるため、駆動方式にもよるが電流量Ｉａのピークは１００ｍＡ程度であり、信号レベルの振幅が非常に大きい。一方、制御回路３０−１〜３０−ｎは、上述したように回路の制御を目的とするため、電流量Ｉｂは２〜５ｍＡ程度であり、電流量の変動もほとんど無い。つまり、負荷２０に流れる電流量Ｉａと、制御回路３０−１〜３０−ｎに流れる電流量Ｉｂとを比較すると、制御回路３０−１〜３０−ｎに流れる電流量Ｉｂは、負荷２０に流れる電流量Ｉａよりも極めて少ないのが普通である。
【００４７】
従って、直流電源ＶＣＣから供給される全電流量は電流量Ｉａが支配的であり、電流量Ｉａにチャージポンプ方式昇圧装置１０の昇圧倍率をかけた値となる。例えば、チャージポンプ方式昇圧装置１０の昇圧倍率が２倍である場合に、全電流量は２×Ｉａとなる。回路の配線抵抗Ｒｉは一般的に数１００ｍΩ程度と非常に小さい。例えば、Ｉａ＝１００ｍＡ、Ｒｉ＝０．２Ωとした場合、バイパスコンデンサＣ０に供給される電圧は（ＶＣＣ−０．０４）Ｖ程度となる。つまり、直流電源ＶＣＣとノードＶＤＤはほとんど同じ電圧となるため、バイパスコンデンサＣ０と配線抵抗Ｒｉを無視することができる。
【００４８】
要するに、バイパスコンデンサＣ０および配線抵抗Ｒｉを無視して考えると、基準電圧端子ＶＳＳと電圧出力端子ＶＯＵＴとの間には、直流電源ＶＣＣの容量と出力用コンデンサＣ２の容量だけとなる。従って、電圧出力端子ＶＯＵＴ側からみた全体の容量をＣｏ、直流電源ＶＣＣの容量をＣｉ、出力用コンデンサＣ２のコンデンサの容量Ｃｊとすると、電圧出力端子ＶＯＵＴ側からみた全体の容量を式（１）および式（２）のように表すことができる。
Ｃｏ＝Ｃｉ×Ｃｊ／（Ｃｉ＋Ｃｊ）
＝Ｃｊ／（１＋Ｃｊ／Ｃｉ）    ……式（１）
また、Ｃｉ≫Ｃｊであるため、
Ｃｏ＝Ｃｊ      ……式（２）
と考えることができる。
【００４９】
つまり、本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置１０は、上述したように負荷として制御回路３０−１〜３０−ｎ等が接続されても、これに関わらず、電圧出力端子ＶＯＵＴと基準電圧端子ＶＳＳとの間に、出力用コンデンサＣ２のみを接続したときと等価であることが言える。図示する通り、出力用コンデンサＣ２に印加される電圧は、電圧出力端子ＯＵＴ−ノードＶＤＤ間の電位差になる。
【００５０】
（第２の変形例）
また、本実施形態においては、電源回路装置をチャージポンプ回路によって昇圧を行うチャージポンプ方式昇圧装置で説明したが、電源回路装置はチャージポンプ方式昇圧装置に限定されない。
そこで、本実施形態の電源回路装置の第２の変形例として、図８を参照しながら、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を説明する。図８は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電源回路の構成を示すブロック図である。
図８に示す昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路５０ａ、ゲートドライブ回路５０ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０ｃおよび出力用コンデンサＣ２を備えて構成される。
【００５１】
ＰＷＭ回路５０ａは、入力電圧の振幅を、振幅が一定でパルス幅の異なるパルス信号に生成する回路である。
ゲートドライブ回路５０ｂは、ＰＷＭ回路５０ａによって生成されたパルス信号に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０ｃを制御する回路である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０ｃは、コイルＬ、ダイオードＤ、およびスイッチＳＷを備えて構成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０ａは、ゲートドライブ回路５０ｂから出力される信号ＳＩＧに基づいて、スイッチＳＷをオン・オフ動作させて昇圧動作を行う。
【００５２】
つまり、この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、パルス信号のパルス幅によって電圧を制御して昇圧回路であって、チャージポンプ方式昇圧装置１０の昇圧回路の構成とは異なるものである。しかしながら、出力用コンデンサＣ２は、チャージポンプ方式昇圧装置１０と同様に、出力電圧端子ＶＯＵＴと基準電圧端子ＶＳＳとの間に接続されている。このため、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、直流電源ＶＣＣの出力電圧を基準として昇圧動作を行うことで、昇圧性能を変えることなく出力用コンデンサＣ２の耐圧を低くすることができる。
【００５３】
また、電源回路装置は昇圧回路に限らず、電源電圧よりも低い電圧を出力する場合には降圧回路によって電源回路装置を構成したり、昇圧と降圧とを同時に行う場合には昇降圧回路によって電源回路装置を構成しても良い。また、電源回路の種類においても、スイッチングレギュレータ、リニアレギュレータのどちらであっても良い。
また、例えば回路を構成する素子、例えば回路を開閉するスイッチとして機能するトランジスタにあっても、便宜的にＭＯＳトランジスタのみを用いて説明したが、ＣＭＯＳトランジスタを用いても実現可能である。
【００５４】
（まとめ）
本実施形態に係るチャージポンプ方式昇圧装置においては、出力用コンデンサをチャージポンプ方式昇圧装置の電圧出力端子ＶＯＵＴと、直流電源ＶＣＣの出力側の電圧入力端子ＶＩＮとの間に接続した。これによって、チャージポンプ方式昇圧装置は、チャージフェーズでは基準電圧端子ＶＳＳの電圧レベルを基準とし、トランスファーフェーズでは直流電源ＶＣＣの電圧レベルを基準として昇圧動作を行うことができる。このため、チャージポンプ方式昇圧装置で昇圧された出力電圧から、直流電源ＶＣＣの電圧分だけ差し引いた差電圧分に対応する耐圧の出力用コンデンサを用いることができる。このため、電源回路装置が組み込まれる製品の生産コストを削減したり、製品サイズの一層の小型化を図ったりすることが容易にできる。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
特に、携帯電話機や携帯型情報端末機、携帯音楽プレーヤ等の小型電子機器、またそれらを構成する圧電スピーカなどの小型部品・装置を駆動するための電源回路装置として利用される。
【符号の説明】
【００５６】
１０                    チャージポンプ方式昇圧装置
１０ａ                  チャージポンプ回路
１０ｂ                  クロック信号生成回路
Ｃ１                    充放電用コンデンサ
Ｃ２                    出力用コンデンサ
ＳＷ１〜ＳＷ４          スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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