(57)【要約】【課題】逆励磁方式で起動して直流系統を交流系統に連系する場合に高速に起動でき迅速に交流系統に連系できるようにすることである。【解決手段】制御装置２０から起動がかけられると、初充電回路１７は交流系統１５から電力を入力し、直流系統１２の直流コンデンサ１９に充電を開始し、直流コンデンサ１９の電圧がＰＷＭ制御可能電圧より低い矩形波制御可能電圧になると、制御装置２０はインバータ１１を矩形波パルス運転し、その後に、連系遮断器１４を閉じて直流系統１２を交流系統１５に連系させる【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流系統の直流を交流に変換して連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路と、前記起動の際の前記初充電回路による前記直流コンデンサの充電により前記直流コンデンサの電圧が矩形波制御可能電圧になると前記インバータを矩形波パルス運転し前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させる制御装置とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
直流系統の直流を交流に変換して連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路と、前記起動の際の前記初充電回路による前記直流コンデンサの充電により前記直流コンデンサの電圧が低周波ＰＷＭ制御可能電圧になると前記インバータを低周波ＰＷＭ運転し前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させる制御装置とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記直流系統を前記交流系統に連系した後に通常周波ＰＷＭ運転に切り替えることを特徴とする請求項１乃至請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
直流系統の直流を交流に変換して連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路とを備えた電力変換装置において、前記電力変換装置の起動の際に前記初充電回路により前記交流系統から電力を入力して前記直流系統の直流コンデンサを充電し、前記直流コンデンサの電圧が矩形波制御可能電圧になると前記インバータを矩形波パルス運転し、その後に、前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
直流系統の直流を交流に変換して連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路とを備えた電力変換装置において、前記電力変換装置の起動の際に前記初充電回路により前記交流系統から電力を入力して前記直流系統の直流コンデンサを充電し、前記直流コンデンサの電圧が低周波ＰＷＭ制御可能電圧になると前記インバータを低周波ＰＷＭ運転し、その後に、前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項６】
前記直流系統を前記交流系統に連系した後に矩形波パルス運転からＰＷＭ運転に切り替えることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流系統の直流を交流に変換して交流系統と連系運転する電力変換装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流系統の直流を交流に変換して交流系統と連系運転する電力変換装置としては、直流送電系統を交流系統に接続するもの、分散型電源設備を交流系統に接続するもの、静止形無効電力補償装置を交流系統に接続するものなどがある。
【０００３】
このような電力変換装置では、その起動の前段階として，別回路（初充電回路）から直流コンデンサ（ＤＣコンデンサ）を充電する逆励磁方式が採用されている。これは、交流系統との連系を行う変圧器の励磁突入電流を回避するためである（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図６は逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の構成図である。電力変換装置のインバータ１１は、直流系統１２の直流を交流に変換して変圧器１３及び連系遮断器１４を介して交流系統１５に連系される。電力変換装置の起動の際には、交流系統１５から励磁用変圧器１６を介して電力を初充電回路１７に入力し、初充電回路１７は交流を直流に変換して開閉器１８を介してＤＣコンデンサ１９を充電する。そして、インバータ１１はＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づき、変圧器１３を逆励磁してインバータ１１を交流系統１５に連系する。
【０００５】
制御装置２０は電力変換装置の制御を行うものであり、制御装置２０の起動制御部２１は、電力変換装置の起動の際に初充電回路１７を起動してＤＣコンデンサ１９を充電するものである。また、電圧判定部２２はＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧を監視するものであり、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧がＰＷＭ制御可能電圧以上となったときはＰＷＭ制御部２３を起動する。
【０００６】
ＰＷＭ制御部２３は、位相同期回路（ＰＬＬ）２４で得られた交流系統１５の電圧に同期した信号を入力し、ＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づきインバータ１１を制御する。すなわち、インバータ１１の出力電圧が交流系統１１の周波数、位相及び大きさに一致するように制御する。そして、ＰＷＭ制御部２３によるインバータ１１の出力電圧の制御が安定すると、連系制御部２５は連系遮断器１４を閉じてインバータ１１を交流系統１５に連系する。これにより、電力変換装置は交流系統と連系運転されることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平２００７−１９５３４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、電力変換装置の起動の際には、初充電回路１７によりＤＣコンデンサ１９が充電され、そのＤＣ電圧がＰＷＭ制御可能電圧以上となったときに、初めて制御装置２０のＰＷＭ制御部２３によりＰＷＭ制御が開始されるので、迅速に電力変換装置を立ち上げることができない。
【０００９】
図７に示すように、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１は交流電圧Ｖａｃの（√３／２√２≒１．６３）倍であるので、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になるまでのＤＣコンデンサへの充電時間Ｔ１が長く、時点ｔ１でＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になる。従って、ＰＷＭ制御が開始されるまでの時間が長く高速化が困難である。一方、電力変換装置を常にゲートブロック状態で待機することも考えられるが、待機時に損失が発生する。
【００１０】
ここで、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１として交流電圧Ｖａｃの約１．６３倍の電圧が必要となるのは、図８に示すように、ＰＷＭ制御によるインバータ１１の出力電圧は、矩形波がＰＷＭ制御された断続波形となり電圧利用率が高くないことに起因する。
【００１１】
本発明の目的は、逆励磁方式で起動して直流系統を交流系統に連系する場合に高速に起動でき迅速に交流系統に連系できる電力変換装置及びその制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１の発明に係る電力変換装置は、直流系統の直流を交流に変換して連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路と、前記起動の際の前記初充電回路による前記直流コンデンサの充電により前記直流コンデンサの電圧が矩形波制御可能電圧になると前記インバータを矩形波パルス運転し前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させる制御装置とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
請求項２の発明に係る電力変換装置は、直流系統の直流を交流に変換して連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路と、前記起動の際の前記初充電回路による前記直流コンデンサの充電により前記直流コンデンサの電圧が低周波ＰＷＭ制御可能電圧になると前記インバータを低周波ＰＷＭ運転し前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させる制御装置とを備えたことを特徴とする。
【００１４】
請求項３の発明に係る電力変換装置は、請求項１の発明において、前記制御装置は、前記直流系統を前記交流系統に連系した後に矩形波パルス運転から通常周波ＰＷＭ運転に切り替えることを特徴とする。
【００１５】
請求項４の発明に係る電力変換装置の制御方法は、直流系統の直流を交流に変換して連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路とを備えた電力変換装置において、前記電力変換装置の起動の際に前記初充電回路により前記交流系統から電力を入力して前記直流系統の直流コンデンサを充電し、前記直流コンデンサの電圧が矩形波制御可能電圧になると前記インバータを矩形波パルス運転し、その後に、前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させることを特徴とする。
【００１６】
請求項５の発明に係る電力変換装置の制御方法は、直流系統の直流を交流に変換して連系遮断器を介して交流系統に出力するインバータと、起動の際に前記交流系統から電力を入力し前記直流系統の直流コンデンサに充電する初充電回路とを備えた電力変換装置において、前記電力変換装置の起動の際に前記初充電回路により前記交流系統から電力を入力して前記直流系統の直流コンデンサを充電し、前記直流コンデンサの電圧が低周波ＰＷＭ制御可能電圧になると前記インバータを低周波ＰＷＭ運転し、その後に、前記連系遮断器を閉じて前記直流系統を前記交流系統に連系させることを特徴とする。
【００１７】
請求項６の発明に係る電力変換装置の制御方法は、請求項３の発明において、前記直流系統を前記交流系統に連系した後に矩形波パルス運転からＰＷＭ運転に切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、電力変換装置の起動の際に、直流コンデンサの電圧がＰＷＭ制御可能電圧よりも低い矩形波制御可能電圧になると、インバータを矩形波パルス運転にて、その矩形波パルス運転の状態で連系遮断器を閉じて直流系統を交流系統に連系させるので、高速で電力変換装置を起動でき迅速に直流系統を交流系統に連系できる。また、直流系統を交流系統に連系した後に矩形波パルス運転からＰＷＭ運転に切り替えるので、高調波発生の大きい矩形波パルス運転の継続を抑制でき、交流系統への高調波電流の流出を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第一の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２】本発明の実施の形態に係る電力変換装置での矩形波制御が開始される矩形波制御可能電圧の特性を示す特性図。
【図３】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の起動時の矩形波制御によるインバータの出力電圧の波形図。
【図４】本発明の実施の形態に係る電力変換装置の起動後に矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えた場合のインバータの出力電圧の波形図。
【図５】本発明の第二の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図６】逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の構成図。
【図７】従来の電力変換装置でのＰＷＭ制御が開始されるＰＷＭ制御可能電圧の特性を示す特性図。
【図８】逆励磁方式を採用した従来の電力変換装置の起動時のＰＷＭ制御によるインバータの出力電圧の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の第一の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。この実施の形態に係る電力変換装置は、図６に示した従来例に対し、制御装置２０に矩形波制御部２６及び切替器２７を追加して設けたものである。図６と同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００２１】
電圧判定部２２は、初充電回路１７によりＤＣコンデンサ１９への充電が開始されると、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが矩形波制御可能電圧Ｖｄｃ２になったかどうかを監視する。矩形波制御可能電圧Ｖｄｃ２はＰＷＭ制御可能信号Ｖｄｃ１より低い電圧である。そして、電圧判定部２２は、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが矩形波制御可能電圧Ｖｄｃ２になったことを検出すると、切替器２７を矩形波制御部２６側に接続するとともに矩形波制御部２６を起動する。
【００２２】
矩形波制御部２６は、起動がかけられると、位相同期回路（ＰＬＬ）２４で得られた交流系統１５の電圧に同期した信号を入力し、ＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づきインバータ１１への制御指令を切替器２７を介してインバータ１１に出力する。すなわち、インバータ１１の出力電圧が交流系統１１の周波数、位相及び大きさに一致するように制御する。そして、矩形波制御部２６によるインバータ１１の出力電圧の制御が安定すると、連系制御部２５は連系遮断器１４を閉じてインバータ１１を交流系統１５に連系する。これにより、電力変換装置は交流系統と連系運転されることになる。
【００２３】
図２は本発明の実施の形態に係る電力変換装置での矩形波制御が開始される矩形波制御可能電圧の特性を示す特性図である。図２に示すように、矩形波制御可能電圧Ｖｄｃ２は交流電圧Ｖａｃの（√６／π≒１．２８）倍であり、交流電圧Ｖａｃの１．６３倍のＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１より小さい。従って、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが矩形波制御可能電圧Ｖｄｃ２なる時点ｔ２までのＤＣコンデンサへの充電時間Ｔ２は、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になる時点ｔ１までのＤＣコンデンサへの充電時間Ｔ１より短い。このことから、時点ｔ１より早い時点ｔ２から矩形波制御を行うことができる。
【００２４】
ここで、矩形波制御可能電圧Ｖｄｃ２として、交流電圧Ｖａｃの１．６３倍のＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１より小さい交流電圧Ｖａｃの約１．２８倍の電圧でよいのは、図３に示すように、矩形波制御によるインバータ１１の出力電圧は、矩形波がワンパルス波形となるからである。
【００２５】
次に、電圧判定部２２はＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になったかどうかを監視する。そして、電圧判定部２２は、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧ＶｄｃがＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になったことを検出すると、切替器２７をＰＷＭ制御部２３側に接続するとともにＰＷＭ制御部２３を起動する。
【００２６】
ＰＷＭ制御部２３は、位相同期回路（ＰＬＬ）２４で得られた交流系統１５の電圧に同期した信号を入力し、ＤＣコンデンサ１９に充電された電力に基づきインバータ１１を制御する。すなわち、インバータ１１の出力電圧が交流系統１１の周波数、位相及び大きさに一致するように制御する。これにより、図４に示すように、矩形波制御によるインバータ１１の出力電圧からＰＷＭ制御によるインバータ１１の出力電圧に切り替わる。このように、直流系統を交流系統に連系した後に矩形波パルス運転からＰＷＭ運転に切り替える。
【００２７】
次に図５は本発明の第二の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。この実施の形態に係る電力変換装置は、図６に示した従来例に対し、制御装置２０に低周波ＰＷＭ制御部２８及び切替器２７を追加して設けたものである。
【００２８】
ここでは、電圧判定部２２は、初充電回路１７によりＤＣコンデンサ１９への充電が開始されると、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが低周波ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ３になったかどうかを監視する。低周波ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ３はＰＷＭ制御可能信号Ｖｄｃ１より低い電圧である。そして、電圧判定部２２は、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが低周波ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ３になったことを検出すると、切替器２７を低周波ＰＷＭ波制御部２８側に接続するとともに低周波ＰＷＭ波制御部２８を起動する。図２に示すように、低周波ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ３はＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１より小さいため、ＤＣコンデンサ１９のＤＣ電圧Ｖｄｃが低周波ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ３なる時点ｔ３までのＤＣコンデンサへの充電時間Ｔ３は、ＰＷＭ制御可能電圧Ｖｄｃ１になる時点ｔ１までのＤＣコンデンサへの充電時間Ｔ１より短い。このことから、時点ｔ１より早い時点ｔ３から低周波ＰＷＭ制御を行うことができる。
【００２９】
以上述べたように、本発明の実施の形態によれば、電力変換装置の起動時には、ＤＣコンデンサのＤＣ電圧が低い状態で矩形波パルス制御または低周波ＰＷＭ制御でき矩形波パルス運転または低周波ＰＷＭ運転で連系できるので、通常周波ＰＷＭ制御によるＰＷＭ運転の場合に比較して早期に交流系統に連系できる。また、矩形波パルス運転では高調波電圧歪の影響が懸念されるが，徐々にＰＷＭ制御運転へ移行させることで高調波電圧歪の影響を短時間で回避できる。このように、電力変換装置の高速起動が実現でき、矩形波パルス制御または低周波ＰＷＭ制御のＤＣ電圧がＰＷＭ制御のＤＣ電圧と比較して低いため、０Ｖから高速に定格ＤＣ電圧に到達できる。
【符号の説明】
【００３０】
１１…インバータ、１２…直流系統、１３…変圧器、１４…連系遮断器、１５…交流系統、１６…励磁用変圧器、１７…初充電回路、１８…開閉器、１９…ＤＣコンデンサ、２０…制御装置、２１…起動制御部、２２…電圧判定部、２３…ＰＷＭ制御部、２４…位相同期回路、２５…連系制御部、２６…矩形波制御部、２７…切替器、２８…低周波ＰＷＭ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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