(57)【要約】【課題】  スイッチング素子をオンさせる期間が短いときでも、スイッチング素子の過熱を防止することができるスイッチング制御回路を提供する。【解決手段】  スイッチング素子６２を制御するスイッチング制御回路１０ａであって、スイッチング素子をオンさせてからの時間が経過するのに従って上昇する閾値を出力する閾値出力器１８と、スイッチング素子を流れる電流に対応する値が閾値を超えた時にスイッチング素子をオフさせる遮断手段２０、２２、１２、１４を有している。【選択図】  図３
2011229327.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路であって、
スイッチング素子をオンさせてからの時間が経過するのに従って上昇する閾値を出力する閾値出力手段と、
スイッチング素子を流れる電流に対応する値が前記閾値を超えた時にスイッチング素子をオフさせる遮断手段、
を有していることを特徴とするスイッチング制御回路。
【請求項２】
前記閾値出力手段は、スイッチング素子をオンさせる時にゼロより大きい閾値を出力することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１に、ＩＧＢＴのオンオフを制御するスイッチング制御回路が開示されている。このスイッチング制御回路は、電流測定用抵抗と、比較用電源と、比較器と、ドライブ回路を有している。電流測定用抵抗は、ＩＧＢＴのエミッタ端子に接続されている。ドライブ回路がＩＧＢＴのゲート端子にゲートオン電位（ＩＧＢＴをオンさせるのに必要なゲート端子の電位）を印加すると、ＩＧＢＴのコレクタ端子からエミッタ端子に向けて電流が流れる。ＩＧＢＴを流れる電流は、電流測定用抵抗を流れるので、ＩＧＢＴのエミッタ端子の電位は、ＩＧＢＴを流れる電流に対応する電位となる。比較器は、ＩＧＢＴのエミッタ端子の電位と比較用電源の出力電位とを比較する。すなわち、比較器は、ＩＧＢＴを流れる電流が、閾値（比較用電源の出力電位により規定される電流）を超えた時に、所定の信号を出力する。ドライブ回路は、比較器から前記所定の信号が出力された時に、ＩＧＢＴのゲート端子の電位を引き下げて、ＩＧＢＴをオフさせる。このように、特許文献１のスイッチング制御回路は、ＩＧＢＴを流れる電流が閾値を超えた時に、ＩＧＢＴをオフさせる。これにより、ＩＧＢＴに過電流が流れることが防止される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平７−１７７７５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述した従来のスイッチング制御回路では、比較用電源の出力電位が固定されているので、通電電流に関する閾値は常に一定である。図６は、従来のスイッチング制御回路によってスイッチング素子をスイッチングさせるときにおけるスイッチング素子を流れる電流ＩＣの変化を示している。図６の期間Ｔａは、スイッチング素子をオンさせる予定の期間であり、図６の電流値ＩＴＨは電流閾値である。また、図６のグラフＡは、適正な電流（すなわち、スイッチング素子の発熱量が許容範囲内となる電流）を示しており、グラフＢは、過大な電流（スイッチング素子の発熱量が許容範囲を超える電流）を示している。図６に示すように、グラフＡ、Ｂの何れでも、スイッチング素子をオンさている間に電流ＩＣは徐々に増加する。これは、スイッチング素子が使用される回路に含まれるコイルや寄生インダクタの影響によるものである。グラフＡでは、電流ＩＣが電流閾値ＩＴＨを超えないので、期間Ｔａが終了したときにスイッチング素子がオフされる。一方、グラフＢでは、電流ＩＣが電流閾値ＩＴＨを超えるので、電流ＩＣが電流閾値ＩＴＨを超えた時（すなわち、期間Ｔａが終了する前）にスイッチング素子がオフされる。これにより、過電流が流れることが防止される。
【０００５】
しかしながら、スイッチング素子をオンさせる期間は、回路の動作状態に応じて変更される。例えば、スイッチング素子を繰り返しオン−オフさせる場合において、そのデューティ比（オンさせる期間とオフさせる期間とを合わせた期間に対するオンさせる期間の比率）が回路の動作状態に応じて変更される場合がある。図６においては、スイッチング素子をオンさせる予定の期間が、期間Ｔｂに示すように短縮化される場合がある。この場合、期間Ｔｂ内におけるグラフＢの電流ＩＣの最大値ＩＣＭは、電流閾値ＩＴＨより低いので、グラフＢでも期間Ｔｂが終了するまでスイッチング素子はオフされない。このように、従来のスイッチング制御回路では、通電電流に関する閾値が一定値であるので、スイッチング素子をオンさせる期間が短い場合には、電流が適性値より高いことを検出することができないという問題があった。電流閾値ＩＴＨより低い電流であっても、適性値より高い電流がスイッチング素子に繰り返し流れると、スイッチング素子が過熱となるという問題が生じる。
【０００６】
特に、スイッチング素子の複数個を並列に用いる場合等には、回路の特性（例えば、回路内のコイルの特性等）や各スイッチング素子の特性等のばらつきに基づいて、スイッチング素子毎に電流の流れ易さにばらつきが生じる。電流が流れ易いスイッチング素子には、他のスイッチング素子よりも高い電流が流れる。このため、電流が流れ易いスイッチング素子は、高温となり、特性が劣化し易い。したがって、スイッチング素子の複数個を並列に用いる場合には、スイッチング素子ごとの電流のアンバランスを極力避ける必要がある。すなわち、スイッチング素子を複数用いる場合には、オンさせる期間が短いときでも、各スイッチング素子の電流を適性値とする必要性が特に高い。
【０００７】
本願発明は上述した実情を鑑みて創作されたものであり、スイッチング素子をオンさせる期間が短いときでも、スイッチング素子の過熱を防止することができるスイッチング制御回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本明細書で開示するスイッチング制御回路は、スイッチング素子を制御する。このスイッチング制御回路は、閾値出力手段と、遮断手段を有している。閾値出力手段は、スイッチング素子をオンさせてからの時間が経過するのに従って上昇する閾値を出力する。遮断手段は、スイッチング素子を流れる電流に対応する値が前記閾値を超えた時にスイッチング素子をオフさせる。
なお、ここでいうスイッチング素子には、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等のスイッチング可能な種々の素子が含まれる。
スイッチング素子を流れる電流が電圧で示される場合には前記閾値も電圧で設定する。スイッチング素子を流れる電流と閾値が同じ単位で設定されていればよく、電流値を別の単位に換算したものであってよい。また「上昇」あるいは「超える」は、電流値での現象をいい、換算後の値では反転することがある。電流値が上昇するほど低下する電圧値に換算することもあるからである。
【０００９】
スイッチング素子を流れる電流は、スイッチング素子をオンさせてからの時間が経過するのに従って増加する。したがって、スイッチング素子をオンさせてからの経過時間が短い場合には、異常と認められる電流値は小さく、その経過時間が長い場合には、異常と認められる電流値は大きい。
このスイッチング制御回路は、スイッチング素子をオンさせてからの時間が経過するのに従って上昇する閾値を採用する。すなわち、スイッチング素子をオンさせてからの経過時間が短ければ低い閾値が出力され、その経過時間が長ければ高い閾値が出力される。そして、スイッチング素子を流れる電流が閾値を超えた時に、スイッチング素子をオフさせる。スイッチング素子をオンさせた直後（すなわち、通電電流が低い間）でも、通電電流がその時の閾値を超えていれば、スイッチング素子をオフさせる。このため、スイッチング素子をオンさせる期間が短いために通電電流がそれほど大きくならない場合でも、通電電流の異常を検出してスイッチング素子をオフさせることができる。これにより、スイッチング素子が過熱することを防止することができる。
【００１０】
上述したスイッチング制御回路では、閾値出力手段が、スイッチング素子をオンさせる時にゼロより大きい閾値を出力することが好ましい。
スイッチング素子をオンさせる時に流れる初期電流の大きさは、スイッチング素子が接続されている回路の状態によって変化する。スイッチング素子をオンさせる時の閾値をゼロより大きい値にしておけば、スイッチング素子をオンさせる時に流れる初期電流が適性範囲内で変動したときにまでスイッチング素子がオフされることが防止される。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０の概略構成を示す回路図。
【図２】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０を動作させたときの時間ｔに対する各部の電位と電流の変化を示すグラフ。
【図３】スイッチング制御回路１０ａの回路図。
【図４】スイッチング制御回路１０ａの動作時に、ＩＧＢＴ６２に高いコレクタ電流が流れるときの、時間ｔに対する各部の電位の変化を示すグラフ。
【図５】スイッチング制御回路１０ａの動作時に、ＩＧＢＴ６２に高いコレクタ電流が流れないときの、時間ｔに対する各部の電位の変化を示すグラフ。
【図６】従来のスイッチング制御回路の動作時に、スイッチング素子に流れる電流ＩＣの時間ｔに対する変化を示すグラフ。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に説明する実施例の好ましい特徴を整理する。
（特徴１）  コンバータ回路は、並列に接続された複数個のスイッチング素子を有する。
（特徴２）  各スイッチング素子は、主電流制御端子を有する。主電流制御端子の電位に応じて、スイッチング素子を流れる主電流が変化する。各々の主電流制御端子に、スイッチング制御回路が接続されている。
（特徴３）  スイッチング制御回路は、切換信号出力手段と、抵抗と、閾値出力手段と、遮断手段を有する。
（特徴４）  スイッチング素子を流れる主電流の少なくとも一部が抵抗を流れる。抵抗に生じる電圧が、スイッチング素子を流れる主電流に対応する値を示す。
（特徴５）  閾値出力手段は、スイッチング素子をオンさせてからの時間が経過するのに従って上昇する閾値電位を出力する。
（特徴６）  遮断手段は、比較部と、ラッチ部と、制御部を有する。比較部は、抵抗に印加される電圧が閾値電位出力手段が出力する閾値電位を超えた時に、特定の信号を出力する。ラッチ部は、比較部が特定の信号を出力した時から所定時間継続して遮断信号を出力する。制御部は、ラッチ部が遮断信号を出力している間は、スイッチング素子をオフした状態に制御する。
【実施例】
【００１３】
図１は、実施例のスイッチング制御回路１０ａ、１０ｂを含むＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０の概略構成を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０は、直流電源５２、コイル５４、５６、ダイオード５８、６０、ＩＧＢＴ６２、６４、コンデンサ６６、入力ライン７０、出力ライン７２、及び、グランドライン７４を有している。直流電源５２は、入力ライン７０とグランドライン７４の間に、入力ライン７０側がプラスとなる向きに接続されている。入力ライン７０は、第１入力ライン７０ａと第２入力ライン７０ｂに分岐している。コイル５４は第１入力ライン７０ａに介装されており、コイル５６は第２入力ライン７０ｂに介装されている。ＩＧＢＴ６２は、第１入力ライン７０ａとグランドライン７４の間に接続されている。ＩＧＢＴ６４は、第２入力ライン７０ｂとグランドライン７４の間に接続されている。ダイオード５８は、第１入力ライン７０ａと出力ライン７２の間に、出力ライン７２側がカソードとなる向きに接続されている。ダイオード６０は、第２入力ライン７０ｂと出力ライン７２の間に、出力ライン７２側がカソードとなる向きに接続されている。つまり、ＩＧＢＴ６２はダイオード５８を介して出力ライン７２とグランドライン７４の間に接続されており、ＩＧＢＴ６４はダイオード６０を介して出力ライン７２とグランドライン７４の間に接続されている。すなわち、ＩＧＢＴ６２とＩＧＢＴ６４は、出力ライン７２とグランドライン７４の間に並列に接続されている。ＩＧＢＴ６２のゲートには、スイッチング制御回路１０ａが接続されている。ＩＧＢＴ６４のゲートには、スイッチング制御回路１０ｂが接続されている。コンデンサ６６は、出力ライン７２とグランドライン７４の間に接続されている。
【００１４】
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０を動作させたときのＩＧＢＴ６２のゲート電位ＶＧ１、ＩＧＢＴ６４のゲート電位ＶＧ２、ＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１、及び、ＩＧＢＴ６４のコレクタ電流ＩＣ２を示している。
【００１５】
スイッチング制御回路１０ａは、図２に示すように、ＩＧＢＴ６２のゲート端子の電位ＶＧ１を、ゲートオン電位ＶＯＮとゲートオフ電位ＶＯＦＦの間で繰り返し変化させる。なお、ゲートオン電位ＶＯＮは、ＩＧＢＴがオンする電位であり、ゲートオフ電位ＶＯＦＦは、ＩＧＢＴがオフする電位である。ゲート電位ＶＧ１がゲートオフ電位ＶＯＦＦからゲートオン電位ＶＯＮに切り換えられると、ＩＧＢＴ６２がオンし、コレクタ電流ＩＣ１が流れる。すなわち、コイル５４とＩＧＢＴ６２を通って、入力ライン７０からグランドライン７４に向かって電流が流れる。このとき、コイル５４の誘導電圧が電流の向きと逆向きに生じる。コイル５４の誘導電圧は、ＩＧＢＴ６２がオンしてからの時間が経過するのに従って減少する。このため、ＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１は、ＩＧＢＴ６２がオンしてからの時間が経過するのに従って増加する。その後、ゲート電位ＶＧ１がゲートオフ電位ＶＯＦＦに切り換えられると、ＩＧＢＴ６２がオフし、コレクタ電流ＩＣ１が略ゼロとなる。すると、コイル５４の誘導電圧がダイオード５８のアノードの電位を昇圧する向きに作用する。したがって、コイル５４とダイオード５８を通って、入力ライン７０から出力ライン７２に向かって電流が流れる。これによって、出力ライン７２の電位が上昇する。
【００１６】
また、スイッチング制御回路１０ｂは、図２に示すように、ＩＧＢＴ６４のゲート端子の電位ＶＧ２を、ゲートオン電位ＶＯＮとゲートオフ電位ＶＯＦＦの間で繰り返し変化させる。スイッチング制御回路１０ｂは、ゲート電位ＶＧ１より１／２周期ずらして、ゲート電位ＶＧ２を変化させる。ゲート電位ＶＧ２がゲートオフ電位ＶＯＦＦからゲートオン電位ＶＯＮに切り換えられると、ＩＧＢＴ６４がオンし、コレクタ電流ＩＣ２が流れる。すなわち、コイル５６とＩＧＢＴ６４を通って、入力ライン７０からグランドライン７４に向かって電流が流れる。このとき、電流の向きと逆向きに生じるコイル５６の誘導電圧が時間の経過に伴って減少するので、ＩＧＢＴ６４のコレクタ電流ＩＣ２は時間の経過に伴って増加する。その後、ゲート電位ＶＧ２がゲートオフ電位ＶＯＦＦに切り換えられると、ＩＧＢＴ６４がオフし、コレクタ電流ＩＣ２が略ゼロとなる。すると、コイル５６の誘導電圧がダイオード６０のアノードの電位を昇圧する向きに作用する。したがって、コイル５６とダイオード６０を通って、入力ライン７０から出力ライン７２に向かって電流が流れる。これによって、出力ライン７２の電位が上昇する。
【００１７】
スイッチング制御回路１０ａ、１０ｂは、ＩＧＢＴ６２、６４を繰り返しスイッチングさせる。これによって、出力ライン７２に入力ライン７０の電位を上昇した電位が出力される。また、スイッチング制御回路１０ａ、１０ｂは、ゲート電位ＶＧ１、ＶＧ２のデューティ比（すなわち、ゲートオン電位ＶＯＮである期間にゲートオフ電位ＶＯＦＦである期間を加えた期間の長さ（すなわち、周期）に対するゲートオン電位ＶＯＮである期間の長さの比率）と周期を変更することができる。
【００１８】
ＩＧＢＴ６２がオンしている間に、ＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１は、Ｖ０／Ｌ１の傾きで上昇する。なお、記号Ｖ０は、直流電源５２の出力電圧であり、記号Ｌ１はコイル５４のインダクタンスである。また、ＩＧＢＴ６４がオンしている間に、ＩＧＢＴ６４のコレクタ電流ＩＣ２は、Ｖ０／Ｌ２の傾きで上昇する。なお、記号Ｌ２はコイル５６のインダクタンスである。コイル５４のインダクタンスＬ１とコイル５６のインダクタンスＬ２は同一であることが好ましいが、実際には、コイルの製造誤差等が生じるので、これらを一致させることはできない。したがって、コレクタ電流ＩＣ１の上昇速度とコレクタ電流ＩＣ２の上昇速度に差が生じる。また、ＩＧＢＴ６２とＩＧＢＴ６４との間にも特性の差があり、これによってもコレクタ電流ＩＣ１とコレクタ電流ＩＣ２の間に差が生じる。したがって、図２の例では、ゲート電位ＶＧ１、ＶＧ２のデューティ比が同一であるにもかかわらず、ＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１の最大値と、ＩＧＢＴ６４のコレクタ電流ＩＣ２の最大値の間に差ＩＲＲが生じている。図２の例では、ＩＧＢＴ６２がＩＧＢＴ６４よりもコレクタ電流が流れ易くなっている。したがって、ＩＧＢＴ６２にはＩＧＢＴ６４よりも高いコレクタ電流が繰り返し流れることとなり、ＩＧＢＴ６２はＩＧＢＴ６４よりも高温となる。差ＩＲＲが大きすぎると、ＩＧＢＴ６２が過熱となり、ＩＧＢＴ６２の特性の劣化が速くなる。実施例のスイッチング制御回路１０ａ、１０ｂによれば、コレクタ電流の差ＩＲＲが過大となることが防止される。以下に、スイッチング制御回路１０ａ、１０ｂの構成について説明する。
【００１９】
図３は、スイッチング制御回路１０ａの回路図を示している。なお、スイッチング制御回路１０ｂも略同様の構成を有している。図３に示すように、スイッチング制御回路１０ａは、ＩＧＢＴ６２に接続されている。
【００２０】
図３に示すように、ＩＧＢＴ６２は、コレクタ端子６２ａと、エミッタ端子６２ｂと、電流検出用エミッタ端子６２ｃと、ゲート端子６２ｄを有している。上述したように、ゲート端子６２ｄは、スイッチング制御回路１０ａに接続されている。コレクタ端子６２ａは、第１入力ライン７０ａに接続されている。エミッタ端子６２ｂは、グランドライン７４に接続されている。電流検出用エミッタ端子６２ｃは、スイッチング制御回路１０ａの抵抗１６を介してグランドライン７４に接続されている。ゲート端子６２ｄの電位ＶＧ１がゲートオン電位ＶＯＮとなると、ＩＧＢＴ６２を通って、第１入力ライン７０からグランドライン７４へ電流が流れる。このとき、コレクタ端子６２ａからＩＧＢＴ６２に流入したコレクタ電流ＩＣ１のうちの大部分がエミッタ端子６２ｂからグランドライン７４へ流れ、コレクタ電流ＩＣ１の一部が電流検出用エミッタ端子６２ｃからグランドライン７４へ流れる。電流検出用エミッタ端子６２ｃを流れる電流とコレクタ端子６２ａを流れる電流の比率は略一定である。したがって、抵抗１６の上側端子の電位（すなわち、ＩＧＢＴ６２の電流検出用エミッタ端子６２ｃの電位ＶＥ）は、コレクタ電流ＩＣ１に比例する。
【００２１】
スイッチング制御回路１０ａは、ＡＮＤ回路１２と、ドライブ回路１４と、抵抗１６と、閾値出力器１８と、比較器２０と、ラッチ回路２２と、ＰＷＭ信号出力回路２４を有している。
【００２２】
ＰＷＭ信号出力回路２４は、ＰＷＭ信号ＶＰを出力する。ＰＷＭ信号ＶＰは、図４に示すように、低電位ＶＬと高電位ＶＨとが交互に繰り返されるパルス信号である。ＰＷＭ信号出力回路２４は、ＰＷＭ信号ＶＰのデューティ比（周期に対する高電位ＶＨである期間の長さの比率）と周期を変更することができる。
【００２３】
ＡＮＤ回路１２は、ＰＷＭ信号出力回路２４と、ラッチ回路２２と、ドライブ回路１４に接続されている。ＡＮＤ回路１２には、ＰＷＭ信号出力回路２４からＰＷＭ信号ＶＰが入力される。また、ＡＮＤ回路１２には、ラッチ回路２２が出力する遮断制御信号ＶＳを反転させた信号が入力される。図４に示すように、遮断制御信号ＶＳは、高電位ＶＴと低電位ＶＢとに変動するパルス信号である。遮断制御信号ＶＳの詳細については後に詳述する。ＡＮＤ回路１２は、遮断制御信号ＶＳの反転信号とＰＷＭ信号ＶＰが共に高電位であるときにオン信号を出力し、それ以外のときにはオフ信号を出力する。すなわち、ＰＷＭ信号ＶＰが高電位ＶＨであり、遮断制御信号ＶＳが低電位ＶＢであるときにオン信号を出力し、それ以外のときにはオフ信号を出力する。ＡＮＤ回路１２が出力する信号は、ドライブ回路１４に入力される。
【００２４】
ドライブ回路１４は、ＡＮＤ回路１２とＩＧＢＴ６２のゲート端子６２ｄに接続されている。ドライブ回路１４は、ＡＮＤ回路１２から入力される信号に応じて、ゲート端子６２ｄの電位ＶＧ１を制御する。ドライブ回路１４は、ＡＮＤ回路１２からオン信号が入力されている間は、ゲート端子６２ｄにゲートオン電位ＶＯＮを印加する。また、ドライブ回路１４は、ＡＮＤ回路１２からオフ信号が印加されている間は、ゲート端子６２ｄにゲートオフ電位ＶＯＦＦを印加する。
【００２５】
抵抗１６は、ＩＧＢＴ６２の電流検出用エミッタ端子６２ｃとグランドライン７４の間に接続されている。電流検出用エミッタ端子６２ｃを流れる電流は、抵抗１６を通ってグランドライン７４へと流れる。上述したように、電流検出用エミッタ端子６２ｃを流れる電流がＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１に比例するので、電流検出用エミッタ端子６２ｃの電位ＶＥがＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１に比例した値となる。
【００２６】
閾値出力器１８は、ＰＷＭ信号出力回路２４と、比較器２０に接続されている。閾値出力器１８には、ＰＷＭ信号出力回路２４からＰＷＭ信号ＶＰが入力される。閾値出力器１８は、入力されるＰＷＭ信号ＶＰに応じて変化する閾値電位ＶＴＨを出力する。図４に示すように、閾値出力器１８は、ＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬである間は閾値電位ＶＴＨを０Ｖに維持する。ＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬから高電位ＶＨに切り換わると、図４に示すように、閾値出力器１８は、その切り換わったタイミングで閾値電位ＶＴＨを電位ＶＴＨ１に上昇させる。その後、ＰＷＭ信号ＶＰが高電位ＶＨに維持されている間は、閾値出力器１８は、時間が経過するのに従って閾値電位ＶＴＨを一定速度で上昇させる。なお、閾値電位ＶＴＨの上昇速度は、Ｒ・ＶＡ／ＬＡに設定されている。記号Ｒは抵抗１６の抵抗値（Ω）であり、記号ＶＡは、直流電源５２の出力電圧（Ｖ）の設計値であり、記号ＬＡは、コイル５４、５６のインダクタンス（Ｈ）の設計値である。ＰＷＭ信号ＶＰが高電位ＶＨから低電位ＶＬに切り換わると、閾値出力器１８は閾値電位ＶＴＨを０Ｖに低下させる。閾値電位ＶＴＨは、比較器２０に入力される。
なお、ＩＧＢＴ６２をオンさせる時に流れるコレクタ電流ＩＣ１（以下、初期電流という）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０の動作状態に応じて変化する。上述した初期の閾値電位ＶＴＨ１は、初期電流が変動する範囲より高い電流値に相当する電位に設定されている。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５０の動作状態により初期電流が高くなった場合でも、その初期電流が正常範囲内でれば、タイミングｔ１におけるエミッタ電位ＶＥ（すなわち、初期電流を示す値）が閾値電位ＶＴＨ１を超えることはない。
【００２７】
比較器２０は、ＩＧＢＴ６２の電流検出用エミッタ端子６２ｃと、閾値出力器１８と、ラッチ回路２２に接続されている。比較器２０は、電流検出用エミッタ端子６２ｃの電位ＶＥと、閾値出力器１８が出力する閾値電位ＶＴＨを比較する。比較器２０は、電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨを超えているか否かを示す信号をラッチ回路２２に出力する。
【００２８】
ラッチ回路２２は、比較器２０と、ＡＮＤ回路１２と、ＰＷＭ信号出力回路２４に接続されている。ラッチ回路２２には、比較器２０から信号が入力される。また、ラッチ回路２２には、ＰＷＭ信号出力回路２４からＰＷＭ信号ＶＰが入力される。ラッチ回路２２は、比較器２０から入力される信号とＰＷＭ信号ＶＰに応じて、遮断制御信号ＶＳを出力する。ラッチ回路２２は、ＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬである間は、遮断制御信号ＶＳを低電位ＶＢに維持する。また、ラッチ回路２２は、ＰＷＭ信号ＶＰが高電位ＶＨに切り換わっても、電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨを超えた旨の信号が比較器２０から入力されるまでは、遮断制御信号ＶＳを低電位ＶＢに維持する。ラッチ回路２２は、電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨを超えた旨の信号が比較器２０から入力されると、遮断制御信号ＶＳを高電位ＶＴに上昇させる。ラッチ回路２２は、その後に遮断制御信号ＶＳを高電位ＶＴに維持し、ＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬに切り換わると、遮断制御信号ＶＳを低電位ＶＢに切り換える。上述したように、遮断制御信号ＶＳは、ＡＮＤ回路１２に入力される。
【００２９】
スイッチング制御回路１０ａの動作について、図４を用いて説明する。
図４の期間Ｔ１では、ＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬであるので、ＡＮＤ回路１２はオフ信号をドライブ回路１４に出力している。したがって、ドライブ回路１４は、ゲート電位ＶＧ１をゲートオフ電位ＶＯＦＦに維持し、ＩＧＢＴ６２をオフさせている。このため、ＩＧＢＴ６２にコレクタ電流ＩＣ１は流れておらず、電位ＶＥは０Ｖとなっている。また、ＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬであるので、ラッチ回路２２は遮断制御信号ＶＳを低電位ＶＢに維持しており、閾値出力器１８は閾値電位ＶＴＨを０Ｖに維持している。
【００３０】
図４の期間Ｔ１の最後のタイミングｔ１で、ＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬから高電位ＶＨに切り換わる。すると、ＡＮＤ回路１２がオン信号をドライブ回路１４に出力する。したがって、ドライブ回路１４は、ゲート電位ＶＧ１をゲートオン電位ＶＯＮに上昇させ、ＩＧＢＴ６２をオンさせる。このため、ＩＧＢＴ６２にコレクタ電流ＩＣ１が流れ、電位ＶＥが上昇する。また、ＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬから高電位ＶＨに切り換わると、閾値出力器１８が閾値電位ＶＴＨを電位ＶＴＨ１まで上昇させる。コレクタ電流ＩＣ１が正常であれば、タイミングｔ１では電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨより低いので、比較器２０は電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨ以下である旨の信号を出力する。したがって、ラッチ回路２２は遮断制御信号ＶＳを低電位ＶＢに維持する。
【００３１】
ＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１は、期間Ｔ２の間に、時間の経過に従って増加する。したがって、期間Ｔ２の間に、電位ＶＥが時間の経過に従って上昇する。また、期間Ｔ２ではＰＷＭ信号ＶＰが高電位ＶＨに維持されるので、閾値出力器１８が、時間の経過に従って閾値電位ＶＴＨを一定速度で上昇させる。図４の例では、電位ＶＥの上昇速度が閾値電位ＶＴＨの上昇速度よりも大きい。したがって、タイミングｔ２において、電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨを超える。電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨを超えると、比較器２０が、電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨを超えている旨の信号を出力する。すると、ラッチ回路２２が、遮断制御信号ＶＳを高電位ＶＴに上昇させる。遮断制御信号ＶＳが高電位ＶＴに上昇すると、ＡＮＤ回路１２は、オフ信号をドライブ回路１４に出力する。したがって、ドライブ回路１４は、ゲート電位ＶＧ１をゲートオフ電位ＶＯＦＦに低下させて、ＩＧＢＴ６２をオフさせる。このため、ＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１がゼロとなり、電位ＶＥが０Ｖに低下する。これにより、コレクタ電流ＩＣ１が過大となることが防止される。このように、遮断制御信号ＶＳが高電位ＶＴになると、ＩＧＢＴ６２がオフする。すなわち、遮断制御信号ＶＳを高電位ＶＴとすることは、ＩＧＢＴ６２をオフさせる遮断信号を出力することに等しい。
その後の期間Ｔ３では、ラッチ回路２２が、遮断制御信号ＶＳを高電位ＶＴに維持する（すなわち、遮断信号を出力し続ける）。したがって、期間Ｔ３でもＩＧＢＴ６２はオフしている。期間Ｔ３の最後のタイミングｔ３でＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬに低下する。これによって、ラッチ回路２２は、遮断制御信号ＶＳを低電位ＶＢに引き下げる（すなわち、遮断信号の出力を停止する）。したがって、その後にＰＷＭ信号ＶＰが高電位ＶＨに上昇すると、再度、ＩＧＢＴ６２はオンする。
【００３２】
また、図５は、ＩＧＢＴ６２のスイッチング時に高いコレクタ電流ＩＣ１が流れない場合における各部の電位の変化を示している。
図５の期間Ｔ４、Ｔ５では、図４の期間Ｔ１、Ｔ２と同様に各部が動作する。図５の例では、期間Ｔ５における電位ＶＥの上昇速度が低いので、電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨを超えることがない。したがって、ラッチ回路２２は、遮断制御信号ＶＳを低電位ＶＢに維持し続ける。このため、ＰＷＭ信号ＶＰが高電位ＶＨにある間は、ゲート電位ＶＧ１がゲートオン電位ＶＯＮに維持され、ＩＧＢＴ６２がオンし続ける。期間Ｔ５の最後のタイミングｔ４でＰＷＭ信号ＶＰが低電位ＶＬに低下すると、ドライブ回路１４がゲート電位ＶＧ１をゲートオフ電位ＶＯＦＦに引き下げて、ＩＧＢＴ６２をオフさせる。
【００３３】
以上に説明したように、スイッチング制御回路１０ａでは、電位ＶＥがＩＧＢＴ６２のコレクタ電流ＩＣ１の大きさを示し、閾値電位ＶＴＨがコレクタ電流ＩＣ１の許容上限値（すなわち、通電電流に関する閾値）を示す。スイッチング制御回路１０ａは、閾値電位ＶＴＨを、ＩＧＢＴ６２をオンさせてからの時間が経過するに従って上昇させる。そして、電位ＶＥが閾値電位ＶＴＨを超えた時に、ＩＧＢＴ６２をオフさせる。したがって、ＩＧＢＴ６２をオンさせてからの経過時間に応じてコレクタ電流ＩＣ１が異常値であるか否かを判定することができる。このため、ＩＧＢＴ６２をオンさせる期間が短い場合（例えば、デューティ比が低い場合）でも、コレクタ電流ＩＣ１の異常を検出し、ＩＧＢＴ６２をオフさせることができる。また、スイッチング制御回路１０ｂも、スイッチング制御回路１０ａと同様にして、ＩＧＢＴ６４を制御する。このため、図２の差ＩＲＲが極端に大きくなることが防止される。これにより、ＩＧＢＴ６２、６４の過熱を防止することができる。したがって、ＩＧＢＴ６２、６４の一方が偏って発熱することが防止される。
【００３４】
また、上述した実施例では、並列に接続された２つのＩＧＢＴを有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、各ＩＧＢＴを制御するスイッチング制御回路について説明した。しかしながら、１つのＩＧＢＴを有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路のＩＧＢＴの制御に、同様のスイッチング制御回路を用いてもよい。また、インバータ回路に用いられるＩＧＢＴの制御に、同様のスイッチング制御回路を用いてもよい。
【００３５】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。
本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００３６】
１０ａ、１０ｂ：スイッチング制御回路
１２：ＡＮＤ回路
１４：ドライブ回路
１６：抵抗
１８：閾値出力器
２０：比較器
２２：ラッチ回路
２４：ＰＷＭ信号出力回路
５０：ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
５２：直流電源
５４、５６：コイル
５８、６０：ダイオード
６２：ＩＧＢＴ
６２ａ：コレクタ端子
６２ｂ：エミッタ端子
６２ｃ：電流検出用エミッタ端子
６２ｄ：ゲート端子
６４：ＩＧＢＴ
６６：コンデンサ
７０：入力ライン
７２：出力ライン
７４：グランドライン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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