(57)【要約】【課題】ＦＳＫ信号のＭＩＭＯ通信などにおいて、計算量の増加量をある程度抑制して受信特性を向上させることを可能にする。【解決手段】送信機１０は、データビット１１−１〜１１−ｎＴに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調部１２−１〜１２−ｎＴ、周波数偏移変調後の信号に対してガードインターバルとしてゼロ挿入を行うゼロ挿入部１３−１〜１３−ｎＴ、送信アンテナＴｘ．１〜Ｔｘ．ｎＴを備える。受信機２０は、受信アンテナＲｘ．１〜Ｒｘ．ｎＲ、受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部２２−１〜２２−ｎＲ、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部２３−１〜２３−ｎＲ、離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行い受信ビット２５−１〜２５−ｎＲを出力する最尤判定部２４と、を備える。【選択図】図１
2011199830.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数偏移変調を用いて通信を行う受信装置であって、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部と、
Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部と、
前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定部と、
を備えること
を特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記最尤判定部は、前記送信信号候補の数を絞り込むこと
を特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記最尤判定部は、
受信信号のブロックをシンボル時間で分割し、
累積メトリックを用いて前記シンボル時間毎に送信信号候補を削減すること
を特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
【請求項４】
ＭＩＭＯ伝送において通信を行うこと
を特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の受信装置。
【請求項５】
送信装置と受信装置とからなる通信システムであって、
前記送信装置は、
データビットに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調部と、
周波数偏移変調後の信号に対してガードインターバルとしてゼロ挿入を行うゼロ挿入部と、
を備え、
前記受信装置は、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部と、
Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部と、
前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定部と、
を備えること
を特徴とする通信システム。
【請求項６】
周波数偏移変調を用いて通信を行う受信方法であって、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波過程と、
Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング過程と、
前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定過程と、
を有すること
を特徴とする受信方法。
【請求項７】
送信方法と受信方法とを有する通信方法であって、
前記送信方法は、
データビットに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調過程と、
周波数偏移変調後の信号に対してゼロ挿入を行うゼロ挿入過程と、
を備え、
前記受信方法は、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波過程と、
Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング過程と、
前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を  行う最尤判定過程と、
を有すること
を特徴とする通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル無線通信方式におけるデータ伝送方式に関するものである。特に、ＦＳＫ信号に対し周波数選択性通信路に於けるシングル入力、シングル出力（Single-Input Single-Output：ＳＩＳＯ、以下ＳＩＳＯと称す）システム、及びマルチ入力、マルチ出力（Multiple-Input Multiple-Output：ＭＩＭＯ、以下ＭＩＭＯと称す）システムで、優れたビット誤り率特性を実現させる受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信において高速大容量通信の需要が高まり、送受信共に複数本のアンテナを用いたＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）システムについての研究が盛んに行われている。ＭＩＭＯシステムでは同一周波数で同時刻に空間多重の信号伝送ができ、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）システムに比べ、送信アンテナ数をｎＴ、受信アンテナ数をｎＲとしたとき、通信路容量がアンテナ数ｍｉｎ（ｎＴ，ｎＲ）倍に増加することが明らかとなっている。ＦＳＫ信号を用いたＭＩＭＯシステムの実現には、以下の方法がある。
【０００３】
第１の従来技術として周波数領域等化（Frequency Domain Equalization、以下ＦＤＥ）がある（非特許文献１参照）。受信機側で受信データを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により周波数領域に変換し、ＭＭＳＥ基準の重み行列を乗算するＮｕｌｌｉｎｇと呼ばれる方法を用いて、周波数等化と信号分離を同時に行う。この処理の後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により時間領域に戻し、データを復調する。
【０００４】
第２の従来技術として最尤判定法（Maximum Likelihood Detection、以下ＭＬＤ）がある（非特許文献２参照）。送信信号の候補ｓに対して、受信信号ｙの条件確率密度関数をｐ（ｙ／ｓ）としたとき、ｓを変数とする関数ｐ（ｙ／ｓ）を尤度関数と呼ぶ。ＭＬＤは、ｙに対して最も大きな尤度に対応するｓを送信信号とみなして硬判定出力するものである。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】宇都宮、高橋、岩波、岡本、”LDPC符号化MIMO SC FDE方式に関する一比較検討”、電子情報通信学会ソサイエティ大会B-5-56、2007年9月
【非特許文献２】A.van Zelst, “Space Division Multiplexing Algorithms”, IEEE MELECON2000, vol.3, pp.1218-1221, May 2000
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、周波数選択性通信路におけるＦＳＫ信号の等化は、受信側の検波処理が非線形な処理であるため、検波器出力後の信号について線形処理による等化を行うことが難しい。最尤系列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimation、以下ＭＬＳＥ）を用いればＳＩＳＯ通信路において検波器出力からの送信信号推定が可能であるが、ＭＩＭＯ通信路でこれを実現した例は無い。そこで、ＭＩＭＯ通信路におけるＦＳＫ信号の等化については、検波器の前に線形等化器を置くことにより信号分離と等化を行うＦＤＥ方式が考えられる。しかし、一般にＦＤＥによる方式は処理が高速に行えるという利点はあるものの信号分離が不完全なためビット誤り率（Bit Error Rate、以下ＢＥＲ）特性においてＭＬＤやＭＬＳＥなどに比べて劣る。そこで、ＭＩＭＯ通信路においても、よりＢＥＲ特性の優れた方式の実現が求められる。
【０００７】
本発明は、斯かる実情に鑑み、ＦＳＫ信号のＭＩＭＯ通信などにおいて、計算量の増加量をある程度抑制して受信特性を向上させることを可能にする受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、周波数偏移変調を用いて通信を行う受信装置であって、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部と、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部と、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定部と、を備えること
を特徴とする。
【０００９】
前記最尤判定部は、前記送信信号候補の数を絞り込むことを特徴とする。
【００１０】
また、前記最尤判定部は、受信信号のブロックをシンボル時間で分割し、累積メトリックを用いて前記シンボル時間毎に送信信号候補を削減することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の受信装置は、ＭＩＭＯ伝送において通信を行うことを特徴とする。
【００１２】
また、本発明は、送信装置と受信装置とからなる通信システムであって、
前記送信装置は、データビットに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調部と、
周波数偏移変調後の信号に対してガードインターバルとしてゼロ挿入を行うゼロ挿入部と、を備え、
前記受信装置は、受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部と、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部と、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定部と、を備えることを特徴とする。
【００１３】
また、本発明は、周波数偏移変調を用いて通信を行う受信方法であって、
受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波過程と、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング過程と、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定過程と、を有することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、送信方法と受信方法とを有する通信方法であって、
前記送信方法は、データビットに対して周波数偏移変調を行うＭＦＳＫ変調過程と、周波数偏移変調後の信号に対してゼロ挿入を行うゼロ挿入過程と、を備え、
前記受信方法は、受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波過程と、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング過程と、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行う最尤判定過程と、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
このように本発明は、受信アンテナで受信した信号のＩ−Ｑ検波を行い、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成して、前記離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行うので、計算量の増加量をある程度抑制した上でＦＳＫ信号のＭＩＭＯ通信におけるＢＥＲ特性などの受信特性の改善を実現することが可能となり、高品質なデータの送受信を実現する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】送受信機のシステムモデルを示す図である。
【図２】Cyclic Prefix（ＣＰ）とZero Padding（ＺＰ）のブロック構成を示す図である。
【図３】遅延プロフィールを示す図である。
【図４】シミュレーションでの遅延プロフィールを示す図である。
【図５】送受信の様子を示す図である。
【図６】本システムにおけるＭアルゴリズムＳｔｅｐ１を解説した図である。
【図７】本システムにおけるＭアルゴリズムＳｔｅｐ２を解説した図である。
【図８】本システムにおけるＭアルゴリズムＳｔｅｐ３を解説した図である。
【図９】本システムにおけるＭアルゴリズムＳｔｅｐ４を解説した図である。
【図１０】４×４  ＭＩＭＯ周波数選択性通信路モデルに於いて、変調に２ＦＳＫを用いた場合のＦｕｌｌ  ＭＬＤとＭ−ＭＬＤの計算量を示す図である。
【図１１】１×１ＳＩＳＯ・２×２ＭＩＭＯ周波数選択性通信路モデルに於いて、変調に２ＦＳＫ・４ＦＳＫ（変調指数ｈ＝０。７）を用いた場合のＣＰ−ＦＤＥ方式とＺＰ−ＭＬＤ方式について計算機シミュレーションにより求めたＢＥＲ特性を示す図である。
【図１２】４×４  ＭＩＭＯ周波数選択性通信路モデルに於いて、変調に２ＦＳＫ（変調指数ｈ＝０。７）を用いた場合のＭ−ＭＬＤ方式とＦｕｌｌ  ＭＬＤ方式について計算機シミュレーションにより求めたＢＥＲ特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。
【００１８】
＜第１の実施形態＞
まず本発明の概略を、図１を用いて説明する。図１は本発明の送受信機のシステムモデルを示す図である。図１に示すように、送信機１０は、データビット１１−１〜１１−ｎＴに対して周波数偏移変調（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）を行うＭＦＳＫ変調部１２−１〜１２−ｎＴ、周波数偏移変調後の信号に対してガードインターバルとしてゼロ挿入を行うゼロ挿入部（ＺＰ）１３−１〜１３−ｎＴ、送信アンテナ数がｎＴである送信アンテナＴｘ．１〜Ｔｘ．ｎＴを備える。受信機２０は、受信アンテナ数をｎＲである受信アンテナＲｘ．１〜Ｒｘ．ｎＲ、受信した信号のＩ−Ｑ検波を行うＩ−Ｑ検波部２２−１〜２２−ｎＲ、Ｉ−Ｑ検波後のアナログ信号から離散時刻信号を生成するサンプリング部２３−１〜２３−ｎＲ、離散時刻信号と送信信号候補から生成される受信レプリカ信号を用いて最尤判定を行い受信ビット２５−１〜２５−ｎＲを出力する最尤判定部（ＭＬＤ）２４と、を備える。
【００１９】
本発明では、ＭＩＭＯ周波数選択性通信路に対し、ゼロ挿入（Zero Padding、以下ＺＰ）を用いてブロック間干渉（Inter Block Interference、ＩＢＩ）の除去を行い、信号間距離に基づくメトリックを用いたＭＬＤにより、送信ＭＩＭＯ  ＭＦＳＫ信号ストリームの等化・分離処理を実現する。
【００２０】
図１のシステムモデル図に示すように、送信機１０側で、ゼロ挿入部１３−１〜１３−ｎＴが送信信号の各ブロックの末尾にＺＰによるガードインターバルを挿入し、マルチパス遅延波によるブロック間干渉を防ぐ。
【００２１】
ここで、ＺＰとサイクリックプレフィクス（Cyclic Prefix、以下ＣＰ）の違いを示すと図２の様になる。ブロック構成は、データシンボル長をＮＳＴｓ、ＧＩ長をＮＧＴｓとする。ただしＴｓはＭＦＳＫ信号の１シンボル時間である。受信機２０側では、Ｉ−Ｑ検波部２２−１〜２２−ｎＲのＩ−Ｑ検波により複素ベースバンド信号を得た後に、サンプリング部２３−１〜２３−ｎＲがΔｔ＝Ｔｓ／２ｃ間隔（ｃ：整数）で離散時間サンプリングを行う。ＺＰによるガードインターバルを含めた１  ｂｌｏｃｋ長をＫＴｓとすると、Ｎ＝Ｋ・２ｃ個のサンプリング点に分割される。このサンプリングは複素ベースバンド信号に対し標本化定理を満足する程度に細かく行う。
【００２２】
ここで、送信アンテナ数をｎＴ、受信アンテナ数をｎＲとし、送信アンテナｉ（ｉ＝１，…，ｎＴ）番目におけるＺＰ後の送信信号について１  ｂｌｏｃｋ長の連続信号表現をｓｉ（ｔ）、その離散時間表現をｓｉ［ｋ］とする。同様に受信信号をｒｊ（ｔ），ｒｊ［ｋ］ｊ（ｊ＝１，…，ｎＲ）、受信雑音をｎｊ（ｔ），ｎｊ［ｋ］と表す。
【００２３】
【数１】
2011199830.tif 000003
【００２４】
ここで、送信アンテナｉから受信アンテナｊ間の通信路の遅延プロフィールが図３の様に表されるとすると、送受信信号の関係は、次式（１）のようになる。
【００２５】
【数２】
2011199830.tif 000004
【００２６】
ＭＬＤ２４では、このチャネル情報（ＣＳＩ）が受信側で既知であるとし、ＣＳＩを元に受信側で受信レプリカ信号を作成する。これをｒ＾ｊ（ｔ），ｒ＾ｊ［ｋ］と表すと、ＭＬＤ２４に於けるメトリックは１ブロック長の受信信号と受信レプリカ信号の間の２乗信号間距離を用いて次式（２）のように表される。
【００２７】
【数３】
2011199830.tif 000005
【００２８】
また、送信信号は次式（３）により判定される。
【００２９】
【数４】
2011199830.tif 000006
【００３０】
すなわち送信信号のＭのＮＳｎＴ乗通りのシンボルパターンに対するメトリックの内から、式（３）を最小にするシンボルパターンを選択し送信信号ストリームの判定を行う。このシステムによる受信方式を以下ＺＰ−ＭＬＤ方式と呼ぶ。
【００３１】
ＺＰ−ＭＬＤ方式において、さらにＭアルゴリズムを適用するシステムについて述べる。前述のＺＰ−ＭＬＤ方式ではＦｕｌｌ  ＭＬＤ（完全ＭＬＤ）により、式（２）で表されるメトリックをすべての送信信号候補について算出し、このメトリック値を最小とする送信信号候補を推定送信信号とした。しかしＦｕｌｌ  ＭＬＤではアンテナ数・多値数・ブロック長に対して、計算量はＭのＮＳｎＴ乗となり指数関数的に増加してしまう。一方、伝送速度の面では、同じＧＩ長を用いた場合で比較すると、データブロック長は大きい程良い。なぜなら、ブロック長が大きい方が各ブロックにおいてＧＩが占める割合を減少させることができ、ＧＩによる伝送速度の損失を減らすことができるからである。
【００３２】
そこで、ブロック長による計算量の指数関数的増加を抑制する一手法として、Ｍアルゴリズムの適用を検討し、計算量の削減を行う。Ｍアルゴリズムの適用法を以下に述べる。
【００３３】
まず、０≦ｔ≦ｉＴｓにおける２乗信号間距離であるｉシンボル目までの累積メトリックと定義する。これは次式（４）で表される。
【００３４】
【数５】
2011199830.tif 000007
【００３５】
この累積メトリックは、各アンテナのｉシンボル目までの送信信号候補の尤度基準として用いることができる。この累積メトリックを用いて、ｉを順次増やしながらの各ステップにおけるｉシンボル目までの送信信号候補をＭｃ個に絞り込む。これにより、最終的な候補探索回数は、Ｆｕｌｌ  ＭＬＤの場合、ＭのＮＳｎＴ乗回（Ｍ：変調多値数、ｎＴ：送信アンテナ数、Ｎｓ：１ブロックのデータシンボル数）となる。一方、Ｍアルゴリズムを適用した場合（１＋ＮｓＭｃ）×（ＭのｎＴ乗）回となり、指数部にＮｓが含まれなくなるため、計算量を大幅に削減することができる。
【００３６】
ここで、具体例として図５のように送信アンテナ数ｎＴ＝２，１ブロックの送信シンボル長ＮＳＴｓ＝４Ｔｓ、ＧＩ長ＮＧＴｓ＝１Ｔｓ、全体の送信ブロック長ＫＴｓ＝５Ｔｓとした場合で図を交えて詳細を手順を示す。
＜Ｓｔｅｐ１＞  ｉ＝１での累積メトリックを算出（図６）
＜Ｓｔｅｐ２＞  ｉ＝１での累積メトリックを元に送信信号トレリスからＭｃ個の生き残りパスを選択（図７）
＜Ｓｔｅｐ３＞  ｉを（ＮＳ−１）になるまで１ずつ増やしｓｔｅｐ１、２を繰り返す（図８）
＜Ｓｔｅｐ４＞  （ＮＳ−１）シンボル目までの送信信号トレリスの生き残りパスを用い、ｉ＝Ｋすなわち末尾のＺＰ部を含めた通常のメトリックを算出し最終結果とする。（図９）
【００３７】
Ｍアルゴリズムを用いたＭ−ＭＬＤ方式と、前述のＦｕｌｌ  ＭＬＤ方式の計算量の違いを図１０に示す。
【００３８】
以下、実施例に基づいて本発明の効果を具体的に説明するが、もとより本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。
【００３９】
各送信・受信アンテナ間の通信路は、互いに独立な１ｄＢ減衰の１６パス周波数選択性準静的レイリーフェージング通信路（Quasi-static Rayleigh fading channel）とする。この通信路の遅延プロフィールを図４に示す。
【００４０】
ＭＦＳＫ（Ｍ−ａｒｙ  ＦＳＫ）信号はＭ＝２、４の場合について実施した。それぞれサンプリングの分割数２ｃは２ＦＳＫに於いて１６、４ＦＳＫに於いて３２とした。変調指数はｈ＝０．７とし、受信方式はＺＰ−ＭＬＤのほかに比較対象としてＣＰを用いたＦＤＥ（以下ＣＰ−ＦＤＥ）のＢＥＲ特性も合わせて算出した。アンテナ数は１×１ＳＩＳＯ、２×２ＭＩＭＯ、通信路情報は受信側で既知とする。１ブロックあたりの送信データシンボル長ＮＳＴｓは２Ｔｓとし、ＣＰ−ＦＤＥのＦＦＴサイズ２ｃ×ＮＳは２ＦＳＫに於いて３２、４ＦＳＫに於いて６４となる。Guard Interval（以下ＧＩ）長ＮＧＴｓは１Ｔｓとする。この条件におけるＢＥＲ特性を計算機シミュレーションにより算出した結果を図１１に示す。この結果から、２ＦＳＫに於いてＺＰ−ＭＬＤはＣＰ−ＦＤＥに比べＢＥＲ＝１０−５で２０ｄＢ以上の改善が見られ、４ＦＳＫに於いても同様に２０ｄＢ程度の改善が見られる。ＺＰ−ＭＬＤは受信側での計算量が多く受信機の複雑度は高くなるが、大幅なＢＥＲ特性改善を可能とするため、そのメリットは大きい。
【００４１】
Ｍアルゴリズムを適用したＭＬＤ（以下Ｍ−ＭＬＤ）を、ＭＦＳＫ信号Ｍ＝２の場合について実施した。サンプリングの分割数２ｃは１６、変調指数はｈ＝０．７とし、受信方式はＭ−ＭＬＤのほかに比較対象としてＦｕｌｌ  ＭＬＤによるＺＰ−ＭＬＤのＢＥＲ特性も合わせて算出した。アンテナ数は４×４ＭＩＭＯ、通信路情報は受信側で既知とする。１ブロックあたりの送信データシンボル長ＮＳＴｓは２Ｔｓとし。Guard Interval（以下ＧＩ）長ＮＧＴｓは１Ｔｓとする。この条件におけるＢＥＲ特性を計算機シミュレーションにより算出した結果を図１２に示す。
【００４２】
この条件ではＭアルゴリズムのＭの値であるＭｃが４以上の場合にＦｕｌｌ  ＭＬＤと同等のＢＥＲ特性に収束している。本シミュレーションに於いてはＮＳＴｓ＝２Ｔｓとしているが図１０からわかるように１ブロックあたりの送信データシンボル数ＮＳの値をさらに大きくしてもＮＳＴｓ＝２ＴｓのＦｕｌｌ  ＭＬＤと同程度の探索回数で送信信号の判定が可能である。計算量のブロック長に依存した指数関数的増大の抑制を実現しているため、ブロックサイズの大きな条件に於いて大幅な計算量削減の効果が発揮できる。
【００４３】
＜第２の実施形態＞
本実施形態では、空間分離のみＭＬＤを用いる場合を説明する。ｉ番目のアンテナにおけるｋ番目のシンボルを次式（５）（６）（７）のように表わす。
【００４４】
【数６】
2011199830.tif 000008
【００４５】
なお、式（５）は送信シンボル、式（６）は受信シンボル、式（７）は雑音を表している。本実施形態のＭＬＤは、空間分離のみＭＬＤを行うため、ＩＳＩを除去した後でＭＬＤを行う。ＩＳＩの除去は、式（８）に示すＩＳＩレプリカを用いて行う。
【００４６】
【数７】
2011199830.tif 000009
【００４７】
なお、ｊ＝ｋ，…，ｋ＋Ｌ−１である。このＩＳＩレプリカは、過去の送信シンボルとチャネル情報（ＣＳＩ：Channel State Information）Ｈを用いて次式（９）のように求められる。
【００４８】
【数８】
2011199830.tif 000010
【００４９】
なお、Ｘ〜ｐ（ｐ＝ｋ−Ｌ＋１，…，ｋ−１）には過去のシンボルの判定結果を用いる。Ｈは次式（１０）のように表わされる。
【００５０】
【数９】
2011199830.tif 000011
【００５１】
式（９）を用いてＩＳＩ除去を行う（式（１１））。
【００５２】
【数１０】
2011199830.tif 000012
【００５３】
ここで、Ｙ＾ｊは干渉除去後の受信シンボルである。Ｙ＾ｊは次式（１２）のように表わせる。
【００５４】
【数１１】
2011199830.tif 000013
【００５５】
ただし、ｊ（ｊ＝ｋ，…，ｋ＋Ｌ−１）は干渉残留成分であり、過去の判定結果に誤りがなければ０となる。式（８）に対してＭＬＤを行う。ＭＬＤは、次式のようにＹ＾ｊと送信信号レプリカＸ＾ｊとの差の各要素の２乗和をメトリックとし、それが最も小さくなる送信信号候補｛Ｘ＾ｊ｝，（ｊ＝ｋ，…，ｋ＋Ｌ−１）をＭＬＤにより探索することで送信信号Ｘｋを推定する（式（１３））。
【００５６】
【数１２】
2011199830.tif 000014
【００５７】
」
このように本実施形態ではＩＳＩを除去した後にＭＬＤを行うようにしたため、探索候補数を大幅に減らすことが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
ディジタル無線通信方式におけるデータ伝送方式に関するものである。特に、非線形変調であるＦＳＫ信号に対してＳＩＳＯ通信路とＭＩＭＯ通信路のどちらにも適用可能なＭＬＤ受信方式を実現し、伝送速度の向上と優れたビット誤り率特性を実現させるディジタル無線通信方式として利用可能性がある。
【符号の説明】
【００５９】
１０  送信機
１１−１〜１１−ｎＴ  データビット
１２−１〜１２−ｎＴ  ＭＦＳＫ変調部
１３−１〜１３−ｎＴ  ゼロ挿入部（ＺＰ）
Ｔｘ．１〜Ｔｘ．ｎＴ  送信アンテナ
２０  受信機
Ｒｘ．１〜Ｒｘ．ｎＲ  受信アンテナ
２２−１〜２２−ｎＲ  Ｉ−Ｑ検波部
２３−１〜２３−ｎＲ  サンプリング部
２４  最尤判定部（ＭＬＤ）
２５−１〜２５−ｎＲ  受信ビット
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2011199830.tif 000019
【図６】
2011199830.tif 000020
【図７】
2011199830.tif 000021
【図８】
2011199830.tif 000022
【図９】
2011199830.tif 000023
【図１０】
2011199830.tif 000024
【図１１】
2011199830.tif 000025
【図１２】
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