(57)【要約】【課題】最適値に近似したプリアンブル信号を短時間の探索により得ることができるプリアンブル信号生成装置、プリアンブル信号生成方法、プリアンブル信号生成プログラムおよびプリアンブル信号を記録した記録媒体を提供する。【解決手段】プリアンブル信号生成装置１は、直交周波数分割多重変調によるプリアンブル信号を生成するものである。プリアンブル信号生成装置１は、直線探索法による探索で振幅値を探索する振幅リニアサーチ手段４１と、振幅リニアサーチ手段４１により探索された探索振幅値を開始点として粒子群最適化法により探索する振幅ＰＳＯ手段４２と、振幅ＰＳＯ手段４２により探索された振幅値に基づいて直線探索法により位相値を探索する位相リニアサーチ手段５１と、位相リニアサーチ手段５１により探索された探索位相値を開始点として粒子群最適化法により探索する振幅ＰＳＯ手段５２とを備えている。【選択図】図１
2011229090.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重変調によるプリアンブル信号を生成するプリアンブル信号生成装置であって、
予め設定された初期振幅値を開始点として、直線探索法により、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を探索振幅値として出力する振幅リニアサーチ手段と、
前記振幅リニアサーチ手段により探索された探索振幅値を開始点として、粒子群最適化法により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を、最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値として出力する振幅ＰＳＯ手段とを備えたことを特徴とするプリアンブル信号生成装置。
【請求項２】
前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、予め設定された初期位相値を開始点として、直線探索法により、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値に基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を探索位相値として出力する位相リニアサーチ手段と、
前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、前記位相リニアサーチ手段により探索された探索位相値を開始点として、粒子群最適化法により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値とに基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値として出力する位相ＰＳＯ手段とを備えた請求項１記載のプリアンブル信号生成装置。
【請求項３】
直交周波数分割多重変調によるプリアンブル信号を生成するプリアンブル信号生成方法であって、
直線探索法により探索する振幅リニアサーチ手段が、予め設定された初期振幅値を開始点として所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を探索振幅値として出力するステップと、
粒子群最適化法により探索する振幅ＰＳＯ手段が、前記振幅リニアサーチ手段により探索された探索振幅値を開始点として、探索により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を、最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値として出力するステップとを含むことを特徴とするプリアンブル信号生成方法。
【請求項４】
直線探索法により探索する位相リニアサーチ手段が、前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、予め設定された初期位相値を開始点として、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値に基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を探索位相値として出力するステップと、
粒子群最適化法により探索する位相ＰＳＯ手段が、前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、前記位相リニアサーチ手段により探索された探索位相値を開始点として、探索により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値とに基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値として出力するステップとを含む請求項３記載のプリアンブル信号生成方法。
【請求項５】
コンピュータに、直交周波数分割多重変調によるプリアンブル信号を生成させるためのプリアンブル信号生成プログラムであって、
前記コンピュータを、
予め設定された初期振幅値を開始点として、直線探索法により、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を探索振幅値として出力する振幅リニアサーチ手段、
前記振幅リニアサーチ手段により探索された探索振幅値を開始点として、粒子群最適化法により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を、最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値として出力する振幅ＰＳＯ手段として機能させることを特徴とするプリアンブル信号生成プログラム。
【請求項６】
前記コンピュータを、
前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、予め設定された初期位相値を開始点として、直線探索法により、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値に基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を探索位相値として出力する位相リニアサーチ手段、
前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、前記位相リニアサーチ手段により探索された探索位相値を開始点として、粒子群最適化法により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値とに基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値として出力する位相ＰＳＯ手段として機能させる請求項５記載のプリアンブル信号生成プログラム。
【請求項７】
前記請求項１または２記載のプリアンブル信号生成装置により生成されたプリアンブル信号が格納されたことを特徴とするプリアンブル信号を記録した記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭと称す。）変調によりパケット通信をする技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムの受信装置におけるフレーム同期（タイミング同期）やキャリア周波数同期は、トレーニング信号（特にパケットの先頭のものをプリアンブル信号と呼ぶ）を用いて行われる。トレーニング信号は、系列によって同期の性能が異なってくる。最適なプリアンブル信号は、高い自己相関性と低いピーク対平均電力比を得ることができる。
【０００３】
このような最適なプリアンブル信号を生成することができる方法の一例が、特許文献１に記載されている。この特許文献１に記載のプリアンブル信号の生成方法は、ＦＺＣシーケンスを用いて理論値を求める方法であるため、理想的なプリアンブル信号を得ることができるというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００８／０２６００６３号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１に記載の方法では、ＯＦＤＭ信号において隣接する帯域との干渉を防止するためのガードバンドと称される帯域が設定できないので、理想的なプリアンブル信号とすることができる反面、通信に割り当てられた帯域全部を使用して信号を送信することになる。従って、ヌルサブキャリアが設定できないことにより、帯域外輻射が大きくなり、他の通信の信号に干渉してしまうおそれがある。
【０００６】
そこで、割り当てられた帯域の中でガードバンドが任意に設定することができ、かつ最適なプリアンブル信号を得るためには、プリアンブル信号を生成するアルゴリズムにより探索を行い、結果を判定して、最良のプリアンブル信号を決定する方法が望ましい。
アルゴリズムとしては、例えば、直線探索法（以下、リニアサーチ法と称することがある。）が知られている。このリニアサーチ法では、最適なプリアンブル信号を探索することができるが、精度を上げようとすると、指数関数的に演算量が多くなるため、探索時間がかかり過ぎるという欠点がある。
【０００７】
また、他のアルゴリズムの方法としては、粒子群最適化法（Particle Swarm Optimization：以下、ＰＳＯ法と称することがある。）が知られている。このＰＳＯ法は、理想的な結果を得ることができないまでも、準最適なプリアンブル信号の探索が可能であり、演算量を低く抑えることができるので短時間に探索を行うことができるという方法である。しかし、ＰＳＯ法は、開始点の設定によっては、期待したような結果が得られない場合がある。
【０００８】
そこで本発明は、最適値に近似したプリアンブル信号を短時間の探索により得ることができるプリアンブル信号生成装置、プリアンブル信号生成方法、プリアンブル信号生成プログラムおよびプリアンブル信号を記録した記録媒体を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のプリアンブル信号生成装置は、直交周波数分割多重変調によるプリアンブル信号を生成するプリアンブル信号生成装置であって、予め設定された初期振幅値を開始点として、直線探索法により、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を探索振幅値として出力する振幅リニアサーチ手段と、前記振幅リニアサーチ手段により探索された探索振幅値を開始点として、粒子群最適化法により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を、最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値として出力する振幅ＰＳＯ手段とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
また、本発明のプリアンブル信号生成方法は、直交周波数分割多重変調によるプリアンブル信号を生成するプリアンブル信号生成方法であって、直線探索法により探索する振幅リニアサーチ手段が、予め設定された初期振幅値を開始点として所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を探索振幅値として出力するステップと、粒子群最適化法により探索する振幅ＰＳＯ手段が、前記振幅リニアサーチ手段により探索された探索振幅値を開始点として、探索により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を、最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値として出力するステップとを含むことを特徴とする。
【００１１】
更に、本発明のプリアンブル信号生成プログラムは、コンピュータに、直交周波数分割多重変調によるプリアンブル信号を生成させるためのプリアンブル信号生成プログラムであって、前記コンピュータを、予め設定された初期振幅値を開始点として、直線探索法により、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を探索振幅値として出力する振幅リニアサーチ手段、および前記振幅リニアサーチ手段により探索された探索振幅値を開始点として、粒子群最適化法により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値に基づいて演算された同期コスト関数を算出し、その同期コスト関数を最大にする振幅値を、最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの振幅値として出力する振幅ＰＳＯ手段として機能させることを特徴とする。
【００１２】
本発明によれば、まず、振幅リニアサーチ手段が直線探索法により予め自己相関が良好となる振幅値を探索して、次に振幅ＰＳＯ手段が振幅リニアサーチ手段による探索振幅値を開始点として粒子群最適化法により最適な振幅値を決定する。そうすることで、探索時間を短縮するために直線探索法による刻み幅を粗くすることで精度が低下しても、比較的所要時間が短い粒子群最適化法における開始点を予め良好な振幅値から探索することができるので、全部の探索を直線探索法で行うより短時間で、かつ自己相関の良好なプリアンブル信号を得ることができる。
【００１３】
本発明のプリアンブル信号生成装置においては、更に、前記振幅ＰＳＯ手段から出力された前記最良の振幅値を用いて、予め設定された初期位相値を開始点として、直線探索法により、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値に基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を探索位相値として出力する位相リニアサーチ手段と、前記振幅ＰＳＯ手段から出力された前記最良の振幅値を用いて、前記位相リニアサーチ手段により探索された探索位相値を開始点として、粒子群最適化法により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値に基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値として出力する位相ＰＳＯ手段とを備えるのが望ましい。
【００１４】
また、本発明のプリアンブル信号生成方法においては、更に、直線探索法により探索する位相リニアサーチ手段が、前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、予め設定された初期位相値を開始点として、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値に基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を探索位相値として出力するステップと、粒子群最適化法により探索する位相ＰＳＯ手段が、前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、前記位相リニアサーチ手段により探索された探索位相値を開始点として、探索により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値とに基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値として出力するステップとを含むのが望ましい。
【００１５】
また、本発明のプリアンブル信号プログラムにおいては、更に、前記コンピュータを、前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、予め設定された初期位相値を開始点として、直線探索法により、所定の刻み幅ごとにプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値に基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を探索位相値として出力する位相リニアサーチ手段、前記振幅ＰＳＯ手段から出力された最良の振幅値を用いて、前記位相リニアサーチ手段により探索された探索位相値を開始点として、粒子群最適化法により決定されるプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値とに基づいて演算されたＰＡＰＲコスト関数を算出し、そのＰＡＰＲコスト関数を最小にする位相値を最良のプリアンブル信号を搬送するサブキャリアの位相値として出力する位相ＰＳＯ手段として機能させるのが望ましい。
【００１６】
振幅リニアサーチ手段と振幅ＰＳＯ手段とにより振幅値が決定されると、振幅幅を決定したときと同様にして、位相値を位相リニアサーチ手段と位相ＰＳＯ手段とにより決定する。自己相関は振幅値だけに依存するが、ピーク対平均電力比（Peak to Average Power Ratio：以下、ＰＡＰＲと称す。）は振幅値と位相値との両方に依存するため、振幅値を算出するだけでなく位相リニアサーチ手段と位相ＰＳＯ手段とにより位相値を決定することで、ＰＡＰＲの低減を図ることができるプリアンブル信号を生成することができる。
【００１７】
本発明のプリアンブル信号生成装置により生成されたプリアンブル信号が格納された記録媒体を無線通信装置へ搭載して、この記録媒体からプリアンブル信号を読み出してトレーニング信号として送信すれば自己相関の良好な通信が可能である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明は、自己相関が良好で、かつＰＡＰＲの低減を図ることができる最適値に近似したプリアンブル信号を、短時間の探索により得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態に係るプリアンブル信号生成装置を示すブロック図である。
【図２】図１に示すプリアンブル信号生成装置の振幅リニアサーチ手段がリニアサーチ法によりサブキャリア信号の振幅値を探索する動作を説明するためのフローチャートである。
【図３】振幅リニアサーチ手段がリニアサーチ法で探索する際の刻み幅を説明するための表である。
【図４】図１に示すプリアンブル信号生成装置の振幅ＰＳＯ手段がＰＳＯ法によりサブキャリア信号の振幅値を探索する動作を説明するためのフローチャートである。
【図５】図１に示すプリアンブル信号生成装置の位相リニアサーチ手段がリニアサーチ法によりサブキャリア信号の位相値を探索する動作を説明するためのフローチャートである。
【図６】位相リニアサーチ手段がリニアサーチ法で探索する際の刻み幅を説明するための表である。
【図７】図１に示すプリアンブル信号生成装置の位相ＰＳＯ手段がＰＳＯ法によりサブキャリア信号の位相値を探索する動作を説明するためのフローチャートである。
【図８】本発明の実施の形態に係る無線通信装置が他の無線通信装置と通信している状態を示す図である。
【図９】図８に示す無線送信装置の構成を示す図である。
【図１０】図９に示すＯＦＤＭ信号生成手段の構成の一例を示す図である。
【図１１】図８に示す無線送信装置が送信する通信パケットのパケットフォーマットを示す図である。
【図１２】振幅リニアサーチ手段がリニアサーチ法で探索する際に、ヌルサブキャリアを設定した場合を説明するための表である。
【図１３】位相リニアサーチ手段がリニアサーチ法で探索する際に、ヌルサブキャリアを設定した場合を説明するための表である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明の実施の形態に係るプリアンブル信号生成装置を図面に基づいて説明する。
図１に示すプリアンブル信号生成装置１は、ＯＦＤＭ変調方式で通信をする際のプリアンブル信号を生成する機能を備えている。プリアンブル信号生成装置１は、コンピュータにプリアンブル信号生成プログラムを動作させることで機能させている。なお、図１においては表示手段や他の周辺機器を接続するための外部インタフェース手段は図示していない。
【００２１】
プリアンブル信号生成装置１は、入力手段２と、記憶手段３と、振幅値演算手段４と、位相値探索手段５とを備えている。入力手段２は、キーボードやマウスなどとすることができ、初期値の設定や探索の開始終了などを指示する際に使用される。記憶手段３は、入力手段２の代わりに初期値などの各種設定を格納することができる。
【００２２】
振幅値演算手段４は、自己相関が良好となる振幅値を探索するものである。振幅値演算手段４は、振幅リニアサーチ手段４１と、振幅ＰＳＯ手段４２とから構成されている。
振幅リニアサーチ手段４１は、リニアサーチ法による探索で自己相関が良好となる振幅値を探索するものである。振幅リニアサーチ手段４１は、ＩＤＦＴ演算手段４１１と、自己相関演算手段４１２と、コスト演算手段４１３と、判定処理手段４１４とを備えている。
【００２３】
ＩＤＦＴ演算手段４１１は、入力した探索中のプリアンブル信号について、所定の刻み幅ごとに離散逆フーリエ変換を行う。自己相関演算手段４１２は、離散逆フーリエ変換されたプリアンブル信号に基づいて自己相関を演算する。コスト演算手段４１３は、同期コスト関数の計算を行う。判定処理手段４１４は、コスト演算手段４１３により算出された同期コスト関数が最大となる振幅か否かを判定しながら全部の刻み幅の探索が終了するまで繰り返す。
【００２４】
振幅ＰＳＯ手段４２は、振幅リニアサーチ手段４１により探索された振幅値を開始点としてＰＳＯ法による探索で自己相関が良好となる振幅値を探索するものである。振幅ＰＳＯ手段４２は、ＩＤＦＴ演算手段４２１と、自己相関演算手段４２２と、コスト演算手段４２３と、判定処理手段４２４とを備えている。
【００２５】
ＩＤＦＴ演算手段４２１は、振幅リニアサーチ手段４１から入力した探索中のプリアンブル信号について離散逆フーリエ変換を行う。自己相関演算手段４２２は、離散逆フーリエ変換されたプリアンブル信号に基づいて自己相関を演算する。コスト演算手段４２３は、同期コスト関数の計算を行う。判定処理手段４２４は、コスト演算手段４１３により算出された同期コスト関数が最大となる振幅値か否かを、パーソナルベストとグローバルベストとにより判定しながら探索が終了するまで繰り返して、探索終了時に最良の振幅値のプリアンブル信号として出力する。
【００２６】
位相値探索手段５は、ＰＡＰＲが低減できる位相値を探索するものである。位相値探索手段５は、位相リニアサーチ手段５１と、位相ＰＳＯ手段５２とから構成されている。
位相リニアサーチ手段５１は、振幅値探索手段４から出力された良好な振幅値に基づいてリニアサーチ法による探索で自己相関が良好となる位相値を探索するものである。位相リニアサーチ手段５１は、ＩＤＦＴ演算手段５１１と、コスト演算手段５１２と、判定処理手段５１３とを備えている。
【００２７】
ＩＤＦＴ演算手段５１１は、入力した探索中のプリアンブル信号について、所定の刻み幅ごとに離散逆フーリエ変換を行う。コスト演算手段５１２は、離散逆フーリエ変換されたプリアンブル信号に基づいてＰＡＰＲコスト関数の計算を行う。判定処理手段５１３は、コスト演算手段５１２により算出されたＰＡＰＲコスト関数が最小となる位相値か否かを判定しながら全部の刻み幅の探索が終了するまで繰り返す。
【００２８】
位相ＰＳＯ手段５２は、位相リニアサーチ手段５１により探索された位相値を開始点としてＰＳＯ法による探索で自己相関が良好となる位相値を探索するものである。位相ＰＳＯ手段５２は、ＩＤＦＴ演算手段５２１と、コスト演算手段５２２と、判定処理手段５２３とを備えている。
【００２９】
ＩＤＦＴ演算手段５２１は、位相リニアサーチ手段５１から入力した探索中のプリアンブル信号について離散逆フーリエ変換を行う。コスト演算手段５２２は、離散逆フーリエ変換されたプリアンブル信号に基づいてＰＡＰＲコスト関数の計算を行う。判定処理手段５２３は、コスト演算手段５２２により算出されたＰＡＰＲコスト関数が最小となる位相値か否かを、パーソナルベストとグローバルベストとから判定しながら探索が終了するまで繰り返す。
【００３０】
以上のように構成された本実施の形態に係るプリアンブル信号生成装置の動作を図面に基づいて説明することで、本実施の形態に係るプリアンブル信号生成方法を説明する。
図２に示すように、まず、初期値を設定する。この初期値は、入力手段２により入力されるか、予め記憶手段３に格納されている（ステップＳ１００）。
【００３１】
初期値は、探索の繰り返し回数をｉ＝１，サブキャリア信号の振幅値を行列Ｈ＝［Ｈ0  Ｈ1  …  ＨN-2  ＨN-1］＝［１／Ｔ  １／Ｔ  …  １／Ｔ  １／Ｔ］（初期振幅値）とする。但し、Ｎはサブキャリアの数、Ｔは刻み幅である。
この初期値が入力手段２または記憶手段３から入力されると、振幅値探索手段４により振幅値の探索を行う。振幅値探索手段４による振幅値の探索は、最初に振幅リニアサーチ手段４１にてリニアサーチ法により探索される。但し、上記は全てのサブキャリアを使用する場合の例であり、ヌルサブキャリアを設定する場合には、ヌルサブキャリアを設定する位置のＨK（０≦ｋ＜Ｎ）をヌル、つまり０に固定する。
【００３２】
初期値が入力されると、ＯＦＤＭでの変調信号を求めるために、振幅リニアサーチ手段４１のＩＤＦＴ演算手段４１１により離散逆フーリエ変換が式（１）に基づいて行われる（ステップＳ１１０）。
【数１】
2011229090.tif 000003
【００３３】
次に、自己相関演算手段４１２により自己相関の算出が式（２）に基づいて行われる（ステップＳ１２０）。
【数２】
2011229090.tif 000004
但し、Ｘnは、式（３）に示される範囲である。
【数３】
2011229090.tif 000005
【００３４】
次に、算出された自己相関ρτに基づいて、コスト演算手段４１３により同期コスト関数ＪACFの算出が式（４）に基づいて行われる（ステップＳ１３０）。ここで、式（４）におけるｍａｘ1（ρτ）は−Ｎ≦τ＜Ｎの範囲で最大となるρτであることを意味する。また、ｍａｘ2（ρτ）は−Ｎ≦τ＜Ｎの範囲で二番目に最大となるρτであることを意味する。
【数４】
2011229090.tif 000006
【００３５】
判定処理手段４１４は、算出された現在の同期コスト関数ＪACFと、算出された同期コスト関数ＪACFの中で最大であることを示す同期コスト最大値ＪMAXACFとを比較して、同期コスト関数ＪACFが同期コスト最大値ＪMAXACFより大きいか否かを判定する（ステップＳ１４０）。
【００３６】
同期コスト関数ＪACFが同期コスト最大値ＪMAXACFより大きければ、判定処理手段４１４は、同期コスト関数ＪACFを同期コスト最大値ＪMAXACFに代入して、同期コスト最大値を更新すると共に、このときの振幅値である行列Ｈを、同期コスト関数ＪACFを最大化するサブキャリア信号の振幅値である行列ＨMAXACFに代入して、振幅値を更新する（ステップＳ１５０）。
同期コスト最大値ＪMAXACFの初期値が「０」であれば、最初に算出された同期コスト関数ＪACFは常に正の数であるため、同期コスト最大値ＪMAXACFより同期コスト関数ＪACFの方が大きい。従って、同期コスト関数ＪACFは同期コスト最大値ＪMAXACFに代入され、行列Ｈ＝［１／Ｔ  １／Ｔ  …  １／Ｔ  １／Ｔ］は行列ＨMAXAFCに代入される。
【００３７】
ステップＳ１４０にて、同期コスト関数ＪACFが同期コスト最大値ＪMAXACFより小さいか等しければ、ステップＳ１５０は実行されない。従って、最終的に、同期コスト最大値ＪMAXACFには最大となる同期コスト関数ＪACFが代入されていることになり、行列ＨMAXACFには最大の振幅値となる行列Ｈが代入されていることになる。
【００３８】
そして、サブキャリア信号の振幅値である行列Ｈについて、図３の表に示す刻み幅Ｔに従った全てのパターンの探索終了を判別するために、終了条件ｉ＝ＴNが成立したか否かを判定する（ステップＳ１６０）。図３の表に示す探索パターンは、全てのサブキャリアを使用する場合の例であり、ヌルサブキャリアを設定する場合には、そのサブキャリアはヌル、つまり振幅値が０に固定されるため、ヌルサブキャリア以外のサブキャリアの振幅値が刻み幅Ｔに従った全てのパターンとなる。その場合には、ステップＳ１６０の終了条件はｉ＝ＴLとなる。但し、Ｌはサブキャリア数Ｎからヌルサブキャリア数を引いた数である。
終了していなければ、判定処理手段４１４はサブキャリア信号の振幅値を次の刻み幅Ｔに更新して、新たな振幅値で離散逆フーリエ変換を行うようＩＤＦＴ演算手段４１１に通知する（ステップＳ１７０）。
【００３９】
このようにして、振幅リニアサーチ手段４１にて、全ての探索パターンが終了することで、リニアサーチ法での探索により刻み幅Ｔとした場合における最良の振幅値（探索振幅値）のサブキャリア信号を得ることができる。
【００４０】
次に、振幅ＰＳＯ手段４２にてＰＳＯ法により探索する。初期設定としては、ＰＳＯ法における開始点であるグローバル振幅値としての行列ＨGbestに、振幅リニアサーチ手段４１にて抽出されたサブキャリア信号の振幅値としての行列ＨMAXACFが設定され、同期コスト関数の同期グローバル最大値ＪGbestに同期コスト最大値ＪMAXACFが設定されてＩＤＦＴ演算手段４２１に入力される。また、初期設定として、更にＭ個のサブキャリア信号の振幅値として行列Ｈm＝［Ｈm0  Ｈm1  …  ＨmN-2  ＨmN-1］（１≦ｍ≦Ｍ）がランダムに生成される（ステップＳ２００）。但し、ヌルサブキャリアを設定する場合には、ヌルサブキャリアを設定する位置のＨmk（０≦ｋ＜Ｎ）をヌル、つまり０に固定する。
【００４１】
初期値が入力されると、ＯＦＤＭでの変調信号を求めるために、振幅ＰＳＯ手段４２のＩＤＦＴ演算手段４２１により離散逆フーリエ変換が式（５）に基づいて行われる（ステップＳ２１０）。
【数５】
2011229090.tif 000007
【００４２】
次に、自己相関演算手段４２２により自己相関の算出が式（６）に基づいて行われる（ステップＳ２２０）。
【数６】
2011229090.tif 000008
但し、Ｘnは、式（７）に示される範囲である。
【数７】
2011229090.tif 000009
【００４３】
次に、式（６）により算出された自己相関に基づいて、コスト演算手段４１３によりＭ個の同期コスト関数を式（８）に基づいて算出する（ステップＳ２３０）。
【数８】
2011229090.tif 000010
【００４４】
判定処理手段４２４は、算出された現在のＭ個の同期コスト関数ＪmACFと、算出された同期コスト関数ＪmACFの中で最大であることを示す同期パーソナル最大値ＪmPbest（パーソナルベスト）とを比較して、同期コスト関数ＪmACFが同期パーソナル最大値ＪmPbestより大きいか否かを判定する（ステップＳ２４０）。
【００４５】
同期コスト関数ＪmACFが同期パーソナル最大値ＪmPbestより大きければ、判定処理手段４２４は、同期コスト関数ＪmACFを同期パーソナル最大値ＪmPbestに代入して、同期パーソナル最大値を更新すると共に、ランダムに生成された行列Ｈmを、同期パーソナル最大値ＪmPbestを最大化するサブキャリア信号の振幅値を示す行列ＨmPbestに代入して、振幅値を更新する（ステップＳ２５０）。
【００４６】
同期パーソナル最大値ＪmPbestの初期値が「０」であれば、最初に算出された同期コスト関数ＪmACFは常に正の数であるため、同期パーソナル最大値ＪmPbestより同期コスト関数ＪmACFの方が大きい。従って、同期コスト関数ＪmACFは同期パーソナル最大値ＪmPbestに代入され、ランダムに生成された行列Ｈm＝［Ｈm0  Ｈm1  …  ＨmN-2  ＨmN-1］は行列ＨmPbestに代入される。
【００４７】
ステップＳ２４０にて、同期コスト関数ＪmACFが同期パーソナル最大値ＪmPbestより小さいか等しければ、ステップＳ２５０は実行されない。従って、最終的に、同期パーソナル最大値ＪmPbestには最大となる同期コスト関数ＪmACFが代入されることになり、行列ＨmPbestには最大の振幅値となる行列Ｈmが代入されていることになる。
【００４８】
次に、判定処理手段４２４は、Ｍ個の同期パーソナル最大値ＪmPbest（１≦ｍ≦Ｍ）の中で最大となる同期パーソナル最大値ＪZPbestと同期グローバル最大値ＪGbest（グローバルベスト）を比較する。ここで、同期パーソナル最大値ＪZPbestは式（９）から求められる（ステップＳ２６０）。
【数９】
2011229090.tif 000011
【００４９】
同期パーソナル最大値ＪZPbestと同期グローバル最大値ＪGbestとを比較した結果、同期パーソナル最大値ＪZPbest＞同期グローバル最大値ＪGbestの関係であれば、判定処理手段４２４は、同期パーソナル最大値ＪZPbestを同期グローバル最大値ＪGbestに代入して、同期コスト関数を更新すると共に、このときの振幅値である行列ＨZbestを行列ＨGbestに代入して、振幅値を更新する（ステップＳ２７０）。
ステップＳ２６０の結果、同期パーソナル最大値ＪZPbest≦同期グローバル最大値ＪGbestの関係であれば、ステップＳ２７０は実行されない。
【００５０】
判定処理手段４２４は、同期グローバル最大値ＪGbestを所定閾値（ＪDESIRED）と比較し、終了条件であるＪGbest＞ＪDESIREDを判定する（ステップＳ２８０）。
ステップＳ２８０の結果、ＪGbest≦ＪDESIREDであれば、判定処理手段４２４は、サブキャリア信号の振幅値である行列Ｈmを、式（１０）に基づいて更新させて、新たな振幅値で離散逆フーリエ変換を行うようＩＤＦＴ演算手段４２１に通知する（ステップＳ２９０）。
【数１０】
2011229090.tif 000012
ここで、ｒ１，ｒ２は一様分布なランダムな値である。また、ｃ１，ｃ２はそれぞれ０．５である。
【００５１】
ステップＳ２８０にて終了条件を満足していれば、判定処理手段４２４により正規化が式（１１）に基づいて行われ、自己相関が良好な振幅値を示す行列Ｇが出力される（ステップＳ２９５）。
【数１１】
2011229090.tif 000013
【００５２】
このように、振幅リニアサーチ手段４１がリニアサーチ法により予め自己相関が良好となる振幅値を探索して、次に振幅ＰＳＯ手段４２がＰＳＯ法により探索するための開始点を決定することで、探索時間を短縮するために直線探索法による刻み幅Ｔを粗くして精度が低下しても、比較的所要時間が短いＰＳＯ法における開始点を予め良好な振幅値から探索することができるので、全部の探索をリニアサーチ法で行うより短時間で、かつ自己相関の良好なプリアンブル信号を得ることができる。
【００５３】
振幅リニアサーチ手段４１と振幅ＰＳＯ手段４２とにより振幅値が決定されたので、次に、位相値を位相リニアサーチ手段５１によるリニアサーチ法と、位相ＰＳＯ手段５２によるＰＳＯ法とによる探索により決定して、自己相関が良好で、かつ低ＰＡＰＲとしたプリアンブル信号を得る。
【００５４】
まず、初期設定として、振幅値探索手段４から出力された振幅値である行列Ｇを初期値とする。また、探索の繰り返し回数をｉ＝１，サブキャリア信号の位相値を行列Ａ＝［ａ0  ａ1  …  ａN-2  ａN-1］＝［１／Ｐ  １／Ｐ  …  １／Ｐ  １／Ｐ］を初期値とする。但し、Ｎはサブキャリアの数、Ｐは刻み幅である。この初期値は入力手段２または記憶手段３から入力することができる（ステップＳ３００）。但し、上記は全てのサブキャリアを使用する場合の例であり、ヌルサブキャリアを設定する場合には、ヌルサブキャリアを設定する位置のａk（０≦ｋ＜Ｎ）を任意の位相に固定する。
【００５５】
初期値が入力されると、ＯＦＤＭでの変調信号を求めるために、位相リニアサーチ手段５１のＩＤＦＴ演算手段５１１により離散逆フーリエ変換が式（１２）に基づいて行われる（ステップＳ３１０）。
【数１２】
2011229090.tif 000014
【００５６】
次に、コスト演算手段５１２により式（１３）に基づいてＰＡＰＲコスト関数を算出する（ステップＳ３２０）。
【数１３】
2011229090.tif 000015
ここで、式（１３）の右辺であるｍａｘ1（｜Ｘn｜2）は、０≦ｎ＜Ｎの範囲で最大となる｜Ｘn｜2を意味する。
【００５７】
判定処理手段５１３は、算出されたＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRと、算出されたＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRの中で最小であることを示すＰＡＰＲコスト最小値ＪMINPAPRとを比較して、ＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRがＰＡＰＲコスト最小値MINPAPRより小さいか否かを判定する（ステップＳ３３０）。
【００５８】
ＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRがＰＡＰＲコスト最小値MINPAPRより小さければ、判定処理手段５２３は、ＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRをＰＡＰＲコスト最小値ＪMINPAPRに代入して、ＰＡＰＲコスト最小値を更新すると共に、このときの位相値である行列Ａを、ＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRを最小化するサブキャリア信号の位相値である行列ＡMINPAPRに代入して、位相値を更新する（ステップＳ３４０）。
初期のＰＡＰＲコスト最小値ＪMINPAPRを十分に大きい値（例えば１００以上）とすると、最初に算出されたＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRはＰＡＰＲコスト最小値ＪMINPAPRより小さくなる。従って、ＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRはＰＡＰＲコスト最小値ＪMINPAPRに代入され、行列Ａ＝［１／Ｐ  １／Ｐ  …  １／Ｐ  １／Ｐ］は行列ＡMINPAPRに代入される。
ステップＳ３３０にて、ＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRがＰＡＰＲコスト最小値ＪMINPAPRより大きいか等しければ、ステップＳ３４０は実行されない。従って、最終的に、ＰＡＰＲコスト最小値ＪMINPAPRには最小となるＰＡＰＲコスト関数ＪPAPRが代入されていることになり、行列ＡMINPAPRには最小の位相値となる行列Ａが代入されていることになる。
【００５９】
そして、サブキャリア信号の位相値である行列Ａについて、図６の表に示す刻み幅Ｐに従った全てのパターンの探索終了を判別するために、終了条件ｉ＝ＰNが成立したか否かを判定する（ステップＳ３５０）。図６の表に示す探索パターンは、全てのサブキャリアを使用する場合の例であり、ヌルサブキャリアを設定する場合には、そのサブキャリアは任意の位相に固定されるため、ヌルサブキャリア以外のサブキャリアの位相値が刻み幅Ｐに従った全てのパターンとなる。その場合には、ステップＳ１６０の終了条件はｉ＝ＰLとなる。但し、Ｌはサブキャリア数Ｎからヌルサブキャリア数を引いた数である。
終了していなければ、判定処理手段５１３はサブキャリア信号の位相値を次の刻み幅Ｐに更新して、新たな位相値で離散逆フーリエ変換を行うようＩＤＦＴ演算手段５１１に通知する（ステップＳ３６０）。
【００６０】
このようにして、位相リニアサーチ手段５１にて、全ての探索パターンが終了することで、リニアサーチ法での探索により刻み幅Ｐとした場合における最良の位相値（探索位相値）のサブキャリア信号を得ることができる。
【００６１】
次に、位相ＰＳＯ手段５２にてＰＳＯ法で探索する。初期設定としては、ＰＳＯ法における開始点であるグローバル位相値としての行列ＡGbestに、位相リニアサーチ手段５１にて抽出されたサブキャリア信号の位相値としての行列ＡMINPAPRが設定され、ＰＡＰＲコスト関数のＰＡＰＲグローバル最小値ＪGbestにＰＡＰＲコスト最小値ＪMINPAPRが設定されてＩＤＦＴ演算手段５２１に入力される。また、初期設定として、更にＭ個のサブキャリア信号の位相値として行列Ａm＝［ａm0  ａm1  …  ａmN-2  ａmN-1］（１≦ｍ≦Ｍ）がランダムに生成される（ステップＳ４００）。但し、ヌルサブキャリアを設定する場合には、ヌルサブキャリアを設定する位置のａk（０≦ｋ＜Ｎ）を任意の位相に固定する。
【００６２】
初期値が入力されると、ＯＦＤＭでの変調信号を求めるために、位相ＰＳＯ手段５２のＩＤＦＴ演算手段５２１により離散逆フーリエ変換が式（１４）に基づいて行われる（ステップＳ４１０）。
【数１４】
2011229090.tif 000016
【００６３】
次に、コスト演算手段５２２によりＭ個のＰＡＰＲコスト関数を式（１５）に基づいて算出する（ステップＳ４３０）。
【数１５】
2011229090.tif 000017
【００６４】
判定処理手段５２３は、算出された現在のＭ個のＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRと、算出されたＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRの中で最小であることを示すパーソナル最小値ＪmPbest（パーソナルベスト）とを比較して、ＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRがＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbestより小さいか否かを判定する（ステップＳ４３０）。
【００６５】
ＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRがＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbestより小さければ、判定処理手段５２３は、ＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRをＰＡＰＲパーソナルコスト関数ＪmPbestに代入して、ＰＡＰＲパーソナル最小値を更新すると共に、ランダムに生成された行列ＡmをＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbestを最小化するサブキャリア信号の位相値を示す行列ＡmPbestに代入して、位相値を更新する（ステップＳ４４０）。
【００６６】
ＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbestの初期値が十分に大きい値（例えば１００以上）であれば、最初に算出されたＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRはＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbestより小さくなる。従って、ＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRはＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbestに代入され、ランダムに生成された行列Ａm＝［ａm0  ａm1  …  ａmN-2  ａmN-1］は行列ＡmPbestに代入される。
ステップＳ４３０にて、ＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRがＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbestより大きいか等しければ、ステップＳ４４０は実行されない。従って、最終的に、ＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbestには最小となるＰＡＰＲコスト関数ＪmPAPRが代入されていることになり、行列ＡmPbestには最小の位相値となる行列Ａmが代入されていることになる。
【００６７】
次に、判定処理手段５２３は、Ｍ個のＰＡＰＲパーソナル最小値ＪmPbest（１≦ｍ≦Ｍ）の中で最小となるＰＡＰＲパーソナル最小値ＪZPbestとＰＡＰＲグローバル最小値ＪGbest（グローバルベスト）を比較する。ここで、ＰＡＰＲパーソナル最小値ＪZPbestは式（９）から求められる（ステップＳ４５０）。
【００６８】
ＰＡＰＲパーソナル最小値ＪZPbestとＰＡＰＲグローバル最小値ＪGbestとを比較した結果、ＰＡＰＲパーソナル最小値ＪZPbest＜ＰＡＰＲグローバル最小値ＪGbestの関係であれば、判定処理手段５２３は、ＰＡＰＲパーソナル最小値ＪZPbestをＰＡＰＲグローバル最小値ＪGbestに代入して、ＰＡＰＲグローバル最小値を更新すると共に、このときの位相値である行列ＡZPbestを行列ＡGbestに代入して、位相値を更新する（ステップＳ４６０）。
ステップＳ４５０の結果、ＰＡＰＲパーソナル最小値ＪZPbest≧ＰＡＰＲグローバル最小値ＪGbestの関係であれば、ステップＳ４６０は実行されない。
【００６９】
判定処理手段５２３は、ＰＡＰＲグローバル最小値ＪGbestを所定閾値（ＪDESIRED）と比較し、終了条件であるＪGbest＜ＪDESIREDを判定する（ステップＳ４７０）。
ステップＳ４７０の結果、ＪGbest≧ＪDESIREDであれば、判定処理手段５２３は、サブキャリア信号の位相値である行列Ａmを、式（１６）に基づいて更新して、新たな位相値で離散逆フーリエ変換を行うようＩＤＦＴ演算手段５２１に通知する（ステップＳ４８０）。
【数１６】
2011229090.tif 000018
ここで、ｒ１，ｒ２は一様分布なランダムな値である。また、ｃ１，ｃ２はそれぞれ０．５である。
【００７０】
ステップＳ４７０にて終了条件を満足していれば、判定処理手段５２３は処理を終了する。判定処理手段５２３は、結果として、振幅値がステップＳ２９５で得られた行列Ｇ（式（１１）参照）で、位相値がステップＳ４６０にて最終的に得られたＡGbestのプリアンブル信号を出力する。
【００７１】
このように、自己相関は振幅値だけに依存するが、ＰＡＰＲは振幅値と位相値との両方に依存するため、振幅値探索手段４にて探索された振幅値に基づいて位相リニアサーチ手段５１と位相ＰＳＯ手段５２とにより位相値を決定することができる。従って、自己相関が良好で、かつＰＡＰＲの低減を図ることができる最適値に近似したプリアンブル信号を、短時間の探索により得ることができる。
【００７２】
また、プリアンブル信号生成装置１では、任意にヌルサブキャリアを設定して探索することができるので、プリアンブル信号生成装置１により生成したプリアンブル信号を無線通信におけるトレーニング信号とすることで、帯域外輻射を抑止することができ、他の通信の信号への干渉を防止することができる。
【００７３】
このプリアンブル信号生成装置１により得られたプリアンブル信号は、記録媒体に格納することができる。記録媒体とは、不揮発性で読取可能であればよく、電気的、光学的、磁気的な書き込みおよび読み込みは問わない。
例えば、コンピュータから読取可能なものとして、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＣＤ（−ＲＯＭ，−Ｒ，−Ｒ／Ｗ）、ＤＶＤ（−ＲＯＭ，−Ｒ，−Ｒ／Ｗや−ＲＡＭなどの書き替え可能なもの）、ＤＡＴ、８ｍｍテープ、メモリカード、ハードディスク等がある。また、無線通信装置に組み込まれる場合には、ＲＯＭ、フラッシュ、ＥＰＲＯＭ、Ｅ2ＰＲＯＭ等がある。また、ＬＳＩ等に内蔵された制御回路と共に、プリアンブル信号が組み込むことも可能である。
【００７４】
ここで、プリアンブル信号が格納された記録媒体を内蔵した本実施の形態に係る無線通信装置を図８から図１０に基づいて説明する。
図８に示すように、本実施の形態に係る無線通信装置ａは、無線送信装置１０と無線受信装置１０ｘとから構成され、他の無線通信装置ｂと、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調により、複数のアンテナを介してパケット通信を行うものである。本実施の形態では、無線通信装置ａと他の無線通信装置ｂとが４本のアンテナＡ１１〜Ａ１３、Ａ２１〜Ａ２４により通信している。図８では、送信側のアンテナ数、受信側のアンテナ数、空間ストリーム数および使用するＦＥＣエンコーダ数がそれぞれ４つの場合の例を示している。
【００７５】
無線通信装置ａは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格とＩＥＥＥ８０２．１１ｎ規格との下位互換性を保ちつつ、８０ＭＨｚの送信帯域幅を有し、５ＧＨｚ帯を利用して、１Ｇｂｐｓ以上の最大伝送レートを有するものである。
なお、本発明は無線送信装置１が送信するプリアンブル信号および通信パケットのパケットフォーマットに関するものであるため、無線受信装置１０ｘの説明は省略する。
【００７６】
次に無線送信装置１０の構成について図９に基づいて説明する。図９に示すように、無線送信装置１０は、制御手段１０ａと、ＯＦＤＭ信号生成手段１０ｂとにより形成されている。制御手段１０ａは、ＯＦＤＭ信号生成手段１０ｂを制御して、所定順序で通信パケットを生成させたり、送信データを生成してＯＦＤＭ信号生成手段１０ｂへ出力したりする機能を備えている。
【００７７】
ＯＦＤＭ信号生成手段１０ｂは、プリアンブル信号や、制御手段１０ａからの送信データを、ＯＦＤＭ変調により送信する機能を備えている。ＯＦＤＭ信号生成手段１０ｂは、図１０に示すように、プリアンブルパイロットメモリ部（Preamble and Pilot memory）１１と、スクランブラ部（Scrambler）１２と、エンコーダパーサ部（Encode parser）１３と、ＦＥＣ（Forward Error Correction)エンコーダ部（FEC encoder）１４と、空間ストリームパーサ部（Spatial stream parser）１５と、インターリーバ部（Interleaver）１６と、マッパ部（Mapper）１７と、ＳＴＢＣ（Space-Time Block Code）エンコーダ部（ＳＴＢＣ encoder）１８とを備えている。
【００７８】
更に、ＯＦＤＭ信号生成手段１０ｂは、マルチプレクサ部（Mux）１９と、第１ＣＳ（Cyclic Shift）インサータ部（ＣＳ inserter）２０と、空間マッパ部（Spatial mapper）２１と、ＰＴＳ部（Partial Transmit Sequence）２２と、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）２３と、第２ＣＳインサータ部（ＣＳ inserter）２４と、ＧＩ（Guard interval）インサータ部（ＧＩ inserter）２５と、ウィンドウィング部（Windowing）２６と、送信フィルタリング部（ＴＸ filter）２７とを備えている。
【００７９】
プリアンブルパイロットメモリ部１１は、送信情報（Ｄａｔａ）に先だって送信されるプリアンブル信号と、送信情報中に挿入されるパイロット信号が格納されたメモリである。プリアンブルパイロットメモリ部１１は、制御手段１０ａにより指示されたプリアンブル信号を出力する。プリアンブル信号生成装置１により得られたプリアンブル信号が格納されたＲＯＭは、このプリアンブルパイロットメモリ部１１として、無線送信装置１０に内蔵されている。
【００８０】
スクランブラ部１２は、制御手段からの送信ビット系列に対して、Ｇ（Ｘ）＝Ｘ7＋Ｘ4＋１による生成多項式を用いて「０」，「１」のビットのランダム化を行い、「０」，「１」が連続して出現しないようにする。
エンコーダパーサ部１３は、ＦＥＣエンコーダ部１４に、スクランブル後の送信情報を４つのＦＥＣエンコーダ部１４に分割して振り分ける。
ＦＥＣエンコーダ部１４は、誤差の訂正を可能とするために前方誤り訂正の符号化を行う。ＦＥＣエンコーダ部１４では、レート１／２のＧ0＝１３３8およびＧ1＝１７１8の生成多項式で算出されたＢＣＣ（Binary Convolutional Codes）による符号化が行われる。
【００８１】
空間ストリームパーサ部１５は、ＦＥＣエンコーダ部１４からの符号化されたデータを、４つのブロックに分解することで、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調において使用される空間ストリームに送信情報を振り分ける。
インターリーバ部１６は、空間ストリームパーサ部１５により振り分けられた送信情報の並びを所定の規則に従って並び替えを行う。
マッパ部１７は、インターリーブされたビット情報である送信情報に対して無線信号として送信するために、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調などによりビット情報からシンボルへとマッピングする。
【００８２】
ＳＴＢＣエンコーダ部１８は、マッピングされた送信情報（シンボル）に対して、時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）を用いて配列点を空間ストリーム（Ｓpatial Ｓtream:ＳＳ）から時空間ストリーム（Space-Time Stream:ＳＴＳ）に拡張することで、より大きなダイバシティゲインを得ることができる。
マルチプレクサ部１９は、ＳＴＢＣエンコーダ部１８からの送信情報と、プリアンブルパイロットメモリ部１１からのプリアンブル信号またはパイロット信号とを選択する。
【００８３】
第１ＣＳインサータ部２０は、送信情報（シンボル）に対して、サイクリックシフトを付加する。サイクリックシフトが送信情報に付加されることで、無線信号の意図しないビームフォーミングを防止する。
空間マッパ部２１は、サイクリックシフトを付加された送信情報（シンボル）を、空間マッピング行列に従ってマッピングする。
ＰＴＳ部２２は、第１から第４帯域ごとに異なる位相回転を行って、ＰＡＰＲの低減を図る。
【００８４】
逆高速フーリエ変換器２３は、ＰＴＳ部２２からの信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してＯＦＤＭ変調を行う。
第２ＣＳインサータ部２４は、第１ＣＳインサータ部２０と同様に、送信情報（シンボル）に対して、サイクリックシフトを付加する。第２ＣＳインサータ部２４は、第１ＣＳインサータ部２０と排他的に使用される。
ＧＩインサータ部２５は、第２ＣＳインサータ部２４から出力されたＯＦＤＭ変調されたシンボルに、ガードインターバルを付加する。
ウィンドウィング部２６は、隣接するシンボル間で、信号の周期性が大きく変化すると帯域外スペクトラムが増大するため、隣接するシンボル間で変化が小さくなるようにスムージングを行うことで、スペクトラムの減衰を大きくして帯域外スペクトラムを抑制する。送信フィルタリング部２７は、ウィンドウィング部２６からの送信信号に対して帯域制限を行う。
【００８５】
ここで、無線送信装置１０が送信する通信パケットについて、図１１に基づいて説明する。なお、本明細書では、本実施の形態に係る無線送信装置１が送信する通信パケットのパケットフォーマットを「ＶＨＴ（Very High Throughput）   Ｍｉｘｅｄ   Ｍｏｄｅ」パケットフォーマットと称し、以下、単にＶＴＨパケットフォーマットと略する。
【００８６】
図１１に示すように、ＶＨＴパケットフォーマットは、プリアンブルフォーマットをＬ−ＳＴＦ（Legacy-Short Training Field：８μＳ），Ｌ−ＬＴＦ（Legacy-Long Training Field：８μＳ），Ｌ−ＳＩＧ（Legacy-Signal Filed：４μＳ），ＨＴ（High Throughput）−ＳＩＧ（８μＳ）とすると共に、ＨＴ−ＳＩＧに続くパケットフォーマットの一例として、ＶＨＴ−ＳＩＧ（８μＳ），ＶＨＴ−ＳＴＦ（４μＳ），ＶＨＴ−ＬＴＦ１〜４（４μＳ），Ｄａｔａ（４μＳ／３．６μＳ）としている。
【００８７】
Ｌ−ＳＴＦ、Ｌ−ＬＴＦおよびＬ−ＳＩＧは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのＳＴＦ、ＬＴＦおよびＳＩＧに対応すると共に、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＬ−ＳＴＦ、Ｌ−ＬＴＦおよびＬ−ＳＩＧに対応する。また、ＨＴ−ＳＩＧは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＨＴ−ＳＩＧに対応する。これらのＶＨＴパケットフォーマットにおけるＬ−ＳＴＦからＶＨＴ−ＬＴＦ１〜４までのプリアンブル信号が、プリアンブルパイロットメモリ部１１に、サブキャリア情報として格納されている。
【００８８】
特に、プリアンブル信号生成装置１により生成されたプリアンブル信号を、ＶＨＴ−ＳＴＦ，ＶＨＴ−ＬＴＦ１〜４のプリアンブル信号とすることで、自己相関性に優れ、かつ低ＰＡＰＲが可能な無線送信装置１０とすることができる。
【実施例】
【００８９】
（実施例１）
サブキャリア信号の数をＮ＝１６、その内、ヌルサブキャリア数を４とした。ヌルサブキャリアを設定する位置のＨk（ｋ＝０、ｋ＝１、ｋ＝１４、ｋ＝１５）はヌル、つまり０に固定した。振幅リニアサーチ手段４１での刻み幅をＴ＝５として探索した後に、振幅ＰＳＯ手段４２での探索を行った。比較例として、振幅リニアサーチ手段４１のみで刻み幅Ｔを１から９まで変化させて探索を行った。
初期値は、探索の繰り返し回数をｉ＝１，サブキャリア信号の振幅値を行列Ｈ＝［Ｈ0  Ｈ1  Ｈ2  Ｈ3  …  Ｈ12  Ｈ13  Ｈ14  Ｈ15］＝［０  ０  １／Ｔ  １／Ｔ  …  １／Ｔ  １／Ｔ  ０  ０］（初期振幅値）とする。但し、Ｔは刻み幅である。
この初期値が入力手段２または記憶手段３から入力されると、振幅値探索手段４により振幅値の探索を行う。振幅値探索手段４による振幅値の探索は、最初に振幅リニアサーチ手段４１にてリニアサーチ法により探索される。このときの探索パターンは、ヌルサブキャリアを設定する位置のＨk（ｋ＝０、ｋ＝１、ｋ＝１４、ｋ＝１５）をヌル、つまり０に固定した図１２に従った探索パターンとなる。また、探索の終了条件はｉ＝ＴLとなる。但し、Ｌはサブキャリア数Ｎ＝１６からヌルサブキャリア数４を引いた数、つまり１２である。
【００９０】
まず、表（１）に振幅リニアサーチ手段４１のみで刻み幅Ｔを１から９まで変化させたときの最大の同期コスト関数と探索時間の結果を示す。
【００９１】
【表１】
2011229090.tif 000019
【００９２】
この表（１）から、例えば、リニアサーチ法で刻み幅Ｔ＝７における探索では、最大の同期コスト関数が３０．８で、探索時間が２３．８時間を要することがわかる。
【００９３】
そこで、振幅リニアサーチ手段４１により刻み幅をＴ＝５として探索した後に、振幅ＰＳＯ手段４２によりＰＳＯ法による探索を行った。目標値をリニアサーチ法のみでのＴ＝７と同等の３０．８に設定した。結果、リニアサーチ法のみでは探索時間が２３．８時間を要するところ、振幅リニアサーチ手段４１の結果を開始点として振幅ＰＳＯ手段４２でのＰＳＯ法により探索を行うことで、リニアサーチ法で刻み幅Ｔ＝５における探索時間２５分と、探索時間２７．３秒とで探索を終了することができた。
【００９４】
（実施例２）
次に、サブキャリア信号の数をＮ＝１６、その内、ヌルサブキャリア数を４、ヌルサブキャリアを設定する位置のａk（ｋ＝０、ｋ＝１、ｋ＝１４、ｋ＝１５）は任意の位相、今回は０に固定した。サブキャリアの振幅は、実施例１の振幅リニアサーチ手段４１での刻み幅をＴ＝５として探索した後に、振幅ＰＳＯ手段４２での探索を行った結果に得られた振幅値Ｇを用いた。位相リニアサーチ手段５１での刻み幅をＰ＝５として探索した後に、位相ＰＳＯ手段５２での探索を行った。比較例として、位相リニアサーチ手段５１のみで刻み幅Ｐを１から９まで変化させて探索を行った。
初期値は、探索の繰り返し回数をｉ＝１，サブキャリア信号の位相値を行列Ａ＝［ａ0  ａ  ａ2  ａ3  …  ａ12  ａ13  ａ14  ａ15］＝［０  ０  １／Ｐ  １／Ｐ  …  １／Ｐ  １／Ｐ  ０  ０］（初期位相値）とする。但し、Ｐは刻み幅である。
この初期値が入力手段２または記憶手段３から入力されると、位相値探索手段５により位相値の探索を行う。位相値探索手段５による位相値の探索は、最初に位相リニアサーチ手段５１にてリニアサーチ法により探索される。このときの探索パターンは、ヌルサブキャリアを設定する位置のａk（ｋ＝０、ｋ＝１、ｋ＝１４、ｋ＝１５）を０に固定した図１３に従った探索パターンとなる。また、探索の終了条件はｉ＝ＰLとなる。但し、Ｌはサブキャリア数Ｎ＝１６からヌルサブキャリア数４を引いた数、つまり１２である。
まず、表（２）に位相リニアサーチ手段５１のみで刻み幅Ｐを１から９まで変化させたときの最小のＰＡＰＲコスト関数と探索時間の結果を示す。
【００９５】
【表２】
2011229090.tif 000020
【００９６】
この表（１）から、例えば、リニアサーチ法で刻み幅Ｐ＝９における探索では、最小のＰＡＰＲコスト関数が０．７５４ｄＢで、探索時間が５．５日を要することがわかる。
【００９７】
そこで、位相リニアサーチ手段５１により刻み幅をＰ＝５として探索した後に、位相ＰＳＯ手段５２によりＰＳＯ法による探索を行った。目標値をリニアサーチ法のみでのＰ＝９と同等の０．７５ｄＢに設定した。結果、リニアサーチ法のみでは探索時間に５．５日を要するところ、位相リニアサーチ手段５１の結果を開始点として位相ＰＳＯ手段５２でのＰＳＯ法により探索を行うことで、リニアサーチ法で刻み幅Ｐ＝５における探索時間６．９分と、探索時間１１４秒とで探索を終了することができた。
【００９８】
実施例１と実施例２とから、リニアサーチ法のみで探索するより、リニアサーチ法で探索した後にＰＳＯ法で探索する方が、短時間に探索できることがわかる。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
本発明は、ＩＥＥＥ規格の無線通信におけるプリアンブル信号だけでなく、ＯＦＤＭ変調の無線通信に使用されるプリアンブル信号に広く適用することが可能である。
【符号の説明】
【０１００】
１  プリアンブル信号生成装置
２  入力手段
３  記憶手段
４  振幅値探索手段
４１  振幅リニアサーチ手段
４１１  ＩＤＦＴ演算手段
４１２  自己相関演算手段
４１３  コスト演算手段
４１４  判定処理手段
４２  振幅ＰＳＯ手段
４２１  ＩＤＦＴ演算手段
４２２  自己相関演算手段
４２３  コスト演算手段
４２４  判定処理手段
５  位相値探索手段
５１  位相リニアサーチ手段
５１１  ＩＤＦＴ演算手段
５１２  コスト演算手段
５１３  判定処理手段
５２  位相ＰＳＯ手段
５２１  ＩＤＦＴ演算手段
５２２  コスト演算手段
５２３  判定処理手段
ａ，ｂ  無線通信装置
１０  無線送信装置
１０ｘ  無線受信装置
１０ａ  制御手段
１０ｂ  ＯＦＤＭ信号生成手段
１１  プリアンブルパイロットメモリ部
１２  スクランブラ部
１３  エンコーダパーサ部
１４  ＦＥＣエンコーダ部
１５  空間ストリームパーサ部
１６  インターリーバ部
１７  マッパ部
１８  ＳＴＢＣエンコーダ部
１９  マルチプレクサ部
２０  第１ＣＳインサータ部
２１  空間マッパ部
２２  ＰＴＳ部
２３  逆高速フーリエ変換器
２４  第２ＣＳインサータ部
２５  ＧＩインサータ部
２６  ウィンドウィング部
２７  送信フィルタリング部
Ａ１１〜Ａ１４，Ａ２１〜Ａ２４  アンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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