(57)【要約】【課題】少ない交流入力容量でありながら、半導体通過回数も少なく高効率で、単相交流電源にも適用できる急速充電装置を提供する。【解決手段】低速充電部４と急速充電部６とから成る急速充電装置において、急速充電部６は、２相の昇圧チョッパ回路又は降圧チョッパ回路を備え、低速充電部４は、交流電源３に接続された変圧器４０１と、その２次側に接続された交流入力ブリッジコンバータ２０１と、この交流入力ブリッジコンバータ２０１に接続されたバッテリー５とを備え、変圧器２０１の２次側の交流電圧ピーク値がバッテリー５の電圧以下になるように変圧器４０１を調整し、交流入力ブリッジコンバータ２０１により昇圧して高力率電流制御にてバッテリー５に充電し、この充電電圧を急速充電部６の２相の昇圧チョッパ回路又は降圧チョッパ回路を介して負荷のバッテリーを急速充電する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサを充電する低速充電部と、前記急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサから負荷のバッテリー又は大容量コンデンサを大電力で急速に充電する急速充電部とから成る急速充電装置において、
前記急速充電部は、２相の昇圧チョッパ回路又は降圧チョッパ回路を備え、
前記低速充電部は、前記交流電源に接続された変圧器と、前記変圧器の２次側に接続された交流入力ブリッジコンバータと、この交流入力ブリッジコンバータに接続された前記急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサとを備え、前記変圧器の２次側の交流電圧ピーク値が前記急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサの電圧以下になるように前記変圧器を調整し、前記低速充電部の交流入力ブリッジコンバータにより昇圧して高力率電流制御にて前記急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサに充電し、この充電電圧を前記急速充電部の２相の昇圧チョッパ回路又は降圧チョッパ回路を介して前記負荷のバッテリー又は大容量コンデンサを急速充電することを特徴とする急速充電装置。
【請求項２】
請求項１に記載の急速充電装置において、
前記低速充電部の交流入力ブリッジコンバータはスイッチング素子とダイオードとの混合ブリッジであることを特徴とする急速充電装置。
【請求項３】
請求項１に記載の急速充電装置において、
前記低速充電部の交流入力ブリッジコンバータは整流器ブリッジと昇圧チョッパ回路との組み合わせであることを特徴とする急速充電装置。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の急速充電装置において、
前記交流電源は、単相の交流電源であることを特徴とする急速充電装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の急速充電装置において、
前記急速充電部は、２相の昇圧チョッパを有するチョッパ回路、２相の降圧チョッパを有するチョッパ回路、又は昇圧チョッパと降圧チョッパを組み合わせた２相のチョッパ同路のいずれか１つを介して負荷のバッテリー又は大容量コンデンサに接続され、
前記２相のチョッパ回路からの出力のリプルが位相差１８０°で前記負荷のバッテリーまたは大容量コンデンサを急速充電することを特徴とする急速充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、自動車等のバッテリーや大容量コンデンサを急速充電する急速充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】  電気自動車等のバッテリーや大容量コンデンサを急速充電する急速充電装置としては、比較的長時間をかけて充電されるバッテリーと、このバッテリーから電気自動車等の動力源用バッテリーを急速充電するための急速充電部とを備えたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。【０００３】  図１２は、従来の電気自動車用急速充電装置の基本的な構成を示すブロック図である。図１２において、１は車軸をモータで動かす電気自動車であり、２はそのモータに電力を供給する動力源用バッテリーである。３は数１０ｋＶＡ程度の電力を給電する交流電源であり、４は交流電源３に接続され比較的長時間かけて充電される低速充電部である。５は、低速充電部４により常時充電されるバッテリーである。６は、バッテリー５から電力を供給され、動力源用バッテリー２を充電する急速充電部である。この急速充電装置では、交流電源３から低速充電部４を介して、バッテリー５を小電流で緩やかに充電しておき、バッテリー５から急速充電部６を介して電気自動車１の動力源用バッテリー２を急速に充電する。【０００４】  現在利用されている電気自動車のバッテリー急速充電装置を図１３に示し、その構成、動作の概要を説明する。交流電源３から、ブレーカー１０、電流検出器１５，１６、リアクトル１７〜１９を通って３相ＰＷＭコンバータ２０により、ほぼ力率＝１の昇圧コンバータを構成する。この昇圧コンバータの交流側電流を正弦波状でしかも高力率に制御しながらコンデンサ２１を充電する。交流側フィルタ用コンデンサ１２〜１４は、ＰＷＭ制御による高周波電流を吸収するためのものである。【０００５】  コンデンサ２１の電圧はＰＷＭインバータブリッジ２２により高周波電圧（１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度）に変換して、高周波変圧器２３の１次側へ供給する。高周波変圧器２３の２次側は、ダイオードブリッジ２４で直流に変換し、リアクトル２５とコンデンサ２７によるフィルタ効果によりＰＷＭに伴うリプルを低減し、電流検出器２６で電流を検出して充電電流を制御する。接触器２８は、負荷の無電流開閉装置である。【０００６】  現在の急速充電装置出力は、４００Ｖ，１００Ａ程度で１５分間充電を行っている。このため、交流電力は５０ｋＶＡ程度が必要となる。しかし、電気自動車においては従来のガソリンの給油時間との比較から、充電時間の１５分は長すぎるという意見があり、５分程度の充電時間が要望されている。従来は、そのような短時間の充電はバッテリーの特性上不可能であったが、最近、酸化物系の電極材料を使用したリチウムイオン電池（商品名：ＳＣｉＢ（登録商標））が発表され５分間程度での充電が現実化して来ている。【０００７】  このような改良されたリチウムイオン電池を使用して、４００Ｖ，３００Ａの充電を行えば、５分間程度での充電が可能となる。そこで、これを実現する急速充電装置を考えると、例えば、図１４の様な回路が考えられる。すなわち、充電は４００Ｖ，３００Ａで行い、その場合の１２０ｋＷでの効率等を考えると、直接充電方式（図１３）なら、交流電力は、１５０ｋＶＡ程度必要となり、かなりの受電設備が必要となる。そのため、受電設備が高価となる。そこで、受電容量を１５ｋＶＡ程度で、出力１２０ｋＷで５分間の充電を行うことのできる図１４の回路が考えられる。【０００８】  この図１４の回路は、図１３の回路のＰＷＭインバータブリッジに代えて、コンデンサ２１の電圧からＩＧＢＴ３３，リアクトル３２，ダイオード３４，電流検出器３１から成る降圧コンバータを設け、この降圧コンバータにより充電装置内のバッテリー５を緩やかに充電する。充電完了したバッテリー５の電圧を、高周波変換用のインバータ２２を介して高周波変圧器２３に印加して昇圧した後、ダイオードブリッジ２４を介して車両側のバッテリー２の急速充電を行う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平６−２５３４６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】  このような急速充電装置には、
（１）交流入力容量が少ないこと、
（２）交流側が高力率であること、
（３）高効率な特性であること、
という課題が要求される。【００１１】  しかしながら、特許文献１の発明では、急速充電装置の基本概念は示されているが、具体的な回路が提示されていない。また、交流電源と自動車バッテリー間に、絶縁が施されていないため、感電の危険があるという問題点があった。さらに、充電装置の効率を高めるために、交流電源側は高効率であることが必要であるが、その点については示唆されていない。【００１２】  前記図１３や図１４の回路は、前記（１）〜（３）の課題を解決するために提案されたものではあるが、図１３の回路では、交流入力容量が大きいことから、ごく短時間の急速充電には不適当であった。一方、図１４の回路は、交流入力容量を小さくできるものの、交流電源から充電部終端までの半導体通過回数が多く効率が悪くなる問題があった。さらに、家庭用電源やコンビニエンスストア等からの電源供給を可能とするために交流電源は単相であることが望まれる。【００１３】  本発明は、上記の問題点を解決するためのものであり、その目的は、少ない交流入力容量でありながら、半導体通過回数も少なく高効率で、単相交流電源にも適用できる急速充電装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】  前記目的を達成するため、本発明に係る請求項１記載の急速充電装置は、交流電源から急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサを充電する低速充電部と、前記急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサから負荷のバッテリー又は大容量コンデンサを大電力で急速に充電する急速充電部とから成る急速充電装置において、前記急速充電部は、２相の昇圧チョッパ回路又は降圧チョッパ回路を備え、前記低速充電部は、前記交流電源に接続された変圧器と、前記変圧器の２次側に接続された交流入力ブリッジコンバータと、この交流入力ブリッジコンバータに接続された前記急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサとを備え、前記変圧器の２次側の交流電圧ピーク値が前記急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサの電圧以下になるように前記変圧器を調整し、前記低速充電部の交流入力ブリッジコンバータにより昇圧して高力率電流制御にて前記急速充電装置内部のバッテリー又は大容量コンデンサに充電し、この充電電圧を前記急速充電部の２相の昇圧チョッパ回路又は降圧チョッパ回路を介して前記負荷のバッテリー又は大容量コンデンサを急速充電することを要旨とする。【００１５】  この構成により、高効率・高力率で充電をすることができる。
【発明の効果】
【００１６】  本発明によれば、高効率・高力率な急速充電装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第一の実施形態にかかる低速充電部の回路図。
【図２】第一の実施形態の変形例でスイッチング素子とダイオードとの混合ブリッジを用いた低速充電部の回路図。
【図３】第一の実施形態の変形例でスイッチング素子とダイオードとの混合ブリッジを用いた低速充電部の回路図。
【図４】第一の実施形態の変形例で整流器ブリッジと昇圧チョッパ回路との組み合わせを用いた低速充電部の回路図。
【図５】第一の実施形態の変形例で交流電源を３相入力とした場合の低速充電部の回路図。
【図６】第一実施形態にかかる昇圧チョッパを用いた急速充電部の回路図。
【図７】第一実施形態にかかる降圧チョッパを用いた急速充電部の回路図。
【図８】図６の急速充電部の各部における電流波形図。
【図９】図７の急速充電部の各部における電流波形図。
【図１０】第一の実施形態の変形例２における急速充電部の回路図。
【図１１】第一の実施形態の変形例２におけるＩＧＢＴ駆動回路部分のブロック図。
【図１２】従来の電気自動車用急速充電装置の基本的な構成を示すブロック図。
【図１３】従来の急速充電装置の一例を示す回路図。
【図１４】従来の急速充電装置の他の例を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】  以下、本発明にかかる急速充電装置の実施形態を図面を参照して説明する。前記従来技術及び各実施形態で同一又は類似の構成部分には共通の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００１９】  （本発明の第一の実施形態の構成）
図１は、本発明の第一の実施形態にかかる低速充電部４の回路図である。この低速充電部４は、交流電源３から単相変圧器４０１の２次側に接続された、電流検出器１５、リアクトル１７、単相ブリッジコンバータ２０１を介してバッテリー５を充電するよう構成している。バッテリー５は充電機能を有する物であれば良いので大容量コンデンサに置き換えても良い。ここで、コンデンサ１２は単相ブリッジコンバータ２０１の交流電源側のリプル電流を吸収するために接続しており、コンデンサ２１１は単相ブリッジコンバータ２０１のＩＧＢＴのスイッチングに伴うリプル電流を吸収するために接続している。また、電流検出器１５と基準電流とから単相ブリッジコンバータ２０１をＰＷＭ制御するための制御回路（図示省略）がある。
【００２０】  次に、急速充電部６の一例について、図６により説明する。図６のＡ端子は、図１のａ端子と、Ｂ端子はｂ端子と接続する。この急速充電部６は、電流検出器６０を介して、リアクトル６１，ＩＧＢＴ６２，ダイオード６３からなる第１の昇圧チョッパと、電流検出器７０を介してリアクトル７１，ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３から成る第２の昇圧チョッパの出力側を共通化する。これら昇圧チョッパの出力側には、フィルタ用コンデンサ６４を接続して、負荷のバッテリー２を接続する。なお、フィルタ用コンデンサ６４は、充電リプル許容値が大きい場合には、省略しても良い。
【００２１】  図７は、急速充電部６の変形例である。この急速充電部６において、前記図１の低速充電部に接続するための端子Ａ，Ｂの接続方法は、図６と同様である。図７の急速充電部６は、ＩＧＢＴ６２，ダイオード６３，リアクトル６１，電流検出器６０からなる第１の降圧チョッパと，ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３，リアクトル７１，電流検出器７０からなる第２の降圧チョッパを有する。これら２組の降圧チョッパの出力側を並列に接続し、負荷のバッテリー２に接続する。端子Ａ，Ｂ間に接続したコンデンサ６６は、ＩＧＢＴ６２，７２のサージ吸収用である。
【００２２】  （本発明の第一の実施形態の作用）
図１の単相変圧器４０１の２次側電圧のピーク値がバッテリー５の電圧より低くなるように単相変圧器４０１の電圧を選定すると、単相ブリッジコンバータ２０１のＩＧＢＴのゲートがオフの状態ではバッテリー５に充電電流は流れない。このＩＧＢＴのゲートをオンして電流検出器１５の電流が、力率がほぼ１で順方向に流れるようＰＷＭ制御（高力率電流制御）すると、バッテリー５に充電電流が流れ、バッテリー５は充電される。
【００２３】  一方、図６の２組の昇圧チョッパを使用した急速充電部６では、電流検出器６０，７０の出力Ｉ１，Ｉ２を制御して、ＩＧＢＴ６２，７２をオン・オフ制御する。このようにして昇圧チョッパを２相制御して昇圧チョッパの入力電流Ｉ１，Ｉ２をオン・オフすれば、各相の昇圧チョッパからの出力電流ｉ１，ｉ２は、図８のように位相がずれた断続電流となる。
【００２４】  すなわち、図８において、時刻ｔ１〜ｔ２間にＩＧＢＴ６２をオンにすると、端子ＡＢ間のバッテリー５からリアクトル６１→ＩＧＢＴ６２の回路に短絡電流が流れ、電流Ｉ１は上昇する。時刻ｔ２〜ｔ３間でＩＧＢＴ６２をオフにすると、リアクトル６１に蓄えられたエネルギーがダイオード６３を通過してバッテリー２を充電する。この電流がｉ１である。一方、ＩＧＢＴ７２は、ｔ２〜ｔ３間でオンし、ｔ３〜ｔ４間でオフする。ＩＧＢＴ６２とＩＧＢＴ７２は、位相差１８０°でスイッチングされる。このように各昇圧チョッパから出力される急速充電電流は、それぞれｉ１，ｉ２となるので、これらの合成電流であるバッテリ充電電流はｉ１＋ｉ２となり、昇圧チョッパの出力電流に比較してそのリプル電流は少なくなる。更に、２組の昇圧チョッパの出力側に設けたコンデンサ６４により、リプル電流をフィルタすることにより、負荷バッテリーの電流はより平滑化される。
【００２５】  なお、この図８は、ＩＧＢＴ６２，７２のＰＷＭ制御回路によるＰＷＭのデューティ比を５０％とした場合の波形を示した。すなわち、図８のデューティ比５０％の時の波形はリプルが最も少ないが、ＰＷＭ制御においてデューティ比５０％でない場合はリプルが増加する。この場合は、前記のようにコンデンサ６４にフィルタ効果を持たせ、バッテリー２に流れるリプルは規定値以下になるようにする。
【００２６】  次に、図７の降圧チョッパを２組用いて、２相電流制御した場合の波形を図９に示す。この図９もＰＷＭのデューティ比が５０％の場合を示す。図７の回路では、電流検出器６０，７０で検出した降圧チョッパの出力電流Ｉ１，Ｉ２により、ＩＧＢＴ６２，７２を制御することにより、各降圧チョッパにおいて図９に示すような１８０°位相がずれた波形の電流を得る。２相の降圧チョッパの出力を合成することで、２つの降圧チョッパの出力電流ｉ１のリプルと出力電流ｉ２のリプルが打ち消し合い、負荷バッテリー２に流れる電流ｉ１＋ｉ２のリプルは０になる。なお、この回路では、デューティ比が５０％以外でも、リプルは非常に少なくなる。
【００２７】  （本発明の第一の実施形態の効果）
以上のような、本発明の第一の実施形態と従来技術の効果を比較すると次の通りである。
【００２８】（１）低速充電部の効率
図１４に示す従来の低速充電部と、第一の実施形態の低速充電部である図１を比較する。力率はいずれも力率≒１であるが、効率については図１４の回路は高速半導体を３回通過するのに対し、図１では２回のみの通過であるため、第一の実施形態の方が効率が良い。
【００２９】（２）変圧器部
変圧器部の比較では、急速充電部６に変圧器を配置する従来技術では、４００Ｖ，３００Ａで５分間の充電を行うには、１５０ｋＶＡで５分間の定格の変圧器が必要となる。変圧器の大きさは、１／√ｆにほぼ比例するので、例えばｆ＝１５ｋＨｚのインバータトランスを使用した場合、５０Ｈｚの商用交流電源を使用する第一の実施形態より小型である。第一の実施形態では、１５ｋＶＡ程度の変圧器となるが、周波数が５０Ｈｚとなるので大きさでは、第一の実施形態がやや不利である。しかし、変圧器部の損失を考慮すると、１５０ｋＶＡの従来技術に比較して、小容量の１５ｋＶＡの変圧器で済む第一の実施形態の方が格段に優れている。
【００３０】（３）急速充電部
急速充電部６の比較では、従来技術では高速半導体スイッチング素子の通過回数が４回となる。これに対して、第一の実施形態では、図６又は図７に示すように、高速半導体スイッチング素子の通過回数は１回となるので、第一の実施形態のほうが著しく有利であり、効率も第一の実施形態が非常に良い。
【００３１】（４）システム全体
システム全体で比較すると、第一の実施形態が効率で有利である。また、急速充電部は、図６〜９のように２相電流制御することにより出力リプルを著しく減少させることができ、負荷バッテリーの寿命を長くすることができる。
【００３２】  （第一の実施の形態の変形）
その他、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することが可能である。また、以下の変形例は組み合わせて適用することもできる。
【００３３】  （変形例１）
図１は、図２，３のようにＩＧＢＴとダイオードとの混合ブリッジに変形することができる。但し、この場合、電力の流れる方向は一方向となる。
【００３４】  また、図４に示すようにダイオードブリッジ４３１と電流検出器１５、リアクトル１７、昇圧チョッパ回路２０４から成る昇圧チョッパプリッジとしても作用は混合ブリッジと同じである。損失についてはダイオードブリッジ４３１は低速のダイオード２個が直列に構成されているので損失は高速ダイオード１個相当とみなすことができ、図１〜３とほぼ同じである。
【００３５】  なお、３相入力の場合は、図５に示す回路を適用することが可能であることは、詳細を説明するまでもない。
【００３６】  （変形例２）
図１０は、本発明の第一の実施形態に係る変形例２の急速充電部６の回路図である。この変形例２では、バッテリー５からの入力端子Ａ，Ｂに２系統のチョッパ回路を並列に接続し、これらのチョッパ回路を介してバッテリー２を充電する。すなわち、第１のチョッパ回路には、ＩＧＢＴ６２、ダイオード６３、リアクトル６４、電流検出器６５からなる降圧チョッパと、ＩＧＢＴ６２１，ダイオード６３１とフィルタ用コンデンサ６４１，リアクトル６４，電流検出器６５からなる昇圧チョッパを設ける。第２のチョッパ回路にも、ＩＧＢＴ７２，ダイオード７３，リアクトル７４，電流検出器７５からなる降圧チョッパと、ＩＧＢＴ７２１，ダイオード７３１，フィルタ用コンデンサ６４２，リアクトル７４，電流検出器７５からなる昇圧チョッパを設ける。
【００３７】  このような変形例２では、図１１に示すように、電流基準Ｉ＊と電流検出器６５からの検出電流にＩ６５を入力したＰＩＤ増幅器１００により電流制御を行う。すなわち、ＰＩＤ増幅器１００の出力Ｖが５０％以上になると第１のＰＷＭ回路１０１が動作する。第１のＰＷＭ回路１０１によりＩＧＢＴ６２１をオンオフするようＰＭＷ制御し、出力Ｖが５０％以下で第２のＰＷＭ回路１０２が動作し、ＩＧＢＴ６２を駆動する。ＩＧＢＴ６２がＰＷＭ制御している出力Ｖが低い場合は、ＩＧＢＴ６２１はオフのままであり、降圧チョッパとして動作する。この場合、端子ＡＢ間電圧より、バッテリー２の電圧が高くなると電流が流れなくなるので、第２のＰＷＭ回路１０２はＩＧＢＴ６２をオン状態にし、出力Ｖが増加し、第１のＰＷＭ回路１０１を動作させるように作用して、ＩＧＢＴ６２１がオンオフして昇圧チョッパとして動作する。
【００３８】  このような構成の変形例２では、２組の昇降圧チョッパを２相制御して、充電電流のリプルを減少させることができる。また、昇降圧チョッパを使用しているので、負荷バッテリー２の電圧が大幅に変わるような場合、例えばバッテリーの代わりに電気二重層コンデンサ等に適している。
【符号の説明】
【００３９】１…電気自動車
２…動力源用バッテリー
３…交流電源
４…低速充電部
５…バッテリー
６…急速充電部
１０…ブレーカー
１２，１３，１４…コンデンサ
１５，１６…電流検出器
１７，１８，１９…リアクトル
２０…３相ＰＷＭコンバータ
２０１…単相ブリッジコンバータ
２０２，２０３…混合ブリッジ
２０４…昇圧チョッパ回路
２１…コンデンサ
２１１…コンデンサ
２２…ＰＷＭインバータブリッジ
２３…高周波変圧器
２４…ダイオードブリッジ
２５…リアクトル
２６…電流検出器
２７…コンデンサ
２８…接触器
３１…電流検出器
３２…リアクトル
３３…ＩＧＢＴ
３４…ダイオード
４０１…単相変圧器
４３１…ダイオードブリッジ
６０，７０…電流検出器
６１，７１…リアクトル
６２，７２…ＩＧＢＴ
６３，７３…ダイオード
６４，６６…コンデンサ
６２１，７２１…ＩＧＢＴ
６３１，７３１…ダイオード
６４１，６４２…コンデンサ
６５，７５…電流検出器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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