(57)【要約】【課題】スイッチの特性に合わせてデッドタイムを適切に調整することが可能なスイッチング電源の制御回路及び電子機器を提供すること。【解決手段】第１スイッチを駆動する第１駆動部と、第２スイッチを駆動する第２駆動部と、第１駆動部と第２駆動部とに電力を供給するレギュレータと、レギュレータの出力電流が大きくなると、第１スイッチのオン期間と第２スイッチのオン期間との間に設定される期間を大きくする制御部と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチと第２スイッチとを交互にオン状態とする同期整流方式のスイッチング電源の制御回路であって、
前記第１スイッチを駆動する第１駆動部と、
前記第２スイッチを駆動する第２駆動部と、
前記第１駆動部と前記第２駆動部とに電力を供給するレギュレータと、
前記レギュレータの出力電流が大きくなると、前記第１スイッチのオン期間と前記第２スイッチのオン期間との間に設定される期間を大きくする制御部と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項２】
前記制御部は、
前記レギュレータの出力電流に応じて大きさが変化する充電電流によって充電される第１コンデンサと、
前記レギュレータの出力電流に応じて大きさが変化する放電電流によって放電される第２コンデンサと、
を備え、
前記第１コンデンサの電圧に基づく第１信号と前記第２コンデンサの電圧に基づく第２信号とによって前記期間を調整する
ことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
【請求項３】
前記スイッチング電源の出力電圧に応じた帰還電圧と基準電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力信号に基づいて、前記第１スイッチと前記第２スイッチとをオンオフ制御する制御信号を出力するスイッチング制御部と、
前記制御信号、前記第１信号、前記第２信号を基に論理演算を行って、前記第１駆動部、前記第２駆動部から出力される各駆動信号の論理を生成するロジック部と、
を備えることを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
【請求項４】
前記第１信号と前記第２信号とは、それぞれ前記制御信号の論理に応じてリセットされる
ことを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
【請求項５】
第１スイッチと第２スイッチとを交互にオン状態とする同期整流方式のスイッチング電源の制御回路であって、
前記第１スイッチを駆動する第１駆動部と、
前記第２スイッチを駆動する第２駆動部と、
前記第１駆動部と前記第２駆動部とへの電力供給線に設けられたセンス抵抗と、
前記センス抵抗の両端の電圧の差に応じたセンス電流を出力する電圧電流変換アンプと、
前記センス電流が大きくなると、前記第１スイッチのオン期間と前記第２スイッチのオン期間との間に設定される期間を大きくする制御部と、
を備えることを特徴とする制御回路。
【請求項６】
第１スイッチと、
第２スイッチと、
前記第１スイッチを駆動する第１駆動部と、
前記第２スイッチを駆動する第２駆動部と、
前記第１駆動部と前記第２駆動部とに電力を供給するレギュレータと、
前記レギュレータの出力電流が大きくなると、前記第１スイッチのオン期間と前記第２スイッチのオン期間との間に設定される期間を大きくする制御部と、
を含むスイッチング電源と、
前記スイッチング電源の出力電圧が供給されるシステムと、
を備えることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、同期整流方式のスイッチング電源の制御回路及び電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子機器等において、負荷への電力供給にスイッチング電源が用いられており、例えば、直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣＤＣコンバータが用いられている。また、従来、ダイオードに代えて、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を同期整流素子として使用する同期整流方式のＤＣＤＣコンバータがある。同期整流方式のＤＣＤＣコンバータに関して、電圧変換時の変換効率を向上させる技術が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２９６１８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
直列に接続された２つのスイッチを交互にオン状態とする同期整流方式のＤＣＤＣコンバータにおいては、一般に、貫通電流を防止するためにデッドタイムが設けられる。デッドタイムとは、一方のスイッチのオン期間と他方のスイッチのオン期間との間に設定される時間であり、２つのスイッチが共にオフ状態となる期間である。しかしながら、過小なデッドタイムは貫通電流をもたらし、過大なデッドタイムは電力変換効率の低下を招く。
【０００５】
本願は、スイッチの特性に合わせてデッドタイムを適切に調整することが可能なスイッチング電源の制御回路及び電子機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願に開示されているスイッチング電源の制御回路は、第１スイッチと第２スイッチとを交互にオン状態とする同期整流方式のスイッチング電源の制御回路であって、前記第１スイッチを駆動する第１駆動部と、前記第２スイッチを駆動する第２駆動部と、前記第１駆動部と前記第２駆動部とに電力を供給するレギュレータと、前記レギュレータの出力電流が大きくなると、前記第１スイッチのオン期間と前記第２スイッチのオン期間との間に設定される期間を大きくする制御部と、を備える。
【発明の効果】
【０００７】
開示のスイッチング電源の制御回路、電子機器によれば、スイッチの特性に合わせてデッドタイムを適切に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１実施形態の回路ブロック図である。
【図２】デッドタイム調整回路の具体例１を示す図である。
【図３】バイアスレギュレータの具体例を示す図である。
【図４】第１実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】第２実施形態の回路ブロック図である。
【図６】デッドタイム調整回路の具体例２を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図１は、第１実施形態の回路ブロック図である。図１では、図が煩雑になるのを避けるため、電源ＩＣ１について、駆動回路１３、１４を除いて電源ラインが省略され、信号ラインのみが記載されている。
【００１０】
入力電圧Ｖｉｎとして電源電圧ＶＣＣが供給される。出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した帰還電圧が電源ＩＣ１内部においてコンパレータ２に入力され、基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータ２の出力信号は、ＲＳフリップフロップ３のセット端子に入力される。出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、帰還電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを下回ると、コンパレータ２は、ＲＳフリップフロップ３をセットする。
【００１１】
オン時間生成回路４には、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎ、及びＲＳフリップフロップ３から出力される制御信号ＩＮが入力される。オン時間生成回路４は、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎに基づいてハイサイドスイッチＳＷ１のオン時間を決める回路である。コンパレータ２の出力信号に応じてＲＳフリップフロップ３がセットされ、制御信号ＩＮがＨレベルになると、オン時間生成回路４は、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎに基づくオン時間の経過後にＲＳフリップフロップ３をリセットし、制御信号ＩＮをＬレベルにする。
【００１２】
制御信号ＩＮは、ＡＮＤゲート５、６に入力される。ＡＮＤゲート５は、ローサイド駆動回路１４から出力される駆動信号ＤＲＶＬがインバータ７で反転された信号と、制御信号ＩＮとの論理積を出力する。ＡＮＤゲート６は、ハイサイド駆動回路１３から出力される駆動信号ＤＲＶＨがレベルシフト回路１２でレベル変換され、インバータ８で反転された信号と、制御信号ＩＮとの論理積を出力する。
【００１３】
ＡＮＤゲート５の出力は、ＡＮＤゲート９、レベルシフト回路１２、ハイサイド駆動回路１３を経て、駆動信号ＤＲＶＨとしてハイサイドスイッチＳＷ１のゲートに入力される。ハイサイドスイッチＳＷ１は、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。ＡＮＤゲート６の出力は、ＯＲゲート１０、インバータ１１、ローサイド駆動回路１４を経て、駆動信号ＤＲＶＬとしてローサイドスイッチＳＷ２のゲートに入力される。ローサイドスイッチＳＷ２は、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。
【００１４】
このように、駆動信号ＤＲＶＨ、ＤＲＶＬは、それぞれＡＮＤゲート５、６で制御信号ＩＮと他方の駆動信号の反転信号との論理積をとった信号に基づいて生成される。これにより、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を同時にオン状態とするのを防止している。
【００１５】
バイアスレギュレータ１５は、駆動回路１３、１４に電力を供給する内部レギュレータである。ローサイド駆動回路１４には、バイアスレギュレータ１５より電圧ＶＢが供給される。一方、ハイサイド駆動回路１３には、コンデンサＣ１より電圧ＣＢが供給される。コンデンサＣ１は、ブートストラップ回路である。コンデンサＣ１は、一端がバイアスレギュレータ１５とダイオードＤ１を介して接続され、他端がスイッチＳＷ１、ＳＷ２と出力コイルＬ１との接続点ＬＸに接続される。
【００１６】
コンデンサＣ１の働きについて説明する。前述のように、本実施形態のＤＣＤＣコンバータでは、電源電圧ＶＣＣが印加される入力電圧Ｖｉｎのラインと接続点ＬＸとの間に接続されるハイサイドスイッチＳＷ１にＮチャネルＭＯＳＦＥＴが使用される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴをオンにするためには、ゲート電圧にソースより高い電圧が必要となる。ハイサイドスイッチＳＷ１がオン状態のときソース、ドレインは共に電源電圧ＶＣＣとなる。したがって、ハイサイドスイッチＳＷ１がＮチャネルＭＯＳＦＥＴの場合、電源電圧ＶＣＣよりも高いゲート電圧を作る必要がある。
【００１７】
コンデンサＣ１は、バイアスレギュレータ１５からダイオードＤ１を経由して接続点ＬＸへと接続される。ダイオードＤ１の順方向電圧降下を０．７Ｖとする。スイッチングにより接続点ＬＸがグランド電位になると、コンデンサＣ１はダイオードＤ１を経由してＶＢ−０．７Ｖの電圧まで充電される。スイッチングにより接続点ＬＸの電圧が電源電圧ＶＣＣまで上昇すると、コンデンサＣ１の−側が電源電圧ＶＣＣとなるので、＋側の電位はＶＣＣ＋ＶＢ−０．７Ｖまで上昇する。したがって、コンデンサＣ１の＋側からハイサイド駆動回路１３の電源を供給していると、駆動回路１３は、ローサイドスイッチＳＷ２がオン状態のときも、ハイサイドスイッチＳＷ１がオン状態のときも、常にＶＢ−０．７Ｖの電圧供給を受けられる。これにより、ハイサイド駆動回路１３は、安定してゲート駆動を行うことができる。また、レベルシフト回路１２は、ＶＢレベルとＣＢレベルとの間でレベル変換を行う。
【００１８】
上記の構成により、本実施形態のＤＣＤＣコンバータでは、ハイサイドスイッチＳＷ１、ローサイドスイッチＳＷ２が交互にオン状態とされ、出力コイルＬ１にスイッチＳＷ１、ＳＷ２を介して電流が流れる。また、出力コンデンサＣ２は、出力コイルＬ１とともに出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する。これにより、入力電圧Ｖｉｎが降圧され、出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００１９】
本実施形態のように直列に接続された２つのスイッチを交互にオン状態とする同期整流方式のＤＣＤＣコンバータにおいては、貫通電流を防止するためにデッドタイムが設けられる。ここで、スイッチが完全にオン（またはオフ）状態となるまでの時間は、ＦＥＴのサイズ等、スイッチの特性によって異なる。例えば、スイッチが完全にオン状態となるために必要な電荷量である総ゲート電荷量Ｑｇが大きくなると、スイッチが完全にオン状態となるまでの時間は長くなる。
【００２０】
また、スイッチング周波数をｆｏｓｃとすると、おおよそスイッチの駆動電流Ｉ≒Ｑｇ×ｆｏｓｃであるため、スイッチの総ゲート電荷量Ｑｇが大きい場合には、スイッチを駆動する駆動回路に電力を供給するレギュレータの出力電流が大きくなる。そこで、本実施形態のＤＣＤＣコンバータでは、電源ＩＣ１はデッドタイム調整回路１６を備え、デッドタイム調整回路１６は、バイアスレギュレータ１５の出力電流をモニタし、その出力電流が大きくなると、デッドタイムを大きくする。
【００２１】
図２は、デッドタイム調整回路１６の具体例１を示す。まず、図３を参照して、バイアスレギュレータ１５の構成について説明する。図３は、バイアスレギュレータ１５の具体例を示す図であり、図２と図３とにおいて対応する各部には同一の符号が付されている。オペアンプ５１は、電圧ＶＢを抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で分圧した電圧と、バンドギャップリファレンス回路５０から出力される基準電圧との差分を増幅する。ソースに電源電圧ＶＣＣが印加されたトランジスタＰ１０は、オペアンプ５１の出力によってゲート電圧が制御される。これにより、バイアスレギュレータ１５は、電源電圧ＶＣＣから電圧ＶＢを生成する。
【００２２】
続いて、図２に戻り、デッドタイム調整回路１６の構成について説明する。ソースに電源電圧ＶＣＣが印加されたトランジスタＰ１１は、バイアスレギュレータ１５の出力部のトランジスタＰ１０と同様にゲート電圧が制御される。これにより、トランジスタＰ１１は、バイアスレギュレータ１５の出力電流に対応した電流を流す。トランジスタＮ１１、Ｎ１２、及びトランジスタＰ１２、Ｐ１３は、それぞれカレントミラー回路を構成し、トランジスタＰ１１を流れる電流に対してミラー比に応じた電流がトランジスタＮ１３に中継される。なお、ミラー比が１：１の場合には、トランジスタＰ１１に流れる電流とトランジスタＮ１３に流れる電流とが等しくなる。トランジスタＮ１３は、定電流を流すようにゲート電圧が制御される。したがって、トランジスタＮ１３に接続されたトランジスタＰ１４には、トランジスタＮ１３が流す定電流からバイアスレギュレータ１５の出力電流に対応した電流を差し引いた値の電流が流れる。
【００２３】
トランジスタＰ１４、Ｐ１５はカレントミラー回路を構成するため、トランジスタＰ１５は、トランジスタＰ１４を流れる電流と同じ値の電流を流してコンデンサＣ１１を充電する。また、コンデンサＣ１１は、ゲートに制御信号ＩＮ（図１参照）の反転信号ＸＩＮが入力されるトランジスタＮ１４によって放電される。コンデンサＣ１１の電圧を基に生成される信号ＶＢＢは、ＡＮＤゲート９（図１参照）に入力される。
【００２４】
一方、トランジスタＰ１４、Ｐ１６、及びトランジスタＮ１５、Ｎ１６は、それぞれカレントミラー回路を構成するため、トランジスタＮ１６は、トランジスタＰ１４を流れる電流と同じ値の電流を流してコンデンサＣ１２を放電する。また、コンデンサＣ１２は、ゲートに制御信号ＩＮ（図１参照）の反転信号ＸＩＮが入力されるトランジスタＰ１７によって充電される。コンデンサＣ１２の電圧を基に生成される信号ＶＢＡは、ＯＲゲート１０（図１参照）に入力される。
【００２５】
上記の構成が奏する作用、効果について説明する。図４は、第１実施形態の動作を示すタイミングチャートである。反転信号ＸＩＮがＬレベルになると、トランジスタＮ１４（図２参照）がオフ状態となり、コンデンサＣ１１が充電されるのに伴って信号ＶＢＢの電圧レベルが上昇する。信号ＶＢＢの立上りのスルーレートは、バイアスレギュレータ１５の出力電流が増加すると小さくなる。また、駆動信号ＤＲＶＨは、信号ＶＢＢが入力されるＡＮＤゲート９（図１参照）の出力に基づいて生成される。したがって、バイアスレギュレータ１５の出力電流が大きくなると、駆動信号ＤＲＶＨの遷移が遅れ、デッドタイムｔＤ１が大きくなる。
【００２６】
一方、反転信号ＸＩＮがＨレベルになると、トランジスタＰ１７（図２参照）がオフ状態となり、コンデンサＣ１２が放電されるのに伴って信号ＶＢＡの電圧レベルが下降する。信号ＶＢＡの立下りのスルーレートは、バイアスレギュレータ１５の出力電流が増加すると小さくなる。また、駆動信号ＤＲＶＬは、信号ＶＢＡが入力されるＯＲゲート１０（図１参照）の出力に基づいて生成される。したがって、バイアスレギュレータ１５の出力電流が大きくなると、駆動信号ＤＲＶＬの遷移が遅れ、デッドタイムｔＤ２が大きくなる。
【００２７】
このように、デッドタイム調整回路１６は、バイアスレギュレータ１５の出力電流をモニタし、その出力電流が大きくなると、デッドタイムを大きくする。したがって、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の総ゲート電荷量Ｑｇが大きい（すなわち、スイッチＳＷ１、ＳＷ２が完全にオン状態となるまでの時間が長い）場合にデッドタイムを長めに設定することができるので、貫通電流を防止することができる。スイッチＳＷ１、ＳＷ２の特性に合わせてデッドタイムを設定しているので、過剰なデッドタイムを設定することが避けられ、ＤＣＤＣコンバータの電力変換効率を向上することができる。また、内部レギュレータであるバイアスレギュレータ１５の出力電流からデッドタイムを調整することで、出力電圧Ｖｏｕｔや接続点ＬＸの電圧に生じ得るスパイク等の影響を受けないという利点がある。
【００２８】
図５は、第２実施形態の回路ブロック図である。第２実施形態が第１実施形態と異なる点は、駆動回路１３、１４の電源を電源ＩＣ１の外部に備える点である。第１実施形態では、内部レギュレータであるバイアスレギュレータ１５から駆動回路１３、１４に電力を供給するのに対して、第２実施形態では、外部電源１７から駆動回路１３、１４に電力を供給する。
【００２９】
また、第２実施形態では、電源ＩＣ１は、外部電源１７の入力部にセンス抵抗Ｒ３、及び電圧電流変換アンプ１８を備える。駆動回路１３、１４への電力供給ラインに挿入されたセンス抵抗Ｒ３の両端の電圧の差を、電圧電流変換アンプ１８が電流に変換する。電圧電流変換アンプ１８の出力がデッドタイム調整回路１６に入力される。
【００３０】
図６は、第１実施形態において図２で説明したデッドタイム調整回路１６の具体例１を、第２実施形態に対応させた、デッドタイム調整回路１６の具体例２を示す。トランジスタＰ３０、Ｎ３０、抵抗Ｒ３０、Ｒ３１を含む構成が図５の電圧電流変換アンプ１８に相当する。ソースがセンス抵抗Ｒ３の一端に接続されたトランジスタＰ３０は、センス抵抗Ｒ３の他端の電圧を抵抗Ｒ３０、Ｒ３１で分圧した電圧によってゲート電圧が制御される。これにより、トランジスタＰ３０は、センス抵抗Ｒ３の両端の電圧の差に応じた（すなわち、駆動回路１３、１４に電力を供給する外部電源１７の出力電流に対応した）センス電流を流す。トランジスタＮ３０、Ｎ１２、及びトランジスタＰ１２、Ｐ１３は、それぞれカレントミラー回路を構成し、トランジスタＰ３０を流れるセンス電流と同じ値の電流がトランジスタＮ１３に中継される。
【００３１】
その他の点は第１実施形態と同様であるため、図５、図６において、図１、図２と対応する各部に同一の符号を付して、説明を省略する。駆動回路１３、１４の電源を電源ＩＣ１の外部に備える第２実施形態の構成によっても、デッドタイム調整回路１６は、外部電源１７の出力電流をモニタし、その出力電流が大きくなると、デッドタイムを大きくすることができ、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００３２】
以上、詳細に説明したように、前記第１、第２を含む実施形態によれば、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の特性に合わせてデッドタイムを適切に調整することができる。同期整流方式のＤＣＤＣコンバータにおいて、貫通電流を防止することができ、また、電力変換効率を向上することができる。
【００３３】
尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内での種々の改良、変更が可能であることは言うまでもない。
【００３４】
例えば、ＤＣＤＣコンバータの構成は、前記実施形態に限られるものではない。ハイサイドスイッチＳＷ１にＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する構成でもよい。スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、電源ＩＣ１に内蔵されてもよい。図２、図６に示したデッドタイム調整回路１６の具体例において、反転信号ＸＩＮに代えて駆動信号ＤＲＶＬをトランジスタＮ１４のゲートに入力し、駆動信号ＤＲＶＬに応じて信号ＶＢＢをリセットするようにしてもよい。
【００３５】
また、上述したＤＣＤＣコンバータと、入力電圧Ｖｉｎを供給するバッテリと、出力電圧Ｖｏｕｔを供給されて動作するシステムと、を備える電子機器を構成してもよい。
【００３６】
尚、ハイサイドスイッチＳＷ１、ローサイドスイッチＳＷ２は、それぞれ第１スイッチ、第２スイッチの一例である。ハイサイド駆動回路１３、ローサイド駆動回路１４は、それぞれ第１駆動部、第２駆動部の一例である。バイアスレギュレータ１５は、レギュレータの一例である。デッドタイム調整回路１６は、制御部の一例である。コンデンサＣ１１、コンデンサＣ１２は、それぞれ第１コンデンサ、第２コンデンサの一例である。信号ＶＢＢ、信号ＶＢＡは、それぞれ第１信号、第２信号の一例である。制御信号ＩＮは、制御信号の一例である。ＲＳフリップフロップ３、オン時間生成回路４は、スイッチング制御部の一例である。ＡＮＤゲート５、ＡＮＤゲート６、インバータ７、インバータ８、ＡＮＤゲート９、ＯＲゲート１０、インバータ１１は、ロジック部の一例である。センス抵抗Ｒ３は、センス抵抗の一例である。電圧電流変換アンプ１８は、電圧電流変換アンプの一例である。
【符号の説明】
【００３７】
１  電源ＩＣ
２  コンパレータ
３  ＲＳフリップフロップ
４  オン時間生成回路
５、６、９  ＡＮＤゲート
７、８、１１  インバータ
１０  ＯＲゲート
１２  レベルシフト回路
１３、１４  駆動回路
１５  バイアスレギュレータ
１６  デッドタイム調整回路
１７  外部電源
１８  電圧電流変換アンプ
Ｃ１１、Ｃ１２  コンデンサ
Ｒ３  センス抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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