(57)【要約】【課題】従来の空気調和機用電力変換装置は高調波に対応しながら、出力電圧としては整流、平滑された電圧以下の任意の出力を得ることができなかった。本発明は、高調波に対応しつつ、インバータ負荷への出力電圧を下げることを可能とするものである。【解決手段】整流回路２の直流出力側に接続されたコンデンサ４と、コンデンサ４の負荷側に接続されたスイッチング素子５と、スイッチング素子５の負荷側に接続された平滑回路６と、スイッチング素子５を目標の出力電圧に応じてオン／オフ制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源を整流する整流回路と、前記整流回路の交流入力側の各相に接続されたリアクトルと、前記整流回路の直流出力側に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの負荷側に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の負荷側に接続された平滑回路と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段とを有し、前記平滑回路の負荷側にインバータ負荷を接続する電力変換装置。
【請求項２】
請求項１の装置において前記平滑回路以降の電気回路が三相交流電源電圧より低い耐圧であることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主に空気調和機用電源として用いられる電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、三相交流電源から空気調和機に電力を供給する際には、例えば図２に示されるような三相整流装置１００が用いられていた。本図において、六個のダイオードで構成されるブリッジ回路である整流回路１０１により、三相交流電源１０２を整流して負荷１０３に電力を供給する。この整流回路１０１の三相交流入力側の各相にはそれぞれ交流側リアクトル１０４が接続される。
【０００３】
また、直流出力側の一方の線には直流側リアクトル１０６が接続され、このリアクトル１０６の後段において直流出力側の二線間には平滑用コンデンサ１０７が接続され、平滑用コンデンサ１０７の後段の二線に負荷１０３が接続される。
【０００４】
これらの回路の作用により整流回路１０１で交流入力は整流され、直流として出力され、さらに直流側リアクトル１０６及び平滑用コンデンサ１０７で平滑された後、負荷１０３に供給される。
【０００５】
次に、図３を用いて図２の整流装置１００の入力電圧と電流について説明する。この図においてＶ１〜Ｖ３は整流回路１０１の交流入力側の各相電圧を示しており、このときのＶ１相とＶ２の相間電圧をＶ１２、Ｖ１とＶ３の相間電圧をＶ１３と表す。また、Ｉ１は各相電流を示している。
【０００６】
Ｖ１の相電流Ｉ１は、Ｖ１相電圧＞Ｖ３相電圧＞Ｖ２相電圧となる区間である区間ｂでＶ１相からＶ２相というようにＶ１相から電位差の大きい相に向かって流れる。また、Ｖ３相電圧＞Ｖ１相電圧＞Ｖ２相電圧のように、電位差が最大とならない区間では電流Ｉ１は流れない。（但し、交流側リアクトル１０４の影響で電流に遅れが生じ、区間ａ、ｄの初期ではＩ１が流れる）Ｉ１の大きさは電流が流れる相の相間電圧に比例するため、Ｉ１は電流経路ごとにピーク点を持つ二山の波形になる。
【０００７】
このように電流Ｉ１が流れない区間が存在することや、二山の波形となることの影響で、電流Ｉ１は高調波成分を含んだものとなる。高調波電流が流れると、同一の電源ラインに接続された機器や配電設備に悪影響を及ぼす恐れがある。そのため、ＩＥＣ６１０００−３−１２のような規格が定められ、規制が強化されつつある。
【０００８】
この高調波電流の抑制方法としては、スイッチング素子を六個使用したＰＷＭコンバータと称されるフィルタや（例えば、特許文献１参照）、スイッチング素子一個で構成するフィルタが開発されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００９】
このような高調波抑制方法を用いて規格に対応していく必要があるが、これらの方法では出力電圧としては整流、平滑された電圧以下の任意の出力を得ることができなかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開平５−２５２７４９号公報
【特許文献２】特開平１１−９８８４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ここで、前述したＰＷＭコンバータを使用するフィルタでは出力電圧を制御して、高調波電流を精度良く抑制できるものの、交流電源の相間電圧が高い場合には、出力される直流電圧が極めて高くなると共に、後者のスイッチング素子一個のフィルタの場合にはこれが更に高くなってしまう。そのため、整流後の回路で使用する回路素子として高電圧対応のものを使用しなければならなくなるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記従来の課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、三相交流電源を整流する整流回路と、前記整流回路の交流入力側の各相に接続されたリアクトルと、前記整流回路の直流出力側に接続されたコンデンサと、前記コンデンサの負荷側に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の負荷側に接続された平滑回路と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段を備えたものである。
【００１３】
これによって、スイッチング素子をオンしている時間だけ平滑回路に電流が流れ、平滑コンデンサに電圧が供給されるので、平滑コンデンサの電圧が任意値になるように、スイッチング素子のスイッチング周波数の１サイクルの時間に対するオン信号の比であるオンデューティー  比の調整を行うことで平滑コンデンサ１２の電圧を調整することが可能となる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明は、前述の課題を解決できるものであり、比較的簡単な構成で空気調和機の電力変換装置を実現できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施の形態１における回路図
【図２】従来の実施例の回路図
【図３】従来の実施例の波形例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（実施の形態１）
図１を用いて本発明の実施の形態を説明する。三相交流電源１を整流するダイオードをブリッジ接続して構成された整流回路２と、整流回路２の交流入力側の各相に接続されたリアクトル３と、整流回路２の出力側の２線に並列に接続されたコンデンサ４と、コンデンサ４の負荷側に直列に接続されたスイッチング素子５と、スイッチング素子５の負荷側に接続された平滑回路６と、スイッチング素子５をオン／オフ制御する制御手段７と、平滑回路６の負荷側に並列に接続されたインバータ負荷８とが接続される。平滑回路６はフライホイールダイオード１０と逆阻止ダイオード１１と平滑コンデンサ１２によって構成される。また、平滑コンデンサ１２の電圧を抵抗による電圧分圧によって検出する電圧検出回路１３を備える。また、インバータ負荷８は、インバータ素子１４とモータ１５によって構成される。
【００１７】
制御手段７によって、スイッチング素子５がオンされると、スイッチング素子をオンしている時間だけ平滑回路６に電流が流れ、平滑コンデンサ１２に電圧が供給される。平滑コンデンサ１２の電圧が任意値になるように、制御手段７は電圧検出回路１３の出力をモニタしながら、スイッチング素子５のスイッチング周波数の１サイクルの時間に対するオン信号の比であるオンデューティー 比の調整を行うことで平滑コンデンサ１２の電圧を調整する。このとき、平滑コンデンサ１２の電圧が三相交流電圧を整流、平滑したときの電圧より低い任意の一定値になるように制御を行う。
【００１８】
この制御により、インバータ負荷８や平滑コンデンサ１４は、たとえば、交流電源電圧４００Ｖ入力の機器でありながら、交流電源電圧２３０Ｖの機器に対応したインバータ素子１４、モータ１５の耐電圧値を適用できる。このことにより、構成部品のコストダウンが可能となる。また、インバータ負荷８の消費電力の増加により、平滑コンデンサ１４の電圧が降下したときもオンデューティー比を調整することで平滑コンデンサ１４の電圧を任意値に保つことができるものである。
【００１９】
高調波電流については、交流リアクトル３を適切に選択することで対応することができる。
【産業上の利用可能性】
【００２０】
本発明の電源回路は、２００Ｖ以上の電圧系に対応した空気調和機の電力変換装置に適用できるものである。
【符号の説明】
【００２１】
１  三相交流電源
２  整流回路
３  交流リアクトル
４  コンデンサ
５  スイッチング素子
６  平滑回路
７  制御手段
８  インバータ負荷
１０  フライホイールダイオード
１１  逆阻止ダイオード
１２  平滑コンデンサ
１３  電圧検出回路
１４  インバータ素子
１５  モータ
１００  三相整流装置
１０１  整流装置
１０２  三相交流電源
１０３  負荷
１０４  交流側リアクトル
１０６  直流側リアクトル
１０７  平滑用コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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